Автор: Остриров В.Н.  

Теги: электротехника   электроника   электромеханика  

ISBN: 978-5-383-00143-1

Год: 2008

Похожие

Электромагнитная совместимость в электроэнергетике

Технологические режимы литья под давлением

Тиристорный преобразователь "Кемрос"

Полупроводниковые выпрямители

Текст
                    уд'к
621 :34
0-769
" .,
, '
': I :'\' ';"":"\
f ')-
, ,
.' ,.) ---",.
'1 ;'("j.'.i,'
- .. , ":  . .. ,
0-' ,'. .. --....' ,,
. . ;,);. · 'С . ',:.. ';..}-,;, .' '.:,
.,,\-:..; - "'*..Y",':4:f: \\ ,
.. '-,. J "-.:'' "/"";'-'" .. ..
'. , . ;:';' :,........;....:. "',
"":" \.' ';'. · . '.:,.:..r.,
"""- ....:1.. '''1 . .", '< :
'. "';;.': '. .;E
' ..... . ,'.,  1".J . ........
. .,.. :..' .'. ,(', ".  .
''' т  "" . .  r-: 
.. .  
: ;...:.; ,- ,. I ( ' /'l; .:.
.; "i\I:.\; .   ' ,
't .,' '\),1:. '
' . t,: /,
. ! , .... ..' 
. : i J ..: ·
 , f'
B.. ОсrРИРО8
.
Проектирование
зпеитронныx преоОР8зоватепей
ДОЯ реryпирvемыx зпектроприводов


МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ
россИЙской ФЕДЕРАЦИИ
ФЕДЕРАЛЬНОЕ ArEHTCTBO ПО ОБРАЗОВАНИЮ
b. .....
МОСКОВСКИЙ ЭНЕРrEТИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ
(ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ)
 
...

...


В.Н. ОСТРИРОВ
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ДЛЯ РЕrУЛИРУЕМЫХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
Учебное пособие
по курсу
«Проектирование электротехнических устройств»
ДЛЯ студентов, обучающихся по направлению
«Электротехника, лектромеханика и электротехнолоrии»
.
Москва
Издательский ДОМ МЭИ
2008


УДК 621.34
О.. 769
Утверждено учебным упрйвлением МЭН
в качестве учеБНО20 пособия для студентов
п одzотовлено на кафедре авто.матизuрованноzо электропривода
Рецензенты: канд. техн. наук Т.С. Юрrенсон,
ДОКТ. техн. наук Ю.К. Розанов,
канд. техн. наук Ю.М. Сафонов '-...
ОСТРИРО8 В.Н.
o 769 Проектирование электронных преобразователей для реryли
руемых электроприводов: учебное пособие J В.Н. ОетрИРОВ.  М.:
Издательский дом МЭИ t 2008.  12 с.
ISBN 978S-З 83OO 143..1
в данном учебном пособии излаrаются вопросы npоектирОВ8НЮI сиnо-
вых модулей электронных преобраэо_аТCJJСЙ д- реryлируемых эnектро
приводов, методики их расчета, даны wетодичеСDlе указания ДЛJI расчетов
параметров и выбора элементов преобразоватепей, содержится обобщенный
опыт и эмпирические данные, "апучекные при npoeКТИРОВании, Эkспери-
ментальных исследованиях модулей и ПрОNышпенных ИСПЫтa.нIOlХ преоб..
разоватепеА, содержащих дuDlыe Ьfодулн.
Учебное пособие предназначено для студентов) обучающихся по Ha
праалению 140600 «Электротехника, ЭJlСlCТpомехаНИ1C8 и эпехтротехно
лоrии».
Учебное издание
Остриров Вадим Нихова.с8НЧ
ПРОЕКТИРОВАНИЕ эJIEктронны]x ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
для PErY лируЕмых ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
Учебное пособие
по ICYPCY
«Проектирование элеК'l)I01eXНичесах устройств»
ДI1JI C1YдeкroB. оБУЧ8JODUIX по напр.псНИlO
«Электротехник, эпСlCIpомеханиха и ЭЛСК1рОТехнопоrии»
Редактор издательства Н.А. Хрущева
I
ТемlШ8Н ИЗдaIIЩI МЭН 2007. учеби. ПО.IIIIIC8Но 8 псчarь 21.01.08
Печать офcemu Формат 60х84/16 Фи]. осч. л. 4..5
Тираж 200 ЭКЗ. Изд. Н! 76 3ахаэ '6 т Цена lЗ J S руб.
ЗАО «Издательский дОМ МЭН». 111250. МОСКВ' КраснохазарМСННU ул.. д.14
Omсчатано 8 типоrpафии фrуп «НИИ (r ео.аС3Н11».
141292, МОСКО8СКaJI обп., r. КрасноарwеЯсх. просп. Испытателей. д. 14
ISBN 978--5..383-00143-1
с МОСkоасхиА энерrentчеСkИЙ инcnnyr
(технический университет). 2008


ВВЕДЕШIE
Данное учебное пособие излаrает вопросы проектиров8НИЯ элек
троустановок И, применителъно к современному автоматизированно
му электроприводу, предлarает синтез структуры эпектронноrо пре...
образователя в зависимости от ФУНКЦИЙ и параметров электроприво
да, расчет входящих в состав преобразователя силовых модулей и их
элементов.
В настоящем учебном пособии в дополнение к ранее выпущен
ному учебному пособию [1] делается упор на расчет силовоrо канала
электронных преобразователей на современной элементной базе для
асинхронноrо, вентильноrо и'вентильно",индукторноrо электропри
вода при различных системах электропитания.
В учебном пособии рассмотрены электронные преобразователи
для современных электроприводов следующих типов:
.. частотно..реryлируемых асинхронных с питанием как от стан..
 w
дартнои "ромышленнои сети nepeMeHHoro тока, так и от нестандарт"
ных источников питания переменноrо и постоянноrо тока с сущест
венно нестабильным напряжением;
.. вентильно"индукторных с независимым возбуждением при тех
же условиях электропитания;
.. вентильных с возбуждением от постоянных мarнитов при тех же
условиях электропитания;
.. вентильно"индукторных с самовозбуждением при тех же различ..
ных условиях электропитания.
з


ЭП
ВИП
вип с нв
ВИД
ШИМ
IGBT
FWD
РМ
список СОКР АЩЕJIИЙ

......... электропривод.

 вентилъноиндукторныи элеkТp()ПРИВОД.

 вентилъноиндукторныи электропривод с незави
симой обмоткой возбуждения.
-..-
 вентилъноиндукторныи двиraтель.
 широтноимпулъсная модуruщия.
биполярный транзистор с изолированным затвором.
 обратный диод.
v __
 силовои полупроводниковыи модупь.
4


1. элЕктрошIыЕ ПРЕОБР АЗОВА ТЕJШ
длярЕrулируЕмыхлЕктроприводовB
1.1. Общие ПРИНЦИПЫ построении электронных
преобразователей
Электронные преобразователи база совремеиноrо электропри
вода, продукт высоких технолоrий. Создание конкурентоспособных
преобразователей для электропривода является важной задачей для
экономическоrо развития страныl.
При создании продукции высоких технолоrий важнейшей задачей
является технолоrичность ее изrотовления. При широкой номеНЮ1а
туре изделий настоятельно требуется разбиение преобразователей на
минимальное kоличество законченных унифицированных модулей,
производство каждоrо из которых должно быть обеспечено необхо
димыM комплектом рабочей конструкторской и технолоrической дo
кументации, технолоrической оснасткой, инструментом, приборами
контроля. И rлавныM образом на этапе сборки изделия или при про
шпвке nporpaмMHoro обеспеения в микроконтроллер преобразова
теля должна проявлятъся ero специфика.
Такой подход позволяет:
 уменьшить объем конструкторской и технолоrической ДOKYMeH
'"
тации, технолоrическои подrотовки производства, оснастки, те хниче-

cKoro контроля входящих изделии;
""
 увеличить серииность производства за счет выпуска однотипных
модулей для различных типов преобразователей;

... уменьшить затраты на комплектование изделии за счет ПОКУПКИ
однотипных комплектующих и материалов в БОЛl.wем объеме (по бо
лее низким ценам);
 улучшить ремонтоприroдность rотовых преобразователей, усло
вия обеспечения их запасными частями (входящими модулями и KOM
плектующими).
Концепцией модулъноrо построения электронных преобразовате
лей для электропривода является обеспечение любоrо задаиноrо Ha
бора функций, выполняемых преобразоватепем, минимальным коли

чеством стандартных модулеи определенноrо типоразмера и миними
зация за этот счет затрат на разработку, производство и эксплуатацию
преобразователя в составе электропривода.
5


1.2. Структура и ФУНКЦИИ преобразователей
Функции преобразователей определены на основе анализа свойств
и особенностей следующих современных электроприводов и их ис-
точников питания:
w
 частотно...реryлируемыи электропривод на основе асинхронноrо
двиrателя с короткозамкнутым ротором;
 вентильно",индукторный электропривод (ВИЛ с НВ) на основе
двиrателя снезависимым электромarНИТНЪ1М возбуждением;
w
 вентильныи электропривод на основе синхронноrо двиrателя с
возбуждением на постоянных маrнитах} 
 вентильно"индукторный электропривод (ВИЛ) на основе двиrа
теля с самовозбуждением.
Питание электроприводов может осущеСТВЛЯТЬСJl ОТ сети леремен
Horo или постоянноrо тока.
Если для каждоrо типа электропривода системно рассмотреть
конфиryрацию, ПОКазанную на рис. 1.1, то 8ЫЯUТСЯ следующие
ФУНКЦИИ, которые должен обеспечивать преобразователь.
Функция 1. Выпрямление напряженЮI перемеНElоrо тока.
Функция 2. Выпрямление трехфазноrо напрJIженИJI с одновремен-
ным повышением напряжения в цепи постознноrо тока при коэффи-
циенте мощности, близком к единице.
Функция З. Инвертирование энерrни НЗ цепи п()стоянноrо тока в
трехфазную сеть переменноrо тока с коэффициентом мощности,
близким к единице.
Функция 4. Повышение (понижение) н стабилизация напряженЮI
w -..
постоянноrо тока с однонаправленнон или двунanравленнои переда
чей энерrии.
Функция 5. Реryлирование напряжеНИJl постоянноrо тока вверх и
вниз с однонаправленной или двунаправленной передачей энерrии,
w
защита от перенапряжении, возникающих в сети nOCTOJlHHOro тока.
Функция 6. Инвертирование из цепи постоянноrо roка энерrии в
трехфазную нarpУЗКУ переменноrо тока (обмотка статора двиraтеля
переменноrо тока).
СЕТЬ ПРЕОБР АЗО- двиr А.. МЕХАНИЗМ.
ВАТЕЛЬ ТЕЛЬ
..
Рис. 1.1. Общав структура эnеКТРОПРН80118
6


Функция 7. Формирование на обмотках статора двиrателей с oд
нополярным питанием напряжения (тока) требуемой формы (прямо
уrольной, трапецеидальной и т.д.).
Функция 8. Прием на звене постоянноrо тока энерrии со статора
двиraтеля, работающеrо в reHepaTopHoM режиме, и передача энерrии в
тормозной резистор.
Функция 9. Питание и реryлирование напряжения обмотки воз()у
жденИJI вентильных двиrателей с электромаrнитным возбуждением.
Функция 10. Орrанизация внутренних связей при векторном
управлении.
Функция 11. Орraнизация внешних связей с технолоrическим обо
рудованием.
Структурно электронный преобразоsатель разделяется на две
 .
крупных части . силовая часть, в которои происходит процесс пре
образования электроэнерrии, и информационно",управляющая часть,
которая управляет этим процессом и частью технолоrическоrо про
цесса, возложенной на электропривод. В данном учебном пособии
рассматривается только силовая часть преобразователя.
1.3. Состав модулей ореобразователей
Анализируя примеры электрических схем силовой части реryли
руемых электроприводов на рис. 1.2 (соответствующие всем рассмат-
риваемым типам электроприводов с учетом специфики электропита
ния), можно выделить однотипные фраrменты схем электронных npe
образователей и рассматривать их как структурные модули.
На схемах выделены возможные CтpyктypHI.Ie модули силовой
части преобразователей. Имеются только три основных модуля в си...
ловой части, из которых компонуется силовая схема любоrо преобра
зователя.
Модуль 1 это традИЦИОННЫЙ трехфазный инвертор с шестью
полностью управляемыми ключами и обратным диодным мостом или
(при необходимости с седьмым, <<тормозным» КЛЮЧОМ) со встреч
новключенным диодом. При необходимости к данному модулю на
стороне переменноro тока подключается низкочастотный LСфильтр.
Этот унифицированный модуль может служить как трехфазНI.IМ
инвертором переменноrо тока, так и активным фильтром. Модуль
используется:
для фОрМИрОВ8НИJI синусоидальноro по основной raрмонике напри...
женИJI реryлируемой частоты и амплитуды;
7





---
...,.
..

...
..
+
-
. r
III
....
r
11/4
.
,
,.
LIi!

..
 ..
-
......
11
а)
111 11/2 1)/2 11/2
...&. L "-  i .a.
r  r  1" .. . ..
 --
.
.. I
,
11/4
--
Ll iJ
-
UiJ
LS


.n.
м
б)
I 11/4 I
.  ... ..... ... w ....  .. '" ...А ,

LM
6)
r
1
.1


--
 --
z)
Рис. 1.2. Прнмеры зпектрнчес"нх схем
8


для питания трехфазноrо двиraтеля переменноrо тока, к которым
относятся асинхронный, вентильный и ВИД с НВ;
дЛЯ связи с трехфазной сетью в четырехквадрантных, динамичных
электроприводах с любыми электродвиrателями при их питании от
сети и обязательно необходим, коrдCi предъявляются высокие требо..
вания к качеству обмена энерrией с сетью.
Модуль 11 представлят собой схемы на основе однофазноrо моста
на полностью управляемых ключах с обратным диодным мостом. Эта
схема мноrофункциональная может служить:
1) импульсным преобразователем напряжения для всех задач, ко..
торые MOryт потребоваться в реryлируемом ЭП дЛЯ соrласования, ста..
билизации или реryлирования напряжения постоянноrо тока П;
2) при вдвое меньшем числе полупроводниковых приборов од..
нофазным коммутатором для питания однополярным импульсным
напряжением (током) требуемой формы обмоток статора вентилl.НО..
индукторноrо двиrателя (схема несимметричноrо моста IY2 на
рис. 1.2, 6);
З) усилителем, стабилизатором напряжения (схема несимметрич..
Horo полумоста 1II4 на рис. 1.2, в).
Модуль 111 представляет собой мостовой неуправляемый выпря"
мителъ. Тиристоры используются только для включения или отклю
чения наrpузки. Этот модуль используется во всех простых схемах
преобразователей с питанием от сети переменноrо тока, коrда не
предъявляется высоких требоваJlИЙ к взаимодействию электропри"
вода с сетью.
Применение указанных трех силовых модулей для компоновки си...
ловой части преО,бразователей в разных электроприводах иллюстри..
руется возможными вариантами схем их подключения по силовым
входам"выходам, которые сведены в табл. 1.1.
1.4. Общие прииципы проеКТИРОS8НИЯ силовых модулей
1. CTPYKTYPJlo--однородные силовые модули трехфный инвер..
тор и активный фильтр; однофазный коммутатор и ИМПУЛl.сный "ре..
образоsатель при одинакрвой преобразуемой мощности, параметрах
 
силовоrо входа"Вl.lхода и несущеи частоте широтно"импульснои мо"
дуляции ключей проектируются однотипно.
2. Мощностной ряд )1IИфИЦИРОВанных модулей формируется на
основе CTaIiдapTHoro ряда мощностей электрических машин (стандарт
"",.;'
9


..... .4
.
.....  \о
«1 U IЛJ
= , . r'\
:s: L; v)
 = . "
са 
\о 
 . "
 Q, 

11
u
 l l l l l l l l l s:
а.
 
