Справочник по радиолокации. Том 4 - Сколник М., Вейсбейн М.М.

Автор: Сколник М. Вейсбейн М.М.
Теги: электротехника радиолокация радиоэлектроника
Год: 1978
Похожие
Справочник по радиолокации. Том 3. Радиолокационные устройства и системы
Справочник по радиолокации. Книга 2
Справочник по радиолокации. Книга 1
Введение в технику радиолокационных систем
Текст
                    
СПРАВОЧНИК
по
РАДИОЛОКАЦИИ

i j.
СПРАВОЧНИК
по радиолокации
Перевод с английского
В ЧЕТЫРЕХ ТОМАХ
Том 1
«ОСНОВЫ РАДИОЛОКАЦИИ»
Том 2
«РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ АНТЕННЫЕ УСТРОЙСТВА»
Том 3
«РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА И СИСТЕМЫ»
Том 4
«РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ И СИСТЕМЫ»
RADAR HANDBOOK
Editor-In-Chief
MERRILL I. SKOLNIK
McGRAW-HILL BOOK COMPANY 1970
СПРАВОЧНИК
по радиолокации
Редактор М. СКОЛНИК
Перевод с английского
под общей редакцией К. Н. Трофимова
В ЧЕТЫРЕХ ТОМАХ
Том 4
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
И СИСТЕМЫ
Перевод с английского
А. Я. БРЕЙТБАРТА, Г. Ю. КОБЗАРЕВА,
М. К. РАЗМАХНИНА, Н. К. ТРОФИМОВОЙ
под редакцией | М. М. ВЕЙСБЕЙНА |
МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО» 1978
6Ф2.4
С74
УДК 621.396.96(031)
Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника.
Нью-Йорк, 1970. Пер. с англ, (в четырех томах) под общей
ред. К. Н. Трофимова. Том. 4. Радиолокационные станции и
системы. Под ред. | М. М. Вейсбейна|, М„ «Сов. радио», 1978,
376 с.
Настоящая книга является четвертым томом русского из-
дания американского «Справочника по радиолокации», выпу-
скаемого в четырех томах.
В четвертом томе собран материал по вопросам конструи-
рования и инженерного анализа радиолокационных систем раз-
личного назначения: радиолокационных станций сопровожде-
ния целей, радиолокационных высотомеров, РЛС для граж-
данских судов, для наблюдения за космическими объектами,
многопозиционных систем, пассивных радиолокационных си-
стем, оптических локационных систем, РЛС, применяемых для
астрономических целей.
Книга предназначена для специалистов, преподавателей и
студентов вузов.
Табл. 34, рис. 228, библ. 324 назв.
Редакция литературы
по вопросам космической радиоэлектроники
„ 30402-004
С 04б701)-78 ПОДПИСНое
© Перевод на русский язык. Издательство «Советское радио»,
1978 г.
Содержание справочника
Том 1
Гл. 1. ВВЕДЕНИЕ В РАДИОЛОКАЦИЮ
Гл. 2. РАСЧЕТ ДАЛЬНОСТИ ДЕЙСТВИЯ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ
СТАНЦИИ
Гл. 3. ТЕОРИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ
Гл. 4. ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПАРАМЕТРОВ
Гл. 5. ТЕОРИЯ АВТОМАТИЧЕСКОГО ОБНАРУЖЕНИЯ
Гл. 6. ВЛИЯНИЕ МЕТЕОУСЛОВИЙ НА РАБОТУ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СТАНЦИЙ
Гл. 7. ОТРАЖЕНИЯ ОТ ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ
Гл. 8. ОТРАЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОГО СИГНАЛА ОТ МОРСКОЙ
ПОВЕРХНОСТИ
Гл. 9. ЭФФЕКТИВНАЯ ПЛОЩАДЬ РАССЕЯНИЯ
Гл. 10. ШУМ ЦЕЛИ
Гл. 11. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ
Том 2
Гл. 1. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ, ИХ ОСНОВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ
' Гл. 2. ТЕОРИЯ АПЕРТУРНЫХ АНТЕНН
Гл. 3. ЗЕРКАЛЬНЫЕ И ЛИНЗОВЫЕ АНТЕННЫ
Гл. 4. ФАЗИРОВАННЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
Гл. 5. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ ФАЗИРОВАННЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК
Гл. 6- АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С ЧАСТОТНЫМ СКАНИРОВАНИЕМ
Гл. 7. АНТЕННЫЕ ОБТЕКАТЕЛИ
Гл. 8. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ С СИНТЕЗИРОВАНИЕМ
АПЕРТУРЫ
Гл. 9. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
Том 3
Гл. 1. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
Гл. 2. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Гл. 3. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ИНДИКАТОРЫ И СИСТЕМЫ ОТОБРАЖЕНИЯ
Гл. 4. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ
И ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Гл. 5. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ С СЕЛЕКЦИЕЙ
ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ
5
Гл. 6. БОРТОВЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ С СЕЛЕКЦИЕЙ
ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ
Гл. 7. ИМПУЛЬСНО-ДОПЛЕРОВСКИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Гл. 8. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ СО СЖАТИЕМ ИМПУЛЬСОВ
Гл. 9. ПРИМЕНЕНИЕ БОРТОВЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
В КОСМИЧЕСКИХ ПРОГРАММАХ
Гл. 10. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ МАЯКИ
Том 4
Гл. 1. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ СОПРОВОЖДЕНИЯ
Гл. 2. РАДИОЛОКАЦИОННОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЫСОТЫ ЦЕЛИ
Гл. 3. ГРАЖДАНСКИЕ СУДОВЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
Гл. 4. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ НАБЛЮДЕНИЯ
ЗА ИСКУССТВЕННЫМИ СПУТНИКАМИ ЗЕМЛИ
Гл. 5. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ НА ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ ПРИБОРАХ
Гл. 6. ДВУХПОЗИЦИОННЫЕ И МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Гл. 7. РАДИОЛОКАЦИОННАЯ АСТРОНОМИЯ
Гл. 8. ПАССИВНЫЕ СИСТЕМЫ
Гл. 9. ОПТИЧЕСКИЕ ЛОКАТОРЫ
Глава I
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ СОПРОВОЖДЕНИЯ
Дж. Данн, Д. Говард и Д. Пендлтон
1.1.	Введение
В РЛС сопровождения производится непрерывное измерение относитель-
ного положения цели по дальности, азимуту и углу места, а в ряде случаев
и доплеровского сдвига частоты. Существует большое разнообразие типов
радиолокационных систем сопровождения, а также систем, осуществляющих
одновременно функции обнаружения и сопровождения. Широко используемым
типом РЛС сопровождения, подробно описываемым в этой главе, является
наземная система, у которой антенна с иглообразным лучом смонтирована
на поворотном устройстве со следящим приводом, которое, изменяя положение
антенны по азимуту и углу места, позволяет следить за целью (рис. П Путем
Гяс. 1. Моноимпульсная РЛС сопровождения диапазона С типа AN/FPS-16 (XN-1).
7
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
измерения угла прихода фронта волны эхо-сигнала и корректирования поло-
жения антенны таким образом, чтобы цель удерживалась в центре луча, опре-
деляется ошибка ориентирования антенны.
РЛС сопровождения применяются в основном для управления оружием,
а также для полигонных измерений траекторий полетов ракет. В обоих слу-
чаях обычно необходимы очень высокая точность измерений и точное прогно-
зирование положения цели Впервые РЛС сопровождения были использованы
для управления огнем зенитной артиллерии. Производилось измерение азимута,
угла места и дальности цели, по скорости изменения этих параметров вычис-
лялся вектор скорости цели и производилось прогнозирование ее положения.
По этой информации осуществлялось наведение орудий и устанавливался
момент разрыва снарядов. Аналогичные функции РЛС сопровождения выпол-
няются для выработки данных по наведению и команд управления зенитны-
ми ракетами.
При полигонных измерениях выходная информация РЛС сопровождения
используется для определения параметров траектории ракеты и прогнозиро-
вания ее положения. Полигонные РЛС сопровождения предназначены для
траекторных измерений и определения методом экстраполяции местоположения
ракеты в заданный момент времени. Такие РЛС сопровождения работают
обычно с установленными на ракетах ответчиками, являющимися точечными
целями, обеспечивающими большое значение отношения сигнал/шум. В неко-
торых системах такого типа достигнута точность порядка 0,3' по углам и 4,5 м
по дальности.
В этой главе описаны РЛС сопровождения с коническим сканированием
луча антенны, с последовательным переключением луча и моноимпульсные
(как амплитудные, так и фазовые). Основное внимание уделено амплитудным
моноимпульсным РЛС.
1.2.	Основные характеристики РЛС сопровождения
с иглообразным лучом
Для формирования узкого луча, необходимого для получения высокой
угловой разрешающей способности, в РЛС сопровождения используются лин-
зовые и зеркальные антенны или антенные решетки. На рис. 2 изображена
линзовая антенна. При передаче (рис. 2,а) небольшой рупор (Точечный излу-
чатель) облучает линзу, которая фокусирует излучаемую энергию в узкий
луч, ширина которого по точкам половинной мощности обратно пропорцио-
нальна величине апертуры антенны, выраженной в длинах волн. Центр луча
находится на линии, проходящей через центр апертуры и облучатель. При
приеме изображение цели фокусируется в фокальной плоскости антенны
(рис. 2,6) и сосредоточенная в нем энергия отбирается облучателем. Центр
изображения находится на линии, проходящей через цель и центр апертуры.
Соотношение между положением цели и положением ее изображения в фо-
кальной плоскости используется в РЛС с иглообразным лучом для разрешения
и сопровождения целей. РЛС разных типов различаются методами, используе-
мыми для определения положения изображения цели в фокальной плоскости.
Методы моноимпульсного сопровождения делятся на два различных типа:
амплитудные и фазовые. Для определения угловых координат цели в задан-
ной плоскости в фазовой моноимпульсной системе используются две линзы
или два зеркала и два облучателя. Электрические оси этих двух антенн парал-
лельны. Угол, под которым цель находится относительно электрической оси
системы, определяется по разности фаз сигналов, принятых каждым из облу-
чателей.
Облучатели в амплитудной моноимпульсной РЛС сопровождения распо-
ложены таким образом, чтобы можно было получить более узкий осевой луч.
Мощность в главном лепестке дифракционной диаграммы принимается облуча-
8
1.2. Основные характеристики РЛС сопровождения с иглообразным лучом
।
I Фокальная
I плоскость
1
’ 1-й точечный
। излучатель
Z-й точечный
излучатель
Рис. 2. Диаграмма направленности линзы, облучаемой точечным излучателем при пере-
.даче (а) и изображения удаленных точечных излучателей, формируемые линзой при при-
еме (б).
Увтырехрупорный
облучатель
Угол места
Азимут
Дальность
•{суммарный
сигнал)
.ВЧуст-So
фопмиро-
 оания
суммар. и
' разност.
сигналов
.Фокальная
плоскость
' Дифракционная
картина от цели,
находящейся
на оси
Рис. 3. Амплитудная моноимпульсная система.
9
Гл 1. Радиолокационные станции сопровождения
телями так, как это изображено на рис. 3. Суммарный сигнал получается
с помошгю мостовых суммирующих устройств путем сложения в фазе энер-
гии, принятой всеми рупорами, а для получения разностного сигнала сигналы
смежных рупоров суммируются в противофазе. Разностный сигнал, если цель
находится на оси, равен нулю, так как энергии, принимаемые рупо.рами, рав-
ны. При ошибке в ориентации антенны на цель появляется конечный разност-
ный сигнал, амплитуда которого пропорциональна ошибке ориентации. Знак
ошибки или направление, в котором ось антенны отклонилась от направления
на цель, определяется по разности фаз разностного и суммарного сигналов.
В одном из направлений суммарный и разностный сигналы находятся в фазе,
а в другом — в противофазе'.
Положение одно-
рупорного облу-
чателя в момент £
Положение однору-
порного облуча-
теля S момент
Рнс. 4. Коническое сканирование.
В РЛС с коническим сканированием луча положение центра изображения
цели определяется нутацией единственного облучателя, смещенного относи-
тельно оси (рис. 4). Если цель находится на оси, облучатель принимает оди-
наковую энергию во всех положениях. Если цель смещена относительно оси,
то принятая энергия больше, когда облучатель находится по ту же сторону
от оси, что и изображение цели, чем при нахождении облучателя на проти-
воположной стороне. Таким образом ошибка ориентации приводит к модуля-
ции принятого сигнала. Для определения знака ошибки ориентации эта моду-
ляция сравнивается по фазе с опорным квадратурным сигналом, получаемым
от генератора, связанного с приводным механизмом нутации, причем ампли-
туда модуляции пропорциональна величине этой ошибки. В РЛС с кониче-
ским сканированием обычно используется один и тот же облучатель на пере-
дачу и прием.
V
Рис. 5. Последовательное переключение луча.
В РЛС с последовательным переключением луча энергия в плоскости
изображения отбирается в фиксированных точках, расположенных симмет-
рично относительно оси, как это изображено на рис. 5 для одной из угловых
to
1.2. Основные характеристики PJ1G сопровождения с иглообразным лучом
Зхо-сигнал
Зля луча:
Отображение
на индикаторе
Зхо-оигнал
для луча:
А в
Рис. 6. Выявление угловой ошибки по одной из координат переключением направления
луча с одной стороны цели на другую:
а — Цель находится на оси антенны; б цель находится в стороне от оси антенны.
РЛС
Рис. 7. Сопровождение методом конического сканирования.
П
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
координат. Энергия, принятая облучателями, собирается последовательно
Шутем переключения, а сигнал ошибки вырабатывается в результате сравне-
ния амплитуд сигналов противоположных облучателей. Дальнейшим разви-
Гием этого метода, названного попарным переключением лучей, является
Система, в которой сигналы, принятые верхней (или правой) парой четырех
Симметричных рупоров суммируются и сравниваются с суммарным сигналом
Нижней (или левой) пары рупоров.
1.3.	Сканирование и управление лучом
Метод, впервые использованный для радиолокационного сопровождения
целей по угловым координатам, заключался в том, что положение
цели относительно оси антенны определялось быстрым переключением антен-
ного луча с одной стороны от оси антенны на другую (рис. 6). В первых РЛС
сопровождения этого типа, например в SCR-268, была использована антенная
решетка, фаза излучающих элементов которой коммутировалась так, что обес-
печивалось два положения луча. Оператор РЛС наблюдал на экране электрон-
но-лучевого индикатора два рядом расположенных сигнала, соответствующих
Азимутальный канал следящей системы
Рис. 8. Функциональная схема РЛС с коническим Сканированием.
двум положениям луча. Когда цель находилась на оси антенны, амплитуды
обоих импульсов были одинаковы (рис. 6,а), при отклонении цели от оси
импульсы оказывались разными (рис. 6,6). При наличии ошибки ориентации
оператор РЛС поворачивал антенну в соответствии со знаком ошибки до вос-
становления равенства сигналов. Таким образом, петля обратной связи по со-
провождению замыкалась путем ручного управления.
12
1.3. Сканирование и управление лучом
Развитием этого метода управления лучом явилось непрерывное враще-
ние луча вокруг цели (коническое сканирование), изображенное на рис. 7
[1]. Детектор угловой ошибки вырабатывает напряжение ошибки, пропорцио-
нальное ошибке сопровождения, фаза (или полярность) которого зависит от
направления отклонения от оси. Сигнал ошибки подается на следящую систе-
му, поворачивающую антенну в нужном направлении, в результате чего ошиб-
ка ориентации снижается до нуля.
Непрерывное сканирование луча достигается механическим перемещением
облучателя антенны, так как луч отклоняется от оси при смещении облучателя
относительно фокуса. Облучатель обычно описывает круг вокруг фокуса,
в результате чего луч также описывает круг вокруг цели. Типичная функцио-
нальная схема такой системы приведена на рис. 8 [2]. В систему входит также
аппаратура, автоматически сопровождающая цель по дальности и вырабаты-
вающая строб дальности, отпирающий приемник только на время ожидаемого
прихода эхо-сигнала сопровождаемой цели. Стробирование по дальности ис-
ключает поступление сигналов от нежелательных целей, а также частично шум.
В систему входит также аппаратура АРУ, необходимая для поддержания
постоянной угловой чувствительности (значение выходного напряжения детек-
тора ошибки на градус ошибки), не зависящей от амплитуды эхо-сигнала. Это
обеспечивает постоянство усиления в цепи обратной связи аппаратуры сопро-
вождения по углам, необходимое для устойчивого сопровождения.
Движением облучателя в процессе сканирования луча антенны может
быть как вращение, так и нутация. При вращении облучатель вращается
в соответствии с перемещением по окружности, вследствие чего плоскость
поляризации также вращается. При
нутации облучателя плоскость поля-
ризации не вращается. Движение об-
лучателя подобно круговому переме-
щению руки.
Выходной радиолокационный ви-
деосигнал содержит информацию об
ошибке сопровождения по углам в
огибающей импульсов (рис. 9). Коэф-
фициент модуляции пропорционален
Ошибке сопровождения по углам, а
фаза огибающей относительно поло-
жения сканирующего луча содержит
Информацию о знаке ошибки Выра-
ботка сигнала ошибки сопровождения
по углам выполняется двумя фазовы-
ми детекторами с использованием
•опорного входного сигнала, получае-
мого от генератора, связанного с при-
водным двигателем механизма скани-
рования. Фазовые детекторы являют-
ся по существу устройствами, выполняющими скалярное умножение синусои-
дальных опорных сигналов с частотой сканирования и огибающих пачек при-
нятых сигналов с соответствующими фазами, обеспечивающим получение
угломестной ошибки от одного детектора и азимутальной ошибки от другого.
Так, например, верхнее положение сканирующего луча антенны может быть
выбрано в качестве точки нулевой фазы для косинусной функции частоты ска-
нирования. Если цель находится над осью антенны, выходное напряжение,
пропорциональное угловой ошибке, окажется положительной полярности.
Опорный сигнал, подаваемый на второй фазовый детектор, сдвинут на 90°
относительно первого опорного сигнала. Это обеспечивает получение напря-
жения ошибки, пропорционального азимутальной ошибке, полярность которо-
го соответствует направлению отклонения от оси.
Рис. 9. Информация об угловой ошибке,
содержащаяся в огибающей эхо-сигналов
(а), и опорный сигнал, формируемый гене-
ратором, связанным с приводом облучате-
ля системы конического сканирования (б).
13
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
&8
Геометрическое
место центра
антенного луча
Рис. 10. Сечение антенного луча РЛС с ко-
ническим сканированием по уровню поло-
винной мощности (-------) и путь, описы-
ваемый центром луча при вращении
(----------------------).
Центр
Сечение луча
по уровню 5dff
В обычных РЛС сопровождения, в которых угломерный привод распо-
ложен на антенной опоре, вращающейся по азимуту, необходимо вводить
в азимутальную следящую систему коррекцию, пропорциональную секансу
угла места (рис. 8). Это вызвано тем, что при пролете цели мимо РЛС ази-
мутальный привод в ближайшей к РЛС точке курса должен на больших углах
места поворачивать антенну быстрее, чем на малых углах места. В предель-
ном случае, когда цель пролетает непосредственно над РЛС, азимутальный
привод должен был бы мгновенно повернуть антенну на 180°. Однако
практически в обычных РЛС сопровождения с таким типом антенной опоры
рабочий угол места, благодаря этому эффекту, не может быть больше 85°,
так как при более высоких углах места требования к азимутальной следящей
системе превышают ее реальные возможности.
Основным параметром РЛС с ко-
ническим сканированием луча являет-
ся соотношение размеров окружности
сканирования и ширины диаграммы
направленности. На рис. 10 изобра-
жена окружность, соответствующая
сечению луча по уровню половинной
мощности в одном из положений при
его сканировании. Ширина луча по
точкам половинной мощности рав-
на 0в. Штриховая окружность явля-
ется траекторией, описываемой цент-
ром луча в процессе сканирования.
Радиус штриховой окружности Р со-
ответствует углу отклонения луча.
Выбор значения Р определяется ком-
промиссом между уменьшением ин-
тенсивности сигнала или коэффициен-
та усиления антенны Lk (потерями
на пересечение диаграмм) и увеличе-
нием угловой чувствительности ka
(крутизны сигнала ошибки).
Большая крутизна сигнала ошибки
необходима для получения на выходе
системы, вырабатывающей сигналы
ошибок, более высоких напряжений при данной реальной угловой ошибке по
сравнению с нежелательными напряжениями на выходе приемника. Возникно-
вение нежелательных напряжений на выходе приемника вызвано и угловыми
ошибками, определяемыми тепловым шумом приемника. При данном отноше-
нии сигнал/шум влияние теплового шума обратно пропорционально крутизне
сигнала ошибки. К сожалению, при увеличении р с целью увеличения ka одно-
временно увеличиваются и потери Lk, что влечет за собой уменьшение отно-
шения сигнал/шум.
Относительные значения ka и Lk зависят от того, предусмотрен ли на цели
ответчик, устраняющий в принимаемом сигнале модуляцию, возникающую
в процессе передачи, или же сопровождение осуществляется по отраженному
сигналу. При двукратном использовании диаграммы направленности при за-
данном р глубина модуляции, т. е. угловая чувствительность увеличивается,
однако потери (в децибелах) увеличиваются вдвое. На рис. 11 изображена
зависимость потерь и крутизны сигнала ошибки ka от выбранного значения
Р для этих двух случаев [2]. Среднеквадратическая ошибка, обусловленная
тепловым шумом, обратно пропорциональна ka и пропорциональна (Lft
определено как потери по мощности). Максимум штриховых кривых, соответ-
ствующих отношению kar^Lk, дает значение оптимального угла отклонения р,
антенного
пуча
\ вращения
4
14
1.3. Сканирование и управление лучом
при котором минимизируется влияние теплового шума на сопровождение по
углам. Однако на синему сопровождения по дальности влияет только
так что оптимальное сбрровождение по дальности получается при Р=0.
Поэтому значения fi, обозначенные вертикальными штриховыми линиями,
Рис. 11. Крутизна сигнала ошибки ks и потери на пересечение диаграмм
выбраны меньше оптимальных с точки зрения сопровождения по углам и яв-
ляются компромиссом между качеством сопровождения по углам и по даль-
ности.
В РЛС сопровождения, использующих сканирование луча, информацией
об ошибке сопровождения является изменение амплитуды эхо-сигнала во вре-
мени. Другие факторы, вызывающие изменения амплитуды эхо-сигнала, обус-
ловленные, например, флуктуацией ЭПР цели (см. т. 1, § 10.2), могут явиться
15
Гл 1. Радиолокационные станции сопровождения
причиной ложной информации об ошибке сопровождения. Частота нежела-
тельных флуктуаций, создающих трудности, обычно того же порядка, что
и частота сканирования. Поскольку энергия флуктуации ЭПР самолета сосре-
доточена в области более низких частот, чем 100 Гц (особенно создающая
помеху модуляция, вызванная вращением винта самолета), желательно по
возможности повышать частоту сканирования. Максимально возможной часто-
той является 1/4 частоты повторения импульсов, при которой на один период
сканирования приходится четыре импульса: по одному импульсу сверху, снизу,
справа и слева. Максимальная частота повторения импульсов и, следовательно,
максимальная частота сканирования ограничены максимальной дальностью
целей, которые должна сопровождать РЛС. При частоте повторения импуль-
сов 1000 Гц однозначная дальность составляет около 150 км (при такой даль-
ности эхо-сигнал возвращается в момент передачи следующего импульса). За
пределами этой дальности РЛС может сопровождать цель на кратной даль-
ности методом, описанным в § 1 7.
Большая скорость сканирования антенн больших размеров с помощью
механических поворотных устройств трудноосушествима. Поэтому исполь-
зуются различные методы электродного сканирования. В небольших РЛС,
таких, например, как используемые в головках самонаведения ракет, чаще
применяется антенна с параболическим зеркалом, установленным под углом
и вращающимся с большой скоростью для получения высокой частоты скани-
рования. Часто используется скорость вращения порядка нескольких сот
оборотов в минуту. В ряде случаев, как, например, в головке самонаведения
типа AN/APN-58 число оборотов в минуту достигает 2400. В головках само-
наведения допустима соответствующая этой частоте частота повторения им-
пульсов, так как цель находится на небольшой дальности. С появлением реак-
тивных самолетов возникли и дополнительные проблемы переключения и кони-
ческого сканирования лучей, так как реактивный двигатель создает значитель-
ную модуляцию на высоких частотах в диапазоне, соответствующем макси-
мально используемым скоростям механического или электронного управления
лучом.
В системах с переключением и сканированием луча возникают также труд-
ности сопровождения на больших дальностях, так как время, требуемое для
того, чтобы радиолокационный сигнал достиг цели и вернулся обратно, со-
ставляет значительную долю периода сканирования. Так, например, при часто-
те сканирования 100 Гц и дальности цели 750 км сигнал, переданный лучом,
находящимся в верхней точке, вернется в виде эхо-сигнала, когда луч будет
направлен вниз. В результате этого оценить угловую ошибку методом скани-
рования луча невозможно. Поэтому в этом случае может потребоваться при
использовании метода сканирования, применять, если дальность цели изме-
рена, соответствующие схемы компенсации.
1.4.	Моноимпульсная система
Чувствительность методов сканирования и переключения луча к флуктуа-
циям амплитуды эхо-сигналов явилась основной причиной разработки РЛС
сопровождения, обеспечивающей одновременное наличие всех лучей, необхо-
димых для выявления угловой ошибки. Выходные сигналы всех лучей, соответ-
ствующие одному зондирующему импульсу, могут быть одновременно срав-
нены, благодаря чему исключается влияние изменения амплитуды эхо-сигнала
во времени. Метод сначала называли методом одновременного наличия лучей
в соответствии с первыми конструкциями, а впоследствии — моноимпульсным
методом, акцентируя возможность получения полной информации об угловых
ошибках по одному импульсу.
Недостатками первых моноимпульсных РЛС сопровождения были неболь-
шая эффективность антенны и сложность СВЧ элементов, так как волновод-
1.4. Моноимпульсная система
Рис. 12. СВЧ линза с точечным излучателем в фокальной точке и результирующая диа-
грамма направленности в дальней зоне (а); электрическое поле в плоскости изображения
точечного излучателя в дальней зоне, находящегося на оси (б) и излучателя, смещен-
ного относительно оси (в).
17
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Рис. 13. Трехмерное распределение электрического поля в фокальной плоскости СВЧ
-антенны в случае излучателя, находящегося на оси. (Показано расположение облуча-
теля).
Рис. 14. Схема СВЧ суммарно-разностной системы, используемой с четырехупорным
моноимпульсным облучателем.
48
1.4. Моноимпульсная система
ные суммарно-разностные схемы являлись относительно новой техникой. Но
когда трудности, связанные с освоением техники, были преодолены, то уда-
лось реализовать моноимпульсные РЛС с характеристиками, не уступающим»
системам с коническим сканированием и переключением луча. Моноимпульс-
ной аппаратуре присуща также очень высокая точность угловых измерений,,
так как система облучателей жестко смонтирована и не имеет движущихся
деталей. Благодаря этому оказалось возможным создать РЛС сопровождения
с иглообразным лучом, удовлетворяющие требованиям по точности сопровож-
дения по углам в 0,003°, которые предъявляются к РЛС слежения за полетом-
космических объектов и ракет.
Амплитудная моноимпульсная система. Для получения ясного представле-
ния о работе амплитудного моноимпульсного приемника следует рассмотреть-
эхо-сигнал в фокальной плоскости антенны [3], как показано на рис. 12. Эхо-
сигнал фокусируется в виде «пятна», поперечное сечение которого в случае
антенны с круглой апертурой имеет вид Л(Х)/Х (где /1(Х) бесселева функция
первого порядка). Пятно находится в центре фокальной плоскости, если цель
расположена на оси антенны, и смещается относительно центра, когда цель
отходит от оси. Облучатель антенны расположен в фокальной точке, так что-
принимаемая энергия максимальна в том случае, когда цель находится на оси.
Облучатель амплитудной моноимпульсной РЛС сконструирован таким
образом, что он реагирует на любое боковое смещение пятна относительно
центра фокальной плоскости. На рис. 13 изображен моноимпульсный облуча-
тель в виде квадрата, образованного четырьмя рупорами, расположенного
' в фокальной точке. рн обеспечивает полную симметрию, так что, когда пятно
находится точно в центре, на каждый из четырех рупоров попадает одинако-
вое количество энергии. При отклонении цели от оси антенны и, следовательно,
смещении пятна относительно центра (рис. 12,б), равенство энергий, прини-
маемых рупорами, нарушается. РЛС регистрирует отклонение цели от ос»
антенны, сравнивая амплитуды эхо-сигналов, появляющихся в каждом из ру-
поров. Это осуществляется с помощью СВЧ мостовых соединений, формирую-
щих разности сигналов каждой пары двойных рупоров. Такая система яв-
ляется очень чувствительным устройством, на выходе которого появляется
сигнал, как только нарушается симметрия при отклонении цели от оси антен-
ны. В СВЧ схеме обычного четырехрупорного квадратного облучателя
(рис. 14) для выявления ошибки по азимуту производится вычитание выход-
ного сигнала левой пары рупоров из выходного сигнала правой пары. Для
выявления ошибки по углу места выходной сигнал верхней пары рупоров
вычитается из выходного сигнала нижней пары.
Сигналы, полученные в результате вычитания, называются разностным»
Сигналами, равными нулю для цели, находящейся на оси антенны, и возра-
стающими по амплитуде по мере удаления цели от оси антенны, фаза разност-
ных сигналов меняется на 180° при переходе цели через ось с одной стороны
на другую. Суммарный сигнал всех четырех рупоров используется в качестве
опорного сигнала схемы детектора угловой ошибки, который позволяет исполь-
зовать изменение фазы разностного сигнала для определения направления
отклонения цели от оси антенны. Суммарный сигнал используется также в схе-
ме сопровождения по дальности и для установления опорного уровня в схе-
ме АРУ.
На рис. 15 изображена функциональная схема типичной моноимпульсной
РЛС. Суммарный сигнал, а также угломестный и азимутальный разностные
сигналы преобразуются в сигналы ПЧ с помощью одного общего гетеродина
для сохранения относительного соотношения фаз сигналов по ПЧ. Выходной
суммарный сигнал ПЧ детектируется и используется в качестве входного
видеосигнала схемы сопровождения по дальности. В схеме сопровождения по
дальности определяется время прихода очередного эхо-сигнала от сопровож-
даемой цели и вырабатываются стробирующие импульсы, отпирающие соот-
ветствующие цепи приемника только на те короткие интервалы времени, ког-
19
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
да ожидается эхо-сигнал выбранной нели. Стробированный видеосигнал ис-
пользуется также для формирования напряжения постоянного тока для схемы
АРУ всех трех усилительных каналов ПЧ. АРУ поддерживает постоянство
угловой чувствительности (крутизны сигнала ошибки) схемы сопровождения
-по углам, даже если эхо-сигнал цели изменяется в широком динамическом
диапазоне. Для получения устойчивого автоматического сопровождения по
углам необходимо поддерживать с помощью АРУ постоянство усиления следя-
щей системы схемы сопровождения.
Рис. 15. Функциональная схема типичной моноимпульсной РЛС сопровождения.
Суммарный выходной сигнал ПЧ используется также, как опорный сигнал
в фазовых детекторах, вырабатывающих из разностных сигналов напряжения
сигналов ошибки сопровождения по углам. Фазовый детектор является по
существу устройством, выполняющим скалярное умножение, выходное напря-
жение которого равно
е=| S | | А | cos 0,	(1)
где |2|—модуль суммарного сигнала; |А| — модуль разностного сигнала;
$ — фазовый угол между суммарным и разностным сигналами.
В правильно отрегулированной РЛС 0 принимает только два значения:
О или 180°, так что единственным назначением фазочувствительной характе-
ристики детектора ошибки является обеспечение положительной или отрица-
тельной полярности сигнала при 0 и 180° соответственно, что придает выход-
ному сигналу детектора угловой ошибки признак направления отклонения от
оси антенны.
В импульсной РЛС сопровождения выходным сигналом детектора угло-
вой ошибки является биполярный видеосигнал, амплитуда которого пропор-
циональна угловой ошибке, а полярность (положительная или отрицательная)
соответствует знаку ошибки. Этот видеоимпульс обычно подается на конден-
сатор, который заряжается до пикового значения видеоимпульса и сохраняет
Это напряжение до следующего видеоимпульса. В этот момент конденсатор
20
1.4. Моноимпульсная система
Азимутальная разность
Лицевая ’
плоскость
Угломестная
разность
Сумма
Рис. /6. Близкие к «идеальным» распреде-
ления электрического поля по апертуре об-
лучателя для получения суммарного и раз-
ностного сигналов.
разряжается и вновь заряжается до уровня, соответствующего новому импуль-
су. Этот импульс подается на небольшой фильтр нижних частот, выходное
напряжение постоянного тока которого, являющееся напряжением сигнала
ошибки, подается на усилители следящей системы для корректировки положе-
ния антенны.
Наиболее распространенной моноимпульсной системой является трехка-
нальная амплитудная моноимпульсная РЛС сопровождения. Однако эти три
сигнала могут быть скомбинированы так, чтобы можно было использовать
двухканальную и даже одноканальную систему ПЧ, описание которых будет
дано ниже в этоц^ главе.
Конструкции облучателей моноимпульсной антенны. Конструкции облуча-
телей антенн моноимпульсных РЛС весьма разнообразны. В случае сопровож-
дения по азимуту и углу места облу-
чатель может иметь три и более
рупоров [4]. Можно применить также
одну апертуру, используя высшие ти-
пы волн в волноводе для извлечения
разностных сигналов, несущих инфор-
мацию сб угловых ошибках. При
конструировании облучателя всегда
приходится жертвовать какими-либо
параметрами, так как невозможно
полностью одновременно выполнить
все требования к облучению антенны
для оптимизации как суммарного,
так и разностного сигналов, низкому
уровню боковых лепестков, возмож-
ности приема при любой поляризации
и простоте оборудования. Термин «простота оборудования» относится не толь-
ко к стоимости, но и к несложности оборудования, которое должно' обеспе-
чить широкополосную систему с высокой стабильностью равносигнальной
сси, удовлетворяющую требованиям точного сопровождения. (Равносигналь-
ная ось — это электрическая ось антенны или угловое положение источника
Сигнала в пределах антенного луча, при котором выходное напряжение детек-
тора угловой ошибки переходит через нуль.)
Ниже описаны некоторые типичные облучатели моноимпульсных РЛС
с тем, чтобы выявить основные соотношения, связанные с оптимизацией раз-
личных показателей качества, и чтобы показать, как наиболее важные пара-
метры могут быть оптимизированы соответствующим выбором конструкции
облучателя, но за счет снижения других показателей качества. Для дости-
жения хорошего или отличного качества всех желаемых характеристик облу-
чателя в правильно рассчитанной моноимпульсной РЛС вслед за первым че-
тырехрупорным квадратным облучателем было создано много других конст-
рукций.
Одной из основных проблем при расчете моноимпульсного облучателя
является одновременная оптимизация облучения с точки зрения суммарного
и обоих разностных сигналов. На рис. 16 изображено почти идеальное распре-
деление электрического поля облучателя, дающее близкую к оптимальной
связь облучателя с антенной для каждого из трех сигналов [5].йДля дости-
жения возможно более высокого коэффициента усиления при небольших бо-
ковых лепестках интенсивность электрического поля в возбужденных областях
[должна плавно спадать к краям. Основной трудностью при этом является
'выбор такой конфигурации облучателя, при которой были бы в достаточной
степени оптимизированы все три сигнала.
Ниже кратко описана эволюция развития моноимпульсных облучателей
от первого четырехрупорного квадрата с плохой эффективностью всех трех
каналов до усовершенствованных облучателей со всеми характеристиками,
21
Г л. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Рис. 17. Четырехрупорный квадратный облучатель.
Рис. 18. Многомодовый моноимпульсный облучатель, непосредственно формирующий сум-
марный и разностный сигналы (слева) и один из первых моноимпульсных облучателей
(справа).
22
1.4. Моноимпульсная система
близкими к оптимальным. В современных облучателях может быть также вы-
полнено требование приема при любой поляризации с сохранением высокой
эффективности всех трех каналов.
Первый моноимпульсный облучатель Морской научно-исследовательской
лаборатории являлся простой четырехрупорной конструкцией, изображенной
на рис. 17. Облучатель был спроектирован в начале 40-х годов, когда СВЧ
техника и СВЧ детали были относительной новинкой. На рис. 18 изображены
один из первых четырехрупорных облучателей, в котором для суммарно-раз-
ностной схемы использованы волноводные элементы сложной конфигурации
и для сравнения экспериментальный вариант последней разработки много-
модового облучателя с одной апертурой. В первой моноимпульсной РЛС со-
провождения типа NRL Мк50 был применен облучатель с металлопластинча-
той линзой (рис. 18). Хотя эффективность линзы меньше эффективности пара-
болического зеркала, ее апертура не затеняется аппаратурой суммарно-раз-
ностной схемы, как в случае зеркальной антенны. Это была превосходная раз-
работка для состояния техники того времени, когда была создана первая
импульсная РЛС, однако ее элементы имели ограниченную полосу частот.
Кроме того, было установлено, что четырехрупорная конфигурация далека от
идеала с точки зрения обеспечения связи, требуемой для получения оптималь-
ных суммарного (S) и разностного (А) сигналов. Разделительная перегородка
в Е-плоскости создавала нежелательное короткое замыкание для электриче-
ского поля в точке максимума энергии в фокальной плоскости, что приводило
к уменьшению связи, требуемой в схеме суммарного сигнала. Оптимальный
размер облучателя для получения суммарного сигнала должен быть значитель-
но меньше, чем для разностного, так что все три канала были очень далеки
от оптимума. Вследствие относительной сложности волноводных схемных
элементов можно было рассчитывать на работу только с линейной поляри-
зацией.
Значительно более совершенный четырехрупорный облучатель был разра-
ботан для первого образца моноимпульсной РЛС точного сопровождения
AN/FPS-16 [6]. Yiдубление разделительной перегородки в Е-плоскости и удли-
нение разделительной перегородки в //-плоскости для придания определенной
конфигурации полям в апертуре облучателя обеспечили значительно лучшее
согласование облучателя для получения суммарного сигнала. Прецизионные
мостовые соединения были очень малогабаритными деталями, так что облу-
чатель и суммарно-разностная схема имели настолько малые размеры и массу,
что могли быть использованы в качестве облучателя, размещенного в фрон-
тальной фокальной точке параболического зеркала.
Хотя в течение многих лет предпочтение отдавалось четырехрупорному
ромбовидному облучателю (рис. 19), пятирупорный облучатель (рис. 20) при-
менялся в наиболее важных случаях, прежде всего в РЛС точного сопровож-
дения AN/FPQ-6 [6] и AN/FPQ-10 [7]. Как видно из рис. 20, суммарно-раз-
ностная схема относительно проста. Это необходимо для удовлетворения всех
требований, предъявляемых к этим РЛС, как при линейной, так и при круго-
вой поляризации. Сопровождение не может быть осуществлено с большой
точностью без чрезвычайно жестких допусков на фазовую стабильность сум-
марно-разностной схемы, поэтому простота аппаратуры совершенно необхо-
дима. Требования по поляризации удовлетворяются обеспечением связи каж-
дой апертуры облучателя с обеими линейно поляризованными составляющими,
причем предусмотрены отдельные суммарно-разностные схемы для каждой
из линейных поляризаций (рис. 20). Благодаря этому получаются две серии
суммарных и разностных сигналов. Для каждой из линейных поляризаций
используется только одна из серий, для приема же круговой поляризации обе
серии комбинируются с соответствующим соотношением фаз (±90°).
Дальнейшим приближением к распределению электрического поля (см.
рис. 16) является использование двенадцатирупорного облучателя (рис. 21),
в котором соответствующим образом выбранные связки рупоров обеспечивают
23
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Рис. 19. Четырехрупорный ромбовидный облучатель, осуществляющий прием как горизон*
тальной, так и вертикальной поляризации.
Для приема круговой поляризации обе ортогональные поляризации могут быть совме-
щены с соответствующими фазами на выходе мостовых соединений
Рис. 20. Пятирупорный облучатель со связью с обеими линейно поляризованными состав-
ляющими, комбинируемыми с помощью матричных переключателей для селекции либо
горизонтальной, либо вертикальной поляризации.
Линейные поляризации могут быть также совмещены с соответствующими фазами для
получения правой или левой круговой поляризации.
24
1.4 Моноимпульсная система
Переключатель
Рис. 21. Двенадцатирупорный облучатель.
Рис. 22. Диаграмма облучения двенадцатирупорною облучателя для формирования сум-
марного канала в Е-пл ос кости (а) и //-плоскости (б).
25
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
почти «идеальную» конфигурацию поля с точки зрения получения суммар-
ного и разностного сигналов. Однако сложность аппаратуры суммарно-раз-
ностных схем значительно увеличивается, поэтому практически осуществить
прием любой поляризации по всем трем каналам оказывается затруднитель-
ным. Кроме того, четырехрупорная связка для получения суммарного канала
эквивалентна четырехэлементной антенной решетке, в результате чего боко-
вые лепестки диаграммы облучателя получаются очень большими (рис. 22).
Этот облучатель был использован в антенне Кассегрена, причем на рис. 22
видна превосходная форма спадания поля к краям на кассегреновском контр-
рефлекторе (желателен спад к краям контррефлектора порядка 11 дБ),
а также отчетливо видны большие боковые лепестки, обусловленные потеря-
ми энергии (которая не перехватывается зеркалом). Из-за этих боковых ле-
пестков не только ухудшается эффективность, но и увеличивается восприим-
чивость РЛС к помехам, создаваемым источниками излучения, смещенными
относительно оси антенны.
К
Электрическое 1 Смещение
поле j ] относительно центра
Распределение
интенсивности
электрического поля
]I '"'Апертура
I рупора
Электрическое
поле
Типы Soph
А Волне Воде'. ТЕ^
т^го
Рис. 23. Возбуждение волны типа ТЕ2о путем несимметричного облучения апертуры об-
лучателя [8].
В последующей разработке облучателей моноимпульсной аппаратуры сум-
марный и разностный сигналы получались с помощью облучателя с одной
апертурой [8, 9]. Эта методика основана на использовании в волноводе в до-
полнение к обычной волне типа ТЕщ волн высших типов. Было обнаружено,
что смещение «пятна» в фокальной плоскости, вызванное ошибкой сопровож-
дения (рис. 23), возбуждает в волноводе облучателя волны высших порядков
несимметричных типов. Волны этих типов содержат по существу ту же энер-
гию разностного сигнала, что и извлекаемая из многорупорных облучателей
с помощью моноимпульсных суммарно-разностных схем. Для извлечения волн
желаемых типов размер горловины однорупорного облучателя выбирается
таким, чтобы обеспечить возможность распространения волн высшего порядка
до СВЧ аппаратуры, в которой производится выделение волн различных
типов.
Основными достоинствами многомодовых облучателей являются: 1) обес-
печение неразделенной апертурой эффективности связи с антенной для фор-
мирования суммарного сигнала, превосходящей иногда даже «оптимум» одно-
рупорного облучателя; 2) малогабаритность и простота конструкции, обеспе-
чивающие малые потери, небольшую массу и незначительное затенение апер-
туры; 3) короткая симметричная структура, благодаря чему достигается пре-
восходная стабильность равносигнальной оси, не зависящая от частоты.
Из рис. 23 видно, каким образом смещение «пятна» в фокальной плоско-
сти возбуждает волну типа ТЕго, являющуюся несимметричным типом волны
высшего порядка в волноводе, используемым в качестве разностного сигнала
в //-плоскости. При смещении «пятна» вправо от оси апертуры облучателя
энергия в правой части апертуры увеличивается. Благодаря этому возбуж-
дается волна типа ТЕго, фаза которой относительно волны ТЕщ показана на>
26
1.4. Моноимпульсная система
а)

Рис. 24. Типы волн в волноводе, используемые в многомодовом облучателе (а); суммар-
ное электрическое поле волн типа ТЕи и ТМц, используемое дли сигнала ошибки
в Е-плбскостн [8] (б).
Рис. 25. СВЧ устройства для связи с волнами высшего порядке в волноводе для совме-
щенных волн типа ТЕ,, и ТМИ (а) и типа ТЕщ и ТЕ20 [8] (б).
27
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
рис. 23. Волны типа ТЕ2о и ТЕю суммируются в правой части апертуры
и взаимно вычитаются в левой части, что вызывает ассиметричное распреде-
ление энергии, вызванное смешением «пятна». При смешении «пятна» влево
в фокальной плоскости волна типа ТЕ2о возбуждается в противоположной
полярности. Таким образом, амплитуда волны ТЕго увеличивается по мере
отклонения цели от оси антенны, а ее фаза изменяется на 180° при изменении
направления смешения, что является признаком знака ошибки, используемым
в моноимпульсном приемнике.
Волны высшего порядка несимметричных типов возбуждаются аналогич-
но и при смешении пятна,- вызванного ошибкой сопровождения, в ^плоско-
сти. Результирующее несимметричное электрическое поле, используемое для-
Рис. 26. Многомодовый моноимпульсный облучатель с одним рупором [8]:
а — экспериментальная модель; б — малогабаритный вариант.
получения разностного сигнала в Е-плоскости, является комбинацией вол»
типа ТЕц и ТМц (рис. 24). Эта комбинация типов волн также имеет нулевую
амплитуду, если цель находится на оси, и возрастающую амплитуду конечной-
величины при отклонении цели от оси, причем фаза изменяется на 180° при
изменении направления отклонения от оси, что также используется для опре-
деления знака ошибки.
На рис. 25 изображены СВЧ элементы, которые можно использовать в ка-
честве элементов связи с волнами желаемых типов [8]. Апертура горловины
рупорного облучателя имеет форму квадрата (рис. 25,а), размер которого до-
статочно велик для распространения волн желаемых типов. Элемент связи
с волнами типа ТЕц и ТМц расположен в этом волноводе квадратного сече-
ния. Затем горловина сужается в Е-плоскости, так что образуется прямо-
угольное сечение (рис. 25,6). Его размер ниже критического для волн типа-
ТЕц и ТМц, однако его ширина в //-плоскости достаточно велика для распро-
странения волн типа ТЕю и ТЕ2о. Волны этих типов разделяются с помощью
свернутого двойного Т-образного соединения (рис. 25,6). На рис. 26 изобра-
жены два экспериментальных образца однорупорных облучателей [8], отли-
чающихся простотой и малыми габаритами.
Важным достоинством этого типа облучателей является то, что положе-
ние электрической оси, определяемое углом, при котором разностный сигнал
28
1.4 Моноимпульсная система
равен нулю, по существу не зависит от частоты. В этом случае волны высше-
го типа, используемые для формирования разностного сигнала, могут быть-
возбуждены только в результате появления какой-либо асимметрии, напри-
мер, при отклонении цели от оси. Благодаря малым габаритам конструкции-
облучателя можно исключить по существу любую другую асимметрию систе-
мы. Из рис. 27 видна превосходная стабильность положения нуля разностного-
сигнала и его глубина в 10%-ной полосе частот. Эти данные получены на экс-
периментальном облучателе рис. 26,а, спаянном из листового металла и обла-
дающем очень стабильным положением нуля даже при заметном нарушении
симметрии при изготовлении. Это свидетельствует о некритичности размеров-
Угол,грас
а)
Рис. 27. Разностная диаграмма облучателя рис. 26, а.
Следует отметить глубокую нулевую зону и стабильность диаграммы: а — //-плоскость;
б — ^-плоскость [8].
Многомодовый облучатель значительно усложняется, если он должен ра-
ботать не только при линейной поляризации. Для этого требуется использо-
вание волн многих типов в волноводе, так что перекрестная связь может ока-
заться серьезной проблемой. Тем не менее для РЛС типа AN/FPQ-6 [9] был
разработан многомодовый облучатель, рассчитанный на любую поляризацию.
Коэффициент усиления этого облучателя (в режиме однократного использова-
ния диаграммы) приблизительно на 2 дБ больше, чем первого пятирупорного-
облучателя, которому соответствовала эффективность антенны, равная при-
близительно 70%. Он обеспечивает также больший коэффициент усиления
разностного канала, так как суммарный и разностный сигналы можно оптими-
зировать раздельно. Размер апертуры облучателя выбирается так, чтобы
оптимизировать разностные сигналы, а электрическое поле суммарного сигна-
ла сосредоточено в центральной части апертуры облучателя, как это требуется
для оптимального спадания облучения к краям апертуры антенны при исполь-
зовании волн высшего порядка симметричных типов. Волны этих типов воз-
29
Г л. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Нуждаются неоднородностями в горловине рупора [9] и фазируются так,
чтобы они суммировались с типом волны суммарного канала в центре апер-
туры и вычитались по направлению к краям.
Описанные облучатели являются частью ряда возможных типов, пригод-
ных для использования в РЛС сопровождения обшего назначения. В спе-
циальных случаях, как, например, при сопровождении целей с ответчиками,
являющимися точечными излучателями устойчивого сигнала, облучатель можно
упростить. Примером такой аппаратуры является система сопровождения,
используемая для сопровождения спутника «Телстар» с целью обеспечения
приема сигналов связи [10]. В этом случае не требовалась высокая точность
сопровождения, а спутник обеспечивал устойчивый сигнал с практически кру-
Злектричеокие
поля
поля
типа TEOf
Угол базирования (ka 9)
"Рис. 28. Типы волн в круглом волноводе, используемые для сопровождения по углам (а).
Диаграмма направленности, полученная в результате возбуждения антенны этими типа-
ми волн (б).
а — радиус волновода, fe=2n/X.
говой поляризацией (малой эллиптичности). Поэтому для сопровождения по
двум угловым координатам разработчики могли использовать два типа волн
в цилиндрическом волноводе (рис. 28). Волна основного типа ТЕп обеспечи-
вает опорный сигнал, а волна TMoi — двумерный сигнал ошибки, амплитуда
которого пропорциональна величине угловой ошибки. Фаза сигнала ошибки
относительно волны типа ТЕ определяет направление таким образом, что из-
менение фазы от 0 до 360° соответствует изменению направления отклонения
•от оси антенны от 0 до 360°.
Возможности этой системы ограничены ее чувствительностью к поляри-
зации принимаемого сигнала. Можно было бы получить очень точное сопро-
вождение, если бы принимаемый сигнал всегда имел точную круговую поля-
ризацию, однако при нарушении круговой поляризации появляется перекрест-
ная связь между каналами сопровождения по азимуту и углу места. В слу-
чае пассивных радиолокационных целей наблюдаются флуктуации амплитуды
и поляризации эхо-сигнала. Обычно при облучении самолета сигналом с одно-
•сторонней круговой поляризацией отраженные сигналы имеют правую и ле-
вую круговую поляризацию с почти одинаковой энергией. Поэтому параметры
50
1.4. Моноимпульсная система
облучателей, в которых для сопровождения по углам использованы осесим-
метричные типы волн в волноводе, ухудшаются в случае работы по пассивным-
целям.
Влияние фазовых ошибок по высокой и промежуточной частоте. Фаза
в цепях ВЧ и ПЧ существенно влияет на характеристики РЛС. При форми-
ровании суммарного и разностного сигналов фазовые ошибки существенна
зависят от ориентировки и схемных решений облучателя, высокочастотных кас-
кадов, смесителей, каскадов промежуточной частоты и детекторов ошибки.
Выходным сигналом детектора ошибки является видеоимпульс, пропорцио-
нальный ошибке сопровождения, полярность которого соответствует знаку
ошибки. Двумя нежелательными следствиями фазовых ошибок являются сме-
шение равносигнальной оси и потеря угловой чувствительности.
В моноимпульсных облучателях фазовые или амплитудные ошибки могут
явиться причиной смещения равносигнальной оси РЛС. Этим определяется то,
что в обычных моноимпульсных РЛС разностные сигналы формируются по
высокой частоте с помощью пассивных устройств, длина которых должна быть
возможно более малой В некоторых из первых типов моноимпульсных схем
для формирования разностных сигналов выходное напряжение каждого ид
рупоров детектировалось отдельно и усиливалось по промежуточной частоте.
Вследствие этого возникали интенсивные флуктуации положения электриче-
ской оси в функции времени изменения уровня сюнала и высокой частоты.
Поскольку обычный моноимпульсный облучатель и суммарно-разностная
схема являются пассивными, обычно симметричными устройствами незначи-
тельной электрической длины, они по существу мало чувствительны к ампли-
тудным ошибкам В правильно рассчитанном устройстве фазовые ошибки,
возникающие до суммарно-разностной схемы, могут поддерживаться на доста-
точно низком уровне Если этими ошибками можно пренебречь, то нуль раз-
ностного сигнала, определяющий направление электрической оси РЛС, имеет
большую глубину и его угловое направление не изменяется. Достаточно глу-
бокий нуль должен иметь значение не менее чем на 35 дБ ниже максимума
суммарного сигнала. В случае пренебрежимо малой фазовой ошибки в цепях
до суммарно-разностной схемы любые фазовые ошибки в ВЧ смесителе и в схе-
ме ПЧ будут влиять только на угловую чувствительность Выходное напря-
жение детектора угловой ошибки равно
е = | S | | А | cos (9—ф),	(2>
где S — амплитуда суммарного сигнала; А — амплитуда разностного сигнала;
0=0° или 180° в зависимости от знака ошибки сопровождения, ф — полная
фазовая ошибка в цепях после суммарно-разностной схемы.
В идеальном случае ф—0, и косинус равен +1 или —1 в зависимост»
от знака ошибки сопровождения. В случае фазовой ошибки, равной, например,.
30°, уменьшается лишь чувствительность к угловой ошибке на коэффициент,
равный cos 30° или 0,866. Хотя фазовые ошибки, превышающие 90°, малове-
роятны, они обусловили бы только изменение полярности напряжения сигнала
ошибки, направление же равносигнальной оси относительно оси антенны не
изменилось бы. Таким образом, не слишком значительные фазовые ошибки,
возникающие в цепи между суммарно-разностной схемой и детектором ошиб-
ки, не имеют особого значения в тех случаях, когда можно пренебречь фазо-
выми ошибками в цепи между рупорами облучателя и суммарно-разностной
схемой. Обычно на фазовую ошибку в цепи после суммарно-разностной схемы
устанавливается допуск порядка ±5°.
Нуль разностного сигнала получается не столь глубоким, если фазовая
ошибка возникает в цепях до суммарно-разностной схемы, так как разностный
сигнал является разностью сигналов двух рупоров (в многорупорном облуча-
теле), которая в этом случае не может быть равна нулю даже при одинако-
вых амплитудах. Разностный сигнал всегда будет иметь конечную величину,
однако выходное напряжение детектора угловой ошибки будет иметь нулевое-
31
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
значение в тех случаях, когда фаза остаточного разностного сигнала сдвинута
на 90° (0=90°) относительно фазы суммарного сигнала. В зависимости ст типа
облучателя это может или не может являться причиной смещения ргвносиг-
нальной оси. Однако при постоянном смещении равносигнальной оси это мож-
но рассматривать как систематическую ошибку, которая может быть учтена
или исключена из радиолокационных данных сопровождения при их обработ-
ке. К сожалению, фазовые ошибки, возникающие в цепи после суммарно-раз-
ностной схемы, в значительной степени влияют на величину смещения равно-
Рис. 29. Схема детектора угловой ошибки.
сигнальной оси, обусловленного фазовой ошибкой в цепи до суммарно-раз-
ностной схемы, и вызывают колебания направления равносигнальной оси во
времени и в зависимости от уровня сигнала.
В работе [3] рассмотрен частный случай квадратного четырехрупорного
облучателя, иллюстрирующий типичную связь между этими двумя видами
фазовых ошибок. Показано, что для четырехрупорного облучателя угловое
смещение равносигнальной оси
0=Wg<p,	(3)
где k — постоянная, зависящая от ширины диаграммы направленности антен-
ны; ф — фазовая ошибка в цепях до суммарно-разностной схемы (принимается
достаточно малой); ф— фазовая ошибка в цепи после суммарно-разностной
схемы. Поскольку фазовую ошибку в цепях до суммарно-разностной схемы
трудно измерить непосредственно, она обычно не задается по техническим
условиям, однако уровень нуля, являющийся мерой фазовой ошибки, должен
быть по техническим условиям обычно не менее чем на 35 дБ ниже максимума
суммарного сигнала.
При наличии фазовой ошибки в цепях до суммарно-разностной схемы
смещение равносигнальной оси является функцией фазовой ошибки ф в цепи
после суммарно-разностной схемы. Основной проблемой является то, что
в фазовый угол ф входит значение разности фаз между усилителями ПЧ
и другими активными элементами схемы, вследствие чего угол ф является
функцией времени и уровня сигнала. Это вызывает блуждание равносигналь-
ной оси и снижает точность РЛС сопровождения.
Как общее правило, если фазовые ошибки в цепях до суммарно-разност-
ной схемы малы, что следует из большой глубины нуля разностного сигнала,
то можно допустить наличие фазовых ошибок в цепи после суммарно-разност-
ной схемы порядка нескольких градусов. В облучателе с неглубоким нулем
можно ожидать, что раввосигнальная ось будет смещаться во времени и при
изменении интенсивности сигнала.
32
1.4. Моноимпульсная система
Детектор угловой ошибки или детектор скалярного произведения. Детек-
тор угловой ошибки, часто называемый детектором скалярного произведения,
изображен на рис. 29 В этой схеме выходные сигналы суммарного и разност-
ного каналов комбинируются таким образом, что один диод детектирует
Д+Д, а другой 2—А На выходе диодов получаются напряжения постоянного
тока, пропорциональные амплитудам этих сигналов. Выходные напряжения
диодов взаимно вычитаются, в результате чего получается напряжение сигна-
ла ошибки е, равное
e=kd(\ SH-Л |— | S—А |),	(4)
«где kd — постоянная (причем принимается, что оба диода являются линейны-
ми детекторами). При разложении в ряд с сохранением значимых составляю-
щих видно, что схема работает как устройство, осуществляющее скалярное
умножение. Если произвести сложение с использованием теоремы косинусов,
то
е = fed(Vl X |2 + | А |2+2 | X | | A I cos 0- Vl 2 12-Н А |2—2 | 2 [ | А | cos 0),
где 0 — разность фаз выходных сигналов суммарного |2| и разностного |А|
каналов. Если разложить радикалы в биномиальные ряды, то
Г	. ,9 I X | | AJ cos О (I X I | A I cos 0)2	1
Г	, W9 |2|IA|COS0 (|Х| IA J cos 0)2	1
— Ц(|2|2 + | Д 2)	—	2 |2_|_|Д|2)1/2— 2(| s |2_|_|Д |2)3/2Н	]
или при исключении членов высшего порядка
~	2| X | | А |cos 0
е kd (I X P4-I А I2)1 /2*	<
Ниже будет показано, что в интересующих нас пределах изменения углов
знаменатель в этом выражении является по существу постоянной величиной.
При пассивном сопровождении ответчика с фиксированной настройкой, ампли-
туда излучения которого постоянна, величины |2| и |А| в функции угла от-
клонения от равносигнальной оси определяются однократно используемыми
суммарной и разностной диаграммами Примем в качестве грубого прибли-
жения, что |Х| =/г„ cosfeaa и |А| =kd sinfcaa, где ka — постоянная, определяе-
мая параметрами антенны; a — угол отклонения от равносигнальной оси, не
превышающий ±n/2fea; ks— максимальное значение сигнала в случае сум-
марной диаграммы и kd — максимальное значение сигнала в случае разностной
диаграммы При этом знаменатель в уравнении (5) будет равен
(|Х Р4-|А |2)1/2 = (fe2 cos2 ka sin2 ka a)1/2.
При ks=kd знаменатель является постоянной величиной. Обычно kd несколько
меньше, чем k*, поэтому знаменатель не является точно постоянной величи-
ной. Однако в непосредственной близости от оси антенны он по существу
постоянен и
е ж 21 X | | А | cos 0г ’.	(6)
Таким образом, в грубом приближении детектор ошибки является по суще-
ству детектором скалярного произведения.
В оригинале e^2(kd/ks) |2] |A|cos0. Так как, однако, это уравнение
Выведено при условии, что kd = k8, отношение этих величин принято равным
единице. — Прим. ред.
33
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Для типичного случая сопровождения с замкнутой петлей обратной связи
значение |Д| мало и лучшим приближением для знаменателя (5) является
выражение
(| S Р+| Д Р)1'2 »| S |,
что дает
е ~ 2kd | Д | cos 0.
(7)
Автоматическая регулировка усиления (АРУ). Для получения стабильной
замкнутой следящей системы сопровождения по угловым координатам угловая
чувствительность РЛС должна поддерживаться постоянной независимо от раз-
меров цели и дальности. В моноимпульсных РЛС это достигается с помощыо
Рис. 30. АРУ в схеме моноимульсного сопровождения.
АРУ, причем для регулировки усиления всех трех каналов используется на-
пряжение, пропорциональное выходному напряжению промежуточной частоты
суммарного к*анала.
Чтобы показать, как работает АРУ (рис. 30), ниже кратко рассматри-
ваются напряжения в разных точках системы сопровождения по углам. Плот-
ность потока мощности (в ваттах на квадратный метр) у цели равна
р ISgP/M
Т /?2 (/) ’
где Pt — мощность передатчика, поступающая в антенну; |Sa|—усиление
по напряжению суммарной диаграммы антенны (диаграммы, используемой
на передачу); R(t)—дальность цели (являющаяся функцией времени); k —
постоянная. Цель отражает энергию, равную произведению плотности падаю-
щей мощности на эффективную площадь рассеяния цели 0(f), меняющуюся,
как показано в § 10.2, т. 1, во времени.
Мощность суммарного сигнала Р» равна
2^2 PfO(Z)
Ps =
(8)

и соответственно разностного сигнала
2*Д£ k* Pt<j(t)
Pd =
(9>
где Да—усиление по напряжению разностной диаграммы антенны. Переход
от мощностей к напряжениям, что удобнее для анализа работы детекторов
34
1.4. Моноимпульсная система
(Ю)
(П)
на выходе каналов ПЧ, дает
S=	/?2(0	'
_ ^gAa k ~|/Р/ о (/)
d ~ R* (о
где Ев — напряжение суммарного сигнала; Ed — напряжение разностного сиг-
нала; k'—постоянная, учитывающая сопротивление 0.
В системе АРУ детектируется суммарный сигнал и вырабатывается отри-
цательное напряжение постоянного тока, пропорциональное максимальному
значению напряжения сигнала. Отрицательное напряжение подается на каска-
ды усилителя ПЧ, уменьшая их усиление при увеличении сигнала. Большое
усиление в цепи АРУ эквивалентно делению выходного напряжения ПЧ на
коэффициент, пропорциональный его амплитуде, поэтому выходное напряже-
ние суммарного сигнала ПЧ равно
Е  K2ak'VP^ry/R4t)
Sl~
(12)
«ли
Esi = K,
где К — результирующий постоянный уровень суммарного сигнала на выходе
усилителя ПЧ при АРУ. Выходное напряжение разностного сигнала ПЧ
равно
_KSaAafe'VP,o(/)/W)
dl 2а k'VPtb (0
(13)
или
Выходное напряжение детектора угловой ошибки, если, как обычно, при-
нять, что он является детектором произведения, равно
I e\=EsiEM или|е] = К2-“,
где |е|—модуль напряжения сигнала угловой ошибки. Это является ожи-
даемым значением выходного напряжения детектора угловой ошибки, пропор-
циональным разностному сигналу, что дает постоянную чувствительность к уг-
ловой ошибке [2]. В случае широкополосной АРУ чувствительность не зави-
сит от параметров, переменных во времени.
Если полоса частот АРУ ограничена, быстрые флуктуации сигнала моду-
лируют |е|, однако долговременная средняя угловая чувствительность остает-
ся постоянной. Эти флуктуации возникают в большой степени вследствие быст-
рых изменений эффективной площади рассеяния цели о(0> т. е. флуктуаций
амплитуды эхо-сигнала. Хаотическая модуляция |е| обусловливает появление
дополнительной шумовой составляющей по угловым координатам, что опреде-
ляет, как это показано в § 10 3, т. 1, выбор полосы частот АРУ.
*) В оригинале б уравнениях (8)—(И) для постоянных приняты одинако-
вые обозначения. — Прим. ред.
35
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
При очень малых отношениях сигнал/шум (<4 дБ) напряжение АРУ
ограничивается уровнем шума до некоторого минимального значения. Поэтому
при уменьшении сигнала и большом уровне шума усиление по ПЧ остается
постоянным, в результате чего угловая чувствительность падает. Соответст-
венно влияние теплового шума на качество сопровождения не может быть
описано линейными соотношениями, приведенными в § 1.5, дающими точность
порядка 1 дБ при отношении сигнал/шум от 4 дБ и выше. В работе [2] рас-
сматривается методика расчета влияния теплового шума при очень малом от-
ношении сигнал/шум.
В РЛС с коническим сканированием АРУ обеспечивает такое же постоян-
ство чувствительности к угловой ошибке. Основным ограничением в РЛС
с коническим сканированием является то, что полоса частот схемы АРУ долж-
на быть значительно меньше частоты сканирования во избежание уменьшения
глубины модуляции, содержащей информацию об угловой ошибке. В работе
[2] подробно рассмотрено отличие влияния малого отношения сигнал/шум
на работу РЛС с коническим сканированием луча и моноимпульсной РЛС.
47
Рис. 31. Фазовые соотношения в волновом фронте фазовой моноимпульсной РЛС (й);
функциональная схема фазовой моноимпульсной РЛС (Для одной угловой координа-
ты) (6).
Фазовая моноимпульсная система. В этом типе моноимпульсной системы
используется несколько антенн, взаимно перекрывающиеся (неотклоненные
относительно оси) лучи которых направлены на цель (рис. 31). Интерполиро-
вание угловых координат цели в пределах луча осуществляется сравнением
фаз сигналов в антеннах (с целью упрощения описывается однокоординатная
система сопровождения). Если цель находится на электрической оси антенны,
выходные напряжения каждой апертуры находятся в фазе. При смещении
цели с оси в любом направлении соотношение фаз меняется. Амплитуды сиг-
налов во всех апертурах одинаковы, поэтому выходное напряжение фазового
детектора угловой ошибки определяется только фазовыми соотношениями.
В одном из каналов фазового детектора фаза сдвинута так, что выходное
напряжение равно нулю, когда цель находится на оси, и увеличивается про-
порционально угловому смещению цели, причем полярность напряжения соот-
ветствует определенному направлению этого смещения.
Зв
1 4 Моноимпульсная система
На рис. 31 изображены антенна и функциональная схема приемника фазо-
вой моноимпульсной системы сопровождения по одной из угловых координат.
Любой сдвиг фаз, возникающий в смесителе и УПЧ, влечет за собой соответ-
ствующее изменение направления равнофазной оси антенны. ^Недостатками
фазовой моноимпульсной системы по сравнению с амплитудной являются труд-
ность поддержания высокой стабильности положения равнофазной оси и труд-
ность обеспечения желаемого распределения поля на краях апертуры как для
суммарного, так и для разностного сигналов./Вследствие более длинных путей
от выходов антенн до суммарно-разностной схемы отклонение равнофазной
оси фазовой системы по сравнению с амплитудной больше зависит от механи-
ческих нагрузок или прогибов, неравномерного прогрева и пр.
Более высокая стабильность положения равнофазной оси получается в си-
стеме, в которой для получения суммарного и разностного сигналов выходные
сигналы двух антенн комбинируются
с помощью пассивных устройств на
высокой частоте (рис. 32). Эти сиг-
налы могут быть затем обработаны
так же, как в обычном амплитудном
меноимпульснам приемнике В систе-
1ге, изображенной на рис. 32, обеспе-
чивается относительно хорошее для
разностного канала облучение апер-
туры с плавно спадающим электри-
ческим полем к краям каждой антен-
ны. Однако облучение обеих антенн
при передаче суммарного сигнала
осуществляется электрическим полем
с двугорбым синфазным распределе-
нием, что обусловливает высокий уро-
вень боковых лепестков, так как та-
кая антенна подобна двухэлементной
решетке Решение этой задачи мож-
но несколько облегчить путем неко-
торого совмещения апертур, снизив,
Рис. 32. Высокочастотная фазовая моно-
импульсная система с суммарным и разно-
стным выходными сигналами (а). Вектор-
ная диаграмма суммарного и разностного
сигналов (б).
однако, угловую чувствительность
и усиление антенны.
Система моноимпульсного сопро-
вождения с фазированной антенной
решеткой. В зависимости от системы
облучения, РЛС сопровождения с фа-
зированной антенной решеткой мо!ут быть в общем случае как амплитудными,
так и фазовыми моноимпульсными системами (т. 2, § 4.7). В проходных
антенных решетках, подобных высокочастотным линзам, и в отражательных,
подобных параболической зеркальной антенне, можно применить любые из
описанных выше многорупорных или многомодовых облучателей и те же
общие приемы оптимизации облучателей.
Моноимпульсное выявление угловой ошибки может быть выполнено с по-
мощью двух половин (верхняя и нижняя половина для угла места) антенной
решетки с параллельным питанием излучателей. В антенных решетках с двумя
половинами апертуры для фазового моноимпульсного выявления угловой
ошибки обычно обеспечивается хорошая форма спадания поля к краям для
суммарной диаграммы, однако электрическое поле для разностного сигнала
достигает в центре апертуры максимума с перебросом фазы на 180°. Такая
резкая неоднородность в точке максимума является причиной появления очень
больших нежелательных боковых лепестков Формирование желаемого рас-
пределения электрического поля для разностного сигнала выполняется различ-
ными методами, например путем использования раздельных облучателей.
37
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Одноканальная и двухканальная моноимпульсные системы. Моноимпульс-
ные РЛС могут содержать меньше трех обычных каналов ПЧ. Это выпол-
няется таким комбинированием суммарного и разностного сигналов, чтобы
они могли быть отдельно восстановлены на выходе. Такие системы позволяют
получить улучшенные параметры АРУ или других устройств обработки сигна-
лов, однако за счет ухудшения отношения сигнал/шум или появления пере-
крестной связи между азимутальным и угломестным каналами.
Рис. 33. Функциональная схема одноканальной моноимпульсной системы сопровождения.
Показана схема сопровождения по одной из угловых координат. (Система рассчитана
на сопровождение по обеим угловым координатам) [11].
В одном из типов одноканальной моноимпульсной системы — SCAMP
(single-channel monopulse processor) [11] желаемая постоянная чувствитель-
ность к угловой ошибке достигается нормированием разностного сигнала
к суммарному в одном-единственном канале ПЧ (рис. 33). Высокая частота
каждого из сигналов преобразуется в разные промежуточные частоты с помо-
щью отдельных гетеродинов различных частот. Все три сигнала усиливаются
одним УПЧ с достаточно широкой полосой пропускания. На выходе канала
ПЧ сигналы жестко ограничиваются и разделяются тремя узкополосными
фильтрами. Затем все три сигнала преобразуются к одной частоте путем сме-
шения двух из этих сигналов с сигналом, частота которого равна разности
частот гетеродинов каждого из этих сигналов и гетеродина третьего сигнала.
Напряжение сигнала угловой ошибки определяется затем обычным фазовым
или просто амплитудным детектором [11]. Функции АРУ и нормирования вы-
полняются путем жесткого ограничения [12].
Одноканальная моноимпульсная система обеспечивает в сущности мгно-
венную АРУ. Ее параметры при наличии теплового шума почти аналогичны
параметрам трехканальной системы. Однако из-за ограничения возникает
серьезная проблема перекрестной связи [12], в результате которой часть сиг-
нала азимутальной ошибки появляется на выходе детектора угломестной
ошибки и наоборот. В зависимости от схемы приемника и выбора промежу-
точных частот перекрестная модуляция может явиться причиной значительных
ошибок и повышения чувствительности к помехам. В работе [12] указывается,
как следует совмещать полосы частот суммарного и разностного каналов
в широкополосном УПЧ для минимизации перекрестной связи, а также реко-
38
1 4. Моноимпульсная система
мендуется использование узкополосной фильтрации для разделения сигналов
до ограничения с целью снижения чувствительности к помехам.
Можно также использовать двухканальный моноимпульсный приемник
(13], объединяя суммарный и разностный сигналы по высокой частоте так,
как это изображено на рис. 34. СВЧ поляризационный делитель является
вращающейся высокочастотной петлей связи с механическим приводом в круг-
лом волноводе. Азимутальный и угломестный разностные сигналы возбуж-
даются в этом волноводе с поляризацией электрического поля, ориентирован-
К следящим системам я иного
по угловым координатам глока
Рис. 34. Функциональная схема двухканальной моноимпульсной системы [13].
ной под углом 90°. Сигнал в элементе связи содержит оба разностных сигнала,
величины которых пропорциональны косинусу и синусу углового положения
элемента связи <W, где <±>s — угловая скорость вращения. Оба разностных сиг-
нала А складываются с суммарным сигналом S в мостовом соединении. Вы-
ходные напряжения S+A и 2—А подобны получаемым при коническом ска-
нировании, но фазы модуляционных функций отличаются на 180°. В случае
отказа одного из каналов РЛС может работать, как РЛС с коническим скани-
рованием только на прием, по существу с теми же характеристиками, что
и РЛС с коническим сканированием. Преимуществом двух каналов с угловой
информацией взаимно противоположных полярностей является то, что флук-
туации принимаемого сигнала подавляются в устройстве вычитания, восста-
навливающем данные по угловым ошибкам после детектирования выходного
напряжения ПЧ. Канал промежуточный частоты выполняет по существу
функции мгновенной АРУ, обеспечивая желаемое постоянство чувствительно-
сти к угловой ошибке разностного сигнала, нормированного к суммарному.
Продетектированный разностный сигнал является биполярным видеосигналом,
в синусоидальной огибающей которого содержатся данные по ошибке. Этот
сигнал делится в устройстве демодуляции на две составляющие, содержащие
данные по азимуту и по углу места. В демодуляторе из разностного сигнала
с помощью опорного сигнала, получаемого от генератора, связанного с при-
водом вращающейся петли связи, извлекаются синусная и косинусная состав-
ляющие, образующие сигналы ошибки по азимуту и углу места.
39
Гл. /. Радиолокационные станции сопровождения
Двухканальные моноимпульсные системы использованы в РЛС сопровож-
дения AN/SPG-55 и в полигонной РЛС AN/FPQ-10 слежения за полетом ра-
кет. Модуляция, создаваемая СВЧ поляризационным делителем, вызывает
известные осложнения в работе измерительной РЛС, так как при этом к сиг-
налу добавляется ряд спектральных составляющих, что усложняет использо-
вание в РЛС метода импульсно-доплеровского сопровождения.
Система обеспечивает работу в режиме мгновенной АРУ только с обоими
каналами ПЧ. В случае выхода из строя любого из каналов характеристики
системы ухудшаются. Отношение сигнал/шум на входе приемника уменьшается
на 3 дБ, хотя эти потери частично компенсируются в результате когерентного
добавления информации, содержащейся в суммарном сигнале. При проекти-
ровании СВЧ поляризационного делителя должны быть минимизированы поте-
ри в нем, причем для минимизации перекрестной связи между азимутальным
и угломестным каналами необходима очень выеокая точность изготовления.
Параметры поляризационного делителя можно улучшить, используя феррито-
вые устройства вместо вращающейся петли связи с механическим приводом.
1.5. Сравнение устройств сопровождения по угловым
координатам
При сравнении устройств сопровождения по угловым координатам будет
принято, что во всех трех рассматриваемых устройствах антенной является
зеркало с облучателем, расположенным в фокальной плоскости.
Коническое сканирование. Конструкция антенны и облучателя сравнитель-
но простая. Сканирование луча антенны можно осуществлять либо вращением
асимметрично расположенного вибратора, либо нутацией облучателя. Обычно
следует отдавать предпочтение нутации облучателя, так как вращение пло-
скости поляризации в случае вращения вибратора вносит дополнительные
ошибки сопровождения Нутация облучателя создает механические трудности,
обусловленные асимметрией устройства, лимитируя таким образом скорость
сканирования. В системах, использующих небольшие апертуры, как, например,
в головках самонаведения ракет, иногда применяется наклонное сбалансиро-
ванное зеркало, вращающееся вокруг неподвйжного облучателя, что облегчает
конструирование таких систем. Однако в случае больших зеркал это неосу-
ществимо.
Поскольку при использовании в РЛС сопровождения конического скани-
рования необходимо отклонить луч от оси и вращать его, действительная
ширина диаграммы антенны больше минимально возможной приблизительно
на 40%. Обычно лучи пересекаются в точке половинной мощности двукратно
используемой диаграммы, поэтому усиление на равносигнальной оси умень-
шается на 3 дБ.
Последовательное переключение луча. В системе с последовательным пере-
ключением луча антенна и облучатель значительно сложнее, чем в РЛС с ко-
ническим сканированием. В рассматриваемой здесь системе для передачи
используется суммарная диаграмма, а прием осуществляется на четыре отдель-
ных рупора, включаемых последовательно, или на пары противостоящих рупо-
ров. Вторая система имеет более высокий коэффициент усиления и большую
крутизну сигнала угловой ошибки в точке пересечения лучей, чем первая.
Поскольку переключение лучей осуществляется электронными методами, отпа-
дает необходимость механической балансировки. Скорость переключения лучей
ограничена частотой повторения импульсов системы. Переключение создает
потери, дополнительные к потерям сканирования, однако обладает тем преи-
муществом, что частота коммутации не может быть обнаружена. Потери на
сканирование велики, так как при приеме три рупора облучателя в системе
последовательного и два рупора в системе попарного переключения закоро-
чены, В некоторых системах было предложено для выработки сигнала ошибки
40
1 5. Сравнение устройств сопровождения по угловым координатам
использование моноимпульсной методики при попарном переключении лучей.
Этим системам присущи все недостатки конического сканирования или после-
довательного переключения луча.
Моноимпульсная система. Высокочастотные элементы в моноимпульсных
₽ЛС сложнее, чем в РЛС с коническим сканированием или с последователь-
ным переключением луча. Для формирования суммарного и двух разностных
^гналов требуются три отдельные волноводные линии. Эффективной шириной
Диаграммы направленности моноимпульсной системы является ширина, опре-
деляемая апертурой антенны, причем реализуется максимальный коэффициент
усиления, свойственный данной апертуре. Хотя в первых моноимпульсных РЛС
Из-за конструкции облучателя для получения приемлемою для сопровождения
разностного сигнала приходилось жертвовать эффективностью антенны, совре-
менные облучатели обеспечивают эффективность 70—80% при диаграмме раз-
ностного сигнала, близкой к оптимальной (§ 1.4).
Сравнение систем. Выбор метода сопровождения по угловым координатам
для использования в заданной системе радиолокационного сопровождения
зависит от требований к системе. Системы с коническим сканированием в об-
щем случае проще и дешевле моноимпульсных систем или систем с последо-
вательным переключением луча. Моноимпульсная система превосходит любую
другую но усилению антенны, разрешающей способности по угловым коорди-
натам, точности, скорости обновления информации и ширине полосы информа-
ционных данных. Основными преимуществами системы с переключением луча
до сравнению с системой с коническим сканированием являются более высо-
кая скорость изменения положения луча блаюдаря электронной системе его
переключения и отсутствие модуляции на частоте сканирования благодаря
переключению луча только в режиме приема. Для осуществления непрерыв-
ного конического сканирования только на прием можно комбинировать сум-
марный и разностный сигналы, полученные от моноимпульсного облучателя,
спомощью СВЧ поляризационного делителя, используемого в двухканальной
моноимпульсной системе. Это позволяет применить одноканальный приемник,
однако такой системе присущи угловые ошибки, обусловленные флуктуация-
ми амплитуды эхо-сигнала («амплитудным шумом»).
Во избежание затенения апертуры крупногабаритными сложными СВЧ
элементами, необходимыми для получения суммарного и разностного сигна-
лов, в первых моноимпульсных системах находили применение линзовые ан-
тенны. Однако в связи с развитием СВЧ устройств это оказалось менее серьез-
ной проблемой, чем низкая эффективность и высокий уровень боковых лепест-
ков линзовой антенны. Облучатели с небольшой фронтальной площадью дают
возможность использовать зеркальные антенны. Для уменьшения влияния бо-
ковых лепестков конструкция держателя облучателя выполняется симметрич-
ной как в азимутальной, так и угломестной плоскости. Можно также приме-
нять антенну Кассегрена с облучателем и мостовым соединением, размещен-
ными за главным зеркалом антенны. Это позволяет также укоротить волно-
воды, что необходимо при разработке антенн с низкой шумовой температурой,
работающих с малошумящими усилителями типа мазеров и параметрических
усилителей.
Сопровождение но угловым координатам. На рис. 35 приведены кривые
распределения ошибок сопровождения по угловым координатам в зависимости
от дальности для моноимпульсной РЛС и РЛС с коническим сканированием.
На малых дальностях преобладает угловой шум, определяя предельные зна-
чения ошибок для обеих систем. Действительным пределом является сумма
углового шума (т. 1, §10.3), шума следящей системы и амплитудного шума
(т. 1, §10.2) для системы с коническим сканированием (Д) и сумма углового
шума и шума следящей системы для моноимпульсной системы (В). В области
средних дальностей влияние углового шума и шума приемника невелико. Пре-
дельное значение ошибок сопровождения для системы с коническим сканиро-
ванием определяется суммой шума следящей системы и амплитудного шума.
41
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Поскольку на работу моноимпульсной системы амплитудный шум не влияет,
предел для моноимпульсных систем определяется в основном шумом следя-
щей системы.
На больших дальностях, где начинает преобладать шум приемника, относи-
тельные ошибки обеих систем увеличиваются. Это увеличение начинается
раньше в системе с коническим сканированием из-за ее более низкой чувстви-
тельности и большей эффективной ширины луча. Предел, обусловленный шу-
100
10
Максимальное усиление
приемника
Шум следящей
системы
Амплитудный
шум _Х_______:
/ / шум прием
/ /ника при
//-коническом
, / сканировании
/ /-при моноим-
\/ / пульсном ска-
/нировании
10	100
Относительная дальность
ад
§
Угловой
шум


1
1000
Рис. 35. Угловая дисперсия (среднеквадратическая угловая ошибка):
А соответствует РЛС с коническим сканированием, а В — моноимпульсной РЛС.
мом приемника, возникает в системах с коническим сканированием приблизи-
тельно на 5,2 дБ раньше, чем в моноимпульсной системе. Максимальное зна-
чение ошибок сопровождения больше при коническом сканировании вследст-
вие меньшей крутизны сигнала угловой ошибки. Обе эти зависимости рассмат-
риваются в следующих разделах.
Тепловой шум приемника РЛС сопровождения вызывает появление оши-
бок в выходных данных детектора угловых ошибок, особенно значительных
при малом отношении сигнал/шум. Среднеквадратическая ошибка Ot, обуслов-
ленная тепловым шумом приемника в РЛС с коническим сканированием,
определяется [2] выражением
1,4 ев
oj =----"" " .......
ksVBT(S/N)(f,/$n)
где ks — крутизна сигнала ошибки (рис. 11); 0в — ширина диаграммы направ-
ленности по уровню половинной мощности; S/N — отношение сигнал/шум по
мощности; fr — частота повторения импульсов; — ширина полосы пропуска-
ния следящей системы; В — ширина полосы пропускания приемника; т — дли-
тельность импульса. Из этого выражения видно, что ot уменьшается при уве-
личении Вт. Однако увеличение Вт сверх обычного значения порядка 1,2 без
применения сжатия импульсов приводит к уменьшению отношения сигнал/шум.
Чтобы получить оптимальные общие характеристики РЛС сопровождения зна-
чение Вт не должно быть больше чем 1,3. Точно так же fft уменьшается при
увеличении ks путем увеличения угла отклонения луча от оси антенны
(рис. 11). Однако* при этом увеличиваются потери на пересечение диаграмм,
42
1.5. Сравнение устройств сопровождения по угловым координатам
в результате чего уменьшается отношение сигнал/шум. Соответственно для
получения оптимальных общих характеристик РЛС угол отклонения луча от
оси антенны должен быть выбран, как показано в § 1.3, таким, чтобы значение
kt было порядка 1,5.
Угловая ошибка, обусловленная тепловым шумом приемника, для моно-
импульсной системы сопровождения
ot =
%
km VBx(S/N) (fr/$n)’
где km — крутизна сигнала ошибки. Значение km определяется крутизной раз-
ностных диаграмм антенны, причем в зависимости от типа облучателя можно
получить различные значения от
1,2 для первых четырехрупорных
квадратных облучателей до мак-
симального значения 1,9 для 12-ру-
порного облучателя (рис. 21). Од-
нако, как было показано в разде-
ле об облучателях, эффективность
антенны в случае 12-рупорного об-
лучателя ниже (0,58), чем в’ слу-
чае оптимального многомодового
моноимпульсного облучателя, при
котором эффективность антенны
может достигать 0,75, хотя km
при этом меньше и не превышает
1,7. Поэтому необходимо найти
компромисс между крутизной сиг-
нала ошибки и эффективностью
антенны. Типичным значением km
для современных высококачествен-
ных четырехрупорных облучате-
лей является 1,57.
Для сравнения влияния теп-
ловых шумов приемника на харак-
теристики системы с коническим
сканированием и моноимпульсной
системы будут использованы ти-
пичные значения. Для РЛС с ко-
ническим сканированием feg=l,5,
что соответствует уменьшению
отношения сигнал/шум, обуслов-
-----Моноимпульсная система,
-----Коническое сканирование
-----Попарное и последовательное
переключение- лучей
Рис. 36. Зависимость нормированного на-
пряжения угловой ошибки от смещения це-
ли относительно равносигнальной оси ан-
тенны РЛС для моноимпульсной РЛС,
РЛС с коническим сканироваем и с по-
следовательным переключением луча при
одинаковых размерах антенн с шириной
диаграммы направленности 1,2°.
ленному потерями на пересече-
ние диаграмм (рис. 11), на 3,1 дБ при однократном использовании
диаграммы (в случае применения ответчика) и на 2,0 дБ при дву-
кратном использовании (сопровождение по эхо-сигналу). Для моноимпульсной
системы fem = 1,57. Среднеквадратические ошибки углового сопровождения,
обусловленные тепловым шумом приемника, меньше в 1,8 раза в случае со-
провождения по ответчику. Это является наибольшим возможным улучшением
характеристик сопровождения по угловым координатам при использовании
моноимпульсной системы. Таким образом, при заданной допустимой средне-
квадратической угловой ошибке моноимпульсная РЛС может точно сопровож-
дать цель до больших дальностей (в 1,3 раза в случае сопровождения по эхо-
сигналу и в 1,4 раза в случае сопровождения по ответчику), чем эквивалент-
ная система с коническим сканированием при таких же размерах антен-
ны, мощности передатчика и коэффициенте шума приемника.
43
Гл 1. Радиолокационные станции сопровождения
Когда отношение сигнал/шум падает ниже 4 дБ, соотношение параметров
несколько изменяется из-за воздействия шума на АРУ, вследствие чего изме-
няются угловая чувствительность, ширина полосы следящей системы и харак-
теристики детектора ошибки. При очень малых отношениях сигнал/шум ха-
рактеристики системы с коническим сканированием оказываются лучше, че*м
моноимпульсной системы, однако при сигналах, достаточных для поддержа-
ния сопровождения с замкнутой петлей обратной связи, преимущества моно-
импульсной системы сохраняются.
Крутизна сигнала угловой ошибки, эффективная ширина диаграммы на-
правленности и коэффициент усиления. На рис. 36 приведены нормированные
кривые сигнала ошибки для моноимпульсной РЛС, РЛС с коническим скани-
рованием и РЛС с последовательным переключением луча, по которым можно
судить об относительной крутизне этих кривых. Кривые приведены для антен-
ны с шириной луча 1,2° по уровню половинной мощности. Такая ширина соот-
ветствует суммарной диаграмме моноимпульсной системы, главному лепестку
антенны с коническим сканированием и диаграмме на передачу при последо-
вательном .переключении луча Для нормирования кривых было принято, что
максимальные напряжения ошибки и уровень теплового шума одинаковы во
всех трех системах. Крутизна сигнала ошибки моноимпульсной системы боль-
ше, чем двух других. На втором месте находится система с последовательным
переключением луча. Эти кривые дают также представление о соотношении
разрешающей способности систем и эффективной ширины диаграм.м направ-
ленности, так как внешние 'границы кривых сигнала ошибки определяются
эффективной шириной диаграммы направленности.
По кривым нельзя судить о соотношении коэффициентов усиления ан-
тенн, поскольку кривые нормированы. Практически коэффициент усиления
антенны при использовании ее на передачу и на прием в моноимпульсной си-
стеме приблизительно на 3 дБ больше, чем при коническом сканировании, так
как для формирования сигнала ошибки луч в системе с коническим сканиро-
Таблица 1
Характеристики сопровождения по угловым координатам РЛС
различных систем
Характеристики	Моноим- пульсная	С коническим ск анирова- нием	С последо- вательным переключе- нием луча	С попарным переключе- нием луча
Эффективная ширина диаграммы, нормирован- ная к моноимпульсной диаграмме	1,0	1,4	1,3	1,3
Потери, обусловлен- ные отклонением луча от оси антенны (исполь- зование диаграммы на прием и передачу), дБ	0	—3	—6	—3
Максимальная часто- та обновления данных	fr	Zr/4	Д/4	fr/4
Обычная частота об- новления данных	fr	fr! Ю	/г/4	Д/4
Примечание, fi— частота повторения импульсов.
44
1.6. Следящие системы РЛС сопровождения
ванием отклоняется обычно от оси антенны до уровня —1,5 дБ. Для системы
с последовательным переключением луча может быть принято, что лучи пере-
секаются на уровне —3 дБ, в результате чего коэффициент усиления полу-
чается таким же, как в системе с коническим сканированием.
Максимальная частота обновления данных в системе с коническим скани-
рованием составляет 1/4 частоты повторения импульсов, однако практически
она порядка 1/10. В системе с последовательным переключением луча макси-
мальная частота обновления данных в четыре раза ниже частоты повторения
импульсов, так как передача одного импульса на каждое переключение луча
легко.достижима. В моноимпульсной системе вся информация об углах полу-
чается за один импульс, так что максимальная частота обновления данных
равна частоте повторения импульса.
Результаты сравнения систем сведены в табл. 1.
1.6. Следящие системы РЛС сопровождения
Следящая система РЛС сопровождения является той частью оборудова-
ния РЛС, на которую поступает напряжение сигнала ошибки сопровождения
и которая перемещает луч антенны в таком направлении, при котором ошиб-
ка наведения оси антенны на цель снижается до нуля. В системах сопровож-
дения по углу с механическим приводом антенны обычно используются отдель-^
ные оси вращения по азимуту и углу места и соответственно отдельные сле-
дящие системы. Обычная следящая система состоит из усилителей, фильтров
и двигателя, наводящего ось антенны на цель. Сопровождение по дальности
осуществляется аналогичным образом — перемещением строба дальности так,
чтобы поддерживать его совмещенным с импульсом эхо-сигнала Это может
выполняться аналоговой аппаратурой или с помощью регистров типа цифро-
вых счетчиков, в которых запоминаются числа, соответствующие дальности
цели, в результате чего образуется не механическая, а цифровая замкнутая
петля связи канала сопровождения (см. § 1.7).
В следящих системах могут быть использованы гидравлические двига-
тели, обычные электрические двигатели с замедляющей передачей на ось вра-
щения антенны или электрические двигатели с прямой передачей, когда вал
механизма вращения антенны является непосредственно частью арматуры при-
вода, а двигатель встроен в опорную раму. Прямая передача труднее осущест-
вима при заданной мощности привода, однако при этом отсутствует мертвый
ход зубчатой передачи. Обычные двигатели можно использовать в двойном
приводе с небольшим остаточным противоположным крутящим моментом для
компенсации мертвого хода. Коэффициент усиления усилителей и характери-
стика фильтров, а также крутящий момент и инерция двигателя определяют
возможности следящей системы по скорости и ускорению, а также возмож-
ность отслеживать параметры движения цели высших порядков.
Желательно, чтобы антенный луч сопровождал центр цели точнее, для
чего необходимо, чтобы следящая система была в состоянии быстро повора-
чивать антенну. Параметры скорости и ускорения, свойственные следящей
системе, могут быть описаны частотной характеристикой замкнутой петли со-
провождения, являющейся по существу характеристикой фильтра нижних ча-
стот. При расширении полосы частот увеличивается скорость следящей систе-
мы и ее способность точно сопровождать интенсивный устойчивый сигнал. Од-
нако флуктуация эхо-сигнала обычной цели вызывает появление дополнитель-
ных составляющих сигналов ошибок в выгодном сигнале детектора ошибки
(т. 1, §10.3), а на больших дальностях интенсивность эхо-сигнала падает,
вследствие чего в выходном сигнале детектора ошибки появляются дополни-
тельные случайные флуктуации, обусловленные шумом приемника. Следова-
тельно, в случае широкой полосы пропускания следящей системы, уменьшаю-
щей ошибки запаздывания, появляются ошибки сопровождения цели, обуслов-
45
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
ленные шумом. Таким образом, для получения оптимальных характеристик
необходимо ограничивать полосу пропускания следящей системы до минималь-
но возможного значения, требуемого для поддержания приемлемо малой ошиб-
ки запаздывания при сопровождении. В зависимости от типа цели, ее траек-
тории и других радиолокационных параметров существует оптимальная ши-
рина полосы пропускания, минимизирующая общую среднеквадратическую
ошибку, обусловленную как запаздыванием по сопровождению, так и шумом.
Я
Рис. 37. Частотные характеристики замкнутой петли связи двух типов следящих систем
(а) и соответствующие отклики этих систем на единичную функцию (б).
Оптимальная для сопровождения по угловым координатам ширина поло-
сы зависит от дальности. Угловая скорость и отношение сигнал/шум в случае
цели с обычной скоростью малы на больших дальностях, так что следящая
система с более узкой полосой пропускания обеспечит сопровождение с не-
большим запаздыванием и с меньшим воздействием теплового шума прием-
ника. На малых дальностях интенсивность сигнала настолько велика, что шумы
приемника подавляются, но ошибки, обусловленные угловым шумом, пропор-
циональным угловым размерам цели, очень велики. В этом случае необходима
более широкая полоса частот, чтобы поддерживать ошибки запаздывания
в разумных пределах, однако она не должна быть больше совершенно необ-
ходимой во избежание чрезмерного увеличения ошибок, обусловленных угло-
вым шумом.
45
1.6. Следящие системы РЛС сопровождения
Нормированная частотная характеристика замкнутой петли следящей си-
стемы равна единице на нулевой частоте и обычно сохраняет примерно это
значение вплоть до частоты среза нижних частот, на которой может появиться
пик напряжения (рис. 37). Наличие пика является показателем неустойчиво-
сти системы, однако пик допустим в определенных пределах, обычно на 3 дБ
больше, чем при нулевой частоте, с целью получения максимально возможной
полосы частот при данном типе привода следящей системы. Кривая А на
рис. 37 а является примером чрезмерно большого пика — порядка 8 дБ. О влия-
нии пика можно судить по сигналу ошибки ступенчатой формы на входе сле-
дящей системы. При совмещении оси\антенны с направлением на цель ось
антенны совершает переброс через это направление, а при очень большом пике
при возвращении снова переходит через Это направление. При очень высоком
пике (кривая А рис. 37) ось антенны совершает затухающие колебания вокруг
цели. Оптимальным компромиссом между скоростью реакции системы и вели-
чиной переброса является небольшой переброс (кривая В) с достаточно быст-
рым возвратом к цели по экспоненте. Это соответствует пику на характери-
стике нижних частот замкнутой петли связи порядка 1,4 дБ.
Для получения максимально возможной полосы частот замкнутой петли
следящей системы при заданной системе привода необходимо использовать
тахометрическую обратную связь. Тахометр вырабатывает напряжение обрат-
ной связи, пропорциональное числу оборотов серводвигателя. Когда серводви-
гатель вращает антенну по направлению к цели, напряжение сигнала ошибки
уменьшается, падая до нуля в момент совмещения оси антенны с целью. При
этом тахометрическая обратная связь создает крутящий момент, противопо-
ложный моменту инерции системы, обусловливающему переброс, в результате
чего двигатель притормаживается и переброс уменьшается.
Резонансные частоты антенны и механических элементов следящей систе-
мы (выбор этих элементов является одной из наиболее трудных задач) долж-
ны быть значительно выше частоты среза полосы пропускания следящей систе-
мы. В противном случае в системе могут возникнуть колебания на резонанс-
ной частоте. Желательно, чтобы отношение резонансной частоты системы
к частоте среза было не меньше 10. В случае антенн больших размеров, на-
пример в РЛС AN/FPQ-6 с зеркалом диаметром около 9 м, трудно получить
высокую резонансную частоту из-за большой массы системы. В этой РЛС
это отношение было доведено до предельно малого значения — порядка 3,
чтобы обеспечить полосу пропускания следящей системы порядка 3,5 Гц.
В РЛС с антеннами меньших размеров, например с зеркалом диаметром 3,7 м,
можно получить полосу частот следящей системы от 7 до 8 Гц, используя
обычные конструкции.
Расчет ошибки сопровождения. Ошибка сопровождения при заданных
траектории цели и следящей системе может быть достаточно просто вычисле-
на [14] по уравнению:
_ 9(0	0(0 _ 0(0 _
+ Ка Kj
(14)
где e(t) — ошибка сопровождения как функция времени; 0(0—угловая ско-
рость цели относительно РЛС как функция времени; 9 (0 — угловое ускоре-
ние; 0(0 —следующая составляющая углового движения цеди более высокого
порядка (для наглядности будет называться «подергиванием»); — постоян-
ная скорости следящей системы; Ка — постоянная ускорения; Kj — постоянная
подергивания следящей системы.
Параметры следящей системы определяются путем выбора трех постоян-
ных, и по известной траектории цели 9(0 рассчитывается ошибка запаздыва-
ния по уравнению (14). В качестве примера на рис. 38 изображена прямоли-
нейная траектория самолета при пролете мимо РЛС с минимальной дально-
47
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
стью Ro на высоте h. Из рисунка видно, что наименьшая дальность и наиболь-
ший угол места соответствуют направлению луча РЛС, нормальному к траек-
тории. Азимут 0 меняется от —90° до +90°. При 0° (начале отсчета азимута)
дальность имеет наименьшее, а 0 (() (скорость изменения азимута) наиболь-
шее значение.
На рис. 39 представлены кривые азимутальных угловых скорости, ускоре-
ния и подергивания как функции азимута'' цели [14]. При скорости цел»
900 км/ч, дальности на нормали к траектории 900 км и высоте 450 м произ-
водные азимута имеют следующие значения: 0тах=18,6 град/с, 0тах=
= 4 град/с2 и 0тах = 4,2 град/с3. Если Принять, что постоянные следящей систе-
мы составляют А„ = 100, Аа=111 и К3 = 1,111, то функция запаздывания сопро-
вождения будет иметь вид
0 (П 0(П _ 0(0
100 + 111	1,111”’
При подстановке значений производных из рис. 39 кривая запаздывания со-
провождения будет иметь вид, изображенный на рис. 40.
Ошибки запаздывания по
Рис. 39. Параметры изменения азимута при
пролет? цели мимо РЛС [14).
дальности и углу места можно оп-
ределить тем же методом — путем
вычисления производных от R(t)
и <р(0 и использования значений
постоянных для соответствующих
Следящих систем. Постоянные сле-
дящей системы сопровождения по
углу места равны постоянным ази-
мутальной следящей системы. По
дальности может быть применена
безынерционная электронная си-
стема с двойным интегрированием
в цепи обратной связи. Такая си-
стема называется системой II ти-
па [14], у которой Kv = °°, благо-
даря чему запаздывание по ско-
рости сопровождения равно нулю.
Сохраняются лишь составляющие
запаздывания по ускорению и по-
дергиванию.
Антенные решетки с электрон-
ным управлением лучом обеспечи-
вают безынерционное сопровож-
дение по угловым координатам.
К тому же благодаря^ этой воз-
можности система позволяет со-
провождать одновременно не-
сколько целей путем быстрого пе-
реключения луча с одной цели
на другую в отличие от механи-
ческих систем, непрерывно сопро-
вождающих одну цель. Система
сопровождения направляет луч
в точку ожидаемого положения
цели, вносит поправку на ошибку
визирования, преобразуя напряже-
48
1.7. Обнаружение цели и сопровождение по дальности
ние ошибок (по известной крутизне сигнала ошибок) в угловые координаты,
после чего луч направляется на другую цель. Система определяет текущее-
положение цели и вычисляет по скорости и ускорению цели координаты точ-
ки, в которую луч должен быть направлен при следующем облучении цели^
Рис. 40. Ошибка запаздывания по азимуту при пролете цели мимо РЛС [14].
Ошибка запаздывания зависит в этом случае от ряда факюров, в том числе
ог точности определения угловой чувствительности, используемой для пре-
образования напряжения ошибки в значения угловых координат, величины
предшествующей ошибки сопровождения тто углам и интервала времени
между двумя йоследовательными облучениями цели.
1.7. Обнаружение цели и сопровождение по дальности
Сопровождение по дальности является процессом непрерывного измерения
временной Задержки между моментами посылки зондирующего импульса
и прихода эхо-сигнала цели. Измерение дальности является наиболее точным
из радиолокационных измерений положения цели, и ошибка обычно может
быть порядка нескольких метров на дальности в сотни и тысячи километ-
ров Сопровождение по дальности является основным средством выделения
желаемой цели из группы других целей (хотя используется также выделение
этой цели по доплеровской частоте и угловым координатам) путем использова-
ния строба дальности для исключения появления на выходе детектора напря-
жения ошибки, обусловленного наличием эхо-сигналов других целей. Система
сопровождения по дальности должна не только иметь возможность измерять
время прохождения импульса до цели и обратно, но и определять, что эхо-
сигнал обусловлен целью, а не шумом, и, кроме того, должна сохранять пред-
шествующие соотношения между дальностью и временем.
Обнаружение цели. Первой задачей системы сопровождения по дальности
является обнаружение заданной цели. Хотя такая операция и не является соб-
ственно процессом сопровождения, это первый шаг к тому, чтобы сопровож-
дение по дальности или угловым координатам оказалось возможным. В РЛС
сопровождения с иглообразным лучом для ориентирования антенны в направ-
лении на цель необходимы определенные сведения об ее угловых координа-
тах. Такую информацию, называемую данными целеуказания, можно полу-
чить от РЛС обнаружения или какого-либо другого источника информации.
Она может быть как достаточно точной для того, чтобы иглообразный луч
попал непосредственно на цель, так и может потребовать от РЛС сопровож-
дения дополнительного поиска в некоторой области. Аппаратура сопровожде-
ния по дальности обладает тем достоинством, что дает возможность наблю-
дать все цели на дальностях от самой малой до максимальной.
Весь диапазон дальностей обычно разбивается на небольшие участки,
каждый из которых может быть одновременно исследован на наличие цели.
4»
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Если при этом необходимо произвести сканирование по угловым координа-
там, система сопровождения по дальности исследует каждый участок в тече-
ние коротких интервалов времени, например порядка 0,1 с, выносит решение
о наличии цели и в случае ее отсутствия разрешает переместить луч в новое
положение. В случае механических систем сопровождения этот процесс обыч-
но производится непрерывно путем перемещения луча с такой скоростью,
чтобы цель оставалась в пределах диаграммы направленности в течение всего
короткого интервала времени исследования всех участков дальности.
Ниже будет рассмотрена только простая система обнаружения с доста-
точно хорошими параметрами. Основной проблемой является обнаружение
с высокой достоверностью слабого сигнала в течение короткого интервала
наблюдения или накопления, причем должны быть исключены все сигналы на
выходе приемника, похожие на отраженные от цели импульсы и обусловлен-
ные шумом приемника и других возможных источников. Ложная индикация
наличия цели, причиной которой являются шумы, называется ложной трево-
гой. Отношение среднего числа ложных тревог к общему числу наблюдений
называется частотой ложных тревог.
Обычно частота ложных тревог бывает порядка 10~5, т. е. в среднем одна
ложная тревога на 105 периодов накопления сигнала. Периодом накопления
является время, необходимое для принятия решения, в течение которого про-
изводится наблюдение серии ожидаемых эхо-сигналов. Если период накопле-
ния составляет, например, 0,1 с, то средний интервал между ложными трево-
гами будет равен 0,1 • 10® с или 2,8 ч. Эта величина является средним значе-
нием интервала. Так как появление шумовых пиков является случайным про-
цессом, то колебания значения действительных интервалов между ложными
тревогами относительно среднего значения весьма велики.
При оптимизации характеристик системы основными параметрами, кото-
рые должны быть взаимно согласованы, являются время накопления, частота
ложных тревог, вероятность обнаружения цели и отношение сигнал/шум. Уве-
личение вероятности обнаружения цели при заданном отношении сигнал/шум
или сохранение той же вероятности обнаружения при пониженном отношении
сигнал/шум покупается ценой увеличения времени накопления или частоты
ложных тревог.
Типичной методикой процесса обнаружения является установка такого
порогового уровня напряжения, который был бы достаточно велик, чтобы
большая часть шумовых пиков не могла его превысить и достаточно мал, что-
бы был возможен прием слабого сигнала. После каждого зондирующего им-
пульса производится проверка того, превышен ли порог в исследуемом интер-
вале дальности. Время накопления дает возможность перед принятием реше-
ния о наличии цели произвести эти наблюдения несколько раз. Основным отли-
чием шума от эхо-сигнала является то, что шумовые пики превышают порог,
совершенно случайно, в то время, как при наличии цели это превышение
происходит более регулярно. В одной из типичных систем производится под-
счет числа превышений порога в интервале накопления и, если число превы-
шений оказывается больше половины числа зондирующих импульсов, прини-
мается решение о наличии цели. Например, при частоте повторения импульсов
300 Гц и интервале накопления 0,1 с будет наблюдаться в случае интенсивного
устойчивого эхо-сигнала 30 превышений порога. Однако, поскольку слабый
сигнал в шуме не может каждый раз превысить порог, может быть установ-
лено, что для принятия решения о наличии цели число превышений порога
в интервале накопления должно быть не менее 15. Примером ожидаемых па-
раметров в случае нефлуктуирующего сигнала цели является вероятность
обнаружения 90% при отношении сигнал/шум 2,5 дБ и частоте ложных
тревог 10~5.
Частота ложных тревог в приведенном выше примере определяется по
длине интервала дальности и величине установленного порога. Пороговое зна-
чение устанавливается обычно автоматически с помощью устройства, подсчи-
50
.7. Обнаружение цели и сопровождение по дальности
тывающего число превышений порога шумовыми пиками во всем диапазоне
дальности РЛС и устанавливающего такое напряжение, при котором поддер-
живается определенная частота превышения порога шумом. Решение о выбо-
ре того или иного значения частоты ложных тревог принимается в зависимо-
сти от ситуации. Так, например, при круглосуточном дежурстве желательна
небольшая частота ложных тревог, Д в случае надвигающейся угрозы и необ-
ходимости обнаружения цели на возможно большей дальности допустима
большая частота ложных тревог. Интервал дальности, наблюдаемый одновре-
менно, определяется шириной стробов дальности, включающих и выключаю-
щих счетные схемы. Благодаря этому количество наблюдаемых превышений
порога ограничивается длительностью наблюдаемого интервала дальности.
Приведенные выше параметры относятся к длительности строба, приблизитель-
но равной длительности одного импульса. При увеличении длительности стро-
ба пропорционально увеличивается вероятность превышения шумом порога
и соответственно частота ложных тревог. Однако в случае узкого строба для
обзора заданного интервала дальности требуется несколько стробов и уст-
ройств обнаружения. В измерительных РЛС AN/FPS-16 и AN/FPQ-6 исполь-
зуется для обнаружения 10 смежных стробов длительностью, соответствующей
900 м каждый. Эти 10 стробов охватывают интервал дальности в 9000 м.
В тех случаях, когда ожидается интенсивный эхо-сигнал, в РЛС обоих
указанных выше типов можно использовать специальное вспомогательное уст-
ройство обнаружения, дающее возможность системе сопровождения по угло-
вым координатам обнаруживать цель без помощи стробов дальности. В этих
случаях устанавливается высокий уровень порога, превышаемый только интен-
сивным эхб-сигналом и лишь чрезвычайно редко шумовыми выбросами, при-
чем информация детектора угловой ошибки не стробируется устройством
сопровождения по дальности. При появлении интенсивного эхо-сигнала систе-
ма сопровождения по углам может захватить цель без предварительной ин-
формации о дальности, хотя вслед за этим система сопровождения по дально-
сти также должна начать сопровождать цель.
При обычной методике обнаружения система обработки информации
о дальности должна произвести обнаружение цели так, как это было описано
выше, а затем уменьшить длительность строба дальности до величины, срав-
нимой с длительностью импульса эхо-сигнала. В процессе обработки, как опи-
сано ниже, осуществляется разрешение по дальности, в результате которого
определяется положение центра импульса эхо-сигнала и с помощью автомати-
ческой схемы осуществляется сопровождение цели, поддерживающее эхо-сиг-
нал в центре узкого строба. Как только эхо-сигнал оказался в центре узкого
строба, система сопровождения по углам может захватить цель. В тех случаях,
когда цель облучается боковым лепестком диаграммы направленности, боль-
шая часть систем сопровождения по углам производит неверный захват цели,
так что могут потребоваться средства, обеспечивающие захват главным ле-
пестком, Это можно осуществить с помощью небольшой вспомогательной
антенны с широкой диаграммой направленности, выходное напряжение кото-
рой по существу постоянно в пределах всего главного и ближайших боковых
лепестков основной антенны (сопровождения). Путем сравнения уровня сиг-
налов на выходах антенн сопровождения и вспомогательной можно опреде-
лить, произошел ли захват боковым лепестком. При захвате цели главным
лепестком сигнал на выходе антенны сопровождения значительно превосходит
сигнал на выходе вспомогательной антенны. При захвате боковым лепестком
отношение этих сигналов много меньше и соответствующее устройство выра-
батывает указание оператору о захвате боковым лепестком.
В некоторых системах обнаружения используется цифровое накопление
с помощью линий задержки или устройств памяти на магнитных сердечниках.
Одной из таких систем является цифровое устройство обнаружения VDD
(Video Digital Detector) для РЛС диапазона L (см. т. 1, § 1.4), устанавливае-
мых на современных судах слежения за полетом космических объектов и ра-
51
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
•кет. В простейшем цифровом устройстве обнаружения каждый из стробов
дальности обеспечивает подачу видеосигнала на относящийся к данному кана-
лу счетчик, осуществляющий подсчет числа’ превышений порога. По оконча-
нии каждого периода накопления счетчики устанавливаются на нуль. К сожа-
лению, в тех случаях, когда цель попадает в строб в середине периода накоп-
ления, информация об истинной цели мо^кет оказаться сброшенной при уста-
новке счетчика на нуль. Преимущество^ цифрового устройства обнаружения
VDD является то, что в нем отсутствует операция установки на нуль, и дан-
ные запоминаются таким образом, что на каждый зондирующий импульс до-
бавляется или не добавляется одна единица счета в зависимости от того, име-
ло ли место превышение порога или нет, причем каждый раз исключается
лишь наиболее старая выборка данных. Это выполняется с помощью линий
задержки рециркуляционного типа. Если период накопления содержит 30 зон-
дирующих импульсов, то в линии задержки циркулирует 30 информационных
двоичных единиц. Величина задержки в линии равна приблизительно одному
периоду повторения импульсов, так что наиболее старая двоичная единица
исключается из линии в момент поступления новой информационной двоичной
•единицы. Так как задержка в линии чуть меньше периода повторения импуль-
сов, то каждая новая информационная двоичная единица добавляется точно
после предыдущей единицы. С помощью отдельного устройства рециркулирую-
щие в линии задержки данные непрерывно контролируются, так что наличие
цели отмечается каждый раз, когда число положительных двоичных единиц,
отмечающих превышение порога, становится больше заданного числа единиц
•счета.
Сопровождение по дальности. При наличии шкалы для измерения дально-
сти цели и устройств для ее обнаружения все же сохраняется необходимость
сопровождать цель по дальности. В первых типах РЛС применялось только
ручное сопровождение цели по дальности или по скорости ее изменения, при
котором скорость устанавливалась вручную и «запоминалась» на все время,
пока скорость оставалась неизменной. Хотя возможности опытного оператора
во многих случаях превосходят возможности автоматических систем обнару-
жения и сопровождения, необходимость в автоматических системах сопровож-
дения выявилась, уже начиная с первых РЛС орудийной наводки.
Как только местонахождение цели определено, необходимо сопровождать
цель по координате дальности для обеспечения непрерывной информации
о расстоянии до цели (наклонной дальности). Соответствующие хронирующие
импульсы осуществляют стробирование дальности, поэтому устройства сопро-
вождения по угловым координатам и АРУ работают только на коротких ин-
тервалах дальности (временных интервалах), на которых ожидается наличие
заданной-цели. Сопровождение по дальности осуществляется так же, как и по
угловым координатам, с помощью системы сопровождения с замкнутой петлей
обратной связи. Выявляется ошибка центрирования строба дальности Относи-
тельно импульса эхо-сигнала и вырабатывается напряжение сигнала ошибки,
которое подается на специальное устройство, перемещающее строб дальности
в направлении, восстанавливающем центрирование..
Ошибка сопровождения по дальности может быть выявлена различными
методами. Наиболее распространенным является метод расщепленного строба
дальности (рис. 41). Два полустроба распределены во времени так, что пер-
вый полустроб включается одновременно с основным стробом дальности и вы-
ключается в его середине. Второй полустроб включается в середине основного
и выключается одновременно с ним. В интервалах, когда полустробы включе-
ны, видеосигнал цели заряжает конденсаторы. Эти конденсаторы работают
как интегрирующие устройства. Конденсатор, включаемый первым полустро-
бом, заряжается до положительного напряжения, пропорционального площади
первой половины видеосигнала цели, а конденсатор, включаемый вторым полу-
стробом, заряжается до отрицательного напряжения, пропорционального пло-
щади второй половины видеосигнала. При правильном центрировании полу-
52
1.7. Обнаружение цели и сопровождение по дальности
стробов относительно симметричного видеоимпульса заряды конденсаторов
одинаковы Сумма напряжений на конденсаторах равна нулю.
Если полустробы расположены несимметрично относительно видеоимпуль-
са, причем первый полустроб заходит за центр импульса, конденсатор, вклю-
чаемый этим полустробом, заряжается до большей величины. Второй полу-
Основной с гор о о
дальности
Лервь/й
лолуотроо
Плопадь
Сшродированнь/й
Задеосигнал
второй
лолуотрод
Напряжение
но конденсаторе,
заряжаемом
за время первого
лолуотрооа
Напряжение
на конденсатора,
заряжаемом
за во ем я второго
лолустрода
Ов
Заряд, пропорцио-
нальней/
'площади А
ОВ
Заряд, оропораиональута
площади Л
Рис. 41. Выявление ошибки по дальности с помощью метода расщепленного строба.
строб захватывает при этом малую долю импульса, результатом чего является
небольшой отрицательный заряд второго конденсатора. Таким образом, при
суммировании напряжений на конденсаторах получается положительное на-
пряжение. Точно так же при отставании полустробов, когда большая часть
импульса приходится на второй полустроб, суммирование напряжений на кон-
денсаторах дает отрицательное напряжение. В диапазоне ошибок порядка ±’/4
длительности видеоимпульса выходное напряжение детектора ошибки является
практически линейной функцией временной ошибки, причем полярность напря-
жения соответствует знаку ошибки.
Существуют и другие методы определения временного положения видео-
импульса. В одном часто применяемом методе используется включенная в ви-
деоканал короткозамкнутая линия задержки, параметры которой подобраны,
так, что немедленно вслед за видеоимпульсом цели появляется его обращен-
ное отображение, отраженное от конца линии задержки. Строб захватывает
часть видеоимпульса и часть смежного обращенного отображения (рис. 42).
Когда строб центрирован, в результате интегрирования положительной и отри-
цательной частей импульса получается нулевое выходное напряжение. Если
строб не центрирован относительно эхо-сигнала и его отображения, в нем пре-
обладает положительный или отрицательный видеоимпульс, в результате чего
вырабатывается выходной сигнал ошибки.
В некоторых случаях сопровождение цели по дальности осуществляется
по фронту или спаду отраженного импульса. В ряде случаев это можно реали-
зовать простым добавлением напряжения смещения, сдвигающего стробы,
53
Г л. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Стробированный
видеосигнал
дон о дно и ст род
дальности
Сумма видеосигнала
и его задержанного
обращенного
отображения
• Стро5 детектора
ошибки
Заряд конденсатора
на интервале
строба
детектора
Площадь А
Площадь В
Заряд,
пропорциональный
ллощадиА
Разряд,
пропорциональный
площади В
I Остаточное нулевое
напряжение, свидетельству-
ющее об отсутствии
ошибки
Рис, 42. Детектор ошибки по дальности с короткозамкнутой линией задержки.
I Зондирующий
| Эхо-сигнал
-Л— Строб дальности
Постоянное
напряжение,
пропорциональное
дальности цели
I	возбуждаются генераторы
1	стробимпульсов
а)
Зондирующий
импульс
I Эхо-сигнал

