Автор: Апаров А.Б.   Еременко В.Г.   Негневицкий И.Б.  

Теги: электротехника   электрические машины и аппараты   электронно-и аппаратостроение   транзисторы   трансформаторы  

Год: 1978

Похожие

Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом

Источники питания

Теория и расчет трансформаторов малой мощности.

Электрические машины и преобразователи подвижного состава

Текст
                    А.Б.АПАРОВ
В. Г:. ЕРЕМЕНКО
И. Б. НЕГНЕВИЦКИЙ
Транзисторные
преобразователи
для низковольтных
источников
энергии
~


А. Б. АПАРОВ
В. Г. ЕРЕМЕНКО
И. Б. НЕГНЕВИЦКИЙ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
для низковольтных
источников
ЭНЕРГИИ
Scanned Ьу sc
't"\0Wer.frikz011a
Г
__
·O .l8
·,
МОСКВА((энЕргия))1978


ББК 31.264.5
А76
УДК 621.314 .632:621.382.3
Апаров А. Б. и др.
А 76 Транзисторные преобразователи для низковольт-
ных источников энергии./Апаров А. Б., Еремен­
ко В. Г., Негневицкий И. Б.-М.: Энергия, 1978.-
96 с., ил.
25 к.
В книге рассмотрены магнитно-транзнсторные преобразователи по­
стоянного ~напряжения для маломощных низковольтных .источников
эл~ктрической энергии, .позволяющие .получить повышеииый к. п. д.
Приведена методика расчета трансформатора, транзисторно-диодной
части и преобразователя в целом на .максимум к. п. д. Кратко изло­
жены вопросы иадежнос'!'lи и •Схемы резервирования.
J(иига предназначена для инженеров. занимающихся нсследова-
1шеи и разработкой транзисторных преобразователей, а также может
быть полезна студентам старших курсов соответствующих специаль­
ностей.
30307-305
А 051(01)-78 73-78
©
ББК 31.264.5
6П2.1.082
Издательство «Энергия», 1978 r.


ПРЕДИСЛОВИЕ
В последние годы большое внимание уделяется созда­
нию маломощных (0,1-30 Вт) а1втономных источников
электрической энергии, обладающих длительным сроком
службы (1-10 лет), высокой надежностью и способ­
ностью работать без технического обслуживания. Такие
источники необходимы, например, для питания аппара­
туры метеорологических станций, расположенных в труд­
нодоступных и отдаленных незаселенных районах зем­
ного шара, океанологических и навигационных устройств
и т. д. Ряд таких источников описан в [Л. 1-8].
Особенностями автономных , источников питания
с длительным сроком службы являются их высокая
стоимость, а также большие масса и габариты. Эти осо­
бенности предъявляют жесткие требования к к. п. д. пре­
образователя, поскольку его у~величение при заданной
мощности нагрузки позволяет уменьшить требуемую
мощность источника и, следовательно, его стоимость,
массу и габариты. Стоимость, габариты и масса преоб­
разователя напряжения обычно несоизмеримо малы по·
сравнению с соответствующими параметрами первичного
источника питания. Вследствие этого повышение к. п. д.
преобразователя ведет к снижению стоимости, габари­
тов и массы всего источника питания в целом.
Преобразователь напряжения должен в течение дли­
тельного времени работать в условиях, полностью
исключающих возможность технического обслуживания.
Вследствие этого высокая надежность, так же как и вы­
сокий к. п. д., является основным требованием, предъяв­
ляемым к преобразователям для таких источников.
Несмотря на большое количество статей и книг по
транзисторным преобразователям n их проектированию,
вопросы преобразования низкого постоянного напряже­
ния с высокими к. п. д. и надежностью не нашли в них
достаточного отражения. В данной книге частично вос-
полняется этот пробел.
·
3


Авторы весьма признательны за ценные замечания и
предложения рецензенту канд. техн. наук О. И. Хасаеву
и редактору канд. техн. наук Б. Н. Иванчуку, проделав­
шему большую работу при редактировании рукописи.
Все замечания по книге авторы примут с благодар­
ностью и просят направлять их по адресу: 113114,
Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10, издательство «Энер­
гия».
Авторы


•
...
Jt_
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
ПО ТОКУ НАГРУЗКИ
1-1 . Общие положения
В транзисторных преобразователях изменение уров·
ня постоянного напряжения осуществляется в резуль­
тате трех последовательных операций:
1) инвертирования - преобразования
постоянного
напряжения в переменное;
2) трансформирования - преобразования переменно­
го напряжения одного уровня в переменное напряжение
другого уровня;
3) выпрямления - преобразования переменного на­
пряжения в постоянное.
Структурная схема транзисторного преобразователя
постоянного напряжения приведена на рис. 1-1 .
+
и,
Ин/Jертор · "' U 2
ТрансqJОрма- kтр Uz
тор
Выпряни:::
тель
Рис. 1-1 . Структурная схема транзисторного преобразовате.гrя по­
стоянного напряжения.
Принцип действия транзисторного преобразователя
рассмотрим на примере двухтактной однотрансформа­
торной схемы с самовозбуждением, так называемой схе­
мы Ройера (рис. 1-2,а) [Л. 9]. Схема содержит рабо­
тающие в ключевом режиме тран~исторы Т1 и Т2 , транс­
форматор Тр, магнитопровод которого выполнен из маг­
нитомягкого материала с прямоугольной петлей гистере­
зиса (рис. 1-2,6), выпрямительный мост Д и конденса­
тор С, сглаживающий пульсации напряжения на нагруз­
I<е R11.
5


Трансформатор Тр имеет три обмотки: первичную w 1
(коллекторную), обратной связи w6 (базовую) и вторич­
ную w2• Первичная обмотка и обмотка обратной связи
выполнены из двух полуобмоток. с выведенной средней
точкой.
При открытом (насыщенном) транзисторе Т 1 напря­
жение источника питания И 1 приложено (если прене­
бречь относительно малым напряжением на открытом
т
Uz
Шt
~z=Иr ш1
С.)
t
J
:
-
H(iμ)
/})
Рис. 1-2. Двухтактный однотрансформаторный преобразователь с са­
мовозбуждением.
транзисторе) к первичной полуобмотке w 1 л и создает на
базовых обмотках WбА и w65 напряжения с поляр-
ностью, указанной на рис. l-2,a, поддерживающие тран­
зистор Т 1 в открытом, а транзистор Т2 в закрытом со­
стоянии (в режиме отсечки). При этом напряжение на
вторичной обмотке
(l-1)
где w 1 - число витков первичной полуобмотки; W2 -
число витков вторичной обмотки.
'Под действием напряжения, приложенного к первич­
ной полуобмотке, магнитопровод трансформатора пере­
магничивается по участку 1-2 петли гистерезиса
(рис. l-2,6). В момент насыщения трансформатора Тр
6
•
\!'·


1"
(точка 2, рис. l-2,6) резко возрастает его намагничиваю­
щий ток (ток коллектора Т1). По достижении коллек­
торным током значения
fн.макс=В/б,
здесь В - коэффициент усиления; lб
-
ток базы откры­
того транзистора, транзистор Т 1 выходит из состолния
насыщения, ~падение напряжения на нем увеличивается,
а напряжения на обмотке W1л и на всех остальных об­
мотках резко уменьшаются. Последнее приводит к умень­
шению коллекторного тока открытого транзистора. При
этом рабочая точка движется по участку 3-2 петли
гистерезиса и напряжение на обмотках трансформатора
меняет знак; транзистор Т1 закрывается, открывается
транзистор Т2 . После этого магнитопровод трансформа­
тора перемагничивается по участку 2'-1' петли гистере­
зиса, и все процессы в схеме повторяются.
Ток коллектора открытого транзистора складывается
из приведенных к первичной обмотке тока ·нагрузки l'н
и базового тока /'б, а также намагничивающего тока
трансформатора iμ. Поскольку значения токов l'н и /'б
в пределах полупериода постоянны, а петля гистерезиса
близка к прямоугольной, ток коллектора открытого
транзистора имеет прямоугольную форму со «Всплеском»
в конце полупериода (рис. l-2,в).
Ток закрытого транзистора примерно равен обратно­
му коллекторному току /,( 0 .
Если не учитывать влияния всплеска то·ка iк, то на­
пряжение на обмотках трансформатора имеет вид сим­
метричных разнополярных импульсов прямоугольной
формы (рис. l-2,в). Напряжение на нагрузке постоянно.
Максимальная магнитная индукция в трансформато­
ре !Примерно равна индукции насыщения материала маг­
нитопровода В8. В течение полупериода работы схемы
магнитная индукция в трансформаторе изменяется по
линейному закону от -В 8 до +вs.
Частота колебаний
(1-2)
где Иэк.н - падение напряжения на переходе эмиттер
-
•
1
'·
коллектор открытого (насыщенного) транзистора; Sc -
сечение магнитопровода; kст - коэффициент заполнения
сталью сечения магнитопровода.
7


Каждый полупериод работы преобразователя харак­
терпзуется наличием двух этапов:
1) медленного, во время которого один из транзисто­
ров проводит ток и находится в режим'е насыщения,
а другой закрыт и находится в режиме отсечки;
2) быстрого" во время которого происходят коммута­
ция транзисторов и изменение полярности напряжения
на обмотках трансформатора.
Преобразователи с повышенным к. п. д. обычно ра­
ботают на частотах, не превышающих нескольких кило­
герц. В этом случае длительность коммутационных про­
цессов весьма мала по сравнению с длительностью пе­
риода. Магнитопроводы трансформаторов таких преоб­
разователей обычно тороидальные, выполнены из магни­
томяrких материалов с петлей гистерезиса, близкой к пря­
моугольной. Значение намагничивающего тока и тока
закрытого транзистора мало по сравнению с приведен­
ным током нагрузки. Малы также коммутационные
всплески тока открывающегося и закрывающегося тран­
зисторов. Индуктивностями рассеяния и распределенной
емкостью обмоток трансформаторов таких преобразова­
телей на указанных частотах можно также пренебречь,
поэтому с достаточной точностью можно считать, что при
работе на активную нагрузку форма напряжений и то­
ков в преобразователе прямоугольная.
1-2. Недостатки преобразователен с обратнон связью
ло напряжению
Все известные схемы транзисторных преобразовате­
лей постоянного н_апряжения по виду обратной связи
можно разделить на три группы [Л. 9]:
1) с обратной связью по напряжению;
2) с обратной связью по току;
3) с обратной связью по напряжению и току.
В преобразователях с обратной связью по напряже­
нию питание базовых цепей транзисторов осуществляет­
ся от специальных базовых обмоток (рис. 1-2,а).
Так как входное сопротивление транзистора нелиней-
<.
но, небольшому изменению напряжения, приложенного
к переходу эмиттер - база открытого транзистора, мо-
гут соответствовать значительные изменения его базово-
го тока. Вследствие этого питание базовой цепи откры-
того транзистора от обмотки, включенной непосредствен-
но параллельно переходу эмитт'ер - база, может
8


привести к нарушению или даже срыву работы преобра­
зователя. Для обес.печения нормальной работы преобра­
зователя необходимо стабилизировать ток базы открыто­
го транзистора, что в схемах с обратной связью по на­
пряжению достигается включением в базовую цепь
резистора Rб и соответствующим увеличение.:\-1 напряже­
ния базовой обмотки. Необходимость в этан резисторе
продиктована также неидентичностью входньiх хараrпе­
ристик транзисторов преобразователя.
При низких напряжениях источника шrтания потери
в базовом резисторе значительно снижают к. п. д. схем
с обратной связью по напряжению.
Опыт проектирования [Л. 6, 9, 1О] показывает, что
для нормальной работы преобразователя напряжение
базовой обмотки должно примерно в 5 раз превышать
напряжение Иэб.н на переходе эмиттер - база открытого
транзистора, находящегося. в режиме насыщения.
Следовательно, напряжение на базовом резисторе
Иnб=5Иэб.н-'Иэб.н=4Иэб.н·
(1-3)
Ток базы открытого транзистора в преобразователе
f б-N (/н./ Вмин);
(l-4),
где Вмин - минимальный коэффициент усиления для
типа транзисторов, применяющихся в преобразователе;
N=l,2-+- -l,3 - степень насыщения, или коэффициент за­
паса по насыщению, необходимый для обеспечения на­
дежного насыщения транзистора с минимальным коэф­
фициентом усиления в преобразователе [Л. 11].
Потери в базовом резисторе
Рnб=ИRб/б=4 Иэб.нNР1 / И1Вмин,
( 1-5)
где Р1 - входная мощность преобразователя.
Оценим влияние потерь в базовом резисторе на мак­
симальный к. п. д. преобразователя. Примем, что полные
потери мощности в преобразователе равны потерям
в базовом резисторе (все остальные потери равны нулю),
тогда максимальный к. п. д. преобразователя, выпол­
ненного по схеме с обратной связью по напряжению,
1•
Т]манс=l-РRб/ Р1=1-4NИэб.н/ И1Вмин·
( l-6)
Как видно из ( 1-6), значение Тlманс уменьшается
с уменьшением напряжения питания.
(·
На рис. 1-3 (кривая 1) для иллюстраuии приведена
рассчитанная по (1-6) зависимость ма1.;:симального
9


к. п. д. от напряжения источника питания преобразова­
теля, выполненного по схеме с обратной связью по на­
пря:жению на германиевых транзисторах типа П210
(В~шн=lО; Иэб.н=О,5 В [Л. 6]). Из рис. 1-3 видно, что
при напряжениях источника питания 1-6 В, используя
схемы с обратной связью по напряжению, с транзисто­
рами данного типа нельзя получить к. п. д. преобразова­
теля выше 74-95%. Реальный же к. п. д. таких преоб­
разователей с учетом потерь в трансформаторе, диодах,
потерь в силовой цепи транзисторов будет, конечно, зна­
·чительно ниже.
%
S0~-1--+-~~--:-::l----f-'""'F==J
JЗD 1---+-.<-+-..-+--?~-t-~
70 l--+ -l ---+-+- --- -1- -+ --+ --+- --i
ЫJ1---++1--F---+--i,__+---+--+---i
50>--_,_.<-+--+--~f----+---+----+----<
'IО~~~~-~~~~-и_,
о12J'15б78
Рис. 1-3. Зависимость максимального
к. п. д. преобразователя с обратной
связью по напряжению от напряже­
ния источника питания.
1- kн=\; 2- kн=2; 3- kн=З.
Формула (1-6) соответствует случаю постоянной на­
грузки преобразователя. Во многих случаях нагрузка
преобразователя переменная. При этом базовый ток
транзистора необходимо рассчитывать по наибольшему
току нагрузки (максимальный коллекторный ток).
Тогда при снижении нагрузки преобразователя от мак­
симальной относительные потери мощности в базовых
цепях будут увеличиваться и к. п. д. преобразователя
будет уменьшаться.
·
Указанный недостаток особенно сильно проявляется,
когда значительные перегрузки кратковременны, а боль­
шую часть времени преобразователь должен работать
при постоянной (номинальной) нагрузке (двигательная
нагрузка).
В этих случаях выражение для максимального 0 к. п. д.
преобразователя с обратной связью по напряжению при
·номинальной нагрузке имеет вид:
Т]манс=l-4NkнИэб.н/И1Вмин,
(1-7)
где kн=(lн.манс / fн) ~fкманс / lн. - коэффициент нагрузки,
связывающий максимальный и номинальный токи на­
грузки.
10
'•


,.
Зависимости максимального к. п. д. преобразователя,
выполненного по схеме с обратной связью по напряже­
нию (на транзисторах П210), от напряжения источника
питания при различных коэффициентах нагрузки приве-
дены на рис. l-3 (кривые 2, 3).
.
Указанные обстоятельства, а также плохой запуск
схем ·с обратной связью по напряжению при 1шзю1х на­
пряжениях питания делают нецелесообразным прпмене­
ние этих схем для преобразователей с повышенным
к. п. д. при низковольтных источниках.
1-3. Однотрансформаторные преобразователи
с обратной связью по току наrрузкн
На рис. 1-4 приведены две наиболее простые схемы
однотрансформаторных преобразователей с обратной
связью по току нагрузки [ 12, 13], а на рис. 1-5
-
типич­
ные для этих схем характеристики. На примере схемы
рис. 1-4,а рассмотрим особенности их работы в случае,
когда нагрузкой является активное сопротивление с па­
раллельно подключенным конденсатором или аккуму­
лятор.
дг
+
.,.____,_ш"~г"•
;---I_г_ _. I н t
Rн
Рн:. 1-4. Про~тейшие схемы однотрансформаторных. преобразовате­
леи с обратнои связью по току.
При подключении источника питания через базовые
цепи транзисторов Т 1 и Т2 начинают протекать токи,
стремящиеся открыть оба транзистора. Эти токи вызо­
вут появление коллекторных токов транзисторов, кото­
рые в силу неизбежной неидентичности транзисторов и
диодов будут различаться между· собой. Разность этих
токов вызовет изменяющийся магнитный поток в транс­
форматоре. В результате этого во вторичной обмотке
трансформатора появится напряжение, вызывающее
полное отпирание одного и закрытие второго транзи­
стора.
11


">l.fUн, !1
%в/1
IOO JO 3,0
.
125 2,5
75 20 2,0
15 !,S
50 10 1,0
5 0,S
25оо
Uн
!
1/
.,.~
г-
,,,
~1/
/
v
/v.
/
/
1/
pll
О2lf6810!2Вт
Рис. 1-5. Характеристики преобра­
зователей по рис. 1-4 при V1=6 В.
В режиме, когда ко-·
лебания уже существуют,
при открытом транзисто­
ре Т1 напряжение источ·
ника питания приложено
(если пренебречь напря­
жением на переходе эмит­
тер - коллектор 011кры­
того транзистора Т 1 ) к
первичной полуобмотке
W1 трансформатора и соз­
дает на вторичной обмот­
ке w2 напряжение (рис.
1-4,а), поддерживающее
транзистор Т 1 в открытом,
а транзистор Т2 в закры­
том состоянии.
Ток базы транзистора
Т 1 , являющийся током
нагрузки преобразователя, замыкается по контуру: источ­
ник питания, переход эмиттер - баэа транзистора Т1 ,
вторичная обмотка w2 , открытый диод Д2 , нагрузка пре­
образователя Rн.
Таким образом, 'выходная обмотка w2 трансформато­
ра служит одновременно и базовой обмоткой, а сопро·
тивление нагрузки - базовым сопротивлением. Перехо­
ды эмиттер - база транзисторов используются в каче­
стве выпрямителей для цепи нагрузки. Ток нагрузки
является током базы открытого транзистора, что и
обеспечивает обратную связь по току. Последнее обеспе­
чивает малую зависимость к. п. д. преобразователя от
тока нагрузки.
Если пренебречь намагничивающим током трансфор­
матора, то
( 1-8)
т. е. между коллекторным и базовым токами существует
прямая пропорциональность. При этом, как показывают
расч~т и экспериментальные исследования, в широком
диапазоне изменения нагрузки отношение потерь в тран­
зисторах ко входной мощности будет величиной почти
постоянной и к. п. д. преобразователя будет изменяться
незначительно (рис. 1-5).
Ток нагрузки протекает через источник питания, и
поЭтому напряжение на нагрузке близко к сумме Наf!рЯ-
12


'r
жений вторичной обмотки трансформатора и источника
питания. При этом часть мощности нагрузки поступает
от источника непосредственно, без преобразования, что
уменьшает общие потери в схеме.
·
Рассмотрим качественно процессы комму:гации тран­
зисторов в преобразователе, положив напряжение ис­
точника питания постоян­
ным, диоды преобразовате­
ля безынерционными с бес­
конечным обратным сопро­
тивлением, постоянную вре­
мени цепи нагрузки много
большей времени •коммута­
ции (при этом напряжение
на конденсаторе не меняется
за время коммутации). Пет­
лю гистерезиса материала
магнитопровода аппрокси­
мируем по рис. 1-2,6.
На рис. l-6 приведе-
ны качественные временнь1е
диаграммы токов и напря­
жений в преобразователе
при
указанных
допуще­
нштх:.
Под действием напряже­
ния, приложенного к первич­
но~ полуобмо11~е w1, пере­
магничивается магнитопро-
t
Рис. 1-6. Временные диаграм­
мы токов и напряжений в од­
нотрансформаторном преобра­
зователе с обратной связью по
току (рис. 1-4,а).
вод трансформатора. В момент t1 трансформатор насы­
щается, и его намагничивающий ток начинает увеличи­
ваться. Возрастает, следовательно, и ток коллектора Т 1 •
Последнее ведет к увеличению напряжения на транзисто­
ре Т 1 , уменьшению напряжения на обмотках w1 и W2
трансформатора и уменьшению базового тока. К момен­
ту t2 напряжение и 2 уменьшается настолько, что диод Д2
запирается напряжением конденсатора С, а базовый
ток транзистора Т 1 падает до нуля. В интервале t 1-t3
идет процесс рассасывания избыточных неосновных но­
сителей в области базы транзистора Т 1 ; в момент t3 этот
нроцесс заканчивается и транзистор переходит из со­
стояния насыщения в активный режим. Напряжение на
нем увеличивается, а его коллекторный ток уменьшает­
ся. При этом напряжения на обмотках трансформатора
13


меняют знак. В момент f4 транзистор выключается.
Особенность процесса коммутации транзисторов
в однотрансформаторных преобразователях с обратной
связью по току, заключающаяся в том, что увеличение
коллекторного тока закрывающегося транзистора про­
исходит лишь до тех пор, пока напряжение на вторич­
ной обмотке трансформатора не уменьшится на вели­
чину падения напряжения на открытом диоде и послед-
ний, закрывшись напряже-
з,о
нием конденсатора, оборвет
базовый ток транзистора,
г,f
приводит
к
тому,
что
«всплеск» коллекторного то­
ка в таких схемах в момент
г,о
коммутации
сравнительно
Рис. 1-7 . Эксперимента.1ьные
зависимости
относительного
значения всплеска коллектор­
ного тока от коэффициента k.
1 - с конденсатором на выходе; 2 -
без конденсатора на выходе.
мал. Экспериментальные ис­
следования
показывают,
что относительное значение
«всплеска»
коллектор но го
тока iн.манс/ lн обычно не
превышает 25-30% (рис.
1-7, кривая 1). При отсут­
ствии конденсатора С отно­
сительное значение «вспле­
ска» коллекторного тока су­
щественно больше (рис. 1-7,
кривая 2).
·
Известно [Л. 6, 14], что в преобразователях с обрат­
ной связью по напряжению с насыщающимся силовым
трансформатором максимальное значение коллекторного
тока в момент коммутации может достигать величины
В/5 и во много раз превышать номинальное значение.
При этом значительно возрастают коммутационные по­
тери в транзисторах.
Сравнительно небольшой «всплесю> коллекторного
тока в однотрансформаторных схемах с обратной связью
по току является их большим достоинством. Коммута­
ционные потери в таких преобразователях сравнительно
малы и практически не превышают коммутационные
потери в транзисторах преобразователей с уменьшенны­
ми коммутационными потерями (двухтрансформаторные
и другие схемы) r:л. 14].
Схема рис. 1-4,6 отличается от схемы рис. 1-4,а от-
сутствием диодов (их роль выполняют переходы
14


эмиттер - база транзисторов Т 1 и Т2 ) и выполнением
втор11чной обмотки трансформатора со средней точкой.
Другими словами, отличие схем заключается в том, что
выпрямитель в схеме рис. 1-4,6 выполнен по двухполу­
периодной схеме со средней точкой, а в схеме рис. l-4,a
по мостовой схеме (диоды Д 1 и Д2 и переходы эмит­
тер - база транзисторов Т 1 и Т2 ).
Процессы коммутации в схеме рис. 1-4,6 практически
аналогичны рассмотренным в схеме рис. 1-4,а. Разница
лишь в том, что в схеме рис. 1-4,6 из-за отсутствия
диодов сразу после того, как напряжение на вторичной
обмотке трансформатора уменьшится на величину па­
дения напряжения на переходе эмиттер - база открыто­
го транзистора, через этот переход начинает протекать
разрядный ток конденсатора С, ускоряющий процесс
рассасывания неосновных носителей в области базы.
В результате этого скорость спада н:оллекторного тока
закрывающегося транзистора резко увеличивается, по­
этому коммутационные потери в этой схеме в общем
случае оказываются меньшими, чем в схеме рис. 1-4,а.
Большим преимуществом однотрансформаторных
схем с обратной связью по току является надежное воз­
буждение колебаний (запуск) даже при очень низких
входных напряжениях (0,2-1 В). Вследствие этого от­
падает необходимость в специальных цепях. запуска.
Последнее ведет также к уменьшению общих потерь
мощности в схеме.
Известно [ Л. 15, 16], что для возбуждения устойчи­
вых автоколебаний в преобразователе после подключе­
ния к нему источника питания необходимо, чтобы коэф­
фициент усиления по кольцу положительной обратной
связи в какой-то момент времени превысил единицу.
По данным [ Л. 15, 16] выполнение этого условия
сводится к подаче на базы транзисторов отпирающего
смещения, величина которого превышает входное поро­
говое напряжение Еп линеаризированной входной харак­
теристики транзистора по схеме с общим эмиттером для
минимальной температуры окружающей среды (Еп=
=0,1-;-О,2 В при температуре 20°С).
В однотрансформаторных преобразователях с обрат­
fi()Й связью по току нагрузки напряжение отпирающего
смещения, подаваемого на базы транзисторов в момент
пуска преобразователя, равно напряжению питания,
:поэтому все однотрансформаторные преобразователи
15


