/
Текст
РАДИО-
РАДИОЕЖЕГОДНИК
\ У 9 'J
Scan by Hi-Copy
МОСКВА „ПАТРИОТ"
1991
ББК 32.84
Р15
Авторский коллектив: П. С. Алешин, Ю. М. Архи-
Архипов, Б. М. Бронштейн, А. В. Гороховский, Е. А. Карна-
Карнаухов, В. Б. Левин, В. А. Лаенко, Ф. В. Марин, Б. Г. Сте-
Степанов, Н. Е. Сухов
Рецензент В. В. Фролов
Редактор М. Е. Орехова
Часть средств от реализации этой книги поступит на раз-
развитие книгоиздательской деятельности Ассоциации совет-
советских книгоиздателей (АСКИ).
Радиоежегодник-91 / Сост. А. В. Гороховский.—
Р15 М.: Патриот, 1991.— 159 с.
4 р. 50 к.
Публикуются статьи по технике магнитной записи и воспроизведения Дается
обзорный материал по состоянию за рубежом техники воспроизведения записи
с помощью лазерных проигрывателей и компакт-дисков Ряд статей посвящен
применению электроники в прикладных целях Кроме того, приводится описание
трансивера прямого преобразования, даются полезные технологические советы
Для широкого круга радиолюбителей
D 2300000000—016 « О1 ББК 32.84
V 072@2)—91 **"" *! 6Ф2.9
© Составитель А. В. Гороховский, 1991
ПРЕДИСЛОВИЕ
Радиоэлектронике и вычислительной технике принадлежит
революционизирующая роль в социальном и экономическом раз-
развитии. Успешное решение задач, связанных с происходящими
в стране глубочайшими преобразованиями во всех сферах жизни
общества, в существенной мере зависит от того, насколько глу-
глубоко проникают и используются в человеческой деятельности
достижения современной радиотехники и электроники. Приходится
отмечать, что отставание нашей страны от передовых зарубежных
стран в целом ряде отраслей народного хозяйства касается также
и многих направлений радиоэлектроники, в том числе таких важ-
важнейших, как вычислительная техника и электрическая связь. Без
высокого уровня развития этих областей радиоэлектроники не-
невозможно достижение того состояния информатики в стране,
которое принято сейчас называть информационным обществом
и без которого в современных условиях, на пороге XXI века,
немыслим рывок в научно-техническом прогрессе, интенсивное
развитие народного хозяйства, тем более в условиях рыночной
экономики. Без этого нашей стране просто не удастся вырваться
из тисков кризиса, в которых она оказалась в силу многих
и объективных и субъективных причин, вставших на пути про-
процесса перестройки. Успехи в развитии экономики целого ряда стран
Европы, Америки, Востока убедительно свидетельствуют об огром-
огромной роли радиоэлектроники, которая действительно стала в этих
странах катализатором научно-технического прогресса. К сожа-
сожалению, это крылатое выражение, вошедшее в наш обиход лет
15 тому назад, так и осталось по существу только лозунгом,
не претворившись в конкретную последовательно и настойчиво
реализуемую программу.
И здесь невольно возвращаешься к начальному периоду
существования советского государства. Буквально с первых дней
его образования радиосредства стали активно использоваться
для передачи правительственных декретов и распоряжений,
различной другой информации. И все это безусловно содейство-
вало успешному развитию революционных событий по всей стране.
Радиограммы «Всем, всем!», которые впервые появились в эфире
в ту пору, по существу заложили основы будущих радиовеща-
радиовещательных передач. Можно привести много примеров того, как
использование радиосвязи активно способствовало реализации
важнейших задач, выдвигавшихся Советским правительством. Все
это, совершенно естественно, не могло не привести к мысли
о необходимости создания условий, позволяющих не только под-
поддерживать имевшийся в ту пору уровень состояния радио-
радиосредств, но и способствовать их более рациональному исполь-
использованию и развитию.
С этой целью 19 июля 1918 г. Совет Народных Комиссаров
принимает первый советский декрет по радио «О централизации
радиотехнического дела Советской республики», которым была
намечена широкая программа работ на ряд лет в области
радио, решались основные вопросы радиослужбы страны. Пред-
Председатель СНК В. И. Ленин активно участвовал в подготовке этого
декрета, торопил с его принятием, остро чувствуя всю важность
документа для резкого улучшения действия радиосредств страны.
Нельзя не сказать и о декрете от 2 декабря 1918 г. о создании
в нашей стране по существу первого научно-исследовательского
института в области радио. Декрет этот известен как «Положе-
«Положение о радиолаборатории с мастерской Народного комиссариата
почт и телеграфов», в котором была сформулирована широкая
программа развития в нашей стране исследовательских и прак-
практических работ в ряде направлений радиотехники.
Оба этих декрета были приняты в условиях гражданской
войны, острой нехватки материалов и оборудования, оторванности
от работ, ведущихся в области радиотехники за рубежом.
В Нижегородской радиолаборатории, направления деятельности
которой были определены и закреплены упомянутым здесь пра-
правительственным декретом от 2 декабря 1918 г., трудился талантли-
талантливый коллектив главным образом молодых специалистов. Они
творчески решали сложные задачи в области радио. Здесь было
налажено производство приемных ламп, впервые в мире были
разработаны и изготовлены радиолампы с анодом, охлаждаемым
водой. Это изобретение М. А. Бонч-Бруевича открывало пути
рационального построения мощных радиопередатчиков на радио-
радиолампах и в дальнейшем решало спор между лампой и машиной
в пользу именно таких передающих устройств.
На базе ламп с водяным охлаждением были созданы радио-
радиотелефонные передатчики. Да сама разработка модных радиоламп
и велась с целью реализации задачи, поставленной перед лабо-
лабораторией в области радиотелефонии еще в первом положении —
документе, увидевшем свет летом 1918 г., когда лаборатория
размещалась еще в Твери, на Тверской приемной станции между-
международных сношений. В 1920 г. заработала весьма мощная по тому
времени 5-киловаттная радиотелефонная станция, установленная
на Ходынской радиостанции в Москве, а в 1922 г., к пятой
годовщине Октября, была принята в эксплуатацию уже 12-кило-
ваттная радиостанция, сооруженная вблизи Курского вокзала.
В НРЛ успешно велись работы и по ряду других направлений
радиотехники.
Параллельно с НРЛ работами в области радиотелефонии
занимались на 2-й базе радиотелеграфных формирований
(г. Казань), которые возглавлял талантливый радиоспециалист
А. Т. Углов. Здесь же были созданы усилители с рупорами. Эти
установки с успехом применялись для усиления речей ораторов в
дни первомайских праздников в 1921 г. Вскоре Совет Труда и Обо-
Обороны принимает решение об установке такой аппаратуры в Москве
и 22 июня 1921 г. на шести площадях столицы началась передача
«Устной газеты», положившая начало проводному вещанию.
Здесь названо лишь несколько решений Советского прави-
правительства по радиостроительству. Известно же большое число
таких документов, как и документов по поддержанию и развитию
средств связи, относящихся к первым годам советской власти. Все
они убедительно свидетельствуют о постоянном внимании прави-
правительства и его главы В. И. Ленина к радио и связи. Пожалуй вся
дальнейшая история нашего государства не знает примеров столь
пристального интереса со стороны руководителя правительства
к этим отраслям науки и техники, к пониманию важности широ-
широкого использования радиосредств и связи в интересах народа
и страны.
Радио в ту пору переживало период своего становления,
области его применения относились главным образом к радиосвя-
радиосвязи, использование радиотехнических методов в других областях
человеческой деятельности делало, по существу, лишь первые
шаги.
За прошедшие годы радиотехника, дополненная электроникой,
проделала гигантский путь в своем развитии, вторгшись в самые
различные сферы деятельности человека и везде активно содей-
содействуя прогрессу, ускоренному развитию.
К сожалению, приходится отмечать, что отечественная радио-
радиоэлектроника сейчас не может быть отнесена к той научно-техни-
научно-технической отрасли, уровень которой сравним с уровнем, достигнутым
за рубежом (хотя, совершенно естественно, известен существен-
существенный вклад советских специалистов в отдельные разделы радио-
радиоэлектроники). Наиболее значительно мы отстаем в области прак-
практического использования достижений радиоэлектроники — ска-
сказанное относится и к вычислительной технике, и к бытовой радио-
радиоэлектронике, и к использованию радиоэлектроники в различных
отраслях народного хозяйства. Наши специалисты не располагают
соответствующими по возможностям аналогами целого ряда ком-
компонентов, не отвечают современному зарубежному уровню многие
технологии. Сказанное — результат длительного господства
командно-административной системы, которая, как и в других
отраслях народного хозяйства, стала давно тормозом социально-
экономического развития.
Радиоэлектроника в нашей стране вот уже примерно 70 лет
притягивает к себе не только специалистов, но и любителей,
отдающих ей свой досуг, с увлечением конструирующих раз-
различные устройства. Их творческая деятельность воплощается
во многих радиоэлектронных изделиях, предназначенных для ис-
использования в быту, в народном хозяйстве, медицине, учебном
процессе, спорте. Сегодня одним из весьма популярных направле-
направлений радиолюбительского творчества стала вычислительная техни-
техника. Работы радиолюбителей в этой области содействуют компью-
компьютеризации, особенно на нынешнем этапе, когда отечественная
промышленность все еще не наладила массовый выпуск совре-
современных персональных компьютеров. Зарубежные же ПК чрезвы-
чрезвычайно дороги и просто не по карману практически всем, кто
хотел бы их иметь в домашнем пользовании (как это стало
совершенно обычным за рубежом). К сожалению, очень мешает
не только развитию радиолюбительства, но даже поддержанию
его на достигнутом уровне хронический дефицит радиокомпо-
радиокомпонентов, так как государственные системы (планирующие органы,
промышленность, торговля) не заинтересованы, как это ни стран-
странно, в оказании помощи энтузиастам радиоэлектроники, хотя
история давно уже убедительно доказала, что радиолюбительство
является прекрасной школой подготовки увлеченных высококвали-
высококвалифицированных радиоспециалистов для народного хозяйства и Во-
Вооруженных Сил.
Предлагаемый вниманию читателей очередной выпуск радио-
радиоежегодника содержит полезные для практической деятельности
и для расширения технического кругозора статьи по ряду на-
направлений радиолюбительского творчества.
В этом выпуске, в отличие от предыдущих, больше внимания
уделено разработкам радиолюбителей в области прикладного
использования радиоэлектронных методов. Это сделано не случай-
случайно, так как практика и поступающие от радиолюбителей письма
показывают их большую заинтересованность в таких, менее тра-
традиционных, направлениях технического творчества.
По всем вопросам, касающимся материалов сборника, следует
обращаться по адресу: 103045, Москва, Селиверстов пер., 10,
редакция журнала «Радио».
АДАПТИВНОЕ ДИНАМИЧЕСКОЕ ПОДМАГНИЧИВАНИЕ
Н. Сухов
В истории магнитной звукозаписи можно выделить несколько
этапов, каждый из которых соответствует скачкообразному из-
изменению качества записи. Первые попытки осуществлялись путем
подачи в магнитную головку тока, соответствующего звуковому
сигналу. Искажения, вызываемые при таком способе записи
нелинейностью кривой намагничивания (петли гистерезиса)
магнитной ленты, были значительно снижены на следующем
этапе смещением сигнала записи с сигналом постоянного тока,
носящего название подмагничивающего. Благодаря этому на-
начальный уровень напряженности поля магнитной головки
записи (ГЗ) выводится на середину одного из линейных участков
петли гистерезиса.
Высокий уровень собственных шумов паузы, характерный
для записи с подмагничиванием постоянным полем, был устранен
на третьем этапе развития техники магнитной звукозаписи,
когда в качестве подмагничивающего был предложен сигнал
переменного тока фиксированной амплитуды и частотой, в не-
несколько раз превышающей верхнюю граничную частоту сигнала
записи.
Вторую половину 80-х годов можно считать началом четвер-
четвертого этапа развития аналоговой магнитной звукозаписи, для
которого характерно развитие различных систем динамического
подмагничивания (СДП) [1—5]. Эти системы обеспечивают
расширение динамического диапазона посредством амплитудной
модуляции сигнала высокочастотного подмагничивания по тому
или иному закону в зависимости от спектрального состава
и уровня сигнала записи. Действие всех разновидностей СДП на-
направлено на преодоление противоречия условий оптимальной
записи высокочастотных и низкочастотных сигналов, обуслов-
©ТГСухов, 1991
tp I
Рис. l. Зависимости потока Ф короткого
замыкания от тока высокочастотного под-
подмагничивания
1попт
подмагничивание
ленного неравенством оптималь-
оптимального уровня подмагничивания для
НЧ и ВЧ составляющих сигна-
сигнала записи (он больше для НЧ
сигналов). СДП либо повышают
уровень подмагничивания при
преобладании в спектре сигнала
записи НЧ составляющих, либо
при появлении ВЧ составляю-
понижают
щих.
Практическое применение нашли СДП второго типа, по-
поскольку они обеспечивают более высокую линейность записи
как при малых, так и при больших уровнях записи. К сожалению,
характеристики регулирования тока подмагничивания в зави-
зависимости от частоты и уровня сигнала записи для всех видов
СДП основаны в лучшем случае на результатах, полученных
эмпирически для нескольких фиксированных частот и уровней
записи. Предсказать же поведение СДП в условиях реального
сигнала записи с множеством динамично изменяющихся составля-
составляющих в разных частотных областях звукового диапазона
практически невозможно. В то же время хорошо известно,
что любое изменение уровня подмагничивания затрагивает целый
ряд характеристик магнитной ленты — не только ее АЧХ, но
и линейность (коэффициент гармоник), чувствительность, причем
в разной степени для разных частот, уровень модуляционных
шумов и т. п.
Из сказанного становится ясно, что без четкого определения
критерия модуляции тока подмагничивания обеспечение макси-
максимальной линеаризации магнитной записи невозможно. Таким
образом, создание СДП «на ощупь» может привести к непред-
непредсказуемым результатам при записи реального музыкального сиг-
сигнала, несмотря на то, что на каком-либо испытательном сигнале
система показывает высокую эффективность.
Для выработки критерия модуляции тока высокочастотного
подмагничивания обратимся к рис. 1, на котором изображены
типичные зависимости потока Ф короткого замыкания (уровня
«отдачи» магнитной ленты) на произвольных частотах ft<fj от
тока высокочастотного подмагничивания /п. Максимум потока Ф,
достигается при оптимальном токе /п опт, а максимум потока Ф/,
Рис. 2. Спектрограммы сигнала на выходе стандартного канала воспроизведения
магнитофона
соответствующего более высокой частоте, при /п</п опт. Легко
убедиться, что рис. 1 соответствует широко применяемому на прак-
практике критерию регулировки тока подмагничивания, при котором
обеспечивается оптимальный режим для записи среднечастотного
(fi) сигнала, а потери на частоте /,, равные ДФ=Ф|(/П0ПТ)—Ф/(/„ОПт),
компенсируются частотными предыскажениями усилителя запи-
записи (УЗ) и коррекцией АЧХ усилителя воспроизведения (УВ).
Вполне очевидно, что при повышении тока /п опт будет на-
наблюдаться, во-первых, падение потока Ф^ и, во-вторых, более
быстрое падение потока Ф7 (зависимость потока короткого замы-
замыкания, соответствующего большей частоте сигнала записи, от
тока подмагничивания более острая), что в конечном итоге про-
проявится в падении чувствительности магнитной ленты и завале
высших звуковых частот (сравните ДФ(/П 0ПТ)<ДФ(/^).
Рассмотрим далее спектрограммы сигнала на выходе стан-
стандартного канала воспроизведения магнитофона с оптимальным
фиксированным высокочастотным подмагничиванием в случае
записи суммы трех синусоидальных сигналов с частотами 3, 6
и 12 кГц. При этом уровень записи сигналов с частотами 3 и
6 кГц постоянен и равен —20 дБ, а уровень записи сигнала
с частотой 12 кГц составляет —20 дБ для рис. 2,а, —10 дБ для
рис. 2,6 и 0 дБ для рис. 2,в. Масштаб по оси частот — линей-
линейный, по оси ординат — логарифмический, спектр сигнала записи
выделен утолщенной линией, сигнала воспроизведения — тонкой.
Запись произведена в формате компакт-кассеты (уо = 4,76 см/с)
на магнитной ленте МЭК-1 (Fe2O3).
Сравнивая рис. 2,6 и 2,в с рис. 2,а, можно убедиться, что
повышение уровня записи сигнала с частотой 12 кГц приводит
к уменьшению потока короткого замыкания для составляющих с
частотами 3 и 6 кГц, причем в большей степени — для более
высокочастотной составляющей. Это совершенно эквивалентно
случаю, рассмотренному выше (сравните с рис. 1), в предпо-
предположении регулировки тока высокочастотного подмагничивания
сверх оптимального. Другими словами, вполне логично пред-
предположить, что действие сигнала частотой 12 кГц при записи
сигналов с другими частотами в какой-то мере эквивалентно
действию сигнала высокочастотного подмагничивания. Если это
Ih h 'ij i* h
a
in
Jn f
Puc. 3. Зависимости составляющей потока Ф, и тока высокочастотного подмаг-
подмагничивания от частоты
так, то падение уровней сигналов с частотой 3 и 6 кГц на
рис. 2,6 и 2,в, возникшее из-за увеличения уровня записи сигнала
с частотой 12 кГц, может быть скомпенсировано соответствующим
вполне однозначно определенным уменьшением тока высоко-
высокочастотного подмагничивания.
На более общей схеме (рис. 3,а) изображена составляющая
потока короткого замыкания Ф/ на частоте // и влияющие на ее
уровень составляющие сигнала записи с частотами // и /*,
обозначенные через токи записи ij и 4, а также ток высоко-
высокочастотного подмагничивания /п. Частоты /н и /в обозначают соот-
соответственно нижнюю и верхнюю граничные частоты канала запи-
записи-воспроизведения. Для такой схемы поток Ф, можно записать в
виде
Ф, = // + ijkti + ikkik + /An, A)
где и — ток записи на частоте /<; &,/, kik и kin — соответственно
коэффициенты влияния уровней записи составляющих с часто-
частотами fit fk и /п на уровень потока короткого замыкания Ф/ со-
составляющей с частотой Д, которые характеризуют снижение
Ф, при повышении уровня /у, ik и /п.
Справедливо предположить, чтобы условием оптимального ре-
регулирования тока подмагничивания было такое, при котором
для фиксированного ц уровень потока Ф, не зависел бы от
уровня // и ik. Такое условие нетрудно вывести из A), положив
ф, = constx и и = const2.
Подставив // = ik = 0, убеждаемся, что consts соответствует
оптимальному значению тока высокочастотного подмагничивания
In— ln опт Цъ
B)
Аналогичным образом можно определить условие независи-
независимости потока короткого замыкания на другой произвольной часто-
частоте, скажем //, от уровня составляющих сигнала записи с часто-
частотами ft и fk (рис. 3,6):
. Ми • kjk
^п = ^п опт —Uh — h, * C)
Дроби, образованные отношением коэффициентов k в выра-
выражениях B) и C), по существу показывают, насколько подмагни-
подмагничивающее действие сигналов записи с соответствующей частотой
больше или меньше подмагничивающего действия сигнала высоко-
высокочастотного подмагничивания. Например, отношение -г^ ПОКа-
зывает, на сколько процентов необходимо уменьшить ток вы-
высокочастотного подмагничивания при повышении уровня запи-
записи сигнала с частотой fk на один процент, чтобы поток
короткого замыкания составляющей с частотой /,• остался не-
неизменным.
Экспериментально установлено, что отношение коэффициен-
коэффициентов при составляющих одной и той же частоты в B) и C)
равны друг другу, т. е. ^?1=т^. Аналогичные равенства спра-
ведливы и для любых других комбинаций частот, а это означает,
что подмагничивающее действие составляющей тока записи с про-
произвольной частотой (в рассмотренном примере fk) на составля-
составляющие с любыми другими произвольными частотами (в рассмот-
рассмотренном примере /, и /у) совершенно аналогично действию высоко-
высокочастотного подмагничивания, но эффективнее последнего в
kk=^-=b]k раз. Иначе говоря, если при повышении уровня
Kin К)п
записи сигнала с частотой, скажем, 12 кГц (fk) на А/* уровень
потока короткого замыкания составляющей с частотой 3 кГц
уменьшился на 1 дБ, а составляющей с частотой 6 кГц (//) —
на 4 дБ, то соответствующее снижение уровня высокочастот-
высокочастотного подмагничивания на Д/п = kikkk приведет к точному вос-
восстановлению исходных уровней как потока Ф,, так и Ф/.
Не углубляясь более в детали, отметим, что аналогичные
рассуждения оказываются справедливыми для любого набора
как синусоидальных, так и шумовых (третьоктавных, октавных или
широкополосных) сигналов записи. Обобщая сказанное, с учетом
экспериментальных исследований, проведенных автором, можно
сделать следующие выводы:
1. Любая составляющая сигнала записи является подмагни-
чивающей по отношению ко всем остальным составляющим, а
также по отношению к самой себе (автоподмагничивание или
самостирание).
и
2. Подмагничивающее действие каждой составляющей сиг-
сигнала записи пропорционально ее амплитуде и частоте (для шу-
шумовых составляющих — пропорционально квазипиковому значе-
значению в единичной полосе частот), т. е. для рассмотренного при-
примера Kk = Kj~ = Ktj- или К, = Ktj- и т. д.
3. Эффективность подмагничивающего действия сигнала с
высшей граничной частотой канала записи-воспроизведения
(наименьшей длиной волны записи) в /С>1 раз превышает эффек-
эффективность подмагничивающего действия сигнала высокочастотного
подмагничивания. Значение К зависит от отношения номи-
номинального тока подмагничивания /п ном к номинальному току запи-
записи /3 ном конкретной магнитной головки и для большинства
современных головок укладывается в диапазон /С= 1,7 ... 4. Это
означает, что, например, при К = 2 и /в = 20 кГц (vo = 4,76 см/с)
ток записи /3 = 0,5 мА с частотой 20 кГц эквивалентен по под-
магничивающему действию току высокочастотного (/п= 100 кГц)
подмагничивания /3 = 1 мА.
4. Подмагничивающее действие любой составляющей, а так-
также всех составляющих сигнала записи может быть полностью
скомпенсировано вполне определенным уменьшением уровня
сигнала высокочастотного подмагничивания.
5. В наиболее простой форме выражение для «эффектив-
«эффективного» тока подмагничивания in эфф, динамическое поддержание
которого постоянным обеспечивает оптимальный режим под-
подмагничивания для любого сигнала записи, имеет вид
к эфф = *зГ-* + «п, D)
/в
где /3 и / — ток и частота сигнала записи; k>\—параметр
конструкции головки записи, зависящий от соотношения п ном;
/п — ток высокочастотного подмагничивания. 3 ном
Исходя из последнего выражения, легко получить формулу
оптимального регулирования тока высокочастотного подмагни-
подмагничивания:
*п = in om — isrk- E)
Структурная схема системы адаптивного динамического
подмагничивания (САДП), обеспечивающей выполнение алго-
алгоритма регулирования тока подмагничивания в соответствии с
формулой E), приведена на рис. 4 [6]. Токи записи i3 и высоко-
высокочастотного подмагничивания /п, генерируемые усилителем
записи (УЗ) G\ и модулируемые генератором подмагничивания
(ГП) G2, суммируются и подаются в магнитную головку записи
BGI. Кроме того, сумма токов 13 + /п подается на взвешенный
фильтр Z1, производящий перераспределение спектральных со-
12
K53& -
6дБ/окт
h
h t
Рис 4 Структурная схема системы
адаптивного динамического подмаг-
подмагничивания
Рис 5 Характеристики «взвешива-
«взвешивания» эффективного подмагничива-
подмагничивания
ставляющих в соответствии с выражением E), т. е. умножающий
составляющие сигнала записи на j-k и пропускающий без изме-
изменений сигнал высокочастотного подмагничивания.
АХЧ фильтра Z1 (характеристика «взвешивания» эффектив-
эффективного подмагничивания) изображена на рис. 5. В связи с от-
отсутствием составляющих в интервале частот от /в до /п ход АЧХ
фильтра в этом интервале может быть любым, важно лишь
обеспечить спад АЧХ на частотах /</в с крутизной 6 дБ/октава
и подъем АЧХ на частоте /в по отношению к частоте подмагни-
подмагничивания в k= 1,7 ... 4 раза.
Детектор квазипиковых значений UZ преобразует скорректи-
скорректированный сигнал в медленно меняющееся напряжение, которое
сравнивается с опорным сигналом компаратором А. Если сигнал
на выходе детектора больше опорного, то на выходе компаратора
появляется модулирующее напряжение, которое стремится умень-
уменьшить амплитуду тока высокочастотного подмагничивания /п, и на-
наоборот. Таким образом, сумма
'в
поддерживается посто-
янно, т. е. САДП, по существу, является системой автомати-
автоматического регулирования, обеспечивающей динамическое посто-
постоянство «эффективного» подмагничивания при изменении спект-
спектрального состава и уровня сигнала записи.
Для практической реализации САДП в качестве G1 можно
использовать практически любой УЗ, имеющий достаточно вы-
высокую, не менее 10 дБ, перегрузочную способность во всем рабочем
диапазоне частот. Генератор G2 должен быть амплитудно-моду-
лируемым и обеспечивать номинальный ток подмагничивания для
конкретной МГЗ при уровне четных гармоник не выше —36 дБ
(при большем уровне будет повышаться уровень шумов паузы).
К сожалению, из-за большого напряжения, необходимого для
обеспечения номинального тока подмагничивания большинства
современных магнитных головок (для типовых Lr3=0,l Гн,
/п= 100 кГц, /п=1 мА требуется Uu^2nfnLrJu = 63 В), вы-
выполнение ГП без применения резонансных LC цепей весьма за-
затруднительно.
Вследствие охвата генератора G2 петлей автоматического
регулирования к линейности его модуляционной характеристики
высоких требований не предъявляется. По этой же причине не
предъявляется жестких требований и к линейности характеристики
выпрямления детектора UZ. В связи с тем что подмагничивающий
эффект пропорционален именно амплитуде (а не, скажем, средне-
выпрямленному значению) сигнала подмагничивания, в качестве
UZ необходимо применять детектор пиковых или квазипиковых
значений. Весьма желательно, чтобы динамические характери-
характеристики детектора обеспечивали такое быстродействие регулирова-
регулирования тока подмагничивания, при котором САДП успевала бы
«отслеживать» наиболее быстрые изменения уровня сигнала
записи. Поскольку музыкальные сигналы имеют время нарастания
5 и более миллисекунд, приемлемым можно считать время ре-
реакции САДП порядка 1...3 мс.
Компаратор А, замыкающий петлю авторегулирования, дол-
должен обеспечивать оптимальное петлевое усиление системы авто-
авторегулирования, превышение которого чревато самовозбуждением
САДП. Вход опорного сигнала компаратора удобно использовать
для регулировки начального уровня тока высокочастотного под-
подмагничивания, так как в отсутствие сигнала записи ток под-
подмагничивания пропорционален опорному сигналу постоянного
тока, регулировать который намного удобнее, чем высоковольт-
высоковольтное высокочастотное напряжение.
Принципиальная схема САДП, рассчитанной для примене-
применения в кассетном магнитофоне с универсальной магнитной го-
головкой, изображена на рис. 6 [7]. На транзисторе VTX выполнен
генератор стирания, который обеспечивает ток стирания до 210 мА
при частоте генерации 100 кГц. Он собран по схеме емкостной
трехточки, колебательный контур которой образуют соединенные
последовательно конденсаторы С2, СЗ и индуктивности катуш-
катушки L2 и магнитной головки стирания (ГС) BGI. Частота гене-
генерации приближенно определяется выражением
C2C3L2Lri
(С2 + C3)(L2 + ?гс)
и регулируется подстроечной катушкой индуктивности L2. Бла-
Благодаря оптимизации режима транзистора VTX оказалось возмож-
возможным обеспечить уровень четных гармоник тока стирания не выше
— 50 дБ (спектр тока стирания изображен на рис. 7). Это
заметно лучше, чем у типовых двухтактных генераторов стирания
и подмагничивания, спектр тока стирания у которых нередко
искажен из-за несимметрии коллекторных обмоток высокочастот-
высокочастотного трансформатора и разброса параметров транзисторов
(спектр тока стирания типового двухтактного ГСП приведен
на рис. 8, на котором, как и на рис. 7, масштаб по оси частот
линейный, а по оси амплитуд — логарифмический).
14
I
03
cd
3
«г
UM
-w
-20
-30
-to
-50
-60
WO 200
Рис. 7. Спектр тока стирания
1
II
1
300
400
и,дб
-10
-20
-30
-40
-50
1
1 1
_LJ_jlJ
100
200
300
400
500
700
Рис. 8. Спектр тока стирания типового двухтактного генератора стирания и
подмагничивания
If)
Цепочка R5C5 обеспечивает плавное нарастание тока стира-
стирания при включении режима записи переключателем S1 и плавный
спад — при выключении. Ток стирания САДП не модулируется и
не изменяется в зависимости от типа магнитной ленты, что
гарантирует .максимально возможный для конкретной магнит-
магнитной головки уровень стирания.
Каналы регулирования тока подмагничивания левого и пра-
правого каналов САДП взаимонезависимы и имеют идентичные схе-
схемы (на рис. 6 приведена схема для одного канала). Транзистор
VT3 образует амплитудный модулятор тока подмагничивания,
представляющий собой линейный резонансный усилитель, коэф-
коэффициент усиления которого изменяется благодаря регулированию
передаточной крутизны S транзистора, линейно связанной с током
эмиттера /э: 5 = /э/срт, где фт — так называемый темпера-
температурный потенциал (для комнатной температуры равен 26-10~3 В).
Для рассматриваемой схемы
где UM — постоянное модулирующее напряжение на верхнем (по
схеме) выводе /?1б относительно общего провода; — Еп — на-
напряжение источника питания отрицательной полярности (— 15 В);
^бэутз — постоянное напряжение смещения транзистора VT3
@,7 В).
Очевидно, что передаточная крутизна транзистора прак-
практически пропорциональна сомножителю в квадратных скобках,
т. е. модулирующему напряжению, отсчитываемому относительно
потенциала отрицательного источника питания.
Кроме регулируемого смещения постоянного тока на базу
транзистора VT3 через емкостной делитель С6С8 поступает вы-
высокочастотное напряжение с выхода генератора стирания. При*
менение емкостного (а не резистивного) делителя позволяет,
во-первых, исключить «нагружающее» действие модулятора на
генератор стирания и, во-вторых, исключить взаимовлияние
цепей модулируемого и модулирующего напряжений. Включение
конденсатора С8 между базой и эмиттером, а не базой и общим
проводом (как в обычном делителе) позволило избежать по-
появления дополнительной интегрирующей цепочки в петле системы
автоматического регулирования, что благоприятно сказывается на
ее устойчивости.
Нагрузкой цепи коллектора транзистора является резонанс-
резонансный контур, образованный вторичной обмоткой повышающего
трансформатора П и конденсатором С9 и настроенный на час-
частоту генератора стирания A00 кГц). Ток подмагничивания по-
подается в магнитную головку через конденсатор СЮ. Эквива-
Эквивалентная добротность нагруженного контура в зависимости от
индуктивности ГЗ Aгз==40 ... 190 мГн) составляет Qh— 12...16,
17
1
1
к А А Ш
UJ6
-/о
-го
-jo
-50
WO 200 300 100
Рис 9. Спектр тока подмагничивания
что гарантирует как низкий уровень четных гармоник тока
подмагничивания (не более —46 дБ, см. спектр тока подмагни-
подмагничивания при максимальном шунтировании контура головкой с
индуктивностью 40 мГн — рис. 9, масштаб которого соответствует
масштабу рис. 7), так и достаточный запас по току подмагни-
подмагничивания. Максимальный ток подмагничивания, развиваемый моду-
модулятором, лежит в пределах от /п= 1,15 мА для Lr3== 190 мГн
(максимальная индуктивность головок для кассетных магнито-
магнитофонов) до /п=2,6 мА для Lr3^75 мГн, что обеспечивает воз-
возможность работы практически с любой универсальной магнит-
магнитной головкой и любым типом магнитной ленты.
Ток записи, беспрепятственно проходя через фильтр-пробку
тока подмагничивания C11L3, суммируется с последним на го-
головке BG2. ФНЧ C12R20R21 с частотой среза, равной /ср==20...
22 кГц, и каскад коррекции на ОУ DAIA преобразуют напря-
напряжение, создаваемое токами записи и высокочастотного подмагни-
подмагничивания на магнитной головке BG2 в напряжение, пропорцио-
пропорциональное «эффективному» току подмагничивания.
Для пояснения обратимся к рис. 10. На рис. 10,а изображена
зависимость напряжения на индуктивности (т. е. на магнитной
головке) как функция частоты при постоянной амплитуде про-
протекающего через нее тока. Иначе говоря, это «АЧХ» головки
в смысле преобразования тока в напряжение. Частотная зави-
зависимость напряжения на неинвертирующем входе ОУ DAIA с уче-
учетом АЧХ ФНЧ первого порядка C12/?20i?21, изображенная на
рис. 10,6, приобретает вид кривой рис. 10,в. Каскад коррекции
на ОУ DAIA в зависимости от положения движка резистора
бдб/окт.
Рис. 10. Пояснение процессов в характерных элементах схемы рис. 6
/?24 обеспечивает семейство АЧХ, приведенных на рис. 10,г.
Поэтому суммарная АЧХ всех названных звеньев приобретает
вид кривой рис. 10Д которая совпадает с характеристикой
«взвешивания» эффективного подмагничивания, рассмотренной
ранее (рис. 5). Регулировка сопротивления резистора /?24 обеспе-
обеспечивает установку оптимального для конкретной головки значе-
значения коэффициента Л, входящего в выражение E).
Таким образом, на выходе ОУ DAIA формируется пере-
переменное напряжение, соответствующее «эффективному» току
подмагничивания. Это напряжение выпрямляется диодом VDX
и сглаживается активным интегратором /?26C15Di41.2. Цепь
разрядки конденсатора С15 кроме резистора /?26 включает
/?25 » /?26. Поэтому напряжение на конденсаторе соответству-
соответствует амплитуде входного переменного напряжения. ОУ DA1.2 одно-
одновременно выполняет и функции компаратора, сравнивающего
продетектированное напряжение с постоянным, подаваемым на
19
его неинвертирующий вход с подстроенного резистора /?13.
Напряжение с выхода компаратора подается в цепь модуляции
iob.i высокочастотного подмагничивания.
Начальный ток подмагничивания, равный оптимальному для
низкочастотных сигналов записи, пропорционален постоянному
напряжению на неинвертирующем входе ОУ DAL2. Это напряже-
напряжение формируется делителем R9— RIS и регулируется раздельно
для правого и левого каналов резисторами R12 и /?13 (для
лент типа МЭК 1), а для магнитных лент типов МЭК 2 и МЭК 4 —
одновременно в обоих каналах резисторами /?9 и /?10.
Небольшое отрицательное напряжение, сформированное дели-
делителем /?14/?15, предназначено для компенсации возможного на-
напряжения смещения нуля ОУ DA1.2 и обеспечивает надежное
запирание (с целью снижения энергопотребления) транзистора
VT3 в режиме воспроизведения, когда транзисторный ключ VT2
закрыт. Плавное нарастание напряжения подмагничивания при
включении режима записи обеспечивается без дополнительных
средств за счет сглаживающего действия активного интегратора
R25C15DA1.2.
Детали. Все резисторы и конденсаторы САДП могут отли-
отличаться от указанных на схеме на ±10% (кроме С9У имеющего
допуск ±5 %). Конденсаторы С9 и СИ должны быть рассчитаны
на напряжение не менее 150 В, остальные, кроме оксидных,
на 25 В. Возможная замена транзисторов: VT\ — КТ814, КТ816
с любым буквенным индексом; VT2 — любой маломощный крем-
кремниевый структуры р-п-р\ VT3 — КТ503Д, Е, КТ815Б, В, Г;
диода VD1 —КД503, КД509, КД521 и т. п.; ОУ DAIA —
К574УД2А, К544УД1В, К544УД2, К140УД8, К574УД1, К574УДЗ
и др. с входным каскадом на полевых транзисторах и скоростью
нарастания выходного напряжения не менее 5 В/мкс; DA1.2 —
практически любой скорректированный ОУ (К140УД7, К140УД6
и др.).
Дроссель L\—любой высокочастотный индуктивностью
150 ... 500 мГн. В качестве катушки L2 применен эквивалент
стирающей головки от магнитофона «Маяк-205» (пригодны также
эквиваленты от других катушечных магнитофонов — серий
«Маяк», «Юпитер», «Снежеть» и т. п., имеющие соответству-
соответствующий диапазон регулировки индуктивности). Катушка Li на-
намотана на каркасе катушки фильтра-пробки того же магнито-
магнитофона проводом ПЭВ-1 0,07 и содержит 1000 витков. Сердечник —
стержневой, типа ПС 2,8X14 из феррита 2000НМ1. L3 можно
заменить любой катушкой с диапазоном регулировки L=ll...
18 мГн и добротностью не менее 150.
Трансформатор 77 выполнен на броневом сердечнике типа
Б14 без зазора из феррита 2000НМ1, подстроечный сердечник
ПС 2,2X8 из феррита той же марки. Первичная обмотка
содержит ориентировочно iVi ==15 витков, вторичная N\\ = 70 вит-
витков провода ПЭВ-1 0,23. Трансформатор 77 можно выполнить
20
и на других сердечниках, например Б11 или Б9, необходимо толь-
только обеспечить индуктивность вторичной обмотки в пределах
Z,n = 4,72...4,8 мГн при активном сопротивлении не более 15 Ом
N
и коэффициент трансформации /Стр=-—¦ = 4,67. Подстроечный
сердечник должен регулировать индуктивность в пределах не
уже ±3%.
Подключение САДП к магнитофону несложно — достаточно
соединить фильтр-пробку L3C11 с выходом УЗ, контакты реле
К1 — с входом УВ и обеспечить заземление общей точки рези-
резисторов R5 и /?6 в режиме «Запись». Стабилизированным должно
быть только напряжение на эмиттере транзистора VT2, из
которого формируется опорное напряжение, подаваемое на вход
ОУ DA1.2. При установке САДП в модернизируемый магнитофон
вместо генератора стирания (VTI) можно использовать «штат-
«штатный» ГСП магнитофона. В этом случае катушка L2 соединяется
параллельно с головкой стирания, а конденсаторы С6 и С7
подключаются к выводам вторичной обмотки трансформатора
ГСП, с которых снималось напряжение подмагничивания для
питания головок записи. Изменением индуктивности катушки L2
устанавливают частоту генерации 95... 105 кГц, а емкость
конденсаторов С6 и С1 подбирают таким образом, чтобы
среднеквадратическое значение высокочастотного напряжения
между базой и эмиттером транзистора VT3 составляло 40...60 мВ.
Налаживание начинают с проверки генератора сти-
стирания (VT1), одновременно являющегося задающим генера-
генератором для модуляторов тока подмагничивания. Замкнув кон-
контакты переключателя S1, убеждаются в наличии синусои-
синусоидального напряжения амплитудой 235...240 мВ на резисторе
/?8 (что соответствует току стирания 170 мА). Частоту
генерации, равную 100 кГц, устанавливают подстроеч-
ным сердечником катушки L2. При использовании сти-
стирающей головки типа ЗС 12.040 ток стирания может
быть увеличен до 210 мА заменой резистора /?1 пере-
перемычкой, а при использовании головок типов ЗС 12.020
и ЗС 12.030, предельно допустимый ток которых равен
90 мА, уменьшен до 80 мА путем замены RI = 150 Ом.
Далее необходимо настроить в резонанс контур Т1С9.
Для этого временно размыкают технологическую перемычку 53,
а резистором /? 13 (R12) устанавливают на неинвертиру-
ющем входе ОУ DA1.2 постоянное напряжение порядка 2 В. Под-
строечные сердечники трансформаторов Т\ правого и
ГГ левого каналов устанавливают в среднее положение и,
изменяя частоту генерации сердечником катушки L2,
настраивают в резонанс контур Т1С9 одного из каналов
САДП по минимуму постоянного напряжения на выходе ОУ
DAX.2 (это напряжение можно измерять обычным тестером).
21
После этого аналогично, но уже сердечником трансформа-
трансформатора ТУ настраивают в резонанс контур П'С9' другого ка-
канала САДП. Невозможность выполнения этих операций гово-
говорит о большом отклонении индуктивности вторичной обмотки Т\
или емкости конденсатора С9 от требуемых. В этом случае
можно временно пересоединить верхний (по схеме) вывод ре-
резистора /?16 с выхода ОУ на общий провод, а левый (по
схеме) вывод конденсатора С6 (С7) подключить к внешнему
генератору сигналов напряжением 10...20 В и перестройкой часто-
частоты последнего определить частоту резонанса контура по макси-
максимуму переменного напряжения на выходе ОУ DAIA. После
этого следует изменить индуктивность Т\ или емкость С9 таким
образом, чтобы частота резонанса составила 100 кГц.
После настройки контура ПС9 замыкают перемычку S3 и
настраивают в резонанс фильтр-пробку L3C11, также добиваясь
минимума постоянного напряжения на выходе ОУ DAX.2.
Дальнейшее налаживание САДП мало чем отличается от
обычной регулировки магнитофона. Установив движки резисто-
резисторов /?24 и /?24' в левое (по схеме) положение, резисторами
/?13 и /?12 при работе с магнитной лентой типа МЭК 1 устанавли-
устанавливают оптимальные токи подмагничивания в правом и левом
каналах записи по наиболее «надежному» [8] критерию мак-
максимальной чувствительности магнитной ленты на низких C15...