Установка
счетчика
на нуль
\ Двоичное число
I врегистре
I дальности
При равенстве чисел в схеме
] совпадения формаруется импильс
I Двоичное
Т число
I в счетчике
S)
Рис. 43. Аналоговая механическая система (а) и цифровая система сопровождения по
дальности (б).
54
1.7. Обнаружение цели и сопровождение по дальности
выявляющие наличие ошибки, таким образом, что они опережают или отстают
от центра эхо-сигнала. Таким методом может быть обеспечено некоторое
подавление стробами нежелательных эхо-сигналов, которые могут возникнуть
вблизи цели, например эхо-сигналов от других близкорасположенных целей.
В тех случаях, когда уровень видеосигнала цели больше заданного порога,
в качестве устройств сопровождения по фронту или спаду импульса можно
использовать пороговые устройства. Точка пересечения сигналом порога исполь-
зуется для запуска схемы стробирования и считывания дальности цели со
счетчиков времени или для генерирования синтезированного эхо-сигнала.
Рис. 44. Функциональная схема цифровой системы сопровождения по дальности.
Петля обратной связи -аппаратуры сопровождения по дальности, замы-
кающаяся через детектор ошибки и обеспечивающая перемещение стробов
и коррекцию отсчетов дальности, может являться как механической, так и
электронной системой. В одной из первых механических систем сопровождения
по дальности, использованной в конце второй мировой войны, выходное на-
пряжение детектора ошибки подавалось на двигатель, устанавливавший от-
счетную шкалу дальности оператора и движок потенциометра, напряжение
на котором было пропорционально дальности. Каждым зондирующим импуль-
сом запускалось пилообразное напряжение, причем устройство, генерирующее
строб, возбуждалось в момент совпадения пилообразного напряжения и напря-
жения, пропорционального дальности цели (рис. 43,а). В случае неправильного
положения строба напряжение сигнала ошибки поступало на двигатель, в ре-
зультате чего корректировалось напряжение, пропорциональное дальности
цели. Такой метод обеспечивал хорошее сопровождение на средних дально-
55
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
стах, однако формирование линейного пилообразного напряжения для боль-
ших дальностей представляет значительные трудности. Кроме.того, из-за инер-
ции системы ограничиваются полоса частот системы сопровождения и скорость
перемещения строба, а также требуются некоторые ручные операции для
быстрого обнаружения цели.
Механическими системами сопровождения перестали, как правило, поль-
зоваться после появления быстродействующих цифровых систем. В одной из
систем используется быстродействующий возбуждаемый стабилизированным
генератором цифровой счетчик, который выполняет роль генератора пилообраз-
ного напряжения в электромеханической системе. Вместо напряжения, пропор-
ционального дальности, используется число в цифровом регистре дальности
(рис. 43,6). Функциональная схема такого устройства приведена на рис. 44.
В момент, когда число в цифровом счетчике становится равным числу в ре-
гистре дальности, в схеме совпадения формируется пусковой сигнал генерато-
ров стробов дальнссти. При наличии ошибки по дальности детектором ошибки
вырабатывается напряжение, регулирующее в зависимости от его полярности
частоту генератора переменной частоты, управляемого напряжением таким
образом, чтобы число счетных единиц в регистре дальности увеличивалось или
уменьшалось. Благодаря этому число в регистре дальности корректируете^
в соответствии с дальностью цели. Отсчет дальности производится путем счи-
тывания числа в регистре дальности, в котором каждая двоичная единица
соответствует, например, дальности 2 м. Обычно на пульте оператора преду-
сматривается устройство вывода данных по дальности на приборах типа
«Никеи».
Электронная система сопровождения по дальности безынерционна, дает
возможность сопровождать цель с любой скоростью и обладает необходимой
гибкостью генерирования стробов дальности для схемы автоматического обна-
ружения, а также пусковых и предпусковых импульсов передатчика. Ряд
других схем электронного сопровождения по дальности также обладают
большей частью этих достоинств.
Сопровождение на последующих развертках. При увеличении однознач-
ного диапазона дальности обнаружения путем уменьшения частоты повторе-
ния импульсов увеличивается время, затрачиваемое на обнаружение, и умень-
шается скорость передачи данных. Эта проблема решается методом, назы-
ваемым сопровождением на последующих развертках, при котором в момент
ожидаемого приема эхо-сигнала зондирующий импульс не передается и таким
образом может быть разрешена неоднозначность по дальности. Этот метод
дает возможность работать с высокой частотой повторения импульсов и одно-
значно сопровождать цель до очень большой дальности, при которой в про-
странстве между РЛС и целью может распространяться в обоих направлениях
несколько импульсов. Этот метод можно использовать только в процессе со-
провождения цели. В процессе обнаружения РЛС должна производить обзор
пространства и при обнаружении цели включать цепи сопровождения по даль-
ности и угловым координатам при неразрешенной неоднозначности по даль-
ности. На первом этапе должен быть найден интервал по координате даль-
ности, в котором находится цель, т. е. определена та 'пара зондирующих им-
пульсов, между которыми расположена цель. Кратность зоны дальности п
определяется путем кодирования одного из зондирующих импульсов и под-
счета числа эхо-сигналов, принятых до кодированного эхо-сигнала. Кодирова-
ние может заключаться просто в определенном временном сдвиге одного из
зондирующих импульсов относительно отсчетного нуля дальности. При этом
подсчитывается число эхо-сигналов до того, пока не произойдет скачок даль-
ности, соответствующий этому временному сдвигу. Таким образом опреде-
ляется п и легко вычисляется истинная дальность цели.
Следующей серьезной задачей является исключение возможности бланки-
рования эхо-сигнала каким-либо из зондирующих импульсов. Одно из воз-
можных решений заключается в том, что определяется момент, когда эхо-сиг^
56
1 8. Характеристики РЛС сопровождения
«ал приблизится к области, в которой должна возникнуть эта помеха, и для
смешения области помехи на другую дальность, изменяется частота повторе-
ния импульсов. Специальное вычислительное устройство может быть запро-
граммировано таким образом, чтобы по известной истинной дальности цели
юно обеспечивало оптимальное изменение частоты повторения импульсов. Во
втором методе используется поочередное смещение серий зондирующих им-
пульсов. Число импульсов в каждой серии устанавливается по известному п.
Сущность метода заключается в том, что передача серии зондирующих им-
пульсов производится так, чтобы первый из этих импульсов вернулся (при
известном и) до начала передачи следующей серии импульсов. В этот момент
в передачу следующей серии импульсов вводится временной сдвиг, поэтому
эхо-сигналы от этих зондирующих импульсов оказываются смещенными во
времени относительно эхо-сигналов первой серии. Точно так же наступит
момент, когда вернется эхо-сигнал от первого зондирующего импульса сме-
щенной серии и произойдет совпадение во времени с каким-либо другим
смешенным зондирующим импульсом. Поэтому последующая серия зондирую-
щих импульсов не смещается во времени. Таким образом, при сопровожде-
нии на последующих развертках можно избежать помехи от зондирующих
импульсов путем поочередного смещения во времени серий импульсов, число
которых в каждой серии зависит от п.
Такие системы сопровождения являются сложными устройствами, однако
с помощью цифровых методов требуемые интервалы временного смещения
легко могут быть обеспечены и соответствующим образом распределены защит-
ные стробы для определения момента приближения эхо-сигнала к области
помехи. В большей части РЛС слежения за полетом космических объектов
и ракет используется метод сопровождения на последующих развертках, так
как в ракетах и космических объектах используются ответчики для обеспече-
ния достаточного уровня сигнала на больших дальностях.
1.8. Характеристики РЛС сопровождения
Характеристики РЛС сопровождения ограничиваются рядом факторов,
в том числе ошибками, присущими самой РЛС, ошибками, обусловленными
целью, и ошибками, обусловленными средой распространения.
При описании характеристик РЛС сопровождения обычно используются
три термина: разрешающая способность, точность измерения и предельно до-
•стижимая'точность. Термин разрешающая способность используется в различ-
ных областях науки по-разному и имеет противоречивые определения. В РЛС
сопровождения это мера способности разделения целей, не имеющая отноше-
ния к ошибкам сопровождения или точности измерения положения цели, кото-
рые определяются терминами точность и предельно достижимая точность
измерения. Определение способности РЛС разрешать цели зависит от того,
как используется эта способность; или просто для констатации наличия мно-
жественной цели, или для определения количества целей, или для получения
данных по сопровождению каждой цели.
Разрешающая способность импульсных РЛС сопровождения с иглообраз-
ным лучом по угловым координатам зависит от ширины диаграммы направ-
ленности, а по дальности от длительности импульса. На рис. 45 приведены при-
меры угловой разрешающей способности, начиная от случая близко располо-
женных самолетов до такого расстояния между ними, когда антенна системы
сопровождения с замкнутой петлей связи попеременно направляется на каж-
дый из двух самолетов. При несколько большем расстоянии между самолета-
ми система сопровождения начинает следить только за одним самолетом и не
направляет луч на второй. Это и является одним из критериев разрешающей
способности, используемым для системы сопровождения с замкнутой петлей
связи, соответствующим для обычных систем сопровождения расстоянию меж-
57
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
ду целями порядка 0,85 ширины диаграммы направленности. В случае разре-
шения целей по этому критерию второй самолет все же может влиять на
характеристики сопровождения, так как часть отраженной от него энергии
попадет на края главного лепестка или в боковые лёпестки антенны. Для
других типов РЛС сопровождения, например с антенной решеткой, где может
Рис. 45. Распределение вероятности углов
визирования при сопровождении двух це-
лей (левая цель приблизительно на 1,5 дБ
больше правой) для трех различных угло-
вых расстояний между целями: 0,30 (а),
0,75 (б), 0,85 (в) ширины диаграммы на-
правленности.
отсутствовать замкнутая петля не-
прерывного сопровождения, крите-
рием разрешающей способности
может явиться влияние одной це-
ли на измерение координат
другой.
Аналогичные соотношения
имеют место в обычных замкну-
тых системах сопровождения по
координате дальности. Цели раз-
решаются по дальности в том
случае, когда расстояние между
ними по координате дальности со-
ставляет значительную долю дли-
тельности импульса. Существуют
методы повышения разрешающей
способности, например сжатие им-
пульсов при сопровождении по
дальности [15] и специальные ме-
тоды синтезирования апертуры
[16—18] при сопровождении по
углам.
Предельно достижимая точ-
ность является мерой способности
РЛС сопровождения регистриро-
вать незначительные изменения
положения цели, составляющие
при сопровождении по углам не-
большую долю ширины диаграм-
мы. В системах сопровождения
высокой точности это обычно
меньше 1/100 ширины диаграм-
мы. Термин «точность» относится
к абсолютной ошибке относительно наземной отсчетной точки. В соответствии
с определениями, данными в [15], гл. 7, термин «точность» относится к пол-
ной ошибке сопровождения, включая все систематические и шумовые ошибки,
а термин «предельно достижимая точность» — только к шумовой ошибке,
поскольку шумовые составляющие ограничивают возможности определения
или воспроизведения координат цели. Практически иногда затруднительно
точно разграничить систематические и шумовые ошибки, так как это разгра-
ничение зависит от траектории цели и метода обработки данных, связанного-
со скоростью изменения ошибки. Спектральная граница, разделяющая систе-
матическую и шумовую ошибку, расположена достаточно произвольно и вы-
бирается обычно в соответствии с назначением РЛС.
Источники ошибок сопровождения по угловым координатам. В табл. 2
приведены наиболее значительные систематические и шумовые ошибки сопро-
вождения по угловым координатам для РЛС сопровождения с иглообразным
лучом В современных высококачественных РЛС сопровождения значения пол-
ных ошибок, обусловленных самой РЛС, относительно малы — порядка 10"
(0,05 мрад) для систематической и 8" для шумовой ошибки, не считая оши-
бок, обусловленных многотрассовостью распространения эхо-сигнала и теп-
ловым шумом приемника на больших дальностях при очень слабом эхо-сиг-
58
1.8. Характеристики РЛС сопровождения
Таблица 2
Составляющие угловых ошибок [15, гл. 7]
Составляющие ошибок	Систематическая	Случайная
Сопровождения, обус- ловленных РЛС (откло- нение антенны от на- правления на цель)	Коллимация равносиг- нальной оси Смещение оси, обус- ловленное: качеством настройки цепей ВЧ и ПЧ фазовым сдвигом в приемнике распределением ам- плитуды эхо-сигнала температурой Ветровая нагрузка Рассогласование ан- тенны Рассогласование сле- дящей системы	Тепловой шум прием- ника Многотрассовость распространения (толь- ко по углу места) Порывы ветра Электрические шумо- вые флуктуации в сле- дящей системе Механические шумо- вые флуктуации в сле- дящей системе
Пересчета, обуслов- ленных РЛС (ошибки преобразования	на- правления антенны в уг- ловые координаты).	Неточность юстировки антенной опоры Неточность ориентации на север Статический	изгиб опоры и антенны Неортогональность осей Нагрев солнечными лучами	Динамический изгиб опоры и антенны Качание пеленга Нелинейности меха- низмов системы переда- чи данных и ее мертвый ход Нелинейность устрой- ства записи данных и зернистость пленки
Сопровождения, обус- ловленных целью	Динамическое запаз- дывание I	Мерцание цели, флук- туации динамического запаздывания, ампли- тудный шум эхо-сигна- ла, модуляция сигнала ответчика
59
Г л. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Продолжение габл 2
Составляющие ошибок	Систематическая	Случайная
Обусловленных рас- пространением	Среднее значение гро- посферной рефракции Среднее	значение ионосферной рефракции	Неоднородности тро- посферной рефракции Неоднородности ионо- сферной рефракции
Инструментальных (для оптического этало- на)	Нестабильность теле- скопа или Э1алона Нестабильность эмуль- сии и подложки пленки Оптический параллакс	Вибрации телескопа, камеры или эталона Подер[ивания ленто- протяжного механизма Ошибки	отсчета, ошибки, обусловленные зернистостью пленки, ко- лебания оптического па- раллакса
нале. Типичные значения отдельных составляющих ошибок приведены в_работе
[2], т. 2, §3 3 Среднеквадратическая ошибка Ot, обусловленная тепловым шу-
мом приемника в системе сопровождения по углам, определяется выраже-
нием
®в
=----- f
fe~|/2 (S//V)/r/₽n
где k зависит от типа системы сопровождения (§1.5); 0В — ширина диаграм-
мы антенны; S/N— отношение сигнал/шум по мощности; — частота повто-
рения импульсов; рп — ширина полосы пропускания следящей системы. По-
скольку угловые ошибки, обусловленные шумом приемника, обратно пропор-
циональны корню квадратному из отношения сигнал/шум, Ot становится зна-
чительной лишь на больших дальностях при слабом эхо-сигнале.
Угловые ошибки, обусловленные многотрассовостью распространения,
зависят от угла места цели и возникают в основном по координате угла места,
однако они появляются и в системе сопровождения по азимуту вследствие
перекрестных связей в системе и наличия переотраженных лучей не только
в вертикальной плоскости. Шумовая ошибка по углу места от, обусловленная
многотрассовостью распространения равна
Р^в
Om=W?
где р — коэффициент отражения от земной или морской поверхности (по на-
пряжению) и Аа — отношение (по мощности) максимума суммарной моно-
импульсной диаграммы к уровню разностной диаграммы под у1лом прихода
отраженного от земной или морской поверхности луча от зеркального изобра-
жения цели (т. 1л § 10.7).
Ошибки, обусловленные целью, являются в основном ошибками, появляю-
щимися на малых дальностях, где скорость изменения угловых координат до-
статочно велика (что вызывает ошибки запаздывания по сопровождению, опи-
санные в § 16), а угловые размеры цели значительны. Среднеквадратические
60
1.8 Характеристики РЛС сопровождения
ошибки, обусловленные мерцанием цели, составляют приблизительно 0,1—0,3
от угловых размеров цели (т. I, § 10.7).
Ошибки, обусловленные распространением, зависят от дальности и атмо-
сферных условий. На рис. 46 приведена приближенная зависимость средне-
L-длина части пути, соотЗот. малым Зысотам,.мор.мили
Дальностям
Рис. 46. Зависимость флуктуаций угловых	Рис. 47. Зависимость шумовых ошибок по
координат от длины пути для различных	азимуту от дальности при сопровождении
атмосферных условий.	металлической сферы диаметром 150 мм,
укрепленной внутри воздушного шара для'
уменьшения дрожания цели [15].
Рм — ширина полосы пропускания сле-
дящей системы.
квадратических угловых ошибок от погоды на пути распространения сигнала*
(2J. Эти ошибки могут достигать значительной величины в случае сопровож-
дения на большой дальности при интенсивной облачности.
На рис. 47 показана зависимость ошибок сопровождения от дальности,,
измеренная с помощью РЛС AN/FPS-I6. Вибрацйя сферы, составляющая по>
измерениям около 40 мм, вызывает наибольшую ошибку на малой дальности,,
причем ошибка уменьшается обратно пропорционально дальности. На средней-
дальности ограничивающим фактором являются ошибки, обусловленные рас-
пространением, возрастающие пропорционально корню квадратному из даль-
ности. Ограничение по точности измерения на большой дальности наклады-
вается тепловым шумом приемника, влияние которого увеличивается пропор-
ционально четвертой степени дальности.
В РЛС сопровождения с.антенной больших размеров из-за влияния земли
наблюдается значительное отклонение оси антенны относительно номинального
угла места. Отклонение оси достаточно точно пропорционально косинусу угла
места. В РЛС AN/FPQ-6, диаметр зеркала которой равен ~9 м, максимальное
отклонение оси составляет около 1,7' и встроенное вычислительное устройство
Вводит поправку, равную исоз^милы, где Е — угол места. В большей части?
тйпов РЛС таким же образом вносятся в выходные данные поправки на пред-
сказуемые ошибки, обусловленные РЛС.
Источники ошибок сопровождения по дальности. В табл. 3 приведены ис-
точники ошибок сопровождения по дальности. Типичная полная среднеквад-
ратическая ошибка, включая систематические и шумовые ошибки, составляет
в высококачественной РЛС около 1,5 м. Типичные значения отдельных состав-
ляющих полной ошибки приведены в работе [2, § 10.3]. Среднеквадратическая-
61.
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
Таблица 3
Составляющие ошибок по дальности [15, гл. 7]
Составляющие ошибок	Систематическая	Случайная
Сопровождения, обу- словленные РЛС	Смещение установки нуля дальности Смещение нуля диск- риминатора дальности Рассогласование сле- дящей системы Задержка в приемни- ке	Тепловые шумы при- емника Многотрассовое рас- пространение Электрические шумо- вые флуктуации в еле-, дящей системе Механические шумо- вые флуктуации в сле- дящей системе Колебания задержки в приемнике
Пересчета, обуслов- словленные РЛС	Отклонение частоты ге- нератора напряжения, пропорционального даль- ности Смещение установки нуля устройства записи данных	Ошибки поляризаци- онного делителя по дальности Внутреннее «дрожа- ние» Нелинейность механи- ки системы передачи данных и ее мертвый ход Нелинейность устрой- ства записи данных и зернистость пленки Нестабильность гене- ратора	напряжения, пропорционального дальности
Сопровождения, обу- словленные целью	Динамическое запаз- дывание Задержка сигнала в ответчике	Динамическое запаз- дывание Флуктуации коорди- нат цели Флуктуации амплиту- ды эхо-сигнала Дрожание ответчика
Обусловленные распро- странением	Среднее значение тро- посферной рефракции Среднее	значение ионосферной рефракции	Неоднородности тро- посферной рефракции Неоднородности ионо- сферной рефракции
«2
1.8. Характеристики РЛС сопровождения
ошибка Ort, обусловленная тепловым шумом, связана с параметрами РЛС
соотношением
т
где т — длительность импульса в метрах радиолокационной дальности, т. е.
1 мкс ~150 м. Среднеквадратическая ошибка по дальности orm, обусловлен-
ная многотрассовостью распространения, равна’
р/г sin Е
где h — высота антенны и Е— угол места цели. Среднеквадратическое значе-
ние флуктуаций дальности цели обычно составляет 0,1—0,3 протяженност»
цели по координате дальности.
Ошибки, обусловленные распространением, невелики. Среднеквадратиче-
ская ошибка в наиболее тяжелых условиях сопровождения на большой даль-
ности в условиях интенсивной облачности не превышает 0,3—0,6 м.
Перекрестная связь, обусловленная перекрестно поляризованной энергией.
Составляющая энергии эхо-сигнала с поляризацией, перекрестной относительно-
поляризации антенны, является причиной появления в РЛС сопровождения
перекрестной связи, которая приводит к тому, что в случае ошибки по азимуту
появляется сигнал на выходе детектора ошибки по углу места, а в случае-
ошибки по углу места — на выходе детектора ошибки по азимуту. Этой свя-
зью в общем случае можно пренебречь, так как перекрестная поляризация
обычно меньше рабочей и, кроме того, соответствующей конструкцией антенны
уменьшается приблизительно на 20 дБ. Однако в отдельных случаях перекрест-
ная связь может оказаться очень большой и обусловить значительную ошибку
сопровождения и даже потерю сопровождения. Так, например, при сопровож-
дении ответчика с линейной поляризацией ориентация цели, на которой нахо-
дится ответчик, может оказаться такой, что поляризация ответного сигнала
будет почти полностью перекрестной.
В параболической антенне перекрестная связь обусловлена кривизной-
поверхности зеркала. Связь тем больше, чем меньше отношение fID антенны
(f — фокусное расстояние, D — диаметр), так как кривизна при этом больше.
Типичным значением связи с перекрестно поляризованной энергией в случае-
параболической антенны, диаметр которой равен 37 длинам волн, — примерно-
—16 дБ для f!D—Q,23 и —28 дБ для f/D=Q,6 [19]. Связь с перекрестно поляри-
зованной энергией может иметь место и в других типах фокусирующих уст-
ройств, например в СВЧ линзовых антеннах и фазированных антенных решет-
ках.
Теоретически связь с перекрестно поляризованной энергией равна нулю,
когда источник энергии находится точно на оси антенны и увеличивается но-
мере смещения с оси. В результате появляется перекрестная связь в системе
сопровождения, так что в случае небольшой ошибки сопровождения по одной
из координат антенна отклоняется также по другой координате. В то же вре-
мя при появлении ошибки по второй координате антенна еще больше отклоня-
ется от источника энергии по первой координате. Если эффект запаздывания
отсутствует, антенна отклоняется от цели в один из квадратов угловой двух-
координатной системы сопровождения в зависимости от исходной ошибки.
На рис. 48 приведена зависимость напряжения ошибки (пересчитанного
в миллирадианы) от перекрестной поляризации [20]. Поскольку эта зависимость-
является функцией отклонения источника от электрической оси антенны, ан-
тейна РЛС была отклонена от цели приблизительно на 1 мрад по азимуту и уг-
лу места. Отклонение антенны (полученное путем пересчета напряжения
ошибки в угловые координаты) почти точно соответствует истинной ошибке,
63-
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
.за исключением области, в которой поляризация сигнала и линейная поляриза-
ция антенны взаимно перпендикулярны.
Практически всегда имеется составляющая энергии требуемой поляриза-
ции, сглаживающая влияние перекрестно поляризованной составляющей. По
мере того, как перекрестно поляризованная энергия стремится отклонить элек-
трическую ось антенны от цели, энергия требуемой поляризации формирует
•напряжения истинной ошибки, которые при некотором угле отклонения ком-
(Рис. 48. Зависимость измеренного смещения цели от соотношения углов поляризации
антенны и эхо-сигнала при ориентировке луча на 1 мрад ниже и на 1 мрад левее по-
ложения цели, полученная по показаниям канала измерения ошибок.
пенсируют напряжения ошибки, вызванные перекрестной связью. Ошибка,
обусловленная перекрестной связью зависит на этом угле отклонения от типа
антенны и отношения составляющих энергии требуемой и перекрестной поля-
ризации Отношение составляющих энергии требуемой и перекрестной поляри-
зации в случае пели с ответчиком и линейно-поляризованным сигналом, на-
правление поляризации которого меняется с изменением ориентации цели,
зависит от ориентации цели. При этом угловая ошибка, обусловленная пере-
крестной поляризацией, обычно пренебрежимо мала до тех пор, пока цель
не повернется в такое положение, при котором составляющая перекрестной
поляризации окажется очень значительной. Ошибка при этом может достичь
очень большой величины. При обычном сопровождении по отраженному сиг-
налу степень деполяризации слишком мала, чтобы вызвать значительные
ошибки
Влияние перекрестной поляризации увеличивается в тех случаях, когда
-цель в процессе сопровождения не находится на оси антенны, если, например,
имеют место ошибки запаздывания. В результате при данном уровне пере-
крестно поляризованной составляющей энергии пропорционально увеличи-
ваются ошибки. Однако и в этом сучае ошибки обычно незначительны, если
только перекрестно поляризованная составляющая сигнала источника не слиш-
ком велика. В последнем случае особое внимание должно быть уделено
уменьшению запаздывания.
В РЛС слежения за полетом космических объектов и ракет, когда изме-
нение ориентации цели может привести к повороту источника линейно-поляри-
64
1.8. Характеристика РЛС сопровождения
скорости могут оыть скомпенсированы
04
OZ
I
Ул Омрид
|	||]	\Ул.-2мра&
 5	9	9	9	ъУл~4мра&
Аз.~4мраО АзОмраО Аз.+Омра#
,Аз.-2мраО! Аз.+2мраО,
OZ
4ZO 4Z8 WO 432 434 430
Азимут, мраО
Рис. 49. Корректировка угловой ошибки,
обусловленной смещением цели относи-
тельно равносигнальной оси при вертикаль-
ной поляризации РЛС и сигнала от источ-
ника.
зованного сигнала в положение, при котором излучается только перекрестно-
поляризованный сигнал, решением проблемы является использование режима
сопровождения с круговой поляризацией. При этом в результате связи антен-
ны с круговой поляризацией с линейно-поляризованным сигналом интенсив-
ность сигнала уменьшается на 3 дБ, однако исчезает зависимость от ориен-
тации линейной поляризации при ее вращении относительно направления на
РЛС.
Корректировка угловых ошибок в реальном масштабе времени. Ошибки
сопровождения типа запаздывания по
путем ввода в реальном масштабе
времени коррекции в цифровой отсчет
угла в устройстве кодирования угло-
вых координат. Термином в реаль-
ном масштабе времени обозначается
корректировка данных в пределах
короткого временного интервала, на-
пример между отсчетами данных.
Устройства кодирования связаны ме-
ханически с валами азимутальной
и угломестной осей и вырабатывают
числа, соответствующие азимуту и
углу места антенны. В тех случаях,
когда скорость цели слишком вели-
ка по сравнению с быстродействием
следящей системы, антенна будет зна-
чительно отставать от цели (§ 1.6)
и в отсчете кодирующего устройства
появится ошибка запаздывания, соот-
ветствующая этому отставанию.
"В результате ошибки запаздыва-
ния появляется напряжение на выхо-
де детектора угловых ошибок, пита-
ющего следящую систему, которая
вращает антенну. Напряжение ошибки при известной чувствительности к угло-
вой ошибке можно преобразовать в угловые единицы в аналого-цифровом
преобразователе. Затем выходные цифровые данные вносятся в цифровой
отсчет угловых кодирующих устройств.
Точность корректировки данных ограничена из-за нелинейностей в схеме,
а также из-за изменения чувствительности к угловой ошибке в зависимости
от уровня сигнала. Изменение чувствительности к угловой ошибке учитывается
в РЛС AN/RPQ-6 путем хранения в запоминающем устройстве данных о ка-
либровке зависимости чувствительности от уровня сигнала. Уровень эхо-сигна-
ла считывается с вычислителя, и выбирается соответствующая угловая чувст-
вительность. Ошибки, вносимые устройством корректировки данных, прибли-
зительно пропорциональны величине корректировки, и составляют обычно 10%
от смешения цели относительно оси антенны. Этот метод может быть исполь-
зован в пределах 1/3 ширины диаграммы направленности.
Нелинейность корректирующего устройства определяется двумя основ-
ными факторами. Одним из них являются симметричные искажения, вносимые
антенной системой, подобные бочкообразной дисторсии в оптике. На рис. 49,
на котором изображена сетка равных ошибок, видны такие искажения [20].
Сетка получена в результате отклонения антенны относительно источника на
заданную величину (отмеченную в конце каждой линии сетки) по одной из
координат и отсчета выходных данных устройства, корректирующего данные
по этой оси, после отклонения антенны по другой оси. Отсчеты по азимуталь-
ной и угломестной координатам на рис. 49 соответствуют абсолютным значе-
ниям угловых данных РЛС с корректирующим устройством. Вторым факто-
65
Гл. 1. Радиолокационные станции сопровождения
ром, обусловливающим нелинейность, является перекрестная поляризация, вно-
сящая несимметричные искажения [20], как это видно из рис. 50 для РЛС
с линейной поляризацией, сопровождающей источник, поляризация излучения
69 Г
Азимут,мри О
65 г	а)
Рис. 50. Корректировка угловой ошиб-
ки, обусловленной смещением цели от-
носительно равносигнальной оси при
вертикальной поляризации РЛС и по-
ляризации сигнала от источника, повер-
нутой на 45°.
Рис. 51. Корректировка угловой ошиб----->
ки, обусловленной смещением цели от-
носительно равносигнальной оси при
поляризации излучателя, повернутой на
85°:
а — РЛС с линейной вертикальной по-
ляризацией; искажения, вносимые пе-
рекрестно поляризованной энергией
чрезвычайно велики; б — РЛС с кру-
говой поляризацией, решающей проб-
лему искажений, вносимых перекрест-
но поляризованной энергией.
53
S3
У.м.+Амриб
59
57
55 L
926 928 930 93Z 939 936
Г\з+2мриО
-Аз.-2мраО Аз.Омрад
। । ।. । । .
Азимут,мраб
6)
У.м.ОмраО
9m.-ZmpuO
I
5?
е/
которого повернута на 45°. На рис. 51,а показан предельный случай, когда по-
ляризация источника повернута на 85°, а на рис. 51,6 случай круговой поля-
ризации, кардинально решающей проблему искажений, обусловленных линей-
ной перекрестной поляризацией.
Список литературы
1.	Skolnik М. I.: “Introduction to radar systems”, McGraw-Hill Book Compa-
ny, N. Y„ 1962.
Сколник M., Введение в технику радиолокационных систем. Пер. с анг.
М., «Мир», 1965.
2.	Barton D. К.: “Radar systems analysis”, ch. 9, Prentice-Hall, Inc., Engle-
wood Cliffs, N. J., 1964.
3.	Dunn J. H. and Howard D. D.: Precision tracking with monopulse radar. —
“Electronics”, 1960, April 22, v. 33, № 17, p. 51—56.
4.	Peebles P. Z., Jr.: Signal processor and accuracy of three-beam monopulse
tracking radar. — “IEEE Trans.”, 1969, January, v. AES-5, p. 52—57.
5.	Hannan P. W.: Optimum feeds for all three modes of monopulse antenna*
I—theory, II—practice. — “IEEE Trans.”, 1961, v. AP-9, p. 444—460.
66
Список литературы
6.	Barton D. К.: Recent developments in radar instrumentation. — “Astron.
Aerospace Eng.”, 1963, July, v. 1, p. 54—59.
7.	Johns R. and Weiner H.: A modern instrumentation tracking radar
AN/FPQ-10. — “1965 Intern. Space Electron. Symp. Record”, p. 13-Al—
13-A18.
8.	Howard D. D.: Single aperture monopulse radar multi-mode antenna feed
and homing device. — “1964 IEEE Intern. Conv. Military Electron. Conf.
Proc.”. 1964, Sept. 14—16, p. 259—263.
9.	Mikulich P., Dolusic R., Profera C. and Yorinks L.: High gain Cassegrain
monopulse antenna. — “IEEE G-AP Intern. Antenna Propagation Symp.
Record”, 1968, September.
10.	Cook J. S. and Lowell R.: The autotrack system. — “Bell System Tech. J.”,
1963, July, v. 42, p. 1283—1307.
11.	Rubin W. L. and Kamen S. K.: SCAMP — a single channel monopulse radar
signal processing technique, — “IEEE Trans.”, 1962, April, v. MIL-6,
p. 146—152.
12.	Abel J. E., George S. F. and Sledge O. D.: The possibility of cross modula-
tion in the SCAMP signal processor. — “Proc. IEEE”, 1965, March, v. 53,
p. 317—318.
13.	Noblit R. S.: Reliability without redundancy from a radar monopulse recei-
ver. — “Microwaves”, 1967, December, p. 56—60.
14.	Locke A. S.: “Guidance”. D. Van Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J.,
1955.
15.	Berkowitz R. S. (ed.).: “Modern radar”. John Wiley & Sons, Inc., N. Y.,
1965.
16	Sherman S. M.: The use of “complex indicated angles” in monopulse radar
to locate unresolved targets. — “Proc. Natl. Electron. Conf.”, Chicago, 1966
October, v. 22, p. 243—248.
17.	Pollon G. E. and Lank G. W.: Angular tracking of two closely spaced radar
targets. — “IEEE Trans.”, 1968, July, v. AES-4, p. 541—558.
18	Peebles P. Z., Jr and Berkowitz R. S.: Multiple target monopulse radar pro-
cessing technique. — “IEEE Trans.”, 1968, November, v. AES-4, p. 845—854
19	Jones E. M. T.: Paraboloid reflector and hyperboloid lens antennas. —
“IEEE Trans.” 1954, July, v. AP-2, p. 119—127.
20	Mitchell R. et al.: Measurements and analysis of performance of MIPIR
(Missile Precision Instrumentation Radar Set AN/FPQ-6), Final Report,
Navy Contract NOW61-0428d, RCA, Missile and Surface Radar Division,
Moorestown, N. J., 1964, December.
Глава 2
РАДИОЛОКАЦИОННОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЫСОТЫ ЦЕЛИ
Б. Браун
2.1. Методы радиолокационного определения высоту цели
Радиолокационное измерение высоты полета цели с наземных позиций
является косвенным, а не прямым измерением, так как основными измеряе-
мыми в этих случаях параметрами являются только дальность и угловые коор-
динаты. Определение высоты производится расчетным путем с использованием
значений дальности цели и ее угла места над видимым горизонтом.
РЛС определения высоты полета могут быть, как правило, разделены, как
будет ниже показано, на два основных класса: 1) РЛС определения толь-
ко высоты, главной (если не единственной) функцией которых является опре-
деление высоты радиолокационной цели, азимут и дальность которой был»
измерены работающей совместно с ней РЛС обнаружения и 2) трехкоор-
динатные РЛС, осуществляющие одновременное или квазиодновременное изме-
рение трех пространственных координат радиолокационной цели. Согласно
общепринятым представлениям термин «РЛС определения высоты» будет
применен в этой главе только к РЛС, определяющим высоту целей отно-
сительно позиций, находящихся на земной поверхности, и не будут рас-
сматриваться бортовые радиолокационные высотомеры и бортовые РЛС, изме-
ряющие высоту полета самолета относительно земной поверхности или каких-
либо других объектов. (Определение высоты с использованием ответчиков см.
в т. 3, § 9.3.) Кроме того, поскольку перед автором стояла задача ознакомить
читателя только с общими принципами работы возможно большего числа
основных типов РЛС определения высоты, то описание каждого типа РЛС
будет ограничено.
РЛС определения высоты с качающейся диаграммой направленности. Од-
ним из первых и наиболее распространенных типов РЛС диапазона СВЧ для
определения только высоты, использовавшихся в наземных системах обзора
воздушного пространства, являлась РЛС определения высоты с качающейся
в вертикальной плоскости диаграммой направленности антенны. Такая РЛС
измеряет угол места самолета простейшим методом — путем непрерывного
механического качания всей антенной структуры в вертикальной плоскости,
в которой находится самолет с узкой по углу места диаграммой направленно-
сти. Непосредственно примыкающие одна к другой отметки эхо-сигналов, воз-
никающие при пересечении лучом воздушной цели, отображаются на индика-
торе дальность—высота (см. т. 3, §3.1). Наблюдатель «расщепляет луч» по
отметке высоты, совмещая маркерную линию высоты с серединой отметки,
и получает в результате возможность непосредственно отсчитать высоту само-
лета (рис. 1).
Поскольку РЛС определения высоты с качающейся антенной рассчитана
на выполнение единственной операции — определения высоты (и имеет очень
ограниченную или нулевую возможность обзора по азимуту), она должна ра-
ботать совместно с РЛС обнаружения. Обычно РЛС обнаружения и РЛС
68
2.1. Методы радиолокационного определения высоты цели
определения высоты с качающейся антенной (одна или несколько) террито-
риально совмещены и работают так, что по запросу данных о высоте опре-
деленной цели, находящейся в пространстве обзора, оператор РЛС обнаруже-
ния ориентирует РЛС определения высоты по азимуту этой цели, указывает
оператору индикатора дальность — высота ее дальность и запрашивает отсчет
высоты самолета.
Поскольку при таком методе работы ответ на запрос о высоте поступает
не слишком быстро, РЛС определения высоты с качающейся антенной мало-
пригодны в тех случаях, когда требуется быстрое определение высоты боль-
Рис. 1. Схема РЛС определения высоты с качающимся лучом.
шого числа самолетов, находящихся на разных азимутах (что может выпол-
нить более сложная трехкоординатная радиолокационная система). Однако,
поскольку большая часть задач управления воздушным движением связана
с самолетами, находящимися в пути, когда высота почти не изменяется в те-
чение длительного времени, необходимость в непрерывном определении дан-
ных по высоте часто отпадает. Поэтому при не очень значительном числе са-
молетов темп работы РЛС определения высоты с качающейся антенной может
обычно оказаться вполне достаточным.
Серийная РЛС определения высоты с качающейся антенной диапазона С
типа S600 с размерами антенны 4,5X1,2 м может производить не менее 17
измерений в минуту при произвольном распределении целей и до 22 измере-
ний в минуту, если темп качания антенны регулируется для получения макси-
мальной скорости выдачи данных с помощью вычислителя системы обработки
данных, включенной в состав РЛС [17].
Точность измерения высоты РЛС такого типа в большой мере зависит от
того, насколько оператор индикатора дальность—высота натренирован в опре-
делении центра луча при проходе его через цель. Обычно среднеквадратиче-
ская ошибка определения центра луча опытным оператором Vio-bVis ши-
рины луча в вертикальной плоскости Для типичной ширины луча в верти-
кальной плоскости порядка Г это соответствует среднеквадратической ошибке
200-Г.300 м на дальности порядка 200 км.
69
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
РЛС с V-образной диаграммой направленности. В первых трехкоординат-
ных РЛС, применявшихся в военных системах обзора воздушного простран-
ства, была использована V-образная диаграмма направленности. В такой си-
стеме вращающаяся антенна излучает два веерных луча, один из которых рас-
положен в вертикальной плоскости, а другой — наклонен под углом 45° отно-
сительно вертикального луча (рис. 2). Оба луча вращаются совместно и пи-
таются одновременно от одного общего или от разных передатчиков, причем
каждому лучу соответствует отдельный приемник.
Поиск по азимуту и дальности осуществляет вертикальный луч, а высота
цели определяется по данным обоих лучей. Направление вращения антенны
Наклонный луч	Цель
Рис. 2. Геометрия V-образной диаргаммы направленности.
выбирается таким, чтобы цель пересекалась сначала вертикальным лучом. При
дальнейшем вращении антенны цель пересекается наклонным лучом, после
чего измеряется угол поворота антенны 9 между центрами отметок цели в ка-
налах вертикального и наклонного лучей. Из геометрии V-образного луча
следует, что высота цели h определяется, как /i=Dsin9, где D — горизонталь-
ная дальность цели. Так как D2=R2—h2, то
h S'n
1/1 +sin3 О
Азимутальные координаты центров отметок в каналах вертикального и на-
клонного лучей, а также угловое расстояние между ними могут быть измерены
оператором вручную — определяется положение центра луча по отметкам
непосредственно на модифицированном индикаторе кругового обзора. Опре-
деление положения центра луча можно выполнить и автоматически с помощью
счетно-импульсной системы, определяющей положение центров отметок по
среднему числу импульсов [1].
Оборудование РЛС с V-образным лучом является достаточно простым,
однако их недостатком является необходимость двойного радиолокационного
обзора всей зоны наблюдения. Точность определения высоты РЛС с V-образ-
ным лучом, ширина которого по азимуту составляет около 1°, обычно порядка
300 м на дальности 200 км, что вполне достаточно для наблюдения за само-
летами в условиях относительно небольшой плотности воздушного движения.
Однако в случае большой плотности движения установление связи между
отметкой на экране индикатора и целью может оказаться трудной задачей,
особенно если два или более самолета появляются на одинаковых дальности
и азимуте, но на разной высоте. Поэтому, чтобы увеличить зону обзора по
70
2.1. Методы радиолокационного определения высоты цели
высоте и повысить точность измерения высоты, необходимые для контроля за
полетами самолетов с высокими летными качествами, некоторые конструкторы
систем обзора воздушного пространства предпочитают другие типы трехкоор-
динатных РЛС, несмотря на их более сложное оборудование.
Многолучевые РЛС. В многолучевых трехкоординатных РЛС трехмерный
обзор пространства выполняется с помощью расположенного в вертикальной
плоскости под фиксированными углами места пучка иглообразных лучей, не-
Рис. 3. Схема многолучевой РЛС.
прерывно совместно вращающихся по азимуту. На рис. 3 приведен один из
вариантов многолучевой антенны, в котором секция параболического зеркала
облучается группой расположенных в вертикальной плоскости неподвижных
рупоров, размещенных один относительно другого так, чтобы сформировать
в этой плоскости ряд взаимноперекрывающихся диаграмм направленности.
Согласно общепринятой методике, при передаче весь комплект облучате-
лей антенны возбуждается одним передатчиком, выходная мощность которого
делится и распределяется таким образом, чтобы все облучатели возбуждались
синфазно, а форма огибающей составной передающей диаграммы направлен-
ности приближенно соответствовала закону распределения csc20. При приеме
каждый рупор облучателя питает отдельный приемник, благодаря чему исполь-
зуются параметры направленности и усиления отдельных приемных лучей, что
необходимо для определения высоты и обеспечения максимального усиления
приемных лучей при поиске по дальности и азимуту.
В процессе поиска выходные сигналы отдельных приемников комбини-
руются для отображения положения по дальности и азимуту всех целей, нахо-
71
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
дящихся в пространстве обзора. Для определения высоты производится интер-
поляция в пределах разделенных лучей путем одновременного сравнения амп-
литуд эхо-сигналов, принятых смежными лучами [2].
Для обеспечения приема видеосигнала только от одной цели при наличии
нескольких лучей в вертикальной плоскости в составе многолучевых РЛС
обычно имеется аппаратура, избирающая мгновенно те два смежных по углу
места луча, в которых эхо-сигнал (или шум) больше, чем в других элементах
разрешения по дальности. Благодаря этому не только исключается возмож-
ность ошибки в интерпретации многочисленных сигналов в данных по углу
места (которая может возникнуть при наличии нескольких целей на одинако-
вых дальности и азимуте, но имеющих разные высоты), но и уменьшаются
потери, обусловленные суммированием выходных шумовых сигналов большого
числа приемников
Для интерполяции угла места путем одновременного сравнения амплитуд
селектированные приемные сигналы обычно проходят через логарифмические
усилители (т. 3, § 2.9). Разность
Рис. 4. Азимутально-угломестный растр
трехкоординатной сканирующей РЛС с иг-
лообразным лучом.
выходных сигналов логарифмиче-
ских усилителей двух смежных
лучей дает четкий сигнал, пропор-
циональный логарифму отношения
амплитуд сигналов, в свою оче-
редь, почти точно пропорциональ-
ному отклонению угла места цели
относительно угла линии пересе-
чения лучей.
В очень благоприятных усло-
виях при достаточно большом от-
ношении сигнал/шум можно ожи-
дать, что среднеквадратическая
ошибка по углу места многолуче-
вой РЛС с тщательно сформиро-
ванными лучами антенны, хороши-
ми характеристиками логарифми-
ческих усилителей и линейными
видеоусилителями не будет пре-
восходить ’/to ширины диаграм-
мы направленности по углу места.
Трехкоординатные РЛС со
сканирующим лучом. Это еще один
основной тип систем, совмещаю-
щих поиск цели и определе-
ние ее высоты и пригодных
для непрерывного трехмерного обзора пространства в условиях интенсивного
воздушного движения. Трехмерный обзор пространства осуществляется быст-
рым сканированием по углу места с одновременным вращением антенны по
азимуту, в результате чего формируется растровая развертка по азимуту
и углу места, подобная изображенной на рис. 4.
В зависимости от требуемых зоны обзора по углу места, точности опреде-
ления высоты и скорости выдачи данных конструктор РЛС может выбрать
тот или иной тип устройства сканирования по углу места. В РЛС обнаруже-
ния, в которых к этим параметрам не предъявляется особых требований, до-
статочно удовлетворительной является механическая система сканирования
луча антенны. В случае более строгих требований, обусловленных спецификой
применения, более целесообразной может оказаться безынерционное электрон-
ное сканирование.
Механическая развертка. До появления систем механического сканирова-
ния луча антенны СВЧ диапазона в Англии во время второй мировой войны
72
2.1. Методы радиолокационного определения высоты цели
угла места составляла 0,15 до максимальной
ильные параллельные пластины
Линейно перемещающийся
рупорный облучатель
Оканиробание:
Sпробелах 10,5"
Рис. 5. Упрощенная схема сканирующего устройства
Робинсона.
Горизонт
'Зонаперемещения ^Луч шириной 1,2°
рупорного облучателя
Широкое основание трапеции
Отражатель
была разработана РЛС определения высоты (VEB — Varable-Elevation-Beam),
работавшая на частоте 200 МГц, с вытянутой по высоте антенной решеткой,
причем сканирование производилось механическими фазовращателями, регули-
ровавшими соотношение фаз отдельных групп диполей. В одном из вариантов
такой системы для получения узкой диаграммы направленности по углу места
при такой относительно низкой несущей частоте была сооружена мачта высо-
той 73 м, на которой было размещено девять групп диполей по восемь дипо-
лей в каждой группе. Сканирование по углу места производилось в секторе
0,75—7,5°, а точность отсчета
дальности порядка 130 км
[3]. В варианте устройства
сканирования по углу места
на волне 60 см были ис-
пользованы волноводные
диэлектрические фазовраша-
гели с механическим управ-
лением [16].
Развитие радиолокации
СВЧ диапазона позволило
создать антенны с больши-
ми эффективными апертура-
ми (и соответственно с уз-
кими диаграммами направ-
ленности) при более прием-
лемых физических размерах.
В результате на базе исполь-
зования геометрической оп-
тики было успешно разра-
ботано несколько устройств
быстрого механического сканирования для систем обнаружения, простое
периодически повторяющееся сканирование в которых может производиться
в сравнительно небольших пределах по углу места (не превышающих 10-
или 20-кратной ширины диаграммы направленности).
Одним из типов устройств механического сканирования, осуществляющих
пилообразный обзор пространства в вертикальной плоскости, является ска-
нирующее устройство Робинсона [3]. Основными элементами этого устройства
являются линейно перемещающийся рупорный облучатель и система из трапе-
цеидальных параллельных пластин, облучающих бифокальное зеркало (рис. 5).
Бифокальное зеркало необходимо потому, что в плоскости вертикального ска-
нирования фокус зеркала находится в зоне перемещающегося рупорного облу-
чателя в то время, как в плоскости горизонтального сканирования он нахо-
дится в зоне широкого основания трапецеидальных параллельных пластин.
Для преобразования линейного перемещения облучателя в круговое, более
удобное для обеспечения быстрого сканирования, трапецеидальные параллель-
ные пластины изгибаются и сворачиваются, образуя конструкцию, изображен-
ную на рис. 6. При соответствующих механических допусках электрические
характеристики вращающегося облучателя и свернутых пластин по существу
не отличаются от характеристик линейно перемещающегося облучателя и тра-
пецеидальных параллельных пластин, изображенных на рис. 5. В устройстве
диапазона S с таким облучателем и бифокальным зеркалом с размерами
1,5X4,5 м была получена диаграмма направленности шириной 1,2° по углу
места и 3,5° по азимуту, сканирующая по углу места в пределах 10,5° с ча-
стотой 10 Гц.
Другим типом системы быстрого механического сканирования, особенно
пригодным для определения радиолокационной высоты, является сканирующее
устройство органного типа [4, 5] В обычно используемом волноводном ва-
рианте такого устройства небольшой вращающийся рупорный облучатель воз-
73
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
буждает ряд отрезков волновода одинаковой длины, выходные концы которых
расположены вдоль прямой линии (рис. 7). В такой конструкции вращатель-
ное движение облучателя преобразуется в линейное перемещение точечных
источников облучения, требуемое для облучения параболического зеркала.
В тех случаях, когда требуемые угловые размеры зоны обзора превышают
возможности параболических зеркал (приблизительно 5-кратной ширины диа-
граммы направленности в обе стороны), линейное расположение выходов вол-
новодов можно преобразовать в дугу окружности для облучения рабочего
участка тороидально-параболического зеркала.
Эта треугольная площадь
Остается плоской
Линияизгиба
к'	/ Элементы цилиндра
а)
Геометрическое
место линейного
перемещения
р облучателя ь
В	S)
Л
Элементы цилиндра
Л ,,
- Излучатель
С

и
с
Точна пересечения
у —
L	- Л
® Излучатель
Геометрическое место кругового перемещения-
облучателя
Нулевое положение облучателя Зля ориентирования луча вдоль-
оси антенны
Рис. 6. Метод построения сканирующего устройства Робинсона.
Как и во всех РЛС, использующих непрерывное двухкоординатное скани-
рование для получения большого телесного угла обзора и определяющих уг-
ловые координаты целей методом определения центра луча, угловая точность
по азимуту 'и углу места, достижимая в трехкоординатных РЛС с механиче-
ским сканированием, ограничена из-за небольшого числа эхо-сигналов, прини-
маемых РЛС от цели за один период сканирования. Это ограничение прояв-
ляется особенно в тех случаях, когда требуется большая дальность и большая
зона обзора по утлу места в сочетании с большой скоростью выработки дан-
ных по азимуту.
Таким образом, несмотря на такие достоинства систем механического ска-
нирования, как простота, а также низкая стоимость аппаратуры и ее эксплуа-
тации, их использование в качестве устройств сканирования по углу места
в системах трехмерного обзора пространства обычно ограничивается теми слу-
чаями, когда допустимы относительно скромные требования к одному или
нескольким из таких параметров, как дальность действия, сектор обзора по
углу места, точность определения угла места и азимута целей и скорость
выдачи данных по азимуту.
Частотное сканирование. Эта система сканирования является одним из ос-
новных методов безынерционного управления положением диаграммы направ-
ленности, применяемых в устройствах определения высоты в системах трехмер-
ного обзора воздушного пространства.
74
2.1. Методы радиолокационного определения высоты цели
Волноводы и
одинаковой диины
Рис. 7. Схема сканирующего устройства
органного типа.
В устройствах частотного сканирования (т. 3, гл. 6) используется зави-
симость фазового сдвига частоты, свойственная длинным линиям передачи или
волноводам, которые, будучи согнуты в виде змейковой структуры, образуют
вместе с размещенными на них элементами антенны линейную антенную решет-
ку, обеспечивающую точную зависимость между отклонением луча и частотой
возбуждения.
В одном из методов частотного сканирования по углу места используется
ряд фиксированных частот, которым соответствуют строго определенные поло-
жения луча по углу места (рис. 8). Сиг-
нал возбуждения антенны в режиме
передачи может быть сформирован в ви-
де пачки следующих непосредственно
друг за другом импульсов разной ча-
стоты, благодаря чему вся вертикальная
плоскость обзора облучается почти одно-
временно необходимым количеством фик-
сированных лучей с заданными расстоя-
ниями между ними. Поскольку в про-
цессе приема эхо-сигналы во всех от-
дельных лучах появляются по существу
в одном и юм же временном интервале,
одновременный прием может быть обес-
печен с помощью отдельных приемни-
ков для каждого положения луча по
углу места.
В тех случаях, когда к системе ска-
нирования в вертикальной плоскости
одновременно предъявляются требова-
ния обеспечения высокой разрешающей
способности по дальности (например,
для уменьшения помех от атмосферных
осадков) и большой скорости выдачи
данных по углу места, можно использо-
вать более совершенную методику
«внутриимпульсного» частотного скани-
рования в сочетании с методом сжатия
импульсов [6].
При другом методе частотного сканирования используется непрерывно
линейно-изменяющаяся частотно-модулированная импульсная передача, при
которой высота цели определяется с помощью частотных дискриминаторов
в приемниках для каждого из положений луча по углу места.
Использование частотного сканирования для определения высоты цели
в системах трехмерного обзора обладает рядом преимуществ, труднодостижи-
мых в случае применения систем механического сканирования. К ним отно-
сятся: достаточно хорошее постоянство формы диаграммы направленности
в очень большом диапазоне углов отклонения (превышающем 100°), высокая
скорость выдачи данных об азимутах целей (при работе пачками импульсов)
и управление положением луча и энергетикой РЛС с помощью вычислителя
по заданной программе. Это позволяет сконцентрировать повторные пачки
импульсов в определенных зонах по углу места для обеспечения когерентной
работы при использовании схем селекции движущихся целей, для повышения
дальности действия, для сопровождения в выбранных углах места и для уп-
равления сектором по углу места с целью компенсации крена платформы,
например в судовых установках. Как правило, точность определения угла
места, получаемая в этом типе РЛС, того же порядка, что и в многолучевых
РЛС, т. е. около 0,1 ширины диаграммы направленности в угломестной плос-
кости.
75
Гл 2. Радиолокационное определение высоты цели
Поскольку положение луча в антенных решетках с частотным сканирова-
нием связано определенной зависимостью фазового сдвига от частоты в ли-
нии передачи или волноводе заданных размеров, рабочая полоса частот таких
антенных решеток строго ограничена. Для обеспечения бблыпей свободы в вы-
боре частоты, создания более гибкой системы сканирования и возможности
управления энергетикой конструктор РЛС может применить более широкопо-
лосные конструкции антенных решеток, описанные в т. 2, гл. 4.
Смесители
Управление}
лучом |
Рис. 8. Схема устройства частотного сканирования с переключением фиксированных ча-
стот.
Устройство определения высоты на линиях передачи с отводами. Эта си-
стема является одним из видов фазированных антенных решеток с временной
задержкой, в коюром используется вертикальная линейная решетка, состоя-
щая из уложенных стопкой, один над другим, горизонтально расположенных
волноводов (служащих в качестве линий задержки), как это показано на
рис. 9 (см. также т. 2, гл. 4, рис. 58). После того, как электромагнитная вол-
на, падающая под некоторым определенным углом места 01, достигнет при-
емных элементов, равнофазный фронт распространяется вдоль стопки парал-
лельных волноводов, сохраняя первоначальную форму наклонной прямой ли-
нии (а—а'). Вдоль линии а—а' располагается суммирующий волновод, в ко-
тором все принятые элементами антенны сигналы, пришедшие с направления
76
2.1. Методы радиолокационного определения высоты цели
вь суммируются в фазе. Суммирующий волновод отбирает принятую энергию
с помощью направленных ответвителей в каждой точке его пересечения с вол-
новодами стопки. Таким образом формируется угломестный луч, максимум
которого направлен под углом 0Ь а ширина в вертикальной плоскости опре-
деляется равномерно облученной апертурой вертикальной антенной решетки.
Аналогичным путем с помощью ряда суммирующих волноводов, связанных
со стопкой горизонтальных волноводов под соответствующим образом возра-
Рис. 9. Схема РЛС определения высоты типа AHSR-1.
стаюшими углами наклона (волноводная матрица) можно сформировать ряд
соприкасающихся лучей, точно ориентированных в угломестной плоскости.
В экспериментальном образце такого устройства типа AHSR-1 приемная
антенная решетка диапазона S была предназначена для работы совместно
с облучающей РЛС обнаружения системы управления воздушным движением.
(Подробное описание этой РЛС приведено в т. 2 §4.9 и в работе [7].) Сек-
тор обзора по азимуту одной вертикальной линейной антенной решетки со-
ставляет 120°, так что три таких линейных антенных решетки с волноводными
матрицами, расположенныхув виде равностороннего треугольника, обеспечи-
вают полный обзор по азимуту в пределах 360°. Расчетная разрешающая спо-
собность по высоте на дальности 90 км составляет 300 м, а точность опреде-
ления высоты по одной цели 75 м.
» AHSR — Air Height Surveillance Radar — обзорная РЛС определения
высоты воздушных целей. — Прим. ред.
77
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цела
2.2. Радиолокационные измерения высоты
Плоская поверхность Земли. При работе по целям, находящимся на ма«
лых дальностях, достаточно хорошая оценка высоты цели получается при
допущении, что Земля имеет плоскую поверхность. В соответствии с рис. 10
высота цели hf при этом допущении определяется выражением
hf — RssinQ,	(1)
где Ra — наклонная дальность и 0 — угол места.
Для повышения точности определения истинной высоты цели, находящей-
ся на больших дальностях и высотах, относительно уровня моря необходимо
учитывать: 1) кривизну земной поверхности, 2) атмосферную рефракцию
и 3) аномалии распространения и отражения от земной поверхности.

Рис. И). Геометрия для случая пло-
ской земной поверхности.
Рис. 11. Геометрия для случая сфе- —>
рической поверхности Земли.
Сферическая поверхность Земли. Несколько лучшее определение истин-
ной высоты цели получается при учете кривизны земной поверхности, как эю
показано на рис. 11. Легко заметить, что для РЛС, расположенной на земной
поверхности в точке О, согласно теореме косинусов,
(г0 + ^)2 = R* + r02 -2r0 Rs 60S ^0+ ~ ,	(2)
где ht — высота цели над поверхностью земли и Го —радиус Земли.
После несложных математических преобразований получается, что
+ 2r0 /?s sin 0
Для целей, находящихся на небольших высотах, для которых 2r0’^>ht,
уравнение (3) преобразуется в выражение
R’
~ ~ + Rb sin 0.	(4)
78
2.2. Радиолокационные измерения высоты
Атмосферная рефракция. Для дальнейшего увеличения точности вычисле-
ния высоты цели необходимо учесть рефракцию,электромагнитных волн вдоль
трассы распространения до цели. Радиоволны распространяются в свободном
пространстве прямолинейно. Однако в земной атмосфере электромагнитные
рпп р	Радиолокицаонный луч
^^^/щоА^личии рефракции
Радиолокационный горизонт
д отсутствие рефракции "
д omcymomdae
рефракции

д)
Кажущееся
положение цели
Рис. 12. Увеличение дальности радиолокационного горизонта, обусловленное преломле-
нием лучей в атмосфере (а); угловая ошибка, обусловленная рефракцией (б).
волны обычно преломляются, отклоняясь по направлению к земной поверх-
ности. Преломление излучаемых РЛС волн в атмосфере обусловлено измене-
нием с высотой показателя преломления, определяемого как отношение скоро-
сти распространения в свободном пространстве к скорости в рассматриваемой
среде. Одним из обусловленных преломлением следствий является увеличение
дальности радиолокационного горизонта (рис. 12,а), другим — ошибка радио-
локационного измерения угла места (рис. 12,6).
В тропосферной области атмосферы показатель преломления п зависит oi
таких метеорологических факторов, как температура, давление и содержание
водяных паров, и может быть выражен как ([8] и т. 1, §6.2)
77,6о
(n-l).10« = tf = —
3,73-105е
(5)
где Т — температура воздуха, К; р — барометрическое давление, мбар и
е — парциальное давление водяного пара, мбар. Параметр N называется ин-
дексом рефракции. Этот термин часто используется в трудах по распростра-
нению, так как он соответствует более удобной единице измерения. Первое
слагаемое уравнения (5) применимо как к оптическим, так и к радиочастотам,
79
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
а второе слагаемое отражает зависимость, связанную с водяным паром, и не-
обходимо в случае радиочастот. Следует отметить, что приведенное выше выра-
жение для индекса рефракции не зависит от частоты в диапазоне 100—
10 000 МГц.
Показатель преломления, как правило, при увеличении высоты умень-
шается, так как р и е быстро уменьшаются при увеличении высоты. При нор-
мальных атмосферных условиях показатель преломления с увеличением высо-
ты уменьшается со скоростью порядка 4 10~8 м~*. Типичным значением пока-
зателя преломления у поверхности земли является ~ 1,0003.
Классическим методом учета атмосферной рефракции при вычислении вы-
соты с помощью радиолокационных средств является замена действительного
радиуса Земли г0 (6371 км) эквивалентным радиусом Земли kr0 и замена
действительной атмосферы однородной, в которой электромагнитные волны
распространяются по прямым, а не искривленным линиям (т. 1, §6.2). Можно
показать на основании закона Снеллиуса из сферической геометрии, что зна-
чение коэффициента k, на который должен быть умножен радиус Земли для
отображения траекторий лучей прямыми линиями, определяется выражением
1
k =	,	(6)
1 + г0 (dnldh.)
где dnldh — скорость изменения показателя преломления с высотой. Верти-
кальный градиент dnldh обычно отрицателен. Принимается, что градиент не
меняется с высотой, и что А=4/з. Коэффициент 4/3 для эффективного радиуса
Земли широко используется для учета стандартной рефракции радиоволн
в трудах по распространению и в практике радиосвязи и радиолокации благо-
даря более удобной методике вычислений. Это является, однако, лишь аппро-
ксимацией, которая может привести к неправильным результатам, когда тре-
буются точные радиолокационные измерения, например при определении
высоты на больших расстояниях [9].
Расстояние d от РЛС, расположенной на высоте h, до горизонта можно
на основании простых геометрических соотношений приближенно определить,
как
d— V2^0A,	(7)
при условии, что h мало по сравнению с tq.
Если принять, чю fe=*/s, то выражение (7) еще более упрощается. Для
d выраженного в километрах, ah — в метрах
d = 4,l]/ft.	(8)
Более точные соотношения для углового отклонения луча при распро-
странении электромагнитных волн через среду, параметры которой отличаются
от параметров свободного пространства, приведены в т. 1, §§ 6.2—6.6 и в ра-
ботах [10 и 11]. В табл. 1 приведены ошибки определения высоты цели, нахо-
дящейся на высоте 30 км, вычисленные для эталонного индекса рефракции
атмосферы (экспоненциального эталона атмосферы). Следует отметить, что
величина ошибки по высоте непосредственно зависит от величины индекса
рефракции у земной поверхности, причем при углах места, превышающих при-
близительно 40°, эта зависимость исчезает. Зависимость ошибки по высоте
от наклонной дальности приведена в табл. 2.
В табл. 3 даны для сравнения значения высоты цели, вычисленные для
эквивалентной Земли (&=4/3) и для экспоненциальной модели атмосферы [12].
Из этих данных видно, что при данном угле места разность вычисленных зна-
чений высоты увеличивается с возрастанием наклонной дальности, а при дан-
ной наклонной дальности увеличивается с углом места.
80
2.2. Радиолокационные измерения высоты
Таблица 1
Ошибки определения высоты [м] цели, находящейся на высоте 30 км,
вычисленные для эталонного индекса рефракции ;V0 атмосферы Центральной
лаборатории распространения волн в 1958 г.
Угол места,	град	Индекс у земли		
		Д/в= 280	^0= 315	Ne= 370
1		2790	3386	4480
2		1720	2050	2640
4		800	940	1160
6		440	511	627
8		272	315	384
10		183	210	256
15		85	97	119
20		49	55	67
40		12	12	15
70		3	6	6
Таблица 2
Ошибки определения высоты [м] на наклонных дальностях 185, 370
и 550 км11, вычисленные при использовании эталонного индекса рефракции
атмосфер^ Центральной лаборатории распространения волн в 1958 г.
Угол меета, град	185 км		370 км		550 км’)	
	Л/„ = 280	Л/о = 370	Л/о = 28О	Л/в = 370	No =280	Л/о=370
1	490	820	1520	2460	2780	4500
2	420	720	1280	1940		
4	340	530				
6	283	415				
8	238	345				
') Значение наклонной дальности— приближенное.
Таблица 3
Сравнительные данные по высоте, вычисленные при использовании
эквивалентного радиуса Земли (А=4/3) и экспоненциальной модели
атмосферы [12]
Угвл места, град	%KC |	ft4/3 |	Л/г1)	^экс	Л4/3	Д/г	Аэкс	h4/3	Д/г
	185 км2)			370 км’>			550 км2)		
0,0 0,5 м 2,0 —		2100 8 695 15 240	2 070 3 690 5 МО 8 545 15 000	30 60 90 150 240	8 570 12 000 15 500 22 200	8 200 11 400 14 700 21 100	370 600 800 1100	19 800 25 300	18 300 23 150	1 500 2 150
’) Д/г = йэкС—/14/3; все высоты даны в метрах.
2) Значение наклонной дальности.
81
Гл 2 Радиолокационное определение высоты цели
2.3. Ошибки по углу места, обусловленные отражениями
от земной поверхности
Во всех системах определения высоты одним из основных факторов
является уменьшение точности измерения угла места, обусловленное много-
трассовым распространением Переограженные земной поверхностью сигналы
векторно суммируются с сигналами прямого луча, вызывают колебания ампли-
туды и фазы входного сигнала антенны и не могут быть отделены обычными
путями от сигналов прямого луча Величина таких угломестных ошибок обыч-
но такова, что при малых углах места, когда значительная часть антенного
луча облучает земную поверхность, угломестные ошибки становятся недопу-
стимо большими Поэтому, как общее правило, нельзя рассчитывать на полу-
чение надежных данных по углу места, если иглообразный луч РЛС направ-
лен над земной поверхностью в пределах диапазона углов места, равного ши-
рине диаграммы направленности При больших углах места величина угло-
местной ошибки прямо пропорциональна относительной величине напряжен-
ности отраженного от земной поверхности поля, принятого соответственным
Рис. 13 Геометрические соотношения для анализа угломестных ошибок, присущих мето-
ду одновременного сравнения амплитуд при наличии переотражений от земной поверх-
ности.
боковым лепестком, направленным под отрицательным углом в угломестной
плоскости (иными словами, произведению относительного уровня боковою
лепестка и коэффициента отражения от земной поверхности).
Ниже будет рассмотрено влияние величины угломестных ошибок, обуслов-
ленных многотрассовостью распространения, на различные системы определе-
ния высоты, в которых применяется: 1) одновременное сравнение амплитуд и
2) одновременное сравнение фаз
Одновременное сравнение амплитуд. В радиолокационных системах, ис-
пользующих для определения угла места цели метод одновременного сравне-
ния амплитуд, значение угла места в пределах ширины диаграммы направ-
82
2.3. Ошибки по углу места, обусловлен, отражениями от земной поверхности-
ленности определяется путем измерения отношения одновременно принятых
двумя отклоненными лучами эхо-сигналов, причем цель может быть облучена
любым способом. Значение измеренного угла места не зависит от способа облу-
чения цели, а определяется только параметрами отклоненных лучей приемной
антенны.
При анализе ошибок по углу места, обусловленных отражениями от зем-
ной поверхности, будет принято (рис. 13), что равносигнальная ось, проходя-
щая через точку пересечения двух отклоненных лучей (Л и В), направлена
точно на цель под углом места 0 (условие нулевой ошибки при отсутствии
отражений от земной поверхности).
Если принять, что лучи А и В совершенно идентичны и оси лучей А и В
направлены под углами места 0—а и 0 + а соответственно, то полное относи-
тельное значение напряженности поля принимаемой волны в месте формиро-
вания лучей А и В (относительно максимума каждой диаграммы направлен-
ности) будет равно
F = F -i~KF	₽—/(ср+2£> sin 0),
с А СА (а) ч (20 — а) е	’
ЕВ= £В(а) + ^£B(W + а) е — /’<ф + 2£) sin 0) >
где К максимальное значение коэффициента отражения; <р — фаза коэффи-
циента отражения; E^(a)=£;j(oc) — относительная напряженность поля лучей
А и В, обусловленная сигналами, пришедшими по прямым путям под углами a
относительно осей лучей А и В; ЕА^~а) — относительная напряженность
поля луча А, обусловленная переотраженным сигналом, пришедшим под углом
20—а относительно оси луча 4;	— относительная напряженность
поля луча В, обусловленная переотраженным сигналом, пришедшим под углом
20 +а относительно оси луча В.
Ошибка визирования по углу места Ое, обусловленная отражениями от
земной поверхности, является функцией абсолютных значений Еа и Ев и оп-
ределяется выражением
I I р А-KF	р—/(ф + 2£)з1п 0) |
_ J_2LL f '	ДДЛ(20 —а) е____________[_
аЕ~~' |ER| 1/7	_1_/</7	—/(cp+2£)sin 0) |
I в| | ч ACB(20 + a) е	|
Если К.Е A(W _а) и КЕ В(20+а) малы по сравнению с Е А(а}, то макси-
мальное значение величины f (| Еа | /1 Ев [) составляет
В A	К^А (20—а)
& В (а)"" ^Е В (20+а)
В качестве иллюстрации ниже приведен пример, в котором приняты сле-
дующие параметры лучей А и В, по которым осуществляется сравнение амп-
литуд:
Апертура антенны а — 25,5Х.
Характеристика диаграммы направленности на прием —
sin [л (a/A.) sin 0] sin (25,5л sin 0)
n(a/X)sm9 25,5л sin 9
Ширина луча (по точкам половинной мощности) — 2,0°
Угол отклонения а — 1,125°
Высота антенны над уровнем земной поверхности — 50А..
85
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
Принято, что коэффициент отражения от земной поверхности /Се /ф =
= 1,0е/’т> что соответствует горизонтальной поляризации над бесконечной про-
водящей поверхностью.
На рис. 14 приведены вычисленные при этих параметрах кривые зависи-
мости относительной напряженности поля для лучей А и В от угла визиро-
вания 0 в угломестной плоскости. Следует отметить, что при построении этих
кривых было принято, что каждому значению угла места 0 соответствует точ-
ное направление равносигнальной оси антенны на цель. Поэтому в случае
отсутствия отражений от земной поверхности напряженности полей А и В
были бы равны для всех значений 0.
Угол ориентирования антенны 3 у гл о местной плоскости, град
Рис. 14. Зависимости относительной напряженности поля сигналов, принятых лучами Д
« В при наличии переотражений от земной поверхности, от угла ориентирования линии
пересечения лучей в угломестиой плоскости.
Ширина диаграммы направлеииости 2°, высота антенны 50 К, полный угол отклонения лу-
чей 2,25°, коэффициент отражения 1,0.
Соответствующие ошибки визирования для кривых рис. 14 показаны на
рис. 15. Следует отметить следующие важные особенности кривых ошибок
визирования:
1) форма и амплитуда «огибающих максимумов ошибок» (пунктирные
кривые) зависят только от характеристики направленности антенны в угло-
местной плоскости и от коэффициента отражения от земной поверхности и не
зависят от электрической высоты антенны над уровнем земли;
2) форма кривой ошибки внутри «огибающей максимумов ошибок» (т. е.
положение максимумов и расстояние между ними) определяется в большой
степени электрической высотой антенны над уровнем земли (в длинах волн)
и в меньшей степени фазовым углом бокового лепестка антенны, принимаю-
щего переотраженный луч.
Одновременное сравнение фаз. Геометрические соотношения для анализа
ошибок, обусловленных отражениями от земли при одновременном сравнении
фаз, приведены на рис. 16. Как и для метода сравнения амплитуд, принято,
что линия визирования антенны всегда направлена на цель.
«4
2.3. Ошибки по углу места, обусловлен, отражениями от земной поверхности
Угол ориентирования антенны S дгломеотной плоонооти,граУ
Рис. 15. Зависимость угломестных ошибок, обусловленных переотражениями от земной
поверхности, от угла ориентирования антенны в угломестной плоскости.
Система сравнения амплитуд; ширина луча 2°; равномерное облучение апертуры; высота
антенны 50Х; полный угол отклонения лучей 2,25°; коэффициент отражения 1,0.
Рнс. 16. Геометрические соотношения для анализа ошибок, обусловленных переотраже-
ниями от земной поверхности, в случае системы сравнения фаз с фазовыми центрами
в точках А и В.
85
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
При допущении идентичности характеристик направленности антенн А
и В относительные напряженности поля, поступающие в фазовые центры
А и В, равны
Еа ^'a=E0 + KE2Q е1 [ф~(2£) sin Q~d sin 26)J;
EBe№=E0-+- KEiQe^4>'~'(2D sin Q+d sin 26^,
где /Се/<₽ — коэффициент отражения.
Разность фазовых углов сигналов в фазовых центрах А и В равна
а—Р, где
KE2q sin (<р—2D sin 0-f- d sin 20)
a = arete----------------------------------,
£'04-K£'2(jcos (ф—2D sin 0-j-J sin 20)
KEW sin (ф—2D sin 0— d sin 20)
В = arctg----------------------------------.
K Eo+	cos (ф—2D sin 0—d sin 20)
В этом случае для сопоставления ошибок визирования с результатами,
полученными методом сравнения амплитуд, приняты такие же общие величи-
ны апертуры антенны (с равномерным облучением) и высот антенны над
Рис. 17, Зависимость угломестных ошибок, обусловленных переотражениями ог земной
поверхности, от угла ориентирования антенны в угломестной плоскости.
Система сравнения фаз; полная апертура 25,ол; равномерное облучение апертуры; рас-
стояние между фазовыми центрами 12,25Х; высота антенны 50Л,; коэффициент отраже-
ния 1,0.
86
Список литературы
уровнем земли. Принято, что каждая из двух приемных апертур равна поло-
вине общей апертуры и что они расположены рядом вплотную одна к другой.
Таким образом, параметры антен-
ны следующие:
Полная апертура антенны—25,52.
Характеристика направленности
приемной антенны (каждой полови-
ны апертуры) —
sin (12,25л sin 9)
12,25л sin 0
Ширина диаграммы направленно-
сти половины апертуры — 4°
Ширина диаграммы направлен-
ности полной апертуры — 2°
Расстояние между фазовыми
центрами А и В — 12,252.
Высота над уровнем земли
О —502.
Ошибки визирования в этих ус-
ловиях приведены на рис. 17.
На рис. 18 показаны ошибки, по-
лученные одновременным сравнени-
ем амплитуд и фаз, при больших уг-
лах места, когда ошибки возникают
только в результате приема отраже-
ний от земли по боковым лепесткам,
направленным под отрицательными
углами места На рисунке приведены
значения ошибок для РЛС одновре-
менного сравнения амплитуд с точкой
Рис. 18. Область значений угломестных
ошибок, обусловленных отражениями от
земной поверхности боковых лепестков
(для единичного коэффициента отраже-
ния), в случае РЛС одновременного срав-
нения амплитуд и фаз.
пересечения диаграмм на уровне
от —2 до —6 дБ относительно максимумов отклоненных лучей и для РЛС
одновременного сравнения фаз со смежными или частично перекрывающими-
ся апертурами приемных антенн (при расстоянии между фазовыми центрами
от 0,50 до 0,33 от полной апертуры).
Список литературы
1	The Sperry AN/TPS-34. “Interavia”, 1964, August, v. 19.
2	Herman E. E.: The elevation angle computer for the AN/SPS-2 radar. —
“U.S. Nava) Res. Lab. Rept. 3896”, 1951, Nov: 19.
3.	Ridenour L. N. (ed.): “Radar system engineering”, MIT Radiation Labora-
tory Series, v. I, McGraw-Hill Book company, N. Y, 1947.
Радиолокационная техника. T. I и II. Пер. с англ. М., «Сов радио», 1949.
4	Kelleher К. S. and Hibbs Н. Н.: An organ pipe scanner. — “U.S. Naval Res.
Lab. Rept. 3842”, 1951, Aug. 1.
5	Skolnik M, L: “Introduction to radar systems”. McGraw-Hill Book Compa-
ny, N. Y„ 1962.
Сколник M. Введение в технику радиолокационных систем. Пер. с англ.
Под ред. К. Н. Трофимова. М., «Мир», 1965.
6.	Milne К. The combination of pulse compression with frequency scanning for
three dimensional radars. — “Radio Electron. Eng.”, 1964, August, v. 28,
p. 89—106.
87
Гл. 2. Радиолокационное определение высоты цели
7.	Simpson Т. J.: The air height surveillance radar and use of its height data
in a semiautomatic air traffic control system. — “IRE Intern. Conv. Record”,
1960, v. 8, pt. 8, p. 113—123.
8.	Smith E. K. and Weintraub S.: The constants in the equation for atmosphe-
ric refractive index at radio frequencies. — “Proc. IRE”, 1953, August,
v. 41, p. 1035—1037.
9.	Blake L. V.: Ray height computation for a continuous nonlinear atmosphe-
ric refractive index profile. — “Radio Sci.”, 1968, January, v. 3 (new ser.),
p. 85—92.
10.	Millman G. H.: Atmospheric effects on radio wave propagation, in Berko-
witz R. S. (ed.), “Modern radar analysis, evaluation and system design”,
p. 315—377. John Wiley & Sons, Inc., N. Y„ 1965.
Современная радиолокация. Пер. с англ, под ред. 10. Б. Кобзарева. М.»
«Советское радио», 1969.
11.	Bean В. R. and Dutton Е. J.: Radio meteorology. — “Natl. Bur. Std. (U.S.),
Monograph 92”, 1966, March, p. 59—76.
12.	Bauer J. R., Mason W. C. and Wilson F. A.: Radio refraction in a cool ex-
ponential atmosphere. — “MIT Lincoln Lab., Tech. Rept. 186”, 1958, August.
13.	Bauer J. R. and Wilson F. A.: Precision tropospheric radio refraction cor-
rections for ranges from 10—500 nautical miles. — "MIT Lincoln Lab. Rept,
33G-0015”, 1961, Feb. 20.
14.	Mavroides W. G., Dennett L. G. and Dorr L. S.: 3-D radar based on phase-
in-space principle. — “IEEE Trans.”, 1966, May, v. AES-2, p. 323—331.
15.	Connelly T. E,: Tracking radar performance. — “General Electric Co., Tech.
Inform. Ser., R58EMH-23”, 1958, June 30.
16.	Taylor D.: “Introduction to radar and radar techniques”. Philosophical Lib-
rary Inc., N. Y., 1966.
17.	Sutherland J. W.: Marconi S600 series of radars. — “Interavia”, 1968, Ja-
nuary, v. 23, p, 73—75.
Глава 3
ГРАЖДАНСКИЕ СУДОВЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
Дж. Кроней
3.1. Основные требования к судовым РЛС
и предельные значения их параметров
Большая часть мирового торгового флота, начиная от самых крупных
океанских лайнеров и кончая небольшими каботажными и рыболовными суда-
ми, оборудована радиолокационными станциями, используемыми в качестве
навигационных средств. На самых крупных судах высота размещения антенны
достигает 30 м и более над уровнем моря, хотя чаще всего средняя высота
не превышает 15—20 м. На малых судах антенна размещается на высоте
4—5 м.
РЛС Должна обнаружить и воспроизвести на индикаторе сигналы, отра-
женные от всех целей, находящихся над
-бакенов, участков суши), с точностью по
решающей способностью, необходимыми
для обеспечения безопасности навига-
ции. Обнаружение воздушных целей
обычно от судовых РЛС не требуется.
Для обеспечения радиолокационного об-
лучения пространства вплоть до уровня
морской поверхности длина волны РЛС
не должна превосходить .10 см. Это ясно
видно из рис. 1, на котором показано
распределение интенсивности поля у це-
ли (для длин волн 10 и 3 см), обуслов-
ленное интерференцией между прямыми
и отраженными от морской поверхности
лучами. В диапазоне сантиметровых волн
предельная дальность действия РЛС оп-
ределяется в основном зоной прямой ви-
димости. Даже при высоте антенны 30 м
самое большое судно исчезает за гори-
зонтом на дальности порядка 40 мор.
миль (74 км.). Поэтому отпадает необ-
ходимость использования передатчиков
столь большой мощности, как в РЛС
для обнаружения самолетов на дально-
сти в сотни километров. Требуемая им-
пульсная мощность колеблется от нескольких киловатт до нескольких десят-
ков киловатт и в самых мощных установках составляет приблизительно
80 кВт.
Если мощность передатчика достаточна для обнаружения больших целей
у горизонта или вблизи от него, было бы неразумно ее увеличивать. Генери-
89
водной поверхностью (других судов,
дальности и азимуту, а также с раз-
-6
Нижнии лепесток
5 диапазоне 5