...
4) :1
 2
:f а
cq

t=I
11


-
е::
-
=
"
 .Q
е = 
'-
о :1 .
 :с 
о  о 
е; [
:1:
u
:3 2\0
:s: 2
Q..
 О.
С

са..
6
 
 ..о 11
 i  н
s:-&
J=
l
ar :3
8-:
:а 
 а 
. ... 
N

=

е
I
:z:: 
v
 О
Q):aE--
Q.:
Q)
t:
l
):S:
.....
 
;:с о
gз r-
 Н
о
10


DIN) из условия наилучшеrо использования возможностей силовой
элементной базы при объединении, если это необходимо, машин в
rpуппыI.
З. Мощность преобразователя, построенноro из унифицированных
 
м одулеи , определяется параметрами электродвиrателя и питающеи
сети. Мощность входящих в преобразователь модулей при этом MO
жет превыатьь мощность электродвиrателя.
4. Рабочие напряжения компонентов модулей выбираются с уче
 v
том реально существующих отклонении напряжения питающеи сети

от стандарта и возможных rенераторных режимов электродвиrателеи.
5. Проектирование преобрователей для общепромышленноrо
применения ведется на следующие основные эксплуатационные xa
рактеристики: срок службы 15 лет при непрерывной эксплуатации;
температура окружающей среды в зависимости от области примене-
ния от О до +50 ос или от .....20 до +50 ос; степень защищенности KOp
пуса IP4З, IP50 или IP54.
6. При отсутствии специальных требований, массоrабаритные 00--
'"
казатели модулеи допустимо считать несущественными.
На практике, мощности модулей, для их соrласования с парамет--
рами двиraтелей, имеют запас по номинальной мощности на потери в
силовом канале электропривода, включая электродвиraтель, а также
запас (сервис"фактор) на оrpаниченную оереrpузку по току (мощно..
сти) не менее 35 %.
2. МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ МОДУЛЯ
ТРЕХФАзноrОИНВЕРТОРА АКтивноrо ФИЛЬТРА
2.1. Алrоритм ороеКТИРОВ8НИЯ модуля
Опыт проектирования и стендовых испытаний, результаты экс-
плуатации преобразователей с рассматриваемыми модулями позво...
ляют сформулировать следующие важные условия, допущения и or...
раничения, которые определяют параметры модуля:
.. частота несущей и «мертвое время» широтноимпульсной моду"
ляции (ШИМ) при частоте основной rармоники напряжения до 50 rц
составляют соответственно 4,5.. .5,5 ЮЦ и 2,5.. .5,0 МКС;
.. коэффициент допустимой переrpузки по току для динамических
режимов электропривода, если не предъявляется специальных требо
ваний к электроприводу, составляет 1,5;
11


... коэффициент, учитываюЩИЙ пульсацию тока, для обычных при-
менений · 1 ,2;
 нarpузка модуля аКТИВНОИНДУ](ТИБНая с номинальнь[м COSq>H;
 переходные процессы коммутации IGBT по току и напряжению,
восстановления запираюЩИХ свойств обратноrо диода FWD аппрок",
симируются прямыIии линиями;
... прямое падение напряжения коллектор-эмиттер IGBT следует
выбирать по типовому значению в насыщенном состоянии ключа при
максимальном рабочем токе и температуре кристалла;
... прямое пацение напряжения на диоде FWD следует вы6ирать по
типовому значению при максимальном рабочем токе;
... амплитуда максимальноrо рабочеrо тока через IGBT и FWD М{)о-
жет быть "ринята равной амплитуде Elоминальноrо тока ,цвиrателя с
коэффициентом запаса 1 ,2;
... класс приборов определяется с учетом коммутационных перена...
пряжений на ключах IGBT, колебаний напряжения сети и возможно-
сти reHepaTopHыx режимов двиrателя: амплитуда коммутационных
перенапряжений не превыаетT 50 В (в моменты защиты ОТ коротких
замыканий не более 100 В), коэффициент допусmмоro повышения
напряжения сети не менее 1,1, коэффициент запаса по напРЮkению
не менее 1,15;
... температура корпуса (теплопроводsщей плиты) трехфазноrо ИН...
вертора, выполненноrо традИЦИОННО в виде силавоro модули РМ не
должна превышать +110 ос;
... переходное термическое сопротиввение профиля охла.цителя с
ПРОДОЛЬНЫМИ ребрами является нелинейной зависимостью от ДЛИНЫ
профиля (см. формулу (4.7);
... при расчетах параметрОБ сна5бера цепи защиты IGBT от kOUMY'"

тационныx перенапряжении нужно учитывать максимально ДОПУСТИ..
мые индуктивности «монтажа»: 200 иrн ДmI СИЛОВЫХ элехтрических
цепей между конденсаторами сrлаживающеrо фильтра н модулем
инвертора активноrо фильтра; 20 HrH в цепи сна6бер вЮJЮЧая
собственную индуктивность элементов снаббера,. прниимающих ТО1<
коллектора при размыIаниии силовоrо ключа;
... типовое значение емкости снаббера лежит в пределах от O5 до
1 мкФ на 100 А коммyrируемоrо тока;
... J(пидепсаторы снаббера ДОЛЖНLI отличаТЬСJI минимальной со бет..
венной индуктивностью (не более 10 иrи), минимальным т.антеНСОМ
уrла потерь на частоте коммутации ключа (не более 3x]o), допусти..
12



мым ударным током, существенно превышающим допустимыи ток
KopOTKoro замыкания IGBT ключа, высокой рабочей производной Ha
пряжения (не менее 750 B/MKC);
 диод снаббера должен быть высокочастотным и допускать по..
 v
вторяющиися импульсныlи ток, не менее КQммyrируемоrо тока ключа
(предпочтителен специальный диод с отношением максимальноrо
тока к среднему (20+50)/1).
Как показал ОПЫТ, методически рационально вести проектирова..
иие в следующем порядке.
По номинальным параметрам двиrателя с применением приведен
ных выше запасов рассчитываются параметры инвертора, выбираются
ero элементы и определяется тип модуля или модулей РМ (силовой
полупроводниковый модуль). Учет же специфики режима активноrо
фильтра, связанной с друrими значениями мощности, COS<PH или час..
тоты несущей, ПРО80ДИТСЯ на этапе соrласования характеристик типо..
80ro модуля мощностноrо ряда с требуемыми параметрами нarpузки.
По каталожным данным на ключи IGBT, обратные диоды FWD и
модуль РМ рассчитываются следующие параметры:
 потери в элементах при номинальной наrpузке с коэффициентом
запаса на номинальный ток 1, I 1,2;

.. основнои параметр охладителя максимально доnyстимое тер--
мическое переходное сопротивление охладитель окружающая среда;
.. температура кристаллов IGBT и FWD, которая не должна превы
сить + 125 ос для РМ.
Далее выбирается тип алюминиевоrо профиля радиатора, предна
значенноrо для УСТCiновки на Hero РМ, определяется ero площадь,
участвующая в излучении и конвекции, находятся коэффициенты за..
висимости термическоrо переходноrо сопротивления профиля от ero

длины при естественнои вентиляции.
Следует использовать профили с достаточно большим размером
спинки от 6 до 20 мм в зависимости от мощности потерь, отдаваемой
модулем через свою теплопроводящую пластину. Рациональное рас..
стояние между ребрами радиатора при естественной вентиляции co
ставляет около 15 ММ.
Излучение тепла увеличивается приблизительно на 1 О % при чер"
нении алюминиевоro радиатора.
Итерационным nyreM находится необходимая минимальная длина
профиля, которая, может быть уменьшена вдвое при сохранении па...
13


рамеТР08 теплопередачи, если ввести принудительную вентиляцию со
скоростью охлаждающеrо воздуха 3 мJc.
Профили с увеличенной поверхностью охлаждения за счет
уменьшения расстояния между ребрами, усложнения формы ребер и
применение принудительноrо 80здушноrо охлаждения со скоростl.Ю
воздуха не менее 6 М/С позволяют более существенно (не менее чем в
3 раза) улучшить массоrабаритные показатели силовоrо преобразова..
теля. Еще больших улучшений можно достичь применением жидко..
CTHoro охлаждения, специфика KOToporo в данном учебном пособии
не рассматривается. ... 
Неотъемлемой частью модуля является емкость в звене постоян..
Horo тока, которая служит для обмена реактивной энерrией со стато"
ром двиrателя (инвертор), с дросселями LС--филътра в цепи перемен-
Horo тока (активный фильтр). При питании модуля от выпрямителя
(модуль 111) эта емкость ВХОДИТ в состав сrлаживающеrо Lс...фильтра,
rде в качестве L служит индуктивность питающей сети или наряду с

неи дополнительные индуктивности, устанавливаемые в цепь посто..
янноrо тока между модулями 1 и III или в цепи питания от сети.
Параметры сrлаживающеrо Lс..фильтра рассчитываются на ОСНО"
вании заданноrо коэффициента сrлаживания по первой rармонике,
значение KOToporo лежит в диапазоне от 3 до 12. Меньшее значение
достаточно для трехфазноrо выпрямитеЛJI, а большее необходимо
для ОJXнофазноrо выпрямителя.
Основным параметром после Вl.lбора параыетра LC является ток,
проходящий через емкость фильтра, и температура окружающей сре..
ды, которые являются определяющими для выбора типа конденсато..
ров, коррекции их емкости по сроку службы [8].
В рассматриваемом включении модулей существенны токи на
двух частотах на частоте пульсации выпрямленноrо напряжения и
на частоте, соответствующей в среднем утроенной частоте несущей
ШИМ. Первая из составЛЯЮЩИХ подцается аналитическому расчету.
Вторая составляющая зависит от мноrих параметров: лрименяемоrо
способа и частоты ШИМ, установленноrо «MepTBoro» времени. Ис..
следованиями установлено, что ВЫСОJCочаСТОПfaJI составляющая тока

имеет вдвое меньшую величину по сравнению с низкочастотнои.
МежремонтныЯ срок работы преобразователеЯ определяется в ос..
НОВНОМ сроками службы двух ero компонентов: элеlCТpолитическими
конденсаторами фильтра и подшипниками вентиляторов охлаждения.
Рациональная kОНСТРУКЦИЯ модуля должна обеспечивать простоту
14


замены вентиляторов. Процесс замены электролитических конденса..
торов затруднительно провести силами потребителя. В связи с этим
вопрос правильноrо выбора конденсаторов отнесен к существенным.
Друrой важной частью модуля 1 являются цепи снабберов. В п. 6
приведены в упорядоченном виде рекомендации по выбору схемы
снаббера и расчета ее параметрО8 в зависимости от мощности и типа
применяемых модулей РМ.
2.2. Принципы синусоидальной широтно-импульсной
модуляции напряжения
Принципы синусоидальной широтно"импульсной модуляции хо..
рошо известны и рассмотрены в литературе [2 4]. .
В учебном пособии рассмотрены оба способа синусоидальной
ШИМ двухпопярная и векторная ШИМ, применяемыx в классиче..
ских мостовых трехфазных инверторах (рис. 2.1).
Принцип управления фазнLIМИ напряжениями в двухполярной
ШИМ заключаются в сравнении с опорным пилообразным сиrналом
Vtri синусоидальноrо управляющеrо сиrнала Vcoп ·
А
V coп = V coп sin(Olt.
(2.1 )
Основными характеристиками этих сиrналов являются:
"
V coп И fi амплитуда и частота сиrнала управления (001 == 21tfi 
А
уrловая частота); v'r; И Is  амплитуда и частота опорн.оrо иrнала
А А
ifs называют также несущей частотой); та = oп /r;  относителъ--
ная амплитуда модуляции; т! = fs / fi  относительная частота мо-
дуляции.
При V coп > Vtr; для каждой стойки полумоста замкнyr ключ Т+ (T
разомкнут), а при v coп < Vtr; замкнут ключ T (разомкнут Т+). rрафики
w .., 
соответствующих процессов для однои полуостовои стоики инвер"
тора с идеальными ключами даны на рис. 2.2, rде на рис. 2.2, а пока-
заны сиrналы управления и напряжение на выходе относительно точ"
ки «О» схемы (СМ. РИС. 2.1).
MrHoBeHHoe значение выходноrо напряжения фазы инвертора по
основной rармонике равно
А А А
Vl = kv coп = «U d /2)/r;)Vcoп siooo11 = vi sinro1t , (2.2)
А
rде vj == тa(U d /2) при та S 1,0 .


+
id

u d /2
D
и+ Т у....
.D и+ 
" , .L W+
lJ d/2
D у.... т v....
D
v т w....
D W +
Ти
U d
о
D w....
N
....
и
JI
w
Рис. 2.1. Трехфазнwl нн.рта р
Амплитуда напряжения на выходе инвертора по основной rnРМО"
нике зависит от та, rpафик этой З8Виснмосm дан на рис. 2.2, 6. На
rpафике выделены три зоны, обозначенные 1, 2 и 3.. В зоне «1» ам..
плитуда напряжения на выходе инвертора пропорциональна амIIЛИ"
туде сиrнала управления.
А,
При та = 1,0 амплитуда достиrает значения у] =и. 12.
rармонический состав нanряжеНИJI на вь[Ходе инвертора в зоне -(-<1»
при т I  9 приведен в табл. 2.1 [4].
При та = 1,0 напряжение может оказаться меньше требуемоrо ДJII
нarpузки, тоrда возможно использование зоны «2» режиы так на..
зываемой «св ерхм одупяци и», коrда т. > 1. о. ПредеЛLНЬDd случаем
этоrо режима является зона «3» режим пр,.wоуrольн()й ](oммyra-
ЦИН. Амплитуда основной raрмоники напряжения на выходе при этом
определяется выражением:
УОl = (4/п)и d 12 = 1,213 и d /2.
Амплитуды rармоник hпорядка равны
(2.3)
" А
V h = У О ] I h
(2.4 )
Таким образом, raрмонический состав нanРJDl(ени. IJO мере роста
та >1,0 ухудшается от прнведенноro в табл 2.1 до определsемоro IJO
формуле (2.4).
16


"о
V coп
о 1
I I
I I
I I I/I s
I I
"о "01
--
+U d /2
.
О t
" иd/2
---
..
а)
,..
V0 1
U d /2
4

11
I
I
v:
..
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
1,0
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I 3
..,.
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
3.24
(Л'r J S)
"'0
1.0 .. --
6)
Рие. 2.2. rрафнки процееСО8 ДВУПОЛ8рноI ШИМ наПрJlжеНН8 инвертора при сииусои-
дальном сиrнале управлеННII (а); зависимость ОСН08н08 rармоникн напражеНИ8 ОТ
относительноl амlUIНТУДЫ МОДУЛtlЦНН та (6)
17


Таблица 2.1
,.
Амплитуды rармоник h"nopUKa капркжеНИ8 Yfl/(U d l2)
h та
0,2 0,4 0)6 0.& 1,0
1 (основная) 0,2 0,4 0)6 0.& 1,0
т( 1 ,242 1.1 S ) t О 06 О.В] S 0,601
m(ж2 0,016 0,061 0.131 0.220 0,318
тfж4     0,018
2тfЖ 1 0,19 O.:i26,-. 0,310 0.3 14 0,181
2тfI 3  0,024 0,011 0.1 3 9 0,212
2mfЗ: 5    о O I 3 0,033
Целью ШИМ для трехфазноrо инверт()ра является получение на
выходе синусоидальных по основной raрМQнике напряжений, сдвину..
тых по фазе на уrол, равный 21t/З:
А
VIU = Р()} sin СО] t ,
А
VIY = V 01 sin(O}t  21[/3),
(2.5)
"
vIW = V 01 sin(co)t + 211/3).
Методом ШИМ можно реryлировать ](aIC частоту, так и амплитуду
основной raрмоники напряжения фазы. По ХаЖ'Д()А фазе инвертора
используется синусоидальная ДВyxnОJUJpНая ШИМ при общем для
трех фаз опорном сиrнале Vtr; и сиmалами ynравпенШI по фазам
А
V coп и = У сon sinco]t J
А
v coп У = oп sin{w}t  21(13),
(2.6)
А
v coп W = oп sin(co1t + 2п/3).
Действующее значение линейноro напрюкенЮJ в зоне «1»
(та S 1,0) равно:
U L1 ==V О1 JЗ/.J2 =т a (U d I2).J3/.J2 O,612тaUd. (2.7)
Следовательно, та = 1 при U L1  Ot c 12 U d ·
rармонический состав фазноro напряжения аналОПlчен приведен..
ному в табл. 2.1 с учетом отсyrствия rарыоннки с частотой, соответ..
ствующей т! [4].
18