1000 Гц) частотах при умеренном (—20...—10 дБ) уровне записи.
Затем, как и обычно, регулируют ВЧ предкоррекцию тока
записи регуляторами, предусмотренными для этой цели в уси-
усилителе записи, по критерию минимального отличия АЧХ пото-
потока короткого замыкания магнитной ленты от стандартной при
малых (ниже —20 дБ) уровнях записи. После этого увеличи-
увеличивают уровень записи до —10 дБ и резистором /?24 выравни-
выравнивают АЧХ канала записи в области высших частот. Сопро-
Сопротивление резистора /?24 влияет на АЧХ канала записи при
незначительных уровнях записи, при которых начинает ска-
сказываться эффект подмагничивания высокочастотными составля-
составляющими тока записи. Большему сопротивлению /?24 соответ-
соответствует подъем АЧХ на высших частотах, меньшему — спад.
В последнюю очередь резисторами /?10 и /?9 устанавлива-
устанавливают оптимальный ток подмагничивания для лент типа МЭК 2
и МЭК 4 одновременно в обоих каналах. Если применяемая
головка не позволяет производить запись на металлопорошко-
вых лентах типа МЭК 4, то /?9 из схемы можно исключить.
Дополнительной регулировки резистора /?24 не требуется.
Разносторонние испытания кассетного магнитофона с САДП,
налаженной описанным способом, показали, что предельный
(т. е. максимально возможный) уровень записи синусоидаль-
синусоидального сигнала любой частоты, благодаря соответствующей
адаптации тока высокочастотного подмагничивания, становит-
становится практически равным предельному уровню записи при опти-
22
Рис. 11. Спектрограмма сигнала на
выходе стандартного канала вос-
воспроизведения при записи «белого
шума»
мальном для этой часто-
частоты подмагничивании. Это
означает, что уровень неис-
неискаженной записи высокочас-
высокочастотных сигналов (/=15...
20 кГц) повышается по срав-
сравнению с фиксированным под-
магничиванием (ФП) на 15...
18 дБ. Другими словами,
АЧХ канала записи для си-
синусоидального сигнала ли-
О 1 8 10 W 20
J]2 J6 $кГц
нейна вплоть до уровней записи —5...—8 дБ (вместо —20...
—22 дБ при ФП) на магнитных лентах типа МЭК 1 и уровней
не ниже номинального — на лентах МЭК 2 и МЭК 4.
Практически такие же результаты показывают испытания
САДП более близким к реальному музыкальному сигналу —
сигналом типа «белый шум». На рис. 11 изображены спек-
спектрограммы сигнала на выходе стандартного канала воспро-
воспроизведения при записи «белого шума» с уровнем —20 дБ
(рис. 11,в), —10 дБ (рис. 11,6) и 0 дБ (рис. 11,а) на ленту
типа МЭК 1. Кривые / соответствуют записи с САДП, кри-
кривые 2 — с ФП (о кривых 3 будет сказано несколько ниже).
На рис. 12,а, бив приведены результаты испытания САДП
в условиях, эквивалентных рис. 2,а, б и в, т. е. для трехчас-
тотного C; 6 и 12 кГц) испытательного сигнала с изменяемым
уровнем (—20, —10 и 0 дБ) записи сигнала с частотой 12 кГц.
Как и на рис. 2, утолщенной линией выделены спектры сиг-
сигнала записи, тонкой — сигнала воспроизведения. Сравнение,
скажем, рис. 12,6 и 2,6 показывает, что при записи с САДП
увеличение уровня сигнала с частотой /=12 кГц с —20 до
— 10 дБ приводит к такому же увеличению и уровня сиг-
сигнала воспроизведения на этой частоте. В то же время в ре-
режиме с ФП уровень воспроизведения возрастает только на
3 дБ (т. е. происходит «сжатие» на 7 дБ). Кроме того, уро-
уровень воспроизведения составляющих с частотой 3 и 6 кГц
12 ?кГц
Рис. 12. Результаты испытания системы адаптивного динамического подмаг-
ничивания
остается неизменным, в то время как в режиме ФП он умень-
уменьшается («сжимается») соответственно на 1,5 и 4,5 дБ.
На рис. 13 изображены характеристики «сжатия», постро-
построенные на основании данных рис. 12 и 2, которые характери-
характеризуют зависимость нелинейности как амплитудной, так и амп-
амплитудно-частотной характеристик каналов записи с САДП и
ФП от уровня сигнала записи с частотой 12 кГц.
Во всех рассмотренных видах испытаний оптимальные ре-
результаты достигаются при одной и той же регулировке САДП,
что является косвенным подтверждением правильности алго-
алгоритма ее функционирования.
При субъективных испытаниях САДП в качестве источ-
источников программ применялись студийный аналоговый магнито-
магнитофон со скоростью магнитной ленты 38,1 см/с, ЭПУ грамзаписи
и проигрыватель компакт-дисков (ПКД). Прослушивание про-
программ осуществлялось как через акустические системы, так
и на головные телефоны. Во всех случаях отмечается разительное
повышение естественности записи как высокочастотных, так и
широкополосных сигналов. При использовании компандерных
шумоподавителей заметно улучшение точности передачи также
и среднечастотных сигналов.
Такой характерный недостаток компакт-кассетного фор-
формата, как насыщение магнитной ленты на высоких часто-
частотах («зажатость» звучания), не был заметен даже на таких
«жестких» композициях, как «Carouselambra» из альбома
«/я Trough The Out Door» («Вход через выход») группы «Led
Zeppelin» («Лед Зеппелин»). Расширение реального динами-
динамического диапазона САДП превышает 10 дБ, поэтому запись
на оксидные магнитные ленты объективно и субъективно
не уступает по качеству обычной грамзаписи и записи
на бытовом катушечном магнитофоне. Применение в кассетном
магнитофоне с САДП компандера Dolby В позволяет превы-
превысить качество записи грампластинок, изготовленных по техно-
технологии Direct Metal Mastering, и воспроизведения студийного
/to
-10-
ШП(-10дВ/12кГц)
-го-
Рис. 13. Характеристики «сжатия» сигнала
САДП
/
поеву нх Pro
Рис. 14. Кривые «взвешивания» тока записи с током подмагничивания для
САДП и Dolby HX Pro
магнитофона без шумоподавителя. Применение же современ-
современных компандеров типа Dolby С (или «Компандера-20» [9])
или dbx обеспечивает практически полную идентичность сигна-
сигналов, прошедших канал записи-воспроизведения и снятых непо-
непосредственно с выхода ПКД.
Необходимо отметить, что качество записи высоко-
высокочастотных сигналов высокого уровня кассетными маг-
магнитофонами с ФП и компандером Dolby С или dbx несколько
уступает качеству сигнала ПКД. Этот факт с учетом рас-
пространения ПКД, вполне вероятно, объясняет все более ши-
широкое применение в зарубежной БАМЗ системы Dolby HX Pro
по принципу действия весьма близкой к САДП. Начиная с
1988 г. практически все фирмы Японии, США и Западной Европы
устанавливают Dolby HX Pro в новые модели БАМЗ престиж-
престижного и среднего классов [10].
В чем же разница САДП и Dolby HX Pro? По существу,
системы отличаются лишь кривыми «взвешивания» тока записи
с током подмагничивания, которые легко сравнить, обратив вни-
внимание на рис. 14. Если в САДП за «эффективный» ток подмагни-
подмагничивания принимается сумма взвешенных ВЧ составляющих тока
записи, усиленных в К раз и тока высокочастотного подмагни-
подмагничивания (см. D)), то в Dolby HX Pro — простая сумма ВЧ состав-
составляющих тока записи и тока высокочастотного подмагничивания
[11]. Таким образом, САДП преобразуется в Dolby HX Pro,
если в выражениях D) и E) положить /С= 1, а в схеме САДП
заменить каскад коррекции на ОУ DAIA линейным усилителем.
Такого, казалось бы, небольшого отличия оказывается доста-
достаточно, чтобы эффективность компенсации подмагничивающего
действия сигнала записи уменьшилась в несколько раз. Ска-
Сказанное подтверждается результатами испытаний САДП при усло-
условии /(= 1 (конденсатор С14 заменен перемычкой), которые
изображены на рис. 11 кривыми 3.
Анализ показывает, что снижения тока высокочастотного
подмагничивания, обеспечиваемого Dolby HX Pro, недостаточно
для компенсации подмагничивающего действия тока записи.
Недостатком Dolby HX Pro является и независимость ее харак-
характеристики регулирования от параметров магнитной головки
записи.
На рис. 15 приведена «карта», на которой координаты точек
соответствуют номинальным токам подмагничивания /п Ном и за-
записи /3 ном ряда отечественных и зарубежных магнитных головок.
Вполне очевидным является разброс отношения f-^ в довольно
3 НОМ
широких пределах. С учетом этого становится понятной неодно-
неоднозначность эффективности Dolby HX Pro: если в магнитофонах
К106 фирмы Luxman (Япония) и CT-X540WR фирмы Pioneer
(Япония) она достигнет 5...8 дБ [12, 13], то в магнитофонах
DR-M30HX фирмы Denon (Япония) и TC-R502ES фирмы Sony
(Япония) близка к нулю [14].
Небезынтересным представляется сравнение САДП с систе-
системой динамического подмагничивания СДП-2 [15, 16]. Вообще
говоря, обе системы являются и динамическими, и адаптивными.
Название САДП дано новой системе только для того, чтобы
отличить ее от предшественницы. Их главное отличие заключа-
заключается в способе управления током высокочастотного подмагничи-
подмагничивания /п. Если в СДП-2 /п зависит только от уровня и спектра
MA
НпШппВ WY/403
ЗД24942
Sunк^о 3/1-/0
•ЗД24941
CANON H5670I
ALPS H0425W
SatlHijO 555-20
CANON H3331 *<
CANON N2331 #
SanW 223-20* # i
CANON N2334
ALPS HY424SVS
3AB24 DW
SanKyo 569-11
CANON N2349
-•ALPS HD428801'
I
н 1 1 н
4 1 1 H
^24/12,3/124.05/
>ЗД24 232
0,/
0,3 I3,MA
Рис. 15. Карта номинальных токов подмагничивания для различных маг-
магнитных головок
тока записи /3 и снижается при увеличении /3 по определяемой
эмпирически зависимости, то в САДП /п регулируется таким
образом, чтобы обеспечить постоянство подмагничивающего эф-
эффекта.
Это различие наглядно показано на рис. 16, из которого
видно, что даже при правильной регулировке СДП-2 при не-
некотором опорном уровне записи (—10 дБ) наклон ее характе-
характеристики регулирования может быть больше или меньше опти-
оптимального, удовлетворяющего условию E), что проявится в недо-
компенсации или перекомпенсации тока подмагничивания при
других уровнях записи. Правда, при удачно «пойманном»
экспериментально наклоне характеристики /п = /(/3) дейст-
действие СДП-2 почти эквивалентно САДП. Еще один недостаток
СДП-2 — параллельное управление током стирания и токами под-
подмагничивания в обоих стереоканалах — субъективно заметен
только при записи фонограмм с высоким разделением каналов
на высших частотах (если источник программ — ПКД или сту-
студийный магнитофон) и при отсутствии запаса по уровню сти-
стирания головки стирания.
27
Рис. 16. Зависимость тока
подмагничивания от тока
записи для САДП и СДП
-юдб
В связи с тем что САДП и СДП-2 имеют много общих
элементов, СДП-2 несложно переделать в упрощенный вариант
САДП. Схема такой доработки приведена на рис. 17. Ее работа
соответствует структурной схеме рис. 4, а отличие от САДП по
рис. 6 заключается в параллельной модуляции /п в обоих стерео-
стереоканалах. Возникающая из-за этого в некоторых редких случаях
неоптимальность регулирования тока подмагничивания компенси-
компенсируется простотой схемы.
Цепи R\—RZC\ и R7R8C3 (R4—R6C2 и R9R10C4) форми-
формируют АЧХ «взвешивания» эффективного тока подмагничивания
для ГУ ЗД24.221 (от магнитофонов «Маяк-231», «Маяк-232»,
«Маяк-233»), для других головок потребуется подобрать сопро-
сопротивление резистора RS (/?6), действие которого эквивалентно
действию резистора R24 в схеме рис. 6. Остальная часть схемы
СДП-2 остается почти без изменений, введен лишь конденсатор
С6, обеспечивающий точность петли авторегулирования на по-
постоянном токе, и резистор /?16, ограничивающий глубину сни-
снижения тока стирания до —6 дБ от номинального.
При отсутствии запаса по уровню стирания стирающая го-
головка BG2 заменяется ее индуктивным эквивалентом, а генера-
генератор стирания выполняется отдельно от генератора подмагничи-
подмагничивания по схеме емкостной трехточки, приведенной на рис. 6 (из
схемы генератора рис. 6 исключается L2, а емкость конден-
конденсаторов С2 и СЗ увеличивается до 0,15 и 0,022 мкФ).
Налаживание устройства по схеме рис. 17 практически не
отличается от налаживания обычного магнитофона. Резистором
/?12 устанавливают на выводе // ИМС DA2 постоянное напря-
напряжение, равное 7...8 В при работе с магнитной лентой типа
МЭК 1 (S1 разомкнут, R17 и /?18 в среднем положении). Ре-
Резисторы R17 и /?18 устанавливают оптимальный ток подмагни-
подмагничивания для низкочастотного C15... 1000 Гц) сигнала, после чего,
замкнув Sly резистором /?15 повторяют эту операцию для лент
типа МЭК 2. При отличии АЧХ от линейной на больших уровнях
записи подбирают резисторы /?3 и У?6 таким же образом, как
и при регулировке R24 в схеме рис. 6.
<
v
о
о.
X
X
Си
29
Литература
1. Feldman L. Inside Dolby HX.— Radio Electronics, 1982, № 2, p. 77—79.
2. Патент США № 4.263.624, публ. 21.04.81 г.
3. С у х о в Н. Динамическое подмагничивание.— Радио, 1983, № 5, с. 36—40.
4. Патент США № 4.353.100, публ. 05.10.82 г.
5. Belza J. Dynamicka predmagnetizace.— Amaterske radio, 1986, № 10,
p. 388—390.
6. Авт. свид. СССР № 1448357, публ. 30.12.88 г. Способ магнитной записи
с адаптивным подмагничиванием.
7. Авт. свид. СССР № 1508276, публ. 15.09.89 г. Устройство магнитной записи
с адаптивным подмагничиванием.
8. N. Sakamoto et al. A. New Magnetic Tape Recorder with Automatic Adjusting
Functions for Bias and Recording Conditions. J. Audio Eng. Soc, 1982,
№ 9, p. 596—605.
9. Сухов Н. Компандерный шумоподавитель из ... динамического фильтра.—
Радио, 1986, № 9, с. 42—45.
10. 1988 Annual equipment directory. Cassette Tape Decks.— Audio, 1988, № 10,
p. 268—275.
П. Европейский патент № 46410, публ. 24.02.82 г.
12. Lemery E. L'Evolution des magnetophones.— Le Haut Parleur, 1986, № 1735,
p. 39—43.
13. The Future of soun and vision. Проспект фирмы Pioneer Electronic (Europe)
N. V., 1988, с 3.
14. Bane D'Essais. 12 Magnetophones a cassettes.— Le Haut Parleur, 1986,
№ 1735, p. 67—74.
15. Сухов Н. СДП-2.—Радио, 1987, № 1, с. 39—42.
16. Авт. свид. СССР № 1448356, публ. 30.12.88 г. Устройство магнитной записи
с динамическим подмагиичиванием.
ЛЮБИТЕЛЬСКИЕ ПРИБОРЫ ДЛЯ КОНТРОЛЯ
ПАРАМЕТРОВ МАГНИТОФОНОВ
Ф. Марин
Не секрет, что многие любители магнитной записи судят
о качестве звучания магнитофона, полагаясь в основном на свой
слух. Слов нет, субъективная оценка звучания очень важна
и обязательно должна учитываться, однако вряд ли ее можно
считать вполне достоверной: она во многом зависит от харак-
характера и качества фонограммы, аппаратуры, используемой со-
совместно с магнитофоном (предварительного усилителя 34, тембро-
блока, усилителя мощности 34, акустической системы), музы-
музыкальной культуры и опыта слушателя и даже от его настроения.
Все эти факторы не играют роли при объективной оценке пара-
параметров магнитофона с помощью специальных измерительных
приборов, которые при желании может изготовить любой радио-
радиолюбитель средней квалификации. Именно о такой аппаратуре
и пойдет речь в этой статье.
Из параметров, определяемых качеством работы лентопро-
лентопротяжного механизма (ЛПМ) магнитофона, ГОСТ 24863—87 («Маг-
© Ф. Марин, 1QQ1
30
нитофоны бытовые. Общие технические условия») нормирует два:
отклонение скорости магнитной ленты от номинального значения
и коэффициент детонации. Отклонение скорости ленты проявля-
проявляется как изменение тональности звучания. Заметность такого
искажения фонограммы характеризуется ошибкой различения
высоты тона, которая лежит в пределах 0,5... 1,5 %. При превыше-
превышении этого порога нарушается совместимость записей: фонограмму,
сделанную на одном магнитофоне, нельзя прослушать или запи-
записать с тем же качеством на другом. Чтобы этого не случилось,
максимальное отклонение скорости ленты согласно указанному
ГОСТу не должно превышать ±1 % для катушечных магнитофо-
магнитофонов самой высшей (нулевой) группы сложности, ±1,5 % для ка-
катушечных аппаратов первой и кассетных нулевой и первой групп,
±2 % для магнитофонов всех остальных групп. Поскольку в
процессе эксплуатации скорость ленты может измениться, ее
необходимо периодически проверять и поддерживать в заданных
пределах.
Известны различные способы измерения скорости магнитной
ленты. Однако одни из них (стробоскопический, мерного отрезка
ленты, измерительного ролика) непригодны для кассетных магни-
магнитофонов, другие (например, метод визуализации фонограммы)
очень трудоемки, третьи (метод сдвига фаз) применимы только
к аппаратам со сквозным каналом записи-воспроизведения. Наи-
Наиболее универсален, достаточно точен и нетрудоемок метод девиа-
девиации частоты, основанный на том, что частота воспроизводимого
сигнала прямо пропорциональна скорости движения ленты. При
наличии измерительной фонограммы с записью сигнала частотой
3150 Гц скорость ленты можно измерить сравнением частот
воспроизведенного сигнала и образцового генератора, настроен-
настроенного возможно более точно на частоту 3150 Гц. В качестве
измерительной допустимо использовать и фонограмму сигнала
этой частоты, записанную на магнитофоне с заведомо близкой
к номинальной скоростью ленты.
Метод девиации частоты положен в основу несложного при-
прибора (рис. 1), разработанного Н. Шияновым из подмосковного
города Люберцы. Звуковой сигнал, по которому судят о скорости
магнитной ленты, формируется смесителем, выполненным на
транзисторах VT2, VT3. На один его вход — базу транзистора
VT2 — поступает (через используемые в качестве буферов эле-
элементы DD1.2, DD1.3) напряжение образцовой частоты 3150 Гц
от генератора на элементе DDIA. На другой вход — базу тран-
транзистора VT3 — подается напряжение разностной частоты с выхода
сумматора DD2.3, в котором с образцовым складывается усилен-
усиленный элементом DD2A измерительный сигнал той же исходной
частоты с линейного выхода магнитофона. На транзисторе VT4
собран активный фильтр нижних частот (ФНЧ), элемент DD2A
выполняет функции линейного усилителя сигнала разностной
частоты. При измерении скорости ленты динамическая головка
Вход
002.1 002.2 0023
VT4 KT3W2B
+9В
R6 2,1 М
001,002 КП6ЛЁ5
Р4 20К
R13 &] oAJ
100 к Ш05ГД-1
Рис. 1. Принципиальная схема прибора для измерения средней скорости маг-
магнитной ленты
ВЛ1, подключенная к смесителю через усилитель мощности на
транзисторе VT5, излучает звуковой сигнал с частотой образцо-
образцового генератора, огибающая которого изменяется с разностной
частотой. Все, что требуется для установки номинальной ско-
скорости магнитной ленты,— это регулировкой ЛПМ добиться того,
чтобы частота биений стала минимальной.
Погрешность установки скорости ленты с помощью описыва-
описываемого прибора во многом зависит от нестабильности частоты
образцового генератора. Для получения приемлемой погрешности
устройство необходимо питать стабилизированным напряжением,
не выходящим за пределы 8,8...9,2 В (потребляемый ток не
превышает 20 мА). Параметрический стабилизатор на транзисто-
транзисторе VTX и стабилитроне VD\ еще более сужает пределы воз-
возможного изменения напряжения питания генератора образцовой
частоты, уменьшает вероятность захвата последней сигналом маг-
магнитофона, а также дополнительно снижает нестабильность часто-
частоты генератора, частично компенсируя своим положительным ТКН
его отрицательный ТКЧ. Уход образцовой частоты при изменении
напряжения питания прибора от 8,5 до 9,5 В не превышает
zfcO,4 %, а температура окружающей среды с +22 до +42 °с —
±0,2 %.
Статический коэффициент передачи тока А21Э транзисторов
VT2, VT3 должен находиться в пределах 150...250 (необходимо
подобрать экземпляры с близкими значениями этого параметра),
остальных — в пределах 100...200. Кроме указанных на схеме,
32
можно применить транзисторы серий КТ315, КТ325, КТ342 (VTI —
VT4) и КТ203, КТ361 (VT5). Высокоомную динамическую го-
головку 0,05ГД-1 (полное сопротивление на частоте 1 кГц — не
менее 60 Ом) можно заменить любой низкоомной малогаба-
малогабаритной головкой с подходящим выходным трансформатором.
Остальные детали могут быть следующих типов: постоянные
резисторы — МЛТ, ВС, подстроечный резистор /?4— СПЗ-16,
СПЗ-22, СПЗ-27; конденсаторы С\ — СЗ — КСО-3 группы Г или
К22У-1 группы МПО, С4 — С8 — К73-17, С9, СЮ — К50-6, СИ —
К52-1.
Все детали, кроме головки В А1, монтируют на печатной плате
(рис. 2) из фольгированного стеклотекстолита. Изображенный
на рис. 2,6 резистор /?17 (сопротивлением 1...2 кОм) необходим
для создания потенциала лог. «1» на входах неиспользуемого
четвертого — элемента микросхемы DDX.
Налаживание прибора начинают с генератора сигнала образ-
образцовой частоты. Убедившись в том, что напряжение питания
микросхемы DDI находится в пределах 5...5,3 В, подключают
осциллограф к ее выводу 3 (выход элемента DDXA) и подбором
резистора /?5 добиваются амплитуды импульсов 0,5... 1 В. Требуе-
Требуемую частоту следования C147...3153 Гц) устанавливают под-
строечным резистором RA по цифровому частотомеру, подсоеди-
подсоединенному к выводу 4 (выход элемента DDX.2). При необходимости
эту операцию повторяют после монтажа прибора в корпусе.
Проверка канала обработки сигнала магнитофона сводится
к измерению амплитуды импульсов (она должна быть не менее
7...8 В) на выводе 4 микросхемы DD2 при изменении входного
сигнала частотой 3150 Гц от 20 мВ до 2 В. При отклонении
частоты этого сигнала от номинального значения на выводе 11
(выход элемента DD2A) должны наблюдаться импульсы ампли-
амплитудой 6...8 В, на коллекторе транзистора VT3 — импульсы, запол-
заполненные колебаниями частотой 3150 Гц, а головка В АХ должна из-
излучать диссонирующий звук. На этом налаживание прибора мож-
можно считать законченным.
Контролировать скорость необходимо при наибольшем напря-
напряжении питания в начале полной катушки или кассеты (вся
лента — на приемном узле).
Очень жестко нормируется коэффициент детонации. Напом-
Напомним, что детонацией называют искажение звука, возникающее
вследствие паразитной частотной модуляции с частотами
примерно 0,2...200 Гц, а коэффициентом детонации — коэффици-
коэффициент паразитной частотной модуляции, измеренной при условиях
оценки, соответствующей среднему субъективному восприятию
этой модуляции.
Пороговый уровень заметности детонации при медленной
игре на фортепьяно — 0,3...0,4 %, на монотонных продолженных
звуках он понижается до 0,01...0,015 %. С учетом этого и уста-
установлены границы допустимых значений коэффициента детонации
2 0-151
вход
О
Рис. 2. Печатная плата (а) и расположение деталей (б) прибора для измерения
средней скорости магнитной ленты
Рис. 3. Принципиальная схема детонометра
магнитофонов: от ±0,08 % для высшей категории качества ка-
катушечных аппаратов нулевой группы сложности до =fcO,4 % для
кассетных магнитофонов четвертой группы.
Сложилось мнение, что приборы для измерения этого пара-
параметра очень сложны и изготовить их в любительских условиях
под силу далеко не каждому. Однако это не так. Киевлянин
Н. Сухов разработал прибор для измерения коэффициента де-
детонации с вполне удовлетворительными метрологическими харак-
характеристиками всего на двух микросхемах и трех транзисторах
доступных серий (рис. 3). Для измерений используется фоно-
фонограмма синусоидального или прямоугольного сигнала частотой
3150 Гц ± 5 %. Входное напряжение — 0,08...10 В, входное
сопротивление— 12 кОм. Интервал измеряемых значений коэф-
коэффициента детонации — 0,02... 1 % (верхние пределы измерений —
0,1; 0,2; 0,5 и 1 %), приведенная погрешность не более ±8 %.
Амплитуда напряжения на выходе «Осциллограф» — около 2,1 В.
Детонометр содержит входной усилитель, фильтры верхних
(ФВЧ) и нижних (ФНЧ) частот, амплитудный ограничитель,
формирователь прямоугольных импульсов постоянной длитель-
длительности, взвешивающий фильтр, масштабный усилитель и квази-
квазипиковый вольтметр.
Входной усилитель собран на транзисторе VT1, ФВЧ образо-
образован его входным сопротивлением и конденсатором С1, ФНЧ —
резистором /?5 и конденсатором СЗ. Амплитудный ограничитель,
преобразующий входной сигнал в импульсы прямоугольной
формы с постоянной амплитудой и устраняющий таким образом
влияние на результат измерений паразитной амплитудной моду-
модуляции входного сигнала, выполнен по схеме триггера Шмитта на
элементах DDIA и DDX.2. После дифференцирования цепью,
состоящей из конденсатора СЪ и входного сопротивления эле-
элемента DD 1.3, импульсы триггера запускают одновибратор (D1,
DDIA), который формирует импульсы неизменной длительности,
определяемой постоянной времени цепи /?9С6.
Взвешивающий фильтр с АЧХ, соответствующей характери-
характеристике субъективного восприятия детонации, образован элемен-
элементами /?10 — /?13, С1 — С9. Он выделяет из поступающей на его
вход импульсной последовательности сигнал, пропорциональный
колебаниям частоты входного напряжения. Отфильтрованный
сигнал подается на вход масштабного усилителя на ОУ DAI,
коэффициент усиления которого определяется отношением сопро-
сопротивления включенных в цепь ООС резисторов У? 15 — /?18 к сопро-
сопротивлению резистора R14. Диод VD2 уменьшает длительность
переходного процесса при включении питания, конденсатор С\ 1
повышает устойчивость работы ОУ и дополнительно отфильтро-
отфильтровывает составляющую частотой 3150 Гц.
Усиленный сигнал через конденсатор С14 поступает на вход
осциллографа, а через резистор /?19 — на вход квазипикового
вольтметра, выполненного на транзисторах VT2, VT3 и микро-
микроамперметре РА\. Небольшой ток через него, обусловленный на-
наличием в цепи базы транзистора l/ГЗ резистора /?21, использован
для частичной компенсации нелинейности характеристики детекти-
детектирования на начальном участке шкалы. Стандартная динамическая
характеристика детонометра обеспечивается соответствующим
выбором сопротивлений резисторов /?19, /?21 и емкости конден-
конденсаторов С12, С13.
Для питания прибора необходим источник с выходным на-
напряжением 14... 16 В при токе 25 мА. Напряжение пульсаций не
должно превышать 0,5 мВ.
Возможный вариант печатной платы детонометра показан на
рис. 4. Она рассчитана на установку постоянных резисторов
МЛТ, подстроечного резистора СПЗ-276, конденсаторов КМ,
К50-6 и К52-1.
Допустимое отклонение сопротивлений резисторов /?14 —
/?18 от указанных на схеме номиналов — не более ±3 %, осталь-
36
Рис. 4. Печатная плата (а) и расположение деталей (б) детонометра
ных — не более ±10 %, отклонение емкости всех конденсаторов,
кроме оксидных,— не более ±30 %. Статический коэффициент
передачи тока Л21Э транзисторов 1/Г2, VT3 — не менее 80,
VT\ — 150...200.
Вместо К140УД7 в приборе можно использовать любой другой
ОУ с коэффициентом усиления напряжения не менее 25 000
(К140УД6, КН0УД8, К544УД1 и т. п.), вместо К155ЛАЗ —
К133ЛАЗ. Диоды VD2 — VD4 — любые маломощные германиевые
с обратным сопротивлением не менее 500 кОм, микроамперметр
/Ml — практически любого типа с линейной шкалой и током
полного отклонения стрелки /и в пределах 50...300 мкА. Сопро-
Сопротивление резистора /?24 рассчитывают по формуле R24 = 3//и— /?и,
где /?и — сопротивление рамки прибора РА\.
37
Налаживание детонометра начинают с калибровки вольт-
вольтметра. Для этого цепь, состоящую из микроамперметра РА\ и
резистора /?24, подключают к регулируемому источнику постоян-
постоянного тока и, установив по образцовому вольтметру напряже-
напряжение 3 В, подбором резистора /?24 добиваются отклонения стрелки
прибора до конечной отметки шкалы. Восстановив соединение
цепи PAIR2A с эмиттерами транзисторов VT2, VT3, включают
питание детонометра и примерно через 5 мин проверяют ука-
указанные на схеме напряжения в контрольных точках. Напряжение
питания транзистора VT\ и микросхемы DD\ должно быть в
пределах 5,3...5,7 В, в противном случае стабилитрон VDI не-
необходимо заменить. Требуемое напряжение на коллекторе этого
транзистора (допустимо отклонение до ±0,2 В) устанавливают
подбором резистора /?3. Отличие остальных напряжений более
чем на ±0,3 В свидетельствует о том, что соответствующий
транзистор или микросхема неисправны.
Далее устанавливают необходимую длительность импульсов
одновибратора. Для этого подают на вход синусоидальный или
прямоугольный сигнал частотой 3150 Гц и амплитудой 1 В и, изме-
изменяя сопротивление подстроечного резистора /?9, добиваются на
выходе элемента DDIA напряжения, равного 2,3 В (при отсут-
отсутствии входного сигнала оно должно быть равно 4,2 В). Длитель-
Длительность импульсов одновибратора в этом случае будет равна
примерно 40 % от периода их повторения. Такая калибровка с
учетом собственной погрешности использованного для измерений
вольтметра постоянного тока и отклонения сопротивлений ре-
резисторов /?14 — /?18 позволит измерять коэффициент детонации
с погрешностью не более ±15 %, чего в большинстве случаев
вполне достаточно.
Проще всего измерить коэффициент детонации, воспроизводя
на магнитофоне измерительную ленту, содержащую фонограмму
сигнала частотой 3150 Гц. Для исключения дополнительной по-
погрешности коэффициент детонации самой ленты должен быть не
менее чем в 3 раза меньше, чем ожидаемый у проверяемого
магнитофона. Этому требованию удовлетворяет контрольная лента
для проверки катушечных магнитофонов 6ЛМКР4. Измерения
проводят трижды: в начале, середине и конце катушки (кассеты).
За коэффициент детонации принимают наибольшее из полученных
значений. Следует помнить, что на начальном участке (примерно
20 % шкалы) характеристика детектирования нелинейна и показа-
показания детонометра несколько занижены. Поэтому при измерениях
надо выбрать (переключателем SAI) такой предел, на котором
стрелка прибора РА\ отклоняется на вторую половину шкалы.
При отсутствии измерительной ленты на проверяемый маг-
магнитофон в начале, середине и конце катушки (кассеты) записы-
записывают синусоидальный или прямоугольный сигнал частотой 3150 Гц
с уровнем, близким к номинальному. Воспроизводя эту фоно-
фонограмму, в каждой из ее частей необходимо сделать по 5 изме-
DAI
K168KTZ
7v т т т 41к
Рис 5 Принципиальная схема электронного коммутатора каналов магнитофона
рений. За результат в каждой из серий принимают среднеариф-
среднеарифметическое, выведенное из показаний детонометра в этой серии,
а за коэффициент детонации — наибольший из усредненных
результатов измерений трех серий. Необходимость такого усред-
усреднения обусловлена тем, что при преобладании в спектре детонации
одной периодической составляющей ее фазы при записи и вос-
воспроизведении могут совпасть и показания детонометра окажутся
заниженными. Вероятность такого совпадения в серии из пяти
измерений пренебрежимо мала.
Источник повышенной детонации можно выявить, сопоставив
максимумы спектра с частотами вращения деталей ЛПМ. В не-
некоторых случаях о спектре детонации можно судить по коле-
колебаниям стрелки прибора PAU которые свидетельствуют о пре-
преобладании низкочастотных (с частотой ниже 2 Гц) составляющих,
или по постоянству положения стрелки (при преобладании со-
составляющих частотой выше 2 Гц). Более детально спектр можно
проанализировать по осциллограмме процесса детонации, наблю-
наблюдаемой на экране низкочастотного осциллографа с открытым вхо-
входом и входным сопротивлением не менее 0,5 МОм, подключенным
к выходу детонометра. Для анализа можно использовать один
из методов, описанных в статье Н. Сухова «Как улучшить па-
параметры магнитофона» («Радио», 1982, № 5, с. 34—38).
При регулировке электрического тракта стереофонического
магнитофона очень удобно использовать осциллограф с электрон-
электронным коммутатором, позволяющим наблюдать в левой части экрана
сигнал левого канала, а в правой — правого. Принципиальная
схема одного из таких коммутаторов (конструктор — москвич
А. Погосов) изображена на рис. 5. Он состоит из триггера
Шмитта (VT1, ?>Л 1.1), инвертора (DA1.2), двух ключей (ЯЛ 1.3,
ЯЛ 1.4) и питающего их двуполярного выпрямителя (УЯ1, VD2,
Cl, C2). Триггер Шмитта преобразует питающее напряжение
в прямоугольные импульсы с крутыми фронтами, инвертор ин-
инвертирует их для противофазного управления ключами, которые
поочередно, с частотой сети, соединяют выходы каналов магни-
магнитофона, подключенного к розетке XS1, с входом осциллографа,
подсоединенного к розетке XS2. Выключатель SA\ предназначен
для суммирования сигналов каналов при регулировке угла на-
наклона рабочих зазоров воспроизводящей (универсальной) маг-
магнитной головки. Диод VD3 защищает эмиттерный переход тран-
транзистора VT\ от напряжения отрицательной полярности, резисторы
/?8 — /?10 отчасти защищают МОП-структуры микросхемы DA\
от статического электричества.
Вместо микросхемы К168КТ2 в коммутаторе можно применить
К190КТ2, К190КТ2П (у них иная цоколевка), а также транзисторы
серий КП301, КП304. Транзистор КТ315Б заменим любым другим
маломощным кремниевым транзистором структуры п-р-п со ста-
статическим коэффициентом передачи тока /i2ia>50 и допустимым
напряжением коллектор — эмиттер не менее 20 В, диоды
КД103Б — любыми маломощными кремниевыми диодами, рассчи-
рассчитанными на прямой ток более 10 мА и обратное напряжение
не менее 50 В.
Для питания коммутатора пригоден любой подходящий по-
понижающий трансформатор (например, выходной звуковой или
кадровый трансформатор от телевизора). Возможно, требуемое
напряжение удастся получить и с трансформатора питания магни-
магнитофона. Если обмотка с таким или близким напряжением изо-
изолирована от общего провода, целесообразно применить развязы-
развязывающий трансформатор, который можно намотать проводом мар-
марки ПЭВ-1, ПЭВ-2 диаметром 0,2...0,25 мм на магнитопроводе
сечением 1...2 см 2.
Детали устройства (за исключением трансформатора пита-
питания, розеток XS1, XS2 и выключателя SA1) монтируют на печатной
плате (рис. 6), изготовленной из фольгированного стекло-
стеклотекстолита. Микросхему DA1 устанавливают со стороны печатных
проводников.
Налаживания коммутатор не требует. При работе его розетку
XSI соединяют с линейным выходом магнитофона, a XS2 — с вхо-
входом усилителя вертикального отклонения луча осциллографа. По-
Последний синхронизируют от сети (напряжение синхронизации
можно снять с обмотки трансформатора питания, т. е. с точки
соединения диодов VDl, VD2 и резистора /?1) и устанавливают
длительность развертки 20 мс. Размещения осциллограммы
сигнала левого канала в левой части экрана, а правого — в правой
добиваются смещением развертки по горизонтали, регулировкой
уровня и полярности синхронизации, а если необходимо, и пере-
перестановкой в сетевой розетке вилки осциллографа или питающего
коммутатор трансформатора.
После этого, воспроизводя измерительную ленту или образ-
образцовую фонограмму, записанную на заведомо хорошо отрегули-
KXSZ1 KSA1 KXSL5
К XS2Z KXSIZi КШЗк К SAI ,
Рис. 6. Печатная плата (а) и расположение деталей (б) электронного комму-
коммутатора каналов магнитофона
рованном магнитофоне, юстируют воспроизводящую (универсаль-
(универсальную) магнитную головку по углу наклона рабочих зазоров.
Для этого меняют местами соединительные провода на выводах
одной из секций головки, замыкают контакты выключателя SAX
и, вращая котировочный винт, добиваются минимума суммарного
сигнала вначале на частоте 1 кГц, а затем и на более высоких
частотах. Пытаться получить минимум сразу на этих частотах не
рекомендуется, так как в этом случае легко ошибиться, установив
головку в положение, соответствующее одному из ложных мини-
минимумов.
Далее переводят выключатель SAX в исходное положение,
восстанавливают прежнее (синфазное) соединение секций головки
с входами усилителя воспроизведения и переходят к регули-
регулировке АЧХ каналов записи-воспроизведения, после чего добива-
добиваются их идентичности.
Нелинейные искажения магнитофона оценивают коэффициен-
коэффициентом 3-й гармоники /С3 — выраженным в процентах отношением
напряжения 3-й гармоники частоты 400 A000) Гц к напряжению
основной частоты. Благодаря отсутствию в воспроизведенном
41
сигнале высших гармоник, значение коэффициента КЗУ соответ-
соответствующее порогу заметности, довольно высоко — около 1,5 % на
средних и высших частотах (на низших частотах оно возрастает
до 5 %). С учетом этого определены и гостовские нормы на
этот параметр бытовых магнитофонов: от 1,5 % для стационар-
стационарных аппаратов нулевой группы сложности до 5 % для носимых
кассетных аппаратов четвертой группы.
Для измерения коэффициента К3 достаточно иметь хороший
(с коэффициентом гармоник на средних частотах не более
0,3...0,5 %) генератор сигналов звуковой частоты, полосовой
фильтр (для выделения 3-й гармоники) с крутизной спада АЧХ не
менее 30 дБ на октаву и электронный вольтметр. Кстати, такой
же фильтр необходим для измерения и еще одной важной ха-
характеристики магнитофона — относительного уровня стирания
Nc. Поскольку частоты подлежащих фильтрации напряжений
близки — в первом случае 1200 Гц C-я гармоника частоты
400 Гц), а во втором— 1000 Гц, фильтр можно настроить на
большую из них и собрать на его основе несложное устройство
для оценки обоих названных параметров. Именно по такому пути
пошли москвичи М. Ганзбург и А. Цапов при разработке при-
прибора, схема которого изображена на рис. 7.
Прибор для измерения К3 и Nc состоит из двух активных
полосовых фильтров (на ОУ DA2 и DA3) и такого же числа
масштабных усилителей, один из которых (на ОУ DAX) исполь-
используется только при измерении относительного уровня стирания,
а другой (на ОУ DAA) — как при измерении этого параметра,
так и при оценке коэффициента К3. Частоты квазирезонанса
активных фильтров определяются параметрами двойных Т-мостов
R8 — R13C5—C7 и /?19 — /?24С9 — СИ, включенных в цепи
ООС, охватывающих соответственно ОУ DA2 и DA3. Линейный
выход магнитофона подключают к розетке XS1, электронный
вольтметр — к розетке XS2. Переключателем SBI выбирают нуж-
нужный канал магнитофона, переключателем SB2 — измеряемый па-
параметр. В положении переключателей, показанном на схеме,
сигнал левого канала магнитофона подводится непосредственно
к вольтметру, поэтому им можно измерить напряжение основ-
основного сигнала частотой 400 Гц (при оценке коэффициента К3)
или 1200 Гц (при определении относительного уровня стира-
стирания Nc).
Если нажата кнопка SB2A («К3»), воспроизведенный
магнитофоном сигнал частотой 400 Гц через цепь R15C17 по-
поступает на вход активного фильтра на ОУ DA2. Отфильтро-
Отфильтрованное им и фильтром на ОУ DA3 напряжение частотой 1200 Гц
усиливается каскадом на ОУ DA4 и поступает на вход вольт-
вольтметра. Если же нажата кнопка SB2.2 («Nc»), сигнал (в этом
случае его частота должна быть равна 1200 Гц) на вход
активного фильтра подается через масштабный усилитель на
ОУ DAX.
