f .J
fcjBE* «» • РД.Р.Х»"
ТЕОРИЯ
! * '.ТОНОМНЫ
ИНВЕРТОРОВ
J- ^
: DFt

УДК 621.314 57
6П2.15
Б 38
Бедфорд Б., Хофт Р.
Б 38 Теория автономных инверторов, перевод с англ.
под ред. И. В. Антика. М., «Энергия», 1969.
280 с. с илл.
3-3-10
177-1968
Б 38
В. D. Bedford, R. G. Hoft. Principles of Inverter Circuits, J. Wil-
ley a. Sons, New York, 1964.
Бедфорд Б., Хофт Р. Теория автономных инверторов, перевод
с англ. В. А. Голованова, Л. В. Гуткина, М. Л. Перцовского
под ред. И. В. Антика.
Редактор Р. М. Малинин
Переплет художника Е. В. Никитина
Технический редактор R. В. Зеркаленкава
Корректор В. С. Антипова
Сдано в набор 1/Х 1968 г. Подписано к печати 5/III 1969 г.
Формат 84X108VU Бумага типографская № 1
Усл. печ. л. 14,7 Уч.-изд. л. 14,6
Тираж 7 000 экз. Цена 1 р. 21 к. Зак. 1503
Издательство .Энергия". Москва. Ж-114, Шлюзовая наб., 10.
I
В книге дана теория электромагнитных соотношений для автоном- <
пых тиристориых инверторов. Рассмотрены инверторы с параллельно '
и последовательно включенными конденсаторами, коммутацией
высшими гармониками и импульсной коммутацией. Рассматриваются
регулирование напряжения инверторов и преобразователи постоянного тока.
Книга предназначена для специалистов по преобразовательной
технике, электрифицированному транспорту и автоматизированному
влектроприводу.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Шлюзовая наб., 10.
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА
Предлагаемый вниманию советского читателя
перевод рассматривает один из актуальнейших вопросов
современной нам электротехники. Тесные рамки частоты
50 гц и постоянного тока уже много лет мешают
развитию ряда силовых применений электричества и в первую
очередь электропривода переменного тока и
электротермии. С появлением тиристора, наконец, удалось
раздвинуть эти рамки практически, а не только
теоретически, что было сделано уже давно на основе тиратронов.
Расширение фронта исследований по инвертированию
вызвало привлечение к ним ряда свежих научных сил.
Малосвязанные с традициями в предшествующих
поисках, воспитанные на недавних успехах импульсной
техники и, в частности, транзисторной электроники
работники в области преобразовательной техники 60-х годов
нашли новые пути решения вопросов преобразования
постоянного тока в переменный.
Настоящая книга написана группой специалистов•
фирмы General Electric Co (США), которые сами
предложили многие из новых схем и разработали новые
устройства. Это составляет и несомненное достоинство
книги и одновременно ее недостаток. Авторы
замыкаются в круге собственных работ, не всегда объективно
оценивая возможности поисков в других направлениях.
Например, оказался забытым ряд схем, которые можно
объединить под названием
последовательно-параллельных инверторов. Не упомянуты пути повышения
частоты инверторов, успешно разрабатываемые в СССР
и ряде других стран. Авторы в настоящей книге по
каким-то причинам отошли от классификации и терми-
1 Помимо основных авторов в настоящей книге участвовали
W. McMuray —гл. 5; D. P. Shattuck —гл. 7 и R. E. Morgan —гл. 8.
3

нологии принятой, в частности, другими работниками
той же фирмы (см. Кремниевые вентили — тиристоры,
технический справочник, перевод с англ., изд-во
«Энергия», 1964) и более подробно разработанной в СССР
ги шПример' В- А- Лабунцов Г. А. Ривкин и
1 . И. Шевченко, Автономные и тиристорные
инверторы, изд-во «Энергия», 1967 и Н. X. Ситник, Силовая
полупроводниковая техника, изд-во «Энергия, 1968).
При переводе опущены почти целиком три главы
американского издания, содержащие широкоизвестные
сведения о тиристорах, выпрямителях и ведомых сетью
инверторах. Наиболее интересные отрывки из этих глав
скомпонованы в первую главу настоящего издания.
Исключена _также заключительная глава, в которой
с рекламной целью весьма поверхностно описываются
некоторые инверторные устройства, разработанные
фирмой. ^ г
мои.
Перевод сделан: гл. 6 и 7 —канд. техн. наук В А
Головановым, гл. 2—4 —канд. техн. наук Л. В. Гуткиным
и гл. 5 и 8 — инж. М. Л. Перцовским.
И. В. Антик
ИЗ ПРЕДИСЛОВИЯ АВТОРОВ
Цель настоящей книги — объяснить основные
принципы работы инверторных схем. Книга написана для
инженеров — разработчиков схем и студентов старших
курсов.
Библиография по электронным силовым
преобразователям, опубликованная AIEE в 1950 г., содержит
литературные источники в хронологическом порядке,
начиная с 1903 г. Первая статья об инверторах, включенная
в этот список, относится к 1925 г. В последующие годы
был написан ряд статей по инверторной технике и
разработано несколько схем инверторов. Эти схемы были
рассчитаны на применение в них электронных вентилей
того времени, т. е. управляемых газоразрядных вентилей.
Лишь немногие установки имели практическое значение
вследствие недостатков, присущих этим вентилям.
Ртутные вентили с дежурной дугой возбуждения и
тиратроны с накаливаемым катодом создают затруднения при
пуске, если в наличии есть только энергия постоянного
тока. Кроме того, эти управляемые вентили имеют
значительное падение напряжения между анодом и
катодом во время проводящей части периода и,
следовательно, неэкономичны при малых напряжениях. Главным
образом по этим причинам инверторная техника дремала,
пока на сцене не появились новые приборы.
Об изобретении транзистора было объявлено фирмой
Bell в 1948 г. Это открытие было первым в ряду
семейства управляемых полупроводниковых приборов.
Первоначально наибольшие усилия были направлены на
совершенствование приборов для применения в
относительно маломощных электронных схемах. Тиристор
(кремниевый управляемый вентиль) был изобретен в
лаборатории фирмы General Electric в 1957 г. Этот прибор
может управлять сравнительно большими мощностями,
5

что возродило повышенный интерес к инверторам.
Многие возможности применения инверторов стали
экономически оправданы. Инверторы стали компактными и
наиболее надежными преобразователями постоянною
тока в переменный, их к. п. д. повысился.
В этой книге в первую очередь рассматриваются тири-
сторные инверторы, которые требуют источников
управления и средств для коммутации. Главная часть книги
посвящена обсуждению схем коммутации, так как они
имеют основное значение для надежного процесса
инвертирования. Тиристорные устройства пригодны для
более мощных применений, чем устройства, которые
сами могут прерывать ток, т. е. мощные транзисторы или
полностью управляемые тиристоры. Это, кажется,
врожденная характеристика всех мощных переключающих
устройств. Таким образом, в большинстве инверторов,
предназначенных для сравнительно больших мощностей,
требуются схемы принудительной коммутации.
В гл. 2—4 описано большинство хорошо известных
средств коммутации в инверторах. Эта техника находит
применение при известных условиях и образует основу
для понимания работы современных инверторов с
новыми устройствами коммутации, рассмотренных в гл. 5.
Импульсно-коммутируемые инверторы, изучаемые в этой
главе, имеют наиболее широкое применение, так как они
надежно работают в широком диапазоне нагрузок и их
коэффициентов мощности. Эти
импульсно-коммутируемые инверторы используют важнейшие преимущества
современных тиристоров.
В простых инверторах обычно не предусматривается
управление напряжением на нагрузке и, кроме того, они
дают напряжение, кривая которого содержит много
высших гармонических. Способы регулирования
напряжения и улучшения формы его кривой рассматриваются
в гл. 6 и 7.
В гл. 8 описываются некоторые из основных схем
преобразования постоянного тока в постоянный. Эти
схемы основаны на принципах коммутации, рассмотренных
в предыдущих главах.
В. D. Bedford
R. G. Hoft
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ВВЕДЕНИЕ
1-1. ИНВЕРТИРОВАНИЕ
Преобразование постоянного тока в переменный
может осуществляться с помощью электрических вентилей,
проводимостью которых можно управлять. В этом
случае вентили должны быть способны выдерживать
приложенное прямое напряжение, и момент времени, когда
должна наступить проводимость, должен быть
управляем. Следовательно, для инвертирования нужны более
сложные приборы, чем простые диоды.
В то время как в выпрямителях переход тока от
одного вентиля к другому происходит естественно и
автоматически, выполнение этой операции в инверторах
составляет одну из основных трудностей. Переход тока
с одного вентиля на другой называется и в
выпрямителях и в инверторах коммутацией. Полная
коммутация распадается на ряд этапов. Важнейшими
из них являются: 1) уменьшение прямого тока в одном
из вентилей до нуля; 2) задержка приложения
вновь прямого напряжения на этом вентиле до
тех пор, пока не восстановится его
запирающая способность; 3) возрастание прямого тока во
втором вентиле1. Эти события могут совершаться совмесг-
1 Промежуток времени, требуемый для восстановления
запирающей способности управляемого электрического вентиля, называется
временем восстановления. Время включения есть интервал между
моментом появления управляющего сигнала и моментом снижения
прямого напряжения на вентиле до 10% значения прямого
запираемого напряжения.
7

но или последовательно. В практических
низкочастотных инверторах интервал времени, требуемый для
полной коммутации, определяется постоянными цепями. Для
высокочастотных инверторов время, требуемое для всего
процесса коммутации, определяют параметры
управляемых вентилей.
Средства для осуществления надежной коммутации—
обычно одна из наиболее трудных проблем в
инверторах и поэтому она составляет значительную часть
содержания этой книги. Конкретные устройства, которые
применяются для снижения тока в проводящем вентиле
до нулевого значения и создания выдержки перед
возвратом прямого напряжения на этом вентиле на тот
промежуток времени, который необходим для
восстановления запирающей способности, принципиально
различны для разных типов инверторов.
В простых инверторах используются вентили,
способные прерывать ток при подаче на их входную цепь
соответствующего сигнала. Такими вентилями являются
механические ключи, электронные лампы и транзисторы.
В простых инверторах первого типа ток постепенно
уменьшается до полного прекращения, в инверторах
второго типа ток прерывается скачком. Инверторы
последнего типа работают в ключевом режиме и обычно
требуют наличия элементов цепи, которые способны
уменьшить ток до нуля, когда вентиль запирается, или
необходимо бывает обеспечивать наличие ветви с низким
сопротивлением, на которую перебрасывается ток, чтобы
предупредить появление перенапряжений, которые
неизбежны, если в цепи есть индуктивность.
Инверторы могут быть самовозбуждаемыми, если
колебательный режим возникает сам по себе, а также —
с независимым возбуждением, если в схеме используется
отдельный маломощный источник колебаний для
управления силовым инвертором. Самовозбуждаемые
инверторы часто требуют отдельных устройств,
обеспечивающих пуск. В самовозбуждаемых инверторах пусковые
переходные процессы протекают по-разному в
зависимости от момента включения постоянного напряжения.
Не самовозбуждаемые инверторы должны
проектироваться так, чтобы ограничивать переходные токи,
которые могут возникать вследствие наличия индуктивностей
нагрузки и намагничивания трансформатора.
8
1-2. ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫИ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
С ФАЗОВЫМ УПРАВЛЕНИЕМ И ВЕДОМЫЙ СЕТЬЮ
ИНВЕРТОР [Л. 1-1 — 1-3]
Выпрямитель с фазовым управлением и ведомый
сетью инвертор работают весьма похожим образом и
любой из этих режимов работы может быть
осуществлен в одной и той же схеме. Когда схема работает как
выпрямитель, она передает энергию в нагрузку
постоянного тока. Когда она работает как инвертор, источник
постоянного напряжения нужен, чтобы создать ток в
схеме и передать мощность на сторону переменного тока
инвертора.
Вентили в простой схеме выпрямителя, как
показано на рис. 1-1,а и б, проводят ток поочередно. Пока нет
фазового управления, каждый вентиль проводит ток во
время той части периода, когда напряжение на его
аноде наиболее положительно. Когда вступает в работу
фазовое управление, включение каждого вентиля
запаздывает, чем задерживается передача тока от этого
вентиля к следующему. Эта задержка заставляет ток
течь в вентиле, который имеет меньшее положительное
среднее за протяжение его интервала проводимости
значение напряжения. Эта задержка может быть
достаточной, чтобы среднее за время интервала проводимости
вентиля значение напряжения стало отрицательным.
Задержка передачи тока может принимать любое
значение в пределах от 0 до 180°. Пока задержка
увеличивается в пределах от 0 до 90°, среднее значение
напряжения уменьшается до нуля. Когда задержка передачи
тока становится больше 90°, среднее значение напряжения
делается отрицательным и, таким образом, оказывается
необходимым иметь источник энергии постоянного тока,
чтобы создавать ток в схеме. Режим работы в этом
случае называется инверторным и соответствует потоку
энергии от источника постоянного тока в сеть
переменного тока. В некоторых отношениях это изменение
названия не необходимо, так как этот вид инвертирования
по существу является выпрямлением с таким глубоким
фазовым управлением, что выпрямленное напряжение
становится меньше нуля, т. е. отрицательным.
Схема на рис. 1-2 подобна схеме выпрямления
рис. 1-1 с тем отличием, что в ней использованы
управляемые вентили, а на стороне постоянного тока показа-
9

на изменяющаяся постоянная э. д. с. Кривые^ на
рис. 1-2,6"—г иллюстрируют работу схемы при трех
различных значениях фазы управления.
гЛ>
/£i-»,n\
f
j^ghL
~/Н
j£&bJL
утг\
\ f /
yi>, „.„ /
У^^К
f^^
\ /
V S
г-\
~_—_
\ I
\у
I)
Рис. 1-1. Двухполупериодный неуправляемый
выпрямитель.
а — схема; б—формы кривых в предположении о
полном сглаживании постоянного тока.
При построении этих кривых .приняты следующие
допущения.
1. Управляемые вентили имеют равное нулю прямое
напряжение в отпертом состоянии и бесконечно большое
10
Рис. 1-2. Двухполупериодный управляемый выпрямитель с фазовым
управлением — инвертор, ведомый сетью.
с-схема; б-формы кривых при а=6(Г: в-формы кривых при а-90*;
г — формы кривых при а—120°.
11

сопротивление в запертом состоянии и при обратном
напряжении на них.
2. Трансформаторы являются идеальными, т. е.
имеют равные нулю индуктивное сопротивление рассеяния,
активное сопротивление обмоток и намагничивающий
ток.
3. Индуктивность в цепи постоянного тока достаточно
велика, чтобы поддерживать постоянный ток
непрерывным.
4. Электродвижущая сила равна среднему значению
напряжения на стороне постоянного тока выпрямителя
или инвертора, соответствующему углу управления
вентилями.
5. Для инверторного режима принимается, что
напряжение на шинах переменного тока неизменно. Это
означает, что переменное напряжение поддерживается
независимо от режима схемы инвертора.
При использовании тиристоров и хорошо
спроектированных трансформаторах формы кривых, получаемые
в действительности, мало отличаются от тех, которые
получаются при предположении об идеальных элементах
схемы.
На рис. 1-2,6 показаны формы основных кривых для
схемы, работающей в режиме управляемого
выпрямителя при выпрямленном напряжении, равном примерно
половине максимального его значения. Вентили
включаются с запозданием на угол а по отношению к моменту
времени, когда напряжение на них становится
положительным '. Среднее значение напряжения на
индуктивности в цепи постоянного тока должно быть равным
нулю, как показывают заштрихованные площадки на
рисунке. Напряжение батареи должно, как показано для
этого частного значения угла управления, обеспечивать
то, что среднее значение напряжения на индуктивности
равно нулю. Принята произвольная величина
постоянного тока, достаточная, чтобы проиллюстрировать форму
его кривой. Среднее значение выпрямленного напряже-
1 Угол а применяется для измерения угла фазового
управления — задержки по отношению к углу включения вентилей, при
котором получается максимальное выпрямленное напряжение. Угол Р,
равный 180°—а, используется для измерения угла фазового
управления — опережения по отношению к углу включения вентилей, при
котором должно действовать максимальное постоянное напряжение
в инверторном режиме.
12
ния равно
It + O
П J Я
а
= 2t/'-"-TO cos a. (1-1)
На рис. 1-2,в показаны кривые, получающиеся при
<х=90°, когда напряжение U0 на стороне постоянного
тока равно нулю. Это — переломная точка при переходе
от режима управляемого выпрямителя к режиму
инвертора, ведомого сетью. На рис. 1-2,г показан режим,
когда вентили включаются при угле управления,
соответствующем примерно половине максимального
возможного инвертируемого напряжения. Если угол управления
а увеличивается, как показано кривыми на рис. 1-2,6—е,
т. е. угол вентилей все более запаздывает по
отношению к углу включения, который соответствует
максимальному выпрямленному напряжению, то прямое
напряжение задерживается на управляемых вентилях на
все большую часть периода. Наоборот, уменьшается
интервал времени, в течение которого к вентилю бывает
приложено обратное напряжение непосредственно после
того, как он проводил ток. Для максимального угла
управления (задержки) для инверторного режима угол
Р должен быть не меньше, чем тот, который
обеспечивает восстановление управляемости вентиля. Таким
образом, интервал времени существования отрицательного
напряжения, показанный кривой итЬ должен быть но
меньшей мере достаточным, чтобы обеспечить
принципиальную возможность осуществления коммутации, т. е.:
1) уменьшение тока в 77 до нуля; 2) задержку
восстановления прямого напряжения на этом вентиле до тех
пор, пока он не восстановит свою запирающую
способность для прямого напряжения; 3) создание прямого
тока в Т2.
Как было указано выше, предполагается, что
напряжение на шинах переменного тока неизменно. Это
заставляет переменное напряжение сохранять свою
синусоидальную форму, как показано кривыми на рис. 1-2.
Электродвижущая сила батареи должна
соответствовать значению, показанному для каждого частного угла
управления, чтобы обеспечить равное нулю среднее
значение напряжения на индуктивности. Выражение для
13

%-„,„
я
U
Ml-»,m
St
г
\ я
о-—»- \
Выпрямление
**
ИнВерпшрдВанир
*
напряжения на стороне постоянного тока {уравнение
(1-1)] пригодно и для инверторного режима при
90°<а<180°. На рис. 1-3 показана кривая,
соответствующая уравнению (1-1), на которой отмечены области
выпрямительного и инверторного режимов.
Как сказано выше, кривые на рис. 1-2 даны для
схемы, которая имеет пренебрежимо малые индуктивные и
активные сопротивления на стороне переменного гока.
"Индуктивности на
стороне переменного тока
обусловливают
немгновенную коммутацию
вентилей и соответствующее
снижение напряжения,
такое же как в
неуправляемом выпрямителе. Угол
управления а должен
быть меньше 180°, чтобы
обеспечить процесс
коммутации, т. е. передачи
тока от одного вентиля
к следующему, пока
переменное напряжение
имеет направление,
обеспечивающее возможность коммутации. Если время
недостаточно для всего процесса коммутации, то схема
работает как выпрямитель и возникают аварийные токи в цепях
постоянного и переменного тока. Схема рис. 1-4,а
подобна схеме рис. \-2,а за исключением того, что на
первой показаны индуктивности на стороне переменного
тока. Кривые, соответствующие схеме рис. 1-4,й, показаны
на рис. 1-4,6. Угол управления увеличен от одного
периода к другому, чтобы показать работу как в
режиме управляемого выпрямителя, так и ведомого сетью
инвертора. При построении кривых приняты те же
допущения, что для кривых рис. 1-1, за исключением
предположения о равенстве нулю реактивных сопротивлений
в цепи коммутации.
Важно отметить, что среднее значение напряжения
в индуктивных сопротивлениях рассеяния, или
площадки напряжения, исключаемые из кривой напряжения
сети переменного тока, имеют неизменное значение для
данной величины постоянного тока. Поэтому углы
коммутации изменяются в зависимости от мгновенного зна-
14
Рис. 1-3. Зависимость среднего
значения постоянного напряжения
Uv от угла управления а.
Рис. 1-4. Двухполупериодный
выпрямитель—инвертор с учетом реактивных сопротивлений коммутации,
с — схемы; б — формы кривых при изменяющемся угле
управления.
15

чения напряжения, соответствующего данному углу
управления. Как показано на рис. 1-4,6, индуктивные
сопротивления в цепи коммутации уменьшают интервал
времени, в течение которого к вентилям приложено
обратное напряжение, так как часть этого времени
затрачивается на процесс изменения направления тока в этих
индуктивностях. Таким образом, время задержки перед
восстановлением прямого напряжения на вентилях
становится меньше.
1-3. АВТОНОМНЫЙ ИНВЕРТОР С МЕХАНИЧЕСКИМИ
КЛЮЧАМИ
Механические инверторы имеют наибольший
возможный к. п. д., так как в идеальном механическом ключе
отсутствуют потери. Когда он выключен, ток в нем равен
Рис. 1-5. Инвертор с механическим
переключателем.
а — схема; б — формы кривых.
нулю, а когда включен, на его контактах действует
ничтожно ^малое напряжение. Механический вибратор есть
простейший пример инвертора, переключающие
элементы которого в течение периода скачком переходят от
состояния «отперто» к состоянию «заперто». Так как меха-
16
нический ключ имеет чрезвычайно малый ток утечки
в разомкнутом состоянии и ничтожное контактное
падение напряжения в замкнутом, то его можно считать
идеальным ключом. Схема инвертора с механическим
ключом показана на рис. 1-5,а. Предполагается,
что отдельная цепь или отдельное устройство
заставляет механический ключ непрерывно колебаться. ^?С-це-
пи служат для подавления перенапряжений,
вызываемых индуктивностями трансформатора и нагрузки. На
рис. 1-5,6 показаны кривые напряжения для случая,
когда существуют на протяжении цикла интервалы, во
время которых не замкнут ни один из контактов. Такой
интервал всегда предусматривается, чтобы предупредить
одновременное прохождение тока через оба контакта.
На рис. 1-5,6 видны затухающие колебания,
создаваемые колебательными контурами, состоящими из ин-
дуктивностей рассеяния и емкостей, шунтирующих
контакты.
В этом инверторе длительность интервала
проводимости контактов управляется моментами включения и
выключения контактов. Каждая пара контактов
выдерживает прямое напряжение, равное 2Еа в течение
большей части интервала времени, когда контакты
разомкнуты.
1-4. ТРАНЗИСТОРНЫЙ ИНВЕРТОР
Транзисторные инверторы во многом подобны
механическим. Однако транзистор — бесшумный и более
надежный ключ, чем механические контакты. Он также
имеет весьма малое прямое падение напряжения и
незначительный ток утечки, так что приближается по
к. п. д. к лучшим контактным ключам.
Ниже будут рассмотрены некоторые детали
принципа работы транзисторного инвертора, чтобы пояснить
практические методы вынужденной коммутации при
индуктивной нагрузке.
Однофазная схема с идеальным трансформатором
при чисто активной нагрузке
На рис. 1-6,а показана схема простого
транзисторного инвертора, причем предполагается, что он
возбуждается от отдельного генератора. Импульсы от этого
2—1503 17

генератора подаются на базы транзисторов. Возможность
появления сквозного аварийного тока от источника
питания постоянного тока
предупреждается тем, что
не допускается
возможность одновременного
питания обоих
транзисторов. Предполагается,
что транзистор
отпирается в тот же самый момент
когда другой транзистор
запирается. Здесь нет
необходимости в
элементах, осуществляющих
коммутацию, так как ток
прекращается в 77 и
передается в Т2 только
благодаря управляющим
сигналам на их базах.
Эта схема работает так
же, как инвертор с
механическим вибратором, и
дает в нагрузку ток с
прямоугольной формой
кривой. Кривые
некоторых напряжений и токов
в схеме показаны на
рис. 1-6,6.
I--1
и П
i,i 0
idO
и„0
fd
t
т
а)
б)
Рис. 1-6. Инвертор с
транзисторами, работающими в ключевом
режиме.
а — схема; б — формы кривых.
Индуктивная нагрузка
Так как в большинстве практических случаев
нагрузка содержит индуктивность, то целесообразно
исследовать работу инвертора на индуктивную нагрузку. При
этом тут же возникает ряд вопросов. Так как ток в
индуктивности не может мгновенно изменить свое
направление, то необходимо иметь какую-либо ветвь для тока
нагрузки на время интервала переключения
транзисторов. На рис. 1-7,а показана схема, в которой для
предупреждения появления перенапряжений на
транзисторах во время их переключения индуктивная нагрузка
зашунтирована активным сопротивлением. На рис. 1-7,6
показаны кривые для установившегося режима работы
схемы. Последовательное включение резистора не обес-
18
печивает отсутствия перенапряжении на транзисторах.
Параллельное включение резистора — это одно из реше
ний задачи, но, как будет показано, это решение не
практично для мощных инверторов.
При минимально возможном значении
сопротивления получаются кривые, форма которых соответствует
рис. 1-7,6. В этом случае в конце каждого полупериода
ток в индуктивности как раз равен току в резисторе.
Этот индуктивный ток может быть равным или меньшим
последнего, тогда формы кривых будут отклоняться от
форм кривых на рис. 1-7,6. Средний за полпериода ток
в резисторе равен:
Средний за половину периода ток в индуктивности
нагрузки определяется следующим образом:
«ii=-j!-fui.n-j£-d*; (1-3)
L\ J Np
LiLl = I^l^U; (1-4)
U Np
J = ■ 1 Ed N* T = Ed N°
" 2 L, Nv 4 8fLt Np
и для показанной формы кривой
Ed Ne T Ed Ns
Следовательно,
h-
t, JVp 4 R Np
Ed N« Ed Ns
4fi> NP R Np
Ed Ne 2Ed Ns
R Np 8/X, Np
'£!■
(1-5)
(1-6)
(1-7)
(1-8)
Таким образом, показано, что рассматривается не
очень практичное устройство, так как, чтобы получить
кривые, подобные приведенным на рис. 1-7,6, требуется
иметь в сопротивлении ток, равный удвоенному току
в индуктивной нагрузке.
На рис. 1-7,0 показаны кривые, которые будут иметь
место в установившемся режиме, если значение
сопротивления удвоено по сравнению с рассмотренным выше
2* 19

.lHHi|h
20
случаем, соответствующим рис. 1-7,6. Важнейшим отлй*
чием в этом случае является то, что в конце каждого
полупериода индуктивный ток должен на мгновение
Рис. 1-8. Транзисторный инвертор с обратными диодами.
проходить через резистор, после того как транзистор
отключен. В первый момент после переключения iL1
должен сохранять свое значение. Так как в
совершенном трансформаторе первичная и вторичная н. с.
21

должны быть равны между собой, и так как
транзисторы принимаются запертыми в обратном направлении,
то индуктивный ток должен пройти через резистор R,
создавая напряжение на первичной обмотке
трансформатора. В течение этого интервала времени постоянного
тока в цепи нет. Индуктивный ток снижается
экспоненциально с постоянной времени, равной L/R, до тех пор,
пока напряжение на R не достигнет значения Ed(Ns/Np).
Когда наступает этот момент, схема начинает работать,
как показано на рис. 1-7,а.
Хотя мощность, выделяющаяся в резисторе,
уменьшается, максимальное напряжение на транзисторах
увеличивается, так что для этой схемы требуются
транзисторы с повышенным номинальным напряжением.
Схема с обратными диодами
На рис. 1-8,а показан более приемлемый метод
работы на индуктивную нагрузку. Здесь также
обеспечивается путь для индуктивного тока при его наибольшем
значении в момент, когда транзистор запирается.
Формы кривых токов и напряжений показаны на рис. 1-8,6.
Интересно отметить, что средний ток через батарею
равен нулю, чего и следовало ожидать, так как при чисто
индуктивной нагрузке не должна расходоваться
мощность. В этой схеме напряжения на транзисторах не
отличаются от тех, которые возникают в схеме рис. 1-6.
ГЛАВА ВТОРАЯ
ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Инвертор с параллельным подключением
коммутирующего конденсатора является одним из наиболее
известных типов инверторов, в схемах которых требуются
дополнительные элементы для осуществления процесса
коммутации.
В настоящей главе анализируются режимы работы
основной схемы однофазного параллельного инвертора.
Точный математический анализ этой схемы чрезвычайно
сложен. Однако приближенный анализ, базирующийся
на общих принципах работы инвертора, дает
результаты, весьма близкие к фактическим в большинстве
практически выполненных схем.
Исследовать влияние на режим работы основной
схемы параллельного инвертора изменений наиболее
важных ее параметров позволяет аналоговое
вычислительное устройство, моделирующее ее работу. В этой главе
излагаются и рассматриваются формы кривых токов и
напряжений для модели при широком диапазоне
изменения параметров схемы.
Для надежной работы при индуктивных нагрузках
параллельный инвертор требует включения в схему
довольно большой коммутирующей емкости. Следует
учитывать, что выходное напряжение схемы изменяется
существенно в зависимости от полного сопротивления
нагрузки. Основная схема параллельного инвертора может
быть дополнена обратной связью по напряжению на
нагрузке и соответствующими дополнительными цепями,
обеспечивающими надежную работу в широком
диапазоне изменения индуктивной нагрузки.
23

2-1. ПРИНЦИП КОММУТАЦИИ
Принцип коммутации параллельного инвертора
показан на рис. 2-1. Термин «параллельный инвертор»
используется для обозначения инвертора, у которого при
коммутации конденсатор включается параллельно с
нагрузкой. В схеме рис. 2-1 конденсатор не включен
непосредственно параллельно нагрузке, но эта упрощенная
схема иллюстрирует процесс
коммутации,
осуществляемый в наиболее
эффективных инверторах с
параллельным включением
конденсатора.
Когда .тиристор
(кремниевый управляемый
вентиль) Т находится в
проводящем состоянии (рис. 2-1),
конденсатор будет
заряжаться по экспоненте с
полярностью, соответствующей
полярности источника
постоянного напряжения. При замыкании выключателя 5
конденсатор оказывается подключенным к тиристору Т так,
что между анодом и катодом последнего создается
отрицательное напряжение. Благодаря этому тиристор Т
запирается и ток нагрузки начинает протекать через
конденсатор. Емкость конденсатора и величина
напряжения, до которого он заряжается, должны быть
достаточными, чтобы отводить максимальный ток нагрузки
от тиристора Г на то время, которое требуется, чтобы
тиристор Т восстановил свою способность удерживать
напряжение в прямом направлении.
Рис. 2-1. Схема,
иллюстрирующая принцип работы
параллельного инвертора.
2-2. ОДНОФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР [Л. 2-1—2-6]
Наиболее известная схема однофазного
параллельного инвертора показана на рис. 2-2. Эта схема
аналогична схемам с механическим и с транзисторным
выключателями, о которых шла речь в гл. 1. Она отличается
от них лишь наличием дросселя в цепи постоянного тока
и коммутирующего конденсатора. В схемах гл. 1 ток
в соответствующем переключающем элементе
прекращался, когда контакт размыкался. Таким образом, пе-
24
реход тока с одного вентиля на следующий был
обусловлен способностью механического или транзисторного
выключателя разрывать прямой ток. В схеме инвертора
с параллельным подключением коммутирующего
конденсатора (рис. 2-2) можно использовать вентили, которые
не способны отключать прямой ток, например тиристоры.
Функции переключателя (передача тока с одного вен:
тиля на другой) осуществляются в этой схеме
коммутирующим конденсатором. Коммутация начинается с того
Рис. 2-2. Схема параллельного инвертора.
момента, когда отпирается второй тиристор. Дроссель
в цепи постоянного тока предотвращает протекание
большого тока через коммутирующий конденсатор за
время переключения.
Чтобы понять работу схемы рис. 2-2, можно считать,
что постоянный ток попеременно переключается из
одной половины первичной обмотки трансформатора
в другую. Источник постоянного тока попеременно
питает обе половины первичной обмотки трансформатора,
создавая каждый раз н. с. противоположной полярности.
Это равносильно протеканию переменного тока по одной
первичной обмотке, в результате чего вторичная
обмотка обеспечивает питание нагрузки. В схеме рис. 2-2
дроссель в цепи постоянного тока обычно достаточно
велик, чтобы исключить пульсации подводимого
постоянного тока. Переключение подводимого постоянного тока
с одного тиристора на другой равносильно току с
прямоугольной формой кривой, питающему ту часть схемы,
25

Которая соответствует переменному току, т. е.
трансформатор, конденсатор и нагрузку. В течение
проводящего интервала каждого тиристора среднее значение
напряжения, приложенного к соответствующей половине
обмотки трансформатора, должно равняться
напряжению источника постоянного тока.
При другом способе анализа работы схемы рис. 2-2
можно считать, что тиристоры выполняют роль
переключателей, которые попеременно подводят постоянное
напряжение сначала к одной, а потом к другой
половине первичной обмотки трансформатора. Это
равносильно наличию переменного напряжения на одной
первичной обмотке, в результате чего нагрузка получает
переменное напряжение.
Вообще говоря, можно считать, что по отношению
к элементам схемы, относящимся к переменному току
(трансформатор, конденсатор и нагрузка),
параллельные инверторы являются переключателями полярности
постоянного тока или напряжения. Такое предположение
упростит анализ работы схемы как в случае
переключения напряжения, так и в случае переключения тока.
Например, при большом дросселе в цепи постоянного
тока и сравнительно больших углах опережения
элементы цепи переменного тока схемы рис. 2-2 могут
рассматриваться, как пропускающие ток с прямоугольной
формой волны. Если же угол опережения мал, а вся
нагрузка практически активная, то можно считать, что
к элементам переменного тока приложено напряжение
прямоугольной формы.
Пусть тиристор 77 в схеме рис. 2-2 находится в
проводящем состоянии и конденсатор заряжается с правой
стороны положительно. Когда тиристор Т2 отпирается,
напряжение на конденсаторе изменяет знак напряжения
на тиристоре 77 и он запирается. При очень большой
индуктивности в цепи постоянного тока от источника
течет практически постоянный ток, соответствующий
данной нагрузке. При чисто активной нагрузке и
небольшом конденсаторе по нагрузке протекает ток с
прямоугольной формой волны. Если параллельно активной
нагрузке подключена индуктивная нагрузка, то ток в
индуктивности в конце каждого полупериода достигает
максимума. Входной ток прямоугольной формы не
может создать этот максимум тока в индуктивной
нагрузке и он образуется благодаря конденсатору, в резуль-
26
тате чего напряжение на конденсаторе быстро
снижается в течение последней части каждого полупериода. При
небольшом напряжении на конденсаторе полу.чается
малый угол восстановления. В большинстве
практических схем коммутация обеспечивается, когда емкостная
мощность конденсатора превышает индуктивную
мощность нагрузки. Таким образом, емкость
коммутирующего конденсатора должна быть не только достаточно
большой для обеспечения коммутации при чисто
омической нагрузке, но, кроме того, она должна
обеспечивать индуктивную нагрузку. Это усугубляет один из
основных недостатков такого инвертора, который
заключается в том, что с ростом нагрузки требуется
увеличивать емкость конденсатора. Форма кривой и
величина выходного напряжения существенно изменяются,
если отключить индуктивную нагрузку, но сохранить
прежнее значение емкости.
Принцип работы схемы
В этом разделе речь будет идти о некоторых
основных принципах работы схемы рис. 2-2. Рассматриваемые
принципы важны для более глубокого понимания схемы.
Они также будут использованы при расчете схемы.
Как уже отмечалось выше, при большой
индуктивности в цепи постоянного тока схемы рис. 2-2 источник
постоянного тока обеспечивает в элементах переменного
тока протекание тока прямоугольной формы. Этот ток
с прямоугольной формой кривой создает на нагрузке
переменного тока напряжение, не совпадающее по фазе
с током из-за наличия реактивных сопротивлений
коммутирующего конденсатора и нагрузки. Можно
рассматривать вопрос так, что основная гармоника
питающего тока с прямоугольной формой кривой имеет как
активную, так и реактивную составляющие. Активная
составляющая находится в фазе с основной гармоникой
напряжения на нагрузке переменного тока, а
реактивная составляющая сдвинута на 90е по отношению к
основной гармонике напряжения на нагрузке. Активная
составляющая тока создает мощность, которая
расходуется в активном сопротивлении нагрузки, в то время
как реактивная составляющая тока питает реактивную
мощность нагрузки и коммутирующего конденсатора.
То же самое справедливо для любой гармоники, содер-
27

жащейся в питающем токе прямоугольной формы. Эти
сведения позволяют сформулировать следующие
специфические принципы работы схемы.
1. Мощность, получаемая от источника постоянного
тока, должна быть равна мощности, отдаваемой
нагрузке. Этот принцип общеизвестен и справедлив для
любого выпрямителя или инвертора в предположении, что
потери мощности незначительны и ими можно
пренебречь. Кроме того, он справедлив как для основной
составляющей и для каждой гармоники так и для
полной мощности, если принять, что параметры L, R, С
постоянны. Данный принцип выражается формулами
U2
^h = -f- (2-1)
и
£/HC(n)/d.e(n)Cos¥n = i^-i (2-2)
где инС(п) — действующее значение основной (я=1) или
n-й гармоники напряжения на нагрузке
переменного тока;
Id,e{n) — действующее значение n-й гармоники тока
источника постоянного тока;
Фп — фазовый угол коэффициента мощности —
угол между гармоническими
составляющими напряжения на нагрузке переменного
тока и тока источника постоянного тока;
R'— сопротивление в параллельной цепочке R',
U, эквивалентной последовательной
цепочке R, L, показанной на рис. 2-2.
2. Реактивные мощности основной и каждой
гармоники источника питания должны быть равны
соответствующим составляющим реактивной мощности всей цепи
переменного тока на выходе. Этот принцип аналогичен
первому. Его лучше всего можно понять, считая, что
схема рис. 2-2 имеет в цепи постоянного тока дроссель
с очень большой индуктивностью. В эквивалентной
схеме в этом случае источник питания и тиристоры
заменяются генератором тока с прямоугольной формой кривой,
питающим всю цепь переменного тока, как это показано
на рис. 2-3.
Коммутирующий конденсатор в этой схеме вынесен
на зажимы вторичной обмотки трансформатора, общее
28
число витков первичной обмотки которого равно
удвоенному числу витков вторичной обмотки. Кроме того,
последовательная цепочка RL нагрузки заменена
эквивалентной параллельной цепочкой R', L'. Данный принцип
может быть выражен формулами:
^Wd.ei sin-p^
Ui
X'
ci
UKe(n)Id.e(n) Sin <fn —■
U2
ке{п)
x,
(2-3)
(2-4)
an)
где индексы 1 и п означают основную (п=1) и любую
другую гармоники, а Х'С\ — разность между емкостным
и индуктивным сопротивлениями цепи 4С, U для любой
гармоники. Положительная разность между емкостным
и индуктивным сопротивлениями цепи всегда
необходима для работы схемы.
4С
Т
*•
Рис. 2-3. Эквивалентная схема для
схемы рис. 2-2 при большом дросселе
в цепи постоянного тока.
3. В установившемся режиме среднее за интервал
проводимости каждого тиристора напряжение на
половине первичной обмотки трансформатора должно быть
равно напряжению источника постоянного тока.
Разность между напряжением источника постоянного тока
и напряжением на половине первичной обмотки
трансформатора равна напряжению на дросселе в цепи
постоянного тока. Данный принцип справедлив, так как
цепь полностью симметрична для каждого
полупериода, как это видно из рие. 2-4, а при установившемся
режиме на дросселе в цепи постоянного тока не может
быть постоянного напряжения.
Из этого принципа вытекает следующее положение.
При синусоидальном напряжении на нагрузке кривая
зависимости Ed от угла опережения представляет
собой косинусоидальную кривую, показанную ранее на
29

межуток (;: 1}- УШЛ опеРежения схемы, т. е. про-
ппоТп вРемени, следующий сразу после интервала
проводимости, в течение которого к вентилю приклады-
гопт^РИЦаТеЛЬНОе н/пРяжение, равен фазовому углу,
соответствующему коэффициенту мощности. В действи-
1ельности эта аппроксимация вполне удовлетворительна
Г
е*
Id
«-■ Чт
Рис. 2-4. Эквивалентная схема
инвертора по рис. 2-2 для каждого
полупериода.
и для формы кривой выходного напряжения,
значительно отклоняющейся от синусоиды, что будет показано
в соответствующем параграфе.
Расчет схемы (Л. 2-3 и 2-4]
Подробный расчет схемы рис. 2-2 может быть
выполнен путем решения дифференциальных уравнений,
описывающих ее работу. Однако, как показано в § 2-3, такой
расчет очень сложен, даже если не учитывать колебания
питающего тока и индуктивность в цепи нагрузки.
Окончательные соотношения для схемы с большим
дросселем в цепи постоянного тока и незначительной
индуктивностью нагрузки имеют следующий вид:
U..= Ed{\+e~^-2e~^)
U =
\+ё
,—Г/2т
4т .
—о-
-Г/2т )
-t/T
1+e-r/2,_J^(l_e_r/2T)
(2-27)*
(2-35)
* Номера формул, не встречавшихся ранее в этой главе,
соответствуют номерам выражений, выведенных в § 2-3, где приведен
подробный расчет схемы рис. 2-2. (Прим. автора?)
30
*i =
Т
<„ = — =4 ~ ; (2-36)
1+е-Г/2х__^(1_е-Г/2,)
R 1+e-«*_jlL(l_e-W2T)
(2-37)
где x=4RC.
Влияние на напряжение на нагрузке изменений
активного сопротивления нагрузки и емкости
коммутирующего конденсатора можно определить, подставляя
различные численные значения т в равенство (2-27). На-
772
пример, при r=4RC= .
О
Uh~ 2 — 1,5 '—
l+e-3— — (1-е-3) —H е-3
3 ' 3 3
g 3Ed(l,05-2^^)) ==Ed(2,52~4,80e~tlme);
1, 2X>
uH |<=o = — 2,28/5^;
uK jt=m = Ed (2,52 - 4,№e~3) = 2,28£"d.
При x = 4RC = ^-
__ ЕА\+е-е-2е-(«ТП2)) _ Ed (1 + 0.0025 - Ъг"™2») _
ып — j 2 4 ~"
,+e-._Td_e-.) т + Те~6
= 3£d(1.0025-2g-^/|2>) = ^ (1)5 _ 2j99e_,(r/)2));
ы„|<=о=— 1,49£"d.
На рис. 2-5 показаны формы кривых напряжений на
нагрузке и на тиристоре для
t<772, т=7У12 и т/=7У6.
Как показано на этом рисунке, увеличение активного
сопротивления нагрузки или емкости коммутирующего
конденсатора существенно изменяет форму кривой и
величину максимального значения напряжения на
нагрузке. Максимальное напряжение на нагрузке должно
увеличиваться, когда увеличивается 4RC, так как площади,
показаные на рис. 2-5, должны оставаться равными.
31

Если эти площади равны, то UH— среднее значение
напряжения на нагрузке за время интервала проводимости
каждого тиристора — равно Еа, так что на Ld нет
постоянного напряжения.
Рис. 2-5. Формы кривых в схеме рис. 2-2 без учета
индуктивности цепи нагрузки при большом дросселе в цепи
постоянного тока.
Наиболее важной частью периода является время
опережения, т. е. время, в течение которого напряжение
на тиристоре бывает отрицательным после интервала
проводимости. В параллельном инверторе, у которого
можно пренебречь реактивным сопротивлением в
коммутирующей цепи, интервал времени, когда действует
отрицательное анодное напряжение, является по существу
32
Полным временем опережения. Этот интервал времени
должен быть достаточным, чтобы тиристор смог
восстановить свою способность запираться в прямом
направлении. Как видно из рис. 2-5, этот промежуток
времени увеличивается с ростом активного сопротивления
нагрузки или коммутирующей емкости. Это означает, что
для данной нагрузки коммутирующая емкость должна
быть такой, которая требуется для обеспечения
необходимого времени опережения.
Время опережения tc можно рассчитать для случая
неизменной величины тока питания при чисто активной
нагрузке, приравнивая выражение (2-27) нулю. А
именно:
ия К = о = _МL±£^l=*^L_ (2.38)
ИЛИ
А _ In е-Т>* + 1 ■
* 2
t, = т In
т. е. угол
„ ~т^ + 1
Время опережения, выраженное в радианах,
опережения, будет:
2п . 2аст , 2
Как уже указывалось ранее, угол опережения может
быть очень близко аппроксимирован фазовым углом
коэффициента мощности схемы для основной
гармоники, если даже напряжение на нагрузке существенно
отличается от синусоидального. Это можно
проиллюстрировать следующим образом:
Реактивный ток основной гармоники = i^i- . (2-45)
Активный ток основной гармоники = —'— . (2-46)
R
'JbjL.
Хсх R
««■-ж-^- (247)
R
3—1503 33

Пренебрегая индуктивностью нагрузки, получаем:
tgqn=4w#C. (2-48)
В табл. 2-1 приведены величины ц и фЬ найденные из
равенств (2-39) и (2-48).
Таблица 2-1
Сравнение точного и упрощенного способов
расчета угла коммутации
4RC
e—T/8RC In
е-Т/8КС+А
Т/20
г/ю
Т/8
Т/Л
Т/2
Т
0,000045
0,0067
0,0183
0,135
0,368
0,606
0,693
0,687
0,676
0,565
0,380
0,22
0,0693п
0,138л
0,169т1
0,283я
0,38п
0,44 л

градусы
12,5
25
30,5
51
68
79

градусы
17,5
32
38
57,5
72
81
Как показано в § 2-3, выражение для напряжения на
нагрузке в самой общей форме, т. е. для случая малых
значений Ld и при включении индуктивности в нагрузке,
получается очень сложным. При этих условиях одно из
решений может быть получено обратным
преобразованием равенств (2-17) и (2-18), данных в § 2-3. Для
случая, когда сопротивление нагрузки чисто активное и Ld
ограниченно, из равенства (2-18) имеем:
«и = К a -f Кве mc sin fat -f- <ri).
(2-49)
Если в нагрузку включена индуктивность, то из
выражения (2-17) следует:
ик = Кс + Ко е~ы + Ке e-i,i S1n fat + Ь). (2-50
Полный анализ этих равенств очень сложен.
Для большинства практических случаев задача
сильно упрощается с помощью приближенного анализа с
использованием тех основных принципов, которые
рассмотрены выше. Если нагрузка имеет сравнительно
большую индуктивность, то в большинстве практических
случаев имеем форму кривой напряжения на нагрузке,
34
близкую к синусоидальной. Для этого случая
приближенный анализ дает следующее:
^.,.^Hesin9 = -%; (2-3)
Id,ulU*e COS 9 = —^- , (2-51)
где
1 _1 1_.
х'с ~~ хс x'L '
R' и Xl — эквивалентные параллельные активное и
индуктивное сопротивления в схеме рис. 2-3.
VI.
■ = EdId. (2-1)
R'
Для тока с прямоугольной формой кривой
Т/2 _ г_
cos tof 1 Г/2 2 У 2
г 4 f, . ... 2]/2 [ cos (of 1 Г/2 2У2 Т
Idei = —r\Idsmutdt=—?— = Id.
\r2T •) Л L со Jo я
(2-52)
Объединяя выражения (2-3) и (2-51), получаем:
К2
или
Ul= '*« Х° . (2-53)
R'* + Хс
Объединяя выражения (2-1) с (2-52) и (2-53), получаем:
р Г D' — TI2 — 8 I2 R"Xc
или
а также:
R'2 + x'c2
^j^R^
8 R' X'c2
V R'* + X'(?
UBe = VEJaR1-- = -==r Ed \\ c ■ (2-55)
j/"8 *c
3* 35

Равенство (2-55) может быть преобразовано следующим
образом:
y^^-^-cos?. (2-56)
Это уравнение соответствует косинусоидальной
кривой рис. 1-6, которая имеет место при работе с
синусоидальным напряжением на стороне переменного тока.
Если <р=0, то выражение (2-56) дает среднее значение
напряжения выпрямленной синусоидальной волны
переменного тока.
Из выражений (2-45) — (2-47) имеем:
cos <f = с . (2-57)
Объединяя выражения (2-56) и (2-57), получаем:
YR'S+X'0C
*с
что повторяет выражение (2-55).
Аналоговое моделирование
Для исследования влияния изменений параметров
схемы рис. 2-2 на формы кривых токов и напряжений
может быть использовано аналоговое вычислительное
устройство. Уравнения, полученные в предыдущем
параграфе, могут быть решены с помощью очень простого
вычислительного устройства, посредством которого
можно наблюдать фактические формы кривых напряжений
в соответствующих точках. Одно моделирующее
вычислительное устройство позволяет легко наблюдать
формы кривых для различных параметров схемы.
Вычислительное устройство Goodyear L 3 было
использовано для воспроизведения работы схемы рис. 2-2.
Для моделирования работы тиристоров были применены
простые реле. Это вполне точное моделирование, так
как время переключения тиристоров очень мало в
сравнении с периодом инвертирования. В основном это
справедливо для современных инверторных тиристоров,
работающих при частоте 400 гц или менее. Если
моделируется инвертор на 60 гц, то масштаб времени вычисли-
36
тельного устройства уменьшается в отношении 300:1.
В этом случае могут с успехом использоваться
реагирующие на низкие частоты самопишущие приборы,
а время замыкания реле будет незначительным по
сравнению с периодом инвертирования. С помощью трех уси-
о Реле 3
/ Стабилитрон Юв W
0.1
JL
РелеЗ
Реле г
Рис. 2-6. Схема аналогового вычислительного устройства,
моделирующего схему рис. 2-2.
Все сопротивления даны в мегомах, а емкости в микрофарадах; реле
показаны в положении, когда 77 в данном полупериоде открыт;
имеется в виду уменьшение масштаба в отношении 300: 1 при 60 гц.
I П
i-d ~»-#i [гн], где #,— в мегомах Mi- Ra; С ~ ггЬ> [wfi], где Rs—в мегомах
и R3 = R4; #=■_— [ом], где Rt —в мегомах; L = 0,1С, [ей], где С,— в мнкро-
Rb
фарадах.
лителей выполнен генератор прямоугольных волн,
предназначенный для включения реле, являющихся
аналогами прямоугольных сигналов управления для
действительных тиристоров.
Схема вычислительного устройства, моделирующего
схему рис. 2-2, показана на рис. 2-6. Там же указаны
соотношения между подлинными параметрами схемы
и параметрами вычислительного устройства. Напряже-
37

ние на нагрузке вычитается из Ed и разность подается
на вход интегрирующего усилителя 13. Усилитель 21
меняет знак, чтобы ток на его выходе был
пропорционален id- Масштабы таковы, что фактический выход
усилителя 21 составляет плюс 100/d. Далее напряжение,
пропорциональное 100 id, за вычетом напряжения,
пропорционального 100 iH, подается на интегрирующий усилитель
14 для получения на выходе меняющего знак усилителя
15 положительного напряжения иИ. Напряжение на
нагрузке ин подается на усилитель 23, генерирующий
100 iH. Усилитель 24 используется в качестве меняющего
знак устройства исключительно для удобства при записи
процесса. Это вычислительное моделирующее устройство
требует двух однополюсных двухконтактных реле для
имитации двух тиристоров. Требуется переключать id
с одной половины первичной обмотки трансформатора
на другую половину при смене полупериода.
Необходимо также вычитать минус и,ъ а затем плюс ип из Ed при
смене полупериода. Третье реле используется для
записи ин за один полупериод, исключительно для
моделирования напряжения на тиристоре. Усилители /, 2 и 3
образуют схему генератора прямоугольных волн для
питания катушек реле.
На рис. 2-7—2-16 иллюстрируются формы кривых
для параметров схемы, которые выбраны так, чтобы
отразить наиболее существенные свойства инвертора,
показанного на рис. 2-2.
Кривые на лентах самописцев имеют следующие
масштабы:
Верхняя кривая id 0,1 а 'деление
Вторая кривая «н . 10 в/деление
Третья кривая /н . 0,1 а/деление
Нижняя кривая ат . 20 в/деление
Ел установки . 10 е
Скорость протяжки ленты: 2 деления/сек.
Изучая формы кривых на лентах самописцев, можно
многое узнать о работе параллельного инвертора по
рис. 2-2. Наиболее важные данные, нашедшие
отражение в этих кривых, следующие:
1. Если при чисто активной нагрузке сопротивление
нагрузки возрастает, то угол опережения и максимум
напряжения на нагрузке увеличиваются, в результате
растет и напряжение на тиристорах.
38
Ц
щ
\Г~
ГТ
\
\_
]2
у
X
^ч
>\
7
у
хНТЗ
ЕЖ
г—
i
Ж
ш
~1
т
ТЛ-R
И'
к;
I
I ■
39

\^ Z) 1
I'll
1 1 „
W^ x "m-j-r
-v=-—- ^
r~
1 1 i
1 ' i
1" 1 1 1
1 —1
—x -^ i з" \.НтхЧ,г+г
i i !
j-
"H
Г
~l
Г1-
1
--1
1 I
1
"L
=S^S^A|
%=
?te
Рис. 2-9. Ld-,,67 г«; C=0,8 мкф; «-,«, ом; L-0,05 .«. p„c. 2-,0. 1,.Ш гн; C=0,8 мкф; *=30 о,; L-005
0,05 гн.
ч
f
1
<*■
\
/
—1-
1 1
^^,х~ч:
! 1 i 1
/
1
к
г
^
1
•
-—i:
-+-
1
_X"
ГК_
i
i
У
1
X-i
1
Рис. 2-11. £d-l,67 г«; С=4 мкф; Д=10П ол; £.=0.
—, , ,—i 1 1
1
.
1
-S
'
"N
i
|^_^
I'll.!
1
i
! |
"S !
1
] 1
1 1
1
1 ! ' !
i ' i
"' v У Tv Jr^ "\
lyl i r-1-
'IM1
^*
In
i ^
i
\
\ i
i i
r——h-J
| 1 ' 4
™/-n
ill»
t}
-^v
I
il_
i
л
-J
'I
/1
Рис. 2-12, Id = l,67 гн; C=i мкф; Я=100 см; L=0,3 гн.

