Автор: Поляков В. Прикофьев В. Члиянц Г. Голутвин В.
Теги: общая радиотехника радиотехника радиоэлектронные аппараты
ISBN: 5-7030-0129-3
Год: 1989
Текст
РАДИО-
РАДИОЕЖЕГОДНИК
МОСНВА
ИЗДАТЕЛЬСТВО ДОСААФ СССР
1989
ББК 32.84
Р15
Авторский коллектив: В Поляков, В. Проко-
Прокофьев, Г. Члиянц, В. Голутвин, А. Долгий, И. Алсараев, Ф. Ма-
Марин, А. Алейнов, Н. Шиянов, С. Филиппов, Ю Игнатьев,
С. Бирюков, Р. Трунин, Н. Сухов, И. Фридлянд.
Рецензент Ю. И. Крылов
Редактор Л. И. Карнозов
Радиоежегодник-89/Сост. А. В. Гороховский.—
Р15 М.: ДОСААФ, 1989.— 192 с.
95 к
В радиоежегоднике представлены статьи по различным направлениям
радиолюбительского творчества Немало внимания уделено использованию
персональных компьютеров в радиолюбительской практике Даются также
обзоры состояния техники видеопроигрывателей и цифровой записи звука за
рубежом
Ежеюдник рассчитан на широкие круги радиолюбителей и руководите
лей радиокружков
п 2302020500—063 <1О fiQ
Р 072@2)-89 П3~89 ББК 32.84
ISBN 5-7030-0129-3 © Издательство ДОСААФ СССР, 1989
ПИ ДИ<
Нынешний выпуск Радиоежегодника выходит в году, пред-
предшествующем завершению двенадцатого пятилетнего плана.
Пройдено существенно больше половины пути по выполнению
программы экономического и социального развития страны,
принятой XXVII съездом КПСС на 1986—1990 годы. В ходе
реализации заданий двенадцатой пятилетки ведется историче-
исторической важности работа по коренной перестройке, охватившей
все стороны жизни советского общества. Пленумы ЦК партии,
XIX Всесоюзная партконференция стали знаменательными
вехами в созидательной деятельности партии, направленной
на решительное преодоление наследия застойных лет, приведших
страну в предкризисное состояние, на преодоление негативных
явлений, которые были порождены периодом культа Сталина,
командно-административными методами управления, на социа-
социалистическую демократизацию жизни советского народа, без
которой немыслим процесс перестройки.
Базой происходящей в стране радикальной экономической
реформы является научно-технический прогресс, в свою очередь
во многом опирающийся на достижения современной радио-
радиоэлектроники, вычислительной техники.
В прошлом году отмечалось 70-летие со времени образо-
образования первого в Советской республике радиотехнического инсти-
института, в котором счастливо соединялись научные исследования
с производством. Это была Нижегородская радиолаборатория
с мастерской (НРЛ) Народного комиссариата почт и телеграфов,
декрет об образовании которой был подписан В. И. Лениным
2 декабря 1918 года. Владимир Ильич принимал непосредствен-
непосредственное участие в создании и становлении НРЛ. Как известно, костя-
костяком лаборатории стала группа высококвалифицированных
радиоспециалистов, работавшая на Тверской радиостанции
международных сношений. Это были В. М. Лещинский, М. А. Бонч-
Бруевич, П. А. Остряков, И. А. Леонтьев и некоторые другие —
«люди военные, дисциплинированные, крупнейшие специалисты
в области радио» — писал в своих воспоминаниях А. М. Нико-
Николаев, в ту пору член коллегии Наркомпочтеля, председатель
Радиотехнического совета Наркомата.
Интерес В. И. Ленина к радио не был случайным — букваль-
буквально с первых часов и дней Октябрьского вооруженного восста-
восстания радио стало активно использоваться в интересах социали-
социалистической революции. Владимир Ильич уже тогда неоднократно
прибегал к помощи радио для передачи важнейших сообщений,
радиоволны разносили декреты и распоряжения Советского
правительства. Многие радиодепеши революции начинались сло-
словами: «Радио всем». Так радио из средства только сугубо служеб-
служебной связи становилось также средством постоянного общения
Советского правительства с широкими массами населения. Это,
по существу, стало прообразом будущего радиовещания, и у исто-
истоков такого использования радио стоял Владимир Ильич.
Нижегородской радиолаборатории вменялось в обязанность
проведение научных исследований в области радиотелеграфии,
радиотелефонии и в смежных областях, одной из конкретных
ближайших задач ставилась организация выпуска катодных
реле (радиоламп) до 3000 штук в месяц. А ведь это было время,
когда Советская Россия была отрезана кольцом гражданской
войны от западных стран, полностью прерванными оказались
научные и технические связи с зарубежными специалистами.
Все это усугублялось тяжелейшим экономическим положением
страны. И несмотря на все это, благодаря высокому творческому
потенциалу и энтузиазму отечественных специалистов, искавших
свои оригинальные пути решения научно-технических проблем,
задание по выпуску радиоламп было успешно выполнено. Более
того, М. А. Бонч-Бруевич, предвидя будущее связи в исполь-
использовании радиоламп не только в приемных, но и в передающих
установках, успешно работал над повышением мощности гене-
генераторных ламп. Он первым в мире предложил и реализовал идею
охлаждения анода ламп водой, что и позволило резко повысить
отдаваемую лампами мощность, а в дальнейшем постоянно ее
наращивать. Это замечательное изобретение М. А. Бонч-Бруеви-
ча произошло в 1919 году — 70 лет тому назад—и на основе
ламп с водяным охлаждением стали быстро продвигаться иссле-
исследования в области радиотелефонии в руководимом им отделе
НРЛ.
К декабрю 1919 года Михаил Александрович, используя
разработанные им генераторные лампы, собрал несколько маке-
макетов первого радиотелефонного передатчика. Эти замечательные
работы талантливого русского ученого позволили через несколь-
несколько лет приступить к созданию в стране сети радиовещательных
станций.
Параллельно с работами М. А. Бонч-Бруевича в НРЛ велись
исследования и разработки и по ряду других важных в ту пору
направлений радиотехники, немало из которых получили прак-
практическое применение.
Так в труднейшие для молодой республики годы в Нижнем
Новгороде и в некоторых других городах страны закладывались
основы советской радиоэлектроники, ставшей впоследствии од-
одной из важнейших отраслей народного хозяйства.
В наши дни радиоэлектроника приобрела особое значение
для всех отраслей народного хозяйства, для обороны страны.
Без ее ускоренного развития немыслим научно-технический
прогресс — основа интенсивного развития экономики, рост
благосостояния советского народа.
Наряду с известными достижениями в различных областях
радиоэлектроники имеются и существенные отставания в ряде
важных ее направлений. Так, например, в августе 1988 года
комиссия Верховного Совета СССР по науке и технике резко
критиковала положение дел в области вычислительной техни-
техники — в области, которая в наше время является катализатором
научно-технического прогресса. Успехи, достигнутые во многих
областях техники и науки развитых зарубежных стран, в боль-
большой степени определяются широким использованием средств
вычислительной техники.
Центральным Комитетом партии и Советским правительст-
правительством за последние годы принят ряд документов, нацеливающих
на ускоренную компьютеризацию страны. Однако не все мини-
министерства и ведомства, призванные активно участвовать в реали-
реализации этих решений, с необходимой настойчивостью работают
над претворением в жизнь программы компьютеризации. В ре-
результате медленно наращивается выпуск, например, персональ-
персональных компьютеров, а ведь от того, насколько совершенны и доступ-
доступны будут у нас компьютеры, зависят пути и темпы развития
науки, техники и культуры.
По-прежнему далеко не в полной мере удовлетворяется
спрос населения в изделиях бытовой радиоэлектроники. Хотя
за последние годы промышленность сделала определенный шаг
в совершенствовании этой, пользующейся массовым спросом
техники, тем не менее разрыв и в качественном отношении, и в
ассортименте, и в количестве с рядом зарубежных стран у нас
все еще остается существенным.
В прошлом году Совет Министров СССР принял постанов-
постановление «О мерах по увеличению производства и ускорению насы-
насыщения рынка товарами народного потребления», которым, в част-
частности, предусматривается довести в 1989—1995 годах производ-
производство телевизоров до 13,6 млн. штук в год, с ростом по сравнению
с планом 1988 года на 3,5 млн. штук, видеомагнитофонов до
2 млн. штук в год против 70 тыс. штук в 1988 году. При этом
должен обеспечиваться высокий технический уровень выпускае-
выпускаемых изделий.
Для того чтобы в приемлемые сроки достичь уровня пере-
передовых зарубежных стран в области, скажем, видеотехники,
предстоит проделать огромную работу многим министерствам
и ведомствам, так как отставание в этой области у нас весьма
существенное. Так, отечественные видеомагнитофоны «Электро-
ника-12М» являются позавчерашним днем в этом виде быто-
бытовой аппаратуры, к тому же их надежность и качество изобра-
изображения оставляют желать лучшего. Медленно ведутся работы по
внедрению в бытовую технику цифровых методов обработки
сигналов, позволяющих весьма существенно повысить качество
звучания аппаратуры и качество изображения. Так же медленно
разворачиваются работы по выпуску проигрывателей с компакт-
дисками и исследования долговечности самих дисков, а сле-
следовательно, и выбора технологии их производства. К сожале-
сожалению, список таких негативных примеров можно было бы про-
продолжить.
Причин сложившегося положения с производством бытовой
радиоэлектроники немало и они были заложены в застойные
годы. Естественно, для преодоления этих негативных явлений
требуется время. Но для того чтобы наращивать темпы разви-
развития радиоэлектроники, преодолеть отставание, необходим по-
постоянный приток молодых квалифицированных специалистов,
энтузиастов радиоэлектроники, способных творчески работать
в этих сложных отраслях науки и техники. Прекрасной школой
будущих специалистов является радиолюбительство и радио-
радиоспорт. Из числа радиолюбителей выросло немало видных ученых
и инженеров, создателей новой техники.
Много оригинальных разработок демонстрируют энтузиасты
радиотехники на местных и всесоюзных смотрах радиолюби-
радиолюбителей-конструкторов ДОСААФ.
Сегодня, наверное, трудно удивить заявлением, что та или
иная радиолюбительская конструкция или отдельный ее узел
отмечены авторским свидетельством на изобретение. Многие
разработки радиолюбителей успешно внедрены в производство
и приносят ощутимый экономический эффект.
Поэтому столь важно всемерно поддерживать радиолюби-
радиолюбительское движение в стране, содействовать его развитию, вовле-
вовлечению в ряды радиолюбителей новых энтузиастов радиотехники.
Это важно и в социальном плане, так как увлечение радиолю-
радиолюбительством и радиоспортом не только дает много полезных
знаний, навыков, развивает конструкторскую мысль, но и отвле-
отвлекает молодежь от бесцельного времяпрепровождения, нередко
приводящего к хулиганству и другим негативным явлениям.
В помощь радиолюбителям издается немало литературы,
в том числе «Массовая радиобиблиотека», вот уже 65 лет вы-
выпускается журнал «Радио». С 1983 года Издательство ДОСААФ
СССР стало издавать массовым тиражом Радиоежегодник —
сборник статей по различным направлениям радиолюбитель-
радиолюбительского творчества.
В предлагаемом вниманию читателей очередном выпуске
Радиоежегодника публикуется статья В. Полякова «Упорядо-
«Упорядочение эфира и когерентная радиосвязь». В ней показывается,
что стандартизация частот излучения решает многие проблемы
6
любительской радиосвязи на коротких и ультракоротких волнах.
В этом случае удается значительно уменьшить взаимные помехи
радиостанций, а это позволяет увеличить число одновременно
работающих станций. Отпадает необходимость скрупулезной
настройки частоты приемника на частоту корреспондента. Стан-
Стандартизация частот открывает возможности внедрения новых
технических средств, значительно повышает оперативность
и эффективность радиосвязи.
В статье В. Прокофьева «Трансивер для соревнований РЛТ»
описывается приемопередатчик, специально предназначенный для
использования в соревнованиях по программе радиолюбитель-
радиолюбительского троеборья. Этот вид соревнований более прост, а сле-
следовательно, и более доступен, чем радиомногоборье. Оно по
праву должно завоевывать все большее число приверженцев и
имеет все условия стать одним из массовых видов радиосорев-
радиосоревнований.
Предлагаемый трансивер является, на наш взгляд, удач-
удачным техническим и конструктивным решением аппаратуры для
подобных соревнований.
Г. Члиянц и В. Голутвин в статье «Программа печати
«LOG-PRINT» предлагают программу для распечатки данных,
подготовленных программой «TEST-LOG», разработанной авто-
авторами данной статьи и опубликованной в Радиоежегоднике-88.
Напомним, что программа предложена применительно к персо-
персональному компьютеру «Радио-86РК».
В статье А. Долгого «Часы в компьютере» рассматрива-
рассматривается аппаратное решение часов в компьютере на микросхеме
КР512ВИ1. Часы в компьютере создают большие эксплуата-
эксплуатационные удобства — они позволяют привязывать работу на
компьютере к текущему времени, что расширяет возможности
использования компьютера.
Описываемые часы могут быть применены с компьютером
«Радио-86РК».
И. Алсараев в статье «Программатор для микрокалькуля-
микрокалькулятора» описывает устройство, позволяющее записывать програм-
программы микрокалькулятора «Электроника БЗ-34» на бытовой магни-
магнитофон.
Ф. Марин (статья «Предварительные усилители 34») рас-
рассматривает схемы предварительных усилителей звуковой часто-
частоты, удовлетворяющие требованиям, предъявляемым к подобным
устройствам: малые нелинейные искажения, уровень шума и
помех, достаточные перегрузочные способности.
А. Алейнов в статье «Параметрическое динамическое под-
магничивание» предлагает метод записи, улучшающий качество
аналоговой магнитной записи. Это повышает потребительские
свойства бытовой аппаратуры магнитной записи.
Измерения коэффициента детонации позволяют сопоставить
различные магнитофоны по величине воспринимаемых частот-
ных искажений сигнала, вносимых лентопротяжным трактом.
В статье Н. Шиянова и С. Филиппова «Детонометр» описыва-
описывается устройство, предназначенное для измерения уровня пара-
паразитной частотной модуляции. Прибор достаточно прост, при
этом он обладает достаточно высокими техническими характе-
характеристиками.
Статья Ю. Игнатьева посвящена шумовым характеристи-
характеристикам транзисторных усилителей. В радиолюбительской практике
редко проводятся расчеты шумовых характеристик усилителей
34 вследствие их громоздкости. Автор предлагает программу
расчета на компьютере «Радио-86РК», что позволяет существен-
существенно упростить процедуру расчета и, следовательно, сделать его
доступным радиолюбителям.
С. Бирюков в статье «Помехоустойчивая система радио-
радиоуправления» описывает систему управления по радио, обладаю-
обладающую повышенной помехоустойчивостью, что достигается неодно-
неоднократной передачей команд.
Р. Трунин предлагает устройство, предназначенное для
программного управления относительно простыми процессами
в системах автоматики. Ю. Крылов описывает разработанную
им программу расчета выпрямителя применительно к персо-
персональному компьютеру «Радио-86РК». Дело в том, что исполь-
используемый обычно для этих целей графоаналитический метод обла-
обладает недостаточной точностью при высокой трудоемкости. Ис-
Использование компьютера позволяет обойти недостатки этого
метода.
«Что такое R-DAT» — так озаглавил Н. Сухов статью,
в которой дает обзор по зарубежным источникам состояния
техники цифровой записи звука с помощью магнитофонов с вра-
вращающимися головками. Автор рассматривает области возмож-
возможного применения этой техники в недалеком будущем.
Наряду с видеомагнитофонами за рубежом все более актив-
активно завоевывают позиции видеопроигрыватели. И. Фридлянд
в статье «Видеопроигрыватели» рассматривает состояние и пер-
перспективы развития бытовых видеопроигрывателей.
Как видно из сказанного, сборник довольно разнообразен
по тематике, в нем ряд материалов так или иначе связан с вы-
вычислительной техникой, завоевывающей все большую популяр-
популярность среди радиолюбителей.
По вопросам, касающимся материалов сборника, издатель-
издательство просит обращаться в редакцию журнала «Радио» по адресу:
103045, Москва, Селиверстов пер., д. 10.
УПОРЯДОЧЕНИЕ ЭФИРА И КОГЕРЕНТНАЯ
РАДИОСВЯЗЬ
По мере развития любой отрасли техники все большее зна-
значение приобретает стандартизация используемых в ней элемен-
элементов. Не избежала этого и радиотехника. Появились стандар-
стандартизованные серии полупроводниковых элементов и микросхем,
ряды номиналов индуктивностей, емкостей и сопротивлений,
а уж конструирование механических элементов без стандарти-
стандартизации размеров винтов и гаек вообще невозможно. Одним из
основных параметров, относящихся к радиосвязи, является
частота излучения и приема радиоволн. Единица измерения
частоты — герц — определена и эталонирована в настоящее
время наиболее точно. Стандартизация частот излучения уже
проведена в радиовещании, где установлена сетка частот радио-
радиостанций f = 9m на средних и длинных волнах и f = 5m на корот-
коротких, где f — частота радиостанции в кГц, т — целое число.
В любительской радиосвязи стандартизация коснулась
лишь твердо установленных границ любительских диапазонов,
а также разбиения диапазонов на участки по видам излучения
(CW, SSB и т. д.). Внутри же диапазонов царит полный хаос —
каждая станция ищет для общего вызова «свободную часто-
частоту». В густо населенных KB диапазонах найти такую частоту
часто невозможно, а на обширных и пустых УКВ диапазонах
сигнал вызывающей станции звучит как «глас вопиющего в
пустыне».
Цель настоящей статьи — показать, что упорядочение
эфира, т. е. стандартизация частот излучения, решает многие
проблемы любительской KB и УКВ связи. Кроме того, стандар-
стандартизация открывает широкие возможности внедрения новых
технических средств, значительно повышающих и оперативность,
и эффективность радиосвязи.
Рассмотрим сначала аспекты проблемы, относящиеся к KB
связи. При выборе сетки частот имеет смысл ориентироваться
на уже существующую сетку частот радиовещательных стан-
станций с шагом 5 кГц. Полоса частот однополосной любительской
станции, с учетом большой населенности эфира, выбирается
в настоящее время порядка 2,1...2,4 кГц, и трудно предположить,
9
что это значение существенно изменится в дальнейшем. Поэтому
целесообразно выбрать сетку частот с шагом 2,5 кГц. Значения
частот подавленных несущих станций в диапазоне 14 МГц при
этом будут, например, 14 100; 14 102,5; 14 105 кГц и т. д. Так обра-
образуется ряд каналов, на частотах которых и будут работать стан-
станции, излучая в данном диапазоне только верхнюю боковую
полосу.
Еще лучше установить сетку частот подавленных несущих
через 5 кГц, а в соседних каналах чередовать излучение верх-
верхних и нижних боковых полос. Все нечетные каналы при этом
предназначаются для излучения верхней боковой полосы, а все
четные — нижней. Например, на частоте 14 100 кГц (первый
канал) следует излучать верхнюю боковую, на частоте 14 105 кГц
нижнюю боковую (второй канал) и верхнюю боковую (третий
канал). Как показали исследования, проведенные в связи с пред-
предполагаемым внедрением однополосного радиовещания, взаим-
взаимные помехи от соседних каналов при этом уменьшаются. Труднее
ввести сетку частот телеграфных станций, где полоса канала
может быть значительно уже. Тем не менее и частоты телеграф-
телеграфных каналов могут быть получены делением шага сетки 2,5 кГц
на два, четыре и т. д.
Что же дает подобная стандартизация частот? Прежде
всего значительно уменьшаются взаимные помехи радиостан-
радиостанций, ведь спектры станций, работающих в соседних каналах,
не перекрываются. Диапазон шириной, например, 250 кГц может
вместить 100 радиостанций, одновременно работающих на пере-
передачу и не создающих помех друг другу. Элементарный вероят-
вероятностный расчет показывает, что если частоты тех же станций
распределить случайным образом, то вероятность поражения
сигнала каждой станции помехой составит 99%, т. е. работа
без помех станет практически невозможной.
Показать это можно следующим образом. Обозначим шири-
ширину диапазона А/ и полосу излучения каждой станции В. При упо-
упорядоченном эфире диапазон вмещает n=Af/B станций, рабо-
работающих одновременно без помех. Пусть распределение частот
будет случайным и равновероятным. Тогда вероятность попа-
попадания сигнала /-й станции в диапазон А/ составит единицу (до-
(достоверно известно, что станция работает в этом диапазоне),
а в канал шириной В — Р.= \/п. Это и есть вероятность помехи
в данном канале от одной станции. Вероятность помехи для
/г-й станции от остальных п—1 станций равна сумме вероят-
вероятностей попадания их сигнала в данный канал. Она составит:
р v р I ft—1 #
-гПом= Zj ri—HI
П
При большом числе станций (п^$>1) вероятность помехи
стремится к единице, т. е. к вероятности абсолютно достоверного
события! Именно с такой ситуацией мы и сталкиваемся теперь
в современном эфире.
ю
Второе преимущество стандартной сетки частот состоит
в том, что отпадает необходимость скрупулезной подстройки
частоты приемника или трансивера под частоту корреспондента.
Настройка даже на частоту «чистого» однополосного сигнала
достаточно сложна, а в условиях взаимных помех и при слабом
сигнале усложняется еще более. Ну а тот, кому нравится этим
заниматься, может оставить в своем приемнике плавно пере-
перестраиваемый гетеродин! При стандартизации частот плавная
настройка заменяется переключением каналов, и оператору
остается только прослушать канал, определив, свободен ли он,
занят интересным или неинтересным для оператора сигналом.
Оперативность прослушивания эфира и скорость установления
связи, как видим, значительно повышаются.
Преимущества работы на заранее установленных высоко-
высокостабильных частотах уже давно и убедительно показаны в теоре-
теоретической радиотехнике. Познакомимся кратко с некоторыми
ее определениями и выводами. Основной характеристикой канала
связи является его пропускная способность, т. е. количество
информации, передаваемой в единицу времени. Максимально
возможная пропускная способность канала определяется его
полосой частот и отношением сигнал/помеха. Реальная пропуск-
пропускная способность получается меньше из-за неоптимальности
вида модуляции или манипуляции и несовершенства аппара-
аппаратуры. Задача приемника состоит в максимально правдоподоб-
правдоподобном оценивании параметров сигнала и последующего извлечения
полезной информации. В нестандартизованном канале приемник
(при любительской связи система приемник плюс оператор)
должен сначала сделать оценку частоты сигнала, а уж затем
извлекать полезную информацию. Радиосвязь с использованием
передатчика и приемника, настроенных строго на одну частоту,
называется когерентной. В когерентном канале оценки частоты
сигнала не требуется, что и повышает пропускную способность.
Качество синхронизма характеризуют [1] параметром:
где А/ — нестабильность частоты в канале связи; At — неста-
нестабильность положения фронтов сигнала, соответствующих пере-
переходу посылка — пауза в обычном телеграфе, смене символов
при цифровой передаче или смене полярности модулирующего
сигнала при телефонной передаче, т. е. временная нестабиль-
нестабильность канала.
В коротковолновых каналах связи по условиям распро-
распространения радиоволн At может достигать 0,5 мс. Зависимость
пропускной способности канала связи (в процентах от макси-
максимально возможной при данном виде передачи) от качества син-
синхронизма показана на рис. 1. Как видим, ухудшение синхро-
синхронизма резко снижает пропускную способность, а при QC<C4 канал
вообще неработоспособен. Это объясняется тем, что при А/>т/2,
п
60
20
100
Рис. 1. Зависимость пропускной спо-
способности канала связи от качества
синхронизма
Qc
где т — длительность элементарной посылки, приемник перестает
различать, соответствует ли во времени принятый символ данной
посылке или следующей, а при Д/]>В/2 не различает, принадле-
принадлежит ли сигнал данному или соседнему по частоте каналу. Напом-
Напомним, что произведение Вт для большинства реальных сигналов
близко к единице.
Чтобы полностью реализовать максимальную пропускную
способность канала связи, необходимо обеспечить значение
Qc порядка 103, что накладывает очень жесткие требования на
стабильность частоты. На KB линиях относительная расстройка
передатчика и приемника не должна превосходить 1...3 Гц, а от-
относительная нестабильность их частоты должна быть менее
10~7. В [1] утверждается, что «...допустимые отклонения частоты
примерно на два порядка меньше, чем получающиеся, когда
исходят из того, что нестабильность частоты должна быть мень-
меньше (или гораздо меньше) ширины спектра, содержащего основ-
основную мощность системы связи. Применяемые же ныне нормы
на допустимые отклонения частоты (обычно 3» 10~5, т. е. в тысячи
раз больше, чем требуется) чрезвычайно низки и являются пере-
пережитком исторически ранних этапов развития техники связи...
Конечно, рано или поздно такая ситуация исчезнет и техника
связи сделает следующий качественный скачок, перейдя к систе-
системам с высоким качеством синхронизма, т. е. к системам связи,
построенным на эталонах частоты».
Обратимся теперь к особенностям УКВ связи. Общее стрем-
стремление ультракоротковолновиков установить максимальное число
наиболее дальних связей встречает особенно большие трудности.
Попытаемся построить упрощенную модель для оценки вероят-
вероятности такого события. Обозначим вероятность дальнего прохож-
прохождения р1У вероятность выхода желаемого корреспондента в эфир
Рч Для установления связи необходимо также, чтобы частоты
корреспондентов совпадали и антенны были направлены друг
на друга. Число возможных ориентации антенн по азимуту состав-
составляет m = 360/ф, где ф — угловая ширина главного лепестка диа-
диаграммы направленности антенны. Число возможных частот
12
настройки каждой станции составит n = Af/B, где /\f — ширина
диапазона, В — полоса частот канала связи.
Вероятность того, что антенна первой станции будет ориен-
ориентирована на корреспондента, составит \/т{ (то же и для другой
станции), а того, что частота каждой станции окажется нужной
для связи,—1/п. Все описанные события случайны и незави-
независимы, поэтому вероятность установления связи можно найти
как вероятность их совпадения. Она равна произведению всех
найденных вероятностей:
PcB=PlP2/mim2n2'
Как видим, при нестандартизированных частотах, большой
ширине УКВ диапазонов и малой вероятности дальнего про-
прохождения вероятность установления дальней связи ничтожна.
Любопытно, что сужение диаграммы направленности антенны
уменьшает вероятность связи, и положение спасает только непре-
непрерывное сканирование антенной по азимуту в поисках корреспон-
корреспондента. Введение специального частотного канала, или стандарти-
стандартизированной частоты общего вызова, повышает вероятность
связи в п2 раз:
Величина п2 весьма значительна. В диапазоне 144 МГц,
например, с учетом того, что основная масса станций предпо-
предпочитает первые 250 кГц диапазона и работает на одной боковой
полосе, она составляет 10 000. Мы получили ошеломляющий
результат: при стандартизации частот и введении специальной
частоты общего вызова вероятность установления связи возра-
возрастает на 4 порядка! Теперь ясно, что в современном неупоря-
неупорядоченном эфире связи устанавливаются только потому, что
операторы непрерывно «сканируют» диапазон, прослушивая
все частотные каналы. Следует заметить, что стихийные попыт-
попытки упорядочить эфир уже делаются. Во многих странах ультра-
ультракоротковолновики договариваются о единой частоте общего
вызова. Метеорная же связь без предварительной договорен-
договоренности о частотах вообще невозможна.
Другим ярким примером введения стандартизации частот
является развитая во многих странах УКВ радиосвязь с ЧМ.
Здесь принята сетка частот с шагом 25 кГц и стандартизированы
каналы в диапазонах 144 и 430 МГц. Некоторые каналы отве-
отведены для общего вызова, некоторые — для других специальных
нужд. Стандартизация частот значительно облегчает развитие
сети ретрансляторов, которые могут работать в одном или не-
нескольких каналах.
Обратимся теперь к техническим аспектам введения стан-
стандартизации частот радиосвязи. Все возрастающие требования
к стабильности частоты привели к тому, что перестраиваемые
генераторы плавного диапазона вытесняются синтезаторами
13
частоты. Но синтезатор с шагом сетки 100 или даже 10 Гц чрез-
чрезвычайно сложное и дорогое устройство, используемое лишь
в профессиональных приемниках и трансиверах. Синтезатор
с шагом сетки 2,5 или 5 кГц несравненно проще. В нем срав-
сравнение эталонного и генерируемого сигналов можно производить
на частоте, равной шагу сетки.
Возможная структурная схема простейшего синтезатора
показана на рис. 2. Частота опорного кварцевого генератора G1
понижается до частоты сравнения /оп B,5 или 5 кГц) делителем
частоты VI и подается на частотно-фазовый детектор (ЧФД)
V3. Частота генератора, управляемого напряжением (ГУН) G2,
поступает на делитель частоты с переменным коэффициентом
деления (ДПКД) V2, с помощью которого и устанавливается
требуемая частота настройки. От ДПКД сигнал поступает на
другой вход ЧФД U3. Сигнал рассогласования, пройдя через
фильтр петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) Z/,
поступает на варикап V7, управляющий частотой ГУН G2. В ре-
результате действия ФАПЧ частота генератора G2 устанавлива-
устанавливается равной fo = mfon. В элементах VI, U2 и U3 используются
цифровые микросхемы. Для настройки можно использовать
механический переключатель каналов, кнопочное управление,
управление от микропроцессора с памятью каналов, автомати-
автоматическим сканированием и т. д.
Возможность использования описанного простого синтеза-
синтезатора на УКВ ограничена быстродействием цифровых микросхем.
В этом случае следует предварительно понизить частоту ГУН,
преобразовав ее вниз с использованием гармоник кварцевого
генератора в качестве гетеродинной частоты. Структурная схе-
схема такого синтезатора показана на рис. 3. Для диапазона 144...
146 МГц, например, можно взять частоту опорного кварце-
кварцевого генератора G1 7,875 кГц. Восемнадцатая гармоника этой
частоты, выделенная умножителем ?//, окажется равной
141,75 МГц. После преобразования в смесителе V3 образу-
образуется разностная частота, лежащая в диапазоне 2,25...4,25 МГц.
На эту полосу рассчитывается полосовой фильтр ZL Значения
коэффициента деления ДПКД U5 должны лежать в пределах
900... 1700, а делитель частоты V2 должен иметь фиксированный
коэффициент деления 3150. Таким образом, синтезатор обеспе-
обеспечит получение 800 фиксированных частот с шагом 2,5 кГц, пере-
перекрывающих весь диапазон 144... 146 МГц. В цифровой части
этого синтезатора можно использовать экономичные КМОП
ИМС. Разумеется, можно выбрать и другой шаг сетки, например
25 кГц, уменьшив коэффициенты деления частоты в 10 раз.
Стабильность выходной частоты синтезатора полностью
определяется стабильностью опорного кварцевого генератора,
и при его пассивном термостатировании может достигать 10~8
за период в десятки секунд или даже единицы минут. Пассив-
Пассивное термостатирование получается при монтаже кварцевого
14
Рис. 2. Структурная схема простейшего
синтезатора
01
Л
LnJ
to
i
Ul
i
—
№
/
UJ
-
11
ft
-
1//
VI
r>ui
Рис. 3. Структурная схема синтезатора
резонатора на массивном теплоемком основании (медной пласти-
пластине) и при тщательной теплоизоляции, а возможно, и гермети-
герметизации всего генератора. Принудительного нагрева при этом
не требуется. Благодаря большой тепловой инерции системы
тепловые уходы частоты получаются чрезвычайно медленными.
Поскольку температура в современных помещениях достаточно
стабильна, в любительских условиях этот метод может дать
хорошие результаты. Подстройка частоты кварцевого генера-
генератора в пределах нескольких герц может осуществляться меха-
механическим путем, с помощью подстроечного конденсатора, под-
подключенного к кварцевому резонатору, или, лучше, электрическим
путем, с помощью варикапа.
Важное значение приобретает точность установки частоты
опорного кварцевого генератора. Для этой цели удобнее всего
использовать точные частоты, передаваемые в эфир радио-
радиостанциями Государственной службы времени и частоты (ГСВЧ)
[2, 3]. Сличение частот удобно производить с помощью осцил-
осциллографа, подав на входы X и Y сигналы от приемника эталонной
частоты (ПЭЧ) и синтезатора и наблюдая движение получив-
получившейся фигуры Лиссажу.
Особый интерес представляет система стабилизации частоты
с постоянно включенным ПЭЧ и автоматической подстройкой
опорного генератора синтезатора под принимаемую эталонную
частоту. В этом случае стабильность частоты любительской
15
станции приблизится к стабильности общегосударственного
атомного стандарта и может достигнуть 10~13. Биения между
сигналами двух таких станций практически невозможно будет
обнаружить даже в диапазоне 144 МГц — частота биений не
превысит 144-106-10~13= 1,4-10~5 Гц (одно колебание за
70 000 с!). Это откроет новые, уникальные возможности построе-
построения структурной схемы любительской радиостанции. Возможно,
например, использование очень простых двухполосных (DSB)
передатчиков с подавленной несущей и еще более простых при-
приемников прямого преобразования.
Структурная схема подобной линии связи показана на рис. 4
(на одной стороне линии изображен только передатчик, на дру-
другой— только приемник). На каждой из станций имеется син-
синтезатор U1 (U4) с опорным кварцевым генератором, подстраива-
подстраиваемым по сигналу радиостанции ГСВЧ с выхода ПЭЧ U2 (U5).
Синтезаторы станций обеспечат получение одной и той же часто-
частоты, причем расхождение фаз не будет превосходить (в условиях
приведенного выше примера) 0,005 градуса за секунду, что
и позволяет осуществить строго когерентную радиосвязь. Пере-
Передатчик содержит балансный модулятор (/<?, микрофонный уси-
усилитель А1, усилитель мощности радиочастоты А2 и антенну
W2. Приемник содержит антенну W4, УРЧ A3, смеситель U6,
ФНЧ Z1 и УЗЧ А4. На смеситель приемника подается сигнал
несущей от синтезатора. Поскольку сигнал боковых полос, пройдя
трассу связи приобретает некоторый фазовый сдвиг, между
синтезатором и смесителем приемника включен фазовращатель
1ЛУ позволяющий подобрать фазу восстанавливаемой несущей
по максимальной громкости приема. Приемник и передатчик
легко объединяются в трансивер, выполненный на основе одного
и того же синтезатора. Приемник обладает чувствительностью
к фазе приходящего сигнала: если в канале работают две DSB
станции, то фазовращателем U7 можно полностью подавить
сигнал одной из них. Столь простые станции могут использо-
использоваться для внутригородской или ближней связи на УКВ и KB при
условии, что фаза принимаемого сигнала стабильна. На протя-
протяженных KB трассах это условие не выполняется, и там необхо-
необходимо использовать однополосную аппаратуру.
Применение синтезаторов частоты открывает возможность
дальней KB связи с использованием медленной манипуляции
телеграфного передатчика и очень узкополосного приемника.
Подобные попытки уже делались (Coherent CW) и дали хоро-
хорошие результаты [4]. Сужение полосы приемника с 1 кГц до 1 Гц
эквивалентно, например, повышению мощности передатчика
с 200 Вт до 200 кВт, что должно давать весьма ощутимые резуль-
результаты! Правда, в полосе 1 Гц возможна передача со скоростью
не более нескольких знаков в минуту и прием желательно произ-
производить с записью сигналов на ленту самописца, магнитофона
16
'Wt
пзч
U2
W2
м/
х—
Bt
\
_J
Iff
Al
IN
из
U4
W4
I A3
ч>ч
rW3
ПЗЧ
U7
US
U6 | 41
Рис. 4. Линия связи со стандартизированными частотами
или в память ЭВМ с последующим воспроизведением на экране
дисплея.
Безусловно, при реализации изложенных здесь принципов
и проектов встретятся и «подводные камни», и различные техни-
технические трудности, но зато и откроются такие новые возмож-
возможности, которые сейчас даже трудно предвидеть.
Литература
1. Гусятинский И., Пирогов А. Радиосвязь и радиовещание. Под ред. А. А. Пи-
рогова.— М.: Сов. радио, 1974, с. 176.
2. Поляков В. Приемник эталонной частоты.— Радио, 1988, № 5, с 39—40.
3. Краснов Ю., Пушкин С. Служба времени и частоты в СССР.— Радио, 1983,
№2, с. 14—16.
4. QST, 1981, №5, 6.
В. Поляков
ТРАНСИВЕР ДЛЯ СОРЕВНОВАНИЙ РЛТ
Описываемый здесь трансивер предназначен для обеспече-
обеспечения тура радиосвязи по программе соревнований радиолюби-
радиолюбительского троеборья (РЛТ).
Чувствительность приемного канала трансивера со входом
WA1 G5 Ом) при отношении сигнал/шум 10 дБ не хуже
0,5 мкВ, выходная мощность на выходе WA4 G5 Ом) в режиме
передачи не менее 0,8 Вт. Напряжение на антенне, соответст-
соответствующей положению о соревнованиях по РЛТ, не менее 250 В.
Напряжение питания трансивера 15 В, потребляемый ток в
режиме приема 80 мА, в режиме передачи 350 мА. Габаритные
размеры трансивера 245X170X95 мм.
Структурная схема трансивера представлена на рис. 1,
принципиальная схема приведена на рис. 2.
В режиме приема: сигнал с антенны через катушку связи
L1.1 либо емкость связи С1.1 поступает на входной полосовой
фильтр Е1, образованный L2.1, L3.1, С2.1, С3.1, С4.1. Выход
фильтра через катушку связи L4.1 подключен к балансному
приемному смесителю VI. Смеситель выполнен на полевых тран-
транзисторах VT1.1, VT2A, работающих в режиме управляемого
активного сопротивления. Такой смеситель обладает большим
динамическим диапазоном и высокой чувствительностью. Под-
Подробно работа данного смесителя описана в [1].
Продукты преобразования, образующиеся в смесителе, уси-
усиливаются двухтактным усилителем промежуточной частоты на
биполярных транзисторах VT3A, VT4.1, включенных по схеме
с общей базой. В коллекторную цепь транзисторов УПЧ вклю-
включен симметрирующий трансформатор L6.1, L7.1.
В качестве элемента, обеспечивающего избирательность
трансивера по соседнему каналу (фильтр Е2)у используется
электромеханический фильтр. С помощью реле К1 и К2 к вы-
выходу смесителя может быть подключен либо сравнительно ши-
широкополосный ЭМФ-500-ЗС, либо узкополосный ЭМФ-500-0,6С.
Реле К1 и К2 — РЭС-49, паспорт 423.
Сигнал с выхода ЭМФ поступает на четырехкаскадный
УПЧ А1. Первый каскад УПЧ — апериодический, выполнен на
18
AS 1/4
WAI
V/ wWA2
S
WAJ
y/ w W44
E4
| UJ
НУ
Рис 1 Структурная схема трансивера
полевом транзисторе VT5.1. Второй каскад УПЧ — резонансный,
выполнен на транзисторе VT6.1. Нагрузкой каскада служит ко-
колебательный контур Lll.l, C19.1. В третьем (апериодическом)
каскаде УПЧ используется двухзатворный полевой транзистор
VT7.1. За счет изменения напряжения смещения одновременно
на обоих затворах транзистора производится регулировка уси-
усиления каскада. В режиме ручной регулировки усиления (РРУ)
напряжение смещения подается с потенциометра R1 «Усиление»,
выведенного на переднюю панель трансивера. Четвертый кас-
каскад УПЧ выполнен на транзисторе VT8.1, в коллекторную цепь
которого включен колебательный контур LISA, C26.1. Напря-
Напряжение с этого контура поступает на детектор АРУ U4 (VD5.1)
и через конденсатор С27.1 на первый затвор транзистора VT2.2
смесительного детектора U2. На второй затвор этого транзис-
транзистора подается переменное напряжение с генератора G2 теле-
телеграфного гетеродина, выполненного по схеме емкостной трех-
точки на транзисторе VT1.2.
Колебательный контур этого генератора образован индук-
тивностями L2.2, L3.2 и конденсаторами Сб.2, С5.2, С4.2. Сред-
Средняя частота колебаний в основном определяется суммарной
индуктивностью L2.2, L2.3 и номиналом конденсатора Сб.2.
В качестве индуктивностей колебательного контура G2 исполь-
используются включенные последовательно стандартные дроссели типа
Д-0,1 с индуктивностью 82 и 39 мкГн. Могут быть использо-
использованы дроссели и другой индуктивности, но так, чтобы суммар-
суммарная индуктивность была порядка 120 мкГн.
Для перестройки частоты колебаний в небольших пределах
(±2...3 кГц) при спортивной работе в качестве переменной
емкости используется диод VD1.2. Регулируемое напряжение на
него подается с потенциометра R3 «Тон биений», выведенного
19
на переднюю панель. Диапазон электронной перестройки часто-
частоты колебаний определяется номиналом конденсатора С7.2.
Выходной сигнал детектора U2 через П-образный фильтр,
образованный L4.2, С13.2, С15.2, поступает на вход двухкас-
кадного усилителя звуковых частот А2, выполненного на тран-
транзисторах VT3.2, VT4.2. Регулировка усиления А2 осуществля-
осуществляется потенциометром R5 «Громкость», выведенным на переднюю
панель. Перестройка частоты трансивера в пределах рабочего
диапазона C,5 ...3,6 МГц) производится изменением частоты
гетеродина G1 в пределах 4,0 ...4,1 МГц, который выполнен
на транзисторе VT1.3. Средняя частота колебаний в основном
определяется номиналом конденсатора С6.3 и индуктивностью
L1.3. Диапазон и линейность перестройки частоты зависят от
номиналов конденсаторов С8.3 и С9.3. Для электронной рас-
расстройки частоты гетеродина в режиме приема относительно
частоты в режиме передачи служит варикап VD1.3. Диапазон
электронной перестройки частоты зависит в основном от но-
номинала конденсатора С7.3.
Сигнал с эмиттера транзистора VT1.3 поступает на базу
транзистора VT13.1 в усилителе A3 гетеродина. В коллектор-
коллекторную цепь этого транзистора включен двухконтурный фильтр ЕЗ,
образованный L20.1, L19.1, С46Л, С44Л, С43.1. Противофазные
напряжения, сформированные этим фильтром, поступают одно-
одновременно на затворы транзисторов приемного VI и передаю-
передающего ИЗ смесителей. Полоса пропускания фильтра порядка
120 кГц.
В цепь АРУ входят: детектор АРУ на диоде VD5.1 и двух-
каскадный усилитель постоянного тока А5, выполненный на
транзисторах VT9.1, VT10.1. При включении АРУ тумблером
S2 напряжение смещения на затворы транзистора VT7.1 по-
поступает с коллекторной нагрузки транзистора VT10.1. АРУ
работает следующим образом: при увеличении входного сигна-
сигнала возрастает напряжение на выходе детектора АРУ, далее
повышается напряжение на выходе эмиттерного повторителя
на транзисторе VT9.1, что в свою очередь приводит к увеличе-
увеличению постоянной составляющей коллекторного тока VT10.1.
Как следствие, увеличивается падение напряжения на сопро-
сопротивлении R27.1, что ведет к уменьшению напряжения смещения
на затворах VT7.1 и, следовательно, к снижению усиления
этого каскада. Постоянная времени цепи АРУ и устойчивость
системы авторегулирования зависят от номинала конденсатора
С21.1. Диод VD3.1 ограничивает максимальное напряжение
смещения на затворах VT7.1. С помощью резистора R23.1 за-
задают напряжение задержки АРУ.
В режиме передачи: телеграфные посылки напряжения по-
положительной полярности, сформированные автоматическим клю-
ключом, через цепочку VD5.2, R20.2 поступают на двухкаскадный
генератор G3 с кварцевой стабилизацией частоты (резонатор
22
ZQ1.1), выполненный на транзисторах VT5.2, VT6.2. Регулиров-
Регулировка выходной мощности трансивера осуществляется изменением
напряжения питания транзистора VT5.2 с помощью потенцио-
потенциометра R4 «Мощность», выведенного на переднюю панель тран-
трансивера. Форма телеграфных посылок определяется постоянной
времени цепочки R20.2, С23.2. Номинал резистора R20.2, с од-
одной стороны (уменьшение), определяется нагрузочной способ-
способностью автоматического ключа, а с другой стороны (увеличе-
(увеличение) , устойчивостью возникновения колебаний в генераторе G3.
Поэтому при необходимости изменения формы телеграфных
посылок целесообразно скорректировать номинал конденсато-
конденсатора С23.2.
Сигнал кварцевого генератора G3 через катушку связи
L18.1 поступает на симметричный контур L17.1, С37.1, С38.1,
настроенный на частоту 500 кГц и включенный в цепь первых
затворов балансного смесителя канала передачи U3, выполнен-
выполненного на транзисторах VT11.1, VT12.1. Стоки транзисторов через
катушку связи L16.1 подключены к двухконтурному фильтру
Е4, образованному L15.1, С33.1, и L14A, С31Л, С8. Полоса
пропускания фильтра порядка 120 кГц и в основном опреде-
определяется степенью связи с усилителем мощности, которая суще-
существенно зависит от номинала конденсатора С8.
Усилитель мощности А4 собран на транзисторе VT1 по схе-
схеме с общим эмиттером. Резистор R10 уменьшает вероятность
самовозбуждения усилительного каскада на высокой частоте.
Нагрузкой усилителя мощности служит колебательный контур,
образованный L2.3, С12.3, С1 и С2. Этот контур, для обеспе-
обеспечения эффективной работы трансивера в режиме передачи,
должен обладать максимально возможной добротностью, и, как
следствие, его полоса пропускания будет сравнительно невели-
невелика. Конденсаторы Cl, C2 обеспечивают сопряжение перестроек
по частоте контуров гетеродина и усилителя мощности.
Особо следует остановиться на схеме защиты транзистора
усилителя мощности. Дело в том, что при перегреве кристалла
(внутренней структуры) транзистора типа ГТ321 в нем возни-
возникает обратимый лавинообразный пробой цепи эмиттер — кол-
коллектор. При этом коллекторный ток резко увеличивается до
значений 1 ...2 А и становится неуправляемым. Если мгновенно
не выключить напряжение питания, транзистор выйдет из строя.
Роль такого выключателя выполняет самодельное реле, изготов-
изготовленное на основе геркона КЭМ-1. Это реле имеет две обмотки
L2 и L3 и контакт S4. Схема защиты работает следующим
образом: при нажатии кнопки SB1 напряжение питания посту-
поступает на обмотку этого реле L3, в результате замыкается кон-
контакт S4 и при отпускании кнопки реле становится в режим
самоблокировки. Обмотка реле L2 намотана таким образом,
что направление магнитного потока, определяемого током в L2,
противоположно потоку за счет тока в катушке L3. Следова-
23
тельно, при некотором токе в L2 значение суммарного магнит-
магнитного потока будет меньше значения, необходимого для удер-
удержания S4 в замкнутом состоянии, и реле разомкнётся.
На транзисторе VT9.2 собран стабилизатор напряжения с
выходным напряжением ?стаб около 9,5 В. Это напряжение ис-
используется для питания генераторов трансивера, автоматиче-
автоматического ключа и цепи электронной расстройки. В цепь электрон-
электронной расстройки входят ключевые каскады на транзисторах
VT7.2, VT8.2, орган управления — потенциометр R7 «Расстрой-
«Расстройка», выведенный на переднюю панель, и тумблер S3, включа-
включающий расстройку и также выведенный на переднюю панель.
