ББl( 31.264.5
627
УДК 621.362.2
БасА.А.идр.
.
627
Источники вторичного электропитания с бестранс-
форм аторным входом / А . А. Бас, В. П . Миловзоров,
А. К. Мусолин. - М.: Радио и связь, 1987.
-
160 с.: ил.
Рассматрив аются принципы построения и особенности проектирования
источников вторичного эле ктр о питания на основе транзисторных . преобразо­
вателей напряж е нин повышенной частоты, обосновывается выбор функцио­
нальных уз лов ис1 очников элрктропитания и приводятся эл е ктрич еские схемы
с испот : зов2нисм соврем ен ной силовой элементной базы, дается их расчет.
Для инжен<" рно-техни,1еских работников, занимающихся разр аб откой ис­
точников вторичного электропитания ради оа ппаратуры.
2402020000-019
Б
20-87
ББК 31.264 .5
046(01 )-87
Рецсн.1<>11т П. Н. ЗАИКА
Редакция литературы по конструированию и технологии производства
радиоэлектронной аппаратуры
Производственное издание
Алексей Андреевич Бас
Владимир Петрович Миловзоров
Александр l(онстантинович Мусолин
ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
Заведующий редакциеi'! П. И. Н и к он о в. Редактор Н. В. Е фи м о в а. Обложка ху­
дожника В . Е. К ар по в а. Художественный редактор Т . В. Бус ар о в а. Т ех нический
редакторГ.И.Колосова.КорректорТ.В.Дземидович
ИБ N!1 1210
Сдано в набор 28.05.86.
По д писан о в печать 17.09 .86.
Т-18754.
Бумага офс. No 2.
Гарнитура литературная.
П е чать офсетная.
Усл. печ. л. 9,3 .
Усл. кр.-отт. 9,53 1.
Уч.-изд. л. 10,9.
Тираж 80 ООО экз. (2 завод 40 001-80 ООО экз . )
Изд . J'<o 21243 .
Зак. No 1779.
Цена 55 к.
Изд ател ьств о «Ра дио и связь», 101000, Москва, Почтамт, а / я 693
1'•\оск овска я типография No 4 Союзполиграфпр о ма при Госуд арс твенн ом комитете СССР
по делам изд ател ьст в . поли1·рафии и книжной торговли.
129041 . Москва, Б. Пер еяс лавск ая, 46

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предислопие
4
Гл а в а 1. Назначение и структура источников вторичного электропита-
ния с бестрансформаторным входом
5
1. 1 . Назначениt\ оснонн1,1е 11оказатели и требования, предъявляемые к источникам
вторичного электро11итания
.
.
.
.
5
1.2 Структурные схемы источников нторично1·0 электро11итания
.
9
1.3. Адаптивные источники вторичного электронитаиия с бестрансформаторным входом
11
1.4 . Элементная база источников вторичного электро11итания
19
Г л а в а 11. Силовые функциональные узлы источников
электропитания с бестрансформаторным входом
2.1 . Сетевые вынрямители
.
.
.
.
.
.
2.2 . Траисформаторн1,1l' однотактные слемы конверторов
2.3. Регулируем1,1е двухтактные ко11вертори1
2.4 . Нерегулируемые двухтактные конверторы
2.5. Дискретные исполнительные органы
вторичного
Гл а в а 111. Повышение надежности функционирования источников вто-
25
25
Jj
45
52
tiJ
ричного электропитания с бестрансформаторным входом
69
3.1. Устранениt:> протекания скво3ных токов в двухтактн1,1х конв<с'рторах
l)Ч
3.2. Симметрирование режимов работы двухтактных конверторов
7J
3.3 . Последователr,110-11арал,1елыюе соединение конверторов
.
.
79
3.4 . N\одульный 1фи1щи11 11овышепия надt:>жности источников вторичного ·1.~l'кrро-
питания
81
Гл а в а IV. Требования, структура и функциональные узлы устройств
управления источниками вторичного электропитания с бес-
трансформаторным входом
83
4.1. Требования, 111н'дъявляемые к устройствам управления
4.2. Классификация и состав функ1~иональных у3лоп
4.3. Источники вторич1ю1·0 ЭJ1ект1ю11ита11ия дJ1Я устройств у11равJ1ен11я
83
Ki
Н7
Гл а в а V. Автогенераторные нерегулируемые преобразователи напряжения
8Н
5.1 . Анали.1 110тер1, в цепи управления автогснераторн1,1х нреобра:ювателей
.
.
.
89
5.2. Анализ способов коммутации тра1писторов в автогенераторн1,1х 11реобра.ювате:1ях
95
5.3. Си нхро низ и руем ые а в1 оге11ср<1тор11ыс 11 р<:'обра:ювател и . .
100
Гл а в а VI. Автогенераторные
пряжения
стабилизирующие преобразователи на-
6.1 . Преобра:юватслн на11ряжс11ия с модуля1<11сi'1 от11оси1слыю1\ длнт<.;л1,11ости 01hрЫ-
105
того состояния ключей
.
105
6.2 . Преобразователи 11а11ряжеrн~я с модуJJяписi~. частоты 11pco(ipa щвz111ия
107
6.3 . Преобразоватслн на11ряжс1111я с модулЯI~11с11 час1оп,1 11реобр<1зов<111ю1 и с 11ере-
менной относителыюi'I длитс.~ьносп,ю открытого состояния ключеii
112
Гл а в а VI 1. Устройства управления преобразователями
напряжения
7.1.
7.2 .
с внешним возбуждением
Устроl1ства у11равлс1111я на основе ав1 огенсраторных не11егуJ1ируемых 11реобра-
зоватслей напряжения
.
.
.
.
УстройствСJ у11равлсния l' бестрансфор~•атор111,1м .J3дающим гснера1 аром
Глава Vll 1. Практические разработки источников вторичного электро-
122
122
139
питания с бестрансформаторным входом
148
8.1.
8.2.
8.3 .
Источник вторичного ЭЛL'кт1ю11ита1шя устройств отображения информ<11~ии
.
Унифицированные модули источников вторично1·0 электро11ит<1ния с бсстранс·
форматорным входом
·
·
Источник вторичного электро11ита11ия малО1'<1баритно1·0 аналого-цифрового
прибора
Список литературы
148
151
154
lbl

ПРЕДИСЛОВИЕ
Решение современных задач науки и техники связано с широким
llрименением электронно-вычислительной аппаратуры, информацион­
но измерительных комплексов, средств связи, управления, автоматики
и телемеханики, которые в большинстве случаев получают электриче­
скую энергию от промышленной сети переменного тока, а потребляе­
мая ими мощность лежит, как правило, в пределах от одного до десяти
киловатт.
Неотъемлемой частью перечисленной радиоэлектронной аппарату­
ры (РЭА) явля}(}ТСЯ источники вторичного электропитания (ИВЭП),
обеспечивающие ее электрической энергией требуемого вида и качест­
ва.
В настоящее время внимание специалистов в области электропита­
ния РЭА сосредоточено на создании высокоэффективных ИВЭП с бес­
трансформаторным входом, которые строятся на основе высокочастот­
ного инвертора напряжения. Включение инвертора, работающего на
частотах 20-100 кГц, в структуру ИВЭП обеспечивает, во-первых,
гальваническую развязку нагрузки от первичной сети, во-вторых~
резко уменьшаются массогабаритные показатели трансформаторов и
дросселей и, в-третьих, значительно повышается КПД ИВЭП за счет
импульсного режима работы мощных транзисторов.
Вопросам проектирования и создания ИВЭП с бестрансформатор­
ным ,входом в последнее время уделяется большое внимание. Это на­
ходит отражение в материалах ряда Всесоюзных конференций и сове­
щаний по проблемам вторичного электропитания и преобразователь­
ной техники. Новизна и оригинальность таких источников электро­
питания подтверждаются целым рядом авторских свидетельств и па­
тентов. Учитывая большой интерес к источникам электропитания дан­
ного типа со стороны разработчиков, в предлагаемой читателям кни­
ге рассмотрены особенности проектирования функциональных узлов
силовой части и устройств управления ИВЭП с бестрансформаторным
входом, выполненных на основе высокочастотного транзисторного ин­
вертора, а также отражены вопросы повышения надежности их функ­
ционирования. Приведены практические разработки ИВЭП этого типа.
В книге использован опыт, накопленный авторами в процессе про­
ведения научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ
по данному направлению, и обобщены результаты, полученные други­
ми авторами.

Глава 1.
НАЗНАЧЕНИЕ И СТРУКТУРА ИСТОЧНИКОВ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
1.1. НАЗНАЧЕНИЕ, ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ И
ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ИСТОЧНИКАМ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Источники электропитания с бестрансформаторным входом
по назначению можно разделить на три группы. К первой можно отне­
сти ИВЭП, для которых характерными признаками являются низкий
уровень выходного напряжения (2-50 В) и широкая их номенклатура
по току нагрузки (1-200 А). Источники электропитания данной груп­
пы находят применение в основном в РЭА третьего и четвертого поколе­
ний, выполненной на ИС и БИС.
Учитывая возросшие требования по надежности функционирова­
ния различных систем РЭА, в настоящее время одним из важнейших по­
казателей ИВЭП данной группы служит показатель его надежности
при заданном ресурсе работы. Отказ источника электропитания, как
правило, сопровождается невыполнением поставленных задач или про­
стоем аппаратуры. Надежность функционирования ИВЭП с бестранс­
форматорным входом прежде всего определяется коэффициентом запа­
са по допустимому уровню напряжения и тока для силовых элементов
схемы (транзисторов, диодов, конденсаторов). Кроме того, необходимым
условием функционирования ИВЭП является решение ряда специфи­
ческих задач схемотехники: обеспечение симметричных режимов рабо­
ты высокочастотных трансформаторов, предотвращение протекания
сквозных токов в двухтактных инверторах, организация плавного за­
пуска (плавного заряда конденсаторов) и ограничение зарядного тока
конденсаторов сетевого выпрямителя (СВ).
Другим весьма важным показателем ИВЭП служит его удельная
мощность (Вт/дм 3) для стационарной РЭА и Вт/кг для РЭА подвижных
объектов с первичной бортовой сетью 400 Гц.
В табл. 1. 1 в качестве примера приведены показатели ИВЭП с бес­
трансформаторным входом для отечественных и зарубежных раз­
Р.аботок. Важным показателем ИВЭП является его КПД. Повы­
шение КПД снижает количество выделяемого тепла в источнике,
позволяет уменьшить массу и габариты источника, а также потребле­
ние электрической энергии, что особенно важно для информационных
систем с потребляемой мощностью 5-10 кВт и выше. Например, заме­
на ИВЭП, построенных на линейных принципах с КПД = 0,3 в инфор­
мационной системе с потребляемой мощностью 10 кВт, на ИВЭП с бес­
трансформаторным входом с КПД -== О ,8 при двухсменной их работе
5

Таfiлица !.!
Обозначени t>
ин.в /н,А
V,
т,
ЮIД 1Р. Вт
Литера-
Вт/дм8
Вт/кг
тура
1
УВИП-2-2В-1 ООН
2
100
15
-
0,45 200
[11
УВИП - 2-5В-90А
5
90
33
-
о ,73 450
[l]
УВИП - 2-5В-2А
5
2
27
-
0,7
10
[1J
УВИП-2-27В-2А
27
2
36
-
0,82
54
[1}
ивэп
6
33
58,8
75
0,76 200
[5J
ивэп
27
.66
130
1.33
0,9 200
[41
БИП 1,0-1
'27
37
80
50
0,8 1000
[t5]
SK5 -40/0VP
5
400
96
-
0,7
200
[7/
ивэп
5,2 300
68,7
65
1820
[7J
дает эффективность 1,5 тыс. руб. в год за счет уменьшения потребле­
ния энергии. Из табл. 1. 1 видно, что современные ИВЭП с бестрансфор­
маторным входом могут обеспечить в номинальных режимах КПД<
< 0,8 при небольших мощностях (50-100 Вт) и при низких напряже­
ниях (ниже 27 В) и КПД> 0,8 при повышенных мощностях (0,5-
1 кВт) и более высоких напряжениях на выходе.
Во многих сл у чаях, особенно для у стройств аналоговой техн'ики,
определяющим показателем, от которого зависит применение ИВЭП
с бестрансформаторным входом, служит электромагнитная совмести­
мость (ЭМС) с РЭА, под которой понимают способность одновремен­
ного функционирования ИВЭП и РЭА в реальных условиях эксплуа­
тации с требуемым качеством при воздействии на РЭА непреднамерен­
ных электромагнитных помех со стороны источника вторичного элект­
ропитания. Для ИВЭП с бестрансформаторным входом характерным яв­
ляется то, что достигн утые высокие рез у льтаты по энергетическим и
удельным показателям снижаются на 10-15 % за счет применения
технических средств, удовлетворяющих требованиям ЭЛ1С. К задачам
по обеспечению ЭМС между ИВЭП и РЭА можно отнести: исследование
физических процессов, лежащих в основе образования электромагнит­
ных помех; разработк у методик измерения электромагнитных помех и
разработку методов и средств их подавления до нормированного у ров­
ня (ГОСТ 25803-83).
Возникновение помех в ИВЭП с бестрансформаторным входом об ус­
ловлено (в интервалах коммутации транзисторов и диодов) наличием
высокочастотных колебательных конт уров, образованных основными
конденсаторзми и дросселями устройств, а также паразитными пара­
метрами: емкостями обмоток высокочастотных трансформаторов и дрос­
селей; индуктивностями рассеяния трансформаторов; емкостями меж­
ду коллекторным переходом транзистора и радиатором; индуктивно­
стями обкладок и выводов конденсаторов; инд у ктивностями и емкостя­
ми монтажа.
б

Электромагнитная совместимость может быть обеспечена за счет
схемных решений-например, для импульсных стабилизаторов напря­
жения и выпрямителей - многофазностью режима их работы, симмет­
рированием режима работы двухтактных инверторов, применением сим­
симметричного фильтра или выполнением вторичной обмотки в виде
двух секций, пространственно разнесенных одна от другой на магни­
топроводе трансформатора. Другим направлением обеспечения ЭМС
является применение средств пассивной фильтрации помех, например,
шунтированием диодов выпрямителя вторичной обмотки трансформа­
тора демпфирующими RС-цепочками или введением помехоподавляю­
щих фильтров с полосой частот О, 15-104 МГц, затуханием 40-60 дБ
и допустимым падением напряжения на фильтре не более 2 % от но­
минального уровня [1].
Методы пассивного электростатического экранирования и рацио­
нального монтажа преследуют цели снижения паразитных емкостных
связей в электромагнитных элементах блоков и в конструкции ИВЭП.
Значительный интерес представляет примене1:ше проводников и эле­
ментов конструкций с изоляцией из помехопоглощающих материалов
с частотно-зависимыми диэлектрическими магнитными свойствами
f2]. Для улучшения ЭМС применяют низкочастотное и высокочастот­
ное заземление ИВЭП и питаемую ими РЭА, а также заземление экра­
нов и кабелей [ 1, 31.
Проведение перечисленных выше мероприятий по обеспечению ЭМС
источников электропитания и РЭА позволяет на порядок снизить уро­
вень помех, что обеспечивает нормальное функционирование систем
РЭА. Суммарная нестабильность выходного напряжения ИВЭП с бес­
трансформаторным входом данной группы характеризуется нежестки­
ми требованиями и, как правило, имеет уровень +(2-3) % Ин, а пульса­
ции выходного напряжения составляют+ 1 % Ин.
Характерным требованием для ИВЭП устройств вычислительной и
информационной техники является возможность ступенчатого (плав­
ного) изменения выходного напряжения ИВЭП на +5 % (10% ) с
целью профилактического контроля.
Ко второй группе ИВЭП с бестрансформаторным входом можно от­
нести источники электропитания современной научной, технологичес­
кой и лабораторной аппаратуры. Характерными требованиями для
оптико-электронной, медицинской и технологической аппаратуры яв­
ляется получение от ИВЭП напряжения, уровень которого изменяется
плавно или дискретно в широком диапазоне (10 1
-1048) со стабилиза­
цией каждого уровня; для лазерной техники характерен импульсный
характер тока нагрузки со стабилизацией его уровня; для ряда сис­
тем связи одним из основных требований служит высокая степень га­
рантии поступления электрической энергии требуемого ка~ества, что
ставит задачу создания высоконадежных ИВЭП.
Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным вхо­
дом и выходом на постоянном токе данной группы могут быть выполне-
7

с.кг
4
2
о '~-~!- _...___ ...__ ~--~
10203040
~-_.______.__~.____..1 __~1___,1
О
10 ZJ JD 40 .lн,А
с,кгl 50
а)/
10~
~400 ~O(J
:j~orq
о'--~---'------~-_._....
!О20JO
tJ)
Рис. 1.1
d)
ны для решения следующих задач: стабилизации напряжения при ши­
роком диапазоне изменения его уровня; стабилизации напряжения при
широкодиапазонном изменении тока нагрузки; регулирования в широ­
ком диапазоне тока нагрузки при стабилизированном уровне напряже­
ния; стабилизации тока нагрузки; обеспечения высокой надежности
получения электрической энергии. Эти задачи должны быть выполнены
при условии, что ИВЭП обладают высокими динамическими характе­
ристиками, а также высокими энергетическими и удельными показате­
лями по массе и объему.
К третьей группе ИВЭП с бестрансформаторным входом и выходом
на постоянном токе относятся источники электропитания с высоким
уровнем стабилизированного напряжения (1-50 кВ), и характеризуют­
ся они рядом специфических задач для получения высокого напряже­
ния. В книге рассмотрены только ИВЭП с бестрансформаторным вхо­
дом первой и второй групп, так как ИВЭП третьей группы ввиду своей
специфики требуют самостоятельного рассмотрения.
Для сравнительной оценки на рис. I .1 приведены зависимости мас­
сы элементов силовой части без учета конструкции ИВЭП от тока на­
грузки при выходных напряжениях 5 В (рис. 1.1, а), 12 В (рис. 1.1, 6)
и 27 В (рис. 1.1, в) для ИВЭП с бестрансформаторным входом (структу­
ра/) при работе мостового регулирующего инвертора на частоте 20 кГц
и при подключении источника к промышленной однофазной сети 220
В, 50 Гц и трехфазной сети 200 В, 400 Гц, а также для ИВЭП с входным
трансформатором и импульсным стабилизатором (структура ! !) при
8

тех же входных и выходных параметрах. Из рис. 1.1 видно, что масса
ИВЭП с бестрансформаторным входом при подключении его к сети
400 Гц выше, чем при подключении к сети 50 Гц из-за существенного
уменьшения номинальной емкости сглаживающего входного фильтра
с увеличением частоты. Кроме того, эффективно применение ИВЭП с
бестрансформаторным входом, начиная с 20-25 Вт для низких выход­
ных напряжений (5; 12 В) и 35-45 Вт для напряжений 27 В и выше.
1.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИ.Я
На практике широкое распространение получили две струк­
туры построения ИВЭП с бестрансформаторным входом: на основе ре­
гулируемого и нерегулируемого конверторов. В первом случае
(рис. 1.2, а) структурная схема ИВЭП состоит из двух функциональных
узлов - сетевого выпрямителя СВ и преобразователя напряжения П Н.
Сетевой выпрямитель выполняет функции выпрямления напряжения
сети Ис и сглаживания пульсаций, обеспечивает режим плавной заряд­
ки конденсаторов фильтра при включении источника, бесперебойность
подачи энергии в нагрузку при кратковременных провалах напряже­
ния сети ниже допустимого уровня и уменьшает уровень помех за счет
применения помехоподавляющих фильтров. На выходе СВ формирует­
ся напряжение Е постоянного тока, которое характеризуется значени-
ями 264-340 В для однофазной сети 220 В~~~ g % и 455-590 В для трех­
фазной сети 380 В~~ g %. Преобразователь напряжения включает в
себя конвертор К и устройство управления УУ. Конвертор, в свою оче­
редь, состоит из регулируемого инвертора И, преобразующего посто­
янное выходное напряжение СВ в переменное прямоугольной формы,
трансформаторно-выпрямительного узла ТВУ, работающего на повы­
щенной частоте (20 кГц) и обеспечивающего гальваническую развязку
сети с нагрузкой, и высокочастотного LС-фильтра ФВ. Устройство
управления П Н обеспечивает мощные транзисторы импульсами управ-
Рис. 1.2
пн
1
1
~-- -
-
-
--~-----)
а!
1
1
[ ___________ _J
чн-
J)
9

ления, а также осуществляет стабилизацию напряжения на на­
грузке Ин путем изменения длительности (коэффициента заполне­
ния у) импульсов управления, т. е. за счет применения широтно­
импульсного метода регулирования напряжения .
Во втором случае (рис. 1.2, 6) структурная схема представляет
собой последовательное соединение СВ, импульсного регулятора
напряжения И Р Н и конвертора К, выполненного на основе нерегу ­
лируемого инвертора И . Устройство управления УУ обеспечивает
подачу импульсов управления с коэффициентом заполнения у на
мощный транзистор И Р Н и импульсов управления типа меандр на
мощные транзисторы инвертора. Функциональный узел-конвертор
для обеих структур ИВЭП может быть построен на основе однотакт­
ного инвертора с трансформаторным выходом. Такой конвертор
в дальнейшем называется трансформаторным однотактным конвер­
тором (ТОК). Конвертор может быть построен также на основе
двухтактных схем инверторов с трансформаторным выходом; такой
конвертор в дальнейшем обозначается ТДК. Устройство управления
УУ, как уже отмечалось, формирует импульсы управления инверто­
ром и или И Р Н и И, а также включает в себя устройства защиты,
плавного включения и внутренний источник электропитания схемы
управления.
Характерным для первой структуры И ВЭП является то, что ин­
вертор подключен непосредственно на напряжение Е и должен
быть рассчитан исходя из максимального уровня напряжения
Emax=340 В для однофазной сети и Ешах=590 В для трехфазной
с учетом коэффициента запаса по напряжению для транзисторов.
Это усложняет схему инвертора, поскольку необходимо применять
последовательное соединение по входным цепям нескольких одно­
типных инверторов. Кроме того, наличие паузы в выходном напря­
жении инвертора из-за широтно-импульсного метода регулирова­
ния резко увеличивает массогабаритный показатель сглаживающе­
го выходного LС-фильтра, так как его параметры должны рассчи­
тываться исходя из минимального коэффициента заполнения
импульсов '\ 'mln при условии непрерывности тока дросселя фильтра .
Положительным качеством первой структуры является совме­
щение функции преобразования напряжения Е и стабилизации на­
пряжения Ин. Это позволяет несколько упростить УУ, поскольку по
сравнению со второй структурой уменьшается число управляемых
транзисторных ключей. Кроме того, из-за паузы в выходном напря­
жении инвертора «автоматически» устраняются сквозные токи, опас­
ность возникновения которых в установившемся режиме велика у
двухтактных схем конверторов, и улучшается режим переключения
мощных транзисторов и диодов высокочастотного В'\:>Шрямителя.
Одним из достоинств второй структуры ИВЭП является простота
rюстроения источника с несколькими стабили з ированными выходны­
ми напряжениями, работающими при фиксированных токах нагрузки,
так как цепью обратной связи по отклонению выходного напряжения
10

достаточно охватить лишь один канал ИР Н. Инвертор в данной струк­
туре подключают к стабилизированному напряжению И per И Р Н, уро­
вень которого Иреr =--=-
200-250 В, т. е. существенно ниже, чем в пер­
вой структуре, что дает возможность применять в инверторе мощные
транзисторы, рассчитанные на более низкое напряжение, с улучшен­
ными частотными свойствами. Параметры выходного С-фильтра опре­
деляются длительностью фронта импульсов напряжения инвертора и
возможной несимметрией выпрямленного напряжения, и следователь­
но, для данной структуры этот фильтр обладает незначительными объ­
емом и массой. Наличие конденсатора на выходе выпрямителя позволя­
ет устранить потери на переключение в транзисторах инвертора при
условии пренебрежимо малой индуктивности рассеяния высокочастот­
ного трансформатора, выполненного, например, на кольцевом магни­
топроводе с хорошей индуктивной связью первичной и вторичной об­
моток.
Ввиду того что LСD-фильтр ИРН работает при повышенном напря­
жении, его масса и объем значительно меньше, чем у фильтра, вклю­
ченного на выходе регулируемого инвертора, при одних и тРх же уров­
нях выходного напряжения и тока. Сравнительная оценка по КПД,
массе и объему ИВЭП с бестрансформаторным входом, построенных
на основе нерегулируемого инвертора и ИРН и на основе регулируемо­
го инвертора при одних и тех же условиях, показала, что энергети­
ческие возможности этих структур практически равноценны, а их массы
и объемы отличаются незначительно [81.
1.3 . АДАПТИВНЫЕ ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
Для создания ИВЭП с широким диапазоном регулирования
напряжения или тока, а также повышения их надежности целесообраз­
но использовать адаптивные источники с бестрансформаторным вхо­
дом. Применение традиционных методов регулирования и стабилиза­
ции, основанных, например, на широтно-импульсном методе управле­
ния, не позволяет получить требуемые характеристики по диапазону
регулирования, быстродействию и надежности при условии удовлетво­
рения требований по энергетическим и удельным показателям.
Под адаптивными ИВЭП с бестрансформаторным входом будем по­
нимать устройства стабилизации, регулирования и преобразования
напряжения (тока), имеющие дискретный исполнительный орган (ДИО)
со структурой, изменяющейся в зависимости от отклонений выходного
напряжения ЛИ или диапазона регулирования напряжения И per•
тока Лlн или надежности р.
На рис. I .3 приведена обобщенная схема адаптивного ИВЭП с бест­
рансформаторным входом, которая включает СВ, ДНО, датчик тока ДТ
и УУ. Дискретный исполнительный орган может быть выполнен для по­
лучения требуемой надежности на N основных и F резервных однотип-
11

ных преобразовательных модулях П М с трансформаторным выходом
на раздельных магнитопроводах. Таким образом, переменным пара­
метром, характеризующим выполнение функций стабилизации и регу­
лирования напряжения или тока в ДНО, является коэффициент его
трансформации kдио. В этом случае связь между напряжением на
нагрузке Ин и напряжением Е СВ имеет вид Ин == Еkдио (ЛИн,
Ирн• Лlн, р).
Дискретное изменение коэффициента трансформации в ДИО для
адаптивных ИВЭП с бестрансформаторным входом достигается измене­
нием числа включенных конверторов, инверторов с трансформаторны­
ми выходами на общий магнитопровод, или числа трансформаторов с
выходом на общий выпрямитель, или числа трансформаторно-выпря­
мительных узлов (ТВУ), которые в дальнейшем будем называть преоб­
разовательными модулями (ПМ). Следовательно, в ДНО осуществляет­
ся амплитудно-импульсное регулирование, что позволяет эффективно
регулировать напряжение (ток) в широ:шм диапазоне, исключить гро­
моздкий LС-фильтр и улучшить тем самым массогабаритный показа­
тель ИВЭП, а также увеличить его быстродействие. Адаптивным ИВЭП
свойственна высокая степень унификации, так как их выполняют в
большинстве случаев на однотипных преобразовательных модулях.
Число сочетаний ПМ зависит от задач, которые ставятся перед ис­
точником электропитания (стабилизация, регулирование, повышение
надежности) и обеспечиваются УУ. Устройство управления может
включать в себя следующие каналы адаптации ДИО: по стабилизации
напряжения на нагрузке И 1 =- : f (ЛИн); по диапазону регулирования
напряжения на нагрузке И 2 :- =
f (И рег); по кратности изменения тока
нагрузки И 3 с= f (ЛI и); по отказам модулей ДИО И4 = f (р). В за­
висимости от наличия в УУ того или иного канала в ДИО должны быть
предусмотрены возможности различных видов соединений ПМ по вход­
ным и выходным цепям. Например, для стабилизации напряжения Ин
г-----------..,
1
дио
1
:EJ D···D:
1
1
1
UcJ~lЕ_!D D..·D:
~
1
1
:
:О \пмN/ ···\пмF/ :
L__
-
_
_J
U1u2U3U4
Р
!!У
Рис. 1.3
12
по его отклонению модули
должны соединяться по
входным цепям последова­
тельно, а по выходным -
параллельно (вид соедине­
ния ПС -- - ПР); для регу­
лирования напряжения И 11
в широком диапазоне в
ДИО должно осуществ­
ляться соединение ПМ па­
раллельно по входным и
последовательно по выход­
ным цепям (ПР-ПС); для
регулирования тока на­
грузки или повышения на­
дежности ПМ должны сое ·

-
1
+
1
1
1
1
EI
1
1
1
1
1
L_
и;
Рис. 1.4
+
о;
L_
диняться между собой по входным и выходным цепям параллельно
(ПР -ПР).
Устройство управления (канал адаптации) ДИО по отклонению
Л Ин напряжения обеспечивает амплитудно-импульсное регулирование
за счет последовательного соединения по входу с помощью ключей
определенного числа ПМ с трансформаторным выходом на общий маг­
нитопровод, как показано на рис. 1.4 [9]. Здесь ДНО состоит из основ­
ного инвертора ПМ 0 , рассчитанного на нижний предел входного на­
пряжения EmirP и регулируемой части, состоящей из N инверторов
ПМ 1 - ПMN, напряжения на первичных обмотках которых составля­
ют геометрическую прогрессию с основанием два (И 1 , 2U1 "_. ,2N- 1 U 1 ),
что позволяет значительно уменьшить число инверторов. Сигнал ун­
равления типа меандр поступает на все инверторы от генератора им­
пульсов управления ГИ У. Необходимая комбинация работающих ин­
верторов регулируемой части, соответствующая уровню отклонения
ЛИн, осуществляется с помощью коммутатора К. состоящего из клю­
чей VT 11 - VT1N, шунтирующих вход i-го инвертора, и ключей
VT20 -
VT2N- 1
,
исключающих прохождение тока первичной цепи
по шунтирующим ключам отключенных инверторов. Состояние шунти­
рующих ключей определяется сигналом И1, а исключающих - сиг­
налом И2, которые поступают с выходного устройства ВУ. Устройство
управления коммутатором состоит из измерительного органа ИО,
на вход которого подается напряжение Ин и опорное И 0 п• аналого­
цифрового преобразователя АЦП, преобразующего сигнал рассогла-
13

сования ЛИ в последовательный код, и выходного устройства, преоб­
разующего последовательный код в параллельный и формирующий сиг­
налы И\, и.;.
Введение в устройство коммутатора дает возможность получить
любое сочетание последовательно соединенных по входу инверторов,
т. е. необходимый коэффициент трансформации, который для нерегули­
руемого инвертора П М 0 будет равен k 0 = И11 /Emin, и для i-го инвер­
тора регулируемой части значения ki = (Ин /Еном) бн 2i - 1
,
где
бн = ЛИн 1 Ив-оrносительный интервал квантования, соответствую­
щий напряжению И1 младшего модуля и определяющий заданную
точность ЛИ н стабилизации напряжения Ин.
Общее число модулей регулируемой части, обеспечивающих изме­
нение напряжения в диапазоне Ор == ЛИР ' И 11 с относительной точно­
стью стабилизации Он ---= ЛИнlИн при относительном отклонении на­
пряжения сети бс :___ -- =
ЛИ(" Ис, определяется формулой
N --;;: \og.)
+1.
[
2 (бс --f--- Ор)
]--
-
(1-бс -бр) '5н
Максимальный ток /пм протекает через ~-и инвертор только в том
случае, когда этот инвертор соединен последовательно с основным ин­
вертором:
где ui - н-апряжение i-го инвертора; llтвУ
---
кпд трансформатор·
но-выпрямительного узла.
Данное устройство может быть также применено для создания на­
пряжения U 11 , регулируемого в широком диапазоне. В этом случае не-
14
г--------,
1
дио 1
+:
1
1
1
1
1
EI
1
......-;-------.
1
к
1
1
1
1
1
'
1
L________ _J
Рис. 1.5

обходимо исключи1ь из схемы
нерегулируемый инвертор JJM 0 .
Дискретность изменения напря­
жения Ин будет ()Пределяться +
напряжением И1 младшего ин- 'Е
вертора ПМ 1.
и
На рис. 1.5 показано УУ -
ДНО, которое обеспечивает ре­
гулирование напряжения Ин в
широком диапазоне со стабили­
зацией его установленного уров­
ня. Весь диапазон регулирова­
ния напряжения Ин делится на
поддиапазоны, в каждом из кото­
рых работает свой модуль. Регу-
лирование и стабилизация внут- Рис. 1.6
r----------,
дио
1
1
1
111
111
1
1
1
1
1
1
1
L _______ _J
l:
!(
+
ри каждого поддиапазона осуще-
ствляются за счет применения широтно-импульсного регулирования.
Это обеспечивает изменение коэффициента заполнения у импульсов уп­
равления транзисторами инвертора в узком диапазоне (у )) 0,5), что
позволяет получить напряжение Ин высокого качества как по уровню
пульсаций, так и по точности стабилизации Л Ин. В приведенной схеме
ДНО состоит из N однотипных инверторов, работа которых обуслов­
лена поступлением на их мощные транзисторы импульсов управления
с коэффициентом заполнения у через коммутатор К от широтно-им­
пульсного модулятора Ш НМ. Число работающих инверторов зависит
от уровня напряжения И1
,
определяемого источником эталонного на­
пряжения НЭН в зависимости от сигнала регулирования Ирег·
На рис. 1.6 показано устройство управления адаптивным ИВЭП,
который состоит из нерегулируемого инвертора Н, управляемого сиг­
налами с ГНУ, и ДНО, выполненного на модулях типа ТВУ, имеющих
одинаковое выходное напряжение Ин· Возможно также применение
трансформаторов в качестве модулей, но в этом случае на выходе ДНО
необходимо включить общий выпрямитель. В зависимости от уровня
отклонения напряжения ЛИ н АЦП н В У определяют необходимое чис­
ло l работающих модулей. Работа модуля обеспечивается высокочас­
тотными ключами, сигнал на которые поступает от ГНУ через коммута-
тор К.
Канал адаптации ДНО rю кратности изменения тока нагрузки мо-
жет быть построен на основании измерения отклонения напряжения
на нагрузке или измерения тока нагрузки с помощью датчика тока ДТ
или на основании того и другого вместе. На рис. 1. 7 приведено УУ ДИО
с двумя каналами его адаптации. Канал адаптации по отклонению на­
пряжения ЛИн, состоящий из НО и /11 ИМ, вырабатывает сигнал управ­
ления транзисторами модулей с коэффициентом заполнения )', соответ­
ствующим ЛИн· Канал адалтации по кратности изменения тока на-
15

грузки состоит из ДТ, АЦП и ВУ. Выходным сигналом ВУ является
число l преобразовательных модулей, на которые должны поступать
через коммутатор К сигналы управления с коэффициентом заполне­
нияу: l .::--= Ц flн (N//н rnax)J, где Ц[ ]- целая часть числа в квад­
ратных скобках; N == Р11111 а xl Рпм :;.=
f шnax lf пм - необходимое число
модулей для перекрытия всего диапазона изменения тока нагрузки -
от тока f пм одного модуля до максимального тока нагрузки / нinax·
Одним из основных условий нормальной работы ДИО, выполнен­
ного на основе коммутации модулей вида ПР - ПР, является равно­
мерное распределение тока нагрузки между работающими (включен­
ными) модулями. Для более полного выполнения этого условия для
адаптивных ИВЭП с бестрансформаторным входом, работающих при
широком диапазоне изменения тока нагрузки / н• целесообразно ввести
в каждый модуль собственный регулятор тока, т . е. применить в ка­
честве модуля автономный стабилизатор тока . На рис. l .8 приведено
УУ ДИО с возможностью его адаптации по кратности изменения тока
нагрузки в широком диапазоне за счет изменения напряжения опор­
ного источника И оп = var. Каждый модуль имеет регулятор тока ре­
лейного типа (измерительные резисторы R1 - RN и пороговые уст­
ройства ПУI - ПУм). Уровень стабилизируемого тока каждого мо­
дуля определяется общим сигналом управления И 2 , поступающим на
один из входов П У . Поэтому токовая загрузка всех модулей получает­
ся одинаковой. Сигнал U 2 соответствует сигналу датчика тока, и его
уровень ограничивается с помощью ограничителя О во время запуска
устройства, так как ток нагрузки не успевает мгновенно вырасти до
номинального значения и уровень напряжения И1 на выходе ИО бу­
дет максимальным. Таким образом, исключается перегрузка модулей
во время запуска. Ограничитель О выбирают с учетом, чтобы напряже­
ние И 2 не превышало допустимого.
При отказе модуля происходит выгорание его предохранителя. При
этом токовая загрузка работающих модулей увеличивается на значение.
16
г---------------------l
1 дио
-
..... -
----------1t---Q
+1
1
Е1
1
-
1
1
L- .-
Рис. 1.7
1
1
1
1
1
1
1(

·--------------------------,
1
~ - -----4'---,-----~
1.
1
+
1
1
1
1
llн
1
1
_J
Рис. 1.8
равное lпм!N (N - 1), что при N ~ 5-10 составляет менее 10-
20 % номинальной загрузки. Таким образом, при отказе моду ля в
устройстве исключается токовая перегрузка исправных модулей и ток
нагрузки поддерживается на заданном уровне.
Для обеспечения постоянства КПД ДИО предусмотрено автомати­
ческое отключение «лишних» модулей в случае уменьшения уровня
стабилизации тока / н• поскольку уменьшение напряжения И 0 п со­
провождается снижением уровня сигналов И1 и l..i z· что приводит к сни­
жению выходных токов всех модулей. Если сигнал U 1 достигает свое­
го нижнего уровня, то срабатывает пороговое устройство ПУ и напря­
жение на его выходе становится отрицательным. Через время, опреде­
ляемое временем задержки RС-цепочки, происходит переход компара­
тора К в состояние, при котором на П YN поступает закрывающее на­
пряжение. Это приводит к отключению модуля ПМ,v и, следовательно,
к росту токовой загрузки включенных модулей, так как уровень сиг­
нала И1 увеличился, а также к переходу П У в свое нейтральное сос­
тояние. При этом компаратор К остается в новом состоянии, чем обес­
печивается закрытое состояние модуля ПМN.
При дальнейшем уменьшении уровня стабилизации тока lн сигнал
И1 уменьшается до некоторого нового порогового значения, при кото­
ром произойдет срабатывание П У. В этом случае произойдет отключе­
ние (N - 1)-го модуля, если он, как и N-й модуль снабжен RС-цепоч­
кой и компаратором. При увеличении уровня стабилизации тока ! н
наблюдается обратный процесс поочередного подключения модулей, на­
ходящихся в отключенном состоянии. Перевод «лишних» модулей в
режим «холодного резерва» существенно повышает надежность ИВЭП.
Построение ДИО на основе коммутации модулей вида ПР - ПР
позволяет, во-первых, получить максимальный КПД во всем диапазо­
не изменения тока нагрузки, поскольку каждый работающий модуль
отдает в нагрузку свою номинальную мощность, и, во-вторых, повы­
сить надежность ДИО за счет введения дополнительного числа F ре­
зервных модулей.
17

1
L_
Рис. 1.9
Канал адаптации ДИО по надежности обеспечивает подачу сигнала
управления на транзисторы резервных модулей при появлении неисп­
равных модулей . Для этого каждый модуль должен иметь информаци­
онную точку, подача сигнала с которой соответствует исправному со­
стоянию модуля, а отсутствие - неисправному. Причем сигнал кана­
л а адаптации ДИО по надежности должен сравниваться с сигналом ка­
нала адаптации ДИО по току нагрузки с тем, чтобы число работающих
модулей было бы достаточным для обеспечения этого тока без перегруз­
ки модулей.
На рис. l .9 показано УУ ДИО с каналами его адаптации по состоя­
нию П М, по значению тока нагрузки и отклонению напряжения ЛИн.
Здесь ДИО содержит N основных и F резервных модулей. Сигналы,
характеризующие состояние ПМ, подаются на суммирующий элемент
СЭ. Общий сигнал с выхода СЭ определяет количество включенных и
исправных модулей. Суммарный сигнал сравнивается в устройстве
сравнения УС с сигналом ДТ, пропорциональным току нагрузки. Если
он меньше этого сигнала, то появляется разностный сигнал ЛИ, сви­
детельствующий о недостаточном числе включенных исправных моду­
лей. Сигнал ЛИ обеспечивает срабатывание порогового устройства,
на его выходе возникает положительное напряжение, которое приво­
дит к увеличению напряжения на выходе интегратора И, и АЦП вы­
рабатывает разрешающий сигнал на дополнительное включение моду­
лей . Включение исправного модуля сопровождается дискретным уве­
личением выходного напряжения СЭ, и, следовательно, уменьшением
сигнала ЛИ. Поэтому если он становится меньше порога срабатыва­
ния П У, то напряжение на выходе И остается постоянным по уровню,
что обеспечивает постоянное число включенных исправных модулей.
При уменьшении тока нагрузки сигнал Л U становится отрицатель­
ным, П У срабатывает в другую сторону! что приводит к уменьшению
18

числа l включенных ПМ. Пороговое устройство необходимо для обес­
печения устойчивой работы канала адаптации по току нагрузки. По­
стоянная времени заряда интегратора может быть выбрана небольшой
(несколько микросекунд), поэтому подключение моду лей при бросках
тока нагрузки происходит практически мгновенно, что исключает пере­
грузку ранее включенных модулей.
В данном УУ невключенные основные и резервные модули нахо­
дятся в «холодном резерве» и не потребляют мощности по цепи управле­
ния, что значительно повышает надежность схемы и ее КПД. Уст­
ройства управления ДИО строятся на принципах цифровой' вычисли­
тельной техники.
1.4. ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
У дельные показатели по массе, объему и стоимостн ИВЭП с бестрансформа­
торным входом в значительной степени определяются характеристиками приме­
няемых в них элементов: конденсаторов сглаживающих фильтров, диодов уст­
ройств выпрямления, транзисторов, инверторов и импульсны:х стабилизаторов
напряжения, трансформаторов и дросселей. От состояния элементной базы ИВЭП
во многом зависит его схемное решение.
На рис. 1.1 О показана обобщенная функциональная схема ИВЭП с бестран­
форматорным входом, рассчитанного на выходную мощность 10-300 Вт исходя
из комплектации ее элементами с указанием примерного объема, занимаемого
функциона:1ьным узлом в общем объеме ИВЭП. На схеме обозначено: СФ - по­
мехоподавляющий сетевой фильтр; ВН - выпрямитель низкочастотный; ФН
-
сглаживающий фильтр низкочастотный; И - инвертор; УУ
-
устройство
управления; Т - трансформатор высокочастотный: ВВ
-
выпрямитель высо­
кочастотный; ФВ - фильтр высокочастотный.
На рис. 1.11, а - е приведены зависимости массы узлов от тока нагрузки для
выходных напряжений ИВЭП 5, 12, 27 В (кривые 1, 2, З) для выпрямителей
низкочастотного (а) и высокочастотного (6). фильтров низкочастотного (в)
и высокочастотного (г). регулируемого инвертора (масса транзисторов типа
2Т809А и радиатора), выполненного по мостовой схеме и работающего на частоте
20 кГц (д), трансформатора (е). работающего на такой же частоте.
В зависимости от пропускаемого спектра частот помехоподавляющие фильтры
СФ делятся на низкочастотные. высоко 1 1астотные, полосовые и режекторные. На­
пример, в источниках электропитания устройств вычислительной техники приме­
няют широкополосные фильтры низких часот. Если диапазон частот узкий и тре­
буется большое затухание электромагнитных помех, применяют режекторные
фильтры. В [ 1, 1О] приведены типы фильтров и конденсаторов для подавления
радиопомех и их основные параметры.
Выпрямительные диоды для низкочастотных устройств выпрямления характе­
ризуются следующими основными параметрами: постоянным обратным напряже­
нием Иобр· средним прямым током fпР• импульсным прямым током !и.пр• по зна-
l!c
[tp
Bf!
IJlfl
и
НУ
т
cpg ин
50 Гц
s--20
5-IS
10·25
:?-!О
1-10
5-10
о;О
<J'
О/
о--
о/о
<''
"/о
%
40ll Гц
,О
,'О
/о
/о
Рис. 1.10
19

1 1ению которого обеспечивается режим заряда конденсатора фильтра, а также мас­
сой и объемом (типом корпуса). Расчеты показывают, что масса Gвн диодов выпря­
мителя, подключаемого к однофазной сети 220, 115 В (50, 400 Гц), для выходных
напряжений источника 5, 12, 27 В и диапазона изменения тока нагрузки
5-50 А составляет 50 r (кривая 1 на рис. 1.11, а), а при подключении выпря­
\1Ителя к трехфа з ной сети при тех же условиях составит 80 г (кривая 2). При
подключении выпрямителя к сети 115 В, 400 Гц и напряжении на выходе источ­
ника 27 В его масса начинает резко увеличиваться, начиная с тока нагрузки
lн = 20 А (кривая З). что обусловлено необходимостью параллельного включе­
ния диодов.
Высокочастотные выходные выпрямители в зависимости от уровня напряже­
ния на нагрузке можно разделить на низковольтные (2-30 В) и высоковольтные
20
0,2
о, 15
o,1 ........~~~...,&---'-.;;;...-
0,05t--~--..._~....,.~-
О 1020304-0Iн,А
о}
с,,,н,кг
1,2 ~
О,В
о !О20309-0Iн.А
Gн, кг
8)
1,2
1,0
0,8
О,б
0,4
0,2
о 1020304-0lн,А
il)
Рис. 1.11
1,25
1,0
0,75
o,s
D,25
о 1020JO40IН1А
oJ
Сtрв, кг
0,2
о,1
о 1020JO40Iн,А
Ст. кг
г)
Т,2
1,0
0,8
О,б
0,4
0,2
о 10203040Iн,А
с)

iпер, 0С
1[нв
б
J,U'I-
0,9
U,8б
4
0,82
0,78
о, 7'1
0,7
2,~1
1020 30 4-0 50Рн,Вт
оf2J45(Jн,В
Рис. 1.12
Рис. 1.13
(30-500 В), что определяет применение соответствующих диодов. Для мощных
низковольтных высокочастотных диодов важным параметром служит время вос­
становления обратного сопротивления диода tв.ос. которое определяет длитель­
ность режима «сквозных)> токов в схеме выпряl\lления. Это увеличивает коммута­
ционные потери не то.r1ько в диодах выпрямителя. но и в транзисторах инвертора.
При этом элементы источника оказываются в режиме короткого замыкания, что
создает условия для коммутационных выбросов на фронтах переключения, веду­
щих к отказу источника. Время tв.ос должно быть в 3-4 раза меньше времени
выключения транзистора и соответствовать для современных высокочастотных
выпрямительных диодов t8 ni·
0,3-0,5 мкс.
Влияние времени tв.о~· диода на рост потерь в транзисторах инвертора ил­
люстрируется зависимостью тем11ературы перегрева корпуса Тпер "'С транзисто­
ра от выходной :-.ющности Рн инвертора и имеет вид, показанный на рис. 1.12 .
где кривая 1 соответствует использованию в выпрямителе диодов типа 2Д213, а
кривая 2 - диодов с барьером Шотки [11]. Коммутационные потери диода, а сле­
довательно. КПД устройства выпрямления и объем радиатора существенно зави­
сят от частоты выпрямленного наг.ряжения. Например, при частоте 1-40 кГн
КПД выпрямителя равно 0,81-0,78, а при частоте 100 кГц снижается до 0,75.
Причем если выпрямитель, работающий на частоте 1 кГн с выходным напряже­
нием 5 В и токо\1 нагрузки 20 А бе:~ принудительной вентиляции. имеет теплоотво­
дящий радиатор объемом в 0,06 дм:~. то на частоте свыше 5 кГц при тех же усло­
виях радиатор будет иметь объе:--.1 н 0,64 дм:~, т. е. увеличится в 10 раз.
Вторым важным параметром диода низковольтных выпрямителей яв.11яtтся
прямое падение напряжения Инр· от Jначения которого зависит КПД выпрями­
теля. На рис. 1. l:З показана зависимость КПД ('flнв) низковольтных выпрямите-
лей от выходного напряжения ИВЭП при различных :нrачениях И 0 р: кри­
вая 1 соответствует И11р 0,2 В; кривая 2 И11р - 0.4 В; кривая 3 Ипр -с 0,8 В;
кривая 4 И11р 1В [71.
Сравнительно меньшее Jначение И 11 р получается у ди,щов со структурой ме­
талл- полупроводник (диоды с барьером Шотки). У данного типа диодов Ипр со­
ставляет 0,4-0,6 В при токах 100 А, а время восстановления не более 0,1 мкс
Недостатками диода являются большой обратный ток (74 мА для диода 2Д219) и
малое допустимое обратное напряжение (20-40 В), что приводит к низкому ко­
эффициенту запаса диодов по обратному напряжению, а значит, снижает надеж­
ность источника. В [ 12] показано, что КПД низковольтных выпрямителей на дио­
дах с барьером Шотки имеет максимум при И обр = 50 В и применение их в вы­
прямите.11 ях с большим Иr,rip практи•~ески не дает преимущества по КПД по срав-
21