1 1
1
—1
1 1 _J
1 1
, I —+^Фч ^L ^ ^v
"""""N ^/ Y_^' X ,/ ^\ ,/
3_ ^" ^
1— 1
"
p- ^^rx.y^^""^.^"
^_ ;j
^_ -^ _^ _^
S "* 1/ ч / "^ /* >—[r
гп = ;=^г —— — ~~ ■ —~,
/Г
'
\
I
^'
1
\l
N
/
rv'
-
4 s
Рис. 2-13. td=I,67 гн; С=4 ляф; Д=0,75 ом; £.=0,3 гн. Рис. 2-14. £d = l,67 ги; С=4 ляф; Д=60 ом; £=0,3 гн.
1
—1
1
\ v
1
/
!
1
/
1
J
-/
—| 1 1 1 Г"
~^^Z~-
Д_
" ±:
- т ■ ] ч—
1
1
/ 1
1 .
— л—
1
\ .
'
•
1
ч
1
-J
1—i—
. I .
1
Z3
1
0
—t
1
1
ft.ta^aaA.D
1 I
. 1 .
1
н=^
Г
1
-^Т" "
ЕЕ:
-
: з^ф
t
—к
Л2 U^~
-> jT l :Г с ^ г-*-
-^r~"~i—/*■
-t—f
*" Т. _
rr^
1
Рис,
2-15. Irf-МЗ «« C=0,8 *кф; Я-100 a*; t-0. Рис, 2-16, £,=0,05 гн; С=0,8 *к#; Л-100 o*: £=0.

cL
.-
-J-
Й
1Ш I
r^
s_
Щ
T
:: -
- IT
r~
Г
t
- r
t
J -
л
1
ч.
1
•>"
_.
Г
-
--
—
■"[
Ч
J
г
с.
ц
J
—
-
г
т- —
Л
—
г
±
,-J
" к "
I
1
Т
-
*>
1 ,._
1
1
44
45

2. При использовании большего коммутирующего
конденсатора и при неизменных прочих параметрах
схемы угол опережения увеличивается.
3. Если индуктивность нагрузки возрастает при
прочих неизменных параметрах схемы, то угол опережения
уменьшается, а напряжение на нагрузке приобретает
синусоидальную форму.
Реальная схема с параметрами, которые показаны
на рис. 2-14, работать не будет, так как угол
опережения равен нулю и отсутствует отрицательное
напряжение, необходимое для запирания тиристоров.
4. При уменьшении La напряжение на нагрузке при
большом активном сопротивлении нагрузки приобретает
колебательный характер и при этом опять могут
появляться большие пики напряжения на тиристорах.
На рис. 2-17 и 2-18 показаны переходные процессы
при пуске двух схем с разными параметрами. В обоих
случаях сначала возбуждаются катушки реле путем
подачи питания на все усилители модели генераторного
устройства, что имитирует подачу сигнала на отпирание
тиристоров, а затем подается постоянное напряжение
путем замыкания контактора 5 в схеме рис. 2-6. Для
получения разных переходных процессов контактор
замыкался с разными интервалами времени после
включения реле. Как видно из кривых на лентах самописцев,
при некоторых переходных процессах во время пуска
угол коммутации может стать равным нулю, что
означает срыв пуска. В частности, если бы в реальной
схеме постоянное питающее напряжение подавалось
непосредственно перед включением, то инвертирование
прекратилось бы, так как на коммутирующем конденсаторе
не было бы напряжения, необходимого для запирания
соответствующего тиристора.
Кривые рис. 2-17 и 2-18 указывают на присущую
параллельному инвертору другую трудность осуществления
надежного пуска. При пуске может иметь место
насыщение трансформатора из-за остаточного магнетизма
в сердечнике. Поэтому в трансформаторе часто делают
воздушный зазор или его рассчитывают так, чтобы он
работал при малой плотности магнитного потока, что
предотвращает насыщение во время пуска. Могут
применяться схемы с генераторами импульсов для
отпирания тиристора, чтобы обеспечивался более надежный
пуск в тех случаях, когда один тиристор не может быть
46

включен сразу после другого. Кроме того, важно
отметить, что схема рис. 2-2 должна выключаться путем
отключения цени постоянного тока, а не путем снятия
сигналов управления. Если сначала прекратить подачу
сигналов на тиристоры, то ток будет протекать через
оставшийся отпертым тиристор, и в результате будет иметь
место насыщение трансформатора и чрезмерное
нарастание постоянного тока.
2-3. РАСЧЕТ СХЕМЫ ОДНОФАЗНОГО ИНВЕРТОРА
Данный расчет выполнен исходя из следующих
предположений.
1. Трансформатор является идеальным, т. е. у него
можно пренебречь намагничивающим током, активным
сопротивлением обмоток и реактивным сопротивлением
рассеяния. Каждая половина первичной обмотки имеет
число витков, равное числу витков вторичной обмотки.
2. Можно пренебречь омическим сопротивлением
дросселя в цепи постоянного тока.
3. 77 н Т2 являются идеальными тиристорами с
нулевым сопротивлением в отпертом состоянии, бесконечно
большим сопротивлением в запертом состоянии и
бесконечно большим обратным сопротивлением.
4. Ed — э. д. с. источника постоянного тока типа
идеальной аккумуляторной батареи.
5. Нагрузка состоит из сопротивления R и
индуктивности L.
Эти предположения упрощают расчет, а результат
получается очень близким к тому, что имеется в
реальных схемах.
Для схемы рис. 2-2, когда 77 находится в
проводящем состоянии, а Т2 заперт, можно написать
следующие равенства:
i\—h = iH; (2-5)
М + <2 = к; (2-0)
ic=i2 = C-1f-: (2-7)
ис = 2ии; (2-8)
u„ = Ri„ + L^; (2-9)
id=-ir$(Ea—T-)dt- (2"10)
48
или
td = -^-j>d-"„)^-
Вычитая (2-5) из (2-6), получаем:
2i2 = id—iB. (2"U)
Подставляя (2-8) в (2-7), получаем:
/2 = 2С^-Н. (2-12)
' dt
Подставляя (2-12) в (2-11), получаем:
l'-l'=4cJT- (2"13)
Из (2-10) и (2-13) имеем:
-±-^Еа-ин)сИ-к = 4С^. (2-14)
Далее, преобразуя (2-9) и (2-14) по Лапласу, получаем:
£/„(j*) = */„M + ^/H(/;)-/,(0 + ) (2"15>
_£-_ _ ЧлШ. + i^±> /„ (р) = 4/>0/„ (р) - 2/2 (0 +).
"^ pLd P (2-16)
Из (2-15) и (2-16) имеем:
_Ей MiWi, Ц.(Р) + М0+)___
?U рЦ ~*~ Р R+PL
= ApCUB(p)-2It{0+)i
^j^ +J-£±L + 2/jo+)--ff±);
p*Ld ^ P R + PL
Ed(R + PL) , Г MQ+).+
4p^dC+V№dC+
* +p{La + L) + R
4-1503
49

L ' ' ALL/: y~rALL£
« Д + plJ 4C (2-17)
Дальнейший анализ этого выражения очень сложен,
поэтому рассмотрим отдельные частные случаи.
Для случая чисто активного сопротивления в цепи
нагрузки выражение (2-17) имеет вид:
^ + Г2/2(о+)+А(2+П
й Р J
ARC AL<£
■ + [2/»/.(0+) + /d(0+)]^T
4LC ■ ^-«^ r,-r.di«-r;j
— • (2-18)
р\р>+^+ '
4ЯС 4ЬС
Таким образом, для случая чисто активного
сопротивления в цепи нагрузки и очень большого Ld будем иметь:
UB(p)= 4C_ = 2p/2(0+) + /d _ (219)
Используя обратное преобразование Лапласа, выражение
(2-19) можно упростить следующим образом:
ии(р)= — + —~- (2-20)
У^ 4RC
Kl = pUB(p)\p=0=IaR.
Кг ■=■ неизвестно, пока /2 (0 -f-) неизвестно.
Отсюда
u„ = IaR + Kf-"*Rc. (2-21)
50
Но известно, что
UH 1<=0 == "н 1*=7У2 '
Следовательно,
UR + ^С. = - ^ - /С, ехр ( - g| J
(2-22)
К2 =
— 2/dR
( Г/2 \
1 + exp^-^j
Таким образом,
2ехр(-^
«н = ЛгЯ
1
/ Т/2\ ,
1 + ^[-ш) J
= W 1
2«?
,-'/*
1 + й-^
(2-23)
где т=4/?С.
Фактическое значение /<; неизвестно, но может быть
найдено из следующих соображений. Среднее значение
напряжения на Ld при установившемся режиме должно
быть равным нулю, поэтому
Г/2
y^j (Ed-u»)dt = 0; (2-24)
772 _
n *-
■/«tf 1
2e
-th
1+e
-Т/2-z
dt = 0;
Edt — IdRt-{
2IdR p-th
T/2
= 0;
Ed-2- IdR
IdR
T 2zfdRe-TI2T , 2zIdR
—Tftt
2 ! + e-r/ft
EdT/2
1+e'
^0;
2t<?"
-Г/2т
2t
1 + е-Г/2* [ + e-
-T/2i
51

,л_Е„ (Т/2)(\+е-Щ
R (Г/2) (1 + е-т'*) _ 2г (1 - е~т^)
Ев_ (Г/2т) (1 + е~т'^)
R (Г/2т)( 1 + е-тг*) _ 2 (1 - «-W* }
(2-25)
ИЛИ
d 16/?С ,e-r/««C-i . • (2-26)
1 + Г I „—TIHRC . . I
' \^e~TI8RC + j J
Далее, подставляя (2-25) в (2-23), получаем:
и — Ed(TI2i)(\+e-№) ( ЪГ*1-
Г/2г(1 + е-№)-2(1-е-^) ^ \+е~т1^ }
_ £й (Г/2т) (1 + g~r/2i; — 2 е"^) __
(Г/2г) (I + е ~TI^) — 2 (I — e~TI2z)
= ^d(l + c-r/!h-2g-t^) . (2.27)
Выражение (2-27) можно также получить,
анализируя эквивалентную схему рис. 2-4. Эта эквивалентная
схема показана для момента времени, когда тиристор
находится в проводящем состоянии в предположении,
что индуктивность дросселя в цепи постоянного тока
очень велика. Считая сопротивление в цепи нагрузки
чисто активным и пренебрегая начальными условиями,
имеем:'
'd = ^+4C^-; (2-28)
U,{P) = -j^—= /d/4Cl ; (2-29)
uK = K^K,e-tliRC. (2-30)
Условия, определяемые равенствами (2-22) и (2-24),
позволяют найти Ki и К2-
"нко = -«ниг/8; (2-22)
Г/2
Г]2 J [Ed-uH(t)]dt = 0; (2-24)
о
52
отсюда
/СжЧ-/С» = — /С» — /С, exp (=jg-2)
или
*. = -^[l+«p(-8|)] (2-31)
и
[£■„* - /С,* - /С2 (- 4 /?C) е-'/4лс \l'\
(2-32)
Из (2-31) и (2-32) имеем:
^+^[1+ехР(-^-)]-
-4/СЯС [l -exp (-Jg-) j=0;
к - ЕаТ/2
Аг — {Т/4) [1 + ехр (- Т/2г)] - z [1 - ехр(- 7у2т)]'
(2-33)
где i = 4i?C, и
•Г _ Ed(T/4)(l + e-ri*) . 9ЧА
Al - (г/4) (1 + е~*1*) —. (1 - *-Г'й) * '
Снова имеем:
ик = ДЛ1 +^-2.-^1 (2.27)
l+*-№_iI(1_*-r/ft)
Из (2-12) имеем:
/1 = 2C^=-f ^ (2-35)
Из (2-11) имеем:
; _ j _о/ - £" 0+ *-**)
,2£d_ £^
R \+e-Tl*-~(\-e-TI*)
53

1+е-т&-2ё-*1*
l+e
-T/2i
1z
(X-e-TI^
Из (2-5) имеем:
'i = h + 'в :
Ed
l + c~r/2T
-th
4т
l+e-Tl*_ -^(i_
-7V2i
(2-36)
(2-37)
Выражение (2-27) можно проверить другим способом,
определяя коэффициент мощности основной
составляющей схемы следующим образом. Из (2-27) имеем-
где
К
l+e-T/SRC
,—tHRC
(2-40)
1 + е-т№ -~ (1 _ е-ттн^
Кгг =
Т
1 + е
,—Г/8ЛС
Коэффициент мощности основной составляющей ик
определяется следующим образом:
"b(d (0 = A sin U -f- £, cos <»t = У A\ -f- B\ sin (<»t — <p),
(2-41)
где tg<p.=— Bi/Ai.
Считая волны симметричными для каждого
полупериода, получаем:
772
Аг = -у- f Ей (К10 - 2K11e-"4RC) sin Ы dt =
о
Г/2
/Сю COS СО/
( — 4^ sin со/ — со cos Ы )
0
4£d
-2Klie~mRC
X
(w) + °>2
Г/2
-JO
54
4Ed
~~ T
2tf,i (- со)
^J + co*
\4ДС
2K,a 2K11e-T'SRC (со)
." (ш)'+«'"
2*ю
4£d
WiiM (е~Г1ШС _|_ \)
со2 +
(«jc)
(2-42)
Г/2
Я, = 4" j £d CC.. - 2/С11е~'/4дс) cos ct dt =
4Ed
T
^ipsinco/ 2/^- e~~tlARC'Y
X
I — jt^cos со/+ со sin со/ J
(°2+(4l?c)
772
4£d
^•«-^(i) ^^«(-w)
8£diC„
4«CT[»2+(lt)2]
"2 + (w)j
(g-7/8«C+1) (2_43)
Из (2-42) и (2-43) имеем:
2/T,j
tgT=-%=-
4*c[»2 + (w)2J
.(e-r/«wc + 1)
Л
2/C,0 2/C»co
со / 1 V
■(«
-T/8RC
+ 1)
4ДС
(*"
-г/вде
+ 1)
К
Ы"*+Щ°-"{е-Т18кс+1)]
55

ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Инвертор с последовательным подключением
коммутирующего конденсатора имеет последовательную
резонансную цепочку L, С, обеспечивающую коммутацию.
У большинства основных схем инверторов в момент
запирания тиристора возникает пульсирующий ток
колебательного характера. Резонансная частота схемы
определяет продолжительность прохождения затухающего
синусоидального импульса тока через тиристор,
резонансную цепочку и нагрузку.
В данной главе излагается работа основной схемы
инвертора с последовательным подключением
коммутирующего конденсатора, включая расчет с определением
кривых напряжений и токов в установившемся режиме.
Далее рассматриваются некоторые модифицированные
однофазные схемы. Эти схемы расширяют рабочий
диапазон основной схемы последовательного инвертора.
Некоторые однофазные и многофазные схемы
показаны дополнительно для иллюстрации разновидностей
инверторов с последовательным подключением
коммутирующего конденсатора.
Простой последовательный инвертор, работающий на
сравнительно стабильную нагрузку, может создавать на
ней напряжение с формой кривой, очень близкой к
синусоиде. Когда ток нагрузки увеличивается,
амплитудное значение напряжения на конденсаторе возрастает.
К схеме простого последовательного инвертора могут
быть добавлены цепи обратной связи, облегчающие
решение этой задачи и увеличивающие практический
диапазон рабочих нагрузок.
Вообще говоря, последовательный инвертор может
отключаться более легко, чем параллельный, так как
57

в этом случае нет необходимости включать тиристор
чтооы запереть другой тиристор, находившийся ранее
в проводящем состоянии. Можно разорвать цепь
управляющего электрода тиристора и тем самым прекратить
раооту инвертора. Благодаря этому исключается
необходимость в ряде случаев иметь выключатели в силовой
Цепи, так как инвертор может быть включен и отключен
соответствующими переключениями в цепи
управляющего электрода, хотя следует предпринять некоторые
меры, исключающие нежелательные переходные процессы
3-1. ОСНОВНАЯ СХЕМА ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО
ИНВЕРТОРА
Основная схема инвертора с последовательным
подключением коммутирующего конденсатора показана на
рис. 3-1.
Термин «последовательный инвертор» используется
для обозначения инвертора, который коммутируется
конденсатором, включенным
последовательно с
нагрузкой.
Когда в схеме рис. 3-1
тиристор 77 открыт, а
тиристор Т2 закрыт,
последовательная резонансная
цепочка подсоединена по
существу к источнику
питания постоянного тока.
Если в схеме нет потерь,
т. е. соблюдается условие
Rn = 0, то напряжение на
конденсаторе за время
первого полупериода
колебания возрастает по
синусоиде до величины,
равной 2Еа- Затем
прохождение тока
прекращается, так как ток
падает ниже величины
тока удержания тиристора. Синусоидальная полуволна
тока достигает максимума в тот момент, когда
конденсатор заряжается до напряжения, равного Ed, и
58
0—
Рис. 3-1. Основная схема
инвертора с последовательным
подключением коммутирующего
конденсатора.
спадает к нулю, когда напряжение на
конденсаторе становится равным 2Е&. В течение второго
полупериода работы инвертора, когда тиристор Т2 открыт,
эквивалентная схема опять имеет вид той же
последовательной резонансной цепи, но уже без источника
питания постоянного тока, и с начальным напряжением на
конденсаторе, равным 2Ed. По цепи вновь протекает ток
в виде синусоидальной полуволны противоположного
направления, а конденсатор заряжается с отрицательным
напряжением до величины 2Ed, если предположить, что
RH=0. Когда тиристор 77 включается вновь, то условия
становятся такими же, как и во время первого
полупериода, за исключением того, что начальное напряжение
на конденсаторе равно отрицательной величине 2Ed,
а не нулю. Если пренебречь потерями, то можно
считать, что к концу третьего полупериода напряжение на
конденсаторе становится положительным и равным 4Ed.
Такая работа продолжается последовательными
полупериодами, и при условии, что jRh=0, напряжение на
конденсаторе будет все время возрастать от периода
к периоду. Практически в цепи имеются сопротивления
нагрузки и потерь, что предотвращает последовательное
удваивание напряжения на конденсаторе. Отношение
индуктивного сопротивления XL или емкостного
сопротивления Хс 'к активному сопротивлению R есть добротность
Q цепи. Основная гармоника напряжения на
конденсаторе возрастает по экспоненте до установившегося
значения с постоянной времени, равной Q/л периодов, если
схема работает с ее резонансной частотой.
Важным свойством схемы рис. 3-1 является то, что
она, строго говоря, будет работать только в том случае,
если ток равен нулю в течение интервала времени,
требуемого для 'Восстановления управляющих свойств
тиристоров в конце каждого полупериода работы.
Соблюдение этого условия необходимо, чтобы тиристоры были
в состоянии восстановить свою способность запираться
в прямом направлении в конце каждого полупериода
проводимости.
3-2. РАСЧЕТ СХЕМЫ
Расчет схемы рис. 3-1 можно выполнить, решая
дифференциальные уравнения, описывающие процессы,
протекающие в схеме. Этот расчет приведен в § 3-5. Если
59

считать, что ток I становится равным нулю точно в
конце каждого полупериода рабочей частоты инвертора, то
расчетные формулы для установившегося режима
получают следующий вид.
Для промежутка времени, когда тиристор Т1
находится в проводящем состоянии, а тиристор Т2 заперт
(0<*<7У2), имеем:
i =■
EJL
['-■Ч-ЗДКтЬ&Г
X е sin
Yk
4L*
X
(3-18*)
Ur=;
„- (R I2L) t
X
1 [--№)]
2L
/ l/LC— R*/4L*
uc=Ed
0- (R/ 2L) t
[1_exp(~2TT")]
X
cos
/3
LC 4L2
Я* ^ _[_ sin l^ 1/IC — /?'/ 41» <
2L ,_
~p fl/L — R*/4L*
; (3-19)
X
• (3-20)
Для промежутка времени, когда тиристор Т2 находится
в проводящем состоянии, а тиристор 77 заперт
(T/2<t<ZT), имеем:
- EJL ч/
Г, I R Т \17 1 в* ч1/2 ^
|^1 _ ехр^-_ __jj^_____^
хИ-£(<--ЭД*(г!г-£Г('-4-):
(3-21)
* Номера формул, не встречавшихся ранее в этой главе,
соответствуют номерам выражений, выведенных в § 3-5, где выполнен
расчет схемы рис. 3-1. (Прим. автора.)
60
— Ed v/
[»-«ф(—йгт)]
Х«ф[-£(*—£-)]х
X [cos Ytc - Sf V - IT/ -
sin V\/bC—R*l4L* (t—T/2)
(2L/R) \f\jLC — #2/4L2
; (3-22)
"c =
X
x [cos V -m ~ ■& {* ~4-)+
sinTAT/ZZ-^T2^ — У/2) 1 (323)
"^ (2L/7?) К l/LC — Ri/ALi J "
На рис. 3-2 показаны формы кривых напряжения ис
для различных значений 2LJR, причем принято, что
}f[/LC—R2IAL2 сохраняется неизменным и равным
рабочей частоте инвертора. Когда сопротивление цепи R
мало, его изменение не оказывает ощутимого влияния на
резонансную частоту. Для этих условий R2/4L2<^\/LC,
и поэтому резонансная частота схемы y\\LC—R2/4L2
равна примерно j/1/Z.C. На рис. 3-2 наибольшая амплитуда
кривой имеет место, когда R мало. Если все другие
параметры схемы остаются примерно постоянными, то при
изменении сопротивления R амплитуда синусоиды
постепенно уменьшается.
В тех случаях, когда сопротивление R велико или
приближается критическое затухание, a R меняется при
неизменном L, необходимо существенно изменять С, чтобы
сохранять постоянной резонансную частоту схемы. Это
соответствует кривой рис. 3-2 с наименьшей амплитудой.
61

При критическом затухании R равно 2XL или 2ХС,
что можно показать следующим образом.
5U
— = 2Т, или К = —
Рис. 3-2. Формы кривых для «с схемы рис. 3-1, если
считать \T\/LC—/?2/4L2 постоянным и равным частоте
инвертора.
Для критического затухания имеем:
4L2 LC
(3-31)
или
R = 2L j/^ = 2w0L = 2XL,
(3-32)
где <»0 = l/^LC равно резонансной частоте в случае
#74Z,2 < 1'LC.
И так как
1 = -
WnC
(3-33)
62
ТО
* = (2шо)(^)=^2^ (3"34)
На рис. 3-3 показаны формы кривых для случая, когда
2L/R = T/2 или Я = 2<oL/jt
Рис. 3-3. Формы кривых рис. 5-1, если считать
V 1/LC—R2/4L2 постоянным и равным частоте
инвертора и 2L/R = Т/2 или R = 2(oL/jt.
По существу для практических целей очень просто
выполнить приближенный расчет 'Схемы, не решая
дифференциальных уравнений. Такой расчет базируется на
основных принципах работы схемы. Считаем, что
тиристоры 77 и Т2 находятся в проводящем состоянии
разные интервалы времени. Напряжение между точкой / и
отрицательным полюсом источника постоянного тока на
рис. 3-2 имеет величину Ed, когда открыт тиристор 77, и
равно нулю в течение времени, когда открыт тиристор Т2.
Таким образом, напряжение, приложенное к
последовательной цепочке L, R, С, имеет постоянную составляю-
63

щую Ed/2 и переменную составляющую прямоугольной
формы кривой с максимумом Ed/2. При установившемся
режиме .работы «а зажимах 'конденсатора может
действовать постоянное 'напряжение, тогда как через
конденсатор «е может протекать постоянный ток
(следовательно, постоянного напряжения не будет и на зажимах R);
постоянное напряжение .не может появляться на
индуктивности. Кроме того, для случая, когда ток i достигает
нулевого значения точно в конце каждого полупериода,
не может появляться постоянное напряжение «а
индуктивности в течение каждого полупериода
(заштрихованные площади кривой uL рис. 3-3 равны). Переменное
напряжение ,на зажимах нагрузки R можно найти,
определив расчетом появляющиеся «а зажимах R части
основной и каждой гармоник приложенной прямоугольной
волны. Амплитуда основной гармоники приложенной
прямоугольной волны напряжения с максимумом EJ2 равна:
Г/2
Лг=~( §-sinatdt=^- (3-35)
о
Действующее значение основной гармоники напряжения
на зажимах R равно:
U _ V2 р R
_ V2Ed 1
К'+(—зг—)
(3-36)
Для любой гармоники
i/ТГ,
У! + ( зг—)
где п=\, 3, 5, ..., a UR,e{n)— действующие значения
отдельных гармоник напряжения на зажимах нагрузки R.
Практически схема рис. 3-1 применяется главным
образом для того, чтобы создать приемлемое
синусоидальное напряжение на .нагрузке. В таких случаях Хь и Хс
по существу равны и по величине обычно составляют
несколько R. В таких резонансных условиях рабочая
частота равна приблизительно \jYLC и форма кривой тока
64
очень близка к синусоиде. Сумма сопротивлений XL и А'с
примерно равна нулю. Поэтому вся основная гармоника
приложенного прямоугольного .напряжения с
максимумом, равным Ed/2, оказывается приложенной к
сопротивлению нагрузки. Ток нагрузки равен основной гармонике
приложенного напряжения, деленной на сопротивление R.
Переменное напряжение на Хс или XL может быть
определено умножением этого тока на Хс или XL. Этот
приближенный расчет очень прост и дает достаточно точные
результаты при расчетах для многих встречающихся на
практике случаев. Этот метод расчета дает весьма малые
ошибки для схем с большим Q.
Схема рис. 3-1 может также работать в тех случаях,
когда резонансная частота цепи J/ \/LC—R2/4L2 больше,
чем рабочая частота инвертора. В таком режиме ток
будет достигать нулевого значения и оставаться равным
нулю в течение некоторого времени до тех пор, пока не
откроется следующий тиристор. Как показано в § 3-5,
работа схемы при протекании тока описывается теми же
уравнениями (3-18) — (3-23). После того как ток станет
равным нулю, напряжение на конденсаторе будет
оставаться неизменным, пока не наступит интервал
проводимости следующего тиристора. На рис. 3-4 показаны
примерные формы 'кривых при тех же параметрах, что и
на рис. 3-3, но при емкости, в 4 раза меньшей.
Резонансная частота цепи возрастает примерно до удвоенного
значения рабочей частоты 'инвертора. Такой режим очень
схож с тем, что показано на рис. 3-2 и 3-3, за
исключением интервалов задержки, т. е. промежутков времени
в течение каждого полупериода, когда ни один из
тиристоров не находится в проводящем состоянии. Такой же
режим работы схемы, как на рис. 3-4, будет и в том
случае, если частота инвертора снизится, а все остальные
параметры схемы сохранятся такими же, как на рис. 3-3.
Действительно, при малой частоте инвертора формы
кривых будут теми же, что на рис. 3-3, за исключением
интервала задержки в течение каждого полупериода, когда
аналогично условиям рис. 3-4 напряжение на
конденсаторе остается постоянным.
Приближенный метод расчета может быть также
использован, когда частота инвертора меньше, чем
у 1/LC—RZ/4L2, для промежутка времени, когда один из
тиристоров находится в проводящем состоянии. Однако
фактические среднеквадратичные токи и напряжения
5—1503 65

Должны быть определены с учетом 1блияНйя интервалоз
задержки в течение каждого полупериода.
Рис. 3-4. Формы кривых при тех же предположениях, что и
для рис. 3-3, но с одной четвертой частью емкости.
Как уже отмечалось, схема рис. 31 будет
удовлетворительно работать только в двух описанных случаях,
т. е. когда ток i спадает к нулю до того, как следующий
тиристор переключится в проводящее состояние.
66
3-3. РАЗНОВИДНОСТИ СХЕМЫ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО
ИНВЕРТОРА
Характеристики схемы рис. 3-1 можно улучшить
путем ее модификаций, показанных на ,рис. 3-5. На
рис. 3-5,а катушка дросселя разделена на две равные
части, .которые охватывают один сердечник. Важным
изменением работы схемы является то, что в этом случае
- о
Рис. 3-5. Модификации основной
схемы последовательного инвертора.
один тиристор может быть отперт до того, как ток в
другом тиристоре снизится до нуля. Когда тиристор
отпирается, в спаренных катушках дросселя индуктируется
напряжение, которое меняет знак напряжения на другом
тиристоре, заставляя его запереться. Благодаря этому
рабочий диапазон последовательного инвертора
расширяется настолько, что он захватывает и ту область, когда
рабочая частота инвертора несколько больше, чем
резонансная частота последовательной цепочки L, R, С. Это
увеличение диапазона работы достигается путем
увеличения размеров дросселя при более сложном его ислол-
5* 67

нении, так как в течение каждого полупериода ток
проходит лишь через одну половину дросселя с выводом от
средней точки. Пик напряжения на каждом тиристоре
в схеме рис. 3-5,о также больше, чем в схеме рис. 3-1.
В схеме рис. 3-5,6 'конденсатор разделен на две
равные части [Л. 3-4]. Во время установившегося режима
работы, когда в течение одного полупериода тиристор 77
Рис. 3-6. Характерные формы кривых в схеме
рис. 3-5,6.
открыт, конденсатор С2 заряжается от источника
постоянного тока, а конденсатор Сх разряжается на нагрузку.
Через тиристор 77, L\ и нагрузку протекает как
зарядный, так и разрядный ток. За время следующего полу-
периода, когда открыт тиристор Т2, роли обоих
конденсаторов меняются, и оба тока протекают через нагрузку
в обратном направлении. В течение каждого полупериода
половина тока нагрузки течет от источника постоянного
тока, а половина — от разряжающегося конденсатора.
Если Ci = C2='C/2, Ll=L2='L и Ed и R в схемах рис. 3-1
и 3-5 одинаковы, то среднее значение тока, получаемое
от источника за каждый полупериод в схеме рис. 3-5,6,
равно половине среднего значения тока, протекающего
68
от источника в течение полупериода при открытом
тиристоре 77 в схемах рис. 3-1 или 3-5,а. Принципиальным
преимуществом схемы рис. 3-5,6 по сравнению со схемой
рис. 3-5,а является то, что при той же величине тока,
протекающего от источника в течение обоих
полупериодов, пульсации этого тока существенно меньше.
Схема рис. 3-5,6 подобна схеме рис. 3-5,а в том
отношении, что один тиристор может быть открыт до того
момента, когда ток другого тиристора спадет до нуля.
На рис. 3-6 показаны характерные формы кривых,
иллюстрирующие работу практически выполненной схемы
рис. 3-5,6. Большое отрицательное напряжение на
тиристоре возникает благодаря действию дросселя с выводом
от средней точки. Это облегчает коммутацию, так как
в течение необходимого интервала времени в начале
каждого полупериода на тиристоре имеется
отрицательное напряжение. После этого, в течение полупериода,
когда меняется знак напряжения на дросселе,
напряжение на дросселе с выводом от средней точки
добавляется к положительному напряжению на тиристоре.
Постоянный ток, протекающий в течение обоих полупериодоЕ
от источника постоянного тока, равен половине
амплитуды тока нагрузки.
3-4. ПРОЧИЕ СХЕМЫ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫХ
ИНВЕРТОРОВ
При источнике постоянного тока с малым
напряжением схема, показанная на рис. 3-7, более пригодна, чем
схемы рис. 3-1 и 3-5. Средний ток источника постоянно-
Рис. 3-7. Схема инвертора с
последовательным подключением
коммутирующего конденсатора
при малом напряжении
источника 'постоянного тока.
О *
го тока равен сумме средних значений токов в двух
тиристорах. Для последующих рассуждений будем считать,
что трансформатор на выходе имеет отношение чисел
69

витков каждой первичной и нагрузочной обмоток, равное
1:1. Мгновенное значение тока нагрузки равно поэтому
мгновенному значению постоянного тока источника.
Дроссель с выводом от средней точки, подключенный к
конденсатору, обеспечивает протекание по конденсатору
половины тока источника питания. Если считать
трансформатор идеальным, то полная схема будет эквивалент-
+ 9
Рис. 3-8. Трехфазный инвертор с
последовательным подключением коммутирующего
конденсатора.
на последовательному соединению L, R, С в течение
интервала проводимости одного из тиристоров. Когда
открыт другой тиристор, схема реверсируется в отношении
конденсатора и 'нагрузки. Во многом данная схема
работает подобно схеме рис. 3-5,6, так как источник
постоянного тока отдает энергию в течение обоих
полупериодов. Наряду с этим тиристор может быть открыт до того,
как ток другого тиристора станет равным нулю.
■Принципиальные отличия схемы рис. 3-7 от схемы
рис. 3-5,6 заключаются в следующем: 1) для схемы
рис. 3-7 среднее значение напряжения на нагрузке в
течение полупериода, считая, что отношение чисел витков
выходного трансформатора равно единице, примерно
равно напряжению источника постоянного тока; 2) для
схемы рис. 3-7 среднее значение тока нагрузки в течение
70
каждого полупериода равно среднему значению тока
источника питания.
На рис. 3-8 показан многофазный последовательный
инвертор. Эту схему проще всего рассчитывать, если
емкость конденсаторов в цепях постоянного тока
настолько велика, что имеет место стабильность потенциала
нейтральной точки нагрузки. В этом случае
конденсаторы, включенные последовательно с нагрузкой,
резонируют с дросселями, имеющими вывод в средней точке, чем
и обеспечивается
коммутация последовательно-
конденсаторного типа.
На приведенных
выше схемах показаны
основные типы инверторов
с последовательным
подключением
коммутирующего конденсатора.
Возможны многочисленные
видоизменения таких схем.
На рис. 3-9 показана одна
из важных схем этого
семейства. Это
модификация схемы рис. 3-5,6,
позволяющая расширить
довательно соединенные
Рис. 3-9. Последовательный
инвертор с ограничением
напряжения на коммутирующем
конденсаторе.
диапазон нагрузок. После-
диоды накладывают
ограничение, заключающееся в том, что потенциал :в точке
соединения конденсаторов не .может отклоняться в
положительную сторону больше, чем до потенциала верхней
шины постоянного тока, и не может отклоняться в
отрицательную сторону больше, чем до потенциала нижней
шины постоянного тока. Это позволяет работать с
широким диапазоном нагрузок без превышения напряжений
на элементах схемы.
В большинстве случаев предпочтительнее не
ограничивать колебания напряжения так строго, как в схеме
рис. 3-9, что достигается либо включением резисторов
последовательно с диодами, либо подключением
небольшого конденсатора последовательно с нагрузкой. Могут
использоваться и другие подобные ограничивающие
средства, расширяющие рабочий диапазон нагрузок схемы
рис. 3-5,6; например, выпрямление напряжения на
нагрузке или на дросселе и подача выпрямленного
напряжения обратно к источнику постоянного тока.
71

Очень важно подчеркнуть, что по существу все
выпрямительные схемы могут работать в качестве
инверторов с разными типами коммутации. Это иллюстрируется
схемой рис. 3-10. Она .подобна схеме
двухполуперйодного выпрямителя, а также схеме инвертора с
параллельным подключением
коммутирующего конденсатора,
показанной на рис. 2-2.
Схема рис. 3-10 работает в
режиме последовательного
инвертора. Для источника
постоянного тока с малым
напряжением практически
лучше иметь конденсатор,
включенный во вторичную
обмотку трансформатора,
как это показано на рис.
3-10, в том случае, когда
используется повысительный
трансформатор. Однако реактивное сопротивление
рассеяния трансформатора должно быть малым, чтобы
была обеспечена коммутация тиристоров.
В любом инверторе возможно также применение
комбинации схем последовательного и параллельного
подключения .коммутирующего конденсатора. Таким
образом, имеются не только разные вариации каждого типа
инвертора, «о и всевозможные «гибридные» схемы, в
которых коммутация обеспечивается комбинацией
последовательно и параллельно подключенных
коммутирующих конденсаторов.
Рис. 3-10. Двухполупериодный
однотачтный инвертор с
последовательным подключением
коммутирующего конденсатора.
3-5. РАСЧЕТ ОСНОВНОЙ СХЕМЫ
Расчет схемы рис. 3-1 может быть выполнен
следующим образом.
За время когда тиристор Т1 открыт, а тиристор Т2
закрыт (О^/^Г/2):
Ed = Ri + L§.+-±-^idt; (3-1)
72
Ел UC (° +)
^-+"(0+) ~т-
Пр) = £ г^—=
R+PL+-PT
Ed-Uc(0+)
г + РП0+)
R 1
Р2+Т~Р + Тс
(3-2)
При .работе схемы рис. 3-1 ток должен стать равным
нулю до того, как закончится интервал времени, в
течение 'которого тиристоры находятся в проводящем
состоянии, и поэтому /(0 + ) будем считать равным нулю.
Тогда из выражения (3-2) имеем:
Ea — Uc (0+)
1^) = 7—ях«/ 1—w\"' <3"3)
[P+2LJ + [TC~~llF)
Ed-Uc(0-\-)
■ш- f • (3-4)
L
у \;lc — r2,
Когда R -> 0,
i =
ли-
Ed
e-'^smV^-
-*/c(°+)
L
лГ l П Г
SmV LC
R2
t.
f
(3-5)
Это известное выражение для синусоидального
колебания последовательной резонансной цепи при
подключении постоянного напряжения. Напряжение на
индуктивности L равно:
ur=L — . (3-6)
L dt v '
Из (3-4)
u _ £tf-^c(°+) Г R_e-(RI2L)i
1 yX/LC—Rt/AL* L 2L
Х5тУтс-Ц?^У TC--4TJX
73

= [Ea-Uc(0+)]e
■ (R/2L) t
COS
V LC AL* '
sin Vh'LC — R*/AL4
V AL/R42 — 1
Напряжение на конденсаторе С равно:
ис =Ей — uL — uR.
Объединив (3-4), (3-7) и (3-8), получим:
uc=Ed- [Ed - Uc (О +)] е-wr?L) l
(3-7)
(3-8)
X
s . Г /* 1 Л2 , sin
X[cos"|/ 7Г - 477^
2[£d-t/c(0+)] ^да,,^
|^ 4L/fl2C — 1
У 1/Z.C — fl2/4L2 f
I —
Y 4l;r*c — l
V
/ 1
Z.C
AD
f =
= £d- fd-t/ (0+)e
,— (R/2L) t
X
X I cos л/
\ спя 1 /
LC
R2 t 4- Sin ^ 1/LC — ^2/4^2'
AL
Y al/rh: — l
. (3-9)
За время, когда тиристор Т2 открыт, а
тиристор Т1 закрыт (T/2<t<T):
Из выражений (3-4), (3-7) и (3-9) имеем:
-Uc(T/2+)
-(Rl2L)(t-m)
I =■
Vl/LC—R'/AL*
X
(3-10)
х [cos j/тг - -& (* - T-) ~
sin / \/LC—Ri/AJJ(t — 772)
YAL/R*C — 1
(3-11)
74
cosj/ -йс--й*[*-~*'Г
■ sin^l7LC--R74L\(<-7/2) 1 3l2)
Y4L/R2C— 1 J' ^
Установившийся режим работы, когда i(t) становится
равным нулю точно в конце каждого полупериода
рабочей частоты инвертора.
При указанном режиме работы рабочая частота
инвертора равна:
"=¥ тс-'Ш^', <3-13>
Из выражения (3-9)
"с|^/2==^+[^-£/с(0+)]Х
Из выражения (3-12)
"с |,_.="с<°+>= -^c(4-+)exP(-|-f) (3-15>
Объединяя (3-14) и (3-15), имеем:
Ea+[Ed-Uc(0+)] ехр(- 2?-^-) =
^ -t/c(Q+) .
ехр(—2Гт)
^[1 + exP(-|r^)]=f/c(0+)[exP(-|-4)-
-exp(+-|-f)];
75

C/c(0+):
^[l+exp^-^-yj]
ехр("2тт; - ехР [+2гт)
1-e*p(+T~2~)
Из (3-15)
(3-16)
V,
exp(_2T^)
( R T \
l_exp^—r-rj
(3-17)
Выражения (3-4), (3-7) и (3-9)—(3-12) при установившемся
режиме работы принимают вид:
Для 0<t<T/2
р\п iP<.WL)Ti2 ]
Cd , ARtum
i = '' L . у
L У 1,'LC - R2/4L2
£„ -?-t— p- W2t) '
X
sin
L-fAl/LC — /?2,4L2
X
76
£d[l+g-W2L)r/2I p- <«/2L, * v
I l_e~(R/L)T/2 e A
Uc ^d
gri[i + e-w-W] e-m,x
.- (A7 /-) 772
Для T/2<t<T
sin
/ 1,£C — /?2/4Z.2 <
Y\L, R2C — 1
£„[l+e-W2L,W2]
(3-20)
l —
0-(K/L)TI2
X
Xexp
L /I LC—R2/4L2
2L
и,- -Ed[l+ez!ZT2] x
Xexp[-277^--J-)][cos|/-7^-^^-4-)_
■]; (3-22)
sinY l/LC — R2,4L2 (t — T/2)
Uc =
Y4L;r*C — 1
1 —e
- («/£) №
X
X
етр[-!-('--г)] [cos]/"
1
4L2
<-H +
\V \;LC — R2;4L2 (t—T;2)
V4l;r2c — i
]•
(3-23)
Величины £/c(0 + ) и Uc(T/2 + ) из выражений (3-16)
и (3-17) для различных значений 2L/R равны:
2L/R
Т/4
Т/2
т
2Т
ис(0+)
Е*-{\1!Р =-°-156£li
— 0,583£d
—1,54£„
— 3,52£d
£/с(Г/2+)
(1+е-2)
£<f 1 _|_ е-4 — 1.16£d
1,58£„
2,54£d
4.52Е,,
77

Ёеличина ис из выражения (3-20) для / = 774,
соответственно равна:
2L/R
Т/А
Т/2
Т
чт
еЛ\-
"с|/ = 7/4
А/Т Л
-1,16в-' 2л/7- |-0,728£d
0,695£d
0,685£d
0,684Ed
Ri из выражений (3-17) и (3-18) определяется как
(3-24)
Ri = Uс (Т/2 +) -У±-e~iR"L)t sin —
2п/Т Т
Значения Ri при тех же величинах 2L/R:
2L/R
Ri 11 = Г/6
Rl
t=T/i
Т/А
Т/2
Т
2Т
0,66£„
0,62£d
0,58£d
0,574£d
0,54£d
0,6l£d
0,63Ed
0,635£d
Установившийся режим работы схемы рис. 3-1, когда
yi/LC—R2jM,2 больше рабочей частоты инвертора.
Для этого режима работы ток будет становиться
равным нулю и будет оставаться равным нулю до того,
как откроется следующий тиристор. Выражения (3-4),
(3-7) и (3-9) — (3-12) описывают работу в течение
интервала протекания тока. После того как ток станет равным
нулю, напряжение на конденсаторе будет оставаться
неизменным до начала следующего полупериода рабочей
частоты инвертора.
Некоторое представление о влиянии изменений
параметров схемы на этот режим работы может быть
получено путем исследования влияния изменения емкости
конденсатора С.
78
Рабочая частота инвертора равна:
Рассмотрим один из случаев, показанных на рис. 3-2:
^==772 = —. (3-26)
При снижении емкости и сохранении остальных
параметров схемы неизменными соя—резонансная частота
схемы — может быть найдена из следующего выражения
=/:
1
LaC
4L2
(3-27)
где а обозначает степень уменьшения величины емкости.
Объединяя (3-26) и (3-27), получаем:
з-. (3-28)
'LaC
Из (3-25) и (3-26)
1
LC
AL*
LC
ИЛИ
Объединяя (3-28) и (3-29), получаем:
2
V
»?(i + -sr)
l/ 1 + 1/тт2
Откуда
=w/j/4-+i?-(4—О
1
1/2
1/4
1/8 (С = 1/8 С)
aR
со,
1,А5а,
2,07(ог
2,95(0
(3-29)
(3-30)
♦ ♦ ♦■

ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ИНВЕРТОРЫ С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ
КОММУТАЦИЕЙ
Схемы с коммутацией, осуществляемой под
воздействием сети переменного тока (преобразователи, ведомые
сетью), работают при изменении фазового угла в
диапазоне от нуля до 180°, если не учитывать реактивное и
активное 'Сопротивления в цепи коммутации. Работа
выпрямителя с фазовым управлением осуществляется в
диапазоне от нуля до 90°, а работа инвертора — в диапазоне
от 90 до 180°. Вне этих пределов (180°) области фазового
управления надежная коммутация не имеет места.
В схемах с такой коммутацией для обеспечения
переключения тока от одного вентиля к следующему за
пределами 180°-ной нормальной области фазового
управления требуется некоторое дополнительное 'Напряжение,
противоположное по направлению напряжению сети
переменного тока.
В этой главе описаны схемы, которые позволяют
работать с фазовым управлением в диапазоне,
составляющем 360°. Схемы, имеющие для обеспечения
коммутации устройство переменного тока, вырабатывающее
высокочастотные колебания напряжения, относятся по
этому признаку к схемам .инверторов с высокочастотной
коммутацией [Л. 4-1 и 4-3].
Схемы с коммутацией напряжением сети ведут себя
как индуктивная нагрузка переменного тока. Такие
схемы не могут отдавать индуктивную мощность.
Высокочастотная коммутация позволяет работать с углами
фазового управления, которые создают для сети
переменного тока опережающую, т. е. емкостную реактивную
нагрузку. Это означает, что инвертор с высокочастотной
коммутацией с углами фазового управления между 180
80
и 270° в состоянии отдавать индуктивную мощность в
систему переменного тока. У инвертора с высокочастотной
коммутацией не требуется добавлять емкость, чтобы вся
цепь переменного тока имела опережающий
коэффициент мощности, в то время как параллельный инвертор
требует увеличивать емкость.
Если высокочастотное напряжение подается от
'источника с фиксированным или надежно регулируемым
напряжением, то инвертор с высокочастотной .коммутацией
может питать статические нагрузки переменного тока и
с опережающим и с отстающим коэффициентами
мощности. В этом случае не требуется, в отличие от случая
инверторов с коммутацией напряжением сети,
подсоединять инвертор к шинам с почти стабильным
переменным напряжением. Однако если напряжение сети
переменного тока недостаточно стабильно или если
система переменного тока имеет большое индуктивное
сопротивление, то может понадобиться очень большое
коммутирующее напряжение высокой частоты.
Высокочастотная коммутация может применяться для
улучшения коэффициента мощности и уменьшения
наклона внешней характеристики как при выпрямлении, так и
при инвертировании. Основным недостатком такой
коммутации является то, что она не может работать в
широком диапазоне нагрузок без источника фиксированного
высокочастотного напряжения или без стабилизации
высокочастотного напряжения каким-либо способом,
например путем включения выпрямителей, возвращающих
мощность источнику постоянного тока, когда
высокочастотное напряжение превысит заданную величину.
Высокочастотная коммутация в основном наиболее приемлема
для многофазных систем, где система переменных
напряжений сохраняется сравнительно стабильной
независимо от режима нагрузки инвертора, и для расширения
рабочего диапазона за пределы того, что возможно при
линейной коммутации.
4-1. ЧЕТЫРЕХФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР
С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
И С ВНЕШНИМ ИСТОЧНИКОМ НАПРЯЖЕНИЯ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Схема рис. 4-1 представляет собой четырехфазный
инвертор с высокочастотной коммутацией. Она очень
похожа на схему соответствующего выпрямителя, к которой
Н—1503 81