25 25
а)
2
55 В

Нижн. лепесток 6 диапазоне/
О
25 20	15	10
О)
Рис. 1. Зависимость интенсивности
облучения от высоты цели, нахо-
дящейся на поверхности моря на
дальности 2 км:
а —диапазон S; б — диапазон X.
Высота антенны РЛС над уровнем
моря 15 м.
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
рование большой мощности связано с большими расходами. Кроме того, аппа-
ратура большой мощности очень сложна в эксплуатации, а оборудование для
обслуживания коммерческих судов должно быть простым и очень надежным,
иметь большой срок службы при небольших эксплуатационных расходах. К то-
му же очень часто дальность обнаружения целей ограничена из-за паразитного
фона, создаваемого отражениями от морской поверхности при волнениях или
атмосферных осадках. Можно показать [1], что отношение сигнал/помеха N
в случае отражений от атмосферных осадков определяется выражением
М =----,	(О
Г]/?2 0фТ
а в случае отражений от морской поверхности
о
М =,
o'QtH
где т) — эффективная площадь рассеяния на единицу объема атмосферных
осадков; 0 — ширина диаграммы направленности в горизонтальной плоскости;
Ф— ширина диаграммы направленности в вертикальной плоскости; т — дли-
тельность импульса; R — дальность цели; о — эффективная площадь рассеяния
цели; Н — высота антенны; о' — эффективная площадь рассеяния на единицу
облученной площади морской поверхности.
Оба эти выражения не зависят от излучаемой мощности, поэтому увели-
чение мощности не приводит к увеличению отношения сигнал/помеха, как это
следует из обычного уравнения дальности радиолокации при обнаружении сиг-
нала от цели в шумах приемника. Наконец, последнее соображение, застав-
ляющее ограничивать мощность передатчика: РЛС используются в качестве
навигационного средства при входе в эстуарии и гавани. В этом случае при
слишком большой мощности близкорасположенные береговые массивы могут
создать столь интенсивные отражения, что эхо-сигналы будут приниматься
не только основным лучом диаграммы направленности, но и ее боковыми ле-
пестками, величина которых на 30 дБ меньше максимума основного луча (или
на 60 дБ при использовании антенны на передачу и прием). Эти эхо-сигналы
будут восприниматься как ложно обнаруживаемые цели на азимутах, отлич-
ных от азимута берегового массива, или как эхо-сигналы от несуществующих
судов на участках акватории, где в действительности их нет.
(2)
3.2. Технические условия для гражданских судовых РЛС
К концу второй мировой войны британское правительство организовало
конференцию по радиолокации для морского транспорта, которая рассмот-
рела различные навигационные средства, разработанные во время войны,
и обратилась за консультацией (по радиолокационным средствам) по вопро-
сам, представляющим интерес для морского флота, к военно-морскому мини-
стерству с целью вовлечения его в работы по подготовке технических условий
на радиолокационные установки, пригодные для среднего торгового судна.
Эти технические условия были обсуждены и скорректированы на Междуна-
родном совещании по радиосредствам для морской навигации (IMRAMN),
состоявшемся в Лондоне в мае 1946 г. [2].
По мере изучения радиолокационных средств и их испытаний, эти техни-
ческие условия время от времени корректировались британским правительст-
вом [3, 4]. В табл. 1 приведены в сокращенном виде основные пункты этих
технических условий. В таблицу не включены предельные значения электриче-
ских и магнитных помех, климатические испытания и испытания на срок служ-
бы, требования к механическим узлам, защитные устройства и руководство по
90
3.2. Технические условия для гражданских судовых РЛС
Таблица 1
Параметры судовых РЛС. Стандарты Соединенного королевства
(Основные пункты в сокращенном виде)
Параметр	Требования
1. Дальность дейст- вия	Распространение нормальное; высота антенны над уровнем моря 15 м; отчетливая *) индикация. береговой линии — 20 мор. миль при высоте земной поверхности 60 м и 7 мор. миль при высо- те 6 м; объектов на поверхности моря — 7 мор. миль для судна грузоподъемностью 5000 брутто-ре- гистровых тонн; 3 мор. мили для рыболовного судна длиной 9 м; 2 мор. мили для светящегося конического бакена второго класса
2. Минимальная даль- ность	Эхо-сигнал от конического бакена второго клас- са и зондирующий сигнал должны быть отчетли- во раздельно различимы вплоть до дальности 45 м на самой короткой (крупномасштабной) шкале дальности и видимость эхо-сигнала долж- на сохраняться до I мор. мили без регулировки усиления
3. Измерение дальности и точность	При фиксированных масштабных кольцах даль- ности (при этом перемещающаяся метка дально сти не обязательна) ошибка по дальности для це- ли, отметка от которой находится на масштабном кольце, не должна превышать 1,5% от используе- мой шкалы дальности и быть более 70 м. В слу- чае перемещающейся метки дальности пределом является 1% от используемой шкалы дальности
4. Разрешающая спо- собность по дальности	На соответствующей наиболее удобной шкале эхо-сигналы от двух светящихся бакенов второго класса (а=10 м2) должны быть отчетливо раз- дельно различимы на дальности в 1 мор. милю при одном и том же азимуте и расстоянии между ними 45 м
5. Точность по азиму- ту	Должны быть предусмотрены средства для бы- строго измерения азимута любого объекта, эхо- сигнал от которого появляется на индикаторе Ошибка измерения угла между направлениями на два эхо-сигнала, воспроизводимых на краю ин- дикатора, не должна превышать 1°
6. Разрешающая спо- собность по азимуту	Ширина основного луча диаграммы направлен- ности антенны по азимуту (при однократном ис- пользовании) : в пределах ±1° по точкам половинной мощно- сти (—3 дБ относительно максимума);
91
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
Продолжение табл 1
Параметр	Требования
	в пределах ±2,5° по точкам, где диаграмма- направленности по мощности уменьшается на 20 дБ относительно максимума Боковые лепестки по азимуту (при однократ- ном использовании диаграммы направленности): в пределах ±10° — ниже максимума основного' луча по мощности на 23 дБ; за пределами ±10° — ниже максимума основ- ного луча по мощности на 30 дБ
7. Влияние бортовой	П. 1 и 2 таблицы должны выполняться при
качки судна	качке судна ±10°
8. Рабочая частота	9,320—9,500 МГц; поляризация горизонтальная
9. Скорость вращения	Непрерывный обзор по азимуту 360°. Скорость
антенны	вращения не менее 20 об/мин при скорости ветра до 41 м/с (80 узлов)
10. Индикатор курса	Курс должен отмечаться на индикаторе непре-
судна	рывно с точностью не менее 0,5° меткой шириной не более 0,5°. Допускается кратковременное вы- ключение только ручным выключателем с пру- жинным отжимом
11. Стабилизация ази-	Должна быть возможность управлять ориенти-
мута	ровкой изображения на индикаторе с помощью компаса так, чтобы север был вверху. При вра- щении шкалы компаса со скоростью 2 об/мин точность совмещения должна быть 0,5°
12. Тип индикатора	Диаметр индикатора кругового обзора не ме- нее 19 см. Оптическое увеличенное изображение должно удовлетворять по точности всем пунктам технических условий
13. Шкалы индикато-	Должно быть по крайней мере шесть шкал на
ра	0,5 или 0,75; 1,5; 3; 6; 12; 24 или при небходи- мости соответственно большее число морских миль. На шкале 0,5 или 0,75 кольца дальности через каждые 0,25 мор. мили. На других шкалах по 6 колец. В случае перемещающейся метки дальности фиксированные кольца через 0,25; 1 или 4 мор. мили в зависимости от того, что боль- ше подходит. Должны быть точные обозначения выбранных масштаба и интервалов между коль- цами дальности
14. Оперативное уп-	Органы включения и управления РЛС должны
равление и источники	находиться на панели индикатора. Должна быть
питания	предусмотрена возможность пользования уста- новкой вахтенным дежурным, т. е. минимально возможное число четко обозначенных органов управления. Готовность к работе не больше чем
92
3.2. Технические условия для гражданских судовых РЛС
Продолжение табл 1
Параметр	Требования
15 Подавление помех
16. Проверка парамет-
ров
через 4 мин после включения из холодного со-
стояния и не более чем через 1 мин подготовлен-
ной к включению установки. РЛС должна нор-
мально работать при изменениях номинального
напряжения источника питания ±10%. Должна
быть предусмотрена защита от перегрузки с по-
мощью реле или плавких предохранителей
Должны быть предусмотрены эффективные-
средства снижения влияния отражений от атмос-
ферных осадков и морской поверхности
Должны быть предусмотрены средства, даю-
щие возможность зарегистрировать на работаю-
щей установке ухудшение любого параметра на
10 дБ и более
’) Под отчетливой индикацией понимается 50%-ное эффективное зондирование (от-
ношение числа наблюденных отметок к числу импульсов, облучивших цель) коническо-
го бакена второго класса с эффективной площадью рассеяния 10 м2, находящегося на
расстоянии 2 мор. миль при высоте антенны РЛС 15 м.
обучению персонала. К моменту составления этого справочника британские
технические условия опять начали пересматриваться . В число предполагаемых
изменений входят большая свобода выбора поляризации (хотя техническими
условиями не будет, вероятно, требоваться применение одной только круговой
поляризации из-за ее непригодности в случае симметричных целей) и возмож-
ность использования кроме диапазона X некоторых других диапазонов частот.
В течение последних 20 лет английские заводы-изготовители гражданских
судовых РЛС по собственной инициативе представляли британскому министер-
ству торговли опытные образцы вновь разрабатываемого оборудования. По
поручению министерства торговли министерство обороны (военно-морской от-
дел) выпустило в соответствии с приведенными выше техническими условиями
документ о типовых приемочных испытаниях. Если оборудование удовлетво-
ряет техническим требованиям, свидетельство о приемке выдает министерство
торговли. Хотя типовые испытания не являются обязательными, практически
все английские, а также одна или две иностранные фирмы представляют свои
РЛС министерству торговли для типовых испытаний. Благодаря этому соблю-
дается стандарт на британские гражданские судовые РЛС.
В 1960 г. в Лондоне состоялась международная конференция по безопас-
ности мореплавания (SOLAS), находящаяся под покровительством межпра-
вительственной консультативной организации по вопросам мореплавания
(IMCO). На этом совещании были предложены варианты технических усло-
вий на судовые РЛС. На их основе совещание составило рекомендуемый пере-
чень технических условий. Основные позиции этого перечня приведены в
табл. 2. В этой таблице, как и в табл. 1, опущены некоторые рекомендации
по сроку службы оборудования, эксплуатационному контролю и электриче-
ским и магнитным помехам. Подробные данные приведены в работе [5].
Ряд правительств выпустило или подготавливает к выпуску свои официальные
технические условия.
93
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
Таблица 2
Основные технические условия, рекомендуемые
конференцией по безопасности мореплавания
Параметр	Рекомендация
Дальность обнаруже- ния	Судовая РЛС при качке ±10® должна уверен- но обнаруживать: судно грузоподъемностью 5000 брутто-регист- ровых тонн на дальности 7 мор. миль; объекты типа светящегося навигационного ба- кена с эффективной площадью рассеяния поряд- ка 10 м2 на дальности 2 мор. миль. Оборудование должно быть рассчитано на воз- можность обнаружения таких объектов вплоть до минимальной дальности 92 м. Должны быть предусмотрены средства умень- шения эхо-сигналов от атмосферных осадков и морской поверхности
Разрешающая способ- ность	По азимуту: два объекта, находящихся на оди- наковой дальности, должны раздельно отобра- жаться при разности их азимутов, не превышаю- щей 3°. По дальности: два объекта, находящихся на одинаковом азимуте, должны раздельно отобра- жаться на наиболее крупномасштабной шкале дальности при расстоянии между ними 70 м
Точность измерения	По азимуту: в оборудовании должны быть пре- дусмотрены средства измерения азимута любого объекта на дальности 0,75 мор. миль и больше с ошибкой не более 2®. В индикаторе кругового об- зора предусматривается электронное отображе- ние курса судна. По дальности: ошибка измерения дальности любого объекта, находящегося на дальности 0,75 мор. миль и более, не должна превышать 6% дальности; на дальности до 0,75 мор. миль — 82 м
Оперативное управле- ние и время включения	Должно быть предусмотрено управление стан- цией вахтенным дежурным с панели основного индикатора. Готовность к работе через 4 мин после включения из холодного состояния и через 1 мин в случае предварительно подготовленной
	РЛС
Независимо от климатических испытаний и испытаний на долговечность
некоторые заводы-изготовители подвергают аппаратуру испытаниям на воз-
действие внешних условий в соответствии с рекомендациями консультативной
группы по вопросам надежности электронной аппаратуры правительства США
(AGREE) [6]. Например, фирма Decca Radar Company подвергает опытные
«4
3.3. Параметры типовой гражданской судовой РЛС
и головные образцы, а также ежемесячно 10 экземпляров серийной аппарату-
ры следующим проверкам:
при высоких температурах — циклические тепловые испытания при тем
пературе окружающей среды 79° С для блоков наружного размещения и
55° С для блоков внутрисудового размещения;
при низких температурах — при —25° С для наружных блоков и —15°
для внутрисудовых блоков;
на влажность — 12-часовые циклические испытания при влажности 95%
и температуре 40° С с последующей проверкой параметров при 25° С без про-
сушки;
на срок службы в тропиках — 7-дневные циклы в течение 42 дн. при
влажности 95% с быстрой просушкой и проверкой параметров между цик-
лами;
на удар — ударная нагрузка 5g (20g для антенны) 30 000 раз, два удара
в секунду в трех взаимно перпендикулярных плоскостях;
на вибростойкость — вибронагрузка с ускорением 1g при частоте колеба-
ний от 0 до 500 Гц; 2g при 2 000 000 циклах на всех резонансных частотах
(при этом не должны возникать трещины в конструкции из-за усталости ма-
териала).
С подробным описанием методик испытаний, принятых фирмой Decca и
позволивших, по утверждению фирмы, уменьшить эксплуатационные расходы,
можно ознакомиться в работе [7]. Другие интересные данные по надежности
приведены в работах [8, 9, 42]. Один из крупнейших английских заводов-изго-
товителей приводит анализ отчетов за 6 мес. нормальной эксплуатации в мор-
ских условиях более чем 2000 радиолокационных станций на полупроводни-
ковых приборах. За этот период примерно в 50% всех установок никаких
неисправностей не наблюдалось при интенсивности отказов для всей партии 1,4.
Консультативная служба по радио палаты по судоходству Соединенного
королевства собрала аналогичные данные для судовых РЛС по всем выпущен-
ным устройствам двух типов (ламповым и полупроводниковым) за 6 мес. На
основании этих данных автор этой главы пришел к заключению, что без отка-
зов работали около 20% всех РЛС на электровакуумных лампах и 30% на
полупроводниковых приборах. Интенсивность отказов для ламповых станций
была порядка трех на одну установку, а для станций на полупроводниковых
приборах около 1,8. Однако РЛС на лампах находились в среднем в эксплуа-
тации в пять раз дольше, чем РЛС на полупроводниковых приборах. В сред-
нем каждая РЛС отработала за 6 мес. 600 ч по 6 ч. в сутки в море. Можно
ориентировочно считать, что средняя наработка на отказ РЛС на полупро-
водниковых приборах составляет 250—500 эксплуатационных часов в зависи-
мости от критерия, принятого для этого анализа.
3.3. Параметры типовой гражданской судовой РЛС
Приведенные выше технические условия удовлетворяются довольно не-
сложной радиолокационной аппаратурой. Мощность излучения столь незначи-
тельна, что для выполнения требований к разрешающей способности по даль-
ности какие-либо современные методы (например, сжатие импульсов) не яв-
ляются необходимыми. Кроме того, неподвижные цели представляют для море-
плавателей такой же интерес, как и движущиеся, причем спектр доплеров-
ских частот сигналов, отраженных от морской поверхности, охватывает в лю-
бом случае спектр доплеровских частот целей, медленно движущихся по мор-
ской поверхности. Поэтому использование метода индикации движущихся
целей для подавления эхо-сигналов от неподвижных целей и эхо-сигналов,
отраженных от морской поверхности, не имеет никакого смысла. Обнаружение
ряда важных целей небольших размеров (например, фарватерных бакенов)
затрудняется из-за отражений от морской поверхности, причем использование
95
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
приемников с очень низкой шумовой температурой (мазеров, параметрических
усилителей) никакого улучшения в этом отношении не дает. Однак® использо-
вание таких приемников может оказаться целесообразным по экономическим
соображениям, так как при этом может быть уменьшена мощность передат-
чика без ухудшения параметров РЛС.
Тем не менее не следует считать, что развитие этих систем приостанови-
лось. В результате конкуренции между фирмами проводятся интенсивные раз-
работки с целью уменьшения размеров оборудования и расхода мощности,
увеличения размеров и информативности индикаторов, повышения надежности,
уменьшения влияния помех от атмосферных осадков и морской поверхности.
Предельные значения параметров, между которыми заключены характеристи-
ки большей части аппаратуры, следующие:
Диапазоны частот, МГц:
9 330—9 500 (большая часть РЛС); 3 000—3 100 (некоторые РЛС).
Ширина основного луча антенны, град:
в горизонтальной плоскости 0,6—2,4 (в зависимости от ширины
апертуры); в вертикальной плоскости 15—25.
Боковые лепестки диаграммы направленности антенны, дБ:
в пределах сектора ±10° на 23—30 меньше максимума основного
луча; за пределами сектора ±10° на 30 и более ниже максимума
основного луча.
Число оборотов антенны в 1 мин:
12—25 (обычно 20); в одной из РЛС 80.
Импульсная мощность передатчика, кВт:
3—75.
Частота повторения импульсов, Гц:
6000—500. В большей части РЛС используются две-три частоты
повторения в зависимости от длительности импульса и используе-
мого масштаба шкалы дальности индикатора.
Длительность зондирующего импульса, мкс:
0,05—1,2. В большей части РЛС используются импульсы двух и бо-
лее длительностей в зависимости от масштаба шкалы и используе-
мой ширины полосы пропускания приемника.
Ширина полосы пропускания приемника, МГц:
2,5—	30. В большей части РЛС ширина полосы пропускания можег
изменяться в зависимости от длительности импульса и масштаба
шкалы.
Средняя частота полосы пропускания по промежуточной частоте, МГц;
30—60.
Коэффициент шума приемника, дБ:
9,5—	14. В случае балансного смесителя коэффициент шума меньше.
Поляризация:
горизонтальная (большая часть РЛС); вертикальная (часть РЛС);
иногда используется круговая разносторонняя поляризация.
В последующих четырех параграфах будут рассмотрены отдельные уст-
ройства, входящие в состав гражданских судовых радиолокационных систем.
3.4.	Антенны
Как было отмечено выше, ширина луча антенны по азимуту обычно со-
ставляет 1—2°. Во избежание использования дорогостоящих устройств стаби-
лизации антенной платформы по углу места необходима большая ширина луча
в вертикальной плоскости (20°), поэтому отношение ширины апертуры антен-
ны к ее высоте должно быть очень большим, равным по крайней мере 10 i 1,
а часто 20: 1. Получаемый при этом веерный луч можно сформировать с по-
лнощью антенны любой конструкции (рис. 2). Причем рис. 2,а—г соответствуют
S6
3.4. Антенны
антеннам оптического типа, в которых облучатель (рупор) возбуждает отра-
жатель (зеркало).
В первых гражданских судовых РЛС очень часто применялась сегментно-
параболическая антенна (рис. 2,а). Излучение рупорного облучателя направ-
ляется между параллельными пластинами и фокусируется вертикальным пара-
болическим цилиндром, образующим зеркало, апертурой которого является
фокальная плоскость, содержащая рупор. Достоинством этого типа антенны
является отсутствие потерь энергии, не перехватываемой зеркалом и, как след-
а) М	S)	3)
Рис. 2. Основные схемы антенн гражданских судовых РЛС.
ствие этого, высокая эффективность апертуры (около 80%), а также механи-
ческая жесткость крепления рупора в фокусе. Недостатком является то, что
рупор частично закрывает апертуру, вследствие чего трудно получить боковые
лепестки, уровень которых был бы меньше чем —23 дБ. Этот недостаток
отсутствует в усеченной сегментно-параболической антенне (рис. 2,6), так что
рупор оказывается смешенным относительно направления отраженного луча.
При этом уровень боковых лепестков можно получить до —30 дБ, однако глу-
бина d такой антенны при заданной величине апертуры х должна быть вдвое
больше, чем полной сегментно-параболической, в результате чего увеличивает-
ся поверхность и аэродинамическое сопротивление верхней и нижней пластин
при качке. С вопросами применения сегментно-параболической антенны и свя-
занными с этим проблемами можно ознакомиться в'работах [10, 11].
На рис. 2,в и г изображены системы питания открытого типа. Параболиче-
ский цилиндр (рис. 2,в) питается рупором, помещенным в его фокусе. По
координате у цилиндр отражает, как плоское зеркало, так что ширина луча
по вертикали определяется длиной и высотой h раструба рупора. Чтобы отра-
жатель работал, как плоское зеркало, и чтобы отсутствовали потери энергии,
не перехватываемой им, размер у должен быть много больше, чем в сегментно-
параболической антенне, поэтому эффективность апертуры оказывается малой.
Зеркало (рис. 2,г) фокусирует в обоих плоскостях, так как оно образует па-
раболу и по горизонтальной и по вертикальной координате. Высота рупора h
должна быть достаточно большой, чтобы зеркало по вертикали облучать без
97
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
потерь энергии, не перехватываемой им, вследствие чего зеркало расположена
в ближней зоне поля рупора, что приводит к искажению диаграммы направ-
ленности и ухудшению эффективности апертуры. В обеих системах питания
открытого типа рупор смещен относительно зеркала в вертикальной плоскости
(рис. 2,д), чтобы не заслонять апертуру и, следовательно, не увеличивать бо-
ковые лепестки. Недостатком систем питания открытого типа является То, что-
непосредственное механическое крепление рупора (в фокальной точке) к зер-
калу невозможно, так как частично заслоняется апертура и искажается диа-
грамма направленности.
В современных РЛС используются линейные антенные фазированные ре-
шетки (рис. 2,е). Энергия подается с одного конца волновода и излучается
через ряд резонансных щелей, прорезанных в стенке волновода. Наклонные
Рис. 3. Щелевая антенная решетка фирмы Kelvin Hughes.
щели в узкой стенке излучают энергию с горизонтальной поляризацией, а щели
в широкой стенке, расположенные параллельно оси волновода, но смещенные
относительно нее, — с вертикальной поляризацией. Расстояния между щелями
составляют половину длины волны в волноводе, и связь с ними осуществляет-
ся в точках чередования фаз для получения равнофазного поля в плоскости
апертуры с лучом, направленным под небольшим углом (порядка нескольких
градусов) к нормали волновода. В вертикальной плоскости луч формируется
с помощью рупора, расположенного вдоль всей длины волновода.
В простой щелевой антенной решетке нельзя избежать фиксированного
отклонения луча от нормали. Если для создания набега фазы вдоль длины
решетки длина каждой щели выбрана точно равной половине длины волны
в волноводе, то рассогласования щелей суммируются по фазе, в результате
резко ухудшается согласование антенны с источником СВЧ колебаний. Откло-
нение луча от нормали должно быть учтено в процессе юстировки системы по
азимуту соответствующим согласованием направлений линии развертки на ин-
зд
3.4. Антенны
дикаторе и антенны. Хотя угол отклонения меняется с частотой магнетрона,
это изменение столь незначительно в пределах 2%-ной полосы частот граждан-
ских судовых РЛС, что при смене магнетронов им можно пренебречь (по
по сравнению с заданной техническими условиями точностью по азимуту).
Следует отметить, что в то время, как ширина полосы частот антенн опти-
ческого типа достигает 30%, линейные антенные решетки являются узкополос-
ными устройствами (порядка 5%), хотя были созданы также установки
с 10%-ной полосой [13]. Однако даже такая небольшая ширина полосы про-
пускания вполне достаточна для того очень ограниченного диапазона частот,
в котором работают гражданские судовые РЛС.
На рис. 3 показан общий вид щелевой антенной решетки фирмы Kelvin
Hughes длиной 2,3 м. В нижней части рисунка приведен вид со стороны ру-
пора в увеличенном масштабе со снятым защитным покрытием из стекловолок-
Рис. 4. Антенна РЛС типа 2502 фирмы Raytheon.
на Щелевой волновод расположен в горловине рупора, состоящей из верхней
и нижней параллельных пластин. Расстояние между пластинами и центриро-
вание волновода относительно них регулируется с помощью равномерно рас-
пределенных вертикальных стоек, по одной через каждую пару ш/лей. Эти
металлические стойки выполняют еще одну важную функцию. Так как щели
слегка наклонены относительно вертикали, они излучают в основном горизон-
тально поляризованную составляющую, однако небольшая вертикально поля-
ризованная составляющая также излучается. Расстояния между стойками
выбраны так, что они образуют перед каждой щелью короткий волновод, кри-
тическая частота которого выше частоты вертикально поляризованной волны,
вследствие чего она в значительной мере подавляется. Это очень важно для
получения низкого уровня боковых лепестков в линейной антенной решетке.
Описываемая антенна имеет следующие параметры:
Ширина основного луча диаграммы направленности антенны в горизон-
тальной плоскости Г по уровню половинной мощности (апертура 2,3 м)
Ширина основного луча диаграммы направленности антенны в вертикаль-
ной плоскости 18° по уровню половинной мощности
Коэффициент усиления относительно изотропной атенны 31 дБ
Боковые лепестки в пределах сектора ±10° относительно оси антенны на
28 дБ и более ниже максимума основного луча
Боковые лепестки за пределами сектора ±10° относительно оси антенны
на 35 дБ и более ниже максимума основного луча.
Проблема, аналогичная подавлению боковых лепестков, обусловленных
ортогональной поляризацией, возникает и в случае горизонтальных щелей, рас-
положенных поочередно выше и ниже средней линии широкой стенки волно-
вода. Хотя в этом случае излучается только вертикально поляризованная вол-
99
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
Рис. 5. Устройство антенны РЛС тина 2502 фирмы Raytheon,
Фильтр воковь/х лепестков
Антенная решетка о горизон-
тальной поляризацией луна
Торцевая
заглушка
Рис. 6. Устройство антенны РЛС типа Seatrack.
Торцевая заглушка
Окно
Пластины кругового
поляризатора
Алюминиевый рупор
Переключатель питающих волноводов
Антенная рещетка с круговой поляризацией
100
3.4. Антенны
на, но вследствие несимметричного расположения щелей относительно парал-
лельных пластин горловины рупора в этой области могут возникнуть колеба-
ния высших типов, в результате чего появляются так называемые «лепестки
типа бабочки» над и под горизонтальной плоскостью, проходящей через мак-
симум основного луча и апертуру антенны. Для подавления колебаний этих
типов необходима фильтрующая секция.
В РЛС типа 2502 фирмы Raytheon применена интересная антенна, вра-
щающаяся со скоростью 80 об/мин вместо 20 об/мин в большей части других
РЛС. Для снижения мощности, требуемой для питания привода при повышен-
ных оборотах, формирование луча в вертикальной плоскости (шириной 23°)
осуществляется с помощью тонкой структуры продольного излучения, анало-
гичной диэлектрической стержневой антенне. Размер апертуры по вертикали
уменьшается при этом до 5 см вместо 12,5 см в случае применения рупора.
Устройство антенны показано на рис. 4 и 5. Еще одним нововведением являет-
ся то, что .антенна (рис. 5) получает питание в середине через неподвижный
штырь, введенный в щелевой волновод по оси вращения. Благодаря этому
исключаются ассиметрия механической нагрузки и динамический разбаланс.
Диэлектрическая линза, формирующая луч, является слоистой структурой, за-
ключенной между тонкими листами из стекловолокна. Качество формирования
луча такой диэлектрической линзой будет меняться при увлажнении поверх-
ности и образовании коррозионных пленок. Такие образования можно умень-
шить, тщательно рассчитав поверхность, формирующую луч, и в рассматри-
ваемом случае благодаря большой скорости вращения. По данным фирмы
Raytheon антенна имеет следующие параметры:
Ширина основного луча по уровню половинной мощности (ширина апер-
туры 1,7 м):
в горизонтальной плоскости 1,2°
в вертикальной плоскости 23°
Боковые лепестки в пределах сектора ±10° относительно оси антенны бо-
лее чем на 24 дБ ниже максимума основного луча
Боковые лепестки за пределами сектора ±10° относительно оси антенны
более чем на 27 дБ ниже максимума основного луча.
Фирма Sperry Gyroscope Company применила для судовой РЛС типа
Seatrack антенну, состоящую из двух горизонтально поляризованных линейных
антенных решеток, смонтированных тыльными сторонами одна к другой и рас-
положенных в обычных продольных рупорах, формирующих лучи. В апертуре
одного из рупоров непосредственно за окном помещена равномерная решетка
из щелей, подобных открытым жалюзи, расположенных под углом 45° отно-
сительно продольной оси антенны. Жалюзи создают круговую поляризацию
подобно поляризатору из четвертьволновых пластин. С помощью волноводного
переключателя, дистанционно управляемого с панели индикатора, можно ис-
пользовать ту или иную антенну, что значительно облегчает задачу обнару-
жения при наличии помех, создаваемых атмосферными осадками. Устройство
антенны РЛС типа Seatrack показано на рис. 6. Ее параметры следующие:
Ширина основного луча по уровню половинной мощности
в горизонтальной плоскости 0,67° (ширина апертуры 3,65 м);
в вертикальной плоскости 18°
Коэффициент усиления антенной решетки:
с линейной поляризацией 32 дБ
с круговой поляризацией 29 дБ
Отклонение от круговой поляризации 1,0 дБ
Боковые лепестки в горизонтальной плоскости более чем на 30 дБ ниже
максимума основного луча.
101
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
3.5.	Передатчики
Во всех гражданских судовых РЛС в передающих устройствах исполь-
зуется импульсная модуляция и применяются резонаторные магнетроны. Диа-
пазон мощностей передатчиков составляет от 3 кВт импульсной и 1,5 Вт сред-
ней мощности в самых маломощных устройствах до 75 кВт импульсной и
Рис. 7. Магнитный модулятор для РЛС типа RMS.2.
37 Вт средней мощности в самых мощных устройствах. Используются магне-
троны типа 2J42, 2J55, YJ1071 иУЛ120. Применяются модуляторы трех типов:
1)	с высоковольтными зарядными линиями формирования импульсов (с
сосредоточенными параметрами), накапливающими энергию импульса и раз-
ряжаемыми через магнетрон с помощью коммутатора тиратронного или три-
гатронного типа и затем вновь заряжаемыми в интервале между импуль-
сами;
2)	с неполным разрядом и коммутаторами на электронных лампах;
3)	магнитные с тирактором (насыщающейся индуктивностью).
Модулятор с зарядной линией широко применялся благодаря его просто-
те, а также потому, что в наиболее мощных установках благодаря его высо-
кому к.п.д. могло быть уменьшено напряжение высоковольтного источника пи-
102
3.5. Передатчики
тания. Однако, так как был значительно уменьшен коэффициент шума прием-
ников, отпала необходимость в передатчиках большой мощности, так что наи-
более часто используемыми в настоящее время являются установки средней
мощности (20—30 кВт импульсной мощности). Наиболее подходящими для
Рис. 8. Модулятор на полупроводниковых приборах РЛС типа Seatrack.
таких установок являются модуляторы на электровакуумных лампах, обла-
дающие тем преимуществом, что в случае использования импульсов разной
длительности отпадает необходимость в высоковольтном переключателе эле-
ментов зарядной линии.
Магнитный модулятор с насыщающейся индуктивностью (пульсактор) был
впервые применен в Англии для судовых РЛС в начале 50-х годов в РЛС
типа RMS.2. Подробные сведения о нем изложены в работе [14]. На рис. 7
показан вид этого модулятора сзади и спереди, причем катушка насыщения
(тирактор) видна на левом изображении.
Магнитный модулятор был применен также в судовой РЛС типа Seatrack.
Управление модулятором осуществляется с помощью кремниевого управляемо-
го вентиля (тиристора), запускаемого генератором частоты повторения им-
пульсов, и этот модулятор является первым использованным в гражданских
судовых РЛС типом, выполненным полностью на полупроводниках. Внешний
вид этого модулятора с обозначениями основных элементов показан на рис. 8.
103
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
В качестве примера ниже будет описана работа одного из типов передат-
чиков, включая модулятор. Основным источником питания РЛС является мо-
тор-генератор на 215 В и 1000 Гц, работающий от судовой сети питания.
Мотор-генератор включен на трансформатор, вторичная обмотка которого
имеет средний вывод. Напряжение вторичной обмотки, равное 200—0—200 В,
выпрямляется полупроводниковыми выпрямителями, которые могут переклю-
чаться так, чтобы получались полусинусоидальные волны либо с частотой
1000 Гц (при однополупериодном выпрямлении), либо с частотой 2000 Гц
(при двухполупериодном выпрямлении). Полусинусоидальные волны напряже-
ния заряжают конденсатор, параллельно которому включены два последова-
тельно соединенных четырехслойных диода. Как только напряжение на кон-
денсаторе достигнет 180 В, в диодах возникает лавинный пробой и конденса-
тор разряжается через сопротивление нагрузки, на котором таким образом
в течение каждого полупериода генерируются пусковые импульсы с частотой,
равной соответственно 1000 или 2000 Гц. Эти пусковые импульсы подаются
на блокинг-генератор (подмодулятор), генерирующий импульсы трех различ-
ных точно регулируемых длительностей, переключение которых производится
с помощью реле, дистанционно управляемого с панели радиолокационного ин-
дикатора. Импульсы подаются через трансформатор связи на сетку электрон-
ной лампы оконечного модулятора, питающего магнетрон.
Импульсы подмодулятора более низкого напряжения используются, во-
первых, для запуска развертки ЭЛТ индикатора и, во-вторых, уменьшения
коэффициента усиления приемника, причем длительность спада импульсов
может плавно регулироваться ручкой управления на панели индикатора. Это
так' называемая временная автоматическая регулировка усиления (ВАРУ),
используемая для того, чтобы помехи от морской поверхности не засвечивали
индикатор на малых дальностях. Модуляторная лампа нормально заперта
отрицательным напряжением 500 В на ее сетке. Одна обкладка зарядного кон-
денсатора большой емкости подключена через анодную нагрузку (20 кОм)
модуляторной лампы к источнику питания с напряжением 11 кВ, а другая —
к катоду магнетрона, анод которого заземлен.
В периоды между излучением зондирующих импульсов конденсатор заря-
жается до 11 кВ. При подаче импульса подмодулятора на сетку модулятор-
ной лампы она срабатывает, как коммутатор, и частично разряжает конден-
сатор через магнетрон. Доля энергии разряда должна быть достаточно малой,
чтобы напряжение на магнетроне в течение импульса было в требуемой мере
постоянным. Магнетрон возбуждается, и энергия передается в волновод, пи-
тающий антенну. Антенный переключатель защиты приемника включен в вол-
новод таким образом, чтобы обеспечить передачу в антенну всей энергии. При
передаче он поджигается и образует параллельно приемнику цепь короткого
замыкания, защищающую входную цепь приемника. При приеме разряд в лам-
пе этого переключателя отсутствует и отраженный сигнал проходит через
него без заметного ослабления. Обычно в передатчиках предусматривается
реле выдержки времени, обеспечивающее первоначальный разогрев магнетрона
и модулятора в течение 2—3 мин перед подачей высокого напряжения при
включении РЛС.
3.6.	Приемники
Все используемые приемники являются супергетеродинами, причем сигнал
подается непосредственно на кремниевый кристаллический смеситель без пред-
варительного высокочастотного усилителя. Второй сигнал на смеситель подает-
ся от гетеродина на отражательном клистроне низковольтного типа с зазем-
ленным катодом. На резонатор клистрона подается положительное напряже-
ние 300 В, а на отражатель — отрицательное порядка 150 В. Точная настрой-
ка клистрона производится изменением потенциала с помощью регулирующего
104
3.6. Приемники
резистора на панели индикатора, а грубая — с помощью механической под-
стройки резонатора клистрона. Сигнал промежуточной частоты образуется на
настроенном контуре на входе УПЧ, коэффициент усиления которого может
достигать 120 дБ.
В более простых установках используются смесители на одном кристалли-
ческом диоде, а в более совершенных — балансные смесители .снижающие
уровень шума, создаваемого гетеродином. Иногда применяется автоматиче-
ская подстройка частоты гетеродина. Для этого из волновода, питающего ан-
тенну, выводится небольшая доля энергии импульса и подается на второй кри-
сталлический смеситель (иногда балансный), на который подается также напря-
жение от гетеродина. Выходной сигнал промежуточной частоты поступает на
дискриминатор с очень крутым переходом характеристики через нуль в точке,
соответствующей средней частоте полосы пропускания УПЧ. Выходное напря-
жение постоянного тока дискриминатора подается через цепь обратной связи
на отражатель клистрона, поддерживая таким образом разность частот, пода-
ваемых на первый смеситель, равной средней частоте полосы пропускания
УПЧ.
В приемниках, использующих автоматическую подстройку частоты, на слу-
чай неправильного срабатывания схемы автоматической подстройки частоты
из-за неправильной регулировки, или выхода какой-либо детали из строя всег-
да предусматривается возможность ручной подстройки. В РЛС типа 19/9 пре-
дусмотрен дополнительный смеситель, питающий дискриминатор, подобный
описанному выше, с той разницей, что вместо цепи обратной связи он питает
два неоновых индикатора, светящихся одинаково в точке правильной настрой-
ки. Некоторые заводы-изготовители в таких же системах применяют электрон-
ный индикатор настройки («магический глаз»).
Коэффициент шума системы, состоящей из кристаллического смесителя и
УПЧ, определяется выражением
Fn=Le(tr+FlF-\),	(3)
где tr — коэффициент теплового шума кристаллического смесителя; Lc — поте-
ри преобразования кристаллического смесителя; Fif — коэффициент шума
УПЧ.
В уравнении (3) не учтен шум, вносимый гетеродином, так как он может
быть исключен с помощью балансного смесителя. Подробное объяснение этому
дано в [15]. На практике от гетеродина отбирается мощность, достаточная
для повышения эффективности преобразования кристаллического смесителя до
некоторого постоянного значения. В случае увеличения мощности сверх этого
значения вносятся шумы гетеродина без сколько-нибудь заметного увеличе-
ния эффективности преобразования. Регистрация вводимой мощности произво-
дится по прибору, измеряющему ток кристалла. Коэффициент теплового шума
является параметром, определяемым самим кристаллом, и на обычно исполь-
зуемых в гражданских судовых РЛС промежуточных частотах его значение
заключено в пределах 1,3—2,0. Другим коэффициентом в уравнении (3), на
который разработчик может в некоторой степени влиять, является коэффи-
циент шума УПЧ Fif. Он определяется исключительно первым каскадом уси-
лителя. Поэтому обычно цепь УПЧ делят на две части: предварительный уси-
литель, специально рассчитанный на получение возможно малого коэффициен-
та шума (с коэффициентом усиления порядка 20 дБ), часто совмещенный
с кристаллическим смесителем или расположенный в непосредственной близо-
сти от него с целью уменьшения длины соединительных проводов и их экра-
нировки и основной усилитель (с коэффициентом усиления порядка 100 дБ),
который может быть вынесен и для которого малый коэффициент шума не тре-
буется.
Обычно используемое значение средней частоты полосы по промежуточной
частоте лежит в пределах 30—60 МГц. При низкой частоте (30 МГц) коэффи-
105
Гл 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
циент шума Fif приблизительно на 1 дБ меньше, чем при 60 МГц, однако
в этом случае несколько хуже подавляется шум гетеродина и труднее пере-
дать широкую полосу частот. В качестве входного каскада предварительного
усилителя часто применяют каскодную схему (малошумящий триод, питаю-
щий триод с заземленной сеткой), так как коэффициент шума лампового уси-
лителя несколько меньше, особенно при 60 МГц, чем полупроводникового.
Однако некоторые заводы-изготовители перешли на полупроводниковые при-
боры. Ширина полосы пропускания всей усилительной цепи выбирается при-
близительно равной величине, обратной длительности самого короткого из ис-
пользуемых импульсов В случае перехода на более длинные импульсы обычно
переключают усилитель на более узкую полосу переключателем на панели ин-
дикатора. С помощью этого переключателя изменяется смещение полупровод-
никового прибора или лампы в предварительном усилителе, в результате чего
уменьшается затухание одной из цепей связи в предварительном усилителе
и, следовательно, в цепь промежуточной частоты вводится узкополосный
фильтр.
Большая часть основных УПЧ в настоящее время переведена на полупро-
водниковые приборы. Используются как линейные, так и логарифмические
усилители. Преимуществом логарифмического усилителя является то, что по-
мехи, обусловленные отражением от морской поверхности и атмосферных
осадков, и шумовое флуктуации независимо от их абсолютной величины мог>т
быть сведены в результате логарифмической обработки к постоянной флуктуа-
ции вокруг некоторого среднего значения, небольшое изменение которого
в зависимости от дальности определяется интенсивностью и пространственным
распределением помех от атмосферных осадков и отражений о г морской по-
верхности. Средний уровень шума будет, естественно, постоянным. Этот сред-
ний уровень и его изменения можно уменьшить с помощью фильтра верхних
частот (часто называемого дифференцирующей схемой), который включается
в цепь видеочастоты после логарифмического усилителя, в результате чего
уровень помех из-за отражений от морской поверхности и атмосферных осад-
ков, а также из-за шума получается на индикаторе постоянным и одинако-
вым. Более подробный анализ работы схемы приведен в работе [16], а расчет
логарифмического усилителя в [17, 18].
Следует отметить два наиболее важных момента. Во-первых, если тре-
буется, чтобы помехи и шумы в процессе логарифмической обработки оказа-
лись равными, то флуктуации шума должны целиком укладываться на лога-
рифмической характеристике (т. е. приемник должен иметь логарифмическую
характеристику до уровня на 20 дБ ниже среднеквадратического значения
шума). Во-вторых, постоянная времени дифференцирующей схемы в прямом
направлении не должна быть меньше длительности, соответствующей длитель-
ности нескольких импульсов, а использование очень малого времени восста-
новления (во избежание появления мертвых зон после эхо-сигналов) может
внести потери вплоть до 3 дБ при обнаружении небольших целей в шуме.
Если потери должны быть незначительными, следует выбрать соответствую-
щие компромиссные значения. Логарифмические приемники были введены
в оборудование гражданских судовых РЛС приблизительно одновременно
рядом фирм (например, в РЛС типа Seatrack, в которой приемник может пе-
реключаться с линейной на логарифмическую характеристику, а также в РЛС
типа JMA 131).
Линейная часть характеристики линейных усилителей невелика, так как
постепенно начинается насыщение. Чтобы сигналы помехи от морской поверх-
ности не насыщали приемник, что может привести к невозможности обнару-
жения целей, эхо-сигналы которых больше помехи, необходимо сильно умень-
шать коэфффициент усиления приемника после зондирующего импульса с по-
следующим постепенным его восстановлением на больших дальностях (где
амплитуда сигнала-помехи падает). Эта операция называется временной
автоматической регулировкой усиления (ВАРУ). Очень важно ввести ВАРУ
106
3.6. Приемники
возможно ближе ко входу усилителя. Эхо-сигналы от морской поверхности
могут достигнуть значения в несколько сот милливольт на входе первого кас-
када предварительного усилителя промежуточной частоты и попасть на нели-
нейный участок уже во втором каскаде. В серии РЛС типа Transar ВАРУ
осуществляется в первом и втором каскадах предварительного усилителя. То
обстоятельство, что при уменьшении коэффициента усиления ухудшится коэф-
фициент шума, никакого значения не имеет, так как возможность обнаруже-
ния сигнала в этой области ограничена помехами.
В зависимости от дальности распределения помех оператор, находящийся
у панели индикатора, может плавно регулировать исходную амплитуду сиг-
нала с помощью ВАРУ. Характер спада этого сигнала обычно устанавливается
в процессе наладки аппаратуры. Однако обе регулировки являются компро-
миссными. Дальность распределения помех зависит от направления, а харак-
тер спада меняется в зависимости от преобладания тех или иных условий
[19]. Помехи от атмосферных осадков в линейном приемнике можно умень-
шить включением после него дифференцирующей схемы. Отображение эхо-
сигналов от атмосферных осадков на экране электронно-лучевой трубки ста-
новится менее плотным, однако это является лишь вспомогательным средст-
вом, особенно в тех случаях, когда помехи от атмосферных осадков насы-
щают приемник. Автор отдает предпочтение логарифмическому приемнику с
дифференцирующей схемой, поскольку такое сочетание является автоматиче-
ским устройством, хорошо подавляющим помехи независимо от закона рас-
пределения интенсивности помех по дальности.
Помехи от морской поверхности отображаются на индикаторе немного
интенсивнее, чем шум, даже после логарифмической обработки. Это объяс-
няется корреляцией помех от морской поверхности от развертки к развертке
с интервалом корреляции, соответствующим примерно 12 разверткам электрон-
но-лучевой трубки в пределах одной ширины диаграммы направленности.
Помогает в этом отношении также подача на видеоусилитель небольшого
пилообразного напряжения, подобного сигналу ВАРУ, для снижения яркости
в центре экрана электронно-лучевой трубки. Корреляция эхо-сигналов, отра-
женных от морской поверхности, будет подробнее рассмотрена в § 3 8.
Все фирмы, выпускающие гражданские судовые РЛС, предусматривают
средства контроля их параметров в процессе работы, позволяющие оценить
Качество работы системы в целом — приемника, передатчика и антенны. Наи-
более распространена система контроля, состоящая из двух устройств. Одним
из них является эхо-резонатор, связанный с волноводом, соединяющим пере-
датчик и антенну. Он настраивается на волну используемого магнетрона,
и при возбуждении каждым импульсом в нем возникает «звон». Эти колеба-
ния подаются на приемник. При этом в центре индикатора кругового обзора
появляется сплошная круговая засветка, радиус которой (порядка 2 мор. миль)
зависит от мощности передатчика и чувствительности приемника. По оконча-
нии настройки РЛС радиус точно измеряется и в процессе работы станции
периодически проверяется. Уменьшение радиуса на 10% является признаком
значительного ухудшения параметров. Элементами РЛС, которые не могут
быть проверены этим методом, являются волновод, питающий антенну и са-
ма антенна. Для их проверки предусматривается второе устройство, состоящее
из неоновой лампы, смонтированной на корме таким образом, что, когда ан-
тенна направлена вперед по курсу судна, неоновая лампа оказывается точно
позади антенны непосредственно под плоскостью вращения антенны. При каж-
дом обороте антенны, когда луч проходит через неоновую лампу, она зажи-
гается и генерирует пилообразные импульсы, подаваемые на видеоусилитель.
На индикаторе появляется отметка в виде луча, направленного из центра
индикатора в направлении, противоположном метке курса судна. Длина луча
пропорциональна излучаемой мощности, и его уменьшение на 30% свидетель-
ствует о значительных потерях на излучение.
107
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
3.7.	Индикаторы
Диаметр экрана электронно-лучевого индикатора колеблется в пределах
от 18 см для самых небольших РЛС до 25, 30 и 40 см для более мощных
РЛС. Обычно используется электростатическая фокусировка, а сигналы раз-
вертки подаются на отклоняющие катушки, помещенные на горловине элек-
на поЗоротнот рс трои ст Зе анте инь7
Рис. 9. Функциональная схема судового индикатора.
тронно-лучевой трубки, в результате чего создается электромагнитное отклоне-
ние пятна. Для обеспечения синхронного вращения линии развертки индик'а-
тора и антенны отклоняющие катушки- почти во всех без исключения случаях
вращаются механически. Такой неуменьшающийся интерес к механическому
вращению отклоняющих катушек может показаться, на первый взгляд, стран-
ным, однако требования к точности по дальности и азимуту вместе с необхо-
димостью их соблюдения на различных шкалах дальности (от медленней до
очень быстрой развертки) могут явиться причиной очень серьезных осложне-
ний в случае неподвижных отклоняющих катушек. Кроме того, в системе
с неподвижными катушками необходимо иметь четыре генератора развертки,
а в системе с вращающейся катушкой один, поэтому последняя система вы-
годнее с точки зрения потребления энергии. Через вращающуюся катушку
проходит ток порядка нескольких ампер, поэтому разработка щеток и кон-
тактных колен требует особой тщательности.
На рис. 9 показаны различные устройства, входящие в состав судового
108
3.7. Индикаторы
индикатора. В более простые индикаторы не включаются устройства, обведен-
ные в правой части рисунка штриховой линией, так как они необходимы
лишь при наличии на судне гирокомпаса того или иного типа. Гирокомпасы
установлены, вероятно, менее чем на 30% судов всего мирового флота. Неко-
торые элементы индикатора могут меняться в зависимости от фирмы-произво-
дителя аппаратуры, поэтому ниже дается общее описание схемы, изображен-
ной на рис. 9. Пусковой импульс подмодулятора проходит через регулируемую
линию задержки, время задержки которой выбирается таким, чтобы обеспе-
чить начало развертки точно в момент поступления зондирующего импульса
на индикатор. Благодаря этому компенсируется влияние задержки в цепи
передатчик — приемник Пусковой импульс возбуждает в генераторе строб-
импульсов прямоугольный сигнал, длительность которого равна длительности
развертки в соответствии с выбранной шкалой дальности. Этот сигнал исполь-
зуется для управления работой генератора развертки, калибратора и схемы
подсветки. Второй стробимпульс управляет схемой, вырабатывающей метки
Дальности.
Генератор развертки генерирует в течение стробимпульса линейно нара-
стающий сигнал. Скорость нарастания устанавливается в соответствии с выб-
ранной шкалой дальности. Выходной сигнал генератора развертки подается
на выходной каскад схемы развертки, который генерирует ток, проходящий
через катушку и отклоняющий пятно от центра индикатора, образуя радиаль-
ную развертку на экране.
Схема калибратора генерирует короткие острые импульсы через одина-
ковые интервалы времени в течение стробимпульса. Продолжительность интер-
валов (и, следовательно, дальность, на которой появляется каждая метка)
меняется в зависимости от выбранной шкалы дальности. Схема метки даль-
ности генерирует один импульс за каждый стробимпульс в момент, соответ-
ствующий дальности, определяемой положением органа управления этой схе-
мой. При вращении линии развертки метки калибратора образуют ряд рав-
ноотстоящих калибровочных окружностей, а регулируемая метка дальности
образует окружность переменного диаметра, которая может быть совмещена
с какой-либо целью, причем дальность цели отсчитывается по специальной
шкале.
Метка антенного пеленга выполнена в виде радиальной светящейся линии.
Ее положение определяется по точно откалиброванной шкале с отсчетом от 0
до 360°. Эта линия образуется путем замыкания пары контактов. Контакты
связаны с блоком отклоняющей катушки, и их угловое положение (и, следо-
вательно, пеленг, на котором появляется метка) задается соответствующей
установкой органа регулировки метки. Метка совмещается с отметкой цели,
для которой требуется точное определение азимута.
В схеме метки индикации курса вырабатывается сигнал, подсвечивающий
одну из разверток. Сигнал возбуждается парой контактов на поворотном уст-
ройстве антенны, замыкающихся в момент, когда антенный луч направлен
прямо по курсу судна, так что метка дает возможность определить курс.
Кроме выходных сигналов схем калибратора, метки дальности, метки
пеленга и метки индикации курса на видеоусилитель поступают видеосигналы
от приемопередающего устройства станции. Эти сигналы смешиваются, уси-
ливаются и подаются на катод ЭЛТ. Выходной сигнал схемы подсветки по-
дается на сетку электронно-лучевой трубки. В течение стробимпульса с помо-
щью сигнала подсветки устанавливается режим, близкий к отпиранию труб-
ки, так что только шум, видеосигналы и метки высвечивают развертку и появ-
ляются на экране. В интервалах между развертками сигнал подсветки запи-
рает трубку, так что обратный ход и другие паразитные сигналы надежно
подавляются.
Синхронное вращение отклоняющей системы индикатора и антенны осу-
ществляется следящей системой. Основными элементими следящей системы
109
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
являются сельсин (состоящий из ротора и трех статорных обмоток), приводи-
мый во вращение антенной с коэффициентом передачи 1:1, сельсин, связан-
ный с отклоняющей катушкой механизмом с таким же коэффициентом пере-
дачи, усилитель следящей системы и двигатель постоянного тока.
Роторная обмотка антенного сельсина питается от сети 1000 Гц, а статор-
ные обмотки соединены со статорными обмотками сельсина индикатора, бла-
годаря чему в этом сельсине возникает переменное магнитное поле, вращаю-
щееся вместе с антенной. Наводимое при этом напряжение на роторной обмот-
ке сельсина индикатора пропорционально разности угловых положений рото-
ров обоих сельсинов. Это напряжение, являющееся сигналом ошибки, подается
на усилитель следящей системы, выходное напряжение которого питает дви-
гатель постоянного тока, связанный через редукционную передачу с откло-
няющей системой и сельсином индикатора. Двигатель вращается, стремясь-
снизить сигнал ошибки до нуля, в результате чего поддерживаются одинако-
вые угловые положения антенны и отклоняющей катушки.
В рассмотренных выше индикаторных системах нет внешней опорной си-
стемы координат. Метка курса судна направлена вертикально вверх из центра
индикатора к нулевому делению окружающей экран ЭЛТ кольцевой шкалы,
поделенной на 360°. Азимуты всех целей отсчитываются относительно метки
курса судна. Они являются углами, под которыми наблюдатель в действитель-
ности видит цели с мостика относительно носа судна. В случае рыскания
судна, например, на ±5° метка курса будет стоять неподвижно на 0, а метка
цели (видимой, например, с правого борта под углом 90°) будет совершать
на экране колебательное движение в пределах 10°, так что цель будет ото-
бражаться не точкой, а расплывчатой дужкой. Практически, однако, такое
колебательное движение происходит не настолько быстро, чтобы создавать
серьезные трудности, и на большей части судов с использованием такой
упрощенной системы отображения мирятся, а иногда и сознательно ее выби-
рают.
В тех случаях, когда на судне имеется гирокомпас, изображение на инди-
каторе может быть привязано к опорной географической координатной сетке.
Для этого в схему индикатора включаются два блока, показанные в нижней
части схемы, обведенной штриховой линией на рис. 9, и являющиеся стабили-
затором азимута и репитером гирокомпаса. У стабилизатора азимута по три
обмотки на роторе и статоре, и он связан с репитером гирокомпаса, питае-
мым выходном напряжением судового гирокомпаса. Этот агрегат включается
в линию связи между сельсинами антенны и индикатора, добавляя к антен-
ному пеленгу курсовой угол судна, чтобы север на экране индикатора оказался
сверху. При этом яркая радиальная метка курса судна направлена по ази-
муту, являющемуся истинным курсом судна, а север расположен сверху, соот-
ветствуя 0 на шкале. В случае рыскания судна колеблется метка курса, в то
время, как метки целей неподвижны и расположены на соответствующих
географических азимутах.
Следует напомнить (§ 3.2), что согласно техническим условиям английско-
го министерства торговли во всех индикаторах должна быть предусмотрена
при наличии гирокомпаса возможность ориентации изображения на экране
индикатора севером кверху.
Все рассмотренные выше индикаторы являются индикаторами относи-
тельного движения. Судно всегда находится в центре индикатора, а, напри-
мер, неподвижные цели, находящиеся впереди'судна, отображаются как цели,
движущиеся по направлению к судну. Движение всех других целей отобра-
жается по отношению к судну, а не как действительное перемещение отметок
целей на мореходной карте. В 1956 г. фирма Decca Radar Company ввела
очень важное усовершенствование в судовые радиолокационные индикаторы,
выпустив индикаторы истинного движения. В эту систему входят остальные
блоки, обведенные пунктирной линией на рис. 9. Хотя на рисунке изображен
гирокомпас, может использоваться также и магнитный компас.
ПО
3 7. Индикаторы
Назначением системы индикации истинного движения является перемеще-
ние отметки зондирующего импульса по экрану индикатора со скоростью и по
направлению, соответствующими скорости и курсу судна. В этом случае эхо-
сигналы неподвижных целей по экрану не перемещаются, положение судна
на экране (т. е. начало развертки) плавно перемещается по курсу, а отметки
эхо-сигналов движущихся целей плавно перемещаются по истинным траекто-
риям.
На вход схемы индикации истинной скорости подается сигнал, соответ-
ствующий пройденному пути (от лага судна или генерируемый внутренней
схемой искусственного лага) в виде одного импульса через каждые 9,14 м
(10 ярдов) пути. Импульсы подаются на двигатель схемы индикации пройден-
ного пути через пересчетную схему, регулируемую в зависимости от выбран-
ной шкалы дальности таким образом, что отношение входной частоты повто-
рения импульсов к выходной равно 1 : 1 при шкале дальности 44,8 км (24 мор.
мили), 1 : 2 при шкале 22,4 км, 1 : 4 при шкале 11,2 км, 1 : 8 при шкале 5,6 км,
1 : 16 при шкале 2,8 либо 1 : 32 при шкале 1,4 км.
Исполнительным органом схемы индикации пройденного пути является
двигатель шагового типа. При каждом импульсе он поворачивает на неболь-
шой уюл входной вал коробки передач с регулируемым коэффициентом пере-
дачи Коробка передач является многоэлементным решающим устройством
с отдельным входом, связанным с репитером гирокомпаса (вращающим также
стабилизатор азимута). Эти два вращения управляют через коробку передач
поворотом осей двух потенциометров смещения изображения (в направлениях
север—юг, и восток—запад).
Напряжения потенциометров подаются на входы усилителей смещения,
стабилизированных цепями отрицательной обратной связи, выходные сигналы
которых питают катушки смещения изображения, расположенные на горлови-
не ЭЛТ. Блок индикации истинного движения поворачивает оси потенциомет-
ров на углы, соответствующие требуемой скорости смещения изображения
в соответствии с направлением движения судна.
Непосредственно перед тем, как начало развертки индикатора (положение
самого судна) дойдет до края экрана, подаются визуальный и акустический
сигналы предупреждения о том, что система управления смещением изобра-
жения требует установки на нуль. Метка зондирующего сигнала вручную пе-
редвигается к противоположному краю индикатора, причем точное ее положе-
ние выбирается в соответствии с ожидаемыми изменениями курса судна.
Данные для перемещения отметки зондирующего сигнала вводятся без
учета морских приливов и ветра. В результате такие неподвижные объекты,
как берег и постоянные ориентиры, слегка перемещаются в соответствии со
скоростью прилива. Курс судна может быть скорректирован с помощью трим-
мерной подстройки. В системе индикации истинного движения фирмы Kelvin
Hughes типа 21/14Р такая коррекция может выполняться автоматически, при-
чем возврат начала растра в исходное положение производится тоже автома-
тически по прямой, параллельной последнему отображенному курсу. Преду-
смотрено также ручное управление для выбора любого требуемого исходного
положения.
В индикаторах со стабилизацией азимута и индикацией истинного дви-
жения верхняя точка экрана соответствует направлению на север, в то вре-
мя, как метка курса расположена по действительному курсу судна. Большая
часть судоводителей хочет постоянно иметь данные истинного азимута, кото-
рые дают такие индикаторы, однако предпочитают, чтобы курс судна отобра-
жался вертикально направленной вверх чертой. Это может быть выполнено,
соответствующим поворотом всего индикатора со всеми электронными устрой-
ствами, вокруг оси ЭЛТ. Нуль шкалы индикатора, указывающий на север,
займет при этом положение, зависящее от поворота индикатора.
Однако более целесообразно смонтировать только ЭЛТ с отклоняющей
системой и кольцевой шкалой на подшипниках, чтобы их можно было вра-
111
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
щать вокруг продольной оси симметрии. Азимут корректируется, как и ранее
для получения истинного азимута курса судна относительно отметки севера
(0°), однако одновременно трубка автоматически поворачивается при измене-
нии курса для поддержания линии курса в вертикальном положении. При
изменении курса эхо-сигналы неподвижных объектов не размываются, так как
они перемещаются только в результате вращения ЭЛТ, а не перемещения луча
относительно экрана. Лишь одна метка курса смещается относительно экрана.
Так как ЭЛТ и отклоняющие катушки
в такой системе должны иметь возможность
поворачиваться на любой угол, для их пи-
тания требуется большое количество кон-
тактных колец. Фирма Marconi Company
ввела это новшество в 1963 г. в РЛС типа
Argus. Аналогичная система используется
в РЛС с индикатором истинного движения
типа CRM-NJD-75 фирмы RCA.
В ряде РЛС предусматриваются прибо-
ры для построения линий курса как своего
судна, так и других судов с целью решения
треугольника скоростей и нахождения то-
чек предельно возможного сближения, что
дает возможность определить оптимальный
курс, при котором увеличиваются расстоя-
. ния между точками сближения и уменьша-
ется опасность столкновения. Большое зна-
чение имеет скорость переноса данных на-
рис. ю. Индикатор истинного дви- блюдения с экрана ЭЛТ на графопострои-
жения и автома!ический графопо- тель. Обычные метки дальности и азимута
строитель^^относительного^ положе- цели МоГуТ точно регистрироваться путем
последовательных приближений только при
каждом обороте антенны (один оборот
за 3 с) при их высвечивании вращающейся линией развертки электронно-
иучевой трубки.
В 1960 г. в РЛС типа ТМ969 в качестве вспомогательного средства была
введена система меток в интервалах между последовательными развертками,
создающих яркую управляемую маркерную линию. В РЛС типа Transar это
осуществляется следующим образом (рис. 9). Между вращающейся отклоняю-
щей катушкой и неподвижной катушкой ориентировки направления вводится
дополнительная отклоняющая катушка, поворот которой производится ручным
приводом. Все три системы катушек точно монтируются (концентрически
в одной плоскости) вокруг горловины ЭЛТ. На среднюю катушку с ручным
управлением подается сигнал развертки, длительность которой может изме-
няться специальной ручкой управления. В результате появляется светящаяся
маркерная линия из точки нахождения судна, которая может быть совмеще-
на (непрерывно, а не только один раз за даждый оборот антенны) с любой
другой целью. Длительность развертки можно отрегулировать таким образом,
чтобы линия заканчивалась на этой цели. Азимут и дальность цели считы-
ваются по шкалам на ручках регулировки положения и длительности светя-
щейся маркерной линии. В системе построения кривых фирмы Decca отража-
тельный графопостроитель, используемый совместно с индикатором истинного
движения, дает возможность вычертить от руки графики движения целей,
признанных опасными. Кроме того, рядом с индикатором может быть помещен
автоматический графопостроитель типа ARP 50 относительного положения
(рис. 10). Этот графопостроитель связан непосредственно с системой меток
между развертками. Ниже дается его краткое описание.
Под верхней стеклянной пластиной графопостроителя находится бумага,
на которой строятся кривые. На стекле выгравированы азимутальная шкала
112
3.7. Индикаторы
диаметром 45 см, кольца дальности и радиальные азимутальные линии Вокруг
центра графопостроителя вращается электромеханический печатающий рычаг,,
управляемый метками дальности и азимута или метками в интервалах между
развертками радиолокационного индикатора, связанного с графопостроителем^
и с помощью плунжера и радиально вращающейся ленты для пишущей ма-
шинки наносит снизу на бумагу метки положения и зарегистрированного вре-
мени,
Графопостроитель собран на полупроводниковых приборах и работает
от источника питания РЛС. Он обеспечивает запись относительного движения
Рис. 11. Принцип устройства отражательного графопостроителя фирмы Kelvin Hughes.
при ориентировании линии юг—север на индикаторе снизу вверх, используя
все данные о дальности и азимуте, измеренные в системе координат как отно-
сительного, так истинного движения. После установки соответствующих регу-
ляторов (меток в интервалах между развертками или обычных меток) на ка-
кую-нибудь. цель и нажима на ножную педаль метки дальности и азимута
цели (относительно судна) автоматически наносятся на графопостроителе, на
котором появляются небольшие черные пятна на бумажной поверхности. Ря-
дом с выбранной кривой может также автоматически печататься время с ин-
тервалами в четверть минуты. Масштаб шкалы графопостроителя согласуется
с используемым масштабом дальности на индикаторе.
Данные истинного движения на радиолокационном индикаторе могут
быть дополнены и легко сверены с данными, записанными на графопострои-
теле. Так как графопостроитель относительного положения определяет точку
и время наибольшего возможного сближения с обнаруженным объектом, он
надежно предупреждает об опасности столкновения.
Основной составной частью экстраполятора (рис. 10) является вторая дви-
жущаяся прозрачная поверхность отображения, расположенная непосредствен-
но над основной неподвижной поверхностью отображения графопостроителя.
Его основным назначением является быстрая проверка результатов предпо-
лагаемого изменения курса или скорости судна относительно других судов
во избежание возможного столкновения.
Запись курса судна можно осуществить автоматически, последовательно-
нанося дальности, измеренные с помощью РЛС, и азимуты неподвижных на-
113-
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
Рис. 12. Индикатор тина 14 с отражательным
графопостроителем фирмы Kelvin Hughes.
вигационных ориентиров. Это осуществляется переключением графопострои-
теля на запись соответствующих данных. В случае помещения над экстрапо-
лятором прозрачной географической карты можно непосредственно определить
положение судов по карте, причем масштаб шкалы дальности экстраполятора
может изменяться в больших пределах, поэтому его можно точно согласовать
с масштабом карты.
В качестве примера отражательного графопостроителя, смонтированного
непосредственно над индикатором РЛС, на рис. 11 изображен принцип работы
графопостроителя фирмы Kelvin Hughes, метки на котором наносятся химиче-
ским карандашом. На рис. 12
справа показан общий вид гра-
фопостроителя типа 14 этой же
фирмы.
Послесвечение экрана ин-
дикатора истинного движения
может в некоторой степени по-
мочь в определении возможной
опасности столкновения, но
оно недостаточно для правиль-
ного прогнозирования. Лучшие
результаты можно получить
с помощью запоминающих
трубок с видимым изображе-
нием и регулируемым после-
свечением, обладающих более
совершенными параметрами.
Еще более сложным и интерес-
ным прибором является фото-
регистрирующее устройство ти-
па Photoplot, основные прин-
ципы работы которого показа-
ны на рис. 13. В качестве
радиолокационного индикатора
применена ЭЛТ диаметром
5 см, экран которой фотографируется на 16-мм кинопленку, перемещаемую
скачкообразно лентопротяжным механизмом. Пленка очень быстро прояв-
ляется и фиксируется управляемой системой пульверизаторов. Весь процесс
обработки занимает 3,75 с. Во избежание порчи пленки рабочие жидкости ис-
пользуются однократно. Возможны три временных цикла работы: 15 с, 3 мин
или 6 мин. Диаметр проекцируемого рабочего изображения составляет 60 см.
Заряжаемая на свету кассета содержит 120 м пленки, что соответствует при
рабочем цикле в 15 с 24 ч непрерывной работы. Независимо от выбранного
временного цикла изображение всегда повторяется через 15 с.
Хотя графопостроитель и дает возможность сэкономить рабочее время,
тем не менее его обслуживание требует напряженного внимания вахтенного
дежурного, у которого и без того много других забот. Поэтому большой
интерес представляет определение относительных курсов и точки допустимого
сближения с другими судами с помощью спецвычислителя. Измеренные с по-
мощью РЛС данные об азимуте и дальности целей запоминаются через задан-
ные интервалы времени, после чего с помощью аналогового спецвычислителя
[24—26] вычисляется требуемая информация (относительный курс, скорость,
точка предельно возможного сближения и время до прихода в эту точку).
Цифровые вычислители дешевле, меньше и обладают большей оперативной
гибкостью. Цифровой спецвычислитель такого типа описан в работе [27].
В этих системах для обработки эхо-сигналов от каждого судна имеется
отдельный канал, причем повсеместно принято, что даже в районах с наиболее
интенсивным судоходством достаточно пяти каналов. Оператор выбирает
114
3 8. Проблемы применения судовых РЛС
на индикаторе эхо-сигнал потенциально опасного судна и совмещает с ним
специальную метку. В результате стробимпульс начинает автоматически сопро-
вождать цель по азимуту по цифровым данным, получаемым от связанного
с антенной кодирующего устройства (точность ±0,09°), а по дальности с по-
мощью точно генерируемых калибровочных импульсов с частотой 3,27 МГц
(что соответствует ± 45 м). Полярные координаты 0 и R запоминаются через-
определенные интервалы времени (обычно соответствующие изменению даль-
ности на 0,5 мор. мили), а изменение относительного азимута может быть
использовано для определения степени опасности столкновения.
Приемная
катушка
Проекц. экран
\Лентопро\
тяжный >
'механизм
Зубец, фиксируй
ющий положение
пленки
Сжатый воздух
Лроекти-\
\рование А
/ Экспозиция
^Обработка
Подающий
механизм
Катушка,
заряжаемая
на свету
СОПЛО I !
— I .
Зеркало
^^р^-т/пгсируюшие штифты
\У±К^^Пдъектид кинокамеры
1\Коррект линзы Электронно-лучевой
J \ rfd	индикатор
/хл МД------ж Фиксаж Промывочная
X хл^Проябитель \ , жидкость
репное
полупрозрач-
ное зеркало
Компрессор Регулятор распре-
деления бремена
обработки
Интервалы временной последовательности
и азимутальная шкала
Рис. 13. Принцип работы индикатора с фоторегистрирующим устройством типа Photoplot.
Для отображения относительного курса на ИКО необходимо вычислить
прямоугольные координаты по формулам Xi=RiCOs0i и Yi = Risin0i, значения
тригонометрических функций в которых получаются либо непосредственно от
соответствующего кодирующего устройства, либо из небольшого запоминаю-
щего устройства поискового типа с интерполяцией с помощью спецвычисли-
теля. После вычисления через некоторый интервал значений Хг и Уз линия от-
носительного движения может быть отображена на индикаторе после соответ-
ствующего цифроаналогового преобразования. Необходимым добавлением
к такому спецвычислителю является блок управления, с помощью которого
можно ввести в систему предполагаемое изменение курса судна и (или) его
скорости и увидеть на индикаторе, как это отразится на относительных курсах.
3.8.	Проблемы применения судовых РЛС
Помехи от атмосферных осадков и морских волн. Интенсивность радиоло-
кационных сигналов уменьшается при наличии тумана и дождя, однако, кроме
того, дождевые капли отражают шумоподобные сигналы, которые могут насы-
тить приемник и замаскировать все цели, находящиеся в районе дождя. Мор-
ские волны и брызги также являются причиной появления паразитных эхо-
115
Гл. 3 Гражданские судовые радиолокационные станции
-сигналов, в некоторой степени похожих на шум, которые тоже могут замаски-
ровать эхо-сигналы целей в случае насыщения приемника. Существующими
методами борьбы с насыщением приемника эти эхо-сигналы доводятся до уров-
ня нормального шумового фона. Эти методы подробно описаны в работе [16],
а общее описание приведено в [15]. Если эхо-сигнал искомой цели превышает
уровень помех, он становится различимым на шумоподобном фоне от помех.
Методы борьбы с насыщением приемника бесполезны в тех случаях, когда эхо-
сигнал цели из-за ослабления, обусловленного атмосферными условиями, па-
дает ниже уровня шума или помех или когда уровень помех от дождевых
капель и морской поверхности превышает эхо-сигнал цели.
Влияние помех от атмосферных осадков и ослабление эхо-сигнала, обус-
ловленное дождем и другими атмосферными явлениями, исследовано в рабо-
те [20]. В ней рассматривается уменьшение дальности обнаружения типичных
щелей, находящихся на морской поверхности, обусловленное затуханием радио-
волн в атмосфере и отражениями от дождя, причем основное внимание уде-
лено волне 3,2 см. Так, например, если судно оборудовано антенной, смонти-
рованной на высоте 17 м, обнаруживающей небольшие суда в ясную погоду
на дальности 15 км, дальность обнаружения в случае интенсивного дождя
(25 мм/ч), занимающего всю область до цели и окружающего цель, умень-
шается до 5 км. Один из выводов, который можно сделать из работы [20],
это то, что в случае целей с ЭПР до 500 м2 основным фактором, ограничиваю-
щим дальность обнаружения (на волне 3,2 см), являются эхо-сигналы, отра-
женные от дождя, окружающего цель, а не затухание на пути распространения
радиоволн. Единой точки зрения относительно оптимальной длины волны,
при которой влияние помех от дождя было бы наименьшим, не существует.
Не была проведена серия сравнительных опытов с одинаковыми антенными
апертурами на разных длинах волн, по которым можно было бы уверенно
•сделать заключение о целесообразности использования антенн с веерным лу-
чом и тех высот расположения антенн, которые находят исключительное при-
менение в гражданских судовых РЛС.
В настоящее время ряд фирм предлагает наравне с обычными РЛС, рабо-
тающими на волне 3 см, применять также РЛС с рабочей волной 10 см, одна-
ко не все суда могут позволить себе иметь две установки. Следует напом-
нить, что ширина луча в вертикальной плоскости должна быть не меньше
20° независимо от длины волны, а дальнейшее увеличение его ширины при-
водит к потере мощности из-за облучения нерабочей зоны. Для этого необхо-
димо, чтобы размер апертуры по вертикали был 40 см в диапазоне S, а в диа-
пазоне X — всего 13 см. В случае одной судовой РЛС предпочтение будет
отдано антенне с более широкой апертурой, так как это обеспечит более вы-
сокую разрешающую способность по азимуту. Если выбрать антенну шириной
3 м, то ширина луча в горизонтальной плоскости будет 0,8° в диапазоне X
и 2,4° в диапазоне S. По приближенной оценке ЭПР дождя в диапазоне X
в 100 раз больше, чем в диапазоне S. Однако, поскольку антенна диапазона S
облучает в три раза большую площадь дождя (луч в три раза шире), это
отношение уменьшается до 30.
Следует помнить еще об одном обстоятельстве. Антенна монтируется обыч-
но на судне на высоте 15 м. Изменение структуры боковых лепестков с высо-
той, обусловленное отражением от морской поверхности, было приведено на
рис. 1 для диапазонов S и X на дальности 2 км. При наблюдении в диапазоне
X за небольшой целью с высотой борта порядка 1 м она попадает в максимум
самого нижнего лепестка, а в диапазоне S она оказывается в точке, в кото-
рой интенсивность на 6,5 дБ ниже, чем в максимуме, в то время, как дождь
облучается максимумом лепестка. В результате эхо-сигнал цели оказывается
на 13 дБ меньше, что эквивалентно уменьшению величины о в уравнении (1)
на 13 дБ. Таким образом, разница в эффективных площадях рассеяния в обоих
диапазонах почти исчезает (во всяком случае для малых целей, уменьшение
116
3.8 Проблемы применения судовых РЛС
дальности обнаружения которых наименее допустимо). Однако не следует
считать эти расчеты абсолютно достоверными. На малых целях обычно име-
ется большое количество различных отражателей, создающих разные диаграм-
мы обратного рассеяния в диапазонах S и X (при одинаковой высоте над уров-
нем моря), которые могут изменить эти соотношения в любую сторону.
Наконец, круговая поляризация может дать по осторожной оценке улуч-
шение отношения сигнал/помеха в случае дождя на 10 дБ. Хотя такая поля-
ризация может быть использована и в антеннах диапазона S, даже простой
поляризатор из четверть волновых пластин явился бы громоздким добавле-
нием к антенне диапазона S с высотой апертуры 40 см. Если бы автор этой
главы был ограничен возможностью выбора только одной РЛС, он остано-
вился бы на диапазоне X. В настоящее время единственной установкой диа-
пазона л с круговой поляризацией является РЛС типа Seatrack с двумя ан-
теннами, примыкающими одна к другой тыльными сторонами. Фазированная
приемо-передающая антенная решетка, в которой можно перейти по команде
с панели индикатора от круговой поляризации к горизонтальной будет являть-
ся дальнейшим усовершенствованием РЛС.
Механизм подавления помех при круговой поляризации еще недостаточно
ясен. Существует мнение, что в результате круговой симметрии отдельных
дождевых капель изменяется направление вращения вектора круговой поляри-
зации и соответственно подавляются помехи при приеме. Изменение эффек-
тивности подавления приписывалось нарушению круговой симметрии дожде-
вых капель. Это может быть справедливо при миллиметровых волнах, длина
которых сравнима с размером капель, однако автор считает, что в диапазо-
не X и на более длинных волнах симметрия дождя как радиолокационной це-
ли зависит также от однородности распределения и размера капель в преде-
лах всего объема, определяемого произведением ширины луча на длительность
импульса, и чю нарушение этой однородности влечет за собой уменьшение
эффективности подавления.
В работах [21, 22] проведен обзор и исследование параметров помех от
морских волн. В гражданских судовых РЛС приходится из-за ограниченной
высоты антенны иметь дело почти исключительно с направлениями распро-
странения радиоволн, близкими к касательной к морской поверхности (углы
падения не более 2°). Рядом исследователей было найдено, что, в случае на-
стильных углов и сильного волнения, ЭПР морской поверхности при горизон-
тальной поляризации меняется приблизительно обратно пропорционально дли-
не волны, а. е. увеличивается на 4 дБ при переходе от волны 10 см к волне
3 см, а в случае спокойного моря — от 10 до 20 дБ. Тем не менее обнаруже-
ние небольших целей (о=5 м2) при спокойном море( высота волн меньше
0,3 м) для гражданских судовых РЛС диапазона X не является сколько-ни-
будь серьезной задачей. При более бурном море увеличение ЭПР (на 4 дБ)
компенсируется увеличением (трехкратным) ширины луча антенны при пере-
ходе от диапазона X к диапазону S. Это подтверждает уверенность автора
в правильности выбора диапазона X в случае необходимости использования
только одной РЛС.
Согласно наблюдениям автора можно считать, что с помощью обычной
гражданской судовой РЛС (высота антенны 15 м) невозможно различить
цель с ЭПР 3—6 м2 на поверхности моря при волнах высотой 2—3 м на даль-
ности 1000 м. Если принять, что в РЛС применен усилитель с однородной ло-
гарифмической характеристикой, что шум и все помехи находятся в пределах
логарифмической характеристики и что после приемника включена дифферен-
цирующая схема, то все же обнаружение малых целей, средняя мощность эхо-
сигналов от которых на несколько децибел выше уровня помехи, является
трудной задачей. Это обусловлено корреляцией сигналов помехи от морской
поверхности от развертки к развертке и системой селективной выборки, кото-
рую создает антенна, делающая 20 об/мин. Все эти зависимости, а также
117
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
метод декорреляции для улучшения параметров, изложены в [23], Совмест-
ным использованием декорреляции и интегрирования можно добиться увели-
чения отношения сигнал/шум не менее чем на 12 дБ [23], Использование толь-
ко декорреляции дает улучшение на 6 дБ.
Для иллюстрации характеристик помех от морской поверхности автор ис-
пользует в дальнейшем некоторые свои экспериментальные работы. Была из-
готовлена РЛС с типичными для гражданских судовых установок параметра-
ми с двумя антеннами, примыкающими одна к другой тыльными сторонами
(одна с горизонтальной, другая с вертикальной поляризацией), с одинаковы-
ми коэффициентами усиления и с волноводным переключателем, переключаю-
щим мощность с одной антенны на другую за каждые пол-оборота. Антенны
(на высоте .15 м) были заключены в аэродинамический обтекатель и могли
вращаться со скоростью либо 20 об/мин, либо 600—700 об/мин. Частота по-
вторения импульсов была равна 5000 Гц, что при ширине луча 1,6° позволяет
облучать цель приблизительно 67 импульсами за один проход лучом антенны
при 20 об/мин последней и несколько более чем 2 импульсами при 600 об/мин
антенны. Если принять, что время значительной декорреляции помех от мор-
ской поверхности составляет 10 мс [23], то при 20 об/мин большая часть им-
пульсов окажется сильно коррелированными, причем через 3 с следует вторая
посылка из 67 сильно коррелированных импульсов. Хотя последующая посыл-
ка не коррелирована с предыдущей, глаз не может интегрировать в интервале
3 с, и поэтому сглаживание невозможно. В случае вращения антенны со ско-
ростью 600 об/мин за посылкой из двух коррелированных импульсов через
0,1 с следует декоррелированная посылка из двух коррелированных импуль-
сов. Глаз в состоянии интегрировать и сглаживать несколько таких посылок.
Следует отметить, что средняя мощность сигналов, облучающих поверхность
моря при 20 и 600 об/мин, была одинаковой. В установке был использован хо-
роший логарифмический усилитель и дифференцирующая схема, так что неко-
торое различие между отображениями помех и шума обусловлено корреля-
цией сигнала помехи от импульса к импульсу и некоторым отклонением рас-
пределения вероятностей по амплитуде помех от закона Релея [16].
Рассмотрим рис. 14. Развертка соответствует дальности 3 км, а береговая
линия проходит почти горизонтально через середину индикатора. Верхняя по-
ловина индикатора соответствует обзору лучом с вертикальной поляризацией,
а нижняя — обзору того же участка лучом с горизонтальной поляризацией.
Виден пирс на дальности 2 км. В верхней половине он находится справа под
углом около 75° к вертикальной оси (вертикальная поляризация), а в нижней
половине — слева под углом около 75° к вертикальной оси (горизонтальная
поляризация). Помехи от морской поверхности простираются, постепенно убы-
вая до 3 км (высота волн 2—3 м). Рис. 14,а является экспозицией за один
оборот (3 с) медленно вращающейся антенны, когда сигналы полностью кор-
релированы Изображение получается таким, каким мы его видим непосредст-
венно на индикаторе. Разницы между обоими изображениями почти никакой
нет. Эхо-сигналы в случае горизонтальной поляризации более крупнозернистые
и имеют несколько большую протяженность. На вертикальной оси (вверх пци
вертикальной и вниз при горизонтальной поляризации) на дальности 1 км на-
ходится цель с ЭПР, равной 5 м2 (отмечена стрелкой), однако обнаружить ее
без априорных сведений о ее наличии невозможно. На рис. 14,6 показано изо-
бражение, проинтегрированное фотокамерой за 8 оборотов антенны (24 с) с
целью сглаживания 8 некоррелированных посылок, состоящих из 67 коррели-
рованных импульсов каждая. На этом рисунке отчетливее выявилась крупно-
зернистость в случае горизонтальной поляризации и цель стала заметнее. На
рис. 14,в показано изображение, полученное после переключения на некорре-
лированную систему (600-об/мин), дающую возможность более эффективный
ввод в течение 24-секундной экспозиции различно изменяющейся во времени
информации о цели и помехах. Отчетливо виден переход сигналов помехи
118
\г,б,р.ётжо'к""„е„ и"0’?0”"P" -'Г’»
Один оборот антенны,
Рис.
146. To же, что ид рис. 14л, ио
8 некоррелированных посылок,
при восьми оборотах антенны (экспозиции 24с).
каждая из 67 коррелированных импульсов.
119
Рис. 14в. То же, что на рис. 146, но в случае некоррелированной системы (скорость вра-
щения антенны 600 об/мин).
Экспозиция 24 с, 240 некоррелированных посылок, состоящих каждая приблизительно из
2 импульсов.
Рис. 14г. То же, что на рис. 146, но с экспозицией 60 с.
120* КеКоррелированиых посылок> состоящих каждая приблизительно из 2 импульсов,
Рис. 15а. Некоррелированная система. В верхней половине индикатора изображение при
вертикальной поляризации, а в нижней — при горизонтальной поляризации.
Дифференцирующая схема выключена, чтобы показать протяженность помех от морской
поверхности при высоте волн 15—25 см.
Рис. 156. То же, что на риг. 15а, но дифференцирующая схема для подавления помех
включена.
Некоторые цели переместились в интервале между экспозициями. Стрелкой отмечена
швартовая бочка.
121
Рис. 16а. Коррелированная система, 20 об/мин, экспозиция 6 с.
Высота волн 0,3—0,45 м. В верхней половине индикатора вертикальная, а в нижней го-
ризонтальная поляризация. Стрелками отмечены небольшие цели.
Рис. 166. То же, что на рис. 16а, но в случае некоррелированной системы, 600 об/мин,
экспозиция 6 с.
Рис. 17а. Коррелированная система, 20 об/мин, экспозиция—3 с.
Высота волн 0,6—1 м. В верхней половине индикатора вертикальная, а в нижней гори«
зонтальная поляризация. Стрелками отмечены небольшие цели.
Рис. 176. То. же, что на рис. 17а, но в случае некоррелированной системы, 600 об/мин,
экспозиция 3 с.
123
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
в шумоподобную структуру, еще более заметный на рис. 14,а при увеличении
времени интегрирования (до 60 с).
В процессе этих наблюдений автор имел возможность экспериментально
подтвердить некоторые выводы, сделанные в работах [21, 22] относительно
влияния помех от морских волн. На рис. 15,а показано изображение сигналов
помех, создаваемых небольшими волнами высотой 15—25 см. Чтобы помехи
были видны, дифференцирующая схема после логарифмического приемника
была выключена. При вертикальной поляризации (верхняя половина индика-
тора) помехи отчетливо видны до дальности порядка 800 м, а при горизон-
тальной поляризации они почти отсутствуют. Изображение на рис. 15,6 полу-
Рис. 18. Распределение облучения над мор-
ской поверхностью на дальности 500 м
(диапазон X). Вь-сога передающей антенны
15 м.
Оба изображения получены с включенной
чено с включенной дифференциру-
ющей схемой для снижения помех
до уровня шума. Можно отметить,
что небольшая цель (цилиндриче-
ская швартовая бочка, горизон-
тальная ось вращения которой
расположена непосредственно под
поверхностью воды), находящаяся
на дальности 300 м под углом 45°
(отмеченная стрелкой), видна на
фоне помех, но не столь отчетли-
во, как при горизонтальной поля-
ризации. Это подтверждает вывод,
что помехи от волн высотой бо-
лее 0,3 м при вертикальной поля-
ризации проявляются больше, чем
при горизонтальной. Оба изобра-
жения были сняты в некоррели-
рованном режиме работы при ско-
рости вращения антенны 600—
700 об/мин.
На рис. 16 показаны резуль-
таты при высоте волн 0,3—0,45 м.
дифференцирующей схемой. Даль-
ность, до которой видны помехи, при вертикальной поляризации лишь немно-
го больше, чем при горизонтальной.'На обоих изображениях отчетливее видна
более крупнозернистая структура помех при горизонтальной поляризации.
Очень заметно улучшение видимости небольших целей (отмеченных стрелка-
ми) в результате декорреляции.
Наконец, два аналогичных изображения на индикаторе для волн высотой
0,6—1 м приведены на рис. 17,а и б. Дальности протяжения сигналов помех в
этом случае одинаковы для горизонтальной и вертикальной поляризаций,
а крупнозернистая структура помехи при горизонтальной поляризации менее
выражена. При декорреляции сигналов также выявляются цели. В случае
3-секундной экспозиции фотокамера практически не интегрирует; мы видим
изображение таким же, как и непосредственно на индикаторе.
Более крупнозернистая структура помех от морских волн при горизонталь-
ной поляризации и небольшом волнении объясняется формой боковых лепест-
ков [21, 22]. На рис. 18 автор привел структуру боковых лепестков для ти-
пичного режима работы гражданской судовой РЛС при горизонтальной и вер-
тикальной поляризации на дальности 500 м. Из кривых видно, что небольшие
волны (до 0,25 м) облучаются интенсивнее в случае горизонтальной поляриза-
ции, и поэтому эхо-сигналы помехи будут больше выделяться из общего фона
При более высоких волнах, захватывающих несколько лепестков, разница
в интенсивности облучения сглаживается.
Автор не имеет твердого мнения о том, какому виду поляризации следует
отдать предпочтение. В случае очень спокойного моря известными преиму-
124
3.8. Проблемы применения судовых РЛС
ществами обладает горизонтальная поляризация. При среднем волнении вер-
тикально поляризованные сигналы могут быть лучше сглажены в случае ис-
пользования методов подавления помех. При очень бурном море эти преиму-
щества вертикальной поляризации фактически исчезают.
Для облегчения задачи обнаружения малых целей весьма эффективным-
является использование интегрирования (с помощью фотокамеры или запо-
минающей трубки) в дополнение к системе декорреляции сигнала. Даже при
движущейся цели, которая может вызвать лишь появление одной отметки на
экране ЭЛТ в течение 2—3 с, возможность создания изображения и использо-
вания, таким образом, способности глаза коррелировать, косвенным путем
может значительно увеличить различимость сигнала на фоне помех
В выпускаемых промышленностью гражданских судовых РЛС пока еще не
используется методика декорреляции сигналов от импульса к импульсу путем
скачкообразного изменения частоты от импульса к импульсу или путем уве-
личения числа оборотов антенны Антенна фирмы Raytheon, вращающаяся
со скоростью 80 об/мин, является шагом вперед в этом отношении. Возмож-
но, что наилучшим решением было бы сочетание обоих методов, так как более
-Высокая скорость поступления данных имеет ряд преимуществ в отношении
опознавания и сопровождения цели.
В системах со скоростью вращения антенны, не превышающей 20 об/мин,
всегда следует учитывать корреляцию сигналов от импульса к импульсу. Был
опубликован ряд сообщений о случаях замены антенны с шириной луча 2°
антенной с шириной луча 0,8° (при 20 об/мин в обоих вариантах). По уравн.
(2) это должно было увеличить отношение сигнал/помеха по мощности на
4 дБ. Однако различимость сигнала на фоне помех в случае малой цели оказа-
лась в результате замены хуже. Это объясняется не тем, что уравнение (2)
является неверным. Отношение сигнал/помеха по мощности увеличивается,
однако методика формирования выборок сигнала изменяется. Антенна в новом
варианте осуществляет обзор какого-либо участка морской поверхности за
одну треть того времени, которое затрачивалось в первом варианте. В резуль-
тате импульсные сигналы оказываются коррелированными значительно пол-
нее, так как вероятность наличия декорреляции в двух третях информации,
которая при этом теряется, достаточно велика. Кроме того, антенна произ-
водит одновременный обзор лишь одной трети отражающих точек на мор-
ской поверхности, что также увеличивает время корреляции. Результирующее
ухудшение различимости сигнала на фоне помех на индикаторе, а также зри-
тельного воспроиятия может полностью скомпенсировать выигрыш в соотно-
шении сигнал/помеха по мощности. Отсюда следует, что при использовании
новых систем следует изменить методику формирования выборок.
Взаимные помехи. Работа большого количества РЛС в диапазоне 9300—
9500 МГц может вызвать очень неприятные взаимные помехи в районах с ин-
тенсивным судоходством. В результате таких помех на индикаторе появляются
яркие точки, беспорядочно перемещающиеся по всему экрану ИКО. Эти точ-
ки обусловлены зондирующими импульсами передатчиков других судов, на-
столько интенсивными, что они насыщают приемник не только в случае попа-
дания в основной луч антенны, но и во все боковые лепестки. При этом в силу
распространения сигнала только в одном направлении ослабление сигнала
в боковых лепестках в 2 раза меньше (в дБ), чем в случае нормального рас-
пространения сигнала до отражающего объекта и обратно к РЛС.
Выходом из этого положения может являться возможно более равномер-
ное распределение частот РЛС в этом диапазоне. Согласно английскому адми-
нистративному распределению, весь диапазон 9300—9500 МГц разделен на
четыре поддиапазона со средними частотами 9345, 9375, 9410, и 9445 МГц.
Во избежание взаимных помех между судами и самолетами было принято,
что диапазон 9345 МГц отводится для самолетных метеорологических РЛС,
9375 МГц используется совместно судами и самолетами, а 9410 и 9445 МГц
125
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
предоставляются судовым РЛС. Всем новым РЛС частоты присваиваются
в соответствии с этим распределением.
Помеха не была бы сколько нибудь значительной, если бы удалось
сделать так, чтобы сигнал помехи принимался только основным лучом антен-
ны. Практически, однако, очень трудно создать антенну с боковыми лепест-
ками, уровень которых был бы снижен существенно больше 30 дБ по отноше-
нию к максимуму основного луча. Если даже в результате очень тщательной
разработки довести уровень боковых лепестков до 40 дБ, их уровень
неизбежно увеличится из-за значительных искажений распределения поля
в плоскости апертуры, обусловленного монтажом антенны вблизи палубных
надстроек. Более целесообразным является использование какого-либо уст-
ройства подавления меток, которое преобразует все импульсы с уровнем, близ-
ким к насыщению приемника, таким образом, что они появляются на индика-
торе в виде темных пятен.
Для компенсации всех сигналов, принятых боковыми лепестками, может
быть применена система компенсации воздействия боковых лепестков, осно-
ванная на применении дополнительной всенаправленной по азимуту приемной
антенны и отдельного приемника, аналогичного основному приемнику РЛС.
Такая система весьма эффективна в случае импульсных помех между РЛС.
Ее описание и результаты можно найти в работе [28].
3.9.	Вспомогательные средства
Радиолокационные маяки. При обнаружении берега и при подходе к гава-
ни навигационной задачей является опознавание сигналов береговых или пла-
вучих маяков, отмечающих опасные места или подходы к фарватерам, обозна-
ченные бакенами В условиях плохой видимости у входа в гавань может ско-
питься большое количество судов и правильное опознание одного единствен-
ного известного знака (плавучего маяка или бакена) можег позволить опо-
знать фарватер среди множества эхо-сигналов от судов По экономическим
соображениям целесообразно отображать эту информацию на экране индика-
тора судовой РЛС без оснащения судна дополнительным оборудованием. Для
этой цели предназначены радиолокационные маяки-ответчики с качающейся
частотой и радиолокационные маяки-ориентиры.
В 1952 г. был разработан маяк-ответчик с качающейся частотой, опытные
образцы которого были установлены для испытаний на Барском плавучем
маяке на подходе к Ливерпулю и на Тангском плавучем маяке на подходе
к Лондонскому порту. На рис. 19 показано изображение ответного сигнала
Тангского плавучего маяка на индикаторе современной гражданской судовой
РЛС типа 45 фирмы Decca. Эхо-сигнал, отраженный от самого плавучего мая-
ка, виден в начале линии развертки ответного сигнала маяка. Расстояния меж-
ду кольцами дальности составляют 9,3 км. Один из современных вариантов
такого маяка-ответчика работает следующим образом. Всенаправленная по
азимуту антенна с отдельными передающим и приемным излучателями при-
нимает зондирующий импульс судовой РЛС и направляет его в приемник
маяка супергетеродинного типа с эффективной шириной полосы пропускания
9300—9500 МГц (полный диапазон частот гражданских судовых РЛС). При-
нятый сигнал усиливается и растягивается для модуляции магнетрона пере-
датчика (с импульсной мощностью 12 Вт). Магнетрон в отсутствие сигнала
РЛС заперт, однако настройка его непрерывно меняется в диапазоне 9300—
9500 МГц системой с механическим приводом со скоростью 2 МГц/с. В ре-
зультате запрашивающая РЛС, имеющая скорость вращения антенны
20 об/мин, получает ответный сигнал маяка в течение двух полных оборотов
антенны, так как изменение частоты на 12МГц, что соответствует средней ши-
рине полосы пропускания приемного тракта гражданской судовой РЛС, проис-
ходит за 6 с. Маяки-ответчики подробно описаны в работе [29]. В настоящее
126
3.9. Вспомогательные средства
время разрабатываются маяки-ответчики на твердотельных генераторах и уси-
лителях. Радиолокационные маяки-ориентиры, дающие только данные об ази-
муте, проще по устройству и в Японии получили преимущественное приме-
нение [30].
Для очень малых судов, не имеющих радиолокационного оборудования,
разработаны для определения путей подхода курсовые маяки СВЧ диапазона.
Рис. 19. Сигнал маяка-ответчика (отмеченный стрелкой) на Тангском плавучем маяке-
в эстуарии Темзы. Расстояние между кольцами дальности 5 миль.
Береговая радиостанция диапазона X излучает два взаимно перекрывающихся
луча, модулированных разными буквами Морзе, причем узкая область взаим-
ного перекрытия лучей направлена вдоль безопасного курса. Две буквы
Морзе (например, А и Н, Б и Ж) выбираются так, чтобы в области взаимного
перекрытия шириной 0,5° получился непрерывный тон. Судовое оборудование,
состоящее из простой рупорной антенны, кристаллического детектора и тран-
зисторного усилителя, дает непрерывный тон при движении судна по безопас-
ному курсу [31].
Пассивные отражатели. Для увеличения ЭПР небольших целей (бакенов,
яхт, спасательных шлюпок) широко используются дополнительные радиолока-
ционные пассивные отражатели той или иной формы. Они работают по прин-
ципу концентрации отражаемой энергии в направлении к облучающей РЛС,
а не равномерного рассеяния по всем направлениям. Это можно осуществить
127
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
<с помощью плоской пластины, однако только в пределах небольшого угла по
нормали к поверхности. Все используемые пассивные отражатели обладают
•способностью коллимировать луч, как плоская пластина, и поддерживать кол»
лимацию при больших углах отклонения подобно, например, параболическому
зеркалу с перемещающимся источником облучения.
Наиболее широкое применение нашел металлический уголковый отража»
тель. Если три тонкие пластины в форме прямоугольных равнобедренных тре-
угольников сложить вместе катетами так, чтобы треугольники располагались
в трех взаимно перпендикулярных плоскостях, то образуется угол полого ме-
таллического куба. Внешний периметр со стороны полости угла имеет вид
равностороннего треугольника. Такое устройство образует коллимирующий
уголковый отражатель. Если длину сторон, образующих прямой угол, обозна-
чить через а, то теоретическое значение ЭПР отражателя р будет равно
4ЛО4
Р “ 3X2
(4)
Можно отметить, что это значение меньше, чем в случае плоской поверхности,
равной ограничивающему полость уголкового отражателя равностороннему
треугольнику со стороной а]/2, так как области отражающих пластин, находя-
щиеся около вершин равностороннего треугольника, являются плохими колли-
маторами. Так, например, ЭПР уголкового отражателя со стороной а=30 см
должна быть равна в диапазоне X согласно (4) приблизительно 35 м2. Изме-
ренный телесный угол полярной диаграммы направленности составляет около
44° по уровню половинной мощности. Поскольку телесный угол полярной диа-
граммы плоской пластины с площадью, равной равностороннему треугольнику,
образованному периметром уголкового отражателя, был бы меньше 10° (по
уровню половинной мощности), это свидетельствует о возможности отклоне-
ния полярной диаграммы уголкового отражателя в пределах большой дуги при
сохранении отражательной способности в большом угле зрения.
Чтобы приблизиться к всенаправленному отражателю, уголковые отража-
тели монтируются группой в пределах воображаемой описанной сферы для
заполнения телесного угла, равного 4л. Такое устройство называется октаэд-
ральным групповым уголковым отражателем. В другом типе устройства пять
уголковых отражателей распределены по окружности, образуя пентагональный
групповой уголковый отражатель. Групповые уголковые отражатели этого
типа можно обычно видеть на верхушке бакенов фарватера на подходе к га-
ваням. Обзор уголковых отражателей я групповых уголковых отражателей
приведен в работах [32, 33].
Недостатком групповых уголковых отражателей является то, что полярная
диаграмма не является в полной мере всенаправленной, так как вследствие
взаимосвязи между отдельными уголковыми отражателями в диаграмме по-
является ряд глубоких минимумов. Хотя эти минимумы падают ниже 10 дБ
относительно максимальной ЭПР только в 10—12 местах по окружности, при-
чем каждая такая дуга не превышает 5°, тем не менее в очень тихую туманную
погоду судно может приблизиться к бакену, минимум полярной диаграммы ко-
торого все время направлен на судно, на очень близкое расстояние, пока он
не будет обнаружен.
Полярная диаграмма отражателя Люнеберга является действительно псе-
направленной. Он подобен отражателю, полярная диаграмма которого может
сканировать в пределах 360°. Этот отражатель является диэлектрической сфе-
рической линзой, диэлектрическая проницаемость которой меняется с изме-
нением радиуса по определенному закону, но обладает угловой симметрией,
поэтому диэлектрическая проницаемость любого бесконечно тонкого сфериче-
ского слоя внутри сферы имеет постоянную величину. Такая линза фокусирует
падающую плоскую волну в точке на противоположной поверхности сферы
428
3.9. Вспомогательные средства
и преобразуется во всенаправленный по азимуту отражатель с помощью ме-
таллической ленты, смонтированной по экваториальной окружности сферы.
Диаграмма в вертикальной плоскости определяется шириной ленты [34]. Уст-
ройством такого же типа, однако работающим по принципу отражения, а не
преломления, является сферический сетчатый отражатель [35, 36].
Отражатель Люнеберга и сферический сетчатый отражатель [36] изготов-
лены из диэлектрика и заключены в оболочку из стекловолокна. Периодиче-
ский осмотр отражателей на бакенах производится один раз в год, поэтому
проникающая в них за этот период влага может снизить их эффективность.
На бакене в Гарвиче был установлен тщательно изготовленный сферический
сетчатый отражатель (диаметром 0,6 м с ЭПР 20 м2 в диапазоне X). Через
18 мес. после установки эхо-сигнал был проверен с помощью судовой РЛС и
произведено сравнение с эхо-сигналом такого же бакена, снабженного стан-
дартным октаэдральным групповым уголковым отражателем. Размеры этого
отражателя таковы, что он вписывался в сферу диаметром 0,85 м.
Стандартный октаэдральный групповой уголковый отражатель был впер-
вые обнаружен на дальности 9 мор. миль с эффективностью зондирования
(отношением числа наблюдаемых отметок к числу импульсов, облучивших
«ель), равной 1:8; на дальности 7,9 мор. миль—1 :5, а непрерывное наблю-
дение началось на дальности 6,6 мор. миль. Сферический сетчатый отражатель
впервые обнаружен на дальности 8,6 мор. миль с эффективностью зондирова-
ния 1 : 3, а непрерывное наблюдение началось на дальности 7,4 мор. мили.
Это свидетельствует о том, что сферический сетчатый отражатель является
более всенаправленным по азимуту. Однако групповые уголковые отражатели
очень популярны благодаря их прочности и устойчивости к атмосферным воз-
действиям.
Вариант отражателя, предлагаемый отделом гражданского флота службы
связи и радио английского военно-морского министерства, состоит в том, что-
бы разместить внутри описанной сферы значительно больше уголковых отра-
жателей, чем в октаэдральном варианте. При этом количество максимумов
и минимумов увеличивается, но они не столь резко выражены, а их угловые
размеры меньше. Из всех рассмотренных вариантов это, по-видимому, наилуч-
ший для использования на флоте.
Интерес представляет также чувствительность отражателей к поляриза-
ции, Уголковый отражатель и отражатель Люнеберга являются симметрич-
ными целями и поэтому не видны в случае круговой поляризации. Сфериче-
ский сетчатый отражатель, являющийся сферой, покрытой проволочной сеткой
с проводами, расположенными под углом 45°, асимметричен и отражает при-
близительно одинаково сигналы с горизонтальной, вертикальной и круговой
поляризацией. Так как тенденции использования круговой поляризации как
второго типа излучения продолжаются, вероятно окажется необходимым вне-
сти такие изменения в групповой уголковый отражатель, чтобы он был спо-
собен отражать излучение с круговой поляризацией.
Портовые обзорные РЛС. Во многих портах во всем мире установлены
обзорные РЛС для помощи судам в обходе препятствий и при входе в порт.
Если для входа в порт нужно пройти длинный путь по реке, как это часто
встречается на европейском континенте, то устанавливается некоторое коли-
чество небольших, расположенных в определенных пунктах РЛС, связанных
радиорелейной линией для передачи информации в центральный пункт управ-
ления, как это осуществляется, например, в радиолокационной системе на ре-
ке Эльбе [37, 38], В Англии, где пути подхода обычно короче, часто исполь-
зуется одна РЛС, однако с очень широкой апертурой антенны (например,
7,5 м) в диапазоне X, с шириной луча порядка 0,3°. Благодаря этому тре-
буемая разрешающая способность по азимуту сохраняется вплоть до дально-
сти 25 мор. миль и более. Остальное оборудование подобно используемому
в судовых установках с той разницей, что длительность импульса обычно
равна 0,05 мкс, а диаметр экрана индикатора не менее 40 см и в нем при-
129
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
меняются системы развертки с неподвижными отклоняющими катушкам»
и перемещающимися в интервалах между развертками метками, дающими воз-
можность определять дальность и азимут одной цели относительно другой.
Для облегчения подхода и причаливания был испытан ряд методов пере-
дачи изображений на экранах индикаторов портовых РЛС приближающемуся
судну с отображением их либо непосредственно на судовом радиолокацион-
ном индикаторе путем переключения изображений, либо на отдельном телеви-
зионном экране. Такие средства дают возможность приближающемуся судну
по существу видеть обстановку за поворотом пути. В Англии и США был ис-
пытан ряд систем, в одних была использована в канале передачи вся полоса
частот портовой РЛС (20 МГц), а в других были использованы узкополосные-
системы со сжатием спектра [39, 40].
В случае управления судоходством в пределах определенных фарвате-
ров будет, вероятно, расширено использование береговых обзорных систем.
Мировые торговые морские перевозки с 1955 по 1965 г. удвоились, а потери
судов столь же велики, как и ранее. В 1965 г. погибло рекордное количества
судов — 273 из 42 000, находившихся на плаву. Около половины всех столк-
новений в мире происходит в районе Эльбы и Ла-Манша. Поскольку через
Па-де-Кале проходит в год около 300 000 судов, обсуждался вопрос об управ-
лении движением судов на всем пути от Гибралтара до Балтики [41].
Список литературы
1.	Harrison A.: Methods of distinguishing sea targets from clutter on a civil1
marine radar. — “Radio Electron. Engr.”, 1964, April, v. 27, p. 261—275.
2.	Radio navigation, radar and position fixing systems for use in marine navi-
gation. — “Proc. Intern. Meeting on Radio Aids to Marine Navig.”, Lon-
don, 1946, May. v. 2, H. M. Stationery Office, London.
3.	Marine radar: performance standards, H. M. Stationery Office, London,
1957 (Also 1968 revision).
4.	Radio for merchant ships: performance specifications for the climatic and
durability testing of marine radio equipment, 1965.
5.	International Conference on Safety of Life at Sea (SOLAS), published for
Intergovernmental Maritime Consultative Organization (IMCO), H. M. Sta-
tionery Office, London.
6.	Report by advisory group on reliability of military electronic equipment,
Office of Assistant Secretary of Defense (Research and Engineering). U.S.
Government Printing Office, 1957, June.
7.	Miller M. G.: The application of A. G. R. E. E. principles to commercial ma-
rine radar. — “Radio Electron. Engr.”, 1967, January, v. 33, p. 24—26.
8.	Harrison A. J.: Radar reliability on trawlers. — “Radio Electron. Engr.”,
1967, January, v. 33, p. 27—30.
9.	McDonald G. J.: The attainment of high reliability of marine radar. — “Ra-
dio Electron. Engr.”, 1967, January, v. 33, p. 31—34.
10.	Bohm O.: Cheese aerials. — “J. IEE” (London), 1946, pt. IIIA, v. 93,
p. 45—46.
11.	Kiely D. G. et al.: Cheese aerials for marine navigational radar. — “Proc.
IEE” (London), 1951, January, pt. Ill, v. 98, p. 37—44.
12.	Silver S.: “Microwave antenna theory and design”, MIT Radiation Labo-
ratory Series, v. 12, p. 459—464, McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1949.
13.	Keep D. and Porter N.: The bandwidth properties of arrays of shunt slots-
in ridged waveguide. — “Microwave J.”, 1965, September, v. 9, p. 97.
14.	Melville W. S.: The use of saturable reactors as discharge devices for pulse
generators. — “Proc. IEE” (London), 1951, May, pt. Ill, v. 98, p. 185—
206.
130
Список литературы
15.	Skolnik М. 1.: Introduction to radar systems, p. 386, 537, 538. McGraw-Hill
Book Company, N. Y., 1962.
Сколник M., Введение в технику радиолокационных систем. Пер. с англ.,
М., «Мир», 1965.
16.	Croney J.: Clutter on radar displays: reduction by use of logarithmic recei-
vers. — “Wireless Engr.”, 1956, April, v. 33, p. 83—96.
17.	Croney J.: A simple logarithmic receiver. — “Proc. IRE.”, 1951, July, v. 39,
p. 807—813.
18.	Woroncow A. and Croney J.: A true I. F. logarithmic amplifier using twin-
gain stages. — “Radio Electron. Engr.”, 1966, September, v. 32, p. 149—155.
19.	Shearston C. R. and Croney J.: Measurements of sea-clutter on an X-band
civil marine radar by a statistical method. — “Admiralty Surface Weapons
Estab. Great Britain ASRE Tech. Note TX-53-2”.
20.	Saxton J. A. and Hopkins H. G.: Some adverse influences of meteorological
factors on maTine navigational radar. — “Proc. IEE” (London), 1951, Janua-
ry, pt. Ill, v. 98, p. 26—36.
21.	Long M. W., Wetherington R. D., Edwards J. L. and Abeling A. B.: Wave-
length dependence of sea echo. — “Georgia Inst. Technol. Final Rept. Pro-
ject A-840”, 1965, AD477905.
22.	Boring J. G., Flynt E. R., Long M. W. and Widerquist V. R.: Sea return
study. — “Georgia Inst. Technol. Final Rept. Project 157-96”.
23.	Croney J.: Improved visibility of small targets in sea clutter. — “Radio
Electron. Engr.”, 1966. September, v. 32, p. 135—148.
24.	Evaluation and critique, radar data computer installed on the coast guard
cutter UNIMAK and S. S. CONSTITUTION. — “Clearing House Federal
Sci. Tech. Inform. Publ. PB 173550”.
25.	Tarnowski P. G.: Radar computer for the closest point of approach. — “Ad-
miralty Surface Weapons Estab. Great Britain, ASWE Lab.* Note TX-64-1”.
26.	Tarnowski P. G.: A radar computer for the closest point of approach. —
“J. Inst. Navig.”, 1965, July.
27.	Tarnowski P. G.: Radar digital computer for the closest point of approach,
British Patent Application 25725/66.
28.	Croney J. and Wallis P. R.: A side-lobe suppression system for primary ra-
dar. — “Radio Electron. Engr.”, 1964, October, v. 28, p. 247—260.
29.	Harrison A. H.: Radar beacons for use with civil marine radar. — “Intern.
Assoc. Light House Authorities (IALA) Bull. 26”, 1965, October.
30.	Ishikawa 1.: Ramark beacons in Japan. — “Intern. Assoc. Light House
Authorities (IALA) BulL 18”, 1963, July.
31.	Microwave course beacon for fishing craft. — “Brit. Commun. Electron.”,
1955, November, v. 2, № 11.
32.	Hogben H. E. and Milwright A. L. P.: Radar reflectors for marine naviga-
tion. — “Admiralty Surface Weapons Estab. (Great Britain) ASRE Mono-
graph 833”, 1948.
33.	Radar reflectors. — “U.S. Coast Guard Electron. Eng. Rept, N-19”, 1950,
Oct. 1.
34.	Buckley E. F.: Stepped-index Luneburg lenses. — “Electron. Design”, 1960,
April 13, v. 8, p. 86—89.
35.	Schrank H. E.: Spherical radar reflectors with high-gain omnidirectional
response, IRE East Coast Conference on Aeronautical and Navigational
Electronics, Baltimore, 1959, October.
36.	Croney J. and Delany W. D.: A new type of onmiazimuthal radar-echo en-
hancer. — “Microwave J.”, 1963, March, v. 6, p. 105—109.
37.	Le Comte C., Hilke O. et al.: The Elbe-Weser shore-based radar system. —
“Tijdschr. Nederlands Radiogenootschap, DEEL25”, 1960, № 2.
38.	Kramer H. J.: Radio-relay networks for Elbe and Weser shorebased radar
systems. — “Philips Telecommun. Rev.”, 1962, July, v. 23, № 3, p. 130—
145.
131
Гл. 3. Гражданские судовые радиолокационные станции
39.	Dean R. D.: The RATAN system evaluation. — “Proc. Merchant Marine
Council, U.S. Coast Guard”, 1962, July.
40.	Duncan F. B,: RATAN report. — “Intern. Assoc. Light House Authorities
(IAEA) Bull 28”, 1966, April.
41.	Richey W. M.: The separation of traffic at sea. — “J. Inst. Navig.”, 1966,
October, v. 19, № 4.
42.	Navigation equipment and safety at sea: radar and navigational aids: a re-
view of the potential. — “Fairplay Intern. Shipping J.”, Fairplay Publica-
tions Ltd., Bishopsgate, London E. C. 2, 1968, Feb. 1, p. 29.
Глава 4
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ НАБЛЮДЕНИЯ
ЗА ИСКУССТВЕННЫМИ СПУТНИКАМИ ЗЕМЛИ
Ч. Лерч
4.1. Введение
Задача наблюдения за космическим пространством возникла в середине
50-х годов, когда стало очевидным, что в недалеком будущем состоится запуск
искусственных спутников Земли. С появлением «Спутника 1» и Explorer 1
потребность в такой службе стала совершенно неотложной. Усилия США сна-
чала были сконцентрированы на создании оптической системы наблюдения
и пассивного обнаружения, использовавшейся в системе Minitrack, разрабо-
танной для спутника Vanguard. По мере увеличения числа спутников на ор-
битах были разработаны системы наблюдения за космическим пространством.
В США ответственность за выполнение основных задач по наблюдению за
космическим пространством и за составление каталога космических объектов
была возложена в начале 60-х годов на командование противовоздушной обо-
роны Северной Америки (NORAD — North American air Defence Command),
хотя одновременно продолжали существовать специализированные системы
для удовлетворения нужд отдельных потребителей.
Количество находящихся в космическом пространстве искусственных объ-
ектов увеличилось к 1968 г. приблизительно до 1200. Около 250 из них были
спутниками, а остальные фрагментами или осколками, т. е. использованными
при запуске ,ИСЗ корпусами ракет, обтекателями, механизмами катапульти-
рования и пр. Количество и-распределение этих осколков может создать основ-
ные трудности при проектировании некоторых типов систем наблюдения. На
рис. 1 приведено типичное распределение заселенности космического простран-
ства по высоте апогея для различных наклонений плоскости орбиты к эква-
тору. Заселенность космического пространства и ее распределение непрерывно
меняются вследствие разрушения старых и ввода новых объектов.
Количество и метод использования данных, а также уровень развития
техники ко времени разработки оказывают решающее влияние на выбор опре-
деленных типов РЛС для систем наблюдения за спутниками. Некоторые боль-
шие системы наблюдения развивались в течение многих лет (в ряде случаев
на начальном этапе использовались РЛС, предназначенные для других целей),
вследствие чего в них применяется самая разнообразная радиолокационная
техника. Основной задачей является разработка системы, которая могла бы
б Материал этой главы содержит описание не только устройств системы
наблюдения за спутниками, но и самого процесса их разработки. Значительная
часть материала может оказаться полезной при разработке любых больших
радиолокационных систем.
133
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
Рис. 1. Типичное распределение
гея и
заселенности космического пространства по высоте апо-
углу наклонения орбиты i.
выполнять специальные задачи, а не разработка самих РЛС. Поэтому в этой
главе особое внимание уделено взаимосвязи между проектированием системы
и РЛС с упором на то влияние, которое оказывают потребности системы на
выбор определенных типов РЛС и их параметров.
4.2. Системы наблюдения за спутниками
Типы систем. Для удовлетворения требований различных потребителей по
выработке тех или иных данных в течение ряда лет было разработано боль-
шое количество типов систем наблюдения за спутниками и систем сопровож-
дения. Эти системы могут быть разделены на две основные категории:
1. Специализированные сети станций, рассчитанные на сопровождение
какого-либо одного или нескольких типов спутников, находящихся на конкрет-
ных типах орбит. На таких спутниках обычно находятся вспомогательные
устройства, облегчающие операции их обнаружения и сопровождения, благо-
даря чему существенно снижается стоимость и сложность средств сопровож-
дения. Специализированные сети выполняют обычно кроме сопровождения не-
которые другие функции, например прием телеметрических данных от спут-
ника или передачу команд на спутник. Получаемые данные обычно могут быть
непосредственно использованы только организацией, управляющей спутником.
Такими системами являются, например, система Minitrack и сеть станций
системы космических полетов с экипажем на борту1), принадлежащие Нацио-
нальному управлению по аэронавтике и исследованию космического простран-
ства (NASA) США.
2. Универсальные системы наблюдения за космическим пространством, рас-
считанные на обнаружение и сопровождение всех спутников, находящихся
в пределах их дальности действия, и выдачу полученных данных (разного ти-
па) многим потребителям, например военному командованию, ученым и пр.
Такие системы не рассчитаны на какие-либо вспомогательные средства на спут-
никах, облегчающие их обнаружение, и поэтому могут обнаруживать и сопро-
Manned Space Flight Networks.
134
4.2. Системы наблюдения за спутниками
вождать также и неизлучаюшие спутники и осколки. Обычно они не собирают
телеметрических данных и не передают команд на спутники. Примером такой
системы является сеть РЛС ' Spacetrack, управляемая США в кооперации
с Канадой и Англией. Даже если бы различные специализированные сети были
в состоянии собирать данные о всех излучаюших спутниках, необходимость
в универсальной сети наблюдения не отпала бы для сопровождения спутни-
ков, прекративших по той или иной причине работать, и для сопровождения
осколков. Были отдельные случаи, когда спутник и (или) третья ступень взры-
вались, и на орбиты выводилось несколько сот обломков.
Универсальные системы должны иногда выполнять кроме обнаружения
и определения параметров орбиты еще две дополнительные функции. Одной
из них является сопровождение с очень высокой точностью (значительно пре-
вышающей точность, необходимую для составления каталога космических аппа-
ратов), которое может потребоваться для встречи объектов на орбите и их
стыковки, для вычисления момента возможного разрушения больших объек-
тов, которые должны вернуться в атмосферу неповрежденными, либо для це-
лей картографии и навигации. Второй функцией является определение радио-
локационных признаков цели, т. е. оценка размеров спутника, его формы и ско-
рости кувыркания по изменению ЭПР цели во времени.
Орбитальная механика. За исключением этапа взлета с работающим дви-
гателем все спутники и баллистические ракеты следуют в космическом про-
странстве по расчетным траекториям, определяемым в первом приближении
законами Кеплера [1]. Возможность расчета этих орбит используется для
определения требуемого расположения и зоны обзора различных средств вы-
работки данных и минимизации требуемых параметров. При разработке си-
стем маневрирование спутников может (за исключением особых случаев) не
учитываться, так как большая часть объектов на орбите не маневрирует вооб-
ще, а маневрирование немногочисленных спутников, осуществляющих это из-
редка (например, при стыковке), либо повторно, или на длительный срок, на-
пример для поддержания положения станции в случае экваториального син-
хронного спутника, производится в крайне незначительных пределах. Частые
и большие изменения траектории требуют большей энергии (и, следовательно,
горючего), чем можно обеспечить на орбите при современном состоянии тех-
ники.
Законы Кеплера справедливы только для двух тел, силы между которыми
являются центральными и взаимное притяжение которых обратно пропорцио-
нально квадрату расстояния. Оба тела должны являться точечными массами
либо распределение масс должно быть сферически симметричным. Спутники
Земли, масса которых чрезвычайно мала по сравнении! с массой Земли, под-
чиняются следующим законам:
1)	каждое тело движется по орбите, имеющей форму сечения конической
поверхности с одним из фокусов в центре Земли;
2)	радиус-вектор, направленный из фокуса в центре Земли к орбите, опи-
сывает равные площади в равные интервалы времени;
3)	квадраты периодов обращения орбитальных объектов пропорциональ-
ны их средним расстояниям от Земли.
Форма орбиты определяется скоростью и направлением движения в конце
этапа полета с работающим двигателем. Орбита является круговой или эллип-
тической, если эксцентриситет (см. ниже) меньше единицы, и параболической
или гиперболической, если эксцентриситет равен или больше единицы. Орби-
ты космических объектов несколько отклоняются от рассчитанных по законам
Кеплера в силу ряда возмущающих факторов. Главные из них, а также ока-
зываемое ими влияние, приведены ниже.
I.	Асферичность Земли. Земля является сплюснутым сфероидом, у которо-
го полярный радиус на 21 км короче экваториального и который имеет слегка
грушевидную форму. Кроме того, местные колебания плотности влияют на
гравитационную постоянную. Главным следствием этого является медленное
135
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
вращение плоскости орбиты и медленное вращение положения перигея в пло-
скости орбиты.
2.	Совокупное влияние нескольких тел. Для спутников, находящихся на
небольших расстояниях от Земли, следует учитывать только гравитационное
притяжение Земли. Однако при достаточно большом апогее спутника уже
нельзя пренебрегать гравитационным притяжением Луны и Солнца, так как
его движение становится достаточно сложным и решение уравнений движения
в замкнутой форме неизвестно. Влияние этого фактора становится заметным,
когда апогей превышает 40 000 км, и имеет значение только для небольшого
класса спутников и зондов для исследования Луны и Солнца.
3.	Сопротивление атмосферы. Хотя атмосфера по земным стандартам яв-
ляется почти идеальным вакуумом на относительно больших расстояниях от
Земли, тем не менее она достаточно плотна для оказания небольшого сопро-
тивления космическим объектам. Вследствие этого высота их постепенно не-
прерывно уменьшается, пока торможение не возрастет настолько, что объект
не сможет оставаться на орбите. Минимальная высота, на которой объект мо-
жет находиться на орбите в течение достаточно большого числа оборотов,
составляет 150—200 км и зависит от размеров, формы и массы объекта.
4.	Электромагнитные эффекты и солнечная радиация. Обычно ими можно
пренебречь. Но есть особые случаи значительных возмущений орбиты из-за
солнечной радиации, например надувной ИСЗ «Echo-П», который имел очень
большие размеры и был очень легким.
Хотя эти возмущения должны учитываться в работах, требующих боль-
шой точности, как, например, при расчетах будущего положения спутника,
Рис. 2. Определение ориентации плоскости орбиты (а) и параметров в плоскости орби-
ты (б).
в навигации и пр., они достаточно малы по сравнению с кеплеровыми силами,
так что обычно разработчик РЛС может не принимать их во внимание, если
только они не влияют на размещение, зону обзора и мощность РЛС.
Кеплерова орбита определяется шестью независимыми постоянными (эле-
ментами орбиты). Выбор этих постоянных в известной степени произволен
и производится обычно для удобства решения данной частной задачи. При
работе Земля—спутник (рис. 2,а и б) удобна следующая совокупность по-
стоянных:
i — наклонение плоскости орбиты к экваториальной плоскости Земли;
136
4.2. Системы наблюдения за спутниками
Й — долгота восходящего узла (экваториального пересечения);
w — аргумент угла перигея (в плоскости орбиты) между восходящим уз-
лом (экваториальным пересечением) и перигеем;
е — эксцентриситет эллипса;
Р— период обращения;
Т — момент времени начала отсчета на орбите, обычно время конкретного
восходящего узла.
Движение спутника в плоскости орбиты полностью определяется уравне-
ниями положения и движения
7 2	1 \
у2=и —------------	,	(2)
\ г	а )
где p=G7W (произведение гравитационной постоянной на массу Земли);
е=(1—b2la2)llt (эксцентриситет)1». Остальные обозначения даны да рис. 2,а
и б.
Период обращения Р определяется третьим законом Кеплера, как
Р=2ла3/2 |л“1/2	(3)
и зависит только от большой полуоси, являющейся также средним радиусом,
и от ц. Приведенные выражения применимы и к движению баллистических
ракет, траектории которых имеют форму сегмента эллиптической орбиты
(рис. 3).
Рис. 3. Применение параметров .орбиты
к определению траектории баллистиче-
ской ракеты.
7Я7р
Л7 :
1=90010e
ц-20000мормиль/
-Земная
поверхность