нен ню с обычными высокочастотными диодами. Характерным для диодов данного
типа является независимость К:Пд выпрямителя от частоты выпрямленного на­
пряжения. Наиболее эффективно применение диодов данного типа при напряже­
ниях Ин~ 5 В (К:Пд выпрямителей повышается на 15-25% для Ин = 2 В и
на6-13% для Ин = 5 В). В рядеслучаевдля И11-=-.=
10-18 В рациональным
оказывается использование мостового выпрямителя на диодах с барьером Шат­
ки.
Парал.1ельное включение высокочастотных диодов требует включения после­
довательно с каждым диодом выравниваю14его резистора или индуктивности, что
ведет к ухудшению частотных свойств диоДов и к снижению К:ПД выпрямителя.
В качестве сглаживающего фильтра для СВ могут использоваться электроли­
тические конденсаторы, основные параметры которых приведены в [10].
Параметры конденсаторов для фильтров в значительной степени зависят от
рабочей частоты и температуры окружающей среды. Например, конденсатор ти­
па К:50-29 имеет номинальную емкость 22 мкФ и при работе на частоте 100 Гц
при температуре + 20°С его емкость уменьшается незначительно (21 мкФ), но уже
при частоте 800 Гц она будее составлять 5 мкФ. Если же температура умень­
шится до -50° С, то емкость будет соответственно 12 мкФ на частоте 100 Гц и
0,5 мкФ на частоте 800 Гц.
При расчетах может быть использована аналитическая зависимость, обеспе­
чивающая хорошее приближение в области рабочих частот [4]:
,
(V -з )-1
С= О,77Сном f ·lO
,
где Сном - номинальная емкость конденсатора.
Масса GФН емкостного низковольтного фильтра (ФН) зависит от напряжения
и частоты сети (рис. 1.11, в): напряжение 220 В, частота 50 Гц (сплошная линия):
напряжение 200 В, частота 400 Гц (штриховая линия); напряжение 115 В, часто ­
та 400 Гц (штрихпунктирная линия). Для конденсаторов высокочастотного­
фильтра (ФВ) эффективная емкость, например, конденсаторов типа К:52-1 н
частоте переменной составляющей 100 кГц составляет не более 5 % , а для кондена
саторов типа К:50-6 на частоте 50 кГц - не более 2 % от номинальной емкости­
В табл. 1.2 даны емкости конденсаторов типа К:52-1 на частоте 40 кГц.
при температурах - 50 и +20° С.
Таблиц а 1.2
Емкосп, на частоте 40 кГц
Максима.1ьная
Номнна.1ьная
Номннальноt>
нри Тl'М11 е ратурс,
0
С
е мкость. мкФ
н а пряжение, В
ам11 ;1нту ;1а
1
11ульса1щii, В
-50
+20
680
63
7,l
300
0,018
220
30
2,9
150
а.озз
470
16
4,9
250
0,024
В качестве ключей в импульсных стабилизаторах напряжения и в инверто­
рах для ИВЭП с бестрансформаторным входом находят применение мощные
транзисторы, типы и основные параметры которых приведены в [13). Оптималь­
ный режим эксплуатации мощного транзистора гарантируется током базы, до­
-статочным для перевода транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения
-с малыми динамическими потерями. Если базовый ток недостаточен для насыще-
ния транзистора, то это приводит к его работе в активной области и. следователь­
но, к большим потерям мощности. Если открывающий ток баэы значительно
больше тока, достаточного для насыщения транэистора, то при его закрытии нам-
22

наго увеличивается время выключения, что
приводит к увеличению потерь и возможности
появления сквозных токов и несимметричных
режимов в двухтактных конверторах.
Для высоковольтных мощных транзисто­
ров, работающих в режиме ключа, большое
значение имеют их частотные свойства. В ка­
честве примера на рис. 1.14 показаны зависи­
мости мощности рассеяния ЛР\'Т транзистора
типа 2Т704, работающего в инверторе от вы­
ходной мощности Рн при частотах 4, 7, 13,
20 кГц, которым соответствуют кривые 1, 2, 3,
4 [ 11]. Из рис. 1.14 видно, что при выходной
мощности инвертора 60 Вт повышение часто­
ты от 4 до 20 кГц приводит к увеличению
потерь в транзисторе инвертора на 7 Вт, что
соответствует снижению К:ПД инвертора на
20%.
АРvт, 8т
10
8
б
4
2
о20
40
50 Рн, Вт
Рис. 1.14
Правильный выбор типа транзистора и режима его работы при значительных
коммутируемых мощностях определяет, как правило, основные показатели
ИВЭП, такие как надежность, К:ПД, объем и массу.
Трансформаторы и дроссели во многом определяют массу и объем импульс­
ных стабилизаторов напряжения и инверторов. К: трансформаторам инверторов,
работающих на частотах до 50 кГц, предъявляют жесткие требования по обеспе­
чению ЭМС, по индуктивности рассеяния обмоток при условии обеспечения
хорошего потокосцепления, а также по конструкции с высокой прочностью
изоляции. Эти требования прежде всего обусловлены прямоугольностью
формы напряжения частотой до 50 кГц, а также большой амплитудой им­
пульсов в каждом полупериоде напряжения с фронтами менее 1 мкс. Расчеты
показывают [11], что масса и объем трансформаторов для инверторов умень­
шаются примерно в 2 раза в диапазоне 1-5 кГц. Такой же эффект достигается по­
вышением частоты от 5 до 20 кГц, а при дальнейшем увеличении частоты ра­
боты инвертора массообъемный пок.азатель изменяется незначительно.
В качестве материала магнитопровода трансформаторов и дросселей оправ­
дано применение пермаллоя на частотах преобразования 10-12 кГц, а при более
высоких частотах - магнитомягкого феррита марки М2000НМ, обладающего вы­
сокостабильной относительно температуры индукцией насыщения при малых по­
терях на частоте преобразования, МО-пермаллоя марок МП140, МП160, МП250
и альсифера марки ТЧ-90, ВЧ-32 [14]. Недостатком пермаллоя является зависи­
мость его параметров от механических воздействий; другим маркам материала
свойственна хрупкость, что вызывает определенные сложности при изготовлении
крупногабаритных трансформаторов и дросселей для преобразования больших
мощностей.
В настоящее время в трансформаторах и дросселях инверторов находят при­
менение ко.1ьцевые (терроидальные) магнитопроводы из феррита, пресс-пермал­
лоя и альсифера, а также ферритовые Ш-образные и броневые типа Б магнито­
проводы. При выполнении трансформаторов и дросселей на кольцевых магнито­
проводах обеспечивается наибольшая магнитная проницаемость, уменьшаются
помехи и улучшается ЭМС, так как магнитное поле заключено в пространстве,
ограниченном обмоткой. При одинаковых ампер-витках индукция в кольцевых
магнитопроводах больше, чем в броневых, что позволяет уменьшить массу и раз­
меры трансформатора.
В трансформаторах и дросселях на кольцевом магнитопроводе создаются
хорошие условия охлаждения обмоток, поскольку витки распределены по коль­
цу. Однако кольцевая конструкция магнитопровода не позволяет вводить воз­
душный зазор, необходимый в некоторых случаях д.11я исключения постоянной
23

составляющей. Кроме того, стоимость намотки кольцевого магнитопровода зна­
чительно выше стоимости намотки других видов магнитопроводов.
В табл. 1.3 приведены типоразмеры (внешний и внутренний диаметр и высота)
кольцевых магнитопроводов из феррита марки М2000НМ1 и ~ющность, которую
может передать трансформатор, выполненный на магнитопроводе стандартного
ряда и работающий на частоте 20 кГц при коэффициенте теплоотдачи, равном
0,05 Вт/ см2 [4).
Та6.1ица1.3
Тшюразмер
Рт, Вт
1
Тшюразмер
Рт, Вт
м агнитощювода. мм
магнитопровода. мм
K4X2,5Xl.2
0,17
к:2ох1ох5
60,6
К5ХЗХ1,5
0,5
К20Х 12Х6
72,6
K7X4Xl,5
1,4
К28Х16Х9
232
К7Х4Х2
1,8
К31Х18,5Х7
251
KlOX6X2
4,78
К32Х16Х8
284
KIOX6X3
6,75
K32X16Xl2
366
KlOX6X4,5
9,4
К32Х20Х6
241
KI2X5X5,5
16
К32Х20Х9
329
К12Х8Х3
10,6
К38Х24Х7
421
К16Х8Х6
39,4
K40X25XI 1
66R
К16Х10Х4.5
32,2
К45Х28Х8
727
КI7,БХ8,2Х5
41,9
К45Х28Х12
951
В трансформаторах находят широкое применение Ш-образные ферритовые
магнитопроводы, наиболее технологичные для процесса намотки обмоток и харак­
теризующиеся высоким коэффициентом их заполнения. Для того чтобы снизить
влияние подмагничивающего поля, в магнитную цепь вводят .зазор, который об­
разуется за счет уменьшения высоты среднего стержня одной из двух деталей
магнитопровода. Введение в магнитную цепь зазора приводит к уменьшению
проницаемости, но при этом трансформатор может работать в более широком диа­
пазоне частот.
Броневой ферритовый магнитопровод типа Б собирают из двух одинаковых
частей (чашек), между которыми находится пластмассовый каркас с обмотками.
Так как каркас с обмотками закрыт магнитопроводом, то автоматически обеспе­
чивается экранирование, благодаря чему поток рассеяния вне обмотки весьма
мал, чем и достигается высокая степень магнитной совместимости элементов схе­
мы. Броневая форма дает возможность располагать экран (если он все же требует­
ся) непосредственно на магнитопроводе без заметного увеличения потерь. Кроме
того, броневой магнитопровод создает механическую защиту обмоток и обеспе­
чивает технологичность их намотки. Недостатком магнитопровода броневого
типа является ухудшение условий охлаждения обмоток.
Габаритная мощность дросселя Р L rаб зависит от геометрических размеров
магнитопровода, частоты fП• максимальной магнитной индукции Вт, режима ра­
боты дросселя и условий его охлаждения. Она определяется как произведение
магнитной энергии, накопленной в дросселе, на рабочую частоту: Р L rаб = О,;)
LI[ max fп• где L - индуктивность дросселя; / L шах - максимальный ток дрос­
селя.
В качестве дросселей для ИВЭП с бестрансформаторным входом можно ис­
пользовать выпускаемые промышленностью малогабаритные дроссели типа Д.
работающие на частотах до 50 кГц с уменьшением индуктивности на 30 % пс•
сравнению с индуктивностью" указанной в технических условиях.
24

Глава 11.
СИЛОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
2.1 . СЕТЕВЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Основное функциональное назначение СВ для ИВЭП с бестранс­
форматорным входом, во-первых, преобразование переменного тока в
постоянный с помощью выпрямителя (В) и, во-вторых, сглаживание
пульсаций выпрямленного напряжения с помощью низкочастотного
фильтра (НФ). Кроме того, в СВ входят сетевые фильтры (СФ) для за­
щиты ИВЭП от коммутационных помех, устройства плавного включе­
ния (УПВ) источника для предотвращения опасных бросков тока за­
ряда конденсаторов при включении ИВЭП, накопители энергии (НЭ)
для компенсации кратковременных провалов напряжения сети, уст­
ройства защиты, коммутации и сигнализации (УЗКС). На рис. 2.1 при­
ведена полная функциональная схема СВ, включающая все перечис­
ленные устройства. Отметим, что в некоторых случаях отдельные уст­
ройства могут отсутствовать, а иногда функции различных устройств
совмещаются в одном устройстве.
Требования к допустимому уровню пульсаций выпрямленного на­
пряжения СВ, предъявляемые со стороны стабилизаторов и конверто­
ров, не являются жесткими, поэтому они лимитируются лишь ампли­
тудой переменной составляющей напряжения, допустимой для выбран­
ного типа накопительного конденсатора.
В ИВЭП, построенных по классической схеме (трансформатор -
выпрямитель - фильтр), сопротивления обмоток трансформатора опре­
деляют внутреннее сопротивление выпрямителя. В СВ для ИВЭП с
бестрансформаторным входом сетевой трансформатор отсутствует, по­
этому внутреннее сопротивление выпрямителя невелико. Наличие
в схеме СВ конденсатора при малом внутреннем сопротивлении выпря­
мителя вызывает в момент включения источника резкий бросок тока за­
ряда конденсатора, протекающего через выпрямительные диоды, что
может привести к их пробою. Эта особенность должна учитываться как
при выборе типа схемы выпрямления, так и при расчете и выборе ее
элементов, а также при расчете сглаживающего фильтра и устройств
защиты.
В зависимости от числа фаз питающей сети схема выпрямлен и я
в СВ может быть трехфазной мостовой (рис. 2.2, а), трехфазной со
средней точкой (рис. 2.2, 6)
и однофазной мостовой
(рис. 2.2, в).· В трехфазной
мостовой схеме выпрямле-
ния без сглаживающего Рис. 2.1
25

А
+8
+Е.
!ln max
А
Е
Е
в
Е ;___~~и,
с
сиt
7[
27!
о
а}
р)
8)
L1t
fJ
Рис. 2.2
Ри с. 2.8
конденсатора при резистивной нагрузке максимальное значение (раз~
мах пульсаций) переменной составляющей И 11 шах: составляет 11,4 °о
от среднего значения выпрямленного напряжения Е, что допустимо
для нормальной работы стабилизатора или конвертора. Поэтому ем­
кость конденсатора в такой схеме рассчитывается только исходя из
требования накопления энергии , об у словленного провалами напря­
жения сети, или необходимости обеспечения нормальной работы
инверторов в режиме рек у перации энергии.
В первом случае независимо от схемы выпрямления (без у чета паде­
ния напряжения на диодах) емкость в микрофарадах накопительного
конденсатора определяется согласно выражению
С =2Рн fпр· 106/'У}Ис т шin (1 --- k~p),
(2.1)
где Рн - -- выходная мощность ИВЭП; t пр
-
время провала напряже­
ния сети ; 11 - суммарный KI JД следующих за СВ устройств преобра-
зования , выпрямления и сглаживания напряжения; Ист 111111
,= 0,85 V2 Ис - минимальное амплитудное значение напряжения ости
Ис ; kпр = (Ucmmln - Иrrp) / Uc mmtn - коэффициент, характеризую­
щий допустимый провал напряжения Ипр·
Во втором случае при работе СВ на конвертор емкость накопитель­
ного конденсатора рассчитывается исходя из допустимого повышения
напряжения на конденсаторе И nв за счет реактивного характера на­
грузки конвертора:
С=Рн·106(1 -COS <p)/8riE~axk'kпfс;
(2.2)
где Emax - максимальное выпрямленное наIIряжение; k п - коэффи­
циент передачи по напряжению следующих за СВ устройств; cos <р -
-
коэффициент мощности нагрузки конвертора; k' = (Erna x ·+ И пв)/
1Е та х - коэффициент, характеризующий допустимое повышение на­
пряжения на конденсаторе; fс - частота напряжения сети.
Однофазный мостовой выпрямитель характеризуется значительным
размахом пульсаций выпрямленного напряжения, что требует примене­
ния сглаживающего конденсатора . На рис. 2.3 представлена форма вы-
26

прямленного напряжения выпрямителя, из которой видно, что
в течение времени Лt -: --- - (л
-
8)/2лfс конденсатор отдает в нагрузку
~нергию РсвЛt, полученную за время Н, где Пев - мощность СВ.
Для интервала времени Лt справедливо выражение СИ~ т miп/2-­
-
С (Ис m шtn - И ншаJ 2/2 = Рев Лt, из которого емкость конденсато­
ра (в микрофарадах)
(2.3)
где k1 = (Ист rnt11 -
Ип шах)/ Ис тн mtн - коэффициент, характеризую­
щий максимально допустимый размах пульсаций выпрямленного на­
пряжения И птах; 8 = arccos k1 - угол отсечки выпрямителя.
В тех случаях когда первичная сеть имеет нейтральный провод, ис­
пользуется трехфазная схема выпрямления со средней точкой, для ко­
торой также характерен достаточно большой размах пульсаций. При
определении емкости конденсатора необходимо в (2.3) вместо л подста­
вить 3/2 л. Приняв И пшах = О, 1 Ис mtn• можно получить упрощенное
выражение для определения емкости конденсатора при напряжении
сети 220 B~tg % и частоте 50 Гц для мостовой однофазной схемы вы­
прямления С = 1,3 Pнl't] [мкФ] и для схемы трехфазного выпрямителя
со средней точкой С == 2 Рн/'tl [мкФ 1.
Необходимость создания универсальных СВ для различных уров­
ней сетевого напряжения воплощена в схеме однофазного комбиниро­
ванного выпрямителя (рис. 2.4, а). Если используется однофазная сеть
напряжением 220 В, то выпрямитель 1юдключается к сети выводами 1, 2,
а если сеть напряжением 127 В - то выводами 1, З; при этом уровень
напряжения на выходе СВ остается одинаковым, так как во втором слу­
чае получается схема с удвоением напряжения. Конденсаторы Cl, С2
могут являться элементами конвертора, выполненного по полумосто­
вой схеме, как показано на рис. 2.4, 6. Для выравнивания напряжений
на конденсаторах они шунтируются прецизионными резисторами R 1,
R2, например типа С5-5, которые к тому же обеспечивают разрядку
конденсаторов фильтра при выключении ИВЭП.
Включение ИВЭП с бестрансформаторным входом в большинстве
случаев осуществляют поэтапно. Сначала подключают к напряжению
сети СВ и УУ при нерабо-
тающих силовых ключах
импульсного стабилизато-
ра пли конвертора. Затем,
+
когда напряжение на кон­
денсаторе фильтра достиг­
нет номинального значе­
ния Е, подают сигнал
управления на силовые
ключи. Таким образом,
а)
tf)
прежде всего необходимо
рассмотреть процесс вклю- Рис. 2.4
27

а)
Pur. 2.5
л/2 7t
tf)
чения СВ, имеющего на выходе сглаживающий конденсатор. напря­
жение на выводах которого в момент включения равно нулю.
На рис. 2.5, а показана цепь заряда конденсатора при замыка­
нии ключа Кл. Резистор rvD соответствует статическому сопротив­
лению диодов схемы выпрямления в прямом направлении: rvD ~
~ 1,2 и пр / j ПР• ГДе f пр - СреДНИЙ 8ЫПрЯМЛеННЫЙ ТОК ДИОДа; и пр
-
падение напряжения на диоде в прямом направлении.
В цепи заряда конденсатора протекает пульсирующий ток выпрями­
теля i ш1 (рис. 2.5, 6). Этот ток может быть представлен в виде постоян­
ной и ряда гармонических составляющих, которые практически не ока­
зывают влияния на переходный процесс при включении СВ. Поэтому
огрзничимся учетом только среднего значения пульсирующего тока и
рассмотрим переходный процесс при подключении емкостного фильтра
к источнику постоянного тока с максимальным значением напряжения
Ешах• соответствующим амплитудному значению напряжения сети
г-
при максимальном его уровне Ешах = Ист шах = l,1 V 2 Ис.
Напряжение на конденсаторе (рис. 2.5, 6) увеличивается согласно
выражению
I
--
t/r уf) С')
ис=ист !11ах \.1 ---е
.
(2.4)
и за время заряда f 3 ~-=- rvл С достигнет уровня Ernax = Ие т max -
-
UvD ~ Ие т шах' где Иvп - прямое падение напряжения на диоде .
Ток заряда конденсатора описывается выражением
Uстшах ---t/ryDC
i ---
е·
з-
'VD
и при (J)f =-~ n / 2 (рис. 2.5, 6) достигнет максимального значения
f з шах ~=--. Uст maxlrvD,
превышающего в сотни раз допустимый прямой ток диода.
28
(2.5)
(2.6)

Для уменьшения тока 1: 1 шах до допустимого уровня тока перегруз­
ю1 диода 1 11 "Р в цепь заряда включают токоограничительный резистор
R,}, сопротивление которого определяют без учета сопротивления rvD
из соотношения Ro "-=С Исттахllпер· Заметим, однако, что введение то­
коограничивающего резистора R0 резко снижает КПД СВ.
В табл. 2 .1 приведены справочные данные диодов, наиболее широко
применяемых в СВ, и расчетные значения их статического сопротивле­
ния Г\1 LJ, токоограничительного резистора R 0 с учетом перегрузочной
способности диодов, а также расчетные значения КПД (riв) для трех
схем выпрямления (рис. 2.2, а - в) при напряжении сети 220 В -+ -
-t 10 (~о и 380 В -f- 10 %. Из таблицы видно, что включение в схему
СВ токоограничительного резистора R0 снижает КПД выпрямителя
до 0,4 - О 8 и поэтому не позволяет применять его в источниках сред­
ней и большой мощностей. Вводить резистор Ro в ИВЭП с бестрансфор­
маторным входом целесообразно лишь при выходной мощности до 50 Вт.
Таблица 2.1
:220B+IO%
зsов+10%
Схема Схема
Тн11 диода
Uoup' кВ
! ПР' 1п.пр ГVD.
на рис. на рис. Схема на рис.
;\.
А
Ом
Ro.
2.2,в 2.2,а
2.2,а
1
Ом
'llв 'llв Ro. ом 1 ТJВ
КТ105
0,4; 0,8
0,3154
15
0,96 0,94 33,2 0,94
Кд209
0,4; 0,8
0,7
6 l,7 56,3 0,76 0,6 101
0,65
2Д215
0,4; 0,6
1
10 l,2 31 .8 0,79 0,7
--
-
КЦ402
0,4; 0,6
l
15 3,75 16
0,84
-
-
-
2Д220
0,4; 1
3
60 0,4
4,9 0,89 0,85 9,5 0,85
2Д202
0,4; 0,6
5
30 0,24 10,9 0,66 0,49
-
-
2Д203
о,6; l
10
50 о'12 6,6 0,59 0.4 12'1 0,4
2Д210
0,8; 1
10
50 о,12 6,6 0,59 0,4 12'1 0,4
Одним из путей повышения КПД СВ до уровня 0,97-0,98 являет­
ся шунтирование резистора Ro с помощью контактора, тиристора или
транзистора, когда напряжение на конденсаторе достигнет номиналь­
ного значения Е. Применение контактора снижает надежность устрой­
ства из-за наличия механических контактов. Недостатком тиристор­
ного ключа является вероятность его самоотпирания из-за большой
скорости нарастания напряжения анод - катод тиристора при включе­
нии напряжения сети. В этих условиях применения транзисторов пред­
почтительнее, однако они выдерживают меньшие ттерегрузки.
На рис. 2.6 показана схема устройства плавного включения, выпол­
ненного на тиристоре. В исходном состоянии шунтирующий тиристор
VS выключен и при замыкании ключа Кл происходит заряд конденса­
тора С1 через токоограничительный резистор R 0 • Когда напряжение
на конденсаторе С 1 достигнет номинального уровня Е, с устройства
29

"'v lfc
СВ
Ри с. 2.6
у правления подается сигнал управления Иупр на ключи инвертора И.
Так как инвертор имеет трансформаторный выход, во вторичной доба­
вочной обмотке появляется напряжение, которое выпрямляется диода­
ми VD 1, VD2, сглаживается R2С2-фильтром и подается на у правля­
ющий электрод тиристора VS. Он открывается, шунтирует R 0 и оста­
ется в этом состоянии до тех пор, пока работает инвертор. В этом сл у ­
чае к потерям мощности на диодах выпрямителя добавляются потер и на
тиристоре, которые, однако, мало влияют на общий КПД.
Для снижения массы СВ и повышения его надежности целесообраз­
но выполнить выпрямитель на однотипных модулях, соединенных, как
показано на рис. 2,7, а, по входным и выходным цепям параллельно.
Каждый из модулей включает мостовую схему выпрямления, ограничи­
тельный резистор R0 и предохранитель. В этом случае также уве­
личивается КПД СВ, так как мощность потерь PR на резисторе R0
будет определяться соотношением PR -:- (ff /N) R0 , где ток / 1 =
= / н ша х И н lri Ист шln - потребляемый от сети ток при максимальном
токе нагрузки ! н шах; N --= - ! 1/k3 /11 .пр-- число модулей с у четом задан­
ного коэффициента загрузки k3 по току.
На рис. 2. 7, б приведены зависимости массы выпрямителя 6в от
его выходной мощности Рв, выполненного по модульному принципу на
различных диодах при заданной надежности р (5000) ::се 0,999. Из гра­
фика видна эффективность построения выпрямителя на модулях с дио­
дами типа КД105Р.
Ограничить бросок тока заряда конденсатора и сохранить КПД от­
носительно высоким можно, заменив резистор R0 линейным токоогра­
ничивающим дросселем. В этом случае переходные процессы в цепи за­
ряда конденсатора (рис. 2.8, а) описываются уравнениями
стmах=-:t3 VD + --+-- t3 ·•
и
.R
L di3
1 s.dt·
dt
с
(2.7)
(2.8)
30

из которых можно определить напряжение на конденсаторе
Ис =Ист max (1 -eat COS ШФ t)
(2.9)
и ток его заряда
iз = _и_'с_п_~_т_а_х- e-at sin ffiф t,
wФL
(2.1 О)
где ffiФ ~ I!VLC - собственная частота LС-фильтра; а= RvD 12L -
коэффициент затухания цепи заряда.
Из выражения (2.9) следует, что когда cos шФ t = 1, т. е. ыФ t =
= л (рис. 2.8, 6), и при условии а ~ ШФ возникает первый экстремум
напряжения на конденсаторе, который появляется за счет отдачи энер­
гии, накопленной в дросселе во время увеличения тока заряда i 3 • Для
этого случая максимальное напряжение на конденсаторе
ап)
ИСmax=Истmax(l+е-VLC
(2.11)
и зависит от параметров LС-фильтра.
Таким образом, задача сводится к отысканию соотношения LC,
обеспечивающего выброс напряжения, допустимый для выбранного ти­
па конденсатора, при одновременном удовлетворении требования на
допустимые пульсации на нем, Обозначив (Ис шах/ Ис т max) - 1 через
ЛИс maxlИcmmax, можно определить
LC="1(
_ 1 ln ЛИсmах
vЛ Ucтrпах
(2.12)
Следующая задача проектирования СВ состоит в определении ин­
дуктивности дросселя и емкости конденсатора LС-фильтра. Расчет
+
Е
Ro
а)
Рис. 2.7
О,б
о,4
КД!О5Р
о
o,z · tJ,4 О,б O,tJ Р8, Вт
о)
31

индуктивности L дросселя необходимо проводить исходя из условия
ограничения максимального тока Iзтах заряда конденсатора значени­
ем, допустимым для тока перегрузки диода /пер. Из (2 .1 О) следует, что
приsinffiФt==1,т.е.ffiФt = л/2 (рис.2.8,6),иприусловииu)Ф))а
ток заряда будет максимальным:
.lз max :::::::::; Ист max/ffiФ L.
(2.13)
Зная допустимый ток перегрузки диода ! нер и произведение LC, мож­
но определить индуктивность токоограничивающего дросселя:
L =Ист шах/f пер VLC,
(2.14)
а затем из произведения LC - емкость конденсатора С (предполагая,
что тип конденсатора уже выбран и исходя из допустимых перегрузок
по напряжению и амплитуде пульсаций).
Плавный заряд конденсатора фильтра СВ с возможностью регули­
рования уровня выпрямленного напряжения можно обеспечить при по­
мощи схемы, приведенной на рис. 2.9 . Такой заряд обеспечивается
плавным изменением угла включения а тиристора от предыдущего по­
лупериода напряжения сети к последующему в диапазоне от а = л
(первый полупериод после момента включения ключа Кл) по а -=
·~ (2п + l) л/2 - А (момент t 3 на рис. 2.10), когда наступает устано­
вившийся процесс дозаряда конденсатора с углом отсечки 8.
При замыкании ключа Кл (рис. 2.9) напряжение сети поступает на
устройство плавного включения и на внутренний источник питания с
а)
Рис. 2.8

Рис. 2.9
+
+
llн
408
выходным напряжением 40 В (на схеме не показан), который обеспечи­
вает энергией устройства управления и пуска. На вход триггера Шмит­
та, собранного на транзисторах VT 1, VT2 (КТ315), подается выпрям­
ленное напряжение сети U 1 • Когда оно становится равным нулю, т.е.
в моменты пл, на выходе триггера формируются короткие импульсы
синхронизации u 2 . При поступлении импульсов к ключевому каскаду
на транзисторе VТЗ (КТ361) через него разряжается конденсатор С2,
чем обеспечивается привязка начала заряда этого конденсатора к по­
лу периодам напряжения сети.
Генератор импульсов управления тиристорами выпрямителя соб­
ран на динисторе VDl (КН102А) и транзисторе VT4 (КТ315). Длитель­
ность плавного заряда конденсатора фильтра до установившегося ре­
жима дозаряда (интервал t1 -
f 3) определяется параметрами элемен­
тов цепочки Rб С1, угол а (момент t 3 в установившемся режиме, а зна­
чит, и уровень выпрямленного напряжения Е) - параметрами элемен­
тов цепочки R 10, С2. До момента t1 напряжение на конденсаторе С2
ниже заданного порогового уровня И пор и генератор не вырабатывает
ИJ'v1Пульсов управления тиристорами. С момента времени t1 появляются
импульсы управления тиристорами с углом включения, близким к 180:),
т. е. конденсатор фильтра начинает заряжаться от низкого уровня на­
пряжения Е. По мере заряда конденсатора С 1 угол включения тиристо­
ров уменьшается, обеспечивая тем самым увеличение напряжения
Е, и с момента t 3 угол остается постоянным,
2 Зак. 1779
33

При указанных на схеме параметрах элементов Rб и С1 время t ::J
выхода устройства на установившийся режим (Е = 2UO В) дозаряда
конденсатора емкостью 220 мкФ при напряжении сети 220 В состави­
ло0,5с(50лприf=--= 50Гц).
2.2 . ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ ОДНОТАКТНЫЕ СХЕМЫ
КОНВЕРТОРОВ
На вход трансформаторных однотактных конверторов (ТОК)
поступает напряжение Е постоянного тока СВ. С выхода ТОК снимает­
ся напряжение постоянного тока требуемого уровня, допустимых не­
стабильности и пульсаций. Если на вход подается нестабилизирован­
ное напряжение, а на базу мощного трю!зистора поступают импульсы
управления с коэффициентом заполнения у, то ТОК будет регулируе­
мым. Если входное напряжение предварительно стабилизируется с
помощью, например, ИРН, а на базу мощного транзистора поступают
импульсы, длительность которых постоянна и равна полу периоду ра­
боты инвертора, то ТОК будет нерегулируемым. Как регулируемые,
так и нерегулируемые ТОК могут быть выполнены по схеме с «обрат­
ным» включением выпрямительного диода VD (рис. 2.11, а). В данном
ТОК ненасыщающийся трансформатор Т выполняет функции индуктив­
ного накопителя энергии, когда транзистор VT находится в режиме на­
сыщения (интервал времени t1 на рис. 2.11, 6). Во время паузы (t2 )
накопленная энергия через вторичную w2 обмотку Т подается в наг-
34

рузку и подзаряжает конденсатор Сн· В интервале t1 диод VD закрыт
и конденсатор Сн частично разряжается на нагрузку. Изменяя коэф­
фициент заполнения импульсов у ~ t1/T, можно регулировать среднее
выходное напр я жен ие [ 15]:
(2.15)
где k ··-
w2/w 1 - коэффициент трансформации
Т; ЛИvт, ЛUvD,
ЛU1
,
Л U 2 -- прямое падение напряжения соответственно на транзис­
торе, диоде, активном сопротивлении обмоток w 1 , w 2 трансформатора.
Как видно из (2.16), в данной схеме напряжение Ин не зависит от
тока нагрузки и частоты переключения f п транзистора, а определяется
коэффициентом заполнения импульсов у, т. е. регулирование напряже­
ния Ин возможно только за счет ШИМ сигнала управления. Ток кол­
лектора iк достигает своего предельного значения в интервале t1 и будет
максимальным при у = у rntn:
Е
max Ymin1
2Li fп
где Yшtn -- Иншах/ (Е та xk + И юntn) - минимальный коэффициент
заполнения импульсов; Рн - выходная мощность источника; Еmах­
максимальное напряжение на выходе СВ; Ин ш111 - минимальное
напряжение на нагрузке.
Средний ток транзистора за время t1 может быть доведен до макси-
мально допустимого, поэтому данный преобразователь обладает повы­
шенной выходной мощностью и может работать при изменяющемся то­
ке нагрузки, что является одним из его достоинств.
+
Е
а)
Рис. 2.11
lf11
+
Lz
15_1
(J.)t
(Vt
~1
(:
(J} t
35

Напряжение на транзисторе будет максимальным , когда он нахо­
дится в режиме отсечки:
Иvт тах =-= Emax +kИ;-, -= Emax / 0-Yrnax ),
гдеYmн.х ~-= Ин~(Eшtnk .!- - Ин)
-
максимальный коэффициент заrюлне­
ния импульсов.
Обратное напряжение на диоде
Uvn о6р = Emax k/(I -Yinax).
Минимальная индуктивность Ll первичной обмотки трансформатора
Т, при которой обеспечивается режим непрерывного тока i 1 :
L1 min ==ЕУнс,м{l --уном)/2/н min fп k,
где Уном -=
И 11 / (Еk !- И 11 ) - номинальный коэффициент заполнения
импульсов; Е, Ин - номинальные значения напряжений на входе и
выходе схемы; f н rnin -
минимальный ток нагрузки.
Для удовлетворения требований по динамическим и статическим
характеристикам конвертора целесообразно индуктивность L1 выби­
рать из условия L1 = (1, l - 1 .2) L11 nin. Если конвертор работает с по­
стоянным током нагрузки, то для определения /4 1 ш~п можно принять
1ншtв -= (0,2-0,3) 111 • Емкость конденсатора рассчитывают исходя из
требований по размаху напряжения пульсаций И п на выходе конвер­
тора. Он будет максимальным в том случае, если ток в нагрузке в те­
чение относительно малого промежутка времени i 2 поддерживается за
счет накопленной энергии в L1
С ---~- __i_,г_2_s_in_Y_m_a_x_л
__
('/н+ Em<ix
).
н 2л2fп(l-Ymax)Иn
2лfпL1m1nk,
Для данной схемы ТОК характерно значительное перенапряжение
на коллекторе транзистора вследствие индуктивности рассеяния пер­
вичной обмотки трансформатора, а магнитопровод трансформатора
должен допускать работу с большими ампер-витками подмагничивания
f 1max W 1 , что требует введения воздушного зазора.
Схема нерегулируемого ТОК с «прямым» включением диода показана
на рис. 2.12, а. Когда транзистор VT находится в режиме насыщения,
энергия первичного источника поступает через трансформатор Т как
в нагрузку, так и на заряд конденсатора С11 , а затем, когда транзистор
закрыт, конденсатор Сн отдает накопленную энергию в нагрузку. Сле­
довательно, при использовании данной схемы можно получить вдвое
большую мощность на выходе конвертора, чем в схеме с «обратным»
включением диода (рис. 2.11, а). Форма тока коллектора i 1 близка к пря­
моугольной, а его значение зависит от индуктивности первичной об­
мотки L, =::: 2P 11/rif~шaxfн сопротивления нагрузки Rн и емкости кон­
денсатора сн = рн12чЕи пfП·
36

1vr
vл
1' J'
~w·T•
t.1
б
J ~- а1 ._w_z---·--o
+
l.
о)
в
Рис. 2.12
11
8)
Однако в данной схеме при закрывании транзистора на элементах
ТОК возникают перенапряжения. особенно значительные при холос­
том ходе конвертора. Для· исключения возможного пробоя транзисто­
ра, диода и обмоток трансформатора применяют блокировочный кон­
денсатор С 6 , который можно подключить к одной из обмоток трансфор­
матора, увеличивая тем самым приведенное к первичной обмотке зна­
чение собственных емкостей обмоток и транзистора. Снижение перена­
пряжений за счет включения С G приводит к некоторому увеличению по­
терь в режиме переключения транзистора, т. е. к снижению КПД до
уровня 60 - 75%.
Одним из путей повышения КПД и уменьшения перенапряжений
на элементах устройства является использование энергии, накоплен­
ной в магнитном поле магнитопровода Т и выделяемой в обмотке w2 во
время размагничивания магнитопровода трансформатора, т. е. во вре­
мя нахождения транзистора в режиме отсечки. Обратный такт работы
наиболее характерен для регулируемого ТОК с «прямым» включением
диода. В этом случае применяют LС-фильтр с обратным включением
диода i1D 0 для создания цепи протекания тока дросселя фильтра во
время паvзы.
При Проектировании однотактных конверторов важно обеспечить
размагничивание их магнитопровода как в установившемся режиме
работы, так и при выключении ИВЭП, поскольку в противном случае
при следующем включении ИВЭП магнитопровод окажется насыщен­
ным и произойдет неограниченный рост коллекторного тока транзис­
тора, что приведет к его отказу.
Конверторы с «прямым» включением диода с применением обрат­
ного такта делятся на конверторы с передачей энергии обратного так­
та в первичный источник и конверторы с передачей ее в нагрузку с по­
мощью размагничивающей обмотки, расположенной соответственно на
первичной или вторичной стороне трансформатора. На рис. 2.12, б
приведена схема ТОК с размагничивающей обмоткой Wp, замкнутой на
37

источник питания через рекуперационный диод VDp. Чтобы предотвра­
тить насыщение магнитопровода, обмотки w 1 и wp должны иметь меж­
ду собой сильную магнитную связь и одинаковые числа витков.
Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия пер­
вичного источника через трансформатор передается в нагрузку. При
этом происходит намагничивание магнитопровода в прямом направле­
нии (участок а - в на рис. 2. 12, в). Когда транзистор за счет сигнала
управления закрывается, в нагрузку поступает как энергия, запасен­
ная в конденсаторе Сн, так и энергия, запасенная в дросселе L (через
диод VD 0 ), поддерживая тем самым среднее значение напряжения
Ин на определенном уровне. Одновременно под действием ЭДС об­
мотки Wp по ней через диод VDp протекает ток ip :-=-с Ey/2L1f 11 , создаю­
щий ампер-витки прежней полярности и размагничивающий магнито­
провод в обратном направлении (участок Ь - с на рис. 2 . 12, в). Этот
ток должен достигнуть нулевого значения до момента повторного откры­
вания транзистора, так как иначе будет происходить насыщение маrни­
топровода. В этой схеме амплитуда коллекторного напряжения тран­
зистора, если он находится в режиме отсечки, и обратного напряжения
на диоде достигает значения 2Е из-за ЭДС обмотки Wp и имеет место
существенное недоиспользование трансформатора по индукции
(рис. 2.12, в).
Максимальныи коэффициент заполнения имп у льсов Ута х опреде­
ляется соотношением витков обмоток w1 и Wp и при их равенстве до­
стигает Ymax = w1 / (w 1 + wp) ~ 0,5. Напряжение на нагрузке Ин·
учитывая падения напряжения на элементах конвертора, связано с на­
пряжением Е соотношением
Ин =ky (Е-ЛИvт-ЛИ1 ) - ЛИvD - ЛИ2.
Конденсатор С0 служит для создания цепи протекания тока размаг­
ничивания магнитопровода Т при выключении конвертора, что пре­
дотвращает бросок коллекторного тока мощного транзистора в момент
следующего включения схемы.
Рассмотренный метод размагничивания ампер-витками одной по­
лярности ограничивает нижний предел изменения индукции ее оста­
точным значением Br, поэтому диапазон изменения индукции ЛВ от
Вт до Br значительно меньше возможного 2 Вт· Небольшое дополни­
тельное размагничивание вихревыми токами (участок с - d на
рис. 2, 12, в) не спасает положения. Для ощутимого увеличения диа­
пазона ЛВ магнитопровод выполняют с воздушным зазором , однако из­
за увеличения намагничивающего тока такой прием приводит к завы­
шенной массе конвертора.
Для лучшего использования трансформатора по индукции, т . е .
увеличения размаха изменения индукции Л В , необходимо иметь цепь
для протекания тока размагничивания магнитопровода Т, создающего
отрицательную напряженность, когда мощный транзистор находится
в режиме отсечки. В этом случае можно обеспечить ЛВ ~ 2Вт, как и в
38

+
Е
Рис. 2.13
VТ!
а)
----.,."
--
н
о)
двухтактной схеме конвертора. При этом снижается остаточная индук­
ция магнитопровода и средняя магнитная проницаемость его оказыва­
ется выше. Это достигается заменой рекуперационного диода VDv
(рис. 2.12, 6) на дополнительный маломощный транзистор (ключ),
управление которым может осуществляться от базовой обмотки или от
специального формирователя сигнала управления. В первом случае
ключ открывается за счет ЭДС самоиндукции в базовой обмотке, появ­
ляющейся только после окончания процесса рассасывания избыточ­
ных носителей в мощном транзисторе и выпрямительном диоде.
Во втором случае сигнал управления от формирователя поступает
на маломощный транзистор одновременно с окончанием импульса уп­
равления транзистором. Тем самым обеспечивается форсированный
процесс переключения мощного транзистора выпрямительного диода.
Следовательно, появляется воможность уменьшить динамические по­
тери в мощном транзисторе и диоде, а также увеличить максимальный
коэффициент заполнения импульсов управления мощным транзисто­
ром.
На рис. 2.13, а приведена схема регулируемого ТОК, обладающая
способностью перемагничивания магнитопровода Т отрицательной на­
пряженностью за счет энергии первичного источника, поступающей в
обмотку w 11 через вспомогательный маломощный транзистор VT2.
при выключенном транзисторе VT 1 (участок Ь - с
-
d на рис. 2.13.
6) [ l 6/. Открывание транзистора VT2 осуществляется ЭДС, наводи­
мой в базовой обмотке w 6 . Конденсатор С 1 передает свою энергию в об­
мотку w 11 при выключении схемы, обеспечивая тем самым продолжение
протекания процесса перемагничивания магнитопровода Т для возмож­
ности повторного включения схемы без выброса коллекторного тока
транзистора VT 1. Диод VD 1 исключает возможность разряда конден­
сатора С 1 по цепи транзистора VT 1, если он находится в режиме насы­
щения.
Получить размах индукции ЛВ = 2 Вт в магнитопроводе Т од-
нотактного конвертора можно, применив сдвоенный конвертор
39

(рис . 2. 14, а), состоящий их двух однотипных ТОК с размагничивающи­
ми обмотками Wp 1 , Wp 2 , включенными по входным и выходным цепям
параллельно и работающими на общий LСD-фильтр l 17). Мощные
транзисторы VT 1 и VT2 включаются сигналом управления поперемен­
но со сдвигом по фазе на 180° относительно друг друга. Еслн транзис­
тор ~1 т1 находится в режиме насыщения (рис. 2.14, 6), то энергия пер­
вичного источника Е через трансформатор Т 1, диод VD 1 передается
в нагрузку и LСD-фильтр. Магнитопровод Т 1 намагничивается в пря­
мом направлении. В то же время за счет наводимой ЭДС на дополни­
тельной обмотке wд 0111 начинает протекать ток через диод VD2, рези­
стор R и дополнительную обмотку wд 0 11 :1 второго инвертора, обеспечи­
вая тем самым намагничивание магнитопровода Т2 в обратном направ­
лении. Когда транзистор VT 1 закрывается, то происходит размагничи­
вание магнитопровода Т 1 из-за действия обмотки wp 1 •
При подаче импульса управления на транзистор VT2 он открывает­
ся и энергия передается в нагрузку и LСD-фильтр, а также намагничи­
вается магнитопровод Т2 в прямом направлении. Магнитопровод Т1
намагничивается в обратном направлении током, протекающим в цепи
wдон 2 , Wдою• VD2, R, от наведенной ЭДС на дополнительной обмотке
wд 0112 • По окончании импульса управления транзистор VT2 перехо­
дит в режим отсечки, магнитопровод Т2 размагничивается под действи­
ем тока обмотки wp 2 . При подаче следующего импульса управления на
транзистор VT1 все процессы повторяются.
На рис. 2.15, а приведена схема регулируемого ТОК с подключением
размагничивающей обмотки wp на вторичной стороне Т непосредст­
венно к нагрузке (точка а) или к сглаживающему LСD-·фильтру
+
Е
Рис . 2.14
40
vn Lt
.,н
1
r1 --
.
"cJ
2Я
С1~~
lzt
.
liдan1
(jJ t
uAonz
wt.
Ji~h
_r1C1r1~(:J t

+
Е
а)
vп
vл
8)
1..
-
+
Е
L
l
-
VT
Wz
VD2
С11 {/1'
VЛ3
/
tf)
Рис. 2.15
(точка Ь). Во втором случае энергия обратного такта подается через
обмотку w 11 в LСD-фильтр, что приводит к уменьшению пульсаций на­
пряжения Uн' но при этом увеличиваются перенапряжения на элемен­
тах ТОК из-за протекания через обмотку wp не только тока размагни­
чивания, но и части тока дросселя фильтра.
Уменьшить перенапряжения на элементах ТОК и упростить кон­
струкцию трансформатора исключением обмотки Wp без ухудшения
коэффициента сглаживания при условии выполнения требования по
размагничиванию магнитопровода Т можно за счет создания контуров
протекания тока вторичной обмотки w 2 , когда транзистор VT открыт
или закрыт (рис. 2.15, 6) [18]. Если транзистор VТоткрыт, то во вто­
ричной цепи Т протекает ток от вывода 1 к выводу 2 через диод VD 1,
дроссель L, нагрузку, емкость Сн, диод VDЗ. Происходит отдача энер­
гии в нагрузку и накопительный LС-фильтр. Одновременно в магни­
топроводе Т накапливается индуктивная энергия. Когда транзистор
VT закрыт, магнитопровод Т начинает размагничиваться и на обмотке
w2 наводится ЭДС противоположной полярности, которая приклады­
вается с С-фильтру и нагрузке. Протекает ток размагничивания маг­
нитопровода Т по цепи: вывод 2, диод VD2, нагрузка, емкость Сн, диод
VD4, вывод 1.
На рис. 2.1 .5, в локазана схема регулируемого ТОК с перемагничн­
ванием магнитопровода Т за счет подключения размагничивающей об­
мотки wp к выходным выводам конвертора с помощью транзистора VT1
на время, когда транзистор инвертора VT закрыт [191.
База транзистора VT 1 подключена через резистор R2 к входу LС­
фильтра. Поэтому транзистор VT1 открывается только тогда, когда
41

vт
+
Wp1
.
-·zг
L+
.-+---+-+-'··
-
Шр2
Uн
Е
VЛр
VJJp
а)
rJ)
Рис. 2.16
сменится полярность ЭДС самоиндукции es дросселя L, и лишь
с этого момента начинается процесс перемагничивания магнитопрово­
да Т, а также форсированный процесс закрытия диода \I D и открытия
VD 0 • Это позволяет уменьшить динамические потери в диодах и увели­
чить максимальный коэффициент заполнения импульсов Ут~х · Резис­
тор R 1 служит для ограничения максимального тока через транзистор­
VТ 1 при насыщении магнитопровода Т во время обратного перемагни­
чивания н может быть исключен при работе дросселя L в режиме пре­
рывистых токов.
Одним из достоинств ТОК является то, что при его выключении про­
исходит обязательное перемагничивание магнитопровода Т за счет
энергии конденсатора С11 и, следовательно, броска коллекторного тока
транзистора VT в момент его повторного включения не происходит.
Для размагничивания магнитопровода Т и предотвращения броска кол­
лекторного тока прн повторном включении ТОК можно использовать
накопленную энергию в дросселе, включенном на первичной стороне
трансформатора [201 или в дросселе сглаживающего фильтра 1211. В
нервом случае (рис. 2.16, а), когда транзистор VT находится в режиме
насыщения, ток коллектора протекает по обмотке w1 и обмотке дросселя
l~p· Происходит намагничивание магнитопровода Т в прямом направ­
лении и накопление энерrи11 в дросселе Lp· Когда ттанзriстор VT пере­
ходит в режим отсечки, энергия, накопленная в дросселе Lp , замыкает­
ся через диод VD Р и обмотку wp, обеспечивая тем самым перемагничи­
вание магнитопровода Т.
Во втором случае (рис. 2. l 6, 6), когда транзистор VT находится в ре­
жнме насыщения, ЭДС на обмотке wp 2 имеет полярность, показанную на
схеме. и ее значение превышает напряжение обмотки w 2 , т. е. выпол­
няетсн условие(!гЕ- U11) kr,>kE, где kr -_ , wp/wp1 -
коэффициент
трансформации дросселя Lr.
Диод VD Р закрыт, и процессы проходят аналогично процессам в схе­
ме на рис. 2 . 12, 6. Когда транзистор VT переходит в режим отсечки,
ЭДС на обмотке wp 2 • определяемая Инkр, меняет свою полярность на
обратную и прик.ттадыnается к обмотке w2 , обеспечивая тем самым про­
текание тока перемаrничиван!!я маrннто11ровода Т.
42

Услови ем полного перемагничивания магнитопровода Т является
выполнение неравенства kP > 1/(1 - у), для чего без ухудшения коэф­
фициента сглаживания LС-фильтра необходимо увеличить индуктив­
ность дросселя фильтра.
В рассмотренных выше схемах ТОК амплитуда максимального об­
ратного напряжения, приложенного к мощному транзистору, выпрям­
мительному и обратному диодам достигает уровня 2Етах· Поэтому их
используют при относительно низком входном напряжении, которое
можно получить, применяя на выходе СВ импульсный регулятор на­
пряжения.
Уменьшить напряжение на транзисторе ТОК до уровня напряжения
Е, что особенно важно, когда схема ТОК подключается непосредствен­
но к СВ, и упростить конструкцию трансформатора, исключив размаг­
ничивающую обмотку wp, можно путем применения однотактной полу­
мостовой схемы конвертора (рис. 2.17, а). Однако в данной схеме уд­
ваивается число мощных транзисторов и диодов. Когда транзисторы
VT1, VT2 открыты, происходит передача энергии первичного источни­
ка в нагрузку и в накопительный LСD-фильтр и магнитопровод Т на­
магничивается в прямом направлении. Когда один из транзисторов за­
крывается (например, VT !), накопленная в магнитопроводе энергия
поступает от обмотки w1 к конденсатору С через открытые транзистор
VT2 (у = 1) и диод VD2, обеспечивая тем самым намагничивание
магнитопровода в обратном направлении.
VТ!
VI!
f,
+
lx1
Е
w,
VTZ
lL К2
tr
11 vтr
а)
х
t:!
VТТ
VЛJ
~
l1 VT2
+
С!
Uн
_с
Е
z vлz
wt
i vлt
сиt
С2 -п-11:-
JL Уда
шt
UJt
VTZ
о)
8)
Рис. 2.17
43

Уменьшить напряжение на мощном транзисторе до уровня Етн х
можно также, используя сдвоенную схему полvмостового ТОК, как
показано на рис. 2. 17, 6 r22J. Устройство состонт из двух однопшных
ТОК с рекуперационными диодами V D 1, VD2, подключенными к вход­
ным конденсаторам С1 и С2, напряжение на которых составляет око­
ло 0,5 Ет ах, чем н обеспечивается уменьшение в 2 раза обратного н ап­
ряжения на диодах. Импульсы управления поступают на базы тран­
зисторов со сдвигом во времени на 1800') .
Если транзистор VT 1 находится в режиме насыщения (рис. 2.17, в) ,
то энергия конденсатора С / передается в нагрузку через трансформа­
тор Т1, диод VD3 и LСD-фильтр и магнитопровод Т1 намагничивает­
ся. При закрытии транзистора VT 1 магнитопровод Т размагничивается
током, протекающим по цепи: обмотка w11 , конденсатор С2, диод VD2,
т . е. энергия трансформатора Т 1 переходит в конденсатор С2 .
Когда транзистор VT2 открывается, происходит аналогичная пере ­
дача энергии в нагрузку конденсатором С2. Размагничивание магнито­
провода Т2 происходит током, протекающим по цепи: обмотка w12 ,
диод VD 1, конденсатор С 1. Дроссель фильтра L отдает энергию в на­
грузку только тогда, когда одновременно оба транзистора VT 1 и ~1 т2
з акрыты.
Наряду с решением вопроса по перемагничиванию l\·1агнитопровода
для однотактных схем конверторов не менее важным является решение
проблемы уменьшения динамических потерь мощности на :.ющном тран­
зисторе. Известны путн уменьшения этих потерь с помощью форсирую­
щих цепочек в цепи управления, ускоряющих переключение транзис­
тора, и с помощью RСD-цепочки в силовой цепи, изменяющей траек­
торию рабочей точки при переключении транзистора [231 . Эффект сни­
жения динамических потерь мощности на транзисторе однотактного кон­
вертора может быть достигнут также з а счет сдвига напряжения между
эмиттером н коллектором относительно тока коллектора при закрыва­
нии транзистора, что достигается шунтированием выходной цепн тран-
Рис. 2./Н
44
зистора на интервале спада кол­
лекторного тока диодом, включен­
ным в обратном направлении.
Для накопления носителЕ'й в
базе этого диода необходимо иметь
дополнительный источник энергии,
в качестве которого может быть
использовано напряжение допоJI­
нительной обмотки wд 0 п трансфор­
матора Т. Схема ТОК с примене­
нием демпфирующего диода VDдемп
приведена на рис. 2.18 [24]. Здесь
должен использоваться диод, обла­
дающий I<ак можно меньшим вре-