добавлены дроссель в цепи постоянного тока, источник
питания напряжением высокой частоты и двухобмоточ-
ныи трансформатор с выводом от средней точки для
ввода напряжения высокой частоты.
Напряжение
высокой частоты
Рис. 4-1. Четырехфазнын инвертор
с высокочастотной коммутацией н
внешним источником напряжения
высокой частоты.
Принцип работы этой схемы можно наиболее просто
понять, приняв, что:
1) трансформаторы, дроссели и тиристоры идеальные;
2) индуктивность цепи постоянного тока достаточна,
чтобы длительно поддерживать неизменный постоянный
ток;
3) напряжение на шипах переменного тока
сохраняется стабильным независимо от режима работы
инвертора;
4) постоянный ток может быть любым при условии,
что напряжение источника постоянного тока
устанавливается равным средней величине U0 для данного угла
управления тиристорами, считая идеальным дроссель
в цепи постоянного тока. Практически для данного тока
напряжение источника постоянного тока инвертора
больше, чем U0 для идеальной схемы на сумму падения
82
на омическом сопротивлении цепи и коммутационного
падения напряжения;
5) высокочастотное напряжение источника
коммутирующего 'напряжения синусоидальное.
Предположим, что в схеме рис. 4-1 напряжение
каждого из четырех анодов тиристоров имеет две
составляющие— основную и вторую гармоники. Основная
гармоника напряжения трансформируется из сети переменного
тока, а вторая гармоника вводится через трансформатор
от внешнего источника напряжения высокой частоты. На
рис. 4-2 показано, как протекает работа выпрямителя и
инвертора с фазовым управлением при введении
достаточного напряжения второй гармоники с
соответствующей фазой. На рис. 4-2 показана работа с углами
управления, обычно недостижимыми для простой схемы с
коммутацией напряжением сети.
В схеме рис. 4-1 при отсутствии напряжения высокой
частоты и угле фазового управления а =180° тиристор 77
будет проводить ток в течение интервала от 225 до 315°,
давая волну напряжения w,.0. (Угол управления а
измеряется, как и обычно, от точки естественного отпирания
вентиля.) В конце этого интервала проводимости
тиристора 77 и20, становится более отрицательным, чем и,_0,
так что при углах управления, больших, чем 180°, ток не
сможет перейти с 77 на Т2.
На рис. 4-2,а угол фазового управления равен
примерно 195°, т. е. немного превышает 180° — максимум
угла фазового управления для коммутации напряжением
сети. Для условий, соответствующих рис. 4-2,й,
коммутация выполняется сравнительно небольшим по
амплитуде напряжением высокой частоты. В конце периода
проводимости тиристора 77 высокочастотное напряжение
соответствующего знака добавляется и к и10, и к ы^
увеличивая значение и1п и снижая значение и2_п. Как
показывают кривые напряжений и1п и и2п, если
тиристор Т2 отперт в конце интервала проводимости 77, то
ток перейдет с 77 на Т2, так как в этот момент ы2.„
более положительно, чем и1п. При этом коммутацию
может осуществлять сравнительно малое по амплитуде
напряжение высокой частоты, так как напряжения «,.0 и
«2_0, в конце 90°-ного периода проводимости 77 очень
близки друг к другу. При условиях рис. 4-2,о схема ра-
6* 83

ботает инвертором при 'напряжении, несколько меньшем
наибольшего напряжения источника постоянного тока.
На рис. 4-2,6 угол управления увеличивается до
величины, приближающейся к 255°. В этом случае дтя
коммутации требуется высокочастотное напряжение с
несколько большей чем на рис. 4-2,а амплитудой, так как
мгновенные напряжения «,_0 и и20, сильнее
различаются в конце- периода проводимости тиристора 77. Иначе
говоря, требуется большее напряжение и0п, чтобы
сделать и2п более положительным, чем ы,.„ в точке, где
ток должен перейти с 77 на Т2. Важно отметить, что
фаза напряжения высокой частоты также изменилась
при переходе от рис. 4-2,0 к рис. 4-2,6. Это желательно
для того, чтобы коммутация происходила в момент, когда
кривая напряжения высокой частоты достигала своей
наибольшей величины. При условиях, соответствующих
рис. 4-2,6, схема еще работает инвертором, но при
малом напряжении источника постоянного тока.
На рис. 4-2,в угол управления равен примерно 285°.
Амплитуда напряжения высокой частоты та же, что и нч
рис. 4-2,6, но сдвинута по фазе, так что максимум
отрицательного напряжения и0п оказывается в новой
точке коммутации. Не понадобилось увеличения амплитуды
гармоники, так как разность мгновенных значений между
и[.о и и2-о> в момент коммутации не стала большей, чем
при условиях рис. 4-2,6. Режим рис. 4-2,в соответствует
выпрямителю со сравнительно небольшим напряжением
на нагрузке. Как показывает заштрихованная площадь
рис. 4-2,в напряжение t/0 имеет противоположный знак
по сравнению с напряжением U0 на рис. 4-2,0 и 6.
В схеме рис. 4-1 для высокочастотной коммутации
используется вторая гармоника переменного напряжения.
Амплитуда и фаза напряжения высокой частоты
изменяются в соответствии с требуемым углом управления. При
этом коммутация может осуществляться во всем
диапазоне углов фазового управления от 0 до 360°, а не
только от 0 до 180°, как это имеет место при
коммутации напряжением сети.
Когда схема с высокочастотной коммутацией
работает в качестве выпрямителя с углом фазового управления
а=0, среднее напряжение на нагрузке выпрямителя
может быть снижено установкой либо опережающего, либо
запаздывающего угла фазового управления.
85

На рис. 4-3 показано, как область работы инвертора1
с коммутацией напряжением сети расширяется при
высокочастотной коммутации. Соответствующая кривая
рис. 4-3 показывает, что при этом реактивный ток
системы переменного тока изменяется по величине. Б зоне
_ .. \ 270У W,
п У
\Вьтррми - Mlepmop ^Инвертор. ^ Выпрями
тем
коммутация чапрр
"жением сёШ
I Ьысонпчастптная
коммутация
Рис. 4-3. Зависимость t/0 и
реактивного тока от угла
фазового регулирования для
схемы, показанной на
рис. 4-1.
/ — кривая £/0; 2 — кривая
реактивного тока в
предположении, что переменное
напряжение и ток источника
постоянного тока неизменны.
Примечание.
Индуктивный ток произвольно
показан положительным. При
фазовом управлении между 0 и 180°
ток отстает от напряжения
иа углы от 0 до 180°. При а от
ISO до 270° линейный ток
опережает напряжение на углы от
0 до 18""
с — рабочая точка при условиях рис. 4-2,а; б — рабочая точка
при условиях рис. 4-2,6; в — рабочая точка при условиях
рис. 4-2.в.
работы с коммутацией 'напряжением сети, т. е. а,
меняющемся от нуля до 180°, переменный ток отстает от
напряжения, так что схема привносит индуктивную
нагрузку в сеть переменного тока. В дополнительной зоне
фазового регулирования от a=il'80° до а=360°, наличие
которой становится возможным благодаря
высокочастотной коммутации, переменный ток отстает от напряжения
более чем на 180°, т. е. его можно считать опережающим
напряжение на угол, меньший 180°. Таким образом,
схема высокочастотной коммутации позволяет работать
в зоне, где в систему.переменного тока привносится
опережающая нагрузка. По этой причине инверторы с
высокочастотной коммутацией могут использоваться при
равном нулю напряжении на зажимах постоянного тока
и угле фазового управления несколько большем, чем
270°, для улучшения коэффициента мощности сети
переменного тока. Некоторое увеличение угла сверх 270°
необходимо, чтобы преодолеть влияние активного и
реактивного сопротивлений схемы. Обычно эти
сопротивления в силовых схемах очень невелики, так что требуется
86
лишь незначительная степень фазового управления,
чтобы обеспечить полное регулирование тока и мощности
системы переменного тока.
Когда подача напряжения высокой частоты
обеспечивается фиксированным источником, как на рис. 4-1,
инвертор с высокочастотной коммутацией в состоянии
питать пассивную нагрузку. В этом случае переменное
напряжение поддерживается сравнительно стабильным
независимо от режима работы инвертора. Пассивная
нагрузка может иметь либо опережающий, либо
запаздывающий коэффициент мощности. Однако при таких
статических нагрузках обычно желательно включать схемы,
обеспечивающие по возможности неизменность формы
кривой переменного напряжения, что позволяет снизить
напряжение высокой частоты, необходимое для
коммутации. Необходимо также регулировать фазу
напряжения высокой частоты, когда инвертор питает пассивную
нагрузку. Если фаза регулируется так, что коммутация
всегда оказывается вблизи максимума кривой
напряжения высокой частоты, то от внешнего источника
требуется наименьшая амплитуда напряжения высокой частоты.
4-2. ЧЕТЫРЕХФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР
С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
С ВНУТРЕННИМ ИСТОЧНИКОМ НАПРЯЖЕНИЯ
ГАРМОНИК
Напряжение высокой частоты, необходимое для
коммутации в схеме, показанной на рис. 4-4, можно также
обеспечить заменой высокочастотного генератора
емкостным сопротивлением. Напряжение высших гармоник с
небольшой амплитудой будет коммутировать схему при
работе вблизи углов фазового управления, допустимых
при коммутации напряжением сети. Для работы при
углах фазового управления вне интервала 0—180°
требуется уже значительное напряжение высокой частоты.
Увеличения напряжений высоких гармоник можно
достигнуть либо использованием большего емкостного
сопротивления, либо повышением тока нагрузки. Схема
рис. 4-4 работает во многом подобно схеме
последовательного инвертора (см. гл. 3) за тем исключением, что
конденсатор работает при высокой частоте, а не при
основной рабочей частоте инвертора.
На рис. 4-5 показаны наиболее важные формы
кривых напряжений в схеме рис. 4-4. При построении этих
87

кривых были приняты те же упрощающие
предположения, что и при рассмотрении схемы рис. 4-1. Однако
|в этом случае принято, что постоянный ток имеет
некоторую волнистость, обеспечивающую образование
треугольной формы волны напряжения гармоник. Принято,
что возрастает либо ток .нагрузки, либо емкостное
сопротивление так, чтобы в режимах по рис. 4-5,6 и в
создавалось напряжение гармоник с большей амплитудой,
Рис. 4-4. Четырехфазный инвертор
с высокочастотной коммутацией и
источником напряжения гармоник.
чем в режиме по рис. 4-5,о. Кривые на рис. 4-5 похожи
на кривые рис. 4-2 за исключением того, что напряжение
высокой частоты имеет треугольную форму, а не
синусоидальную. Это создает различие в отдельных деталях
рис. 4-5 и 4-2, но IB основном формы кривых напряжений
на обоих этих рисунках очень близки друг другу.
Фаза напряжения высокой частоты устанавливается
моментом перехода тока с одного тиристора на
следующий, что вызывает реверс емкостного тока. Емкостное
сопротивление должно соответствовать току нагрузки,
чтобы создавалось достаточное напряжение гармоник.
Основным недостатком схемы рис. 4-4 является то, что
амплитуда напряжения гармоник прямо
пропорциональна току нагрузки, если остальные параметры схемы
неизменны. Таким образом, при очень малых нагрузках схе-
88

ма не сможет коммутировать, так как напряжение
высокой частоты будет близким к нулю. Это тот же
недостаток, который свойствен последовательному инвертору,
рассмотренному в гл. 3.
Амплитуда напряжения высокой частоты, требуемая
для идеальной схемы рис. 4-4, может быть определена
следующим образом. В момент коммутации
Чп >">-«' (4Л)
а так как
"2-„="2-с-"о-„ (4"2)
и
"i-„= "i-o+ "с.Л' (4"3)
то
h>-o'-"oJ>Ko + "oJ- (4-4)
Но и0п отрицательно в момент коммутации, поэтому оно
понижает ы,_0 и повышает и20,, в результате
или
2KJ>Ko-"2-o']- (4-6)
Амплитуда и при данном токе нагрузки и значении
емкости может быть определена следующим образом:
Г/8
0
Практически .напряжение высокой частоты может
оказаться значительно меньшим, чем дает выражение (4-9),
в основном из-за влияния 'Индуктивности схемы.
Например, при наличии реактивного сопротивления от
потоков рассеяния трансформатора имеет место перекрытие
периодов проводимости тиристоров во время перехода
тока с одного тиристора к следующему. В промежуток
времени, когда два тиристора открыты, величина заряд-
90
ного тока конденсатора снижается, а это снижает
амплитуду напряжения гармоник. Это тем более нежелательно,
так как когда имеется сопротивление от потоков
рассеяния в трансформаторе, то требуется большее напряжение
высокой частоты. Таким образом, практически величина
емкости должна быть меньше, чем дает расчет по
выражению (4-9), чтобы обеспечивалась коммутация при
наличии реактивного сопротивления в цепи и чтобы
обеспечивалось отрицательное напряжение на время
восстановления запирающей способности тиристоров.
4-3. ШЕСТИФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ
КОММУТАЦИЕЙ
Схема рис. 4-6 работает подобно шестифазному
выпрямителю со вторичной обмоткой трансформатора,
соединенной в звезду. В идеальной схеме каждый вентиль
—0
-0
Рис. 4-6. Шестифазный одиотактный инвертор с
высокочастотной коммутацией.
находится в проводящем состоянии в течение 60°, и
поэтому в любой момент времени открыт только один
вентиль. Наиболее важные формы кривых напряжений для
этой схемы показаны на рис. 4-7 при тех уже упрощаю-
91

13
с?
II
__ —
\^.
СЧ
с
OJ
Nr-"
ч^-^.
«г С*-^
«^ 15»
**^/ "~
t^v
щ
с^Я
,ч ^н*
<NjiZ
ч' "чу
чл/
ч ^^?
^"•g
*^^У
чЧ ^Ч
Wy
CD
К
е
Я
Си
щих предположениях, которые были сделаны при
объяснении рис. 4-4. В схеме рис. 4-6 используется третья
гармоника напряжения в сети переменного тока и
требуется несколько меньшая амплитуда этого напряжения, чем
в четырехфааной схеме. Максимум •разности мгновенных
напряжений последовательных фаз уменьшился, так как
увеличилось число фаз, и поэтому для коммутации
требуется меньшее напряжение гармоник. Частота гармоник
также возрастает с увеличением числа фаз. Тот факт,
что амплитуда коммутирующего напряжения несколько
меньше, означает так же, что номинальное напряжение
тиристора меньше при данном напряжении на стороне
постоянного тока. Это видно из сравнения форм кривых
«Ti на рис. 4-5 и 4-7. Следует отметить, что опять-таки
принято, что емкостное сопротивление возрастает или ток
нагрузки увеличивается в такой степени, чтобы в
режимах по рис. 4-7,6 и в обеспечивалось большее
высокочастотное напряжение по сравнению с режимом по
рис. 4-7,а.
Амплитуда напряжения высокой частоты для
идеальной схемы рис. 4-6 определяется из выражений:
ио-п— с
2W
— I idt;
Г/12
С ) 2 ul'
о
4-4. ПРОЧИЕ СХЕМЫ ИНВЕРТОРОВ
С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
На рис. 4-8 показана мостовая модификация схемы
рис. 4-6 шестифазного инвертора с коммутацией
напряжением гармоник. В основном эта схема более
желательна, чем схема рис. 4-6, для использования при большом
напряжении источника тока. Период проводимости
каждого вентиля составляет только 60°, что отличает эту
схему от обычного трехфазного мостового выпрямителя,
у которого период проводимости вентилей равен 120°.
Отличие .работы схемы рис. 4-8 от выпрямителя с фазовым
управлением обеспечивают конденсаторы и
трансформатор с выводом от средней точки.
93

Рис. 4-8. Шестифазный мостовой
инвертор с высокочастотной коммутацией.
&JM%& %
-ih
0-
.j
Рис. 4-9. Инвертор с высокочастотной коммутацией
по схеме Willis'a.
94
На рис. 4-9 представлена двухполупериодная схема
Willis'a, в которой лучше использованы выходной
трансформатор и у которой лучшие формы кривых по
сравнению со схемами рис. 4-6 и 4-8 [Л. 4-1 и 4-2]. Схема,
подобная .рис. 4-9, используемая при равном нулю
напряжении на стороне постоянного тока, работает во
многом подобно синхронному компенсатору, отдающему
емкостную реактивную мощность в систему переменного
тока.
На рис. 4-10 показана двенадцатифазная схема,
содержащая две трехфазные мостовые схемы со сдвигом
JW
Рис. 4-10. Двенадцатифазный инвертор с высокочастотной
коммутацией.
фаз в 30°. В этой схеме хорошо использованы
трансформаторы, период проводимости вентилей равен 120°, а
высокочастотные коммутирующие элементы обеспечивают
более .равномерное распределение тока между
тиристорами. Переменные токи в двух трехфазных мостовых
цепях содержат пятую и седьмую гармоники, которые не
совпадают по фазе и в сочетании создают в системе
95

переменного тока незначительные токи пятой и седьмой
гармоник.
Эти «высокочастотные токи проходят через
конденсаторы схемы рис. 4-10 и создают гармоники напряжения,
способствующие коммутации.
Рис. 4-11. Двенадцатифазный инвертор с высокочастотной
коммутацией.
На рис. 4-11 показана двенадцатифазная схема,
которая во многом работает так же, как и схема рис. 4-10.
Формы кривых напряжения основной частоты
высокочастотного напряжения в схемах рис. 4-10 и 4-11
идентичные.
ГЛАВА ПЯТАЯ
ИНВЕРТОРЫ С ИМПУЛЬСНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
Термин «импульсная коммутация» применяется в том
случае, когда проводящий тиристор запирается коротким
импульсом обратного напряжения. Амплитуда этого
импульса должна быть достаточной, чтобы прервать ток
в тиристоре, а длительность — чтобы обеспечить
восстановление запирающей способности. Обычно этот импульс
формируется с помощью колебательного LC-контура,
требуемый период колебаний которого прямо
пропорционален времени восстановления тиристора. Необходимая
величина волнового сопротивления этого контура
зависит от величины питающего постоянного напряжения и
максимального значения коммутируемого тока нагрузки.
Если период переменного напряжения на выходе
генератора велик по сравнению с временем восстановления
тиристоров, то мощности коммутирующих элементов
сравнительно малы. По мере роста рабочей частоты
коммутирующий импульс занимает все большую часть
полупериода до тех пор, пока процесс коммутации уже
становится невозможно относить к импульсному.
Сущность импульсной коммутации наиболее ясно
проявляется в тех инверторах, где импульс обратного
напряжения генерируется вспомогательными элементами,
отделенными от основной цепи. Этот способ назван
вспомогательно-импульсной коммутацией, пример его
описан в следующем параграфе. В подобных устройствах
прекращение подачи отпирающих импульсов не приводит
к аварийному режиму, так как вспомогательная
коммутирующая цепь способна запереть последний проводящий
тиристор.
В схемах второго класса импульс обратного
напряжения может быть получен при отпирании тиристора,
7—1503 97

Связанного с запираемым. Имеется пара тиристоров,
которые отпираются поочередно, создавая на выходе
инвертора положительную и отрицательную полуволны
напряжения. Отпирание одного вентиля определяет для
другого возникновение запирающего импульса. Инверторы
этого типа, описанные ib данной .главе, названы
инверторами с сопряженно-импульсной коммутацией.
Параллельные инверторы, описанные в гл. 2, также можно
отнести к сопряженно коммутируемым. Снятие отпирающих
импульсов в инверторах этого типа приводит к срыву
коммутации. В этом случае источник постоянного тока
должен быть отключен для того, чтобы разорвать цепь
аварийного тока.
В третьем классе схем импульс для коммутации
тиристора образуется в .результате включения его самого,
т. е. цепь автоматически выключается через
определенное время и выключение не зависит от дальнейшего
действия цепи управления. Такая схема с
«самоимпульсной коммутацией» описана в гл. 8. К этому
классу может быть также отнесен последовательный
инвертор.
Принцип импульсной коммутации можно
рассматривать как развитие принципа коммутации напряжением
высокой частоты, описанного в гл. 4, когда для
получения обратного напряжения, необходимого для запирания
вентилей, вводятся напряжения высокой частоты. При
импульсной коммутации частота коммутирующего
напряжения возрастает до величины, ограничиваемой
временем восстановления вентилей. Однако существует
значительная разница между .рабочими характеристиками
инверторов, коммутируемых высокой частотой и
импульсами (см. § 5-3).
Характеристики и свойства инверторов с импульсной
коммутацией значительно улучшаются при применении
обратных выпрямителей. Среди этих свойств следует
отметить легкое регулирование выходного напряжения
и сохранение работоспособности ib широком диапазоне
изменения величин нагрузки, коэффициента мощности и
частоты. В них возможно применение способов
регулирования напряжения, описанных в гл. 6. Таким образом,
они обладают гибкостью, необходимой во многих
случаях их применения. Способность к реверсированию тока,
.как это показано в § 5-3, дает возможность их
использования в резервных источниках энергии. Инверторы с им-
98
пульсной коммутацией имеют высокий к. п. д. и
относительно малые размеры.
Существует много способов формирования и измене-
иия фазы коммутирующих импульсов напряжения.
Примеры, приведенные в этой главе, ни в коем случае не
исчерпывают всех возможностей, а выбраны лишь для
пояснения основных принципов работы схем с
импульсной коммутацией.
5-1. ИНВЕРТОРЫ СО ВСПОМОГАТЕЛЬНО-ИМПУЛЬСНОЙ
КОММУТАЦИЕЙ
На рис. 5-1 показана полумостовая схема инвертора,
в которой основные тиристоры 77 и Т2 отпираются
поочередно и проводят ток в соответствующие
полупериоды переменного напряжения на нагрузке. В случае
реактивной нагрузки для возвращения энергии в источник
Рис. 5-1. Инвертор со
вспомогательно-импульсной коммутацией
(инвертор Мс Murray).
питания в течение определенной части каждого полупе-
риода проводят ток обратные диоды Д1 и Д2.
Коммутация тока основных тиристоров обеспечивается
вспомогательными тиристорами 77Л и Т2А в сочетании с емкостью
С и индуктивностью L, которые формируют
коммутирующий импульс напряжения. Тиристор Т1А
отпирается для коммутации тока в тиристоре 77, Т2А—для
коммутации в Т2. Эта схема может быть использована
в диапазоне частот до 5 кгц, или, другими словами, для
периода переменного тока, примерно в 10 раз большего
времени восстановления тиристоров.
7* 99

Принцип работы
Допустим первоначально, что ток .нагрузки проходит
через основной тиристор 77 от верхней части источника
питания постоянного тока. Допустим также, что при
этом конденсатор С заряжен в результате ранее
происходивших процессов, так что точка у имеет
положительный потенциал относительно точки х, как это показано
на рис. 5-2.
Рис. 5-2. Рабочая схема для первой части
интервала коммутации схемы 5-1.
Затем отпирается вспомогательный тиристор Т1А для
коммутации тока в 77. Работающая из этот интервал
времени часть схемы инвертора показана на рис. 5-2.
Амплитуда импульса разрядного тока через Т1А, С и L
превосходит ток нагрузки /н (который, предположим, протекает
в этот момент от г к 0). Вследствие этого ток через 77
спадает до нуля. После этого избыток тока коммутации
гк, ,на который он превышает ток нагрузки /и,
направляется в обратный диод Д1. Достигнув максимального
значения г'„, начинает уменьшаться, создавая заряд
обратной полярности на конденсаторе С. В течение времени,
когда Д1 проводит ток, прямое падение напряжения на
нем, являющееся обратным для тиристора 77, запирает
его.
Второй основной тиристор Т2 отпирается, когда ток
близок или равен нулю (гари отсутствии тока нагрузки),
что происходит примерно через ъУЬС секунд, т. е. через
один полупериод колебаний цепочки LC после отпирания
77Л. Работающая часть схемы инвертора для этого
момента представлена на рис. 5-3. К тиристору 77 вновь
100
приложено прямое напряжение. Второй, значительно
меньший импульс тока iK, будет протекать от источника
питания через Т1А, С, L и Т2, восполняя потери энергии,
происшедшие в течение первого импульса, и заряжая
конденсатор С до первоначального напряжения, но с
обратной полярностью (точка х положительна
относительно точки у). После второго импульса к Т1А
прикладывается обратное напряжение и он запирается.
Конденсатор подготовлен теперь для запирания тока в
тиристоре Т2, осуществляемого в конце его проводящего
полупериода отпиранием Т2А.
+ г-
°-3L^
{ х —
С и l
1 г
конец
заряда
«L
Рис. 5-3. Рабочая схема для второй части
интервала коммутации.
При индуктивной нагрузке цепь тока по схеме рис. 5-3
создается прежде, чем отпирается Т2, а именно в момент,
когда ток коммутации гк станет меньше тока нагрузки iu
и диод Д2 начнет проводить ток. На этот раз энергия,
запасенная в коммутирующей индуктивности, зарядит
конденсатор до более высокого напряжения. Это
повышенное напряжение конденсатора обеспечит получение
большей амплитуды коммутирующего тока, способного
коммутировать больший ток нагрузки. Таким образом,
эта схема имеет то преимущество, что коммутирующий
импульс напряжения автоматически изменяется с
нагрузкой. Это выгодная особенность, которую трудно получить
в других схемах.
Если коммутирующий LC-контур имеет высокую
добротность Q, то коммутационные потери малы и к. п. д.
инвертора высок. А так как коммутирующий импульс
становится минимальным при отсутствии нагрузки, то
потери холостого хода получаются ничтожными. Напря-
101

Продолжительности управляющих имлульсо/?
Т1 -
Т1А
\
. 1 ■
+ _^
Ч-
Т2
Г2А
&t
ТЫ
^открыт
t - L_,_J_
77
+
О
Т2А
открып
Рис. 5-4. Кривые напряжений на элементах инвертора по схеме
рис. 5-1 при холостом ходе и относительно высокой частоте.
— - - потенциал точки х\ —• — • — потенциал точки у;
потенциал точки г.
Продолжительности улра8ляющисс импульсов
+-
О
Рис. 5-5. Кривые напряжений на элементах инвертора по схеме
рис. 5-1 при холостом ходе (детали интервала коммутации).
Обозначения см. рис. 5-4.
I = JL .,-(«/4©
'), <,I=<s=7tVrz.c.
102
жение на выходе инвертора имеет прямоугольную форму
пуи всех нагрузках.
Анализ процессов в коммутирующем контуре
приводится в следующем разделе. Кривые напряжений одного
цикла в установившемся режиме при относительно
высокой частоте и холостом ходе показаны на рис. 5-4.
Необходимая длительность отпирающих импульсов на
управляющих электродах тиристоров указана наверху
рис. 5-4.
Продолжительности управляющих имт/льсиб
ТГ
Г—Г7/Н
Т2
к
I
Г
-Т2А+
-Т1-
т
* + I
А
! /■ '
и±:
+
\ Г"
-■i N
Открыт
Т1Й
1/ !
Открыт
|/ T2R
Рис. 5-6. Работа инвертора по схеме рис. 5-1 при индуктивной
нагрузке.
Обозначения см. рис. 5-4.
Детали одного интервала коммутации при холостом
ходе показаны на р.ис. 5-5. Амплитуда .напряжения на
емкости Uc в промежутке между коммутациями
определяется выражением (5-27), приведенным в следующем
параграфе, а величина Ь\ в момент переключения —
выражением (5-26).
Предполагается, что основной тиристор Т2 отпирается
точно через n-|/LC секунд после отпирания
вспомогательного тиристора 77/1, a 77 отпирается через ti\fLCсекунд
после Т2А.
На рис. 5-6 .показаны формы кривых напряжений
в установившемся режиме для случая индуктивной
нагрузки. Детали интервала коммутации показаны на
■рис. 5-7. Предполагается, что нагрузка обладает доста-
103

точной индуктивностью, чтобы изменением тока нагрузки
в течение коммутации можно было пренебречь. При
большой нагрузке амплитуды напряжения на емкости Vc и
коммутирующего тока 1т значительно выше, чем при
режиме холостого хода, показанном на рис. 5-5. Как
изменяются tu t2 и LJс в зависимости от /н, можно определить
Продолжительности управляющих
импульсов
7Х-Н Н Т1
Т1Д
Рис. 5-7. Работа инвертора по схеме рис. 5-1 при
индуктивной нагрузке (детали интервала
коммутации).
Обозначения см. рис. 5-4.
1 — — е-*'40-
с помощью семейства кривых «а рис. 5-8. Кривые
рассчитаны для случая Q= 10 по методу, приведенному в
следующем параграфе. Однако эти довольно
утомительные расчеты должны быть повторены для различных
значений Q. Кроме того, они содержат погрешности из-за
принятых допущений, неидеальных характеристик
элементов и влияния сглаживающих устройств, вводимых
104
для ограничения скорости нарастания прямого
напряжения на тиристорах. Таким образом, расчеты могут быть
использованы только как предварительные, а
действительные параметры определяются экспериментально.
Время t0, предоставляемое для восстановления
запирающей способности основного тиристора, определяется
временем, в течение которого через обратный диод
протекает избыток коммутирующего тока iK
(заштрихованная область на рис. 5-7).
Оптимальный коммутирующий ток, обеспечивающий
время 'восстановления тиристора при минимальной
энергии конденсатора—CUC, получается «ри /т=1,5/ц
(расчеты приведены ниже).
Как уже 'было отмечено, импульс коммутирующего
напряжения растет с увеличением тока нагрузки,
протекающего во время
коммутации. Однако чтобы получить
выгоду от этого факта,
следует ограничить скорость
нарастания тока нагрузки. Это
следует из того, что
напряжение на емкости Uc
увеличивается под действием прироста
тока нагрузки только в
течение второй части интервала
коммутации, после того, как
импульс коммутирующего
напряжения запрет основной
тиристор. После приращения
тока нагрузки до установления
режима проходит несколько
периодов. Таким образом,
такой инвертор не может
коммутировать при больших
бросках тока нагрузки, но при
этом его преимуществом
остаются малые коммутационные
потери при малой нагрузке.
Напряжение Uc и коммутирующий ток можно
простым способом довести до максимального значения
даже при отсутствии нагрузки путем опережающего
отпирания основных тиристоров, как показано на рис. 5-9.
Выдержка времени tx между моментами отпирания вспо-
105
Wtr,
Х1н
и,'и,
"«7
fill
\
\
л
1.
.
/
/
s
*
IP
6.9
0,S
0,7
0,6
0.5
СЛ
0,3-
0J
О,'
0
0,7 0,75 П.д 0.8!> 0,3 0,95 7,0
Рис. 5-8. Теоретические
характеристики инвертора при
<Э=10.

Продолжительности управляющих
импульсов
Т1-
могателышх н основных тиристоров делается меньше
T\fLC секунд. Оптимальные условия по коммутирующему
импульсу, как показано ниже, получаются при
U = 0,767^ VLC или 2,41/ZC сек.
При этом 'инвертор всегда переключается с рабочей
схемы рис. 5-2 на схему рис. 5-3 в тот момент, когда
коммутирующий ток
в индуктивности L
равен максимально
допустимому току,
который еще может быть
коммутирован. Формы
кривых напряжении
в этом случае
получаются подобными
представленным на рис. 5-7.
При таком режиме
работы инвертор
способен без
опрокидывания выдержать любой
бросок тока нагрузки
в пределах
максимального, так как схема
всегда работает с ма-
Рис. 5-9. Кривые токов во время
коммутации инвертора в схеме рис. 5-1
при холостом ходе, но с
опережающим отпиранием основного
тиристора Т2.
Кривые напряжений такие же, что на
рис. 5-7.
ксимальпым коммутирующим током.
При чисто активной нагрузке инвертор работает
совершенно аналогично случаю индуктивной нагрузки.
В течение первой части интервала коммутации (ti)
кривые напряжений идентичны, но во второй части (/2) они
слегка меняются. Так как первая часть содержит время
восстановления тиристора, то расчет коммутирующей
цепи остается тем же.
Если нагрузка имеет емкостный характер, то
коммутация происходит подобно случаю холостого хода, как
показано на рис. 5-10. Здесь сделано предположение, что
хотя общий коэффициент мощности цепи нагрузки
опережающий, но в цепи имеется достаточная
индуктивность, препятствующая заметному изменению тока
нагрузки за время коммутации. До начала коммутации ток
нагрузки протекает через обратный диод Д1, и энергия
передается обратно источнику питания. Первый
импульс коммутирующего тока просто прибавляется к току
обратного диода. Основной тиристор уже обесточен и за-
106
пйрающее действие является излишним. Однако этот
процесс необходим для .изменения полярности
напряжения на конденсаторе. Второй импульс коммутирующего
тока добавляется к току нагрузки, протекающему через
второй основной тиристор после его отпирания.
Характер процесса коммутации, описанного для
случаев холостого хода, индуктивной и емкостной нагрузок,
может также соответствовать и другим условиям
нагрузки. Это справедливо вообще для всех импульсно-ком-
мутируемых инверторов. Примеры таких видов нагрузки
Продолжительности управляющих импульсоЬ0
Рис. 5-10. Кривые токов во время коммутации
инвертора по схеме рис. 5-1 при емкостной
нагрузке.
Кривые напряжений такие же, что рис. 5-5.
приведены ниже в § 5-4. Термины «холостой ход»,
«индуктивная» и «емкостная» нагрузки использованы здесь
для обозначения направления тока нагрузки .в момент
коммутации.
Анализ процессов в контуре коммутации
Вначале получим уравнения для схемы,
представленной на рис. 5-11. Цепь состоит из емкости С,
индуктивности L и активного сопротивления R, представляющего
потери в цепи, подключенных последовательно к
источнику постоянного 'напряжения. Начальное напряжение на
конденсаторе равно С/0, начальный ток равен /0 с
направлениями, обозначенными на рис. 5-11.
Дифференциальное уравнение цепи
t
Е = ^o+^j i* dt + L ^-+/?i« (5-1 *
о
при начальном условии /„ (-(-0) = /0.
107

Изображение по Лапласу для уравнения (5-1)
i~s-=-~с !« (Р) + L \р1к (р) - /0] + RIS (р).
Решаем уравнение относительно 1к(р):
E-Un
1«(рУ-
- + />/.
Р2 + Ч7Р-
LC
(5-2)
(5-3)
k.
L
E
I
- 0-
y.
Рис. 5-11. Цепь R, L, С, включенная
на постоянное напряжение.
Предполагая случай колебательного процесса, получим
оригинал (5-3) в виде
E—U(, „—at „;„ .. j, т CO„ at
u>L
e *sm*>t — I0-±-e-atsm(i»t — <p), (5-4)
где
2 1
шо=ТГ
a=-
2/, *
= top — a2 > 0, ? = arctg -£-
(5-5)
Если потери в контуре относительно малы, то имеет
смысл ввести следующие допущения:
шп ^ to:
X
=/?
"о-
1
соС
_? *L _ J_ г r>_ *
со — 2ь>1 ~~ 2Q ' Де Ч— R J
? яг ~; sin (urf—<p) я=) — COS ср/.
(5-6)
Уравнение (5-4) может быть представлено теперь
приближенно в виде
108
*к *» —^-£- sin со/ -(- /0 cos шЛ е
,-(wt/2Q)
(5-7)
Выражение Для uQ — напряжения на конденсаторе С
получается подобным образом. Интегральное уравнение
t
„c==f/0+^-j/Kd/. (5-8)
о
Изображение по Лапласу для (5-8)
vcW=t+-Wim' (5"9)
Е — Un . К
П LCp С „ „
vcIp)=t+ т г- (5-10)
Обратное преобразование (5-10) дает:
ис = Е-{Е- U0) *%- e~at sin (си/ + ?) +
-f-^<Ta'sinco/. (5-11)
С принятыми допущениями (5-6) получим:
ис ~ Е+ [XI0sin<*t — (E — U0)cosut] e-{wil2Q). (5-12)
Применим теперь приближенные уравнения (5-7) и
(5-12) для iK и ис к коммутационному контуру инвертора
по рис. 5-1, работающему с индуктивной нагрузкой
(рис. 5-7).
Для первой части интервала коммутации в
соответствии со схемой рис. 5-2 £=0.
Если напряжение на емкости считать положительным
при положительном потенциале в точке х, то начальные
условия имеем в виде
U0=—Uc; /о=0. (5-13)
Поэтому к концу этой части интервала в момент tx
получим:
/.^r^sin»/, (-£-«<*); (5-и)
Ul = — Ude~wcosat1. (5-15)
109

Для определенных значений Q и ati отношения
XIiJUc и (J\IUC можно найти из уравнений (5-14) и
(5-15):
~-=.е sin^/j; (5-16)
ис
wtl
—— = е casuti. (5-17)
ис
Второй части интервала коммутации соответствует
схема рис. 5-3, причем E=Ed. Начальные условия
UQ = UU I0=h, (5-18)
,В конце интервала, в момент fa, величины ис и iK
известны:
Uc = Uc, iK=0. (5-19)
Поэтому
0=Г Ed~Ul suW2-|-/Hcos^2l с 2°, (5-20)
или
U,-Ed = XI„ ctg *>/, (0 < ш*2 < ic), (5-21)
а
<УС = £■„ -}- [Л7„ sin u>t2 — (Ed — Uг) cos ш^г] е v (5-22)
Исключая Ed из уравнений (5-21) и (5-22), получаем:
_J^=£ -cos «о/. (52д
Подставляя выражения для XIJUC и Ui/Uc из
уравнений (5-16) и (5-17) в уравнение (5-23), решаем его
относительно со^. Такое решение получено графическим
способом для случая Q= 10 и значений ati от 0,75я до п.
Значения Ed/Uc можно найти теперь из уравнения
(5-21):
-b- = -g---™Lc1g*tt. (5-24)
ис ис ис
Теоретические параметры инвертора (ufaln, Ed/Uc и
XIJUc в функции ati/л для случая Q= 10 показаны на
рис. 5-8.
ПО
Для случая холостого хода (рис. 5-5) возможно
прямое решение уравнений. Действительно,
/н=0, ati = n, afa=n. (5-25)
Тогда из уравнения (5-15)
U1 = Uce~iKl2Q\ (5-26)
а из (5-22)
Г7С = ,£■«, + (£■«,-£/,) e-W2Q>. (5-27)
Исключая t/j из уравнений (5-26) и (5-27), получаем:
Ed_l+e-™> _e-M1Q>. (5.28)
U„ 1 л. „-WW)
Jc \+e
Отношение первой амплитуды тока ко второй при
отсутствии нагрузки получается равным
тпЫ =cthik- (5-29)
°С Ей е+ WO) iQ
X е
Если Q велико, то
Xе 4Q
(5-30)
x
■en
Определим потери энергии за один коммутационный
период, пренебрегая потерями за t2,
±-C(yl-u\) =4 сис I1 - е_(я/е)]- (5-31)
Следовательно, коммутационные потери приближенно
равны
fCUl[l—e~NQ)]. (5-32)
При холостом ходе коммутационные потери приближенно
равны:
fCEyl2Q r-J- е~™ 1 =-J fC£J|. (5-33)
Ш

Выбор оптимальных величин коммутирующих
индуктивности и емкости
Чтобы процесс коммутации происходил так, как
показано на рис. 5-7, ток /к должен превышать ток /н в
течение интервала to, который должен быть больше
времени восстановления
тиристоров. На рис. 5-12 показаны
три возможных вида
импульсов, которые
удовлетворяют этому условию.
Параметр х равен
отношению Imlhi. Оптимальная
форма импульса это та, при
которой требуется
наименьшее количество энергии
для его получения. В
дальнейших рассуждениях
положим, что коммутирующий
контур имеет большое Q
при собственной
резонансной частоте, т. е. потери в
нем незначительны. Из
рис. 5-12 видно, что
н-1„
Рис. 5-12. Импульс
коммутирующего тока.
где
Поэтому
cos ^l=А
2 /m
'Vic"
p^-=2arccos-i-=g(Z).
(5-34)
(5-35)
(5-36)
Энергия, которую должен обеспечить коммутирующий
контур, чтобы тиристор заперся, равна:
W
W
7__
W
1
=■
1
~т
-си2— '
~^ьсис
to
2 arccos -у-
Lf ;
m J
'ml
11 УТ
UC/J>
(5-37)
(5-38)
(5-39)
112
Преобразовав выражение (5-39) так, чтобы правая часть
была функцией только параметра "/, получим:
IW."
-=А (7.)-
(5-40)
4 a rccos -
Функции g(x) и h(%) в соответствии с уравнениями
на рис. 5-13. Из кривой h(%)
(5-36) .и (5-40) показаны
видно, что
нормализованная энергия
коммутации W/b'cIiito имеет
минимальную величину
0,446 при х=1Д
соответствующему средней
форме импульса на рис. 5-12.
Величина tJyLC в этой
точке равна 1,68.
В расчете
коммутирующего контура
величины Uс, /н, U и х
Должны быть выбраны для
максимальной нагрузки
и минимального
напряжения источника
питания; обозначим их
индексом «0». Искомые
величины С и L:
X,
С =
&(ь)'
= 0,893
U СО ~~
и,
СО
(5-41)
L =
1
^Со'оо
V(*o)
и,
= 0,397
/н0
Со'оо
/н0
(5-42)
XV
г,5
2.0
7,5
V.9'
0,Ь
0,7
0.6
б/
0,ч
0,3
0.2
0,15
/
/
,/
V
I
А
V
ч.
/
—-J
■
/*"
ott)
J
ад^
*'
X
3,С « 5,Р б,,0 У №
Рис. 5-13. Графики
коммутационных параметров g(%), h(%),
W
X = Im/lB-
где величины параметров приняты оптимальными: %о=
= 1,5, £(Хо) = 1,68.
Собственная частота коммутирующего контура равна:
/'=-
1 _^g(X„)= 0,267
2тг V/C 2п'оо 'оо
8—1503
(5-43)
ИЗ

Ширина импульса равна:
1С \Г1С:
«W
:1,87/0
(5-44)
Для учета потерь в коммутирующем контуре значение
Uc0 в уравнениях (5-41) и (5-42) следует умножить на
о-*1Щ
Другие варианты схем
На рис. 5-14 и 5-15 показаны схемы инверторов,
работающие подобно схеме рис. 5-1. В однофазной
мостовой схеме (рис. 5-14) схема рис. 5-1 использована в ка-
Рис. 5-14. Мостовая схема инвертора, построенная по принципу
схемы рис. 5-1.
4-
0-
Д1
0-
ПЗЗ
-/~y"vyyy\_
TIB о
ТГ*-о
Рис. 5-15 Вариант схемы рис. 5-1 с трансформатором
с нулевым выводом в цепи нагрузки.
честве одного из двух блоков. Из трех таких блоков
можно получить трехфазный мост. В схеме рис. 5-15, где
в цепи нагрузки использован трансформатор со средним
выводом, для коммутации одного основного тиристора
114
требуются два .вспомогательных. Например, основной ти-
оистоо 77 запирается при одновременном включении двух
вспомогательных Т1А и TIB. Отметим, что вместо двух
вспомогательных тиристоров можно ввести
трансформатор но его трудно выполнить из-за того, что он должен
передавать большие импульсы тока и работать при
напряжении низкой частоты.
5-2. КОММУТАЦИЯ ПРИ ОГРАНИЧЕННОМ ОБРАТНОМ
НАПРЯЖЕНИИ
Форма кривой .напряжения, приложенного к
тиристору во .время восстановления его запирающей
способности, в схеме, описанной в § 5-1, значительно отличается
от таковой в других схемах, описанных до сих пор. В
ранее рассмотренных схемах к коммутируемому тиристору
вначале прикладывается резкий скачок обратного
напряжения. Амплитуда этого скачка обычно бывает
такого же порядка, как напряжение источника питания.
Затем напряжение на тиристоре увеличивается по
наклонной кривой, продолжая оставаться отрицательным
в течение времени, большего, чем время, необходимое
для восстановления. Положительное, или прямое,
напряжение восстанавливается на тиристоре по плавной
наклонной кривой, обычно по тому же закону. Обратный
ток, необходимый для рекомбинации носителей,
который должен закончиться прежде, чем тиристор может
начать выдерживать обратное напряжение, ограничен
только вторичными факторами, такими как
сопротивление и индуктивность проводов. Иногда для ограничения
этого тока в цепь добавляют специальную индуктивность.
Обратное сопротивление тиристоров растет очень резко,
и энергия, запасенная обратным током в индуктивностях
цепи, создает всплеск обратного напряжения на
тиристоре, причем получаются колебания, в которых
участвует емкость полупроводникового прибора. Этот
процесс обычно подавляется #С-фильт,ром, включенным
параллельно тиристору. Влияние восстанавливающего
обратного тока в расчетах силовых цепей не учитывалось.
В инверторе по схеме рис. 5-1 обратное напряжение
на тиристоре ограничивается прямым падением напРя-
жения на -встречно-параллельном диоде (около 1 в).
Обратный ток также ограничен величиной избытка
коммутационного тока над током нагрузки. Хорошо также то,
115

что напряжение на тиристоре во время рекомбинации
.носителей остается слегка положительным, иначе
обратный диод должен был бы отводить по меньшей мере
часть возможного восстанавливающего тока.
Ограничение амплитуды и скорости изменения обратного тока не
является недостатком схемы, наоборот, оно позволяет
избежать пробоя прибора. В действительности заряд,
требуемый для рекомбинации носителей, получается
гораздо раньше момента .наступления амплитуды
коммутационного тока. Так как после максимума тока меняется
знак его производной, то необходимо иметь минимальную
индуктивность проводов к обратному диоду, чтобы э. д. с.
самоиндукции не превысила прямого падения
напряжения на диоде и не сделала положительным напряжение
на тиристоре в это время.
Коммутация при ограниченном обратном напряжении,
исключая вредное воздействие большого всплеска
восстанавливающего тока, создает трудности в конце
коммутирующего импульса напряжения. Прямое
напряжение, прикладываемое к тиристору, имеет очень крутой
фронт. Действительно, полное напряжение источника
питания восстанавливается на тиристоре в течение
времени включения последующего тиристора. Типичное время
включения тиристоров колеблется от долей
микросекунды до нескольких микросекунд. При реактивной нагрузке
фронт может оказаться еще круче в результате
восстановления обратного диода. Ток рекомбинации,
необходимый обратному диоду, по окончании избытка
импульса коммутирующего тока дает возможность этому
току стать меньше тока нагрузки. Затем, когда обратный
диод быстро запирается, следующий тиристор под
действием э. д. с. индуктивности нагрузки и коммутирующей
индуктивности, в которых ток резко снижается,
отпирается очень быстро. Переключение может произойти за доли
микросекунды.
Такая большая скорость нарастания прямого
напряжения может вызвать повторное отпирание тиристора,
что влечет за собой короткое замыкание источника
питания. Такие отпирания за счет большого du/dt
вызываются большими всплесками зарядного тока емкости
полупроводникового прибора. Часть этого тока действует
на управляющий электрод и отпирает тиристор. Очень
быстрое отпирание при индуктивной нагрузке можно
замедлить, включив параллельно тиристору соответствую-
116
щий фильтр. Можно также подобрать тиристоры,
способные выдержать нарастание прямого напряжения за
время, равное собственному времени включения. В
противном случае необходимо добавление к основной схеме
специальных смягчающих элементов. Существенно
улучшает этот процесс включение индуктивности между
парой следующих друг за другом (основных) тиристоров,
которая принимает на себя часть напряжения источника
питания сразу после включения тиристора.
Способ коммутации при ограниченном обратном
напряжении может быть использован и в других схемах
инверторов, так же как в схемах, описанных в § 5-1. При
этом не требуется включения индуктивности между
источником постоянного тока и нагрузкой переменного
тока, что обеспечивает хорошие регулировочные свойства
и высокий к. п. д. Коммутирующая индуктивность
работает в импульсном режиме и может быть небольшой.
Эти схемы, однако, требуют введения
вспомогательных тиристоров и более сложной схемы управления.
Ниже будут описаны устройства, в которые вместо
вспомогательных тиристоров введены добавочные
индуктивности.
5-3. ОБРАТНЫЕ ДИОДЫ
Роль обратных диодов в схемах инверторов,
описанных в § 5-1, настолько важна, что заслуживает
специального рассмотрения. Если инвертор работает на
индуктивную нагрузку, то после запирания основного тиристора
необходимо току нагрузки, продолжающему
протекать в прежнем 'направлении, предоставить новый путь;
так как проводящее направление следующего тиристора
для этого не подходит, то нужный путь для тока
нагрузки предоставляет обратный диод, включенный встречно-
параллельно запершемуся тиристору. Коммутирующий
конденсатор обеспечивает ток нагрузки только в течение
короткого интервала коммутации, когда ток переходит из
запираемого тиристора >в обратный диод. В остальную
часть -периода коммутирующий конденсатор
бездействует.
Обратные дноды применяются также и в инверторе
с сопряженно-импульсной коммутацией по рис. 5-16,
полученном из схемы параллельного инвертора рис. 2-2.
Действительно, обратные диоды являются единственным
отличием новой схемы. Однако это весьма существенно,
117

гак как в параллельном инверторе единственным путем
для индуктивного тока .нагрузки является
коммутирующий конденсатор, емкость которого поэтому должна быть
большой, чтобы предотвратить чрезмерное повышение
напряжения после коммутации.
. Обратные диоды называются обратными (точнее
«возвратными»), потому что они возвращают источнику
постоянного тока реактивную энергию, запасенную в
индуктивности или емкости нагрузки. Периодический обмен
—0-
Фо оФ
Рис. 5-16. Инвертор с импульсной
коммутацией, полученный из
параллельного инвертора.
энергией между источником постоянного тока и иагруз-
кой в цепи переменного тока происходит следующим
образом. При емкостной нагрузке энергия, потребляемая от
источника питания через основной тиристор, запасается
в емкости в течение первой части полупериода
напряжения на нагрузке, а затем возвращается обратно в
источник через обратный диод в оставшуюся часть того же
полупериода. При индуктивной нагрузке энергия,
запасенная в индуктивности в течение последней части
полупериода напряжения, возвращается в источник питания
в течение первой части следующего полупериода.
При таком характере изменения потока энергии
отпадает необходимость в больших коммутирующих
конденсаторах и 'больших сглаживающих дросселях, так как
уже не требуется, как прежде, запасать в них реактивную
энергию для обмена с нагрузкой. Вместо этого может
118
быть введен небольшой коммутирующий конденсатор,
который в сочетании с малой индуктивностью,
называемой коммутирующей, формирует коммутирующий
импульс напряжения. Хотя импульсная коммутация и
обратные диоды — две различные технические идеи, на
практике они тесно связаны. Все инверторы, описанные
в этой главе, снабжены обратными диодами.
Применение обратных диодов и импульсной
коммутации с целью улучшения характеристик и уменьшения
размеров инвертора получило развитие сравнительно
недавно. Схемы, описанные в настоящей главе, в
противоположность рассмотренным в предыдущих главах, были
разработаны для тиристоров и кремниевых диодов.
Таким образом, эти схемы появились после изобретения
тиристоров. Ранее, когда в распоряжении конструктора
были только ионные приборы с их вспомогательными
устройствами, идея применения обратных диодов была
менее привлекательной. Большее время восстановления
ионных приборов уменьшало преимущество импульсной
коммутации. Поэтому это направление развития инвер-
торных схем считалось невыгодным.
Реверсирование потока энергии
Другим замечательным свойством инверторов с
обратными диодами является обратимость, т. е. способность
длительно передавать энергаю со стороны переменного
тока к нагрузке постоянного тока. Таким образом, такой
инвертор, включенный параллельно с системой
переменного тока, при соответствующих 'фильтрах и системе
регулирования может работать выпрямителем. Это свойство
полезно, когда инвертор служит резервным
источником питания. Нормально такой агрегат будет
подзаряжать аккумуляторную батарею от сети переменного тока.
В случае аварии в сети инвертор немедленно
реверсирует поток энергии и обеспечивает непрерывное питание
нагрузки переменным напряжением. Такое
реверсирование энергии позволяет также осуществить
рекуперативное торможение двигателя переменного тока.
Заметим, что реверсирование потока энергии
осуществляется реверсированием тока, а не изменением
полярности напряжения, как это получается при фазовом
управлении напряжением выпрямителя, когда его угол
управления становится больше 90° и он переходит в
режим зависимого (ведомого сетью) инвертора.
119