_i___111 । 11111	।	। ।
10000	100000
Средний радиус, мор. мили
Рнс. 4. Зависимость периода обращения ИСЗ
от среднего радиуса орбиты.
Из уравнений (I) и (2) можно получить ряд полезных соотношений, при-
веденных в табл. 1. На рис. 4 приведена зависимость периода обращения
') В оригинале в этом месте, а также в табл. 1 допущены опечатки. Экс-
центриситет определен, как е=1—62/а2, а фокальный параметр, как
р—а(1—е)2. — Прим. ред.
137
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
спутника Земли от большой полуоси (среднего радиуса), а на рис. 5 завися,
мость максимальной угловой скорости относительно наблюдателя, находяще-
гося на поверхности Земли, от высоты перигея и эксцентриситета. Эти пара-
метры используются в уравнениях дальности радиолокации (см. §4.3).
Таблица!
Уравнения орбитального движения
1. Уравнение положения:
г=а(1—е2)/( 1е cos р) = р/(14-е cos р).
2. Уравнение движения:
У2 = ц (2/г— 1/а).
3. Период обращения спутника:
Р==2ла3/2 р,” l^2== 10”2 а3^2 (в секундах и километрах).
4. Соотношения для полетного угла па траектории:
tg у — е sin Р/( 1-j-e cos P)*j
е= tg у/(sin р—cos Р tg у)}
Р = Г2 (cqs2 у)/|Л.
5. Время до апогея:
/ = ла3'2 р-l'2 Н
еД/1 "~е2 sin Р 1 e-f-cosp
----------—-------arccos ------
л (1е cos Р) л 1 4-е cos р
6. Скорость изменения истинной аномалии:
dp/d/= р,1/2 р-3/2 (14-е cos р)а.
138
4.2. Системы наблюдения за спутниками
Продолжение таблицы 1
7.	Максимальная угловая скорость спутника относительно земной поверх*
Н0СТИ5
1/ Ц(1+^)/(^р+ Re)
^max—	,	•
ftp
8.	Разные соотношения:
Гр = а(1 —е);	га=а(14-е),
а=7 = (гр-{-га)/2;	е = (га—Гр)1(га+гр) = (1^-Ь^/а^)1/2.
Средняя скорость:
V=(p,/a)^2 — (Vp Va)l/2',	р=а(1—е2) — Ь2/а.
Обозначения (см. также рис. 2, а, 2, б, 3):
Апогей—наиболее удаленная точка от Земли
Перигей—ближайшая точка к Земле
а—большая полуось (средний радиус)
b—малая полуось
с—ае—расстояние от каждого из фокусов до центра эллипса
е = (1 —62/а2)1/<2—эксцентриситет орбиты
р—фокальный параметр (длина фокальной полухорды)
М — масса Земли
G—гравитационная постоянная
Re—радиус Земли (6371 км)
V—орбитальная скорость
Р—истинная аномалия (угловое положение вдоль орбиты, отнесенное к
перигею)
у—полетный угол на траектории (угол между местной горизонталью и
касательной к эллипсу)
v—угловая скорость относительно земной поверхности
jj, = GM = 3,985« 1014 мз/с2
Подстрочные индексы о и р относятся к апогею и перигею соответственно.
Траектории и расположение позиций. Так как траектории космических
объектов являются баллистическими, число позиций и требуемая зона обзора
могут быть минимизированы в соответствии с поставленной задачей. Это отно-
сительно несложный процесс, поэтому ниже будут описаны в самых общих
чертах результаты только для наиболее интересных случаев. В универсаль-
ных системах основным является обнаружение большого числа объектов, од-
нако при этом обычно не требуется непрерывное наблюдение в пределах всей
орбиты. В то же время в специализированных системах представляет интерес
139
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
возможно более полная зона обзора при небольшом числе объектов. Предель-
ним случаем является космический корабль с экипажем на борту, когда жела-
телен постоянный контакт.
Методы определения зоны обзора. Задачу точного определения зоны обзо-
ра и расположения позиций легко можно решить как на ЭВМ, так и графи-
ческим методом, дающим достаточно точные результаты во многих случаях,
включая этапы эскизного проекта системы и некоторых рекогносцировочных
работ. Одним из важнейших результатов графического решения является на-
глядное представление о характере процессов.
На соответствующий график наносятся проекции трасс полета космических
объектов на земную поверхность (суборбитальных положений), а также гра-
Граддсы вдоль орбиты от знвитори
восточная долгота, град
Рис. 6. Трассы ИСЗ на поверхности неподвижной Земли (суборбитальный график).
ницы зоны видимости с заданной позиции или очертания срадиолокационного
барьера» или области обзора при сканировании для нескольких значений вы-
соты. Если должно быть исследовано много разных случаев, процесс решения
ускоряется с помощью прозрачных накладок.
Суборбитальный график начинается с трассы на поверхности неподвижной
Земли, всегда являющейся большим кругом независимо от эксцентриситета
(в пределах применимости законов Кеплера) под углом к экватору, опреде-
ляемым наклонением орбиты. На рис. 6 приведены типичные графики. Отмет-
ки на кривых обозначают положения вдоль орбиты в градусах относительно
экватора. Поправка по долготе на вращение Земли в случае круговых орбиг
осуществляется достаточно просто и требует знания только периода обращения
спутника (см. (3) или рис. 4), скорости вращения Земли (15° град/ч) и поло-
жения вдоль орбиты на каждой широте (рис. 6).
В случае эллиптических орбит время до заданной точки на орбите можно
получить с помощью уравнений в табл. 1 или из графиков рис. 7. На рисунке
приведены кривые коэффициента V, который, будучи умножен на а3/2|л-1/2,
дает время до или после апогея, используемое затем для вычисления поправ-
ки на долготу, обусловленной вращением Земли.
Графики обычно изображаются в меркаторской проекции или в коорди-
натах широта—долгота, в то время, как полярные проекции иногда исполь-
зуются для орбит с большим углом наклонения. Иногда используются и более
сложные отображения [2].
Графики области видимости спутников на разных высотах из заданного
пункта наблюдения легко рассчитываются по обычным формулам сферической
тригонометрии с учетом условий, ограничивающих области визирования и ска-
140
4.2. Системы наблюдения за спутниками
нирования. На рис. 8 приведено удобное выражение для определения ограни-
чений по области визирования, включая влияние ограничений по минималь-
ному углу места.
Зона обзора в случае орбит средней высоты. Точки перигея и апогея зна-
чительной части космических объектов находятся в области от нескольких сот
до нескольких тысяч километров, причем их орбиты почти круговые.
Рис. 7. Зависимость временного коэффи-
циента Т' от угла до или после апогея.
^Re%(X6pati)
Рис. 8. Определение линии визирования -----*~
в функции минимального угла места.
^-минимальный
угол места
Если новый спутник не должен быть немедленно обнаружен, то один узел,
содержащий радиолокационные станции измерения дальности с вертикаль-
ной веерной зоной обзора, расположенный на экваторе (рис. 9), будет обнару-
живать большую часть объектов на орбитах средней высоты по крайней мере
дважды в сутки. Внутренняя часть соответствует форме радиолокационного
барьера, необходимого для обнаружения ИСЗ с круговыми орбитами, а боко-
вые — для ИСЗ с эллиптическими орбитами. Такая способность обнаруже-
ния в совокупности с некоторой способностью по сопровождению при наличии
соответствующего вычислительного устройства достаточна для составления
и обновления каталога большей части объектов в пределах расчетных значе-
ний высоты Каталог должен содержать совокупность параметров орбит, по
которым рассчитывается будущее положение любого объекта. Исключением
являются объекты с небольшой высотой и интенсивным торможением, которые
быстро разрушаются. В этом случае частота обнаружений часто оказывается
недостаточной для того, чтобы можно было проследить за изменением пара-
метров орбиты.
Размещение РЛС на экваторе не всегда экономично или удобно. Радио-
локационный барьер, расположенный в плоскости восток—запад, подобный
изображенному на рис. 9, может быть размещен на другой широте, однако
при этом не будут обнаруживаться объекты, углы наклонения орбит которых
меньше этой широты. Если такие орбиты с малым углом наклонения пред-
ставляют интерес, эквивалентные характеристики обнаружения можно полу-
чить с помощью узлов, расположенных севернее или южнее экватора и обес-
141
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
почивающих создание радиолокационного барьера, очертания которого (рис. 10)
подобны очертаниям барьера, изображенного на рис. 9. При этом не будут
обнаруживаться только такие низкоорбитальные объекты с небольшими угла-
ми наклонения орбиты, которые попадают в зону, где отсутствует возмож-
ность визирования.
Более серьезным требованием к зоне обзора является обнаружение любого
объекта в любой момент на его первом витке (что эквивалентно обнаружению
Эк8атор1шьнш _
{цирюлонационнь/и карьер
Рис. 9. Экваториальная зона обзора для
обнаружения космических объектов дваж-
ды в сутки.
Рис. 10. Экваториальная зона обзора с по-
зиции, ие находящейся на экваторе.
на любой орбите). Для спутников с круговой орбитой это может быть выпол-
нено с помощью радиолокационного барьера, расположенного по большому
кругу, простирающегося по крайней мере на 180° в северном или южном по-
лушарии и до дальностей, соответствующих требуемым высотам. Для эллип-
тических орбит необходимы более длинные сегменты радиолокационного барье-
ра, длина которых зависит от максимальной ожидаемой или допустимой
в заданных пределах эллиптичности. Для формирования такого радио-
локационного барьера необходимо несколько установок, однако не все они
должны быть рассчитаны на максимальную дальность обнаружения, так как
для объектов с большими высотами необходимо относительно небольшое их
количество.
- Могут быть заданы еще более строгие требования к обзору, как, напри-
мер, обнаружение в пределах части начальной орбиты или перед пролетом
через заданную площадь. В этом случае невозможно рекомендовать какие-
либо общие правила выполнения требований, так как требуемые результаты
зависят от исходных технических условий.
Выше были рассмотрены системы обнаружения типа радиолокационного
барьера, рассчитанные на то, что благодаря движению спутника объект пере-
сечет зону обнаружения. Мощность РЛС в таких системах меньше, чем в си-
стемах трехмерного обзора пространства.
Другие типы орбит. Наблюдение за 'ИСЗ на орбитах с большой эллиптич-
ностью, синхронных или полусинхронных, также может осуществляться изло-
женными выше методами. Для этого типа орбит обычно к средствам, выраба-
тывающим данные, предъявляются более строгие требования в отношении их
142
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
количества, размещения и дальности обнаружения. Общих правил в этих слу-
чаях не существует, и они должны рассматриваться как специальные. Особое
внимание должно быть уделено точному определению требований к ним, осо-
бенно по скорости обновления данных.
Требования по сопровождению в зоне обзора. Обнаружить объект еще не-
достаточно. Если это новый объект, его нужно сопровождать в течение доста-
точно длительного времени для определения параметров орбиты. Если это
старый объект, его нужно сопровождать для корректировки параметров, хра-
нящихся в каталоге. Основным элементом в установлении новизны орбиты
является длина дуги (в геоцентрических координатах) в пределах которой
сопровождается цель, при условии, что радиолокационная точность определе-
ния дальности и угловых координат достаточна. Практически, если на сопро-
вождение объекта отводится определенное время (например, при сопровож-
дении нескольких объектов методом разделения времени), лучше разделить
временной интервал на две части и выбрать для точных измерений две точки,
одну в начале сопровождения, а другую непосредственно перед выходом
объекта из зоны сопровождения, затрачивая на всем остальном участке пути
минимально возможную энергию лишь на поддержание процесса сопровож-
дения. Так можно точнее определить элементы орбиты, чем в случае непре-
рывном сопровождении (при равной затрате энергии). Хотя это проще осу-
ществить с антенной решеткой, может быть использована также и механиче-
ская система сопровождения, у которой скорость поворота достаточна для
•сопровождения одновременно нескольких объектов методом разделения вре-
мени. Радиолокационный барьер целесообразно сформировать так, чтобы мож-
но было сопровождать большую часть объектов до момента их выхода из
зоны обзора на интервале, соответствующем по крайней мере 3° геоцентриче-
ской дуги.
После первого обнаружения и сопровождения параметры орбиты можно
уточнить по данным измерений на последующих прохождениях. При этом наи-
более важно определить период обращения, так как он непосредственно опре-
деляет большую полуось. Если необходимо иметь точные параметры орбиты
в любой ее точке, средства, вырабатывающие данные по сопровожде-
нию, должны быть распределены вдоль всей орбиты вследствие несферичности
Земли.
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
Типы РЛС. В число РЛС, пригодных для использования в универсальных
системах наблюдения за космическим пространством, входят большие РЛС
сопровождения AN/FPS-49 или РЛС в Миллстоун-Хилле [3], специально раз-
работанные РЛС обнаружения с механическим управлением, аналогичные си-
стемам дальнего обнаружения баллистических ракет BMEWS (США) [4],
системы радиолокационного барьера непрерывного излучения Spasur для
наблюдения за космическим и воздушным пространством [5] и РЛС с фази-
рованными антенными решетками AN/FPS-85 [6]. Хотя в РЛС сопровожде-
ния с механическим управлением процесс сканирования может быть запро-
граммирован для осуществления обнаружения, их нельзя использовать во всех
случаях, поскольку сни излучают единственный иглообразный луч и скорость
отклонения луча ограничена. Кроме того, они могут сопровождать одновре-
менно только один объект и не могут в это время осуществлять обнаружение
новых объектов.
Эти трудности были частично преодолены в специально разработанных ан-
теннах с механической системой сканирования, подобных антенне РЛС
AN/FPS-50 [4], в которых зона сканирования почти оптимальна для обнару-
жения спутников, а скорость сканирования достаточна для получения боль-
шого количества точных данных в режиме сопровождения «на проходе» (в
143
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
процессе обзора). Однако такие системы оказываются такими же сложными
и дорогими, как и системы, в которых используются радиолокационные барье-
ры непрерывного излучения, и системы с фазированными антенными решет-
ками, уступая им по таким характеристикам, как объем контролируемого про-
странства и пропускная способность. Поэтому специализированные РЛС со
сканирующим лучом не будут, вероятно, использованы в новых универсальных
системах наблюдения за космическим пространством, хотя, как будет показа-
но ниже, системы сопровождения с механической системой сканирования мо-
гут найти применение в комбинированных системах. Исторически система
BMEWS и РЛС сопровождения в Миллстоун-Хилле обеспечивали достаточ-
но хорошее наблюдение, а РЛС системы BMEWS до сих пор используются
в системе Spacetrack.
Выбор систем с радиолокационным барьером непрерывного излучения или
РЛС с фазированной антенной решеткой не столь ясен. В системах с радиоло-
кационным барьером непрерывного излучения используются более простые
элементы (особенно в передатчике) и не требуются сложные устройства уп-
равления лучом, однако они размещаются на нескольких позициях, находящих-
ся в сотнях километрах одна от другой. Поскольку эти системы не обладают
возможностью сопровождения, то для установления параметров орбиты новый
объект должен несколько раз пересечь радиолокационный барьер, либо на рас-
стоянии в несколько сот километров от основного радиолокационного барьера
должен быть установлен вспомогательный радиолокационный барьер того или
иного вида. Сторонники такого типа системы утверждают, что это наиболее
дешевая система обнаружения спутников на очень больших высотах.
РЛС с фазированной антенной решеткой значительно сложнее, однако они
могут благодаря свойственной им возможности обнаружения и сопровождения
методом разделения времени определять по крайней мере приближенные зна-
чения параметров орбиты в пределах нескольких минут после обнаружения
нового объекта. Эти свойства системы особенно ценны в тех случаях, когда
несколько сот новых целей появляется в системе в течение нескольких минут.
Такие объекты могут быть обработаны также системой непрерывного излуче-
ния, но для этого потребуется значительно больше времени и более сложная
программа ЭВМ. Гибкость системы с антенной решеткой облегчает возмож-
ность добавления стандартной программы точного сопровождения (путем кон-
центрации всей энергии передатчика на одной представляющей интерес цели
в течение нескольких минут) или использования системы в режиме, определе-
ния признаков цели.
Окончательный выбор РЛС должен быть сделан на основе очень тщатель-
ного анализа всех особенностей применения, так как в общем случае ни одна
радиолокационная система не может быть априорно признана наиболее под-
ходящей.
Во всем приведенном выше изложении предполагалось, что в системе
наблюдения за космическим пространством будет использован только один тип
РЛС. Это, конечно, не является обязательным условием, что подтверждено
историей развития этих систем. В действующих в настоящее время системах
наблюдения за космическим пространством используется совокупность РЛС
разных типов, каждая ,из которых выполняет специальную функцию и явля-
ется наилучшей из возможных к моменту начала разработки системы. При
проектировании новых систем наблюдения за космическим пространством или
при пополнении действующих систем следует учитывать, что наиболее эконо-
мичным и эффективным способом решения поставленной задачи может ока-
заться сочетание описанных выше средств.
Одним из примеров такой системы может явиться сочетание системы ра-
диолокационного барьера непрерывного излучения и РЛС сопровождения с ме-
ханическим управлением лучом или с фазированной антенной решеткой.
Объект обнаруживается радиолокационным барьером, и его координаты пере-
144
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
даются на РЛС сопровождения, которая сопровождает обьект в течение вре-
мени, необходимого для определения параметров орбиты, В такой системе ис-
пользуются эффективность и простота системы радиолокационного барьера
непрерывного излучения для обнаружения и присущая РЛС сопровождения
быстрота и точность определения параметров орбиты. Важным условием пои
передаче данных является достаточная точность обнаружения, чтобы РЛС
сопровождения могла легко и однозначно захватить цель. Объем информации-
целеуказания, необходимого для РЛС сопровождения, невелик и легко может
быть передан по обычной линии телефонной связи. Незначительное время за-
держки также является одним из непременных условий передачи данных, так.
как РЛС сопровождения должна получить информацию до того, как спутник
сколько-нибудь значительно отдалится от точки, в которой он был обнару-
жен. Однако с помощью автоматической системы, управляемой вычислителем,
можно довести время передачи до нескольких секунд, что более, чем доста-
точно.
Факторы, влияющие на разработку РЛС. При выборе конструкции РЛС
следует учитывать ряд внешних факторов, не связанных непосредственно с ма-
териальной частью РЛС. Ниже рассматриваются наиболее важные из них
в свете наблюдения за космическим пространством.
Характеристики цели. Существуют космические объекты разных типов,
начиная от шаров типа ИСЗ Echo, стабилизированных и вращающихся тел
и кончая осколками и фрагментами, движение которых может быть случай-
ным, кувыркающимся. В их число входят все статистические классы целей,
встречающиеся в теории обнаружения. Если разработчик системы будет ориен-
тироваться на наихудший случай наименьшего тела и использовать при этом
наихудшие статистические данные, то возникнут чрезмерные требования
к мощности РЛС и апертуре антенны. Компромиссным решением является ус-
тановление требований к вероятности обнаружения и ложной тревоги для це-
лей, представляющих наибольший интерес. Эффективная площадь рассеяния
наиболее часто используемых космических объектов заключена в пределах от
1 м2 до нескольких сот квадратных метров, если, конечно, не были приняты
специальные меры по ее уменьшению.
Если рассматривать все возможные элементы, которые могут находиться
в космосе (как, например, болты, люки, баки, корпуса и пр.), то диапазон зна-
чений ЭПР окажется еще больше. Однако, хотя ЭПР большей части этих эле-
ментов около 10~3 м2 и меньше, необходимость их сопровождения не очевид-
на. Такие космические объекты должны представлять интерес только в том
случае, если они соразмерны с полезными целями и создают помехи, которые
должны быть занесены в картотеку каталога, чтобы можно было опознать но-
вые полезные объекты на существующем фоне.
Условия распространения. Так как все объекты, представляющие интерес
для РЛС наблюдения за космическим пространством, находятся за пределами
ионосферы, должны учитываться как тропосфера, так и ионосфера. Влияние
тропосферы и ионосферы на точность измерения дальности и угловых коорди-
нат достаточно просто учитывается. Обнаружение и сопровождение большей
части спутников (особенно когда требуется высокая точность) начинается под
углом места порядка 5 или 10°, где влиянием тропосферы и ионосферы на точ-
ность по угловым'координатам можно практически пренебречь. Исключение
составляют лишь системы очень высокой точности.
Один из ионосферных эффектов влияет непосредственно на конструкцию
антенны. Вследствие эффекта Фарадея плоскость поляризации может совер-
шить в диапазоне дециметровых волн от двух до пяти оборотов (эффект уве-
личивается пропорционально 1/f2, он пренебрежимо мал на частотах диапа-
зона L и выше). Поэтому как на передачу, так и на прием должна приме-
няться круговая поляризация или в случае линейной поляризации на передачу
должна быть обеспечена возможность приема двух ортогональных поляризаций.
145
Гл 4 Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
Помехи и паразитные отражения. Ряд естественных и искусственных явле-
ний могут вызвать появление паразитных отражений, ложно обнаруживаемых
целей и других нежелательных эффектов при радиолокации Ниже приводится
краткий перечень этих явлений. (Более подробные сведения можно получить
в литературе, на которую сделаны соответствующие ссылки.)
I.	Полярное сияние. Если РЛС расположена на высоких широтах и ра-
ботает в дециметровом диапазоне, интенсивность сигналов, отраженных от по-
лярного сияния, может быть очень значительной [7—9]. Эти сигналы создают
помеху, однако при соответствующей разрешающей способности они не ме-
шают обнаружить сигналы от целей, находящихся над полярным сиянием,
и поэтому не требуют сколько-нибудь значительного подавления. Эхо-сигналы
от полярного сияния принимаются только в тех случаях, когда линия визи-
рования РЛС достаточно точно перпендикулярна линиям магнитного поля (в
пределах нескольких градусов). Наблюдается как зеркальное, так и диффуз-
ное отражение. Отраженный сигнал часто содержит доплеровскую частоту,
не превышающую 2—3 кГц на частоте 400 МГц. Интенсивность отраженного
сигнала меняется пропорционально по крайней мере пятой степени длины вол-
цы и поэтому мало сказывается на частотах выше диапазона дециметровых
волн
2.	Метеоры. Размеры большей части метеоров слишком малы, чтобы их
можно было обнаружить по непосредственно отраженному эхо-сигналу. Одна-
ко в диапазоне метровых волн эхо-сигнал от ионизированного следа, возни-
кающего на высотах 80—100 км над Землей, может быть достаточно интен-
сивным [7]. Число метеорных следов в секунду, обнаруживаемых в диапазоне
100—200 МГц, бывает достаточно большим и может создать перегрузки РЛС.
Доплеровская составляющая сигнала, отраженного от следа, относительно не-
велика, так что для выделения полезного сигнала достаточно использовать раз-
решение по доплеровской частоте и по высоте. Длительность эхо-сигнала уве-
личивается пропорционально квадрату, а отраженная мощность пропорцио-
нально кубу длины волны, поэтому на .частотах выше 200 МГц помеха пре-
небрежимо мала.
3	Радиоизлучение Солнца. Солнце является источником довольно интен-
сивного радиоизлучения в СВЧ диапазоне. Радиоизлучение спокойного Солн-
ца, в отличие от многих других источников шумов, растет пропорционально
квадрату частоты. Радиоизлучение активного Солнца на 20—30 дБ больше ра-
диоизлучения спокойного Солнца в диапазоне дециметровых волн и лишь на
несколько децибел больше в диапазоне X. В системах, обладающих высокой
чувствительностью, необходимо учитывать возможность приема радиоизлуче-
ния Солнца не только основным лучом, но и боковыми лепестками диаграммы
направленности антенны.
4.	Эхо-сигналы от Луны. Луна является хорошей радиолокационной целью,
создающей очень интенсивный эхо-сигнал во многих РЛС наблюдения за кос-
мическим пространством, превышение которого относительно фона космиче-
ского радиоизлучения доходит до 60 дБ. Поскольку время задержки сигнала
при его распространении в прямом и обратном направлениях составляет 2,2 с,
эхо-сигнал от Луны может быть устранен периодическим изменением рабочей
частоты РЛС. Можно использовать и другие приемы, например не направлять
луч на Луну.
5.	Искусственные помехи Искусственные помехи (в первую очередь, от
электрической аппаратуры, зажигания автомобилей и пр.), могут быть очень
интенсивными в диапазоне метровых и дециметровых волн. Перед окончатель-
ным выбором позиции для высокочувствительной РЛС наблюдения за косми-
ческим пространством следует тщательно исследовать местные шумовые
условия.
Выбор частоты. Установить твердые простые правила выбора рабочей ча-
стоты не представляется возможным. Для большей части применений нет проч-
ных теоретических обоснований, которые заставили бы предпочесть тот или
146
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
иной участок диапазона частот 200—5000 МГц. Ниже 200 МГц фон неба начи-
нает ограничивать чувствительность, а ионосферная рефракция снижает точ-
ность ориентирования луча и измерения дальности, особенно на малых углах
места. Выше 5000 МГц начинает преобладать атмосферное поглощение. Поэто-
му выбор частоты обычно диктуется стоимостью и наличием элементов РЛС.
Наиболее низкой частотой, использованной в системах наблюдения за косми-
ческим пространством, была частота 108 МГц (система Spasur), но в 1965 г.
она были заменена на частоту 216 МГц.
Стоимость РЛС обнаружения (при заданных параметрах) обычно умены
шается со снижением частоты благодаря увеличению апертуры антенны и до-
стигает минимума, когда рост затрат
на антенное устройство и связанные
с ним сооружения начинает превосхо-
дить снижение затрат на энергетику.
Точка минимума зависит от требуе-
мых параметров и расположена в об-
ласти более высоких частот для РЛС
с меньшей дальностью действия. Точ-
ка минимальной стоимости для боль-
шей части систем наблюдения за ко-
смическим пространством с дально-
стью действия порядка нескольких
тысяч километров лежит в области
200 МГц, предельной частоты, обус-
ловленной фоном неба и рефракцией.
Поэтому большая часть РЛС обна-
ружения дальнего действия работает
в диапазоне 200—500 МГц. Более
Рис. 11. Принцип работы системы с ра-
диолокационным барьером непрерывного
излучения.
высокие частоты выбираются в тех
случаях, когда РЛС должна работать в зоне полярных сияний или когда тре-
буется очень высокая точность по дальности и углам на малых углах места.
Только РЛС, используемые для очень точного сопровождения целей, рабо-
тают на еше более высоких частотах (вплоть до 5000 МГц), так как в случае
небольших антенных зеркал проще соорудить точный поворотный механизм,,
а требования по мощности не столь велики, как для систем наблюдения.
Система с радиолокационным барьером непрерывного излучения. Эта си-
стема является одной из простейших систем радиолокационного наблюдения.
Принцип ее работы показан на рис. 11. Передатчик излучает непрерывный
сигнал в виде тонкого веерного луча, облучающего спутники, когда они пере-
секают луч. Энергия, рассеиваемая целями, принимается по крайней мере на
двух приемных позициях, измеряющих угол прихода сигнала интерферометри-
ческим методом. Обнаружение сигнала показывает, что объект находится
в плоскости веерного луча, а по угловым измерениям на двух приемных пози-
циях определяется его положение в луче.
В том случае, когда передатчик излучает частотно-модулированный сиг-
нал с пилообразной характеристикой зависимости частоты от времени, можно
применить только одну приемную позицию [11]. При соответствующих хро-
нирующих данных на приемной позиции можно определить задержку между
моментами передачи данной частоты и приема. Задержка является мерой пол-
ной длины пути от передатчика до цели и от цели до приемника. Эта вели-
чина и измеренное значение одного угла определяют положение цели в луче.
Доплеровский сигнал практически бесполезен, так как цель находится в луче-
в течение очень непродолжительного времени и, кроме того, цель обычно не-
находится в точке наибольшего сближения (см §4.4). Однако величина доп-
леровского сдвига должна быть известна для правильной установки частоты
приемника и использована в методе пилообразной частотной модуляции для
внесения поправки в измерение дальности, так как доплеровский сдвиг вносит
147
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
Рис. 12. Геометрия для вы-
вода уравнения дальности
системы с радиолокацион-
ным барьером непрерывного
излучения.
ошибку по дальности. В системах с непрерывным излучением для этих изме-
рений используются вспомогательные (или дежурные) антенны. При частотно-
модулированном сигнале можно периодически менять направление модуляции
•на обратное (что дает измеренные значения дальности с ошибками противо-
положных знаков) либо .останавливать модуляцию для измерения доплеров-
ского сдвига при непрерывном излучении.
Система радиолокационного барьера непрерывного излучения может со-
стоять из нескольких передающих и приемных позиций, образующих длинный
барьер вдоль большого круга, расставлен-
ных в соответствии с задачами, стоящими
перед системой наблюдения (см. разделы
«Зоны обзора» и «Размещение позиций»
в §4.2).
Системы радиолокационного барьера
непрерывного излучения работают обычно
на метровых волнах, что позволяет использо-
вать все преимущества больших эффектив-
ных апертур приемных антенн при доста-
точно широком луче. Серьезной проблемой
могут явиться метеорные следы, так как их
нельзя выделить по дальности, а выявляют-
ся они только путем вычисления их место-
положения по входным сигналам двух при-
емных позиций. Подавление метеорного эхо-
сигнала достигается в том случае, если по-
ляризации приемной и передающей антенн
взаимно ортогональны [5]. Это объясняется
тем, что метеоры находятся ниже ионосфе-
ры и вращение плоскости поляризации метеорного эхо-сигнала, обусловленное
эффектом Фарадея, не происходит, в то время, как для эхо-сигнала цели это
имеет место.
Уравнение дальности для системы радиолокационного барьера непрерыв-
ного излучения выводится так же, как основное уравнение дальности радио-
локации. Рассмотрим ради простоты идеализированный передающий луч ши-
риной 0° и толщиной ф° (рис. 12). Если средняя мощность излучения пере-
датчика Pav [Вт], то мощность на входе приемника Ргеа (если пренебречь по-
терями)
р ?av Ф g
гес ~ (4л)2 R* R*
Если цель движется относительно передатчика с угловой скоростью
v [град/с], то она находится в пределах луча в течение времени ф/v [о]
« полная энергия равна
(4л)2 v	V '
Чтобы закончить выводы, введем в это уравнение отношение принятой
энергии к энергии шума (отношение сигнал/шум S/JV) заменим усиление пе-
редающей антенны приближенным значением
Gt ==4л/0ф
В этой главе S/N определяется как E/2N0, где Е — энергия сигнала,
•a Azo=£7\/2— мощность шума на один герц.
148
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
и решим его относительно Pav
(S/N)4nQRlRlkTsv
Р av—	.	»	(5)
оДг
где Pav—требуемая средняя мощность передатчика; S)N — требуемое отно-
шение сигнал/шум; 0 — ширина антенного луча передатчика; R\—расстояние
ют передатчика до цели; /?2— расстояние от цели до приемника; k — постоян-
ная Больцмана; Т„ — шумовая температура системы; v — угловая'скорость це-
ли под прямым углом к радиолокационному барьеру; а — эффективная пло-
щадь рассеяния пели, Аг — эффективная апертура приемной антенны.
Следует отметить, что, как и в обычном уравнении для импульсной РЛС
обнаружения, требуемая мощность не зависит от усиления передающей антен-
ны, а пропорциональна ширине луча радиолокационного барьера, но не зави-
сит от его толщины. Эта зависимость заменяется зависимостью от угловой ско-
рости цели. Поэтому толщину луча можно выбрать в соответствии с другими
требованиями, например по точности угловых измерений.
При выводе уравнения (5) не учтены потери и принято, что луч имеет
•идеализированную форму с прямоугольными гранями и что фильтр в прием-
нике согласован с эхо-сигналом. Эти факторы легко можно учесть в каждом
частном случае расчета. Интересно сравнить полученное уравнение с уравне-
нием (9) для системы радиолокационного барьера импульсного излучения ана-
логичных размеров. Из этих уравнений видно, что требуемые средние мощно-
сти в обоих случаях совершенно одинаковы. Хотя в (5) сохраняется обычная
зависимость четвертой степени от дальности *) следует отметить, что угловая
скорость цели меняется обратно пропорционально высоте низкоорбитальных
объектов и обратно пропорциональна степени 3/2 от высоты высокоорбиталь-
яых целей (см. табл. 1). Поэтому требуемая мощность меняется приблизитель-
но пропорционально R3 или R5/2.
Передающая станция. Разработка передающей станции для системы ра-
диолокационного барьера непрерывного излучения является несложной зада-
чей. Для этой цели можно приспособить связные передатчики. Особое вни-
мание уделяется выбору элементов схемы для обеспечения несущей частоты
без шумов и фона во избежании уменьшения отношения сигнал/шум на выхо-
де детектора. Необходимо предусмотреть возможность относительно быстрого
изменения частоты в пределах 5—10% ширины полосы частот для того, чтобы
можно было передвинуть несущую в случае помех, создаваемых другим служ-
бам, или наличия излучений со стороны других источников, создающих помехи
приемным позициям.
Разработка систем непрерывного излучения с частотной модуляцией
усложняется, так как возникает необходимость генерирования стабильно по-
вторяющихся сигналов частотной модуляции и передачи опорного времени и
(или) фазы на приемные позиции.
Требуемый веерный луч можно сформировать длинными линейными мно-
годипольными антенными решетками. Формирование луча по ширине осуществ-
ляется либо с помощью нескольких параллельных линейных антенных реше-
ток с соответствующим соотношением фаз между ними, либо с помощью зер-
кал. Конструкция антенных опор может быть относительно простой, так как
антенна расположена на небольшой высоте параллельно земной поверхности.
Основным требованием, предъявляемым к месту размещения позиции, являет-
ся его достаточное возвышение. Экран и зеркала обычно изготовляются из
сетки, а не из листового материала. Из-за большой мощности излучения пози-
ции должны быть достаточно удалены от населенных районов. Типичная сред-
*) Произведение R2Rl является двухпозиционным эквивалентом величины
./?4 в уравнении однопозиционной РЛС.
149
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
няя мощность РЛС с барьером непрерывного излучения с дальностью обна-
ружения в несколько тысяч километров составляет от 100 кВт до 1 МВт.
Приемная позиция. На рис. 13 приведена функциональная схема типичной
приемной позиции. Угол прихода сигнала определяется обычным интерферо-
метрическим методом. Принципиально можно было бы использовать заполнен-
ную излучателями апертуру плоской антенной решетки, однако она должна
была бы состоять из столь большого количества элементов и иметь такие боль-
шие размеры для типичных рабочих
Рис. 13. Функциональная схема приемной
позиции системы с радиолокационным
барьером непрерывного излучения.
частот, что это было бы крайне не эко-
номично. Кроме того, потребовалась-
бы аппаратура формирования боль-
шого количества одновременно суще-
ствующих иглообразных лучей для
заполнения всей области, облучаемой
передающей позицией веерными лу-
чами. Такое устройство целесообраз-
но для увеличения апертуры в суще-
ствующих системах в тех случаях,,
когда необходимо увеличить их даль-
ность действия
Точное измерение угла произво-
дится посредством сравнения фаз вы-
ходных сигналов двух наиболее раз-
несенных антенн (УК и Д4 на рис. 13).
Это измерение является очень точ-
ным, но не однозначным, так как дли-
на базиса между 41 и А4 составляет
много длин волн. Неоднозначность
разрешается путем последовательных
менее точных, но и менее неоднознач-
ных измерений угла сначала антенна-
ми Л3 и А и затем Л2 и Ль Более
подробно этот процесс описан в ра-
ботах [5, 10, 11]
Конструкция антенн приемных станций такая же, как передающих. Участки
расположения позиций должны быть достаточно ровными и перед окончатель-
ным выбором места следует изучить помеховую обстановку. Выбор оборудо-
вания достаточно прост. Основным требованием является стабильность прием-
ников и постоянство сдвига фазы между различными каналами или возмож-
ность его регулировки. Измеренные значения фазы записываются аналоговым
ленточным самописцем или преобразуются в цифровые данные и передаются
на станцию централизованного- управления.
Управление и вычисление. Поскольку для определения положения цели
и исключения ложных тревог, вызванных метеорами и самолетами, требуются
данные угловых измерений по меньшей мере от двух приемных станций, их
выходные сигналы должны быть собраны в центральном пункте и обработаны.
Станция централизованного управления может быть расположена в любом
удобном месте, причем требования к линиям связи не слишком строги. На одно
обнаружение (закодированное в цифровую форму) требуется не более 100
двоичных разрядов. По одной телефонной линии между приемной станцией
и станцией централизованного управления можно легко передать в минуту
данные о не менее чем 70 обнаруженных целях, что значительно превышает
ожидаемое количество объектов в космическом пространстве.
Вычисления, необходимые для согласования угловых измерений различ-
ных приемников и составления сообщения об обнаружении, не слишком слож-
ны. Действительные потребности в вычислительных средствах определяются
не количеством входных данных, а требованиями потребителей. Так, напри-
мер, если все сообщения об обнаружении должны быть сопоставлены с дан-
150
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
ними об объектах, уже занесенных в каталог, вычислитель должен хранить
элементы орбит и трассы всех объектов, находящихся в космическом про-
странстве. В тех случаях, когда выполнено достаточное количество наблюде-
ний обнаруженного объекта, вычислитель должен иметь возможность вычис-
лить новые совокупности элементов орбиты. Однако даже в этом случае тре-
бования к объему вычислений при наличии в космическом пространстве не-
скольких тысяч объектов находятся в пределах возможностей ЭВМ типа IBM
7090
РЛС сопровождения с механическим управлением. Как было показано
выше, эти РЛС могут использоваться в системах наблюдения за космическим
пространством, кроме, пожалуй, первичного обнаружения. Выбор того или
иного назначения их существенно влияет на величину мощности, апертуры
.антенны и форму сигнала РЛС. Поскольку такие РЛС используются в основ-
ном в режиме сопровождения, это требует повышения рабочей частоты, так
как увеличение усиления антенны на передачу дает возможность снизить
требования по мощности. В типичных разработках систем сопровождения кос-
мических объектов были большие параболические антенны диаметром 12—
36 м. При работе в условиях сильных ветров необходимо предусматривать
защиту антенн с помощью радиолокационных обтекателей. Средняя мощность
обычно составляет 50—500 кВт. Если поставленные задачи ограничиваются
одним сопровождением, форма сигнала на передачу может быть сравнительно
простой. Сжатие импульсов требуется только в тех системах, в которых необ-
ходима большая средняя мощность при ограниченной импульсной мощности.
Более сложная форма сигнала обусловлена такими дополнительными спе-
циальными требованиями, как точное определение доплеровского сдвига часто-
ты, определение параметров кувыркания цели или ее ЭПР.
Для успешного выполнения всех этих задач к элементам РЛС не предъяв-
ляются никакие специальные требования, кроме хорошей технологии изготов-
ления. После составления функциональной схемы системы и определения ра-
бочих параметров разработка элементов не представляет трудностей.
РЛС с антенными решетками. Основным свойством РЛС с антенными"ре-
шетками для наблюдения за космическим пространством является гибкость
безынерционного сканирования, дающая возможность выполнять одновремен-
но функции обнаружения и сопровождения большого числа объектов. Кроме
того, это свойство позволяет менять программы сканирования и сопровожде-
ния вычислителя системы управления в соответствии со специальными усло-
виями. В антенных решетках можно получить большое значение произведе-
ния мощности на величину апертуры. Однако требуемое значение этого произ-
ведения для большей части операций по наблюдению за космическим прост-
ранством может быть также реализовано как в радиолокационных системах
с барьером непрерывного излучения, так и в РЛС с механическим управле-
нием, поэтому это не является решающим фактором для обоснования выбора
антенной решетки В качестве довода о целесообразности выбора антенной
решетки иногда приводится присущая ей надежность (благодаря большому
числу параллельно включенных элементов), однако при правильной технологии
изготовления и в других системах можно получить надежность такого же
порядка. В- действительности антенная решетка (как, впрочем, любой другой
тип устройства) должна быть выбрана для выполнения данного задания толь-
ко в том случае, если после исчерпывающего изучения задачи окажется, что
она является либо наиболее дешевым устройством, либо единственной систе-
мой, способной выполнить задание.
У разработчика антенной решетки значительно больше возможностей вы-
бора того или иного варианта оборудования, чем для большей части других
типов РЛС. Здесь существуют едва ли не дезориентирующие возможности
выбора разных систем отклонения луча, типов передатчиков, систем питания,
использования одной или раздельных апертур и т. д. Поэтому чрезвычайно
усложняется эскизное проектирование. Последующие разделы посвящены наи-
151
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
более важным критериям выбора и методу оптимизации количества передатчи-
ков и приемников в выбранной для разработки системе.
Зона обзора антенной решетки. После определения требуемой полной зоны
обзора методами, описанными в § 4.2, можно определить требуемое количеств»
и ориентацию лицевых сторон антенных решеток. Лучом одной антенной ре-
шетки можно осуществлять сканирование в пределах телесного угла порядка
от 1/4 и до 1/3 полусферы, симметрично расположенного относительно нор-
мали к антенной решетке. Зона обзора (ограничиваемая уменьшением усиле-
ния и расширением луча) зависит от ряда факторов, в том числе от угла на-
клона антенной решетки, расстояния между элементами и диаграммы направ-
ленности элемента. Эти факторы могут быть для заданного элемента антенны
вычислены или измерены.
Рис. 14. Геометрические соотношения при преобразовании координат антенной решетки
в пространственные.
Для формирования зоны обзора, превышающей 1/4 полусферы, можно
использовать либо одну антенную решетку со сравнительно небольшими рас-
стояниями между элементами, либо две антенные решетки с относительно
большими расстояниями между элементами, но с меньшим углом отклонения
луча, ограниченным появлением диффракционных лепестков. Было выполнено
общее исследование требуемого для разных типов зон обзора количества ан-
тенных решеток, однако начальные условия, принятые в этом анализе, не всег-
да применимы к случаям, встречающимся на практике. Лучше в каждом от-
дельном случае проделать специальное исследование наиболее .выгодного
соотношения между числом элементов в антенной решетке и общим числом
антенных решеток, требуемого для формирования заданной зоны обзора, рас-
считав произведение мощности на величину апертуры, необходимое для выпол-
нения заданного поиска и (или) сопровождения при разном числе антенных
решеток.
Изменение усиления с углом отклонения луча определяется в основном
диаграммой направленности отдельных элементов антенной решетки, форми-
руемой самим элементом, расстоянием между элементами и взаимодействием
между элементами. Можно показать (по крайней мере для больших плоских
антенных решеток), что усиление должно уменьшаться пропорционально коси-
152
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
нусу угла между нормалью антенны и направлением визирования. Усиление
(диаграмма направленности) меняется различно при отклонении луча вдоль
разных осей антенной решетки. Можно добиться того, чтобы диаграмма на-
правленности была приблизительно косинусоидальной (в пределах уровня
1 дБ относительно максимума) вплоть до угла отклонения в 60° вдоль боль-
шей части осей антенной решетки.
Ширина диаграммы направленности антенной решетки изменяется в плос-
кости, определяемой нормалью и направлением визирования, обратно пропор-
ционально косинусу угла отклонения, а ширина диаграммы в ортогональной
плоскости остается постоянной. Закон обратного косинуса не сохраняется для
углов отклонения луча, превышающих 70°. Обычно уровень боковых лепестков
увеличивается при отклонении луча от нормали.
В большинстве случаев изменения параметров антенной решетки пропор-
циональны в первом приближении некоторой функции угла между нормалью
к антенной решетке и направлением ориентирования луча. Приведенные ниже
формулы, связывающие максимальное значение этого угла с наклоном лице-
вой стороны антенной решетки и секторами сканирования по азимуту и углу
места, выведены в соответствии с геометрическими соотношениями рис. 14.
cos 9 cos ф-|- tg QT sin 9
cos у' =--—————— ,	(6)
cos 9r-f- tg vT sin By
cos y' cos 9r4- tg 9r cos y' sin 9r—sin 9 tg 9T
cos' cp =-------------------------------------
cos 9
(7)
где у' — угол между нормалью к антенной решетке и направлением ориенти-
рования луча; 6г — угол между лицевой стороной антенной решетки и верти-
калью или угол между нормалью к антенной решетке и горизонтом; <р—угол
места в обычных радиолокационных координатах; 6 — азимут цели в обычных
радиолокационных координатах.
На рис. 15 и 16 приведены кривые, рассчитанные по этим уравнениям, по
которым можно определить зависимость максимального угла отклонения луча,
Рис. 15. Зависимость максимального угла
отклонения луча от нормали, требуемого
для обзора в пределах ±45°, от сектора об-
зора по углу места для разных углов на-
клона лицевой стороны антенной решетки.
Рис. 16. Зависимость максимального угла
отклонения луча от нормали, требуемого
для обзора в пределах ±60°, от сектора
обзора по углу места для разных углов
наклона лицевой стороны антенной решетки.
153
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
Рис. 17. Геометрические соотноше-
ния при выводе уравнения дально-
сти радиолокации в случае радио-
локационного барьера импульсного
излучения.
vspad/G
требуемого для обзора азимутальных
секторов ±45° и ±60° соответственно,
от сектора обзора по углу места для
разных углов наклона лицевой стороны
антенной решетки. Для получения зоны
обзора по азимуту в пределах ±45° для
разных углов места угол отклонения лу-
ча должен быть больше 45° независимо
от выбранного угла наклона лицевой
стороны. То же относится к азимуталь-
ному сектору обзора ±60°. Однако во
многих случаях большие углы места не
столь необходимы (с точки зрения тре-
буемой дальности), так что можно вы-
брать угол наклона лицевой стороны ан-
тенной решетки таким образом, чтобы
минимизировать требуемый угол откло-
нения луча для больших дальностей.
Для определения видимости косми-
ческих объектов следует вычислить по
(7) графики зон обзора для выбранных угла наклона лицевой стороны антен-
ной решетки и ограничений по углу отклонения луча и использовать их сов-
местно с суборбитальными графиками § 4.2.
Мощность в плоскости апертуры антенны. Следующим этапом после опре-
деления конфигурации зоны обзора является расчет требуемой мощности в пло-
скости апертуры антенны. Уравнение мощности, требуемой для создания ра-
диолокационного барьера импульсного излучения заданной ширины, может
быть выведено так же, как и для радиолокационного барьера непрерывного
излучения. На рис. 17 показан барьер, формируемый сканированием иглооб-
разного луча.
Требуемая энергия на передачу для каждого положения луча, равна
(S/#) (4л)2 /?4 kTs
Gt Ат о
(8)
Средняя мощность равна произведению энергии на каждое положение
луча и числа положений этих лучей (0/Д0), деленному на максимальное время
полного обзора области радиолокационного барьера. Максимальное время пол-
ного обзора определяется угловой скоростью, с которой объект пересекает
барьер, и равно Дф/v с. Если сделать подстановку Gt~4л/(Д0Дф), то выраже-
ние для средней мощности примет вид
4n/?4(S/W)£7\v0
Pav=-------- ;	~ •	(9)
Ar о
Это выражение по существу совершенно аналогично выражению для си-
стемы с радиолокационным барьером непрерывного излучения (5) с заменой
произведения /?12/?22 на А?4. Все обозначения те же, что в (5). Это, конечно,
не является неожиданностью, причем все соображения о зависимости мощно-
сти от дальности сохраняют свою силу и в этом случае. Следует отметить, что
вывод (9) [а, 'следовательно, (11)] был сделан путем определения средней
мощности по требуемой для обнаружения энергии. В противоположность ис-
пользуемым иногда выражениям с большим числом ограничивающих парамет-
ров это выражение не накладывает каких-либо ограничений на форму импуль-
са, внутриимпульсную модуляцию, число накапливаемых импульсов (или
154
4.3 Универсальный РЛС обнаружения и сопровождения
скважность импульсов). За разработчиком сохраняется, как будет показано
ниже, свобода выбора этих параметров для оптимизации стоимости системы
или для выполнения других требований, предъявляемых к системе. При выво-
де уравнения (9) не учитывались потери и было принято, что луч имеет идеа-
лизированную форму с плоскими гранями и что филыр приемника согла-
сован с передаваемым сигналом.
Практически во многих случаях конфигурация радиолокационного барье-
ра сложнее, чем изображенная на рис. 17. Кроме того, дальность, усиление
на передачу и апертура антенны на прием могут иметь различные значения
в разных секторах барьера. Для определения мощности, необходимой в случае
•более сложной конфигурации радиолокационного барьера, следует рассмот-
реть каждый сектор барьера, в котором эти параметры остаются неизменны-
ми. Низкоорбитальные спутники с небольшой дальностью обнаружения долж-
ны быть рассмотрены отдельно, так как у них большая угловая скорость. Од-
новременное удовлетворение требований по максимально возможной угловой
скорости и максимальной дальности обнаружения приведет к чрезмерным тре-
бованиям по мощности. В действительности в случае низкоорбитальных спут-
ников необходима значительно более высокая скорость обзора, однако бла-
годаря их небольшой высоте значительно снижаются требования по мощно-
сти.
Требования по мощности в режиме сопровождения можно получить в со-
ответствии с требованиями к системе по числу обновляемых данных в секун-
ду и по точности измерений на разных дальностях. В обычном уравнении
дальности в режиме сопровождения принимается некоторое определенное от-
ношение сигнал/шум. Однако это отношение зависит от требуемой точности
в момент измерений и от ширины диаграммы направленности на прием. В урав-
нение дальности в режиме сопровождения можно ввести формулу (т. 1,
§ 4.2), связывающую точность данного измерения од с шириной диаграммы
направленности 0д и отношением сигнал/шум, что дает
№ 01 kTs (4л)2 R*
----------------Ndp ’ (10)
(jf Ar (XJq
где I — постоянная, зависящая от формы луча, и Ndp— количество заме-
ров в секунду. Так как ширина диаграммы направленности на прием 0в обрат-
но пропорциональна корню квадратному из числа приемных элементов антен-
ны Д/д, уравнение (10) можно переписать следующим образом:
D	k'kTs(4^W „
Ptrack GtArNRO Ndp‘	( )
Следует отметить, что в этом уравнении отношение сигнал/шум заменено чле-
ном, обратно пропорциональным числу приемников, и что требования по точ-
ности заключены в постоянной k’.
В требованиях к системе будет, вероятно, задаваться число замеров
в секунду, необходимое на заданной максимальной дальности. Это же значе-
ние полной мощности в режиме сопровождения даст возможность сопровож-
дать низкоорбитальные объекты со значительно большей скоростью. Практи-
чески скорость сопровождения низкоорбитальных объектов будет вероятнее
всего ограничена возможностями вычислительных устройств.
При расчете мощности и энергии, необходимых для обнаружения и сопро-
вождения, принималось, что вычислительное устройство с параметрами, соот-
ветствующими возможностям антенной решетки, может быть реализовано и
что в передатчике можно будет менять энергию импульса, передаваемого
в заданном направлении, с целью максимально возможного использования
155
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
генерируемой мощности. Практически это означает, что при неизменной им-
пульсной мощности энергия импульса будет меняться путем изменения его-
длительности. Хотя всегда желательна возможность изменения энергии им-
пульсов, передаваемых в различных направлениях, необходимо так распреде-
лять их во времени( см. ниже), чтобы энергия, передаваемая за один период
повторения импульсов, была практически одинаковой, так как при этом сни-
жаются требования к накоплению энергии в источнике питания, являющиеся'
основным фактором, определяющим его стоимость.
Перед тем, как произвести объединение (9) и (11) для получения требуе-
мой полной мощности, произведем следующую замену значений коэффициента-
усиления антенны на передачу Gt и апертуры приемной антенны Аг:
Gt = Ge\ Ar = X]NR Ae,	(12>
где Ae и Ge — эффективные площадь и коэффициент усиления отдельных эле-
ментов антенной решетки, a Nr и Nt.— число активных приемных и передаю-
щих элементов. Эффективность апертуры учитывается множителем т). Обычно
передающая антенная решетка облучается равномерно и т] = 1. Если облуче-
ние решетки на прием убывает к краям, Т) является мерой эффективности та-
кого облучения. Уравнение (12) дает возможность выразить значение требуе-
мой мощности через переменные Nr и Nt, обычно используемые для оптими-
зации конструкции антенной решетки, и через среднюю мощность на один
элемент антенны. Упрощенное уравнение зависимости мощности от величины
апертуры, дающее возможность оптимизировать антенную решетку, имеет вид
Ро	Ns , Nt
Pav = NT —L = —- H------------
av T d	Nd N'LNT
1\	t\ /
(13)
где Po — импульсная мощность на один элемент; d — скважность импульсов;
Ns — требуемая для обнаружения постоянная произведения мощности на апер-
туру; Nt — постоянная произведения мощности на усиление апертуры при со-
провождении.
Это выражение используется в разделе о минимизации стоимости для на-
хождения наиболее дешевого типа системы. Требуемое при обнаружении отно-
шение сигнал/шум устанавливается в соответствии с требуемыми вероятностью
обнаружения и частотой ложных тревог (т. 1, §2 4). В случае антённой решет-
ки, позволяющей проверить сигнал об обнаружении путем повторной передач»
в заданном направлении или (если мощность на сопровождение не была пол-
ностью использована) начать сопровождение, можно допустить более высокую
частоту ложных тревог и, следовательно, меньшее значение отношения сиг-
нал/шум. Так можно снизить требуемую для обнаружения мощность на 1—
3 дБ.
Другие параметры. На этапе эскизного проекта обычно подбираются пред-
варительные значения таких основных параметров системы, как ширина диа-
граммы направленности антенны, длительность импульса, распределение мощ-
ности во времени, уровень боковых лепестков и т. д. Однако целесообразно
перед окончательным выбором значений параметров пройти этапы выбора
функциональной схемы и описанного ниже процесса минимизации стоимости
системы. Этим процессом система оптимизируется (с точки зрения стоимости)
по мощности и ширине диаграммы направленности. В отсутствие каких-либо-
ограничений эти значения будут непосредственно использованы в системе.
Однако может оказаться, что какие-либо иные требования к системе
обусловят необходимость использования неоптимальных значений. Так, напри-
мер, для удовлетворения требования по разрешению малых целей в присут-
ствии больших может оказаться необходимым использовать сигнал с повы-
шенной разрешающей способностью по доплеровскому сдвигу частоты или по
156
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
дальности либо иметь возможность выбирать диаграммы направленности раз-
личной ширины.
После выбора ширины диаграмм направленности разрабатывается про-
грамма распределения энергии во времени. Первым этапом является уста-
новление скорости полного обзора области барьера (в пределах которого
лежат сектора разных конфигураций). Эта скорость определяется наименьшим
временем прохождения цели через радиолокационный барьер или трехмерную-
зону обнаружения и вычисляется для разных объектов, представляющих ин-
терес, по формулам, приведенным в табл. 1. Затем в соответствии с требуе-
мой максимальной дальностью устанавливается наименьший период повторе-
ния импульсов. По установленным периодам полного обзора и периоду повто-
рения импульсов можно вычислить число посылок за время полного обзора.
Если это число равно числу положений целей, которое должно быть зареги-
стрировано за этот же промежуток времени, или больше него, никаких труд-
ностей не возникает. Если, однако, за один период обзора должно быть обна-
ружено больше положений целей, чем это допускает основной период повто-
рения импульсов, то можно выбрать один из следующих двух вариантов:
1) на некоторых или на всех посылках передающий луч расширяется так,
чтобы охватить несколько положений цели, и формируется несколько прием-
ных лучей, чтобы заполнить зону охвата пространства передающим лучом;
2) вместо расширения передающего луча в одном периоде повторения*
передается несколько импульсов на разных частотах' в разных направлениях.
При этом должно быть предусмотрено число приемных лучей, равное числу
направлений передачи.
Если такие трудности возникают в области малых дальностей, где период
повторения импульсов может быть много короче, он разделяется на 5 или 10
подпериодов, в каждом из которых производится поиск цели с малой даль-
ностью. Необходимо также предусмотреть время для требуемого числа импуль-
сов сопровождения в секунду. Если на одно измерение данных при сопровож-
дении не требуется полная энергия, можно получить в одном периоде сопро-
вождения несколько измерений данных путем передачи пачки импульсов по
разным направлениям, предусмотрев возможность поочередного ориентирова-
ния луча приемного канала сопровождения в ожидаемом направлении каж-
дого из сопровождаемых объектов [18]. Для этого требуется сравнительно
быстрое перебрасывание луча.
выбор оборудования. Возможность выбора оборудования, удовлетворяю-
щего заданным параметрам системы, почти безгранична. Здесь можно наме-
тить лишь общие соображения, которыми следует руководствоваться при его-
выборе. Выбор того или иного оборудования системы зависит от наличия де-
талей, стоимости сооружения и эксплуатации, а также от опыта, накопленно-
го с соответствующей системой.
Легко показать, что следует выбирать плоскую, а не сферическую антен-
ную решетку; В предыдущем изложении всюду подразумевалась плоская ан-
тенная решетка, хотя это не было очевидным в начале рассмотрения больших
антенных решеток, предназначенных для обнаружения космических объектов
н ракет. Сферическая антенная решетка позволяет получить обзор всей полу-
сферы и обладает тем преимуществом, что ширина луча не меняется при изме-
нении направления ориентирования луча. Однако опыт показал, что, хотя*
сферическая антенная решетка и может быть реализована, очень высокая
стоимость оборудования и сложность устройств отклонения и формирования-
луча заставляют отказаться от ее применения. Кроме того, количество эле-
ментов антенны и средняя мощность (играющая большую роль в экономике)
приблизительно одинаковы как для нескольких плоских антенных решеток,
так и для сферической при одинаковых зонах обзора.
Подлежит выбору также следующее оборудование:
1	. Антенная решетка. Основной выбор проводится между общей решет-
кой, работающей на передачу и прием, и раздельными решетками. В случае
157
Гл 4 Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
общей решетки, причем количество передатчиков и приемников не обязатель-
но должно быть одинаковым, обычно размеры здания меньше. С другой сто-
роны, элементы оборудования расположены значительно плотнее, и необхо-
димо предусмотреть антенный переключатель того или иного типа или защит-
ное устройство в приемнике. Раздельные решетки дают большую свободу вы-
бора ширины и формы диаграмм направленности на передачу и прием В этом
случае также потребуется некоторая защита приемника от просачивающейся
мощности передатчика, однако более дешевая и простая
2	Усилитель мощности. Основной выбор должен быть сделан между уси-
лителем мощности на каждый элемент антенны и одним усилителем на не-
сколько элементов или на всю антенную решетку. Преимуществом усилителя
мощности на каждый элемент является возможность использования сравни-
тельно небольших устройств массового производства, работающих обычно при
очень низком напряжении питания. При этом потери между передатчиком
и антенной имеют наименьшее значение. Использование усилителя мощности
для питания некоторого количества элементов антенны может оказаться более
экономичным, что однако должно быть исследовано методом оптимизации
стоимости. Экономические преимущества более мощных усилителей обуслов-
лены тем, что затраты на выработку импульсной мощности приблизительно
пропорциональны корню квадратному из имульсной мощности, а затраты на
1 Вт средней мощности почти не меняются в широком диапазоне мощностей
передатчика. Если в каждом элементе антенны установлен фазовращатель
большой мощности, то экономические преимущества сводятся на нет и, кроме
того, увеличиваются потери, связанные с применением фазовращателей и уст-
ройств разводки, что должно быть учтено при оптимизации стоимости.
3	Фазовращатель Выбор фазовращателя передающего канала связан с
выбором усилителя мощности и определяется требованиями по мощности,
а также возможностью обеспечения поставок элементов, способных пропу-
стить заданную мощность на требуемых рабочих частотах. В тех случаях,
когда выбирается вариант питания каждого элемента антенны отдельным уси-
лителем мощности, может быть использовано большое разнообразие типов
фазовращателей и методов управления лучом.
4	Система питания антенной решетки. Основной выбор системы питания
должен быть сделан между квазиоптической и фидерной системами питания.
Квазиоптические системы, использующие линзы или зеркала, несколько проще,
однако они менее гибки и дают большие потери В случае фидерной системы
питания необходимо уложить большое количество высокочастотного кабеля,
длина отрезков которого подгоняется так, чтобы обеспечивались одинаковые
фазы и амплитуды
5	. Приемные системы. Существует много типов приемных систем, включая
такие, в которых управление лучом осуществляется путем сдвига фазы в цепи
каждого элемента антенны, и такие, в которых сдвиги фаз выполняются в диа-
траммообразующей схеме, например типа матричной схемы Батлера (т. 2,
§49). Выбор приемной системы в известной мере зависит от того, является
ли антенная решетка общей на прием и передачу или нет. Следует также
произвести выбор между системой, в которой в каждом элементе антенны ис-
пользуется отдельный предварительный усилитель, и системой с общим усили-
телем В последнем случае необходимо по возможности снизить потери, для
чего приходится использовать очень дорогие приемники с очень низким уров-
нем шума.
Обработка сигнала и данных. Для максимального использования потен-
циальных возможностей антенной решетки необходима ЭВМ для выработки
требуемых режимов обзора пространства и программ сопровождения, выбора
целей для сопровождения, установления связей между данными измерений
и данными ранее обнаруженных объектов и выработки сообщений о новых
объектах. Однако потенциальная скорость выдачи данных радиолокационной
станцией, выраженная через число элементов разрешения, просматриваемых
158
4.3. Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения
в течение 1 с может быть в 106—1012 раз больше возможной скорости ввода
данных в современных ЭВМ. Для согласования антенной решетки с ЭВМ
используются устройства обработки сигналов. Эти устройства осуществляют
установку порога срабатывания схемы, сжатие импульсов, фильтрацию допле-
ровских частот и сравнение углов прихода сигналов. В больших универсаль4
ных антенных решетках такие устройства могут оказаться очень сложными
и дорогими из-за большого числа обычно используемых приемных лучей и раз-
нообразия формы излучаемых сигналов. Стоимость устройства обработки сиг-
налов обычно пропорциональна числу используемых приемных лучей.
Благодаря быстрому развитию вычислительной техники было бы нецеле-
сообразно приводить какие-либо конкретные примеры. Однако от выбора ЭВМ
и соответствующей системы математического обеспечения в большой степени
зависят параметры и экономичность, так что правильный выбор ЭВМ так же
важен, как и других устройств системы.
Минимизация стоимости антенной решетки. В приведенном выше материа-
ле было определено требуемое произведение мощности на апертуру антенны,
однако не были наложены какие-либо ограничения отдельно по мощности или
по размерам апертуры. Некоторые требования к другим параметрам (напри-
мер, по разрешающей способности, по уровню боковых лепестков) или прак-
тические соображения (чрезмерно большие размеры устройства, сложность
системы обработки данных) могут явиться факторами, накладывающими опре-
деленные ограничения на размеры апертуры антенны или на мощность, одна-
ко обычно разработчик системы имеет некоторую свободу выбора тех или иных
конкретных значений. Поэтому наилучшим методом является исследование-
различных типов антенных решеток и выбор наиболее экономичного. Количе-
ство исследуемых типов зависит от возможности получения проверенных уз-
лов и деталей и от их стоимости Процесс минимизации стоимости для дан-
ной функциональной схемы заключается в выборе оптимального числа пере-
датчиков и приемников и установления уровня средней мощности. Этот про-
цесс повторяется для каждой функциональной схемы, после чего производится-
сравнение стоимостей. Такой процесс используется на этапе эскизного проек-
тирования в качестве основы для принятия ряда решений, например, по выбо-
ру узлов и деталей, системы управления лучом, применения одного усилителя-
мощности на каждый элемент антенны или одного усилителя на М элементов,
общей антенной решетки на передачу и прием или раздельных антенных реше-
ток и пр.
Упрощенное уравнение стоимости антенной решетки имеет вид
+ ^av+QiXed	(14>
или
С—CTNT-\-CpNT{Pold)-\- C{ixed>
где Cr — стоимость не только одного приемного элемента антенны, но и соот-
ветствующих пропорциональных частей опорной структуры, кабелей, системы-
управления лучом и других элементов, стоимость которых зависит от коли-
чества приемных элементов; Ст — стоимость одного передающего элемента,,
аналогичная стоимости Сл, в которую однако не должна входить стоимость
элементов, пропорциональная средней мощности. Если один усилитель мощно-
сти используется для возбуждения М отдельных передатчиков, то Ст заме-
няется См/М+Ст, где См — стоимость усилителя мощности; Ср — стоимость
на 1 Вт излучаемой средней мощности, в которую входит стоимость источни-
ков питания, модуляторов, системы охлаждения, подстанции и пр.; Cfixed —
фиксированные расходы, включая регулировку РЛС, стоимость индикаторов,
устройств обработки сигнала и данных и другие фиксированные расходы.
159*
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
Если имеется желание минимизировать расходы не только на установку
оборудования, во и за определенный период работы, то в стоимости Cr, Ст
и Ср следует также включить эксплуатационные расходы за какой-либо опре-
деленный период, например за 5 или 10 лет.
Стоимость разных типов систем может быть различной и должна быть
рассчитана для каждой функциональной схемы, в которую могут входить дру-
гие типы передающих устройств или систем управления лучом. Могут быть
выведены более подробные уравнения стоимости, в которых составляющие,
пропорциональные NT^2 или Nr1/2 (например, число рядов или столбцов
антенной решетки или число приемных лучей) выражены в явной форме, а не
включены в фиксированные стоимости. Однако, если в явной форме выражено
слишком большое количество факторов, уравнения становятся довольно гро-
моздкими, и во многих случаях сомнительно, чтобы увеличение точности рас-
чета оказалось оправданным, особенно на этапе эскизного проектирования.
При большом количестве возможных вариантов или при включении в расчет
повышенного количества переменных факторов может оказаться более целесо-
образным разработать для всего процесса оптимизации стоимости программы
для ЭВМ.
Кроме того, необходимо иметь в виду, что результаты оптимизации стои-
мости можно использовать для сравнения различных вариантов разработки
только для данной организации, так как методы разработки, опыт и стоимость
в разных организациях различны.
Единственным ограничением, накладываемым на переменные в (14), яв-
ляется уравнение мощности в плоскости апертуры [см. (13)]. Для решения
уравнения минимальной стоимости мы исключаем из него одну из переменных
с помощью (13). Удобнее всего исключить переменную NTPold, что дает
C = CR Nr+ ст NT + Ср (+ д/г д/ ) + Cfixed.
Затем берутся частные производные по Nr и Nt, которые приравниваются
к нулю, и решаются два совместных уравнения относительно NR и Nt- Это
дает оптимальные значения Nr и Nt, выраженные через константы стоимо-
сти и энергетические требования, оптимальное значение P/d находится путем
подстановки значений Nr и Nt в уравнение для мощности в плоскости апер-
туры, а минимальная стоимость — подстановкой найденных оптимальных зна-
чений в уравнение стоимости. Полученные в результате формулы приведены
в табл 2, причем дается также формула для случая, когда количество Nr
ограничено и равно NT, как это имеет место, например, в антенных решетках
-с квазиоптическим облучением.
Приведенное выше выводы сделаны при следующих допущениях
[см. (13)]:
1) ширина диаграммы приемного устройства является переменной вели-
чиной, пропорциональной Nr1/2.
2) антенная решетка передающего устройства облучена равномерно, а чис-
ло приемных лучей (равное отношению площади сечения луча на передачу
к площади сечения луча на прием) рассчитано на полное использование энер-
гии передатчика.
В приведенных выше выражениях в качестве переменных были использо-
ваны величины Nr, Nt и скважность импульсов d. Выбор в качестве перемен-
ной, при заданной мощности, скважности импульсов, а не импульсной или
средней мощности на один элемент антенны (Ро или Paid) логически более
оправдан, так как импульсная мощность на один элемент не является непре-
рывной переменной и обычно определяется примененными лампой или фазо-
вращателем. При этом подразумевается, что всегда лучше использовать эти
приборы на номинальной импульсной мощности, так как номинальное значе-
ние определяется (среди ряда других факторов) требуемой надежностью.
160
4.3. Универсальные РЛС обнаружения U сопровождения
Таблица 2
Уравнения оптимизации стоимости
1. Оптимальная средняя мощность на элемент антенны:
где a—~\/Kt/Ks-
2. Оптимальное
Ро __ Ст
d Ср
число приемников:
/Кв £р (1 4~2а~|/ Ст! С р)
CR
3. Оптимальное
число передатчиков:
Ks CR а2
Су (12а УСТ/СР) '
4. Минимальная стоимость:
Ks Ср CR
1/2
+ Cf ixed.
Cmin— 2
5. При ограниченном числе NRf равном NT;
п CpKs
№ — —-—
2 (C^-j-Cy)
Общее заключение по формулам стоимости. Хотя приведенные выше фор-
мулы дают оптимальные решения с точки зрения экономичности, они могут
привести к таким значениям параметров, которые практически невозможно
будет реализовать. В связи с этим полученные значения необходимо тща-
тельно проверить. В частности, особое внимание нужно уделить следующему:
1	Мощность на один элемент антенны Po/d может оказаться слишком
большой о!носительно допустимой номинальной мощности лампы, либо скваж-
ность импульсов будет настолько большой, что потребуется чрезмерная шири-
на полосы пропускания схемы.
2.	Отношение Nr/Nt может оказаться таким, что потребуется чрезмерно
большое устройство обработки сигналов многоканального приемника.
3.	Значения ширины диаграммы направленности могут оказаться слит-
ном большими или слишком малыми, затрудняющими выполнение других тре-
бований, предъявляемых к системе, например, по уровню боковых лепестков
•или по разрешающей способности.
Действительные значения констант в формулах стоимости зависят от того
или иного выполнения, однако можно привести некоторые характерные зна-
чения и отметить возможный диапазон их изменения. Стоимость 1 Вт средней
мощности Ср является константой, наименее изменяющейся в очень широком
диапазоне изменения уровня мощности усилителя. К моменту написания этого
справочника типичным значением было 5 долл, за 1 Вт с колебаниями ±50%.
-Следующий по диапазону возможных изменений является стоимость на один
приемный элемент С« Характерным значением является примерно 500 долл,
•на элемент с диапазоном изменений от 100 до 2000 долл. Более высокие цены
161
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
относятся к случаю, когда требуется полный прием ортогональных поляри-
заций.
Стоимость на один передающий элемент Ст подвержена, как и можно
было ожйдать, наибольшим изменениям. Стоимости изменяются от небольшого
значения порядка 200 долл, на элемент до 10000 долл, на канал. Следует
однако отметить, что минимальная стоимость системы изменяется приблизи-
тельно пропорционально корню четвертой степени из Ст.
4.4.	Специализированные системы наблюдения
Исторически специализированные системы наблюдения, предназначенные-
для сопровождения спутников, появились раньше используемых в настоящее-
время универсальных систем. Имеется много случаев, когда для получения
более полных (либо более точных) орбитальных данных для выполнения дру-
гих заданий желательно иметь специализированное устройство, функцией ко-
торого является сопровождение небольшого числа объектов или объектов спе-
циального класса. В ряде систем обнаружение и сопровождение являются
функциями вспомогательными к основному заданию по управлению спутником'
с помощью команд или приему телеметрических сигналов.
Большей частью специализированные системы, рассчитанные на специаль-
ные орбиты или полезные части спутников, весьма экономичны. Обычно это*
системы, выполняющие функции только сопровождения, для которых необхо-
димы некоторые априорные сведения об орбите. Хотя имеется возможность,
использовать непосредственное обнаружение отраженного эхо-сигнала, боль-
шая часть таких систем работает с ответчиком и (или) с различными устрой-
ствами, усиливающими сигнал, например с отражателями, благодаря чему
значительно уменьшается требуемая мощность.
Существует класс космических объектов, для которых специализирован-
ные системы почти обязательны. К ним относятся объекты, находящиеся на’
очень больших высотах, например, спутники на синхронной экваториальной
орбите или ракеты для зондирования глубокого космоса, так как универсаль-
ная система обнаружения и сопровождения при таких чрезвычайно больших
расстояниях экономически нецелесообразна (см. §4.6). Для сопровождения
ракеты, запущенной в сторону Луны, или межпланетной ракеты необходимы
сравнительно большие зеркальные антенны даже при наличии ответчика.
В силу самого характера специализированных систем диапазон используе-
мого в них оборудования чрезвычайно велик. Параметры многих систем опре-
деляются факторами, не связанными с сопровождением. Подробный обзор ме-
тодов выбора аппаратуры выходит за рамки этого справочника. Первой уста-
новкой электронного сопровождения специального назначения была система-
Minitrack [10], разработанная сначала для проекта Vanguard. На спутни-
ках Vanguard устанавливался небольшой передатчик непрерывного излуче-
ния на частоте 108 МГц мощностью порядка 200 мВт. В качестве наземных
станций были использованы интерферометры в виде крестообразной решетки,
измерявшие углы прихода сигнала в направлении север—юг и восток—запад
методом, подобным описанному для систем с радиолокационным барьером не-
прерывного излучения. Система состояла из ряда станций, расположенных
вдоль линии север—юг, простирающейся на север и на юг до широт, несколько
превышающих угол наклонения орбиты спутника.
При наличии на спутнике передатчика непрерывного излучения можно
было получать с помощью очень простой наземной установки точную инфор-
мацию о параметрах орбиты [12]. В состав станции входили простая антенна,
чувствительный приемник связи, ленточной самописец и аппаратура точного-
измерения частоты. Процесс заключался в записи доплеровского сигнала пр»
приближении спутника В точке наибольшего приближения /?о скорость изме-
нения частоты во времени максимальна и связана с 7?о соотношением
162
4.5. Примеры осуществленных установок
Р
D г**	-- - - —
(df а/rfOmax
где V — скорость спутника; X — длина волны передатчика; fa— наблюдаемый
доплеровский сдвиг частоты;
Следует отметить, что значение скорости спутника должно быть принято
-априорно. Если оно неизвестно, можно использовать итерационный процесс,
позволяющий определить скорость по нескольким последовательным прохож-
дениям спутника С помощью более сложных схем с использованием всей кри-
вой зависимости доплеровского сдвига от времени параметры орбиты могут
•быть получены за одно прохождение [13]. Однако этот метод не получил ши-
рокого распространения.
4.5.	Примеры осуществленных установок
Ниже приводится описание средств ряда универсальных систем наблюде-
ния за космическим пространством, иллюстрирующее применение некоторых
«з описанных выше радиолокационных устройств. Особое внимание уделяется
этим средствам, так как в полную систему входят сложные вычислительные
устройства и системы связи, описание которых выходит за рамки этой главы.
Система Spasur. В этой системе [5, 11] применен радиолокационный
«барьер непрерывного излучения, образуемый станциями, размещенными цепоч-
ной вдоль трассы по дуге большого круга в направлении восток—запад в юж-
ной части США. В систему входят три передающие станции (одна из них боль-
<шой мощности в центре цепочки и две малой мощности на краях для запол-
-нения пространства) и шесть приемных. Система работала сначала на часто-
те 108 МГц и с 1965 г. на частоте 216 МГц при модернизации и расширении
первоначально установленной экспериментальной системы.
Передающее устройство большой мощности состоит из двух параллельно
•включенных передатчиков мощностью 500 кВт каждый, питающий линейную
-антенную решетку длиной 3220 м, расположенную в направлении север—юг.
Каждая приемная станция оборудована несколькими линейными антен-
ными решетками для измерения фазы и выработки предупредительного сиг-
нала. На двух позициях длина антенных решеток для измерения фазы в на-
правлении север—юг составляет 730 м, а длина базиса в направлении восток—
запад (определяющая предельную точность угловых измерений) равна 365 м
или приблизительно 260Х. Данные угловых измерений всех приемных позиций
передаются на центральное вычислительное устройство, расположенное в Даль-
грене (шт. Виргиния).
Система Spacetrack. В систему Spacetrack входят РЛС с механической
разверткой, размещенные: в Шемия (шт. Аляска), Мурестауне (шт. Нью-Джер-
си), Диярбакире (Турция) и Тринидаде (Британская Вест-Индия). РЛС с фа-
зированной антенной решеткой находится на авиационной базе в Эглине,
<пт. Флорида (см. ниже). Кроме того, система Spacetrack получает данные от
.других средств радиолокационной информации. Все данные передаются в вы-
числительный центр в Колорадо Спрингс.
Эта система является примером сложной комбинированной системы с ши-
роким географическим охватом. Вычислительный центр на командном пункте
•объединенного командования ПВО североамериканского континента (NORAD)
-в Колорадо Спрингс обслуживает каталог элементов орбит и всех объектов,
•обнаруживаемых различными средствами, вырабатывающими информацию.
РЛС AN/FPS-85 [6]. В РЛС AN/FPS-85 используется большая фазирован-
ная антенная решетка, расположенная на авиационной базе в Эглине, шт. Фло-
фида. Внешний вид РЛС в аксономёТрической проекции приведен на рис. 18,
внутренний вид передающей и приемной систем на рис. 19 и 20. Лицевая сто-
1-33
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
рона антенны ориентирована на юг и наклонена назад под углом 45° к верти-
кали. Эта установка является примером универсальной РЛС с фазированной
антенной решеткой, производящей обнаружение и сопровождение многих це-
лей методом разделения времени в различных режимах работы и управляемой
цифровой ЭВМ. РЛС была уничтожена пожаром в 1965 г. [14], однако
в настоящее время она восстановлена. Левая антенна меньших размеров на
рис. 18 является передающей, а правая приемной. В передатчике используются
тетродные усилители мощности в каждом элементе антенны. В передающей-
^нтенне 5184 элементов, питаемых индивидуальными генераторами, с импульс-
Рис. 18. Аксонометрическая проекция РЛС AN/FPS-85 с фазированной антенной решет»-
кой.
ной мощностью каждого модуля порядка 10 кВт. Приемной антенной служит
неэквидистантная антенная решетка (т. 2, §4.4) с 4660 активными антеннами-
при общем числе элементов в апертуре антенны порядка 20 000. РЛС управ-
ляется двумя ЭВМ типа IBM 360 модель 65, одна из которых является ре-
зервной.
РЛС сопровождения спутников Британского радиолокационного институ-
та. На рис. 21 показан внешний вид РЛС сопровождения спутников с меха-
ническим управлением, расположенной в Британском радиолокационном ин-
ституте в Мальверне [15]. Параболическое зеркало диаметром 14 м обладает
достаточной жесткостью для точного сопровождения спутников с высокой-
угловой скоростью (до 2,5 град/с). РЛС работает в диапазоне 5, причем ши
рина диаграммы направленности равна Уз0. Конструкция облучателя дает
возможность приема телеметрических сигналов на частоте 136 МГц, а полу-
прозрачный контррефлектор Кассегрена обеспечивает одновременную много-
частотную работу вплоть до диапазона X. Интересной особенностью является-
164
4 5 Примеры осуществленных установок
Рис. 19. Внутренний вид РЛС AN/FPS-85. Видны передающие модули, расположенные
за лицевой, стороной антенной решетки.
Рис. 20. Внутренний вид РЛС AN/FPS-85. Видны приемные модули.
Приемные модули размещены не так плотно, как передающие на рис. 19, так как нс*
пользована неэквидистантная антенная решетка.
165
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
Рис. 21. Общий вид антенны РЛС сопровождения спутников в Мальверне.
Тщательная разбивка на треугольные секции обеспечила высокую жесткость
при небольшой массе и достаточном пространстве для моноимпульсных вол-
новодных устройств большой мощности, расположенных за рупорными облу-
чателями в фокусе антенны Кассегрена. Большое отношение fID оптимизиро-
вано для измерения углов. В башне на заднем плане находится оптическая
головка для сопровождения спутников и юстировки по звездам.
метод градуировки чувствительности РЛС. Для этого из высотного самолета
на дальности порядка 360 км выбрасываются омедненные мячи для пинг-понга.
Медленный спуск легких мячей позволяет сопровождать их в течение времени
до 5 мин. Точность измерения чувствительности выше ±1 дБ.
4.6.	Дополнительные сведения
Отличительные признаки цели. Системы наблюдения за космическим про-
странством могут потребоваться не только для обнаружения и сопровожде-
ния, но и для получения данных о размерах, форме и вращении космических
объектов. Изменения во времени амплитуды, фазы и поляризации, а также
доплеровского сдвига частоты эхо-сигнала, содержат значительное количество
информации о размерах, форме и движении объекта относительно его центра
тяжести. Существует обширная теоретическая литература о соотношении
свойств рассеивающего объекта и параметров эхо-сигнала [16, 17].
Требования к определению признаков цели могут наложить самые раз-
личные ограничения на параметры передаваемого сигнала. Конечно, в любой
серии эхо-сигналов содержится некоторая информация о рассеивающем объек-
те, однако вопрос о том, достаточна ли она в случае обычных РЛС обнару»
жения и сопровождения для полного удовлетворения потребителя, является
особым вопросом. Существуют два пути решения этой проблемы. Первый из
166
4 Ь. Дополнительные сведения
них относится к случаю, когда разрешающая способность передаваемого сиг-
нала по углам и дальности значительно ниже размеров объекта, В этом слу-
чае различные точки рассеяния тела, находящегося под наблюдением, обра-
зуют один результирующий сигнал, и проблема заключается в том, чтобы
извлечь какую-либо информацию о расположении и размерах точек рассея-
ния из суммарного эхо-сигнала. Второй путь получения данных о признаках
цели заключается в том, что используется сигнал, размеры элемента разре-
шения которого малы по сравнению с объектом, и делается попытка извлечь
эхо-сигналы от отдельных точек рассеяния. Этот метод аналогичен получению
оптического изображения.
Как было уже отмечено, первый тип информации о признаках цели в из-
вестной степени содержится в любом эхо-сигнале. Эта степень зависит от пере-
данного сигнала, размеров и формы объекта, поляризационных параметров
РЛС и частоты измерения мгновенных значений. Информация о признаках
цели первого порядка получается довольно легко. Например, амплитуда эхо-
сигнала от гладкой сферы не меняется независимо от ее ориентации, вращения
или положения. Сложные тела со сравнительно стабильным эхо-сигналом
имеют либо повторяющиеся, либо медленно изменяющиеся очертания. Фраг-
менты типа кувыркающихся осколков баков создают шумоподобные эхо-сиг-
налы. Сигналы, отраженные очень простыми телами, рассчитываются по зако-
нам рассеяния электромагнитных волн [17]. Оценка сигналов, отраженных
более сложными телами, может быть выполнена, если принять, что они собра-
ны из тел более простой формы, и применить метод суперпозиции. Практически
анализ данных эхо-сигнала действительной цели довольно сложен. Вероятно,
наилучшим решением является использование способности распознавания
образа человеком-наблюдателем, если данные должным образом отображены.
Для получения данных о признаках цели методом формирования отобра-
жения обычно необходимы дополнительные средства, вырабатывающие инфор-
мацию о цели, с существенно отличающимися от требуемых для обнаруже-
ния и сопровождения параметрами. Так, например, для получения разрешаю-
щей способности 0,3 м по дальности ширина полосы частот как передаваемого
сигнала, так и устройств обработки сигнала в приемнике должна быть поряд-
ка 500 МГц. Для получения эквивалентной угловой разрешающей способно-
сти, даже когда объект находится на расстоянии порядка 200 км, эффектив-
ный размер апертуры антенны должен составлять 600 000k Это не обязатель-
но должна быть антенна со сплошной апертурой, может быть использовано
интерферометрическое устройство или метод регистрации движения цели,
подобный методу синтезированной апертуры (т. 2, гл. 8). Тем не менее раз-
решающая способность по дальности и азимуту порядка 0,3 м все же недоста-
точна по сравнению с размерами большей части космических объектов, так
что нельзя рассчитывать на получение высококачественных изображений. Кро-
ме того, явления, обусловленные распространением, могут ограничить дости-
жимую разрешающую способность.
Наблюдение на очень больших дальностях. Для наблюдения и обнаруже-
ния космических объектов на дальностях, значительно превышающих несколь-
ко тысяч километров, необходимо, чтобы произведение мощности на размер
апертуры было чрезвычайно большим. Даже в случае использования антенной
решетки стоимость сооружения может оказаться неосуществимо большой, если
только не появятся новые крупные технические достижения.
В режиме сопровождения большое значение приобретает усиление пере-
дающей антенны и требования по мощности значительно уменьшаются.
Пока еще не были созданы универсальные системы наблюдения с даль-
ностями, превышающими несколько тысяч километров, поэтому ниже приво-
дятся лишь общие замечания о возможных методах решения этой задачи.
При наблюдении на очень больших дальностях требования к системе
должны быть сформулированы более точно, чем обычно, и проектировщик
должен взаимодействовать с разработчиком системы, который может дать
167
Гл. 4. Радиолокационные станции наблюдения за ИСЗ
сведения о допустимых компромиссах между параметрами оборудования
и требованиями к системе. Одним из важнейших вопросов при определении
требуемого произведения мощности на размер апертуры антенны является
интервал времени между обнаружениями старых объектов или время обнару-
жения нового объекта. Требования по обнаружению низкоорбитальных объ-
ектов дважды в сутки или вскоре после запуска легко выполнимы, даже при
размещении радиолокационных средств на одной позиции, так что их целе-
сообразность не вызывает сомнений. Однако в случае системы с очень боль-
шой дальностью необходимость такого требования не является вполне оче-
видной. Практически в ряде случаев можно полностью удовлетвориться не-
сколькими днями и даже неделями между последовательными обнаружения-
ми, особенно если исследуемый объект находится на сравнительно устойчивой
орбите.
ВажПо также ограничить количество типов орбит, в частности по углу на-
клонения и интервалу по высоте, до минимума, удовлетворяющего поставлен-
ным перед системой задачам. Системы с очень большой дальностью действия
не будут, вероятно, совмещаться с системами, предназначенными для низко-
орбитальных объектов. Для таких систем должна быть также тщательно ис-
следована целесообразность использования не радиолокационных средств
информации, а, например, оптических. Как ^5ыло выше отмечено, в системах
обнаружения с радиолокационными барьерами (как с непрерывным излуче-
нием, так и с импульсным) требуемое произведение мощности на размер
апертуры антенны меняется пропорционально степени 5/2 от дальности, а не
традиционной */4 используемой разработчиками РЛС.
В силу особенностей наблюдения на очень больших дальностях всегда
имеется тенденция использования самой низкой рабочей частоты, допустимой
в отношении фона неба и рефракции, и применения неподвижных антенн с вер-
тикальным или почти вертикальным лучом, так как вертикальный луч может
быть сформирован относительно низко расположенной антенной, что снижает
ее стоимость. Предпочтение следует также отдать системам с радиолокацион-
ным барьером непрерывного излучения, так как для обеспечения большой им-
пульсной мощности в импульсных системах необходима очень сложная и до-
рогая аппаратура. Если после обнаружения необходимо сопровождать объект,
следует рассмотреть описанный выше вариант сочетания систем с отдельными
РЛС обнаружения и сопровождения.
Проблема корреляции данных. Первый вопрос, возникающий при обнару-
жений объекта РЛС наблюдения, заключается в том, является ли он новым
или уже ранее наблюдался. Когда исследование космического пространства
только начиналось, это не было серьезной проблемой так как новых объектов
было сравнительно мало. По мере увеличения числа объектов в космическом
пространстве (§4.1) проблема все более усложнялась. Обычно метод сопро-
вождения каждого объекта при его проходе через радиолокационный барьер,
вычисления параметров его орбиты и затем их сравнения с картотечными дан-
ными не практикуется, так как требуемая при этом мощность для сопровож-
дения была бы чрезмерно большой^ Более целесообразным решением является
хранение расчетных текущих параметров орбит всех объектов в космическом
пространстве и внесение в картотеку всех времен и координат их появления
в зоне обзора. Благодаря этому большая часть задач передается вычислитель-
ной машине, хотя при этом могут все же сохраниться определенные требова-
ния к методу обзора пространства в режиме обнаружения и необходимой раз-
решающей способности.
Подробный расчет орбитальных траекторий по параметрам орбит или по
эфемеридам, включая все поправочные коэффициенты, является очень слож-
ным делом. Но эти расчеты не требуются для каждого витка всех объектов,
так как орбиты многих спутников достаточно устойчивы, и экстраполяция по
законам Кеплера дает результаты, точность которых достаточна для периода
корреляции в несколько дней.
168
4 6. Пополнительные сведения
Основная схема корреляции заключается в том, что производится расчет
времени и места прохождения космического объекта через радиолокационный
барьер. Затем вокруг этой точки устанавливается область корреляции опре-
деленных размеров. Если объект входит в эту область в заданный интервал
времени, он автоматически признается старым объектом и игнорируется, если
только в картотеке не содержится какой-либо специальной команды на его
сопровождение. Размер области корреляции определяется рядом факторов,
в том числе устойчивостью орбиты данного обьекта, а также количеством
объектов и их распределением по исследуемой орбите определенной высоты.
Если выбрана слишком малая область, малейшая ошибка в расчете положения
приведет к декорреляции. При эюм обнаружение не состоится, и космический
объект может быть ошибочно отнесен к числу изменивших орбиту или разру-
шившихся В то же время для слишком большой области корреляции в нее
может одновременно попасть несколько объектов.
Список литературы
1.	Woolard Е. W.: in Menzel D. Н. (ed.). Fundamental formulas of physics,
chap 29, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1955.
2.	Breckrnan J.: Theory and application of the B-chart. — “RCA Rev.”, 1964,
December, v. 25, № 4, p. 769ff.
3.	Skolnik M. I.: “Introduction to radar systems”. McGraw-Hill Book Compa-
ny, N Y , 1962, p. 193—194.
4	Сколник M. Введение в технику радиолокационных систем. Пер. с англ.
М , «Мир», 1965, см. [3], р. 631—634.
5.	Easton R L. and Fleming J. J.: The navy space surveillance system. —
“Proc. IRE”, 1960, April, v. 48, p. 663—669.
6.	“Aviation Week and Space Technology”, 1968, Jan. 1, p. 64—67;
Molz К F. The AN/FPS-85 satellite tracking phased array radar. — “IEEE
Trans.”, 1964, April, v. AS-2, p. 135—138;
Reed J. E. The AN/FPS-85 radar system. — “Proc. IEEE”, 1969, March,
v. 57, p. 324—335.
7.	U.E. Aii Force: “Handbook of geophysics”. The Macmillan Company, N. Y.,
1960.
8	Leadabrand R. L., Dolphin L. T., Jr., and Peterson A. M.: Preliminary re-
sults of 400 MHz radar investigation of auroral echoes at college, Alaska. —
“IRE Trans”, 1959, April, v. AP-7, p. 127—136.
9	Hodges J. C. and Leadabrand R. L.: Auroral radar echo wavelength depen-
dence. — “J. Geophys. Res.”, 1966, October.
10.	Mengel J. T.: Tracking the earth satellite, and data transmission by radio. —
“Proc. IRE”, 1956, June, v. 44, p. 755—760.
11.	“Aviation Week and Space Technology”, 1965, Aug. 16.
12	Сколник M. Введение в технику радиолокационных систем. Пер. с англ.
М, «Мир», 1965, см [3], р. 629—630.
13.	Guier W. Н. and Weiffenback G. С.: A satellite doppler navigation system.—
“Proc. IRE”, 1960, April, v. 48, p. 507—516.
14.	“Aviation Week and Space Technology”, 1965, Jan. 11, p. 26.
15.	Murray W. A. S.: Radar tracking at R. R. E. Malvern. — “Phil. Trans. Roy.
Soc.”, London, 1967, ser. A, v. 262, p. 41—45.
16.	Keller J B': The inverse scattering problem in geometrical optics and the
design of reflectors. — “IRE Trans.”, 1959, April, v. AP-7, p. 146—149.
17.	Special issue of “Proc. IEEE” on radar reflectivity, 1965, August, v. 53.
18.	Lerch C. S., Jr.: Phased array radars for satellite tracking. — “1962 IRE
Natl. Conv. Record”, v. 10, pt. 5, p. 50—57.
Глава 5
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
НА ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ ПРИБОРАХ
Т. Хайтлин
5.1.	Генерирование СВЧ полупроводниковыми приборами
Непрерывно, начиная с первых магнетронов для применения в радиоло-
кации проводились разработки СВЧ генераторов большой мощности, которые
обладали бы высокой надежностью и улучшенными рабочими параметрами.
Разработки основывались на исследованиях в области электронно-лучевых,
плазменных и ферритовых устройств, а также на изучении объемных эффектов
в полупроводниковых материалах. Генерирование больших импульсной и сред-
ней мощностей, необходимых для решения радиолокационных задач, было
и продолжает оставаться предметом наиболее значительного технического
поиска в радиоэлектронике.
Даже для обычных радиолокационных систем со средними параметрами
необходима импульсная мощность порядка 100 кВт и средняя мощность от
50 до 200 Вт. В зависимости от назначения РЛС требуемая выходная мощ-
ность меняется в самых широких пределах, начиная от весьма малых мощно-
стей небольших переносных РЛС до громадных мощностей, необходимых для
станций контроля космического пространства и противоракетной обороны.
Между этими пределами заключено большое количество типов наземных,
судовых и самолетных РЛС.
При небольшой мощности излучения может решаться относительно малое
число радиолокационных задач. Наиболее применима твердотельная аппара-
тура для решения таких задач, которые стоят, например, перед радиовысото-
мерами или доплеровскими навигационными системами. В более мощных ра-
диолокационных системах гражданского и военного назначения возникают
серьезные проблемы, обусловленные эксплуатационными ограничениями, тре-
буемыми надежностью и ремонтопригодностью. Для того чтобы твердотель-
ные приборы могли применяться в таких системах, необходимо довести их
импульсную мощность до нескольких сот киловатт или нескольких мегаватт,
как это требуется в настоящее время для наземных и самолетных РЛС.
Полупроводниковым приборам присущ ряд механизмов генерирования
СВЧ мощности. Полупроводники вполне пригодны для массового производ-
ства, и для их изготовления может быть использована технология произ-
водства, обеспечивающая дешевую эксплуатацию элементов и аппаратуры.
Полупроводниковые СВЧ генераторы удобнее всего разделить на две
группы. К одной относятся транзисторные генераторы и транзисторные умно-
жители частоты, а к другой — генераторы, в которых использованы объем-
ные эффекты в самом материале полупроводника. Ниже будут описаны основ-
ные устройства каждой группы и их параметры.
Транзисторные СВЧ генераторы. Первыми биполярными транзисторами,
предназначенными для работы в диапазоне СВЧ, были микросплавные диффуз-
ные транзисторы и мезатранзисторы, однако и те и другие могли работать
только при очень низких уровнях мощности.
170
5.1. Генерирование СВЧ полупроводниковыми приборами
Только после разработки тех-
нологии изготовления планарных
транзисторов была получена на
частоте 1 ГГц мощность, превысив-
шая 100 мВт. Структура СВЧ пла-
нарного транзистора покаазна на
рис. 1. На сильно легированную
кремниевую подложку с высокой
удельной проводимостью нанесен
не столь сильно легированный
слой кремния с более высоким
удельным сопротивлением. В этом
слое методом диффузии образова-
ны базовая и эмитерная области
Контакты	Эмиттер с примесями
эмиттера „	р-типа
Контакты
Базы
'//////////////////////Л
.База
-с примесями
п-типа.
Эпитаксиальный
слои с примесью
р-типа
Подложка
с примесью р-типа
Контакт коллектора
и нанесены выводные контакты.
Для увеличения рабочей ча- Рис. 1. Структура СВЧ планарного тран-
стоты расстояние между эмитте-	зистора.
ром и базой, а также их толщина
должны быть уменьшены подобно тому, как в электровакуумных лампах
уменьшены шаг сетки и расстояние между сеткой и катодом. Однако для
увеличения рабочей мощности необходима большая поверхность эмиттера,
базы и коллектора. Поэтому структура СВЧ транзисторов всегда
является периодической. На рис. 2 показана гребенчатая (встречно-шты-
ревая) структура СВЧ транзистора. Благодаря малой паразитной емкости та-
кая структура выгоднее на более высоких частотах. В диапазоне дециметро-
вых волн получены хорошие параметры прибора с многоэмиттерной структу-
рой, в которой большое количество небольших транзисторов соединялось ме-
таллической пленкой определенной конфигурации.
Рис. 2. Гребенчатый СВЧ мощный транзистор.
(Длина транзистора 1 мм).
Выходная мощность СВЧ транзистора может быть увеличена путем уве-
личения его размеров. Предельно возможный размер определяется входным
сопротивлением. Как видно из рис. 3, чем больше количество взаимосвязан-
ных транзисторных элементов, тем меньше входное и выходное сопротивле-
ния. На рисунке представлена зависимость средней выходной мощности и
модуля входного сопротивления от площади транзистора. Максимальный
размер и, следовательно, максимальная выходная мощность транзистора опре-
деляются возможностью согласования низких сопротивлений.
Транзисторные генераторы с умножением частоты. С помощью эффек-
тивного метода генерирования гармоник может быть значительно расши-
рен диапазон частот и мощностей твердотельных приборов, что позволяет
получить большую мощность на частотах, превышающих предельную
частоту генератора. В течение длительного времени изучалась возмож-
17J
Гл 5 Радиолокационные станции на твердотельных приборах
ность использования нелиней-
ного реактивного сопротивле-
ния для эффективного умноже-
ния частоты, однако только по-
сле создания полупроводнико-
вого р—«-перехода почти без
потерь генерирование гармоник
в СВЧ диапазоне оказалось
возможным.
Независимо от состояния
развития полупроводников со-
четание транзисторного генера-
тора с умножителем частоты
на варакторе может обеспечить
во всем диапазоне частот бо-
лее высокую мощность, чем
сам транзистор. Это с очевид-
ностью вытекает из того об-
стоятельства, что выходная
•Рис. 3. Зависимость входного сопротивления
и выходной мощности от площади СВЧ тран-
зистора (1 кс. мил=645 мкм2).
-мощность транзистора уменьшается на высоких частотах пропорциональ-
но I//2, т. е. на 6 дБ на октаву, а снижение мощности высококачественного
умножителя на варакторе в СВЧ диапазоне обычно меньше, чем коэффициент
умножения частоты, и, следовательно, при удвоении частоты не превы-
шает 3 дБ.
В первых умножителях на варакторах была использована зависимость
•емкости перехода от приложенного напряжения, обычно свойственная обрат-
но смещенным р — «-переходам. В процессе первых исследований было обна-
ружено, что некоторые использованные в умножителях типы варакторов
(преимущественно кремниевые диффузионные) обладают меньшими потеря-
ми и большими энергетическими возможностями, чем это можно было ожи-
дать в соответствии с их добротностью и напряжением пробоя. Было найде-
но, что такое улучшение параметров обусловлено длительным временем ре-
комбинации кремниевого диффузионного р — n-перехода. Благодаря этому в
течение тех интервалов времени подачи высокочастотной энергии, когда по-
лупроводниковый переход смещен в прямом направлении, выпрямление от-
сутствует. В тех случаях, когда для умножения частоты используется заряд-
ная емкость в области прямого смещения, использование изменения емкости
при напряжении обратного смешения не является ни необходимым, ни жела-
тельным. Это привело к созданию разновидности более раннего классиче-
ского типа варактора — варактора с резким или ступенчатым восстановле-
нием.
Высокочастотным умножителям на варакторах присущи определенные
предельные значения к. п. д. и энергетических возможностей. Однако вскоре
было найдено, что простым последовательным соединением нескольких вы-
сококачественных варакторов можно создать составной варактор, значения
параметров которого значительно превышают теоретически достижимые для
одиночного варактора. Поэтому не существует принципиальных причин, ко-
торые ограничивали бы энергетические возможности умножителей частоты
на варакторах.
Генераторы на основе объемного эффекта. Кроме СВЧ транзисторных
генераторов и транзисторных генераторов с умножителями частоты, сущест-
вует класс полупроводниковых двухполюсников, работающих в качестве ге-
нераторов или усилителей с отрицательным сопротивлением и обладающих
большими энергетическими возможностями в СВЧ диапазоне. Это приборы
на основе объемного эффекта. К ним относятся лавинные генераторы и уси-
лители [1], генераторы Ганна [3] и генераторы, работающие в режиме огра-
ниченного накопления объемного заряда [2]. Работа этих приборов в режи-
172
5.1. Генерирование СВЧ полупроводниковыми приборами
ме отрицательного сопротивления аналогична работе туннельных диодов, но
с более высоким уровнем мощности.
Работа устройства с отрицательным сопротивлением может быть пояс-
нена на примере линии передачи с волновым сопротивлением Zo, нагружен-
ной на активное сопротивление R, меньшее Zo. Коэффициент стоячей волны
по напряжению определяется выражением
Ксв = ^о/
•а коэффициент отражения — выражением
_ Zo—R
Р Zo+Я ’
Коэффициент потерь на отражение (или усиление) соответственно равен
G = p2 =
Zo—R У
Zo+# 7
41 определяется как отношение отраженной мощности к падающей. Если R
•и Zo равны, отражение отсутствует. При уменьшении R отраженная мощ-
ность увеличивается и при /? = 0 коэффициент потерь при отражении равен
единице (0 дБ).
Рассмотрим случай, когда вещественная часть комплексного сопротивле-
ния нагрузки является отрицательной величиной. Согласно уравнению для
потерь на отражение, сохраняющему свою силу и в этом случае, отраженная
от нагрузки мощность окажется больше падающей мощности. Таким обра-
зом, устройство с отрицательным сопротивлением является в этом случае
усилителем. Именно так работают туннельные диоды и некоторые типы па-
раметрических усилителей. Когда отрицательное сопротивление становится
равным волновому сопротивлению линии передачи, усиление оказывается
'бесконечно большим. Это означает, что устройство с отрицательным сопро-
тивлением начинает работать как генератор с самовозбуждением, частота
которого определяется внешними цепями.
Генераторы на основе объемного эффекта обладают падающей харак-
теристикой и поэтому могут работать и как усилители, и как генераторы с
самовозбуждением. Выходная мощность таких устройств в режиме усиления
обычно меньше, чем в режиме самовозбуждения. Поэтому в дальнейшем бу-
дут описаны только генераторы с самовозбуждением такого типа.
Генераторы Ганна. В 1963 г. Ганн (фирма IBM) при исследовании шу-
мов в полупроводниках наблюдал на некоторых образцах из арсенида гал-
лия и фосфида индия когерентные СВЧ колебания при приложении электри-
ческого поля порядка нескольких сот вольт на сантиметр [3]. В результате
во всем мире начались исследования физических параметров таких устройств
и возможностей их использования.
Механизм этого процесса, как потом оказалось, описали Ридли и Уот-
кинс [4] и Хилсом [5] еще до открытия Ганна. Их модели известны под на-
званием двухдолинных моделей. Электроны зоны проводимости в некоторых
материалах, как, например, в GaAs, формируются двумя долинами заполне-
ния Нижняя долина содержит быстрые «легкие» электроны, а верхняя мед-
ленные «тяжелые» электроны При достаточно интенсивных полях происходит
перенос электронов из нижней долины в верхнюю. В процессе переноса сред-
няя скорость электронов уменьшается, что соответствует отрицательной диф-
ференциальной подвижности. Результатом является отрицательное сопротив-
ление, которое может быть использовано как для усиления, так и для генери-
рования.
173
Гл. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
Образец прибора Ганна изготавливается в виде маленького кубика иэ-
GaAs n-типа с омическими контактами по обеим сторонам. Когда электриче-
ское поле в приборе начинает превышать 3000 В/см, со стороны катода воз-
никает домен сильного поля (слой накопления заряда), который проходит
через прибор со скоростью порядка 107 см/с (дрейфовой скоростью электро-
нов при насыщении) и исчезает на аноде. Немедленно (приблизительно череэ
10~12 с) у катода образуется новый домен, и весь процесс повторяется. Во-
внешней цепи появляются периодические импульсы тока, благодаря чему воз-
никает высокочастотная мощность. Частота определяется временем перено-
са домена [6, 7] через прибор. Были получены частоты от нескольких мега-
герц до 40 ГГц при импульсной выходной мощности в несколько сот ватт на1
частоте 1 ГГц (при очень большой скважности средняя мощность была ме-
нее 1 Вт).
Генераторы в режиме ограниченного накопления объемного заряда. Для
генерирования высокочастотной мощности может быть использован другой
тип колебаний в арсениде галлия, открытый Копеландом [2]. В этом типе
колебаний процессы, связанные с переносом или с формированием домена,,
не используются. Однако, как и в случае нормального эффекта Ганна, необ-
ходим материал с двумя состояниями подвижности.
Режиму ограниченного накопления объемного заряда свойственны сле-
дующие особенности:
1)	значение рабочей частоты выше величины, обратной времени перено-
са носителей;
2)	частота колебаний точно определяется частотой контура;
3)	произведение мощности на сопротивление при этом типе колебаний
может быть значительно больше, чем в режиме нормальных ганновских ко-
лебаний;
4)	выходная мощность и к. п. д. имеют такие же или более высокие зна-
чения, чем в режиме ганновских колебаний.
Качественный анализ работы в режиме ограниченного накопления объем-
ного заряда достаточно прост. На прибор подается смещение, соответствую-
щее области отрицательного сопротивления вольт-амперной характеристики.
Частота колебательного контура должна быть выше величины, обратной
времени переноса. Контур не должен сильно нагружать диод чтобы выброс
переменного напряжения был достаточно большим и напряжение на диоде
при отрицательном полупериоде напряжения было ниже порога, при котором
могут возникнуть нормальные ганновские колебания. Легирование должно
быть таким, чтобы в течение положительного полупериода домены не успе-
ли сформироваться и переместиться через диод. Таким образом, в течение
положительного полупериода объемный заряд накапливается только около
контакта, к которому подключен источник питания, в то время, как вся
остальная часть объема прибора находится в условиях отрицательного соп-
ротивления. Таким образом волна, проходящая через прибор, усиливается
вдоль всей длины устройства. Чем длиннее устройство, тем больше его энер-
гетические возможности.
Этому режиму работы соответствует высокий к. п. д., так как весь при-
бор находится в состоянии отрицательного сопротивления. В течение боль-
шей части периода высокой частоты область дрейфа последовательного со-
противления, вносящая потери, отсутствует. Произведение мощности на со-
противление в этом устройстве больше, чем в более коротком устройстве,
работающем в режиме нормальных ганновских колебаний. Поскольку это
устройство работает как усилитель сигнала значительной величины, а не как
пролетный прибор, в выходном сигнале содержится меньше гармоник, чем в
режиме нормальных ганновских колебаний. К. п. д. также несколько увели-
чивается благодаря тому, что энергия не затрачивается на нежелательные
типы колебаний более высокого порядка.
174
5.1. Генерирование СВЧ полупроводниковыми приборами
Лавинные генераторы. В полупроводниковых приборах, смещенных да-
леко в область режима обратного пробоя, существуют также другие типы
колебаний. Такие приборы получили название лавинных генераторов.
В отличие от диодов Ганна и диодов с ограниченным накоплением объ-
емного заряда, в которых применяются специальные материалы, обладающие
явлением «переноса электронов», лавинные диоды изготавливаются из любо-
го обычного полупроводникового материала (кремния, германия, арсенида
галлия). Генераторы на лавинных диодах могут работать в нескольких су-
щественно различных режимах. Один из этих режимов, лавинопролетный,
<был шириоко исследован и использован в СВЧ генераторах.
р+	N~~	N~~	N+ ?	Р+	О	N	О+
иЛ-г*	5-(10)1S ом~*	у 50 Ом-см	0,008Ом-см^ Подложка /	«лм	1,5Ом- ом	0,008 Ом-см Подложка
ъЪмкм	1мкм	Омкм	^50 мкм <	^5 мкм	Омкм	50 мкм
а)	б)
Рис. 4. Структуры генератора Рида (а) и лавинного генератора (б).
На рис. 4 показана структура четырехслойного диода Рида и типового
трехслойного лавинного диода. Основной механизм, обусловливающий отри-
цательное сопротивление (в рассматриваемом режиме), является одинаковым
для обеих структур и был исследован Ридом [6] в 1957 г.
Чисто отрицательное сопротивление в лавинопролетном режиме работы
обязано наличию двух механизмов. Одним из них является лавинное
умножение носителей, а другим — задержка времени переноса носителей.
Получающиеся при этом два сдвига фазы суммируются и дают полный фа-
зовый сдвиг, создающий чисто отрицательное сопротивление. Нарастание то-
ка через область лавинного пробоя отстает от напряжения в пределах этой
области, в результате чего получается такой же фазовый сдвиг, как в индук-
тивности. Кроме того, носители, генерированные в результате лавинного про-
цесса, перемещаются через остальную часть n-области на предельной скоро-
сти. Время переноса через область дрейфа вызывает появление второго фа-
зового сдвига.
При смещении диода Рида в область лавинного пробоя носители заря-
дов (дырки и электроны) генерируются путем размножения носителей в тон-
кой области около р — n-перехода; образование носителей отстает от пере-
менного электрического поля приблизительно на эт/2 рад. Затем носители
(дырки или электроны в зависимости от типа устройства) пересекают об-
ласть дрейфа, фазовый угол пробега которой т=л, и внешний ток отстает
ют образования носителей на л/2 рад. Таким образом, полный фазовый сдвиг
между импульсным переменным напряжением и импульсным током состав-
ляет л рад, в результате чего возникает отрицательное сопротивление.
Лавинный процесс в трехслойном р+ — п — п+-диоде захватывает почти
всю область дрейфа; дырочные лавинные токи текут в одном направлении,
а электронные в другом. Все же основными параметрами, определяющими
работу диода, являются запаздывание, обусловленное временем переноса, и
запаздывание процесса образования лавины. Тем не менее как в этом дио-
де, так и в диоде Рида нельзя не учитывать фазовый сдвиг в области лавин-
ного пробоя.
В лавинопролетном режиме работы мощность непрерывных колебаний
для обеих структур составляет несколько ватт при к. п. д. порядка 10%. Ла-
винный пробой сопровождается относительно большим шумом, поэтому при-
175
Гл 5 Радиолокационные станции на твердотельных приборах
менение таких диодов в известной мере ограничено. Произведение мощности
на сопротивление [6] для лавинного диода довольно велико, причем можно
полагать, что оно изменяется пропорционально I//2.
Используется еще один режим работы. Была предсказана возможность
получения отрицательного сопротивления при небольших фазовых углах
пробега области дрейфа, когда плотность тока велика. Структура диода ана-
логична изображенной на рис. 4, а однако рабочая частота лежит в диапа-
зоне дециметровых волн, а не в диапазоне X. Лавинный процесс возбужда-
ется во всей n-области. Этот режим подробно исследован Хоуффлингером
[7]. Он предсказал появление отрицательного сопротивления на низких ча-
стотах, обусловленное искажением электрического поля объемным зарядом
в области дрейфа лавины. Затем колебания такого типа были обнаружены
самим Хоуффлингером и другими исследователями. В экспериментальных
работах в режиме малого фазового угла пробега в дециметровом диапазоне
была получена импульсная мощность порядка нескольких киловатт при вы-
соком к п. д.
Основные ограничения по мощности. Для каждого типа генератора СВЧ
существует ряд ограничений по энергетическим возможностям, из которых
основными являются два’ наименьшие допустимые входное и выходное со-
противления, которые могут быть еще использованы в схеме, и нагрев, обус-
ловленный мощностью, рассеиваемой в самом приборе.
Реализация условий работы при очень малых сопротивлениях является
задачей, связанной в основном со схемными решениями, однако возникаю-
щие при этом ограничения носят фундаментальный характер. Теоретически
можно согласовать сопротивления порядка тысячных долей ома и, следова-
тельно, использовать чрезвычайно большие группы транзисторов или генера-
торов. Практически, однако, при этом возникают два обстоятельства. Выво-
ды полупроводникового устройства всегда обладают некоторой индуктивно-
стью, а в случае транзистора возникает дополнительная проблема, связан-
ная с индуктивностью общего вывода. Даже в наилучших СВЧ конструкци-
ях реактивное сопротивление выводов достигает нескольких ом. При исполь-
зовании полупроводниковых структур с сопротивлением порядка нескольких
десятков тысячных долей ома добротность контура окажется такой, что по-
лоса частот будет существенно ограничена. Сопротивление потерь любого
устройства согласования будет того же порядка, что и входное сопротивле-
ние прибора. В результате уменьшатся к. п. д., усиление и выходная мощ-
ность [8].
Наиболее существенным обстоятельством, ограничивающим выходную
мощность, является нагрев прибора. Все кремниевые СВЧ приборы, транзи-
сторы или лавинные генераторы работают с плотностью тепловой энергии,,
равной 25—50 кВт на 1 см2 поверхности прибора. Приборы из германия и
арсенида галлия выдерживают мощность в четыре-пять раз меньше из-за
более низкой удельной теплопроводности. При таких тепловых потоках аб-
солютный размер поверхности прибора ограничен даже в случае наилучшей
в термическом отношении конструкции.
Характер ограничений, связанных с генерированием СВЧ твердотельным»
приборами, обусловливает невозможность получения от одного прибора а
диапазоне СВЧ средней мощности порядка киловатта или выше. В РЛС на
твердотельных приборах неизбежно параллельное включение маломощных
источников или включение их в антенную решетку.
5.2.	Проектирование РЛС на твердотельных приборах
Базовой полностью твердотельной радиолокационной системой мог бы
являться варинт, в котором один твердотельный СВЧ генератор питает пара-
болическую антенну. Такой вариант используется для маломощных РЛС,,
одиако в большинстве встречающихся в радиолокации задач требуемая им-
176
5.2. Проектирование РЛС на твердотельных приборах
пульсная и средняя мощность на один, два или три порядка больше получа-
емой с помощью одного полупроводникового генератора независимо от его
типа. Для получения требуемой мощности необходима совместная работа
большого числа твердотельных генераторов, включенных в том или ином со-
четании.
Для сложения мощностей нескольких генераторов разработчик РЛС мо-
жет использовать какой-либо из двух следующих основных видов их сочета-
ния. Генераторы можно соединить непосредственно параллельно, образуя
твердотельный эквивалент электронно-лучевой лампы, либо отдельные генера-
торы можно распределить в апертуре фазированной антенной решетки с сум-
мированием мощностей в пространстве
Принципы, заложенные в современные РЛС, требуют минимальной мо-
дификации в том случае, если непосредственно заменить электронно-лучевые
СВЧ лампы соответствующим количеством твердотельных усилителей. Такое
решение представляет несомненный интерес для некоторых типов радиоло-
кационного оборудования, а также при модернизации устаревшего обору-
дования для повышения его надежности. Однако с точки зрения разработки
нового оборудования этот вариант обладает рядом недостатков и ограни-
чений:
1)	из-за значительных потерь в устройстве суммирования мощностей
снизятся к. п. д. и выходная мощность СВЧ генераторов;
2)	стоимость устройства суммирования мощностей при большой мощно-
сти будет составлять значительную долю от стоимости системы в целом;
3)	электронное отклонение антенного луча может быть осуществлена
только с помощью фазовращателей большой мощности, что также будет спо-
собствовать увеличению потерь и уменьшению к. п. д.;
4)	при питании антенны мощным усилителем появятся потери на рас-
пределение поля в апертуре.
Однако этот вариант обладает, кроме простоты, рядом достоинств;
1)	поскольку требуется одно приемное устройство, может быть применен
мазер или параметрический усилитель, использование которых в антенной ре-
шетке обычно невозможно по экономическим соображениям;
2)	твердотельные и электронно-лучевые генераторы могут быть взаимо-
заменяемыми для обеспечения резервирования и улучшения параметров;
3)	в случае антенн с механическим сканированием один генератор удоб-
нее.
В радиолокационных системах на твердотельных приборах обычно целе-
сообразнее распределять источники излучения в апертуре антенны и исполь-
зовать сложение мощностей в пространстве. Если для питания каждого эле-
мента антенны применяется отдельный усилитель мощности, то для достиже-
ния всех возможностей и гибкости, присущих фазированным антенным ре-
шеткам, достаточно добавить маломощные фазовращатели для электронно-
го отклонения луча и другие соответствующие элементы.
Активные антенные решетки на твердотельных приборах. Излучающая
апертура радиолокационной антенной решетки чрезвычайно облегчает генери-
рование мощности в диапазоне СВЧ. При этом должны быть предусмотрены:
прием эхо-сигнала от цели, переключение аженны на передачу и прием, вне-
сение соответствующих фазовых сдвигов в излучаемых и принимаемых сиг-
налах для получения требуемой формы диаграммы направленности и, нако-
нец, сопряжение системы управления отклонения луча с ЭВМ.
Все эти операции могут быть выполнены разными методами с использо-
ванием усилителен, преобразователей частоты и различных систем управле-
ния. В зависимости от имеющихся для данной рабочей частоты типов усили-
телей мощности и малошумящих предварительных усилителей создается та
или иная группировка активных модулей антенной решетки.
Модуль без преобразования частоты. В случае работы без преобразова-
ния генерируемой частоты усилители мощности и малошумящие усилители
177
Гл. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
могут быть легко реализованы, причем структура модуля оказывается очень
простой. Модуль, изображенный на рис. 5, состоит из фазовращателя, диод-
ного антенного переключателя и усилителя мощности на твердотельных при-
борах. Во время работы на прием энергия, поступившая из антенны, пере-
ключается в обход усилителя мощности на фазовращатель и суммируется в
том же устройстве, которое служит для подачи входного сигнала на усили-
тель мощности во время работы на передачу.
Однако использование такого простого модуля связано с рядом трудно-
стей. Количество входных сигналов управления чрезвычайно велико, так как
на каждый двоичный разряд фазы фазовращателя требуется один аналого-
вый входной сигнал, а на антенный переключатель — другой. Кроме того,
энергия, поступающая на антенну в процессе приема, частично поглощается
в антенном переключателе, в фазовращателе и суммирующем устройстве,
включенными перед предварительным усилителем. Чтобы обойти эти трудно-
сти, можно несколько усложнить структуру модуля (рис. 6). Рассмотрим от-
дельно каждый из этапов такой модификации, а также устройства, вводи-
мые для перехода от более простого к более сложному модулю.
Первым этапом модификацци является включение в каждый модуль ма-
лошумящего предварительного усилителя. Его назначением является умень-
шение коэффициента шума системы и обеспечение усиления до фазовраща-
теля и устройства формирования луча. При этом требования к фазовращате-
лям и устройствам формирования луча по вносимым потерям могут быть
снижены, что позволяет использовать более дешевые устройства с большими
потерями. Однако даже с учетом этих преимуществ при экономической опти-
мизации системы следует оценивать целесообразность добавления малошу-
мящего предварительного усилителя.
Включение в модуль логической части системы управления следует при-
знать весьма целесообразным. На рис. 6 показаны типичные используемые
входные сигналы логической части. На каждый столбец подается одно и то
же кодовое слово или входная последовательность импульсов. Аналогичные
сигналы подаются на каждую строку. Для получения требуемого фазового
сдвига эти два сигнала суммируются или совместно обрабатываются каким-
либо другим способом. Благодаря этому количество проводов от спецвычис-
лителя системы управления отклонением луча уменьшается в случае типич-
ной антенной решетки больших размеров от ЮООО до 100—200 — по одному
178
5.2. Проектирование РЛС на твердотельных приборах
на каждый столбец и каждую строку решетки. При использовании неплоской
(конформной) конструкции или системы распределения оптического типа
в каждый модуль должен быть добавлен третий управляющий сигнал для
введения поправки на неплоскостность решетки. Кроме того, необходимы-
управляющие сигналы установки на нуль и для управления переключателем,
режима передача — прием и антенным переключателем.
режима передача-прием
Рис. 6. Более сложный модуль без преобразования частоты.
Однако даже модуль на рис. 6 не отражает всю ту сложную структуру,
которая может потребоваться для радиолокационной системы. Для получения
низкого уровня боковых Лепестков в приемной диаграмме должна быть пре-
дусмотрена соответствующая регулировка уровней сигналов в модулях ли-
бо включением после каждого малошумящего усилителя регулируемого ат-
тенюатора, либо использованием двух схем формирования луча (одна на
передачу и другая на прием) с соответствующими встроенными устройства-
ми регулировки уровней. В других модификациях модуля, предназначенных
для специальных случаев применения, должны предусматриваться возмож-
ности компенсации большого КСВН в условиях, когда возможно обледенение
или необходимы очень большие углы отклонения, а также возможности ав-
томатических испытаний и контроля модуля и изменения выходной мощно-
сти оконечных усилителей мощности для получения различных диаграмм на-
правленности на передачу.
Модуль с использованием умножителей частоты. Рассмотренные выше
модули предназначены для работы в диапазоне частот, в котором возможно-
непосредственное усиление мощности генерируемой частоты при низком
уровне шума. Такой модуль назван модулем без преобразования частоты,
а модулем с преобразованием частоты будет называться модуль, предназна-
ченный для работы в диапазоне частот и мощностей, превышающих предель-
17»
Гл. 5 Радиолокационные станции на твердотельных приборах
но возможные частоту и мощность генерирующего устройства. В таких мо-
дулях применяются умножители частоты, вследствие чего они существенно
отличаются от модулей без преобразования частоты.
Принципиально конструкция модулей с использованием смесителей и ум-
ножителей частоты значительно упрощается, если сдвиг фаз осуществлять
непосредственно на рабочей частоте. Структура модуля изображена на
рис. 7. При приеме сигналы могут суммироваться либо непосредственно на
Рис. 7. Модуль с преобразованием частоты с фазовращателем на рабочей частоте.
частоте передачи, либо в каждом модуле может быть предусмотрен смеси-
.тель и усилитель, а суммирование производится по промежуточной частоте.
Решающим недостатком этого простого варианта является то, что потери в
•фазовращателе уменьшают соответственно передаваемую мощность и увели-
чивают коэффициент шума приемника. По сравнению с другими возможны-
ми вариантами модуля ухудшение составляет от 3 до 6 дБ.
Фазовый сдвиг может осуществляться в точках, менее чувствительных
к потерям в фазовращателе, включением двух фазовращателей: одного перед
усилителем мощности для работы на передачу, а другого либо в цепи
гетеродина, либо после предварительного усилителя промежуточной частоты
для приема. При этом между всеми модулями должны быть распределены
три сигнала разной частоты: входной сигнал от гетеродина, входной сигнал
«а канал передатчика и выходной сигнал промежуточной частоты. Мощность
•сигналов двух частот: входного сигнала гетеродина и сигнала возбуждения
передатчика — должна быть одинаковой для всех модулей. Суммировать же
выходные сигналы промежуточной частоты целесообразно с определенными
весовыми коэффициентами для уменьшения боковых лепестков.
Количество коаксиальных вводов в каждом модуле может быть умень-
шено генерированием сигнала местного гетеродина в самом модуле. Почти во
всех случаях применения радиолокации сигнал возбуждения передатчика и
сигнал гетеродина не требуются одновременно, так что они могут передавать-
ся поочередно. Функциональная схема одного из вариантов модуля с преоб-
разованием частоты приведена на рис 8. Во время работы на передачу на
модуль подается сигнал с частотой 2,25 ГГц. Сигнал усиливается предвари-
тельным усилителем мощности и подается на фазовращатель и основной уси-
литель мощности. Выходной сигнал основного усилителя мощности поступа-
ет на умножитель частоты с коэффициентом умножения, равным 4, и затем
через антенный переключатель подается в антенну.
180
5.2. П роектирование РЛС на твердотельных приборах
Сигнал гетеродина генерируется в модуле в аналогичной цепи. Во время
работы на прием на модуль подается сигнал с частотой 2,125 ГГц. Он также
проходит через предварительный усилитель мощности и через фазовращатель
приемного канала подается на умножитель частоты сигнала гетеродина с коэф-
фициентом умножения 4. Поступивший в антенну эхо-сигнал от цели подается
через антенный переключатель на вход балансного смесителя. Сигнал проме-
жуточной частоты 500 МГц с выхода смесителя усиливается предваритель-
ным усилителем промежуточной частоты и направляется в схему формирова-
ния диаграммы направленности.
нуль
Рис, 8. Приемопередающий модуль РЛС с электронным отклонением луча диапазона X.
В этом модуле имеются Два фазовращателя. Отклонение луча на прием
осуществляется фазированием колебаний гетеродина. В случае опережающе-
го сдвига фазы в передающем канале фазовый сдвиг в канале гетеродина
должен быть запаздывающим независимо от того, выше частота гетеродина
Или ниже частоты принимаемого сигнала. Для этой цели и использованы два
фазовращателя. Однако можно применить также и один фазовращатель, на
который при работе на передачу и прием подаются различные управляющие
сигналы.
Количество возможных вариантов построения схемы модуля с исполь-
зованием умножителей частоты и гетеродинов, частота которых выше или
181
Гл. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
ниже рабочей, чрезвычайно велико, однако по мере увеличения предельной
рабочей частоты усилителей мощности и малошумящих предварительных
усилителей особое внимание должно быть уделено постепенному внедрению
модулей без преобразования частоты вместо модулей с преобразованием ча-
стоты.
5.3.	Интегральные СВЧ схемы
Для выполнения всех требуемых операций в состав описанных выше мо-
дулей должно входить от 6 до 15 аналоговых СВЧ и цифровых схем. Для
получения же необходимых параметров радиолокационной системы антен-
ная решетка должна содержать от 1000 до 15 000 модулей или от 10 000 до
200 000 аналоговых СВЧ и цифровых схем только в СВЧ части фазирован-
ной антенной решетки на твердотельных приборах. Чтобы сооружение такой
антенны было экономически целесообразным, стоимость одной схемы долж-
на составлять от 1 до 5 долл., т. е. должна быть сравнима со стоимостью ин-
тегральных цифровых или аналоговых схем [9].
Технология изготовления аналоговых СВЧ схем. Все варианты техноло-
гии изготовления низкочастотных цифровых и аналоговых схем могут быть
также применены при изготов-
лении интегральных СВЧ схем.
Эти схемы можно разделить
на два основных типа: моно-
литные и гибридные схемы. Об-
щепринятым различием между
ними является способ включе-
ния в схему полупроводнико-
вых приборов. В монолитном
варианте полупроводниковые
приборы формируются на под-
ложке в процессе изготовления
всей схемы. Поскольку на каж-
дом этапе изготовления схема,
обрабатывается как единое це-
лое, все вопросы, связанные с
особенностями конструкции по-
лупроводниковых приборов и
схемы их соединений, должны
рассматриваться совместно.
В гибридном варианте полупро-
водниковые приборы крепятся
на готовой схеме соединений
тем или иным способом, поэто-
му до их крепления единая
Рис. 9. Антенный переключатель диапазона X
в интегральном исполнении. Площадь 0,06 мм2.
технология изготовления не
требуется.
На рис. 9 показан один из вариантов реализации антенного переключа-
теля диапазона X в интегральном исполнении со средней частотой 9,0 ГГц
с вносимыми потерями порядка 1 дБ и развязкой передающего и приемного
каналов, равной 25 дБ. В основном это несимметричная полосковая конст-
рукция на кремниевой пластинке с высоким удельным сопротивлением тол-
щиной 0,254 мм. Размещенные на поверхности переключающие р — i — п-
диоды нанесены на подложку методом диффузии, а тонкопленочные конден-
саторы с диэлектриком из БЮг заземляют по высокой частоте концы линий
длиной А./4, используемых для подачи смещения.
182
5.3. Интегральные СВЧ схемы
Эта схема изготовлена по основной технологии изготовления интеграль-
ных схем с использованием управляемой диффузии примесей в полупровод-
никовый материал. Вся подложка пропускается через печи, а диффузия про-
изводится на выбранных участках подложки.
Технология изготовления толстопленочных и тонкопленочных гибрид-
ных схем, разработанная для цифровых и аналоговых устройств, также при-
годна для изготовления интегральных СВЧ схем. В случае толстопленочной
технологии рисунки проводящих и резистивных элементов печатаются на ке-
рамической подложке и обжигаются при высокой температуре. В качестве
подложки используется обычно керамика из окиси алюминия, а проводники
и сопротивления печатаются методом шелкографии. Основным достоинством
толстопленочной технологии является низкая стоимость изготовления на еди-
ницу площади. Основной же недостаток заключается в трудности соблюде-
ния допусков, которые иногда только на пределе удовлетворяют требовани-
ям на изготовление СВЧ схем.
Наиболее широкое использование в изготовлении интегральных СВЧ
схем нашла тонкопленочная технология. Существует большое разнообразие
методов нанесения пленок толщиной от 0,01 до 5 мкм из различных материа-
лов в различных сочетаниях. Материалы могут быть напылены или осажде-
ны в виде проводящих, резистивных или изоляционных пленок. Соответст-
вующий рисунок может быть получен путем, вытравливания лишнего мате-
риала или путем покрытия через трафарет.
Тонкопленочные схемы характеризуются низкими потерями в соедини-
тельных проводах, объемное удельное сопротивление которых мало отличает-
ся от исходного материала, а также возможностью изготовления конденса-
торов и резисторов как неотъемлемой части схемы. В качестве материала
подложки довольно часто используется глазурованная керамика из окиси
алюминия, однако применяются также сапфир, окись бериллия и другие ди-
электрики.
Интегральные СВЧ приемники. В модуле без преобразования частоты
может быть использован малошумящий транзисторный предварительный уси-
литель. На рис. 10 показан один из вариантов малошумящего транзисторно-
го усилителя диапазона L. Усилитель изготовлен на подложке из окиси алю-
Рис. 10. Интегральный малошумящий симметричный предварительный СВЧ усилитель
диапазона L.
183
Гл. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
миния. Для согласования сопротивлений служат несимметричные полосковые
линии. Коэффициент усиления этого двухкаскадного симметричного усили-
теля составляет около 20 дБ. Кривые зависимости коэффициента усиления
и коэффициента шума от частоты приведены на рис. 11.
В модуле с преобразованием частоты перед смесителем также может быть
включен малошумящий предварительный усилитель. Однако в связи с появле*
|| 8 -коэффициент шуми
W /71 I -J---------------—1-----1------1-
Г,О	7,2 .	М W
Частота, ГГд
нием малошумящих смеситель-
ных диодов с барьером Шоттки
и балансных смесителей использо-
вание предварительного усилителя
для улучшения параметров обыч-
но не дает заметного выигрыша.
Смеситель и усилитель проме-
жуточной частоты могут быть объ-
единены в виде довольно компакт-
ного прибора. На рис. 12 показа-
ны антенный переключатель, ба-
лансный смеситель диапазона X
и предварительный усилитель про-
межуточной частоты 500 МГц, из-
готовленные на общей керамиче-
ской подложке. С помощью этой
схемы передатчик мощностью в
Рис. 11. Зависимость коэффициента усиле-
ния и коэффициента шума интегрального
малошумящего симметричного предвари-
тельного СВЧ усилителя от частоты.
несколько ватт подключается
к антенне, а в режиме приема принятая антенной энергия преобразуется
в промежуточную частоту 500 МГц и затем усиливается на 20 дБ. Общий
коэффициент шума при приеме составляет около 10 дБ. Более сложная схема,
состоящая из генератора диапазона L, умножителя частоты, делителя мощ-
ности и многоканального балансного смесителя диапазона X изображена
на рис. 13. Эта схема изготовлена по толстопленочной технологии на керами-
ческой подложке
Твердотельный усилитель мощности. Для изготовления мощного каскада
радиолокационного передающего модуля требуются разные приборы и раз-
ные технологии. В случае модуля без преобразования частоты могут исполь-
зоваться транзисторные усилители мощности или генераторы на основе объ-
емного эффекта, в то время как в случае модуля с преобразованием частоты
к ним должен быть добавлен умножитель частоты большой мощности.
В транзисторном усилителе мощности радиолокационного модуля необ-
ходим обычно не один, а целая группа специально подобранных транзисто-
ров. На рис. 14 изображена принципиальная схема пятикаскадного усилите-
ля мощности диапазона S и внешний вид полупроводниковых приборов, вхо-
дящих в отдельные каскады. Входные и выходные сопротивления каждого
прибора имеют разные значения, поэтому входные, междукаскадные и вы-
ходные трансформаторы в каждом каскаде имеют различные параметры.
Внешний вид этого усилителя вместе с его импульсным модулятором пока-
зан на рис. 15. Выходная импульсная мощность усилителя составляет 2 Вт
на частоте 2,25 ГГц при входной мощности 10 мВт.
На рис. 16 показан внешний вид более мощного усилителя. В этом уси-
лителе транзистор с размерами, превышающими размеры наибольшего тран-
зистора на рис. 15, смонтирован на кристаллике бериллия с очень высокой
удельной теплопроводностью. Согласующие трансформаторы неизбежно мно-
го сложнее из-за очень низких сопротивлений транзистора. Импульсная вы-
ходная мощность усилителя в диапазоне L равна 10 Вт при скважности до 5.
Для варианта модуля с преобразованием частоты необходим умножи-
тель. На рис. 17 дан внешний вид умножителя частоты с коэффициентом ум-
ножения 4, преобразующий частоты диапазона L в частоты диапазона X. Два
варактора, изготовленные с массивными золотыми контактами (балочными
184
5.3. Интегральные СВЧ схемы
Рис. 12. Интегральная СВЧ схема диапазона X, содержащая антенный
переключатель^ балансный смеситель и предварительный усилитель про*
межуточной частоты.
Рис. 13. Гибридный многоканальный СВЧ усилитель диапазона X,
185
Г л. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах

186
5 3 Интегральные СВЧ схемы
Рис. 15. Двухваттный интегральный СВЧ усилитель диапазона S.
Рис. 16. Десятиваттный интегральный СВЧ усилитель диапазона L.
Рис. 17. Интегральный СВЧ умножитель частоты с коэффициентом умно-
жения 4.
187
Гл 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
Рис. 18. Характеристики интегрального СВЧ умножителя частоты с коэффициентом умно-
жения 4.
выводами), укрепленными на поверхности кремниевой подложки, приварены
к схеме последовательно. Это обеспечивает возможность получения высокой'
добротности и требуемого при входной мощности 2 Вт напряжения пробоя.
В схему входят входной фильтр нижних частот и выходной полосовой фильтр,,
изготовленные на подложке из окиси алюминия, с несимметричными полоско-
выми соединительными проводами. Характеристики умножителя при импульс-
ной входной мощности 2 Вт приведены на рис. 18. Минимальные потери на
преобразование умножителя ниже 5 дБ и ширина полосы по уровню 1 дБ-
равна 540 МГц.
Интегральные фазовращатели. В состав большинства типов радиолока-
ционных модулей входят фазовращатели. Один из вариантов такого устрой-
ства диапазона 5 в интегральном исполнении, фазовращатель на 4 двоичных
разряда, показан на рис. 19. Схема фазовращателя изготовлена полностью-
по тонкопленочной технологии с использованием 22 тонкопленочных кондеи-
Рис. 19. Интегральный четырехразрядный СВЧ фазовращатель диапазона S со схемам»
логики и управления.
188
5.3 Интегральные СВЧ схемы
саторов. Затем в схему было вклю-
чено 14 переключающих р—I—«-дио-
дов с балочными выводами. Схема
управления фазовращателем изготов-
лена на расположенном рядом кера-
мическом бруске. Схема управления
состоит из четырехкаскадного счетно-
го устройства со сквозным переносом
и интегральных пусковых устройств
цепей фазовращателя, а также из
транзисторного стабилизатора напря-
жения для поддержания постоянным
напряжение на диодах. Характери-
стики фазовращателя приведены на
рис. 20.
Компоновка модуля. Описанные
в последних трех разделах схемы
образуют вместе радиолокационный
модуль. На рис. 21 показан внешний
Ус maw8ка фазы,град
Рис. 20. Характеристики интегрального че-
тырехразрядного СВЧ фазовращателя диа-
пазона 5.
вид приемопередающего модуля
диапазона L с выходной мощностью 5 Вт. Коаксиальный разъем с задней сто-
роны служит входом для энергии от системы разводки. При работе на пере-
дачу энергия проходит через фазовращатель и оконечный усилитель мощно-
сти в антенну, а при работе на прием от антенны проходит через малошумя-
щий предварительный усилитель и через фазовращатель выводится на коак-
сиальный разъем. Площадь модуля составляет 30 см2 (4,75 кв. дюймов), что
согласуется с расстояниями между элементами фазированной антенной решет-
ки в диапазоне L.
Рис. 21. Интегральный СВЧ приемопередающий модуль РЛС диапазона L.
189
Гл. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
Внешний вид модуля с преобразованием частоты показан на рис. 22.
Этому модулю соответствует схема рис. 8. На рис. 22,а видны предваритель-
ный усилитель на частоту 2,2 ГГц, переключатель режима передача-прием
<5лока фазовращателей, два фазовращателя и умножитель частоты гетероди-
на, а на рис. 22,6 — основной усилитель мощности, импульсный модулятор,