UA1 UA4 К153УД5
R8 12 к
R/3 Юк
т
220К
RW 15к \R12 6,8к
C6
. _ .0,022MH
R11 10 к
R1 R2 Шк
2к
-ЮВ\ C1ZC/8 '
0,068 ми
пО 68 м к
-10В +WB
С12 3300
+10В
-10 Ъ
Рис 7 Принципиальная схема прибора для измерения коэффициента 3-й гармо-
гармоники и относительного уровня стирания
Чертеж печатной платы устройства показан на рис. 8. Она
рассчитана на установку резисторов МЛТ, СП4-1, конденсаторов
КТ-1 (С1, СЗ, С14), К50-6 (С2, С13), KM (C17 —С20) и К73-9
(остальные). Для облегчения налаживания в двойных Т-мостах
желательно применить резисторы и конденсаторы с допускаемым
отклонением от указанных на схеме номиналов не более ±5 %.
Неиспользуемые выводы ОУ DA\ — DA4 перед установкой на пла-
плату необходимо укоротить до 3...4 мм. Переключатели SBl, SB2 —
П2К.
м + сг
<hzzh> Нг °
о ?
SoDAI
ю
К5
Pwc. 5. Печатная плата (а) и расположение деталей (б) прибора для измерения
коэффициента 3-й гармоники и относительного уровня стирания
44
Налаживание прибора сводится к настройке активных фильт-
фильтров и калибровке масштабных усилителей. Вначале поочередно
настраивают двойные Т-мосты. Для этого разрывают соединения
в точках а — г, подают на вход моста (точка а или в и об-
общий провод)- переменное напряжение 0,5 В частотой 1200 Гц
и подстроечными резисторами RM (во втором фильтре —
R22) и /?13 (/?24) добиваются минимума показаний милли-
милливольтметра переменного тока, подключенного к его выходу (точ-
(точка б или г и общий провод). Настройку можно считать приемле-
приемлемой, если каждый из мостов ослабляет напряжение не менее
чем на 46 дБ
(/)
Далее восстанавливают соединения в точках а — г, не пере-
перестраивая генератор, подают на вход устройства (A'Sl) переменное
напряжение 20 мВ и при нажатой кнопке SB2 1 подстроечным
резистором /?31 добиваются того, чтобы напряжение на выхо-
выходе (XS2) стало равным 1000 мВ
(ивых/ивх=50).
Затем уменьшают входное напряжение до 1 мВ, нажимают кноп-
кнопку SB2.2 и подстроечным резистором /?4 устанавливают выходное
напряжение 1780 мВ
(?/вых/?/вх=65 ДБ).
При определении коэффициента гармоник на вход магнито-
магнитофона подают номинальное (для данного входа) напряжение часто-
частотой 400 Гц и, установив по индикатору номинальный уровень,
записывают его на ленту. Затем к линейному выходу подключа-
подключают прибор, воспроизводят записанную фонограмму и при не-
нажатых кнопках переключателя SB2 измеряют выходное напря-
напряжение. Заметив его значение U\ (оно должно быть в пределах
0,25...0,5 В), нажимают на кнопку SB2A и измеряют напря-
напряжение 3-й гармоники U2- Коэффициент гармоник рассчитывают
по формуле
Чтобы измерить относительный уровень стирания, частоту
сигнала на входе магнитофона (при том же номинальном на-
напряжении) повышают до 1200 Гц и записывают с номинальным
уровнем в течение 18. .20 с. Затем, отключив генератор сигналов
и установив регулятор уровня записи в положение максимального
усиления, часть фонограммы (последние 8... 10 с) стирают. При
последующем воспроизведении вначале измеряют на линейном
выходе напряжение записанного сигнала ?/вых ь а затем, при на-
нажатой во время прохождения стертого участка кнопке 552.2,—
остаточное напряжение ?/вых 2- Относительный уровень стирания
определяют по формуле
#c=-201g((/BbIX i/?/BWx2).
Ориентировочно о нем можно судить по показаниями вольтметра
во время прохождения стертого участка: если эти показания
в точности равны измеренному перед этим напряжению сигнала,
45
Об
0
-ю
-20
-зо
-40
-50
-60
10
/
f
/
/
/
—
10
20 40 60 160 315 630 1250 2500 5000 ЮООО
Рис. 9. АЧХ взвешивающего фильтра МЭК-А
то относительный уровень стирания равен —65 дБ, а если меньше
или больше — соответственно ниже или выше этого уровня.
Следует помнить, что погрешность измерений зависит от
того, насколько точно установлена частота генератора сигналов
при записи на магнитную ленту. На частоту 400 Гц его надо
настраивать по максимуму напряжения 3-й гармоники (нажата
кнопка SB2A), а на 1200 Гц — по минимуму напряжения на
выходе фильтра (нажата кнопка SB2.2). В обоих случаях устрой-
устройство включают между генератором и входом магнитофона.
Шумовые свойства магнитофона характеризуют относитель-
относительным уровнем шумов и помех. Для определения этого параметра
устанавливают регулятор уровня записи в положение макси-
максимального усиления, подают на вход, предназначенный для записи
от другого магнитофона, сигнал частотой 1 кГц и, подобрав
его напряжение, при котором обеспечивается номинальный уро-
уровень, записывают в течение нескольких минут на магнитную
ленту. Затем отключают генератор сигналов, шунтируют освобо-
освободившийся вход резистором сопротивлением 22 кОм и продолжают
запись еще некоторое время. При воспроизведении среднеквадра-
среднеквадратичным вольтметром (например, ВЗ-38, ВЗ-38А) измеряют выход-
выходное напряжение записанного сигнала Uc и «паузы» Un и вы-
вычисляют относительный уровень шумов и помех
46
Вход
Выход
RIO 3,3 К
Рис. 10. Принципиальная схема активного взвешивающего фильтра с АЧХ
МЭК-А
К SB1.1
KSB12
Рис. 11. Печатная плата (а) и размещение деталей (б) взвешивающего фильтра
с АЧХ МЭК-А
Л^ш= —201gf/c/(/n. Для согласования результатов измерений с
субъективной оценкой шумов между линейным выходом магнито-
магнитофона и вольтметром необходимо включить так называемый взве-
взвешивающий фильтр, АЧХ которого (рис. 9) предложена Между-
Международной электротехнической комиссией (МЭК) и носит назва-
название характеристики МЭК-А.
Принципиальная схема одного из возможных вариантов
взвешивающего фильтра (заимствована из австрийского журнала
«Praktiker» 1978, № 20) изображена на рис. 10. Устройство
может работать в двух режимах: взвешивающего фильтра (пере-
(переключатель SB 1 — в положении, показанном на схеме) и усилителя
с горизонтальной АЧХ (SBI —в нижнем по схеме положении).
АЧХ фильтра в области высших частот формируют резистор
/?4 и конденсатор С5, в области низших — цепи R6C3 и R10C6.
Коэффициент передачи на частоте 1 кГц (зависит от коэффици-
коэффициента передачи тока базы примененных транзисторов) — около
1000.
Вместо указанных на схеме в устройстве можно применить
любые другие маломощные кремниевые транзисторы соответст-
соответствующей структуры со статическим коэффициентом передачи тока
^213^300 и допустимым напряжением коллектор — эмиттер не
менее 20 В. Для получения требуемой АЧХ отклонение от номи-
номиналов элементов названных выше цепей, а также конденсаторов
Cl, C2 не должно превышать ±5 %, остальных элементов —
±10%.
Чертеж печатной платы устройства показан на рис. 11. Эта
плата рассчитана на монтаж резисторов МЛТ, конденсаторов
К53-1 (С1, СЗ, С8), К50-6 (С7), КТ-1 (С4) и К73-9 (остальные).
Вместе с переключателем SB 1 (П2К) плату необходимо поместить
в экранирующую коробку-корпус, изготовленный из листовой ла-
латуни или жести толщиной 0,5 мм, а для соединения с магнито-
магнитофоном и вольтметром использовать экранированный кабель.
Питать устройство следует от стабилизированного источника
с напряжением пульсаций не более 0,5 мВ (потребляемый ток
не превышает 4 мА).
Налаживания фильтр практически не требует. Желательно
лишь (при наличии осциллографа), подобрать резистор R5 по
максимальному размаху неискаженного выходного сигнала при
подаче на вход переменного напряжения частотой 1 кГц, про-
проверить АЧХ на соответствие таблице (колонка МЭК-А) и опреде-
определить коэффициент передачи фильтра на частоте 1 кГц, который
необходимо учитывать при измерении напряжения шумов и по-
помех. Самовозбуждение на высших частотах устраняют шунтиро-
шунтированием резистора /?1 керамическим конденсатором емкостью
2...10 пФ.
Фильтр с особой формой АЧХ необходим при измерении
и такого параметра кассетных магнитофонов, как эффективность
системы шумопонижения (СШП). Дело в том, что принцип
действия широко применяемых в нашей стране СШП «дина-
«динамический фильтр» основан на автоматическом управлении ши-
шириной полосы пропускания тракта в зависимости от наличия
в спектре сигнала составляющих высших частот (выше 1... 2 кГц).
По этой причине для оценки эффективности таких СШП необхо-
необходим взвешивающий фильтр, выделяющий шумовые компоненты
48
Частота, Гц
31,5
63
100
200
400
800
1000
2000
2500
3150
4000
5000
6300
7100
8000
9000
10 000
12 500
14 000
16 000
20 000
МЭК-А
—37,9...-40,9
—24,7...—27,7
— 18,1...—20,1
—9,9...-11,9
-3,8...-5,8
+0,2...-1,8
0
+0,2...+2,2
+0,3...+2,3
+0,2...+2,2
0...+ 11
-1...+2
-2,1...+ 1,4
—
—4,1...+0,4
—
—6,5...-0,5
— 10,3...-1,3
—
-6,6...-3,6
-9,3...-6,3
Затухание, дБ
СШП
-28,5...-31,5
-21,5...-25,5
-19...-20
-13...-15
-7...-9
-1...-3
0
+4,2...+6,2
—
+7,5...+9,5
+9...+ 11
+9,7... + 12,7
+9,5... + 13
+9...+ 13
+8,8...+ 13,2
+5,8... + 11
+3,5...+9,5
-8,5...+0,5
—17,5...—3
— оо...—8,8
-оо...-19,3
в полосе частот от 1 до 11 кГц и резко ослабляющий необра-
необрабатываемые составляющие, лежащие за ее пределами.
Принципиальная схема отвечающего этим требованиям филь-
фильтра для измерения эффективности СШП приведена на рис. 12
(разработка уфимца Э. Хисамова). Устройство содержит пассив-
пассивный ФВЧ /?1С1, усилитель на ОУ DA\ и два активных ФНЧ
(на ОУ DA2 и DA3). Для получения требуемой АЧХ частоты
среза последних фильтров сдвинуты одна относительно другой
соответствующим выбором емкости конденсаторов СЗ, С4 и С5,
Сб. Конденсаторы С7, С8 предотвращают самовозбуждение из-за
связи каскадов через цепи питания ОУ.
Детали фильтра монтируют на печатной плате (рис. 13)
из фольгированного стеклотекстолита. Она рассчитана на уста-
установку постоянных резисторов МЛТ, подстроечных резисторов
СП5-3 (применять резисторы без верньерного устройства не
рекомендуется, так как с их помощью трудно обеспечить тре-
требуемую точность настройки), конденсаторов К50-6 (С9, С10)
и КМ-6Б (остальные; С\ — С6 — группы М750 или Ml500 с до-
допускаемым отклонением емкости от номиналов не более ±5 %).
При возможности вместо полярных конденсаторов К50-6 жела-
желательно применить один неполярный (емкостью 10 мкФ) марки
К50-6, К50-15, К52-8 и т. п. ОУ К140УД6 можно заменить
на К140УД7.
Налаживание фильтра заключается в настройке ФНЧ и полу-
получении коэффициента передачи всего устройства, равного 1. Уста-
Установив движки всех подстроечных резисторов в среднее поло-
положение, подают на вход переменное напряжение 500 мВ частотой
V)
RZ 8,2к R3 47К
С9, С70
ZOMKK
=±= С8 0,1 МК
=±= С7 0,1 МК
-15 В
Рис. 12. Принципиальная схема активного взвешивающего фильтра для оценки
эффективности СШП
Рис. 13. Печатная плата (а) и размещение деталей (б) взвешивающего фильтра
для оценки эффективности СШП
1 кГц и, изменяя сопротивление резистора /?3, добиваются на
выходе сигнала, равного входному. Затем перестраивают гене-
генератор на частоту 6 кГц (допустимое отклонение ±100 Гц),
подстроенными резисторами /?7, R10 добиваются максимального
подъема АЧХ и, вновь понизив частоту сигнала до 1 кГц, тем
же резистором /?3 еще раз устанавливают коэффициент передачи
фильтра, равный 1. Завершают налаживание проверкой АЧХ на
соответствие уже упоминавшейся таблице (колонка СШП). При
невозможности получить требуемую АЧХ с помощью подстроеч-
ных резисторов R7, /? 10 следует изменить (в пределах ±10 %)
емкость одного или нескольких из конденсаторов С2 — Сб.
Чтобы оценить эффективность СШП, на вход, предназна-
предназначенный для записи от магнитофона, подают номинальный (для
этого входа) сигнал частотой 1 кГц и записывают его в
течение нескольких минут. Затем, как и при оценке относитель-
относительного уровня шумов и помех, записывают «паузу». Перемотав
фонограмму к началу, включают СШП и при воспроиз-
воспроизведении изменяют вольтметром переменного тока (например
ВЗ-38) напряжение на линейном выходе Uc\, а во время «паузы» —
напряжение шумов ?/ш1. Далее фонограмму воспроизводят еще
раз, но с выключенной СШП, и измеряют напряжения Uc2 и
и2- Эффективность СШП рассчитывают по формуле
ё(
Очень удобно оценивать эффективность динамических фильтров по
шкале децибел: в этом случае она равна разности показаний
вольтметра при воспроизведении шума «паузы» с выключенной
и включенной СШП.
КОМПАКТ-ДИСК:
НА ПУТИ К ИДЕАЛЬНОМУ ЗВУЧАНИЮ
ПО ЗАРУБЕЖНЫМ ИСТОЧНИКАМ
Р. Левин
В начале 80-х годов практически на всех крупных между-
международных выставках, представляющих новинки бытовой радио-
радиотехники, появился необычный экспонат — небольшой диск, отли-
отливающий всеми цветами радуги. Его быстро окрестили лазерным
или компакт-диском, а голландская фирма Philips — создатель-
создательница этого «чуда техники» — объявила о свершенной ею револю-
революции в области звуковоспроизведения. С тех пор компакт-диск
стал настолько популярным среди меломанов всего мира, что
некоторые фирмы грамзаписи начали постепенно сворачивать
выпуск обычных долгоиграющих пластинок, заменяя их лазерны-
© Р. Левин, 1991
ми. В этот же период на рынке появились десятки различных
моделей проигрывателей компакт-дисков, в последнее время
встраиваемых в переносные магнитолы и выпускаемых даже в
виде столь любимых молодежью плееров. В 1988 г. число лазерных
проигрывателей в мире достигло 19 миллионов.
В чем же состоят главные преимущества компакт-диска,
ставшие залогом его быстрого и успешного распространения?
Прежде всего — это необычайно высокое качество звучания при
воспроизведении «лазерных» фонограмм. Поскольку при проигры-
проигрывании компакт-дисков считывающим устройством является лазер-
лазерный луч, а следовательно, между ним и диском нет механического
контакта, то полностью отсутствуют посторонние шумы, шуршание
и треск, свойственные обычным грампластинкам. Цифровой спо-
способ записи, используемый в лазерной звукотехнике, гарантирует
воспроизведение с динамическим диапазоном более 90 дБ при та-
таком же отношении сигнал/шум и величине гармонических и
интермодуляционных искажений меньших, чем 0,005 %. В резуль-
результате запись на компакт-диске субъективно воспринимается есте-
естественной и «прозрачной».
Не меньшее значение имеет удобство пользования компакт-
диском. В отличие от долгоиграющей пластинки, он существенно
легче, имеет небольшие размеры (диаметр компакт-диска 12 см),
большее время звучания (около часа). Ему не страшны царапины,
пыль, загрязнения от рук, а срок его службы и число проигры-
проигрываний без потери качества практически неограничены. Кроме того,
заложенная в фонограмму дополнительная информация позволяет
почти мгновенно находить те или иные фрагменты записи,
повторять их, а также составлять собственные программы при
воспроизведении с компакт-диска, исключая прослушивание опре-
определенных частей записи.
Компакт-диск (рис. 1) состоит из трех слоев — основного,
сделанного из пластмассы, отражающего, выполненного из алю-
алюминия или серебра, и защитного — из прозрачного лака поли-
акрилата. Основной слой несет полезную информацию, закоди-
закодированную в выжженных в нем микроскопических углублениях.
Производство компакт-дисков в общих чертах напоминает вы-
выпуск обычных пластинок, поскольку в обоих случаях используются
методы штамповки или, как их еще называют, прессования. Отли-
Отличие состоит в том, что для создания первых необходимо
освоить тончайшую технологию переноса миллиардов углуб-
углублений — ямочек с эталонного диска на тиражируемые, а также
располагать исходным материалом с высоким уровнем молеку-
молекулярного аффинажа (чистоты).
Эталонный диск изготавливается из исключительно чистого
нейтрального стекла и покрывается специальной пластиковой
пленкой с помощью так называемого ротационного метода. Затем
мощный записывающий лазер с числовым программным управ-
управлением наносит на эту пленку ямочки различной длины, содер-
ГJ
Рис 1 Компакт-диск лазерного проигрывателя
жащие полезную музыкальную информацию и закодированные
служебные сигналы. Процесс тиражирования с эталонного диска
состоит в получении своего рода «негатива» основной матрицы
и нескольких «позитивов», используемых для штамповки се-
серийных компакт-дисков. Важно отметить, что при их производ-
производстве особое значение имеет чистота воздуха и его особый хими-
химический состав. Тем не менее, несмотря на все принимаемые
меры контроля над производственным процессом, бракуется при-
примерно 15 % выпущенных компакт-дисков.
Основной принцип системы считывания состоит в том, что
лазерный луч диаметром 1,6 мкм направляется на поверхность
компакт-диска, вращающегося с большой скоростью (рис. 2). От-
Отражаясь от нанесенных на диск углублений, луч попадает на
светоприемник (фотодиод), который в зависимости от характе-
характеристик падающего на него света выдает очень слабые электри-
электрические сигналы различной величины, преобразуемые затем в
исходный сигнал.
Очевидно, что огромное число записанных на диске данных
(каждый компакт-диск содержит свыше 8 миллиардов углуб-
углублений) требует исключительной точности перемещения лазерного
53
Сбето-
приемник-
Рис. 2. Пояснение пропесса
считывания с компакт-диска
компакт-
диск
Считывающий
лазер
луча. Один из часто
используемых способов
ее обеспечения — при-
применение двух дополни-
дополнительных лазерных лу-
лучей, получаемых путем
отражения основного
луча от призмы. В про-
процессе считывания они
располагаются по обе
стороны дорожки с
углублениями (рис. 3).
Система обнаружения
ошибок и удержания ос-
основного луча в центре
дорожки действует так, что в случае его смещения соответственно
изменяются положения вспомогательных лучей и вырабатывается
сигнал коррекции.
Часто пользователи проигрывателей компакт-дисков за-
задают вопрос: каков срок службы считывающего лазера? Ответ
на него попыталась дать фирма Philips, поставившая экспери-
эксперимент, в ходе которого лазерный проигрыватель непрерывно рабо-
работал в течение 5000 часов. Все это время лазерное считываю-
считывающее устройство действовало без помех и отказов. Это значит,
что при ежедневном трехчасовом прослушивании гарантиру-
гарантируется надежное функционирование проигрывателя в течение
4,5 лет. Уязвимыми в этот период могут стать его другие уз-
узлы — двигатель, ходовой механизм и т. д., лазер же наиболее на-
надежен.
Все проигрыватели компакт-дисков можно разделить на три
группы. К первой относятся стационарные устройства, входящие
в состав модульных высококачественных систем звуковоспроиз-
звуковоспроизведения, ко второй — носимые лазерные проигрыватели, отличаю-
отличающиеся легкостью и компактностью, и к третьей — проигрыватели
компакт-дисков, встроенные в моноблочные переносные комби-
комбинированные устройства звуковоспроизведения (магнитолы). Ка-
Качественные показатели всех лазерных проигрывателей практи-
практически совпадают: полоса воспроизводимых частот 2...20 000 Гц,
динамический диапазон 90... 100 дБ, отношение сигнал/шум
94...110 дБ, коэффициент гармоник 0,0025...0,005 %. Различаются
эти аппараты в основном уровнем сервисных возможностей.
54
Японская фирма Matsushita сегодня выпускает около де-
десятка различных моделей лазерных проигрывателей стационар-
стационарного типа. Для повышения верности передачи звучания музы-
музыкальных инструментов в ряде моделей используется дополнитель-
дополнительный 18-битовый квантователь, после которого для восстановления
положительной и отрицательной полуволн сигнала применяется
отдельный 16-битовый цифроаналоговый преобразователь (рис. 4).
В результате исключительно точно воспроизводится богатый обер-
обертонами звук скрипки, фортепиано, хорошо передается атмосфера
зрительного зала. Восстановленный сигнал усиливается предвари-
предварительным усилителем класса «АА» и подается на линейный
выход. Напомним, что усилитель «АА» — также изобретение
фирмы Matsushita. Он сочетает в себе два типа усилителей —
дифференциальный усилитель напряжения класса «А» и стаби-
стабилизирующий усилитель тока, связанный посредством специальной
мостовой схемы. Управление по току и управление по напряже-
напряжению осуществляются независимыми усилительными схемами, чем
достигается чрезвычайно низкий уровень нелинейных искажений
@,0007 %), не изменяющийся даже под влиянием комплексной
нагрузки.
иапробление вращеш/я диска
Рис. 3. Пояснение работы сис-
системы коррекции положения
лазерного луча
Описанные технические решения применены в проигрывателе
компакт-дисков «Technics SL-P990» (Technics — торговая марка
фирмы Matsushita), внешний вид которого показан на рис. 5
(структурная схема на рис. 4). Программное устройство про-
проигрывателя позволяет выбирать и воспроизводить в любом по-
порядке до 32 фрагментов фонограммы, записанной на диске.
Программирование возможно не только с помощью органов управ-
управления, расположенных на передней панели аппарата, но и с вы-
выносного дистанционного пульта на ИК лучах. Интересная
особенность этой модели — оптический линейный выход, использу-
используемый для подачи цифрового сигнала по волоконно-оптическому
кабелю на внешний усилитель со встроенным цифроаналоговым
преобразователем.
В 60-е и 70-е годы фирмы Philips и Dual (ФРГ) предло-
предложили потребителям «пакетные» проигрыватели грампластинок
(проигрыватели-автоматы), позволявшие автоматически менять
проигранную пластинку на другую. Эта идея не устарела, и инже-
инженеры фирмы Matsushita заново реализовали ее на «лазерном»
I
IP
ill
i
^
Ilii
«^
JF
x a
?*
2 з
Из
ii
уровне, создав про-
проигрыватель компакт-
дисков «Technics
SL-P600C», в кото-
который можно зарядить
одновременно 6 дис-
дисков (рис. 6). Удобст-
Удобство такой системы
очевидно: в течение
почти 6 ч аппарат мо-
может работать авто-
автоматически по заранее
заданной программе.
Пакетный лазерный
проигрыватель пред-
представляет особый ин-
интерес для клубов,
дискотек, предприя-
предприятий общественного
питания, радиостан-
радиостанций и т. д.
Конечно, описан-
описанные модели проигры-
проигрывателей — лучшие до-
достижения в области
лазерной звукотехни-
ки, а потому цены на
них достаточно вы-
высоки E00...700 дол-
долларов). В то же вре-
время сегодня на за-
западном рынке есть
лазерные проигрыва-
проигрыватели за 140... 150 дол-
долларов, более простые,
но обеспечивающие
не намного худшие
качественные показа-
показатели. Один из таких
аппаратов произво-
производит южнокорейская
фирма Dongwon под
названием «Sherwo-
«Sherwood CDP-250RCP»
(рис. 7). Структур-
Структурная схема проигры-
проигрывателя показана на
рис. 8. Особенность
Рис. 5. Проигрыватель «Technics SL-P990» (Япония)
Рис. 6. «Пакетный» проигрыватель «Technics SL-P600C» (Япония)
Рис. 7. Проигрыватель «Sherwood CDP-250 RCP» (Южная Корея)
Компакт диск
Трехлучевой
лазер
Двигатель
Контроль
/при нинга и
Фокусировки
Система
оптического
управления
цифровой
цшльтр
Система
управления
Усилитель
цифрового
сигнала
ЦАП
Нем.
ФНЧ
^ Левый
канал
У 34
Управление
данными и
коррекция
Правый
канал
коррекция
ошибок
Рис. 8. Структурная схема проигрывателя «Sherwood CDP-250RCP»
Рис. 9. Пояснение принципа действия цифрового фильтра
схемы — применение цифрового фильтра, осуществляющего опе-
операцию удвоения частоты дискретизации, благодаря чему более
точно восстанавливается исходный сигнал. Принцип действия
фильтра состоит в том, что в нем производится сравнение со-
соседних отсчетов и ввод дополнительного, представляющего собой
среднее от этих двух отсчетов (рис. 9). В результате без изме-
изменения действующего международного стандарта на частоту
дискретизации в лазерной звукотехнике D4,1 кГц) происходит
ее удвоение и, как следствие, снижаются искажения и улучша-
улучшается субъективное восприятие прослушиваемых произведений.
Несмотря на относительно невысокую стоимость, проигры-
проигрыватель CDP-250RCP обладает рядом интересных автоматических
функций. Прежде всего, возможно программирование 16 фраг-
фрагментов записи, повторение одного или нескольких «кусков» фоно-
Рис. 10. Носимый лазерный проигрыватель «Technics SL-XP5» (Япония)
граммы, а также всего диска. По желанию возможно форми-
формирование трехсекундных промежутков — пауз между фрагментами
при перезаписи на магнитофон с системой автоматического поиска
по паузам. На ЖК дисплее индицируются номер фрагмента,
порядок следования фрагментов при прослушивании по програм-
программе, текущее время и наличие компакт-диска в проигрывателе.
Загрузку компакт-диска упрощает система его автоматического
«ввода-вывода» простым нажатием на специальную кнопку.
Несколько слов о второй группе лазерных проигрывателей —
носимых аппаратах. Они появились не так давно, но уже угрожа-
угрожают, казалось, незыблемому положению магнитофонов-плееров.
Исключительно высокое качество воспроизведения музыки на
наушники, легкость, компактность в сочетании с программными
функциями и удобством в эксплуатации — вот главные преиму-
преимущества носимого лазерного проигрывателя. Например, подобное
устройство, выпускаемое фирмой Matsushita под названием «Tech-
«Technics SL-XP5» (рис. 10), весит всего 480 г и имеет размеры
22,9X126X126 мм. Аккумулятор обеспечивает непрерывную ра-
работу проигрывателя в течение 5 ч. Программное устройство
дает возможность выбора 18 интересующих фрагментов записи.
Широкое распространение получили лазерные проигрыватели
в самом популярном типе бытовой звукотехники — переносных
магнитолах и компонентных системах. Говоря об этой группе
устройств, хотелось бы ответить на один часто возникающий
вопрос: имеет ли смысл устанавливать столь высококачественный
блок, каким является проигрыватель компакт-дисков, в аппара-
аппаратуру, усилительная и акустическая части которой по качеству
значительно хуже? Несомненно, отвечают инженеры и эксперты
различных фирм. И в качестве аргумента приводят два довода:
Рис. 11. Магнитола с лазерным проигрывателем фирмы Sanyo (Япония)
во-первых, многие фирмы грамзаписи вскоре перейдут на выпуск
только компакт-дисков, а во-вторых, качество перезаписи с ком-
компакт-диска на кассету значительно выше, чем с какого-либо
другого носителя. Добавим к этому удобство и высокую надеж-
надежность лазерной «вертушки», и всякое сомнение в целесообраз-
целесообразности «компакт-дисковой» магнитолы исчезнет.
Один из возможных вариантов такого аппарата предлагает
фирма Sanyo (Япония). Модель MCD-45KU (рис. 11) включает
в себя лазерный проигрыватель с возможностью программирова-
программирования 16 фрагментов записи, кассетный магнитофон с авторевер-
автореверсом, всеволновый приемник и акустическую систему повышенного
качества. Управление магнитолой возможно с дистанционного
пульта на ИК лучах, ее масса 4,2 кг, размеры 545Х 156Х 190 мм.
В рекламных материалах всех фирм, выпускающих лазерную
звукотехнику, неизменно присутствует весь спектр превосходных
степеней по отношению к этому типу бытовой электроники. Ком-
Компакт-диски и лазерные проигрыватели называют аппаратурой
идеального звуковоспроизведения, хотя многие эксперты не со-
согласны с такой оценкой. Они называют «лазерное» звуча-
звучание жестким, некрасивым, одним словом,— «немузыкальным».
В то же время никто из экспертов не ставит под сомнение пер-
перспективность импульсно-кодовой модуляции для высокока-
высококачественной записи звука, более того, утверждают, что за
ней будущее. В чем же дело, где разгадка столь странного про-
противоречия?
Интересное объяснение этому явлению дает американский
специалист в области звукозаписи Г. Джеклин. Заметим, что
аналогичные трактовки «электронного» звучания современной вос-
воспроизводящей аппаратуры дают и другие эксперты.
во
Искажения сигнала, возникающие при импульсно-кодовой
модуляции, утвержает Г. Джеклин, существенно отличаются
от появляющихся при аналоговой обработке сигнала. К сожале-
сожалению, этот факт не учитывается при записи фонограмм для ком-
компакт-дисков. Известно, что многие считают звучание, скажем,
ламповой аппаратуры более «теплым», естественным, чем полу-
полупроводниковой. Чем это вызвано? У ламп степень искажений
при увеличении сигнала возрастает медленно, достигая величин
нескольких процентов. Такую зависимость называют «монотонным
искажением». Воспринимается оно естественно, поскольку при
«живом» прослушивании музыкальных инструментов к звуку
также добавляются искажения (составляющие обертона). В полу-
полупроводниковых усилителях и аппаратах с импульсно-кодовой мо-
модуляцией искажения низки только в рабочей области и резко
возрастают при достижении и переходе ее границ. Слышимые иска-
искажения становятся неприятными.
Кроме «монотонного искажения», ламповые приборы, в отли-
отличие от транзисторов или операционных усилителей, характери-
характеризуются «мягким перерегулированием», заключающимся в том, что
появляющиеся после определенного порога искажения нарастают
постепенно. Справедливо задать вопрос: стоит ли вообще забо-
заботиться о характере искажений вместо того, чтобы стремиться
к воспроизведению сигналов вообще без них? Несомненно, стоит,
считает Г. Джеклин, так как оптимальные запись и воспроиз-
воспроизведение музыки невозможны без учета таких показателей, как
«монотонное искажение» и «мягкое перерегулирование». В против-
противном случае достичь естественного звучания можно лишь путем
повышения затрат до чрезвычайно большого и часто недости-
недостижимого уровня.
Это утверждение хорошо иллюстрирует эксперимент, прове-
проведенный американской фирмой KEF. Для неискаженного воспро-
воспроизведения импульсов, записанных на компакт-диске, с помощью
обычной бытовой акустической системы потребовался усилитель
мощностью более 1 кВт. В то же время при аналоговой записи
достаточна мощность от 15 до 60 Вт.
Итак, какие же выводы делает Г. Джеклин из проведенных
им исследований? Прежде всего, при записи на лазерные диски
нужно учитывать особенности импульсно-кодовой модуляции
сигналов, проявляющихся в особом характере искажений. По-
Поэтому следует либо по-иному готовить фонограммы, либо исполь-
использовать усилители с «монотонным искажением» и «мягким пере-
перерегулированием». Вообще же, переходя к созданию новой техники
звукозаписи, полезно помнить о том, что не все устаревшее
полностью негодно и не все новое идеально. К сожалению,
именно это и произошло при замене ламп на полупроводники,
хотя, как теперь стало ясно, звучание ламповой аппаратуры «теп-
«теплее». Так или иначе, заботясь о численной минимизации иска-
искажений, нельзя забывать об их «качестве».
Критические соображения, высказанные в адрес компакт-
дисков, ничуть не принижают этот класс аппаратуры звуковос-
звуковоспроизведения, напротив, зная направление совершенствования
лазерной записи, можно добиться действительно идеального
качества передачи музыки.
Хотя основной интерес к компакт-дискам связан с высоко-
высококачественным воспроизведением музыкальных произведений, об-
область их применения этим не ограничивается. Лазерные диски
используются сегодня и для хранения и поиска информационных
данных. Преимущества компакт-диска, применяемого в качестве
постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), очевидны. Во-
первых, на один диск умещается столько же информации, сколько
можно записать на 1500 дискетах B50 000 страниц текста).
Во-вторых, поиск информации в системе с компакт-диском за-
занимает гораздо меньше времени, чем в любой современной
компьютерной информационной системе.
В США, например, ПЗУ на лазерных дисках уже исполь-
используются в библиотеках, которые могут приобретать ПЗУ-спра-
ПЗУ-справочники, ПЗУ-базы данных, ПЗУ-хранители различных публика-
публикаций, ранее получаемых из национальных библиотечных центров
по компьютерным или телефонным сетям. Согласно проведенному
в США исследованию, выявлено, что к 1990 г. ПЗУ на компакт-
дисках будут располагать 65 % библиотек. В частности, среди
прочих источников информации подготовлено издание каталога
научной информации, который обеспечит доступ к 3300 научным
и техническим журналам, а также каталога 900 000 с лишним
диссертаций и дипломных работ.
Некоторое время назад компакт-диски нашли еще одно при-
применение: под эгидой библиотеки Конгресса США разработана
система, в которой на одном компакт-диске размещены записи
речей, произнесенных до 1910 г. Диск содержит 668 отдельных
текстов и для поиска нужного требуются считанные секунды.
До внедрения лазерной «памяти» на подобную операцию за-
затрачивалось полтора часа.
Лазерный диск может хранить и видеоинформацию. Видео-
Видеодиски (их диаметр примерно в три раза больше, чем у компакт-
дисков) и видеопроигрыватели в середине 80-х годов были выбро-
выброшены в большом количестве на западный рынок, но потерпели
поражение от видеокассет, более дешевых, а главное — переза-
перезаписываемых. Тем не менее, видеодиски нашли широкое применение
в учебных целях, а также в библиотеках, музеях и т. п. Особую
ценность в этих случаях имеет превосходство видеодиска перед
видеокассетой по объему записанной информации и по скорости
ее поиска. На самом видеодиске можно хранить до 54 000 фото-
фотографий, причем любую из них можно практически мгновенно
отыскать. Например, Национальная художественная галерея
Вашингтона (США) разместила изображения 1645 своих экспо-
экспонатов на одном видеодиске (рис. 12). Каждая фотография
Рис. 12. Видеодиск
имеет свой номер, указанный в прилагаемом к диску каталоге.
За несколько секунд требуемое произведение может быть отыскано
и воспроизведено на мониторе. Таким образом, лазерный видео-
видеодиск превращается в «альбом» с репродукциями картин и
скульптур, имеющий большую ценность для любителей искус-
искусства.
В заключение несколько слов о том, скоро ли компакт-диски
появятся у нас. В 1988 г. по инициативе фирмы «Мелодия»
вышло постановление правительства, согласно которому преду-
предусматривается начало производства лазерных дисков в 1991 г.
в размере трех миллионов штук ежегодно. Строительство завода,
которому предстоит выпускать эту продукцию, ведется при участии
ряда инофирм. Всему этому можно было бы порадоваться, если
бы не одно «но». Для записи цифровых фонограмм на магнитной
ленте, необходимых для производства компакт-дисков, требуются
не только самые совершенные технические средства, но и спе-
специальная студия. Ни того, ни другого у «Мелодии» нет. Помещение
Всесоюзной студии грамзаписи (ВСГ) в Москве давно не отве-
отвечает современным требованиям, а аппаратура звукозаписи не
обеспечивает качества, удовлетворяющего международным нор-
нормам. Кстати, среди причин, по которым многие известные музы-
музыканты и коллективы отказываются работать с «Мелодией», пред-
почитая зарубежные студии, отмечается и недостаточная техни-
техническая оснащенность ВСГ.
В то же время еще в 1978 г. было принято решение
о строительстве нового современного студийного комплекса
в Останкино, которое сегодня находится лишь на самом начальном
этапе. Так что несмотря на то, что в Бердске и Таллинне разра-
разработаны и выпущены в ограниченном количестве первые оте-
отечественные проигрыватели компакт-дисков, нашим любителям му-
музыки предстоит запастись немалым терпением, прежде, чем они
увидят на прилавках фирменных магазинов «Мелодии» отлива-
отливающие всеми цветами радуги пластинки.
ТРАНСИВЕР ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
ПО СТРАНИЦАМ ЗАРУБЕЖНЫХ ЖУРНАЛОВ
Б. Степанов
Аппаратура для любительской связи на коротких волнах,
использующая технику прямого преобразования частоты, получи-
получила широкое распространение. Одна из причин этого — простота
конструкции при относительно высоких технических характеристи-
характеристиках. Для тех коротковолновиков, кто любит сам создавать тран-
сиверы и работать на них в эфире или просто вынужден из-
изготавливать их самостоятельно из-за невозможности приобрести
готовые, простота конструкции порой выходит даже на первое
место. Как это ни парадоксально звучит, но вполне реален,
например, высококачественный приемник прямого преобразова-
преобразования. Ведь если сравнивать подобную аппаратуру с классическими
супергетеродинами, то можно назвать только один ее принци-
принципиальный недостаток — наличие зеркального (по звуковой часто-
частоте) канала приема.
Этот недостаток до какой-то степени можно устранить, исполь-
используя фазовые методы подавления нерабочей боковой полосы,
которая в приемниках прямого преобразования и есть зеркальный
канал (так как у них «нулевая» промежуточная частота). Но
это приводит к существенному усложнению аппаратуры, особенно
в многодиапазонных ее вариантах. К тому же исчезает основное
ее достоинство — простота в изготовлении и налаживании.
Наличие зеркального канала приема приводит к повышению
уровня помех от других станций. Однако при работе телеграфом
уровень этих помех можно заметно ослабить, используя узко-
узкополосные фильтры по звуковой частоте и изменяя в процессе
работы в небольших пределах (на 100...200 Гц) частоту на-
настройки приемника. Тогда при совпадении звуковых частот основ-
основного и мешающего сигналов изменение частоты гетеродина приве-
© Б. Степанов, 1991
дет к разделению этих сигналов: частота одного из них повысится,
а другого понизится. Это само по себе уже облегчает прием,
а в сочетании с дополнительным подавлением мешающего сигнала
фильтром позволяет в значительной степени ослабить помеху.
Менее принципиальным недостатком приемников прямого
преобразования частоты (в сравнении с супергетеродинами)
является то, что автоматическая регулировка усиления может быть
получена только от сигнала звуковой частоты. Но так зачастую
решают этот вопрос и в супергетеродинах, потому что реализо-
реализовать АРУ от сигнала промежуточной частоты не так уж просто.
К достоинствам аппаратуры, использующей принцип прямого
преобразования частоты, относится и возможность простыми сред-
средствами реализовать телеграфный трансивер, поскольку разнос
частот приема и передачи составляет всего несколько сотен
герц. Необходимое изменение частоты генератора плавного диапа-
диапазона (ГПД) легко достигается электронными способами, а сам
сигнал передатчика формируется из высокочастотного напряже-
напряжения гетеродина его усилением и соответствующей манипу-
манипуляцией.
Телеграфный QRP трансивер на диапазон 40 м [1, 2],
о котором рассказывается в этой статье, можно использовать
как в стационарных, так и в полевых условиях (например, для
организации связи при стихийных бедствиях, во время турист-
туристских походов и т. д.). Питают трансивер от источника напря-
напряжением 12 В, а потребляемый им в режиме приема ток не
превышает 20 мА. Выходная мощность трансивера около 1,5 Вт
на нагрузке сопротивлением 50 Ом.
Принципиальная схема трансивера приведена на рис. 1. Гене-
Генератор плавного диапазона выполнен на полевом транзисторе
VT1. Поскольку он работает на основной частоте (т. е. в даль-
дальнейшем нет умножения), то необходимо минимизировать обрат-
обратную связь по высокой частоте от выходного каскада, которая
может вызвать паразитную частотную манипуляцию сигнала или
самовозбуждение передающего тракта в целом. Это достига-
достигается очень слабой связью ГПД с последующими каскадами
(емкостное сопротивление конденсатора связи С1 на рабочих
частотах около 10 кОм) и введением двух буферных каскадов
на транзисторах VT2 и VT3, один из которых к тому же эмит-
терный повторитель. Из коллекторной цепи транзистора VT3
высокочастотное напряжение подается на выходные каскады пере-
передатчика и на смеситель приемника.
Усилитель мощности передающего тракта трансивера двух-
каскадный. Первый каскад (на транзисторе VT4) представляет
собой резонансный усилитель ВЧ напряжения, работающий в
классе А. Колебательный контур L2C13C14 настроен на среднюю
частоту диапазона 40 м. Для стабильной работы этого каскада
в целом в цепь эмиттера VT4 введен резистор /?12, создающий
общую отрицательную обратную связь. Манипуляция высокочас-
3 0-151 65
„лннэшну
Puc. 1. Принципиальная схема трансивера
66
тотного напряжения (подробнее о ней будет рассказано далее)
осуществляется именно в этом каскаде.