Для параллельной работы с генератором переменного
тока или 'работы выпрямителем тока генератора
инвертор должен быть снабжен вспомогательным
оборудованием. Необходим фильтр, который приближает форму
кривой переменного напряжения к синусоидальной. Для
обеспечения стабильной работы фильтр должен
содержать некоторую последовательную 'индуктивность.
Основная составляющая инвертированного напряжения без
фильтра соответствует э. д. с. синхронной машины при
холостом ходе, а последовательная индуктивность
фильтра —синхронному реактивному сопротивлению машины.
При отсутствии устройств регулирования напряжения
источника постоянного тока и переменного напряжения
инвертор должен иметь, кроме соответствующего
трансформатора, средства регулирования .напряжения,
подобные описанным в гл. 8. Они эквивалентны регулятору
возбуждения синхронной машины.
Далее 'инвертор должен иметь средства
синхронизации с генератором. Задающий генератор частоты
инвертора должен быть жестко связан с частотой генератора
переменного тока, но при этом должна быть
возможность .небольшого регулирования фазы для
регулирования нагрузки. Можно сделать частоту зависящей от
нагрузки инвертора .подобно тому, как делают зависимой
скорость вращения двигателя генератора от его
нагрузки. Когда инвертор работает параллельно с генератором,
регулятор частоты становится регулятором фазы или
нагрузки, а регулирование напряжения определяет
реактивную мощность. Возможны также и другие способы
синхронизации.
Инвертор, работающий в таком режиме, является
статическим аналогом 'Вращающегося синхронного
преобразователя или двигателя-генератора. Он может
преобразовывать постоянный ток в переменный и наоборот
при любом коэффициенте мощности на стороне
переменного тока. Если с помощью регуляторов
поддерживать неизменной величину переменного тока, «о изменять
его угол сдвига фазы ф относительно напряжения, то
получается режим, показанный на рис. 5-17. Диаграммы
показывают, как изменяются активная (l/2UmImeoS(p) и
реактивная ('/г^ЛпЛп sin ф) мощности при постоянной
полной мощности. Заметим, что величина постоянного
тока источника Id пропорциональна активной мощности.
Таким образом, инверторы с импульсной коммутацией и
120
обратными диодами преобразуют энергию во всем
диапазоне изменения фазы переменного тока, т. е. 360°. При
этом не требуется изменения в коммутационных
устройствах и элементах схемы.
тельный ремам темный
режим режим
Рис. 5-17. Кривые мощности инвертора с импульсной
коммутацией, работающего параллельно с сетью переменного
тока.
щ — напряжение на выходе инвертора перед фильтром: ик —
напряжение сети переменного тока — напряжение инвертора после
фильтра (сдвиг фазы, вызванный фильтром, незначителен); 1Н —
первая гармоника тока инвертора.
Диаграмму мощность — фаза рис. 5-17 можно
сравнить с диаграммой рис. 4-3 для инверторов с
коммутацией высокой частотой. На рис. 5-17 угол сдвига фаз ф
переменного тока это то же, что угол управления а
тиристоров. В схемах этой главы угол управления тиристоров
относительно напряжения в цепи переменного тока очень
мал и соответствует нагрузочному углу синхронной ма-
121

Шины. Кроме того, на ,рис. 4-3 величина постоянного тока,
так же как величина переменного тока, остается
неизменной, а постоянное напряжение пропорционально
активной мощности и реверсируется с изменением
направления передаваемой энергии.
Инверторы с импульсной коммутацией на основе
инверторного и выпрямительного блоков
Все типы инверторов, обладающих собственными
средегвам.и коммутации (т. е. автономные, а не ведомые
сетью инверторы) также могут работать параллельно
с сетью переменного тока. Для этой цели можно
использовать параллельные и последовательные инверторы, но
при этом энергию можно только передавать в сеть. Если
же требуется реверсирование направления энергии, то
необходимо поставить дополнительно отдельный
выпрямитель. Комбинируя и
пересоединяя элементы
инвертора и
выпрямителя, можно добиться
уменьшения размеров и
улучшения показателей
всей установки в целом.
Если такая установка
действует независимо от
сети, то ее
характеристики в инверторном
режиме также будут лучше,
особенно в смысле
устойчивости работы в
широком диапазоне нагрузки и
коэффициента мощности.
Пример схемы такой
Рис. 5-18. Параллельный инвертор установки показан на
с управляемым обратным выпря- рис. 5-18. Мощность па-
мнтелем. раллельного инвертора
здесь поддерживается
примерно постоянной и оптимальной по величине с
помощью соответствующего фазового управления
выпрямителем. Избыточная мощность, не потребляемая
нагрузкой, возвращается обратно в источник через
выпрямитель. В этой схеме при малой нагрузке между ин-
верторной и выпрямительной частями схемы будет
циркулировать значительная энергия.
122
—\^j<j—'
+0-
;—lh~
] П Инвертор
Ф° Ъ
Схема, где обратные тиристоры введены
непосредственно в схему импульсно-коммутируемого инвертора,
может рассматриваться так же, как пример схемы
реверсивного преобразователя выпрямитель — инвертор.
В этой схеме нет циркуляции значительной мощности при
малых нагрузках. Другими словами, приближение друг
к другу тиристоров инвертора и обратного выпрямителя
способствует повышению эффективности инвертора,
образуя схему с импульсной коммутацией.
Упрощение анализа
Обратные диоды не только значительно улучшают
характеристики, но также позволяют упростить анализ
инверторов с импульсной коммутацией. Они
обеспечивают приблизительно прямоугольную форму переменного
напряжения на нагрузке, амплитуда которого
пропорциональна постоянному напряжению источника и не зависит
от величины и характера нагрузки.
По .известным гармоническим составляющим
напряжения с прямоугольной формой кривой и заданному
сопротивлению нагрузки легко рассчитать гармонические
составляющие тока нагрузки. Метод гармонических
составляющих применяется обычно для расчета фильтров,
ограничивающих высшие гармоники до приемлемой
величины, как это рассматривается в гл. 7. Величины
коммутирующей емкости и индуктивности инвертора уже не
имеют такого существенного влияния на величину
напряжения на нагрузке, как это имеет место в
параллельных и последовательных инверторах. Наоборот, для
анализа работы схемы коммутации не требуется точно знать
характер сопротивления нагрузки. Требуется знать лишь
величину тока нагрузки в течение короткого интервала,
пока происходит коммутация. В качестве критического
(ограничивающего) фактора в расчете участвует
максимум тока нагрузки, при котором должна обеспечиваться
коммутация.
Таким образом, анализ коммутирующей цепи и
анализ цепи нагрузки могут производиться отдельно.
Именно так и рассматриваются схемы инверторов в
настоящей главе. Сделанные допущения практически
оправданы для случая, когда период переменного напряжения
значительно больше времени восстановления тиристоров,
но вносят погрешности при увеличении рабочей частоты.
123

Как ясно из гл. 2 ,и 3, расчет характеристик
последовательного и параллельного инверторов требует знания
сопротивления нагрузки. Расчеты приходится повторять,
если нагрузка меняется. Расчет для широкого диапазона
комплексных иагрузок без .применения вычислительных
машин становится нецелесообразным, а выбор
оптимальных величин коммутирующих элементов
затруднительным. Для инверторов с импульсной коммутацией могут
быть сделаны расчеты характеристик в более общем
виде. В частности, могут быть получены в явном виде
простые соотношения для оптимальных величин
коммутирующих емкости и индуктивности.
5-4. ИНВЕРТОР С СОПРЯЖЕННО-ИМПУЛЬСНОЙ
КОММУТАЦИЕЙ, ПОЛУЧЕННЫЙ
ИЗ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ИНВЕРТОРА
Для выяснения общих положений и анализа
процессов рассмотрим схему, представленную на рис. 5-19. Это
один из вариантов схемы рис. 5-16, действующий по тому
О.»
Рис. 5-19. Инвертор с сопряженно-импульсной
коммутацией (инвертор Мак-Мурри— Бедфорда),
полумостовая схема.
же принципу. Без обратных диодов схема превращается
в соответствующий вариант параллельного инвертора.
Источник постоянного тока должен иметь средний
вывод или нейтральную точку, образованную двумя
большими конденсаторами, которые могут быть
электролитическими. Сама по себе эта схема может оказаться по-
124
лезной при небольшой потребляемой мощности и
относительно высоком напряжении источника. Но более
важно, то что она является составной частью мостовых
схем.
Подключение обратных вентилей к отпайкам
первичной обмотки трансформатора, как это сделано в схемах
рис. 5-16 и 5-19, целесообразнее, чем подключение к
концам обмотки, так как это обеспечивает возврат энергии,
запасенной в индуктивности L, .иначе она окажется
«запертой». Ниже это поясняется подробнее. Такое
соединение приводит к некоторому изменению напряжения на
нагрузке в зависимости от коэффициента мощности
нагрузки, но в значительно меньшей мере, чем в
параллельном инверторе.
В целях упрощения анализа сделаем следующие
допущения:
1. Период .выходного напряжения значительно
больше времени восстановления тиристоров.
2. В цепи нагрузки имеется последовательная
индуктивность, достаточная, чтобы величина тока в течение
интервала коммутации существенно не изменялась. Это
допущение относится к любому характеру нагрузки:
активному, индуктивному, емкостному. Последовательная
индуктивность может представлять собой
соответствующую индуктивность нагрузки, индуктивность фильтра или
индуктивность рассеяния инверторного трансформатора.
Эта индуктивность должна быть значительно больше
коммутирующей индуктивности L, но так как последняя
мала, это допущение обычно соответствует реальности.
3. Автотрансформатор Тр идеальный. Это дает
возможность фиксировать вывод для подключения обрат-
пых вентилей в точке Z'. Секция обмотки Z'Z
трансформатора составляет я-ю долю всей обмотки OZ и сильно
связана с остальной частью.
4. Обе половины коммутирующей индуктивности
магнитно сильно связаны.
5. Время восстановления тиристоров, а также
обратный ток во время выключения незначительны.
6. Потери в элементах инвертора пренебрежимо
малы.
7. Выходное сопротивление источника питания равно
нулю. Это достигается на практике включением больших
электролитических конденсаторов. Они необходимы, если
питание осуществляется от выпрямителя.
125

Следует отметить, что допущения 2 и 3 оказываются
возможны благодаря допущению 1.
Приведенная ниже теория дает хорошее совпадение
с действительными характеристиками инвертора [Л. 5-1].
Работа инвертора на индуктивную нагрузку
На рис. 5-20 показаны кривые потенциалов в точках
Р, Q, X, Y, Z и Z' (рис. 5-19) относительно точки О —
нейтрали источника, за один полупериод. Напряжение
на любом элементе схемы есть разность между двумя
соответствующими кривыми. Например, напряжение на
тиристоре 77 равно разности между кривыми Р и X.
Обозначения токов на кривых рис. 5-20 показаны на
схеме рис. 5-19, причем стрелки означают направление,
принятое за положительное. Концы стрелок напряжений на
рис. 5-19 означают условный положительный полюс.
Каждый полупериод разделен на пять интервалов (А,
В, С, D и Е), границы которых определяются
моментами переключения тиристоров и обратных вентилей из
проводящего в непроводящее состояние и наоборот.
При этом каждый раз меняется рабочая схема
инвертора.
Режим работы схемы можно полностью
проанализировать, написав уравнения для каждого интервала и
приравняв граничные условия. Однако такой метод был бы
очень сложен и результат зависел бы от сопротивления
нагрузки, что затруднило бы получение общих выводов.
Самым важным для расчета является интервал В на
рис. 5-20, в течение которого протекает коммутирующий
импульс напряжения. Так как этот интервал мал, то
масштаб времени для него принят в 10 раз большим, чем для
других интервалов. Форма кривой /н принята
произвольной, а допущение, что ток /н остается постоянным по
величине в течение коммутационного интервала,
кажется преувеличенным только из-за большего масштаба
времени напряжения. Разберем последовательно все
интервалы полупериода, пользуясь рис. 5-19 и 5-20.
Интервал А. Тиристор 77 открыт и через него
проходит ток от вывода Р источника постоянного тока к
нагрузке. При умеренной скорости изменения тока
нагрузки на индуктивности L надает небольшое напряжение,
и вывод нагрузки Z имеет потенциал, близкий к линии Р,
126
1-п
Рис. 5-20. Кривые токов и напряжений в течение одного полу-
периода при индуктивной нагрузке.
т. е. потенциалу положительного полюса источника,
а емкость С заряжена до напряжения Ed. В конце
интервала А ток нагрузки равен /п.
Интервал В. Отпирается тиристор Т2 и потенциал
точки Y падает до линии Q, т. е. потенциала
отрицательного полюса источника. Так как напряжение на емкости С
не может мгновенно изменяться, то к обмотке ZY
индуктивности L прикладывается напряжение 2Ej. Такое же
127

напряжение индуктируется в обмотке XZ, создавая
обратное напряжение на тиристоре 77 и запирая его. Ток
/н, первоначально протекавший через 77 и обмотку XZ,
должен перейти в обмотку ZY и Т2, чтобы энергия,
запасенная в индуктивности, не изменилась. Таким
образом, конденсатор С должен обеспечить ток 2/н,
равный сумме мгновенных значений токов в нагрузке
и в Т2.
Расчет формы импульса напряжения при этих
начальных условиях дается несколько ,ниже. Импульс
имеет вид части синусоиды с периодом 2к\/гЕС, причем время
tK коммутационного интервала получается меньше
четверти периода, а время t0, предоставляемое для
восстановления запирающих свойств тиристора 77, еще
меньше. Оно .разно времени, в течение .которого потенциал
точки X остается выше потенциала вывода Р, образуя
обратное напряжение на 77.
•В момент времени, когда потенциал точки Z
достигнет отрицательного уровня, т. е. линии Q, напряжение на
коммутирующей индуктивности будет равно нулю, а ток
/г — максимальной своей величине, т. е. Im. Бели бы
обратные вентили были подключены к точке Z вместо
Z', то Д2, открывшись в этот момент, начал бы
проводить ток, циркулирующий в контуре, состоящем из ZY,
Т2 и Д2, «заперев» в этом контуре энергию у LI2m.
Одновременно через обратный вентиль Д2 начал бы
проходить и ток нагрузки, возвращая энергию
источнику, и это продолжалось 'бы до тех пор, пока
направление тока нагрузки не изменилось на обратное.
«Запертая» энергия рассеивалась бы в виде потерь в ZY, T2 и
Д2, что привело бы к увеличению их размеров и
снижению к. п. д. установки.
Интервал С. При подключении обратных вентилей
к ТУ мы также даем возможность этой энергии возра-
титься в источник. При этом начало интервала С
оттягивается до момента, когда потенциал точки Z' достигает
отрицательного уровня, т. е. линии Q, и диод Д2
открывается. Ток i2 начинает спадать, но так как доля обмотки
п выбрана небольшой (0.1—0,2), то спадание будет
медленным. Диод Д2 ограничивает максимум
напряжения на обмотке OZ' величиной Ed напряжения
источника. В секции обмотки Z'Z индуктируется напряжение
nEd\(\—п), которое прикладывается к части YZ ком-
128
мутирующей индуктивности, отчего циркулирующий ток
за время tj линейно спадает от /,„ до нуля.
Этот ток трансформируется из обмотки Z'Z в обмотку
Z'O и возвращается в источник питания. В течение
рассматриваемого интервала максимальное .напряжение
на нагрузке равно EJ(l—я), а напряжение на
коммутирующей индуктивности повышает прямое напряжение
на запертом тиристоре 77 до величины 2Ed/(l—/г).
Интервал D. Этот интервал начинается после того,
как циркулирующий ток спадет до нуля, но при этом
диод Д2 остается открытым из-за индуктивности
нагрузки, отдающей свою энергию источнику.
Напряжение на нагрузке остается равным Edj(\—п). Напряжение
nEd/(l—л), индуктированное в Z'Z, теперь приложено
в качестве обратного к Т2.
Интервал Е. Когда ток нагрузки изменяет
направление, диод Д2 запирается, а возрастающий ток нагрузки
поддерживается за счет разряда емкости С, до тех пор,
пока потенциал точки Z не достигнет уровня Q.
Интервал А'. Тиристор Т2 снова начинает проводить
ток. Чтобы обеспечить ему эту возможность после
отрицательного напряжения, которое было на Т2 в
интервалах D и Е, требуется повторить управляющий импульс
или же поддерживать его от начала интервала В. Более
удобно применять прямоугольный управляющий
импульс.
Так как ток нагрузки, возросший до определенного
значения в интервале Е, не может сразу пройти через
индуктивность L, то конденсатор С вначале продолжает
разряжаться и начинается колебательный процесс между
Е и С. Амплитуда колебаний напряжения получается
меньше nEd/(l—я). Колебания постепенно затухают под
действием потерь в нагрузке и контуре. К концу
интервала А' ток нагрузки достигает величины /н,
соответствующей интервалу А, когда был отперт 77.
Аналогичные процессы имеют место в другом
полупериоде, когда ток коммутирует из Т2 в 77. При
высоком коэффициенте мощности нагрузки интервалы D и Е
отсутствуют. Ток нагрузки изменяет направление в
течение интервала С, а диод Д2 закрывается в момент,
когда возрастающий ток нового направления становится
9—1503 129

равным циркулирующему току. Таким образом, интервал
с переходит прямо в интервал Л', а тиристор Т2
непрерывно остается открытым. Режим холостого хода можно
рассматривать как особый случай, когда ток t'H, включая
и значение тока во время коммутации, т. е /„, равен
нулю. г
Работа инвертора на емкостную нагрузку
■Кривые, иллюстрирующие работу инвертора по схеме
5-19 при емкостной нагрузке, показаны на рис. 5-21. На
нем изображен один полупериод, состоящий из шести
интервалов а, Ь, с, d, e и f. Коммут ационные
интервалы & и с имеют увеличенный масштаб времени,
примерно в 10 раз больший, чем в остальных. Форма кривой
тока in принята произвольно, а в интервалах b и с ток
нагрузки принимается равным /и. Последовательность
процессов в течение одного полупериода разбирается без
повторения сказанного относительно рис. 5-19 и 5-20.
Интервал а. Ток нагрузки отрицательный, а диод Д2
отперт и рекуперирует энергию нагрузки в источник
к положительному его полюсу. Напряжение на нагрузке
и на емкости С повышено автотрансформатором Тр до
величины Ed/(l— n). Тиристор 77 находится под
действием обратного напряжения nEJ(l—n),
индуктированного в обмотке Z'Z. К концу интервала а ток нагрузки
равен —/н>-а ток диода Д2 равен /„/(]— п).
Интервал Ь. Коммутация начинается отпиранием
тиристора Т2, после чего точка Y .принимает потенциал,
соответствующий линии Q —потенциалу отрицательного
полюса источника. Конденсатор С поддерживает
потенциал точки Z на прежнем уровне, так что к обмотке
ZY коммутирующей индуктивности прикладывается
напряжение Ed(2—n)l{\— П). То же самое напряжение
индуктируется в обмотке XZ, что повышает обратное
напряжение на тиристоре 77 до 2Ed/{l—n). Однако
в случае емкостной нагрузки это запирающее действие
излишне.
Ток i2 возрастает по линейному закону от нуля до /н
в течение времени tb, определяемого уравнением
130
Ed (2 — п) v '
т
За это же время ток в диоде Д1 спадает до нуля,
после чего он закрывается. По существу ток нагрузки
переходит из диода Д1 в тиристор Т2.
Рис. 5-21. Кривые токов и напряжений при емкостной нагрузке.
Интервал с. Начинается переходный процесс
перезаряда емкости С, в котором ток h возрастает от /н до Im.
Интервал с анализируется несколько ниже, где
показано, что длительность его получается несколько большей
четверти периода собственных колебаний контура LC.
Интервал d. Этот интервал полностью аналогичен
интервалу С гари работе схемы с индуктивной нагрузкой.
9* 131

Вентиль Д2 проводит ток и возвращает энергию,
запасенную в коммутирующей индуктивности, обратно
в источник питания. Ток i2 спадает по линейному закону
от величины 1т со скоростью nEd/(l—п)Е ампер в
секунду, до значения /'н тока нагрузки в конце интервала d.
Интервал е. Диод Д2 запирается, и напряжение на
нагрузке после затухания колебаний в контуре ЕС
становится равным примерно Ец, подобно тому, как это
происходит в интервале Л' при работе схемы с индуктивной
нагрузкой.
Интервал f. Когда ток нагрузки меняет направление,
тиристор Т2 запирается, и ток нагрузки, возрастая,
заряжает конденсатор С опять до уровня Edl(\—п).
Интервал а'. Вентиль Д2 снова начинает проводить
ток, возвращая энергию из нагрузки в источник через
отрицательный его полюс. Повторяется первоначальное
положение, описанное при рассмотрении интервала а.
Анализ коммутирующего импульса. Интервал В,
индуктивная нагрузка
Отсчет времени начнем с момента отпирания
тиристора Т2 (рис. 5-19 и 5-20). В качестве независимой
переменной выбираем ток £2, протекающий через тиристор Т2.
Начальные условия в момент времени t= +0:
ток в индуктивности L : t2( + 0) =/„;
напряжение на конденсаторе С : ис(+0) =Ed.
Запишем дифференциальное уравнение баланса
напряжений в контуре OZYQ (рис. 5-19):
t
Ed = L^--uc(+Q)+\ ^L dt. (5-47)
6
Применяя преобразование Лапласа к уравнению (5-47)
с учетом начальных условий, имеем:
2-j±=EpI2 (р) - L/H+А^+-^-. (5-48)
Решая уравнение (5-48) относительно 12(р), т. е.
изображения i2 (t), получаем:
2Ed /„
'.(/>)= т^—• (5-49)
р' + Тс-
Обратное преобразование уравнения (5-49) дает:
2Ed
12=2-Ц- sm«rf + /„(2cosa>f -l), (5-50)
где
«=-i=-. (5-51)
Если дробь п мала, то коммутационный интервал В
заканчивается вскоре после того, как напряжение на
индуктивности L проходит через .нуль, т. е. когда
uYZ = L^ = 0. (5-52)
Это происходит через время tv, когда
ИЛИ
tu = У ЕС arctg х, (5-54)
где параметр х определяется как
. Ей Л/~С
■ттУт- (5"55)
Эту величину можно назвать отношением
«мгновенного» сопротивления нагрузки в момент коммутации
Ed/IH к волновому сопротивлению коммутирующего
контура У Е/С.
Максимальное значение Im тока i2 определяется
подстановкой t=4K в уравнение (5-50):
/m = 2j/~^^ + /H2-/H. (5-56)
Отношение /т//н может 'быть выражено в виде
функции параметра х:
-^=f(x) = 2\fxY^[—l. (5-57)
/н
Время ^о, в течение которого к тиристору 77
приложено обратное 'Напряжение, в отношении к периоду
собственных колебаний коммутирующего контура ]/7_С
можно также выразить через х:
?=-=£(*) = arcsm: * —
уис ь w Vx* + l
— arcsin— * (5-58)
2 ifx* + 1
133

Энергия, запасенная в индуктивности, после
коммутации равна
^=4^=4^ га2;
(5-59)
М, П{Х,—2хр(х) —
_W
£d'Ht0
(2fx* + 1 — 1)»
2x arcsin r
r-arcsin-2/
•*2 + l-7
(5-60)
Величина EdIBto 'В уравнении (5-60) есть энергия,
которая направляется в нагрузку мимо тиристора 77, в
период, когда к нему
приложено обратное
напряжение, а величина W—
это полная энергия
коммутирующего импульса,
необходимая для этого
процесса.
Коммутационные
параметры, рассчитанные по
уравнениям (5-57), (5-58)
и (5-60), показаны в виде
кривых на рис. 5-22.
Анализ, проведенный
в этом разделе,
справедлив для любого случая,
когда тиристор проводит
ток до самого момента коммутации, т. е. так же, как и
в случае индуктивной нагрузки. Этому условию
отвечает, например, случай чисто активной нагрузки.
Рис. 5-22. Коммутационные
параметры инвертора.
Коммутирующий импульс в режиме холостого хода
Выражения для этого случая могут быть получены из
уравнений, описывающих работу при индуктивной
нагрузке, если подставить /н=0 или х = оо.
Уравнение (5-50) принимает вид:
2Ed
coL
sin at,
(5-61)
134
tK=± VIC; (5-62)
^-t - —
fe=4*B = -J.VZC; (5-63)
Im = 2Edyr^--> (5-64)
W = 1CE\ (5-65)
Эти уравнения справедливы вообще для любого
случая, в котором ток .нагрузки .равен нулю в течение
интервала коммутации. Например, последовательный
фильтр LC, настроенный л а частоту основной гармоники,
при активной нагрузке пропускает ток, находящийся
в фазе с основной гармоникой напряжения. Так что ток
равен нулю, когда переменное напряжение .равно нулю,
т. е. в момент коммутации.
Анализ коммутирующего импульса в режиме
емкостной нагрузки, интервал с
Отсчет времени начинаем с момента запирания Д1
(см. рис. 5-19 и 5-21).
Начальные условия при t= +0:
ток в индуктивности L : /2( + 0) =/н;
напряжение на емкости С: ис(+0) =Ed/(\—п).
Дифференциальное уравнение переходного процесса
для 'напряжений в контуре OZYQ (рис. 5-19) при
независимой переменной г2 запишется в виде
t
о
Применяя преобразование Лапласа к (5-66) с учетом
начальных условий, имеем:
Т^У1РШ-ил+Ь$-~ £.. (5.67)
Решая уравнение (5-67) относительно 12(р)—изображения
i2 {t), получаем:
Ed /2-и\ /н
/2 (р)=—± '— -i—. (5-68)
Р* + ТС
135

Обратное преобразование уравнения (5-68) дает:
откуда следует, что
а
/™=/-+^1г^т)/т:- (5'71)
Эти результаты применимы вообще ко всем случаям,
когда обратный вентиль проводит ток перед началом
коммутации, как в случае емкостной нагрузки.
Например, высшие гармоники тока, имея соответствующую
фазу, могут создать подобный эффект даже при
активном или индуктивном характере основной гармоники.
Выбор коммутирующих емкости и индуктивности
Самые тяжелые условия коммутации получаются
при вышеописанных условиях, когда ток /н,
протекающий через тиристоры перед самым началом коммутации,
равен максимально возможному значению /н0. В случае
необходимости учета изменений напряжения 2£d
критическим является его минимальное значение. Здесь время
to, в течение которого к тиристорам прикладывается
обратное напряжение, должно быть не менее too— их
времени восстановления. Исходя из этого, для параметра
х по (5-55) следует принять минимально возможное его
значение х0.
Подставляя эти значения в уравнения (5-55) и (5-58)
и производя необходимые преобразования, получаем
соотношения для С и L:
(5-72)
2Edt00 2x0g(x0) ' *■ '
Эти функции представлены в виде графиков на
рис. 5-23. Любая пара значений L и С, взятая по
рис. 5-23, обеспечивает достаточный коммутирующий
импульс напряжения
136
Минимальное значение емкости легко оценить из
условия, что она должна в течение времени
восстановления тиристора, пока конденсатор разряжается от Ed до
нуля, обеспечить ток, равный по меньшей мере двойному
току нагрузки. Поэтому, приравняв СЕ& и 2/по/оо и
приведя это уравнение к виду выражения (5-72), получим, что
минимальное значение,
равное четырем, которое дает
рис. 5-23, является
правильным. Это значение следует
увеличить, чтобы получить
дополнительное увеличение
тока в индуктивности во
время коммутации. Чем
меньше индуктивность, тем
больше скорость нарастания
тока и тем больше должна
быть взята емкость.
Параметр хо является
мерой относительных
размеров С и L. Желательно
выбрать оптимальный Хо, чтобы
инвертор работал наиболее экономично. Основным
критерием для выбора Хо возьмем условие минимальной
энергии, запасаемой в индуктивности L после
коммутации. Эта энергия определяет не только номинальную
мощность L, но и потери при возвращении энергии
в источник питания. Циркулирующая мощность
составляет 2Wf ватт. Из рис. 5-23 видно, что выбор л;0=1Л5
даст минимум запасенной энергии W0 при наиболее
тяжелых условиях коммутации, указанных выше:
10
7
01
С2Е _1т&
Lw4d Qv-o
\
\ \'\ \
1нс
1 \
2XcStxo
/
— •-
—-'
■■■%. 7
с,-
'на
■00
тЛД
KjJl
0.1
W
Рис. 5-23. Кривые зависимостей
С и I от параметра х0.
Ed/not
= h(x0) = 3,87.
(5-74)
НО'оО
Однако эта выбранная величина х0 не обеспечит
минимум запасенной энергии W, когда ток нагрузки /н
в момент коммутации будет меньше /п0. Например, для
режима холостого хода из уравнений (5-65) и (5-72)
получается:
EJnt00 =^Г (5"75)
Это та же самая функция х0, как и в выражении
(5-72), показанная графически на рис. 5-23, с минимумом
при малом Хо. Для промежуточных значений нагрузки
137

энергия W в индуктивности может быть выражена в виде
отношения к величине Ed/но^оо с помощью выражений
(5-59) и (5-74):
W
W
Edlii0t0
-^h(x0) w^ —
-*w [#&J-*w [Ж\- <5-76»
Изменение W/EdIIlOt00 в зависимости от х0 показано
на рис. 5-24 для следующих случаев:
1) /ц=/но, х=х0 — максимальная нагрузка, уравнение
(5-74);
2) /н=/но/4, л: = 4хо—расчет по уравнению (5-76);
3) /н=0; х—з-оо — холостой ход, уравнение (5-75).
14
>2,
Ю
8
6
4
г
п
W
ttfJ/ZfltoC
\
\
-1
4
/
/
-7
/
г
'
Г
т
Я
0,1
10
Рис. 5-24. Кривые зависимостей энергии, запасенной
в индуктивности, от параметра х0 и нагрузки.
Видно, что при 0,75^л;о^1,15 величина W мало
меняется с изменением нагрузки и близка к минимальной.
Для большинства инверторов выбор х0=1 считается
оптимальным. При этом g(l) =0,425 (рис. 5-22), а
оптимальные величины С и L определяются в соответствии
с уравнениями (5-72) и (5-73).
р 'оо'Нр
L0,425£„
L=
0,425/НО
(5-77)
(5-78)
138
Наибольшая величина тока в тиристоре получается
равной максимальному значению 1т при емкостной на-
rnvsKe когда напряжение источника максимально, в
соответствии с уравнением (5-71). В этом случае энергия
W также получается наибольшей.
Дпугим интересным параметром является скорость
нарастания прямого напряжения на только что запертом
тиристоре. Наибольшая крутизна нарастания почти
одинакова и получается при /н=/но-
Прямое напряжение 2ЕЛ прикладывается в течение
времени
Г _arctg^2 JI f (5-79)
При х0=1 имеем £ко—^оо=0,85^оо-
Тогда средняя скорость нарастания напряжения
равна 2£d/0,85^00. Эта величина не должна превышать
максимально допустимое для применяемых тиристоров
паспортное значение.
Выбор коэффициента секционирования
трансформатора
Средний ток тиристора за интервал С равен /т/2.
Если прямое падение напряжения в нем равно С/В) то
энергия, рассеиваемая в нем в течение интервала С,
1 тп*. L&U*V-n) -w^-n\ (5-80)
2
где величина tf получена из уравнения (5-45). Таким
образом, часть запасенной энергии W теряется в
тиристоре, а еще большая теряется в обратном вентиле,
в обмотках индуктивности и трансформатора.
Для лучшей отдачи запасенной энергии желательно
иметь п большим, особенно когда питающее напряжение
мало. Однако с другой стороны п должно быть
небольшим чтобы уменьшить амплитуду напряжения,
приложенного к тиристорам 2ВД1-"), а также изменения
напряжения на нагрузке с изменением коэффициента
мощности Оказывается, что наилучшее компромиссное
решение получается при /1=0,1-0,2, причем большие
величины следует брать при малом питающем
напряжении и высокой частоте.
139

Довольно большая амплитуда циркулирующего тока
и запасенной энергии является одним из недостатков
этой схемы по сравнению с другими схемами инверторов
с импульсной коммутацией. Однако п.ри частоте 60 гц,
когда период переменного напряжения получается
примерно в 800 раз больше типичного 'времени
восстановления тиристоров, характеристики инвертора получаются
достаточно удовлетворительными. В небольших
инверторах, например 1 ква и менее, может быть целесообразно
не делать у трансформатора отпаек, а рассеивать
запасенную энергию в резисторах, включенных
последовательно с обратными вентилями. При частоте 400 гц,
когда период больше типичного времени восстановления
тиристоров в 120 раз, вопрос о запасенной энергии
в экономичных инверторах 'вырастает в проблему. При
частоте 1 000 гц вообще лучше выбирать иную схему
инвертора.
Мостовые схемы
Мостовой вариант схемы, проанализированной выше,
показа.н на рис. 5-25. По существу она представляет
собой две схемы, показанные на рис. 5-19, работающие
со сдвигом по фазе 180°,
с общими
трансформатором и
коммутирующей емкостью, что
делает ненужным
нейтральный вывод источника
питания.
Трехфазный
мостовой инвертор,
представленный на рис. 5-26,
также получен из
схемы 5-19.
Коммутирующая емкость каждой
фазы расщеплена на две
половины, каждая из
которых подключается между выводами нагрузки и
источника питания. Можно включить по одному
конденсатору на фазу, подсоединив их к нейтрали источника
питания. Принцип работы схемы в обоих случаях
остается тем же самым. Кривые напряжений между точками
А, В, С и средней точкой источника питания имеют
пряно
Рис
5-25. Мостовая схема
однофазного инвертора.
моугольную форму. При этом трехфазная схема
обеспечивает отсутствие третьих гармоник как в линейных так и
в фазных напряжениях. Следовательно, напряжение
третьих гармонических получается между нейтральными
точками систем постоянного и переменного тока.
Подобные формы кривых напряжений анализируются в гл. 6-7.
Рис. 5-26. Мостовая схема трехфазного инвертора.
Так как в этих схемах первичные обмотки
трансформаторов не соединяются с нейтральной точкой источника
питания, то потенциал фазы, .в которой обратный диод
находится в проводящем состоянии, зависит как от
состояния других фаз, так и от коэффициента
секционирования п. В случае соединения треугольником, как это
сделано на .рис. 5-26, расположение отпаек должно быть
согласовано с направлением вращения фаз, чтобы
усилить отдачу энергии, запасенной в коммутирующих
индуктивностях. Например, сразу после отпирания
тиристора ТА1 ток начинает циркулировать через ТА1 и
обратный диод ДА1. Чтобы ускорить спад этого тока,
индуктированное напряжение должно поднять потенциал
точки А выше потенциала положительного полюса
источника. Отсюда фаза В в этот момент должна иметь
отрицательный потенциал, и ТВ2 или ДВ2 должны
проводить ток.
141

Как и схемы рис. 5-16 и 5-19, мостовые схемы
рис. 5-25 и 5-26 также превращаются в соответствующие
варианты параллельного инвертора, если убрать
обратные вентили. При этом увеличиваются размеры
коммутирующих емкости и индуктивности.
5-5. ИНВЕРТОР С СОПРЯЖЕННО-ИМПУЛЬСНОЙ
КОММУТАЦИЕЙ ПРИ ОГРАНИЧЕННОМ ОБРАТНОМ
НАПРЯЖЕНИИ
Эта группа инверторов, как ti все остальные, имеет
две основные схемы. Одна — схема с трансформатором
со средним выводом (рис. 5-27). Это прототип
многофазных схем типа «звезда». Другая—схема со средним
выводом источника питания (рис. 5-28), которая является
блоком для построения мостовых схем.
+ <?
а,
— 0-
Q
Рис. 5-27. Инвертор с трансформатором со
средним выводом н ограниченным обратным
напряжением на тиристорах.
Принцип действия этой группы инверторов лучше
объяснить на примере схемы рис. 5-27.
В принципе каждый тиристор выполняет в этой схеме
двойную роль, сочетая функции вспомогательного и
главного тиристоров (см. § 5-1). Во время коммутации
первичные обмотки трансформатора (рис. 5-27)
оказываются закороченными, поэтому напряжение на
нагрузке падает до нуля. Напряжение источника питания
142
1н
^
' Ln
1А
•Д1
ДЗ*
-» * *
иц^ъ-
С I
\te
Т1
r2WM
в это время ложится на линейный реактор Ld,
специально предусмотренный для этого. Чтобы ограничить
перенапряжения, возникающие после коммутации, когда
магнитный поток реактора La спадает, предусмотрена
вторичная обмотка реактора, соединенная с источником
питания через обратный диод ДЗ.
Рис. 5-28. Инвертор со средним
выводом источника постоянного тока и
ограниченным обратным
напряжением на тиристорах.
Принцип действия
Для упрощения анализа сохраним все допущения,
•сделанные в § 5-4. Кроме того, допустим, что во всех
обмотках трансформатора нет потоков рассеяния, а
число витков вторичной обмотки трансформатора равно
числу витков каждой половины первичной обмотки.
Примем также, что вторичная обмотка реактора Ld имеет
в N раз больше витков, чем первичная, и между ними
нет потоков рассеяния.
Следует иметь в виду, что многие результаты,
представленные здесь, являются приближенными решениями
приближенных уравнений. Грубое приближение может
быть достаточным для качественного объяснения работы
схемы, «о для проектирования требуется более точная
оценка. В последующем анализе будут
проанализированы различные допущения и степени точности для
типичных соотношений параметров. В частности, для
примера приняты условия Ld=6L; N = 5; Q=10. Для этих
значений параметров показаны кривые напряжений.
ИЗ

Типичные для этой схемы формы кривых напряжения
на .нагрузке показаны на рис. 5-29 для случаев холостого
хода и индуктивной нагрузки. В каждом полупериоде
выделяются четыре интервала (рис. 5-29). Промежуток,
содержащий коммутацию и следующие непосредственно
Рис. 5-29. Кривые напряжений.
а — холостой ход; б — индуктивная нагрузка.
за ним моменты (интервалы 1, 2 и начало интервала 3)
анализируются более лодробно. В каждом полупериоде
разность между .напряжением на нагрузке и э. д. с.
источника питания ложится на реактор Ld. При
установившихся условиях среднее значение напряжения на
реакторе равно нулю, так что среднее за полупериод
значение напряжения на нагрузке равно Ed.
Анализ режима холостого хода
На рис. 5-27 стрелками показаны принятые за
положительные направления токов и напряжений.
Допустим, что к концу полупериода, в котором тири-
144
стор 77 открыт, все предыдущие колебания закончились
Тогда потенциал средней точки О трансформатора
(рис. 5-27) равен Ed-
го полюса источника,
а так как вывод А
соединен с отрицательным
полюсом Q через 77, то
индуктированное
напряжение делает потенциал
вывода В равным 2Ed.
Конденсатор С заряжен
до напряжения 2Ed с
отрицательным знаком на
выводе А.
Интервал 1.
Открывается тиристор Т2,
соединяя точку В с
отрицательным полюсом Q.
Конденсатор С
разряжается через L, T2 и
обратный диод Д1. Прямое
падение Д1
прикладывается к 77 в качестве
обратного напряжения и
запирает его. Расчетная
схема разряда емкости
показана на рис. 5-30,а,
с обозначением
начальных условий. Стрелками
на рис. 5-30,а—г
показаны те же условные
положительные направления
напряжений и токов, что
на рис. 5-27.
Подставляя эти
начальные условия в
уравнения (5-7) и (5-12),
получаем приближенные
выражения для
переходного процесса в виде
демпфированных
колебаний:
2£„ -Ы120) . ,
ic —~Y~e smwr;
(5-81)
потенциалу положительно-
Л\-
L
_fVY-V-\_
Ц,= -я</
1п=0
а)
4Ld
-0—-
+
E=2Ed
— 0—1
С
L
ио
б)
E=2Ed(f+£)
Щ =2Edfl+fa
г)
10 = С
10—1503
Рис. 5-30. Расчетные схемы для
холостого хода (указаны
начальные условия).
а — интервал 1; б — интервал 2; в-
интервал 3, г — интервал 4.
145

ис = — 2£>-(a,//2<;))cos<^, (5-82)
где
l
(О =
Vlc
и
Рис. 5-31. Кривые напряжений, Рис. 5-32. Кривые токов, холо-
холостой ход. стой ход.
Соответствующие кривые напряжений и токов
показаны на рис. 5-31 и 5-32 (интервал t{).
В течение интервала 1 Т2 и Д1 находятся в
проводящем состоянии, поэтому точки А и В, а следовательно и
точка О, имеют отрицательный потенциал, равный
потенциалу точки Q; трансформатор закорочен,
напряжение на выходе равно нулю. Все напряжение источника Ed
приложено к индуктивности Ld, что определяет линейное
возрастание тока:
iP=--~. (5-83)
146
Этот ток делится пополам между двумя
полуобмотками трансформатора:
U = 1в = —- ip = -nj— • (о-Ь4)
2 ZLd
Ток через Т2 равен ic + h, в то время как ток в
обратном диоде Д1 равен ic—ia- Интервал 1 кончается,
когда возрастающий ток iA становится равным
коммутационному току ic. и конце первого полупериода его
колебаний. При этом Д1 запирается и расчетная схема
изменяется. Если /д есть величина тока ic и 1а в конце
интервала 1 длительностью U, то из уравнений (5-81) и
(5-84) следует:
Ii = 2fpe-l"*JSQ)sinut1; (5-85)
/д = |£. (5-86)
Совместное решение (5-85) и (5-86) должно дать
точные значения /д и tu но они >не могут быть получены
алгебраически. В первом приближении можно считать:
и~ъ\г~Т£. (5-87)
Подстановка в (5-86) дает:
h^b*№. (5-88)
Более точное решение можно получить, если
заметить, что
sinco^i = sin (зт—co^i) ~я—<&t\. (5-89)
Подставляя (5-87) и (5-89) в (5-85), получаем:
т 2£d -C/2Q) . 2£d -("/20) rTT, „.Q^
/дл;-~е (it —u>t ,) = -£■ e (■xyLL—tl). (O-yU)
Решая совместно (5-86) и (5-90) относительно tt и /д ,
получаем:
t^^fLC; (5-91)
/u==Y^LC> (5.g2)
где
Y= / • (5-93)
W2Q
1 + -ще
10* 147

Для типичных значений Ld = 6L; Q = 10
Y= — = 0,955. (5-94)
Таким образом, первое приближение решения (5-87)
и (5-88) дает ошибку около 5%- Отношение /д к 1т —
амплитуде коммутирующего тока ic — равно:
E&VTJC
-7^-= ^_ г ?ит = ^-=г-е =0,135. (5-95)
Чтобы определить U\—напряжение на емкости ис
в конце интервала 1, заметим, что
cosco/i = —cos (я—co/i)~—1, (5-96)
и, следовательно, из уравнения (5-82)
Ul = — 2Ede-(mi',2Q) cos < ~ 2Ede~(n,2Q); (5-97)
Ui=2Ed-0,855 для Q = 10.
Отметим, что обратное напряжение, приложенное
в течение интервала 1 к вспомогательному обратному
диоду ДЗ, равно (N+l)Ed.
Обычно N=5, и номинальное обратное напряжение
ДЗ должно быть в 6 раз больше э. д. с. источника
питания.
Интервал 2. Диод Д1 запирается, и расчетная схема
переходит к виду рис. 5-30,6, где питающее напряжение
и индуктивность Ld приведены ко всей первичной
обмотке трансформатора и соединены последовательно с
коммутирующей цепочкой L, С.
Конечные условия интервала 1 [уравнения (5-92) и
(5-97)] являются начальными условиями для
интервала 2. Они показаны на рис. 5-30,6. Применяя уравнения
(5-7) и (5-12) к новой расчетной схеме, получаем:
ic = х, sm ш7 -f- /д cos v>'t e ; (5-98)
uc = 2£,d + [A"/isin«7 —
— (2Ed — £/,) cos со7] e-{w'mQ), (5-99)
148
где
A" = l/ L+riL' °>' = „. l =. (5-100)
а время / отсчитывается теперь от начала интервала 2.
Таким образом, решение снова получается в виде
затухающей синусоиды, но с более низкой частотой, чем в
интервале 1. При типичном соотношении Ld=GL имеем со' =
='со/5 и Х'=5Х. Напряжение, приложенное к 77 и Д1,
равно напряжению между точками А и В [см. рис. 5-27
и 5-30,6], которое равно 2Ed минус напряжение на 4Ld.
Так как эти две последовательные индуктивности делят
напряжение 2Ed—ис пропорционально своим значениям,
то
L=2^-iCTr№-"c); (s-101)
L
: I '
1 + Ж7
(5-102)
Отсюда начальный скачок прямого напряжения,
приложенного к 77,
Un.o = r^l=2Ed -L . (5-103)
1+И7 '+-4Т7
t7Ti,o=2£'(j-0,860 для<2=10 и Ld = 6L
практически равно U\—начальному напряжению на
емкости. Вообще скорость нарастания напряжения
должна быть ограничена вспомогательными средствами,
чтобы избежать повреждения тиристоров. Это изменит
характер переходного процесса между интервалами 1 и 2,
но здесь мы не будем этого рассматривать.
Интервал 2 кончается, когда индуктированное во
вторичной обмотке дросселя Ld напряжение становится
равным э. д. с. источника питания и ДЗ начинает проводить
ток. Это ограничивает дальнейшее повышение
напряжения. Потенциал в точке О (и напряжение на нагрузке)
устанавливается на уровне Ed(l + l/N), а напряжение на
149

ГI в 2 раза большим. Напряжение С/2 на емкости С в
конце интервала 2 можно определить, исходя из (5-102):
E2 + 2Ed-
2£d(l + -^ = -j-±-t (5-104)
'+"417
£/, = 2^ [1 + ^.(1 + ^-)]. (5-105)
Приравнивая правые части уравнений" (5-99) и
(5-105), получаем трансцендентное уравнение для
определения С/2 и длительности интервала 2. Приближенное
решение его можно получить, полагая в уравнении
(5-99), что to'/г — малый угол и sma'tz — a/h,
а е~м®ъ\.
Таким образом,
С/2 яг 2Ей + ХЧрЧл - (2Ed — Ut) (5-106)
или
t2 ^ С{Уг-ил) (5 Ю7)
Из уравнения (5-107) можно видеть, что мы
фактически полагаем /д постоянным в течение интервала 2,
т. е. что конденсатор заряжается линейно от U\ до С/2.
Насколько близка к действительности такая
аппроксимация, можно проверить, подсчитав величину со7г с
помощью уравнений (5-107), (5-100), (5-105), (5-97) и
(5-92).
2E-c[i+i(i + iy-.-«*>]
to t, = -=: =
Y{L + 4Ld)C 2Z7~
(5-108)
w'/2 = 0,566 рад, или 32,5° при -N=5; Ld = 6L; Q=10.
Следовательно, допущение, что со'/2 мало, вполне приемлемо.
150
Интервал 3. Когда ДЗ находится в проводящем
состоянии, ограничивая первичное напряжение
трансформатора до 2Ed(l + llN), расчетная схема для
коммутирующих элементов имеет вид рис. 5-30,в. Начальными
условиями интервала 3 являются конечные условия
интервала 2 — напряжение на емкости равно С/2 в
соответствии с (5-105), а ток остается приближенно равным
/д [уравнение (5-92)]. Чтобы получить уравнения для
переходного процесса, эти начальные условия должны
быть представлены в уравнениях (5-7) и (5-12).
Напряжение на емкости колеблется около
2ЗД + 1/ЛГ)
с частотой co=l/j/"LC. Вообще длительность интервала 3
достаточна для полного затухания этих колебаний.
Следует отметить, что ток этих колебаний проходит
попеременно через Т2 и Д2.
Энергия, рассеиваемая этими колебаниями, зависит
от разности между начальными и конечными
величинами токов и напряжений в элементах
иг,=^с[£/а-2*Ц1 + ^)]*44-£/!; (5-Ю9)
^-4-С(2^(^)2+4-С(2^(У^)2; (5-110)
Ws = -L С (2Edf-0,00007 ~{--^C(2Edy-0,0l5b, (5-111)
где величины вычислены для /V=5; Ld = 6L.
Эти потери малы по сравнению с потерями от
коммутирующего импульса в интервале 1, которые равны
(например, при Q= 10):
W1 = ±-C{2Edy lTCE* lTUl; (5-112)
W1^-Lc(2Edy[l _e-f-K»]__^L/!; (5-113)
W1^^C{2Edf.0,21--^U\. (5-114)
151