Соотношение (2.7) свидетельствует, что в kЛассической схеме пре..
образователя частоты, состоящеrо из неуправляемоrо выпрямителя на
входе и aвToHoMHOro инвертора напряжения на выхде,' двyxnолярная
синусоидальная ШИМ при реryлировании в зоне «1 », хотя и обеспе...
чивает качественный rармонический состав напряжения на выходе,
но не обеспечивает номинальноrо линейноrо напряжения двиraтеля
nepeMeHHoro тока со стандартными параметрами обмотки статора.
При та = 1 линейное напряжение на выходе инвертора равно
U L1  0,612 U d = 0,612 .1,35. 380 = 314 В.
(2.8)
Приходится для увеличения напряжения переходить в зону «2»
или добавлять третью rаРМQНИКУ в сиrнал управления, при этом ам"
плитуда основной rармоники напряжения растет, но raрмонический
состав ухудшается..
Предельным режимом сверхмодуляции является зона «3» ре..
жим прямоуrольной или шеститактной ко м мyraциИ, коrда каждЫЙ
ключ инвертора остается замкнут в течение полупериода [4], поло..
вины периода основной raрмоники выходноrо напряжения. Дейст",
" .
вующее значение основнои rармоники напряжения при этом опреде..
ляется выражением:
U L1 (4/x)O,612 U d O,78Ud'
(2.9)
.
Достиrнyrь более высокоrо напряжения основной raрмоники на
выходе инвертора по сравнению с формулой (2.8) без внесения до..
полнительныx искажений можно пyreм применения векторной ШИМ.
Нarpузка инвертора трехфазная, симметричная, сопротивления фаз
одинаковые Zu = Zy == Zw. Если придерживаться допущения об иде..
альности силовых kЛючей, то при шеститактной (180-rpадусной)
w
коммутации ключеи инвертора всеrда в инверторе одновременно
замкнуты три ключа: два подключенных к шине «+», один к шине
«» или два подключенных к шине «»), один к шине «+» в шести
возможных комбинациях. Примеры деления напряжения и d между
фазами нarpузки для двух из шести возможных комбинаций состоя-
ния КJlЮчей инвертора показаны на рис. 2.3, а.
А
Максимальное фазное напряжение при этом V 01 = 2и d 13 . Сум-
марный вектор напряжений будет иметь шесть позиций со сдвиrом
электрическоrо yrпa между ними 600, как это показано на рис. 2.3, б.
Там же для шести базовых векторов ПРИJ:lедены состояния ключей
19




Q..
О
!2
aJ
с..)
I






+
I Е--.с 
'-"

+

.-.
::l

+
E--..
.........."
'\O


--.
:t

--.
+

'--"
I:::J N

 ==
а
а=
Q
 :а:
с.
 ? 1:::J1Ii 
,M 
\о u
\о . tO
\о О =
.. \\Q 1:
   :r
 11 "  z
<C :1
  с-
е

 --, .
 "
 E--t N
 C..J
' + 1;::'  , ::
f-...c::::>  

  '--'
:t

'

'-"
';::) ";::;)   ""':J  ""':J
, "" I'" ,.-.
 ж     
  ':::> '
N 1 :::> .... 1::> N

 
..,
N I :::>  N 1:::>::'- }=
+
':::) "tJ
I
+
";;J
I
20


в виде обозначений тех ключей, которые в данной позиции вектора
замкнуты. Эти шесть базовых векторов образуют равносторонний
шестиуrольник, как это следует из рис. 2.3, б.
Для реryлирования амплитуды напряжения на выходе инвертора
вводятся еще два базовых вектора называемых «нулевыми», при ко..
торых амплитуда напряжения на выходе равна нулю. Нулевые векто..
ра создаются, коrда замкнуты либо все три ключа, подключенные к
шине «+», либо все три ключа, подключенные к шине «».
Любой вектор напряжения инвертора может быть образован пу..
тем широтно"импульсной модуляции базовых векторов. Скважности
базовых векторов, представляющие собой относительное время под--
держания данноrо вектора в периоде ШИМ Ts, определяются по еле..
дующим формулам:
2 · . 7t
У = .J3 и s SlП 3  8 ,
(2.1 О)
2 · .
у 1 = .J3 и s SlП е ,

rде у скважность базовоr вектора U ! (k:::= 1, 2,3, 4, 5, 6, 1.. .); '}'1
,
.

скважность базовоrо вектора U k + 1 ; U s :::; U s /(2U d /3)  относитель...
ная длина вектора напряжения статора; е уrол поворота вектора
напряжения относительно начала сектора, в котором этот вектор на...
ходится.
При этом любой вектор напряжения на выходе инвертора можно
описать следующим образом:
  .....
U s = 'УИ! + 1iUk+l' (2.11)
В образовании каждоrо вектора выходноrо напряжения участвуют
два ненулевых базовых. вектора, явющихся сторонами сектора, в
котором данный вектор располаrается, и один ИЗ двух нулевых базо...
вых векторов, скважность поддержания KOToporo составляет
УО =l (У + У1).
При этом любой из выходных векторов может быть получен как
минимум двумя способами, посредством перебора базовых векторов
(обходом секторц):
21


U k + 1 -4 й !  O(Tu. TV. TW)  U k  Uk.+L
(2.12 )
или
 -  ---
U k  U k + 1  0 ( 11 lI У lI W ) ---+ и,,+, ---+ и"..
и+" +- +
(2. 1 3 )
Если стремиться обеспечить постоянство амПЛИТУДЫ вектора на-
пряжения и минимальные искаженWI ОСНОВНОЙ raрмоники, ТО махеи-
мум амплитуды фазноrо напряжения оrpаничен высотоll равнобед-
peHHoro треyrольника со сторонами 2и d 13
" "
А
V 01 =O,S,7U d 4
Действующее линейное напряжение при этом равно:
U L1 = Ot 708U d = Ot 7084 ],35. 38 = 363 В.
По сравнению с рассмотренной BDlwe ДВyxI10nярноi1 синусоидаль..
А
ной ШИМ, ДЛЯ которой V 01 =O,SU d при та =1, аыппнтудаосновной
rармоники фазноrо напряженИJI при векторной ШИМ в l j 15 раза
больше.
(2 .14 )
2.3. Расчет инвертора
I1сходными данными для расчета инвертора ЯВЛЯЮТСЯ основные
параметры трехфазноrо двиrателя nepeweHHoro тока, требуемой ДЛЯ
Hero переrpузки по току, а таюке питающей сети и окружающей сре-
ДЫ, которые приведены в табл. 2.2.
Расчет модуля трехфазноrо инвертора и трехфазнсrо aICТИвноrо
фильтра выполняется по единой, приведенной ниже Ме1'().АНке4
Максимальный ток через ключи опредеmtется из выражении. А:
1  Р н K).J2 t 2 (2.15)
с max  Т1н COSfP.J3 U Л '
rде Р н номинальная мощность двнraтсля, Вт; kl == 1.21,5 коэф.-
фициент допустимой кратковременной переrpузки по току, необходи-
мой для обеспечения динамики электропривода; k2 = 1,11.2 коэф-
фициент допустимой мrновенноЯ пульсации то:ка; 11 н Н()МИНaJIъныА
КПД двиrателя; и п . номинальное нanраение двиraтeJUJ, В.
Ключи IGBT выбираются с посто3нным (ноыиналЬНЫId) ТОКОМ
коллектора: Ic  Ic тах.
22


Таблица 2.2
OCHOBHble нсходныe даННЬJе для асчета
Н! П/П Наименование па ам а, азме ность
Па амеm ы двuzaтем
1 Номинальна мощность, кВт
2 Номинальный кпд
3 Номинальный cosq>
Па ей сети
Обозначение
Р н
11н
COS«I> и
s Род тока
6 Число аз
7 Действующее напряжение (постоянное; фазное; линейное), В
ОСНО8НОЙ па амет ОК аю ей с еды
8 Максимальная температура 80ЗДУХа, ос
«-» ; «..»
1 ;3
Ud" U ,. U л
Та
.
Каталожные параметры IPM, необходимые и достаточные для
проектирования данноrо модуля сведены в табл. 2.3.
Расчет потерь в инверторе при ШИМ формировании СИНУСОИ-
дальноrо тока на выодеe заключается в определении составляющих
потерь IGBT в проводящем состоянии и при коммyrации, а также по-
терь обратноrо диода.
Потери в IGBT в про водящем состоянии, Вт:
· 1 lC>
Pss=/cpUce(sat) + cos8, (2.16)
8 3х
rде [ср = Ic max / k 1 . максимальная величина амплитуды тока на вы-
ходе инвертора, А; D = (t р / Т)  0,9S  максимальная скважность;
cos8 = СОS<РИ коэффициент мощности (табл. 2.2).
Потери IGBT при коммyrации, Вт:
R  1 (I cp и сс ) (tc(oп) + tc(off») f sw
sw  1t J2 2 '
(2.17)
rде и сс , в напряжение на коллекторе IGBT, равное напряжению
звена постоянноrо тока U d ; f sw' rц, частота коммутаций ключей,
частота шим fs ·
Суммарные потери IGBT, Вт:
P Q = Pss + Psw · (2.18)
23


Н2
П/П
1
2
3
4
5
6
7
8
9
1 аО JI и ца i. j
Каталожные данные вL.бранны.IGвтT и FWD IPМ
Наименование
Максимальное напряжение коллеКТОР-Зtdкnер [авт
Максимanьиый ток коллектора
Прямое падение напряженИJI на IGBT в наСЬJUltИИН при
насретом кристалле
Продолжительность персходных ПРОЦСССQВ п{) цепи
коллектора IGBT на замыкание I '(011) Н раз1dЫЕвнне
'с(от транзистора " 
ПрJlМQC падение нanрJIЖения на ДИОJlС (в ЛРО1l0д,вщем
состоянии) при махСИtdaJ1ЬНОМ MfHOBeJWQI.I токе
В реМJI восстановленИJI запирающих саоlС18 JtКo.дa
Термическое переходное сопротивление lCорпус СТСПJI
ПРОВОДlЩaJI плита МОДУЛJ)  oxnaдНreJIЬ В расчете на
одну пару IGBT/FWD
Термическое переход.нос сопротивление kpИС1'1JIIt (по-
ЛУПРО80ДНИkОВ8JI С1руктура)  корпус ДIUI 1GBT части
МОДУЛЯ
т ермичесхое персходное СОПРОТИВJIС ние кристал ...........
корпус дnя FWD части МОДУJUI
Обозначе...
ине
иc
Ic
и, (QJ)
Разм ер-
ность
В
А
В
r е (QМ)
J с (от
с
с
и,с
в
rrr
R IA (с1)
с
°CIВT
R ,,, (t<:) t{
°CIВ,
R iJI и-с) d
ОСl8т
Потери диода в ПрО80дящем СОСТОJlНИН, Вт:
I D
P DS = lep U,С ..... + соsЭ,
8 3а
(2.19)
rде Iep lcp,  максимум амплитуды тока qерез ()братныА ДИОД, А;
и ес прямое падение напряжения, В, на диоде (в проводящем со-
стоянии) при Iep.
Потери восстановления зanИ})aIOЩИ" свойств диода, Вт:
1
P DR =---(I"Uссt rr fsw)' (2.20)
8
rде Irr, амплитуда обратноrо тока через ДИОД (lcp), А; t rr продол..
жительность импульса обратноrо ток,,- с (тиnово значение 0,2 мкс).
Суммарные потери диода, Вт:
P D = P DS + P DR . (2.21)
Результирующие потери в IGBT с обратным ДИОДОМ опредеJUlЮТСЯ:
по формуле, Вт:
Р т = P Q + P D = Pss + Psw + P DS + P DR . (2.22)
24


Найденные результирующие потери являются основой для Te
пловоrо расчета инвертора, в ходе KOToporo определяются тип и reo
метрические размеры необходимоrо охладителя, а также проверяется
тепловой режим работы кристаллов IGBT и обратноrо диода.
Максимально допустимое переходное сопротивление охладитель
окружающая среда Rth (fa) в расчете на пару IGBT/FWD (транзи
стор/обратный диод) , °CIВT:
R < Те ...... Та R (2 23)
Ih(f a)..... Р т  Ih(e f) , ·
rде Та = 45 50 температура охлаЖДaIOщеrо воздуха, ос; Те =90 
11 О температура корпуса (теплопроводящей плиты модуля), ос;
РТ суммарная рассеиваемая мощность одной парой IGBT/FWD, Вт;
Rth(e-f) термическое переходное сопротивление корпусповерхность
теплопроводящей пластины модуля в расчете на одну пару
IGBT/FWD, °CIВT.
ТемпеРCiтура кристалла IGBT определяется по формуле, ос
T jq = Те + PQRth(jc) q' (2.24)
rде Rth(je) q термическе переходное сопротивление кристал
корпус дЛЯ IGBT части модуля , °CIВT. При этом должно выполняться
неравенство T jq < 125 ос.
Температура кристалла обратноrо диода FWD, ос:
Tjd = Те + PDRth(je) d' (2.25)
rде Rth(jc) d . термическое переходное сопротивление кристалл
корпус для FWD части модуля, °CIВT. Должно выполняться Hepa
венство Tjd < 125 ос.
Если 1j  125 ос или опасно приближается к этой максимально дo
пустимой температуре кристалла, то нужно улучшить теплоотдачу за
счет использования охладителя с меньшей величиной Rth (f), Т.е. за
давшись меньшей температурой корпуса Тс.
2S


3. МЕТОДИКА IIPОЕКТИРОВAШIЯ ВЪШРЯМИТЕЛЯ
3.1. Алrоритм проектироваиия модули
По заданным napa..\ieTpaM сети, выбранной схеме выпрямления,
максимальной наrрузке и потерям в инверторе формулыI (3.1)t (3.2)
РCiссчитываются максимальный рабочий ток по формуле (3.3) и MaK
симальное о()ратное напряжение диодов или тиристоров (приборов)
по формуле (З.4) выпрямитеЛЯ t определяется тип приборов в МОДУЛЬ
ном исполнении.
" 
При этом учитываются следующие рекомендации: класс приборов
выпрямителя определяется с УЧОМ параметрО8 сети и специфики
работы lCJIючей IGBT; прямое падение напряжения на приборах вы-
прямителя соответствует типовому значению при максимальном pa
бочем токе и максимальноЯ рабочей температуре кристалла; потери
коммyrации в приборах выпрямителя прене6режимо малы.
По данным каталоrов для выбранных приборов рассчитываются:
потери в выпрямителе при номинальной наrpузхе с ](озффициентом
запаса на номинальный ток lt1 1,2 по формуле (3.5) основной па
paмeтI> охладителя максимальное допустимое термическое пере
ходное сопротивление охладитель окружающая среда для ВЫПрЯ
мителя по формуле (З.6); температура )(ристалла прибора по формуле
(3.7), которая не должна превысить +125 ос.
Выбирается тип алюминиевоrо профнпя (см. рис. 4.1). определя
ется ero площадь, участвующая в излучении и конвеkЦИИ по форму-
лам (4.2), (4.3), находятся коэффициенты по формулам (4.5), (4..6) за
висимости (4.8) термичеСkоrо переходиоrо сопротивления лрофиnя от
ero ДЛИНЫ при естественной вентиляции. Итерационньrм путем Haxo
дится минимальная длина профиля для естественной вентиляции, KO
торая может быть уменьшена при принудительной веНТИЛJlЦИИ.
3.2. Расчет ВЫПРRиител.и
Диодиый или нереryлируемый тиристорный выпрямитель рассчи
тываюТСЯ по единой методике. Данные каталоrов приборов, необхо
димые в расчете, должны соответствовать табл. 3.].
26