Цепь расстройки работает следующим образом. На выходе
автоматического ключа формируется прямой (выход //
DD1.4.2) и инверсный (выход 12 DD2.2.2) сигналы телеграф-
телеграфных посылок. В положении S3 «Расстройка выкл.» на базу
транзистора VT7.2 через диоды VD4.2 и VD6.2 поступают оба
эти сигнала, взаимно дополняя друг друга. При этом ключ
VT7.2 оказывается открыт как в режиме передачи, так и в ре-
режиме приема, и на варикап VD1.3 через диод VD2.2 поступает
напряжение со средней точки R21.2, R22.2, примерно равное
?стаб/2. При включенной расстройке напряжение на варикап
поступает в режиме передачи с ключа VT7.2 аналогично пре-
предыдущему случаю. В режиме же приема ключ на транзисторе
VT7.2 закрывается, а ключ на транзисторе VT8.2 открывается,
и через диод VD3.2 на варикап подается напряжение, опреде-
определяемое положением движка потенциометра R7.
Диод VD2 служит для защиты трансивера в случае подачи
на него напряжения питания противоположной полярности.
На передней панели трансивера находится прибор РА1 и
кнопочный переключатель S5, позволяющие контролировать на-
напряжение питания трансивера, постоянную составляющую эмит-
терного тока транзистора VT1 и переменное напряжение на
антенне в режиме передачи.
Настройка трансивера. При настройке узлов трансивера
следует ориентироваться на режимы транзисторов, приведенные
в табл. 1. Если напряжения в схеме существенно (в два и бо-
более раз) отличаются от приведенных, в первую очередь необ-
необходимо проверить правильность монтажа в данном, предыду-
предыдущем и последующем каскадах. Ведь столь большое отличие
в первую очередь будет вызвано ошибками при монтаже и
только в редких случаях самовозбуждением соответствующих
каскадов.
В общем процесс настройки трансивера сведется к настрой-
настройке в резонанс контуров с помощью сердечников, подбору в от-
отдельных случаях контурных конденсаторов и конденсаторов
связи между контурами полосовых фильтров и подстройке ре-
резисторов.
Настройку трансивера начинают с проверки работоспособ-
24
Таблица 1
Транзистор
VT1.1, VT2.1
VT3.1, VT4.1
VT5.1
VT6.1
VT7.1
VT8.1
VT9.1
VT10.1
VT11.1, VT12.1
VT13.1
VT1.2
VT2.2
VT3.2
VT4.2
VT5.2
VT6.2
VT9.2
VT1
Эмиттер
исток
0
0
0
0,6
1,8
0
0,7
0
4,5
0
3,1
1,1
0,6
1
0
0
0
8,8
Коллектор
сток
0
10
7
5,5
12
5
14
5
14
2,5
8,3
6,5
7,5
5,5
6,5
6,5
0,85
4,0
0,25
15
База
затвор I
3,8
0,7
0
1,3
2,0
0,7
1,2
0,7
3
3,8
0,6
3,8
1,4
0
1,6
0,6
0,7
0,2
0,7
9,5
1
Затвор 2
4,5
7
5,0
3,5
4,5
Примечание
*
**
**
* ***
* ***
*
*
* ***
* ***
* ***
В графе «Примечание»: * — эффективное значение переменного
напряжения; ** — АРУ включено; *** — режим передачи.
ности усилителя звуковых частот УЗЧ совместно с П-образным
фильтром нижних частот и, при необходимости, коррекции его
АЧХ подбором конденсаторов С13.2, С15.2. Далее переходят
к настройке УПЧ. Для этого целесообразно использовать ГСС,
работающий в режиме с амплитудной модуляцией. Наладка УПЧ
сводится к настройке в резонанс контуров коллекторных на-
нагрузок транзисторов VT6.1, VT8.1. Максимум выходного сигна-
сигнала должен соответствовать среднему положению подстроечных
сердечников этих контуров. В противном случае необходимо по-
подобрать конденсаторы С19.1 и С26.1.
На следующем этапе проверяют работоспособность стаби-
стабилизатора напряжения на транзисторе VT9.2 и настраивают
генератор на транзисторе VT1.2. Такая настройка сводится к
установке средней частоты автоколебаний, равной 500 кГц, и
к обеспечению перестройки в пределах ±2 кГц. Для установки
средней частоты можно использовать коротковолновый прием-
приемник с точной шкалой, прослушивая на нем высшие гармоники
этого генератора. Можно использовать и ГСС, подключенный
к УПЧ трансивера. В этом случае совпадение частот настраи-
настраиваемого генератора и ГСС регистрируется по наличию биений,
образующихся в смесительном детекторе U2 и усиленных да-
далее УЗЧ.
25
Коррекция средней частоты в пределах ±10 % осуществля-
осуществляется изменением расстояния между индуктивностями L2.2,
L3.2.
В отдельных случаях в автогенераторе может возникнуть
самомодуляция. Это явление проявляется в виде многократно
повторяющихся биений при настройке с помощью ГСС, а при
прослушивании сигнала генератора с помощью приемника этот
сигнал будет восприниматься как ряд близко расположенных
несущих. Устранить такое явление можно, увеличив в 1,5 ...2
раза емкость конденсатора С5.2.
Далее настраивают автогенератор G1 гетеродина транси-
вера. Для контроля его рабочих частот можно использовать
коротковолновый приемник. В случае возникновения самомоду-
самомодуляции следует увеличить емкость конденсатора С4.3. Затем пере-
переходят к настройке усилителя гетеродина. Для этого ручку на-
настройки гетеродина трансивера устанавливают в среднее поло-
положение. Для настройки лучше всего использовать высокочастот-
высокочастотный вольтметр. При его отсутствии можно сделать простейший
пробник, состоящий из диода, резистора и микроамперметра.
Вольтметр или пробник через разделительный конденсатор под-
подключают к «горячему» концу коллекторного контура VT13.1 —
точка соединения L20A, С45.1 и C46.L Вращая сердечник ка-
катушки L20.1, добиваются максимального показания используе-
используемого измерителя, а затем щуп измерителя подключают к одному
из выводов катушки L19.1 и, также вращая сердечник L19.1,
добиваются максимума показаний измерительного прибора.
После этого, перестраивая генератор G1 от одного предела
до другого и в небольших пределах подстраивая сердечники
L19.1 и L20.1, добиваются того, что во всем диапазоне частот
перестройки напряжение на индуктивности L19.1 изменяется
не больше, чем на 10 %. Затем сердечники фиксируют.
Далее проверяют работоспособность приемного смесителя
и настраивают входной фильтр трансивера Е1. Для этого сиг-
сигнал с ГСС подают на антенный вход WA1, ГСС настраивают
на среднюю частоту диапазона C,55 МГц). Трансивер настраи-
настраивают на частоту ГСС и, вращая сердечники катушек L2A, L3.1,
добиваются максимальной громкости приема сигнала ГСС. За-
Затем фиксируют положение этих сердечников. Одновременно
целесообразно настроить выходы ЭМФ, подобрав конденсаторы
С13Л, С14.1. В отдельных случаях нужно настроить и входные
цепи ЭМФ, подобрав емкость параллельно катушке L7.1. (На
схеме эта емкость не обозначена )
На следующем этапе проверяют работоспособность автома-
автоматического ключа. Опыт показывает, что правильно собранный
ключ начинает работать сразу и не требует какой-либо настрой-
настройки. Проверить наличие выходных сигналов ключа можно с по-
помощью вольтметра постоянного тока, измерив выходные напря-
26
жения в точках выход 12 DD2.2 и выход 11 DD1.2 при передаче
тире и точек.
Затем приступают к настройке кварцевого генератора G3.
Для этого нужно включить ключ KY в режим точек и подать
максимальное напряжение питания на генератор. В случае нор-
нормальной работы генератора в телефонах будут прослушиваться
телеграфные посылки. Тон их зависит от положения ручки «Тон
биений» генератора G2, а среднее положение этой ручки должно
соответствовать нулевым биениям. Далее настраивают контур,
образованный L17.1, С37Л, С38.1. Для этого вольтметр или
индикатор напряжения через разделительный конденсатор под-
подключают к одному из первых затворов транзисторов VT11.1,
VT12.1. Вращая сердечник катушки L17.1, добиваются макси-
максимальных показаний используемого измерителя. Если максимум
показаний соответствует одному из крайних положений сердеч-
сердечника, корректируют номиналы конденсаторов С37.1, С38.1,
причем обязательно оба одновременно. По окончании настройки
положение сердечника фиксируют.
Следующий этап — настройка смесителя канала передачи
U3. Ее проводят в два этапа. На первом этапе фильтр Е4 на-
настраивают на частоту гетеродина и балансируют смеситель. Для
этого отключают генератор G3, измеритель напряжения подклю-
подключают к «горячей» точке первого контура Е4 (точка соединения
LISA, С33.1 и С32.1) и, вращая сердечник катушки L15.1, до-
добиваются максимального отклонения стрелки. Затем измеритель
напряжения переключают в аналогичную точку контура, обра-
образованного L14A, С31.1, и настраивают этот контур аналогич-
аналогичным образом (базовая цепь транзистора VT1 усилителя мощ-
мощности должна быть смонтирована полностью, а коллектор этого
транзистора — отключен). При этом фильтр Е4 оказывается
настроенным на среднюю частоту гетеродина, т. е. примерно
на 4,05 МГц. Вращением потенциометра R32.1 добиваются ми-
минимума показаний измерителя напряжения. Этот минимум дол-
должен быть выражен достаточно ярко и соответствовать примерно
среднему положению потенциометра.
На втором этапе фильтр Е4 перестраивают в область ра-
рабочих частот трансивера, т. е. 3,5 ...3,6 МГц. Для этого изме-
измеритель напряжения снова переключают на «горячий» конец
первого контура, автоматический ключ включают в режим то-
точек и вводят примерно наполовину регулятор «Мощность».
Ввинчивая сердечник катушки L15.1 и таким образом понижая
частоту настройки контура, добиваются максимальных показа-
показаний измерителя. Затем измеритель напряжения подсоединяют
к катушке L14.1 и, снова ввинчивая сердечник L14.1, добива-
добиваются максимального отклонения индикатора. После такой на-
настройки положение сердечников пока не фиксируют.
Прежде чем приступить к настройке усилителя мощности
трансивера, следует наладить схему защиты транзистора VT1,
27
так как в процессе настройки его перегрев может возникать
неоднократно. Для настройки схемы защиты вместо транзисто-
транзистора VT1 используют последовательно включенные амперметр на
ток 1...2 А и проволочный переменный резистор сопротивлением
около 100 Ом и мощностью 10...25 Вт. Подбором числа витков
в катушке L2 добиваются тока срабатывания защиты 0,4...0,5 А.
Одновременно с наладкой схемы защиты целесообразно
откалибровать прибор РА1 для измерения постоянной состав-
составляющей тока VT1. Для этого подбирают сопротивление резис-
резистора R10. Полное отклонение РА1 должно быть рассчитано
на 300...500 мА.
После этого восстанавливают соединение коллектора тран-
транзистора VT1 с отводом контура L2.3 и проводят окончательную
подстройку контуров фильтра Е4. Делают это так. Автоматиче-
Автоматический ключ включают в режим точек и, вращая ручку резистора
«Мощность», добиваются заметного, примерно на четверть шка-
шкалы, отклонения РА1, включенного для измерения постоянной
составляющей тока VT1. Ручку настройки трансивера устанав-
устанавливают в среднее положение и вращением сердечников катушек
фильтра Е4 в небольших пределах — не более одного оборота —
добиваются максимального отклонения PAL Устанавливая руч-
ручку настройки в крайние положения, проверяют равномерность
раскачки VT1 по диапазону. При правильно настроенных фильт-
фильтрах ЕЗ и Е4 постоянная составляющая тока VT1 должна
уменьшаться по краям диапазона не более чем на 10% от мак-
максимального значения. Если этого не получается, подбирают
емкости конденсаторов связи фильтров С45.1, С32.1, а также
емкость конденсатора С8. После замены этих емкостей настрой-
настройку соответствующих фильтров следует провести заново по ранее
описанной методике.
По окончании настройки положение сердечников катушек
фильтра Е4 фиксируют.
Далее приступают к настройке коллекторной цепи транзис-
транзистора в усилителе мощности. Для этого к трансиверу (гнездо
WA3) подключают антенну для спортивной работы. При на-
настройке коллекторного контура удобно пользоваться встроен-
встроенным вольтметром переменного тока на основе РА1. Для умень-
уменьшения нагрева транзистора VT1 настройку надо проводить в
режиме передачи точек. Конденсатор С1 и ручку настройки
трансивера устанавливают в средние положения и, вращая кон-
конденсатор С2, добиваются максимального отклонения прибора.
Если оно соответствует минимальной емкоеi и С2, следует умень-
уменьшить количество витков в катушке L2.3 и, наоборот, если С2
оказывается в максимальном положении, количество витков в
L2.3 увеличивают.
Подобрав количество витков катушки так, чтобы максимум
напряжения на антенне соответствовал среднему положению
С2, приступают к сопряжению коллекторного контура. Для
28
этого ручку настройки трансивера устанавливают последова-
последовательно то почти на максимум емкости С12.3, то почти на ми-
минимум. До границ ручку настройки не доворачивают примерно
на 10°. При максимальном положении С12.3 подстраивают кон-
конденсатор С7, а при минимальном — С2, по максимуму показа-
показаний PAL Эту операцию проводят последовательно четыре —
шесть раз. По окончании настройки напряжение на антенне в
пределах диапазона должно изменяться не более чем на 10%.
В правильно настроенном трансивере в режиме точек средняя
постоянная составляющая тока транзистора VT1 должна быть
70...90 мА, а неоновая лампа, подносимая к антенне в режиме
передачи, должна ярко гореть.
Конструкция и детали трансивера. Все детали и узлы
трансивера размещены на трех платах и шасси. На первой
плате (рис. 3) расположены следующие узлы: входной фильтр
приемника Е1\ смеситель приемника VI совместно с первым
УПЧ; фильтры основной селекции Е2\ УПЧ — А1\ детектор U4
и УПТ АРУ А5\ усилитель гетеродина А3\ фильтр гетеродина
Е3\ смеситель канала передачи U3 и фильтр канала передачи
Е4. На второй плате (рис. 4) размещены следующие узлы:
смесительный детектор U2\ усилитель звуковых частот А2\ гене-
генератор канала приема G2; кварцевый генератор канала переда-
передачи G3\ автоматический телеграфный ключ КУ\ стабилизатор
напряжения 10 В; ключевые транзисторы схемы расстройки и
реле защиты транзистора усилителя мощности. На третьей пла-
плате (рис. 5) смонтирован генератор G/, а также катушка ин-
индуктивности L2.3. Остальные детали размещены непосредствен-
непосредственно на шасси трансивера.
На электрических схемах и рисунках плат приняты единые
обозначения элементов схем: первым стоит порядковый номер
элемента, а вторым — номер платы, на которой данный элемент
расположен. Элементы, установленные на шасси, не имеют ин-
индексов принадлежности к одной из плат.
Платы разработаны для использования сравнительно мало-
малогабаритных радиодеталей: конденсаторов типа КМ, резисторов
типа МЛТ-0,125. В качестве блокировочных могут быть исполь-
использованы конденсаторы типа КЛС и КЛГ. Без ухудшения экс-
эксплуатационных свойств в трансивере можно применить и более
крупногабаритные детали: конденсаторы типа КСО; в УПЧ и
УЗЧ типа МБМ, а также резисторы типа МЛТ-0,25 и МЛТ-0,5.
Однако в этом случае необходимо пропорционально увеличить
размеры плат, сохранив (в соответствующем масштабе) рас-
расположение всех элементов схемы таким же, как в исходном
варианте. Радиолюбителям, не имеющим опыта достаточно
плотного монтажа, рекомендуется пропорционально увеличить
размеры плат в 1,2... 1,5 раза независимо от типа используемых
радиодеталей.
29
^Й|йЙ/ш°
,о
$?¦
Рис 3 Плата трансивера с узлами El, Ul,
и УПТ АРУ, U4 и А5, A3, ЕЗ, U3 и Е4
УПЧ1, Е2, УПЧА1, детекюр
Все соединения выполнены проводом МГТФ 0,1; в цепях
с экранированными проводами использован МГТФЭ-0,05. Все
контуры подстраиваются сердечниками из карбонильного желе-
железа с резьбой М4 от броневых магнитопроводов СБ12а. Катушки
связи намотаны поверх основных катушек. Моточные данные
всех индуктивностей приведены в табл. 2.
Катушки индуктивности L5.1 и L6.1 совместно с L7.1 на-
намотаны тремя скрученными между собой проводами. После
намотки начало одного провода соединяют с концом другого.
Таким образом образуется средняя точка катушек L5.1 и L6.1.
Направление намотки L7.1 безразлично.
Катушка L1.3 намотана на керамическом каркасе диамет-
диаметром 18 мм проводом ПЭВ-2 диаметром 0,33 мм. Внутри карка-
каркаса имеется сердечник из карбонильного железа. Катушка L2.3
намотана литцендратом на ферритовом кольце М20ВЧ внеш-
внешним диаметром 33 мм и внутренним диаметром 16 мм, толщиной
8 мм. Перед намоткой катушки кольцо следует обмотать изоля-
изоляционной лентой, чтобы расстояние между ферритом и обмот-
обмоткой было около 1 мм. Это уменьшит диэлектрические потери
в феррите. Отвод делается от одного витка, считая от заземлен-
заземленного конца. При отсутствии ферритового кольца L2.3 может
30
Рис 4 Плата с узлами U2, Л2 С2, СЗ, /СУ, стабилизатор напряжения
oV'
к.Гк
«.
&
о
Ч о
7О/пв Ф3,2
Hi
о
160
о
X
о
18
Рис 5 Плата GI и катушка индуктивности L2 3
быть намотана на плоском стержне из оргстекла длиной окг ю
70 мм, сечением 10X15 мм таким же проводом. В этом случае
она содержит 90 витков, и отвод сделан от пятого витка, считая
от заземленного конца. В качестве индуктивностей L1.2 и L1
31
Позиция
ил
L2.1
L3.1
L4.1
Ь5Л
L6.1
ил
L8.1
L9.1
ПОЛ
L11.1
L12.1
L13.1
L14.1
L15.1
L16.1
L17.1
L18.1
L19.1
L20.1
L2L1
Число
витков
4
25
25
6
2X50
2X40
40
75
75
20
90
20
90
25
25
8
2X50
20
40
25
8
Диаметр
каркаса
5,5
5,5
*
*
*
*
СБ12а
СБ12а
5,5
5,5
СБ12а
5,5
5,5
Таблица 2
Провода
МГТФ 0,14
ПЭВ-2 0,2
ПЭВ-2 0,2
МГТФ 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭВ-2 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭВ-2 0,14
ПЭВ-2 0,2
ПЭВ-2 0,2
МГТФ 0,14
ПЭВ-2 0,14
ПЭЛШО 0,14
ПЭВ-2 0,14
ПЭВ-2 0,2
МГТФ 0,14
* — ферритовое кольцо с проницаемостью 600...2000 и внутренним диаметром
8 мм.
используются стандартные дроссели ДО, 1 индуктивностью
470 мкГн и 30 мкГн соответственно.
Реле защиты изготавливается следующим образом. К стек-
стеклянной ампуле геркона КЭМ-1 приклеивают три щечки разме-
размером 10ХЮ мм, причем две из них по торцам ампулы, а третья
делит ампулу по длине в отношении примерно 2:1. Индуктив-
Индуктивность L3 наматывают в большей секции ампулы проводом
ПЭЛШО диаметром 0,06 мм. Количество витков L3 — 3000.
Катушка L3 может быть намотана проводом ПЭВ-2 диаметром
0,1 мм и также содержать 3000 витков, однако в этом случае
последовательно с ней нужно включить резистор такого со-
сопротивления, при котором реле срабатывает при напряжении
11...12 В. Катушку L2 наматывают в меньшей секции прово-
проводом ПЭВ-2 диаметром 0,25...0,35 мм. Начальное количество
32
витков 200...250. При настройке схемы защиты количество вит-
витков в этой катушке уменьшают.
Монтаж генераторов G2 и G3 ограничен коробчатыми эк-
экранами, изготовленными из луженой жести. Ориентировочные
размеры экранов видны на рис. 4. Нижние стороны экранов
припаивают к плате по всему периметру, а сверху экраны за-
закрываются крышками из того же материала.
Оси конденсаторов С1 и С2 выведены на заднюю панель
трансивера, причем конденсатор С1 расположен на изоляцион-
изоляционной пластине. Двухсекционный конденсатор С10.3, С12.3 изго-
изготовлен на основе двухсекционного КПЕ 12. .495 пФ от радио-
радиовещательных приемников с предварительной доработкой. Дора-
Доработка сводится к удалению через одну статорных и роторных
пластин. Удлинитель оси вращения КПЕ должен быть сделан
из изолятора, так как в противном случае образуется коротко-
замкнутый виток из оси, корпуса КПЕ и корпуса трансивера.
Этот виток находится в магнитном поле катушки L2.3 и изме-
изменение переходного сопротивления, например, в верньере тран-
трансивера будет приводить к изменению эквивалентной индуктив-
индуктивности L2.3, а следовательно, и к неконтролируемым скачкам
частоты в процессе перестройки трансивера по диапазону. Ре-
Резисторы R23.1 и R36.1 типа СП5-2 могут быть заменены на
подстроечные резисторы другого типа. Транзистор усилителя
мощности находится на радиаторе — пластинке из дюралюми-
дюралюминия площадью 5 см2 и толщиной 4 мм.
Литература
1 Прокофьев В , Поляков В Радиочастотный блок трансивера — Радио, 1986,
№ 7, с 20—23
В. Прокофьев
В «Радиоежегоднике-88» была помещена наша статья «При-
«Применение персонального компьютера «Радио-86РК» в радиоспорте».
Данная программа «LOG-PRINT» предназначена для распечат-
распечатки данных, подготовленных программой «TEST-LOG», помещен-
помещенной в предыдущей статье (см. п. 1.3.5 программы «TEST-LOG»).
Данные хранятся на магнитной ленте. Текст программы в ма-
машинных кодах приведен в табл. 1.
Программа располагается в памяти с адреса 100Н. Этот
же адрес является стартовым при ее запуске.
Для работы компьютера «Радио-86РК» с печатающим уст-
устройством типа «ROBOTRON-1156» необходимо изготовить уст-
устройство согласования. Схема устройства, изображенная на
рисунке, представляет собой группу инверторов К561ЛН2, слу-
служащих для увеличения нагрузочной способности выходов мик-
микросхемы КР580ВВ55.
В случае применения печатающих устройств других типов
необходимо изменить подпрограмму обслуживания применен-
примененного устройства в соответствии с его протоколом обмена. Воз-
Возможно изменение схемы согласования. Для облегчения этих
действий в табл. 2 приводится ассемблерный листинг приме-
примененной подпрограммы обслуживания печатающего устройства.
Собственно подпрограмма размещена в ОЗУ с адреса 0600Н
по адрес 062СН включительно. С адреса 062DH начинается
буфер данных. Следовательно, это пространство не должно за-
заниматься пользователем.
Работа с программой отличается от работы с «TEST-LOG»
отсутствием директив редактирования, записи на магнитную
ленту и отсутствием режима работы в реальном масштабе вре-
времени. Введена возможность «включения — выключения» печа-
печатающего устройства с клавиатуры компьютера. Данный режим
является «триггерным» и осуществляется одновременным нажа-
нажатием клавиш (УС) + (П) (Р). Все остальные режимы для удоб-
удобства пользования сохранены.
34
Таблица Jf 1
Q100: ЗЕ 88 32 03 А0 ЗЕ 01 32 03 А0 AF 32 ?В 05 32 02 >.2.. >.2.. .2И1.2.
0110: А0 32 С2 05 32 7Е 05 21 2D 06 22 8F 05 36 FF 31 .2..24.!-."..6.1
0120: FF 05 CD 10 03 IF ©D ©А 4С 4F 47 2D 58 52 49 4Е ...L06-PRIN
0130: 54 20 56 2Е 20 ЗС 72 61 64 69 6F 2D 38 36 20 72 Т U. <РАДИ0-86 Р
0140: 6Б ЗЕ 0D ©А 0А ©0 CD 10 03 53 ЗА 20 00 CD 63 02 К> S: ..U.
0150: ЗА 7D 05 В7 С2 D9 02 ЗА 96 05 В7 СА DC 01 21 97 :Щ » !.
0160: 05 ЗЕ 5В BE СА 91 01 СЗ D1 01 CD 12 F8 В7 С2 74 .X Т
0170: 01 СЗ 6А 01 CD 03 F8 FE 10 С0 ЗА 7Е 05 2F 32 7Е ..й :4./24
0180: 05 СЗ 74 01 Е6 0F 5F С6 03 4F 06 00 09 22 92 05 ..Т.. О..."..
0190: С9 AF 32 80 05 23 23 ЗЕ 20 BE C2 ВЭ 01 23 11 83 ..2..##> ....#..
01А0: 05 01 00 0В 7Е FE 5D СА В5 01 12 23 13 05 СА D1 ....4.3....#....
01В0: 01 0С СЗ А4 01 79 32 80 05 21 98 05 7Е FE 4C СА bl2..!..4.L.
01С0: 27 03 FE 41 СА EF 03 FE 42 СА 12 04 FE 44 СА ЗС '..А В Ь.<
01D0: 04 CD 10 03 20 5В 3F 5D 00 СЗ DC 01 CD 10 05 СЗ С?3
01Е0: 46 01 2А 92 05 7Е Е6 0F 57 7Е Е6 7© 0F 0F 0F 0F F.*..4..W4.n
01F0: 4F А7 17 17 81 4F 06 00 21 58 05 09 06 05 4Е CD О O..IX....N.
0200: 00 06 23 05 С2 FE 01 CD 16 83 20 4D 48 5А 28 28 ..# MHZ
8210: 0© ЗА С2 05 В7 С0 2А 92 05 CD 38 02 0Е 24 CD 17 .: *...8..х..
8228: 05 23 4Е CD 88 86 15 С2 21 82 С9 С5 7Е 87 87 87 ,*N L..4...
8230: 07 4F 2В 7Е В1 2В С1 С9 23 5Е 23 7Е F5 8Е 28 CD .0+4.+.,<Г*Ч.. .
8248: 08 06 Е6 3F CD 2F 85 8Е 2Е CD 88 86 7В CD 2F 85 ...?./ HI./.
8250: Fl E6 C0 07 87 C6 30 32 78 05 E5 21 76 85 CD 1С 82b..!«...
8260: 03 El C9 AF 32 7D 05 06 08 11 97 85 78 32 96 85 ....2UI b2..
8270: CD 6A 01 FE ©1 CA 9F ©2 FE 03 CA C7 02 FE 88 СА .й
8280: AB ©2 FE 18 CA Bl 82 FE 0D C8 FE 2© DA 6C 82 4F Л.0
8298: CD 44 ©5 12 13 84 78 FE 18 CA A5 82 C3 6C 82 3E .D b Л. >
82A0: 81 32 7D 05 C9 CD D0 ©2 C3 7© ©2 CD BA 02 СЗ 6С .2Ш П Л
82B0: 02 CD BA ©2 CA 6C 82 C3 Bl 82 78 B7 C8 CD 18 83 Л b
82C0: ©8 2© 08 ©© 05 IB C9 CD 1© ©3 5E 43 ©© C3 6C F8 ~С..Л.
82DQ: CD 1© 03 2© 3F ©D 8A 6© C9 CD 1© 83 8D 8A 64 69 ... ? ЯИ
02E8: 61 7© 61 7A 6F 6E ЗА 2© ©0 ЗЕ 81 32 C2 85 CD 6A АПАЗОН: .Х2...Й
82F0: 01 FE ©D CA ©3 ©3 D6 31 DA D9 82 FE 86 D2 D9 82 1
03S0: 32 91 05 ЗА 91 ©5 CD F0 ©1 AF 32 C2 ©5 C3 DC ©1 2..: 2
©31©: E3 CD 18 F8 E3 C9 E3 CD 1С ©3 E3 C9 7E 4F B7 C8 40..
0328: CD 0© 06 23 C3 1С 03 CD 1© ©5 CD 1© 83 77 77 6F ...# BBO
8338: 64 28 88 21 83 85 3E FF CD 86 F8 FE E6 C2 36 83 Д .!..> 6.
8348: 3E 88 CD 86 F8 FE FA C2 36 83 3E 88 CD 86 F8 FE > 6.>
8358: FA CA 59 03 77 23 СЗ 4А ©3 36 ©© 21 83 85 CD 18 ..Y.B#.J.6.!
©368: F8 CD 2D F8 21 2D ©6 22 8F 85 ©1 00 ©© 3E FF CD ..-.»-." >..
8370: 06 F8 FE E6 C2 6D ©3 3E ©8 CD ©6 F8 FE FD C2 6D M. > M
©380: ©3 3E 88 CD 86 F8 5F 3E ©8 CD 86 F8 57 CD 12 F8 .>...._>....U...
©39©: B7 C2 CE 83 3E 88 CD 86 F8 77 CD El 83 23 IB 7B ....>....B...#.Ш
©ЗА©: B2 C2 8D ©3 3E 08 CD ©6 F8 B9 C2 CE ©3 3E 88 CD > >..
©3B0: 06 F8 B8 C2 CE ©3 36 FF 22 8F ©5 CD 2D F8 CD 1© 6."...-...
©ЗС©: ©3 2© 6F 6B 6F 6E 7E 65 6E 2E ©в СЗ DC ©1 CD 2D . ОКОНЧЕН -
©3D©: F8 CD 10 ©3 2© 7© 72 65 72 77 61 6E 2E ©0 C3 DC .... ПРЕРВАН....
03E0: 01 81 4F D© ©4 C9 CD 16 ©3 ©D ©A ©A ©A 88 C9 CD ..0
83F8: E6 83 CD 16 ©3 6F 62 7D 69 6A 20 73 7© 69 73 6F ОБЩИЙ СПИСО
0400: 6B 20 7© 6F 7A 79 77 6E 79 68 88 AF 32 7F 85 СЗ К ПОЗЫВНЫХ..2...
041©: 5F 84 CD E6 83 CD 16 83 64 69 61 70 61 7A 6F 6E - ДИАПАЗОН
842:8: 6E 79 6A 2© 73 7© 69 73 6F 6B 28 7© 6F 7A 79 77 НЫй СПИСОК ПОЗЫВ
843©: 6Е 79 68 ©0 ЗЕ 01 32 7F ©5 СЗ 5F ©4 CD E6 83 CD НЫХ.>.2..._
©448: 16 83 73 78 69 73 6F 6В 28 78 6F 77 74 6F 72 6Е ..СПИСОК ПОВТОРИ
©45©: 79 68 28 73 77 71 7А 65 6А 8© ЗЕ ©2 32 7F 05 21 ЫХ СВЯЗЕЙ.>.2..!
©468: 2D ©6 22 92 05 21 0© ©0 22 81 05 CD 16 ©3 8D 8А -."..I.."
8470: 0А 0© 2А 92 05 22 94 ©5 7Е FE FF CA DC 81 CD 84 ..*.."..4
©48©: 01 2A 94 85 ЗА 7F 85 FE 82 CA 88 85 7E 87 DA 72 .*..: Ч..Р
0498: 84 ЗА 7F ©5 B7 CA A7 ©4 7E E6 78 4F ЗА 91 85 87 .: Ч.ПО:...
84A0: 87 87 ©7 B9 C2 72 84 ЗА 80 ©5 B7 CA C© 84 4F 23 P.: 0#
©4B0: 23 23 11 83 05 1A BE C2 72 ©4 23 13 0D C2 B5 ©4 ## P.#
©4C8: CD 18 05 21 81 ©5 7E C6 81 27 77 23 7E CE 88 77 ...!..4..'B#4..В
84D8: CD 2F ©5 2B 7E CD 2F 85 ©E 0A CD 17 85 2A 92 85 ./.+4./ *..
04E0: E5 2A 94 ©5 22 92 ©5 CD E2 ©1 El 22 92 ©5 CD 12 .*.." "
©4F0: F8 B7 CA 72 ©4 CD 6A 01 FE ©3 CA DC ©1 CD 6A ©1 ...Р..Й й.
050©: FE 83 CA DC ©1 C3 72 ©4 7E 07 D2 72 ©4 СЗ А7 ©4 P.4..P
0510: CD 16 ©3 ©D ©A ©© C9 E5 21 7B ©5 79 96 El D8 B7 !Ш.Ы
852©: C8 E5 5F 0E 2© CD ©© ©6 34 ID C2 25 ©5 El C9 5F ...4..5i
©53©: ©F ©F ©F 0F CD 38 05 7B E6 ©F FE ©A FA 41 ©5 C6 8.Ш A..
©548: ©7 C6 3© 4F 3E ©D B9 CA 51 ©5 ЗА 7B 05 ЗС СЗ 52 . .©0>.. .Q. :lll.<.R.
0550: 05 AF 32 7B ©5 C3 ©9 F8 2© 2© 31 2E 38 2© 20 33 ..2Ш 1.8 3
8566: 2E 35 28 26 37 2E 3© 26 31 34 2E 3© 28 32 31 2E .5 7.6 14.8 ?1.
9578: 3© 29 32 38 2E 38 28 28 30 29 08 2C CA 27 28 C9 8 28.8 <8>.,.'<.
8588: 11 4A 3B 81 88 4F C3 68 28 ©E ©© 11 9A 3B 86 3B .Ji..O.HK ;.;
8598: CD C7 8B 2A 75 ЗЙ 2E 7E 23 FE 8D CA 7D 28 B9 CA .. ..*У:+Ч#.. .UK..
05A8: 7D 28 84 85 CA 67 28 12 13 85 C3 67 28 AF 12 23 Щ<...ГС ГЧ..#
©5Бб: 22 75 ЗА С9 CD С7 8В FE 28 С2 92 84 CD 28 8В FE "У: < С.
У5С8: 27 С2 92 84 4F CD 5В 28 СП 35 8В СП 28 8В FE 29 '.. .0.L «Г..5.. <... )
05П8: С4 92 84 СЗ 3F 8Б ЗЕ 81 32 5Е ЗА СЗ 3F 8В AF 32 ....?.>.2Л:.?..2
85Е0: 5Е ЗА СЗ 3F 8В AF 32 5С ЗА СЗ 3F ©В ЗЕ 01 32 5С л:.?.,2n:-?.>.2n
85F0: ЗА СЗ 3F 8В ЗЕ FF 32 5D ЗА СЗ 3F ©В AF 32 5D ЗА д.?.>.23:.?..23«
8688: ЗА 7Е 85 В7 СА 44 85 Е5 21 ©3 А© ЗА ©2 А8 Еб С© ".4...D..!..:
8610: С2 8В 86 36 83 79 Е6 7F 32 88 А8 36 ©8 36 81 ЗА ...6.Ы..2..6.6.S
8628: 82 А8 Е6 60 СА IF 86 36 82 El СЗ 44 85 88 88 88 ...KI...6...D
35
DD1 К5ШН2
1
5
PCI о
Таблица Я 2
подпрограмма обслуживания мозиичного
АЛФАВИТНО-ЦИФРОВОГО ПЕЧАТАЮЩЕГО УСТРОЙСТВА
ПРОИЗВОДСТВА ГДР 'R0BGTR0N-1156'.
ПОДДЕРЖИВАЕТСЯ СТАНДАРТНЫЙ ПРОТОКОЛ
ОБМЕНА ТИПА 'HAND-SHAKE'.
Б НйЧйЛЕ БАЗОВОЙ ПРОГРАММЫ ПОРТ ИНТЕРФЕЙСА
НйСТРнИВАЕТСЯ НА РЕШИМ:
КйНАЛ й - ВЫВОД
КАНАЛ В - ПРОИЗВОЛЬНО
МЛ.ПОДКАНАЛ С - ВЫВОД
СТ.ПОДКАНАЛ С - ВВОД
TTV0:
ТТ01!
LLA
ORA
JZ
PUSH
LXI
LDA
AN I
JNZ
MUI
мои
AN I
STA
MUI
MUI
LDA
AN I
JZ
nui
FOP
JMP
FTTO
A
CONOUT
H
H,RUS
CPRT
0C0H
TTO1
M/3
й,С
7FH
rtFPT
M^0
МП
CPPT
60H
TT0?
\'bZ
H
CONOUT
,ВЫВОД НА ЦИФРОПЕЧАТЬ
>РАЗРЕШЕН^
.ЕСЛИ НЕТ - ТОЛЬКО НА
.ДИСПЛЕЙ
.СОХРАНИТЬ ПАРУ 'HL'
.АДРЕС РУС - В 'HL'
.УСТРОЙСТВО ГОТОВО"'
.ЕСЛИ НЕТ, ТО «ДАТЬ
.ИСТОЧНИК ГОТОВ
.ПОДГОТОВИТЬ ДАННЫЕ
.'УБРАТЬ' СТАРШ.БИТ
.ВЫДАТЬ ДАННЫЕ
.ПЕРЕДНИЙ ФРОНТ СТРОБА
.ЗАДНИЙ ФРОНТ СТРОБА
.ПЕЧнТЬ ИДЕТ''
.ЕСЛИ ДА/ «ДАТЬ KOHUA
.ИСТОЧНИК НЕ ГОТОВ
.ВОССТйНОВИТЬ 'HL'
.ВЫВЕСТИ Ни ДИСПЛЕЙ
Г. Члиянц (UY5XE), В. Голутвин
Одно из наиболее необходимых для персонального компью-
компьютера эксплуатационных удобств — наличие встроенных часов, по-
показания которых постоянно или по запросу оператора выво-
выводятся на экран дисплея. Программы, выполняемые таким
компьютером, как правило, имеют возможность использовать
эти часы для привязки своей работы к текущему времени. Ти-
Типичный пример — выдача команд на включение и выключение
внешних устройств в заданное время.
Часы компьютера могут быть реализованы как программно,
так и аппаратно. Программная реализация, хотя она и кажется
сравнительно простой, на самом деле требует решения многих
проблем, связанных с обеспечением точности хода, возможности
выполнения другой программы параллельно с отсчетом време-
времени и т. п. Программно реализованные часы неизбежно останав-
останавливаются при выключении компьютера.
При аппаратной реализации основная задача — передать
показания электронных часов на шину данных компьютера.
Желательно также иметь возможность по командам компью-
компьютера корректировать показания часов, устанавливать время
срабатывания будильника. К сожалению, большинство БИС,
предназначенных для электронных часов, нельзя непосредствен-
непосредственно связать с компьютером. Приходится разрабатывать доволь-
довольно сложную схему сопряжения, содержащую мультиплексоры,
буферные регистры и т. п. Зачастую эта схема оказывается слож-
сложнее самих часов.
Положение изменилось с освоением промышленностью мик-
микросхемы КР512ВИ1, специально предназначенной для работы
в составе микропроцессорных систем в качестве часов реально-
реального времени с будильником, календарем, а также ОЗУ общего
назначения емкостью 50 байт.
Микросхема выполнена по КМОП технологии, питается от
одного источника напряжением от 3 до 8 В. Потребляемая
мощность очень мала, что позволяет питать микросхему от авто-
автономного источника (батареи), сохраняя при отключении основ-
основного источника питания микропроцессорной системы правиль-
правильный ход часов и информацию, занесенную во внутреннее ОЗУ.
37
При напряжении питания 5 В время цикла записи или чтения
информации из микросхемы не менее 1 мкс (сюда входит время
установки адреса и время собственно записи или чтения). При
напряжении 3 В это время увеличивается до 5 мкс. Поэтому
режим пониженного напряжения питания рекомендуется приме-
применять только для хранения информации при питании от авто-
автономного источника. Микросхема КР512ВИ1 совместима по ло-
логическим уровням с микросхемами ТТЛ. Как и у других КМОП
микросхем, ее входы имеют очень малый ток утечки, не превы-
превышающий единиц микроампер. Все выходы допускают нагрузку
током до 10 мА. Микросхема выполнена в 24-выводном пласт-
пластмассовом корпусе, аналогичном корпусам микросхем серий
К155, К561.
Условное обозначение микросхемы КР512ВИ1 и основная
схема ее включения показаны на рис. 1. Номинальные значе-
значения элементов схемы кварцевого генератора указаны для резо-
резонатора РК-72 от электронных часов, имеющего резонансную
частоту 32 768 Гц. Можно использовать и другие резонаторы
на указанную частоту, а также на частоты 4 194 304 или
1 048 576 Гц. В последнем случае резистор R3 заменяют пере-
перемычкой, а номинальное значение резистора R4 уменьшают до
10 МОм. Если в составе микропроцессорной системы уже име-
имеется генератор одной из указанных выше частот, то сигнал от
него можно подать на вход OSC1, оставив контакт OSC2 сво-
свободным. Следует иметь в виду, что ток, потребляемый микро-
микросхемой от источника питания, зависит от тактовой частоты.
Если при частоте 32 768 Гц он не превышает 50 мкА, то при
более высоких частотах может доходить до 3 мА.
Сигнал тактового генератора микросхемы можно снять с
выхода CKOUT для использования в других устройствах сис-
системы. Он поступает на этот вход непосредственно (CKFS=\)
или после деления частоты на 4 (CKFS—0). Микросхема име-
имеет выход еще одного сигнала (SQW), получаемого делением
частоты тактового генератора. Коэффициент деления задается
командами, поступающими от процессора. Включается и выклю-
выключается этот сигнал также командами процессора.
Для микропроцессорной системы микросхема КР512ВИ1
представляется как 64 восьмиразрядные ячейки памяти, имею-
имеющие адреса от ООН до 3FH. Распределение памяти показано
в табл. 1. Возможны запись и чтение любой ячейки за следую-
следующими исключениями:
по адресам 0CHf 0DH возможно только чтение;
старшие разряды по адресам ООН и 0AH можно только
считывать.
Микропроцессорная система устанавливает начальные зна-
значения времени и даты, записывая их в соответствующие ячейки
микросхемы, и получает информацию о текущем времени, счи-
считывая эти ячейки.
38
Рис 1 Схема включения МКС
КР512ВИ1
+5В
VD? Д9Б
VOJ КД522А
+4... 6 В
(Батарея)
К микро-
микропроцессорной
системе
Микросхема связана с
процессором через дву-
двунаправленную мультипле-
мультиплексированную шину адреса
данных (выводы ADO...
AD7). Для управления
записью и считыванием
информации служат вхо-
входы СЕ (выбор микросхе-
микросхемы), AS (строб адреса),
DS (строб данных) и
R/W (чтение/запись).
Когда на входе ЛЕ
установлен высокий логи-
логический уровень, шина AD,
входы DS и R/W отклю-
отключены от шин процессора.
Кроме того, в этом режи-
режиме снижается мощность,
потребляемая микросхе-
микросхемой от источника питания. Низкий уровень должен быть уста-
установлен на входе ~СЕ во время действия импульса AS и сохра-
сохраняться неизменным во время всего цикла записи или чтения.
Допускается постоянное соединение входа TJE с общим про-
проводом.
Распределение памяти микросхемы КР512ВИ1
Таблица 1
Адрес
ООН
01Н
ПОИ
U ?, 11
озн
04Н
05Н
06Н
07Н
08Н
09Н
ОАН
ОВН
ОСИ
ODH
с ОЕН
по 3FH
Данные
Секунды
Секунды (будильник)
Минуты
Минуты (будильник)
Часы
Часы (будильник)
День недели
День месяца
Месяц
Год
Регистр А
Регистр В
Регистр С
Регистр D
ОЗУ общего
назначения
39
Сигнал AS подается в виде положительного импульса во
время наличия информации об адресе на шине AD. Адрес за-
записывается во внутренний буфер микросхемы по срезу этого
импульса. В этот же момент анализируется логический уровень
сигнала на входе DS и в зависимости от него устанавливается
дальнейший режим работы входов DS и R/W. Если этот уро-
уровень был низким, то во время положительного импульса DS
данные будут считаны из микросхемы или записаны в нее. На-
Направление передачи определяется логическим уровнем на входе
R/W во время действия импульса DS. Высокий уровень озна-
означает чтение из микросхемы, а низкий — запись в нее.
При высоком уровне на входе DS в момент среза импульса
AS для считывания информации из микросхемы необходимо
подать отрицательный импульс DS (на входе R/W высокий уро-
уровень), а для записи — отрицательный импульс R/W (на входе
DS высокий уровень). Такая сравнительно сложная логика
работы микросхемы позволяет подключать ее к микропроцессо-
микропроцессорам различных типов, используя минимальное число дополни-
дополнительных логических элементов.
Выход IRQ (запрос прерывания) предназначен для сигна-
сигнализации процессору о том, что внутри микросхемы произошло
событие, требующее программной обработки. Таким событием
может быть окончание процесса обновления информации о вре-
времени в соответствующих ячейках микросхемы (оно производит-
производится автоматически каждую секунду) или срабатывание будиль-
будильника. Возможна также генерация запросов прерывания с пе-
периодом, равным периоду сигнала на выходе SQW. Выход IRQ
выполнен по схеме с «открытым стоком».
Вход RESET (сброс) предназначен для установки в исход-
исходное состояние узлов микросхемы, ответственных за связь с
микропроцессорной системой. При низком уровне на входе
RESET никакое вмешательство в работу микросхемы со сторо-
стороны процессора невозможно. На ход часов, календарь и содер-
содержимое ячеек ОЗУ этот вход не влияет. Низкий уровень на нем
должен поддерживаться не менее 5 мкс после подачи напря-
напряжения питания.
Основное назначение входа PS (датчик питания) — конт-
контроль непрерывности подачи питающего напряжения. Он под-
подключается таким образом, чтобы напряжение на нем падало
до нуля при любом, даже кратковременном, отключении пита-
питания микросхемы. Низкий логический уровень на этом входе
должен сохраняться не менее 5 мкс после возобновления по-
подачи питания. При этом в старший разряд регистра D автома-
автоматически записывается ноль. Единицу можно установить только
считыванием этого регистра. Это позволяет процессору опре-
определить, не снималось ли питание с микросхемы и достоверна
ли содержащаяся в ней информация.
40
Для управления работой микросхемы и анализа ее состоя-
состояния предназначены регистры A...D. Формат этих регистров при-
приведен в табл. 2, а назначение отдельных разрядов описывается
ниже.
UIP
DV0...DV2
RS0...RS3
Регистр А:
Единица в этом разряде означает, что происхо-
происходит или начнется менее чем через 244 мкс обнов-
обновление информации о времени. Длительность цик-
цикла обновления 1984 мкс при тактовой частоте
32 768 Гц или 248 мкс при других тактовых час-
частотах. UIP можно только считывать, на него не
действует сигнал RESET. Записав единицу в раз-
разряд SET регистра В, можно запретить обновле-
обновление и тем самым сбросить UIP.
Устанавливают режим работы внутреннего дели-
делителя частоты в соответствии с используемой
опорной частотой (см. табл. 3).
Устанавливают частоту сигнала на выходе SQW
и период повторения периодических прерываний
(см. табл. 4).
SET
Регистр В:
Если в этом разряде записан ноль, то каждую
секунду выполняется цикл обновления информа-
информации о текущем времени и сравнения текущего
времени с заданным временем срабатывания бу-
будильника. Единица в этом разряде запрещает
обновление, давая возможность записать в ре-
регистры времени, календаря и будильника началь-
начальные значения.