Напряжение на первичной обмотке дросселя Ld в
течение интервала 3 равно Ed/N, а ток, приведенный к
первичной стороне, равен:
N is -f- iP = iP-0 — -EiL , (5-11 5)
где iP=2ic; iP$~2Ib, а .время измеряется от начала
интервала 3.
Отсюда вторичный ток
JL is я- /д _ _^ , (5-116)
2 2M.d v ;
Интервал 3 кончается, когда is становится равным
нулю и ДЗ запирается. Если положить, что
коммутирующий ток ic к этому моменту упал до нуля, то
длительность t3 можно определить из (5-116):
t,^^£. (5-1,7,
td
Сравнивая (5-117) и (5-86), видим, что:
t3 = Ntl. (5-118)
Физическая сущность этих результатов состоит в том,
что поток в дросселе L.d, установившийся в интервале 1,
спадает до нуля в течение интервала 3. Энергия,
запасенная в Ld, в течение интервала 1 возвращается
обратно в течение интервала 3 (за вычетом .некоторых потерь).
Интервал 4. После запирания ДЗ расчетная схема
снова становится той же, что была в интервале 2, но
•с другими начальными условиями, -показанными на
рис. 5-30,г. Напряжение на конденсаторе колеблется
около уровня 2Ed, с более низкой частотой со'=
= l/\f(L+4Ld)C. Как и в интервале 3, ток колебаний
проходит попеременно через Д2 и Т2. Если выходная
частота достаточно мала, то эти колебания затухают до
начала следующей коммутации. Энергия, рассеиваемая
этими колебаниями,
r4 = -fC(2£d)*[(l + 1L)_i]; (5-119)
W = ±C(2Edy±; (5-120)
W = i- C (2Edf ■ 0,04 для N = 5. (5-121)
152
Сравнивая уравнения (5-111), (5-114) и (5-121),
можно видеть, что большая часть потерь в этом режиме
(без нагрузки) возникает в интервалах 1 и 4,
соотношение зависит от величин Q я N. Пренебрегая
относительно малыми потерями в интервалах 2 и 3, можно
выразить общую мощность потерь при отсутствии нагрузки
и при низкой частоте /:
гпотерь «2/(1^ + 1^); (5-122)
^oTerb = /C№)2[l -e-™+±\ (5-123)
Лготерь=/С(2Ed)2 0,31 для выбранных в нашем
примере параметров.
При повышении частоты следующая коммутация
наступает прежде, чем в интервале 4 поглотится вся эта
энергия.
Начальные условия интервала 1 должны тогда
учитывать иные напряжения на емкости С и токи в L и Ld.
Анализ усложняется, и результат становится зависимым
от частоты. Амплитуда коммутирующего импульса
напряжения, генерируемого в интервале 1, может стать
выше или ниже, чем при низких частотах. Это делает
схему неудобной для работы с регулируемой высокой
частотой. Однако при фиксированной частоте схема
может быть рассчитана на получение максимального
коммутирующего импульса. Теоретическая предельная
частота fm получается, когда интервал 4 исчезает.
Дальнейшее увеличение частоты привело бы к «вторжению»
в интервал 3 периода перемагничивания реактора Ld.
fm< -=J . (5-124)
При предельной частоте начальное напряжение на
емкости равно 2Ed(l + l/N), и потери при отсутствии
нагрузки приближенно равны:
Потерь,, 4mC{2Edf (l,+ -L) [1 -*-"*»]. (5-125)
Лютерь=/тС(2.Е'(г)2-0,39 для выбранных в нашем
примере параметров.
Таким образом, потери за один период при высокой
частоте не сильно отличаются от их значения при низкой
частоте. Амплитуда коммутирующего импульса
пропорциональна (N+\)/N. Поэтому эта схема применима для
достаточно высоких частот, порядка 3 кгц.
153

Анализ работы схемы при индуктивной нагрузке
На рис. 5-33 и 5-34 показаны кривые напряжений и
токов начальной части полупериода. Их полезно
сравнить с соответствующими кривыми на рис. 5-31 и 5-32
для холостого хода. Для этого интервала можно
допустить, что при малой
частоте и сравнительно
большой индуктивности
нагрузки (по сравнению
с Ld) ток нагрузки
остается неизменным и
равным по величине /н-
Интервал 1. Полагая,
что начальное
напряжение конденсатора С
равно 2Ed, получим
расчетную схему
коммутационной цепи и начальные
условия,
соответствующие рис. 5-30,а.
Остаются справедливыми
уравнения (5-81) и (5-82).
Однако начальный ток
ip, протекающий через
дроссель La, обмотку
трансформатора ОА и
77, равен току нагрузки
/н. В интервале 1
начинают протекать добавочные токи, определяемые (5-83) и
(5-84), так что полные токи равны:
Edt.
Рис. 5-33. Кривые напряжении
(индуктивная нагрузка).
iP=h
(5-126)
lB — 2L,
Edt
Edt,
2L„'
(5-127)
(5-128)
Когда коммутирующий ток ic превышает iA,
запирается 77 и избыточный ток ic—1а 'начинает протекать
через обратный диод Д1. Интервал 1 заканчивается, когда
ic снова падает до величины iA, что приводит к
запиранию Д1. Время tx может быть найдено путем приравни-
154
ьГ
н?
к
(/ L / Ь
<;
1=1
а
о
о
Ч<
I

вания (5-127) ,и (5-81), т. е. после решения
трансцендентного уравнения:
/H + |g-=^ e-«°'./2Q)sin<(7r/2<c)^<7C). (5-129)
■После определения tx из уравнений (5-81) и (5-82)
можно найти величину тока 1ц + 1а и напряжение Ux
в конце интервала 1. Однако эти значения не так
важны. Главный интерес представляет собой время to,
предоставляемое для восстановления 77. Достаточно точное
+.;<*'*%**,
Рис. 5-35. Аппроксимация для расчета времени,
предоставленного для восстановления запирающей
способности тиристора.
приближение величины t0 можно получить, заменяя
затухающий синусоидальный ток ic [уравнение (5-81)]
незатухающей синусоидой, имеющей ту же амплитуду,
а линейно возрастающий ток iA [уравнение (5-127)] —
постоянным током, равным реальному току в момент
времени (п/2)]/гЬС (см. рис. 5-35):
2Ed
»„ = ==£- e-f-«asm«f.
X
г'л = 4
£dit yfLC
4Ld
Тогда из рис. 5-35 видно, что
. /н-
t0 ~ 2 i^LC arccos
4Ld
2Ed
X
-(*/«?)
(5-130)
(5-131)
(5-132)
Оптимизация коммутирующей цепи производится
подобно тому, как это было описано при выводе формул
156
(5-41) и (5-42), если принять кроме этого допущение,
что превышение тока над током нагрузки выражается
согласно уравнению (5-131).
Интервал 2. Расчетная схема остается той же, что
и в режиме холостого хода [рис. 5-30,6], но начальные
условия другие. Однако конечное напряжение U2 на
емкости С то же, что и раньше [уравнение (5-105)].
Конденсатор С заряжается от U\ — конечного напряжения
интервала 1 до £/2 приблизительно постоянным током
/п+Уд.
Интервал 3. Здесь применима расчетная схема
рис. 7-30,е с тем же начальным напряжением на
емкости, но начальный ток приблизительно равен In+IL- Как
и в случае режима холостого хода, напряжение на
емкости колеблется около уровня 2£'d(l + 1/7V) с частотой
1
но амплитуда колебаний получается больше, так как
в индуктивности L запасается больше энергии. В обоих
основных выражениях для рассеиваемой энергии
(5-109) и (5-112) последний член становится равным
-2"L(/H+/д)2- Однако как при нагрузке, так и в режиме
холостого хода общие потери энергии в интервалах 1 и 3
равны:
W\ + ^з ~ 4 C\VEdy-U\ J. (5-134)
Так как U\ с ростом нагрузки становится меньше, то
потери увеличиваются.
Ток во вторичной обмотке дросселя Ld определяется
выражением
2 2NLd
где ток нагрузки iH уменьшается от своего
первоначального значения /н. Интервал 3 заканчивается, когда is
становится равным нулю и ДЗ закрывается. Из сравнений
(5-116) и (5-135) видно, что продолжительность
интервала 3 при нагрузке больше, чем в режиме холостого
хода, и зависит от тока нагрузки.
157

Интервал 4. Расчетная схема подобна
представленной иа рис. 5-30,г с соответствующими изменениями,
вызываемыми появлением тока нагрузки. Напряжение на
емкости колеблется около уровня 2ЕЛ с частотой со', а
величина рассеиваемой энергии — примерно та же, что и
в режиме холостого хода {уравнение (5-120)]. Однако при
индуктивной нагрузке колебания продолжаются дольше,
чем .в режиме холостого хода. Нагрузка имеет большое
индуктивное сопротивление при частоте со', .и ток
нагрузки поддерживает в открытом состоянии как Т2, так
и Д2. Следовательно, эти колебания встречают только
дифференциальное сопротивление диода, а не полное
прямое падение напряжения. При активной нагрузке
колебания затухают быстрее.
Сравнение с предыдущими схемами
Мы проанализировали работу схемы в режиме
холостого хода и ори индуктивной нагрузке. Но эта, как и
другие схемы импульсно-коммутируемых .инверторов,
может работать и при чисто активной, и при емкостной
нагрузке.
Этот инвертор был задуман, как компромисс между
двумя схемами, описанными в § 5-1 и 5-4. В нем сделана
попытка сочетать лучшие качества и избежать
недостатков каждой из предыдущих схем. В частности, цепочка
LC, которая дает коммутирующий импульс, действует
почти целый полупериод собственной частоты в контуре
с малым реактивным сопротивлением, так что большая
часть энергии, запасенная в емкости перед коммутацией,
возвращается в него обратно после коммутации, и только
потери должны пополняться за счет источника питания,
как это получается в инверторе, описанном в § 5-1. В
схеме § 5-4 в период коммутации значительная часть
энергии берется из источника питания. Эта энергия остается
запасенной после коммутации, и создает большой
циркулирующий ток, проходящий через тиристоры и
обратные диоды, пока энергия возвращается обратно в
источник питания. Последняя схема запасает меньше энергии
и использует лучший способ для ее возвращения.
Вообще, чтобы не создавать понижающего к. п. д. обмена
энергией между коммутирующими элементами и
источником питания, коммутирующий импульс не должен
проходить через источник питания.
158
5-6. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ИНВЕРТОР
Как было указано во вступлении к этой главе,
коммутирующий импульс занимает тем большую долю
каждого полупериода, чем больше рабочая частота.
Наконец, частота может достигнуть такого значения, что
следующий коммутирующий импульс будет начинаться
сразу после завершения переходного процесса от
предыдущей коммутации. При этой частоте те элементы
инвертора, которые служат для прекращения или ограничения
т
Ed
e.d
С
Ч
к
1н
Mi.
lH+lc
Д2\
п
1Ътг
Рис. 5-36. Высокочастотный инвертор
колебаний в коммутирующей цепи в промежутке между
следующими друг за другом коммутациями, могут быть
опущены. И хотя требуется некоторое воображение,
чтобы узнать в этих схемах импульсно-коммутируемые
инверторы, тем не менее они имеют подобные последним
выходные характеристики.
В качестве примера простого, но экономичного
высокочастотного инвертора на рис. 5-36 показана
полумостовая схема. Коммутирующим элементом является
простая цепочка LC, включенная параллельно нагрузке.
Принцип работы этой схемы иллюстрируется кривыми
рис. 5-37. Для упрощения полагаем, что ток нагрузки —
отстающий с прямоугольной формой, подобный тому,
который получается при фазоуправляемом выпрямителе
или при последовательном дросселе насыщения.
Другим вариантом этой схемы является схема со
встречно-параллельными вспомогательными
тиристорами, включенными последовательно с коммутирующей
цепочкой L, С и отпираемыми в том же порядке, как
вспомогательные тиристоры в схеме § 5-1. Существенно,
чтобы колебания в коммутирующей цепи прерывались вспо-
159

могательными тиристорами в моменты времени А и В
(рис. 5-37), обеспечивая желательную
продолжительность полупериода.
Таким образом, получается еще один тип инвертора
со вспомогательно-импульсной коммутацией при
ограниченном обратном напряжении, но он менее эффективен,
чем схема в § 5-1, так как
коммутирующий импульс
проходит через источник
питания.
Упрощенную
коммутирующую цепочку на рис.
5-36 можно рассматривать
также как фильтр,
настроенный так, чтобы получить
опережающий коэффициент
мощности общей цепи
(нагрузка и LC-цепочка) при
рабочей частоте инвертора,
и рассчитанный на
перекомпенсацию наибольшего
отстающего тока нагрузки.
В этом случае инвертор
всегда имеет опережающий
коэффициент мощности, так
что ток переключается сти-
Рис. 5-37. Кривые токов и на
пряжений высокочастотного ин
вертора (прн 6 = 60°).
ристора на обратный диод
до окончания полупериода
(см. рис. 5-37).
Следовательно, тиристоры
запираются прежде, чем начинается следующий полупериод
отпирания сопряженного тиристора. Выше, в § 5-1 и 5-4, было
указано, что при опережающем коэффициенте мощности
коммутирующий импульс является излишним.
Вообще инвертор, который питает только емкостную
нагрузку, не нуждается в специальных коммутирующих
устройствах. В тех случаях, когда для получения
опережающего коэффициента мощности применяются
фильтры, они могут рассматриваться как коммутирующие
цепочки. Более сложные фильтры в дополнение к
коммутации могут обеспечивать настройку на определенную
гармонику [Л. 5-2]. Однако корректирующий фильтр
очень велик, пока рабочая частота недостаточно высока.
С этой точки зрения коммутирующая цепочка является
160
специальным типом фильтра небольшого размера,
рассчитанным на получение опережающего тока очень
искаженной формы, который «корректирует» коэффициент
мощности только в течение коммутационных интервалов.
Анализ коммутирующей цепи
При прямоугольной форме напряжения на нагрузке
в схеме рис. 5-36 LC-цепочка потребляет «двугорбый»
ток с резко выраженной «впадиной» в момент
коммутации, как показано на рис. 5-37. Чтобы сохранить
предполагаемую прямоугольную форму напряжения, ток
■в «провале» Iv по величине должен быть равным или
больше максимума тока нагрузки /п0. Обозначив
собственную угловую частоту и волновое сопротивление
цепочки LC через co=l/l/LC и Х=-,УL/C соответственно,
можно применить уравнения (5-7) и (5-12). Начальные
условия положительного полупериода:
E=E.d, Uo = 0, I0=IV. (5-136)
Тогда уравнения для цепи коммутации в течение
положительного полупериода (если пренебречь
экспоненциальным затуханием) примут вид:
ic = — sm<*t-{-Ivcosat; (5-137)
X
uc=Ed+XIvs\n(s)t—Ed cos at. (5-138)
Как следует из рис. 5-37,
аТ=2л+Ш (5-139)
Уравнения (5-137) — (5-139) можно использовать для
получения выражений для максимальных напряжений
на емкости t/Cm и тока Im, а также тока «в провале» Iv
в зависимости от £d, X и 0. Подставляя конечные
условия положительного полупериода a>t=(s>T/2 = n+2Q и
ic=—Iv в уравнение (5-137), имеем:
из которого
11—1503
— Iv = — Ц- sin 26 — Iv cos 26,
td
(5-140)
(5-141)
161

Максимальный ток /,„ получается, если в уравнении
(5-137)0,/ = б
In = ^sinb + Ivcos9. (5-142)
Из уравнений (5-142) и (5-141) следует:
~- = sec 6. (5-143)
UCm получается из уравнения (5-138) при ojt=n/2 + Q:
UCm=*Ed + XIvcos Q+EdsinQ. (5-144)
Из уравнений (5-144) и (5-141)
%"L=l+cosec6. (5-145)
Возводя в квадрат уравнение (5-145) и деля его на
произведение (5-139) и (5-141), получаем:
culm_ (l + cosecG)" .
TIvEd — (2п + 46) ctg 6 ■ [0-140)
Так как величина TIvEd является константой,
определяемой характеристикой нагрузки, то левая часть
выражения (5-146) пропорциональна номинальной
энергии, запасаемой в конденсаторе. Аналогично, возводя
в квадрат уравнение (5-143), умножая на (5-41) и деля
на (5-139), получаем:
L'm secg 6 Ctg 6 (К\Л7\
Т!уЕл~ 27t+46 ' \o-iti)
левая часть которого пропорциональна энергии,
запасаемой в индуктивности. Общий размер (номинальная
энергия) коммутирующих элементов пропорционален
сумме выражений (5-146) и (5-147), которая имеет
минимум при 6 — 45°. Следовательно, это оптимальная
расчетная величина параметра 6. При той форме тока,
которая показана на рис. 5-37, /0 — время,
предоставляемое на восстановление тиристоров, равно:
t0 = ~ = -^—. (5-148)
0 <о Tt + 26 v '
Когда 0=45°=я/4, t0 = TI6. Это определяет
наивысшую частоту, при которой может быть использована
эта схема.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
РЕГУЛИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ ИНВЕРТОРОВ
В большинстве применений инверторов требуется
регулирование их напряжения. Оно может вызываться
колебаниями напряжения источника питания инвертора
или падениями напряжения в пределах инвертора,
либо необходимостью обеспечить плавное изменение
напряжения на нагрузке инвертора. Методы
регулирования могут быть обобщенно подразделены на три
группы:
1) регулирование напряжения питания инвертора;
2) регулирование напряжения в пределах
инвертора;
3) регулирование напряжения непосредственно на
нагрузке инвертора.
Имеется несколько хорошо известных способов
регулирования постоянного напряжения, подводимого к
инвертору, так же как переменного напряжения инвертора.
К ним относятся применение насыщающихся реакторов,
магнитных усилителей, индукционных регуляторов,
выпрямителей с фазовым управлением и, наконец,
транзисторных последовательных или параллельных
стабилизаторов. После появления быстродействующих,
эффективных, высоконадежных статических переключающих
устройств, таких как транзисторы и тиристоры для
разработки новых методов регулирования напряжения,
предприняты значительные усилия. Это
усовершенствованное регулирование осуществляется переключателями,
в которых регулирование напряжения достигается
разными видами изменения скважности переключений.
В гл. 8 рассматривается несколько основных способов
регулирования скважности, обеспечивающих регулиро-
П* 163

ванне постоянного напряжения на нагрузке
преобразователя постоянного тока при относительно стабильном
или произвольно изменяющемся напряжении источника
постоянного тока. Эти способы могут быть также
использованы для обеспечения эффективного
регулирования постоянного напряжения, подводимого к
инвертору.
Один из самых удобных способов регулирования
выходного напряжения инвертора заключается в том, что
осуществляется регулирование скважности
переключений в цепи инвертора. Этот основной вид
регулирования напряжения инверторов, который рассматривается
в данной главе. При использовании этого способа часто
становится возможным осуществление регулирования
выходного напряжения инвертора без значительного
увеличения числа элементов цепи или без увеличения их
установленных мощностей. Чтобы проиллюстрировать
главные принципы этого способа регулирования,
рассматривается однофазный инвертор с широтным регулированием.
Посредством соответствующего управления тиристорами
инвертора возможно изменять основную гармонику
напряжения на нагрузке. Представлены многофазные
исполнения таких устройств. Кроме того, техника
широтного регулирования рассматривается для случая,
когда вентили инвертора включаются и выключаются
несколько раз на протяжении каждого полупериода
рабочей частоты инвертора. При таком методе
регулирования возможно существенно снизить или исключить
гармоники с частотами, близкими к основным.
Следовательно, при минимальных фильтрующих устройствах
достигается хорошая форма выходного напряжения
в широком диапазоне изменений регулируемого
напряжения инвертора.
Другой весьма эффективный метод регулирования
заключается в применении нескольких инверторов и
суммировании их выходных напряжений.
Результирующее напряжение регулируется изменением угла сдвига
между напряжениями отдельных инверторов- В
определенных случаях этот метод регулирования па самом
деле является разновидностью широтно-импульсного
управления, а формы кривых получаются такими же,
как в других схемах широтно-импульсного
регулирования. Цепи с применением нескольких инверторов при
регулировании фазы угла регулирования особенно вы-
164
годны, когда достаточно большая номинальная
мощность ' инвертора требует увеличения количества
вентилей.
6-1. РЕГУЛИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ, ПОДВОДИМОГО
К ИНВЕРТОРУ
Имеется ряд возможных технических решений
регулирования постоянного напряжения, подводимого к
инвертору, и тем самым регулирования переменного
напряжения на нагрузке инвертора. Главные способы
регулирования постоянного напряжения, применяемые для
этой цели, следующие:
1) индукционные регуляторы;
2) насыщающиеся реакторы;
3) магнитные усилители;
4) фазоуправляемые выпрямители;
5) транзисторные последовательные или
параллельные стабилизаторы;
6) импульсное регулирование постоянного
напряжения полупроводниковым ключом,
Устройства по пп. 1—4 могут быть применены
только тогда, когда постоянное напряжение питания
инвертора получают от источника переменного напряжения,
в то время как устройства по пп. 5, 6 могут быть
применены, когда имеется в распоряжении как
выпрямленное переменное напряжение, так и постоянное
напряжение. Технические решения по пп. 4, 5 хорошо извегтчы
и широко освещены в литературе. Регулирование
напряжения посредством переключаемых
полупроводниковых приборов является более поздним решением
сравнительно с упомянутыми. Оно в основном включает
ряд видов широтно-импульсного регулирования или
других способов изменения скважности переключений-
Эти решения посредством техники переключающих
устройств могут, как правило, обеспечить более
эффективное и более быстродействующее регулирование
постоянного напряжения, чем другие технические решения,
перечисленные выше. Рассмотрение нескольких типов
таких схем регулирования постоянного напряжения
содержится в гл. 8.
Главные преимущества схем, в которых
регулируется напряжение, подводимое к инвертору, приводятся
ниже.
165

1. Форма кривой напряжения на выходе инвертора
и его гармонические составляющие незначительно
изменяются при регулировании напряжения.
2. В определенных областях применения главным
доводом за регулирование напряжения является именно
стремление компенсировать колебания напряжения
источника. Инвертор при этом может быть рассчитан
на весьма ограниченный диапазон изменения
напряжения. Такие инверторы более эффективны как в
отношении мощности потерь, так и в отношении использования
оборудования.
3. Для регулирования постоянного напряжения,
подводимого к инвертору, пригодны несколько хорошо
известных и надежных решений, как уже упоминалось
выше.
Главные недостатки регулирования постоянного
напряжения, подводимого к инвертору, следующие-
1. Коммутирующее напряжение во многих инверторах
пропорционально напряжению питания (см. гл. 5). В
результате оказывается необходимым уменьшение инвер-
торного тока по мере снижения постоянного
напряжения. Следовательно, регулирование питающего
постоянного напряжения инверторов нежелательно, когда
требуется значительное изменение выходного напряжения и
когда необходим большой ток нагрузки при сниженном
напряжении на ней. Если инверторы проектируются из
расчета 'Получения надежной коммутации самых
больших токов при пониженном напряжении, то в них при
высоких напряжениях источника имеется чрезмерное
коммутирующее напряжение, которое обычно вызывает
повышенные циркуляционные токи и, следовательно,
более высокие потери в цепи.
2. Мощность преобразуется дважды: первый раз при
регулировании постоянного напряжения на входе и
второй раз — в инверторе. Это обычно влечет за собой
большую установленную мощность оборудования, чем
требовалась бы, если функции регулирования выполнял
бы сам инвертор. Дело может обстоять и не так,
когда напряжение питания изменяется в широких
пределах, но требуются относительно стабильные
напряжение на нагрузке инвертора и коммутационная
способность.
3- Для получения наивысшей эффективности схемы
регулирования постоянного напряжения часто требует-
166
ся фильтрация в цепи постоянного тока. Это может
вызвать снижение быстродействия в контуре питания
регулируемого инвертора.
6-2. РЕГУЛИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ В ИНВЕРТОРЕ
Регулирование параллельного инвертора
посредством изменения угла опережения
Как указывалось в гл. 2, угол опережения
параллельного инвертора приблизительно равен углу,
соответствующему коэффициенту мощности со стороны
переменного тока, т. е. фазе, определяемой коэффициентом
мощности, соответствующим полному сопротивлению
цепи переменного тока, включая коммутирующую
емкость, выходной трансформатор и нагрузку. При
стабилизированном постоянном напряжении напряжение иа
нагрузке инвертора изменяется с изменением угла
опережения или с изменением коэффициента мощности
цепи переменного тока. Таким образом, можно
регулировать напряжение параллельного инвертора
изменением коэффициента мощности нагрузки. Это может быть
сделано одним из нескольких способов. Они включают
регулирование насыщающимися реакторами,
шунтирующими нагрузку; фазоуправляемыми электрическими
вентилями, изменяющими ток в катушке индуктивности,
включенной параллельно нагрузке, а также путем
применения обратных выпрямителей.
Эти обратные выпрямители содержат вентили,
проводящие ток к источнику постоянного напряжения,
когда напряжение на нагрузке превышает определенную
величину, и, следовательно, стремятся поддерживать
напряжение на нагрузке инвертора на заданном уровне.
Обычно последовательно с обратными выпрямителями
включается индуктивность для ограничения
циркуляционных токов. Индуктивная нагрузка, создаваемая этими
Циркуляционными токами, самое эффективное средство
для ограничения напряжения на нагрузке инвертора.
Однако регулирование посредством изменения угла
опережения пригодно лишь тогда, когда требуются
только небольшие изменения регулируемого
напряжения. Когда необходимо регулирование в широком
диапазоне, номинальная мощность устройств, обеспечивающих
необходимый диапазон регулирования, может оказаться
чрезмерной.
167

Частотное регулирование параллельных
и последовательных инверторов
Рабочая частота инвертора может изменяться с тем,
чтобы регулировать напряжение на нагрузке как в
параллельном, так и в последовательном инверторе.
В параллельном инверторе это совершенно аналогично
рассмотренному выше методу изменения фазового угла
всей цепи переменного тока. В последовательном
инверторе, как это рассмотрено <в гл. 3, выходное напряжение
изменяется, когда рабочая частота инвертора
изменяется относительно резонансной частоты инверторной цепи.
Вероятно, наиболее целесообразным способом
изменения этого соотношения является изменение рабочей
частоты, хотя также возможно использовать
насыщающиеся реакторы для изменения резонансной частоты цепи.
Конечно, частотное регулирование применимо только
тогда, когда выходная частота может не быть
стабильной и оно наиболее подходяще для тех применений,
в которых требуется лишь небольшое регулирование
напряжения. Для тех случаев, когда требуется глубокое
регулирование при больших нагрузках, установленная
мощность элементов, обеспечивающих необходимое
регулирование, становится, как правило, чрезмерной.
Широтное регулирование напряжения
Однофазная схема. Превосходный метод
регулирования напряжения в инверторе представляет собой
использование техники импульсного регулирования [Л. 6-1].
На рис. 6-1 показаны два основных вида инверторных
схем, в которых можно выполнить широтное
регулирование напряжения. Цепи коммутации тиристоров не
показаны.
В схеме рис. 6-1,а при максимальном выходном
напряжении 77 и Т2 управляются таким образом, что
точка а присоединяется поперемеино к положительной
шине источника тока в один полупериод и к
отрицательной шине — в другой полупериод. Напряжение на
нагрузке имеет прямоугольную форму" с амплитудой Ed/2.
Уменьшение действующего значения ин этого
напряжения достигается, когда 77 и Т2 отпираются на более
короткий интервал времени. При активной нагрузке
цепь действует в некотором смысле идеально, осущест-
168
17
—i— е-
LI
ш
и
г,
№
:: (w
Т1
тг
а)
вляя изменение продолжительности импульса кривой
напряжения на нагрузке, причем мгновенное значение
напряжения равно нулю в течение интервала времени,
когда как Т1, так и Т2 заперты. При индуктивной
нагрузке действие схемы рис. 6-1,а более сложно, так как
когда оба вентиля
заперты, ток нагрузки
должен продолжать
протекать по крайней
мере в течение части
этого интервала
времени. В этом случае
напряжение на
нагрузке не является простой
прямоугольной кривой,
но, больше того,
имеется в течение
каждого полупериода время,
когда индуктивная
нагрузка посылает ток
обратно в источник
постоянного
напряжения, так как точка а т,
« , ~„~..,, Рис. 6-1. Инверторы с широтным ре-
присоединена к этому гулированием.
ИСТОЧНИКУ Через ОДИН а __ однофаз„ь1й инвертор с выведенной
ИЗ обОаТНЫХ ДИОДОВ средней точкой источника постоянного на-
■п, гтп пряжения; б — однофазный мостовой
Д1 ИЛИ Д2. инвертор.
Р1з-за различия
режимов работы схемы рис. 6-1,с в зависимости от вида
нагрузки для осуществления идеи широтного
регулирования должна быть применена схема,
показанная на рис. 6-1,6. Схема рис. 6-1,6
работает следующим образом. Каждый тиристор отперт
в течение интервала времени, равного полупериоду
выходного напряжения. Кроме того, предполагается, что
77 и Т2 никогда не включены одновременно. Указанное
ограничение распространяется также на тиристоры ТЗ
и 77. Как и выше, коммутационные цепи на рис. 6-1,6
не показаны и считается, что для осуществления
запирания тиристоров после проводящего полупериода
применена одна из коммутационных схем, рассмотренных
в гл. 5.
Кривые напряжений для режима полного
напряжения на нагрузке показаны на рис. 6-2. На рис. 6-2,й и 6
169

показаны потенциалы точек а и Ъ относительно
теоретической средней точки источника постоянного
напряжения. Понятие «теоретическая средняя точка» введено,
так как фактически не требуется выводить среднюю
точку источника питания. Однако удобно рассматривать
напряжение относительно средней точки источника
напряжения. Напряжения иа-е и иь.0 представляют собой
кривые прямоугольной
формы, так как точки
а и Ъ попеременно
присоединяются то к
одному, то к другому
выводу источника
постоянного напряжения.
Напряжение на на^
грузке составляет:
\Л
I E,
..
\ г
0 160е
ь,с
<*--rt.
— Г4 —
Еа
в
lD-Q
- Л
С
Г
--по"
-77 -
Ed]
-2
—тз—
«^
ISO"
«ч
60°
-Ed
360°
3fiff°
720е
5*fl°
по
а)
«а-Ь = «а-0—«6-0- (6-1)
На рис. 6-2,е
показано напряжение на
нагрузке для
рассматриваемых условий
максимального выходного
напряжения. Напряже-
Рнс. 6-2 Кривые напряжений в цени ние на нагру3ке будет
по ряс. Ь-1,0 при углах сдвига t) = 0 rj
и е="120° отклоняться от
прямоугольной формы только
на небольшую величину, определяемую способом
фактически примененной коммутации. Результирующее
переменное напряжение имеет практически прямоугольную
форму для многих случаев применения инверторов, так
как в существующих устройствах с тиристорами время
коммутации относительно мало при рабочих частотах
инверторов до 1 000 гц (см. гл. 5).
Регулирование напряжения достигается изменением
фазы интервалов проводимости тиристоров 77 и Т2
относительно ТЗ и Т4. На рис. 6-2,г и д показаны
условия, когда интервалы проводимости ТЗ и Т4 опережают
интервалы проводимости 77 и Т2 на угол 6 = 120°.
Напряжение на нагрузке представляет собой
знакопеременные импульсы с измененной длительностью, как это
показано на рис- 6-2,е. Этот метод широтного
регулирования достигается суммированием двух напряжений
прямоугольной формы, которые сдвинуты по фазе друг
170
относительно друга. Как видно из рис. 6-2,
длительность импульса 180° — 0, где 6 — угол сдвига между
двумя напряжениями прямоугольной формы иа^ и
иь-о- Таким образом, в этой цепи широтное
регулирование достигается геометрическим сложением переменных
напряжений ы„-о н чь-о- Напряжение на нагрузке
инвертора может плавно регулироваться от максимума до
нуля опережением или задержкой управляющих
импульсов обеих пар тиристоров друг относительно друга.
Когда регулирования напряжения не требуется, угол
сдвига может быть зафиксирован на такой величине,
которая обеспечивает импульсы со сниженными до
минимума определенными гармониками в кривой
напряжения на нагрузке. Гармонические составляющие
напряжения иа-ь, показанные на рис. 6-2, могут быть
выражены в функции угла сдвига:
иа_ь = у Ап cos nwt, (6-2)
где n=I, 3, 5, . (рассматриваются симметричные
импульсы относительно 0 и я, как показано на рис. 6-3).
Здесь
Л„= — I unbcosnmtdot; (6-3)
о
иа-ь = Ed, когда 0 < со/ < -I-; (6-4)
Ua-b = 0' КОГДЯ Т < ^ < "У" > (6'5)
Y=180° —6.
Таким образом,
2
Ап = — I Ed COS tlv>t diat =
о
=—Ed\ =—-sinn-^-. (6-6)
171

И, следовательно,
ua-ь = 5]^fгsin"lГcosn<^• п = 1' 3' 5- (6"7)
или окончательно для амплитуды /г-й гармоники
' а-Ь(п,т) ш sul 2
(6-8)
Максимальное значение основной гармоники
достигается, когда у = я/2 и амплитуда первой гармоники
тогда равна:
[Ua-b (1,т)]т=гс/2 = • (6"9)
На рис- 6-3 показано семейство зависимостей от угла у
амплитуд основной и первых трех высших
гармонических составляющих для модулируемой по длительности
i,0
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
V,<i
0,3
0,2
0,1
и
I
//
F/
/
У '
\
'V
"(1-611,171}
л \
~ N.
'
у''
V
ч
\
*
4
\ /
V
. F*4-E' , ,
г i г г
'(J Л(3,ш/
Xs
Л
1
/
/
X/
>""
',
^
V
^«-Й(5,ГГ7
/ я
7
о го чо во so юо 120 по wo по гоо ^о г«й°
Рис. 6-3. Кривые амплитуд гармонических составляющих
при широтном регулировании, выраженные в долях
максимальной амплитуды основной гармоники.
кривой импульса, выраженных в долях от
максимального значения амплитуды основной гармонической
составляющей, т. е. АЕй1п.
Как показано на рис. 6-3, амплитуды напряжения
гармонических составляющих изменяются периодически
172
в то время, как напряжение основной гармоники
уменьшается по мере сужения импульса. При весьма узком
импульсе напряжения амплитуды гармонических
приближаются к амплитуде основной гармоники.
Амплитуды гармонических составляющих, выраженные в про-
0 20 40 60 80 100 120 «О 160 180 200
Рис. 6-4. Гармонические составляющие кривой
импульсов, регулируемых по длительности,
выраженные в процентах от амплитуды основной
гармоники, получающейся при том же угле у.
центах от амплитуды основной гармоники напряжения
регулируемого длительностью импульса, показаны на
рис. 6-4.
Это очень хороший метод регулирования при
умеренном диапазоне изменения напряжения на нагрузке.
Однако когда напряжение должно снижаться до малой
величины, гармонические составляющие становятся
сопоставимыми по величине с основной гармоникой.
На практике дополнительно к гармоническому
составу выходного напряжения важно знать длительности
интервалов проводимости для каждого тиристора и
диода в функции коэффициента мощности и длительности
импульса. Эти данные требуются для того, чтобы
выбрать устройства соответствующей мощности,
определить максимальный ток, подлежащий коммутации, и
173

рассчитать пульсации тока источника постоянного
напряжения. Углы проводимости для полупроводниковых
устройств, показанных на рис- 6-1,б, представлены на
рис. 6-5—6-9 для различных коэффициентов мощности
различного сдвига углов управления. Зависимости на
этих рисунках даны на основании следующих
предположений.
1. Тиристоры и диоды — идеальные элементы, т. е.
они имеют пренебрежимо малое прямое падение
напряжения в проводящем состоянии и бесконечно большое
обратное сопротивление, а тиристоры также обладают
бесконечно большим прямым сопротивлением в
запертом состоянии.
2. Ток нагрузки инвертора синусоидален. Кроме того
предполагается, что он должен быть прямо
пропорционален основной гармонике выходного напряжения
инвертора, как это было бы в случае неизменного полного
сопротивления нагрузки.
3. Током коммутации пренебрегается, и действие
коммутации на кривую напряжения считается
пренебрежимо малым.
Когда коэффициент мощности нагрузки равен
единице и напряжение инвертора максимально, основные
гармоники напряжения и тока нагрузки находятся
в фазе. Основная гармоника напряжения прямоугольной
формы является синусоидой с амплитудой 4Еа/л
как показано на рис. 6-5. К тому же очевидно, что для
угла 6 = 0 каждый тиристор проводит ток в течение 180°
Для того чтобы снизить напряжение на нагрузке на
5U/0 от величины 4Ed/n, требуется угол 6=120° как
представлено на рис. 6-6. Основная гармоника
напряжения или тока нагрузки сдвинута по фазе относительно
обеих основных гармоник напряжений иа,0 и щ о на
угол, равный половине угла 6, т. е. 6/2. Как показано
на рис. Ь-6, ток нагрузки опережает основную гармонику
напряжения иа.0 на угол 6/2 и отстает от основной
гармоники напряжения иъ.0 на угол 6/2.
Следующие понятия будут применяться всюду при
рассмотрении процессов: *
а) «рабочий ток» —ток, протекающий через два
тиристора от источника постоянного напряжения к
нагрузке;
б) «циркуляционный ток» —ток, протекающий через
нагрузку, один тиристор и обратный диод. Этот цирку-
174
\
I-AJ
■ ? i
I
ь
Л.
-
ю
о
сз
1
7
1
i
/1 ^|c;J
J /
1~
О
г-
7
го
\
D
1 и
1 1
сэ
1
■п
"с
-о
О
О
СО
/ ь
"Lo С
it
<:
4R
токов
ге мо
пряжений и
коэффициен
1, и 0=120°
га я й
к с о
с я
3>° га
и —. °-
Рис. 6-6. К
схемы рис.
ст
& ^

l° 5=
— 2
s >-,
OJ CI,
о га
51
а га
§^o'
sfii
=s <r>
к к „
к н s
о u ~
£ o"-o
£ Ко"
га а
я«
со н
Is
о.»
„■•&
op m
со °
О. д1
4> ж
X ±
lei
n =r s
О £1Л.
е- о
<u
= as я
«§§
^* Д- ш
§*£
к •& _г
о, п? 5
я S 5
Ко.
qj ая
3 с я
га
s >
fc£ ■ к
ю п
to = к
а я
ляцпонный ток не протекает через источник постоянного
напряжения;
в) «возвратный ток» — ток, протекающий через два
обратных диода — нагрузку и источник постоянного
напряжения. При этом энергия возвращается источнику
постоянного напряжения.
7
180
180и
-в =120-
11
?60°
Рис. 6-9. Кривые напряжений и токов для схемы
рис. 6-1,6 при коэффициенте мощности индуктивной
нагрузки, равном 0,259 и 0 = 120°.
Интервал А — режим возвратного тока; интервал В — режим
рабочего тока; интервал С — режим циркуляционного тока.
На основании этих понятий на рис. 6-6 показан
режим, когда рабочий ток протекает в течение интервалов
0—60° и 180—240° каждого периода, а циркуляционный
ток — в течение остальной части периода. При
коэффициенте мощности, равном единице, возвратного тока не
существует.
При индуктивной нагрузке токи тиристоров и диодов
являются функцией угла ф, соответствующего коэффи-
12—1503 \7?

циенту мощности, и угла сдвига 6. На рис. 6-7 и 6-8
показаны режимы 6=0 и 6=120° для индуктивной
нагрузки при коэффициенте мощности 0,5. Для режима,
показанного на рис. 6-7, ток теперь не в фазе с основной
гармоникой напряжения иа.0- Момент, в который через
тиристор начинает протекать ток нагрузки, задержан
относительно момента включения тиристора на угол <г,
соответствующий принятому коэффициенту мощности.
В данном примере ток начинает протекать через
тиристор 77 спустя 60° после того, как напряжение ы0.0
стало положительным. Аналогичное явление происходит
и с другими тиристорами. Когда угол сдвига 120°, как
показано на рис. 6-8, ток нагрузки сдвинут по фазе от
носительно основной гармоники напряжения на угол 6/2
плюс угол, обусловленный коэффициентом мощности-
Напротив, ток нагрузки в фазе с основной гармоникой
напряжения иа.0, когда отставание по фазе, вызванное
углом, обусловленным коэффициентом мощности
индуктивной нагрузки, нейтрализуется опережающей фазой,
вызванной углом сдвига.
Для режима, показанного на рис. 6-5, диоды не
проводят тока, так что протекает только один рабочий
ток. На рис. 6-6 и 6-8 в течение части периода протекает
рабочий ток, а в течение остальной части периода
протекает «циркуляционный ток». В режиме,
соответствующем рис. 6-7, рабочий ток протекает в течение части
периода, а в остальную часть периода протекает
«возвратный ток», когда проводят одновременно два диода.
На рис. 6-9 показан режим при таких коэффициенте
мощности и угле сдвига, когда имеет место протекание
в течение периода всех трех видов токов.
Среднее значение тока через тиристоры и диоды
может быть легко определено для схемы рис. 6-1,6 для
всех углов сдвига и коэффициентов мощности путем
использования рис. 6-5—6-9:
I , ° I
/я =/ч =-^ Г sin ot dot; (6-10)
6
^тз — /Т4— ;^- I smmtdot. (6-11)
Здесь 1т — амплитуда синусоидального тока нагруз
#i I 1 П I
ки, а величины
<? +
ш
т 2
, входящие в состав
выражений верхних пределов интегралов, являются
соответственно суммой и разностью между углом,
обусловленным коэффициентом мощности, и половиной угла
сдвига. Знаки означают, что <р положителен, когда угол,
обусловленный коэффициентом мощности,
опережающий, а 6 положителен, когда «ь_0 опережает «а-о-
Средние значения токов через диоды определяются
выражениями:
U + -2-
Аи = 'д2= -^ \ sin ot dot;
(6-12)
'т — 'pa
=fc Isi
sin ot dot.
(6-13)
Ток, потребляемый от источника постоянного
напряжения, равен разности между токами тиристоров и обратных
диодов:
*- ф + т
Id=^[ f sm«o*dcof+ j
sin ot dot —
о
— I sin cot dot — I sin ot dot .
о о
Действующее значение этого тока:
U + i
'd, e —
'JIL\ Г sin2 cofdarf +
(6-14)
9 + ■
+ f sin2 o4 dot— \ s'm2otdmt-
12*
179

*"■■■—I __tl
\ 2 I
— Г sin2 <*t d<*t\- (6-15)
о
Следуя тем же самым путем, можно определить
кривые напряжений и токов н углы проводимости для
режима опережения током напряжения, т. е. для емкостной
нагрузки.
В заключение можно отметить в отношении схемы
рис. 6-1,6, что широтное регулирование напряжения
в ней достигается изменением фазы управляющего
сигнала тиристоров двух смежных по одному выводу
нагрузки плеч инвертора относительно двух других плеч.
Напряжение .на нагрузке иа~ъ не зависит от
коэффициента мощности. Это прекрасный способ регулирования
напряжения в небольшом диапазоне, так как для его
осуществления не требуется никаких дополнительных
элементов в силовой цепи. Когда необходимо
регулирование в широком диапазоне при снижении напряжения
до малых величин, процентное содержание высших
гармоник становится недопустимым. Кроме того, при
низком напряжении инвертора снижается использование
оборудования.
Многофазная схема. Этот же основной метод
регулирования напряжения может быть распространен на
многофазные системы простым сочетанием нескольких
мостов типа показанного на рис. 6-1,6. Принципиальная
силовая схема инвертора для трехфазной нагрузки
показана на рис- 6-10. Этот инвертор составлен из трех
мостов типа показанного на рис. 6-1,6. В данной схеме
каждый однофазный мост питает одну фазу нагрузки,
соединенной звездой. Напряжение на нагрузке также
регулируется сдвигом фазы сигнала управления одной
половины плеч каждого моста относительно другой
половины. Фазосмещенные части каждого моста сдвинуты
также друг относительно друга соответственно данному
выходному напряжению так, чтобы поддерживалось
соотношение трехфазной системы для всей цепи в целом.
В трехфазной схеме исключена третья гармоника
в линейном напряжении на нагрузке при любой
длительности импульса напряжения, приложенного к первичной
обмотке трансформатора (соединенная звездой
вторичная обмотка трансформатора применена потому, что
180
соединение треугольником вызвало бы нежелательную
циркуляцию тока третьей гармоники).
Когда оставшиеся гармоники — пятая, седьмая,
одиннадцатая, тринадцатая и т. д. — складываются
геометрически при данном угле сдвига и поддерживаются
Рис. 6-10. 12-фазный мостовой инвертор.
фазные соотношения, обеспечивающие трехфазную
систему, отношение каждой гармоники к основной
сохраняется постоянным. Следовательно, величины гармоник
могут опять быть получены из рис. 6-3, за исключением
того, что теперь самой низкой гармоникой является
пятая. На рис. 6-11 показаны главные кривые напряжений
для трехфазной схемы. Эти кривые построены для
нескольких различных углов сдвига 6. Линейное
напряжение «а-в просто определяется следующим путем:
Ua-d — Ua-0 Ud-W
(6-16)
(6-17)
^=K,-%,)Jr- (Г>18)
Ub-e— Ub-0 Ue-0'
N.
Дальнейшего снижения гармонических составляющих
при широтном регулировании напряжения можно
181

€f
Uj
о
to
—
180°
о
CO
—
C;
"4 CL
О
to
to
о
CO
о
о
*"l*a
^
c;
о
CO
to
с
сь
to
с
См
с-с
О
G
О
О
о
■fe
0
со
с
о.
и
о
ю
о
^
V"
с\а
«^ — —
о
to
to
•„
СХ)
0
•t-
_
о
\
UJ
CNJ
о
со
Сз
СО
to
о
сь
8
Uj
-»■
о
^
сх>
CNJ
О
С1
о
С2
—г—
о
сь
о
СГ}
Г
СГ>.
I "'
со
о
to
to
■*-
о
сь
о
с-о
•»
*~
0
.
сь
AL Ji
-
о
со
to
to
4-til
0
сь
DO
О
о
о
С:
14 е-
о
сь
CQ
Uj 1^
CXI
о
со
о
СГ)
Ci
с
со
о
сь
оо
U?|tK"
—
о
to
cr>
uj
с
со
5"
to
о
с
<=1
"-
Uj
с^
с
сь
to
с
cn;
—г- 0
о «^
*~
с
^
§
С;
С
со
о
сч
с.
с
с
с
а
«Г
i
182
183

достичь, используя большее число вентилей с
интервалами проводимости, сдвинутыми на различные фазы. В
более мощных инверторах это является практичным, так как
умножение количества вентилей все равно требуется для
обеспечения номинальной мощности. На рис. 6-12
показано, как можно соединить шесть однофазных мостовых
ЦТ
I—■ г~
Рис. 6-11. Продолжение.
wo* ззо°зт°"
I ! I
инверторов того же самого базового типа, что и
показанный на рис. 6-1,6, чтобы получить на выходе
трехфазное напряжение, не содержащее ни пятой, ни
седьмой гармоник. Так как в трехфазной системе исключены
третьи гармоники и кратные им, то линейное выходное
напряжение схемы рис. 6-12 не содержит гармоник ниже
одиннадцатой при любой длительности импульсов
напряжения, питающего первичные обмотки
трансформаторов.
184
4т
к
%Щ
4
^
ш№
»
Ж То* Т°* Г°
Ъ ITS"
П
И'
Рис. 6-12. 24-фазный мостовой инвертор. Если коэффициент
трансформации трансформаторов /—/' равен единице, то вторичное
максимальное напряжение составляет |иа-<г| = |йь-г| = |ис~/| =Еа,
а вторичное напряжение на трансформаторах //—//' составляет
Ed
I <V/ | = K-ft 1 = 1'•'<-/ l=="j71-
185

Инверторы I и Г на рис. 6-12 имеют общие
вторичные обмотки на своих однофазных выходных
трансформаторах. Эта часть схемы работает точно так же, как
и схема, показанная на рис. 6-10. Однако вторичные
обмотки трансформаторов / и Г не соединены
непосредственно с нейтралью нагрузки. Инверторы // и //'
образуют центральную часть зигзага вторичной системы
обмоток, как это показано на векторной диаграмме на
рис. 6-12. Вентили в инверторах // и //' действуют со
сдвигом в 30° по сравнению с соответствующими
вентилями инверторов / и /'. Каждый выходной
трансформатор инверторов // и //' имеет по две одинаковые
вторичные обмотки. Коэффициент трансформации на одну
вторичную обмотку составляет 1/^3 часть от
коэффициента трансформации инверторов / и /'. Линейные
выходные напряжения для схемы рис. 6-12 определяются
выражениями:
UA-B = Ua-d~ Ч-А+ %.,+ Ui-l - Ub-c J С6"19)
UCA= Uc-{ - Ч-/+ Ui-l + Uh-k = ~ Ua-d> (6"2 J )
для которых соотношения между величинами
напряжений показаны в подписи к рис. 6-12.
Геометрические соотношения для пятой и седьмой
гармоник показывают, что эти гармоники не возникают
в фазном и, следовательно, в линейном напряжениях
нагрузки для схемы рис. 6-12. Это может быть также
показано следующим образом. Рассмотрим только
основную, пятую и седьмую гармоники напряжений,
комбинация которых составляет фазное напряжение
ua-i=-Ui cos co/+ U5 cos 5cot+ U7 cos 7at, (6-22)
un-k = у= cos И - 150°) + ^ cos (5ш* - 30°) +
+ ^L cos [7*>t — 330°). (6-23)
uB.j = ~ cos (U — 30°) + -^L cos (5o/ — 150°) -f
+ -pL cos (7<4 — 210°). (6-24)
186
Сложение этих составляющих при нахождении
напряжения дает:
UA-n = ua-d-uh-k + ue-i' (6-25)
KJ« = иь cos Ы - ^ cos (5«rf - 30°) +
+-^= cos (5«f — 150°). (6-26)
Применяя соотношение cos (x-j- y) = cos x cos у — sin x sin ц
получаем:
(uA.n)« = U* cos 5cot — -^ [-^- cos 5*>t H —J +
+_^ (_ J^ cos 5(0, + sin^Q = Ut cos 5wt _
=5- cos5u)£ ^=. sin 5«^ -^cos5(d^4-
2 2]T3 2 '
+-^sin5crf = 0. (6-27)
(ил J, = U7 cos 7atf — -^ cos {7ot — 330°) +
+ -^= cos (7crf — 210°) = Г/, cos 7Ы —
Vi (V3m<i7<st—sin7<»tS\ |
i t/7 / V^ v ^ sjn 7co# >
+7r(-VC0s7^ —J =
r r -7 , U4 v , 1 U, sin 7wf
— U7cos7wt ^-cos7co£-[- 7
2 "~—T 2 ,/3
2^3
cos7<af —^= sin 7of = 0. (6-28)
Гармонический анализ выходного напряжения схемы
рис. 6-12 дает те же самые результаты, что и ранее
полученные в выражении (6-8), исключая только то, что
третья, пятая, седьмая гармоники и кратные им не
существуют. Самые .низкие гармоники, присутствующие
в выходном напряжении — одиннадцатая и тринадцатая.
Поэтому для применений с достаточно большой
потребляемой мощностью, для которых оправдано использова-
187