менем рассасывания избыточных носителей (0,5-1 мкс) и временем
восстановления обратного сопротивления (О, 1-0,3 мкс). Сопротивле­
ние резистора R выбирают из условия обеспечения прямого тока
/ 11р ~ О, 1 / orip диода VD;:i:eмн для накопления достаточного заряда
избыточных носителей в его базе, где / обр - обратный ток диода.
Практическая реализация ТОК показала, что мощность потерь на
транзисторе типа КТ828А во время его закрывания составила 45 Вт за
0,3 мкс по сравнению с 700 Вт за 1 мкс в схеме без демпфирующего
диода.
2.3. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ДВУХТАКТНЫЕ КОНВЕРТОРЫ
В настоящее время широкое распространение получили
ивэr 1 с бестрансформаторным входом, построенные на основе полу­
мостовых или мостовых регулируемых двухтактных конверторов с
трансформаторным выходом (ТДК), в которых совмещены функции пре­
образования электрической энергии и ее регулирования за счет УУ, ос­
нованного на принципе широтно-импульсной модуляции. Для таких
ИВЭП характерным является наличие относительно мощного сглажива­
ющего LС-фильтра, необходимого для сглаживания напряжения на
вторичной обмотке трансформатора. Напряжение имеет прямоуголь­
ную форму с регулируемой по длительности паузой при нулевом значе­
нии напряжения, зависящей от изменения дестабилизирующих факто­
ров (изменення входного напряжения. тока нагрузки, температуры).
На рис. 2.19 приведены схемы регулируемых полумостового (а)
и мостового (Ь) ТДК, а также диаграммы (6, г, д) сигналов управления
Иvт транзисторами конверторов, напряжения и 2 на вторичной обмотке
трансформатора и напряжения на нагрузке Ин.
В полумостовой схеме ТДК, когда транзистор VT / открыт на вре­
мя уТ,1 2, а VT2 закрыт, происходит передача энергии от конденсатора
С 1 в нагрузку и в накопительный LС-фильтр. Одновременно подза­
ряжается конденсатор С2. Во время паузы, когда транзисторы VT 1 и
VТ2 закрыты, конденсатор Сн фильтра разряжается на нагрузку и
энергия дросселя L отдается в нагрузку через оба диода VD 1 и v'D2.
С момента открывания транзистора VT2 накопленная конденсатором С2
энергия будет передаваться во вторичную uепь трансформатора, а кон­
денсатор С 1 подзаряжаться.
В мостовой схеме ТДК транзисторы одного плеча (VT 1, VT2) уп­
равляются импульсами длительностью в полупериод (рис. 2.19, г),
а другого плеча (VТЗ, VT4) - импульсами длите"1ьностью уТ/2. Та­
кое управление обеспечивает протекание симметричного переменного
тока в первичной обмотке трансформатора. При фазовом управлении
мостовой схемой (рис. 2.19, д) все транзисторы управляются прямо­
угольными импульсами длительностью в полупериод Т.'2, но для
транзисторов, включенных в противоположные плечи моста, напри­
мер VT 1 и VT4, импульсы сдвинуты один относительно другого на не­
который угол ер.
45

Напряжение на нагрузке Ин для полумостовой схемы ТДК связано
1
с напряжением Е СВ соотношением Ин = 2 kyE, где k = И .) И1 =
= = lИн + Иотс + fн (rvD + ГL)]!lEm1nl2 - fк rnaxГvтl == (2Ин1Еm1n) Х
>-, ТJ - коэффициент трансформации с учетом потерь на элементах в ус-
тановившемся режиме их работы; rvD, rvт - соответственно сопро­
тивления диода и транзистора при прямой их проводимости; ГL -
сопротивление дросселя L; И 0 ..,с - напряжение отсечки диода;
1к rnax -
максимальный ток коллектора транзистора.
При Emax для получения на выходе номинального напряжения на­
грузки Ин необходимо, чтобы импульсы у правления транзисторами име­
ли минимальный коэффициент заполнения, равный для полумостовой
схемы ТДК Ymin = 2И н l kEmax' а для мостовой схемы ТДК - соответ­
ственно уменьшенный в 2 раза.
llvт1
+
VТ!
VIJf 1..
1Jvr2
тt
С!
t
•
Uz
ll1
VT2
IJн
cz
11
11
а)
t
о)
иvт1
l
ilvr2
VТf
11vт4
t
11 vт;;
"2
1;
VT2
г)
1Jvт1
иvт2
иvтit
t
llVT;J
щ
Рис. 2.19
о}
46

Ток коллектора / Krna),, по которому выбирается тип транзистора,
для полумостовой схемы ТДК определяется из соотношения
lкmax = (2Р,/Eчy;;,in)-+-!;~,
(2.16)
где l;, -
приведенный к первичной uепи ток сглаживающего дроссе­
ля. Для мостовой схемы ТДК ток /к max по соотношению (2.16) должен
быть уменьшен в 2 раза, поэтому такие схемы находят применение в
устройствах, рассчитанных на более высокую мощность (0,5-2 кВт),
чем полумостовые схемы. Напряжение на транзисторе Ик.э как у по­
лумостовой схемы ТДК, так и в мостовой достигает уровня Етах·
Емкость конденсатора входного делителя для полумостовой схемы
ТДК (рис. 2.19, а) рассчитывают исходя из допустимой амплитуды
(размаха) пульсаций И п выбранного типа конденсатора по формуле
С1 =P.J4tifп Ии Emin·
Минимальная индуктивность L дросселя выходного фильтра рас­
считывается при условии безразрывности тока 11~ дросселя согласно
выражению
L ~ И11 (1 -"(min)/2/н шiп fп,
а максимальный ток дросселя
f L max ~.-:-:- fн + f 1. -:с~ (Emax 12k -Ин) Ymin/4Lfп + /1Р
где соотношение Emaxi2k соответствует полумостовой схеме ТДК, а
для мостовой схемы оно равно Emaxlk. Амплитуду первой гармоники
тока l L 1m дросселя можно определить из выражения / Lim = l тJ2л 2
Ymiп (1 - Ymtп) ·
Емкость конденсатора Сн выходного сглаживающего фильтра с
учетом требования по уровню пульсаций напряжения на нагрузке И п
можно найти из выражения С11 :-сf1.1т/4л.Ип fи ~Ин O -Ymin)/8LU0 {fi.
Согласно рис. 2.19, г управление одним плечом транзисторов, напри­
мер VT 1, VT2, :\Юстового 11:нвертора рнс. 2.19, в осуществлпется им­
пульсами длительностью в один полупериод, для получения которых
может использоваться совмещенная схема (рис. 2.20) основного мосто­
вого инвертора на транзисторах VT 1-- VT4, трансформаторе Т 1 и по­
лумостового инвертора с самовозбуждением на конденсаторах С 1, С2,
транзисторах VT 1, ~1 т2 и трансформаторе Т2. Когда открыт транзистор
VT1 сигналом базовой обмотки Ы\:> и транзистор VT4 сигна.rюм с коэф­
фи1щентом заполненrrя у от УУ, происход11т отдача энергии в нагрузку
от источника Е через трансформатор Т 1, а также отдача энергии кон­
денсатора С2 в цепь базы транзистора VT1 через трансформатор Т2 и
подзаряд конденсатора С1. Во время паузы, когда транзистор \IT4
закрыт, первичная обмотка трансформатора Т 1 закорочена открытым
транзистором VT 1 и диодом VD 1. В данном устройстве мощность щ'nн
управления транзисторамi1 'v'T.1, iiT4 может быть уменьшена в 2 раза
47

Ри с. 2.20
по сравнению со схемами с
независимым управлением.
В связи с тем, что автоге­
нератор собран по схеме с
коммутирующим трансформа­
тором Т2, включение закры­
того транзистора происхо­
дит в рез у льтате закрывания
открытого после того, как в
нем полностью заканчивается
процесс рассасывания избы-
точных носителей в области
базы. Поэтому сквозные токи
в транзисторах VT1, VT2
практически отсутствуют.
Процесс коммутации мощных транзисторов конвертора с высоким
входным напряжением (340-590 В) сопровождается значительными
(двух-трехкратными от номинального значения) перегрузками по мгно­
венной (импульсной) мощности, что приводит к локальному перегреву
коллекторного перехода транзистора и выходу его из строя. Такой ре­
жим обусловлен ннерционностью применяемых в настоящее время вы­
соковольтных транзисторов и высокочастотных диодов.
Постоянн у ю времени транзистора тvт можно найти, зная модуль
коэффициента его передачи 1 h 21 3 / на высокой частоте f и пренебрегая
сопротивлением эмиттера на больших токах [25]: тvт :-=
I.12л jh21эl f.
Так. постоянная времени транзистора КТ809 при f = 3,5 Л1Гц (модуль
jh 21 ;)) = 1,5) равна тvт =="' 0,03 мкс.
Перегрузка транзисторов конвертора по мгновенной мощности при
1IОстоянной времени указанного порядка характерна для нерегулируе­
мых мостовой и полумостовой схем ТДК из-за протекания в плече тран­
зисторов сквозного тока. Такой режим и пути его устранения подроб­
нее рассмотрены в гл. I11.
Перегрузка транзисторов регулируемого конвертора по мгновен­
ной мощности объясняется инерционностью диодов °tVD выпрямителя
н характерна тем, что по окончании паузы (при у< 1) транзисторы пле­
ча открываются на время восстановления обратного сопротивления ди­
одов выпрямителя на короткозамкнутый контур. За время коммутации
мощных транзисторов ток через дроссель фильтра не успевает сущест­
венно измениться (На рис. 2.20-- 2.23 этот дроссель не показан). Таким
обра зом, в течение всего интервала рассасывания неосновных носителей
заряда в базовых областях закрываемых диодов инвертор работает в
режиме короткого замыкания на его выходе и, следовательно, выходное
напряжение равно нулю. Ток через транзисторы быстро нарастает. При
этом к открываемым транзисторам приложено полное напряжение сете­
вого выпрямителя . В результате изменяется смещение эмиттерного пере­
хода. ток эмиттера оказывается неравномерно распределенным по пло-
48

щади перехода и сосредоточивается в периферийных областях эмиттера,
наиболее близко расположенных к базовым контактам. Это ведет к ло­
калью)~\1 перегревам и к необратимым изменениям структуры транзи­
стора.
Работа транзистора характеризуется временем его открытия и за­
крытия. Причем время закрытия транзистора больше времени его от­
крытия на длительность процесса рассасывания fp vт избыточных но­
сителей в базовом переходе закрываемого транзистора. Время расса­
сывания fpi'т существенно зависит от степени насыщения таранзисто­
ра, и тем больше, чем выше степень его насыщения.
В инверторах, работающих на изменяющуюся нагрузку, при посто­
янном токе базы, который рассчитан из условия получения максималь­
ного тока коллектора f к шах, степень насыщения транзисторов увеличи­
вается с уменьшением тока нагрузки. В рем я рассасывания i pV т тран­
зистора зависит от инерционности транзистора тvт и от параметров
его управляющей и силовой цепей (251:
fpVT =Тут ln (/Б1- / Б2) h21э/(/К max --h21э / Б2),
где l Б~, / Бz. - соответственно токи базы транзистора при его откры­
вании и закрывании. Таким образом, время рассасывания fpvт зави­
сит от токов базы транзистора и будет максимальным при токе коллек­
тора f к ---= О, т. е. в режиме холостого хода конвертора.
Время рассасывания fpvт определяет уровень динамических по­
терь транзисторов Рдvт, которые могут составлять для современных
транзисторов до 10 % от выходной мощности конвертора. Мощность
Рдvт на интервале рассасывания избыточных носителей можно опре­
делить по выражению l2б/ Р дvт -= 2 Eh 21,JБнacfp vт f пЕ, где Е= Ernaxl
Ern1n -
кратность изменения напряжения сетевого выпрямителя;
f внас - ток базы насыщенного транзистора.
Расчет показал, что при напряжении питания 200 В и рабочей час­
тоте f п = 20 кГц динамические потери в инверторе с выходной мощно­
стью 200 Вт составляют 35 Вт, а время рассасывания fpvт == 2,1 мкс.
Следовательно, КПД инвертора не превышает 85 % без учета статичес­
ки.х потерь Рсvт, которые определяются для транзистора, находяще­
гося в режиме насыщения, выражением Рсvт = (/Бнас ИБэнас +
+ 12к ma х rvт) Yma х/2е, где
Ивэ нас -- напряжение на переходе
база-эмиттер насыщенного транзистора.
Современный высокочастотный диод, так же как и транзистор кон­
вертора, характеризуется динамическими потерями, мощность которых
определяется для каждого диода устройства выпрямления на этапе с
восстановления обратного сопротивления диода согласно выражению
[25) Рдvo = 0,4 kв И2/ обрfнтvо. где И2 -
напряжение на вторичной
обмотке трансформатора; / обр -- обратный ток перехода.
Коэффициент kв учитывает схему вьшрямителя и для мостовой схе­
мы равен единице, а для схемы со средней точкой - двум. Статические
49

rютери мощности на диоде выпрямителя с [С-фильтром PevD -с·
·- _-
2(f~rvD+f11Uоте)-+-f~ГL.
Уменьшить динамические потери в транзисторе для повышения
КПД и функциональной надежности можно воздействием на цепь уп­
равления транзистора, что будет рассмотрено ниже, или на силовую
цепь, что позволяет к тому же уменьшить перегрузку транзистора по
мгновенной мощности.
Чтобы предотвратить вторичный пробой мощного транзистора ин­
вертора из-за высокой концентрации энергии в объеме полупроводника
· при коммутационных процессах необходимо формировать режим безо­
пасного переключения транзистора. Такой режим заключается в за­
держке нарастания тока коллектора f к при открывании транзистора
(участок а - Ь на рис. 2.21), когда напряжение Икэ уменьшается
(участок f - Ь), или в задержке нарастания напряжения на коллекто­
ре при закрывании (участок d - - f), когда ток коллектора уменьшается
от максимального значения f к max до нуля (участок k- d). На рис. 2.21
заштрихованная область диаграммы переключения транзистора со­
ответствует недопустимому сочетанию тока и напряжения на тран­
зисторе, при котором наступает необратимый те11ловой пробой транзис­
тора.
Уменьшить мгновенную мощность, выделяемую на транзисторах,
можно ограничением тока коллектора с помощью ограничительного ре­
зистора, который автоматически включается в цепь питання конверто­
ра на время восстановления обратного сопротивления диодов выпрями­
теля. Задержку нарастания тока коллектора во время открывания
транзистора можно обеспечить с помощью задерживающего дросселя
с самонасыщением, введенного в коллекторную цепь. В этом случае
при открывании транзистора напряжение СВ практически полностью
прикладывается к дросселю и по цепи коллектора протекает лишь ток
Iк
lкmax
lк Вкп
с
намагничивания дросселя . Нагруз­
ка включается при насыщении дрос­
селя, время насыщения которого
f8 -= 1,5-2 мкс, если в базе транзн­
стора уже сформировался достаточ­
ный заряд носителей . Поэтому про­
цесс открывания транзистора про­
ходит практически без динамичес­
ких потерь. Необходимые парамет­
ры (число витков w и сечение маг­
нитопровода s) для расчета дроссе­
ля можно найти из соотношения
fик3ts:_:::шs(Вs-
Вr)1Е, где Вs -
а .....__._ __,_ __~__..;;а,___ индукпия насыщения материала
k Uкоткл
Uкэ max
магнитопровода дросселя.
Рцс. 2.21
50
На рис. 2.22, а приведена схема
регулируемого мостового ТДК с

+
Е
о)
Рис. 2.22
TLIE~"
vтч.
Т/2
tf)
дросселем L, обеспечивающим рассмотренную выше задержку от­
крывания транзисторов, а на рис. 2.22, 6 - диаграммы напряжений
на элементах [27). Регулируемое плечо транзисторов VT 1, VT2 уп­
равляется импульсами с коэффициентом заполнения у, определяе­
мым отклонением напряжения на нагрузке от заданного. Нерегу­
лируемое плечо транзисторов VТЗ, VT4 управляется импульсами
с длительностью в полупериод.
Открывание транзисторов VT 1, VT4 происходит с задержкой, обус­
ловленной влиянием полуобмотки дросселя L. Во время открытого
состояния транзисторов энергия источника передается в нагрузку че­
рез трансформатор Т, а также накапливается энергия в дросселе L.
Напряжение И 1 на первичной обмотке трансформатора будет мень­
ше напряжения Е источника на напряжение ИL на дросселе без уче­
та падения напряжения на транзисторах в прямом направлении.
Эффективным средс!вом уменьшения мгновенной мощности на
транзисторе при его закрывании является введение параллельно
коллекторно-эмиттерному переходу задерживающей цепочки ЗЦ,
состоящей из резистора R2, емкости С и диода VD, как показано на
рис. 2.23 (28}. В этом случае задержка нарастания напряжения на
коллекторе транзистора при его закрывании происходит потому, что
напряжение на конденсаторе, а следовательно, и на транзисторе
возрастает по экспоненте с постоянной времени (R 1+R2) С. В ре­
гулируемом мостовом ТДК на интервале паузы напряжение сетево­
го выпрямителя Е распределяется примерно поровну на транзисто­
рах и на конденсаторах. Однако при включении пары транзисторов
одного плеча инвертора на другой паре транзисторов, которая в
этот полупериод закрыта, напряжение на каждом транзисторе по­
вышается до уровня Е. Это означает дозаряд соответствующего
конденсатора цепочки значительным током, который протекает че­
рез открывающийся транзистор, что недопустимо. Для ограничения
51

Р, Вт
бОО
400
?00~
О 0.2 0,4 О,б trp,мкс
Рис. 2.23
Рис . 2.24
этого тока последовательно с конденсатором необходимо включить
ограничивающий резистор R1, который не меняет траекторию изме­
нения напряжения на коллекторно-эмиттерном переходе при закры­
вании транзистора и обеспечивает эффективный отвод тока из цепи
коллектора, способствуя тем самым снижению динамических по­
терь н а закрывание транзистора.
В этом случае несколько увеличиваются динамические потери на
открывание транзистора из-за добавления тока дозаряда конденсатора
цепочки к коммутационному пику тока коллектора. Поэтому эффектив­
ным средством уменьшения динамических потерь как на открывание.
так и на закрывание транзистора в конверторах является совмещение
дв у х описанных способов .
На рис . 2.24 приведены экспериментально снятые зависимости мгно­
венной мощности Р на транзисторе от длительности фронта tФ нарас­
тания тока для регулируемого мостового ТДК, имеющего задержива­
ющие цепочки и дроссель на выходную мощность 400 Вт. Кривая 1
соответствует зависимости Р =--= f (tФ) для транзистора без применения
средств уменьшения потерь, кривая 2 соответствует зависимости для
тран з истора при его з акрывании, а кривая 3 - при его открывании с
применением цепочки и дросселя. Видно, что применение этих средств
по з волило снизить мгновенную мощность на транзисторе в 3-- 4 раза .
2.4 . НЕРЕГУЛИРУЕМЫЕ ДВУХТАКТНЫЕ КОНВЕРТОРЫ
В ИВЭП с бестрансформаторным входом, выполненных на
основе нерегулируемого мостового или полумостового ТДК, после СВ
имеется импульсный регулятор напряжения (ИРН) понижающего типа.
В полумостовой схеме ТДК (рис. 2.25), когда транзистор VT2 открыт ,
а VТЗ закрыт, первичная обмотка трансформатора Т подключается
52

к конденсатору С 1, который на нее разряжается. Одновременно с током
разряда конденсатора С 1 по обмотке протекает ток подзаряда С2 Во
второй rюлупериод, когда открыт VТЗ, происходит разряд конденса­
тора С2 и подзаряд С 1.
Форма выходного напряжения Ин нерегулируемого ТДК представ­
ляет собой меандр, что допускает применение емкостного фильтра Сн на
выходе высокочастотного выпрямителя. Параметры этого фильтра рас­
считывают исходя Из размаха пульсаций Ин• появляющихся из-за
возможной несимметрии выпрямленного напряжения прямоуголь­
ной формы за полуnериоды, а также длительно~ти фронта tФ, обуслов­
ленного инерционностью переключения мощных транзисторов конвер­
тора Сн с РнtФ'ИнИ 11 • 11\\аксимальный ток fк max коллекторов тран­
зисторов в нерегулируемом мостовом ТДК определяется из соотноше­
ния fк rnax -~ Рн!f}Ир, где Ир - выходное напряжение ИРН.
В полумостовой схеме напряжение, 1юдводимое к первичной обмот­
ке трансформатора, составляет половину входного напряжения, а в
мостовой схеме - полностью входное напряжение. Поэтом,· ток fк
J
шах
в полумостовой схеме в 2 раза больше, чем в мостовой, и, следователь-
но, nри одинаковых коллекторных токах мощных транзисторов мосто­
вая схема ТДК может быть рассчитана на выходную мощность в 2 ра­
за большую, чем полумостовая схема ТДК. Габаритная мощность
трансформатора нерегулируемого ТДК равна 1,41 требуемой его вы­
ходной мощности.
Сглаживающий фильтр импульсного регулятора вк:1ючает LСD­
фильтр, работающий при высоком входном напряжении СВ. Это позво­
ляет получить при определенных параметрах дросселя L минимальную
емкость конденсатора С, т. е. значительно уменьшить массогабарит­
ный показатель фильтра. Если используется полумостовая схема ТДК,
то емкость фильтра является одновременно емкостным делителем конвер­
тора (С1, С2) и емкость конденсатора делителя опреде.т~яется согласно
выражению Сд .;:с Pнl4rtf 11 U пИр, где f 11 -
частота переключения мощ­
ного транзистора ИРН.
:Индуктивность 1- дросселя LСD-филыра ИРН доожна рассчнты­
ваться из условия безразрывности тока дросселя L > Emax Ymtш Х
Х(1 --·
Уш111 )12 / pfrl' где 1'rн~н "-
И р'Еш ах -- коэффициент заполнения
импульсов управления транзистором регулятора; l Р --- выходной ток
ИРН.
Максимальный ток КОЛv1ектора / К1 П1 ах мощного транзистора vт 1
регулятора, по которому выбирается его тип, состоит из среднего зна­
чения тока f 1. дросселя l, 11 тока l Р конвертора
fк1 тих · /Р+ 11_
=(Pr."Ey) +fEy (1 --y)/2fu l,},
где Р н -=- RнlfJ - мощность конвертора с учетом его КПД.
Напряжение U Р на выходе ИРН прямо пропорционально коэффи­
циенту заполнения импульсов управления И Р = уЕ. и оно не должно
превышать уровня допустимого напряжения на мощных транзисторах
53

ТДК с учетом коэффициента запаса транзистора по напряжению k':I.
~ощный транзистор регулятора и обратный диод выбирают по допусти­
\1ому напряжению исходя из максимального напряжения Еш;~. х: СВ с
учетом коэффициента запаса k3 . Например, если использовать в схеме
мостового или полумостового конвертора транзисторы с допустимым
напряжением 400 В (КТ809А) и принять kз = 0,7, то выходное напря­
жение ИРН не должно превышать 280 В, а в регуляторе при Етах=
=-= 590 В необходимо включить последовательно три транзистора дан­
ного типа, что приведет к значительному усложнению схемы.
Требуемое снижение напряжения Икэ на мощном транзисторе ИРН
Lf соответственно на обратном диоде достигается формированием
дополнительного источника напряжения Ид 0 11 , подключаемого к тран­
зистору (рис. 2.26), когда он закрыт. В этом случае транзистор выбира­
ют по напряжению ИРН из условия
Икэ -=Emax -Ид,щ < Икэдоп-
Данный путь снижения напряжения Икэ приводит к неполной мо­
дуляции входного напряжения Е, т. е. наблюдается уменьшение амп­
литуды широтно-модулированных импульсов на выходе регулирующе­
го транзистора ИРН при одновременном расширении диапазона изме­
нения их длительности практически до предельных значений.
Таким образом, за счет уменьшения допустимого диапазона регули­
рования выходного напряжения И Р уровень его выходного напрнжени51
снижается согласно выражению Ир= (Е - И доп) у+ И доп н
при максимальном напряжении Emax коэффициент заполнения импуль­
сов у равен нулю, а Ир= И доп= Emtm• т. е. мощный транзистор и об­
ратный диод ИРН выбирают по напряжению исходя дз диапазона из­
менения напряжения сети Икэ = Emax -
Еm1н·
Роль дополнительного источника может выполнять дроссель сг ла­
живающего фильтра ИРН с частичным включением его обмотки в си­
ловую цепь или конденсатор. Частичное включение обмотки дрос­
селя L 1 (рис. 2.27, а) применяют для мостовой схемы ТДК. Его индук-
VТ!
[,
+С!
-
с- ·- ---·-ZJ-----___,J
Рис. 2.25
54
Рис. 2.26

тивность L 1 определяется по формуле (29) L 1 = EkL у 12/ pf па (kL -
-
1),гдеа'-"= kLу-у11; kL=(w1 +w2)1w2 - коэффи­
циент включения дросселя L, а индуктивность всего дросселя L должна
быть увеличена по сравнению с дросселем Ll на коэффициент включе­
ния k1_, т. е. L ~"' k1_L
1
,
Емкость конденсатора
С =--Р_н__ ( 1 -- kaL )··
2rifпИпЕ \
Напряжение на выходе ИРН связано с напряжением СВ соотно­
шеннем И Р ==- Ek1_ у/а, и мощный транзистор ИРН должен выбираться
по напряжению из условия Икэ == Emaxla < Икэ доп• т. е. умень­
шенному в а раз. При этом к обратному диоду VD будет приложено на­
пряжение Иvл "- Ешах ku1 а, увеличенное по сравнению с напря­
жением на транзисторе в kL раз. Например, при Emax = 590 В,
kL==1,3иушlн=;_-=
0,4 напряжение на выходе ИРН Ир=: 271,5 В,
что несколько меньше напряжения k 3 Икэ до 11 -, -- --
280 В, а напряжение
на транзистое Икэ =-- 526 В, что позволяет включить последователь­
но лишь два транзистора с Икэ доп = 400 В. Однако напряжение на
диоде возрастает до UvD =--'
686 В.
На рис. 2.27, 6 приведена схема, роль дополнительного источника
в которой выполняет конденсатор С1, а дроссель L содержит две об­
мотки w 1 , w 2 , [ 30]. Когда транзистор ~1т открыт, происходит накопле­
ние энергии первичной обмоткой w1 дросселя L. После его закрытия
под действием ЭДС самоиндукции обмотки w 1 открывается обрат­
ный диод VD 1 и к коллектор но-эмиттерному переходу транзистора VT
прикладывается напряжение конденсатора С 1, которое всегда мень­
ше входного напряжения Е и определяется соГJ1асно выражению
Икэ =-с: И0 :;с_ Еrпiн - Иrk'L /(1 + k'L), где kL =~-- W2/W1 -
коэф­
фициент трансформации дросселя L.
Из-за магнитной связи между обмотками w1 и w2 открывается также
диод VD2 и конденсатор СЗ подзаряжается энергией, накопленной дрос­
селем L за время, когда транзистор ~1т был открыт. Напряжения на
конденсаторах С2, ГЗ распределяются пропорционально числу витков
обмоток w1 и и 2 , и в с.1учае применения полумостовой схемы ТДК числа
их витков должны быть одинаковы (k' 1_ = -- -
1) при большом коэффици­
енте магнитной связи.
Связь выходного напряжения И Р ИРН с входным при kf_ = 1
определяется выражен1Iе~1 И Р -- 2уЕ/(1 + у).
Для данной схемы при напряжениях Emax --"' 590 В, И Р = 271 В
и при у ш 111 - 0,3 максимальное напряжение на двух посJiедователь­
но включенных транзисторах регулятора находится на уровне 450 В.
что позволяет значительно повысить запас транзисторов по напряже­
нию. Такой же эффект снижения напряжения на мощном транзисторе
ИРН с использованием ~юстового ТДК без усложнения конструкции
дросселя может быть достигнут за счет использования трансформа-
55

тора, первичная обмотка которого имеет среднюю точк у (рис. 2.27, в )
[31]. Роль дополнительного истонннка выполняет половина первичной
обмотки трансформатора, к средней точке которого подключен обрат ­
ный диод \ID.
Если в качестве первичного источника использ у ется трехфаз ная
сеть с н у левым проводом, то для снижения напряжения на мощноJ1.1
транзисторе ИРН в качестве дополнительного источника И .: .i: 0 11 можн о
применить конденсатор [321. В этом случае, как пока з ано на рис. 2.28 ,
а, конденсатор С 1, выполняющий роль вспомогательного источника.
заряжается через диод VD 1 до фаз ного напряжения сети Ид 0 11 ·
= EiJ1r3 (рис. 2.28 , 6) . Диод VD 1 кроме выпрямJrения фазного напря-
Е
oJ
+
+
с
Е
8}
Рис. 2.27
56

+
в
с
Е
о
Рис. 2.28
VT_
а)
l!кз
7l
о)
2лt
жения сети исключает разряд конденсатора С 1 через нулевой про­
вод во время открытого состояния мощного транзистора VT на интерва­
лах времени, когда фазные напряжения сети ниже напряжения на кон­
денсаторе С1.
Связь выходного напряжения И Р ИРН с напряжением сети опреде­
ляется выражением Ир = уЕ + Идоп (1 -у), а максимальное на­
пряжение на транзисторе VT в данной схеме Икэ шах= Е - И доп-:-­
=
0,42 Е.
Если принять, что Emax
=: . .:: 590 В, то к транзистору VT будет
приложено напряжение Икэ шах = 248 В, что позволяет использовать
только один транзистор с допустимым напряжением Икэ доп== 400 В,
а напряжение на выходе ИРН будет поддерживаться на уровне И Р ==
- :- Ид о 11 с;с= 382 В при Yшin се-~ 0,2, что требует последовательного
включения двух мостовых или полумостовых схем ТДК даже при
предельном значении коэффициента Ymtn = О. Одними из недостатков
мостового ТДК являются токовая нагрузка на нулевой провод и проте­
кание по активным элементам в момент включения значительного тока
заряда конденсатора С 1.
Вопросы проектирования и анализа электромагнитных процессов
в основных узлах ИВЭП с бестрансформаторным входом, выполненных
на основе ИРН с неполной глубиной модуляции вход_ного напряже­
ния, нашли наиболее полное отражение в [251.
Нерегулируемые ТДК, рассчитанные на выходную мощность до
100 Вт и включаемые после понижающего ИРН на напряжение ИР ~
~ 280 В, как правило, выполняют по полумостовой схеме с самовоз­
буждением и с насыщающимся трансформатором.
На рис. 2.29 показана схема нерегулируемого ТДК, в которой ком­
мутирующим элементом является двухобмоточный (wц, WL 2 ) нелиней­
ный доссель L с насыщающимся магнитопроводом [331
В исходном состоянии открыт, например, транзистор VT1, а тран­
зистор VT2 закрыт за счет сигналов И6 базовых обмоток, которые обес­
печивают по.11ожительную обратную связь (ПОС). Через открытый
57

переход эмиттер -- база транзистора VT 1 и диод VD2 обмотка ш1,t
дросселя L подключена к напряжению И1 дополнительной обмотки. Сле­
довательно, ток базы 16 открытого транзистора VT1 равен разности
тока, протекающего через резистор R 6 от базовой обмотки , и тока / μ,
намагничивающего дроссель L: fв (U6 - И 2 ) /R 6 - !μ, где И6 ,
И2 - напряжения базовой обмотки и на эмиттерном переходе насы­
щенного транзистора соответственно.
При ненасыщенном магнитопроводе дросселя L ток / μмал и по зна­
чению во много раз меньше тока, протекающего через резистор R6 .
Чтобы выnолнялосъ это требование, дроссель изготавливают на маг­
нитопроводе, имеющем прямоугольную петлю намагничивания. Прн
насыщении магнитопровода дросселя ток в нем резко возрастает и ста­
новится больше тока в резисторе R 6 , что приводит к изменению направ­
ления протекания базового тока транзистора \/ Т1. Начинается процесс
его закрывания.
По окончании процесса рассасывания избыточного заряда в области
базы происходит открывание транзистора VT2 за счет действия ПОС .
Полярности напряжений на обмотках трансформатора Т при этом
изменяются на противоположные и описанные выше процессы повто­
ряются для VT2.
Частота переключений f п транзисторов определяется согласно вы ­
ражению f11 =с (И1 + U2 -+ - ИvD)/4wL B15s, где Иvи - падение на­
пряжения на диоде VD2 (VDЗ) в прямом на11равлении; w1, -
число
витков обмотки дросселя L.
Трансформатор должен быть рассчитан таким образом, чтобы за вре­
мя рабочего полупериода индукция в его магнитопроводе не достига­
ла индукции насыщения В 8 •
Рис. 2.29
58
voz l
Рис. 2.30

В данной схеме процесс переключения мощных транзисторов начи­
нается не с увеличения тока в коллекторе открытого транзистора (как
это имеет место в схемах с насыщающимся трансформатором), а с
уменьшения базового тока. Благодаря этому в таких устройствах ком­
мутационные перегрузки мощных транзисторов отсутствуют. Запуск
схемы осуществляется с помощью цепочки, состоящей из элементов
R 1, С 1 и динистора VDl.
В качестве коммутирующего элемента в нерегулируемых ТДК мож­
но использовать RС-цепочку. Это позволяет построить конвертор с
единственным магнитным элементом - трансформатором Т, и он мо­
жет быть выполнен в виде законченного преобразовательного модуля в
гибридно-пленочном исполнении базовой цепи для многомодульных
структур ИВЭП. На рис. 2.30 приведена схема нерегулируемого ТДК
с коммутирующей RС-цепочкой [34]. Одним из достоинств схемы: явля­
ется то, что в ней осуществляется автоматическое симметрирование
длительностей и амплитуд импульсов на обмотках трансформатора за
полупериоды.
Схемы управления мощными транзисторами VT1, VT2 одинаковы,
и, например, схема для управления VT2 включает времязадающую
(C2R4) и накопительную (VТЗ, VD 1, С 1) цепи, подключенные к базо­
вой обмотке w 6 , а также цепь запуска, состоящую из элементов R1,
R2, VD2, VT4. При подключении напряжения ИР транзистор VT4 за­
крыт и, следовательно, отключена базовая цепь VT2, что позволяет
уменьшить ток смещения, протекающий через резистор R1. В каждый
полупериод происходит сравнение амплитуд соседних импульсов и их
разность, складываясь с напряжением на конденсаторе С2, приклады­
вается между базой и эмиттером транзистора VТЗ (ИБэз).
Благодаря действию сигнала ПОС с обмотки w6 схема имеет два со­
стояния квазиустойчивого равновесия, когда один из мощных транзис­
торов находится в режиме насыщения (открыт), например VT 1, а вто­
рой VT2 -- в режиме отсечки (закрыт). Из-за действия ПОС конвертор
находится в таком состоянии некоторое время и конденсаторы С 1 и С2
заряжаются от напряжения обмотки w 6 соответственно через открытый
VT4, VD 1 и резистор R4. К концу следующего полупериода, когда
транзистор VT2 открыт, напряжение UБ'd 3 будет ипреде.тrяться напря­
жением на конденсаторах Cl, С2, резисторе RЗ и открытом диоде VD2:
Ивэз = (Ис1 - ИR.з
-
ИvD2) + Ис2 =ЛИ_; Ис"2·
Конденсатор С2, заряженный до напряжения обмотки w 6 , переза­
ряжается через резистор R4. При этом какое-то время напряжение
U Бэ отрицательно (закрывающей пол ярностп) и по мере перезарядс::~
ИБэз сменит свою полярность и достигнет нанряжения открывания
транзистора VТЗ.
При открывании транзистора VТЗ его коллекторный ток резко уве­
личивается, вызывая соответствующее уменьшение тока базы мощного
транзистора VT2, что в конечном счете приводит к переходу послед­
него из состояния насыщения в режим усиления, когда напряжение на
59

нем возрастает, а ток коллектора становится пропорционален току ба­
зы. С этого момента наступает регенеративный процесс, в результате
которого транзистор VT2 переходит в режим отсечки, а транзистор
VT1 - в режим насыщения. Таким образом, цепь перезаряда конден­
сатора С2 является цепью, задающей время нахождения схемы в состо­
янии квазиустойчивого равновесия, и ее постоянная времени опреде­
ляется параметрами конденсатора С2 и резистора R4. Для частоты пре­
образования 20 кГц емкость конденсатора С2 составляет 22 нФ, а со­
противление резистора R4 330 Ом. Постоянная времени выбирается
такой, чтобы опрокидывание схемы происходило раньше, чем насту­
пит насыщение магнитопровода трансформатора.
Пусть несимметрия схемы привела к тому, что напряжение на об­
мотке Wи в предыдущий полу период больше, чем в настоящий, когда,
например, транзистор V7 2 открыт. Тогда разность напряжений ли на
конденсаторе С 1 и резисторе RЗ возрастает и станет больше сноего на-
б
миналыюго уровня Линам· При этом напряжение U ьэ а достигнет на-
пряжения открывания VТЗ раньше, что приведет к уменьшению дли­
тельности импульса. Если ли < ли ном• то длительность импульса
увеJ1ичивается, а его амплитуда уменьшается. Таким образом, в каж­
дом плече схемы сравниваются амплитуды смежных импульсов и при
появлении разности между ними происходит соответствующая коррек­
тировка длительности генерируемых импульсов.
Из-за допустимого разброса емкости конденсаторов делителя (15-
--
20 %) от номинального значения, например для конденсаторов ти­
па К50-27, в полумостовой схеме ТДК наблюдается неравномерность
распределения входного напряжения Е между конденсаторами дели­
теля, что приводит к потере ее работоспособности. На рис. 2 .31 приве­
дена схема полумостового ТДК с выравнивание;v~ напряжений на кон­
денсаторах делителя с помощью дополнительной обмотки ш 2 на транс­
форматоре Т с числом витков равным числу витков w 1 , но намотанной
сравнительно более тонким проводом. Обмотка w2 связана с напряже­
ним Е через диоды \ID 1, VD2 [35].
При нарушении равенства напряжений на конденсаторах делитеш!
CJ, С2, на·пример ис1 > ис 2 во время открытого состояния транзисто­
+
Рис. 2.81
60
ра VT 1, в обмотке w2 возникает ЭДС с
по.:1ярностью, открывающей диод VD2.
Через этот диод потечет ток дозаряда
конденсатора С2, в результате произой­
дет выравнивание напряжений на 1юн­
денсаторах. Если напряжение ис2>ис1,
то конденсатор С1 будет заряжатьо1
напряжением обмотки w2 и напряженин
на конденсаторах опять будут автомати­
чески выравшrваться. Однако в данной
схеме даже при пооl1ной симметрии на­
пряжений на конденсаторах делителя

VT
ll
+
ТВЕ Uan
llс
L'c
~нт Исср
Еi; U7
и,
t
Up
fЭЕ"' "•
R2
+
t
t
2e5-U53
5)
а)
Рис 2.32
транзисторы VT 1, VT2 включаются на емкостную нагрузку. Это со­
провождается броском их коллекторного тока, для ограничения кото­
рого необходимо вводить в коллекторную цепь каждого транзистора
дроссель, выполняющий одновременно функции формирования безо­
пасной траектории изменения тока при открывании транзисторов.
Источник вторичного электропитания с бестрансформаторным вхо­
дом может быть выпо.тzнен на основе нерегулируемого ТДК и ИРН, уст­
ройство обратной связи которого подключается ко входу конвертора,
а не к его выходу. Такая структура построения ИВЭП необходима для
получения различных по уровню стабилизированных напряжений
при гальваническом разделении входной и выходных цепей. Повы­
сить точность стабилизации выходных напряжений многоканального
источника, построенного по данной структуре, можно, используя схе­
му, показанную на рис. 2.32, а [361.
В схему ИРН введен компаратор К, собранный на интегральном
УПТ, выход которого подсоединен к управляющему переходу мощно­
го транзистора VT ИРН, а первый его вход («+» на схеме) и второй
(«-» на схеме) - соответственно к выходу первого (R !, R2) и выходу
второго (R8, R4) делителей напряжения. Напряжения на входах ком­
паратора в установившемся режиме обеспечивают работу ИРН в режи­
ме, необходимом для поддержания на входе конвертора требуемого
уровня напряжения И Р за счет осуществления широтно-импульсного
управления И vт регулятора (рис. 2.32, 6).
В данном режиме напряжение прямоугольной формы U 6 , снимае­
мое с базы одного нз мощных транзисторов конвертора, преобразуется
с помощью интегрирующей цепочки на элементах R2, С в пилообраз­
ное напряжение Ис, среднее значение Ис ер которого линейно зависит
от среднего значения напряжения на базе транзистора конвертора
61

VТ!
W1•
+
vлr-L
•ш2
+
и"
ир
С2~
С4
VD2
VT2
Рис . 2.33
UБ ер с-с"' eu --·--
ИБЭ· При изменении (увеличении) выходного на11ряже­
ния возрастает ЭДС е 6 , что приводит к уменьшению напряжения Ис е р
на первом входе компаратора, в то время как на его втором входе на­
пряжение воз растает пропорционально напряжению Ир· Таким обра­
зом, при любых изменениях выходного напряжения И Р ИРН прираще­
ния напряжений на входах компаратора имеют противоположный знак,
что увеличивает точность стабилизации напряжения И Р. Кроме того,
ИРН имеет температурную компенсацию напряжения Ир, поскольку
в выражение для Ис е р входят прямые падения напряжений непосред­
ственно на переходах транзисторов.
Регулирующий элемент ИРН, как правило, предусматривает по­
следовательное соединение нескольких транзисторов. Для выравнива ­
ния напряжения на транзисторах, когда они закрыты, применяются
шунтирующие резисторы, сопротивление которых рассчитывается по
формуле Rш =--:-- - И06р/Nvт IR, где Иобр "-'-"
Ешах -- Ир
-
максималь­
ное обратное напряжение, приложенное к закрытым транзисторам;
fjvr '--='-
И о бр ! И кэ - - число последовательно включенных транзисто­
ров с допустимым напряжением Икэ; ! R =--'"
(3- 5)!oup- ток через
резисторы с учетом допустимого обратного тока транзистора. Введение
Rш приводит к дополнительным потерям мощности. Наилучшее рас­
пределение напряжений между транзисторами может быть обеспечено
за счет использования напряжений, снимаемых с дополнительных об­
моток дросселя фильтра и включенных последовательно через выпря­
мительные диоды.
Вместо последовательного включения транзисторов в ИСН можно
использовать последовательное соединение двух иен' как показано на
рис. 2.33 [37]. В схеме применен дроссель L, который имеет две обмотки
w1 , w 2 с одинаковым числом витков. Благодаря этому при синхронном
и синфазном переключении транзисторов VT 1, VT2 происходит авто­
матическое выравнивание напряжений на них. В интервале (1 - у) Х
Х Т/2, когда транзисторы VT 1, VT2 закрыты, к конденсаторам СЗ, С4
прикладываются через диоды VD 1, VD2 напряжения от соответствую-
62

щих обмоток дросселя, что приводит к выравниванию напряжений как
на конденсаторах СЗ, С4, так и на конденсаторах Cl, С2. Причем сvм­
марная индуктивность двух обмоток дросселя, равная 4Lrnin· при ·ко­
торой обеспечивается непрерывность тока дросселя, должна быть уве-
ли
.
личена в 1/1 - ')/~ раз, где ЛИс = Ис3- Ис4
-
разность на-
...
нГ2
лряжений на конденсаторах СЗ и С4; r 2 -
активное сопротивление об-
мотки ш 2 . Рассчитать разность Л Ис сложно, поэтому при расчетах ее
значением задаются или определяют экспериментально.
2.5 . ДИСКРЕТНЫЕ ИСПОЛНИТЕЛЬНЫЕ ОРГАНЫ
В зависимости от задачи, решаемой ИВЭП (стабилизация,
регулирование, повышение надежности), его ДИО, как уже отмеча­
лось в§ 1.3, может быть выполнен на основе коммутации конверторов,
инверторов, трансформаторов или ТВУ. Показанный на рис. 1.4 ДИО
с коммутацией инверторов с трансформаторным выходом на общий маг­
нитопровод имеет серьезный недостаток - сложность изготовления
трансформатора с большим числом выводов.
В ДИО, выполненном на отдельных трансф::>рматорах, для стабили­
зации или регулирования напряжения может применяться соедине­
ние вида ПР-ПС (рис. 2.34, а) или ПС-ПР (рис. 2.34, 6) с коммута­
цией трансформаторов на первичной или вторичной стороне. Изобра­
женные на рис. 2.34 схемы ДИО работают в режиме стабилизации на­
пряжения, так как в них присутствует основной трансформатор Т0 и
коммутируемые Ti.
Для схемы ДИО (рис. 2.34, а) напряжение Ин определяется коэффи­
циентом трансформаций лишь тех трансформаторов, у которых вклю­
чены их высокочастотные ключи переменного тока Kii· Исключение из
работы i-го трансформатора происходит при включении шунтирующе-
------· 1---
,
N
•
rt_ _______Jr
1
/\/
1
гL--------h
i(:,,}i w,~
11
Еи
1
TiIOKi111
~, К2
)
Wii !
Еи1
ч·-·-·-·
'
1
а)
oJ
Рис. 2.34
63

го его обмотку ключа Ki 2 и выключении ключа Kil· Данная схема ха ­
рактеризуется жесткой внешней характеристикой.
В схеме (рис. 2.34, 6) напряжение вторичных обмоток имеет одина­
ковый уровень Ин. Замыкание ключа Ki 1 обеспечивает участие транс­
форматора Ti в работе ДИО . При включении шунтирующего обмотку
Wiz ключа Ki 2 и разомкнутом ключе Kii приведенное сопротивление об- '
мотки wi 1 становится близким к нулю и, следовательно, трансформатор
Ti исключается из работы. При этом ток, протекающий по его первич ­
ной обмотке, равен току первичных цепей работающих трансформа­
торов.
Если ис1юJ1ьзu11ать в ДИО 11 качестве вреобразовательного модуля
трансформаторно-выпрямительный узел (ТВУ), состоящий из транс­
форматора Т и выпрямителя В, то появляется возможность уменыuе­
ния (по сравнению с ранее рассмотренными схемаJ1.1и) числа ключей и,
следовательно, упрощения как силовых схем, так и схем управления
ими [38].
На рис. 2.35, а приведена схема ДИО, выполненного на ТВУ с ком­
мутацией на первичной стороне с помощью ключа переменного тока
Ki, а на рис . 2.35, 6 - схема ДИО с коммутацией ТВУ на вторичной
стороне с помощью ключа, коммутирующего постоянный ток, что явля ­
·ется одним из достоинств данной схемы. Однако для исключения режи­
ма короткого замыкания во вторичной цепи основного трансформатора
+
Е
г1- --~--твiN ---=~
~tJl'®J
и ч-·-·-·-·-- 1
·
Т8!17
•
r-l---·- · -·
+
Еи
а)
oJ
+
ЕИ
.-
--
.-
. ---i----o
TBYN
•
+
[jтtfl ''•
11 Ki1
1
·- ·-- -· -,_J
. ___.... _..
ТВУ1
·
_______ _j--0
tJ)
Рис. 2.35
/"\
64

Т0 при включении i-го шунтирующего ключа в данной схеме необходи­
мо вводить диоды VDi. что несколько ухудшает КПД схемы.
Поскольку трансформаторы с включенными ключами Ki в обеих
схемах исключаются из общего набора, то происходит такое перер ас­
пределение напряжения инвертора между оставшимися в наборе транс­
форматорами, что напряжение Ин остается на прежнем уровне. Если
вторичная обмотка одного из трансформаторов будет иметь ЭДС мень­
шую, чем напряжение Ин, то выпрямительные диоды этого трансформа­
тора закроются, ток вторичной обмотки прекратится и, следовательно,
возрастет приведенное сопротивление первичной обмотки. Это приве­
дет к такому перераспределению входного напряжения между первич­
ными обмотками, при котором ЭДС вторичной обмотки рассматривае­
мого трансформатора станет возрастать до тех пор, пока не откроются
диоды его выпрямителя, не появится ток в его вторичной цепи и он не
станет отдавать мощность в нагрузку. При этом напряжение Ин ока­
жется немного меньше, чем было до начала рассматриваемого процесса.
Таким образом произойдет распределение общего тока нагрузки между
включенными трансформаторами при соединении ТВУ вида ПС--ПР.
Приведенные на рис. 2.35, а и 6 схемы ДИО служат для стабилизации
напряжения, а для их использования в качестве регуляторов необхо­
димо исключить основной ТВУ0 .
Для регулирования напряжения Ин в широком диапазоне при не­
обходимости получения минимального числа коммутируемых ТВУ це­
лесообразно первичные обмотки их трансформаторов выполнять со сред­
ней точкой и коммутировать эти обмотки с помощью ключей Ki1• К12
(рис. 2.35, в). В этом случае появляется возможность как добавлять на­
пряжение во вторичную цепь, например при замыкании ключа Kii•
так и вычитать напряжение i-го трансформатора из общего напряже­
ния вторичной цепи.
Одним из основных элементов ДИО служит ключ, обеспечивающий
коммутацию инверторов, отдельных трансформаторов или ТВУ. Для
коммутации инверторов и ТВ У используется транзисторный ключ по­
стоянного тока, а для коммутации трансформаторов - высокочастот­
ный транзисторный ключ переменного тока, который может быть собран
(рис. 2.36, а) на двух последовательно встречно-включенных транзис­
торах VT 1, VT2 и диодах 'l/D J, VD2. Ток протекает в течение половины
периода через один из включенных транзисторов и диод (например,
VD 1 и VT2). В другой ветви тока в это время нет, так как ее транзистор
закрыт. Достоинством ключа является то, что УУ имеет общий провод.
Транзисторный ключ, представленный на рис. 2.36, 6, выполнен на
основе мостовой схемы выпрямления В, у которого в диагонали посто­
ннного тока находится транзистор ~'Т, работающий в режиме ключа.
В диагональ переменного тока включается коммутирующий вывод об­
мотки трансформатора. В этом случае УУ упрощается, однако мощ­
ность потерь несколько увеличивается по сравнению с ранее рассмот­
ренной схемой ключа.
3 Зак. 1779
65