с обратной связью по току даже при напряжениях ис­
точника питания 0,2-1,0 В удовлетворяют условию за­
пуска и надежно возбуждаются при этих напряжениях.
Таким образом, достоинствами рассмотренных схем
являются:
1) отсутствие специальных базовых обмоток и сопро­
тивлений, а следовательно, и потерь в них;
2) положительная обратная связь по току нагрузки,
позволяющая получать высокий к. п. д. в широком диа­
пазоне изменения нагрузки;
3) использование переходов эмиттер - база тран­
зисторов в качестве выпрямителей д.ля цепи нагрузки;
4) надежное самовозбуждение колебаний при низких
входных напряжениях;
5) малые коммутационные потери и всплески коJr­
лекторного тока;
6) увеличение напряжения на нагрузке за счет сум­
мирования напряжений источника питания и вторичной
обмотки трансформатора.
Недостатками схем рис. 1-4 являются. сравнительно
высокие значения напряжений на переходах эмиттер -
база и коллектор - база закрытого транзистора, а так­
же отсутствие гальванической развязки между входом
и выходом.
В схеме рис. 1-4,а
Ибэ~ Ин-И1; Ибн~ Ин+ И1.
( l-9)
В схеме рис. 1-4,6
Ибэ~2( Ин-'И1); Ибн~2Ин.
(l-1О)
Высокие значения напряжений на переходах закры­
того транзистора ограничивают область применения
этих схем. Например, при использовании в преобразо­
вателе с И 1 =6 В транзисторов типа П210 с допусти­
мыми напряжениями Иба.доп=25 В; Ибн.доп=65 В схему
рис. 1-4,6 можно применять, если требуемые напряже­
ния на нагрузке меньше 18 В, а схему рис. 1-4,а - при
Ин<Зl В.
Из двух рассмотренных схем ролее перспективной
является схема рис. 1-4,а, несмотря на наличие двух
«лишних» диодов. Это объясняется в основном тем, что
при одина'ковом напряжении на нагрузке напряжение
на переходе эмиттер - база закрытого транзистора
в ней вдвое меньше, чем в схеме рис. 1-4,6.
16


Типовая мощность трансформатора в схеме рис. 1-4,б.
примерно на 20% больше, чем в схеме рис. 1-4,а, нз-за;
выполнения вторичной обмотки трансформатора со сред­
ней точкой. Это обстоятельство приводит к бqльшим·
потерям в трансформаторе.
Статические потери в транзисторах (при·одинаковом
напряжении на нагрузке) в схеме рис. 1-4,6 больше, чем·
в схеме рис. 1-4,а, из-за примерно вдвое больших потерь
на закрытом транзисторе.
Однако общие потери, а следовательно, и к. п. д. этих
схем примерно одинаковы. Это объясняется тем, что:
+
дч
tl)
i Рис. 1-8. Однотрансформаторные пре­
образователи с обратной связью по
току с уменьшенными напряжениями
на закрытых транзисторах.
некоторое увеличение потерь в трансформаторе и стати­
ческих потерь в ·транзисторах схемы рис. J-4,6 компенси­
руется несколько большими коммутационными потерями·
в транзисторах и потерями в диодах схемы рис. 1-4,а.
На рис. 1-8 приведены однотрансформаторные схемы­
с обратной связью по току нагрузки с уменьшенными
напряжениями на закрытых транзисторах [1Л. 17-19].
В этих схемах напряжения на переходах эмиттер -
база и коллектор - база закрытого транзистора срав­
нительно малы, не зависят от напряжения на нагрузке·
и выбираются лишь из условий надежного запирания·
транзисторов iз преобразователе.
Уменьшение напряжения на закрытых транзисторах
достигается разделением вторичной обмотки трансфор­
матора на основную и управляющую с малым числом
витков и включением управляющей обмотки между ба­
зами транзисторов. При этом независимо от напряжения
2-561
17


на нагрузке напряженпя на переходах эмиттер - база
и коллектор - база закрытого транзистора будут равны:
(1-11)
;где U0 ~0,5-+-1,5 В - напряжение управляющей обмотки.
Поскольку напряжение· на управляющей обмотке су­
щественно меньше напряжения на нагрузке, налнчие
управляющей обмотки практически не увеличивает ти­
повую мощность трансформатора.
Принцпп действия этих преобразователей не отли­
·чается от рассмотренного принципа действия преобразо­
·вателя на рис. 1-4. Коммутация транзисторов также
;осуществляется при насыщении магнитопровода транс­
форматора, и, следовательно, последний работает с мак­
·<:имальной индукцией, равной индукции насыщения.
В схеме рис. 1-8,а ток базы открытого транзистора
Т 1 замыкается по контуру: переход эмиттер - база Т 1 ,
управляющая обмотка w 0 , основная вторичная полуоб­
.мотка w2 , диод Д2 , нагрузка преобразователя Rю ис­
точю1к питания. Диод Д 1 закрыт суммарным напряже­
::нием управляющей и основной вторичной обмоток.
Напряжение на нагрузке
Ин~и0 +И2+И1,
(1-12)
тде U2 - напряжение на вторичной· полуобмотке.
Напряжение на закрытом транзисторе
Иба~Ио; Иб1е:~Ио+2И1.
(1-13)
·Обратное напряжение на закрытых диодах
Ид.обр~2И2+Ио.
(1-14)
В схеме рис. 1-8,6 ток базы открытого транзистора
Т 1 замыкается по контуру: переход эмиттер - база тран­
_3истора Т 1 , управляющая обмотка w 0 , диод д2, основная
вторичная обмотка w 2 , диод Д3 , нагрузка преобразова­
теля, источник питания. Диод Д 1 заперт суммой напря­
жений управляющей и основной вторичной обмоток.
Диод Д 4 закрыт напряжением основной вторичной об­
:мотки.
Напряжение на нагрузке
'~..~
Ин~Ио+И1+И2.
(1-15)
Напряжения на закрытом транзисторе
·Иба-::::::;Ио; Ибн~Ио+2И1.
(1-16)
~·,


Обратное напряжение на закрытых диодах д~
(или д2J
Ид.обр=V2+ Ио·
Обратное напряжение на закрытых диодах дэ
(или Д4)
Ид.обр~ И2.
(1-17)
В схеме рис. 1-8,в ток базы открытого транзистора
Т 1 замыкается по контуру: переход эмиттер - база Т 1 ,
управляющая полуобмотка w 0 , нагрузка преобразовате­
ля Rн, диод Д 1 , основная вторичная обмотка w2, диод Д3 ,
первичная полуобмотка w 1, соединенная с закрытым
в данный полупериод транзистором Т2 • Диод Д4 запер·r
суммой напряжений основной вторичной обмотки и
удвоенным напряжением коллекторной полуобмотки w 1•
Диод Д2 закрыт напряжением основной вторичной об­
мотки.
Напряжение на нагрузке
Ин~Ио+2и1+И2.
Напряжения на закрытом транзисторе
.
Обратное
(или д2)
Обратное
(или Д4)
Uбэ-;:::::;2Ио; Ибн-;:;;::;2Ио+2И1.
напряжение на закрытых
·Ид.обр ~ И2.
напряжение на закрытых
(l-18)
( 1-19)
диодах Д 1
( 1-20)
диодах Д3
Ид.обр~ И2+2И1.
(1-21)
Отметим, что использование напряжения U1 первич­
ной полуобмотки w1 трансформатора, соединенной с за­
пертым в данный полупериод транзистором, позволяет,
особенно при малых коэффициентах преобразования
входного напряжения kп= Ин/ И 1 , значительно умень­
шить число витков основной вторичной обмотки транс­
форматора. При этом уменьшаются типовая мощность,
размеры и потери трансформатора.
Коэффициент полезного действия преобразователей
рис. l-8 примерно одинаков, а характеристики анало­
гичны характеристикам сХем рис. l-4 (рис. l-5).
Типовые мощности трансформаторов преобразовате­
лей рис. 1-8,6, в отличаются мало и примерно на 20%
меньше типовой мощности трансформатора преобразо­
вателя рис. 1-8,а.
Если габариты преобразователя не играют особой
роли, то наиболее целесообразно применять схему
рис. 1-8,а, имеющую вдвое меньше диодов.
2*
1g.


При малых коэффициентах преобразования целесо­
,,образно применять схему рис. 1-8,в.
Уменьшения напряжения на закрытых транзисторах
~ однотрансформаторных преобразователях с-обратной
·связью по току можно достигнуть, применяя транзисто­
_ры различного типа проводимости, эмиттеры и базы
.которых соответственно объединены (рис. 1-9) [Л. 20,
_2 1]. При таком соединении транзисторов напряжение
эмиттер - база (или база
-
эмиттер) открытого тран­
зистора прикладывается к переходу эмиттер - база вто­
рого транзистора в запирающем направлении.
с
Рис. 1-9 . Полумостовая схе­
ма однотрансформаторноrо
преобразов не;ш (; оuратной
свяJью по то:<у с уменьшен­
ными напряжениями на за-
крытых транзисторах.
Напряжения на переходах эмиттер - база и коллек-
1'Ор - база закрытого транзистора в таких схемах неве­
_лики и равны:
(1-22)
.:где Иэб.н - напряжение на переходе эмиттер
-
база от­
крытого транзистора.
Принцип действия таких схем рассмотрим на при­
:мере полумостового преобразователя рис. 1-9.
В схеме рис. 1-9 в установившемся режиме одинако-
.вые конденсаторы С 1 и С2 заряжены до половины на­
пряжения источника питания, поэтому при одинаковых
мощности и напряжении на нагрузке ток через открытый
транзистор примерно вдвое больше, чем в схемах со
средней точкой первичной обмотки трансформатора. По­
·Следнее· вдвое увеличивает потери в транзисторах и при
низких напряжениях источника питания значительно
·снижает к. п. д. преобразователя.
При открытом транзисторе Т 1 заряж(:!ется конденса-
тор С 1 и разряжается конденсатор С2 • Ток базы тран­
~зистора Т 1 замыкается _по контуру: переход база - эмит­
тер Т 1 , вторичная обмотка w 2 трансформатора, нагрузка
преобразователя, включенная через выпрямительный
мост Д.
·20 ,
(
с
с
·~с
с


Коммутация транзисторов осуществляется за счет
насыщения магнитопровода трансформатора и анало­
гична коммутации в схемах рис. 1-4. Трансформатор
работает с максимальной индукцией, равной индукции
насыщения материала магнитопровода.
Напряжение на нагрузке
Ин~ И2.
(1-23)
Напряжение на закрытом транзисторе
Ибэ~ Иэб.н; Ибк~ Иэб.н+ И1.
(1 ~24)
Напряжение на закрытых диодах
Ид~И2.
(1-25)
Данная схема в силу своей простоты и сравнительно
малых габаритов (за счет выполнения первичной обмот­
ки трансформатора без средней точки) может найти
применение при относительно высоких напряжениях
источника питания (больше 6-12 В) и малых мощ­
ностях нагрузки.
Силовая часть рассмотренных выше схем (за исклю-
чением последней) была выполнена со средней точкой
первичной обмотки трансфор­
матора. В настоящее время
известны однотрансформатор­
ные преобразователи с обрат­
ной связью по ·току, силовая
часть ~которых выполнена по
полумостовой и мостовой схе-
мам [Л. 22-25]. Эти схемы
не получили большого распро­
странения в низковольтных
источниках питания либо по-
тому, что- они имеют значи-
Рис. 1-10 . Сравнительные
характеристики схем с об­
ратной связью по току (1)
и напряжению (2).
тельно более низкий к. п. д., чем преобразователи
с силовой частью со средней точкой первичной об­
мотки, за счет практически вдвое больших потерь
в транзисторах (мостовые и полумостовые схемы с ис­
кусственной средней точкой источника питания), либо
потому, что необходимость иметь два источника питания
или отвод от средней точки источника питания значи­
тельно усложняет систему электропитания. Вследствие
этого эти схемы здесь не рассматриваются.
Используя однотрансформаторные преобразователи
<: обратной связью по току, можно получить высокий
21


к. п. д. при низких входных напряжениях. На рис. 1-1 О
(кривая 1) приведены результаты э;\спериментального
исследования преобразователя, выполненного по схеме
рис. 1-8,6 при И1 =1,5 В; Ин=27,5 В. На этом же рисун­
ке ·приведены (,кривая 2) результаты экспериментально­
го исследования преобразователя пр·и аналогичных элек­
трических данных, но выполненного по схеме с обратной
связью по напряжению (см. рис. 1-2,а). Из рис. 1-10
видно, что даже при таком низком входном напряжении
максимальный ·к. п. д. схемы рис. 1-8,6 достаточно высок
(86%) и примерно на 15% выше, чем ма~симальный
к. п. д. схемы рис. 1-2,а.
1-4. Преобразователи с обратной связью
по току с увелнченным коэффнцнентом
преобразования входноrо напряжения
Существенным недостатком однотрансформаторных
схем с обратной связью по току является ограниченный
диапазон возможных коэффициентов преобразования
входного напряжения
(1-26)
Последнее объясняется тем, что при заданных значе·
нн:ях напряжения и мощности источника питания, т. е.
при заданном токе коллектора открытого транзистора,
ток базы (нагрузки) будет уменьшаться с увеличением
напряжения на нагрузке. При определенном значении
напряжения на нагрузке нарушается условие насыще­
ния открытого транзистора и схема перестает работать.
Определим максимальное значение kп однотрансфор­
маторных схем с обратной связью по току, приняв, что
к. п. д. преобразователя не зависит от значения kп,
а коэффициент усиления - от коллекторного тока.
Выразим коэффициент преобразования через вход­
ные и выходные параметры преобразователя. Вместо
(1-26) имеем:
(1-27)
где 11 - к. п. д. преобразователя.
Для рабаты транзистора в режиме насыщения необ- ~
ходимо, чтобы выполнялось условие
22
f б.11шн>fк/В.
Из (1-27) и (1-28) получим:
kп.макс=r) (В+ 1}.
(1-28)
(1-29)


Формулу ( 1-29) можно представить в виде
Ин.ман.с= И1У] (В+ 1).
(1-30)
Например, для преобразователя с U1 =J,5 В; 11 =85% на тран­
зисторах 1ГТ403 (В=20+150) имеем kп.макс =118--i -Jl28, при этом ма­
ксимально возможные значения напряжения на нагрузке лежат
в пределах 27-1192 В.
·
Преобразователи с обратной связью по току с уве­
личенным коэффициентом преобразования входного на­
пряжения можно разделить на две группы:
1) однотрансформаторные с конденсаторно-вентиль­
ными умножителями напряжения;
2) двухтрансформаторные.
дг
шг.
Ct
+
+-
Rн
т,
/11
а)
Дг
+
Rн
бJ
с
с
__ ___ _L__l
1
Rн
1
1
1
1
г-----~)&
~
А1 Тр
'1
1
1
1
1
дг
д,,
L_____________J
Q)
Рис. 1-1 ! . Однотрансформаторные пре­
образователи с обратной связью по
току с конденсаторно-ве11тилы1ыми ум­
ножителями напряжения.
На рис. 1-1 l;a приведена схема преобразователя, где
увеличение коэффициента преобразования достигается
применением несимметричного удвоителя напряжения
гл. 26].
В этой схеме при открытом транзисторе Т1 происходит заряд
конденсатора С1 до напряжения И2 на вторичной обмотке трансфор­
матора по контуру: вторичная обмотка, конденсато·р С 1 , диод д,,
переход эмиттер - база транзистора т,. Конденсатор С2 в этот по­
лупериод разряжается 'На нагрузку Rн. Транзистор Т 2 закрыт напря­
жением на диоде Д,.
Эквивалентная схема цепи заряда приведена на рис..1-12. Здесь
И2 - напряжение на обмотке w 2, r 3 - сопротивление цепи заряда,
включающее в себя сопротивления вторичной обмотки, прямое со­
противление диода Д 1 .и перехода эмиттер - база транзистора Т1.
Начальное значение напряжения на конденсаторе С1 равно:
( 1-ЗlJ
23


где приращение напряжения ЛИ равно уменьшению напряжения на
конденсаторе С 1 во время его раз,ряда на нагрузку (задано допу­
стимым значением пульсаций напряжения на нагрузке).
Зарядный ток конденсатора уменьшается 3 соответствии с урав­
нением
-t/"'
i2= (ЛU/r3)е 3,
(1-32~
где Тз=r 3 С 1 - постоянная времени цепи заряда.
Коллекторный ток iн открытого транзистора Т1 определяется
приведенным к первичной обмотке трансформатора за.рядны~1 током.
i' 2 конденсатора С 1 и ·намагннчивающиvr током трансформатора
iк=i'2 +i\J-.
Рис. 1-12 . Эквивалентная
схема цепи заряда.
(1-33)
Транзистор Т1 будет находиться в режиме насыщения прп
условии
(1-34)
Из ·(1-33) и ( 1-34) с учетом ('1-32), пренебрегая длительностью
процесса выключения и полагая i.,_(t)= const =i.,_ ,·находим время от-
крытого состояния транзистора Т1; равное по.11упериоду колебаник
в схеме:
(1-35)
Если постоянная времени цепи заряда конденсатора С1 сущест­
венно больше времени перемагничивания магнитопровода трансфор­
матора, то коммутация транзисторов будет происходить за счет
насыщения трансформатора. При этом трансформатор будет рабо­
тать с максимальной индукцией, равной индукции насыщения мате­
риала магнитопровода.
При открытом транзисторе Т2 заряжается конденсатор С2 и раз­
ряжается конденсатор С 1 до напряжения U2~U. Ток базы тран­
зистора Т 2 замыкается по контуру: переход эмиттер - база транзи­
стора Т2, конденсатор С1 , вторичная обмотка w 2, диод Д2, нагрузка
преобразователя Rп, источник питания.
Поскольку обычно постоянная 1в.ремени цепей .разряда конденса­
торов С 1 и С2 много больше времени перемагничивания магнитопро­
вода трансформатора, коммутация транзистора Т2 'В этот полупериоц
происходит за счет насыщения трансформатора Тр а·налогично ком­
мутации в схеме рис. ·1-4.
Напряжение на.нагрузке
Ив=1Ис1+И1+И2~2И2+И1.
_ (1-36)
24


.,
Максимальное значение напряжения за вторичвJй обмотке
трансфор:-.1ато.ра согласно {11-30)
И2манс = Ип.маис.-И1~УjfiU1.
(l-37)
Из (l-36), используя (1-37), получаем выражеf!_Ие для макси-
мального коэффициента· nрЕ.образовання схемы
·
kп.манс =2riB+1l.
(l-38)
Таким оt1разом, данная схема позволяет вдвое увеличить максн-
·'
мальныiI ко~ффициент преобразования входного напряжения одно­
трансформаторных пр:::>бразователей с обратной связью по току.
Напряжения на закрытом транзисторе Т 1 (см . .рис. 1-'11,а)
Ибэ~Ив-И1; Ибн~Ип+И1.
(l-39)
Напряжения на закрытом транзисторе Т2
Ибэ;:::::ИдI; Ибн::::::::Иц1+2И1,
где Ид1 - напряжение на открытом диоде Д1 .
Напряжения на закрLiтых диодах д1 и д2
( 1-40)
Ид1обр~Uзб.п; Ид2обр;:::::Uп-И1..
('l-41)
Как следует из ( 1-39), обратные напряжения на одном из тран­
зисторов сравнительно велнкн, что сужает область применения этой
схемы .
.Во многих случаях требуемое наr.,ряжение на нагрузке ненамно­
го превышает значеюr~ kп.маисU1. При этом можно значительно
уменьшить напряжение на за!{рытом транзисторе в схеме рис. 1 1-1'1,а,
используя ее модификацию, ариведенную на рис. l-ll,6 [Л. 27].
В схеме рис. ,l -11,б трансформатор снабжен дополнительной вторпч-
ной об:'Уюткой w2 Б, соединенной с коллектором транзистора Т1.
В этой схеме при открытом транзисторе Т1 конденсатор С1 за­
ряжается до напряжения И2 л на •вторичной обмотке w 2 л трансфор­
матора. !Конденсатор С 2 -разряжается на наг,рузку Rп.
При открытом транзисторе Т 2 заряжается конденсатор С2 и раз­
ряжается конденсатор С 1 по контуру: вторичная обмотка w2 л, диод
д2, нагрузка преобразователя Ru, вторичная обмот.ка w2в, коллек-
торная rюлуобмотка w 1, соединенная с запертым в данный полупе­
риод транзистором Т1, источю1к питания, ·переход эмиттер - база
транзистора Т 2.
'Коммутация транзисторов осуществляется так же, как и в схеме
рис. l-ll,a.
Напряжения на закрытом транзисторе •Т 2
U5з-:::;;Иц1; ·Ибн::::::;2И1+Иц1.
(l-42)
где Ид1 - напряжение на открытом диоде д1.
Напряжения на закрытом транзисторе Т1
Ибэ-:::;;Ис1+И2А::::::;2U2А; Ибк~2(И2л+И1).
(l-43)
где U2 л - напряжение вторичной обмоткн W2л·
Напряжение на нагрузке
Ин::::::: 2 (UzA + И1 ) + Иzв·
(1-44)
Для уменьшения напряжений на закрытом транзисторе Т1 необ­
ходи:-.ю, как это следует из ('. 1-43), уменьшать напряжение на вто­
ричной обмот.ке w2 л. При заданном напряжении на нагрузке пре-
25


образователя необходимо увеличивать напряжение на вторичной
обмотке w2ь· Однако максимальное значение последнего ограничи·
вается коэффициентом усиления В транзисторов.
Определи;~.,~ .максимальное возможное значение напряжения Ии;
и минимальное значение напряжения U2A'
Во вре:"11я открытого состояния транзистора Т2 справедливо ра­
венство
И1 Uк + 12)::::::::: (И2А~шн + И2в~1акс + 2И 1) 12ТJ- 1 •
Записывая выражение (1-44) в виде
Ин =:::::: 2U 2А~шн + 2U 1 + И2Бмакс
(1-45}
и учитывая, что 1к/1 2~В, получаем, решая совместно (1-44) и,
0-45),
И2лмпп= Ип-И1Ч (B+il);
И2Бмакс= 2U, (ТJВ+ТJ- l)- ~н·
( 1-'4 6)
(l-46a}
Например, для преобразователя по ,рис. l-1 И,6 при U1 =0,5 В;
Ин=6 ,В; 'B=llO; ri=70% из (il- '46) имеем И2 лмип~2 В, а ИЗ<
('1 -43) - Ибэ=4 1В и Ибк=15 В.
Если преобразователь с такими же параметрами выполнить по
схеме рис. 11-·111,а, то тогда из 1(11-39) получим:
Ибз= 12 В; Ибк=113 1В,
т. е. применение схемы рис. 11-11 ,6 позволяет в данном случае в 2,5-
3 раза уменьшить напряжения на закрытом транзисторе Т1.
IB схемах рис. 'l-' l 'l ,a, 6 напряжения на закрытом т.ранзисторе
сравнительно велики и зависят от напряжения на нагрузке. Кроме­
того, эти схемы позволяют лишь вдвое увеличить коэффициент пре­
образования ~входного напряжения.
Указанных недостатков лишена схема рис. 1-11,в.
Схемы такого типа представляют собой комбинацию
однотрансформатqрного инвертора с обратной связью
по току (узел А на рис. 1-11,в) и конденсаторно-вентиль­
ной схемы умножения (узел Б), подключенной к вы­
ходу инвертора [Л. 31].
В полупериод, когда открыт транзистор Т 1 , конденса­
тор С 1 заряжается, а конденсатор С2 разряжается на
нагрузку Rн. В следующий полупериод (открыт Т2 ) за­
ряжается конденсатор С2 и разряжается конденсатор С 1 •
К.оммутация транзисторов осуществляется за счет на­
сыщения трансформатора. Лри этом трансформатор
работает в этой схеме с максимальной индукцией, рав­
ной индукции насыщения.
Напряжение на нагрузке складывается из напряже­
ния на вторичной обмотке трансформатора и напряже­
ния на разряжающемся конденсаторе
Ин= И2+:Ис~2и2.
(1-47)
26