Выходной каскад усилителя мощности на транзисторе VT5
работает в классе С (постоянное смещение на его базу не
подается). Поскольку выходное сопротивление этого каскада око-
около 50 Ом (т. е. такое же, как и сопротивление нагрузки), то
для фильтрации гармоник здесь использован обычный двухзвен-
ный фильтр низших частот C18L5C21L6C22. Емкость конденса-
конденсатора С18 меньше емкости конденсатора С22 (по расчету они
должны быть одинаковыми), поскольку параллельно С18 подклю-
подключены емкости р-п переходов защитного стабилитрона VD3 и
выходного транзистора VT5, а также конденсатор С20.
При приеме сигнал с антенны проходит через этот же ФНЧ
и поступает на ограничитель (диоды VD4VD5), защищающий
вход приемника при работе на передачу от воздействия высокого
ВЧ напряжения. Конденсатор С20 и катушка L7 образуют после-
последовательный колебательный контур, настроенный на среднюю
частоту диапазона 40 м, что обеспечивает дополнительную
фильтрацию входного сигнала. Через аттенюатор — резистор /?24,
который можно отключить переключателем S1, входной сигнал
поступает на двойной балансный смеситель на диодах VD10 —
VD13. Сюда же поступает и высокочастотное напряжение с гете-
гетеродина. Применение двойного балансного смесителя в сочетании
с диплексером позволило получить очень высокие характеристики
приемного тракта по защищенности от сигналов вещательных
AM станций. Приемник позволяет различать на уровне шумов
сигналы с уровнем около 0,1 мкВ. А во время приема сигнала
с уровнем 30 мкВ эффект детектирования AM сигнала, отстоящего
от рабочей частоты всего на 50 кГц, начинает проявляться при
уровнях помехи более 100 мВ.
Диплексер (он образован конденсатором С28 и резистором
/?2б) обеспечивает постоянную нагрузку смесителя сопротивле-
сопротивлением 50 Ом в широкой полосе (от звуковых до радиочастот).
С учетом дополнительной фильтрации высокой частоты ФНЧ
на L8C45 вероятность попадания помехи на вход усилителя
звуковой частоты и ее детектирования транзистором VT10 практи-
практически сведена к нулю.
Первый каскад усилителя звуковой частоты на транзисторе
VT10 выполнен по схеме с общей базой. Входное сопротивление
этого каскада около 50 Ом, что обеспечивает близкое к опти-
оптимальному согласование смесителя с усилителем звуковой частоты
и максимальный коэффициент передачи по мощности. Поскольку
в приемниках прямого преобразования требуемый коэффициент
усиления на звуковых частотах велик и может быть более
100 дБ, необходимо принимать особые меры, исключающие само-
самовозбуждение усилителя и проникновение фона переменного тока
по цепям питания. В приемном тракте этого трансивера необхо-
необходимый эффект подавления наводок по цепям питания на первый
3* 67
каскад усилителя звуковой частоты достигается введением актив-
активного развязывающего фильтра на транзисторе VT9.
С предварительного усилителя сигнал поступает на активный
фильтр низших частот с добротностью пять. Максимум амплитуд-
амплитудно-частотной характеристики фильтра — на частоте 650 Гц. Поло-
Полоса пропускания при этом получается около 130 Гц, что пред-
представляет собой разумный компромисс между селективностью и по-
побочными эффектами фильтрации сигнала («звон»). Операционный
усилитель, используемый в этом каскаде, должен иметь низкий
уровень собственных шумов. Иначе чувствительность приемника
будет хуже, чем указано выше.
После фильтрации сигнал усиливается двумя каскадами на
операционных усилителях DA2A и D2.2. Общее усиление здесь
около 80 дБ. Суммарная АЧХ этих каскадов выбрана такой,
чтобы ослаблялись сигналы с частотами ниже 150 Гц и выше
1500 Гц. Включенные встречно-параллельно диоды VDXA и VD\b
в цепи отрицательной обратной связи ОУ DA2A выполняют
функции ограничителя сигналов. Такой ограничитель в телеграф-
телеграфном трансивере позволяет отказаться от автоматической регу-
регулировки усиления — при работе в эфире ее отсутствие практи-
практически не замечается. Переменный резистор /?37, включенный
параллельно диодам ограничителя, регулирует общее усиление
в тракте.
Остальные элементы трансивера обеспечивают необходимый
порядок переключений при манипуляции. Здесь перед нажатием
на ключ необходимо сначала заблокировать приемник, затем сдви-
сдвинуть примерно на 650 Гц частоту гетеродина и лишь потом
подать напряжение на манипулируемые каскады передатчика и на
тональный генератор, обеспечивающий самоконтроль. Для работы
последнего, впрочем, временные соотношения несущественны. При
нажатии ключа эти процессы должны пройти в обратном
порядке. Только в этом случае можно получить высококачествен-
высококачественный сигнал.
Блокировка приемника осуществляется электронным ключом
на полевом транзисторе VT11, который отключает выходной
усилитель на ОУ DA2.2 от всех предшествующих каскадов. Эти
каскады при нажатом ключе будут находиться в насыщении
(из-за проникновения ВЧ напряжения с выхода передатчика).
Полная экранировка приемного тракта, устраняющая в принципе
этот эффект, была бы слишком сложной и дорогой. Чтобы как-то
обойти эту проблему, ключом на транзисторе VTM блокируют
приемник сразу же после нажатия на телеграфный ключ, а его
разблокировка происходит с некоторой задержкой — примерно
через 60 мс после того, как прекратится нажатие. Подобное
время задержки обеспечивает практическую работу полудуплек-
полудуплексом на средних скоростях. Это время в принципе можно умень-
уменьшить (и, следовательно, расширить зону скоростей, при которых
возможна работа полудуплексом), введя дополнительную мани-
68
пуляцию в каскады на транзисторе VT10, а также на ОУ DAI
и DA2A, ускоряющую их выход из режима насыщения.
Сдвиг частоты гетеродина осуществляется диодом VD6
(здесь стабилитрон использован как варикап). Необходимые
временные соотношения обеспечивает электронный ключ на тран-
транзисторе VT6. При нажатии на телеграфный ключ частота ГПД
сдвигается практически мгновенно, а при отжатии она возвра-
возвращается к исходному значению через несколько миллисекунд,
когда ВЧ напряжение на выходе передатчика упадет уже прак-
практически до нуля.
Собственно манипуляция ВЧ сигнала осуществляется через
электронный ключ на транзисторе VT8. Выбор номиналов кон-
конденсаторов и резисторов, входящих в этот ключ, обеспечивает
фронт и спад выходного сигнала передатчика в несколько
миллисекунд. Следует заметить, что приемлемой формы сигнала
удалось добиться только одновременной манипуляцией транзисто-
транзистора VT4 по цепям базы и коллектора.
Эта же цепь манипуляции управляет и работой тонального
генератора, который собран на ОУ DA3. Сигнал самоконтроля
поступает с него непосредственно на выходной каскад усилителя
звуковой частоты.
Диоды VD8 и VD9 исключают взаимное влияние различных
цепей манипуляции.
В трансивере можно использовать следующие активные
элементы: транзистор VT1, VT11 — КПЗОЗЕ; VT2, VT3, VT7,
VT9 — КТ342, КТ3102 или любые аналогичные высокочастотные
кремниевые п-р-п транзисторы; VT6, VT8— КТ3107 или любой
аналогичный кремниевый р-п-р транзистор; VT10 — КТ3102Е;
VT4 — КТ603Е; VT5 — КТ904А; DA1 — К574УД1А; DA2, DA3 —
К140УД8 или К140УД7; l/Dl, VD2, VD4y 1/D5, VD8 — VD15—
КД503А или любые кремниевые высокочастотные диоды;
VD3 — Д816В; VD6 — Д814Б; VD7 — Д814В. В смесителе при-
приемника (VD\0—KD13) лучше всего подойдут диоды КД514А
(с барьером Шотки), КД521А.
Катушки и дроссели должны иметь следующую индуктив-
индуктивность: L\—3 мкГн (отвод от пятой части витков, считая от
вывода катушки, соединенного с общим проводом, L2 — 10 мкГн
(отношение числа витков L2/L3=13), LA и L7 — 10 мкГн,
L5 и L6—1 мкГн, L8—100 мкГн. Трансформаторы Л и Г2
выполняют на ферритовых магнитопроводах с начальной маг-
магнитной проницаемостью около 100 и внешним диаметром при-
примерно 10 мм. Намотку ведут одновременно тремя проводами.
Число витков 15.
Номиналы «растягивающих» конденсаторов в генераторе
плавного диапазона указаны для конденсатора переменной ем-
емкости С4 с максимальной емкостью 500 пФ. При использовании
конденсатора с максимальной емкостью 60 пФ С\ должен иметь
емкость 180 пФ, а СЗ — 470 пФ.
69
Большую часть деталей трансивера можно разместить на
печатной плате. Нередко на ней же располагают и генератор плав-
плавного диапазона. Однако практика показывает, что в любитель-
любительских условиях его лучше выполнить навесным монтажом на стой-
стойках. Дело в том, что доступные радиолюбителю фольгиро-
ванные материалы обычно имеют не очень высокие радиотех-
радиотехнические характеристики, в частности, довольно низкую темпера-
температурную стабильность диэлектрической постоянной материала пла-
платы. В конечном итоге это может обусловить низкую темпера-
температурную стабильность всего ГПД. Для повышения стабильности
задающего генератора подстроечный конденсатор С2 должен быть
с воздушным диэлектриком.
В генераторе рекомендуется использовать керамические кон-
конденсаторы с «нулевым» температурным коэффициентом емкости.
Следует заметить, что применение диода в цепи затвора по-
полевого транзистора и относительно высокоомного резистора
(по сравнению с обычно используемыми номиналами) заметно
улучшило временную стабильность генератора. На повышение ста-
стабильности повлияла также предварительная тепловая обработка
катушки. После изготовления ее короткое время подержали в
кипящей воде (вместе с магнитопроводом), а затем высушили
при комнатной температуре.
Налаживание трансивера начинают с установки полосы час-
частот, перекрываемых ГПД. Осуществляют это подстроечным
конденсатором С2, а если его перекрытия по емкости окажется
недостаточно, то подбором конденсаторов С\ и СЗ. В этом случае
движок резистора /?15 должен находиться в среднем положении.
Запас по перекрытию на краях диапазона выбирают обычно
в пределах 5... 10 кГц. После этого приступают к установке
расстройки гетеродина при переходе на передачу. Во время пере-
перемещения движка подстроечного резистора /?15 из одного край-
крайнего положения в другое напряжение на диоде 1/?N изменяется
в пределах от 4 до 9 В, а частота гетеродина должна
изменяться примерно на 1300 Гц. Устанавливают такой сдвиг час-
частоты подбором конденсатора С8.
После этого движок резистора /?15 устанавливают в среднее
положение, что обеспечивает сдвиг частоты передачи от частоты
приема примерно на 650 Гц. Это значение соответствует мак-
максимуму АЧХ приемника. Узел сдвига частоты обеспечивает при
нажатии на ключ понижение частоты, и, работая на прием,
нужно ориентироваться на «нижнюю» полосу частот, принимаемых
приемником (не надо забывать, что у приемника есть зеркальный
канал приема). Различают боковые полосы в процессе приема
небольшой расстройкой гетеродина. При понижении его частоты
сигналы нижней боковой полосы понижают тональность, а верх-
верхней повышают. Буферные каскады в налаживании не нуждаются.
Высокочастотное напряжение на коллекторе транзистора
VT3 должно быть около 1,8 В (эффективное значение), а на
70
Рис. 2. Форма манипулируемого (вверху) и выходного ВЧ
(внизу). Масштаб по горизонтали — 5 мс на деление
Рис. 3. Спектр выходного сигнала трансивера. Масштаб по горизон-
горизонтали — 5 МГц на деление, по вертикали — 10 дБ на деление
71
коллекторе транзистора VT4 — примерно 5,4 В. Налаживание
усилительного каскада на транзисторе VT4 сводится к настройке
контура в его коллекторной цепи в резонанс на средней частоте
диапазона 40 м. Усилитель мощности не имеет элементов под-
подстройки и должен заработать сразу. Высокочастотное напряжение
на выходе передатчика на нагрузке 50 Ом должно быть около
8,6 В.
При исправных деталях и правильном монтаже приемник
в налаживании не нуждается. В общем случае может понадо-
понадобиться подстройка катушки L1 по максимуму сигнала, но доброт-
добротность контура с этой катушкой невелика, и этот максимум очень
«тупой».
Оптимальный тон сигнала самоконтроля устанавливают под-
подбором резистора /?43 или конденсатора С40, а уровень сигнала —
подбором резистора R44.
Налаживание автоматики сводится в основном к подбору
оптимальных значений емкостей конденсаторов С26 и С27. Де-
Делать это лучше всего с помощью двухлучевого осциллографа,
просматривая одновременно осциллограммы манипулирующего
сигнала (например, на гнездах «Ключ») и выходного высоко-
высокочастотного напряжения. Как это должно выглядеть, иллюстри-
иллюстрирует рис. 2. На рис. 3 приведен спектр выходного высокочастот-
высокочастотного сигнала передающего тракта трансивера.
Литература
1 Grotziger W Ein QRP-CW-Tranceiver fur 7 MHz — CQ-DL, 1989, Januar, s 5—8
2 Lewallen R An Optimized QRP Tranceiver — QST, 1980, August, p 14—19
ЭЛЕКТРОННЫЕ ЧАСЫ-ТЕРМОМЕТР
Б. Бронштейн
Электронные часы широко распространены. Большой их выбор
предлагает промышленность, много схем цифровых часов опубли-
опубликовано в радиолюбительской литературе. Имеющиеся микросхемы,
предназначенные для использования в часах, позволяют очень
легко собрать такое устройство, поэтому основные затраты труда
приходятся на конструкторскую проработку и изготовление кор-
корпуса.
Электронные же термометры распространены значительно
меньше, так как схемотехнически они сложнее, а их удобства
не столь наглядны. Между тем удобства эти существенны.
Во-первых, легко снимается противоречие, как правило,
не устранимое для наружных оконных термометров. Такой тер-
Б Бронштейн, 1991
7Д
ft
1
1
in
*
<>>
s
со
5
со
1
74
мометр должен быть хорошо виден изнутри помещения и, в то же
время, не освещаться солнцем и не подвергаться воздействию
других источников тепла. Это приводит к тому, что почти все
такие термометры часть дня бесполезны, так как подвергаются
солнечной радиации. Ночью же их плохо видно. Электронный
термометр позволяет легко разместить датчик температуры в та-
таком месте, где его температура всегда будет соответствовать
температуре воздуха.
Во-вторых, электронный термометр позволяет (при использо-
использовании малоинерционных датчиков) быстро получать показания,
что удобно при измерении температуры тела, особенно у детей.
В-третьих, точность электронных термометров значительно
выше, чем бытовых спиртовых, а цифровые обеспечивают удоб-
удобство считывания показаний на расстоянии и в темноте.
Представляется целесообразным объединить в одной конст-
конструкции электронные цифровые часы и термометр, так как в таком
случае необходим один корпус и один источник питания. В предла-
предлагаемой конструкции к тому же некоторые узлы являются общими и
для часов, и для термометра.
Часы собраны по известной схеме (см. статьи С. Алексеева
в журнале «Радио» № 4—6 за 1984 г.) на микросхемах серии
К176 и поэтому в описании не нуждаются. На принципиальной
схеме часов-термометра (рис. 1) часовая часть устройства
выполнена на микросхемах DDX — DD3 и индикаторе HLX.
Единственной особенностью часов является схема выключения
сигнала будильника, представляющая собой ждущий мульти-
мультивибратор, собранный на элементе DD8A и транзисторе VTX.
Работает это устройство следующим образом.
В исходном состоянии на вывод 12 элемента DD8A по-
подается уровень лог. «О» через резистор /?1, а на вывод 13—
уровень лог. «1» через резистор R3. На выходе элемента DD8A
присутствует уровень лог. «1», транзистор VTX открыт, и при
замкнутых контактах переключателя SA1 разрешается подача зву-
звукового сигнала. При нажатии кнопки SBX на вход 13 элемента
DD8A поступит уровень лог. «О», на выходе элемента DD8A также
появится уровень лог. «О», транзистор VTX закроется, а звуковой
сигнал прекратится.
После отпускания кнопки 551 ждущий мультивибратор со-
сохранит свое состояние, так как на выходе 13 элемента DD8A будет
присутствовать уровень лог. «О», создаваемый на конденсаторе
СХ импульсами звуковой частоты с вывода 7 микросхемы DDX.
После прекращения подачи импульсов с микросхемы DDX кон-
конденсатор С\ зарядится через резистор /?3 до уровня лог. «1»,
и устройство вернется в исходное состояние. Через сутки бу-
будильник зазвонит опять. Таким образом, исключается необходи-
необходимость повторного включения будильника после прерывания
звонка, что иногда забывают сделать. Если подача сигнала
будильником не нужна, он отключается выключателем SAX.
75
Рис. 2. Структурная схема электронного термометра
Работу электронного термометра рассмотрим по структурной
схеме, представленной на рис. 2. От источника опорного на-
напряжения 2 питается измерительный мост 3 и генератор линейно
изменяющегося напряжения (ГЛИН) 5. Одним из плеч моста 3
является датчик температуры. Сигнал с моста <?, усиленный усили-
усилителем 6> поступает на второй вход компаратора 8. От кварцевого
генератора 1 импульсы поступают на элемент «И» И и делитель
частоты 4, а с делителя частоты — на запуск ГЛИН 5 и на
/?-вход счетчика 12. Линейно изменяющееся напряжение по-
поступает на первые входы компараторов 7 и 8. На второй вход
компаратора 7 подается напряжение Ш, равное напряжению
в средней точке линейно изменяющегося напряжения.
Таким образом, в цикле измерения компаратор 7 изменит свое
состояние при переходе линейно изменяющегося напряжения через
значение f/1, а компаратор 8—при переходе линейно изменя-
изменяющегося напряжения через значение, равное выходному напря-
напряжению усилителя 6. Если при этом сбалансировать измерительный
мост так, чтобы при температуре датчика О °С напряжение на вы-
выходе усилителя 6 было равно 1Л, то время, прошедшее от мо-
момента срабатывания одного из компараторов до момента сра-
срабатывания другого, будет пропорционально температуре датчика в
градусах Цельсия, а очередность срабатывания компараторов бу-
будет определяться знаком температуры. При обратном ходе ГЛИН
компараторы переводятся в исходное состояние.
Элемент 9 (исключающее «ИЛИ») выделяет промежуток вре-
времени между срабатываниями компараторов, а устройство выде-
выделения знака 10 запоминает номер компаратора, сработавшего
вторым. Сигнал с элемента 9 поступает на элемент «И» // и разре-
разрешает прохождение на вход счетчика 12 тактовой частоты от
генератора /.
Состояние счетчика 12 дешифрируется дешифратором 13
и отображается индикатором 14. Знак температуры отобража-
отображается индикатором знака 15.
76
Рис. 3. Временные диаграм-
диаграммы, поясняющие работу элек-
электронного термометра
щ
и,
1111
S—
t
t
t
Для того чтобы
крутизна преобразова-
преобразования описанного анало-
го-цифрового преобра-
преобразователя соответство-
соответствовала термометрической
характеристике датчи-
датчика температуры, можно
менять ток через дат-
чик, коэффициент пе-
передачи усилителя 5 ли-
либо крутизну линейно
изменяющегося напряжения. Последний способ является пред-
предпочтительным, так как не нарушает балансировку моста.
Временные диаграммы, поясняющие процессы в функцио-
функциональной схеме, приведены на рис. 3.
На электрической принципиальной схеме часов-термометра
(см. рис. 1) термометрическая часть выполнена на микросхемах
DDl, DD4 — DD6, DAI, DA2, DD1 — DDU. Микросхемы DD4 —
DD6 служат для выбора одного из четырех датчиков темпе-
температуры. Состояние счетчика DD4, изменяемое с помощью кнопки
SB2, дешифруется микросхемой DD5 и индицируется одним из
светодиодов HL3 — HL6. Номер горящего светодиода соответст-
соответствует номеру датчика. После включения питания счетчик с по-
помощью цепи R7C10 устанавливается в состояние, соответству-
соответствующее выбору датчика № 1.
Выходные сигналы счетчика DD4 управляют работой комму-
коммутатора DD6, с помощью которого в плечо моста, образованного
резисторами /?30, /?31 и /?34, подключается, один из четырех дат-
датчиков, в качестве которых применены термометры сопротивле-
сопротивления. Датчик № 1 подключается к контактам Д1.1, Д1.2 и Д1.3
по схеме, показанной на рис. 4.
Остальные датчики подключаются аналогичным образом.
Напряжение с диагонали моста, образованного датчиком
и резисторами /?30, /?31, /?34, поступает на операционный уси-
усилитель (ОУ) DAX.2.
Ток через датчик температуры задается от источника опорно-
опорного напряжения резистором /?30 и протекает через верхний по
схеме ключ коммутатора 6. Нижний ключ коммутатора подключает
датчик ко входу операционного усилителя. Так как сопротивле-
77
Рис 4. Схема подключе-
подключения температурного дат-
датчика к контактам
ние ключей коммутатора и подключенных к ним проводов от
датчика малы (по сравнению с сопротивлением резистора 7?ЗО
и входным сопротивлением ОУ), то на работу схемы они не
влияют.
Если термометр предполагается использовать с одним датчи-
датчиком, микросхемы DD4 — DD6 и светодиоды HL3 — HL6 можно
исключить.
Коэффициент передачи ОУ DAX.2 определяется резисторами
/?32 и /?35 и равен 250. Конденсаторы С15 и С16 служат для
устранения наводок по переменному току на провода, соединяю-
соединяющие датчик с прибором.
Источник опорного напряжения собран на транзисторах VT2
и VT3 и стабилитронах VD16 и VD17. Выходное напряжение
снимается с источника опорного напряжения термостабильного
стабилитрона VD17.
В качестве генератора линейно изменяющегося напряжения
служит интегратор на ОУ DAIA. Постоянная времени интегра-
интегратора во время рабочего хода определяется конденсатором СП
и резисторами RPI и /?27, так как во время цикла измерения
диод VD15 закрыт потенциалом лог. «0» на выходе элемента
DD8.3. Возврат интегратора в исходное состояние осуществляется
при появлении на выходе DD8.3 уровня лог. «1». При этом пере-
перезарядка конденсатора С17 производится разностью токов, те-
текущих через резисторы /?36 и R27. Диапазон изменения на-
напряжения интегратора приблизительно от —12 до +12 В.
Линейно изменяющееся напряжение поступает на неинверти-
рующие входы компараторов DA2A и Di42.2. Инвертирующий
вход первого компаратора соединен с общим проводом, а второ-
второго — с выходом ОУ DA1.2.
Триггеры DD7.2 и DD7.5 нужны для блокирования работы
устройства во время обратного хода интегратора. Резисторы /?37
и R38 вместе с защитными диодами, имеющимися на входах
КМОП микросхем, предохраняют входные транзисторы тригге-
триггеров от повреждения отрицательным напряжением на выходах
компараторов. Элемент DD8A (исключающее «ИЛИ») формирует
на выходе сигнал лог. «1» в период времени, когда триггеры
находятся в различных состояниях, и этим разрешает счет
импульсов частотой 32 768 Гц от генератора DD\ счетчику DD9.
Микросхема DD9 является счетчиком десятых долей градуса.
Последовательно включенные микросхемы DD10 и DDII счи-
считают соответственно градусы и десятки градусов. Сброс счет-
78
чиков и триггеров DD7.2 и DD7.3 осуществляется в начале каж-
каждого цикла измерения через дифференцирующую цепочку
С18Я41.
Триггер DD7A служит для выделения знака температуры
и включает светодиоды HL8 и HL9 посредством транзистора
VT4. Светодиоды HL8 и HL9 дополняют до знака «+» знак
«-—», образованный светодиодами HL7 и НЫО.
Запуск интегратора, сброс триггеров и счетчиков производят-
производятся минутными импульсами, которые поступают на вход 6 элемен-
элемента DD8.2 с микросхемы DDL При необходимости (например, при
калибровке термометра) можно производить запуск секундными
импульсами, для чего следует нажать кнопку SB7. При этом
на S-вход триггера DD7A будет подан уровень лог. «1», триг-
триггер опрокинется, и на его выходе появится уровень лог. «О».
Секундные импульсы через диод VD6 начнут проходить на
вход 5 элемента DD8.2. После окончания текущей минуты на
R-bxojx триггера DD7A через дифференцирующую цепочку
С9/?11 поступит положительный импульс. Триггер вернется в
исходное состояние и уровнем лог. «1» на своем выходе закроет
диод VD6. Схема вернется в режим минутного запуска.
Для управления индикатором #L2, отображающим показания
температуры, необходимо произвести мультиплексирование сигна-
сигналов со счетчиков температуры, синхронное с работой мульти-
мультиплексора часов, так как управление обоими индикаторами осу-
осуществляется от общих сигналов развертки, вырабатываемых
в микросхеме DDI. С этой целью использованы коммутаторы
DD12 и DD13, управление работой которых производится
сигналами развертки через дешифратор на диодах VD7— VD10.
Показания десятков, единиц и десятых долей градуса распо-
располагаются на местах десятков часов, единиц часов и десятков
минут соответственно. На месте единиц минут высвечивается
знак «°», который формируется диодами VDll — VD14. На выхо-
выходе мультиплексора включен дешифратор DD14.
Индикаторы показаний времени и температуры выбраны
разными из соображений дизайна. Можно использовать одина-
одинаковые индикаторы или вообще избавиться от одного из них.
Для этого нужно также исключить микросхему DD14, а двоичный
код времени и температуры подавать в желаемой последова-
последовательности на дешифратор DD3, используя схему, показанную
на рис. 5.
Здесь вновь введенные элементы не имеют нумерации. При
отображении температуры высвечивается знак температуры, точ-
точка, отделяющая десятые доли градуса и символ «°». При отобра-
отображении времени знак температуры и символ «°» не высвечива-
высвечиваются, а разделительная точка включается в секундном ритме.
Однако следует заметить, что мелькания, вызываемые авто-
автоматической сменой информации, раздражающе действуют на зре-
зрение. Поэтому в жилых помещениях и в местах, где постоянно
79
КдШ 6Ы&3
tOO к ^^Ш61Г
-си к) кл^и
ИКД521А
к резисторам W5-R21
и индикатору
щ кппмот-т
'12В
КПП МОЮ-1A
Рис. 5. Изменение в схеме термометра
С2
Ю00мк*25В
а 2мк*тъ
42 В
«220В
VT2 КТ815Б
Рис. 6. Принципиальная схема источника питания
работают люди, переключать режимы работы устройства лучше
вручную.
В качестве датчиков температуры применены серийные термо-
термометры сопротивления. Сопротивление датчиков при температуре
О °С равно 100 Ом. При использовании датчиков сопротивле-
сопротивлением 50 Ом при 0 °С необходимо сопротивление резисторов
/?30 и /?31 уменьшить до 3,5 кОм, а резистора /?34 — до 50 Ом.
Термометры сопротивления можно изготовить самостоятель-
самостоятельно, пользуясь методикой, описанной в статье Н. Хоменкова и
А. Зверева «Цифровой термометр» («Радио», 1985, № 1, с. 47).
Для калибровки термометра к кабелю подключают преци-
прецизионный резистор сопротивлением 100 Ом и, вращая винт потен-
циометра /?Р2, добиваются показания О °С. Затем заменяют
резистор другим, сопротивлением 121 Ом, и с помощью потен-
потенциометра RPI устанавливают показание +50 °С. В последней
операции можно воспользоваться и резистором другого номинала,
рассчитав при этом требуемое показание термометра.
Источник питания устройства может быть собран по схеме,
представленной на рис. 6.
Трансформатор выполнен на двух кольцах из феррита
М3000НМ типоразмера К16Х 10X4,5. Обмотки I к II содержат
по 32 витка, обмотки /// и IV — по 28 витков, обмотка V —
12 витков провода ПЭВ-2 0,2, а обмотки VI и VIII — по 4 витка
провода ПЭВ-2 0,33. Между первичными и вторичными обмотками
необходимо проложить слой изоляции (лакоткань), рассчитан-
рассчитанной на напряжение не менее 400 В.
В качестве источника резервного питания можно использо-
использовать батарею из четырех — семи аккумуляторов или ртутно-
цинковых элементов. В зависимости от выбора источника вы-
выбирается и резистор /?3. Удобно применить батарею 4РЦ53, для
которой номинал резистора /?3 равен 300 кОм.
В точной установке нуждается только напряжение накала
ИВЛ. Так как накальные обмотки содержат малое число витков,
изменять напряжение накала лучше всего подбором стабилитрона
VD5.
Линзы светодиодрв, отображающих знак температуры, реко-
рекомендуется опилить до прямоугольной формы, а между свето-
диодами HL1 и HL10 вклеить вставку из зеленого или прозрач-
прозрачного оргстекла, закрасив ее боковые и нижнюю поверхности.
Термометр обеспечивает погрешность не более 0,2 °С в диа-
диапазоне от —40 до +80 °С при работе в помещении с темпе-
температурой 20 ± 5 °С. При необходимости работы устройства в
условиях с более широким диапазоном температур резисторы
/?27, /?30, /?32, /?34 и /?35 нужно заменить на высокоточные,
например С2-29В-0,125.
РЕЛЕ ВРЕМЕНИ-ТАЙМЕР
В. Л оен ко
Из анализа принципов построения устройств, вырабаты-
вырабатывающих регулируемые интервалы времени, видно, что добиться
высокой точности формирования длительности выходных сигналов
возможно только путем применения цифровых методов отсчета
времени. Использование в таких устройствах схем с времязадаю-
щими /?С-цепями не обеспечивает требуемой точности отсчета
В. Лоенко, 1991
задаваемого временного интервала и стабильности из-за ряда
дестабилизирующих факторов. Повышение же точности и стабиль-
стабильности работы вызывает существенное усложнение таких схем.
В предлагаемом реле времени-таймере (РВТ) используется
цифровой метод формирования временного интервала. Для
повышения стабильности работы и точности отсчета времени
при воздействии дестабилизирующих факторов в схеме применена
кварцевая стабилизация частоты опорного генератора. Примене-
Применение в РВТ схемы привязки повышает точность отсчета
времени.
Кроме этого, при разработке РВТ решалась задача упростить
работу с прибором путем автоматизации процесса управления,
а также повысить его надежность за счет замены коммутационных
элементов в виде кнопочных и галетных переключателей инте-
интегральными микросхемами. Однако, в целях упрощения схемы, в
реле времени применены не сенсорные, а квазисенсорные ком-
коммутаторы, выполненные на /?5-триггерах и кнопках.
Управление работой предлагаемого РВТ осуществляется
всего тремя кнопками. Остальные органы управления являются
вспомогательными, обеспечивающими расширение функциональ-
функциональных возможностей и удобство эксплуатации.
Предлагаемое РВТ может использоваться как для отсчета
необходимых выдержек времени при фотопечати и других видах
фоторабот, так и в качестве таймера, управляющего работой
подключенной к нему нагрузки в пределах максимального
значения устанавливаемого временного интервала. В качестве
нагрузки могут применяться различные электро-, радиоустрой-
радиоустройства, способные питаться от переменного напряжения и с по-
потребляемой мощностью не более указанной в технических ха-
характеристиках на РВТ. Причем на вход коммутатора РВТ можно
подавать различные по величине напряжения (до 220 В) пере-
переменного тока, которые необходимы для питания конкретной
нагрузки.
Кроме того, РВТ можно использовать в качестве бытового
таймера со звуковой сигнализацией об окончании заданного
временного интервала.
Технические характеристики
Устанавливаемый интервал времени
— в режиме реле времени:
минимальный, с 0,1
максимальный, мин 100,6
дискретность отсчета времени, с 0,1
— в режиме таймера:
минимальный, мин 1
максимальный, ч 100,6
дискретность отсчета времени, мин 1
Количество одновременно подключаемых нагрузок 1:
на включение 1
82
на выключение 1
Напряжение питания 2, В 220
Потребляемая мощность 2, Вт 5
Коммутируется на нагрузку 3:
максимальное напряжение, В 220
максимальный ток, А 10
максимальная мощность, кВт 2
Примечания: 1. Может быть увеличено путем параллельного подключе-
подключения нагрузок с суммарной мощностью не более указанной.
2. Без учета нагрузки.
3. Характеристики приводятся для одного коммутационного узла. Их
величины зависят от типа и конструктивного оформления ключевых элементов
узла
Структурная схема реле времени-таймера представлена на
рис. 1. Основные блоки схемы (У, 2, 4) состоят из нескольких
функционально связанных узлов, а вспомогательные и испол-
исполнительные C, 6, 5) — из функционально не связанных элементов.
В блок формирования частоты (БФЧ) / входят: опорный
импульсный генератор с кварцевой стабилизацией частоты G,
двойная ключевая схема SWI, три последовательно включенные
ступени деления частоты (fi/), (/2/), (/з/). Выходные импульсы
с БФЧ используются как управляющие и счетные.
Блок управления (БУ) 2 осуществляет автоматизированное
управление работой реле времени. Основными узлами БУ яв-
являются:
узел запуска и сброса, формирующий, в зависимости от
режима работы, управляющие импульсы «Запуск» и «Сброс
установки» и представляющий собой генератор одиночных им-
импульсов G1.1, управляемый кнопкой SB1;
узел управления записью требуемого временного интервала,
состоящий из квазисенсорных коммутаторов, выполненных на
генераторах одиночных импульсов G1.2 и G1.3 (управляемых
кнопками SB2 и SS3), трехразрядного счетчика ST2 и дешиф-
дешифратора с пятью выходными ключевыми схемами DC. Через
данный узел с БФЧ подается на блок установки времени (БУВ)
3 требуемое число импульсов для установки временного ин-
интервала;
узлы формирования управляющих импульсов «Сброс» и «За-
«Запись», образованные формирователями и ключевыми схемами
F\ и SW2, F2 и SW3 соответственно. По данным импульсам
осуществляется автоматическое обнуление и запись кода времен-
временного интервала в счетчики блока отсчета времени (БОВ) 4
в процессе работы реле времени-таймера;
узел формирования временного интервала, включающий фор-
формирователи /\3 и F4. Вырабатывает импульсы, определяющие
начало и конец установленного временного интервала и управ-
управляющие работой блока индикации и сигнализации (БИС) 6
и ключевой схемы SWI БФЧ;
83
г-
tea
CF
<®
:_j
>
a
e
^
ГП
i
§
.J
'"I
5
1
* г=>
g
^
VI
to
CO
ё
T
J
Js/ I
Q,4 h
5.
ы
X
о !
84
узел привязки, выполненный на формирователе Я5, по-
повышающий точность отсчета временного интервала за счет
управления блока коммутатора (БК) 5 строго по счетным им-
импульсам.
Блок установки времени 3 состоит из пяти отдельных дво-
ично-десятичных счетчиков СТ2/10, которые преобразуют поступа-
поступающую с БУ в режиме «Установка» последовательность импульсов
в двоично-десятичные коды устанавливаемого временного
интервала.
Блок отсчета времени (БОВ) 4 включает в себя пятираз-
пятиразрядный счетчик СТ2/10, работающий в режиме вычитания, у ко-
которого между третьим и четвертым разрядами включен делитель
частоты со схемой формирования (/4Д обеспечивающий фор-
формирование минутных (часовых) импульсов, а на входе стоит
селектор импульсов SL, определяющий, в зависимости от режима
работы, какая частота счетных импульсов должна подаваться
на счетчик. В результате подсчета в течение заданного вре-
временного интервала счетных импульсов, поступающих с БФЧ, на
выходе БОВ формируется импульс «переполнения», используемый
в БУ для формирования последующих команд.
Блок коммутатора (БК) 5 состоит из узлов коммутации,
осуществляющих включение и отключение нагрузки от источника
питания в соответствии с командами, поступающими с БУ.
Блок индикации и сигнализации (БИС) 6 включает в себя
узел цифровой индикации, индицирующий как значение уста-
установленного временного интервала, так и время, оставшееся до
его окончания, а также узлы звуковой и световой сигнали-
сигнализации о режиме работы реле времени-таймера.
Принцип работы реле времени-таймера заключается в под-
подсчете импульсов со строго определенным периодом следования
в пределах требуемого временного интервала.
Для получения минимальной требуемой дискретности отсчета
счетные импульсы должны следовать с частотой 10 Гц (период
следования импульсов равен 0,1 с). Импульсы данной частоты
получают из опорной частоты 100 кГц (генерируемой генера-
генератором G с кварцевой стабилизацией частоты) на выходе первой
ступени деления частоты (/i/), которая имеет коэффициент
деления 104.
С выхода первой ступени делителя (fi/) импульсы частотой
10 Гц поступают на вторую ступень делителя частоты (/2/),
имеющую переменный коэффициент деления, равный 20 D0),
где делятся до частоты 0,5 Гц @,25 Гц). Кроме того, они по-
подаются через ключевую схему SWI на селектор SL БОВ в ка-
качестве счетных импульсов в режиме работы «Реле времени»
и на формирователь F5 узла привязки БУ для обеспечения
повышения точности отсчета.
Значение частоты на выходе второй ступени делителя
0,5 Гц или 0,25 Гц определяется, как будет более подробно
85
показано в описании принципиальной схемы, психофизиологи-
психофизиологическими способностями операторов, работающих с прибором.
Импульсы с выхода второй ступени делителя (/г/) посту-
поступают на переключатель SA2 «Отсчет — Установка», на деши-
дешифратор DC БУ и на третью ступень делителя частоты (/з/)
с коэффициентом деления, равным 60. На ее выходе из импульсов
частотой 1 Гц формируются минутные импульсы, используемые
в режиме работы «Таймер» в качестве счетных и поступающих
через ключевую схему SWI на селектор SL БОВ.
Работа РВТ в режимах «Реле времени» и «Таймер» прак-
практически ничем не отличается.
В режиме установки необходимого временного интервала
переключатель SA2 переводится в нижнее по схеме положение
«Установка». Импульсы частотой 0,5 Гц @,25 Гц) с выхода
второй ступени делителя БФЧ (/г/) подаются на ключевые схемы
дешифратора DC узла управления записью БУ. Дешифратор
DC дешифрирует двоичный код счетчика 57*2, который соот-
соответствует количеству просчитанных импульсов, поступивших с
квазисенсорного коммутатора G1.3, управляемого кнопкой SB3
«Выбор разряда». По числу импульсов, поданных с коммутатора
G1.3 на счетчик ST2 и дешифрованных дешифратором DC, опре-
определяется разряд счетчика БУВ, в который записывается инфор-
информация об установленном интервале времени. Напряжением с ком-
коммутатора G1.2, управляемого кнопкой SB2 «Запись числа»,
открывается одна из пяти ключевых схем, входящих в состав
дешифратора DC, определяемая его выходным сигналом. Через
выбранную открытую ключевую схему дешифратора DC требу-
требуемое число импульсов частотой 0,5 Гц @,25 Гц) подается на
вход соответствующего разряда счетчика БУВ. Сигнал о разряде,
в который будет записываться информация, с выхода дешифратора
DC подается также на узел световой сигнализации БИС.
На выходе одного из пяти счетчиков БУВ, на который
поступают импульсы с выхода ключевой схемы дешифратора
DC, с приходом каждого импульса формируются двоично-де-
двоично-десятичные коды, эквивалентные значениям цифр десятичного чис-
числа. Эти коды импульсами частотой 0,5 Гц @,25 Гц), посту-
поступившими с выхода второй ступени делителя частоты (/г/), через
переключатель SA2 и ключевую схему Stt^3 узла формирования
импульсов «Запись», но сдвинутыми по времени на половину
периода, переписываются в одноименный разряд счетчика БОВ.
С выхода этого разряда коды транзитом передаются на узел
цифровой индикации, где дешифрируются и индицируются в виде
десятичной цифры. По достижении необходимого значения време-
времени в данном разряде с дешифратора DC снимается управляющее
напряжение от коммутатора G1.2 (кнопка 552 «Запись числа»
отпускается). Аналогично осуществляется запись значения вре-
времени во все остальные разряды счетчика БОВ.
86
После выставления необходимого временного интервала пере-
переключатель SA2 переводится в положение «Отсчет» (верхнее по
схеме). Отсчет временного интервала начинается с момента
нажатия кнопки SB\ «Запись — Сброс установки» узла пуска
БУ. При этом на выходе генератора одиночных импульсов 01.1
формируется импульс «Запуск», определяющий начало автомати-
автоматической работы реле времени по командам БУ.
С этого момента последовательно выполняются такие опе-
операции:
а) по импульсу «Запуск», прошедшему через переключатель
SA2, формирователем F\ вырабатывается импульс «Сброс»,
который поступает через ключевую схему SW2 на счетчики БОВ
и обнуляет их. На цифровом индикаторе БИС индицируются
нули;
б) формирование формирователем F2 по импульсу «Сброс»
импульса «Запись», который (через открытую напряжением +5 В
с переключателя SA2 ключевую схему SW3) подается на счет-
счетчики БОВ и осуществляет перезапись двоично-десятичных кодов,
соответствующих установленному интервалу времени, с выходов
счетчиков БУВ на соответствующие разряды счетчика БОВ. При
этом на цифровом индикаторе БИС индицируется установленный
временной интервал;
в) по импульсу «Запись» формируется с помощью формиро-
формирователей F3 и F4 управляющий импульс «Пуск», определяющий
предварительное начало отсчета времени. Этот же импульс от-
открывает ключевую схему SWI БФЧ, и счетные импульсы начи-
начинают поступать через селектор SL на вход счетчика БОВ;
г) с приходом первого счетного импульса формирователь F5
узла привязки БУ вырабатывает управляющий импульс, по
которому определяется начало отсчета временного интервала.
