Автор: Смирнов В.Н. Ипатов В.П. Орлов В.К. Самойлов И.В.
Теги: электрическая связь связь компьютерные сети мобильная связь сотовые телефоны системы мобильной связи
ISBN: 5-93517-137-6
Год: 2003
Текст
СИСТЕМЫ
СПЕЦИАЛЬНОСТЬ
Книга издательства «Горячая линия - Телеком»
можно заказать через почтовое-агентство DESSY: 107113, г.Москва, а/я 10,
а также интернет-магазины: www.dessy.ru www.top-kniga.rv
Сайт издательства:
»
В систематизированном виде изложены классификация и этапы
развития наземных систем мобильной связи. Даны особенности
функционирования, принципы организации и основные техничес-
кие решения на примере стандартов, используемых в современных
системах. Проанализированы тенденции и перспективы их совер-
шенствования.
В книге рассмотрены:
* Архитектура сетей связи;
* Классификация и эволюция систем подвижной радиосвязи;
* Характеристик! среды распространения радиоволн в сотовой
радиосвязи;
* Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной связи;
* Организация множественного доступа и дуплексного режима
связи;
* Компенсация искажений сигналов на трассе распространения;
* Помехоустойчивое кодирование и его роль в мобильной
радиосвязи;
* Информационная безопасность в мобильных системах связи;
* Кодирование сообщений источника;
• Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM;
* Радиоинтерфейс мобильного телефона cdmaOne (IS-95);
* Радиоинтерфейсы мобильных систем связи третьего поколения.
ISBN 5-93517-137-6
Организаторы
РАО ЕЭСР-Я...ИИ , Мияапи p'J» у' PC.
Министерство внутренних дел РФ, Министерство обороны РФ,
Министерство транспорта РФ, ОАО "Газпром , ЗАО "Уголь-Телеком ,
АО ' Телекомнефтепродукт", фирма "Оптима ,
ГК Информгехника", ООО ' ПромЭкспо ИТ".
международная выставка
ВЕДОМСТВЕННЫХ
И КОРПОРАТИВНЫХ
ИНФОРМАЦИОННЫХ
СИСТЕМ, СЕТЕЙ
И СРЕДСТВ СВЯЗИ
Тематика выставки:
• Линии связи, каналообразовани<
и коммутационная техника
• Корпоративные сети
передачи данных
• Мультисервисные сети
• Системы подвижной связи
(транкинговые,
спутниковые, сотовые)
• Системы спутниковой связи
• Системы сбора и передачи
телеметрической информации
• Системы гарантированного
питания
• Программное обеспечение
для телекоммуникаций
• Средства отображения
информации
коллективного пользования
• Волоконно-оптические
сети и системы
• Структурированные
кабельные сети
• Оборудование и техника
для строительства
объектов связи
• Решения последней мили
• Измерительная техника
• Информационные
технологии
.1
• Информационная I
безопасность |
ДЕКАБРЬ
МОСКВА
Проводится под эгидой
Министерства
Российской Федерации
по связи и информатизации
Дирекция выставки:
107140, г. Москва,
ул. В. Красносельская, д. 2/1,
стр. 1, офис 735.
Тел./факс: (095)775-1584,
771-6738, 970-1804.
E-mail: info@vkss.ru
www.vkss.ru
СИСТЕМЫ
МОБИЛЬНОЙ СВЯЗИ
Рекомендовано УМО по образованию в области радиотехники,
электроники, биомедицинской техники и автоматизации
в качестве учебного пособия для студентов
высших учебных заведений, обучающихся
по специальности 200700 "Радиотехника".
Москва
Горячая линия - Телеком
2003
ББК 32.88
С 40
Рецензенты: кафедра радиотехнических систем НГУ им. Ярослава Мудрого,
профессор В.Э. Гуревич (СПбГУТ им. М. Бокч-Бруевича)
С40 Системы мобильной связи: Учебное пособие для вузов /
В. П. Ипатов, В. К. Орлов, И. М. Самойлов, В. Н. Смирнов; под.
ред. В.П. Ипатова. - М.: Горячая линия-Телеком, 2003. - 272 с.,
ISBN 5-93517-137-6
В систематизированном виде изложены классификация и этапы раз-
вития наземных систем мобильной связи. Рассмотрены особенности
функционирования, принципы организации и основные технические реше-
ния на примере стандартов, используемых в современных системах. Про-
анализированы тенденции и перспективы их совершенствования.
Для студентов специальностей 200700 «Радиотехника», 201600 «Ра-
диоэлектронные системы» и направлений 552500 «Радиотехника» и
550400 «Телекоммуникации», а также может быть полезно инженерно-
техническим работникам этих областей знаний.
ББК 32.88
Адрес издательства в Интернет www.techbook.ru
e-mail: radios_hl@mtu-net.ru
Справочное издание
Ипатов Валерий Павлович
Орлов Владимир Константинович
Самойлов Игорь Михайлович
Смирнов Виктор Николаевич
Системы мобильной связи
Учебное пособие
Компьютерная верстка Т. А. Барановой
Корректор И. Н. Алексеева
Обложка художника В. Г. Ситникова
ЛР № 071825 от 16 марта 1999 г.
Подписано в печать 06.05.03. Формат 60x88/16.
Уел. печ. л. 17,6. Зак. № 137. Тираж 3000 экз.
ISBN 5-93517-137-6 © в.П. Ипатов, В.К. Орлов,
И.М. Самойлов, В.Н. Смирнов; 2003
© Оформление издательства
«Горячая линия-Телеком», 2003
Предисловие
Среди знаковых явлений, сформировавших в совокупности
облик информационной революции конца двадцатого столетия,
одна из приоритетных позиций принадлежит возникновению
и повсеместному распространению массового телекоммуникаци-
онного сервиса. Системы мобильной и персональной радиосвязи,
долгие годы находившиеся под монопольным контролем ограни-
ченного и довольно специфического круга пользователей, обрели
статус общедоступных. Наряду с другими средствами высокоско-
ростной транспортировки сообщений (кабельные, радиорелей-
ные, волоконно-оптические, спутниковые линии связи), а также
глобальной сетью Internet они кардинально изменили информа-
ционную инфраструктуру стран и континентов.
Незамедлительной и адекватной была и реакция на подоб-
ные реалии мирового образовательного сообщества, а также ин-
тернационального книжного рынка. В учебных программах уни-
верситетов и колледжей появились многочисленные дисциплины,
отражающие передовые достижения и перспективы развития
массовых телекоммуникаций, а ведущие американские и евро-
пейские издательства буквально обрушили на читателя лавину
книг, посвященных философии и дизайну систем мобильной
и персональной связи. За подтверждением сказанного достаточно
обратиться к перечням печатной продукции лишь некоторых при-
знанных лидеров в сфере выпуска научно-образовательной ли-
тературы. Так, в 2001-2002 гг. в издательстве John Wiley & Sons
вышло более 30 книг по названной тематике общим объемом бо-
лее 12 тыс. страниц. В планах издательства до первого квартала
2003 г. включительно фигурирует еще 10 наименований. Не ме-
нее красноречивы и цифры, относящиеся к издательству Prentice
Hall, в своей политике традиционно ориентирующемуся на запро-
сы образовательной сферы. За упомянутый период им было вы-
пущено более 15 книг по концептуальным основам, расчету
и проектированию мобильных средств связи. Заметим, что речь
в приведенных примерах идет лишь о литературе научно-
инженерной направленности. Номенклатура же и тиражи реклам-
ных буклетов, как и книг и брошюр о телекоммуникационном биз-
несе и маркетинге, учету вообще не поддаются.
Системы мобильной связи
Не столь радужной представляется ситуация с книгоизда-
нием на русском я.зыке. Число и доступность отечественных пе-
чатных источников, освещающих текущее и прогнозируемое со-
стояние мобильных телекоммуникаций, явно не отвечают стре-
мительным темпам возрастания социально-технологической роли
последних в современной России. В то время как по уровню про-
никновения сотовых систем российские мегаполисы (Москва,
Санкт-Петербург) и некоторые другие регионы уверенно выходят
на вполне европейский уровень, ощущающийся дефицит книг
профессионального характера не может не вызвать озабоченно-
сти у всех, кто по роду своей деятельности причастен к упомяну-
той сфере.
Особо чувствительна нехватка изданий, которые потенци-
ально могли бы лечь в основу программ соответствующих вузов-
ских дисциплин. Естественно, что большинство российских вузов,
готовящих специалистов радиотехнического профиля, оператив-
но откликнулись на кардинальные сдвиги в телекоммуникацион-
ной системотехнике, модернизировав учебные планы, обогатив
преподаваемые предметы новыми разделами и предложив широ-
кий спектр принципиально новых курсов. В этом свете коренным
интересам как студентов, так и преподавателей отвечал бы вы-
пуск пособий, отражающих подобные учебно-методические раз-
работки. Ограничение публикаций этого профиля исключительно
внутривузовскими рамками сдерживает процесс взаимной асси-
миляции опыта научно-педагогических коллективов и не отвечает
духу творческой состязательности, традиционно присущему выс-
шей школе. Руководствуясь названными мотивами, авторы пред-
лагают читателю книгу, вобравшую в себя те материалы читав-
шихся ими в последние годы курсов, которые в смысловом отно-
шении концентрируются в категорию "мобильная связь".
Разумеется, компактный формат издания не оставляет
простора для излишней детализации и попыток создать нечто
самодостаточное. Авторы в значительной мере вынуждены опи-
раться на сведения, получаемые студентами из предшествующих
или параллельных курсов, нередко отсылая читателя к другим
источникам. В то же время хотелось бы надеяться, что книга при-
несет пользу в плане формирования системного взгляда на крае-
угольные принципы и технологический фундамент мобильной
связи, а, возможно, для кого-то послужит импульсом к более глу-
бокому знакомству с предметом и самостоятельному поиску.
Предисловие 5
Несмотря на приоритетное учебное предназначение книги,
можно полагать, что интерес к ней проявят и вполне сформиро-
вавшиеся специалисты, проектировщики и научные работники,
поскольку даже самому искушенному эксперту приходится время
от времени сверяться с литературой и регенерировать в памяти
ту или иную информацию.
Названия разделов книги (см. Оглавление) достаточно про-
зрачны и конкретны, так что авторы сочли нецелесообразным
занимать внимание читателя обзором содержания глав, столь
характерным для предисловий.
Работая в постоянном контакте и оперативном взаимодей-
ствии, авторы, тем не менее, имели свои зоны ответственности.
В.П. Ипатовым осуществлено общее редактирование книги,
а также написаны главы 4 и 12. Главы 3, 6 и 10 написаны В.К. Ор-
ловым, 2, 5 и 11 - И.М. Самойловым, 1, 7, 8, 9 - В.Н. Смирновым.
Сознавая, что возможные издержки и недочеты книги могут
послужить предметом критики, авторы с благодарностью отне-
сутся к замечаниям и предложениям читателей и откликнутся на
любое приглашение к дискуссии профессионального характера.
Выполняя приятный долг, авторы выражают искреннюю
признательность всем преподавателям и сотрудникам кафедры
радиосистем Санкт-Петербургского Государственного электро-
технического университета "ЛЭТИ", сумевшим в нелегкие пере-
ломные времена сохранить атмосферу творческого азарта, высо-
кого профессионализма, бескорыстного служения делу воспита-
ния научно-инженерной молодежи.
Рецензентами книги: профессором В.Э. Гуревичем и ка-
федрой радиосистем Новгородского Госуниверситета им. Яро-
слава Мудрого (зав. кафедрой профессор Л.А. Рассветалов) сде-
лан ряд полезных и конструктивных замечаний, с благодарностью
учтенных авторами.
u
с
ч
•3
1. АРХИТЕКТУРА СЕТЕЙ СВЯЗИ J
Стратегической целью развития современных общедоступ-
ных телекоммуникаций является предоставление высококачест-
венной связи любому потребителю в любое время в любой точке
земного шара. В соответствии с этим Международной организа-
цией по стандартизации (ISO - International Standard Organisation)
разработана концепция глобальной сети связи общего пользова-
ния. Под сетью понимается множество взаимодействующих друг
с другом систем, осуществляющих хранение, обработку и пере-
дачу разнообразной информации.
Глобальная сеть объединяет телефонные сети общего
пользования, сети передачи данных, системы мобильной и спут-
никовой связи. Ею охватывается все многообразие пользова-
тельских терминалов (проводные и бесшнуровые телефонные
аппараты, персональные компьютеры, сотовые и спутниковые
телефоны, аппараты факсимильной связи и пр.), линий связи (ка-
бельных, оптических, беспроводных и т.д.), узлов коммутации
(учрежденческих, районных, междугородних), систем управления,
контроля и технического обслуживания. Для того чтобы составить
адекватное представление о наиболее общих чертах и архитек-
туре столь сложного и разветвленного образования, разумно впи-
сать его в рамки некоторой абстрактной модели, классифици-
рующей элементы сети по их функциональному назначению
и механизмам взаимодействия.
у
1.1. Понятие о модели взаимодействия
открытых систем
Эта эталонная модель OSI (Open Systems Interconnection),
разработанная ISO, обычно обозначается как модель ISO/OSI
и является базовой в том смысле, что для описания некоторых
систем достаточна лишь часть ее компонентов. Несмотря на су-
ществование конкурентоспособных альтернатив, модель OSI по-
лучила повсеместное распространение и широко используется
как концептуальная основа в информационной системотехнике.
1. Архитектура сетей связи
7
Под открытой системой понимается система, удовлетво-
ряющая требованиям международных организаций (открыта де-
юре) или требованиям производителя, контролирующего боль-
шую часть рынка сбыта (открыта де-факто). Открытость означает,
что система не является чьей-то собственностью, т.е. любой про-
изводитель вправе создавать и выставлять на продажу собствен-
ный продукт (аппаратуру или программное обеспечение), предна-
значенный для практического доступа к услугам системы. Между
производителями возникает конкуренция, что способствует сни-
жению цены оборудования. Пользователи при этом не зависят от
единственного производителя и могут менять поставщиков
аппаратуры.
Диаграмма рис. 1.1 иллюстрирует схему взаимодействия
элементов и уровней базовой модели, представленной в общем
виде. Модель некоторых систем содержит лишь часть этих эле-
ментов. Так, системы с коммутацией каналов описываются одно-
уровневой моделью. Расшифруем используемые термины.
Прикладной процесс выполняет обработку данных для
нужд пользователя либо с помощью некоторых аппаратно-
программных средств, либо непосредственно в мозгу человека.
Под интерфейсом (стыком.) понимается определенная
стандартами граница между взаимодействующими объектами.
Для систем мобильной связи главенствующее значение имеет
радиоинтерфейс, охватывающий средства соединения между
мобильной и базовой станциями.
Физические средства соединения - это совокупность аппа-
ратуры и среды распространения, обеспечивающих передачу
сигналов между системами.
Абонент через интерфейс пользователя дает задание при-
кладному процессу и получает результат его выполнения.
Областью взаимодействия называется иерархическая
группа функциональных блоков, предназначенных для обмена
данными между системами. В базовой модели эти функции поде-
лены на семь расположенных друг над другом слоев, именуемых
уровнями, как показано на рис. 1.1.
Такое деление позволяет разбить сложную систему на ряд
более простых (осуществить декомпозицию), образовать стан-
дартные модули и интерфейсы между уровнями. Отсылая чита-
теля за деталями к [1], опишем кратко основные функции, закре-
пленные за каждым уровнем.
8
Системы мобильной связи
т
Абонент А Интерфейс п ° льзователя Прикладной процесс -2Д_ л
_7_ Прикладной
6
।А бонент Б
Интерфейс
_____пользователя
. Прикладной процесс
, 5
_4
3
Представительный
Сеансовый_______
Транспортный
Сетевой_________
Канальный
i 1_ Физический
-_7 Прикладной___ __
- 6 Представительный__
' _5_С еансов ы й_____
44 I Транспортный_____
<3 J Сетевой?
’ 2 Канальный
— I ---------
- 1 i Физический _____
2
Физические средства соединения
Рис. 1.1. Модель взаимодействия открытых систем
Верхний, седьмой уровень обеспечивает различные формы
взаимодействия прикладных процессов, т.е. является приклад-
ным интерфейсом. На этом уровне выполняется управление за-,
даниями, идентификация пользователей по паролям, адресам,.;’
электронным подписям.
На представительном уровне осуществляется кодирование ,
сообщений, поступающих с седьмого уровня, в нужную форму.
Здесь же при необходимости осуществляется сжатие данных
и шифрование.
Сеансовый уровень определяет процедуру проведения се-,
ансов между прикладными процессами, т.е. обеспечивает уста-
новку, поддержание и разрыв соединения.
Транспортный уровень отвечает за точность доставки паке-
тов (блоков данных по 500-2000 бит) по виртуальным каналам,..'
проложенным между портами.
Сетевой уровень создает виртуальные каналы - пути, по'
которым данные передаются от одного порта к другому.
На канальном уровне производится формирование и пере-^
дача кадров (блоков данных), обнаружение и исправление ошибок. *
Физический уровень создает интерфейсы для подключения
систем к физическим средствам соединения (электрическим
и оптическим кабелям, радиоэфиру вместе с аппаратурой пере-
1. Архитектура сетей связи
9
дачи данных). Он отвечает за передачу последовательности бит,
оповещает о появлении неисправностей и отказов (столкновении
кадров, обрывов, отключении питания).
Хотя все сообщения передаются через первый - физиче-
ский - уровень, в модели OS1 определены также логические ка-
налы, понимаемые как пути, по которым передаются сигналы или
данные между одноименными уровнями. Так, путь, связывающий
четвертые уровни, называется транспортным каналом, путь меж-
ду третьими - сетевым, вторыми - информационным; и, наконец,
собственно физическим каналом называется путь, соединяющий
первые уровни. Особое место занимает логический канал тра-
фика (пользовательский канал), обеспечивающий обмен данны-
ми между абонентами.
При технической реализации систем логические каналы
проектируются на физические, т.е. указывается, какой физиче-
ский канал в данный момент выделяется для организации кон-
кретного логического канала. Физические каналы и способы рас-
пределения их по логическим каналам описываются в гл. 10 и 11
на примере сотовых систем связи стандартов GSM и IS-95.
Эталонная модель обладает свойствами прозрачности
и доступности сервиса.
Прозрачность означает, что данные, переданные с какого-
то уровня на нижние, на приемной стороне возвращаются на этот
же уровень без изменений. Создается видимость, что для рас-
сматриваемых одноименных уровней нижних не существует - они
прозрачны. Ярким примером прозрачного объекта может служить
телефонный тракт. Большинство людей, пользующихся телефо-
ном, даже не имеют представления о преобразованиях, которым
подвергается их речь в телефонном канале.
Под доступностью сервиса понимается возможность ис-
пользования всеми верхними уровнями услуг (сжатие данных,
защита от помех, от несанкционированного использования ин-
формации), выполняемых на нижних уровнях.
На рис. 1.1 линиями, соединяющими одноименные уровни,
обозначены протоколы - правила взаимодействия двух (или бо-
лее) объектов. Названия протоколов совпадают с названиями
соответствующих уровней, например, существуют сеансовые,
транспортные, сетевые протоколы.
Протоколы должны удовлетворять определенным требова-
ниям [2]. Прежде всего, протокол - это последовательность ша-
гов, выполняемых взаимодействующими объектами добровольно,
1. Архитектура сетей связи
11
Мобильные станции используются подвижными абонента-
ми. БС - стационарные приемопередающие станции, обеспечи-
вающие радиосвязь с MIC в определенной зоне (ячейке, соте, сек-
торе). В ЦК выбирается направление передачи данных (коммута-
ция), производится управление БС и осуществляется доступ
к внешним системам.