ние 24 вентилей и дополнительная сложность цепей
управления, схема по рис. 6-12 обеспечивает весьма
хорошую форму кривой выходного напряжения в
сравнительно широком диапазоне .регулирования напряжения.
Широтно-импульсное регулирование напряжения.
Четыре дополнительные коммутации в течение
полупериода [Л. 6-2]
Как было рассмотрено .ранее, схемы рис. 6-1 могут
быть использованы при широтном регулировании
напряжения IB весьма ограниченном диапазоне. В режиме
максимального выходного налряжения к нагрузке
подводится напряжение прямоугольной формы.
Прямоугольная форма кривой, например, содержит З3'/з%-ную
третью гармонику, 20%-ную пятую гармонику и 142/7%-ную
седьмую гармонику. Когда основная гармоника
выходного напряжения снижается посредством широтного
регулирования, процентное содержание гармоник
увеличивается. Как это рассмотрено в предшествующем разделе,
могут быть применены разнообразные многофазные
устройства, позволяющие исключить определенные
гармоники.
Однако в применениях, где для обеспечения
необходимой мощности требуется минимальное количество
вентилей, желательно применение других технических
средств, способствующих снижению содержания
гармоник .в выходном напряжении инвертора во воем
диапазоне регулирования напряжения. Одно такое средство
проиллюстрировано посредством кривой напряжения на
рис. 6-13. Эта кривая выходного напряжения инвертора
может быть получена в схеме рис. 6-1,а при
дополнительных импульсных коммутациях в течение
полупериода. Величины углов ai и схг должны быть такими, чтобы
определенные гармоники в кривой напряжения
снижались или устранялись. Разложение в ряд Фурье кривой
напряжения на рис. 6-13 приводит к выражениям:
UaJ0 (n.m) =4" f Ц- 5'П ПЫ (Uat —
О
Ка 90"
—;г f т"sin w d(u/+4" f 4:sin mt dwt] (6"29)
a, aa
188
и
4 Ed 1 — 2 cos na, -f- 2 cos na2
u-0 (n,m)
(6-30)
Третья ii пятая гармоники, самые значительные из
содержащихся в напряжении прямоугольной формы,
также являются и наиболее трудноподавляемыми, так как
а-а
0
a,J"
а?~
I
£
а
180
18D°-cq^
Ш°-«,—
180°+cq
1180
э
+а2"
г
\
360°—(Xf-1
360°-<%,—
360
Рис. 6-13. Кривая выходного напряжения для
схемы рис. 6-1,й с четырьмя добавочными
коммутациями в течение пслупериода.
они относительно близки по частоте к основной
гармонике. Если числитель выражения (6-30) стал бы равным
нулю для данного значения п, то выбранная гармоника
была бы исключена из напряжения нагрузки. Для
третьей гармоники выражение имеет вид:
4 Ed 1 — 2 cos За, + 2 cos 3<х^
^Г~2
U„
' а-0 (3, m) я 2 3
Для пятой гармоники имеет место выражение
A Ed 1 — 2 cos 5<x, -f- 2 cos 5«2
(6-31)
и
а-0 (5, га)
я 2
(6-32)
Как третья, так и пятая гармоники должны быть
равны нулю:
^а-О(З.ш) Ua-0t.5,in) ""
Таким образом,
1—2 cos 3ai + 2cos3cx2 = 0;
1 —2 cos 5cxi + 2 cos 5a2 = 0.
(6-33)
(6-34)
(6-35)
189

Выражения (6-34) и (6-35) рассматриваются при
следующих ограничениях
0°<а2<90°;
0°<а,<90°;
CXi<CX2.
Приближенное решение для величин cxi и аг дает
следующие результаты: ai—23,62° и а2~33,30°.
Полученные приближенные выражения величин аг и
аг могут быть подставлены в уравнение (6-30) для того,
чтобы определить основную ,и другие гармоники,
содержащиеся в кривой напряжения нагрузки. В табл. 6-1
даны величины низких гармоник ,в .рассматриваемой
кривой, а также для сравнения гармоники в кривой чисто
прямоугольной формы длительностью 180°.
Та блица 6-1
Номер
гармоники п
1
3
5
7
9
11
Величина
гармонической
составляющей при
чисто
прямоугольной форме
напряжения
1,000
0,333
0,200
0(НЗ
0,111
0,091
Величины гармонических
составляющих в кривое напряжения
рис. 6-13 при исключенных 3-й
Е" 5-й гармониках
Отнесенные к
основной
гармонике
напряжения чисто
прямоугольной формы
0,839
0
0
0,248
0,408
0,306
Отнесенные к
основной
гармонике в кривой
напряжения
рис. 6-13
1,0
0
0
0,296
0,486
0,364
Данные табл. 6-1 показывают, что основная
гармоника снижается до 83,9% от основной гармоники при чисто
прямоугольной форме напряжения длительностью 180°.
Сравнение процентных значений гармоник в обеих
кривых показывает, что третья и пятая гармоники
снижаются до нуля. Содержание седьмой, девятой и
одиннадцатой гармоник возрастает. Однако эти более
высокочастотные гармоники легче отфильтровать.
При схеме рис. 6-1,а только с двумя вентилями можно
изменять выходное напряжение, регулируя углы а{ и аг-
Однако в этом случае возможно исключать только либо
третью, либо пятую гармоники во всем диапазоне
регулирования. Этот метод регулирования может быть при-
190
1
*
^с
—1
о ,|,
ОС -
<=>
т
о
-о
II
со
т
1
1
-с
С"1
О
С}
,-
°<=,'
^
Оэ
г~
tZL> ( ■—
CD
со -
1
-1
sJ I '
[•-
)
"с —
1
1
1
с^
Vb_ J.
Т. f
£ s ч
к с к
ы:
со а
е-
s &
&, о
й
^кн
-
1 у|-
-
=з=*
со
^<
V
^
О
оо—*—
II II
я к"
О
ё
-
"*"
—*-
сз
'
ОС |
?|'~
о
-—
й
со '
-.
^
^
с;
ё °й
1
■ -
г
Ci
1
!
С-

Менеп более эффективно, когда используется схема
рис. 6-1,6 с четырьмя вентилями. Эта схема может
работать при четырех дополнительных коммутациях в
течение полупериода и дает .возможность исключить
третью и пятую гармоники тремя различными путями. Во-
первых, каждая пара вентилей может обеспечить
регулирование .напряжения изменением углов cxi 'И схг и
одновременно поддерживать равной .нулю третью гармонику.
Угол сдвига между двумя парами .вентилей может быть
установлен таким, чтобы была исключена пятая
гармоника. Второй путь противоположен рассмотренному.
Напряжение регулируется изменением щ и «2 для каждой
па.ры вентилей в то время, как поддерживается равной
нулю пятая гармоника, а угол сдвига двух других пар
вентилей корректируется таким образом, чтобы
исключить третью гармонику. Третий способ действия схемы
рис. 6-1,6, преследующий цель регулирования при
равных нулю третьей и пятой гармониках, заключается в
логическом распространении порядка регулирования,
рассмотренного ранее в отношении схемы рис. 6-1,а. При
таком способе регулирования каждая пара вентилей
работает с фиксированными углами си и ой с тем, чтобы
образовать кривые напряжений иа-о и «ь-о, не
содержащие третьей и пятой гармоник. Напряжение на нагрузке
регулируется сдвигом сигнала управления одной пары
вентилей относительно сигнала управления другой пары.
Кривые напряжений для различных фаз углов сдвига
при рассматриваемом способе действия показаны на
рис. 6-14. Кривые напряжений на нагрузке одинаковы
при любом из трех способов работы схемы 6-1,6.
Основное соотношение для определения содержания
гармонических составляющих в функции порядка
гармонической и угла сдвига основной гармоники может быть
найдено тем же путем, что был использован при
получении соотношения (6-8). Это выражение будет
следующим:
И — 4£d 1 — 2 cos «(23,62°)+ 2 cos/г (33,3°) «9
Ua-b(n, m) n n COS 2 .
(6-36)
В уравнении (6-36) /г=1, 3, 5, 7, 9, 11, ..., сю —
порядок гармоники; 0 — угол сдвига между управляющими
сигналами двух пар тиристоров инвертора; Ed —
величина напряжения источника питания инвертора.
192
Принимая в (6-36) п=1, находим величину основной
гармоники напряжения в функции угла сдвига:
(6-37)
U
а-Ь(\.т)
^■0,839 cos ~.
Уравнение (6-37) показывает, что максимум основной
гармоники меняется, как -и раньше, по закону косинуса
от половины угла сдвига.
Принимая п = 3, 5, 7, 9 и 11 в уравнении (6-36),
приходим к следующим выражениям:
^а-б(З.т) ' U>
U
а-Ъ (7, т)
—■ 0,248 cos—,
^/^„,1= — °.408 cos-
и
а-Ь(П,т)
•0,306 COS-^.
(6-38)
(6-39)
(6-40)
(6-41)
(6-42)
В табл. 6-2 приведены .величины гармоник,
определенных по соотношениям (6-37) — (6-42). Величины
амплитуд гармонических составляющих отнесены к
напряжению AEdln я даны для семи значений углов сдвига.
Таблица 6-2
Порядок

гармоники
1
3
5
7
9
11
в
0»
0,839
0
0
0,248
0,408
0,306
30»
0,811
0
0
0,064
0,288
0,296
60°
0,727
0
0
0,216
0
0,265
90*
0,593
0
0
0,176
0,288
0,216
120°
0,423
0
0
0,124
0,408
0,153
ISO»
0,217
0
0
0,240
0,288
0,076
180*
0
0
0
0
0
0
Часто нет необходимости исключать из спектра
гармоник третью гармонику, поскольку ее нет во многих
многофазных устройствах. Следовательно,
предпочтительнее установить «выемки» в кривой напряжения так,
чтобы исключить пятую и седьмую гармоники
напряжения, т. е. чтобы низшей гармоникой была одиннадцатая.
Применяя анализ, подобный тому, который был
проведен при получении уравнений (6-31) и (6-32), пятую и
13—1503 193

седьмую гармоники напряжения в кривой -напряжения,
соответствующей рис. 6-13, можно -выразить следующими
соотношениями:
,. 4 Ей 1 — 2cos5nt -f- 2 cos 5n2 .
j, 4 Ed 1 — 2 cos 7a, + 2 cos 7aa
a-0(7, in) ~тГ~2~ 7
Так как пятая и седьмая гармоники должны быть
равны нулю, то следует совместно решить два следующих
уравнения
1 —2 cos 5ai+2 cos 5аг=0;
1 —2 cos 7cxi +;2 cos 7аг = О.
Приближенное решение этих двух тригонометрических
уравнений приводит к следующим результатам
а, = 16,25°; 1
,№=22,0Г. ) <6"43>
Следовательно, -гармоническая составляющая
напряжения нагрузки для любой гармоники выразится
соотношением
г, _ 4 Ей 1 — 2 cos n (16,25°) + 2 cos n (22,07°) ,R , ..
Когда схема рис. 6-1,6 -работает с этими углами ai и
иг, выражение для напряжения на нагрузке, аналогичное
(6-36), будет следующим:
II — Л* 1 — 2 cos n (16,25°) + 2 cos n (22,07°) «8
иа-Ъ(п, т) — „ „ C0S ~2~-
(6-45)
В подавляющем большинстве многофазных схем
третьи гармоники и кратные им могут быть исключены
схемой соединения обмоток трансформатора. Добавление
двух «выемок» в кривой напряжения может исключить
пятую и седьмую гармоники. Следовательно, при
использовании двенадцати вентилей в трехфазной цепи,
как показано на рис. 6-10, и при соответствующих углах
«1 и а2 можно достичь регулирования напряжения во
всем диапазоне, не имея в кривой выходного
напряжения инвертора гармоник ниже одиннадцатой.
194
Широтно-импульсная модуляция напряжения.
Большое число коммутаций в течение полупериода
Схемы, рассмотренные в предшествующем разделе,
могут работать таким образом, что обеспечивается
многократное широтно-импульсное регулирование
напряжения, причем образуется много импульсов в течение
каждого полупериода основной частоты. Таким путем можно
0
—
Ed
180°
t
Ed
ib
Рис. 6-15. Кривая выходного напряжения для цепи схемы рис. 6-1,1
при многократных коммутациях в течение полупериода.
О
1-
щ
Ed
\
/80"
\
Ed
1
Щ)
Рис. 6-16. Кривая выходного напряжения для цепи схемы рис. 6-1,6
при многократных, изменяющихся по заданной программе
коммутациях в течение полупериода.
еще больше понизить содержание гармонических в
кривой напряжения. Можно исключить все гармоники
частот ниже частоты импульсов, на которые разделено
выходное напряжение.
Имеются многочисленные -формы этого типа
регулирования (широтно-импульсной модуляции) напряжения:
частота импульсов может быть синхронизирована
с основной рабочей частотой инвертора, частота
импульсов может не зависеть от частоты инвертора,
длительность импульсов в порядке их следования в течение
каждого полупериода может модулироваться по
синусоидальному или приближенному синусоидальному закону
и др. Интересно отметить, что если длительность
импульса модулируется по закону трапеции в течение каждого
полупериода, то выходное напряжение инвертора будет
весьма близко к синусоиде.
На рис. 6-15 и 6-16 показаны два примера кривых
13* 195

напряжения на нагрузке, которые могут быть получены
при использовании .схемы по рис. 6-1,6. На рис. 6-15
импульсы имеют равные длительности. Метод
регулирования напряжения может при этом заключаться в
одновременном изменении длительности .всех импульсов при
поддержании неизменной частоты повторения импульсов,
«привязанной» к основной .рабочей частоте. На рис. 6-16
показана кривая напряжения, в которой длительности
в последовательном ряде импульсов изменяются по
закону синуса. Напряжение может регулироваться
изменением длительности всех импульсов, однако при этом
следует поддерживать синусоидальный закон изменения их
длительностей в порядке следования и постоянную
частоту повторения импульсов напряжения.
6-3. РЕГУЛИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
НЕПОСРЕДСТВЕННО НА НАГРУЗКЕ ИНВЕРТОРА
.Переменное .напряжение инвертора может
регулироваться использованием обычных средств регулирования
переменного напряжения. В качестве таких средств могут
быть использованы насыщающиеся реакторы, магнитные
усилители, индукционные регуляторы или фазоуправляе-
мые тиристорные регуляторы переменного тока. Все эти
устройства имеют тот недостаток, что когда требуется
изменение напряжения в широком диапазоне, то резко
возрастает установленная мощность устройства
регулирования. Отличный метод регулирования напряжения,
имеющий значительные преимущества для многих
случаев, заключается .в применении многих совместно
.работающих инверторов и сдвиге фаз .напряжения одного
инвертора относительно напряжения другого с целью
регулирования напряжения [Л. 6-3 и 6-4]. Вероятно,
простейшей формой такого регулирования напряжения
является схема, показанная на рис. 6-17,6. Основная схема
инвертора показана на рис. 6-17,а. Напряжения от двух
таких схем суммируются посредством последовательного
соединения вторичных обмоток трансформаторов,
образуя напряжение на нагрузке. Напряжение на нагрузке,
следовательно, является геометрической суммой двух
инвертированных напряжений и, таким образом, оно
может плавно регулироваться от нуля до максимального
значения, по мере того как изменяется угол между
этими напряжениями. Важно отметить, что схема рис. 6-1,6
196
может также рассматриваться как разновидность этого
способа .регулирования напряжения. Это действительно
так, потому что каждую половину моста можно
рассматривать в качестве одного инвертора. Сдвиг по фазе
i$ <*ш «и
6)
Рис. 6-17. Регулирование напряжения на нагрузке.
а — однофазный инвертор; б — сдвоенный однофазный инвертор.
одной половины моста относительно другой подобен
процессу, происходящему в схеме рис. 6-17,6. Фактически во
многих случаях очень трудно провести грань различия
между широтным регулированием и фазовым
регулированием нескольких инверторов.
Исследование этого метода .регулирования в
многофазной системе рассматривается в приложении к данной
главе, являющемся переводом статьи [Л. 6-5].
6-4. ПРИЛОЖЕНИЕ
Нынешняя низкая стоимость преобразования переменного тока
в 'постоянный в установках большой мощности, так же как
возрастающее количество энергии в виде постоянного тока, получаемой от
необычных источников, требуют, чтобы разрабатывались те схемы,
которые способны инвертировать не только при промышленной ча-
197

стоте, но и при более высоких или более низких частотах.
Большинство промышленных применений требует частот, лежащих в
пределах от нескольких герц до 10 кгц. В схемах, где нужно иметь
минимальную удельную установленную мощность на киловатт
мощности в нагрузке, требуется, кроме того, высокий к. л. д.
преобразования. Другое требование заключается в высокой надежности, что
снижает эксплуатационные расходы и дает возможность
использования энергии в недоступных для обслуживания местах или в
диапазонах напряжений, где электромашииные преобразователи с
контактными кольцами или щетками не могут быть применены. Быстро
снижающаяся стоимость тиристоров вместе с их возрастающей
номинальной мощностью делает статические инверторы серьезным
соперником электромашинных лреобразователей во многих областях
уже в наше время.
Одним из важных применений для статических инверторов,
например, является привод с синхронным двигателем, в котором
требуется точное регулирование скорости в широком диапазоне.
Статические инверторы дают возможность получить такую
регулируемую частоту и регулируемое напряжение питания с точностью
настроенных камертонов или регулируемых кварцевых генераторов
колебаний. Регулирование скорости, таким образом, по существу
не зависит от питающего напряжения или изменения нагрузки и
зависит только от точности маломощного регулирующего частоту
генератора. Так как двигатель требует определенного напряжения
для обеспечения идеального вращающего момента без перегрева и
чрезмерных потребляемых токов от источника, то требуется
регулирование напряжения, пропорциональное регулированию частоты от
этого источника питания. Инвертор по соответствующей схеме и
с надлежащей схемой управления может обеспечить такое
регулируемое выходное напряжение, изменяющееся либо независимо, либо
в сочетании с изменением частоты. В дополнение к этому инвертор
исключает проблемы высокой стоимости обслуживания, которые
сопутствуют двигателям переменного или постоянного тока с
контактными кольцами и коллекторами, тогда как тиристоры обеспечивают
возможность долговечной эксплуатации.
В этой разработке инверторов была поставлена цель
обеспечить не только регулируемые частоту и напряжение, но и
синусоидальный ток в нагрузке при малом искажении его формы. Короче
говоря, этот источник литания должен был обеспечить при своей
статичности (никаких движущихся частей, кроме вентилятора)
регулируемые частоту и напряжение питания вместо ранее получаемых
от двигатель-генераторной установки. Спецификация на
оборудование была следующей.
Вход: 125е±10% постоянное напряжение.
Выход: 1) 50 ква автономной нагрузки.
2) 240 в переменное, трехфазное стабильное и
подстраиваемое в пределах 10% диапазона напряжение и не-
стабилизированное при снижении вплоть до
напряжения равного нулю.
3) Дополнительный источник 120 в переменного
напряжения от понижающего автотрансформатора с
коэффициентом трансформации 2: 1.
4) ± 1 % отклонения напряжения от установленной
величины при изменении нагрузки от 0 до 100% и
изменении напряжения питания в пределах ±10%.
198
5) Длительно поддерживаемые частоты в пределах от
50 до 500 гц.
6) Отклонение частоты от заданной ±0,5%-
7) Меньше чем 5% общего содержания гармоник при
использовании фильтров.
8) Работоспособность во всем диапазоне изменения
коэффициента мощности при емкостной и индуктивной
нагрузках при сниженной величине тока или при
коэффициенте мощности от 0,7 индуктивной .нагрузки
до единицы при полной отдаваемой мощности.
Оборудование спроектировано с целью получения общего
к. п. д., превышающего 90%), обеспечения бесшумного действия и
компактности.
Исходные положения при проектировании инвертора
Основным исходным положением при разработке этого
инвертора было использование многофазной схемы. Очевидные
преимущества многофазного способа построения схемы состоят в
следующем:
1) сниженное содержание гармонических составляющих в
напряжении на нагрузке;
2) незначительное количество или полное отсутствие
параллельно соединенных тиристоров, т. е. вынужденных усложняющих
устройств для обеспечения параллельной работы;
3) пониженные гармоники тока '.в источнике постоянного тока —
аккумуляторной батарее.
Как характерное исполнение многофазного инвертора была
принята 24-фазная схема. Блок-схема ее показана на 'рис. 6-18.
2
2
2
2
Рис. 6-18. Блок схема устройств 24-фазного
инвертора.
/ — источник постоянного напряжения; 2 — трехфазный
инвертор; 3 — трансформаторы; 4 — фильтр.
Она состоит из четырех идентичных мостовых инверторов,
каждый с отдельным выходным трансформатором, вторичные обмотки
которых соединены в соответствующей последовательности. Все
четыре инвертора получают .питание от общих шин постоянного
напряжения 125 е±10%. В инверторах применены 200-е тиристоры
фирмы General Electric Company. Применение их дает
возможность обеспечить нагрузку 50 ква, не прибегая к параллельному
соединению тиристоров.
199

Каждый из четырех трехфазных мистовых инверторов цает
напряжение прямоугольной формы в режиме, когда каждый
тиристор имеет интервал проводимости 180°, т. е. больше, чем
обычный интервал проводимости 120° для выпрямителя, собранного
по мостовой схеме. Поскольку четыре инвертора идентичны,
следует детально рассмотреть кривые, связанные только с одним
инвертором (рис. 6-19). На рис. 6-19 тиристоры пронумерованы в по-
■ ч
■Рп &" JT:
Ed
г
Ж Я" SH Т -
Рис. 6-19. Принципиальная схема трехфазного мостового
инвертора с обратными вентилями и схема соединений
первичной обмотки трансформатора.
рядке их действительной последовательности отпирания, а средняя
точка О источника постоянного напряжения показана для
расчетных целей. Три зажима переменного тока инвертора обозначены а,
Ь, с и подключены к соединенным треугольником первичным
обмоткам трансформатора.
С учетом трехфазной системы управляющих сигналов,
обеспечивающих отпирание тиристоров в последовательности от 77 к Т6,
напряжение одного инвертора легко находится, как показано на
рис. 6-20, что поясняется следующим образом. Так как применен
принцип интервала проводимости тиристоров в инверторе 180°, то
каждый выходной зажим на рис. 6-19 попеременно
присоединяется то к положительному, то к отрицательному выводу источника
постоянного напряжения, если пренебречь падением напряжения
в вентилях. Следовательно, для определения выходных
напряжений целесообразно применить семейство фазных напряжений иа0,
иь_0 и ис_0- Например, напряжение иа_0 (рис. 6-20,а)
положительно и равно £/2 в интервале проводимости 77 и отрицательно
и равно Ed/2 в интервале проводимости Т4. Напряжения иь_0 и
ис_0 идентичны напряжению иа_0 за исключением того, что они
соответственно сдвинуты на 120 и 240е, как это показано на
рнс. 6-20,6 и в.
Линейные напряжения иа_ь , иЬшС и ис_а определяются
соответственно
= "а-0-"ь-0; (6"46)
'а-6
Чс-а '
*6-0 '
•V0
*с-0 i
'а-0 .
(6-47)
(6-48)
200
как это показано на рис. 6-20. Линейные напряжения
представляют собой хорошо известные кривые с длительностью 120°,
которые не содержат третьей гармонической напряжения и
выражаются уравнением
4£„ УЗ" Г л 1 с , .
и (сог) = — jy~ I cos tor — -g- cos 5to( +
т—s- cos 7(j>t — -77-
-j-rcos llcof -| •
Самая низкая гармоническая составляющая, содержащаяся
в кривой напряжения такого мостового инвертора, является пятой
гармоникой.
В мощных устройствах, которые требуют более низкого
содержания гармонических составляющих в кривой напряжения,
фильтры, предназначенные для подавления пятой и седьмой
гармоник, становятся мощными и громоздкими. Вследствие этого в
высшей степени желательно улучшить кривую напряжения не
прибегая к фильтрам, а непосредственно схемным путем, если это улуч-
■г
,' Г^— \ »
иа-о\
„ L V
иЬ-о\
\
\
-~-гз - —
-Г6-+-
*-
-и >~
«с-о\\
-Т5
Т2
б)
6)
"a-b
Ed
Ч-с\-
1_
L- г)
д)
е)
Рис. 6-20. Теоретические фазные и линейные
напряжения для трехфазного мостового
инвертора, показанного на рис. 6-19.
шение ие будет достигнуто за счет худшего использования
тиристоров. Кроме того, мощное устройство требует более шести
тиристоров, что означает применение параллельного соединения
тиристоров в инверторах, если используется только один
трехфазный мостовой инвертор. Один метод получения улучшенной
кривой напряжения состоит в присоединении второго инвертора,
получающего питание от того же самого источника постоянного
201

напряжения, что и первый инвертор, но дающего напряжение,
сдвинутое по фазе на 30° относительно напряжения первого
инвертора. При соответствующем соединении обмоток трансформаторов
достигается 12-фазное напряжение инвертора, как это показано
на рис. 6-21. Самые низкие тармоники, присутствующие в кривой
этого выходного напряжения, являются одиннадцатой и
тринадцатой.
и (Ы) = ^ S) (К, + /Са cos гЩ + Кь cos /i4y)
sin runt
n
n=l, 3, 5, 7,
(6-49)
где y=15°, а постоянные определяются коэффициентом
трансформации. Для многих применений, таких как питание двигателей,
такая кривая выходного напряжения является достаточной без
дополнительных улучшений. Однако следующий шаг по улучшению
формы кривой выходного напряжения может быть сделан без
помощи фильтра и путем одновременного удвоения мощности схемы,
т. е. путем применения второго 12-фазного инвертора, сдвинутого
на 15° относительно выходного напряжения первого 12-фазного
iot
Рис. 6-21. Кривая выходного
напряжения 12-фазного инвертора.
инвертора. Полная схема в этом случае состоит из четырех
трехфазных мостовых инверторов, идентичных инверторам, показанным
на рис. 6-19, и называется 24-фазным инвертором. Управляющие
сигналы каждого из четырех инверторов сдвинуты по фазе так,
что соответствующее линейное напряжение, возникающее на
каждой первичной обмотке трансформатора, «фазировано так, как
показано на рис. 6-22. Следовательно, инверторы / и ///,
напряжения которых сдвинуты на 30е, образуют 12-фазный инвертор, в то
время как инверторы // и IV, также имеющие выходные
напряжения, сдвинутые на 30°, образуют второй 12-фазнын инвертор.
Если выходные напряжения двух 12-фазных инверторов сдвинуты
по фазе так, что инвертор / опережает инвертор // на 15°, II
опережает /// на 15е, а /// опережает IV на 15", то 24-фазная форма
кривой напряжения получается в линейном напряжении на
вторичных обмотках, как это показано на рис. 6-23,6. Такая форма
кривой требует только незначительной фильтрации для
обеспечения общего содержания гармонических менее 5%, так как самыми
низкими гармониками, содержащимися в кривой, являются 23-я и
25-я гармоники с амплитудами 4,35 и 4% соответственно каждая.
202
Разложение в ряд Фурье этой кривой выходного напряжения
будет следующим:
и (<at) = -^ V ( Кг cos -J- + К2 cos "2~+/С, cos -j- +
п
«9y \ sin mat
'—тГ)— ' n=l, 3, 5, 7, ... (6-50)
"7y .
+ Kicos-~ + K
Следовательно, путем применения 24-фазной схемы соединений
самая низкая гармоника, присутствующая в кривой напряжения на
й-А
Рис. 6-22. Схема соединений 24-фазного инвертора.
нагрузке, поднимается с 5-й, имеющейся в кривой напряжения
одного моста, до 23-й. Общее количество тиристоров возрастает
в 4 раза, но и общая выходная мощность также возрастает в то
же число раз. Отсюда использование тиристоров остается тем же
самым, что и в трехфазном мостовом инверторе.
Регулирование напряжения
Регулирование выходного напряжения важно осуществить
в большинстве применений инверторов либо для компенсации
изменений питающего напряжения и внутреннего падения напряжения
в инверторе, либо из-за того, что нагрузка требует регулирования
напряжения, или одновременно из-за того и другого. Эти требо-
203

вания, сочетаясь с дополнительной необходимостью поддержания
низкого содержания гармонических составляющих в выходном
напряжении, выдвигают еще один довод за применение
многофазной системы. Регулирование напряжения в этом инверторе
достигается изменением фазы угла отпирания между двумя 12-фазными
инверторами (см. рис. 6-22). Например, если 12-фазный инвертор,
названный / и ///, опережает по фазе 12-фазный инвертор // и IV,
то выходное линейное напряжение может быть снижено.
Опережение на 165° инвертора / и III при 24-фазной системе снижает
выходное напряжение до нуля. С .другой стороны, задержка на
15% инвертора / и /// при 24-фазной системе дает максимальное
выходное напряжение и работу в фазе с инверторами // и IV.
Так как линейные напряжения ид-в' ив-с и ис-А
определяются суммированием мгновенных значений напряжений
вторичных обмоток, то кривые выходного напряжения получаются при
любом числе фаз по уравнениям (6-51)—(6-53):
иА-В= — uj-b - ui-a + ud-h + uc-g + иа-е + "Ь.у ; (6-51)
UB-C= — Ч-\ — ua-e + "ы + 4-8 + ue-l + uf-h (6"52>
иС-А= - "/-у— ue-i+ ul-d + uk-c + ui-a + uj-b (6"53)
Теоретические кривые для выходного напряжения без
применения фильтров показаны на рис. 6-23 для различных сдвигов фаз.
С целью сравнения
действительные осциллограммы выходного
напряжения представлены на
рис. 6-24.
Так как кривая напряжения
24-фазного инвертора возникает-?.1)0;—\—|—|—(—I—I—I—I—I—I—Н"'
только при одном значении угла
сдвига (см. рис. 6-23,6), то
очевидно, что главные высшие
гармоники 12-фазного инвертора
(одиннадцатая н тринадцатая) j-
вновь возникают в кривой напря- " ,_, | | I I I I H
жения в то время, как основные ~ -.11111 L-П
волны снижаются. Однако самая о Ц_|—|—|—|_L.
низкая из присутствующих
гармоник, даже при малом значении
основной гармоники напряжения, t [ I I I I [~Ч
является одиннадцатой. Следова- rill I I I k
тельно, когда для регулирования
напряжения применяется способ
изменения угла сдвига, должны - ~|_
быть предусмотрены фильтры, ,„о~_ . I I I I I I П
V
га
ru
U1
и
si
I)
обеспечивающие снижение
одиннадцатой и тринадцатой гармоник
и гармоник более высоких
порядков. На рис. 6-25 показаны
семейства зависимостей амплитуд
основной и высших гармонических Рис. 6-23. Теоретические формы
составляющих в кривой выходно- различных углах сдвига (угол
го напряжения от угла сдвига 24-фазного выходного
204
между 12-фазными инверторами. Для еще большего улучшения
кривой напряжения при малом его значении без применения
фильтров можно было бы использовать 48-фазную систему,
составленную из двух 24-фазных инверторов, и сдвиг по фазе их
напряжений для осуществления регулирования напряжения. Однако
дальнейшее улучшение кривой выходного напряжения без помощи
фильтров не будет оправдано пз-за возрастающей сложности
схемы и повышения общей установленной мощности системы.
60'
Регулирование частоты
Одна из выдающихся особенностей статических
преобразователей, изменяющих частоту энергии питания, заключается в
точности и простоте получения задающей частоты и способности
достижения точного частотного регулирования в разомкнутых системах.
В рассматриваемом оборудовании желательная выходная частота
достигается использованием простого генератора на однопереход-
ном транзисторе, работающего от регулируемого источника
постоянного напряжения. Простой генератор этого типа может
обеспечить точность ±0,5% в пределах промышленной окружающей
температуры без использования специальной температурной
компенсации. При контролируемых температурных условиях точность
генератора существенно улучшается. Для систем, требующих очень
высокой точности, зачастую используются камертонные или
кварцевые генераторы. Как бы то ии было, фактом первейшей
важности является то, что только за-
f- | | | | | | дающий генератор определяет вы-
hj-i ходную частоту инвертора. На-
г" 4-1 I I I | ] грузка инвертора даже в
переходных режимах, таких как пуск
?) двигателя, не изменяет выходной
частоты.
ы
W1
W
14
Ы
Шх
xJ
Ш
ил
ffp
hJ
выходных напряжений при
сдвига 0° относится к условиям
напряжения).
Эксплуатационные качества
инвертора
Оценка рассматриваемого 24-
фазного инвертора производилась
при различных нагрузках,
частотах, коэффициентах мощности в
условиях, предусмотренных
требованиями. Все эти требования были
удовлетворены, а некоторые
превзойдены. Коэффициент полезного
действия установки был измерен
во всем диапазоне нагрузок и
частот и рассчитывался, как
отношение активной мощности в
нагрузке к мощности питания, в
которой учитывались потери в цепи
управления и вентиляторах.
Измеренные значения к. п. д.
приведены в табл. 6-3 для различных
относительных нагрузок и для
различных частот
205

ж
1 t
г—
к-
— J—
г—
"•-
h—
.
-у-
h-
—Р^"
Н
-.
«;
45°
"*~Н
^ К
н-(-м-
«—-
f
ь
<у
/5»'
%-"
1
—
1—
1—
1-
1—
1—
h
1
1—
ю
Рис. 6-24. Осциллограммы кривых выходного напряже-
сится к условиям 24-фазного
206
90°
-н+
t—
1—
1—
- ■"-•- 1-
hi
-\—
'.
н
—
рН-
н
*;
»—
1А1Г
Н-4
I-
I— Ь-
-~—
I1"^-
h- 1—
1—
t-t-
#
150°
H4
[III
. 1—
t—
I-
1—
h—
- H
Hi
s>
ния при различных углах сдвига (угол сдвига 0° отно-
выходного напряжения).
207

О-15е
Рис. 6-25. Семейство гармонических составляющих
в кривой выходного напряжения в функции угла
сдвига относительно угла для 24-фазного инвертора.
Таблица
Общий к. п. д. схемы в зависимости
от частоты и относительной нагрузки1
6-3
50
100
300
500
Процент от полной нагрузки
20
90
89
83,5
75,3
60
92
91,7
89,3
86
100
88,3
87,8
86
85,3
1 Следует отметить, что к. п. д. при полной нагрузке
мень'пе, чем прн нзгрузке 60%, так как избыточное
регулирование источника вблизи полной нагрузки сказывается в
Солее значительных токах и, как следствие отсюда, в
больших потерях в цепи для данной выходной мощности.
Фактически все приведенные данные измерений получены для
питающего постоянного напряжения, мень'иего, чем
номинальная величина 125 е. Следовательно, все приведенные
величины к. п. д. были бы вы ге, если бы были измерены при
номинальном питающем постоянном напряжении I2G в.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
УЛУЧШЕНИЕ ФОРМЫ КРИВОЙ НАПРЯЖЕНИЯ
НА НАГРУЗКЕ ИНВЕРТОРА
В подавляющем большинстве инверторов прямоугольная
форма кривой напряжения возникает из-за переключений, которые
необходимы в процессе преобразования. Для простых инверторов,
переключаемых механически или посредством транзисторов,
источник постоянного тока попеременно подсоединяется к нагрузке то
одним, то другим выводом, образуя напряжение прямоугольной
формы (см. гл. 1). При коммутации посредством последовательно
включенного конденсатора напряжение прямоугольной формы
выделяется на резонансном контуре LC, включенном последовательно
с нагрузкой. Контур LC необходим как средство коммутации, но
он выполняет также функцию фильтрации. В результате в
последовательном инверторе кривая напряжения на нагрузке может
приближаться к синусоидальной форме. В параллельном инверторе
реактор в цепи постоянного тока и коммутирующий конденсатор
также выполняют двойную функцию обеспечения коммутации и
некоторой фильтрации напряжения на нагрузке. При 'большой
коммутирующей емкости форма кривой напряжения на нагрузке
параллельного инвертора с емкостной коммутацией может
приближаться к синусоидальной.
Простейшие виды весьма важного нового семейства
инверторов, рассмотренных в гл. 5, дают напряжение лрямоугольной
формы. Эти импульсно-коммутнруемые инверторы имеют хорошую
внешнюю характеристику и способны работать в широких
диапазонах нагрузок и коэффициентов мощности. При применении бы-
строзапирающихся статических переключающих устройств
коммутирующий импульс может иметь весьма малую длительность.
Таким образом, потери, связанные с коммутацией, снижаются до
минимума и это обеспечивает у современных импульсно-коммути-
руемых инверторов весьма высокий к. п. д. и делает их весьма
надежными преобразовательными системами. Во многих мощных
инверторах содержание гармонических в напряжении на нагрузке
должно быть меньше, чем обычно оговариваемая степень
содержания. Для обычных промышленных электрических систем
переменного тока оговаривается, что возможный уровень первой (после
основной) гармоники не должен превышать 5% от основной
гармоники прн 10%-ном ограничении общего искажения кривой вьге-
14—1503 209

шнми гармоническими. Общее искажение определяется как корень
квадратный из суммы квадратов всех гармонических
составляющих. Одним из важных доводов для ограничения искажения
гармоническими является нагрев двигателей переменного тока.
Гармонические составляющие обычно проявляются в повышенных
потерях в двигателе, но не дают увеличения вращающего момента на
валу. Во многих измерительных цепях и устройствах может
появляться неточность от искажении гармоническими напряжения
системы переменного тока.
Главное внимание в данной главе уделено рассмотрению
различных способов улучшения кривой напряжения инвертора,
позволяющих снизить искажения до пределов, требуемых практическими
электрическими системами. Применяют разнообразные формы
фильтров переменного тока. Однако могут быть применены и
некоторые другие схемные решения, обеспечивающие исключение
отдельных гармоник или другим путем 'понижающие общее
искажение гармоническими. Контуры LC используются не только для
обеспечения коммутации в последовательном и параллельном
инверторах, но и для фильтрации кривой напряжения нагрузки.
Импульсная модуляция, многофазные системы, соответствующие углы
сдвига отдельных частей всей системы инверторов и
переключение выводов трансформатора снижают гармоники в напряжении
импульсно-коммутируемых инверторов.
Выбор практического способа улучшения кривой напряжения
инвертора, в том числе выбор типа фильтра, зависит от ряда
факторов. Самыми важными из «их являются номинальные величины
тока и напряжения инвертора, диапазон изменения нагрузки,
диапазон рабочей частоты и 'приемлемое содержание гармонических
составляющих. Все эти факторы должны быть тщательно
взвешены, что позволяет выбрать самые выгодные решения для данной
конкретной системы инвертора.
7-1. ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ КРИВОЙ
Разлооюение в ряд Фурье [Л. 7-1]
Содержание гармонических может быть определено путем
использования разложения в ряд Фурье. Весьма краткое его
рассмотрение дано здесь в качестве справочного материала. Любая
периодическая функция может быть представлена как бесконечный
ряд членов вида
f (х) — ~2~ а« "г"Й1 cos х ~Ь~ Ь' sln х "г" "■ "Т"
+ a„cos пх -\-bn sin пх + ..., (7-1)
где а0, Oi.... , а„, Ьи ... . Ьп являются постоянными коэффициентами
которые могут быть определены с помощью следующих выражений:
л
о„ = — L f (х) cos пх их. и = 0. 1. 2,...; (7-2)
210
л;
Ьп = I I (x) sin пх dx, п= 1, 2, 3,
(7-3)
Когда разложение применяется к кривой напряжения u = f (tot),
выражение (7-1) приобретает вид:
и (tot) = —~- й0 + й, cos со( + 6, sin u>t -f- ... +
+ ап cos nvti + bn sin u>t + ...,
или
и (cot) = -^—f- V (fl„ cos nwt + bn sin iwt). (7-4)
n=\
где постоянные представляют собой амплитуды и-й гармоники, причем
а0 является постоянной составляющей кривой напряжения. Эти
амплитуды определяются выражениями:
тс
а» = -— I и (со() cos пШ da>t; л = 0, 1, 2, 3,.
—та
it
bn = — I и (u>t) sin ruotdwt; n —- 1, 2, 3,...
(7-5)
(7-6)
-Ur,-1
l~U
A i
Так как кривая выходного
напряжения инвертора обычно
в основном близка к кривой
прямоугольной формы, то в
качестве примера определения
содержания гармонических
составляющих возьмем кривую
прямоугольной формы. При
кривой прямоугольной формы рис 7_, Кривая прямоугольной
и{ш) выгодно выбрать в ка- формы
честве начала координат точку w
'=0 (рис. 7-1). Если точка t=
=0 выбрана так, что кривая и (at) симметрична относительно этой
точки, то
о„ = — 1 и (tot) cos rmt du>t; и = 0, 1, 2,... ;
о
bn = 0; п=1, 2,...
14*
(7-7)
(7-8)
211

Кривая напряжения прямоугольной формы на рис. 7-1
определяется следующими значениями:
и (Ы) = Um при 0 < и (Ы) < -^-; (7-9)
и (Ш) =~Um при ~ < u (to<) < Jt. (7-10)
Подстановка этих соотношений в уравнение (7-7) приводит к
следующим значениям коэффициентов:
д0 = 0; а, =-^—, fls = 0; а, =-g^-, а4 = 0;
аь~~ 5л' й6 = °;й7= 7и""'
Г4Ц. .
о-п — raz ' й"+1 ~ '
где п — нечетное число.
В этом случае амплитуды гармоник соответствуют
определенной закономерности, так что вычисления можно не производить,
после того как она найдена. В общем случае, однако, амплитуды
должны рассчитываться индивидуально. Количество гармоник,
которое .должно быть найдено, зависит от требуемой степени
точности в определении общего содержания гармонических
составляющих. Возвращаясь к выбранному примеру и подставляя
постоянные в уравнение (7-4), мы получаем:
4Um I cos %d , cos 5<o< , cos not \
так как основная гармоника имеет максимальную величину
Wm/n. Таким образом, в кривой прямоугольной формы
содержатся только нечетные гармоники, амплитуды которых равны
амплитуде основной гармоники, деленной на номер данной гармоники,
так что третья гармоника выражается как одна третья
амплитуды основной гармоники и т. д.
Упрощенный графический способ разложения в ряд Фурье
К счастью, для 'многих кривых, включая 'те, которые часто
встречаются в инверторах и выпрямителях, гармоники могут быть
приближенно определены графически. Это графическое решение
является весьма простым способом получения гармоник для
кривых определенной формы. В дополнение к этому оно обеспечивает
превосходное физнчеокое представление о гармонике и может
облегчить понимание эффекта воздействия изменения формы кривой
на гармонический состав.
Из уравнений (7-5) и (7-6) вытекает, что амплитуда данной
гармоники пропорциональна интегралу произведений мгновенных
значений кривой напряжения па синус (или косинус) аргумента
212
при частоте гармоники. Это выражается в форме уравнении
следующим образом:
1С
b„ -v. V и (cof) sin twitdwt; (7-12)
—п
1С
а„ -ч, \ н (со/) cos naf dat. (7-13)
1С
Когда рассматриваемая кривая может быть представлена
горизонтальными участками в течение всех интервалов времени,
интегралы (7-12), (7-13) могут быть легко найдены по известному
интегралу синусоидальной кривой для отрезков времени. Интеграл
от участка синусоидальной кривой составляет:
х, Jfx
\ sinxdx = — cos л: =1—cos.X',. (7-14)
о о
Это графически показано на рис. 7-2 для нескольких участков
синусоидальной кривой.
Рис. 7-2. Пример вычисления
интегралов для синусоидальной кривой.
Интеграл в интервале 0—30° равен
1 —cos 30° = 1 _—g—;^-J5"-Общая
площадь, ограниченная
синусоидальной кривой в течение полупериода,
равна 2,0.
Вообще говоря, самое важное, что необходимо знать, это
отношение данной гармоники к основной. Оно может быть
определено очень просто при использовании этого упрощенного
графического способа анализа, как это будет проиллюстрировано на двух
примерах. Последовательность расчета следующая.
1) Начертить рассматриваемую кривую с амплитудой, равной
единице.
2) Начертить синусоидальную кривую основной частоты с
амплитудой, равной единице.
3) Найти сумму произведений интегралов от участков
основной гармоники на значения ординат кривой на этом участке.
213

4) Начертнть единичную синусоидальную кривую,
соответствующую рассматриваемой гармонике.
5)^ Найти сумму произведений интегралов участков
рассматриваемой гармоники на значения ординат кривой на этом участке.
6) Определить отношение величины, полученной по п. 5, к
величине, полученной по п. 3. Это и будет отношение амплитуды
гармоники к амплитуде основной гармоники.
На рис. 7-3 'показано применение этого способа к кривой
прямоугольной формы. В .данном случае это весьма просто, так как
214
Рис. 7-3. Гармонический анализ кривой
прямоугольной формы.
1 — основная гармоника (сумма произведений за полу-
пернод основной гармоники равна 2 • 1=-2); 2 — вторая
гармоника (площадь равна половине площади,
ограниченной синусоидой основной гармоники, поскольку
амплитуды равны, а полупернод в ? раза меньше;
сумма произведений за полупернод основной гармоники для
второй гармоники равна нулю); 3 — третья гармоника
(сумма произведений для третьей гармоники равна
2 2
-~-• 1,0=—; отношение к соответствующей сумме для
основной гармоники
i-2=±V
з -z- з у
- четвертая гармоника
(сумма произведений за полупериод основной гармоники
для четвертой гармоники равна нулю); 5 — пятая
гармоника (сумма произведений для пятой гармоники рав-
2 2
на-— . ito=—-; отношение к соответствующей сумме для
основной гармоники равно
■=-9-
и*Ш)
W\
it) 0
j
Мм
ям
\'S/
\^г \У \У
Рис. 7-4. Гармонический анализ многоступенчатой
кривой.
/ — основная гармоника (сумма произведений за полупернод
1 ....... 1 „ _ 3
2~
3 \
гармоники равна — • 0,5+ 1,0 • 1,0 + -^--0,5 = — I ; 2—
вторая
гармоника сумма произведений за полупериод основной гармоники
равна -j-0,5 + -j—1,0+(—у-]-1,0 +J—7-V0,5= ol; 3—третья
гармоника сумма произведений за полупернод основной гармоники
равна -^-'0,5 + I г-1-1,0 + -тг-0.5 = 0 ■ 4 —четвертая гармоника
сумма произведений за полупериод основной гармоники равна
f.O>5+(-L).o,5+(-|).1,0+|.I.0+-l-0.5+(-L)-0.S=o]:
5—пятая гармоника [сумма произведений за полупериод основной
гармоники равна — -0,5 + ( —Гп)-С)'5+(—fT; )-'.° + "Т""1-'1 +
(I \ /3 2 3
—й)Г1,0"Н —in) '°'° +Т'0,Б = То: отно:11ение к соот"
ветствующей сумме для основной гармоники равно ("|7?|:(;г"|=г~|-
215

кривая прямоугольной формы имеет постоянную величину на
протяжении всего полуиериода анализируемого напряжения. Таким
образом, интеграл определяется просто нахождением суммарной
площади, ограниченной синусоидальной кривой для дайной
гармоники на всем протяжении полупериода основной гармоники.
Такая кривая, которая симметрична относительно точки 180°,
например простейшая кривая прямоугольной формы, не содержит
четных гармоник, за исключением основной синусоиды. Когда
такая кривая также симметрична относительно точки 90°, фазы
гармоник такие, как они показаны на рис. 7-3 [Л. 7-2]. В общем
случае, когда угол сдвига гармоник неизвестен, необходимо
произвести операцию, показанную на рис. 7-3 дважды: для основной и
для каждой высшей гармоники. Амплитуда данной гармоники
определяется как корень квадратный из суммы квадратов двух
составляющих, полученных после выполнения двух операций для
двух синусоидальных составляющих, сдвинутых по фазе на 90°.
Фазы синусоидальных составляющих относительно
рассматриваемой кривой могут быть выбраны .произвольно, чтобы упростить
графический анализ.
На рис. 7-4 показано применение упрощенного метода
разложения в ряд Фурье для более сложной кривой, которая часто
встречается в схемах инверторов. Следовало бы отметить, что не
требуется определять интегралы для определенных участков
синусоидальной кривой, если ясно, что они будут взаимно погашены,
когда будет находиться сумма произведений. Можно заранее
установить, 'например, что четвертая гармоника равна нулю, и что
поэтому нет необходимости знать интегралы участков
синусоидальной кривой для данной гармоники.
Этот упрощенный способ разложения в ряд Фурье абсолютно
прост, когда его применяют к «ступенчатым» кривым с формами,
показанными на рис. 7-3 и 7-4. Во многих случаях и для более
сложных кривых приближенные значения гармоник могут быть
получены относительно легко. Если анализируемая кривая
аппроксимируется горизонтальными участками, то произведения могут быть
определены для каждого интервала 'времени тем же самым
образом, как показано на рис. 7-3 и 7-4. Этот способ также весьма
ценен для определения тенденции в изменении состава гармоник
при изменении формы рассматриваемой кризой. Важно еще раз
подчеркнуть, что этот упрощенный метод является вполне строгим.
Однако не требуется производить шаг за шагом математические
вычисления для определения гармоник, так как применяется
операция графического интегрирования по интервалам.
7-2. ИНВЕРТОРЫ С ВНУТРЕННЕЙ ФИЛЬТРАЦИЕЙ
Последовательный инвертор способен давать напряжение,
которое уже без внешнего фильтра близко к синусоиде.
Последовательно включенные емкость н индуктивность, необходимые для
осуществления коммутации, обеспечивают также и фильтрование.
Когда мощность колебательного контура велика относительно
мощности, отдаваемой нагрузке, форма кривого напряжения на
нагрузке близка к синусоидальной. Как показано в гл. 3, кривая
напряжения может значительно отклоняться от синусоидальной,
когда схема работает вдали от своей резонансной частоты. При
относительно постоянных нагрузке н коэффициенте мощности,
21С
а также ограниченном диапазоне частоты последовательные
инверторы обеспечивают весьма практичный способ генерирования
приемлемого синусоидального напряжения.
Фильтрация фактически осуществляется внутри
последовательного инвертора. Емкость и индуктивность в инверторе образуют
последовательный резонансный контур, который образует высокое
сопротивление для гармоник н низкое сопротивление для
основной гармоники. Изменение рабочей частоты ие обязательно
срывает нормальную работу схемы, но оно меняет состав
гармонических в напряжении.
Параллельный инвертор может также осуществлять ощутимую
фильтрацию внутри своей схемы. Когда коммутирующая емкость
велика, то она вместе с реактором в цепи источника литания
может обеспечить достаточную фильтрацию для получения близкой
к синусоиде кривой напряжения. В этих условиях инвертор имеет
относительно большую мощность колебательного контура по
сравнению с выходной мощностью.
7-3. ФИЛЬТРЫ [Л. 7-3 и 7-4]
Имеются разнообразные фильтры, с помощью которых можно
улучшить кривую выходного напряжения. В данном параграфе
рассмотрены фильтры для однофазных инверторов с их обычной
прямоугольной формой выходного напряжения.
Назначением фильтра, включенного между инвертором и
нагрузкой, является снижение или затухание гармоник,
появляющихся в нагрузке. Главный смысл их в том, чтобы обеспечить
параллельный путь отвода тока гармоники при наличии
последовательного элемента фильтра, на котором выделяются гармоники
напряжения. Принцип таких устройств показан на рис. 7-5. Затухание
Рис. 7-5. Принципиальная схема внешнего
фильтра инвертора.
Z\ — последовательный элемент фильтра: Z2 —
параллельный элемент фильтра*
любой данной гармоники зависит от соотношения полного
сопротивления параллельной комбинации нагрузки и параллельно
включенного элемента фильтра и общего полного сопротивления на
этой частоте, т. е.
Сп z,+z0 ' ™e A,- z2 + zH • <М5)
Параллельный элемент фильтра обычно увеличивает общий
ток нагрузки инвертора. Последовательный элемент дает падение
напряжения от тока нагрузки, проходящего через него.
217