Этим импульсом управляются узлы коммутации БК, осущест-
осуществляющие подключение (отключение) нагрузки к источнику пи-
питания;
д) по импульсу «Пуск», выработанному формирователем F4,
включается световая индикация о начале отсчета времени. Одно-
Одновременно, по мере отсчета времени, на цифровом индикаторе
индицируется время, оставшееся до окончания заданного вре-
временного интервала.
Первые разряды счетчика БОВ считают импульсы частотой
10 Гц A/60 Гц), поступающие с БФЧ. Выходные импульсы
с третьего разряда счетчика БОВ делятся на делителе (/4/)
с коэффициентом деления б, преобразуясь в зависимости от
выбранного режима работы в минутные (часовые) импульсы.
С появлением на выходе пятого разряда счетчика БОВ импульса
«переполнения», означающего окончание отсчета времени, в реле
времени-таймере выполняются следующие операции:
а) формирователь F5 узла привязки БУ по спаду импульса
«переполнения» формирует управляющий импульс, по которому
87
узлы коммутации БК отключают (подключают) нагрузку от
источника питания;
б) формирователь FA вырабатывает управляющий импульс,
который обеспечивает закрытие ключевой схемы SWI БФЧ и
прекращение поступления счетных импульсов на вход счетчика
БОВ, а также включение световой и звуковой сигнализации
об окончании процесса отсчета установленного временного ин-
интервала на БИС. Таким образом установленный временной ин-
интервал оказывается сформированным с высокой точностью.
Для формирования следующего временного интервала с тем
же значением времени достаточно нажать кнопку 551 «Запуск —
Сброс установки» и все операции в реле времени-таймере вы-
выполнятся в автоматическом режиме.
В случае необходимости изменить значение временного ин-
интервала переключатель SA2 переводят в положение «Установка».
Далее с нажатием кнопки SBI «Запуск — Сброс установки» гене-
генератор одиночных импульсов G1.1 формирует импульс, который
непосредственно подается на счетчики БУВ и через ключевую
схему SW2 узла формирования сигнала «Сброс» поступает на
счетчик БОВ, производя их обнуление. На узле цифровой инди-
индикации БИС высветятся нули. Затем устанавливают новое требуе-
требуемое значение временного интервала, как было описано выше.
Корректировка значения временного интервала может осу-
осуществляться и без установки счетчиков БУВ и БОВ в нулевое
состояние. Для этого после перевода переключателя SA2 в положе-
положение «Установка» требуемое значение временного интервала вы-
выставляется с помощью управляющих кнопок SB2 «Запись числа»
и SB3 «Выбор разряда» квазисенсорных коммутаторов G1.2
и G1.3.
Принципиальная схема реле времени-таймера приведена на
рис. 2, эпюры, поясняющие работу устройства,— на рис. 3 и 4.
Генератор опорной частоты собран на микросхеме DD\ по
схеме автоколебательного мультивибратора. Для стабилизации
значения генерируемой частоты в цепь обратной связи включен
кварцевый резонатор на частоту 100 кГц. Конденсатор С2 пред-
предназначен для подстройки частоты генератора до точного значения.
Первая ступень делителя частоты выполнена на элементах
DD2 — DD5. Поступающая с генератора на вход делителя
частота 100 кГц делится на четырех последовательно включенных
счетчиках с коэффициентами деления, равными десяти до зна-
значения 10 Гц.
Вторая ступень делителя частоты выполнена на аналогичном
счетчике и двух триггерах (DD6, DD7), включенных в счетном
режиме. Входной частотой делителя является частота 10 Гц, по-
поступающая с выхода DD5, а значение выходной частоты сле-
следования импульсов определяется положением переключателя SA1,
с помощью которого коэффициент деления делителя может быть
изменен в два раза. В положении переключателя SA\ «2 с» с вы-
88
с
S
X
а.
90
00441
R29 51
UI А0У103 Ж 51
4360 W3-W20 KJJ203A FU1 10 А
4= сз
юо
2рп
ии от.
У09 КД503А
ЩШ К У 20 2 М
HL1-HL9 АП102В
ШШЩ ШВЩШ11ЩШПН5 Ш5ЛАЗ;
К155ТМ2
00W32 К155ИЕ4; №0,0024,0044 Н155ЛА8
ООН К155ЛА6;ОО25№6
UD14MI6 К155АГЗ, ООП К155ЛР1; 0022,
002Г0031 М55ИЕ2; 0023, №5,0D37, Ш,
DD4J,D043 М55ИДГ, 0036,0038, Од40,0042
К155ИЕ6
Окончание рис. 2
91
<
0
3
г
д
е
\
1
1
Отсчет | 1
|j—lj—Li
i
h
1
Устонобка
njnjn_J~l_n_n_TL
Т_Х1_Г1_П_П_Г1_Г1_Г
Отсчет
t
t
t
t
t
Рис. З. Эпюры, поясняющие работу реле времени-таймера
а _
„Запуск"
U „
ujanucb"
Рис. 4. Эпюры, поясняющие работу реле времени-таймера
хода делителя снимаются импульсы частотой 0,5 Гц, в положении
«4 с» — 0,25 Гц.
На рис. 3,а изображены импульсы с выхода второй ступени
делителя. Выбор периода следования импульсов определяется
реакцией на отпускание кнопки 552 квазисенсорного комму-
коммутатора в момент появления на цифровом индикаторе цифры,
равной цифре данного разряда числового значения временного
интервала при его установке.
На выходе третьей ступени делителя частоты формируются
минутные импульсы для случая, когда устройство работает
в качестве таймера. На счетчике DD8 входная частота 1 Гц,
поступающая со счетчика DD6 второй ступени делителя, делится
до значения 0,1 Гц и далее подается на счетчик DD9 с коэф-
коэффициентом деления 6. Общий коэффициент деления третьей сту-
ступени делителя равен 60, что соответствует частоте следования
A/60 Гц) минутных импульсов. На DD13 собран формирова-
формирователь коротких импульсов, служащий для формирования по
фронту выходных отрицательных импульсов длительностью около
1 мкс. Импульсы с выхода формирователя третьей ступени
делителя через ключевую схему DD13.4, открываемую потенциа-
потенциалом лог. «1», с триггера ZJI9.1 в момент начала отсчета
временного интервала поступают на DDX1 типа 155ЛР1, явля-
являющуюся коммутатором импульсов.
Управление коммутатором DDM осуществляется потенциа-
потенциалами лог. «0» или «1», поступающими с переключателя SA3
«Род работы». В положении SA3 «Таймер» на выходы DD17 про-
проходят только минутные импульсы с выхода формирователя третьей
ступени делителя, в положении SA3 «Реле времени» — соответ-
соответственно секундные импульсы с выхода счетчика DD34 и импульсы
с выхода формирователя второй ступени делителя частоты. Дан-
Данная логика работы обеспечивается подачей на соответствующие
входы потенциала лог. «0» с переключателя SA3. При работе
РВТ в качестве таймера этим осуществляется отключение пер-
первого разряда счетчика БОВ и подача минутных импульсов на
вход второго разряда счетчика БОВ и на триггер DD19.2 схе-
схемы привязки. И наоборот, подключение первого разряда счетчи-
счетчика БОВ ко второму и подача импульсов частотой 10 Гц на
триггер DD19.2 схемы привязки при работе РВТ в качестве
реле времени.
Ключевые схемы БФЧ DD12.4, DD13.4, представляющие со-
собой схемы совпадения, пропускают импульсы частотой 10 Гц или
минутные импульсы с соответствующей ступени делителя частоты
при подаче на входы 13 потенциала лог. «1» с выхода триггера
DD19A в момент начала отсчета времени (рис. 4,а).
Переключателем SA2 выбирается режим работы устройства.
В положении «Установка» производится выставление, а в положе-
положении «Отсчет» — отсчет требуемого временного интервала.
После включения прибора переключатель SA2 ставится i\ по-
положение «Установка». Кратковременным нажатием на кнопку
квазисенсорного коммутатора 551 «Запуск — Сброс уст.», гтоед-
ставляющего собой генератор одиночного импульса, формируется
импульс сброса. Через контакты переключателя SA2 этот импульс
поступает на схемы формирования требуемой полярности и уси-
усиления по мощности (jDDll.l, DD18A). С выхода SA2 имгульс
сброса поступает на входы D-триггеров делителя частоты и узла
формирования интервала, а также через ключевую схему DD11.2
на /?-входы счетчика БОВ, устанавливая их в нулевое состояние.
С выхода DDIIA импульс сброса поступает на счетчики дели-
делителей частоты и БУВ, также устанавливая их в нулевое состояние,
В процессе дальнейшей работы с прибором сброс в нулевое
93
состояние вышеперечисленных элементов осуществляется только
в случае необходимости, так как алгоритм работы устройства
предусматривает автоматическую установку элементов в требу-
требуемое состояние.
В режиме установки временного интервала (см. рис. 3, б)
выходные импульсы со второй ступени делителя поступают на
узел управления записью и через переключатель SA2 на ключе-
ключевую схему формирователя импульса «Запись» DZM5.3.
Управление записью требуемого временного интервала на
счетчиках БУВ осуществляется путем подачи на них строго опре-
определенного числа счетных импульсов частотой 0,5 Гц @,25 Гц).
Узел управления записью состоит из двух квазисенсорных комму-
коммутаторов, собранных на /?5-триггерах (?>?>21) и кнопках 552,
SB3, трехразрядного счетчика (DD22)y дешифратора (DD23) и
ключевых схем (Z3D25, DD26). В качестве трехразрядного счетчи-
счетчика используется счетчик типа 155ИЕ2, а дешифратора — 155ИД1.
Ключевые схемы представляют собой трехвходовые схемы
совпадения типа 155ЛА4. Применение вместо кнопок RS-триг-
геров в квазисенсорных коммутаторах исключает появление
эффекта «дребезга контактов» и, соответственно, записи случай-
случайного числа импульсов в счетчики.
Как было сказано ранее, для повышения надежности ра-
работы в узле используется минимальное число (два) коммута-
коммутационных элементов. Поэтому в реле времени применен метод
поразрядной записи требуемого значения временного интервала
в счетчики БУВ. Поскольку в реле времени используется пять
разрядов, то для поразрядной записи требуемого значения
временного интервала необходимо осуществлять выбор разряда,
в который предполагается записать число и подать на счетчик
необходимое число счетных импульсов. Выбор разряда произво-
производится с помощью счетчика и дешифратора. Счетчик управляет-
управляется квазисенсорным коммутатором «Выбор разряда» (DD21.3—4
и кнопка 5ВЗ), представляющим собой генератор одиноч-
одиночных импульсов. С коммутатора на счетчик подается число
импульсов, равное номеру разряда числа, которое необходимо
записать.
Счетчик 155ИЕ2 используется в качестве счетчика с коэффи-
коэффициентом деления на 5. Выходной двоичный код счетчика дешифри-
дешифрируется дешифратором 155ИД1, в котором используются только
входы кодов 1, 2, 4, а вход кода 8 соединяется с общим проводом
и пятью выходами (от 0 до 4). Потенциал лог. «1» с выхода
дешифратора подготавливает ключевую схему, соответствующую
выбранному разряду, к работе (см. рис. 3,в). Для согласования
по величине выходного потенциала дешифратора 155ИД1 с на-
напряжением переключения ИС 155ЛА4 применены корректирую-
корректирующие диоды VD10, VD12, включенные в цепь общего провода
ИС, а напряжение питания на выходы дешифратора подается
через ограничительные резисторы /?18—/?22. На вторые входы
94
ключевых схем подаются счетные импульсы 0,5 Гц @,25 Гц).
Запись требуемого числа в выбранный разряд счетчика начина-
начинается с момента подачи на третий вход ключевой схемы потен-
потенциала лог. «1» с коммутатора «Запись числа» (DD21.1 —2 и кнопка
SB2), который собран по схеме генератора одиночного импульса
(см. рис. 3,г). Через открытую ключевую схему на вход С1
выбранного разряда счетчиков БУВ, выполненного на DD27—
DD31 типа 155ИЕ2, начинают поступать счетные импульсы, при
этом они инвертируются (см. рис. 3,е).
Одновременно счетные импульсы частотой 0,5 Гц @,25 Гц)
через переключатель SA2 и открытую потенциалом лог. «1»
с выхода DD15.2 ключевую схему DD15.3 поступают на входы
пятиразрядного счетчика БОВ, но без инверсии (см. рис. 3,д).
Счетчик БОВ выполнен на DD34, DD36, D?>38, DD40, DD42
типа 155ИЕ6. Поскольку счетные входы и входы записи счетчиков
БУВ и БОВ соответственно работают по спадам входных импуль-
импульсов, то такое построение схемы обеспечивает черестактовую рабо-
работу счетчиков.
В результате этого после каждого счетного импульса, посту-
поступившего на вход счетчика БУВ, производится перезапись его
выходного двоично-десятичного кода, соответствующего числу
просчитанных на данный момент импульсов, на выход того же
разряда счетчика БОВ. Выходной код с выбранного разряда
счетчика БОВ поступает на узел индикации БИС, где дешифри-
дешифрируется на дешифраторах (D?>35, DD37, DD39, DD41, DD43)
типа 155ИД1 и индицируется в виде десятичной цифры на газо-
газоразрядных индикаторах HG\—HG5 типа ИН-12А. По индика-
индикатору осуществляется контроль записанного на данный момент
значения устанавливаемого временного интервала. После записи
требуемого значения времени в данный разряд кнопка коммута-
коммутатора SB2 отпускается, ключевая схема закрывается и счетные
импульсы перестают поступать на вход счетчика БУВ. На рис. 3
показаны эпюры записи в один разряд счетчика числа 7. На
БИС, около цифрового индикатора разряда, выбранного для
записи устанавливаемого временного интервала, высвечивается
светодиод, индицируя, в какой разряд будет производиться
запись. Схема управления собрана на DD20.3, DD24 и светодио-
дах HL3—HL1 типа АЛ 102В, управляется потенциалами с де-
дешифратора DD23.
Индикация о роде работы РВТ осуществляется с помощью
светодиодов #L1, HL2 типа АЛ 102 красного и зеленого свечения,
управляемых от переключателя SA2 через DD20A, DD20.2 типа
155ЛА8. Для согласования выходного напряжения дешифратора
DD23 с напряжением переключения ИС DD20.3, DD24 в цепь
общего провода включены корректирующие диоды KD8, VD9.
После окончания поразрядной записи требуемого значения
временного интервала в счетчики БОВ переключатель SA2 пере-
переводится в положение «Отсчет».
На вход ключевой схемы DD15.3 от источника питания
В через переключатель SA2 и резистор R6 подается потенциал
лог. «1», подготавливая ее к работе.
Нажатием на кнопку SBI в режиме «Отсчет» формируется
импульс «Запуск» (см. рис. 4,6), определяющий начало автомати-
автоматической работы реле времени. По фронту этого импульса форми-
формирователем импульсов, собранным на DD10.3 и DD10.4, форми-
формируется импульс «Сброс», который через ключевую схему DD11.2
поступает на 7?-входы счетчика БОВ (см. рис. 4,в), производя
их контрольное обнуление. Спадом импульса «Сброс» запускается
формирователь импульса «Запись» (Z5D14, DD15.1— 2). Сформи-
Сформированный импульс «Запись» (см. рис. 4,г, д) через ключевую
схему DD15.3 подается на С-входы счетчика БОВ. По этому
импульсу осуществляется переписывание кода установленного
временного интервала со счетчиков БУВ на счетчики БОВ.
Спадом импульса «Запись» запускаются формирователи
импульса «Пуск» узла формирования временного интервала
DD16, DD18A, DD18.2. Сформированный импульс (см. рис. 4,е,
ж) устанавливает триггер DD19A в единичное состояние (см.
рис. 4,з). Потенциал лог. «1» с выхода триггера открывает
ключевые схемы DZ512.4, DD13.4 БФЧ и DD44.3 узла световой
сигнализации. Через открытую ключевую схему и инвертор
DD33.4 импульсы частотой 10 Гц (минутные импульсы через
коммутатор DD17.2) начинают поступать на счетчик БОВ.
На узле световой сигнализации высвечивается светодиод HL8
«Пуск», управляемый DD44.3, сигнализируя о начале отсчета
временного интервала. С приходом первого счетного импульса
триггер DD19.2 узла привязки устанавливается в единичное
состояние (см. рис. 3,а). Причем на вход триггера DD19.2
поступают проинвертированные относительно входа счетчика
БОВ импульсы. Потенциалом лог. «1» с выхода триггера откры-
открывается ключевая схема DD44.2 на включение и закрывается
ключевая схема DD44A узла коммутации на выключение на-
нагрузки.
Счетчик БОВ работает на вычитание. Между первым и вто-
вторым разрядами включен коммутатор импульсов DD17.2, а между
третьим и четвертым разрядами — схема пересчета DD32 с фор-
формирователем DD33. Схема пересчета собрана на счетчике типа
155ИЕ4, включенном с коэффициентом деления, равным б, что
обеспечивает правильный отсчет минутных (часовых) импульсов.
Для упрощения схемы в счетчике БОВ не предусмотрено огра-
ограничение десятков секунд (минут, часов), как принято в часах.
Формирователи импульсов (DD12, DD13, D?M0, DD15, Z)ZI8,
DD33 и DD14, DD16), используемые в схеме, представляют
собой устройства, формирующие короткие и расширенные выход-
выходные импульсы относительно входных. Короткие импульсы дли-
длительностью около 1 мкс предназначены для обеспечения более
точной выдержки времени и четкого срабатывания ИС, имеющих
динамические входы. Расширенные импульсы длительностью око-
около 2 с обеспечивают окончание переходных процессов в схемах
и возможность визуального контроля правильности выполнения
команд «Сброс» и «Запись». Кроме того, они определяют времен-
временную последовательность алгоритма работы РВТ.
После просчета числа импульсов, соответствующих заданно-
заданному временному интервалу, на выходе счетчика БОВ появляется
импульс «переполнения» (см. рис. 4,к). Вслед за инверсией
спадом этого импульса триггеры DD19 устанавливаются в нулевое
состояние. На прямых выходах триггеров появляется потенциал
лог. «О», который закрывает ключевые схемы БК и БФЧ. Потен-
Потенциалом лог. «1» с инверсного выхода триггера DD19.1 открывает-
открывается ключевая схема DD44A узла световой сигнализации и вы-
высвечивается светодиод HL9 «Стоп» типа АЛ 102. Одновременно
с перепадом напряжений с прямого выхода триггера DD19.2
триггер DD46.1 узла звуковой сигнализации устанавливается
в единичное состояние. Потенциалом лог. «0» с инверсного выхода
триггера DD46.1 транзистор VT1 закрывается. Выходные импуль-
импульсы с мультивибратора, собранного на DD45, через усилитель
на транзисторе VT2 поступают на динамическую головку BFf
вызывая появление звуковой сигнализации об окончании отсчета
временного интервала. Сброс звуковой сигнализации осуществля-
осуществляется кнопкой SB4 «Сброс ЗС».
Для обеспечения максимальной точности отсчета времени
в РВТ блок коммутаторов выполнен на практически безынерцион-
безынерционных элементах — оптронах и тиристорах. Применение оптронов
дало возможность развязать низковольтные цепи управления
от высоковольтных и сильноточных цепей нагрузки. Отсутствие
контактов позволило избежать таких явлений, как искрение и под-
гары. Работа коммутационного узла на оптроне Ш, который
включает нагрузку на требуемое время, заключается в сле-
следующем.
Потенциал лог. «1» с выхода триггера DD 19.2 открывает
ключ DD44.2, через который создается цепь питания светодиода
оптрона U\. Светодиод зажигается и открывает фотодинистор
оптрона. Через делитель на резисторах R24 и /?25 протекает
ток, создавая падение напряжения на резисторе /?24, которое
открывает тиристор VSI. Открытый тиристор образует цепь
постоянного тока диодного моста, замыкая тем самым цепь
питания нагрузки переменным током. Аналогичным образом рабо-
работает и второй коммутационный узел на оптроне U2, который
отключает нагрузку в заданный момент времени.
Переключатели SA4 и SA5 «Авт.— Ручн.» позволяют отклю-
отключать нагрузку от РВТ и питать ее непосредственно от источника
питания. Переключатель SA6 «Вкл.» отключает напряжение,
питающее нагрузку. Предохранитель FU\ защищает элементы
БК при превышении нагрузкой потребляемого тока.
Конструкция и детали. Реле времени-таймер выполнено
4 0 151
в Г-образном корпусе, на передней панели которого размещены
органы управления и коммутации, здесь же, закрытые красным
светофильтром, находятся элементы индикации и сигнализации.
Гнезда для подключения нагрузки и кабелей для питания РВТ
и нагрузки размещены на задней стенке корпуса.
Монтаж РВТ выполнен по модульному принципу, т. е. взаимо-
взаимосвязанные узлы и элементы схемы монтируются на отдельных
платах, которые устанавливаются впоследствии на общей плате.
Модульный принцип позволяет значительно упростить разработку
печатных плат. Здесь они не приводятся, так как их следует
разработать под имеющиеся детали. На модулях внизу делаются
выводы под контактные ножки, посредством которых модули
соединяются между собой по цепям управления и питания на
общей плате. В верхней части модулей выводятся контакты для
соединения проводниками элементов коммутации, индикации
и сигнализации, размещенных на панелях корпуса, с элементами
модулей. Печатные платы выполняются из двустороннего стекло-
стеклотекстолита толщиной 1...2 мм.
В РВТ используются широко распространенные ИМС серии
К155 и (или) К133. В целях снижения потребляемой мощности
можно применять аналогичные по функциональному назначению
ИМС серий К530, К533, К555. Кремниевые диоды КД503А могут
быть заменены на аналогичные кремниевые диоды других марок.
Цифровые газоразрядные индикаторы ИН-12А можно заме-
заменить на светодиодные матрицы с соответствующей заменой де-
дешифраторов.
Элементы световой сигнализации выполнены на светодиодах
типа АЛ 102 красного и зеленого цвета.
Капсюль ДЭМ-4 можно заменить на маломощный громко-
громкоговоритель, при этом требуется скорректировать выходную часть
узла звуковой сигнализации.
Транзисторы, используемые в схеме,— КТ315 с любым бук-
буквенным индексом (могут быть заменены на аналогичные по
параметрам).
В коммутационных узлах, в случае подключения нагрузки
мощностью Р=2 кВт, необходимо применять диоды в мостовой
схеме, рассчитанные на ток 10 А при обратном напряжении
не ниже 300 В (например: КД203А, В, Д; Д245—Д248, 2Д210,
КД206). При этом могут использоваться тринисторы КУ202
с индексами К, Л, М, Н. Тиристоры устанавливаются на радиато-
радиаторах площадью 60... 100 см2. Если РВТ рассчитывается на подклю-
подключение менее мощной нагрузки, то целесообразно в коммутацион-
коммутационных узлах применять активные элементы, рассчитанные на соот-
соответствующую мощность. Конденсаторы СП, С12 должны быть
рассчитаны на максимальное используемое напряжение, питаю-
питающее нагрузку.
Для питания РВТ можно использовать стабилизатор, собран-
собранный по любой схеме, рассчитанный на потребление тока до 1 А.
98
АВТОМАТИЗИРОВАННЫЙ БЛОК
ЭЛЕКТРОННОГО ЗАЖИГАНИЯ
Ю. Архипов
Достоинства электронных систем зажигания широко извест-
известны и подробно изложены в литературе. Описываемый здесь
блок предназначен для использования преимущественно на
автомобилях с традиционной электромеханической системой
зажигания (ЭМСЗ), т. е. имеющей в своем составе катушку
зажигания (КЗ), способную работать от прерывателя (Пр),
распределитель, центробежный и вакуумный (если он есть) регу-
регулятор угла опережения зажигания и т. д. По типу он относит-
относится к комбинированным электронным системам зажигания и состо-
состоит из тиристорной системы с непрерывным накоплением энергии
от однотактного блокинг-генератора и транзисторной системы
с узлом вольтодобавки, которая обеспечивает искровой разряд
на КЗ с сопротивлением первичной обмотки 2...4 Ом, т. е. анало-
аналогичных катушкам Б115, Б117, при напряжении питания Еа =
= 6...18 В.
В блоке зажигания удалось объединить практически все пре-
преимущества, которыми обладают подобные ему системы:
большая амплитуда Um и скорость нарастания начального
импульса напряжения в первичной обмотке КЗ, присущие тири-
сторным системам;
большая длительность искры, обеспечиваемая транзисторной
системой, которая в составе комбинированной системы создает
искровой разряд не только после закрывания транзистора-ком-
транзистора-коммутатора, как в самостоятельной транзисторной системе, но и до
этого, начиная с момента открывания транзистора;
наличие второго высоковольтного импульса, возникающего
при закрывании коммутатора транзисторной системы, что позво-
позволяет осуществить двухискровое зажигание;
перекомпенсированная стабилизация выходных напряжений
блокинг-генератора при снижении напряжения питания.
Блок зажигания, кроме того, имеет и ряд полезных новшеств.
Во-первых, реализована обратная зависимость длительности
искры tH от частоты искрообразования /и 0, вид которой можно
варьировать в широких пределах — от близкой к линейной, в том
числе и постоянной, до гиперболической: tH=k-f-Q/2y где k —
коэффициент пропорциональности. Помимо того, амплитуда Vт
тоже зависит от частоты искрообразования. При ?а= 12,5... 18 В
в диапазоне частот 0<;/и 0 да 100 Гц она постоянна, а с увеличе-
увеличением /ио —уменьшается. Вид этой функции также можно изме-
изменять при изготовлении блока. Введение зависимости /и и Um,
а следовательно, и энергии искры от /ио позволяет получить
© Ю Архипов, 1991
оптимальные коэффициенты запаса по пробивному напряжению
зазоров в свечах и необходимой энергии разряда, которые, как
известно [1, 2], снижаются с увеличением частоты искрообразо-
вания. В свою очередь это способствует значительному повыше-
повышению надежности и экономичности блока, резкому уменьшению
эрозии электродов свечей.
Во-вторых, амплитуда начального импульса тиристорной
системы стабилизирована по напряжению питания с большой
перекомпенсацией, причем в наиболее желательном интервале его
изменений. Так, при уменьшении ?а с 12,5 до 8 В амплитуда
увеличивается с 300 до 375 В и остается почти такой же до
значения ?а=6 В. Примерно в этой же пропорции возрастает
и напряжение вольтодобавки, которое в сумме с Еа является
напряжением питания транзисторной системы. Приведенные зна-
значения относятся к частотам 0</ио«10 Гц, т. е. к пусковым
режимам работы двигателя. По мере увеличения частоты /ио
перекомпенсация уменьшается, что вполне согласуется с дейст-
действительными условиями эксплуатации. Большая амплитуда на-
начального импульса и длительность двухискрового разряда обеспе-
обеспечивают уверенный пуск двигателя в любых реальных условиях.
В-третьих, в блоке применена простая и эффективная схема
вольтодобавки. Ее демпферный конденсатор подзаряжается от
преобразователя напряжения почти непрерывно и частично раз-
разряжается только в относительно коротких интервалах времени,
когда открыт транзистор-коммутатор. И поскольку напряжение
вольтодобавки выбрано равным 13 В при Еа= 12,5 В, а при
снижении до 8 В за счет перекомпенсации оно увеличивается
до 16 В, то с указанными катушками зажигания амплитуда
протекающего через транзистор-коммутатор тока менее 6 А. Бла-
Благодаря этому не возникает затруднений ни в выборе для ком-
коммутатора транзистора из числа кремниевых, ни с отводом тепла,
что позволяет расширить рабочий диапазон температур блока
до +85...100°С.
Для сравнения можно отметить, что в других комбинирован-
комбинированных системах зажигания [3] и [4] амплитуда импульсов тока
через коммутатор составляет 17...20 А (при переключении до
25 А). Это вынуждает применять мощные германиевые транзи-
транзисторы типа ГТ806, 1Т813, причем на пределе возможностей
по току. Температурный диапазон работы этих устройств со-
составляет — 55...+ 55 °С, в связи с чем их надежность при разме-
размещении в подкапотном пространстве, несомненно, ниже.
В-четвертых, применение описываемого блока увеличивает
живучесть автомобильной системы зажигания в целом. Этому
отчасти способствует применение только кремниевых, как наибо-
наиболее теплостойких, полупроводниковых элементов при малых
коэффициентах загрузки по напряжению и току или рассеиваемой
мощности (мгновенной и средней и только для тринистора и ком-
коммутатора). Но главным же образом — возможность тиристорной
100
системы функционировать автономно при отказе транзисторной,
а также возможность оперативного автоматического и ручного
переключения на электромеханическую систему.
Для бесконтактного датчика (БД), работающего в тяжелых
температурных условиях (поскольку он располагается под крыш-
крышкой распределителя зажигания), используется резервирование —
в случае отказа вместо него автоматически подключается пре-
прерыватель. Если при наличии сигналов зажигания (с бесконтакт-
бесконтактного датчика или прерывателя) пропадают импульсы напряжения
в первичной обмотке катушки зажигания, то вместо электронной
системы с помощью самоблокирующегося автоматического пере-
переключателя в работу вступает ЭМСЗ. Причем каждый автопере-
автопереключатель срабатывает при пропадании хотя бы одного импульса
из тех, что должны были появиться. Поэтому двигатель не
остановится даже при пуске. Кстати, установка и работа блока
на автомобиле не влияют на регулировку штатной электромеха-
электромеханической системы зажигания.
Отказы бесконтактного датчика и электронного блока инди-
индицируются отдельными светодиодами. Автоматические переключе-
переключения дублированы принудительным управлением с места водителя.
В случае самопроизвольного восстановления работоспособности
электронной системы ее можно снова подключить, не останавли-
останавливая автомобиль. Для этого переключатель принудительного
управления нужно включить и выключить, разблокировав тем
самым автопереключатель.
В-пятых, принципиальная электрическая схема блока имеет
четко выраженное модульное построение, что позволяет реализо-
реализовать несколько вариантов электронного зажигания:
тиристорную, т. е. простейшую, или комбинированную систе-
систему с прерывателем;
то же с БД и только с принудительным или еще и с авто-
автоматическим переключением на Пр;
то же, только с принудительным или еще и с автоматиче-
автоматическим переключением на ЭМСЗ. Следует заметить, что установка
в блоке автопереключателей наиболее целесообразна при эксплуа-
эксплуатации автомобиля в крупных городах с интенсивным транспорт-
транспортным потоком, где внезапная остановка двигателя нередко бывает
чревата дорожно-транспортным происшествием.
И последнее. Благодаря применению простейших LC-фильт-
ров в цепях питания блока с запасом выполнены требования
к электронным аппаратам и элементам систем зажигания по их
устойчивой и надежной работе при чрезмерных напряжениях
в сети автомобиля с отключенной аккумуляторной батареей
[1,с. 6].
К недостаткам блока можно отнести большое количество
деталей, почти как в промышленном приборе «Искра-5», а также
необходимость установки на автомобиле, кроме корпуса блока,
еще и бесконтактного датчика под крышкой распределителя
101
и элементов ручного управления и индикации вблизи панели при-
приборов. В числе деталей есть одна трудоемкая — трансформатор:
он очень миниатюрный и имеет четыре обмотки. Необычным эле-
элементом для электронной системы зажигания является электроли-
электролитический конденсатор емкостью около 4000 мкф с рабочим напря-
напряжением 16 В. Почти четверть числа деталей приходится на долю
автопереключателей, однако все они, кроме реле, тумблеров и све-
тодиодов, размещаются на плате размерами 38X60 мм. Без
перечисленных элементов блок имеет габариты 122X72X42 мм.
Основные технические характеристики
Напряжение питания, В 6... 18
Напряжение, подводимое к первичной обмотке катушки
зажигания Б-117А, В:
при напряжении питания 12,5...18 В на частоте
искрообразования 5... 100 Гц 300
при напряжении питания 8 В на частоте
искрообразования 0...10 Гц
Максимальная частота искрообразования, Гц
Длительность искрового разряда (числитель), мс,
на частотах искрообразования (знаменатель), Гц
5,2
~5"'
?¦
375
250
5
ТО'
2,2
100'
0,3
1,9
Ш-
1А
200
Потребляемый ток, А:
при остановленном двигателе и разомкнутых
контактах прерывателя, не более
максимальный
Принципиальная схема блока приведена на рис. 1, а времен-
временные диаграммы работы — на рис. 2. В состав блока входят
бесконтактный датчик сигналов зажигания, усилитель и выпря-
выпрямитель поступающих с датчика высокочастотных колебаний, уси-
усилитель-индикатор наличия сигналов зажигания, триггер Шмитта,
формирователь импульсов зажигания, накопительный конденса-
конденсатор и коммутатор тиристорной системы, преобразователь напря-
напряжения со схемой вольтодобавки, функциональный одновибратор,
усилитель и коммутатор тиристорной системы, автопереключатель
датчика и автопереключатель электронной системы, фильтр-
ограничитель напряжения питания.
Принцип работы и схема бесконтактного датчика (VT1,
R\—/?3, Cl, C2, VD\, VD2) вместе с усилителем мощности
(VT2, /?4—/?6, СЗ, С4) заимствованы из промышленного прибора
«БЭСЗ-1» [5]. Датчик представляет собой высокочастотный
генератор с самовозбуждением, устанавливаемый на подвижной
пластинке прерывателя (в распределителе зажигания с вакуум-
корректором). Между его катушками L1 и L2 в процессе работы
двигателя вращается металлический экран в виде короткой
цилиндрической трубы с прорезями, жестко закрепленный на
опорной пластине центробежного регулятора опережения зажи-
зажигания. Когда между катушками находится прорезь, электро-
102
Urn*
1мгц
б В
Vk)/T
в в
kV
В
д в
run
У-.
t
Рис. 2. Временные диаграммы напряжений и токов
магнитная связь обеспечивает возбуждение колебаний (с часто-
частотой 0,7... 1 МГц), а когда лепесток — генерация срывается (рис.
Напряжение питания подается на генератор через резистор
R3. Снимаемое с него переменное напряжение через конденсатор
СЗ поступает на эмиттерный повторитель (VT2). Усиленные по
мощности колебания выпрямляются диодами VDI и VD2, так
что на базе транзистора VT3 возникает отрицательное напряже-
напряжение величиной около 2,5 В. Поэтому, когда датчик не генерирует
колебания, транзистор усилителя-индикатора открыт до насыще-
насыщения, а с появлением колебаний он закрывается. Так на его
коллекторе формируются положительные импульсы с амплитудой,
почти равной напряжению Unml (рис. 2,6).
Применение в блоке зажигания именно такого датчика объяс-
объясняется двумя его положительными свойствами: независимостью
выходного напряжения от частоты искрообразования, включая
крутизну фронта и спада импульса, и способностью работать
при температурах до +125°С (при использовании транзисторов
типа КТ342, КТ312 и т. п.). В настройке генератора и усилителя
необходимости не возникает. Если вместо этого воспользоваться
датчиком Холла (ВАЗ-2108, ВАЗ-2109), то схему можно будет
существенно упростить.
На транзисторах VT4 и VT5 собран триггер Шмитта.
Пока на базе транзистора VTA напряжение не превышает 1 В,
он закрыт, a VT5 открыт. Если это напряжение станет боль-
больше, то транзисторы переключатся, а если затем уменьшится
до 0,7 В — вернутся в исходное состояние (рис. 2,в). Управляю-
Управляющие импульсы на триггер поступают через переключатель SAI
и резистор R12 либо с коллектора транзистора VT3 через диод
VD19, либо с резистора R33 и прерывателя. В последнем случае
импульсы проходят через диод VD3 или еще и через резистор
/?40 и диод VD20 с автопереключателя. Дребезг контактов
прерывателя устраняется цепочкой VD3C7 совместно с резисто-
резистором R\2.
К коллектору транзистора VT5 подсоединен формирователь
импульсов зажигания для тиристорной системы (VT6 и VT7,
/?17—/?20, С6), представляющий собой одновибратор с время-
задающей цепью C6R17. В устойчивом состоянии транзистор VT6
открыт, a VT7 закрыт. Транзистор VT5 в паузе между управляю-
управляющими импульсами открыт, так что до переключения одновибра-
тора конденсатор С6 успевает зарядиться до напряжения при-
примерно на 1 В меньше, чем UnilT {. Когда же VT5 закрывается,
положительный импульс с его коллектора через конденсатор С6
закрывает и транзистор VT6, a VT7 при этом открывается.
Затем конденсатор С6 разряжается через резисторы #17, /?15
и источник напряжения Unm { до тех пор, пока VT6 и VT7 не
переключатся в исходное состояние.
После этого напряжение на конденсаторе некоторое время
остается равным напряжению на базе открытого транзистора VT6,
а до первоначального оно возрастает после открывания тран-
транзистора VT5. Сформированный таким образом импульс зажига-
зажигания (рис. 2,г) с резистора R20 поступает на управляющий
электрод тиристора VSI. Длительность импульса устанавливает-
устанавливается резистором R\7 в пределах второй четверти второго периода
собственных колебаний контура, состоящего из первичной обмот-
обмотки катушки зажигания и накопительного конденсатора С14 ти-
тиристорной системы. С катушкой Б117А и емкостью 2 мкф этот
период равен 365 мкс, так что длительность импульса 450...530 мкс.
С резистора /?19 импульсы с амплитудой почти равной 1/пит ,
через диод VD5 поступают на функциональный одновибратор
транзисторной системы зажигания (VT8, /?22—/?27, С9, С10,
VD6). Он генерирует положительные импульсы с зависимой от
частоты искрообразования длительностью, предназначенные для
управления усилителем A/7*9, /?28, R29) и коммутатором A/П0,
/?30, С12). Работает устройство следующим образом.
Непосредственно перед началом каждого импульса зажига-
зажигания транзистор VT8 открыт до насыщения, так как через резистор
/?25 и диод VD6 течет достаточный для этого ток базы. Транзисто-
Транзисторы VT9 и VT10 при этом закрыты. С появлением на аноде диода
VD5 положительного импульса конденсаторы С9 и СЮ заряжа-
заряжаются от источника напряжения UniiT {: первый из них через
резистор /?23, а второй по цепи R22VD6, переход база-эмиттер
транзистора VT8. Постоянная времени зарядки конденсатора С9
в несколько раз больше, чем конденсатора СЮ> и больше длитель-
длительности импульса. Поэтому в конце зарядки напряжение на кон-
конденсаторе С9 всегда меньше, чем на конденсаторе СЮ, т. е.
По окончании импульса зажигания напряжение на конденса-
конденсаторе С9 закрывает диод 1Л05, а сумма встречно включенных
напряжений на конденсаторах — диод VD6. Транзистор VT8 тоже
закрывается, так как его база будет обесточена. После этого
конденсатор С9 разряжается через резистор /?24, а СЮ — по цепи
R22—/?24, источник питания Unm { и R25. Когда их суммарное
напряжение станет равным сумме напряжений открывания диода
VD6 и транзистора VT8, они откроются.
В процессе разрядки конденсатора СЮ напряжение на кон-
конденсаторе С9 изменяется незначительно, так как постоянная
времени разрядки второго из них во много раз больше, чем
первого. Оно уменьшается в основном в паузах между импульса-
импульсами. И поскольку их длительность и амплитуда постоянны, то
это напряжение тем больше, чем выше частота искрообразования.
Следовательно, с увеличением частоты уменьшается начальное
значение суммы напряжений на конденсаторах, которая удер-
удерживает диод VD6 и транзистор VT8 в закрытом состоянии,
и сокращается время разрядки конденсатора СЮ до их откры-
открывания.
Другими словами, с увеличением частоты увеличивается
напряжение на конденсаторе С9, а оно уменьшает начальное
напряжение и, стало быть, время разрядки конденсатора СЮ.
Так на коллекторе транзистора VT8 формируется положительный
импульс, фронт которого совпадает со спадом импульса зажига-
зажигания, а длительность является обратной функцией частоты искро-
искрообразования (рис. 2,д). В течение этого импульса транзисторы
VT9 и VT10 открыты.
Следует отметить, что диод VD6 и резистор R26 в принципе
не нужны. Но дело в том, что в рабочем диапазоне частот
искрообразования UCg может изменяться от 0 до ?/пит ,, a UC1O—
в пределах @,8...1) Unm\- При этом минимальное отрицательное
напряжение в общей точке /?25 и СЮ будет больше 7 В. Под-
Подсоединить ее непосредственно к базе нельзя, так как у широко
распространенных п-р-п транзисторов, применимых в качестве
VT8, допустимое обратное напряжение эмиттер-база ?/эб<7 В.
При наличии же цепи KD6/?26 почти все оно прикладывается
к диоду. Именно из-за параметра 1/эб в качестве VT6 применен
транзистор КТ209 (КТ208, КТ203 и др.).
100
WOO 2000 3000 4000 5000 6000
Рис. З. Максимальное значение напряжения на первичной обмотке катушки за-
зажигания, длительность искры и ток потребления блока в зависимости от частоты
вращения коленчатого вала двигателя
Измерены при напряжении питания:
сплошная линия: 8 В для N= 150 об/мин, 10 В для N=300 об/мин; 12 В для
N=750 об/мин, 14 В для Лг>1500 об/мин;
пунктирная линия: 14 В для 0<N<1500 об/мин; / — при #24=11 к;
2~ при #24=7,5 к
Накопительный конденсатор С14 тиристорной системы и
демпферный конденсатор С13 схемы вольтодобавки заряжаются
от одноконтактного преобразователя напряжения, в состав кото-
которого входят транзистор VT11, трансформатор П, диоды VDII —
VD17, конденсатор С16 и резисторы /?31 и /?32. В преобразователе
с непринципиальными изменениями использована схема блокинг-
генератора, описанного в статье [6].