Таблица 3.1
Основные каталожные данные приборов выпрямителя
Н2 Наименование Обоз наче.. Размер..
П/П ине н ость
1 Средний прямой ток прибора lFAV А
2 Импульсное ПО8ТОРJlющееСJl обраПlое напряжение URRM В
3 Прямое падение нanряженИJI на приборе UF В
4 ТермическQC переходное сопротивление R Ih (с1) °С/Вт
корпус"охпадитель на один прибор
5 Термическое переходное сопротивление R Ih иc) °С/Вт
кристалкорпус ДJJJI прибора
Среднее выпрямленное напряжение, В
Ud =kснU л , (3.1)
rде kc н = 1 ,35 для мостовой трехфазной схемы; kc н = 0,9 ДЛЯ
мостовой однофазной схемы.
Максимальное значение среднеrо выпрямленноrо тока, А:
 3 Ic макс
v ., ш J2 U л COS <Рн + п Р т
ldm =

,
(3.2)
U d
rде п количество пар IGBT/FWD в инверторе.
Максимальный рабочий ток прибора, А:
/vm =k cт / dт ,
(3.3)
rде при оптимальных параметрах r образноrо LСфильтра, ycтa
новленноrо на выходе выпрямителя, kc т = 1,045 для мостовой тpex
фазной схемы; kc т = 1 ,57 для мостовой однофазной схемы.
Максимальное обратное напряжение прибора (для мостовых схем), В:
U vm =k з .J2U л k н k с +I1и п , (3.4)
rде k H  1 t 1 коэффициент допустимоrо повышения напряжения ce
ти; k з  1 t 15 коэффициент запаса по напряжению; kc  1, 1 коэф
фициент на повышение напряжения при РCiботе «слива»; ип =100 В
запас на коммутационные выбросы напряжения в звене постоянноrо
тока.
27


Приборы выбираются по постоянному рабочему ТОКУ (IFAP  l" т)
ит
и по классу напряжения и RЯМ  .
100
Расчет потерь в ВI.Iпрямителе ДJllI установивmеrося режима работы
электропривода (/d = /dт / k 1 ), В:
P DY = т"k C1J U F ldm ,
k.
'- 
rде kcv = 0,577 для мостовой трехфазной схемы; /СП == О, 185 для мое..
ТОБОЙ однофазной схемы; т у  число приборов в схеме.
Тепловой расчет параметров охпадителя выпрямитеШl следует
проводить аналоmчно приведенному выше расчету ДМ инвертора.
Максимально допустимое переходное еОПРОТНВJlенне охладитель
окружающая среда {R'h(fa)} в расчете на выпрямитель, °CIВT:
R TcTIJ R
th(f a)  D  rh(c f)'
.rDY
(3.5)
(3.6)
rде Rth(e f)   термическое переходное сопротивление корпус--
поверхность охладителя,ОСlВт.
Если не все приборы моста размещены в одном :модуле, то не-
обходимо P DV привести к числу лриборов, распопоженных в ОДНОМ
корпусе.
Температура кристалла, ос:
P DJI
T jDy = Те + Rrh(jc)DV' (3.7)
пD
rде Rrh(je) DY термическое перех:одное сопротивление кристалл-
корпус для одноrо прибора модуля.ОСlВт; пD  kопичество приборов
в модуле.
Необходимо, чтобы выполнялось неравенство T jDy < 140 ОС.
4. РАСЧЕТ ОХЛАДИТЕЛЯ
в основу методики расчета параметров охладителя положены ре--
КQмендации, изложенные в [5], которыедополнеНLI в [1].
Предварительно определяется требуемое суы:марное переходное
тепловое сопротивление охладитель окружаюЩ8JI среда в расчете
28


на суммарную мощность, выделяемую всеми устанавливаемыми на
данный охладитель силовыми полупроводниковыми приборами (МО"
дулями). При установке модулей (выпрямитель, инвертор) на общий
охладитель требуемое сопротивление определяется аналоrично сум..
марному сопротивлению при параллельном включении резисторов:
Rth(1 a}l · Rth(f a)2
R'h (1 a) =  . ( 4.1 )
Rth(f a)l + Rth(1 a)2
Как правило, на один охладитель удается установить все приборы
при мощностях двиrателя до 90 кВт. Критерием перехода на "риме..
нение двух и более охладителей служит длина требуемоrо профиля
охладителя, которая для эффективноrо использования поверхности
профиля не должна превышать одноrо метра.
Площадь наиболе широко применяемоrо для рассматриваемых
преобразователей частоты охладителя, который изображен на
рис. 4.1, участвующая в излучении тепла определятся по формуле:
Arad = 2d(b + h), (4.2)
rде d, Ь и h rабаритные размеры профиля (рис. 4.1).
Площадь данноrо охладителя, участвующая в конвекции
А сопу =' 2d[b+т(h  С)],
(4.3)
rде т число ребер.
Переходное сопротивление излучению тепла равно
 rad =
5, IEA rad
f1.T
4
Те
100
Та
100
4 '
(4.4)

ь
d
1
Рис. 4.1. Охладитель (rребенка)
29


rде Те  температура поверхности охладителя, в К; Та температура
окружающеrо воздуха в К; АТ = Tc Та; Е коэффициент излучения
поверхности (0,8 для алюМИНИЯ).
Переходное температурное сопротивление теплопередачи KOHBeK
цией (при d < 1 М):
1 ( d ) 0.25
 соп" = 1 34 F /lT t (4.5)
· , оп" red
rде F,ed коэффициент ухудшенIOI теплоотдаqи (конвекции) [6] при
расстоянии между ребрами охладителя менее 20 мм, rpафик за
висимости F,ed от расстояния между ребрами дан на рис. 4.2.
Переходное температурное сопротивление оxnцдитель OKpy
жающая среда при естественном охлаждении:
R =  rad сапу . (4.6)
th(f a) R + R,..
Q rad -1l cOn\J
Подстановка выражений (4.4) и (4.5) в (4.6) позволяет для данноrо
типа охладителя получить следующую зависимость:
В. C.dO'2S
Rth(fa) = A.d .(C+B.d O ,2S) =f(d), (4.7)
rде А, В, С коэффициенты:
А = Fred (b+h)[(T c /100)4  (Т й 1l00)4} [b+т(h  с)];
В = (b+h)[(Tc/lOO)4(TQ /lOO)4]/L1TO';
С = 2,68F re d [Ь + т(h  c)]L\T.
Fnd
1,0
0,75
0,5
0,25 Расс ТOJ[11 не
J.Cеж.ау
pdiрйwи мм
О 5 10 lS 20
Рис. 4.2. Зависимость kоэффиuиента F nd YI.ltwеНИА ЕОН8СКll1111 от раССТО8ННЯ между
ребрами охладители
30


Таким образом, температурное сопротивление при прочих неиз..
менных условиях является нелинейной функцией длины охладителя d
при расположнии ребер вертикально.
Дляконкретноrо типа охлцдителя требуется рассчитать зависи..
мость Rth(fa) = f(d) и выбрать d такой величины, чтобы темперCi"
турное сопротивление бьUIО не более расчетноrо значения формулы
(4.1) для всех приборов, установленных на охладителе. Например, для
преобразователя частоты на мощность дв иraтел я 55 кВт
Rth(fa)  0,03 °CIВT , а на мощность двиraтеля 2,2 кВт
Rth(fa)  0,8 ОС/Вт .
Ряд фирм, производителей профилей для охладителей, дают на
свою продукцию зависимости Rth(fa) = f(d) или величины Rth(fa)
на единицу длины профилей, а также зависимости Rth(/a) от скоро"
сти охлаждающеrо воздуха. При скорости ОXJIаждающеrо воздуха
3 М/С тепловое переходное сопротивление уменьшается в среднем в
1,7 2 раза.
s. РАСЧЕТ cr
..
Коэффициент пульсаций на входе фильтра (отношение амплитуды
переменной составляющей l..й rармоники напряжения к среднему
значению ):
q  2
1 ВХ...... 2 1 ,
т ....
rде т  пульсность схемы выпрямления (т = 6 для трехфазной мое..
ТОБОЙ схемы, т = 2 для однофазно мостовой схемы).
Параметр сrлаживания Lс..фильтра, rн,ф:
'C  S+1 (5.2)
 01  (2пт/s)2 '
(5.1)
rде S = qlBx I qlBЫX коэффициент сrлаживания по первой rармонике;
fs частота сети, rц.
Параметр сrлаживания с..фильтра, rн,ф:
L с  s + 1  (5.3 )
s 02  (27tmfs)2 '
31


rде Ls . индуктивность сети, приведенная к звену ЛОСТОIННОro тока,
rH. Значения коэффициента сrлаживания S лежат в диапазоне от 3 до 12.
Индуктивность дросселя LС-фильтра для обеспеченIOI коэф-
фициента МОЩНОСТИ на входе выпрямителя k M = 0,95 в [4] определя..
ется из следующих условий, rH:
lo  31o nun ;
(5.4)
lomin =:r О,ОIЗU л . (5.5)
2,!/ sld
в [2] был сделан вывод о ТОМ, ЧТО В трехфазных ин.верторах с
ШИМ по синусоидальному заI<ОНУ реаКТИВН8JI энерrия практически
полностью скомпенсирована по выходноА частоте. Это означает, что
k M зависит, без учета запаздывания отхрывания диодов (ТИРИСТОРОВ),
только ОТ индуктивности фильтра цj и ННДУХТИВНОСТИ питающей сети
Ls, зависимость k w = f ( lo/ lomin) для трехфазноrо мостовото выпря-
Mитeля приведена на рис. 5.1.
Из рис. 5.1 ВИДНО, что для обеспечения k),f = 0,95 необходимо
иметь индуктивность дросселя фильтра Lo  310 min.
Емкость конденсаторов необходимая для протекания реактивноrо
тока наrрузки инвертора находится из выражения [2], Ф:
ka.
1,0
0,9
0.8
0,7
0,6
0,5
0.955
V ----

-
I
,

I
о
1.6
LoILo min
З,2
2)О
1)2
2.4
0,4
0,8
2.8
Рис. 5.1. Зависимость Jc.. = f (10/1.0 шiD) ДЛ8 трехф.зноrо ИОСТО80rо ВWПрЯМIПeJl8
32


JЗ/ sin 2 <1>.  
lт 2 12
С оз =
2U d f sw Qt
rде 11т  амплитудное значение тока в фазе двиrателя, А; <Рl уrол
сдвиrа между первой rармоникой фазноrо напряжения и фазноrо
тока; ql коэффициент пульсаций напряжения, обусловленный ра--
ботой инвертора.
После выбора фильтра типа (LC или С) рассчитывается емкость
конденсаторов СО 1 или СО 2 И сравнивается с емкостью Со 3, рассчи..
танной по формуле (5.6). Для практичеСkОЙ реализации фильтра ие...
,
пользуют конденсаторы с наибольшим значением емкости СО i (; = 1,
2 или З).
Амплитуда тока через конденсаторы фильтра на частоте пуль
саций выпрямленноrо тока (по первой raрмонике) равна, А:
/Cт=qlBblx U d 21U1lf s C Oi ' (5.7)
,
(5.6)
Далее в зависимости от величины СО ; и амплитуды тока фор..
мируется батарея конденсаторов с емкостью не менее СО; и допус
тимым по амплитуде током более /О;m' напряжением не менее 800 В
для трехфазной мостовой схемы или 400 В для однофазной мостовой
схемы выпрямителя. Запас по току берется в зависимости от требуе...
Moro ресурса работы инвертора.
6. ВЫБОР СХЕМЫ И РАСЧЕТ СНАББЕР А
Так как IGBT коммyrируется с высокой скоростью, ТО напряжение
коллектор-эмиттер имеет импульсный выброс при запирании трапзи..
стора и может достичь критическоro значения, способноrо вызвать
пробой либо коллектора, либо затвора транзистора (последнее воз..
можно, если индуктивность цепей управления IGBT велика). Чтобы
.
минимизировать превыениеe напряжения (перенапряжение) и пре-
дотвратить аварию IGBT требуется установка снаббера (демпфирую-
щей цепи). Схемы снабберов и их особенности рассмотрены в
табл.6.1.
33


Таблица 6.1
схе.... снабберов
Н2
N/П
1
Схема
Особенности
1. Малое число элеМСIПО8
2. КоporlWЙ npoвод снаббера
3. Большие пульсации тока через ЭЛСКТРОЛJПИческиА
конденсатор
'- 
1. Мал ос число злемеfПOВ
2. Низкие потери МОЩНОСТИ
з. По.дход.кI ДJUI среднсА и t.iaJJОЙ емкости конденса..
тора
2
3
1. Большое число элеМС1ПО8
2. Средние потери МОЩНОС1И
З. ПОАХо.дит ДJUI большой емкости конденсатора
Конденсатор для указанных схем необходимо выбирать с ха..
рашими ВЫСОkочастотными характеристИIC8МИ, малой собственной
индуктивностью, высокими допустимыми импульсными токами и
малым тaнreHcoM уrла потерь.
Величина емкости конденсатора снаббера определяется амплиту
ДОЙ BToporo броска напрюкенWI iJ.U' (рис. 6.1), kОТОрЫЙ не должен
превышать 225 В. Учитывая, что индуктивность ПРОБОДаВ между
электролитическим конденсатором и IGBT модулем Ll, а ОТkЛючае
мый ток Ic , выражение для расчета е}d](ОСТИ представляется в виде:
2
С , J с
-U} Аи'
.
(6.1 )
Хотя емкость конденсатора сна6бера определяется величиной LI и
может ()ытъ рассчитана по формуле (6.1), окончательно yrочнить С
можно, практически установив MO.цyJIЪ И определив перенапряжение.
Типичные значения емкости снаббера составляют 0, 5 1 мкФ на 100 А
коммутируемоro транзистором IGBT тока.
34


и
и'
и у 4..
Рис. 6.1. Зависимость напряжения на коплекrоре IGBT при ero запирании
Величина I1и зависит от мноrих факторов, она не должна превы-
шать S()..........60 В. Так для схем из табл. 6.1 можно отметить следующее:
.
бросок напряжения I1и (рис. 6.1) при размыкании IGBT определяется
как параметрами схемы, так и характеристиками IGBT, поэтому I1и
не может быть выражен математически; I1и зависит от индуктивности
L 1 проводов между электролитическим конденсатором и снаббером
(Ll не должна быть более 200 HrH); I1и существенно зависит от ин-
дуктивности L2 цепей снаббера (L2 не должна быть более 20 HrH); dU
незначительно зависит от резитора на входе затвора и от температу-
ры; и не определяется практически величиной емкости снаббера.
Следовательно, для оrpаничения I1и важно оrpаничить индук-
тивности L 1 И L2 за счет оrpаничения длины ПрОБОДОВ, шинноrо или
печатноrо широкоro проводника, бифилярноrо монтажа.
Сопротивление резистора зависит ОТ емкости конденсатора С и
частоты коммутации IGBT /sw. Расчетные формулы для выбора мощ-
ности резисторов цепей снабберов, приведенных в табл. 6.1 схем,
имеют следующий вид:
CxeMbl2 и з:
р = O,SCIlU 2 f sw' Вт,
( 6.2)
rде U перенапряжение (рис. 6.1), В.
Выбор величины сопротивления производится из условия ми-
нимума колебаний тока коллектора при замыкании IGBT, Ом:
R2 L,.,
с
(6.3)
зs


rде L;. индуктивность целей сна56ера, которая не должна быть
более 20 юн; С еМI<Оcrь снаббера. Ф.
ТОК, протекающий через диод снаббера, импульсный.. ОН ПОЧТИ
равен отключаемому току коллеI<Тора и ДЛИТСЯ ДО ОДНОЙ мкс.
Отношение максимума тока через ДИОД снаб5ера к среднему ОКОЛО
(20+50)/1. Диод должен быть высокочаСТОТНD[М с временем восста...
новления запирающих своАств t,r не более 0,3 МХС.
, ""
7. МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ МОДУЛЯ
КОММУТАТОРА  ИМIIYJIЬсноrо ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
7.1. Выбор силовых полупроводниковых приборов В схемах
коммутаторов н ИМDУЛЬСИЫ:l ореобразователеi
СилОВ61е IOrIOЧ"
В качестве силовых ключей ИСПОЛЬЗУЮТСJl биполярные транзисто..
ры с изолированным затвором IGBT. Методика расчета их пара...
метров изложена в [6, 7].
Выбор СИЛОВЫХ ключей ПРОВОДИТСЯ по двум условиям:
и се шах +  и Q '5: и се HO.'L . (7.1 )
1 с max  J с но". ,
(7.2)
rде и се шах максимальное значение напряжения между кол-
лектором и эмитrером силовоro IOIЮча без учета )(оымyraционноro
перенапряжения ; Аи Q максимально допустимое ](оммутаци онное
перенапряжение на ключе (ДтJ paCtfeтa лринш..зетсs равны... 100 В);
и се НОМ номинальное значение напряжения между коллектором н
эмиттером сиповаrо ключа (хаТaJlожные данные); lc mu макси-
мальное значение тока через СИЛОВОЙ ICЛЮЧ; [с но.. номинальный
(постоянный) ток коллектора силовоrо кmoча при температуре теп..
лопроводящей пластины ](орпуса IGBT (отдельноrо или в модуле)
Те кат' ос, (каталожные данные).
36