Максимальный коэффициент преобразования опре­
деляется из (1-38).
В общем случае при применении таких схем
kп.макс=УjВkум.
(1-48)
где kум - коэффициент умножения напряжения схемы
умножения.
Напряжения на переходах эмиттер - база и коллек­
тор - база закрытого транзистора сравнительно малы,
не зависят от напряжения на нагрузке:
Ибэ= Ид; Ибн~'Ид+2И1,
( 1-49)
где Ид~О,1-;-О,5 В- падение напряжения на открытом
диоде (д2 или Д4).
Напряжение на закрытых диодах Д3 (или Д4 )
Ид.обр=Ин.
( 1-50)
Напряжение на закрытых диодах Д2 (или д1)
Ид.обр=Иэб.н~О.
(1-51)
На рис. 1-13 приведены характеристики преобразо­
вателя при коэффициенте умножения kум=2. Примерно
такие же характеристики типичны для преобразовате­
Jiей по рис. 1-11,а, 6.
Достоинствами рассмотренных схем с конденсаторно­
вентильными умножителями являются высокий к. п. д.
и надежный запуск при низких входных напряжениях.
Применение этих схем
наиболее целесообразно
при малых уровнях мощ­
ности нагрузки (милли­
ватты и доли ватта), где
их к. п. д. о,казывается
значительно выше к. п. д.
двухтрансформат о р н ы х
схем с обратной связью
по току вследствие того,
что при таких малых
мощностях практически
не удается выполнить
управляющий трансфор­
матор оптимальным по
к.п.д.
Из трех схем наибо­
Jiее перспективна схема
0.1
0,2
l',J
0,1/
Рис. 1-13. Характеристики одно­
трансформаторных преобразовате­
лей с конденсаторно-вентильными
умножителями напряжения (И 1 =
= 1,5 В; kум=2).
27


рис. 1-11,в. Область применения схем рис. 1-11,а, 6 огра­
ничена низкими входными напряжениями (О,5-1 ,5 В)
и небольшими напряжениями на нагрузке (6-12 В).
В этих случаях благодаря меньшему числу диодов их
к. п. д. может быть несколько выше, чем к. п. д. схемы
рис. 1-11,в.
Увеличения коэффициента преобразования входного·
напряжения можно достпгнуть, применяя двухтрансфор­
маторные схемы преобразователей.
с
а)
Тр1
дt
w;
дг
с
О)
Рис. 1-14 . Двухтрансформаторные преобразователи с об­
ратной связью по току.
На рис. 1-14,а приведена схема преобразователя
с обратной связью по току с увеличенным коэффициен­
том преобразования за счет использования состав­
ных транзисторов, являющаяся модификацией схемы
двухтрансформаторного преобразователя, описанного
в [Л. 29]..
28


•
Преобразователь содержит два трансформатора -
силовой Tpl и управляющий Тр2, два силовых тран-­
зистора 7 1 и Т2, два управляющих транзистора Тз и Т4
и шесть ди0дов Д 1 -Д6 • Средние точки первичных обмо-­
токW1иW
1
1 силового и управляющего трансформаторов'
соединены с минусом источника питания. К0нцы первич­
ных обмоток соединены с коллекторами силовых 1г
управляющих транзисторов. Вторичные обмотки обоих
трансформаторов соединены последовательно .
При открытых транзисторах Т 1 п Тз напряжение ис­
точника питания приложено (если пренебрегать паде­
нием напряжения на переходах эмиттер - коллектор Т 1
и Тз и переходе эмиттер - база Тз) к первичным полу­
обмоткам w 1 и w'1 трансформаторов Tpl и Тр2. Поляр­
ность напряжения на вторичной обмотке w'2 трансфор­
матора Тр2 такова, что транзисторы Т 1 и Тз поддержи­
ваются в открытом, а транзисторы Т2 и Т4 в закрытомэ
состоянии. Ток источника питания замыкается по следу­
ющим трем контурам:
1) источник питания, транзистор Т 1 , первичная полу­
обмотка w 1 трансформатора Tpl;
2) источник питания, переход эмиттер - база·
транзистора Т 1, первичная полуобмотка w'1 трансфор­
матора Тр2;
3) источник питания, переходы эмиттер - база тран­
зисторов Т 1 и Тз, вторичная обмотка w'2 , диод Д 1 , вто-­
ричная обмотка w2 , диод дз, нагрузка преобразова-­
теля Rп.
Диод Д 4 закрыт напряжением U2 вторичной обмотки
w2 силового трансформатора. Диод Д2 закрыт суммой
напряжений вторичных обмоток силового и управляю­
щего трансформаторов.
Поскольку первичная полуобмотка управляющего'
трансформатора Тр2 подключена к источнику питания,
а его вторичная обмотка обтекается током нагрузки,
управляющий трансформатор участвует в передаче_
мощности в нагрузку.
Коммутация транзисторов в этой схеме может осу­
ществляться за счет насыщения как силового, так И'
управляющего трансформаторов. В последнем случае
силовой трансформатор может работать с любой индук-­
цией, перемагничиваясь по частному циклу петли гисте­
резиса без захода в область насыщения.


Экспериментальные исследования показали, что
'К. п. д. преобразователя в этом случае оказывается вы­
wе, что объясняется уменьшением коммутационных по­
терь в транзисторах и потерь в стали силового транс­
>форматора.
Максимальный коэффициент преобразования
kп.макс='У] (В1Вз+В1+Вз+1),
(1-52)
:где В 1 и В3 - коэффициент усиления силовых и управ­
ляющих транзисторов соответственно.
Напряжения на закрытых транзисторах
Ибэ= И'2; Ибк= И'2+2И1.
(1-53)
Отметим, что в случае повышенных значений напря­
жений на закрытых транзисторах уменьшение напря­
жений может быть достигнуто за счет секционирования
вторичной обмотки w'2 управляющего трансформатора
(как в схемах рис. 1-8).
Напряженпе на нагрузке
Ин=О1 + И2+И'2.
(1-54)
На рис. 1-14,6 изображена схема двухтрансформатор­
ного преобразователя с обратной связью по току, по­
зволяющая получать любой коэффициент преобразова­
ния входного напряжения [Л. 30]. Эта схема является
модификацией двухтрансформаторной схемы, подробно
·рассмотренной в [Л. 9]).
Преобразователь содержит силовой Tpl и управляю­
щий Тр2 трансформаторы, два транзистора Т 1 и Т2 и
четыре диода.
Особенность этой схемы по сравнению с известной
в том, что в ней ток базы открытого транзистора скла­
дывается из тока нагрузки преобразователя и тока вто­
рпчной обмопш управляющего трансформатора. По­
следнее позволяет (за счет смещения, подаваемого на
базы транзисторов) получить надежный запуск преоб­
разователя при низких входных напряжениях и умень­
шить габариты управляющего трансформатора.
Напряжение на нагрузке
Ин= И1 + И2-И'1,
(1-55)
где U' 1 - напряжение на первичной обмотке управляю­
щего трансформатора.
Рассмотренные двухтрансформаторные схемы обла­
дают практически всеми преимуществами однотранс-
зо


форматорных схем и, не·
смотря на сравнительно
большое число элементов,
позволяют получать вы·
сокий к. п. д. при низких
входных напряжениях н
больших коэффициентах
преобразования. Типич­
ные для та,ких схем ха­
рактеристики приведены
на рис. 1-15 .
Экспериментальные ис­
следования показали, что
к. п. д. этих схем прак­
тически одинаков (к.п.д.
схемы рис. 1-14,а выше
на 2-3%). Преобразова·
тель по рис. 1-14,а имеет
1/, Ин, Р,,
% В Вт ~--+---+-+--lr---t---J
2
5Br
J
Рис. 1-15. Характеристики двух­
трансформаторного преобразова­
теля.
большее ЧИСЛО траНЗИСТО- Рн.ном=2,5 Вт при U1 =J ,5 В, Ии=150 В~
ров И ДИОДОВ, НО ТИПОВаЯ транзисторы JТ403И, /=500 Гц.
мощность силового тран-
сформатора в нем несколыко меньше вследствие того.
что управляющий трансформатор передает мощность
в нагрузку.
Включение первичной обмотки управляющего транс­
форl':1атора в схеме рис. 1-14,6 последовательно со вто­
ричной обмоткой силового трансформатора эквивалентно
увеличению ее индуктивности рассеяния; это является
существенным не.Достатком, так как приводит к увеличе­
ншо коммутационных потерь в транзисторах и умень­
шеншо среднего значения выпрямленного напряжения
[Л. 9].
1·5. Преобразователи с обратной связью по току
н гальванически развязанными входом и выходом
В ряде случаев бывает необходимо, чтобы вход и
выход преобразователя были электрически изолированы
друг от друга. В однотрансформаторных преобразовате­
лях с обратной связью по току это требование невоз­
можно удовлетворить, так как наличие общей точки
у входа и выхода обусловливается принципом действия
схемы. В этих случаях можно использовать двухтранс­
форматорные схемы с обратной связью по току
(рис. 1-16).
31


преобразователи по рис. 1- 16,а, в подробно описаны
:в [Л. 9] и не требуют пояснений. Они обладают боль­
шинством достоинств однотрансформаторных преобразо­
шателей с обратной связью по току и имеют высокий
к. п. д. в широком диапазоне изменения нагрузки. К. их
:недостаткам следует отнести отсутствие надежного за­
пуска при низких входных напряжениях, вследствие че­
,го приходится вводить специальную цепь запуска.
а)
!Рис. 1-16 . Двухтраисформаторные преобразователи с обратной
•связью по току и гальванической развязкой входа и выхода.
Преобразователь по рис. 1-16,6 является модифика­
цией описанного в [Л. 31]. Он содержит два транзисто-
:ра Т 1 и Т2, два трансформатора - силовой Tpl и ~
_управляющий и шесть диодов. Силовой трансформатор
.амеет первичную обмотку со средней точкой и две вто­
:ричные - основную w 2 и дополнительную w3 • Основная
·обмотка w 2 и вторичная обмотка управляющего транс­
·форматора w'2 включены последовательно и через вы-
;32


"
прямительный мост Д подключены к нагрузке Rн. До­
полнительная вторичная обмотка w 3 соединена последо­
вательно с первичной обмоткой w' 1 управляющего
трансформатора.
При открытом транзисторе Т 1 полярность напряже­
ния на дополнительной обмотке силового трансформа­
тора такова, что транзистор Т 1 поддерживается в от­
крытом состоянии. При этом транзистор Т2 напряжением
на открытом диоде Д 1 поддерживается в закрытом
состоянии.
Дополнительная вторичная обмотка силового транс­
форматора питает первичную обмотку управляющего
трансформатора, который также отдает мощность в на­
грузку.
Роль базового сопротивления выполняет приведенное
к первичной обмотке управляющего трансформатора
сопротивление нагрузки преобразователя.
Напряжение на нагрузке
Ин='И2 + И'2,
(1-56)
где И2 - напряжение основной вторичной обмотки сило­
вого трансформатора; U'2 - напряжение вторичной об­
мотки управляющего трансформатора.
Напряжения на закрытом транзисторе
Ибэ='Ид; Ибн= Иц+2И1.
(1-57)
Коммутация транзисторов может осуществляться за
счет насыщения как силового, так и вспомогательного
трансформатора. В последнем случае к. п. д. преобразо­
вателя бvдет несколько выше.
Достоинством этой схемы, как показали эксперимен­
тальные исследования, является надежный запуск при
низких входных напряжениях. Последнее объясняется
наличием сильной положительной токовой обратной
связи. При этом отпадает необходимость в специальных
цепях запуска.
Схемы рис. 1-16 позволяют получать любой коэффи­
циент преобразования входного напряжения. К.оэффи­
циент полезного действия этих схем. примерно одинаков.
Типовая мощность силового трансформатора при­
мерно одинакова (наличие «лишней» обмотки Wз не при­
водит к увеличению типовой мощности, так как эта
обмотка участвует в передаче мощности · в нагрузку).
Применение схемы рис. 1-16,6 в ряде случаев предпо-
3-561
33


чтительно вследствие более надежного. запуска ее при
низких входных напряжениях.
.
В случае если на вторичной стороне трансформатора
Tpl в схеме рис. 1-16,а сравнительно высокое напряже­
ние, то целесообразнее применять схему рис. 1-16,в
[Л. 6].
1~6. Рекомендации по выбору схемы
преобразователя
Одним из основных критериев при выборе схемы
преобразователя является значение коэффициента пре­
образования напряжения kп= Ин/И 1 • К.роме того, необ­
ходимо учитывать напряжения на транзисторах схемы,
число выходов преобразоватеJrя, мощность преобразо­
вателя, наличие требования гальванической развязки
входа и выхода преобразователя или различных выходов
преобразователя между собой.
Для определения оптимальных значений kп для каж­
дой из приведенных схем преобразователей были изго­
товлены образцы преобразователей для значений kп=
=2-+ -100; И 1 =1,5 В; Р 1 =1,5 Вт. Материал магнитопро­
вода трансформаторов 79НМ-О,05; диоды Д302; частота
преобразователя 500 Гц, транзисторы IТ403 или П210
(для обоих типов транзисторов оптимальные значения
kп оказались примерно одинаковыми). По результатам
испытаний были определены те оптимальные значения
kп.опт, при которых к. п. д. данной схемы больШе к. п. д.
всех остальных схем.
В табл. 1-1 приведены оптимальные значения kп.опт
для каждой из рассмотренных в гл. 1 схем, а та~<же зна­
чения напряжений на транзисторах, на нагрузке и мак­
симальное значение kп:маис·
При больших значениях kп (40-60) и при малых
мощностях (Р< 0,5 Вт) целесообразно применение схем
с конденсаторно-диодным умножителем напряжения (ти­
па рис. 1-11,в) [ Л. 40]. Наиболее целесообразны схемы
симметричных конденсаторно-диодных умножителей на­
пряжения, которые имеют к. п. д. на 4-5 % больший, чем
несимметричные схемы с таким же коэффициентом
умножения [Л. 10]'. Опыт показал, что изменение коэф­
фициента умножения напряжения в довольно широких
пределах незначительно изменяет к. п. д. преобразова­
теля. Например, в преобразователе по схеме рис. 1-11,в
(мощность 0,5 Вт; И 1 =1 В; напряжение на вторичной
34


~
*
""'
t.n
Схе:11а, рнс.1
l-4, а
1-4, б
l-8, а
1-8, б
1-8, 6
1-9
1-11, а
1-11' б
1-ll,в
1-14, а
1- 14, (j
l-lG, а
1- 1f)_ (j
ибэ
Ин-И1
2 (Ин-И1)
Ио
Ио
2И0
Иэб.н
Т1
Т2
Ин-И1 Ид.1
TI
т2
,2U2A
Ид1
Ид
И'2
И'2
И'2
Jl
ибк
Ин+И1
2Ин
И0+2И1
U0+2И1
2И0 + 2И1
Иэu.н +и1
Ti
Т2
Ин+И1 Ид1 -f -2U1
TI
Т2
2 (U2A +И1) Ид1 +2И1
Ид +2И1
И'2 + 2U1
И12 +2И1
И12+2И1
Jl
Таблица 1-1
ин
kn. :IIaKC
kп.опт
И2 +И1
'IJ (В+ 1)
4-10
И2 +И1
'1J (В+ 1)
2-4
И 0 +И2+И1
'IJ (В+ 1)
10-24
V 0 +И2+И1
'1J (В+ 1)
10-24
И0 +и2 +2И1
'fJ (В+ 1)
2-4
И2
'IJ (В+ 1)
10-24
2И2 +И1
2'fJB+ 1
20-30
2(И2л+И1)+
2'fJB+ 1
20-30
+И2ь
2И2
2·~В
24-60
И1+И'2+И2
"1(В1В3+81+ 83+1)
40
И2-И'1
Не ограничивается значением
>40
коэффициента усиления В
-
И2 -И'1
То же
>40
И2 +И'2
То же
>40


обмотке 15 В; транзисторы П210 В; диоды умножителя
Д302; материал магнитопровода 79НМ; частота 500 Гu)
к п. д. был равен 78-79% при изменении коэффициента
умножения kуч от 1 до 4.
Пр!! /гп > l 00 целесообразно использование двух­
трансформатоrных схем преобразователей типа рис. 1-14
и 1-16.
Р11с. 1-17. Преобразовате,'lь с дву~1я выхо­
дами.
При необходнмости иметь на выходе преобразовате­
ля несколько различ~ых уровней выходного напряже­
ния его схема составляется из элементарных схем типа
рис. 1-4, 1-8 и т. д. В этом случае число возможных
комбинаций может быть велико.
На рис. 1-17 приведена схема преобразователя на­
пряжения0,5В вдва уровня- 1,5 и 6В [Л. 40],яв­
ляющаяся комбинацией схем типа рис. 1-4,6 и 1-8,а.
Данный преобразователь имеет малое начальное напря­
жение самовозбуждения (О, 15-0,2 В).
ГЛАВА ВТОРАЯ
ВОПРОСЫ НАДЕЖНОСТИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
НАПРЯЖЕНИЯ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ
2-1 . Общие положения
Преобразователи в автономных источниках питания
работают в течение длительного времени в условиях.
исключающих возможность технического обслуживания
или ремонта, поэтому требование высокой надежности
является одннм из основных, предъявляемых к таким
преобразователям.
36


Создание преобразователей с высо1<0й надежностью
на большпе сроки службы встречает ряд трудностей.
Предприятия - изготовители полупроводниковых прибо­
ров и других элементов преобразователя гарантируют
их· соответствие техническим условиям (ТУ) обычно не
более чем на 1 год (примерно 1О ООО ч). На этот же срок
службы приводятся результаты испытания их на надеж­
ность. В настоящее время в литературе отсутствуют
достоверные данные по испытаниям полупроводниковых
приборов, работающих свыше 10 ООО ч [Л. 32J. Однако
о характере зависимости интенсивности отказов во вре­
мени в диапазоне 10 4-105 ч можно судить по результа­
там исследований длительной эксплуатации радиоэлек­
тронной аппаратуры на диодах и транзисторах. По дан­
ным [Л. 32] при нормальных условиях эксплуатации
интенсивность отказов полупроводниковых приборов не
возрастает со временем.
Известно [Л. 33, 35], что интенсивность оп<азов эле­
ментов уменьшается с уменьшением коэффициентов их
нагрузки
kн=Р/Рном,
(2-1)
где Р - рассеиваемая в элементе мощность; Рпом - но­
минальная рассеиваемая в элементе мощность.
У преобразователей с высоким к. п. д. электрические
нагрузки (токи и напряжения) его элементов (транзи­
сторов, диодов, трансформаторов) невеликп н обычно
примерно на порядок меньше номинальных. Вследствие
этого коэффициенты нагрузки на эле;-.1енты преобразо­
вателя обычно не превышают 0,01-0,05. При этом ин­
тенсивности отказов элемептов преобразователя неве­
лики и блнзки к их значениям при складском хранении
элементов [Л. 33]. Обычно срок складского хранения
элементов (с гарантированным сохранением работоспо­
собности элементов) составляет 10-12 лет.
Указанное обстоятельство позволяет считать задачу
создания высоконадежных преобразователей с большим
сроком службы принципиально разрешимой.
Постоянство во времени интенсивности отказов дает
возможность пользоваться при расчете надежности пре­
образователей экспоненциальным законом распределе­
ния отказов элементов [Л. 34}.
В табл. 2-1 приведены рассчитанные по данным 11
формулам [Л. 33-35] значения надежности преобразо­
вателя с одним транзнстором в плече, выполненного по
37


Таблица 2-1
Срок службы. ч 1
10 ООО
50 ООО
100 ООО
р
0,9991
0,9982
0,9891
схеме рис. 1-4,а, при коэффициенте нагрузки его эле­
ментов kн= 0,05 и различных сроках службы.
Из табл. 2-1 видно, что даже нерезервированный
преобразоватеJiь обладает высокой надежностью.
Обычно по ТУ необходимо обеспечить надежность
преобразователя не ниже 0,99-0,999. В случаях, 1<0rда
нерезервированный преобразователь не может обеспе­
чить требуемой надежности, необходимо его резервиро­
вать. Для выбора схемы резервирования рассмотрим
аварнйныс режимы в однотрансформаторных преобра­
зователях с обратной связью по току, работающих со­
гласованно с нсточникоы питания и с аккумуляторной
батареей на выходе.
2-2. дварннные режимы в однотрансформаторных
преобразователях с обратной связью по току
Под отказом преобразователя будем понимать такой
режим его работы, при котором выходные параметры
преобразователя (ток и напряжение нагрузки) не
удовлетворяют ТУ. Обычно допустимые по ТУ отклоне­
ния тока и напряжения на нагрузке преобразователя
от их номинальных значений не превышают нескольких
процентов.
Постепенные отказы элементов преобразователя за
счет изменения 11х электрических параметров (пзмене­
ние коэффицпента усиления транзпстора или тока за­
крытого транзистора и т. д.) не приводят к выходу пре­
образователя из строя. Они л11шь незначительно влияют
на к. п. д. преобразователя. Поэтому в дальнейшем
будем рассматрпвать только внезапные отказы элемен­
тов преобразователя.
В схеме рис. 1-4,а с одним транзистором в плече вы­
ход из строя любого из элементов - трансформатора,
транзистора, диода (за счет обрыва или короткого за­
мыкания), обрыв мест соединения пайкой и монтажных
проводов, - приводит к выходу из строя (отказу) всего
преобразователя.
38


Таблица 2-2
Д11оды
Трансформатор
Транз11сторы
Корот-
Обрыв
Короткое
Обрыв
Короткое
Параметр, кое за-
за~1ыкан11е
Обрыв
замыкание
%
мыка1ше
--
W11Wo
1w.
1
1
ЭК1ЭБ 1КБ
Д1 НЛ!1 Д, !IЛИ
W1
кБэ
д. ~д·.
Ui/UIHOM
200
200 200 200 200 200 200 200 180
104020
f1/f JHOM
о
о
о
о
о
о
о
о17182155180
111.1 1н.ном
5
о
о
о
о
о
о
о10
о
о
о
В табл. 2-2 приведены экспериментальные характе­
ристики аварийных режимов в преобразователе по схеме
рис. 1-4,а, каждое плечо которого со.Держит по три
параллельных транзистора. В номинальном режиме
входное сопротивление преобразователя согласовано
с внутренним сопротивлением источника питания и на­
пряжение на входе преобразователя И 1 ном равно поло­
вине э. д. с. источника питания.
Из табл. 2-2 видно, что преобразователь выходит из
строя при коротких замыканиях и обрывах в трансфор­
маторе и диодах, коротких замыканиях в любом из
транзисторов.
При обрывах эмиттеров или баз транзисторов схема
остается работоспособной при выходе из строя п-1 =2
транзисторов (n=З- число транзисторов в плече).
При обрывах коллекторов транзисторов схема остает­
ся работоспособной лишь до выхода из строя определен­
ного числа транзисторов. Это объясняется тем, что при
обрыве коллекторов увеличивается коллекторный ток
исправных транзисторов. Это происходит при неизмен­
ном базовом токе каждого транзистора, поскольку через
переходы эмиттер - база неисправных транзисторов
продолжают протекать базовые токи. В результате при
определенном числе неисправных транзисторов исправ­
ные транзисторы выходят из состояния насыщения, что
и приводит к отказу схемы.
·
Выражая токи fк и iб исправных транзисторов через
входную мощность и к. п. д. преобразователя и исполь­
зуя условие ( 1-28) нахождения транзистора в режиме_
насыщения, получаем выражение для максимального
числа nт транзисторов, после выхода которых из строя
39


(за счет обрыва коллектора) еще возможна нормаль­
ная работа преобразователя:
Пт~ n ( l-kп/riB).
(2-2)
Например, для преобразователя с n=ЗО; ku=lO; ri=0,85; В=
=30 IИЗ {2-2) имеем nт::;;;;;18, т. е. преобразователь будет нормально
работать после обрывов коллекторов у 118 транзисторов в плече.
В табл. 2-3 приведены экспериментальные характе­
ристики аварийных режимов в транзисторном плече
Параметр
Ток эмиттера неисправноrо транзистора
Ток базы неисправного транзистора
Суммарный эмиттерный ток транзисто-
ров исправного плеча
Суммарный эмиттерный ток транзисто-
ров неисправного плеча (без тока неис-
правного транзистора)
Сул1l\шрный базовыii ток транзисторов
неисправного п,1еча (без тока ненсправ-
ного транзистора)
Суммарный базовы!1 ток транзисторов
исправного плеча
Таблица 2-3
Действующне значении токов
(в процентах к номинальным значе­
ния~~ при коротко~~ замыкании)
эк
ЭБ
КБ
760
680
765
о
700
390
о
230
172
о
о
105
о
о
48
о
234
80
преобразователя, состоящем из трех транзисторов.
В нормальном режиме входное сопротивление преобра­
зователя согласовано с внутренним сопротивлением
источника питания.
При коротком замыкании перехода эмиттер - кол­
лектор токи во всех исправных транзисторах падают
до нуля, а действующее значение тока неисправного
транзистора Iэ.н возрастает почти до тока короткого
замыкания источника питания ! к.з:
fэ.н~ (0,971,0) fн.з.
(2-3)
Действующее значение тока через каждый из п
параллельно включенных транзисторов при нормальной
работе преобразователя
f 3 =fJn1'1 2 аlк.зlпV2,
(2-4)
40