Мобильные станции могут обмениваться информацией друг
с другом либо через ЦК (рис. 1.2, а), либо непосредственно
(рис. 1.2, б). Используя основные элементы, можно построить ре-
гиональные и национальные сети (подсети) мобильной связи,
структура которых в упрощенном виде показана на рис. 1.3. В ка-
честве примера взята транкинговая сеть стандарта TETRA [4].
Рис. 1.3. Структура сети связи
10
Системы мобильной связи
в порядке строгой очередности для достижения поставленной
цели. Далее, протокол должен содержать описание действий его
участников при любых возникающих ситуациях (должны быть ис-
ключены тупиковые ситуации). Правила игры в шахматы, в шашки
являются примерами протоколов.
Следует упомянуть о существовании криптографических
протоколов, обеспечивающих достижение цели в условиях воз-
можного мошенничества как со стороны законных пользователей,
так и внешнего нарушителя. Примером такого протокола может
служить аутентификация абонента, рассматриваемая в гл. 8.
Для описания систем мобильной связи базовая семиуров-
невая модель трансформируется путем деления на два укруп-
ненных слоя [3, 4]. В стандартах GSM и TETRA верхние уровни
с четвертого по седьмой образуют один слой, нижние (с первого
по третий) - другой. При передаче речи функции седьмого и шес-
того уровней выполняет человек. В его мозгу зарождается сооб-
щение, он выбирает язык общения. Задачи, решаемые на пятом
и четвертом уровнях, важны для соединительных линий, объеди-
няющих отдельные системы связи в единую сеть. Поэтому ука-
занные системы описываются трехуровневой моделью, вклю-
чающей лишь сетевой, канальный и физический уровни.
1.2. Структура сетей мобильной связи
Основные, наиболее общие элементы сетей связи показа-
ны на рис. 1.2. Они содержат мобильные станции (МС), базовые
станции (БС), центры управления и коммутации (ЦК), радиоин-
терфейсы (РИ).
РИ РИ
МС ------- БС ЦК БС ----- МС
МС
а)
РИ
МС
б)
Рис. 1.2. Элементы сетей связи
12
Системы мобильной связи
Отдельные сети и подсети объединяются в единую струк-
туру с помощью межсетевых интерфейсов (СИ) - кабельных или
радиолиний. Контроллеры базовых станций (КБС) выполняют
функции коммутации, управления БС, обеспечивают доступ
к внешним сетям (телефонным, передачи данных). Они могут
подразделяться на главные (с расширенными возможностями)
и подчиненные (с ограниченными функциями). Подсеть может
содержать собственную станцию управления (СУ). Таким обра-
зом, функции управления и коммутации распределяются по всей
сети, что обеспечивает быструю передачу вызовов и сохранение
работоспособности сети при неисправностях отдельного
оборудования.
Принципы взаимодействия МС, БС, КБС излагаются
в гл. 2 и 10.
2. КЛАССИФИКАЦИЯ И ЭВОЛЮЦИЯ СИСТЕМ
МОБИЛЬНОЙ РАДИОСВЯЗИ
2.1. Основные типы систем мобильной связи
Современные системы мобильной радиосвязи (СМР) весь-
ма разнообразны по спектру применений, используемым инфор-
мационным технологиям и принципам организации. Поэтому их
содержательный обзор был бы затруднен без предварительной
систематизации. Основываясь на данных [5-7], можно предло-
жить следующий набор классификационных признаков СМР:
• способ управления системой, иначе способ объединения
абонентов - централизованный (координированный) или авто-
номный (некоординированный). При централизованном объеди-
нении связь между абонентами производится через центральные
(или базовые) станции. В противном случае связь между пользо-
вателями устанавливается непосредственно, без участия базо-
вых станций;
• зона обслуживания - радиальная (в пределах радиуса дей-
ствия радиостанции), линейная (для линейно протяженных зон),
территориальная (для определенных конфигураций территории);
• направленность связи - односторонняя или двусторонняя
связь между абонентом и базовой станцией;
• вид работы системы - симплекс (поочередная передача от
абонента к базовой станции и обратно) или дуплекс - одновремен-
ная передача и прием в каждом из двух названных направлений;
• метод разделения каналов в системе радиосвязи, или метод
множественного доступа - частотный, временной или кодовый;
• способ использования частотного ресурса, выделенного
системе связи, - жесткое закрепление каналов за абонентами,
возможность доступа абонентов к общему частотному ресурсу
(транкинговые системы), повторное использование частот за счет
пространственного разнесения передатчиков (сотовые системы);
• категория обслуживаемых системой связи абонентов -
профессиональные (служебные, корпоративные) абоненты,
частные лица;
14
Системы мобильной связи
• вид передаваемой информации - речь, кодированное со-
общение и др.
Данный перечень не исчерпывает всех возможных систе-
мообразующих признаков (можно упомянуть и такие, как диапазон
используемых частот, вид модуляции сигналов, способ соедине-
ния системы связи с коммутируемой телефонной сетью общего
пользования (ТФОП), число обслуживаемых абонентов и пр.), од-
нако и его достаточно для демонстрации многообразия сущест-
вующих СМР.
Учитывая распространенность существующих типов СМР,
а также перспективы их развития, можно предложить следующую
систему классификации СМР, основу которой составляют три из
перечисленных ранее отличительных признака:
• назначение системы и размер зоны радиопокрытия;
• метод множественного доступа;
• схема дуплексирования каналов радиолинии.
В зависимости от назначения системы, объема предостав-
ляемых услуг и размеров зоны обслуживания можно выделить
следующие четыре типа СМР:
• транкинговые системы связи (ТСС);
• системы персонального радиовызова (СПРВ);
• системы персональной спутниковой связи (СПСС);
• сотовые системы мобильной связи (ССМС).
По способу организации множественного доступа, т.е. тех-
нологии распределения между отдельными каналами связи час-
тотно-временного ресурса, выделяют СМР на основе одной из
трех конкурирующих технологий:
• множественный доступ с частотным разделением каналов
(МДЧР, англоязычная аббревиатура FDMA - frequency division
multiple access);
• множественный доступ с временным разделением кана-
лов (МДВР или TDMA - time division multiple access);
• множественный доступ с кодовым разделением каналов
(МДКР или CDMA - code division multiple access).
Что же касается третьего признака классификации - дуп-
лексирования каналов, то различие СМР состоит в способе орга-
низации информационного обмена в радиоканале двусторонней
связи между абонентами либо между базовой станцией и абонен-
том. Наибольшее распространение находят системы с организа-
цией дуплексной передачи на основе частотного и временнбго
разделения.
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 15
Рассматриваемые ниже конкретные примеры помогут луч-
ше понять смысл приведенной классификации и дадут некое
предварительное представление о принципах построения СМР.
2.2. Транкинговые системы связи
Термин "транкинговая" (или транковая) связь происходит
от английского слова trunk (ствол) и отражает то обстоятельство,
что "ствол связи" содержит несколько каналов, причем жесткое
закрепление каналов за абонентами отсутствует. В литературе
можно найти различные определения транкинговых систем, об-
щим для которых является именно предоставление в распоряже-
ние абонента одного из свободных на данный момент каналов.
В частности, к данному классу относят:
• радиально-зоновые системы наземной мобильной радио-
связи, использующие автоматическое распределение ограничен-
ного частотного ресурса ретранслятора среди большого числа
абонентов [8];
• системы массового применения, позволяющие при огра-
ниченном частотном ресурсе обслуживать максимальное число
абонентов [9].
Типичной сферой применения транкинговых систем являют-
ся государственные, ведомственные, корпоративные организации
и институты, такие как служба скорой помощи, пожарная служба,
охрана правопорядка, органы безопасности, различные коммерче-
ские структуры и др. По большей части транкинговые системы ис-
пользуются как средства оперативной связи с жестко лимитиро-
ванным и постоянно контролируемым контингентом абонентов
в пределах ограниченной территориальной зоны. Учитывая спе-
цифику применения транкинговых систем, их иногда называют
профессиональными системами мобильной радиосвязи (PMR -
Professional Mobile Radio), либо частными системами мобильной
радиосвязи - Private Mobile Radio. Системы PMR, обеспечивающие
соединение мобильных объектов с абонентами ТФОП, часто вы-
деляются особо как Public Access Mobile Radio (PAMR).
Транкинговые системы связи (ТСС) могут строиться как
системы с однозоновой или многозоновой структурой. Принимая
во внимание специфический характер ТСС, т.е. ограниченность
числа пользователей системы, переход от однозоновой к много-
зоновой структуре объясняется в первую очередь расширением
географической зоны действия системы, а не стремлением к по-
16 Системы мобильной связи
вышению числа абонентов (абонентской емкости) системы. При
пересечении границ радиопокрытия ТСС отслеживают переме-
щение абонентов, обеспечивают их регистрацию и назначение им
нового частотного канала. Однако, как правило, подобный пере-
ход происходит с прерыванием связи, для восстановления кото-
рой абонентам необходимо произвести повторный вызов.
Транкинговые системы могут использовать как симплекс-
ные, так и дуплексные каналы радиосвязи, однако с целью упро-
щения и удешевления в них нередко применяется полудуплекс-
ный режим работы, при котором один и тот же канал поочередно
используется для связи от центра управления (базовой станции)
к абоненту и в обратном направлении.
Реализация принципа равного доступа к каналу связи мо-
жет быть осуществлена децентрализованно либо при централи-
зованном управлении. В первом случае функция нахождения
свободного канала возлагается на абонентскую станцию, которая
проводит последовательный поиск незанятого частотного канала
во всем выделенном системе диапазоне. Во втором случае ана-
лиз занятости каналов связи осуществляет базовая станция либо
непосредственно центр коммутации мобильной связи. Как прави-
ло, установление связи при последовательном сканировании час-
тотного диапазона занимает достаточно большой интервал вре-
мени. Для обеспечения оперативности управления в современ-
ных ТСС предусматривается существование специального кана-
ла, посредством которого производится управление транкинговой
системой, в том числе выполнение процедур установления и пре-
кращения связи.
По способу организации канала управления различают ТСС
с выделенным и распределенным каналом управления. В первом
случае, как следует из названия, выделенный канал используется
исключительно для управления работой системы. Во втором -
в процессе сеанса связи сигналы управления передаются одно-
временно с речевым сигналом [6].
С учетом сказанного транкинговая система связи может
быть представлена обобщенной структурной схемой (см.
рис. 2.1), где использованы следующие обозначения:
• МС - мобильная станция (мобильный абонент);
• БС - базовая станция (центр управления);
• УОР - устройство объединения радиосигналов;
• Р - ретрансляторы;
• ЦКМС - центр коммутации мобильной связи;
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи
17
Рис. 2.1. Обобщенная структурная схема ТСС
• ТФОП - телефонная сеть общего пользования;
• ДПУ - диспетчерский пункт управления.
Следует отметить, что для ТСС наиболее характерно разде-
ление каналов связи по частоте с индивидуальными ретранслято-
рами на разных частотах. Возможен и вариант ТСС с использова-
нием широкополосных ретрансляторов, обслуживающих сразу все
каналы. Назначение остальных блоков структурной схемы являет-
ся очевидным и не требует дополнительных комментариев.
Как уже упоминалось ранее, совместимость различных сис-
тем и оборудования обеспечивается стандартизацией интерфей-
сов. Наибольшее распространение получили следующие прото-
колы транкинговой связи: МРТ 1327, EDACS и TETRA.
Стандарт МРТ 1327, разработанный министерством почт
и телекоммуникаций Великобритании (Ministry of Post and Tele-
communication (MPT)), определяет в основном протокол передачи
информации управления и контроля состояния аппаратуры (ина-
че - информации сигнализации) для транкинговых систем назем-
ной мобильной радиосвязи, причем информационные сообщения
передаются по аналоговому радиоканалу. На его основе разра-
ботаны радиоинтерфейс МС (абонента), определяемый протоко-
18
Системы мобильной связи
лом МРТ 1343, и радиоинтерфейс БС - МРТ 1347. Стандартами
предусматривается передача информации со скоростью
1,2 кбит/с по каждому из 500 каналов связи в диапазоне частот
201,2125...207,4875 МГц (МРТ 1347) и 193,2125... 199,4875 МГц
(МРТ 1343), причем каждый дуплексный канал занимает две по-
лосы шириной 12,5 кГц с разносом каналов приема и передачи
в 8 МГц [6].
Фирмой Ericsson разработана система транкинговой радио-
связи, получившая название EDACS (Enhanced Digital Access
Communications System - Усовершенствованная система связи
с цифровым доступом). Системы EDACS выпускаются в различ-
ных модификациях, причем различают системы EDACS, сети
EDACS и расширенные сети EDACS [6]. Системы EDACS, объе-
диненные между собой посредством контроллеров узлов связи
и диспетчерских пунктов управления, образуют сети EDACS, ко-
торые, в свою очередь, с помощью некоторых интегрированных
узлов связи могут объединяться в расширенную сеть для покры-
тия значительных территорий.
В системе EDACS применяются два типа радиоканалов -
рабочий канал и канал управления. Канал управления служит для
обмена цифровой информацией сигнализации между мобильны-
ми станциями и устройствами управления работой всей системы.
Рабочие каналы используются для обмена собственно информа-
цией (разговорной или данными) между мобильными станциями.
Системы и сети EDACS рассчитаны на использование как анало-
говых, так и цифровых станций, обеспечивающих передачу рече-
вых сигналов в цифровой форме. Стандартная скорость переда-
чи данных составляет 9,6 кбит/с по каждому из 20 каналов систе-
мы EDACS в диапазонах частот 30...300 МГц, 800 МГц или
900 МГц с разносом каналов связи 25, 30 и 12,5 кГц.
Общие тенденции, связанные с унификацией и интеграцией
СМР идентичного назначения, привели к разработке под эгидой
ETSI (European Telecommunications Standards Institute - Европей-
ский институт стандартов связи) общеевропейского стандарта
TETRA (Trans-European Trunked RAdio - Общеевропейская сис-
тема транкинговой связи), изменившего свое название с апреля
1997 г. на TErrestrial Trunked RAdio (Сухопутная система транкин-
говой связи) ввиду своего широкого распространения. ТСС на
основе стандарта TETRA представляют собой новое поколение
систем этого типа, следующее за аналоговым. В отличие от пре-
дыдущих, в стандарте TETRA осуществлен полный переход
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 19
к цифровому представлению передаваемой информации и ис-
пользовано не частотное, а временное разделение каналов.
В результате этих и ряда других мер скорость передачи в систе-
ме достигла 36 кбит/с. Для системы TETRA выделены два дуп-
лексных участка спектра в полосе частот 380...400 МГц при раз-
носе радиоканалов для приема и передачи в 10 МГц и разносе
соседних каналов в 25 кГц.
Следует отметить, что Россия имеет многолетний и весьма
позитивный опыт развития и эксплуатации ТСС. В подтверждение
этому можно привести пример эволюции отечественной системы
"Алтай" вплоть до модификации "Алтай-Зн" [8]. На момент написа-
ния книги сетями транкинговой радиотелефонной связи охвачена
вся территория Российской Федерации, причем в 59 регионах на-
званные сети работают с выходом на ТФОП. На 01.01.2000 г. услу-
ги связи предоставляли 137 сетей, а число абонентов составило
45 тыс. Среди действующих сетей приблизительно половина уком-
плектована оборудованием "Алтай". Присутствуют также ТСС типа
SmarTrunk, MPT 1327 и EDACS [10].
2.3. Системы персонального радиовызова
Системы персонального радиовызова (СПРВ), или пей-
джинговые системы (от английского термина paging - вызов),
представляют собой системы мобильной радиосвязи, обеспечи-
вающие одностороннюю передачу коротких сообщений из центра
системы (терминала персонального радиовызова, или пейджин-
гового терминала) на миниатюрные абонентские приемники (пей-
джеры), причем передаваемые сообщения могут быть четырех
типов - тональные, цифровые, буквенно-цифровые и речевые.
В последнее время стали появляться публикации о разработке
пейджеров для двусторонней связи, способных осуществлять пе-
редачу подтверждений о приеме сообщений [11].
По своему назначению СПРВ можно подразделить на част-
ные (ведомственные) и общего пользования. Частные СПРВ
предназначены для передачи сообщений на ограниченной терри-
тории в интересах отдельных групп пользователей, причем, как
правило, передача осуществляется с диспетчерского терминала
радиовызова без взаимодействия с ТФОП. Под системами обще-
го пользования понимают системы мобильной радиосвязи, обес-
печивающие передачу сообщений ограниченного объема от
пользователей ТФОП (или с персонального компьютера) через
20
Системы мобильной связи
пейджинговый терминал на абонентские приемники СПРВ. По-
тенциальными пользователями СПРВ в основном являются раз-
личные экстренные службы (скорая помощь, пожарная и аварий-
но-спасательная службы, полиция и пр.), а также лица, занятые
в сфере оказания различного рода услуг (консультационных, бы-
тового технического обслуживания и др.).
Основной отличительной чертой СПРВ служит ее работа
вне реального времени, т е. сообщения передаются не в момент
его выдачи отправителем, а в порядке очереди, устанавливаемой
центром управления, хотя на практике величина задержки между
моментом отправления и получения не превышает нескольких
минут. В сочетании с краткостью сообщений и односторонней на-
правленностью СПРВ оказываются технически очень простыми,
а значит и экономически выгодными потребителю, поэтому сис-
темы пейджинговой связи нередко называют "мобильной связью
для бедных".
В самой общей версии структурная схема СПРВ представ-
лена рис. 2.2, где используются сокращения [12]:
• ТПВ - терминал персонального вызова (paging terminal - PT);
• КСПВ - контроллер сети персонального вызова (paging
network controller- PNC);
• ЦЭиО - центр эксплуатации и обслуживания (operations
and maintenance center- ОМС);
• КЗОВ - контроллер зоны обслуживания вызовов (paging
area controller - РАС);
• БС - базовая станция (base station - BS);
• АП - абонентский приемник (pager - Р).
Терминал персонального вызова принимает и анализирует
входящие данные вызовов из ТФОП (или от других источников).
Контроллер сети персонального вызова во взаимодействии с ЦЭ-
иО обеспечивает все функции управления системой, в том числе
такие, как определение типа вызова абонента - индивидуальный,
общий или групповой. Контроллер зоны обслуживания осуществ-
ляет распределение данных к передатчикам БС, а также может
выполнять некоторые статистические вычисления. Базовые стан-
ции контролируют и передают сигналы радиовызова на соответ-
ствующие абонентские приемники. Применение нескольких БС
в пределах зоны действия СПРВ позволяет обеспечить более
надежную связь с абонентами.
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи
21
Рис. 2.2. Обобщенная структурная схема
системы персонального радиовызова
Ключевым фактором в развитии СПРВ, как и в случае ТСС,
явилась стандартизация радиоинтерфейса. В настоящее время
наиболее широкое распространение получили стандарты
POCSAG, ERMES, а также семейство протоколов FLEX [6, 12].
Стандарт POCSAG (Post Office Code Standardization Advi-
sory Group - Консультативная группа стандартизации кодов поч-
товой связи), разработанный в Англии в 1978 г., был рекомендо-
ван в 1982 г. Международным консультативным комитетом по ра-
диосвязи (МККР) в качестве международного и ныне использует-
ся в большинстве существующих СПРВ. Скорость передачи со-
общений кодом POCSAG составляет 1,2 и 2,4 кбит/с при полосе
частотных каналов 12,5...25 кГц.
Требования к функциональному развитию сетей СПРВ,
увеличению скорости передачи сообщений, а также интеграции
национальных сетей СПРВ в транснациональные привели к раз-
работке стандарта ERMES (European Radio Messaging System -
Европейская система передачи сообщений). Предусматривается
выделение СПРВ ERMES диапазона частот 169,4. .169,8 МГц,
в котором организуется 16 радиоканалов с разносом частот
25 кГц и скоростью передачи сообщений 6,25 кбит/с.