Отметим, что условие (7 .2) не является достаточным. Необходимо
провести проверку выбранноrо силовоrо ключа по способности OT
вести выделяющуюся за цикл работы энерrию.
Условие проверки, Вт:
R  PBtB+Pptp+POtO+H <1'. (7.3)
Q ..... Т Q ...... Q max '
rде Р Q  средняя мощность, выеляющаясяя за цикл работы IGBT;
PBtB, Pptp И Роl0 энерrия, въщеляющаяся в период включения,
замкнyrоrо состояния (работы) и отключения силовоrо ключа, Дж;
QCH  энерrия, выделяющаяся в период включения силовоrо ключа
при наличии снабберной цепи, Дж; tB, lр и 10 интервалы В'IЩюче..
ния, открытоrо состояния и отключения, с; Т Q период работы
IGBT, с; P Q max максимальное значение мощности, которое спосо..
бен отвести корпус IGBT при температуре теплопроводящей пласти..
ны корпуса Т екат .
В случае, если выбранная при расчете температура теплопро..
водящей пластины корпуса IGBT Те не совпадает с температурой
Те кат ' при которой указано значение P Q шах ' проверку следует прово-
дить ИЗ УСЛОВИЯ не преВl.lwения температуры кристалла максимально
допустимоrо значения.
Условие проверки:
1j q=Tc + PQ.R th иe) q51jq шах. (7.4)
rде 1j q расчетная температура кристалла, rpaд; 1jq шах макси-
мально допустимая температура кристалла (каталожные данные);
R'h(jc) q термическое переходное сопротивление «кристалл"тепло..
проводящая ластина корпуса IGBT» (или IGBT части силовоrо МО"
дуля) (каталожные данные), °CIВT.
На рис. 7.1 приведен приблизительный вид процессов, проходя..
щих за один цикл работы силовоrо JCЛЮча.
В соответствии с rpафик8МИ:
1
Р в t8 ==  и ее шах Ic шах 18' (7.5)
2
37



lсПIU
U Ct
.
.
I I
I .
I I
I .
I I
. I
I I
I 8
I I
I I
I I
I ·
. I
. I
I I
I
I
.
. ,
I I
I I
I .
8 I
I .
. I
8 .
I .
UCe(OIl)
I
,
I
I
,
I
асе тa
"
I
I
,
.
.
.
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
t
I
I
А
.
I
--:
1
I
I 1. 8
. ' ..
. I
I

.
'р
I ,
t 10 .
 !.
,
То
Рис. 7.1. процессы' ПРОНСХОДJlщне за однн QIIU работы СНЛО80ro ключа
1
Pot o =....... u се шах 1 с шах е о '
2
(7.6)
Pptp = исе(оп) /CIDU [р.
(7.7)
rде U се(оп) прямое падение напряженюr на IGBT в открытом СО...
стоянии при /сшах и T jmn (каталожные данные}
для мостовой схемы преобразоватеmt и еIIШX = U d ·
ДОВОЛЬНО часто в каталоrax не указываются величины t a Н 10.
ОСНОВНЫМИ временными характеристихами переkJIЮчения IGBT.
которые обычно ДОСТУПНЫ t ЯВЛЯЮТСЯ привеllенные на рис. 7.2: 'а(оп)
интервал времени включения от уровня напрюкенИJI на затворе
силовоrо ключа UG(IO %) до уровня TOIC8 ICОЛDектора 10 %; 'r Bpe
мя нарастания тока коллектора от 1 О % до 90 %;
td(off) интервал времени отключения от урО8Ю1 напряжения на
затворе силовоrо kJlюча 90 % до уровня тока холле](Тора 90 % (ДЛЯ
силовых модулей ДО 10 % напряженWI холлепор..эыитrер); lJ
время спада тока коллектора от 90 до 10 %.
38


U G
9096
I
I
10 % I
I
I 1
I
. I
IC I
J c тах I
I
9096
I
I
I I I
. I .
I I I
I I .
I I I
. I 8
I . 10%
I . I I I I
. I . I I
Усе I I I I I
I . I I 8
I 8 I I I исе тах
I I I . I
I
I I
I I
I I I I I
. I I I .
I I I I I
I I , I I
I I I I I
I I I I I
I I I I .
. I I UCOn) . .
I
. I I I .
I I I
Id(oп) 8 I . I d( оJl) I . I I
   :

r
I I " . I I
I .
Рис. 7.2. Основные характеристики переlCЛючеииа IGBT
В этом случае для расчета будем приближенно считать
I в = 2 Ir; (7.8)
t o =: 21J. (7.9)
Проверку силовоrо ключа по формуле (7.3) или (7.4) следует ПрО40
водить для caмoro тяжелоrо режима работы силовых ключей.
Обратные диоды
В качестве обратных диодов (FWD) используются БЫСТрО80сста 40
навливающиеся диоды. Методика расчета их параметров изложена
в [6, 7].
Выбор обратных диодов проводится по двум условиям:
39


U Rrnax +Аи п иRHOM;
J Fmax SJ FHoм ,
(7 . 1 О)
(7.11)
rде и Rmax максимальное значение oopaTHoro (KaToдaHOД) напря
жения; dU D максимально допуcrнмое коммyrацнонное пере
напряжение на обратном диоде при восстановлении запирающих
свойств (принято S100 В); U R НОМ номинальное значение обратноrо
(KaToдaHOД) напряжения (kаталожны ДHHыe); 1 F max ..  максималь
ное значение тока через обратный диод; 1 Fиом номинальный П
стоянный ток диода при температуре теплопроводsщей пластины кор-
пуса диода Т ск8т (каталожные данные).
Для мостовых схем силовых преобразователей максимальное эма..
чение обратноrо напряжения равно величине напряжения на звене
постоянноrо тока и R шах = и d ·
Проверка способности диода рассеJПЬ выделяющуюся за цикл ра..
боты энерrию по следующим условихм:
R ..... P F 'F + Qя < R (7.12)
D ..... Т, ..... D шах 
D
P F 'F = и F lрпrax tF'
(7.13)
rде PD  средняя мощность, выдеЛЯЮЩalСЯ за ЦИКJI работы об
paTHoro диода; PF tF энерrия, выдеЛJIЮщаяСJI на интервале прово..
дящеrо состояния; QR энерrия, выдеПЯЮЩalСЯ в период восстанов..
ления запирающих свойств диода, Дж; tF интервал ПРО80дащеrо
состояния; TD период работы обратноrо диода; РС) шах макси..
мальное значение мощности, которую способен отвести корпус 05paT
Horo диода при температуре корпуса ТСl<ат (каталожные данные);
и F прямое падение напряженWI на обратном диоде в проводящем
состоянии при 1 Fmax И T jmax (каталожные данные).
На рис. 7.3 приведен вид процессов. проходящих на этапе восста-
новления запирающих свойств диода. ШТРИХОВkОЙ J]Оkазана вели.
чина QR.
40


и, i
lЕтах
.
, R mltX
1"
UF
t Q
tb
I
0,251 R ma.\
и R ma.
Рис. 7:3. Процесс восстановлеННJlзапирающих свойств диода
Поскольку и F «и Rmax основная доля энерrия, выделяющаяся в
период восстановления запирающих свойств диода, приходится на
участок спада обратноrо тока (площадь с двойной штриховкой), то
расчет величины потерь энерrии в период восстановления запи
рающих свойств диода можно записать следующее выражение
1
QR ==u R шахJR шах tb'
2
(7 .14 )
rде J R шах   амплитуда обратноrо тока через диод на интервале BOC
становления запирающих свойств диода (каталожные данные); tb 
длительность участка спада обратноrо тока (каталожные данные).
В случае, если параметр 'ь недоступен, будем считать
1
'ь ==  t rr ,
2
(7.15)
1
QR ==  и R шах 1 Rшах t rr ,
4
(7.16)
rде t rr длительность периода восстановления запирающих свойств
диода (каталожные данные).
41


Если выбранная при расчете температура теплопроводя:щей пла
СТИНI.I корпуса Те (формула (7.17» не совпадает с температурой Те кат'
при которой указано значение P D шах , то проверку следует ПрО80ДИТЬ

из УСЛОВИЯ не превыения температурои ХРИСТ8JIлз t.lахсtIмапЫIО ДО'"
пустимоrо значения для caмoro тяжелоrо режима работы 1]0 НЮlCесле...
дующему соотношению.
Tjd = Те + PDRlh(jC)d  Та maJ( I (7.17)
rде Tjd расчетная температура криса; T jdmax м аксим aJlЪНО
допустимая температура кристалла (каталожные данные); Rlh(jc)d 
термическое переходное сопротивление {«кристалл тепnопроводя-
щая пластина корпуса обратноrо диода» или FWD qa.cтн силовоrо
модуля (каталожные данные).
7.2. Выбор lCовдевсаТОРО8 фильтра в ежемах коммутаторов
в импульсных ореобразоватеJlей
Выбор конденсатора фильтра ПрОВQДИТСЯ [10 двум условиям [4, 8]:
и rnax +UK SU HO "; (7.18)
[АС (Та' f p ) s [АС HOfd(T a , f p )'
(7.] 9)
rде U шах максимальное значение рабочеro напряжения на конден-
саторе с учетом повышения напряженЮI в f'eHepaTOpHЫX режимах
двиraтеля; l1U K запас на коммутационные ВЕ.rбросы, которь.rй ДОЛ'"
жен быть не менее 100 В; и НОМ номинальное значение рабочеrо
напряжения конденсатора (каталожные дaнHE.[e) Та температура
окружающей среды, ос; /р рабочая частот rц; I.AC (Т ClI f,) ам-
плитудное значение тока через конденсатор при теИIJературе окру-
жающей среды Та И рабочей частоте 1; ; 1 АС ИОIl (Т"' /р) номиналь
ное амплитудное значение тока через конденсаroр при температуре
окружающей среды Та И рабочей частоте /р (каталожные данные).
Обычно в каталоre указываются значения l,AC НOItf при неJ<ОТОръrx
типовых параметрах Та тип И /р mл' которые не 8ВЛJlЮТСS НОМИ'"
нальными или максимальныи..
2


Условие (7 .19) является приблизительны.. Необходимо провести
проверку по следующим условиям:
ТЬ S ТЬ ДОП ;
'Сор S op треб ,
(7 .20)
(7.21)
rде 1j" ТЬ дол  реальное и максимально допустимое значение тем..
пературы rорячей части обмотки, ос; t op минимальная дли..
тельность работы конденсатора (В зависимости от /Ac(Ta,f p ) и Та),
ты.ч;; 'Сор 1рСб требуемая длительность работы конденсатора,
тыI.ч..
Температура rорячей части обмотки
ТЬ = Та + АТ, (7.22)
rде f!aT  переrpев rорячей части обмотки по отношению к темпера..
туре окружающей среды, ос.
Переrpев rорячей части обмотки
I1Т = Plo ss ' Rtht (7.23)
rде Plos s мощность потерь, Вт; Rth термическое переходное со-
..
противление «rорячая часть обмотки окружающая среда», °CIВT.
Термическое переходное сопротивление
Rth = Rth hc + Rth са, (7 .24)
rде Rth hc  термическое переходное сопротивление «rоряч8Я часть
обмотки корпус»,ОСlВт; Rth са термическое переходное сопро..
тивление «корпус окружающая среда», °CIВT.
Температура корпуса конденсатора Те, ос, находится следующим
образом:
Те = Th..... Plos s . Rth Ьс. (7.25)
Мощность потерl. определяется исходя из действующеrо значения
тока через конденсатор
P loss = RESR(!p' Th)I(fp), (7.26)
rде R ESR (!р' Т ь ) эквивалентное сопротивление конденсатора при
температуре rорячей части обмотки ТЬ и рабочей частоте JP, Ом;
43


Irтs(fp) действующеrо значения тока через конденсатор при ра60"
чей частоте/р, А.
Обычно в каталоrе указываются значения RESЯ(!ртнп,Тhтиn) при
некоторых типовых параметрах Th тип И f ртиn ·
Эквивалентное сопротивление конденсатора при температуре ro..
рячей части обмотки Th и рабочей частоте /р опреде1Ulется как
RESR(fp,Th) = RЕSR(fртип,Тhтип)k(fр,Тhтнп)k(fРТИrI'Т;')' (7.27)
rде k(!р,Т hтип ) и k(!РТИn'JТh) поправ.очные коэффициенты (ката...
ложные данные).
Если присутствуют несколько рабочих частот f p ;' то расчет мощ-
ности потерь ведется по каждой рабочей частоте и формула (7.26)
преобразуется к виду
oss = "LRESR(!p;,T;')'/;тs(!p;)' (7.28)
.
I
в большинстве случаев производителями ](онденсаторов МИНИ..
мальная длительность работы конденсатора Lop приводнтся как функ..
ЦИЯ
Lop = kd t op (КАС, Т а),
k  IАс(Т а ,100)
АС ..... ,
1 АСном (Татах' 100)
rде 1 АС(Т а , 100) амплитудное значение тока через конденсатор при
температуре окружающей среды Та И рабочей частоте fP == 100 rlt,
который требуется определить; / АСном (Та тах' 1 00) ном инальное
амплитудное значение тока через конденсатор при температуре окру-
жающей среды Татах И частоте fртнп == 100 ru (kаталожные naHHD[e)
kd поправочный коэффициент, зависящнй от диаметра 1<орnyса
конденсатора (каталожные данные).
Для приведения амплитудноrо значенWI то)(а через конденсатор
при рабочей частоте IАС(Т о , f p ) к амплитудному значению при час-
тоте fртип = 100 rц используется поправочный коэффициент *t (ха-
таложные данные)
(7 . 29 )
(1. 30 )
4


1 (1: 100) ____ 1 АС(Т а , f p )
АС а'  k j ·
При наличии несколько рабочих частот 1;; формула (7.31) прини..
мает вид
2
I Ac (T a ,100)= L IAC( Ta , fp ;) .
; k ji
(7 .31 )
Значение 't op (kAC, Та) берется по каталожным данным на осно"
вании коэффициента k Ac и температуры окружающей среды Та.
В некоторых случаях вместо функции (7.29) указывается
1: 0р == t op (Th) [1 О]. .
8. ВЫБОР СИЛОВЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ВИП
Вентильно-индукторный двиraтель (вид) с самоподмarничивани..
ем имеет паССИВНl.lЙ зубчатый ротор и зубчатый статор с сосредото-
ченными катушками. Самоподмarничивание данной ВИМ осуществ"
ляется за счет средней составляющей однополярных импульсов тока,
поступающих на сосредоточенные обмотки статора от силовоrо ком..
MyraTopa.
Принцип работы таких приводов заключается в следующем. При
подаче с помощью СИЛОDоrо KOMMyraTopa на одну из фаз напряжения
звена постоянноrо тока протекающий через нее ток возбуждает в об..
пасти зазора поле. Под действием электромаrнитных сил несиммет-
ричный ротор поворачивается, стремясь к соrласованному положе..
нию между зубцами статора и ротора. В момент подхода к соrласо..
ванному положению предыдущей фазы коммутируется следующая
фаза, ротор поворачивается вновь. Возникает непрерывное вращение.
Само название вентильно"индукторноrо привода подразумевает
работу в вентильном режиме режиме автокоммyrации по сиrналам
о положении ротора. В этом режиме скорость вращения вид будет
w
зависеть от уровня напряжения на звене постоянноrо тока, I<ОТОрI.IИ
будет определять частоту коммyrации силовых ключей.
4S