где 11 - постоянный ток источника питания; а=1 1 /1н.з
(а=О,5 при согласованных источнике и преобразова­
теле).
Таким образом, увеличение действующего значения
тока через неисправный транзистор равно:
ls.кllэ:::::: (0,9+ 1,0) п V2 а- 1 • •
(2-5)
Действующее значение базового тока транзистора
при нормальной работе преобразователя
16= ~= 1j аlк.з
(2-6)
пV2 пV2kп·
При коротком замыкании перехода коллектор - база
транзистора напряжения на обмотках трансформатора
-
падают до нуля, а ток источника протекает через ис­
правные транзисторы обоих плеч (табл. 2-3). Это объ­
ясняется тем, что на базы всех исправных транзисторов
через вторичную обмотку трансформатора и коротко­
зчшнутый переход коллектор - база неисправного тран­
зистора подается отпирающее смещение от «м~шуса»
источника питания. Ток источника питания при этом
возрастает примерно до 0,9 f н.з источника.
При коротком замыкании перехода коллектор - база
ток базы неисправного транзистора равен сумме базо­
вых токов всех исправных транзисторов преобразова­
теля.
Экспериментальные исследования показали, что уве­
личение действующего значения базового тока неис­
правного транзистора с достаточной степенью точности
определяется в~rражением
(2-7)
Если при коротком замыкании коллектор - база
-разорвать цепь базы неисправного транзистора (напри­
мер, предохранителем), то ток в эмиттерной цепи этого
транзистора возрастает примерно до значения тока ко­
роткого замыкания источника. Это происходит вследст­
вие того, что при этом обрываются базовые цепи ис­
правных транзисторов и весь ток источника питания
начинает протекать через неисправный транзистор.
При коротком замыкании перехода эмиттер - база
возрастают токи в транзисторах исправного плеча, а то­
ки в транзисторах неисправного плеча падают до нуля
(табл. 2-3). Это объясняется возникновением в неис­
правном преобразователе блокинг-генераторного режн-
41


ма. Базовые токи открытых транзисторов исправного
плеча замыкаются по контуру: переход эмиттер - база,
вторичная обмотка трансформатора, короткозамкнутый
переход эмиттер - база неисправного транзистора. Ба­
зовый ток неисправного транзистора равен сумме базо­
вых токов транзисторов исправного плеча. Входной ток
преобразователя увеличивается примерно до 0,8 f и.з·
Экспериментальные исследования показали, что
в этом случае увеличение действующего значения базо­
вого тока неисправного транзистора ! бэ по отношению
к номинальному режиму равно:
(2-8)
Отношение базовых токов неисправного транзистора
при коротком замыкании переходов эмиттер - база
(2-8) и коллектор - база (2-7) равно:
(2-"9)
Приведенные выражения позволяют выбрать тип
предохранителя, а также число параллельно соединен­
ных транзисторов, обеспечивающее надежное срабаты­
вание предохранителей.
2-3. Преобразователи с обратной связью по току
повышенной надежности
Анализ аварийных режимов показывает, что защита
транзисторной части однотрансформаторного преобразо­
вателя с обратной связью по току может быть осу­
ществлена предохранителями в эмиттерной и базовой
цепях каждого транзистора.
При коротком замыкании перехода эмиттер - кол­
лектор будет срабатывать предохранитель в эмиттерной
цепи неисправного транзистора. При коротком замыка­
нии перехода эмиттер - база будет срабатывать предо­
хранитель в базовой цепи неисправного транзистора.
При коротком замыкании перехода коллектор - база
вначале сработает предохранитель в базовой, а затем
в эмиттерной цепи неисправного транзистора. ,
Параллельное соединение большого числа транзисто­
ров, защищенных предохранителями, позволяет полу­
чать высокую надежность транзисторной части преобра­
зователя.
42


,.
.
Надежность диодной ча­
сти преобразователя можно
повысить применением од­
ной из схем резервирования
на рис. 2-1,а, б [Л. 33, 34].
При малых коэффициен­
тах нагрузки основная доля
отказов диодов (75%) при­
ходится на обрывы [ Л. 33].
~===?
.
б)
Вследствие этого более Рис. 2-1 . Варианты резервиро-
перспективна схема рис. вания диодов преобразователя.
2-1,а, причем повышение на-
дежности диодного узла преобразователя осуществляет­
ся в основном за счет добавления параллельных звеньев.
На рис. 2-2 приведена схема преобразователя с об­
ратной связью по току с поэлементно резервированными
транзисторным и диодными узлами.
Таким поэлементным резервированием за счет уве­
личения числа параллельно соединенных транзисторов
с предохранителями и диодных цепочек можно обеспе­
чить практически любую надежность этих узлов. Макси­
мальная надежность преобразователя в этом случае
ограничена надежностью трансформатора.
При коротких замыканиях в обмотках трансформа­
тора ток в них (см. табл. 2-2) не возрастает, поэтому
защитить трансформатор от коротких замыканий предо­
храннте.тrями невозможно. При малых нагрузках основ-
дг
Рис. 2-2 . Схема однотрансформаторного преобразователя с обратной·
связью по току с резервированными диодным и транзисторным
узла~1и.
43


ная часть отказов трансформатора (75%) происходит
из-за коротких замыканий в обмотках, поэтому рас­
щеплешrе обмоток трансформатора не приводит к уве­
личению его надежности [Л. 33J.
Однако надежность трансформатора очень высока.
При малых нагрузках интенсивность отказов трансфор­
маторов на два-три порядка меньше интенсивности от­
казов транзисторов и диодов [Л. 33, 34], поэтому, при­
меняя схему рис. 2-2, можно достигнуть высокой надеж­
ности преобразователя.
В случаях, когда схема рис. 2-2 не может обеспечить
заданной надежности, можно применить блочное резер­
вирование преобразователя.
На рис. 2-3 и 2-4 приведены схемы блочного резер~
вирования однотрансформаторных преобразователей
с обратной связью по току [Л. 36 и 37].
Схема рис. 2-3 содержит основной (1) и п резервных
преобразователей, входы которых питаются параллельно
от общего источника питания, а выходы через (п-1)
запирающих диодов Д подключаются к нагрузке.
Осно8ной. (1)
Резер8ные (п)
Р)'!с. 2-3 . Схема блочно-резервированного преобразователя с диод­
ным запирающим элементом.
Оснооной (1)
Резероные(п)
Рнс. 2-4 . Cxel\!a блочно-резервированного преобразователя с дрос­
сельным запирающим элементом.
44


Запирающие диоды включены ме:ж:ду средними точ­
ками управляющих обмоток Wy двух соседних преобра­
зователей.
При резервированин преобразователя по схемам
"
рис. l-4,a и б (где нет управляющих обмоток) запираю­
щие диоды подсоединяются к средним точкам основных
вторичных обмоток w 2 (в схеме рис. 1-4,а при этом
необходимо вывести среднюю точку).
При рассмотрении работы схемы рис. 2-3 считаем,
что параметры основного и резервных преобразователей
одинаковы.
В номинальном режиме напряжение управляющей
обмотки Wy основного преобразователя прикладывается
через диод Д в запирающем: направлении к транзисто­
рам всех резервных преобразователей и полностью от­
ключает их.
При любых отказах основного преобразователя, кро­
ме коротких замыканий в транзисторах и обрывов во
вторичной обмотке w2 и диодах дз и Д4, напряжение
на управляющей обмотке значительно уменьшается и
в работу вступает резервный преобразователь 2, напря­
жение управляющей обмотки которого через запираю­
щие диоды Д отключает остальные резервные преобра­
зователи. Неисправный основной преобразователь при
этом отключается напряжением на нагрузке.
При отказе преобразователя 2 в работу вступает
преобразователь 3 и т. д.
При обрывах в диодах и вторичной обмотке w 2 ба­
зовый ток неисправного основного преобразователя 1
замыкается через запирающий диод Д и вторичные цепи
резервных преобразователей. При этом все резервные
преобразователи оказываются запертыми.
ТаЕ. как при коротких замыканиях в диодах и вто­
ричной обмотке трансформатора основного преобразо­
вателя резервный преобразователь вступает в работу,
то оказывается возможным повысить надежность систе­
мы последовательно-параллельным: соединением диодов
и выполнением вторичной обмотки w2 из нескольких
параллельных ветвей.
Защита от коротких замыканий в транзисторах
основного и резервного преобразователей может осу­
ществляться предохранителями в эмиттерной и базовой
цепях транзисторов.
45


Результаты экспериментального исследования схемы
рис. 2-3 при одном резервном преобразователе приведе­
ны в табл. 2-4. Отметим, что наличие резервных и неис­
правных преобразователей практически не влияет на
к. п. д. преобразования.
Схема рис. 2-4 содержит основной (/) и п резервных
преобразователей, выходы которых работают парал­
лельно на одну нагрузку. Плюсовый вывод входа основ­
ного преобразователя соединен с плюсом источника пи­
тания. Плюсовые входные выводы всех резервных пре­
образователей соединены между собой и источником
питания через дроссели L. Минусовые входные выводы
всех преобразователей объединены.
Таблица 2-4
Транзисторы
Трансформатор
Диоды
Номинальный Короткое
Короткrе
Корот-
Обрыв
О6;1ыs
ксе за- Обрыв
режим
замыкание
зачыкание
'1ыкание
экjэБjкБ Э1Б1К w, 1w, Iwy W1 1Wo 1Wy
д,ф
++(рис.2-З)1-1-1-1 + 1+ 1+ 1+ 1 + 1+ 1+1-1 +1+ 1-1-
++<rис.2-4) - - -
+
+
++++++++++
Пр 11меча11 11 е. ++-работает осношюi! преобразователь;
+ - р'\ботает резервный пресбразовате.'IЬ; его к. п. д. равен к. п. д. осноnноrо
преобразователя;
-~система не работает.
При подключении источника питания запускается
основной преобразователь. Так как в цепи питания ре­
зервных преобразователей включены дроссели, то в мо­
мент включения источника напряжение на их входах
близко I( нулю, и они не запускаются. Выходное напря­
жение запустившегося основного преобразователя за­
пирает диоды и транзисторы всех резервных преобразо­
вателей.
При J1Юбых отказах основного преобразователя (кро­
ме коротких замыканий в транзисторах, защита от ко­
торых может быть осуществлена предохранителями
в эмиттерной и базовой цепях транзисторов) в работу
вступает один из резервных преобразователей и отклю­
чает неисправный преобразователь.
Результаты экспериментального исследования схемы
рис. 2-4 при одном резервном преобразователе приведе­
ны в табл. 2-4.
Отметим, что наличие резервных преобразователей
практически не влияет на к. п. д. преобразования.
46


Режимы при коротких замыканиях в транзисторах
в схемах рис. 2-3 и 2-4 практически аналогичны таким
режимам в преобразователе по схеме рис. 1-4,а, поэтому
возрастание токов в транзисторах может рассчитываться
по (2-5), (2-7), (2-8).
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
РАСЧЕТ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С ПОВЫШЕННЫМ
к.п.д.
3-1. Общие положения
Низковольтные преобразователи напряжения часто
применяются совместно с первичными источниками
энергии, обладающими высокой стоимостью (см. преди­
словие). В связи с этим основным параметром преобра­
зователя, оговариваемым техническим заданием, являет­
ся требуемый к. п. д. Кроме того, обычно задаются
напряжения на входе и выходе, т. е. коэффициент пре­
~бразования, мощность и график нагрузок. В ряде
случаев оговариваются максимально допустимые габа­
риты; в противном случае габариты преобразователя
выбираются исходя из условия получения минимума
массы или стоимости системы в целом: первичный источ­
ник и преобразователь.
Естественно, что, помимо этих основных параметров,
в техническом задании указываются и остальные необ­
ходимые для проектирования данные: температура,
влажность, условия эксплуатации, транспортировки и
хранения, срок службы и требуемая надежность.
Параллельно входным и выходным выводам преобра­
зователя включаются, как правило, накопители энергии:
на входе это может быть конденсатор, а на выходе -
аккумулятор или конденсатор. Конденсаторные накопи­
тели энергии обычно вводятся в конструкцию преобра­
зователя, а аккумуляторный блок выполняется отдельно.
Емкость батареи аккумуляторов должна соответство­
вать графику нагрузок, а емкость конденсаторов - тре­
буемому уровню пульсаций напряжения.
В ходе проектирования и расч·ета преобразователя
необходимо:
1) провести энергетическое сравнение различных
схем преобразователей и выбрать схему с наибольшим
к. п. д. при заданных условиях;
47


/
2) определить оптимальную частоту преобразова­
теля;
3) выбрать материал магнитопровода и рассчитать
трансформатор;
·
4) выбрать тип и рассчитать число параллельно со­
единенных транзисторов и диодов.
Заканчивается расчет обычно расчетом надежности
преобразователя п внесением в схему и конструкцию
преобразователя необходимых мер, обеспечивающих на­
дежность. После этого проводится окончательный рас­
чет к. п. д. преобразователя.
3-2. Расчет трансформатора на максимальный к. п. д.
В известной литературе по расчету маломощных
трансформаторов 1[Л. 5-7, 10] не ставилась задача рас­
чета трансформатора на максимальный к. п. д" когда его
габариты могут быть достаточно большими.
Максимальный IC п. д., получаемый при расчете
трансформатора малой мощности при заданном превы­
шении температуры [Л. 5, 6]!, недостаточно высок.
В [Л. 6] указывается, что для увеличения к. п. д. необ­
ходимо снижать -электромагнитные нагрузки (плотность
тока), однако степень снижения нагрузок не указывает­
ся. В большинстве случаев критериями оптимальности
выступают масса, габариты или стоимость при доста­
точно высоком к. п. д.
Рассмотрим здесь задачу расчета трансформатора
на максимальный к. п. д. при учете возможных ограни­
чений по стоимости, массе, габаритам и при следующих
условиях: магнитопровод трансформатора имеет базо­
вый размер а (для тороида это ширина сердечника),
через который определяются остальные размеры магни­
топровода и обмотки с помощью безразмерных коэффи­
циентов геометрии cpi; эти коэффициенты, как и коэффи­
циент заполнения обмоточного окна медью, полагаются
известными [Л. 5, 6]1. Нагрузка трансформатора актив­
ная, форма напряжения и тока прямоугольная, индук­
тивное сопротивление рассеяния обмоток пренебрежимо
мало, потерямИ в меди первичной обмотки от намагни­
чивающего тока можно пренебречь. Будем пренебрегать
также потерями в изоляции трансформатора и током
через распределенную емкость обмоток, что допустимо
при низких частотах и напряжениях.
48


Температура обмоток и магнитопровода трансформа­
тора известна и равна температуре окружающей среды,
что справедливо, как будет показано ниже, для мало­
мощных трансформаторов, рассчитанных на максималь­
ный к. п. д. При этом условии нет необходимости при­
нимать во внимание коэффициент теп4опроводности
катушки, внутренние перепады температуры и др.
Наличие нескольких первичных и вторичных обмоток
трансформатора с однополупериодным током в них учи­
тывается, как обычно [Л. 5], коэффициентом, связываю­
щим мощность нагрузки с типовой мощностью транс­
форматора. Плотности тока в обмотках трансформатора
одинаковые. Мощность нагрузки Р2 постоянна и из­
вестна.
При этих условиях рассмотрим задачу минимизации
суммарных потерь в стали Рст и в меди Рм трансфор­
матора.
Потери в стали магнитопровода при частоте f и
максимальной индукции В [Л. 5, 7]1
(3-1)
где
(3-2)
Ро -удельные потери в стали при базовых значениях
максимальной индукции В 6 и частоты 1fб; v- плотность
материала магнитопровода; а и ~ - коэффициенты, за­
висящие от материала и толщины пластин или ленты
магнитопровода [Л. 5, 7]; kст - коэффициент заполне­
ния сечения магнитопровода сталью; Vc - объем магни­
топровода; <ре= Vc/a 3 - коэффициент геометрии объема
стали.
Потери в меди трансформатора
(3-3)
где
(3-4)
здесь р - удельное сопротивление провода при темпера­
туре окружающей среды; Л- плотность тока; k0 -
ко­
эффициент заполнения окна обмоткой; V}{ - объем об­
моток (катушек) трансформатора; ери= Vи/а3 - коэффи­
циент I:еометрии объема медп.
4-561
49


Суммарные потери в трансформаторе
Рст+Р~1 = МJа.В~а•+м2л2а1 ;
(3-5)
здесь потери являются функцией четырех параметров:
f, В, а и Л. Однако независимыми переменными могут
быть только любые три из них, так как есть еще основ­
ное расчетное уравнение трансформатора, связывающее
эти четыре переменные с мощностью нагрузки [Л. 5-7]:
Р2=2kфВ fЛkоkст'У]трсрстсрокkма4 •
( 3-6)
где Р2 - мощность нагрузки; kм~ 1 - коэффициент,
зависящий от числа обмоток с однополупериодным то·
ком и их мощности и связывающий мощность нагрузки
с типовой мощностью трансформатора; 'У]тр - к. п. д.
трансформатора; kФ - коэффициент формы кривой на­
пряжения, в рассматриваемых условиях прямоугольной
кривой kф= 1; срст=Sст/а2 - коэффициент геометрии
площади поперечного сечения магнитопровода (Sст);
ЧJок=Sон/а2 - коэффициент геометрии площади окна
обмотки (Sок).
Выражения для коэффициентов ЧJс, ери, ЧJст. сrон при­
ведены в [Л. 5-7]. Любую из четырех переменных
f, В, а или Л можно выразить из основного уравнения
(3-6) через три другие и, подставив ее в (3-5), получить
выражение для суммарных потерь как функцию только.
трех переменных.
Например, если выразить из (3-6) плотность тока
(3-7)
где
Мз=2kфkоkстkмсрстсрон'У]тр,
(3-8)
и подставить это выражение в (3-5), то получим:
Рст+Рм=МJа.В~аз +м2 Р\/М\f 2В 2а
5
• (3-9)
Задача минимизации потерь решается однозначно,
если заданы и зафиксированы любые две из этих трех
переменных и если полагать, что при изменении третьей
переменной остаются неизменными М 1 (3-2), М2 (3-4) и
М 3 (3-8). Дальнейший анализ проводится именно при
таком допущении, что, конечно, снижает точность полу­
ченных результатов. Так, например, при измеыении га­
баритов магнитопровода и даже неизменной относитель-
50


ной геометрии его может изменяться коэффициент
заполнения окна медью k0 • Коэффициент М 3 (3-8) за­
висит от к. п. д" значение которого при расчете транс­
форматора на максимум к. п. д. заранее не известно.
В свою очередь коэффициент kм, связывающий мощ­
ность нагрузки с типовой мощностью трансформатора,
тоже зависит от к. п. д.
Учет всех этих взаимосвязей сильно усложнил бы
анализ. Однако если учесть, что обычно к. п. д. транс·
форматоров, рассчитанных на максимальный к. п. д"
лежит в пределах 0,95-0,98, и принять в (3-8) 1lтр=
=0,97, а значение kы полагать не зависящим от к. п. д"
то существенных погрешностей при количественных рас­
четах не должно быть. К тому :же возможен и метод
последовательных приближений, когда после проведен­
ного расчета трансформатора могут быть уточнены
предварительно принятые значения коэффициентов k 0 ,
М1, М 2 , М 3 и проведен новый расчет.
Выражение (3-9) при переменных частоте или ин­
дукции, или базовом размере мшкно представить в виде
функции
(3~10)
где х - варьируемая переменная; р и q - показатеJiи
степени этой переменной в (3-9); Л 1 н Л2 - постоянные
коэффицнснты, зависящие от выбранной переменной.
Функцпя (3-10) имеет минимум в точке
(3-11)
Причем в этой точке отношение первого слагаемого
функции ко второму
(3-12)
Аналогичные выражения могут быть получены, если
другие величины выра:ж:ать из (3-6) и подставлять
в (3-5).
Таким образом, может быть шесть различных поста­
новок задач на расчет на максимальный к. п. д. транс­
форматора с заданной относительной геометрией магни­
топровода, отличающихся тем, какие заданы пары из
четырех величин (В, f, а, Л).
Индукция В считается заданной и равной индукции
насыщения, если трансформатор работает в схеме преоб-
4*
51


разователя напряжения с самовозбуждением, в котором
переключение транзисторов происходит автоматически
при достижении индукции насыщения. Случай заданной
индукции, меньшей, чем индукции насыщения, в рас­
сматриваемых преобразователях не встречается.
Частота f бывает задана и равна выходной частоте
в преобразователях с выходом на переменном токе.
Базовый размер а задается при ограничениях, на­
кладываемых на массу и габариты трансформатора
преобразователя.
Плотность тока Л бывает заданной в преобразовате­
лях с весьма малыми токами и мощностью в десятки
или сотни микроватт, когда применение минимального
из выпускаемых промышленностью диаметра провода
определяет плотность тока.
Возможны следующие· сочетания исходных условий.
1. Заданы индукция и частота. Это бывает, напри­
мер, при проектировании преобразователя с выходом на
переменном токе заданной частоты, работающего
с трансформаторной обратной связью, в котором пере­
ключение транзисторов происходит при насыщении маг­
нитопровода (гл. 1).
Расчет начинается с определения из (3-6) и (3-11)
оптимального значения базового размера аопт и опти­
мальной плотности тока Лопт· Дальнейший расчет транс­
форматора производится по обычным методикам.
2. Заданы индукция и размеры магнитопровода.
Этот случай встречается при расчете автогенераторной
схемы преобразователя постоянного напряжения с на­
сыщающимся силовым трансформатором и заданным
базовым размером. ·
В этом случае из (3-6) и (3-1 'l) находятся оптималь­
ные значения частоты fопт и плотности тока Лопт· Даль­
нейший расчет производится по обычным методикам.
3. Заданы частота и размеры магнитопровода. Этот
случай имеет место, например, при расчете силового
трансформатора преобразователя с выходом на пере­
менном токе заданной частоты, выполненного по двух­
трансформ.аторной схеме типа рис. 1-16,а, где не фикси­
руется уровень максимальной индукции и задан базовый
размер магнитопровода трансформатора.
Задачей расчета при этом является определение
оптимальных значений индукции Вопт и плотности Лопт·
Дальнейший расчет трансформатора ведется по обыч­
ным методикам.
52


4. Заданы индукция и плотность тока. Этот случай
имеет место при расчете трансформаторов малой мощ­
ности (сотни микроватт), в которых плотность тока за­
дана тем, что диаметр провода обмоток выбирается ис­
ходя из технологических соображений или берется
равным минимальному диаметру выпускаем.ых промыш­
ленностью проводов. Индукция равна индукции насы­
щения, так как обычно такие преобразователи выпол­
нен·ы по однотрансформаторной схеме с насыщающимся
магнитопроводом.
Задачей расчета при этом является определение
оптимальных базового размера аопт и частоты fопт·
Для этого выразим, например, частоту из (3-7)
(3-13)
и подставим в (3-5), получим выражение суммарных
потерь
_
р +Р -м (Р /М Л)а.В~-а. 3-
4
а.+м л2 3
=
ст
м-12з
а
2
а
=Л 1а3-4а.+А..2а3•
(3-14)
Отсюда в соответствии с (3-1 l) находится оптималь­
ный размер, а затем из (3-13) - частота.
Дальнейший расчет трансформатора ведется по
обычным методикам.
Пятый случай, когда заданы плотность тока и часто­
та, практически не встречается и здесь не рассматри­
вается, так как маломощные преобразователи с выхо­
дом на переменном токе не применяются.
Шестой случай, когда заданы плотность тока и ли­
нейный размер, также представляет лишь теоретиче­
ский интерес, так как может встретиться только в двух­
трансформаторных схемах (рис. 1-16), в которых выход­
ной трансформатор перемагничивается по частному
циклу с максимальной индукцией, меньшей индукции
насыщения. Поскольку в микроваттном диапазоне мощ­
ностей применение двухтрансформаторных схем типа
рис. l-l 6 нецелесообразно, этот случай также здесь не
рассматривается.
В табл. 3-l для первых четырех вариантов расчета
приведены полученные выражения для оптимальных
значений рассчитываемых параметров. Кроме того, для
каждого из этих случаев приведено отношение потерь
в стали к потерям в меди в оптимальном трансфор­
маторе.
53


с.л
~
Параметр
Заданная пара
величин
Определяемые
величины
Оптимальные
значения определя-
емых величин
Отношение по-
терь в стали к по-
терям в меди в ре-
жиме
максималь-
ного к. п. д.
Рr;т1Р~1
В;f
Л;а
аопт=
в,r
5М2Р22
=v 3.1\tf 1М 23f2+x. В2+~
1 3A11fa. В~
Лопт= v·
5.'И 2
5
3
Таблица 3-1
Вариант рас'!етной задачи
2
3
4
В;а
f;а
В;Л
f;д
В;Л
а;f
fопт =
Вопт=
аопт=
2+a.,r
2М2Р22
2+~!
2М2Р22
= v(4а-3) м 1 в?-а.рz
=v
=v ~М1М2эв2+а.аs
aM1M2эf2+~as
ЗМ 2 МЗ л2+а.
Лопт =
Лопт=
fопт =
2+а.;
=
2
V~м1Р~ fa.-~
~-а.
а.(
ЗМ2д2
=~! аМ1 Р~в2+х
=v
2М 2 М§а4~
(4а-3) М 1 В~
2л12м3 а4а.
2
2
3
-
-~
4а-З
(1.