Примером дальнейшего развития СПРВ может служить
система протоколов FLEX (включая ReFLEX и InFLEXion), разра-
ботанная фирмой Motorola. Достоинством последних является
повышенная скорость передачи сообщений, возможность двусто-
роннего пейджинга, а также передача голосовых сообщений.
22
Системы мобильной связи
На ранних этапах развития массовой мобильной связи
СПРВ получили достаточно широкое распространение, причем
рост количества обслуживаемых абонентов доходил до 20% еже-
годно. Так, если в 1990 г. в мире насчитывалось 20 млн. пользо-
вателей, то в 1997 г. их число превысило 100 млн. [13]. В России
на начало XXI столетия пейджинговая абонентская сеть исчисля-
лась многими сотнями тысяч. Вместе с тем для стран с высоким
уровнем проникновения мобильного телекоммуникационного сер-
виса (ЕС, Скандинавия, США и др.) характерно постепенное
свертывание сетей персонального радиовызова и замещение их
услуг более прогрессивными и постоянно дешевеющими систе-
мами сотового телефона.
2.4. Системы персональной спутниковой связи
Термином "системы персональной спутниковой связи"
(СПСС) объединяются различные по построению и орбитальной
конфигурации системы, в которых пользовательский терминал
получает и передает сообщение по радиолинии, напрямую свя-
зывающей его с космическим аппаратом (КА). Основная роль
СПСС в свете современных воззрений состоит в распростране-
нии услуг мобильной связи на те участки земной поверхности, где
развертывание наземных сетей невозможно в принципе или эко-
номически нецелесообразно, т.е. в акваториях Мирового океана,
в районах с малой плотностью населения и пр. Можно сказать,
что СПСС предназначены для "глобализации" информационного
сервиса, поскольку свободны от каких-либо ограничений, связан-
ных с географией или рельефом обслуживаемых регионов.
Несмотря на сходство в части объемов и номенклатуры
предоставляемых услуг, различные СПСС обладают особенно-
стями, в немалой степени обусловленными характеристиками
орбит КА. Исходя из этого, общепринята классификация СПСС,
основанная на следующих орбитальных параметрах КА:
• возвышение над поверхностью Земли;
• форма орбиты;
• периодичность прохождения КА над точками земной по-
верхности;
• наклонение орбиты к плоскости экватора.
По высоте над поверхностью Земли различают следу-
ющие СПСС:
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 23
• низкоорбитальные (диапазон высоты орбит от 700
до 1500 км);
• среднеорбитальные (от 5000 до 15000 км);
• высокоорбитальные (около 36000 км).
По форме орбиты КА подразделяются на:
• круговые (труднореализуемые на практике);
• близкие к круговым (наиболее распространенный тип ор-
бит в системах спутниковой связи);
• эллиптические;
• геостационарные (т.е. круговые экваториальные с перио-
дом обращения КА, равным одним суткам);
• параболические и гиперболические (характерные для сис-
тем, работающих за пределами околоземного пространства: косми-
ческие зонды, аппараты для исследования планет и Солнца и пр.).
По периодичности прохождения КА над точками земной по-
верхности орбиты делятся на:
• синхронные, проекции которых на земную поверхность
(трассы) совпадают ежесуточно (изомаршрутные) либо раз в не-
сколько суток (квазимаршрутные);
• несинхронные, у которых трассы, соответствующие двум
любым орбитам КА, не совпадают никогда.
В зависимости от наклонения различают орбиты:
• прямые (с углом наклона меньше 90°);
• обратные (с углом наклона больше 90°);
• полярные (с углом наклона, равным 90°);
• экваториальные (лежащие в экваториальной плоскости).
В состав любой СПСС входят следующие компоненты:
• космический сегмент, состоящий из спутников-
ретрансляторов, число которых варьируется от единиц до сотни;
• наземный сегмент, состоящий из центра управления
СПСС, центра запуска КА, командно-измерительных станций,
центра управления связью и шлюзовых станций;
• пользовательский (абонентский) сегмент, состоящий из
персональных или коллективных терминалов спутниковой связи;
• наземные сети связи, с которыми посредством интерфей-
са связи сопрягаются шлюзовые станции СПСС.
В настоящее время особое внимание уделяется разработке
систем связи на базе низкоорбитальных СПСС. Повышенный ин-
терес к ним объясняется умеренными требованиями к мощности,
излучаемой пользовательским терминалом, и, как следствие,
сравнительной дешевизной и малыми габаритами последнего.
24
Системы мобильной связи
Низкоорбитальные СПСС позволяют обеспечить бесперебойную
связь с абонентами, находящимися в любой точке земной по-
верхности и практически не имеют альтернативы при организа-
ции связи в регионах со слабой инфраструктурой связи и низкой
плотностью населения. Дополнительным аргументом в пользу
развития низкоорбитальных СПСС служит и экологический фак-
тор: для гарантии полной биологической безопасности человека
необходимо, чтобы выходная мощность СВЧ-излучения радиоте-
лефона не превышала 50 мВт. Эффективный прием сигналов
такой мощности без значительного усложнения аппаратуры воз-
можен только в случае низкоорбитальных систем связи. Наибо-
лее известными представителями систем этого типа являются
СПСС Iridium и Globalstar.
Низкоорбитальная система Iridium [14] предназначается
для дуплексной радиотелефонной связи, факсимильной связи
и передачи данных. Инициатором проекта, начатого в 1987 г., яв-
ляется компания Motorola (США). Однако в связи с большими фи-
нансовыми расходами в 1993 г. проект был переведен на рельсы
широкого международного сотрудничества, в результате чего был
образован международный консорциум, в состав которого вошло
более 20 крупнейших компаний. Космический сегмент системы
состоит из 66 КА, расположенных на 11 квазикруговых орбитах
высотой 780 км с наклонением 86,4°. Период обращения КА во-
круг Земли составляет 100 мин. Система обладает управляемой
конфигурацией космической группировки, что обеспечивает
100%-покрытие поверхности Земли в течение 99,5% времени.
Каждый КА орбитальной группировки формирует с помо-
щью 6 фазированных антенных решеток 48 приемопередающих
лучей в диапазоне 1616...1626,5 МГц. Каждый из названных лу-
чей освещает на земной поверхности соту диаметром 640 км.
В совокупности 48 лучей создают подспутниковую зону радиопо-
крытия радиусом в 4500 км. При использовании 48 лучей вся ор-
битальная группировка формирует на поверхности Земли при-
мерно 2150 сот. В системе используется комбинация частотного
и временного разделения каналов. Благодаря применению мно-
голучевых антенн и сотовой структуры обслуживаемой зоны ра-
бочие частоты используются многократно. При этом в смежных
сотах используются различные частоты, а в каждой восьмой соте
возможно повторение частот. В результате частоты диапазона
1616...1626,5 МГц используются в системе более 150 раз.
2 Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 25
Радиолиния "абонент - КА" содержит 64 канала с разносом
частот между ними, равным 160 кГц, при ширине полосы каждого
канала 126 кГц. Радиолиния "КА - абонент" содержит 29 каналов
с разносом частот 350 кГц при ширине полосы канала 280 кГц.
Формат многостанционного доступа сочетает временное разде-
ление каналов для каждой соты и частотное разделение для
смежных сот. В результате пропускная способность системы при
использовании всего диапазона частот и 48 лучей каждого КА со-
ставляет 3835 дуплексных каналов связи [14].
Несмотря на успешное развертывание данной системы
к осени 1998 г., ее коммерческая эксплуатация не оправдала оп-
тимистических прогнозов, оказавшись убыточной. В конечном
итоге консорциум, владеющий системой, в 2000 г. вынужден был
принять нелегкое решение о прекращении ее коммерческого
функционирования.
СПСС Globalstar, разработанная корпорациями Qualcomm,
Loral и рядом других, в идеологическом плане основана на ис-
пользовании принципов сотовых систем связи с выносом в кос-
мическое пространство ретрансляторов базовых станций. Косми-
ческий сегмент системы содержит орбитальную группировку из
48 низкоорбитальных спутников-ретрансляторов, размещенных
на 8 круговых орбитах с наклонением в 52° и высотой 1414 км.
Подобная конфигурация космического сегмента обеспечивает
наилучшее обслуживание абонентов в средних широтах (между
70° с.ш. и 70° ю.ш.), что достигается двукратным покрытием зем-
ной поверхности в указанной полосе. Каждый КА с помощью фа-
зированных антенных решеток формирует 16 лучей, использую-
щих один и тот же диапазон частот. В отличие от СПСС Iridium,
в системе Globalstar применяется кодовое разделение каналов,
причем в качестве канальных кодов используются последова-
тельности Уолша [14].
В России коммерческая эксплуатация системы Globalstar
началась в ноябре 2000 г., и к началу 2002 г. объем абонентской
базы достиг 5000 клиентов (в основном корпоративных) [15].
Следует упомянуть, что и в России разрабатывается не-
сколько проектов низкоорбитальных систем связи, из которых
наиболее продвинутым в реализационном плане является СПСС
"Гонец". Указанная система прошла все стадии разработки и на-
ходится на этапе развертывания. Орбитальная группировка
СПСС "Гонец" должна состоять из 45 спутников-ретрансляторов,
расположенных на 5 квазиполярных орбитах с наклонением
26
Системы мобильной связи
83° по 9 КА на каждой, что является оптимальным с точки зрения
радиопокрытия территории России. Плоскости орбит разнесены
друг относительно друга на 36° по долготе, а высота орбиты со-
ставляет 1400 км [14].
2.5. Сотовые системы мобильной связи
Рассмотренные в разделе 2.2 ТСС в принципе не ориенти-
рованы на коммерческого потребителя, имея первоочередной
целью удовлетворение ведомственных и корпоративных нужд.
Они, как правило, характеризуются небольшой абонентской ем-
костью, фиксированной и весьма скромной номенклатурой услуг,
невысокой скоростью передачи данных и пр. СПРВ (см. § 2.3),
тем более не отвечают потребительским стандартам XXI века
и имеют статус переходного средства одностороннего оповеще-
ния, постепенно вытесняемого более прогрессивными техноло-
гиями мобильной связи по мере расширения и удешевления по-
следних. Что же касается СПСС, то основным препятствием на
пути их массового внедрения следует считать экономический
фактор, т.е. высокую стоимость предоставляемых услуг.
В свете сказанного становятся понятными причины, по ко-
торым ведущие позиции в коммерческой мобильной связи при-
надлежат наземным системам, основанным на возможности мно-
гократного использования выделенного ресурса при соответст-
вующем пространственном разнесения приемопередатчиков ба-
зовых станций. Исторически первыми системами, многократно
эксплуатирующими выделенный ресурс, явились системы с по-
вторным использованием частотных каналов. Идея повторного
применения частот заключается в том, что в смежных областях
радиопокрытия СМР используются разные полосы разрешенного
частотного диапазона, тогда как в зонах, достаточно удаленных
друг от друга, допускается передача в одних и тех же частотных
каналах. Возможность подобного частотно-территориального
планирования объясняется быстрым пространственным затуха-
нием радиоволн дециметрового диапазона, применяемых в СМР
этого типа.
Участок территории радиопокрытия, на котором осуществ-
ляется связь в фиксированной полосе частот, схематически изо-
бражается в виде правильного шестиугольника и по сходству
с пчелиными сотами получил название соты. В результате СМР
с пространственным разнесением частот получили наименование
2 Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 27
сотовых систем мобильной связи (ССМС). Группу сот, в преде-
лах которой отсутствует повторное использование частотных по-
лос, называют кластером. Сотовая топология позволяет много-
кратно увеличить абонентскую емкость системы по сравнению
с системами радиальной структуры и охватить сколь угодно
большую зону обслуживания без ухудшения качества связи
и расширения выделенного частотного диапазона. Вместе с тем
использование сотового принципа построения предполагает
и ряд усложнений, касающихся определения текущего местопо-
ложения мобильного абонента и обеспечения непрерывности
связи при перемещении его из одной соты в другую. Соответст-
вующая процедура получила название эстафетной передачи
(в английской транскрипции handoff или handover).
28
Системы мобильной связи
Высокая спектральная эффективность ССМС достигается
ценой максимально частого повторного использования одних
и тех же частотных полос, и с этой точки зрения наиболее пред-
почтительным был бы трехсотовый (или трехэлементный) кла-
стер, изображенный на рис. 2.3, а, где одинаковыми цифрами
обозначены соты с совпадающими наборами частотных каналов.
Кроме того, каждой из сот кластера данного типа отводится час-
тотная полоса, равная трети полного частотного диапазона,
а значит, и треть общего числа каналов связи в системе, что
обеспечивает значительную абонентскую емкость соты. Вместе
с тем частое повторение зон с одинаковыми полосами частот ха-
рактеризуется заметным уровнем соканальных помех, т.е. помех
от станций системы, работающих в той же полосе частот, но рас-
положенных в несмежных сотах. Для уменьшения влияния сока-
нальных помех более выгодны кластеры с большим числом эле-
ментов, например 7-элементные, изображенные на рис. 2.3, б.
Можно показать [16], что расстояние D между центрами ячеек,
в которых используются одинаковые полосы частот, и число пс
элементов в кластере связаны соотношением
D = М Р.
где р - радиус ячейки, т.е. радиус окружности, описанной вокруг
правильного шестиугольника. Параметр £, определяемый соот-
ношением
£ = - = fine.
Р
называют коэффициентом уменьшения соканальных помех или
коэффициентом соканального повторения. Для величины
1 = 1/пс употребляют наименование коэффициент эффектив-
ности повторного использования частот или коэффициент по-
вторного использования частот. Увеличение числа элементов
в кластере, благоприятно сказывающееся на уровне соканальных
помех, приводит к пропорциональному уменьшению полосы час-
тот, которая может быть использована в каждой соте, а значит,
к снижению абонентской емкости соты.
Рассмотренные структуры кластеров предполагают исполь-
зование на базовых станциях антенн с круговой диаграммой на-
правленности, осуществляющих передачу сигнала по всем на-
правлениям с одинаковой мощностью. Эффективным способом
снижения соканальных помех является применение направлен-
2 Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 29
ных (в горизонтальной плоскости) антенн с шириной диаграммы
направленности 120 или 60°, в результате чего шестиугольная
ячейка разбивается на 3 или 6 секторов, т.е. производится сек-
торизация сот. В секторе сигнал излучается антенной только
в одну сторону, а уровень излучения в противоположном направ-
лении сокращается до минимума. Таким образом, секторизация
сот позволяет чаще использовать одинаковые полосы частот
в кластерах без изменения их структуры либо в рамках прежней
схемы повторения частот заметно снизить уровень соканальных
помех. Если кластер состоит из пс сот, каждая из которых со-
держит тс секторов, то говорят, что размерность кластера
(nc,ncxmc). Типичными размерностями кластеров, широко
применяемых на практике, являются (3,9), (4,12), (7,21). На
рис. 2.3, в приведен возможный вариант распределения наборов
частотных каналов в секторизованном кластере размерности
(3,9). Отметим, что разработка топологии ССМС является свое-
образной и достаточно сложной задачей.
2.6. Эволюция систем и стандартов сотовой связи
История развития ССМС насчитывает немногим более
25 лет, однако этот короткий период был отмечен рядом поворот-
ных моментов и существенной эволюцией воззрений на роль
и философию рассматриваемых систем. Можно говорить о трех
поколениях ССМС, различия между которыми - с известной до-
лей условности - устанавливаются следующими критериями.
Все ССМС или стандарты первого поколения являются
аналоговыми. В их числе:
• AMPS (Advanced Mobile Phone Service) - Усовершенство-
ванная мобильная телефонная служба. Диапазон рабочих частот
- 869. ..894 МГц для БС и 824...849 МГц для МС, ширина полосы
канала связи - 30 кГц. Начало коммерческого применения -
1983 г. Широко используется в США, Канаде, Центральной и Юж-
ной Америке, Австралии. По состоянию на начало 1999 г. ССМС
AMPS использовалась в 95 странах мира и обслуживала (вместе
со своей цифровой модификацией D-AMPS) около 31% абонент-
ской базы сотовой связи, т.е. около 94,5 млн. чел. [13]. Имеет мо-
дификацию NAMPS (Narrow Band AMPS - узкополосная AMPS),
основное отличие которой состоит в том, что полоса канала связи
составляет 10 кГц;
30
Системы мобильной связи
• TACS (Total Access Communications System) - Общедос-
тупная система связи. Частотный диапазон: 935...950 МГц для
БС, 890... 905 МГц для МС, ширина полосы канала связи - 25 кГц.
Начало коммерческого применения - 1985 г. Наибольшее рас-
пространение стандарт TACS получил в европейских странах -
Англия, Италия, Испания, Австрия и др. На начало 1999 г. або-
нентская база данного стандарта вместе с модификациями со-
ставляла 6,4 млн. чел. [13]. Модификации ETACS (Enhanced
TACS - усовершенствованный TACS), JTACS (Japanese TACS -
японский TACS) и NTACS (Narrow Band TACS - узкополосный
TACS) различаются по используемому частотному диапазону,
ширине полосы канала и пр.;
• NMT (Nordic Mobile Telephone System) - Скандинавская
система мобильной телефонной связи. Существует в двух основ-
ных вариантах NMT 450 и NMT 900, отличаясь только диапазоном I
используемых частот: NMT 450 - 463...467,5 МГц для БС ?
и 453...457,5 для МС; NMT 900 - 935...960 МГц для БС ’
и 890...915 МГц для МС. Ширина полосы канала - 25 кГц. Начало
коммерческого использования - 1981 г. (NMT 450) и 1986 г.
(NMT 900). Помимо скандинавских стран, эти стандарты широко
используются во многих странах Западной и Восточной Европы
и ряде других регионов мира. Существует модификация стандар-
та NMT 450 с усовершенствованной процедурой аутентификации
- NMT 450i (improved - усовершенствованный).
Упомянем также аналоговые системы первого поколения
С-450 (Германия и Португалия), RTMS (Radio Telephone Mobile
System - мобильная радиотелефонная система) (Италия), Radio-
com 2000 (Франция) и NTT (Nippon Telephone and Telegraph Sys-
tem - Японская система телефона и телеграфа).
Во всех перечисленных аналоговых стандартах применяет-
ся метод множественного доступа с частотным разделением ка-
налов, для передачи речевой информации используется частот-
ная модуляция, а для передачи информации сигнализации - час-
тотная манипуляция. Системам первого поколения присущ ряд
недостатков, основными из которых являются относительно низ-
кая абонентская емкость, несовместимость различных стандар-
тов, отсутствие засекречивания передаваемых сообщений, не-
возможность взаимодействия с цифровыми системами с интегра-
цией служб (ISDN) и пакетной передачей данных (PDN).