Таблица 2
Формат управляющих регистров
Адрес
ОЛЯ
овн
осн
0DH
D7
UIP*
SET
IRQF*
VRT*
D6
DV2
PIE
PF*
0*
D5
DV1
AIE
AF*
0*
D4
DVO
VIE
UF*
0*
D3
RS3
sqvi e
0*
0*
D2
RS2
DM
0*
0*
Dl
RSI
24/12
0*
0*
DO
RS0
DSE
0*
0*
Примечание. Из разрядов, помеченных *, процессор может только
считывать информацию.
41
Таблица 3
Установка опорной частоты
DV2
0
0
0
1
DV1
0
0
1
1
DVO
0
1
0
X
Частота, Гц
4 194 304
1 048 576
32 768
Сброс делит
PIE
AIE
VIE
SQWE
DM
24/12
DSE
Разрешение прерываний с периодом, задаваемым
разрядами RS0...RS3 регистра А. Может быть
сброшен сигналом RESET.
Разрешение прерываний от будильника. Может
быть сброшен сигналом RESET.
Разрешение прерываний по окончании цикла
обновления. Может быть сброшен сигналом
RESET.
Разрешение выдачи сигнала на выход SQW. Мо-
Может быть сброшен сигналом RESET.
Единица в этом разряде означает, что данные
о времени и дате представлены в двоичном виде,
ноль — в двоично-десятичном. Значение этого
разряда нельзя изменять без повторной записи
начальных значений в ячейки времени и кален-
календаря.
Устанавливает 24-часовой A) или 12-часовой
@) режим счета времени. В 12-часовом режиме
время после полудня (РМ) отмечается единицей
в старшем разряде регистра часов (адрес 04Н).
Разрешение автоматического перехода на летнее
время. Когда в этом разряде записана единица,
то в последнее воскресенье апреля после 01 ч
59 мин 59 с автоматически устанавливается
03 ч 00 мин 00 с, а в последнее воскресенье
октября после 01 ч 59 мин 59 с следует 01 ч
00 мин 00 с. К сожалению, моменты перехода
с зимнего на летнее время и обратно не совпа-
совпадают с принятыми в СССР.
IRQF
Регистр С:
Флаг запроса прерываний. Устанавливается
в единицу при выполнении условия:
42
сз
гг
|
ex
CN о
00 CN~
X « « 5
s 2 s с
•^H QQ (_Q ^_н
— CN LO CO CO ^
Ю Ю
CN CN
5S S
CD 00 <M CO
Ю CS O5 O5
O) —i —• О
00 ^
LO CN *-•
со
§
s
Cu
I t
CO CD -и (М
00
88,2
"*
CD
76,5
,953
LO
CN
.906
CO
LO LO
CN CN
~- cD
00 irT
00 rf
CD 00
h- CO
CN CD
CM CD
2 §
CD
O—^^
Одновременно с установкой IRQF—l на контак-
контакте IRQ устанавливается низкий уровень. Флаг
сбрасывается после чтения регистра С или сигна-
сигналом RESET.
PF Устанавливается в единицу фронтом сигнала на
выходе внутреннего делителя частоты, выбранном
в соответствии с разрядами RS0...RS3 регистра А.
Флаг сбрасывается после чтения регистра С или
сигналом RESET.
AF Устанавливается в единицу при совпадении те-
текущего времени с временем, указанным в реги-
регистрах будильника. Флаг сбрасывается после чте-
чтения регистра С или сигналом RESET.
UF Устанавливается в единицу после окончания
каждого цикла обновления. Флаг сбрасывается
после чтения регистра С или сигналом RESET.
Регистр D:
VRT В этом разряде устанавливается ноль при низком
уровне на входе PS. Единица устанавливается
только считыванием регистра D.
После включения питания микросхемы КР512ВИ1 необхо-
необходимо записать в регистр А код, соответствующий примененному
кварцевому резонатору и необходимой частоте сигнала на выходе
SQW (или частоте периодических прерываний). Например, для
частоты резонатора 32 768 Гц и частоты SQW 512 Гц в регистр
А должен быть записан код 00100111 B7Н). Затем в регистр В
заносят код с единицей в старшем разряде, запрещая таким
образом ход часов. Остальные разряды этого кода устанавли-
устанавливают необходимый режим счета времени и генерации запросов
прерывания. Например, код 10000110 устанавливает 24-часовой
счет времени без автоматического перехода с зимнего на летнее
время и обратно при двоичном представлении данных. Выдача
запросов прерывания и сигнала SQW запрещены. После этого
в ячейки времени, календаря и будильника заносятся значения,
с которых начнется отсчет. Значения должны заноситься в фор-
формате, установленном в соответствующих разрядах регистра В.
Например, десятичному числу И соответствует 00001011 @BH)
в двоичном формате и 00010001 (ПН) в двоично-десятичном
формате. В 12-часовом режиме время после полудня отмеча-
отмечается единицей в старшем разряде ячейки часов. Например,
00000111 GН) соответствует семи часам утра, а 10000111 (87Н) —
семи часам вечера.
Дни недели кодируются следующим образом: 1 — воскре-
воскресенье, 2 — понедельник и т. д. Если не включен автоматический
44
переход с зимнего времени на летнее, то можно использовать
и более привычное кодирование, когда 1 соответствует поне-
понедельнику, а 7 — воскресенью. Месяцы кодируются обычным
образом: 1 — январь, 2 — февраль и т. д. Год задается двумя
младшими цифрами, например, 1989 год записывается как 89.
После установки начальных значений можно запускать часы.
Для этого код в регистре В достаточно заменить таким же, но
с нулем в старшем разряде. Одновременно можно разрешить
необходимые прерывания и выдачу сигнала на выход SQ№.
Каждую секунду микросхема КР512ВИ1 будет обновлять инфор-
информацию о времени (первый раз обновление произойдет спустя
0,5 с после записи нуля в старший разряд регистра В). Цикл
обновления занимает 1948 мкс при тактовой частоте 32 768 Гц
или 248 мкс при других тактовых частотах. Во время этого
цикла запрещен доступ процессора к ячейкам времени, кален-
календаря и будильника. Их считывание даст неопределенный резуль-
результат. О том, что идет обновление, можно узнать, проанализиро-
проанализировав старший разряд регистра А. Ноль в этом разряде говорит
о том, что до начала очередного цикла обновления осталось
не менее 244 мкс.
В процессе обновления к содержимому ячейки секунд при-
прибавляется единица, а если число секунд превысило 59, то в этой
ячейке записывается ноль и единица прибавляется к содержи-
содержимому ячейки минут и так далее вплоть до ячейки лет. Внутрен-
Внутренняя логика микросхемы автоматически учитывает количество
дней в месяце, различая високосные и невисокосные годы. Однако
программист обязан правильно задать начальные значения. Это
относится не только к дате, но и к другим величинам. Нельзя,
например, в ячейку минут записывать число, большее 59.
Одновременно с обновлением информации о времени задан-
заданное время срабатывания будильника сравнивается с текущим.
Следует иметь в виду, что если в любую из ячеек будильника
записан код, содержащий единицы в двух старших разрядах
@C0H...0FFH), она переходит в безразличное состояние и не
учитывается при сравнении с текущим временем. Например, если
записать код безразличного состояния по адресу 05Ну то будиль-
будильник будет срабатывать в заданную минуту и секунду каждого
часа.
После считывания регистра С все его разряды автомати-
автоматически сбрасываются в ноль. Единицы в этих разрядах появятся
вновь после очередного наступления соответствующих событий
и будут сохраняться только до следующего считывания. Так
что если необходимо неоднократно анализировать состояние
различных разрядов этого регистра, то после считывания нужно
сохранить в памяти его копию, а затем проверять отдельные
разряды копии.
Подключение микросхемы КР512ВИ1 к микропроцессорам
серий К1801, К1810, К1821 и другим, имеющим мультиплекси-
45
рованную шину адреса / данные, не вызывает затруднений. Мик-
Микросхема КР512ВИ1 займет в адресном пространстве компью-
компьютера 64 ячейки. К ней можно обращаться обычными командами
чтения и записи в ячейки памяти или ввода / вывода в порт.
Микропроцессор КР580ВМ80А имеет раздельные шины адре-
адреса и данных, так что для подключения к ним КР512ВИ1 тре-
требуется специальная схема согласования. Можно объединить шины
при помощи мультиплексоров, но схема управления ими полу-
получается достаточно сложной. Кроме того, при высокой тактовой
частоте процессора и пониженном напряжении питания микро-
микросхемы КР512ВИ1 длительность импульсов, генерируемых процес-
процессором, может оказаться недостаточной.
Другой способ подключения этой микросхемы к микропро-
микропроцессору КР580ВМ80А требует выделения для нее всего двух
адресов памяти или портов ввода / вывода. По одному из них
записывается адрес внутренней ячейки микросхемы, а по другому
записываются или считываются данные. Процедура чтения / за-
записи в этом случае занимает несколько больше времени, так
как требует выполнения двух команд вместо одной, но это оку-
окупается упрощением схемы.
Схема подключения микросхемы КР512ВИ1 к радиолюби-
радиолюбительскому компьютеру «Радио-86РК» по второму способу пока-
показана на рис. 2. Точки подключения к компьютеру указаны в со-
соответствии с его схемой. Дополнительный дешифратор (D1)
делит на восемь частей область адресов 0A000H.. .0BFFFH,
в исходном варианте выделенную микросхеме КР580ВВ55 (D14
по схеме компьютера). Вход CS микросхемы КР580ВВ55 под-
подключается к выходу дополнительного дешифратора, на котором
устанавливается низкий уровень при обращении процессора
к адресам 0A000H.. .0A3FFH. Таким образом сохраняется
возможность выполнения программ, разработанных для исход-
исходного варианта компьютера, в которых к этой микросхеме обра-
обращаются по адоесам 0A000H ... 0А003Н.
Области адресов 0А400Н...0A7FFH и 0A800H...0ABFFH
используются соответственно для программируемого интерваль-
интервального таймера КР580ВИ53 и универсального адаптера последо-
последовательного интерфейса КР580ВВ51, которые на схеме (см.
рис. 2) не показаны. Микросхема КР512ВИ1 занимает область
адресов 0AC00H...0AFFFH. Остальные четыре области по
одному килобайту зарезервированы для возможного подключе-
подключения других внешних устройств.
Для других компьютеров схема дешифратора будет иной,
но в любом случае он должен выделять для микросхемы КР512ВИ1
не менее двух адресов, различающихся единицей младшего раз-
разряда.
Шина адреса / данные микросхемы КР512ВИ1 подключается
к шине данных микропроцессора КР580ВМ80А. Элементы микро-
микросхем D2.3, D2.5, D2.6, D3.3, D3.4 делят область адресов
46
К555ИД1
дб выв I (AW)
D6Bbl6.40(AlD
06 BUB 37 (АЮ
^ОАОООИ ОАЖН(ОН выдб)
QA1FFH(KP58OBH53 BblBZI)
OABFFH(KP580BB5f ВыВЮ
ОАСООН OAFFPH.
°ов°4оои °0%ррГрИ^ерВ для подключения
0B800H...0BBFFH\
ВыВ25(А0)
05 выв 11 (М)
05 вывЗ(Ш)
AS
054 (КР512ВИ1 Выв 14)
МК555ЛН1
Вд155ЛИ1
04155J1A5
В5 i55JIE1
СЁ
(КШВИ1MG)
R/W
(КР512ВИ1 выв15)
—*- OS
(КР512ВИ1 ВЫ б 17)
Рис 2 Схема подключения МКС КР512ВИ1 к «Радио-86РК» (на плате компьютера
разорвать проводник, соединяющий выв 10 D11 с выв 6 D14)
ОАСООН ...ОAFFFH на две подобласти, соответствующие
четным и нечетным адресам. При выполнении цикла записи
по адресу 0АС01Н (а также 0АС03Н, 0АС05Н и т. д.) на
выводе 3 элемента D3.1 формируется импульс AS. Одновременно
триггер, состоящий из элементов D5.3 и D5.4, устанавливается
в состояние высокого уровня, на выходе D5.3 и на выводе 4
элемента D5.4 формируется импульс СЕ. Низкий уровень на
этом выводе будет сохраняться в течение всего цикла обращения
к микросхеме КР512ВИ1. В цикле записи или чтения по адресу
ОАСООН (а также 0АС02Н, 0АС04Н и т. д.) будет сформи-
сформирован импульс низкого уровня на выходе 3 элемента D4.1 (за-
(запись) или выходе 6 элемента D4.2 (чтение). Любой из этих
импульсов сбросит триггер и после его окончания на выходе 4
элемента D5.2 вновь установится высокий уровнь.
Для записи в любую ячейку микросхемы КР512ВИ1, под-
подключенной по такой схеме, необходимо выполнить две операции.
Прежде всего по адресу 0АС01Н записывают адрес ячейки
микросхемы, в которую необходимо занести данные, а затем
по адресу ОАСООН записывают байт данных. Считываются
данные также в два приема. По адресу 0АС01Н записывают
адрес ячейки, затем по адресу ОАСООН читают содержащуюся
в ней информацию.
Все приведенные ниже подпрограммы разрабатывались
47
и проверялись на радиолюбительском компьютере, аналогичном
«Радио-86РК». Он отличается только наличием контроллера пре-
прерываний и дополнительной микросхемы ПЗУ, в которой и раз-
размещены подпрограммы. Микросхема КР512ВИ1 подключена
к компьютеру по описанной выше схеме.
Подпрограммы пригодны для любого компьютера, в котором
применен микропроцессор КР580ВМ80А. Необходимо только
заменить обращения к стандартным подпрограммам МОНИТОРА
«Радио-86РК» обращениями к аналогичным подпрограммам,
имеющимся, как правило, в программном обеспечении любого
компьютера. Использованы следующие стандартные подпрог-
подпрограммы:
CONIN — ввод символа с клавиатуры в аккумулятор;
CONOUT — вывод символа из регистра С на экран дисплея;
PRINT A — вывод на экран дисплея кода, находящегося
в аккумуляторе, в виде двузначного шестнадцатиричного числа;
MSG — вывод на экран дисплея строки символов, находя-
находящейся в памяти и оканчивающейся кодом ООН. Начальный
адрес строки задается в регистровой паре HL\
SCRBYT — считывание кода из буфера экрана. В аккуму-
аккумуляторе возвращается код символа, находящегося на месте, обо-
обозначенном курсором;
CURSOR — запрос положения курсора на экране дисплея.
В регистре Н возвращается значение (номер строки +3), а в
регистре L (номер колонки +8). Отсчет ведется от левого
верхнего угла экрана.
Курсор устанавливается в заданную позицию экрана при
последовательном выводе на дисплей кодов 1ВН, 59Н (номер
строки -|-20#), (номер колонки +20Я). Для этого могут ис-
использоваться подпрограммы CONOUT и MSG.
Тексты подпрограмм обслуживания микросхемы КР512ВИ1
на языке ассемблера приведены в табл. 5.
Подпрограмма SETTIM предназначена для настройки микро-
микросхемы КР512ВИ1, установки начальных значений времени и даты
и запуска часов. Она получает исходные данные в регистрах
B...L микропроцессора. Все значения должны задаваться в дво-
двоично-десятичном формате. Данные распределены по регистрам
так, что при оформлении этой подпрограммы как новой дирек-
директивы МОНИТОРА «Радио-86РК» первый параметр директивы
будет задавать время в часах и минутах, второй параметр —
число и месяц, а третий параметр — день недели и год.
Подпрограмма SETALR управляет будильником. Время сра-
срабатывания задается в регистрах Н (часы), L (минуты), D (се-
(секунды). В регистровой паре ВС задается начальный адрес буфера
длиной 50 байт, информация из которого может быть перепи-
переписана во внутреннее ОЗУ микросхемы. Если микросхема КР512ВИ1
имеет автономное питание, то эта информация будет сохранена
и после выключения основного источника питания компьютера.
48
Таблица 5.
j*»« ПОДПРОГРАММЫ ОБСЛУЖИВАНИЯ ***
« *** КР512ВИ1 ***
I «ASD* 1987/88
I
СТАНДАРТНЫЕ ПОДПРОГРАММЫ МОНИТОРА
I
CONINi EQU 0F803H
CONOUTi EQU 0F809H
PRINTAi EQU 0F815H
M86i EQU 0F818H
BCRBYTs EQU 0F821H
I
IАДРЕСА, ВЫДЕЛЕННЫЕ ДЛЯ КР512ВИ1:
I
RTCADRi EQU 0AC01H
RTCDATc EQU 0AC00H
I
IРАЗРЯДЫ РЕГИСТРА As
9
E
DVs
RSi
EQU 20H
EQU 6
1 РАЗРЯДЫ РЕГИСТРА Bs
CSETs
PIEs
AIEs
UIEs
SQWEs
DMs
H24s
EQU 80H
EQU 40H
EQU 20H
EQU 10H
EQU 8
EQU 4
EQU 2
«КВАРЦ 32768 ГЦ
«ЧАСТОТА BQW 1024 ГЦ
+ УСТАНОВКА НАЧАЛЬНОГО ВРЕМЕНИ, +++
•¦+¦+++ ДАТЫ И ЗАПУСК ЧАСОВ ¦+++++++
5 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ НАХОДЯТСЯ В РЕГИСТРАХ:
<Н> - ЧАСЫ
<L> - МИНУТЫ
<D> - ЧИСЛО
<Е> - МЕСЯЦ
<В> - ДЕНЬ НЕДЕЛИ
<С> - ГОД (ДВЕ ПОСЛЕДНИХ ЦИФРЫ)
«ВСЕ ДАННЫЕ В ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНОМ ФОРМАТЕ.
5ЕСЛИ В РЕГИСТРАХ НУЛИ, СООТВЕТСТВУЮЩИЕ
«ДАННЫЕВ ЯЧЕЙКАХ МИКРОСХЕМЫ (КРОМЕ ЧАСОВ
|И МИНУТ) НЕ ИЗМЕНЯЮТСЯ. В ЯЧЕЙКЕ СЕКУНД
IВСЕГДА УСТАНАВЛИВАЕТСЯ 0.
I
SETTIMi
9 ЗАПОМИНАЕМ ДЕНЬ НЕДЕЛИ И ГОД
PUSH В
?НАСТРАИВАЕМ МИКРОСХЕМУ КР512ВИ1
LXI B,0A00H+DV+RS
CALL WRRTC
LXI B,0B00H+CSET+H24
CALL WIRRTC
;ЗАПИСЫВАЕМ ДАННЫЕ В ЯЧЕЙКИ МИКРОСХЕМЫ
MVI В,4
MOV С,Н
CALL WRRTC «ЧАСЫ
MVI В,2
MOV C,L
CALL WRRTC «МИНУТЫ
LXI B,0
CALL WRRTC «СЕКУНДЫ
I ВОССТАНАВЛИВАЕМ ДЕНЬ НЕДЕЛИ И ГОД
POP Н
49
Продолжение та&пины э
5ПРОДОЛЖАЕМ ЗАПИСЬ
MOV A,D
ORA А
JZ ST1
MVI В,7
MOV C,D
CALL WRRTC
STls MOV A,E
ORA A
JZ ST2
MVI B,8
MOV C,E
CALL WRRTC
ST2s MOV A,H
ORA A
JZ ST3
MVI B,6
MOV C,H
CALL WRRTC
ST3i MOV A,L
ORA A
JZ ST4
MVI B,9
MOV C,L
CALL WRRTC
! ЗАПУСКАЕМ ЧАСЫ
ST48
MVI B,0BH
CALL RDRTC
ANI 0FFH-CSET
ORI UIE
MOV C,A
JMP WRRTC
5 ЧИСЛО
«МЕСЯЦ
;ДЕНЬ НЕДЕЛИ
«ГОД
«РАЗРЕШИТЬ ХОД
;И ПРЕРЫВАНИЯ
«ПО ОБНОВЛЕНИЮ
+ УСТАНОВКА БУДИЛЬНИКА +++
1 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ НАХОДЯТСЯ В РЕГИСТРАХ:
<Н> - ЧАСЫ
<L> - МИНУТЫ
<D> - СЕКУНДЫ
<Е> - КОД РЕЖИМА БУДИЛЬНИКА
<ВС> - АДРЕС НАЧАЛА
SETALRs
5 ЗАПОМИНАЕМ АДРЕС СООБЩЕНИЯ
PUSH В
«ЕСЛИ ЕС 13*0, ТО ОБХОДИМ УСТАНОВКУ
«ВРЕМЕНИ СРАБАТЫВАНИЯ БУДИЛЬНИКА
MOV А,Е
ANI 2
JZ SA2
«ЖДЕМ КОНЦА ОБНОВЛЕНИЯ
MVI В,ОАН
SA1: CALL RDRTC
RAL
JC SA1
«ЗАПИСЫВАЕМ ВРЕМЯ СРАБАТЫВАНИЯ
MVI В,5
MOV С,Н
CALL WRRTC
MVI B,3
MOV C,L
CALL WRRTC
MVI B,l
MOV C,D
CALL WRRTC
«ЕСЛИ ЕС2Э«0, ТО ОБХОДИМ ОЧИСТКУ ОЗУ
SA2: MOV A,E
ANI 4
JZ SA4
50
Прололжрмир таблицы
}ЕС0]*1, ВКЛЮЧАЕМ БУДИЛЬНИК
ORA С
JMP SA8
9Е?01*0, ВЫКЛЮЧАЕМ БУДИЛЬНИК
SA7: СМА
ANA С
SA8: MOV С,А
JMP WRRTC
1
5-»-++ СЧИТЫВАНИЕ ИНФОРМАЦИИ ИЗ ЯЧЕЕК +++
J+++++ МИКРОСХЕМЫ И ЗАПИСЬ В БУФЕР -м-++
I
UPDATE: LXI H,BUF
MVI B,0AH
1ЕСЛИ ИДЕТ ОБНОВЛЕНИЕ, ТО ЖДЕМ ЕГО КОНЦА
Uls CALL RDRTC
RAL
JC Ul
DCR В
«ПЕРЕПИСЫВАЕМ ДАННЫЕ
U2: CALL RDRTC
MOV M,A
INX H
DCR В
JP U2
RET
5
?+++ ВЫВОД ВРЕМЕНИ НА ЭКРАН ДИСПЛЕЯ +++
s++++++ с текущей позиции курсора +++++
;
TIMEs MVI С,' '
CALL CONOUT
LDA HR
CALL PRINTA ;ЧАСЫ
MVI C,'s'
CALL CONOUT
LDA MIN
;ЗАПОЛНЯЕМ ОЗУ ПРОБЕЛАМИ
LXI B,0E20H
SA3: CALL WRRTC
INR В
MVI A,64
CMP В
JNZ SA3
5 ВОССТАНАВЛИВАЕМ АДРЕС СООБЩЕНИЯ
SA4: POP H
5ЕСЛИ ЕСЗЭ«0, ТО ОБХОДИМ ЗАПИСЬ
!СООБЩЕНИЯ В ОЗУ
MOV А,Е
ANI 8
JZ SA6
ЗАПИСЫВАЕМ СООБЩЕНИЕ
MVI В,0ЕН
SA5: MOV С,М
CALL WRRTC
INX H
INR В
MVI A,64
CMP В
JNZ SA5
;ЧИТАЕМ КОД В РЕГ.В МИКРОСХЕМЫ
SA6s MVI В,0ВН
CALL RDRTC
MOV С,А
;ПРОВЕРЯЕМ КОД В ЕС03
MOV А,Е
ANI 1
MVI А,А1Е
JZ SA7
51
Продолжение таблицы 5
CALL PRINTA «МИНУТЫ
MVI С,'.'
CALL CONOUT
LDA SEC
JMP PRINTA 5СЕКУНДЫ
I
?+++ ВЫВОД ДАТЫ НА ЭКРАН ДИСПЛЕЯ +++
,+++++ с ТЕКУЩЕЙ ПОЗИЦИИ КУРСОРА +++++
I
DATEs LDA DOW
MOV С,А
;ИЩЕМ В ТАБЛИЦЕ И ВЫВОДИМ ДЕНЬ НЕДЕЛИ
LXI H,TWD
CALL PRNTAB
{ВЫВОДИМ ДАТУ
LDA DAY
CALL PRINTA
LDA MON
9 ПЕРЕВОДИМ НОМЕР МЕСЯЦА ИЗ ДВОИЧНО-
|ДЕСЯТИЧНОГО КОДА В ДВОИЧНЫЙ
CPI 0AH
JM D1
SUI 6
Dlt MOV С,А
»ИЩЕМ В ТАБЛИЦЕ И ВЫВОДИМ НАЗВАНИЕ
% МЕСЯЦА
LXI H,TMN-1
CALL PRNTAB
jВЫВОДИМ ГОД
LDA YR
|ЕСЛИ ГОД МЕНЬШЕ 88, ТО ЭТО УЖЕ XXI ВЕК
CPI 88H
MVI А,19Н
JP D2
MVI А,20Н
D2i CALL PRINTA
LDA YR
CALL PRINTA
LXI H,DTXT
JMP MSG
DTXTi DB ГОДА. ,0
f
*+++ ВЫВОД ВРЕМЕНИ СРАБАТЫВАНИЯ +++
\+++++ И СООБЩЕНИЯ БУДИЛЬНИКА +++++
\
ALARMI
IВКЛЮЧАЕМ ЗВУКОВОЙ СИГНАЛ
MVI В,0ВН
CALL RDRTC
ORI SQWE
MOV С,А
CALL WRRTC
{ЗАПОМИНАЕМ СТРОКУ ЭКРАНА
MVI C,0DH
CALL CONOUT
LXI D,LNBUF
MVI A,0DH
8TAX D
INX D
MVI B,60
ALli CALL 8CRBYT
8TAX D
INX D
MVI С,1вН
CALL CONOUT
DCR.B
JNZ AL1
52
Продолжение таблицы 5
К ВЫВОДИМ ВРЕМЯ СРАБАТЫВАНИЯ
MVI C,0DH
CALL CONOUT
LDA HRA
MVI C,'i'
CALL PRALR
LDA MINA
MVI C,'.'
CALL PRALR
LDA SECA
MVI С,' '.
CALL PRALR
«ВЫВОДИМ СООБЩЕНИЕ
MVI B,0EH
AL2l CALL RDRTC
CPI 0DH
JZ AL4
ANI 7FH
CPI ' '
JNC At.3
MVI A,'
AL3s MOV C,A
CALL CONOUT
INR В
MVI A,64
CMP- В
JNZ AL2
Л ЖДЕМ НАЖАТИЯ КЛАВИШИ
AL4s CALL CONIN
цВЫКЛЮЧАЕМ ЗВУКОВОЙ СИГНАЛ
MVI B,0BH
CALL RDRTC
AN I 0FFH-SQUIF.
MOV C,A
CALL WRRTC
; ВОССТАНАВЛИВАЕМ СТРОКУ НА ЖРАНЕ
LXI H, LNBUF
MVI В,61
AL5s MOV C,M
CALL CONOUT
INX H
DCR В
JNZ AL5
RET
PRALRt PUSH В
MOV B,A
ANI 0C0H
CPI 0C0H
JZ AL6
MOV А,В
CALL PRINTA
JMP AL7
AL6i MVI С,' '
CALL CONOUT
CALL CONOUT
AL7s POP В
JMP CONOUT
,+++ ЗАПИСЬ БАЙТА В ЯЧЕЙКУ МИКРОСХЕМЫ
jИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ»
1 <В> - АДРЕС ЯЧЕЙКИ
I <С> - ЗАПИСЫВАЕМЫЙ БАЙТ
I
MRRTCt MOV А,В
STA RTCADR
MOV А,С
STA RTCDAT
RET
53
Продолжение таблицы 5,
г
3+++ ЧТЕНИЕ БАЙТА ИЗ ЯЧЕЙКИ МИКРОСХЕМЫ ++-
«ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ:
1 <В> - АДРЕС ЯЧЕЙКИ
«РЕЗУЛЬТАТ»
I <А> - ПРОЧИТАННЫЙ БАЙТ
«
RBRTC: MOV А,В
STA RTCADR
LDA RTCDAT
RET
+++ ВЫВОД СТРОКИ ТАБЛИЦЫ НА +
++++++++ ЭКРАН ДИСПЛЕЯ ++++++
{ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ:
<HL> - НАЧАЛО ТАБЛИЦЫ
<С> - НОМЕР СТРОКИ
PRNTAB: MOV
INX
ORA
JNZ
BCR
JNZ
JMP
А,М
Н
А
PRNTAB
С
PRNTAB
MS6
I+++ ТАБЛИЦА ДНЕЙ НЕДЕЛИ +++
9
TWDs ВВ (
ВВ
ВВ
ВВ
ВВ
ВВ
. ВВ
;+++ ТАБЛИЦА
TMN: ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
ВВ '
Э,' ПОНЕДЕЛЬНИК ',0
' ВТОРНИК ',0
' СРЕДА ',0
' ЧЕТВЕРГ ',0
' ПЯТНИЦА ',0
' СУББОТА ',0
' ВОСКРЕСЕНЬЕ ',0
i МЕСЯЦЕВ +++
ЯНВАРЯ ',0
ФЕВРАЛЯ ',0
МАРТА ',0
АПРЕЛЯ ,0
МАЯ ,0
ИЮНЯ ,0
ИЮЛЯ ',0
АВГУСТА ',0
СЕНТЯБРЯ ',0
ОКТЯБРЯ ',0
НОЯБРЯ ',0
ДЕКАБРЯ ',0
«СЛЕДУЮЩИЕ ЯЧЕЙКИ ДОЛЖНЫ РАЗМЕЩАТЬСЯ В ОЗУ:
BUF: 5 БУФЕР ДЛЯ ХРАНЕНИЯ ВРЕМЕНИ И ДАТЫ
YRs
MON:
BAY:
BOM:
HRA:
HR:
MINA:
MIN:
SEC A:
SEC:
!
LNBUF:
BS
BS
BS
BS
BS
BS
BS
BS
BS
BS
BS
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
61
ENB
«ГОД
«МЕСЯЦ
;ДЕНЬ
;ДЕНЬ НЕДЕЛИ
«ЧАС <БУД.)
«ЧАС
«МИН.(БУД.)
«МИН.
«СЕК.(БУД.)
«СЕК.
«БУФЕР СТРОК
54
Действия, выполняемые подпрограммой SETALR, задаются
кодом в регистре Е микропроцессора:
?"[0] Единица в этом разряде включает будильник, ноль
выключает его.
Е[1] Единица в этом разряде разрешает запись в ячейки
микросхемы времени срабатывания будильника, задан-
заданного в регистрах Н, L, D. В противном случае данные
в этих ячейках не изменяются.
?[2] Единица в этом разряде задает очистку внутреннего
ОЗУ микросхемы. Ячейки с адресами от ОЕН до 3FH
заполняются кодом пробела B0//).
Е [3] Единица в этом разряде разрешает запись во внут-
внутреннее ОЗУ микросхемы содержимого 50 ячеек ОЗУ
компьютера, начиная с адреса, заданного в регистро-
регистровой паре ВС. В противном случае содержимое внут-
внутреннего ОЗУ не изменяется, если в Е [2] не была
задана очистка ОЗУ.
Подпрограмма UPDATE переписывает данные из рабочих
ячеек микросхемы в буфер длиной 10 байт, находящийся в ОЗУ.
Данными из этого буфера пользуются все другие программы,
которым необходима информация о времени. Выполнение под-
подпрограммы занимает меньше 244 мкс. Это гарантирует, что все
данные, находящиеся в буфере, правильны и относятся к одному
и тому же секундному интервалу. В компьютере, имеющем конт-
контроллер прерываний, подпрограмма UPDATE должна выполнять-
выполняться каждую секунду по запросу прерывания, связанному с окон-
окончанием цикла обновления. Если контроллера прерываний в
компьютере нет, то подпрограмму UPDATE обязательно вызы-
вызывают перед каждым выполнением участка любой программы,
требующего данных о времени.
Подпрограмма TIME выводит на экран дисплея, начиная
с текущей позиции курсора, время в часах, минутах и секундах,
например: 10:54.39. Данные о времени она берет из буфера,
заполненного подпрограммой UPDATE.
Подпрограмма DATE выводит на экран дисплея, начиная
с текущей позиции курсора, информацию о дате, например:
ПЯТНИЦА 03 ИЮНЯ 1988 ГОДА. Она также берет данные
из буфера, заполненного подпрограммой UPDATE.
Подпрограмма ALARM включает сигнал на выходе SQW,
выводит на экран заданное время срабатывания будильника,
а также сообщение, находящееся во внутреннем ОЗУ микро-
микросхемы КР512ВИ1. Информация выводится с начала строки,
в которой находится курсор. Особенностью подпрограммы
является то, что прежнее содержимое этой строки запомина-
запоминается, а после нажатия любой клавиши восстанавливается, стирая
информацию будильника. Одновременно выключается сигнал на
выходе SQW.
55
Остальные подпрограммы табл. 5 носят вспомогательный
характер. Они используются при работе подпрограмм, описан-
описанных выше.
Пример использования подпрограмм обслуживания микро-
микросхемы КР512ВИ1 приведен в табл. 6. Это подпрограмма обслу-
обслуживания запросов прерывания, генерируемых микросхемой по
окончании цикла обновления и при срабатывании будильника.
Соответствующие прерывания должны быть разрешены записью
единиц в разряды VIE, AIE регистра В микросхемы. Ее выход
IRQ подключается к входу контроллера прерываний.
Эта подпрограмма при своей работе постоянно выводит
«¦¦* ПОДПРОГРАММА ОБСЛУЖИВАНИЯ ЗАПРОСОВ ***
* *** ПРЕРЫВАНИИ ОТ КР512ВИ1 ***
« *ASD* 1988
«ИСПОЛЬЗУЕТ ПОДПРОГРАММЫ UPDATE, RDRTC,
«TIME, ALARM (CM. ТАБЛ.5), А ТАКЖЕ СТАН-
СТАНДАРТНЫЕ ПОДПРОГРАММЫ:
«
CURSOR: EQU 0F81EH
CONOUT: EQU 0F809H
s
AIE: EQU 10H
«
INTRTC: PUSH H
PUSH D
PUSH В
PUSH PSW
«ПЕРЕПИСЫВАЕМ ДАННЫЕ В БУФЕР
CALL UPDATE
«ЗАПОМИНАЕМ ПОЛОЖЕНИЕ КУРСОРА
CALL CURSOR
PUSH H
«ВЫВОДИМ ВРЕМЯ
LXI Н,2050Н
CALL SETCUR
CALL TIME
«ЕСЛИ БУДИЛЬНИК НЕ СРАБОТАЛ,
«ЗАКАНЧИВАЕМ ОБРАБОТКУ ПРЕРЫВАНИЯ
MVI В,0CH
CALL RDRTC
ANI AIE
JZ INT1
«ЧТОБЫ В ОЖИДАНИИ НАЖАТИЯ КЛАВИШИ
«(В ПОДПР. ALARM) HE ПРЕКРАЩАЛСЯ
«ВЫВОД ВРЕМЕНИ, ЗДЕСЬ НУЖНО РАЗРЕ-
РАЗРЕШИТЬ ПРЕРЫВАНИЯ
EI
«ВЫВОДИМ СООБЩЕНИЕ БУДИЛЬНИКА
LXI Н,4420Н
CALL SETCUR
CALL ALARM
«ВОССТАНАВЛИВАЕМ ПОЛОЖЕНИЕ КУРСОРА
INT1: POP H
LXI D,0-308H
DAD D
CALL SETCUR
POP PSW
POP В
POP D
POP H
EI
RET
56
S+++ ПОДПРОГРАММА УСТАНОВКИ КУРСОРА В +++
,++++++ ПОЛОЖЕНИЕ, ЗАДАННОЕ В ^HL> ++++.Ц-
SETCUR: MVI С,1ВН
CALL CONOUT
MVI С, 'У
CALL CONOUT
MOV C,H
CALL CONOUT
MOV C,L
ЛМР CONOUT
ENt BD К561ЛЕ5
ЖШИМШЮ)
K1 ЮН
Рис 3 Схема подачи звукового сиг-
сигнала
текущее время в правом верхнем углу экрана независимо от
работы других программ, выполняемых компьютером. Если
какая-либо программа сотрет время с экрана, выведя на это
же место другую информацию, то в следующую секунду вновь
будет выведено время. Срабатывание будильника отмечается
звуковым сигналом и выводом сообщения в нижней строке эк-
экрана. Выполнение всех программ при срабатывании будильника
приостанавливается до нажатия любой клавиши.
В заключение рассмотрим схему, показанную на рис. 3.
Она позволяет подавать звуковой сигнал при срабатывании
будильника в компьютерах, не имеющих в своем составе контрол-
контроллера прерываний. В регистре В микросхемы КР512ВИ1 должны
быть записаны единицы в разрядах AIE и SQWE и нули в раз-
разрядах VIE, PIE. Желаемая высота звука (частота сигнала на
выводе SQW) задается разрядами RS0...RS3 регистра А. При
совпадении заданного времени срабатывания будильника с теку-
текущим временем на выходе IRQ устанавливается низкий логиче-
логический уровень, разрешающий прохождение сигнала со входа
элемента ИЛИ — НЕ, соединенного с выводом SQW на его
выход. Одновременно начинается разрядка конденсатора С1 че-
рез резистор R2. Как только напряжение на входе RESET
достигнет низкого логического уровня, восстановится высокий
уровень на выходе IRQ и звуковой сигнал прекратится. Дли-
Длительность сигнала определяется постоянной времени цепочки
R2CL В любой момент его можно прекратить, нажав кнопку SB1.
А. Долгий
"•'Л Р/ШМЛТОР ДЛЯ МИКРОКАЛЬКУЛ>Ио1>\
Этот программатор позволяет записывать программы микро-
микрокалькулятора (ПМК) «Электроника БЗ-34» на бытовой магни-
магнитофон. Запись осуществляется с клавиатуры ПМК параллельно
с вводом программы. Следовательно, время записи оказывается
равным времени ввода программы в калькулятор. При такой
организации записи достаточно буферной памяти для хранения
кода одной операции (здесь под операцией понимается нажатие
одной клавиши), что позволило создать относительно простое
устройство с применением широко распространенных микросхем.
Несмотря на длительное время записи (набор отлаженной
программы из 98 шагов длится 2...3 мин), стоимость хранения
одной программы может колебаться в зависимости от количе-
количества дорожек, типа и скорости движения ленты от 2 до 20 коп.,
что значительно дешевле хранения в программаторе, описан-
описанном в журнале «Радио» A986, № 5, с. 20).
Если команды выполнять в процессе считывания программы
с магнитофона по мере их поступления, то длина программы
не ограничивается 98 шагами (практически пока не кончится
лента). Это возможно благодаря тому, что в магнитофон запи-
записываются все манипуляции с калькулятором, кроме включения-
выключения и переключения угловых мер. Программы, содер-
содержащие циклы, можно оформлять в виде подпрограмм с числом
шагов не более 98, выполнять которые нужно также в процессе
считывания. При этом надо следить, чтобы подпрограмма вы-
выполнялась до поступления с магнитофона следующей за ней
команды. Это легко сделать, если при записи программы в магни-
магнитофон калькулятор полностью выполнит подпрограмму с контроль-
контрольными данными.
Управление режимами программатора ведется двумя клави-
клавишами «3» и «В» — соответственно запись и воспроизведение,
а их индикация обеспечивается светодиодами. Программатор
имеет третью клавишу — контрольную, при нажатии которой
в магнитофон передаются контрольные импульсы. По этим им-
импульсам устанавливается номинальный уровень записи магни-
магнитофона. Кроме того, эти импульсы можно записывать на ленту
58
для разграничения программ. При их воспроизведении в про-
программаторе высвечивается соответствующий индикатор «/С».
У программатора нет специального режима поиска програм-
программы. Для нахождения нужной программы надо перемотать ленту
примерно на то место, где должна начинаться программа. Затем
следует включить магнитофон в режим воспроизведения и ждать
высвечивания индикатора «К» или длительного звукового сиг-
сигнала громкоговорителя. Если после этого на табло калькуля-
калькулятора воспроизведется номер искомой программы, предварительно
записанный на ленту, продолжить воспроизведение до следую-
следующего высвечивания индикатора «К» или появления звукового
сигнала, после чего магнитофон выключить. Номер программы
можно записывать на ленту в любом режиме ПМК, но после
записи номера обязательно нажать клавиши «F» и «ПРГ».
При воспроизведении программы индикатор «К» сигнали-
сигнализирует миганиями о поступлении кодов операций в программа-
программатор и об исправности программатора в режиме воспроизведения.
Если нажать клавишу ПМК при нажатой клавише «3»,
то код операции запишется в буферную память программатора,
но в магнитофон не передастся. При последующем нажатии
клавиши «В» имитируется нажатие клавиши ПМК. Этот прием
позволяет контролировать работоспособность программатора
в режиме записи.
Программатор имеет регулятор уровня воспроизведения,
выведенный на шлиц. При настройке, вращая движок регуля-
регулятора, надо добиться воспроизведения программы без сбоя. Для
этого рекомендуется иметь тестовую программу, например ряд
одинаковых цифр.
Программатор можно применить для программного управ-
управления моделями, манипуляторами и даже станками. Для этого
достаточно параллельно калькулятору подключить приводные
устройства. Однако так можно запрограммировать только три
команды управления. Если же приводные устройства подклю-
подключить к выходам регистров, то количество команд увеличится
до тридцати. При записи программы на магнитофон объект будет
управляться от калькулятора, а при последующем воспроизве-
воспроизведении он будет в точности повторять команды, записанные на
магнитофон. Если использовать стереофонический магнитофон
и на вторую дорожку его записать фонограмму, то можно сде-
сделать «живого» робота.
Структурная схема программатора изображена на рис. 1.
Многофазная последовательность импульсов опроса контактуры
калькулятора поступает в канал шины N. Узел формирования
кода N (УФА/) вырабатывает четырехразрядные двоичные коды,
причем каждой строке контактуры соответствует свой код.
Таким образом, при последовательном опросе строк контактуры
формируются соответствующие им коды, которые поступают
с выхода / y<PN на вход регистра N (PrN).
59
Рис. 1. Структурная схема програм-
программатора для микрокалькулятора
В многофазную последова-
последовательность импульсов включены
сигналы опроса только четных
строк, что уменьшает количе-
количество соединений между ПМК
и программатором и в то же
время является достаточным
для однозначного определения
кодов N.
При нажатии клавиши
ПМК в режиме записи про-
программы по шине К управляю-
управляющий сигнал поступает на вход
канала этой шины, где узлом
формирования кода К (УФК)
вырабатывается трехзначный
код и подается с выхода / на
вход регистра К (РгК). Код К содержит информацию о столбце
контактуры, замкнутой в данный момент на шину N.
На выходе 2 УФК вырабатывается последовательность им-
импульсов, фаза которых равна фазе сигнала опроса строки, замкну-
замкнутой в данный момент на шину К. В дальнейшем эти импульсы
будут восприниматься как тактирующие.
Узел запуска (УЗ) пропускает на выход второй тактирую-
тактирующий импульс. Это связано с тем, что момент нажатия клавиши
может совпасть с моментом опроса строки, и первый импульс
окажется неполным, что приведет к сбою схемы. По импульсу
с выхода УЗ в регистры заносятся коды N и К. Таким образом,
регистры будут содержать код номера строки и код номера
столбца контактуры, которые замкнуты между собой нажатием
клавиши.
Одновременно с записью кодов импульс с выхода УЗ запус-
запускает схему записи (СЗ). Эта схема вырабатывает на выходе /
импульс сдвига регистров и формирует на выходе 2 последо-
последовательный код записи на магнитофон. Импульсы, несущие код
записи, синхронизируются тактирующими импульсами.
В режиме воспроизведения программы последовательный
код поступает с магнитофона на вход усилителя-формирователя
(УФ)у а с выхода последнего — на вход схемы ввода (СВ).
СВ путем сдвига импульсами с выхода / вводит в регистр по-
последовательные коды с выхода 2.
Калькулятор устроен так, что для ввода операции доста-
достаточно в момент опроса соответствующей строки контактуры
замкнуть на общую шину соответствующий проводник шины К.
Ввод осуществляется следующим образом. Значения кодов N на
60
выходе y<PN и регистра N подаются на схему сравнения (СС)
Если они совпадут, на выходе СС формируется импульс, по
которому коммутатор К замыкает на общую шину тот проводник
шины /С, код которого записан в регистре К Это замыкание
происходит по сигналу, поступающему с выхода 3 после ввода
последовательного кода в регистры Замыкания проводника
шины К имитируют нажатие клавиши калькулятора, замыкаю
щей строку контактуры, код которой записан в регистре N, и
столбец, код которого записан в регистре К
Триггер Т после нажатия клавиши «3» потенциалом на
выходе / включает узел запуска УЗ, а после нажатия клавиши
«В» потенциалом на выходе 2 включает схему ввода СВ При
этом в индикаторе «И» высвечивается светодиод, соответствую-
соответствующий нажимаемой клавише
Клавиша «К» имитирует нажатие клавиши калькулятора,
но управляющий сигнал, кроме УФ/С, подается еще и на вход
2 УЗ В этом случае УЗ постоянно, в течение всего времени
нажатия клавиши, вырабатывает импульсы запуска, а схема
записи — контрольные импульсы
При нажатии клавиши «3» вход 3 СЗ замыкается на общую
шину, что препятствует запуску схемы записи Если теперь на-
нажать клавишу «ПМК», то коды N и К сохранятся в регистрах
и не передадутся в магнитофон, а при последующем нажатии
клавиши «В» операция введется в ПМК
Принципиальная схема программатора приведена на рис 2
Цепями C1R1 — C6R6 многофазная последовательность импуль-
импульсов шины N преобразуется в последовательность импульсов
положительной полярности, которая выделяется на диоде VD1
и усиливается каскадом на транзисторе VT1 Эти импульсы
сопровождаются короткими импульсами, имеющими характер
помехи Мультивибратор, собранный на транзисторе VT3 и эле-
элементе DD1 2, предотвращает прохождение этих помехообразных
импульсов На выходе мультивибратора (выход DD1 2) импуль-
импульсы воспринимаются как первый разряд кода N и подаются не-
непосредственно на входы регистра DD7 и схемы сравнения на
элементах DD8 — DD11, DD3 2 Остальные разряды кода N фор-
формируются из импульсов на выходе мультивибратора (коллектор
VT3) путем счета импульсов счетчиком DD2 Они также пода-
подаются на вход регистра и схемы сравнения После каждого цикла
опроса контактуры счетчик обнуляется импульсом с выхода эле-
элемента DD1 1 На вход этого элемента импульс поступает через
цепочку C7R7 и каскад на транзисторе VT2 с 17-й ламели платы
ПМК Этот импульс является для ПМК импульсом опроса инди-
индикатора
Временные диаграммы формирования кода N представлены
на рис 3
Управляющие сигналы шины К преобразуются цепочками
C8R8 — C10R10 в импульсы положительной полярности, усили-
61
vwwm ш j/
Выход
Выход
колл.
Вы В. 12
Вы 6.9
Выв. 8
пи
N2
N4
N6
N8
N10
N11
DB1.2
DBU1
VT3
DD2
W2
т:
1
1ПППППП ППППППГ
п п
^АААААГЛАЛЛААГ
П "
1
" П
П
п
Рис. 3 Временные диаграммы формирования кода N
ваются каскадами на транзисторах VT5 — VT7, подаются на
вход регистра DD4 и на вход элемента DD3.1 На выходе послед-
последнего формируются тактирующие импульсы.