Для расширения рабочего диапазона температур германие-
германиевый транзистор П217Г заменен кремниевым КТ818Г (В). В связи
с этим для надежного возбуждения колебаний после каждого
цикла разрядки конденсатора С14 введен диод VD16 и изменено
соотношение числа витков обмоток трансформатора. То обстоя-
обстоятельство, что резистор R31 ограничивает мощность преобразова-
преобразователя, т. е. фактически конечное напряжение на конденсаторе С14,
до которого он успевает зарядиться перед очередной разрядкой
использовано для построения зависимости Um от /и 0(кривая 1 или
2 на рис. 3). При сопротивлении 3...5 Ом амплитуда начального
импульса тиристорной системы в данном блоке будет равна
300 В до частоты 180...200 Гц. С помощью цепочки диодов
VDII — VD14 и конденсатора С15 значительно усилен рост (пере-
(перекомпенсация) выходных напряжений при уменьшении напряже-
напряжения питания ?а.
Кстати, благодаря прежде всего этому свойству такой пре-
преобразователь наиболее предпочтителен в блоках электронного
107
Vmfi <
380-
-10 Гц
Рис 4. Максимальное значение напряжения на первичной обмотке катушки
зажигания и ток потребления в зависимости от напряжения питания блока:
/-[„о=5Гц; 2-/ио=10Гц; 3-/ио= 15 Гц
зажигания. К тому же он отличается высокой экономичностью,
простотой и надежностью; ему не опасны короткие замыкания
на выходе, ибо выпрямительные диоды VD7 и VD9 цепей нагрузки
проводят ток в интервалах времени, когда транзистор закрыт.
Графики, характеризующие достигнутую зависимость напряже-
напряжения на конденсаторе С14 от напряжения питания преобразова-
преобразователя для трех частот искрообразования, приведены на рис. 4.
Напряжение вольтодобавки, получаемое на конденсаторе С13
с помощью обмотки IV трансформатора и диода VD7, изменяется
по тому же закону, достигая максимального значения 16...16,5 В
при напряжении питания блока 7,5...8 В.
После открывания тринистора в упомянутом контуре под
действием напряжения на конденсаторе С14 возникают зату-
затухающие колебания (см. рис. 2, е). Во время первого полупериода
ток контура течет через тринистор, а во время второго — через
диод VDW. Тринистор при этом будет закрыт, так как между
его катодом и анодом в закрывающей полярности приложено
напряжение на открытом диоде VDW, хотя в это время на
управляющий электрод воздействует открывающий импульс.
В начале второго периода тринистор снова будет открыт тем
же импульсом зажигания и колебательный процесс продолжится,
но уже с меньшим начальным напряжением на конденсаторе С14.
По окончании импульса зажигания срабатывает функцио-
функциональный одновибратор и открывается коммутатор VT10. В цепь
первичной обмотки катушки согласно с напряжением питания
включается напряжение вольтодобавки. Под действием суммар-
суммарного напряжения в этой цепи увеличивается ток, а во вторич-
вторичной — поддерживается искровой разряд, возникший при откры-
открывании тринистора. С ростом первичного тока увеличивается
и запасаемая в катушке электромагнитная энергия. После оконча-
108
Таблица 1
h
Е
о, Гц
а, В
5
8
10
10
25
12
50
14
100
14
200
14
#22=^470, #23=120, #25= 1,6 к, С9=10 мк, С10=0,47 мк
*и» МС
При #24 = 18 к Umy В
/ А
*потр» л
При #24** = 11 к, /и, мс
При #24** =7,5 к, /и, мс
/и, мс
При #24 = 5,1 к, (/те, В
/ А
'потр> л
5,2*
375
1,1
5,4*
5,6*
5,6*
375
1,12
4,7*
335
0,82
5,2*
5,4*
5,6*
338
0,93
3,5
315
0,8
4,2*
4,8*
5,3*
310
1,15
2,5
300
0,9
3,2
3,9
4,5*
300
1,5
1,7
300
1,4
2,2
2,85
3,5
290
1,95
1,2
270
1,6
1,5
2,0
2,5
240
1,8
то же, но С10=0,22 мк
При
#24= 1
С
1 к Um
*потр»
МС
В
А
3,6
375
1,05
3,4
335
0,68
2,8
310
0,7
см"
300
0,9
1,65
295
1,3
1,2
270
1,6
то же, но #22= 1,5 к (С10=0,47 мк)
При
#24 = 3,3
С
к Um,
'потр,
МС
В
А
3,0
375
1,03
3,0
335
0,6
2,9
305
0,7
2,5
300
0,97
2,1
300
1,45
1,5
275
1,63
то же, но #22 = #23=1,5 к (С10=0,47 мк)
При
#24
= 30
'и,
К LJ тп
потр
МС
, В
, А
5,3*
375
1,11
5,1*
338
0,88
4,6*
310
1,02
3,65
300
1,25
2,6
295
1,66
1,5
270
1,63
#22=1,5 к, #23=750, #25=16 к, С9=3,3 мк, С10 = 0,47 мк
При
#24 =
18
к ипч
'потр»
МС
В
А
3,9
375
1,08
3,8
333
0,76
3,6
305
0,77
3,0
300
1,23
2,25
295
1,75
1,5
268
1,68
то же, но С9= 10 мк
При
#24=18
к Um,
*потр»
МС
В
А
5,0*
377
1,1
4,8*
340
0,86
4,4*
310
1,0
3,8
300
1,4
2,8
295
1,9
1,92
255
1,72
#22=470, #23 = 91,
С мс
При #24 = 4,7 к Um> В
/ А
'потр, -^
*и, МС
При #24 = 3 к Um, В
/ А
¦•потр» л
#25=12к, С9 =
3,6
375
1,06
3,6
375
1,06
3,4
338
0,98
3,7
335
1,0
Юмк, С10=0,47 мк
3,3
308
0,8
3,75
315
0,85
2,7
300
1,0
3,5
300
1,17
2,1
297
1,5
2,8
300
1,8
1,5
270
1,63
2,0
260
1,7
Окончание табл. 1
5
8
10
10
25
12
50
14
100
14
200
14
#22=470, #23=390, #25=24 к, С9= 10 мк, С10=0,47 мк
tn, мс
При #24= 100 к Um, В
/потр, А
tn, мс
При #24=56 к Um, В
Аютр> А
7,0*
375
1,15
8,0*
375
1,18
6,0*
338
1,0
6,8*
340
1,08
4,3*
315
1,0
5,5*
315
1,21
3,0
300
1,2
4,0*
300
1,4
2,15
300
1,5
2,9
300
1,82
1,5
265
1,66
2,0
250
1,7
* Режимы, на которых возникает двухискровой разряд. Длительность паузы
в миллисекундах между разрядами равна tn= tii— D,0...4,5).
** Значения Um и /потр средние между приведенными для #24=18 к и
#24=5,1 к.
ния импульса на выходе одновибратора транзисторы VT9 и VT10
закрываются. Ввиду большой скорости изменения тока на кол-
коллекторе коммутатора возникает несколько коротких импульсов
с большой амплитудой. Конденсатор С12 и резистор У?30, являю-
являющиеся элементами цепи отрицательной обратной связи по напря-
напряжению, сглаживают и ограничивают их на уровне 200...350 В
при длительности соответственно 40...25 мкс (диапазон значений
указан потому, что это напряжение находится в обратной зави-
зависимости от /и 0). Без этой цепи амплитуда импульсов превышает
800 В. После закрывания коммутатора вследствие явления само-
самоиндукции на обмотках катушки изменяется полярность напряже-
напряжений, а искровой разряд продолжается за счет запасенной в ка-
катушке энергии до ее исчерпания. Для оценки энергетических
характеристик блока в табл. 1 приведено несколько примеров.
Таким образом получается, что на всех частотах искрообра-
зования по каждому импульсу зажигания формируются два
следующих один за другим искровых разряда. Первый разряд
начинается с высоковольтного импульса и колебаний в катушке
зажигания за счет энергии конденсатора тиристорной системы
(первая фаза) и затем поддерживается при открытом коммута-
коммутаторе (вторая фаза). Второй — начинается после закрывания ком-
коммутатора тоже с высоковольтного импульса (третья фаза) и
продолжается за счет электромагнитной энергии катушки (чет-
(четвертая фаза), накопленной во время второй фазы (см. рис. 2,е).
Как видно, в двух последних фазах блок работает аналогично
любой транзисторной системе зажигания, но в отличие от нее
создает искру и во время накопления энергии в катушке, что
было бы невозможно без первой фазы. При желании эти два
разряда можно разделить паузой, т. е. сделать зажигание двух-
искровым в обычном понимании, как это показано на рис. 2,ж и з.
Причем пауза будет возникать только на малых частотах искро-
U0
образования или (и) при пониженном напряжении питания, и чем
они меньше, тем продолжительнее.
Действительно, если во время второй фазы коммутатор будет
открыт достаточно долго, то неизбежно наступит момент, когда
искровой разряд прекратится, ибо по мере увеличения тока
в первичной цепи КЗ скорость его изменения и, следовательно,
напряжение на вторичной обмотке уменьшаются. В данном блоке
время существования искры при открытом коммутаторе равно
1,3...1,7 мс (разрядный промежуток 6...7 мм), а максимальная
длительность всех ее фаз без паузы 4,0...4,5 мс. Меньшие значения
относятся к минимальному напряжению питания, поскольку при
его уменьшении с 14 до 8 В F В) напряжение вольтодобавки
хоть и увеличивается с 13 до 16 В, суммарное напряжение
все же уменьшается с 27 до 24 В B2 В), а от него зависит
максимальное значение и время нарастания тока в первичной
цепи. Тогда если установить, например, на оборотах холостого
хода при напряжении питания 12... 14 В время открытого состоя-
состояния коммутатора 1,7 мс, то в начале пуска двигателя стартером
искровой разряд окажется разделенным на две части. Длитель-
Длительность паузы составит 1,5...2,5 мс, из которых 0,3...0,4 мс — из-за
снижения напряжения питания до 9...7 В и 1...2 мс — в связи
с увеличением длительности импульса на выходе функциональ-
функционального одновибратора при изменении частоты искрообразования
от 25 Гц до значений, близких к нулю.
При осциллографических измерениях параметров искрового
разряда с паузой более 0,5... 1 мс наблюдается увеличение дли-
длительности искры и ее энергии в четвертой фазе не менее чем
на 8... 10 мДж. Это обусловлено тем, что после прекращения
разряда ток первичной цепи катушки непосредственно перед
закрыванием коммутатора, т. е. ток разрыва, характеризующий
запасенную в катушке энергию, еще значительно меньше макси-
максимального, а в течение паузы он увеличивается фактически до
предельного значения. Однако обнаружить благотворное влияние
паузы на работу двигателя вплоть до 1500 об/мин практически
не удается. Причина, видимо, в том, что и без упомянутой
добавки 8... 10 мДж энергия искрового разряда достаточно вели-
велика— примерно 55 мДж; по фазам: 13... 10 мДж, 15...20 мДж,
менее 1 мДж и 25 мДж. Первые значения соответствуют частоте
искрообразования 5 Гц и напряжению питания 7...8 В, вторые —
частоте 25 Гц и напряжению 12 В. В обоих случаях ток потребле-
потребления не превышает 1,1 А. При напряжении 14 В к частоте
искрообразования 100 Гц энергия снижается до 25 мДж, а к часто-
частоте 200 Гц — до 15 мДж. Измерения выполнены по стандартной
методике — см., например, [1], с. 183—185.
Относительно длительности импульсов, открывающих три-
нистор и коммутатор, нужно сказать следующее. Время работы
тиристорной системы выбрано равным двум периодам колебаний.
Это значит, что если коллекторная цепь коммутатора VT10 до
! I !
общей точки диодов VD8, VD9 по какой-либо причине окажется
разорванной или если транзисторная система исключена из блока
вовсе, то колебания в контуре с КЗ и искровой разряд будут
продолжаться два периода — 0,73 мс. Для этого импульс зажи-
зажигания должен заканчиваться в пределах второго периода, спустя
20...30 мкс после первого, чтобы повторно успевал открываться
тринистор. Ограничение колебаний двумя периодами связано
с тем, что обнаружить реальный «вклад» третьего и тем более
четвертого периода ввиду малой амплитуды напряжения не уда-
удается ни на стенде при искровом промежутке 5...7 мм, ни на
двигателе при зазоре в свече более 0,5 мм. И дело не в добротности
катушки и конденсатора, а в потерях энергии на искровом
разряде.
При определении оптимальной длительности импульса зажи-
зажигания экспериментально установлено следующее. Максимальное
значение энергии искры получается в том случае, если момент
отпирания коммутатора лежит в пределах второй четверти вто-
второго периода, точнее, спустя 450...500 мкс после включения ти-
ристорной системы. Тогда во второй фазе разряда ток искры
достигает наибольшей величины. Если длительность импульса
составляет примерно полтора периода колебаний, то энергия
второй фазы становится меньше, а четвертой — больше, чем
в первом случае. Суммарное ее значение уменьшается по мере
увеличения частоты от 0 до 200 Гц на 15...3 мДж. Длительность
искры при этом оказывается максимальной, поскольку ток в пер-
первичной обмотке КЗ нарастает до возможного предела (примерно
6 А), начиная с наибольшего отрицательного значения.
И еще несколько замечаний по характеристикам и особеннос-
особенностям блока.
1. Введение излишне длительной паузы (более 1 мс) между
второй и третьей фазами приводит к бесполезной разрядке кон-
конденсатора С13 и уменьшению напряжения на нем, вследствие
чего уменьшается ток разрыва и энергия искры в четвертой фазе.
2. Напряжение вольтодобавки выбрано равным 13 В
(?а= 12...14 В, /и о=25...100 Гц), исходя из условия получения
максимальной энергии 50...60 мДж (катушка Б117 А). Следует
отметить, что в экспериментах только путем увеличения числа
витков обмотки IV на том же трансформаторе была получена
энергия в 100 и даже 150 мДж (максимальный ток потребления
соответственно 2,2 и 2,5 А на частоте около 100 Гц). Однако
в системах зажигания с одной свечой на цилиндр такая энергия
для воспламенения и сгорания рабочей смеси совершенно беспо-
бесполезна, а со всех других точек зрения — даже вредна. В связи
с этим надо сказать, что с ростом частоты искрообразования
напряжение вольтодобавки автоматически понижается: при
200 Гц оно равно 8 В. Это положительное свойство блока
обусловлено уменьшением скважности разряжающих конденса-
конденсатор С13 импульсов. Маломощный блокинг-генератор с повышени-
ем частоты все в меньшей степени успевает восстановить его
заряд в паузах между искровыми разрядами.
3. Если момент открывания коммутатора приходится на нача-
начало второй четверти второго периода колебаний, что соответствует
максимальной энергии искры, то второй высоковольтный импульс
существует только на частотах искрообразования до 50...70 Гц.
На более высоких частотах он пропадает, чего не происходит
при более позднем открывании коммутатора. Это объясняется
особенностью выключения в данном блоке тринистора VSI
КУ202Н. Экспериментально установлено, что отмеченный эффект
исчезает в случае применения тринисторов типа КУ221А, хотя
едва ли можно признать полезным наличие второго высоковольт-
высоковольтного импульса на частотах более 50 Гц.
4. Максимальный надежно пробиваемый воздушный проме-
промежуток (вторичная цепь катушки была зашунтирована резисто-
резистором 1 МОм) при ?а=7,5...8 В равен 16...18 мм, а при Еа =
= 12,5...14 В — около 15 мм, что соответствует примерно 25
и 20 кВ. Поэтому допустимый зазор в свече может достигать
2 мм. Однако для бесперебойной работы штатной системы (в слу-
случае аварийного переключения на нее) его не следует делать
больше 1...1,2 мм.
Необходимо пояснить и следующее. Чем ближе момент откры-
открывания коммутатора к началу третьей четверти второго периода
колебаний, тем больше напряжение на верхней обкладке конден-
конденсатора С14, который с началом второй фазы разряжается по
цепи KD8, С13, VT10, VD10. Однако благодаря кратковремен-
кратковременности разряда и инерционности цепи «всплеск» тока через комму-
коммутатор не превышает 1 А. При опасных значениях транзистор
выйдет из режима насыщения, заданного резистором /?28. Кстати,
мощность этого резистора @,25 Вт) такова, что он практически
не нагревается, если транзистор VT9 работает в нормальном
импульсном режиме, и перегорает, как плавкий предохранитель,
если он будет открыт более 10 с.
Большая амплитуда импульса на коллекторе закрывающего-
закрывающегося коммутатора (во вторичной цепи катушки зажигания до
28 кВ) могла бы обеспечить автономную работу транзисторной
системы. Причем длительность искры была бы примерно вдвое
меньше той, что задана зависимостью /и0 (/ио). Однако без
значительного усложнения блока воспользоваться этим как ре-
резервным вариантом на случай отказа тиристорной системы не-
невозможно, так как момент возникновения искры недопустимо
сильно отставал бы от установленного. В переводе на угол
опережения зажигания по коленчатому валу двигателя отстава-
отставание составило бы 11° при /и о= 25 Гц, примерно 25 и 30° соответ-
соответственно на частоте 100 и 200 Гц. Тем не менее в экстремальных
ситуациях наличие и столь «запоздалой» искры позволит благо-
благополучно вывести автомобиль из плотного транспортного потока,
уехать с перекрестка и т. п.
Рис 5 Временные диаграммы работы автопереключателя SF\
Автоматический переключатель SFI («бесконтактный дат-
датчик-прерыватель») собран на элементах DDIA DD\ 2 VT\2
VD\&—VD2\, Я34-Я40, C17. Основным его звеном является
своеобразный RS-триггер на мажоритарной логической схеме
DDX.2 с резистором положительной обратной связи /?37. Работает
он так. При наличии на коллекторе транзистора VT3 и входе
3 схемы положительного импульса (рис. 5,6) на выходе 10 и,
стало быть, на входе 4 устанавливается уровень лог. «1» (на
0,5... 1 В меньше (Упит ,). После окончания импульса состояние
триггера не изменится, так как на двух других входах останется
уровень «1». Переключение произойдет лишь в том случае, если
при лог. «0» на входе 3 на выходе 12 схемы DDIA возникнет
импульсный переход от «1» к «0». Тогда короткий импульс после
дифференцирующей цепи /?36С17 установит на выходе 10 и входе
4 схемы DDX.2 лог. «0». Далее триггер будет находиться в этом
состоянии до тех пор, пока на коллекторе VT3 и входе 3 DDIA
вновь появится «1».
Мажоритарный элемент DDIA с резисторами /?34, /?35 пред-
представляет собой триггер Шмитта [7]. Он преобразует импульсы
на катоде диода VDS (рис. 5,в), возникающие при переключении
прерывателя, в прямоугольные (рис. 5,г), имеющие крутой спад.
Штриховкой показан возможный сдвиг этих импульсов относи-
относительно пакетов высокочастотных колебаний на резисторе R6
(рис. 5,а) и изменение их длительности.
Как видно на рис. 5Д на выходе элемента DD1.2 всегда
будет уровень «1», если в момент спада преобразованного импуль-
импульса от прерывателя на входе 3 имеется высокий уровень напряже-
напряжения, что соответствует наличию колебаний на выходе датчика.
Если колебаний нет, то элемент DD1.2 переключится в состояние
лог. «0». В противофазе с ним переключается транзистор VT12,
который коммутирует поступающие через резистор /?40 от пре-
i i S
рывателя импульсы либо на «землю», либо через диод VD20
и переключатель SAI на резистор R12 и далее на базу транзисто-
транзистора VT4. Резистор /?38 и диод VD21 необходимы для надежного
закрывания транзистора VT12 при лог. «О» на выходе элемента
DD1.2, поскольку ему соответствует напряжение 0,3-0,5 В. Диод
VD18 ограничивает импульс на входах элемента DD1.1, поступаю-
поступающий с прерывателя, и защищает их от пробоя.
Таким образом, к резистору R12 в показанном на схеме
положении переключателя SAI подводятся положительные им-
импульсы, источником которых является или бесконтактный датчик,
или прерыватель, если на коллекторе транзистора VT3 импульсов
нет. При переключении с датчика на прерыватель будет пропущен
один импульс (один искровой разряд), что иллюстрирует рис. 5,е.
В случае самопроизвольного восстановления работоспособности
отказавших элементов первый же появившийся на коллекторе
транзистора VT3 положительный импульс беспрепятственно про-
пройдет к базе транзистора VT4 и одновременно переключит /^S-триг-
гер, в результате чего откроется транзистор VT12 и закоротит
верхний вывод резистора #40 на «землю».
Светодиодный индикатор HLX (желтого цвета) при постоянно
открытом транзисторе VT3 светится достаточно ярко, так как
через него протекает ток 10 мА, а при работе транзистора в им-
импульсном режиме — очень слабо (на малых оборотах двигате-
двигателя — заметно мигает): средний ток равен 2,5 мА. Переключатель
SAI обеспечивает принудительный перевод электронной системы
зажигания на работу от прерывателя.
Автопереключатель SF2 коммутирует катушку зажигания
и прерыватель с электронной системы в случае ее отказа на
электромеханическую. Он состоит из динамического /?5-триггера
на мажоритарном логическом элементе /)?I.3, интегрирующей
цепочки /?46С20, двухкаскадного усилителя мощности на тран-
транзисторах КПЗ, VT14 и реле KU K2. Динамическим /^S-триггер
становится благодаря наличию дифференцирующих цепей J?44C19
на 5-входе (вход 5 элемента DD 1.3) и /?41/?42С18 на 7?-входе
(вход 9) с ограничительным резистором /?43.
Как известно [7], пороговое напряжение переключения логи-
логических микросхем на КМОП структурах, к которым относится
ИМС DDX, составляет примерно половину напряжения питания.
Поэтому когда транзистор VT7 открывается (рис. 6,а), на вход 5
элемента DD 1.3 воздействует импульс с экспоненциальным спа-
спадом, длительность которого по уровню 0,5 UniiT { равна 0,7ti «
«1,7 мкс (рис. 6,в). Так как время переключения схемы не пре-
превышает 0,2 мкс, то на выходе 8 и входе 6 устанавливается
уровень «1». Одновременно с этим импульс зажигания открывает
тринистор, время включения которого равно 2...5 мкс (по ТУ — не
превышает 50 мкс), а скорость 200...400 В/мкс (см. рис. 2,е).
Если тиристорная система зажигания исправна, то на входе
5 автопереключателя SF2 возникнет отрицательный импульс
Окт ¦
0Л5мс
6ЫВ.5
6й!д.8
Рис. 6. Временные диаграммы работы автопереключателя SF2
с амплитудой 250...390 В (см. рис. 2,е и 6,6 — в крупном масшта-
масштабе), а на входе 9 элемента DD1.3 — динамический уровень «0»,
устанавливающий ее в нулевое состояние. Вид соответствующего
импульса приведен на рис. 6,г; отрицательная часть срезана
внутренним диодом микросхемы, защищающим ее вход. В резуль-
результате двух переключений /^S-триггера на его выходе будет сформи-
сформирован положительный импульс с длительностью, равной задержке
включения тринистора, показанный на рис. 6Д
В процессе работы системы зажигания такие импульсы под-
подзаряжают через резистор /?46 и внутреннее сопротивление элемен-
элемента DD1.3 конденсатор С20, который в паузах между ними разря-
разряжается по той же цепи и через параллельно соединенный с ней
резистор R50 вместе с сопротивлением обмоток реле. Постоянная
времени зарядки в сотни раз превышает длительность импульсов,
а их скважность более 1000. Поэтому максимальное напряжение
на конденсаторе менее чем на 0,1 В превышает уровень лог. «0».
Порог же открывания транзистора КПЗ, благодаря смещению
на его эмиттере, более 0,8 В. Так что если вслед за импульсом
зажигания на первичной обмотке катушки всегда будет возникать
отрицательный импульс с достаточной для искрообразования
амплитудой, то транзистор будет закрыт, а реле обесточены.
В противном случае конденсатор С20 будет заряжаться до момен-
момента его открывания (менее 1 мс). Вместе с ним откроется до
насыщения транзистор КП4, реле сработают и своими контакта-
контактами подключат прерыватель к первичной обмотке КЗ, отключив
11E
их от всех других цепей блока. В дальнейшем транзистор VT13
будет удерживаться открытым за счет тока базы, протекающего
через резистор /?50 под действием напряжения питания, т. е.
автопереключатель самоблокируется.
С открыванием транзистора VT14 напряжение питания через
резистор R49 подается и на светодиод HL2 (красного цвета), ко-
который сигнализирует о переключении на электромеханическую
систему зажигания. Чтобы не снизить надежность автопереключа-
автопереключателя, не следует использовать этот светодиод в качестве диода
VD21 для получения смещения на эмиттерах транзисторов VT12
и 1/ПЗ.
Диод VD22 устраняет колебания напряжения на коллекторе
транзистора VT14, возникающие при его переключениях из-за
паразитных емкостей и индуктивности обмоток реле. С помощью
переключателя SA2 осуществляется принудительное включение
ЭМСЗ, для чего его нужно перевести в противоположное указан-
указанному на схеме положение. Одновременно с этим разблокируется
и автопереключатель, так как оба транзистора закроются. Если
вернуть переключатель SA2 в исходное положение, то в случае
исправной тиристорной системы к ней вновь подключатся Пр
и КЗ.
В каких же случаях при наличии импульсов зажигания
сработает автопереключатель SF2?
1. При отказе блокинг-генератора (нет колебаний) или ко-
коротком замыкании (к.з.) в нагрузочной цепи хотя бы одной из
выходных обмоток (///, IV) трансформатора.
2. В случае обрыва или пробоя (к.з. анод-катод) диода
VD9, обрыва цепи конденсатора С14 или его пробоя.
3. Если отказал тринистор (обрыв или к. з. в управляющей
или силовой цепи), если пробит диод VD10.
4. При пробое транзистора-коммутатора, т. е. при к. з. в цепи
коллектор-эмиттер. Действительно, в этом случае сначала срабо-
сработает автопереключатель, а спустя 0,5...3 с сгорит предохранитель
FU2. Коллектор транзистора будет отсоединен и более ни один
элемент не пострадает.
Если же возникнет обрыв в любом месте цепи анод диода
VD8 — каскад вольтодобавки — коллектор-эмиттер коммутатора,
или если коммутатор постоянно закрыт, исправная тиристорная
система будет работать самостоятельно, обеспечивая на всех
оборотах двигателя длительность искрового разряда 0,73 мс.
Чтобы не лишиться этой возможности и при пробое коммутатора,
достаточно переключателем SA2 заново взвести автопереключа-
автопереключатель. Делать это лучше с ориентировкой на какой-нибудь индика-
индикатор отказа транзисторной системы. Схема такого сервисного
устройства изображена на рис. 7уа. Светодиод HL3 (оранжевого
цвета) горит слабо при работе коммутатора в нормальном им-
I \7
R51
180
¦ L4
.Р28
\39
Ш07И
C2I
68 мк*
*16В
II W3 КМЮ5Г
кол утю
Рис 7 Принципиальные схемы:
а — индикатора исправности транзисторной системы, б — упрощенного усилителя и выпрямителя
сигнала бесконтактного датчика
пульсном режиме, заметно мигая на малых оборотах двигателя,
непрерывно и очень ярко при коротком замыкании и не светится
при обрыве цепи коллектор-эмиттер.
Описанный блок электронного зажигания, как видно из
принципиальной схемы, легко расчленяется на отдельные устрой-
устройства, что позволяет построить несколько вариантов, меняя их
состав. Обязательными, без которых нельзя обеспечить искро-
образование, являются устройства, составляющие тиристорную
систему. Это блокинг-генератор с накопительным конденсатором
С14, тиристор VSI и диод VD10, триггер Шмитта на транзисторах
VT4, VT5 и одновибратор на транзисторах VT6 и VT7, форми-
формирующий импульсы для открывания тринистора, а также фильтр-
ограничитель напряжения питания (L3, L4, /?21, С8, СИ, VD4).
Источником сигналов зажигания может быть либо только
прерыватель с резистором R33 и элементами подавления дребезга
контактов VD3, С7, либо еще и бесконтактный датчик, к которому
кроме генератора на транзисторе VTX относятся неразрывно
с ним связанные усилители на транзисторах VT2 и VT3. В первом
случае, естественно, не нужен ни автопереключатель SFI, ни
переключатель SAI. Нижний (по схеме) вывод резистора У? 12
надо соединить с катодом диода VD3, а все элементы до резистора
/?10 и подключенные к точкам 1, 2, 3 и 4 изъять. Во втором
случае, если предполагается повторить блок без автопереключа-
автопереключателя SFX и без индикатора HLI, схему можно упростить, исключив
каскад на транзисторе VT3 и введя изменения, показанные на
рис. 7,6 (повторение схемы «БЭСЗ-1»).
Чтобы убрать из состава блока транзисторную систему,
нужно изъять все элементы, начиная с диода VD5 вправо (по
схеме), включая предохранитель FU2, а также диоды VD7,
VD8y демпферный конденсатор С13 и обмотку IV трансфор-
трансформатора.
iK HL3
Общ
общ
KR33,K21
К SA1
/Г УЩС/4
К HLZ
К SAZ
KFU2,R1Q
¦KFU1, R33
Рис 8, а Печатная плата
Рис. 8, б. Печатный монтаж
Если отказаться от ав-
автопереключателя SF2, то
для переключения с элек-
электронной на штатную элек-
электромеханическую систему
зажигания можно оставить
реле /A, /С2 и переключа-
переключатель SA2 или вместо кон-
контактов /A.1, /B.1 применить
тумблер типа ТП1-2, МТЗ
или МТДЗ.
Чертежи печатных плат
и расположение деталей по-
показаны на рис. 8. Необходи-
Необходимо отметить, что платы раз-
разработаны с учетом следую-
следующих непринципиальных из-
изменений в электрической схе-
схеме блока.
Тринистор 1/51 КУ202Н
заменен на КУ221А, который
установлен на плате 26. Ре-
Резисторы R37 и /?45 изъяты,
а подходящие к ним провод-
проводники соединены накоротко.
Между резистором /?29 и
«землей» установлен резис-
резистор /?52 сопротивлением
9,1 Ом (можно 6,2...10 Ом),
к общей точке этих резисто-
резисторов подключен эмиттер тран-
транзистора VT8. Сопротивление
резистора R29 увеличено до
62 Ом. Микросхема 561ЛП13
заменена на однотипную, но
более термостойкую
564ЛП13. Она приклеена к
плате через тканевую про-
прокладку, выводы 7 и 14 при-
припаяны к фольговым провод-
проводникам, а остальные — со-
соединены проводом ПЭЛ диа-
диаметром 0,15 мм непосредст-
непосредственно с деталями согласно
принципиальной схеме.
На плате 2а и 2в раз-
размещены все элементы источ-
источника электропитания, явля-
Плато 2 а
кобмш коймп
к„Г КГ
корпус
К Обм1 и С15 К аноду VD8 К W5
К R4
К Об MY
К K2I
К У 03
к обм л
К RZ8
к обм ш
О J= r\V *^ в
FUI
1/4
Кобмш а
Uпи ml
К С4 К L1 Общ
Рис 9 Печатные платы
ющегося общим для рассматриваемого блока и описанного
в следующей статье сборника цифрового регулятора угла
опережения зажигания, где и приведена соответствующая
принципиальная схема В связи с этим на рис 9 в скобках
указаны обозначения элементов, относящихся к принципиальной
схеме блока зажигания, а подчеркнутые — к схеме цифрового
Плата 2 а
регулятора. Уместно заметить, что катушку (L4) в обоих случаях
можно изъять (заменить перемычкой), а параллельно конденса-
конденсатору (СП) включить стабилитрон типа Д815Ж или Д816А.
В случае включения в состав АБЭЗ автопереключателей
SFI и SF2 одноименные выводы 3 и 7 нужно соединить между
собой, остальные выводы подключить по схеме.
Печатные платы, трансформатор, транзистор VT\ 1 и стаби-
стабилитрон VD\b установлены на дюралюминиевой пластине толщи-
\22
ной 3 мм, являющейся для них радиатором. К ней винтами
крепится металлический кожух с толщиной стенки 0,6 мм, по
ребру прилегания которого к пластине приклеена уплотняющая
полоска из кожи толщиной 2 мм и шириной 4 мм. Внешние
размеры кожуха 38X72X120 мм. Пластина выступает из-под
кожуха на 1 1,5 мм с каждой стороны. Платы изготовлены из
фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм и крепятся
к пластине перпендикулярно с помощью уголковых скобок и
винтов.
Трансформатор Т\ собран на магнитопроводе ШЛ 8Х16
из ленточной стали толщиной 0,35 мм. Чем она тоньше, тем мень-
меньше потери и нагрев трансформатора. Немагнитный зазор 0,6 мм.
Обмотки изготовлены с межслоевой и межобмоточной изоля-
изоляцией в порядке их нумерации по схеме. Обмотка / содержит
450 витков провода ПЭВ-2 0,23, //—98 витков ПЭВ-2 0,27,
///—56 витков ПЭВ-2 0,74 и IV—25 витков ПЭВ-2 0,49. К пластине
трансформатор крепится с помощью типового ленточного хомута,
имеющего на концах резьбовые шпильки.
Конденсатор С14 составлен из двух конденсаторов типа
К73-17 1 мкфХ400 В. Его можно заменить на К73-16 или любой
бумажный (металлобумажный), но их габариты будут больше.
Конденсатор С13 набран из восемнадцати параллельно соеди-
соединенных конденсаторов К52-1В 220 мкфХ 16 В, которые располо-
расположены на отдельной (третьей) плате размерами 38Х 120 мм вместе
с транзистором VT10, конденсатором С12 и резистором /?30.
В качестве С13 пригодны и другие оксидные конденсаторы —
К50-29, К50-35, К50-16. С8, С9, СИ и С16 —К52-1 (К53-1).
На плате 2а конденсаторы (С8) и С4 (тоже К52-1В 220 мкфХ 16 В)
установлены один над другим и оба приклеены к плате 2в.
Конденсаторы С12 и С15 — КСО-2 на номинальное напряжение
500 В. Их можно заменить на аналогичные слюдяные (К31-11-3)
или пленочные (К73-17) с рабочим напряжением более 400 В.
Остальные конденсаторы — типа КЛС, К10-7В или подобные им.
Разумеется, в случае замены деталей может понадобиться
переделка печатных плат.
Все резисторы — типа МЛТ. /?33 — это два параллельно сое-
соединенных резистора МЛТ-1 сопротивлением 200 Ом, установлен-
установленные на плате 2а один над другим, а резистор /?51—два
МЛТ-0,5 360 Ом.
Транзисторы КТ342А закреплены на клею в просверленных
на плате отверстиях диаметром 5 мм. Их можно заменить на
КТ342Б или КТ312, КТ315 с любым буквенным индексом. 1/7*6,
VT7 — любые транзисторы из серии КТ203, КТ208, КТ209. Для
VT7 можно использовать и КТ351, КТ352, КТ3107 и КТ361
(кроме КТ361Ж). КТ817Б (VT9)допустимо заменить на КТ817В
(или Г), КТ815 со всеми индексами, кроме А, КТ630, КТ608,
КТ801, а КТ816Б —на КТ816В (или Г), КТ814 со всеми индек-
индексами, кроме А, КТ502. Вместо транзистора КТ812А можно по-
ставить любой кремниевый среднечастотный с допустимым
напряжением коллектор-эмиттер не менее 400 В и импульсным
током коллектора 5 А (КТ812Б, КТ809А, КТ828А, КТ828Б,
КТ838А, КТ840А, КТ848А). Транзистор КТ818Г полностью заме-
заменим транзисторами КТ818Б, КТ818В или любым из серии КТ837,
кроме тех, что с индексами Ж, И, К, Т, У, Ф.
Допустима следующая замена диодов: КД522Б на КД522А,
КД521А, КД520А. Д219А или любые из серий КД503, Д220,
Д223; КДЮ2Б-на КД102А, Д219А, Д220А, Д220Б, Д223А,
Д223Б, КДЮ5 (любые).
Для установки на плату диоды VDll — VD14 спаяны цепоч-
цепочкой, которая заключена в кембрик, свернута в три колена и связа-
связана ниткой. Одним концом она припаяна к плате 2а, а другим —
к плате 26. В качестве VD7 наиболее предпочтителен диод из
числа КД212 или КД411, но применимы и любые КД209, КД105,
Д226 или КД208А. Вместо тринистора КУ202Н можно использо-
использовать КУ202М, 2У202 с теми же индексами или КУ221А.
Светодиод HLI— желтый, типа АЛ307Д, АЛ307Е, HL2 —
красный АЛ307А (или Б), a HL3 — оранжевый — АЛ307И
(или Л).
Катушки бесконтактного датчика L\ и L2 содержат соответ-
соответственно 100 и 200 витков провода ПЭВ-1 0,07. Они намотаны на
частях трехсекционных каркасов ПЧ контуров радиоприемника:
Ы — в одной секции, L2 — в двух. Диаметр обеих катушек 5 мм,
а высота 2,5 и 4 мм. В обе катушки вклеены кусочки ферритового
сердечника, длина которых равна высоте каркасов.
Катушки L\ и L4 могут быть любые, имеющие индуктивность
7... 15 мГн и сопротивление 40...80 Ом. В блоке они намотаны на
одном каркасе (на трубке с внутренним диаметром 9 мм, внеш-
внешним — 12 мм и высотой 25 мм) с штыревыми выводами, к которым
припаяны концы катушек. Посредством этих же выводов катушки
припаяны к плате. Каждая катушка содержит 1000... 1200 витков
провода ПЭЛШО 0,08, ширина намотки 3...4 мм, внешний диа-
диаметр 22 мм. Между платой и ближним к ней торцом катушки
расстояние 10 мм. Внутри каркаса установлен конденсатор СП.
Обе катушки может заменить автотрансформатор блокинг-гене-
ратора строк от телевизоров «Темп-6», «Темп-7» A600 витков,
отвод от 600-го) или два «звенящих» контура A050 витков)
от этих же телевизоров.
Реле /С1, /С2 — автомобильные типа 111.3747 (с кронштейном
для крепления) или 112.3747 (без кронштейна). Они установлены
на внешней стороне дюралюминиевой пластины корпуса.
Предохранитель FUI на 5 А представляет собой прово-
проволочку, впаянную в разрыв печатного проводника на плате.
Основное его предназначение — защитить трансформатор,
конкретно — обмотку ///, при лавинном пробое VTH.FU2 —
тоже проволочка, но запаянная в держатель двухполюсной
вставки.
им
Корпус блока закреплен около катушки зажигания и соеди-
соединен с ее выводами «+/>», «ВК» и «массой» короткими проводни-
проводниками с наконечниками под винт. Для отключения его от сети
автомобиля надо отвинчивать гайку. Провод от прерывателя
перенесен на текстолитовую колодку блока. Конструкция бес-
бесконтактного датчика и экрана с прорезями отличается от про-
промышленного образца «БЭСЗ-1», описанного в книге [5], только
крепежными деталями: в данном блоке датчик устанавливается
не вместо, а вместе с контактной группой прерывателя. Тумблеры
SAI и SA2 с помощью скобы крепятся на рулевой колонке ниже
пластмассового кожуха замка зажигания. На торцевой поверх-
поверхности верхней половины кожуха (ВАЗ-2106) над замком вплот-
вплотную к ее уплощенной цилиндрической части установлены свето-
диоды. Для их прочного закрепления на внутреннюю сторону
кожуха наклеена пластмассовая колодочка толщиной 3 мм.
Тумблеры и светодиоды присоединены к блоку скрученными
в жгут проводами марки МГТФ-0,2, а жгут заключен в кембрик
диаметром 4 мм.
Правильно собранный из исправных деталей блок в наладке
не нуждается и сразу готов к работе. Лучше произвести его
проверку до установки на автомобиль. Для этого требуется
источник питания с напряжением 12... 16 В и допустимым током
нагрузки 2А, катушка зажигания и какой-нибудь выключатель
для имитации работы прерывателя. Так как импульсный ток
достигает 5 А, то к выходным клеммам источника напряжения
нужно подключить конденсатор емкостью 2000...4000 мкФ. Для
измерений потребуется авометр с пределами измерений до 500 В
и 2 А.
Проверку работоспособности надо начать с тиристорной
системы, для чего отключить с помощью предохранителя FU2
транзисторную систему и отсоединить провод питания от авто-
автопереключателя SF2. Подключив катушку зажигания и подав
напряжение на блок, прежде всего следует убедиться в нормаль-
нормальной работе преобразователя напряжения [6]. Признаком этого
является хорошо слышный свист трансформатора. Напряжение
на аноде тринистора должно быть около 300 В. Отсутствие
свиста свидетельствует скорее всего о неправильном включении
обмоток // или /// трансформатора, а пониженное до 100... 150 В
напряжение — обмотки /. Подбором стабилитрона VD15 жела-
желательно установить это напряжение равным 300...310 В. Потребляе-
Потребляемый от источника напряжения ток должен быть в пределах
0,22...0,3 А. Если он больше 0,5 А и температура корпуса транзи-
транзистора VTX1 превышает 45...50 °С (палец еле терпит), то это
указывает на необходимость замены транзистора.