Форма тока фаз имеет трапецеидальную форму. Оrpаннчение тока
фазы производится коммутатором, работающим в режиме ШИРОТНО-
импульсноrо реryлирования.
Исходные данные для расчета пapaмeтpotJ KOAfМyтaтopa ВИН
Необходимые и достаточные ИСХОДНDIе данные ДJUJ расчета пара-
метров коммутатора ВИП сведены в табп. 8..1.
Таблица 8.1
Основные исходные данные ДЛЯ раt:чета коммутатора НИИ
Н2 Наименованис параметра, pa3}.tepHotI'Ь Обоэна-
N/П чение
.
Лараметры двиzшneлsr
1 Номинально мощность, кВт Р н
2 НоминалЬНU частота вращснWI РО1Ор, l/ccx. Q)R
3 Число пар полюсов р
4 Число зубцов статора Ns
S Число зубцов рaroра NR
6 Номинальное напряжснис ПиraниJJ, В Ud
7 Допустимый дсйствующий ТОК фaw, А 1....
8 Фазный ток насыщсНIUI зубцовоrо СЛОЯ, А /1D/t,
9 Индуктивность фазы в соrласов8IПIОМ nOlJОжекки зубцов ротора и L.pmu
статор&, fи
10 Коэффицискr О1НошенИJI мarнитных ПРО80ДИМСС1е1 s соrласован- kA
НОМ и рассоrпасовaиJlОМ положении зуБЦО8
11 Aкпtвное СОПро1И8лсние фазы статор&., ом iiCJ
ЛаJXLетры питающeU се",и
12 Род тока ,(.,» ()
13 Число фаз 1ф; 3ф
14 Дсйствующее напряжсние (ПОСЮJlННое; фаэJЮC лннсlнoc). В и. Uф;
UJI
ОСНОВНoU параметр ОкpyJlCQlOЩе;; ере.,
15 МаксималЬНU темперпура воздух&, ос T g
Основной спецификой коммутаторов ВИП, по срнению с про-
чими однофазными мостовыми КQМмy1ёIТ()рами является ТО, что фаза
ВИД имеет изменяющуюся в широких предевзх ИНДУКТИВНОСТЬ на
периоде коммутации фазы и условия работы "оммутатора цикпнчески
изменяются при вращении ротора двиrатеu. Ниже приведены реко..
мендации ддя учета данной специфики при определении peOB
работы силовых элементов коммутатора.

46


Режимы работы ""ючей
Практика разработки и применения различных схем коммутаторов
дЛЯ ВИП с самоподмarnичиванием показала, что наиболее рацио
нальной является схема на базе несимметричноrо моста (рис. 8.1).
Основы расчета параметров IGBT ключей в упорядоченном для
их использования виде приведены в (п. 7.1). Необходимо правильно
установить исходные данные для расчета этих параметров.
В табл. 8.2 приведен алrоритм работы силовых ключей при управ..
лении одной, например первой (Фl) фазой вид, в случае использова-
ния несимметричноrо моста. Этот алrоритм одинаков для любой фазы
машины.
.
Наиболее тяжелым режимом работы для силовых ключей комму..
татора является режим отсечки фазных токов, при этом период рабо
ты IGBT ключа TQ равен периоду широтно-импульсноrо реryлирова..
ния (ШИР) Т шир. У ставка токооrpаничения выбирается равной мак..
сималъному току двиrателя.
Поскольку период коммутации фаз вид Tk ==2п l(ProRNR) выбира-
ется больше Т шир в 2 0 100 раз, а амплитуда тока при этом меньше
максимальной, то наrpузка на ключи от коммутации фаз без работы
v
токооrpаничения не является существеннои и не рассматривается при
выборе параметров ключей.
Максимальный ток коллектора IGBT 1 с max принимается равным
1 Ф тах' Дрyrими важными параметрами, определяющими нarpУЗКУ
IGBT ключа, являются частота (fшир == l/Тшш) и скважность работы.
+U d
vn
VDI
VlЗ
VD3
+ С
ф)
Ф2
. . .
VD2
VТ2
уп4
УТ4
Рис. 8.1. Неснмметричиыl мост
47


Таблица 8.2
Алrоритм работы СИЛОВblХ КЛlOчей
Изменение тока в фазе Схема несимметричноro моста
Фl Yrl v12
t Р2 + +
1 Р2,РI + ШИР
i РО  ....
о РО  -
t р2 + +
Обозначения, принятые в таблице: t ток растет; J. ток пада-
ет; О нуль тока; 1 поддержание тока на заданном уровне (токо-
вый коридор и т.п.); «+» КЛЮЧ з8МХнyr; «.....»  ключ разомкнyr;
ШИР  режим широтноимпульсноrо реryпирования тока (чередо-
вание режимов Р2 и Р 1 или Р2 и РО ): Р2 замкнyrы оба транзистора
vт 1 и vп, р 1  замкнут vт 1 или VN, РО разом кнyrы vr 1 и vп.
в режиме отсечки фазных токов применяютс-я два основных спо-
соба подцержания фазноrо тока на заданном уровне: двойноЯ токо-
ВЫЙ коридор; отключение при превышении устав.ки ТОl<ооrраничения
и включение с постоянной частотой.
Ширина TOKoBoro коридора ( 1 Ф шах  1 Ф min) о пределяется требо-
ваниями к точности подцержания фазных ТОICОВ. В первом способе
rраницы TOKoBoro коридора устанавливается непосредственно. Во
втором 1 Ф шах устанавливается непосредственно, а 1 Ф min кос-
венно, с помощью выбора частоты работы канала отсечки.
Для мостовой схемы напряжение, прикладываемое к фазе двиraте-
ЛЯ, в режиме «Р2», «Рl» и «РО» соответственно равно U = Ud; и = о ;
и = и d.
Основная отличительная особенность ВИД это двойная зубчатость
маrнитной системы, приводящая J( существенному изменению право..
димости воздушноrо зазора при вращении ротора. Вторым фактором,
существенно влияющим на ИНДУКТИВНОСТЬ, является степень насыще-
НИJI ферромarнитноrо материала, которая зависит от величины тока
фазы.
В проектных расчетах допустимо пользоваться lCусочно"линейной
аппроксимацией кривой намаrннчивания [9].
На рис. 8.2 приведена зависимость индуктивности фазы от уrла
поворота ротора Lф (6), представленная в виде К)'сочно"линейной
аппроксимации. Обоснованием TaKoro допущеиНJI может служить то,
48


что при небольшом числе зубцов статора и ротора отношение ши..
рины зубца к воздушному зазору оказывается значительным, и сле..
довательно основная доля маrнитноrо потока проходит через зону
перекрытия зубцов, площадь которой прямо пропорциональна уrлу
поворота ротора.
На рис. 8.2 учтены rеометрические параметры машины: т R no
люсное деление ротора, s уrловой размер зубца статора. За начало
отсчета принято соrласованное положение зубцов статора и ротора.
Для участка линейноrо нарастания индуктивности (81 < 8 < fh),
соответствующеrо двиrательному моменту, можно записать сле 48
дующие выlаженияя
Lф (8) = Lф. min + kL' (8 81),
дТ.. (8) Т.. ..... 1.. ·
k L = ·  =  шах mш =const,
де 82 ..... 8}
(8.1)
(8.2)
rде kL коэффициент наклона линейноrо участка кривой Lф(8).
Длительность линейноrо участка в данном представлении
равна Ps.
ИНДУkТивность фазы вид и соответственно электромаrнитная по
стоянная времени зависят от уrла поворота ротора и величины тока
фазы.

(e)
 та).
.
.
I
.
.
.
I
,
.
.
.
.
tя
Ps
А

во 8,
82 О 8)
Э4 85
...
 "

1 r.


N "

Рис. 8.2. Кусочно-линеАиаа аоороксимациа зависимости Lt(8)
49


При L фmax < luac электромarнитная ПОСТОЯНБaJI времени фазы
равна
rде Lф(Е»
ротора.
В соrласованном положении зубцов статора и ротора достиraется
Т фmax = L фmax . (8.4)
Lф(S)
Т Ф = ,
R ф
зависимость ин,цуктивности фазы от yrла поворота
(8.3)
в рассоrласованном положении
Т фmiп = L фmiп / Rr; = 4pnwc l(k-лRr;) ,
(8.5)
rде k).. = 7. ..10.
В случае I фmax > lнac и I фmiп > [нас элехтромamитная ПОСТОJlННая
времени фазы минимальна на всем периоде рабо'Пd фазы Т4 = Т фmiп .
rраничный случай с I фmax >I нac и lфmin <lнac не рассматривает..
ся, поскольку он не имеет практическоro значени".
для аналитическоrо определенWI частоты н скважности работы
отсечки введены следующие допущенЮI: при работе отсеqки по току
частота вращения ротора мала соя ;:::1 О, при ЭТОМ влиянием ЭДС вра-
щения можно пренебречь евр  о; частота ШИР Jiuиp в десятки раз
превышает частоту коммyrации фазы:1i == p(J)RNR! (2х), следователь-
но, на одном периоде ШИР изменением индухтивностн фазы Lф(6)
можно пренебречъ.
В табл. 8.3 приведены результаты анализа режимов отсечки при
данных допущениях, которые рекомендуется использовать в проект-
ных расчетах при определении наиболее напряжеНFlОro режима рабо-

ты ключеи модуля.
Из приведенных результатов следует, что квючи во всех случаях
следует выбирать:
.. на максимальную частоту коммутаЦИИ при заданных параметрах
максимальноrо /фmax' минимальноro ТОICОВ Itmin и минимальной
индуктивности фазы L фmin ;
.. при скважности 0,5 для чередованиs режимов P2)), (сРО}};
.. при скважности, рассчитанноR по приведенным фcJрuулам
(табл. 8.3), для чередования режимов (P2». сеР]».
50


tr)
.
00

=
:s:
с;
\о

Е--

:s:
=
u
:r
:1:
:z:
-
Q.
L.
О
О


u

=
!Е

С.
ID

:3
:1:

Z
t
:s:
С.

t
-
са..
-
><
r 
а с
-е ,-...."
-& ..... -& 
. '-
с  
 -8 s 
...... .
3 ....... I
I I 
I
t Iec? I ....
v} '" .....
  
о с) Q 
=  
 с:
...... Й 
 с =
U . ... .....-&
е е
. -& .....
I I с
--
I I с..
Е--.. :s:

с
......
i а
.е
. ..... .
+ +
 
 
 '--. i .i

........ -&

.е с: с
..... ---
 Е--.-& + +
 i i а
 а .5 с
..... .е а Ei -е
I -& ........ Е--.. ....... . а. 
a :
I J ......... J J Ма
 "  ,.....   
::r  ct'  r:t'
---....  " "-
   
 '-'"  
с с::
.... ....
11 11
 
s
,, ,,
:='3 a
'-:: 
u
:s: ID о :а
ao:rg <:) .... о .....
21-& с.. g.. о.. 
5 ;   А 
 N М 
 о..
C-.c.o:z:
u с
:,-
u
. :s: t).
as :1 =о:а. :с :s::c
1fa:a i:Z il:r
о: ·
c;! 02а.
UO Z  2 gc
с .. u :с
I
51


\....UUJ1JUдение данных условий обеспечит запас в расчете номиналь-
ной мощности коммутатора, компенсирующий, как поrpешности рас-
чета скважности, обусловленные пренебрежением влияния евр, так и
практически ВОЗМОЖНI»Iе режимы работы вид при насыщенном зуб-
ЦОВОМ слое мarнитной системы.
РеЖШl61 ра60mь, обратных диодо,
Максимальное значение обратноrо напряжения ДИОДОВ в мостовых
схемах коммутаторов равно величин "Jlпряжения на звене постояв-
Horo тока U Rmax > U d .
Как и для ключа коммусатора проверку обратноrо диода следует
Пр080ДИТЬ для режима отсечки фазных токов при периоде Т 1ШIP. Ин-
тервал проводящеrо состояния обратноrо диода нахОДИТСJl по скваж-
ности работы силовоrо ключа
tF  (1 у)Тшир.
(8.6)
Отметим, что при выборе обратноrо диода, вне зависимости от ал..
rоритма управления, должно ВЫПОЛНЯТЬСJI условие ДJUI номинальноrо
тока диода / F шах > /ф тах' ПОСКОЛЬКУ TOK протекающий через обрат..
ный диод при отключении фазы, может достаточно долrо сохранять
уровень максимальноrо тока фазы.
Таким образом, независимо ОТ способа отсечки фазноro тока об-
ратные диоды следует проsерять как в режиме КQММyraции, так И в
режиме длительноrо протекания максимальноro тока фазы.
Режимы работы кон()енсаторов ФШl,mра
Для правильноrо проектирования емхостных фильтров модулей 11

нужно задаться допустимым уровнем пульсации постоянноrо напря-
жения на звене постоянноrо ток8, Т.е. на kонденсаторе, и сроком ero
службы, затем определить действующее значение и частоту основных
rармоник тока через конденсатор.
Если модуль 11 питается от выпрямитеШl, то в спектре частот тока,

протекающеrо через KoндeHcaTOpы присyrствует частота пульсации
выпрямленноrо напряжения. Величина этoro тока определяется в за..
висимости от мощности нarpузки по формуле (5.7).
Действующее значение тока, обусловленноrо процессами комму-
тации ключа импульсноrо преобразователя с частотой fs, при допу-
52


щепии, что заряд и разряд конденсатора ПРОИСХОДИТ по линейному
закону, а СКВCiжностъ в среднем близка к 0,5, приближенно равно
]nnS/ s = 1t С AUc/Ts ' (8.7)
rде ilU с размах переменной составляющей напряжения, опреде
ляемый по (9.10).
Дополнительные составляющие тока через конденсаторы фильтра
создаюТСЯ ком MyraTopoM , частота пульсаций напряжения и тока при
этом равна частоте коммутации фаз fk = p(J)RNR/(21t) И может менять-
ся в широких пределах.
В варианте схемы преобразователя, собранной из двух модулей 11,
коrда KOMMyraTop ВИЛ подключен к выходу импулъсноrо преобразо-
вателя постоянноrо напряжения, емкость фильтра рассчитывается
следующим образом.
Минимальное значение емкости
С min = 2РэлТk I(U;JШtX ....u;nun) ,
(8.8)
rде Р ЭЛ =Udl d элеkТpическая мощность, потребляемая ВИП ОТ звена
постоянноrо тока (см. ниже); Tk = 1 / .fk период коммyrации фаз двн"
rателя; и сшах И и сmШ максимальное и минимальное допустимое
отклонение напряжения на звене постоянноrо тока, которое по опыту
не должно превышать 5 % среднеrо значения и d.
Действующая величина тока конденсаторов на данной частоте
равна
[пns fs = 1tС пrin (U сmax ....Ucmin)/T k ·
(8.9)
Действующая величина тока на частоте коммyrации ключа им...
пульсноrо преобразоsателя определяется по формуле (8.7).
Таким образом, при расчете параметров и выборе типа конденса...
торов фильтра модуля 11 следует учитывать следующие существенные
составляющие тока: с частотой пульсаций выпрямленноrо напряже...
ния; с максимальной частотой коммyrации фаз А; с частотой ШИМ
fs импупьсноrо преобразователя.
Специфика выпрямителя дЛR коммутатора ВИЛ
При расчете параметров модуля выпрямителя, предназначенноrо
для работы с модулем коммyrзтора, надо предварительно определить
53