Коды шин N и К представлены в таблице.
64
N
ООП
0010
0101
0100
0111
оно
1001
1000
1011
1010
к
on
«0»
«1»
«2»
«3»
«4»
«5»
«6»
«7»
«8»
101
«+»
«—»
«X»
«ВГЪ
«сх»
«Bf»
110
«С/ГЪ
«БГЪ
«В/О»
«ПП»
«ГЪ
«ШГ»
«игь
«шг»
«к»
«F»
Тактирующие импульсы поступают на вход схемы запуска,
собранной на элементах DD11.1, DD11.2 и триггерах DD12.1,
DD12.2. В исходном состоянии (до поступления тактирующих
импульсов) триггеры находятся в состоянии «О». Первый такти-
тактирующий импульс переводит триггер DD12.1 через вход С в состоя-
состояние «/». Работа триггера обеспечивается тем, что с первым
тактирующим импульсом через диод VD2 заряжается конден-
конденсатор С12, открывается транзистор VT8 и на выходе элемента
DD1.4, соединенного с входами /^-триггеров, устанавливается
уровень единицы.
Второй импульс проходит на выход элемента DD11.2 и одно-
одновременно переводит триггер DD12.1 в состояние «О». Триггер
же DD12.2 переводится в состояние «/» перепадом потенциала
на инверсном выходе триггера DD12.1. На входе 4 элемента
DD11.2 устанавливается уровень нуля, препятствующий про-
прохождению последующих импульсов. Конденсатором С21 и кас-
каскадом на транзисторе VT4 формируется импульс запуска, по
которому коды N и К записываются в регистры.
После прекращения поступления тактирующих импульсов
(после отпускания клавиши ПМК) конденсатор С12 разряжа-
разряжается и на входе /?-триггеров DD12.1 и DD12.2 устанавливается
уровень нуля, что соответствует переводу триггеров в состояние
«О» и готовности схемы к приему новой серии тактирующих
импульсов.
Схема записи состоит из триггера DD13.2, счетчика DD16
и элементов DD17.1 — DD17.4, DD11.3. Импульс запуска по-
подается на вход R счетчика. При этом разряды счетчика устанав-
устанавливаются в «О» и на выходе элемента DD11.3 устанавливается
3 q 1 65
уровень единицы, обеспечивающий работу триггера. Триггер
делит частоту тактирующих импульсов, а счетчик считает импуль-
импульсы на выходе триггера до тех пор, пока на выходе элемента
DD11.3 установится уровень нуля. Комбинационной схемой на
элементах DD17.2 — DD17.4 формируются импульсы, сдвигаю-
сдвигающие значение регистров. Одновременно с импульсом сдвига схе-
схема вырабатывает синхронизирующий импульс на выходе эле-
элемента DD17.4. За ним следует импульс, несущий информацию,
присутствие которого соответствует значению «/» очередного
разряда регистра. Таким образом, схема вырабатывает семь
синхроимпульсов, сопровождаемых информационными импуль-
импульсами. Импульсы дифференцирующей цепочкой C24R44 преобра-
преобразуются в двуполярный сигнал записи. Этот сигнал ограничи-
ограничивается диодами VD6, VD7\ через делитель R46, R47 поступает
на гнездо XS2 и далее подается на вход «приемник» магнито-
магнитофона.
Процесс формирования импульсов записи описан времен-
временными диаграммами на рис. 4 (для операции «+»)•
При замыкании контактов SB1 импульсы с коллектора тран-
транзистора VT2 постоянно устанавливают триггер DD12.1 в состоя-
состояние «У» и проходят через элемент DD11.2 как импульсы запуска.
Импульсы же запуска постоянно устанавливают разряды счет-
счетчика DD16 в значение «О». При этом комбинационная схема
формирует синхроимпульсы в течение всего времени замыкания
SB1.
В режиме воспроизведения сигнал с линейного выхода маг-
магнитофона через разъем XS2f фильтр R27C17 и регулятор уровня
воспроизведения R26 поступает на вход усилителя-формиро-
усилителя-формирователя, собранного на транзисторах VT12 — VT14. Усилитель
формирует прямоугольные импульсы, которые подаются на вход
ждущих мультивибраторов, собранных на элементах DD14.3,
VT16 и DD14.4, VT17. На коллекторе транзистора VT17 форми-
формируется импульс сдвига регистров, а на выходе элемента DD14.3
формируется сигнал записи в регистры. Работа мультивибра-
мультивибраторов контролируется светодиодом HL3, подключенным к выхо-
выходам мультивибраторов через элемент DD15.3.
Процесс воспроизведения описан временными диаграммами
на рис. 5.
С приходом первого импульса воспроизведения заряжается
конденсатор С20 и на коллекторе транзистора VT15, соединен-
соединенного с входами элементов микросхемы DD6, возникает импульс,
который предотвращает запись информации в память ПМК во
время записи в регистры.
После прекращения поступления импульсов воспроизведения
конденсатор разряжается и импульсы с выхода элемента DD3.2
через инвертор DD5.4 подаются на входы 5, 11, 13 элементов
DD6. Затем в зависимости от содержания разрядов регистра
66
Выход
ВОЗ I
выбг
DO/6 .
Выход
DDt/3
ДЙТПППППППППППППП
дЫб. 12
DOW
ВЫ б 9
0016
Вы6.8
UW6
п п п п
D016 1
Выход 1 1
0017.1 [ 1
Выход 1 [
воаз Ц
выв w | 1
004 1
1 1
L
L
Выход 1 П 1 III
DDtlZ LI LJ III
П
1 1
1
i
ПППГ"
Выход
00/74
шт
V V V V V V
V V V V
Рис 4 Временные диаграммы процесса формирования им-
импульсов записи
DD4 открывается один из транзисторов VT9—VT11, замыкая
тем самым один из проводников шины К.
При замыкании контактов SB триггер DD13.1 устанавлива-
устанавливается в состояние «О», на выходе 6 триггера возникает уровень
единицы, включающий схему ввода посредством элемента DD14.1
и обеспечивающий свечение диода HL2.
Уровень единицы на выходе 5 триггера при его переклю-
переключении в состоянии «У» контактами SB обеспечивает свечение
светодиода HL1 и прохождение импульса запуска через элемент
DD11.2. Замыкание SB препятствует сбросу счетчика DD16 в
состояние «О» импульсом запуска. Благодаря этому код опера-
операции при нажатии клавиши ПМК сохраняется в регистрах, а при
последующем переключении триггера — операция вводится в
ПМК.
67
От
А Л А
магнитофона • * V
7
колл.
VTfJ
Выход
ит.2
А А А
V V V
А
А А А Л
V V V V
1 1 П П П П П П П П П
1ПП1—1ПП1 11 1ППП
3/4 Т
sss Нпп ппп п пппп
3/2 Т
Выход
0014.4
ЯУППППППП
УЛППППП ППОП И
Рис. 5. Временные диаграммы процесса воспроизведения
Схема блока питания со стабилизатором программатора
изображена на рис. 6.
В устройстве использованы конденсаторы С1 — СЮ, С21 —
К10-7В; СП —СП, С24 — К22-У-1; С12, С22, С23 — КЮ-У-5;
С18 — С20 — К53-4; С25, С26 — К50-6; С27, С28 — К50-3;
С29 — К50-6. Резисторы —ОМЛТ-0,125, потенциометр R27 —
СПЗ-16. Трансформатор питания от электробритвы «Молния»
имеет сечение стали 1,8 см2, в его первичной обмотке 4100 витков
провода ПЭЛ-0,08 и во вторичной — 170X2 витков провода
ПЭЛ-0,33.
В качестве транзисторов VT1 — VT8f VT12 — VT17 можно
использовать любые маломощные транзисторы структуры п-р-п.
При замене транзисторов VT9 — VT11 необходимо, чтобы импуль-
импульсы на коллекторах значительно не искажались, форма импульсов
на отлаженном программаторе имеет вид, изображенный на
рис. 7,а, но надо учитывать и то, что ПМК воспринимает инфор-
информацию и при форме импульсов на рис. 7,6 (с транзисторами
МГТ108). Диоды также можно заменить на любые маломощные.
В микросхемах можно произвести следующую замену: DD1,
DD5, DD8, DD10, DD14, DD17 — К1ЛБ363, К1ЛБ553, К1ЛБ583;
DD2, DD16 - К133ИЕ5; DD3 — К1ЛБ306, К1ЛБ556; DD4,
DD7 — К133ИР1; DD6, DD11 — К1ЛБ304, К1ЛБ554; DD9—
К133ЛЛ1; DD12, DD13 — К155ТМ2; DD15 — К1ЛБ558.
Программатор размещается на трех платах. Логическая
часть смонтирована на двух технологических платах размерами
100Х 120 и 100X82 мм. Монтаж произведен проводом МГТФ-0,05.
Стабилизатор питания собран на печатной плате. Рисунок пе-
печатной платы и расположение деталей на ней изображены на
68
С25
ЮООмкхЮВ
MS
680
=f= C26
WOO та
VOW
KCI6ZA
20mk*6B
Рис. 6. Принципиальная схема блока питания
Рис 7. Формы импульсов отлаженного про-
программатора
IV
Рис 8 Печатная плата стабилизатора
рис. 8. Детали монтируются со стороны печатных проводников,
а с другой стороны крепятся конденсаторы С25, С26 и С29 пай-
пайкой проводом. Сама плата крепится к основанию также пайкой.
Транзистор VT19 установлен на радиаторе.
Разъемы, соединяющие программатор с калькулятором,
69
Рис. 9. Калькулятор с установленными разъемами
Рис. 10. Вид программатора со стороны монтажа
Рис. 11. Внешний вид программатора, соединенного с микро-
микрокалькулятором
изготовлены из разъема РГПМ45ШУ2. Такой разъем хорошо
вписывается в конструкцию калькулятора — заполняет простран-
пространство за разъемом питания (рис. 9).
На рис. 10 показан программатор с видом на монтаж.
Внешний вид программатора, соединенного с микрокальку-
микрокалькулятором, показан на рис. 11.
Корпус склеен из стеклотекстолита толщиной 1 мм эпок-
эпоксидным клеем и имеет размеры 190X110X35 мм.
В режиме записи программатор наладки не требует. Для
наладки в режиме воспроизведения надо предварительно запи-
записать на ленту контрольные импульсы, установить режимы тран-
транзисторов VT12 и VT13 подбором резисторов R29 и R31, а под-
подбором резисторов R38 и R41 установить длительности импуль-
импульсов, указанные на рис. 5.
При повторении схемы надо учесть следующее. Сопротив-
Сопротивления коллекторных нагрузок транзисторов могут колебаться
в больших пределах, например от 2 до 6,8 кОм. Емкости конден-
конденсаторов С1 — С10 могут иметь значительно меньшие значения,
чем указанные на схеме, например в два раза, а сопротивления
резисторов Rl — R10 соответственно большие значения. Более
критичными к номиналам элементов являются задающие цепи
мультивибраторов и схема усилителя-формирователя.
И. Алсараев
ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 34
Как известно, номинальное выходное напряжение современ-
современных источников сигнала звуковой частоты C4) не превышает
0,5 В, в то время как номинальное входное напряжение боль-
большинства усилителей мощности 34 (УМЗЧ) составляет обычно
0,7... 1 В. Для повышения напряжения сигнала до уровня, обес-
обеспечивающего нормальную работу УМЗЧ, а также для согласо-
согласования выходных сопротивлений источников сигнала с его вход-
входным сопротивлением служат предварительные усилители 34. Как
правило, именно в этой части звуковоспроизводящего тракта
осуществляются регулировки громкости, тембра и стереобаланса.
Основные требования к предварительным усилителям — ма-
малые нелинейные искажения сигнала (коэффициент гармоник —
не более нескольких сотых долей процента) и небольшой отно-
относительный уровень шумов и помех (не выше —66... —70 дБ),
а также достаточная перегрузочная способность.
Всем этим требованиям в значительной мере отвечает пред-
предварительный усилитель москвича В. Орлова (за основу он взял
схему усилителя AU-X1 японской фирмы «Sansui»). Номиналь-
Номинальные входное и выходное напряжения усилителя соответственно
0,25 и 1 В, коэффициент гармоник в диапазоне частот 20...
20 000 Гц при номинальном выходном напряжении не превыша-
превышает 0,05 %, а отношение сигнал/шум 66 дБ. Входное сопротив-
сопротивление усилителя 150 кОм, пределы регулирования тембра (на
частотах 100 и 10 000 Гц) от —10 до +6 дБ. Устройство пред-
предназначено для работы с УМЗЧ, входное сопротивление которого
не менее 5 кОм.
Усилитель (на рис. 1 изображена принципиальная схема
одного из его каналов) состоит из истокового повторителя на
транзисторе VT1, так называемого мостового пассивного регу-
регулятора тембра (элементы R6— R11.1, С2 — С8) и трехкаскад-
ного симметричного усилителя напряжения сигнала. Регулятор
громкости — переменный резистор R1.1 — включен на входе уси-
усилителя, что уменьшает вероятность его перегрузки. Тембр в обла-
области низших частот звукового диапазона регулируют переменным
резистором R7.1, в области высших частот — переменным рези-
резистором R11.1 (резисторы R7.2 и R11.2 использованы в другом
+20В
VT/
кпзозд
С4 0,25МК С7 =4=
№ 1,6 К 0,033мк
'20В
Рис. 1. Принципиальная схема усилителя на транзисторах
канале усилителя). Коэффициент передачи симметричного уси-
усилителя определяется отношением сопротивлений резисторов
R18, R17 и при указанных на схеме номиналах равен пример-
примерно 16. Режим работы транзисторов оконечного каскада (VT6,
VT7) задан падением напряжения, создаваемым коллекторными
токами транзисторов VT4, VT5 на включенных в прямом направ-
направлении диодах VD1 — VD3. Подстроечный резистор R15 служит
для балансировки усилителя. Питать усилитель можно как от
источника, питающего УМЗЧ, так и от любого нестабилизиро-
ванного выпрямителя с выходными напряжениями +18...22
и -18...22 В.
Возможный вариант печатной платы одного канала устрой-
устройства изображен на рис. 2. Изготовлена она из фольгированного
стеклотекстолита толщиной 1,5 мм и рассчитана на установку
резисторов МЛТ и СП4-1 (R15), конденсаторов МБМ (Clf С4,
С8, СП), БМ-2 {СЗ, С5 — С7) и К50-6, К50-16 (остальные).
Конденсаторы МБМ и БМ-2 смонтированы на плате вертикально
(один из их выводов наращивают до требуемой по месту длины
луженым проводом диаметром 0,5...0,6 мм). Сдвоенный пере-
переменный резистор R1 любого типа группы В, резисторы R7 и
R11 — группы Б. Транзисторы КПЗОЗД можно заменить на
КПЗОЗГ, КПЗОЗЕ, транзистор КП103М —на КП103Л, тран-
транзисторы КТ315В и КТ361В — транзисторами этих серий с индек-
индексом Г. Полевые транзисторы необходимо подобрать по началь-
73
К RU
Рис. 2. Печатная плата (а) и размещение на ней деталей пред-
предварительного усилителя на транзисторах (б)
ному току стока, который при напряжении ?7^ = 8 В не должен
выходить за пределы 5,5...6,5 мА. Диоды Д104 вполне заме-
заменимы диодами серий Д220, Д223 и т. п.
Регулировка сводится к установке подстроенным резисто-
резистором R15 нулевого напряжения на выходе и подбору резистора
R18 до получения при входном напряжении 250 мВ частотой
1000 Гц выходного напряжения, равного 1 В (движки резисто-
резисторов R7, R11 — в среднем, а резистора R1 — в верхнем по схеме
положении).
Существенный недостаток описанного, да и многих других
подобных устройств на транзисторах — сравнительно большое
число элементов и, как следствие этого, довольно большие габа-
габариты монтажной платы. Значительно более компактными полу-
получаются предварительные усилители на основе операционных уси-
усилителей (ОУ). Примером может служить устройство, разрабо-
разработанное москвичом Ю. Солнцевым на базе ОУ общего применения
К574УД1А (рис. 3). Проведенные им исследования показали,
что коэффициент гармоник этого ОУ сильно зависит от нагрузки:
вполне приемлемый при ее сопротивлении более 100 кОм, он
возрастает до 0,1 % при уменьшении сопротивления нагрузки
до 10 кОм. Для получения достаточно малых нелинейных иска-
искажений автор добавил к указанному ОУ так называемый парал-
параллельный усилитель, отличающийся практическим отсутствием
искажений типа «ступенька» даже без отрицательной обратной
связи (ООС). С ООС же коэффициент гармоник не превышает
0,03 % во всем звуковом диапазоне частот при сопротивлении
нагрузки более 500 Ом.
Остальные параметры предварительного усилителя сле-
следующие: номинальные входное и выходное напряжения 250 мВ,
отношение сигнал / шум не менее 80 дБ, перегрузочная способ-
способность 15...20 дБ.
Как видно из схемы, устройство состоит из линейного уси-
усилителя с горизонтальной АЧХ на ОУ DA1 и транзисторах VT1 —
VT4 («параллельный» усилитель) и пассивного мостового регу-
регулятора тембра (элементы R12 — R14, R17 — R19, С6—С9).
Этот регулятор при необходимости можно исключить из тракта
с помощью реле К1 (сигнал в этом случае снимают с делителя
напряжения R10R11). Коэффициент передачи усилителя опреде-
определяется отношением сопротивления резистора R3 к суммарному
сопротивлению резисторов R2, R4. Мостовой регулятор особен-
особенностей не имеет. На низших частотах тембр регулируют пере-
переменным резистором R18.1, на высших — резистором R13.L Ре-
Резисторы R12, R14 предотвращают монотонный подъем и спад
АЧХ за пределами номинального диапазона частот усилителя.
Для нормальной работы регулятора тембра сопротивление на-
нагрузки должно быть не менее 50 кОм.
При работе с источником сигнала, выходное напряжение
которого содержит постоянную составляющую, на входе уси-
75
Выход
Вход
С5
2* 2,2 мК
F8 2
МО 24 к
VT4
КТЗЮ7В
№5,6 К
-15В
1СЗ 0,1 МК
Рис. 3. Принципиальная схема предварительного усилителя на ОУ К574УД1А
лителя необходимо включить разделительный конденсатор (на
схеме изображен штриховыми линиями).
Все детали усилителя, за исключением элементов регуля-
регулятора тембра, монтируют на печатной плате из фольгированного
стеклотекстолита (на рис. 4 изображена ее часть для одного
канала). Плата рассчитана на монтаж резисторов МЛТ, СП4-1
(R4), конденсаторов К53-1а, К53-18 (С/, С4)у КМ-66 (С2, СЗ,
С5, С6) и МБМ (остальные). Сдвоенные переменные резисторы
R13 и R18 — любого типа группы Б. Элементы регулятора тембра
монтируют непосредственно на их выводах и соединяют с пла-
платой экранированными проводами.
Вместо указанных на схеме в усилителе можно применить
транзисторы КТ3107И, КТ313Б, КТ361К (VT1, VT4) и КТ312В,
КТ315В (VT2, VT3). Реле К1 — марки РЭС60 (паспорт
РС4.569.436) или любое другое с подходящими габаритами
и током и напряжением срабатывания. Диод VD1 — любой
с допустимым обратным напряжением не менее 50 В. Для
соединения с усилительным трактом применен разъемный со-
соединитель МРН14-1 (на плате устанавливают его вилку).
Для питания усилителя необходим двуполярный источник
питания, способный отдать в нагрузку ток около 30 мА при
напряжении пульсаций не более 10 мВ (иначе при неудачном
монтаже возможно появление заметного фона).
Регулировка усилителя сводится к установке требуемого
коэффициента передачи с подключенным регулятором тембра
и без него. В первом случае нужного результата добиваются
изменением сопротивления подстроечного резистора R4 (а если
нужно, то и подбором резистора R2), во втором — подбором
резистора R1L
76
О А 9
73
а
Ко 3° б° X
1/77 °к ~~
VTZ
R11
\/Ш
О /4°
irruiiij:
о о/ О
.-1
Рис. 4. Печатная плата (а) и размещение на ней деталей пред-
предварительного усилителя на ОУ К574Д1А (б)
Усилитель рассчитан на работу с УМЗЧ, описанным в статье
Ю. Солнцева «Высококачественный усилитель мощности» («Ра-
(«Радио», 1984, № 5, с. 29—34). Регулятор громкости (сдвоенный
переменный резистор группы В сопротивлением 100 кОм) вклю-
включают в этом случае между его входом и выходом предвари-
предварительного усилителя. Такой же резистор, но группы А, исполь-
используют в качестве регулятора стереобаланса (один из его крайних
выводов и вывод движка в каждом канале подсоединяют к движ-
движку регулятора громкости, а другой крайний вывод — к входу
УМЗЧ).
В последние годы промышленность освоила выпуск инте-
интегральных микросхем (ИС КМ551УД1, КМ551УД2), специально
предназначенных для работы во входных каскадах трактов зву-
звуковой частоты бытовой радиоаппаратуры (предусилителях-кор-
ректорах электропроигрывателей, усилителях записи и воспроиз-
воспроизведения магнитофонов, микрофонных усилителях и т. п. устрой-
устройствах). Их отличают пониженный уровень собственных шумов,
малый коэффициент гармоник, хорошая перегрузочная способ-
способность.
На рис. 5 приведена схема предварительного усилителя на
ИС КМ551УД2 (предложена москвичом А. Шадровым). Эта
ИС представляет собой сдвоенный ОУ с напряжением питания
от ±5 до ±16,5 В. ИС с индексом А отличается от прибора
с индексом Б вдвое меньшим D В) входным синфазным напря-
напряжением и нормируемым приведенным к входу напряжением шумов
(не более 1 мкВ при сопротивлении источника сигнала 600 Ом;
у КМ551УД2Б оно не нормируется).
Номинальные входное и выходное напряжения этого усили-
усилителя такие же, что и у устройства по схеме на рис. 1, коэффициент
гармоник в диапазоне частот 20...20 000 Гц не более 0,02 %,
отношение сигнал / шум (невзвешенное) 90 дБ. Диапазон регу-
регулирования громкости и тембра (на частотах 60 и 16 000 Гц)
соответственно 60 и ±10 дБ, переходное затухание между кана-
каналами в диапазоне частот 100...10 000 Гц не менее 50 дБ. Входное
и выходное сопротивления усилителя соответственно 220 и 3 кОм.
Мостовой регулятор тембра включен в данном случае в цепь
ООС, охватывающей ОУ DA1.1 (здесь и далее в скобках указаны
номера выводов второго ОУ микросхемы). На входе включен
тонкомпенсированный регулятор громкости на переменном рези-
резисторе R2.1 с отводом от токопроводящего элемента. Тонкомпен-
сацию (подъем составляющих низших частот на малых уровнях
громкости) можно отключить выключателем SA1.1. Устойчивую
работу ИС КМ551УД2 (ее АЧХ имеет три перегиба) обеспечи-
обеспечивают конденсатор С7 и цепь R5C5, номиналы которых выбраны
для коэффициента передачи /Си=10 (скорость нарастания вы-
выходного напряжения при таком усилении достигает 3...4 В/мкс).
Конденсаторы С12, С13 предотвращают взаимосвязь усилителя
с другими устройствами тракта при питании от общего источ-
78
Вход
С9 10мкх/5В
410К
/\R1 6,8 к
л RJ 2,2М
SAIJ
Выход
\Jnepeo-
йаланс11
Ci 0,1 мк
Рис. 5. Принципиальная схема предварительного усилителя на ОУ КМ551УД2
ника. Переменным резистором R12A (в другом канале R12.2)
регулируют стереобаланс.
Все детали усилителя, кроме переменных резисторов R2,
R7, R11 и выключателя SA1, монтируют на печатной плате
(рис. 6), изготовленной из фольгированного стеклотекстолита.
Рассчитана она на установку резисторов МЛТ, конденсаторов
МБМ (С1, СЮ), БМ-2 (СЗ—С5, СП), КМ (С69 С7, С12, С13)
и К50-6, К50-16 (остальные). Конденсаторы МБМ и БМ-2 монти-
монтируют вертикально. Для регулирования громкости и стереобаланса
подойдут любые сдвоенные переменные резисторы группы А, для
регулирования тембра — резисторы группы Б.
Налаживания усилитель не требует.
АЧХ мостовых регуляторов тембра имеют, как известно,
фиксированные частоты перегиба, поэтому плавно регулируется,
в сущности, только крутизна участков АЧХ левее и правее этих
частот, причем ее максимальное значение не превышает 5...6 дБ
на октаву. Для получения требуемых пределов регулирования
тембра на высших и низших частотах звукового диапазона час-
частоты перегиба приходится выбирать в области средних частот.
Такой регулятор малоэффективен в том случае, если необходимо
подавить низко- или высокочастотные помехи в спектре сигнала.
Например, при частоте перегиба 2 кГц регулятором тембра можно
понизить уровень помехи частотой 16 кГц на 15 дБ, только осла-
ослабив одновременно составляющие спектра 8 и 4 кГц соответственно
на 10 и 5 дБ. Ясно, что в подобном случае это не выход из поло-
положения, поэтому для подавления помех на краях спектра иногда
используют отключаемые фильтры нижних (ФНЧ) и верхних
(ФВЧ) частот с большой крутизной спада АЧХ за пределами
полосы прозрачности. Однако и в этом случае нужный резуль-
результат достигается далеко не всегда, так как эти фильтры обычно
имеют фиксированные частоты среза. Иное дело, если фильтры
79
73
KR12.1
'15В
+15В
R4.2
KRIZ2
Рис. 6. Печатная плата (а) и размещение на ней деталей предварительного
усилителя на ОУ КМ551УД2 (б)
сделать перестраиваемыми по частоте. Тогда, плавно смещая
границы диапазона пропускаемых частот в нужную сторону,
можно будет «вывести» помеху за его пределы, не влияя при
этом на форму АЧХ внутри диапазона. Кстати, такие фильтры
целесообразно сделать неотключаемыми: они помогут бороться
с инфранизкочастотными помехами от механизма недостаточно
совершенного электропроигрывающего устройства, понизят ве-
80
роятность возникновения динамических интермодуляционных
искажений в УМЗЧ и т. д.
Именно этими соображениями руководствовался таганрог-
таганрогский радиолюбитель О. Зайцев, разрабатывая усилитель с пере-
перестраиваемыми фильтрами, схема одного из каналов которого
приведена на рис. 7. Номинальные входное и выходное напря-
напряжения усилителя соответственно 0,2...0,5 и 0,5...1,5 В. Устройство
рассчитано на работу с источниками сигналов с выходным со-
сопротивлением не более 20 кОм и УМЗЧ с входным сопротивле-
сопротивлением не менее 2 кОм. Коэффициент гармоник во всем диапазоне
звуковых частот не превышает 0,05%, отношение сигнал / шум
70 дБ (измерено при работе с источником сигнала, выходное
сопротивление которого 5 кОм, а выходное напряжение 210 мВ).
Верхняя граничная частота полосы пропускания усилителя
определяется двухзвенным (R4JC2 и R4.2R10C5) ФНЧ, частота
среза которого в зависимости от введенных в цепь сигнала
частей переменного резистора R4 изменяется от 3 (сопротив-
(сопротивление максимальное) до 25 кГц (сопротивление равно 0). Кру-
Крутизна спада АЧХ ФНЧ около 10 дБ на октаву, регулирование
частот среза в каналах раздельное, что позволяет в зависимо-
зависимости от частоты помех выбирать оптимальную полосу пропуска-
пропускания в каждом канале. Эмиттерный повторитель на транзисторе
VT1 согласует ФНЧ с источником сигнала, повторитель на тран-
транзисторе VT2 создает нормальные условия для работы ФВЧ и
звеньев ФНЧ.
ФВЧ образован элементами С4, R8, R9A и определяет ниж-
нижнюю граничную частоту диапазона: при минимальном сопротив-
сопротивлении резистора R9.1 она равна 300, при максимальном — 25 Гц.
Крутизна спада АЧХ этого фильтра 6 дБ на октаву. За преде-
пределами звукового диапазона частот крутизна спада АЧХ усили-
усилителя значительно возрастает, что обусловлено соответствующим
выбором емкости конденсаторов С1, СЗ, С6, СЮ и шунтированием
коллекторной нагрузки транзистора VT4 цепью R27C1L
Обработанный фильтрами сигнал поступает на тонкомпенси-
рованный регулятор громкости, выполненный на переменном ре-
резисторе R15.1 без отводов. Требуемый при снижении громкости
подъем АЧХ в области низших частот создает цепь R16C9R17,
в области высших частот — конденсатор С8. При максимальной
громкости АЧХ регулятора горизонтальна в диапазоне частот
25...25 000 Гц, а коэффициент передачи близок к 1. Если необхо-
необходимо, тонкомпенсацию можно отключить кнопкой SB1.1. Пере-
Переменный резистор R19 — регулятор так называемой максимальной
громкости (им устанавливают громкость и балансируют каналы
при регулировке). С движка этого резистора сигнал поступает
на вход двухкаскадного усилителя (VT4, VT5), компенсирующего
ослабление напряжения, вносимое ФНЧ и ФВЧ, и обеспечиваю-
обеспечивающего требуемое для нормальной работы УМЗЧ входное напря-
напряжение.
81
+15В
К5 390 К
VT1 КТ315Г
\\ 10 к
т зоо
RZ6 4JK"
R24 Z к
Рис. 7. Принципиальная схема предварительного усилителя с перестраивае-
перестраиваемыми ФНЧ и ФВЧ
Кроме указанных на схеме, в усилителе можно использо-
использовать и другие кремниевые высокочастотные транзисторы струк-
структуры П'р-п со статическим коэффициентом передачи тока
Л21Э>80 (у транзистора VT4 этот параметр должен быть не
менее 150) и допустимым напряжением коллектор — эмиттер не
менее 15 В.
Возможный вариант печатной платы для одного канала
этого усилителя изображен на рис. 8. Изготовлена она из фоль-
гированного стеклотекстолита и рассчитана на установку рези-
резисторов МЛТ, конденсаторов МБМ {С1, СЗ, С4, С6, С9), БМ-2
(С2, С5, С8, СИ) и К50-6, К50-16 (остальные). Как и в описан-
описанных ранее конструкциях, конденсаторы МБМ и БМ-2 монтируют
вертикально. Сдвоенные переменные резисторы R4 должны быть
группы Б, сдвоенные резисторы R9 и R15, а также одинарные
переменные резисторы R19 — группы В. Выключатель SB1 —
кнопочный, П2К.
Регулировка усилителя сводится к подбору резистора R21
до получения примерно одинаковых падений напряжения на
резисторах R23 и R24 (допускаемое различие 1 В).
Большой популярностью у радиолюбителей пользуются
82
шоа т
I CI I"
VTI ко ° °i?=^
Зо o-CD^
«Hi
R5 CTR6
R1
VT2Ko
So
(HIZH©
RI1
VTJ
Ко
Г7^°Л
//Of1]
П5 ok U
<KZZH>
9+
Ш
Ш1ХО0 -L
/%г
№
\R9.I
Рис. 8. Печатная плата (а) и размещение на ней деталей пред-
предварительного усилителя с перестраиваемыми ФНЧ и ФВЧ (б)
многополосные регуляторы тембра — корректирующие устрой-
устройства, позволяющие изменять АЧХ тракта в нескольких более
или менее широких полосах частот. Однако подобные устрой-
устройства обычно содержат довольно много элементов, что нередко
является непреодолимым препятствием для многих радиолюби-
радиолюбителей. Этого недостатка в значительной мере лишен предвари-
предварительный усилитель с пятиполосным регулятором тембра, разра-
разработанный харьковчанами С. Коломийченко и Ю. Хоменко.
За основу своего усилителя (рис. 9) они взяли гибридную
ИС К284СС2 (буквенный индекс значения не имеет). В состав
этой комбинированной ИС входят два усилителя (инвертирую-
(инвертирующий и неинвертирующий) и два повторителя (истоковый и эмит-
терный). Полевые транзисторы на входах трех из названных
устройств обеспечивают высокое входное сопротивление и низкий
уровень шумов.
Номинальный диапазон частот этого усилителя при неравно-
неравномерности АЧХ не более 3 дБ 20...35 000 Гц, номинальные входное
и выходное напряжения соответственно 70 мВ и 1 В (при коэф-
коэффициенте гармоник на частоте 1000 Гц не более 0,4 %), макси-
максимальное выходное напряжение (при коэффициенте гармоник не
более 2 %) 2,5 В, отношение сигнал/шум 66 дБ. Тембр регулиру-
регулируется на частотах 60, 230, 730, 2350 и 7300 Гц в пределах ±12 дБ.
Входное сопротивление усилителя 1 МОм.
Поскольку для нормальной работы регулятора на RC-филъ-
трах необходимо, чтобы выходное сопротивление предшествую-
предшествующего каскада было малым, а входное сопротивление следующего
за ним каскада — большим, регулятор включен между эмиттер-
ным (вход — вывод 7, выход — вывод 8) и истоковым (выводы
14 и /) повторителями. Неинвертирующий усилитель (выводы 13 и
5) использован на входе устройства, инвертирующий (выводы
11 и 6) — на выходе. Для компенсации вносимого регулятором
ослабления сигнала коэффициент передачи инвертирующего
усилителя выбран равным 50. Тонкомпенсированный регулятор
громкости выполнен на сдвоенном переменном резисторе R2 с
двумя отводами от токопроводящего элемента.
Питать устройство можно от любого нестабилизированного
источника напряжением 14... 16 В.
Все детали усилителя, кроме переменных резисторов R2,
R17 — R21, монтируют на печатной плате из фольгированного
стеклотекстолита, чертеж которой (для одного канала) приве-
приведен на рис. 10. Она рассчитана на монтаж резисторов МЛТ,
конденсаторов БМ-2 {Cl, С2, CIO), KM-5 (C6—C9, С11—С14),
КМ-6 (СЗ, С5, СП, С18) и К50-6, К50-16 (остальные).
Конденсаторы, входящие в состав /?С-фильтров (С6—С14)у
желательно подобрать попарно (в каналах) с отклонением от
указанных на схеме номиналов не более 5...10%. В этом случае
устройство практически не потребует налаживания. Единствен-
Единственное, что нужно будет сделать, это проверить симметричность
84
-is в
VOf KCI62A
СП =Ь СЮ
200 мх 10 В
402 KCI62A
CI8 =t= С20
№ Юмк*ЮВ -^ Выход
RI2 470А
*60Гцп CW 5600^ R23 470н
С6 1500 RBI 470TfF^
,230Гц" СИ 1500 UR24 470К
С7 510 RWJ ...
, 4Л7/Г LjlJ
730ГЦ С 12 510 'I #25
С8 150 R20.J
R15 470К
С/3 150
„2350 ГЦ"
С9 51 mi
4Ш^
„7300 Гц» Т
Рис. 9. Принципиальная схема предварительного усилителя с пятиполосным
регулятором тембра
ограничения усиливаемого сигнала (при необходимости подби-
подбирают резисторы R4 и R28 делителей напряжения, определяющих
режим работы неинвертирующего усилителя и истокового повто-
повторителя) .
Все переменные резисторы устройства должны быть группы
В. При отсутствии резисторов указанных на схеме номиналов
вполне допустимо применить любые другие сопротивлением
10...470 кОм. При этом номиналы резисторов, входящих в RC-
фильтры (R12—R16, R22—R26) необходимо уменьшить во
столько раз, во сколько уменьшились сопротивления резисто-
резисторов R17—R21, а емкость конденсаторов С6—С14 во столько же
раз увеличить. Например, если для регулирования тембра исполь-
85
0 0 0
/о-о ^<о тГ
1
оо
оо
оо
оо
\KR2U
KR20J
\KRW.1
'К Ш1
К Rill
Общий
Рис. 10. Печатная плата (а) и расположение на ней деталей
тельного усилителя с пятиполосным регулятором тембра (б)
предвари-
зуют сдвоенные переменные резисторы сопротивлением 22 кОм, то
такого же номинала должны быть резисторы R12—R16, R22—
R26. Емкость конденсатора СЮ необходимо увеличить до 0,12 мкФ
(можно составить из двух емкостью 0,1 и 0,022 мкФ), емкость
конденсаторов С6 и СП —примерно до 0,033 мкФ, С7 и С12 —
до 0,01 мкФ, С8 и С/5 —до 3300 пФ, С9 — до 1100, а С14 —
до 2200 пФ.
Стабилитроны КС162А можно заменить на КС156А, однако
в этом случае несколько снизится максимальное выходное напря-
напряжение усилителя.
Номинальное входное напряжение устройства можно пони-
понизить до 20 мВ. Для этого необходимо подбором резистора R10 или
R11 увеличить соответствующим образом отношение их сопро-
сопротивлений (коэффициент передачи инвертирующего усилителя
K = R11 /R10). При этом, возможно, придется увеличить ем-
емкость конденсатора С5, которая должна отвечать условию
C5^lfi/fHR10y где fH — низшая частота номинального диапазона.
В заключение обзора любительских конструкций предвари-
предварительных усилителей — немного о входных устройствах, которые
помимо розеток для подключения источников сигнала содержат
обычно и селектор входов. Еще нередко селекторы изготовляют
на основе механических переключателей, однако все чаще исполь-
используют более надежные бесконтактные электронные коммутаторы
с так называемым сенсорным или квазисенсорным управлением.
Примером может служить четырехканальный электронный селек-
селектор (разработка радиолюбителя В. Козловского из г. Кингисепп
Ленинградской обл.), схема которого приведена на рис. 11.
Коэффициент гармоник селектора не превышает нескольких со-
сотых долей процента, входное сопротивление следующего за ним
предварительного усилителя должно быть не менее 47 кОм.
Основа устройства — два интегральных коммутатора серии
К190 на полевых транзисторах с изолированным затвором. Один
из них (DA3) коммутирует сигналы в левом канале, другой
(DA4) — в правом. Управляющие сигналы, открывающие каналы
транзисторов коммутаторов, формирует устройство, выполненное
на транзисторной сборке DA1, тринисторах VS1—VS4 и конден-
конденсаторах СЗ—Сб. При касании пальцем руки, например, сенсорных
контактов Е5 и El (они изготовлены из фольгированного стекло-
стеклотекстолита в соответствии с эскизом в правом верхнем углу
рис. 11), открывается транзистор DAL1 микросборки и вклю-
включает соединенный с его эмиттером тринистор VS1. В результате
зажигается светодиод HL6, на затворы соответствующих тран-
транзисторов микросхем DA3, DA4 поступает отрицательное (по от-
отношению к истокам) напряжение, и они открываются, соеди-
соединяя выход магнитофона, подключенного к розетке XS1, с входом
предварительного усилителя 34.
Точно так же прикосновением к сенсорным контактам ?5 и
Е2, Е5 и ЕЗ, Е5 и Е4 подключают и другие источники сигнала
87
E1(EZ-E4,E6,?8)
а-св o,i мк
т*5Юк vsi-w киюia
-1- -ф- -*- -*- HL1-HL6
Q О СЮ АЛ102&
Рис. 11. Принципиальная схема четырехканального селектора источников
сигнала с сенсорным управлением
©о ©о ©о ©о
О "С
J2B
КЕ8 КЕ6 КЕ7 KEIКЕЗ КЕ2. КЕ4 КЕ5
Рис 12 Печатная плата (а) и размещение на ней деталей селектора источ-
источников сигнала с сенсорным управлением (б)
R5 1М
Ю* 180
С6 Юмкх30В У06 Д223
KT315E
Bxodl пробы и
Вход 2 праВыи
Вхо31 ледып
Вход2ле6ып
Выход про6020 кант
Выход ледого канала
Рис. 13. Принципиальная схема автоматического селектора источников сигнала
(электропроигрыватель, тюнер, радиотрансляционную сеть). При
этом ранее открытый тринистор закрывается под действием
напряжений на обкладках коммутирующих конденсаторов СЗ—
С6, подключенных к его катоду. Постоянное напряжение, по-
поданное на подложки транзисторов коммутаторов DA3, DA4 (вы-
(выводы 5) уменьшают проникание на выход устройства сигналов
отключенных источников.
Для перевода устройства из стереофонического режима в мо-
монофонический и наоборот применен триггер, собранный на тран-
транзисторах интегрального коммутатора DA2. Режим «Моно» вклю-
включают прикосновением пальца к сенсорным контактам Е7 и Е6.
В этом режиме на выводы 11 микросхем DA3, DA4 (затворы
транзисторов) поступает напряжение отрицательной полярности,
и их каналы открываются, соединяя выходы устройства друг
с другом.
Селектор монтируют на печатной плате из фольгированного
стеклотекстолита, изготовленной в соответствии с рис. 12. Все ре-
резисторы— МЛТ, конденсаторы — КМ-6. Микросхему DA1 мон-
монтируют со стороны печатных проводников. Собранный селектор
желательно поместить в латунный или медный экран, а соеди-
соединения его с розетками XS1—XS4 выполнить экранированными
проводами.
90
Рис. 14. Печатная плата (а) и размещение на ней деталей автомати-
автоматического селектора источников сигнала (б)
Указанные на схеме сборку К198НТЗБ можно заменить
транзисторами КТ315Б, коммутаторы К190КТ1, К190КТ2 — по-
полевыми транзисторами КП304А, тринисторы КУ101А — любыми
другими этой серии, светодиоды АЛ102Б — любыми другими
с номинальным током индикации 10... 12 мА.
Собственно селектор налаживания не требует. Необходимо
лишь подбором резисторов R2—R7 привести коммутируемые
напряжения источников сигналов к одному уровню.
В случае если использовать больше двух источников сигнала
не предполагается, есть смысл применить автоматический селек-
селектор, подключающий к входу предварительного усилителя тот
источник, на выходе которого появился сигнал. Принципиальная
схема возможного варианта такого устройства (предложена
ленинградцем Б. Маркозеном) показана на рис. 13.
91
Как видно из схемы, селектор содержит триггер на транзи-
транзисторах VT1, VT2 и два формирователя управляющих им сигналов.
В свою очередь, каждый из формирователей состоит из усилитель-
усилительного каскада на ОУ (DAI, DA2) и выпрямителя по схеме удвое-
удвоения выпрямленного напряжения (VD3, VD5 и VD4, VD6). Разу-
Разумеется, управляющее напряжение на выходе того или иного
формирователя возникает только в том случае, если в соответ-
соответствующем канале появился сигнал достаточного уровня (порог
срабатывания автомата 10...20 мВ). Поступая на базу тран-
транзистора, это напряжение открывает его, и другой транзистор
триггера закрывается. Таким образом, реле К1 либо остается в
исходном состоянии (на вход предварительного усилителя посту-
поступает сигнал с входа /), либо срабатывает (проходит сигнал
с входа 2). Состояние триггера (т. е. выбранный источник сигна-
сигнала) индицируют лампы накаливания HL1 и HL2. Напряжения
питания ОУ DAI, DA2 стабилизированы стабилитронами VD1,
VD2.
Чертеж печатной платы автоматического селектора изобра-
изображен на рис. 14. Рассчитана она на установку резисторов МЛТ,
конденсаторов К52-1Б (СЗ—С6, С9, С10) и КМ-6 (остальные),
реле РЭС6 (паспорт РФО.452.102). Лампы накаливания HLI,
HL2 — СНМ-9-20 (9 В, 20 мА).
Налаживание селектора сводится к подбору резистора R7
до получения тока через стабилитроны VD1, VD2 около 20 мА.
Ф. Марин
ПАРАМЕТРИЧГСКОЬ ДИНАМИЧЕСКОЕ
ПОДМАГНИЧИКАНИР
Первоисточником для построения усилителя записи (УЗ)
послужил метод, описанный в [1], который отличается от обычно
принятых. Автором данной статьи проделана работа по изме-
измерению характеристик такого метода записи, даются рекомен-
рекомендации по его дальнейшему улучшению, по методике наладки
усилителя, а также приводятся результаты сравнительного про-
прослушивания различных систем записи.
В технике магнитной записи различают два основных вида
записи: аналоговую запись сигналов, используемую преимущест-
преимущественно в бытовой аппаратуре магнитной записи (БАМЗ), и циф-
цифровую запись, находящую применение в аппаратуре точной маг-
магнитной записи (АТМЗ) В такой аппаратуре регистрируемый
сигнал записывается в виде последовательности импульсов одина-
одинаковой амплитуды, а закон изменения входного сигнала отража-
отражается широтой (скважностью) импульсов — широтно-импульсная
модуляция (ШИМ), либо фазой (ФИМ), либо частотой следо-
следования (ЧИМ). Импульсная форма представления и хранения
регистрируемых сигналов повышает помехозащищенность ка-
канала запись — воспроизведение (КЗВ), позволяет простыми
техническими средствами (временное уплотнение) обеспечить
запись сигналов большого количества каналов. В АТМЗ важную
роль играют фронты записываемых импульсов [2].
В [1] предлагается записываемый аналоговый сигнал пре-
преобразовывать в ШИМ сигнал, который затем через токостаби-
лизирующий резистор подается непосредственно на ГЗ, причем
ток подмагничивания в обычном понимании (в виде дополнитель-
дополнительно подаваемого ВЧ тока фиксированной частоты) отсутствует.
Параметры системы выбраны таким образом, что демодуляция
ШИМ сигнала происходит еще при записи, а не в процессе
воспроизведения, как в АТМЗ ШИМ. Как известно, для демоду-
демодуляции ШИМ сигнала его достаточно проинтегрировать. Интегри-
Интегрирование происходит в ГЗ, индуктивность которой выделяет за-
записываемый сигнал из ШИМ спектра. Аналогичное решение
существует в усилителях класса D, где полезный сигнал выде-
93
ляется индуктивностью катушки динамической головки. Однако
в отличие от усилителя класса D гармоники ШИМ сигнала,
протекающие в нагрузке — ГЗ, выполняют важную положитель-
положительную роль — выступают в качестве тока подмагничивания для
записываемого сигнала.
Рассмотрим схему усилителя записи (рис. 1). На вход / ком-
компаратора DA1 подается пилообразное напряжение дискретизации
(рис. 2, а) от генератора пилообразного напряжения (ГПН)
G1. На вход 2 DA1 через ФНЧ Z/, защищающий вход от ВЧ по-
помех, поступает записываемый сигнал частотой fc (рис. 3, кри-
кривая а). Резистором R1 компаратор балансируется в отсутствие
сигнала на входе УЗ до получения на выходе прямоугольного
сигнала скважностью 50% (рис. 2, б). При этом через ГЗ В1
будет протекать ток с частотой ГПН. Из-за интегрирующего
действия индуктивности ГЗ и влияния ее токостабилизирую-
щих цепей форма протекающего через ГЗ тока будет близка
к треугольной (рис. 2, в). При подаче на вход УЗ записываемого
однотонного сигнала частотой fc скважность сигнала на выходе
компаратора изменяется с этой же частотой (рис. 3, в). Ток
через ГЗ (рис. 3, г) содержит, кроме записываемого сигнала, так-
также множество гармоник, присутствующих в спектре ШИМ
сигнала. Исследуем их. Напряжение ШИМ сигнала на выходе
компаратора DA1 представляет собой функцию от времени [3]:
u(t) =ufgMmaxcos2nfct-u У s
ОО +О
где \tmax — максимальное смещение фронтов ШИМ сигнала от
исходного, т. е. параметр, учитывающий мгновенные
значения частоты и (или) амплитуды записываемого
сигнала, а также глубину модуляции (при фиксиро-
фиксированных значениях частоты и амплитуды);
L —частота ГПН (частота дискретизации);
fc — частота записываемого сигнала;
п — номер гармоник (я=1, 2, 3,... и т. д.) fg;
т — номер гармоник fc\
^ — функция Бесселя.