2 Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 31
В значительной степени указанных недостатков лишены
цифровые ССМС второго поколения, среди которых наибольшее
распространение получили следующие:
Р • D-AMPS (D/g/laZ-AMPS - цифровая AMPS), или IS-54 (IS -
сокращение от Interim Standard, т.е. промежуточный стандарт),
представляет двухрежимную аналого-цифровую систему, совме-
щающую работу в аналоговом и цифровом режимах в том же диа-
пазоне, что и AMPS. Начало практического использования отно-
сится к 1992 г. Усовершенствованная версия данного стандарта
IS-136, отличие которой от IS-54 заключается в наличии полностью
цифровых каналов управления, начала применяться с 1996 г. Вер-
сия IS-136 используется в диапазонах 800 и 1900 МГц;
• GSM (Global System for Mobile Communications) -
Глобальная система мобильной связи. Данным стандартом пре-
дусматривается работа в диапазоне 935...960 МГц для БС
и 890. .915 МГц для МС при ширине полосы канала связи
200 кГц. Практическое применение общеевропейского стандарта
GSM 900 началось в 1991 г. Совершенствование данного стан-
дарта привело к освоению нового частотного диапазона
1800 МГц, в котором благодаря более широкой рабочей полосе
частот в сочетании с меньшими размерами сот удается строить
сотовые сети значительно большей емкости. Первоначально
данная версия именовалась Personal Communication Network
(PCN) - Сеть персональной связи, затем Digital Cellular System
(DCS) - Цифровая система сотовой связи, а спустя три года по-
сле начала эксплуатации (1993 г.) была переименована
в GSM 1800. Диапазон работы БС - 1710... 1785 МГц, МС -
1805... 1880 МГц при ширине полосы канала связи 200 кГц. Стан-
дарт GSM нашел применение и в США, однако, из-за того что
диапазон 1800 МГц занят системой D-AMPS в версии IS-136, ему
была выделена полоса частот в диапазоне 1900 МГц. Соответст-
вующая версия стандарта GSM получила наименование "амери-
канский" GSM или IS-661. На начало 1999 г. стандарт GSM в раз-
личных версиях использовался в 129 странах мира, а объем або-
нентской базы достиг величины 137 млн. чел., что составляет
45% от общего числа пользователей ССМС;
• PDC (Personal Digital Cellular) - Персональная цифровая
сотовая связь. Цифровая ССМС, разработанная в Японии
в 1993 г. и первоначально называвшаяся JDC (Japan Digital Cellu-
lar - Японская цифровая сотовая связь), по своим техническим
характеристикам подобна D-AMPS и отличается от последней
32
Системы мобильной связи
возможностью работы в нескольких диапазонах частот - 800,
1400 и 1500 МГц. Хотя стандарт РОС используется только в Япо-
нии, его абонентская база достигает 39,5 млн. пользователей,
или 13% от общемирового числа абонентов ССМС;
• IS-95 (Interim Standard-95), альтернативное наименование
cdmaOne. Все перечисленные ранее цифровые ССМС второго
поколения используют метод множественного доступа с частотно-
временным разделением каналов связи. Критическими явились
1992—1993 гг., когда в США был разработан первый стандарт
ССМС на основе метода множественного доступа с кодовым раз-
делением (CDMA), получивший название IS-95. Диапазон рабочих
частот - 824...848 МГц для МС и 869...894 МГц для БС при шири-
не спектра излучаемых сигналов 1,25 МГц. Практическое приме-
нение указанного стандарта началось в 1995-1996 гг. в Гонконге,
США и Южной Корее, причем в США используется версия этого
стандарта для диапазона 1900 МГц.
Что касается ССМС третьего поколения, то на момент на-
писания книги процесс формирования их облика еще продолжа-
ется, изобилуя коллизиями, конфликтами интересов и компро-
миссами. Принципиальные критерии, отличающие ССМС третье-
го поколения, а также некоторые детали конкретных специфика-
ций, имеющих фактический статус стандартов и весьма близких
к практическому воплощению, рассмотрены в гл. 12.
Начало развития сотовой связи в России относится
к 1990 г. В настоящее время правительственными решениями
в качестве федеральных стандартов утверждены GSM 900
и NMT 450, а в качестве регионального разрешен D-AMPS [17].
С момента появления первых ССМС в России наблюдается ус-
тойчивый рост числа пользователей сотовой связи. По итогам
третьего квартала 2001 г. их контингент составил 6,24 млн. чело-
век [18]. Распределение абонентской базы между 14 российскими
компаниями, обеспечивающими сотовой связью 89% всех або-
нентов, демонстрирует табл. 2.1 [18].
На конец 2001 г. число абонентов сотовой связи возросло
до 8 015 300, а за первый квартал 2002 г. оно увеличилось еще
на 30%, достигнув 10 380 000 [18]. Следует отметить, что прирост
абонентской базы в основном обеспечивался притоком абонентов
в регионах, где открываются новые или развиваются существую-
щие сети крупных операторов, и лишь в некоторой степени при-
током малобюджетных абонентов в Москве и С.-Петербурге.
Таблица 2.1. Распределение абонентской базы между российскими Компаниями
Оператор Основной город Стандарт Данные на 30.06.2001 Данные на 30.09.2001 Прирост за последний квартал,%
Мобильные телесистемы Москва GSM-900/1800 1,860,000 2,340,000 26
Вымпелком Москва GSM-900/1800/ TDMA (D-AMPS) 1,185,000 1,452,000 23
Северо-Западный GSM С.-Петербург GSM-900/1800 358,852 465,004 30
Кубань-GSM Краснодар GSM-900 188,671 268,991 43
СМАРТС (ассоциация) Самара GSM-900/1800 150,700 196,000 30
Дельта Телеком С.-Петербург NMT-450i 107,000 116,000 8
Московская Сотовая Связь Москва NMT-450i 96,000 85,000 <0
Таиф-Телком Казань GSM-900/1800 68,040 84,953 25
Самара БиЛайн Самара TDMA (D-AMPS) 59,350 71,000 20
Северокавказский GSM Ставрополь GSM-900 44,303 57,254 29
БМ-Телеком Уфа GSM-900 30,000 50,000 67
Татинком Казань TDMA (D-AMPS) 42,000 47,000 12
Нижегородская Сотовая Связь Н.Новгород GSM-900 41,400 44,900 9
Fora Communications С.-Петербург NAMPS 44,303 39,000 6
2 Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи
34
Системы мобильной связи
В заключение подраздела рассмотрим основные элементы
ССМС и характер их взаимодействия. Хотя сотовые системы раз-
ных стандартов имеют значительные отличия в деталях, инте-
гральное их описание с помощью некоторой обобщенной модели
возможно и полезно. В качестве подобного обобщения выберем
схему ССМС, приближенную к стандарту GSM, как наиболее от-
четливо структурированную. Функциональное построение ССМС
иллюстрируется схемой на рис. 2.4. В приведенной схеме услов-
но можно выделить четыре основных компонента - центр управ-
ления и обслуживания (ЦУО) (иначе operations and maintenance
center-OMC) и три подсистемы:
• подсистема мобильных станций ПМС (mobile station sub-
system MSS);
• подсистема базовых станций ПБС (base station sub-
system BSS);
• подсистема коммутации ПК (switching subsystem SSS), -
функциональное сопряжение которых описывается рядом
интерфейсов.
Рис. 2.4. Обобщенная структурная схема ССМС
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи 35
ЦУО является центральным элементом ССМС, который
обеспечивает управление другими компонентами системы, а также
контроль качества функционирования. Подсистема мобильных
станций объединяет оборудование, обеспечивающее доступ або-
нентов в систему. Главным звеном в архитектуре ССМС является
подсистема коммутации, которая включает в себя центр коммута-
ции мобильной связи ЦКМС (mobile switching center MSC), визит-
ный (гостевой) регистр местоположения BPM (visited location regis-
ter VLR), домашний регистр местоположения ДРМ (home location
register HLR), центр аутентификации ЦА (authentication center AUC)
и регистр идентификации оборудования РИО (equipment identity
register EIR). В подсистему базовых станций входят базовые прие-
мо-передающие станции БС (base transceiver station BTS) и кон-
троллеры базовых станций КБС (base station controller BSC).
Центр коммутации мобильной связи обслуживает группу
сот и обеспечивает все виды соединений, в которых нуждается
в процессе работы мобильная станция, т.е. коммутацию мобиль-
ных абонентов друг с другом, с абонентом ТФОП и др. На ЦКМС
возлагаются также функции коммутации каналов, к которым отно-
сятся "передача обслуживания" (или "эстафетная передача")
и переключение каналов в соте при появлении сильных помех
и неисправностей, если только это не является обязанностью
КБС. Помимо коммутационных задач ЦКМС, управляет процеду-
рами слежения за мобильными станциями с помощью домашнего
и визитного регистров местоположения для обеспечения достав-
ки вызова, а также процедурами аутентификации и идентифика-
ции абонентов с помощью ЦА и РИО.
Блоки ДРМ и ВРМ по своей сути представляют собой базы
данных. Первый содержит сведения о постоянно приписанных
к данному ЦКМС абонентах и о видах услуг, которые им могут
быть оказаны, второй содержит информацию об абонентах, вре-
менно находящихся в зоне обслуживания данного ЦКМС. Центр
аутентификации обеспечивает возможность проведения проце-
дуры аутентификации абонентов и шифрования передаваемых
сообщений, РИО содержит сведения об эксплуатируемых мо-
бильных станциях на предмет их исправности и санкционирован-
ного использования.
Контроллер базовых станций осуществляет управление не-^
сколькими БС, которые обеспечивают связь с МС через радиоин-
терфейс, а также производит упаковку информации, передавае-
мой в ЦКМС, и ее распаковку при передаче в обратном направ-
36
Системы мобильной связи
пении. К числу операций, производимых КБС, относятся передача
обслуживания при переходе МС между сотами, контролируемыми
одним и тем же КБС, передача вызовов между МС, находящими-
ся в зонах действия разных БС, но одного и того же контроллера
(в противном случае первичное управление возлагается на
ЦКМС). Под управлением КБС осуществляются радиоизмерения
в каналах связи, регулируется мощность передатчиков мобиль-
ных и базовых станций.
з. ХАРАКТЕРИСТИКИ СРЕДЫ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
РАДИОВОЛН В СОТОВОЙ РАДИОСВЯЗИ
3.1. Регламентация радиочастотного спектра
и диапазоны волн, используемые в мобильной связи
Радиоканал является неотъемлемым и критически важным
компонентом любой системы беспроводной связи. В свою оче-
редь, характеристики радиоканала как среды распространения
радиоволн зависят от длины последних, т.е. от занимаемого сис-
темой диапазона частот. Выбор частотного диапазона является
одним из наиболее ответственных этапов системного проектиро-
вания и должен учитывать целый ряд факторов технического,
экономического и организационного плана:
• возможность выделения необходимого числа частотных
каналов;
• условия распространения радиоволн на трассе;
• проницаемость зданий и сооружений;
• интенсивность помех естественного и искусственного про-
исхождения в данном участке спектра;
• электромагнитная совместимость с другими системами,
работающими на близких частотах;
• возможность построения абонентской аппаратуры с тре-
буемыми экономическими, эргономическими и эксплуатационны-
ми характеристиками и т.д.
В табл. 3.1 приведены полосы частот, используемые в ос-
новных существующих системах сотовой радиосвязи [6, 13].
Первая СМР была реализована в 1921 г. в США для пере-
дачи информации от диспетчера на полицейские автомобили.
Система работала в диапазоне частот 2 МГц и использовала ам-
плитудную модуляцию [19].
В дальнейшем развитии СМР просматривается общая тен-
денция постепенного перехода к более высокочастотным диапа-
зонам (при этом в 1940 г. начала применяться частотная модуля-
ция, которая полностью вытеснила амплитудную к 1946 г.):
38
Системы мобильной связи
Таблица 3.1. Полосы частот, используемые в ССМС
Стандарт (тип) Полоса частот, МГц
N МТ-450 453...457,5; 463...467,5
NMT-900 890...915; 935...960
AMPS/D-AMPS (IS-54) 824...849; 869...894
TACS/ETACS 890...905; 935...950
PDS 810...826; 940 ..956
1429...1465; 1477...1513
GSM 900 890...915; 935...960
GSM 1800 1710...1785; 1805...1880
IS-136 1750...1810; 1830...1890
GSM 1900 (IS-661) 1850...1910; 1930...1990
IS-95 (CDMA-800) 824...849; 869...894
CDMA-1900 1850...1910; 1930...1990
• 1938 г. - Федеральная комиссия связи (ФКС) США приня-
ла решение об использовании диапазона 30...40 МГц;
• 1946 г. - начало использования диапазона 150 МГц (пер-
вая общественная система мобильной радиотелефонной связи);
• 1956 г. - ФКС выделила 12 новых каналов в диапазоне
450 МГц;
• 1974 г. - выделена полоса шириной 40 МГц в диапазоне
850 МГц для новой сотовой системы радиосвязи, развитие кото-
рой привело к созданию в 1983 г. стандарта AMPS.
Аналогичным путем развивалась системы мобильной ра-
диосвязи и в Европе (с естественным запаздыванием по времени,
связанным, в немалой степени, со Второй мировой войной).
Переход к более высокочастотным диапазонам, который
обеспечивался постепенным развитием технологии и схемотех-
ники, связан, в первую очередь, с необходимостью увеличения
абонентской емкости СМР в условиях постоянно растущего спро-
са и повышения требований к качеству предлагаемых услуг. Оче-
видно, что при таком переходе облегчается выделение необхо-
димого числа частотных каналов.
Существует практическое ограничение на использование
высоких частот, связанное с сильным затуханием радиосигналов
в атмосфере при длине волны менее 10...12 см. Тем самым
3 Характеристики среды распространения радиоволн
39
верхняя граница частот, которые могут быть использованы в мо-
бильной связи, лежит в районе 2500...3000 МГц.
Не следует, однако, думать, что повышение несущей час-
тоты однозначно улучшает все характеристики системы мобиль-
ной связи. В частности, определенные преимущества имеет спек-
тральная полоса 400...500 МГц. В этом диапазоне хорошее про-
хождение сигнала позволяет увеличить зону покрытия в малона-
селенных районах.
Несмотря на важность технических аспектов выбора час-
тотного диапазона, все большее значение приобретают органи-
зационные трудности, связанные с ограниченностью частотных
ресурсов. Эта проблема, возникнув впервые в США в середине
30-х годов XX века, стала весьма острой вскоре после 1945 г.
Бурное развитие отраслей техники, связанных с радиоизлу-
чением (радиовещание, телевидение, связь, радиолокация, ра-
дионавигация и т.д.), потребовало создания специального меха-
низма регламентации использования частотного спектра и соот-
ветствующих организационных структур. Такими структурами яв-
ляются, в частности, упомянутая выше Федеральная комиссия
связи США (созданная в конце 1920-х годов), Европейская Кон-
ференция Администраций Почт и Электросвязи (CEPT - Confer-
ence of European Posts and Telegraphs), а также Российская Госу-
дарственная Комиссия по радиочастотам (ГКРЧ).
Наряду с проблемой электромагнитной совместимости раз-
личных радиосредств, работающих в одном частотном диапазо-
не, имеется и проблема совместимости различных систем мо-
бильной радиосвязи. Развитие этих систем шло в различных
странах схожими путями, но на первых этапах без взаимного со-
гласования. В результате в европейских странах образовалось
так называемое "лоскутное одеяло": одновременно функциони-
ровали аналоговые сотовые системы связи, очень схожие по
принципам построения, использующие один и тот же диапазон
частот (например, 450 МГц), но не совместимые между собой.
В Европе при переходе к цифровым системам выход был
найден в виде разработки общеевропейского стандарта GSM, для
которого, как упоминалось в § 2.6, были выделены полосы частот
В диапазоне 900 МГц. В дальнейшем усовершенствование этого
стандарта привело к освоению нового диапазона - 1800 МГц.
В США основной аналоговый стандарт AMPS, работающий
также в диапазоне 900 МГц, получил столь широкое распростра-
нение, что прямая замена его цифровым стандартом оказалась
40
Системы мобильной связи
невозможной из экономических соображений. По этой причине
был разработан двухрежимный аналого-цифровой стандарт
D-AMPS (IS-54), позволяющий совместить работу аналоговой
и цифровой систем в одном и том же диапазоне. При усовершен-
ствовании этой системы, как и в случае GSM, но несколько рань-
ше по времени, был освоен диапазон 1800 МГц (IS-136).
В США (см. также § 2.6), нашел применение и стандарт
GSM. Однако из-за того что диапазон 1800 МГц занят системой
D-AMPS в версии IS-136, ему была выделена полоса частот
в диапазоне 1900 МГц ("американский" GSM, или IS-661).
Россия, являясь родоначальницей радио, долгое время
развивала практически только профессиональные системы мо-
бильной связи. Начало развития сотовой связи в России относит-
ся к 1990 г., когда в Европе уже работали устоявшиеся сотовые
сети, использующие аналоговые стандарты, были сформулиро-
ваны требования к общеевропейскому стандарту GSM, а в США
полным ходом разрабатывался реализованный вскоре стандарт
кодового разделения IS-95. Это, с одной стороны, ограничило
возможности выбора стандартов сотовой связи и, соответствен-
но, диапазонов частот, но, с другой стороны, позволило, исполь-
зуя мировой опыт, развивать российские сети сотовой связи
весьма быстрыми темпами.
В настоящее время в России для сотовой связи выделены
частотные каналы в диапазонах частот 450 МГц (стандарт NMT),
900 МГц и 1800 МГц (стандарт GSM), а также 800 МГц (D-AMPS).
3.2. Помехи в каналах сотовой связи
На работу СМР в дециметровом диапазоне длин волн, ко-
торый используют практически все существующие системы сото-
вой связи, оказывают влияние различные помехи естественного
и искусственного происхождения.
Основными помехами естественного происхождения явля-
ются шумы приемника, атмосферные шумы, образующиеся элек-
трическими разрядами во время гроз. Кроме того, мешающее
воздействие могут создавать статическое электричество, косми-
ческие и солнечные шумы.
Обычно при анализе и синтезе систем связи эти помехи рас-
сматриваются как аддитивный белый гауссовский шум (АБГШ).
Модель канала с аддитивным шумом показана на рис. 3.1 (пара-
метр а здесь характеризует затухание сигнала в канале).
j Характеристики среды распространения радиоволн
41
r(t) = as(f)+n(t)
Рис. 3.1. Канал с аддитивным шумом
Для густонаселенных регионов весьма характерна значи-
тельная интенсивность помех искусственной природы, источни-
ками которых служат:
• электротранспорт и системы зажигания автомобилей;
• промышленные электроустановки;
• радиоэлектронные средства различного назначения (в ча-
стности, можно упомянуть радиосистему ближней навигации, по-
лоса частот которой частично перекрывает диапазон сотовой
системы стандарта GSM).
Особо следует отметить внутрисистемные (соканальные)
помехи, обусловленные одновременной работой в одной полосе
частот нескольких станций (например, абоненты, работающие на
одной частоте в соседних кластерах, или базовые станции сосед-
них сот сети IS-95).
Серьезные проблемы, возникающие при построении систем
мобильной радиосвязи, связаны не только с воздействием отме-
ченных помех, но и со специфическими условиями функциониро-
вания СМР:
• зоной действия СМР являются, в основном, города и приго-
роды с различными плотностью и характером застройки, интенсив-
ностью движения транспорта, типом подстилающей поверхности;
• мобильная станция, как правило, находится вне прямой
радиовидимости базовой станции;
• сигнал в точку приема поступает в результате многолуче-
вого распространения, т.е. переотражения от многочисленных
препятствий (здания, деревья, подстилающая поверхность);
• движение мобильной станции приводит к появлению доп-
леровского сдвига частоты.
42
Системы мобильной связи
Следствиями отмеченных факторов являются более резкое
по сравнению со свободным пространством затухание сигналов
в зависимости от расстояния, а также значительные перепады
принимаемой мощности за счет изменения многолучевой интер-
ференционной картины при перемещении абонентского термина-
ла - замирания сигналов.
3.3. Затухание радиосигналов при распространении
При распространении радиосигнала его мощность умень-
шается с увеличением расстояния. В общем виде эту зависи-
мость можно записать так [13]:
PR = a0PTR~v, (3.1)
где РТ и PR - мощность излучаемого и принимаемого сигнала соот-
ветственно; R- расстояние между передающей и приемной стан-
циями; v - показатель затухания; а0- нормирующий множитель.
В свободном пространстве, когда в зоне передачи нет объ-
ектов, поглощающих и отражающих энергию, мощность прини-
маемого сигнала обратно пропорциональна квадрату расстояния
(v=2) [20]:
_ PTGTGPA2
° (4 л)2 R2 ’
(3-2)
где Gr и Gp - коэффициенты усиления передающей и приемной
антенн.