Основные требования при расчете фильтра для подавления
определенных гармоник следующие:
а) сведение к минимуму мощности, потребляемой от
инвертора;
б) сведение к минимуму изменений в напряжении на
нагрузке, если нагрузка меняется в определенном диапазоне (сведение
к минимуму наклона внешней характеристики);
в) максимальное снижение стоимости фильтра;
г) минимальные размеры и вес фильтра.
Однозвенный фильтр LC
Простейшей формой эффективного фильтра является одно
звено фильтра LC, показанное на рис. 7-6. В этом фильтре
последовательным элементом является индуктивность. Параллельным эле-
Инвер-
тор
L,
I
Рис. 7-6. Однозвенный фильтр.
ментом — емкость. Передаточная функция для этого ненагружен-
ного или малонагруженного фильтра имеет вид:
1
Р2 , 28
(7-16)
где Ио — резонансная частота фильтра, а б — декремент
затухания.
Отсюда может быть найдена частотная характеристика
заменой р—'ци, так что получаем:
On
1
«г со
2+/28 — +1
со„ wo
(7-17)
Обозначая в уравнении (7-17) со/со0 через v, получаем
передаточную функцию в нормализованной форме:
0В
0И —v* + j2dv+r
(7-18)
Зависимость логарифма величины UJU-и от относительной
частоты, построенная в логарифмическом масштабе, называется
логарифмической частотной характеристикой. Частотные
характеристики для различных декрементов затухания б показаны иа рис. 7-7
218
[Л. 7-5]. Заметим, что при малом значении частоты а<С1 величина
Г [ t/и "1
передаточной функции равна единице log -jr = log 1=01.
Степень увеличения затухания по мере повышения частоты
сверх 4=1,0 приближается к 40 дб на декаду или 12 дб на одну
дб
П
-п
20ЮС]
/ 8=0,5
ff=7,0/^^
Наклон й0 -^
до/дек
\^6=0,1
ч\ \
\\ \
чл\\
\
V
0,1
%0
10
Рис. 7-7. Усиление фильтра в зависимости
от частоты.
и°
-90°
-1вГГ
с?=/Х. у
6=0,1
^\^
0,1
1,0
10
Рис. 7-8. Фазовый сдвиг фильтра в
зависимости от частоты.
восьмую декады. Другими словами при V>\ затухание в фильтре
возрастает в отношении 4 : 1, когда частота возрастает в
отношении 2:1. Как легко видеть, имеется значительный максимум при
у=1 и малых величинах б.
Фазовый сдвиг в фильтре в функции частоты показан на
рис. 7-8 в тех же самых безралиерных координатах, которые
219

использованы на рис. 7-7. Показаны две кривые для различных
величин 6. Фазовый сдвиг одного звена фильтра LC равен нулю при
очень малых частотах и
приближается к 180° при высоких
частотах.
Рассмотрим передаточную
функцию для более полной
схемы однозвенного фильтра LC.
Этот фильтр показан на рис.
7-9. Потери в реакторе и
конденсаторе представлены
соответственно активными
сопротивлениями Ri и Кг- Предпола-
гается, что нагрузка чисто ак-
Рис. 7-9. Обобщенная схема филь- тивная. Передаточная функция
тра LC. равна:
(Ла + ^сг)Лн
Rh + R% +
pCi
Ri +pU +
(*+£)*
Rn + R2 +
pCi
R£\p+\
(7-19)
Так как для эффективного фильтра Ri<tiRB и так как
хороший конденсатор фильтра имеет весьма малое последовательное
сопротивление, г. е. R2<€.Rh, to передаточная функция упрощается
до вида
R*ClP+l
(7-20)
что
Сравнивая это соотношение с соотношением (7-16), можно видеть,
2_ 1 .
—= R1C1 + RiC1+-^-;
0 АН
Ш.
8=??Ьг(^+^+й-
(7-21)
(7-22)
(7-23)
220
Передаточная функция в зависимости от частоты может быть
представлена в виде
(О
#Г °и) = ~^ /«л» , сох ' (7-24)
где
1 . 1 . Ян_
Wx ~RlC1 ' Wi~R^' Шз_ L, '
Величина w2 обычно весьма велика сравнительно с со0 и
Другими величинами и, так как в фильтровых 'конденсаторах Rz весь-
со
ма мало. Числитель выражения (7-24) /"ГГ+1 определяет в
основном формы частотной характеристики и характеристики фазового
сдвига. Этот множитель сказывается в понижении уровня
затухания до 20 дб на декаду и в снижении угла сдвига в сторону
отставания до 90° при весьма больших частотах, когда Ri
значительно больше Хс. Это иллюстрирует рис. 7-10. Резистор R2 введен
в общую схему фильтра LC для того, чтобы проиллюстрировать
эффект его воздействия. Обычно этот эффект достаточно мал и
им можно пренебречь.
дб
0
-20
-MJ
0,1 1,0 10
Рис. 7-10. Ослабление фильтра в
зависимости от частоты для схемы рис. 7-9.
При индуктивной нагрузке в выражении передаточной
функции появляется дополнительный член, зависящий от частоты.
Знаменатель выражения (7-20) становится полиномом третьего
порядка. При этом анализ фильтра LC с индуктивной нагрузкой
существенно усложняется.
Затухание любой синусоидальной составляющей
определенной частоты может быть очень легко рассчитано для большинства
221
\\
\\
V
и

практических фильтров при использовании полных сопротивлений
каждого элемента фильтра, а затем подсчетом отношения полных
сопротивлений цепи согласно (7-15).
Влияние величин L и С на работу фильтра
Общим является го, что когда фильтр LC достаточно
ослабляет низшие гармоники, имеющиеся в напряжении инвертора,
более высокие гармоники одновременно понижаются до допустимого
уровня. Это получается потому, что практически фильтры обычно
выполняются гак, чтобы их резонансные частоты to0 были ниже
самой низкой гармоники, которая должна быть ослаблена. Таким
образом, данные гармоники возникают в диапазоне частот, когда
характеристика ослабления фильтра имеет слад 40 дб/дек, как
показано на рис. 7-7. Форма частотной характеристики
показывает, что ослабление при данной частоте определяется ее
отношением к резонансной частоте фильтра.
Относительно просто определить произведение LtCi, требуемое
для данного ослабления гармоники до определенной величины.
Однако величины Li и Ci остаются все еще не определенными.
Два важных параметра фильтра, которые зависят от фактических
значений Z-i и Cit даются ниже.
1) снижение напряжения основной гармоники Uhi/U^i;
2) относительная величина тока инвертора /Hi//Hi.
Большая величина Z-i и малая величина Ci дадут большое
снижение напряжения основной гармоники напряжения, а величину
тока инвертора — лишь слегка большую величины тока нагрузки.
С другой стороны, малая
величина Li и большая величина
Ci будут сказываться в малом
снижении напряжения
основной гармоники напряжения,
а также в значительном
возрастании тока инвертора по
" сравнению с током нагрузки.
В любом случае это
неблагоприятно .оказывается на
номинальных данных инвертора.
Таким образом, требуется
технико-экономическая оценка.
Важное значение в этой технико-
экономической сценке нмеег
коэффициент мощности
нагрузки.
При проведении требуемой технико-экономической оценки
следует в первую очередь изучить взаимоотношение L\ и С\ и их
воздействие яа инвертор. Хотя результаты этой оценки не могут
обеспечить способа нахождения оптимума величин L\ и Ci для данных
условий, они могут показать общее направление, делающее
возможным выбор в определенном частном случае.
Прежде всего рассмотрим влияние величины С на ток
инвертора. На рис. 7-11 показам простой фильтр LC с нагрузкой.
Представлена индуктивная нагрузка, поскольку это наиболее общий
случай. Активными сопротивлениями в реакторе Lx и емкости Ci
пренебрегаем.
Рис. 7-11. Элементарный фильтр
LC с нагрузкой.
222
Ли— основная гармоника тока /,, — определяется выражением
0В1
/hi = /hi + А
C1.I
(7-25)
где Zc>i — эквивалентное полное сопротивление для основной
гармоники тока .параллельно включенных емкости фильтра
н нагрузки;
ZhiZ~, t
(7-26)
ZHJ = Ян + jXL (H)I = | ZH, I (cos у + / sin y);
(7-27)
Ф — угол, определяющий коэффициент мощности нагрузки;
Zci,i=—jXci.i-
Положим:
X
с\, 1
тогда
xCIfl=/c,izHil или /Сж = ргйГТ
Zci,i=— jKi\ZBl\.
(7-28)
(7-29)
(7-30)
Подставляя выражения (7-27) и (7-30) в '(7-26), получаем:
— jKt (cos у + / sin у)
Zo.i — Khi| C0Sy + /(siny — K,)
Сочетая уравнения (7-31) и (7-25), получаем:
. #hi cos у + / (sin у — Ki)
/m = '|Zh,| /С, (sin у— /cos у)
Так как
lfl.il _
|/я,|.
|/и,|
|Лч|
IZhiI
cosy + /(sin у — К,)
Ki (sin у — / cos у)
(7-31)
(7-32)
(7-33)
(7-34)
На рис. 7-12 показана зависимость величины /щ//н1 —
отношения основной гармоники тока инвертора к соответствующей
гармонике тока нагрузки от постоянной Ki для различных коэффициентов
мощности нагрузки. Из рис. 7-12 видно, что отношение токов
инвертора и нагрузки может быть меньше единицы, когда
коэффициент мощности нагрузки отстающий. Векторная диаграмма на
рис. 7-13 иллюстрирует это. Как показывает рис 7-13, ток
инвертора будет больше при отключенной нагрузке, чем под нагрузкой.
Изменение основной гармоники напряжения благодаря фильтру
может быть выражено в общем виде как отношение напряжения
на нагрузке к напряжению инвертора. На это отношение оказывают
223

влияние величины как емкости, так и индуктивности. Ёмкость
изменяет основную гармонику тока, проходящего через реактор, и этот
Рис. 7-12. Кривые зависимости тока инвертора от
величины емкости фильтра при различных
коэффициентах мощности нагрузки, построенные по
уравнению (7-34).
ток определяет падение напряжения на зажимах реактора.
Основная гармоника напряжения на нагрузки определяется выражением
UHi = UVII /щ2
Примем:
г;}
тогда
^и,1 = ^2 |2и11, или К2 =
1
X
LI.
\Zm\
/и,
f/н,
у, JKS |Zhi|;
L'hi
1
Uki Zni ZBil + jXLXl
Из уравнения (7-31) получаем:
/Ci (sin у —/cos y)
cos if + / (sin у — Ki)
Сочетая (7-37) с (7-39), получаем:
От _ , !К2
UK1
20,i — IZml
= 1
iK,+
224
Ki (sin у — / cos y) '
COS (f + / (sin V — Kl)
(7-35)
(7-36)
(7-37)
(7-38)
(7-39)
(7-40)
От
Ki (sin у — / cos o)
cos у + / (sin ¥ — Ki)
Ki (sin у — / cos <f)
cos у + ;' (sin у — Kj) + '^2
(7-41)
На рис. 7-14 представлено отношение основной гармоники
напряжения на нагрузке к основной гармонике напряжения инвертора
в функции Кг для различных значений Ki и коэффициента
мощности нагрузки. Отметим, что при малых значениях Ki и Кг
напряжение на нагрузке заметно выше, чем
напряжение инвертора. Такие условия /с,
иллюстрируются векторной диаграммой
на рис. 7-15,а. Для больших значений
К\ и Кг напряжение на нагрузке
меньше, чем напряжение инвертора, как
показано на рис. 7-15,6.
Желательно также рассмотреть
эффект воздействия величин Li и С4 на
ослабление гармоник. Эта информация
нужна для установления соотношений
параметров цепи, требуемых для
получения желательного ослабления
составляющей данной частоты. Для n-й
гармоники
*l1,„ = «*l.,i = "^|Zhi1 (7-42)
^С1, п~~
VCI,1
Кг [Zh
(7-43)
zHn = R* + ixL (H) „ = #н + jnxL ш,
(7-44)
Рис. 7-13 Векторная
диаграмма простого
фильтра LC под
нагрузкой, когда ток инвертора
растет по мере снижения
величины тока нагрузки
(Ki = l,0; коэффициент
мощности нагрузки,
имеющей индуктивный
характер, равен 0,8).
где
Таким образом,
Ru = |Zhi| cos у;
Xl № i'= lZl» Isln »*
ZKn = \Zm\ (cos у + jn sin y);l
С'вп
Uv.n
= 1
'llnjXn n
= 1
/*.
L\,n
Zo,n + iXLtt„
= i
ЧпК, \Zm[
Z0,n + inKt\ Zm\ '
u,n inK^W>
- jnK2
u"n f W' + w
15—1503
(7-45)
(7-46)
(7-47)
225

2,0
го
g£*
'— /
s>-
s
"V\ ,Л,=0,5
:r"~-:
к^ *' = У
--
\^i
,1>\^.
'-^>\\
- i:n
%
--1,0
- cos fu- Ojfund)
2 |z„,|
0,7
7,0
70
Рис. 7-14- Кривые зависимости напряжения на
нагрузке от величины реактивного сопротивления реактора
фильтра для различных величин Ki и коэффициента
мощности, построенные по уравнению (7-41).
а)
Рис. 7-15. Векторные диаграммы для простого
фильтра LC, показывающие, что напряжение инвертора
становится меньше, чем напряжение нагрузки при
снижении Ai и Кг-
а— /0=0,5; cos<pH=0,8 (инд.); К2-0,5; б — /Ci=4.0;
cos<pH=0,8 (инд.); К2=2,0.
2o,d Uwn Zp.n
i,lK* + ТИТ-*Ун7 IZh'I
2c,n ('"вя.
/C2 =
Примем
jn \Zm
\UKn\
W^_lY
J.I Wht, /
|(/e
= /C
A, ni
(7-48)
(7-49)
(7-50)
где КА „-требуемое ослабление амплитуды n-й гармоники.
Из'схемы рис. 7-11 имеем:
Znn (—/Ус1, "'
Zo-n = ZBrl + (—JXCl,n) ~
\Zm\ (cos v + in sin 9) ^— 1 "Jf I^hiI J
— —г К \ '
|ZM| (cos v + )n sin <p) + (—/ -7T|Zwl J
l^1
— / — (cos v + У'" sin V)
|Zh
(cos v + in sin v) — i
Кг
n
1 Z0
- (cos v + in sin 9)
/ IZh.I
cos v + / I n sin v — — 1
(7-51)
(7-52)
(7-53)
Подставляя (7-53) и (7-50) в (7-49) и учитывая, что К,-веще-
ственное число, получаем:
cos у -j- //^sln у
cos у + /
(nsinv-x)
(^,„-1). (7"54>
На рис. 7-16 представлено семейство кривых Кг в зависимости
от К\ для заданных величин ослабления третьей и пятой гармоник
Ка при различных коэффициентах мощности нагрузки. Основная
тенденция в этих кривых состоит в том, что с увеличением Ki
требуется более высокое значение Кг-
Три семейства кривых на рис. 7-12, 7-14 и 7-16 дают сведения
о влиянии основных параметров цепи на работу фильтра. Имеется
несколько дополнительных факторов, которые следует рассмотреть,
исходя из практических условий, например взаимозависимость
номиналов инвертора по напряжению и по току с номинальными
данными тиристоров, которые могут быть применены.
Повышенное напряжение может оказаться более желательным, чем
повышенный ток, или наоборот; отсюда — различный технико-экономи-
15* 227

также вЭаФжньтнСГбраЖеНИЯ П° габаРнт™ и стоимости являются
также важными факторами, когда выбираются ветичины L, и Г.
лирЯово°ч^иТН™я„,СГпаЯ- В° МН°ГИХ СХ6Мах инверто'Гдержит'изо-
коТооого 1Г „Ф РИТОр' реактивное сопротивление рассеяния
противтению Г» ,Г3атдЬСЯ УД°бНЬШ ™6™™ к реактивному со-
мовдоТть кон-- низковольтных применениях установленная
ванХм мГм! а ̰ЖеГ опРе^титься экономически
обоснованным минимальным номинальным напряжением изготовляемых
Рис. 7-16. Кривые зависимости индуктивности реактора
фильтра от величины емкости фильтра для различных
ослаблений и гармоник, построенные по уравнению
(7-54).
конденсаторов. (Конденсаторы спроектированные для низких
напряжений, требуют, чтобы снизить их размеры, ультратонкой бумаги.)
Эти и другие соображения не могут быть оставлены без внимания
при проведении технико-экономической оценки, необходимой при
проектировании конкретного фильтра.
Многозвенный фильтр LC
Когда требуется более высокая степень ослабления гармоники,
становится желательным применение многозвенных фильтров LC-
гипа, рассмотренных в предыдущем раз-деле. Двухзвенный фильтр
LC с той же самой установленной мощностью емкости и
индуктивности, как и в однозвенном фильтре, имеет гораздо более
значительные возможности ослабления. Это основное свойство выражено
тем сильнее, чем больше звеньев в фильтре. В подавляющем
большинстве фильтров, однако, потребность в ослаблении гармоник
удовлетворяется не более чем двумя звеньями. Приблизительная
величина ослабления, при которой двухзвенный фильтр
предпочтительнее однозвенного, устанавливается в данном подразделе.
Прежде чем входить в детальный анализ двухзвенного фильтра,
интересно рассмотреть некоторые факторы, которые могут оказать
влияние «а решение о применении многозвенного фильтра. Прежде
228
всего важны соображения по устойчивости системы. Когда
примененный фильтр включается в систему автоматического
регулирования напряжения замкнутого типа, наличие двух четырехполюсников
LC может вызвать .множество трудностей в ее стабилизации. Эту
проблему можно несколько смягчить повышением резонаисиой
частоты фильтра в 4 раза или
более.
Другим соображением
являются габариты и стоимость
фильтра. Хотя каскадный
фильтр может теоретически
показаться желательным при
некоторой величине ослабления
с точки зрения сведения к
минимуму общей
установленной мощности, однако
габариты п стоимость добавочных
элементов могут повысить
величину ослабления, при которой каскад фильтров становится
выгодным.
Передаточная функция для двухзвенного фильтра, показанного
на рис. 7-17, определяется следующим путем:
1
Рис. 7-17. Двухзвенный фильтр.
U» (р) = /н (р) #н = /4 (р) pZ^ >
t/.M , t/нЫ ,. , , l + R»pCz
RB
рСг
Ыр) =
и Ар)
Ян
pL2+R«pC2+l
Подставляя (7-56) в (7-57), получаем:
.... ... , p'UCzRn + pLz + Rn
U2 {р) = 1/„ (р) дг
или
1
p2L2C2 + -щ- + 1
(7-55)
(7-56)
(7-57)
(7-58)
(7-59)
Это, конечно, та же передаточная функция однозвенного
фильтра LC, которую мы получили выше.
Ток /2 определяется из
, , , Уг(Р) п ,, . .
А (Р) = —j— = pCtU2 (p).
~рС[
(7-60)
Подставляя (7-58) в (7-60), получаем:
U (Р) = pCrUu (p) [p*UC2 + ^ + 1 j •
6 —1503
(7-61)
229

Ток /i определяется выражениями
Л(Р)=А(Р)+Л(Р). (7-62)
и
t/„(p)=pZ.1/1(p)+[/2(p). (7-63)
Тогта из уравнения (7-58) при использовании (7-63) получаем:
t/и (р) = UK (р) [р2С,£, Гр2/.2С2 + ^ + А +^ + р'ЬС, +
+ p2L2r:2+^+i];
t/H i
V7 W = 7 Б1 T^Z • (7~64>
ijPCiU + 1) ( p*L£t +^-+l) +^+p*L1C*
Несколько примеров расчетов ослабления для одно- и
многозвенных фильтров приводят к интересным соображениям.
Ослабление однозвенного фильтра LC, показанного на рис. 7-6, может
быть определено следующим образом. Принимая полное
сопротивление цепи для пятой гармоники А'ы = /1 000 и XCi = —/50, получаем
ослабление:
Он . —/50 _ —/50 1_
О и (yt°)== /1000 — /50 ~ /950 _ 19"
Ослабление многозвенного фильтра, показанного на рис. 7-17,
имеющего ту же самую установленную мощность элементов
фильтра, но разделенную на две части между включенными каскадом
двумя звеньями LC, может быть подсчитано следующим образом.
В этом случае сопротивления для пятой гармоники равны:
Яы=*1,2=/500; Хс1=Хсг=—/100
и ослабление будет равно:
/ 400 (—/ 100)
й„ -/100 /400-/100
£/и » > /500- /100 . 5о{) /400(-/ 100)
= ( 1 \ —/ 133 11
у_ 4 J /500-/ 133 4 '2,
/400 —/100
1_=_1_
75 11
Таким образом, многозвенный фильтр обеспечивает меньшее
чем одноступенчатый фильтр ослабление при той же самой
суммарной мощности элементов.
Если параметры элементов выбираются такими, чтобы получить
сопротивления следующего порядка: A'L1=/2 000 и ХС1 = —/25, то
ослабление для однозвенного фильтра составит:
0» ,.-..* -''25 - '
(/<■>)
0И v ' /2 000 —/25 79
230
Соответствующие параметры элементов для многозвенного
фильтра составят:
*ы = *ь2=/1000; Xci = Xc2 = -/50,
и ослабление будет равно
/ 950 (—/ 50)
^в . -/50 / 950 - / 50
О* (УЮ) ~ / 1 0°° ~ / 50 / 950 (—/ 50) ~~
/1000+ ' п -кгГ
1 ' ; 950 — у 50
= |_ —/53 1_ / 1_\ _ j_
19 / 1000 —/53 19 ^ 17,Ъ) 340'
демонстрируя, что многозвенный фильтр при этих уровнях
ослаблений значительно превосходит однозвенныи фильтр.
Очевидно где-то между этими крайними случаями однозвенныи
и М'ногозвенные фильтры эквивалентны. Знание уровня ослабления,
при котором оба фильтра эквивалентны, помогает при решении
вопроса, когда оправдано использование многозвенного фильтра для
данного применения.
В качестве примера типичного расчета, требующегося для
определения ослабления, при котором двухзвенныи и однозвенныи
фильтры эквивалентны, предполагаем, что фильтр, показанный на
рис. 7-17, имеет равные величины индуктивностей и емкостей,
каждая из которых равна половине соответствующей величины в одно-
звенном фильтре:
Li — индуктивность однозвенного фильтра;
С\ — емкость однозвенного фильтра;
Ln = L?2 — индуктивность двухзвенного фильтра;
Сц = С22 — емкость двухзвенного фильтра;
и.
Z.,, = L22 = -g-, (7-65)
Сц = С22 = -jj-. (7-66)
Передаточная функция однозвенного фильтра LC в режиме
холостого хода равна:
UB 1
ТЛ,^= рЧ.А + 1 ■ <7-67>
Передаточная функция многозвенного фильтра LC в режиме
холостого хода с учетом соотношений (7-65) и (7-66) равна:
*>~е*й+.)('.+'*£!)-. ■ р-68'
Переходя от передаточных функций по уравнениям (7-67) и
(7-68) к функции /со и применяя соотношения между величинами
16» 231

Lu Ci и резонансной частотой coo, получаем:
1
to2
-T5+1
(для однозвенного фильтра); (7-69)
О*
U
■(/«) = ■
Зсо2
16<о„
4со;
-+1
(для двухзвенного фильтра). (7-70)
Для определения ослабления, при котором оба фильтра
эквивалентны, левые части выражений (7-69) и (7-70) приравниваются:
со*
со0
3 со2
16а>о
4 со*
+ 1
(7-71)
Когда со больше, чем ц>о, выражение в левой части равенства
со2
-5-— 1
может быть записано в виде
будут положительными:
ю;
о
, так что обе части уравнения
и'
о— 1 =
3 со2
16(0^
и*
4
7 в>2
+ i;
i£r--+2=0-
(7-72)
(7%-73)
"о
Решая это уравнение относительно со/wo и подставляя
полученное значение в уравнение (7-69) или (7-70), можно найти
ослабление, при котором оба фильтра эквивалентны:
(i)"-»±
12,8 .
(7-74)
Полученное соотношение показывает, что два фильтра
эквивалентны в двух случаях. На самом деле меньшая величина и/шо
исключается, поскольку эквивалентность в этом случае лежит в об-
/ ту
ласти резонансного пика. Величина I ~7Г~1 =26,8 представляет
нужный результат. Подставляя эту величину в (7-69), получаем:
1 1
^7 (/«)=_ 26,8+1
25,8 25,8^180°
(7-75)
Уравнение (7-75) показывает, чго при применении фильтров,
где требуется ослабление до величины 26:1, самым желательным
является применение однозвенного фильтра. В случаях, когда
требуются ослабления больше, чем 26: 1, следует рассмотреть
многозвенный фильтр. Важно отметить, что эти заключения проистекают
из специфичности случая, когда нагрузкой на выходе фильтра
можно пренебречь и когда части каскада фильтра принимаются иден-
232
тнчнымн друг другу. Кроме того, следовало бы подчеркнуть, что
многие практические соображения будут влиять на решение,
применять ли в данном случае однозвенный или двухзвенный фнчьтр.
Резонансные фильтры
Главные недостатки простых
фильтров LC заключаются в
дополнительном падея-ии напряжения в
последовательном элементе и в
повышенной нагрузке инвертора за счет
параллельного элемента. Резонансные
четырехполюсники в
последовательном и параллельном элементах могу г
частично компенсировать эти
недостатки. Например, последовательная
резонансная цепь, как показано на
рис. 7-18,а, настроенная в резонанс
с основной частотой, сводит к
минимуму падение напряжения от тока
основной частоты.
На рис. 7-18,6 показана
параллельная резонансная цепь,
использованная в качестве параллельного
элемента для 'понижения
дополнительной нагрузки на осноеной частоте.
Параллельная резонансная цепь
представляет собой большое лолное
сопротивление для основной частоты
и имеет в то же время -малое
емкостное сопротивление для более
высоких гармоник. Комбинация обеих
резонансных цепей (рис. 7-18,е)
объединяет преимущества их обеих.
Применение резонансных
фильтровых цепей ограничивается теми
случаями применения, когда имеется
возможность работать с
фиксированной или почти фиксированной
частотой.
0—~~^-41—г—^
а)
1 0
б)
Рис.
в)
7-18. Резонансные
фильтры.
а — последовательный
резонансный контур в
последовательном элементе фильтра; б —
параллельный резонансный контур
в параллельном элементе
фильтра; в — сочетание
последовательного н параллельного
резонансных контуров в
последовательном и параллельном
элементах фильтра.
7-4. МНОГОФАЗНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Многофазные схемы обеспечивают возможность сведения к
минимуму гармоник в выходном напряжении инвертора.
Прямоугольная -кривая выходного напряжения простого импульсно-коммутируе-
мого инвертора преобразуется в многофазной схеме так, что
требования к внешним фильтрам снижаются. Многофазная схема либо
обеспечивает гашение определенных гармоник, либо приводит к
повышению основной гармонической составляющей относительно
определенных гармоник. Так как в большинстве случаев применения
мощных инверторов требуется трехфазная система напряжений, то
в кривой напряжения отсутствуют третья гармоника и кратные ей.
Когда применяются схемы с большим числом фаз, исключаются
и другие гармоники.
233

Интересная параллель существует между формами кривых тока
в выпрямителях и формами кривых напряжения в импульсно-ком-
мугируемых инверторах. Для такого сопоставления необходимо
пренебречь как реактивным сопротивлением коммутации в
выпрямителе, так и интервалом восстановления в инверторе, и должны
приниматься идеальными трансформаторы, диоды и тиристоры. Эти
Рис. 7-19. Сложение выходных
напряжений однофазных инверторов #i—И3,
образующих кривые трехфазной формы.
допущения приемлемы для большинства практических схем.
Напряжение прямоугольной формы однофазного инвертора сопоставимо
с током прямоугольной формы в подобном выпрямителе, в котором
пренебрегается пульсацией выпрямленного тока. Это сопоставление
распространяется на многофазные схемы, давая возможность
использовать кривые токов обычных многофазных выпрямителей для
того, чтобы рассчитать формы кривых напряжений эквивалентной
многофазной инверторной схемы.
Кривые напряжений многофазных инверторов могут быть
образованы суммированием кривых прямоугольной формы. Некоторые
гармоники кривой прямоугольной формы в этом процессе
устраняются. Например, рассмотрим хорошо известные кривые трехфаз-
234
ного инвертора, как результат суммирования трех кривых
прямоугольной формы однофазного инвертора. На рис. 7-19 показан
возможный способ, которым может быть образована кривая
напряжения трехфазного инвертора. Имеются три однофазных инвертора
с вторичными обмотками их выходных трансформаторов,
соединенными звездой. Если управляющие сигналы для инвертора И2
сдвинуты в сторону отставания на 12СР от сигналов инвертора Ии
а соответствующие сигналы инвертора И3 сдвинуты в сторону
отставания от сигналов инвертора И% то линейные напряжения будут
такими, как показано на рис. 7-19. Типичные трехфазные кривые
могут быть получены простым суммированием кривых прямоугольной
формы следующим образом:
Uab = Uan+ (—Ubn);
Ubc = Ubn+(—иск);
UCA = UCN+ ( Uan).
(7-76)
(7-77)
(7-78)
Либо посредством
разложения Фурье, либо
графическим методом,
описанным в § 7-1, может быть
показано, что кривые иАв,
uBc и tic а не содержат
третью и кратные ей, а
также другие аналогичные
гармоники, но содержат
остальные гармоники
кривой прямоугольной формы.
Основные гармонические
составляющие линейных
напряжений сдвигаются .по
фазе на 120°, как во
всякой трехфазной системе.
Выполнение фильтра,
требующегося для получения
синусоидального линейного
напряжения, составляет
более простую задачу, так
как третья гармоника
исключается и не нуждается
в ослаблении.
Процесс сложения
кривых прямоугольной формы
в кривые
прямоугольно-ступенчатой формы может
быть продолжен дальше
комбинированием выходных
напряжений от двух
трехфазных схем, каждая из
которых имеет кривые,
подобные кривым напряжений
Uab,Ubc и Uca на рис. 7-19.
При фазовом сдвиге 30°
между такими трехфазны-
1
ч
1 1
3 Л
|_| ,—(—1—1
5 5
1. 1
1 "J
Рис 7-20. Кривые напряжений
трехфазного мостового
инвертора.
235

мп системами кривая результирующего напряжения не содержит
пятой и седьмой гармоник. Такая система описана в гл. 6, где этот
процесс был использован для получения регулируемого напряжения.
Это техническое решение может быть развито с тем, чтобы
исключить дополнительно другие высшие гармонические. Такие
технические решения имеют особое значение в более мошных инверторах,
где габариты и стоимость элементов фильтра в противном
случае были бы чрезмерны и где потребовалось бы паралледьиое
соединение агрегатов или тиристоров с тем, чтобы обеспечить
требуемую выходную мощность.
Кривые на рис. 7-19 показывают, что шесть следующих должны
быть с равными интервалами времени коммутаций в течение
периода основной частоты; таким образом, коммутации происходят через
каждые 60°. Отсюда кривая напряжения называется кривой шести-
фазного напряжения. Любая схема, которая имеет шесть
коммутаций в течение периода, происходящих с равными интервалами
времени, будет иметь шестифазную форму кривой. Кривые могут
принимать различный вид из-за различных фазных соотношений между
гармониками, но они будут иметь один и тот же состав
гармонических, 'например кривая и an на рис. 7-20. Хотя она кажется
мало похожей на соответствующую кривую на рис. 7-19, но
разложение Фурье доказывает, что они юлжны иметь точно один и
тот же состав гармонических. Заметим, что они обе имеют те же
шесть характерных, идущих с равными интервалами времени
коммутаций в течение периода. Самое существенное, что должно быть
указано здесь, заключается в определенном соотношении между
количеством идущих с равными интервалами времени коммутаций
в течение периода основной частоты и гармониками,
присутствующими в кривой. Самые низкие гармоники в таких кривых (п—1)-я и
(п+1)-я, где п — число коммутации в течение периода. В кривой
шестифазнон формы (п = 6) самыми низкими являются пятая и
седьмая гармоники. В кривой двенадцатифазной формы (я =12),
полученной сложением 'двух кривых шестифазной формы,
сдвинутых друг относительно друга на 30°, самыми низкими гармоимками
являются одиннадцатая и тринадцатая.
7-5. ШИРОТНОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ
Одноимпульсный метод
Ступенчатая форма типа рис. 7-19 можег быть получена в
однофазном инверторе посредством широтного регулирования.
Принципиальная схема, требуемая для осуществления регулирования
шириной импульса, показана на рис. 7-21. Эта схема упрощена до
предела, однако соединение тиристоров ясно показывает технические
средства для улучшения кривой.
На рис. 7-21 представлен однофазный мосювой инвертор.
Однако имеется особенность в порядке следования отпирающих
сигналов на тиристоры. В отличие от простого мостового инвертора,
в котором тиристоры 77 и Т4 отпираются вместе, момент
отпирания тиристора 77 на схеме рис. 7-21 отстает на 60* от момента
отпирания тиристора Т4. Кривые напряжений показаны на рис. 7-21
при интервалах .проводимости для каждого венгнля 180°. Кривые
напряжений иАо и иВо являются напряжениями в точках А и В
относительно отрицательного зажима источника постоянного напря-
236
жения. Разность этих двух напряжений представляет собой
напряжение нагрузки Uab, ступенчатая кривая которого показана иа
рисунке внизу. В устройстве по рис. 7-21 две прямоугольные кривые
с соответствующим фазовым сдвигом между ними складываются
для того, чтобы образовать ступенчатые криЕые, в которых
устраняются гармоники.
Широтное регулирование рассмотрено подробно в гл. 6, где
этот вид регулирования использован для изменения величины
основной гармоники выходного напряжения инвертора. Хотя конечные
результаты различных схем широтного регулирования,
рассмотренных в гл. 6, различны, однако описанные решения непосредственно
могут быть применены для снижения или полного устранения
определенных гармоник в кривых выходного напряжения инвертора.
Широтно-импульсная модуляция
При построении инверторных схем, описанных в гл. 5,
прохождение тока через тиристор должно быть начато и прервано по
команде в цепи управления. Такая способность полного управления
тиристором дает возможное гь иметь несколько интервалов прово-
Рис. 7-21. Кривые,
соответствующие трехфазной схеме
рис. 7-19, полученные от
однофазного инвертора.
!
*
г
3
;
ч
1
1
1
димосги во время полупериода основной частоты. Например,
предположим, что тиристоры 77 и Т4 на схеме рис. 7-21 отпираются и
затем вновь запираются 9 раз на протяжении полупериода частоты
инвертора, а тиристоры Т2 и ТЗ также отпираются то же самое
чисто раз на протяжении другого полупериода. Если
продолжительности интервалов проводимости тиристоров постепенно возрастают,
237

а потом постепенно снижаются по синусоидальному закону, то на-
пря^нйе «"нагрузке будет изменяться по син^он^ьш^г «жону.
Этот процесс представлен кривой напряжения на рис. l-ll. а этом
™е самая низкая гармоника, содержащаяся в кривой
напряжения является восемнадцатой, что определяется примененной часто-
той'повторения импульсов. Требования к фильтрации гармоник для
обеспечения синусоидальной формы выходного напряжения при
приемом содержании гармоник значительно снижаются
сравнительно с требованиями для кривой прямоугольной формы При^ техни
ческом решении, проиллюстрированном на рис. 7-22, габариты и вес
элементов фильтра снижаются ценой повышения сложности цепей
УПРаПовьГшеяие повторяемости импульсов дозволяет значительно
снизить требования к фильтрации. Однако имеется определенный
тактический предел для частоты повторяемости импульсов из-за
огран™ енного времени восстановления примененных в цепи
тиристоров Самый короткий непроводящий интервал должен быть боль
ш™ чем нормированное время восстановления тиристоров. Кроме
того потери из-за коммутации пропорциональны количеству
коммутаций в «кунду. В результате по мере возрасгания повторяемо-
сти импульсов снижается к. п. д.
Сложение выходных напряжений нескольких инверторов
при широтно-импульсном регулировании
Инвертор с сильно сниженными гармониками получается, когда
выходные напряжения нескольких однофазных агрегатов
суммируются как доказано на рис. 7-23. Однофазные инверторы раоотают
та™ что дают напряжения, показанные на трех диаграммах
напряжении: ии, «34 и tee. Широтное регулирование применено в
инверторах, которые дают напряжения u3i и «... Суммирование трех
кривых сказывается в кривой напряжения на «агрузке. Все три одно-
ZhS инвертора на рис. 7-23 могут также работать при прямо-
?гаГьшй форРмеР выходного напряжения. Коэффициенты гршсфор-
машш и сдвиги фаз инверторов устанавливаются таким образом
чт Г обеспечивается желаемая форма кривой выходного напряжения
ГП 7fi и 7-71 Снижение гармоник суммированием выходных
напряжений нескольких однофазных инверторов приобретает большое
практическое значение, когда -номинальная мощность инвертора
имеет достаточно большую величину, что объясняет целесообразность
применения в этом случае многих вентилей в преооразователе.
7-6. ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ ВЫВОДОВ ТРАНСФОРМАТОРА
ИНВЕРТОРА
Снижение содержания гармонических составляющих в кривой
выходного напряжения однофазного '™еРт°Р* ГТгГпоказана
секционирования обмотки трансформатора. На рис 7-24 показана
возможна^ схема. Требуются индивидуальные цеш«ко«>твдшдля
каждой пары тиристоров: /—/ , г—г и о б. у г-^-1Ь' J= * i'
отпираются и запираются в последовательности, показанной на кри
вой напряжения на нагрузке, представленной на рис 7-24
Вяжнп отметить что кривая, показанная на рис. 7-'4, получае:
ся только иРи чисто активной нагрузке. Копа имеется реактивная
239

нагрузка, то, чтобы образовать кривую напряжения, подобную той,
которая показана на рис. 7-24, требуются обратные тиристоры,
включенные параллельно каждому главному тиристору. Таким
образом, это устройство переключения выводов трансформатора, когда
ин
1'
1
г
3
г
i
1'
2'
3'
2'
Г
7
Рнс. 7-24. Инвертор с переключением выводов
трансформатора.
осуществляется питание реактивной нагрузки, требует относительно
сложного управления для того, чтобы образовать наиболее
желательную форму выходного напряжения.
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Потребность в преобразователях постоянного тока
в постоянный другого напряжения в настоящее время
очень велика. Наиболее важными случаями их
применения являются регулирование напряжения на якоре
машины постоянного тока, преобразование напряжения
аккумуляторной батареи в постоянное напряжение
нужной величины, а также регулирование мощности 'в
разнообразных источниках постоянного тока для
промышленных процессов. Требуемая мощность преобразователей
постоянного тока, применяемых в системах
энергоснабжения, колеблется от нескольких ватт до тысяч
киловатт. Тиристорные преобразователи обладают более
высокими к. п. д., быстродействием, меньшими
размерами, требуют меньше эксплуатационных расходов и, во
многих случаях применения стоят дешевле, чем
двигатель-генераторные или электронно-ионные установки.
Транзисторные преобразователи постоянного тока
экономичны при напряжениях 100 в и ниже. Тиратроны
и игнитроны предпочтительнее для напряжений выше
5 000 в. Тиристорные преобразователи подходят по
меньшей мере для всего среднего диапазона напряжений.
Преобразователи .на тиристорах, имеющихся в
настоящее время, применимы для напряжений от 50 до
5 000 в и токов от 1 до 1 000 а.
В тиристорных преобразователях постоянного тока
необходимы коммутирующие цепи, подобные тем, что
применяются в инверторах. Некоторые из наиболее
эффективных цепей на базе импульсной коммутации
рассмотрены в гл. 5. В настоящей главе описаны два типа
241

широко распространенных преобразователей постоянного
тока: инвертор — выпрямитель и несколько вариантов
преобразователей с импульсной модуляцией, которая
названа время-импульсным регулированием (ВИР).
Схемы инвертора — выпрямителя рассмотрены очень
коротко, так как их анализ добавит мало нового к
информации, содержащейся в предыдущих главах. Главное
внимание в этой главе сконцентрировано на ВИР,
которое является новой формой управления
преобразованием постоянного тока.
Обычно в преобразователях этого типа
коммутирующие и переключающие устройства используются лучше,
чем в фазоуправляемых выпрямителях. Это является
существенным преимуществом там, где не требуется
электрическая изоляция и где коэффициент преобразования
напряжений составляет несколько единиц. С помощью
время-импульсного регулирования можно осуществить
плавное регулирование постоянного напряжения на
нагрузке, подобно тому, как это осуществляется на
переменном токе при плавном изменении коэффициента
трансформации.
Для иллюстрации .принципа преобразования и
регулирования анализируются четыре схемы
преобразователей. В них используются многие способы коммутации
тиристоров, которые применялись в инверторах. В этой
главе более подробно описывается применение для этой
цели нелинейных магнитных устройств, так как
применение комбинации насыщающихся реакторов и
тиристоров часто дает возможность создавать надежные,
компактные и экономичные преобразователи с ВИР.
Коммутирующая цепочка — насыщающийся реактор —
конденсатор является еще одним видом импульсных
коммутирующих устройств (в дополнение к описанным в гл. 5),
8-1. ИНВЕРТОР—ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Блок-схема преобразователя постоянного тока типа
инвертор — выпрямитель приведена на рис. 8-1.
В этом .преобразователе можно использовать многие
типы выпрямителей и инверторов. Если выпрямитель
простой, как на рис. (8-1, то предпочтительнее применить
инвертор с прямоугольной формой 'напряжения, так как
тогда для сглаживания выпрямленного тока потребуется
минимальный фильтр.
242
В. простейшем виде схема инвертор — выпрямитель не
дает возможности регулировать .напряжение на выходе.
Однако можно использовать фазоуправляемый
выпрямитель, а также многие другие способы изменения
постоянного и 'переменного напряжения. Большой диапазон
регулирования существенно увеличивает установленную
мощность оборудования. Большинство способов
регулирования дает повышенную пульсацию напряжения на
части диапазона регулирования, что приводит к
увеличению фильтров.
Рис. 8-1. Инвертор — выпрямитель.
Принципиальным недостатком инвертора —
выпрямителя по сравнению с преобразователями ВИР является
двойное преобразование энергии. Преобразователи этого
типа выгоднее в случае большого коэффициента преоб-
!разования напряжения. В этих случаях
автотрансформаторы не дают заметного выигрыша установленной
мощности по сравнению с обычными трансформаторами.
Обычный трансформатор в этих случаях дает
незначительное увеличение установленной мощности магнитных
элементов для схемы в целом. Зато полученный
преобразователь постоянного тока обеспечивает электрическую
изоляцию и возможность выбора любой величины
выходного напряжения.
8-2. ВРЕМЯ-ИМПУЛЬСНОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
Во многих преобразователях постоянного тока
требуется регулирование напряжения.
Время-импульсное регулирование (ВИР)
обеспечивает как преобразование, так и регулирование
напряжения. Основные характеристики его показаны на рис. 8-2.
243

Как видно из рис. 8-2, ВИР дает плавное повышение
или понижение напряжения UH относительно
напряжения источника Um„.
Понижающие ВИР обеспечивают изменение
напряжения от нескольких процентов до 95% от напряжения
источника постоянного тока. Повышающее ВИР может
Управление
а)
иИ
и„,
<0 6) г)
Рис. 8-2. Основные характеристики ВИР.
а — блок-схема; б—понижающий регулятор; в — повышающий
регулятор; г — стабилизатор; U —напряжение на нагрузке
(постоянное); U
■напряжение на входе ВИР (постоянное); £/у —
управляющее напряжение.
давать повышение выходного напряжения в несколько
раз по отношению к входному. В этих устройствах могут
применяться замкнутые системы автоматического
регулирования для получения точного значения напряжения
на нагрузке при широком диапазоне изменения
напряжения питания.
Время-импульсное регулирование содержит в
качестве обязательного элемента быстродействующий «ключ»,
который быстро включается и выключается. Действие
такого ключа иллюстрируется на рис. 8-3. Такая
простейшая схема пригодна только для чисто активной
нагрузки, когда не требуется сглаживания тока или при
очень малых мощностях.
44
Применение сглаживающего фильтра из линейных
компонентов в такой простейшей схеме (рис. 8-3)
приводит к значительным потерям энергии. Ключ Д7 может
быть полупроводниковым прибором, который отпирается
и запирается 1 000 раз в секунду и более. Напряжение
на нагрузке регулируется за счет относительной
продолжительности проводящего или непроводящего состояния
ключа. Среднее напряжение на нагрузке £/„, отнесенное
к напряжению источника, равно:
где ЕЛ — напряжение источника;
t0— продолжительность проводящего (отпертого)
положения К1;
t3 — продолжительность непроводящего (запертого)
положения К1.
i
шт
<J„=0Ma
U„ = 0.75£„
l-tTTTTTT
tft
д)
Переключающие
устройства с малым током
утечки в запертом
состоянии и малым
падением напряжения в
отпертом позволяют
осуществить регулирование
пульсирующего
напряжения в широких пределах
с минимальными
потерями энергии.
На рис. 8-3,6"—г
показаны кривые напряжения
на нагрузке,
понижаемого путем изменения
частоты повторения
импульсов. Здесь время
проводящего состояния
постоянно. На практике в
схемах ВИР с
переменной частотой может
изменяться также и время
проводимости.
На рис. 8-3,6 — ж показано регулирование
напряжения при постоянной частоте.
В обоих случаях, когда К1 выключен, напряжение на
нагрузке равно нулю, и оно равно полному напряжению
источника при включенном К1. Таким образом, при иде-
245
ев 11н=0.25Еа
м)
Рис. 8-3. Принцип действия
простейшей схемы с ключом.

p
t -
,"«
— Ы
I)
—-
альном переключающем устройстве получается
регулирование без потерь среднего напряжения на нагрузке.
На .рис. 8-4 показано очень важное дополнение к
простейшей схеме с выключателем, которое дает
возможность 'Существенно сгладить напряжение на нагрузке.
Диод Д обеспечивает протекание тока нагрузки, когда
К1 выключен. Это
позволяет получить с помощью-
простого индуктивного
фильтра LF достаточное
сглаживание во многих
случаях практического*
применения. При частоте
в пределах до килогерца
пульсация тока нагрузки
часто получается
приемлемой при относительно
небольшой LF. Если
требуется уменьшить
амплитуду пульсации
тока,схема рис. 8-4 дополняется»
более сложным фильтром
LC. Если мощность
нагрузки велика, причем
все равно требуется
включить несколько
переключающих устройств параллельно, то можно
использовать параллельные устройства с ВИР, сдвинутые
между собой, и получить меньшие пульсации.
Диод Д на рис. 8-4 дает возможность индуктивности
фильтра LF участвовать в преобразовании энергии
постоянного тока. Пренебрегая потерями в ключе К1 и
полагая ток нагрузки непрерывным, среднее напряжение на
диоде Д можно выразить через E.d по уравнению (8-1).
Так как при идеальной индуктивности среднее падение
напряжения на ней равно нулю, то среднее напряжение
на нагрузке равно:
ии = ид = Еа-1^пг (8-1а>
При этом пренебрегаем потерями в цепи и считаем,
что напряжение на Д, когда К1 выключен, равно нулю.
Обычно к. п. д. ВИР 90% и более. С учетом потерь
напряжения на нагрузке (7Н получается меньше, чем пс-
(8-1).
246
Рис. 8-4. Принцип
время-импульсного регулирования.
Интересно рассмотреть преобразовательные свойства
схемы рис. 8-4 более детально. Пренебрегая потерями,
можно сказать, что мощность, поступающая от источника
■питания, равна мощности в нагрузке.
Мощность, поступающая от источника питания, равна:
г
Pn = ~Y-^Ediddt (8-2)
о
•или
Pu=EJd, (8-3)
«ели пренебречь пульсацией напряжения источника.
Мощность в нагрузке
т
PB=-~ijuBiBdt. (8-4)
о
Если пульсации напряжения и тока нагрузки
значительны, то для измерения мощности в нагрузке
необходим ваттметр постоянного тока. Если пульсация
незначительна, то интеграл произведения мгновенных значений
тока и напряжения заменяется произведением их
средних величин
Pn=UJH. (8-5)
Таким образом, при незначительных пульсациях
напряжения источника и напряжения или тока нагрузки
должно быть справедливо следующее уравнение:
EdId = UuIli. (8-6)
Это уравнение показывает преобразовательные
свойства схемы рис. 8-4, т. е., что
Еа Гн_
Uu — /.Г
8-3. ВИР С РЕГУЛИРУЕМОЙ ЧАСТОТОЙ ИМПУЛЬСОВ
На рис. 8-5 показана одна из основных схем тиристор-
иого ВИР, очень широко применяемая на практике
[Л. 8-1 и 8-2]. Она является одним из представителей
группы схем, в которых регулирование производится
изменением частоты. Комбинация дросселя насыщения и
конденсатора создает простую и надежную
коммутирующую цепочку для тиристора, а генератор импульсов
247

управления ГИУ, выполненный на однопереходном
транзисторе, обеспечивает простое регулирование частоты.
Когда ДШ (рис. 8-5) насыщается, он действует как
ключ, позволяя разряжаться коммутирующему
конденсатору. Этот конденсатор, разряжаясь через ДН1 и 77 или
Д1, производит импульсную коммутацию 77.
Тиристор 77 отпирается ГИУ и запирается
коммутирующей цепочкой из Сх и ДШ после определенного
промежутка времени.
¥~ VZ~l 1—~—?—I,- Напряжение на
нагрузке UB
регулируется изменением
частоты генератора.
В схеме рис. 8-5 £/н
не может быть больше
Еа. Проводящий
период 77, т. е. t0,
принципиально определяется
параметрами
дросселя насыщения ДН1 и
питающим
напряжением. Ниже будут
проанализированы схемы, в которых t0 не зависит от
напряжения питания. Частота коммутации должна быть
несколько меньше l/t0, в противном случае происходит
срыв коммутации.
Рис. 8-5. Схема Моргана.
Коммутация с помощью дросселя насыщения и
конденсатора
В схеме рис. 8-5 дроссель насыщения ДШ и
конденсатор С, обеспечивают коммутацию тиристора 77. При
таком способе коммутации 'насыщающийся дроссель
можно рассматривать, как ключ. Когда он «замыкается»,
конденсатор С\ включается параллельно 77, создавая
другой путь для тока и обратную полярность на 77. При
таком способе коммутации проводящий период 77 при
данном напряжении питания является почти постоянным,
в то время как генератор импульсов управления
регулирует частоту и тем самым изменяет напряжение на
нагрузке UH. Принципиально проводящий период 77
определяется временем, необходимым для перемагничи-
вания ДШ от положительного насыщения до
отрицательного и обратно к положительному.
248
Принцип работы коммутирующей цепочки наглядно
поясняется кривыми 'на ряс. 8-6. Эги кривые построены
в предположении об идеальности элементов схемы,
отсутствии потерь и пульсаций в токе нагрузки, а также
Рис. 8-6. Приближенные кривые напряжений для
схемы рис. 8-5.
На кривой «с1 заштрихованная площадь равна потоко-
сцеплению ДШ. Ниже оси и—0 поток ДН1 изменяется
от — Ф8 до + Ф8. выше оси поток ДН/ изменяется or
+ Ф„ до — Ф8. На кривой ид заштрихованная площадь
равна потокосцеплению дросселя LF.
при условии, что проводящий период 77 значительно
больше времени коммутации.
В момент времени to предполагается, что Сх имеет
начальное положительное напряжение +Еа, а магнитный
поток в ДШ равен положительному потоку насыщения
+ Ф8.
77 отпирается в to, а напряжение конденсатора
прикладывается к ДШ, перемагничивая его так, что поток
становится —Ф8. Полагая, что намагничивающий ток
ДШ незначителен, получаем, что напряжение на емко-
17—1503 249

сти остается постоянным в интервале от ^о до ti^z- В этот
период 77 проводит ток 'нагрузки /н. Диод Д не
проводит ток, так как к нему приложено обратное напряжение
Ed. К моменту ti-2 поток в ДН1 достигает величины
отрицательного насыщения —Ф£. В это время конденсатор
С, разряжается через 77 'и остаточное сопротивление
насыщенного дросселя ДН1. Пренебрегая потерями, можно
считать, что разряд происходит с резонансной частотой
за время ^V^^hiCi, сек, где Lml—индуктивность
насыщенного состояния дросселя ДН1. Время разряда
конденсатора С) мало по сравнению с to—ti-z (рис. 8-6).
Изменение напряжения на конденсаторе происходит
очень быстро — вертикальная линия в момент tv2
(рис. 8-6,с). Напряжение на емкости после перезаряда
равно снова Е^ (с обратной полярностью), так как
потери в шинах считаются незначительными.
В течение времени от tU2 до t36 напряжение на
емкости снова остается постоянным, а поток дросселя ДН1
растет в сторону положительного насыщения +U)S-
Тиристор 77 в это время продолжает .проводить ток нагрузки
/н. К моменту t36 дроссель ДН1 насыщается. Опять
происходит колебательный перезаряд конденсатора С]
сначала через 77, а затем через диод Д1. После этого
напряжение на емкости опять становится равным E.d, так
как потерями мы пренебрегаем. Во время
колебательного перезаряда контура Ет\—С, происходит коммутация
77. К моменту времени t3_6 тиристор запирается.
Напряжение на емкости затем остается постоянным, а ток
нагрузки протекает через диод Д до тех пор, пока 77 не
отопрется ,в начале следующего проводящего интервала.
Кривые напряжений на рис. 8-6 справедливы для
большинства случаев, когда проводящий интервал 77
значительно больше времени, требуемого на
восстановление. Это соответствует максимальной частоте
время-импульсного регулирования порядка 1 000 гц и меньше.
Потери коммутации в практических схемах достаточно
малы, так что напряжение конденсатора С, после
колебательного перезаряда через индуктивность насыщенного
дросселя LHhi изменяется незначительно.
Кривые напряжений и токов на рис. 8-7 показывают
поведение схемы на рис. 8-5 при более высокой частоте.
В этом случае коммутационный интервал может
занимать значительную часть проводящего периода. Здесь
250
1ф i,l ts
т
а)
-<=#.
Л
показаны более подробно кривые колебательного
перезаряда С\.
Предполагаемая характеристика ДН1 показана на
рис. 8-7,с. Допущения остаются прежними. Потери в
коммутирующей цепи
считаются малыми, но ими не
пренебрегают, как это
было на рис. 8-6.
В момент времени
тиристор 77 отпирается.
Поток дросселя ДН1 в
этот момент
предположим таким, как показан
на рис. 8-7. Начальное
напряжение на Ct
несколько больше, чем
Ed — напряжение источ- ц
ника питания. Эти
начальные УСЛОВИЯ COOT- [~ jEd
ветствуют установивше- Кт' 0|
муся режиму, кривые на- и
пряжений и токов для
которого показаны на
рис. 8-7,6—и. lf' °
После включения 77
в момент i^o имеем ит1 =
= ис\. Поток ДН1
начинает изменяться к
отрицательному насыщению.
Изменение напряжения 1п оР
на конденсаторе в этот
интервал незначительно,
так как ток
намагничивания ДН1 мал. В
интервале от t0 До t\ T1
проводит ток /н. Диоды
Д и Д1 заперты, все
напряжение источника
приложено к нагрузке. В
момент t{, когда поток ДН1
достигает отрицательного насыщения, конденсатор
разряжается через 77 и индуктивность насыщенного
дросселя. Вследствие потерь в этом контуре напряжение на
конденсаторе в момент времени t% несколько меньше, чем
в момент t\.
17* 251
Рис. 8-7. Кривые напряжения для
схемы рис. 8-5 с выделением
интервалов заряда и разряда Cj.
/Ч2_3=И0_,+Л6_0 — изменение потока
ДН1 от —Ф8 до +Ф„.