К:ак видно из табл. 3-1, соотношение потерь при
предлагаемом подходе к расчету маломощных транс­
форматоров на максимальный к. п. д. существенно отли­
чается от единицы. На возможность отличия этого от­
ношения от единицы при различных условиях оптимиза-
ции трансформатора указано в [ Л. 5, 6]:.
.
В табл. 3-2 приведены характеристики обычно при­
меняемых для магнитопроводов материалов [ Л. 5, 7, 1О],
снятые при синусоидальной прямоугольной формах на­
l! ряжения питания для fб=l кГц и Вб=l Т.
Материа.'!
з 4НI\МП
4 онкмп
.5онп
8НМП
6
7 9НМ
3НКМС
з
эП-61
э-350
Толщина,
М\1
о,1.
0,05
о,1
0,05
0,05
0,02
0,05
о,1
0,05
0,02
0,05
0,08
прямоугольная
р0, Вт/кг 1 ~
1
8,8 1,65
6,3
1,65
16
1,25
8,2 1,40
14,7
1,30
7' 1 1,35
7' 1 1,55
5,0 2,00
4,2 2,00
3,5 2,00
5,5 2,00
.22
1,80
Таблица 3-2
Форма напряжешш
а
·
1
синусоица.1ьная
р0, Вт/кг 1 ~
\
а
1,65
10,0 1,70 1,65
1,40
6,8
1,65 1 ,41
1,40
14,0
1,27
1,41
1,40
7,9
1,41
1,40
1,30
15,3 1,32 1,20
1,30
7,5 1,40 1,30
1,55
7,0 1,50
1,51
1,80
5,5 2,00 1,65
1,60
4,6 2,00
1,60
1,40
3,5 2,00 1,40
1,47
5,5 2,00
1,43
1,40
26,0 1,80 1,40
Коэффициент полезного действия трансформатора
Р2
= rl+ М2Л
2
а3
(l + Рст)]- 1
•
(3-l5)
1Jтр Р2 +Рст+Рм ~
Р2
Рм
Подставляя в (3-15) выражения оптимальных Лопт.
а 0 пт и отношения потерь из табл. 3-1, получаем выраже­
ния для максимального 1<. п. д. трансформатора в каж­
дом из рассмотренных четырех вариантов (табл. 3-3).
Приведенные соотношения позволяют провести ана·
.лиз зависимости оптимальных значений тех или иных
величин от значений задаваемых величин; кроме того,
они позволяют определить степень отклонения к. п. д. от
55


ел
CJ)
Вариант
расчетной
задачи
1
2
3
4
Заданные
величины
В;f
В;а
f;а
В;д
Таблица 3-3
Максимальный к. п. д. трансформатора
(1+1 94МО,625мО,37Бм-О,7530.625~-О.75 !О,625а. - 0,75р-О 25) -1
,
1
2
3
2•
l(2
,
2+}/
·
г1
l + l +7) 0,25а2м21М~ м32а.32~-2а.аб-5а.р~-2
[ l + (1 + +y+-v 0,25~2М 21М~м32~в2а.-2~аб-Б~р~-2г1
1
[ 1+4 aM3°·
75pz0,25 4
-J/ 0,037 (4а-3)З-4а.мз1 м~а.-Зд5а.-бв3~-За. J-1
- -.;;


.,
максимального значения при отклонении данного пара­
метра от его оптимального значения.
На рис. 3-1 для примера показано влияние частоты
при неизменной индукции на оптимальный базовый раз­
мер в расчетной задаче No 1 для двух крайних значе­
ний а, встречающихся в табл~ 3-2 . На рис. 3-2 показано
влияние базового размера
при неизменной индукции на 0
•
22
оптимальную частоту в рас- о,гоН-'-----+---t--~г----1
четной задаче No 2.
о,1в ~-----+---+-----if-----1
0,2(}
а -о,1гs1г+а.1
О
О,Ч
0,8
l,Z
1,Б кГц
Рис. 3-1 . Зависимость опти­
мального базового размера от
частоты в расчетной задаче
(вариант 1). ·
О,16
0,11./
0,12
o,ra
0,08
О.ОБ
о,м
0,02
о
а
2
J
4
5
Б
Рис. 3-2 . Зависимость опти­
мальной частuты от базового
размера в расчетной задаче
(вариант 2).
Расчет показал, что при .максимальном к. п. д. транс­
форматора 90%. в расчетной задаче No 1 увеличение
плотности тока на 10% от оптимального значения прп
допущении неизменности коэффициента заполнения окна
медью (ko) и коэффициента геометрии объема меди (ери)
приводит к умен~шению к. п. д. трансформатора на 1%.
Если же иметь в виду, что с увеличением Л в данных
условиях уменьшаются значения k0 и (/)к, то снижение·
к. п. д. будет еще меньшим. Чем выше значение макси­
ма.r~ьного к. п. д" тем, естественно, слабее влияют откло­
нения значения того или иного параметра от оптималь­
ного.
В практике встречаются случаи, когда фиксированы
три независимых параметра. При этом расчет на мини­
мум потерь не может быть произведен. По основному
расчетному уравнению (3-6) определяется четвертый
параметр и далее выполняется обычный расчет. Напри-
57


мер, при проектировании преобразователя весьма малой
мощности по технологическим соображениям приходит­
ся пр11менять имеющиеся магнитопроводы минимальных
размеров, и таким образом фиксируется а, минималь­
ный диаметр провода определяет плотность тока, а ин­
дукция равна индукции насыщения и таким образом
задается, так как в этих преобразователях применяются
однотрансформаторные схемы с самовозбуждением. По
известным а, В, Л из (3-6) определяется лишь частота.
Дальнейший расчет проводится обычным образом.
До сих пор полагали известной и заданной относи­
тельную геометрию магнитопровода. Исследования опти­
малыюй геометрии магнитопроводов проведены многими
авторами при различных критериях оптимальности
lЛ. 5, 6]:. Однако в рассматриваемой в данной книге
постановке вопроса о расчете трансформатора с макси­
мальным к. п. д., когда факторы массы и превышения
температуры не принимаются во внимание, задача по­
иска оптимальной геометрии не была рассмотрена.
В [Л. 52] проведен анализ влияния на к. п. д. транс­
форматора геометрии тороидального магнитопровода.
За базовый размер, как и в [Л. 5, 6}, приняп ширина
сердечни1<а а, а все остальные размеры: d - внутренний
диаметр и Ь - высота сердечника - связаны с а через
коэффициенты геометрии х и у:
x=d/a; у=Ь/а.
Рассматривалась задача определения значений х, у,
а и -f, при которых к. п. д. трансформатора будет макси­
мальным, если заданы его мощность, масса, материал
магнитопровода и максимальная индукция.
Для материала 79I-IM -0,05 (а= 1,6) при kст=О,8;
ko=0,25 было получено: Хопт=4,3; Уопт=2,8.
Если для данного примера отступить от оптимальных
соотношений, то при 2<х<9 и 7>у> 1 потери в транс­
форматоре будут превышать минимальное значение по­
терь (при Хопт и Уопт) не более, чем на 10%.
Конечно, по данному одному примеру, рассмотрен­
ному к тому же при допущении, что коэффициент ko не
зависит от относительной геометрии, нельзя сделать об­
щего вывода об области целесообразных с точки lрения
к. п. д. значений коэффиц11ентов геометрии х и у торо­
идальных магнитопроводов. Однако известное. ,1редстав­
ление об оптимальной геометрии этот пример все же
дает. Отметю.1, что геометрия стандартного ряда торо-
58


.идальных магнитопроводов такова, что х= 3-: --12; у=
=0,5-: --3 [Л. 5, 7].
Этот анализ показывает также относительно слабую
зависимость потерь в трансформаторе, рассчитанном на
максимальный к. п. д., от относительной геометрии маг­
нптопровода. Данное обстоятельство позволяет при рас­
чете оптимальных значений варьируемых параметров
(например, плотности тока) рекомендовать нспользо­
вать их значения, полученные для. определенной гео-
метрии магнитопровода, практически для магнитопрово­
дов с существенно иной геометрией. При этом не
исключается, конечно, применение метода последова­
тельных приблпжений.
В· практике расчета трансформатора наиболее часто встречается
вариант 1; при это:-.1 основным неизвестным параметром является
плотность тока, зная которую можно с помощью основного расчет­
ного уравнения трансформатора (3-6) выбрать типоразмер :\fагннто­
провода. Для облегчения этой задачи на .рис. 3-3 приведены расчет­
ные зависимости плотности тока от частоты (вариант ·1). Расчет
проведен для тороидального :\fагнитопровода ОЛ 25/35-5 с относи­
"Тельной геометрией x=S, y=1I и при коэффициенте заполнеЮiя окна
медью ko = 0,25, коэффициенте заполнения сечения магнитопровода
.сталью kст =0,8.
11 /н112
J,O Лопт.
2,5
2,0l--~~-L--~~-1--..,.c_-
l,S '--~~-'-~"'---"--~"'----_._~~--'
1,01--~-JC..j._-e.'-----1-~~
0,5~~~1--,,,...-~~~--J.~~---..j
f'
о
500
1000
1500 Гц
Рис. 3-3. Зависимость опти­
мальной плотности тока от ча­
<:тоты для различных материа­
лов сердечника.
12
J
Вт
Рис. 3-4 . ::.ав11сиl\10сть к. п. д.
трансформатора от мощности.
1 - расчет по предложенной мето­
дике; 2 - эксперимент; З
-
расчет
по методике [Л. 71 при 0""'50°С.
Как видно из рис. 3-3, оптимальная. плотность тока примерно
в 5-' 1 О раз меньше плотностей тока, обычно рекомендуNшх для
трансфор~r<1торов преобразователей [Л. 7] при превышении темпера-
1·уры 8 ='50°С, что собственно и определяет существенное увеличе­
ние к. п. .:i..
На рис. 3-4 (кривая 1) и в табл. 3-4 приведена расчетная зави­
оеимость к. п. д. трансфор:..1аторов от их мощности при частоте
59


Мощность транс­
форматора, Вт
о, 10
0,41
2,08
7,30
16, 10
Таблица 3-4
К. п. д. трансформатора, %
1
Расчет по сбычно/\
/----------,- - - - - - - - методике в= 50°С
[JJ. 7)
Предложенная методика
Расчет
Эксперимент
93, 1
95,3
96,9
97,8
98, 1
92,4
94,8
96,5
97,6
98,0
82,0
88,0
90,5
93,2
94,3
500 Гц. Расчет проведен по фор~tулам табл. 3-3 для первого вариан­
та расчетной задачи, для магнитопроводов стандартного ряда, вы­
полненных из материала 79НМ-О,05. Даже при мощности Р 2 =0,1 Вт
к. п. д. трансформатора достаточно высок (93, 1%) . На рис. 3-4 при­
ведены также 'результаты экспериментального определения к. п. д.
трансформаторов, изготовленных по расчетным данным (кривая 2).
Для сравнения на рис. 3-'4 (кривая 3) пркведена зависимость к. п. д.
трансформаторов от мощности, рассчитанных при превышении тем­
пературы 50°С с обычно рекомендуемыми плотностями тока [Л. 7].
Низкие 'плотности тока приводят к увеличению массы. Расчеты
показывают, что при f =бОО Гц масса трансформатора, рассчитанно­
го на макси:\1альный к. ·п. д., приблизительно в 6 раз больше массы
трансформатора той же мощности, рассчитанного по обычной ме­
тодике при превышении температуры 150°С 1[Л. 5 и 7].
Низкие плотности токов и большие габариты трансфор:v~аторов,
рассчитанных на максимальный к. п. д., при-водят к тo:viy, что пре­
вышение тем·пературы у них на частотах до. 2 кГц не достигает
1-2°С, что исключает необходимость в проведении поверочного теп­
лового расчета.
Раз~еры
магннто-·
провода
20/?5-5
20/25-6 ,5
20/28-5
22/30-5
25/35-5
25/35-6 ,5
25/40-5
25/40-6 , 5
28/40-8
28/40-10
32/45-8
32/45-10
32/50-8
36/56-8
36/56-10
4
4
4
4
0/56-12,5
0/56-16
0/64-12,5
5/70-16
60
f=200Гц
k
Р,, B+/~;~12 l'1 · %
о
0,20 0,02 О, 13 91 ,9
0,20 0,03 О, 14 92 ,5
0,20 0,04 О, 16 92,9
0,20 0,04 О, 15 93,2
0,25 0,08 О, 13 94,4
0,25 0,11 0 ,15 94 ,9
0,25 0, 14 0,16 94,9
0,25 0,20 О, 17 95,3
0,25 0,22 О, 16 95,6
0,25 0,30 0 ,17 96 ,0
0,25 о.за О, 14 95,9
0,25 0,40 0 ,16 96,2
0,25 0,47 о. 16 96,2
о ,25 0,63 0, 16 96,5
0,25 0,36 О, 17 95,8
0,28 1,iJl О, 15 97, 1
0,28 1,41 О, 16 97 ,3
0,28 1,81 0 ,18 97 ,4
0,28 3,10 0,18 97 '7
Таблица 3-5
f=500Гц
f=1000Гц
Р" Вт IA/~~1•l'1· % Р,, Вт lлf,;ы•I '1· %
0,10 0,27 93,1
0,36 0,47 94,0
0,15 0 ,30 93,7
0,51 0,51 94,5
0,21 0 ,33 94,0
0,71 0,58 94 ,8
0,23 0 ,31 94,2
0,80 0,54 94,9
0,41 0,27 95,3
1,43 0,48 95,9
0,59 0,30 95, 7
2,06 0,53 96 ,3
о. 73. 0,33 95 ,7
2,54 0,57 96 ,2'
1,05 0,36 96, 1
3,67 0,63 96,6
1, 17 0,32 96,4
4,07 0,56 96 ,8
l ,fi8 0,35 96 ,6
5,50 0,61 97 ,1
1,54 0,30 96,6
5,35 O,fi2 97.О
2,08 0,33 96,9
7,25 0,57 97 ,3
2,4f; 0,35 96 ,8
8,fil 0,60 97,2
3,27 ·о,33 97 ,О 11,38 0,57 97 ,4
4,45 0,36 97,3 15,50 0,62 97,6
6,26 0 ,31 97 ,6 18 ,30 О,53 97,9
7 ,32 0,33 97 ,8 25,50 0,58 98,1
9,42 0.37 97,8 32 ,80 0,fИ 98 ,1
16, 1 0,37 98, 1 ;,r;,10 0,65 98,4


•
'
Все указанные здесь расчеты проведены для т,рансформатора
одна из двух обмоток которого выполнена со средней точкой (kм =
=0,83).
Для облегчения проектирования трансформатора 'В табл. 3-5
приведены результаты расчета на ЭВМ ряда т,рансформаторов, вы­
полненных на тороидальных магнитопроводах из материала
79НМ-О,05 при заданных частотах '(0,2; 0,5 и 1,0 кГц)-, максимальной
индукции 0,75 Т, kст =0,8; kм =0,83. Рассчитывались плотность тока
и мощность, соответствующие максимально:.1у к. 'П. д., а также зна­
чение к. п. д.
Таким образом, в данной задаче были известны а, f, В и из
условия максимума к. п. д. определялись оптимальные Л и Р2• Такие
расчеты представляют интерес, так как часто не удается подобрать
магнитопровод, соответс11вующий расчетному значению аопт и опти­
мальной гео:-.1етрии. По данным табл. 3.5 или по аналогичным рас­
четным данным можно для заданной мощности выбрать магнитопро­
вод трансфорл1атора.
Анализ показывает [JI. 52], что в диапазоне частот 50 Гц -
10 кГц при мощностях 11-30 Вт наибольший к. п. д. имеют транс­
форматоры с магнитопроводо:-.1 из пермаллоя 79НМ-О,05. В табл. 3-6
Мауернал
магнитопровода
50НП.
40НКМП
34НКМП
33НКМС
Отношение потерь
1,93f-0,13
l, 45 Го,оsз5
.1 ,37го.оsз5
1, 28/-0,053
Таблица 3-б
1
Частота, при которой
потери в трансформаторах
равны, кГц
165
9,7
43,G
100
для трансформаторов, рассчитанных на :-.1аксимальный к. п. д. при
заданных В и а, приведено отношение потерь в трансформаторах
с магнитопроводами из различных материалов (табл. 3-2) к потерям
в трансформаторе с магнитопроводом из пермаллоя 79НМ-О,05 (тол­
щина всех материалов 0,05 мм).
В диапазоне частот 100-2000 Гц потери в трансфор­
маторах с магнитопроводами из различных материалов
в 2,5-1,5 раза превышают потери в трансформаторе из
пермаллоя 79НМ-О,05.
Для маломощных и малогабаритных преобразовате­
лей, когда вопросы технологичности конструкции катуш­
ки трансформатора выходят на первый план, рекомен­
дуется применять ферритовые магнитопроводы, напри­
мер из материала ·2000 НМ. На частотах 2000 Гц и выше
к. п. д. трансформаторов с ферритовыми магнитопрово­
дами всего лишь на 3-7% меньше, чем к. п. д.
трансформаторов с магнитопроводами из пермаллоя
61


79НМ-О,05. Однако открытая намотка катушек для
трансформаторов с магнитопроводом броневого типа
·оказывается единственно приемлемой, в особенности при
применении проводов с толщиной 20-50 1\1Ю\!.
Прв проектированщ1 трансформатора преобразовате­
ля для радиоизотопного термоэлектрического генератора
·обычно однозначно может быть задана лишь индукция
В= Bs. Из оставшихся трех переменных Л, f, а необхо­
гц
8()()
6()()
l/()(J
2()()
()
f.пт
\
\
1()()0
'-.... ~.
1
2000 JOOO
--
PIJff /Вт
димо задаться частотой или
размером а, после чего про­
вести расчет оптимальной
плотности тока и последне­
го параметра - а или f. Вы­
бор значений а или f произ­
водится исходя из следую­
щих соображений. С ростом
'Рис. 3-5. Зависимость опти- частоты уменьшаются а и
мальной частоты от стоимости масса трансформатора, пада­
'радиоизотопного топлива.
ет стоимость rрансформато-
ра,нопадаетиегок.п.д.
(табл. 3-1 и 3-3), поэтому растет стоимость самогс
радиоизотопного генератора. Оптимальной будет такая
частота (размер а) трансформатора, при которой сум­
марная стоимость трансформатора и радиоизотопного
генератора минимальна.--Чем выше стоимость топлива,
тем дороже каждый процент потерь мощности и тем
·больше по габаритам, следовательно, с большим к. п. д.
и с меньшей частотой должен быть преобразователь.
В [Л. 52] показано, как, зная удельную стоимость
радиоизотопного топлива (руб/Вт), рассчитать опти­
мальную частоту преобразователя, обеспечивающую ми­
нимум суммарной стоимости всей системы. На рис. 3-5
для примера приведена полученная в [Л. 52] зависи­
мость оптимальной частоты от у дельной стоимости топ­
.лива.
Таким образом, возмо:ж:ен следующпй порядок рас­
чета трансформатора преобразователя для радиоизотоп­
ного термоэлектрического генератора:
1) по удельной стоиМОGТИ топлива и по рис. 3-5
определяется оптимальная частота fопт;
2) по рис. 3-3 определяется оптимальная плотность
тока Лопт, соответствующая частоте fопт;
3) по основной расчетной формуле (3-6) при извест­
ных В= Bs и Лопт рассчитывается произведение ScтS01,;


4) из стандартного ряда [Л. 5, 7, 10]1 выбирается
ближайший 'Типоразмер магнитопровода;
5) производится дальнейший рас.чет трансформатора
по обычной методике [ Л. 5, 7, 1О].
3-3 . Расчет выnрямнтелем статическнх
преобразователей
По выбранной схеме преобразователя (гл. 1) и по
данным нагрузки определяются прямой ток диода и об­
ратное напряж:ение на диоде, которые являются исход­
ными данными при расчете выпрямителя.
Использование диодов при обратном напряжении,
близком к паспортному предельно допустимому значе­
нию, автоматически обеспечивает высокий к. п. д. вы­
прямителя (около 99%) и не требует принятия допол­
нительных мер для повышения к. п. д.
В низковольтных преобразователях, в которых диоды
работают с обратным напряжением, существенно мень·­
шим допустимого, кроме выбора типа диода, встает за­
дача повышения к. п. д., которое может осуществляться
либо недоиспользованием диодов по току, либо вклю·
чением некоторого числа параллельно соединенных дио­
дов. Оптимальное число параллельных диодов зависит
от многих факторов (допустимые габариты, требуемый
к.п.д.идр.).
Потери в диодах делятся на статические потери
в открытом и закрытом состоянии и динамические по­
тери. Как показ·ано в [Л. 11, 14]:, динамическими по­
теря~и в диодах на частотах до 2 кГц можно пре­
небречь. Изменением числа параллельно соединенных
диодов можно влиять на статические потери в диодах,
а динамические потери, зависящие от частотных с·войств
диода и мощности нагрузки, при этом остаются
практически постоянными. В связи с этим поставим
задачу минимизации статических потерь в диодах
при допущении равномерного распределения токов
между диодами.
В рассматриваемых преобразователях (гл. 1) форма
напряжения на обмотках трансформатора прямоуголь­
ная, напряжение на входе и выходе преобразователя по­
стоянно, без пульсаций, поэтому форма тока через
диоды и обратного напряжения на диодах прямоуголь­
ная. Задачу минимизации статических потерь в диодах
63


при перечисленных условиях удобно решать, пользуясь
мгновенными значениями токов и напряжений.
Напрюкение U11 и TOI< нагрузки fн для данного пре­
образователя заданы, п при проектировании преобразо­
вателя их следует рассматривать как постоянные вели­
чины, не зависящие от числа параллельно соединяемых
диодов. Это означает, что заданы суммарный прямой
ток через диоды и обратное напряжение на диодах.
Ограничимся рассмотрением двухполупериодного вы­
прямителя с двумя идентичными диодными группами
и трансформатором со средней точкой, для которого
"2,/пр=fн; ·Иобр=2Ин,
(3-16)
где /пр - прямой ток одного диода; Иобр
-
обратное на­
пряжение на каждом диоде.
Суммарные статические потери в двух диодных груп­
пах (плечах)
(3-17)
где Ипр - прямое падение напряжения на диодах;
L:,J обр - сумма обратных токов диодов одного плеча при
данном обратном напряжении (3-16).
Поскольку через диод протекают неизменные во вре­
мени в один полупериод прямой, а в другой полупериод
обратный токи, то удобно пользоваться статическими
(интегральными) сопротивлениями диода
Rпр= 1 Ипр//пр; Rобр= Иобр/fобр·
(3-18)
В соответствии с (3-16) и (3-18) для данного типа
диода прямое сопротивление диода Rпр зависит от тока
нагрузки и числа параллельно включенных диодов,
д обратное сопротивление Rобр зависит только от напря­
жения нагрузки.
Если в каждом плече выпрямителя включено п оди­
наковых диодов, то
lпp=lн/n; "'J:,foбp=nf 0бp·
(3-19)
Прямые и обратные сопротивления диодов плеча
Rпр(п) =Rпp/n; Rобр(п) =Roбp/n.
(3-20)
Прямое падение напряжения на диодах плеча
Ипр(n) =lпpRup=lпRпp/n;
(3-21)
обратный ток
! обр (п) =nИобр/Rобр=2nИн/Rобр·
(3-22)
64
./
1
4
с1


1
Потери (3-17) представим в виде
Рд = (R0p/n) /2н+ (4n/R06p) И211•
(3-23)
Поскольку Rпp=f(n), р,альнейший анализ потерь и
их минимизацию удобно вести, приняв ту или иную
аппроксимацию вольт-амперной характерис'Гики диода.
В простейшем случае линеаризации ветвей характери­
стики прямое и обратное сопротивления диода постоян­
ны и не зависят от режима его работы.
Тогда функция Рд(n) имеет тот же вид, что (3-10),
и из (3-11), полагая р= 1 и q= 1, находим оптимальное
число nопт параллельно соединенных диодов, соответст­
вующее минимуму потерь в выпрямителе
lн VR-R fы
по= 2U
пр обр=-/-'
.
11
опт
(3-24)
где
УRпрRобр
(3-25)
-
оптимальный прямой ток, которым должен быть на­
гружен каждый диод для обеспечения минимальных по­
терь в выпрямителе.
Из (3-23) и (3-24) получим выражение минимальной
мощности потерь
(3-26)
Из (3-26) следует, что минимальные потери в вы­
прямителе будут при применении диодов с минималь­
ным значением отношения Rпр/ Rобр и при условии, что
в каждом плече включено nопт параллельных диодов.
Если последнее условие не реализуется, то мощность
потерь находится по (3-23).
Простейшая аппроксимация прямой ветви дает
удовлетворительные результаты только при очень малых
(для данного типа диода) прямых токах и напряже­
ниях. Лучшее приближение к реальным характеристи­
кам дает кусочно-линейная аппроксимация в виде
Ипр=:Ио+lrпр/пр;
f обр=lо +iИобр/Гобр;
(3-27)
(3-28)
здесь rдр и r 0 5p - дифференциальные сопротивления;
И0 , 10 - так называемые пороговые напряжение и ток.
5 -561
65