В СМР распространение радиоволн, подобное распростра-
нению в свободном пространстве, существует только на очень
коротких трассах, не содержащих препятствий.
При наличии рассеивания и многолучевого распростране-
ния показатель затухания увеличивается и, как показывают ре-
зультаты экспериментальных исследований, для диапазонов,
применяемых в СМР, изменяется в пределах v«3-5 в зависи-
мости от характера местности [21, 22] и особенностей подсти-
лающей поверхности. Для СМР приемлема следующая класси-
фикация типов местности [21]:
• открытые районы - участки с очень небольшим числом
препятствий, таких как деревья или строения;
• пригородные зоны - участки с небольшими строениями
и деревьями, находящимися поблизости от подвижного объекта;
3 Характеристики среды распространения радиоволн 43
• городские районы - участки, плотно застроенные много-
этажными домами.
Точный аналитический расчет энергетического потенциала
радиоканала для реальных условий функционирования СМР
практически невозможен из-за наличия множества факторов,
плохо поддающихся математическому описанию. Оценку энерго-
потенциала проводят с помощью моделей, разработанных на ос-
нове многочисленных экспериментов.
Наиболее употребительной является модель Окамуры-
Хата, основанная на графической или аналитической аппрокси-
мации результатов практических измерений [21, 22].
При графической аппроксимации обычно используется
следующее уравнение, в котором все величины приведены в де-
цибелах [21]:
Pr = Ро — Am(f, R) + Нь(Н, R) + Hrn(h, f) + Ks(f), (3.3)
где Ро - мощность принимаемого сигнала при передаче в свобод-
ном пространстве; Am(f, R) - фактор уменьшения медианного зна-
чения мощности по отношению к аналогичному в свободном про-
странстве при эффективной высоте антенны базовой станции
Н = 200 м и антенны мобильной станции h = 3 м; Hb(H, R) - фак-
тор "усиление-высота” для мобильной станции; Hm(h, 0 - фактор
"высота-усиление" для базовой станции; Ks(f) - поправочный ко-
эффициент, определяемый типом местности.
Графики для нахождения Ат, Нь, Нт и Ks, основанные на
результатах экспериментов, проведенных Окамурой, приведены,
например, в [21].
Хата обобщил результаты многочисленных экспериментов
и получил эмпирические формулы для расчета средних потерь при
распространении LP для случая всенаправленных антенн базовой
станции и мобильного объекта. Эти формулы, известные также как
метод прогнозирования Окамуры, имеют следующий вид [19]:
Lp - РТ -PR _«
A + Blg(R)
A + B\g(R)-C
A + B\g(R)-D
для городской зоны;
для пригородной зоны;
для открытой местности;
(3.4)
А = A(f0, Н, h) = 69,55 + 26,16 lg(f0) -13,82 lg( Н) - a(h);
В = 8(H) = 44,9-6,55lg(H);
С = C(f0) = 2[lg(f0 Z28)]2 +5,4;
D = D(f0) = 4,78[lg(f0 )]2 -19,33lg(f0) + 40,94;
(3.5)
44
Системы мобильной связи
[1,11д(Го)-О,7]Л-[1,561д(Го)-О,8]
a(h) = <8,28[1д9154Л)]2-1,1
3,2[1д(1
для средних и малых го-
родов;
для f0 > 200 МГц и круп-
ных городов;
для f0 > 400 МГц и круп-
ных городов,
(3.6)
где R- расстояние между антеннами базовой и мобильной стан-
ций, км; Го - частота несущей, МГц; Н и h - высота антенн базо-
вой и мобильной станций, м; величины А, В, С, D выражены
в децибелах.
Приведенные формулы в большинстве случаев достаточно
точно (с максимальной ошибкой около 1 дБ) соответствуют экспе-
риментальным данным при выполнении следующих условий [19]:
Го е [150, 1500] МГц,
Н е [30, 400] м,
h е [1, 10] м, R < 80 км.
Одним из недостатков модели Окамуры-Хата является то,
что она не учитывает специфические условия района, в котором
находятся базовая и мобильная станции.
Ряд дополнительных параметров позволяет учесть модель
Ксиа-Бертони [23]. Эта модель построена на основании уравне-
ний волновой оптики и принимает во внимание такие детали рас-
пространения сигнала, как дифракция на кромках крыш, отраже-
ние от стен домов. Полученные аналитические выражения позво-
ляют рассчитать средние потери при распространении с учетом
ширины улиц, этажности зданий и высоты расположения антенны
БС относительно среднего уровня крыш (в том числе при распо-
ложении антенны БС ниже среднего уровня крыш). Однако эти
выражения еще более громоздки, чем выражения (3.4-3.6), и по-
вторение их здесь вряд ли целесообразно.
Для грубой оценки потерь мощности при распространении
можно воспользоваться их приближенными (усредненными) за-
висимостями от параметров [22]:
а) от расстояния: 38 дБ на декаду;
б) от высоты антенны базовой станции: 6 дБ на октаву;
в) от высоты антенны мобильной станции:
3 дБ на октаву при h < 3 м,
6 дБ на октаву при h > 3 м;
г) в пригороде потери примерно на 10 дБ меньше, чем в городе.
3 Характеристики среды распространения радиоволн 45
Необходимо отметить, что потери мощности при распро-
СТранении сигнала зависят и от многих других факторов, помимо
рассмотренных (например, наличия листвы на деревьях), учесть
которые крайне трудно. По этой причине при проектировании
СМР необходимо проведение экспериментальных исследований
уровней мощности сигналов в предполагаемом районе разверты-
вания. В частности, на результатах таких экспериментов должен
базироваться выбор месторасположения базовых станций.
3.4. Замирания сигналов
Сигнал в точке приема образуется в результате интерфе-
ренции радиоволн, поступающих по различным путям распростра-
нения (лучам). Каждая радиоволна характеризуется своими пара-
метрами: временем распространения, доплеровской частотой, ам-
плитудой. Математически это может быть записано в виде [21, 22]:
wa Mj
S(f) = X cos[cu,(f - 7;)-ьси,7;]. (3.7)
В этом выражении /-я радиоволна с углом прихода
ст, (/ = 1...Л/а) входит в качестве составляющей в композицию из
М, радиоволн со временем задержки определяемым длиной
соответствующей трассы распространения. Доплеровский час-
тотный сдвиг каждой радиоволны определяется скоростью пере-
мещения МС и углом прихода:
2nV
си,- =---coscr,. (3.8)
Л
Амплитудные множители С„определяются энергией каждой
составляющей.
При изменении Условий распространения, положения
и свойств отражающих объектов и т.д. интерференционная карти-
на становится нестационарной, что приводит к колебаниям уровня
мощности принимаемого сигнала. Это может происходить даже
в том случае, когда МС неподвижна (например, если один или не-
сколько сигналов приходят на неподвижную МС после отражения
от других, движущихся объектов). Однако основной причиной из-
менения мощности принимаемых сигналов является движение МС.
46
Системы мобильной связ1
При перемещении МС одновременно происходят два процесса: ’
• изменение фазовых соотношений между радиоволнами^
из которых складывается результирующий сигнал, при сохране-|
нии путей распространения этих радиоволн; <
• изменение путей распространения радиоволн, т.е. точек
переотражения.
Оба процесса приводят к изменению уровня огибающей ре-
зультирующего сигнала (замираниям), однако характер этих из-;
менений существенно различен. Если записать принятый МС сиг-
нал с выделенными результирующей огибающей r(t) и полной
фазой <p(t)
s(t) = r(t)cos[<₽(t)],
то огибающую можно представить в виде произведения
r(f) = m(f)r0(f),
где первый сомножитель m(t) отражает медленные изменения,
связанные с изменением путей распространения радиоволн,
а второй - r0(f) - быстрые изменения, связанные с изменением
фазовых соотношений.
3 .4.1. Медленные замирания
Медленные замирания имеют место при перемещении
абонента на значительные расстояния (»10Л). При таком пере-
мещении МС практически полностью изменяются пути прохожде-
ния радиоволн. По существу медленные замирания представля-
ют собой колебания среднего уровня сигнала при перемещении
МС, на которое накладываются быстрые замирания, вызванные
многолучевостью.
Общепринятой моделью для медленных замираний, хоро-
шо согласующейся с экспериментальными данными, является
логарифмически-нормальный закон распределения [16]:
W(r) =
exp
(in г - а)2
2о2
,г >0 ,
(3.9)
2
где г - амплитуда сигнала, а и о - параметры, характеризующие
средний уровень амплитуды и глубину замираний соответственно.
Глубина медленных замираний составляет обычно
а2 = 10 дБ в городских условиях и о2 = 6 дБ в пригороде [13, 16].
J Характеристики среды распространения радиоволн 47
При скорости передвижения МС V = 60 км/ч интервал мед-
ленных замираний составляет порядка 1...2с для систем, рабо-
тающих в диапазоне 900 МГц.
3 .4.2. Быстрые замирания
Быстрые замирания непосредственно связаны с многолу-
чевым распространением сигналов.
При большом числе трасс распространения в соответствии
с центральной предельной теоремой компоненты электромагнит-
ного поля могут приближенно считаться гауссовскими случайны-
ми процессами [21]. В этом случае плотность распределения ве-
роятностей мгновенных значений огибающей принимаемого сиг-
нала описывается законом Рэлея-Райса:
W(r) = p2 ехР exp(-Qo)/o ->/2ОГ f > 0,
{a J 2а ко )
(3.10)
где Qo - отношение мощности прямого (нефлюктуирующего) сиг-
нала к средней мощности флюктуаций; и 2 - средняя мощность
или дисперсия флюктуаций сигнала; /0(«) - модифицированная
функция Бесселя первого рода нулевого порядка.
Если прямой сигнал отсутствует (МС находится вне прямой
видимости БС), то Qo = 0 и плотность распределения вероятно-
стей мгновенных значений огибающей описывается законом
Рэлея (что хорошо согласуется с экспериментальными
данными):
( г \ г2
W(r) = —5- exp------ , г > 0.
la2J 2а2
♦L J
Функция распределения вероятностей при этом определя-
ется выражением
Р[г < Ro] = (W(r)dr = 1-ехр
о I 2а2.
(3.11)
Rn2'
2а2.
(3.12)
г
о
На рис. 3.2 показан вид распределения вероятностей Рэлея
(3.11). Распределение имеет максимум при г= а. Среднее значе-
ние (математическое ожидание) г = 04x12, а медиана
rm = aV2in2 .
48
Системы мобильной связи
W(r)
o-~Je
Рис. 3.2. Плотность распределения вероятностей Рэлея
При многолучевом распространении результирующий сиг-
нал может быть как выше, так и ниже среднего значения. Асим-
метрия распределения (3.11) приводит к тому, что значения,
меньшие среднего, более вероятны, чем значения, большие
среднего.
Для оценки возможного диапазона изменения уровня сигнала
[гм, г8] нужно задать граничное значение вероятности Ро попадания
мгновенных значений огибающей за пределы указанного отрезка:
Отсюда можно получить граничные точки гн и гв, задающие
диапазон, за пределы которого значение огибающей выходит
с вероятностью, не большей 2Р0:
Гв =Uy/-2\nP0
г„ = а7-21п(1-Р0)’
(3.14)
3. Характеристики среды распространения радиоволн
49
Если ограничиться уровнем вероятности Pq = 10-3, то в со-
ответствии с (3.14) получим: гв ~ 3,717а; гн = 0,045а. Диапазон из-
менения уровня огибающей составляет rj гн ~ 83,1 раза (38 дБ).
При этом превышение уровня огибающей над средним значением
составляет rjr ® 3 раза (9,4 дБ), а провалы ниже среднего зна-
чения - г /г„ » 27,7 раз (28,6 дБ).
Период быстрых замираний может быть оценен на основе ко-
эффициента корреляции огибающей, характеризующего различие
амплитуды сигналов на различных частотах в различные моменты:
р(ДГ, At) = . , (3 15)
где а1 и а2 - амплитуды сигналов на частотах f, и f2 (|0 - 0| = АО.
измеренные в моменты 0 и t2 (|0 - t2\ = ДО соответственно;
- усреднение по ансамблю.
Для определения коэффициента корреляции необходимо
задать закон распределения задержки сигнала при распростра-
нении и закон распределения углов прихода отдельных радио-
волн.
Анализ экспериментальных данных показывает, что хоро-
шей аппроксимацией плотности распределения вероятностей за-
держек сигнала является экспоненциальное распределение:
14/(T3) = -Lexpf-^, Т>0, (3.16)
' т к ' т )
где Т3 - задержка сигнала, измеренная относительно кратчайшего
пути; Тт - среднеквадратическое отклонение времени задержки
(иногда называемое временем рассеяния).
Для углов прихода отдельных радиоволн общеупотреби-
тельным является равномерное распределение:
W(a) = —, 0 < а < 2л. (3.17)
2л
При этом для коэффициента корреляции может быть полу-
чено следующее выражение [19, 21, 22]:
pr(Af,r) =
__2оЖ_
1 + (2лДГ)2Т^
(3.18)
50 Системы мобильной связи
где /3 = 2л/Л; d = Vr - перемещение МС за время г, Jo(‘) - функция
Бесселя первого рода нулевого порядка.
На рис. 3.3 показана зависимость коэффициента корреля-
ции от времени при нулевой расстройке (Af = 0).
Первый нуль коэффициента корреляции имеет место при
PVt~2,4, т.е. при d=Vr~ 0,38Л. Измерения показывают, что
в сельской местности первый нуль оказывается при d порядка
0,8Л. Это связано с тем, что распределение углов прихода от-
дельных радиоволн отличается от равномерного [22]. В городских
условиях измеренное значение d, соответствующее первому ну-
лю коэффициента корреляции, оказывается несколько меньше
расчетного.
Таким образом, можно считать, что при перемещении МС
на расстояние порядка Л/2 принимаемые сигналы оказываются
слабо коррелированными. При этом пути распространения (точки
переотражения) сигналов отдельных лучей остаются практически
постоянными, а изменение фазовых соотношений приводит к из-
менению огибающей результирующего сигнала в больших преде-
лах, т.е. к быстрым замираниям.
Период быстрых замираний примерно соответствует вре-
мени перемещения МС на расстояние М2. Например, для систем,
работающих в диапазоне 900 МГц, при V = 60 км/ч период флюк-
туаций составляет примерно 10 мс.
Рис. 3.3. Зависимость коэффициента корреляции от времени
3. Характеристики среды распространения радиоволн
51
Одним из наиболее неприятных следствий быстрых зами-
раний является появление пакетов ошибок, возникающих тогда,
когда уровень огибающей сигнала падает ниже определенного
порога. Вероятность появления и длина пакетов ошибок опреде-
ляется частотой выбросов (пересечения уровня) и длительностью
замираний.
Для рэлеевских замираний частота /VRo пересечения уров-
ня Ro может быть определена выражением [19]:
__ < о \ ( р2 А
ехр-^Л- , (3.19)
2о )
где fm = VIA - максимальная доплеровская частота. Средняя дли-
тельность замираний ниже уровня Ro при этом равна [19]:
1 ра]
Ro )
exp
2а2
-1
(3.20)
Расчеты, хорошо согласующиеся с экспериментальными
данными, показывают, что средняя частота замираний глубиной
30...10 дБ при скорости порядка 60 км/ч составляет 5...50 Гц,
а средняя длительность замираний ниже уровня 30...10 дБ при
той же скорости - порядка 0,2...2мс (для систем, работающих
в диапазоне 900 МГц) [13].
3 .4.3. Частотно-селективные
и временные селективные замирания
Излучаемые сигналы имеют определенную протяженность
по времени (длительность) и частоте (ширину спектра). Если все
спектральные составляющие сигнала замирают идентично и ха-
рактеристики радиоканала не изменяются во времени, замирания
называют гладкими. На практике оба эти условия часто не вы-
полняются. При этом возникают частотно-селективные (ЧСЗ)
и временные селективные (ВСЗ) замирания.
Основной причиной ЧСЗ является временное рассеяние
вследствие многолучевого распространения. Разности фаз между
компонентами одной и той же частоты, распространяющимися по
разным путям, могут оказаться практически независимыми для
разных частот спектра, так что одни гармоники в результате мно-
52
Системы мобильной связи
голучевой интерференции могут усиливаться, а другие, наоборот,
подавляться.
Частотно-селективные замирания проявляются тогда, когда
ширина спектра сигнала превышает полосу когерентности ка-
нала связи - интервал частот Вс, на границах которого замирания
спектральных компонент характеризуются определенным порого-
вым значением коэффициента корреляции 0). Уровень до-
пустимых искажений зависит от методов обработки сигналов
в кодеке и модеме.
Из выражения (3.18) при г = 0 следует:
РЖ 0) =
1
1 + (2лДГ)2^ '
(3.21)
Вид этой зависимости показан на рис. 3.4. При пороговом
уровне корреляции 0,5 полоса когерентности Вс= 1/(2лТт). Зна-
чения величины Тт могут изменяться в довольно широких преде-
лах (порядка 0,1...10 мкс). При типичном для городских условий
значении Тт = 2 мкс полоса когерентности Вс ~ 80 кГц.
Частотно-селективные замирания во многом затрудняют
работу СМР в следующих случаях:
• ЧСЗ эквивалентны фильтрации с неравномерной ампли-
Рис. 3.4. Зависимость коэффициента корреляции от сдвига по частоте
3. Характеристики среды распространения радиоволн
53
тудно-частотной характеристикой и приводят к искажению спек-
тра принимаемого сигнала, а значит, и его формы;
• если разнос по частоте прямого и обратного каналов СМР
превышает полосу когерентности (что характерно практически
для всех систем сотовой связи), ЧСЗ приводят к асимметрично-
сти канала связи, что усложняет процедуру управления мощно-
стью передатчиков МС и БС;
• ЧСЗ сопровождаются растяжением принимаемых сигна-
лов во времени, что может приводить к межсимвольной
интерференции;
• ЧСЗ требуют использования более сложных технических
решений при построении системы (например, эквалайзеры, раз-
несенный прием).
Вместе с тем частотная селективность замираний имеет
и определенные положительные стороны, в частности:
• в узкополосных системах, когда спектр сигнала целиком
лежит в полосе когерентности канала, однако несущая может
варьироваться в широких пределах, многократно превышающих
полосу когерентности, появляется возможность найти частотный
канал с меньшей глубиной замираний (это используется, напри-
мер, в системе сотовой связи бтандарта GSM);
• в широкополосных системах, в которых спектр сигнала
намного шире полосы когерентности канала (как, например,
в системе стандарта IS-95), глубокие замирания поражают малую
часть спектра; соответственно, пропорционально меньше будут
и потери от воздействия замираний.
При изменении характеристик радиоканала с течением
времени возникают ВСЗ. Основной причиной ВСЗ является доп-
леровское рассеяние - различие доплеровского сдвига частоты
отдельных радиоволн при многолучевом распространении. Вре-
менные селективные замирания присутствуют всегда, когда есть
движение МС и многолучевое распространение. В этом смысле
они, по существу, являются синонимом быстрых замираний.
Временные селективные замирания проявляются, когда
длительность информационных посылок превышает величину
интервала когерентности канала связи Тсс - отрезка времени,
на границах которого замирания характеризуются определенным
пороговым значением коэффициента корреляции рЛО.т). Из вы-
ражения (3.18):
Рг(0, г) = j2(/3 W) = J%(2nfmT). (3.22)
54
Системы мобильной связи
При пороговом уровне корреляции 0,5 (см. рис. 3.3)
Тсс-9/(16л/т). Например, при скорости движения 60 км/ч время
корреляции составляет порядка 4 мс в диапазоне 900 МГц.
Селективные замирания, как правило, возникают в широко-
полосных системах (например, в сетях CDMA). При этом не про-
исходит резких провалов огибающей, однако имеет место растя-
жение принимаемых сигналов по времени и межсимвольная ин-
терференция.