Следует учесть, что без стабилитрона блок включать нельзя,
так как немедленно будет пробит какой-нибудь элемент блокинг-
генератора, конденсаторы С14, С15, а возможно, тринистор и
катушка зажигания. Если бы этого не произошло, то напряжение
на конденсаторе С14 возросло бы до 600...700 В. В связи с этим
для повышения надежности блока целесообразно включить
параллельно два стабилитрона с близкими значениями напря-
напряжения стабилизации. Устанавливать их надо на несущей пластине
корпуса, и места они занимают немного.
Далее надо убедиться, что (/пит { равно 7,5...8 В и что
транзисторы VT4, VT7 закрыты, a VT5 и VT6 открыты. Затем,
установив во вторичной цепи катушки искровой промежуток
5...7 мм, поманипулировать выключателем, имитируя работу пре-
прерывателя. Если в момент размыкания контактов искры нет, то
наиболее вероятная причина — чрезмерно большое напряжение
открывания тринистора. Для проверки надо закоротить резистор
/?19. Если после этого искра будет появляться, то дело в три-
нисторе. Чтобы не менять его, можно попробовать добиться
открывания, изменяя сопротивление резистора /?19 до 100 Ом и
R20 до 240 Ом. В случае безрезультатности попытки его нужно
заменить. Если же искра не возникает и при закороченном
резисторе /?19, то, скорее всего, неисправен какой-то из тран-
транзисторов 1/У4—VT7. Проверить, какой именно, можно не выпаи-
выпаивая их, помня, что при размыкании контактов выключателя
транзисторы VT4 и VT5 должны переключиться в противопо-
противоположные исходным состояния, а при замыкании у транзистора
VT6 базы с эмиттером транзистор VT7 должен открыться до
насыщения.
Добившись искрообразования от тиристорной системы, надо
замерить напряжение на конденсаторе С13. Если оно находится
в пределах 15... 16,5 В, значит, элементы каскада вольтодобавки
исправны и обмотка включена правильно, а если около 5 В —
неправильно. После этого, манипулируя выключателем, можно
по светодиоду HL3 оценить исправность транзисторной системы.
Во время искровых разрядов он должен неярко вспыхивать.
Если же он светится ярко и непрерывно, значит, пробит тран-
транзистор VT10, потому что исправным открытым он был бы только
при условии, что открыт или пробит транзистор VT9. Однако
тогда должен был перегореть резистор /?28, после чего исправный
коммутатор закрылся бы. Если же светодиод не загорается,
значит, либо транзистор исправен, но закрыт, либо разорвана
цепь коллектор-эмиттер. Работу двух других транзисторов, да
и коммутатора, если нет светодиода #L3, легко проконтролиро-
проконтролировать по признаку «открыт-закрыт» до и после замыкания базы
VT8 на «землю». Затем надо установить на место предохранитель
FU2 (на выключенном блоке!) и проверить работу обеих систем
зажигания в совокупности.
Исправность диодов и резисторов проверяется прозвонкой,
а конденсаторов — заменой.
При наличии в составе блока бесконтактного датчика про-
проверку работоспособности лучше начать с него. После включения
напряжения питания светодиод HL\ в показанном на схеме
положении переключателя SAI не должен светиться. В противном
случае прежде всего надо поменять местами концы одной из
обмоток LI, L2. Если изменений нет, придется проверить на
функционирование генератор и оба каскада усиления. Напряже-
Напряжение (постоянное) на коллекторе транзистора работающего ге-
генератора составляет 4...6 В. Его можно установить подбором
резистора /?1 в пределах 51...240 к. Если это не удается, надо
заменить транзистор. Напряжение на резисторе /?6 должно быть
равно или немного меньше (до 1,5 В) половины напряжения на
коллекторе транзистора VT2. Оно устанавливается резистором
/?5 C0... 100 к). Работоспособность усилителя-инвертора (VT3)
можно проверить замыканием базы транзистора на «землю» —
он должен закрываться. После устранения неисправности нужно
проверить работу датчика, вводя в зазор между катушками
LI, L2 и удаляя какую-нибудь металлическую пластинку. При
внесении пластинки в зазор должен загораться светодиод HLI,
а при удалении возникать искра и гаснуть светодиод.
Функционирование автопереключателя SFI контролируется
при указанном на схеме положении контактов переключателя
SAI по состоянию транзистора VT12. Согласно временной диа-
диаграмме на рис. 5, если датчик генерирует колебания, т. е. если
в зазоре между катушками нет экранирующей пластинки, он
должен быть открыт. Чтобы убедиться в этом, нужно замерить
напряжение на коллекторе транзистора (менее 0,2 В) при разом-
разомкнутых контактах прерывателя (выключателя). На выводах
10 и 12 микросхемы должен быть уровень лог. «1». Далее, если
ввести в зазор пластинку и таким образом сорвать генерацию, то
после замыкания контактов выключателя на упомянутых выводах
должен установиться лог. «0», а транзистор — закрыться. Послед-
Последнее проще всего проверить, переведя SAI в противоположное
состояние и разомкнув контакты выключателя. При этом в нор-
нормально работающем устройстве падение напряжения на резисторе
/?40 менее 0,1 В. Его желательно замерить, аккуратно подогрев
транзистор паяльником до 90—110 °С. Если оно больше, а напря-
напряжение лог. «0» на выходе 10 не превышает 0,5 В, нужно заменить
транзистор, как не соответствующий ТУ. В случае отклонения
порядка работы логических элементов от описанного придется
заменить микросхему, так как, вероятнее всего, из-за несоблюде-
несоблюдения правил монтажа КМОП ИМС электростатическим напряже-
напряжением пробит один из ее входов.
Проверка работоспособности автопереключателя SF2 тоже не
вызывает затруднений. Подсоединив к нему провод питания,
прежде всего следует удостовериться в том, что для показанного
на схеме положения контактов переключателя SA2 после кратко-
кратковременного замыкания вывода 9 микросхемы на «землю» авто-
автопереключатель устанавливается в исходное (взведенное) состоя-
состояние. В это время на выводе 8 должен быть лог. «0», оба транзисто-
транзистора закрыты, а реле и светодиод обесточены.
Полезно также оценить надежность закрывания нагретого
транзистора 1/ПЗ, а вместе с ним и 1/Г14, как это делалось
для транзистора VT12. Кратковременное замыкание выводов 5
и 14 ( + ?/пит. i) должно перевести все эти элементы в противопо-
противоположные состояния. Затем вновь установить на выходе /^S-тригге-
ра «О». В результате благодаря самоблокировке реле и свето-
диод должны остаться включенными. После кратковременного
замыкания базы и эмиттера транзистора VT13 автопереключатель
должен вернуться в исходное состояние. Если обнаружатся от-
отклонения от описанного порядка работы, то нужно все это повто-
повторить с контролем напряжений на выходе микросхемы и коллекто-
коллекторах транзисторов, на основе чего выявить неисправный элемент.
Далее автопереключатель желательно опробовать хотя бы
в некоторых из тех случаев, когда он должен срабатывать. Для
этого, введя какую-нибудь неисправность, каждый раз надо
подавать сигнал зажигания с бесконтактного датчика или преры-
прерывателя. Вместо появления искрового разряда должен срабатывать
автопереключатель.
Следует учесть, что во избежание перегорания предохра-
предохранителя FU2 при имитации пробоя цепи коллектор-эмиттер ком-
коммутатора, замыкать на «землю» надо не коллектор транзистора
УТЮ, а плюсовую обкладку конденсатора С13. Поскольку диод
VD7 при этом довольно быстро нагревается, то не рекомендуется
выдерживать замыкание более 5 с. На этом этапе проверок можно
подобрать и сам предохранитель: при замыкании он должен
с задержкой 0,2...3 с обязательно перегорать, а при импульсной
работе транзистора оставаться невредимым. Средние токи через
него в этих двух случаях соответственно равны 3 и 0,3 А.
При наличии осциллографа и генератора импульсов жела-
желательно установить оптимальную длительность импульса зажига-
зажигания 450...500 мкс, подобрав сопротивление резистора /?17. Варьи-
Варьируя емкость конденсаторов С9, СЮ и сопротивление резисторов
R22 — R26, можно изменить зависимость длительности искрового
разряда от частоты искрообразования. Резистор R23 наиболее
сильно влияет на длительность искры при малой частоте, R24 —
при максимальной, а R25 и конденсатор СЮ — во всем диапазоне
частот. Конденсатор С9 и резисторы /?22, /?26 больше других эле-
элементов влияют на кривизну кривой.
Зависимость амплитуды Um начального импульса тиристор-
ной системы от частоты определяется резистором /?31: при увели-
увеличении его сопротивления увеличивается спад амплитуды на мак-
максимальной частоте и уменьшается значение частоты, с которой
он начинается.
Если источник питания обеспечивает уменьшение напряже-
напряжения до 5...6 В, то следует поинтересоваться, как от этого зависит
амплитуда Um. Для этого после включения блока достаточно про-
проследить за увеличением напряжения на конденсаторе С14 при
снижении напряжения источника до возможного минимума.
Полученная характеристика должна быть сходной с кривой для
f^ 0=5 Гц на рис. 4. Положение максимума регулируется числом
диодов (VDll — VD14), включенных между эмиттером и базой
транзистора VT11: чем их больше, тем меньшему напряжению
питания он соответствует. Любопытно, что блокинг-генератор
начинает работать при напряжении питания менее 1 В (слышен
свист трансформатора), а искрообразование начинается менее
чем при 5 В. Если же Unm { подать от отдельного источника, то
искровой разряд возникает и при напряжении 3,5 В.
В заключение нужно отметить следующее. При эксплуатации
блока, если в его составе есть хотя бы один автопереключатель,
рекомендуется эпизодически, например после прогрева двигателя
перед выездом, на несколько секунд включать электромеханиче-
электромеханическую систему зажигания. С одной стороны, это обеспечит само-
самоочищение контактов прерывателя, а с другой — позволит убедить-
убедиться в исправности коммутируемых устройств и светодиодных
индикаторов.
Литература
1. Опарин И., Купеев Ю., Белов Е. Электронные системы зажигания.—
М.: Машиностроение, 1987, с. 6, 7—12, 13, 80—81, 108, 112.
2. Синельников А. Электроника в автомобиле.— М.: Радио и связь, 1985,
с. 5—16.
3. Штырлов А., Вавинов В. Комбинированная электронная система за-
зажигания.— Радио, 1983, №7, с. 30.
4. Беспалов В. Блок электронного зажигания.— Радио, 1987, № 1, с. 25.
5. Синельников А. Электронные приборы для автомобилей.— М.: Энерго-
атомиздат, 1986, с. 79—93.
6. Сверчков Ю. Стабилизированный многоискровой блок зажигания.—
Радио, 1982, № 5, с. 27.
7. Алексеев С. Формирователи и генераторы на микросхемах структуры
КМОП.— Радио, 1985, №8, с. 31.
ЦИФРОВОЙ РЕГУЛЯТОР
УГЛА ОПЕРЕЖЕНИЯ ЗАЖИГАНИЯ
Ю. Архипов
Известно, что оптимально заданная и воспроизводимая за-
зависимость угла опережения зажигания (ОЗ) во всем диапазоне
условий и режимов работы двигателя внутреннего сгорания спо-
способствует не только наиболее эффективному сгоранию рабочей
смеси, получению максимальной мощности и приемистости двига-
двигателя, повышению его экономичности и снижению токсичности,
но и достижению равномерности работы (плавности хода) и как
следствие — увеличению ресурса двигателя. В современной прак-
практике автомобилестроения угол 03 на конкретном типе двигателя
ставится в зависимость чаще всего от пяти следующих факторов:
© Ю. Архипов, 1991
5 о 151 129
октан-характеристик бензина;
частоты вращения коленчатого вала двигателя N;
разрежения в задроссельном пространстве карбюратора,
характеризующего нагрузку на двигатель;
температуры охлаждающей жидкости;
влажности входящего в карбюратор воздуха.
Последовательность их перечисления полностью отражает
историю совершенствования систем зажигания, а фактически —
степень влияния этих факторов на качественный уровень двигате-
лестроения. Исключение составляют два последних, которые сле-
следовало бы поменять местами. Однако учет влияния влажности
воздуха до настоящего времени остается технически труднораз-
трудноразрешимой задачей и поэтому на практике реализуется редко.
Причина — отсутствие компактных дешевых датчиков с прием-
приемлемыми характеристиками. А то, что это желательно, вниматель-
внимательный автомобилист отмечает всякий раз, сопоставляя «мягкую»
ритмичную работу двигателя в сырую погоду со «звонкой» неров-
неровной — в сухую.
Перечисленные факторы можно разделить на быстроменяю-
быстроменяющиеся, зависящие от режима работы двигателя (частота враще-
вращения и нагрузка) и относительно долговременно действующие
(все остальные). Поэтому первые из них должны учитываться
автоматически, что на отечественных автомобильных двигателях
осуществляется раздельно центробежным автоматом и вакуум-
корректором (если он есть). Вторые же, если не учитываются
автоматически, ввиду их инерционности можно было бы регули-
регулировать и вручную, тем более что корректировать (сдвигать или
видоизменять) надо целиком всю кривую «угол 03 — частота
вращения коленвала», т. е. <f(N)9 являющуюся характеристикой
центробежного автомата.
Подавляющее большинство автомобилистов, вспоминая об
этом автомате, задаются обычно двумя вопросами: какой должна
быть наивыгоднейшая регулировочная кривая «его» экземпляра
двигателя и в какой степени ей соответствует реально воспроиз-
воспроизводящаяся. На первый вопрос ответ дан в [1], на с. 39: «Для
каждого типа двигателя существуют свои оптимальные характе-
характеристики изменения угла опережения зажигания от частоты вра-
вращения и нагрузки. При использовании рекомендованного инструк-
инструкцией топлива они практически не изменяются от одного экземпля-
экземпляра к другому». Далее на с. 40: «...характеристика центробежных
регуляторов большинства современных двигателей при низкой
частоте вращения коленчатого вала лежит значительно ниже
оптимальной, что влечет за собой, естественно, потерю мощ-
мощности на этом режиме (иногда до 5... 10 %)».
В подтверждение этого на с. 42 приведены три графика дето-
детонационных зависимостей и один — максимальной мощности, от-
относящиеся к двигателю ВАЗ, которые представлены на рис. 1
без изменений. Как и в первоисточнике, на рис. 1 приведена
Рис. 1. Регулировка угла опере-
жения зажигания по границе де-
тонации (на примере двигателя
ВАЗ):
1 — граница детонации на бен-
бензине с повышенным октановым
числом; 2 — то же на стандарт-
стандартном бензине АИ-93; 3 — то же на
бензине с пониженным октано-
вым числом; 4 — кривая оптима-
оптимальных углов опережения зажига-
зажигания; 5 — «заводская» характе-
характеристика центробежного регуля-
регулятора при установочном угле
опережения зажигания 7 ° до
ВТМ
град
20
10
/
V/
у
юоо то зооо то зооо цоб/мин
также «заводская» характеристика распределителя зажигания
типа 30.3706 при начальном (установочном) угле ОЗ фн= 7°. Как
видно, она далека от ближайшего к ней графика 2 не только и не
столько при N = 500... 1500 об/мин, сколько в диапазоне
2700...4700, т. е. как раз в области наиболее употребительной
частоты вращения, соответствующей к тому же максимальным
крутящим моментам. Теоретически такое рассогласование нетруд-
нетрудно в значительной мере исправить, если подогнуть кронштейн
второй (жесткой) пружинки центробежного автомата так, чтобы
она вступала в работу после jV=3300 об/мин, продлив тем
самым до этого же предела интервал работы первой (слабой)
пружинки и, кроме того, заменить вторую пружинку более жест-
жесткой. Однако и после этого на участке 2700...3200 об/мин откло-
отклонение будет около 5°, а на малых частотах вращения остается
прежним.
Практически это хотя и простая, но очень трудоемкая работа,
для которой требуется как минимум стробоскоп и специально
изготовленный сектор с угловой разметкой. Но главное в том,
что в процессе регулировки из-за нестабильности работы центро-
центробежного автомата, случайных ошибок при размыкании контактов
прерывателя да и ввиду неточной установки частоты вращения
ошибиться можно до 4=5...7°. В этих же пределах мельтешит
и метка стробоскопа (при N более 2500 об/мин), характеризуя
разброс воспроизводимых углов ОЗ. На станции технического
обслуживания же в лучшем случае выставят «заводскую» кривую
(или скажут, что выставили) с заводскими же пределами до-
допусков.
Описываемый цифровой регулятор угла ОЗ (ЦифРУОЗ)
представляет собой синтезатор функции y(N) на основе ППЗУ
и вспомогательный корректор. Регулятор предназначен для ис-
использования вместо центробежного (механического) автомата
совместно с автоматизированным блоком электронного зажига-
зажигания (АБЭЗ) или любой другой электронной системой зажигания
при условии согласования ее управляющего входа с выходом
131
синтезатора по фазе, амплитуде напряжения и мощности им-
импульса.
Погрешность представления исходных характеристик ОЗ
определяется ступенчатой оцифровкой их значений, и при N более
615 об/мин не превышает ±0,3°. На меньшей частоте вращения
устанавливается угол ОЗ, равный начальному. Максимальное чи-
число записанных в память характеристик и точность их аппрокси-
аппроксимации ограничены только емкостью ППЗУ. Примененная ИМС
К556РТ7 (или К556РТ18) позволяет записать две или четыре
характеристики с отклонениями от исходных соответственно
до ±0,3° и ±0,5°, а например, ИМС К556РТ5 — только одну
и с наибольшим из этих отклонений. Имеется возможность запи-
записанные зависимости «переключать» вручную согласно октан-ха-
октан-характеристикам применяемых марок бензина и каждую из них
плавно сдвигать по оси частоты вращения двигателя, а с помощью
корректора, кроме того, регулировать наклон и изменять началь-
начальный угол ОЗ.
Синтезатор рассчитан на работу в основном с бесконтактным
датчиком сигналов зажигания. Причем для записанных в память
программ предполагается, что на каждом полуобороте коленча-
коленчатого вала (четырехтактного четырехцилиндрового двигателя)
датчик дает отношение сигнал/пауза 135°/45°. Если оно будет
иным, то придется изменить таблицу программирования ППЗУ.
Выбор указанного отношения обусловлен только более высокой
точностью аппроксимации исходных характеристик. Синтезатор
можно использовать и с прерывателем, для чего в составе регу-
регулятора имеется преобразователь управляющего сигнала к виду
сигнал/пауза 135°/45°. Одновременно он выполняет и функции
упомянутого корректора.
Принципиальная схема регулятора представлена на рис. 2,
а временные диаграммы работы — на рис. 3. В состав синтезатора
входят генератор тактовых импульсов (ТИ) постоянной частоты,
счетчик импульсов, количество которых характеризует период
вращения коленчатого вала (Т) (иначе счетчик периода (СчТ),
счетчик импульсов для формирования управляющего сигнала
(иначе счетчик управления (СчУ), ППЗУ, устройство сравне-
сравнения и триггер фиксации совпадения кодов, формирователь импуль-
импульсов обнуления счетчиков, выходной каскад для формирования
сигнала зажигания. Кроме того, в синтезаторе имеются инди-
индикатор его исправной работы и устройство импульсного пита-
питания ИМС ППЗУ. Корректор (он же преобразователь сигнала)
состоит из /?S-Tpnrrepa, интегратора дифференциального типа
и триггера Шмитта на операционных усилителях (ОУ), источ-
источника их двухполярного питания.
Генератор ТИ собран на двух логических элементах DD7.3
и DD7.4 (первый включен повторителем, второй — инвертором)
по схеме, обладающей высокой термостабильностью частоты
[2] — 0,05...0,07 % на °С. Для ее улучшения еще в 2—3 раза
* 4vr
5^ K
is1-? ^
в качестве С2 использован термокомпенсирующий конденсатор.
И поскольку реальный температурный диапазон работы регуля-
регулятора не превышает 60°, то максимальный уход частоты генератора
ТИ вызывает сдвиг угла ОЗ не более 0,5°. Причем с увеличением
частоты угол уменьшается, что следует признать благоприятным
обстоятельством, так как установленный, например, под капотом
регулятор будет реагировать на повышение температуры двигате-
двигателя в желательном направлении. Длительность ТИ определяется
времязадающей цепью R7C2 и равна 1,8...2,2 мкс, а частота —
цепью R5R6R8C2, которая в зависимости от подробности записи
характеристики в память может быть равна 28 или 14 кГц (соот-
(соответственно R5 — 39 к и 75 к). Точное значение частоты устанав-
устанавливается резистором R6, а ее оперативное изменение с целью
сдвига характеристик по оси осуществляется резистором R8.
Счетчик длительности периода 10-разрядный, а счетчик
управления 8-разрядный. Первый выполнен на ИМС DD1 и
DD2.1, а второй — на ИМС DD3. Выходной код счетчика периода
является адресным кодом ППЗУ (DD4).
Примененная ИМС B048X8 разр.) позволяет записать, как
отмечалось, две или четыре характеристики ОЗ. Показанный на
рис. 2 вариант соответствует двум характеристикам, которые
можно переключать с помощью SA1, подавая на вход 21 старшего
разряда адреса лог. «0» или «1». В случае записи четырех
характеристик коммутировать надо еще и вывод 22— 10-й раз-
разряд адреса, отсоединив его от счетчика периода.
Устройство сравнения представляет собой восемь элементов
«исключающее ИЛИ» — DD5 и DD6. К их входам поразрядными
парами подключены выходы ППЗУ и СчУ, а к выходам — диодная
сборка VD3 — VD10 с нагрузочным резистором R9. К выходу
сборки подключен триггер фиксации совпадения кодов, в качестве
которого использован счетчик DD2.2. Он управляет работой
выходного каскада, собранного на элементе DD7.2 и транзи-
транзисторе VT1. Диод VD12 и резистор R12 обеспечивают надежное
закрывание транзистора при лог. «0» на выходе DD7.2, ко-
которому соответствует напряжение 0,3...0,5 В. При работе син-
синтезатора совместно с АБЭЗ они не нужны, но эмиттер тран-
транзистора следует подключить к точке Unm r Необходимость в триг-
триггере фиксации совпадения кодов обусловлена задачей получе-
получения на коллекторе VT1 такого же по форме сигнала, как и на кол-
коллекторе VT5 АБЭЗ. Без него сигнал совпадения кодов существо-
существовал бы только в течение ТИ, поскольку ППЗУ имеет импульсное
питание.
С началом положительного импульса в сигнале бесконтакт-
бесконтактного датчика (БД) F, т. е. измерительного интервала, которому
соответствует 135°-й сектор поворота коленчатого вала (рис. 3, а),
с помощью дифференцирующей цепи R1C1 и триггера Шмитта на
элементе DD7.1 формируется положительный импульс длитель-
длительностью 3...5 мкс для обнуления всех счетчиков, включая и DD2.2.
134
в F
в К •
%
ж
ж
Sbie.il
0072>
бшй 4
л
С об лад. коШ
1ПППГ
л
то.
Рис. 3. Временные диаграммы работы синтезатора
Одновременно на входах CN DD3 (выводы / и 9) устанавливает-
устанавливается уровень лог. «Ь, исключающий воздействие ТИ на входы
СР (выводы 2 и 10). С помощью инвертированного сигнала
датчика F (рис. 3,6) на входах CN DD1 и DD2.1 устанавливается
уровень лог. «О», разрешающий счет импульсов (рис.. 3,г). Кстати,
оба сигнала датчика, прямой и инвертированный, это напряжения
на коллекторах соответственно VT5 и VT4 АБЭЗ. Триггеры при-
примененных в синтезаторе счетчиков переключаются в моменты
спада положительных импульсов на входах СР. Первый ТИ,
возникающий одновременно с импульсом обнуления (рис. 3,в),
счетчиком СчТ не учитывается, поскольку вход R — преобладаю-
преобладающий [3].
По окончании измерительного интервала логические уровни
на входах CN изменяются на противоположные, СчТ останавли-
останавливается, а СчУ начинает счет тактовых импульсов. Когда его
выходной код станет одинаковым с выходным кодом ППЗУ, на
всех выходах схемы сравнения установятся «О», а на резисторе
/?9 возникнет спад положительного импульса (рис. 3,д), который
переведет младший выходной разряд DD2.2 в «1» (рис. 3,е).
После этого на выходе элемента DD7.2 установится лог. «О»
(рис. 3,эк:), поскольку на обоих его входах лог. «1», транзистор
VT1 закроется и на коллекторе возникнет положительный им-
импульс, являющийся сигналом зажигания (рис. 3,з). При работе
с АБЭЗ к выходу синтезатора нужно подключить конденсатор
С6, отключив его от коллектора VT5 (АБЭЗ). Удобнее всего
вывести его на штырь разъема с двумя гнездами: к одному
присоединить коллектор VT5 АБЭЗ, а к другому — коллектор
VT1 синтезатора.
С помощью диодов VD1, VD11 на ГТИ подаются положитель-
положительные потенциалы, вызывающие срыв генерации (останов ГТИ).
IЛГ,
Это необходимо при переполнении СчТ, которое возможно на
малых частотах вращения, а также при срабатывании устройства
сравнения. В первом случае, не будь останова ГТИ, после перепол-
переполнения счетчика СчТ код адреса ППЗУ, а вместе с ним и выходной
код стали бы повторяться. После окончания измерительного
интервала работа СчУ неизбежно привела бы к ложному, т. е. не
соответствующему закону регулирования срабатыванию схемы
сравнения и выходного каскада. Причем значение угла ОЗ могло
бы оказаться любым, от начального до максимального, а должно
быть равно именно начальному. Чтобы исключить это, возникаю-
возникающий при переполнении СчТ положительный импульс на выводе 5
DD2.1 принудительно устанавливает на выводе 8 DD7.3 («выхо-
(«выходе 1») ГТИ уровень лог. «1». При этом на выводе // DD2.2
остается уровень лог. «О» и выходной каскад срабатывает по
спаду положительного импульса в инвертированном сигнале БД,
а это значит, что воспроизводимый угол 03 равен только на-
начальному фн, который определяется установкой БД. Такой
прием (останов ГТИ) предпочтительнее всех других потому,
что с началом каждого нового измерительного интервала гене-
генерация тактовых импульсов начинается с одной и той же фазой.
Это достоинство важно и во втором случае, особенно на часто-
частотах вращения 2500...3200 об/мин, для которых двум отличаю-
отличающимся на единицу адресам соответствует максимальное измене-
изменение угла ОЗ.
В синтезаторе применено импульсное питание ППЗУ, потому
что при имеющейся большой скважности ТИ A5...40) это проще
схемотехнически и конструктивно, экономичнее и выгоднее по
тепловому режиму ИМС. Устройство представляет собой двух-
каскадный усилитель мощности на транзисторах VT2, VT3. Управ-
Управляющие сигналы на него подаются с «выхода 2» ГТИ (вывод 11
DD7.4), которые противофазны ТИ. Поскольку задержка пере-
переключения счетчиков A00...200 не) значительно больше времени
выхода ППЗУ после включения на рабочий режим C0...60 не)
[3,4], то фактически оно работает с адресными кодами как и при
постоянном напряжении питания, что исключает ложное срабаты-
срабатывание устройства сравнения по неустановившимся кодам на
выходе ППЗУ.
В составе синтезатора имеется индикатор отказа, включаю-
включающий в себя VT4, VT5, R17 — R20, СЗ и светодиод HL1. Транзистор
VT4 и интегрирующая цепь R18C3 составляют пиковый детектор,
a VT5 — усилитель мощности. Контролируемыми сигналами
являются положительные импульсы на выходе DD2.2. С умень-
уменьшением их скважности, что соответствует увеличению частоты
вращения и (или) угла ОЗ, яркость сведения светодиода возрас-
возрастает.
Для составления таблицы программирования по представ-
представленным на рис. 1 графикам можно воспользоваться множеством
способов. Наиболее рациональным оказалось заменить характе-
136
ристики ОЗ совокупностями полиномов невысокого порядка, про-
проще всего — квадратичными параболами вида ф==а/У2 + 6Л^ + с,
где ф и N — угол 03 и частота вращения, а> Ь, с — постоянные
величины. Для этого график ф(УУ) нужно расчленить на более
или менее монотонные отрезки и для каждого из них выбрать
по три опорные точки — две вблизи концов, одну — около се-
середины.
Именно так для графика 2 получены две функции: одна
при 0<#<2000, другая при 2000<N<3000 об/мин. Для первой
параболы за опорные взяты точки (N в тыс. об/мин): jVi = 0,5,
ф1 = 8°; jV2=1,0, ф2= 10,5°; #3=2,0, ф3=20° и по формулам
c=q>2-.aNl-
получена функция ф=3#24-0,5# + 7 @<N<2,0). A)
Для второй параболы: ЛЛ = 2,0, ф1 = 20°; #2=2,5, ф2=26,5°;
#3 = 3,0, Фз=34,2°;
Ф=2,4#2 + 2,2jV + 6 B,0<Л/<3,0) B)
Проверено, что во всех других точках обе параболы совпа-
совпадают с пятикратно увеличенным графиком 2 практически идеаль-
идеально (в пределах толщины линии, т. е. до 0,1°). Кривая 4 на рис. 1
с такой же точностью описывается одной параболой
Ф=—0,5jV2 + 6,55jV+ 16,75 B,6<iV<6) C)
(опорные точки: #i = 2,6,cpi = 30,4°; #2=4,0,ф2= 34,95°; #3 = 6,0,
фз= 38,05°). Графики 2 и 4 пересекаются в точке 2820 об/мин,
31,25°. Аналогично, только с помощью большего числа пара-
параболических отрезков, можно функционально представить и гра-
графики 1, 3 и любой другой.
В синтезаторе таблица кодов ППЗУ составлена из расчета,
что полупериоду вращения коленчатого вала 5 мс F000 об/мин)
соответствует 140 тактовых импульсов, а значит, измерительному
интервалу— 105 (частота ТИ /ти=28 кГц). Выходной код счет-
счетчика периода или, что одно и то же, адрес ППЗУ
т
где Т=60/#, из чего следует N= 90/ти/D-А). При заполнении
10-разрядного СчТЫмин=615 об/мин. Выходной код ППЗУ
—Д, характеризующий, по сути, задержку сигнала, исчисляемую
от момента окончания измерительного интервала, определяется
формулой
Д = Л[45°-(ф(Л0-фн)]/135°, D)
где фн — начальный угол ОЗ, задаваемый при установке БД.
Таблица 1
N, об/мин фоз
Ди
Д2
511
510
411
410
158
157
112
•)
111
105
104
70
69
54
53
52
1023
1022
1021
1020
823
822
821
820
317
316
315
314
225
224
223
223
223
222
211
210
209
208
141
140
139
138
109
108
107
106
105
104
1111111111 615,84 8,45
11 1111 1110 615,4 8,45
11 1111 ПО 1 617,04 8,45
И 1111 110 0 617,64 8,45
11 ООН 011 1
И ООН 011 О
11 ООП 010 1
11 0011010 0
01 ООН 110 1
01 ООН 110 0
01 ООП 101 1
01 ООП 101 О
00 1110 000 1
00 1110 000 0
00 1101 111 1
00 1101 111 1
00 1101 111 1
00 1101 1110
00 1101 001 1
00 1101 001 О
00 1101 000 1
00 1101000 0
00 1000 110 1
00 1000 110 0
00 1000 101 1
00 1000 101 О
000110 110 1
0001101100
00 0110 101 1
000110 101 О
00 0110 100 1
00 0110 100 0
765,5 9,14
766,4 9,14
767,36 9,15
768,3 9,15
1987,4 19,84
1993,7 19,92
2000,0 20,0
2006,4 20,07
2800,0
2812,5
2825,1
2825,1
2825,1
2837,8
4468,1
4500,0
4532,4
4565,2
5779,8
5883,3
5877,8
5943,4
6000,0
6057,7
30,98
31,17
31,37
31,32
31,26
31,31
2985,8 34,85
3000,0 31,9
3014,4 31,95
3028,8 32,0
36,03
36,1
36,17
36,23
37,91
37,94
37,98
38,02
38,05
38,08
322,47
322,13
321,8
321,46
255,19
254,85
254,51
254,17
73,16
72,75
72,33
71,93
33,37
32,9
32,43
32,51
32,6
32,38
29,93
29,7
29,49
29,27
15,63
15,45
15,16
15,1
10,57
10,44
10,32
10,2
10,07
9,95
1111 1111
1111 1111
1111 1111
1111 1111
1111 1111
1111 1111
1111 1111
1111 1111
0100 1001
0100 1001
0100 1000
0100 1000
0010 0001
0010 0001
0010 0000
0010 0001
0010 0001
0010 0000
0001 1110
0001 1110
0001 1101
0001 1101
0001 0000
0000 1111
0000 1111
0000 1111
0000 1011
0000 1010
0000 1010
0000 1010
0000 1010
0000 1010
FF
FF
FF
FF
FF
FF
FF
FE
49
49
48
48
21
21
20
21
21
20
IE
IE
ID
ID
0
0F
0F
0F
0B
0A
0A
0А
PA
* Среднее двух значений, рассчитанных по формулам B) и C), вблизи
точки излома характеристики 03.
Поэтому он должен быть минимальным из всех записываемых
в память характеристик 03 при N=NMiiH (в синтезаторе фн=6°).
Примеры и порядок записи результатов вычислений по формулам
A) — D) для ряда характерных точек зависимости <p(jV), со-
составленной из графиков 2 (для бензина Аи-93) и 4, приведены
в табл. 1. В ней имеются соответствующие данные и на случай
записи <p(iV) при девятиразрядном адресе ППЗУ.
В табл. 1:
А\о-9р — десятичный код девятиразрядного адреса ППЗУ;
Аю-юр — то же десятиразрядного адреса;
Ач — двоичный код десятиразрядного адреса (двоичный код
девятиразрядного адреса получается из него же вычеркиванием
столбца младшего разряда, т. е. правого);
N — частота вращения коленчатого вала двигателя;
cp(N) — угол 03, определяемый по формулам A) — C);
Дм, Д2, Д\в — соответственно десятичный, двоичный и шест-
шестнадцатиричный коды выхода ППЗУ, вычисляемые по формуле
D). Последний из них требуется как стандартный при оформле-
оформлении задания на программирование ППЗУ.
В табл. 2 представлена полная последовательность шестнад-
шестнадцатиричных кодов, являющаяся колонкой Д^ в табл. 1, начатая
с адреса Лю—io/t»= 105 в сторону его увеличения до Аю-юр^ 1023.
Эта таблица пригодна и для 9-разрядного адреса: начальным
будет Лю-9р=52, а соответствующие коды выхода ППЗУ распо-
расположены в ней через один, начиная с первого.
Как отмечалось, в синтезаторе предусмотрена возможность
сдвигать записанные характеристики вдоль оси N. Действительно,
при увеличении частоты ГТИ относительно номинального значе-
значения некоторому неизменному измерительному интервалу будет
соответствовать большее число просуммированных счетчиком СчТ
тактовых импульсов, т. е. как бы меньшее значение N и согласно
зависимости cp(N) меньший угол 03, а в случае уменьшения
частоты — наоборот. Например, для Af = 1500 об/мин при расчет-
расчетном значении частоты ГТИ угол <рОз= 14,5°, а при 10 %-ном
ее увеличении он будет соответствовать на той же характеристике
значению #=0,9-1500 об/мин и станет равен фA350) = 13,14°,
т. е. опережение уменьшится на 1,36°. В точке излома характери-
характеристики B820 об/мин, 31,25°) <p@f9 2820) = 27,04°, так что опережение
уменьшится на 4,2°. Угол же в о 1,25° будет соответствовать
значению 2820/0,9=3133 об/мин, для которого при номинальной
частоте ГТИ фОз=32,3° и опять-таки угол ОЗ стал меньше на 1°.
При 6000 об/мин разница составит 0,5°.
Смещение графика <р(Ю показано на рис. 4. Как видно,
при изменении частоты ГТИ изменяется и вид графика, однако
преобладающей тенденцией является сдвиг. Кстати, видоизме-
видоизменение получается благоприятным: при сдвиге характеристики
ОЗ вправо (с увеличением частоты) крутизна ее детонации
графика 2 становится меньше, а при сдвиге влево — больше.
Верхняя же часть (график 4) остается фактически неизменной.
При работе синтезатора с бесконтактным датчиком в других
регулировках практической необходимости не возникает. Имея
2—4 «переключаемые» зависимости ф(#) и возможность измене-
139
Таблица 2
060 — — — — — — — — — 0А 0А 0А 0А OB OB OB
070 OB OB OB OB ОС ОС ОС ОС ОС ОС ОС OD OD OD OD 0D
080 0D ОЕ ОЕ ОЕ ОЕ ОЕ ОЕ OF OF OF OF OF OF 10 10 10
090 10 10 11 11 11 11 11 11 12 12 12 12 12 13 13 13
ОАО 13 13 14 14 14 14 14 15 15 15 15 15 16 16 16 16
OBO: 16 17 17 17 17 17 18 18 18 18 19 19 19 19 19 1A
OCO: 1A 1A 1A 1A IB IB IB IB 1С 1С 1С 1С 1С ID ID ID
ODO: ID ID IE IE IE IE IF IF IF IF IF 20 20 20 20 21
OEO: 21 21 22 22 23 23 24 24 25 26 26 26 27 27 27 28
OFO: 28 29 29 2A 2A 2B 2B 2B 2C 2C 2D 2D 2E 2E 2F 2F
100: 30 30 30 31 31 32 32 33 33 33 34 34 35 35 36 36
110: 36 37 37 38 38 39 39 39 ЗА ЗА ЗВ ЗВ ЗС ЗС ЗС 3D
120: 3D ЗЕ ЗЕ ЗЕ 3F 3F 40 40 41 41 41 42 42 43 43 43
130: 44 44 45 45 45 46 46 47 47 48 48 48 49 49 4 А 4 А
140: 4А 4В 4В 4С 4С 4С 4D 4D 4Е 4Е 4Е 4F 4F 50 50 51
150: 51 51 52 52 53 53 53 54 54 55 55 55 56 56 57 57
160: 57 58 58 59 59 59 5А 5А 5В 5В 5В 5С 5С 5С 5D 5D
170: 5Е 5Е 5Е 5F 5F 60 60 60 61 61 62 62 62 63 63 63
180: 64 64 65 65 65 66 66 67 67 67 68 68 68 69 69 6А
190: 6А 6А 6В 6В 6С 6С 6С 6D 6D 6D 6Е 6Е 6F 6F 6F 70
1А0: 70 70 71 71 72 72 72 73 73 73 74 74 75 75 75 76
1В0: 76 76 77 77 78 78 78 79 79 79 7А 7А 7В 7В 7В 7С
1С0: 7С 7С 7D 7D 7D 7Е 7Е 7F 7F 7F 80 80 80 81 81 82
1D0: 82 82 83 83 83 84 84 84 85 85 86 86 86 87 87 87
1Е0: 88 88 88 89 89 8А 8А 8А 8В 8В 8В 8С 8С 8С 8D 8D
1F0: 8Е 8Е 8Е 8F 8F 8F 90 90 90 91 91 92 92 92 93 93
200: 93 94 94 94 95 95 95 96 96 97 97 97 98 98 98 99
210: 99 99 9А 9А 9А 9В 9В 9С 9С 9С 9D 9D 9D 9Е 9Е 9Е
220: 9F 9F 9F АО АО А1 А1 А1 А2 А2 А2 A3 A3 A3 А4 А4
230: А4 А5 А5 А5 А6 А6 А7 А7 А7 А8 А8 А8 А9 А9 А9 АА
240: АА АА АВ АВ АВ AC AC AD AD AD AE AE AE AF AF AF
250: ВО ВО ВО В1 В1 В1 В2 В2 ВЗ ВЗ ВЗ В4 В4 В4 В5 В5
260: В5 В6 В6 В6 В7 В7 В7 В8 В8 В8 В9 В9 ВА ВА ВА ВВ
270: ВВ ВВ ВС ВС ВС BD BD BD BE BE BE BF BF BF CO CO
280: CO Cl Cl C2 C2 C2 C3 C3 C3 C4 C4 C4 C5 C5 C5 C6
290: C6 C6 C7 C7 C7 C8 C8 C8 C9 C9 C9 CA CA CB CB CB
2A0: CC CC CC CD CD CD CE CE CE CF CF CF DO DO DO Dl
2B0: Dl Dl D2 D2 D2 D3 D3 D3 D4 D4 D5 D5 D5 D6 D6 D6
2C0: D7 D7 D7 D8 D8 D8 D9 D9 D9 DA DA DA DB DB DB DC
2D0: DC DC DD DD DD DE DE DE DF DF EO EO EO El El El
2E0: E2 E2 E2 E3 E3 E3 E4 E4 E4 E5 E5 E5 E6 E6 E6 E7
2F0: E7 E7 E8 E8 E8 E9 E9 E9 EA EA EA ЕВ ЕВ ЕВ EC EC
300: EC ED ED ЕЕ ЕЕ ЕЕ EF EF EF FO FO FO Fl Fl Fl F2
310: F2 F2 F3 F3 F3 F4 F4 F4 F5 F5 F5 F6 F6 F6 F7 F7
320: F7 F8 F8 F8 F9 F9 F9 FA FA FA FB FB FB FC FC FC
330: ED ED ED FE FE FF FF FF
340:
350:
360:
ЗЁ0:
3F0: FF FF FF
Тире ( — ) означает, что ячейка с этим адресом не программируется.