Из (3-16), (3-19), (3-27) и (3-28) получим, что при п
параллельных диодах сопротивления одного диода
Rпр=Гпр+nИа/1 11;
(3-29)
Roop= 2rооrдп/ (2 Ип +rобр/о).
(3-30)
Из (3-23), (3-29) н (3-30) получим:
Рд = И0/н + n (2U)0 + 4И2нlr05р) + rnв (!\.! п). (3-31)
Теперь функция P;I.(n) и.меет тот же внд, что (3-10),
и из (3-11), полагая р= 1 и q= 1, находим оптимальное
число параллельно соединенных диодов
lн.
lн { 2ИнrпрГобр - lн
попт=Т-иVrпpRosp= <JИ 2И +r - 1
-
1-.
(3-32)
-
Н
-
11
Н
O:Jp О
ОП'f
1v\ини:мальные потери в выпрямителе
(И0 vrщ> Гпрlо )
Rд.~вш=Рн -И + 4
r-
6
+~и ·
•
11
.
ор
-
11
(3-33)
В таб.1. 3-7 для прю1ера приведены -экспери:1-1ентальные значения
парю1етров И 0 ; 10 ; rпр и r 06 p для нескольких типоз диодов н одного
транзистора, у которого переход база - ко.~лектор испо.1ьз0iва.1ся
Тпп по.1уnрсводн11-
1ю1югс 11р1:бора
Д302
д202н
2
д 215
Д7
Кдl02
ГТ109В, переход
база - коллектор
1
200
1
400
5
200
0,3
350
О,1
50
1·\О- 3
10
Табllица 3- 7
1
r
Ом\ го()р'
пр'
МОм
1
0,29
о О,185 О,15
0,68
о 0,450 93
0,66 0,6 0,350 26
0,30 350 1,20
1,3
0,42
о 580
10
о,14 0,8 2'•.
L;)
10
в качестве днода. Из:-.1ерения проводились при те:-.шературе 20°С для
группы нз пяти - десяти диодов, и определялись средние аР'ифмети­
ческие значения параметров. Для первых четырех диодов в табл. 3-7
нз:-.1ерения провод'илнсь при lпр ~ 0,3-7 -0,4 А и И обр ~ 50 В, а для
диода КД\02 и транзистора - при lпр ~ 0,1 111А и Иобр ~ 10-:--30 В.
Пара:.1етры аппроксимации зависят от значений lпр и Иоuр.
В табл. 3-8 для прю1ера приведены расчетные значения оптн­
мального числа параллельных диодов и потерь в выпрямителе при
lн=1l А; Ин=25 tВ (Рн=25 Вт). Расчетное значение nопт округля­
лось до ближайшего меньшего целого числа. Потери привез.ены при
различных значениях п. Если п =l=nопт, то потери вычис.1ялись по
(3-31).
66


Таблица 3-8
Р.11., Вт
РД.ИН
1опт'
1
1п=10
Рд.ыин'
Тнп д11ода попт
Вт.
Рн
мА
n=I
п=2
п= попт
%
Д302
3 300 0,49 0,42
-
0,40
1,60
2д202Н 130 7,7 1, 13 0,91 0,73
0,69
2,76
Д215
50
20 1,01 0,84 0,70
0,67.
2,68
Д7Е
140
-
0,94
-
0,605
2,42
1
Из табл. 3-8 видно, что практически часто можно ограничиться
значУтельно меньши:-.1 числом параллельных диодов, чем .рассчитан­
ное по (3-32). В данно~1 примере минимальные потерн будут прн
при:v~енени11 гер:-.1аниевого диода Д302, причем параллельное соеди­
нение диодов существенного эффекта не дает.
Необходимо отметить, что данные табл. 3-7 и 3-8
имеют в основном иллюстративный характер, так как
приведенные значения параметров определялись при
сравнительно малом числе диодов в группе, а главное
потому, что при изменении п изменяется режим работы
диода и }..!еняются параметры 1U0 и 1Гпр, что не учитыва­
дось при расчете. В общем случа-е можно применить
метод пос.педовательных приближений: после определе­
ния числа параллельно включенных диодов уточнить па­
раметры диодов U0 , 10 , Гпр, Гобр и провести новый расчет.
Таким образом, основная задача при проектировашш
выпрямительного узла состоит в выборе оптимального
тнпа герыаниевого диода и решении вопроса о рацио­
нальном числе параллельных диодов. При токах до
1 ыА рекомендуется применять в качестве диода пере­
ход база - коллектор германиевых транзисторов типа
ГТ109.
3-4. Расчет транзнсторного узла преобразователя
Потери в транзисторах состоят из статических по­
терь в открытом и закрытом состоянии 11 дннамичесюrх
потерь в процессе переключения.
Поставим задачу минимизации статических потерь,
пользуясь мгновенными значениями токов и напряже­
Нl~й, что удобно при их прямоугольной форме. Умень­
шать статические потери мо:жно путем параллельного
5*
q7


соединения транзисторов. Надо отметить, что примене­
ние бескорпусных транзисторов позволяет сохранить
малые габариты и да:же повысить надежность преобра­
зователя, поскольку в базовой и эмиттерной цепях
включаются предохранители, отключающие вышедшие
из строя транзисторы [Л. 48].
Суммарные статические потери в двух транзистор­
ных ключах преобразователя, один из которых открыт,
а другой закрыт (см. рис. 1-4,6);
Рт= Иэи.нf1 +1Иэб.нf2+ 1 Иэкfк.з+
1
Иэб/б.з=
= ( Иэк.н+Иэб.н/k) f 1 + 1 Иэкf:к.з+ Иэбfб.з, (3-34)
где 11 - ток первичной полуобмотки трансформатора,
равный току коллектора открытого транзистора; / 2 -
ток вторичной обмотки трансформатора, равный току
базы открытого транзистора и равный току нагрузки
в схемах с обратной связью по току; Ищ.н - напряжение
на переходе эмиттер - коллектор открытого (насыщен­
ного) транзистора; Иэбл - напряжение на переходе
эмиттер - база открытого (насыщенного) транзистора;
Иэ1t - напряжение на переходе эмиттер
-
коллектор за­
крытого транзистора (обычно Иэи~2И 1 ); Иэб- напря­
жение на переходе эмиттер - база закрытого транзисто­
ра; fи.з - ток коллектора закрытого транзистора; /б.з­
ток базы закрытого тра~зистора; k=l 1/f 2 - коэффициент,
равный отношению тока коллектора к току базы.
Токи ! 1 и / 2 определяются не транзистором, а внеш­
ней схемой. При этом соотношение между первичным и
вторичным токами трансформатора определяет отноше­
ние токов в коллекторе и базе насыщенного транзистора
(см. рис. 1-4,6)
k= f1/f2= fк/fб
(3-35)
и, следовательно, определяет значение степени насыще-
ния транзистора (1-4)
·
N=Blб/fк=В/k.
(3-36)
Коэффициент k связан в схеме рис. 1-4,6 с коэффи­
циентом преобразования ( 1-27)
k=kп/ri-1.
(3-37)
При параллельном соединении п одинаковых тран­
зисторов уменьшаются напряжения Иэк.н (п) и Иэб.п (п)
и уменьшаются потери в открытом ключе, так как па­
дают токи отдельного транзистора 1}(=1 1 /п и /5=/2/п.
68


"
но увеличиваются потери в закрытом ключе, так как
увеличиваются суммарные токи закрытых транзисторов
nfн.з и п/б.з. Это и обусловливает наличие оптимального
значения п, при котором статические потери мини­
мальны.
Потери при п параллельных транзисторах
Рт=·Изн.н(n) f 1 +Изб.и (п) f 2 +
+n(Изнfн.з+Изб/б.з).
(3-38)
Для напряжений Изн.н и Изб.н нет простых аналитиче­
ских выражений, которые позволили бы точно рассчи­
тать потери и минимизировать их.
Для нахождения оптимального числа п можно
применить следующий прием 1 [Л. 52]: на основе экспе­
риментальных данных для данного типа транзистора
строится завис~мость Рт/lк=f Uн) при заданных значе­
ниях напряжений ;Изи и ~Изб· Эта функция имеет мини­
мум при токе коллектора f н.опт, что позволяет опре­
делить оптимальное число параллельных транзисторов
данного типа при заданных напряжениях и суммарном
коллекторном токе ! 1:
nопт= 11 /f копт·
(3-39)
Ниже приводится графоаналитический метод мини­
мизации потерь транзисторного узла. Для этого строятся
зависимости
Иэн.п+ Иэб.п/k=f (!и)
(3-40)
для различных значений k. Эти характеристики весьма
близки к прямым и для различных k ложатся на графп­
ках весьма компактной группой, поскольку с ростом k
увеличивается Изн.н и падает Иэб.п (например, рис. 3-8).
Применим для этих кривых аналитическую кусочно­
линейную аппроксимацию, аналогичную аппроксимации
вольт-амперной характеристики диодов:
(3-41)
где Ит.н - эквивалентное падение напряжения на насы­
щенном транзисторе, представленном двухполюсником;
rт - дифференциальное сопротивление линеариз.ованной
эквивалентной вольт-амперной характеристики (3-40);
Е0 - напряжение, соответствующее точке пересечения
оси напряжений и линеаризованной характерпстики
(3-40).
69


С учетом (3-41) уравнение (3-38) примет вид:
рт (п) =Е/1 + (12J п) Гт + п (ИэJ1сз + ИJб.з)· (3-42)
!lродифференцировав (3-42) по п и приравняв про-
••
взводную нулю, получпм выражение для оптимального
числа параллельных транзисторов
(3-43)
где /опт= ·i1 (Иэiк.з + Иэ/u.з)/ Гт - оп:гимальный ток кол­
лектора транзистора.
Подставпв flопт из (3-43) в (3-42), найдем минималь­
ное значение потерь в транзисторном узле, которого
можно достичь параллельным соеднненпем транзисто­
ров:
(3-44)
Зная параметры транзисторов Е0 , Гт, lн.з, / б.з, можно
рассчнтать по (3-42) потерп при любом значении п.
Волы-амперные характеристики наиболее употреби­
тельных транзнсторов приведены на рис. 3-6 -3 -16 .
Параметры аппроксимации Е0 и Гт ·приведены 'В табл. 3-9.
Таблица 3-9
1
u
·~
·u
"'
;;
~
Тип Tf'JIJ -
1
JК. \!31<С 1
~
~
Е0, В
г". о~.[
знстnра
А
:.:
\С
\=
"'
";:::)"'о:
:.<:
" ;:::) о:
";:::) i:G
п21ов,
12
40
25
65 0,08-0, 10
0,07
р-п-р
ГТ403И,
1,25
60
20
80 0,07-0,09 0,3-0,4
р-п-р
2Т803А,
10
60
4
64 0,21-0,25 О, 18-0,21
п-р-п
В табл. 3-·1 О приведены значения токов / к.з и / б.з транзнстороз
в реж11:-.1е Иэк=3 В; Изб =14,5 В; оптимального числа параллельных
rранзнсторов и статических потерь в транзисторном узле при раз-
личных значениях п для нреобразователя с входны:v1 напряжение~~
·~
1,5 В, :-.1ощностью '5 Вт, сум:-.~а рньш то ко:-.~ ко.1лекторов 11=3, 17 А
и k=20.
-
70


\
ТабА1та 3-JU
Тт1 т1х111- /к.:~·
1б.з'
1
1оnт'
1
Рт' Вт
1Р
Вт
попт
Т.:\ШН' '
з11стора
:\11;А
"А
:\IA
n=I
11=з\tl=5 п=11оnт
П210В
110 о,16 .120
24 0,99
р,43 0,340
ГТ403И
13 0,018
18 176
0,95 0,292
2Т803А
0,6
20
670
4 2,79 1,67
1,58
Из таб.1. 3- '1 О видно, что нан:v1еньшю.:: потерь ~rожно достичь
с транзисторами 1ГТ403И,_ однако это 11ребует парал.1ельного вкаюче­
ння громадного числа транзисторов. Функция ·потерь от чис.~а п
Ю·tеет очень по.1оп1й ~шниму~~, н практически прнходится прю1енять
з11ачите.1ьно ·меньшее число параллельно соединенных транзисторов,
чем nопт· Для П210В, например, включение парал.~е.~ьно 24 транзи­
сторов ·уменьшает потери 1в 2,9 раза, а ·включение параллельно толь­
ко •пяти транзисторов уменьшает потери уже в 2,24 раза по сравне­
нию с вотерю1и пр11 одном транз1 исторе. При этом потерн в пяти
транзисторах П210В только на '47% больше, чe:vr :vшнимальные поте­
ри на транзисто.рах ГТ403И при nопт = 176, поэто~rу для данного
с.1учая можно ре({омендовать применить транзисторы П210В по
5 шт. параллельно.
о
5
!D
15
20 251<
Рпс. 3-6. Завис~шостн ~1ежэлек­
трод11ых напряжений транзи­
стора П21 ОА в режиме насы­
щенииотlниk.
Рис. 3-7 . Тоюr закрытого тран­
зистора П210В.
0,8
1,2
1,Б
lн, д
1
о
5
70
15
20
гs 1<
мд Jбl,l"J
~01--~--i~~--i~-:-:-<--:-::-=--h
о
!О
20
71


·в и +Изб.н
Jl<.H
-k-
0,21/t------t- - - -+- - -+- - ___ _, . - <-+>"'c-
'
rr1
Ео
8
01 16
01'1
0,12
Ео
0,08 ~п210л::;:...,.,,
1
r,.
о
5
Рис. 3-8. Характеристики транзисторов П210.
В '4н.н
В '1зо.н
15
о,7
0,20
!О
0,16
0,6
0,12
0,5
0,08
о,ч
0,0IJ
Iн O,J
о 0,1 0,2 O,J O,IJ 0,50,6д
о 0,1
Ео П2/08 Ео
~
rт п210в!-
(21~
/;
10
15
20
25
1Ui
Iн
0,2 O,J о,ч 0,5 0,6 д
/'11(/i
25..--~-т-~-.-~--.-~--.~--.
I5.1•Iк.1
Рис. 3-9 . Зависимости межэлектрод­
ных напряжений транзистора ГТ403И
в режиме насыщения от fи.
Рис. 3-10 . Токи закрытого транзисто­
ра ГТ40ЗИ.
о,оч.__ _, _ _
_.__
___.__.._____1_н~
о 0,05 0,10 0,15 0,20 0,25 ;1
Ео
в
0,12
О,08
0,01/
о
r,
Ом
1,2
0,8
~
О,Ч
rr
5
Рис. 3-11 . Характеристики транзистора ГТ403И.
[72
L---
k
10
15
202530


•·
\
о51015гоZ5JOк
о5
10
Рис. 3-12. Зависимость межэлектродных напряжений транзистора
ГТ402Б в режиые насыщения от ! 11·
О,15 0120 д
1 rт,
Ео
в
0,16
Dtt
1-l,Ч
0,12
>-1,0
0,08
~о,в
O,O 'I
0,2
о
,Ео
~r--- _
5
10
Рис. 3-13 . Характеристики транзистора ГТ402Б.
в
O,J
k~5 0,8
0,2
0,7
(J,1
lн О,б
о 0,25 0,50 0,75 1,00 л
а 0,2 о,ч
Рис. 3-14. Зависимо-
сти межэлектродных liJ.J Iк.'J
напряжений транзи- 11 л нн/1
стора 2Т803А от ! 11·
25 1,0 1-----1- -+ - -f .-
15
10
4
Рис. 3-15 . Токи за- О
крытого транзистора
2Т803А.
о
!
2J
1
,__
~
/(
15
20
2S JO
Iн
0,6 0,8 д
sбв
73


Ео, rт,
в и 1"U1б.Н
8 011
JН.Н }(
0.3
0,1/
Еа
0,2\
о,з
rr
С,7:
k 10,2
Iн
и
5
i:J i5 20 D0,2О,ЧО,б0,8 1,а11
Рнс. 3-16. Характернстикн транзнстора 2Т803А.
Небольшие всплески коллекторного тока и сходство
процессов при коммутации транзисторов в описанных
cxe::v1ax преобразователей с обратной связью . по току
(см. гл. 1) позволяют использовать для расчета комму­
тационных потерь формулы, выведенные для расчета
потерь в схемах с базовой коммутацией [Л. 11], вве­
дя коэффициент схемы kcx. численно равный относптель­
ноыу увеличению коллекторного тока в момент I<О!\Н\1у­
тацнп (рпс. 1-7):
(3-45)
где '"= 1/2т:f~ - сред~ее время жизни неосновных носи­
телей в области базы: fР - граничная частота транзисто­
ра для схемы с общиы э<1шттероы; f- частота П:1есб·1а­
зо5ате.11я; !:к - коэфф.щиент IЮJ\IМУТ?ционных потерь, за­
0.18 к.
висящий от степени насыще­
Нl!Я транзистора N.
Зависимость k1, от сте­
пени насыщения, рассчи­
танная по [Л. '50], приве­
дена на рис. 3-17 . Форму­
ла (3-45) справедлива при
условии постоянства вход­
N I ного напрюкения преобра­
~-'!::"---':-3---tс----'s~~5 зователя Иr во время ком­
Рнс. 3- ! 7. Зав11с1шость коэф­
фициента коммутапно1111ы:.; rю­
терь k(( от степенн . насыще­
ння N.
мутации. т. е. для схем
с емкостным накопителем
энергии на входе преобра­
зователя.
Если на входе нет кон-
денсатора, то напряж:ение на
в,:оде преобразователя при работе от термоэлектриче­
ского генератора будет увеличиваться до термо-э. д. с.
холостого хода нз-за уменьшения входного тока преоб­
разователя, поскольку ток во включающемся транзисто-
'
74


ре нач11нает нарастать только после полного выключе­
ния выключающегося транзистора. При согласовании
нырузкн с термогенератором напрюкение хо.rюстого
хода 11сточ1.шка равно 2И 1 • Если принять закон измене­
ю1я входного тока преобразователя во время коммута­
шш л11не1!ны:...1, то тогда среднее значение ·напрюкения
на входе преобразователя в течение комыуташш будет
равно 1,5 U1 и формула для подсчета коммутаuпонных
\
потерь будет иметь вид:
•
(3-46)
В двухтрансформаторных преобразователях с обрат­
r1ОЙ связью по току (см. рис. 1-14) всплеск коллектор­
ного тока во время ком:'lrутащш отсутствует, поэтому
для этих cxe)<r в формулах (3-45) и (3-46) надо пола­
гать kcx= 1 [Л. 50]\.
Для низкочастотных rерманиевых транзисторов типов П210 и
ГТ403 с f?=1IO кГц 1прн частотах 11000 Гц и ниже и входных напря-
жениях И 1 = 11,5+-6 В статические потери в 4-,J 2 раз превышают
коммутационные потерн.
Статические потери в высокочастотных .кре:'vшневых 11ранзисторах
тнпа 2Т803 (табл. 3-10) в 4,6-5,4 раза превышают статические по­
терн rерманиевых транзисторов, а ко:'v1мутащионные потерн пренебре­
жн:-.10 :vrалы (f~ = 30 МГц). В связи с ·этим при выборе типа транзи-
стора предпо11тение следует отдавать низкочастотным rер:-.1ан11евы:v1
транзисторам, имеющим :--шны:vrальные статические потери.
Как следует из табл. 3-1 О, оптимальный ток значи­
тельно меньше номинального тока транзисторов, поэто­
му нагрев транзисторов практически отсутствует и рас­
четы можно проводить по характеристикам, снятым при
рабочей температуре, равной температуре окруж:ающей
среды.
В схемах преобразователей с добавочным трансфор­
матором тока типа рис. 1-16 встает задача определения
его коэффиuиента трансформаuии kт, оптимального
с точки зрения к. п. д. Если первичная обмотка транс­
форматора включена в коллекторную uепь, а вторичная
замкнута на переход эмиттер - база (см. рис. 1-16,в),
то этот коэффиuиент трансфор:маU:ии будет близок к от­
ношению коллекторного тока к базово:'ltу току (kт~k=
=1,Ли).
Расчет оптимального значения k при данном fн.=
=coпst можно провести ана.rштически, учитывая, что
75


характеристики Иэн.н= f (1k) и Иэб.н= f (k) при этом близ­
ки к линейным зависимостям (рис. 3-6 и 3 -12):
Иэн.н=Ено+~kЕ'н;
Иэб.п= Ибо-kИ'б·
(3-4 7)
(3-48)
Тогда потери напряжения в транзисторном ключе
определяют и потери мощности, которые надо миними-
зировать:
ц
икл=Иw1+иэк= Иэоk~ +иэк=Еко-И'б/1/тр+
'У)тр
+ kE'к+ И60 /11трk,
(3-49)
где flтp - коэффициент полезного действия трансформа­
тора тон:а.
Приравняв нулю первую производную dИнл/dk, по­
лучим уравнение для определения kопт:
Е'н-Ибо/Уjтрk2 =0,
(3-50)
решая которое находим:
korrr = V Ибо/ 1/трЕ'~
(3-51)
Для оптимального 1kопт минимальное значение Инл
и'б ( 1 v-)v-,
Икл.мин=Еко - --+ v-+ 1/тр ИбоЕ к·
'l'Jтp
'l'Jтp
(3-52)
Характерно, что значение 'kопт совпадает со значе·
нием k, при котором суммарные статические потери на
переходах эмиттер - коллектор и эмиттер
-
база дости­
гают минимума.
Преобразователи с обратной связью по току (см.
гл. 1) будут иметь наибольший к. п. д. при коэффици­
ентах преобразования напряжения, соответствую­
щих kопт·
Таблица 3-11
Тип 1 Ток кол-1 k
Еко' В Е'к• мВ ибо' в И'6.~мВ
прибора лектора, А
опт
П210
0,4
11
0,04
2, 16
0,262
0,87
2,9
10
0,07
3,66
0,365
0,90
ГТ402
0,04
.15
0,045
2,00
0,450
5
0,20
18
О, 11.0
2,26
0,830
15
76
"


В табл. 3-11 приведены значения kопт и параметров
шшеаризации для наиболее употребляемых типов тран­
зисторов. Параметры линеаризации определены по
рис. 3-6 и 3-12, где пунктиром показаны линеаризован­
ные участки характеристик (3-47) и (3-48).
Проведенный анализ легко распространяется и на
случай включения первичной обмотки трансформатора
тока не в коллекторную цепь, а в эмиттерную цепь или
\
в цепь нагрузки путем приведения первичного тока
трансформатора к эквивалентному ему коллекторному
току.
Необходимо отметить, что оптимальные токи тран­
зисторов сильно зависят от температуры, поскольку
с ростом температуры значительно увеличиваются токи
утечки, а потери открытого транзистора с изменением
температуры изменяются мало. В связи с этим снятие
характеристик транзисторов и определение по ним пара­
метров линеаризации (табл. 3-7-3-11) надо произво­
дить при рабочих температурах, в которых будет экс­
плуатировэться преобраэователь.
Рекомендуемое параллельное соединение транзисто­
ров приводит к неравномерности распределения тока
между отдельными транзисторами, достигающей 30-
40%. Однако эта неравномерность не опасна, поскольку
транзисторы используются в сильно недогруженном
режиме по току (табл. 3-10).
Неравномерное распределение тока между парал­
лельными транзисторами не будет вносить существен­
ную погрешнос:гь в расчеты, особенно если в расчеты
подставлять усредненные характеристики, снятые для
групп параллельно соединенных транзисторов. Кроме
того, точность наших расчетов повышает и то обстоя­
тельство, что при включении параллельно п элементов
с проводимостью g и среднеквадратичным отклонением
ее cr суммарная проводимость всех элементов будет
равна пg со среднеквадратичным отклонением <Jn, кото-
рое в Vn раз меньше а.
3-5. Некоторые характернстн~и преобразователен
постоянного напряжения с повышенным к. п. д.
1 Выходное напряжение радиоизотопных источников электриче­
ской энергии лежит в пределах от 0,5 В при мощности в сотни
микроватт до 6 В при мощности в десятки ватт и ;достигает 20-
30 18 в источниках мощностью в сотни ватт. Для низких напряжений
77