VIJf VIJ2
Ti
ш)Ji Шi2
I"' VТ1
vrz
~2
vr
~VT
Wy
С!!
а)
г)
Рис. 2.36
Ввиду того что ДИО работает на высокой частоте, эффективно пр и -
менение в них магнитно-транзисторных ключей переменного тока [39].
На рис. 2.36, в показана схема ключа, каждая коммутируемая секция ко­
торого выполнена на отдельных трансформаtорах Ti, и исключение их
из набора осуществляется путем шунтирования в каждый полупериод
работы инвертора одной из обмоток управления Wy транзистором VT.
Быстродействие таких ключей ограничено в основном лишь реактивны­
ми параметрами трансформатора, а потери на транзисторе VT и диоде
VD могут быть значительно снижены за счет уменьшения протекающих
по ним токов. Устройство управления может не иметь гальванической
развязки с выходным напряжением Ин, так как роль развязки в дан­
ном ключе выполняют обмотки управления w~-·
Коммутацию i-го трансформаторно-выпрямительного узла целесо­
образно выполнять с помощью транзистора, шунтирующего выход вы-
Рт,Вт/кг
'lдио Pm, Вт/кг
..--~.----,,.----,,.-----....,
rz иа
400
Q,9 lf-00
Q,9
JOO
0,8 300
0,8
200
о,7 200
о,7
0,б 100
О,б
0,2 O,lf 0,8 !,б Рн, Вт
0,2 О,Ч 0,8 1,5 Рн,кВт
Рис. 2.37
66

прямительной схемы В, как показано на рис. 2.36, г. Диод VD исключа­
ет протекание тока от других ТВУ при открывании транзистора VT.
На рис. 2.37 показаны расчетные зависимости удельной массы Рт
(сплошная линия) и КПД У]дио (штриховая линия) от выходной мощ­
ности для схем ДИО, построенных на основе коммутации ТВУ, выпол­
ненных по рис. 2.35, б с использованием транзисторно-диодных клю­
чей (рис. 2.36, а) и магнитно-транзисторных ключей (рис. 2.36, 6) [401.
При расчетах в качестве выпрямителя ТВУ использовались мостовая
схема для напряжений на нагрузке 5; 12 В и схема со средней точкой
для напряжений 27; 200 В. Входное напряжение ДИО, которое посту­
пает от инвертора, работающего на частоте 20 кГц, было принято рав­
ным 310 В+ 20 %. ДИО обеспечивает стабилизацию напряжения с от­
носительной точностью ЛИн = О ,О 1. Ключи выполнены на транзисто­
рах типа КТ812А и диодах типа КД213А.
Из рис. 2.37 видно, что показатели Рт и 11дио выше у ДИО на
магнитно-транзисторных ключах для низких напряжений (5-12 В).
На более высокие напряжения (200 В) показатель Рт выше у схемы
ДИО с транзисторно-диодными ключами, а значения У]дио у них сов­
падают на уровне 0,95.
На рис. 2.38 приведена схема силовой части адаптивного ИВЭП с
бестрансформаторным входом, которая включает СВ, основной инвер­
тор U0 с трансформаторно-выпрямительным узлом (Т0 , 8 0 ), рассчи­
танный на мощность до 70 % от общей мощности источника, а также ре­
гулируемую часть, собранную на инверторе И 1 и трансформаторно­
выпрямительных узлах (Т1 - Тб, Bl - Вб) с коммутирующими тран­
зисторно-диодными ключами (VTl - VТб, VDJ -- VDб). Первичная
Рис. 2.38
3*
+
.
Ti
.
-
1 1 L--·---·-·-·J 1 1 -
L[[.~ _-пм_1_-_ ~-jТ
Ри.с. 2.39
67

обмотка основного трансформатора Т0 рассчитана на напряжение сети
Исm1л """ vзvr 2 Иен ом (1 - б~) бГI ~=- VЗV2·220·0,85·0,9 ': 396 В ,
гдеб~-
7
=-= ЛИ~ / И сном = О, 15 - допустимое относительное уменьше­
ние напряжения сРти; б 11 = = 0,9 - относительное значение амплитуды
пульсации напряжения СВ. Эта обмотка включена последовательно с
первичными обмотками трансформаторов Т1- Тб регулируемой части,
напряжения которых соответственно равны 3, 1; 6,25; 12,5; 25; 50;
100 В и рассчитаны на весь диапазон отклонения напряжения сети
ЛИс = Исшах - Истiп
- -= 594 - 396 =-= 198 В, где максимальное
напряжение сети Исша.\ · - : .:-= VЗ J/2Uсном (l + б" с) JI З-J/2.220· l,1 ~-,
·:с-= 594 В (О"с ~ ЛИ"с/Ис ·ном = 0,1).
При напряжении Исmtн все транзисторы VTJ - VТб открыты и
входное напряжение приложено только к первичной обмотке основного
трансформатора Т0 • Напряжение Ин снимается через выпрямитель В0
со вторичной обмотки трансформатора Т0 . При напряжении Исшах
все транзисторы VT1 - VТб закрыты и входное напряжение приложе­
но ко всем последовательно включенным первичным обмоткам транс­
форматоров Т0 -Тб. Напряжение Ин снимается через выпрямители В0
-
Вб со всех вторичных обмоток трансформаторов. При напряжении
Иешах > И> Иcrntn система управления обеспечивает соответствую­
щую комбинацию последовательно включенных первичных обмоток
трансформаторов Т 1 - Тб. Устройство управления силовой частью
ИВЭП создает стабилизацию выпрямленного напряжения и может быть
выполнено по рис. 1.5.
Для решения задач регулирования тока и повышения надежности
преобразовательные моду ли в ДИО должны иметь соединение вида
ПР - ПР, а в качестве модулей использоваться регулируемый или
нерегулируемый конвертор совместно с импульсным регулятором тока.
Включение модуля в работу или его отключение происходит за счет
+
Е
1
1
1
L-------
___________ J 11
'Ч[' ---- - ---~2----- - ----~
·
ПМ1
·
___ " _____ ... _________ _
Рис. 2.40
68

подачи или прекращения сигнала управления на мощные транзисторы
инверторов. Исключение из работы неисправного модуля обеспечивает­
ся перегоранием входного или выходного предохранителя модуля.
На рис. 2.39 приведена схема ДИО с параллельным включением N
основных и F резервных модулей, выполненных на основе регулируе­
мого конвертора (инвертор И i, трансформаторно-выпрямительный
узел Ti, Bi)·
На рис. 2.40 показана схема ДИО, преобразовательные модули ко­
торого представляют собой последовательное соединение двухпозици­
онного регулятора тока (ключ vтi, измерительный резистор Ri, по­
роговое устройство П Yi) и нерегулируемого конвертора (инвертор Ni
и ТВУ на Ti, Вi).Отсутствие сглаживающего конденсатора в регу­
ляторе благоприятно сказывается на режиме работы инвертора, а ре­
гулирование тока модуля исключает токовые перегрузки транзисто...
ров и диодов схемы модуля. С помощью общего сигнала управления
U2 регуляторами (см. рис. 1.8) обеспечивается выравнивание токовых
загрузок моду лей, а наличие напряжения И нс пр на контрольной об­
мотке Шк дросселя Li свидетельствует об исправной работе модуля.
Глава 111.
ПОВЫШЕНИЕ НАДЕЖНОСТИ
ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ ИСТОЧНИКОВ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
3.1 . УСТРАНЕНИЕ ПРОТЕКАНИЯ СКВОЗНЫХ ТОКОВ
В ДВУХТАКТНЫХ КОНВЕРТОРАХ
Одним И3 недостатков двухтактных конверторов является возможность
протекания через мощные транзисторы кратковременных и значительных сквоз­
ных токон. Протекание таких токов приводит к резкому увеличению динамичес­
ких потерь, а в высоковольтных двухтактных конверторах- к отказу. Причиной
появления сквозных токов в двухтактном конверторе является относительно
большое время закрывания мощного транзистора, находящегося перед
этим в насыщенном состоянии, по сравнению со временем открывания транзисто­
ра, пребывающего в состоянии отсечки. В результате на некотором отрезке
времени транзисторы, оказываются в открытом состоянии в обоих плечах
конвертора.
У стр а нить протекание сквозных токов можно, только ликвидировав такое
состояние, при котором мощные транзисторы обоих плеч конвертора одновре­
менно оказываются открытыми. Этого достигают с помощью автоматической за­
держки открывания закрытого транзистора до момента окончания протекания
коллекторного или обратного тока базы ранее открытого транзистора, т. е. до мо­
мента окончания процесса рассасывания избыточных неосновных носителей в за­
крываемом транзисторе. Задержки открывания закрытого транзистора на фикси­
рованный промежуток времени наиболее просто можно достигнуть путем формиро­
вания управляющего сигнала с небольшой паузой, что приводит, однако,
69

-Е
VTf
к увеличению параметров выходного сгла­
живающего фильтра.
Наличие сквозных токов наиболее ха­
+ рактерно для нерегулируемых Т ДК. В ре­
Uн гулируемых ТДК в установившемся режи­
г--т--+-..._--е ме существует задержка поступления управ-
+
Е
~2
~
Рис. 3.1
ляющего сигнала для открывания мощного
транзистора в смежный полупериод, обус­
ловленная работой широтно-импульсного
модулятора. Однако в переходном режиме
и при максимальном токе нагрузки коэффи­
циент заполнения импульсов конвертора
стремится к единице. В этих режимах за ­
держка открывания транзисторов отсут­
ствует, что приводит к появлению сквоз­
ных токов.
Таким образом, в регулируемых Т ДК
для исключения протекания сквозных токов
необходимо вводить фиксированную за­
держку подачи управляющего сигнала в
начале каждого полупериода. Это приведет
к ограничению максимального коэффи-
циента заполнения импульсов управления,
т. е. к некоторому суже-
нию диапазона регулирования напряжения.
В нерегулируемых ТДК наиболее простым и эффективным средством автома­
тической задержки открывания транзистора, несмотря на сигнал управления от
задающего генератора (ЗГ), является введение дополнительной трансформатор­
ной связи трансформатора со входом мощного транзистора через диод. В этом слу­
чае, пока не изменится полярность напряжения на выходной обмотке трансфор­
матора, т. е. до момента окончания протекания тока коллектора, открывания оче­
редного транзистора не произойдет.
На рис. 3.1 приведена схема полумостового нерегулируемого Т ДК, в которой
исключено протекание сквозных токов за счет введения дополнительных обмоток
Wдап. размещенных на магнитопроводе трансформатора Т 1. Если транзистор
VT 1 открыт, а VT2 закрыт, то на обмотках трансформаторов Т 1 и Т2 появляются
напряжения указанной на рис. 3.1 полярности. При смене полярности напряже­
ния на выходных обмотках ЗГ (Т2) начинается процесс закрывания транзисто­
ра VT 1, а VT2 не открывается до тех пор, пока напряжение на обмотке Wдon не
уменьшится до такого уровня, при котором произойдет закрывание диода VD2.
Тольхо после этого начнет открываться транзистор VT2.
Данный способ устранения протекания сквозного тока применим только для
ТДК, выполненных по схеме со средней точкой или полумостовой схеме. В мос­
товом нерегулируемом ТДК автоматическую задержку открывания транзисторов
можно связать с моментом окончания обратного тока базы ранее открытого
транзистора.
На рис. 3.2, а приведена схема мостового Т ДК, в которой реализуется такой
принцип автоматической задержки [41), а на рис. 3.2, 6 показаны временные ди­
аграммы напряжений и токов. В базовые цепи мощных транзисторов включены
трансформаторы тока Тт1 , Тт2 , со вторичных обмоток w12 , w22 которых сигнал
поступает на формирователи импульсов управления ФИУl, ФИУ2, имеющие в
своем составе схему совпадения сигналов трансформатора тока и ЗГ.
Предположим, что мощные транзисторы VT 1, VТЗ открыты сигналом управ­
ления и1 , а транзисторы VT2, VT4 закрыты сигналом и 2 , имеющим противопо­
ложную полярность. В момент t1 изменяется полярность сигналов и1 , и 2 и по пер­
вичным обмоткам трансформатора тока Т т~ начинает протекать ток i11 в обрат­
ном направлении. Это обеспечивает протекание во вторичной обмотке w12 импуль­
са тока i12 , длительность которого определяется максимальным временем расса-
70

сывания неосновных носителей базы одного из транзисторов, например VT 1
.(tp1). Этот импульс поступает в ФИУ 1 и блокирует поступление управляющего
сигнала и 2 на транзисторы VT2, VT4 на время задержки t31 . Сигнал блокировки
снимается при уменьшении обратных токов баз i11 до нуля в момент окончания
процесса закрывания транзистора VT 1. Ток в нагрузке iн прерывается только с
момента t 2 , когда заканчивается процесс закрывания VT4.
С момента t 8 начнется процесс открывания транзисторов VT2, VT4. В мо­
мент t4 происходит смена полярности сигналов управления и 1 , и 2 и начинается
процесс закрывания VT2, VT4. Импульс тока i 22 вторичной обмотки w22 транс­
форматора тока Т т 2 блокирует на время закрывания tp 2 транзистора VT2 по­
ступление управляющего сигнала и1 со схемы ФИ У2 на транзисторы VT 1, VТЗ.
Таким образом, введение датчиков тока (Т Tl• Т т 2) дало возможность использовать
информацию о процессе рассасывания неосновных носителей в базах транзисто­
ров для блокирования сигналов открывания ранее закрытых мощных транзисто­
ров до полного закрывания ранее открытой пары транзисторов, что обеспечивает
полное исключение протекания сквозных токов.
Для уменьшения динамических потерь при закрывании мощных транзисторов
в Т ДК применяют форсирующие цепи, сигнал на которые поступает с УУ. Це­
лесообразно процесс форсированного закрывания мощных транзисторов совмес­
тить в одном устройстве с автоматической задержкой момента открывания ранее
закрытых транзисторов.
Двухтактные конверторы на выходную мощность в сотни ватт между ЗГ и
силовым инвертором имеют в своем составе предварительный усилитель, кото­
рый кроме функций предварительного усиления сигнала управления может так­
же выполнять функцию цепи форсированного закрывания мощных транзисторов
с автоматической задержкой их открывания для устранения протекания сквоз­
ных токов.
На рис. 3.3. приведена схема нерегулируемого ТДК, силовой инвертор кото­
рого выполнен по схеме со средней точкой на транзисторах VT5, VT6 и трансфор-
+
ll·
•
Сн
Uн
~
...if!
·~...
Ur
Шzz•
t
ltz
+
t
fr,"
I22t
uz
llz
и,
t
'РИУ1
C{JИ!J2
lzr
зг
l12
а}
z.н
Рис. 3.2
oJ
71

щпоре ТЗ [42J. Сигнал управления на мощные транзистор~~ VT5. VТб поступает
от ЗГ через предварительный усилитель, выполненныи по мостовой схеме
на транзисторах VTI - VT4 с трансформаторным входом Tl и выходом Т2 .
Кроме того, имеется обратная свя з ь трансформатора ТЗ с транзисторю1И VТЗ ,
VT4 предварител ьноrо усилителя , псуществл яемая при помощи обмоток W:; 1 ,
W.:Jz и диодов V DI. VD2 для автоматической задержкн открывания одного и з
\IОЩНЫХ транзисторов на время з акрывания другого . Непосредственная тран ­
сф о рматорная (w 11 , w 12 ) связь 3Г с транзисторами VT5. VТб чере з диоды VDЗ,
VD4 обеспечи,вает форсированное их закрывание .
Пусть транзисторы VT2 , VT4 открыты сигнадо\1 указанной на схеме nоляр­
н псти, пост у пающим от ЗГ , а транзистор VТЗ надежно закрыт отрицательным на ­
пряжением , поступающим с обмотки w 11 трансформатора ТЗ, и транзистор VT5
т акже закрыт. При изменении полярности напряжения на вторичных обмотка х
TI задающего генератора от напряжения отрицательной полярности обмотки w 11
трансформатора TI начинает форсированно закрываться ранее открытый транзис­
т о р VT5. Закрывают с я транзисторы VT2, VT4 и открывается VTl , а VТЗ .
н ес 1'10тря на наличие открывающего напряжения на его базе , остается за­
крыт напряжением обм отки wн на время рассасывания неосновных носителей в
ба з е транзистора VT5. В течение этого времени первичная обмотка трансформато ­
ра Т2 отсоединена от ист очника питания и со вторичной обмотки сигнал на откры­
вание транзистора VТб не снимается . По окончании процесса закрывания тран ­
з ист о ра V Т5 напряжения на обмотках трансформатора ТЗ становятся равным
нулю и тран з истор VТЗ под действием напряжения , снимаемого с обмотки Tl
от крывается , подключая первичную обмотку Т2 к источнику питания .
Таким образом. в нерегулирующем Т ДК осуществлены форсированное за ­
крывание мощного транзистора и автоматическая задержка открывания другог о
транзистора для исключения протекания сквозного тока . Схема может быть ис ­
по.1ьзована также для полумостового Т ДК. применение же ее в мостовом Т Д 1\
с вн з ано со з начительными сложно с тями (большое число трансформаторов).
+
Е
'7 •)
Рис . 3.3
,_

3.2. СИММЕТРИРОВАНИЕ РЕЖИМОВ РАБОТЫ
ДВУХТАКТНЫХ КОНВЕРТОРОВ
При построении трасформаторных схем двухтактных конверторов, как пра­
вило, возникает несимметричный режим работы их трансформаторов, обусловлен­
ный неидентичностью параметров элементов плеч схемы (прежде всего неодинако­
вым временем закрывания мощных транзисторов. а также разным падением на­
пряжения на них в прямом направлении). Это приводит к тому, что первичная об­
мотка трансформатора в смежные полупериоды подключена к разным напряже­
ниям в течение неодинаковых промежутков времени. Несимметричный режим ха­
рактеризуется подмагничиванием магнитопровода трансформатора питания по­
стоянным током, в результате происходит одностороннее его насыщение. Следова­
тельно, в этом случае трансформатор работает в двух режимах: в режиме перемаг­
ничивания магнитопровода, за время которого ток коллектора мощного транзис­
тора будет примерно равен приведенному к первичной обмотке току нагруз­
ки; в режиме насыщения, в котором рабочая точка на петле гистерезиса выходит
на пологий участок, а напряжение на вторичной обмотке резко падает, энергия в
нагрузку не передается и транзистор заходит в активную область.
Режим насыщения трансформатора характеризуется уменьшением КПД схе­
мы ТДК и снижением ее надежности, поскольку создаются условия для вторич­
ного пробоя в мощных транзисторах.
Для ТДК, работающих на частотах 10-50 кГц, наиболее опасен несиммет­
ный режим работы трансформатора в случае применения материала с прямо­
уго.1ьной петлей гистерезиса, так как ток намагничивания в момент достиже­
ния магнитопроводом насыщения практически мгновенно уп("личивается до пре­
дельного, в результате происходит отказ мрщных транзисторов. Расчет показал,
что постоянная составляющая напряженности поля подмагничивания при
прочих раВНЫХ УСЛОВИЯХ Д.'IЯ Частот 1 И 100 кГц Составляет COOTBeTCl Bt'lf.H(I
11,2 и 328 А/м. -
Подмагничивание магнитопровода наиболее характерно для конвертuрон.
выполненных по схеме со средней точкой и по мостовой схеме. В полумостовой
схеме конвертора при установившемся режиме работы отсутствует постоянная со­
ставляющая тока в конденсаторах емкостного делителя и. следовательно, нет по­
стоянной составляющей тока в первичной (коллекторной) обмотке трансформато­
ра. Однако трансформатор полумостового конвертора может насыщаться как при
его запуске, так и при скачкообразном изменении тока нагрузки.
В процессе запуска конвертора управляющее напряжение на базы мощных
транзисторов подается, как правило, с некоторой задержкой относительно кол­
лекторного напряжения, обусловленной временем формирования управляющего·
напряжения. В этом случае конденсаторы емкостного делителя конвертора вна­
чале заряжаются почти до амплитудного значения наnряжения сети и к мо­
менту запуска транзисторов напряжение на конденсаторах распределяется об­
ратно пропорционально их емкости, допуск на которую у электролитических
конденсаторов, например типа KS0-24, составляет .:!:.~g % от номинального зна­
чения. В установившемся же режиме напряжения на конденсаторах обратно про­
порциональны вре:\!ени открытого состояния разряжающих их транзситоров и,
следовательно, переходный процесс установления на конденсаторах делителя со­
ответствующих напряжений будет сопровождаться протеканием постоянной со­
ставляющей тока через обмотку трансформатора.
Аналогичные процессы будут происходить и при резком изменении тока на­
грузки, так как изменяется избыточность базового тока и, следовательно, за
счет увеличения времени рассасывания избыточного заряда в базах мощных тран­
зисторов меняется время их открытого состояния. Таким образом, полумостовую
схему двухтактного конвертора нельзя считать защищенной от подмагничивания
трансформатора постоянным током.
Уменьшить влияние этого подмагничивания на режим работы Т ДК можно
за счет испоJiьзования материала маrнитопровода с низким коэффициентом nря-
73

моугольности петли гистере~иса или вводом в магнитопровод воэдушного за­
зора. Эти решения приводят к дополнительным потерям в силовых цепях ТДК.
В мостовой схеме ТДК для исключения протекания тока подмагничивания
трансформатора последовательно с первичной обмоткой вк.1ючают конденсатор­
[43], который заряжается до среднего значения разности напряжений первич­
ной обмотки в смежные полупериоды. Для данного случая характерно повышение
пульсаций выпрямленного напряжения.
На практике находят применение методы автоматического симметрирования
режимов работы Т ДК, одним из которых является компенсационный метод, ис­
пользуемый в регулируемых Т ДК. Он заключается в изменении уровня несим­
метрии в смежных полупериодах и во введении соответствующей коррекции в
длительность сигналов управления мощными транзисторами. Исходя из требо­
ваний по перегрузкам мощных транзисторов данный метод симметрирования
Т ДК должен иметь возможность обнаружить наступающее насыщение магнито­
провода трансформатора, когда увеличение тока коллектора транзистора еще
значительно, и до момента насыщения магнитопровода откорректировать по
-длительности сигнал управления. Следовательно, одним из основных во­
просов реализации данного метода является измерение несимметрии плеч Т ДК с
помощью датчика, в качестве которого, например, может быть использован маг­
нитный пояс [44], расположенный на магнитопроводе трансформатора, или тран­
трансформатор тока, включенный в каждое плечо инвертора либо в общую цепь
питания. Применение магнитного пояса связано с усложнением конструкции
трансформатор а.
С помощью трансформатора тока можно измерить среднее за период значение
токов мощных транзисторов за счет введения интегрирующей цепи и преобразо­
вать полученную разность средних значений токов в сигнал, корректирующий
длительность импульсов управления транзисторами [45]. В этом случае симмет­
рирование длительности тактов (полупериодов) осуществляется только в уста­
новившемся режиме, так как наличие интегрирующей цепи не позволяет
осуществить симметрирование в переходных режимах при включении схемы и.11и
резком изменении тока нагрузки.
Эффективным средством борьбы с подмагничиванием является введение в
схему регулируемого Т ДК обратной связи по мгновенному значению тока кол­
лектора мощного транзистора. В этом случае при подмагничивании трансформа­
тора намагничивающий ток iμ начинает увеличиваться и при достижении послед-
ним порогового уровня Inop. широтно-импульсный модулятор форсированно
закрывает мощные транзисторы до начала следующего полупериода.
На рис. 3.4, а приведена схема автоматического симметрирования Т дК по
мгновенному току коллектора мощного транзистора, а на рис. 3.4, 6 - времен­
ные диаграммы напряжений [46]. Схема автоматической коррекции длительности
работы мощных транзисторов VT 1, VT2 включает трансформатор тока Т т. поро­
говое устройство П У, триггер VA 1 с инверсным управлением, схему И VA2.
Отношение витков обмоток wi_ и w:l трансформатора тока Т т выбирается рав­
ным отношению витков обмоток w1 и w2 трансформатора Т. Обмотки w:t и w~ вклю­
чены встречно, поэтому по обмотке w~ протекает ток, пропорциональный коллек­
торному току мощного транзистора, и при номинальном его значении (и 3 на
рис. 3.4, 6) ПУ не срабатывает и на его выходе (и4 ), а также на выходе триггера
поддерживается единичное напряжение (u 5). Сигнал с ЗГ (и1 ) через широтно-им­
пульсный модулятор Ш ИМ (u 5) схему И (u 6 ) и формирователь сигнала управ­
ления ФС У поступает на базы транзисторов VT1, VT2.
Ес.1и сигнал с Т т в момент t1 превышает пороговый уровень Ипuр из-за уве­
личения тока транзистора, то срабатывает П У, опрокидывается триггер VA 1 и
на его выходе появляется нулевое напряжение U 5 , которое препятствует прохож­
дению ШИМ сигнала через схему И. Следовательно, с момента t 1 транзистор на­
чинает закрываться и процесс намагничивания магнитопровода Т прекращается.
Сигнал с Тт уменьшается, и в момент t 2 П У возвращается в исходное состояние.
Триггер VА 1 в исходное состояние переводится в момент t 3 задним фронтом им-
74

,,
"1
LL2
LL3
llq.
lls
t
Us
t3
t
' [;'
't
t
oJ
Рис. 3.4
пульса ЗГ. Поэтому к началу последующего полупериода схема возвращается
в исходное состояние.
Устройство вступает в работу в самом начале процесса несимметричного на­
магничивания магнитопровода Т, препятствует его развитию и способствует вос­
становлению нормального режима. Однако, несмотря на запирающий
сигнал устройства управления, во время fзак закрывания транзистора про~олжа-
ет увеличиваться коллекторный ток, который состоит из тока нагрузки iн, при­
веденного к первичной обмотке трансформатора, и тока намагничивания iμ.
К;:~к правило, ток iμ в десятки раз меньше тока i~, поэтому при максимальном
токе нагрузки iнтах (рис. 3.5.а) ток iμ при подмагничивании трансформатора уве·
личивается в 2-3 раза по сравнению с током при симметричном режиме. При сра­
батывании П У ток ко.плектора iкi продолжает) величиваться в течение времени
закрывания транзистора. При минимальном токе нагрузки iн mln (рис. 3.5, 6)
ток iμ увеличивается намного больше, чем в первом случае, а это означает, что
магнитопровод оказывается в режиме более глубокого насыщения, скорость на­
растания тока iμ к концу управляющего импульса увеличивается и превышение
током iμ порогового уровня будет больше (i К 1 :<:: i к 2 ). Таким образом, процесс
симметрирования схем ТДК по мгновенному току коллектора зависит от тока на­
грузки.
При использовании в трансформаторах магнитопроводов с прямоугольной
петлей гистерезиса, которые подмагничиваются даже при питании от симметрич­
ного источника напряжения, средством за­
щиты мощных транзисторов от перегрузок
является введение в цепь питания токо-
l
ограничивающего линейного дросселя.
Inарr----=----~---~--:--------+-
Приращение тока коллектора Л! к
транзистора, когда трансформатор насы- liynp
щен, определяется согласно выражению
Л!к. = EtпeplL, где lпер - время действия
перегрузки; L - индуктивность линейного
дросселя. Однако потери в стали линейно-
а)
го дросселя достаточно велики, так как
его перемагничивание происходит по пол- Рис. 3.5
tJ)
t
75

ной петле гистерезиса и массогабаритный показатель линейного дросселя также
завышен из-за необходимости обеспечить определенную индуктивность на магни­
топроводе с малой магнитной проницаемостью либо с зазором. Кроме того, вве­
дение дросселя приводит к дополнительной инерционности схемы, т. е. к
повышению динамической нестабильности регулируемого ТДК.
Значительно улучшить массогабаритный показатель схемы можно, применив
нелинейный дроссель с насыщенным магнитопроводом при симметричной работе
плеч схемы Т ДК, а также вводом канала коррекции сигналов управления
мощными транзисторами [47J. Каждый раз, когда магнитопровод трансформатора
начинает входить в насыщение, к дросселю прикладывается напряжение
источника питания, которое, воздействуя на устройство управления, вызы­
вает переключение мощных транзисторов. В этом случае время действия перегруз­
ки f пер уменьшается до времени закрывания мощного транзистора и, следователь­
но, массогабаритный показатель нелинейного дросселя будет определяться ис­
ходя из этого времени.
На рис . 3 .6, а приведена схема регулируемого Т ДК, в которой для защиты
мощных транзисторов от подмагничивания трансформатора приведен нелиней­
ный дроссель L, выполненный на магнитопроводе с прямоугольной петлей гисте­
резиса (рис . 3 .6, 6). ТТрн сиl\1~1етричном режю.1е работы трансформатора Т 1 дрос­
сель L насыщен (точка а на рис. 3.6, 6), индуктивность обмотки w1 мала и не ока­
зывает влияния на работу устройства. Числа витков обмоток дросселя IJ подобра­
ны так, чтобы выполнялось неравенство 11w1 < l 2w2 .
При насыщении магнитопровода трансформатора Т 1 ток 11 резко возрастает,
рабочая точка дросселя L смещается по петле гистерезиса в точку с и выполняет­
ся неравенство ! 1 w1 ~ ! 2 w2 . Нарастание тока 11 прекращается и ограничивается
на уровне 11 = 12 w2/w1 . Напряжение источниh.а питания в это время приложено
к дросселю L, и, следовательно, процесс дальнейшего насыщения трансформато­
ра Т 1 прекращается. Число витков обмотки w1 и сечение магнитопровода дрос­
селя определяются как w1 =~ Е t33 кl 2BsS.
Для ограничения времени насыщенного состояния трансформатора Т1
определяемого временем t331" в схеме введена связь с обмотки w 3 на Ш ИМ, ко­
торая обеспечивает закрывание мощных транзисторов VT 1, VT2 с момента под­
ма гничивания трансформатора Т 1 до начала следующего полупериода.
При насыщении трансформатора Т 1 импульс отрицательной полярности с об­
мотки w 3 дросселя L через диод VD 1 и резистивный делитель R 1 R2 подается на
вход триггера VA 1, который опрокидывается и открывает транзистор VT4, за-
Рис. З.б
76
vлт
а)
Е
{/н
+
в
ct
ь
н
о)

+Е
Рис. 3.7
Рис. 3.8
крывающий транзистор VТЗ до начала следующего полупериода импульсов ЗГ,
что приводит к закрыванию мощных транзисторов. В начале полупериода перед­
ний фронт импульса ЗГ переводит триггер в «нулевое» состояние, разрешая тем
самым прохождение сигнала управления через согласующий трансформатор Т2
натранзисторы VT 1, VT2.
Подсоединение обмотки Wa к источнику питания через диод VD2 ограничи­
вает скорость перемагничивания дросселя L из точки с на прямую аЬ (рис. 3.6,6),
уменьшая тем самым потери на перемагничивание дросселя L, а ·,·акже ограничи­
вая выброс напряжения на коллекторах закрытых транзисторов. Нелинейный
дроссель L, включенный в цепь питания в качестве средства защиты транзисто­
ров от перегрузок, может быть применен независимо от причин, вызывающих
перегрузку транзисторов как в регулируемых, так и в нерегулируемых Т ДК.
В нерегу.11ируемых ТДК симметрию плеч схемы целесообразно осуществлять
с помощью коммутирующего дросселя, подключенного к выходной обмотке тран­
форматора. В момент насыщения дросселя происходит принудительное форсиро­
ванное переключение мощных транзисторов за счет энергии, накопленной
в дросселе, что позволяет уменьшить динамические потери в транзисторе при
его закрывании и исключить протекание сквозных токов.
·
На рис. 3. 7 представлена схема нерегулируемого Т ДК [48], которая включает
конвертор на транзисторах VT 1, VT2 и трансформаторе Т2 с обмотками Woc
обратной связи, подключенными через коммутирующий дроссель L, ограни­
чительный резистор R и закрывающие диоды VDl, l/D2 к базам мощных транзис­
торов. Сигнал управления на базы транзисторов VT 1, VT2 поступает через ре­
зисторы R 1, R2 с выходных обмоток трансформатора Т 1, подключенного к гене­
ратору ЗГ. Обмотка Wc синхронизации Т2 соединена с обмоткой Tl через конден­
сатор Cl.
При подаче питания на схему запускается ЗГ и импульсы управления посту­
пают на v'Т 1, VT2. В конце по.11упериода насыщается коммутирующий дроссель L,
его сопротивление резко уменьшается и открытый мощный транзистор форсиро­
ванно закрывается за счет разряда через один из диодов VD 1, VD2 накоплен­
ной в дросселе энергии. Синхронизирующий импульс с обмотки Wc поступает на
ЗГ после окончания процесса рассасывания избыточных носителей в базовой об­
ласти закрываемого мощного транзистора, т. е. в момент начала формиро­
вания фронта напряжения на обмотках трансформатора Т2. Поскольку
инерционными свойствами маломощных транзисторов ЗГ по сравнению с мощны­
ми транзисторами VT ! . VT2 можно пренебречь, полярность напряжения на об­
мотках трансформатора Т1 меняется на противоположную в момент формирова­
ния фронта напряжения на обмотках трансформатора Т2. Следовательно. в на-
77

11)
о)
Рис. 3.9
чале следующего полупериода к базе мощного транзистора надежно приложено
отпирающее напряжение любой необходимой мощности, независимо от вида
нагрузки, поскольку трансформатор Tl никак не связан с нагрузкой. Таким об­
разом обеспечивается надежная генерация схемы ЗГ при любой необходимой мощ­
ности и виде на грузки.
Осуществить симметричную работу плеч нерегулируемого Т ДК с помощью
коммутирующего дросселя можно и для полумостовой схемы, как показано на
рис. 3.8 . Однако необходимо ввести в схему дополнительный импульсный транс­
форматор Т2, который передает энергию, запасенную ·в дросселе L в момент его
насыщения, на базы транзисторов VT 1, VT2, осуществляя их форсированное за­
крывание. Синхронизация генератора ЗГ может осуществляться через кон­
денсатор С напряжением, снимаемым с обмотки трансформатора Т 1.
Иск.1ючить несимметрию плеч схемы не регулируемого Т ДК, вызванную
инерционностью мощных транзисторов, можно задержкой фронта импульса
управления мощного транзистора на время закрывания транзистора, открытого
в предыдущий полупериод [49]. В этом случае увеличение времени открытого со­
стояния транзисторов оказывается одинаковым, а режим перемагничивания
трансформатора - симметричным.
На рис. 3.9, а приведена схема, осуществляющая суммирование времени за­
крывания транзисторов в смежные полупериоды, а на рис. 3.9, 6 показаны вре­
менные диаграммы напряжений.
В момент насыщения коммутирующего дросселя L (точка 1 на рис. 3.9, 6) на­
пряжение об~ютки Wo.c трансформатора Т2 прикладывается к резистору R 1.
Напряжение uRI выбирается больше напряжения пробоя стабилитрона VD 1.
Стабилитрон пробивается, и конденсатор С начинает перезаряжаться. В момент
равенства нулю напряжения uc на конденсаторе С (точка 2) пороговое устройст-
во П У опрокидывается, переключаются транзисторы VТЗ, VT4, что приводит
к изменению знака напряжения, поступающего с Т 1 на вход транзисторов VT 1,
VT2. Напряжение на обмотках Т2 измею1т свою полярность через время t 2 ,
равное времени закрывания мощного транзистора. В течение этого времени кон­
денсатор С зарядится до определенного значения. В точке 3 напряжение на об­
мотках Т2 изменит свою полярность, дроссель L выйдет из насыщения и начнет
перемагничиваться. Стабилитрон VD 1 закрывается, а напряжение на конденса­
торе С перестает изменяться и устанавливается на уровне, значение ис которого
пропорционально времени t 2 •
В точке 4 дроссель L вновь насыщается, и, поскольку постоянная времени
перезаряда конденсатора С в смежные полупериоды одинакова, время его пере·
78

заряда до нулевого уровня будет также равно времени 12 закрывания мощного
транзистора, открытого в предыдущий полупериод.
Таким образом, исключается несимметрия перемагничивания трансформато­
ра, обусловленная неоднозначностью времени закрывания мощных транзисторов
как в установившемся режиме, так и при скачкообразных изменениях тока на­
грузки. Частотные возможности схемы с точки зрения ее симметрирования прак­
тически не ограничены. Аналогичным путем можно симметрировать и регулируе­
мый ТДК, функции времязадающего элемента в котором выполняет ШИМ.
3.3 . ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО-ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ СОЕДИНЕНИЕ
КОНВЕРТОРОВ
При проектировании ТДК наряду с необходимостью устранения про­
текания сквозных токов и решения вопросов симметрирования режимов его рабо­
ты необходимо обеспечить требуемый запас по напр-яжению k3 между коллекто­
ром и эмиттером мощного транзистора, когда он закрыт. Как было показано вы­
ше, напряжение И к:э на закрытом транзисторе может достигать в однотакт-
ном и двухтактном конверторах максимального уровня напряжения первичной
сети (342 В для однофазной сети и 590 В для трехфазной сети) и даже превышать
этот уровень в зависимости от типа конвертора.
В настоящее время наиболее широкое применение в конверторах находят
транзисторы, рассчитанные на допустимое постоянное напряжение Ик:э =
= 400 В. Следовательно, для получения требуемого запаса по напряжению на
транзисторах конвертора необходимо выполнить последовательное соединение
однотипных конверторов по входным цепям и параллельное по выходным, как по­
казано на рис. 3.1 О. При таком типе соединений конверторов (ПС - ПР) их чис­
ло определяется из соотношения N = ЕтахlkсkзИк:э· Например, для трехфазной
сети при k3
=
0,6 и Икэ = 400 В необходимо последовательно включить не ме­
нее трех конверторов,а для однофазной сети при тех же условиях - не менее
двух. При этом kc = 1 для полумостовой и мостовой схем конверторов и kc = 0,5
для схемы со средней точкой.
Тип транзистора необходимо выбирать исходя из значения тока коллектора,
который определяется из соотношения 1 К = (/нl N) k. Сигналы управления
поступают синхронно и синфазно на все конверторы с соответствующим коэффи•
циентом заполнения у.
При соединении конверторов вида ПС - ПР с использованием отдельных
трансформаторов необходимым условием работоспособности является равномер.
+
Е
i
1
1
1
~---------------J
ТДК1
Рис. 3.10
llynp
+
Рис. 3.11
79

ное распреде.'lение входного напряжения и тока нагрузки / н между конверторами.
которое обусловлено прежде всего совпадением их коэффициентов трансформа­
пии k и разбросо:\1 индуктивности дросселей конверторов.
На рис. 3.11 приведены диагра:чмы токов и напряжений для двух конверто­
рnв с различной индуктивностью дросселей!.!, 1,2.
К мо!\1енту t 1 открывания тран з исторов конверторов из-за ра зб роса индукти­
вности появ:1яется различие в токах конверторов Лi = i 2 mln - i 1 rnln == Ин Х
\. (1 - у)Т (L 2 - L1)/ L1 L 2 . В момент открывания транзисторов ток первичной
цепи определяется \1еньшим значением тока одного из конверторов, т. е.
i 1 (у) = тiп : iн 1 , iн 2 ,: k. Поэтому практически все входное напряжение Е будет
приложено к менее нагруженному конвертору до момента f 2 ~= Ин (1 - у) Х
·х_(L1 - L2) Т,[И11 (L2 -
L1) + Еk].
На входе более загруженного конвертора напряжен1~е rro•1тi~ отсутствует.
Ток менее загруженного конвертора начнет быстро увеличиваться, а более загру­
женного продолжает уменьшаться с прежней скоростью. В момент t 2 токи кон ­
верторов выравниваются и напряжение Е распределится между конверторами с
уt1етом индуктивностей дросселей.
Для устранения этих режимов на входе каждого конвертора, собранного по
однотактной, \Юстовой схемам или гто схеме со средней точкой, необходимо вклю­
чать конденсатор r23]. В этом случае недостающий ток Лi в течение времени t 1 -
--
t 2 потребляется от эт о го конденсатора, что исключает броски напряжения на
~лементах конверторов. При этом неравномерность загрузки по напряжению
последовательно включенных конверторов может быть снижена до 1-2 %.
Соединение вида ПС - ПР регулирующих двухтактных [50] и однотактных
[51] конверторов может быть вы пол не но на общем трансформаторе. Если соеди­
няются последовательно конверторы, выполненные по полумостовой схеме на
основе общего трансформатора, то необходимо выравнивать напряжения нз
конденсаторах емкостных делителей параметрическим распределением на11ряже­
ния с помощью резисторов. В противном случае неравенство напряжений на кон­
денсаторах, обусловленное допустимым отклонением ( +30 %) номинальной ем­
кости конденсатора, вызывает значительное подмагничивание трансформатора.
при пуске конвертора, что может привести к отказу мощных транзисторов.
При соединении вида ПС-ПР однотипных конверторов все они участвуют в
процессе регулирования напряжения за счет изменения коэффициента заполне­
ния у, что ухудшает энергетические и массогабаритные показатели ИВЭП. У луч­
шить эти показатели можно соединением вида ПС - ПР нерегулируемых и регу­
лируе.\1ых конверторов, число которых _\1ожно определить И3 соотношений Nнр =
+
+
.t
Е
Т/2
3'Т/2
т
t
Li.
~
Uz
,..
Е
t
oJ
Р11с. 3.12
80

= U/kck3 Икэ; Np = И21kсk3Икэ' где
И 1 , И 2 - напряжения на входе нерегу­
лируемой и реrулируе.\юЙ частей кон­
верторов.
На рис. 312, а показана схема сое­
динения вида ПС-ПР двух конверторов,
выполненных на основе нерегу.'шруе­
мого инвертора Ир и регулируемого
Ир управляемого сигналом от УУ с
коэффициентом заполнения у, на выхп­
де которых вк.'lючен LС-фильтр.
+
С!
VTf
Е
Рис. 3.13
[,
+
Нерегулируе.'>1irй инвертор передает
энергию в течение всего периода его
работы (рис. 3.12, 6), и напряжение Ин
без учета потерь на элементах выпря­
мителя и дросселя определяется коэф­
фициентом трансформации k1 трансфор-
матора Т нр· Для регулируемого конвертора напряжение Ин определяется ко­
эффициентом k 2 трансформатора Т Р и коэффициентом у.
Напряжение Е распределяется между конверторами согласно выражениям
И 1 = E/(k1 + kiy); И 2 == Е/(1 + k1y/k 2). Мощность регулируемого конвертора
определяется из соотношения Рр = Рн/(1 + k1у//г 2), и при минимальном коэф­
фициенте заполнения Yrntn =-= 0,5 и при k1/ k 2 > 5 мощность Рр составляет 30 %
от мощности нагрузки. Причем если увеличивать отношение k11k 2 и коэффициент·
у, то отношение Ppl Р н еще больше уменьшится, что способствует у.1учшению по­
казателей ИВЭП и говорит о высокой эффективности использования соединения
вида ПС--ПР для регулируемых и нерегулируемых конверторов.
Этот результат можно по.1учить при соединении вида ПС - ПР конверторо!i
разного типа. Например, на рис. 3.13 регулируемый конвертор собран по полу­
мостовой схеме (э.11ементы Cl, С2, VT3, VT4, Т Р' VDJ, VD2, L, Сн) и рассчитан на
меньшую мощность, чем нерегулируемый конвертор, выполненный по мостовой
схеме (элементы VT 1 - VT4, Т нр, VD3, VD4). Первичные обмотки трансформа­
торов Т Р' Т нр включены последовательно, а вторичные - через выпрямители
параллельно, причем выходное напряжение регулируемого конвертора должно
быть больше напряжения нерегулируемого. Данная схема обеспечивает непол­
ную глубину модуляции входного напряжения.
В начале полупериода включаются, например, транзисторы VТЗ, VT2.
В течение времени уТ/2 в нагрузку происходит отдача энергии источника Е через
трансформаторы Три Т 11 р, конденсатором Cl -через трансформатор Т Р· При этом
конденсатор С2 подзаряжается до напряжения Е/2. С момента времени, ког­
да транзистор VТЗ закрывается сигналом управления, а транзистор VT2 остает­
ся открытым, и до конца полупериода энергия конденсатором С2 передается в на­
грузку чере.з трансформатор Т нр и конденсатор Cl подзаряжается до напряжения
Е/2.
3.4 . МОДУЛЬНЫА ПРИНЦИП ПОВЫШЕНИЯ НАДЕЖНОСТИ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Для ИВЭП современных РЭА, как уже отмечалось, одним из основ­
ных требований является обеспечение высокой надежности получения электри­
ческой энергии требуемого качества при высоких энергетических и у дельных по
массе и объему показателей. Обеспечить надежность ИВЭП при выполнении этих
условий можно путем модульного принципа его построения, который представ.11я­
ет собой разделение принципиальной схемы ИВЭП на функциональные узлы исхо­
дя из условия возможности их резервирования и разбиение каждого узла на со­
ответствующее число основных N и резервных F меду лей, соединенных по вход-
81

ным и выходным цепям параллельно, как показано на рис. 3.14. Причем каждый
неисправный модуль исключается из набора и не оказывает влияния на ра­
боту остальных.
При модульном принципе повышения надежности необходимо решить зада­
чу оптималь~ого резервирования узлов ИВЭП, которая заключается в достиже­
нии заданнои надежности Рзад ИВЭП в течение заданного времени t0 при мин и­
мальном увеличении (уменьшении) одного из показателей W (например, массы,
объема, КПД, стоимости):
т
W= ~ (J)i(Ni+Fi)~min
i=1
или в достижении макси;.,1альной надежности при заданном показателе ИВЭП
W (Ni, fi) =Wзад;
Р (N i, Fi) ---+ max,
где i - номер функционального узла; (J)i - параметр модуля i-го узла.
Вероятность безотказной работы р ИВЭП с модульным принципом резерви­
рования (рис. 3.14) определяется согласно выражению [52].
тFi
.
р-п~Cj
N.+F. -j (1 )1
-
~ N.+F.Р.z
1
-Pi
•
i=lj=O
z
zi
где CNi+Fi = (Ni + Fi)!l(Ni + Fi - j)! j ! - биномиальный коэффициент;
j - число отказавших модулей; Pi - вероятность безотказной работы i-го мо­
дуля в течение времени t 0 •
Добавление к основным модулям N i резервного вызывает увеличение надеж­
ности функционального узла на значение Лрi, а также ухудшение показателя
узла, для оценки значения которого можно применить целевую функцию qi =
=
Лp/'Z(J)i(Ni)·
Для расчета оптимального модульного принципа резервирования ИВЭП на
основе выбранных целевых функций и ограничений целесообразно применить ме­
тод наискорейшего спуска, так как он требует значительно меньшего объема вы­
числений, чем, например, метод динамического программирования.
Результатом расчетов является число N основных и F резервных модулей для
каждого i-го участка резервирования, а также значения получаемой вероят­
ности и заданного показателя ИВЭП. На рис . .З.15 приведена схема резервирован­
Uc1
l
т llн
1
1
1
1
11
11
11
11
1
tGJftoi~R~
~tot~td~
1
11
11
11
11
1,
1
11
"
11
11
flV~VWJJ
Рис. 3.14
82
ного ИВЭП с бестрансформаторным входом с
указанием числа модулей в каждом узле при
условии r.о.Тiучения заданной надежности р
(5000)-0,9998 и минимальной массы для
ИВЭП, принципиальная схема которого при­
ведена на рис. 8.2.
Масса выпрямителя В будет наименьшей,
если каждый из девяти модулей выполнен по
мостовой схеме на диодах типа Кд 105Р с
ограничительным резистором R 0 = 18 Ом (см
рис. 2.7). Сетевой фильтр СФ представляет
собой параллельное соединение шести моду­
лей, состоящих из двух последовательно сое­
диненных конденсаторов.

l/r;
81Pf
llн
81Р8
Рис. 3.15
Резервированный регулирующий конвертор К включает восемь модулей,
каждый из которых состоит из полумостовой схемы инвертора со схемой усиле­
ния сигнала управления и высокочастотного выпрямителя. Выходной фильтр ВФ
имеет восемь модулей, состоящих из цепей последовательно соединенных двух
дросселей и двух конденсаторов. Резервированный и-:точник питания И П со­
стоит из пяти модулей. Устройство управления выполнено в виде отдельного мо­
дуля, повышение надежности которого обеспечивается путем резервирования от­
дельных элементов и широким применением интегральных схем.
Глава IV.
ТРЕБОВАНИЯ, СТРУКТУРА И ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
УЗЛЫ· УСТРОЙСТВ УПРАВЛЕНИЯ ИСТОЧНИКАМИ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
4.1 . ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К УСТРОЯСТВАМ
УПРАВЛЕНИЯ
Развитие силовой транзисторной электроники, началом ко­
торого можно считать появление первого (в оригинале измерительного
преобразователя постоянного напряжения, широко известного как «ге­
нератор Ройера» (1955 г.), привело к созданию большого класса тран­
зисторных преобразователей, мощности (как автогенераторных, так
и с внешним возбуждением или управлением). При этом количес~:во
широко используемых схем непосредственно преобразователей постоян­
ного напряжения - конверторов (К)
-
явно уступает разнообразию
существующих устройств управления последними. Объясняется это
вероятно, меньшим, относительно К, влиянием УУ на энергетические
и массогабаритные показатели ИВЭП в целом и отсутствием в литера­
туре достаточного освещения этого вопроса. Зачастую неоправданное
усложнение УУ служит причиной снижения надежности и ухудшения
технологичности изготовления и эксплуатации источников питания
РЭА.
83