Из выражения видно, что спектр исследуемого сигнала содер-
содержит составляющую ufgktmaxcos2n\ct с частотой записываемого
сигнала, которая прямо пропорциональна глубине модуляции и
частоте ГПН. Множество ее гармонических составляющих имеют
частоты, равные частотам гармоник ГПН, и не зависят от пара-
94
Рис. 1. Структурная схема усилителя
записи (УЗ) ШИМ
G/
11
Cl r
DAI
1
С2
-„ н
R2 BI
Рис. 2. Формы сигналов в различных
участках схемы УЗ
U i
DAI
6
я
\ л
Л
—mm
Л Л
t
Л .
ДД
/ V V V V t
Рис. 3. Формы сигналов в различных
участках схемы
/
V
\
1
метров записываемого сигнала. Эти составляющие определяются
членами ряда
и 5\-L sin BnnLt — я).
\
1 ПЛ
п=\
Кроме того, в спектре сигнала около каждой гармоники
с частотой nfg имеется множество боковых колебаний с часто-
частотами
nfgztfcy nfg ±2fc.-.nfg±mfc и т. д.
Амплитуды этих гармоник при фиксированных значениях п
определяются величинами $m Bnnfgktmax)'
Чем больше глубина модуляции либо чем больше частота
и амплитуда записываемого сигнала, а также чем больше часто-
частота ГПН, тем больше боковых составляющих появляется вблизи
колебаний с частотой nfg. Теоретически около каждой составляю-
составляющей с частотой nfg имеется множество боковых колебаний. Одна-
Однако при m>2nnfg&tmax величины lm{2nnfgktmax) становятся пре-
пренебрежимо малы.
Спектральная диаграмма сигнала на выходе компаратора
DA\, полученная из приведенного равенства, показана на
рис. 4. Реальный записываемый сигнал можно представить белым
шумом с ограниченным спектром (розовый шум). Спектральная
диаграмма сигнала на выходе компаратора, модулированного
розовым шумом, имеет непрерывный спектр с огибающей, пока-
показанной на рис. 4 пунктиром. Для исследования тока, протекаю-
протекающего через ГЗ В/, необходимо проинтегрировать выражение,
определяющее подводимое к ГЗ напряжение по времени, что
затруднительно ввиду отсутствия первообразной для функции
Бесселя. Однако для качественной оценки тока ГЗ можно восполь-
воспользоваться тем, что известна форма АЧХ ГЗ.
Как видно из рис. 5, б, проводимость (G) ГЗ с ростом час-
частоты падает. В линейной электрической цепи (рассматриваем
ГЗ как линейную цепь) амплитудно-частотные и временные
характеристики однозначно определяют друг друга. Воспользо-
Воспользовавшись этим, получим огибающую спектра тока в ГЗ как резуль-
результат графического перемножения огибающей напряжения, подво-
подводимого к ГЗ и ее АЧХ, приведенных к одному масштабу (рис. 5).
Кроме тока записываемого сигнала (рис. 5, в), через ГЗ проте-
протекают также токи гармоник ГПН и комбинационные токи. Осо-
Особенно значительными и примерно равными по величине оказыва-
оказываются комбинационные токи в пределах частот fc.max<Lf<fg. В ука-
указанном диапазоне огибающая спектрального состава тока через
ГЗ получается как результат графического перемножения падаю-
падающего участка характеристики АЧХ ГЗ и нарастающего участка
характеристики подводимого напряжения. В результате характе-
характеристика тока в данном диапазоне частот имеет примерно гори-
горизонтальный вид.
96
0J3 6U/7*J6Uj CD/; Ш/7+JCUj 2Wn-4W3
Рис 4 Спектральная диаграмма сигнала на выходе компаратора
Рис 5 Зависимости (/, G и
/ от частоты для записы-
записывающей головки
Окончательная форма огибающей тока зависит от конкрет-
конкретных параметров ГЗ и ее токостабилизирующих цепей, которые
необходимо выполнять частотозависимыми, подчеркивающими
комбинационные частоты в упомянутом диапазоне частот.
Токи более высоких, чем в этом диапазоне, частот вносят очень
малый вклад в суммарный ток через ГЗ и оказывают отрица-
отрицательное воздействие наводками на входные цепи. Их целесо-
целесообразно ограничить в самом компараторе, применив для ОУ,
используемого в качестве компаратора, предусмотренную частот-
частотную коррекцию. Сигнал на выходе компаратора при этом при-
приобретает трапециевидную форму, а гармоники высших порядков
ограничиваются, что положительно сказывается на уровне ком-
комбинационных искажений записываемого сигнала на выходе ШИМ-
модулятора (компаратора DAI). Таким образом, частичная
демодуляция (интегрирование) происходит еще в самом компа-
компараторе DAI.
Дополнительной мерой снижения комбинационных иска-
искажений записываемого сигнала является правильный выбор мак-
максимальной глубины модуляции (/СМОд)» а также охват модуля-
модулятора цепью, параллельной ООС по току в ГЗ на частоте записы-
записываемого сигнала. Это устраняет статическую ошибку компара-
компаратора [4], линеаризует записываемый ток ГЗ и позволяет устра-
устранить искажения тока в ГЗ, достигающие по данным [5] 0,2...0,4%.
Кроме того, параллельная ООС снижает входное сопротивление
4 9 1
97
модулятора, делая его нечувствительным к наводкам ГПН и
ШИМ. Второй вход компаратора DA1, выполняющего роль моду-
модулятора, защищен от наводок шунтирующим действием низкоом-
ного выхода ГПН и не должен содержать высокоомных резисто-
резисторов в цепи сигнала ГПН.
Суммарный ток комбинационных частот оказывает под-
магничивающее действие при записи. Существенно, что этот
ток зависит от мгновенных значений амплитуды и частоты запи-
записываемого сигнала. При их увеличении скважность ШИМ сигна-
сигнала на выходе компаратора все более отличается от 50 % и в его
составе начинают появляться импульсы малой длительности.
При ограниченной скорости нарастания тока в ГЗ за счет ее
индуктивности и частотной коррекции ОУ компаратора он не
успевает достигать максимальных значений в течение этих ко-
коротких импульсов (см. рис. 2,в и 3,г). Это вызывает соответствую-
соответствующее уменьшение амплитуды комбинационных частот, выполняю-
выполняющих роль тока подмагничивания, на фоне роста тока записывае-
записываемого сигнала. Это позволяет сделать вывод о том, что предла-
предлагаемая система записи является системой с динамическим под-
магничиванием [6, 7, 8] и позволяет улучшить условия записи
волн малых длин. Рассмотрим этот вопрос подробно для систем
с фиксированным и динамическим подмагничиванием.
Условия записи для волн различной длины различны. Для
высокочастотных сигналов длина волны соизмерима с размерами
поля ГЗ. Такое поле, создаваемое суммой токов записи и ВЧ под-
подмагничивания, значительно превышает геометрический размер
рабочего зазора ГЗ. Это приводит к тому, что уже сформированный
в зазоре ГЗ участок фонограммы ослабляется. Волны с малыми
длинами почти полностью попадают в критическую зону пере-
магничивания и ослабляются сильнее волн со средними и боль-
большими длинами. Таким образом, максимальная частота записыва-
записываемого сигнала (минимальная длина волны) определяется не
геометрическим размером рабочего зазора ГЗ, а шириной крити-
критической зоны перемагничивания (ШКЗП).
При попытках уменьшить зазор ГЗ до величины менее 1,5...
1,2 мкм уменьшается промагничивание магнитного слоя по глу-
глубине, в то время как частицы на поверхности магнитного слоя
входят в насыщение. Это приводит к уменьшению динамического
диапазона, к искажениям и снижению отдачи МЛ, не расширяя
верхней границы записываемых частот. Различия условий записи
для волн разной длительности заставляют выбирать компромис-
компромиссную величину тока подмагничивания при записи широкопо-
широкополосных сигналов. В АТМЗ с фиксированным током подмагничи-
подмагничивания его величину устанавливают сравнительно малой, ориен-
ориентируясь на оптимальную запись ВЧ сигналов, что необходимо
для правильной передачи фронтов записываемых импульсов.
Запись среднечастотных сигналов с повышенным уровнем про-
происходит с большими нелинейными искажениями.
98
В БАМЗ фиксированный ток подмагничивания соответствует
оптимальной записи среднечастотных сигналов. Однако в этом
случае максимальный уровень записи высокочастотных сигналов
оказывается много ниже среднестатистического уровня ВЧ со-
составляющих сигнала записи, что также проявляется в недопус-
недопустимо больших интермодуляционных искажениях ВЧ сигналов
с большим уровнем [6]. Размагничивание МЛ в критической зоне
перемагничивания приводит к различию между полосой записы-
записываемых частот для сигналов разных уровней. Действительно,
так как поле ГЗ обусловлено суммой токов записываемого сиг-
сигнала и подмагничивания, то при изменении уровня записывае-
записываемого сигнала меняется и ШКЗП. Так, вследствие ее уменьше-
уменьшения полоса записываемых частот для сигналов с уровнем —20 дБ
составляет для оксидных лент и скорости записи 4,76 см/с
около 16 кГц, а для сигналов с уровнем 0 дБ при тех же усло-
условиях— 5 кГц (см. рис. 4,в[6]). Для выравнивания условий
записи волн разных длин есть несколько путей, однако все они
связаны с уменьшением ШКЗП. Делается это путем изменения
ее конфигурации, несимметричного расположения относительно
рабочего зазора ГЗ и путем пропорционального уменьшения
ее при появлении записываемого сигнала с высокой частотой
и (или) с большой амплитудой. Сужение ШКЗП достигается
пропорциональным снижением подводимого к ГЗ тока подмаг-
подмагничивания, что не вызывает однако искажений среднечастотных
сигналов [6, 7], так как роль подмагничивания в этом случае
играет сама ВЧ составляющая записываемого сигнала.
Первый путь улучшений условий записи волн малых длин
связан с конструктивными особенностями ГЗ и здесь не рассмат-
рассматривается. Второй путь представлен адаптивным динамическим
подмагничиванием СДП [6—8], а также его комбинацией с
компандерной системой Dolby HX Prof. В подобных названным
системах происходит стабилизация ШКЗП, устранение зависи-
зависимости поля ГЗ от значений записываемого сигнала. Этой цели
служит специальное устройство, анализирующее параметры
записываемого сигнала и выдающее такой управляющий сигнал
для исполнительного устройства регулировки тока подмагничи-
подмагничивания, чтобы соблюдалось равенство
I I
где /зап — ток записи; /п — ток подмагничивания; /с — ток сиг-
сигнала.
В системе СДП предусматривается даже некоторая пере-
перерегулировка, при увеличении частоты и амплитуды входного
сигнала ток записи уменьшается. Таким образом удается рас-
расширить динамический диапазон аналоговой магнитной записи
в ВЧ части спектра и область линейности АЧХ КЗВ на 12... 15 дБ
[6]. Необходимо помнить, что применение подобных систем
принципиально возможно лишь в БАМЗ. Ведь метод СДП преду-
4* 99
сматривает использование особенностей человеческого слуха «не
замечать» кратковременной неоптимальности тока подмагничи-
вания во время резких изменений параметров записываемого
сигнала, что проявляется в затягивании фронтов импульсных
сигналов. Неоптимальность тока подмагничивания в этом случае
объясняется тем, что в СДП, как и во всякой систе-
системе с автоматическим регулированием, существуют времена сраба-
срабатывания и восстановления системы.
Иными словами, для выдачи достоверной информации о па-
параметрах записываемого сигнала система должна затратить
определенное время, а для маскировки заметности ее работы
восстановление системы не должно быть резким. Это приводит
к тому, что даже в БАМЗ использование подобных систем в не-
некоторых случаях ограничивается. Например, при перезаписи
на повышенных скоростях (обычный прием в дубль-деках) все
инерционные системы должны быть отключены. В противном
случае при последующем воспроизведении на номинальной
скорости время срабатывания соответственно возрастет и работа
системы станет недопустимо заметна. В то же время именно на
повышенных скоростях перезаписи расширение динамического
диапазона в ВЧ части спектра и повышение линейности АЧХ
КЗВ особенно необходимо.
В отличие от известных систем с динамическим подмагни-
чиванием предлагаемая система безынерционна. Изменение тока
подмагничивания в зависимости от записываемого сигнала про-
происходит параметрически, а не в результате регулировок специаль-
специальными следящими устройствами. Это позволяет при выборе
соответствующих параметров системы (скорости нарастания
тока в ГЗ, частоты ГПН, глубины модуляции, величины предыска-
предыскажения в УЗ) получить необходимую зависимость величины под-
магничивающего тока от параметров записываемого сигнала,
исключить помехи срабатывания.
Окончательный вид УЗ с использованием системы парамет-
параметрического динамического подмагничивания (СПДП) показан
на рис. 6. От УЗ на рис. 1 он отличается наличием частотной
коррекции ОУ компаратора, охватом компаратора цепью парал-
параллельной ООС по току записываемого сигнала (не путать с током
записи!) в ГЗ, а также наличием контура C5B1R4C6, настроен-
настроенного внутри диапазона частот /с wax-f-/g ~ fc mn
К недостаткам СПДП можно отнести необходимость при-
принятия мер, предотвращающих помехи от гармоник ГПН и ШИМ
сигнала. Кроме ограничения спектра ШИМ сигнала, к числу
других мер исключения помех относится применение в качестве
общего провода фольги на всей поверхности платы из двусто-
двустороннего стеклотекстолита. Это локализует ВЧ поля, обеспечи-
обеспечивает развязки по питанию для всех активных элементов. Приме-
Применение же ФНЧ на входе УЗ позволяет также избавиться от интер-
интерференционного свиста при записи со стереотюнера. Кроме того,
100
Рис 6 Структурная схема УЗ СПДП
ШИМ
жгуты выполнены витыми парами проводов с дополнительным
экранированием цепи каждой головки отдельно. Для исключения
биений частота генератора стирания должна быть синхронизи-
синхронизирована частотой дискретизации (частотой ГПН). Наличие широ-
широкого спектра составляющих напряжений компаратора приво-
приводит к определенному уровню комбинационных искажений в виде
амплитудной модуляции. Ограничение ШИМ спектра в компа-
компараторе и наличие ООС по частоте записываемого сигнала позво-
позволяет достаточно эффективно бороться с искажениями этого
сигнала.
Необходимо отметить, что предлагаемая схема реализации
СПДП не является единственно возможной. Кроме различной
формы «ощупывающего» линейно изменяющегося напряжения
дискретизации (нарастающая пила, спадающая пила, треуголь-
треугольное равностороннее и т. д.) возможно использование ЧИМ, демо-
демодуляция которой также осуществляется интегрированием. Де-
Детально СПДП-ЧИМ автором не прорабатывался. Вариант реа-
реализации СПДП с ШИМ привлекает возможностью синхронизи-
синхронизировать генератор стирания фиксированной частотой дискрети-
дискретизации, а также постоянством частоты биений (например, от плохо
отфильтрованной стереоподнесущей), что позволяет бороться
с ними «отстройкой» дискретизирующей частоты. Из ШИМ ва-
вариантов СПДП вариант с треугольной формой дискретизи-
рующего напряжения привлекает меньшим количеством высших
составляющих спектра, что заставляет предположить и мень-
меньший уровень комбинационных искажений модулятора.
Практическая схема УЗ СПДП показана на рис. 7. Она
предназначена для использования в высококачественном кассет-
кассетном магнитофоне со сквозным КЗВ. Диапазон записываемых
частот на ленте типа МЭК-1 (РегОз) при скорости движения МЛ
4,76 см/с и уровне записываемого сигнала —3 дБ 40 Гц... 17 кГц;
+2 дБ 40 Гц... 15 кГц. Номинальное входное напряжение со входа
регулятора уровня записи при запасе регулировки 10 дБ состав-
составляет 250 мВ.
Кроме инструментальных измерений для оценки метода
СПДП производилось сравнительное прослушивание фонограмм.
Сравнивались фонограммы, записанные с фиксированным под-
магничиванием, с системой динамического подмагничивания
СДП-2 и с СПДП ШИМ. Воспроизведение велось на отлажен-
101
45 В
стай
VT/ КПЗОЗА
СЕ
22мк*1бЖ =г C5
VOI КД511 ?¦
УТ6
KT8I4B
П
0,22 т
КД522Н\--\
CJ6
--1МК
л
VT/2 КТ8156Ш2 200МКГН
С27.Д22МК R31 75
DAlt Н157УД2
2F)
R28 3,3к
C23 24
C26
0,22мк
HI
кт\ R23 56
R21 390
С22
О,22МК
Рис 7 Электрическая схема УЗ СПДП
ном магнитофоне, оснащенном УВ[9]. Воспроизводились различ-
различные по жанру музыкальные фрагменты. Экспертам предлага-
предлагалось охарактеризовать отдельно низкие, средние и высокие часто-
частоты во всех трех случаях и общее впечатление в целом. Им не
сообщалось, какие системы записи проходят сравнение, ука-
указывался только знак, присвоенный системе (ромб, треугольник,
квадрат). Перед выставлением оценок эксперты сначала прослу-
прослушали отрывки из всех фонограмм для калибровки своих харак-
характеристик.
Комментируя результаты экспертизы, необходимо выделить
следующее. При общем улучшении качества и расширении диа-
диапазона, характерных как для СДП, так и для СПДП, фоно-
фонограммы, записанные по последней системе, имеют более четкий,
рельефный рисунок с проработкой мелких деталей, лучше пере-
передают характер высоких частот. При воспроизведении же фоно-
фонограмм, записанных с фиксированным подмагничиванием, отме-
отмечался более высокий уровень модуляционного шума, «ужесто-
«ужесточение» низких частот, недостаточный частотный диапазон (регу-
(регуляторы тембра не задействовались). Для СДП отмечалась
неустойчивость экспертиз; при различных музыкальных фрагмен-
фрагментах оценки были разные (возможно, частично это можно объяс-
объяснить ошибками обработки суммарного сигнала двух каналов).
В то же время при воспроизведении отдельно взятого фрагмен-
фрагмента этот недостаток не выявляется, необходимо прослушивание
различных музыкальных фрагментов нескольких жанров. Были
отмечены также низкочастотные призвуки, присутствующие в
фонограммах СДП при сольном исполнении на ударных инстру-
инструментах типа тарелок, трензеля, литавр и др. с большим уровнем.
Призвук сопровождал каждый удар по инструменту.
Типичная осциллограмма огибающей ВЧ подмагничивания
и стирания, характерная для СДП, показана на рис. 8. Резкие,
за несколько периодов, изменения напряжения ГСП, обусловлен-
обусловленные сигналами в ВЧ части спектра записываемого сигнала,
фиксируются в СДП как одиночный перепад напряжения, ко-
который имеет очень широкий спектр [3]. ВЧ и СЧ составляющие
маскируются полезным сигналом, ослабляются током подмагни-
подмагничивания, а стирающей головкой не записываются вообще. НЧ
сигнал записывается стирающей головкой, обеспечивающей глу-
глубокое промагничивание магнитного слоя ленты, и затем прослу-
прослушивается как «удар» инфранизкой частоты, порождающий при-
призвуки. В целом экспертиза показала уверенное предпочтение
СПДП, отмечалась также большая глубина, «полетность» фоно-
фонограмм СПДП, лучшая проработка длящихся, «истаивающих»
реверберационных повторов, эффект «дыхания зала».
Приступим к рассмотрению схемы УЗ (см. рис. 7). На тран-
транзисторах VT1—VT4 и микросхеме DD1 собран генератор пило-
пилообразного напряжения (ГПН). На микросхеме DD2 — делитель
частоты на два и формирователь стирающего прямоугольного
103
Рис 8 Осциллограмма огибающей ВЧ
подмагничивания и стирания
напряжения со скважностью 50% (меандр). На транзисторах
VT9—VT12 — выходной каскад, согласующий формирователь
стирающего напряжения с последовательным контуром, образо-
образованным индуктивностью головки стирания (ГС) и дополнитель-
дополнительным конденсатором (установлен вне платы УЗ с целью облег-
облегчения настройки контура). На микросхемах DA36 усилитель-
корректор левого и правого каналов и компараторы, формиру-
формирующие ШИМ сигнал. Никаких переключений под различные типы
лент не предусмотрено, что вызвано, с одной стороны, желанием
создать простую надежную схему, а с другой — достаточно вы-
высоким качеством записи на нормальную ленту типа МЭК-1 (ИегОз)
и отсутствием в продаже лент других типов.
Рассмотрим схему подробно. Транзистор VT1 представляет
собой источник тока, заряжающий конденсатор С1. Для умень-
уменьшения погрешности в линейности пилообразного напряжения
сигнал снимается не с верхнего по схеме вывода конденсато-
конденсатора СУ, а с более низкоомной точки — истока транзистора VT1.
Последний, таким образом, выполняет также функцию истоко-
вого повторителя. Линейно нарастающее напряжение через
согласующие повторители на транзисторах VT2 —VT4 подается
на вход одновибратора DDL После достижения на выводе 5
уровня 1,3 В одновибратор сформирует на прямом (вывод 6)
и инверсном (вывод /) выходах парафазный импульс длитель-
длительностью около 0,25 мкс. Длительность импульса определяется
емкостью конденсатора С4. Через диод VD1 импульс низкого
логического напряжения разряжает конденсатор С/, после чего
процесс повторяется.
Резистором R1 регулируется частота, вырабатываемая ГПН.
Импульс высокого логического уровня с вывода 6 DD1 посту-
поступает на триггер DD2, который формирует меандр с частотой
вдвое меньшей, чем частота ГПН. Парафазный сигнал с выходов
триггера DD2 поступает на выходной каскад раскачки контура
стирающей головки, работающего в ключевом режиме. Этот кас-
каскад представляет собой мощный мостовой симметричный триггер
на транзисторах различной структуры VT9—VT12. Диоды VD3—
104
VD6 защищают транзисторы триггера от всплесков обратного
напряжения. Ускоряющие конденсаторы С12—С13 улучшают
фронты выходного напряжения, уменьшая тем самым мощность,
рассеиваемую транзисторами VT9—VT12. Вырабатываемое вы-
выходным триггером напряжение прямоугольной формы преобразу-
преобразуется в последовательном контуре, образованном емкостью
внешнего конденсатора Ск и ГС В1> в синусоидальный ток,
протекающий по головке стирания.
Такой принцип формирования обеспечивает необходимый
ток стирания практически для всех типов лент и головок сти-
стирания. Зачастую этот ток может оказаться излишним. В таких
случаях необходимо преобразовать схему, использовав лишь
«половину» выходного каскада, исключив элементы R13, R17,
R18, С12, С13, С14, С15, VD5, VD6, VT11, VT12 и заземлив вывод
2 УЗ, как показано на рис. 9. Раскачивающее напряжение при
этом уменьшится вдвое. Устройство на транзисторах VT6—VT8
предназначено для плавной подачи и снятия напряжения пита-
питания УЗ. Включение режима «Запись» производится путем подачи
высокого логического уровня (ж+3 В) на вывод 18 платы УЗ.
Цепь R12C8 определяет время нарастания напряжения пи-
питания, а величина тока базы открытого транзистора VT6 и емкость
конденсатора С8 — время убывания. Устройство предотвращает
щелчки фонограммы и намагничивание магнитных головок при
включении — выключении УЗ.
Тракт записываемого сигнала рассмотрим на примере од-
одного (левого) канала. Входной сигнал, имеющий уровень 250 мВ
(стандартная величина линейного выхода бытовой аппаратуры),
поступает на регулятор уровня записи. При чувствительности УЗ
около 80 мВ запас регулировки составит 10 дБ, что позволяет
производить запись практически с любого источника, снабжен-
снабженного своим предусилителем. Перед регулятором уровня записи
желательно включить ФНЧ с единичным усилением, частотой
настройки 18 кГц и крутизной 18 дБ/окт. С движка регулятора
уровня записи сигнал подается на вход формирователя АЧХ
УЗ на микросхеме DA1. Цепь R24C24 определяет постоянную
времени НЧ коррекции. Резистором R20 регулируется /Смод ШИМ
сигнала. Формирователь ШИМ сигнала — компаратор DA2
сравнивает напряжение ГПН с записываемым сигналом и форми-
формирует на выходе трапециевидные импульсы переменной скваж-
скважности. В ОУ компаратора применена частотная коррекция (вы-
(выводы 1 и 8 соединены). Компаратор охвачен ООС в диапазоне
звуковых частот через цепь R32B2R34R30. Ча частоте ГПН дей-
действие ООС ослабляется конденсаторами C3lf C30, С28. Кон-
Конденсатор СЗО увеличивает общий вес тока через головку для
комбинационных частот, его величина влияет также и на равно-
равномерность АЧХ УЗ на высшей записываемой частоте.
При чрезмерной емкости наблюдается выброс АЧХ УЗ.
Цепь R32C31 дополнительно ограничивает спектр ШИМ сигна-
105
Рис 9 Вариант
К VT3,VT4,
RZR3 -
„ох>" „ju-
SU пп ShZm
R35 330
КС251-
К бы 6.13
. дШ KR28'.
-Кбыв.6 DA2,R32
С к* 0,01 М К
С'К*О,О1МК
R35'J30
К 6Ы 6 9
- DAI2
КбЫб.6 DA2J32
KVD3,VD4>RI3,R14,
—~~ Ct2,VTS,VTW
^К W5,W6,R15,R16,
Ж ci3,\muvm
Рис 10 Доработка схемы УЗ (рис 7) для использования в катушечном
магнитофоне
ла, подаваемого на ГЗ В2. Резистор R34 ограничивает доброт-
добротность П-образного контура C31B2R34C30. Регулируя резонанс-
резонансную частоту и добротность этого контура, можно изменять наклон
и равномерность огибающей спектрального состава тока, проте-
протекающего через ГЗ В2. Этим добиваются необходимого закона
изменения подмагничивающего тока комбинационных частот в
зависимости от параметров входного сигнала во всем диапазоне
частот входных сигналов.
Для использования УЗ в катушечном магнитофоне в схему
необходимо ввести переключатель дорожек, расположив его
непосредственно на плате УЗ. В противном случае трудно
избавиться от паразитного излучения коммутируемого напря-
напряжения стирания и ГПН. Доработка схемы для катушечного
варианта УЗ показана на рис. 10. Нумерация элементов про-
продолжает начатую на рис. 7. Резистор R35 предотвращает само-
mi At си/ + U „Запись" +
BAI Al SA сп/]ты
- - автоматики
R1 22K
„уровень'
к записи"
А4
„ Громкость"
Рис 11 Структурная схема магнитофона со сквозным каналом и УЗ СПДП
В2(В2')
Рис 12 Модификация схемы (рис 11)
при использовании блока универсаль
ных головок [реле К1 (рис 11) заме
няется К2 управляемым сигналом
«запись» с платы автоматики!
КдЫЬМЮ)
УЗ
R 220K
К Bbl613(9t
УЗ
КбЫХООУ А2
К выходу У В
возбуждение компаратора DA2 в отключенном от ГПН состоя-
состоянии, устраняя фазовые сдвиги в цепи ООС
Возможная блок-схема подключения УЗ в магнитофоне
со сквозным каналом дана на рис И (показан только левый
канал), а ее модификация для магнитофонов с универсальной
головкой — на рис 12 Назначение элементов на схеме А1 —
микрофонный усилитель, SA1 — селектор входов УЗ, Z1 —
ФНЧ с частотой среза, равной максимальной рабочей частоте,
крутизной 18 дБ/окт и единичным усилением, R1 — регулятор
уровня записи, А2 — буферный усилитель, A3 — телефонный
усилитель, А4 — блок индикации, К1 — переключатель линей-
107
о
000 060000 О-О0
о
о
80
Рис. 13 Печатная плата УЗ СПДП
ного выхода, телефонного усилителя и блока индикации,
управляемый сигналом «временный стоп» с платы автома-
автоматики; К2 — переключатель универсальной головки, управля-
управляемый сигналом «запись» с платы автоматики.
Печатная плата для кассетного варианта УЗ приведена
на рис. 13, а схема размещения деталей на ней — на рис. 14
Конструктивно УЗ смонтирован на печатной плате из дву-
двустороннего фольгированного стеклотекстолита толщиной 2 мм.
Со стороны установки деталей фольга использована в качестве
общего провода-экрана. Выводы деталей, соединяемые с общим
проводом, распаиваются со стороны деталей. Под выводами
деталей, не соединенных с общим проводом, фольга раззен-
кована сверлом большого диаметра для исключения замы-
замыкания. Плата рассчитана на установку радиоэлементов сле-
следующих типов: резисторы МЛТ-0,125, СПЗ-16, конденсаторы
КМ-5, КМ-6, К53-4, дроссели ДМ-0,2. Вместо транзистора
КПЗОЗА возможна установка транзисторов с индексом Б и В
Емкости всех блокирующих конденсаторов в цепях питания
могут быть увеличены. Емкости времязадающих конденсаторов
в ГПН и конденсаторов, входящих в цепи ООС компараторов
и формирователей АЧХ, должны иметь допуск не более 10 %,
а резисторы, входящие в эти цепи,— 5 %. Допуск остальных
деталей некритичен.
Цифровую часть УЗ можно собрать, использовав микро-
микросхему К561ЛА7. Схема ГПН и выходного триггера тока стирания
для этого случая показана на рис. 15. На инверторах DD1.1 и
DD1.2 собран генератор частоты дискретизации, на инверторах
DD1.3 и DD1.4 — формирователь короткого импульса, раз-
разряжающего зарядный конденсатор С5 путем открытия шунти-
шунтирующего транзистора VT2. Сформованный транзистором VT1
короткий импульс поступает на счетный вход триггера тока
стирания, формирующего симметричный прямоугольный сиг-
сигнал для раскачки контура стирающей головки. Рисунок печат-
печатной платы при этом необходимо изменить.
Налаживание устройства, собранного из исправных дета-
деталей, заключается в контроле работы ГПН, формирователя
и усилителя тока стирания, формирователей АЧХ и компа-
компараторов обоих каналов при подключенных ГЗ и ГС, а также
в настройке контура стирающей головки в резонанс с часто-
частотой ГПН. Усилитель тока стирания необходимо собрать по
схеме рис. 9 и, настроив контур стирающей головки по лучшей
форме напряжения на ГС (рис. 16) путем стирания пробных
записей, убедиться в достаточности тока стирания для приме-
примененной ГС. В противном случае необходимо запаять все элемен-
элементы, предусмотренные схемой рис. 7. Печатная плата рассчи-
рассчитана на установку деталей обоих вариантов усилителей тока
стирания.
109
Э VT4
R5 оК
С279 о о
= о о
4=С?9 дА1
I °
•rti!&=^-vp
OI 3
о
1 VT8
Рис 14 Размещение деталей на плате УЗ СПДП
VT6 KT8№ VT3 КТ815Б
Рис 15 Вариант построения ГПН на МКС К561ЛА7
Частоту ГПН около 80 кГц (период 12,5 мкс) выставляют
резистором R1. Напряжение на выходе ГПН (эмиттер VT3)
должно составлять около 3 В. Затем, подав на выход 20 A9)
платы УЗ сигнал частотой 1 кГц и напряжением 80 мВ,
выставляют резисторами R20 и R20' К^д ШИМ сигнала, кон-
контролируя изменение скважности по осциллографу на выходе
компараторов. Осциллограф синхронизируется по переднему
фронту импульсов, а задний, изменяющийся фронт «разма-
«размазывается» в некоторых пределах. Осциллограмма реального
ШИМ сигнала на выходе компаратора для необходимого
/Смод, равного 25 %, показана на рис. 17.
После этого производят пробную запись, контролируя
уровень сигнала на выходе УВ, откалиброванного заранее
по измерительной ленте либо по ленте, записанной на откалиб-
рованном магнитофоне. При входном сигнале частотой 1 кГц,
уровне 80 мВ и 7(мод, равном 25%, индикатор уровня должен
показывать 0 дБ. Если уровень 0 дБ достигается при уровне,
значительно отличающемся от 80 мВ, следует резистором
R30 {R30') изменить глубину ООС компараторов. При этом
уменьшению сопротивления этих резисторов соответствует
повышение чувствительности УЗ.
ill
Рис 16 Пояснение к настройке
контура стирающей головки осцил-
осциллограмма напряжения на ГС В1
при разных значениях Ск
Рис 17 Осциллограмма ШИМ сиг-
сигнала на выходе компаратора
д - 400 ГЦ
х - J КГЦ
о-/7 AT//
const
-20 -15
Рис. 18. Зависимость /3 СПДП от уровня записываемого сигнала Внизу осцилло-
осциллограммы /Здля различных уровней входного сигнала
const
UC,PA3
Рис. 19 Зависимость /3 от уровня записываемого сигнала для записи с фик-
фиксированным подмагничиванием Внизу — осциллограммы /3
На рис. 18 показаны результаты измерения тока ГЗ в
зависимости от уровня записываемого сигнала для различных
частот. За 0 дБ принят уровень, соответствующий стандартному
магнитному потоку короткого замыкания 256 нВб/м на частоте
400 Гц при уровне модуляции 25% (/СМоД = 25%). Как вид-
видно из приведенных измерений, ток через головку записи постоянен
и не зависит от параметров входного сигнала, что свидетель-
свидетельствует о том, что механизм параметрической стабилизации тока
(поля) ГЗ эффективно действует. Для сравнения на рис. 19
показана зависимость тока в ГЗ от уровня входного сигнала
для записи с фиксированным подмагничиванием. На обоих рисун-
рисунках приведены осциллограммы тока головки для различных
точек характеристик.
Показательны осциллограммы тока ГЗ для СПДП при
уровнях записи +5...+15 дБ. В этом случае максимальные
значения амплитуды тока, протекающего через ГЗ, представ-
представлены почти полностью записываемым сигналом. Это позволяет
либо лучше использовать модуляционную способность МЛ
и получить большую перегрузочную способность при стан-
стандартном уровне записи, либо принять за 0 дБ поток короткого
из
Рис 20 Процесс записи (кривые подмагничивания и намагничивания)
замыкания, равный значению для катушечных магнитофо-
магнитофонов — 320 нВб/м (+2 дБ).
Прокомментируем это положение. Будем рассматривать
процесс записи по кривым перемагничивания (петлям гисте-
гистерезиса) и по основной кривой намагничивания, показанной
утолщенной линией на рис. 20. При отсутствии подмагничи-
подмагничивания процесс записи протекает с большими искажениями,
обусловленными гистерезисом магнитного слоя. Одному зна-
значению поля (Н) могут соответствовать разные значения оста-
остаточной намагниченности (В). Это зависит от предыдущего
положения точки намагничивания. При ВЧ подмагничивании
процесс намагничивания МЛ записываемым сигналом проис-
происходит на линейном участке, ограниченном с двух сторон
уровнем насыщения. Иначе говоря, быстропеременное поле
ВЧ подмагничивания устраняет гистерезис МЛ для медленно
114
Рис. 21. Формирование тока записи
изменяющегося записываемого сигнала. Форма тока подмагни-
чивания существенной роли не играет, важно лишь, чтобы
он был симметричным и не вызывал смещения положения
записываемого сигнала на характеристике намагничивания.
В отличие от СДП, в котором в силу его инерционности
огибающая тока записи в установившемся режиме (постоянной
частоте и амплитуде входного сигнала) синусоидальна, в СПДП
огибающая тока записи несинусоидальна. Это вызвано изме-
изменением тока подмагничивания в течение периода записы-
записываемого сигнала. Равенство /3 = /п + /с соблюдается и внутри
периода записываемого сигнала, причем мгновенные значения
/с взяты по модулю. Ведь компаратор вырабатывает все более
короткие импульсы во время роста амплитудных значений
входного сигнала (что и вызывает уменьшение тока подмагни-
подмагничивания) независимо от полярности входного сигнала.
Полученная из равенства форма огибающей тока подмаг-
подмагничивания показана на рис. 21,6, а форма тока записи — на
рис. 21,0, что совпадает с осциллограммами (см. рис. 18). Такое
«компрессирование» тока записи вызывает рост отдачи МЛ.
Выигрыш по отдаче тем больше, чем выше /Смод. Для /Смод = 25 %
отдача МЛ может быть повышена на 5...6 дБ по сравнению
с отдачей фонограмм, записанных с фиксированным подмаг-
ничиванием и на 2...3 дБ по сравнению с СДП. При равных
средних уровнях потока короткого замыкания это можно трак-
трактовать как повышение перегрузочной способности МЛ. В про-
процессе интегрирования тока записи полностью восстанавлива-
восстанавливается исходная форма записываемого сигнала. Происходит это
потому, что искажения вершин огибающей тока подмагни-
подмагничивания полностью компенсируются искажениями впадин,
причем оба вида искажений действуют по отношению к запи-
записываемому сигналу одновременно.
Оценивая предлагаемый метод записи, необходимо отме-
отметить, что намечен путь улучшения качества аналоговой маг-
115
нитной записи, обеспечивающей новые потребительские свой-
свойства БАМЗ:
улучшенную перезапись на повышенных скоростях за счет
безынерционности СПДП;
улучшенные параметры микрокассетной аппаратуры, рабо-
работающей на скоростях 2,38 см/с за счет лучшей записи ВЧ
сигналов;
возможность увеличения плотности записи для программ
бытовых компьютеров за счет правильной передачи фронтов
импульсных сигналов.
Предлагаемая в статье схема УЗ позволяет достигнуть высо-
высокого качества записи в процессе традиционного применения
БАМЗ и не предусматривает переключений для реализации
записи на повышенных скоростях. Работа радиолюбителей над
этим многообещающим направлением поможет пополнить
теорию СПДП и выявить новые разработки. Важно для радио-
радиолюбителей и то, что для реализации СПДП не требуется при-
применения специализированных микросхем, как, например, для
систем Dolby. Качество же, обеспечиваемое СПДП, повышает
качество инерционных систем, что не исключает возможности
их совместного применения. Об этом подробно сказано в [10]
применительно к СДП, однако в полной мере относится и к СПДП.
Литература
1 Кьдричев Г Още ведньж за магнитния запис — Радио, телевизия, елект-
роника, 1987, № 4, с 18—20
2 Справочник по технике магнитной записи/Под ред О В Порицкого,
Е Н Травникова — К Техника, 1981
3 Зернов Н В, Карпов В Г Теория радиотехнических цепей — М -Л
Энергия, 1965
4 Алексеенко А Г, Коломбет Е А , Стародуб Г И Применение прецизион-
прецизионных аналоговых микросхем — М Радио и связь, 1985, с 154
5 Булычев Ю, Ерунов М Корректирующие усилители на ОУ — Радио,
1987, № 10, с 38—40
6 Сухов Н Исследование адаптивного динамического подмагничивания —
Техника средств связи, серия ОТ, 1984, вып 2, с 96—101
7 Сухов Н Динамическое подмагничивание — Радио, 1983, № 5, с 36—40
8 Сухов Н СДП-2 — Радио, 1987, № 1, с 39—42
9 Сухов Н Усилитель воспроизведения — Радио, 1987, № 6, с 30—32,
№ 7, с 49—51
10 Сухов Н Компандерный шумоподавитель из динамического фильтра —
Радио, 1986, № 9, с 42—45
А. Алейнов
Измерения коэффициента детонации позволяют сопо-
сопоставить различные магнитофоны по величине субъективно вос-
воспринимаемых частотных искажений сигнала, вносимых ленто-
лентопротяжным трактом, а также выявить доминирующие источ-
источники этих искажений. С помощью описываемого здесь дето-
детонометра измеряется уровень паразитной частотной модуляции
с учетом особенностей субъективного восприятия продуктов
модуляции. Прибор сравнительно прост и несложен в настрой-
настройке, при этом он обладает достаточно высокими техническими
характеристиками.
Структурная схема детонометра представлена на рис. 1.
В приборе использован метод измерения, основанный на опре-
определении паразитной частотной модуляции гармонического
сигнала в процессе его воспроизведения на испытуемом магни-
магнитофоне.
Сигнал с выхода магнитофона поступает на входной
фильтр Z1, подавляющий низкочастотные наводки и высоко-
высокочастотные помехи, вызывающие дополнительную погрешность
измерения. Влияние паразитной амплитудной модуляции
сигнала минимизируется усилителем-ограничителем VI. Сиг-
Сигнал с его выхода имеет форму меандра, амплитуда и крутизна
фронтов которого практически не зависят от уровня входного
напряжения. Этим сигналом запускается одновибратор D/,
формирующий прямоугольные импульсы с постоянной ампли-
амплитудой и длительностью.
Паразитная частотная модуляция приводит к временным
колебаниям периода входного сигнала. Поэтому скважность
импульсной последовательности одновибратора оказывается
зависимой от глубины частотной модуляции. В свою очередь
изменение скважности импульсов со стабильной формой вы-
вызывает изменение постоянной составляющей пропорционально
глубине частотной модуляции.
Для получения сигнала, характеризующего колебания
скорости ленты, используется фильтр Z2, имеющий полосу
частот 0,2... 200 Гц, а для выделения составляющей дрейфа
есть фильтр нижних частот с частотой среза около 0,2 Гц.
117
Вход
uz
/
—»-
/
PZ
PI
Рис 1 Структурная схема детонометра
После усиления в А1 сигнал измерения колебаний скорости
выпрямляется квазипиковым детектором JJ2, на выход которого
включен стрелочный индикатор Р1
В канале измерения дрейфа выходной сигнал фильтра Z3
сравнивается с помощью дифференциального усилителя А2
с опорным напряжением Uou Индикатор Р2 указывает степень
разбаланса указанных напряжений Тем самым производится
измерение медленных отклонений скорости ленты от номи-
номинального значения
Основные технические характеристики
Диапазон входных напряжений, В
Входное сопротивление, кОм
Частота измерительного сигнала, Гц
Пределы измерения коэффициентов колебаний
скорости и детонации, %
Пределы измерения дрейфа скорости, %
Приведенная погрешность измерений, не более, %
Выходное напряжение генератора измеритель
ного сигнала, В
Относительная нестабильность частоты гене
ратора измерительного сигнала за 30 мин, не
более, %
0,05 30
80
3150
0,02 3
(верхние пределы
0 1 0,3 1,0, 3,0)
0,5 5,0
6
1,0
0,02
Принципиальная схема детонометра представлена на
рис 2 Измерительный сигнал подается с разъема XS1 «Вход»
на эмиттерный повторитель (транзистор 1/77) В базовую цепь
транзистора включен полосовой фильтр (Rl, R5, Cl, C3) и
диодно-резисторный ограничитель напряжения (VD1, VD2, R1),
защищающий входной и последующие усилительные каскады
от перегрузок Сигнал с выхода эмиттерного повторителя
поступает на второй полосовой фильтр (R10, R11, С5, С6)
Максимум совместной амплитудно-частотной характерис-
характеристики фильтров близок к частоте измерительного сигнала По-
Подавление низкочастотных наводок и высокочастотных помех
за пределами полосы прозрачности фильтров повышает помехо-
помехозащищенность детонометра
118
F11 WK
С 6 680
c/o
0,047 mk
M
R55
IN
R53
41К R60 1M
ГД507А
C20
20мк*15В
20K
DAhdAl
К/40УД1
DA2
К574УД1
Выход"
-15В
K3S rb~R46 470
410 Щ- yjju Д818Е
R45 620к
VD16
ГД501А ,1й
Уд/1
ГД501А Ж
К5Г10К Уд 15
ГД507А Г/
-- Уд 18
.. ГД507А
R63 10 к
R34
СП
50MK*WB
рА1 дАЗ,дА4,0А6 К140УД8А
у+ „Дрейф" дА5 К153УД5
Рис 2 Принципиальная схема детонометра
Отфильтрованный сигнал подается на двусторонний уси-
усилитель-ограничитель, выполненный на ОУ DA2. В цепь отрица-
отрицательной обратной связи ОУ DA2 включен диодный мост
VD4 — VD7 с низковольтным стабилитроном VD8, рабочая точка
которого смещена в область лавинного пробоя током, зада-
задаваемым резисторами R16, R17. За счет этого при выходных
напряжениях, не превышающих напряжения пробоя, коэф-
коэффициент усиления и скорость нарастания ОУ DA2 близки
к максимальным. Если выходное напряжение становится
сопоставимым или большим напряжения пробоя, замыкается
цепь отрицательной обратной связи, ограничивающая коэффи-
коэффициент передачи операционного усилителя.
Положительные импульсы полученной импульсной после-
последовательности выделяются на резисторе R18. Фронтом этих
импульсов запускается одновибратор DD1, формирующий поло-
положительные импульсы с постоянной длительностью. Значения
сопротивления резистора R19 и хронирующей емкости С9 выбраны
таким образом, что скважность импульсной последовательности
одновибратора близка к двум.
Эти импульсы поступают на ключевой каскад (транзистор
VT3), напряжение питания на который подается от параметри-
параметрического стабилизатора R21, VD10. Основное назначение ука-
указанного каскада — усиление и формирование импульсов со ста-
стабильной амплитудой.
Фильтр нижних частот третьего порядка (Чебышева),
выделяющий сигнал, амплитуда которого пропорциональна
паразитной частотной модуляции входного сигнала, собран
на ОУ DA3. Частота среза фильтра около 200 Гц, коэффициент
передачи равен. 0,5, а подавление на частоте измерительного
сигнала C150 Гц) — не менее 80 дБ.
Полученный сигнал поступает одновременно в каналы
измерения детонации и дрейфа. На входе канала измерения
дрейфа включен пассивный фильтр нижних частот R34, С17
с частотой среза около 0,2 Гц. Сигнал на выходе фильтра
содержит медленно меняющуюся составляющую, пропор-
пропорциональную средней скорости магнитной ленты. Указанный
сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ DA5, инверти-
инвертирующий вход которого подключен к регулируемому источнику
напряжения (R32, R35, R42, R46, VD11).
Если скорость ленты равна номинальной, а напряжение
на инвертирующем входе ОУ DA5 установлено равным сред-
среднему значению выходного напряжения фильтра, отклонение
выходного напряжения ОУ DA5 от потенциала нуля в ту
или иную сторону свидетельствует о соответствующем дрейфе
скорости ленты.
Чувствительность прибора по каналу дрейфа определяется
коэффициентом усиления ОУ DA5 и может корректироваться
с помощью резистора R45. Сигнал с выхода DA5 подается
120
через резистор R47 и сопротивление канала транзистора VT4
на измерительную головку РА1, а также на вход двухпоро-
гового компаратора на ОУ DA7.
Уровни порогов срабатывания компаратора задаются
диодами VD16, VD17, прямо смещенными с помощью рези-
резисторов R61, R62. Если отклонение скорости не превосходит
пределов измерения дрейфа E%), то диоды VD16, VD17
остаются открытыми, а выходной потенциал ОУ DA7 — отри-
отрицательным. Вытекающим базовым током открывается тран-
транзистор VT6. Возникающее при этом свечение светодиода VD19
указывает на нормальный режим измерения. Отрицательным
потенциалом открываются также полевые транзисторы VT4,
VT5, замыкая цепи измерительных головок РА1, PA2.
Отклонение скорости ленты, выходящее за заданные пре-
пределы, приводит к перераспределению токов во входных цепях
компаратора, вызывающего запирание диода VD16 или VD17.