электрическую МОЩНОСТЬ ВИЛ, потребляемую из сети, и на этой базе

установить среднии ток на выходе выпрямителя.
На практике для этоrо удобно пользоваться коэффициентом элек..
тромеханическоrо преобразованИJl вид [9]
k эмп = Р МЕХ ЭП = Р эп  Ud'd , (8.10)
п тах Р ЭЛ тах Udl ф тах
rде РМЭХ ;:: М. (о полезная мощность на валу машины, Вт; Р эл
потребляемая от источника питания электрическая МОЩНОСТЬ (на вы..
ходе выпрямителя), Вт; л max ....МmcсиМальНая электрическая МОЩ"
насть, забираемая со звена постоянноrо тока, Вт; llэп КПД систе..
мы электропривода; Id среднее значение ВЫПРJIМленноrо тока, А.
При расчете Р эп max используется максимальное значение тока фа..
зы в режиме отсечки 1 Ф тах' Разность л max  л дает электриче..
скую мощность, возвращаемую на емкость звена nOCТOJlHHOrO тока
после отключения фазы.
Из (8.1 О) максимальное среднее значение выпрямленноrо тока со..
ставит
Id kэмп lфmax'
(8.11 )
Коэффициент электромеханичеСI<Оro преобразования можно оце-
нить, используя моделl. локально-насыщенной машины [9]
.
k эмп = HC  О, S . . k)..  1 , (8.12)
k нac k).  1 + 0,5 k Hac
.
I ф тах . L ф тах
rде k Hac = ; k)., = . ·
1 нас L ф min
"
"
54


9. ВЫБОР СИЛОВЫХ ЭЛЕМЕНТОВ ИМIIY лъсноrо
IIPЕОБР АЗОВАТЕЛЯ ПОСТОЯШIоrо НAIIPЯЖЕНИЯ
9.1. Принцип работы и основные расчетные соотношения
Принцип работы преобразователей заключается в импульсном ре-
rулировании напряжения методом ШИМ.
На рис. 9.1 даны rpафики формирования сиrнала управления сило
вым полностью управляемым ключом. В системе управления произ-
водится сравнение опорпоrо пилообразноrо сиrНaJlа Vtri, изме-
няющеrося с высокой частотой fs, с сиrналом управления V coп . При
Vcoп > Vtri вырабатывается сиrнал на замыкание ключа «оп», а при
V coп < Vtri сиrнал на размыкание ключа «offi>.
На рис. 9.1 показано разделение периода ШИМ Ts == 1/ fs на вре-
мя замкнyrоrо состояния ключа 'оп И время разомкнyrоrо состояния
ключа, offl которые определяются следующим образом:
'оп = 'у Ts;
. 1011 = (1  1) Ts;
,.
у = v coп /V,ri '
(9.1)
rде 'у относительное время замкнyrоrо состояния lCJIюча (скваж-
А
ность), а ,; амплитуда onopHoro сиrнала.
При идеальной системе управления диапазон изменения сиrнала
А
управления лежит в пределах О S V соп S п' а скважность изменяется
в пределах О S "1 S 1.
Vtn
I
О
I I I "СOll >Vrr;
Сиrнaл I I I
I оп I оп I
ynравnсJOOl
JCJOOЧОМ
А
Jl,n
У соп
.Jt__
 'оп  О Л
: rs 4
011
"соп <Vtri
Рис. 9.1. Формирование снrиала управленнм J(JIЮЧОМ
55


На рис. 9.2 представлены схемы импульсных преооразователеi1
постоянноrо напряжения, которые НCiXОДJ(Т применение в электропри
воде. К ним можно добавить только мостовую схему Qднофа.з.поrо
инвертора, которая может использоваться в качестве понижающеrо
реверсивноrо, двунаправленноrо преобразоватenя напряженЮI.
.
'о

т
НИЗkОчac1011{blЙ
фильтр
i L
.. L
+ ....
() U L (+)
С
Jd

+
ио
" *
+
rи.
z
(:нarpуэха)
...

а)
.
· IL
 'o   L
+ + ...-
() и L (+)
.
Jd

D
с
z
+
Ud
УО
т
....
-
6)
.
, dl

+
.
'и Т2 D)
 .
. 'LI
'01   L
v  с. и JiJ , lJ о 2
+ + ...
() U L (+)
/
.
UOI 'U d2 С] TI D2
.
. '02
1((2 
  
8)
Рис. 9.2. Схемы преобразоsателеl наПр8аеННА ПОСТОRнноrо "OIC:
а понижаюЩИЙ; б ........ повышающий; , ........ ПОВЫШ8IOщес..лонюающd
S6


Схемы на рис. 9.2, а, б обеспечивают передачу электрической энера-
rии от входа (напряжение и о ) к выходу (напряжение Ud), т.е. слева Ha
право с понижением напряжения (рис. 9.2, а), повышением напряжения
(рис. 9.2, 6). Схема (рис. 9.2, в) является двунаправленной, т.е. энерrия
может передаваться, как слева направо, так и справа налево. Слева на...
право это ПОВI.IШающий преобразователь, а справа налево пони..
жающий преобразователъ. Данная схема, как и дрyrие схемы импульс...
ных преобразователей, являются комбинацией схем (рис. 9.2, а, 6),
которые назовем базовыми.
Базовые' схемы содержат в качестве OCHOBHoro исполнительноrо
элемента ...... полностью управляемый ключ Т, а также имеют ДИОД
D, LСфильтр и нarpУЗКУ z. При замыкании ключа Т происходит уве...
личение тока iL через дроссель L и, следовательно, накопление энер
rии в маrнитном поле дросселя, а при размыкании Т уменьшение
. 
ТOKa'L и передача накопленнаи в мarнитном поле энерrии в нarpузку.
Параметры LС...схемы и период ШИМ Т s таковы, что пульсации на..
пряжения на входе и выходе преобразователей несущественны' изме..
нение тока в L происходит практически линейно, напряжение на
дросселе переменное, практически прямоуrольной формы.
Имеются два существенно отпичающихся режима в работе пре..
об раз ователя режим непрерывноrо TOKa;L через дроссель и режим
прерывистоrо тока ;L. При прерывистом токе, коrда i L == О, в наrpузку
отдается энерrия, накопленная в емкости С. На рис. 9.3 даны rpафики
токов и напряжений дросселя для данных режимов работы. При по..
стоянстве Ud и уменьшении тока наrpузки средний ток дросселя IL
уменьшается без изменения скважности вплоть до rpанично непре:-
pLIBHoro. Дальнейшее уменьшение тока нarpузки для обеспечения
U d == const требует уменьшения скважности происходит прерыва..
ние тока iL. Диarpаммы тока через дроссель и падения напряжения на
нем изменяются (пунктирные линии на рис. 9.3).
Поскольку передача энерrии производится через мarеитное поле
дросселя, то дЛЯ всех схем при учете выражений (9.1) справедливы
следующие соотношения:
UL оп У == UL ОЛ (1  у) ;L непрерывный;
UL оп у == UL offAl  iL прерывистый,
(9.2)
(9.3)
57


UL
4 
ULoп
,
I
I
I
I
 .......
I .... 
I I
I I
I I
I
I
ULeff
 ......
 
.
/! "- "
л
/!

 
I11III"""'" """""'1
JL
 
,
, , .....
у т..-; .6}  А2 Ts 8:Q .. 
 .......    ..... 
  ..   
'оп lo1f
 .......  ...
   
Рнс. 9.3. Режимы работы ..росее.а преобразователеl
,
rде U L оп падение напряженИJI на дросселе L при замкнyrом ключе
Т; ULojf падение напряженИJI на L при разомкнyrом ключе Т; dl
относитеЛl.ное время протекания тока через дроссель при разомкну
том ключе Т, которое для всех схем определяется как в [4]:
/11 = 2ld L/(y Т$ио). (9.4)
Величины падения напряжения на дросселе для данных схем пре
образователей приведены в табл. 9.1. .
Таблица 9.1
Падение нао яжения на L для ежем n еоб 830В8телеii
Схема преобразов8ТCJlJJ иLo ULo
По н ижающи й ио  иа  Ud
Повышающий ио ио  Ud
В идеальном преобразователе соблюдается равенство мощностей
Ud ld = ио 10. (9.5)
Подстановка величин напряжения из табл. 9.1 в формулы (9.2) и
(9.3), а также учет формулы (9.5) ПО3ВОJlЯют получить основные COOT
58


ношения для связи напряжений и токов на выходе и входе преобразо
вателей. Эти соотношения приведеНl.1 в табл. 9.2.
Для лучшеrо использования силовых элементов целесообразна
работа преобразователя в области непрерывноrо тока.
Таблица 9.2
Основные расчетные соотношения дли схем преобразователеii
Схема преобразоватепя
ПонижающиА
ПовышающИЙ
Непрерывный ток ;L
Ud = У ио
/d= 10 Iy
Ud = ио /(1.... 1)
Id = 10(1 .... у)
Прерывистый ТОК iL
Ud= У ио /(1+ Аl)
Id = (у+ Al) 10 Iy
Ud= (у+ 111) ио /111
/d= AtlO /(У+ dl)
rранично"непрерывный ток через дроссель равен
J  1 I - 'оп и   Ts и
LВ ..... 2' L шах .... 2 L L оп ..... I 2L L оп '
(9.6)
и 4.. = п (1..... у)
U d 2
rде fc = tf(2 п .JLС } , в rц.
Отсюда следует, что для уменьшения пульсаций напряжения на
выходе преобразователя частота среза fc низкочастотноrо фильтра
должна быть значительно меНl.ше частоты ШИМ fs.
rде I L шах амплитуда тока через дроссель; у и и L оп соответствуют
максимальным рабочим значениям.
Ток через дроссель (см. рис. 9.3) во времени распределяется между
полупроводниковыми приборами следующим образом: нарастание
тока происходит через Т (период равен 1 0п ), а спад тока через D
.
(период 10/1 ).
Данный rpафик тока является исхоJxныM для выбора параметров
транзистора и диода преобразователя. Если максимум тока оказыва
ется велик, то уменьшить ero можно путем увеличения индуктивно
сти дросселя L или чаСТОТI.I ШИМ fs.
Относительная величина размаха пульсаций напряжения на выхо-
де понижающеrо преобразователя составляет [4]
fc 2
fs '
(9.7)
S9


Относительный размах пульсаций напряжения на выходе повы-
шающеro преобразователя составляет [4]:
U d yT s
И d = R C ' ·
rде R минимальное эквивалентное сопротивление нarpузки.
Для Toro чтобы уменьшить влияние работы преобразоватепя на
цепи питания (HarpeB проводов иэ--за эффекта 8ьпесненWI тока, высо-
кочастотные помехи), на входе преобразователей также ставятся ем-
кости. Параметры этих емкостей существенно зависят от индуктивно-
сти питающей сети, которая обычно" неизвестна, поэтому целесооб-
разно их выбирать, предполаrая, что вся переменная составляющая
тока дросселя проходит через конденсатор.
Тоrда размах переменной составтпощей напряженWI на входе
преобразователя равен, В:
I Lmax Ts
!1U о = 4С ·
(9.8)
(9.9)
9.2. Расчет силовых элементов нмпульсноrо
ореобразОВ8теJlII наПРII.ев..
Для импульсноrо преобразОВ8тео имеет СМЫСЛ рассматривать
только две базовые CXeMl.1 (рис. 9.2, а и б).
Необходимые и достаточные исходные данные для проектирова..
ния импульсноrо преобразователя, сведены в табл. 9.3.
Таблица 9.3
Основные исходные данные дли расчета нмnyльеиоrо преобраЗО88тел8
nOCTOJlHHOrO тока
N2 П/П Наименование параметр а. размерность Обозначение
1 НоминалЬНU МОЩНОСТЬ нarpузkИ. кВт Рdи
-
2 Номинальное напРJIЖснис на входе. В ио н
з Номинальное напРJIЖснис на выходе. В Udи
4 Диапазон реryлированИJI напрЮICСна на aы)(oe. В Udmiв, Udmax
S Диапазон колебанИЙ напряженИJI на 8xoдe В ио min. ао max
6 Допустимый размах пульсаций нaлpD<СН118 на JlXОАе tJUo н/ ио н
7 Допустимый размах пульсаций Н8Прsжен- ка Jlt.1)(оде dUdtt l Udи
8 Максимальная температура воздуха. C Та
При проектировании импульсноro преобразоватеЛJl последова-
тельно ведется определение диапазона измененЮI скважности ШИМ,
60


максимальных значений тока через дросселl., КЛЮЧ, диод, KoндeHca
торы. Оптимизируются параметры преобразователя по току и КПД,
путем варьирования параметров дросселя и частоты ШИМ.
.
Выбор ключей
Выбор силовоrо ключа преобразователя ведется по условиям (7.1)
и (7.2) при и сетах =и о для понижающеrо или и сеrпax =и о +U d для
повышающеrо преобразователя, а /стах = / Lmax' Проверка ведется
по формуле (7.3) или (7.4) (TQ = Ts).
В формулах (7.5Н7.7) допустимо принимать lсшах = / L'
Выбор диодо,
Выбор диода ведется по условиям (7.10) и (7.11) при и Rmax = и о
для понижающеrо и U R шах = U d для повыающеrоo преобразователя,
а 1 F шах = / Lmax · Условие (7.11) является приблизительным, необхо
дима проверка по (7.12) при TD = Ts и IF = /L, далее по (7.17).
Интервал проводящеrо состояния диода tF = tojf для непрерывноrо
тока или tF =l Ts для прерывистоrо тока по формуле (9.4).
Тоrда формула (7.12) при проверкедиода сводится к виду
P D =(UF/LtF+QR)/T s PDmax. (9.10)
При расчете энерrии, выделяющейся в период восстановления за
пирающих свойств диода QR, в (7.14) принимаем U Rmax = и с при
наличии паузы в токе.
Расчет дросселя
Приведем типичный расчет дросселя для cтaMapтHoro кольцевоrо
маrнитопровода [4, 10].
На рис. 9.4 изображено поперечное сечение кольцевоrо мarнито
провода, в соответствии с принятыми обозначениями площадь попе
речноrо сечения и средняя длина пyrи маrнитопровода составят
S = D H DB h; (9.11)
2
1t
lcp =2(D H +Da)' (9.12)
61


D II
п в
h
Рис. 9.4. Поперечное сечение кольцевоro маrвитопровода
rде D8 И D и внутренний и наружный диаметры кольцевоrо маrни-
топровода, м; h высота мarнитопровода, м.
Иидуктивностl. обмотки дросселя с мarнитопроводом замкнутой
фОрМ1.1 составляет, rи:
2
L = k J!Jlo Sw ( 9.13 )
п 1 '
ер
rде J.1 относительная мarнитная проницаемость материала мarнито...
ПрО80да; J..1O ::: 41t.l o7  мamитнu проницаемость Bcucyyмa, rнlM; s
2
площадь поперечноrо сечения мarнитопровода, м ; w число витков
обмотки дросселя; /ср средняя длина мarнитноro пути мarнитопро",
вода, м; ko == f(DH /D 8 ) == O,S.In[(D H /Ds). (D и ID.+ I)/(D и /D. 1)] s 1 
коэффициент поправки.
В качестве сердечника дросселя рекомендуется брать мarни-
ТОПр080ДЫ с воздушным зазором, имеющие низкую относительную
мarнитную проницаемость J.1 и большое значение мarнитной ИНДУК"
цИИ насыщения, Тл:
В нас = oHHac'
(9 . 1 4 )
rде Н нас напряженность маrнитноrо поля в мarНИТОпрО80де, при
которой наступает ero общее насыщение, А/м.
На рис. 9.5 приведен ряд кривых намаrнИЧИВ8НИJl материала мзr-
нитопровода для нескольких значений Jl (разные величины воздушно..
ro зазора). В характеристиках маrнитноrо материала обычно ПРИ80-
дятся кривые намаrничиванИJl для разных .... и дается значение В нас .
Используя закон полноrо тока и формулу (9.14) можно записать
следующее выражение для расчета тока насыщенIOI
62


В,Тл
В нис
,
JJ3<J.12
2 < J.11
L .
 t J
H 1Jac I Ннас2 Н. ш З
H,Nbl

Рис. 9.5. Кривые намаrничнваииSl материала маrнитопровода
...... н нас lcp  В нас lcp
1 нас ..... 
W J.L J.Lo W
Для обеспечения работоспособности дросселя необходимо обеспе..
чить условие
.
(9.15)
1 нас> (2...3)/ L шах '
(9.16)
rде /Lmax
рис. 9.3).
Учитываем,
ставляет:
А U Loп
1 L = У Ts
L
амплитудное значение тока через дроссель L (см.