Рис. 22. Интегральный СВЧ приемопередающий модуль РЛС диапазона X.
мощный умножитель частоты, антенный переключатель, балансный смеси-
тель и предварительный усилитель промежуточной частоты.
Оба рассмотренных примера относятся к ранним работам в этой обла-
сти. По мере развития техники происходит эволюция параметров схем, тех-
нологии изготовления и компоновки модулей.
5.4.	Влияние РЛС на твердотельных приборах на развитие
систем
По окончании второй мировой войны происходило непрерывное развитие
радиолокационных систем. Были достигнуты значительные успехи в построе-
нии систем и в улучшении параметров элементов, однако функции систем,
«х внешний вид и методы оптимизации мало изменились.
Исключением являются системы с активными антенными решетками на
твердотельных приборах, которые нельзя рассматривать как естественный
190
54. Влияние РЛС на твердотельных приборах на развитие систем
результат первоначальных тенденций развития. Только в аппаратуре самой
незначительной мощности, подобной высотомерам и доплеровским навигаци-
онным системам, твердотельный генератор может заменить ламповый без
сколько-нибудь значительной модификации системы. В более мощных РЛС
на твердотельных приборах только совместная работа большого количества
приборов, обычно работающих с малой скважностью, может обеспечить тре-
буемую мощность излучения.
Влияние твердотельных передающих устройств на построение системы »
ее оптимизацию очень велико. Режим работы с большой скважностью и высо-
кой импульсной мощностью создаст неразрешимые экономические трудности.
Будут использованы низковольтные источники мощности на тысячи ампер
вместо модуляторных устройств с напряжением в несколько киловольт. Ма-
лая скважность повлияет на разработку приемников и устройств обработки
данных.
Совместное включение большого количества источников мощности (при
добавлении недорогих устройств) позволит осуществить частично или полно-
стью электронное управление отклонением луча; необходимы будут фазовра-
щатели небольшой мощности. Фаза всех передатчиков будет привязана к
фазе центрального возбудителя, так что без сколько-нибудь значительного
увеличения стоимости системы будет возможна полностью когерентная рабо-
та. Когерентность работы улучшается в случае использования транзисторных
передатчиков или транзисторных умножителей частоты благодаря чрезвы-
чайно низкому уровню внеполосного излучения при правильно построенных
устройствах. Большая ширина полосы частот позволяет повысить разрешаю-
щую способность и скорость переключения частот или расширить пределы
перестройки.
Возможности, присущие активным антенным решеткам на твердотель-
ных приборах, позволяют осуществлять одновременно большое количество
функций, поэтому в сложных внешних условиях, в которых может оказаться
любое военное оборудование при меньшем количестве РЛС может решаться
большее количество задач. Но необходимы принципиальные изменения в ме-
тодах использования систем с активными антенными решетками, гак как
они являются отступлением от всех прежних технических принципов. Эти
системы представляют большие возможности, но для реализации их необхо-
димо детальное исследование каждой функции радиолокационной системы
и определение оптимальности существующего решения,
Список литературы
1	Stover Н. L.: Fabrication advances boost potential of avalanche diodes. —
“Electronics”, 19G8, July 8, v. 41, p. 96—100.
2	Copeland J. A.: CW operations of LSA oscillator diodes — 44 to 88 GHz. —
“Bell System Tech. J.”, 1967, January, v. 46, p. 284.
3.	Gunn J. B.: Microwave oscillation of current in III—IV semiconductors. —
“Solid State Commun.”, 1963, September, v. 1, p. 88—91.
4.	Ridley В. K. and Watkins T. B.: The possibility of negative resistance effects
in semiconductors. — “Proc. Phys. Soc.”. (London), 1961, August, v. 78,
p. 293—304.
5.	Hilsurn C.: Transferred electron amplifier and oscillators. — “Proc. IRE”,
1962, February, v. 50, p. 185—189.
191»
Г л. 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах
6.	Read W. Т., Jr.: A proposed high frequency negative resistance diode. —
“Bell System Tech. J.”, 1958, March, v. 37, p. 401—446.
7.	Hoefflinger B.: High frequency escillations of P++-N+-N-N++ avalanche
diodes below the transient-time cutoff. — “IEEE Trans.’’, 1966, January,
v. ED-13, p. 151—158.
<8. Vincent В. T., Jr., Cooke H. F. and Anderson A. J.: Microwave power gene-
ration and amplification using transistors. — “Microwave J.”, 1966, July,
v. 9, p. 63—68.
9. Vincent В. T., Jr.: Integration techniques for microwave circuitry. — “Texas
Instruments Publ. SC 1427”, prepared for 1967 Conference on High Fre-
quency Generation and Amplification.
Глава 6
ДВУХПОЗИЦИОННЫЕ И МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Д. Каспере
6.1.	Введение
Первые созданные в США и Англии экспериментальные радиолокацион-
ные станции, относились преимущественно к классу двухпозиционных систем,
в которых передатчик и приемник были разнесены на расстояние, сравнимое
с расстоянием до цели. В 1936 г. в Морской исследовательской лаборатории
США был разработан антенный переключатель, благодаря которому стало
возможным применить для передачи и приема сигналов одну и ту же антен-
ну, что позволило приступить к созданию однопозиционных радиолокацион-
ных станций. В результате этого двухпозиционные радиолокационные систе-
мы почти перестали использоваться. Так было вплоть до начала 50-х годов,
когда интерес к ним снова возрос.
Аппаратура двухпозицонной системы размещается в двух пунктах, нахо-
дящихся на некотором удалении друг от друга. На рис. 1,а показана обычная
схема размещения такой системы. Передатчик расположен в одном пункте,
а)
Рис. 1. Схема расположения элементов двух- и трехпозиционной системы:
а — плоскость, определяемая положением передатчика, цели и приемника; б — система
координат (установка, расположенная в точке в, в двухпозиционной системе не исполь-
зуется).
а работающая совместно с этим передатчиком приемная аппаратура—в другом;
пункт приема в таких системах отдален от пункта передачи. Обнаружение
целей основано на использовании отраженных от цели сигналов, улавливае-
мых в пункте приема. Измеренное на приемной позиции полное время рас-
пространения радиолокационного сигнала, его угол места и азимут позволяют
получить информацию о местоположении цели. Кроме обычных импульсных
сигналов в разнесенных РЛС часто используются различные непрерывные
режимы излучения, так как раздельное размещение передатчика и приемной
193
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
аппаратуры позволяет избежать нежелательного воздействия зондирующего
сигнала на работу последней. Можно также на обеих позициях располагать
как передатчик, так и приемник. На каждой позиции в этом случае прини-
маются отраженные от цели сигналы, создаваемые за счет излучения как соб-
ственного передатчика, так и передатчика, расположенного на другой позиции.
В пассивных двухпозиционных приемных системах используются два при-
емника, расположенные в двух пунктах. Такие системы обнаруживают только
цели, излучающие электромагнитные колебания. Обнаружение обычно осно-
вывается на приеме излучаемой энергии в обоих^ пунктах. Информацию о по-
ложении цели получают путем определения разностей времен прихода сигна-
лов и измерения углов в одном или двух пунктах. Пассивные системы приме-
няются в тех случаях, когда работа передатчика РЛС нежелательна. Так как
пассивные системы во многом аналогичны активным двух- и многопозицион-
ным системам, они также рассматриваются в этой главе.
К радиолокационным системам, имеющим отдельные передающую и при-
емную антенны, но расположенные в одном пункте, -как это обйчно имеет
место во многих РЛС с непрерывным излучением, термин «двухпозиционная
система» не применяется, так как их характеристики аналогичны характери-
стикам однопозиционных РЛС.
Многопозиционная система размещается более чем в двух отдельных
пунктах. Некоторые многопозиционные системы можно рассматривать как
совокупность двухпозиционных или однопозиционных систем или как комби-
нацию двухпозиционной и многопозиционной системы. Необходимо отметить,
что многопозиционные системы имеют преимущества перед другими система-
ми, так как они обладают характеристиками, которых нет у двухпозиционных
или однопозиционных систем. Эти особенности рассмотрены в § 6 4. Во всех
многопозиционных системах методы, доступные для определения местоположе-
ния целей, оказываются более эффективными, чем аналогичные методы в двух-
позиционных системах.
Многопозиционная система может состоять из одного передающего уст-
ройства и двух или более приемных установок. Такая система позволяет оп-
ределить местоположение целей только по времени прохождения отраженного
сигнала, без определения направления его прихода.
Применяется также многопозиционная система, имеющая передатчики
в каждом пункте размещения аппаратуры. В качестве примера может рас-
сматриваться система из трех однопозиционных радиолокационных дальноме-
ров. Такую систему иногда называют трехбазовой системой.
В пассивных многопозиционных системах содержится три или более раз-
несенных приемных пункта. Простейшим методом определения местоположе-
ния цели при помощи такой системы является триангуляционный метод с ис-
пользованием радиопеленгации. При триангуляционном методе могут проис-
ходить ложные обнаружения не существующих в действительности целей.
Причина их возникновения будет кратко описана ниже. Метод исключения
ложно обнаруживаемых целей основан на получении избыточной информации
и ее соответствующей обработки. В некоторых системах могут появляться
ложно обнаруживаемые цели, которые устранить не удается. Однако, если
ложно обнаруживаемые цели и удается распознать, их возникновение следует
считать нежелательным, так как для их выявления требуется применить спе-
циальные методы и аппаратуру обработки данных.
6.2.	Методы определения координат целей
в двухпозиционных радиолокационных системах
При использовании однопозиционных РЛС процесс накопления данных
и извлечения информации о положении целей является весьма простым,
так как такие РЛС получают исходные данные о целях в полярной системе
координат. При желании эти данные можно легко преобразовать в прямо-
IM
6.2. Методы определения координат целей в двухпозиционных системах
угольную систему координат. Однако обработка данных, получаемых от двух-
fl многопозиционных систем, является более сложной. В этом случае прихо-
дится обрабатывать данные, получаемые из нескольких пунктов. Соотношения
между этими данными для конкретной цели и соответствующими ее коорди-
натами по осям х, у и z могут оказаться сложными.
Для определения положения цели с помощью двухпозиционной системы
используются измерения следующих параметров (рис. 1,6): азимутов 01 и 02,
углов места q>i и ф2, дальностей от цели до пунктов расположения аппарату-
ры q и г2, разности дальностей п — г2 (полученной не на основе раздельных
измерений и г2), суммы дальностей + г2 и доплеровского сдвига часто-
ты Необходимо использовать минимум три параметра. Не все комбинации
этих величин позволяют получить необходимые результаты: например, исполь-
зование Г1, г2 и ф! приводит к неоднозначности и появлению ложно обнару-
живаемых целей.
Следует указать на различие при вычислении дальности по измерениям,
проведенным с помощью двухпозиционной и однопозиционной систем. Даль-
ность цели в однопозиционной РЛС определяется на основе измерения време-
ни распространения радиолокационного сигнала в прямом и обратном направ-
лении, а сумма и разность дальностей в двухпозиционной системе — на основе
измерения времени распространения сигнала только в одном направлении.
Следовательно, если принять скорость распространения радиоволн равной
3-108 м/с и измеряемую в секундах разность в приходе отраженного сигнала
к двум пунктам расположения приемной аппаратуры обозначить через
А = ti — t2, то разность и сумма дальностей в метрах
Г1—Г2 = 3-108 (Z1—/2); f1+r2 = 3-1081,
где t — полное время распространения сигнала от передатчика до цели и от
цели до приемника. В табл. 1 приведены некоторые формулы, применяемые
для вычисления координат целей при использовании как двухпозиционных,
так и многопозиционных систем.
Таблица 1
Формулы для определения координат целей. (Если не оговорено особо, то
при вычислениях следует пользоваться системой координат,
приведенной на рис. 1)
Используемые измеренные параметры	Формулы для определения координат
01, 02, Ф1	asin(01-[-02) х = —	— ,	(1) sin (02—0Г) 2а sin 0i sin 02 У- .	,	(2) Sin (02 — 01) 2а sin 02 г—": ,0	. tg Ф1,	(3) sin (02—01) при ф1 = 90° решения не имеется
01, 02 , ф1 > ф2	Формулы (1)—(3) и 2а sin 0i z- .	tg ф2	(4) Sin (02 — 01)
195
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
Продолжение табл. 1
Используемые измеренные параметры	Формулы для определения координат
91» 02,	= 5	Формулы (1), (2) г = ±——• "|/(4о2— s2) (4х2—s2)—у2	(5) 2s
91, 02, ф1, г1 + г2=:5	Формулы (1) — (3) и (5)
01, Ф1, И + г2—5	* (s/2) (2a/s—-cos фг cos 0i) (2a/s) cos фХ cos 0Х— 1 (s/2) (4a2/s2 — 1) cos <рд sin 0t (2а/s) cos epi cos 0X— 1	’ (s/2)(4a2/s2 —1) sin ф! . (2a/s) cos cpi cos 0i— 1
01, 02, Г1 — Г2 = Д	Формулы (1), (2) и (5), в которых s заменяется на А. При А —0 решения не имеется.
01, 0з, фз	b—a tg 0i о ’ <9) у —xctg03, (10) tg 0i+ctg 03 г=Ух2 + (у— b)2 tg фз при фз=>90° решения не имеется.	(11)
01, 02, 03, ф1, Ф2, Фз	Формулы (1)—(4) и (9) — (И) ft-f-a tg 02 х=———(12) tg 02 Н- Ctg 0з
01, 02, ''1,	Формулы (1) и (2) г=±|/ -^-/(/^(/-rnU-^-y2,	(13) ,	ri4-r2+2a где 1-	2
01, 02, ф1, ф2, fl, Г2	Формулы (1)—(8) и (13) г=»/'1$!пф1, (14) г = г281пф2	(15)
196
6.2. Методы определения координат целей в двухпозиционных системах
	Продолжение табл. 1
Используемые измеренные параметры	Формулы для определения координат
Г1, г2> Г3	2 \а ’ ’	(16> __rj + r|-2r| + 2№-^) У	46	.	( ) г=± Vr|-(x-a)2-i/2.	(18)
&1, Д2, А3	(xj, Уь 0) — положение /-й позиции, j = 0, 1, 2, 3 (х0, Уо, 0)==(0, 0, 0) =*/ + *// о=+Уи-<+(г/-<+г2 Д/=р—г/, рде р= 4-Т/х2+у24-г2 Х = (rff-AD (М2-У2Аз)+(^-А22)(^Лз-УзА1)+ 2 [*i G/з А2—У2 Аз)-(-х2 (ух Л3—у3 Ai)-}- ? 4-(</з--А|)(г/2 Ai —z/i Д2) + хз (У2 Ai—yi А2)] _№~А2) (х2А3-х3А2)+ (</*-А2) (x3A!—х1Д3)4~ 2 [yi(x2 А3—х3 A2) + i/2(X3 Ai—А3)-|- : -Ь (d23- Aj) (Xi А2-х2 Ai) + Уз (Х1 Аг—х2 Ai) ] = (d|—Л|) (x2z/3—х3 у2) + (^2—А1) X ? Р	—2 [Aj (х2 г/з—х3 z/2)+ X (Х3У1—х1уз) + (^з~А|) (Xi У2—Х2У1)	(21) + А2 (х3 ух—Xi г/з) +А3 (xj z/2—х2 ух)] z=± т/р2—х2—у2	(22)
sl> s2, S3	Такая же система координат, как и в предыдущем случае, ^cop-j-rj Формулы (19) — (22), в которых Aj заменяются на Sj
197
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
Продолжение табл. 1
Используемые измеренные параметры		Формулы для определения координат	
Доплеровский сдвиг частоты Примечание. Система координат принята правосторонней	(р (р (р (р (р где (24) Л4 апп par обо: —к зиц г /— чае! Н0С1 при пг — из	Р12— df	р12	х2	у2	г2 Р13~^3	Р13	х3	Уз	г3 ph— dl	Pm	yt г4 Ph—Pis	х6	уь	гь Pie—dl	Pie	х6	у6	г6 Р12~ЬА12	х%	у%	z хз+^хз) —Р1з + ^13	хз	Уз	Z ы + ^14)2	dl	Р14 + ^14	Xi	У3	Zi Хб + Мб)2 — df	Рхб + Мб	*5	^5	г 1б + Л1б)2—dl Р1б+Л1в Хв	2 г = 1, 2,..., 20. Вычитая соотношеш , получаем 20 соотношений с 20 пер< где	— число позиций пе аратуры, a J2—число позиций прием! ^ры (можно произвести взаимную за шачений, но в этом случае Ji> J2). (xj оординаты j-й позиции, rj—расстояние ии при /-м наблюдении. 7 = 0. p^ = r'’+4, р«* = р/л, шсло временных интервалов, т=3(/+ число переменных, относящихся к //1J2—число наблюдаемых приращех ги, q=P—т—мера избыточности. ДJ веденных формул J = 6, Ji = 5, J2 — 63, Р=100, <7=37. (Формулы (23) и 3]).	= 0 (23) 2 =0,(24) ie (23) из именными, редающей юй аппа- мену этих УЬ гД ОТ /-Й по- — Pjh> 1) обозна- юзициям, ши даль- тя выше- 1,. 7=20, 24) взяты
6.3.	Уравнение дальности радиолокации,
измерение доплеровского сдвига частоты и зона действия
двухпозиционной радиолокационной системы
Уравнение дальности радиолокации для двухпозиционной системы имеет
вид [1]
р__________Pt Gt Gr ________
г “ (4л)3 Df D? LP (0 LP (r) Ls »
198
6.3. Параметры двухпозиционной системы
где Рт — мощность принимаемого сигнала, Вт; Pt — мощность передатчика,
Вт; Gt — коэффициент усиления (по мощности) передающей антенны в на-
правлении на цель; Gr — коэффициент усиления (по мощности) приемной ан-
тенны в направлении на цель; оь — эффективная площадь рассеяния цели для
случая двухпозиционной системы (рассматривается ниже), м2; Dt — расстоя-
ние от передатчика до цели, м; Dr — расстояние от приемника до цели, м;
Lp(O — потери на распространение на участке передатчик — цель; Lp(r) —
потери на распространение на участке приемник — цель; La — потери в систе-
ме; X— длина волны, м.
Это уравнение можно сопоставить с соответствующим уравнением радио-
локации для однопозиционной РЛС, если принять, что
G2 — Gf Gr, —	— D2 и L2=Lp (t) Lp (r).
Если принять, что все члены правой части уравнения радиолокации для двух-
позиционной системы, за исключением Dt и Dr, постоянны, то Pr = k/D2t Ь2Г)
где
Pt Gt Gr К2 оъ
k —-------------------,
(4л)з Lp (0 Lp (r) Ls
Таким образом, DtDT=c2= (k/Pr)4*. Это соотношение графически можно
представить в виде овалов Кассини [5]. Используя полярные координаты
(г, 0) и изменяя масштаб с помощью равенств г = ар и С — с/а, получим
(р2 + О2—4р2 cos2 0 = С4.
Приведенные на рис. 2 графики
этого уравнения являются геометри-
ческим местом точек равной мощно-
сти принимаемого сигнала в любой
плоскости, содержащей базисную ли-
нию между передатчиком и приемни-
ком. Эти кривые показывают, что об-
ласть между точками расположения
передатчика и приемника является об-
ластью наиболее высокой дальности
действия
Доплеровский сдвиг частоты db
в двухпозиционных системах возни-
кает в результате движения цели в
направлениях, ортогональных эллип-
соидным поверхностям суммарных
дальностей:
Рис. 2. Кривые равной принимаемой
мощности (овалы Кассини).
s2/4	(s2/4)—а2
(S2/4) — а2
где станции расположены в точках с координатами —а и -f-a на оси х и
величина s — g -f- гг постоянна. Этот сдвиг состоит из двух составляющих
db=vtl'k+ vr/K где vt и vr — составляющие вектора скорости цели в направ-
лении на передатчик и приемник соответственно, а А — рабочая длина волны
системы. Ортогональные поверхности определяются соотношением
х2 | у2 .	?2 J
(Д2/4) — а2~ ’
Д2/4	(Д2/4)— а2
199
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
где 2а Д — п — г2	—2а. На рис. 3 показано пересечение этих поверхно-
стей плоскостью ху.
Следует отметить, что расположение траектории движения цели на ги-
перболической поверхности не является условием, достаточным для измерения
полной скорости цели по доплеровскому сдвигу частоты; в этом случае изме-
ряется только составляющая вектора скорости в направлении на базисную
линию системы. Любые перемещения цели, ограниченные эллипсоидом суммар-
ной дальности, доплеровского сдвига частоты не вызывают. Доплеровский
сдвиг частоты отсутствует и при работе по целям, находящимся на базис-
ной линии между передатчиком и приемником, так как значения vt и vr
равны по величине, но противоположны по знаку. Действительное положение
цели, находящейся на базисной линии, определить нельзя. Таким образом,
Рис. 3. Кривые суммы и разности дально-
стей:
S=sj2a=lle и d=A/2a=//e, где е — эксцен-
триситет.
Рис. 4. Кривые дальности действия для
пассивной двухпозиционной системы. Чув-
ствительность станции R.i в четыре раза
выше, чем у станции1 /?2 (<^=2).
в области наиболее высокой дальности действия системы определить положе-
ние цели и получить данные о доплеровском сдвиге частоты либо не удается
совсем, либо измерения этих величин осуществляется весьма приближенно,
что, конечно, является недостатком таких систем.
Пассивные системы, состоящие из двух приемных установок, могут обна-
руживать и определять положение целей в том случае, если последние излу-
чают электромагнитную энергию. Для определения местоположения целей не-
обходимо их обнаружение обеими установками. Таким образом, зону пре-
дельно возможной дальности действия можно определить при помощи следу-
ющего соотношения:
n*_ .n pt Ъ (О
где Рг* — минимальная мощность принимаемого сигнала, Вт; Pt — мощность
передатчика цели, Вт; G,(/) —коэффициент усиления антенны цели в направ-
лении на i-ю приемную установку; G,(r)—коэффициент усиления антенны
i-й приемной установки в направлении на цель; Di — расстояние от цели до
i-й приемной установки, м; Lp(i)—потери на распространение на участке
цель — i-я приемная установка; Ls(i)—потери в системе цель — t-я приемная
установка; X — длина волны, м.
203
6.3. Параметры двухпозиционной системы
На рис. 4 изображено типичное семейство граничных кривых для случая
использования всенаправленных антенн. Если приемные установки системы
расположены на оси х в точках —а и 4-а, кривые максимальной дальности
действия представляют собой круговые сегменты с центрами в точках —а и
+а, так что кривые, образованные этими сегментами, пересекают окружно-
сти, определяемые соотношением
х-^а
1 + С2
1—С2
2
+ //2 = а2
2С
1—С2
2
где С — отношение дальностей от обоих приемных установок до цели при
приеме ими сигналов одинаковой мощности.
Рис. 5. Отношение зон действия двухпозиционной и однопозиционной радиолокационных
систем при различных высотах полета цели и различных разносах антенн:
а — высота антенны не учитывается; б — высота антенны 24 м.
При расчете зоны действия двухпозиционной системы в дополнение к рас-
смотренным выше геометрическим соотношениям необходимо учитывать и
другие факторы. Наибольшее значение среди них играют условия распрост-
ранения радиоволн. На участках между целью и каждой из приемных уста-
новок должны иметь место приемлемые условия распространения радиоволн.
При заданных значениях высоты полета цели и высоте установки антенн цель
должна находиться от каждой приемной установки на удалениях, не превы-
шающих некоторых определенных значений дальностей прямой видимости.
Эти предельные удаления можно изобразить в виде окружностей с центрами,
соответствующими пунктам расположения каждой из двух приемных устано-
вок на местности; при этом сигналы от целей могут достичь обеих приемных
установок только при условии, что пели находятся в зоне, общей для этих
окружностей. Если принять, что дальность прямой видимости составляет
‘4,12 (Уй< + [км] (где ht—высота полета цели, а ha — высота располо-
жения антенны приемной установки, м), то кривые, характеризующие отно-
шение размера зоны действия двухпозиционной системы А& к размеру зоны
действия однопозиционной станции Ат будут иметь вид, представленный на
рис. 5
201
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
При определении зоны действия двухпозиционной системы, антенны при-
емных установок которой имеют в вертикальной плоскости веерные диаграм-
мы направленности, необходимо учитывать и лепестковую структуру послед-
них. Попадание цели в провал диаграммы направленности одной из антенн
может помешать обнаружению или определению местоположения этой цели.
При использовании антенных систем с неподвижными диаграммами направ-
ленности цель должна находиться в зоне, общей для обеих диаграмм направ-
ленности. Это условие значительно уменьшает зону действия системы. При-
меняя перемещающиеся диаграммы направленности, потери в размерах зоны
действия можно избежать. Однако при этом, как будет показано ниже, воз-
никают другие потери. В общем случае зона действия двухпозиционной ра-
диолокационной системы меньше, чем однопозиционной РЛС (за исключени-
ем систем барьерного типа).
Разрешающая способность и точность определения координат у двухпо-
зиционных систем обычно не лучше, чем у однопозиционных. В двухпозици-
онных системах должны также измеряться угловые координаты, в связи с чем
разрешение целей, находящихся на больших дальностях может оказаться
сложной задачей. Наилучшей разрешающей способностью обладает система,
использующая информацию о сумме дальностей и измеряющая азимут и угол
места цели одной и той же приемной установкой. При работе по целям, на-
ходящимся на больших удалениях, характеристики такой системы сравнимы
с характеристиками однопозиционной РЛС.
В случае пассивной системы, когда единственной информацией о расстоя-
нии до цели является разность дальностей, необходимо также измерять по
крайней мере два азимута. Например, линия, положение которой в пространст-
ве определяется азимутом и измеренным из этого же пункта углом места
цели, может проходить через обе гиперболические поверхности, что будет
приводить к неоднозначности определения координат цели. Для систем, изме-
ряющих два аизмута цели, формулы определения положения имеют в своих
знаменателях член sin (9г — 01). Поэтому, когда 04 « 02, даже небольшие
ошибки измерений 91 или 02 приводят к значительным неточностям при вычис-
лении координат цели. Даже если ошибки измерений 04 и 02 являются гауссо-
выми, то и в этом случае статистический анализ ошибок сложен и в связи
с этим здесь не рассматривается. Для системы, использующей триангуляцион-
ный метод определения координат целей, анализ ошибок оказывается более
простым [6].
В некоторых специфических случаях такие системы обладают более вы-
сокой разрешающей способностью и точностью определения координат це-
лей, чем однопозиционные радиолокационные системы. При таком располо-
жении двухпозиционных систем, когда создается радиолокационный барьер,
можно обеспечить повышенную точность измерения высоты целей, находя-
щихся над центром базисной линии передатчик — приемник [33]. В этом
случае общая для диаграмм направленности передающей и приемной антен-
ны область рассекается эллипсоидными поверхностями сумм дальностей на
слои, определяемые разрешением по времени. Разрешающая способность по
высоте /\Н для целей, находящихся непосредственно над базисной линией, при
примерно равных расстояниях передатчик — цель Dt и приемник — цель Dr
составляет О
кН	(сх/2Н)~\/ H2-i~Df/4 ,
где т — длительность импульса; с — скорость света; Db— длина базисной ли-
нии и Н — высота цели. Заметим, что ИтДЯ=ст/1/2, что соответствует раз-
7/“*О0
решающей способности по дальности для однопозиционной РЛС.
б Опечатка, имеющаяся в этой формуле в [33] авторами устранена.
202
6.4. Методы определения координат целей в многопозиционных системах
В двухпозиционных системах может также использоваться аппаратура
для определения доплеровского сдвига частоты и селекции движущихся целей.
Эта аппаратура по существу такая же, как и в однопозиционных РЛС; она
реагирует на составляющие вектора скорости цели, ортогональные по отно-
шению к кривым равных сумм дальностей. Определение доплеровского сдвщ
га частоты можно использовать для подавления сигналов от местных предме-
тов и разрешения целей по скорости. Пассивные системы могут также обес-
печивать разрешение целей по доплеровскому сдвигу. Когда нужные харак-
теристики излучения цели полностью известны и положение цели двухпози-
ционной системой найдено, можно определить проекцию вектора скорости
цели на плоскость, проходящую через два пункта расположения аппаратуры
системы и цель. В тех случаях, когда можно применить двухразмерное моде-
лирование, этот метод позволяет определить горизонтальную составляющую
вектора скорости. Если определению поддается только разность доплеровских
сдвигов частоты или двух принимаемых сигналов, то обнаружить можно лишь
сам факт движения цели, а скорость определить в этом случае нельзя.
Во многих случаях применения пассивных систем требуется обеспечить
устранение неоднозначности Когда цель излучает сигналы периодически с ко-
ротким периодом повторения, возникает большое количество замеров разно-
стей дальностей от цели до двух пунктов приема. Каждая разность соответ-
ствует определенной гиперболической поверхности. Кроме того, может ока-
заться неопределимым знак разности дальностей, следовательно, возможное
решение приходится искать на обеих ветвях каждой из гиперболических по-
верхностей. В таких случаях правильное решение часто можно найти путем
использования разрешения системы по угловым координатам, если только
оно достаточно высоко для того, чтобы можно было отличить истинный замер
разности дальностей от ложных замеров.
Поскольку элемент разрешения зависит от угла пересечения передающей
и приемной диаграмм направленности, двухпозиционная система может рабо-
тать с высокой частотой повторения импульсов, при которой в однопозици-
онной РЛС обычно возникает неоднозначность в определении положения
[33]. Неоднозначности, связанные с высокой частотой повторения, соответст-
вовали бы положениям цели за внешней границей зоны пересечения диаграмм
направленности.
6.4.	Методы определения координат целей
в многопозиционных радиолокационных системах
В многопозиционных радиолокационных системах для определения ме-
стоположения целей можно использовать любой из методов наблюдения, при-
годных для однопозиционных и двухпозиционных систем, включая измерения
угловых координат, дальности, суммы и разности дальностей. Однако, в отли-
чие от однопозиционных и двухпозиционных систем, в многопозиционных си-
стемах можно определять местоположение цели, используя только измерения
дальностей. Как будет показано дальше, местоположение цели можно также
определить на основе измерений одних только доплеровских сдвигов часто-
ты [3, 4].
В многопозиционных системах используются как активные, так и пассив-
ные станции, что позволяет создавать системы с весьма различной комплек-
тацией (рис. 6). Комплектация, приведенная на рис. 6, а, образует трехпози-
ционную систему, использующую один передатчик. С целью получения необ-
ходимой зоны действия можно изменять взаимное расположение станций
системы на местности. Расположение станций системы в вершинах равно-
стороннего треугольника приводит к увеличению точности определения коор-
динат целей.
203
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
204
6.4. Методы определения координат целей в многопозиционных системах
При использовании цепи радиолокационных станций, создающей барь-
ерные зоны (как в системе Spasur, описанной в § 4.2), передатчик может
быть размещен на базисной линии между приемниками. Эту коллинеарную
структуру можно превратить в цепочку чередующихся приемных и передаю-
щих станций. Для того чтобы получить дополнительные данные о местополо-
жении цели, к трем станциям системы надо добавить еще одну приемную
станцию (рис. 6,6).
Изображенные на рис. 6, а и б системы с одним передатчиком и соответ-
ственно двумя и тремя приемными станциями могут определять три коорди-
наты цели только при наличии данных об угловом ее положении. Если данные
о положении цели по угловым координатам отсутствуют, то необходимы по
крайней мере четыре приемные станции. В большинстве случаев при наличии
в зоне действия системы нескольких целей для устранения ложных обнару-
жений требуется получить избыточную информацию, что обеспечивается при-
менением дополнительных передатчиков или приемников, как это сделано
в системах, изображенных на рис. 6, в и г.
Ограничение зоны действия, обусловленное условиями распространения
электромагнитных волн на трассе передатчик — цель, можно уменьшить, при-
меняя дополнительные передающие станции, как показано на рис. 6, в. Точ-
ность определения местоположения целей с помощью однопозиционной РЛС
увеличивается путем включения в ее состав вспомогательных приемных стан-
ций '(рис. 6,6). Некоторые формулы для определения координат целей при-
менительно к этому случаю приведены в табл. 1.
Для обнаружения целей и определения их координат можно также ис-
пользовать только, данные о доплеровском сдвиге частоты сигнала, определяе-
мые радиолокационными методами. Даусон [3] показал, что для определения
трех координат цели требуется применять системы, состоящие из пяти или
более станций. Такая система работает следующим образом. Для облучения
цели используется передающая установка, излучающая сигналы определен-
ной стабильной частоты. На приемных станциях измеряют число периодов
колебаний отраженного сигнала в течение общего одинакового для всех стан-
ций временного интервала или нескольких одинаковых временных интерва-
лов. Если измерение производится только за время одного общего временно-
го интервала, то система должна иметь семь станций. Формулы для определе-
ния координат целей с помощью такой типовой системы приведены в табл. 1.
Необходимо отметить, что такие системы могут определять координаты це-
лей, имеющих любые траектории движения, что позволяет использовать их
не только для радиолокации объектов с орбитальными или баллистическими
траекториями полета. Такие системы не требуют наличия предварительных
данных о положении цели, (Если расположение станций системы является
копланарным, то в определении координат цели, находящейся вблизи пло-
скости расположения станций системы, появляется неоднозначность.)
Такую систему можно применять для радиолокационного сопровождения
самолетов. Если за период измерения вектор скорости и высота цели постоян-
ны, то для определения ее координат с помощью двухпозиционной систе-
мы можно измерить только доплеровский сдвиг частоты, однако в плоскости,
проходящей через середину базисной линии перпендикулярно последней, будут
иметься неоднозначности.
Определение координат целей можно осуществить также с помощью мно-
гопозиционных систем, измеряющих только дальности целей [7]. Для назем-
ных многопозиционных систем для этого достаточно трех измерений дально-
сти. Избыточная информация, получаемая за счет измерения угловых коорди-
нат, суммы и разности дальностей, а также введения в систему дополнитель-
ных станций, может использоваться для устранения ложных обнаружений,
возникающих при наличии в зоне действия системы нескольких целей.
Формулы для определения координат целей с помощью дальномерных
систем даны в табл. 1. Комплекс из нескольких однопозиционных двух- или
205
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
трехкоординатных радиолокационных станций, объединенных в многопозици-
онную систему, называют иногда радиолокационной сетью.
Пассивная многопозиционная система может состоять из нескольких ра-
диопеленгаторов. Простейшая из таких систем, являющаяся двумерной, имеет
в своем составе две или больше установок, определяющих пеленг на источник
электромагнитной энергии. Большее число установок в таких системах обычно
используется для уменьшения вероятности появления ложно обнаруживае-
мых целей, но при этом обычно приходится базироваться на определении
точек пересечения трех и более линий пеленга. В системах триангуляционно-
го типа может осуществляться измерение как углов места, так и азимутов
целей. Формулы для определения координат целей с помощью таких и других
пассивных систем приведены в табл. 1.
Когда, как это часто имеет место, в зоне действия системы одновременно
находится несколько целей, необходимо иметь средства для устранения лож-
но обнаруживаемых целей. Простейшим способом является опознавание при-
надлежности полученной информации к определенной цели. Например, чтобы
убедиться в том, что в стробимпульсах двух установок находятся сигналы
от одной и той же цели, используется метод взаимной корреляции. В неко-
торых случаях для устранения ложно обнаруживаемых целей достаточно бы-
вает сравнить частоты или другие характеристики принятых сигналов. Ложно
обнаруживаемые цели можно также выявить путем их сопровождения, так
как параметры их движения могут отличаться от параметров движения ре-
альных целей. Так, например, скорость ложно обнаруживаемой цели может
на много превышать скорость действительной цели, а значения ускорений для
ложно обнаруживаемых целей могут вообще лежать за пределами реально
возможных величин.
Для устранения ложно обнаруживаемых целей при применении пассивных
триангуляционных систем используются данные о разности дальностей; точка
пересечения линий пеленга, не лежащая на гиперболе, соответствующей оп-
ределенной разности дальностей, является ложной. Измерения разностей
дальностей и угловых координат можно производить таким количеством
станций, которое необходимо для получения требуемой избыточности инфор-
мации. Можно применить и обратный способ: определение местоположения
целей осуществлять на основе измерения разностей дальностей, а триангуля-
ционный метод использовать для выявления ложно обнаруженных целей.
Этому методу определения координат целей свойственна более высокая точ-
ность и лучшая разрешающая способность.
Для определения местоположения целей, излучающих электромагнитную
энергию, с помощью пассивных многопозиционных систем достаточно изме-
рить только доплеровский сдвиг частоты. Доказано, что для этого требуется
не менее четырех приемных установок [4].
Проблемы, связанные с объединением информации, получаемой от раз-
личных установок системы, и проблемы, рассмотренные нами применительно
к методам ложно обнаруживаемых целей, обусловлены двумя основными
причинами. В одном случае информация, используемая для определения ме-
стоположения цели, может относиться к двум или большему количеству
целей. Во втором случае информация, расшифрованная как полученная от
двух или более целей, может принадлежать только одной цели. Вторая проб-
лема, связанная в большей степени с использованием пассивных систем, будет
рассмотрена ниже. Затем будут рассмотрены методы обработки информации,
применимые в обоих рассмотренных выше случаях.
По тем же самым причинам, которые имеют место при двухпозици-
онных системах, устранение неоднозначности требуется осуществлять и в слу-
чае многопозиционных систем. В последнем случае решение этой задачи яв-
ляется более сложным, так как для определения местоположения цели
применяется несколько взаимосвязанных наблюдений времени прихода сиг-
нала. Хотя эта проблема возникает не только при использовании пассивных
206
6.4. Методы определения координат целей в многопозиционных системах
систем, но именно в этом случае она проявляется наиболее ярко. Например,
когда цель излучает сигналы с короткими периодами повторения, пассивная
система определяет большое количество разностей дальностей. Каждая из
них соответствует некоторой гиперболической поверхности. Как и в случае
применения двухпозиционной системы, необходимо рассматривать обе ветви
поверхности. Таким образом, даже при наличии в действительности только
одной цели выявление ложно обнаруживаемых целей может превратиться
в серьезную проблему. Избавиться от всех или по крайней мере от некоторых
ложно обнаруженных целей можно путем измерения угловых координат. Эф-
фективность этого способа зависит от периода повторения принимаемого
сигнала И разрешающей способности системы по угловым координатам.
Как описанс в [8], для упрощения процесса обработки данных в много-
позиционной системе может использоваться метод перезапроса данных. Ис-
пользуя необходимую избыточность данных, можно устранить ложно обнару-
женные цели с любой желаемой степенью достоверности. Однако в реальной
обстановке время обработки данных, требуемое для применения этого мето-
да, может стать недопустимо большим. При обработке объединяемых данных
(первый случай) в аппаратуру обработки данных системы от каждой цели
поступает несколько пачек информации k. Признак, по которому эти данные
можно было бы отнести к цели, часто отсутствует. При наличии N целей
возникает рядов пачек данных, каждый из которых содержит k пачек ин-
формации Только N из этих рядов данных относятся к действительно суще-
ствующим целям, а остальные Nh — N — к ложно обнаруживаемым целям.
Это число возрастает довольно быстро: при 6=4 и М=20 количество ложных
отметок составляет N*—М= 159 980.
Аппаратура перезапроса данных обеспечивает группирование пачек ин-
формации о реальных целях. Очень кратко принцип работы аппаратуры за-
проса информации можно изложить следующим образом Представляющая
интерес область делится на элементы, каждый из которых определяется за-
поминаемой пачкой квантованных данных. Затем имеющиеся в памяти пачки
данных используются по запросу для сравнения с входными данными. Когда
получаемые и хранящиеся в памяти данные совпадают в пределах установ-
ленных допусков, считается, что пачка полученных данных соответствует дей-
ствительно существующей цели. Иногда предварительное разделение простран-
ства на несколько относительно крупных элементов позволяет существенно
сократить время обработки данных Те элементы, для которых проверка полу-
ченных данных дала положительные результаты, подвергаются затем даль-
Данные	Результаты	,__
из блока	проборки
памяти	(да ила кет)
Входная
о-——s>
информация
Запоминание Вход-
ной информации
Значения
подлежащих проверке
входных Ванных	Сигналь/
Необходимые
выходные
управления
__________у
Сигналы
яинхронизациа а
о--------------
положения антенньккшцему просмотру эле-
Формирование значений
Ванных, соответствую -
щах следующему пойле -
менту разрешения
сигналы
системы, если
проверенный
элемент про-
странства
содержит требуемую входную информацию
Рис, 7. Структурная схема устройства обработки данных, использующего принцип пере-
запроса информации [8].
207
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
нейшему дроблению. В тех случаях, когда поступающая информация оказы-
вается сгруппированной в некоторой области, такой метод обработки данных
приводит к значительной экономии времени. На рис. 7 представлена структур-
ная схема аппаратуры обработки данных, работающая по принципу их пере-
запроса [8]. Данные, подлежащие обработке, поступают в аппаратуру и за-
поминаются. При получении сигнала, указывающего, что операция загрузки
данных завершена, начинается процесс перезапроса. Генерируются пачки
данных, соответствующие элементам анализируемой области пространства, и
производится проверка имеющихся в блоке памяти входных данных с целью
определения их соответствия расчетным значениям.
Информация, принимаемая из блока памяти, проверяется на наличие
в анализируемом элементе пространства требуемой входной информации. При
положительном результате этой проверки сигналом, используемым для адре-
сации накопленных данных, открывается путь к выходу системы. Как только
выходной сигнал оказывается полностью сформированным, начинается опрос
данных нового элемента Этот процесс продолжается до тех пор, пока не
будут опрошены все элементы и получены все желаемые выходные сигналы.
После этого обрабатывается следующий блок входной информации. Эта ап-
паратура пригодна также для выполнения задач объединения данных и во
втором рассмотренном нами ранее случае устранения неоднозначности.
6.5.	Уравнение дальности радиолокации,
измерение доплеровского сдвига частоты и зона действия
многопозиционной радиолокационной системы
Уравнение дальности радиолокации для многопозиционной системы отли-
чается по форме от аналогичных уравнений для однопозиционной РЛС и двух-
позиционной системы Для определения дальности действия многопозицион-
ной системы можно использовать уравнения, подобные приведенному в § 63
для пассивных систем, где предельная дальность действия определяется тем
из принимаемых различными станциями системы сигналов, который имеет
наименьшую мощность
При использовании многопозиционных систем, как и в случаях примене-
ния двухпозиционных и однопозиционных систем, появляются доплеровские
сдвиги частоты сигналов. Данные об этих доплеровских смещениях частоты
используются совместно с полученными от однопозиционной РЛС данными
о дальности, а также о сумме и разности дальностей. Так как в системе ис-
пользуется несколько приемных станций, одновременно может определяться
несколько доплеровских сдвигов частоты для одной цели.
Зону действия многопозиционной системы можно определить, используя
данные о зонах действия входящих в нее подсистем Так, например, зоной
действия трехпозиционной системы, измеряющей наклонные дальности, являет-
ся зона, общая для всех трех входящих в нее однопозиционных РЛС. Введе-
ние в эту систему (с целью устранения ложно обнаруживаемых целей) чет-
вертой установки приведет к дальнейшему уменьшению зоны действия систе-
мы, если определение местоположения каждой цели должно осуществляться
на основе измерений четырех наклонных дальностей. С другой стороны, если
для определения местоположения целей используется только часть входящих
в систему установок, включение в нее дополнительных установок приводит
к расширению ее зоны действия. Примером этого может служить введение
в двухпозиционную систему второй приемной станции, когда определение
координат целей производится при совместном использовании передающей
станции и любой одной из двух приемных станций (но не обеих одновре,-
208
6.6. ЭПР цели при использовании двухпозиционной системы
менно). Таким образом, увеличение или уменьшение зоны действия многопо-
зиционной системы при введении в нее дополнительной установки зависит от
расположения элементов системы на местности и способа использования до-
полнительной станции.
6.6.	Эффективная площадь рассеяния цели
при использовании двухпозиционной системы
Эффективная площадь рассеяния цели оь при использовании двухпозици-
онной радиолокационной системы, так же как ЭПР цели в случае однопози-
ционной РЛС, характеризует свойства цели рассеивать падающую на нее
электромагнитную энергию с той лишь разницей, что при двухпозиционной
системе передатчик и приемник существенно разнесены. Определение ЭПР
цели в случае двухпозиционной системы является более сложной задачей,
чем в случае однопозиционной РЛС, так как значение Оь зависит не только
от ракурса цели, но и от величины угла 0, обусловленного разносом позиций
(рис 1,а).
Теорема Криспина и др. [9] для случая двухпозиционной системы при
Р#=180° читается так: «При длине волны, стремящейся к нулю, ЭПР цели для
двухпозиционной системы при направлениях на передатчик Й и на приемник
Йо равно ЭПР для однопозиционной РЛС и цели, находящейся в направле-
нии H+fiQ, если £=/=А) и объекты достаточно гладкие». Если все ракурсы
цели равновероятны, средние значения ЭПР для случая однопозиционной и
двухпозиционной систем одинаковы Но так как все ракурсы цели не обяза-
тельно равновероятны, то ЭПР для случая двухпозиционной системы и од-
нопозиционной РЛС даже в одинаковых ситуациях могут оказаться раз-
личными.
Следует также отметить, что эта теорема является предельной теоремой
и, когда длина волны РЛС велика по сравнению с размерами цели, ее при-
менять нельзя. Келл [10] показал, что для малых углов 0 (см. рис. 1,а) ЭПР
цели для случая двухпозиционной системы можно точно аппроксимировать
ЭПР для однопозиционной РЛС, расположенной на биссектрисе угла (3 и
работающей на частоте, уменьшенной на коэффициент cos(0/2) по сравнению
с частотой двухпозиционной системы. Бикел [11] пришел к заключению, что-
теорема эквивалентности для однопозиционной РЛС может оказаться совер-
шенно точной для объектов, характеристики рассеяния которых можно опи-
сать с помощью законов физической оптици, но что теорему нельзя распро-
странять на деполяризующие тела. Другие данные относительно ЭПР для-
случая двухпозиционной системы приведены в [12—22].
Когда угол Р равен или близок к 180°, наблюдается увеличение рассея-
ния в прямом направлении. Зигель [22] на основании теоремы Кирхгофа
установил, что ЭПР в прямом направлении равна о/ — 4лЛ2/Л2, где А — пло-
щадь, ограничиваемая кривой, разделяющей облученную и затененную обла-
сти тела, а X — рабочая длина волны РЛС. Это обстоятельство дает возмож-
ность повысить эффективность системы, если только условия ее применения
позволяют конструктору использовать такое размещение ее элементов, при
котором цели оказываются расположенными между передатчиком и прием-
ником. Так, например, отношение ЭПР сферы в прямом направлении по
сравнению с ее ЭПР для случая однопозиционной РЛС (т. е. при рассеян”и
падающей энергии в обратном направлении) равно 07/0™== (2ла/Л)2, где-
а —радиус сферы. Для аД=10 выигрыш составляет 36 дБ. Этот выигрыш
в сочетании с повышенной чувствительностью системы вдоль линии передат-
чик— приемник (см. рис. 2) делает в некок сых случаях использование двух-
позиционных систем очень заманчивым. Однако при этом необходимо иметь
209
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
в виду одно нежелательное явление: когда цели приближаются к базисной
линии, доплеровский сдвиг частоты стремится к нулю и их положение опреде-
лить точно не удается.
6.7.	Специфические проблемы применения
многопозиционных систем
При использовании двух- и многопозиционных систем сталкиваются
с проблемами, которые в случае применения однопозиционных РЛС не воз-
никают совсем или же проявляются в гораздо меньшей степени.
Наличие боковых лепестков в диаграммах направленности антенн двух-
fl многопозиционных систем может создавать более серьезные осложнения,
чем в однопозиционных РЛС, так как это может приводить к приему по
главному лепестку диаграммы направленности антенны приемной установки
нежелательных отраженных сигналов, возникающих в результате облучения
целей энергией, излучаемой боковыми лепестками диаграммы направленности
антенны передающей установки. Может иметь место и обратное положение:
нежелательные отраженные сигналы могут приниматься по боковым лепест-
кам диаграммы направленности антенны приемной установки при облучении
целей энергией, излучаемой главным лепестком диаграммы направленности
антенны передающей установки. Таким образом, в результате однократного
Цель	отраженная моргая иашбзрется
Рис. 8. Двухпозиционная система:
а — пример потери отраженной энергии (вид
в плане); б —антенна приемной установки
имеет веерную диаграмму направленности,
использования диаграммы на-
правленности антенны станций
многопозиционнных систем на
личие боковых лепестков может
приводить к возникновению та-
ких проблем, которые можно
избежать в однопозиционных
РЛС за счет двухкратного ис-
пользования даграммы направ-
ленности.
В двух- и многопозицион-
ных системах, использующих
вращающиеся антенны, проис-
ходит неэффективное использо-
вание энергии, излучаемой пе-
редающей установкой. На рис.
8, а изображен луч передаю-
щей установки, облучающей
две цели. Однако энергия, от-
раженная от одной из этих це-
лей, теряется. При таком рас-
положении передающей и при-
емной установок требуется
осуществлять согласованное
перемещение диаграмм, в про-
тивном случае в некоторых об-
ластях заданной зоны обзора
цели не будут обнаруживаться.
При обычно используемом ме-
тоде согласованного перемеще-
ния диаграмм скорость враще-
ния антенны передающей уста-
новка подбирается такой, что-
бы диаграмма направленности
антенны приемной установки
210
6.7. Специфические проблемы применения многопозиционных систем
просматривала бы всю заданную
зону обзора за время перемеще-
ния передающей антенны на угол,
равный ширине ее диаграммы на-
правленности. Эго приводит к за-
медлению обзора пространства и
неэффективному использованию
системы. Эту проблему можно раз-
решить, применив в приемной
установке многолучевую диаграм-
му направленности (рис. 8, б).
В некоторых много- и двухпо-
зиционных системах для обработ-
ки получаемой информации требу-
ется применять линии передачи
данных. Использование таких ли-
ний (связи) или оснащение каж-
дой установки системы автоном-
ными стабилизированными и син-
хронно работающими датчиками
времени позволяет согласовать по
времени работу всех элементов
разнесенной системы.
Предъявляемые требования к
аппаратуре передачи данных силь-
но зависят от типа используемой
системы. Эта аппаратура оказыва-
ется наиболее простой в двухпози-
ционной системе, определяющей
только углы прихода отраженных
Рис. 9. Возникновение ложно обнаружи-
ваемых целей при работе двухпозицион-
ной (а) и трехпозиционной (б) систем:
а — 5 целей, 13 ложно обнаруживаемых
целей, максимально возможно 20 ложно
обнаруживаемых целей; б—5 целей,
3 ложно обнаруживаемых цели.
сигналов, тогда как в системах,
использующих широкополосные
взаимно коррелированные сигна-
лы, принимаемые различными
установками, к аппаратуре пере-
дачи данных могут предъявляться
очень высокие требования.
Точность работы радиолокационной системы находится в прямой зависи-
мости от точности определения местоположений составляющих ее элементов,
так как координаты передающей и приемной установок входят в формулы оп-
ределения координат целей. Трудоемкость процесса определения координат
элементов системы зависит от требуемой точности ее работы и от характера
местности. Для определения степени влияния ошибок определения координат
элементов системы на точность измерения координат целей можно анализи-
ровать расчетные формулы. Разрешающая способность изменяется лишь в не-
значительной степени. Использование подвижных многопозиционных систем
приводит к возникновению дополнительных проблем, так как в этом случае
необходимо непрерывно обновлять данные о местоположении элементов си-
стемы и программу вычисления координат целей.
Как уже ранее указывалось, одной из проблем, возникающих при исполь-
зовании двух- и многопозиционных систем, является возникновение ложно об-
наруживаемых целей. На рис. 9 показаны местоположения пяти целей, опре-
деляемые двухпозиционной системой, измеряющей только азимуты целей.
Пересечение каждой линии пеленга, определенной установкой Rit с каждой
линией пеленга, определенной установкой /?2, приводит к фиксации наличия
в зоне действия системы цели. Если в точке пересечения в действительности
цели нет, информация оказывается ложной .При отсутствии дополнительных
211
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
данных отметки ложно обнаруженных целей устранить нельзя. Введение
в систему дополнительной приемной установки (рис. 9, б) позволяет устра-
нить большую часть ложно обнаруживаемых целей, однако в рассматривае-
мом нами примере три ложно обнаруженные цели все же окажутся неустра-
ненными.
В этом весьма упрощенном примере не учитывалось, что любая аппара-
тура, используемая для определения угловых координат, имеет определенные
ограничения по разрешающей способности и что при таких измерениях имеют
место случайные ошибки.
Для статистической модели эта проблема, хотя и является сложной, но
разрешима. В общем случае вероятность появления неустраненных ложных
отметок целей при увеличении разрешающей способности и точности опреде-
ления пеленгов уменьшается. Введение дополнительных параметров движения
целей, таких как курсы целей, их скорости и т. п., является мощным средством
выявления и устранения ложно обнаруживаемых целей. Но введение избыточ-
ности информации обходится весьма дорого и в любой практически реализуе-
мой системе в случаях, когда в зоне действия системы находится много реаль-
ных целей, ложные отметки могут оказаться неустраненными.
6.8.	Области применения
Ниже приведено несколько примеров предлагаемых и ныне действующих
двух- и многопозиционных систем.
Трилатерационная система разработана на основе геодезической радиоло-
кационной аппаратуры, определяющей координаты заданных пунктов путем
измерения не углов, а сторон треугольников. Радиолокационные станции
вполне удовлетворяют требованиям, предъявляемым к геодезической аппара-
туре. При больших расстояниях, когда точность и разрешающая способность
однопозиционной РЛС ограничены точностью измерения угловых координат,
применение трилатерационной радиолокационной системы может обеспечить
значительное повышение точности определения координат целей. Три однопо-
зиционные, измеряющие дальность, радиолокационные станции, объединенные
в единую систему, обычно называют трилатерационной радиолокационной си-
стемой; но это наименование можно распространить и на многопозиционные
системы, в которых определение местоположения цели производится на основе
измерений не наклонной дальности, а других производных параметров даль-
ности, таких, как сумма дальностей, разность дальностей, а также измерение
доплеровского сдвига частоты за некоторый временной интервал. В качестве
вспомогательного средства для разрешения неоднозначности (исключения
ложно обнаруженных целей) и ослабления помех в этих системах можно
также использовать разрешение по угловым координатам, однако определение
местоположения целей в них базируется исключительно на измерениях рас-
стояний. Высокое пространственное разрешение, свойственное широкополосным
системам и системам, обладающим большой разрешающей способностью,
является дополнительным средством устранения ложно обнаруженных целей,
не выявленных другими способами.
Наиболее целесообразно, конечно, использовать трилатерационные систе-
мы для точного определения координат или разрешения целей, находящихся
на значительных дальностях, при которых измерение только угловых коорди-
нат не обеспечивает получения требуемой точности или разрешения, например,
для определения размеров группы самолетов, точного сопровождения ракет
и пр.
Трилатерационные системы могут применяться для работы на очень боль-
ших дальностях; это было экспериментально доказано с помощью гипербо-
212
6.8. Области применения
лических навигационных систем, работающих как в диапазонах средних и
-высоких частот [23], так и в диапазоне очень низких частот [24]. В прове-
денных экспериментах разбросы измерений в диапазонах средних и высоких
частот были весьма малыми. На расстоянии 210 км средняя разность времен
прихода прямой волны не превышала 1,3 мкс. Для составляющих простран-
ственной волны типовые случайные отклонения составляли 16 мкс. Опыты,
проведенные в диапазоне очень низких частот, показали, что абсолютное от-
клонение ог среднего значения при 150 определениях местоположения транс-
атлантических источников атмосферных помех составляло только 31 мор. ми-
лю. Геометрия расположения станций и ошибки измерений гиперболических
систем были рассмотрены при аппроксимации земного шара идеальной сферой
[25], а также сферой, слегка сплюснутой у полюсов [26]. Можно ожидать,
что аналогичные результаты будут иметь место и при использовании трила-
терационных радиолокационных систем, если принимаемые сигналы будут до-
статочно мощными.
Для управления реактивными снарядами часто применяются полуактив-
ные системы наведения, являющиеся одной из форм двухпозиционных систем
[27]. В этом случае приемная аппаратура располагается в управляемом сна-
ряде, а передающая аппаратура — на пусковой установке или вблизи нее.
Основное преимущество такой системы наведения заключается в том, что до-
статочно тяжелая передающая аппаратура не находится на борту управляе-
мого снаряда. Конечно, проявляющимся в некоторых случаях недостатком
такой системы является то, что управляемый снаряд должен находиться
в зоне вторичного рассеяния цели. Если необходимо одновременно наводить
управляемые снаряды на несколько целей, нужно обеспечить облучение каж-
дой из них.
Тактико-технические характеристики радиолокационной системы полуак-
тивного наведения могут изменяться в широких пределах: от характеристик
систем с пассивным наведением до характеристик радиолокационных систем
с активным наведением. Например, когда бортовая приемная аппаратура при-
нимает только отраженную целью энергию, ее работа подобна действию пас-
сивной системы; наведение снаряда осуществляется на источник отражения
энергии. Когда аппаратура управляемого снаряда принимает также прямой
сигнал наземного передатчика, для наведения можно использовать данные
о разности дальностей и доплеровском сдвиге частоты. Если траектория по-
лета управляемого снаряда лежит вблизи линии передатчик — цель и цель
не находится между передатчиком и приемником, то угол Р (см. рис. 1,а)
оказывается небольшим. Прием отраженных от цели сигналов и сравнение
их в приемной аппаратуре с прямыми сигналами передатчика позволяет при
определении расстояния и доплеровского сдвига частоты получить характери-
стики, близкие к аналогичным характеристикам однопозиционной РЛС.
Вычисления, связанные с наведением управляемого снаряда на цель, мо-
гут осуществляться либо с помощью бортовой аппаратуры снаряда или аппа-
ратуры, установленной на носителе снаряда, например на са'молете или ко-
рабле. Подробные данные о радиолокационных системах наведения управляе-
мых снарядов приведены в [28].
Система Scordes (корреляционная система обнаружения, использующая
атмосферные помехи) представляет собой двухпозиционную систему, работа-
ющую в диапазоне очень низких частот, использующую в качестве источников
облучения целей молнии, генерирующие сигналы очень низких частот [29].
Эта система уникальна, так как она, во-первых, имеет естественное облуче-
ние целей и, во-вторых, обладает способностью обнаруживать аномальные
характеристики или возмущения слоев D и Е ионосферы. Сигналы атмосфер-
ных помех распространяются по дугам большого круга и достигают как об-
ласть возмущений ионосферы (цели), так и непосредственно приемную систе-
му Scordes. Сигналы, рассеиваемые областями возмущения ионосферы, тоже
принимаются приемной установкой системы. Для определения положения об-
213
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
ласти рассеяния радиоволн измеряются сумма дальностей и угловые коорди-
наты. При использовании двухпозиционной системы, измеряющей суммы даль-
ностей, требуется знать координаты источника зондирующих сигналов. Опре-
деление местоположения источников атмосферных помех осуществляется
с хорошей точностью на значительных расстояниях [24].
Рассматривалась возможность использования для обнаружения и сопро-
вождения объектов в космическом пространстве радиолокационной системы
Stellar, представляющей собой полуактивную РЛС, использующую в качестве
передатчиков радиоизлучения Солнца или некоторых радиозвезд [30]. Было
установлено, что звездные или солнечные РЛС пригодны, очевидно, только
в тех случаях, когда полностью отсутствует возможность использования
источников искусственного высокочастотного излучения, а дальности обнару-
живаемых объектов слишком велики.
В качестве источников облучения целей в двух- и многопозиционных
системах могут использоваться и передатчики, не входящие непосредственно
в состав систем. Широко известно, например, обнаружение самолетов двухпо-
зиционной системой, состоящей из телевизионной передающей станции и до-
машнего телевизионного приемника. Выбор аппаратуры для определения ме-
стоположения цели, размеры и форма зоны обзора и другие характеристики
системы связаны с такими параметрами передающей аппаратуры, как длина
волны, спектральные и временные свойства, мощность и зона действия пере-
датчика. Для этих целей могут оказаться пригодными радиовещательные
станции, ЧМ — передатчики и телевизионные передающие установки. В неко-
торых случаях для облучения целей могут использоваться работающие пере-
датчики других радиолокационных систем.
Двухпозиционные системы применяются также для радиолокационного
исследования планет. Так, например, для исследования лунной поверхности
использовалась система, состоящая из орбитального передатчика с непрерыв-
ным излучением и находящейся на Земле приемной аппаратуры [31, 32].
Создание карты лунной поверхности осуществлялось путем приема и после-
дующей обработки интерферирующих прямых и отраженных от Луны сиг-
налов. Передатчик и приемник в такой системе можно поменять местами.
Многопозиционные радиолокационные системы находят широкое приме-
нение для точных измерений траекторий при испытаниях ракет и космиче-
ских кораблей [34, 35]. На Восточном испытательном полигоне для точного
сопровождения испытываемых объектов использовалась комплексная систе-
ма, построенная на базе нескольких различных радиолокационных систем
с непрерывным излучением. В число этих систем входили Azuza, Udop и
Mistram. В состав всех этих систем входят находящийся на исследуемом объ-
екте маяк-ответчик, наземный передатчик и приемники, расположенные на
отдельных позициях с точно определенными координатами.
Система Azuza является самой старой на Восточном испытательном поли-
гоне радиолокационной системой с непрерывным излучением. Она представля-
ет собой .работающую в диапазоне частот С (4900—7050 МГц), короткобазо-
вую (500 м) интерферометрическую систему, состоящую из девяти приемни-
ков и одного передатчика, размещенных вдоль двух пересекающихся базис-
ных линий. На каждой базисной линии расположены с интервалами в 5, 50
и 500 м три пары антенн. Наибольшая база используется для обеспечения
необходимой точности измерений, а две короткие — для разрешения неодно-
значности. Система Azuza определяет дальность путем измерения фазовых
соотношений боковых частот, модулирующих несущую, а также когерентных
измерений по доплеровскому сдвигу частоты и измерения двух направляющих
косинусов и скоростей изменения двух косинусов. Ошибка измерения дально-
сти составляет менее 3 м и направляющего косинуса — 20 миллионных долей
дистанции.
Система Mistram (измерение траекторий ракет) представляет собой си-
стему интерферометрического типа с непрерывным излучением, использующую
214
Список литературы
наземные антенны, расположенные вдоль взаимно перпендикулярных базис-
ных линий и разнесенные на 3 и 30 км. Она обеспечивает измерение дальности,
четырех разностей дальностей, скорости изменения дальности и четырех ско-
ростей изменения разностей дальностей. Ошибка измерения дальности состав-
ляет около 0,8 м.
В системе Udop (измерение доплеровского сдвига частоты на дециметро-
вых волнах) цель облучают сигналом с частотой 450 МГц, а ее пять прием-
ных установок принимают от бортового ответчика сигнал частотой 900 Мгц.
Длина базисных линий — от 25 до 75 мор. миль. Пять приемных установок
обеспечивают измерение скорости изменения наклонной дальности. Для вычис-
ления дальности или положения цели необходимо определить с помощью
какой-либо другой системы сопровождения начальное положение цели. Слу-
чайная ошибка измерений составляет 6 см, однако систематическая ошибка
равна 2,7 м, не считая ошибки определения начального положения цели.
Стоимость системы Udop по сравнению со стоимостью других высокоточных
систем измерений относительно невелика.
Список литературы
1.	Skolnik М. I.: “Introduction to Radar Systems”. McGraw-Hill Book Com-
pany, N. Y., 1962.
Сколник M. Введение в технику радиолокационных систем. Пер. с англ.,
М., «Мир», 1965.
2.	Williams A. F.: The Study of Radar. — “Research Science and Its Applica-
tion in Industry”, Butterworth Scientific Publications, London, 1953, v. 6,
p. 434—440.
3.	Dawson С. H.: Inactive Doppler Acquisition Systems. — “AIEE Trans.”,
1963, January, v. 81, pt. 1, p. 568—571.
4.	Dawson С. H.: Active Doppler Acquisition Systems. — “AIEE Trans.”, 1963.
January, v. 81, pt. 1, p. 584—586.
5.	Korn G. A. and Korn T. M.: Mathematical Handbook for Scientists and En-
gineers, McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1961.
6.	Stansfield R. G.: Statistical Theory of D. F. Fixing. — “J. Inst. Elec. Engrs”
(London), 1947, v. 94, pt. IIIA, № 11, p. 762—770.
7.	Green R. E. and Shepherd W. L.: Cartesian Velocity and Acceleration from
Range-only-data, “Army Electron. Res. Develop. Activity, White Sands Tech.
Rept, Nr SELWS-E-106”, 1962, November.
8.	Atkin J. and Marple N. B.: Information Processing by Data Interrogation.—
“IRE Trans.”, 1962, April, v. EC-11, p. 181—187.
9.	Crispin J. W., Jr., et al.: A Theoretical Method for the Calculation of Radar
Cross Sections of Aircraft and Missiles, “Univ. Michgan Radiation Lab.
Rept. 2591-1-H”, July. 1959.
10.	Kell R. E.: On the Derivation of Bistatic RCS from Monostatic Measure-
ments. — “Proc. IEEE”, 1965, August, v. 53, p. 983—988.
11.	Bickel S. H.: Polarization Extension of the Monostatic-Bistatic Equivalence
Theorem, “Mitre Corp. Rept. TM-4242, 1966”, January.
12.	Corriher H. A., Jr., and Pyron В. O.: A Bibliography of Articles on Radar
Reflectivity and Related Subjects. — “Proc. IEEE”, 1965, August, v. 53,
p. 1025—1064.
13.	Andreasen M. G.: Scattering from Bodies of Revolution. — “IEEE Trans.”,
1965, March, v. AP-13, p. 303—310.
14.	Burke J. K., and Twersky V.: Ripple Tank Analogs of Electromagnetic Scat-
tering by Metallic and Dielectric Cylinders, “Electron. Defense Lab. Tech.
Mem. EDL-M810”, 1965, October.
215
Гл. 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные системы
15.	Erteza A., and Doran J. A,: Bistatic Determination of e and ц for a Smooth
Convex Target. — “Proc. IEEE”, 1966, October, v. 54, p. 1473—1474.
16.	Kodis R. D.: Propagation and Scattering in Plasma. — “Proc. IEEE”, 1965,
August, v. 53, p. 1016—1024.
17.	Logan N. A.: Numerical Investigation of Electromagnetic Scattering and
Diffraction by Convex Objects, “Lockheed Missile and Space Co. Final
Rept.”, Contract AF19 (628)—4393, 1965, December.
18.	Kleinman R. E.: Diffraction and Scattering by Regular Bodies, “Univ. Mi-
chigan Radiation Lab. Rept.” 3648-1-F, 1965, February.
19.	Einarsson O., et al. Studies in Radar Cross Sections. I: Diffraction and Scat-
tering by Regular Bodies. IV: The Circular Cylinder, “Univ. Michigan Ra-
diation Lab. Rept.” 7133-Z-T, 1966, February.
20.	Mullin C. R., et al.: A Numerical Technique for the Determination of the
Scattering Cross Sections of Infinite Cylinders of Arbitrary Geometric Cross
Section. — “IEEE Trans.”, 1965, January, v. AP-13, p. 141—149.
21.	Oshiro F. K. and Su C. W.: A. Source Distribution Technique for the Solu-
tion of General Electromagnetic Scattering Problems, “Northrop Norair Div,
Phase 1 Rept.” NOR-65-271, 1965, October.
22.	Siegel К. M.: Bistatic Radars and Forward Scattering, “Proc. Natl. Conf.
Aeron Electron.”, 1958, May 12—14, p. 286—290.
23.	Rasmussen J. E. and Lewis E. A.: Time Correlation of Short Samples of MF
and HF Signals at Separated Stations”, Air Force Cambridge Res. Lab.
Rept.” 66-696, 1966, October.
24.	Lewis E. A., et al.: Hyperbolic Direction Finding with Sferics of Transatlan-
tic Origin, “J. Geophys. Res.”, 1960, July, v. 5, p. 1879—1905.
25.	Lewis E. A.: Geometry and First-order Error Statistics for Three- and Four-
station Hyperbolic Fixes on a Spherical Earth, “Air Force Cambridge Res.
Lab. Rept.” 64-461, 1964, June.
26.	Lewis E. A.: Parametric Formulas for Geodesic Curves and Distances on a
Slighly Oblate Earth, “Air Force Cambridge Res. Lab. Rept.” 63-485, 1963,
April.
27.	“Jane’s All the World’s Aircraft 1966—1967”, Sampson Low, Marston and
Company, Ltd , 1966, London.
28.	Povejsil D. J., et al.: “Airborne Radar: Principles of Guided Missile Design”.
D. Van Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J., 1961.
29.	Espeland R. H.: Experimental Evaluation of SCORDES Resolution Capabi-
lities, “Naval Ordnance Lab. Rept.” 652, 1966, May.
30.	Preston G. W.: The Theory of Stellar Radar, “Rand Corp. Mem.” RM-3167-
PR, 1962, May.
31.	Tyler G. L., et al.: Bistatic-radar Detection of Lunar Scattering Centers with
Lunar Orbitor 1, “Science”, 1967, July 14, v. 157, № 3785, p. 193—195.
32.	Tyler G. L.: The Bistatic Continuous-wave Radar Method for the Study of
Planetary Surfaces, “J. Geophys. Res.”, 1966, March 15, v. 71, № 6, p. 1559—
1567.
33.	Davies D. E. N.: Use of Bistatic Radar Tenhiques to Improve Resolution in
the Vertical Plane, IEE (London), “Electron. Letters”, 1968, May 3, v. 4,
№ 9, p. 170—171.
34.	Merters L. E. and labeling R. H.: Tracking Instrumentation and Accuracy
on the Eastern Test Range. — “IEEE Trans.”, 1965, March, v. SET—11T
p. 14—23.
35;	Scavullo J. J. and Paul F. J.: “Aerospace Ranges: Instrumentation”, D. Van
Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J., 1965.
Глава 7
РАДИОЛОКАЦИОННАЯ АСТРОНОМИЯ
Г. Петтингил
7.1.	Задачи радиолокационной астрономии
Введение. Радиолокационная астрономия в общем виде может быть оп-
ределена как раздел астрономии, посвященный исследованию небесных объ-
ектов с помощью радиолокацио'нной техники. Изучение ионосферы обычно
рассматривается как раздел ионосферной физики или радиофизики, и ее
исследование радиолокационными методами является достаточно специали-
зированной областью, заслуживающей выделения в самостоятельную науку.
Радиолокационное опознавание и сопровождение искусственных спутников
Земли, рассматривается в гл. 4. В данной же главе основное внимание будет
сосредоточено на получении радиолокационных эхо-сигналов от небесных тел
солнечной системы и извлечении из них возможно большей информации.
Применение радиолокации к ионосферным исследованиям датируется
началом 20-х годов, когда было произведено зондирование ионосферы высо-
кой частотой [1], явившееся одним из самых ранних использований радио-
локации в том или ином виде. Эхо-сигналы от метеорных следов впервые
наблюдались радиолокационными системами во время второй мировой войны.
Немедленно по окончании войны они явились основой программы ряда ис-
следований. Однако первые эхо-сигналы от объекта, находящегося за преде-
лами земной атмосферы, были получены от Луны в 1946 г. исследователь-
скими группами в Венгрии [2] и США [3]. В этих наблюдениях, весьма
примитивных с современной точки зрения, впервые было широко использова-
но накопление сигналов, характеризующее с тех пор практически все радио-
локационные наблюдения планет.
До середины 50-х годов количество радиолокационных наблюдений Луны
было относительно невелико, причем основной упор делался на использова-
ние эхо-сигналов от Луны как средства дальней связи или для исследования
ионосферы, а не как средство изучения самой Луны. В конце 50-х годов по-
ложение начало меняться, и начиная с этого времени большое количество
исследовательских групп занялось радиолокационным изучением Луны на
частотах 15 МГц — 35 ГГц [4—8], т. е. практически в пределах всего «окна»,
через которое возможно наблюдение с помощью наземных РЛС.
В конце 50-х годов были созданы подвижные антенные устройства
с апертурой диаметром 25—80 м и большой когерентной мощностью излуче-
ния на дециметровых волнах (достигающей 100—250 кВт средней мощно-
сти), а также низкой шумовой температурой приемных систем порядка 200 К.
В результате в 1961 г. с помощью радиолокационной установки удалось об-
наружить эхо-сигналы от Венеры при ее наибольшем приближении к Земле
[9—13], получены также эхо-сигналы от Меркурия [14], Марса [15] и
Солнца [16, 17]. Начиная с 1965 г. оказалось возможным выполнить на ряде
радиолокационных систем [18, 19] успешные наблюдения Венеры и Мерку-
рия даже при их наибольшем удалении от Земли.
217
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
Успех использования радиолокации в астрономии обусловлен когерент-
ностью излучения и возможностью управления излучаемой мощностью. Непо-
средственное и точное измерение задержки эхо-сигнала (слово «дальность»
не используется, так как расстояние является величиной, производной от не-
точно известной скорости света) позволяет определить многие элементы пла-
нетных орбит с точностью, на несколько порядков более высокой, чем в слу-
чае только угловых оптических наблюдений. Радиолокация обеспечивает так-
же точное измерение радиуса планеты относительно начальной точкиотра-
жения. Эта точка соответствует с большой точностью точке, в которой пря-
мая, проведенная из РЛС в центр массы удаленного объекта, пересекает его
поверхность. Поэтому она будет принята в качестве таковой и будет назы-
ваться в дальнейшем «подлокаторной точкой».
Кроме точного определения планетных орбит радиолокация является
мощным средством исследования поверхности планет. При соответствующей
интенсивности сигнала разрешение элементов
доплаооосмш частоты
Рис. 1. Диаграммы типичной дисперсии мощ-
ности эхо-сигнала по задержке и доплеров-
скому сдвигу частоты.
поверхности по задержке сиг-
нала и для вращающихся пла-
нет по доплеровскому сдвигу
частоты не ухудшается с рас-
стоянием, как при угловых на-
блюдениях. Кроме того, при ра-
диолокационных наблюдениях
поглощение в окружающей пла-
нету атмосфере меньше, чем
при оптических наблюдениях.
Используя в процессе одного
цикла наблюдений различные
частоты в метровом и децимет-
ровом диапазонах, можно на-
блюдать дисперсию, вносимую
плазмой вдоль пути распрост-
ранения в групповую и фазо-
вую скорости
Но применение радиолока-
ционных cucieM в астрономии
ограничивается их сложностью
и высокой стоимостью по срав-
нению с пассивными оптически-
ми приборами, а также прису-
щим им законом четвертой сте-
пени уменьшения интенсивности сигнала с расстоянием. Однако даже если бы
появилась возможность обойти трудности, связанные с непреодолимыми поте-
рями на пути до объектов за пределами солнечной системы, задержка между
передачей и приемом сигнала до ближайших планетных систем составила бы
десятки лет. Для объектов в пределах солнечной системы задержка составля-
ет от нескольких секунд для Луны до нескольких часов для некоторых планет.
Наблюдаемые параметры радиолокационных эхо-сигналов. Характеристи-
ки эхо-сигналов, которые можно измерить и использовать для получения аст-
рономической информации, зависят как от типа радиолокационной системы,
так и от цели. Если передаваемый сигнал соответствующим образом закоди-
рован во времени, задержка эхо-сигнала может быть определена однозначно.
Как правило, эхо-сигнал является очень сложной функцией времени, так как
задержки его от разных частей цели неодинаковы. Большая часть исследо-
вателей использовала либо простые импульсные сигналы, либо непрерывные
колебания, кодированные по фазе (в некоторых случаях с кодированием но
фазе в течение импульса). Ниже рассматриваются относительные достоинства
этих двух методов. Кроме того, если фазовая когерентность передаваемого
сигнала достаточно велика, измеряется доплеровский сдвиг частоты, вноси-
218
7.1.-Задачи радиолокационной астрономии
мый в эхо-сигнал относительным движением вдоль линии прямого видения
между РЛС и целью. Кроме того, вследствие вращения цели распределение
мощности эхо-сигнала по частоте имеет сложный характер. Соответствую-
щие кривые приведены на рис. 1.
Задержка. Точность, с которой можно определить задержку в распрост-
ранении сигнала до подлокаторной точки, зависит, естественно, от интенсив-
ности сигнала, полосы частот модуляции (т. е. величины, обратной эквива-
лентной длительности импульса) и отражательных свойств планеты. В благо-
приятных условиях можно получить точность от 1 до 2 мкс. Во избежание
получения неудовлетворительных результатов точность измерения задержки
типового эхо-сигнала, соответствующей одной астрономической единице (гру-
бо радиусу земной орбиты или приблизительно 1000 с для распространения
в обоих направлениях), должна быть выше Ы0~9.
Доплеровский сдвиг частоты. Доплеровский сдвиг частоты, вносимый из-
вестными районами планеты, может быть измерен в благоприятных условиях
с точностью, соответствующей скорости вдоль оси визирования порядка
1 мм/с (что соответствует доплеровскому сдвигу в 0,01 Гц на несущей часто-
те 1500 МГц). Наблюдаемая скорость цели вдоль оси визирования, очевидно,
зависит от относительного положения Земли и планеты на их орбитах, однако
в случае типового максимального значения 30 км/с (орбитальной скорости
Земли) относительная точность измерения доплеровского сдвига 3-10~7. Та-
ким образом, требования к точности эталона частоты, используемого в изме-
рениях доплеровского сдвига частоты, на два порядка менее жесткие, чем
требования к точности эталона времени, используемого в измерениях запаз-
дывания При этом необходимо, чтобы опорная частота, с которой сравни-
вается частота принятого сигнала для определения доплеровского смещения,
поддерживалась в интервале задержки эхо-сигнала с точностью не ниже
1,5-10~и. Таким образом, требования к стабильности эталона частоты явля-
ются очень высокими. Совершенно очевидно, что для обеспечения всей тре-
буемой точности измерений в радиолокационной астрономии выбор эталонов
частоты и времени должен быть особенно тщательным.
Интенсивность сигнала. В любой системе обычно желательно измерять
абсолютное значение мощности эхо-сигнала, так как это позволяет определить
с помощью уравнения дальности радиолокации ЭПР цели, которая, в свою
очередь, может дать представление об электрических свойствах поверхности
планеты и, может быть, ее атмосфере. Определение ЭПР цели считается обыч-
но достаточно трудной задачей, так как в уравнение дальности радиолокации
входит ряд потенциально неточно определяемых величин. До 1965 г. практи-
чески все измерения ЭПР производились с точностью, не превышающей
±3 дБ. Однако в 1965 г. был запущен калибровочный сферический ИСЗ типа
LCS-1 на почти круговую орбиту с высотой 1730 км над поверхностью Земли,
с наклоном 32°. Спутник представлял собой тщательно выполненную полую
алюминиевую сферу диаметром 1,13 м и эффективной площадью рассеяния
1 м2. Зависимость ЭПР спутника от длины волны определяется известной
формулой [20] (см. т. 1, § 9.6), однако в случае волн, длина которых мала по
сравнению с диаметром сферы, ЭПР сферы такого диаметра достаточно точно
равна 1 м2. В результате сопровождения спутника или наблюдения макси-
мального эхо-сигнала при прохождении спутника через неподвижный луч ан-
тенны оказалось возможным откалибровать радиолокационную систему и сни-
зить ошибку измерения ЭПР цели до уровня, не превышающего ±0,5 дБ.
Поляризация. Поскольку излучается когерентный и, следовательно, одно-
значно поляризованный сигнал, анализ поляризационных характеристик эхо-
сигнала дает значительную информацию о свойствах поверхности цели и сре-
ды распространения. Для определения типа и степени поляризации достаточ-
но трех из четырех параметров Стокса [21] (четвертый характеризует интен-
сивность), а для исследования рассеивающих свойств физически реализуемой
поверхности необходимо определить в дополнение к эффективной площади
219
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
рассеяния еще четыре параметра. Можно показать [21], что измерение пара-
метров Стокса эхо-сигнала при двух соответствующим образом выбранных
типах поляризации зондирующего сигнала дает возможность полностью опре-
делить статистические рассеивающие свойства при данном угле падения всех
возможных естественно встречающихся поверхностей. Но очень небольшая
часть радиолокационных средств оборудована так, чтобы имелась возможность
полного определения характеристик рассеяния, обусловленных поляризацией.
Угловое разрешение. Угловые размеры диаметра диска большей части
целей, исследуемых в радиолокационной астрономии, малы по сравнению
с шириной луча антеаны, применяемой для наблюдения. Только видимый диа-
метр Луны достаточно велик для изучения свойств рассеивающей способно-
сти в отдельных угловых областях — наивысшая угловая разрешающая спо-
собность около 0,05° (на рабочей частоте порядка 8 ГГц). Разрешение дисков1
планет невозможно с использованием луча одной антенны, поэтому эхо-сигна-
лы планет были исследованы интерферометрически с шагом полос порядка
0,002°. По-видимому, в связи с быстрым развитием техники синтезированной
апертуры возможность исследования углового распределения мощности эхо-
сигналов планет будет непрерывно возрастать.
Отсчетный момент времени. Измеренные значения положения и скорости
цели, полученные по данным задержки эхо-сигнала и доплеровского сдвига
частоты, должны быть для получения достоверных результатов точно отнесе-
ны к известному отсчетному моменту времени. В процессе окончательного пре-
образования данных отсчетные моменты должны быть даны в едином време-
ни. Сначала для этого использовалось эфемеридное Время [22], но с появле-
нием атомных эталонов времени атомное время оказалось удобнее для опре-
деления отсчетного момента. Однако в самом процессе наблюдения удобнее
пользоваться отсчетным моментом на базе среднего гринвичского или всемир-
ного времени, так как оно может быть получено с достаточной точностью по
радиосигналам времени. США предпочитают использовать сигналы времени
Национального бюро стандартов, хотя для их сопоставления с всемирным
временем необходимо вносить небольшую поправку. Точность определения от-
счетного момента времени в каждом частном случае измерений зависит как от
точности измерения времени задержки сигнала и доплеровского сдвига часто-
ты, так и от скорости изменения этих параметров. Так, например, чтобы
ошибка по времени прохождения эхо-сигнала не превышала 1 мкс в предель-
ном случае наибольшего удаления Меркурия, нужно определить отсчетный
момент времени с точностью по крайней мере в 3 мс. Для этого обычно тре-
буется учитывать время распространения между источником радиосигналов
времени и РЛС, производящей наблюдение, а также табличные данные откло-
нения радиосигналов от всемирного времени.
Так как появилась возможность использовать эталоны частоты на водо-
родном квантовом генераторе, была сконструирована аппаратура, содержащая
свое собственное хронирующее устройство, удовлетворяющее требованиям ра-
диолокационной астрономии как в качестве точного эталона частоты, так и
времени. Типичное устройство обеспечивает кратковременную и долговремен-
ную стабильность порядка 1*10~12. Таким образом имеется возможность соз-
дания часов с отклонением во времени, не превышающим 30 мкс/год по от-
ношению к любым другим аналогичным часам. Можно исключить все труд-
ности, связанные с введением поправки на распространение радиосигналов и
другие изменяющиеся условия, путем создания синхронизированных часов,,
одни из которых хранятся в обсерватории национальной службы времени,
где они могут постоянно сверяться с астрономическим временем, а другие
устанавливаются в радиолокационной обсерватории
Соотношения между радиолокационными наблюдениями и свойствами
цели. Орбиты. Общее время распространения эхо-сигнала в обоих направле-
ниях и доплеровский сдвиг частоты, измеренные по средней площади в райо-
не подлокаторной точки (или приведенные к ней), очевидно, могут быть непо-
220
7.1. Задачи радиолокационной астрономии
Рис. 2. Сглаженные кривые характеристик
рассеяния задержки на разных частотах при
радиолокации Луиы.
средственно применены для уточнения параметров лунной и планетных ор-
бит. Поскольку, как правило, число наблюдений значительно превышает чис-
ло степеней свободы уравнений движения и относящихся к ним параметров,,
обычно имеется возможность произвести проверку на внутреннюю совмести-
мость уравнений. При выборе зна-
чений параметров с целью отнесе-
ния радиолокационных измерений
к центру массы планеты должен
быть учтен радиус цели (для ряда
положений подлокаторной точки
на поверхности планеты). Хотя
обычно используется достаточно
простая методика подгонки пара-
метров, возмущения, которые
должны быть учтены на уровне
точности, возможной при радио-
локационных наблюдениях, очень
многочисленны и трудноуловимы.
При этом выявляются эффекты
специальной и общей теории отно-
сительности, а также влияние на
распространение плазмы солнеч-
ной короны и межпланетной плаз-
мы. Поскольку это влияние явля-
ется дисперсионным, оно может
быть выделено путем измерения
на разных частотах. Взаимоотно-
шение радиолокационных наблю-
дений с движением планет рас-
сматривается в работе [23].
Характеристики рассеяния. Ха-
рактеристика среднего рассеяния
может быть определена по диспер-
сии мощности отраженного сигна-
ла по задержке и частоте (рис. 1).
Данные по задержке соответству-
ют в большей степени непосред-
ственному измерению характери-
стики углового рассеяния по двум
причинам. Во-первых, для преоб-
разованиня наблюдаемого распре-
деления по задержке в соответст-
вующее распределение по углам
падения следует лишь заменить
переменную, так как характер одно-
го из распределений однозначно
определяет характер другого, и,
во-вторых, преобразование не за-
висит от видимого вращения цели.
Данные по задержке, полученные
при облучении Луны, приведены
на рис. 2. В то же время для
преобразования измеренного спект-
рального распределения мощности
(типичный спектр эхо-сигнала от
Луны при непрерывном излучении
показан на рис, 3) в эквивалент-
Данные нормированы к единичному значению,
в подлокаторной точке (точке нулевой за-
держки). Интегральная мощность практиче-
ски не зависит от длины волны.
Рис. 3. Частотный спектр эхо-сигнала Луны на
волне 68 см.
Неоднородности на спектральной характери-
стике обусловлены местными колебаниями рас-
сеяния на лунной поверхности. Частотная
координата нормирована к единичному значе-
нию на краю диска,
221
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
«ую характеристику углового рассеяния необходимо знать, как вращается пла-
нета. Хотя это может быть априорно известно по данным других измерений
или выведено на базе максимального наблюдаемого расширения спектра, если
принятый сигнал достаточно интенсивен, в ряде случаев не представляется
возможным иметь точные данные о вращении планеты (для преобразования
зависимостей необходимо в обоих случаях знать радиус планеты). Кроме то-
го, из рис. 1 видно, что плотность мощности, соответствующая данной спект-
ральной составляющей, обусловлена рассеянием под разными углами относи-
тельно местной вертикали. Поэтому для вывода характеристики среднего уг-
лового рассеяния необходимо решение интегрального уравнения.
Имея характеристики рассеяния по задержке P(t), полученные на основе
наблюдения, можно вывести характеристику углового рассеяния Р(0) по со-
отношению
Р(9)«Р(0,	(О
-где 0 = arccos(l—<7/2а); Р(0) пропорционально мощности, рассеянной на
единицу площади поверхности при угле падения и наблюдения 0, намеренном
относительно местной вертикали; с — скорость света; а — радиус цели и
4 — задержка, измеренная относительно подлокаторной точки. Поскольку доля
составляющих для разных значений 0 определяется независимыми участками
поверхности (при заданном значении подлокаторной точки), это соотношение
неточно отражает закон углового рассеяния, усредненный по всей видимой
•поверхности. Однако по крайней мере в случае Луны в разных подлокатор-
ных точках наблюдались лишь незначительные изменения закона рассеяния,
поэтому полученные результаты принято считать типичными.
Измеренное распределение мощности по частоте P(f) может быть преоб-
разовано в закон углового рассеяния [24] с помощью выражения
fo
С Р' (D
Р (0) ос cos 0	\ ----------------------------— dfj,
(2)
где P'(f)—первая производная свертки полученного спектра мощности; f —
сдвиг частоты, отнесенный к значению в подлокаторной точке; fo — модуль
максимального значения f (на краю диска).
Свертка спектра вокруг значения в подлокаторной точке согласуется с до-
пущением, что наблюдаемое рассеяние зависит только от 0, т. е. что суще-
ствует азимутальная симметрия. Таким образом, P(f) в этом уравнении в дей-
ствительности представляет усреднение величин, равноудаленных от подлока-
торной точки. В другом решении основного интегрального уравнения [25]
исключается сингулярность при f — fo sin 0 и отпадает необходимость в диф-
ференцировании спектра
00
Р (0) ос cos 0 sJ0 (2л$ sin 0) р (s) ds,
о
(3)
где
p(s)==
n z г,	( 2jlS^
p Ш cos I ——- dfi
\ Io /
(4)
является функцией автокорреляции свертки наблюдаемого спектра мощности,
а /о —бесселева функция нулевого порядка. В этих преобразованиях не учи-
тывается влияние на свертку конечного времени на передачу или анализиру-
222
7.1. Задачи радиолокационной астрономии
ющих фильтров, однако некоторые авторы [25, 26] рассматривали методы их
включения в преобразование. Преимущество преобразования частотного спект-
ра в характеристику углового рассеяния состоит в том, что при этом обычно
получается более высокая разрешающая способность при малых углах паде-
ния (вблизи от подлокаторной точки), чем при использовании данных па
задержке. В то же время данные по частоте дают ухудшенное разрешение при
больших углах Поскольку весовые коэффициенты, вносимые разными участ-
ками рассеивающей поверхности, различны в каждой из этих двух методик
измерения, сравнение результатов служит для проверки принятого выше до-
пущения об отсутствии зависимости рассеяния от азимута.
Форма характеристики углового рассеяния совместно с измерениями сте-
пени поляризации эхо-сигналов дает статистическую информацию о структу-
ре поверхности. Можно отметить два типа взаимодействия радиолокационно-
го облучения с поверхностью цели Первый тип — это квазизеркальное отра-
жение от сравнительно гладких наклонных волнообразных поверхностей.
В этом случае высокая степень когерентности падающей волны в значитель-
ной мере сохраняется при отражении, и обратное рассеяние ограничено угла-
ми, близкими к нормальному падению на волнистую поверхность. Второй тип
взаимодействия — это рассеяние небольшими неоднородностями, соизмеримы-
ми с длиной волны. В этом случае в эхо-сигнал вносятся значительная неко-
герентность и случайная поляризация, так что большая часть энергии рассеи-
вается обратно в широком диапазоне углов падения.
В результате наблюдения характеристики рассеяния при разных поляри-
зациях и на ряде рабочих частот оказалось возможным получить информацию
по обоим типам рассеяния для Луны, Меркурия, Венеры и Марса. Средний1
наклон относительно больших (по сравнению с длиной волны РЛС) волно-
образных поверхностей меняется от типичных значений 3° для Марса и 6°
для Венеры до примерно 10° для Луны и Меркурия. Среднее количество
неоднородностей на единицу поверхности, соразмерных с длиной волны, за-
висит от длины волны и примерно одинаково для всех изученных объектов
(хотя эта составляющая рассеяния меньше исследована для Марса и Мерку-
рия). (Подробное описание полученных результатов см. в [27].)
Отражательная способность. Измерения абсолютного значения мощности-
эхо-сигнала позволяют определить электрические характеристики поверхности
цели. Составляющая эхо-сигнала, соответствующая лучу, падающему почти
по нормали к поверхности (квазизеркальное рассеяние), определяется выра-
жением [28]
os = R (l + a2)%sna2>	(5>
где Os — квазизеркальная часть ЭПР, полученная в результате решения урав-
нения дальности радиолокации (см. § 7.2);	— коэффициент отражения по-
верхности при нормальном падении; а — среднеквадратический наклон по-
верхности (определенный из характеристики углового рассеяния); %s — часть-
поверхности, образующая зеркальное отражение и а — радиус цели.
Значение R было достаточно хорошо определено для Луны на волне
Z = 23 см Оно оказалось равным 0,055, а для Венеры, например, оно менее
известно и составляет, по-видимому, около 0,12 в дециметровом диапазоне.
Коэффициент отражения связан с электрическими свойствами поверхности-
(если принять один тип взаимодействия при отражении) выражением
где е — диэлектрическая проницаемость поверхностного слоя. Обычно прини-
мают, что проводимость поверхностного слоя и магнитная проницаемость пре-
небрежимо малы для поверхностей Луны и планет. При этих допущениях
223-
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
приведенные выше значения R дают значения диэлектрической проницаемости
для Луны и Венеры, равные 2,6 и 4,2 соответственно.
Картографирование. В случае объектов, дающих при радиолокационных
исследованиях достаточно стабильное распределение отражения по поверхно-
сти, можно отождествить определенные районы поверхности с точно распре-
деленными областями спектров задержки и доплеровского сдвига частоты
эхо-сигнала. Если преобразование между координатами поверхности цели и
координатами задержки и доплеровского сдвига частоты известно, можно на-
нести на карту распределение источников принятых сигналов по поверхности
планеты. Существует ряд методов картографирования. В одном из них, назы-
ваемом методом картографирования по доплеровскому сдвигу частоты, дан-
ные по задержке не используются. В работе [29] показано, как в результате
серии измерений в режиме непрерывных колебаний, каждое из которых дает
спектральные данные, подобные приведенным на рис. 3, можно при опреде-
ленных условиях составить карту распределения мощности отражения. Во
избежание появления неоднозначности при отображении необходимо, чтобы
спектральные данные серии наблюдений- были спроектированы на ось допле-
ровского сдвига частоты под всеми углами i по отношению к установленной
системе координат поверхности цели (рис. 4). Из всех возможных небесных
тел это условие может быть полностью выполнено только для Луны и только
в благоприятных условиях.
А-северный полюс Jfywr
8-полюс вийимого
вращения
С-контур доплеровской
частоты йля отноы/*
тельной частоты р
Р,Р -сопряженные точка
в-контур задержки для
относительной задержка^
<»ис. 4. Диаграмма, иллюстрирующая принципы картографирования по задержке и доп-
леровскому сдвигу частоты.
Координаты подлокаторной точки, а также модуль и направление проекции вектора ви-
димого вращения могут быть рассчитаны по эфемериде Луны,
Этим методом была получена на волне 23 см карта Луны [25], приве-
денная на рис. 5. Помимо того, что этот метод может быть непосредственно
использован только в случае Луны, ему присуще также ограничение, обус-
ловленное определенным пределом достижимого линейного разрешения по-
верхности. Этот предел зависит от рабочей частоты и определенной разреша-
ющей способности по интенсивности сигнала. Было найдено [25], что на вол-
не 23 см и при 10%-ной разрешающей способности по интенсивности предель-
ное разрешение поверхности Луны составляет около 80 км для одного дня
наблюдений (что лишь несколько лучше изображенного на рис. 5),
224
71. Задачи радиолокационной астрономии
Рис. 5. Карта распределения по поверхности Луны мощности, отраженной в зависимости
Ют поляризации сигнала, иа которой разрешены отдельные зеркально отраженные эхо-
сигналы на волне 23 см [25].
Карта составлена методом картографирования по доплеровскому сдвигу частоты От-
четливо различимое образование в южном полушарии соответствует положению кратера
Тихо. Можно отметить также соответствия с другими образованиями на лунной поверх-
ности.
Во втором методе, называемом методом картографирования по задержке
и доплеровскому сдвигу частоты, используется также координата задержки.
На рис. 4 показано, каким образом источник отраженной энергии, соответст-
вующий определенной точке в системе координат задержки и доплеровского
сдвига частоты (называемой иногда радиолокационной системой координат),
может быть отображен на поверхности цели. Как следует из рисунка, радио-
локационные координаты двух сопряженных точек на поверхности одинаковы.
Для разделения этих сопряженных точек необходима определенная угловая
разрешающая способность При радиолокации Луны для этого достаточна
ширина луча антенны, не превышающая 0,2°, что практически вполне дости-
жимо (лунный диск виден с Земли под углом около 0,5°). На рис. 6 приве-
ден пример использования метода картографирования Луны по задержке и
доплеровскому сдвигу частоты За пределами 10° относительно подлокаторной
точки (измеренных вдоль лунной поверхности) линейное разрешение поверх-
ности при методе картографирования по задержке и доплеровскому сдвигу
225
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
частоты на один-два порядка выше, чем при методе картографирования по
доплеровскому сдвигу частоты, причем требуемое время наблюдения меньше.
Метод картографирования по доплеровскому сдвигу частоты лучше в преде-
лах небольшого числа градусов относительно подлокаторной точки, хотя бла-
годаря либрации Луны порядка 7° значительная часть лунной поверхности»
оказывается временами за пределами этой границы.
Рис. 6. Карта распределения мощности эхо-сигнала вокруг кратера Тихо.
Карта составлена методом картографирования по задержке и доплеровскому сдвигу
частоты, а также по данным поляризации составляющих эхо-сигнала [30]. Разрешение-
по поверхности порядка 1 км. Координаты прямоугольные в единицах радиуса Луны.
Применяя любой из этих методов для картографирования других небес-
ных тел, необходимо иметь дополнительную аппаратуру. Требуемая при этом
пространственная разрешающая способность достигается с большим успехом-
с помощью интерферометрического метода наблюдения. В случае использо-
вания только спектральных данных (как при картографировании Луны по
доплеровскому сдвигу частоты) требуется достаточное разнообразие базис-
ных линий для пополнения недостающих пространственных составляющих
Фурье вдоль оси под прямыми углами к спектральному разрешению. В мето-
де картографирования по задержке и доплеровскому сдвигу частоты требу-
ются лишь достаточные для разрешения сопряженных точек (рис. 4) интер-
ферометрические данные. При использовании разрешающей способности-
только по доплеровскому сдвигу частоты для получения требуемой разре-
шающей способности необходимо знать различные расстояния между точка-
ми наблюдения от максимального до минимального, соответствующего макси-
мальному размеру планеты, а для метода картографирования по задержке
и доплеровскому сдвигу частоты достаточно знать небольшое число соответ-
ствующим образом выбранных расстояний для исключения ненужной сопря-
женной составляющей. В любом случае обычно нет необходимости изменять,
расположение точки наблюдения, так как для получения необходимой длины
базисной линии может быть использовано вращение Земли.
226
7.2. Т ребования к системе
7.2.	Требования к системе
Обнаружимость целей. Основой любого эксперимента с использованием
радиолокации является уравнение дальности радиолокации, связывающее ин-
тенсивность принятого эхо-сигнала со свойствами цели, ее дальностью и
с используемой аппаратурой наблюдения. Уравнение дальности радиолокации
может быть представлено в виде произведения двух сомножителей, один из
•которых соответствует потерям на распространение и содержит астрономи-
ческие параметры, находящиеся вне контроля экспериментатора, а другой со-
держит параметры аппаратуры. Потери на распространение £р определяют-
ся выражением
Lp =------------,
р (4лг2)2
(7)
где о —ЭПР цели и г — расстояние между целью и наблюдателем. Выраже-
ние (7) является отношением мощности эхо-сигнала, принятого антенной
с единичной эффективной апертурой, к мощности, излученной изотропной ан-
тенной (с коэффициентом усиления, равным единице). При добавлении других
параметров получается уравнение реально принятой мощности Рт
Рг — Ly Pf Gf Ar —
Pt Gt Ar о
(4лг2)2
(8)
где Pt — мощность излучения; Gt — коэффициент усиления передающей ан-
тенны и Ат — эффективная апертура приемной антенны (принято, что угловые
размеры цели малы по сравнению с шириной луча антенны). Величина Аг
•связана с коэффициентом усиления приемной антенны Gr соотношением
X2
(9)
4л
где Л — рабочая длина волны.
Эффективная площадь рассеяния о может зависеть от параметров РЛС.
Так например, поскольку размеры планеты велики, даже относительно длин-
ные радиолокационные импульсы могут не охватить одновременно весь диа-
пазон задержек, обусловленных видимой поверхностью Точно так же, как
«было показано выше, результатом вращения цели является дисперсия частот-
ного спектра отраженного сигнала Если приемный фильтр не согласован со
всей возможной дисперсией, часть энергии сигнала будет потеряна. В обоих
случаях кажущаяся ЭПР уменьшится.
Уровень мощности принятого сигнала, требуемый для надежного измере-
ния, зависит от сопутствующего шума Шум, в свою очередь, зависит от эк-
вивалентной температуры приемной системы и от временных и частотных
характеристик анализирующего канала Поскольку эти параметры очень
сильно изменяются от системы к системе и от эксперимента к эксперименту,
«какое-либо одно значение не может быть дано. Однако для определения по-
рядка величины можно подсчитать, что для температуры системы, равной
100 К, полосы пропускания анализирующего канала 4 Гц и времени накопле-
ния 5 ч (реальные величины для системы, наблюдающей Венеру или Мерку-
рий на частоте 1 ГГц), флуктуации среднего значения шума, отнесенные ко
(входу приемника, составляют 2-Ю-23 Вт. Для обеспечения надежного обна-
ружения мощность сигнала и среднего значения шума должна превышать
среднюю мощность только шума приблизительно на пять стандартных откло-
нений флуктуаций уровня шума Таким образом, в рассматриваемом случае
^мощность на входе приемника должна быть по крайней мере 10~22 Вт (или
227
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
—190 дБ относительно 1 мВт). В тех случаях, когда необходимо разрешить-
отдельные районы на поверхности цели, либо для точного измерения задерж-
ки по подлокаторной точке, либо для составления карты уровень мощности
принятого сигнала должен быть значительно выше.
На рис. 7 показаны потери на распространение для различных возмож-
ных радиолокационных объектов солнечной системы, являющиеся достаточно-
точными в диапазоне частот 100—4000 МГц, за исключением целей
Зздержюс
Рис. 7. Зависимость потерь на распространение от задержки эхо-сигнала для объектов
солнечной системы.
Для Марса и Меркурия приведены минимальные значения, соответствующие наиболее
и наименее благоприятным датам наблюдения (изменение обусловлено значительным
эксцентриситетом орбит). Штриховыми вертикалями и квадратными скобками отмечены
объекты, ЭПР которых неизвестна или изменяется в широких пределах (см. табл. 1).
в квадратных скобках. Эти «мягкие» цели (Солнце, Юпитер, Сатурн, Уран и
Нептун) приведены на рисунке в предположении, что их радиолокационный
коэффициент отражения равен 0,10. Поскольку известно (либо предполагает-
ся), что их действительный коэффициент отражения сильно зависит от часто-
ты облучения или от условий в верхней атмосфере цели, приведенные для
этих объектов значения потерь на распространение следует рассматривать
лишь, как отправные для дальнейшей оценки. Для всех остальных объектов,
за исключением Венеры и Марса, было принято значение эффективного ко-
эффициента отражения 0,07, а для Венеры и Марса измеренные значения
порядка 0,14 и 0,11 соответственно. Приведены также типичные значения по-
228
Таблица 1
Потери на распространение в Солнечной системе
Цель	Радиус,' км	Коэффициент отражения	Время прохождения сигнала	Потери на рас- пространение, ДБ	Время прохождения сигнала	Потери на распро- странение , ДБ	Относительные потери на дисперсию непрерывных колебаний1), дБ
	Принято		Минимум		Максимум		
Луна	1738	0,072)	2,4 г	246,4	2,7 с	248,0	«0
Луна — Земля — Луна	—	0,07; 1 ,0	4,8 с	352	5,4 с	355	13,4
1 м2		1 ,0	2,4 е	364,6	2,7 с	366,2	
Солнце	696000	0103)	16,6 мин	297,2		—.	«25
Меркурий	2434	0,072)	9,1 мин	337,3	24,1 мин	354,4	2,7; 1.5*)
Венера	6055	0, 142)	4,5 мин	314,0	28,8 мин	346,4	0; 2,7‘)
Марс (1963 г.)	3385	0, II3)	11,1 мин	336,0	39,5 мин	357,9	«11
Марс (1971 г.)	3385	о,112)	6,2 мин	325,7	44,5 мин	360,1	«11
Фобос	6	0,07	6,2 мин	382,9	44,5 мин	417,2	0,7«)
Деймос	3	0,07	6,2 мин	388,9	44,5 мии	423,2	»3,8S)
Юпитер	71400	0,10	73,0 мин	342,6	107,2 мин	349,3	20,6
Ганимед	2550	0,07	73,0 мин	373,2	107,2 мин	379,9	7,06)
Каллисто	2360	0,07	73,0 мии	373,9	107,2 мин	380,6	5.15)
Ио	1670	0,07	73,0 мин	376,9	107,2 мин	383,6	9,2s)
Европа	1460	0,07	73,0 мин	378,0	107,2 мин	384,7	7,4s)
Сатурн	60400	0,10	2,2 ч	354,6	3,0 ч	359,8	«20
Титан	2440	0,07	2,2 ч	384,1	3,0 ч	389,3	5,2s)
Рея	700	0,07	2,2 ч	391,5	3,0 ч	396,7	5' 2s)
Уран	23800	0,10	4,8 ч	376,0	5,4 ч	377,9	18,0; 13,7е)
Нептун	22300	0,10	8,1 ч	385,7	8,7 ч	386,9	w i i'
Плутон (1971 г.)	3000	0,07	8,6 ч	405,6	9.2 ч	406,6	7,7
433 Эрот (1968 г.)	10	0,07	4,6 мин	373,4		—	
1566 Икар (1968 в.)	0,5	0,07')	42,8 е	367,3	—	—	»0
229
4) При допущении, что угловые характеристики обратного рассеяния для цели анологичны лунным.
3) Подтверждено наблюдениями на частотах ниже 3 ГГц.
®) ЭПР Солнца была измерена только на частотах ниже 40 МГц. Было найдено# что оиа изменяется от 0,1 ДО пятикратной
ЭПР фотосферы в зависимости от солнечной активности [33].
4) Первая цифра относился к геометрическому соотношению с наименьшими,- а вторая с наибольшими потерями на распространение.
6) При допущении, что вращение синхронно с орбитой цели.
6) Две цифры относятся к максимальной и минимальной Дисперсиям частоты, обусловленном изменяющейся проекцией на ось
вращения (см. табл. 2).
7.2. Требования к системе
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
терь на распространение для двух малых планет, полученные при их наи-
большем приближении к Земле в 1968 г. Все данные рис. 7 сведены в табл. 1.
Кроме того, в ней приведены потери на распространение при облучении
Луны, включая полученные при трехкратном отражении: дважды от Луны и
один раз от Земли (коэффициент отражения которой принят равным едини-
це). Для сравнения даны потери на распространение в случае цели с ЭПР
1 м2, находящейся на расстоянии, равном расстоянию до Луны.
Обнаружимость цели зависит также от дисперсии задержки и доплеров-
ского сдвига частоты. Для оптимального обнаружения в случае радиолока-
ционной системы непрерывных колебаний необходимо, чтобы форма частот-
ной характеристики приемного фильтра соответствовала форме спектра эхо-
сигнала [31]. Мощность шума, сопровождающего эхо-сигнал, будет пропор-
циональна шумовой полосе фильтра В, а флуктуации уровня шума (для за-
данного времени наблюдения) будут меняться пропорционально корню квад-
ратному из этой полосы. Поэтому обнаружимость в оптимальном случае
будет ухудшаться при увеличении спектра эхо-сигнала. Аналогичное положе-
ние возникает во временной области при использовании коротких импульсов.
Когда отраженная мощность распределяется некогерентно по задержке, не-
обходимо восстановить принятые сигналы, возвращающиеся в разные момен-
ты времени. Кроме того, можно показать [31], что в этом случае оптималь-
ный приемник должен взвешивать вклад каждой задержки в соответствии
с рассеянием на этой задержке. К тому же можно показать, что ухудшение
обнаружимости будет увеличиваться пропорционально корню квадратному
из дисперсии D эффективной задержки (при допущении, что общая ЭПР
остается неизменной).
В табл. 2 даны верхние пределы параметров D и В, обусловленные гео-
метрией целей, приведенных в табл. 1. Однако, как видно из рис. 2 и 3, эф-
фективные значения D и В могут быть значительно меньше в результате
изменения этих пределов, обусловленного характеристикой рассеяния. В по-
следней колонке табл. 1 приведено вычисленное значение потерь на дисперсию
непрерывных колебаний для Венеры в точке наибольшего приближения, по
данным табл. 2. Вычисление выполняется по доплеровскому уширению спектра
частот при допущении, что угловая характеристика рассеяния аналогична
лунной. Хотя допущение о подобии рассеяния не является вполне точным,
особенно для таких «мягких» целей, как Солнце, это дает возможность произ-
вести приемлемую оценку относительных трудностей наблюдения отдельных
целей.
Таким же методом можно было бы исследовать относительную обнару-
жимость в случае РЛС с некогерентными короткими импульсами. Однако
в импульсных радиолокационных астрономических системах обычно исполь-
зуются когерентные импульсы, при которых в эхо-сигнале сохраняется значи-
тельная часть информации о дисперсии частоты и задержки. В этом случае
относительная обнаружимость зависит как от D, так и В. Для получения
представления о принятом сигнале в общем случае нужно произвести сверт-
ку частотно-временной зависимости для переданного сигнала (функции неоп-
ределенности) с частотно-временной зависимостью, обусловленной целью
(функцией рассеяния цели). Кроме того, для получения возможности произ-
вести сравнение с реально измеренным электрическим сигналом нужно произ-
вести свертку полученного результата с характеристикой приемника.
Все эти вопросы подробно исследованы в работах [31, 32], причем- рас-
смотрено много частных случаев. Одним из наиболее интересных является
случай, когда произведение задержки по глубине цели на доплеровскую зону,
называемое коэффициентом протяженности цели, меньше единицы. В этом
случае (очевидно, определяющимся рабочей частотой) цель с малым коэффи-
циентом протяженности может быть полностью исследована одновременно по
задержке и частоте просто с помощью серии когерентных импульсов. В табл. 2
приведены коэффициенты протяженности для ряда астрономических целей на
239
7.2. Требования к системе
Таблица 2
Задержка по глубине цели и зона доплеровских частот для объектов
радиолокационной астрономии
Цель	Задержка по глубине до края цели при распро- странении в двух на- правлениях, МО	Зона доплеровских частот от края до края (при 1 ГГц), Гц		Коэффициент протяженности цели (при 1 ГГц)
		макс.	МИН	
Земля	42,5	6200		263
Луна	11,6	25	0	0,29
Солнце	>5000х)	—10е П		5-10е
Меркурий	16,2	45	26	0,73; 0,42
Венера	40,4	45	13	1,82; 0,53
Марс	22,6	3200	29502)	—70
Фобос	0,4	-183)		0,007
Деймос	0,2		-2,33)	0,0004
Юпитер	476	16 9000		8-104
Г анимед	17,0	3453)		5,9
Каллисто	15,7		1373)	2,1
Ио	Н,1	9103)		10,1
Европа	9,7		4003)	3,9
Сатурн	402	138 000	123 0002)	—5-10*
Титан	16,3	1	493)	2,4
Рея	4,7	1503)		0,7
Уран	159	51 400	71002)	8200; ИЗО
Нептун	148	34 400	30 2002)	-5000
Плутон	20	455		9
Икар	—0,003		5	-0
’) Радиолокационное наблюдение Солнца производилось только на частотах ниже
40 МГц, на которых осуществляется взаимодействие только о короной. Наблюдаема»
зона доплеровских частот почти полностью связана с конвекцией [33].
2) Изменения зоны доплеровских частот объясняются в основном наклоном оси
вращения этих целей.
3) В предположении синхронности вращения.
частоте 1 ГГц. Поскольку эти значения относятся к эхо-сигналам от края
планет, что является не часто встречающимся предельным случаем, данные
приведены с большим запасом. Практически особых трудностей не возникает
даже при столь большом коэффициенте протяженности, как 10. Коэффициент
протяженности прямо пропорционален рабочей частоте и является мерой
возможности составления с высоким разрешением карты распределения мощ-
ности эхо-сигнала по поверхности объекта с использованием метода карто-
графирования по задержке и доплеровскому сдвигу частоты.
Методом картографирования по задержке и доплеровскому сдвигу ча-
стоты можно провести приближенный анализ поверхности, используя данные
по задержке- и разрешающей способности по частоте по одному зондирующе-
му импульсу. В этом случае импульсом простой формы могут быть разреше-
ны только цели с большим коэффициентом протяженности, причем коэффици-
ент протяженности является прямой мерой количества отдельных элементов
разрешения, которое можно получить на поверхности цели. Для повышения
231
Гл 7. Радиолокационная астрономия
разрешающей способности используется модулированный сигнал более слож-
ной формы за счет, однако, временных боковых лепестков конечной амплиту-
ды [32, 39]. Этот метод был использован при локации Солнца [33] и Марса
[34]. Цели с малым коэффициентом протяженности (Луна, Меркурий и Ве-
нера) исследовались в основном серией когерентных импульсов
Для обнаружения целей импульсные РЛС с большой эффективной поло-
сой частот В имеют определенные преимущества по сравнению с РЛС непре-
рывного излучения, так как обратная величина 1/В является мерой длитель-
ности когерентности эхо-chi налов При заданной средней излучаемой мощно-
сти когерентность эхо-сигналов и, следовательно, обнаружимость максимизи-
руются излучением настолько большой импульсной мощности, насколько это
возможно в импульсном интервале, равном интервалу когерентности Когда
интервал когерентности 1/В меньше дисперсии эффективной задержки D
(т. е в случае цели с большим коэффициентом протяженности), длительность
импульса то, дающая оптимальную обнаружимость, определяется средним
геометрическим значением [31]
В более реальном случае импульсной РЛС с заданными максимальной им-
пульсной мощностью Ртах, максимальной длительностью импульса т и коэф-
фициентом заполнения F — Pav/Pmax выигрыш по обнаружимости импульс-
ной РЛС составляет Р-1/2 относительно РЛС с непрерывным излучением той
же средней мощности во всех случаях наблюдения целей, для которых
Вт> 1.
Радиолокационные системы. Из уравнений (8) и (9) следует, что мощ-
ность принятого эхо-сигнала в случае цели, не разрешенной по углу, равна
/ А \2
Рг — 4л Pf I	I Рр,
\ А /
(11)
где A =At=Ar. Поэтому при работе по планетам выгоднее применять боль-
шие апертуры антенн и возможно более короткие волны, чем большую мощ-
ность излучения. В радиолокационной астрономии высокая угловая разре-
шающая способность редко имеет столь же большое значение, как интенсив-
ность эхо-сигнала Поэтому, за исключением простых интерферометров, не-
обходимых для картографирования планет, во всех системах для наблюдения
планет использовались антенны с непрерывной апертурой В основном приме-
нялись параболические или сферические зеркала на частотах выше 100 МГц
и антенные решетки из фазированных диполей на более низких частотах
(табл 3).
Важным обстоятельством в радиолокационной астрономии является не-
обходимость непрерывного сопровождения Время распространения сигнала
до планеты и обратно так велико, что за этот промежуток времени антенна
обычно смещается из-за вращения Земли на угол, превышающий ширину ее
луча При сопровождении накопление сигналов можно растянуть на несколь-
ко часов для улучшения чувствительности по обнаружению, которая может
быть на критическом пределе Для антенн с шириной луча порядка сотых
долей градуса может потребоваться, чтобы положение точки визирования
«упреждало» видимое при передаче положение цели из-за аберрации Эта
поправка зависит от относительного движения цели (в инерциальных коор-
динатах) В случае Меркурия и Венеры может потребоваться перемещение
луча антенны в интервале между передачей и приемом на 0,02°.
232
Таблица 3
Сравнительная чувствительность различных радиолокационных систем, используемых в исследовании планет
Система	.Год	Размеры антенны, м	(V) Рабочая частота, МГц	Эффективный коэффициент уаилення» ДБ	(А) Эффективная апертура антенны, дБ относительно 1 м2	(L) Потери на рас- простра- нение в обоих направле- ниях» дБ	(#«) Шумовая темпера- тура системы» К	p(av) ГреД- няя мощ- ность, кВт	Импульс- ная мощность, МВт	(Т) Макси- мальное время наблю- дения за день, ч	Порог потерь На распро- странение для 5о (обнару- жение Венеры) *). дБ
MIT.2)	1964	550X67	38,26	34,5?)	41,2	2,0	12 000	500	0,5	0,5	327
AI024)	1967	300	40,12	37,03)	43,7	1,0	10 000	80	1,2	2,5	330
NBS6)	1962	300X150	49,92	40,0	44,7	2,0	6 000	400	4,0	0,1	335
JB")	1961	' 75	408	47,3	33,6	2,0	1 000	3	0,1	10	322
AI014)	1965	300	430	55,03)	40,7	1,5	200	120	2,0	2,5	358
МН17)	1961	25	440	37,5	23,2	2,0	240	150	2,5	10	325
СССР8)	1963	2,5x15	—750	47,4	28,4	2,0	100	60	Непре- рывная	10	338
МН27)	1963	25	1295	47,3	23,6	1,2	70	150	5,0	10	339
JPL1»)	1964	25	2388	54,2	25,4	0,5	30	100	Непре- рывная	10	350
JPL29)	1968	25/6510	2388	54,2/62,0	25,4/33,2	0,5	21	400	»	10	366
HS17)	1966	37	7750	66,0	26,9	0,5	100	100		10	355
HS27)	1967	 37	7840	66,1	26,9	0,5	55	350	»	10	364
’) Вычисленное значение, пропорциональное	pav^ 1Т1^2 (ем. в тексте).
2) Фазированная дипольная решетка в Эль-Кампо, Техас.
8) Среднее значение, так как действительное мгновенное значение коэффициента усиления меняется с зенитным углом.
‘) Неподвижное сферическое зеркал®. Управление лучом bi пределах ±20° относительно зенита. Расположен около Аресиво,
Пуэрто-Рико.
ь) Фазированная дипольная решетка около Лимы, Перу
в) Подвижный параболоид в Джодрэл-Бенк» Англия.
’) Подвижные параболоиды в Вестфорд-Тингсборо» Массачусетс.
8) Восемь механически связанных подвижных параболоидов в Крыму.
ьэ ; ’) Подвижные параболоиды в Голдстон-Лэйк» Калифорния.
w ’°) Двухпозиционная система: передающая антенна 25 м» приемная 65 м.
7.2 Требования к системе
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
Из уравнения (11) видно, что при всех прочих неизменных параметрах
яаилучшие результаты получаются на наиболее короткой волне, на которой
эффективность апертуры антенны еще не ухудшается. Мощность, которую
можно получить от передатчика, и чувствительность приемника не очень
сильно зависят от выбора рабочей частоты, а характеристики антенны и па-
раметры цели в большой степени определяют требуемую частоту. В действи-
тельности вследствие разнообразия требований в процессе эксперимента часто
необходимо оборудование на несколько рабочих частот, одна из которых оп-
ределяется верхним пределом, обусловленным антенной.
Табл. 3 составлена с целью сравнения систем, которые были использова-
ны в радиолокационной астрономии. Было принято, что отражательная спо-
собность и дисперсия задержки цели не зависят от частоты. Хотя в действи-
тельности такая зависимость при наблюдении ряда планет была отмечена,
это допущение дает возможность произвести сравнение достаточно просто,
что в противном случае было бы весьма затруднительно. Отношение сиг-
нал/шум в случае планеты определяется с учетом пропорционального изме-
нения зоны доплеровских частот с частотой выражением
(S \
—	« ^v3'2^-1 P.vi-'r1'2,	(12)
N /р
где А —эффективная апертура антенны на передачу и прием; v — рабочая ча-
стота; А/о— шумовая температура системы, Рат—средняя мощность пере-
датчика; L — потери в системе на распространение в обоих направлениях;
Т — полный интервал времени приема. В последнем столбце табл. 3 приве-
дены значения потерь на распространение (в децибелах) в случае Венеры,
соответствующие эхо-сигналу, в пять раз превышающему (по напряжению)
стандартное отклонение сопутствующего шума на выходе оптимизированного
квадратичного детектора при приведенных в таблице параметрах системы.
При этом Венера будет наблюдаться каждой радиолокационной системой во
всех случаях, когда потери на распространение будут меньше этих значений
(рис. 7). Возможность обнаружения других целей, приведенных в табл. 1,
каждой из этих систем определяется путем вычитания из порогового значения
потерь на распространение, приведенного в табл. 3, соответствующего значе-
ния потерь на дисперсию из табл. 1 и сопоставления полученного значения
с данными рис. 7.
7.3.	Техническое оснащение и элементы систем
Антенны. Большая часть антенн, используемых для исследований в радио-
локационной астрономии, по существу аналогичны используемым в радио-
астрономии. Практически все установки, приведенные в табл. 3, используются
и в той, и в другой области науки. Основное различие заключается в необ-
ходимости относительно высокого уровня мощности высокой частоты в режи-
ме передачи Как было отмечено в § 7.2, большой интерес, проявляемый
к антеннам с большой апертурой, и слабая заинтересованность в угловой раз-
решающей способности привели к почти исключительному использованию
в радиолокационной астрономии антенн с непрерывной апертурой.
Антенны, приведенные в табл. 3, делятся на два основных типа — зер-
кальные антенны, применяемые в основном на частотах выше 100 МГц, и
фазированные решетки, использование которых ограничено сравнительно длин-
ными волнами В случае очень больших апертур, особенно на более длинных
волнах, фазированные решетки дешевле зеркальных антенн. Однако отража-
тельные антенны являются более гибкими устройствами, дающими возмож-
234
7.3. Техническое оснащение и элементы систем
Рис. 8. Общий вид фазированной антенной дипольной решетки на частоту 49,92 МГц
в Джикамарке, Перу.
Сторона решетки 300 м. Рабочие параметры приведены в табл. 3.
ность работать в широком диапазоне
частот с разными поляризациями. На
рис. 8 и 9 показаны общие виды обе-
их типов антенн.
Наиболее часто используемые
зеркала имеют параболоидную по-
верхность с тем, чтобы можно было
применить простой облучатель в
главном фокусе. На более коротких
волнах целесообразно использовать
антенны Кассегрена с добавлением
гиперболоидного контррефлектора,
расположенного между фокальной
точкой и вершиной (рис. 9). Контр-
рефлектор создает новый фокус вбли-
зи от вершины зеркала, благодаря
чему уменьшаются потери в питаю-
щей линии, так как тяжелая аппара-
тура передатчика или приемника мо-
жет размещаться на опоре зеркала.
Ценным дополнительным свойством
такой конструкции является то, что
энергия облучателя, не перехватыва-
емая контррефлектором, направлена
в"основном на холодное небо, благо-
даря чему уменьшается составляю-
щая температура системы, обуслов-
ленная относительно теплой окружа-
ющей наземной средой. Температура
неба на частотах, превышающих при-
мерно 200 МГц, меньше 300 К. Одна-
ко на частотах значительно ниже
1500 МГц требуемые размеры контр-
Рис. 9. Общий вид подвижного пара-
болического зеркала диаметром 25 м,
снабженного контррефлектором Кассе-
грена, на частоту 1295 МГц в Вест-
форде, Массачусетс.
Рабочие параметры приведены в табл. 3.
235
Гл 7. Радиолокационная астрономия
рефлектора (линейные размеры которого должны быть соизмеримы с длиной
волны) становятся настолько большими по сравнению с типовым диаметром
параболоида, равным 30 м, что контррефлектор начинает затенять значитель-
ною площадь зеркала, При больших размерах зеркал это ограничение насту-
пает на более низких частотах.
Коэффициент усиления антенны можно выразить через физические раз*
меры площади антенны Лрцу8 путем преобразованием уравнения (9)
О = 4лт]
•^phys
№
(13)
где т) — к. п. д. антенны. Для круглой апертуры диаметра d уравнение (13)
принимает вид
(И)
причем для простого облучателя типа рупора или диполя Т) составляет обыч-
но около 0,55 Кпд равномерно возбужденной фазированной решетки может
быть выше, если потери в системе разводки и фазовращателях достаточно
малы (Подробные сведения о параболоидных отражателях приведены в т. 2
гл. 3, а характеристики антенных решеток рассматриваются в т 2 гл 4 )
Одним из неудобств, связанных с тем, что параболическое зеркало фоку-
сирует луч при его облучении из одной определенной точки, является недо-
пустимость бокового смещения облучателя Вследствие этого невозможно, пе-
ремещая облучатель, отклонять луч относительно оси симметрии на угол,
превышающий небольшое число значений ширины диаграммы, без значитель-
ного уменьшения коэффициента усиления Поэтому, как правило, необходимо
управлять положением самого зеркала В то же время в сферическом зеркале
в силу его симметрии можно допустить перемещение облучателя по поверх-
ности, концентрической с зеркалом, благодаря чему можно получить довольно
большое отклонение луча Однако кроме совершенно очевидных из геометри-
ческих соотношений ограниченных возможностей таких перемещений (антенна
обсерватории в Аресиво допускает смещение относительно оси на 20°, увели-
чение же смещения больше 40° совершенно недопустимо) следует учитывать
также трудности фокусировки из-за сферической аберрации
При ограничении облучаемой части сферической поверхности, т е при
достаточно большом отношении фокусного расстояния к эффективному диа-
метру, сферическая аберрация лежит в допустимых пределах и может быть
применен точечный облучатель Диаметр используемой для облучения части
сферической поверхности в таком варианте, являющимся аппроксимацией па-
раболоида, определяется [35] соотношением
d = 2,8363/4 Х1/4,	(15)
где b — радиус кривизны сферического зеркала. Соответствующий коэффи-
циент усиления равен
/ пЪ \з/2
G«8 ——
\ X /
(16)
если облучение спадает по парабол? В этом случае на длинных волнах можно
получить достаточно большие эффективные апертуры Так, например, в непо-
движном сферическом зеркале ионосферной обсерватории в Аресиво (рис. 10)
диаметром 300 м, с радиусом кривизны 265 м на частоте 40 МГц может быть
236
7.3. Техническое оснащение и элементы систем
эффективно облучена почти вся апертура простым дипольным облучателем.
Однако на частоте 430 МГц диаметр облучаемой площади в случае точечно-
го облучателя уменьшается до 170 м. Таким образом, поскольку стоимость
неподвижного зеркала много меньше подвижного, необходимо во избежание
уменьшения эффективности использования его поверхности в случае точеч-
ного облучателя при увеличении частоты принять все возможные меры по
корректировке сферической аберрации на более коротких волнах.
•Рис. 10. Неподвижное сферическое зеркало диаметром 300 м с подвешенным перемещаю-
щимся облучателем в Аресиво, Пуэрто-Рико.
Облучатель корректирует сферическую аберрацию (на частоте 430 МГц). В результате
перемещения облучателя луч может отклоняться в пределах направленного вверх конуса,
•половина телесного угла которого равна 20°. Эксплуатируется на частотах 40, 12 и
430 МГц. Рабочие параметры приведены в табл. 3.
Было предложено несколько методов коррекции. Аберрация может быть
исключена, если применить контррефлектор соответствующей формы. Однако
из-за больших размеров и трудностей механического крепления ему пока
не уделяется внимание, несмотря на то, что большим его достоинством яв-
ляется широкая полоса пропускания. В аппаратуре обсерватории в Аресиво на
дециметровых волнах используется линейный облучатель, направленный вниз
из точки, соответствующей фокусу аппроксимации параболоида. Геометриче-
ские лучи, возникающие в результате отражения от областей сферической
поверхности, находящихся за пределами границы, определяемой уравнением
(15), проходят ниже этого фокуса и поэтому перехватываются линейным об-
лучателем. Регулируя фазовую скорость вдоль линейного облучателя, вво-
дят необходимую коррекцию длины пути (т. е. фазы). Благодаря этому
корректируется сферическая аберрация, хотя из-за требуемого фазирования
вдоль длины облучателя ограничивается возможная полоса пропускания, со-
ставляющая для оборудования в Аресиво около 15 МГц.
Ограничения по полосе частот не имеют большого значения, так как
в наихудшем случае (Юпитер, см. табл. 2) максимальная дисперсия частот,
вносимая в эхо-сигнал, не превышает 0,2%. Кроме того, для большей части
237
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
мощных передатчиков трудно получить высокий к. п. д. в широком диапазоне
частот, так что, как правило, ограничения по частоте при таком типе облу-
чателя не являются большим затруднением в радиолокационной астрономии.
Однако в радиоастрономии такое ограничение ощущается много острее.
В случае фазированных антенных решеток управление лучом для сопро-
вождения небесных тел осуществляется регулировкой фазовых соотношении
между отдельными излучающими элементами. В идеальном случае нужно
иметь возможность регулировать фазу каждого элемента плавно и незави-
симо, чтобы энергия всей апертуры могла быть направлена в течение корот-
кого промежутка времени в любую точку неба. В сравнительно дешевых уста-
новках невоенного назначения, используемых в радиолокационной астроно-
мии, такая гибкость управления невозможна Регулировка фазы является
сравнительно трудоемким процессом, и обычно требуется несколько часов для
выполнения всех операций по отклонению луча в требуемую точку. Таким об-
разом, сопровождение невозможно и измерения могут производиться только
во время того короткого интервала, в течение которого цель находится в пре-
делах предварительно установленного луча антенны. Как следует из табл. 3,
это время колеблется от 0,5 ч для системы MIT до 5 мин для системы NBS.
В последнем случае время пересечения целью луча слишком мало для того,
чтобы приспособиться даже к минимальному времени прохождения сигнал»
(см. табл. 1), так что необходимо разбить антенную решетку на две части,
независимо фазируемых на передачу и прием. При этом апертура антенны
значительно уменьшается. Совершено очевидно, что использование фазирован-
ных антенных решеток значительно увеличится, если будут разработаны более-
дешевые методы быстрой регулировки относительных фаз элементов антен-
ны (т. 2, гл. 5). Почти во всех других отношениях антенные решетки имеют
в радиолокационной астрономии ряд преимуществ перед зеркальными антен-
нами.
Передатчики. Передатчик является после антенны наиболее дорогой со-
ставной частью установки для радиолокационной астрономии. Требования по
достаточно большой когерентной средней мощности удовлетворяются на
частотах выше 400 МГц почти исключительно при использовании клистронов.
На более низких частотах хорошо работают мощные триоды и тетроды,
управляемые по сетке. Как было показано в § 7.2, в радиолокационной астро-
номии в режиме импульсной работы желательна возможно более высока»
импульсная мощность, если при этом не приходится поступаться требования-
ми к средней мощности. Однако на частотах выше 3 ГГц импульсные мощно-
сти, которыми можно располагать, ограничили возможность разработки им-
пульсных передатчиков с достаточной средней мощностью, так что в большей
части систем пришлось перейти на непрерывное излучение (см. табл. 3). Мож-
но преодолеть эти трудности, используя фазированные антенные решетки,
каждый элемент которых являлся бы относительно небольшим подвижным,
параболоидом с отдельным передатчиком.
Передатчики в радиолокационной астрономии являются достаточно про-
стыми устройствами, если не считать трудностей, связанных с необходимостью
обеспечить чрезвычайно высокую стабильность частоты (см. § 7.1). На более-
коротких волнах оконечные каскады передатчика должны размещаться вблизи-
точки питания антенны с целью уменьшения потерь в линии передачи. При
этом часто возникают ограничения по размерам и массе этой аппаратуры,
обусловленные антенной.
Основными преимуществами клистронов в качестве генераторных лам»
для систем радиолокационной астрономии являются их большой коэффициент
усиления (40—60 дБ на каскад), высокий уровень средней выходной мощно-
сти (до 400 кВт на одну лампу) и легкая возможность изменения рабочей
частоты. Недостатками являются высокое рабочее напряжение постоянного
тока, которое в случае необходимости защиты от рентгеновского излучения
приводит к значительному увеличению массы и усложнению конструкции, а
238
7.3. Техническое оснащение и элементы систем
-относительно низкий к. п. д. преобразования подводимой мощности в высо-
кочастотную мощность (порядка 40%). Последний недостаток является обыч-
но наиболее важным, так как связан с большой входной мощностью постоян-
ного тока и необходимостью соответствующего отвода тепла. Увеличение ра-
бочего к. п. д. клистронов или других типов мощных усилителей с высоким
коэффициентом усиления в большой степени содействовало бы развитию си-
стем радиолокационной астрономии.
Входные каскады приемников. Требования к приемным системам в ра-
диолокационной астрономии аналогичны предъявляемым в радиоастрономии
за исключением того, что менее серьезное внимание уделяется понижению
температуры системы и более серьезное — стабильности коэффициента усиле-
ния и ширине полосы пропускания. Стабильность фазы и частоты являются,
как было показано выше, параметрами первостепенной важности в радиоло-
кационной астрономии и играют второстепенную роль в радиоастрономии.
На частотах ниже 100 МГц доминирующая составляющая общего шума
системы обусловлена излучением неба, так что в первом каскаде приемной
системы можно применить либо обычную электровакуумную лампу, либо по-
лупроводниковый усилитель. На частотах выше 100 МГц это соотношение
меняется, так что для получения высоких параметров системы следует уде-
лить серьезное внимание выбору входного каскада приемника. Если учесть
огромные капиталовложения в антенну и передатчик, то становится очевид-
«ым, что экономически целесообразно затратить в случае необходимости даже
сотни и тысячи долларов на приемник, чтобы увеличить чувствительность си-
стемы иа несколько децибел.
В диапазоне 100 МГн •- 2 ГГц в большей части систем радиолокацион-
-ной астрономии используются варакторные параметрические усилители, обыч-
но охлаждаемые с целью снижения тепловых шумов. На частотах выше 2 ГГц
преимущественное использование получили мазеры. Выбор типа входного кас-
када для данной частной системы зависит от большей или меньшей возмож-
ности регулирования шумовых составляющих, вносимых различными источни-
ками шума. Для расчета ожидаемого улучшения параметров системы, обуслов-
ленного повышением качества самого приемника, обычно полную шумовую
температуру системы Гвув, определяющую возможность обнаружения эхо-сиг-
нала, выражают в виде суммы двух членов Таув=Те* + То, где Тех — избыточ-
ная шумовая температура, вносимая приемной системой, отнесенная ко входу
приемника, а То — составляющая, обусловленная всеми внешними по отноше-
нию к приемнику источниками, в которую входят тепловая составляющая
потерь в линии питания и других элементах, температура неба (включая цель,
•если она значительна) и той части наземной окружающей среды, которая
влияет на формирование диаграммы направленности антенны.
На частотах выше 2 ГГц излучением неба можно пренебречь даже если
угловые размеры цели значительно меньше ширины диаграммы направлен
«ости. Так, например, для систем JPL (табл. 3), То*» 15 К, а для систем HS
юно, вероятно, ближе к 45 К. Значение То в этом последнем случае выше
частично из-за значительного поглощения в атмосфере на более высоких ча
стотах и частично из-за дополнительного поглощения в обтекателе антенны
На частотах ниже 1 ГГц трудно ожидать, чтобы То было значительно меньше
75 К для большинства систем.
Мазеры были разработаны на разные рабочие частоты в диапазоне
300 МГц — 70 ГГц [36]. Они могут усиливать очень слабые сигналы, причем
добавляемая ими избыточная температура не превышает 5^К. Параметры ва
ракторных параметрических усилителей зависят от рабочей частоты, частотг
«акачки и степени охлаждения (в случае его применения). Избыточная темпе
ратура, вносимая параметрическим усилителем системы МН2 (табл. 3), не пре
вышает 20 К на частоте 1295 МГц при охлаждении до температуры жидкой
•гелия (4 К). Избыточная температура в чаще встречающихся случаях исполь
зования параметрических усилителей при комнатной температуре (^300 К
23
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
составляет около 70 К. Характеристики параметрических усилителей начинают
ухудшаться при частотах выше 2 ГГц в основном из-за трудностей, связанных
с накачкой частотой, значительно превышающей рабочую Рабочие полосы
частот как мазеров, так и параметрических усилителей полностью соответ-
ствуют требованиям радиолокационной астрономии, хотя характеристики па-
раметрических усилителей обычно несколько лучше. Вследствие более высо-
кой стоимости и более сложного обслуживания в эксплуатации мазеры на-
ходят применение в тех случаях, когда их более низкая избыточная темпе-
ратура приобретает решающее значение
Как мазеры, так и параметрические усилители чувствительнее к проса-
чивающейся из передатчика энергии, чем обычные усилители на электроваку-
умных лампах. Варакторы, как и обычные смесительные кристаллические дио-
ды, могут выдержать кратковременные переходные процессы при небольшом
уровне импульсной мощности, просачивающейся через антенный переключа-
тель, в то время, как инверсная населенность высших энергетических состоя-
ний, лежащая в основе работы мазера, может быть полностью истощена при
сравнительно небольшой средней мощности просачивания. Однако, благодаря
длительным интервалам передачи и приема, связанным с большим временем
прохождения сигнала, могут быть использованы сравнительно медленно дей-
ствующие механические антенные переключатели защиты приемника. Такие-
переключатели, особенно при их каскадном включении, могут обеспечить очень
хорошую развязку с передатчиком и небольшое ослабление на прием.
Структура системы. Структура радиолокационных систем, используемых
для исследования планет, меняется в зависимости от того, применяются ли
Общая антенна на передачу и прием или раздельные антенны, импульсный или
непрерывный сигнал, а также вынесенная приемная антенна для интерферо-
метрических измерений. Однако во всех системах, кроме антенн, передатчиков
и приемников должны быть предусмотрены устройства, дающие возможность
сопровождения цели хотя бы на небольшом интервале и учета довольно зна-
чительного доплеровского сдвига частоты и времени прохождения сигнала.
Обычно для сопровождения по углу, доплеровскому сдвигу частоты и задерж-
ке в интервале наблюдения необходимо вычислить перед экспериментом эфе-
мериду. Сопровождение по углу должно быть выполнено в пределах значи-
тельной части ширины луча, производящего наблюдения. Однако, как пока-
зали столетние телескопические наблюдения, это не является сложной задачей
(по крайней мере для известных планет). Обычно достачтоно, чтобы априорно
были точно известны только скорость изменения задержки и доплеровского
сдвига частоты, однако в некоторых случаях необходимо, чтобы абсолютные
значения задержки и доплеровского сдвига частоты попали в заданные ин-
тервалы.
Удачно то, что точность, с которой должны быть априорно известны
орбитальные параметры во избежание срыва наблюдений, значительно меньше
точности их определения в результате наблюдений. Поэтому радиолокацион-
ные наблюдения вводятся в программу обработки. Задача выработки эфе-
мериды для радиолокационного наблюдения, а также некоторые проблемы,
связанные с обработкой полученных результатов, подробно рассмотрены в ра-
ботах [23, 37]
Большая часть радиолокационных наблюдений планет была выполнена
при импульсном излучении (или при непрерывном излучении с кодированием
сигналов) на установках с общей антенной на передачу и прием. На рис. 11
изображена типичная функциональная схема такой установки [18], работаю-
щей на частоте 430 МГц в Аресиво, Пуэрто-Рико, параметры которой приве-
дены в табл. 3 под шифром AI01. Центральным прибором системы является
местный эталон частоты, периодически выверяемый по радиосигналам станции
с позывными WWV Национального бюро стандартов США. Сигналы эталона
синтезируются в различные опорные сигналы высокой и промежуточной ча-
стоты (передаваемые по каналам, отмеченным на рисунке сплошной линией}
240
7.3. Т ехническое оснащение и элементы систем
Рис. 11 Функциональная схема радиолокационной системы для наблюдения планет на
частоте 430 МГц в ионосферной обсерватории в Аресиво [18].
Сплошные линии соответствуют каналам с аналоговыми сигналами, а штриховые — с им-
пульсными сигналами. Цифрами помечены частоты в мегагерцах, символом D — допле-
ровская частота, а символом Д—задержка.
как для передатчика, так и для приемника. Блоки «Генератор задержки» и
«Синтезатор частот» дают возможность непрерывной подстройки аппаратуры
в соответствии с изменяющимися задержкой и доплеровским сдвигом частоты
принимаемых эхо-сигналов. Сначала (в 1964 г.) это осуществлялось вручную
с интервалами, которые устанавливались по рассчитанной эфемериде, потом
с помощью спецвычислителя, интерполирующего по мере надобности соответ-
ствующие данные. Регулировки генератора задержки и синтезатора частот
взаимосвязаны, так что одна из них может быть получена непосредственно-
из другой. Требуемые при этом точности были рассмотрены в § 7.1.
Местный эталон частоты служит также в качестве генератора хронирую-
щих импульсов (каналы передачи обозначены пунктирными линиями), форми-
руемых пересчетными схемами, входящими в состав часов, идущих по всемир-
241
Гл. 7. Радиолокационная астрономия
ному времени, и генераторами развертки. Генератор развертки приемника
работает от опорной частоты 100 кГц, смещенной в соответствии с доплеров-
ским сдвигом частоты, и подает хронирующие сигналы на. аналого-цифровые
преобразователи, производящие выборки сигналов из двух приемных каналов
с фазами, взаимно сдвинутыми на 90°. Блок контроля синхронности проверяет
времена хронизации генераторов развертки передатчика и приемника для
контроля их работы. По желанию оператора для калибровки системы в прием-
ный канал может быть введен через направленный ответвитель шумовой им-
пульс известной интенсивности и положения.
Как показано на рис. 11, на передачу используется круговая поляризация,
а на прием круговая поляризация с обратным вращением. Такой способ рабо-
ты является типичным для радиолокационной астрономии и имеет два основ-
ных преимущества. При использовании круговой поляризации исключается
влияние эффекта Фарадея в земной ионосфере. Хотя эффект Фарадея не имеет
большого значения на частотах выше 2 ГГц, второе преимущество заключает-
ся в присущем этому способу улучшении развязки сигналов с противополож-
ной круговой поляризацией в линии питания антенны Благодаря этому об-
легчается задача развязки между передатчиком и приемником Поляризация
основной части эхо-сигнала, отраженного от планеты, противоположна по на-
правлению вращения круговой поляризации на передачу, так как отражение
является в основном квазизеркальным (см. § 7.1). При исследовании других
составляющих матрицы рассеяния это преимущество отпадает.
Цифровые данные с выхода квадратурных детекторов (сохраняющие
информацию об амплитуде и фазе эхо-сигнала) поступают в буферное запо-
минающее устройство спецвычислителя и либо немедленно обрабатываются,
либо записываются на магнитную ленту для последующей обработки В про-
цесс обработки входит главным образом анализ спектра. Априорная эфеме-
рида, по которой производится установка генератора задержки и синтезатора
доплеровских частот, может содержать ошибки (вероятно небольшие) по
абсолютной величине задержки и доплеровского сдвига частоты эхо-сигнала.
Таким образом, положение принятого сигнала относительно исходного опор-
ного положения на оси времени, так же, как аналогичное смещение в частот-
ной области, определяют поправки, которые нужно внести в априорные дан-
ные, полученные на базе эфемериды.
В рассматриваемой схеме пределы изменения задержек определяются
выбором интервала между импульсами (обычно от 1 до 100 мс) Ошибки по
эфемериде, превышающие этот интервал, уменьшаются по модулю интервала
между импульсами. Положение, при котором ошибка превышает интервал
между импульсами, может быть опознано путем нескольких наблюдений
с разными интервалами между импульсами [27]. Соответствующие пределы
изменения доплеровских частот устанавливаются частотой повторения импуль-
сов (величиной, обратной интервалу между импульсами). Однако при данной
ошибке по эфемериде ошибки по доплеровскому сдвигу частоты значительно
меньше (при обычно используемых значениях частоты повторения импульсов),
чем по задержке (при соответствующем интервале между импульсами), так
что этот тип неопределенности возникает редко. Эту неопределенность можно
разрешить тем же путем, что и в случае задержки.
Приведенные выше соображения относятся в первую очередь к сигналу,
отраженному от подлокаторной точки (рис. 1 и 2), однако они применимы и
к менее интенсивным составляющим обратного рассеяния, возникающим с дру-
гими задержками и доплеровскими частотами. Измерение интенсивности со-
ставляющих эхо-сигнала легко осуществляется с помощью калибровочного
шумового импульса. Шумовые импульсы следует предпочесть когерентным
калибровочным импульсам, так как их абсолютная точность выше и они легче
осуществляются. При использовании фильтров, точно аппроксимирующих пря-
моугольный зондирующий импульс, их отклик на шумовой импульс такой же
длительности легко определяется по уравнению
242
7.3 Техническое оснащение и элементы систем
pN = kTN^—f	(17>
т
где Рн — эквивалентная шумовая мощность при полосе частот анализирую-
щего сигнала Af; k — постоянная Больцмана, Тп — температура стробиро-
ванного шумового генератора; //т — отношение интервала между импульсам»
к длительности импульса. Сравнение интенсивностей эхо-сигнала и шумового
калибровочного импульса дает возможность определить по уравнению (17>
абсолютное значение мощности принятого сигнала. В свою очередь, это значе-
ние позволяет вычислить при заданных параметрах РЛС и астрономических
величинах ЭПР цели по уравнению (8).
Системы с чисто непрерывными колебаниями не нашли широкого при-
менения. Однако в ряде РЛС наблюдения планет используются кодирован-
ные непрерывные колебания, модулированные методами, описываемыми в сле-
дующем разделе, которые являются эффективными эквивалентами импульсной
модуляции. За исключением методов модуляции передаваемого сигнала и
демодуляции принимаемого, эти системы практически аналогичны описанным
выше.
Интерферометрический метод наблюдения эхо-сигналов можно рассматри-
вать как некоторую модификацию описанных выше систем. Предусматривает-
ся дополнительная вынесенная антенна с приемным каналом. В процессе об-
работки цифровых данных по эхо-сигналу одновременно с определением авто-
корреляции может быть рассчитана взаимная корреляция комплексного при-
нятого сигнала, содержащая данные по интерферометрическим составляющим.
Методы модуляции. В ряде случаев трудно или даже невозможно непо-
средственно генерировать такие короткие импульсы, которые были бы необ-
ходимы для данного астрономического эксперимента, не жертвуя при этом
средней излучаемой мощностью. Так, например, для того, чтобы в системе
с ограниченной импульсной мощностью сохранять требуемое значение скваж-
ности, т. е. среднюю мощность, нужно поддерживать постоянство отношения
длительности импульса к интервалу между импульсами. Однако в случае
слишком коротких интервалов между импульсами в процессе эксперимента
могут возникнуть трудности, обусловленные недопустимо большой неопреде-
ленностью времени задержки. Предельный случай соответствует диапазону
сантиметровых волн, так как почти все типы мощных передатчиков этого диа-
пазона рассчитаны на работу в режиме непрерывных колебаний. В этих слу-
чаях целесообразно применять кодирование фазы или частоты того или иного
типа.
В гл 3 т. 1 и гл. 8 т. 3 описаны методы кодирования радиолокационных
сигналов Из всех этих методов в радиолокационной астрономии нашло при-
менение только простое двоичное кодирование фазы в сочетании с последо-
вательностью Баркера [38] или последовательностью, вырабатываемой сдвиго-
вым регистром [39]. Для того чтобы такие кодированные по фазе последова-
тельности были эффективны, длительность кодового интервала не должна
превышать интервала когерентности данной составляющей эхо-сигнала Гене-
рирование передаваемой последовательности обычно выполняется цифровым
методом. Декодирование эхо-сигнала осуществляется либо с помощью ана-
логовой линии задержки, либо путем обработки в спецвычислителе преобра-
зованных в цифровой код выборок из эхо-сигнала. Преимуществом аналого-
вого метода обработки является скорость, достигаемая, однако, ценой увели-
чения уровня временных боковых лепестков, в то время, как цифровое
декодирование дает большую свободу выбора дискрета и длины кода с сохра-
нением теоретического уровня боковых лепестков.
При сжатии зондирующих импульсов уровень боковых лепестков в случае
последовательности Баркера относительно мал (он не превышает 1/№ от мак-
симального значения, где N — длина кодовой комбинации), хотя последова-
24^
Г л. 1. Радиолокационная астрономия
тельности в этом случае не могут быть длиннее 13. Если требуются более
длинные кодовые комбинации, хорошие результаты дают псевдослучайные по-
следовательности, вырабатываемые сдвиговым регистром. В качестве типич-
ного примера можно привести вырабатываемую сдвиговым регистром после-
довательность, используемую в ионосферной обсерватории в Аресиво, длина
которой (максимальная) равна 127 при длительности дискретов 10 или 40 мкс
в зависимости от условий эксперимента. Такая последовательность может быть
сравнительно легко получена с помощью сдвигового регистра, состоящего все-
го из семи ячеек во взаимосвязи 7-6-0. Такое обозначение соответствует семи
двоичным ячейкам, содержимое которых последовательно сдвигается от эле-
мента 1 к элементу 7 Состояние элемента 1 определяется вслед за очередным
сдвигом сравнением «исключающим ИЛИ» (суммой по модулю 2) содержаний
0-
-10~
СдОиг wOa (6 длительностях дискрета)
Рис. 12. Функция неопределенности при нулевой доплеровской частоте с временными бо-
ковыми лепестками для последовательности максимальной длины 127, вырабатываемой
сдвиговым регистром.
Получена из кода 7-6-0 (см, в тексте) для пускового состояния с единицами во всех
ячейках.
ячеек, в данном случае 6 и 7, перед сдвигом. Возможна любая пусковая кон-
фигурация, за исключением такой, когда все ячейки установлены на нуль. Си-
стема в таком состоянии «запирается». В работе [39] приведены математиче-
ские свойства последовательностей максимальной длины, генерируемых сдви-
говым регистром. Этот тип кодирования получил благодаря его простоте
широкое применение в радиолокационной астрономии.
На рис. 12 приведена ось времени функции неопределенности для исполь-
зуемого в ионосферной обсерватории в Аресиво кода 7-6-0, в котором содер-
жатся всюду единицы в выбранном пусковом состоянии, а выходная после-
довательность считывается с ячейки 7. Как видно из рисунка, при таком
выборе пускового состояния боковые временные лепестки в случае сдвига кода,
не превышающего ±14 дискретов, чрезвычайно малы. Свойства функции
неопределенности на всех других частотах, кроме расположенных очень близ-
ко к нулевой частоте, не имеют особенного значения, так как в большинстве
случаев применения дисперсия частоты эхо-сигнала значительно меньше ве-
личины, обратной длине кодовой последовательности. Путем независимого
декодирования двух 'квадратурных составляющих, показанных на рис. 11, и
использования ряда пробных расстановок декодирующей последовательности
244
Список литературы
можно получить эквивалентную последовательность некодированных импуль-
сов длительность каждого из которых равна дискрету кодовой последова-
тельности Эти сложные декодированные выборки можно затем последова-
тельно проанализировать по частоте методом, совершенно аналогичным ис-
пользуемым в системе, излучающей простые импульсы.
Когда передатчик должен работать непрерывно, чтобы максимально ис-
пользовать среднюю мощность (как это требуется для большей части систем,
работающих на частотах выше 2 ГГц), могут быть применены непрерывно
вырабатываемые сдвиговым регистром последовательности, в которых код
повторяется последовательными группами, подобно тому, как если бы в пре-
дыдущей системе все длинные импульсы срабатывали одновременно В этом
случае эффективный интервал между импульсами равен длительности основной
кодовой последовательности максимальной длины, что соответствует длитель-
ности дискрета, умноженной на 2п—1, где п — число ячеек сдвигового ре-
гистра Одним из преимуществ повторяющихся последовательностей, выраба-
тываемых сдвиювым регистром, является снижение временных боковых ле-
пестков до постоянного уровня 1/№ (по мощности) от максимального значе-
ния, где (V=2n—1.
Если длительность интервала когерентности мала по сравнению с желае-
мой длиной кода (как например, в случае эхо-сигналов от Солнца [17]), ко-
дирование фазы можно заменить кодированием частоты Процесс декодиро-
вания требует, чтобы был использован временной трафарет наличие — отсут-
ствие применительно к некогерентно детектированным сигналам на обеих часто-
тах Разность двух частот должна быть больше максимальной дисперсии часто-
ты эхо-сигнала. Таким путем может быть сохранена вся средняя мощность
системы при непрерывных колебаниях даже при отсутствии когерентности фа-
зы эхо-сигнала. Однако, как показано в § 7.2, обнаружимость сигнала будет
хуже, чем в импульсных системах, в которых можно использовать высокую
импульсную мощность.
Список литературы
I.	Breit G. and Tuve М. A.: A test of the existence of the conducting layer. —
“Phys. Rev.”, 1926, v. 28, p. 554-573.
2	Bay Z.: Reflection of microwaves from the Moon. — “Hung. Phys. Acta”,
1946, v. 1, p 1—22.
3	DeWitt J. H., Jr. and Stodola E. K.: Detection of radio signals reflected
from the Moon. — “Proc. IRE”, 1949, v. 37, p. 229-242.
4	Davis J. R and Rohlfs D. C.: Lunar radio-reflection properties at decameter
wavelengths. — “J. Geophys. Res.”, 1964, v. 69, p. 3257—3262.
5	Klemperer W K.: Angular scattering law for the Moon at 6-meter wave-
length. — “J. Geophys. Res.”, 1965, v. 70, p. 3798—3800.
6	Evans J. V. and Pettengill G. H.: The scattering behavior of the Moon at
wavelengths of 3,6; 68 and 784 centimeters. — “J. Geophys. Res.”, 1963,
v. 68, p. 423—447.
7.	Evans J. V. and Hagfors T.: Study of radio echoes from the Moon at 23 cm
wavelength. — “J. Geophys. Res.”, 1966, v. 71, p. 4871—4899
8.	Lynn V. L., Sohigian M. D. and Crocker E. A.: Radar observations of the
Moon at a wavelength of 8,6 mm. — “J. Geophys. Res.”, 1964, v. 69, p. 781 —
783.
9.	Smith W. B.: Radar observations of Venus, 1961 and 1959. — “Astron. J.”,
1963, v. 68, p. 15—21.
10.	Victor W. K. and Stevens R.: Exploration of Venus by radar. — “Science”,
1961, v. 134, p. 46—48.
11.	Pettengill G. H. et aL: A radar investigation of Venus. — “Astron. J.”, 1962.
v. 67, p. 181-190.
245
Гл. 7 Радиолокационная астрономия
12.	Thomson J. Н., Ponsonby J. Е. В., Taylor G. N. and Roger R. S.: A new
determination oi the solar parallax by means of radar echoes from Venus. —
“Nature”, 1961, v. 190, p. 519—520.
13.	Котельников В. А. и др. Результаты радиолокационных наблюдений Ве-
неры в 1961. — «Радиотехника и электроника», 1962, т. 7, с. 1860—1872.
14.	Котельников В. А. и др. Радиолокационное обнаружение планеты Мерку-
рий. — «ДАН СССР», 1962, т. 147, с. 1320—1323.
15.	Goldstein R. М. and Gillmore W. F.: Radar observations of Mars. — “Scien-
ce”, 1963, v. 141, p. 1171—1172.
16.	Eshleman V. R., Barthle R. C. and Gallagher P. B.: Radar echoes from the
sun. — “Science”, 1960, v. 131, p. 329—332.
17.	Abel W. G., Chisholm J. H., Fleck P. L. and James J. C.: Radar reflections
from the sun at very high frequencies. — “J. Geophys. Res.”, 1961, v. 66,
p. 4303—4307.
18.	Pettengill G. H., Dyce R. B. and Campbell D.: Radar measurements at 70 cm
of Venus and Mercury. — “Astron. J.”, 1967, v. 72, p. 330—337.
19.	Shapiro I. I. et al.: Fourth test of general relativity: preliminary results. —
“Phys. Rev. Letters”, 1968, v. 20, p. 1265—1269.
20.	Stratton J. A: “Electromagnetic theory”, p. 563, McGraw-Hill Book Com-
pany, N. Y., 1941.
Стрэттон Дж. А. Теория электромагнетизма. Пер. с англ. Под ред.
С. М. Рытова. М.—Л., Госиздат технико-теоретической литературы, 1948.
21.	Hagfors Т.: A study of the depolarization of lunar radar echoes. — “Radio
Sci.”, 1967, v. 2 (new ser.), p. 445—465.
22.	H. M. Nautical Almanac Office: Explanatory supplement to the astronomical
ephemeris, p. 66, H. M. Stationery Office, London, 1961.
23.	Shapiro I. I.: Radar determination of planetary motions, in Evans J. V.
and Hagfors T. (eds.), Radar astronomy, chap. 3, McGraw-Hill Book Com-
pany, N. Y., 1968.
24.	Carpenter R. L.: Study of Venus by CW radar. — “Astron. J.”, 1964, v. 69,
p. 8.
25.	Hagfors T., Nanni B. and Stone K-: Aperture synthesis in radar astronomy
and some applications to lunar and planetary studies. — “Radio Sci.”, 1968,
v. 3 (new ser.), p. 491—509
26.	Shapiro I. I.: Theory of the radar determination of planetary rotations. —
“Astron. J.”, 1967, v. 72, p. 1309—1323.
27.	Pettengill G. H.: Radar studies of the planets, in Evans J. V. and Hagfors T.
(eds), Radar astronomy, chap. 6, p. 275, McGraw-Hill Book Company, N. Y.,
1968.
28.	Hagfors T.: Backscattering from an undulating surface with applications to
radar returns from the Moon. — “J. Geophys. Res.”, 1964, v. 69, p. 3783.
29.	Thomson J. H. and Ponsonby J. E. B.: Two-dimensional aperture synthesis
in lunar radar astronomy. — “Proc. Roy. Soc.”, 1968, v. A303, p. 477—491.
30.	Pettengill G. H. and Thomson T. W.: A radar study of the lunar crater
Tycho at 3,8 and 70 cm wavelength. — “Icarus”, 1968, v. 8, p. 457—471.
31.	Price R.: Detectors for radar astronomy, in Evans J. V. and Hagfors T.
(eds), Radar astronomy, chap. 10, p. 547, McGraw-Hill Book Company,
N. Y., 1968.
32.	Green P. E., Jr.: Radar measurements of target scattering properties, in
Evans J. V. and Hagfors T. (eds), Radar astronomy, chap. 1, p. 1, McGraw-
Hill Book Company, N. Y., 1968.
33.	James J. C.: Radar studies of the Sun, in Evans J. V. and Hagfors T. (eds),
“Radar astronomy”, chap. 7, p. 323, McGraw-Hill Book Company, N. Y.,
1968.
34.	Dyce R. B., Pettengill G. H. and Sanchez A. D.: Radar observations of Mars
and Jupiter at 70 cm. — “Astron. J.”, 1967, v. 72, p. 771—777.
246
Список литературы
35.	Ashmead J. and Pippard A. B.: The use of spherical reflectors as microwave
scanning aerials. — “J. Inst. Elec. Engrs.” (London), 1946, v. 93, pt. IIIA,
p. 627—632.
36.	Kingston R. H. and Blake C.s Radar astronomy systems: equipment, in
Evans J. V. and Hagfors T. (eds), Radar astronomy, chap. 8, pt. 4 (Recei-
vers), McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1968.
37.	Pettengill G. H. and Price R.: Radar echoes from Venus and a new deter-
mination of the solar parallax. — “Planetary Space Sci.”, 1961, v. 5, p. 71—
74.
38.	Barker R. H.: Group synchronization of binary digital systems, in Jack-
son W. (ed.), Communication theory, Academic Press Inc., N. Y., 1953,
p. 273—287.
39	Cook C. W. and Bernfeld M.: Discrete coded waveforms, in Radar sygnals,
sec. 8.3 (Binary phase codes), Academic Press Inc., N. Y., 1967, p. 241—251.
Кук Ч., Бернфельд M. § 8.3 в книге «Радиолокационные сигналы». Пер.
с англ. Под ред. В. С. Кельзон. М., «Сов. радио», 1971.
Глава 8
ПАССИВНЫЕ СИСТЕМЫ
Д. Кинг
8.1.	Принципы радиометрии
Для радиолокационных систем источником информации о цели является
отраженный сигнал, который иногда называют эхо-сигналом. При этом прием-
ник и передатчик не обязательно должны быть расположены в одном и том
же месте (например, двухпозиционные или полуактивные РЛС), но обяза-
тельно должны использоваться искусственные, созданные в самой системе,
сигналы. В противоположность этому, в пассивных системах используется
естественное излучение цели. В общем случае основной вклад в это излуче-
ние вносит тепловое излучение, определяемое температурой и эмиссионной
способностью цели. Большое значение могут иметь отраженное от цели и рас-
сеянное ею излучение других тепловых источников, таких как Солнце и по-
верхность Земли. Радиометрия (или обнаружение сигналов от тепловых источ-
ников) имеет уже продолжительную историю, отмеченную рядом успехов,
особенно в инфракрасных, миллиметровых и сантиметровых участках элек-
тромагнитного спектра. Верхняя граница, расположенная вблизи значения
1=1 мкм, отделяет эту область от области, в которой происходит переход
к использованию фотодетекторов Нижняя граница, соответствующая длинам
волн порядка 1 м, определяет ту область, в которой основную роль играет
фоновое излучение нетепловой природы на более низких частотах. В радиоло-
кации наибольшее значение представляют диапазоны миллиметровых и санти-
метровых волн.
Отсутствие сигналов, излучаемых самой системой, обеспечивает радиомет-
рическим приемным устройствам ряд очевидных преимуществ: 1) обнаружить
такое устройство крайне трудно, 2) отсутствует прямая интерференция, 3) раз-
меры устройства и потребляемая им мощность уменьшаются и 4) зависимость
мощности принимаемых сигналов от дальности имеет вид /?~2, тогда как для
обычной радиолокации характерна зависимость 7?~4. Недостатками радиомет-
рических методов являются: 1) не-
Таблица 1		когерентность и в определенной степени случайный характер при- нимаемых сигналов и 2) малый уровень сигналов Различие свойств сигналов в радиолокации и радио-
Источник	Яркость,- £к / (ср • м2 • Гц)	
Лазер на ионах аргона	7,Ь103	метрии демонстрирует табл. 1, где приведено количественное сравне-
(1 = 0,5145 мкм) РЛС диапазона X (1 =	4,8-103	ние интенсивности сигналов. В ка- честве основы для сравнения ис-
= 3,9 см) Солнечный диск (А =	1,33-ю-12	пользуется яркость источника В. Огромные концентрации мощ-
= 0,5 мкм) . Шероховатая поверх-	5,4.10-24	ности как на единицу телесного угла, так и на единицу полосы ча-
ность Земли (1 = 3,9 см)		стот, которые характерны для ко- герентного радиолокационного или лазерного излучения, выделяют их
248
8.1. Принципы радиометрии
в категорию источников, которые резко отличаются от тепловых источников.
Образно говоря, радиометрия работает в условиях сумерек, так как при пря-
мом солнечном освещении принимаемые сигналы относительно слабы. Поэтому
извлечение полезной информации из сигналов тепловых источников возможно
лишь за счет использования таких компенсирующих факторов, как значитель-
ное время интегрирования и большое значение ширины полосы частот. Спек-
тральное распределение теплового излучения зависит от средней энергии Ё
атомных осцилляторов. Для миллиметрового и сантиметрового диапазона мож-
но использовать классическую приближенную формулу Релея
E = kT,	(1)
где k — постоянная Больцмана; Т — температура.
Умножив (1) на число степеней свободы или мод, получим излучаемый
поток
8nkT Г Вт
№ [м2«Гц
(2)
‘Соответствующий поток в единице телесного угла (или яркость) может быть
записан в виде
2kT Г Вт
А2 [м2,Гц-ср
(3)
Яркость, определяемая уравнением (3), должна быть уменьшена вследствие
воздействия нескольких факторов, из которых отметим два наиболее важных
Первый фактор связан с поляризацией. Непосредственное излучение теплового
источника имеет случайную поляризацию, следовательно, антенна сможет вос-
принять только половину излучения. Второй фактор, уменьшающий яркость,
связан с эмиссионной способностью источников Термодинамическое равнове-
сие требует, чтобы поглощение и излучение были сбалансированы. При выводе
уравнения (3) предполагалось, что источник является идеальным поглотителем
или излучателем, т. е. черным телом. Естественные тепловые излучатели имеют
эмиссионную (или относительную излучательную) способность 8<1. Для так
называемых серых тел вместо температуры Т в (3) следует подставить еГ.
Для процессов нетепловой природы, например в случае атомных переходов,
яркость в узкой линии излучения может быть очень высокой. В обоих случаях
можно определить яркостную температуру источника TSl которая равна тем-
пературе черного тела с той же яркостью в заданном спектральном интерва-
ле. Для когерентных источников, таких, как лазеры или СВЧ генераторы,
использование понятия яркостной температуры не приводит к полезным ре-
зультатам
Плотность потока / распределенного источника можно записать в виде
[Вт/(м2-Гц)].	(4)
Произведение плотности потока на эффективную площадь антенны Ае
определяет принимаемую мощность в полосе 1 Гц
lF=-~ J j4e(0, ф) В (0, <р) dQ.	(5)
о
Когда размеры источника меньше границ телесного угла, определяемого
формой диаграммы направленности антенны, то интегрирование производит-
ся по телесному углу fis, определяемому размерами источника. Для источни-
249
Гл. 8. Пассивные системы
ков значительных размеров, принимаемая мощность определяется телесным
углом Йа, охватываемым диаграммой направленности антенны,
Й-4вИр(0, ф) dQ,	<6>
4л
где F(0, qp)—нормированная диаграмма направленности антенны. Эту вели*
чину можно также выразить и через усиление и размеры апертуры. Тогда-
получим выражение
В радиометрии для характеристики интенсивности сигнала вместо при-
нимаемой мощности IF используют температуру антенны ТА Здесь ТА опре-
деляется как температура согласованного резистора, у которого выходная-
мощность шума равна принимаемой мощности в полосе 1 Гц
(7)
Используя выражения, входящие в уравнения (3), (5) и (6), можно запи-
сать температуру антенны как функцию от яркостной температуры удаленно-
го источника:
?л=“сГ Jf Ts (0’’ ф) р (0’ ф)	(8>
А Q
Для малых источников Йв<Йа, F(0, ф)«1 и уравнение (8) сводится к
Qs
А = S =
“л
где Fp — коэффициент заполнения луча. Аналогично для однородных распре-
деленных источников получаем
TA~TS-	(96)
Равенства (7) и (9) являются основными соотношениями в радиометрии.
Они связывают яркостную температуру удаленного источника с учетом ее
изменения при распространении в атмосфере, с температурой эквивалентного
резистора в приемнике. Таким образом, наиболее эффективной измерительной
процедурой является непрерывное сравнение сигналов на выходе антенны и
на согласованной нагрузке. Несмотря на свою простоту этот принцип связан
со значительными сложностями при идентификации и определении характери-
стик источников и требует сложных антенны и приемных устройств [1, 2]. Эти
вопросы, а также примеры некоторых радиометрических систем будут рас-
смотрены в следующих параграфах.
8.2.	Радиометрические сигналы
Точечные и распределенные источники. Применение понятия точечного
источника, которое так важно при рассмотрении когерентных излучателей,
в радиометрии не столь полезно. Площадь источника или цели А а явно входит
в основное соотношение (9а), так как телесный угол источника равен
250
8.2. Радиометрические сигналы
Qs
/?2
(Ю)
Для квазиточечных источников, когда	можно фиксировать только
произведение QsT's. Для заполненного луча при	радиометрический
сигнал (или разность антенных температур) ДГА пропорционален разности
яркостных температур цели и фона