Функаии УУ можно определить как регулирование (стабилизацию)
выходных параметров ИВЭП на заданном уровне и обеспечение безот­
казного функционирования в переходных и аварийных режимах путем
формирования импульсов напряжений, обеспечивающих качественное
управление мощными транзисторами ключевых ИВЭП.
Требования, предъявляемые к УУ низковольтных по входу (27 В)
ключевых ИВЭП, \1огут быть сформулированы следующим образом
1531: обеспечение двух полярного низковольтного сигнала управления
мощными транзисторами с минимальной длительностью фронта им­
пульса, требуемой амплитудой прямого тока базы и высоким значени­
ем обратного тока на этапе закрывания транзисторов; получение ли­
нейной регулировочI-:ой характеристики УУ в широком диапазоне из­
менения коэффициен":'а з аполнения импульсов управления О ~ ')' ~ 1;
отсутствие инерционности УУ; достижение минимальных потребляе­
мой мощности и габаритов УУ; наличие гальванической развязки меж­
ду источником питаниЕ УУ, управляющим входом и цепью управления
транзистором.
Кроме того, к УУ источников электропита!fия с бестрансформатор­
ным входом предъявляют дополнительные требования, связанные с не­
высокой устойчивостью высоковольтных транзисторов даже к кратко­
временным перегрузкам по мощности, которые в низковольтных (по
входу) источниках приводят к снижению КПД, в то время как ИВЭП с
бестрансформаторным входом становятся практически неработоспо­
собными. К требованиям, исключающим кратковременные перегрузки
по мощности, можно отнести следующие: исключение сквозных то1<ов
через мощные транзисторы в установившихся и переходных режимах,
для чего в УУ вводится гарантированная пауза (l'ma х < 1), либо ав­
томатическая задержка открывания транзистора на время рассасыва­
ния избыточного заряда в базе закрываемого; отсутствие подмагничи­
вания трансформатора инвертора в двухтактных схемах, для чего УУ
должно обеспечить минимум времени закрывания транзисторов и сим­
метрирование длительностей импульсов в смежные полупериоды либо,
как минимум, полное отсутствие собственной несимметрии, вносимой
УУ; исключение перегрузок по мощности из-за отсутствия работы тран­
зисторов в активной области при переходных режимах (открывание· и
закрывание), для чего УУ должно обеспечивать апериодический (без
перерегулирования) заряд конденсатора выходного фильтра за счет
введения цепочек «плавного пуска», изменяющих коэффициент заполне­
ния от у = О до у = Ун ом• и отключение УУ при питающих его напря­
жениях, меньших заданного значения [54); обеспечение быстродейст­
вующей защиты от перегрузок и аварийных режимов путем закрывания
транзисторов при токах коллектора, меньших допустимых, что предпо­
лагает использование транзисторов в виде ненасыщенных ключей либо
обязательное наличие индуктивностей, ограниивающих скорость на­
растания тока за время закрывания транзистора таким образом, чтобы
обеспечивалось условие 1кт~/ к доп·
84

4.2. КЛАССИФИКАUИЯ И СОСТАВ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
УЗЛОВ
Схема ИВЭП с бестрансформаторным входом может быть
сведена к структуре, изображенной на рис. 4.1, которая включает в се­
бя следующие функциональные узлы: источник питания устройства
управления ИПУУ; модулятор длительности импульсов МДИ; уст­
ройство защиты У3; логическую схему ЛС для объединения сигналов
МДН и УЗ; формирователь управляющего напряжения ФУН для мощ­
ных транзисторон конвертора; конвертор !( и фильтр Ф.
По спо :·.:'бу организации питания УУ источники питания можно
разделить на следующие: ИП УУ, подключенные непосредственно ко
входному напряжению и обеспечивающие питание УУ независимо от
наличия напряжения на выходе К как при Ин = О, Rн = О, так и при
fн =О, Rн-+оо; НПJ!У с запускающими цепочками, кратковремен­
но подключенными ко входному напряжению с последующим перехо­
дом на питание с выхода Ф либо от специальной обмотки трансформа­
тора К. Варианты исполнения ИПУУ подробно рассмотрены в сле­
дующем параграфе .
.Модул ятор длительности
импульсов формирует импульсную после­
довательность с заданным соотношением времени импульса к времени
паузы. В зависимости от выбранной схемы К могут использоваться сле­
дующие виды модуляции: фаза-импульсная модуляция (ФИМ); частот­
но-импульсная модуляция (ЧИМ); широтно-импульсная модуляция
(ШИМ). Сравнительный анализ способов модуляции с точки зрения ха­
рактеристик преобразователя напряжения дан в f 151. Здесь же рассмот­
рим варианты построения УУ для различных способов модуляции.
Схемы УУ с ФИМ, подробно рассмотренные в [531, наиболее эффек­
тивны для УУ однотактных регуляторов напряжения либо то­
ка, где требуемая относительная длительность открытого состоя­
ния ключа лежит в пределах О ~ у ~ 1.
Схемы УУ с ЧИМ наиболее просты, по-
скольку для К с индуктивностью в цепи
переменного тока наиболее просто обеспе­
чивается автогенераторный режим функ­
ционирования. Это исключает необходи­
мость в специальном ИПУУ, поскольку в
качестве последнего используется выход­
ное напряжение ИВЭП. Кроме того, подоб­
ные УУ не требуют устройства защиты от
перегрузок по току, так как эти функции
автоматически выполняются мощным пре­
образователем. Недостатком ИВЭП с ЧИМ
являются :греугольная форма тока в сило­
вой цепи и невозможность работы при
1н = О, что ограничивает мощность пре-
fy
Рис. 4.1
{/н
lн
85

образования и область их применения. Подробный анализ этих
устройств проведен в гл. VI.
Наиболее широкое применение нашли ключевые ИВЭП с ШИМ,
что объясняется их благоприятными характеристиками (при f -=-
-= const,
О ~ у ~ 1 ток нагрузки изменяется от О до / нmaJ· Вопросы построе­
ния модуляторов средствами интегральной схемотехники не представ­
ляют затруднений, поэтому ниже рассматриваются вопросы согласова­
ния ШИМ с входами мощных транзисторов. В подавляющем большин­
стве случаев в требования к ИВЭП входит обеспечение гальванической
развязки питающей сетн, к которой подключены транзисторы, и нагруз­
ки, связанной с усилителем сигнала рассогласования ШИМ. В качестве
развязывающего элемента, передающего импульсную информацию,
в настоящее время могут применяться оптроны либо трансформаторы.
Несомненными преимуществами оптронной развязки по сравнению с
трансформаторной являются ее технологичность, малые габариты и
возможность передавать любой импульсный сигнал в широком диапа­
зоне изменения необходимых для ИВЭП параметров (О< f < fmax
при О< у< 1), что определяет предпочтительность применения опт­
ронов в чисто информационных каналах устройств.
Однако для УУ важны также энергетические аспекты преобразова­
ния выходных сигналов ШИМ, питающихся от напряжений 15-30 В,
в импульсы тока управления мощных транзисторов с прямым падением
напряжения на переходах Ивэ ~ 1 В, что требует применения транс­
форматоров. Кроме того, для управления мостовыми и полумостовыми
схемами К, в которых эмиттеры транзисторов не имеют гальванической
связи, необходимы источники вспомогательных низких напряжений,
выполненных на основе автогенераторных схем преобразователя с вы­
сокочастотным трансформатором [41.
Поскольку в конечном счете избежать применения трансформато­
ров в УУ ИВЭП не удается, то представляет интерес разработка и ан а­
лиз таких схем УУ, в которых функции согласования и гальваничес­
кой развязки совмещены в трансформаторном узле формирователя уп­
равляющего напряжения (ФУН). Формирователем управляющего на­
пряжения назовем устройство, преобразующее выходной сигнал компа­
ратора ШИМ в управляющее мощными транзисторами напряжение
необходимой формы и мощности. В зависимости от способа построения
ИПУУ формирователи управляющих напряжений с внешним возбужде­
Iщем можно разделить на две большие группы: УУ на основе автогене­
раторного нерегулируемого преобразователя напряжения (АНПН) ма­
лой мощности, в которых АНПН подключается к сетевому напряжению
через балластный элемент и выпрямитель [541 - в этом случае АНПН
выполняет функции ИПУУ, задающего генератора и устройства галь­
ванической развязки; УУ на основе бестрансформаторного задающего
генератора (RС-релаксатора) - используется в тех случаях, когда
питание УУ осуществляется от уже имеющегося источника постоянного
напряжения, например выпрямителя после сетевого трансформатора
86

r
(50-400 Гц). Обзор и сравнительный анализ различных схем двух
групп формирователей даны в гл. VII.
Устройства защиты предназначены для исключения выхода из.
строя ИВЭП при увеличении тока нагрузки выше заданного значения
и выхода из строя нагрузки РЭА при нарушении функционирования
ИВЭП, т. е. при Иных> Ин.нам· Токовая защита ИВЭП может
осуществляться следующими способами: отключением К при f н >
> / нmах с самоблокировкой [501; отключением К на ограниченный ин­
тервал времени с последующим включением с использованием цепочки
плавного пуска [55); ограничением тока нагрузки на таком уровне в
режиме короткого замыкания, при котором выполнялось бы условие
fКm ~fКдоп(56·J
Устройство защиты нагрузки от перенапряжений дублирует ф1 Ш<;"-
ции стабилизатора выходного напряжения (Ин ~ Ин·ном). Наиоолее
просто и надежно устройство защиты выполняется в виде ти­
ристора, шунтирующего выход ИВЭП. В том случае когда неисправ­
ность возникла в цепи обратной связи регулирования напряжения, то
срабатывает защита по току, а когда в цепи передачи импульсного сиг­
нала (от ШИМ до входа мощных транзисторов), то после выхода из
.строя транзисторов сгорают плавкие предохранители.
4.3. ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
ДЛЯ УСТРОАСТВ ~'ПРАВЛЕНИЯ
Применение отдельного источника питания для УУ позволяет не­
зависимо от состояния силовой части (Rн = О или Rн -+ оо) контроли­
ровать процессы, происходящие как в питающей сети,так и в нагруз­
ке, что упрощает задачу построения надежного УУ, но в этом случае
появляется необходимость в маломощном источнике питания Ин =
= 30-50 В и Рн = 2-5 Вт от сети 220-380 В, 50 Гц. Использование
трансформаторов на низкой частоте приводит к неудовлетворительным
массогабаритным показателям и, кроме того, нарушает единство техно­
логии изготовления моточных узлов ИВЭП. Применение АНПН с пи­
танием от выпрямленного напряжения сети (Е = 342 В) на мощных
транзисторах (КТ809) приводит к использованию синхронизируемых
полумостовых схем преобразователей напряжения, в которых за счет
разброса времени закрывания транзисто-
ров длительности полупериодов и ампли-
,_,zoo ?
туды напряжений неидентичны, что
вносит дополнительную несимметрию RI
в УУ.
LEJ
Хорошие результаты дает включение
1 У!!
низковольтной (30-50 В) схемы АНПН
·на
маломощных высокочастотных тран­
зисторах (рис. 4.2) через балластный
Конденсатор С и выпрямитель VD к сети Рис. 4.2
87

переменного напряжения (50]. В этом случае при токах коллектора
0,05-0, 1 А транзисторов АН П Н удается получить симметричные пря­
моугольные И:'vlпульсы напряжения с длительностью фронтов 0,1 мкс.
Применение в качестве АНП Н схем с насыщающимся трансформато­
ром по ряду причин негативно сказывается на УУ в целом, поэтому не­
обходимы более сложные схемы преобразователей, обзору и сравни­
тельному аналнзу которых на различные мощности нагрузки посвяще­
на гл. V. Резистор R2 в схеме рис. 4.2 необходим для ограничения ток;1
через диоды VD при включении, а R1 - для разряда бумажного кон­
денсатора С в выключенном состоянии устройстна. Необходимую ем­
кость конденсатора С можно найти из выражения t26]
С -~ п! н/2wе (Е --Илнпн),
(4.l1
где fп, Имшн - потребляемый ток и входное напряжение АНПН:
Шс - круговая частота питающей сети; Е
-
амплитуда переменного
напряжения сети.
Очевидно, что минимум емкости конденсатора С при постоянной по­
требляемой мощности АНПН Рн = fнИ Анпн определится из выраженю1
(4. 1):
С:=._: лР 11 /2шс Илнпн (Е -Илнпн)I иАНПН = О,5Е = Cm111·
Глава V.
АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ НЕРЕГУЛИРУЕМЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Автогенераторные нерегулируемые преобразователи напря­
жения при работе в составе УУ выполняют следующие функции: фор­
мирование низкого (2-3 В) напряжения, необходимого для управле­
ния мощныrv1и транзисторами; образование пилообразного напряже­
ния для широтно-импульсного модулятора с гальванической развя~"­
кой от питающего напряжения; формирование постоянных напряжений
для питания элементов УУ, гальванически не связанных с питающи:v1
напряжением, с целью унификации УУ для преобразователей с различ­
ными входными и выходными параметрами.
Исходя из выполняемых функций к АНПН предъявляют следующие
требования: возможность питания от переменного либо выпрямленноrо
напряжения сети; выходная мощность 2-5 Вт; максимально возмож­
ная симметрия по полупериодам выходного напряжения (и1 = И2,
t1 = t2 ), поскольку из последнего формируется пилообразное напря­
жение, идентичность которого в смежные полупериоды существенно
влияет на КПД и надежность усилителя мощности; минимальная дли­
тельность фронтов для уменьшения пульсаций выпрямленного напря­
жения, питающего элементы УУ; минимум обмоточных элементов, что
88

приводит, как правило, к выполнению АНПН по схеме с насыщающим­
ся трансформатором.
Сравнительный анализ различных схем АНПН целесообразно про­
вести: по потерям в цепи управ.пения Р У• в которые входят затраты мощ­
ности на поддержание транзисторов в насыщенном состоянии, и в це­
пи, обеспечивающей запуск схемы 1571; по потерям, являющимся след-
ствием переключения транзисторов, зависящим от способа коммутации
последних.
5.1. АНАЛИЗ ПОТЕРЬ В ЦЕПИ ~'ПРАВЛЕНИЯ
А ВТОГЕНЕРАТОРНЫХ П РЕОБРАЗОВАТЕЛ ЕЯ
Для упрощения анализа потерь в цепи управления опреде~
лим относительную мощность потерь как Р* =-= Р ~-/Рп, где Рn =-= fк.Еу­
мощность преобразования; lк. -- коллекторный ток транзисторов;
Е..,. - ЭДС источника питания.
Для схемы Ройера с резистивным делителем в базовой цепи
(рис. 5.1, а) справедливо выражение
где k, --- И 6 / И Бэ - отношение напряжения базовой обмотки к на­
пряжению на эмиттерном переходе насыщенного транзистора; k 6 =-
= h 21 э/ Б/ 1к. --- коэффициент избыточности тока базы.
Сопротивление резистора R6 определяется пз условия насыщения
тран:зистора:
(5.2)
Сопротивление резистора Rсм найдем из условия равенства падения
напряжения на R 6 напряжению ИБэ при отключенных база-эмит­
терных переходах транзисторов:
Рис. 5.1
89

Подставив (5.2) и (5.3) в (5.1), получим
Р* =-:
k5 [ [Еу ИБЭ(ky-1))2+ kyИБЭ ].
h21э Еу (ky-1) (Еу-ИБэ)
Еу
(5.4)
Минимальные потери в цепи управления без \'чета тока смещения
определяются [231 при
kv =kу.опт =-
1
-
(1 + il 1-бу бБ),
(5.5}
.
бу
.
где б у = И6 ш11/ И6 шах - относительное изменение напряжения базо­
вой обмотки; Ов == ИБэ шin/ И БЭ та х _, относительное
изменение на­
пряжения база-эмиттерного перехода.
В УУ напряжение питания АНПН, как правило, предварительно
стабилизируется (Оу ~ 1), поэтому даже при 86 = 0,5, получен-
ном из (5.5), оптимальное значение ky.onт = 1,7.
С учетом тока смещения, рассматривая (5.4) как функцию k У• мож-
но показать, что существует минимум этой функции, т. е. для конкрет­
ного значения Е можно найти такое
(5.6)
при котором Р* минимально.
Уравнение (5.6) представлено графически на рис. 5.4, из которого
видно, что k;.опт всегда больше kУ.опт [см. (5.5)] и уже при Е :;:::::: 6 В
достигает предельного для большинства транзисторов значения, огра­
ниченного допустимым обратным (закрывающим) напряжением эмит-
терного перехода:
Ивэз =-=Ивэ (2ky- 1) ~ ИБэдоп
(5.7)
или
ky ~ (ИБэдап+ИБэ)/2ИБэ::=(5+0,8)/1,6:;:::::: 3,6.
Зависимости Р* (Е ,.) , соответствующие (5.4), показаны на рис. 5.4
(кривые а) при kБ = 1,2; h 21 u =--= 20; Ивэ = 0,8 В. Предельное значе-
ние
Р* (Еу) /Е-+оо =k5/h21э (ky-1).
Эффективность пусковой цепочки можно определить отношением
тока смещения к насыщающему базовому току. Для схемы на рис. 5.1,а
kсм=fcмllв =-= [Еу+ИБэ(ky- 1)]/(Еу - Ивэ)(ky- 1),изкото­
рого видно, что при kY =-= 2 ток fсм всегда больше /в.
В схеме без базового резистора (рис. 5.1, 6) весь базовый ток про-
текает через Rсм. Мощность Р У определится потерями на эмиттерном
переходе, в базовой обмотке и на Rсм:
[Еу-Ивэ (1-k )]2 kв Iк
Ру==·
у + h ·(ИБ+Ивэ).
Rсм
21Э
90

После преобразований получим
Р*= kБ (1+2kyсБЭ);
hz1э
Еу .1
(Б.8)
Р* (Еу) /Е--+оо = k5./h21 Э·
График выражения (5.8) как функции Е при тех же значениях kв,
h 2 1э, И вэ и ky = 0,5 показывает (кривая 6 на рис. 5.4), что схема
без базового резистора может быть эффективнее предыдущей при низ­
ких (2-10 В) значениях питающего напряжения. Причем если для
схемы на рис. 5.1, а з,начение ky ограничивалось сверху допустимым об­
ратным напряжением эмиттерного перехода (5. 7), то для данной схемы
kY ограничен снизу (Р* -+- Р* rnln при ky ~О) условиями надежного
закрывания транзистора (5. 7). Для кремниевых транзисторов ky ~ 0,5,
а для германиевых необходимо запирающее напряжение обратного зна­
ка, т. е. ky ~ 1-1,5. Коэффициент kсм всегда равен единице.
Рассмотренные схемы характеризуются большими потерями в uепи
смещения: Рем = (0,6-0,95) Ру, поскольку ток смещения выбирает.ся
не из соображений обеспечения минимально необходимого тока базы
по условиям самовозбуждения преобразователя, а по условию (5.3),
которое должно гарантировать приоткрытое состояние транзисторов
с учетом возможных разбросов и температурных уходов параметров
ЛИвэ, ЛRсм. ЛR5.
Анализ условий самовозбуждения АНПН l58] и экспериментальные
данные показывают, что устойчивое возбуждение наблюдается при токе
СМеЩеНИЯ базы /Бсм = kсмfБнас -= (0,05-0,01) /Бнас• ГДе /Бнас -
ток базы в режиме насыщения.
Рассмотрим схемы (рис. 5.2), обеспечивающие поступление всего
тока пусковой цепочки в базы транзисторов l59] за счет дополнитель­
ного диода в базовой цепи. Поскольку базовый ток замыкается через
дополнительный диод, потери в цепи базовой обмотки увеличиваются:
Ру =ИБэ ky kв /к/h21э-i (kсм kв fк/h21э) (Е +Ивэ);
Р* =(kв/h21э Е) [k)' Ивэ +kсм (Еу +ИБэ)];
(5.9)
Р* (Еу) /Е-+х =-kсм kв/h21э.
Графически выражение (5.9) в функции Е при тех же kБ, h 21э, U 53 ,
ky = 4 и kсм = 0,02 представлено на рис. 5.4 кривой в .
. Для
схемы на рис. 5.2, а базовый ток замыкается через диод VD,
обмотку w6 , резистор R6 и эмиттерный переход транзистора VT, при
этом напряжение базовой обмотки U6 = kуИвэ ~ 4Ивэ, а обратное
напряжение, приложенное к эмиттерному переходу закрытого транзис­
тора, в отличие от (5. 7) определится
Ивэз =Ивэ (1 -t -ky) ~ 5Ивэ.
(5.10)
91

Для схемы по рис. 5.2, б базовый ток замыкается через диод VD,
шунтирующий эмиттерный переход закрытого транзистора VT. При
этом напряжение базовой обмотки w 6 вдвое меньше, чем в предыдущей
схеме: И6 =-= k,-ИБэ ~ 2 U 63 , а обратное напряжение ИБэ з огра­
ничено прямым падением напряжения на открытом диоде ИБэ з =
=
ИБэ·
Мостовой вариант схемы с шунтирующими диодами [60] использует-
ся при повышенных напряжениях питания (рис. 5.2, в). Потери в цепи
смещения для схем с диодами в базовой цепи незначительны и состав­
ляют Рем= (0,05 - 0,15) Р" ~ 0.003 Рп, т. е. десятые доли процента
от мощности преобразования. При этом потери в цепи базовой обмотки
вдвое больше за счет дополнительного диода.
В отличие от рассмотренных схем пусковая цепочка может быть вы­
полнена управляемой во времени на транзисторах, при этом потери в
цепи базовой обмотки минимизируются условием (5.5). а потери в
цепи смещения уменьшаются за счет ограничения времени протекания
тока смещения. Импульсы тока смещения могут подаваться: в базу од­
ного из транзисторов преобразователя (61] от внешнего генератора ко­
ротких импульсов ГКИ (рис. 5.3, а); в базу одного из транзисторов от
источника тока смещения, отключаемого напряжением специальной
обмотки трансформатора АНПН после его возбуждения [62]; в базы
двух транзисторов от источника тока смещения при отсутствии напря­
жений на базовых обмотках (63], т. е. синхронно с коммутацией тран­
зисторов АНПН после его возбуждения (рис. 5.3, 6).
а)
Рис. 5.2
92

r
+Е
а)
lf)
Рис. 5.3
В схеме АНПН с «синхронной» цепочкой смещения пусковой тран­
зистор VT1 должен иметь сопротивление, удовлетворяющее условию
(5.3) для Rсм· После возбуждения преобразователя на база-эмиттерном
переходе vт1 появится запирающее напряжение ИБэ 3 = иб - Иvи ~
~ ИБэ (k.,,.
-
1) и потери в цепи смещения уменьшатся до
(5.11)
где h 21э п - коэффициент передачи тока пускового транзистора VT 1
С учетом (5.11) для относительной мощности потерь получим
k1·
Р*=
F
------
1121э 1121 э п(ky-l)
2 (1-ky\
ИБЭ ,
--------+
h21Эп(kу-1) Е
kyИБЭ].
+Е'
(5.12)
Р* (Еу) ]Е-ос =k5/h21э h21э п (ky --1).
Зависимость Р* (Е), соответствующая (5.12) и представленная кри­
войгнарис.5.4 при kБ~1,2; h21э=20; h21эп= 50; ИБэ==
= 0,8Виk""
· = 2, характеризует схему с «синхронной» цепочкой
смещения как наиболее эффективную с точки зрения минимума потерь
на управление. Для удобства сравнения основные параметры схем све­
денывтабл.5.1 при ИБэ-:--0,8В; h21э=20; Е=20В; kБ=1,2.
По стойкости к короткому замыканию нагрузки необходимо вы­
делить схемы с диодами в цепи базовой обмотки (kсм ~ 0,02) и с внеш­
ним генератором коротких импульсов, которые могут находиться в та-
93

Та()JIица 5.J
Схема на рис.
Параметр
5,1,а
5,1,а
5.1,б
5.2,и
5.2,б
5.3,6
(ky= 2) (kу=З) (ky=0,5) (ky=4)
( ky=2)
(ky=2)
Р;, %
7,2
4,36
6,24
1 ,08
] ,08
0,61
Рсмf Ру, %
94
84
94
12
12
21
Uб, В
1,6
2,4
0,4
3,2
1 'f)
1,6
UБЭЗ•В
2,4
4
о
4
0,8
2,4
ком режиме длительное время, если мощность, рассеиваемая на кол­
лекторе, меньше допустимой:
Рк=kсмh21э/БЕ< Ркдоп·
(5.13)
Выполнение условия (5.13) для схем рис. 5.1, 5.3, 6 (/см;::::; /в нас)
снижает возможную мощность преобразования по сравнению со схе­
мами рис. 5.2, 5.3, а в 20-100 раз. На практике чаще используют
отключение АНПН от источника питания при возникновении пере­
грузки.
в заключение необходимо отметить, что пусковые цепочки рассмат­
ривались из условий «мягкого» самовозбуждения, т.е. при сколь угод­
но медленном нарастании питающего напряжения при включении.
Шунтирование пускового резистора конденсатором повышает эффек­
тивность пусковой цепочки при наличии гарантированной скорости на-
о
Рис. 5.4
94
24б810!Ztlf16~В
растания питающего напряже­
ния, однако исключает возбуж­
дение АНПН после срыва авто­
колебаний по какой-либо при­
чине при Е = const. Не учиты­
валось также влияние обратного
тока коллектора, который для
схем рис. 5.2 полностью исклю­
чает необходимость в пусковом
резисторе при использовании
германиевых транзисторов, од­
нако его явно недостаточно для
возбуждения кремниевых тран­
зисторов. Например, для КТ608А
при /к = 0,2 А ток смещения
fсм ~ 0,02 lкlh21э = 200 мкА,
а fко ~ 10 мкА, кроме того, ми­
нимальный параметр / ко не рег­
ламентируется.

5.2 . АНАЛИЗ СПОСОБОВ КОММУТАЦИИ ТРАНЗИСТОРОВ
В АВТОГЕНЕРАТОРНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ
Схемы на рис. 5.1 являются вариантами генератора Ройера,
т. е. магнитно-транзисторными преобразователями с насыщающимся
трансформатором, который одновременно выполняет функцию время­
задающего элемента. Период коммутации или время перемагничи­
вания магнитопровода от значения индукции - Bs до + Bs и обратно
определяется выражением
где wк - число витков коллекторной обмотки; И
-
напряжение,
приложенное к первичной обмотке с числом витков Wн, В; s - сечение
магнитопровода, см 2 ; Bs - индукция насыщения магнитопровода, Тл.
Период Т состоит из двух этапов: сравнительно медленного электро­
магнитного процесса, в течение которого один из транзисторов открыт
и насыщен, а магнитопровод трансформатора перемагничивается от
уровня индукции - В" до + Bs или обратно; быстрого процесса, в те­
чение которого происходят рассасывание избыточных носителей в об­
ласти базы закрываемого транзистора, переход транзистора в актив­
ную область, его закрывание и смена полярности на обмотках транс­
форматора, при этом уровень индукции магнитопровода находится в
окрестностях точки Вs.
На первом этапе один из транзисторов открыт и насыщен напряже­
нием базовой обмотки U6 , а ток коллектора состоит из приведенного
тока нагрузки и тока намагничивания магнитопровода iк = !~ +
+ /Б + iμ. Для схем АНПН с насыщающимся трансформатором
(рис. 5.1) этап быстрых процессов начинается сразу с перехода открыто­
го транзистора в активную область, т. е. время рассасывания избыточ­
ных носителей принципиально равно нулю, поскольку закрывание
транзистора начинается не за счет уменьшения или изменения поляр­
ности базового тока, а за счет роста тока намагничивания до iμ =
1
= h21Э/Б- /~- /Б.
Таким образом, начало быстрых процессов можно зафиксировать
точкой перехода открытого транзистора из насыщенного состояния в ак­
тивную область, после чего начинается формирование спада напряже­
ния на обмотках трансформатора, в том числе и UБ. Однако уменьше­
ния разности потенциалов Ивэ при этом в схемах рис. 5.2 не наблюда­
ется, а ток коллектора продолжает возрастать до момента, при котором
напряжение на коллекторных обмотках уменьшается до (0,4-0,3) Е ~··
Далее рост коллекторного тока прекращается, однако лавинообразный
процесс его уменьшения начинается только при достижении напряже­
нием на обмотках уровня, близкого к нулевому. Напряжение на базе
к началу лавинообразного процесса примерно в 1,2 раза выше, чем на
первом этапе, что при отсутствии (значительном уменьшении) напряже-
95

ния на базовой обмотке говорит о «внутреннем» источнике по1юлнения
заряда в базе транзистора . Анализ этого явления для бездрейфовых
мощных германиевых тран з исторов [251 показал практически линей­
ную зав11симость коэффициента kм превышения коллекторным током
значения h"!. 1 э f Б от питающего напряжения, что обусловлено наличием
у таких транзисторов «пассивной» области базы и эффектом моду­
ляции толщины «активной» области базы при з акрывании транзистора.
На рис. 5.5 приведены эпюры токов и напряжений медленных про­
цессов в схемах рис. 5. 1
-
(а), рис. 5.8
-
(6), рис. 5.10 - (в) и быст­
рых процессов в схеме рис. 5.2 , 6 без конденсатора - (г) и с конденса ­
тором -- (д).
Для схемы рис. 5.2, б при исполь з овании дрейфовых высокочастот­
ных транзисторов средней мощности типа 2Т630Б из рис. 5.5, г видно.
что после выхода открытого транзистора в активную область (Икэ > 2В)
коллекторный ток (iн) успевает достичь значения kмh 21 :) Б, где kм ~
~ 1,3-1,5. Причинами этого эффекта для дрейфовых транзисторов в
схемах с диодами в базовой цепи, для которых kсм ~ 0,02, являются
отрицательная обратная связь (ООС) через емкость коллекторного
i-
Iкmmcrxl J
~-
.
v
rfI( 1
I~ Iкт
•
'
н
-
t
'
~
""
-
t
Uw
_,.
-
а)
!)
UL
1
fк
1
-
1\
-
IкmJ 1v
'
""J0,1A t
о
_v
1
llкэ
-
--
108
-
-
·-
t-:
(/,fMKC
-
11
v\ri'
г)
~)
Рис. 5.5
96

перехода и отсутствие сопротивления между базой и эмиттерами, до­
статочного для быстрой утечки зарядов, поступающих через указан­
ную емкость в базу. Уменьшить kм можно введением конденсатора С
(показан штриховой линией на рис. 5.2, 6), который «привязывает»
среднюю точку базовых обмоток к нулевому уровню,при этом kм будет
иметь такое же значение, как и для схемы на рис. 5.1, а (диаграммы на
рис. 5.5, д).
Для того чтобы коллекторный ток транзистора не превышал пре­
дельного допустимого значения, базовый ток не должен быть больше
1Б ~1к т тах hнс..1 mах kм, где /к т ша" -- максимально допустимый
импульсный ток коллектора.
Следовательно, номинальный ток коллектора не может быть более
чем
fк ном=-= fн < (О,5-~О,Т) fк т minlkм h21 Э max ~ f кт max/8.
(5.14)
Коэффициент О ,5-0.7 необходим для обеспечения надежного насыще­
ния транзистора при передаче энергии в нагрузку на этапе медленных
процессов. Исходя из (5.14) можно сделать вывод, что применение схем
(рис. 5.1, 5.2) вызывает значительное недоиспользование транзисторов
по току коллектора либо вынуждает подбирать транзисторы с близки­
ми коэффициентами передачи, что неприемлемо в большинстве случаев.
Кроме того, при использовании в схеме АНПН транзисторов с сущест­
венно от"111чающимися коэффициентами h 21э форма напряжения на об­
мотках трансформатора в смежные полупериоды оказывается неиден­
тичной, что также не соответствует требованиям, предъявляемым к рас­
сматриваемым преобразователям.
Исключить нарастание тока после выхода транзистора из насыще­
ния (kм ~ 1) и тем самым уменьшить амплитуду тока коллектора и дли­
тельность фронта напряжения на обмотках трансформатора позволяе1'
форсирование процесса изменения базового тока при насыщении маг­
нитопровода.
Если сигналом к переключению считать какое-либо граничное
значение скорости изменения коллекторного тока diк/Jt, то введе­
ние линейной индуктивности в цепь эмиттеров позволяет получить
запирающий базовый ток еще до выхода транзисторов из насыще­
ния [4, рис. 3.6]. Дроссель L шунтируется стабилитроном (рис. 5.6)
с напряжением стабилизации И L = Ldiк/dt =И ст< И Бэ nоп для ис­
ключения пробоя эмиттерного перехода.
При использовании высокочастотных транзисторов с малым
временем рассасывания избыточного заряда (tp= 10-50 нс) дан­
ная схема позволяет получить симметричные импульсы тока кол­
лектора и напряжения на обмотках, при этом / кт~ ( 1,2-1,5) / ~,
что выгодно отличает последнюю от рассмотренных ранее. Следует
отметить, однако, что область применения устройства ограничена
4 Зак. 1779
97

нагрузками по постоянному потребляемому току либо возможно­
стью установки сглаживающего фильтра между импульсной на­
грузкой и AHПI-I для исключения ложных переключений при скач­
ках тока коллектора, которые, как будет показано далее, принци­
шrально имеют мсс:то в УУ на этапе медленных процессов в АНПН.
В схеме по рис. 5.7, а сигналом к переключению служит измене­
ние напряжения И кэ при выходе транзистора VT2 из насыщения
(64]. Закрывающий базовый ток / 53 в на чале процесса переключе­
ния можно определить из выражения
dИкэ
1Бз-=fк1 - -1Б2=--fi '21'-11 С--
-
~
d!
kБ 1кт
11 '21 Э2
где 1к1, 1ы - кол.лекторн ый и базовый токи транзисторов VT1 и
~1 т2 соответственно h21э1, h21э 2 ·- --
коэффициенты передачи транзис­
торов VT 1 и VT2.
Максимально возможный коллекторный ток определится выраже­
нием (5.14): при k м ==-
1fкт = (4-6)!~.
Для защиты от пробоя обратным напряжением эмиттерные перехо­
ды запирающих транзисторов шунтированы диодами. Данная схема до­
пускает броски тока нагрузки, не превышающие / ~, однако амплитуда
тока коллектора зависит от коэффициента передачи тока h 21 э исполь­
зуемого транзистора. Положительным качеством устройства являются
также значительно уменьшенные динамические потери в мощных тран­
зисторах за счет шунтирования переходов конденсаторами С.
Фиксация амплитуды тока коллектора на заданном уровне lкт ~
~ (1,2-1,5) /~ позволяет: максимально использовать тршл11r·тры по
току; повысить КПД за счет уменьшения коммутационных потерь; зна­
чительно уменьшить излучение помех бросками тока за счет ограниче­
ния его амплитуды; получить строго симметричные по полупериодам
импульсы напряжения и тока, что необходимо для УУ.
В схеме АНПН рис. 5. 7, б ограничение тока осуществляется фикса­
цией потенциала базы на уровне, определяемом прямым падением на-
-
Рис. 5.6
98
Рис. 5.7
а)
oJ

Рщ:. 5.8
Рис. 5.9
11рнженин на двух последовательно соединенных открытых диодах /651.
До насыщенин магнитопровода трансформатора базовый ток открытого
транзистора, например VT 1, протекает по контуру: базовая обмотка
w6 - эмиттерный переход VT 1 -- шунтирующий диод VD4 и базовый
резистор R6 . С увеличением тока iμ растет падение напряжения на
датчике тока R1 и при достижении потенциала эмиттеров VT 1 и VT2
уровня <рэ ~.'с (!Б ;_.
/~_!__ iμ) R1 --'
2И0 - ИБэVТJ, где И0 - напря­
жение отпирания на аппроксимированной вольт-амперной характерис­
тике диода (И0 ~ 0,5 В для кремниевых транзисторов), базовый ток
начинает ответвляться в диоды VD2 и VD5, замыкаясь по контуру: об­
мотка w6 - диоды VD2, VD5 - датчик тока R1 -- диод VD4 и базо­
вый резистор R6 . Таким образом, в данной схеме одновременно с рос­
том коллекторного тока при достижении последним порогового значе­
ния
(5.15)
начинается уменьшение тока базы открытого транзистора при еще
неизменном напряжении базовой обмотки И6 . Лавинообразный про­
цесс переключения начинается сразу после рассасывания избыточного
заряда в базе открытого транзистора 11ри выходе последнего в активную
область. Интервал времени от начала уменьшения базового тока до фор­
мирования фронта напряжения определить довольно сложно, так как
закон изменения базового тока зависит от формы вольт-амперных ха­
рактеристик шунтирующих диодов и скорости изменения тока i 1t. т. е.
формы петли перемагничивания магнитопровода. На указанном ин­
тервале продолжается неконтролируемое увеличение коллекторного
тока от значения, 011ределяемого выражением (Б.15).
Более строгую фиксацию ам11литуды тока коллектора 1661 позволнет
получить схема рис. 5.8. в которой в качестве формирователей закры­
вающего тока использованы шунтирующие транзисторы VT2 н ~1 ТЗ,
а датчик тока R1 с пороговым устройством VT 1 включен в цень плюсо­
вого вывода питания устройства. Неконтролируемое увеличение кол­
лекторного тока в данной схеме значительно меньше, поскольку ско­
рость изменения закрывающего тока базы на интервале рассасывания
4*
99

избыточного заряда приблизительно в (h 21э) 2 раз выше аналогичного
параметра для схемы рис. 5. 7, 6.
Наиболее просто выглядит схема АНПН с фиксацией амплитуды
коллекторного тока и насыщающимся трансформатором, если датчики
тока включены в цепь эмиттеров мощных транзисторов (рис. 5.9). За­
крывание последних осуществляется шунтирующими транзисторами
при фиксированном значении lкт• а протекание насыщающего базового
тока осуществляется по контуру: базовая обмотка ·- эм и т т е р н ы й
пере­
ход открытого транзистора VT 1 - датчик тока R1 - шунтирующий
транзистор в инверсном включении VТЗ и базовый резистор R 6 . Дан­
ная схема наиболее полно отвечает требованиям минимума потерь на
управление (kсм ~ 0,02, как у схем рис. 5.2) и минимума коммутацион­
ных потерь с фиксацией значения lкт·
5.3. СИНХРОНИЗИРУЕМЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Рассмотренные схемы АНПН (рис. 5.8. и 5.9) вполне удов­
летворяют требованиям, изложенным в начале параграфа для мощно­
стей 2-5 Вт. Необходимость в АНПН большей мощности для питания
УУ ИВЭП с бестрансформаторным входом встречается довольно ред­
ко, однако автогенераторные преобразователи могут использоваться в
многоканальных ИВЭП в качестве преобразователей уровня выходного
напряжения основного канала. При этом мощность АНПН может дохо­
дить до 30-60 % от всей преобразуемой мощности (см. пример§ 8.3),
что составляет 20-60 Вт при токах коллектора в единицы ампер. Мощ­
ные транзисторы, используемые в подобных преобразователях (2Т908,
2Т818, 2Т819), по сравнению с маломощными высокочастотными
(2Т630, 2Т608) обладают значительно б6льшим временем рассасывания
избыточного заряда в области базы, составляющим уже единицы
микросекунд.
Применение схем с фиксацией тока lкт на заданном уровне
(рис. 5. 7-5.9) в этом диапазоне мощностей приводит к снижению
КПД, надежности и значительному увеличению уровня генерируемых
помех по следующим причинам: при длительности интервала неконтро­
.1ируемого увеличения тока 1-3 мкс на частотах около 20 кГц магни­
топровод трансформатора к моменту выхода транзистора в активную
область оказывается в режиме глубокого насыщения, при этом ток кол­
лектора может достигать
1 __..
11
21Эmах k ,
Кт~
Б /~,
112LЭmin
(5.16)
что в 3- 5 раз превышает номинальное значение /~ом; с увеличением
мощности преобразования растут потери в резистивном датчике тока
Rr. Кроме того, в интервале tp происходит «завал» фронтов напряжения,
100

поскольку напряжение на обмотках Иш = Е - (/~ + /Б + iμ) Х
Х R 1 - Ик нас• что вызывает необходимость увеличения емкости вы­
ходного фильтра АНПН.
Для исключения заметного роста тока намагничивания к началу
коммутационных процессов в качестве времязадающего элемента ис­
пользуют не трансформатор преобразователя, а внешние цепи. При
этом материал магнитопровода перемагничивается не по предельной
петле гистерезиса, а по частному циклу с Вт< В1" а значение Вт
может быть выбрано из условий оптимизации трансформатора.
Автогенераторные нерегулируемые преобразователи напряжения
с ненасыщающимся трансформатором могут работать в режиме несим­
метричного перемагничивзния последнего из-за неидентичности пара­
метров полупроводниковых элементов, таких как время рассасывания
избыточного заряда и связанное с этим неуправляемое увеличение дли­
тельности полупериодов и прямые падения напряжений на транзисто­
рах и диодах выпрямителя. Это приводит к тому, что первичная обмот­
ка трансформатора в течение периода подключается к разным напря­
жениям в неодинаковые промежутки времени (см. гл. II).
-
Синхронизация АНПН от R(:-цепочки. Конструктивно наиболее
просто выглядят времязадающие RС-цепочки, не требующие дополни­
тельных моточных элементов. Такие преобразователи содержат после­
довательную RС-цепочку с пороговым устройством, подключенным па­
раллельно конденсатору [671. При достижении напряжением на кон­
денсаторе заданного уровня пороговое устройство срабатывает и зак­
рывает мощный транзистор. Поскольку в каждом плече АНПН исполь­
зуются сво)i RС-цепочки и пороговое устройство в виде базо-эмиттер­
ного перехода шунтирующего (закрывающего) транзистора, разброс
параметров последних приводит к существенному различию времен­
ных интервалов. При этом в тот полупериод, длительность которого бы­
ла бы больше, схема переключается за счет насыщения магнитопровод -
трансформатора аналогично устройствам на рис. 5.1, т. е. преимущест­
ва внешней синхронизации теряются. В том случае если используется
одна RС-цепочка с пороговым устройством на оба плеча АНПН
(рис. 5.10), разброс параметров элементов R, С, И пор приводит лишь
к изменению частоты преобразования, а степень подмагничивания маг­
нитопровода зависит только от различия в прямых падениях напряже­
ний на открытых транзисторах Ик нас и времени рассасывания заряда в
базах транзисторов.
Возбуждение преобразователя осуществляется через пусковой ре­
зистор Rсм• а коммутация транзисторов- подачей запирающего потен­
циала к базам двух транзисторов одновременно при достижении напря­
жением на конденсаторе времязадающей RС-цепочки порогового зна­
чения открывания однопереходного транзистора, которое составляет
приблизительно половину напряжения питания Е. Напряжение на кон­
денсаторе С изменяется по закону Ис = Е у (1 - e-t/RC). Подставляя
ис = 0,5 Е, получаем длительность полупериода fи ~ 0,7 RC.
101

Отсюда видно, что частота преобразования не зависит от питающего на­
пряжения. Длительность импульса, разряжающего конденсатор С.
регулируется сопротивлением резистора RG, а закрывающий ток при
необходимости можно ограничить шунтированием диодов VD 1 - VD4
резистором RЗ, как показано на рис. 5.10.
В том случае если длительность импульса закрывающего тока, про ­
текающего через диоды VD 1 - VD4, больше суммы времени рассасыва­
ния и времени возврата в источник реактивной энергии, накопленной
в 11ндуктивности трансформатора, в выходном напряжении АНПН бу­
дет наблюдаться пауза, вызванная задержкой открывания ранее закры­
того транзистора. Вместо однопереходного транзистора может быть
использован ключевой транзистор, управляемый от внешнего генерато­
ра коротких импульсов (ГКИ). Параметры RС-цепочки в этом случае
выбирают из условий обеспечения эффективного закрывания мощных
транзисторов.
Синхронизация АНПН от насыщающегося магнитного элемента.
В рассмотренных устройствах применялся один моточный элемент - -
трансформатор АНПН. При использовании дополнительных моточных
элементов возможны следующие варианты синхронизации:
1) внешнее возбуждение от маломощного АНПН;
2) возбуждение и коммутация через насыщающийся трансформатор
напряжения, тока или одновременно напряжения и тока [4J;
3) возбуждение через базовые обмотки ПОС, а запирание через:
а) насыщающийся дроссель, б) резонансную LС-цепочку с линейной
индуктивностью 1231, в) транзисторную ключевую схему по сигналу
магнитного пояса 141 либо датчика тока намагничивания f68J, кото­
рые реагируют на магнитное состояние магнитопровода.
Устройства по пп.1,2 достаточно сложны и, кроме того, склонны к
поднасыщению силового трансформатора ввиду зависимости тока под­
магничивания от большого числа факторов [25]. Эффективность уст­
ройств по п.3 6) ограничена малыми мощностями из-за излишних
rютерь за счет синусоидальности базового тока и отсутств11я форсиро-
Рщ:. 5 .10
102
+Е
Рис. 5.11
о

ванного закрывания мощных транзисторов. Схемы АНПН по п .3 в)
структурно содержат в себе датчик тока намагничивания, пороговое
устройство и устройство форсированного закрывания, при этом во время
рассасывания избыточного заряда продолжается рост тока iμ, как и в
схемах на рис. 5.7 -5 .9, с той лишь разницей, что глубина насыщения
магнитопровода здесь жестко фиксирована и мало зависит от измене­
ний тока нагрузки в широком диапазоне (см. гл. III).
Наиболее просто выглядят устройства с нелинейным насыщающим­
ся дросселем, который при частоте преобразования АНПН 20--50 кГц
содержит два-три десятка витков на ферритовом кольце с внешним ди­
аметром 5 или 7 мм. Наименьшее поднасыщение магнитопровода про­
исходит в схеме r69] с разделенной обмоткой дросселя (рис. 5.11 ).
Предположим, открыт и насыщен транзистор VT 1. Дроссель перемаг­
ничивается суммарным напряжением базовых обмоток трансформатора,
причем в цепи тока намагничивания дросселя находится лишь резис­
тор R, включенный в разрыв полуобмоток, имеющих одинаковые чис­
ла витков и, следовательно, равные падения напряжений. Потенциалы
выводов резистора R относительно эмиттеров транзисторов составят по­
ловину произведения намагничивающего тока на сопротивление резис­
тора R. Это значение не должно превышать разности между прямым па­
дением напряжения на диоде VD 1 и на база-эмиттерном переходе тран­
зистора VT 1 (при необходимости включаются последовательно два дио­
да). Следовательно, диод VD 1 на этапе перемагничивания дросселя
закрыт и ток через него не идет. Диод VD2 также закрыт напряже­
нием базовой обмотки трансформатора. При насыщении магнитопрово­
да дросселя отрицательное напряжение базовой обмотки через диод
VD 1 прикладывается к базе открытого транзистора, осуществляя фор­
сированное закрывание последнего. Закрывающий ток базы ограничен
в основном внутренним сопротивлением базы транзистора, а коллекто­
ный ток увеличивается на этапе рассасывания избыточного заряда не­
значительно, поскольку ток в контуре базовых обмоток ограничен со-
. противлениями
резисторов R6 и R.
Напряжения, перемагничивающие трансформатор и дроссель,
связаны следующим соотношением: UL = Иw 2wc"ilwп, где Иw ,
.
к
к
ИL - напряжения, прикладываемые к коллекторным обмоткам транс-
форматора и к дросселю соответственно; W 8 , w 6
-
числа витков кол­
лекторной и базовой обмоток. Поскольку дроссель перемагничивается
по полной симметричной петле гистерезиса, размах индукции в транс­
форматоре будет тоже симметричным, так как напряжения, перемаг­
ничивающие трансформатор и дроссель, связаны через постоянный ко­
эффициент. Это положение справедливо, если время действия указан­
ных напряжений одинаково, т. е. для данной схемы время закрывания
транзисторов равно нулю. В реальной схеме цикл перемагничивания
будет симметричным, если время закрывания транзисторов много
меньше периода выходного напряжения преобразователя, причем сим-
103

метрия схемы сохраняется как при плавных, так и при скачкообразных
токах нагрузки.
При мало изменяющемся питающем напряжении и использованш1
uусковой цепочки в виде ГКИ l 61 I потери на управление в данном уст­
ройстве минимальны (кривая г на рис. 5.4) даже по сравнению с преоб­
разователями, содержащими трансформатор тока, поскольку в послед­
них для обеспечения форсированного закрывания транзисторов в цепь
базовой обмотки вводят один или два диода, шунтированных конденса­
тором f4].
Более просто выглядит схема АНПН с «мягким» запуском 1701.
однако в ней удвоены потери на управление по сравнению с предыдущей
(кривая В на рис. 5.4) . При подаче питающего напряжения на вход пре­
образователя (рис. 5.12, а) начинает протекать ток по цепи резистор
R,.м - базовая обмотка·- базовые резисторы R6 и база-эмиттерные
переходы мощных транзисторов VT 1, VT2. Как видно из схемы, тоr:
смещения, никуда не ответвляясь, полностью протекает через перехо­
ды мощных транзисторов . И, следовательно, сопротивление резистора
Rc~1 определяется только током смещения базы из условий возникно­
вения устойчивых колебаний (kсм ~ 0,02). Для минимизации тока сме­
щения целесообразно rrодключать пусковой резистор Rсм к среднем~
выводу базовой обмотки . После запуска схемы насыщается мощный
транзистор VT 1, базовый ток которого протекает по цепи базовый ре­
зистор R61 - - база-эмиттерный переход VT 1 - диод VD2 - базо­
вый резистор R62 и базовая обмотка трансформатора. Обмотки комму­
тирующего дросселя L подключены непосредственно к выводам обмотки
обратной связи трансформатора через ограничительный резистор, что
создает условия для симметричного перемагничивания последнего.
После насыщения коммутирующего дросселя база открытого транзисто­
ра подключается к минусовому (в этот момент) выводу базовой обмотки
через диод VDЗ.
а)
oJ
Рис . 5.12
104

Эквивалентная схема базовой цепи на этапе рассасывания избыточ­
ного заряда (рис. 5.12, 6) показывает, что при отсутствии емкости С
нет контура для протекания закрывающего базового тока, поэтому про­
цесс закрывания затягивается. Для форсирования закрывания служит
емкость С6 , которая на интервале tp «Привязывает» потенциал средней
точки базовых обмоток к нулю напряжения питания, формируя отри­
цательный потенциал на базе закрываемого транзистора. Заряжаясь.
закрывающим током базы, емкость С6 к концу интервала tp «приподни­
мает» потенциал вывода средней точки базовых обмоток до уровня 1-2В,
что способствует устойчивому открыванию ранее закрытого транзис­
тора и создает возможность работы при больших выходной мощности
(100 Вт) и емкостной нагрузке.
ГлаваVI.
АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ СТАБИЛИЗИРУЮЩИЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Автогенераторные преобразователи напряжения со стабили­
зацией выходных параметров (ток, напряжение, мощность) могли ока­
заться весьма эффективными для бестрансформаторных ИВЭП за счет
предельной простоты устройства.
При работе транзисторов в ключевом режиме регулирование вход­
ных параметров преобразователя напряжения (ПН) возможно следую­
щими путями: модуляцией относительной длительности открытого со­
стояния ключей у, что вызывает необходимость применения LС-фильт-
1
•
ров в отличие от АНПН, в которых принципально необходим лишь С-
фильтр; модуляцией частоты преобразования с введением в цепь пере­
менного тока ПН частотно-зависимого элемента, например линейной
индуктивности; модуляцией частоты преобразования при переменном
значении относительной длительности у.
6.1 . ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПР.ЯЖЕНИЯ С МОДУЛЯЦИЕА
ОТНОСИТЕЛЬНОА ДЛИТЕЛЬНОСТИ ОТКРЫТОГО
СОСТОЯНИЯ КЛЮЧЕА
Наиболее просто выходное напряжение либо ток ПН с модуляцией от­
носительной длительности можно регулировать введением в цепь питания допол­
нительного ключа [71), функционирующего по закону, определяемому устрой­
ством управления (рис. 6.1). Частота коммутации ключа VT 1 может быть
равна двойной частоте преобразователя (коммутация в каждый полупериод) ли­
бо быть меньше ее, однако в последнем случае увеличиваются минимально необ­
ходимые габариты LС-фильтроir. При напряжении на выходе устройства, мень­
шем номинального, ключ VT 1 открыт и ПН переключается в автоколебательном
режиме. При Ин =-= Ин. ном устройство управления формирует запирающие им­
пульсы длительностью tп, при этом выходное напряжение (без учета потерь в
элементах ПН для режима непрерывных токов дросселя) определится как Ин ='
105