0,5-1,5 В основная задача преобра,ю;щтеля - этu повышение на­
пряжения с минимальными ·потерями энергии, а .при напряжсн11ях
6-30 В преобразователь используется для создания цепей п~па~111я
нагрузок с гаJ1ьваннческой ·развязкой и с различнылш уровняr.111 вы­
ходного напряжения. В последнем с.1учае преобразователь часто
работает с понижен11ем напряжения и схема преобразователя выби­
рается из схем ти1па двухта1пного лреобразовате.1я с обратной
связью по напряжению (см. рис. ·1-2,а) [Л. 6]. Пр11меиение
к этиll! схемам изложенных в § 3-2-3 -4 методик расчета транс­
форматора, диодного и транзисторного узла на :-v1аксш.1у.~1 к. 11. д.
позволяет сущест.вен·но повысить их к. п. д. При низ1шх вход­
ных напряжениях 0,5-6 В и прн повышении напряжения 11ре­
образователем его cxe:'vla выбирается из схем, приведенных в гл. 1;
основны:>.1 крптер·нем прн это~1 служит коэффициент преобразованпя
по напряжению kп=Ин/И 1 (§ 1-6).
Выбрав схему преобразователя и зная макси;-.1а"1ьныi1 объем, ко­
торый 011водится для преобразователя, можно прнближенно опреде­
;шть объе:-.1, занимае:-v1ый трансформаторо~1. Объеы Т1рансформатора
ко.1еблется от 15 % всего объе:v1а преобразовате.1я (д.1я преобразова­
телей со сложной cxeмoii, с больши;~.1 числО;'v! по"1упроводни1<овых
э.1ементов, например, с ул.шожителем напряжения) до 2'5% (для пре­
образователей с простейшей полупроводниковой частью из двух дио-
дов и двух транзисторов).
·
Зная объем 11 мощность т·рансформатора, ~по данньщ табл. 3-5
можно выбрать частоту и перейти к расчету всего преобразователя.
Ес.1и же габариты преобразователя и трансфор~1атора не оговари­
·ваются, то необходимо 'Выбрать частоту ·преобразователя, 11сходя из
минимума стоимости систе:о.1ы в цело~~. Частота в конечно:v1 итоге
опредетп габариты трансформатора.
Так·им образом, в начале расчета могут быть заданы либо га­
бариты, либо частота. иVlожно показать, что оба эп1 случая расчета
приводят практически к одинаковым результата:.~ при совпадешш
одного из этих параметров - частоты или базового размера. Напри­
мер, если рассчитанное опти:чальное значение частоты f опт 2 во вто­
ром с.'Iучае расчета трансформатора - заданы В и а (§ 3-2) - сов­
падает с за;tанным значение~~ частоты f1 в первом случае расчета
трансфор;-.1атора-заданы В 11 f, то тогда, подставляя вместо задан­
ноii частоты f выражение для f опт 2 1 (табл. 3-1) •в расчетную фор~1улу
д.1я оптимального базового размера аопт 1 первого случая расчета,
8;-
Go:iт1 = Gопт2 1' 5а/6 ·
Для крайиих значений а= 1,3+-1,65 ,табл. 3-2) 11меел.1:
Gопт1= (1,01+-1,04)аопт2·
(3-53)
(3-5 -t)
Из (3-54) следует, что с точностью 1-4% при совпадении час­
тот в обоих случаях расчета по"1учю1 совпадение базовых размеров
магнитопроводов т:рансфор:-.1аторов. Массы трансформатороа будут
отличаться на 2,5-12,5%, однако практически выбор базового раз­
мера производится дискретно из стандартного. ряда магиrпопрово­
дов, и в обонх случаях расчета существенного различия по базово­
му размеру, массе и к. п. д. может н не быть.
В тех редких с.11учаях, когда габариты •(частота) не оговарива­
ются, "Возникает задача опреде.1ения на стадии проектировання опти­
ма.1ьных габаритов (частоты) ПРР()бnазователя.
78


..
Пр11 у:v1еньшен1111 частоты к.- п. д. преобразователя у~величиnается
за счет у:~.1еньшения нотерь в трансфор:v1аторе и коммутационных 1по·
терь в диодах и транзисторах.
Напрнмер, для преобразовате.1я с И1=11,5 В, Ин=27,5 В, Р 1 =
= 1,'5 Вт, т.ранзисторами 1) Т403И, магнитопроводами трансфор:~.1ато·
ров нз материала 79НМ-О,05 при уменьшении частоты от 2000 до
200 Гц к. ·п. д. преобразователя увеличивается пр11:v1ерно на 7%
(с 78 до 8'5%) '[Л. '52]. Уменьшение частоты, т. е. увеличение к. п. д.
преобразователя, позволяет пониз1пь требуемую мощность, а следо­
вательно, и стоимость радиоизотопного термогенератора (РТГ).
Однако при это:-.1 возрастают масса и стоимость 11рансформатора,
а с.~едовательно, и преобразователя, вследствие этого при какой-то
опп1;-.1альной частоте f опт (рис. 3-5) их суммарная стоимость будет
ш111има.1ь11а.
Для расчета преобразователя необходимо знать зависимость его
к. п. д. от .мощности н ~входного напряжения. Как следует из
табл. 3--1-,
максю.1альный к. ·п. д. трансформатора увелнчивается
с росто:-.1 мощности. Например, для трансформаторов с магнитопро­
водом из пермаллоя 79Н.М-О,05 при частоте 500 Гц и изменении мощ­
ности от 0,1 до 16 Вт к. 'П. д. увеличивается на '5%. Наибольшее
распространение в настоящее время получили РТГ с выходной мощ­
ностью 11,0-'10,О Вт [Л. 1, 2]. В это:~.1 диапазоне мощностей 1<. п. д.
трансфор:v1атора изменяется незначительно '( 1-2 % ) .
Коэффициент полезного действия транзнсторноii части преобра­
зователя ма,10 занисит от мощности. Лредстави:.1 максю1альны1"1
!\. п. д. транзисторноii части лреобразователя в виде
(3-55)
здесь Рт.м~ш - потери в транзисторах в оптимальном режю1е.
Соп1асно (3- "!4) при увеличении мощности транзисторного уз:1а
паралле.1ьным соединением однотипных транзисторов отношение
Рт.мпп/1 1 не 11з;~.1еняется при неизменных значениях параметров Е 0
и 'т· Однако пара)tетры эти, как впдно· из табл.· 3-9, изменяют­
ся мало.
1Аналогично можно показать, что к. п. д. выпрямптельной части
практически не зависит от мощности.
Та:шм образО)t, в расс.ма11риваемом диапазоне мощносте1"1 ;~.1акс11-
мальный к. п. д. преобразователя при данном напряжени11 шпанпя
И 1 праr:тическн не зависит от мощности.
В табл. 3-'12 приведены значения эксперименталыюrо и расчет­
ного к. п. д. преобразователей для трех значений вхо.'1.НОЙ мощности
1,5; 3; 5 Вт (И1=1,5 В; ИР!.=27,5 В; транзисторы П210В, f=
=500 Гц; материал магнитопровода 79НМ.-О,05, схема ·по рис. 1-8,6).
Таблщ~а 3-12
.
Р1• Вт
1,5
3,0
5,0
'IJэксп• о/о
86,0
86,0
86,0
'У/рас'!• °1о
87 ,О
i7, l
87 ,5
79


Коэффициент полезного действия преобразователя существенно
завиоит от напряжения. Для примера приведем результаты сравне­
ния расчетных и экспериментальных значений к. п. д. серии преобра­
зователей ·по рис. 11-8,6 одинаковой мощности 1,5 Вт, рассчитанных
на максимум .к. п. д. при различных •входных напряжениях
(табл. 3-13). Магнитопроводы трансформаторов выполнены нз мате­
риала 79НМ-О,05; напряжение на .нагрузке 27,5 В; частота 500 Гц;
транзисторы П210В. Кроме того, в табл. 3"1.3 приведены экспери­
ментальные значения к. IJl. д. преобразователей, рассчитанных по
Таблица 3-13
и,, в
1,5
2,0
3,0
4,0
5,0
G,O
"f)эксп• 0/о
86,0 90,0 93,0 93,5 94,0 94,5
"f)pac•!'
0
/о
87,0 90,5 93,5 94,0 94,5 95,0
"f)экcrl' 0/о, обычная ме- 69,0 7~,о 83,0 87,0 88,0 89,0
тод~;ка 0 = 50°С
обычной методике при превышении температуры <Э=50°С
[Л. 7 и 9]. Для наглядного сопоставления зависимости ri=f(U1)
приведены на рис. 3-18.
%
90
?/
'/
k?~
/
f
1
'2
К3
...,__ ~
,___
:..... -
-
и,
Рис. 3-18 . Зависимость к. п. д. преобразо­
вателя от входного напряжения И1 при
Ип=27,5 В.
80
'70
60
0,5 1,0 1,5 !,S J,O J,5 '1.0 1/,5 5,0 В
1 - теоретический к. п. д. преобразователя,
рассчитанноrо на ~1аксимум к. п. д.; 2 -
экспериментальный к. п. д. преобразова­
теля, рассчитанного на максимум к. п. д.;
З - эксперимептальныli к. п. д. преобразо­
вателя, рассчитанного по обычной мето­
дике при 0 =50°С.
Наибольwее влияние на к. п. д. преобразователя при низких
входных напряжениях оказывают потери мощности в транзисторной
части преобразователя (3-55), в результате к. п. д. ~преобразователя
с уменьшением U1 падает. Современные транзисторы позволяют по­
лучать к. п. д. преобразователя 70-75% при •входном напряжении
Q,15 В. Например, в ·разработанных :чало'1ощных преобразователях
напряжения для Р11Г 1по схеме типа. рис. il-'17 со следующн.;ш дан­
ными [Л. 40]: мощность на выходе 470 мкВт; мат~риал магнитопро­
вода - феррит '2000НМ; наП1ряжение U1 =0,5 В; напряжение нагруз­
ки 1,5 и 6 В; транЗJисторы 1 \iТ.1.1 15 •А- к. •п. д. был 72-74%. Объем
преобразователя около 3,5 см 3 . Такой высокий к. п. д. получен бла­
годаря применению обратной связи по току.
При проектировании следует учитывать диапазон рабочих тем-
,1
ператур преобразователя. Из-за малых плотностей тока и потерь,
а также больших собственных габаритов превышение температуры
в преобразователях, рассчитанных на максимум к. п. д., практичесК'И
отсутствует. При работе преобразователя с изменяющейся темпе­
ратурой окружающей среды расчет следует вести на температуру,
наиболее вероятную, поскольку ток закрытого транзистора и опти-
80


...,
мальные прямые токи диодов и
транзисторов (см. § 3-3, 3-4) су­
щественно зависят от темпера­
туры.
Рис. 3-19. Зависимость к. п. д­
преобразователя на транзнсто­
рах П210А от температуры.
При 11зменении температуры
от -60 до +20°С удельные поте­
рн в пермаллоевь1х сплавах умень­
шаются примерно в 2 раза
[Л. Ф2}. Прн дальнейшем повы­
шении температуры до 60°С удель­
ные потери остаются практически
постоянными. Потери в меди
трансформатора увеличиваются с ---- эксперю~ент;
ростом температуры. В резуль- расчет.
тате суммарные потери в стали и меди трансформатора изменяются,
мало.
Потери в диодах и 'потери в открытых транз1исторах ~практиче­
ски не зависят от температу,ры, а потери 1в закрытых транзисторах
увеличиваются за счет роста тока закрытого транзистора.
Учитывая ,все эти факторы, можно следующим об,разом прибли­
женно оценить изменение к. п. д. преобразователя от нзменен,ия тем­
пературы:
где Е> - приращение температуры ОК!ружающей среды.
На рис. 3-' 1 9 приведены расчетные и экспериментальные зависи­
мости к. п. д. от тем1пературы ·преобразователя по рнс. 11-8,б на
т,ранзнсторах П210А. Расчет велся по измеренным токам lи.з и lб.з
при 20°С. Данные преобразователя: И1 =11,'5 В; Ив =117 В; Р1=1 Вт;.
частота 500 1Гц; материал магннтопrровода 79НМ-О,05; диоды Д302.
Из рис. 3-19 видно, что к. п. д. данного преобразователя на герма­
ниевых транзисторах при изменении температуры от +'20 до +6О 0 С
уменьшается на 3-4% .
3-6 . Расчет преобразователя постоянноrо
напряжения с повышенным к. п. д.
Расс:--ютрим порядон расчета преобразователя, нллюстри,руя ег0>
одновременно конкретным лрнмером расчета.
' 1. И сходные данные
Преобразователь ,предназначен для повышения ~выходного напря­
жения радиоизотопного термоэлект.рнческого генератора.
Входное напряжеН1ие преобразователя 1U 1 =:1,5 В. Напряжен не'
нагрузки Ин=27 iВ. Мощность ·на входе преобразователя Р 1 =5 Вт.
Температура окружающей среды t=20°C. Удельная стоимость ра­
диоизотопного .генератора 1400 руб/Вт. Срок службы 5 лет. Надеж­
ность - ·вероятность безотказной работы~ 0,98.
2. Выбор схемы преобразователя
Основной критерий при выборе схемы преобразователя - коэф­
фициент преобразования напряжения
kп=Ив/И1=27/1,5=18.
6-561
8t


Для lгп = 18 согласно рекомендацию~ § !l -6 выбираем схему
.адно11рансфор•1аторного преобразователя с четырьмя диодами,
<С обратной связью по току и с уменьшенными напряженнямн на
-тран3нсторах (01. рис. 1 1-8,б).
3. Выбор частоты преобразования и ,11атериала ,11агнuтопровода
Поско.1ьку габариты преобразовате.'!Я и трансфор::.1атора Jie ого­
·вариваются, то частота выбирается исходя из мини::.1у.\1а стонмостн
.систе.\IЫ - радио11зотопныii генератор плюс преобразователь. Пред­
.варительно должны быть проведены приближенные расчеты н полу­
чена· кривая т11па рис. 3-5, 1по которой находнтся оптимальная часто­
·та [Л. б2]. Напрн.\1ер, ю рис. 3-· 5 по заданной орнентировочной
_уде.~ьной стоюrост11 рад11онзотопного источника 1400 руб/Вт нахо­
дю1 f=400 Гц. Трансфор.\1аторы на частоте 400 Гц 11л1еют доста­
·точно ма.1ые габариты при сохранении высокого к. п. д. (с:.1.
таб.1. 3-' 5). Для частоты 400 Гц, как показано ·в § 3-2, целесообразно
nрю1епить магнитопровод нз перш1ллоя 79HJ\\ толщ1шой 0.05 .\!М.
•Форма .\1аг1-111топро1юда - тороидальная.
4. Выбор типа и •щсла транзисторов
Входноi1 ток преобразователя
fвх=Р1/И1=б/1,5=3,33 А.
Из рис. 3:18 для И1=11,5 в находим первое прнближеI-l!lе для
;к. п. д. преобразователя 11 ::::::0,85.
Ток нагрузюr преобразователя (су:.н1арныiI базовый ток)
fн=11Р1/Ип=5·0,85/27=0,157 А.
.J\оллекторныl!
ток транзисторов
/1 =fвх-fн=З,33-0,1'57==3,17 А.
Определяе.\1 значение коэффициента k (3-35):
k= 11/fн=nlи/nlб =3,17/0,'1'57 = 20.
На данном этапе расчета можно с запасом выбрать напряжения .
:..часыщенного транз11стора
Изб.н=О,15 1В; И:эи.н=О.2 В.
Напряжение Ио упр.авляющей обмотки w0 (с:--1. рис. 1-8, б),
·.вкточеннай между базами транзисторов, выбираем ра·вньr:>1 4,5 В,
''ПО обеспечит запирающее наяряжение Изб на перехеде эмиттер -
•5аза не .\1енее 4 В:
Изб= Ио-Изб.н=4,5-О,5=4 В.
Напряжение эмиттер--:-- коллектор закрытого транзистора разно:
-
И"и=2И1-Изи.н=2-'1,б-0,2=2,8 В.
Напряженне ко.1лектор - база закрытого транз11стора
Ииб = Изu+Изи= Ио-Иэб.н+2И1-Изи.н=6,8 В.
По характеристикам транзисторов в закрытом состоянии
•(~рис. 3-'i ', 3-1 О 11 3-15) определяем пре"1'Ва рительно токи закрытых
·транзисторов lи.з 11 lu.з для Иэн=3 В И Иэб=4 В.
По.1ьзуясь характеристнкюш рис. 3-8, находим na ра:1-1етры тран­
:знсторов Еа, rт (табл. 3-9),, по (3-44) рассчитываем >11шю1альную
;82


мощность потерь Рт.~11111 для /1=3,17 А (табл. 3-10), которую можно
1получнть при параллельном соединеюrи оптимального чнс.'!а транз!!­
сторов nопт· Значение llопт рассчитывается по (3-43). Такие расчеты·
можно проделать дJiя разлнчных типов транзисторов и выбрать на11-
бо,1ее подходящий пгп.
Если применять транзисторы, указанные в табл. 3-9 и 3-1 О, то­
r.111ннму:~.1 потерь обеспечивает транзистор 1Т403И, .но он требует
параллельного включения бо.1ьшого числа транзнсторов ( 176 шт.),
что приводнт к чрез;~.1ерному увеличению габаритов 1преобразовател11,
поэтому выбираем транзистор П21 О, применеюrе которог·о требует
включения :~.1еньшего числа транзисторов параллельно (24 шт.).
Однако включение 24 транзисторов П21 О в п.1ече также прнводит
к большим габаритам, 'поэтому проведем расчеты потерь по (3-42)
при пяти транзисторах в ~плече.
Из табл. 3-1 О видно, что при пя11и транзисторах в п.'!ече мнни­
му:~.1 потерь обеспечивает транзистор П21 О, который н выбирается:
для преобразователя. Его предельные напряжения гораздо выше ра­
бочих (т-эбл. 3-9).
5. Расчет потерь в транзисторах
После выбора типа и чнсла 1Параллельных транзисторов пронз­
воднтся уточненный подсчет потерь 1в транзисторах.
Ток коллектора одного транзистора
lи=l1/n=3,17/ 15=0,635 А.
Ток базы одного транзистора
/,;=l 11 /n=O,l57 /5=0,0314 А.
Для данного тока кол.1ектора одного транзистора и для k=2(J
по рис. 3-6 определяем напряжения насыщенного т.ранзнстора
Иэн.н=О,105 В; Иэб.н=О,265 В.
Уточняем напряжения на закрытом транзисторе:
Иэб=1Ио-Иэб.н=4,5-О,265=4,23 В;
Иэн=2И1-Иэн.в=2· 1,5-О,105=2,9 В.
Токи закрытых· транзисторов (в данном диапазоне !!..апряжений
они мало зависят от значений напряжений)
lо.з=О,16 мА и lи.з=О,11 )11.А (с~1. рис. 3-7 н табл. 3-10).
Статические потери в транзисторах 1преобра·зователя согласно
(3-38)
.
Рт=n( Изн.нfн +Изб.и/ б+Иэиfн.з+ Изб/ б.з)=5(О,105 ·0,635+
+ 0,265·0,0315 +4,235·О,16·1О- 3 ·12,9+0, 11·1 о- 3 ) =0,38 Вт.
1-'i~ско.1ько меньшее значение потерь, рассчитанное по (3-38), по
сравнению с рассчитанны~~ по (3-42) при n=5 (см. табл. 3-JO)
объясняется более точным определением ·падений на1пряження на
транзисторных переходах по экспериментальным характеристикам
(1рис. 3-6).
·
Коммутационные потери в транзисторах найде~1 по (3-46) для
случая работы преобразователя без конденсатора на его входе.
Транзистор П210 при lи=О,635 А имеет В=40 [Л. 46], и тогда
степень насыщения транзисторов преобразователя согласно (3-36}
N=·B/k=140/20=2.
6*
83


Из рлс. 3-17 для N=2 находим kи~,13.
Для П210 граничная частота f~=5000 Гц [Л. 46].
По рис. ·1 -7 находим относительный всплеск коллекторного тока
wри коммутации и отсутствии емкости на ~выходе для k = 20:
•'kcx='1 l,I.
Коммутационные 'Потери для частоты 400 ·Гц
Полные потери в транзисторах преобразователя
Рт+Ри =О,38+0,046=0,·426 1Вт.
6. Выбор типа диодов и расчет потерь в диодах
·обратные напряжения на дrиодах преобразователя отличаются
~езначительно - на величину напряжения Ио (14,5 1 В) на уrъравляю­
.щей обмот.ке, включенной .между базами транзисторов, поэтому при
,расчете можно принять эти -на1Пряжения равными:
Ид.обр:=::::Ин-И1=27-1,\5='.25,\5 В.
Средний ток диодов
/д='/вf2=0,IJ57 /2=·0,0718 А.
В § 3-З отмечалось, что основная задача расчета диодного узла
.состоит 1в определении типа диодов. Для /д=О,078 А можно ~исполь­
зовать любой из первых четырех диодов, указанных в табл. 3-7.
'Сравним по статическим потерям диоды Д7 и Д302.
По (3- '2 7) рассчитаем прямое падение напряжения, а ШJ
<(3-28) - обратный ток диодов.
Для диода Д302
1Ипр=Ио+rпрlн=О,29+0, 157 ·О,18=0,318 В;
25,5
lобр=1 0 +Иобрlr0бр=О+ 154 . 103
0,165 мА .
.Для
диода Д17
Ипр= Ио+rпрlн =0,3+0,8·0,lbl=0,1426 В;
25,5°10-в
lобр=I 0 +И00р/r0бр=350·1О- 6 + 1, 3
=
0,369 мА.
Статические потери в диодном узле:
ИЗ двух ДИОДОВ Д302 (3-117)
:Рд= Ипр/в +2И обрl обр=12 ·О,3118·0,1 157+2 ·25,б ·О,165 · I0 - 3
=0,108 Вт;
из двух диодов Д7Е
Рд=2·0,'426 ·О/157+2·25,'5 ·О,369 ·' I 0 - 3
=0,153 Вт.
Выбираем диоды типа Д302.
Оптимальное число диодов типа Д302 определим по (3-32):
1н ir--
О,157 •r -.,..--.,,--,-::-.,--,.-=-::-
п0пт= 2Ин r rпрГобр= 2
.
25 ,5
r О, 18·О,154·10
6
:=:::::О, 51.
:84


То обстоятельство, что nопт <'1, говорит о том, что ток нагрузки
меньше оптимального тока диода, 1и поэтому применять параллель­
ное соединение диодов не требуется, так как включение одного дио­
да обеспечивает минимум потерь.
7. Pactteт трансформатора
Расчетная вторичная мощность трансформатора
P2=YJP1-И1lн=l5·0,85-H,'5·Q,!157=4 Вт.
Из рис. 3-3 определяем для частоты 400 Гц значение оптималь­
ной плотности тока ·Лопт =0,3 А/мм 2 (·первый случай расчета т.ранс­
,форматора).
Из 1[Л. 5, 7] берем значения необходю1ых коэффициентов для
расчета габаритов магнитопровода трансформатора: коэффициент
заполнения окна медью ko=0,26, коэффициент заполнения окна
·сталью kст=О,7·5, индукция насыщения для пермаллоя 79НМ-О,05
Bs=0,75 Т.
Из рис. 3-4 бере.м значение ожидаемого к. п. д. трансформатора
УJтр=О,9715.
Для трансформатора с одной .расщепленной обмоткоrr коэффи­
циент увеличения расчетной .мощности трансформатора 1/kм=1,2.
По основному расчетному уравнению трансформатора (3-6) на­
ходим произведение SстSои магнитопровода:
Р2
SстSок = 2BЛfk k
k
о ст'l'Jтр ~1
1,2·4-102
- 2"""".-0-,7....,5,....-0-,3-.-4-00-.-0-, -26-. -0-,7-5-.-=-О-,9-7 -=5- = 14 CJ\1
4
•
По параметру SстSои выбираем тороидальный магнитопровод
40/56-14, у которого D=56 мм; d=40 мм; Ь=14 мм; Sст=
=.1,12 см 2 ; S 0 к=112,6 см 2 ; ScтS01<=114,1 см".
Число витков ·первичной обмотки трансформатора
И1 -Иэк.н
4BfScтkcг
Принимаем W1=13.
(1,5 - О, 105) · 10'1
4·0,75-1,12-400-0,75 13,7
Суммарное напряжение 1вторнчных обмоток ( 1-12)
Ио+И2::::::~И 8 -И1=27-1,5=25,5 В.
Суммарное число витков вторичных обмоток
витков.
'
w2+wо=W1И2/(И~-Изи.в) =113- '2 5,5/(il,5-0,105) =242.
Принимаем w2+w 0 = 1240.
Число в1ит·ков управляющей обмотки, включенной между базами
транзисторов,
Wo=i(wo+w2) И0 /(Ио+И2 ) =4,5·'24 0}25,5='42 .
Принимаем Wo=140.
Число витков основной вторичной обмотки
W2=240-40=200.
.85