(11)
Разность температур (или контрастность), наблюдаемая для распреде-
ленных источников, зависит от трех основных факторов: 1) действительной раз-
ности температур; 2) относительных излучательной и отражательной способ-
ностей; 3) атмосферного поглощения.
Частота,ГГц	.
। । । । । । । 1 । । । । । । 1 । । । । । । । । । । । । Ц1 । । । । । । । । 1
30см 10	Зсм 20мм 10 Змм 1мм	30Омкм	10 Змкм
Длина волны
Рис. 1. Результаты наблюдений яркостной температуры Солнца.
Приведены доверительные интервалы для каждого экспериментального измерения.
Сплошные линии соответствуют вычислениям на основе теоретических моделей солнеч-
ного излучения, предложенных Алленом и Ван де Халстом.
Действительная разность температур относительно мала для всех тепло-
вых источников, заполняющих достаточно большой телесный угол, за исклю-
чением Солнца На рис. 1 показано распределение яркостной температуры
Солнца в сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн. Наличие частот-
ной зависимости указывает на нетепловую природу радиоизлучения Солнца.
Только для очень немногих земных объектов (очень горячих источников, та-
ких как факел двигателя ракеты или факел пламени в печи с дутьем) ха-
рактерна значительная разность температур объекта и окружающей среды.
Для всех остальных объектов основной вклад в АТ А обеспечивают собственное
излучение объекта и отраженное излучение других источников.
251
Гл. 8. Пассивные системы
Рнс. 2. Геометрия рассеяния из-
лучения на участке поверхности.
Коэффициент рассеяния можно
Относительные излучательная и отра-
жательная способности. Электромагнитные
свойства поверхности можно охарактеризо-
вать с помощью набора коэффициенюв
рассеяния [3]. Так как рассеивающие свой-
ства можно измерять непосредственно, то
их связь с основным радиометрическим
коэффициентом излучения представляет
большой интерес. Эют коэффициент
в общем случае не удается определить
путем измерений характеристик излучения
или поглощения. На рис, 2 показан
элемент поверхности с площадью S, а так-
же падающее и рассеянное излучение
с интенсивностями /о и I» соответственно,
записать в виде
Y (О,
4 л/?2 Is
t0S
cos 0О,
(12)
где y(O,s) =у(9офо; 9Лз).
По свойству взаимности коэффициенты рассеяния для комбинаций орто-
гональных поляризаций (й, у) связаны соотношением
cos Оо ytj (0, s) = cos 0S yj-z (0,s),
где i, j есть либо v, либо h.
Рассеянная часть падающего излучения определяется как альбедо (коэф-
фициент диффузного отражения) А
Л/ = (4л)-1{[уп(0, s) + Yi/(0, s)] dtis,	(13)
где i—h или о и / = у или h.
Для толстых поверхностей, в которых не происходит передачи энергии
через поверхность, для коэффициента поглощения а,- должно выполняться со-
отношение
af = l — Ai.	(14)
Для зеркального отражения (14) можно переписать, используя коэффи-
циент отражения Френеля ]/?г|2-
<z; = l-|/?z|2.	(15)
По закону Кирхгофа коэффициент излучения е< равен коэффициенту
поглощения
вг = аг.	(16)
Величины st и at равны единице для черного тела и нулю для идеального
отражателя. Промежуточные значения характерны для так называемых «се-
рых» излучателей. Излучательные характеристики тела зависят от шерохова-
тости поверхности и свойств материала. Для гладких поверхностей при опреде-
лении излучательной способности по уравнениям (15) и (16) можно использо-
252
8.2. Радиометрические сигналы
вать коэффициент Френеля. В этом случае излучение приблизительно пропор-
ционально проекции излучающей поверхности на плоскость, перпендикулярную
направлению наблюдения (закон Ламберта)
8 = 80COs00.	(17)
В случае шероховатых поверхностей для оценки излучательной способно-
сти можно использовать характеристики рассеяния. Наиболее простое выраже-
ние, хорошо совпадающее с экспериментальными результатами, имеет вид [4]
(О, s)=3poses'),	(18>
2 \ cos 0О /
где уо оценивается по результатам изучения обратного рассеяния (0q=0s=O).
В этом случае излучение
е=1-----i + -Lsec0o^ .	(19)
Большинство поверхностей одновременно бывают гладкими и шероховатым»
и, следовательно, для полного их описания необходимо использовать комби-
нацию уравнений (17) и (19).
Атмосферное излучение и поглощение. Температура атмосферного излу-
чения, наблюдаемого при некотором угле падения 0, определяется соотно-
шением
^sky а-Т exp f — J adz') dl.	(20)
о \ о /
Коэффициент ослабления а и температура Т изменяются вдоль пути I. В диа-
пазоне миллиметровых волн на величину а влияют концентрация водяных
паров и температура, а в диапазоне7 сантиметровых волн (А>1 см) радиоуст-
ройства могут работать при наличии облаков и дождя, но в этом случае
а зависит от содержания жидкой воды в атмосфере.
В случае гладкой поверхности излучение, характеризуемое температурой
Tgky о» претерпевает зеркальное отражение Для диффузной поверхности от-
раженное излучение имеет среднюю температуру, которая в соответствии
с (17) и (20) равна
2л л
rsky f J T'sky e sin 0 cos 0rfW	(21)
о 0
Результаты вычислений по формулам (20) и (21) показаны на рис. 3—
5 [5]. Модель плоской поверхности Земли, покрытой однородным слоем атмо-
сферы, обеспечивает хорошую аппроксимацию результатов вычислений ^Sky д.
В этой модели
rsky ь *= Л)- (Го -Tz)sec 0>	(22а)
где Tz — температура в зените (0=0); 7'0=290 К.
Используя выражение для суммарных потерь на трассе распростране-
ния L, запишем
Лку»=( ’-т)7»’	(22б>
253
Гл. 8. Пассивные системы
где L=e«'. Для средних высот й<8 км, al«*O,23a/isec0. При вычислениях
(см. рис. 3—5) хорошую аппроксимацию уравнения (21) обеспечивает вы-
ражение
Лку d — ^sky е |е = 55 0 •	(22в)
Рис. 3. Зависимость температуры неба от угла падения в условиях хорошей погоды.
Модель плоской Земли является также базой для вычислений поглощения
•в атмосфере, если использовать в качестве источника Солнце (Т8) [6, 7].
В этом случае температура антенны Та для различных зенитных углов Солн-
ца 0 равна
Тл = Т5е-х'’$ес °.	(23)
В соответствии с уравнением (23) график зависимости величины logTA от sec 0
должен иметь вид прямой с наклоном т0, равным общему поглощению в атмо-
сфере при 0 = 0. Кривые для измерений, проведенных при различных условиях
•поглощения, должны иметь общую точку пересечения при sec 0=0; это зна-
чение характеризует температуру Солнца в отсутствие поглощения в атмосфе-
ре. Если атмосферные условия меняются при изменении 0 вследствие переме-
щения Солнца, то результаты измерений не ложатся на прямую линию и метод
дает неверные результаты.
Для удаленного источника, такого как Солнце, наблюдаемая на земной
поверхности яркостная температура равна
/	1 \ ts
(24)
254
8.2. Радиометрические сигналы
Вклад космических шумов в температуру неба приближенно определяется со-
отношением Гзку/Го, соответствующим X2 в метрах; в данном случае эта вели-
чина пренебрежимо м-ала [8].
Рис. 4. Зависимость температуры неба от угла падения при облачности.
Шероховатые и гладкие излучатели. Для антенны, расположенной нэ
высоте h над поверхностью Земли, и направленной на элемент поверхности
(причем этот элемент полностью заполняет луч) наблюдаемая яркостная тем-
пература цели Тт равна
где
7,г=(1~т)Го+
eTt
L
(1-е) Tsky
(25>
(h. sec 0	\
— J adl I »
О /
Tt — температура поверхности; То — средняя температура на трассе между по-
верхностью и антенной; 7'Sky=7’8ky0 или Fskyd в зависимости от шероховато-
сти поверхности.
Характерные значения излучательной способности различных видов по-
верхностей приведены в табл. 2.
255
Гл. 8. Пассивные системы
Таблица 2
Излучательная способность некоторых объектов
в сантиметровом диапазоне волн [5]
Вид объекта	е30°	S450
Вода	0,41	0,34
Бетон	0,88	0,80
Асфальт	0,89	0,82
Коротко подстри-	0,94	0,94
женная трава Соевые бобы	0,96	0,96
Рис. 5. Зависимость температуры неба от угла падения при облачности и дожде.
256
8.2. Радиометрические сигналы
Рис. 6. Результаты вычислений излучательной способности почвы (------->
и измерений (------):
А,= 1,8 см; d — глубина слоя сухой почвы над слоем влажной почвы.
Зависимость излучательной способности от углов для различных мате-
риалов приведены на рис. 6. Наибольшую информацию несут измерения, опре-
деляющие контраст или разность яркостной температуры ДТг для различных
целей В наиболее общем случае при измерениях влияния атмосферы сравни-
вают гладкую (Т'^е) и шероховатую или диффузную (Т<г, 8d) цель
ДТ7- = [(ееГ0 — 8dTd) + (l — 8е)Т\ку9~(1—8й) ?\ку d ] "у '	(2®)
Даже при отсутствии какой-либо разности тепловых температур различных
объектов наблюдаемая разность яркостей может быть значительной. Резуль-
таты вычислений для такой ситуации, проведенных по уравнению (26) при
Тн	показаны на рис. 7 [5]. Температура в зените Tz учитывает длину
волны и погодные условия в соответствии с данными рис. 3—5. При вычис-
лениях использованы три различные модели зеркально отражающих поверх-
ностей. Излучательная способность шероховатой поверхности принята постоян-
ной и равной еа=0,95. В уравнении (19) это соответствует значению коэффи-
циента рассеяния при нормальном падении уо~О,1. Результаты вычислений,
представленные на рис. 7, показывают, что увеличение температуры неба
вследствие изменения погодных условий или молекулярного поглощения умень-
257
Гл 8. Пассивные системы
шает все контрасты, т. е уменьшает значения разности температур Для
значений углов падения, близких к вертикали, зеркальные отражатели с боль-
шой излучательной способностью неотличимы от диффузных отражателей, но
в этом случае контраст излучательной способности различных зеркальных,
отражателей достигает наибольшего значения.
Угол падения,гра&
Рис. 7. Различие в наблюдаемой температуре для диффузного отражателя (8^=0,95) »
трех зеркальных отражателей при различной температуре неба Т z.
Зеркальные поверхности определяются следующими соотношениями: (?) 8 0 =0,3 cos 0^
(2) 80 =0,6 cos 0 и (3) 8 0 = 0,95 cos 0. Угол падения отсчитывается от вертикали.
Степень шероховатости поверхности меняется в зависимости от частоты
На нижнем крае сантиметрового диапазона (вблизи частоты 1 ГГц) только*
высокая растительность типа густого леса создает неровности поверхности,
достаточно большие для полного исключения возможности зеркального отра-
жения от исследуемой поверхности. На частотах порядка 10 ГГц такое воз-
действие оказывают кустарники, а на частотах порядка 35 ГГц даже коротка
подстриженная трава делает поверхность шероховатой Результаты вычисле-
ния излучательной способности по результатам измерения рассеяния приведе-
ны на рис. 8 Хотя указано, что измерения проводились при угле падения 45°,
следуёт иметь в виду, что изменения угла в пределах 0<б<80° при уо^О,!
меняют полученные значения менее, чем на 2%.
Излучение сантиметрового диапазона может проникать в материал раз-
личных видов поверхности на довольно значительную глубину. В этом случае
258
82. Радиометрические сигналы
наблюдаемая яркостная температура будет зависеть не только от свойств
верхних слоев, но и от свойств слоев материала, лежащих ниже поверхности.
Простейший пример слоистой поверхности показан на рис. 9. Шероховатый
поверхностный слой с в] «= 1 лежит над подстилающим слоем, имеющим дру-

f,rru
<*ис. 8. Результаты вычислений излучательной спо- Рис. 9. Простая модель слоистой
собгости шероховатых поверхностей в зависимо-	поверхности,
сти от частоты.
тую температуру и излучательную способность. Результирующая яркостная
температура в этом случае определяется из соотношения
\	! \ Ч /
У 2 (1 — ег)
Ч
ЬТк
“ sky £2
(27)
Потери в поверхностном слое можно выразить через глубину, на которую
проникает излучение, или глубину скин-слоя б (оптическая глубина равна 26):
M=e21"e.
Для того чтобы определить граничные условия тех ситуаций, при которых
отражения от плоскостей, лежащих ниже поверхностного слоя, уже не могут
быть обнаружены, температуре нормального холодного неба придают мини-
мально возможное значение Т8ку = 0, предполагая, что отражение от подсти-
лающего слоя достигает максимального значения 1—82=1. В этом случае урав-
нение (27) принимает вид:
Тт^Тх{\~ I//.?).
Значение разности между радиометрической температурой Тт и действи-
тельной температурой поверхности Т\ в 1% соответствует d = 1,156, разности
0,1% соответствует d= 1,736. Очевидно, что слой толщиной в две глубины
скин-слоя полностью исключает отражения от слоев, лежащих ниже дан-
ного слоя, и он эквивалентен слою бесконечной толщины. Результаты вы-
числений глубины скин-слоя для различных видов почвы приведены в табл. 3.
Результаты измерений для различных поверхностей показаны на рис. 10.
Характер отражения от металлических объектов достаточно наглядно иллю-
стрируют графики на рис. 11.
259
Гл. 8. Пассивные системы
Таблица 3
Вычисленные значения глубины поверхностного скин-слоя для почвы
Тип почвы	н2о, %	К= 1 м	^,= 0,1 м	А.= 0,03 v
Песок	0 3,88 16,8	20 5 2,4	3,3 0,33 0,063	1,6 0,04b 0,01
Суглинок	0 2,2 13,77	31 2,8 0,44	18 0,43 0,059	4,8 0,19 0,016
Глина	0 20	10,3 0,14	1,4 0,038	0,55
Отклонение угла падения от
вертикали, град
Рис. 10. Полученная эксперименталь-
но зависимость температуры поверх^
ности от угла отклонения излучения от
нормальйого на волне А.—1,8 см.
Пластина, наклоненная пор иглом 45°
Угол при горизонтальном
сканировании
Рис. И. Результаты измерений яркостной тем-
пературы автомобилей на волне см пр»
угле места 12,5°.
Для сравнения приведена зенитная температу-
ра неба, измеренная с помощью наклоненно-
го под углом 45° зеркала, которое полностью
перекрывает главный луч диаграммы направ-
ленности антенны радиометра.
8.3.	Антенны радиометров
Показатели качества антенны. В основном уравнении (9) для темпера-
туры антенны не отражено в явном виде влияние фонового излучения, прини-
маемого по основному лучу и по боковым лепесткам, и вклад излучения, воз-
никающего вследствие потерь на рассеяние в самой антенне. Значимость
260
8.3. Антенны радиометров
этих членов зависит от уровня шума в системе, т. е. от шумов в антенне и
шумов приемника. Для того чтобы обнаружить минимальный контраст АТ а
между сигналами в двух положениях луча, отношение сигнал/шум на входе
должно быть максимальным:
S АГд
N	^receiver
(28)
Следовательно, основным показателем качества антенны в радиометрии
является ее коэффициент усиления. Для приемников с малым уровнем шума
вторым по важности фактором является общая температура. Большое значе-
ние может иметь и такая величина как интегральный вклад сигналов, прини-
маемых по боковым лепесткам, обусловленная относительно высокой тем-
пературой земной поверхности. Применение экранировки, уменьшающей
прием излучения от близлежащих участков земной поверхности, уменьшает
воздействие этого фактора. Антенны с высоким уровнем боковых лепестков
(например, линзы Френеля) часто (в радиометрах) не позволяют получить
хорошие результаты. Если использовать параметры эффективности, то данный
случай соответствует низкой эффективности главного луча йм/йд, где йм —
телесный угол главного луча, а йд — телесный угол луча антенны, определяе-
мый по уравнению (6). Омическую эффективность антенны Gactuai/Gpattern
чаще всего удобно ввести в эквивалентный коэффициент потерь фидерного
тракта приемника. Эффективность апертуры AetfMgeometric не влияет на элек-
трические характеристики радиометра, однако обычно стремятся к тому, чтобы
физические размеры антенны были минимальными.
Переключение луча. Для обнаружения сигналов от малых целей на фоне
шумов в приемнике используется переключение или прерывание. В радиомет-
рах ИК диацазона вращающаяся обтюрирующая решетка создает амплитуд-
ную или угловую модуляцию излучения от точечного источника, а фоновое
излучение остается немодулированным [9]. Пространственная фильтрация, осу-
ществляемая в фокальной плоскости оптической системы, не может быть
реализована для сигналов, длины волн которых лежат в миллиметровом или
сантиметровом диапазонах. Таким образом, в распоряжении специалистов
остаются только такие элементарные операции, как переключение луча и срав-
нение с опорным сигналом. Ниже рассматриваются две модуляционные схемы
такого рода и структуры антенн.
Первая схема (рис. 12) содержит линзу и квазиоптический прерыватель
в апертуре рупорной антенны [10]. Диск прерывателя и корпус линзы покрыты
поглощающим материалом. Во всем внутреннем пространстве поддерживает-
ся требуемая опорная температура. В те моменты, когда диск прерывателя
перекрывает апертуру рупора, температура антенны становится практически
равной опорной температуре. Квазиоптические прерыватели особенно удобны
для систем миллиметрового диапазона. Несмотря на то, что и принцип дейст-
вия и конструкция этих устройств весьма просты, такие прерыватели обла-
дают рядом серьезных недостатков: 1) максимальная скорость работы ограни-
чивается механическими факторами, 2) с их помощью нельзя сформировать
сигналы прямоугольной формы, 3) отражения сигнала местного генератора
могут привести к появлению ложных откликов, 4) диапазон рабочих темпе-
ратур этого устройства ограничен.
Во втором методе, который оказался эффективным в радиоастрономии,
используются два смещенных луча. Переключатель, выполненный обычно на
ферритовых элементах, подключает попеременно каждый из двух рупоров ко
входу приемника. В процессе наблюдения сигналы, принимаемые по одному
из лучей, содержат информацию о цели и фоновый шум, сигналы, принимае-
мые по другому лучу, содержат только шум. При малом угловом разнесении
лучей оба они пересекают практически те же самые участки атмосферы; сле-
261
Гл. 8. Пассивные системы
довательно, флуктуации температуры атмосферного излучения могут быть
вычтены и устранены. В миллиметровом диапазоне волн, где потери в волно-
водных компонентах выше, тот же самый принцип удобнее реализовать, ис-
пользуя единственный рупор и качающееся отклоняющее зеркало Быстродей-
ствие устройства и форма используемых сигналов и в этом случае ограничи-
ваются механическими факторами.
Термометр
Термостат
Двигатель
'//////////^^^^^
Лаглотитель Тв1/ излучения
/	Линза на зонной пластине
воздушное пространство
Майларовая пленка
Амортизируюшее крепление
(зонная пластина удалена)
Рис. 12. Квазиоптический прерыватель и линза.
Экран
Рупорная
антенна
Диск
прерывателя
Термоизоляиия
Более сложные схемы, в которых применяются антенные решетки или
группы рупоров, используются для получения более широкого поля зрения и
решения задачи лучшего приближения характеристик таких устройств к ха-
рактеристикам инфракрасных апертур. Предпочтительными в таких устрой-
ствах являются антенны Кассегрена, так как в них возможен непосредствен-
ный и удобный доступ к фокальной плоскости
Калибровка. Характеристики антенны с точки зрения их использования
в радиометрии можно охарактеризовать коэффициентами эффективности и
параметрами диаграммы направленности. Однако интегральный вклад боко-
вых лепестков измерить трудно и интенсивность теплового потока, принимае-
мого по боковым лепесткам от близлежащих участков земной поверхности,
точно вычислить невозможно. Поэтому хотелось бы непосредственно оценить
радиометрические характеристики антенны. Для радиометров с оптическим
прерыванием или с переключением луча такая радиометрическая калибровка
антенны позволяет в то же время произвести первичную проверку приемника.
При этом используется установка поглощающего экрана над апертурой антен-
ны. Проводя при этом измерение коэффициента отражения, можно определить
излучательную способность экрана Так как при этом перекрывается весь те-
лесный угол, соответствующий антенне, йд, то можно измерить только ту
часть эффективности антенны, которая определяется рассеянием При этом
температура антенны должна быть равна эффективной температуре экрана.
Более точную калибровку можно произвести, используя поглощающую поверх-
ность с известной температурой, площадь которой приближено соответствует
границам телесного угла главного луча Однако, так как калибровка в дальней
зоне поля обычно оказывается непрактичной, то при калибровке в ближней
зоне поля необходимо оценить влияние факторов, связанных с измерениями
262
8 3 Антенны радиометров
в ближней зоне, на коэффициент усиления. Для малых апертур, которые обыч-
но применяются в миллиметровом диапазоне, такая схема работает удовлетво-
рительно, в этом случае в качестве простого и недорогого стандарта можно
использовать щиты из поглощающего материала, нагреваемые нихромовой
проволокой
Для малых углов места влияние тепловых сигналов от поверхности земли
и источников, лежащих на горизонте, может быть значительным. Для изме-
рения такого влияния в миллиметровом диапазоне была разработана схема,
показанная на рис. 13 Этот метод получил название «метод измерений с пе-
ремещающимся отражателем» (МИПО) (Varr — Variable range reflector).
Рис. 13. Схема, поясняющая метод калибровки с использованием перемещаемого отража-
теля [П].
В методе МИПО на испытываемую антенну воздействуют два различных
тепловых сигнала, которые определяют температурный контраст. Большой
отражатель, установленный под углом 45° к горизонту, создает сигнал с зе-
нитной температурой неба; окружающие объекты, по предположению, имеют
общую фоновую температуру. При изменении расстояния между отражателем
и антенной взаимное соотношение между этими температурами, т. е. тепловы-
ми chi налами, принимаемыми главным лучом и боковыми лепестками, меняют-
ся. Обрабатывая кривые, получающиеся при использовании этого метода,
можно вычислить коэффициент усиления и ширину луча антенны. Получаемые
при этом результаты обычно дают заниженное значение коэффициента уси-
ления и завышенные значения ширины луча по сравнению с непосредственны-
ми измерениями характеристик диаграммы направленности	—
Для больших углов места в качестве стандартов при измерениях исполь-
зуются астрономические радиоисточники. В табл. 4 приведены значения ярко-
сти некоторых таких источников.
Таблица 4
Яркость некоторых радиоисточников в единицах потока
(единица потока равна 10~26 Вт/(м2Гц)
Радио- источник	Длина волны, см				
	75	30	20	10	3
Кассиопея А	6500	3400	2500	1450	500
Лебедь'А	4300	2200	1600	700	170
Телец А	1300	1050	950	800	560
Примечание. Яркостная температура полной Луны, усредненная по лунному
диску, ~ 200°.
263
Гл. 8. Пассивные системы
8.4.	Радиометрические приемники [12]
Шумовая температура,приемника. На зажимах антенны вклад шума прием-
ника может быть представлен в виде шумовой температуры 7 н, которая
непосредственно суммируется с фоновой шумовой температурой антенны Та
Роль отдельных источников, порождающих шум приемника Гд, отражает сле-
дующая формула:
LpTM
ТR^i^F—0	^F ^RF 7	*	(29)
°RF
Первый член определяет увеличение шумовой температуры, которое сбздается
фидерной линией^ имеющей коэффициент потерь Lp. Второй член содержит
шумовую температуру ВЧ предусилителя (например, мазера, параметриче-
ского усилителя или усилителя на ЛБВ). Если коэффициент усиления предуси-
лителя Grf достаточно высок, то третий член, содержащий шумовую тем-
пературу смесителя и УПЧ, становится пренебрежимо малым. В усилителях
с очень низким уровнем шумов потери в фидерных линиях могут играть важ-
ную роль. Например, если Тд = 150 К при отсутствии потерь и Lr = l, то уве-
личение потерь в линии, находящейся при температуре окружающей среды,
на 0,1 дБ приводит к возрастанию Tr на 10 К.
В приемниках без предусилителей основным фактором становится шу-
мовая температура смесителя и УПЧ Гм:
TR = TM = {Fn-\}TQ,	(30)
где Fn — коэффициент шума смесителя и УПЧ В радиометрах без режекции
сигнала зеркального канала используется понятие двухполосной шумовой тем-
пературы T'r, связанной с Tr соотношением T'r = Tr/2. Соответствующий
двухполосный коэффициент шума при Еп^>1 приближается к Fn/2. В настраи-
ваемых по высокой частоте радиометрах входящие в (30) Тм и Fn относятся
к усилителю основного канала приема и в этой ситуации неопределенность,
связанная с наличием зеркального канала, отсутствует.
Шумовую температуру, вносимую в систему приемником
Tsn = TR+TA
можно вычислить, исходя из вышеуказанных параметров Однако в выраже-
ние для минимальной обнаруживаемой разности температуры или чувстви-
тельности входят также и другие параметры.
Интегральная чувствительность по мощности. Простейший радиометр.
т. е. приемник, измеряющий мощность сигнала, показан на рис. 14. Выходная
Квадратичный
детектор
Интегратор

Рис 14. Приемник мощности.
8.4. Радиометрические приемники
мощность сигнала постоянного тока Ры, характеризующая температуру си-
стемы, зависит от шумовой полосы Вн* и постоянной приемника С:
PN = C (*Л>пвнь)2.
(31)
Увеличение этого уровня вследствие появления сигнала равно
Р5 = С(/гДГВНР)а.	(32)
В выражение для флуктуаций шумовой мощности на низких частотах входит
также низкочастотная шумовая полоса выходного канала. При
PtF ж 2С (/гГзп)2 8HF BLF.	(33)
Чувствительность определяется из условия Ps = Plf, при котором мини-
мальная обнаруживаемая разность температур
/ 2Blf \ 1/2
Armln = 7sn -------	•	(34)
\ °HF /
Если воспользоваться понятием идеального интегратора с постоянной ин-
тегрирования Т/, то выражение для чувствительности можно записать в виде
&71mln = 7'sn (^HF	(35)
Для того чтобы облегчить сравнение результатов измерений, &Ттгп обыч-
но определяют при п = I с; при этом величина ТвпВ-^2 является показате-
лем качества радиометрических приемников В табл. 5 и 6 приведены данные,
которые позволяют оценить возможности некоторого улучшения использо-
вания ширины полосы частот. В диапазоне миллиметровых волн для исклю-
чения мешающего воздействия высоких шумовых температур приемников
могут применяться полосы частот шириной вплоть до нескольких гигагерц.
Максимальное время интегрирования в общем случае определяется конкрет-
ными характеристиками системы. Однако в радиоастрономии применение дис-
кретных цифровых методов позволяет совместно использовать данные, полу-
ченные в течение многих дней, т. е. осуществлять эффективно интегрирование.
Наличие квадратного корня в (35) не позволяет получить, однако, выигрыш,
пропорциональный полному времени интегрирования
Зависимость величины ДТшгп в (35) от ширины полосы также влияет
на оптимальное распределение усиления по каскадам в радиометрах с очень
низким уровнем шума [13]. Для приемника с предусилителем, в котором про-
изведение коэффициента усиления на ширину полосы постоянно, оптимальное
значение коэффициента усиления предусилителя равно
г зт2
°1=~ ’
(36)
где Gi и Т1 — коэффициент усиления и шумовая температура предусилителя
и Т2 — шумовая температура части приемного устройства после предусили-
теля. Для больших Т\ оптимальный коэффициент усиления становится низким,
при этом ширина полосы принимает такие большие значения, которые на
иа практике оказываются неприемлемыми
265
Гл 8. Пассивные системы
Таблица 5
Ширина полосы высокочастотного шума 8HF
(В—ширина полосы на уровне ЗдБ) [12]
Фильтр
BHF/B
/г-каскадный, все каскады настроены на	
одну частоту	
п= 1	3,14
ц = 2	1,96
п = оо (гауссов)	1,50
щ-каскадный, каждый каскад—2г?-полюс- ный фильтр Багтерворса	
m = 1, п = 2	1,48
т = 1, п = 3	1,26
щ = 2, п = 2	1,30
Таблица 6
Ширина полосы низкочастотного шума 8LF и эквивалентное время
интегрирования т
(В—ширина полосы на уровне ЗдБ) [12]
Фильтр	fiLF	т
Идеальный НЧ n-звенный /?С-фильтр, постоянная вре- мени равна xRC	В	1/(28)
п= 1	1,578	%XRC
п — 2	1,228	^х RC
п — <х> (гауссов)	1,068	1/2,21 1/2,128
Идеальный интегратор	1/2т,	xi
Радиометрические приемники мощности вследствие нестабильности ра-
боты элементов приемника не достигают теоретической чувствительности Гак
как флуктуации выходного сигнала, возникающие вследствие случайных из-
менений коэффициента усиления, и флуктуации, вызванные шумами в системе,
независимы, то
^т1п = Гчп
(37)

Укажем, например, что при отсутствии стабилизации усиления приемника из-
менение коэффивпента усиления на 0,1% и более приводит к тому, что основ-
ную роль начинает играть член AG/G Флуктуации шумов приемника
А78п/Тзп воздействуют на систему аналогичным образом, однако они обычно
26b
8.4. Радиометрические приемники
имеют меньшее значение Следовательно, для достижения максимальной чув-
ствительности радиометра необходимо использовать тот или иной метод ста-
билизации.
Стабилизация радиометра. Показанный на рис 15 приемник Дикке являет-
ся первым и наиболее широко применяемым стабилизированным радиометром.
Вход приемника попеременно подключается к эталонной нагрузке с темпера-
турой Тс. Умножитель (фазовый детектор) синхронно подключает выход
детектора к интегратору. Частота переключения ft выбрана так, что она лежит
ниже области спектра флуктуаций коэффициента усиления. Обычно выбирают
частоты переключения от 20 до 1000 Гц, причем обращается особое внимание
на то, чтобы не использовались частоты, совпадающие с частотой напряжения
питания или с ее гармониками Тогда изменения выходного сигнала, обуслов-
ленные флуктуациями коэффициента усиления, определяются соотношением
/ ДС\
ЛТ = (ТЛ-7С)	.	(38)
При 7 а = Тс нестабильность коэффициента усиления не влияет на ра-
боту системы Точно так же при равенстве температур эталонной нагрузки и
антенны небольшие флуктуации шума приемника и ширины полосы компен-
сируются Для обеспечения наилучшей стабилизации должно сохраняться со-
ответствующее значение Тс. Этим требованиям удовлетворяют согласованная
Рис. 15. Приемник Дикке.
нагрузка, в которой поддерживается опорная температура, или подсоединен-
ный через переменный аттенюатор источник с высокой шумовой температу-
рой Возможно также введение на зажимы антенны через направленный от-
ветвитель балансирующего шума, что позволяет подстраивать ТА. Этот прием
особенно полезен в тех случаях, когда ее приращение мало по сравнению
с шумом системы Другой возможный метод — синхронная модуляция коэф-
фициента усиления приемника Эту функцию выполняют переключаемые
аттенюаторы в преддетекторных или последетекторных усилителях В таких
случаях равенство G А(Т А + Т N) и Gc(Tc + TN) обеспечивает эквивалентное
подавление флуктуаций параметров приемника В приемниках такого типа
наиболее критичным параметром является стабильность коэффициента моду-
ляции усиления.
Наличие сигнала неизбежно нарушает баланс в приемнике, так как
&ТА + Та=£Тс Для сохранения оптимального отношения температур в тече-
ние обеих половин цикла переключения (такому соотношению соответствует
нулевой выход приемника) можно использовать систему с нулевой баланси-
ровкой (нулевой балансный приемник), показанной на рис. 16 Для обеспр-
2117
Ги. 8 Пассивные системы
Рис. 16. Нулевой балансный приемник.
чения необходимого значения Тс следует применять калиброванный, управляе-
мый током источник шума (или аттенюатор). В этом случае выходом прием-
ника является управляющий ток.
Переключение неизбежно ухудшает теоретическую чувствительность ра-
диометра по сравнению с чувствительностью приемника мощности. В идеаль-
ном случае, когда используется прямоугольная переключающая функция и
широкополосное усиление, коэффициент ухудшения равен 2, так как сигнал
в приемник поступает только в течение половины времени. Синусоидальная
модуляция, реализация которой проще, имеет еще более низкий коэффициент
скважности. Это ограничение может быть частично снято за счет использова-
Рис. 17. Приемник с параллельными каналами (приемник Грэхэма).
ния двух параллельных входных каналов, которые попеременно подключаются
к нагрузке и к антенне (приемник Грэхэма). Такой приемник показан на
рис. 17. В двухканальном приемнике переключение может быть заменено кор-
реляцией. Если корреляция осуществляется до детектирования, как показано
на рис 18 [14], то чувствительность равна
АГГП1п — Г'п
2
(39)
где Т'sn = Tл/2 + Тr. Чтобы получить на выходе умножителя сигнал перемен-
ного тока, применяют коммутацию фазы в тракте ПЧ или два смещенных по
фазе-гетеродина.
268
8 4. Радиометрические приемники
/Т1_
Гибрид- L
ная
схема. _
9 Л
ВЧиП.Ч
блоки
ЗдВ
Интегратор
Тс
_____3	7 о*
пн Гибрид- С\П
ВЧиПЧ мая
блоки г- схема о ।
Детектор
Гибрид-
ная
схема
Диффе-
ренциаль-
ный
усилитель
Умножи-
тель
1 1%ь/х
схема
I 2
Генератор
сигналов
переключения
I
Рис. 18. Корреляционный приемник с переключением фазы.
Принцип работы корреляционного радиометра основан на том, что шумы,
возникающие в приемниках такого типа, не коррелированы, и, следовательно,
«а выходе коррелятора результирующий сигнал от них равен нулю. Поэтому
особенно большое внимание нужно уделять тому, чтобы избежать связи между
этими двумя приемниками. При Ta<^Tr чувствительность корреляционного
радиометра равна чувствительности приемника Грэхэма. При Ta^Tr, его ха-
рактеристики приближаются к характеристикам приемника интегральной мощ-
ности, так как в этом случае шумы антенны так же хорошо коррелированы,
как и сигналы Устройство, в котором используются две отдельные антенны,
включенные по схеме интерферометра, с переключением фазы в единственном
приемнике, имеет чувствительность, равную чувствительности приемника Дик-
ке. Чувствительность различных переключающих схем отражают данные
табл 7, где в качестве характеризующего параметра выбрана постоянная
радиометра а.
Таблица 7
Значения постоянной радиометра а
радиометров
для различных типов
АГтщ	п/ 2В^
Тsn	' SHF
а
V#HF г/
Тип радиометра
Приемник мощности.........................................   1
Приемник Дикке:
с прямоугольной модуляцией и перемножением прямоугольных
волн . . ’............................................  2
с прямоугольной модуляцией и перемножением синусоидаль-
ных сигналов (узкополосный видеоусилитель) ...............л/Д/	2
с синусоидальной модуляцией и перемножением синусоидаль-
ных сигналов...........................................2 Д/ 2
Двухканальный приемник (Грэхэма) с прямоугольной модуляцией
и перемножением прямоугольных волн......................  Д/	2
Корреляционный приемник..................................... Д/	2
Переключение фазы, переключение и перемножение прямоу-
гольных волн ............................................  2
269
Г л. 8. Пассивные системы
Еще один метод, позволяющий избежать переключения входных сигна-
лов, предусматривает применение схемы, вводящей дополнительный шум. Та-
кая аддитивная схема успешно используется при преобразовании связных при-
емников с низким уровнем шума в радиометрические устройства [15, 16]. Как
показано на рис. 19, в этом случае на вход приемника через направленны»
Рис. 19. Радиометр с введением дополнительного шума.
ответвитель периодически вводится шумовой сигнал от импульсного газо-
разрядного источника шума Шумовая температура системы принимает пр»
этом два различных значения, в зависимости от того, вводится ли шумовой
сигнал от газоразрядной лампы Tg или нет. Результирующее отношение шу-
мовых температур У равно
у_ Пп+т,
Tslr
Определяя приращение или дифференциал, получаем
л? ----------------
sn У —1
(40а).
(406)
Отношение У можно оценить, измеряя напряжение на выходе квадратиче-
ского детектора. Для того чтобы произвести сравнение этой схемы с переклю-
чающей схемой или с радиометром Дикке, необходимо отделить влияние пере-
ключателя на шумовую температуру системы:
sn = Switch 4"^ basic-	ИО
Отношение минимальной обнаруживаемой разности температур для
системы Дикке с одной боковой полосой и для рассматриваемой системы равно
Ы (Дикке)1 -j-7 swlich/^baslc
ДГ (с введением дополнительного шума)	1,4
При отсутствии потерь переключателя теоретический порог радиометрии
с введением дополнительного шума на 40% выше. Однако при Thasic<
270
8.4. Радиометрические приемники
<2,5 ^switch система с введением дополнительного шума становится более
чувствительной. Типичные значения Tswitcu лежат в диапазоне 20—50 К. В си-
стеме с введением дополнительного шума может быть также использована
стабилизация коэффициента усиления [17, 18]. Радиометр такого типа с пре-
рывателем и со стабилизацией с помощью обратной связи [18] обладает чув-
ствительностью системы Дикке, однако долговременная стабильность
у него выше
Калибровка. Наиболее удобен метод калибровки, в котором применяются
газоразрядный источник шума и аттенюатор с направленным ответвителем.
Чтобы оценить правильность калибровки, необходимо точно знать параметры
выходного сигнала источника шума, ослабление на входе приемника и темпе-
ратуру окружающей среды При первичной калибровке используют согласован-
ные опорные нагрузки при температуре окружающей среды То и при темпера-
туре жидкого азота или гелия TL Для того чтобы найти связь неизвестных
температур газоразрядной лампы и антенны со стандартными опорными зна-
чениями, можно использовать метод У-фактора [19]. Две серии измерений
с опорными нагрузками позволяют вычислить шумовую температуру системы
Т8П, используя соотношение

(43)
Влияние газоразрядного источника шума Tg можно
«иям, проведенным с источником шума и без него:
(TL + T*n+Tg) (TL-T&n) = Y2.
определить по измере-
(44)
Если все температуры в приемнике известны, то температуру антенны
“Можно получить из уравнения (43) при замене То на Та- Разница в длине
линии между зажимами приемника и нагрузки может стать значительным
источником ошибок при калибровке [20]. Если потери в передающей линии не
превышают 0,5 дБ, то ошибку в эквивалентной шумовой температуре можно
выразить в виде ДТ«0,23Х(То—TL)kL, где ДА — ошибка в измерениях,
обусловленная потерями, в децибеллах.
Основой для калибровки шкалы радиометра является изменение отклоне-
ния индикатора в интервале температур T0—TL При условии, что приняты
меры для того, чтобы все входные компоненты и линии имели точно темпера-
туру То, ошибки, возникающие вследствие различия потерь в линиях, могут
быть минимизированы Короткие отрезки линий, которые соединяют элементы,
обладающие разной температурой, пучше всего изготовлять из материалов
с низкой теплопроводностью (например, из нержавеющей стали, покрытой
золотом). Нулевую точку шкалы индикатора можно при желании сместить,
введя дополнительный шум от газоразрядной лампы через переменный атте-
нюатор Нуль шкалы может быть приведен к температуре 0 К с помощью сле-
дующей методики [2П: 1) фиксируется разность показаний индикатора при
нагрузке То и Тъ, 2) при включенной нагрузке TL вводится дополнительный
шум от переменного шумового источника с целью компенсации показаний
полученных при нагрузке Tl и 3) при подключенной нагрузке То проверяется
соответствие нового отклонения известному значению То Для радиометрог
с относительно высокой шумовой температурой, Tsn>103K, получающееся
смещение шкалы на несколько сот градусов от нулевой точки менее сущест
венно, чем.для систем с очень низким уровнем шума.
27'
Гл. 8. Пассивные системы
8.5.	Типы радиометров
Радиоастрономия. Основным результатом радиоастрономических наблюде-
ний являются контуры равной яркостной температуры, построенные в звездной
или в местной системах координат. Для определенных радиоисточников суще-
ственную дополнительную информацию дают наблюдения поляризации и
спектрального распределения излучения объектов. Для этих целей необходимы
длительные времена интегрирования, широкий динамический диапазон и мини-
мальная шумовая температура систем. Необходимо также обеспечить точность
измерения направления на источник с точностью до небольших долей ширины
диаграммы направленности антенны Структурная схема большой радиометри-
ческой системы, применяемой в радиоастрономии, показана на рис. 20.
Рис. 20. Радиометрическая система РЛС в Хейстеке
В радиометрах используются широкополосные (1 ГГц) усилители на тун-
нельных диодах, что объясняется их надежностью, стабильностью и удобством
эксплуатации. Шумовая температура системы Т8п равна 1000 К на 5 и 8 ГГц
и 2500 К на 15 ГГц. Для получения аналогичных результатов в устройствах,
использующих 10 МГц мазер или параметрический усилитель, необходимо
обеспечить TSn=100 К. Однако сравнительно сложные охлаждаемые системы
такого типа необходимы в радиометрах, предназначенных для исследования
распределения излучения в узких спектральных полосах. На рис. 21 показана
передняя панель такой системы совместно с органами регулировки и структур-
ной схемой. В нормальном режиме используется частота переключения, равная
40 Гц, и опорная нагрузка при температуре 300 К. Балансный шум, соответст-
вующий примерно 300 К, дополнительно вводится на зажимы антенны. Как
показано на рис. 22, теоретические и экспериментальные значения чувствитель-
ности находятся в хорошем согласии. Температуры антенн в ясный день для
параболоида диаметром ~36 м и опорной рупорной антенны типа Cornuco-
pia 0, приведены на рис. 23. Последняя антенна состоит из рупора, содержа-
щего параболический сектор, наклоненный под углом 45° к апертуре. Как
и в системе рупор — линза, в этом случае уровень боковых лепестков очень
>> Cornucopia — рог изобилия (лат.)
272
to
w

балансный
шум
Аттеню-
атор
МалидроЗочный
аттенюатор
Выкл. Вкл.
Отдетди-
тель
Эквивалент J линии
нагрузки
I
Отдетди-
тель
Переключательи
соединительной
Эталонная
нагрузка для
срабнения

$ 9

Выкл Вкл.
-7ддб
-7335
mmo-
ОтдетЗитель
-70дб^
©
Ораднибаемый шум
Выкл. Вкл. Мод.
Малидродка
шума
Выкл. Вкл. Мод.
Усилитель
на туннельных
диодах
ВЧ аттеню-
атор
Модуляция
' Опорный
сигнал
Общая
мощность
канала А
Детектор,
усилитель
канала А
Усилитель
на туннельных
диодах
Усили-
тель
на
Л6В
Фильтр
нанала А
v
Фильтр
канала в
I
Детектор,
усилитель
канала В
Усиление Л б В

'yssSSSSsBSBBZ''
Общая мощность
канала 5	*
ф О о
Рис. 21. Панель управления и структурная схема радиометра в Хейстеке.
8.5. Типы радиометров
Гл 8 Пассивные системы
низок. Попадание дождя или снега на обтекатель антенны приводит к значи-
тельному увеличению температуры
На рис 24 [22] показана супергетеродинная система, работающая на
частоте порядка 94 ГГц. Достигнутая в ней чувствительность несколько ниже
Иревнеивавратаиесная неопределенность
температуры, град
время интегрирования, е	Угол места, град
Рис. 22. Теоретические и эксперименталь- Рис. 23. Антенная температура для антенн
ные значения чувствительности радиометра. систем Cornucopia и РЛС в Хейстеке.
чувствительности системы, показанной на рис. 22; ДГ94ггц «0,5 К(т/=1с).
В этом радиометре используется параболическая антенна диаметром ~4,5 м,
имеющая ширину луча 2,8' на уровне 3 дБ На рис. 25 показаны полученные
о помощью этой системы на длине волны 3 мм тепловые контуры на поверх-
ности Луны Данные получены для 280 точек, расположенных в ячейках рав-
Рис. 24. Радиометр с частотой 94 ГГц.
номерной сетки, причем расстояние между точками составляет 1,65 или 4,8X
ХЮ-4 рад Периодически проводилось сравнение с сигналами от видимого
центра Луны и от точки на небосводе, расположенной на Г севернее Луны.
При наблюдении центра Луны производилась калибровка с помощью лампо-
вого источника шума Каждый отсчет получен путем интегрирования выхода
радиоме)ра в течение 20 с, что позволило получить среднеквадратическую
ошибку измерения температуры антенны, равную 1 К Составление полной кар-
ты при условии, что управление работой устройства осуществлялось ЭВМ,
274
8.5. Типы радиометров
Потребовало 3 ч. Поправки, учитывающие влияние формы диаграммы антенны,,
вводились только на краях наблюдаемого объекта, так как, по оценкам иссле-
дователей, поправки для точек, лежащих в средней части, малы по сравнению
с вероятной ошибкой (2,4 К).
Рис. 25. Контуры равной яркостной температуры поверхности Луны, снятые на частоте
04 ГГц (цифры, на контурах обозначают температуру, К).
Первичная калибровка и проверка правильности определения направления
на источник в радиоастрономии осуществляется с использованием ярких
радиоисточников В диапазоне миллиметровых волн сигналы от этих источни-
ков становятся слишком слабыми, чтобы можно было производить точные
измерения В этом случае в качестве вторичных опорных источников могут
служить края дисков Луны и Солнца, а основная привязка при калибровке
осуществляется путем оптического визирования звезд соосным с радиоастроно-
мической антенной телескопом
Картографирование Радиометрические контуры яркостной температуры
можно получить при сканировании не только неба, но и земной поверхности.
С помощью соответствующей процедуры результаты наблюдений могут быть
представлены в виде чередования областей серого цвета различной плотности,
которая пропорциональна яркостной температуре Пример такого изображения
в сравнении с оптическими и инфракрасной фотографиями показан на рис. 25
[24] Параметры радиометра приведены в табл 8
При обработке аналоговые сигналы от сканирующего радиометра, включая
и синхроимпульсы, подвергались квантованию с числом дискретов, равным 800
Затем в ЭВМ производилось усреднение восьми последовательных выборочных
значений что позволяло получить необходимый уровень сигнала в каждой
ячейке разрешения Матрица, соответствующая попному изображению, содер-
жала 4500 таких ячеек. На следующем этапе в ЭВМ производилось сглажива-
ние матрицы пХп путем расширения ее до матрицы 3^X3^, причем новые
значения были получены линейной интерполяцией старых значений Выходной
графопостроитель позволял использовато восемь уровней интенсивности серого
цвета Пороговые значения для этих интенсивностей можно было подобрать
так, чтобы подчеркнуть те или иные конкретные детали изображения.
275
Гл. 8. Пассивные системы
Таблица 8
Параметры сканирующего радиометра Дикке, позволяющего получить
тепловое изображение
Рабочая частота, ГГц ............................................  94
Эквивалентная полоса частот,	МГн................................. 200
A Tmin при интегрировании—1 с, К ......................... 10
Диаметр антенны, см ............................................. 45
Ширина луча на уровне 3 дБ, град.......................... 0,5
Темп сканирования, град/с.............,....................... 0,5
Поляризация .................................................. горизон-
тальная
Рис. 26. Тепловые изображения, полученные на частоте 94 ГГц, участ-
ка местности Ягино Хид на побережье Орегона (вил с юга).
В противоположность астрономическим наблюдениям системы картографи-
рования земной поверхности всегда учитывают дальность, которая входит
в уравнение (10), связывающее проекцию площади цели ДтсозО с телесным
углом луча. Это приводит к уменьшению АТд вследствие учета степени запол-
нения луча:
276
8.5. Типы радиометров
Д Р
дтг.

(45)
Для удобства вычислений использовалось приближенное соотношение
Фа~$2, где 3 есть ширина луча на уровне 3 дБ. Соответствующее отношение
сигнал/шум на выходе (S/N)2 зависит от чувствительности радиометра ДЛып
« изменения температуры антенны ДГд:
S_V / &та 1 V
N /	\ TA + TR ДЛп1п/ ‘
Достигаемая в этом методе чувстви-
тельность зависит от времени интегриро-
вания и, следовательно, от частоты ска-
нирования. Геометрическая схема, пояс-
няющая работу самолетного сканирую-
щего радиометра, показана на рис. 27.
При 50% -ном перекрытии между после-
довательными сканированиями за вре-
мя перемещения самолета в продольном
направлении на расстояние, равное
ширине луча, должно завершиться два
поперечных сканирования. Частота
сканирования, выраженная в числе ши-
рин луча в секунду, в соответствии
с рис. 27 равна
При минимальном интервале скани-
рования последетекторная полоса Blf
должна быть достаточной для получе-
ни достаточно хорошего отклика. Так,
чтобы выходное напряжение возросло
до 90% своего максимального значения,
при сканировании точечной цели
необходима полоса
Рис. 27. Геометрическая схема, по-
ясняющая работу самолетного ска-
нирующего радиометра сантиметро-
вого диапазона [25].
6Lf = °>37^ [Гц].
(46)
(48)
Удобное выражение для дальности получается из приведенных выше соот-
ношений, если ввести дополнительно коэффициент распространения в атмо-
сфере r=l/L [25]:
/? = 0,4
7 О V 6HF Г2 1
( Т&Тт) J	(aS/jV)2
(49)
где R — дальность до цели, футы (/?«Л); D — апертура антенны, футы; А—
длина волны, см.; 5нк — ширина полосы шума, Гц; (S/N)2 — определенное
отношение сигнал/шум; а — постоянная радиометра (см. табл. 7); Ат — пло-
щадь цели, кв'футы; ДГу — разностная яркостная температура цели, К; V —
скорость самолета, узлы; 0—суммарный угол сканирования, град; Г — коэф-
фициент распространения в атмосфере.
277
Гл. 8. Пассивные системы
Различные параметры (49) можно рассматривать как некоторые показа-
тели качества, характеризующие отдельные части системы.
Цель .......................Mi=Ai &Т1 (см табл. 9)
Антенна ....................Мл — D/'k
Приемник ...................Mr= (Bhf)*/2 Tsn
Условия полета..............Л4р = (Г2/У 0)%
Таблица 9
Значения показателя качества Mi (фут2-град1]
для типичных целей [25]
Человек	........................... 30—300
Автомобиль, самолет.......................... 20000—80000
Дороги ......................................Ю5—106
Поля ........................................8X10’
Строения.....................................4Х104—109
Реки ........................................5х106
Озера .......................................10®
1 1 фут2Хград=0,09 м2-град
Коэффициент распространения в атмосфере входит в (49) во второй сте-
пени, т е. так, как должно было бы быть для распространения сигнала до цели
и обратно. Зависимость Г2 от частоты показана на рис. 28 Поскольку коэффи-
циент качества антенны (Мд)2 пропорционален Р, то характеристики функцио-
нирования системы на самом деле улучшаются с увеличением частоты, несмо-
Рис. 28. Зависимость коэффициента распро-
странения в атмосфере (двукратное распро-
странение, до цели и обратно) от рабочей ча-
стоты для высоты 12 мор. миль.
1 — морская тропическая атмосфера, содержа-
щая водяные пары при отсутствии облачно-
сти; 2 — сильный снегопад из плотных туч,
содержащих и воду и лед, на высоте 5 мор.
миль; 3 — сильный снег, переходящий в дождь,
выпадающий из плотных облаков, содержа-
щих воду. Облачность распространяется на
высоту до 4 мор. миль.
тря на увеличение потерь на
распространение. Это отражает
график на рис. 29.
Примером успешной реали-
зации сканирующего радиомет-
ра является радиометрическая
исследовательская установка
AN/AAR-33, параметры кото-
рой приведены в табл. 10. Ска-
нирующая антенна была смон-
тирована иа хвосте самолета.
Полоски с выборочными дан-
ными показаны на рис. 30.
Контрасты яркости объясняют-
ся в основном различием излу-
чательной способности, а не
температурой поверхности.
На частоте 10 ГГц были
также проведены эксперимен-
ты по обнаружению с воздуха
непосредственного теплового
излучения, возникающего при
лесном пожаре. Таким образом
может оказаться возможным
обнаружение лесных пожаров
с помощью сканирующих СВЧ
278
Я.5. Типы радиометров
радиометров Такую операцию
можно выполнить и с борта спут-
ника, если удастся создать доста-
точную апертуру антенны. Для
этого могут подойти решетки
с электронным сканированием лу-
ча, которые обеспечивают необхо-
димые ширину полосы и диапазон
углов качания луча. Наиболее
удобной областью применения ра-
диометрических устройств, уста-
новленных на спутниках, является
Рис. 29. Зависимость отношения S2/№ от ра-
бочей частоты для высоты 12 мор. миль [25].
составление температурных карт
океанов и атмосферы, когда высо-
кое угловое разрешение не явля-
ется обязательным требованием.
Сопровождение. Активные радиолокационные системы после некоторой
модификации могут быть использованы для сопровождения помехоносителей
или других некогерентных источников. В типичной РЛС сопровождения с ко-
ническим сканированием сигнал помехоносителя уменьшает действующий
коэффициент усиления в контуре сервопривода и приводит к появлению дро-
жания равносигнальной оси [26]. Модификация, которую необходимо провести
для преобразования радиометрического приемника в устройство сопровожде-
Таблица 10
Параметры исследовательской радиометрической установки
AN/AAR-33
Тип	Приемник Дикке с час- тотой переключения 4 кГц
Рабочая частота, ГГц	13,5—16,5
Эквивалентная полоса частот, ГГц	3,2
А Г min, К	1,7 при высоте~1500 м и скорости 200 мор.миль/ч
Антенна: последовательное подключение к трем	
параболическим отражателям, вращающимся со скоростью 60 — 240 об/мин	2,2 в азимутальной плос-
Ширина луча, град	
	кости, 1,7 в плоскости
	угла места
Угол наклонения луча, град Диапазон углов сканирования в плоскости, перпендикулярной направлению движения, град	38,5 от вертикали ПО 3,65 h (й— высота полета)
Ширина исследуемой полосы Скорость составления карты:	
	1200 кв мор миль/ч
/г = 3000 м, 1/ = 200 мор миль/ч	
И = 9 000 м, V =300 мор миль/ч	5400 кв.мор.миль/ч
ния, состоит в введении на выходе обычного приемника дополнительного
фильтра и фазового детектора. Для приемников типа Дикке скорость переклю-
чения не должна попадать в полосу пропускания выходного фильтра.
Приближенное выражение для минимальной обнаруживаемой угловой
ошибки в радиометрической системе с коническим сканированием, у которой
279
Гл. 8. Пассивные системы
Рис. 30. Отображение участков по экспериментальным данным, полученным с помощыо
радиометра AN/AAR-33 с частотой 15 ГГц:
а — паковый лед и айсберги различных размеров. Снимок сделан с высоты 5500 футов
(1670 м) через плотный туман и облачность. Запись была сделана в 50 мор. милях юж-
нее Туле (Гренландия) неподалеку от побережья м. Йорк, Средняя температура льда
превышает фоновое значение, соответствующее температуре морской воды, и равна
103 К,
б — индустриальный район в Балтиморе, шт. Мэриленд. Запись произведена с высоты
1300 футов (--400 м). Ширина полосы поперек направления движения равна 4000 футам
( 1200 м)
ширина луча на уровне половинной мощности равна р, а ширина полосы вы-
ходного фильтра равна Ь, имеет вид
7 sn / b V/2
terror
(50>
В диапазоне сантиметровых волн можно использовать многие типы антенн
с коническим сканированием Однако вследствие большого влияния боковых
лепестков при радиометрических измерениях обычно стремятся минимизиро-
вать затенение апертуры. В диапазоне миллиметровых волн необходимо также
избегать использования длинных фидерных линий. Сканирующее устройство,
которое свободно от этих недостатков, показано на рис. 31. Многомодовый
облучатель с очень низким уровнем переходных помех облучает линзу с помо-
щью качающегося плоского отражателя. При этом способе конструкция возбу-
дителя может быть оптимизирована без опасности затенения апертуры, а дли-
на фидерных линий здесь сведена до минимума. Коэффициент усиления апер-
туры диаметром ~24 см на частоте 35 ГГц равен с учетом потерь в фидерных
линиях 36,4 дБ. Уровень первых боковых лепестков равен —25 и —29 дБ,
значение максимума взаимной корреляции —27 дБ. Ширина луча в крайнем
левом и крайнем правом положениях диапазона сканирования составляет 2,65
и 2,7° соответственно.
Относительно небольшая интенсивность сигнала в радиометрических
устройствах сопровождения требует применения больших времен интегрирова-
280
8 5. Типы радиометров
ния или сглаживания. Использование в такой системе широкой полосы частот
делает ее уязвимой для интерференционных помех и преднамеренных мешаю-
щих сигналов. Однако, если цели с низкой температурой находятся на неболь-
ших дальностях, радиометрические устройства сопровождения миллиметрового
диапазона могут успешно конкурировать с более простыми инфракрасными
и более сложными радиолокационными системами.
Рис. 31. Схема расположения линз в радиометре сопроаождения с частотой 35 ГГц и
с коническим сканированием.
Зондирование атмосферы. Как следует из уравнения (20), атмосферное
излучение представляет собой сумму отдельных составляющих cuTt, опреде-
ляемых участками, расположенными вдоль линии наблюдения. В условиях
ясной погоды коэффициент поглощения а определяется в первую очередь моле-
кулярным поглощением. Наличие двух главных максимумов поглощения, соот-
ветствующих частоте поглощения водяных паров и кислорода, 22,2 и 60 ГГц
соответственно, приводит к тому, что а оказывается зависимым и от частоты
и от концентрации поглощающих газов. Тонкая структура линии кислорода на
частоте 60 ГГц и больших высотах становится разрешимой и приводит к силь-
ной дисперсии [27]. При наличии осадков, облачности или тумана коэффици-
ент поглощения также зависит от частоты: он приблизительно пропорционален
концентрации жидкой воды в атмосфере. В принципе с помощью измерений на
выбранных соответствующим образом частотах можно получить высотные
профили температуры, концентрации водяных паров и плотности осадков.
На практике достижимая точность таких измерений ограничивается по-
грешностями обратной процедуры вычисления ядра (20) по дискретным экспе-
риментальным данным, соответствующим значению интеграла. Из-за ослабле-
ния сигнала точность уменьшается при увеличении дальности. С помощью
итеративной процедуры можно получить хорошую аппроксимацию сложных
температурных профилей на основе вычисленных распределений наземной тем-
пературы. Результаты приведены на рис. 32 [28] Аналогичные эксперименты
можно выполнить, используя аппаратуру, установленную на спутниках. При
этом удается получить температурные характеристики верхних слоев атмо-
сферы. Зондирование сверху позволяет получить данные для более широкого
•интервала высот, так как на больших высотах линии поглощения кислорода
имеют более четкие границы, а влияние водяных паров и осадков слабее.
281
Гл. 8. Пассивные системы
Постоянство концентрации кислорода в атмосфере позволяет использовать
линии поглощения кислорода для измерений температуры В противополож-
ность этому, концентрация водяных паров является существенно переменной
величиной, и сама по себе является объектом измерений. Так как коэффициент
рефракции в атмосфере значи-
тельно меняется при изменении
содержания водяных паров, то
наличие таких паров на трассе,
по которой распространяется
сигнал, существенно влияет на
точностные характеристики ра-
диолокационных систем сопро-
500
То = 29ОК
-Ро=1ОО71О2Ла /
^ххххХ
§ 200 -
100
txxx
хххХ‘
OI___
45	50	55
Частота,ГГц
а)
I


/
Рис. 32. Вычисленные на осноае данных радиозондирования значения яркостной темпе-
ратуры атмосферы при наблюдении с поверхности Земли (а). Нахождение температур-
ных профилей на осноае значений яркостной температуры, показанных на рис. а, с по-
мощью инверсии (б).
вождения. Поэтому для измерения коэффициента рефракции вдоль заданно-
го направления распространения сигналов при наличии в воздухе влаги был
разработан метод СВЧ радиометрической коррекции MARCOR [29].
Этот метод основывается на том, что преломляющая способность влаж-
ного воздуха Nw может быть непосредственно связана с характеристиками
поглощения водяными парами, например с aw:
aw(t) = Kwg(t,h, Т),	(51)
где g можно вычислить на основе теории Ван-Влека [27]
Оказывается возможным выбрать такую частоту (~20,6 ГГц), что зави-
симость g (f, h, Т) от высоты h становится пренебрежимо слабой Измеряя
атмосферное излучение и ослабление (в последнем случае в качестве источника
используется Солнце), можно определить среднюю температуру излучения
и интегральное поглощение т (0) вдоль трассы. В таком случае интегральная
поправка показателя преломления влажного воздуха определяется из соот-
ношения
О
N w
dl
00
ри,
о
Т (0) —3d (0)
g
(52)
282
8.5. Типы радиометров
где id — коэффициент поглощения в сухом воздухе, который можно вы-
числить, используя результаты наземных измерений.
По опенкам, ошибки J Nwdl для углов места 2—3° составляют 10—15%,
в зените ошибки уменьшаются до 5%. Для повышения достижимой точности
необходимо произвести непосредственные измерения не на одной, а на
нескольких различных частотах.
В отличие от протекания процесса молекулярного поглощения в миллимет-
ровом диапазоне, при поглощении радиоволн в сантиметровом диапазоне из-за
наличия дождя происходят значительные отражения. Связь между поглоще-
нием и интенсивностью дождя характеризуют графики на рис. 33. Соответст-
вующую связь между ослаблением и эффективным радиолокационным множи-
телем отражения Z (см. т. 1, § 6.12) характеризует график на рис. 34. По раз-
бросу экспериментальных точек видно, что при очень малой интенсивности
дождя отражательная способность не может надежно характеризовать эту
интенсивность. И, наоборот, при значительных интенсивностях дождя радиоло-
Рис. 33. Коэффициент ослабления на частоте 8,0 ГГц в зависимости от интенсивности
дождя (шторм в Новой Англии).
283
Гл. 8. Пассивные системы
кационные данные оказываются более надежными и состоятельными характе-
ристиками ослабления, чем сама по себе интенсивность дождя. Модель рас-
пределения капель по размерам, построенная Лоу и Парсоном, является осно-
вой для вычисления взаимных зависимостей между ослаблением, отражатель-
ной способностью и интенсивностью дождя.
Используя кривую Лоу и Парсона (рис. 34), можно вычислить по радиоло-
кационной отражательной способности и температуру антенны [30]. Опреде-
ляем для каждого элемента дальности Z по радиолокационным данным, затем
по кривой на рис. 34 находим соответствующее ослабление at. Так как извест-
но, что температура капель постоянна внутри узких пределов, то вклад
ajTi в (20) для TSky можно считать заданным. Метеорологическая радиолока-
ционная карта, используемая при таких вычислениях, показана на рис. 35.
С помощью РЛС с частотой сигнала 2,8 ГГц в Массачусетском технологиче-
ском институте были зарегистрированы контуры равной отражательной спо-
собности различных ливней в серии шквалов. Данные для отдельных ливней
284
8.5. Типы радиометров
Уродень
. отражения
н (обозначение
11 контура)
L1
L2
L5
L6
L5
L6
L7
Значения
log ZSff для
данного
контура
1,8 ~2,6
2,6 ~3,5
5,5-57
5,7 -6,1
6,1-6,6
6,6-5,0
5,0-5,5
Примерный горизонт
при наблюдении штормод,
угол места 1,0°
Haystack
60°
L2
L5
L6
1
L2
L5
Азимут Уля наблюдения
из Массачусетского
технологического
института 355°
4
2 L2
L5
80
200
L2
L6
11'
L5
L1
100
х _	Дальность, км
Внешний периметр области, дающей отражения
от подерхности, мешающие работе РР6
Массачусетский технологический институт
Температура, ft
Рис. 36. Сравнение расчетных и экспериментальных температур антенны при азимуталь-
ном сканировании участка серии шквалов восточнее станции в Хейстеке.
285:
Гл. 8. Пассивные системы
обозначены цифрами. Одновременно в системе Haystack на радиометре с ча-
стотой сигнала 7,5—8,0 ГГц была измерена температура антенны в зависимо-
сти от азимута. Сравнение вычисленных и измеренных данных (рис. 36) пока-
зало наличие больших расхождений результатов для некоторых ливней Эти
расхождения частично можно объяснить выпаданием града, который обладает
большой ЭПР, но не изменяет температуру неба.
Для более общего случая относительная ценность радиолокационных и
радиометрических данных об осадках пока что полностью не определена
8.6.	Системные аспекты радиометрии
Все радиометрические системы, служат ли они для картографирования или
для сопровождения, обнаружения и идентификации целей, должны с высокой
•степенью надежности выделять полезный сигнал от цели из фонового излуче-
ния земной поверхности. Выбор системы для решения конкретной задачи из
числа радиометров миллиметрового диапазона, СВЧ радиометров или инфра-
красных радиометров, а также выбор между радиометрами и радиолокацион-
ными системами определяется многочисленными факторами, рассмотренными
в предыдущих разделах. Необходимым условием успешного функционирова-
ния любой такой системы является возможность обнаружения цели при отсут-
ствии фонового излучения или помех от посторонних отражателей. В этом
случае легче проследить взаимные связи между различными параметрами
системы и выбрать оптимальные из них. Тем самым случай наблюдения цели
•в отсутствие помех служит как бы основой для сравнения при измерениях
>в реальных условиях. Дальность обнаружения изолированной цели можно
«ыразить через показатели качества [см. (49)]:
т1/2	11/2
R — (MAyMR-J—MTV
а
(53)
Показатель качества антенны Ма при заданном размере апертуры пропорцио-»
нален частоте. Зависимость показателя качества приемника Mr от частоты
•приближенно можно представить как Поэтому влияние этих двух
внутренних факторов для системы имеет частотную зависимость вида
Отсюда видно, что на более коротких длинах волн-качество системы выше
Два остальных фактора являются внешними для системы и их трудно
оценить количественно. Коэффициент распространения Г может меняться
•в очень широких границах, так как он зависит от дальности и константы
ослабления. Так, например, различие значений Г на частотах 9 и 90 ГГц для
7? = 10 км не превышает 2 дБ в условиях ясной погоды, а при небольшом
дожде (2,5 мм/ч) приближается к 16 дБ. Наиболее сильно отличаются харак-
теристики инфракрасных систем и систем радиочастотного диапазона в усло-
виях плотного тумана (видимость 30 м). При этом ослабление сигналов
•инфракрасных систем достигает огромных значений (~100 дБ/км), а радио-
сигналов даже на частоте 90 ГГц не превышает 2 дБ/км По-видимому, наи-
более важным преимуществом РЛС перед радиометрами является возмож-
ность исключить вредное воздействие потерь распространения. В РЛС принци-
пиально можно компенсировать потери, увеличив мощность и применив стро-
бирование при приеме отраженного сигнала. С другой стороны, радиометр
принимает ослабленный сигнал от цели при наличии довольно значительного
по уровню шума, возникающего вследствие атмосферного излучения.
За исключением Солнца и, возможно, некоторых видов факелов от двига-
телей, реальные температуры целей мало отличаются друг от друга. Свойства,
которые позволяют различать цели, связаны главным образом с разницей их
излучательных способностей. Основным фактором, влияющим на это важное со
.286
8.6. Системные аспекты радиометрии
всех точек зрения свойство, является шероховатость поверхности. Следователь-
но, для данной поверхности цели сигналы, принимаемые радиометрами всех
типов миллиметрового и сантиметрового диапазонов и инфракрасными, будут
различными Максимальный контраст достигается, если цель гладкая, а фон-
шероховатый или наоборот Примерами таких целей являются автомобиль на
ровной поверхности (в степи) или айсбер> в океане. Так как гладкие с оптиче-
ской точки зрения поверхности встречаются редко, то использование более
длинных волн предоставляет некоторые преимущества для получения боль-
шего контраста
Прямое сравнение сигналов, принимаемых РЛС и радиометром, выполнить
трудно Элементы конструкции, оказывающие большое влияние на радиолока-
ционную ЭПР (такие как углы, края, плоские или изогнутые участки), при нор-
мальном падении на них электромагнитной волны для радиометрии не имеют
большого значения С другой стороны, гладкие поверхности, расположенные-
под такими углами, что они отражают излучение неба в направлении антенны
радиометра, дают максимальный контраст на фоне отражений от близлежащих
участков земной поверхности За исключением водных поверхностей, такие слу-/
чаи редко встречаются в природе, но они являются обычными для всех видов-
объектов созданных человеком. Таким образом, сигналы, принимаемые от ра-
диометрических объектов, с точки зрения обнаружения и идентификации целей'
значительно отличаются от радиолокационных сигналов Это качество (наряду
со скрытностью работы, свойственной пассивным системам) определяет суще-
ственные преимущества радиометрических систем для некоторых специфиче-
ских применений В диапазоне инфракрасных волн поверхности оказываются-
соответственно более шероховатыми и вид сигналов значительно сильнее свя-
зан с действительной температурой объектов Теплые объекты (такие, как
выхлопные трубы двигателей, дымовые трубы и даже отдельные люди) могут
быть обнаружены с помощью радиометров с высоким разрешением.
Из обсуждения различных показателей качества становятся очевидными
некоторые основные принципы, представляющие интерес для разработчика-
системы Ниже они перечислены в порядке, приближенно отражающем их по-
лезность
1.	Масштабный коэффициент антенны. При заданных максимальных допу-
стимых физических размерах антенны рабочая частота должна быть выбрана
достаточно высокой, чтобы обеспечить разрешение элементов цели заданного
размера и адекватное заполнение луча. Так как показатель качества антенны
МА входит в (53) в квадрате, то этот член в общем случае является домини-
рующим
2	Параметры приемника. Желательно обеспечить максимально возмож-
ную входную полосу частот, за исключением тех случаев, когда на вход
может поступать чрезмерно сильное атмосферное излучение, обусловленное-
наличием Н2О или О2. Так как чувствительность пропорциональна т/2’ то-
необходимо использовать самые большие значения времени интегрирования,
которые не противоречат другим ограничениям системы.
3.	Параметры распространения Частота должна быть достаточно низкой,
чтобы система могла функционировать при сложных погодных условиях Это
требование противоречит требованиям n. 1, и оптимальное решение следует
искать в компромиссном варианте.
4.	Параметры цели. Возможность различения цели необходимо оценивать
на фоне реального окружения.
По-видимому, наиболее существенным выводом из этого краткого рассмот-
рения основных принципов построения системы является недостаток точных
данных относительно характеристик, указанных в п. 3 и 4. Данные относи-
тельно атмосферного поглощения и излучения и зависимости этих величин от
частоты при различных погодных условиях весьма немногочисленны и носят
разрозненный характер. Точно так же, по сравнению со значительным объемом
287
Гл. 8. Пассивные системы
данных относительно эффективной площади рассеяния радиолокационных
целей, характеристики сигналов радиометрических целей малодоступны. Вслед*
-ствие сильною влияния фонового излучения такие данные могут быть получе-
ны только в лабораторных условиях. Следовательно, для сбора таких данных,
которые жизненно необходимы разработчикам систем, должны использоваться
экспериментальные установки.
Параметры антенны и приемника (п. 1 и 2) будут, по-видимому, улуч-
шаться по мере развития технологии. Несомненно, что наибольшие потенци-
альные возможности заложены в использовании миллиметровых волн. Уже
сейчас можно разработать приемники сантиметрового диапазона с шумовой
температурой порядка нескольких градусов. Среди тех немногочисленных фак-
торов, которые в этих условиях могут позволить существенно улучшить харак-
теристики таких систем, укажем на увеличение ширины полосы и уменьшение
зависимости от криогенных рабочих температур. Инфракрасные детекторы так-
же приближаются к теоретическому пределу, определяемому в данном случае
квантовым шумом.
Однако.в миллиметровом диапазоне шумовые температуры приемников
на 1000 К и даже более превышают аналогичные значения для приемников
сантиметрового диапазона. В области разработки антенн господствует анало-
гичная ситуация. Следовательно, антенны с большим числом лучей или широ-
коугольные приемники могут с успехом использоваться в ИК области, но их
трудно реализовать в широком диапазоне сантиметровых волн. Возможности
создания систем миллиметрового диапазона с многолучевыми антеннами до сих
•пор не исследованы.
Список литературы
1.	Harris D. В.: Microwave Radiometry. — “Microwave J.”, 1960, April, v. 3,
p. 41—46, 1960, May, p. 47—54.
2.	Taylor H. P.: The Radiometer Equation. — “Microwave J.”, 1967, May, v. 10,
p. 39—42.
3.	Peake W. H.: Interaction of Electromagnetic Waves with Some Natural Sur-
faces. — “IRE Trans.”, 1959, December, v. AP-7, p. S324—S329.
4.	Chen S. N. C. and Peake W. H.: Apparent Temperatures of Smooth and
Rough Terrain. — “IRE Trans.”, 1961, November, v. AP-9, p. 567—572.
5.	Copeland W. O., R. J. Wangler and J. C. Wiltse: Radiometer Sensor, Rept.
OR 8016, Martin Co., Orlando, Fla., 1966, July.
•6. Shimabukuro F. I,: Propagation through the Atmosphere at a Wavelengths
of 3,3 mm. — “IEEE Trans.”, 1966, March, v. AP-14, p. 228—235.
7.	Wolfsberg K. N.: Atmospheric Attenuation at Millimeter Wavelengths. —
“Radio Sci.”, 1967, March, v. 2, p. 319—324.
8.	Hogg D. C. and W. W. Mumford: The Effective Noise Temperature of the
Sky. — ‘Microwave J.”, 1960, v. 3, p. 80—84.
9.	Fisher D. W., R. F. Leftwich and H. W. Yates: Survey of Infrared Trackers.—
“Appl. Opt”, 1966, April, v. 5, p. 507—515.
40.	Cohn M., F. L. Wentworth and J. C. Wiltse: High-sensitivity 100 to 300—Gc
Radiometers. — “Proc. IEEE”, 1963, September, v. 51, p. 1227—1232.
41.	Patton R. B., Jr., and C. L. Wilson: The VARR Method, A Technique for
Determining the Effective Power Patterns of Millimeter-ware Radiometric
Antennas, Rept. 1322, Ballistic Res. Lab., Aberdeen Proving Ground, Md.,
1966, May.
42.	Tiuri M. E.: Radio Astronomy Receivers. — “IEEE Trans.”, v. MIL-8,
p. 264—272, July-October, 1964, also M. E. Tiuri in J. D. Kraus, “Radio
Astronomy”, chap. 7, McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1966.
43.	Evans, G.: Optimum Design of Radiometer Input Stages. — “Proc. IEEE”,
1964, September, v. 52, p. 1057—1058.
288
Список литературы
14.	Goggins W. В., Jr.: A Microwave Correlation Radiometer, Air Force Camb-
ridge Res. Lab. Rept. 66—534, 1966, August.
15.	Ohm E. A., and W. W. Snell: A Radiometer for a Space Communications
Receiver. — “Bell Systems Tech. J.”, 1963, September, v. 42, p. 2047.
16.	Arbenz K., F. McManus and L. Zahalka: A Method for Radio Star Testing
of Communications Sattellite Ground Stations. — “Microwave J.”, 1966,
April, v. 9, p. 81—86.
17.	Seling T. V.: An Investigation of a Feedback Control System for Stabili-
zation of Microwave Radiometers. — “IRE Trans.”, 1962, May, v. MTT-10,
p 207—213.
18.	Goggins W. B., Jr.: A Microwave Feedback Radiometer. — “IEEE Trans.”,
1967, January, v. AES-3, p. 83—90.
19.	Shuster D., С. T. Stelzried and G. S. Levy: The Determination of Noise Tem-
perature of Large Paraboloidal Antennas. — “IRE Trans.”, 1962, May,
v. AP-10, p. 286—291.
20,	Stelzried С. T.: Temperature Calibration of Microwave Thermal Noise Sour-
ces. — “IEEE Trans.”, 1965, January, v. MTT-13, p. 128—130.
21.	Haroules G. G. and W. E. Brown: A Technique for Absolute Temperature
Measurement at Microwave Frequencies, “Rev. Sci. Inst.”, 1967, August,
v. 38, p. 1093—1096.
22.	King H. E., E. Jacobs and J. M. Stacey: A 2,8 Arc Minute Beamwidth An-
tenna: Lunar Eclipse Observations at 3,2 mm. — “IEEE Trans.”, 1966,
January, v. AP-14, p. 82—91.
23.	Gary B., J. Stacey and F. D. Drake: Radiometric Mapping of the Moon at
3 Millimeters Wavelength, “Astrophys. J. Suppl.” 108, 1965, November,
v. 12, p. 239—262.
24.	Miller B.: Radiometry Programs Examine New Uses. — “Aviation Week”,
1961, July 11, v. 85, № 2, p. 71.
25.	McGillem C. D. and T. V. Seling: Influence of System Parameters of Air-
borne Microwave Radiometer Design. — “IEEE Trans.”, 1963, October,
v. MIL-7, p. 296—302.
26	Pelchat G. M.: The Effects of Receiver and Antenna Noise on the Perfor-
mance of a Conical Scan Tracking System. — “Microwave J.”, 1965, Feb-
ruary, v. 8, p. 37.
27	Meeks M. 1. and A. E. Lilley: The Microwave Spectrum of Oxygen in the
Earth’s Atmosphere. — “J. Geophys. Res.”, 1963, March, v. 68, p. 1683—
“ 1703.
28	Westwater E. R.: Ground-based Passive Probing Using the Microwave Spect-
rum of Oxygen, “Radio Sci.”, 1965, September, v. 69D, p. 1201—1211.
29.	Westwater E. R.: An Analysis of the Correction of Range ,Errors Due to
Atmospheric Refraction by Microwave Radiometric Techniques, ESSA Tech.
Rept. IER30-ITSA30, 1967, March.
30.	Crane R. K.: Radio Physics and Astronomy, MIT Lincoln Lab. Rept. ESD-
TR-66—446, 1966, December.
Глава 9
ОПТИЧЕСКИЕ ЛОКАТОРЫ
Ч. Джонсон
9.1. Принципы работы
Излучение. Оптическим локаторам свойственна более высокая разрешаю-
щая способность, чем РЛС сверхвысоких частот, и большинство применений
локаторов оптического диапазона связано с использованием этого преимуще-
ства. Улучшение угловой разрешающей способности является следствием
уменьшения длины волны на несколько порядков. У лазера с длиной волны
1 мкм (10~4см) для получения луча с расходимостью 10~4рад (20") требуется
апертура с размером около 1 см. Увеличение разрешающей способности по
дальности является также результатом существенного уменьшения длины
волны (или радикального увеличения рабочей частоты). При повышении рабо-
чей частоты становится возможным расширение используемой полосы частот
и, следовательно, временной разрешающей способности. Например, были полу-
чены лазерные импульсы длительностью менее 10-12 с [1, 2]
В качестве введения к последующему обзору оптических локатрров
в табл. 1 приведены единицы измерений и постоянные, которые обычно ис-
пользуются в работах по оптической локации.
Таблица 1
Физические величины, используемые в оптической локации
Длина волны X: 1 мкм=104 А = 10~4 см=10~в м
Частота (у): Волновое число (число длин волн на сантиметр) у'=у/с см-1,
где v—частота, Гц; с=3«1010 см/с—скорость света; 1 см~х=30 ООО МГц де-
ленное на с
Мощность—энергия:
/г=6,624> 10-84 — постоянная Планка, Дж-с;
/г=1,38-10“23 — постоянная Больцмана, Дж/К;
е=1,6-10“19 — заряд электрона, Кл;
ео=1,6-10“19 — энергия одного электрон-вольта, Дж;
hv—энергия фотона, Дж.
Иногда энергия фотона записывается без множителя h в единицах частоты
(Гц) или см-1. Энергйя излучения=5 h v/т [Вт], где S — число фотонов;
т—время передачи'или длительность импульса, с
Соотношения между длиной волны, частотой и энергией
МКМ	У, Гц	V . 10* см —1	Энергия/фотон		Спектральная область
			Дж	|	эВ	
0,3	101»	10	6,610-»-'	4,1	Ультрафио- летовая
0,5	6Х1014	2	4,0- 10-lq	2,5	Видимая
1,0	ЗхЮ14	1	2,0-10~19	1,2	ик
10,0	ЗХ1013	0,1	2,0-10-2°	0,12	Далекая ИК
290
9.1. Принципы работы
Преимущества, которыми обладают лазеры по сравнению с другими источ-
никами света, являются следствием более высокой степени когерентности —
пространственной и временной Обычно, когда говорят о совершенной когерент-
ности в пространстве и во времени, подразумевают, что речь идет о сфериче-
ской или плоской монохроматической волне бесконечной протяженности.
В действительности, это условие является излишне строгим. Важной стороной
является то, что распределение фазы излучения во всех точках пространства и
во времени должно быть определенным образом связано с распределением
фазы на одной поверхности в некоторый момент времени. Таким образом,
определение не ограничивается только случаем плоских волновых фронтов.
Любой чистый тип колебаний (мода) в лазерном резонаторе без потерь (одно
из возможных распределений поля в резонаторе), так же как и в резонаторах
сверхвысоких частот, является совершенно когерентным. Определение коге-
рентности может даже быть обобщено таким образом, чтобы оно было спра-
ведливо для случая суперпозиции различных типов колебаний при отсутствии
потерь. В этом случае когерентность поля излучения имеет место, если значе-
ния поля определены единственным образом в пространстве и во времени.
Простое определение когерентности для плоской волны применимо и в слу-
чае лазерного излучения для приложений, подобных «радиолокационным», так
как лазерный генератор с одним типом колебаний является по существу моно-
хроматическим и основной тип колебаний является плоской волной или может
быть преобразован в плоскую волну с помощью соответствующей оптики. Хотя
для многих типов лазеров (особенно импульсных) трудно обеспечить работу
на одном типе колебаний, выходное излучение большинства лазеров является
квазимонохроматическим и может быть преобразовано по крайней мере
в почти плоскую волну
Время когерентности определяется как такое время запаздывания (или
эквивалентная разность хода лучей), когда сравнение фазы в световом луче
для двух различных моментов времени в течение продолжительного времени
наблюдения в одной и той же точке пространства дает случайную корреля-
цию, что соответствует утрате видимости Время когерентности лазерного
излучения намного превосходит время когерентности излучения просто отфиль-
трованного с помощью резонатора. В дополнение необходимо отметить, что
активная лазерная среда меняет статистические свойства световых флуктуаций.
Время когерентности излучения, прошедшего через пассивный резонатор, равно
Tc==2jiZc,	(1)
где tc= (4nAvc)_' — постоянная затухания резонатора; Avc— половина полосы
пропускания резонатора по уровню,половинной мощности. Время когерентно-
сти для лазера при одном типе колебаний в том же резонаторе равно
Tc = 2jiS/c,	(2)
где S — число фотонов в данном типе колебаний. Тогда полуширина линии
лазерного излучения по половинной мощности будет
b==Avc/S	(3)
и обычно записывается в виде
4nhv (Avc)3
(4)
* с
где h — постоянная Планка; v — рабочая частота; Pc—Shv[te — мощность коге-
рентного излучения. Число фотонов S в данном типе колебаний в (2) и (3)
может легко достигать 1000 или более. Если для лазерного резонатора Avc=
291
Гл. 9. Оптические локаторы
= 1,5>1010 Гц, то для лазера с 104 фотонов на тип колебаний из формулы (2)
6=1,5 МГц. Если v=3-1014 Гц, что соответствует длине волны лазера 10~4 см
(1 мкм), выходная мощность на этом типе колебаний Pc«7,5-10“s Вт.
Пространственная когерентность выходного излучения лазера определяет-
ся типом колебаний, поддерживаемых в лазерном резонаторе. Когда сущест-
вуют колебания только продольного типа и торцевые стенки оптического
резонатора представляют собой плоские круглые зеркала диаметром d, излу-
чение создает круговую дифракционную картину Фраунгофера (известную
в оптике как диаграмма Эйри). Угол между центральным максимумом — яркой
точкой и первым нулем — темным кольцом определяется выражением [4]
sin 0х= 1,22X/d.	(5)
Ширина центральной точки (угловые размеры так называемого диска Эйри)
по половинной интенсивности равна
sin01y2 = l,O8X/d.	(6)
В большинстве случаев, за исключением сличая работы лазера при чрезвы-
чайно точной настройке, расходимость лазерного излучения значительно боль-
ше значения, получаемого по формуле (6).
В области сверхвысоких частот радиолокационные передатчики (за исклю-
чением предназначенных для генерирования шумов) имеют превосходную вре-
менную когерентность (по крайней мере в течение коротких промежутков
времени). В отличие от лазеров в области СВЧ генераторов очень редко имеют
значение эффекты, связанные с наличием многих типов волн, так как большин-
ство резонаторов имеют размеры, близкие к длине волны. В области СВЧ
пространственная когерентность ближе к дифракционной границе, чем для
оптических излучателей, что также является принципиальным следствием
соотношения размеров элементов конструкции и длины волны излучения.
Следует отметить, что источник колебаний (диапазона СВЧ или оптиче-
ский) может иметь очень плохую временную когерентность и все же весьма
совершенную пространственную когерентность. Указанное условие чаще встре-
чается в лазерных источниках колебаний.
В оптических локаторах может использоваться детектирование огибаю-
щей или когерентное детектирование. Детектирование огибающей является
некогерентным в том смысле, что оно не сохраняет информацию о фазе несу-
щей детектируемого сигнала, но оно проще и накладывает меньшие ограниче-
ния на когерентность лазера, чем когерентное или гетеродинное детектирова-
ние. В отличие от видеодетекторов СВЧ оптические детекторы огибающей при
коротких импульсах и низком уровне фонового шума могут работать на
квантовом пороге и обеспечить по существу такую же эффективность, как
когерентные детекторы. Детектирование на квантовом пороге имеет
когда минимальный принятый сигнал Рг определяется выражением
d Pnhv
‘ Г - t
Т]Т
где рп — требуемое минимальное число .сигнальных фотоэлектронов;
стоянная Планка; v — оптическая частота; Т] — квантовая эффективность де-
тектора; г — время наблюдения. В области СВЧ квантовую границу очень
трудно достичь, так как hv<g.kTe (где k — постоянная Больцмана и Те —
эффективная температура шума) и шумовой фон или тепловой шум детектора
всегда больше, чем значение, соответствующее квантовому порогу и опреде-
ляемое формулой (7).
292
место,
(7)
h — пл-
9.1. Принципы работы
Высокоскоростные фотоумножители и детекторы огибающей на фото-
диодах, размеры которых много больше оптической длины волны, позволяют
в оптических приемных антеннах осуществлять распределенное обнаружение.
При этом в приемных антеннах достигается перекрытие большего телесного
угла, чем ширина луча, определяемая размерами апертуры и связанная с ди-
фракцией, без потери эффективности апертуры и без использования несколь-
ких детекторов (облучателей). При этом приемная антенна утрачивает свой-
ство высокого разрешения, но во многих случаях лазерный передатчик обеспе-
чивает сам достаточно высокое разрешение (много выше, чем в РЛС). Требо-
вания к стабильности и точному визированию в этом режиме могут быть
ослаблены, что облегчает поиск и обнаружение цели. В области СВЧ не суще-
ствует режима работы, сравнимого с указанным.
Для осуществления в оптическом локаторе когерентного детектирования
требуется хорошая пространственная когерентность в пределах приемной
апертуры и стабильный вспомогательный сигнал (обычно смещенный по часто-
те) для гетеродинирования сигнала, отраженного от цели. Когда все эти тре-
бования можно выполнить, когерентное детектирование не только дает инфор-
мацию о доплеровском сдвиге частоты, но также позволяет осуществить детек-
тирование на квантовом пороге при относительно высоком уровне фонового
шума Земли. Этот метод детектирования, близкий к идеальному, можно ис-
пользовать до диапазона таких ИК частот, где еще возможно создание опти-
ческого смесителя. К сожалению, из-за требования пространственной когерент-
ности при когерентном детектировании жестко ограничивается максимальный
размер апертуры системы (оптической антенны), а также угол зрения.
Лазерное излучение может проникнуть через некоторые среды, такие как
плотная плазма и морская вода, непроницаемые для излучения СВЧ; эти свой-
ства позволяют найти дополнительные области применения оптических лока-
торов. С другой стороны, тучи и туман непроницаемы для лазерного излучения
и даже в нормальной ясной атмосфере на большинстве длин волн оно испыты-
вает значительное ослабление.
Характеристики. Характеристики оптического локатора можно определить,
пользуясь формулами, аналогичными классическим формулам радиолокации,
которые применяются в области СВЧ. Для случая дальнего поля, когда шири-
на луча локатора больше цели, требуемая для обнаружения пели мощность
(ватты) передатчика определяется выражением
(4л)2 Pr R*
Pt= r ; '...... >	(8)
Of Aff oSf Оу
где Pr — минимальная мощность обнаруживаемого сигнала, Вт; R— дальность
цели, м; Gt — усиление антенны передатчика; Ав— площадь приемной антен-
ны, м2; а — ЭПР цели, м2; St — коэффициент пропускания атмосферы или дру-
гой среды; Sr — коэффициент пропускания оптики локатора. В оптическом
диапазоне обычно измеряемой величиной является не усиление антенны, а ши-
рина луча, и, если вместо усиления антенны передатчика подставляется шири-
на ее луча, т. е. G/=4n/0z2, то формула (8) принимает вид
4лРг 0?
Ag oSf Sp
О)
Если Рг определяется квантовым порогом в соответствии с формулой (7), то
(9) принимает вид
8лр/гсВД4 0?
oSf Sr т]
(10)
293
Гл. 9. Оптические локаторы
где В — удвоенная полоса по видеочастоте, Гц, подставленная вмесхо 1/г
и с/А — вместо частоты v, причем с — скорость света, м/с, а А — длина волны, м.
Из формулы (10) легко можно установить возможности и ограничения,
присущие оптическим локаторам и произвести непосредственное сравнение
оптических и СВЧ систем. Во-первых, если в (10) подставить 02г~А2/Де и счи-
тать, что для приемника и передатчика апертуры остаются постоянными, полу-
чим Pt~A. Например, для сопровождения цели РЛС, работающей на волне
в 1 см потребуется в 104 раз большая мощность, чем оптической системе с дли-
ной волны 1 мкм (10~4 см), если ЭПР цели и другие коэффициенты не зависят
от длины волны. При условии постоянства апертуры ширина луча антенны на
длине'волны 1 мкм будет в 104 раз меньше, чем на 1 см, или угловое разреше-
ние в пространстве будет лучше в 104 раз на более короткой волне. Уменьше-
ние ширины луча приводит к увеличению трудностей поиска цели и обнаруже-
ния отраженного сигнала, если оптическая система не снабжена визуальной
или радиолокационной системой наведения. Таким образом, хотя для лазерной
системы требуется много меньшая мощность передатчика, время поиска цели
оптической системой легко может стать недопустимо большим, так как время
сканирования заданного сектора пространства пропорционально 1/А2, если
частота повторения импульсов сохраняется неизменной, и желательно иметь
хотя бы один импульс в телесном угле, равном ширине луча.
Дальнейшие ограничения при поиске, если не ограничивается размер апер-
туры, но если наложено ограничение на время поиска в заданном секторе,
очевидны. В этом случае Pt~l/A, если используется многолучевая или распре-
деленная приемные системы.
Коэффициент качества поискового оптического локатора выражается
в виде произведения мощность-апертура, точно так же, как и для РЛС. Из
формулы (10) следует
BQt
Pt Ле=const —- ,	(11)
К
если о, St и Sr считаются независимыми от длины волны. Средняя требуемая
мощность определяется выражением
Pav = Pttfr,	(12)
где т — длительность импульса; fr — частота повторения импульсов. Если тре-
буется осуществить поиск в пространственном угле Qr, время, необходимое
для обзора этого сектора, равно
* =	(13)
0/ fr
если предполагается наличие одного импульса в элементе, определяющем угло-
вое разрешение. Теперь, если подставить (12) и (13) в (11), то получим
Pav Ае А = const —(14)
Это выражение для обнаружения на квантовом пороге аналогично соответст-
вующему соотношению для РЛС:
= const-51.,	(15)
1 е	‘
где Те — эффективная температура шума приемника. Таким образом, даже для
РЛС, основной функцией которой является поиск цели, выгодно иметь как
можно более длинную волну, так как стоимость антенны с заданными разме-
294
9.1 Принципы работы
рами для более длинных волн оказывается ниже из-за менее жестких требова-
ний к точности соблюдения заданной поверхности при изготовлении антенны.
Использование в оптическом диапазоне возможно более длинных волн оказы-
вается еще более выгодным, так как шумы приемника также обратно пропор-
циональны длине волны.
Из предыдущего рассмотрения очевидно, что оптические локаторы рабо-
тают в невыгодных условиях по сравнению с РЛС в режиме поиска. К сча-
стью, во многих приложениях оптических локаторов поиск имеет небольшое
значение. Во многих случаях поиск может осуществляться с помощью вспомо-
гательных средств, таких как РЛС, пассивные оптические или инфракрасные
обнаружители. Классическим и эффективным примером оптической вспомога-
тельной системы для поиска является простой оптический локационный даль-
номер, в котором наблюдатель визуально наводит систему на цель, прежде чем
производится включение лазера.
В некоторых случаях применения оптических локаторов размеры цели
много больше, чем ширина лазерного луча. Если поверхность представляет
собой диффузный (Ламбертов) отражатель, то отраженная мощность
Pt St Sr rAe cos <р
* Г -
(16)
л/?2
где г—отражательная способность поверхности; ф— угол между нормалью
к поверхности и направлением распространения. По закону Ламберта яркость
бесконечной диффузно-отражающей поверхности (выраженная в ваттах на
квадратный метр-стерадиан) есть постоянная функция угла, под которым
наблюдается цель. Чтобы удовлетворить этому соотношению, интенсивность
[Вт/ср] должна уменьшаться как cos ф и, таким образом, полный телесный
угол, в котором сосредоточено излучение, равен я, а не 4 л. Тогда ламбертов
отражатель имеет усиление 4r cos ф, а, так как ЭПР o=GAe, где G— усиле-
ние и Ае — эффективная площадь отражающего объекта, непосредственное
сравнение формул (16) и (9) дает o=4r/?202ecos ф.
Для зеркального отражателя, размеры которого больше ширины луча при
нормальном падении (ф=0), отраженная мощность определяется формулой
Pf $t r^e
4R* el
(17)
Большинство протяженных поверхностей, встречающихся при оптической лока-
ции, являются не чисто ламбертовыми и не чисто зеркальными отражателя-
ми. Если говорить радиолокационным языком, усиление редко бывает рав-
ным 4. Например, бетонная взлетно-посадочная полоса имеет характеристики,
близкие к ламбертовой отражающей поверхности, а даже неспокойная поверх-
ность воды при падении, близком к нормальному , создает усиление много
больше 4.
При работе оптических локаторов, имеющих очень узкий луч, с протяжен-
ными целями отраженный сигнал определяется в большей степени шириной
луча, чем временем нахождения луча на цели. Однако лазерные импульсы
могут быть очень короткими (субнаносекунды) и ограничения, связанные
с временем нахождения луча на цели, иногда могут представлять интерес.
В таких случаях ЭПР при нормальном падении и диффузном отражении опре-
деляется выражением
а = 4лг/?ст,	(18)
где с — скорость света, т — длительность импульса. В результате
295
Гл. 9. Оптические локаторы
D Pt S'1 Sr Ае ГС1:-	(1Q\
р"~ W 	°9’
Измерение параметров целей. Измерение координат дальности, углов и
скорости цели выполняется оптическим локатором аналогично тому, как это
делается в РЛС. Так как оптические локаторы чаще всего работают в импульс-
ном режиме, обычный метод измерения дальности состоит в использовании
счетчика для определения времени запаздывания лазерного импульса, отра-
женного от цели Если применяется лазер в режиме непрерывного или близ-
кого к непрерывному излучениям, могут быть также использованы схемы с мо-
дуляцией, основанные на измерении запаздывания фазы на боковой частоте.
Измерение углов или сопровождение целей может осуществляться методом
расщепленного луча или моноимпульсным методом.
Скорость цели измеряется несколькими методами, простейший из которых
состоит в измерении изменения дальности за единицу времени. Более быстрый
и точный метод состоит в измерении доплеровского сдвига частоты в отражен-
ном сигнале. Для измерения доплеровского сдвига необходимо использовать
гетеродинный или когерентный метод приема оптического сигнала. Точность
измеренной доплеровской частоты сильно зависит от времени когерентности
лазерного передатчика (ширины его спектральной линии) и стабильности мест-
ного гетеродина, в качестве которого обычно используется часть выходной
мощности лазерного передатчика, преобразованная по частоте. Измерение
доплеровской частоты в оптической области представляет весьма сложную
проблему, так как требуется создание очень широкополосных цепей (с боль-
шими полосами пропускания по промежуточной частоте). Покажем это на при-
мере. Доплеровская частота определяется выражением
21/ р
vd= *,	(20)
Л
где Vr — радиальная скорость цели по отношению к локатору. Для Х= 10“в м и
Vb=0,1 м/с, v<f=200 кГц, а при Гд==5 км/с, vd —5 ГГц. Последний результат
показывает, что для спутников или спускающихся космических аппаратов диа-
пазон частот, представляющих интерес, может легко перекрывать большую
часть диапазона СВЧ.
Другой метод измерения скорости целей с помощью оптического локатора
состоит в использовании модуляции поднесущей частоты лазерного передат-
чика. В этом случае производится некогерентное детектирование отраженного
оптического сигнала, после чего поднесущая частота смешивается с когерент-
ным опорным сигналом, для получения доплеровских биений. При этом удается
избежать многих недостатков, связанных с требованиями, предъявляемыми
к цепям когерентных оптических приемников, однако при этом приходится
жертвовать разрешением и скоростью проведения измерений. Если наблюде-
ние цели может производиться более длительное время, то разрешение по
доплеровской частоте может быть восстановлено. Следует отметить, что точ-
ность доплеровского метода, обусловленная малой шириной лазерного луча,
сохраняется даже при использовании схемы с поднесущей частотой.
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
Принципы работы лазеров. В основе работы лазера лежит явление вы-
нужденного (индуцированного) испускания — явление, описанное Эйнштейном
в 1917 г. Мощность излучения, испускаемого единицей объема, заполненного
атомами, при переходе их с верхнего энергетического уровня Ei на нижний
уровень Ej описывается, согласно Эйнштейну, соотношением:
296
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
P(vi}) = hvij [«i Ац + <пг-П]) Biju(vij)],	(21)
где hvtj=*E{—Ej — энергия испускаемого кванта излучения; h — постоянная
Планка; хц— частота испускаемого излучения; пг— населенность- верхнего
энергетического состояния для единичного объема; Ац — коэффициент Эйн-
штейна для спонтанного испускания; пг—П] — разность населенностей верхне-
го и нижнегр состояний для единичного объема; Bi3— коэффициент Эйнштей-
на для индуцированного испускания. Первый член в скобках-описывает вклад
за счет спонтанного испускания. Второй член в скобках описывает вклад в из- ~
лучение со стороны индуцированных процессов. Скорость вынужденных (или
индуцированных) переходов (или квантовых скачков) пропорциональна плот-
ности энергии облучения атомов u(xij).
В традиционных случаях оптических применений вынужденное испускание
обычно бывает незначительным. В абсорбционной спектроскопии п3 — насе-
ленность основного состояния и равновесная населенность верхнего состояния
определяется выражением
=	ехр [ — (£/ — Ej)/kT],
(22)
где k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура. Для оптических
частот, Е<—Ej^kT, таким образом, п3^П{ и член пг—nj в формуле (21) отри-
цателен. Следовательно, в этом случае может наблюдаться только поглощение
(отрицательное усиление). В эмиссионной спектроскопии плотность генерируе-
мой энергии u(vij) так незначительна, что вынужденное испускание пренебре-
жимо мало по сравнению со спонтанным.
Для достижения положительного усиления в некотором объеме атомов или
молекул необходима инверсия равновесного
ноет ей, описываемого формулой (22).
Методы достижения инверсной населен-
ности, такие, как разделение молекул
в пучке NH3, находящихся в нижнем и
верхнем энергетических состояниях, бы-
ли реализованы Таунсом с соавторами
[5] в первой успешной демонстрации
усиления, основанного на вынужденном
испускании. (Таунс для своего усилите-
ля на аммиаке ввел термин «мазер», где
буква «м» соответствует «microwave»
(микроволновый). "
пазоне удобнее
теплового
И
распределения населен-