В любом из этих случаев на выходе ОУ DA7 появляется
высокий потенциал, запирающий ключ на VT6 в цепи свето-
светодиода и транзисторы VT4, VT5, коммутирующие измеритель-
измерительные головки. Тем самым обеспечивается защита измерительных
головок от возможных перегрузок.
На входе канала измерения детонации включен полосовой
пассивный фильтр (R29, С13, R30, С16, R28, С15), амплитудно-
частотная характеристика которого близка к характеристике
субъективного восприятия детонации.
На ОУ DA4 в неинвертирующем включении выполнен
масштабный усилитель. Коэффициент передачи этого усили-
усилителя, устанавливаемый переключателем1 SA2y определяет пре-
пределы измерения детонации.
С выхода ОУ DA4 сигнал, характеризующий колебания
скорости ленты, подается на разъем XS3 «Выход», к которому
могут подключаться измерительные приборы для визуального
контроля и анализа спектра колебаний скорости. Этот же
сигнал поступает на двухполупериодный квазипиковый вольт-
вольтметр, выполненный на основе ОУ DA6.
Выпрямленные напряжения выделяются на резисторах
R52, R53 и поступают на входы дифференциального усили-
усилителя с коэффициентом передачи, близким к единице. Выходной
ток операционного усилителя протекает по цепи: резистор R64,
канал полевого транзистора VT5, измерительная головка РА2,
Генератор синусоидального напряжения с частотой 3150 Гц
выполнен на ОУ DA1, в цепи положительной обратной связи
которого включен полосовой /?С-фильтр (R3, R4, R8, С2, С4).
Стабилизация выходного напряжения осуществляется с по-
помощью управляемого аттенюатора, образованного резисто*
рами R6, R9 и сопротивлением канала полевого транзис-
транзистора VT2. Точная установка частоты генерации осуществляется
подстроечным резистором R4. При нормально разомкнутых
121
контактах переключателя SA1 в ОУ DA1 вводится 100 %-ная
отрицательная обратная связь, срывающая колебания гене-
генератора. При включении переключателя SA1 возникают авто-
автоколебания, поступающие на разъем XS2 «Генератор» и вход
детонометра. Указанный сигнал может быть использован
для калибровки канала дрейфа прибора, а также записи изме-
измерительной сигналограммы.
Конструкция и детали. В устройстве использованы постоян-
постоянные резисторы МЛТ 0,25 с допускаемым отклонением от номи-
номинала ±5, ±10%. Сопротивления резисторов R24, R27, R31,
R38 — R41 необходимо подобрать с точностью 2...3 %. Под-
строечные резисторы R4, R15, R37, R43, R57 типа СПЗ-22а
могут заменяться на СПЗ-44, СПО-0,15. Переменный резистор
R35 типа СПЗ-12 или СПЗ-4аМ.
Конденсаторы С2, С4 должны иметь малый ТКЕ (КСО-3,
ПМ). Конденсаторы С10, С12, С14 — С16 типов К73, К76
с номиналами, отличающимися от указанных на схеме не более
чем на ±5 %. Остальные конденсаторы типов КМ5, КМ6.
Оксидные конденсаторы К50-6 могут заменяться на К50-3,
К50-16.
Полупроводниковые диоды VD1 — VD4, VD9, VD18 мо-
могут быть заменены диодами серий КД522, КД509, КД510;
VD12— VD16 — диодами Д311, Д312. Стабилитроны VD10,
VD11 (Д818Е) допустимо заменять любыми из этой серии.
Светодиод VD19 (АЛ307) (зеленого цвета) можно заменить
на АЛ310. Вместо указанных на схеме можно использовать
транзисторы серий КТ315, КТ342 (VT1, VT3), КТ361 (VT6).
Коэффициент передачи тока базы транзистора VT1 должен
находиться в пределах 150...300, транзисторов VT3, VT6 —
в пределах 50... 150. Полевой транзистор VT2 допустимо заменять
на КП302 с напряжением отсечки, лежащим в пределах 1...3 В,
а транзисторы VT4, VT5 — на КП301А, Б.
Операционный усилитель К574УД1А можно заменить
на К544УД2, в качестве DAI, DA7, DA5 можно использовать
К140УД6, а в качестве DA3, DA4, DA6 — К544УД1.
Переключатель SA1 — кнопочный, типа П2К, в качестве
SA2 можно использовать галетный переключатель типа ПГЗ
либо любой другой. В приборе применены измерительные го-
головки типов М1690А (РА2) с током полного отклонения 100 мкА
и М592 (РА1) с током полного отклонения 100 мкА и нулем
посередине шкалы. Измерительные головки можно заменять
другими с током полного отклонения 50...200 мкА. При этом,
однако, потребуется корректировка сопротивлений резисторов
R47, R64 в соответствии с методикой налаживания, изложен-
изложенной ниже.
Детонометр можно подключать к любому стабилизирован-
стабилизированному источнику напряжения ±15 и +5 В с пульсациями не
более 1 мВ. Потребляемый прибором ток от источников пи-
122
тания не превышает 40 мА A5 В) и 50 мА E В). Элементы
детонометра смонтированы на печатной плате из фольгирован-
ного стеклотекстолита размерами 155X90 мм (рис. 3). Пере-
Перемычки, обозначенные на рис. 3 сплошными линиями, уста-
устанавливаются со стороны элементов.
На лицевой панели прибора расположены следующие
элементы схемы: разъемы XS1, XS2, XS3, переключатели
SA1, SA2, переменный резистор R35, светодиод VD19 и изме-
измерительные головки РА1 и РА2.
Налаживание детонометра начинают с проверки правиль-
правильности монтажа и напряжений питания на выходах стабилизи-
стабилизированного источника напряжения. После этого переходят
к покаскадному контролю работоспособности детонометра.
На вход XS1 подают синусоидальный сигнал частотой 3150 Гц
и амплитудой около 1 В. Убедившись в прохождении сигнала
на неинвертирующий вход ОУ DA2, проверяют подавление
низкочастотных и высокочастотных сигналов входными поло-
полосовыми фильтрами. На частотах 50 Гц и 15 кГц затухание
должно составлять около 40 дБ и 12 дБ соответственно.
Балансировкой ОУ DA2 устанавливают выходной потен-
потенциал усилителя в пределах 0,2...0,5 В. Такое смещение ОУ
практически не оказывает влияния на качество ограничения,
но снижает ток, потребляемый ОУ DA2 в режиме отсутствия
измерительного сигнала
Для контроля сигнала на выходе усилителя-ограничителя
на ОУ К574УД1 следует применять осциллограф, входная
емкость щупа которого не превышает 15...25 пФ. Допустимо
подключать осциллограф через резистор сопротивлением
2...5 кОм. В случае несоблюдения этих требований возможно
самовозбуждение операционного усилителя. В диапазоне ам-
амплитуд входных сигналов 0,05...30 В должны наблюдаться
прямоугольные импульсы с крутыми фронтами и скважностью,
равной двум. Возникновение несимметричности ограничения
может быть связано с неисправностью одного из диодов
VD4...VD7.
Амплитуда положительных импульсов на резисторе R18
должна составлять 3,7...4,2 В, а на выходе одновибратора
DD1 - около 3,5...4,0 В. Подстройкой резистора R19 необхо-
необходимо устонсзить скважность выходных импульсов одновибра-
одновибратора, равную двум.
Для получения указанной выше точности детонометра
параметры импульсов на выходе ключевого каскада, собран-
собранного на транзисторе VT3, должны иметь вполне определенные,
стабильные значения. Благодаря использованию прецизионного
стабилитрона VD10 (Д818Е) амплитуда импульсов равна
8,6±0,3 В. В случае применения стабилитронов других типов
потребуется их индивидуальный подбор с целью получения
необходимого значения амплитуды.
123
тшик
¦*
-15В
/
О
Рис З Печатная плата и размещение деталей на ней
Наиболее просто интегральная оценка формы импульсов
производится вольтметром постоянного напряжения с высоко-
омным входом, подключенным к коллектору VT3. При частоте
сигнала, равной 3150 Гц, среднее значение напряжения в этой
точке должно составлять 4,5 В. В противном случае может
потребоваться коррекция длительности импульсов подбором
сопротивления резистора R19.
Правильно собранный фильтр нижних частот на ОУ DA3
в настройке не нуждается. Проверка его работоспособности
заключается лишь в контроле постоянного выходного напря-
напряжения фильтра, значение которого должно быть равно 2,25 В.
После этого переключатель SA2 устанавливают на наи-
наиболее чувствительный предел измерения @,1 %) и балансируют
ОУ DA4. Для калибровки двухполупериодного выпрямителя
на ОУ DA6 временно выпаивают левые по схеме выводы
резисторов R49, R50, а точку их соединения подключают
к регулируемому источнику напряжения ±10 В. Изменению
напряжения от 0 до ±8 В должно соответствовать пропор-
пропорциональное увеличение напряжения на выходе ОУ DA6 до
4,5 В и угловое перемещение стрелки измерительной головки
РА2 до крайней отметки шкалы. Корректировка чувствитель-
чувствительности вольтметра проводится резистором R64.
Канал измерения дрейфа калибруют следующим образом.
На вход прибора подают синусоидальный сигнал частотой
3150 Гц ±0,2 %. Установив резистор R35 в среднее положение,
соответствующее отсутствию смещения средней скорости,
балансировочным резистором R43 устанавливают стрелку
индикатора РА1 в нулевое положение. Затем изменяют частоту
сигнала на ±5 % относительно 3150 Гц и подбором резистора
R47 добиваются отклонения стрелки до конечной отметки
шкалы. Далее необходимо убедиться, что крайним положениям
движка резистора R35 соответствует девиация частоты ±5 %.
При этом выходной потенциал ОУ DA5 должен составлять
±4 В. Если это не так, чувствительность корректируют под-
подбором резистора R45.
После этого необходимо установить порог срабатывания
компаратора на уровне ±4,5...5,0 В. Для этого частоту сигнала
поднимают выше указанных пределов. Установив на выходе
ОУ DA5 потенциал около 4,7 В, изменяют сопротивление
резистора R51 до появления скачков выходного потенциала
ОУ DA7. Затем плавно понижают частоту сигнала. Значение
модуля отрицательного порога компаратора не должно отли-
отличаться от положительного более чем на ±0,2 В. В противном
случае потребуется подбор пары диодов VD16, VD17 по прямо-
прямому сопротивлению.
Транзисторные ключи, собранные на транзисторах VT4,
VT5 и VT6, при правильном монтаже в налаживании не
нуждаются.
125
Для налаживания встроенного генератора на ОУ DA1
переключатель SA1 переводится в состояние «Включено».
Амплитуда генерируемого напряжения должна составлять
0,8... 1,2 В. Если значение амплитуды существенно отличается
от указанного, следует подобрать сопротивление резистора
R9. Установка частоты колебаний производится резистором
R4 с помощью цифрового частотомера. Отклонение частоты
от номинальной C150 Гц) не должно превышать ±0,1 %.
В заключение необходимо заметить, что детонометр может
обеспечить более низкую погрешность измерения коэффициента
детонации. Однако для этого надо провести калибровку канала
измерения детонации, используя генератор звуковых частот
с частотной модуляцией ГЗ-103. Можно также воспользо-
воспользоваться калибратором и методикой его применения, описан-
описанными в [2].
Проведение измерений. Измерения коэффициента дето-
детонации проводят как в процессе регулировки лентопротяжного
механизма, так и в завершающей стадии испытания магни-
магнитофона. Во всех случаях необходимо исключить возможность
повреждения измерительной ленты, магнитные головки долж-
должны быть правильно установлены во всех плоскостях. Несоб-
Несоблюдение последнего требования увеличивает различные виды
колебаний магнитной ленты. Измерения проводят для всех
номинальных скоростей магнитофона в начале и конце катушки
или кассеты. За коэффициент детонации принимается наи-
наибольшее из полученных значений.
Перед началом измерений необходимо откалибровать
детонометр. Для этого надо включить встроенный генератор
(переключателем SA1) и вращением ручки переменного рези-
резистора R35 установить стрелку измерительной головки РА1
{«Дрейф») на нулевое деление шкалы.
Из всех возможных вариантов измерений можно реко-
рекомендовать два способа, нормированных действующим стандар-
стандартом [1]. Первый, наиболее простой способ заключается в вос-
воспроизведении на испытуемом магнитофоне измерительной
сигналограммы с частотой 3150 Гц для проверки детонации.
Он получил наибольшее распространение, наименее трудо-
трудоемок и применим для испытаний магнитофонов, коэффициент
детонации которых по крайней мере втрое больше собственной
детонации измерительной ленты. Уровень детонации совре-
современных измерительных лент лежит в пределах 0,05...0,1 %,
поэтому рассматриваемый способ пригоден для испытания
магнитофонов, имеющих коэффициент детонации, превыша-
превышающий 0,15...0,2 %.
Второй способ используют при отсутствии измерительной
ленты или при необходимости измерения коэффициента дето-
детонации, который меньше или близок к уровню детонации
имеющейся в наличии измерительной сигналограммы. Необхо-
126
димость в применении этого способа возникает, как правило,
при испытании высококачественных магнитофонов 0-й и 1-й
групп сложности.
Измерения производят, записывая на испытуемый магни-
магнитофон синусоидальный или прямоугольный сигнал с частотой
3150 Гц и затем воспроизводя ее на том же магнитофоне.
При этом сигнал подвергается частотной модуляции как в ре-
режиме записи, так и в режиме воспроизведения. Вследствие
случайного соотношения фаз периодических составляющих
колебаний скорости ленты в названных режимах результат
сложения колебаний может отличаться от истинного как в боль-
большую, так и в меньшую сторону. Степень отклонения зависит
также от доли периодических и случайных составляющих
в спектре колебаний скорости. Поэтому в рассматриваемом
способе требуется усреднение измерений.
Многочисленными экспериментами было установлено, что
наиболее достоверному результату соответствует среднеариф-
среднеарифметическое значение пятикратных измерений коэффициента
детонации в режиме воспроизведения одного и того же фраг-
фрагмента записи [1].
Используемая для измерений магнитная лента не должна
иметь выраженных дефектов, например в виде осыпания
рабочего слоя, перегибов или мест склеек. Эти дефекты при-
приводят к глубоким колебаниям среднего значения сигнала
на выходе одновибратора и к резкому изменению показаний
прибора. Особое внимание следует обратить на качество ленты
при испытании аппаратов высших групп сложности. Применяя
измерения коэффициента детонации в процессе записи и вос-
воспроизведения, уровень записи сигнала устанавливают близким
к номинальному. Коэффициент нелинейных искажений трактов
записи и воспроизведения практически не вносит дополни-
дополнительной погрешности в оценку коэффициента детонации.
Основные источники колебаний скорости ленты можно
выявить с помощью сопоставления спектра детонации с часто-
частотами вращения механических узлов лентопротяжного меха-
механизма. Для этого необходимо вначале рассчитать или экспери-
экспериментально измерить периоды вращения деталей кинематиче-
кинематической схемы. Затем, подавая сигнал с выхода детонометра
на осциллограф с открытым входом, с помощью масштабной
сетки необходимо определить периоды наиболее интенсивных
составляющих в спектре сигнала и идентифицировать соответ-
соответствующие им элементы лентопротяжного механизма. Более
эффективные способы спектрального анализа инфразвуковых
сигналов изложены в [3]. Сопоставление периодов вращения
элементов лентопротяжного механизма с периодами частотных
составляющих электрического сигнала позволяет определить
доминирующие источники детонации.
127
Причиной самых высокочастотных составляющих спектра
детонации с периодом менее 0,1 с являются, как правило,
биения промежуточных роликов и насадки ведущего двига-
двигателя. Колебания с периодом 0,1...0,3 с обусловлены в боль-
большинстве случаев ведущим валом: с периодом 0,2...1,0 с —
прижимным роликом, а более 0,5 с — приемно-передающими
узлами. В случае необходимости снижения уровня детонации
лентопротяжного механизма можно воспользоваться рекомен-
рекомендациями, приведенными, например, в [4].
Литература
1. ГОСТ 24863—81 (СТ СЭВ 1359—78). Магнитофоны бытовые общие техни-
технические требования,—М.: 1981
2. Сухов Н. Детонометр.— Радио, 1982, № 1, с. 34, № 2, с. 38.
3. Сухов Н. Как улучшить параметры магнитофона.— Радио, 1982, № 5,
с. 34.
4. Травников Е Н Механизмы аппаратуры магнитной записи.— Киев, Тех-
i 1976.
Н. Шиянов, С. Филиппов
Несмотря на то что шумовые характеристики в значительной
мере определяют качество современной звуковоспроизводящей
аппаратуры, расчет шумовых свойств усилителей — редкость в
радиолюбительской практике. Почему? Главных причин здесь
две. Прежде всего явно не хватает литературы, в которой бы
ясным и понятным неспециалисту языком были описаны процессы
в усилительных каскадах, приведены простые формулы, пригод-
пригодные для конкретных, наиболее типичных случаев. В погоне за
«научностью» работы большинства авторов теряют доступность,
обычно рассматривают «общий» случай, выводы трудно применить
на практике. Вторая причина — сложность и трудоемкость рас-
расчетов. Даже с калькулятором в руках нужно потратить не один
час, чтобы получить необходимые данные. В громоздких формулах
легко запутаться, ошибиться в «арифметике». Ситуацию можно
улучшить, применив ЭВМ. Разумеется, никакая ЭВМ не может
«поправить» теорию, но в ее силах ускорить расчет, исключить
ошибки в вычислениях. Одна из попыток применить персональную
ЭВМ в расчетах шумовых характеристик усилительных каскадов
на транзисторах предлагается вниманию читателей.
За основу шумовой модели транзистора взята модель, описан-
описанная в [1]. Она достаточно проста, учитывает комплексный харак-
характер внутреннего сопротивления источника сигнала и может приме-
применяться в большинстве случаев. Шумовая эквивалентная схема
транзистора для этой модели изображена на рис. 1. Шумовые
свойства транзистора на этой схеме моделируются тремя экви-
эквивалентными источниками шума:
ешб — шумовая ЭДС, обусловленная тепловыми шумами рас-
распределенного сопротивления базы /?б;
/шб — ток дробовых шумов тока базы /б, возникающий при
рекомбинации носителей;
*шк — ток Дробовых шумов тока коллектора /к.
5 9 1 129
VT /уГ\ Рис 1 Шумовая эквивалентная схема
\??/ транзистора
Спектральная плотность шумовой ЭДС может быть описана
выражением:
WEt=l/A- /С- Г- /?б,
где /С = 1,38• 10~23 — постоянная Больцмана; Т— абсолютная
температура.
Выражение для спектральной плотности шумового тока имеет
другой вид:
Wl6=]/2- q- /б;
где #= 1,6-10~19— заряд электрона.
Приведенные соотношения справедливы для области так на-
называемого «белого» шума, где спектральные плотности шумов
постоянны. В реальных устройствах наблюдается частотная за-
зависимость уровня шумов. Обычно говорят о возрастании шумов
в области низких частот, связанном с преобладанием на этих
частотах избыточных шумов, которые также называют шумами
типа 11'Fy (зависимость спектральной плотности этих шумов на
низких частотах описывается выражением типа l/fY, где F —
текущая частота, у — коэффициент, на практике часто принимают
Y= 1) и, иногда, фликкер-шумами (рис. 2).
Частота, на которой плотность фликкер-шумов сравнивается
с плотностью «белого» шума, называется частотой среза фликкер-
шума f1,,,.
Возрастание уровня шумов на частотах ниже частоты среза
фликкер-шума можно учесть множителем вида \-\-F^/F в выра-
выражении для спектральной плотности тока базы, т. е. принять, что
Wl6 = /2T-q. /6. A+FJF) ,
или, выразив ток коллектора /к через ток базы /6,
Для удобства расчетов целесообразно также на эквивалент-
эквивалентной шумовой схеме транзистора перенести источник дробового
шума тока коллектора ^к в цепь базы, выразив /щК через допол-
дополнительную шумовую ЭДС ешбД0Г1 и крутизну транзистора S,
130
Рис 2 Зависимость спектральной
плотности шумового тока от частоты
Учитывая, что
Нйг и wEm=\/w2E6+wl/s2,
окончательно получим:
Итак, шумы усилительного каскада на транзисторе определя-
определяются параметрами транзистора G?б, р, 7^), температурой окру-
окружающей среды (Т) и режимом работы транзистора по постоянному
току AК). Кроме того, необходимо еще учесть комплексное сопро-
сопротивление источника сигнала ZreH. В подавляющем большинстве
случаев сопротивление источника сигнала носит индуктивный
характер (магнитные головки, например), поэтому представим
ZreH в виде последовательного соединения активного сопротивле-
сопротивления Rr и индуктивности Lr. Отметим, что активное сопротивление
источника сигнала Rr также является шумящим. Этот факт
тоже нужно учесть, введя в рассмотрение еще одну составляющую
шумовой ЭДС со спектральной плотностью WEuiRr.
Квадрат напряжения шумов, приведенных ко входу транзис-
транзистора, в полосе частот от FH до FB
где |Z|2 = /?г2 -+- Bл:/7/^.J — квадрат модуля комплексного сопротив-
сопротивления источника сигнала.
Приведем преобразование полученных уравнений:
131
После группирования и еще одного преобразования
И окончательно
Зависимость напряжения шумов от тока коллектора имеет
минимум, соответствующий оптимальному значению тока коллек-
коллектора. Продифференцировав формулу для Um по /к и приравняв
нулю производную, получим выражение для оптимального тока
коллектора:
2K2T\FB-FH)
Видно, что полученные соотношения громоздки, поэтому це-
целесообразно для решения уравнений использовать персональную
ЭВМ. Автор использовал персональный компьютер радиолюбителя
«Радио-86РК». Здесь приводится текст программы, позволяющей
быстро и без ошибок рассчитать шумовые характеристики тран-
транзисторных усилителей звукового диапазона частот.
Программа написана на языке BASIC и после минимальных
изменений может использоваться и для других компьютеров.
В строках 20—40 задаются значения постоянной Больц-
мана /С, заряда электрона Q и числа Р\ (я), далее на экран выво-
выводится сообщение с наименованием программы (строки 50—80).
Собственно программа начинается со строки 100. По запросу
ЭВМ необходимо ввести значения температуры окружающей
среды Т в градусах Цельсия, активное сопротивление источника
сигнала RG в омах, индуктивность головки LG в миллигенри,
132
нижнюю частоту рабочей полосы частот F в герцах, верхнюю
частоту FV в килогерцах, значение частоты среза фликкер-
шума FF в килогерцах, рабочий ток коллектора /к, коэффициент
усиления транзистора при этом токе в схеме с общим эмиттером В,
а также распределенное сопротивление базы RB в омах. Необхо-
Необходимую информацию можно найти в справочной литературе. Одно-
Одновременно с вводом производятся (если это нужно) преобразования
единиц измерения.
Далее происходит расчет требуемых величин (строки
190—270). Эта часть программы особенностей не имеет, за исклю-
исключением строки 230. В формуле, по которой идет расчет, в строке
230 присутствует величина /С2. Если в строке программы записать
/С2, то при возведении значения постоянной Больцмана К в
квадрат полученное значение A,9- 10~46) будет меньше мини-
минимально допустимого для «Радио-86РК» значения 1,7« 10~38 и бу-
будет воспринято ЭВМ как 0, что приведет к ошибке в вычислениях.
В строках программы от 280 до 350 организуется очистка
экрана и вывод полученных параметров. Достоинством программы
является возможность оперативного изменения исходных данных
с повторным расчетом без выхода из программы. Это позволяет не
только уточнить или оптимизировать шумовые характеристики, но
и относительно просто получить зависимость уровня шума от
какого-либо параметра, например от тока коллектора или от коэф-
коэффициента усиления транзистора. Эта часть программы расположе-
расположена в строках 360—610. По запросу ЭВМ нужно ввести условное
обозначение параметра, который необходимо уточнить (строки
400—480), а затем его новое значение (строки 500—600). После
изменения каждого параметра выводится запрос о необходимости
изменения еще одного параметра и в случае положительного
ответа происходит возврат на строку 400 и новое уточнение.
Эта процедура может повторяться неограниченное количество
раз. Если ответ отрицательный, т. е. все необходимые уточнения
внесены, то производится окончательный расчет шумовых харак-
характеристик и вывод полученных значений на экран (строки про-
программы 660—810).
Работу программы иллюстрирует пример расчета.
II CLS
21 CUR 23flS: PRINT "ПРОГРАММА"
31 PRINT : PRINT : PRINT TABB1);"РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ."
48 FOR Z=8 TO 788: NEXT Z: CLS
58 CUR 28,28: PRINT "ВВЕДИТЕ ИСХОДНЫЕ ДАННУЕ :"
68 PRINT
78 PRINT
88 PRINT
98 PRINT
PRINT ,"ТИЛ ВЫПРЯМИТЕЛЯ
"ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫИ -Т
"ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЙ -'2'
"МОСТОВОЙ -'3*
188 PRINT ,"C УДВОЕНИЕМ -'4' ";
118 INPUT T
128 IF T»l THEN M=l: KR=2.3: Kl=l: K2*l: K3=l: 60T0 178
138 IF Т«2 THEN И«2: KRM.7: Kl*l: K2«l: K3«.5: 60T0 178
133
141 IF T=3 THEN H«2: KR*3.5: Kl=2: К2И: K3=1/SQRB): 60T0 171
151 IF T=4 THEN H=l: KR=.9: Kl=l: K2=.5: K3=SQRB): 60T0 171
161 60SUI 681: 60ТО 68
171 PRINT ,"ВУПРЯНЛЕННОЕ НАПРЯ1ЕНИЕ, В ";
181 INPUT El: IF Ei<=8 THEN 60SU1 688: 60T0 178
191 PRINT ,"TOK НАГРУЗКИ, А ";
211 INPUT II: IF I8<=8 THEN 60SU1 681: 60T0 191
211 PRINT ,"ТИП СЕРДЕЧНИКА :"
221 PRINT ,Л, ОЛ ИЛИ ПЛ ";
231 INPUT SB
241 IF Sfl=-iil- OR 8В»"ОЛ" THEN S=l: 60T0 271
251 IF SBs-ПЛ" THEN S=2: 60T0 271
261 60SUB 681: 60TO 211
271 PRINT «"КОЭФФИЦИЕНТ ПУЛЬСАЦИИ, Z ";
288 INPUT KP
291 IF KP<1 THEN 60SUI 681: 60T0 271
311 KP=KP/18i
311 F=5i: 1H=1.4
321 RT*KRtElt (StF#lH/ <E1*U))A. 25/ (I8*F*1H)
331 RI=.7#H/C*I8)
341 R=RT+K1*RI
351 A8=ie*R/(H#E8)
361 A8=A8*3.14159
371 01=32: 0D=32
388 0=01*3.14159/188
391 A=TAN@)-0
411 DA=(A-A8)/A8: S*S6N(DA): A»>AIS(DA)
411 IF AD<=.81 THEN 451
421 0D=.5*0D
431 0l»01-S#0»
441 60T0 381
451 KO=SIN(O)-O*COS(O)
461 F0=3.14159*(l-C0S@))/K0
471 I0=l/(SQRB)*C0S@))
488 D0=SQRC.14159*@*(l+C0SB*0)/2)-3*SINB*0)/4))/K0
491 U2=E8*10*K2
511 IH=I8*F0/H
511 IV=I8#D0/H
521 IS=II/H
531 I2=I8#D0*K3
541 C»(l/H*0/3.14159)tIl/B#HtKPtF*El)
551 CLS: CUR 22,22: PRINT "РЕЗУЛЬТАТУ РАСЧЕТА :"
561 Тй«" ": IF T=2 THEN ТВ*" 2 ПО "
571 PRINT: PRINT ,"НАПРЯ1ЕНИЕ ОБНОТКИ",TB;CHRB(8);U2;" В."
588 PRINT ,-TOK ОБНОТКИ ",INT(tE3#I2)/1111;" А."
591 PRINT ,"ТОК ВЕНТИЛЯ :"
611 PRINT ,"НАКСИНАЛЬНУЯ ",INTAE3*IH)/1111;" А."
611 PRINT: PRINT TAKlo;; "ЬУДЕИ ЛИ Е«Е МЕНЯТЬ ПнРАНЕТРУ ';: INPUT VB
621 IF УВ*"ДА" THEN 411
631 IF VB*"HET" THEN 191
641 60T0 611
651 PRINT: PRINT
661 PRINT TAK14); "РАСЧЕТ ПРОИЗВОДИЛСЯ ДЛЯ ПАРАМЕТРОВ :"
671 PRINT: PRINT
681 PRINT ТАКII); "ТЕМПЕРАТУРА СРЕДУ T=";T-273j" ГРАД С."
691 PRINT ТАКII); "СОПРОТИВЛЕНИЕ ГЕНЕРАТОРА RG=";R6;" ОН.'
711 PRINT ТАК II); "ИНДУКТИВНОСТЬ ГОЛОВКИ LB=";L6#1E3;' НГН."
711 PRINT TAK1I); "НИ1НЯЯ ЧАСТОТА FS"|F|" ГЦ."
721 PRINT TAKll); "ВЕРХНЯЯ ЧАСТОТА FV*" JFV/1E3; " КГЦ."
731 PRINT TAKll); "ЧАСТОТА ФЛИККЕР-1УНА FF«" ;FF/IE3; " КГЦ."
741 PRINT TAKll); "ТОК КОЛЛЕКТОРА IK»"; IKME6; " НКА."
751 PRINT TAKll); "КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ В=";1
761 PRINT TAKll); "СОПРОТИВЛЕНИЕ БАЗУ R1=";R1:" ОН."
771 PRINT
781 PRINT TAKll); "НАПРЯ1ЕНИЕ 1УНА "; INT(U#1E9)/1E3; " HKB."
791 PRINT TAKll); "ОПТИНАЛЬНУН ТОК КОЛЛЕКТОРА "; INTUCME9)/1E3;' НКА."
811 PRINT TAKll); "НИН. НАПРЯ1ЕНИЕ ШУНА "; INT(UC#1E9)/1E3;" HKB."
811 PRINTtPRINT:STOP
ПРИМЕР РАСЧЕТА ПРИВЕДЕННОГО t БАЗЕ
НАПРЯЖЕНИЯ ШУМОВ
БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА.
ТЕМПЕРАТУРА СРЕДЫ, ГРАД. С, Т=** 20
СОПРОТИВЛЕНИЕ ГЕНЕРАТОРА, OM,.RG=*> 500
ИНДУКТИВНОСТЬ ГОЛОВКИ, МГН,...Ь6='> 100
НИЖНЯЯ ЧАСТОТА, ГЦ, F=- 20
ВЕРХНЯЯ ЧАСТОТА, КГЦ, FV=~> 20
ЧАСТОТА ФЛИККЕР-ШУМА, к ГЦ, FF=-> 3
ТОК КОЛЛЕКТОРА, МКА, 1К=^ 100
КОЭф-Т УСИЛЕНИЯ, В~*> 100
СОПРОТИВЛЕНИЕ БАЗЫ, ОМ, RB^ 300
НАПРЯЖЕНИЕ ШУМОВ, ПРИВЕДЕННОЕ К БАЗЕ : .845 МКВ.
ОПТИМАЛЬНЫЙ ТОК КОЛЛЕКТОРА : 31.331 МКА.
МИНИМАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ ШУМА : .72 МКВ.
БУДЕМ ЛИ МЕНЯТЬ ПАРАМЕТРЫ *? ДА
ЧТО БУДЕМ МЕНЯТЬ (T,R6,L6,F,FV,FF,IK,B,RB) *> F
НОВОЕ ЗНАЧЕНИЕ F, ГЦ ^ 40
БУДЕМ ЛИ ЕЩЕ МЕНЯТЬ ПАРАМЕТРЫ -> ДА
ЧТО БУДЕМ МЕНЯТЬ (T,RG,LG,F,FV,FF,IK,B,RB) *> FV
НОВОЕ ЗНАЧЕНИЕ FV, КГЦ *> 12.5
БУДЕМ ЛИ ЕЩЕ МЕНЯТЬ ПАРАМЕТРЫ "> НЕТ
НАПРЯЖЕНИЕ ШУМОВ, ПРИВЕДЕННОЕ К БАЗЕ : .548 МКВ.
ОПТИМАЛЬНЫЙ ТОК КОЛЛЕКТОРА : 47.12 МКА.
МИНИМАЛЬНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ ШУМА : .518 МКВ.
БУДЕМ ЛИ МЕНЯТЬ ПАРАМЕТРЫ ^ НЕТ
РАСЧЕТ ПРОИЗВОДИЛСЯ ДЛЯ ПАРАМЕТРОВ :
ТЕМПЕРАТУРА СРЕДЫ Т= 20 ГРАД. С.
СОПРОТИВЛЕНИЕ ГЕНЕРАТОРА RG= 500 ОМ.
ИНДУКТИВНОСТЬ ГОЛОВКИ LG= 100 МГН.
НИЖНЯЯ ЧАСТОТА F= 40 ГЦ.
ВЕРХНЯЯ ЧАСТОТА FV= 12.5 КГЦ.
ЧАСТОТА ФЛИККЕР-ШУМА FF= 3 КГЦ.
ТОК КОЛЛЕКТОРА 1К= 100 МКА.
КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ В= 100
СОПРОТИВЛЕНИЕ БАЗЫ RB= 300 ОМ.
НАПРЯЖЕНИЕ ШУМА 548 МКВ.
ОПТИМАЛЬНЫЙ ТОК КОЛЛЕКТОРА 47.123 МКА.
МИН. НАПРЯЖЕНИЕ ШУМА 518 МКВ.
Литература
Сухов Н Е и др Техника высококачественного звуковоспроизведения —
Киев Технжа 1985 с 160
Ю. Игнатьев
\\ОМ\ ХОУСШИЧИВАЯ ( И<:
РЛЛИОУПКЛВЛРНИЯ
Описываемая здесь система радиоуправления обладает повы-
повышенной помехоустойчивостью, что достигнуто многократной пере-
передачей команд. При этом дешифратор выдает сигнал о приеме
соответствующей команды лишь в том случае, когда по крайней
мере в двух из трех подряд принятых команд содержится одна
и та же информация.
Для передачи команд используется числоимпульсный код.
Шифратор передатчика построен на двух цифровых КМОП-микро-
схемах серии К561 (рис. 1, DD1, DD2). На элементах DD1.1 и
DD1.2 собран генератор прямоугольных импульсов, работающий
на частоте около 200 Гц. В связи с тем что порог переключения
КМОП-элементов не соответствует точно половине напряжения
питания, для симметрирования импульсов в традиционную схему
генератора добавлены элементы R2 и VD1.
Импульсы генератора подаются на счетчик с дешифратором
(микросхема DD2), нормально имеющий коэффициент пересче-
пересчета 10. В те моменты, когда счетчик находится в состоянии 0 или 1,
на выходах 0 или 1 (выводы 3 или 2 соответственно) присутствует
логическая 1, которая запрещает прохождение импульсов ге-
генератора через элемент DD1.3 на модулятор передатчика, выпол-
выполненный на транзисторе VT1. При остальных состояниях счетчика
импульсы в положительной полярности проходят на базу VT1 и
включают генератор передатчика. В результате, если не нажата
ни одна из кнопок SB1—SB7, на базу VT1 проходят пачки из
восьми импульсов, разделенные интервалом, равным 2,5 периода
импульсов (первые 4 временные диаграммы на рис. 2). Передаче
таких пачек соответствует отсутствие команды.
Рассмотрим, как происходит формирование команд на приме-
примере команды, содержащей 5 импульсов. Если нажать кнопку SB5,
счетчик, как и ранее, запрещает прохождение на модулятор первых
двух импульсов. Затем на VT1 проходит 5 импульсов, после чего
счетчик устанавливается в состояние 7 и на его выходе 7 (вы-
(вывод 6 DD2) устанавливается логическая 1. Этот сигнал через
замкнутые контакты кнопки SB5 поступает на вход R счетчика
136
/7/7/ /
ВВП
VT1 КТ315Г
Ё6220
R5 7,5К
Рис 1 Принципиальная схема передатчика
вы6. э
001
вы б.з
0D2
ВЫ6.1 _^_^_
002
Вы В. 10 п П
001 J u L
ВЫв. IS a
О 1 2
4 5 6
8 9 0 1
Г
002.
ВЫ 6.10 г-, г-,
JJU1 Л UL
JbrLTLTLTL
JUbTLT
Рис 2 Временные диаграммы работы формирователя команд
DD2 и сбрасывает его в 0. В результате на выводе 10 элемента
DD1.3 формируются пачки из пяти импульсов, разделенные интер-
интервалами такой же длительности, что и при отсутствии передачи
команды.
При нажатии на любую другую кнопку генерируются пачки
с соответствующим номеру кнопки числом импульсов — от одного
до ceiMH, разделенные таким же интервалом.
Генератор передатчика собран по простейшей схеме с кварце-
кварцевой стабилизацией на транзисторе VT2. Колебательный контур
L1C3 настроен на частоту кварцевого резонатора 27,12 МГц.
В передатчике не предусмотрено специальных мер для согла-
согласования колебательного контура передатчика с антенной, поэтому
излучаемая мощность передатчика невелика, и радиус действия
системы радиоуправления составляет 5...10 м. Для повышения
дальности можно повысить напряжение питания передатчика до
9 В и применить согласующий LC-контур или удлиняющую ка-
катушку.
137
Рис 3 Принципиальная схема приемника
Схема приемника системы радиоуправления приведена на
рис. 3. Входной каскад приемника собран по схеме сверхрегенера-
сверхрегенеративного детектора на транзисторе VT1. Сверхрегенератор обладает
замечательными свойствами — высокой чувствительностью, малой
зависимостью уровня выходного сигнала от уровня входного,
простотой, однако ему свойственны и недостатки — малая изби-
избирательность, излучение сигнала, в результате которого он работает
как маломощный передатчик и может мешать другим приемникам.
Работа сверхрегенеративного детектора описана во многих
книгах и статьях по радиоуправлению и здесь не рассматривается.
На нагрузочном резисторе входного каскада R3 выделяются,
кроме полезного сигнала, пилообразные импульсы гашения с час-
частотой 40...60 кГц, для их фильтрации используется /?С-цепь
R4C9, для той же цели служит конденсатор С10. Эти же элементы
подавляют кратковременные импульсные помехи (например, от
электродвигателей управляемой модели) и частично шумы сверх-
сверхрегенеративного детектора.
Примерная форма полезного сигнала на коллекторе транзис-
транзистора VT2, работающего в режиме линейного усиления, показана
на первой диаграмме рис. 4. Этот сигнал еще далек от пачек прямо-
прямоугольных импульсов, необходимых для работы дешифратора. Для
получения хорошей прямоугольной формы импульсов служит
усилитель-формирователь на транзисторе VT3. При отсутствии
полезного сигнала, когда на коллекторе- транзистора VT2
существует шумовой сигнал сверхрегенератора небольшой ампли-
амплитуды, транзистор VT3 находится в состоянии неглубокого на-
насыщения, напряжение между его коллектором и эмиттером со-
составляет 250...300 мВ, и он не усиливает входной сигнал. Такая
138
КТ1
\ЖмВ
Г\ПГ\Г\1\***1\Г\Г\Г\Г\ Г\
ШЮ DDTL
вывзввг
Вд/в.4 DDZ
ВЫ6.5 DD2
Bd/S.U РРЛвШОРЗ
Выв А, 12 BBJ
ВЫвМ 12 ВЩШбВВб
ш
Рис 4 Временные диаграммы работы приемника
рабочая точка транзистора VT3 устанавливается подстроечным
резистором R6.
При появлении пачек радиочастотных импульсов сверхреге-
сверхрегенеративный детектор подает на базу транзистора VT2 пачки
импульсов положительной полярности, на коллекторе VT2 и базе
VT3 появляются сигналы в соответствии с первой диаграммой
рис. 4. Отрицательная полуволна сигналов закрывает транзистор
VT3, и на его коллекторе формируются импульсы положительной
полярности, открывающие ключевой каскад на транзисторе VT4.
На его коллекторе формируются пачки импульсов отрицательной
полярности с амплитудой, равной напряжению источника питания,
они подаются на вход дешифратора команд.
Схема дешифратора команд приведена на рис. 5. Пачки вход-
входных импульсов отрицательной полярности поступают на формиро-
формирователь, собранный на элементах Rly С/, DD1.1. Такой формирова-
формирователь обладает свойствами интегрирующей цепочки и триггера
Шмитта. На его выходе импульсы имеют крутые фронты независи-
независимо от крутизны фронтов на входе. Кроме того, он подавляет
импульсные помехи малой длительности.
С выхода элемента DD1.1 импульсы поступают на детектор
паузы. Он собран на элементах R2, С2У VD1, DD1.2. Так же,
как и DD1.1, элемент «Исключающее ИЛИ» DD1.2 работает как
139
RI 110к
CZ 0,Q33MKU
VD/ КД503А
DDL 2
_ i
F2*470K
mm8 К561ЛП2
DD3,DD4 К561ИР2
DOS К561ЛП13
UD6 К561ИД1
DD7 K561TM2
VT2
ойщ.
Рис 5 Принципиальная схема дешифратора команд
усилитель-повторитель сигнала, поскольку один из его входов
соединен с общим проводом.
Детектор паузы работает следующим образом. Первый отри-
отрицательный импульс пачки, проходя через диод VD1 на вход элемен-
элемента DD1.2, переключает его в состояние 0. В паузе между сосед-
соседними импульсами происходит постепенный заряд конденсатора С2
током, текущим через резистор R2y напряжение на входе DD1.2
при этом, однако, не доходит до порога переключения этого
элемента. Каждый последующий импульс через диод VD1 быстро
разряжает конденсатор С2, поэтому во время действия пачки на
выходе DD1.2 будет логический 0. В паузе между пачками на-
напряжение на входе 9 DD1.2 достигает порога переключения,
этот элемент переключается лавинообразно за счет положитель-
положительной обратной связи через конденсатор С2 в состояние 1. В ре-
результате в паузе между пачками на выходе 10 элемента DD1.2
формируется положительный импульс (четвертая диаграмма
DD1 : 10 на рис. 4), сбрасывающий счетчик на микросхеме DD2
в 0.
Импульсы с выхода формирователя DD1.1 поступают также
на счетный вход CN счетчика DD2, в результате чего после окон-
окончания пачки счетчик устанавливается в состояние, соответствую-
соответствующее числу импульсов в пачке. В качестве примера на рис. 4 про-
проиллюстрирована работа счетчика в случае приема пачек из пяти
импульсов. К моменту окончания пачки на выходах 1 и 4 счетчика
140
появляются логическая 1, на выходе 2— логический 0 (диаграммы
пятая — седьмая DD2.3, DD2:4, DD2.5 на рис. 4). Фронтом
импульса с детектора паузы DD1.2 происходит перепись состояния
счетчика в сдвигающие регистры DD3.1, DD4y DD3.2, в результате
чего на их выходах / появляется соответственно логическая 1,
логический 0, логическая 1.
После окончания второй пачки из пяти импульсов импульс с
выхода детектора паузы DD1.2 сдвигает ранее записанную ин-
информацию из разрядов 1 сдвигающих регистров в разряды 2,
а в разряды 1 записывает результат подсчета числа импульсов
очередной пачки и т. д. В результате при непрерывном приеме
пачек из пяти импульсов на всех выходах сдвигающих регистров
DD3.1 и DD3.2 будут логические 1, на всех выходах DD4— логи-
логические 0. Эти сигналы поступают на входы мажоритарных клапа-
клапанов микросхемы DD5, на их выходах появляются сигналы, соот-
соответствующие входным, они поступают на входы дешифратора
DD6. На выходе 5 дешифратора появляется логическая 1, которая
и является признаком приема команды с числом импульсов,
равным пяти.
Так происходит прием сигналов при отсутствии помех. Если
же уровень помех силен, число импульсов в пачке может отличать-
отличаться от необходимого. В этом случае сигналы на выходах каждого
из сдвигающих регистров будут отличаться от правильных. Пред-
Предположим, что при приеме одной из пачек вместо пяти счетчик
насчитает шесть импульсов. После приема двух пачек из пяти им-
импульсов и одной из шести состояния выходов регистров DD3.1,
DD4 и DD3.2 будут соответственно следующими: 011, 100, 111.
На входы элемента DD5.1 поступят две логические 1 и один
логический 0.
Поскольку выходной сигнал мажоритарного клапана соответ-
соответствует большинству сигналов на его входах, он выдаст на вход 1
дешифратора DD6 логическую 1. Аналогично элемент DD5.2
выдаст логический 0, элемент DD5.3 — логическую 1. На выходе
5 дешифратора будет логическая 1, так же как и в случае приема
сигналов без помех.
Таким образом, если в последовательности пачек импульсов,
поступающих на вход дешифратора команд, в любых трех подряд
идущих пачках две имеют правильное число импульсов, на нужном
выходе микросхемы DD6 будет постоянно поддерживаться логи-
логическая 1.
Если не нажата ни одна из кнопок передатчика, на выходах
/—2—4 счетчика DD2 после окончания пачки из восьми им-
импульсов будет логический 0 и на всех используемых выходах
дешифратора DD6 также логический 0.
Правая часть схемы рис. 5 соответствует применению описы-
описываемой системы радиоуправления в гусеничной модели. В таблице
приведено соответствие команд числу импульсов пачек и выходные
сигналы дешифратора системы в соответствии с обозначениями
141
схемы рис. 5. Пачкам из пяти импульсов соответствует команда
«Стоп». При ее приеме, как уже указывалось выше, логическая 1
появляется на выходе 5 DD6. Эта логическая 1 поступает на
входы R триггеров DD7.1 и DD7.2 и устанавливает их в 0. Не
рассматривая пока роли микросхемы DD8, условимся считать, что
сигнал при прохождении через ее элементы не меняется. В резуль-
результате приема команды «Стоп» на выходах ПВ (правый вперед),
ЛВ (левый вперед) и Н (назад) будет логический 0, двигатели,
подключенные к указанным выходам через усилители, будут оста-
остановлены.
Кнопка рис 1
SB1
SB2
SB3
SB4
SB5
SB6
SB7
импульсов
1
2
3
4
5
6
7
Выполняемая команда
Фара
Вправо
Сигнал
Влево
Стоп
Вперед
Назад
Выходные сигналы
ПВ
0
—
1
0
1
0
лв
1
—
0
0
1
0
н
0
—
0
0
0
1
Открытый транзистор
VT2
—
VT1
—
—
—
При подаче команды «Вперед» логическая 1 появится на
выходе 6 DD6y она установит триггер DD7.2 по входу S в со-
состояние 1. Триггер DD7.1 независимо от своего исходного со-
состояния установится в состояние 0 по входу С, так как на его
входе D — логический 0. В результате на выходах ПВ и ЛВ по-
появится логическая 1, на выходе Н — логический 0. Оба двигате-
двигателя гусеничной модели будут вращаться, обеспечивая движение
модели вперед. При подаче команды «Назад» триггер DD7.1 будет
в состоянии 1, DD7.2 — в состоянии 0, двигатели обеспечат
движение модели назад.
Указанные команды хранятся в триггерах микросхем DD7 и
после отпускания кнопок SB5—SB7. Предположим, что при дви-
движении модели вперед будет нажата кнопка SB2 «Вправо». В этом
случае логическая 1 появится на выходе 2 DD6, она поступит
на вывод 2 элемента DD1.4 и изменит логическую 1 на его вы-
выходе на логический 0. В результате сигнал ПВ станет равным
нулю и правый двигатель остановится. Модель будет разворачи-
разворачиваться вправо за счет левой гусеницы (вторая строка таблицы).