= уЕ. Поскольку входное напряжение автогенераторного преобразователя изме ­
няется скачкообразно в моменты коммутации VT 1, пусковая цепочка может быть
исполнена в виде конденсатора небольшой емкости, который совместно с VT 1
выполняет функции пускового генератора коротких импульсов (ГКИ), а цепи уп­
равления собирают по схеме с минимальными потерями (см. рис. 5.3).
Более высоким КПД обладает схема на рис. 6.2, в которой функции регулиро­
вания и преобразования совмещены и выполняются мощными транзисторами ПН,
управление которыми осуществляется от У У через вспомогате.1Jьные транзисторы
VТЗ и VT4. Во время паузы последние открыты, шунтирут управляющие перехо­
ды VT 1, VT2 и замыкают на шину питания пусковой ток цепочки смеще­
ния. В начале интервала передачи энергии в нагрузку транзисторы VТЗ и VT4
закрываются от УУ, пусковой ток поступает в базы мощных транзисторов и ПН
возбуждается. В качестве УУ может быть использован ШИМ с собственным RС­
задающим генератором. В этом случае автогенераторный стабилизирующий пре­
образователь напряжения (АСПН) собирают из АНПН простым добавлением к
последнему широтно-импульсного модулятора, управляющего маломощными
шунтирующими транзисторами (VТЗ, VT4,) и введением индуктивности в сг.па­
живающий фильтр. Таким образом, АСПН (рис. 6.2) в переходных режимах
(пуск, скачкообразные изменения или короткое замыкание нагрузки) работает
к~к АНПН с насыщающимся трансформатором со всеми вытекающими отсюда по­
следствиями (см. § 5.3), а в режиме стабилизации - как усилитель мощности с
внешним запиранием, но с самовозбуждением.
Сопротивление резистора R см выбирают с учетом характера и сопротив­
ления нагрузки таким образом, чтобы задержка открывания мощного тран з исто­
ра после закрывания соответствующего ему шунтирующего транзистора от У У
не составляла заметной части полупериода коммутации. Известно, что при рабо­
те на выпрямитель с фильтром, на входе которого стоит индуктивность, расса­
сывание избыточного заряда в закрываемом диоде выпрямителя осуществляется
только за счет коллекторного тока открываемого транзистора,' работающего в
этом интервале времени практически на короткое замыкание. Кроме того, для
выпрямителя, собранного по схеме со средней точкой (рис. 6.2), во время паузы
суммарный магнитный поток в магнитопроводе трансформатора равен нулю (то­
ки полуобмоток равны и встречно направлены) и существует такой граничный
ток смещения, при котором преобразователь уже не возбуждается, т. е. наблю­
дается периодический срыв автоколебаний, что вынуждает увеличивать пусковой
ток смещения . Рассмотренные эффекты приводят к значительному росту потерь с
повышением выходной мощности АСПН, поэтому в зависимости от питающего
и выходного напряжений мощность нагрузки для таких схем ограничена еди­
ницами ватт.
Представленные на рис. 6.1 . и 6.2 АСПН не имеют гальванической развязки
входных и выходных цепей, поэтому область их применения ограничена устройст­
вами, у которых выходные напряжения значительно отличаются от входного, т. е.
Рис. 6.1
106
+Е
Рис. 6.2

-гам, где прю1енение трансформации
уровня питающего напряжения при­
водит к уменьшению коллектор но го
тока и, следовательно, к повышению
КПД.
На рис. 6.3 представлена одно­
трансформаторная схема АСПН с
гальванической развязкой входных и
выходных цепей [ 72, 731. Возбужде-
ние преобразователя осуществляется р 6 а
ис. ),,)
через пусковой реJистор Rсм и базо-
вые обмотки ПОС, а формирование
паузы, т. е. закрывание мощных транзисторов и их нахождение в не­
насыщенном состоянии, - открыванием по сигналу УУ транзистора VТЗ, ко­
торый через выпрямители VDJ, VD2 закорачивает специальную обмотку w2
тр а нсфорr.,1атора ПН. При этом транзистор VT3 должен быть рассчитан на
h21 Э max
h'21 Э mi11
(6 .1)
поскольку закрывание одного из мощных транзисторов происходит за счет выхо­
да его из насыщения при резком увеличении коллекторного тока. Наличие спе­
циальной обмотки w2 для фор\1ирования паузы позволяет выбирать число ее вит­
ков таким образом, чтобы максимально использовать транзистор \!ТЗ по напря­
жению при мини\1альном токе коллектора. Для форсирования процесса закрыва­
ния мощных транзисторов может быть использована одна из схем рис. 5.7 -5 .9 .
Во время паузы транзистор VТЗ открыт «сильным» сигналом от .УУ, обеспе­
чиваюЩИf\1 выпо.1нение условия (6.1), а мощные транзисторы VT 1, VT2 приоткры­
ты током смещения, который для схем с шунтирующи\fи диодами и активной на·
грузкой составляет f см = 0,02 f 6 . Поэто\1у амплитуда напряжения на обмот·
ках трансформатора ш• 2 не превышает прямого падения напряжения на диоде
VD 1 и.1и VD2 и насыщенном транзисторе VT3, а мощность. рассеиваемая на кол­
лекторах VT 1 и VT2 во вречя паузы определится как
Рк ~11213 fсм Е
(6.2)
После закрывания транзистора VT3 замыкается цепь ПОС через базовые об
мотки и открывается ол.ин из мощных транзисторов ПН. У слови я возбуждения.
определяеr.,1ые характеро:-.1 нагрузки. аналогичны условиям возбуждения для схе\1
н;~ рис. 6.1 . 6 .2. однако из-за отсутствия гальванической связи между <У.У и пус­
ковой цепочкой. усложняется форсирование процесса открывания мощных тран­
зисторов. поскольку отсутствует возможность управления пусковым током
f см к \t0\1енту включения.
У прощение конструкции тра нсфор\1атора достигается в устройстве [73],
где коммутирующий транзистор VT8 шунтирует выпрямитель выходного
напряжения. а \1ежду пос.1едни.ч и LС-филыrо\1 включен :~ополнительный диод.
Из ана.1иза схем (рис. 6.1~6.3) видно.что мощные транзисторы однотрансфор­
маторных АСПН закрываются :за счет резкого уне.1ичения коллекторного тока.
поэто.\lу нозможности таких устройств о гр а ннчены .\!Ощностями, на которые стро­
ятся АНПН r: насыщающю1ся трансфорчатороч.
6.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛН НАПРЯЖЕНИЯ С МОДУЛЯЦИЕЯ
ЧАСТОТЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Как уже отмечалось, одн11!'.1 нз основных препятствий к по­
вышению выходной мощности АСПН является нагрузка ПН в виде вы­
прямителя с фильтром. на входе которого стоит индуктивность, что
107

при использовании инерционных диодов эквивалентно подключению
непосредственно к обмоткам трансформатора чисто емкостной нагруз­
ки и отрицательно сказывается на КПД из-за роста потерь в цепи сме­
щения и в мощных транзисторах в течение паузы Р = h 21э / смЕ. Све­
сти к минимуму потери в цепи смещения позволяет включение в цепь
переменного тока (до выпрямителя) линейного дросселя, ограничиваю­
щего скорость нарастания коллекторного тока.
В таких схемах процесс возбуждения транзисторов осуществляется
при токе коллектора, близком к нулевому, поскольку за время форми­
рования фронта напряжения ток дросселя (коллектора) не успевает
заметно возрасти. Следовательно, параметры нагрузки (сопротивление,
емкость) не оказывают влияния на процесс запуска схемы, поэтому
пусковой ток смещения имеет минимальное значение. Рассмотрим рабо­
ту преобразователя [69] с дросселем в цепи переменного тока и активно­
емкостной нагрузкой. Предположим, открыт и насыщен транзистор
VT 1 (рис. 6.4). После насыщения коммутирующего дросселя Lк (точка
1, рис. 6.4, 6) VT 1 форсированно закрывается и под действием энергии,
накопленной в индуктивности дросселя L, полярность напряжения на
обмотках трансформатора изменяется на противоположную и при до­
стижении напряжением первичной обмотки значения Е ток дросселя
замыкается через коллекторную обмотку трансформатора, обратный
диод VD2 и источник питания.
Время, за которое ток дросселя спадет до нуля, т . е. закончится воз­
врат энергии в источник при идеализированных элементах устройства
(пренебрегаем пульсациями напряжения на конденсаторе Сн), опреде­
лится как tп = LI mlЕ' (1 + т), где Iтп - амплитуда тока дросселя;
Е' - напряжение вторичной обмотки трансформатора; т = ИнlkЕ­
относительное значение напряжения на нагрузке, приведенное к вход­
ной ЭДС Е; k - коэффициент трансформации трансформатора Т.
В начале интервала tп напряжение на обмотках уже изменило по­
лярность, поэтому в точке 2 под действием напряжения базовой обмотки
открывается транзистор VT2 и начинается процесс накопления энергии
в дросселе. Его время fн = LI т /Е' (1 - т). Поскольку частота преоб­
разования f0 = 1/Т определяется параметрами коммутирующего дрос­
селя Lн, то, учитывая, что 2 (tн + tп) = Т, можно записать
(6.3)
Зависимость (6.3), представленная на рис. 6.4, в, показывает, что при
постоянной частоте преобразования f 0 ток нагрузки зависит от выход­
ного напряжения Ин. причем изменение входного напряжения не вли­
яет на ток короткого замыкания нагрузки, посколь15у частота АНПН
связана с питающим напряжением линейной зависимостью. Схема рис.
6.4. (без УУ и вторичной обмотки Lн) может быть использована для
заряда накопительного конденсатора большой емкости, однако изме­
нением частоты преобразования можно стабилизировать как ток на-
108

ю грузки (прямые А -В, А' -В', рис. 6.4, в}, так и выходное напряже-
з- ние(прямыеВ- С,В'
-
С').
~-
Для стабилизации тока нагрузки достаточно фиксировать амплитуд-
~-
ное значение тока дросселя, что достигается переключением схемы
ь
(закрыванием мощного транзистора) в момент достижения током задан-
)- но го порогового значения. В схеме на рис. 6.4 переключение осуществ­
ляется замыканием ключа Кл на время, не превышающее интервал t0 ,
fI
к концу которого ключ должен быть разомнут, иначе произойдет срыв
автоколебаний. Для стабилизации выходного напряжения пороговое
значение тока / т изменяется таким образом, чтобы выполнялось ра­
венство / т = 2 Jн· Для этого в качестве на.пряжения, задающего ам­
плитуду тока / m• используется выходное напряжение усилителя сиг­
нала рассогласования между опорным и выходным напряжениями
АСПН [74].
~вх .....__.__'--~----1-.......-
t
t
t
Рис. 6.4
Iн / Iк.'j
1,0
Е--
А ""'
-
Rн
Г"' 8
""'
в'\'
с
~с\ ])
U U,2 0,4 О,б {fн /Е'
8)
109

Рассмотрим пределы изменения частоты преобразования как ста­
билизирующего r1араметра в режиме стабилизации тока нагрузки 11а
уровне / 11 -- _-
0 ,5/т с максимальным выходным напряжением Ин \--
-: ..: /vlkE. :Чаксимальная частота определится из выражения (6.3) пр11
Е ~.:..:_ Етах ит.,,.. О,
а ~,1инимальная --- при Е ~
. Етiп
ит=- М •О-
-
-
Ин -' Е' 111!п:
fтах ·
0
kE\lla:<. 8Lfн;
/111in •-
kEmiн (l ----1H 2 ) .8L/11
(6.4)
(6.5)
Обозначив кратность и з мененш1 ЭДС источника питания kE =
--
Етах ! Етiн и кратнт.:ть и з менения частоты k; с:с: fmax fmin• из (6.4) 1-1
(6.5) rюлучи:-.л зависи:vюсть Л1 от k+. 11 lc(
~6.6)
С возрастанием относительного напряжения А1 растет н выходная
мощность преобразователя, определяемая как Р =--=-- U1J 11
---
/ тЕ' J\.1 12.
Однако при А1 -+ 1 k--. оо
и f min -- О, поэтому минимальная частота
определяется исходя нз требований обеспечения заданных массогабарит­
ньО< показателей, а максимальная - возможностями элементной базы
и не превышает, как правило, для мощных диодов и транзисторов
50 кГц. Из выражения (6.6) при заданных k1 и kв находится параметр
М, необходимый д.пя определения коэффициента передачи трансформа­
тора k. Точке В на внешней характеристике АСПН (рис. 6.4, в) соответ­
ствует собственная частота f0 преобразователя, определяемая времяза­
дающим дросселем Lк. При стабилизации тока на уровне прямой АВ
частота в точке А (Ин=· О, kE -=: 1) fAIM "--- o.s4 _,-
0
f0k1 =ccf01(I-0,542) =
·-- =-
l,41 f 0 , а на уровне прямой А'В' fA'IM = o. 84 = f 0 1(l-----0,842) ~-== 3.4fп·
При изменении сопротивления нагрузки от нуля до бесконечности
рабочая точка будет перемещаться из точки А в точку В при уменьшаю­
щейся частоте преобразования, а из точки В в точку D - по внешней
характеристике при постоянной частоте f 0 : .: :- f 0 . Кратность изменения
частоты на участке стабилизации зависит от выбранного параметра М.
Для режима стабилизации выходного напряжения аналогично (6.4).
(6.5) можно записать
fшах /F =!шах -- Er;iax ( 1·-
m~1in) i 8Llн 111iп:
1н · 111 rn1н
fo -c= fшinJE' - Eшln - ·. E:i.ii11 (1 - М
2
) ,: 8L/н max-
/н-о-.fнmax
(6.7)
(6.8)
Учитывая, что mmin = -: Ин ! Е' шах = M /kp_, для I<ратноrти изменения
частоты получим следующее выражение:
110
1- (J\tl.kf:)2
1-"м2
(6.9)

где k1 == lнта)!11 min -
кратность изменения тока нагрузки.
Отсюда следует, что АСПН с дросселем в цепи переменного тока в ре­
жиме стабилизации выходного напряжения путем модуляции частоты
преобразования работает в ограниченном диапазоне изменения тока
нагрузки, поскольку при lmin -+0 имеемfmах __,.,оо. При изменении со­
противления нагрузки от максимального значения, при котором Jн =
Iнmin• до нуля рабочая точка перемещается по прямой СВ при умень­
шающейся частоте преобразования, а из точки В- по внешней харак­
теристике в точку Е при постоянной частоте fmin = f о· Кратность изме­
нения частоты на участке стабилизации при заданных k1 и kE может
регулироваться выбором параметра М. Кроме того, как следует из
рис. 6.4, в, параметр М существенно влияет на форму внешней характе­
ристики на нестабилизируемом участке, т. е. там, где происходит ог­
раничение тока нагрузки (кривые ВЕ либо В' Е). При этом отношение
тока короткого замыкания / н·з к максимальному току нагрузки на ста­
билизируемом участке можно получить, используя выражение (6.8):
fи.3/fн max = 1/(1-М2).
(6.1 О)
Зависимость (6.10) позволяет простым выбором параметра М (или
что то же самое, коэффициента трансформации k) достигнуть желаемой
формы внешней характеристики, что важно для таких видов нелиней­
ных нагрузок, как лампы накаливания и двигатели постоянного тока.
Анализ преобразователей напряжения с дросселем в первичной цепи
переменного тока [75] показывает целесообразность их применения в
многоканальных источниках питания, поскольку напряжение на об­
мотках трансформатора имеет прямоугольную форму при стабилизиро­
ванной амплитуде, что позволяет применять чисто емкостные фильтры
во всех каналах. Кроме того, исключается влияние межвитковой ем­
кости обмоток трансформатора на процессы возбуждения и коммутации
мощных транзисторов, что дает возможность использовать подобные уст­
ройства в высоковольтных преобразователях напряжения, однако,
при этом несколько усложняются построение базовых цепей АСПН и
управление коммутацией мощных транзисторов.
Проведенный анализ АСПН с дросселем в цепи переменного тока
позволяет сделать следующие выводы: потери в пусковой цепи сме­
щения минимальны, так как возбуждение осуществляется при нулевом
токе коллектора, причем короткое замыкание нагрузки не приводит к
срыву автоколебаний; устройства не нуждаются в специальной защите
от короткого замыкания, поскольку автоматически осуществляется ог­
раничение тока нагрузки даже без обратной связи по току, при этом ток
короткого замыкания определяется выражением / н.з = ! нma:xl (1 -М 2 );
управление АСПН осуществляется путем форсированного закрывания
мощного транзистора при мало изменяющемся токе коллектора (рис.
6.4), и мощность преобразования таких схем не уступает мощности
ПН с внешним возбуждением, что при соответствующей элементной ба­
зе позволяет строить бестр ансформаторные ИВЭП на основе АСПН.
111

К недостаткам, ограничивающим область применения таких уст­
ройств, можно отнести следующие: амплитуда тока дросселя, а следо­
вательно, и потери от этого тока в транзисторах ПН и диодах выпрями­
теля за счет треугольной формы больше минимального необходимого
значения, определяемого током нагрузки fн = / п/2; ограничен диа­
пазон частотного регулирования выходных параметров Uн =1= О).
6.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С МОДУЛЯЦИЕА
ЧАСТОТЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ И С ПЕРЕМЕННОЙ
ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ДЛИТЕЛЬНОСТЬЮ ОТКРЫТОГО
СОСТОЯНИЯ КЛЮЧЕЙ
В рассмотренных выше АСПН используется переменное на­
пряжение с регулируемой частотой на входе частотно-зависимой цепи,
отделяющей ПН от нагрузки. что предполагает применение двухтакт­
ных схем преобразователей, содержащих как минимум два мощных
транзистора и трансформатор. Более просты однотактные преобразова­
тели напряжения с обратным включением диода, в которых в качестве
трансформатора используется двухобмоточный линейный дроссель, а
интервалы накопления энергии в дросселе и передачи накопленной
энергии в нагрузку разнесены во времени. Рассмотрим работу само­
возбуждающейся схемы ПН с обратным включением диода в авто­
колебательном режиме без регулирования выходного напряжения
(рис. 6.5, а). Период коммутации транзистора (рис. 6.5, 6) складывает­
ся из двух временных интервалов: Т ' - ' = tн + tп.
При подключении питающего напряжения Е через входную uепь
транзистора протекает ток смещения, определяемый сопротивлением
резистора Rсм и не зависящий от параметров нагрузки (Сн, Rн), по­
скольку последняя на интервале tн отключена выпрямительным диодом.
Диод в базовой uепи, аналогично схемам на рис. 5.2, исключает от­
ветвление тока смещения в цепь базовой обмотки, а шунтирующий кон­
денсатор С увеличивает коэффициент ПОС через базовую обмотку на
этапе формирования фронтов напряжения и соответственно умень­
шает необходимый ток смещения. Л'\ощный транзистор приоткрывается,
развивается регенеративный проuесс, в результате которого напряже­
ние питания прикладывается к первичной обмотке трансформатора Т
и начинается этап накопления энергии в индуктивности трансформа­
тора. Потребление мощности от трансформатора на этапе tн происходит
только входной цепью транзистора через базовую обмотку. При дости­
жении первичным (коллекторным) током величины f кт ==-= h21э 1Б
транзистор выходит из насыщения, развивается обратный регенератив­
ный процесс, приводящий к закрыванию транзистора и началу этапа
iп передачи энергии, накопленной в индуктивности трансформатора, в
нагрузку.
112

Наибольшая длительность этапа tп имеет место при включении пре­
образователя, так как в начальный момент Ин = О. При переходе схе­
мы на этап передачи энергии к базе транзистора прикладывается им­
пульс отрицательной полярности с амплитудой ИБэз ::::-- Ис + Иr"
где И6 - напряжение на базовой обмотке на интервале t0 .
Одновременно начинается перезаряд емкости С через резистор Rсм.
и потенциал базы возрастает по экспоненциальному закону до тех пор,
пока не откроется база-эмиттерный переход транзистора, через который
потечет ток, равный (Е - ИБэ)/Rсм• и, следовательно, коллекторный
ток определится как Jк --- h21 э (Е - И Бэ)/ Rсм· Однако, несмотря
на приоткрытое состояние транзистора, регенеративный процесс откры-
5Iн*, Р *
1,0-~~--~~--
r
0,5
а)
т7Е
П1т2Е
llwr
А
Е
t
L_,_
8
l7
о
0,5
f,U
t
llн* i
8)
Z2
Emax
MEmin
в
Rvn
VT2
tJ)
г}
Рис. 6.5
113

вания последнего не начнется до тех пор, пока ток вторичной обмоткн
неуменьшитсядо/2~ !" w1!w2.
В момент достижения указанного равенства замыкается контур
ПОС, устройство вновь переходит от этапа передачи к этапу накопле­
ния энергии.
Длительность этапа t п зависит от выходного напряжения И 11 , а так
как емкость фильтра С11 выбирается из условий обеспечения заданной
амплитуды пульсации, составляющей ЛИсн ~ 0,01 И11 , то измене­
нием напряжения на выходном конденсаторе на этапе t п можно пре­
небречь. Считая также все элементы схемы идеальными (сопротив­
ления транзистора и диода в проводящем состоянии равны нулю, а
в непроводящем - бесконечности, межвитковые емкости и активные
сопротивления обмоток трансформатора равны нулю), можно записать:
1н=-= (/2m/2)(1-у)=(/zm /2)Е'!(Е'+Ин)'"'~/2111/2(1-: ·т),
(6.11)
где 1 2 т - амплитуда тока вторичной обмотки трансформатора; у =-=
= tн l T = = Инl (Ин + Е') - относительная длительность открытого
состояния транзистора; т = Ин lЕ' - текущее значение относитель­
ного напряжения на нагрузке .
Из выражения (6.11) следует, что устройство, собранное по схеме
рис. 6.5, а, представляет собой функциональный преобразователь ис­
точника ЭДС Е в источник тока / н• причем ток при постоянных значе­
ниях ! 2 т и Е зависит только от текущего напряжения на нагрузке Ин.
Учитывая, что Iкт = l 2m k, а коэффициент трансформации k
определяется из условий обеспечения максимально необходимого на­
пряжения на нагрузке (k ~-· Ин ma xl М Е), из (6.11) получаем
fн=с(/ктЕ/2Инmах)М /(1 +m).
(6.12)
Переходя к относительным параметрам /~ -о.. lн2Инта )Iкт Е;
и; = инl ин шах, выражение (6. 12) переписываем в виде
I:=M/(1 +МИ~).
(6.13)
из которого видно, что при заданных напряжениях источника питания
и амплитуды коллекторного тока простым выбором параметра М или,
что то же самое, коэффициента трансформации k можно получить жела­
емую форму внешней характеристики преобразователя по схеме
рис. 6.5, а. При этом ток короткого замыкания нагрузки (и; = О)
связан с максимальным током на прямой А В (где Ин ~= Ин шах в режи­
ме стабилизации выходного напряжения) следующим соотношением:
1к·з = lн max (1 + М). Мощность в нагрузке в зависимости от выходно­
го напряжения определится как
fктЕ
М
----- --- mkEс_-
2Ипmax 1+ m
114
fктЕ
2
т
(6.14)

или. в относительных едининах,
Р.··1(Ин') 2Р ·1 Е и· И 'L/
1/Кт;~
11
11 111<J:--;
(6. 15)
Зависимости (6.13) и (6.15) для различных параметров Л1 представ­
лены на рис. 6.5, в. Основным параметром, ограничивающим М свер­
ху, является допустимое напряжение коллекторного перехода мощно­
го транзистора: Икдоп > Ик.т = Ernax т- Ин max
1
k Eнiin (Л1 1 k 1:').
ИЛИ М ~ (Икдоn - Emax)!Emfn·
Для ИВЭП с бестрансформаторным входом имеем .М ~ 1,3 при
Ик дон -~= 700 В, Е 260-350 В (рис. 6.5, а). Более высокие значе­
ния параметра М при необходимости увеличения выходной мощности
[см. (6.14), (6.15)1 позволяют получить мостовь~е схемы однотактных
преобразователей, с обратным включением диода при аналогичном
(рис. 6.5, а) выполнении цепей управления мощными транзисторами.
На рис. 6.5, г представлена принципиальная схема мостового ПН,
а на рис. 6.5, д - соответствующая эквивалентная схема первичной
цепи на этапе передачи энергии в нагрузку. Очевидно, падения на­
пряжений на закрытых транзисторах определяются как Ик mt =
Rvт1
,
Rvт1
-----
R
'-R
(Erп;i.x -1 MEшin)
Emiн(kE-1М)R _1R
,
где
VTI i
VT2
VГI i VT2
Rvт1, Rvт2
--
сопротивления утечки закрытых транзисторов VT1
и VT2.
Для схемы с диодами (штриховые линии на рис. 6.5, г), фиксирую­
щими потенциал соответствующего вывода первичной обмотки на уров­
не потенциала источника питания (+ или -- ), можно гарантировать,
что напряжение Икэ на любом из транзисторов независимо от их то­
ков утечки не превысит Икт = Етах + Л Л1Ет1 11 , где"л-:: w1 _2 /ш1 --.i·
Поскольку напряжение первичной обмотки (между точками 1-4)
на интервале t 11 составляет MEmin• а между точками 2--3 не может
превышать Emin (в противном случае при Е > Ет~п напряжение на
вторичной обмотке будет всегда меньше необходимого напряжения на
нагрузке), можно записать MEmiп - 2ЛМЕш 1 n - = - -
Emln· Решая сов­
местно последние два уравнения, получаем ограничение для М
(рис. 6.5, г), и соответствующее значение коэффиuиента Л: М ~ l +-
- + [2 (Икдоп - Eшax)/Em1n); "л ос= (Ик доп--Ешах)/МЕш1n· При И1" доп=
700 В, Е .с: 260-350 В находим Мшах = 3,69 И "л = 0,36.
Рассмотрим возможности регулирования выходного напряжения.
Для напряжения Ин max = kЛ1Е, т -::с:-с- М выражение (6.12) запишется
в виде
1ктЕ М
(6.16)
2И11 шах 1-j-M
115

Сн
Рис. 6.6
ги
Из него видно, что при принятых
условиях (накопление энергии
tн начинается сразу после окон­
чания передачи энергии в на­
грузку t п) имеется возможность
вырьировать только один пара­
метр- lкт или,что то же са­
мое, время открытого состояния
ключа. Для стабилизации ам­
плитуды тока коллектора на не-
обходимом уровне в качестве
опорного элемента на входе устройства сравнения используется выход
усилителя сигнала рассогласования между опорным и входным на­
пряжениями [74). Однако реализация этого метода при гальваничес­
кой развязке входа и выхода усложняется тем, что ток Iкт можно из­
мерить только в первичной цепи, поскольку вторичная обмотка тран­
сформатора Т, в отличие от схемы на рис. 6. 4, на интервале tн обес­
точена.
Оригинальный способ регулирования напряжения без применения
дополнительных развязывающих устройств предложен в [76]. Сокра­
щение времени t п достигается коммутацией заряженног9 на интервале
tн конденсатора на вторичную обмотку трансформатора через тиристор,
открываемый от генератора импульсов ГИ (рис. 6.6). Ток тиристора
должен быть больше тока вторичной обмотки к моменту коммутации.
При этом напряжение на обмотках меняет знак, замыкается контур
ПОС и открывается мощный транзистор. Включение последнего осу­
ществляется без динамических потерь за счет энергии, накопленной в
коммутирующем конденсаторе С и при токе обмотки w2 1 2min > О. По­
скольку напряжение на трансформаторе не имеет паузы, сокращение
времени tп приведет к соответствующему сокращению tн, так как от­
носительная длительность открытого состояния зависит только от вход­
ного и выходного напряжений [у = Инl(Е' -+ - Ин)J. Стабилизация
Ин при изменt::нии тока нагрузки осуществляется за счет изменения
среднего значения тока вторичной обмотки варьированием /к mtn. При
этом выражение (6.12) примет вид
/ 11 = [(/кт +1 К min)/2) (Е/Ин max) М/(1 +М) =
=(/кт Е/2Инmах) [М (1 +kд/(1 +М)),
(6.17)
где ki = f к m1nl!к. т - кратность изменения мгновенного значения
тока дросселя от начала до конца любого из интервалов.
Выражение (6.17) показывает, что при постоянной амплитуде тока
коллектора, определяемого для схемы по рис. 6.6 как Iкт = h21э/в =
=
const, диапазон изменения тока нагрузки в режиме стабилизации
напряжения ограничен возможностями вариации кратности изменения
тока дросселя (О< ki < l). Тогда, подставляя крайние значения ki
в выражение (6.17), получаем k, = lн maxl f и mtn = 2.
116

Определим зависимость частоты преобразования от кратности тока
дросселя. Для периода преобразования можно записать Т = tнly =
= (Lf к mlyE) (1-ki), откуда fo / k-=0 = уЕ /Llк т; fmax /k.=k.
=
•
z
·
r
zmax
== yE/Lfк т (1 - kimax). Тогда кратность изменения частоты k1 =
сс_с= fmax!f о при Е = const определится как
(6.18)
откуда видно, что устройство работает в весьма ограниченном диапа­
зоне изменения тока нагрузки. Так, с изменением частоты в 10 раз
(k1 = 10) rтри ki шах -.-
0,9 ток нагрузки может измениться менее чем
в 2 раза (.~1 -.--
1,9). При уменьшении тока нагрузки менее чем на
! н max/k1 цепь обратной связи размыкается и выходное напряжение
становится выше уровня стабилизации И нmах• т. е. преобразователь
теряет стабилизирующие свойства. При / н = О выходное напряжение
неограниченно возрастает, что приводит к выходу из строя мощного
транзистора. Объясняется это тем, что стабилизация Ин достигается
дополнительным отбором мощности от источника питания, т. е. устрой­
ство стабилизации может только повышать мощность на выходе от­
носительно того уровня, при котором цепь обратной связи еще отклю­
чена (начало зоны стабилизации).
На рис. 6. 7 представлена схема однотактного АСПН, регулируе­
мого сокращением времени накопления энергии в индуктивности транс­
форматора f77j. При подключении питающего напряжения Е преобра­
зователь начинает работать в автоколебательном режиме аналогично
схеме на рис. 6.5. По мере заряда выходного конденсатора Сн интервал
передачи энергии t п будет сокращаться, а среднее значение тока вто­
ричной обмотки трансформатора Tl - уменьшаться соответственно
выбранному параметру М по одной из кривых выходных характеристик
(рис. 6.5, в). При достижении выходным напряжением номинального
значения Ин ~ Интах (вертикальный участок характеристики )вступа­
ет в работу устройство стабилизации Ин, которое ограничивает длитель­
ность открытого состояния транзистора путем формирования закрыва­
ющего импульса в конце интервала fн·
Для того чтобы закрывающий импульс напряжения с импульсного
трансформаторз Т2 устройства гальванической развязки (УГР) посту­
пал в строго определенное время, измерительный вход устройства
сравнения А образован резистивным делителем выходного напряжения
R2, RЗ, причем резистор RЗ шунтирован конденсатором С2 и через ре­
зитор R 1 связан со вторичной обмоткой трансформатора Т1. Подобное
включение позволяет получить в средней точке резистивного делителя
R2, R3 пилообразное напряжение, синхронное с напряжением обмотки
трансформатора Т1, причем коэффициент деления выходного напряже­
ния Ин определяется только сопротивлениями резисторов R2, RЗ, а
амплитуда напряжения пилообразной формы - постоянной времени
R1, С2 и амплитудой напряжения на вторичной обмотке трансформа-
117

а
а)1
iJг
а
t5
8)
Рис. 6.7
тора Т 1. В момент сравнения напряжения на измерительном входе А
с опорным на импульсном трансформаторе УГР формируется импульс
напряжения, форсированно закрывающий транзистор VT 1.
Окончание импульса на трансформаторе Т2 происходит на возрас­
тающем участке пилообразного напряжения (рис. 6.8, б, в), и, следова­
тельно, длительность импульса можно определить как удвоенное (при
у = 0,5) время рассасывания избыточного заряда в базе транзистора
VTJ.
Рассмотрим процесс уменьшения тока нагрузки от максимального
значения (на участке стабилизации напряжения f н шах = / н·з/(1 + М)
до нуля. Максимальный ток нагрузки fн шах определится выражением
(6.16), а при меньших токах время tн устанавливается УУ таким, что­
бы выполнялось равенство lн.т = (/к тт Е/2Ин max)M/(M + 1), где
18 .т, fк mт - соответствующие друг другу текущие значения токов 1н
и lкт·
Определим возможные частоты преобразования на участке ста-
билизации Uн = Uн шах· Период повторения Т = tнlY --= Llк mlyE,
тогда минимальная частота f0 на участке Ин = И11 max определится как
118
fo =''Vmax Emin/Llкm =V~ max Emin/( Emin +и~ max) Ll Кт'
(6.19)

максимальная - как
fmax =Ymin Еmах!Llктт ==И~ max Emaxl( Emax +
+Ин шах)lJ~тт],
(6.20}
а кратность изменения частоты - как
k1= fmaxlfо =kE k1 (Emin + И~ max)!(Emax + И~maJ =
= k1 (1 + М)/[1 +M!kEI.
(6.21)
Таким образом, при уменьшении тока нагрузки до нуля частота
преобразования неограниченно возрастает, а влияние изменения пита­
ющего напряжения можно уменьшить выбором максимального значе­
ния параметра М [см. (6.2l)J.
В реальной схеме АСПН (рис. 6. 7, а, 6) в качестве нагрузки исполь­
зуется также УУ, включающее устройство сравнения с делителем на­
пряжения А, источник опорного напряжения, и устройство гальвани­
ческой развязки. Максимальная частота преобразования, при которой
происходит регулирование в схеме на рис. 6. 7, а, 6, определится из
условия пропускания трансформатором Т2 J!ГР запирающих импуль­
сов (рис. 6.8, 6, в): Т3 >2tp1Ymtn• где Т3 -
период перемагничива­
ния трансформатора Т2.
Время прямого перемагничивания, в течение которого действует за­
пирающий импульс, определится как tp/y, так как после перехода пи­
лообразного напряжения на восходящий участок устройство сравне­
ния А продолжает оставаться в том же состоянии. Время обратного
перемагничивания (размагничивания) при напряжении пробоя стаби­
литрона (рис. 6.7, б и рис. 6.8) Исr = 2Ин шах определится также вели-
чиной tp/y. При дальнейшем уве-
ll-
личении частоты (уменьшении то-
ка нагрузки) происходит насыще- а) Uwz1---+-1--~---+--+~-+-~~
ние магнитопровода трансформато-
t
ра Т2, поскольку к моменту начала
прямого перемагничивания магни­
топровод уже не успевает размаг- о)
нититься, т. е. вернуться в точку
iL сп
t
В = Br. При этом цепь обратной 8) ил 1--4-""'"4----+--~--..._~
связи разрывается и устройство
t
выходит из режима стабилизации. г) и ~rP
Граничную частоту преобразо­
вания определим как
t
fгр~ Ymin/2tp.
(6.22) iJ) l18ыxcc1--_.....1_,_--~~--~-t
Для маломощных (единицы ватт) е) и YrP 1--""'-1--1-f--~-4-w.--~-
преобразователей на высокочастот-
t;
ных транзисторах (2Т608, 2Т630,
286ЕПЗ) потери на УУ составляют Рис. 6.8
119

не менее 5% от выходной мощности преобразователя, а время рассасы­
вания tp при форсированном закрывании не превышает 0,2 мкс. Сле ­
довательно, при полном сбросе тока нагрузки выходной ток АСПН
уменьшится в 1/0,05 =-= 20 раз и соответственно возрастет частота пре­
образования. Так, при fo се~- 10 кГц (1 11 =-с lшnax) частота при fн = О
соста~1п 200 к Гr,1, а область устойчивой работы определится из (6.22):
f ~у 2tp ~ 0 ,512 · 0,2 1,25 мГц. Условие устойчивой работы при
полном сбросе нагрузки запишется в виде
fх.х==fmin fнmax/fупр < Ymin/2tр ·- fгр•
(6.23)
где f х· х - частота преобразования, соответствующая нулевому току
нагрузки (холостой ход); fmtn -- минимальная частота соответствую­
щая максимуму тока нагрузки; 1 упр - ток, потребляемый УУ.
Для более мощных устройств доля потерь на управление снижается
до 2%, а время рассасывания tp увеличивается до 1- 3 мкс (для 2Т808,
2Т818 fгр ~ 100 кГц при Ут~п '"-'~ 0,4; tp = 2 мкс). При этом из (6.23}
определим fmtп < fгpl" 11 pll11 max = 2 кГц.
Исключить возможность аварийного выхода из режима стабилиза­
ции можно заменой импульсного трансформатора Т2 на магнитно-тран·
зисторный автогенератор (рис. 6. 7, в), который передает закрывающие
импульсы от компаратора А любой необходимой длительности. Прн
невыполнении условий (6.22) в зависимости от построения базовой цепн
возможны два варианта: диод с шунтирующим конденсатором в базо­
вой не пи отсутствует; базовая цепь имеет диод и конденсатор.
Для первого варианта невыполнение условий (6.22) приводит к по­
явлению интервала, при котором энергия индуктивности трансформа­
тора Т1 уже вся передана в нагрузку, а мощный транзистор не откры­
вается, поскольку к его эмиттерному переходу приложено закрываю­
щее напряжение от УГР. После снятия этого напряжения база транзис­
то'ра оказывается под положительным потенциалом за счет тока смеще­
ния и практически без задержки начинается этап накопления энергии
t11 • Закон регулирования при этом изменяется, а максимальная частота.
соответствующая минимуму тока нагрузки, уменьшается. Этот вариант
с точки зрения потерь в цепи смещения соответствует двухтактной схе ­
ме (см. рис . 5.1) и приемлем лишь при низких значениях питающего
напряжения (5-10 В).
Базовая цепь второго варианта может использоваться при питаю­
щих напряжениях 200-400 В, однако аналогично случаю подачи сме ­
щения на одно из плеч двухтактной схемы АНПН [78J диод в базовой
цепи должен быть шунтирован конденсатором (для возникновения ав­
токолебаний). В противном случае потери в базовой цепи и в цепи кол ·
лектора за счет протекания тока смещения достигают неприемлемого
значения. При наличии указанной емкости после снятия закрывающе ­
го напряжения УГР потенциал базы возрастает со скоростью, опреде -
120

ляемой постоянной време­
ни R('.мС1 , а время от сня­
тия закрывающего напря­
жения УГР до возникно-
вения
регенеративного
процесса формирования
фронта напряжения на
Т1 может составлять не­
сколько десятков периодов
частоты f нр в нормальном
+f
режиме, т. е. частота вклю- Рис. 6.9
чений резко падает, а на
выходе преобразователя появляются длительные провалы напряжения.
Для исключения частотных ограничений со стороны УУ, необходи­
мо, чтобы к началу каждого периода (к моменту открывания транзисто­
ра) все процессы в трансформаторе J;TP заканчивались и последний был
бы готов пропустить импульс необходимой длительности. Минимально
необходимая длительность импульса УГР равна времени рассасывания
избыточного заряда в базе мощного транзистора, после окончания ко­
торого полярность на вторичной обмотке трансформатора Т1 изме­
няется, а необходимость в запирающем импульсе уже отсутствует
(рис. 6.8, д, е).
Схема устройства, позволяющего сократить длительность импульса
УГР до tp, представлена на рис. 6.9 . После закрывания мощного тран­
зистора полярность на вторичной обмотке трансформатора изменяется
и через согласующее устройство СУ и схему совпадений СС воздейст­
вует на УГР таким образом, что трансформатор УГР Т2 (см. рис. 6. 7)
отключается от источника питающего (выходного) напряжения. По­
скольку время обратного перемагничивания Т2 зависит от напряжения
на его обмотке на этом интервале времени, то всегда можно организо­
вать готовность последнего к следующему формированию закрываю­
щего импульса, так как время обратного перемагничивания конечно
и ограничено выражением t 0 . нер ~ t п с--= tнЕ' 1 Ин max· Таким образом,
в рассмотренном устройстве импульс напряжения обратного перемаг­
ничивания Т2 оканчивается всегда раньше, чем возникает необходи­
мость в новом формировании закрывающего импульса, что исключает
влияние УУ на частотный диапазон однотактной схемы АСПН
(рис. 6.9).
Простейший вариант реализации подобного устройства представ­
лен на рис. 6.7, а, 6 (диод, изображенный штриховой линией.). Закрыва­
ние транзистора УГР ос\!ществляется в начале этапа tп за счет соеди­
нения его базы через диоД с выводом вторичной обмотки трансформато­
ра. При этом потенциалы эмиттера и базы транзистора оказываются
примерно одинаковыми, а закрывающий базовый ток ограничивается
прямым сопротивлением диода, что приводит к форсированному за­
крыванию транзистора УГР.
121

ГлаваVll.
УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
7.1 . УСТРОПСТВА УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ
АВТОГЕНЕРАТОРНЫХ НЕРЕГУЛИРУЕМЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕП НАПРЯЖЕНИЯ
Устройства управления с одним трансформатором. В однотранс­
форматорны х YJ.'' на базе АНПН последний используется в качестве за­
дающего генератора и одновременно выполняет функции согласования
11итающего напряжения с низкоомными входами мощных транзисторов.
Схема стабилизирующего преобразователя напряжения с внешним
(от АНПН) возбуждением содержит (рис. 7.1) АНПН, подключенный
к источнику питания через линейный стабилизатор напряжения лен
и усилитель мощности (УМ) на элементах VT 1, VT2 и Т2, входы мощ­
ных транзисторов которого связаны с обмотками трансформатора Т1
через ключевое устройство Кл, коммутируемое сигналом Ш И ЛJ. Пита­
ние последнего может осуществляться от выходного напряжения (И11 )
либо от специальной обмотки трансформатора АНП Н, однако посколь­
ку ключевое устройство Кл имеет гальваническую связь через входы
транзисторов VT 1, VT2 с питающим напряжением, а ШИМ связан с
выходным напряжением, то получить гальваническую развязку вход­
ных цепей без применения дополнительных развязывающих устройств
а}
Рис. 7./
8)
PtJ.c. 7.2
122

а}
Рис. 7.3
Iк
Iкн
r
1
1"1
1
-и 'J
1 rvт - Кн1кн
1
-
1-Ро~ Uvл О Uкн
llкэ
о)
ll)
(с)(1трон, трансформатор) не удаетсн. Применение специальной обмот­
кr1 трансформатора АНПН для питания узлов 111 ИМ (компаратор, уси­
л~пель сигнала ошибки) целесообразно для унифицированного узла
УУ, рассчитанного на работу в преобразователях с различными номи-
11алам11 выходных напряжений.
Сравнительный анализ вариаiпов выполнения ключевого устрой­
ства 11роведем д"1я однотрансформаторных схем (рис. 7.2) гю двум па­
раметра:v1: закрывающему базовому току / 53 (открывающиii тоk о:вы щн1
постоянном напряжении на базовой обмотке определяется соотноше
11иям11 (5.5), (5.2)); относительному значению максимальной мощности
управления, определяемой как отношение расчетной мощности АНПН
к минимуму мощности, расходуемой на управление мощными транзис-
торами: Р;. max р_\НГJН/ 1Б и БЭ.
Для времени рассасывания избыточного заряда tp входную цепь
мощного транзистора можно представить в виде последовательного со­
единения ЭДС И 6э и объемного сопротивления базы rБ н в состоянии
насыщения, 11ричем эти параметры на интервале tp принимаем постоян­
ными 1791. Закрывающий ток базы / 6 з определим из эквивалентной
схемы базовой цепи, представленной на рис. 7.3, а, где искомая величи­
на
(7 .1)
Подставляя параметры, соответствующие схеме рис. 7.2, а [80]:
Е 1 -:: -: U6 - напряжение насыщающей базовой обмотки; Е 2 ~- И6 . 3 -
-
И 0 -- разность напряжений закрывающей базовой обмотки и пря­
мого падения на закрывающем дисде (рис. 7.3, 6); Е 3 == Ивэ - напря­
жение на эмиттерном переходе; r 1 = R6, r 2 -== rvD + rvт - диффе­
ренциальное сопротивление: диода VD 1 и сопротивление транзистора
VT3 в насыщенном режиме (точка А на рис. 7.3, в); r 3 = rь и - объем-
123

ное сопротивление базы мощного транзистора, пол у чаем выражение
для закрывающего тока базы:
UБЭ
lвз=--­
rвн
Uб (rvo + rvт) rви + Ивэ R5 (rvо+rvт)-(Иб.з-Ио) Rб rв и
rв и [(rvo+rvт) rв и+Rб (rvD+rvт)+Rб rБ н)
(7.2)
Анализ выражения (7.2) пока з ывает, что при малых значениях па­
раметров rvD. rvт и r6 и (1 - 3 Ом) закрывающий базовый ток может
изменяться в широком диапазоне при воздействии температуры окру­
жающей среды (Л И 6 э, ЛИ 0), поэтому для сохранения ключевого ре­
жима коммутирующего транзистора VТЗ желательно включение до­
полнительного токоограничивающего резистора (штриховая линия
на рис. 7.2, а) в контур закрывающего тока / 6 . 3
• С точки зрения увеличе­
ния тока /в. 3 желательно иметь большее напряжение Ив. 3 , однако по­
следнее ограничено для большинства транзисторов на уровне 4-6 В .
В течение паузы в управляющем напряжении потенциал базы
транзистора становится отрицательным, его эмиттерный переход за­
крывается, а ток вторичных обмоток Т1 определится как
/ (1-у) =-(И б + и б.з -Ио)l(Rб +Rз),
где 1 <I-v>
-
ток вторичных обмоток Т1 во время паузы в управляю­
щем напряжении; R з = rvo + rvт + Rдon - суммарное сопротивле­
ние в цепи закрывающего транзистора VТЗ.
Определим мощность, отбираемую от АНПН, в рассматриваемом ин­
тервале времени:
Р = (И6 +И6.3) (И6 +И6.3-И0)/(Rб+Rз)·
Принимая И 0 = Ивэ, пол у чаем относительную мощность в виде
P;max =Р / Ивэ lв =(ky+ky. 3 ) (ky+ky. 3 -1)/(ky-1 +kR),
(7.3)
где kу.з = И6 .3/ Ивэ - отношение напряжения на закрывающей ба­
зовой обмотке w 6 .
3
к напряжению на эмиттерном переходе насыщенного
транзистора; kR. = R зlR60 - отношение сопротивления в цепи за­
крывающего транзистора к сопротивлению базового резистора при
ky= 2,т.е. R60 = Ивэl1Б·
На рис . 7.4, а представлены зависимости /Б з = 1взl1Б и Р; max.
построенные по выражениям (7.2) и (7.3) соответственно в функции kу.з
для различных значений kR при ky = 2, rви = 0,1 R60 , из которых
видно. что с ростом напряжения закрывающей обмотки растет относи­
тельная мощность и при kу·з = 4 Р; max в 2·0 раз превысит необходимую ­
мощность управления Ивэ/в.
124

*
*
*
Fymax
Рутах, IБ;f
1;3
20
18
18
!б
lб
14-
14-
12
1Z
10
8
8
б
б
4
';-
2
2
1
"
3
Ку.3-
1
2
J
/(!J
'-
а)
о)
Рис. 7.4
Для определения зависимости закрывающего тока базы /Б 3 от от­
носительного напряжения насыщающей обмотки ky необходимо учесть,
что R 6 -:- - (ИБэ//в) (ky - 1) = Rбо (ky - 1); тогда выражение (7.2}
перепишется в виде
/* = Rбо[l-
Бз
'Бн
ky Rэ 'вн+Rбо (ky-l\ R3 -(ky.з-l) (ky-1) R5 0 'вн ] .
R3 'вн+Rбо R3 (ky-1) +Rбо 'Бн (ky --1)
Представленное графически на рис. 7.4, 6 (кривая а) это выраже­
ниепри Rз = 0,25R60, ГБн = О,1R60, ky.3 = 2показывает, чтовди­
апазоне изменения относительного напряжения 1,5 < ky < 4 закры­
вающий ток базы /Б з изменяется незначительно.
Зависимости Р; max = f (ky), представленные на рис. 7.4,6 (кривые
6, в, г), построены по (7.3) при kR. =
0,5 для различных ky. 3 • Функции
·Ру шах (ky) имеют явно выраженный минимум, который смещается в
сторону больших значений ky при росте закрывающего напряжения
(kу_з).
Заметим, что при открытом состоянии мощного транзистора отно­
сительная мощность составит Р; = U6 /в/Ивэlв = kv.
Устройство с одной закрывающей обмоткой [81 ], схема которо·го
представлена на рис. 7.2, б, позволяет упростить конструкцию транс­
. форматора
АНПН по сравнению с устройством, представленным на
125