Некоторые методы компенсации искажений сигнала на
трассе распространения рассмотрены в гл. 6.
4. МОДУЛЯЦИЯ СИГНАЛОВ В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ
МОБИЛЬНОЙ СВЯЗИ
4.1. Критерии выбора модуляционных форматов
при цифровой передаче данных
Для транспортировки информации на расстояние с помо-
щью радиоволн отведенного диапазона необходима модуляция
несущего гармонического колебания высокой частоты f0 низкочас-
тотным сигналом, взаимно-однозначно отображающим переда-
ваемое сообщение. Если не касаться достаточно экзотических
вариантов, осуществимых только на волновом уровне (поляриза-
ционная, пространственная модуляция), в арсенале разработчика
системы связи присутствуют три традиционные разновидности
модуляции: амплитудная, частотная, фазовая (последние две
можно трактовать как одну - угловую) со всеми их комбинациями
и частными версиями. Как и вообще в инженерном проектирова-
нии, при предпочтении того или иного способа модуляции прихо-
дится искать компромисс между конфликтующими требованиями.
В первую очередь речь идет о разумном использовании радио-
частотного ресурса: с одной стороны, избранный вид модуляции
должен обеспечивать необходимую достоверность передачи,
с другой - обладать достаточной спектральной эффективностью,
т е. распоряжаться выделенным участком диапазона с должной
экономностью. Противоречивость этих требований очевидна: как
следует из фундаментальных положений теории связи, при про-
чих равных условиях качество передачи возрастает с расшире-
нием спектра сигнала, тогда как стремление улучшить показатели
абонентской емкости (см. § 5.4), электромагнитной совместимо-
сти и удельной (приходящейся на единицу полосы) скорости пе-
редачи, наоборот, подталкивает к бережливости в расходовании
предоставленного частотного ресурса.
Оставляя в стороне сходящие со сцены системы первого
поколения (NMT, AMPS и др.), в которых речевые сообщения пе-
редаются с помощью обычной аналоговой ЧМ, обсудим подходы
к выбору дискретных форматов модуляции (манипуляции), харак-
терные для цифровых стандартов мобильной связи второго
56
Системы мобильной связи
и третьего поколений. В качестве общей модели сигнала примем
последовательность одинаковых по форме импульсов (посылок),
повторяющихся с постоянным интервалом Д:
s(f)= XS0(f-/A)cos(2nf0f + ^(), (4.1)
/ = —СО
где S0(f) - огибающая посылки; ср,- начальная фаза /-Й посылки.
Вдтростейщем случае бинарной фазовой манипуляции -
БФМ (в англоязычной литературе BPSK - binary phase shift
keying) - посылки полагаются прямоугольными и примыкающими
друг к другу, т.е. имеющими длительность Д, а фазы принима-
ют лишь 2 возможных значения: 0 или л. Таким образом, каждая
посылка передает один двоичный символ и при фиксированной
длительности Д и мощности сигнала БФМ реализует наиболее
помехоустойчивый способ двоичной телеграфии, так как импуль-
сы с фазами Ойл являются противоположными, т.е. максималь-
но удаленными. В отношении же расходования частотного ресур-
са описанная версияБФМ оказывается чрезвычайно неэффек-
тивной. Дело в том, что спектр мощности сигнала (4.1) совпадает
по^эорме с энергетическим спектром посылки S0(t), и когда по-
следняя прямоугольна, убывает с частотой f весьма медленно -
пропорционально 1/f2. Если, как это часто делается в технике
связи при регламентации использования радиоспектра, измерять
полосу сигнала шириной окна д/99, в котором удерживается не
менее 99% излучаемой мощности, для БФМ получится цифра,
многократно превосходящая традиционный ориентир 1/Д:
Д/99 ~ 18,5/Д. По этой причине БФМ с прямоугольными посылка-
ми не применяется в цифровой мобильной телефонии.
Для повышения спектральной эффективности можно наме-
тить несколько путей. Простейший из них состоит в увеличении
длительности прямоугольной посылки д с сохранением прежней
скорости передачи Rt в числе бит на единицу времени. При БФМ
один бит передается за время Ть = Д, так что Rt = МТь. Для удер-
жания этой скорости при "удлинении" посылки следует увеличить
число возможных значений фазы ф,. Так, при удвоении длитель-
ности посылки (д = 2ТЬ) в течение временного отрезка Д придется
передавать 2 бита информации, т.е. 4 различных сообщения, что
может быть достигнуто за счет использования четырех разре-
шенных значений фазы вместо двух, например 0, л, л/2, -л/2. Та-
кой способ манипуляции называют квадратурной ФМ - КФМ
4. Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной связи 57
(QPSK - quadrature phase shift keying). Можно видеть, что КФМ
в 2 раза экономнее БФМ в отношении использования частотного
ресурса, поскольку имеет спектр той же. формыг но суженный
вдвое за счет двукратного растяжения посылки. Особо подчерк-
нём, что указанный выигрыш достигнут без. ухудшения помехо-
устойчивости приема. В самом деле, пусть энергия посылки при
БФМ равна Еь. Тогда евклидово расстояние между противопо-
ложными посылками (геометрически представляющими собой
противоположные векторы длины ), определяющее вероят-
ность их перепутывания, составит 2^Ё^ (рис. 4.1, а).
При КФМ четырем сообщениям отвечает четверка биорто-
гональных векторов длины ^2ЕЬ (рис. 4.1, б), так как при неиз-
менной мощности энергия посылки Eq удвоится по сравнению со
случаем БФМ за счет удвоения длительности: Eq = 2ЕЬ. При этом
расстояние между соседними векторами, определяющее наи-
большую из вероятностей перепутывания сообщений, останется
прежним (^2Eq = 2-у/Ё^), что и означает отсутствие сколько-
нибудь заметного ухудшения помехоустойчивости приема при
переходе от БФМ к КФМ.
Не составляет труда убедиться, что при дальнейшем уве-
личении длительности посылки требование поддёржания посто-
янства скорости приведет к сближению соседних векторов. Так,
Рис. 4.1. Геометрическая интерпретация фазовой манипуляции
58
Системы мобильной связи
утроение длительности без снижения скорости означает переда-
чу одной посылкой восьми сообщений, так что трехкратный рост
энергии посылки по сравнению с БФМ будет нивелироваться
уменьшением угла между соседними сигналами до 45°
(рис. 4.1, в), т.е. уменьшением минимального евклидова расстоя-
ния до ^ЗЕЬ(2-V2). Таким образом, в данном случае трехкрат-
ный выигрыш в полосе приобретается ценой энергетических по-
терь порядка 3,5 дБ (именно таким должно быть увеличение
энергий, компенсирующее сближение векторов й снижающее ве-
роятность ошибки до прежнего уровня). Дальнейшее повышение
спектральной эффективности подобным способом окажется тем
более невыгодным в плане энергозатрат: М -кратный выигрыш
в полосе при 2м-ричной ФМ будет сопровождаться энергетиче-
2
ским проигрышем в у =-----------раз.
M(l-cos-J-)
В принципе существует возможность определенного сни-
жения упомянутых энергетических потерь за счет оптимизации
созвездия сигнальных векторов на плоскости, максимизирующей
минимальное расстояние между сигнальными векторами. При
этом последние имеют неодинаковую длину, т.е. фазовая мани-
пуляция дополняется параллельной амплитудной. Подобные
форматы, известные под названиями амплитудно-фазовая
и квадратурная амплитудная манипуляции (АФМ и КАМ), широко
распространены во многих телекоммуникационных сетях (ка-
бельная, радиорелейная связь и т. д.). Однако специфика систем
беспроводной мобильной телефонии состоит в исключительной
важности эффективного энергосбережения, продлевающего срок
автономной (без подзарядки или смены батарей) работы порта-
тивного терминала и способствующего коммерческой привлека-
тельности его массо-габаритных характеристик. По этим причи-
нам многократная (с числом фаз 16 и более) ФМ наряду с АФМ
и КАМ не рассматриваются как приемлемые альтернативы для
организации радиоинтерфейсов сетей мобильной связи, хотя
восьмиуровневая ФМ (8-PSK) избрана как инструмент увеличения
скорости передачи в системах второго поколения в рамках спе-
цификации EDGE (см. § 12.1).
4. Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной связи
59
4.2. Модуляционные форматы цифровых стандартов
сотовой связи второго и третьего поколений
Различные модификации КФМ находят самое широкое
применение в сетях цифровой мобильной связи как второго, так
и третьего поколений. Мотивами усовершенствований по сравне-
нию с базовым вариантом КФМ служат, с одной стороны, все та
же заинтересованность в компактном спектре, а с другой -
стремление к оптимизации энергетического режима усилителя
мощности передатчика подвижного терминала. Поясним подроб-
нее смысл последнего фактора.
Энергопотребление передатчика в значительной мере за-
висит от режима оконечного усилителя мощности или, иначе го-
воря, от пик-фактора сигнала, равного отношению его пиковой
и средней мощностей. Наиболее благоприятным считается ре-
жим класса С, когда активный элемент усилителя постоянно на-
ходится вблизи точки насыщения, выполняя, по существу, функ-
ции ключа, и требования к его линейному динамическому диапа-
зону минимальны. Для приближения к подобному режиму пере-
даваемый сигнал должен быть свободен от глубокой амплитуд-
ной модуляции, т.е. иметь пик-фактор, близкий к единице. Данное
условие, в свою очередь, означает, что скачки мгновенной фазы,
сопровождающие переход от данной посылки к последующей,
должны быть по возможности минимизированы.
Обратимся за подтверждением к рис. 4.2. Когда значения
передаваемых символов 0 и 1 при БФМ (рис. 4.2, а) равновероят-
ны, в среднем в половине переходов между последовательными
посылками наблюдается скачок фазы на 180°, т.е. смена поляр-
ности на противоположную. Изменение мгновенной комплексной
огибающей от А до -А или наоборот должно быть без искаже-
ний передано усилителем мощности, которому тем самым навя-
зывается чрезмерное требование в части линейного динамиче-
ского диапазона (2А). Поскольку при линейной передаче перепа-
дов большая часть мощности рассеивается на активном элемен-
те усилителя, становится понятным желание снизить частоту
и размах скачков фазы в манипулированном сигнале. Переход от
БФМ к стандартной КФМ (рис. 4.2, б) с сохранением прежней
мощности не ослабляет требований к динамическому диапазону
усилителя, поскольку максимальные скачки фазы в 180° сохра-
няются, хотя и случаются значительно (примерно вдвое) реже.
60
Системы мобильной связи
Рис. 4.2. Перепады мгновенной амплитуды при различных видах ФМ
Смягчение требований к динамическому диапазону пере-
датчика достигается в формате КФМ со сдвигом - КФМС (OQPSK
- offset QPSK), для понимания смысла которого разумно сначала
ввести в (4.1) начальную фазу в тг/4 (разумеется, это никак не
повлияет на свойства КФМ и лишь повернет целиком диаграмму
рис. 4.2, б на 45°), а затем переписать результат в форме:
з(0= i S0(f-/A)cos(2Ttf0f + <p/+-^) =
4
х a,S0(f-/A)cos(2nf0f) + i>,So(f-/A)sin(27tfof) ,
= -00 /' = -00
где a, = cos -sin ср, и b( =-cos<p,-sin<p, - бинарные символы,
принимающие значения +1 и -1. Как видно, КФМ-сигнал можно ин-
терпретировать как сумму двух квадратурных БФМ-сигналов, что
дает возможность демодулировать каждую из последовательно-
стей символов {а,},{Ь;} отдельно от другой, поскольку синусная
и косинусная квадратурные компоненты ортогональны
и не создают друг другу перекрестных помех при когерентном
приеме. Сдвинем теперь синусную квадратурную составляющую
во времени на половину длительности посылки, придя к результату
X a/S0(f-/A)cos(27tf0f)+ § b/S0(f-/A-y)sin(2^0f) ,
/=-со /=—а0
S(f) = -^
V2
(4.2)
сохраняющему ортогональность квадратурных компонент и, сле-
довательно, все характеристики обычной КФМ в части качества
передачи данных. Теперь, однако, изменения бинарных симво-
4. Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной связи 61
лов, манипулирующих квадратурные несущие, происходят неод-
новременно: в момент смены символа а, символ другой квадра-
туры Ь, остается неизменным и наоборот. Благодаря этому при
каждой смене символа а,- или Ь,- сигнальный вектор на рис. 4.2, б
может перейти только в соседний, но никак не в противополож-
ный. Тем самым требуемый линейный динамический диапазон
ф2А оказывается в V2 раз меньшим по сравнению со случаем
БФМ или стандартной КФМ. Именно по этой причине КфМС_была
избрана для построения обратного _[от..МС__к БС) канала
в CDMA-стандарте второго поколения IS-95 [6^24L
ДругоТвафйЭНГ достижения той же цели реализован в циф-
ровых стандартах D-AMPS (США, известен также под названиями
IS-136 и US-TDMA) и PDC (Япония, прежнее наименование JDC)
[13], где вместо сдвига посылок введен поворот на угол л/4 ал-
фавита значений фаз при переходе от четных посылок к нечет-
ным. Благодаря такому смещению при / = 2к, к =... , -1, 0, 1, ... <р,
в (4.1) принимает значения из множества 0, л, ±л/2, а при
/ = 2к +1 - из множества ±л/4, ±Зл/4 (пунктир на рис. 4.2, в). Разу-
меется, на приемной стороне этот сдвиг легко учитывается, так
что демодуляция выполняется практически так же, как при обыч-
ной КФМ. Подобный вид КФМ получил название л/4-КФМ
(л/4-QPSK). Его преимущество в сравнении с КФМС состоит
именно в отсутствии усложнений демодулятора, свойственных
КФМС, хотя в отношении смягчения требований к линейному ди-
намическому диапазону л/4-КФМ не столь эффективна: перехо-
дам на угол ±Зл/4 соответствует перепад комплексной огибаю-
щей, равный д/2 +V2A и примерно в 1,31 раза превышающий
аналогичный показатель КФМС.
Рассмотренные трансформации КФМ никоим образом не
влияют на спектральные характеристики модулированного сигна-
ла, которые в рамках случайной модели передаваемого потока
данных определяются исключительно формой посылки. Посколь-
ку причиной медленного спадания спектра мощности сигналов
(4.1) и (4.2) с частотой является разрывность прямоугольной по-
сылки, радикального сужения спектра можно добиться только за
счет сглаживания ее формы. Если, в частности, принять в (4.2) за
посылку импульс с огибающей в виде положительной полуволны
косинуса (см. рис. 4.3) с амплитудой J2A
62
Системы мобильной связи
Рис. 4.3. Квадратурные составляющие МЧМ-сигнала
(4.3)
S0(f) =
Тгдсозф, 11|<|,
о. Рl>|,
то КФМ преобразуется в свой подвид, известный как минимальная
частотная манипуляция - МЧМ (MSK - minimal shift keying) [13].
Для того чтобы убедиться в преимуществах МЧМ и попутно
выяснить корни ее наименования, найдем комплексную огибаю-
щую S(t) сигнала (4.2) с формой посылки, задаваемой (4.3). При
этом в силу полной однородности поведения сигнала во времени
достаточно рассмотреть лишь два смежных отрезка
[—А/2,0] и [0,Д/2]. Используя элементарную тригонометрию,
формулу Эйлера и бинарность символов а,-, Ь,, в силу которой
a, / bj = afy = ±1, получаем
. Ах» л,- . А., . , . ла0ЬЛ
а0Дсоз(—) + ;b_1Acosp(f + А—)] = а0Дехр(-у——L-
Д А 2 А
a04cos Д + yVcosf (t - ^)] = аоДехр(/'^^),
А А 2 А
-), <f <0,
2
О <t <—,
2
(4-4)
огибающая
S(t) = |S(t)| -А постоянна и, следовательно, МЧМ не сопровож-
дается амплитудной модуляцией, обеспечивая равенство пик-
S(t) = -
Как показывает (4.4), действительная
4 Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной связи 63
фактора сигнала единице и, как результат, оптимальность режи-
ма усилителя мощности передатчика.
Другой вывод из (4.4) состоит в том, что рассматриваемый
вид модуляции сводится, по существу, к бинарной частотной ма-
нипуляции прямоугольных посылок длительности Л/2, поскольку
линейное изменение фазы с угловым коэффициентом ±л/Д оз-
начает сдвиг частоты на ±1/2Д. Принципиальным является то, что
переключение частоты между посылками каждые Д/2 с происхо-
дит без скачков фазы, т.е. МЧМ является модуляцией с непре-
рывной фазой. В этом легко убедиться, подставив t = 0 в обе
строки (4.4) и придя к одному и тому же результату:
S(t = О') = а0 = S(f = O+),
где верхние индексы и " +" символизируют приближение к точ-
ке t = 0 соответственно слева и справа.
Таким образом, при любом текущем передаваемом симво-
ле очередная посылка начинается с той фазы, которая "набежа-
ла" в течение предыдущей. Сказанное иллюстрируется "деревом”
траекторий фазы на рис. 4.4. В течение каждого отрезка
[W2, (к + 1)Д/2] фаза линейно растет или убывает в соответст-
вии с текущим приращением частоты ±1/2Д (определяемым,
в свою очередь, комбинацией символов а,, Ь, сигнала (4.2) на
Рис. 4.4. Траектории мгновенной фазы МЧМ-сигнала
64
Системы мобильной связи
данном отрезке). Значения фазового угла в момент {к + 1)Л/2,
отвечающие двум возможным частотам, отличаются ровно на л.
При этом любая из возможных траекторий фазы оказывается не-
прерывной функцией.
Отсутствие разрывов фазы обеспечивает спектру МЧМ
значительно большую степень компактности по сравнению со
стандартной КФМС: спектр мощности МЧМ сигнала убывает при-
мерно пропорционально 1/Г4 , так что занимаемая им полоса со-
кращается более чем на порядок:
лт 1'2
'Ь
Резервы дальнейшего сжатия спектра модулированного
сигнала кроются в устранении разрывов не только самой фазы,
но и ее производных (частоты, скорости изменения частоты
и т.д.). Иными словами, линейно-ломаные траектории на рис. 4.4
могут быть заменены более гладкими. В стандарте GSM приме-
нен именно такой вариант модуляции - гауссовская МЧМ (GMSK
- Gaussian MSK) [13, 25], при которой закон изменения фазы
в течение посылки повторяет ход гауссовской интегральной
функции распределения, чем обеспечивается плавность измене-
ния фазы и частоты, а значит, высокая степень компактности
спектра. Технически гауссовская (как и обычная) МЧМ может
быть реализована разными средствами, однако для объяснения
смысла ее параметров согласно спецификации GSM
считать, что исходный поток битовых прямоугольных
длительности Ть пропускается через низкочастотный
с гауссовской амплитудно-частотной характеристикой и
В (на уровне -3 дБ), после чего сглаженный сигнал модулирует
частоту задающего генератора. В стандарте жестко зафиксиро-
вано значение ВТЬ = 0,3 , отвечающее полосе
лт °’92
^99 ~ т
'Ь
С упрощениями, игнорирующими второстепенные детали,
дерево траекторий фазы гауссовской МЧМ показано на рис. 4.5.
Отметим, что в эволюции видов модуляции от БФМ до МЧМ
обмен между спектральной эффективностью и достоверностью
передачи фактически отсутствовал: повышение спектральной
разумно
посылок
фильтр
полосой
эффективности не сопровождалось снижением минимального
евклидова расстояния в сигнальном созвездии, что было проде-
монстрировано на примере сравнения КФМ с БФМ. Случай гаус-
совской МЧМ несколько выпадает из этого ряда в связи с тем, что
неограниченность отклика гауссовского фильтра во времени не
позволяет, строго говоря, трактовать данный вид модуляции как
сглаженную версию КФМС (условия сводимости ЧМ с непрерыв-
ной фазой к БФМ или КФМ приведены в [26]). В литературе мож-
но встретить упоминание об энергетическом проигрыше гауссов-
ской МЧМ относительно БФМ в 0,46 дБ [27], однако не исключено,
что ее теоретический потенциал выше с учетом возможности де-
модуляции сообщения "в целом", т.е. на интервале, охватываю-
щем несколько посылок (например, с помощью алгоритма Витер-
би, см. гл. 6).