При движении назад нажатие кнопки SB2 также заставит из-
измениться сигнал на выходе элемента DD1.4 на противоположный,
но теперь уже с логического 0 на логическую 1. Правый двигатель
также затормозится и модель также будет разворачиваться впра-
вправо. Аналогично ведет себя модель и при нажатии кнопки SB4
«Влево».
Команды «Вправо» и «Влево» не запоминаются, они действу-
142
Рис. 6. Принципиальная схема усили-
усилителей для двигателей
VTJ
KT8WA
ют лишь во время нажатия со-
соответствующей кнопки. Анало-
Аналогично не запоминаются и коман-
команды «Фара» и «Сигнал» (SB1 и
SB3). При нажатии на эти
кнопки включаются соответст-
соответственно транзисторы VT2 и VT1.
Их базы подключены к выхо-
выходам дешифратора DD6 без ог-
ограничительных резисторов, что
допустимо при напряжении пи-
питания КМОП-микросхем серии
К561 в пределах 3...6 В.
Для подачи сигналов на
двигатели модели служат уси-
усилители, собранные по схеме
рис. 6. При подаче, например, на вход ПВ этой схемы логической 1
включаются транзисторы VT/, VT3 и напряжение +6 В подается
на выход П-\- усилителя, подключенный к одному из выводов
правого двигателя. Если при этом на входе ПН будет логический О,
напряжение О В поступит на второй вывод правого двигателя и он
будет вращаться вперед.
Система радиоуправления была установлена на модель плане-
планетохода, оборудованную ранее «кибернетическим устройством»,
позволявшим модели объезжать препятствия при столкновении
с ними (см. «Радио», 1987, № 2, с. 49—50). Микросхема DD8 как
раз и служит для сопряжения дешифратора системы радиоуправ-
радиоуправления с кибернетической платой планетохода, обеспечивающей
этот маневр. Полная схема соединения узлов планетохода при-
приведена на рис. 7. Здесь А1 — приемник по схеме рис. 2, А2 — плата
с микросхемами DD1 — DD4 «Кибернетического планетохода»,
A3 — дешифратор системы по схеме рис. 5, А4 — усилители дви-
двигателей по схеме рис. 6. На схеме рис. 7 показано также подключе-
подключение лампы фары HL1. Автором не была использована команда
«Сигнал», источник звукового сигнала может быть включен в кол-
коллекторную цепь транзистора VT1 аналогично включению HL1 в
цепь коллектора VT2.
Питание двигателей и узлов А1—A3 разделено для исключе-
исключения влияния помех от двигателей на электронную часть плането-
планетохода. Общие провода обеих цепей питания объединяются лишь
в узле А4, на это надо обратить внимание при монтаже. Для
исключения влияния помех от двигателей в их цепи питания
включены дроссели L1—L4 и конденсаторы С1—С4, металли-
металлические корпуса двигателей соединены с общим проводом.
143
Ml
ледып
Рис. 7. Соединение узлов модели
При отсутствии узла А2 на входы П, Л, С узла A3 можно по-
подать напряжение в соответствии с указаниями на рис. 7, можно
также исключить микросхему DD8 на рис. 5, соединив непосред-
непосредственно выход триггера DD7.1 с выходом Я, а выход триггера
DD7.2 со входами DD1.3 и DD1A.
Все узлы системы радиоуправления собраны на печатных
платах: передатчик — на односторонней (рис. 8), приемник — на
односторонней (рис. 9), дешифратор — на двусторонней (рис. 10),
усилители двигателей — на односторонней (рис. 11). На этих ри-
рисунках односторонние платы показаны со стороны, противополож-
противоположной той, на которой установлены детали, плата дешифратора —
с двух сторон.
В системе радиоуправления использованы резисторы
МЛТ-0,125 и МЛТ-0,25, керамические конденсаторы КТМ
(С/ на рис. 3), КМ-5 и КМ-6—остальные, электролитические
конденсаторы К50-6 {С4, С8, СП, С12 на рис. 3), К50-16 (С/3 на
рис. 3), К52-2 (С/ на рис. 6). Здесь можно использовать К50-6,
К50-16 или ЭТО-2, этот конденсатор подпаян к печатной плате
усилителей, но расположен между двигателями модели. Под-
строечный резистор R6 на рис. 3 типа СПЗ-16, его выводы отогнуты
под углом 90°. Вместо стандартных дросселей ДМ-0,2 30 мкГн
(L2 на рис. 3) и ДМ-3 12 мкГн (LI—L4 на рис. 7) можно поста-
поставить самодельные с близкими параметрами.
В передатчике установлен кварцевый резонатор в стеклянном
корпусе диаметром 10 мм на частоту 27,12 или 28...28,2 МГц. При
отсутствии кварцевого резонатора передатчик можно собрать по
любой из опубликованных схем, сохранив, однако, схему формиро-
формирования пачек и модулятора такой же, как на рис. 1. Катушка L1
колебательного контура передатчика намотана на каркасе диамет-
диаметром 5 мм и подстраивается сердечником из карбонильного железа
144
Общ *1фй
Печатная плата передатчика
о
штК8
go VT4 Vrj СЮ
? 1 ol Ко
5 о о/г
' R4 С 6
О
тэш1тИт
' » КЗ
ШЗо
О
/Г//=
о
Рис 9 Печатная плата приемника
эз кз
К1 31
л п и с б
Рис. 10. Печатная плата дешифратора команд
диаметром 4 мм и длиной 6 мм. Она содержит 12 витков провода
ПЭЛШО-0,38. Катушка L1 приемника намотана на каркасе диа-
диаметром 8 мм тем же проводом, содержит 9 витков и подстраивает-
подстраивается сердечником из карбонильного железа с резьбой Мб. В пере-
передатчике можно использовать такую же катушку, как и в прием-
приемнике.
Питается передатчик от батареи 3336, для питания двигателей
использованы четыре элемента А343, электронная часть работает
от четырех элементов A316. Антенной приемника служит велоси-
велосипедная спица длиной 300 мм, антенна передатчика — телескопи-
телескопическая, состоит из четырех колен общей длиной 480 мм. Передат-
Передатчик собран в пластмассовом корпусе размером 75X150X30 мм,
кнопки SB1—SB7 — самодельные из микропереключателей МП7.
В модели планетохода платы прикреплены винтами М2 к стой-
стойкам из органического стекла, приклеенным к корпусу модели.
В передней части планетохода установлена плата А2, затем платы
AU A3, А4.
Сборку системы радиоуправления и ее настройку рекоменду-
рекомендуется проводить в такой последовательности. На плате передатчика
146
t ЛН Общ ПН /Ii
УтЩо • Щ ? VT8 о joVT8
Оо о цо 1 Оо о о ^о^ Л> о
tfo <1 ^o И 6° * 3o
VI10 3o 1 боКЩ Зо .
П vtij vn/ I vn
9 o/f |^7J
.44^J И 1/Г7 177
П- +6В б ОЩ JJ- Л
Рис 11 Печатная плата усилителей для двигателей
надо собрать цифровую часть, укрепив все резисторы, кроме /?5,
и транзисторы, но не укреплять кварцевый резонатор, катушку
L1 и конденсаторы СЗ—С5. Подбором резисторов R1 и R2 устано-
установить частоту импульсов на выходе DD1.2 180...220 Гц со скваж-
скважностью, близкой к 2. Длительность отрицательных импульсов
в указанной точке (логический 0) должна быть несколько большей,
чем пауза (логическая 1). При отсутствии осциллографа можно
воспользоваться высокоомным вольтметром постоянного тока —
среднее напряжение на выходе 9 DD1.2 должно быть несколько
менее половины напряжения питания.
Далее следует проверить правильность генерации пачек. Пока
ни одна из кнопок не нажата, на выходе 10 DD1.3 должны быть
пачки из 8 импульсов, разделенные интервалами. При нажатии
кнопок SB1—SB7 — пачки из соответствующего числа импульсов.
В случае отсутствия осциллографа о правильности генерации па-
пачек можно судить по среднему напряжению на выходе DD1.3. При
пачках из 8 импульсов оно должно составлять 40 % от напряже-
напряжения источника питания, при 7—39 %, 6—37,5 %, 5—36 %,
4—33 %, 3—30 %, 2—25 %, при 1 импульсе в пачке—17 %.
Затем можно собрать дешифратор команд и, установив в пере-
передатчике резистор R5, соединить коллектор транзистора VT1 платы
передатчика со входом дешифратора. Напряжение питания обеих
плат может быть общим 4,5 В. Нагрузкой транзистора VT1 пере-
передатчика являются последовательно соединенные резисторы R4, R6
и переход база-эмиттер VT2. Следует убедиться, что в дешифрато-
дешифраторе импульсы проходят через формирователь DD1J, их форма
и скважность не претерпевают заметных изменений, а детектор
паузы работает правильно. Длительность положительных импуль-
импульсов на выводе 10 DD1.2 должна быть приблизительно равной
периоду повторения входных импульсов, среднее напряжение
на этом выводе при отсутствии передачи команд (т. е. при подаче
пачек из 8 импульсов) должно составлять 10 % от напряжения
питания, при нажатии кнопки SB1—33 %.
Дальнейшую проверку можно производить, предварительно
соединив входы Л и Я с плюсом источника питания, вход С — с
общим проводом. В этом случае сигналы на выходах Н, ЛВ, ПВ
при нажатии кнопок должны соответствовать указанным в табли-
таблице. После этого можно соединить узлы A3 и А4 и двигатели модели
по схеме рис. 7. Знаками «+» и «—» у двигателей помечена поляр-
полярность подачи на них напряжения питания, при котором обеспечи-
обеспечивается движение модели вперед. Дроссели LI—L4 и конденсаторы
С1 — С4 следует подпаять непосредственно к выводам двигателей.
Далее следует проверить четкость управления моделью по па-
паре проводов, соединяющих платы передатчика и дешифратора.
Если все работает нормально, можно передатчик и приемник со-
собрать полностью. После сборки приемника нужно предварительно
подстроить резистор R6. Для этого следует сорвать сверхрегене-
сверхрегенеративный режим транзистора 1/77, замкнув накоротко колебатель-
колебательный контур L1C2, подключить между коллектором и эмиттером
транзистора VT3 вольтметр, установить движок R6 в положение
минимального сопротивления и, плавно увеличивая его сопротив-
сопротивление, установить по вольтметру напряжение 250...300 мВ. При
этом, возможно, придется подобрать резистор R5. Снять перемыч-
перемычку с контура L1C2.
Включив передатчик и приемник и постепенно увеличивая
расстояние между ними, их контура надо подстроить по максимуму
амплитуды сигнала, наблюдаемого при помощи осциллографа или
вольтметра переменного напряжения в контрольной точке /G7.
Затем надо подстроить резистор R6 для получения в соответствии
с рис. 4 правильной формы импульсов в контрольной точке КТ2.
Собрав целиком модель по схеме рис. 7 и убедившись в нормаль-
нормальной работе системы управления на расстоянии 2...3 м, добиться
максимальной дальности действия подстройкой резистора R6.
При отсутствии указанных в описании микросхем можно при-
применить соответствующие микросхемы серии К176, они, как прави-
правило, работают и при напряжении питания 4,5...6 В. В передатчике
и приемнике можно использовать практически любые высоко-
высокочастотные п-р-п кремниевые транзисторы (КТ316, КТ312, КТ3102,
КТ315 с любыми буквенными индексами). При отсутствии микро-
микросхемы К561ЛП13 можно с ущербом для помехоустойчивости
исключить сравнение последовательно приходящих команд,
заменив микросхемы DD3, DD4, DD5 дешифратора команд на одну
микросхему К561ИР9 (рис. 12) или К176ИРЗ. Усилители для
двигателей можно собрать на германиевых p-n-р транзисторах
и электромагнитных реле (рис. 13). Можно использовать реле,
148
Рис 12 Замена микросхем К561ИР2
и К561ЛП13 на К561ИР9
DD3 К561ИРЗ
+6 В
Рис 13 Усилители для двигателей
на электромагнитных реле
R1 5,1 К
VT2 МП42А
'VT1 МП42А
срабатывающие при напряжении не более 4 В Это могут быть
реле типа РЭС-9, паспорта РС4 524 203, 214, 216, 219, РЭС-10,
паспорта РС4 524 304, 315, РЭС-34, паспорта РС4 524 374, 377,
РЭС-47, паспорт РФ4 500 421, РЭС-48, паспорта РС4 590 204,
216, РЭС-59, паспорт ХП4 500 021, РЭС-60, паспорта РС4 569 439,
440 и другие
С. Бирюков
ПРОГРАММИРУЕМОЕ4 УСТРОЙСТВО
УПРАВЛГНИЯ
Это устройство предназначено для программного управления
относительно простыми (имеющими небольшое количество команд
управления) процессами в системах автоматики. К таким процес-
процессам могут быть отнесены, например, процессы с временным (тай-
мерным) управлением, когда необходимые команды вырабаты-
вырабатываются в соответствующие моменты времени (суток, часов, минут,
секунд), процессы с управлением по достижению определенных
количественных показателей (штук, серий, партий и т. п.), процес-
процессы с управлением по определенным координатам управляемого
устройства.
Программа управления представляет собой последователь-
последовательность 16-разрядных слов, содержащих код перехода (момент
времени, количество изделий или координаты управляемого
устройства) и код необходимой команды, хранимых в оперативном
запоминающем устройстве ОЗУ. С целью сокращения аппаратных
средств в устройстве применено ОЗУ с организацией памяти в один
разряд, в связи с чем процесс записи и чтения слов осуществляет-
осуществляется поразрядно. Примененное ОЗУ позволяет записывать в память
до 256 16-разрядных слов.
Структурная схема описываемого здесь устройства приведена
на рис. 1. Временные соотношения основных сигналов изображены
на рис. 2.
Первое программное слово записывается по адресу, задавае-
задаваемому нулевым содержанием формирователя адреса слова ФАС.
Старший разряд кода перехода через цифровой коммутатор К
записывается в ячейку памяти, адресуемую нулевым содержанием
формирователя адреса разряда ФАР. Следующий разряд кода
перехода записывается в ячейку памяти, адресуемую единичным
значением ФАР, и т. д. После записи младшего разряда кода
перехода в память записывается код требуемой команды, поступа-
поступающий на коммутатор К с выхода формирователя кода команд
ФКК.
Процесс записи слова в память происходит следующим
образом. По сигналу «Запись» формирователь сигнала записи
150
„Запись"
„ПУСК"
VC3
W
УЗП
W/R
<РАР
д
команды
ОЗУ
перехода
к
к од команды
сс
2
гЛ
ДШ
команды
Рис. 1. Структурная схема программирующего устройства управления
„Записи
W/R
г
СЕ
А
W/R
Г
СЕ
W
JT
Режим записи
Режим чтений
JT
п
Рис 2 Временные соотношения сигналов
мзжз; db2,duw кшлип
V020 №6TM2;DD8,D0f5 ,
DD10 КШКП1; D011 КШАП; UD13 К13Ш5;
DDI4 HSdlPyZ; UUZUBD22 КШЛА7
; Sbl 6 24 UDIO
ВЫ 6 16 V011
ВЫВ 18 DU14
ITV ±вывю т-воб
Сд 0,!мкТбыВ12 UUfOJb/B.8 BU11
ВЫВ 9 DD/4
Рис 3 Принципиальная схема устройства
ФСЗ вырабатывает сигнал W/R низкого уровня, активизиру-
активизирующий режим записи в ОЗУ и сигнал вJ<лючeния генератора Г
По выработанному генератором сигналу СЕ старший разряд кода
перехода записывается в память Затем по сигналу смены адреса А
происходит увеличение на 1 содержимого ФАР и по следующему
сигналу СЕ следующий разряд слова записывается в память
Процесс будет повторяться до тех пор, пока не запишется послед-
последний, 16-й разряд После этого ФАР обнулится, значение ФАС
увеличится на 1, а ФСЗ отключит генератор
При программном управлении по сигналу «Пуск» устройство
запуска программы УЗП обращается к началу программы и за-
пускает_генератор При этом с выхода ФСЗ на ОЗУ поступает
сигнал W/R высокого уровня, задающий режим чтения из памяти
При активном сигнале СЕ по фронту сигнала W значение старшего
разряда кода перехода переписывается в буферный регистр БР,
откуда подается на схему сравнения СС На другое плечо СС
поступает сигнал текущего значения старшего разряда кода пере-
перехода с выхода коммутатора К Если значения разрядов не совпада-
совпадают, то по спаду W УЗП отключает генератор Устройство будет
находиться в состоянии ожидания до тех пор, пока значения
сравниваемых разрядов не совпадут При этом УЗП снова включит
генератор, но теперь по спаду сигнала W генератор не выключает-
выключается, а вырабатывает сигнал смены адреса в ФАР, и процесс
повторяется для следующих разрядов
После совпадения всех разрядов кода перехода из памяти
извлекается код команды, который поступает в ФКК, дешифриру-
дешифрируется в дешифраторе Дш и поступает на выход устройства
Объем программируемых команд определяется количеством
разрядов, отведенных под код команды N=2ny где N — количе-
количество программируемых команд, п — количество разрядов кода
команды При этом код перехода будет содержать 16-я разрядов
Принципиальная схема устройства, реализующего изложен-
изложенный принцип, приведена на рис 3 Программное слово содержит
14-разрядный код перехода и 2-разрядный код команды С по-
помощью последнего можно программировать четыре вида команд
С помощью 14-разрядного кода перехода при управлении, на-
например, от таймерного устройства с емкостью 59 мин 59 с, можно
программировать момент перехода к следующей команде с точ-
точностью до 1 с
При программировании код перехода подается на входы
DO—D13 мультиплексора DD10 Код команды формируется на
прямых выходах триггеров DD18 сигналами асинхронной установ-
установки SB1—SB4 через шифратор DD15 и поступает на входы D14,
D15 мультиплексора DD10 Генератор (DD1 2 — DD1 4f DD2 1 —
DD2 5, DD3, DD9 1, DD9 2, DD8 2, Cl, Rl, R6) запускается
через DD1 1 сигналом с инверсного выхода триггера DD7 2
Установка триггера DD7 2 происходит в момент отпускания
кнопки SB-5 «Запись» Сигнал с инверсного выхода триггера
154
1
Z Г
^ Z
i
i
ШИП
1
I
1
1
s
О,
DD7.2 одновременно поступает на вход W/R DD1.4, задавая
режим записи. Сигнал с прямого выхода DD7.2 разрешает про-
прохождение сигналов с выхода DD10 на вход DI ОЗУ DD14 через
элемент DD12.2.
155
001
Формирователи адреса разряда DD4 и адреса слова DD5y
DD6 собраны на двоичных счетчиках. Спад сигнала на выводе //
элемента DD4 изменяет адрес слова и запускает одновибратор
DD11.1, сигнал инверсного выхода которого через DD8.1 сбра-
сбрасывает DD7.2.
При воспроизведении программы после нажатия кнопки SB-6
«Пуск» антидребезговый триггер DD19.1 через элемент DD12.3
обнуляет DD4, DD5, DD6. При отпускании кнопки «Пуск» фронтом
сигнала на выходе триггера DD19.1 устанавливается триггер
DD19.2, выходной сигнал которого через детектор фронта DD8.4,
DD12.4, DD16.3 — DD16.5 сбрасывает триггер DD20.2.
Низкий уровень с выхода DD20.2 через DD1.1 запускает
генератор. По фронту сформированного генератором сигнала W
(вывод // элемента DD1.3), передаваемого через DD1.4, ин-
информация из ОЗУ записывается в одноразрядный регистр DD20.1.
Сигнал с выхода регистра поступает на одно плечо схемы сравне-
сравнения, выполненной на сумматоре по модулю 2 DD13.3. На второе
плечо поступает сигнал текущего значения кода перехода с выхо-
выхода DD10 через «клапан» DD12.1 и повторители DD13.1, DD13.2.
Если значения сравниваемых разрядов одинаковы, то сигнал
низкого уровня с выхода DD13.3 по спаду сигнала W записывает-
записывается в триггер DD20.2, подтверждая тем самым включенное состоя-
состояние генератора и переход к сравнению следующих разрядов.
Если на входах схемы сравнения сигналы различны, то в
DD20.2 запишется сигнал высокого уровня, который выключит
генератор. Теперь генератор включится только в момент, когда
сигнал с выхода мультиплексора DD10 станет равным сигналу с
выхода DD20.1. При этом на выходе схемы сравнения сформирует-
сформируется спад сигнала, который после инвертирования элементом DD13.4
через детектор фронта сбрасывает триггер DD20.2.
После совпадения всех 14 разрядов кода перехода на выхо-
выходе элемента DD9.3 формируется сигнал низкого уровня, который
через инвертор DD16.1 разрешает запись информации о коде
команды в двухразрядный регистр DD18. Сигнал с выхода ре-
регистра дешифрируется элементами DD21, DD22 и по стробу, выра-
вырабатываемому одновибратором DD11.2 во время смены адреса
слова, выдается на выход устройства.
Устройство собрано на печатной плате из двустороннего
фольгированного стеклотекстолита. Для подключения к внешним
устройствам применен разъем.
Монтажная схема устройства приведена на рис. 4. Чертеж
печатной платы приведен на рис. 5,а и б. Пассивные элементы,
используемые в устройстве, могут быть любого типа.
Прарильно смонтированное из исправных элементов устрой-
устройство в налаживании не нуждается.
Р. Тру н ин
4 м ' . 11,»i и; ? i к ч
Расчет выпрямителя отнимает немало времени у конструк-
конструктора. Бурное развитие техники практически не затронуло эту
область, и сегодня, как и много лет назад, приступая к расчету,
нужно запастись карандашом, бумагой и... терпением, ибо именно
этого и требует графоаналитический метод, широко применяемый
и любителями, и профессионалами.
Очевидными недостатками графоаналитического метода нуж-
нужно признать низкую точность и высокую трудоемкость. Заманчиво
поэтому попытаться избавиться от этих недостатков, применив
для расчетов ЭВМ. Повышение оперативности и снижение трудо-
трудозатрат сомнений не вызывают, сложнее обстоит дело с точностью
расчета. Все дело в том, что она зависит не только и не столько от
точности вычислений (именно этот факт и позволяет успешно
применять графоаналитический метод), а в основном от справед-
справедливости допущений, принимаемых при расчетах. Основные допу-
допущения таковы:
напряжение питающей сети считается синусоидальным;
индуктивность рассеяния обмоток трансформатора пренебре-
пренебрежимо мала и не оказывает влияния на работу выпрямителя;
пульсация выпрямленного напряжения на выходе сглажива-
сглаживающего фильтра пренебрежимо мала;
сопротивление вентиля постоянному току описывается фор-
формулой A) [2];
сопротивление обмотки трансформатора описывается форму-
формулой B) [2].
Е°
где Rj — внутреннее сопротивление вентиля; М — количество фаз
выпрямления; /о — среднее значение выпрямленного тока; /?,. —
159
эквивалентное сопротивление обмотки трансформатора; KR —
вспомогательный коэффициент; Втах — максимальная индукция
в магнитопроводе трансформатора; S — количество стержней
трансформатора, несущих обмотки; Ео — выпрямленное напряже-
напряжение; F — частота питающей сети.
От того, в какой степени выполняются перечисленные допу-
допущения, во многом зависит и точность расчета параметров выпря-
выпрямителя. Ясно, что применение ЭВМ не может устранить погреш-
погрешностей, вызванных допущениями. Практика машинного расчета
показала, что реального повышения точности расчета не проис-
происходит, однако выигрыш во времени значителен, а сама процедура
расчета упрощается до предела.
Из всего многообразия выпрямителей в радиолюбительской
практике наибольшее применение нашли схемы с емкостным
сглаживающим фильтром: с одно- и двухполупериодным выпрям-
выпрямлением, с удвоением напряжения и мостовая схема. Предлагаемая
программа позволяет рассчитать на персональной ЭВМ именно
эти варианты выпрямителей.
Известно, что в выпрямителе, работающем на емкость, ток
протекает через вентиль в течение части периода, определяемой
углом отсечки 9 [1]. В этом интервале времени ток io можно
описать следующим выражением:
4 =—^-(coscot — cosG),
А
где U2m — амплитуда напряжения вторичной обмотки; R — сопро-
сопротивление фазы выпрямителя (R=RT + /Q/?,, Кх учитывает коли-
количество вентилей, включенных последовательно); со — угловая час-
частота питающей сети.
Постоянную составляющую тока для Af-фазной схемы вы-
выпрямления можно определить как интеграл от текущего значения
тока на интервале —8 до 9:
е
-о
Или, после замены Ь2м на t0 и преобразований:
где Л(9)— коэффициент, равный tg9 — 9.
С другой стороны, A(Q)=—--=r-.
/VI п0
Для того чтобы определить Л(9), нужно знать тип выпря-
выпрямителя (схему выпрямления), значение выпрямленных тока и на-
160
пряжения, собственные сопротивления постоянному току вентилей
и обмоток трансформатора. Зная ЛF), а следовательно, и 0,
не составит труда рассчитать все основные параметры выпрямите-
выпрямителя по нижеприведенным формулам:
/Ce = sinF) — GcosF);
Fe = 3,14159 • A — cosF))//Ce;
/Ср=/о/Л1;
De= ]/3,14159{e[l+cosBG)/2] -3sinBF)/4}//Ce ;
xxoQK2>
Be=l/(]/2"cos(9);
,14159) .IJBMKnFEo),
где /majc — амплитуда тока через вентиль; /ср — среднее значе-
значение тока вентиля; /эф — эффективный ток вентиля; /эф2 эффек-
эффективное значение тока обмотки; /G, /Сз — вспомогательные коэф-
коэффициенты; Uxx — напряжение холостого хода обмотки; Кп —
коэффициент пульсации.
Видно, что все формулы могут быть использованы и при рас-
расчетах на ЭВМ. Один из вариантов программы расчета наиболее
популярных схем выпрямителей приводится ниже. Программа
написана на языке BASIC. Она пригодна для работы практически
с любым персональным компьютером, автор же пользовался
персональным компьютером «Радио-86РК».
Для пользования компьютером в программу введены иные
обозначения ряда входящих в группы величин: RI=RIy /О = /о,
RT = RT, KR = Kr, ВМ = ВтахУ ?0 = ?о, 0 = 0, КО = Ке, А =
=ЛF), Ш = /_, FO = F0, /S=/cp, IV=1^ DO = DQy 12=1эф2,
U2=UXX, KP=Kn, FO = Fe.
В строках 10—40 на экран выводится название программы,
далее (строки 50—110) ЭВМ запрашивает пользователя о типе
выпрямителя, который предстоит рассчитать. В зависимости от
ответа в строках 120—150 происходит присвоение численных
значений коэффициентам М (количество фаз выпрямления), KR
(вспомогательный коэффициент для определения сопротивления
обмотки трансформатора), К1 (равен количеству вентилей, вклю-
включенных при выпрямлении тока последовательно), К2 (влияет на
величину напряжения вторичной обмотки) и КЗ (от него зависит
ток вторичной обмотки). Если при вводе была допущена ошибка —
управление будет передано подпрограмме в строке 680, на экран
будет выведено сообщение «НЕЛЬЗЯ!!!», а затем произойдет воз-
возврат на строку 60 для повторного выбора типа выпрямителя. Ана-
6 9-1 161
логичная операция будет повторяться при каждом случае непра-
неправильного ввода данных (строки 180, 200, 260, 750, 760).
В строках 170—280 по запросу компьютера необходимо ввести
информацию о значениях выпрямленного напряжения, тока на-
нагрузки, типе сердечника трансформатора, который предполагается
использовать, требуемом коэффициенте пульсации. В строке 310
присваиваются значения частоты сети E0 Гц) и максимальной
индукции в магнитопроводе трансформатора A,4 Тл). Далее вы-
вычисляется сопротивление обмотки трансформатора (строка 320),
сопротивление вентиля (строка 330), сопротивление фазы выпрям-
выпрямления (строка 340), значение вспомогательного коэффициента
АО (строки 350 и 360).
Для решения уравнения A = TAN(O) — O автор воспользовал-
воспользовался методом последовательных приближений. Подпрограмма реше-
решения этого уравнения располагается от строки 370 до строки 440.
В строке 370 задается начальное значение угла отсечки О/, рав-
равное 32°, и вспомогательная величина OD, равная 32° (это значение
обеспечит в дальнейшем нужный шаг приближения). Затем вели-
величина угла отсечки определяется в радианах (строка 380) и вычис-
вычисляется значение A = TAN(O) — О для начального значения угла
отсечки. В строке 400 определяется относительная разница между
истинным значением АО и приближенным Л, знак и абсолютное
значение этой разницы. В строке 410 проверяется точность при-
приближения и, если ошибка не превышает 1 %, происходит выход из
подпрограммы определения угла отсечки О. В противном случае
корректируется приближенное значение угла отсечки О (строки
420 и 430) и вновь оценивается точность приближения.
Процесс повторяется до тех пор, пока не будет найдено зна-
значение угла отсечки О, при котором разница между истинным и
приближенным значениями коэффициента А (О) будет не бо-
более 1 %. По найденному значению угла отсечки О вычисляются
вспомогательные коэффициенты /СО, FO, ВО, DO (строки 450—
480), а с их помощью — основные параметры выпрямителя: на-
напряжение на вторичной обмотке в режиме холостого хода U2, ток
во вторичной обмотке при номинальной нагрузке 12, максималь-
максимальный, средний и эффективный токи вентиля {IM, IS и IV соответ-
соответственно) , также определяется емкость конденсатора фильтра,
обеспечивающая требуемый уровень пульсации (строки 490—540).
Подпрограмма вывода на экран дисплея полученных значений
находится в строках 550—640. Часть программы от строки 690
до конца позволяет рассчитать нагрузочную характеристику вы-
выпрямителя в диапазоне токов от 0,1 до 1,5 /ном. Для каждого
значения тока определяется свое значение угла отсечки и выпрям-
выпрямленное напряжение. Кроме того, можно рассчитать напряжение хо-
холостого хода. Диапазон токов менее 0,1 /ном исключен из рассмот-
рассмотрения, так как для малых углов отсечки решение уравнения за-
затруднено. Для окончания расчета нагрузочной характеристики
достаточно ввести значение тока нагрузки 999.
162
Для иллюстрации приводим пример расчета мостового одно-
однофазного выпрямителя с номинальным выпрямленным напряжени-
напряжением 8 В на ток 3 А.
INPUT R6
INPUT LG:L6-L6/1E3
INPUT F
INPUT FVIFV-FVME3
INPUT FF: FF«FF*1E3
INPUT IK:IK*IK/1E6
INPUT 1
INPUT Rl
II CLS
21 KM.38E-23
38 QM.6E-19
41 PI«3.14159
SI CUR 18,17: PRINT"*** ПРОГРАННА •*¦"
61 PRINTi PRINTi PRINTi PRINT ТАК 18); 'РАСЧЕТА ПРИВЕДЕННОГО К БАЗЕ"
71 PRINT: PRINT TAK24); "НАПРЯ1ЕНИЯ 1УИОВ"
81 PRINT: PRINT TAK28); "БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА."
91 FOR T«8 TO 711: NEXT T: CLS
III CUR 12,21: PRINT "ТЕМПЕРАТУРА СРЕДУ, ГРАД. С";", Т*";: INPUT TtT*T*273
111 PRINT ТАК 12)| "СОПРОТИВЛЕНИЕ ГЕНЕРАТОРА, 0H"f",.R6>"
121 PRINT TAK12); "ИНДУКТИВНОСТЬ ГОЛОВКИ, ИГН";",...LB-"
131 PRINT TAK12)J "НИ1НЯЯ ЧАСТОТА, ГЦ";", F«"
141 PRINT ТАК 12); ."ВЕРХНЯЯ ЧАСТОТА, КГЦ"!", FV-"
151 PRINT ТАК 12); "ЧАСТОТА 1ЛИККЕР-1УНА, КГЦ";",....FF*"
161 PRINT ТАК 12) j "ТОК КОЛЛЕКТОРА, НКА"|", 1К«"
171 PRINT ТАК12); "КОЭф-Т УСИЛЕНИЯ "j", 1«"
181 PRINT ТАК 12); "СОПРОТИВЛЕНИЕ БАЗЫ, ОН";", Rl>"
191 A1*2*Q*R6*R6*(FV-F>/1
211 I1»8*PI*PI*Q#L6*L6*(FVA3-FA3)/<3*1)
218 Cl=2#e«FF#R6«R6#L0S(FV/F)/l
221 Di»4*PI«PI*e*LB*L6*FF*<FVA2-F*2)/l
231 E1*2*<K/Q)*K*T*T*(FV-F)
248 61M*K*T*(R1+R6)*<FV-F)
258 U*SQR((AI*I1*C1+P1)*IK+E1/IK+61>
268 IC*SQR(E1/(A1+I1+C1+S1)>
278 UC=SGR(<A1+11+C1+D1)*IC+E1/IC+61)
288 CLS
298 CUR 8,13: PRINT "НАПРЯ1ЕНИЕ 8УН0В, ПРИВЕДЕННОЕ К БАЗЕ :";
389 PRINT INT(U«lE9)/iaae;" «KB."
318 CUR 12,18: PRINT "ОПТИМАЛЬНЫЙ ТОК КОЛЛЕКТОРА :";
328 PRINT INT(IC*1E9)/1E3;" HKA."
338 PRINT: PRINT ТАК 12); "МИНИМАЛЬНОЕ НАПРЯ1ЕНИЕ 8УНА :";
348 PRINT INT(UC*1E9)/1E3;" MKB."
358 PRINT: PRINT
368 PRINT ТАК 18); "БУДЕМ ЛИ МЕНЯТЬ ПАРАМЕТРЫ ";: INPUT Vfi
378 IF Vfi="UA" THEN 488
388 IF Vfl="HET" THEN 658
398 60T0 368
488 PRINT:PRINT ТА1A8);"ЧТ0 БУДЕН МЕНЯТЬ (T,R6,L6,F,FV,FF,IK,I,R1) "p INPUT ZB
418 IFZa="T" THEN Хй=" ГРАД.С": 60Т0 498
428 IF ZB="R6" OR ZH»"R1" THEN Хй=" ОН": 60Т0 498
438 IF Z«="L6" THEN Xfl=" НГН": 60Т0 498
448 IF ZH*"F" THEN Хй«" ГЦ": БОТО 498
458 IF ZS»"FV" OR Zfi*"FF" THEN Хй«" КГЦ": 60Т0 498
468 IF ZH«"IK" THEN ХЙ-" HKA": 60T0 498
478 IF ZB«" THEN XH«" ": 60T0 498
488 60T0 488
498 PRINT: PRINT
588 PRINT TABB1); "НОВОЕ ЗНАЧЕНИЕ ";ZH;",";ХЙ;: INPUT P
518 IF ZB«"T" THEN T*P+273 : SOTO 618
528 IF ZB="R6" THEN RB«P : 60T0 618
538 IF Z»*"L6- THEN L6»P*lE-3 : 60T0 618
548 IF ZO="F" THEN F=P : 60T0 618
558 IF ZB*"FV" THEN FV*P*1E3 : 60T0 618
568 IF ZO='FF" THEN FF*P*1E3 : BOTO 618
578 IF Zfi="IK" THEN IK«P*lE-6 : 60T0 618
588 IF ZB="B" THEN 1>Р : 60Т0 618
598 IF Zfi="Rl" THEN R1«P : 60T0 618
688 60T0 588
618 PRINT ,"СРЕДНИЙ ",INTAE3*IS)/1B8B;" A. "
628 PRINT ."ЭФФЕКТИВНЫЙ ",INTAE3*IV)/1888;" A."
638 PRINT: PRINT ,"ЕМКОСТЬ КОНДЕНСАТОРА"
648 PRINT ,"ФИЛЬТРА •,INT(C*1E7)/18;" HK."
658 BOTO 698
668 PRINT: PRINT ."РАБОТА ЗАКОНЧЕНА."
678 STOP
688 PRINT ,"H E Л Ь З Я !!!": RETURN
698 PRINT: PRINT: PRINT ,"ДЛЯ РАСЧЕТА НАГРУЗОЧНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ"
788 PRINT ,"(XX И ОТ 8,1 ДО 1,5 I НОН.) ВВЕДИТЕ "
718 PRINT ,-ЗНАЧЕНИЕ ТОКА. РАСЧЕТ ПРЕКРАЩАЕТСЯ ": PRINT
728 PRINT TAK24)* ПРИ ВВОДЕ '999'.": PRINT : PRINT
738 PRINT ,"ТОК НАГРУЗКИ ,А : НАПРЯ1ЕНИЕ ,В :"
748 PRINT ТАК 17)- ';: INPUT I: IF 1=999 THEN 668
163
758 IF KB OR I >1.5«I8 THEN 60SUB 681: 60T0 748
768 IF K.l*ie AND I>8 THEN 60SUB 688: BOTO 748
778 02=32: 0D2=32
788 UM=U2»S0RB)/K2
798 IF 1=8 .THEN 02=8:03=8: 60T0 888
888 A1=3.14159#I#R/(H*EB)
818 03=02*3.14159/188
828 A2=TAN<03>-03
838 DA2=(A2-A1)/A1: S2=S6N(DA2): AD2=ABS(DA2)
848 IF AJ>2< = .81 THEN 888
858 0D2=.5#0D2
868 02=02-S2#0D2
878 GOTO 818
888 U3=UM#C0S(Q3)
898 PRINT CHRflB5); TABA9) I; TAK39) INT(U3tl88)/188
988 60T0 748
ПРИМЕР РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ.
ВВЕДИТЕ ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ
ТИП ВЫПРЯМИТЕЛЯ :
ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЙ -'1'
ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЙ -'2'
МОСТОВОЙ - ' 3'
С УДВОЕНИЕМ -'4'
ВЫПРЯМЛЕННОЕ НАПРЯЖЕНИЕ, В
ТОК НАГРУЗКИ, А
ТИП СЕРДЕЧНИКА :
ШЛ, ОЛ ИЛИ ПЛ
КОЭФФИЦИЕНТ ПУЛЬСАЦИИ, У.
РЕЗУЛЬТАТЫ РАСЧЕТА
НАПРЯЖЕНИЕ ОБМОТКИ
ТОК ОБМОТКИ
ТОК ВЕНТИЛЯ :
МАКСИМАЛЬНЫЙ
СРЕДНИЙ
ЭФФЕКТИВНЫЙ
ЕМКОСТЬ КОНДЕНСАТОРА
ФИЛЬТРА
? 3
? 8
*> 3
? ШЛ
? 10
8.53709 В.
4.492 А.
8*. 454 А.
1.5 А.
3.176 А.
14427 МК.
ДЛЯ РАСЧЕТА НАГРУЗОЧНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
(XX И ОТ 0,1 ДО 1,5 I НОМ.) ВВЕДИТЕ
ЗНАЧЕНИЕ ТОКА. РАСЧЕТ ПРЕКРАЩАЕТСЯ
ПРИ ВВОДЕ 999'.
ТОК НАГРУЗКИ, А :
? 0
? .3
? .5
? 1
? 2
? 3
? 4
? 5
НЕЛЬЗЯ ! ! •
? 4.5
? 999
НАПРЯЖЕНИЕ
12.07
10.97
10.57
9.79
8.75
8
7.39
7.13
РАБОТА ЗАКОНЧЕНА.
Литература
1. Артамонов Б. И., Бокуняев А. А. Источники электропитания радиоустройств.—
М.: Энергоиздат, 1982, с. 293.
2. Мазель К. Б. Справочные материалы по расчету выпрямительных устройств
и электронных стабилизаторов напряжения и тока.— Министерство радио-
радиопромышленности СССР, 1967, с. 107.
Ю. Крылов
ЧТО ТАКОЕ R DAT
Летом 1987 года на прилавках японских магазинов, специали-
специализирующихся на торговле бытовой радиоаппаратурой, появился
новый вид техники — цифровые бытовые магнитофоны (ЦБМ)
формата R-DAT (аббревиатура Rotary head Digital Audio Tapere-
corder — цифровой магнитофон с записью звука вращающимися
головками). Рассмотрим основные принципы построения ЦБМ
R-DAT, их технические и экономические характеристики, а также
возможное соотношение с другими видами бытовой радиоаппара-
радиоаппаратуры.
Основные принципы построения. На рис. 1 изображена струк-
структурная схема ЦБМ R-DAT. Входной аналоговый звуковой сигнал
проходит дискретизацию во времени и квантование по уровню в
аналого-цифровом преобразователе (АЦП). Частота квантования
в зависимости от режима работы может составлять 48 или 32 кГц,
квантование — линейное 16-разрядное, т. е. такое же, как и в
компакт-дисках и профессиональных цифровых звуковых систе-
системах. В качестве дополнительного варианта предусмотрено 12-
разрядное нелинейное квантование для долгоиграющего режима
или при 4-канальной записи.
Цифровой сигнал с выхода АЦП подвергается кодированию
(добавлению к битам звуковых данных дополнительных бит,
вычисленных по определенному алгоритму). Делается это для
того, чтобы при воспроизведении было можно обнаружить и скор-
скорректировать в цифровом потоке данных ошибки, вызванные шума-
шумами, дефектами магнитной ленты и другими причинами. С этой
целью в ЦБМ R-DAT использованы два ортогональных кода
Рида-Соломона в поле Галуа (GF, 28), обеспечивающих исправле-
исправление двойных ошибок и охватывающих группу из 128 блоков
данных, которые включают все выборочные данные в течение
15 мс.
В связи с тем что при магнитной записи возможно появле-
появление не только одиночных и двойных ошибок, но и пакетов ошибок
длиной до нескольких сотен бит (например, вследствие дефекта
поверхности магнитной ленты или загрязнения магнитных голо-
головок) , закодированные данные подвергают процедуре перемежения,
165
lit
ill
W
А ЦП
Кодер
коррекции
ошибок
переме
жение
ЦАР
Декодер
коррекции
ошибок
Кодер
субкода
f
Модулящ
8-10
Депере
межение
Демодуля
/лор/08
\коммумшю$*
Направление движе-
движения ленты\ ,
Устройство
управлений
Устройство
автотренинга
1 ведущего
бола
вращающихся магнитит
головок
Рис 1 Структурная схема цифрового бытового магнитофона R-DAT
суть которой поясняет рис. 2. Перед записью на магнитную ленту
блоки данных «переставляют местами» так, чтобы два соседних
(по времени) блока, например W\ и UP2, на магнитной ленте были
разнесены вдоль строчки записи. При воспроизведении процедура
деперемежения восстанавливает исходное временное положение
блоков данных. Легко убедиться, что при возникновении в про-
процессе магнитной записи-воспроизведения «пакета» ошибок длиной,
например, в пять блоков (допустим, Wi, №5, W*, Wn, Wu)
в восстановленной последовательности будут присутствовать
ошибки длиной только в один блок. Другими словами, процедуры
перемежения и деперемежения как бы «распыляют» пакет ошибок,
что позволяет эффективно использовать для их исправления
дополнительные биты кода Рида-Соломона.
Необходимость эффективной системы защиты от ошибок в по-
потоке данных продиктована тем, что несмотря на малую вероятность
(не более 10~3...10~4), при частоте дискретизации 48» 103 Гц
ошибки будут появляться с частотой от единиц до десятков раз
в секунду. Все это практически превратит выходной сигнал в
сплошной «треск» большой амплитуды. Примененные в аппаратуре
R-DAT весьма сложные и, следовательно, дорогостоящие средства
обнаружения и исправления уменьшают вероятность некорректи-
рованной ошибки до 10~и...10~12, т. е. до уровня одной ошибки
за несколько дней.
После кодирования и перемежения в цифровой поток звуковых
данных добавляется поток служебных данных, содержащих ин-
информацию о начале и конце музыкальных фрагментов, их коли-
количестве на кассете и т. п. Далее сигнал поступает в модулятор, ко-
который перекодирует данные таким образом, чтобы подавить ком-
компоненты постоянного тока, как известно, не передаваемые при
магнитной записи.
Чтобы записать результирующий поток цифровых данных
более 2 миллионов бит в секунду, в ЦБМ R-DAT применена систе-
166
I I
I I
Перемежение
п
п
Депервмвжеше
Рис, 2. Пояснение процедуры перемежения
ширина строчки 13,591 мкм
6°1Г59\
Направление движения ленты
азимут
щПоложитель-
Шнып азимут
Рис. 3. Формат записи в ЦБМ R-DAT
ма наклонно-строчной записи вращающимися магнитными голов-
головками, похожая на используемую в бытовых видеомагнитофонах.
Формат записи изображен на рис. 3. Запись ведется двумя магнит-
магнитными головками, установленными диаметрально на барабане
диаметром 30 мм, вращающемся с частотой 2000 об/мин (или
1000 об/мин в долгоиграющем режиме). Угол охвата барабана
магнитной лентой равен 90°, что существенно меньше, чем в видео-
видеомагнитофонах, и обеспечивает меньшее время зарядки-разрядки
кассеты. На рис. 4 приведено фото внешнего вида лентопротяж-
лентопротяжного механизма R-DAT.
Благодаря применению так называемой азимутальной записи
(рабочие зазоры магнитных головок развернуты друг относительно
друга на 40°), строчки записи располагаются без защитных
промежутков. Это позволяет повысить поверхностную плотность
167
Рис. 4. Внешний вид лентопротяжного механизма
записи без ухудшения качества: каждая головка при воспроизве-
воспроизведении «читает» только «свою» строчку, не реагируя на сигнало-
грамму соседних, записанных с другим углом наклона второй го-
головкой. Ширина строчки записи составляет 13,591 мкм, скорость
движения магнитной ленты 8,15 мм/с (или 4,075 мм/с в долго-
долгоиграющем режиме), относительная скорость лента-головка
3,133 м/с (или 1,567 м/с в долгоиграющем режиме). Минимальная
длина волны записи в системе R-DAT всего 0,67 мкм, поэтому для
записи используется улучшенная металлопорошковая магнитная
лента с коэрцитивной силой свыше 1400 Э. Магнитная лента
размещена в специальной кассете, объем которой составляет 60 %
объема компакт-кассеты (рис. 5).
В процессе воспроизведения сигнал претерпевает преобразо-
преобразования, обратные тем, которые были в режиме записи, и на выходе
образуется аналоговый звуковой сигнал.
Основные параметры системы R-DAT. В табл. 1 приведены
параметры в разных режимах работы, выработанные в 1986 году
Исследовательским комитетом, в который входили представители
ведущих японских фирм-изготовителей радиоаппаратуры.
Обязательными режимами работы являются / и V, причем пер-
первый из них предусматривает запись и воспроизведение с частотой
дискретизации 48 кГц, в то время как второй — только воспроиз-
воспроизведение с частотой дискретизации 44,1 кГц, т. е. такой же, как
и в системе компакт-диск. Это означает, что копирование про-
программ с компакт-дисков или коммерческих кассет R-DAT с
записью, произведенной в режиме V или VI, возможно только через
аналоговый вход магнитофона, т. е. с некоторым ухудшением
168
Рис. 5. Компакт-кассета и кассета ЦБМ R-DAT
качества. Такое условие было поставлено перед изготовителями
магнитофонов компаниями звукозаписи с целью защиты авторских
прав на музыкальные произведения. Копирование же программы с
частотой дискретизации 48 или 32 кГц возможно как через анало-
аналоговые входы, так и через цифровые (т. е. минуя АЦП-ЦАП),
предусматриваемые в ряде аппаратов. В последнем случае качест-
качество копии эквивалентно оригиналу.