рис. 7.2, а. Однако для сохранения такого же закрывающего тока базы
1Бз напряжение обмотки ши.:~ должно быть болы11е на И5 э, теряемое на
дополнитеv'IЫюм диоде. Тогда для схемы р11с. 7.2, 6 относительнан
мощность ~iа1111111ется в внде
(7.4)
На11бо.1ее r1ростую конструка11ю трансф~)рматора 1юзволяет полу­
чить устройство l<S21, н котороч 1~сключены втор11чные обмотк11 ш1> и
шг..:~· Для возбуждения мощных транзисторов, 11с1юльзуются обмотки
ПОС АНПН, которые так же, как 11 транзJJсторы, соединены с МI1нусо­
вы:v1 выводоl\1 11сточ1тка пнтаншт. Экв11валент11ой схеме рис. 7.3, о
будут соответствовать следующие параметры схе:v1ы рис. 7.2. в: Е 1
/{; Иг,:-;: Е.2 k,.Иr;:-; -- 2 И 0 ~ Ига(/{~- - 2): E:J
Ui_:,:.:;; r 1
R.-.:
r..
R:i r~·u : r'v'T
R;Lo11;
r:J
rь 11 . Подставлш1 укаяанные зна-
че1111н в (7. 1), rюлучае:v1 выражен11е для :~ак~:;ывающего тока базы:
(7.5)
из которого в1rдно, что при k,
-
2 пос.1ед1111й чле11 ч11сv11пеля обращает­
ся в нуль, т. е. все напряжен11е закрывающеii (в данный rюлуrrериод)
обмотк11 11сtдсtет на д1юдсtх. Ток I Б з I1p11 этом стределяется соотношением
сопрот1шлен11й, прнчем с точки зреннн увелнченшr / 15 3 соr1ротивление
R:1 должно быть как можно меньше, но пр11 это.\1 получаетс.»1 большой
разброс возможных значений f ь 3 за счет температурных уходов пара­
метров И-:-н> и И 0 . Оrrределим опюс1rтельную мощность уr1равления:
Р*;, max
---- 2U0
и lri
БЭ
2U (i --2U Б:-J
Ро N:i
4/<y(ky-1)
!гу--1: kн
(7.6)
Зав11си;vюсп1 (7.5) 11
кривыми д, ж при kR
0,25rr:;н 0,1 Reii1·
(7.6) представлены графически на рис. 7.4, fJ
0,5, rБн
О,] R00 11 кривы:v1и е, з при kR
В рассмотренных cxel\1ax закрывание транз11стора осуществлялось
подачей в базу отрннательного rютенциала через токоогранач11вающий
резистор, пр11 этом цепь насыщающей базовой обмотки шг. не разрыва­
лась. Поэтому потребление мощности от АНПН во время паузы в уп­
равляющем напrяжен~111 всегда С\Щественно больше, чем прн откры­
том состоя ни и тран:шстора.
В схеме на pIIc. 7.2, г в цепь насыщающего тока базы введен ключ
VT8 и диодный мост v·D 1 - VDS [83]. При открытом состоянии тран­
зистора i1 T 1 насыщающий базовый ток протекает по цепи: обмотка
w6 ---- токоограничивающий
резистор R5 -- эмиттерный
переход
126

VTl - транзистор VТЗ и диод VD2. Л1ощность, отбираемая от АНПН
на этом интервале, определится как
P;max= Иб lв,!Ивэ fв ===ky (Ивэ+
(7.7)
где ИvD ~ ИБэ, Ик н ~ 0,5 И 6 э - падения напряжений на диоде VD2
и насыщенном транзисторе VТЗ соответственно.
Формирование закрывающего базового тока происходит путем от­
крывания транзистора i1T4 11 закрывания ~
1
ТЗ. При этом на интервале
рассасывания избыточного заряда в базе VT 1 коллекторный ток насы­
щенного VT4 равен закрывающему току базы VT 1;
1кVT4 ~= 1Бз -:_--= (Ивэ +Ив з -Uvu)l(rvD -+-r11т-+-rвн) ~ ИБз/R3
•
По окончании интервала tp коллекторный ток VT4 становится рав­
ным нулю, поскольку отсутствует цепь для протекания тока от обмот­
ки w 6 . 3 благодаря диодному мосту VD1-VD4, поэтому мощность от
АНПН во время паузы в базовой цепи ~1 т 1 и VT2 не потребляется. Дио­
ды VD 1 - VD4 необходимы для того, чтобы исключить появление вы­
сокого отрицательного потенциала в паузе управляющего напряжения
на базе транзистора VT2, закрытого в рассматриваемый полу период.
В данной схеме отрицательный потенциал базы фиксирован напряже­
нием базовой обмотки, приложенным к эмиттерному переходу VT2 че­
рез диод VDЗ.
Проведенный анализ позволяет сделать следующие выводы.
1. Весь закрывающий ток базы! в э проходит через коммутирующий
транзистор, причем в схемах без прерывания контура насыщающего
базового тока / 6 н (рис. 7.2, а -в) коллекторный ток комыутирующего
транзистора может в 2-4 раза превышать ток базы мощных транзисто­
ров во время закрытого состояния последних, что приводнт к значи­
тельному росту мощности, необходимой для УУ и расчетной мощности
АНПН(кривые6,в,г,ж,з,рис.7.4,6,Р;шах ~==6- 12Вт).
2. Наиболее просто выглядит схема рис. 7.2, в, однако закрываю­
щий ток базы мал при k,. ~ 2 (кривые д, е, рис. 7.4, 6), рост ky ведет к
приблизительно линейно:v1у возрастанию Р; шах и /Б з (кривые ж, з и
д, е соответственно).
3. Схемы на рис. 7.2, а, 6 позволяют получить большие значения
/в з при малых ky за счет специальной обмотки w6 . 3 (кривая а, рис.
7.4, 6); кроме того, наблюдается минимум функции р; max (k"), причем
с ростом k" > k"шin мощность Р; max растет незначительно (кривые 6, в,
г, рис. 7.4, 6).
4. В схеме рис. 7.2, г потребление тока от АНПН во время паузы
в управляющем напряжении отсутствует, а мощность при открытом со­
стоянии мощных транзисторов составляет Р; п1ах ~ 5, что определяет
предпочтительность использования данной схемы при повышенных
127

мощностях нагрузки, а закрывающий ток базы определяется парамет­
рами контура VT4 - VDS, VDб - w6 .3
-
Rз и не влияет на Р; max.
5. Активный режим коммутирующего транзнстора в цепи закрыва­
ющего тока базы с точки зрения его загрузки 1ю параметру fк тшах на
этапе t Р при отсутствии R д 0 п является вполне допустимым, поскольку
tp ~ 0,5-2 мкс, однако, из-за наличия зависимостей fк (h 2 1э) и h2 1э
(Т 0С) исключается стабильность закрывающего базового тока.
6. Все рассмотренные схемы рис. 7.2 не имеют гальванической раз­
вязки входных и выходных цепей без дополнительных развязывающих
элементов.
В качестве примера реализации УУ с одним трансформатором на рис. 7.5
приведена полная принципиальная схема стабилизирующего преобразовате.1я
напряжения [82] со следующими техническими характеристиками:
Входное напряжение Е, В
Выходное напряжение Ин, В
Токнагрузки/н.А .. . .
Частота преобразования fп, кГц
КПД не хуже
20--40
5+2%
0-3
50
0,7
Устройство содержит АНПН на транзисторах VT 1, VT2 и трансформаторе
Т 1, широтно-импульсный модулятор, включающий компаратор А и формирова­
тель пилообразного напряжения ФПН (wп, Сп, VDп, Rп)· Входы мощных транзис­
торов VT4 и VTS подключены через резисторы непосредственно к базовым об­
моткам трансформатора Т1 АНПН, на которых формируется прямоуголь­
ное переменное напряжение амплитудой 2,5 В. В закрытом состоянии ключа
VТб указанное напряжение обеспечивает насыщение одного из транзисторов в за­
висимости от полярности напряжения на базовых обмотках WG трансформатор<J
Т1. Во время паузы в выходном напряжении Т2 ключ VТб открыт и насыщен вы­
ходным напряжением компаратора А, образуя контур для протекания закрываю­
щего базового тока 1Б 3
.
Необходимо отметить, что в качестве ФП Н, А и транзисторного ключа VT6
может быть использована одна микросхема импульсного стабилизатора напряже-
и
Рщ 7.!
t
г--,
1 !:IГР r
.__ __
_,

ния типа 142ЕП1, что способствует миниатюри:зации всего устройства. Исполь­
зование на входе компаратора А выходного напряжения ФП Н в качестве опор­
ного при малых амплитудах напряжения на конденсаторе ЛИ сн может привести
к неравенству по полупериодам относительной д.rrительности открытого состояния
транзисторов')'. поско.1ьку ИRп Ии.:б ·-
2ИvD - Исп· а пряыые падения на­
пряжений на диодах VDп могут иметь разброс ЛИvv = 50 мВ Поэтому жела­
те.1ьно включение УПТ между выходом устройства (Ин) и инвертирующим входом
компаратора, при это:.1 амплитуда напряжения пилообразной формы ЛИCn может
быть увеличена во столько раз, каков коэффициент усиления УПТ, а влияние
возможного разброса ЛИ vo уменьшено.
При макетировании преобразователя рис. 7.5 использовали следующие эле­
менты: VT 1, VT2, VТб - ~Т!::ЮtШ, А
--
544У Д2; VT4, VTS -- 2Т630Б (по пять
штук в плече), VD -- 2Д510 (по 30 штук в плече), а удельная мощность макета
составила 100 Вт~дма.
Использованию данной схемы в качестве ИВЭП с бестрансформаторным вхо­
дом препятствует в основно:.1 возможность под1\1агничивания трансформа­
тора Т2 (схема со средней точкой), что вынуждает снижать рабочую частоту до
единицы килогерц д.'Iя уменьшения влияния во:зможного разброса времени за­
крывания мощных транзисторов.
Устройства управления с двумя трансформаторами. Приведенные
выше схемы характеризуются тем, что УМ должен иметь общую точку
соединения эмиттеров мощных транзисторов (двухтактная схема со
средней точкой первичной обмотки трансформатора). Двухтрансформа­
торные схемы УУ лишены этого недостатка, поскольку введение допол­
нительного трансформатора позволяет управлять напряжением по­
следнего по первичной обмотке, а вторичную -- связать со входами
транзисторов.
Известны регулируемые преобразователи, построенные на двух уси­
лителях прямоугольного напряжения, имеющих регулируемый фазо­
вый сдвиг [84 l. Аналогичный принцип (фазовый способ управления)
используемый для управления транзисторами УЛ1, наиболее полно рас­
смотрен в [531. Поскольку относительная длительность открытого со­
стояния транзистора в таких устройствах может изменяться в широком
диапазоне (О< у< 1), то наибольшая эффективность УУ достигает­
ся в однотактных регуляторах напряжения либо тока, например в пря­
мом понижающем конверторе. В двухтактных УЛ1 необходимое значе­
ние относительной длительности для каждого транзистора находится
в пределах О < у< 0,5, поэтому применение таких УУ связано с не­
которой функциональной избыточностью непосредственно в узле фор -
мирователя управляющего напряжения (ФУН), а именно с наличием
дополнительных транзисторов в цепи насыщаю:цего и закрывающего
токов базы и необходимостью в двухтактных базовых обмотках (со
средней точкой) каждого из трансформаторов УУ. Кроме того, в прак­
тических разработках, использующих фазовый способ управления
[25), присутствует вспомогательный источник питания на основе АНПН
содержащий еще один маломощный трансформатор.
Ниже рассматриваются УУ двухтактных ПН с внешним возбужде­
нием и гальванической развязкой входных и выходных цепей, содер-
5 Зак. 1779
129

жащие два маломощных трансформатора. Возможны два варианта
применения трансформаторов: входы мощных транзисторов подключе­
ны только к вторичным обмоткам дополнительного трансформатора ;
вторичные обмотки одного трансформатора формируют насыщающий
базовый ток, а другого -- закрывающий.
Использование первого варианта для управления двухтактными схе­
мами накладывает ограничения на возможности формирования тока
/Б з, поскольку закрывающий потенциал на базовой обмотке одного
транзистора является открывающим для транзистора смежного пле­
ча, поэтому максимальное значение / 5 з может быть получено при нуле­
вом потенциале на базовых обмотках . Коммутация дополнительного
трансформатора с целью получения гальванической развязки осущест­
вляется транзистором по первичной обмотке, связанной с выходом .
Для у величения возможного значения / Б 3 ограничительный ре з истор
R6 выносится в первичную цепь трансформатора Т2 (рис. 7.6, а) до
коммутирующего транзистора [85). Относительна~~ },ющность упра~ле­
ния во время открытого состояния тран з исторов 011rt·делится как Ру ~·
а)
т=О 7:1 < 'l:z
tl}
r
18)
г)
Ри с. 7.6
130
.\

=-= И(Ji)ИБэlБ = ky, а оптимальное значение ky можно найти из
(5.5). Во время закрытого состояния транзисторов (1 -- у) потребле­
ние мощности от АНПН увеличится до значения, определяемого выра­
жением
(7.8)
Подставляя в (7.8) значение R6 , определяемое из условий обеспече­
ния заданного тока fьн. получаем R6 = (Иб - И[,э)
1
IБн=k
2
.'<
Х ИБэ (ky - l)//Б н· Вводя далее обозначение 2Иvл -! Ик н -= ЛИБэ,
находим окончательное выражение для максимального значения отно­
сительной мощности управления:
Р*у max
·--
__
ky_ (ky - +).
ky-1
(7.9)
Рассматривая (7.9) как функцию k~-, можно показать, что существу­
ет минимум этой функции, т. е. для конкретных значений Л и k можно
найти такое
kуопт. 1 +{1 -
-+ •·· 1 ·гv1 ..ик" 2Иvп
kИБэ
(7.1О)
при котором Р; тах будет минимально. Из (7.10) видно, что всегда
kу.опт < 2.
Рассмотрим схему рис. 7.6, а с точки зрения формирования закры­
вающего тока базы 1Б з. Для анализа используем эквивалентную схе­
му рис. 7.6, в с Т-образной схемой замещения базового трансформатора
Т2, в которой L 81 , L;2 - индуктивности рассеивания первичной и
вторичной обмоток; Lμ - индуктивность намагничивания; r1 ~2 r1 м -~
+ rvD - сопротивление контура первичной обмотки, включающее в
себя активное сопротивление провода и дифференциальное сопротив­
ление диодов VD; r2 =с::- rzм + rБ н - активное сопротивление вторич­
ной обмотки и объемное сопротивление базы.
Для времени fp, пренебрегая влиянием индуктивности намагни­
чивания, что вполне допустимо для малогабаритных ферритовых
(М2000НМ1) трансформаторов, эквивалентная схема приводится к ви­
ду, показанному на рис. 7.6, г, где Rз се= r1 + r2 -
активное сопротив­
лениевконтуретока1Б3, аLs = L81 -~-L~2.
Дифференциальное уравнение для цепи рис. 7.6, г запишется в виде
di'
Ls dtБ+iБRз==/..U6- И-Бэ =- ИБэ (Л
--
k) и его решение с учетом
начальных условий iБ (О) --'= f Бн будет:
R3t
i' (t)' =---=(/'
--/' )е
Б
Бн
Б~
5•
(7 .11)
13!

где
!~:~ - -= Ивэ (Л - --k)!Ra·
(7.12)
Подставляя (7.12) в (7.11), ПОЛ\' Чаем закон изменения тока базы во
времени:
i' (t)--
·/'е
Б-
Бн
(7.13)
Анализ временных диаграмм (р11с. 7.6, д), построенных по (7.13)
и характеризующих процесс формирования закрывающего тока базы.
позволяет сделать следующие выводы: постоянную времени контура за­
крывающего тока базы т =-= L/ Ra желательно иметь как можно мень­
ше, что может быть получено увеличением сопротивления Ra при ми­
нимально достижимых, при помощи конструктивных мер, значениях
индуктивности рассеяния Ls; закрывающий ток базы (7.12) зависит от
разности (Л-- k); так, например, для схемы рис. 7.6, а пр11 k :.. = =
2,5 =--
-~ !... получим / 63 == О, т. е. для исключения влияния неидеальности
элементов \1D и VT4 должно выполняться условие k .>:> 'i., а максималь­
ный закрывающий ток для идеализированной схемы (~. --= О, R:i
-; -- ГБн) равен /Бз = ИБэ/rБн·
1-
В схеме рис. 7.6, 6 обмотки трансформаторов Т 1 и Т2 выполнены
с
двухтактными, а в цепь насыщающего тока базы введен ключ VТЗ.
r
что позволяет исключить потребление мощности от АНПН во время
1
паузы ( 1 - у), поэтому для данной схемы Р; max == k.,. . , а коэффициент
1
Л ~ 1,5 сведен к минимальному (для управляемого ключа перемен-
1
ного тока) значению.
1
Необходимо отметить, что введение дополнительных элементов VD 1.
1
VD2, VТЗ в цепь первичной обмотки управляющего трансформатора Т2
с
практически не увеличивает мощности Р; max.
поскольку_ Ик н _:
+ Иvv << Иw 2 ~ 30-50 В в отличие от схем, где коммутирующие
элементы введены непосредственно в цепь базовой обмотки Wc» а Ик и __;
1
- ! - - Иvu > И БЭ· Кроме того, ток коллектора коммутирующих транзи­
сторов VT 1, VТЗ уменьшен в k раз по сравнению со схемой рис. 7.2, г.
Рис. 7-7
132
что уменьшает потери мощности
и уnрощает согласование ФУН
с шим.
Наиболее простой из схем с ис­
пользованием вторичных обмоток
двух трансформаторов в базовых це­
пях является устройство [86] с од­
нотактным закрывающим трансфор­
матором (рис. 7.7), первичная об­
мотка которого коммутируется
транзистором VT, управляемым
(
l
1
1

Рис. 7.8
Т2
-----н~---.. А 1
в!.__.__ __,
•-Г .. _.
А!
вJ.._....______-о
а)
l1
t
t
t
t
о) А-ТТ, li-12
непосредственно от ШИМ. Потери мощности Ру 111ах такие же, как и \
схем рис. 7.2, а - в, но в отличие от последних получена возможност~
гальванической развязки как входа от выхода, так и эмиттеров мощных
транзисторов друг от друга и упрощено согласование ШИМ с комм\·­
тирующим транзистором за счет уменьшения в k раз его коллекторноrо
тока. Недостатком устройства является ограниченный диапазон изме­
нения у за счет времени, необходимого для обратного перемагничива­
ния однотактного трансформатора Т2.
1Минимальное значение Yrntн
определится соотношением Yшtn ~ Ин~ (Ин + Ик т max:), где Ин -
напряжение питания оконечного каскада УУ; Ик т тах -- максималь­
но допустимое значение напряжения на коллекторе коммутирующего
транзистора VT.
Для исключения указанного недостатка в качестве закрывающего
используется двухтактный трансформатор Т2 (рис. 7.8), подключенный
через диоды (для разделения полу периодов при Ушах '- --=
0,5) к вторич­
ным обмоткам трансформатора Т1, AiiПH, не связанным с питающим
напряжением (87]. Возможны два варианта использования вторичных
обмоток трансформаторов: Т1 - насыщающий, а Т2
-
закрываю­
щий; Tl - закрывающий, а Т2
-
насыщающий.
Временные диаграммы работы элементов схемы для первого вариан­
та, представленные на рис. 7.8, 6, показывают, что закрывание мощных
транзисторов осуществляется подключением отрицательного потенци­
ала к базе без прерывания контура насыщающего базового тока. Зави­
симости Р; max (ky, k" ..
3) и!Бз(ky,ky.3
, R) могут быть представлены вы­
ражениями (7.3) и (7.4)для схемы рис. 7.2, а при Ra ~ rvo + Rдоп•
133

поскольку приведенное сопротивление элементов первичной обмотки Т2
(rvт + rvD J._
rм)/k 2 ~ 10 (Ом)/200 мало и его можно не учитывать.
Во втором варианте схемы в качестве насыщающего используется
трансформатор Т2 с изменяющейся относительной длительностью им­
пульса у, а закрывающий импульс поступает от обмотки Т1 в начале
следующего полупериода напряжения АНПН. Поскольку момент при­
хода закрывающих импульсов фиксирован точками t* == k* л, rде k* --
целое число, модуляция осуществляется изменением моментов от­
крывания транзисторов VT 1 и VT2, что приводит к некоторому ухуд­
шению быстродействия по сравнению с первым вариантом, но при бо­
лее высоком показателе Р~ шах· Когда транзистор открыт, то Р~ (у)~-=
с.-= k.,, . . Во время паузы (1 - у) первичная обмотка Т2 отключена от
напряжения Т 1 (VТЗ закрыт), но закорочена через диод транзистороl\1
VT4. Без учета суммарного падения напряжения на диоде и насыщен­
ном VT4, равного (Ик н + ИvD)lk ~ 50 мВ, ток в контуре вторичной
обмотки определится Io-v) = (ИБ з - ИvD)/(R 6 1 Ra) = (k".a - 1) >
Х/Бн/(k~-- 1~kR), тогда
р; (l - 'V) =(1/ИБэ /Б и) f(l-v> Иб.с~ ~=ky.a (ky.:~. --1)/(ky-· l
· i-kR). (7.14)
Подставляя в (7.1) параметры эквивалентной схемы (рис. 7.3, а),
соответствующие схеме рис. 7.8, а: Е 1 ==О, Е?. =-
ИБэ(k,.э- 1),Е3 -
-= ИБэ, r1 -= R6, r2 -= rvD +Rдон-=R:з, r3 ·се rБн и учитывая, что
R6 - Rбо (k~.
-
1), а R60 =~ ИБэ/1-r,н, получаем
гБз
·.
Rrio 1· l - R50 Rз (ky-1)-(ky--l) (ky_ 3
-· -I) Rбо rБ н.].
rБн
Ra rБ н+Rбо R3 (ky-··
l)+ R511 r 6 н(kу--1)
(7 .15)
Представленные графически зависимости (7.14) и (7.15) показывают,
что схема на рис. 7.8, а при значительно меньших затратах мощности
Р;шах-= kyприk~··з<2(криваяанарис.7.4,априk~ ==2,kя~­
= 0,25) обеспечивает большие закрывающие токи базы /Б з (кривая 6
нарис.7.4,априky =2,rБн =: 0,1 Rбо, R:3 .:= 0,25R60), чем все
рассмотренные выше схемы. Кривая и (рис. 7.4, 6 по (7.15) при k~"э =
-= 2) показывает слабую зависимость / в з от ky.
В рассмотренных схемах УУ с подачей отрицательного потенциала
в базу мощного транзистора через ограничительный резистор Rз ком­
мутирующий транзистор, связанный с ШИМ, подключает первичную
обмотку дополнительного трансформатора к источнику переменного
(в двухтактных схемах рис. 7.8) напряжения, что требует дополни­
тельной обмотки у трансформатора АНПН с напряжением 30--40 В.
Более простую конструкцию трансформатора Т1 позволяет получить
схема (88), в которой закрывающий трансформатор Т2 подключен
непосредственно к базовым обмоткам трансформатора Т1 АНПН
(рис. 7.9). В разомкнутом состоянии ключа VT магнитопровод транс-
1.34

Рис. 7.9
Рис. 7.10
форматора Т2 перемагничивается под действием напряжения, прило­
женного к одной из первичных обмоток И =-с ИБэ + Иw б - ИvD ~
~ kуИБэ. где Иw 6 - напряжение базовой обмотки Т1.
Поскольку вторичная обмотка Т2 разомкнута, ток, протекающий
через диод VD 1, невелик и равен току намагничивания первичной об­
мотки Т2. При замыкании коммутирующего транзистора VT, управля­
емого от ШИМ, транзистор VT1 закрывается, а мощность, потребляе­
мая во время паузы (1-у) от АНПН, определится следующим выраже­
нием:
(7 .16)
По своим характеристикам схема аналогична схеме на рис. 7.2, в,
с той разницей, что в цепи закрывающего тока базы находится
один вместо двух, а коммутирующий транзистор вынесен в первич­
ную обмотку трансформатора Т2, поэтому при оптимальных зна­
чениях ky ~ 2, рассчитанных по (5.5), можно получить желаемые
значения lь з = (2-5)/Б н выбором сопротивления резистора Rдо11.
Полная принципиальная схема стабилизирующего преобразовате­
ля напряжения на основе УУ (рис. 7.9) приведена в (89].
На рис. 7.1 О представлена схема стабилизирующего преобразо­
вателя (90], в котором отсутствует потребление мощности в базо­
вых цепях мощных транзисторов, находящихся в закрытом состоя­
нии (рис. 7.1 О). Инвертор выполнен по схеме мощного АНПН с ком­
мутирующим магнитным элементом [69], а возбуждение (открыва­
ние) транзисторов осуществляется от генератора коротких им­
пульсов, в качестве которого используются базовые обмотки транс­
форматора Т1 маломощного АНПН и дифференцирующие RС-це­
почки, при этом потребление мощности от последнего практически
135

сведено к нулю. Поддержание мощного транзистора в открытом
состоянин осуществляется от базовой обмотки ПОС трансформа ­
тоrа Т3.
Возможны два режима работы схемы, при которых в качестве КО\1 -
:.1упrрующего магнитного элемента используется насыщающийся дрос ·
се.'Iь 11mr коммут11рующий трансформатор. В разомкнутом состояню1
ключа VT магнитопровод трансформатора Т2 перемагничивается сум­
марны:-.1 напряжен11ем базОВhIХ обмоток трансформатора ТЗ: ИL -
:· 2Иu·с
-_
2 (Е --- Икн) kтр.\1· где kтp.u
- --= w6 Ш~; - отношение чи­
сел витков базовой об:\ютки к коллекторной. По истечении времени
Т0 -~~2u_1 sB)ИL· lO.i =~ и_,~sВ 8 / (Е-Ик 11 ) kтp.u · 10.i
(7.171
(1.:1 -
суммарное число витков первичной обмотки трансформатора Т2:
Ик 11 - -- падение напряжения на насыщенном транзисторе), магнито ­
провод Т2 насыщается и транзистор VT 1 форсированно закрываетс51
отрш..1.ательным напряжением базовой обмотки трансформатора чере -з
i 'D 1. За счет ЭДС самоиндукции трансформатора ТЗ полярность на об­
мотках последнего изменяется на противоположную, однако транзис­
тор \1Т2 при наличии базовой обмотки ПОС не открывается, поскольку
IIотенциал его базы надежно фиксирован на отрицательном уровне на­
пряжением обмотки трансформатора Т1 АНПН, приложенным через
д.1юд VD2. Таким образом, во время паузы в выходном напряжен1111
энергия на управление мощными транзисторами не расходуется. В на­
чале следующего полупериода транзистор VT2 открывается выходНЫl\1
11мr1ульсом дифференцирующей цепочки R2С2 и пporiecc повторяется.
Среднее з а половину периода знач~ние напряжения на обмотках T:J
011реде.11пся как И('р -. - . :. (Е
--
-
Ик н) 2Т0/Т где Т - длительность пе­
риода напряжения АНПН. Подставляя значение Т0 из (7.17), получае.·1
Иrр с·== 2wsB /kтp.ii Т -= const, следовательно, напряжение на выходе
усилителя мощности стабилизировано относительно изменений вход­
ного напряжения.
Во втором режиме работы момент начала закрывания транзистор<l
определяется состояннем коммутирующего транзистора VT, управля­
емого от компаратора А, что позволяет осуществлять компенсаuион­
ное регулирование выходного напряжения с гальванической развяз­
кой от входного. Воз можно также совмещение указанных режимов.
В этом случае регулирование выходного напряжения в установившем­
ся режиме работы осуществляется от ШИ.М, а в переходных режимах
~включение, скачкообразные изменения тока нагрузки) ограничение
длительности происходит за счет насыщения магнитопровода трансфор­
:v1атора Т2. Схема позволяет организовать гарантированную паузу R
выходном напряжении (выбором Т 0), что исключает сквозные токи че­
рез мощные транзисторы в переходных режимах.
Функции АНПН в этом случае сводятся к формированию прямо­
угольного напряжения с заданной частотой и амплитудой И ::::::: 2 В для
дифференцирующих RС-цепочек, при этом мощность от АНПН практн-
136

чески не потребляется, поскольку питание ШИМ осуществляется с вы­
хода УМ. Формирователь пилообразного напряжения RЗСЗ подклю­
чен ко входу LС-фильтра [91], поэтому в течение у напряжение на СЗ
представляет начальный участок экспоненты:
И11 ;::::;:; kЕ (1-е- t1Rc).
(7. 18)
В течение закрытого состояния мощных транзисторов (l - у),
потенциал точки А (рис. 7.10) становится отрицательным: <рл "=
-
ИvD, а конденсатор СЗ разряжается током дросселя (нагруз­
ки) через диод, шунтирующий резистор RЗ. Время разряда конденса­
тора составляет доли микрuсек_унды, 1юэтом1 ключ i'T всегда закрыт
перед поступлением открывающего синхроимпульса от трансформато­
ра Т 1 AHIIH, что необходимо для устойчивого возбуждения транзис­
торов УМ. При использовании начального участка пилообразного на­
пряжения (7 .18) Итс:1 ~:: ЧJА rпах = kE система стабилизации напряжения
оказывается инвариантной по отношению к изменениям питающего на­
пряжения Е, что значительно повышает коэффициент стабилизации
устройства по сравнению с традиционными (рис. 7.5) схемами ФПН.
Необходимо отметить, что, несмотря на минимальную потребляе­
мую мощность АНПН, в данной схеме потери на управление могут быть
значительными при изменении питающего напряжения в широком диа­
пазоне, поскольку И6 = kш 6 Е. В течение у Р; max -=
k," а оптималь­
ное значение k.,. определится выражением (5.5) при б,., < 1. Вариант
схемы с полумостовым УМ, в котором эмиттеры мощных транзисторов
не связаны друг с другом, приведен в l90J. В этом случае увеличивает­
ся число вторичных обмоток трансформаторов, а работа устройства не
изменяется.
Устройства управления с тремя трансформаторами. Наиболее уни­
версальными являются УУ на основе АНПН с тремя трансформатора­
ми, при этом один трансформатор принадлежит АНПН (Т1 на рис.
7 .11, а), а два других (Т2 и ТЗ) предназначены для раздельного форми­
рования насыщающего 16 н и закрывающего 1Б з токов базы мощных
транзисторов УМ [92]. Во время открытого состояния одного из тран­
зисторов, например VT1, выходным сигналом ШИМ открывается ком­
мутирующий транзистор VТЗ, подключая первичную обмотку транс­
форматора Т2 к выходному напряжению Т1 АНПН через диод VD 1.
Закрывающий трансформатор ТЗ в это время обесточен. При изменении
полярности выходного напряжения ШИМ закрывается транзистор
VТЗ, а VT4 открывается и подключает первичную обмотку трансфор­
матора ТЗ к выходному напряжению АНПН через диод VD4. К базе
транзистора VT1 через диод VDS прикладывается отрицательное на­
пряжение вторичной обмотки ТЗ, а закрывающий ток базы 15 з опреде­
ляется выражением (7.15), аналогично схеме рис. 7.8, а.
Во время (1 - у) закрытого состояния мощных транзисторов по­
тенциал базы VT1 отрицателен, а трансформатор Т2 отключен от АНПН
закрытым транзистором VT3, однако к его вторичной обмотке через
137

резистор R6 приложено отрицательное напряжение базы VT 1, которое
на базовой обмотке транзистора VT2 имеет другой знак, т. е . являетсн
открывающим для VT2. Для исключения сквозных токов через плечо
VT 1, VT2 предназначена дополнительная обмотка трансформатора Т2.
подключенная через двухполупериодный выпрямитель VD к комму­
тирующему транзистору VT4, открытому на время (1 - у). Напряже­
ние на вторичных обмотках Т2 на этом интервале определится как
ИТ2(1 -- '\')
_-:= (Ик н + Иvo) /k, поэтому коэффициент трансформации
k должен быть достаточно высоким (k > 20), чтобы обеспечить близкий
к нулевому потенциал базы транзистора VT2, закрытого в рассматри­
ваемый полупериод (рис. 7 .11, в).
Максимальная относительная мощность управления равна мощно­
сти схемы рис. 7.8, а, в (Р~ rпах -с :: ky), поскольку мощность, от­
бираемая от АНПН во время (1 - у), определяется выражением
(7.14): Р; 0 ~ -v> < k~- при kу . з < 2. Исключить дополнительную об­
мотку и выпрямитель VD на трансформаторе Т2 позволяет устройство
Orrt ffП!/!1
АНПН
VT2
(!)
UvтJ
-
t
ll БЭ
t
тz.
TJ
oJ
'
ll БЭ
t
6)
Рис. 7.11
138

[93], в котором коммутирующий транзистор VТЗ шунтирован резисто­
ром. Сопротивление последнего выбирают таким, чтобы напряжение
на обмотках Т2 не изменяло полярности в течение любого полупериода.
По потребляемой мощности АНПН данн:ая схема занимает промежу­
точное положение между схемами рис. 7.8, а и 7.11, а.
В тех случаях когда коэффициент трансформации Т2 по каким-либо
причинам не может быть выбран достаточно большим, вторичные об­
мотки закрывающего трансформатора ТЗ подключаются к базам мощ­
ных транзисторов VT 1, VT2 через двухполупериодные выпрямители
(рис. 7.11, 6 и диаграмма Иr,э на рис. 7.11, в). При этом во время закры­
того состояния мощного транзистора потенциалы баз v'T 1, v'T2 отри­
цательны, а для сохранения такого же закрывающего тока /Б з, как в
схеме 7.11, а, напряжение закрывающей обмотки должно быть увели­
чено на ИБэ-
Необходю.ю отметить, что схема на рис. 7.11, 6 1юзволяет осуществ-
лять регулирование напряжения как по переднему (аналогично
рис. 7.8, а), так и по заднему фронту управляющего напряжения, что
расширяет ее функциональные возможности при наиболее высоких ло­
казателя х качества (Р~п1ах, /пз при О< У< 1).
7.2. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ
ЗАДАЮЩИМ ГЕНЕРАТОРОМ
•
Устройства управления рассматриваемого класса 11редrюла-
гают наличие постоянного питающего напряжения, не имеющего галь­
ванической связи с первичным источником питания. Поскольку все
функциональные узлы УУ -- компаратор (К), усилитель рассогласо­
вания (У), формирователь пилообразного напряжения (ФПН), делитель
частоты (ДЧ) и задающий генератор (ЗГ) имеют гальваническую связь
с выходным (регулируемым) напряжением И рег• то единственным уз­
лом, который нуждается в трансформаторе как в сог.пасующем и раз­
вязывающем элементе является формирователь управляющего напря­
жения, возможные варианты исполнения которого рассмотрены ниже.
Устройства управления с одним трансформатором. Работа дву хтакт­
ного УМ в качестве формирователя управляющих напряжений иллюст­
рируется рис. 7.12, где нагрузкой трансформатора Т1 являются эмит­
терные переходы мощных (управляемых) транзисторов VT 1 i1 \/Т2.
Транзисторы VТЗ. v'T4 коммутируются поочередно, причем сушеству­
ет такой интервал, в котором оба транзистора закрыты (инхз• Llнx 4 ).
В течение открытого состояния VТЗ к первичной обмотке трансформа­
тора Т1 приложено напряжение питания Еу. Следовательно, транзис­
тор VT 1 открыт и насыщен, а ток ! 6 н определяется напряжен нем базо­
вой обмотки w 6 и сопротивлением резистора R6 . Во время t1 транзис­
тор VТЗ закрывается и трансформатор Т 1 отключается от источника
Е У· В зависимости от материала магнитопровода трансформатора Т 1
форма напряжения на его обмотках может иметь различный внд.
139

Для материалов магнитопровода с малым значением коэрцитивной
силы при iμ --= Нl/ш6 <i:. ! Бн, где Н - напряженность магнитного поля
материала магнитопровода в точке В = -'
Вт; l - длина средней лини11
магнитопровода; ш6 - число витков базовой обмотки Т1, после за­
крывания VТЗ продолжается перемагничивание магнитопровода Т1
в том же направлении под действием избыточного заряда в базе закры­
ваемого транзистора VT1 (uт 1 , рис. 7.12). При этом напряжение на ба­
зовых обмотках на интервале рассасывания избыточного заряда
tp уменьшится от И6 до Ивэ, а базовый ток VT 1 изменит свое направ­
ление, но будет ограничен .значением /г, з ~ iμ << ! Б н, что существеннn
увеличивает время закрывания VT1. Данный эффект характерен для
пермаллоевых ленточных магнитопроводов из материа.юв 79НМ, 50НП
идр.
Для материалов с высоким значением коэрцитивной силы, в кото­
рых ток намагничивания iμ в точке В == Вт соизмерим с насыщающим
базовым током Uii > /Б н), после закрывания VТЗ к обмотке ш6 так­
же приложено напряжение Ивэ через сопротивление R 0=-с: R6 +- rг, 11·
Однако ток в цепи базовой обмотки /Б 3 уже недостаточен для продол­
жения перемагничивания магнитопровода Т1 в том же н.аправлении н
при iμ > ! Б 11 полярность напряжения на обмотках изменяется на про­
тивоположную. Это вызывает открывание транзистора VT2, что, в свою
очередь, приводит к протеканию «сквозного» тока через транзистор1,1
VTJ и VT2.
•
Исключить выброс обратного напряжения в паузе позволяет схема
рис. 7.13, а, анализ которой приведен в f94 J для случая индуктивно­
активной нагрузки. Временные диаграммы функционнровани я тран­
зисторов VT5, VТЗ и VT4 приведены на рис. 7 .13, б для напряжений
И1-о Ивхз и Инч соответственно. На интервале t 0 - t1 открыты и насыще­
ны VT5 и VT8, а к первичной обмотке Т 1 приложено напряжение
И=-= Е". -
2Икн· В точке t1 транзистор VT5 закрывается выходным на­
пряжением компаратора К, а VТЗ остается открытым до конца полу пе-
liВх4-.__..........
UT1 1---+.--~p.J~-h--_,,_
t
Рис. 7.12
140

Un~--+--41""::..-f-+1~-+-~~
t
.- ---
UBxJI----+--+--~--+--+--~
t
ll бx'+-1---+-+--1-t"--t-t--..;...
t
иТ!l----t- -i -- -1r-l- -_,_ _i -- .; .
t
t
а)
Р11с. 7.13
риода, т. е. до точки t2 . Для материалов магнитопровода с малым зна­
чением коэрцитивной силы процесс закрывания мощного транзистора
такой же, как в схеме рис. 7.12. Для магнитопроводов с высоким iμ
напряжение на базовых обмотках трансформатора изменит полярность,
однако благодаря наличию короткозамкнутого контура для обратной
полярности (VТЗ - VD2 - коллекторные обмотки Т1) напряжение
на w6 будет ограничено значением И 6 ·э · '- - =
(w6 :"2w.J (Икн i Иv D) ;:::~
~ 1,5ИБэ/2k.
В начале следующего полупериода (интервал t2 -
t 3 ) открываются
транзисторы VT4 и VTS и процесс повторяется для транзистqра VT2.
Схема рис. 7.13 имеет особенности очередности коммутации тран­
зисторов, так как короткозамкнутый контур по первичной обмотке об­
разован за счет открытого состояния одного из транзисторов VТЗ или
VT4 для определенной полярности напряжения на обмотках Т1. По­
скольку одновременная коммутация VTS и ~1 ТЗ, i1 T4 технически не­
возможна, рассмотрим процессы при сдвинутых относительно точки
t2 фронтах напряжений Ин и U 8 х 3 , Инх4·
Предположим, управляющий сигнал поступает одновременно в точ­
ке t2 на входы всех трех транзисторов. Тогда в течение времени закры­
вания насыщенного VТЗ по коллекторным обмоткам Т 1 протекает
«сквозной» ток, для ограничения которого желательно включение ре­
зистора (штриховая линия на рис. 7.13). Если выходное напряжение
компаратора ик опережает напряжение на выходе делителя частоты
(Ивх 3 , И 8 х4), что зависит от постро ~ния ФПН, то напряжение источника
Е у будет подключено к трансформатору Т1 до коммутации VТЗ и \1Т4.
Это вызовет открывание закрытого на интерва~r~е t1 -
t2 транзистора
VT1, а затем, без паузы, открывание VT2, что вызовет «сквозной» ток
в цепи УМ.
141

При отставании напряжения и"
от Ив х 3 и Ивх4 транзисторы VT3
и VT4 переключаются при еще
закрытом VTS. При этом исклю­
чается контур для протекания ре­
активного тока индуктивности на­
магничивания трансформатора и
на обмотках появляется напряже­
ние, открывающее транзистор VT2.
Амплитуда напряжения на Wн не
может превышать значение Е ~- -+
-f - 2И~'D, а длительность зависит
от того , насколько энергия, накоп­
ленная в индуктивности намагни-
чивания Т 1 на интервале t0 -
t1,
Рис. 7.14
рассеется на насыщенном транзис­
торе VТЗ и диоде VD2 на интер­
вале t1 -
t'}..
Следовательно, УУ по схеме рис. 7.13 необходимо строить таким об­
разом. чтобы делитель частоты синхронизировался передним фронтом
импульса на11ряжения изг и ниспадающий участок пилообразного на­
пряжения Ип начинался в этой же точке (t2 ). Тогда, изменяя д.нпель­
ность спада и 11 , например, сопротивлением разрядного резистора, не­
сложно получить необходимую длительность задержки выходного на­
пряжения ик относительно изг. Поскольку мощность во время па­
узы (1 - у) расходуется только на насыщение транзистора VТЗ (точки
t1-
t2 ), то относительная мощность управления, которую для схем с
бестрансформаторным 3 г определим как р; шах = РФун / Ивэ/ Б н'
где РФУН - мощность, потребляемая оконечным каскадом ФУН УУ от
источника питания Е "' для схемы рис. 7.13 составит Р; max = k ~"
Закрывающий базовый ток при нулевом уровне напряжения на транс­
форматоре Tl во время (1-у) определится как fвз ·=- U5э / (R 6 ~
LrБн) ~ /Бн при k~- ~= 2.
Более высокие значения закрывающего тока на этапе рассасыва­
ния избыточного заряда в базе мощного транзистора позволяет полу­
чить схема рис. 7 .14, в которой базовый резистор вынесен в цепь пер­
вичных обмоток трансформатора Т1, а короткозамкнутый контур во
время (1 - у) организован для любой полярности напряжения на об­
мотках 1951. Во время у одна из коллекторных обмоток Т1 подключена
к источнику питания Е через открытые транзисторы VT5, VТЗ и рези­
стор Rr1. определяемый соотношением
U63 (ky -1)
Rб = (Еу-И~ 3)//~н "-= /
k2
•
(7.19)
Бн
Во время (1 - у) транзистор VTS закрывается, при этом напряже­
ние на обмотках трансформатора Т1 не изменяет полярности за счет

действия избыточного заряда в базе транзистора VT 1, несмотря на от­
крытое состояние VТЗ. Открывание транзистора VT4 образует контур
для протекания закрывающего базового тока VT 1 по цепи Шк - VD 1-
-VT4. Ток /в з определится аналогично выражению (7.12) для схемы
рис. 7.6, 6, г, с тем различием, что коэффициент трансформации k во вре­
мя (1 - у) в 2 раза больше, поскольку короткозамкнутый контур ох­
ватывает оба плеча коллекторных обмоток:
/~ 3 =-ИБэ ('A--2k)!R~,
(7.20)
где /..-:с- ( Иvи +Икн)/ИБэ~ k = Шн/Ш5.
Коэффициент передачи коллекторного тока коммутирующих тран­
зисторов VТЗ и VT4 в цепь базовых обмоток ш6 во время (1 - у) вдвое
выше, чем во время у, что облегчает формирование высоких значений
закрывающего тока базы мощных транзисторов по сравнению со схе­
мой рис. 7.6, 6. При необходимости ограничения /Б з в цепь базовой об­
мотки ш6 можно ввести резисторы сопротивлением 1-3 Ом, что позво­
ляет использовать схему рис. 7.14 для управления мостовым УМ, по­
скольку дополнительные резисторы гарантируют равномерное распре­
деление тока /в н в параллельно (по входу) работающнх мощных тран­
зисторах.
Для получения заданного алгоритма работы транзисторов VТЗ и
VT4 входы последних связаны с выходом компаратора через диоды
VDЗ, VD4 таким образом, что в закрытом состоянии транзистора VTS
открыты оба транзистора VТЗ и VT4, а ее.пи VTS открыт, то открыт
один из транзисторов: VТЗ или VT4, в зависимости от состояния вы­
ходов делителя частоты. Рассматриваемое устройство позволяет осу­
ществлять изменение относительной длительности у как по заднем\·
фронту (срезу) напряжения u 1" так и совместно по переднему и задн~­
му фронтам, что позволяет строить наиболее быстродействующие систе­
мы широтно-импульсного регулирования.
Для уменьшения относительной мощности Р; max, потребляемой от
источника Е у, на трансформаторе Т1 может быть введена дополнитель­
ная обмотка (один - три витка) токовой ПОС Шт, включаемой последо­
вательно с первичной обмоткой трансформатора в цепь коллекторного
тока транзисторов. При этом значение тока /в н в выражении (7.19)
может быть уменьшено в 2-5 раз и соответственно также уменьшится
коллекторный ток коммутирующих транзистора в VТЗ, VT4, VT.5 во
время у. Однако необходимо учитывать, что во время ( 1 - у) коллек­
торный ток транзисторов VТЗ и VT4 становится больше на ток коллек­
тора мощных транзисторов, приведенный в цепь обмотки Шк: /доп =
=--= fк vТJWт/2 Wи.
Кроме того, значительное уменьшение Р; max не означает такого же
уменьшения потерь на управление, которые в схеме с обмоткой шт со­
ставляют Р,, ~ 1,2 Ивэ/в н в отличие от схемы с потенциальным уп­
равлением (без wт), где Р,- ---= kуИвэ/ 6 11 , а оптимальное значение k~. при
14.1

постоянном Е зависит отл ИБэ и при и БЭ rnin / ИБэ rnax с-= 0,8 согласно
(5.5) составит kv.опт :- - 1,44, а при и БЭ min / ИБэ шах се-:: 0,5 -- k)"ОПТ
-
1,7.
.
Предельное значение закрывающего тока базы такое же, как в схе­
ме рис. 7.6, 6:
(7.21)
Устройства управления с двумя трансформаторами. Для транзис ­
торов с малым значением объемного сопротивления базы r13 н в состоя ­
н ин насыщения однотрансформаторные схемы УУ обеспечивают необ­
ходимый закрывающий ток базы 16 з ---= (2 - 5) 16 1r, однако с ростом
rr, !!• что характерно для высоковольтных транзисторов, нулевого по­
тен11иала на переходе база - эмиттер уже недостаточно для получе ­
ния необходимого / 6 з по (7.21). Поскольку получить отрицательный
потенциал на одном трансформаторе невозможно, так как он являетсн
открывающим д.rт я транзистора смежного плеча, то для формирования
/в 3 используется дополнительный трансформатор. При наличии в У~ "
двух трансформаторов разделение последних возможно как по силовым
транзисторам (у каждого плеча свой трансформатор), так и по выполня ­
емым функциям (один открывающий, а другой закрывающий). В пер­
вом случае используются однотактные формирователи управляющего
напряжения, работающие каждый в свою половину периода , где су ­
ществует возможность получения отрицательного потенциала с одной
обмотки трансформатора.
Широко распространенная простейшая схема однотактного формирователя
/96] имеет следующие недостатки: энергия, накопленная в индуктивности транс­
форматора во время у, рассеивается в шунтирующих первичную обмотку стабили­
тронах или резисторах; з акрывание мощных транзисторов осуществляется за
счет энергии, накопленной в индуктивности трансфор'"'1атора во вре::-.1я у, что ис­
ключает во з можность формирования необходимого закрывающего тока базы для
мJтериалuв магнитопровода с малым з начением тока i μ·
Кроме того, во время закрытого состояния транзисторного ключа после
уменьшения напряжения на первичной обмотке ниже напряжения пробоя стаби­
литрона [96J сопротивление нагрузки трансформатора становится большим
и и::~-за наличия реактивностrй (межвитковые емкости , индуктивности рас­
сеяния обмоток) возникает затухающий колебательный процесс, что может
привести к открыванию мощного ключа и, как следствие,- - к снижению КПД и
надежности ПН.
Схема однотактного формирователя управляющего напряжения
1971, представленная на рис. 7 . 15, а, лишена указанных недостатков.
Устройство включает трансформатор, три транзистора, три диода и
широтно-импульный модулятор ШИМ. Во время положительного на­
пряжения на выходе ШИМ транзистор VT 1 открыт и, следовательно,
первичная обмотка w 1 подключена к источнику питания. Магнитопро­
вод трансформатора перемагничивается в прямом направлении, и на
вторичной обмотке наводится ЭДС, образующая базовый ток мощного
транзистора . Резистор, включенный в коллектор VT 1, не приводит к
144
\
\
Е

4
о)
в
н
2000НН
85 =0,39 Т11 -85
Br== О, !/11
IJ)
Рис. 7.15
в
н
50НП
Bs=f,5 Т11
Br/Bm=0,9-o,gs
ухудшению КПД, так как совместно с базовым резистором выполняет
функции ограничения базового тока. В момент изменения выходного
напряжения ШИМ до нулевого уровня транзистор VT 1 закрывается,
а транзисторы VT2 и VТЗ открываются. Поскольку VT 1 обладает соб­
ственной инерционностью, на время рассасывания избыточного заряда
в базе последнего имеет место открытое состояние всех трех транзисто­
ров VT1 - VТЗ.
Для ограничения тока в этих интервалах служит резистор, вклю­
ченный в коллектор транзистора VT 1.
В точке 1 (рис. 7.15, 6) полярность напряжения на обмотках транс­
форматора изменяется на противоположную, так как обмотка w 2 через
открытый транзистор VТЗ подключается к источнику питания. Закры­
вающий базовый ток транзистора определяется коллекторным током
транзистора VТЗ и устанавливается в необходимых пределах сопротив­
лением резистора R 1. Емкость конденсатора С выбирается такой, что­
бы через база-эмиттерный переход транзистора ~1 ТЗ протекал ток в те­
чение времени рассасывания избыточного заряда в базе мощного тран­
зистора. После окончания процесса рассасывания энергия, накоплен­
ная в индуктивности трансформатора, возвращается в источник пита­
ния через коллекторный переход транзистора VТЗ н диод VD 1. Отри­
цательное напряжение на базе транзистора определяется отношением
чисел витков вторичной (w 2 ) и первичной (w1 ) обмоток трансформатора.
В точке 2 напряжение на обмотке w 2 становится меньше напряжения
питания, трансформатор оказывается ненагруженным (за исключением
обратных токов диодов и транзисторов) и начинается колебательный
процесс, обусловленный наличием межвитковых емкостей и индуктив­
ности рассеяния обмоток. Для исключения положительного напряже­
ния на вторичной обмотке трансформатора служит цепочка, состоящая
из транзистора VT2 и диода VD2.
145