140
Рис. 4. Смещение графика зависи-
мости угла ОЗ при изменении час-
тоты тактовых импульсов
го
/о
0 WOO 2000 3000 Ш0 5000 Ш/мин
ния частоты ГТИ на ±7...5 %, можно с указанной выше точ-
точностью перекрыть всю область детонационных характеристик,
соответствующих маркам бензина АИ-98 (95), АИ-93, А-76 и их
суррогатам. Выбранный же при составлении таблицы програм-
программирования ППЗУ и единожды установленный начальный угол
ОЗ в процессе эксплуатации двигателя, очевидно, регулировать
не понадобится, ибо обычно БД не содержат изнашивающих
деталей, влияющих на фн. Максимальную точность синтезатора
(при 10-разрядном адресе ППЗУ) можно реализовать лишь
с датчиком, который управляется непосредственно от коленчатого
вала (конструктивно — чаще всего от маховика). Традиционный
же привод датчика от вала распределителя зажигания вносит
случайную ошибку угла ОЗ до ±0,5... 1°. В этом случае рациональ-
рационально будет ограничиться 9-разрядным адресом, что позволит сокра-
сократить необходимый объем памяти либо удвоить число записанных
характеристик ОЗ.
Синтезатор можно использовать и с обычным прерывателем,
если его дополнить преобразователем управляющих сигналов
к требуемому виду (см. рис. 3,а). Принципиальная схема и вре-
временные диаграммы работы такого устройства представлены на
рис. 5 и 6. Функционирует оно так.
При размыкании контактов прерывателя (рис. 6,а) на Q-вы-
ходе /JS-триггера, собранного на логических элементах DD8.1
и DD8.2, устанавливается уровень «1» (рис. 6,6). Соответствую-
Соответствующее ему напряжение воздействует на неинвертирующий вход
интегратора DA1.1, а на инвертирующий — «0» с Q-выхода этого
триггера. Выходное напряжение интегратора равно
([5], с. 139), где ?Д1; и i/(BX)—напряжения на неинвертиру-
ющем и инвертирующем входах ОУ DA1.1, ti = (/?3 + /?5)-C2,
т2=/?4-СЗ — постоянные времени, / — текущее время. Поэтому
вслед за переключением /?5-триггера напряжение на входе триг-
триггера Шмитта — неинвертирующем входе ОУ DA1.2 — будет ли-
141
СЗ 3,3 мк* 16 В -4-
С2 Юмк*16В
К вы 6.14 DD8U U3 (рис 2)
КВшв! BD8
Рис. 5. Принципиальная схема преобразователя-корректора, используемого при
работе синтезатора от прерывателя
нейно возрастать (рис. 6,в). Когда оно достигнет порога переклю-
переключения триггера, на катоде диода VD4 возникнет положительный
перепад напряжения, т. е. уровень лог. «1», который переключит
RS-триггер в противоположное состояние. После этого ?/вых х
начнет линейно убывать до момента очередного размыкания
контактов прерывателя либо до минимально возможного на
выходе ОУ DA1.1 напряжения, если частота размыканий соответ-
соответствует 400...500 об/мин. В начале нисходящей ветви графика
Ubuxi триггер Шмитта вернется в исходное состояние. Таким
образом на его выходе при переключениях образуются короткие
положительные импульсы (рис. 6,г), длительность которых опре-
определяется соотношением сопротивлений резисторов R8, R9 и вели-
величиной ть При указанных на схеме значениях она равна примерно
0,5 мс, а ширина петли гистерезиса триггера Шмитта около 0,3 В.
Порог срабатывания триггера равен напряжению на стабилитроне
VD3, а термостабильность порога обусловлена суммарным ТКН
этого стабилитрона и диода VD4.
Очевидно, длительность положительного импульса на Q-вы-
ходе /?5-триггера соответствует измерительному интервалу в си-
сигнале бесконтактного датчика, а пауза — интервалу управления.
Соотношение между ними в пределах стабильности устройст-
устройства и границ выходного напряжения интегратора не зависит
от частоты размыканий прерывателя. С помощью резистора
R3 его можно установить равным 135°/45° согласно записан-
записанной в ППЗУ программе. Характерно, что уменьшение (или уве-
увеличение) этого соотношения эквивалентно увеличению (или
уменьшению) начального угла 03 при одновременном незначи-
142
%
а
Q Ч
6
д
1/^/Я)
п г[
Рис. б. Временные диаграммы работы преобразователя-корректора
тельном изменении крутизны зависимости q>(N), как это следует
из формулы D).
Если, например, отношение сигнал/пауза сделать равным
130°/50°, то запрограммированная зависимость будет воспроиз-
воспроизводиться синтезатором как ф(Лг) с начальным углом не 6°, а 11°
и увеличенной крутизной, как в случае уменьшения частоты
ГТИ на A35°— 130°)/135° = 3,7 %, ибо на такую же величину
уменьшится код адреса ППЗУ. Если же отношение сигнал/пауза
будет больше нормы, допустим 140°/40°, то все сдвинется в дру-
другую сторону. В сопоставлении с вышеприведенным примером
для 10 % увеличения частоты, к которому относятся графики
на рис. 4, здесь изменение крутизны малозаметно. Например,
в точке излома характеристики (при 2820 об/мин) угол ОЗ умень-
уменьшится не на 4,2°, что было максимальным значением, а только
на 1,5°, в то время как за счет уменьшения начального угла
вся характеристика сдвинется на 5°. Эта особенность описанного
преобразователя сигнала создает благотворную возможность
электронным путем (с помощью резистора R3) корректировать
начальный угол 03 в случае работы синтезатора от прерывателя
по крайней мере на ±5...7° при практически неизменном
виде зависимости (jp(jV).
Помимо коррекции угла ОЗ это устройство позволяет регули-
регулировать и наклон характеристик 03, но только в сторону умень-
уменьшения крутизны. Для этого предназначена интегрирующая цепь
R2C1, обеспечивающая независимую от величины N временную
задержку переключения /^S-триггера относительно момента раз-
размыкания контактов прерывателя. Диапазон времени задержки
/3=0...0,7-У?2-С1, а угол задержки ф3= 180°/3#/30. При указан-
указанных значениях R2, С1 это составляет до 1,1° на 800 об/мин,
до 3,9° на 2820 об/мин и до 8,2° на 6000 об/мин. Возможность
введения ф3 вместе с корректировкой фн при незначительном
С4 WOO № W
8...15ВкКД521А №21 A
I1
RI6 Ik
C5 % П
13mk*WB L| 3,Змк*16Ь
yJJ/wx/ffrj-jJw
VD8
КД521А
WO KC515A
- Ik (-
RI7 560
Рис. 7. Принципиальная схема автономного источника электропитания пре-
преобразователя-корректора
(+6.2B)
К FUf 5A ^
Ж4 КДШБ
A4) ^^
VD25 КДЮ2Б '
KK28
~*~K KM. (VT2)
Ш) (m)
-(cm m-
" ша =
* +
VZ7Z7
C21
= ^
= C22 47mkx!S3
КДЮ26
-e*- IT (
I =
Uj [ • /и... /и uj
^ U (
-/3...I5B)
Рис. 8. Принципиальная схема общего источника электропитания автоматизиро-
автоматизированного блока электронного зажигания (АБЭЗ) и цифрового регулятора угла
опережения зажигания
изменении крутизны характеристики ОЗ подводят к выводу
о том, что при работе с прерывателем предпочтительнее уста-
устанавливать поворотом распределителя зажигания начальный
угол менее 6°, чем наоборот. Тогда корректировка <рн с помощью
R3 в сторону увеличения приведет к увеличению и крутизны
характеристики, а ее можно уменьшить за счет введения задерж-
задержки. За ненадобностью цепь временной задержки можно изъять,
подключив /?1 непосредственно к выводу 6 элемента DD8.2
Неизбежным неприятным следствием применения ОУ являет-
является необходимость в двухполярном источнике питания. Пример
схемы такого автономного устройства приведен на рис. 7. На
элементах DD8.3, DD8.4 собран У?С-генератор импульсов типа
меандр с частотой 20...40 кГц. Он управляет транзисторными
ключами VT1, VT2, к эмиттерам которых подключены двухзвен-
ные умножители напряжения по каждой полярности. Стабилиза-
144
ция напряжений осуществляется с помощью резисторов /?16,
R17 и стабилитронов VD9, VD10.
Если ЦифРУОЗ предполагается использовать совместно
с АБЭЗ, то целесообразно изготовить общий источник электро-
электропитания по схеме, изображенной на рис. 8. В скобках указаны
обозначения элементов, имеющихся в АБЭЗ, а подчеркнутые —
в синтезаторе. Его достоинства основываются на перекомпенси-
перекомпенсированной стабилизации выходных напряжений блокинг-генерато-
ра, в состав которого входит и трансформатор 77 (АБЭЗ) с допол-
дополнительными обмотками V и VI. Благодаря перекомпенсации даже
нет необходимости стабилизировать напряжение Ua и Us. Все
указанные номиналы напряжений обеспечиваются при изменении
напряжения бортовой сети автомобиля ?, от б до 18 В (реально
этот диапазон еще шире в обе стороны).
Характерно, что при Еа менее 8...9 В ток в катушки L1 и
(L3) поступает через диод VD25 (VD24 закрыт), так как амплиту-
амплитуда импульсов (обратного хода блокинг-генератора) на обмотке
V выше этого значения, а при большем напряжении Еа — через
диод VD24 (VD25 закрыт). Попутно диод VD24 отсекает возмож-
возможные в бортовой сети импульсы напряжения помех отрицательной
полярности. При использовании общего источника питания
в АБЭЗ можно изъять диод VD21 и резистор /?38, подключив
эмиттер VT12 к UnilT 2( + 0f7 В). Кроме того, желательно общие
точки резисторов R11 с R12 и эмиттера VT5 с конденсатором
СЗ синтезатора подключить к UnHT \. В этом случае токи потребле-
потребления будут таковы:
по цепи ?/пит i( + 7,7 В) менее 10 мА (без учета токопо-
требления светодиода синтезатора, которое может быть
0...12 мА);
по цепи Uniir2(+0J В) менее 3 мА;
по цепи (/3( + 6,2 В) менее 10 мА;
по цепи (/4(—-15 В) до 5 мА;
по цепи (/5(+15 В) 13...15 мА.
Цифровой регулятор конструктивно объединен с автомати-
автоматизированным блоком электронного зажигания. Все его детали
размещены на отдельной печатной плате (рис. 9) из фольгирован-
ного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм, имеющей такие же раз-
размеры, что и платы упомянутого блока. На несущей пластине
корпуса блока она установлена вместе с двумя другими платами
ребром и также крепится винтами с помощью уголковых скобок.
Корпуса микросхем приклеены к плате через тканевые прокладки
толщиной около 1 мм выводами наружу, т. е. от поверхности
платы. Соединения сделаны проводом ПЭЛ-1 0,12 непосредствен-
непосредственно «с ножки на ножку», причем диоды с их проволочными выво-
выводами тоже использованы в качестве связующих элементов.
Фольговыми проводниками выполнены только шины питания и
«земля». Соответствующие выводы ИМС припаяны к ним посред-
посредством стоек из проволоки Диаметром 0,5...0,7 мм. Для остальных
деталей — транзисторов,
диодов, конденсаторов и
резисторов — печатный
монтаж обычный.
Корпус транзистора
VT1 автор использовал
КТ342 вставлен на клею
в просверленное в плате
отверстие диаметром 5 мм.
Нагрузочные резисторы
ППЗУ (DD4) /?hi-/?h8
(по 15 к) установлены со
стороны фольги. Для изо-
изоляции от нее использо-
использованы кусочки ватмана,
выводы резисторов пропу-
пропущены парами в четыре
отверстия диаметром
1,5 мм, которые просвер-
просверлены между корпусами
DD2 и DD4. Если вывод
9 ИМС DD2.2 подключить
к выводу 10 DD7, то срав-
сравнение выходных кодов
СчУ и ППЗУ и срабаты-
срабатывание DD2.2 будут строби-
рованы тактовыми импу-
импульсами.
Конденсаторы С1 —
СЗ, С5 любые типа
КЮ-7В, КЛС, КМ. Все
резисторы — МЛТ или
МТ. В качестве транзис-
транзисторов VT1, VT2, VT4 мож-
можно применить любые
КТ315, КТ342, КТ3102 и
подобные им, VT5 —
КТ361, КТ209, КТ3107 и
аналогичные с любыми
буквенными индексами.
На месте VT3 необходим
средне- или высокочастот-
высокочастотный транзистор с допусти-
допустимым импульсным током
коллектора не менее 200
мА. Кроме любых КТ209,
подойдут КТ208 (наилуч-
(наилучший вариант), КТ502,
Рис 9 Печатная плата
147
КТ3107 и др. Диоды —любые из серий КД520, КД521, КД522,
но можно применить и КД503, КД509.
Катушка Ы, как и в блоке зажигания, должна иметь индук-
индуктивность 5...15 мГ и сопротивление 40...80 Ом. Если предполагает-
предполагается работа синтезатора вместе с АБЭЗ, то лучше будет установить
светодиод HL1 с зеленым свечением, поскольку в блоке зажигания
уже имеются желтый, оранжевый и красный.
Наиболее желательными микросхемами для синтезатора яв-
являются ИМС серии К564, ибо по всем электрическим и эксплуата-
эксплуатационным параметрам они превосходят ИМС серии К561, а по
диапазону допустимых температур ( — 60...+ 125 °С) они самые
подходящие (для ИМС серии К561 всего —45... + 85 °С). Правда,
применение ИМС серии К564 прибавит трудностей в монтаже —
у них очень тонкие мягкие выводы, а интервал между ними
вдвое меньше, чем у ИМС серии К561.
ИМС программируемого ПЗУ можно взять любые из серии
КР556, в том числе и с 4-разрядным выходом [4], подбирая их
состав таким, чтобы для записи одной характеристики ОЗ имелось
512 словХ8 разрядов (или 1024X8). Однако бессмысленно
создавать объем памяти более чем на 4 характеристики, учитывая
возможность их сдвига по оси N, а при наличии преобразователя-
корректора (см. рис. 5) — и по оси углов ОЗ. Вместо этих ПЗУ
можно применить и репрограммируемые типа ЛИЗМОП напр.,
К573РФ2 B048X8), которые лучше согласуются с КМОП-струк-
турами ИМС серии К564 и К561.
Но с ними есть опасность, что из-за самостирания информа-
информации через 3—5 лет появятся непредсказуемые изменения в запи-
записанной программе.
В преобразователе-корректоре вместо указанного сдвоенного
операционного усилителя К140УД20 лучше даже применить более
теплостойкую микросхему КМ551УД2А (Б) или неплохо себя
зарекомендовавшую в системе зажигания ВАЗ-2108 (-09)
К140УД1. Однако приемлемы и многие другие варианты, напри-
например два ОУ К140УД7 и даже КР140УД1. /?Я-триггер и RS-геиера-
тор (см. рис. 5 и 7) можно собрать, конечно, не только на эле-
элементах с логикой «2 ИЛИ-НЕ». Пригодны «2 И-НЕ» и ряд
других. Но в предложенном варианте все минимально необходи-
необходимые элементы составляют один корпус, чего не получается в дру-
другом исполнении.
Следует особо отметить, что при монтаже ИМС серий К561
или К564 обязательно нужно неукоснительно соблюдать предпи-
предписанные ТУ требования, чтобы исключить возможность пробоя
их входных цепей электростатическим напряжением.
В синтезаторе надо настраивать только частоту ГТИ. Де-
Делается это переменным резистором R6 при среднем положении
движка потенциометра R8. Все остальное непременно будет нор-
нормально работать, если элементы исправны и правильно распаяны.
Тем не менее после сборки и проверки монтажа надо проконтро-
148
лировать номиналы питающих напряжений и работоспособность
транзисторов по принципу «открыт-закрыт». Работа счетчиков
(обнуление, счет), соответствие выходных кодов ППЗУ таблице
программирования и все остальные переключения хоть и долго, но
просто проверяются способом пошагового счета. Для этого нужно
шины сигнала F> F и «выхода 1» ГТИ зашунтировать на «землю»
через резисторы сопротивлением 10...30 к. После этого отключить
две первые от транзисторов АБЭЗ, а третью — от вывода 10
DD7.3. Затем с помощью одного двухпозиционного тумблера
подключить напряжение U3 либо к шине F, либо kF, а через
кнопку (или другой тумблер) это же напряжение подать на шину
«выход 1».
Далее, установив на шине F напряжение i/з, что будет соот-
соответствовать измерительному интервалу, при включении-выключе-
включении-выключении кнопки можно проверить работу счетчика СчТ, а переключив
тумблер в противоположное состояние,— работу СчУ. Установив
таким образом какие-либо коды на выходах счетчиков, можно
проверить работу ППЗУ и записанную программу, имитируя
импульсное питание ИМС DD4 кратковременным (до 1 с) замы-
замыканием коллектора VT2 на «землю». Контролировать совпадение
выходных кодов ППЗУ и СчУ можно по напряжению на резисторе
/?9, на выводе // DD2.2 и на коллекторе VT1.
«Переключатель характеристик» 03 SA1 и потенциометр
R8 крепятся вместе с SA1 и SA2 АБЭЗ на рулевой колонке.
Чтобы легко можно было на ощупь оценить положение движка
потенциометра, т. е. примерное значение частоты ГТИ и, стало
быть, сдвиг характеристики 03, на его ось насажена ручка-
«клювик». Регулировочные элементы корректора — R3 и R2 рас-
расположены под кожухом блока, а оси этих резисторов выведены
«под шлиц». Балансировочные потенциометры фактически за-
заменены парами постоянных резисторов, в которых одно подбира-
подбирается при настройке.
Светодиодный индикатор исправности ЦифРУОЗ подбором
цепи R18C3 настраивается на редкое, но хорошо заметное вспы-
вспыхивание при 1500...2000 об/мин.
Литература
1. Тюфяков А. Система зажигания без секретов: Сб. Автомобилист-86.—
М.: ДОСААФ, 1986.
2. Алексеев С. Формирователи и генераторы на микросхемах структуры
КМОП.— Радио, 1985, № 8, с. 31.
3. Алексеев С. Применение микросхемы серии К561.—Радио, 1986, №11,
с. 3, № 12, с. 42.
4. Воробьева Н. Однократно программируемые ПЗУ серии КР556. Микро-
Микропроцессорные средства и системы.—М.: ГКВТИ, 1987, №№ 1, 2, 3.
5. Щербаков В., Грездов Г. Электронные схемы на операционных
усилителях. Справочник.— Киев, «Техника», 1983.
149
ЩУП-ЧАСТОТОМЕР
П. Алешин
Описываемое устройство оформлено в виде щупа и позволяет
определять логические уровни ТТЛ и КМОП-микросхем, частоту
импульсных сигналов до 1 МГц. Может работать и как счетчик,
считающий до 10ь импульсов. Напряжение питания щупа состав-
составляет 5 или 9 В.
Схема щупа приведена на рис. 1, временная диаграмма
работы частотомера — на рис. 2. Сигнал измеряемой частоты
через резистор Rly образующий с диодами VD1 и VD2 ограничи-
ограничитель входного сигнала, поступает на элемент DD4.2, выполняю-
выполняющий роль клапана. На второй вход клапана поступает импульс
отрицательной полярности длительностью 1 с, разрешающий про-
прохождение измеряемой частоты на выход клапана. Выходной
сигнал клапана подается на шестиразрядный счетчик DD5—
DD10, выполненный на микросхемах К490ИП1. Эти КМОП-ми-
кросхемы содержат, кроме десятичного счетчика и формирова-
формирователя кода семисегментного индикатора, подобно К176ИЕ4, семи-
сегментный индикатор красного свечения, что делает их неза-
незаменимыми для построения малогабаритных счетчиков.
Основой формирователя секундных импульсов служит квар-
кварцевый генератор на частоту 32 768 Гц, собранный на микросхеме
DD2. Работу формирователя в режиме частотомера (контакты
переключателя SA1 «Частотомер» — «Счетчик» разомкнуты) рас-
рассмотрим, начиная с того момента, когда триггер DD3.1 находится
в состоянии «1», триггер DD3.2 — в состоянии «О». На входе D
триггера DD3.1 при этом — лог. «О» с выхода DD3.2 на входах
D и S триггера DD3.2 — лог. «О». Фронт первого импульса
с частотой 1 Гц с выхода 5 микросхемы DD2 установит триггер
DD3.1 в состояние «О», лог. «1» с его инверсного выхода 12 уста-
установит триггер DD3.2 по входу 5 в состояние «1». Лог «О» с выхода
13 триггера DD3.1 поступит на входы гашения Г микросхем
DD5 — DD10 и выключит индикатор. Фронт отрицательного
импульса с выхода DD4.1 продифференцируется в цепочке C3R11
и, проинвертировавшись в элементе DD4.3, в виде короткого
положительного импульса A...1,5 мкс), поступит на входы /?,
DD5 — DD10 и обнулит счетчик.
Следующий фронт импульсов с частотой 1 Гц установит
триггер DD3.1 в состояние «1», поскольку на его вход D приходит
лог. «1», а триггер DD3.2 останется в состоянии «1», так как
на его входе S присутствует лог. «1». Очередной фронт с выхода
S DD2 не изменит состояния DD3A (на его входе D по-прежнему
лог. «1»), но триггер DD3.2 установится в «О» (на его входах
D и S — лог «О»), восстановится исходное состояние триггеров.
© П. Алешин, 1991
150
w
КЛ522Б
К ВыВ И 001ЖЖ _ ^
ВыВ16 0D2 f r ^
вд/6,5 005-ддЮ
С5 0,068мк
К Выв. 7 ОдЬОШМ 1 _ пА
Выв. 8 002 Г1 "^
-J= i/ 32768 Гц
CI*I6
BUI K56MHZ
DD2 КП6ИЕ12
ВОЗ К564ТМ2
№ К5ШЕ5
005'DOIO К490ИП1
Рис. 1. Принципиальная
схема щупа-частотомера
Рис. 2. Временные диа-
диаграммы, поясняющие ра-
работу щупа
щм//
Счет Индикация
Таким образом, в течение 3 с формируется цикл работы частото-
частотомера: короткий импульс сброса, импульс отрицательной поляр-
полярности на входе 1 DD4.2, разрешающий счет измеряемой частоты
в течение 1 с, одновременно с ним импульс отрицательной поляр-
полярности с выхода 13 DD3.1 выключает индикацию счетчика, двух-
секундный интервал индикации.
В режиме работы устройства в качестве счетчика контакты
SA1 замкнуты, триггер DD3.1 установлен в состояние «1»,
DD3.2 — в «О», делитель миросхемы DD2 остановлен. В результа-
результате на выходе 13 DD3.1—лог. «1», разрешающая индикацию,
на выходе DD4.1 — лог. «О», разрешающий прохождение вход-
входных импульсов через DD4.2 на счетчик.
При кратковременном нажатии на кнопку SB1 происходит
переход в режим частотомера, запускается делитель DD2, сразу
же на его выходе S возникает фронт положительного импульса,
он устанавливает триггер DD3.1 в состояние «О» (на его входе
D — лог. «О»). Спад импульса с выхода DD4.1, продифференци-
ровавшись в C3R11, сбрасывает счетчик в состояние «О». После
отпускания кнопки SB1 восстанавливается работа в режиме
«Счетчик».
Индикация логических уровней осуществляется пятиэлемент-
ным индикатором HG1, при этом используются только два эле-
элемента, управление ими осуществляется микросхемой DDL Резис-
Резисторы R2 — R5 при настройке подбирают так, чтобы порог вклю-
включения элемента DD1.1 по входному напряжению щупа составлял
0,5...0,7 В (при напряжении питания 5 В), а элемента DD1.3 —
около 2,5 В. Поэтому при подаче входного напряжения более
2,5 В будут включены DD1.1, DD1.3, DD1.5; лог. «0» с выхода
DD1.5 включит верхний (по положению в щупе) элемент индика-
индикатора HG1 и будет индицироваться уровень лог. «1». Если
входное напряжение менее 0,5 В, то DD1.1, DD1.3, DD1.5
выключены, DD1.2 включен, лог. «0» с его выхода включает
нижний сегмент индикатора HG1 и индицирует лог. «0». При
промежуточном напряжении на входе щупа или в том случае,
когда щуп никуда не подключен, элемент DD1.1 включен, элемент
DD1.3 — выключен, индикатор HG1 погашен.
Для нормальной работы микросхем К490ИП1 на них нужно
подать два напряжения питания: + 9 В для питания счетчика
и +5 В — для индикатора. Большинство микросхем удовле-
удовлетворительно работает при подаче +5 В на оба вывода питания,
но +9 В на оба вывода подавать нельзя. Поэтому для гашения
избыточных 4 В использован стабилитрон VD3. При питании
от +5 В он замыкается переключателем SA2.
Щуп собран на печатной плате из двустороннего стеклотексто-
стеклотекстолита размерами 142,5X20 мм. Расположение проводников на сто-
стороне установки микросхем показано на рис. 3,6, на противо-
противоположной стороне — на рис. 3,а.
В щупе использованы резисторы КИМ-0,05 (R2 — R5),
КИМ-0,125(/?Р), остальные — МЛТ-0,125. Конденсаторы — КМ-5
и КМ-6, КТ4-256 (С2). Кварцевый резонатор размещается
в корпусе цилиндрической формы от наручных часов. В каче-
качестве SA1 и SA2 использован движковый переключатель ВДМ2-1,
кнопка SB1 — МП7. Индикатор HG1 — АЛС317 с любым буквен-
буквенным индексом. Следует иметь в виду, что ранее индикаторы
АЛС317А и Б выпускались с общим катодом, сейчас все инди-
каторы этой серии неза-
независимо от буквенного
индекса выпускаются
с общим анодом.
Микросхемы К490
ИП1 следует проверить
на достаточную яркость
при работе от -\-5 В.
В щупе их целесообраз-
целесообразно расположить в по-
порядке возрастания яр-
яркости, в этом случае
большой разброс яркос-
яркости не так заметен. Ин-
Индикатор HG1 и микро-
микросхемы DD5 — DD10
снабжены светофильт-
светофильтрами-линзами из комп-
комплекта микросхем К490
ИП1. Светофильтры
склеены между собой
с небольшими зазора-
зазорами при помощи двух
полосок из тонкого ор-
органического стекла.
Игла впаяна в паз пе-
печатной платы.
Конденсаторы С1
и частично С2 располо-
расположены над микросхемой
DD3, резонатор Z1 —
над резисторами R9 и
R10. Микропереключа-
Микропереключатель SB1 подпаян к
трем штырькам, впаян-
впаянным в отверстия печат-
печатной платы.
Плата с монтажом
помещена в футляр от
авторучки с красной
прозрачной крышкой.
Габариты футляра 17Х
23Х153 мм. Приливы
в основании футляра
вырезаны и на их мес-
место вклеены пластины
из органического стек-
стекла. Плата крепится
RI
Рис 3 Печатная плата щупа
к одной из них двумя винтами М2 (внизу на рис. 3), для чего в
пластине по месту просверлены два отверстия и нарезана резьба,
и одним винтом М2 с потайной головкой, для которого нарезана
резьба в одном из отверстий микропереключателя SBI МП7.
Настройка щупа производится подбором резисторов R2 и R5
для получения необходимых порогов включения сегментов HG1
при напряжении питания +5 В. Необходимо также проверить
правильность работы индикатора при напряжении питания +9 В.
При свободном щупе индикатор должен быть погашен, при подаче
напряжения 8 В — должна индицироваться лог. «1», при подаче
1 В — лог. «О».
Для настройки кварцевого генератора на вход щупа следует
подать импульсы с частотой 1 МГц и подстройкой конденсатора
С2 (и при необходимости подбором С1) установить показания
999999 или 000000.
Е. Карнаухов
Творческая мастерская радиолюбителя — это не только
материально-техническое оснащение рабочего места, подборка
интересных и разнообразных схемотехнических решений, знание
и умение использовать те или иные стандартные решения при
регулировании и настройке изготовленной аппаратуры. Это также
и находчивость, выдумка, фантазия конструктора в ограниченных
условиях домашней лаборатории решить ту или иную проблему.
Нет сверла очень маленького или очень большого диаметра —
не беда, выбран материал, не традиционный для привычной
всем пайки,— не проблема, необходимо сохранить микросхему
для многократного использования в условиях задуманного
эксперимента — сохраним. И все задачи решаются с неизменным
успехом. Пусть эти решения отражают всего лишь частные про-
проблемы для конкретных условий, но в результате рождаются
«маленькие хитрости» для больших проблем (нерешенная пробле-
проблема всегда выглядит большой). Они подхватываются соратниками
по увлечению, модифицируются или даже становятся источником
новых решений.
Предлагаемые ниже технологические советы помогут радио-
радиолюбителям в их интересной работе.
СПОСОБ МОНТАЖА МИКРОСХЕМ
Радиолюбитель П. Юзик из Днепропетровска предложил
способ монтажа микросхем, очень удобный при эксперименталь-
экспериментальной отработке узлов с использованием печатных плат. Поль-
Пользуясь этим способом, легко установить микросхему и, главное,
очень просто демонтировать ее без риска повредить. Он отлича-
© Е. Карнаухов, 1991
154
А-А
ется от общеизвестного тем, что вместо отверстий под выводы
микросхемы в печатной плате прорезают или выпиливают лобзи-
лобзиком пазы (см. рисунок). Вдоль пазов на ширине до 0,3 мм от
кромок удаляют фольгу, после чего делают контактные площадки
для подпайки выводов микросхемы. Площадки можно распола-
располагать по обе стороны каждого паза.
Устанавливают микросхему так: пропускают ее выводы в па-
пазы, а затем, отгибая их, припаивают к соответствующим кон-
контактным площадкам платы.
Демонтируют микросхему в такой последовательности:
прогревают паяльником место припайки одного из выводов микро-
микросхемы и, поддев вывод лезвием бритвы (или кончиком перочин-
перочинного ножа), отгибают его. После подготовки всех выводов микро-
микросхему снимают с платы.
Приведенные на рисунке размеры пазов рассчитаны на
микросхемы в корпусе 201.14-1, но подобным способом можно
монтировать микросхемы и в других корпусах ( «Кулон», «Трап»
и т. д.) при соответствующем изменении размеров пазов и рас-
расстояний между ними.
Во время экспериментальной проверки предложенного спосо-
способа в лаборатории производился не пропил прямоугольных отвер-
отверстий, а высверливался ряд отверстий диаметром 1,5 мм (это
существенно сокращает время изготовления платы).
ИЗГОТОВЛЕНИЕ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ
Иногда на плате необходимо оставить почти всю фольгу,
протравив лишь узкие промежутки между контактными площад-
площадками. В этом случае традиционная технология становится слиш-
слишком трудоемкой — ведь надо покрыть лаком почти всю плату,
оставив сетку узких просветов постоянной ширины.
Радиолюбитель А. Щепилов (Москва) пользуется другим,
более удобным приемом. На предварительно обезжиренной фоль-
фольге заготовки рейсфедером, ручкой или другим инструментом
рисуют все линии, которые надо стравить. В качестве краски
155
используют тушь, в которой растворен сахар в соотношении 1:1.
Когда тушь просохнет, всю поверхность фольги покрывают
асфальто-битумным лаком. После высыхания лака заготовку кла-
кладут в теплую (но не горячую) воду. Через некоторое время тушь
в местах нарисованных линий разбухает и прорывает лак. Ватным
тампоном аккуратно удаляют лак и остатки туши. После этого
травят плату обычным способом.
Описаный прием удобен при формировании плоских катушек
на плате, различных надписей, видных на просвет, и т. д. На
практике удается получить протравленные промежутки шириной
около 0,1 мм. Для этого толщина битумного лака должна быть
очень небольшой — по цвету покрытая лаком плата должна быть
похожа на слабый чай.
ВОССТАНОВЛЕНИЕ ХЛОРНОГО ЖЕЛЕЗА
В процессе травления печатных плат раствор хлорного железа
постепенно теряет свою активность, и скорость травления умень-
уменьшается. Это объясняется тем, что раствор насыщается ионами
меди.
Обычно такой раствор сливают. Однако его активность мож-
можно восстановить простым способом. Радиолюбитель В. Колобов
(г. Люберцы Московской обл.) предлагает в отработанный рас-
раствор погрузить несколько больших стальных гвоздей. Через не-
некоторое время излишек меди из раствора осядет на поверхности
гвоздей и на дне сосуда. После этого раствор сливают в другую
посуду, удаляют медь из травильной ванны, очищают гвозди,
а затем снова кладут их в ванну и заливают этим же раствором.
По мере накопления меди на гвоздях ее удаляют. Таким образом
удается значительно продлить «жизнь» раствора хлорного
железа.
БРАСЛЕТ ДЛЯ СНЯТИЯ СТАТИЧЕСКОГО ЗАРЯДА
При работе с транзисторами и микросхемами структуры
МОП рекомендуются меры предосторожности, исключающие
повреждение приборов статическим электричеством. Одна из
них — применение «заземляющего» браслета. Это обычно реме-
ремешок от часов, на котором укреплена пластина, плотно прижатая
к руке и электрически соединенная гибким проводником с маги-
магистралью заземления через резистор сопротивлением 1 МОм.
Для повышения удобства пользования браслетом радиолю-
радиолюбитель В. Сенкевич из Москвы предлагает пластину, сделанную
из полосы жести, обогнуть вокруг ремешка, а на конце гибкого
соединительного проводника укрепить небольшой магнит. Если
магнит установить на пластину браслета, надетого на руку мон-
монтажника, заряд с его тела течет «на землю». «Заземление»
паяльника обеспечивают перестановкой магнита на его корпус.
156
Магнит можно использовать от датчиков охранной сигнали-
сигнализации, микродвигателей постоянного тока или от мебельной двер-
дверной защелки. Поверхность магнита, контактирующую с пласти-
пластиной браслета, желательно отшлифовать.
СЕРЕБРЕНИЕ ПРОВОДНИКОВ И ДЕТАЛЕЙ
Радиолюбитель В. Прокопенко (г. Петушки Владимирской
обл.) описанным ниже способом наносит тонкий слой серебра
на печатные проводники платы, на провод для намотки высоко-
высокочастотных катушек и навесных соединений в аппаратуре и другие
детали из меди. В основе способа лежит восстановление металла
из раствора соли.
Рассмотрим случай серебрения медного провода. Для работы
потребуется три фаянсовых или стеклянных сосуда объемом 0,5 л
и проточная вода. В первый сосуд наливают концентрированную
серную кислоту плотностью 1,84 г/см3 для декапирования поверх-
поверхности провода. Второй сосуд, в который постоянно льется вода,
нужен для промывки провода перед серебрением и затем — после
него.
Третий сосуд заполняют раствором для серебрения. Он со-
состоит из нитрата серебра — не более 10 г, глюкозы медицинской —
5 г и аммиака водного 25 %-ного — 20 мл. В 250 мл дистиллиро-
дистиллированной воды растворяют нитрат серебра и затем вливают водный
аммиак. После того как образовавшийся в первый момент ко-
коричневый осадок оксида серебра полностью растворится, в сосуд
добавляют, перемешивая раствор, глюкозу, растворенную в от-
отдельной посуде в 200 мл воды.
Необходимо помнить, что приготовление раствора на водо-
водопроводной воде недопустимо. Температура воды для растворов
20 °С, при этой температуре проводят процесс серебрения.
Содержание аммиака сильно влияет на качество покрытия,
поэтому в рецепте дано минимальное его количество, и перед
началом работы раствор необходимо корректировать пробами.
Для этого небольшие отрезки декапированного провода погружа-
погружают в серебряную ванну на 5... 10 с, увеличивая после каждой
пробы количество аммиака в ванне на 1...2 мл до достижения
плотного, блестящего, механически стойкого покрытия белого
цвета со слегка золотистым оттенком. Корректировку раствора
можно упростить при наличии универсального рН-индикатора;
этот показатель должен быть равен 8...9. Вместо аммиака для
корректировки можно использовать 10 %-ный раствор едкого
натра или едкого калия.
К содержанию серебра раствор некритичен, поэтому при
малом объеме работы количество исходных веществ можно про-
пропорционально уменьшить при том же объеме воды для их раство-
растворения.
Для серебрения провод свивают на цилиндрической оправке
157
в крупновитковую спираль и погружают в сосуд с реактивом,
удерживая за отогнутый конец провода.
Перед серебрением изделие необходимо механически очис-
очистить от грязи и окисла, обезжирить в моющем средстве и провести
декапирование. Успех дела во многом зависит от подготовки
поверхности к покрытию. Этот вопрос хорошо освещен в литера-
литературе и здесь не приводится.
В заключение отметим возможные наиболее характерные
отклонения от нормального процесса. Если покрытие представ-
представляет собой черный смывающийся налет, то это означает, что
либо провод не декапирован, либо в растворе мало аммиака,
либо изделие не промыто после декапирования. Когда покрытие
имеет холодный синеватый оттенок и местами слой серебра сни-
снимается при трении в виде чешуек, в растворе мало аммиака.
Снежно-белый, матовый цвет покрытия, образование трещин
в месте крутого перегиба говорит о том, что в растворе много
аммиака и его необходимо нейтрализовать введением в раствор
нескольких капель крепкой азотной кислоты. То же получается
при передержке изделия в ванне, образовавшийся толстый слой
серебра непрочен. Если изделие плохо очищено или после де-
декапирования длительное время находится в воде или на воздухе,
на поверхности вновь образуется оксидная пленка, что приведет
к серым пятнам на покрытии и местному его отсутствию.
К недостаткам покрытия можно отнести разницу в упругости
слоя и основы, устранить которую можно лишь специальной
термообработкой, невозможной в любительских условиях. Необхо-
Необходимо помнить, что наиболее устойчивым к деформациям оказы-
оказывается лишь тонкослойное покрытие.
Перед окончательной пятнадцатиминутной промывкой про-
проточной водой изделие желательно пассивировать в течение 20 мин
в 1 %-ном растворе бихромата калия при комнатной температуре.
Серебрящий раствор можно хранить не более недели. Дли-
Длительное хранение раствора опасно из-за возможного образования
осадка гремучих соединений серебра.
ПАЙКА АЛЮМИНИЯ И ЕГО СПЛАВОВ
К известным методам пайки алюминия радиолюбитель
А. Глотов (с. Галиевка Воронежской обл.) предлагает добавить
еще один, очень простой. Зачищенное и обезжиренное место
пайки покрывают с помощью паяльника тонким слоем канифоли,
а затем сразу же натирают таблеткой анальгина (беналгина).
После этого облуживают поверхность припоем ПОС-50 (или
близким к нему), прижимая к ней с небольшим усилием жало
слегка перегретого паяльника.
С облуженного места ацетоном смывают остатки флюса, еще
раз осторожно прогревают и снова смывают флюс. Спаивание
деталей производят обычным образом.
15»
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие 3
Н. Сухов. Адаптивное динамическое подмагничивание 7
Ф. Марин. Любительские приборы для контроля параметров магнитофонов 30
Р. Левин. Компакт-диск: на пути к идеальному звучанию 51
Б. Степанов. Трансивер прямого преобразования 64
Б. Бронштейн. Электронные часы-термометр 72
В. Лоенко. Реле времени-таймер 81
Ю. Архипов. Автоматизированный блок электронного зажигания 99
Ю. Архипов. Цифровой регулятор угла опережения зажигания 129
П. Алешин. Щуп-частотомер 150
Е. Карнаухов. Технологические советы 154
Издание для досуга
Составитель Анатолий Владимирович Гороховский
Радиоежегодник-91
Художественный редактор Т. А. Хитрова
Технический редактор 3. И. Сарвина
Корректор Е. А. Платонова
И Б № 5089
Сдано в набор 05.05.90. Подписано в печать 05.02.91. Формат tiOy'W'/i». Ь\миа тип. № 1.
Гарнитура литературная. Печать офсетная. Усл. п. л. 10,0. Усл. кр.-оп. 10,2."» У«.-изд. л. 10,43.
Тираж 300000 экз. A-й завод 1 — 150000 экз.) Заказ 0-151. Цена 4 р. 50 к. Изд. № 2/п-545
Ордена «Знак Почета> издательство ЦК ДОСААФ СССР «Патриот»,
129110, Москва, Олимпийский просп., 22.
Харьковская книжная фабрика «Коммунист», 310012, Харьков, ул. Энгельса, П.
ЛОТЕРЕЯ ДОСААФ СССР
6 июля 1991 года в Калуге и 14 декабря 1991 года
в Ташкенте состоятся тиражи выигрышей лотереи
ДОСААФ СССР.
В лотерее ДОСААФ ежегодно разыгрывается:
13 млн. 500 тыс. вещевых и денежных выигрышей
на сумму более 50 млн. рублей.
Участникам лотереи принесут радость свыше
4 тысяч автомобилей и мотоциклов, 16 тысяч магни-
магнитофонов и электрофонов, около 4 тысяч телевизо-
телевизоров и холодильников, 25 тысяч электропылесосов,
стиральных машин, часов, фотоаппаратов, микро-
микрокалькуляторов, а также денежные выигрыши до 100
рублей, которые будут разыгрываться в двух
тиражах.
Выигрыши ждут Вас!
Участвуя в лотерее ДОСААФ, Вы вносите вклад
в развитие технических и прикладных видов спорта,
в благородное дело патриотического воспитания
молодежи и подростков.
Билеты лотереи ДОСААФ — это хороший пода-
подарок и сюрприз молодоженам — в день свадьбы,
любимым и близким — в день рождения и на юби-
юбилей, друзьям — в знак внимания.
Билеты лотереи ДОСААФ СССР можно при-
приобрести в организациях ДОСААФ и у обществен-
общественных распространителей.
Желаем удачи!
Управление ЦК ДОСААФ СССР
по проведению лотереи