Приведем итоговую таблицу, связывающую ширину полосы
модулированного сигнала со скоростью передачи данных
Rt (бит/с) для рассмотренных форматов.
Как показывает приведенный обзор, даже в относительно
узких рамках цифровых стандартов сотового радиотелефона
применяемые методы модуляции отличаются заметным разнооб-
разием. Их перечень станет еще более обширным, если обра-
титься и к другим телекоммуникационным системам (модемной,
радиорелейной, спутниковой связи, персонального вызова, бес-
шнурового телефона и т.п.). Все зто лишний раз свидетельствует
66
Системы мобильной связи
Таблица 4.1. Соотношения между полосой и скоростью
передачи для различных видов модуляции
Вид модуляции БФМ КФМ, КФМС, л/4 - КФМ мчм Г ауссовская МЧМ
Afea/Rt 18,5 9,2 1,2 0,92
о неоднозначности и многовариантности задач идеологического
проектирования и существовании параллельных путей достиже-
ния оптимальных системных показателей.
I:
5. ОРГАНИЗАЦИЯ МНОЖЕСТВЕННОГО ДОСТУПА
И ДУПЛЕКСНОГО РЕЖИМА СВЯЗИ
Понятие множественного доступа подразумевает совокуп-
ность мер по обеспечению возможности параллельной работы мно-
гих пользователей в рамках частотно-временного ресурса, выде-
ленного данной системе. Отождествляя каждого абонента
с некоторым физическим каналом, можно сказать, что конкретная
технология множественного доступа есть способ распределения
ограниченного частотно-временного ресурса между каналами. Пусть
s,(t) - сигнал, с помощью которого реализуется /-й канал связи,
/ = 1,2,...,К, где К - полное число каналов системы. Придерживаясь
линейной модели физической среды распространения, игнорируя
несущественные в данном контексте эффекты многолучевости
и считая сопутствующий шум n(t) аддитивным, колебание, наблю-
даемое приемной стороной, можно представить в форме
к
У(0 = Ха,Л(1-^) + п([),
/=1
где a,-, Tj - соответственно затухание и задержка /-го сигнала на
трассе распространения. Каждый из сигналов, входящих в первое
слагаемое этого выражения, содержит специфическое сообще-
ние, передаваемое /-м пользователем (или адресованное ему).
Задача приемной стороны состоит в выделении сообщения кон-
кретного абонента, причем сторонние сигналы при этом выступа-
ют в роли мешающих.
Как известно, для линейной селекции любого компонента
суперпозиции сигналов с устранением влияния остальных компо-
нентов необходима и достаточна линейная независимость всех
сигналов [28]. Ортогональные сигналы, являющиеся линейно не-
зависимыми и определяемые равенством
Тр &fp (О I * /
Js,(f)sy(f)df= js/(/r)sy(f)df= ’
О 0 [Eii'-J'
где Е, - энергия /-го сигнала; Тр и Afp- соответственно времен-
68
Системы мобильной связи
ной и частотный ресурс, отводимый системе, s^f) - спектр /-го
сигнала, разделяются без взаимных помех обычным корреляци-
онным приемником [20]. Ортогональность канальных сигналов
может быть обеспечена за счет их частотного или временного
разноса, либо подходящего кодирования. В соответствии с этим
установилась и классификация методов множественного доступа.
5.1. Множественный доступ
с частотным разделением каналов
Системы множественного доступа с частотным разделени-
ем каналов (МДЧР или FDMA, см. § 2.1) строятся таким образом,
что каждому абоненту на время сеанса связи выделяется частот-
ный канал с полосой Д/g в пределах общего частотного диапазо-
на системы Д/р, не совпадающий ни с одним из каналов, уже
предоставленных активным абонентам. При этом спектры ка-
нальных сигналов не перекрываются (рис. 5.1, а), чем и обеспе-
чивается выполнение условия ортогональности. Прямоугольник
со сторонами Д/р и Тр на рис. 5.1, б характеризует общий частот-
но-временной ресурс системы. Как видно, при FDMA этот общий
ресурс "нарезается" на К (по числу абонентов) горизонтальных
полосок, занимающих каждая весь доступный временной ресурс
и только К -ю часть частотного.
Рис. 5.1. Спектры канальных сигналов (а)
и распределение частотно-временного ресурса между абонентами (б)
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 69
Спектральный разнос абонентских каналов полностью ис-
ключает влияние каналов друг на друга лишь теоретически. На
практике же избежать возникновения межканальных (внутрисис-
темных) помех невозможно, например, из-за неидеальности раз-
делительных фильтров в приемнике, в результате которой часть
энергии сигнала одного канала просачивается в соседний. Осла-
бить влияние межканальных помех можно соответствующим вы-
бором манипуляции сигналов (уменьшением "внеполосных" излу-
чений) и фильтров (улучшением подавления в соседнем канале).
Еще одним способом снижения уровня взаимных помех является
введение защитных интервалов между частотными каналами,
что, однако, приводит к уменьшению полосы частот, используе-
мой для связи, т.е. снижению эффективности использования
спектра.
1
Если положить А/g = — = Rt, где по-прежнему
Т6 - длительность одного бита передаваемой информации,
a Rt - скорость передачи информации, то возможное число ка-
налов связи для FDMA-систем определится соотношением
АЛ АЛ
(5-1>
Метод FDMA используется во всех аналоговых ССМС,
т.е. системах первого поколения, причем ширина полосы або-
нентского канала для них составляет АЛ, =10...30 кГц. Например,
в стандарте AMPS частотный ресурс, отводимый системе, пред-
ставляет собой два участка: в диапазоне 869...894 МГц для пере-
дачи информации от БС к МС (прямой канал)) и 824...849 МГц
для передачи информации в обратном направлении (обратный
канал). Таким образом, дуплексный разнос по частоте составляет
45 МГц. Каждому частотному каналу отводится полоса
Afa =30 кГц, так что с учетом защитных интервалов в пределах
выделенного диапазона размещается 832 канала. Частотным ка-
налам присвоены номера от 1 до 799 и от 991 до 1023, причем
Центральная частота канала (в МГц) связана с его номером / со-
отношениями:
• обратный канал (uplink)-
f0 = 825,000 + 0,030 /, 1 < / < 799,
f0 = 825,000 + 0,030 • (/ -1023), 991 < / < 1023;
70
Системы мобильной связи
• прямой канал (downlink) -
f0 = 870,000 + 0,030 • /, 1 < / < 799,
f0 = 870,000 + 0,030 • (/ -1023), 991 < / < 1023.
Заметим, что в дуплексную связь, строго говоря, вовлечены
две полосы А/g - одна для прямого, а другая для обратного
каналов.
5.2. Множественный доступ
с временным разделением каналов
Множественный доступ с временным разделением (МДВР или
TDMA, см. § 2.1) в традиционном понимании заключается
в том, что каждому абоненту системы на время сеанса связи выде-
ляется временной интервал Та (временной канал) в пределах об-
щего временного ресурса системы 7"р (цикла или кадра системы), не
совпадающий ни с одним из интервалов, уже предоставленных дру-
гим активным абонентам. Тем самым каждый канальный сигнал
размещается в своем индивидуальном окне (слоте) без перекрытия
с другими (см. рис. 5.2, а). Вместе с тем спектры сигналов абонентов
могут занимать всю выделенную системе полосу частот Afp и пол-
ностью перекрываться. Иллюстрацией подобного ресурсного рас-
пределения служит рис. 5.2, б, из которого видно, что суммарный
частотно-временной ресурс "нарезан" в виде К вертикальных полос,
каждая из которых занимает весь доступный частотный диапазон
и лишь К-ю часть отведенного времени.
В идеале несовпадение канальных сигналов во времени
обеспечивает их ортогональность, а значит, и исключает влияние
друг на друга. На деле из-за ограниченности полосы системы пе-
реходные процессы от сигналов предыдущих каналов к началу
появления последующих могут не закончиться и, складываясь
с последними, создавать перекрестные (межканальные) помехи.
Уменьшить влияние соседних каналов, т.е. уровень межканаль-
ных помех, удается способом, аналогичным описанному в преды-
дущем подразделе, - введением защитных временных интерва-
лов, что, в свою очередь, приводит к уменьшению временного
диапазона, в течение которого возможна передача информации,
т.е. к фактическому снижению скорости передачи.
у Организация множественного доступа и дуплексного режима 71
Рис. 5.2. Расположение канальных сигналов во времени (а),
распределение частотно-временного ресурса между абонентами (б)
и комбинация частотного и временного разделения FDMA/TDMA (в)
Оценим возможное число TDMA-каналов. При скорости пе-
редачи информации по одному каналу Rf за время одного цикла
работы системы может быть передано RtTp бит информации.
Тогда общее количество информации, переданной во всех або-
нентских каналах, составит величину KRtTp, где К = Тр/Та. От-
сюда длительность одного бита информации определится как
Т Гр 1 1
6 KRtTp KRt Afp’
At
так что К = —что полностью совпадает с оценкой (5.1) числа
Rt
каналов для систем с FDMA.
72
Системы мобильной связи
В цифровых стандартах второго поколения D-AMPS, GSM
и PDC находит применение комбинация частотного и временного
разделения FDMA/TDMA1, в рамках которой каждый частотный
канал разбивается на временные слоты. При этом каждому або-
нентскому каналу выделяется лишь часть и частотного, и вре-
менного ресурсов. Сказанное иллюстрирует рис. 5.2, в, из которо-
го видно, что суммарный системный ресурс "нарезается" теперь
не на полоски, а на прямоугольники, оба размера которых мень-
ше максимально возможных. Проведя несложный расчет, подоб-
ный проделанному для FDMA и TDMA, легко видеть, что их ком-
бинация не может дать какого-либо теоретического выигрыша
в числе каналов при фиксированном ресурсе, поскольку послед-
ний жестко лимитирует число ортогональных сигналов. Основа-
ния для практического использования сочетания FDMA/TDMA
в большей мере связаны с технологической политикой отдельных
производителей, нежели с какими-либо потенциальными пре-
имуществами.
Обратимся к примеру реализации множественного доступа
с временным разделением в эфирном интерфейсе GSM. Как уже
упоминалось ранее, исходный стандарт GSM предусматривает
работу в двух диапазонах частот - 890...915 МГц для передатчи-
ков МС и 935...960 МГц для передатчиков БС. В стандарте ис-
пользуется узкополосный (ширина полосы канала связи 200 кГц)
многостанционный доступ, сочетающий частотное и временное
разделение каналов. В рамках частотного разделения стандарт
с учетом защитных полос содержит 124 дуплексных канала с раз-
носом частот приема и передачи в 45 МГц. Центральная частота
канала (в МГц) связана с его номером соотношениями:
• обратный канал -
f0 = 890,200 + 0,200 • / , 1 < / < 124;
• прямой канал -
f0 = 935,200 + 0,200 • /, 1 < / < 124.
В рамках временного разделения передача информации по
каналу связи осуществляется в течение одного из 8 временных
интервалов (слотов) длительностью 577 мкс на каждой из
124 несущих. Организационно 8 слотов объединяются в кадры
(английский термин frame) длительностью 4,615 мс, которые,
в свою очередь, последовательно группируются в мультикадры,
суперкадры и гиперкадры. Длительность гиперкадра определяет
1 Во многих источниках системы этого типа относят к разряду TDMA.
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 73
период последовательности кадров во временной структуре
стандарта GSM. Общая структура кадров и количественные соот-
ношения между ее элементами будут представлены в § 10.2.
Следует отметить, что номер кадра в пределах гиперкадра ис-
пользуется как входной параметр при криптографической защите
передаваемой информации.
5.3. Множественный доступ
с кодовым разделением каналов
5.3.1. Варианты реализации кодового разделения
В основе множественного доступа с кодовым разделением
(МДКР или CDMA, см. § 2.1) лежит ориентация на широкополос-
ную (spread spectrum) идеологию построения систем передачи
информации, предусматривающую сознательное и многократное
расширение полосы передаваемого сообщения по сравнению
с той, которая характерна для традиционных узкополосных сис-
тем. Искусственное расширение спектра в подобных системах,
как правило, реализуется одним из двух основных способов:
• прямое расширение - direct sequence spread spectrum
(DSSS);
• скачкообразное изменение несущей частоты - frequency
hop spread spectrum (FHSS).
В первом варианте информационное сообщение манипули-
рует псевдослучайную последовательность (ПСП), состоящую из
элементов (чипов) длительности Тс, причем длительность чипа
многократно (в Л/ раз) меньше длительности Тб передаваемого
информационного бита или символа (посылки, см. § 4.1):
Тб=Л/Тс, Л/»1.
Величина Л/ непосредственно характеризует степень рас-
ширения полосы по сравнению с полосой первичного сообщения
и потому называется коэффициентом расширения спектра (в анг-
лоязычных текстах spreading factor или processing gain).
Упомянутая манипуляция ПСП c(t) передаваемым потоком
данных D(t) обычно реализуется их простым перемножением
(см. рис. 5.3, а). Диаграммы рис. 5.3, б-г иллюстрируют содержа-
ние процедуры прямого расширения для примера двоичной пе-
74
Системы мобильной связи
редачи и бинарной ПСП. На рис. 5.3, в показана периодическая
бинарная ПСП, чей период, содержащий Л/= 8 чипов, совпадает
с длительностью одной посылки сообщения (в общем случае пе-
риод ПСП может быть произвольным, в частности, значительно
большим длительности информационной посылки; более того,
ПСП вообще может быть апериодической). Результат прямого
расширения очевиден (рис. 5.3, г): если информационная посыл-
ка несет нулевой бит (положительная полярность D(t),
рис. 5.3, б), на выходе перемножителя присутствует первона-
чальная версия ПСП. При передаче посылкой значения 1 текуще-
го бита полярность ПСП меняется на противоположную. Сигнал
после перемножителя подается на стандартный модулятор не-,
сущей (БФМ, КФМ и т.д.).
Как можно видеть, процедура прямого расширения спектра
не ухудшает помехоустойчивости двоичной передачи в гауссов-
ском канале, оставляя противоположными сигналы, отвечающие
значениям 0 и 1 передаваемого бита.
При использовании второго способа расширения спектра
каждый символ информационного сообщения должен переда-
ваться с помощью набора дискретных частот, задаваемого опре-
деленной последовательностью. Подробное описание FHSS тех-
нологии расширения спектра можно найти в [29].
В существующих и разрабатываемых на перспективу сис-
темах сотовой связи преимущественно применяется прямое рас-
ширение спектра, реализуемое либо в синхронном, либо в асин-
хронном варианте. Различия этих двух модификаций DSSS весь-
ма значительны. Первая может быть применена тогда, когда есть
возможность синхронизировать между собой все индивидуаль-
ные адресные последовательности (сигнатуры), присвоенные
отдельным абонентам так, чтобы на приемной стороне сигналы
разных абонентов не имели взаимных временных сдвигов. По-
добная ситуация характерна для линии "вниз" ССМС (от БС
к МС), поскольку сигналы БС, посланные разным МС строго од-
новременно, приходят на отдельную МС по одной и той же трас-
се, т.е. без взаимных задержек.
В линии "вверх" обеспечение синхронизма сигналов разных МС,
принимаемых БС, хотя и не отрицается теоретически, довольно
затруднительно и не всегда технологически оправданно
из-за случайного расположения МС относительно БС в пределах
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 75
а
Информационный
сигнал k-ro
абонента Dili}
Dk(t)
Кодовая
последовательность
<Ж)
б
П=Т
ck(t)
в
Рис. 5.3. Процедура прямого расширения спектра
для двоичной передачи и бинарной ПСП
ck(t\D^t)
соты и, следовательно, случайных взаимных задержек сигналов1.
Для подобных ситуаций характерно применение асинхронной
версии DSSS, не предполагающей взаимной временной привязки
сигнатур индивидуальных абонентов.
Преимущества CDMA по отношению к FDMA и TDMA можно
условно разбить на две группы. Первую из них составляют те,
которые отличают любые широкополосные (spread spectrum) сис-
темы: высокая помехоустойчивость к сосредоточенным и широ-
кополосным помехам (в том числе преднамеренным), возмож-
ность эффективной работы в условиях многолучевого распро-
странения, широкий диапазон доступных мер криптозащиты, вы-
сокая точность измерения частотно-временных параметров, хо-
рошая электромагнитная совместимость с системами радиосвязи
и вещания и др. Вторая группа непосредственно связана с аспек-
тами множественного доступа: ббльшая абонентская емкость на
соту (сектор), "мягкий" характер снижения качества связи при
возрастании интенсивности трафика, простота реализации режи-
ма “мягкой" эстафетной передачи.
’ Квазисинхронный вариант линии "вверх" реализован в 3G стандарте UMTS/TDD
(см. §12.3).
76
Системы мобильной связи
Рассмотрим подробнее вопрос об оценке возможного числа
пользователей в системах с кодовым разделением.
5.3.2. Оценка числа пользователей на соту
Синхронный вариант CDMA с использованием ортогональ-
ных сигналов, разумеется, не может иметь каких-либо принципи-
альных преимуществ по сравнению с FDMA и TDMA в макси-
мальном числе пользователей, поскольку последнее есть попро-
сту число ортогональных сигналов, лимитируемое только раз-
мерностью сигнального пространства, т.е. частотно-временным
ресурсом (Afp,Tp). Способ построения ортогонального семейства
(разнесение по частоте, времени или соответствующее кодиро-
вание) не влияет на количество сигналов в семействе.
Асинхронный же вариант CDMA (как и синхронный при чис-
ле абонентов, превышающем возможное число ортогональных
сигналов) позволяет более гибко, чем FDMA и TDMA, эксплуати-
ровать эффекты пространственного затухания радиоволн для
повторного использования ресурса в системах с сотовой
топологией.
При корреляционной обработке отношение "сигнал - сово-
купная помеха” на выходе приемника системы с кодовым разде-
лением может быть записано в виде
где Л/х и Л/о - соответственно спектральные плотности мощности
внутрисистемных помех и белого шума; E6=PRT6 - энергия,
приходящаяся на один бит информационного сообщения;
PR - мощность абонентского сигнала на приемной стороне.
С учетом обязательного в асинхронных системах с CDMA вырав-
нивания мощностей абонентских сигналов на входе приемника
спектральная плотность внутрисистемных помех, создаваемых
К -1 посторонними пользователями, может быть оценена как [30]
Л/ = (*-1)—, к»1.
X дгр
Данная оценка опирается на аппроксимацию взаимной по-
мехи случайным шумом со средней мощностью (К -1)PR, равной
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 77
сумме мощностей всех сторонних сигналов. Полагая внутрисис-
темную помеху преобладающей над тепловым шумом (» Л/о),
A/L
из (5.2) получаем q » —2-, откуда оценка предельного числа
KRt Ah -
пользователей -~_L . ьвз# из пс
, К i
[г . АГр частотные/ сцст-ен./& (5 3)
п-ер.е?4 •/« e/i/v? -с/ц
Как можно видеть, при q не ниже 5...8 дБ (уровень превы-
шения полезным сигналом помехи, достаточный для достижения
вероятности ошибки на символ в пределах тысячных долей) мак-
симальное число абонентов, обеспечиваемое рамками CDMA,
заметно меньше, чем при использовании FDMA и TDMA (см.
(5.1)). Учтем теперь, что в форматах FDMA и TDMA запрет на по-
вторное использование каналов в примыкающих сотах вынуждает
дробить ресурс между ячейками одного и того же кластера (см.