В точке 4 транзистор VT2 закрывается, VT 1 открывается, и процесс
повторяется. Максимальный коэффициент заполнения импульсов уп­
равляющего напряжения определяется отношением чисел витков об­
моток w2 и lQ,\ и может быть доведен до О, 7-0,8. В качестве материала
магнитопровода могут быть использованы неразрезные ферритовые
се:рдечники, имеющие высокую магнитную проницаемость (2000НМ),
размах индукции при этом составит ЛВшах =-= Bs - В, ..
При использовании материала магнитопровода, имеющего прямо­
угольную петлю гистерезиса, например пермаллоя 50НП, необходимо
обеспечить открытое состояние транзистора VТЗ на время перемагни­
чивания магнитопровода до уровня индукции - В 8 . Д.1я этого вводят
дополнительную обмотку, соединенную через резистор со входом тран­
зистора VT3. При насыщении магнитопровода развивается регенера­
тивный процесс и транзистор VТЗ закрывается. В схеме с дополнитель­
ной обмоткой максимальный размах индукции в магнитопроводе со­
ставит ЛВmах =- ::
2Bs·
К достоинствам описанной схемы можно отнести следующие: за­
крывание транзистора осуществляется подк.лючением первичной об­
мотки трансформатора к источнику питания, что обеспечивает любой
необходимый закрывающий ток и, следовательно, уменьшение време­
ни рассасывания и динамических потерь в мощных транзисторах;
энергия, расходуемая на работу, минимальна, так как при обратном
перемагничивании магнитопровода происходит возврат запасенной
энергии в источник питания; отсутствует возможность приоткрывания
мощного транзистора во время паузы в управляющем напряжении.
Для управления двухтактным ПН используют два однотактных фор­
мирователя, работающих поочередно в смежные полупериоды. Простая
реализация ШИМ (рис. 7.15) представлена на рис. 7.16 при однополяр­
ном питающем напряжении Е..,,, [98}. В качестве ЗГ использована схема
несимметричного релаксатора с нелинейной ООС. Напряжение на вре­
мязадающем конденсаторе С :r используется в качестве пилообразного
напряжения для компаратора ШИМ. Таким образом, ЗГ совмещает
функции задатчика частоты преобразования ПН и формирователя пи­
лообразного напряжения. Кроме того, выходное напряжение изг
(точка В) используется в качестве формирователя гарантированной па­
узы на входе формирователя управляющего напряжения (точка С).
Функции логической схемы ИЛИ для на11ряжений ик и изг для мик­
росхем компаратора с «открытым коллектором», например 521САЗ.
выполняет диод VD 1. Для простоты на рисунке показано подключение
простейших схем однотактного (рис. 7.16, а) и двухтактного (рис. 7.16,в)
формирователей управляющего напряжения. Основное их отличие со­
стоит в том, что двухтактная схема ФУН должна иметь узел делителя
частоты на два для поочередного открывания транзисторов ПН.
В качестве делителя частоты может быть использован триггер, на
счетный вход которого подается выходное напряжение ЗГ. Другой спо­
соб деления частоты состоит в использовании автогенераторной схемы
146

ФУН (см. рис. 6.3), в которой необходимая полярность напряжения на
обмотках возникает за счет энергии, накопленной в индуктивности
трансформатора во время у и циркулирующей по короткозамкнутому
контуру в течение времени (1 - у). Напряжение на обмотках появля­
ется в момент размыкания указанного контура. Для надежного деления
частоты необходимо выполнение условия (Е YЛV)Ym1n > (Ик н -+ - UvD)X
>< (1 - Ут1n), где Еу
-
ЛИ, Икн ~- UvD -- напряжения на первич­
ной обмотке трансформатора ФУН во время у и (1 - у) соответственно.
Отсюда определим граничное значение Ymin как
Ymin о ="(Ик н _;_ Uvn)!(Ey-ЛU +Ик н+ UvD).
(7.22)
Из (7.22) видно, что при идеальных элементах короткозамкнутого
контура (Ик н -+- Иvл) ~О значение Ymtno -+О. В реальной схеме
уменьшение Ymin 0 достигается при более высоких питающих напряже­
ниях Е, а при Е -= 30 В получим Ymino;:::::::; 0,05. Необходимо отметить,
что нарушение деления частоты (очередности подачи импульсов на
мощные транзисторы) при у< Ymtno = 0,05 не приводит к насыще­
нию ферритовых трансформаторов ПН, поскольку размах индукции в
магнитопроводе составит В;п = BmYmtno < Bs - Br" где Вт - рас­
четное значение индукции магнитопровода. Двухтактный ПН будет ра-
ботать в однотактном режиме.
а)
Ucn
11. ЗГ
Иду
li 1<.
ft
итz
i1
t
L-
Рис. 7.16
с)
147

Из двухтрансформаторных УУ, у которых функции трансформато­
ров разделены (насыщающий и закрывающий), наиболее просто выгля ­
дит схема, в которой оба трансформатора подключены к выходу делн­
теля частоты через диоды r99I.
В тех случаях когда коэффициент трансформации k не может быть
выбран достаточно большим, например, при Е у = l5 В, вторичные об­
мотки трансформатора подключают ко входам мощных транзисторов
через двухполупериодные выпрямители. По относительной мощност~1
управления (Р~ шах __ с k ~- ) И закрывающему базовому току f Б з схем 3
аналогична схеме рис. 7. l l.
Как уже отмечалось, устройства фазового способа управления
(ФСУ) транзисторами УМ, предложенные в (53], целесообразно ис­
пользовать в однотактных схемах, где необходнмая относительная дли­
тельность открытого состояния ключа находится в пределах О ~ у ~ 1.
Оригинальный вариант использования СУ для управления двух­
тактной схемой YN\, в которой О ~у ~ 0,5, предложен в (1, рис. 2.201,
где для формирования насыщающего тока ба з ы участвуют оба
трансформатора ФУН, причем один из них формирует закрывающий
ток базы, а другой поддерж1-шает отрицательный потенциал на базе
закрытого в данный rюлупериод мощного транзистора во время (1 -у) .
Простой вариант получения сдвинутых по фазе прямоугольных напря­
жений без применения трансформаторов рассмотрен в r98].
В тех случаях когда мощности выходных каскадов формирователя
прямоугольных напряжений [981 недостаточно для обеспечения необ­
ходимой мощности уIIравления Р; max. может быть использована схема
формирователя [1001. По своим характеристикам (Р; max , / Б з) такая
схема эквивалентна схеме на рис. 7.11, однако имеет большее чис­
ло трансформаторов, что ограничивает область ее применения мощны­
ми ПН, нуждающимися в промежуточном усилительном каскаде .
Для упрощения узла ФУН в качестве трансформаторов могут быть
использованы стандартные миниатюрные трансформаторы типов
ТИ-4, ТИ-5.
Глава Vlll.
ПРАКТИЧЕСКИЕ РАЗРАБОТКИ ИСТОЧНИКОВ
ВТОРИЧНОГО Э.гIЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
8.1 . ИСТОЧНИК ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
УСТРОЙСТВ ОТОБРАЖЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Характерным требованием ДJIЯ ИВЭП устройств отображения информации
является повышенное входное напряжение 180- 250 В постоянного тока при скач­
кообразном и з менении тока потребления от нулевого уровня до максимального
з начения .
148

На рис. 8.1 приведена принципиальная схема ИВЭП, которая удовлетворяет
этим требованиям и имеет с.'тедующие технические характеристики:
Напряжение сети, В .
Выходное напряжение, В
Диапазон изменения тока нагрузки. А
Суммарная нестабильность входного наr1ряi1-.:ення,
Пу:1ьсации выходного напряжения, В:
на частоте 100 Гц
на частоте 60 кГц
Частота преобразования, кГц .
Коэффициент полезного действия
Удельная ~ощность, Вт/дмэ
Oi
10
220 ..::.:~%
250
0-1
±2
l,5
0,5
30
не ~енее 0.88
120
Устройство состоит из следующих конструктивно законченных узлов: п.·1а­
ты ИВЭП, включающей в себя по.\1ехоподав.1яющий фильтр П ПФ, сетевой выпря­
митель VD43 - JID62, е.\1костный фильтр С 11, С 12 и регулируемый мостовой
конвертор VT!O - VT/3, Т4, VD63 - VD74, L3, С/4, С/5; платы АНПН, под­
ключенной непосредственно к сетево.\1у напряжению через балластный конденса­
тор С/; платы ФУН: нлаты ШИМ.
Сетевой выпрямите.1ь состоит из пяти диодных J\!Остов с ограничительными ре­
зисторами R38 - R43, вк,пюченными парал.1ельно, что позволяет при использо­
вании сравнительно !'.tаломощных диодов Кд105 осуществлять заряд фильтрово­
го конденсатора С/2 при включении носледних в сеть без перегрузки по току (см.
§ 2.1). Конденсатор С/3, включенный последовате.1ьно с первичной обмоткой
трансформатора Т4, необходи.\I для исключения поднасыщения магнитопровода
в установившемся режи.\1е.
В высокочастотно:v1 выпря.\ште.1е VD63 -- VD74 испо.1ьзованы диоды
Кд213Б, у которых обратное напряжение U 0 up '-"' 200 В \tеньше :-.1аксима.1ьного
напряжения на вторичной об:-.1отке тр.знсфор\tатора И zm
420 В, поэтоJ\iУ вто­
ричная обмотка раздЕ.лена на три части с равными числами витков, а диодные мо­
сты включены по выходам последовательно. Такое включение допустимо для вы­
прямителя, работающего на LС-фильтр, поско.1ьку во время паузы (И 2 с·.-= О) дио­
ды находятся в проводяще...1 состоя нни, а при И 2 -_,с: И zm гарантируется равно.чер­
ное распределение напряжения И zm на диодах И обр •:с---= И 2 т /3 без при\1енения
допо.1нительных выравнивающих резисторов.
Устройство управ.1ения ИВЭП вы пол не но на базе АН П Н, стабилизация
входного напряжения которого осуществляется линейным стабили::Jатором VT 1,
VD7. Для огранкчения максимального напряжения на входе ~1 т 1, а следова­
тельно, и мощности, рассеиваемой последним, служат стабилитроны VD5, VD6.
Поскопьку напряжение на входном конденсаторе С2 при uк.1ючении ИВЭП на­
растает достаточно планно (100-150 мс). то для исключения работы транзисто­
ров VTJO - VТ!З в актинном режиме при И АНПН < Ино,1 служит цепочка VT2,
VD8 и VT4, i·D7 f54i, вкпючающая АНПН при И лнпн = Ин 0 ,1 - 47 В.
При правильно настроенной схеме АН П Н (см. рис. 5.8) напряжение на коллек­
торе VТЗ имеет фор.\1у коротких (0,5-1,0 ~1кс) импульсов с амплитудой И т =
= Ином·
Плата Ш ИМ запита на от обмоток трансформатора Т1 АН П Н через выпря­
митеJ1ь VD!O - VD13 с выходными напряжениями ±12 В и содержит компара­
тор А 1 гарантированной паузы 1'max с цепочкой плавного пуска R 14С9, обеспе­
чивающей планное нарастание коэффициента заполнения у от нуля до у rnax (диод
VD 18 предназначен для быстрого разряда С9 по цепи питания Ш ИМ при
выключении АН П Н), усипитель сигнала ошибки А2, компаратор АЗ и компа­
ратор токовой защиты А 4. Логическое суммирование сигналов всех компараторов
осуществпяется на выводе 7 АЗ при помощи диодов VD20, VD22, которые выпол­
няют функции .1огической схемы ИЛИ для нулевого уровня напряжения па
выходе любого компаратора.
149

(Л
о
trJ8
С>:)
!С.;о
RJ8-R1fJ 300111 llIOI -1~1 11
+
~~-J~
,1-1-. -1-1-1~''"-+1--+-1-~==-~=--:rT"Jit "t
t.:;;~~: )
1
~
----1--__
v._т-+!._-!:_д!.2-3.!!. юs ~
vm
\' !!J
-
[-t
22011
~7 12
~нпн ,------~
VJJS Vllб CZ 22С,Охб38
t=:\ ~~
1~·
~~
f!
;
1
vrs" Z~бJОБ jR11 шок 4.( ·
roo
Б
'/
Рис . 8.1
~
--·-=-
-~-- ---,.-:?с
Т21
'i '!! ."
~
VOZ,J - VJJ2б
2Д510А
ш11/'1
gro
....__..--,-- 1тг
VJJJ8- VЛZ2 2Д510А
'
'1
..
z
С/4
v.DvJ-v n -1,i.
/(/l,l ! Jti' ' '
[tJ'
с14 1, о,{ ltйJ !J :2ili/lJ.)
1(7J-I!
+ 11+
R4Ч\ \Cl51 15
fON
22,{JxJOOQ
К5/l-г9
А f,AJ,М. 52!CAJ
А2 140!/Дб
.'i29
б,l.~

Таб:111ILа 8.1
а;
~~
1
а;
~~ 11
а;
о..;
Тип
о."'~ 9~ а;t:i
о."'~ о
о."'~ о"'
с- t:i
а;з:"
::;: ~
а; t:ix
t:;
а; t:ix
t:; о
а;о
~~ 11
;:; gu
::;: ::::
\1а1·нито11роводн
;::; с: u
~~
"'с
::;:сu
v
u:.::
:;; g_:;:
=t:
1
~::::
=
= о.::;: о] о
=с-
о]о
=с..:;:
~:z;о
::r: :::: :: :т ;; t:::[ :: ::;: ::r: "' :: :т
t:::[::::::;: 1 :r: :::: :::: :т ~ t:::[ с:::;:
'
1
Tl
1-2
5 0,2 6-7
5 0,2 lll-12 12 0,2
3-4
80 0,2 8-9
40 0,2 13-14 23 0,2
M2000HMl
4---5
80 0,2 19-10 40 0,2
,11-15 23 0,2
Kl6XIOX4,5
1
1
1
1
1
11
1
1
Т2, тз
1-2
90 0,2 4-5
10 0,33
1
8-9 10 0,33
M2000HMI
Kl6XlOX4,5
2-3
90 0,2 6-7
10 0,33 1 10-11 10 0,33
Т4 Шl2Xl5
1-2
50 0,5:<2
M2000HMI
3--4
20 0,75 5-6
20 0,75 7-8 20 о,75
1
1
11
LЗ Шl2Х15
l--2 150 0.8
1
/i
M2000HMl
зазор l мм
1
1
11
11
,j
1
11
Устройство токовой защиты А4 осуществляет ограничение тока нагрузки на
уровне, определяел10.\1 сопротивлением датчика тока R44 и амплитудой пилооб­
разного напряжения, для регулировки которого перед резистором R26 можно
включить потенциометр. При достижении током дросселя LЗ (нагрузки) заданного
порогового значения переключается ко;о..1паратор А 4 и самоблокируется по цепи
ПОС R25, R28, при это\1 мощные транзисторы VT10 - VTlЗ закрыты. Восста­
новление состояния А4 осуществляется компаратороы паузы при 1' -=Ушах, сле­
довательно, в начале с.1едующего полупериода А 4 вновь готов к фиксации задан­
ного уровня тока дроссе.rтя, и т. д. Если в таком режиме нет необходмости, глу­
бина ПОС (уменьшение\! сопротивления резистора R28) увеличивается таким об­
разом, чтобы А4 не разб.1окировался сигна.1ом с А 1. Тогда изменить состояние
А4, т. е. включить ИВЭП после срабатывания защиты, можно кратковременным
снятием питания с АН П Н (входным тумблероl\1).
Формирователь управ.1яющего напряжения Т2, ТЗ представляет собой уп­
рощенную модификацию 193] трехтрансформаторной cxeJ\lы рис. 7. l l. При нуле­
вом потенциале на выводе 7 компаратора АЗ открыт транзистор VT9 ФУН, при
этом на все транзисторы VT 10 - VT 1З подается закрывающее напряжение. Ког­
да открыт VT8 ФУН, то открываются VTJO и VTJЗ либо VTll и VTJ2, в зависи­
мости от по.1ярности напряжения на выводах 8-10 трансформатора Т 1 АН П Н.
Данные трансформаторов Т 1 - Т4 и дросселя LЗ приведены в табл. 8.1.
8.2. УНИФИЦИРОВАННЫЕ МОДУЛИ ИСТОЧНИКОВ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
Система электропитания, содержащая ряд стаби.1изирующих преобразовате­
лей переменного напряжения сети (220 В) в постоянное, может быть построена на
следующих конструктивно законченных унифицированных функциональных мо­
дулях: СВ входного напрЯжения с фильтром; регулируе:-.1ый двухтактный кон­
вертор с трансфор~1аторным выходом ТДК; устройство управ.пения и защиты
УУЗ; моду.'IЬ источника питания У УЗ- И П УУЗ.
15l

Выделение СВ в отде.пьный функциона"1ьный моду.'JЬ продиктовано с.1едую­
щими причинами: .'.1ногообразием возможных параметров питающей се т и (115 .
220 , .380 В ; 50, 400 Гu, ...); воз можностью выполнения единого СВ д.rтя в се й систе
\IЫ пи та 11ия , поскольку уменьшено общее число элементов и появляет с я во з :vюж
~ю с ть п ос тр ое ния унифицированного ИВЭП из двух функциона.1ьных у з .11 ов (ре ­
гу.1 ируемы й конвертор Т ДК и У У3). а к стойке (шкафу) подводится два вх од ных
пос тоя нных напряжения: .ЗОО В для силовой части и 18 В д.1я питания устройст­
ва у прав.1ения _
На принципиальной схеме (рис. 8.2) СВ вк.11ючает диоды VD24 - VD27, дрос­
сс.1ь 1-2 и конденсатор С/4 (К50-27. 450В 220 мкФ). В качестве си.1овой части вы ­
спко част от н о го преобра зова теля постоянного напряжения выбрана с хема ТДК .
вып о .1н е нн о го по полумостов ой cxei\le на тран з нсторах l/ T8, VT9 (2Т809А) и
конд снс<Jто рах С9, С/О , (К73-11, 250 В 1,5 мкФ) .
К онсру ктнвно узе:1 ТДК п ред ста n.1яет собой плату с элеме11там11, прижа тую
со с т орон ы д иодов к радиа то ру с \1Ощ1юстью ра с сеивания 20-30 В т, причеl\1 11 ;1
r1 ос .1е :1 н ем креi1ят т<Jкже :\JОШ. ны е тран:зисторы . Над оставшейся сноб о дн о r':i п.10-
ш. адью радиа1ора 11О .\1ещается п.:1ата УУЗ. Эти два узла в'llесте заню1ают объс r.1
l .7 - . -: : 1.2 >< О,.З дl\1:J = 0,6 дма при мощности нагру з ки 75 Вт и выходном напряже­
нии 5 В (уд е льная ;..ющность 120 Вт / дJ\1а) и при мощности нагрузки l l О Вт и выход ­
ноч на11ряжении 27 В (удельн а я 1\IОЩность 170 Вт/ дм 3 ) .
~·ст р о йство управ.1е11ия и з ащиты преобра зова т е ля выпрям.'Iенног о напряжс
ння fн_,111 0.· 111яет следующие ф ункции: регу.'Iирование (стабилизацию) выходног( '
на11ряження (Al, А2. АЗ): обес печение плавного нарас та ния напряжения на вы
Х!Jде с 11е .1ью исклю 1 1ения 11ер е регу.1ирования при включении и повышение Н о­
деJ-t-;ностн силовой части п реобр азоват еля (С6, R 16. R18 , VD4, v'DS): оuеспечени(·
фнк с нр ова нн о й пау з ы в у правляющем тран з ис то рами напряжении "•1/rя иск.1ю
·1 е ния сквозн ых токов чере з пос л ед 11 ие (А 1, VD6, АЗ) ; формирование управл яющЕ' ­
го н а nряжения необходим ой формы с целью уменьшения потерь и п овыше н и н
част о ты преобра:ювания (Т!. Т2); за щиту ИВЭП от к о р о тких замыканий в Н;JГ ру i
ке (А4).
Устройство упраRления 11 за щиты питаетсs:~: от источника постоянног о напр7i
жения 16--- 18 В и потребляет мощность 1,2 Вт. д.'Iя повышения каче ст ва напр51
жения питания испо"1ь :1уется стаб или з атор на стаби.11проне VD! (2 С213) и тран
.-тсторе VT 1 (КТ817Б)_ При с нижении входного напряжения ниже определенноr(
уров ня (пробоя стаби .1 итрона VDI) закрывается тран з истор VT4, и с к .1юча я во -~­
\1ож11ость п одач и напряжения на открывающий трансф п рмат о р Т 1 и отк.'1ю•1а н _
такю1 оt'iра:им , мощные тр аю и с торы ТДК. -
Задаю щий генератор вьшолнен на схеме А/ с не .1инейной обратноi '1 свя:~ьн1
а пи.1о об ра з ное напряжение на вре\1язадающе111 конден с аторе С4 и с 11 0.1ь.J у с101
для коJ\1паратора АЗ, на другой вход которого подает с я напряжение р <1сспr .1 ас 11
на ния. усиленное усилителе~~ обратной связи А2 . Д...1 я обеспечения 11.'J aIЗ но го и ,
\1енення коэффициента заnо.1н е ния (от ну.1я до l'ш <tx ) напряжения н а выходе
ко\1паратора нсnользуется цепочка R 16, R 18, VD5 , VD4, Сб.
Вых од ные напряжения к ом паратора АЗ, задающего генератора А/ (д.r~я фор
\1ирования паузы) и порогового устройства токовой защиты А4 через схел1у ИЛИ
( VDl. VD 6 ) подк.1ючены к о входу фор\1ироватеJiя управJiяющеrо напряжения Т !
Т2, VT5. VT7 (IHT251), VT2. VТЗ (2Т.ЗIЗБ). В открытом состоянии тран :шстор«
11 т2 н ап ряжение подается на за крывающий трансфо р ;..1атор Т2, а ес.11и VT2 з; 1
кры т - на открывающий Т /.
Для и з~1ерения тока, пр о текающего по первичной обмотке трансф ор матор;,
ТЗ. исполь з уется токовая обыотка (один-два витка), помещенная на открываю­
щеr\J т рансфор'l1аторе Т 1. Эт о иск.1ючает необходимость в специа.1ьном то ковт•
тран сфо рматоре, повышает КПД УУЗ и упрощает устройство. При п одмагнич11
вании трансформатора Т4 пер е:ченны~1 током первичной об;..ютки ТЗ 11 0 ба з овоi1
обмотке трансформатора Т / пр оте кает ток , пропорци она льный первичн ому . и вы
з ывает допо.11-1ительное падение напряжения на ба зо вых ре з ист о рах RЗб и.r~и
R37. а следовательно, и на первичной об\Ннке трансфо рматора Т 1 - точка cof'
152

'8!!_11JO IKTJ128 КТб305 KTJ128
VT1 КТ8!75.
1---
~
~1 _tt VI11
1:--'
-;}
t;..L+
-
ZC213
С2 ...L ..+
-г
б,8х20
VIJ24 - VIJ27
ТДК
R441M
t2 R43
~30
~
+ V1l28
~ Д815Г
t....
КД105
ИП YYJ
R*ff
R~12
VDб
.....
......
~~
~><
t.;,~
t:)'
~
св
VD7
~
...
VT8
VD18-VD2J КД213
~r-
~~
.
.
•
Dl DlT2
~30
юао. О'ш\ R18 о
7,5к
1к
3,бк Б2к
П R34
ZZк
<<.()
~
С4-
,...._.
l!~
+
~
щ_ш~
-----:+-::-
__,.----..___, VT7
....._
!:1!:13
ORJ5
3,9К
.........
.....
V1
VIJ15
O
R2
150
~
i.:;-
t,Бк Т 4Н7
~
Сбт
]'l7 47.Ох 15
R320
с:::::э-J 3, 9к
R31 2,2к
~С8
r'+H7
1
v
1
~
Рис. 8.2
~---~
li'ZZ 1ZК RZJ Т,8к
1
VT4--VТ7 1НТ251, VT2, VTJ KTJ1Jll,
8се tluoiJы rиаты типа КД570
--
{/нi-;.; ..

динения резисторов R29, RЗО. Повышение напряжения в этой точке фиксирует­
ся пороговым устройством А4, а при превышении первичны;о..1 током допустиыого
значения последнее срабатывает и снимает управляющее напряжение с тран­
зисторов VT8, VT9.
Устройство управления и защиты выполнено на плате размером 120Х 70Х
Х 10 мм. Модуль питания УУЗ представляет особый узел ограниченного приме­
нения, необходимый д.llя питания автономного (единичного) ИВЭП, и представля­
ет собой АНПН, выполненный на элементах VT10- VT 14, Т4 и подключенный к
переменному напряжению сети через выпрямитель и балластный конденсатор
С17 (К73-11, 400В 1,0 мкФ). Модуль размещен на п.пате размером 120Х 50~; 18 мм.
На основе модулей разработаны ИВЭП, имеющие следующие технические
характеристики:
Напряжение сети, В
Выходные напрнжения, В
Мощность нагрузки, Вт .
.
220~: ~%
Суммарная нестабильность выходного напряжения, %
Пульсации выходного напряжения, %
Частота преобразования, кГц .
.5;6;12;27
75-120 Вт
±2
1
Удельная мощность ИВЭП, Вт/дмз
30
70-110
8.3 . ИСТОЧНИI( ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
МАЛОГАБАРИТНОГО АНАЛОГО-ЦИФРОВОГО ПРИБОРА
Автоматический перенос схемотехники мощных ИВЭП с бестрансформатор­
ным входом на малые мощности (единицы, десятки ватт) приводит к значитель­
ному ухудшению таких показателей ИВЭП, как КПД, удельная масса и габари­
ты прибора. Это происходит за счет увеличения относительной доли потреб.11е­
ния УУ (1-5 Вт) и значительных размеров платы управления со своим источни­
ком питания, выполненной на дискретных элементах. Кроме того, резко ухудша­
ется такой показатель ИВЭП, как стоимость 1 Вт преобразованной энергии.
В свете этого весьма актуальной является задача построения самовозбуждающих­
ся преобразователей со стабилизацией выходного напряжения, имеющих мини-
Рис. 8.3
154
R2
ВZк
УDб- VDB, VlJlб-VJJ
КД5/О
VJJ7 VDB
/f!S
27
КС2'J
+t*-0.ZA
....... ........, __,+5-2А
{!

мальное кu:1ичество ко'\ш.1ектующих элементов; однако совмещение простоты уст­
ройства и удов.1етворение всех требований к ИВЭП, с бестрансформаторным вхо­
дом (см. гл. IV) яв.1яется весьма противоречивой задачей.
Анализ АС:ПН (см. гл. VI) показал перспективность применения однотакт­
ных ПН с «обратнЫ'\1>J включением диода рис. 6.5 при высоких питающих напря­
жениях. Расоютрю.~ особенности практической схемы АСПН рис. 8.3, имеющей
следующие 1ехнические характеристики:
Напр}jп.:е11ие сети, В
Вы\.t>,J.Ные н:н1рнжения, В
Ток11 на гrу ,~· t1. А:
1ю кан~1.1у. 5 В
110 К3Н<JЛУ + 14В .
Гlотребляемая мощность. Вт
.
Коэффиаиент полезного действия
Пу:1ьсааии напряжения, В:
на выходе 28 В
навходе5В
.
_
Нестабильность напряжения по каналу 28 В в диапа­
зоне изменения напряжения сети и пр11 уменьшении
мощности нагрузки до 5 Вт, %
У дельная мощность, Вт/дмз
220~~У, ?о
5; +14
2
0,2
20
не \1енее 0,8
О,l
0,02
+1
60
Входной фильтр nыпрям.1енного напряжения сети, Cl, С2 общей емкостью
44 мкФ обеспечивает пульсации, не превышающие допустимых для конденсато­
ров типа К50-29. У:о·.iеньшить потери в ограничительно:..1 резисторе R1 l\IОжно
параллельным соединением диодных мостов ( VD 1 - VD4) ана:1огично соедине­
нию на cxe:v1e рис. 8.1 .
Преобразовательный блок содержит однотактный А СП Н [ 77] на 1\IОЩном
транзисторе VTJ тнпа КТ828А и АНПН [70] для канала 5В - 2А на тран'шсто­
р;1х VT4, VT5. Для фиксации амплитуды коллекторного тока VT 1 на заданном
уровне f кт= 0,5 А использована схема «са'\юзащищенного» транзисторного
1<люча VT 1 - VTJ, которая функционирует при выходных напряжениях, .\1ень­
Ш'iХ номинального, т. е. в режиме ограничения тока на~·рузки (/ 11 > 1 н.ном)
I' :1 переходном режю1е при вк.1ючении А СП Н в течение временн 3аряда фильтро­
вых конденсаторов С5 - С8. CJO. Внешняя характеристика ПН на этом участке
(Uн < Ин.ном) определяется выбранным значением параметра Мс.-~ 1,2 !см.
(6.13), и рис. 6.5, в]. Для исключения кратковременных всплесков напряжения,
связанных с индуктивностью рассеяния первичной обмотки Т 1, служит цепочка
VD5. R2, С.З.
Стаби.1 и.1ация напряжения (по каналу 28 В) осуществляе·сся устройством уп­
равления А 1. VT2, Т2 путем подачи закрывающих юшульсов в базу мощного
транзистора \/Т 1 (см. рис. 6. 7). Закрывающий ток базы ограни•rен сопротивлени­
ем резистора R7, а для того чтобы магнитопровод импу.ттьитого трансформатора
Т2 успевал вернуться в исходное состояние (В= Вг) за времп tп r::ередачи энер­
гии индуктивности трансфор:.~атора Т 1 в нагрузку. напряжеJ-•не пробоя стабилит­
ронаVD11должнобытьнеменьшечемИст>Uн(l+М)=28I)·2,2с=61В.
На такое же напряжение должен быть рассчитан и тр;-шзистор \1 ТЗ.
Автогенераторный нерегу.1ируемый ПН выполнен по схеые с :.1ягким Jапус­
ком и коммутирующим дросселем L (см. рис. 5.12). При испо.1ь·1LJВании высоко­
частотных транзисторов ( VT4, v'Т 3 -- К286ЕПЗ) частота преобразования АН 17 Н
может быть в1,iGрана достаточно высокой: 50 кГц. Д.1я уменьшения потерь в низ­
ковольтном выпрямителе VD20. VD21 использованы диоды Шатки типа КД224.
Поскольку устройство автоматически защищено от коротких зачыканий на­
грузки, то защита от перенапряжений на выходе АСПН. необходимость которой
оценивают вероятностью выхода из строя только элементов УУ (в том числе об­
рыв цепи ООС), \южет быть выполнена в виде тиристора VD15. срабатывающего
155

от измерителя уровня Ин (VD14, Rl4). При открывании тиристора VD15 АСПН
работает на короткозаr-.1кнутую нагрузку, при этом ток короткого замыкания
(среднее з начение) определится соотношением /1;.з =---=
fн.ном (1 + М).
Однако наряду с таким несомне1шы!>.1 достоинством схем АН П Нс «обратным»
диодом, как предельная простота (один мощный транзистор и один моточный узел
Tl), им присущи вполне определенные недостатки, ограничивающие область их
применения. Так, зависимости мощности ПН при fн = f н шах от максимального
коллекторного тока ! Кт и ЭДС источника питания Е для АСПН с «обратным»
диодом и ПН с дросселе'\! в цепи постоянного тока (например, по рис. 8.1) имеют
соответственно вид
\8. 1)
Рт2 =·7=fктЕМ (1 -~- ki)-'2 ·< 0,72/ктЕ. где М <. 0,8, ki <. 0,8.
(8. 2)
Схемы с дросселем в цепи переменного тока (см.§ 6.2) характеризуются вы­
ражением (8.2) при ki = О. где ki =: Imin/ fшах - кратность изменения мгно­
венного тока дросселя в течение периода коммутации. Для них имее:-.1
Рта <. О,41ктЕ.
(8 .3)
Сравнение выражений (8. l)-(8.3) показывает, что при равных мощностях преоб­
разования Рт и питающих напряжениях Е амплитуда ко.:1лекторного тока тран­
з исто ров схем АСПН (ри~. 8.3) примерно в 2,6 раза больше, чем в схеме по
рис. 8.1.
Другим существенным недостатко!У! рассматриваемых устройств является на­
личие чисго еыкостного фи.1ьтра , обладающего наибольшей эффективностью при
высоких значениях Ин, поскольку емкость фильтрового конденсатора имеет сле-
дующую зависимость от напряжения на выходе АСПН: С ::::- Рт tнi kл И~. где
k л = Л. И нl Ин - пульсации выходного напряжения.
Таким образом, область рационального использования АСПН с обратным
диодом принадлежит ИВЭП с малыми мощностями Рт= 10 - 50 Вт при повы­
шенных выходных напряжениях U н > 20 В. Данные трансформаторов Т 1. ТЗ и
дросселя L приведены в табл. 8.2 .
Таблиц а 8.2
1
Тип
Об озна чени е
1
Диаметр
M;lГl\!ITOllp(JIIOД U
обмогки
Чис.1п в11ткон
провода, мм
1
Т 1 i'vlП-140
Ш1
200
0,39
К24ХIЗХ14
:Q.l2=Wз
10
О,8Х2
Т2
M2000HMI
W1
90
0,19
КIОХ6ХЗ
U'?
15
О,30
тз
U'G
·~
"
0,19
M2000HMI
Wн
40
0,44
Kl6X10X4,5
ш?
8
О,51Х~
LЗ
М2000НМ1
w
2Х17
0,19
K5X3Xl.5
156

СПИСОК Л ИТЕРА1УРЫ
1. Мкртчян Ж. А. Электропитание э.1ектронно-вычислительных машин. - М. ·
Энергия, 1980. -
207 с.
·2 . Электромагнитная совмести:-.юсть радиоэ.1ектронных средств и систем/
В. И. Владимиров, А. Л. Докторов, Ф. В. Елизаров и др.; По;J. ред.
Н. М. Царькова. - М.: Радио и связь, 1985. - 2 72 с ..
З. Система электропитания специализированной ЦВМ.'Ю. В. Зайцев.
В. М. Кондрахин, В. П. Миловзоров и др.- Вопросы радиоэлектроники.
Сер. ЭВТ, 1976, вып. 6, с. 137-144 .
4. Источники вторичного электропитания/С.С. Букреев, В. А. Головацки й,
Г. Н. Гулякович и др.; По~ ред. Ю. И. Конева.- М.: Радио и связь, 1983 .
. 5. Колосов В. А" Буденный А. Л" Шерихов Е. С. Стабилизированный транзис­
торный преобразовате.1 ь напряжения - источник питания для ЦВМ. - Во­
просы радиоэлектроники. Сер. ЭВТ, 1974, вып. 8, с. 122-133 .
'6. Прянишников В. А., Петров Е. А., Прянишников С. В. Унифицированные
источники с бестранссЬорматорным входом и микроэлектронные узлы схем
управления: Проблем'ы миниатюризации ВИП РЭА.- 2\1. ·
Изд. МДНТП,
1979, с. 145-155.
7. Мотовилов Н. И. Бестрансформаторные источники питания: Обзор.- За­
рубежная радиоэлектроника, 1983, No l. с. 61-79 .
8. Мелешин 8. И. Энергетические соотношения в кл!Qчевых преобразователях
постоянного напряжения/Под ред. Ю. И. Конева.- М. · Сов. радио,
1977, вып. 9, с. 83-97.
9. А. с. 493877 (СССР). Инвертор со ступенчатым регулированием выходного
напряжения/А. К Мусолин, В. П. Миловзоров, Ю. В. Зайцев и др.
10. Справочник по электропитическис..1 конденсаторам/М. Н. Дьяконов, В. И. Ка­
рабанов, В. И. Просняков и др.; Под общ. ред. И.И. Четвертакова и
В. Ф. Смирнова.- М.: Радио и связь, 1983. -5 7 6 с.
11. Б.J1андова Е. С., Бочарников М. Я. К вопросу разработки вторичных источни­
ков питания с бестрансформаторным входом. - Электронная техника. Сер.
Радиодетали и радиокомпоненты, 1976, вып. 4, с. 74-84 .
12. мощные диоды с барьеро:...1 Шотки и особенности их применения во вторичных
источниках питания/Е. А. Альперович, В. Г. Воронин, Э. Е. Вольфсон и
др. - ЭТвАiПод ред. Ю. И. Конева.- М.: Сов. радио, 1981, вып. 12, с. 37-42 .
13. Мощные полупроводниковые приборы. Транзисторы: Справочнию Б. А. Бо­
родин, В _i\1. Ло:-1акин, В. В. Л1окряков и др.: Под ред. А. В. Голомедова
--
-
М. Радио и связь, 1985.- 560 с.
14. Злобин В. А. Муромкина т. С., Поспелов П. В. Изделия из ферритов и маг­
нитодиэ.пектриков: Справочник Лод общ. ред. Н. Д. Горбунова и Г. А. Мат­
веева. - М.: Сов. радио. 1972. -2 4 0 с.
15. Александров Ф. И., Сиваков А. Р. Импульсные полупроводниковые преобр а­
зователи и стабилизаторы постоянного напряжения. - Л.· Энергия. 1970.-
-
188 с.
16. А. с .. 639105 (СССР). Однотактный преобразователь постоянного напряже­
ния /В. В. Петров, В. Я. Гавриленко.
17. А. с. 951596 (СССР). Преобразователь постоянного напряжения/ С. Д. Ру­
дык, В. Е. Турчанинов.
18 А. с. 750676 (СССР). Конвертор 'А. Н. Федосов.
19. А. с~ 936287 (СССР). Однотактный преобразователь постоянного напряже­
ния1С. Д. Рудык. В. Е. Тvрчанинов.
20 Остапенко А. А., Рудык С. ·д., Турчанинов В. Е. Однотактные преобра­
зователи с повышенным размахом индукции силового трансформатора:
Проб.1емы преобразовательной техники.- Киев: Изд. ИЭД АН УССР.
1983, ч. 1. с. 194-197 .
21. А. с. 575745 (СССР). Импу.пьсный стабилизированный однотактный кон­
вертор/Б А. Багинский, Е. В. Ярославцев.
157

22. А. с. 978293 (СССР). Преобразователь постоянного напряжения / С. Д. Ру­
дык, В. Е. Турчанинов, А. М. Тюрин, А. А. Черепнин.
23. Мони В. С., Лаптев Н. Н. Стабилизированные транзисторные преобразова­
тели.- М.: Энергия, 1972. -31 2 с.
24. Охотников В. А., Фомичев В. В. Методы снижения мощности, рассеиваемой
в высоковольтных транзисторах преобразователей напр я жени я проf\1ышлен­
ной сети. - ЭТвА : Под ред. Ю. И. Конева.- М.: Радио и связь, 1980 ,
вып. l l, с. 100-105 .
25. Ромаш Э . М. Транзисторные преобразователи в устр ойс твах питания ради о­
электронной аппаратуры.- М.: Энергия, 1975. - 175 с.
26 . Драбович Ю. И., Комаров Н. С., Марченко Н. Б. Транзисторные источ­
ники электропитания с бестрансфор1\lаторным входом . - Киев: Наукова
думка, 1984. -1 5 8 с.
27. А. С. 928329 (СССР). Импульсный стабилизатор напряжения / А. И. Гин з ­
бург, А. Ф. Кривцов. Л. И. Свительl\1ан, Н. М. Разуl\1ахина.
28. Эраносян С. А., Журавлев Б. Н. Особенности построения бестрансформатор­
ных инверторов: Совре:-.1енные задачи преобразовательной техники.- Киев :
Изд. ИЭД АН УССР, 1975. ч. 6, с. 391-395.
29. Воронин В. Г., Жорно С. Е. П ост роение вторичных источников питания с
бестрансфор:чаторным входо:"11: Полупроводниковые приборы в технике элект­
росвязи / Под ред. И. Ф. Николаевского. - М.: Связь, 1975, вып. 15, с. 107-
113.
30 . А. с. 447797 (СССР). Импvльсный стабилизатор / А. В. Горбач.
31. А. С. 807468 (СССР). Стабилизированный инвертор / В.А. Лтаназевич.
32. А. с. 932582 (СССР). Регулируемый преобразователь постоянного напряже­
ния в постоянное / В. А. КлИ.\!ОВ, В. К. Ковальков.
33. Мелешии В. И., Конев Ю. И. Миниатюризация преобразователей перемен­
ного напряжения в стабилизированное п остоянное - ЭТвА/ Под ред .
Ю. И. Конева.- М.: Сов. ради о, 1975, вып. 7, с. 36-45 .
34 . А. с. 1142546 (СССР). Самовозбуждающийся инвертор/А. П. Мишачев .
А. В. Романов.
35. Юрченко А. И. Преобразователь сетевого напряжения в стаби.ТJизированное
постоянное - ЭТв А / Под ред. Ю. И. Конева.- М.: Радио и связь, 1981 ,
вып. 12, с. 42-47.
36. А. с. 796829 (СССР). Ключевой стабилизатор преобр азов атель п о стоянног о
напряжения/А.А. Ба с.
37. А. с. 384177 (СССР). Преобраз ова тель постоянного напряжения/ Г.А. Жу­
рин, В . И. Куротченко.
38. А. с. 699503 (СССР). Устройство для дискретного регулирования выпрямлен­
ного напряжения / В.Е. Болтнев, -В. П. Миловзоров. А. К. Мусолин.
39. Болтнев В. Е., Мусолин А. к. Анализ потерь в магнитн о -транзисторных клю­
чах дискретных трансформаторных регуляторах стабилизаторов напряжения
(ДТРСН): Межвуз. сб. «Ма гнитно-полупроводниковые и электромашинные
элементы автоматики».- Рязань : Изд. РРТИ, 1977. вып. 7, с. 28-36.
40. Болтнев В. Е., Несов В. А., Андреев И. А. Сравнительная оценка регули ­
рующих органов дискретного действия: Меж.вуз. сб. «Магнитно-полупровод­
никовые и электромашинные элементы автоматики».- Рязань: Изд. РРТИ,
1982, вып. 12, с. 73-83.
41. А. с. 1077036 (СССР). Мостовой инвертор / В . И. Овдин, В. Л. Хр ому шин .
42. А. с. 860243 (СССР). Инвертор/ А.А. Бас.
43. Пат. 2375750 (Франция). Onduleur en Н,а Traпsistors, Equilibre/D. Stolitza .
44. Головацки й В. А., Юрченко А. И. Применение магнитного пояса в транзис­
торных преобразователях- ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева.- М.:. Сов. радио ,
1981, вып. 12. с. 71-76.
45. Меле шин В. И" Опадчи й Ю. Ф. Сю1метрирование тра~ з исторных преобразо­
вателей напряжения с внешним управлением - ЭТвА /Под ред. Ю. И. Коне­
ва. - М.: Сов. радио, 1974, вып. 6, с . 50-55.
158

46. А. с. 982161 (СССР). Двухтактный преобразователь напряжения А. И. Гинз·
бург.
47. А. с. 877737 (СССР). Конвертор/А. А. Бас, С. Н. Федячихин.
.
48. А. с. 959242 (СССР). Транзисторный преобразователь напряжения/ А.А. Бас.
49. Бас. А. А. О симметрировании транзисторных инверторов.: Проблемы пре-
образовате"1ьной техники.- Киев: Изд. ИЭД АН УССР, 1979, ч. 2,
с. 150-153.
50. Сетевой стабилизированный ВИП 58-ЗОА:'А.А. Бас, Ф. Г. Кроз, А. М. У.'IЬя­
нов, С. Н. Федячихин.- Проблемы преобразовательной техники- Киев:
Изд. ИЭД АН УССР, 1979, ч. 5, с. 120-123 .
51. Корнеев В. Ф. Однотактные преобразователи напряжения в структурах вто­
ричных источников электропитания.- Проблемы миниатюризации и унифи­
кации ВИП РЭА.- "\1 0 : Изд. МДНТП, 1979, с. 48-53.
52. Надежность технических систем: Справочник/Под ред. И. А. Ушакова.- М.:
Радио и связь, 1985.- 60 8 с.
53. Драбович Ю. И., Комаров Н. С., Мартынов В. В. Фазовый способ управле-
ния импульсным регулятором.- Киев (Препринт АН УССР, ИЭД,
No 211), 1979.- 47 с.
54. А. с. 788312 (СССР). Инвертор/ А.А. Бас, С. Н. Федячихин.
55. А. с. 877506 (СССР). Источник питания с защитой от перегрузок/ А. А. Бас,
В.П. Миловзоров, А. К. Мусолин, С. Н. Федячихин.
56. А. с. 688954 (СССР). Способ защиты двухтактного транзисторного инвертора
от перегрузок/А. А. Бас, А. К. Мусолин, С. Н. Федячихин.
57. Бас. А. А., Ми шачев А. П. Сравнительный анализ цепей управления маг­
нитно-транзисторных автогенераторов/Материалы семинара «Электронные
средства преобразования энергию- М.: ЦНИИ НиТЭИ, 1983, с. 18-21 .
58. Мишачев А. П., Романов А. В. Анализ условий мягкого самовозбуждения
двухтактного транзисторного преобразователя напряжения: Проблемы пре­
образовательной техники.- Киев: Изд. ИЭД АН УССР, 1983, ч. 5, с. 103.
59. Исаев Э. А. Полупроводниковые преобразователи напряжения.
-
М.: Во­
ениздат, 1962. -1 12 с.
60. А. с. 877735 (СССР). Преобразователь постоянного напряжения в перемен­
ное/Н. О. Костин, Е. А. Кривешко, Н. Б. Марченко.
61. А. с. 494833 (СССР). Транзисторный инвертор/В. К. Зайцевский.
62. Многофазный импульсный
стабилизатор постоянного напряжения/
А. И. Юрченко, В. А. Головацкий, В. П. Брагин и др.- ЭТвА/Под ред.
Ю.И. Конева.- М.: Сов. радио, 1978, вып. 10, с. 111.
63. А. с. No788233 (СССР). Транзисторный преобразователь напряжения/ А.А. Бас.
64. А. с. 909776 (СССР). Преобразователь напряжения/ А. П. Мишачев,
А. В. Романов.
65. А. с. 630724 (СССР). Двухтактный транзисторный инвертор/В .С. Я рыгин,
Э. Л. Якунин, В. Ф. Шалагинов.
66. А. с. 765954 (СССР). Автогенератор-/ А.А. Бас, А. К. Мусолин, С. Н. Фе­
дячи хин.
67. А. с. 919028 (СССР). Транзисторный преобразователь/Э. А. Мурадханян,
Ж. А. Мкртчян.
68. Пат. 4127894 (США). Converter Protection Circuit Operative to Limit and
Counteract Transformer Saturation /J. D . Bishop.
69. А. с. 780129 (СССР). Инвертор/ А.А. Бас.
70. А.с. 1159135(СССР). Преобразователь напряжения/ А.А. Бас.
71. Бертинов А. И. Гершберг В. С., Кофман Д. Б. Регулируемый статический
преобразователь для заряда емкостного накопителя.- Устройства преобра­
зовательной техники. Киев: Наукова думка, 1969, вып. 2, с. 205-218.
72. А. с. 414715 (СССР). Устройство управления усилителем мощности/
В. А. Поляков.
73. А. с. 535888 (СССР). Преобразователь постоянного напряжения/ Л. С. Зис­
ман.
159

74. А. с. 729772 (СССР). Двухтактный стабилизированный инвертор/Б.А. Гле­
бов.
75. Глебов Б. А.,Магнитно-транзисторные преобразователи напряжения для пи­
тания РЭА.- М.: Радио и связь, 1981. - 9 6 с.
76. А. с. 760334 (СССР). Импу.'Iьсный стабилизированный источник постоянного
напряжения/ А. А. Федосов.
77. А. с. 1159125 (СССР). Стабилизирующий преобразователь постоянного на­
пряжения/ А.А. Бас.
78. Росляков В. 8. К вопросу о самовозбуждении двухтактного транзисторного
преобразователя напряжения: Полупроводниковые приборы и их применение
/Под ред. А. Я. Федотова.- М.: Сов. радио, 1966, вып. 16, с. 197-227.
79. Драбович Ю. И., Лебедев А. В. Анализ процесса включения магнитно-тран·
зисторного ключа.- Техническая электродинамика. 1982. No 6, с. 34-37 .
80. А. с. 491941 (СССР). Преобразователь-стаби.11изатор постоянного напр яже­
ния/В.М. Раинчик.
81. А. с. 782081 (СССР). Регулируемый двухтактный преобразователь постоян­
ного напряжения/В. И. Рудяков
82. А. с. 826535 (СССР). Стабилизированный транзисторный преобразователь/
А.А. Бас.
83. А.с. 748718 (СССР). Стабилизированный конвертор/ А. Ф. Кадацкий.
84. Веденеев Г. М. Стабилизация выходного напряжения статических преобра­
зовате.1ей на транзисторах. - Электротехника, 1968, No 10, с. 34-38 .
85. А. с. 493870 (СССР). Регулируемый транзисторный конвертор/Л. Е. Смоль·
ни ков.
86. Шаров Л. Н. Стабилизированный преобразователь с бестрансформаторным
входом. - ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева.- М.: Сов.радио, 1974, вып. 6
с. 59-63 .
87. А. с. 877738 (СССР). Регулируемый преобразователь постоянного напряже­
ния/ А. А. Бас, А. К. Мусолин, С. К. Федячихин, П. С. Полонский.
88. А. с. 907530 (СССР). Стабилизированный источник электропитания/А. А. Бас.
89. Бас А. А. Широтно-регу.1ируемый преобразовате.1ь постоянного напряже­
ния с трансформаторной развязкой входных и выходных цепей: Проблемы
преобразоватс:1ьной тсхниJ-.:и. - Киев: .Изд. ИЭД АН УССР 1983, ч. 4,
с. 153-156 .
90. А. с. 955458 (СССР). Стабиаизированный преобразователь постоянного на­
пряжения в переменное/ А. А. Бас.
91. А. с. 1170566 (СССР). Стабилизирующий преобразовате.1ь постоянного на-
пряжения/ А. А. Бас.
92. А. с. 7_!52702 (СССР). Транзисторный инвертор/ А. А. Бас.
93. А. с. 838977 (СССР). Двухтактный транзисторный инвертор/ А. А. Бас.
94. Коссов О. А. Уси.:штели мощности на транзисторах в режиме переключений.
-
М.: Энергия, 1971, с. 151-153 .
95. А. с. 838951 (СССР). Стаби:1изированный конвертор/ А. А. Бас.
96. Буденный А. П., Колосов А. А. Мощный ключевой стабилизатор. - ЭТвА /
Под ред. Ю. И. Конева. - М.: Сов. радио, 1974. вып. 6, с. 64-66 .
97. А. с. 760330 (СССР). Устройство д.1я управ.1ения транзисторным ключом/
А. А. Бас, А. К. Мусолин и С. Н. Федячнхин.
98. А. с. 957379 (СССР). Транзисторный конвертор/ А. А. Бас, А. К. Мусолин,
С. Н. Федячихин и А. М. У.1ьянов.
99. А. с. 819808 (СССР). Стабилизированный преобразователь постоянного
напряжения/ А. А. Бас.
100. А. с. 712913 (СССР). Транзисторный инвертор/ А. А. Бас, С. Н. Федячихин.
101. Способ уменьшения динамических потерь в силовых транзисторных ин­
верторах / Ю. И. Драбович, В. С. Маслобойщиков, Н. Н. Юрченко,
П. Н. Шевченко. - Повышение эффективности устройств преобразователь­
ной техники. - Киев: Изд. ИЭД АН УССР, 1972, ч. 1, с. 406-417.
160