Сечение провода первнчноii обмоп:11
Прю1еняем для первичной 06:11отю1 прю1оуrольнь1й провод :11ар­
!\И ПЭЛБДО 4,70Xl,81, 1.:ечениеч 8,3 мм 2 .
Средняя д.111на витка перв11чноi'1 06~1отк11
11~6 01.
Сопротивленне первичной 06У1отки
W1l1
-
13·6-I0-
2
R1 =p-=0,017o·
83
ql
,.
о, 165· 10- 2 Ом.
Падение напряжения на активно~~ сопротивлении перв11чно~"1
обцотки трансформатора
Иw1=1 1 R1=3, 17~О,165·10- 2 =0,52· 10-2 В.
Потери мощности в 1первнчноi'1 обмотке трансфор~1атора
Рм1 = Иw1f1 =0,52 ·] o-z ·3,17='1,65· '10- 3 Вт.
Сечение провода ~торнчных об.\1оток
q2 =1н/Л=О.157/0,3=0,52 мм 2 •
Прш.1еняем для втор11чных обмоток круг.11ый провод ~1арк11
ПЭВ-2 ;ща:11етроу1 0,86 ~IYI, у которого q2 =0,58 мм 2 •
Сре:~.11яя длина витка втор:1'1ных 06~1оток
/2~10 см.
Общее сопротнвленне вторичных обмоток
1о.240.1о -2
0,0175·
0,58
О, 725 Uм.
Падение напряжения на активном сопротивленнн вторичных
обмоток трансфорУ.атора
Иw2+Иwo=f нR2=0, 157 ·О,725=0,114 В.
Потери чощности во вторичной обмотке трансфор:11атора
Потери в :11еди трансфор:11атора
Рм =Р~11 +Рм2= 16,5·'1О- 3 +'17,9· 1О- 3 ='34,4 ·l0-3 Вт.
Потерн в стали трансфор;...1атора найде~! по (3-1) и (3-2) пpit
следующнх значениях коэффициентов и парю1етров [Л. '5, 7]:
86
у=8,5 г/см 3 ; 85=11 Т; f5=1lOOO Гц; kст=О,75.
Из таб.1. 3-2 ю1ее:-.1 р0 =4,2 ·
1
l0-
3
Вт/г; ~=2; а= 1 1,6.
Объе~ стали ~агнитопровода
Vcт=n(D2-d 2 )b/4=л:(5,6 2-4 2 ) • 1,4/4= 16,8 см 3 •
-,


)
Потери в стали трансформатора
Рст= РоУ (В/Вб)? <f/fu)akcт11cт=
=4,2-10-3.8,5 (
0
1 75/.(~~~о)
106
·0,75·16,8 = 58· I0 -
3 Вт.
Полные потери в трансформатоГ>е
Р"+Рст =34,'4 · J о-з+158 · J о-з = 92,4·1 о-з Br.
Отношен11е ·п::нерь
Рст/Рм= 1,68,
что близко к оппв1а.т1ьно:--1у значен11ю отношеhия ~потерь 5/3= 1,67
(таб.1. 3-'1).
Коэффнциенr полезного действня трансфор~1атора
llтr =Р2/i(Р2+Р•1+Рст) =4 /( 4+92,4·1 о-з) =97,7%.
Как видим, рассчитанный здесь к п. д. трансфор."1атора :.1а.10
отличается от принятого .в начале расчета (97,5%), поэто~1у уточ­
нять расчет не требуется.
Полные потерн з преобразователе
ЛРпr=Рт+Ри+Рд+Рм+Рст =0,426+0,108+0,092=0,626 Вт .
.Коэффициент попезного действия преобразователя
11 = (Р1-'ЛРнр) /Р, __:1(5-0,626) /5=0,87'5.
Надежность преобразователя ('вероятность безотказной работы),
рассчитанная по :\Iетодике [Л. 33, 34], пр1I требуемо~~ сроке службы
~ лет равна 0,988.
Таблица 3-14
/11А
1,1
1,4
1, 93 2,38 3,0 3,33 4,2
5,4
Ин, В 28,6 28,5 28,2 28,0 27,8 27,5 27,0 26,5
/2,мА
50
64 89,5
111
141
158
200
258
f, Гц
425
423
420
415
410
405
400
395
Р1, Вт 1,64 2,10 2,90 3,57 4,50 51()()
6,30 8, 10
Р2 , Вт 1,43 1,82 2,52 3, 10 13,92 4,35 5,40 6,84
'У], О/о 87,2 86,7 86,7 86,7 86, 7 87,О 86,0 84,5
В табл. 3-r4 ~приведены ·результаты испытаний преобразователя,
выпо.1ненного по данным приведенного. расчета, при И1=1,5 В=
= coпst н различноi'r ·:\ющности нагрузки.
Как вrидно, экспе.рю1ентальное значен11е к. п. д. близко к расчет­
Но:\1у. Кроме того, наг.1ядно видна характерная особенность преобра­
зователей с обратноi'! связью по току нагрузки - незначнте.1ьное
Нз:'.1енение к. ·п. д. в сравнительно широком днапазоне мощностей.
87


3-7. Некоторые расчетные соотношения
для двухтрансформаторных преобразователей
с трансформатором тока
Двухтрансформаторные преобразователи (см. рис. 1-14,6;
1-16,а, в) содержат трансформатор тока Тр2, нагруженный непо­
средственно на переход эмиттер - база транзистора.
Перемагничивание магнитопровода трансформатора тока осу­
ществляется намагничивающим током, потребляемым из первично(~
цепи коллектора ·(см. рис. 1-16,в), либо из цепи нагрузки (см.
рис. 1-14,6; ·1-16,а), а скорость перемагничиваншr ограничивается
в основном напряжением на эмиттер-базовом переходе транзистора.
Для мгновенных значений тока коллектора / н и базы / б спра­
ведливо равенство (для схемы на рис. 1·16,в)
lиW 1 1=Hl+f бW
1
2,
(3-57)
где w'1 и w'2 - числа витков соответственно первичной (коллектор­
ной) и вторичной (базовой) полуобмоток трансформатора тока Тр2;
Н - текущее значение напряженности магнитного поля, соответ­
ствующее динамической петле гистерезиса магнитопровода транс­
форматора; l - длина силовой линии магнитопровода.
Для пермаллоевых магнитопроводов в течение полупериода на­
пряженность поля увеличивается незначительно, а в ферритовых
магнитопроводах и в выполненных из э.пектретехнической стали на­
пряженность увеличивается в несколько раз.
Ток коллектора lи определяется намагничивающим током основ­
ного трансформатора Tpl и приведенным током нагрузки; этот ток
в течение полупер·иода остается практически постоянным.
Из (3-57) получим выражение для тока базы:
(3-58)
Параметры трансформатора тока должны быть такими, чтобы
соблюдалось равенство
/к/1б=kопт,
(3-59)
где kопт определяется по (3-51).
При этом потери в транзисторе будут минимальными. Оптималь­
ный с точки зрения к. п. д. коэффициент трансформации трансфор­
матора тока ·kт.оnт будет равен:
w'2
lкw' 2
kт.опт=w'1 = Hl+lкW'2/koпт
(3-60)
При переменном в (3-60) значении напряженности Н необхо~
димо подставлять миннмал1>ное значение Н, обеспечивающее мини­
мум наибольшего значения тока базы / б·
По мере насыщения магнитопровода происходит увеличение Н
и уменьшение базового тока. Интенсивный процесс переключения
начинается при уменьшении тока / б до граничного значения
где B1=lи/f5 при Ииб=О.
88
/б.мnн=fи/В1,
(3-61)


Когда индукция к концу полупериода достигнет своего макси­
мального значения, значение напряженности поля также будет
максимальным. Последнее, как следует из (3-57) и (3-61), равно:
н _ lкw'1 81-kт
т-l
В1.
(3-62)
Для обмоток трансформатора тока в схеме рис. :t-16,в справед­
.rrивы уравнения
(3-63)
(3-64)
где R1, R2 - активные сопротивления первичной и вторичной полу­
обмоток; и 1 - напряжение на первичной полуоб111отке и' 1 транс­
форматора тока.
Выразпм напряжение на переходе эмиттер - база Uэб следую­
щ11:11 образом:
(3-65)
где Rб, Rэ - сопротивления базы и эмиттера открытого транзисто­
ра; Еэо - начальное напряжение линеаризованной вольт-амперной
характеристики эмиттерного перехода транзистора.
Из (З-64), (3-65) и (3-58) получим:
dB
[w' 1
]
Нl
w, 2Scтkcт(it = lк wr(R2 + Rп+ Rэ)+Rоэ -wr (R2+ Rб + Rэ) +Е эо·
•
2
2
(3-66)
Для случая прямоугольной петли гистерезиса, когда начальное
и конечное значения индукции равны индукции насыщения, в тече­
ние полупериода кqлебаний индукция изменяется на 288 , а значения
напряженности Н и тока lи постоянны. В этом случае, интегрируя
(3-66) за полуперпод, получаем:
rW
1
1
JНl
4fw 1 2ScтkcтBs = lкl w'
2(R2+Rб+Rэ)+Rэ - w'
2 (R2+Rб+Rэ)+Еэо·
(3-67)
Из (3-67) следует, что частота автоколебаний преобразователя
·С насыщающимся трансформатором тока будет увеличиваться
с ростом тока (с ростом тока нагрузки). Действительно, в опытных
экземплярах преобразователей на транзисторах КТ809А при изме­
нении тока коллектора в ~5 раза частота автоколебаний увеличива-
лась на 15-17%.
.
Напомним, что в однотрансформаторных преобразователях рост
тока нагрузки приводит к увеличению напряжения Uэи на открытом
транзисторе н к уменьшению напряжения на обмотках трасформа,
тора, что вызывает уменьшение· частоты преобразователя.
За счет неизбежного увеличения напряженности Н к концу
полупериода скорость перемагничивания замедляется (3-66), что
89


приводит к незнач11тельно:11у у.\1еньшению частоты по сравнению
с рассчитанной по (3-67).
Длн обеспечения высокого к. 11. д. двухтрансформаторных сх~:-.1
преобразователей с трансфор:11атором ток<1 необходнl\ю выполнять
магнитопровод трансформатора тока из ~атериала с прямоугольной
петлей гистерезиса. Прн это:11 будет практически постоянное значе­
ние напряженности в течение всего полупериода пере:11агничнван11я·
11, с.1едовательно, будет выполняться условие оптю1альностн коэф­
фициента трансформации трансформатора тока (3-60). В протнвно:-.r
случае :чгновенное значение ~ощности потерь в транзисторе 1\lожег
увелнчнться в 2-3 раза из-за отклонения от оптю1а.т1ьного значе­
ния коэффициента k (3-59).
Оп1етю1, что еслн саыовозбужденне двухтрансформаторных
преобразователей по схеме рнс. 1-14 ,8 про11сход11т так же легко, как
и сюювозбужденне однотрансформаторных преобразователей (01_
§ 1-5), то для преобразователей по схеме рис. 1-16,в в ряде случаев
необходи:--10 вводить специальные пепн запуска.


~.
'
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Фрадкин Г. l\l" Кодюков В. М. Радиоизотопные источника
ЭJ1еrпрнчеоко~"! энерпш. М., Ато,шцат, 11972. 89 с.
2. Елисеев В. Б., Пятницкий А. П., Сергеев Д. И. Тер,1оэш1с­
сионные 'Преобразовате.111 энергнн. М., Атош1здат, 11970. 134 с.
3. Коровин Н. В. Электрохюшческне •генераторы. М., «Энергия»,
1974. 207 с.
4. Рогинский В. Ю. Соврел1енные 11сточн11ю1 пнтания. Л., «Энер­
гня», 1969. 1О-! с.
5. Бальян Р. Х. Трансфор,1аторы для ра.·нюэ.'Iектроники. М.,
«Советское pa.:r110», 1971. 720 с.
6. 1'\\оин В. С., Лаптев Н. Н. Стабилизированные транзисторные
./
прЕ:образовате.111. М" «Энергая», 1972. 512 с.
7. Бертиноз А. И., Кофман Д. Б. Торо1r:1альные трансфор:-1а-
7оры статическнх 11реобразовате.1ей. М., «Эн<:ргня», 11970. 96 с.
8. Орлоа В. А. Ма.1огабарнтные 11сточнпю1 тока . .М., Военпздат, v
1970. 192 с.
9. Кузьменко М. И" Сиваков А. Р. Полупроводниковые пре­
образователи постоянного напряжения. f'\·1.-Л., Госэнергоиздат,
1961. 135 с.
10. Источники э:1ектроп11танпя на 110.!Jупрово.:~никовых приборах.
Проектированне и расчет. По:\ ред. С. Д. Доднка ·и I::. И. Га.1ьпе­
рнна. 1'v\., «Советское радио», 1969. 44 7 с.
11. Ромаш Э. М. Т•ра1нзисторные преобразователи ·в устройствах
шпания радиоэлектронной аппаратуры. М., «Энергия», 1975. 179 с.
.
12. Improv·ements relating to electrica\ converters. Pat. No 994808
{Анг.111я).
113. Двухтактный транзисторный конвертор. А. С. No 349065
(СССР). Опуб.ТJ. в бюл. «Открытия. Изобретения. Про~~. образцы.
Товарные знаки», 11972, No 25. Авт.: В. Г. Ере:..1енко, А. Б. Апаров,
А. К. Красных и др.
14. Динамические потери в преобразовате.т~е напряжения с пере­
ллючающи.м трансформаторо:\1. - В кн.: Подупроводниковьiе прибо­
ры в тех·нике электросвязи. Под ред. И. Ф. Нпко.1аевского, М"
«Связь», '1971, вып. 7, с. 36-43. Авт.: И. К. Васн.!Jьева, Г. П. Вере­
сов, Р. С. Найве.'Iьт, Э. М. Ро'1аш.
15. Росляков В. В. К вопросу о са:-,1овозбужденин двухтактного
транзисторного преобразовате.1я напряження. - В кн.: Полупрово::~;-
~~'
ннковые приборы 11 их применение. Под. ред. Я. А. Федотова. 1'1 ..,
«Советское радио». вып. 12, с. 189-196 .
16. Рослякоз В. В. Аналнз переходного пр.:щесса при включенпн
и ус.1овий сю1овозбуждення транзисторного преобразовате.ТJя на-
J
пряженпя, и:.1еющего на выходе выпрямнте.'IЬ с е:.1костньш фш1ь-
7роz..1. - В кн.: По.ТJупроводнн·ковые приборы в техuике электроовязп.
ПоJ ред. И. Ф. Николаевского. М., «Связь», 1968, вып. 2, с. 144-271.
91


17. Webb Е. L. D . с. to d. с. transformer with current feedback.
Pat. No 3.348119 (США).
18. Murphy 1. Е. Tпansistor convertor circuit. Pat. No 3048764
(США).
19. Аnаров А. Б., Еременко В. Г., Шумоз М. А. Транзисторный
конвертор. А. С. No 399034 (СССР). Оnубл. в бюл. «Открытия. Изо­
бретения. Про:-.1. образцы. ·Товарные знаки», 11973, No 38.
20. Аnаров А. Б., Еременко В. Г. Полу.мостовой самовозбуж­
дающийся транзисторный конвертор. А. С. No 497693 (СССР). Опубл.
в бюл. «Открытия. Изобретения. Проl'11. образцы. Товарные знакИ>>.
1975, No 48.
21. Апаров А. Б., Еременко В. Г. Мостовой самовозбуждающий­
ся 1конвертор. А. С. No 497692 (СССР). Опубл. в 'бюл. «0Тiкрытия.
Изобретения. Пром. образцы. Товарные знаки», 1975, No 48.
· 22 . Еременко В. Г., Аnароз А. Б. Преобразователь постоянного
напряжения. А. С. No 329635 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия.
Изобретения. Пром. образцы. Товарные знаки», 1972, ~\l'o 7.
23. Аnаров А. Б., Абашеев Ю. И. Транзисторный конвертор.
А. С. No 453776 '(СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобретения.
Пром. образцы. Товарные знаки», 1974, lN'o 46.
24. Еременко В. Г., Апаров А. Б. Мостовой транзисторный кон­
вертор с ·бестрансформаторной обратной связью по току. А. С.
No 377945 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобретения. Пром.
образцы. Товарные знаки», 1973, No ·18 .
25. Еременко В. Г., Аnаров А. Б., Красных А. К. Повышающий
iКОНВертор. А. С. No 38ФI 79 (СССР). Опубл. в бюл. «О'Гкрытия. Изо­
бретения. Пром. образцы. Товарные знаки», 1973, No Q4.
26. Convertisseur de tension continue equipe de deux transistors.
Pat. No 1287239 (Франц11я):
27. Апаров А. Б., Еременко В. Г. Транзисторный конвертор.
А. С. No 51171115 (СССР). Опубл. в бюл. «Отюрытия. Изобретения.
Пром. образцы. Товарные знаки», 1976, No Q1.
28. Massey R. Р. Systems d'alimentation en energy electrique.
Pat. No 1293850 (Франция).
29. Смольников Л. Е. Статический преобразователь мощноста.
А. С. No 189481 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобретения.
Пром. образцы. Товарные знаки», 11966, lNo '24 .
30. Апароз А. Б., Еременко В. Г. Транзисторный конвертор.
А. С. .N'o 494828 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобретения.
Пром. образцы. Товарные знаки», 1975, No Ф5.
31. Peareman А. R. Transistor oscillator with current transfor-
mer feedback network. Pat. No 2748274 (США).
32. Горюнов Н. Н. Свойства ·nолупроводни.ков-Ых приборов при
длительной работе н хранении. М., «Энергия», 1970. 1101 с.
33. Луцкий В. А. Расчет надежности и эффективности радио­
электронной а•пnаратуры. К1иев, «Нау,кова думка», :1966. 1148 с.
34. Сотскоз Б. С. Основы теории и расчета •Надежностп элемен­
тов и устройств автоматики и вычислительной техники. М" «Выс­
шая школа>>, 11970. ·270 с.
35. Сборник задач по теории надежности. Под ред. А. М. По­
ловко и И. М. Маликова. М., «Советское ~радио», 197·2. 406 с.
36. Апаров А. Б., Еременко В. Г., Соколов А. И. Резервирован­
ный т.ранзисторный :конвертор. А. С. No 502456 (СССР). Опубл.
в ·бюл. «Открытия. Изобретения. Пром. образцы. Товарные знаки».
1976, No 5.
92


)
37. Резервированный транзисторный ~конвертор. А. С. \N'o 423227
(СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобретения. Пром. образцы.
Товарные знаки», 1974, No 13. Авт.: А. ·Б. Апаров, В. Г. Еременко,
И.· Я. Малышев и др.
38. Апаров А. Б., Шумов М. А. Расчет транзисторной частю
преобразователя с повышенным к. п. д. - «Труды МЭИ», rl 972,
ВЫП. 102, С. '126 -1132 .
39. Антонов И. М., Сомова Л. Б., Швидченко Н. В. Анализ·.
:~араллельного соединения ~полупроводниковых приборов. - В .кн.:
Совре:11енные задачи преdбразователыной техники. Кщев, Инс1'итут
Э.ТJектродннамики АН УССР, .1975 , ч. 5, с. 363-372.
40. Маломощные .низковольтные преобразователи ·напряжения.
-
В 1кн.: Совре:.1енные задачи п·реобразовательной техники. Киев,.
«Наукова думка», 1975, ч. 4, с. 388-392. Авт.: В. Г. Еременко,_
А. Б. Апаров, А. Б. Токарев и др.
41. Апаров А. Б" Еременко В. Г. Расчет трансформаторов ста­
тических преобразователей на максимальный к. п. д. - В кн.: Со-­
временные задачи преобразовательной техники. Кщев, «Наукова:
думка», •1975, ч. 6, с. 403-411 .
42. Зусман А. И., Мартьянова К. Д., Пузей И. М. Темпера­
турная зависимость магнитных свойс1ш 1ма:гнитно-мя•гких спJiавов. -
В кн.: Магнитные элементы автомати1ки и вычислительной техники.
М., «Нау1ка>>, '1972 , т. XIV, с. 107-• lil•I.
43. Руководство по проектированию элементов и систе:.1 авто-­
матики. М., Оборонrгиз, 1959. 24 7 с. Авт.: Д. И. Агейкин, М. А. Ба­
лашов, С. П. Колосов и др.
44. Пауль Р. Транзисторы. М" «Советское ~радио», 1973. '5 0 4 с.
45. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзис­
торных СХбМ. М" «Энергия», 11973. 608 с.
46. Справочник по полу~проводниковым диодам, транзисторам и.:
интелральныы схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова. М., «Энергия»
1976. 744 с.
47. Сомова Л. Б. Параллельное ~включение .насыщенных тран­
зисторов. - В кн.: Элею1ронная техника в автоматике. М., «Совет-·
ское радио», 1973, вып. 4, с. 37-42.
48. Конев Ю. И. Транзисторные импульсные устройства. М.,_
«Энергия», 1964.
·117 с.
49. Драбович Ю. И" Маслобойщиков В. С., Демиденко Э. В,_
Минимизация 1 потерь мощностн в транзисторах плат-сборок.-В кн.:
Современные задачи ~преобразовательной техники. ll(иев, Институг
электродинамики АН УССР, 11975, ч. 5, с. 34'4 -350 .
/
50. Ловушкин В. Н. Транзисторные ~преобразователи постоян- v
ного напряжения. М., «Энергия», :1967. 1 ·12 с.
.
· 5'1. Апаров А. Б., Шумов М. А. Оптимальная ~геометрия тороп­
дальных трансформаторов для преобразователей постоянного напря­
жения. - «Труды МЭИ», 1972, 1вып. 1147, с. 44-47.
52. Апаров А. Б. Разработка и исследование .низковольтных пре­
образователей ·постоянного напряжения с. повышенным к. п. д. Авто-·
реф. дис. на соиск. учен. степени канд. техн. наук. М., 1973. 28 с..
(МЭИ).
53. Преобразователи напряжения ·повышенной надежности для у
автономных маломощных источников электроэнергии. - «Труды·
МЭИ», 1972, вып. '147, с. 26-Q9. А1вт.: А. Б. Апаров, В. Г. Ере:-.1е11-
ко, Б. В. Захаровский и др.
93:


54. Преобразователи постоянного нанряжения с бестра11сфор:v1а­
торно~1 обратной связью по току. - «Труды МЭИ», 1972, вып. 147,
с. 38-43. Авт.: А. Б. Апаров, В. Г. Ере~1енко, Б. В. Захаровсю1й,
М. А. Шумов.
55. Преобразователи низкого постоянного напряжения с повы­
тенным к. rП. Д. - в кн.: Повышение эффективноств устройств пре­
образовательной техннкн. Кнев, «Наукова думка», 1973, ч. 4,
с. 389-396. Авт.: А. Б. Апаров, В. Г. Ере:.1снко, Б. В. Захаровс1шll,
А И. Соко"1ов.
.-L,
'
.
\\


1•j
~ ОГЛАВЛЕНИЕ
nре,:щс.1ов11е
3
Гл а в а пер в а я. Преобразователи с обратной связью по
току нагрузки .
5
1-1 . Общне положения
5
1-2. Недостаткн преобразователей с обратной связью по
напряжению
8
1-3. Одиотрансформаториые прео9разователи с обратной
связью по току ·иатрузкн
11
1-4 . Преобразователн с обратной связью по току с уве­
личенным коэффициентом преобразования входного
иапряжеи·ня
22
1-5 . Преобразователи с обратной ·связью по тоr<у
·11 галь-
ваинчески <развязаииы~ш входом и выходо:.1
31
1-6 . Рекомеи,:т,ац1111 по 1выбору схемы преобразователя
34
Гл а в а в тор а я. Вопросы надежности преобразователей
напряжения с обратной связью по току .
36
2-1 . Общие положения
Зб
2-2 . Аварийные реж11:-.1ы в однотраисфор:.1аторных пре-
образователях с обратной связью по току .
38
2-3 . Преобразователи с обратной связью по току :повы-
шенной надежности
42
Гл а в а треть я. Расчет преобразователей с повышенным
к.п.д.
..J-7
3-1. Общие 1 положения
47
3-2 . Расчет трансформатора иа ;Макс11~1альный к. п. д.
48
3-3 . Расчет выпрямителей статических преобразователей 63
3-4 . Расчет транзr~сториого узла преобразователя
67
3-5. Некоторые характеристики преобразователей посто-
янного напряжения с повышенным к. п. ,1.
77
3-6 . Расчет преобразователя постояииого напряжения
с .повышеииым к. п. д. .
81
3-7. Некоторые расчетные соотношения для двухтраисфор-
маторных преобразователей с трансфор:.1аторо:.1 тока 88
Список .1итературы
91


"
:А.дриан Борисович Апаров
Владимир Григорьевич Еременко
'11 осиф Борисович Н егневицкий
·транзисторные преобразователи для низковольтных источников
энергии
РедаюорБ.Н.Иванчук
·Редактор издательства Л. А. Реш м и н а
ОбложкахудожпикаА.А.Иванова
Технический редакторМ. П. Осипоза
КорректорТ.А.Полонская
·Сдщю в набор ;ю.02.78
Подписано к печати 28.04.78
Т-08098
•Формат 84Х108 1 / 3 , Бу~1ага типографская: No 2
Гарн. шрифта литературная
Печать высокая: Усл. печ. л. 5,04
Уч.-изд. л. 5,37
Тираж 15 ООО экз.
Зак. 561
Цена 25 к.
Издательство «Энергия", 'lil3ill4, Москва, М-1'14, Шлюзовая наб., 10
Московская типография No 10 Союзполиграфпрома при Государствен­
ном комитете Совета Министров СССР по делам издательств, по.1и-
1графии и книжной торговди. 11131.14, Мосюва, М-114, Шлюзовая наб., 10.