что и L = LdiL / dt, амплитудное значение тока со..
rpанично"непрерывный ток (см. схемы на рис. 9.2);
А и Loп
/L = 10 +yT s
2L
непрерывный ток (см. рис. 9.2, 6);
(9.17)
А и Loп
1 L = Id +yT s  непрерывный ток (схема на рис. 9.2, а).
2L
Коэффициент заполнения окна маrнитопровода ПрО80ДОМ обмотки
в кольцевом мarнитопроводе
SnpW
k зan = , (9.18)
SOk
63


rде Snp площадь поперечноrо сечения провода обмотки, мм 2 ;
2
SOk  площадь окна мarнитопровода, мы ..
Площадь поперечноrо сечения ПрОБода обмотки и площадь окна
маrнитопроводасоставляют
2
J[ d пр
Snp = ;
4
(9.19)
2
1tD..-.
Sox = ,
4
(9.20)
rде d пр диаметр провода обмотки, ММ..
Используя (9.18) (9.20) получим
2
s
W  k ОК  k
 зап  зал
Sпр
D B
..
dop
.
(9.21 )
Диаметр Пр080да находится, по действующему току через дpoc
сель L и допустимой плотности тока через проводник J доп
4S пр
d np = =
п
41 LJt
те J )lОП
(9.22)
Действующее значение тока через дроссель L опредеШlется, ИСХОДЯ
из фактической зависимости ;L(t) (СМ. рис. 9.3).
Например, для rpанично",непрерывноro тока
lLmax
1 LA = J3 ·
· На начальном этапе расчета дроссеШJ рекомендуется использовать
J доп S 2,5 А/мм 2 и коэффициент заполнения окна мarнитопровода не
должен превышать k з8О S 0,2 соrласно [1 О] I
Тоrда из формулы (9.21) получаем
2
wSO,2 D!
dпр
.
(9 . 23)
64


На практике, применение для намотки дросселя мноrожильноrо
провода типа <<JIИцендрат», НCiпример ЛЭПШД1000хО,05, позволяет
обеспечить J доп  3,5 А/мм 2 и k з8П  0,25.
При известном (рассчитанном) номинале индуктивности L, основ...
ные условия выбора мarнитопровода по формулам (9.13), (9.15),
(9.16) и (9.23).
После выбора параметров маrнитопровода и обмотки выполняется

тепловои расчет дросселя.
Дроссель наrpевается, вследствии потерь энерrии при пульсациях
маrнитной индукции в маrнитопроводе и при протекании тока в об
мотке. Тепловой поток, излучаемый поверхностью дросселя [10]
W M +W об =аАТ Sдр'
(9.24 )
rде W M мощность потерь в MarH, итопроводе Вт; Wоб мощность
потерь в обмотке, Вт; а = 12 BT/(M 2 .rpaд) коэффициент теп--
лоотдачи для eCTecTBeHHoro охлаждения; f1T  температура пере
2
rpeBCi дросселя, ос; Sдp площадь поверхности дросселя, м .
Площадь поверхности дросселя
Sдp = k lep (D и .... D. + 2h) ,
(9.25)
rде k коэффициент увеличения площади поверхности дросселя по
сравнению с площадью поверхности мarнитопровода.
Для маrнитопроводов без защитных контейнеров принимается
k = 1,5.
Мощность потерь в мarнитопроводе
W M = РУ ь , (9.26)
rде р удельные мarнитные потери в мarнитном материале, BT/кr;
о плотность мarнитноrо материала, кr/м з ; V объем мarнитноrо
материала в мarнитопроводе, м З . .
Объем маrнитноro материала в мarнитопроводе
v= S.lep.
(9.27)
Удельные маrнитные потери в маrнитном материале при синусов..
дальной форме напряжения, прикладываемоrо к обмотке
Р = r f Р В;мnл ,
(9.28)
65


и
и тах
.4 
tI ..
r
....
.....
 .....
.... .....
'.
..... 
.... ....
Т/2
" ..
. .
 ...
...... ....
т
итax
Риt. 9.6. Форма иапражеИНjI, ПРИЮl8дыsаемоrо Е обмот"
rде r, р, S коэффициенты, определие:мые материалом мamи..
топровода;/ частота напряжения, ПрИkЛадываемоro к обмотке, rц;
В ампп  амплитудное значение мamитной ИНДУХЦИИ в мarнито"
проводе.
Форма напряжения, прикладываемоrо k обмотке дросселя, не..
синусоидальная, поэтому формула (9.28) требует внесенЮI поправки.
При форме напряжения, приведенноА на рис. 9.6 удель.нь[е мм..
нитные потери составят
р = k и r f Р в:-Х L ..
(9 .29)
rде k H  коэффициент увеличения потерь вследствие несннусоидаль..
ности мarнитной индукции [10], для 'У= O.5 k H = 1,13; B maxL амnЛИ"
w 
тудное значение мarнитнои индухции в МanlИТОIlроsоде по первои
rармонике.
Разложение в ряд Фурье формы нanрJlЖе НИJI, приведенной на
рис. 9.6, дает амплитудное значение нanрsженЮI первоА rаРМОНИkИ
и 4и шах · а:t и
шахl = Sln,
1t Т
(9 . 30)
rде 1", Т = 11/ ширина импульса и период напряжения COOTBeTCТ
венно.
Используя уравнение связи напряжения и мamитной ИНДУКЦИИ
dB
и=Sw ,
dr
(9 . 31 )
66


w
запишем выражение ДЛЯ расчета максималъноrо значения маrнитнои
индукции в мarнитопроводе при и == и max (см. рис. 9.6)
В  и тах t и
тах ...... ·
Sw
(9.32)
Из формулы (9.31) амплитудное значение маrнитной ИНДУКЦИИ по
..,
первон raрмонике составит
В  U maxl Т
тахl  Sw 2х.
(9.33)
Используя формулы (9.30») (9.32) и (9.33) получаем
· лt и
Sln
В 4Втах Т
тах 1 = 2 .
1t 'Лt и
Т
(9 .3)
Максимальная ИНДУКЦИЯ дЛЯ режима непрерывноrо тока и у = 0,5
будет получена при подстановке в формулу (9.34) t и =Т/2 и нижесле..
дующеrо выражения
и Loп t oп и L ол t off
В тах = =  ·
Sw Sw
(9.35)
При существенных отклонениях напряжения от rpафика, при..
веденноrо на рис. 9.6 определяется макСИМУМ амIШИТУДЫ напряжения
на дросселе (см. табл. 9.1) и ero продолжительность, затем по форму..
ле (9.32) находится максимальное значение маrнитной ИНДУКЦИИ в
мarнитопроводе. Далее по формуле (9.34) приближенно определяется
амплитуда первой raрмоники мarнитной ИНДУКЦИИ.
Расчет дросселя для оптимальноrо режима работы ведется из еле..
дующеrо условия [1 О]
W... = W об ·
(9.36)
Тоrда из (9.24) и (9.36) температура пересрева дросселя составит
I1Т = 2W w . (9.37)
аS др
67


Необходимым условием работоспособности дросселя ЯВЛJlеТСJl
АТ <дТ доп .
(9 . 38)
Допустимая температура neperpeBa дросселя Тдоп опредемеТСJl
классом изоляции провода обмотки и являетсз оrpаничнвающим па...
раметром расчета (может также выIиратьсз3 в соответствии с имею...
щимися требованиями по neperpeBY дросселя).
Далее ведется расчет мощности потерь в обмотке дросселя
[Ед р l вИf wk Кт
W об = ,
Srtp
(9.39)
rде р ......... удельное сопротивление пр овода , Ом,м (ДЛЯ меди при темле
ратуре + 20 0 С р =1,7'108 ОМ'М); lвит среднзя длина одиоrо витка
провода обмотки, м; k д коэффициент увеличения сопротивления
провода, вследствие скинэффекта (равен отношению сопротивления
на переменном токе к сопротивлению провода на постоянном токе
при одинаковых действующих значенIOIX постознноro и nepeMeHHoro
токов); kr коэффициент увеличенЮI сопроmвленЮI лровода, вслед
ствие иаrpеsа; Snp сечение провола, м 2 .
Средняя длина одноrо витка провода обмотки определяется по
длине окружности диаметром, равным диаrонали сечения маrнито
провода
lsкr = 1t
2
DIJ DB +h2.
2
(9.40)
Для меди при температуре окружающей среДЫ + 2а ос kОЭффИ
циент увеличения сопротивления провода вследствие HarpeBa
kT= 1 + O,0Q4'dT.
(9.41)
Коэффициент увеличения сопротивления провода. вследствие
скинэффекта k д в зависимости от величины d np J1 при веден
в [10].
В случае Wоб<W м (выполнению данноrо условия способствует
принятое на начальном этапе расчета заниженное значение допус...
2
тимой плотности тока J доп S 2,5 А/мм) ведется yrочнение диаметра
68


ПрО80да обмотки. Ero сечение можно уменьшить, увеличивая мощ-
ность потерь в обмотке ДО выполнения равенства W об == W M .
Из (9.39) yrочненное сечение ПрО80да составит
/1J! Р/вит wk д k r
Snp = · (9.42)
W M
В случае W об > W M необходимо провести пересчет температуры пе-
perpeBa дросселя, используя формулу (9.2).


КОНТР ОЛЬ ньп ВОПРОСЫ
1. Из каких трех электронных модулей ICОЫПОНУЮТСjI схемы преобразователей
ДЛЯ реryлируемых электроприводов с асинхронными. вентильными и вентильно...
индукторными двиraтеJUlМИ? Назначение этих МОДУ леЯ.
2. Чем отличается векторная СИНУСОИJIaJIЬНas шим от ДВУХПОJI.lрноЯ сину
соидальноА ШИМ?
3. Какие способы охлаждения силовых полупроводниковых приборов преоб
разователей вам известны? их спеЦИфИlCа.
4. Что такое «мертвое время» при коммyrацни полупроводниковых ключей?
Каковы оrpаниченИJI, накладываемые на величину c<MepтBoro времени» '1
5. Какие схемы «снабберов» полностью управляемых полупроводниковых
kЛючей вам известны? Каковы рекомендации по nрименению данных схем?
6. Какие функции выполняют конденсаторы фипьтра в звене ПОСТОJlННОro TO
ka преобразователей частоты ДЛЯ двиrател.s переЫСИНQrо тока?
7. Какие функции выполняют конденсаторы фИJIьтра 8 звене ПОСТОJlННОro
тока KOMMyraTopa вентипьноиндукторноro двиraтсм?
ЗAКJПOЧЕНИЕ
в учебном пособии даны не только м етОДИКИ расчета и проекти..
рования силовых преобразователей для реryлируемых электроприво-
дов с асинхронными, вентильными и вентнльноиндукторными дви..
rателями при их питании как от сети nepeMeHHoro, так и от сети по..
стоянноrо тока, в том числе от автономныlx ИСТОЧНИКОВ питания с не-
стабильными параметрами, но и приве.цены соотношения ДЛЯ расчета
основных силовых модулей преобр аз ователей- выпрямителей, трех 
фазных инверторов, KOMMyraTopOB. нмпупьсных преобразователей,
сrлаживающих фильтров, снабберов. входящих в их состав силовых
полупроводниковых приборов И пассивных элементов, радиаторов
охлаждения для полупроводниковых приборов, а также рекомендации
по выбору данных элементов.
Освоив данный материал, студент будет способен методически
rpaмOTHo проектировать электротехнические устройства для управле..
ния электроприводом.
70


БИБлиоrРАФИЧЕСКИЙСПИСОК
1. Проектирование электротехнических устройств 1 В.А. Анисимов,
А.О. rOpHOB, В.В. Москаленко, В.Н. Остриров, А.А. Фролов: учебное посо-
бие.  М.: Издательство tvtЭИ, 2001.128 с.
2. Электропривод переменноro тока с частотным управлением: учебное
пособие 1 Ю. Бюттер, Ю.М. rусяцкий, А.В. Кудрявцев и др.; под ред.
r.A. Щукина.  М.: МЭН. 1989.76 с.
З. Изосимов Д.Б., Байда С.В. Алroритмы векторной широтно-
импульсной модуляции трехфазных автономных инверторов напряженИJI 11
Электротехника. 2004. Н24.
4. МоЬао N., UDderlaDd Т., Robbins W. Power electronics: Converters,
Applications and Design. Second edition. Copyright @ 1995 Ьу JoOO Wiley &
Sons. Canada. S 620.
5. Уильямс Б. Силовая электроника: приборы, примененис, управление
/Б. Уильямс.  М.: Энерroатомиздат, 1993.240 с.
6. Рама Редди с. Основы силовой электроники 1 С. Рама Редци. М.: Тех-
носфера, 2006. 288 с.
7. Mitsubishi Electric. Mitsubishi 3...rd Generation IGBT and Intelligent
Power Modules Application Manuel. 1996. S 88.
8. RevoI Rifa. Electrolytic capacitors. 1991 1998.
9. Бычков M.r. Элементы теории вентильно",индукторноro электропри-
вода 11 Электричество. Н212. С 10. 1997.
Список, используемых интернет...сайтов
10. rамиаиет. Интернет-документ. http://www.gammamet.ru. 2002.6 с.


о rЛАВ ЛЕШI Е
Введение ............... .............................. ...................................... ........ ..... ...... .... 3
Список сокращений........................................................................................ 4
1. Электронные преобразователи ДJlЯ реryлируемых электроприводов .... 5
1.1. Общие npинципы построения электронных преобразователей....... 5
1.2. Структура и функции преобразоВателей............................................ 6
1.3. Состав модулей преобразователей ..................................................... 7
1.4. Общие прииципы проектированWI силовых модулей ...................... 9
2. Методика проектирования модуля трехфазноrо инвертора 
alC1rlfJlHOrO <t»lfJ1l»тpa.................................................................................... 1 1
2.1. Алrоритм npоектирования модуля ................................................... 11
2.2. ПриlЩИПЫ синусоидальной ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ модуляции
JlaII])Jl1ICcJlJ{Jl ................................................................................................ 15
2.3. Расчет иllВертора................................................................................ 22
З. Методика npоектирования ВыпрЯмителJl................................................ 26
3 .1. Алrоритм проектироsанИJI модуля ................................................... 26
3.2. Pac'ler.r выIрJlмитеJIJI............................................................................26
. J>CiCtleT OJCJI8JXIf1rCJIJI .................................................................................... 2
S. PCiCII сrЛCL>lCJt]lCLI()IIlеrо фllJJl.трct ..............................................................  1
6. Выбор схемы и расчет снабберCi .............................................................. З3
7. Методика проеkТирования мо.цуЛJl коммуттора импульсноrо
преО()I>оватеJIJI ........................................................................................ 3С>
7 .1. Выбор силовых полупроводниковых приборов В схемах
коммутаторов и импульсных преоброВателей .................................... C>
7.2. Выбор конденсCiТОров филl.трct в схемах коммутаторов и
ЛI»С}lЬd)( l1]>ео()рователсй ................................................................ 2
8. Выбор силовых элементов преобразоватеЛJI ВИЛ ................................ 4S
9. Выбор силовых элементов импульсноrо преобразоватем
I1()CT()J[1I1101'() lIапрJl).ICеllllJl ......................................................................... 
9.1. ПРИlЩИп работы и основные расчетные CooTHOmeHIIJI................... 5S
9.2. Расчет СШlОВI.IХ элементов импульсноrо преобразователя
lfaIIJ>Jl1ICeHItJI ................................................................................................ t)()
J<:OIl1rJ>0JI])lJ])le ВОпрОСIII .................................................................................. ()
alCJll()1felllfe .................................................................................................... ()
l)}lБJ1Ii()f])аlf1IесJ(lf CI1IfCOIC ......................................................................... l
72