п;
£о
"о
Рис. 1. Диаграмма энергетических
уровней лазера.
В оптическом диа-
осуществлять инверсию
способом согласно схеме, показанной на рис. 1.
ность первоначально свободного уровня Ei получается за
уровня с0 с помощью таких процессов, как оптическая
из-за столкновений. Г ж ’
свободный уровень Ej могут создать эффект вынужденного испускания и опти-
ческого усиления. Уровень Ej должен оставаться по существу свободным под
действием излучательных или безызлучательных переходов в основное состоя-
ние Еа. Существуют также случаи (например, для рубина), где вынужденное
испускание создает переходы с уровня Ej на Еа, но переходы с уровня Ei на
Ej безызлучательные. В этом случае населенность основного состояния Ео
должна быть уменьшена на 50%, прежде чем сможет иметь место вынужден-
ное испускание. В первом случае вынужденное испускание получается за счет
переходов Ei—*Ej и только небольшая часть атомов из основного состояния
должна быть переведена накачкой в состояние Ег, прежде чем может начаться
вынужденное испускание [3].
Для лазерного усилителя принципиально необходимо наличие среды с ин-
версией населенности. Приходящий сигнал соответствующего диапазона частот
297
населенностей косвенным
В указанной схеме населен-
счет основного
—"-я накачка или накачка
Переходы фотонов с населенного теперь уровня Ех на
Гл. 9. Оптические локаторы
производит запуск процесса вынужденного испускания, создающего усиление.
Любые отражающие поверхности уменьшают достижимое усиление и, таким
образом, невыгодны. С другой стороны, для лазерного генератора необходима
оптическая обратная связь так же, как для электронного генератора необхо-
дима цепь электронной обратной связи; в оптической системе эта обратная
связь создается с помощью отражающих поверхностей.
Первой предложенной оптической системой с обратной связью был интер-
ферометр Фабри — Перо, состоящий из двух плоских параллельных зеркал,
центры которых расположены на одной оси и отстоят друг от друга на тща-
тельно выверенном расстоянии I. Шавлов и Таунс в 1958 г. в работе [6]
наглядно показали свойства обратной связи резонатора Фабри — Перо, запол-
ненного в качестве усилительной среды возбужденным газом. Свет, распро-
страняющийся параллельно оси резонатора Фабри — Перо, проходит через
усилительную среду, последовательно отражаясь от переднего и заднего зер-
кал, и регенеративно усиливается, если волны при последовательных отраже-
ниях находятся в фазе. Этот оптический резонатор эквивалентен длинной ли-
нии передачи, имеющей на каждом конце реактивные нагрузки. Условие резо-
натора выполняется, когда I кратно Х/2 и распространяющиеся вперед и назад
световые волны создают в результате наложения стоячую волну, которая уве- '
личивается во времени от шумового до некоторого установившегося уровня.
Одно из концевых отражающих зеркал делается только частично отража-
ющим, и, таким образом, некоторая полезная часть энергии может быть извле-
чена из резонатора. Чтобы в приборе началась генерация, усиления активной
среды должно превосходить потери резонатора, включая дифракционные поте-
ри, поглощение в среде и потери за счет прохождения через зеркала.
Мейман [7] в 1960 г. создал первый лазер. Он использовал кристалл
рубина с оптической накачкой, создаваемой импульсами газоразрядной лампы-
вспышки. Газовый лазер, работающий в непрерывном режиме, был создан
несколькими месяцами позже Джаваном [8]. Он использовал гелий-неоновую
смесь. Причем накачка осуществлялась за счет разряда в газе. Лазерная гене-
рация с непосредственной электрической накачкой была получена в 1962 г.
с. помощью инжекции носителей в арсенид-галлиевом р—«-переходе [9—11].
Было найдено огромное количество твердых веществ, жидкостей и газов,
способных генерировать лазерное излучение, буквально на сотнях различных
длин волн от ультрафиолетового диапазона до далекого инфракрасного. Из
них только несколько имеют достаточно большие мощность, к. п. д. и когерент-
ность для практического использования в качестве передатчиков для локато-
ров. Далее приводится краткое описание основных классов лазеров, причем
основной акцент делается на специфических лазерах, наиболее полезных для
применений в локации.	*
Твердотельные лазеры с оптической накачкой. Активной средой для таких
лазеров является полированный кристалл или стекловидный материал, в кото-
рый добавлено необходимое количество (например 0,1 молярного процента)
активирующего примесного вещества, такого, как ионы хрома или неодима.
Работа такого лазера показана на рис. 2. Когда на лазерный кристалл дейст-
вует некогерентное оптическое излучение накачки, активирующие ионы перехо-
дят из основного состояния в состояние с более высокой энергией, показанное
на рисунке заштрихованной полосой. Возбужденные ионы быстро (безызлуча-
тельно) переходят в метастабильное состояние tn, из которого они относи-
тельно медленно (излучательно) переходят в конечное состояние t. Этот пере-
ход обеспечивает фотоны для лазерного излучения. Механизм перехода из
конечного состояния в основноё g не важен, он должен лишь быть достаточно
быстрым, чтобы поддерживать конечное состояние незаселенным. На диаграм-
ме рис. 2 показана работа наиболее часто встречающегося четырехуровневого
лазера с оптической накачкой. Некоторые лазеры, имеющие очень большое
значение (например, лазер на рубине), являются трехуровневыми приборами.
В этом случае конечный уровень совпадает с основным. Инверсия населенно-
298
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
сти и оптическое усиление достигается в четырехуровневом лазере как только
в метастабильное состояние переведено накачкой достаточное количество
ионов. В трехуровневых лазерах по крайней мере половина ионов должна
быть переведена накачкой из основного в метастабильное состояние раньше,
чем может быть получена инверсия населенности и усиление. Таким образом,
четырехуровневые лазеры требуют значительно меньшую мощность оптической
накачки для достижения лазерной генерации; они имеют также более высокий
к.п.д. при умеренных уровнях накачки. По этим причинам четырехуровневые
лазеры представляют собой единственный тип лазера на твердом теле, рабо-
тающий в непрерывном режиме, и имеющий практическое значение.
Полоса шчки
Метастабильное состояние т
Флуоресцентный переход
Конечное состояние i
Ос над ное состояние g
Рис. 2. Диаграмма энергетических уровней лазера с оптической накачкой.
Большинство активирующих ионов в твердотельных лазерах с оптической
накачкой принадлежат к группе редкоземельных элементов. Так как заряд
электронного облака редкоземельных ионов очень мал, то наблюдается незна-
чительное перекрытие решетки ионов основного вещества и, следовательно,
незначительное расширение спектральных переходов. Так как мощность накач-
ки, требуемая для достижения порога генерации, пропорциональна ширине
основной спектральной линии испускания, то необходима малая ширина этой
линии.
Кристаллы или стекловидный материал для лазеров обычно изготовляются
в виде стержней, концевые отражающие поверхности которых играют роль
резонатора Фабри — Перо. В ранних твердотельных лазерах для того, чтобы
получить отражательную способность, близкую к единице, концевые поверхно-
сти стержня делались строго плоскими и параллельными и покрывались мно-
гослойным диэлектриком или тонкой металлической пленкой. С тех пор нашли
широкое применение и другие типы концевых устройств, такие, как плоское
зеркало на одном конце стержня, а на другом конце система, использующая
эффект полного внутреннего отражения, цли сферические зеркала на обоих
концах.
Для лазера с импульсной оптической накачкой стержень из активного
материала помещается внутри спиральной лампы-вспышки или внутри отра-
жающей полости эллиптического сечения, в одном фокусе которой помещается
линейная лампа-вспышка, а в другом—активный стержень, или стержень,
находящийся в непосредственном контакте с линейной лампой, просто обма-
тывается лентой из отражающего материала. В некоторых случаях для накач-
ки в непрерывном режиме достаточно использовать вольфрамовую лампу
накаливания. На рйс. 3 показаны некоторые типичные конструкции лазеров.
Пороговое условие [3] для генерации лазера в любом оптическом резо-
наторе достигается, когда усиление волны, проходящей через усиливающую
среду, компенсирует потери, связанные с резонатором. Эти потери, учитываю-
щие полезную мощность, поступающую на выход лазера, наиболее удобно вы-
299
Гл. 9. Оптические локаторы
Эллиптический цилиндр
ff)
Рис. 3. Рубиновый лазер с отражающими 90°-ными призмами на концах (а) и попереч-
ное сечение резонатора рубинового лазера с источником накачки в виде линейной лампы-
вспышки (б).
Кристалл рубина диаметром 6,35 мм окружен спиральной ксеноновой лампой-вспышкой,
используемой для накачки. На фотографии видны характерные оптические дефекты ру-
бина (3J.
ражаются как эквивалентное уменьшение отражательной способности на кон-
цах стержня. Пороговое условие лазерной генерации имеет вид
А?!	exp (2g/) == 1,
(23)
где g — усиление на единицу длины активной среды; I — длина резонатора
с активной средой; Ri и R2 — коэффициенты отражения на концах. Из фор-
мулы (23) следует
gl == 1П (/<! Rt)-1 /2 = In	(24)
Ka
где Ra “ ^2*
Усиление g зависит от инверсии населенности ионов и определяется как
увеличение оптической интенсивности (мощности) на сантиметр di, деленное
300
9.2. Лазерные передатчика и модуляторы.
«а оптическую интенсивность I=Shv. Увеличение оптической интенсивности dl
определяется как
пгВц(у)51ту / njgt\
dl —------------ п —-------- ,	^25)
с \ gj /
где S — число фотонов на частоте v; пг — показатель преломления среды; с —
скорость света; Btj(v) —коэффициент Эйнштейна для вынужденного испуска-
ния [из формулы (21)]; n<, П) — населенности состояний i и / в единице объе-
ма. Коэффициент Bij(v), умноженный на-плотность энергии пг11с и статисти-
ческий вес энергетического состояния ионов (вырождение уровней) gt или gj,
представляет собой вероятность того, что в единицу времени ион в состоянии i
излучит фотон с частотой v или ион в состоянии / поглотит фотон той же
частоты. Таким образом, dl равно этой вероятности, умноженной на разность
количества ионов, находящихся в каждом состоянии.
В резонаторе Фабри — Перо (или оптическом объемном резонаторе), все
размеры которого велики по сравнению с длиной оптической волны, может
существовать большое число резонансных типов колебаний (мод), точно так
же, как в большом по размерам резонаторе сверхвысоких частот. Генерация
лазера может возникнуть только на этих дискретных типах колебаний, и уси-
ление, которое можно получить на любом типе колебаний зависит от того,
насколько близко резонансная частота расположена к центральной частоте
линии флуоресценции активного иона. Потери на данном типе колебаний зави-
сят от конфигурации отражателей оптического резонатора. Скорость вынуж-
денного испускания должна быть связана с определенным типом колебаний
и равна спонтанному испусканию на определенном типе колебаний, умножен-
ному на количество фотонов в этом типе колебаний (плотность энергии из-
лучения).
Если все поверхности лазерного кристалла являются совершенными отра-
жателями и среда не имеет потерь, то количество резонансных типов колеба-
ний на частоте v в частотном интервале dv равно
8nv2 Vnfdv
Y (v) dv =----------,	(26)
с3
где пт — показатель преломления среды; V — объем.
Когда количество ионов, переведенных накачкой в метастабильное состоя-
ние т, равно Nm (рис. 2), количество спонтанно испущенных фотонов за
секунду в интервале частот dv равно
Ps = ^m Amtg(v) dv,	(27)
где Amt — коэффициент Эйнштейна для спонтанного испускания; g(v) —нор-
мированная функции, описывающая форму линии испускания. Если скорость
спонтанного испускания разделить на число типов колебаний в резонаторе
(26), то получим количество фотонов, спонтанно испущенных за секунду на
данном типе колебания
Мт Amt g (v) сз
₽8- 8nv’Vn,3 ~
(28)
где Bmt — скорость спонтанного испускания на данном типе колебания.
Для гауссовой формы линии:
g(v)==
Ул In 2
nAv
exp
_ (v —Vq)2-
Av3
In 2
(29)
301
Гл. 9. Оптические локаторы
где Av — полуширина лини» флуоресценции по половинной мощности-. v0 —
центральная частота.
Усиление лазера go на центральной частоте линии испускания из формул
(25), (28) и (29)
dl	/—j—п A mt М ( Nm
go — = In 2--------------- -----
* I v	8n2Av/i2 I у
gm Nt
gt v
(30)
где Xo==t/vo; Nt — число ионов в конечном состоянии (рис. 2).
Из формул (24) и (30) получаем выражение для плотности пороговой
инверсии
Nm _gm Nt\ 8па тсп; Ду \n(\/Ra)
У gtV Ль“ (л1п2)1/2Х2/
(31)
где Тс — излучательное время жизни, связанное с лазерным переходом, под-
ставлено вместо A~tl.
Требуемая пороговая плотность населенности метастабильнсго состояния
определяет минимальную интенсивность света накачки. Предполагается, что
излучение накачки равномерное и приложено перпендикулярно одной стороне
прямоугольного лазерного кристалла, а кристалл тонкий и имеет малый коэф-
фициент поглощения /г(Х') в диапазоне частот накачки. Скорость перехода
ионов в метастабильное состояние в единице объема
(* I Ck')kCk')T](K')K' ab'	f	kp^pkpPp
J	he	he J	he
где 7(V) —интенсивность света накачки в диапазоне длин волн поглощения
V, соответствующем переходу из основного состояния в полосу накачки;
т|(Х') —квантовая эффективность или доля ионов, сосредоточивающихся в ко-
нечном итоге в метастабильном состоянии. Величины kp, т)р, Хр соответствуют
усредненным значениям fc(V), и в полосе накачки; Рр— мощность
накачки. Для достижения порога необходимо, чтобы
Ухт
|33)
где (A(m)th — требуемое число метастабильных ионов в пороговом режиме;
V — объем лазерного стержня; т»» — время жизни метастабильнсго состояния,
которое больше, чем те, обусловленное потерями ионов за счет процессов,
отличающихся от желаемого перехода. Из формул (32) и (31) получаем выра-
жение для требуемой мощности накачки
р hc (8т Nt 8л2 Tc”Mv 1п(У#а)
Р~	\ gt V / (ц 1П 2)1/2 Ко 1
(34)
Для иллюстрации приведенных выше соотношений будет рассмотрен лазер
на рубине. Кристаллическая решетка основного материала рубина состоит из
двуокиси алюминия (А!20з) и примеси активирующих ионов трехвалентного
хрома (Сг3+). Цвет кристаллов рубина определяется количеством содержа-
302
9.2. Лазерные передатчику и модуляторы
уровней Сг3+ в А12Оз (рубине).
Рис. 4. Диаграмма основных энергети-
ческих	"
щейся в них добавки Сг8+. Обычно лазерные рубиновые кристаллы имеют
розовую окраску. Диаграмма энергетических уровней Сг3+ в AI2O3 (с обозна-
чениями уровней, заимствованными из теории групп) показана на рис. 4. Ин-
версия населенности получается при переводе оптической накачкой ионов Сг3+
из основного состояния *А2 в состояния *Т2 и 4Гь обозначенные широкими
полосами. Затем происходят безызлучательные переходы в метастабильное
состояние 2Е, которое расщеплено внутренним полем кристалла на два уровня
2Е(Е) и 2£(2А), каждый из которых вырожден дважды (gTO=2). Между мета-
стабильным и основным состояниями имеются два флуоресцентных перехода
/?1 и /?2 (каждый из которых обладает узкой спектральной структурой). Основ-
ное состояние также расщеплено на два уровня, каждый из которых также'
является вырожденным дважды (gt=2), но расщепление этих уровней мало по
сравнению с шириной линии переходов Ri и #2 при комнатной температуре.
Поэтому основное состояние считается единым уровнем с gt = 4. При 77 К ли-
нии R\ и #2 значительно сужаются
и необходимо считать, что основное
состояние состоит из двух уровней.
Расщепление различных состоя-
ний не влияет на классификацию ру-
бина как трехуровневой, а не четы-
рехуровневой системы. Классифика-
ция основывается на признаке сов-
падения или несовпадения конечного
уровня флуоресцентного перехода с
основным состоянием иона.
В рубиновом лазере представля-
ет интерес один переход Ri, посколь-
ку при генерации лазера R2 подавля-
ется. Это происходит из-за того, что
уровень 2Е(Е) имеет немного боль-
шую населенность, чем уровень
2£(2Д) (что непосредственно следует
из распределения
между уровнями),
типы колебаний, совпадающие с по-
лосой линии Ri, имеют несколько
большее начальное усиление, чем
с Rz. Как только достигается порог генерирования лазера и начинают эффек-
тивно проявляться оптическая обратная связь и эффект ограничения, типы
колебаний в R2 подавляются в пользу R\.
Плотность пороговой инверсии рубина может быть вычислена по фор-
муле (31). Типичные значения параметров рубина при начальной плотности
.ионов Сг3+ равной АГо/^в1,6’1О19, Тс^З-Ю-3 с, Av==l,65-10” Гц (5,5 см~’),
/=5,5 см, п,-—1,16, #=0,9 и Хо=О,69-1О—4 см. При подстановке этих значе-
ний в (31) получим плотность пороговой инверсии
Больцмана (22)
Следовательно,
колебаний, совпадающие
ТИПЫ
————	=3,3-101’ ионов/смз.
v 2 v Ah
Так как ионы находятся в полосах накачки 4 Л и 472 очень короткое время,
можно считать, что они находятся или в основном, или в метастабильном со-
стояниях; далее, поскольку Больцманово различие равновесных населенностей
двух метастабильных уровней мало, они считаются равными, т. е.
~A = J 6.1019.
V V V
303
Гл. 9. Оптические локаторы
Если этот результат использбвать совместно с условием плотности пороговой
инверсии, то в метастабцЛьном состоянии необходимо поддерживать плот-
ность ионов, равную
~ 4,1«1018 ионов/смз.
Таким образом, в метастабильном состоянии гЕ(Е) должно находиться
в 10 раз больше ионов, чем действительно требуется для получения необходи-
мого усиления и генерации. Эти вычисления иллюстрируют главный недоста-
ток трехуровневой системы. Если бы энергия конечного уровня была значи-
тельно выше энергии основного состояния и, таким образом, первый уровень
был по существу ненаселенным, то в метастабильное состояние потребовалось
бы перевести только 3,3-1017 ионов.
Из формулы (34) получаем требуемую мощность накачки для рубина
р пя m
V"cm А.р т]р kp
(35)
(где коэффициент 2 является следствием наличия двух метастабильных уров-
ней). Если йр«1, ^ря=!2 см-1, Хр=0,46-10“4 см и тт==те, то
Для кристалла рубина квадратного поперечного сечения с размерами
0,5 X 0,5 см и длиной 5 см необходима мощность накачки 1500 Вт или для гене-
рирования лазерного импульса длительностью 1 мс газоразрядная лампа
должна отдать лазеру в диапазоне длин волн накачки энергию в 1,5 Дж.
Только несколько процентов энергии газоразрядной лампы, поступающей
в кристалл, поглощается в полосах частот, используемых для накачки, и толь-
ко часть энергии лампы поступает в лазерный стержень. Общий к.п.д., равный
световой мощности на выходе, деленной на мощность переменного тока на
входе, составляет несколько десятых процента или в лучшем случае один про-
цент.
В установившемся режиме выходная мощность лазера с оптической на-
качкой при пороговом возбуждении равна
и для рассмотренного выше лазера на рубине Р*«30 Вт. Если мощность
накачки в два раза превышает пороговое значение, то Р/=320 Вт. Поскольку
цена за инверсию населенности уже заплачена, все увеличение мощности на-
качки переходит в полезную выходную мощность. К сожалению, формула (36)
не дает точного значения для выходной мощности лазера, генерируемой вы-
ше порога. После начала вынужденного испускания длительность флуоресцен-
ции тс должна быть заменена величиной
(37)
где ес — вероятность того, что излученный фотон поступает в основной тип
колебаний; S — число фотонов в этом типе колебаний. Так как приемлемое
значение ес для хорошо настроенного лазера лежит в интервале 0,1—1, а зна-
чение S может быть несколько тысяч, т3<§;т0 и Pt может оказываться значи-
тельно больше рассчитанного выше значения. Условие так называемой дина-
304
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
мической нестабильности приводит к тому, что накачка не поддерживает не-
прерывное испускание на одном уровне. Интенсивность излучения рубинового*
лазера, а также большинства лазеров на твердом теле с оптической накачкой-
является быстро меняющейся функцией времени; лазерное излучение пред-
ставляет собой вспышку пульсаций, называемых пичками. Эти пульсации-
появляются во времени случайно, но иногда и в виде осцилляций с регуляр-
ными интервалами. При регулярных интервалах они могут или проявлять,
тенденцию к затуханию, сигнализируя о начале режима непрерывной генера-
ции, или иметь постоянную амплитуду. Хотя это явление интенсивно изуча-
лось в рубиновых и других типах твердотельных лазеров, сложность проблемы-
такова, что в лучшем случае можно говорить лишь о качественном понимании.
Спектроскопия с временным разрешением показывает изменение в частотах,
колебаний от пичка к пичку и даже иногда внутри одного пичка. Таким об-
разом, свет, излучаемый импульсными твердотельными лазерами, не столь
когерентен, как можно было бы желать.
У импульсного лазера на рубине, работающего при комнатной темпера-
туре, сигнал на выходе обычно состоит из группы пичков, случайно распреде-
ленных во времени и по амплитуде, и имеет продолжительность в несколько-
сотен микросекунд. Средняя длительность пичка около 350 нс, а средний ин-
тервал между пичками равен нескольким микросекундам.
Многие твердотельные лазеры имеют более низкие пороги генерации и бо-
лее высокие к.п.д., чем лазер на рубине, но последний остается полезным для,
многих применений, так как он излучает в красной видимой области, для ко-
торой существуют хорошие детекторы. Кроме того, он работает при комнат-
ной температуре, причем легко можно изготовить лазеры хорошего качества.
От лазеров на рубине были получены выходные энергии в несколько сотен-
джоулей. При типичной длительности импульса в 500 мкс энергия соответст-
вует импульсной выходной мощности в сотни киловатт. Частота повторения-
импульсов мощных лазеров на рубине ограничивается несколькими импуль-
сами в минуту из-за нагревания. Для лазера с меньшей мощностью можно-
получить несколько импульсов в секунду.
Наряду с трехуровневым лазером на рубине может быть указан пример-
четырехуровневого лазера, использующего фторид кальция (CaF2), активиро-
ванный диспрозием (Dy2+) [12]. Этот лазер работает на длине волны 2,36 мкм-
в непрерывном режиме при температуре 77 К при освещении вольфрамовой
лампой накаливания мощностью 15 Вт. Расчетное значение плотности мощно-
сти накачки, требуемой для достижения порога генерации, равно нескольким
десятым ватта на квадратный сантиметр.
Кристаллы Y3AI5O12 с примесью неодима (Nd3+) (иттрий-алюминиевый
гранат (YAG), активированный неодимом) позволяют также создать лазеры
для применения в локации. Они излучают на длине волны около 1,06 мкм.
Лазер на иттрий-алюминиевом гранате работает в непрерывном режиме гене-
рации при комнатной температуре, причем была достигнута выходная мощность
больше 20 Вт [13]. Типичный к.п.д. этих лазеров — несколько процентов.
Лазер на стекле с присадкой неодима, изготовленном в виде оптических
волокон, также работает в непрерывном режиме генерации, однако последний
тип лазера наиболее полезен при получении больших выходных энергий. Вы-
ходная энергия в 100 Дж может быть легко получена с лазерным стержнем
диаметром 17,8 мм и длиной 30,5 см. При обычной длительности импульсов
Ю-2 с эта энергия соответствует импульсной мощности в Ю5 Вт. В лазерах
на стеклах достигнут к.п.д., равный 4°/о [14].
Существует также большое количество других лазеров на твердом теле
с оптической накачкой, но они не имеют большого значения для локационных
систем по различным причинам, таким, как малая выходная мощность, низкий
к.п.д., необходимость криогенного охлаждения, а также нерегулярность выход-
ного сигнала. Достаточно полные перечни твердотельных лазеров с оптической
накачкой можно найти в [3, 15].
305-
Гл 9. Оптические локаторы
Газовые лазеры. Лазерная генерация была получена для сотен [3] раз-
личных переходов в чистых газах и газовых смесях в диапазоне длин волн
0,25—337 мкм В основном требования для получения лазерной генерации
в газах такие же, как и для генерации в твердых веществах. В частности, для
достижения оптического усиления требуется инверсия населенностей между
двумя подходящими атомными или молекулярными уровнями в газовой среде,
а для получения генерации необходим оптический резонатор, в котором соз-
дается обратная связь. Газовые лазеры, вообще говоря, характеризуются луч-
шей когерентностью, чем твердотельные. Большее время когерентности полу-
чается за счет значительно меньшей ширины линии флуоресценции и более
высоких добротностей резонаторов, улучшенная пространственная когерент-
ность — из-за большей однородности среды и значительно больших длин резо-
наторов.
Возбуждение в большинстве .случаев получают за счет разряда в газе,
хотя оно достигается также и с помощью оптической накачки или оптической
диссоциации молекул газа. Разряд в газе может быть получен при приложении
напряжения постоянного или переменного тока непосредственно к электродам,
находящимся в газе, или с помощью СВЧ колебаний, вводимых в газ через
внешние электроды или посредством индуктивной связи. Могут использоваться
оба вида разряда, как непрерывный, так и импульсный. В импульсных режи-
мах могут быть получены увеличенные импульсные и средние мощности.
В импульсном режиме также отодвигается коротковолновая граница генерации
газовых лазеров. Примерами лазеров, которые работают только в импульсном
режиме, являются лазеры ria молекулярном^ азоте (N2), генерирующие в диа-
пазоне волн от 1,23 мкм до ультрафиолетовой области, и лазеры на ионизи-
рованных парах ртути (Hg+), генерирующие в диапазоне волн 1,8—0,57 мкм.
Типичная схема газового лазера показана на рис. 5. Резонатор лазера
состоит из двух круглых зеркал, находящихся друг от друга на расстоянии L.
Отражающие зеркала представляют собой сегменты сфер с радиусами Ri и
Рис. 5. Схема типового газового лазера [15].
</?2. Можно использовать зеркала различных конфигураций. Примерами могут
служить плоскопараллельные зеркала с обеих сторон, сферические зеркала
с R\=Ri=L (конфокальные резонаторы) или плоское зеркало с /?2=°° на од-
ном конце и сферическое зеркало с R\~L на другом. Зеркала резонаторов
можно установить непосредственно на газоразрядной трубке или одно или оба
зеркала укрепить снаружи. Если они укрепляются снаружи, то газ заклю-
чается в трубку из стекла или плавленого кварца, в которую впаяны плос-
кие оптически отполированные окна под углом Брюстера 0B=arctgnr, где1
пт — показатель преломления материала окон, а угол 6в измеряется между
-осью трубки и нормалью к плоскости окна. Система с окнами, установленны-
ми под углом Брюстера, имеет нулевые отражения (или совершенное пропус-
ков
9 2. Лазерные передатчики и модуляторы
кание) для света, поляризованного параллельно плоскости угла 6В. Преиму-
ществом такого устройства является то, что излучение лазера на выходе поля-
ризовано и настройка зеркал выполняется независимо от газоразрядной труб-
ки. Недостаток состоит в том, что окна должны выдерживать лазерное излу-
чение высокого уровня мощности в резонаторе.
С точки зрения использования в локационных целях крайне желательно,
чтобы в оптическом резонаторе генерировались колебания с постоянной фа-
зой, т. е. типы колебаний, не имеющие скачков фазы в плоскости зеркал Эти-
типы колебаний создают пучки, которые непосредственно или после формиро-
вания с помощью простых внешних линз или зеркал имеют минимальную угло-
вую расходимость, т. е могут быть сфокусированы в пятно минимального диа-
метра. Продольные типы колебаний газового лазера имеют гауссово распре-
деление мощности по радиусу, приближенно ехр(—г2/щ2), где г — расстояние
от оптической оси лазера; w — гауссова ширина или радиус пятна, которые
изменяются как функция осевого положения зеркал резонатора (см рис. 5).
Для показанной конфокальной геометрии (где	радиус пятна в се-
редине между зеркалами определяется величиной ®о=	и на зерка-
лах радиусы пятен tth=W2=V2tt»o. В общем случае
ш/ю0О(1-|-422/£2)1/2,	(38>
где Z — расстояние вдоль оптической оси от средней точки между зеркала-
ми [16].
В области дальнего поля полный угол расходимости луча по уровню поло-
винной мощности равен
(39>
На длине волны 10,6 мкм и при L=1 м минимальный диаметр пятна
2да0==2,6 мм и Д0=3-1О-3 рад.
Если используются газоразрядные трубки и зеркала большого диаметра,
могут генерироваться радиальные или непродольные типы колебаний, что при-
водит к ухудшению пространственной когерентности выходного сигнала лазе-
ра. Для более эффективной работы с излучением постоянной фазы необхо-
димо увеличивать радиальный размер продольной моды. При конфигурации,
показанной на рис. 5, размер светового пятна может быть увеличен, если сде-
лать частично пропускающее зеркало плоским R2—00 и увеличить радиус кри-
визны Ri другого зеркала Размеры пятен на зеркалах при этом условии
равны
ХЛ|/2 Г R] 11/4
“ л [£(/?! — £.)]
М?/2 / Rv-L \1/4
®2 =---- ------
Л \ I /
(40)
(41>
Обычный способ выведения света наружу из резонатора лазера состоит
в применении полупрозрачного зеркала с равномерным пропусканием по апер-
туре, в других случаях используются зеркала с отверстиями, но это приводит
к генерированию в полости резонатора нерегулярных типов колебаний При
работе с низкими уровнями мощности для достижения желаемых значений
коэффициентов отражения и пропускания можно применять зеркала с много-
слойными диэлектрическими покрытиями При работе с высоким уровнем мощ-
ности эти покрытия оказываются ненадежными и может быть использовано
чистое френелево отражение [(пг—1)/(Дг+1)]2 от зеркала без покрытия или-
307
Гл 9. Оптические локаторы
•частичное отражение ог плоскопараллельного зеркала эталона Фабри—Перо.
В последнем случае отражательная способность может иметь любое значение
ют 0 до [(Пг2—1)/(Пг2+1)]2 в зависимости от рабочей длины волны. Точно
так же, как для твердотельного лазера с оптической накачкой, продольные
типы колебаний в резонаторе имеют частоты, расположенные через равные
интервалы
Av7n = c/2ng
(42)
где ng — показатель преломления газа.
Широко используются газовые лазеры длиной 1 м и даже более. Для
резонатора длиной 1 м типы колебаний разделены интервалом частот 150 МГц.
В общем случае ширина линии флуоресценции газовых лазеров определяется
доплеровским уширением при низких давлениях и уширением за счет столк-
новений при более высоких давлениях. Типичное рабочее давление газового
лазера 13,3—666,5 Па.
Усиление газовых лазеров вычисляется так же, как и твердотельных. Фор-
мулы (23)—(29) справедливы и для газовых лазеров. Для случая доплеров-
ского уширения линии флуоресценции усиление на средней частоте равно
(43)
где Avd — доплеровская полуширина по уровню половинной мощности; пг~1,
а другие величины определяются по формулам (21)—(29).
Условие инверсии для достижения пороговой генерации получается под-
становкой выражения (43) в (24) и имеет вид
___gi nj 8л2 AvdTc 1п(1//?а)
gj (л In 2)^2 КЦ
(44)
где tc = i/Aij — эффективное время существования излучения для верхнего
уровня, определяемое спонтанным испусканием на волне Хо.
Минимальная мощность накачки, требуемая для достижения и поддержа-
ния этого уровня инверсии, определяется выражением
УйоГ р
Xq
(45)
где тт — время жизни для верхнего уровня, определяемое всеми процессами
распада. В общем случае нижний уровень Ej отличается от основного уровня
-и П] в (44) принебрежим© мало.
Таким образом, из формул (44) и (45)
•где А = V/1 — площадь поперечного сечения полости резонатора. Правая часть
(45) и (46) представляет мощность, излучаемую возбужденными атомами,
заполняющими активный объем лазера V, умноженную на коэффициент
Гр=Хо/Хр. Коэффициент Гр учитывает, что энергия накачки, затрачиваемая
на один поглощенный фотон, необходимый для получения возбуждения, пре-
вышает энергию на один фотон, испущенный при лазерном переходе, т. е. эк-
вивалентная длина волны накачки Хр короче длины волны генерируемого
.308
9.2 Лазерные передатчики и модуляторы
излучения Теоретически Гр может приближаться к единице, но для многих
типов газовых лазеров он равен 10 или больше. Например, в Не—Ne-лазере,
который генерирует колебания с длиной волны 1,15 мкм, процесс накачки про-
-исходит с возбуждением атомов неона метастабильными атомами гелия, при-
чем каждый атом неона поглощает в 18,5 раз большую энергию, чем излу-
чается фотонами на волне генерации. Таким образом, Гр = 18,5, даже если
в процессе ударной передачи к.п д. равен 100%.
С другой стороны, для лазера на N2—СО2, который генерирует колебания
на волне 10,6 мкм, Гр~2,7. Свойственный газовому лазеру к.п.д. существенно
ограничивается величиной Гр.
Формула (46) показывает также принципиальную трудность, с которой
•сталкиваются при получении лазерной генерации на коротких длинах волн,
а именно зависимость мощности накачки от длины волны вида Рр~ 1/ХА Лазе-
ры в ультрафиолетовой области реализованы, но создание лазеров в у-области
маловероятно.
Хотя газовые лазеры различных типов имеют общие свойства, описанные
выше, физический механизм возбуждения и типы атомных или молекулярных
переходов, создающих излучение, сильно отличаются. Широкое рассмотрение
вопросов спектральной физики, с которыми приходится сталкиваться в лазе-
рах различных типов, потребовало бы обширного изложения, и не приведено
в этой главе. В ией рассмотрены только те лазеры, которые' необходимы
инженеру по системам локации.
В табл. 2 суммированы свойства некоторых типов газовых лазеров, чаще
рассматривающиеся в приложениях к локации. Газовые лазеры с непрерывной
Таблица 2
Типовые характеристики газовых лазеров
Тип лазера	Выходная мощность на метр длины ла- зера, Вт/м	Максималь- ная непре- рывная мощ- ность В МНО- ГОМОДОВОМ режиме, Вт1)	К. п. д., %	Ширина ли- нии,, Гц	Импульс- ная мощ- ность, кВт	Длитель- ность импульса, мкс	Длина волны, мкм
Не — Ne	0,050	0,1	0,1	10	0,1	10	0,6328
	0,020	о,1	«Ж	л				1,1526
	0,010	0,01	—	——				3,39
со2	60—80	1200	10—20	<103	100	20-10-3	10,6
Аг+	1—10	ЮО	0,1	—	0,1	15	0,4880 0,5145
’> Выходная мощность в одномодовом режиме составляет около одной десятой
мощности в многомодовом режиме.
генерацией характеризуются хорошей временной и пространственной когерент-
ностью и, таким образом, лучше приспособлены для применения в точных
доплеровских системах. Импульсные газовые лазеры обладают лучшими свой-
ствами для различных применений: измерения дальности, сопровождения целей
и при использовании в качестве маяков Перечень длин волн в таблице не яв-
ляется полным, указаны лишь лазеры, генерирующие максимальную мощность.
Далее следует краткое описание некоторых принципиальных свойств этих
лазеров.
Гелий-неоновый лазер (Не—Ne) [8] находит широкое применение как ла-
зер низкого уровня мощности. В данном случае переход, создающий излуче-
309
Гл 9. Оптические локаторы
ние, происходит между энергетическими уровнями атомов неона. Накачка
осуществляется при электрическом возбуждении разряда в смеси гелия и нео-
на. Смесь составляется в такой пропорции, что парциальное давление неона
равно 13,3 Па и гелия 66,65 Па. Плазма, получающаяся при разряде, содер-
жит различные типы заряженных и незаряженных частиц. В типичном случае
она содержит нейтральные атомы в их основном состоянии и в различных
возбужденных состояниях, положительно заряженные ионы в основном и воз-
бужденном состояниях, электроны и фотоны. Электроны в плазме взаимодей-
ствуют с нейтральными атомами, находящимися в основном состоянии (преи-
мущественно гелия), в результате чего атомы переходят в электронное состоя-
ние с более высокой энергией. Некоторые из этих атомов немедленно через
10-8 с возвращаются через разрешенный переход в основное состояние, излу-
чая фотон. Другие при возбуждении переходят в состояния, имеющие дли-
тельное время жизни, из которых запрещены излучательные переходы в основ-
ное состояние. Эти состояния известны под названием метастабильных
состояний, и они являются ключом в достижении инверсии населенности.
Вероятность прямого возбуждения нейтральных атомов электронами бы-
стро уменьшается с ростом энергии возбужденных состояний атомов. Эта
особенность жестко ограничивает возможность достижения инверсии населен-
ности путем прямого электронного возбуждения. Для получения инверсии
населенности для многих газовых лазеров должны использоваться непрямые
методы возбуждения. Непрямое возбуждение реализуется при согласовании
метастабильных энергетических уровней атомов основного газа (Не) и энер-
гетических уровней атомов вспомогательного газа Ne. При этом условии столк-
новения возбужденных атомов Не, находящихся в метастабильном состоя-
нии, и атомов Ne, находящихся в основном состоянии, приводят к обмену
энергий и возбуждению атомов Ne. Этот способ создания селективной насе-
ленности высокого энергетического уровня в более тяжелых атомах Ne, имею-
щих меньшую энергию, создает необходимую для генерации инверсию насе-
ленностей. Большое количество атомов Не в смеси газов действует также
как буфер, мешающий атомам электрически активного Ne быстро диффунди-
ровать на стенки газоразрядной трубки, где происходят процессы рекомбина-
ции. Таким образом, Не служит для уменьшения электрических потерь.
Гелий-неоновый лазер, хотя и обладает малой выходной мощностью
и низким к.п.д., генерирует высококогерентный свет в видимой [17] и инфра-
красной [18] областях. Этот лазер имеет большой ресурс работы в запаянной
системе и легко может быть выполнен в виде прочных и простых конструк-
ций.
Лазер на ионизированном аргоне (Аг+) дает большую выходную мощ-
ность, чем гелий-неоновый лазер. Эта мощность сосредоточена в диапазоне
длин волн [19], очень "выгодном для использования высокоэффективного де-
тектирования с помощью фотоумножителей. Лазеру свойственен низкий к.п д.
и в дополнение жестко ограниченный ресурс работы в запаянной системе.
Кроме того, ширина линии генерации много больше, чем у гелий-неонового
лазера.
Лазер на двуокиси углерода (СОа) использует возбуждение и переходы
между молекулярными вибрационно-вращательными уровнями [20], в отли-
чие от описанных выше лазеров, которые используют возбуждение и пере-
ходы между электронными уровнями нейтральных атомов или ионов. До
некоторой степени, подобно гелий-неоновому лазеру, возбужденное состояние
получается посредством электрического разряда в смеси газов. В дополнение
к СОг, имеющему переход, дающий генерацию лазера, смесь газов обычно
состоит из азота (Na) как источника молекул в возбужденных метастабильных
сссто5ьчиях и Не для создания большого сечения соударения с молекулами
СОг, что способствует быстрому уменьшению населенности конечного состоя-
ния перехода, генерирующего излучение. Первое возбужденное вибрационное
метастаСильное состояние Na жестко согласовано с одним из вибрационных
310
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
состояний СОг, и таким образом соударения N2—СОг создают механизм на-
качки этого лазера. На рис. 6 приведена диаграмма энергетических уровней
СО2, иллюстрирующая процесс генерации излучения. Коэффициент полезного
действия лазера на СОг, в отличие от лазеров на Не—Ne или на Аг+, может
приближаться к 30%, так как энергия перехода накачки меньше чем в 3 раза
превосходит энергию перехода, генерирующего излучение (Гр). В случае лазе-
ра на Не—Ne этот коэффициент равен 18,5.
12	=1	------\002 ==|
Метастадильное
состояние
F—Щ] --------------
Переход (10 У
11 Элентронное
дозЯ/жден/т
\о
I видрационное
\раднодесие (10 J
——-х Вращательное .
1^/ = 1^)раднодесие (10 ~7)
| Лазерный
' переход (10 а
IW1
। Уменьшение
t населенности
\ООО I
С02
Рис. в. Основные времена жизни переходов (секунды) в системе
Не—N2—COS [16].
Длина волны излучения лазера на СО2 равна 10,6 мкм. Она лежит в обла-
сти, где энергия фотона («=0,1 эВ) только приблизительно в 5 раз превышает
тепловой фон (kt) при комнатной температуре. Поэтому для достижения
малоинерционного высокочувствительного детектирования необходимо приме-
нение охлаждаемых до криогенных температур детекторов на фотодиодах или
фотопроводниках. В этом диапазоне длин во'лн остаточное поглощение элект-
рооптических материалов так велико, что осуществление модуляции при вы-
соком уровне мощности оказывается трудной тепловой проблемой. Несмотря
на это при умеренных уровнях мощности лазер на СО2 имеет хорошие свой-
ства как генератор с одним типом колебаний и, следовательно, представляет
собой устройство весьма полезное для применений в доплеровских- системах.
Его относительно длинная волна обладает значительными преимуществами
при прохождении через атмосферу, особенно в условиях тумана.
Полупроводниковые лазеры. Полупроводниковые инжекционные лазеры
обладают преимуществом, состоящим в том, что они непосредственно преобра-
зуют электрическую энергию постоянного тока в когерентный свет [9—И].
Для них не требуется промежуточной оптической или газоразрядной накачки.
Вследствие этого инжекционные лазеры имеют высокий к.п.д. и очень ком-
пактны. Модуляция их может осуществляться изменением той же самой элект-
рической мощности, которая используется в качестве накачки.
В твердотельных лазерах с оптической накачкой обычно используют кри-
сталлы основного вещества, обычно ионные, в которые включены изолирован-
ные ионы примесей. Излучательные переходы, за счет которых осуществляется
действие лазера, представляют собой переходы между дискретными состоя-
ниями атомов примеси. Первичная роль кристаллической решетки основного
вещества заключается в том, чтобы зафиксировать положения ионов приме-
сей при высокой их концентрации. Взаимодействие с полем кристалла при-
водит к возмущению энергетических уровней, но обычно только на небольшую
величину. В отличие от твердотельных лазеров с оптической накачкой, в полу-
проводниковых лазерах энергетические состояния кристаллической решетки
311
Гл. 9. Оптические локаторы
основного вещества участвуют в переходах, создающих генерацию лазера.
Эти состояния из-за перекрытия волновых функций электронов в атомах со-
стоят не из дискретных энергетических уровней, а сливаются в группы уров-
ней, заполненные электронами, или энергетические зоны. На диаграмме энер-
гетических зон верхняя зона, заполненная электронами, называется валент-
ной зоной. Следующая за ней не заполнена и называется зоной проводимости.
В полупроводнике эти зоны разделены областью, называемой запрещенной
зоной Es, в которой разрешенные состояния отсутствуют. При возбуждении
электроны могут переходить из валентной зоны в зону проводимости, остав-
ляя в валентной зоне «дырку». Излучательные переходы, которые сопровож-
даются вынужденным испусканием, происходят при рекомбинации электронов
и дырок.
В качестве материала для инжекционных лазеров используются полупро-
водники, легированные различными примесными элементами, такими, как цинк
или олово. Некоторые из этих примесей создают в материале избыток элект-
ронов, а другие — избыток дырок (недостаток электронов). В этих полупро-
Рис. 7. Р— п-переход.
Состояния, заполненные электрона-
ми, показаны штриховкой:
a) V=0; б) eV>hv. Ес — мини-
мальная энергия зоны проводимо-
сти; Ес — максимальная энергия
валентной воны; Ер — энергия уров-
ня Ферми; Ег. — и Е_ — энергия
г п	гр
квазиуровней Ферми для электро-
нов и дырок соответственно [211.
водниках электроны инжектируются в
относительно малонаселенную зону про-
водимости с помощью смешения, прило-
женного к р—n-переходу в прямом на-
правлении- Р—«-переход представляет
собой область между полупроводнико-
вым материалом n-типа (донором), ко-
торый имет избыток электронов, и ма-
териалом p-типа (акцептором) с избыт-
ком дырок. Обычно р—«-переходы дела-
ются путем диффузии примеси p-типа в
полупроводниковую пластинку, предва-
рительно легированную примесью «-типа.
Можно также изготовлять лазерные
р—«-переходы, беря в качестве исходной
подложку p-типа и диффундируя в нее
примесь n-типа. Широко используется
также эпитаксиальное выращивание из
паров или раствора.
Диаграмма энергетических зон р—п-
перехода при нулевом смещении показа-
на на рис. 7, а. Показан вырожденный
переход [21], у которого количество-
примеси и, следовательно, плотность
электронов и дырок достаточно -велика
(~1018 см—3), так что энергетический
уровень Ферми 1> находится выше края
зоны проводимости в n-области перехода
и ниже валентной зоны в p-области. Это'
также означает, что концентрация при-
меси достаточно высока, поэтому уровни,
которыми обладает примесь, сливаются с
энергетическими зонами материала кри-
сталла. При приложении прямого сме-
щения происходит уменьшение величины
барьера и электроны инжектируются в.
p-область, где они могут непосредствен-
’> Энергетический уровень Ферми Ер характеризует распределение элект-
ронов по квантовым энергетическим состояниям. Вероятность того, что энерге-
тическое состояние с энергией Ер будет занято, равна 1/2,
312
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
но рекомбинировать с дырками, испу-
ская излучение с энергией hv. Из
рис. 7, б видно, что если напряжение
смещения V достаточно велико (eV>
>hv), то вблизи перехода будет суще-
ствовать узкая область, называемая
активной, где будет иметь место ин-
версия населенностей, т. е. очень высо-
кая концентрация как электронов, так
и дырок В этой области фононы не по-
глощаются, а стимулируют испускание
еще большего числа фотонов. Толщи-
на этой активной области в полупро-
водниковом материале, грубо говоря,
равна 10-4см, и свет, распространяю-
щийся в плоскости перехода, значи-
тельно усиливается. Лазер можно из-
готовить из этого активного материа-
ла путем формирования резонансной
структуры из тонкой пластинки полу-
проводникового материала, например,
прямоугольного параллелепипеда, по-
казанного на рис. 8, а. Две из сторон,
перпендикулярных к плоскости пере-
Позолоченная
пластинка
Припаянном
контакт
Плос.кость распила
Переход
Плоскости
Рис. 8. Структура лазера (а), зависимость
интенсивности (б) и полного светового из-
лучения (в) от плотности тока в направле-
нии оси х [21].
ходов, делаются шероховатыми, а две другие путем* расщепления или поли-
ровки (скалывания) оптически плоскими и параллельными. Эта структура
подобна структуре лазера с резонатором Фабри—Перо. Колебания электро-
магнитного типа происходят перпендикулярно плоским поверхностям.
Условие пороговой генерации достигается, когда волна переходит актив-
ную область без ослабления, т. е. усиление g в активной области должно ком-
пенсировать как внутренние, так и концевые потери:
Ri R2 exp [2 (g—aj) I] = 1,
(47)
где I — расстояние между плоскими отражающими поверхностями; а,-— внут-
ренние потери; Ri и R2 — коэффициенты отражения на концах образца. Можно
показать [22], что пороговая плотность тока равна
8лепг2 cdAX •
/* =
т]Х4
а£+-у-1п (^1^2)“1/2
(48)
где е — заряд электрона; пг — показатель преломления; т] — внутренний кван-
товый выход (число фотонов, создаваемых на один рекомбинирующий носи-
тель); d — толщина активной области; ДХ— ширина линии спонтанного испу-
скания. Значение усиления, обычно получаемое в инжекционных лазерах,
около 100 см-1. При таком большом усилении на единицу длины, размеры ин-
жекционных лазеров могут быть чрезвычайно малы, типичная длина лежит
в пределах 0,1—1 мм.
До настоящего времени наиболее детально разработанным инжекционным
лазером является лазер на арсениде галлия (GaAs). Арсенид галлия — полу-
проводниковое соединение, относящееся к группе AniBv, имеющее запрещен-
ную зону с прямыми оптическими переходами, р—n-переход в этом материале
испускает спонтанное излучение с длиной волны 840 нм и узкой шириной
линии, около 10 нм с высоким квантовым выходом при температуре 77 К.
Фотон с длиной волны 840 нм соответствует энергии перехода электрона через
313
Гл. 9. Оптические локаторы
запрещенную зону, равную 1,47 В, т. е. hc/k=eV, где V — ширина запрещен-
ной зоны.
Контакты с п- и р-сторонами резонансной структуры (см. рис. 8,а) можно
выполнить несколькими способами. Например, лазерный переход может быть
установлен в транзисторный корпус, а крепление, которое обеспечивает лучший
теплоотвод [23], показано на рис. 9. Технология относительно проста. Техника
разрезания образцов позволяет избежать полировки концевых поверхностей,
кроме того, нет необходимости и в их серебрении, так как коэффициент отра-
жения при нормальном падении около 0,3.
Рис. 9. Конфигурация и размеры теплоотвода.
Типовой лазерный диод имеет толщину 0,085 мм, ширину 0,125 мм и длину 0,40 мм [23]»
Если в инжекционном лазере наблюдается излучение в направлении, пер-
пендикулярном плоским поверхностям срезов, то зависимость излучения от
плотности тока имеет вид, показанный на рис. 8,6. Когда начинается генерация
лазера при пороговой плотности тока jt, то наблюдается резкий излом кривой
и интенсивность света при росте тока начинает возрастать значительно быст-
рее. Световое излучение становится высоко направленным. Если диаграмма
излучения измеряется с помощью детектора, помещенного на некотором рас-
стоянии от лазера, то можно наблюдать, что луч направлен по оси Z (см.
рис. 8,а). В типовом случае луч имеет ширину 5° в плоскости перехода и 20°
в перпендикулярной плоскости [24]. Однако часто наблюдается и более широ-
кие лучи с сильными боковыми лепестками или многолучевые диаграммы, осо-
бенно при токах, значительно превышающих пороговую плотность тока.
Если диод помещен в некоторую оптическую сферу, где может измеряться
весь испускаемый им свет, то может быть определен внешний квантовый выход
т]е, равный числу фотонов, покидающих кристалл на один носитель, пересе-
кающий переход [25]. Внешний квантовый выход т)е отличается от внутрен-
него квантового выхода т], описываемого формулой (48), из-за поглощения
излучения в неактивной области кристалла. Область p-типа создает особенно
высокое поглощение.
Большое возрастание т]е при jt происходит из-за того, что при меньших
/ излучение испускается изотропно, и, таким образом, из-за большого показа-
теля преломления GaAs почти полностью отражается внутрь кристалла и по-
глощается. Выше порога излучение испускается в плоскости перехода перпен-
дикулярно поверхностям срезов и его большая часть выходит из кристалла
наружу. Выше порога экспериментально наблюдается чрезвычайно сильное
увеличение к.п.д. при испускании света (см. рис. 8,в). Были измерены высокие
значения т]е, достигающие 70%.
Порог генерации лазеров на GaAs является функцией температуры. Для
температуры 7 выше — 60 К значение jt — Т3. При более низких температурах
зависимость менее сильная, а ниже 20 К она приближается к постоянной. При
77 К типичное значение jt меньше 1000 А-см-2, при 300 К (комнатная темпе-
ратура) jt — увеличивается до Ю3—104 А-см-2 и более. Это увеличение поро-
гового тока совместно с некоторым понижением эффективности мешает работе
314
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
лазеров, на GaAs в непрерывном режиме при комнатной температуре. Однако
при температуре 77 К от лазеров с конфигурацией, показанной на рис. 9,
в непрерывном режиме легко можно получить выходные мощности более 1 Вт.
В отдельных образцах лазеров при 77 К и при комнатной температуре были
получены импульсные мощности в несколько сотен ватт. Кроме изменения
порогового тока при изменении температуры происходит также изменение
длины генерируемой волны. В диапазоне температур 60—300 К длина волны
меняется с температурным коэффициентом 0,25 нм/К. При более низких тем-
пературах изменение меньше, а ниже 20 К изменение по существу отсутствует.
Измерения ширины линии лазера на GaAs, работающего при температуре
77 К на одном типе колебаний, дали значение, меньшее 100 кГц [26]. Для
работы с одним типом колебаний в общем случае требуется связь с внешней
системой, селектирующей тип колебаний. В обычном лазере на GaAs энергия
генерации распределяется по нескольким продольным типам колебаний резо-
натора Фабри—Перо и даже по не осевым типам, смещенным на несколько
долей нм, если резонатор настроен недостаточно тщательно. При повышении
рабочей температуры структура колебаний становится более сложной, а шири-
на линии увеличивается. В дополнение к этому при работе с импульсами боль-
шого тока температура перехода значительно повышается (до 10° С) и лазер
в течение импульса рыскает по частоте в диапазоне длин волн около 2,5 нм.
Пространственная когерентность лазера на GaAs не имеет ясно выражен-
ной температурной зависимости. При любой температуре только часть ширины
перехода генерирует излучение. Во многих случаях генерация создается в не-
скольких маленьких участках перехода, в других — оказывается генерирую-
щей половина или ббльшая часть перехода. По этой причине диаграмма излу-
чения перехода всегда шире, чем предсказывает дифракционная теория. Обыч-
но переход шириной 250 мкм (в плоскости перехода поперечной срезам или
излучающим концам) испускает с шириной 5°. Согласно' (6) ширина луча
должна быть 0,25°. Ширина луча в плоскости, перпендикулярной плоскости
перехода, равна 20—40°. В этом случае она связана с дифракционными огра-
ничениями, но поскольку толщина активной части перехода имеет величину
только от 1 до 2 мкм, а длина волны 0,9 мкм, то ширина луча в этой плоско-
сти соответствует значению, даваемому формулой (6).
Для формирования необходимых видов, диаграмм излучения лазера на
GaAs может использоваться внешняя оптическая система, но отсутствие хоро-
шей пространственной когерентности в плоскости перехода накладывает прак-
тические ограничения на минимальную достижимую ширину луча в этой пло-
скости.
Привлекательной чертой инжекционных лазеров является легкость, с ко-
торой можно модулировать их излучение. В лазере на GaAs [27] при 77 К
наблюдалось время нарастания колебания 0,2 нс. При комнатной температуре
можно получить время нарастания в несколько наносекунд. Ограничение во
времени нарастания в большей степени связано с цепями питания, а не с соб-
ственно лазером. Модуляция поднесущих на сверхвысоких частотах [28] непо-
средственно может быть осуществлена в лазере, работающем в непрерывном
режиме, или наложена на лазер, работающий в импульсном режиме.
Лазерная инжекционная генерация наблюдалась также в смесях
Ga (As—Р), InAs, (Ga—In), As и InSb. Они перекрывают различные участки
диапазона длин волн от 650 нм до 5,2 мкм [21]. Все указанные выше полу-
проводники относятся к соединениям группы AnrBIV или сплавам соединений
группы ArnBIv. Лазерная генерация была также получена в РЬТе и PbSe,
которые относятся к соединениям группы AIVBVI. Они имеют запрещенную
зону с прямыми оптическими переходами и генерируют излучение с длинами
волн 6,5 и 8,5 мкм соответственно [3].
Решетки из полупроводниковых лазеров. Выходная мощность одиночного
лазера ограничена неоднородностями тока и допустимой мощностью рассея-
315
Гл. 9. Оптические локаторы
ния. Поэтому, чтобы получить от лазерного передатчика на GaAs импульсную
мощность более 100 Вт при 300 К или более 2—3 Вт непрерывного излучения
при 77 К, должна быть использована группа лазеров. Так как полупроводни-
ковые лазеры имеют чрезвычайно малые размеры и для накачки и модуляции
требуется только электрический контакт, составление группы, или решетки из
таких лазеров для получения большей выходной мощности представляет отно-
сительно несложную задачу.
Одна из простейших конструкций состоит из нескольких лазеров, питае-
мых от одного и того же источника или генератора импульсов. Все лазеры
дают излучение в одном направлении, и у каждого имеется своя собиратель-
ная линза. С линзами диаметром около 1 см легко достигается ширина луча
в несколько десятых миллирадиана. От 10 до 100 инжекционных лазеров
с аддитивным сложением мощностей в луче могут быть размещены в. круге
диаметром несколько сантиметров. С помощью такого метода можно получить
выходную мощность в импульсном режиме, равную 1 кВт, и среднюю мощ-
ность в 100 Вт или более. Эта конструкция с отдельными линзами для каж-
Рис. 10. Решетка из лазеров на GaAs
с отдельными линзами для каждого
диода.
Диаметр линзы около 0,5 см, 7/1,5 [29].
Рис. 11. Решетка из GaAs диодов
с плотным размещением (6x10) диодов.
Каждый диод имеет размеры 0,1Х
0,2 мм.
дого лазера наиболее выгодна, когда
требуется получить узкий луч и высокую
среднюю мощность. Узкий луч получает-
ся в результате сложения лучей, направ-
ленных в одну сторону, а высокая сред-
няя мощность — за счет промежутков
между лазерами, обеспечивающих воз-
можность теплоотвода. На рис. 10 пока-
зана решетка этого типа с лазерами на
GaAs [29].
Если допустимы более широкие лу-
чи и меньшие средние мощности, лазер-
ные диоды могут быть скомпонованы в
виде непрерывной структуры, показанной
на рис. 11, и решетка в целом мо.жет ис-
пользоваться для облучения одной со-
бирательной линзы. Если решетка поме-
щена в фокусе простой собирательной
линзы, энергия, испускаемая каждым ла-
зером решетки, несмотря на фокусиров-
ку, после прохождения через линзу бу-
дет распространяться в пространстве в
различных направлениях (см. §9.4). Для
непрерывного перекрытия желаемого
пространственного угла можно выбрать
линзы с подходящими фокусными рас-
стояниями и диаметрами. При данной
конфигурации все лазеры генерируют
импульсы одновременно, а число после-
довательно и параллельно соединенных
диодов может быть выбрано, исходя из
условия согласования с импедансом ис-
точника питания.
Если в случае одной коллимирую-
щей линзы, питаемой диодной решеткой,,
диоды генерируют не одновременно, а
последовательно, то лучами, формируе-
мыми отдельными диодами, может осу-
ществляться сканирование в пределах те-
лесного узла, перекрываемого всей ре-
шеткой.
316
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
Во всех описанных выше схемах отсутствует взаимная когерентность
между отдельными диодами, и поэтому локационные передатчики этого типа
могут использоваться только с приемниками, применяющими детектирование
огибающей. Были сконструированы такие решетки с когерентными лазерными
диодами, но критичность к размерным допускам и стабильности серьезно огра-
ничивают возможность их применения в локации [30].
Жидкостные лазеры. Жидкости, так же как твердые вещества или газы,
способны генерировать лазерное излучение. Первый жидкостный лазер был-
создан на основе органического хелата из трехвалентного европия (испускаю-
щего красное излучение), взятого в качестве активного материала, растворен-
ного в органическом растворителе [31]. Из-за интенсивного поглощения в хе-
латах глубина проникновения излучения накачки была ограничена нескольки-
ми микронами и, следовательно, общее число активных ионов, участвующих,
в вынужденном испускании, было мало, что делало лазер неэффективным.
Жидкостные лазеры, использующие Nd3+ в оксихлориде селена и либо че-
тыреххлористое олово, либо пятихлористую сурьму, имеют значительно лучшие
характеристики, чем лазеры на хелатах. При действии накачки эта жидкая
среда дает высокое усиление на единицу длины (~40 дБ/см) и генерация на-
чинается при низком пороговом значении энергии (2 Дж на ячейку длиной*
10 см). Выходная энергия и эффективность преобразования такие же, как у
лазеров на стеклах. Были получены импульсные мощности более 107 Вт [32]
(без коммутации добротности).
Третий тип жидкостного лазера работает на органических молекулах.
В качестве активного вещества используются цианиновые красители, которые
генерируют в диапазоне 1 мкм при достаточно высокочастотной накачке и ее
интенсивности, достаточной для возбуждения молекул и индуцировании испус-
кания при шунтирующем действии переходов, не дающих лазерного излучения.
Хотя для некоторых лазеров на красителях s' качестве источника накачки мо-
жет применяться стандартная газоразрядная лампа, в общем случае для воз-
буждения генерации этих растворов требуется лазер на рубине с управляемой’
добротностью [33, 34]. Лазеры на красителях обладают более высокой коге-
рентностью по сравнению с лазером на рубине, используемым в качестве на-
качки, и позволяют реализовать плавную перестройку частоты генерации.
Жидкостным лазерам свойственны некоторые преимущества перед твер-
дотельными. Они более стойки к повышению плотности мощности в среде.
В их схеме может использоваться циркуляция жидкости с охлаждением ее
в теплообменнике и, таким образом, средняя выходная мощность лазеров не-
определяется количеством тепла, которое может быть рассеяно за счет одной
теплопроводности. Кроме того, стоимость жидкостных лазеров ниже, чем лазе-
ров на твердых материалах.
Рамановские лазеры. В рамановском лазере гигантские импульсы, генери-
руемые импульсным лазером (обычно лазером на рубине) пропускаются череа
некоторую подходящую рамановски-активную среду. Гигантские импульсы,
генерируемые рубиновым лазером, преобразуются в этой среде в излучение на
других частотах, которые смещены по отношению к частоте первичного излу-
чения на так называемые рамановские частоты среды (типичные значения вол-
новых чисел от 400 до 4000 см-’)- Если Для излучения со смещенной частотой
обеспечивается достаточная обратная связь, то может произойти нарастание-
когерентных колебаний. Таким образом, могут быть получены гигантские свето-
вые импульсы на десятках длин волн, отличающихся от длины волны руби-
нового лазера или лазера на неодимовом стекле. В рамановском лазере энер-
гия для световых импульсов со смещенной длиной волны должна быть полу-
чена за счет энергии первичного излучения. В обычном эксперименте наиболь-
шая часть когерентно рассеянного света имеет большую, чем исходное коле-
бание, длину волн (линии Стокса).
В большинстве веществ (твердых, жидких или газообразных), используе-
мых для рамановских лазеров, лишь около 10-3—10-1 числа фотонов, генери-
317
Гл. 9. Оптические локаторы
руемых лазером на рубине, когерентно преобразуются в колебания, смещенные
по частоте за счет эффекта Рамана. Однако, если в качестве рамановской
активной среды использовать нитробензол, около 30% первичных фотонов ру-
бинового лазера преобразуется в первую рамановскую линию [35] с длиной
•волны 765 нм. Таким образом, за счет эффекта Рамана можно получить излу-
чение мощностью в несколько мегаватт, так как мощность первичного излуче-
ния для рубинового лазера с гигантскими импульсами 100 МВт и более.
Генерация гармоник. Если на оптический кристалл, обладающий нелиней-
ными свойствами, будет действовать электрическое поле высокой напряженно-
сти, то можно получить гармоники излучения второго и более высоких поряд-
ков. Гармоники получены как с импульсными лазерами на твердом теле, так
« с непрерывными газовыми лазерами [39]. Более высокая пространственная
когерентность, которой обладают газовые лазеры с непрерывным излучением,
позволяет получить лучшую фокусировку луча, чем с твердотельным лазером,
имеющим меньшую когерентность. Поэтому, хотя от импульсного твердотель-
ного лазера может быть получена большая мощность, чем от газового лазера,
напряженности требуемого электрического поля сравнимы.
Для генерации гармоник с высоким к.п.д. использовались электрооптиче-
ские кристаллы, такие как K.DP (дигидрофосфат калия), ADP (дигидрофосфат
аммония) и ЬЫЬОз (ниобат лития). Например, при фокусировке лазерного луча
-мощностью 1 МВт на кристалле ADP можно получить вторую гармойику с к.п.д.
20% [37].
Лазерные усилители. При замене отражающих поверхностей на концах
оптического резонатора, содержащего активную среду, на подходящее неотра-
жающее покрытие, лазерный генератор превращается просто в усилитель. Ла-
зеры всех типов успешно работают как усилители. Из формулы (23) следует,
что порог генерации наступает при G/?a^l, где G=exp(g,/)—полное усиле-
ние светового сигнала на длине I при прохождении через активную среду с ли-
иейным коэффициентом усиления g; Ra — среднее значение коэффициента отра-
жения на концах резонатора. Для лазера на GaAs без концевых покрытий
/?а~0,3, следовательно, прибор будет давать устойчивое усиление до G®=3.
Для получения более высоких усилений коэффициент отражения должен быть
•уменьшен. Например, чтобы получить усиление 1000 (30 дБ) коэффициент
отражения следует уменьшить до 10-3.
Для активного материала с гауссовой формой линии коэффициент усиле-
ния в центре линии описывается формулой (30); полное усиление в децибелах,
-получаемое сигналами при прохождении через среду длиной I, равно
ОдБ=4,34й/ = 4,3«У^-^^(^--<=^-).	(49)
д	8л2 Avn2 \ V gtV )
Наоборот, при отсутствии накачки в среде имеется поглощение —gmax, оно
•описывается формулой (30) при Am/V=0, т. е. когда число ионов в возбуж-
денном состоянии равно нулю. В соответствии с этим, потери в децибелах
£дБ можно определить из формулы (49), если g0 заменить на —gmax. Когда
•к среде приложена накачка, число поглощайщих частиц (ионов, атомов, элект-
ронов), остающихся в основном состоянии, равно-
Ag = Moexp(—fEp),	(50)
где No — начальное число поглощающих частиц; Ер — полная начальная свето-
вая энергия, получаемая от накачки; f — коэффициент эффективности накачки
для данной среды.
В случае трехуровневой системы (например, рубина) основное и конечное
состояния совпадают (Мйе^Д\) и из (49) и (30) имеем
31В
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
1	(\ । ёт \	« гп \	.г«.
--	= 1 — р + —- ехр( —^Ер).	(51>
^дБ-----------------------------------------------' St '
Этот вид функциональной зависимости был проверен экспериментально [38].
Очевидно, что <7дБ <ДдБ для розового рубина с AZ0/V« 1,6-1019 ион/см3, абсо-
лютное значение —gmax=0,4 см-1 (для AZm=O) при 300 К. Таким образом,
(бдЬ)тах при однократном прохождении через рубин длиной 10 см меньше
17 дБ.
Когда световой импульс соответствующей частоты попадает в среду с ин-
версией населенности, нарастание переднего импульса описывается экспонен-
той P=Ptexp(gZ), где Р и Pt — мощности на входе и выходе соответственно.
Если импульс имеет большую длительность, передняя часть импульса приводит
к частичному истощению инверсии населенности и, следовательно, задняя era
часть усиливается значительно меньше. Большее усиление передней части им-
пульса приводит к обострению импульса [39].
Хотя неотражающие покрытия легко наносятся на большинство лазерных
материалов и имеют достаточную прочность при низких уровнях мощности, он»
легко испаряются при высоких плотностях мощности («1 МВт/см2). Поэтому,
чтобы создать усилитель с большим усилением и большой выходной мощно-
стью, необходима система, состоящая из большого количества лазеров, вклю-
ченных последовательно и разделенных какими-либо вентильными устройства-
ми, чтобы воспрепятствовать возникновению регенеративных колебаний. Эти
вентили создаются на основе эффекта Фарадея и аналогичны развязывающим
устройствам, применяемым в диапазоне СВЧ. Материалами, которые пропус-
кают видимый спектр и в которых наблюдается эффект Фарадея (вращение
плоскости поляризации), являются стекло (РЬО) и кристаллы CaF2: Eu++.
Использование каскадного включения лазеров в режиме усиления и за-
дающего маломощного генератора является средством получения хорошей
когерентности, которой обладает хорошо управляемый генератор малой мощ-
ности, и одновременно высокой выходной мощности за счет усилителей, рабо-
тающих с большим уровнем накачки.
Модуляция. Модуляция лазера может быть осуществлена различными ме-
тодами. Основными из них являются: 1) изменение иакачки или мощности пи-
тания; 2) внешняя модуляция излучения; 3) изменение внутренней запасенной
энергии.
Импульсные газоразрядные источники накачки, применяемые в твердотель-
ных лазерах, позволяют осуществлять «грубую» импульсную модуляцию с ти-
повой длительностью импульсов 1 мс и с интервалами между импульсами
около 1 с. В тех лазерах, где порог генерации достаточно низок и исполь-.
зуются легко управляемые источники накачки, может быть получена модуля-
ция с лучшими характеристиками.
В газовых лазерах с использованием для накачки разряда в газах выход-
ной сигнал может передавать форму волны, модулирующую разряд вплоть до-
частот в несколько килогерц. Время восстановления населенности и процессы
релаксации в газе, генерирующем лазерное излучение, жестко ограничивают
возможности этого метода. Могут быть получены выходные импульсы дли-
тельностью в несколько десятых микросекунды, но начало генерации (после-
начала разряда) задерживается на десятки микросекунд.
Инжекционные лазеры являются единственным типом лазеров, у которых
выходной сигнал может хорошо модулироваться путем модуляции источника-
накачки при высоких модулирующих частотах. В этом случае для лазеров,
охлажденных до криогенных температур, может быть легко получено, время
нарастания импульса меньше наносекунды, а для лазера, работающего при
комнатной температуре, в несколько наносекунд. Таким способом, может быть
осуществлена модуляция СВЧ поднесущей импульсного или непрерывного ла-
зера.
319»
Гл. 9. Оптические локаторы
В наиболее удобных внешних электрических модуляторах используется
^электрооптический эффект. Все электрооптические модуляторы светового излу-
чения осуществляют свои функции за счет изменения фазового сдвига свето-
вой волны в зависимости от приложенного поля. Различные типы модуляторов
делятся на два класса: те, которые используют квадратичный электрооптиче-
ский эффект или эффект Керра, и те, которые используют линейный электро-
оптический эффект или эффект Поккельса.
При квадратичном эффекте происходит создание анизотропии в среде
с помощью внешнего электрического поля; материалом модулятора является
обычно жидкость. Электрическое поле прикладывается в поперечном направ-
-лении относительно направления распространения оптической волны. В линей-
ных электрооптических модуляторах материалом служит кристалл, причем
структура кристалла не должна иметь центра симметрии. В отсутствие поля
•кристалл может обладать двойным лучепреломлением. Обычно электрическое
поле прикладывается вдоль оптической оси кристалла. Оптическая ось кри-.
сталла (и электрическое поле) могут быть ориентированы вдоль или поперек
«направления распространения волны. В любом случае приложенное поле из-
меняет двойное лучепреломление, которое определяет различие показателей
преломления для ортогонально поляризованных световых волн, проходящих
через модулятор.
Изменение оптической длины или показателя преломления материала мо-
дулятора приводит к изменению фазового сдвига световой волны. При низких
модулирующих частотах, когда эффекты, связанные с временем прохождения
через среду, не имеют значения, фазовый сдвиг Г определяется выражением
Г = ^£,	(52)
<де р — постоянная величина; Е — напряженность поля; L — длина модулято-
ра, am — постоянная, которая может принимать значения 1 или 2 в зависи-
мости от того, линейный или квадратичный электрооптический эффект исполь-
зуется. При более высоких модулирующих частотах поле Е нельзя считать
•постоянным по длине L из-за эффектов, связанных с временем распростране-
ния. При СВЧ модулирующих частотах для того, чтобы реализовать эффек-
тивную длину модулятора, необходимо согласовать в модуляторе фазовые
скорости СВЧ и оптического сигналов.
В линейном электрооптическом модуляторе, когда волна распространяется
вдоль оптической оси в направлении г и электрическое поле Ег ориентировано
<-в том же направлении, двойное лучепреломление Вг определяется разностью
главных показателей преломления пх и пу, где индексы соответствуют осям,
перпендикулярным оси г; и описывается формулой
Вг^Пх—rmi^z>	(53)
где пт — показатель преломления для обычного луча при E—Q\ rmt — состав-
ляющая тензора показателя преломления, играющая роль электрооптического
коэффициента при принятой конфигурации. Для кристалла длиной L запазды-
вание фазы Г между ортогональными составляющими, т. е. составляющими
электрического поля вдоль осей х и у, равно
2пп3 rmt Ez L
Гс=—;---------' (54)
Л
где X — длина оптической волны [40]. Напряжение, требуемое для получения
сдвига между двумя волнами, равного Х/2,
•820
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
На рис. 12 приведена схема, показывающая, как осуществляется ампли-
тудная модуляция в результате управления запаздыванием фазы в электро-
оптическом кристалле. Линейно-поляризованный свет поступает на вход моду-
лятора, причем направление поляризации составляет углы в 45° с осями х и у,
соответствующими направлениям для главных показателей преломления кри-
сталла. В кристалле свет расщепляется на две взаимно перпендикулярные
Поляризатор	Анализатор
Рис. 12. Модуляция с помощью электрооптического кристалла [41].
составляющие, направленные по осям х и у, которые распространяются с раз-
личными скоростями, причем это различие скоростей является функцией поля
Е, в соответствии с (54). В результате свет, выходящий из кристалла, оказы-
вается эллиптически-поляризованным с переменными эксцентриситетами.
Анализатор, выполняющий функцию селекции световой волны с определен-
ным направлением поляризации, стоящий после модулятора, пропускает свет
переменной интенсивности — в соответствии с формой модулирующей волны.
Модуляция интенсивности светового луча описывается выражением.
где /0 — амплитуда интенсивности света; <о — угловая частота световой волны;
t— время.
Величина коэффициента пропускания электрооптических модуляторов опре-
деляется эффективностью поляризаторов, приемным углом апертуры и потерями
В электрооптическом материале. Типичное значение коэффициента пропуска-
ния 25% Кроме того, в среднем только половина интенсивности света прохо-
дит через анализатор.
Модулирующая мощность, рассеиваемая в электрооптическом кристалле,
равна
Pd = 2nvm Ws/Q = 2nvm Ws tg 6,	(57)
где — энергия, запасенная в цепи модулятора; Q — добротность цепи;
— частота модуляции; tg6 — тангенс угла потерь модулятора.
Если модулятор представить в виде последовательно соединенных сопро-
тивления /?с и емкости Со, то рассеиваемая мощность будет равна
Pd = nVm V2 Со tg 6=nv2l V2 С2 Рс.	(58)
В общем случае высокочастотная граница электрооптических модулято-
ров определяется мощностью рассеяния в кристалле. Нагревание приводит к
появлению в кристалле напряжений, вызывающих неравномерность двойного
лучепреломления и потерю постоянства фазы по фронту луча.
321
Гл. 9. Оптические локаторы
В табл. 3 приведены характеристики некоторых электрооптических ма-
териалов, используемых для модуляции. Наилучшим из известных материалов
является кристалл KDP, сокращенное обозначение КН2РО4 (дигидрофосфата
калия). Дейтеризованный KDP, обозначенный в табл. 3 как KD*P, имеет не-
сколько лучшие электрооптические свойства.
Таблица 3
Основные характеристики электрооптических материалов,
используемых в качестве модуляторов11 [40]
Характеристика	KDP	ADP	KD* Р	CS2
Электрооптический коэффи- циент на СВЧ, см/В	10-9	0,4-10-9	2-10-9	0,36-ю-11
Показатель преломления	1,51	1,53	1,51	
Диэлектрическая проницае- мость	22	14	52	
Добротность диэлектрика (tg 6)-1 на 9 ГГц	125	165	8,5	10 000 (на
Напряжение для получения полуволновой задержки, кВ	7,5—11	9,6—14,5	3,4—4,5	3 ГГц)
О Кристаллы кубической формы не выпускаются: их очень трудно изготавливать и
обрабатывать. Однако они имеют весьма хорошие характеристики
В настоящее время промышленностью выпускаются линейные электро-
оптические модуляторы, которые работают с модулирующими частотами в
несколько мегагерц, а также импульсные устройства для управления доброт-
ностью в лазерах. Модуляторы для СВЧ частот необходимо специально про-
ектировать в каждом отдельном случае. Например, Каминов [42], используя
кристалл KDP в виде стержня диаметром 4 мм и длиной 35,5 мм, установ-
ленный в полости СВЧ резонатора, работающего на частоте 10 ГГц, получил
фазовую задержку Г=2,4. Необходимая для модуляции СВЧ мощность 750 Вт,
а полоса была ограничена добротностью резонатора и равнялась 60 МГц. В ря-
де конструкций модуляторов бегущей волны на электрооптических кристаллах
были достигнуты полосы в несколько гигагерц.
Хотя в настоящем разделе особое внимание было уделено рассмотрению
линейных электрооптических модуляторов, в которых направления распро-
странения света и напряженность приложенного поля совпадали, в качестве
электрооптических материалов могут использоваться также кристаллы KDP
и ADP, у которых электрическое поле прикладывается вдоль оптической оси,
но поперек направления распространения света. Такая конфигурация позво-
ляет применить более удобную конструкцию электродов и увеличить длину
кристалла без соответствующего увеличения приложенного напряжения. Одна-
ко здесь от приложенного поля зависит только один показатель преломления
(по оси х или у), в то времй как другой (по оси г) остается постоянным.
В электрооптических материалах с малыми потерями (как, например, LiNbOa)
конфигурация с поперечно приложенным управляющим полем обладает тем
преимуществом, что увеличение длины кристалла может быть использовано
для уменьшения приложенного напряжения.
Кристаллы с кубической симметрией, обладающие квадратичным элект-
рооптическим эффектом, имеют преимущество как модуляторы или при их
использовании для отклонения луча, если требуется фазовый сдвиг больше
322
9.2. Лазерные передатчики и модуляторы
чем 1/2. В этих материалах сдвиги на последующие 1/2 получаются при мень-
ших разностях потенциалов.
Стандартные модуляторы с ячейкой Керра на основе нитробензола име-
ются в продаже и особенно полезны для осуществления управления добротно-
сти (генерация гигантских импульсов). Типичное значение управляющего на-
пряжения для получения полуволнового фазового сдвига равно 30 кВ, и
апертуры имеют диаметры от 1 до 3 см. Возможны скорости переключения
в несколько десятков наносекунд.
Эффективность электрооптических модуляторов можно увеличить, если
их использовать как составную часть интерференционных фильтров или
фильтров Фабри — Перо. В этом случае малый фазовый сдвиг в электрооп-
тическом материале расстраивает фильтр и создает очень эффективную мо-
дуляцию. Хотя этот метод применяется для осуществления СВЧ модуляции
с малой мощностью потребления (всего в несколько ватт), он требует хоро-
шо коллимированных пучков и очень чувствителен к расстройке из-за измене-
ний температуры.
Для получения больших глубин модуляции при малой модулирующей
мощности в интерферометре Фабри — Перо были применены пьезоэлектри-
ческие материалы. Этот способ, однако, ограничивается диапазоном модули-
рующих частот порядка мегагерц, поскольку резонансная частота обратно
пропорциональна толщине кварцевой пластины, и на высоких частотах тол-
щина становится меньше, чем та, при которой может быть осуществлена
полировка. Например, при 100 МГц длина ультразвуковой волны в кварце
равна 30 мкм.
Модуляция света была также получена при смещении края области по-
глощения в полупроводниковом материале под действием электрического по-
ля, что сопровождается сильным изменением прохождения света на краю
области. Этот способ может применяться только на низких уровнях мощно-
сти, так как поглощение значительной мощности сопровождается нагревани-
ем, что приводит к дальнейшему увеличению поглощения.
Некоторые методы модуляции могут быть использованы и для получения
частотной модуляции. Любой модулятор, создающий фазовый сдвиг и имею-
щий малые потери, можно установить в полости резонатора между отража-
ющими зеркалами для изменения оптической длины полости и, следовательно,
ее резонансной частоты. Для электрооптического кристалла частотный сдвиг
определяется выражением
tncL^ nf
Av0 =----------rE7,
3{L^nrLz) z'
(59)
где tn — номер типа колебания лазера; Li — расстояние между отражателя-
ми; Аг — длина электрооптического кристалла; пг — показатель преломления
кристалла; г — электрооптическая чувствительность, см/В; Ег— приложенное
напряжение. Для 11=50 см, £г=5 см, nr=l,5, г—10-9 см/В, по формуле (59)
получаем Avo^lO5 Гц/(В-см).
Управление добротностью. Импульсную выходную мощность лазеров
многих типов можно радикально увеличить, а длительность импульса соот-
ветственно уменьшить с помощью метода, известного как метод управления
добротностью [43]. Длительности импульсов, получаемых этим методом,
лежат в диапазоне 5—50 нс.
Для реализации метода управления (переключения) добротностью в ак-
тивной среде должна быть получена очень высокая инверсия населенности
до начала генерации. В данном методе в течение части периода накачки по-
тери в резонаторе делаются достаточно большими, чтобы помешать возник-
новению генерации. При этом достигается сильная инверсия, затем потери
быстро делаются очень малыми, так что усиление среды резко увеличивает-
323
Гл. 9. Оптические локаторы
ся. Большая часть энергии, запасенная в активной среде, лавинообразно пе-
реходит в течение нескольких наносекунд в излучение. Энергия излучаемого-
импульса ограничена величиной энергии,' которая может быть запасена в
полностью возбужденной среде. Например, в кристалле рубина максимальная
запасенная энергия равна
n/zv/2«2,33 Дж/смЗ,
где п — число ионов в 1 см3. Таким образом, кристалл объемом 5 см3, реа-
лизовав свою энергию за 10 нс, создает импульсную мощность более
1000 МВт.
В лазере без управления добротностью каждый активный ион в течение
импульса длительностью несколько сотен микросекунд несколько раз пере-
ходит в различные энергетические соостояния, при этом излучается значитель-
но большая полная энергия, чем в режиме с управлением добротностью, ког-
да длительность импульса слишком коротка, для того чтобы ионы из невоз-
бужденного состояния могли быть переведены накачкой в возбужденное.
Один из методов осуществления управления добротностью состоит в за-
мене одного из фиксированных концевых отражателей оптической полости
на вращающееся зеркало или призму с полным внутренним отражением.
Добротность резонатора мала в течение той части периода накачки, когда
вращающийся отражатель не направлен на второй концевой отражатель с
фиксированным положением. В течение этого времени происходит восстанов-
ление инверсии населенности. Когда вращающийся отражатель оказывается
направленным на фиксированный, получается высокая добротность и лазер
излучает гигантский импульс энергии.
Другой способ осуществления .метода управления добротностью состоит
в использовании затвора между одним из концевых отражателей резонатора
и активной средой. Затвор находится в закрытом состоянии в течение перио-
да действия накачки до того момента, когда нужно получить импульс. При
открывании затвора лазер излучает гигантскую вспышку. Затвор может пред-
-Выходной луч
двухслойное диэлектри- ‘ *
ческое покрытие ч i
"	(Н=507о)	\ I
впирали \
лампы - вспышки.	\
\О I/;/’
о
о
о
ламла-
Вспышка
а)
BQ рудиноВый
кристалл
длиной 128 мм,
диаметром в, 51 мм
Неотражающие-
покрытия
о
о
о
о Ячейка'
поглотителя^'
Т~507а при
низком уровне*
мощности
S)
Вращающаяся призма (WO Гц) /
Многослойный диэлектрическийотражатель Яа99°Н