Во 'время разряда конденсатора С\ (интервал U—h)
энергия -^-С1ис1 т передается в 'индуктивность L№l и
получает величину -g-^uu ^ci m> где -^Д"1 —индуктивность
насыщенного дросселя ДН1, а 1с\,т — амплитуда импульса
тока в колебательном контуре L№U Cu как показано на
рис. 8-7Д В момент, когда иС1 = 0 и ic\=Ic\,m, вся
энергия, первоначально запасенная в Сь за 'исключением
потерь, передается в LRHi. Во время спада тока t"cl энергия,
уменьшенная на величину потерь, возвращается
конденсатору. Таким образом, в момент /2 напряжение на
емкости Ci имеет обратную полярность и несколько меньшую
величину, чем в момент t\. Начиная с U ДО h поток ДН1
изменяется от —Ф8 до +Ф£. Напряжение на емкости
остается постоянным, так как током насыщения ДН1
пренебрегаем. Площадь А2-з соответствует потоку
сцепления перемагничивания.
В момент t3 начинается .второй колебательный
перезаряд С\. Когда ток перезаряда достигает величины /н,
77 запирается и начинает проводить диод Д1. Перезаряд
продолжается далее аналогично, как и в интервале t\—12
до момента U. В этот момент ток заряда спадает до
величины тока нагрузки /п. Диод Д1 запирается; на 77
восстанавливается прямое напряжение, а конденсатор в
интервале от tt до ts продолжает заряжаться от источника
питания постоянным током, равным току нагрузки /н.
В момент U конденсатор заряжен до Ed. Обратное
напряжение на диоде Д падает до нуля, и он отпирается.
Это продолжение колебательного заряда Си но в это
время ток «ci потребляется из сети, так как 77 и Д1
заперты. С момента спада ic\ до нуля диод проводит
полный ток нагрузки /н. Напряжение на ДН1 действует
в направлении, переводящем его сердечник в состояние
отрицательного насыщения.
Напряжение емкости, оставаясь примерно постоянным
за время после 4, начинает опять переводить дроссель
ДН1 в состояние, соответствующее точке t0 (рис. 8-7,а),
к началу нового цикла.
Время ^о—1\ является функцией интервала U—10, так
как поток ДН1 частично снижается от +Ф8 за время
t6—to. Остальное перемагничивание до - Ф8 происходит
от ^о До Л. Поэтому проводящий период 77 несколько
уменьшается при уменьшении частоты управления. Это
252
Рис. 8-8. Схема Моргана с
добавлением Д2 и L\.
изменение величины интервала ^о—t\ можно в
значительной степени уменьшить включением одно- или двухвит-
ковой обмотки смещения ДН1 последовательно в цепь
диода Д.
Время ^з—h является функцией тока нагрузки /н, как
показано на рис. 8-7Д Так что, если ток нагрузки
возрастает, то интервал времени, в течение которого
напряжение сети приложено
к нагрузке, несколько
снижается.
Интересно
отметить, что схема рис.
8-5 получается
практически
саморегулирующейся при
колебаниях питающего
напряжения. Если
напряжение
увеличивается, то ДН1 быстрее
перемагничивается и
проводящий период 77
уменьшается. При фиксированной частоте управления
это приводит к компенсации колебаний напряжения.
Выражения для определения интервалов времени
рис. 8-7 даны в § 8-7. Интервал коммутации 77 при
условии небольшой нагрузки и незначительного затухания
в контуре Ь№\СХ приблизительно равен jt ^^дшСь
Некоторые модификации схемы рис. 8-5 также
анализируются в § 8-7. Интересный вариант показан на
рис. 8-8. В нем по сравнению с рис. 8-5 добавлены
индуктивность Li и диод Д2. Это изменение приводит
к тому, что перезаряд емкости С\ занимает почти весь
интервал t0—t3. Это позволяет избежать насыщения ДН1
в интервале t0—13 и большого всплеска тока через 77,
ДН1 и С\. Проводящий интервал 77 получается
примерно равным nVL\C\ сек. На практике индуктивность Li во
много раз больше индуктивности насыщенного ДН1.
В остальные интервалы t3—*U и U—is схема рис. 8-8
работает так же, как схема рис. 8-5, так как диод Д2
заперт.
В интервале /5—h диод Д2 отперт, так как
напряжение на конденсаторе С\ больше, чем питающее
напряжение Ed. Диод Д в интервале ts—h проводит ток,
что определяет равную нулю разность потенциалов меж-
253

ду отрицательным полюсом источника питания и общей
точкой ДШ, Д1 и Ci. Процессы в схеме по рис. 8-8 в
интервале h—te примерно те же самые, что и в схеме без
Д2 и Lb так как индуктивность ненасыщенного ДН1 во
много раз меньше, чем индуктивность Lb Таким
образом, когда ДН1 насыщен, он дает возможный путь для
тока от С,, даже если на Д1 действует прямое
напряжение, благоприятствующее проводимости. Режим работы
в интервале U—^о подобен режиму, показанному на
рис. 8-7. В принципе добавление Д2 и L\ позволяет
уменьшить изменения проводящего периода при
колебаниях напряжения, снизить импульсные токи и
действующие значения токов 77 и ДШ (так как Lt значительно
больше L№i), а также уменьшить поток в ДШ при
данном времени проводящего состояния 77. В результате
габариты и номинальная мощность ДШ получаются
менее половины тех, что требуются в обычной схеме рис. 8-5.
Lx обычно составляет по размерам примерно половину
от ДН1.
8-4. ВИР С ПОСТОЯННОЙ ЧАСТОТОЙ УПРАВЛЕНИЯ
Во многих случаях от преобразователя требуется
повышенное быстродействие при регулировании
напряжения на нагрузке или минимальные пульсации
напряжения при минимальных габаритах фильтра. В этих
случаях лучше использовать устройства ВИР с постоянной
частотой управления.
Регулирование напряжения осуществляется при этом
изменением длительности проводящего периода
тиристора. В этих устройствах нельзя снизить напряжение
нагрузки до нуля и обычно схема управления получается
несколько сложнее, чем у ВИР с переменной частотой
управления.
Регулирование проводящего периода дросселем
насыщения
Схема ВИР с регулированием напряжения на
нагрузке изменением длительности проводящего периода 77
показана на рис. 8-9. Частота отпирания 77 постоянна.
Дроссель насыщения ДН2 снижает размах колебаний
потока в дросселе ДШ в процессе перезаряда емкости
Сь и таким образом уменьшает длительность
проводящего периода 77. ДН2 размагничивается каждый период
254
до величины потока, определяемой током управления /у.
Величина изменения потока, требуемая для возвращения
ДН4 в состояние с положительным насыщением,
определяет длительность проводящего периода 77.
Для выяснения принципа работы ДН2 в схеме
рис. 8-9 сначала возьмем случай, когда ток /у очень
велик. Это дает возможность ДШ работать так же, как
было показано ранее на .рис. 8-7. Поток в сердечнике
Рис. 8-9. Время-импульсное регулирование с постоянной
частотой управления.
ДН2 восстанавливается до отрицательного насыщения
током /у каждый период в то время, когда диод Д2
закрыт. Дроссель ДН2 имеет одинаковое расчетное пото-
косцепление с дросселем ДШ. Начиная с момента
отпирания 77, напряжение конденсатора прикладывается
к ДШ в виде отрицательного напряжения ит\. Оно
размагничивает ДШ в сторону отрицательного насыщения,
как было показано раньше на рис. 8-8. В настоящем
случае то же самое напряжение прикладывается к ДН2,
изменяя его поток в сторону положительного насыщения.
Так как мы предположили, что ДН2 имеет глубокое
отрицательное насыщение, то он не насытится в
положительном направлении раньше, чем насытится ДШ. Это
происходит в момент t\ (рис. 8-7). Конденсатор
перезаряжается, и «Дн1 становится положительным. В течение
интервала /2—h диод Д2 закрыт и ДН2
восстанавливается током ty, как в обычном полуволновом магнитном
усилителе [Л. 8-8].
Положительное напряжение на ДН2 появится также
в момент ^з (рис. 8-7,6), когда иС\ станет равным нулю.
Затем некоторое напряжение будет приложено к ДН2
255

в течение всего непроводящего периода 77, как показано
на рис. 8-7,6. Но основное положительное изменение
потока ДН2 происходит за интервал ^о—tu сразу после
отпирания 77. Таким образом, при большом /у схема
рис. 8-9 работает так же, как и без ДН2 и Д2.
Если снизить /у, то поток ДН2 во время, пока Д2
заперт, восстанавливается до меньшего отрицательного
значения. Тогда после отпирания 77 дроссель ДН2
насытится раньше ДН1. Это уменьшит интервал fa—U
(рис. 8-7). После насыщения ДН2 происходит
колебательный разряд С4 через индуктивность насыщения ДН2.
Конденсатор заряжается с обратной полярностью
аналогично тому, как это получается в момент fa при
насыщении ДН1 (рис. 8-7). После того как напряжение на
конденсаторе изменит полярность, напряжение на ДН1
становится положительным, диод Д2 запирается, и
схема продолжает работать как и раньше, начиная с fa
(рис. 8-7).
Интервал fa—^з также уменьшается, так как ДН1
достигает положительного насыщения скорее, чем если
бы он был в состоянии отрицательного насыщения
в интервале t0—U. Проводящий период 77 уменьшается,
таким образом, при уменьшении /у уменьшается и
напряжение на нагрузке. Следовательно, /у регулирует
напряжение на нагрузке.
Для управления тиристором можно использовать
генератор импульсов на одиопереходном транзисторе. Он
дает достаточную для практики стабильность частоты.
Обычно частота этого генератора колеблется в пределах
10% от максимального значения. Период генератора
импульсов должен всегда оставаться большим
проводящего периода 77.
8-5. ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЙ ТИРИСТОР В ЦЕПИ
КОММУТАЦИИ
В схемах рис. 8-5, 8-8 и 8-9 дроссель ДН1 может быть
заменен схемой с тиристором и диодом. Такая схема
показана на рис. 8-10. Тиристор Т2 отпирается позже 77
и момент его отпирания определяет длительность
работы 77. В этой схеме Cd перезаряжается быстрее, чем
за время интервала /t—fa на рис. 10-7, начиная с
момента отпирания Т2. Так как интервал fa—13 (рис. 8-7)
отсутствует, то начало коммутации 77 наступает сразу
после конца первого перезаряда емкости С4. Диод Д2
256
Рис. 8-10 Схема ВИР со
вспомогательным тиристором для
коммутации основного.
проводит ток в интервале коммутации Т1 и заряда Сь
Диод Д2 и тиристор Т2 можно реверсировать
(изменить направления включения). При этом отпирание Т2
будет соответствовать
началу коммутации 77, а
конденсатор будет
перезаряжаться после отпирания 77.
На рис. 8-11 показана
схема, в которой Т2 имеет
значительно меньший
номинальный ток.
Коммутирующая цепь в этой схеме
может быть более
экономичной и более компактной,
чем в предыдущих схемах.
Когда отпирается 77
(рис. 8-11), конденсатор С\
остается заряженным, так
как диод ДЗ препятствует протеканию разрядного тока.
Когда отпирается Т2, происходит колебательный
перезаряд С\ в контуре L\Ci и Т2. Индуктивность Lx
настолько велика, что
перезаряд С\
совершается медленно,
порядка 10-кратного
времени коммутации 77.
Поэтому номинальный
ток Т2 может быть в
10 раз меньше, чем 77.
Как только
напряжение па С\
становится отрицательным,
начинается процесс
коммутации через С], ДН1,
ДЗ таким же образом,
как в схеме рис. 8-8.
Соответствующим управлением 77 и Т2 можно получить
ВИР с переменной или постоянной частотой
управления.
В схеме рис. 8-11 можно добавить L2 и Д4, которые
обеспечивают коммутацию при переходных процессах
в нагрузке, когда ток падает до нуля. Индуктивность L%
и Д4 дают цепь для компенсации потерь в
коммутирующем контуре, проводя ток заряда емкости С4, когда ток
нагрузки очень мал или равен нулю.
257
3?Li %
Рис. 8-11. Вариант схемы рис. 8-10
с уменьшенной номинальной
мощностью Т2.

8-6. ПОВЫШАЮЩИЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
НАПРЯЖЕНИЯ
Здесь описаны преобразователи, в которых
напряжение на нагрузке больше напряжения источника и
может регулироваться от величины напряжения
источника до значения, в несколько раз большего.
Действие преобразователя аналогично описанному
выше.
Принцип действия схемы для повышения
напряжения
Принципиальная схема показана на рис. 8-12. Ключ
К1 будет затем заменен тиристором. Для упрощения
допустим, что индуктивность LF достаточно велика,
Рис. 8-12. Принцип ВИР, повышающего
напряжение.
чтобы сгладить ток источника, а емкость CF достаточно
велика, чтобы колебания напряжения на нагрузке были
ничтожными, и потери в преобразователе
незначительными.
Если ключ К.1 быстро периодически включать и
выключать, то напряжение на нагрузке будет больше, чем
э. д. с. источника. Когда К1 включен, в LF запасается
дополнительная порция энергии. Когда ключ К.1
выключен, энергия передается от LF к конденсатору фильтра
Ср и нагрузке. Например, если проводящее и
непроводящее время К1 одинаково, то напряжение на нагрузке
в 2 раза больше э. д. с. источника.
Дополнительная порция энергии, запасенная в LF,
пока К1 включен, равна EdIdt3, а энергия, переданная
от LF к CF и нагрузке, пока Ki выключен, равна
(UH—Ed)Idt0. Напряжение на нагрузке в функции отно-
258
шения времен может быть определено следующим
образом:
EdIdt3 = (^и — Ed) Idto'<
Ujn = Edt3 -p- Edt0
UB = Ed^. (8-8)
Напряжение Un регулируется отношением времен
(время-импульсное регулирование) в соответствии
с (8-8).
Это г способ повышения и регулирования
напряжения является более выгодным, чем инвертор —
выпрямитель, когда требуется широкий диапазон регулирования
с коэффициентом преобразования порядка 2: 1 или
менее.
Потери делают напряжение на нагрузке ниже того,
которое получается по (8-8). Величина индуктивности LF
определяется требуемыми пульсациями входного тока
и рабочей частотой. На практике пульсации при полной
нагрузке допускаются равными 20%, так что входной
ток остается непрерывным до достаточно малой
нагрузки. Обычно желательно иметь минимальные пульсации
как по условиям работы источника, так и по условиям
импульсной нагрузки ключа К.1.
Регулирование напряжения тиристором
при постоянной частоте
На рис. 8-13 показана схема, в которой применен
принцип, изложенный выше. К1 заменен тиристором 77.
Генератор импульсов управления дает отпирающие
импульсы на 77 с постоянной частотой. Коммутирующие
и регулирующие элементы аналогичны примененным
в схеме рис- 8-9. Величина проводящего периода 77
регулируется током /у.
Регулирование близкого к э. д. с. источника
напряжения на нагрузке
На рис. 8-14 показана схема повышающего
устройства с переменной частотой. Она особенно выгодна,
когда напряжение на нагрузке требуется поддерживать
259
(8-7)

Рис. 8-13. Схема ВИР с постоянной частотой
управления, повышающего напряжение.
Рис. 8-14. Схема ВИР с переменной частотой
управления, повышающего напряжение.
почти равным напряжению источника. Генератор
управляющих импульсов переменной частоты на однопере-
ходном транзисторе может снижать частоту до нуля.
При этом 77 все время заперт, что дает U„=Ed, если
пренебречь падением напряжения в LF и Д1.
260
Схема, в которой напряжение на нагрузке может
быть значительно больше э. д. с. напряжения
источника
Использование реактора LF с отводом (рис. 8-15)
дает схему, в которой 77н в несколько раз больше Ed.
Такой комбинированный реактор-автотрансформатор
0-
Ed
Д1
Тиристор и
схемы тимитещии
иупръв-
ления
0-
С,
Т ем
Рис. 8-15. Схема повышающего ВИР
с большим коэффициентом
преобразования.
дает напряжение выше номинального для тиристора и
связанных с ним цепей. Максимум напряжения на
тиристоре меньше, чем Ed, но зато пик тока через него
соответственно возрастает.
Во всех схемах время-импульсных регуляторов,
приведенных в этой главе, возможно применение
изолировочного трансформатора в цепи нагрузки. При этом
повышается общая реактивная мощность схемы. Вдобавок
такие трансформаторы могут потребовать воздушных
зазоров или специальных размагничивающих потоков,
чтобы обеспечить работу на пульсирующем постоянном
напряжении, получаемом в преобразователях с ВИР.
8-7. ТИРИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО ТОКА1
В этом параграфе описываются схемы с
прерывателем, используемые для управления мощностью,
передаваемой от источника постоянного тока к нагрузке
постоянного тока, имеющие один общий вывод.
Преобразователи типа инвертор — трансформатор — выпрямитель
здесь не рассматриваются. Содержание ограничено рас-
1 [Л. 8-7].
261

смотрением устройств, в которых среднее напряжение
на нагрузке может приближаться, но не превосходить
э. д. с. источника питания.
Принцип управления — время-импульсное
регулирование (ВИР). Ключ замыкает последовательную цепь,
состоящую из источника постоянного тока и нагрузки.
Отношение напряжения на нагрузке к э. д. с. источника
будет равно доле времени, в течение которой ключ
замкнут. Увеличив частоту работы ключа, получим
минимальные размеры фильтра, требуемого для сглаживания
выходного напряжения. Напряжение на нагрузке может
регулироваться изменением отношения времени
включенного к времени выключенного положения ключа.
Вполне подходящим статическим ключом для
подобного применения является тиристор. Он легко
включается управляющим сигналом. Однако он требует
вспомогательных устройств для выключения. Чтобы
тиристор мог вновь выдерживать приложенное прямое
напряжение, к нему на определенное время — время
восстановления — должно быть приложено обратное
напряжение.
Источником необходимого обратного напряжения
может служить цепочка LC с небольшим затуханием,
которая может быть использована в различных
сочетаниях с другими элементами схем. Продолжительность
проводящего периода тиристора может регулироваться
посредством вспомогательного тиристора или дросселя
насыщения. Отпирание вспомогательного тиристора или
насыщение дросселя является началом коммутирующего
колебания цепочки LC.
Цель этого параграфа —не описание конкретного
устройства с прерывателем для определенного
применения, а анализ основных принципов работы и достоинств
различных вариантов схем. Анализ будет проводиться
на основе кривых токов и напряжений в элементах схем.
Для упрощения сделаны следующие допущения:
1. Статические и динамические характеристики
диодов идеальные, учитывается только время
восстановления тиристоров. Прямым падением, обратным током,
током деионизации (рекомбинации) и временем
включения пренебрегаем. Элементы схем, нужные для
ограничения перенапряжений du/dt и difdt, не
рассматриваются.
262
2. Дроссели насыщения имеют незначительный ток
намагничивания в ненасыщенном состоянии и
постоянную индуктивность после насыщения.
3. Электродвижущая сила источника постоянного
тока Ed идеально сглажена. Вообще говоря, необходим
фильтровый конденсатор на входе.
4. Выходной сглаживающий дроссель и
индуктивность нагрузки обеспечивают неизменный ток нагрузки
в установившемся режиме работы.
Основная схема с прерывателем
Простая схема с прерывателем, в которой для
выключения тиристора 7\ использованы конденсатор С и
линейная индуктивность L, показана на рис. 8-16- В те-
Ж д
1
\к
-ф
а)
Рис. 8-16. Основная схема с прерывателем.
а — принципиальная схема; б — кривая намагничивания
индуктивности L; в — кривые напряжения; г — кривые
чение непроводящих интервалов нагрузки /п
поддерживается дросселем LF и протекает через диод Д. Узел Z
на схеме имеет потенциал отрицательного полюса
263

источника, так что конденсатор С заряжен до
напряжения источника Ed- Считаем, что предыдущие
колебания ис закончились.
Когда Т отпирается, точка Z получает потенциал
положительного полюса источника, диод Д запирается,
и ток /н начинает протекать через Т, передавая энергию
нагрузке из источника питания. В то же время
начинается колебательный разряд конденсатора С через Т и L.
Через один полупериод собственной частоты контура LC
знак заряда конденсатора изменяется на обратный. При
незначительном затухании полупериод примерно равен
tvJ/LC сек.
Амплитуда обратного напряжения на емкости
составляет р от начального напряжения Ed, где р —
коэффициент затухания за полупериод:
р=е-<«/ЗД (8-9)
В процессе колебания ток конденсатора меняет
направление, уменьшая ток, протекающий через тиристор.
Когда ток конденсатора ic становится равным току
нагрузки /и, Т запирается и напряжение, оставшееся на
емкости, является обратным для Т. Амплитуда Ur этого
обратного напряжения примерно составляет:
Ur^EdVF-b2 , (8-Ю)
где "к — нормализованный (нормированный)
коэффициент тока нагрузки:
l=s-VT' <8-1!)
Ток нагрузки продолжает течь от источника через
конденсатор С и индуктивность L, пока конденсатор не
зарядится вновь до напряжения источника Ed. Так как
ток нагрузки по условию остается постоянным в
течение этого интервала, то напряжение на индуктивности L
при этом равно нулю. Начальная часть этого интервала,
в течение которого напряжение на конденсаторе и Т
остается отрицательным, составляет время t0,
достаточное для восстановления запирающих свойств тиристора.
264
Когда конденсатор С зарядится до напряжения Ed,
диод Д откроется и потенциал точки Z станет равным
потенциалу отрицательного полюса источника. Однако
индуктивность L, поддерживая протекающий ток /ю
подзарядит емкость и вызовет колебания напряжения
на ней. Амплитуда первого пика перенапряжения на
емкости
В процессе затухания этих колебаний рассеивается
энергия -7j-L/H, запасенная в индуктивности.
Если тиристор отопрется теперь раньше, чем
колебания прекратятся, то начальные условия для
следующего цикла будут другие. Таким образом, вид кривых
тока и напряжения будет зависеть как от частоты
управления, так и от тока нагрузки.
Кривые, приведенные на рис. 8-16, показаны для
условий: Я,=0,33, Q = 10, §=0,855. Напряжение между
потенциальной кривой точки Z и отрицательной линией
является напряжением диода Д или неотфильтрованным
напряжением на нагрузке. Напряжение на Т может
быть определено, как разность между потенциалом
точки Z и положительной линией Ed. Аналогично
напряжение на емкости С равно разности между потенциалом
точки Z и положительной линией Ed; напряжение на
индуктивности L-—разности между кривыми для точек
Y и Z. Токи /н и ic показаны непосредственно линиями.
Токи тиристора Т и диода Д показаны
заштрихованными областями- Такой метод изображения помогает
пониманию принципа работы схем. Он применяется
повсеместно в дальнейшем изложении.
Осциллограммы напряжений, представленные на
рис. 8-17, получены на макете при £<г=120 в, С=4 мкф,
L=17 мкгн; рис. 8-17,« — для тока нагрузки УЕ=20 а,
Я=0,33, что соответствует кривым, показанным на
рис. 8-16; рис. 8-17,6 — для /н=10 а. Небольшие
колебания потенциала точки Z (на осциллограмме) в
течение непроводящего периода вызваны небольшим
реактором, включенным последовательно с диодом Д, для
того чтобы ограничить первый пик обратного тока в нем
в момент открытия тиристора.
18—1503 265

Ток деионизации тиристора в начале непроводящего
интервала также вызывает небольшое отклонение
кривых напряжений от идеальной формы. Как тиристор У,
так и диод Д шунтированы небольшими фильтрами RL
для ограничения пиков перенапряжения. В схеме
рис. 8-16
завершающий пик напряжения
на нагрузке (точка Z)
после выключения
тиристора занимает
существенную часть
общей ширины импульса
напряжения, и, как это
видно, из
осциллограмм рис. 8-17,
ширина его обратно
пропорциональна току
нагрузки. Это
обстоятельство требует
широкого диапазона
регулирования частоты
управления, чтобы
стабилизировать
напряжение, когда
изменяется ток нагрузки.
Если требуется широкий
диапазон
регулирования напряжения, то
вопрос частоты
управления усложняется.
Другой недостаток основной схемы—плохой
коэффициент формы тока тиристора. Проводящий период
тиристора получается соизмеримым с возможным временем
восстановления, что приводит или к большим потерям
переключения, или к увеличению размеров
коммутирующих элементов. Преодоление этих трудностей является
основной целью следующих схем.
■Н + ++
г
^.
^
+н>
б)
Рис. 8-17. Осциллограммы
напряжений в схеме рис. 8-16.
/ _ кривая напряжения в точке Z; 2 —
в точке У. Масштабы 120 в/дел и
20 мксек!дел.
Дроссель насыщения для увеличения
длительности проводящего интервала
В схеме рис. 8-18 линейную индуктивность L заменяет
дроссель насыщения ДН. Эта схема впервые была
описана Морганом [Л. 8-9]. Индуктивность насыщенного
266
дросселя ДН равна линейной индуктивности L. В течение
непроводящих частей периода ток нагрузки, как и
раньше замыкается через Д, но дроссель насыщения,
находясь в ненасыщенном состоянии, прекращает колебания
напряжения на емкости после первой четверти периода.
7
|
r A
2 /
/ /
-
,""
- .? -
\
X
6)
5
1
Ч
6
ч
f* ..
- 7 -
О*"/
ЕЭ'д
г)
Рис. 8-18. Схема с дросселем насыщения.
а - принципиальная схема; б - кривая
намагничивания дросселя насыщения ДН; в-кривые
напряжений; г —кривые токов.
Первый пик перенапряжения [уравнение (8-13)]
сдерживается дросселем насыщения и, прикладываясь к нему,
возвращает его поток до какого-то уровня к началу
следующего проводящего периода.
Цикл работы схемы может быть разделен на
интервалы границы которых соответствуют переходам
тиристора Т или диода Д из одного состояния в другое
(отперт или заперт) или состоянием дросселя (насыщен
или ненасыщен). Интервалы перенумерованы в порядке,
показанном на рис. 8-18.
267
18*

Интервал 1. Тиристор открыт, ток нагрузки /н
переходит из диода Д в тиристор Т и источник питания.
К дросселю ДН приложено напряжение на емкости,
равное (1+Я'/" P)£d, которое перемагничивает его от
начального потока Фа до отрицательного потока насыщения
Ф6. Продолжительность интервала ti равна:
ы(Ф0+_Фе) (8.14)
(1+ */?)£„
где N — число витков дросселя ДН.
Интервал 2. Дроссель ДН насыщается, п конденсатор
С перезаряжается за полупериод колебаний контура CL,
где L—индуктивность насыщенного дросселя. Импульс
тока перезаряда конденсатора накладывается на ток
нагрузки в тиристоре. Подобно начальному интервалу
в схеме рис. 8-16 его продолжительность t2 равна:
t2 = TtV~LC. (8-15)
Интервал 3- Дроссель ДН ненасыщен и к нему
приложено обратное напряжение на конденсаторе,
несколько уменьшенное в результате потерь во время
интервала 2. Поток дросселя переходит от отрицательного
к положительному насыщению за время
2№ _ (8.16)
P(l+A/p)Ed
Интервал 4. Колебательный перезаряд, начавшийся
в интервале 2 и прерванный перемагничиванием
дросселя в интервале 3, продолжается в течение короткого
промежутка, пока не прекращается ток в тиристоре.
Импульс обратного напряжения Ur, прикладываемого
к тиристору, приближенно равен:
Ur ™ Ed VVQ+WW-V- (8-17)
Продолжительность интервала 4
L я» V^C arcsin ^-^-. (8-18)
Р(1+А/Р)
Интервал 5. Как и в схеме рис. 8-16, ток нагрузки /н
теперь заряжает конденсатор С от напряжения —Ur до
напряжения источника Ed в течение времени t5:
t,= C(t/r,+ £d) . (8-19)
268
Интервал 6. Диод Д начинает проводить ток,
конденсатор С получает перенапряжение до того же значения,
определяемого уравнением (8-13), как было показано
ранее:
tt=^-^W. (8-20)
Интервал 7. Это непроводящий интервал, в течение
которого ток нагрузки замыкается через Д, а поток
дросселя ДН понижается под действием перенапряжения
Я|/(3£<г па конденсаторе от положительного насыщения
до первоначального пониженного уровня потока Фо за
время U:
, *(ф.-ф.). (8_21)
Заметим, что ti и U взаимозависимы, так что
проводящий интервал является функцией частоты импульсов
управления, а также тока нагрузки. Предполагается,
что поток Фо не достигает величины отрицательного
насыщения, иначе получаются феррорезонансные
колебания, эквивалентные показанным на рис. 8-16 и 8-17.
Таким образом, вышеприведенные рассуждения дают
максимальную и минимальную границы частоты
управления. Максимальный период можно определить из
уравнений (8-14) и (8-15), считая Фо=—Ф6 и суммируя
ti и h. Аналогично Фо=+Ф« дает минимальный период.
Работа вне этих границ возможна, но при этом могут
быть пропуски в работе.
Это ограничение может быть снято введением диода
/Is, как показано на рис. 8-18. Диод Де, вместо дросселя
ДН, ограничивает перенапряжение на конденсаторе
в течение непроводящего интервала 7, так что Ф0=+Ф«,
a U получается неограниченным. Если Q и Я велики, то
полное напряжение на конденсаторе может быть в
несколько раз больше питающего Ed. Можно рассчитать
схему так, что коммутирующая способность цепи будет
увеличиваться с ростом тока нагрузки. Но для этого
потребуется тиристор на большее напряжение.
Кривые напряжения и токов, показанные на рис. 8-18,
даны для тех же условий Я=0,33, Q=10, p=0,855, как
и на рис. 8-16, при этом параметры предполагаемого
дросселя насыщения таковы, что 2NOjEd = n VLC.
Представлен частный случай Ф0=0. Осциллограммы,
показанные па рис. 8-19, сняты при таких же парамет-
269

pax схемы, кроме дросселя насыщения, который имеет
2ЫФsiEd ~ 8л УLC, что более типично, чем
предположение для рис. 8-18.
Сравнивая рис. 8-17 и 8-19, видим, что
насыщающийся реактор значительно удлиняет проводящий период,
без увеличения размеров элементов цепи. Однако шири-
III
1
Л
1
\
\ ~f+
h+4-M-
i i I I
|
11 1 1
1
а)
>tz
2Ьих
б)
Рис. 8-19. Осциллограммы
напряжений в схеме рис. 8-18.
а — /н=20 а; 6 — ^Н = Ю а (/ — напряжение
в точке Z; 2 — напряжение в точке Y,
масштабы 120 в/дел и 50 мксек/дел).
на импульса напряжения уменьшается с ростом тока
нагрузки в результате действия двух факторов:
изменения перенапряжения на емкости в течение интервалов
1, 3 и 7 и изменения длительности спада напряжения
в интервал 5 в функции тока.
Обратный диод для улучшения формы кривой
на спаде импульса напряжения
Диод Д1, включенный встречно-параллельно
тиристору Т (рис. 8-20), значительно уменьшает
продолжительность интервала 5. Интервалы 1, 2, 3, 6 и 7 те же самые,
что и на рис. 8-18. Однако коммутирующее колебание
270
jjtjjjjr
(интервал 4), после того как Т запирается,
продолжается через диод Д1.
В течение времени восстановления прямое падение
напряжения на диоде Д1 поддерживает обратную
полярность напряжения на тиристоре. Так как напряжение
мало, а скорости изменения тока большие, очень важно
Рис. 8-20. Схема с обратным диодом.
сделать минимальной индуктивность соединяющих
проводов диода Д1, но индуктивность цепи диода должна
быть больше, чем индуктивность цепи тиристора, чтобы
не получилось циркуляционного тока в контуре
тиристор — диод. Для этого монтаж должен быть точно
выполнен по рис. 8-20, ни в коем случае нельзя
переставлять местами Т и Д1.
Интервал 4 заканчивается, когда ток конденсатора
г'с снова спадает до величины тока нагрузки /н, и диод
Д1 запирается. К этому моменту большая часть энергии,
запасенной в конденсаторе С к началу интервала 4,
271

возвращается через диод Д1 опять в конденсатор,
создавая на нем напряжение обратного знака. Напряжение
на конденсаторе теперь быстро прикладывается к
тиристору в качестве прямого Uf
Длительность интервала 4 приближенно равна:
/тс \\
и
-arcsin-
(8-22)
(8-23)
P*(l+*/P)
В течение интервала 5 ток нагрузки подзаряжает
конденсатор С от напряжения Uf до напряжения
источника Ed за время /5
C(EU — Ut)
/н
и = ^^йГ"*>. (8-24)
Если параметр
нагрузки "к велик, то Uf
может быть больше Ed, и
интервала 5 не будет.
Кривые напряжений и
тока и осциллограммы
(рис. 8-20 и 8-21)
показаны для тех же
условий, что и на рис. 8-18 и
8-19. Заметим, что вклад
интервала 5 в среднее
напряжение становится
незначительным. Однако
при очень малой
нагрузке или при высокой
частоте импульсов может
возникнуть положение,
когда тиристор откроется
вновь до того, как
конденсатор С полностью
зарядится до
напряжения Еа.
Недостатком этой
схемы является высокая
скорость восстановления напряжения на тиристоре (du/dt).
Могут потребоваться дополнительные элементы для ее
ограничения. Трудность усугубляется тем, что имеется
еще ток рекомбинации диода Д1 и нужно подбирать
диод с малым временем восстановления.
272
Рис. 8-21. Осциллограммы
напряжений в схеме рис. 8-20.
Расположение и масштабы, как на
рис. 8-19.
Изменение места подключения нулевого диода
для ограничения напряжения на емкости
Если катод диода Д подсоединить к точке Y вместо
точки Z (рис. 8-22), конденсатор С не будет заряжаться
больше, чем до напряжения источника Е&. В течение
Рис. 8-22. Схема с перемещенным буферным
диодом.
а—г — как на рнс. 8-18.
непроводящего (для тиристора) периода ток нагрузки
/н замыкается через Д и дроссель ДН, насыщая его.
Когда тиристор открывается, ток нагрузки коммутирует
из ДР и ДН в тиристор Т по линейному закону в
течение времени tiA-
'.д="Й- (8-25)
Этот интервал обозначен через 1А для сохранения
основной нумерации, общей для рис. 8-18, 8-20 и 8-22.
Затем следуют интервалы с 1 по 5, так же как в схеме
273

рис. 8-20. Однако фиксированные начальные
напряжения на емкости и поток реактора делают ширину
импульса напряжения независимой от тока нагрузки и частоты.
tx = ™±; (8-26)
U
Ed
2УУФ.
(8-27)
Длительность интервала 5 определяется уравнением
(8-22), но величина Uf становится равной
■EdVP
(8-28)
~г
1 : _ I
- Г л
гЛ^р I
;■
а)
Диод Д начинает проводить /н полностью сразу
в конце интервала 5,
когда напряжение на
конденсаторе
достигает Ed. Независимость
напряжения от тока
нагрузки в этой схеме
подтверждается
осциллограммами рис. 8-23.
Это особенно удобно
для регуляторов
напряжения, так как
увеличение питающего
напряжения
компенсируется уменьшением
интервалов 1 и 3. Таким
образом, для
стабилизации напряжения на
нагрузке при
значительных колебаниях
питающего
напряжения и тока нагрузки
требуется небольшое
изменение частоты
управления.
V
1
■ р - \г
■
':'.
б)
Рис. 8-23. Осциллограммы
напряжений в схеме рис. 8-22.
Расположение и масштабы, как на
рис, 8-19.
Трансформирование тока нагрузки
для воздействия на ширину импульса напряжения
Если в дросселе ДН добавить nN витков, которые
включить в цепь тока нагрузки, то длительность
проводящего периода становится функцией тока нагрузки, вид
которой может оказаться полезной в определенных
случаях [Л. 8-9].
274
Этот вариант схемы показан на рис. 8-24, где
одновременно пересоединен нулевой диод Д и нет диода Д1.
Разумеется, возможны другие комбинации элементов
схемы.
Рис. 8-24. Схема с трансформацией тока.
а—г — как на рис, 8-18,
Кривые напряжений и токов на рис. 8-24 даны для
тех же условий Х=0,33 и 2ЫФ8/Е<1=пУЬС, как и на
предыдущих графиках, при отношении чисел витков
дросселя п=0,55.
Анализ
Для работы на высокой частоте сердечник дросселя
насыщения нужно выполнять в виде тороида из
ленточного текстурованного материала, например
железо-никелевого сплава 50—50%. При большом токе для
обмотки могут понадобиться гибкие провода с
изолированными жилками. Вообще напряженность поля после
насыщения настолько велика, что индуктивность может
275

вычисляться по геометрическим размерам обмотки, как
для обмотки без сердечника. Для приближенного
расчета индуктивности можно использовать среднюю длину
витка.
Расчет дросселя с определенным потокосцеплением
NG)S и индуктивностью в насыщенном состоянии L
определяет выбор размеров сердечника. Часто приемлем
довольно широкий диапазон величин ;№DS или L и можно
найти подходящий сердечник. Если подходящий тороид
имеет слишком малую индуктивность L, то может быть
добавлена последовательно линейная индуктивность или
сердечник может быть как бы расширен, т. е. на него
надет каркас, увеличивающий площадь, занимаемую
витками.
Все схемы, описанные выше, не имеют прямой
регулировки проводящего периода тиристора, регулирование
производится частотой управления. Часто желательно
работать с фиксированной частотой, осуществляя
регулирование изменением проводящего интервала. Для
этой цели можно использовать вспомогательный
дроссель насыщения с диодом, регулирующий исходное
состояние ДН, как в магнитном усилителе [Л. 8-9]. Можно
также включить комбинацию из встречно-параллельных
тиристора и диода последовательно с линейной
индуктивностью L в схеме рис. 8-10. Проводящий период
можно тогда регулировать, изменяя время задержки
между открывающими сигналами основного и
вспомогательного тиристоров. Это устройство может быть
использовано в комбинации с постановкой нулевого
диода Д и обратного диода Д1 или без него. Кривые
токов и напряжений получаются очень похожими на
соответствующие варианты с дросселем насыщения.
В этом параграфе описана лишь основная схема
с прерывателем и некоторые наиболее важные
модификации. Однако можно получить много других полезных
вариантов.
ЛИТЕРАТУРА
1-1. Gutzwiller F. W., An all-solid state phase controlled
rectifier system, AIEE, Paper 59—217, 1959.
'1-2. Gutzwiller F. W., Phase-controlling killowatts with
semiconductors, Control Engineering, 1959, May.
1-3. Gutzwiller F. W. a. oth., Silicon controlling rectifier
manual, second edition, General Electric Co., 1961 (есть русский
перевод).
1-4. Bright R. L., Pittman G. F., Royer G. H.,
Transistor as onoff switches in saturable core circuits, Electrical
Manufacturing, 1954, Dec, p. 79—82.
2-1. Rissik H., Mercury-arc current converters. Pitman and
Sons, London, 1935.
2-й. Benedict R. R., Introduction to industrial electronics,
Prentice-Hall, New York, 1951.
2-'3. Wagner С F., Parallel inverter with resistance load, AIEE
Transactions, November il©35, p. 1227—1235.
2-4. Wagner С F., Parallel inverter with inductive load, AIEE
Transactions, September ,1936, p. 970—980.
2-5. H e r s k i n d С. С, Grid controlled rectifiers, AIEE
Transactions, June 1934, p. 926—935.
2-6. Gutzwiller F. W., Silicon controlled rectifier circuit
including a variable frequency ostillator, U. S. Patent 3 040 270, June
19, 1962.
3-1. Sab bah С A., Series parallel static converters, pt I,
General Electric Review, May 1931, p. 288—301.
3-2. S abb ah С A., Series parallel static converters, pt II,
General Electric Review, October 1931, p. 580—589.
3-3. S abb ah С A., Series parallel static converters, pt II,
General Electric Review, December 1931, p. 738—744.
3-4. Lowry H. R., Inverter Circuit, U. S. Patent 3047789, July
31, 1962.
4-1. Willis С. Н., Harmonic commutation for thyratron
inverters and rectifiers, General Electric Review, December 1932, p. 632.
4-2. Willis С. Н., Applications of harmonic commutation for
thyratron rectifiers and invertors, AIEE Transactions, June 1933,
p. 701—708.
4-3. Bedford B. D. a. oth., Rectifier characteristics with
interphase commutation, General Electric Review, November 1935,
p. 499—504.
5-1. Murray W. and Shattuck D. P., A silicon controlled
rectifier invertor with improved commutation, AIEE Transactions,
v. 80, pt I, 1961, p. 531—542.
277

5-2. 011 R. R., A filter for silicon-controlled rectifier
commutation and harmonic attenuation in high power invertors, AIEE
Conference, Paper CP 62222, New York, January 28—February 2, 1962.
6-1. Jones D. V-, Variable pulse width parallel inverters, US
Patent 307S136, January 22, 1963.
6-2. T u r n b u 11 F. G., Selected harmonic reduction in static
DC—AC inverters, IEEE Transactions, Paper 63—1011, 1963.
6-3. Corey P. D., Methods for optimizing the waveform of
steppedwave static inverters, AIEE Transactions CP 62—1Ш47,
Denver, June 17—22, 11662.
6-4. Anderson D. L., Willis A. E., Winkler С. Е-,
Advanced static inverter utilizing digital techniques and harmonic
cancellation, NASA Technical Note D602, Washington, May 1962.
6-5. Flairty С W., A 500 kva adjustable-frequency 24-phase
controlled rectifier inverter, AIEE Industrial Electronics Symposium,
Boston, September 20—21, 1961.
7-1. Kerch ner R. M., Corcoran G. F., Alternating current
circuits, John Wiley and Sons, New York, 1955, p. 141—il31.
7-2. Там же, р. 160—162.
7-3. Там же, гл. XIII.
7-4. Churchill R. V., Modern operational mathematics in
engineering, McGraw-Hill, New York, 1944.
7-5. Chestnut Ft., Mayer R. W., Servomechanisms and
Regulating System Design, v. I, John Wiley and Sons, New York, 1951,
p. 310—314 (есть русский перевод).
7-6. Corey P. D., Methods for optimizing the wave form of
steppedwave static inverters, AIEE, Paper CP 62—1147, Denver,
June :17—22, 1962.
7-7. Anderson D. L., Willis A. E., Winkler С. Е.,
Advanced static inverter utilizing digital technique and harmonic
cancellation, NASA Technical Note D602, Washington, D. C, May 1962.
8-1. Morgan R. E., Magnetic silicon-controlled rectifier
power amplifier, U. S. Patent ЗОШ'Зоо, January 30, 1962.
8-2. Morgan R. E., A new magnetic-controlled rectifier power
amplifier with a saturable reactor controlling on time, AIEE
Transactions, v. 80, pt I, lOfil, p. 152—155.
8-3. G u t z w i 11 e r F. W. a. oth., Silicon-controlled rectifier
manual, second edition, General Electric Company, Auburn., N. Y.,
1961, p. 44—65 (есть русский перевод).
8-4. L e s k I. A., Nonlinear resistance device, U. S. Patent
2 769 926, November 6, 1956.
8-5. Aid rich a. oth., Semiconductor network, U. S. Patent
2 780 752, February 5, 1957.
8-6. Ma this V. P., Sawtooth wave geneiator, U. S. Patent
2 792 499, May 14, 1957.
8-7. McMurray W., SCR D—С to D—С Power Converters.
IEEE International Conference on Nonlinear Magnetics, Washington,
April ,17—19, 1963.
8-8. Storm H. F., Magnetic amplifiers. John Wiley and Sons,
New York, 1955, p. 309—319 (есть русский перевоч).
8-9. Morgan R. E., A new magnetic-controlled rectifier power
amplifier with a saturable reactor controlling on time, AIEE Trans.,
pt I (Communications and Electronics), v. 80, 1960, May, p. 152—155.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие редактора перевода ... J>
Из предисловия авторов . 5
Глава первая
Введение ■ '
1-1. Инвертирование 7
1-2. Двухполупериодный выпрямитель с фазовым
управлением и ведомый сетью инвертор 9
1-3. Автономный инвертор с механическими ключами 16
1-4. Транзисторный инвертор 17
Глава вторая
Параллельные инверторы 23
2-1. Принцип коммутации . 24
2-2. Однофазный инвертор .... 24
2-3. Расчет схемы однофазного инвертора 48
Глава третья
Последовательные инверторы 57
3-1. Основная схема последовательного инвертора . 58
3-2. Расчет схемы 59
3-3. Разновидности схемы последовательного инвертора 67
3-4. Прочие схемы последовательных инверторов 69
3-5. Расчет основной схемы 72
Глава четвертая
Инверторы с высокочастотной коммутацией 80
4-1. Четырехфазный инвертор с высокочастотной
коммутацией и с внешним источником напряжения
высокой частоты . 81
4-2. Четырехфазный инвертор с высокочастотной
коммутацией с внутренним источником напряжения
гармоник . . ..... 87
4-3. Шестифазный инвертор с высокочастотной
коммутацией 91
4-4. Прочие схемы инверторов с высокочастотной
коммутацией 93
279

Глава пятая
Инверторы с импульсной коммутацией . . 97
5-1. Инверторы со вспомогательно-импульсной
коммутацией ... . 99
5-2. Коммутация при ограниченном обратном
напряжении ...... 115
5-3. Обратные диоды 117
5-4. Инвертор с сопряженно-импульсной коммутацией,
полученный из параллельного инвертора . . 124
5-5. Инвертор с сопряженно-импульсной коммутацией
при ограниченном обратном напряжении 142
5-6. Высокочастотный инвертор . 159
Глава шестая
Регулирование напряжения инверторов . 163
6-1. Регулирование напряжения, подводимого к
инвертору .... 165
6-2. Регулирование напряжения в инверторе . 167
6-3. Регулирование напряжения непосредственно на
нагрузке инвертора . . . ... 196
6-4. Приложение . .... . . 197
Глава седьмая
Улучшение формы кривой напряжения на нагрузке инвертора
7-1. Гармонический анализ кривой 210
7-2. Инверторы с внутренней фильтрацией . . 216
7-3. Фильтры .... .... .217
7-4. Многофазные инверторы . 233
7-5. Широтное регулирование 236
7-6. Переключение выводов трансформатора инвертора 239
Глава восьмая
Преобразователи постоянного тока . . ... . 241
8-1. Инвертор — выпрямитель ... . . 242
8-2. Время-импульсное регулирование. Принцип действия 243
в-3. ВИР с регулируемой частотой импульсов . . . 247
8-4. ВИР с постоянной частотой управления . . . 254
8-5. Вспомогательный тиристор в цепи коммутации . 256
8-6. Повышающий преобразователь напряжения . 258
8-7. Тиристорные преобразователи постоянного тока . 261
Литература .... 277