Режим VI отличается от режима V тем, что в качестве мате-
материала рабочего слоя магнитной ленты применен оксидный порошок
с меньшей, чем у металлического порошка, коэрцитивной силой.
Для сохранения отношения сигнал/шум в режиме VI несколь-
несколько увеличена ширина строчки записи и соответственно скорость
ленты. Применение оксидной магнитной ленты позволяет произво-
производить коммерческие кассеты R-DAT с записью контактным спосо-
способом [1], при котором металлопорошковая лента-оригинал и оксид-
оксидная лента, предназначенная для записи с большой скоростью
(около 2,2 м/с), протягиваются мимо зазора специальной под-
магничивающей головки роликового типа. В этом случае копиро-
копирование всей кассеты занимает менее 30 с. Естественно, стоимость
такой кассеты будет заметно ниже записанной обычным путем.
Режимы //—IV — дополнительные и предусмотрены для теле-
телевизионных систем с цифровыми каналами звукопередачи (ре-
(режим // — частота дискретизации равна удвоенной частоте строч-
строчной развертки), для увеличения вдвое времени звучания ценой
небольшого ухудшения качества (режим ///), а также для квадро-
фонической записи (режим IV) с качеством, эквивалентным
режиму ///. Для сокращения потока данных в режимах /// и IV
частота дискретизации снижена до 32 кГц и вместо 16-разрядного
линейного применено 12-разрядное нелинейное квантование по
уровню.
169
Таблица 1
1 1 о Т\ СК АЛ ОТП
1 liipdMc I p
Количество
каналов
Частота дискре-
дискретизации, кГц
Разрядность
квантования
Скорость движе-
движения ленты, мм/с
Относительная
скорость лента-
головка, м/с
Шаг (ширина)
строчки записи,
мкм
Частота вращения
барабана головок,
об/мин
Скорость переда-
передачи данных,
Мбит/с
Тип ленты
Ширина ленты, мм
Толщина лен-
ленты, мм
Максимальная
длительность не-
непрерывной запи-
записи, мин
Габариты кассе-
кассеты, мм
Режим
/
стандарт-
стандартный
2
48
16 ЛИД.
8,15
3,133
13,591
2000
2,46
3,81 ±0,02
120
//
телевизион-
телевизионный
2
32
16 ЛИН.
8,15
3,133
13,591
2000
2,46
Ш
долгоигра-
долгоиграющий
2
32
12 нелин.
4,075
1,567
13,591
1000
1,23
IV
4-каналь-
ный
4
32
12 нелин.
8,15
3,133
13,591
2000
2,46
Металлопорошковая
V
коммерче-
коммерческий нор-
нормальный
2
44,1
16 ЛИН.
8,15
3,133
13,591
2000
2,46
VI
коммерческий
с широкой
строчкой
записи
2
44,1
16 ЛИН.
12,25
3,129
20,41
2000
2,4
Оксидная
Неравномерность ширины не более 6 мкм
120
13±1
240
73Х
120
LХЮ,5
120
80
Первое поколение ЦБМ. Как уже отмечалось, образцы магни-
магнитофонов системы R-DAT появились в продаже в Японии весной —
летом 1987 года. Первыми изготовителями этой аппаратуры стали
фирмы, имеющие опыт производства видеомагнитофонов: Aiwa
(XD-001), Sony (DTC WOO)— рис. 6, Technics (SV-DW00), JVC
(XD-Z1W0)— рис. 7.
Цена ЦБМ первого поколения колеблется от 1800 до 3000 дол-
долларов, цена кассеты — от 12 до 14 долларов. В связи с высокой
сложностью электронной части (примерно втрое сложнее, чем у
проигрывателей компакт-дисков) и высокоточного лентопротяж-
лентопротяжного механизма значительного снижения цены не ожидается.
Обозреватели предсказывают минимальную стоимость ЦБМ вто-
второго поколения на уровне 1500...1800 долларов [2].
170
Рис. 6. ЦБМ R-DAT DTC 1000
Рис. 7. ЦБМ R-DAT XD-Z1100
171
I
2
~ В
ю
oo
>S3
I
N "-5
Q
CO
CN
s
a
4
CO
X
о
si..
«"я &
•е- ю
Ж Я С О
U
><
<
I
s
ex
В табл. 2 приведены результаты испытаний ряда магнитофо-
магнитофонов R-DAT [3, 4]. Здесь отсутствуют такие привычные параметры,
как уровень копирэффекта и коэффициент детонации, поскольку
в аппаратуре R-DAT нет причины их появления (отсутствие де-
детонации обусловлено кварцевой синхронизацией данных, посту-
поступающих при воспроизведении на ЦАП). Уровни переходных
затуханий между каналами также очень малы, поскольку опре-
определяются только паразитными связями монтажа (печатных плат)
и выходных разъемов.
Типовая полоса частот каналов записи-воспроизведения про-
простирается от 5 Гц до 22 кГц при частоте дискретизации 48 или
44,1 кГц и до 14,5 кГц при частоте дискретизации 32 кГц. Коэф-
Коэффициент гармоник при максимальном допустимом уровне записи
О дБ не более 0,01 %, однако при уровне записи —24 дБ возраста-
возрастает до 0,1 %, а при уровне —60 дБ — до нескольких процентов.
В отличие от аналоговых магнитофонов, допускающих перегрузку
+ 6...+ 8 дБ относительно номинального уровня 0 дБ, в цифровых
магнитофонах увеличение уровня записи выше 0 дБ не допускается
ввиду перегрузки АЦП и резкого возрастания искажений до 10 %
при перегрузке 2...3 дБ. Отношение сигнал/взвешенный шум, из-
измеренное относительно сигнала с уровнем 0 дБ, составляет в
среднем 90 дБ, что на 10...15 дБ лучше, чем в аналоговых магни-
магнитофонах компакт-кассетного формата с системой шумопонижения
Dolby С. Правда, если учесть нулевую перегрузочную способ-
способность цифровых магнитофонов, разница в реальном динамическом
диапазоне будет невелика.
Прогноз развития ЦБМ R-DAT. Будет ли аппаратура R-DAT
признана потребителем, как она будет соотноситься с другими
видами бытовой радиоаппаратуры? Более или менее точный ответ
на эти вопросы сегодня, пожалуй, дать невозможно. Ведь развитие
того или иного нового вида техники определяется целым комплек-
комплексом обстоятельств: экономическими и эксплуатационными харак-
характеристиками новой аппаратуры по сравнению с существующими
видами-аналогами; наличием на рынке аксессуаров нового вида
аппаратуры (кассет, в том числе со студийными записями, кабелей
и т. п.); доступностью источников программ, усилителей, акусти-
акустических систем и других устройств, позволяющих реализовать тех-
технические характеристики нового вида аппаратуры; психологиче-
психологическими соображениями (настолько ли хороша новая аппаратура,
чтобы заставить потребителя отказаться от существующей аппа-
аппаратуры с объемной фонотекой, записанной в катушечном формате
или формате компакт-кассеты). Особо отметим, что технические
характеристики не всегда являются решающими для широкого
распространения нового вида аппаратуры. В качестве примера
можно вспомнить коммерческие неудачи таких технически пере-
передовых для своего времени разработок, как магнитофоны формата
Elcassette, видеоаппаратура системы Video-2000, приставки для
ИКМ-записи звука на бытовые видеомагнитофоны, квадрофони-
173
ческие устройства, компакт-кассеты с двухслойной и металлопо-
рошковой магнитной лентой.
Для оценки конкурентоспособности магнитофонов R-DAT
с наиболее распространенными в настоящее время магнитофонами
формата компакт-кассеты можно воспользоваться данными
табл. 3, в которую сведены характеристики магнитофонов обоих
форматов. Знаком «+» отмечены наиболее значимые, с точки зре-
зрения автора, преимущества, а знаком « —» наиболее значимые
недостатки каждого вида магнитофонов. Приведенные данные
являются типовыми для компакт-кассетных магнитофонов. Так
называемые «престижные» модели обладают более высокими ха-
характеристиками, например модели AL-90 фирмы Alpine и CD491
фирмы Harman Kardan обеспечивают запись-воспроизведение
в полосе частот до 26 кГц, причем CD491 — до 20 кГц при уровне
записи 0 дБ (он оснащен системами Dolby С и Dolby HX Pro).
Динамический диапазон аналоговых магнитофонов, оснащенных
системой шумопонижения dex II, также превышает указанный
в таблице и достигает 100 дБ.
Отмеченные обстоятельства позволяют сделать вывод, что
распространение ЦБМ R-DAT встретит серьезную конкуренцию со
стороны существующих видов аппаратуры. Оптимистические про-
прогнозы японских фирм-изготовителей аппаратуры R-DAT на то, что
она получит в ближайшее время такое же распространение, как
и цифровые проигрыватели компакт-дисков (мировой объем сбыта
которых в 1987 году превысил объем сбыта обычных ЭПУ) не
разделяются европейскими и американскими экспертами. Про-
Проигрыватели компакт-дисков пользуются популярностью не в
последнюю очередь благодаря отсутствию износа компакт-диска
и большого (десятки тысяч часов) ресурса самого проигрывателя.
Аппаратура же R-DAT имеет значительно меньший срок службы
при существенно большей цене. Кроме того, основной конкурент
R-DAT на рынке бытовой аппаратуры — компакт-кассетные
магнитофоны — в настоящее время по качеству записи-воспроиз-
записи-воспроизведения и эксплуатационным возможностям устраивают большин-
большинство потребителей.
Достаточно упомянуть результаты субъективных испытаний
кассетного магнитофона Aiwa AD-F770, приведенные в [5]. На
этот магнитофон, оснащенный системами Dolby С и Dolby HX Pro
и обладающий сквозным каналом записи-воспроизведения, при
работе с хромдиоксидной магнитной лентой подавался сигнал
с выхода одного из самых совершенных в настоящее время
проигрывателей компакт-дисков — CD304 фирмы Philips. Резуль-
Результаты обработки субъективной экспертизы качества звучания
(обработано около 1000 ответов) показали, что эксперты не могут
различить сигнал, прошедший через канал записи-воспроизведе-
записи-воспроизведения магнитофона, от сигнала, снятого непосредственно с выхода
проигрывателя компакт-дисков.
174
Таблица 3
Наименование
характеристики
АЧХ при уровне записи
— 20 дБ, Гц
АЧХ при уровне записи
0 дБ, Гц
Стабильность АЧХ
Динамический диапа-
диапазон, дБ
Коэффициент нелинейных
искажений, % (при уровне
записи)
Коэффициент детонации, %
Глубина ПАМ, %
Переходное затухание
между каналами, дБ
Габариты, масса, услов-
условные единицы3
Стоимость, условные
единицы
Долговечность магнитных
головок, ч4
Габариты кассеты, мм
Скорость перемотки
Ухудшение качества фо-
фонограммы при перезаписи
Аналоговый кассетный
магнитофон
20 .20 000
100 .10 000 «-»
75 (Dolby С)
3 (+6 дБ)
0,7 @ дБ)
0,05 (-40 дБ)
0,12
5. 20
-30
1 «+»
1 «+»
E .10). 103
102,4X63X12
40 от номинальной
Есть
11БМ R DAT
1—Ц LJ 1*1. я\ х_/ Л 1
5 22 000
5 22 000
«-]-»
90
10 ( + 3 дБ)
0,01 @ дБ)
1 (-40 дБ) «—»2
< 0,005
0
-85
4 «—»
10 «—»
500 1000 «-»
73X54X10,5
200 от номинальной
Отсутствует при пользо-
пользовании цифровыми входа-
входами и выходами «+»
1 АЧХ зависит от стабильности азимута головок и износа магнитной ленты
2 Искажения негармонические, их заметность выше, чем у аналоговых магни-
магнитофонов (напоминают искажения типа «ступенька» в УМЗЧ)
3 Для миниатюрных магнитофонов с автономным питанием
4 Относительно низкая долговечность вращающихся магнитных головок
обусловлена их высокой (более 3 м/с) относительной скоростью перемещения
относительно магнитной ленты. Рабочая поверхность головок аппаратуры R-DAT
выполнена из сендаста (иначе невозможна запись на металлопорошковую магнит-
магнитную ленту). Вследствие этого скорость износа выше, чем у ферритовых видео-
видеоголовок бытовых видеомагнитофонов Стоимость барабана вращающихся магнит-
магнитных головок составляет от 0,3 до 0,5 стоимости лентопротяжного механизма
Вероятнее всего, в обозримом будущем компакт-кассетные
магнитофоны сохранят позицию наиболее массового бытового
источника музыкальных программ, а аппаратура R-DAT найдет
распространение в студиях звукозаписи благодаря относительно
невысокой, в сравнении с другим студийным оборудованием, ценой
и важному для современной студийной технологии свойству —
отсутствию ухудшения качества сигнала при многократной цифро-
цифровой перезаписи.
Вполне вероятно, распространение R-DAT и как запоминаю-
запоминающих устройств большой емкости — на одну кассету R-DAT может
175
быть записана информация объемом 1,2 гигабайт A200 мегабайт).
Для сравнения укажем, что на обычный гибкий магнитный диск,
широко применяемый в настоящее время в качестве носителя
внешней информации в персональных компьютерах можно запи-
записать существенно меньшую информацию.
Литература
1. Odaka К- et al Format of Pre-recorded R-DAT Tape and Results of High Speed
Duplication.— IEEE Transactions on Consumer Electronics 1986, CE—32, № 3,
p. 433_440.
2. Brockhouse Gordon. DAT in Canada: coming soon? Soud and Vision, 1987,
№ 2, p. 18—22.
3. Philippin N. What is DAT?—Sound, № 8/9, 1987, p. 6—15.
4. Feldman L. Exclusive Test Report. Four DAT recorders.— Audio, 1987, № 7,
p. 36—47.
5. Comment.— Hi — Fi News and Record Review, 1987, № 4, p. 5.
H. Сухов
ВИДЕОПРОИГРЫВАТЕЛИ
ПО ЗАРУБЕЖНЫМ ИСТОЧНИКАМ
Уровень развития бытовой радиоэлектроники в значительной
мере определяется качественными показателями устройств записи
сигнала изображения, среди которых наибольшей популярностью
пользуются видеомагнитофоны. Этим устройствам была посвяще-
посвящена довольно большая статья в «Радиоежегоднике» за 1988 год.
Кроме указанной статьи, в последние годы в технической литера-
литературе появились и другие публикации, раскрывающие конструк-
конструктивные особенности бытовых видеомагнитофонов. Поэтому с боль-
большой долей уверенности можно предположить, что читатель уже
получил представление о видеомагнитофоне.
С видеопроигрывателями (ВП) дело обстоит иначе. Они, в от-
отличие от видеомагнитофонов, практически не выпускаются оте-
отечественной промышленностью и, как следствие, сравнительно
редко рассматриваются в отечественной технической литературе.
Принципы работы видеопроигрывателей. В настоящее время
широко распространены ВП двух типов: емкостные и оптические.
Начало разработки первых датируется приблизительно 1950 го-
годом. Сейчас емкостные ВП системы VHD — Video High Density
or Video Home Sistem [видео высокой плотности (записи) или
домашний видеодиск] распространены так же широко, как и опти-
оптические.
При воспроизведении изображения в ВП системы VHD
использован эффект изменения емкости конденсатора, образован-
образованного элементами поверхности электропроводного диска и метал-
металлическим электродом, закрепленным на сапфировой игле видео-
снимателя. На поверхности диска формируются микроуглубле-
микроуглубления — питы, длина которых зависит от параметров записываемого
сигнала. Игла видеоснимателя в процессе движения проходит над
питами дорожки записи и емкость указанного конденсатора из-
изменяется на величину, равную приблизительно 10~4 пФ.
На диск одновременно записываются как информационные
сигналы (звука и изображения), так и сигналы сопровождения.
Последние необходимы для обеспечения движения иглы видео-
видеоснимателя вдоль дорожки записи.
177
9/J
ЛЗ
Рис. 1. Считывание информации с
LOR-диска
Хотя емкостный ВП был впервые предложен американской
компанией RCA, видеопроигрыватели системы VHD стали серийно
производиться японским концерном JVC начиная с 1978 года.
Срок службы иглы этого ВП превышает сейчас 2000 ч, а качествен-
качественные показатели воспроизводимого с диска изображения практи-
практически не ухудшаются при его проигрывании до 1000 раз и более.
Таким образом, диск емкостного ВП имеет, хотя и большой, но
все-таки ограниченный срок службы, который можно увеличить
теоретически до бесконечности, применяя оптические способы
считывания. Один из таких способов, получивший сейчас наиболь-
наибольшее распространение, был разработан фирмой Philips (в содру-
содружестве с американским концерном МСА) в 1974 году.
Суть предложенного метода состоит в следующем (рис. 1).
Световой поток от лазера Лз фокусируется с помощью оптической
системы (на рис. 1 она условно отождествлена с линзой Л таким
образом, что точка фокуса Ф располагается на поверхности дис-
дискового носителя записи Д). Если точка фокуса совмещается с пи-
питом П (на рисунке он показан штриховой линией), то отраженный
от поверхности микроуглубления световой поток О за счет дифрак-
дифракции практически не достигает поверхности линзы. Однако в том
случае, когда световой поток ОД отражается от поверхности дис-
диска, которая покрыта защитным слоем ЗСУ он достигает линзы и,
пройдя через расщепитель Р, попадает на фотоприемник ФП.
Размеры питов однозначно определяются параметрами запи-
записываемого сигнала, а от этих размеров зависят характеристики
выходного напряжения фотоприемника. Таким образом, здесь су-
существует вполне определенная зависимость между параметрами
записываемого и воспроизводимого сигналов, которая является
необходимым атрибутом любого устройства записи.
Описанный процесс считывания информации используется в
современных серийно выпускаемых лазерных видеопроигрывате-
видеопроигрывателях системы LOR (Laser Optical Reflective — лазерный, оптиче-
оптический, отражательный).
Если сравнивать емкостные и оптические ВП, то к преиму-
преимуществам первых следует отнести их относительно низкую цену,
последние же формируют изображение более высокой четкости.
178
Рис. 2. Структурная схема ви-
видеопроигрывателя
\_Штет радиального слежения \
Поскольку в Советском Союзе в обозримом будущем появятся,
скорее всего, только оптические диски, то дальнейшее повество-
повествование касается в основном оптических ВП.
Устройство видеопроигрывателя. При прослушивании обыч-
обычной грампластинки тонарм со звуковой головкой воспроизведения
перемещают до тех пор, пока она не устанавливается в нужную
точку дорожки записи. В процессе работы аппарата головка совме-
совмещена с дорожкой, сигнал с ее выхода обрабатывается в электрон-
электронном устройстве электрофона, преобразуясь в звуковые колебания.
Подобный порядок работы характерен для любого дискового
устройства воспроизведения информации, и видеопроигрыватель
здесь не является исключением. Поясним сказанное с помощью
рис. 2.
Установка головки воспроизведения ГВ видеопроигрывателя
в требуемую зону дорожки записи обеспечивается системой ради-
радиального слежения СРС. Она состоит из двух частей: системы гру-
грубого позиционирования СГП и системы точного позиционирования
СТП. Задача СГП — первоначальная установка ГВ на заданную
дорожку с ошибкой, не превышающей половины ее ширины,
а далее СТП постоянно обеспечивает ее совмещение с дорожкой
записи во время работы аппарата.
Диск приводится во вращение двигателем, являющимся ис-
исполнительным элементом частоты вращения СЧВ. Поскольку
ошибки работы этой системы на практике бывают больше допусти-
допустимых, в видеопроигрыватель часто вводится система тангенциаль-
тангенциального слежения СТС, призванная уменьшить их влияние. В опти-
оптических ВП важно, чтобы точка фокуса объектива головки воспро-
воспроизведения всегда располагалась на поверхности диска, поэтому
они снабжены также системой автоматической фокусировки САФ.
Рассмотрим несколько подробнее работу основных элементов
ВП. Начнем с системы радиального слежения. На рис. 3 изображе-
изображена структурная схема СРС видеопроигрывателя TTV 3620, харак-
характерная для оптических ВП различных типов. Он разработан фран-
французской фирмой Thomson CSF. Особенность диска этого ВП со-
состоит в том, что его питы прозрачны для светового потока. Он
179
Рис. 3. Структурная схема системы
радиального слежения видеопроигры-
называется /.ОГ-диском (Laser Optical Transmissive — лазерный
оптический пропускающий) и используется гораздо реже
?О/?-диска.
Рис. 3 иллюстрирует совместную работу систем грубого и-точ-
и-точного позиционирования сфокусированного светового пучка. Гене-
Генератор Гн возбуждает зеркальный отражатель 301, при этом сфоку-
сфокусированный оптической системой Об световой пучок совершает
колебания с частотой 72 кГц в направлении оси симметрии дорож-
дорожки записи. На выходе фотоприемника ФП возникает сигнал, также
имеющий частоту 72 кГц, который через дифференциальный уси-
усилитель Ус1 поступает на первый вход синхронного детектора СД,
второй вход которого соединен с генератором Гн.
На выходе детектора появляется напряжение, величина и знак
которого зависят от величины и направления смещения сфокуси-
сфокусированного на поверхности диска светового пучка относительно до-
дорожки записи. Оно поступает одновременно через усилители
УсЗ и Ус4 на быстрый 302 и медленный (двигатель Дв1) исполни-
исполнительные механизмы, благодаря чему компенсируются ошибки сме-
смещения светового пучка, лежащие в широкой полосе частот (от
долей герца до нескольких килогерц).
Поскольку диск приводится во вращение достаточно инер-
инерционным двигателем, то его высокочастотные ошибки вращения
оказываются некомпенсированными. Эти ошибки обусловливают
появление временных искажений частотно-модулированного сиг-
сигнала, которые, в свою очередь, влияют на воспроизводимое
телевизионное изображение. Для компенсации временных искаже-
искажений в оптическую схему ВП дополнительно включается подвижный
зеркальный отражатель (корректирующий дефлектор), на который
подается управляющий сигнал от СТС, пропорциональный ошиб-
ошибкам вращения диска. При этом диск вращается практически
абсолютно равномерно относительно светового потока, отражен-
отраженного от управляемого таким образом корректирующего дефлекто-
дефлектора. Часто в ВП системы LOR в качестве корректирующего при-
применяется дефлектор с зеркалом, вращающимся одновременно
относительно двух осей, который служит исполнительным элемен
том для систем радиального и тангенциального слежения.
¦Диск
Сбетоделительное
устройство^
КД1
Неподвижные /\_ ^^\^ Цилиндрическая линза
зеркальные *- -ЛТш $Х-х1 м
отражатели UTS ^куфотоприемник
Дифракционная решет на
Рис 4 Оптическая схема видеопроигрывателя системы LOR
На рис. 4 приведена оптическая схема видеопроигрывателя
системы LORy которая особых пояснений не требует. Отметим
только, что изображенные на ней КД1 и КД2 — это корректиру-
корректирующие дефлекторы (они условно разделены), управляемые соот-
соответственно системами радиального и тангенциального слежения.
Каждый элемент носителя записи может иметь или постоян-
постоянную угловую или постоянную линейную скорость в зависимости от
типа ВП. Необходимая для работы СЧВ информация о мгновен-
мгновенной частоте вращения диска может быть получена от тахометра
двигателя (на валу которого крепится диск) или путем воспроиз-
воспроизведения сервосигналов, записанных на его поверхности.
Если диск необходимо вращать с постоянной угловой скоро-
скоростью, то структура системы регулирования достаточно традицион-
на. В ее состав входит опорный генератор, импульсы которого срав-
сравниваются по частоте и фазе (соответственно в частотном и фазо-
фазовом детекторах) с импульсами, имеющими период, зависящий от
частоты вращения диска. Выходное напряжение частотного
и фазового детектора воздействует на двигатель (и на диск),
стабилизируя его вращение.
В случае необходимости поддерживания стабильности скоро-
скорости считывания информации, записанной на диске, следует из-
изменять его частоту вращения в зависимости от положения головки
воспроизведения. Так, при расположении последней в зоне дорож-
дорожки, имеющей наибольший радиус, частота вращения диска должна
быть наименьшей. Смещение головки к центру диска должно
приводить к соответствующему увеличению частоты вращения.
В автоматической системе, обеспечивающей описанный закон вра-
181
Рис. 5. Структурная схема системы
автоматической фокусировки
щения диска, используются сигналы, записанные на его дорожках
для целей регулирования.
Как видно на рис. 4, световой поток, следуя от лазерного
источника света, достигает поверхности диска. Если расстояние
между объективом и носителем записи всегда неизменно, то легко
выбрать такое положение точки фокуса Ф относительно плоскости
диска, при котором воспроизводимый видеопроигрывателем сигнал
будет иметь наилучшие качественные показатели. На самом же де-
деле все механические узлы ВП, как, впрочем, и любого другого
устройства, не могут быть реализованы с бесконечной точностью
(особенно в условиях серийного производства). В результате
вследствие биений поверхности диска указанное расстояние пос-
постоянно меняется, нанося ощутимый вред техническим характерис-
характеристикам аппарата. Уменьшение влияния этого явления обеспечивает-
обеспечивается в ВП за счет применения системы автоматического фокусиро-
фокусирования САФ (она еще называется также системой вертикального
слежения).
Биения поверхности диска могут достигать нескольких деся-
десятых миллиметра, в то время как глубина резкости объектива со-
составляет обычно всего единицы микрометров. Поэтому замкнутые
САФ, компенсирующие влияние указанных биений, должны иметь
значительный коэффициент передачи на той частоте, где биения
максимальны (эта частота совпадает, как правило, с частотой вра-
вращения диска). Степень компенсации зависит от инерционности
исполнительного элемента ИЭ, к которому крепится объектив Об
(рис. 5).
Таким ИЭ является электродинамический линейный двига-
двигатель, подобный тому, который используется в громкоговорителях.
Исполнительный элемент, имеющий резонансную частоту порядка
25 Гц, приводит в движение объектив Об, причем он может пере-
перемещаться в направлении, перпендикулярном поверхности диска,
на 1...2 мм. Измерительным элементом САФ служит детектор
ошибки фокусировки ДОФ. Конструкции ДОФ весьма разнообраз-
разнообразны. Детектор подключается к блоку управления БУ, выход которо-
которого через усилитель мощности УсМ соединяется с обмоткой ис-
исполнительного элемента.
К настоящему времени весьма широкое распространение, бла-
182
Рис. 6. Астигматический детектор
ошибки фокусировки
Светоделитель-
нов устройство,
Ойъектив
-i\ К исполнитель-
ому элементу
Рис. 7. Распределение освещенности в
четырехсекционном фотоприемнике
астигматического ДОФ:
а — точка фокуса на поверхности диска; б —
диск удален от головки считывания; в —
диск приближен к головке
-в
годаря конструктивной простоте, получил ДОФ с цилиндрической
оптикой (астигматический ДОФ). В этом ДОФ (рис. 6) цилиндри-
цилиндрическая линза ЦЛ установлена на пути отраженного от поверхности
диска пучка света (эта линза показана также на рис. 4). Она
расщепляет исходный сфокусированный световой поток на две
ортогональные линии. Четырехсекционный фотоприемник ФП
устанавливается в ДОФ таким образом, что его центр совпадает
с центром круглого пятна света, когда точка фокуса считывающего
пучка лежит на поверхности диска (рис. 7,а). Если диск прибли-
приближается к объективу головки воспроизведения, пятно из круглого
становится эллиптическим и два сегмента четырехсекционного
фотоприемника освещаются интенсивнее, чем два других
(рис. 7,6). При смещении диска в обратном направлении другая
пара сегментов получает больше световой энергии (рис. 7, в). Как
видно из рис. 6, параметры выходного сигнала дифференциаль-
дифференциального усилителя Ус зависят от величины и направления смещения
поверхности диска вдоль оси, параллельной оси его вращения.
Теперь обратимся к рассмотрению электронных устройств
формирования сигналов изображения и звука. Спектр сигналов,
присутствующих на выходе фотоприемника головки воспроизведе-
воспроизведения ГВ, графически изображен на рис. 8,а. На этом же рисунке
отмечены несущие ЧМ сигналы правого и левого каналов стерео-
стереофонического звука.
183
1П МГЦ
ю и iz /j к ?мгц
4 5 6 7 8 3
Сигнал збика а Сигнал изображения
КУС
08/
Д1
Kt
Сигнал
изображения
Рис. 8. а — спектр воспроизводимого ЧМ сигнала видеопроигрывателя;
б — структурная схема канала воспроизведения видеопроигрывателя
А теперь познакомимся со структурной схемой электронного
устройства, представленного на рис. 8,6.
Основная задача, которая решается электронными блоками,
состоит в демодуляции ЧМ сигнала. Рассмотрим этот процесс
подробнее, анализируя работу наиболее распространенного сей-
сейчас демодулятора типа счетчика импульсов. На рис. 8,6 он ус-
условно представляется последовательно включенными блоками
ограничителей Ог и дифференцирующих цепей Д. На его вход по-
поступает ЧМ колебание (рис. 9, а), которое за счет паразитной
амплитудной модуляции, как правило, искажено. Ограничитель
преобразует это колебание в прямоугольный импульсный сигнал
184
Рис. 9. Демодуляция ЧМ сигнала
и,
п
6
р
и
г
—
U-H+I-
лл/\
f f f f f
¦ffffb
(рис. 9,6), в результате чего устраняется влияние паразитной
амплитудной модуляции. Далее в блоке Д (см. рис. 8, 6) импульс-
импульсный сигнал (см. рис. 9, 6) дифференцируется и преобразуется
(например, с помощью диодного моста) из двухполярного в одно-
полярный так, как показано на рис. 9,6. Этот однополярный
сигнал подается на одновибратор (рис. 9, в), к выходу которого
подключен фильтр нижних частот. Последний формирует сигнал
звука или изображения А (рис. 9, г) из импульсов, имеющих по-
постоянную длительность и переменный период следования, завися-
зависящий от характеристик записываемых сигналов. В соответствии
с приведенным описанием происходит обработка сигналов в цепях
L, М и N (см. рис. 8, б). При этом полосы частот входных колеба-
колебаний, поступающих на эти цепи, ограничиваются фильтрами (ФВЧ,
ФНЧ1 и ФНЧ2) в соответствии с рис. 8,а таким образом, чтобы
максимально компенсировались паразитные электрические воздей-
воздействия.
В видеопроигрывателях (так же, как и в видеомагнитофонах)
имеют место выпадения воспроизводимого сигнала. Это обычно
следствие загрязнения поверхности диска или повреждения питов
дорожки записи. Очевидно, что значительное уменьшение уровня
воспроизводимого ЧМ сигнала приводит к ухудшению качествен-
качественных показателей изображения. Сигнал, несущий информацию о
выпадении, вырабатывается детектором выпадений ДВ (рис. 8,6)
путем амплитудного детектирования напряжений огибающей ЧМ
сигнала, поступающего от ФНЧ2. Блок ДВ обычно представляет
собой компаратор. При наличии выпадения ЧМ сигнал замещается
задержанным с помощью линии задержки Л31, который подается
на выход цепи М. Коммутация цепей L и М осуществляется
электронным ключом /С/, управляемым сигналом от формировате-
формирователя импульсов Ф. Поскольку момент выпадения может совпасть
с действием импульсов цветовой синхронизации, необходима реге-
регенерация этих импульсов. Для этого в состав ВП вводится устрой-
устройство выработки импульсов цветовой синхронизации — блок УЦ.
На его входы подаются строчные.синхроимпульсы от селектора С
и колебания с частотой 4,43 МГц, вырабатываемые кварцевым
генератором Гн. На выходе блока УЦ присутствуют импульсы
цветовой синхронизации, сфазированные относительно строчных
185
синхроимпульсов. Они подаются на вход суммирующего устрой-
устройства См через ключ /С2, управляемый формирователем Ф по
сигналу с детектора выпадений.
Описанный видеопроигрыватель имеет много общего с обыч-
обычным электрофоном: та же форма носителя записи (диск), при-
приблизительно такая же организация процесса считывания и записи
информационного сигнала. Отличие состоит лишь в том, что при
записи широкополосного телевизионного сигнала уже трудно
использовать традиционный механический способ формирования
микроуглублений. Для этой цели используется запись оптическим
или электронным лучом. В обоих случаях диск-матрица, пред-
предназначенная для изготовления многочисленных дисков-копий,
реализуется с помощью стеклянного диска-эталона, на поверх-
поверхность которого наносится фоторезистивный слой (например, акри-
акриловая смола, пленка SO2 и т. д.). После этого лазерный поток
или поток электронов сканирует по поверхности диска и при этом
модулируется по интенсивности сигналами звука и изображения.
Благодаря указанным методам записи на поверхности диска
фиксируется информация с очень большой плотностью (приблизи-
(приблизительно на порядок большей, чем на магнитной ленте), однако пе-
перезаписать информацию на такой диск невозможно. Поэтому для
того чтобы ВП успешно конкурировал с видеомагнитофонами, их
создатели интенсивно работают над реализацией ВП, в которых
предусмотрена возможность перезаписи информации.
Видеопроигрыватель с перезаписью информации. Первые по-
подобные устройства появились в начале 80-х годов. Необходимость
их создания ни у кого не вызывала сомнений, так как их предпо-
предполагалось использовать не только как изделия бытовой радио-
радиоэлектроники, но и в бурно развивающейся вычислительной техни-
технике. На их базе можно построить запоминающие устройства (ЗУ),
превосходящие по ряду параметров современные магнитные ЗУ.
Однако задача оказалась достаточно сложной, хотя перезапись
информации основывалась на хорошо изученных физических
эффектах Керра и Фарадея.
Первый из этих эффектов был использован в видеопроигры-
видеопроигрывателе фирмы Matsushita, создавшей диск, фазовое состояние
рабочего слоя которого меняется от интенсивности воздействую-
воздействующего на него лазерного излучения. Если интенсивность излучения
невелика, то кристаллический материал рабочего слоя с высокой
отражательной способностью в месте контакта со световым пучком
становится аморфным и анизотропным (с низкой отражательной
способностью). Такое преобразование фазового состояния рабоче-
рабочего слоя диска и его оптических свойств имеет место в процессе
записи.
При воспроизведении в фотоприемник попадает отраженный
от поверхности диска световой поток, интенсивность которого опре-
определяется оптическими свойствами материала рабочего слоя, зави-
зависящими, в свою очередь, от параметров сигнала записи. Стирание
186
записанной информации осуществляется с помощью более мощно-
мощного лазера, пучок которого движется также вдоль информационных
дорожек.
Диск, используемый в таком ВП, имеет несколько слоев. Ма-
Материал каждого слоя выбирается в зависимости от его назначения.
Подложка диска, на которую в дальнейшем наносятся все покры-
покрытия, должна иметь необходимую механическую прочность, т. е. не
разрушаться при достаточно большой частоте вращения диска.
Она обычно изготавливается из стекла, хотя в ряде случаев при-
применяются полимеры или сополимеры. Поскольку поверхность под-
подложки не может быть идеально обработана и дефекты всегда
имеются, то стеклянные подложки покрываются тонким слоем
пластика (поликарбоната или полиметилкрилата). На пластик на-
наносится отражающий слой из алюминия, который способствует
более рациональному использованию световой энергии при записи
и воспроизведении информации.
Следующие два слоя выполнены из диэлектрика, причем один
слой — защитный, а другой — информационный, фазовое состоя-
состояние которого меняется при записи и воспроизведении. Информа-
Информационный слой прозрачный, толщиной несколько десятков микро-
микрометров. Между защитным и информационным слоями помещен
еще один диэлектрический слой, характеризующийся высокой
теплопроводностью и предназначенный для рассеяния излишней
тепловой энергии, которую он получает в процессе работы ВП.
Число перезаписей в таком ВП не безгранично, так как про-
происходит изменение физических свойств материала рабочей поверх-
поверхности диска при многократном его переходе из одного фазового
состояния в другое.
Несколько меньшим изменением этих свойств характеризует-
характеризуется диск, при считывании информации с которого используется
эффект Фарадея, состоящий в повороте плоскости колебаний
световой волны при отражении плоскополяризованного луча от
поверхности намагниченных участков рабочего слоя диска. Этот
луч попадает далее в анализатор, оптически связанный с фотопри-
фотоприемником, на выходе которого появляется воспроизводимый теле-
телевизионный сигнал. Запись информации на такой диск основана на
том, что некоторые материалы намагничиваются при малой на-
напряженности внешнего поля, если они предварительно нагревают-
нагреваются до температуры, равной или большей температуры Кюри.
На рис. 10 изображено считывающее устройство, разработан-
разработанное фирмой Verbatium в 1985 году для оптического ЗУ с пе-
перезаписью информации. Без серьезных конструктивных доработок
это устройство может быть использовано для записи сигналов
звука и изображения.
Катушкой К создается постоянное магнитное поле, которое
имеет напряженность приблизительно 150 Э в точке фокуса Ф
оптической системы ОС, совмещенной с рабочей поверхностью
диска Д. Такой напряженности при комнатной температуре не-
187
Рис. 10. Оптическое устройство счи-
- Воспроизводимый тывания с многократной пере-
д к^ jak^ Сигнал записью информации
Сигнал
двигатель *х" ¦ *ппт
достаточно для того, чтобы намагнитить материал рабочего слоя
диска. Для записи импульсами от электронного блока ЭБ возбуж-
возбуждается лазерный диод J7, являющийся источником светового пото-
потока, который фокусируется в пятно диаметром 1...2 мм. Свойства ра-
рабочего слоя диска таковы, что зона нагрева ограничивается разме-
размерами сфокусированного пятна Ф. При этом происходит локальное
повышение температуры материала до 200 °С (до точки Кюри)
в месте его контакта со световым потоком, и он намагничивается.
Очевидно, что длительность импульсов электронного блока зависит
от параметров сигнала записи.
Для стирания записанной на диск информации необходимо
изменить на обратное направление магнитного поля, создаваемого
катушкой К (за счет изменения полярности источника питания
в блоке ЭБ, к которому она подключена) и с помощью лазерного
диода нагреть рабочий слой диска. Перед регистрацией новой
информации сначала стирают ранее записанную за время одного
оборота диска.
При считывании информации световой поток от лазерного дио-
диода, прежде чем попасть на светочувствительную поверхность фо-
фотоприемника ФП, проходит не только через элементы оптической
системы, но и через поляризатор П и анализатор А.
Материал рабочего слоя магнитооптического диска толщиной
60...80 нм обычно представляет собой смесь тербия, железа и
кобальта. Случайное стирание информации, записанной на такой
диск, гораздо менее вероятно, чем в оптических дисковых устрой-
устройствах других типов (кстати сказать, и не более вероятно, чем
в аппаратуре магнитной записи), поскольку для этого необходимо
одновременное воздействие магнитного поля и тепла. Магнито-
Магнитооптический диск фирмы Verbatium имеет расчетную долговечность
более 30 лет и способен выдержать десятки миллионов пере-
перезаписей.
Не вызывает сомнения тот факт, что на диске может быть за-
записан не только аналоговый, но и цифровой сигнал. В 1986 году
поступило сообщение из Японии, в котором говорится, что компа-
компанией NHK в сотрудничестве с фирмами «Асака» и «Ниппон когаку
когё» был разработан новый ВП, предназначенный для записи
цифровых сигналов звука и изображения. В нем использован
188
магнитооптический диск, за счет чего в этом устройстве обеспе-
обеспечивается многократная перезапись информации. Такой аппарат
представляет значительное достижение современной технической
мысли, хотя он воспроизводит телевизионную информацию всего
в течение 10 мин. Темп воспроизведения изображения может быть
как ускоренным, так и замедленным.
В реализованном фирмой Nikon цифровом дисковом устрой-
устройстве предусмотрена возможность стирания информации непосред-
непосредственно перед записью. Другими словами, нет необходимости в
двухэтапном процессе регистрации информации: первый этап —
стирание старых данных за время одного оборота диска, второй —
нанесение новой записи.
Диск такого устройства двухслойный. У нижнего слоя, назы-
называемого опорным, и составленного из тербия, железа, кобальта,
толщина 67 нм. Он имеет относительно низкую коэрцитивную
силу 2,8- 105 А/м. Верхний же слой — запоминающий, толщиной
52 нм, содержит только тербий и железо и имеет большую
коэрцитивную силу 1,03- 106 А/м. Поэтому при комнатной темпе-
температуре намагниченность опорного слоя не оказывает влияния на
намагниченность запоминающего слоя.
Работа описанного устройства организуется следующим обра-
образом. Сначала участок двухслойного диска, на котором записана
старая информация, попадает в зону действия первого магнита.
С помощью его опорный слой переводится в состояние, соответст-
соответствующее логическому 0 (вектор намагниченности этого слоя бу-
будет направлен вниз). Лазер, используемый в устройстве, форми-
формирует излучение, имеющее два уровня мощности: 9 мВт для записи
и 5 мВт для стирания. Если мощность излучения 5 мВт, то только
верхний (запоминающий) слой диска нагревается до температуры
Кюри A40 °С). Под действием поля опорного слоя он перемагни-
чивается таким образом, что его вектор намагниченности получает
направление, соответствующее логическому 0 (т. е. тоже вниз).
8 процессе записи мощность излучения лазера увеличивается до
9 мВт и температура обоих слоев диска достигает точки Кюри.
В результате направление их вектора намагниченности под дей-
действием поля второго магнита меняется на обратное, т. е. произво-
производится запись логической 1. Отметим, что при считывании информа-
информации необходимая мощность излучения лазера снижается до
1,5 мВт.
Широкое распространение устройств, подобных описанному,
дело будущего, хотя и довольно близкого. Сейчас же уместно
сообщить читателю, как ВП используются в настоящее время.
Применение видеопроигрывателей. Видеопроигрыватели пока
распространены гораздо меньше, чем видеомагнитофоны, однако
тенденция к расширению их производства сохраняется. В продаже
появились аппараты, пригодные как для одновременного, так и
для раздельного воспроизведения сигналов звука и изображения.
Причем звуковые компакт-диски, используемые в устройствах,
189
конструктивно подобных видеопроигрывателям, имеют ряд пре-
преимуществ по сравнению с обычными грампластинками. Они
практически не изнашиваются, имеют меньший, чем стандартные
грампластинки, диаметр (приблизительно в 2,5 раза) и соизмери-
соизмеримы с ними по цене. Вследствие этого в западных странах производ-
производство компакт-дисков и соответственно проигрывателей для них не-
неуклонно возрастает. Например, в США в 1984 году их было прода-
продано на 70 млн долларов, а в 1986 году эта цифра возросла при-
приблизительно вдвое. В Японии объем продажи компакт-дисков
в 1987 году превысил 300 млн долларов.
Приведем динамику роста уровня сбыта (в млн долларов)
компакт-дисков в развитых европейских странах.
Страна
Италия
Франция
Англия
ФРГ
1985 г.
11
30
31
80
1986 г.
16
53
62
106
1987 г.
36
76
125
153
Видеопроигрыватели весьма широко используются в обучаю-
обучающих системах, работающих в диалоговом режиме. В состав таких
систем, кроме ВП и дисплея, входят электронные устройства, пред-
предназначенные для ввода информации и обработки ее совместно с
сигналами, поступающими с видеоснимателя. Диалоговые систе-
системы — очень эффективное обучающее средство. Учебные курсы
строятся таким образом, что студент получает доступ к новому
материалу только после тщательного усвоения всего ранее изу-
изученного.
Применяются такие системы и в промышленности при на-
настройке сложной электронной аппаратуры. Регулировщик, взаимо-
взаимодействуя с дисплеем, подключенным к видеопроигрывателю, по-
получает сведения об очередности и порядке проведения той или иной
операции, критериях ее правильного выполнения и аппаратуре,
которая при этом используется. Вся необходимая для его работы
информация содержится в одной видеопластинке, которая заменя-
заменяет собой много объемистых томов инструкций. Видеопроигрыва-
Видеопроигрыватель уже используется при настройке телевизионных камер, на
очереди телевизоры, радиоприемники, персональные компьютеры
и т. д.
Отмечается применение видеопроигрывателя в архивном деле,
поскольку на один современный компакт-диск можно записать
текст, содержащийся в пятистах книгах. Так как кроме текста на
диске можно записывать и сигнал изображения, то он часто явля-
является видеокаталогом крупных музеев. Практически безграничны
возможности ВП в рекламном деле. Диск служит источником
информации для покупателей, желающих приобрести автомобили,
велосипеды, моторные лодки и т. д. Причем сообщаются не только
190
технические характеристики названных товаров, но и оцениваются
их ходовые свойства в динамике.
Видеопроигрыватель является важным звеном индустрии
электронных игр, где с его помощью воспроизводится фоновое
изображение, например изображение гор, морей, водопадов и т. д.
В сигналы фонового изображения замешиваются сигналы, форми-
формируемые компьютером, параметры которых зависят от действий
играющего и правил игры.
Короче говоря, области применения ВП постоянно расширя-
расширяются.
Литература
1. Фридлянд И. В. Видеопроигрыватели.— М.: Знание, 1988, с. 63.
2. Kamiran S. Badrkhan. Video Systems. TV Principles and Servicing. John
Wiley and Sons. Inc, 1986, p. 630.
3. Вуль В. А. Оптические дисковые запоминающие устройства.— Зарубежная
радиоэлектроника, 1986, № 9, с. 74—87.
4. Бенедичук И. В., Введенский Б. С. Оптические дисковые носители информации.—
Техника кино и телевидения, 1987, № 1, с. 61—63.
5. Накамуто Седзо. Оптические системы на видеодисках.— Дэнси гидзюцу,
1981, т. 23, № 12, с. 29—47.
6. Стираемые оптические диски.— Электроника, 1985, № 13, с. 59—62.
7. Korpel A. Videodisk — In coll. Laser Application Academic Press. New York E. A.
1980, vol. 4, p. 53—117.
И. Фридлянд
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие 3
В Поляков Упорядочение эфира и когерентная радиосвязь 9
В Прокофьев Трансивер для соревнований РЛТ 18
Г Члиянц, В Голутвин Программа печати «LOG PRINT» 34
А Долгий Часы в компьютере 37
И Алсараев Программатор для микрокалькулятора 58
Ф Марин Предварительные усилители 34 72
А Алейнов Параметрическое динамическое подмагничивание 93
Н Шиянов, С Филиппов Детонометр 117
Ю Игнатьев Шумовые характеристики транзисторных усилителей 129
С Бирюков Помехоустойчивая система радиоуправления 136
Р Трунин Программируемое устройство управления 150
Ю Крылов Расчет выпрямителя на персональной ЭВМ 159
Н Сухов Что такое R DAT 165
И Фридлянд Видеопроигрыватели 177
Научно-популярное издание
Составитель Анатолий Владимирович Гороховский
РЧДИОЬЖН ОДНИК-S*)
Художественный редактор Т А Хитрова
Технический редактор В Н Кошелева
Корректор И В Матвеева
И Б № 2290
Сдано в набор 27 12 88 Подписано в печать 06 07 89 Г 27326 Формат
60X907i6 Бумага офсетная № 1 Гарнитура литературная Печать
офсетная Уел п л 12,0 Уел кр-отт 12,25 Уч-изд л 11,50 Тираж
400 000 экз A й завод 1—200 000 экз ) Заказ 9-1 Цена 95 к
Изд № 2/п 524
Ордена «Знак Почета» Издательство ДОСААФ СССР
129110, Москва, Олимпийский просп , 22
Книжная фабрика «Коммунист» 310012, Харьков-12, Энгельса 11