Я

Рис. 13. Схематическое изображение структуры лазера с управляемой добротностью [3]:
а — затвор с внешним управлением; б — просветляющийся поглотитель. Я — коэффициент
отражения; Т — коэффициент пропускания.
324
93. Оптические приемники
ставлять собой оптический модулятор, такой как ячейка Керра или ячейка с по-
глотителем, обладающим способностью обесцвечиваться.
Последний случай относится к пассивному способу управления доброт-
ностью, поскольку не требуется никакого внешнего управления затвором.
Применительно к лазеру на рубине метод состоит в использовании металло-
органических соединений, называемых фталоцианинами. Раствор сильно по-
глощает свет с длиной волны рубинового лазера и препятствует возникнове-
нию генерации до тех пор, пока усиление в рубине не превысит потери, вы-
зываемые поглощением, и лазер не начнет слабо излучать когерентный свет.
Этот слабый свет лазера обесцвечивает раствор фталоцианина и делает его
прозрачным для излучения рубинового лазера. Обесцвечивание осуществля-
ется благодаря насыщению поглощения на длине волны рубина (при ра-
венстве населенностей верхнего и нижнего состояний фталоцианина). Раст-
вор мгновенно становится прозрачным, становится возможным большое «чи-
стое» усиление в рубине и возникают Колебания большой амплитуды, кото-
рые излучаются в виде гигантского импульса, содержащего всю энергию,
запасенную в рубине. После импульса раствор быстро возвращается в преж-
нее состояние, способное к поглощению и готов для формирования следую-
щего гигантского импульса. На рис. 13 показана типичная схема лазера с
управлением добротностью.
9.3. Оптические приемники
Выбор схемы построения оптических приемников определяется характе-
ром необходимой информации, внешним и внутренним шумами и диапазо-
ном длин волн. Хотя существует много общего между оптическими и СВЧ
приемниками, например, использование квадратичного и гетеродинного де-
тектирования, имеются также и значительные различия. В СВЧ области чув-
ствительность в большинстве случаев ограничивается тепловым шумом В
оптической области во многих случаях над тепловым шумом доминируют
квантовые или дискретные эффекты, которые приводят даже к отличию в
статистических свойствах шума.
Входные части оптических приемников можно строить двумя основными
Способами: 1) с использованием некогерентного или прямого фотодетектиро-
вания (детектирования огибающей), 2) с использованием когерентного (ге-
теродинного) детектирования или фотосмешения. За исключением входной
части, оптические приемники в основном идентичны радиочастотным, деталь-
ная структура приемника зависит от его применения.
Оптические детекторы подразделяются на приборы, использующие фо-
тонные эффекты, и на приборы, использующие тепловые эффекты.
Приборы, построенные на тепловых эффектах, обладают слишком ма-
лым быстродействием для того, чтобы их можно было применять для детек-
тирования локационных сигналов, и они здесь рассматриваться не будут.
Подкласс приборов, основанных на фотонных эффектах и наиболее часто
применяемых в лазерных локаторах, состоит из: 1) фотоэмиссионных, 2) фото-
гальванических или фотодиодов, 3) основанных на фотопроводимости (фоторе-
зисторов) Другие приборы, такие как фотоэлектромагнитные, фотопарамагнит-
ные и квантовые усилители, или обладают недостаточной полосой пропускания,
или требуют чрезмерного усложнения системы для получения незначительного
улучшения характеристик оптического локатора.
Непосредственное детектирование. Если все источники шума, дающие
вклад в шумовую мощность оптического приемника с непосредственным
фотодетектированием, считать независимыми и их мощности аддитивными, то
р»=Й+1}+72+5) Rt,	(«»
325
Г л. 9. Оптические локаторы
где Rt — сопротивление выходной нагрузки, а средние квадраты токов:
/2—дробового шума, генерируемого сигналом; if-—теплового шума в вы-
ходной нагрузке; iD — Дробового шума за счет темнового тока; /^ — дробо-
вого шума за счет фонового тока.
Предполагается, что детектор имеет нижнюю граничную частоту полосы
пропускания в несколько сотен герц.. Мощность сигнала в нагрузочном со-
противлении, требуемая для получения отношения сигнал/шум р, равна
<?о RT=р( <5+4+ ‘о+ >1) rt,	(61 >
где i8o—выходной ток. Если соответствующие выражения для теплового и
дробового шумов подставить в уравнение (61) вместо соответствующих им
токов и все токи пересчитать ко входу детектора, а не к выходной нагруз-
ке, то
Gt'2=p 2eisBG-}
4/гТр В (Fn —
R-j-
^2eiD BG-{-2eiBBG ,	(62)
где G — коэффициент передачи детектора по мощности; е — заряд электро-
на; В — полоса пропускания системы по низкой частоте; k — постоянная
Больцмана, То — стандартная температура, Fn— коэффициент шума усили-
теля низкой частоты; te— нормированная эквивалентная шумовая температу-
ра выходного резистивного сопротивления детектора; Id — средний темновой
ток, 1в — средний ток, генерируемый фоновым излучением; ia — ток, вызыва-
емый продетектированным сигналом.
Ток, вызванный сигналом связан с принятой мощностью соотношением
где — квантовый выход; h — постоянная Планка; v — оптическая частота.
Если уравнение (62) решено относительно ia и затем ia заменено соответст-
вующей мощностью Рт, получаем следующий результат:
Avp В (
= ~~ 1 +
П (
4feT0(Fn-l + M
+ RT ё1 pBG +
2 (4 р+гв)
ерВ
1/2
(64)
•
Формула (64) учитывает большинство факторов, влияющих на характе-
ристики непосредственного фот о детектирования. Если детектор, такой как
фотоумножитель или лавинный фотодиод, имеет высокое электронное усиле-
ние до усилителя низких частот, если используется умеренная полоса пропу-
скания (<106 Гц) и не требуется высокое отношение сигнал/шум, то (64)
сводится к следующей формуле:
Pr=~— [2pe(tD+/B)Bp/2.
(65)
Если то из (65) получаем
2phvb(d&'kAe В
г)
(66)
323
9.3. Оптические приемники
где фоновый ток заменен в соответствии с выражением
пе
(ЬсоДМе);	(67)
nv
b — фоновое излучение (яркость), Вт/(м2-ср-мкм); со — поле зрения оптиче-
ского приемника, ср; АХ— оптическая полоса пропускания, мкм; Ае— пло-
щадь апертуры оптического приемника, м2.
Если детектор имеет усиление, равное единице (например, фотодиод),
умеренную полосу и умеренное отношение сигнал/шум, то формула (64) сво-
дится к
Рг
hv
qe
4kT0B(Fn-\+te)p
RT
' 1/2
+•26 Vd+zb)
(68)
Вес входящих в выражение (68) членов зависит от полосы, рабочей частоты,
темнового тока, фонового тока, температуры, а также внутреннего сопротив-
ления детектора и сопротивления его нагрузки.
В литературе шумовые характеристики оптического детектора определя-
ются различными Способами. В одном из них, наиболее часто используемом,
измеряется чувствительность в эквивалентной мощности шума Рп детекто-
ра, которая определяется как мощность (в ваттах), необходимая для созда-
ния на выходе тока I», равного шумовому току детектора tn. Таким образом,
PnS<i — in, где — чувствительность детектора, определенная как отноше-
ние сигнального тока к падающей на детектор мощности, т. е. Sd = is/Pr. При
подстановке I» из соотношения (63) получаем Sd—i\e/hv. Учитывая это и под-
ставляя в (68) значения р=1 и г’в=0, имеем
1 Г 4tT0B(F„-l+Z.)	1|/2
рг=рп=*—— ----------------------- +2e(iD)B •	(69)
*'7'
Обнаруживаемое™ D для оптического детектора определяется как
D=\/Pn [Вт-1]-	(70)
D и Рп зависят от полосы приемника и апертуры детектора. Было бы удоб-
нее, если бы величина, определяющая шумовые характеристики, не зависела
от полосы и апертуры детектора. Джонс [44] предложил использовать ве-
личину D*, которая определяется выражением
D*- D~I/A^~B =
Sd В
= —=========== [см.Гц1/2.Вт-Ч,	(71)
V[4kT0B(Fn-\+te)/RT] + 2eiD В
где Ad — апертура детектора.
Из выражения, стоящего в знаменателе (П) видно, что шум темнового
тока и тепловой шум содержат множитель ~\/В. Когда к тому же требуется
относительно узкая полоса (от 5 до 15 кГц) и R может быть велико, тепловой
шум достаточно мал по сравнению с дробовым шумом темнового тока и им
можно пренебречь. При этом условии, а также поскольку in~AD, величина
D* действительно не зависит от полосы и апертуры детектора.
Для случая большой полосы, когда RL мало, основной вклад дает член,
описывающий тепловой шум в знаменателе (71). Даже в этом случае ве-
327
Гл. 9. Оптические локаторы
личина D* все еще почти постоянна, так как полное сопротивление /?т, на
которое нагружен фотодиодный детектор, состоит из внутреннего последова-
тельно включенного сопротивления Rs, которое больше, чем внешнее сопро-
тивление Rl, причем Rs~1!Ad.
При средних полосах дробовой и тепловой шумы дают вклад в знамена-
тель формулы (71) и D* больше не определяется лишь свойствами матери-
ала детектора. На рис. 14 показаны зависимости D* от Rt для типичного фо*
Для фотоумножителей или лавинных фотодиодов член, определяемый
тепловым шумом, в знаменателе (71) должен быгь разделен на коэффициент
усиления по мощности. Получаемой при этом величиной можно пренебречь
по сравнению с членом, определяемым дробовым шумом, даже для случая
наибольшей полосы пропускания. При увеличении полосы пропускания опти-
ческого приемника В формула (64) показывает, что
р 2AvPfi Phv _ Pnhv
*Г—	=	,	(/ Z)
Т)	X
которая соответствует шуму на квантовом пороге, где т==-1/2В — мера ин-
тервала наблюдения, ар — отношение сигнал/шум становится равным числу
фотоэлектронов рп. На практике к этому пределу часто приближаются детек-
торы с большим усилением (электронным умножением), работающие в усло-
328
9.3. Оптические приемники
виях слабого фонового излучения При минимальном уровне обнаруживаемых
сигналов в течение интервала измерения будет принято только небольшое
число фотонов и получено еще меньшее число фотоэлектронов, что обуслов-
лено величиной квантового выхода.
Процессы, в которых события имеют случайное время появления, описы-
ваются распреедлением Пуассона, а процессы, в которых в единицу време-
ни происходит несколько событий, описываются биноминальным распределе-
нием. Случайное появление фотоэлектронов лучше всего описывается распре-
делением Пуассона. Когда число фотоэлектронов за интервал времени стано-
вится большим, распределение Пуассона приближается к биноминальному и
могут использоваться оба распределения.
Вероятность того, что по крайней мере у фотоэлектронов будет обнару-
жено, выраженная через распределение Пуассона, равна
OD	v
Ро=^(Р„Лехр(-р„) ,	рз)
у=1	7
где рп — среднее ожидаемое значение числа фотоэлектронов. Вероятность
того, что ни одного фотоэлектрона не будет обнаружено, равна
=	(у=0) = ехр (—pn).	(74)
Таким образом, вероятность обнаружения на квантовом пороге, когда
можно пренебречь всеми шумами, за исключением флуктуаций времени при-
хода фотонов, равна
Pd = 1 - *np = 1 -	(—pn).	(75)
Формула (72), выраженная через вероятность обнаружения, имеет вид
hv
pr=—l„(l-pD)-1.
В случае, когда флуктуации времени прихода сигнальных фотоэлектронов
не являются доминирующими, должен быть введен порог обнаружения и мо-
гут иметь место ошибки двух типов: ложное обнаружение и пропуск сигнала.
Вероятность ложного обнаружения (ложной тревоги) определяется выраже-
(76)
Вероятность ложного обнаружения (ложной тревоги)
нием
₽fd=2
y=Af
п* ехр (—пе)
(77)
Y
где пе — среднее число несигнальных фотоэлектронов
и Mt — пороговое число фотоэлектронов. Вероятность
n V (Р» +	ех р [ — (р + пе) ]
за интервал измерения
обнаружения равна
(78)
V = Af
У
где в распределении Пуассона фигурирует сумма сигнальных фотоэлектронов
и среднего значения шумовых фотоэлектронов [40]. Вероятность пропуска сиг-
нала определяется соотношением Pnd = 1—Pd, так как полная вероятность
правильного и ложного обнаружения должна равняться 1. Имеются табли-
цы, в которых приведены значения указанных выше сумм для широкого диа-
пазона значений их составляющих [40].
329
Гл. 9. Оптические локаторы
За исключением описанного выше случая, когда работа происходит в
условиях ограниченного числа фотонов, детектор принимает большое коли-
чество фотонов и соответственно генерирует большое количество фотоэлект-
ронов. В соответствии с центральной предельной теоремой функция плотно-
сти вероятности шума для большого количества фотоэлектронов может быть
описана гауссовой функцией распределения (несмотря на то, что испускание
фотоэлектронов описывается функцией распределения Пуассона). В этом слу-
чае проблема действия шумов в оптическом приемнике сводится к соответст-
вующей проблеме обнаружения в радиолокационном приемнике. Вероятно-
сти обнаружения и ложной тревоги могут быть получены из соотношений и
графиков (т. 1, гл. 2).
Накопление импульсов улучшает выходное отношение сигнал/шум точно
так же, как в ‘соответствующих радиолокационных приемниках. В оптических
приемниках с непосредственным детектированием возможно осуществление
только последетекторного или некогерентного накопления. Поэтому резуль-
тирующее отношение сигнал/шум по мощности на выходе при накоплении п
импульсов всегда меньше, чем умноженное на п значение этого отношения
для одного импульса. Эффективность последетекторного накопления описы-
вается выражением
(*)= — >	(79)
nf*n
где п—число накопленных импульсов; pi —значение отношения сигнал/шум
для одного импульса, необходимое для получения заданной вероятности об-
наружения (для п=1) и рп — значение отношения сигнал/шум для одного
импульса, необходимое для получения той же вероятности обнаружения при
п накопленных импульсах. Коэффициент увеличения отношения сигнал/шум(
за счет накопления равен /<(п) = nEi(n). Несколько примеров приведено на
рис. 15. Две прямые линии показывают увеличение, ожидаемое в случае, если
бы коэффициент увеличения отношения сигнал/шум был бы равен п и п’/2
соответственно. Когда число накопленных импульсов мало, коэффициент уве-
личения отношения сигнал/шум мало отличается от того, какой был бы полу-
чен при идеальном преддетекторном накоплении. Когда число накопленных
импульсов велико, наклон кривой для последетекторного накопления прибли-
жается к наклону кривой н’/2.
Из формулы (9) следует, что требуемая импульсная мощность передат-
чика для оптического локатора Pt пропорциональна минимальной требуемой
входной мощности приемника Рт, которая, в свою очередь, в соответствии с
формулой (68) пропорциональна квадратному корню из желаемого отноше-
ния сигнал/шум, обеспечивающего требуемую вероятность обнаружения. Для
случая, когда нет квантового ограничения и допустим один импульс Р{«
УрГ, а для п накопленных импульсов Р^Р,Ур1/п£/(«)•
Таким образом, Р««1/У« , или требуемая импульсная мощность пере-
датчика для получения желаемой вероятности обнаружения может быть
уменьшена вУ« раз. Средняя мощность передатчика Рау связана с им-
пульсной мощностью соотношением
где т — длительность импульса, Тр — допустимый интервал измерения (время
накопления). Для одной и той же вероятности обнаружения P^nPtx!Tp,
330
9.3. Оптические приемники
Li(n) птм я/ш/[(п)^п^(л)
Число имлдльооЗ п
Я
Рис. 15. Улучшение обнаруживаемое™ при накоплении и квадратичном детекторе (а) и
потери как функция количества накапливаемых импульсов, n, Pd и п/ [46]:
Pd — вероятность обнаружения; п/ — число ложных тревог, •
331
Гл 9. Оптические локаторы
если используется_обнаружение по одному импульсу, и Ра v = (Pt/V ^)Х
Х(пт/7'Р)=Р< ]/п т/Тр, если накапливается п импульсов.
Таким образом, очевидно, что увеличивать отношение сигнал/шум на
выходе приемника путем генерирования и накопления большего числа им-
пульсов в интервале измерения менее эффективно, чем путем увеличения им-
пульсной мощности При накоплении большего числа импульсов Pi~n-1-'4 »
эффективность некогерентного накопления оказывается очень низкой.
В случае ограниченного числа фотонов последетекторное накопление не-
большого числа импульсов улучшает выходное отношение сигнал/шум так же
эффективно, как увеличение импульсной мощности передатчика.
Когерентное детектирование. Оптическое гетеродинирование (фотосмеше-
ние) позволяет осуществить когерентное оптическое детектирование. Посколь-
ку лазеры излучают узкие спектры оптических частот, то используя два
лазерных сигнала, можно получить преобразование частоты и построить оп-
тический гетеродинный или гомодинный приемник, который в известном смыс-
ле подобен СВЧ или ВЧ радиоприемникам. На рис. 16 показана схема типо-
Апертура приемника
Рис. 16. Оптический приемник с гетеродинированием.
вого оптического смесителя. Еще до создания лазеров были выполнены экс-
перименты, доказывающие возможность оптического гетеродинирования [47] *
однако без источника мощности с узким спектром, которым является лазерг
практическое его воплощение было невозможно.
Оптическое смешение слабого принятого сигнала с сильным опорным сиг-
налом или сигналом местного генератора позволяет устранить влияние внут-
реннего шума детектора или смесителя на выходное отношение сигнал/шум..
Кроме того, поскольку полоса пропускания усилителей промежуточной ча-
стоты значительно уже полос оптических фильтров (например, ширина поло-
сы фильтра в 0,1 нм на длине волны в 1 мкм равна 3-104 МГц), оптическое
гетеродинирование является также весьма эффективным средством, позволя-
ющим уменьшить влияние фонового шума.
Можно легко показать [40], что для некогерентного квадратичного детек-
тора, когда входной шум nt (фоновый) больше, чем мощность входного сиг-
нала Sj, отношение сигнал/шум на выходе равно
pssfssMi)2.	(81а>
Эта формула свидетельствует об ухудшении отношения сигнал/шум на выхо-
де.. С другой стороны, если	где пт — шум внутреннего темново-
го тока или внутренний шум детектора, то
332
9.3. Оптические приемники
st
4nt
(81б>
В этом случае (большое отношение сигнал/шум) некогерентное детекти-
рование приводит к ухудшению отношения сигнал/шум на выходе в 4 раза.
Для но при П{<Пт перекрестного смешения сигнала с доминирующим
шумом не происходит и
P = (Si/₽n)2.	(82>
При когерентном детектировании, как это можно показать, отношение
сигнал/шум на выходе
Pio st	st
Pio nt	nt
(83>
В этом случае, сигнал местного генератора Рю одинаково увеличивает уровни-
входных сигнала и шума и, если Р,о>отношения сигнал/шум на вхо-
де и выходе остаются неизменными, так как входной сигнал увеличивается-
до достаточно высокого уровня, чтобы исключить влияние внутренних шумов=
детектора. При этом предполагается, что модуляция сигнала местного гене-
ратора пренебрежимо мала, или используется балансный смеситель. Если»
мощность местного генератора значительно превышает мощности входных
сигнала и шума, то основным шумом оказывается дробовой шум, обусловлен-
ный самим местным генератором. Средний квадрат дробового тока при этом
равен
- 2еапРгоВ
«=——	W
и получающийся в результате смешения ток выходного сигнала
Vs. Рю не
is =---1----.	(85>
hv
Таким образом, из (84) и (85) получим
/2
П
р = _— ==..... -	•
i2 . 2hvB
(86>
Формула (86) показывает, что оптическое гетеродинирование приближается
к пределу идеального квантового детектора, описываемого формулой (72).
Так как при большом сигнале местного генератора внутренними шумами де-
тектора можно пренебречь, величины Рп, D и D* не могут характеризовать
когерентное детектирование. Вместо них единственной мерой -качества детек-
тора становится квантовый выход Т|. Если мощность местного генератора
больше мощности, попадающей на вход смесителя о г фонового излучения, оп-
тическое гетеродинирование осуществляет избирательность по отношению к
фоновому шуму nt, приходящему на частотах вне диапазона v8±Z?if/2, где-
Sip — полоса усилителя промежуточной частоты; v8 — частота сигнала лазе-
ра. Обычно мощность местного генератора, почти в 100 раз превышающая
фоновый шум, позволяет осуществлять эту фильтрацию на промежуточной
частоте.
Требования, накладываемые на пространственные свойства излучения,,
при оптическом гетеродинировании оказываются более жесткими, чем для СВЧ
преобразования. Дело в том, что длина волн света мала по сравнению с пло-
щадью фотосмесителя, поэтому волновой фронт сигнала и волновой фронт
333
Гл. 9. Оптические локаторы
местного генератора должны быть параллельными на поверхности фотосме-
сителя. Это условие, накладывающее серьезные ограничения на поле зрения
приемника с фотосмесителем, будет рассматриваться в § 4.
С оптическим гетеродинированием связаны помимо ограничения поля
зрения несколько других практических проблем. Одна из них — это высокая
стабильность и монохроматичность лазерного передатчика и местного гене-
ратора. Некоторые газовые лазеры, такие как гелий-неоновый или на угле-
кислом газе, имеют кратковременную частотную нестабильность в несколько
килогерц. Оба генератора дают мощность, достаточную для использования
их в качестве местного генератора. Одиако только лазер СОг имеет мощность,
достаточную и для передатчика.
Охлажденный полупроводниковый лазер на GaAs имеет кратковременную
нестабильность [26] в несколько мегагерц, но при работе в таком режиме
не дает достаточно большой для передатчика мощности.
Хорошо управляемый лазер на рубине обычно также имеет кратковремен-
ную нестабильность в несколько мегагерц. В этом случае стабильный генера-
тор может быть использован как задающий, питающий усилитель мощности,
и эта система может быть использована и как передатчик и как местный гене-
ратор.
Второй практической проблемой при оптическом гетеродинировании
является средство управления частотой лазерного местного генератора. Доп-
леровский сдвиг частоты для лазерных сигналов может перекрывать весьма
большой диапазон частот особенно когда осуществляется слежение за косми-
ческими объектами. Например, цель, которая двигается с радиальной скоро-
стью 5 км/с по отношению к лазерному локатору, работающему на длине
волны в 1 мкм, создает доплеровский сдвиг частоты, равный 104 ГГц. Слеже-
ние за такой пролетающей целью требует быстрой подстройки частоты
лазерного местного генератора или наличия большого числа усилителей про-
межуточной частоты, если необходимо получение информации о доплеровской
частоте. Существует несколько методов изменения частоты лазера, но осуще-
ствление каждого из них встречает специфические трудности (о модуляции
лазера см. в § 9.2).
Фоновый шум. Одно из ограничений обнаруживаемости сигнала в оптиче-
ских приемниках накладывается поступающей в приемник энергией фонового
излучения. Фоновые фотоны создают в детекторе дробовой шум, который
характеризуется уровнем шумовой мощности, определяемой формулой (66)
при р = 1, а именно
/2hvbwA‘kAe В
------П------	<87)
В этой формуле спектральная яркость фона (спектр излучения)
в Вт/(м2 ср-мкм). Если фон представляет собой абсолютно черное тело при
температуре Г К, то в соответствии с формулой излучения Планка
1018 cAv
= Х4 [exp(hv/kT) — \] ’	(88)
где с — скорость света, м/с; X — длина волны, мкм; h — постоянная Планка,
_Дж/с; v — оптическая частота, Гц; k — постоянная Больцмана, Дж/К.
В размерностях фотоны/(с-м2-ср-мкм) формула имеет вид
__________________________1018с
X4 [exp (hvIkT)—1] ’	(8^
Хотя Ь зависит как от длины волны, так и от температуры, излучение абсо-
лютно черного тела при температуре 6000 К, которое приблизительно соот-
334
9.3. Оптические приемники
ветствует излучению Солнца, изменя-
ет свою интенсивность в диапазоне
длин волн от Х,=0,4 мкм до Х =
= 0,8 мкм не более чем в два раза
(рис. 17)
Фоновая энергия может иметь
естественное и искусственное проис-
хождение. Любой нагретый предмет
может создавать излучение. Однако
главные источники фонового излуче-
ния имеют в основном естественное
происхождение и связаны с Солнцем
прямо или посредством отражения
или рассеяния его излучения почвой,
небом, облаками и Луной Другие ес-
тественные источники — это вспышки
0,2	0,0	1,0	/,❖
Длина Золньг, мкм
Рис. 17. Сравнение спектров Солнца и аб-
солютно черного тела [4].
молний и звезды
Излучение Солнца аппроксимируется излучением абсолютно черного тела
при температуре 6000 К (рис. 17) и имеет максимум излучения на длине
волны 0,5 мкм, равный 1.5-107 Вт/(м2-ср-мкм). На длине волны в 1 мкм
Ь = 5,4- 10е Вт/(м2-ср-мкм). Так как Солнце при наблюдении с Земли имеет
угловой размер 10~4 ср. максимум спектральной интенсивности излучения
у поверхности Земли был бы равен 1500 Вт/(м2-мкм), если бы атмосфера не
вносила никаких потерь. Разумеется, в атмосфере имеется поглощение и рас-
сеяние, влияние которых не постоянно. Точное значение спектральной интен-
сивности излучения Солнца у поверхности Земли может быть рассчитано, но
в большинстве случаев, встречающихся в оптической локации, достаточным
является знание среднего значения равного 1000 Вт/(м2-мкм).
Интенсивность фонового излучения земной поверхности зависит от спект-
рального состава излучения Солнца, отражательной способности поверхности
и угла между Солнцем и оптическим приемником. Отражательная способ-
ность может изменяться в широких пределах, но среднее значение отража-
тельной способности (альбедо) равно 0,4 и в большинстве случаев является
удовлетворительным приближением. Если поверхность является диффузным
отражателем, зависимость излучения от угла описывается косинусным зако-
ном Ламберта. При интенсивности падающего излучения, равной
1000 Вт/(м2-мкм), и отражательной способности, равной 0,4, спектральная
яркость диффузно отражающей поверхности будет равна
0,4-1000
& =---------Ж 130 Вт/(м2-ср-мкм).
л
Облака, непосредственно освещенные Солнцем, имеют большее значение Ь,
чем почва, но даже при отражательной способности, равной единице,
6<300 Вт/(м2-ср-мкм). Излучение, рассеянное облаками, значительно отли-
чается по распределению спектральной интенсивности от солнечного. Это не-
обходимо учитывать при проведении точных вычислений.
Происхождение фонового излучения ясного неба связано с молекулярным
рассеянием солнечного света в атмосфере. Оно имеет максимум спектраль-
ной интенсивности в синей области в соответствии с законом Релея. В види-
мой и близкой к инфракрасной областях оценка для b дает значение
10 Вт/(м2-ср-мкм).
Вспышки молний очень кратковременны и обычно слабо влияют на опти-
ческие локаторы, но они создают высокий уровень излучения (108—
109 Вт/(м2-ср мкм).
335
Гл. 9. Оптические локаторы
Луна и звезды вообще не создают фонового шума, который мог бы пред-
ставить серьезную опасность для оптических приемников. Излучение яркой
Луны составляет около 30 Вт/(м2-ср-мкм), и, поскольку для наземных стан-
ций ее угловые размеры составляют 10~4 ср, влияния Луны нетрудно избе-
жать. Излучение звезд характеризуется звездной или видимой величи-
ной пг, где
/п = 2,5 log (///0),	(90>
где I — эффективное излучение, Вт/м2, а /0 — 3,1 • 10“8 Вт/м2 — уровень, отно-
сительно которого определяется видимая величина. Величины tn могут быть
положительными или отрицательными. Наиболее яркие звезды создают спект-
ральную интенсивность излучения менее 10~7 Вт/(м2-мкм) в области от 0,5
до 1 мкм. Так как звезды являются точечными источниками, уровень созда-
ваемого ими фонового излучения существует независимо от поля зрения оп-
тического приемника, если только звезда попадает в него.
Если в поле зрения приемника <о попадают несколько различных источ-
ников излучения, полный уровень фонового излучения описывается вели-
чиной
п.
nb=^ 5	(91>
где bh — спектральная яркость источника; (£>к— пространственный угол, под
которым виден источник.
Фотоэмиссионные детекторы. Фотоэмиссионные детекторы света, такие
как простые фотоэлементы и фотоумножители, были разработаны и широко
применялись задолго до изобретения лазера. Эти приборы основаны на фото-
электрическом эффекте, поэтому чувствительны к энергии отдельных фотонов.
Инфракрасные фотоны с низкой энергией (соответствующие длинам волн
ниже 1 мкм) обладают меньшей энергией, чем пороговая энергия, требуемая
для эжекции электронов из фотоэмиссионных материалов, которыми покры-
вают катоды Этих приборов. По этой причине указанные детекторы находят
применение только в видимой и ультрафиолетовой области. Хотя эмиссион-
ные детекторы являются в своей рабочей области фотонными детекторами,
они представляют собой приборы, реагирующие на мощность сигнала (квад-
ратические), и поэтому в процессе детектирования вся информация о фазе
светового колебания утрачивается
Квантовый выход фотоэмиссионных приборов т|, определяемый как коли-
чество эжектированных электронов, деленное на количество падающих фото-
нов, меняется от 20% до 0. Для фотокатодов этих приборов используются
различные фотоэмиссионные материалы, причем вубор материала опреде-
ляется их свойствами в рабочих диапазонах. В табл. 4 приведена сводка ти-
пов фотокатодов, наиболее часто используемых в оптической локации, а на
рис. 18 приведены частотные характеристики этих катодов.
Чувствительность фотодетектора определяется в амперах на ватт. Даже
если квантовый выход постоянен в данной спектральной области, чувстви-
тельность детектора пропорциональна длине волн. Эта зависимость видна из
следующего соотношения:
Рг Pr hv he '	1 '
где is — сигнальный ток, генерируемый в фотокатоде; Рт — мощность приня-
того оптического сигнала; е — заряд электрона.
336
9.3. Оптические приемники
Таблица 4
Типы фотокатодов
S-число прибора1)	Основные компоненты фотокатодов3)	Материал входного окна	Подложка фотокатода3)	Чувствитель- ность*), А/лм	Темновой ток6) при 25° С, А/см3
S-1	Ag—О—Cs	Стекло, пропус- кающее види- мый свет6)	Входное окно или непрозрач- ный материал	25	10-11—10-)3
5-3	Ag—О—Rb	То же	Непрозрачный материал7)	6,5	10-12
S-4	Cs—Sb	«	То же	40	10-14
5-5	Cs—Sb	Стекло, пропус- кающее УФ из- лучение	«	40	10-14
5-8	Cs—Bi	Стекло, пропус- кающее види- мый свет6)"	«	3	10-11— ю-15
5-9	Cs—Sb	То же	Входное окно	30	10-14
5-10	Ag—Bi—0—Cs	«	«	40	10-13— ю-14
5-11	Cs—Sb	«	«	60	10-14— Ю-15
S-13	Cs—Sb	Плавленый кре- мнезем	«	60	Ю-14—Ю-15
5-17	Cs—Sb	Стекло, пропус- кающее види- мый свет6’	Непрозрачный отражающий материал	125	Ю-14— Ю-15
5-19	Cs—Sb	Плавленый к ремнезем	Непрозрачный материал’1	40	Ю-14
5-20	Sb—К—Na—Cs	Стекло, пропус- кающее види- мый свет61	Входное окно	150	Ю-15—Ю-16
5-21	Cs—Sb	Стекло, пропус- кающее УФ из- лучение	«	30	Ю-14
1 S-число — обозначение, учитывающее спектральную характеристику прибора, в том
числе и прозрачность материала входного окна.
‘ Основные компоненты фотокатодов указаны без данных об их пропорциях и про-
цесса изготовления.
3 Когда в качестве подложки фотокатода используется входное окно, может приме-
няться пленка из полупрозрачного проводящего материала.
4 Соответствует кривым, приведенным на рис. 18, полученным при использовании
испытательного источника с вольфрамовой лампой накаливания (2870 К).
5 Темновой ток без учета постоянного тока утечки.
3 В качестве стекла, пропускающего видимый свет, обычно используется коваровое
боросиликатное стекло.
7 В качестве непрозрачных материалов для основания фотокатодов'обычно исполь-
зуются металлы.
Темновой ток является важной характеристикой, которую необходимо
учитывать при выборе фотокатода для конкретных применений-в локации,
так как при непосредственном детектировании он является главным источни-
ком шума [см. (63) и (70)]. В табл. 4 приведены значения темновых токов
для различных фотокатодов. Эти значения могут быть уменьшены в 10 раз
или более при охлаждении до 77 К-
337
Г л. 9. Оптические локаторы
Простые фотоэлементы (без ступеней умножения) работают при напря-
жении между фотокатодом и положительным анодом, равном 100 В, и их
частотная характеристика ограничивается временем пролета электронов, рав-
ным 10~9 с.
При непрерывном режиме работы плотность тока фотокатода ограничи-
вается величиной 10—30 мкА/см2. При работе с низкой частотой повторения
могут использоваться режимы с плотностью тока до 600 мкА/см2. При ис-
пользовании фотоэмиссионных детекторов в полевых условиях, даже при на-
личии узкополосных фильтров, должны применяться специальные затворы
или жалюзи для зашиты от прямого попадания солнечного света и генерации
избыточного фототока.
Эффект вторичной эмиссии электронов в вакуумных приборах делает
возможным создание фотоумножителей. Фотоумножитель имеет такой же
катод, как и простой фотоэлемент, но между катодом и анодом расположены
промежуточные диноды для умножения электронов. Фотоумножители, выпу-
скаемые промышленностью, имеют усиление тока от 105 до 107. Усиление
тока является чрезвычайно важной характеристикой фотоэмиссионных детек-
торов. Оно позволяет увеличить уровень выходного сигнала фотоумножите-
ля до величины, много большей уровня теплового шума в выходном сопро-
тивлении нагрузки, и пренебречь влиянием теплового шума.
Полное рабочее напряжение фотоумножителя имеет величину около
1 кВ, оно делится между динодными ступенями. Чтобы избежать эффекта
усталости в ступенях динодов высокого уровня, выходной ток фотоумножи-
теля в непрерывном режиме работы не должен превышать 1 мА. При им-
338
9.3. Оптические приемники
пульсном режиме, однако, возможны токи в сотни миллиампер. Выходной ток-
фотоумножителя является линейной функцией света на входе в широком
динамическом диапазоне (отклонение от линейного закона 3% в диапазоне-
изменения сигнала на входе 60 дБ).
Обычные фотоумножители имеют полосу частот около 100 МГц, кото-
рая ограничена временем пролета электронов между входом и выходом и-
разбросом во времени пролета, связанным с различными скоростями и дли-
нами путей электронов. При специальных мерах можно получить полосы до-
несколько сотен мегагерц. Использование, для формирования фотоэлектрон-
ного пучка и устранения влияния времени пролета, принципа скрещенных
полей, применяемого также в приборах СВЧ, делает возможным получение-
полос фотоумножителей, достигающих диапазона СВЧ [48—50].
Диссекторы изображения. Диссектор изображения, который позволяет
осуществить в поле зрения оптического приемника электронное сканирование
с высоким разрешением, является одним из видов фотоумножителя. В при-
боре используются те же самые фогокатоды, которые приведены в табл. 4.
Между фотокатодом и умножающими динодами имеется устройство с элект-
ростатическими линзами, которое формирует электронное изображение фото-
катода в плоскости, имеющей небольшое отверстие или апертуру диссекции.
Эта апертура имеет диаметр в несколько тысячных сантиметра и проекция ее-
на фотокатод при соответствующем фокусном расстоянии оптического кол-
лектора определяет мгновенное поле зрения оптического приемника. Поместив-
вокруг части трубки, где формируется изображение, двухосевую отклоняю-
щую катушку, можно перемещать проекцию апертуры диссекции в любую
часть фотокатода. Диаметр фотокатода обычно равен 2,5 см или более. Этот
прибор позволяет осуществлять обзор и сопровождение в пределах поля зре-
ния, которое много больше, чем мгновенное поле зрения приемника.
Фотодиодные детекторы. Фотодиодный детектор представляет собой по-
лупроводниковый прибор с р—n-переходом, который расположен очень близко
к поверхности детектора, принимающей световое излучение. Энергетическая
диаграмма приборов подобна диаграмме энергетических состояний, показан-
ной на рис. 7, для полупроводникового лазера на GaAs. Фотоны с энергией,
большей Egt которые попадают на р—n-переход и поглощаются в нем, соз-
дают свободные электронно-дырочные пары Электроны двигаются в направле-
нии материала n-типа, а дырки — в сторону материала р-типа, их движение
определяется внутренним электрическим полем, сложившимся в переходе.
Если п- и p-области полупроводника имеют внешнее соединение, то в тече-
ние времени, пока переход освещается, через него будет проходить ток. Это
явление известно как фотовольтаический эффект, так как диод при освещении
генерирует э. д. с. в отсутствие внешнего смещения. На этом принципе рабо-
тают солнечные батареи.
Если к р—n-переходу приложено внешнее смещение в обратном направ-
лении, т. е. если потенциал на переходе возрастает (в противоположность слу-
чаю прямого смещения, приложенного к переходу для получения лазерной
генерации, рис. 7), чувствительность диода к облучению увеличивается. Диод
имеет простую выпрямительную вольт-амперную характеристику, и при об-
ратном смещении через переход проходит при отсутствии освещения диода
лишь небольшой темновой ток. При возрастании освещения резко увеличи-
вается фототок или обратный ток, линейно связанный с интенсивностью пада-
ющего света. Эта линейная зависимость сохраняется с точностью до несколь-
ких процентов в диапазоне изменения интенсивности падающего света в 60—
70 дБ.
Кремниевые фотодиоды в оптических локаторах используются чаще все-
го, так как они имеют максимум чувствительности в диапазоне от 0,85 до
0.9 мкм. В диапазоне от 0,4 до 1,1 мкм чувствительность уменьшается на 50%
от максимальной.
33J
Гл. 9. Оптические локаторы
Германиевые фотодиоды имеют такие же характеристики, как кремние-
вые, за исключением того, что максимум чувствительности находится около
1.4 мкм. Хотя эффективность германиевых диодов в области 0,4—0,9 мкм
«иже, они обладают лучшими характеристиками детектирования в более
длинноволновой области до 1,5 мкм.
Квантовый выход типовых кремниевых фотодиодов имеет величину около
-50% и соответственно чувствительность S около 0,35 Д,Вт при длине волны
0,9 мкм, в то время, как фотоумножитель типа S-1 на той же длине волны
имеет чувствительность S = 0,003 A/Вт. Таким образом, при детектировании
очень коротких импульсов, когда проявляются квантовые ограничения или
если ограничивающим фактором является фоновый шум окружающего про-
странства, фотодиод по своим характеристикам значительно превосходит фо-
тоумножитель. Это преимущество следует из формул (66) и (72). Кроме того,
в отличие от фотоумножителей, фотодиоды можно освещать прямым солнеч-
ным светом без опасности их повреждения.
Кремниевые диоды работают обычно при смещении от 10 до 100 В. Тем-
новой ток утечки увеличивается с ростом смещения, а емкость диода умень-
шается. Кривые, показывающие связь тока утечки, сопротивления нагрузки
и D* для типового кремниевого диода приведены на рис. 14. Из рис. 14 видно,
что D* находится в интервале от 1012 см-Гц^г-ВТ-1 на низких частотах до
109 см-Гц^г-Вт"1 на высоких частотах Без применения специальных кон-
структивных мер эти диоды имеют полосу около 100 МГц. У специальных
р—I—n-фотодиодов могут быть достигнуты полосы, захватывающие диапазон
СВЧ до 10 ГГц [51].
Кремниевые фотодиоды могут быть изготовлены с активной площадью
диаметром от 0,5 до 2,5 мм. Промышленностью выпускаются сдвоенные и
счетверенные элементы, а также матричные решетки. В многоэлементных
образцах отношение прямого сигнала и перекрестных наводок между элемен-
тами, расположенными на общей подложке, менее чем 100: 1. При использова-
нии диодов на отдельных подложках это отношение обычно меньше 1000 : 1.
Фотодиоды, работающие при обратном напряжении пробоя, могут давать
лавинное умножение и усиление тока, в некотором смысле аналогичное фото-
умножителю. При конструировании этих диодов необходимо принимать спе-
циальные меры предосторожности для того, чтобы избежать микроплазмен-
ных нестабильностей и связанных с ними высоких уровней шума. В диодах,
которые обладают равномерным лавинным пробоем на звуковых частотах
модуляции были получены коэффициенты умножения до 10е [52]. На более
высоких частотах было получено умножение тока в 10—1000 раз, сопровож-
давшееся увеличением отношения сигнал/шум в 10—100 раз. Оптимум коэф-
фициента умножения при работе в области высоких частот соответствует
режиму, когда в диоде появляются ограничения за счет дробового шума, об-
условленного током, протекающим через диод, а не темнового шума в сопро-
тивлении нагрузки.
Теллурид ртути — теллурид кадмия. Детектор из теллурида ртути — тел-
лурида кадмия представляет собой фотовольтаический детектор, который мо-
жет быть использован в диапазоне 10 мкм (совместно с лазером на СОг) при
охлаждении только до 77 К- Для большинства детекторов этого диапазона
требуется охлаждение до значительно более низких температур. Чувствитель-
ным элементом детектора является одиночный кристалл HgTe— CdTe
•с площадью около 1 мм2 и максимумом спектральной чувствительности, рас-
положенным в диапазоне от 2 до 14 мкм в зависимости от точного состава
кристалла. Значение D* [53] при 10,6 мкм и частоте 900 Гц лежит между
Ю9 и 1010 см-Гц*/2-Вт-1. Прибор имеет импеданс от 5 до 50 Ом и постоян-
ную времени меньше 10 нс.
Детекторы, основанные на фотопроводимости (фоторезисторы). Фоторези-
сторы также являются полупроводниковыми приборами, но отличаются от
фотодиодов тем, что создание в полупроводнике р—n-перехода не требуется.
340
9.3. Оптические приемники
Однако к фоторезистору требуется прикладывать внешнее смещение (поляр-
ность приложенного напряжения значения не имеет, поскольку сам материал
не имеет полярности). Как в фотодиодах, фотоны падающего света погло-
щаются и создают электронно-дырочные пары. Из-за приложенного электри-
ческого Поля электроны и дырки двигаются в противоположных направлени-
ях, создавая в цепи фоторезистора ток.
Фотопроводимость и спектральная характеристика собственно полупро-
водника (без примесей) определяется шириной запрещенной зоны Eg. Если
энергия (частота) падающих фотонов больше, чем Eg, фотоны будут погло-
щены и создадут носители тока при высоком квантовом выходе (близком
к 1) Фотоны с энергией, меньшей Eg, не будут поглощены и, следовательно,
не создадут носителей тока. Таким образом, граничная длина волны (ча-
стота среза в области низких частот) определяется соотношением
„ he	1,24
=-----=-------
С Eg	Eg
(93)
где величина Eg выражается в электрон-вольтах.
Полупроводники с примесями могут содержать дополнительные энергети-
ческие уровни внутри запрещенной зоны. Электроны удерживаются на этих
уровнях, поскольку нормальная проводимость отсутствует. Однако электроны
могут быть переведены с этих уровней в зону проводимости или из валентной
зоны на эти уровни и, таким образом, могут добавиться к электронам про-
водимости. Примесные полупроводники могут иметь избыток или электронов
n-типа или дырок p-типа (см. лазер на GaAS). Их частотная характеристика
захватывает область более длинных волн, так как поглощение фотонов может
осуществляться за счет переходов между уровнями примеси и зоной прово-
димости или валентной зоной, причем с энергиями Ер, меньшими Eg. Уровни
примесей могут существенно истощаться при температуре Т, соответствующей
условию kT Ер. Охлаждение кристалла до криогенных температур умень-
шает темновые эффекты и увеличивает эффективность фотонного детектиро-
вания за счет увеличения относительной чувствительности детектора к излу-
чению. Однако время жизни носителей соответственно уменьшается, поэтому
постоянная времени детектора становится больше.
Фоторезисторы заметно отличаются друг от друга по своим характеристи-
кам. Некоторые характеристики хорошо известных и* широко применяемых
фоторезисторов приводятся ниже.
Сульфид свинца (PbS)—беспримесный полупроводник, имеющий макси-
мум спектральной чувствительности в области 2—3 мкм. При комнатной
температуре PbS-детекторы могут иметь D* = 1011 см-Пр/г-Вт-1 и постоян-
ную времени 250 мкс. При охлаждении и D* и постоянная времени увеличи-
ваются.
Селенид свинца (PbSe) — беспримесный полупроводник, обладающий чув-
ствительностью в области более длинных волн (более 4 мкм), чем PbS, но
меньшей D* (4-Ю9 см-Гц'/г-Вт"1). Его постоянная времени много меньше,
чем у PbS, при комнатной температуре она равна 4 мкс.
Антимонид индия (InSb) — композиционный интерметаллический полу-
проводник с максимумом спектральной чувствительности, находящейся в об-
ласти 5 мкм, и постоянной времени при комнатной температуре, меньшей
0,2 мкс.
Легированный германий — примесный полупроводник. Используется воз-
буждение примесей в германии [40], примерами могут служить: германий,
легированный золотом (Ge: Ап), золотом и сурьмой (Ge: Au, Sb), uhhkomi
(Ge:Zn), цинком и сурьмой (Ge: Zn, Sb), медью (Ge: Си), кадмием
(Ge: Cd), ртутью (Ge:Hg). На рис. 19 показаны спектральные характеристи-
ки некоторых приборов. Максимум спектральной чувствительности примесных
341
Гл. 9. Оптические локаторы
1012
10П
* -
10 W
109
Се Да (р-тип)
(00 К, угол о
зрения 00°)
Ge .‘/а (п-тила) о
(77К, угол зрения 180 )
Ge’ ^(21 К) о
(угол зрения 00 )
Ge: Cd (20 К)
(угол зрения 00°)
Ge:Zn (ОК)
(угол зрения О О4)
Ge: Си (ОК)
(с охлажОеннь/м BaFz
фильтром)
Ge. Си (ОК)
(угол зрения 00°)
ив 'Ла (р-тип)
(77 К, угол о
зрения 00°)
1	2	3 4 0078910	20	30 40 00
Длина Оолнь/, мим
Рис. 19. Кривые спектральной чувствительности детекторов различных типов {4].
материалов лежит в диапазоне 5—35 мкм (некоторые из них имеют дополни-
тельные максимумы за счет основного материала в области 1—2 мкм). Посто-
янная времени для этих детекторов изменяется в широких пределах; во мно-
гих случаях она оказывается меньше 1 мкс. Чувствительность многих из
этих детекторов при температурах, меньших 60 К, ограничивается фоновым
шумом.
9.4.	Оптика
Коллимация. Для того чтобы сделать из лазера и соответствующего ему
оптического приемника локатор, пригодный для использования, необходима
передающая и приемная оптика, а также фильтры для подавления фонового
излучения. Эти оптические «антенны» строятся на основе конструкций клас-
сических телескопов, а их главные функции аналогичны функциям антенн
СВЧ диапазона: концентрация передаваемой энергии в виде луча или улав-
Рис. 20. Система линз для преобразования
выходного луча лазера.
ливание возможно большей энергии
в приемнике при управлении углом
зрения
Выходное излучение большинст-
ва лазеров за счет естественных про-
цессов при лазерной генерации кол-
лимируется в луч шириной порядка
одного миллирадиана или менее. Од-
нако во многих приложениях лока-
торов, например таких, как измере-
ние дальности, желательно иметь
при передаче более узкие лучи. Для
получения малой расходимости тре-
буется внешняя оптическая си-
342
9.4. Оптика
стема с апертурой большого размера. Как и для всех оптических устройств,
яркость лазерного луча [Вт/(м2-ср)] не может быть увеличена с помощью
пассивной оптики. Величина яркости, однако, может быть сохранена при
преобразованиях расходимости и площади сечения луча в случае, если ис-
пользуется идеальная система линз. На рис. 20 показаны преобразования
луча с площадью сечения А и расходимостью
в луч с площадью Д' и расходимостью Q' = К№!А'. Таким образом, произ-
ведение QA = КХ2 = const.
Для идеального лазера, работающего на одном типе колебаний (моде),
К = 1. Для работы в многомодовом режиме величина К может иметь зна-
чение порядка 10.
Для некогерентного источника света с X = 0,5 мкм и излучающей пло-
щадью, обладающей равномерной яркостью (ламбертовой) и равной 1 см2,
К=йА/Х2=л;/(5< 10~5)2—109. Этот источник имеет в 109 меньшую яркость,
чем лазер, работающий на дифракционном пределе и излучающий такую же
полную мощность. В соответствии с этим для получения такой же расходи-
мости луча, как у лазера с апертурой в 1 см, некогерентный источник должен
быть снабжен линзой или зеркалом диаметром 300 м.
Вообще, даже если величина расходимости луча является удовлетвори-
тельной, апертура (сечение) лазерного луча может быть слишком малой для
обеспечения работы в реальных условиях, когда могут встречаться отража-
тели типа частиц. Большая площадь луча легко может быть получена с по-
мощью оптической системы, подобной приведенной на рис. 20. Для того что-
бы сохранить прежнюю расходимость луча при большей апертуре, может
потребоваться некоторая расфокусировка большой линзы. В этом случае оп-
тическая система будет уменьшать яркость лазерного луча.
Некоторые лазеры, например полупроводниковый на GaAs, в которых
выходная апертура луча создается р—«-переходом с очень малым попереч-
ным сечением (от 2 до 100 мкм), испускают излучение с относительно боль-
шой расходимостью луча. Это обстоятельство, однако, не является недостат-
ком, если применяется внешняя оптическая система. Подобно рассмотренному
выше двумерному симметричному случаю, расходимость луча в заданном на-
правлении равна 0	где d — размер апертуры, а величина К, как и
ранее, определяет степень пространственной когерентности. Если К — 1, то
выходная линза размером d' создаст угол расходимости 0', соответствующий
дифракционному ограничению. Для лазеров на р—«-переходах с прямоуголь-
ными апертурами, когда соответствующие расходимости луча в ортогональ-
ных плоскостях сильно отличаются, для фокусирования луча удобно исполь-
зовать цилиндрические линзы.
Оптические коллекторы. При приеме энергии, вообще говоря, желательно
иметь возможно большую приемную апертуру Ае, поскольку количество при-
нятых фотонов пропорционально ее площади. Рассмотрим поле зрения опти-
ческого коллектора (св) и конфигурацию детектора. Величина внешнего фоно-
вого шума, принимаемого системой, пропорциональна "|/юАе, поэтому жела-
тельно иметь как можно меньший угол зрения. Для некоторых режимов рабо-
ты (например, поиска или обзора) необходимо иметь большой угол зрения и
фоновый шум должен быть уменьшен с помощью узкополосных фильтров.
На рис. 21 показан типовой оптический приемник. Линза первичного кол-
лектора имеет диаметр D, а сам детектирующий элемент, расположенный
в фокальной плоскости на расстоянии F от коллекторной линзы имеет диа-
метр d. Угол зрения детектора в данном случае <р = d/F. При наличии сим-
метрии относительно оси линза — детектор телесный угол зрения со « ф2. Если
34а
Гл. 9. Оптические локаторы
оптический детектор состоит из
мозаики или решетки отдель-
ных детекторов, каждый из
которых имеет отдельный ви-
деоусилитель, то величина фо*
нового шума определяется по*
лем зрения одного детектора, а
область мгновенного приема
определяется полем '"зрения
всей решетки.
Во многих случаях приме-
нения оптических локаторов
Рис. 21. Оптическая система приемника.
необходимо, чтобы оптический детектор измерял только число фотонов, приня-
тых за данный интервал времени. Это накладывает на оптическую систему
локатора значительно меньшие ограничения, чем в случае обычных телескопов,
используемых в астрономии, когда важно качество изображения. Таким обра-
зом, все что требуется от некогерентного (негетеродинного) оптического при-
емника — это выполнять функции счетчика фотонов. Угловое разрешение, ко-
торое может быть получено, определяется шириной луча передатчика.
При когерентном или гетеродинном оптическом детектировании размеры
коллектора и поля зрения жестко ограничены пространственными соотноше-
ниями между фазовым фронтом приходящего сигнала и фазовым фронтом
колебаний местного генератора. Ограничение в размерах коллектора связано
с возмущениями фазового фронта, возникающими в излученном и принятом
луче из-за оптических неоднородностей атмосферы (см. § 9.7 об атмосферных
эффектах).
Ограничение величины угла зрения определяется тем, что угол 0 между
волновыми фронтами местного генератора и сигнала на поверхности детектора
для получения высокой эффективности оптического гетеродинирования
(см. §9 2) должен быть меньше А/л/, где Л — длина световой волны, а I — ли-
нейный размер смесителя. При диаметре смесителя 1 см и длине волны 1 мкм
0 должен быть меньше 10-4 рад, а полный угол зрения в плоскости <р — 20.
При ограничении размеров смесителя в пределах диска Эйри (центральном
максимуме интерференционной картины) путем фокусирования приходящего
сигнала в этих границах ограничение на размеры поля зрения снимаются.
Диаметр диска Эйри d=AF/D, где F — фокусное расстояние; D — диаметр
линзы. Для линзы диаметром 10 см с F= 100 см и Л = 1 мкм, d » 10-3 см.
Так как <р = 20 = 2Л/л/ и размер смесителя I равен диаметру диска Эйри d,
то допустимый угол зрения <р оказывается равным 4°. При уменьшении раз-
мера диска Эйри до очень малой величины, что ослабляет ограничения, на-
кладываемые на величину угла зрения, возникают другие проблемы, напри-
мер, связанные с высокой плотностью мощности на фотоповерхности и необ-
ходимостью точной юстировки апертуры.
Кроме простой схемы Кеплера (рис. 20) в качестве антенн оптических ло-
каторов успешно использовались многие схемы телескопов. Телескопы, по-
строенные по схемам Галилея, Ньютона, Грегори и Кассегрена, показаны
на рис. 22. Устранение всех обычных оптических искажений, таких как сфери-
ческая аберрация, кома, астигматизм, искривление поля (за исключением хро-
матической аберрации и искажения изображения), может вызвать усложне-
ние оптики локаторов.
Фильтры. Оптические фильтры используются для ограничения фонового
излучения, которое принимается приемником. Как в приемниках СВЧ, входные
фильтры должны быть как можно более узкополосными. Оптические полосо-
вые фильтры могут быть созданы различными методами: интерференцией, из-
бирательным поглощением, избирательным отражением, избирательным пре-
ломлением, рассеянием и поляризацией.
344
9 4 Оптика
Рис. 22. Схемы телескопов [54]:
а>» Галилея; б — Ньютона; в —Грегори; г — Кассегрена.
Обычно интерференционные фильтры обладают наиболее узкими полоса-
ми пропускания. Этот тип фильтра работает как интерферометр Фабри — Перо
(аналогично резонатору лазера). Простейшая конструкция представляет собой
пленку из частично прозрачного диэлектрика, на поверхности которой нане-
сены полуотражающие металлические пленки. Максимум передачи получается
на такой длине волны, при которой оптическая толщина равна величине,
кратной половине длины волны.
Многие материалы обладают свойством поглощения в оптической обла-
сти. Эти материалы могут использоваться в качестве полосовых, высокоча-
стотных или низкочастотных пропускающих фильтров. На рис. 23 показаны
характеристики некоторых таких фильтров. Эффективными спектральными
345
Гл. 9. Оптические локаторы
фильтрами могут быть призмы, решетки или материалы, у которых показа-
тель преломления изменяется с длиной волны (явление хроматической абер-
рации). Подобно им, металлические пленки и многие кристаллические мате-
риалы, которые имеют избирательную отражательную способность, также
могут выполнять функции фильтров. В поляризационных фильтрах для полу-
Рис. 23. Характеристики прозрачности материалов, обладающих селективными свойствам»
в области от 0,1 до 100 мкм [40]:
/—фтористый барий, 2—фтористый кальций, 3 — хлористый натрий; 4 —иодистый це-
зий; 5 — сапфир; 6 — кремний.
чения разности фаз между ортогонально поляризованными составляющими
света используются материалы с двойным лучепреломлением. После прохож-
дения второго поляризатора лучи могут давать суммарную или разностную
интерференционную картину в зависимости от того, равна ли разность их
фаз четному или нечетному числу полуволн.
Большинство оптических принципов и устройств было разработано за-
долго до изобретения лазеров, и существует большое количество доступных
руководств, например [51, 52].
9.5.	Наведение и сканирование луча
Для большинства применений оптических локаторов необходимы устрой-
ства наведения или сканирования луча. Системы лазерного слежения, подобно
системам СВЧ, требуют прецизионного управления положением луча в пре-
делах небольших углов. Лазеры, предназначенные для выполнения функции
независимого поиска, должны осуществлять сканирование (обычно очень бы-
строе) узким лучом в широкой области. Наведение луча и сканирование
может осуществляться механическим или электрическим способами, а также
комбинацией этих способов. Из-за относительно малых сечений лазерных
лучей (диаметр « 1 см) во многих случаях одним из' наиболее эффективных
видов устройств сканирования является сравнительно простое вращающееся
зеркало. Промышленностью выпускаются зеркала, помещенные в вакуумиро-
ванную полость и вращающиеся со скоростями более 105 об/мин. В случае
сканирования лучей, создаваемых большими зеркалами, или при необходимо-
сти сканирования по случайному закону используются другие устройства.
346
9.5. Наведение и сканирование луча
Пассивные оптические системы слежения применяются уже многие годы,
и прецизионные механические системы сопровождения достигли высокого со-
вершенства. Используемые при этом методы наведения подобны применяемым
в радиолокации, однако требуется более высокая точность из-за более узких
оптических лучей. Поскольку оптические элементы и антенны значительно
меньше по размерам, чем антенны СВЧ, оптические механические системы
слежения менее инерционны, чем системы СВЧ.
На рис. 24 показано зеркало диаметром ~30 см со следящим приводом по
двум- осям, являющееся подвижной частью лазерной системы сопровождения,
показанной на рис. 25. Эга система [55,
56] использовалась для точного фо-
тографирования при испытаниях ско-
ростных ракетных снарядов. В ней
используется лазер с непрерывным излу-
чением, который облучает уголковый
отражатель, установленный на снаряде,
а также диссектор изображения с фо-
тоумножителем в качестве детектора
для приема отраженного лазерного сиг-
нала и для формирования сигнала ошиб-
ки, используемого для управления
зеркалом. Второй обычный фотоумножи-
тель, работающий параллельно с дис-
сектором изображения, принимает часть
отраженного сигнала и обеспечивает
автоматическую регулировку усиления
в системе. Кроме того, часть сигнала,
включающая в себя весь свет (а не толь-
ко лазерный сигнал), отраженный от
цели, поступает на камеры, показанные
на рис. 25, а. Это могут быть кино-
Рис. 24. Платформа для зеркала ав-
томатической следящей оптической си-
стемы ALT-3 [55].
или телевизионные камеры.
Диссектор изображения представляет собой фотоумножитель, между фо-
токатодом и апертурным отверстием которого размещена отклоняющая си-
стема, развертывающая электронное изображение по вертикали и горизонта-
ли. Развертка осуществляется таким образом, что электронное изображение
перемещается относительно апертуры по кривой, имеющей вид четырехконеч-
ной звездочки, центр которой совпадает с центром апертуры. Каждый раз,
когда поток электронов, эжектируемых фотокатодом, попадает в апертуру фо-
тоумножителя, на его аноде появляется, импульс тока. Если отражатель (цель)
находится на оптической оси системы, длительность импульсов тока в получа-
ющейся последовательности одинакова. При смещении цели относительно оси
появляется последовательность импульсов, имеющих различные длительности,
причем длительности импульсов пропорциональны угловым смещениям цели
(отражателя) относительно оси системы. Два строба, вводимые после усили-
теля и управляемые сигналами генератора развертки, разделяют импульсную
последовательность на пары импульсов азимута и угла места. Фазовые де-
текторы и фильтры осуществляют синхронную демодуляцию импульсных пар,
при которой вырабатываются постоянные напряжения сигналов ошибки, ко-
торые используются для управления карданной следящей системой. Зеркало,
установленное на карданном подвесе, управляется двигателями постоянного
тока, непосредственно связанными с осями привода.
Это устройство сопровождения имеет два рабочих режима: ручной и
автоматический. В ручном режиме оператор может наводить зеркало с по-
мощью потенциометров. После нацеливания луча лазера на отражатель
оператор включает режим автосопровождения, и система автоматически сле-
дит за целью. Эта система имеет статическую угловую погрешность
347
Гл. 9. Оптические локаторы
Ч)
S)
Рис. 25. Схема оптической системы ALT-3 (а) и структурная схема электронной
приемника локатора ALT-3 (б) [55].
части
в 25 мкрад и может следить за ракетой, двигающейся со скоростью 6 чисел
Маха на минимальном расстоянии 305 м. Эквивалентная максимальная угло-
вая скорость цели равна 3807с и максимальное угловое ускорение
16007с2 [2].
Немеханические наведение и сканирование луча. После изобретения ла-
зеров все усилия были направлены на развитие методов электронного управ-
ления лучом в оптических системах. Обычная для СВЧ схема построения
фазированной решетки с использованием в каждом ее дискретном элементе
348
9.5. Наведение и сканирование луча
отдельного фазовращателя в оптической области неосуществима. Сконструи-
ровать такую фазированную решетку с расстоянием между элементами в 1/2,
когда Л имеет величину 10-4 см, практически невозможно. Если расстояние
между элементам^ становится значительно больше 1/2 без соответствующего
увеличения размеров апертуры отдельного элемента, то большая часть мощ-
ности излучается в боковых лепестках решетки, а не в главном луче. Если
апертуры элементов увеличиваются пропорционально расстоянию между эле-
ментами, то угол сканирования уменьшается, так как диаграммы отдельных
элементов становятся более узкими.
В принципе, идеальная оптическая система для отклонения луча или ска-
нирования может состоять из призмы, через которую пропускается коллими-
рованный луч лазера и показатель преломления которой может изменяться
в зависимости от приложенного напряжения. Действительно, такой метод
может быть осуществлен с материалами, которым свойственны эффекты
Керра, Поккельса или ферроэлектрический эффект. К сожалению, достижимые
изменения показателя преломления весьма незначительны. Например, для
получения отклонения луча на 0,6 мрад. с помощью призмы из кристалла
KDP, работающей при комнатной температуре с углом, удовлетворяющим
условию Брюстера, требуется поперечное поле, равное 140 кВ/см. Подобно
этому, при прохождении коллимированного луча света через электрооптиче-
скую среду, в которой электрическое поле создает линейное изменение пока-
зателя преломления в поперечном направлении, для получения значительного
отклонения луча требуются практически недостижимые напряженности поля.
Например, при рассмотрении модуляторов в § 9.2, было показано, что для
получения сдвига 1/2 к кристаллу KDP требуется приложить напряжение
около 10 кВ, при этом рледует иметь в виду, что фазовый сдвиг по апертуре
луча на 1/2 создает отклонение луча на половину его ширины. Вообще, ско-
рость отклонения луча может быть много меньше, ,чем скорость модуляции,
и кристалл может подвергаться действию больших напряженностей поля, пока
тепло, рассеиваемое при коммутации, не становится ограничивающим фак-
тором. Даже с учетом этого обстоятельства использование для сканирования
луча непосредственного изменения показателя преломления известных в на-
стоящее время материалов представляется мало перспективным.
Цифровая система сканирования'. Важнейшей характеристикой метода
электронного сканирования является число разрешаемых точек (или диамет-
ров луча), на которые луч может быть направлен. Для увеличения углового
расстояния между этими точками всегда могут быть использованы пассивные
системы. Один практический метод получения относительно большого коли-
чества разрешимых точек состоит в использовании электрооптической откло-
няющей системы, управляемой двоичным кодом [58, 59]. Эта сканирующая
система состоит из двух главных частей: кристалла с естественным двойным
лучепреломлением, такого, как кальцит, и электрооптического кристалла
с двойным лучепреломлением типа KDP.
Как показано на рис. 26, соответствующим образом ориентированный
кристалл с двойным лучепреломлением разделяет неполяризованный световой
Линейная
йертинальная
поляризация
Кристалл
осью
Кеполяризойакнь/и
cSem
Линейная
горизонтальная
поляризация
Рйс. 26. Двойное лучепреломление в одноосевом кристалле 159].
349
Гл. 9. Оптические локаторы
VA/Z
Рис. 27. Изменение направления поляриза-
ции при прохождении луча света через
электрооптический модулятор при полувол-
новом Vx,/2 напряжении, приложенном
к кристаллу |59].
луч на два луча. Лучи имеют линей-
ные и взаимно перпендикулярные по-
ляризации; направления их колебаний
показаны стрелками или окружностя-
ми на каждом из лучей. Оба луча вы-
ходят из кристалла в направлении,
совпадающим с первоначальным, но
со смещением на величину А. Таким
образом, световой луч в соответствии
с направлением поляризации зани-
мает одно из двух возможных поло-
жений.
Метод выбора направления по-
ляризации показан на рис. 27. В этом
случае используется продольный
электрооптический эффект Поккель-
са. Управление направлением --поля-
ризации осуществляется подачей со-
ответствующего напряжения (полу-
волнового напряжения на ПР°'
зрачные электроды, нанесенные на
кристалл.
Таким образом, в каждом каскаде системы, отклоняющей лазерный луч,
используется естественное двойное лучепреломление и эффект Поккельса.
Отклоняющая система, состоящая из п каскадов, может отклонять или на-
правлять луч в любое из 2” положений. Из примеров трехкаскадных откло-
Рис. 28. Цифровая отклоняющая система для коллимированного луча [59].
няющих систем, показанных на рис. 28, 29, можно видеть, что возможны два
варианта: один для коллимированного, а другой для сходящегося лучей.
Вариант для коллимированного луча проще, но он имеет ограничения по чис-
Рис. 29. Цифровая отклоняющая система
для сходящегося луча [59].
лу разрешимых выходных положений
луча при данной апертуре. Более вы-
сокое разрешение можно получить
при пропускании через соответствую-
щим образом спроектированный при-
бор сходящегося луча и фокусирова-
нии его в выходной фокальной пло-
скости. Таким образом, получается
наилучшее использование апертуры
отклоняющей системы и при данном
размере кристалла число положений
луча увеличивается.
Важным свойством, общим для
всех цифровых методов отклонения,
является то, что угловое или прост-
350
9.5 Наведение и сканирование луча
ранственное разделение двух выходящих из основного элемента лучей опреде-
ляется только геометрией элемента с двойным лучепреломлением. Коэффи-
циент пропускания прибора определяется прозрачностью электродов электро-
оптических каскадов и полным числом каскадов. Прозрачность каждого элек-
трода может быть равна 95% или выше.
Отклоняющая система, позволяющая получить 1024X1024 отдельных по-
ложений луча, использующая одиночный электрический кристалл в каждом
каскаде, будет иметь общее пропускание около 15%.
Сканирующий лазер. Так как сравнительно трудно получить электриче-
ское отклонение светового луча на большие углы, был разработан метод,
в котором сочетается лазер и электронно-лучевая трубка [60]. Этот прибор,
схематически показанный на рис. 30, отличается от других приборов для от-
клонения светового луча тем, что в действительности отклонения светового
Зеркало
CdO-оокрытие
Электронный
урожектор
Отклоняющая
система.
Электронно-лучевая
/пруйка
Дуйлет	Дуйлет
Активная срейа
^Д-полость
с тлеющим
разрядом)
Зеркало
Резонатор плоского поля о сопряженными зеркалами
Кварцевая пластина
Проводящее покрытие
Электрон-
ный луч
Рис. 30. Схематическое изображение электронно-лучевого сканирующего лазера [60].
луча в нем не происходит. Лазерное излучение генерируется таким образом,
что оно выходит из резонатора, имея желаемое направление распространения.
Это осуществляется посредством резонатора с управляемой добротностью,
большим вырождением колебаний поперечного типа и селективного увеличе-
ния добротности для желаемого направления. Таким способом все поперечные
типы колебания резонатора поддерживаются ниже порога, и только для же-
лаемого типа колебаний допускается превышение порога и генерация света.
В указанном электронно-лучевом лазере используется резонатор плоско-
го поля сопряженного типа, состоящий из двух плоских зеркал, каждое из
которых отображается в другом (является оптически сопряженным) с по-
мощью двух линз, расположенных внутри резонатора. Селективное ухудше-
ние добротности осуществляется модифицированной электронно-лучевой труб-
кой. Сначала все типы колебаний поляризованы и пластина с двойным луче-
преломлением, помещенная внутри резонатора, создает достаточную эллипти-
ческую поляризацию для подавления колебаний На одном из диэлектриче-
ских зеркал резонатора укреплен кристалл KDP (КН2РО4) Z-среза, причем
это зеркало одновременно выполняет функцию мишени для отклоняемого
351
Гл. 9. Оптические локаторы
электронного луча. Эллиптическая поляризация может локально подавляться
электрическим полем зарядов, которые, действуя благодаря электрооптиче-
скому эффекту кристалла KDP, создают эллиптическую поляризацию с про-
тивоположным направлением вращения.
Для работы сканирующего лазера необходима активная среда (газ, жид-
кость, или твердое тело) с высоким усилением и большой апертурой. С лазе-
ром, имеющим усиление при однократном прохождении 1,15 при апертуре,
большей //20, при высоком качестве оптической системы и экономичной элек-
тронно-лучевой системе, можно получить в поле зрения около 105 точек. Под-
ходят для этой цели лазеры с ионизированной ртутью, аргоном и кристалла-
ми алюмо-иттриевого граната, легированными неодимом.
Комбинированное отклонение и сканирование луча. В локационных опти-
ческих системах для максимизации произведения мощность — апертура не-
обходимо в приемных устройствах использовать линзы или зеркала с возмож-
но большей апертурой. Во многих случаях требуемое угловое разрешение
(особенно при работе в пределах атмосферы) можно было бы получить и
при значительно меньших апертурах. Если фоновый шум не является огра-
ничивающим фактором, ширина луча передатчика может быть выбрана так,
чтобы она обеспечивала желаемое угловое разрешение, а приемник может
выполнять только роль счетчика фотонов. Т. е. для создания достаточно ши-
рокого поля зрения приемника, целиком перекрывающего сектор обзора,
в фокальной плоскости приемного зеркала или приемной линзы большого
диаметра может стоять детектор с большой приемной апертурой (например,
фотоумножитель с катодом, имеющим диаметр 7,62 см), а маленькое зеркало
передатчика (или целиком передатчик) в случае небольшого диодного лазера
может осуществлять быстрый обзор желаемого сектора.
Если фоновый шум является ограничивающим фактором, угол_ зрения
приемника необходимо уменьшить. Это можно осуществить, если вместо обыч-
ного фотоумножителя с широким полем зрения использовать фотоумножи-
тель с диссектором изображения, ограничивая при этом мгновенное поле зре-
ния очень малым пространственным углом и производя обзор желаемого
сектора синхронно с лучом передатчика.
Вместо диссектора изображения в твердотельных сканирующих приемни-
ках можно использовать решетку или матрицу диодов, помещаемую в фо-
кальной плоскости приемной антенны. Каждому диоду соответствует опре-
деленное направление в пространстве. Обзор пространства достигается после-
довательным переключением выходов диодов синхронно с движением луча пе-
редатчика.
Аналогично, если в качестве передатчика локатора используется решетка
полупроводниковых диодных лазеров, сканирование луча передатчика может
осуществляться так же, как и в приемнике. Решетка лазеров располагается
в фокальной плоскости линзы или зеркала передатчика, и сканирование луча
передатчика в требуемом угле обзора производится последовательной подачей
импульсов возбуждения на лазеры решетки. Так как количество диодов (как
для передачи, так и для приема) для сканирования луча в широком угле
обзора в двух измерениях должно быть довольно большим, методы, исполь-
зующие решетку, более пригодны для обзора малых углов в двух измерениях
или широких углов в одном направлении. Последний метод требует приме-
нения линейной решетки диодов. Сканирование в другом направлении можно
осуществить механическим способом. Например, механическое вращение по
азимуту может сочетаться с быстрым электрическим сканированием по углу
места.
Кроме подобных комбинированных систем сканирования с механическим
и электронным устройствами, имеются возможности осуществления электро-
акустических [61] и пьезоэлектрических [62] систем отклонения светового
луча.
352
9.6. Свойства целей
9.6.	Свойства целей
При проектировании оптического локатора необходимо рассматривать
в основном те же характеристики цели, что и при проектировании РЛС на
СВЧ. Этими характеристиками являются размеры цели по отношению к шири-
не луча, форма поверхности, ее качество (шероховатость), диэлектрическая
проницаемость и проводимость. Кроме того, имеют значение длительность
импульса и кривизна фазового фронта. Параметры цели сильно зависят от
длины волны, а используемые при работе длины волн изменяются в широких
пределах. Поверхность, являющаяся диффузным отражателем в оптическом
диапазоне, может оказаться зеркальным отражателем в диапазоне СВЧ, так
как отражательная способность поверхности зависит от длины волны И на-
оборот, диффузная поверхность в диапазоне СВЧ может оказаться сочетани-
ем зеркальных отражателей на оптических длинах волн.
Если сложная цель — самолет, танк или участок поверхности земли —
имеет размеры, большие размера лазерного, луча, ее отражательные свойства
при сканировании луча могут изменяться в широких пределах между диф-
фузными и зеркальными. Рассмотрение некоторых простых представлений
о свойствах отражающих поверхностей поможет при оценке отражающей спо-
собности сложных целей.
Эффективная площадь рассеяния цели о определяется для оптического
диапазона так же, как для радиолокатора: '
о=гбЛ,	(95)
где г — отражательная способность поверхности; G —усиление цели; А — про-
екция физической площади цели. Усиление G определяется выражением
4лЛг 4л
/-> _ с _______ ____ --
(96)
где Ле — определяется как площадь участка когерентности; Q — телесный
угол в направлении локатор — цель, в котором распространяется свет, отра-
женный от цели. Таким образом,
ЛС = Х2/Й	(97)
На рассеивающей поверхности с физической площадью Л будет иметься М
независимых участков когерентности:
При рассеянии когерентного света представление об участках когерентно-
сти [40] справедливо, если М = 1 или 1. Для промежуточных значений М
необходимо рассматривать интерференцию между волнами, отраженными
участками когерентности, и о должна рассчитываться по особым диаграммам
рассеяния. Случай М— 1 соответствует зеркальному отражателю и
4лгЛ2
°= К2
(99)
353
Г л. 9. Оптические локаторы
Случай соответствует диффузной поверхности. Плотность мощности,
рассеиваемая этой поверхностью, согласно закону Ламберта пропорциональна
cos 9, где 0 — угол, отсчитываемый от нормали к поверхности. В этом случае
£2 = л, и, таким образом,
o = 4Mcos0.	(100)
Бетонированная взлетно-посадочная полоса аэродрома на оптических
длинах волн представляет собой хороший диффузный отражатель, в то вре-
мя как на СВЧ она является в большей степени зеркальным отражателем.
С другой стороны, растительность в оптической области имеет лучшие отра-
жательные свойства, чем в диапазоне СВЧ.
Одним из наиболее часто используемых зеркальных отражателей является
уголковый отражатель. Так же как и для диапазона СВЧ, уголковый отра-
жатель обладает свойством отражать падающий сигнал обратно в направле-
нии его прихода. Его ЭПР равна
где d — длина края уголкового отражателя. В формуле (101) предполагается,
что d~^K и падающий сигнал — плоская волна, т е радиус кривизны волно-
вого фронта на апертуре уголкового отражателя менее Х/4- Таким образом,
уголковый отражатель с d = 3 см и при 1 мкм имеет ЭПР 3-106 м2.
При таком большом значении ЭПР уголковый отражатель должен формиро-
вать луч шириной в 4-10~5 рад по уровню половинной мощности или иметь
усиление 0,7-1010. Если падающий луч имеет меньшую расходимость и лишь
частично облучает отражатель, это условие не выполняется и в результате
усиление и ЭПР отражателя будут меньшими
Поэтому, например, если источник излучения должен полностью освещать
уголковый отражатель размером 3 см, его необходимо удалить на расстояние
не менее 750 м и иметь расходимость луча не более 4-10-5 рад.
Форма цели может изменяться в широких пределах: от простых, имею-
щих вид плоскости, сферы или уголкового отражателя до сложных, таких,
как самолет, танк или промышленные сооружения На оптических длинах
волн сложные цели по своим отражательным свойствам ближе к зеркальным,
чем на СВЧ, так как для сегментов цели
о=R2 = Gdi d2i	(102)
где Ri и Т?2 — ортогональные радиусы кривизны малого сегмента; G — усиле-
ние сегмента; di и dz — размеры малого участка некоторой плоскости, пер-
пендикулярной направлению падающей волны, определенные из условия, что-
бы максимальное расстояние между плоскостью и сегментом было равно
Х/4. Таким образом, di и о?2 определяют эквивалентный плоский сегмент и
О — (4л/Х2)<ЛЙ2- Так как di ="|/^i (Х/2), а d% связано с /?2 аналогичной же
формулой, то
2 л	,-----
G^—VRtR^	(ЮЗ)
Л»
При уменьшении длины волны усиление увеличивается, а телесный угол рас-
ходимости луча уменьшается. Из формулы (102) однако следует, что при этом
ЭПР о остается постоянной, поскольку уменьшение площади поверхности
(didz) компенсируется увеличением усиления.
На рассеяние энергии целью помимо ее формы, размера и угла па-
дения луча влияет также отражательная способность поверхности це-
354
9.7. Влияние атмосферы
Рис. 31. Спектральная отражательная
способность одиннадцати типов естест-
венных объектов по измерениям Кри-
нова [63]:
а — пресная вода;
б — обнаженные участки земли: 1а —
свежевыпавший снег; 1Ь — снег, покры-
тый ледяной пленкой; 2 — известняк,
глина и подобные им яркие объекты;
б — песок, голые участки в пустыне,
выход на поверхность каменистых сло-
ев; 7Ь — подзолистые почвы, глина,
жирная глина и другие виды почв, до-
ро'и, вымощенные камнем, некоторые
строения; 8b — чернозем, жирная пе-
счаная почва, земляные дороги;
в — растительность: 1а — хвойный лес
зимой; 16 — хвойный лес летом, сухой
луг, трава, за исключением сочной тра-
вы, 1в —- лиственный лес летом и все
сочные травы; 1г -> лес зимой и соз-
ревшие поля [64].
ли г. На рис. 31 приведены спектраль-
ные зависимости отражательной спо-
собности г(Х) для некоторых распро-
страненных материалов [63, 64].
9.7.	Влияние атмосферы
Излучение лазера при прохожде-
нии через атмосферу подвергается по-
глощению и рассеянию и, кроме то-
го, происходит ухудшение его коге-
рентности. Влияние атмосферы ска-
зывается также и при распростране-
нии излучения СВЧ, но в оптическом
диапазоне оно проявляется значитель-
но сильнее и является более изменчи-
вым из-за существенно более корот-
ких длин волн.
Атмосфера состоит из смеси га-
зов, в которой взвешены разнообраз-
ные частицы, значительно отличаю-
щиеся по своим размерам и составу.
Некоторые газы создают сильное поглощение лазерного излучения в опреде-
ленных областях спектра. Пары воды и СОг являются сильными поглотителя-
ми в областях видимого и инфракрасного спектра, в которых работает боль-
шинство локационных лазеров.
Поглощение в атмосферных газах представляет собой резонансное явле-
ние с хорошо выраженными полосами сильного поглощения, разделенными
окнами, в которых поглощение очень невелико. Потери же, связанные с рас-
сеянием на частицах, являются широкополосным явлением и слабо зависят
от длины волны. Наиболее распространенные частицы, рассеивающие оптиче-
ское излучение: смог, дождь, туман и пыль. Так как газовый состав и содер-
жание частиц в атмосфере изменяется с высотой, прохождение оптического
излучения через атмосферу зависит от зенитного угла луча. Результаты, при-
веденные на рис. 32, иллюстрируют влияние зенитного угла на прохождение
355
Гл. 9. Оптические локаторы
Рис. 32. Распространение через атмосферу
в зависимости от зенитного угла [65].
излучения с длиной волны
694 нм, близкой к длине волны
рубинового лазера. Увеличение
ослабления обычно связывает-
ся с эквивалентной массой m
воздуха, равной при верти-
кальном направлении распрост-
ранения луча /п=1 и при на-
клонном распространении т=
= sec6, где 6 — зенитный угол.
Полный коэффициент про-
пускания атмосферы S* может
быть определен путем незави-
симого рассмотрения ослабле-
ния сигнала в атмосфере из-за
рассеяния (коэффициент пропу-
скания S») и из-за поглощения
(коэффициент пропускания Sa).
Для того чтобы получить St,
следует перемножить оба эти
коэффициента. Коэффициент
пропускания среды для оптиче-
ского сигнала определяется
формулой (8), или, если оста-
вить в стороне вопросы, свя-
занные с расходимостью луча,
выражением
Р
ee“2a«, (104)
*in
где Pin — мощность, поступаю-
ющая в среду; Pout — мощность после прохождения в среде расстояния 2R
(R—расстояние от локатора). Коэффициент ослабления a«aa+a(, где <ха—
коэффициент поглощения; а8 — коэффициент рассеяния.
Коэффициент передачи, связанный с рассеянием, может быть вычислен
при использовании представления о визуальном контрасте [66]. Если V-—рас-
стояние видимости, км, а R — дальность, км, го
Г 3,91 / X
S5-expJ- у (0,55)	27?J’
(105)
где % — рабочая длина волны и 9==0,585P1/s. Расстояние видимости V опре-
деляется как расстояние, на котором контраст С источника по отношению
к фону уменьшается на 2% по сравнению со значением при нулевой дально-
сти (при отсутствии ослабления). Контраст С определяется выражением
С =
Фз" Фд
Фв
где ф8 — яркость источника, фв — яркость фона.
Визуальное измерение проводится на длине волны X = 0,55 мкм, соответ-
ствующей наивысшей чувствительности глаза.
Коэффициент пропускания для случая, когда поглощение обусловлено
парами воды, может быть вычислен следующим образом. Если измерены тем-
пература воздуха и относительная влажность, то из рис. 33 может быть опре-
356
9.7. Влияние атмосферы
Трасса, соответствующая 7мм осаж&аемаи войя,/рут/мм
Рис. 33. Длина трасс при 1 мм осаждаемой воды [66].
делена длина трассы, содержащая 1 мм взвешенной воды, или наоборот,
эквивалентное количество воды в миллиметрах w на трассе распространения
(2R). Вычисление коэффициента пропускания Sa производится по табл. 5
с использованием полученного значения w. Области окон, соответствующие
обозначениям табл. 5, показаны на рис. 34. В табл. 5 приведены средние по
областям окон значения Sa и, следовательно, они не дают представления
о максимумах поглощения.
Таблица 5
Распространение сквозь пары воды [64, 68]
Окно
W	1 |	п 1	ш 1	IV	v 1	VI |	VII	V111	1—VIII
0,01	0,997	0,996	0,987	0,979	0,965	0,964	0,915	0,942	0,978
0,02	0,996	0,995	0,982	0,970	0,950	0,949	0,879	0,918	0,969
0,05	0,993	0,992	0,971	0,954	0,925	0,920	0,816	0,875	0,951
0,1	0,990	0,988	0,959	0,935	0,895	0,889	0,749	0,828	0,932
0,2	0,987	0,984	0,940	0,910	0,855	0,846	0,665	0,765	0,907
0,5	0,979	0,975	0,912	0,861	0,784	0,776	0,557	0,685	0,866
1,0	0,970	0,965	0,878	0,810	0,730	0,726	0,487	0,629	0,831
2,0	0,954	0,950	0,830	0,750	0,680	0,680	0,426	0,578	0,793
5,0	0,934	0,922	0,763	0,680	0,618	0,623	0,351	0,517	0,744
10	0,908	0,892	0,715	0,630	0,576	0,584	0,313	0,475	0,706
20	0,874	0,850	0,670	0,582	0,536	0,546	0,274	0,437	0,666
50	0,806	0,774	0,622	0,526	0,488	0,502	0,229	0,390	0,60§
100	0,746	0,704	0,576	0,488	0,454	0,469	0,201	0,359	0,562
200	0,688	0,642	0,541	0,452	0,422	0,436	0,175	0,330	0,519
500	0,623	0,568	0,496	0,410	0,384	0,403	0,147	0,296	0,469
1000	0,580	0,517	0,465	0,378	0,357	0,377	0,128	0,272	0,435
357
Гл. 9. Оптические локаторы
Длина Волнь/, мкм
Рис. 34. Зависимость распространения через атмосферу от длины волны
[64, 68]
На рис. 34 приведены результаты расчетов коэффициента пропускания
атмосферы для ряда частных случаев, полученные по формуле (105). При вы-
числении кривых рис. 34 предполагалось, что расстояние видимости V=5 км,
относительная влажность 75%, температура воздуха 60 К и длина трассы
1,525 км. Полученное значение коэффициента пропускания Ss, обусловленного
рассеянием, показано штриховой линией, огибающей кривую коэффициента Sa.
Приведенные в табл. 5 значения коэффициентов пропускания для Н2О
получены для горизонтальных трасс вблизи уровня моря. На больших высо-
тах коэффициент пропускания про-
1,0
—।----1---с—х
Молекулярное
(релеебское)
рассеяние
на мор. милю
0,01
0,0001
0,1 -
0,001 -
2г0,55мкм
10~г
1(Г*
0.7мкм
Маиебское
рассеяние
(на частицах)
W0'5'010 ^^О^лт
Видимость,
' мили
10'
-4
0,00001
’ I I । . I ... 1л?
О 20 00 60 80 100
Высота, 1Ostpym
порционален корню четвертой степени
из отношения атмосферных давлений
на уровне моря и на данной высоте.
Табл. 5 предназначена для вычи-
сления коэффициентов пропускания
для относительно широкополосного
инфракрасного излучения и может
дать только довольно грубую оценку
пропускания монохроматического сиг-
нала лазера. Для точного определе-
ния коэффициентов пропускания на
определенных длинах волн необходи-
мо использовать более подробные
данные о поглощении, например, при-
веденные в работе [67]. На рис. 35
приведены значения коэффициентов
пропускания, обусловленные рассея-
нием. На этом рисунке изображена
зависимость коэффициента рассеяния
as на морскую милю (1,85 км), от
высоты отдельно для двух основных
типов рассеяния: релеевского и рас-
сеяния Ми. Релеевское рассеяние имеет
место, когда диаметр частиц меньше
Рис. 35. Рассеяние в зависимости от высоты
для различных видимостей и длин аолн [40].
длины волны йспользуемого излуче-
ния 1 и а« пропорционален X-4. Ддя
358
9.8. Применения
Расстояние в одном напраВлвнии^али
Рис. 36. Размер апертуры в зависимости
от дальности для постоянных потерь
сигнала при оптическом гетеродиниро-
вании [701.
частиц равных или больших %, таких
как туман, смог, дымка, применим
^'закон рассеяния частиц Ми, и, за
исключением резонансной области, ко-
гда размер частиц приблизительно
равен X, рассеяние по существу не
зависит от длины волны.
Кроме поглощения и рассеяния
оптическое излучение при прохожде-
нии через атмосферу подвергается
дисперсии и рефракции. На трассе
длиной в несколько километров ат-
мосферная дисперсия ограничивает
частотное разрешение оптической си-
стемы величиной около 1 ГГц. По-
стоянные рефракционные ошибки мо-
1ут быть устранены до малого остаточного значения, которое ограничивает
достижимую точность локационных измерений. Однако флуктуации показателя
преломления приводят к изменениям как направления распространения луча,
так и оптической длины пути.
Если размеры областей изменения показателя преломления в атмосфере
невелики по сравнению с апертурой или площадью сечения луча оптиче-
ского локатора, то эти изменения создают некорректируемую потерю коге-
рентности в волновом фронте. Этот вид неоднородностей ограничивает
верхнюю границу достижимого усиления оптики (антенн) оптических лока-
торов, работающих в пределах атмосферы. Для трассы длиной в несколько
километров, проходящей через атмосферу, направление оптического луча мо-
жет флуктуировать до 10-4 рад. Частота этих флуктуаций может быть не-
сколько сотен герц.
Приемники с оптическим гетеродинированием значительно более чувст-
вительны к атмосферным неоднородностям и турбулентностям, чем прием-
ники с детектированием огибающей, так как их работа зависит от простран-
ственной когерентности принятой волны. Теоретические исследования [70]
показывают, что средние потери сигнала, вызванные этими атмосферными
эффектами, приблизительно обратно пропорциональны длине трассы и пло-
щади приемной апертуры. На рис. 36 показана зависимость размера аперту-
ры от дальности для постоянных потерь мощности сигнала при оптическом
гетеродинировании.
9.8.	Применения
Первой задачей, для решения которой применялся лазер, было измере-
ние расстояния. Результатом этого было создание дальномеров со значитель-
но улучшенными характеристиками. Характеристики лазеров удовлетворя-
ют требованиям, предъявляемым к системам измерения дальности. Кроме то-
го, в этой области применения лазеры обладают рядом очень важных пре-
имуществ.
Во многих применениях дальномеров (например, для использования в
артиллерии, минометной технике или при стрельбе из танковых орудий) раз-
решение по дальности, которое может быть получено при использовании пас-
сивных дальномерных устройств, не отвечает поставленным требованиям.
Угловое разрешение радиолокационных дальномеров диапазона СВЧ (по
крайней мере работающих с портативными антеннами) также недостаточно.
Кроме того, пассивные помехи и явление многотрассового распространения
не позволяет использовать РЛС диапазона СВЧ под малыми углами отно-
сительно земли или поверхности моря. Использование лазерного луча с рас
359
Гл 9. Оптические локаторы
ходимостью в 10“4 рад, которая легко может быть получена с апертурой раз-
мером 1 см, позволяет преодолеть все эти трудности.
Поскольку для широкого класса дальномеров требуемая максимальная
дальность не превышает 20 км, затухание и рассеяние в атмосфере не созда-
ет серьезных препятствий работе дальномера. Кроме того, поиск обычно мо-
жет выполняться визуально с использованием телескопа, а требуемый темп
выдачи информации обычно составляет несколько измерений в минуту
При использовании твердотельных лазеров с управлением добротностью
измерение дальности или разрешение с точностью 3 м достигается с помо-
щью несложного оборудования; при необходимости может быть получена
более высокая точность.
Рис. 37. Функциональная схема оптического дальномера.
На рис. 37 приведена функциональная схема импульсного лазерного
дальномера с управлением добротностью. Расстояние определяется путем из-,
мерения интервала времени между моментом генерации импульса и момен-
том обнаружения отраженного сигнала с помощью счетчика временных ин-
тервалов. После соответствующих преобразований счетчик временных интер-
валов может выдавать непосредственно значение дальности. На рис. 38 по-
казаны элементы типового лазерного дальномера [71].
Если лазерный дальномер установлен на стабилизированной платформе
и для определения знака угловой ошибки используется система, состоящая
из четырех детекторов, то дальномер превращается в прецизионный импульс-
ный оптический локатор сопровождения (см. § 9.5. Наведение и сканирование
луча лазера). Для таких целей, вообще, требуется более высокая частота
повторения импульсов. Основным преимуществом оптического локатора со-
провождениея является высокое угловое разрешение, хотя в связи с боль-
шей широкополосностью сигнала имеется также потенциальная возможность
получить значительно лучшее разрешение по дальности, чем в системах СВЧ.
360
9.8. Применения
В оптической области высокое разрешение может быть получено в прин-
ципе при малых размерах антенн. К сожалению, размеры антенны не могут
быть слишком малыми, так как для многих объектов, например, имеющих
форму сферы, ЭПР которой не зависит от частоты, дальность действия про-
порциональна V D, где D — диаметр приемной антенны. С другой стороны,
для целей типа уголкового отражателя, ЭПР которого увеличивается про*
порционально квадрату частоты, уменьшение дальности действия не проис-
ходит. И хотя только сложные цели могут нести на себе оптические уголко-
вые отражатели, это довольно широкая область применения оптических лока-
торов сопровождения. Она включает в себя точное слежение за спутниками,
управление операцией встречи на орбите, а также защиту спутников, самоле-
тов и вертолетов от столкновений.
Рис. 38. Оптический дальномер на' рубиновом лазере, устанавливаемый на вертолете.
Национальное управление по астронавтике и использованию космиче-
ского пространства (NASA) применяло для определения расстояния до спут-
ников, снабженных для увеличения ЭПР уголковыми отражателями, локатор
на рубиновом лазере, установленный на Земле [72]. Целью эксперимента было
использование оптических методов локации для повышения точности и разре-
шающей способности по сравнению с РЛС диапазона СВЧ при определении
орбит и спутниковой геодезии.
На рис. 39 приведена функциональная схема оптического локатора, ис-
пользованного в этих экспериментах. В качестве источника оптического из-
лучения использовался лазер с коммутацией добротности с выходной энер-
гией 1 Дж и частотой следования 1 имп./с. Длительность импульса 12—15 нс,
а расходимость луча после коллимирования была 1,2 мрад. Оптический при-
емник состоял из телескопа системы Кассегрена с диаметром апертуры
40,5 см, узкополосного оптического фильтра, фотоумножителя и порогового
детектора.
Лазерный передатчик, оптический приемник и вспомогательный телескоп
для визуального наведения были установлены на модифицированной радио-
локационной платформе системы Nike — Ajax с цифровым управлением по
программе, соответствующей расчетной траектории движения спутника и ви-
зуальной коррекции,
361
Гл. 9. Оптические локаторы
Система измеряла дальность так же, как и простой дальномер. Импульс-
ный сигнал от лазерного передатчика запускал 100 МГц счетчик временных
интервалов, а отраженный сигнал с выхода порогового детектора останав-
ливал счетчик.
Решетка, состоящая из уголковых отражателей, установленных на спут-
нике, создавала отраженный луч шириной около 10 дуговых секунд, ЭПР
<5олее 80 см2.
Рис. 39. Функциональная схема локатора для слежения за спутниками.
Показаны системы измерения дальности и управления, связанные с вычислительной ма-
шиной, устройством сопровождения и лазерным передатчиком [72].
Разрешение системы определялось старт-стопными цепями счетчика вре-
менных интервалов, конечной длительностью импульса передатчика и узкой
полосой фотоумнржителя, связанной с характеристикой интегрирования по-
рогового детектора. На основе измерений в статическом режиме была опре-
делена разрешающая способность системы от 1,5 до 4,5 м. Путем исключе-
ния ошибок из-за атмосферной рефракции и проведения измерений дально-
сти с темпом 1 раз в секунду при многократных прохождениях спутника
после соответствующей обработки результатов этих измерений и использо-
вания аналитических выражений орбиты спутника минимизировалась диспер-
сия измеренных значений. В результате были получены среднеквадратиче-
ские ошибки, лежащие в пределах 1,5—2 м, что находится в хорошем согла-
сии с оценками инструментальной точности.
При поддержке отделения аэронавтики военно-воздушных сил США
был выполнен эксперимент с оптическим локатором [73], пригодным для
управления заправкой самолетов в воздухе и выполнения операции посадки.
В этой системе в качестве передатчика использовался полупроводниковый
лазер на GaAS, а для поиска цели и сопровождения на объекте или на по-
садочной полосе устанавливался уголковый отражатель.
33?
9.8. Применения
Локатор должен осуществлять поиск по азимуту и углу места до тех
пор, пока локационной приемной системой не будет обнаружен сигнал, отра-
женный от уголкового отражателя цели. Первоначально необходимо осу-
ществлять поиск в сравнительно широком секторе: 40° по азимуту 10° по
углу места, но при попадании цели в поле зрения сектор поиска уменьшает-
ся для перехода в режим захвата. При поиске решетка инжекционных лазе-
ров на GaAs создает луч шириной 10° по углу места и 0,1° по азимуту, ко-
торый механически покачивается по азимуту в пределах ±20° один раз в се-
кунду. Решеткой лазеров генерируется импульсный сигнал длительностью
50 нс, с импульсной мощностью 60 Вт и с частотой повторения 5000 Гц (12
импульсов на угол 0,1°). Для сопровождения на больших расстояниях оптиче-
ское устройство преобразует излучение той же лазерной решетки в узкий'
луч шириной 1X1°. Этот передатчик работает на дальностях, превышающих
300 м. Для сопровождения на малых дальностях (меньших 300 м) включа-
ется специальный лазер, имеющий импульсную мощность 2 Вт, длитель-
ность импульсов 10 нс и частоту повторения 5000 Гц.
Линза диаметром 10 см собирает отраженные лазерные импульсы и фо-
кусирует излучение на решетке из шести кремниевых фотодиодов. Детектор-
ная решетка симметрична относительно оптической оси и состоит из двух
детекторов, предназначенных для сопровождения. Угол зрения четырех де-
текторов согласован с шириной луча лазера в режиме сопровождения, а каж-
дый из детекторов, смещенных относительно оси и используемых в режиме
поиска, охватывает сектор 4,5° на 0,1°. Эти сектора смещены относительно
оси системы на 1°. Если цель оказывается в пределах одного из лучей, с по-
мощью которых осуществляется поиск, то вырабатывается сигнал ошибки,
который запускает механизм управления и начинается наведение оптической
оси на цель. При приеме сигнала, отраженного от цели, угол сканирования
по азимуту уменьшается до 10°; этот режим работы продолжается до тех пор,
пока цель не оказывается расположенной в пределах ’/2° относительно опти-
ческой оси. В этой области начинает работать четыре детектора и произво-
дится захват цели. Лучи шириной 0,1° используются только в режиме обзора,
поэтому от привода базисной платформы не требуется повышенной точности.
Дальность и ее производная измеряются с помощью цифровых методов. Ис-
пользуются также простые малогабаритные аналоговые приборы для отобра-
жения измеренных значений углов места и азимута, а также дальности и ее
производной.
Передатчик и приемная антенна установлены в общей оптической трубе,
которая наводится с помощью автоматического привода на кардановом
подвесе в пределах ±5° по углу места и ±20° по азимуту. Труба вместе со
следящим приводом помещена в кожух размером 15,ЗХ 15,8X31 см и может
быть установлена на приборной панели в кабине самолета. При работе
с уголковым отражателем размером 10 см, который может устанавливаться
на самолете или на взлетно-посадочной полосе, система имеет характеристи-
ки, приведенные в табл. 6.
" В лаборатории Линкольна Массачусетского технологического института
[73] при поддержке NASA был также разработан экспериментальный лазер
на GaAs, имеющий характеристики, приведенные в табл. 7. Расчетное зна-
чение дальности действия системы при работе в космическом пространстве
с диффузно отражающей целью, имеющей отражательную способность 0,1,
равна 1 км. При работе с подобными целями в пределах атмосферы была
экспер’иментально получена дальность действия 300 м. Такая простая и ком-
пактная система1' может устанавливаться на легких самолетах и вертолетах
и эффективно использоваться в качестве прибора для предотвращения столк-
новений.
Был также разработан оптический локатор [75], который одновременно
измерял оптическую длину пути на двух длинах волн и, таким образом,
йозволял определять усредненный показатель преломления на общей трассе
363
Г л. 9. Оптические локаторы
Таблица 6
Требования, предъявляемые к самолетному оптическому локатору [73]
Характеристика	Требование	Условия
Дальность действия, м	6—1,83-Ю3 м	Плохая видимость15
	60—18,3-Ю3 м	Хорошая видимость
Рабочие углы, град	По азимуту ±20°, по углу места ±5°	В широком секторе
	По азимуту ±5°, по углу места ±5*	В узком секторе
Точность измерения	±15	На дальности 300—1,8-103 м
дальности, м	±3,0	На дальности 6—300 м
скорости, км/ч	±22	Скорость 185—370 км/ч, время сглаживания 2 с.
	±5,6	Скорость 0—185 км/ч, даль- ность 6—30 м, время сглажи- вания 1 с.
Угловая точность	По азимуту ±1° По углу места ±1°	В рабочем секторе
’) Ослабление на трассе 20 дБ.
Таблица 7
Характеристики локатора с лазером на GaAS [74]
Рабочая длина волны, нм . .......................844
Импульсная мощность передатчика, Вт .............9
Длительность импульса, нс ... ...................100
Частота повторения импульсов, Гц.................330
Ширина луча передатчика, ср......................3,2-10~7	(0,4x0,8 мрад)
Квантовый выход фотоумножителя...................3-10“3
Площадь приемной апертуры, м2....................1,6-10~2	(диаметр
приемного	телескопа—
14,0 см)
Ширина полосы оптического фильтра, нм............7,6
Угол зрения приемника, ср........................3,8-Ю-5 (ширина луча
7 мрад)
и расстояние с погрешностью не более 1 • 10“® без дополнительных метеоро-
логических наблюдений. В локаторе использовался Не — Ne-лазер с длиной
волны 632,8 нм и ртутная дуговая лампа высокого давления с отфильтрован-
ным излучением с длиной волны 368,1 нм.
Работа прибора основана на следующем принципе. Оптический показа-
тель преломления в нижней части атмосферы пт обладает дисперсией, и по-
364
9.8. Применения
этому свет различных цветов распространяется по одной и той же трассе
с различными скоростями. Так как величина пт — 1 на данной длине волны
пропорциональна плотности во.здуха, разность показателей преломления и,
следовательно, различие времени распространения для двух цветов пропор-
ционально средней плотности воздуха на трассе. Измерив разность времени
распространения волн двух цветов, можно определить среднюю плотность
воздуха по трассе. По этой величине могут быть вычислены средние показа-
тели преломления для каждого цвета, позволяющие произвести коррекцию
измерений дальности. Атмосфера увеличивает время распространения на
уровне моря на 300-10~6, а разность времени распространения волн 632,8 и
368,1 нм близка к 30* 10—6 и соответствует разности длин оптических путей
40 см на трассе 15 км^ Следовательно, измерение разности времени прохожде-
ния в 1/300 часть позволяет определить среднюю плотность атмосферы с та-
кой же относительной ошибкой и расстояние с ошибкой 1 • 10~6.
При этом способе производится быстрое усреднение пространственного
показателя преломления. Использование этого метода может значительно
повысить точность измерения больших расстояний.
Чтобы можно было измерить разность хода с высокой точностью про-
стым фазовым методом, двухволновая система должна работать с высокими
модулирующими частотами. Кроме того, при автоматическом управлении
частотой модуляции возможны отслеживание изменения длины трассы и ав-
томатическая выдача результата измерения.
Испытание системы проводились на трассе длиной 5,3 км между двумя
холмами. Оно показало точность определения изменения оптической длины
пути 3-10-9 при времени усреднения 10 с. После коррекции измерений с ис-
пользованием 14 значений, полученных в течение 2 ч, было получено значе-
ние стандартного отклонения 0,15 см, соответствующего погрешности изме-
рения 3-10-7.
NASA был разработан оптический локатор для встречи и стыковки двух
космических аппаратов [76]. Оптический локатор обеспечивал получение не-
обходимых данных о дальности, радиальной скорости, угле визирования и
производных углов и выдачу их в управляющую вычислительную машину
для осуществления автоматической встречи и стыковки. Система могла осу-
ществлять обнаружение цели в пределах 10° и на расстоянии до 120 км.
В табл. 8 приведены характеристики системы.
Оборудование локатора устанавливалось на обоих объектах. На одном
объекте, названном «преследователь», имелся приемопередатчик, обеспечи-
вавший измерение дальности, производной дальности, углов и производных
углов пассивного объекта. На другом объекте, названном «целью», устанав-
Таблица 8
Характеристики системы для стыковки космических кораблей [74]
Характеристика	Большая дальность (120 — 3 км)	Малая дальность (3 — 0 км)
Точность измерения дальности Скорость изменения дальности Точность измерения скорости изме- нения дальности Точность измерения углового поло- жения Точность измерения скорости изме- нения углов	±0,5% 120—50 м/с ±0,2 м/с ±0,1° ±0,5 мрад/с	±0,1 м 50—0,3 м/с ±0,03 м/с ±0,1° ±0,05 мрад/с
365
Г л. 9. Оптические локаторы
ливался приемник, который измерял углы визирования и их производные.
Для облегчения поиска на «цели» устанавливался маяк, имевший луч шири-
ной 10°, который создавался решеткой импульсных арсенид-галлиевых лазе-
ров. В табл. 9 приведены весовые и энергетические характеристики локатора.
Таблица 9
Характеристики оптического лока-
тора для космических кораблей [74]
Система	Мощность, Вт	Масса, KF
Преследователь Оптика		15,15
Электроника	22,1	2,90
Индикатор	10,5	2,95
Цель Оптика		4,30
Электроника	12	1,40
Маяк	12	0,52
Измерение дальности производи-
лось как в импульсном, так и в не-
прерывном режиме Сигнал излучал-
ся «преследователем» и отражался
оптическим уголковым отражателем,
установленным на «цели». Даль-
ность измерялась по запаздываник>
отраженного сигнала Для получения
информации об углах, необходимо»
для обнаружения и слежения, на обо-
их кораблях использовались диссе-
кторы изображений. На рис. 40 пред-
ставлена функциональная схема си-
стемы. На «преследователе» имелись
два передатчика Импульсный лазер-
ный передатчик обеспечивал измере-
ние больших дальностей с погреш-
ностью 30 м. Этим же передатчиком
осуществлялось угловое сопровожде-
ние. Повышенная точность измерения
дальности на расстояниях, мень-
ших 3 км, достигалась с помощью ис-
пользования непрерывной синусоидальной модуляции некогерентного арсенид-
галлиевого источника излучения. При этом погрешность измерения дальности
не превышала 10 см. В качестве детектора использовался фотоэлемент.
«Преследователь» имел сдвоенный телескоп коаксиальной конструкции.
Внутренний телескоп с полем зрения 10° использовался для обнаружения,
внешний телескоп с полем зрения 1° — для сопровождения и измерения даль-
ности. На «цели» был установлен одиночный телескоп, подобный внутрен-
нему телескопу на «преследователе».
Лазерный локатор работал в следующей последовательности: сначала
осуществлялось обнаружение цели, объекты выравнивались один относитель-
но другого по линии визирования телескопа. Маяк выключался. На обоих
объектах включался режим сопровождения с использованием передатчика
«преследователя». После получения информации о дальности и углах «пре-
следователь» начинал выполнять маневр сближения. Когда объекты сбли-
жались до 3 км, включалась система малой дальности. Сближение объектов
продолжалось, и они состыковывались. Проводились всесторонние испыта-
ния локатора. Статические лабораторные испытания показали возможность
измерения дальности с погрешностью меньше 10 см. Испытания в замкнутом
кольце осуществлялись на имитаторе операции стыковки, причем локатор
давал всю необходимую информацию для вычислительной машины, которая
управляла маневром встречи и стыковки. Такая лазерная система может кон-
курировать с СВЧ системой для осуществления встречи.
Целью NASA при дальнейшей разработке оптического локатора является
уменьшение габаритов и энергопотребления.
Обеспечение точного взлета и слежение за приземляющимися корабля-
ми — другое применение оптического локатора. Сверхузкий луч лазера по-
зволяет не только повысить угловую точность, но и исключить проблему
многотрассового распространения, которая часто является неразрешимым
препятствием для систем с более широкими диаграммами направленности.
В NASA был разработан такой оптический следящий локатор [77], в ко-
тором использовался расположенный на земле Не — Ne-лазер с радиоча-
366
9.8. Применения
стотной модуляцией и уголковый отражатель на корабле. Измерения осу-
ществлялись путем сравнения фазы модулирующего и опорного сигналов.
Сочетание лазерного источника излучения с высокой мощностью и хоро-
шей разрешающей способностью, оптического приемника с высоким разре-
шением и соответствующих методов импульсного стробирования открыва-
ет интересные возможности создания трехмерных систем картографирования
или получения изображения.
Задающий
генератор
Аппаратура
на „ преследоаателе
Рис. 40. Функциональная схема системы управления встречей и стыковкой [76].
Одна такая лазерная система, использующая импульсный лазерный пе-
редатчик, синхронизированный со стробированной по дальности телевизион-
ной камерой, использовалась для подводного фотографирования [78]. Стро-
бирование по дальности позволяет избежать влияния рассеяния света по
трассе между объектом и источником излучения. Подобный же метод может
быть использован для получения изображения, менее искаженного действи-
ем пассивных помех в условиях леса. Если используется лазерный передат-
чик с высоким разрешением и приемник на фотоумножителях или фотодио-
дах в режиме растрового сканирования, то можно получить лучшую обна-
руживаемость и лучшую разрешающую способность по дальности, чем с те-
левизионной камерой (видиконом или ортиконом). Важный частный случай
системы с растровым сканированием представляет собой оптический лока-
тор с линейным сканированием, установленный на самолете. Сканирование
в другом направлении осуществляется за счет движения самолета. Такая си-
стема является эффективным средством для картографирования и наблюде-
ния земной поверхности с высоким разрешением. Для этих целей требуются
387
Гл. 9. Оптические локаторы
импульсные лазеры с высокой частотой повторения или лазеры, способные
работать в непрерывном режиме. Наиболее пригодными для этого являются
инжекционные лазеры на GaAs или на Не—Ne. Методы оптической локации,
на которых основано получение трехмерных изображений, могут использо-
ваться при создании систем обнаружения препятствий для низколетящих само»
летов или вертолетов.
Во всех случаях работы в атмосфере для того, чтобы избежать мешаю-
щего влияния дождя, пыли или тумана, рабочая дальность действия должна
быть невелика (<1,8 км). Уменьшенное затухание в атмосфере, а также
преимущества доплеровского локатора могут быть реализованы при работе
на длине волны 10,6 мкм с лазером на СОг и когерентным оптическим при-
емником (использующим оптическое гетеродинирование).
Приведенные выше примеры применения оптических локаторов показы-
вают некоторые области, в которых оптические системы с высокой разреша-
ющей способностью могут дополнять или превосходить соответствующие ра-
диолокационные системы. В процессе своей эволюции методы радиолокации
многое заимствовали из оптики. Развитие лазеров привело к еще более тес-
ным связям между оптическими и радиолокационными методами, и не под-
лежит сомнению, что эта взаимосвязь приведет в будущем к созданию еще
более совершенных систем.
Список литературы
1.	Stetser D. A. and A. J. DeMaria: Optical Spectra of Ultrashort Optical Pul-
ses Generated by Made Locked Glass: Nd Lasers. — “Appl. Phys. Letters”,
1966, Aug. 1, v 9, p. 118—120.
2.	Armstrong J. A.: Measurement of picosecond Laser Pulse Widths. — “Appl,
Phys. Letters”, 1967, Jan. 1, v. 10, p. 16—18.
3.	Smith W. V. and P. P. Sorokin: “The Laser”, McGraw-Hill Book Company,
N. Y., 1966.
4.	Born M., and E. Wolf: “Principles of Optics”, Pergamon Press, N. Y.,
1959.
Борн M., Вольф Э. Основы оптики. Пер. с англ. Под ред. Т. П. Могуле-
вича. М., «Наука», 1970.
5.	Gordon J. Р., Н. J. Zeiger and С. Н. Townes: Molecular Microwave Oscilla-
tor and New Hyperfine Structure in the Microwave Spectrum of NH3 —
“Phys. Rev.”, 1954, July 1, v. 95, p. 282—284.
6.	Schawlow A. L., and С. H. Townes: Phys. Rev., 1958, Dec. 15, v. 112,
p. 1940—1949.
7.	Maiman T. H.: Stamulated Optical Radiation in Ruby. — “Nature”, 1960,
Aug. 6, v. 187, p 493—494.
8.	Javan A., W. R. Bennett, Jr., and D. R. Herriot: Population Inversion and
Continuous Optical Maser Oscillation in a Gas Discharge Containing a
He—Ne Mixture. — “Phys. Rev. Letters”, 1961, Beb 1, 6, p. 106—110.
9.	Hall R. N., G E. Finner, J. D. Kingsley, T. J. Soltys, and R. O. Carlson:
Coherent Light Emussion from GaAs Junctions. — “Phys. Rev. Letters”,
1962, Nov. 1, v. 9, p. 366—368.
10.	Nathan M. I., W. P. Dumke, G. Burns, F. H. Dill, Jr., and G. L. Lasher:
Stimulated Emission of Radiation from GaAs p—n Junctions. — “Appl.
Phys. Letters”, 1962, Nov. 1, v. 1, p. 62—64.
11.	Quist T. M., R. H. Rediker, R. J. Keyes, W. E. Krag, B. Lax, A. L. McWhor-
ter and H. J. Zeiger: Semiconductor Maser of GaAs. — “Appl. Phys. Let-
ters”, 1962, Dec. 1, v. 1, p. 91—92.
12.	Kiss Z. J. and R. C. Duncan, Jr.: Optical Maser Action in CaWO4: Ers+. —
“Proc. IRE”, 1962, June, v. 50, p. 1531,
368
Список литературы
13.	Haun R. D.: Laser Applications. — “IEEE Spectrum”, 1968, May, v. 5,
p. 82—92.
14.	Lesnick J. P., and С. H. Church: Efficient High Frequency Laser Radiation
Utilizing a Coaxial Optical Pump. — “IEEE J. Quantum Electron.”, 1966,
January, v. QE-2, p. 16—17.
15.	Kiss Z. J., and R. J. Pressley: Crystalline Solid Lasers. — “Proc. IEEE”,
1966, October, v. 54, p. 1236—1248.
16.	Wnitehouse D. R.: Understanding CO2: Lasers. — “Microwaves”, 1967, July,
v. 6, p. A6—A14.
17.	White A. D., and J. D. Rigden: Continuous Gas Maser Operation in the Vi-
sible. — “Proc. IEEE”, 1962, July, v. 50, p. 1697.
18.	Gordon E. I., and A. D. White: Similarity Lams for the Effects of Pressure
and Discharge Diameter on Gain of He—Ne Lasers. — “Appl. Phys. Let-
ters”, 1963, December, v. 3, p. 199—201.
19.	Bridges W. B., and A. N. Chester: Spectroscopy of Ion Lasers. — “IEEE J.
Quantum Electron.”, 1965, May, v. Qe—1, p. 66—84.
20.	Patel С. K. N.: Selective Excitation Through Vibrational Energy Transfer
and Optical Maser Action in N2—CO2. — “Pnys. Rev. Letters”, 1964, Novem-
ber, v. 13, p. 617—619.
21.	Nathan M. I., and G. Burns: Injection Lasers: State of the Art. — “Electro-
nics”, 1963, Dec. 6, p. 61—65.
22.	Lasher G. J.: Threshold Relations and Diffraction Loss for Injection La-
sers. — “IBM J. Res. Develop.”, 1963, January, v. 7, p. 58—61.
23.	Marinace J. C.: High Power CW Operation of GaAs Injection Lasers at
77K. — “IBM J. Res. Develop.”, 1964, November, v. 8, p. 543—544.
- 24. Burns G., et al.: Directionality Effects of GaAs Light-emitting Diodes,
Part I. — “IBM J. Res. Develop.”, 1963, January, v. 7, p. 62—63.
25.	Cheroff G., et al.> Quantum Efficiency of GaAs Injection Lasers. — “Appl.
Phys. Letters”, 1963, May, v. 2, p. 173—174.
26.	Ahern W. E., and J. W. Crowe: Linewidth Measurements of CW Gallium
Arsenide Lasers at 77K. — “IEEE J. Quantum Electron.”, 1966, September,
v. QE-2, p. 597—602.
27.	Konnerth K-, and C. Lanza: Delay Between Current Pulse and Light Emis-
sion of a Gallium Arsenide Injection Laser. — “Appl. Phys. Letters”, 1964,
April, v. 4, p. 120—121.
28.	D’Asaro L. A., J. M. Cherlow, and T. L. Paoli: Continuous Microwave Oscil-
lations in GaAs Junction Lasers. — “IEEE J. Quantim Electron.”, 1968, Ap-
ril, v. QE-4, p. 164—172.
29.	Crowe J. W.: private communication.
30.	Crowe J. W., and W. E. Ahearn: External Cavity Coupling and Phase Lo-
cking of Gallium Arsenide Injector Lasers. — “IEEE J. Quantum Electron”,
1968, April, v. QE-4, p. 169—172.
31.	Lempicki A., and H. Samuelson: Optical Maser Action in Europium Benzoy-
lacetonate. — “Phys. Letters”, 1963, March 15, v. 4, p. 133—135.
32.	Heller A.: Laser Action in Liquids. — “Phys. Today”, 1967, November, v. 20,
p. 35—41.
33.	Sorokin P. P., and J. R. Lankard: Stimulated Emission Observed from an
Organic Dye, Chloro-Aluminum Phthalocyanine. — “IBM J. Res. Develop.”,
1966, March, v. 10, p. 162—163.
34.	Sorokin -P. P., et al.: End-pumped Stimulated Emission from a Thiacarbocya-
nine Dye. — “IBM J. Res. Develop.”, 1966, September, v. 10, p. 401.
35.	Geller M., D. P. Bortfeld, and W. R. Sooy: New Woodbury-Raman Laser
Materials. — “Appl. Phys. Letters”, 1963, Aug. 1, v. 3, p. 36—40.
36.	Franken P. A., and J. E, Ward: Optical Harmonics and Nonlinear Phenome-
na. — “Rev. Mod. Phys.”, 1963, January, v. 35, p. 23—39.
369
Гл. 9. Оптические локаторы
37.	Terhune R. W., Р. D. Maker, and С. М. Savage: Observation of Saturation
Effects in Optical Harmonic Generation. — “Appl. Phys. Letters”, 1963.
Feb. 1, v. 2, p. 54—55.
38.	Geusie J. E. and H. E. D. Scovil: An Unidirectional Traveling-wave Optical
Maser. — “Bell System Tech. J.”, 1962, July, v. 41, p. 1371—1397.
39.	Siegman A. E.: Design Consideration for Laser Pulsed Amplifiers. — “J.
Appl. Phys.”, 1964, v. 35, p. 460.
40.	Ross M.: “Laser Receivers”, John Wiley & Sons, Inc., N. Y., 1966.
Росс M. Лазерные приемники. Пер. с англ. Под ред. А. В. Невского. М.,
«Мир», 1969.
41.	Blumenthal R. Н.: Desigh of a Microwave-frequency Light Modulator. —
“Proc. IRE”, 1962, April, v. 50, p. 452—456.
42.	Kaminow 1. P.: Microwave Modulation of the Electrooptic Effect in
KH2PO4. — “Phys. Rev. Letters”, 1961, May 15, v. 6, p. 528—530.
43.	Helloworth R. W.: Control of Fluorescent Pulsations, in: J. R. Singer (ed.),
“Advances in Quantum Electronics”, Columbia University Press, N. Y., 1961.
44.	Jones R. C.: Proposal for the Detectivity D** for Detectors Limited by
Radiation Noise. — “J. Opt. Soc. Am.”, 1960, November, v. 50, p. 1058—
1059.
45.	Application Note on SD 100 Photodiode, EG & G. Inc., 1965, February.
46.	Marcum J. I.: A Statistical Theory of Target Detection by Pulsed Radar,
Mathematical Appendix. — “IRE Trans.”, 1960, April, v. IT-6, p. 145—267.
47.	Forrester A. T., R. A. Gudmundsen and P. O. Jonnson: Photoelectric Mixing
of Incoherent Light. — “Phys. Rev.”, 1955, Sept. 15, v. 99, p. 1691 —1700.
48.	Gaddy O. L. and D. F. Holshouser: A Microwave Frequency Dynamic Cros-
sed-field Photomultiplier. — “Proc. IEEE”, 1963, January, v. 51, p. 153—
162.
49.	Blattner D. J., H. C. Johnson, and F. Sterzer. Upper Limit of Time Disper-
sion in Transmission Secondary Electron Emission from KCI Films. —
“Appl. Phys. Letters”, 1964, Feb. 1, v. 4, p. 46—47.
50.	Miller R. C. and N. C. Wittwer:' Secondary-emission Amplification at Mic-
rowave Frequencies. — “IEEE J. Quantum Electron.”, 1965, April, v. QE-I,
p. 49—59.
51.	Riesz R. P.: High Speed Semiconductor Photodiodes. — “Rev. Sci. Instr.”,
1962, September, v. 33, p. 994—998.
52.	D’Asaro L. A. and L. K. Anderson: At the End of the Laser Beam,
A More Sensitive Photodiode. — “Electronics”, 1968, May 30, v. 39,
p. 94—98.
53.	Data Sheet on HgTe—CdTe Detector, Societe Anonyme de Telecommunica-
tions (SAT), 1963, February.
54.	Strong J.: “Concepts of Classical Optics”, W. H. Freeman and Company,
San Francisco, 1958.
55.	Fitzgerald В. P.: Automatic Laser Tracking or How to Photograph Coope-
rative Targets Moving at Speeds of 380° a Second. — “Laser Focus”, 1967,
April, v. 3, p. 34—37.
56.	Lucy R. F., et al.: Precision Laser Automatic Tracking System. — “Appl,
Opt.”, 1966, April, v. 5, p. 517—524.
57.	Procopio L. W., F. A. Jessen, and L. J. Brown: Laser Phased Arrays. —
Proc. IEEE Eighth Intern. Conv., Military Electron, Washington, D. C., 1964,
September, p. 67—72.
58.	Kulcke W., C. J. Harris, K. Kosanke, and E. Max: A Fast, Digital-indexed
Light Deflector. — “IBM J. Res. Develop.”, 1964, January, v. 8, p. 64—67.
59.	Harris T. S., and J. Lipp.: Digital Laser Beam Deflection. — “Laser Focus”,
1967, April, v. 3, p. 26—32.
60.	Pole R. V., et al.: Selectivity Degenerate Laser Cavity, IBM Walson Res,
Center, Tech, Repl, AFAL-TR-67-127. 1967.
370
Список литературы
61.	Reich A., and S. S. Verner: Voice Modulation of an Electro-acoustically Def-
lected Light Beam. — “Proc. IEEE”, 1963, November, v. 51, p. 1661—1662.
€2.	Gordon E. 1.: A Review of Acoustooptical Deflection and Modulation Devi-
ces, Appl. Opt., 1968, October, v. 5, p. 1629—1639.
63.	Кринов E. JI. Спектральная отражательная способность природных обра-
зований. Изд. АН СССР. Лаборатория аэрометодов. 1947.
64.	United States Air Force: “Handbook of Geophysics”. The Macmillan Compa-
ny, N. Y., 1957.
65.	Fletcher P.: Electro-optical System Rept. 1920, NASA-2439, 1961, October.
66.	Kruse P. W., et al.: “Elements of Infrared Technology: Generation, Trans-
mission and Detection”, John Wiley & Sons, Inc., N. Y., 1962.
67.	Taylor I. H. and H. W. Yates: Atmospheric Transmission in the Infrared. —
“J. Opt. Soc. Am.”, 1956, v. 46, p. 378.
68.	Langer R. M., Signal Corps Rept. Contract DA-36-039-sc-72351, 1957, May.
69.	3D-Surveillance Laser Techniques, IBM Federal Systems Div. Rept, U.S.
Army Contract DAAB 07-67-C-0109.
70.	Gardner S.: 1964 IEEE Intern. Conv. Record.
71.	Hughes Aireraft Company: Heliopter — mounted Rangefinder.
72.	Johnson T. S., H. H. Plotkin, and R. L. Spadin: A Laser Satellite Ranging
System. Part I: System Description. — “IEEE J. Quantum Electron.”, 1967,
November, v. QE-3, p. 435—439.
73.	RASKOV — Rendezvous and Station Keeping Optical Radar, IBM Federal
Systems Div. Rept., Air Force Contract AF 33 (615)—3919.
74.	Goldstein B. S. and G. F. Dalrymple: Gallium Arsenide Injection Laser Ra-
dar. — “Proc. IEEE”, 1957, February, v. 55, p. 181—188.
75.	Earnshaw К. B. and I. C. Owens: A Dual Wavelength Optical Distance Mea-
suring Instrument Which Corrects for Air Density. — “IEEE J. Quantum
Electron.”, 1967, November, v. GE-3, p. 544—550.
76.	Dixon T. P., C. L. Wyman and H. D. Coombes: A Laser Guidance System
for Rendezvous and Docking. — “J. Inst. Navig.”, 1966, autumn, v. 13,
p. 231—245.
77.	Wyman C. L.: A Laser Tracking System for Advanced Launch Vehicles,
NASA, Marshall Space Fight Center, Tech. Paper, 1968.
78.	Wall M. R.: Laser TV May Explore the Sea, Microwaves, 1968, May; p. 73.
Предметный указатель
Антенная решетка 8
---для моноимпульсного сопровожден
ния 37
— — для радиолокационной астрономии 234
—- линейная 98
---на твердотельных приборах 177
---с частотным сканированием 74
Антенны Для радиолокационной астроно-
мии 234—238
— Кассегрена 235
—	сегментно-параболические 97
—	судовых РЛС 96—104
—	цилиндро-параболические 97
АРУ при коническом сканировании 36
—	в моноимпульсной РЛС 34
Атмосферная рефракция 79
Атомное время 220
Барьер непрерывного излучения 147
--- импульсного излучения 154
Варакторы, умножители частоты 172
Внеземные источники излучения 263
Всемирное время 220
Вынужденное испускание 296
Генераторы Ганна 173
— лавинные 175
— на объемном эффекте 172
Двухпозиционная система, зона действия
200
---использующая атмосферные помехи
213
---определение высоты 202
------ пассивная 194
---применение 212
---специфические проблемы 210
--- трилатерационная 212
---ЭПР цели 209
Детектор угловой ошибки 33
Диод Рида 175
Диссектор изображения 339
Законы Кеплера 135
Захват цели боковым лепестком 51
Зондирование атмосферы 281
Излучательная способность 252, 256
Индикаторы-судовых РЛС 108-115
Индикация истинного движения ПО
Интерферометрические наблюдения за
ИСЗ 150
--- в радиолокационной астрономии 220,
232, 243
Ионосфера 217
ИСЗ, заселенность 133
— калибровочный 219
—	Максимальная угловая скорость 138
—	на синхронной орбите 162
—	с радиометрами 279
Картографирование в радиолокационной
астрономии 224
— с помощью лазеров 367
— с помощью радиометров 275—281
Код Баркера 243
Лазер, аргоновый 310
— арсенид — таллиевый 313
— время когерентности излучения 291
—	газовые 306
—	жидкостные 317
—	к п.д. 304, 305
—	модуляция 319
—	мощность накачки 304
— на алюминиево-иттриевом гранате 305
— на гелий-неоновой смеси 309
— на двуокиси углерода 310
372
— на рубине 300, 302, 360
— неодимовый 305
— полупроводниковые инжекционные 311
—	произведение апертура-мощность 294
—	рамановский 317
—	сканирование луча 352
— твердотельный с оптической накачкой
298
— управление добротностью 323
— уравнение дальности 293
Лазерные усилители 318
Лазерное излучение, влияние атмосферы
355-359
-----детектирование огибающей 292, 325—
332
— — когерентное детектирование 292, 332—
334
----- пички 305
----- распространение 355—359
Маяки, используемые с судовыми РЛС 126
Метеоры 146, 217
Методы радиолокационного определения
высоты цели 68—77
Многопозиционные системы 203—208, 210—
215
-----применение 212—215
----- зона действия 208
-----специфические проблемы 210—212
Многотрассовость распространения при со-
провождении 58
-----угловые ошибки 60
-----ошибки по дальности (52
-----ошибки по углу места 82—87
Модуляторы судовых РЛС 102—104
— типа пульсактор 103
Надежность судовых РЛС 94
Облучатели моноимпульсной антенны
-----многомодовый 23, 26, 28
-----12-ти рупорный 23, 43
Обнаружение е помощью РЛС сопровож-
дения 49—52
Овалы Кассини 199
Оптика для лазеров 342—346
Оптические детекторы на фотопроводимо-
сти 340
-----фотодиодные 339
-----фотоэмиссионные 336
Оптический локатор для слежения за ИСЗ
361
-----для проведения стыковки 365—366
-----для системы посадки 366
-----для сопровождения 347
Оптическое гетеродинирование (фотосме-
шение) 332
Орбитальная механика 135—140
Орбиты, планетные 220
Отражатели, линзы Люнеберга 128
— сферические сетчатые 129
— уголковые 128
Ошибка угловая моноимпульсной РЛС 43
----- при коническом сканировании 42
Параметры Стокса 219
Передатчики судовых РЛС 102—104
Перекрестная поляризация в РЛС сопро-
вождения 63
Перекрестная связь в РЛС сопровождения
63—66
Подавление боковых лепестков 126
Подлекаторная точка 218
Показатель преломления 79
Полярное сияние 146
Помехи искусственные 146
Портовые обзорные РЛС 129—130
Приемники для радиолокационной астро-
номии 239—240
— радиометрические 264—271
— интегральные 183
— оптические 325—342
— для судовых РЛС 104—107
Радиолокационная астрономия 217—245
---Измерения 218—221
— — методы модуляции сигнала 243—245
---.Параметры систем (таблица) 233
---разрешающая способность 220
---структура системы 240—243
Радиолокационная метеорологическая кар-
та 284—285
Радиометры, антенны для них 260—262
—	для радиоастрономии 272
—	для сопровождения 279
—	калибровка 262—263
—	показатель качества 278
—	поисковые 278
—	работа при наличии дождя 283
—	с коническим сканированием 280
—	стабилизированные 267
—	с переключением лучей 261
—	типа Дикке 267
—	в Хейстекс 272—273
—	типы 272—286
—	шумовая температура 264
Резонатор оптический Фабри-Перо 298
Решетка из полупроводниковых лазеров 315
РЛС наблюдения за ИСЗ 133—169
—	AN/FPS-49 143
—	AN/FPS-50 143
-	AN/FPS-85 143, 163—165
-----выбор частоты 146
------непрерывного излучения с ЧМ 147
------зона обзора 140—143, 152—154
РЛС определения высоты цели 68—87
------многолучевая 71
------на волноводах с отводами 76, 77
------с качающейся диаграммой 68, 69
— — — с механическими фазовращателями
73
------с V-образной ДН 70
------ трехкоордннатная 72
РЛС с антенной решеткой 151—162
------минимизация стоимости 159—162
РЛС сопровождения 7—66
---NRLMk-50 23
---AN/FPQ-6 23, 29, 47, 51, 61, 65
---AN/FPQ-10 23, 40
---AN/FPS-16 23, 51, 61
---AN/SPG-55 40.
---корректировка угловых' ошибок 65
--- крутизна сигнала угловой ошибки 44
---моноимпульсная амплитудная 8—12,
19—36
---моноимпульсная фазовая 36—37
---ошибки по дальности 61—63
---разрешающая способность 57
--- с антенной решеткой 37
---с коническим сканированием 10, 40
— — с последовательным переключением
луча 10, 40
---сравнение систем 40—45
---угловая ошибка 58—61
---ширина полосы 45—47
РЛС судовые 89—130
---взаимные помехи 125
т--возникающие проблемы 115—126
---помехи от атмосферных осадков 115
— —помехи от морских волн 115
— — стандартные требования 91—93
----- типовые параметры 96
СВЧ полупроводниковые приборы, мощ-
ность 170—176
Системы
— Azuza 214
— BMEWS 143, 144
— Minitrack 134, 162
— Mistram 214
— Scordes 213
— Spacetrack 135, 144, 163
— Spasur 143, 163
— Stellar 214 ‘
— Udop 214
Сопровождение моноимпульсное по даль-
ности на последующих развертках 56,
57
-----по фронту импульса 53, 54
-----с расщепленным стробом 52, 53
Спектр эхо-сигнала Луны 221
Спецвычислители судовых РЛС 114
Твердотельные СВЧ генераторы 170—176
— интегральные схемы 182—190
— модули без преобразования	частоты
177—179
— модули с преобразованием	частоты
179—182
— РЛС, проектирование 176—190
— усилители мощности 184—188
— фазовращатели 188—189
Технология изготовления тонкопленочных
схем 182, 183
-----толстопленочных схем 182, 183
Точность измерения высоты 69, 81
— при сопровождении 57, 58
Транзисторы планарные, СВЧ 171
— для мощных СВЧ устройств 170—176
Трехуровневый лазер 303
Умножители частоты 171, 172, 179—182
Уравнение дальности для барьера импуль-
сного излучения 154
----- барьера непрерывного излучения
148, 149
--------двухпозиционной системы 198—199
— — — пассивной двухпозиционной систе-
мы 200
—----радиолокационной астрономии 227
-----режима сопровожден ей я ИСЗ 155
Фазовращатели интегральные 188, 189
ЭПР цели для двухпозиционного барьера
209
Эффект Поккельса 320
Эффект Фарадея в радиолокационной
астрономии 242
-----при наблюдении ИСЗ 145
Эхо-сигналы от Луны 146, 217
-----.— планет 217, 223, 228—232
Эхо-сигналы от морских волн, время де-
корреляции 118
— —-----в судовых РЛС 118—125
—  -----декорреляция	от импульса
к импульсу 125
— —-----зависимость от • поляризации
118-125
-----— — интегрирование их 118—124
Яркостная температура <Дуны 274
-----неба 254—256
— — Солнца 251
Яркость тепловых источников 249, 251,
275
Оглавление
Слава 1. Радиолокационные станции сопровождения. Дж. Данн,
Д. Говард и К. Пендлтон ......................................7
1.1.	Введение........................................................7
1.2.	Основные характеристики РЛС сопровождения с иглообраз-
ным лучом..............................................  8
1.3.	Сканирование и управление лучом ...............................12
1.4.	Моноимпульсная система.........................................16
1.5.	Сравнение устройств сопровождения по угловым координатам 40
1.6.	Следящие системы РЛС сопровождения.............................45
1.7.	Обнаружение цели и сопровождение по дальности ... 49
1.8.	Характеристики РЛС сопровождения .	.	..... 57
Списоклитературы..................................... .	.	.66
Глава 2. Радиолокационное определение высоты цели. Б. Браун . 68
2.1.	Методы радиолокационного	определения высоты цели ...	68
2.2.	Радиолокационные	измерения	высоты........................78
2.3.	Ошибки по углу места, обусловленные отражениями от зем-
ной поверхности.........................................82
Списоклитературы.....................................................87
Глава 3. Гражданские судовые радиолокационные станции. Дж. Кро-
ней.........................................................89
3.1.	Основные требования к судовым РЛС и предельные значения
их параметров..........................................89
3.2.	Технические условия	для	гражданских	судовых	РЛС	.	.	90
3.3.	Параметры типовой	гражданской	судовой	РЛС	,	.	,	,	95
3.4.	Антенны .......................................................96
3.5.	Передатчики...............................................102
3.6.	Приемники ..................................................  104
3.7.	Индикаторы..................................................  108
3.8.	Проблемы применения судовых РЛС ..............................115
3.9.	Вспомогательные средства....................................126
•Список литературы....................................................130
Глава 4. Радиолокационные станции наблюдения за искусственными
спутниками Земли. Ч. Лерч.........................133
4.1.	Введение..................................................133
4.2.	Системы наблюдения за спутниками............................134
4.3.	Универсальные РЛС обнаружения и сопровождения .	.	.	143
4.4.	/Специализированные системы наблюдения......................162
4.5.	Примеры осуществленных установок............................163
4.6.	Дополнительные сведения.....................................166
Списоклитературы.....................................................169
Глава 5. Радиолокационные станции на твердотельных приборах.
Т. Хайтлин ..............................................  .170
5.1.	Генерирование СВЧ полупроводниковыми приборами	.	.	170
5.2.	Проектирование РЛС на твердотельных приборах ,	.	.	176
5.3.	Интегральные СВЧ схемы................  .	, ,	. 182
5.4.	Влияние РЛС на твердотельных приборах на развитие си-
стем ..................................................190
•Списоклитературы.......................................................191
374
Глава 6. Двухпозиционные и многопозиционные радиолокационные
системы. Д. Каспере .............................193
6.1.	Введение..........................................193
6.2.	Методы определения координат целей в двухпозиционных ра-
диолокационных системах...............................194
6.3.	Уравнение дальности радиолокации, измерение доплеровского
сдвига частоты и зона действия двухпозиционной радиолока-
ционной системы ......................................198
6.4.	Методы определения координат целей в многопозиционных
радиолокационных системах .	........ 203
6.5.	Уравнение дальности радиолокации, измерение доплеровского
сдвига частоты и зона действия многопозиционной радиоло-
кационной системы................................... 208-
6.6.	Эффективная площадь рассеяния цели при использовании
двухпозиционной системы...............................209
6.7.	Специфические проблемы применения многопозиционных
систем...............................................210-
6.8.	Области применения................................212
Списоклитературы. .	.	.	  215
Глава 7. Радиолокационная астрономия.	Г. Петтинги л .	.	,217
7.1.	Задачи радиолокационной астрономии................217
7.2.	Требования к системе ,	.	  227
7.3.	Техническое оснащение и элементы систем...........234
Списоклитературы...........................................245
Глава 8. Пассивные системы. Д. Кинг .	  248
8.1.	Принципы радиометрии............................  248
8.2.	Радиометрические сигналы .	  250
8.3.	Антенны радиометров .	 260
8.4.	Радиометрические приемники [12]	.	.	.... 264
8.5.	Типы радиометров................................  272
8.6.	Системные аспекты радиометрии...................  286
Списоклитературы.........................................  288
Глава 9. Оптические локаторы. Ч. Джонсон...................290
9.1.	Принципы работы .	 290
9.2.	Лазерные передатчики и модуляторы.................296
9.3.	Оптические приемники .............................325
9.4.	Оптика .	.	  342
9.5.	Наведение и сканирование луча.....................346
9.6.	Свойства целей..................................  353
9.7.	Влияние атмосферы .	  355
9.8.	Применения........................................359
Списоклитературы...........................................368
Предметный указатель.....................................  372
Справочник по радиолокации. Под ред. М. Скол-
С 74 ника. Нью-Йорк, 1970. Пер. с англ, (в четырех то-
мах) под общей редакцией К. Н. Трофимова. Том 4.
Радиолокационные станции и системы. Под ред.
| М. М, Вейсбейна |. М., «Сов. радио», 1978.
376 с., с ил.
В четвертом томе собран материал по вопросам конструирования
и инженерного анализа радиолокационных станций и систем различ-
иого назначения.'
Книга предназначена для специалистов, преподавателей и студен,
тов вузов.
„ 30402-004
С ------------- подписное	6Ф2.4
046(01)-78
ИБ № 441
СПРАВОЧНИК ПО РАДИОЛОКАЦИИ
Под редакцией М. Сколника
Перевод с английского
под общей редакцией
К. Н. Трофимова
Том 4
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
И СИСТЕМЫ
Под редакцией
|М. М. Вейсбейна |
Редактор В. М. Ларионова
Художественный редактор 3. Е. Вендрова
Обложка художника а. В. Волкова
Технический редактор А. А, Велоуа
Корректор О. И. Галанова
Сдано в набор 10/ХП-76Г. Подписано в печать 28/Х-77 г.
Формат 60X90‘/ie. Бумага типографская № 1
Объем 23,5 усл. п. л., 31,863 уч.-изд. л.
Тираж 35.210 Зак. 1332 Цена 2 р.
Издательство «Советское радио», Москва, Главпочтамт а/я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли
Москва, И-41, Б. Переяславская, 46.