§ 2.5). Следствием этого является уменьшение числа абонентов
на соту в пс раз, где пс - количество ячеек в кластере. Так, при
весьма типичном 7-элементном кластере (см. рис. 2.3, б) удель-
ное число абонентов на соту составит
АЛ
Кс «—2-
с 7Rt
В то же время при технологии CDMA можно пойти на повторное
использование всего доступного ресурса в соседних сотах, пла-
той за что окажется увеличение уровня внутрисистемных помех,
создаваемых теперь не только сигналами своих (обслуживаемых
данной ячейкой) абонентов, но и сигналами абонентов "чужих"
БС. При этом вклад "просачивания" из соседних ячеек в суммар-
ную взаимную помеху может оказаться заметно слабее состав-
ляющей, обусловленной "своими" (а значит, более близкими
к БС) абонентами, за счет крутого спада принимаемой мощности
в зависимости от расстояния (обратно пропорционально пример-
но четвертой степени расстояния для зон плотной городской за-
стройки или густой растительности - см. § 3.3). По оценкам мно-
гих источников [30, 31] "соседние" ячейки увеличивают общий
уровень взаимной помехи примерно в 1,5 раза. Отсюда сотовая
(5-4)
78
Системы мобильной связи
Д£
емкость CDMA системы может быть оценена как Кг «--------, что
1,5 qRt
(5.5)
при q = 2,5 (8 дБ) дает
At
Кс «-----------
с 3,75 Rt
Из (5.4) и (5.5) следует, что CDMA обладает почти двукратным |
выигрышем по этому показателю по отношению к FDMA и ТОМА. 1
В том же направлении действует и учет фактора речевой |
активности пользователя. Дело в том, что в обычном телефонном 1
разговоре каждый из участников тратит определенную часть вре- I
мени на паузы, выслушивая собеседника и осмысливая содержа- 1
ние диалога. Фактор речевой активности ар численно задает до- I
лю именно речевой фазы одного участника в общей продолжи- |
тельности соединения. Стандарт GSM уже определенным обра- |
' зом эксплуатирует рассматриваемый фактор, однако исключи- |
тельно в целях энергосбережения, но не увеличения абонентской |
емкости. Хотя теоретически такая возможность не исключается, I
на деле мгновенная передача освобождающегося в паузе физи- |
ческого частотного или временного канала другому абоненту |
с последующим возвратом вряд ли заслуживает реализации I
в силу резкого усложнения протоколов и невозможности согласо- I
вания пауз в разговорах индивидуальных абонентов. В рамках же 1
CDMA высвобождение ресурса в паузах разговора автоматически 1
снижает уровень взаимной помехи и тем самым способствует |
увеличению емкости системы. |
В первом приближении можно учесть фактор ар, заменив |
спектральную плотность мощности внутрисистемной помехи зна- I
чением, усредненным по всей продолжительности разговора 1
Л/'х = арЛ/2. Тогда с учетом (5.5) оценка числа абонентов на соту |
примет вид 1
кс * - д/р . I
с 3,75 Rtap 1
При типичном значении фактора речевой активности I
ар = 3/8 [30, 31] I
\f 1
К й0,64—, I
R, 1
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 79
что в сравнении с (5.4) означает более чем четырехкратный вы-
игрыш в абонентской емкости по сравнению с FDMA и TDMA
технологиями.
В некоторых источниках приводятся еще более впечат-
ляющие цифры, подтверждающие достоинства CDMA. Обычно
они базируются на предположении о секторизации соты, естест-
венно увеличивающей сотовую емкость в число раз, соответст-
вующее количеству секторов [32]. Не следует забывать, однако,
что выигрыш за счет секторизации реализуем в рамках всех тех-
нологий множественного доступа и поэтому должен исключаться
при корректном их сопоставлении.
Отметим, что полученные выше оценки являются всего
лишь первичными ориентирами, поскольку опираются на много-
численные приближения и допущения. Реальное проектирование
CDMA-систем должно опираться на более глубокий анализ [33],
с необходимостью сопровождаемый всесторонним моделирова-
нием и полевыми испытаниями.
5.3.3. Оптимизация сигнатур при кодовом разделении
с прямым расширением спектра
Обратимся теперь к вопросу о выборе семейства адресных
последовательностей, приписываемых абонентам ССМС и за-
дающих физические каналы CDMA-системы. Очевидно, что наи-
лучшим семейством адресных последовательностей (сигнатур)
будет то, в котором обеспечивается наименьший уровень взаим-
ных помех. Предположим вначале, что все сигнатуры периодичны
с одинаковым периодом в числе чипов Л/. Поскольку отклик кор-
релятора на входное воздействие представляет собой отсчет
корреляционной функции, то требование малого уровня взаимной
помехи трансформируется в ограничение на выбросы нормиро-
ванной взаимной корреляционной функции (ВКФ) Rki(m)
k-й и /-й сигнатур:
F?w(m) =
[ 1 v
Л1 zlak,ial,i-m >
'V i=m
W-1+m
ТУ ХаЛ./а/,/-т
А/ /=о
В этом выражении akj - /-й символ кодовой последова-
тельности комплексных амплитуд, определяющей закон манипу-
80
Системы мобильной связи
ляции чипов /с-й сигнатуры. Наиболее интересен случай фазовой
манипуляции и потому действительные амплитуды всех чипов
приняты одинаковыми: |аА,| = 1/V/V (избранная нормировка, ра-
зумеется, не ограничивает общности). Аргументом т взаимной
корреляционной функции является относительный временной
сдвиг сигнатур, полагаемый равным целому числу длительностей
одного чипа. Если говорить об асинхронном варианте CDMA, ха-
рактерном, например, для обратного канала (от МС к БС), то воз-
можным диапазоном сдвигов т можно считать 0, 1, .... Л/-1.
Теперь требование малого уровня взаимной помехи можно
формализовать как минимизацию наибольшего выброса взаим-
ных корреляций всех пар сигнатур при любых относитель-
ных сдвигах:
RB = max|Rw(m)| = min, m = 0, N -1; к, I = 1, К .
m
Наряду с этим традиционно желателен и малый уровень
боковых лепестков периодической автокорреляционной функции
(ПАКФ) всех последовательностей в ансамбле, т.е.
Ra = max \Rkk(m)l = min, к = 1, К .
fn*0mod/V
к
Выполнение последнего условия необходимо для осуществления
многолучевого разнесения (см. гл. 6), а также устранения грубых
промахов на этапе синхронизации опорного колебания корреля-
тора с принимаемым сигналом.
Предъявленные требования естественным образом объе-
диняются в виде следующего минимаксного критерия качества
ансамбля сигнатур
RM =max{Ra,Re} = min. (5.6)
В общем случае, т.е. при ориентации на асинхронно-
адресный принцип функционирования системы, потенциал мини-
мизации уровня RM не беспределен и ограничен соотношениями,
связывающими минимально достижимое значение RM с объемом
ансамбля К, длиной кодовых последовательностей N и типом
алфавита, которому принадлежат символы последовательности
Известен целый ряд соотношений, определяющих нижнюю
границу RM при ограничениях на алфавит и длину N [34]. Про-
стейшим из них и в ряде случаев точным является граница Велча
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 81
м КЛ/-1
(5-7)
Ансамбли последовательностей, удовлетворяющие упомя-
нутым границам, получили название оптимальных.
В классе бинарных последовательностей, алфавит симво-
лов которых ограничен множеством {±1}, известно несколько
представителей оптимальных ансамблей: Голда, Касами, бент-
функций и др. [34, 35].
Подчеркнем, что выбор ансамбля, оптимального в выше-
упомянутом смысле, гарантирует малый уровень внутрисистем-
ных помех при CDMA с прямым расширением далеко не во всех
случаях. Причиной этого служит предположение о периодичности
сигнатур: в упомянутых системах периодичность нарушается за
счет манипуляции сигнатурной ПСП случайным потоком данных
(см. рис. 5.3). Тем самым условие (5.6) оказывается лишь необ-
ходимым, но не достаточным. В ситуациях, когда на длине ин-
формационной посылки укладывается относительно большое
число периодов сигнатуры1, нарушения периодичности не приве-
дут к заметному росту выброса взаимной помехи по сравнению
с (5.7). Когда же период сигнатуры близок к длине посылки или
превышает ее, критерий (5.6) перестает быть достаточным. По-
этому во многих современных CDMA-системах (см. далее
гл. 11, 12) выбор сигнатурных ансамблей осуществляется не
с использованием обсужденного выше детерминистического под-
хода, а на основе трактовки сигнатур как случайных последова-
тельностей. При этом уровень взаимной помехи оценивается ста-
тистически, как это по-существу и сделано в предыдущем пара-
графе. Многочисленными исследованиями установлено, что при
подобном статистическом подходе любые ансамбли, отвечающие
простейшим тестам на псевдослучайность, оказываются практи-
чески равноценными, что означает широкую свободу выбора кон-
кретного ансамбля сигнатур для проектируемой системы.
Значительно более прозрачными и понятными являются
подходы к оптимизации ансамбля адресных сигналов в синхрон-
ных CDMA-системах, если допустимо применение сигнатур дли-
ны, не меньшей требуемого числа пользователей. При этом син-
тез сигнатурного ансамбля сведется попросту к построению
К’ < /\/ ортогональных последовательностей, что осуществимо
Подобный случай имеет место, к примеру, в радионавигационных системах кос-
мического базирования GPS NAVSTAR и Глонасс [36].
82
Системы мобильной связи
множеством способов. К примеру, в стандарте IS-95 (см. гл. 11)
в качестве сигнатур линии «вниз» использованы обычные функ-
ции Уолша.
5.4. Реальная абонентская емкость сотовых систем
мобильной радиосвязи
При описании в предыдущих подразделах различных сис-
тем подвижной радиосвязи их абонентская емкость, т.е. количе-
ство обслуживаемых абонентов, неявным образом определялась
числом каналов радиосвязи. Совершенно очевидно, что эти два
понятия не являются тождественными. Ограничивать количество
обслуживаемых абонентов числом каналов связи представляется
нерациональным, поскольку вероятность одновременного выхода
на связь всех абонентов системы обычно мала. Следовательно,
при наличии К каналов связи система, в принципе, способна об-
служивать более К абонентов, хотя существует вероятность того,
что в некоторых случаях абоненты не получат доступа, и эта ве-
роятность тем больше, чем больше число абонентов по сравне-
нию с количеством каналов связи. Отсюда вытекает двуединая
задача, условия которой могут быть сформулированы следую-
щим образом: сколько абонентов может обслужить система,
имеющая фиксированное количество каналов связи при заданной
вероятности отказа в доступе, либо - какое количество каналов
связи в системе необходимо для обслуживания заданного числа
абонентов при фиксированной вероятности отказа в доступе. Ре-
шение поставленной задачи основано на положениях теории
массового обслуживания. Действительно, СМР по своей сути яв-
ляется примером системы массового обслуживания, т.е. системы
со случайным потоком заявок (вызовов), случайной продолжи-
тельностью обслуживания (сеанса связи) и конечным числом ка-
налов обслуживания (связи).
Наиболее общими характеристиками случайного потока
вызовов являются средняя частота их поступления у, измеряе-
мая числом вызовов в единицу времени (например, число вызо-
вов/час), и средняя продолжительность сеанса связи Т, выра-
жаемая в единицах времени. Произведение А = р-Т определяет
средний трафик (интенсивность трафика, поток нагрузки, общую
нагрузку на канал связи), измеряемый в эрлангах (в честь датско-
го ученого А. К. Эрланга, известного своими работами в области
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 83
теории телетрафика). Следует отметить, что характеристики на-
грузки на канал связи р и Т обычно оценивают на интервале
наибольшей загруженности системы, т.е. в час пик.
Число вызовов в течение фиксированного времени t пред-
ставляет собой дискретную случайную величину, обычно описы-
ваемую распределением Пуассона:
pk = ^~exp(-//f).
где Рк - вероятность поступления к вызовов за время t. Про-
должительность сеанса связи (длительность занятости одного
канала) т является непрерывной случайной величиной, плот-
ность вероятности которой обычно принимается экспоненциаль-
ной (Г - как указывалось, среднее значение г )
LV(r) = уехр^-у^, г > 0 .
В зависимости от того, как ведет себя система, не распола-
гающая свободными каналами на момент поступления новой за-
явки, различают следующие ее модели [13]:
• система с ограниченным временем ожидания (модель Эр-
ланга А), согласно которой вызов при отсутствии свободного ка-
нала ставится в очередь и по истечении фиксированного времени
Т - если за это время ни один из занятых каналов не освободил-
ся - аннулируется;
• система с отказами, т.е. вызовы, пришедшие в момент от-
сутствия свободных каналов, аннулируются (модель Эрланга В);
• система с ожиданием, т.е. вызовы становятся в очередь
и могут ожидать освобождения канала неопределенно долгое
время (модель Эрланга С).
При оценке абонентской емкости системы подвижной ра-
диосвязи обычно применяется модель Эрланга В, для которой
вероятность отказа определяется соотношением [13]
Данная формула, определяющая вероятность отказа в дос-
тупе к системе, достаточно громоздка для непосредственного
84 Системы мобильной связгЯ
применения. На практике для расчета допустимой нагрузки в эр-т
лангах для системы связи с К каналами при заданной вероятной
сти блокировки Рв используют ее представление либо в виде*
графика, либо в виде таблицы. Примеры табличного представле-
ния последнего соотношения даны в [6, 13]. >
Алгоритм применения соотношения для Рв, либо его табу-а
лированного представления сводится к следующему: для фикси-
рованного количества каналов связи в системе К и заданного'
значения вероятности отказа Рв находится трафик А, который,
может быть обслужен в рассматриваемых условиях. Так, при
К = 30 и вероятности отказа Рв = 0,02 система связи может об-,
служить нагрузку на все каналы, равную 21,93 эрланга. Если же
предположить, что в час пик любой абонент системы производит)
в среднем 2 вызова со средней продолжительностью связи
5 минут, то трафик на один канал составит 1/6 эрл. Тогда систе-
1
мой может быть обслужено число заявок, равное 21,93: — ® 131,
которым и оценивается реальная абонентская емкость системы.
5.5. Организация дуплексного режима
в мобильных системах
Суммарный частотно-временной ресурс, отпущенный кон-
кретной системе, приходится расходовать не только на организа-
цию множественного доступа, но и на обеспечение дуплексного
режима, т.е. параллельного информационного обмена в обоих
направлениях: от системы к абоненту и в обратную сторону.'
В системах мобильной радиосвязи нашли применение частотный
и временной дуплекс. В первом варианте, упоминаемом в лите-
ратуре как FDD (frequency division duplex), дуплексная пара зани-1
мает две полосы частот Afa (где &fa - ширина полосы абонент-1
ского канала), разделенные некоторым защитным интервалом,
называемым дуплексным разносом по частоте. Таким образом,
передача и прием информации между абонентами осуществля-
ются на разных частотах. Принцип FDD иллюстрирует рис. 5.4.
На основе FDD построены системы стандартов первого
и второго поколений (AMPS, DAMPS, GSM, IS-95 и др.).
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 85
Обратный Прямой
канал канал
Рис. 5.4. Принцип организации дуплексного разноса по частоте
При временном дуплексе (TDD - time division duplex) для
двусторонней связи используется одна и та же несущая с вре-
менным разделением каналов передачи и приема (см. рис. 5.5).
Хотя режим TDD нехарактерен для существующих систем сото-
вой связи, он широко распространен в стандартах бесшнурового
телефона (СТ2, DECT и др.). Кроме того, ему отводится опреде-
ленное место в продвигаемых стандартах третьего поколения
UMTS и cdma2000 (см. гл. 12).
Рассмотрим типовую структуру каналов системы с TDD,
ориентируясь для конкретности на цифры, положенные в основу
проекта cdma2000 [37]. Основным элементом канальной архитек-
туры БС является Тк = 20 мс (рис. 5.6), который разбивается на
8 пар интервалов, предназначенных для организации дуплекса.
Рис. 5.5. Принцип организации дуплексного разноса по времени
Прямой/обратный
канал связи
АЛ
86
Системы мобильной связи
Рис. 5.6. Структура кадра канала связи с TDD системы cdma2000
Первый интервал пары имеет длительность ТТ и отводится для
передачи. Во втором (длительности TR) принимается сигнал МС.
Любые смежные интервалы разделяются защитными промежут-
ками длительности Af, определяемой протяженностью зоны об-
служивания. Несложный подсчет показывает, что при защитном
интервале в 52 мкс и точности синхронизации временных интер-
валов на базовой станции ±3 мкс, максимальный радиус зоны об-
служивания составляет 14 км.
Мобильные станции имеют сходную с БС структуру кадра,
но интервалы передачи и приема меняются местами.
Сравнение двух вариантов дуплексирования приводит к за-
ключению [37], что режим FDD более эффективен при больших
размерах сот и высокой скорости передвижения абонентов, тогда
как вариант TDD в большей степени подходит для применения
в микросотах, т.е. в малых зонах обслуживания абонентов, пере-
двигающихся с невысокой скоростью. Вместе с тем, режим TDD
обладает рядом дополнительных достоинств, заслуживающих
отдельного упоминания. Поскольку при TDD линии "вверх"
и "вниз" занимают одну и ту же полосу частот, характеристики
замираний в них имеют высокую степень корреляции, что может
быть использовано для упрощения процедур регулировки излу-
чаемой мощности и пространственного разнесения (см. гл. 6).
Кроме того, гибкая структура кадра, свойственная TDD, по-
зволяет эффективно перераспределять временные ресурсы при
асимметричных потоках информации в прямом и обратном кана-
лах. Подобная асимметрия окажется весьма частым явлением
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима 87
в системах третьего поколения в связи с возложением на мо-
бильные терминалы функций связи с сетью Internet. В течение
подобного контакта трафик на линии "вниз", как правило, гораздо
насыщеннее, чем в обратном направлении. При этом можно по-
ступить, как показано на рис. 5.7, представляющем схематично
переход от симметричного (рис. 5.7, а) распределения временно-
го ресурса между линиями "вниз" и "вверх" к асимметричному
(рис. 5.7, б), на которых стрелка "вниз" отвечает приему инфор-
мации МС, а "вверх" - передаче.
Как достоинство варианта TDD может рассматриваться
и возможность более простой реализации однорежимного TDD
абонентского терминала, что обусловлено отсутствием в нем ду-
плексора. Что же касается аппаратного усложнения двухрежим-
ного (FDD/TDD) терминала, рассчитанного на оба варианта дуп-
лексирования, то по сравнению с обычным FDD-терминалом оно
не слишком значительно и не оказывает критического влияния на
экономические показатели.
В свете сказанного вполне рациональными представляются
рекомендации европейского проекта UMTS (см. гл. 12), касаю-
щиеся сочетания обоих рассмотренных режимов дуплексирова-
ния. Подобное решение придает системе гибкость в части ис-
пользования выделенного спектрального диапазона и позволяет
адаптировать пропускную способность к условиям эксплуатации
и характеру услуг. Согласно европейской концепции построения
системы третьего поколения, в двух выделенных WARC-92 участ-
ках спектра шириной в 230 МГц: 1885...2025 и 2110...2200 МГц, -
полосы 1920... 1980 и 2110...2170 предназначаются для ССМС
с частотным дуплексом, а полосы 1900... 1920 и 2010...2025 МГц-
для ССМС с временным дуплексом [37].
Рис. 5.7. Симметричное (а) и асимметричное (б) распределение
временного ресурса между линиями "вниз" и "вверх" в канале связи
6. КОМПЕНСАЦИЯ ЗАМИРАНИЙ И ИСКАЖЕНИЙ
СИГНАЛОВ НА ТРАССЕ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
Особенности условий функционирования, характерные для
мобильной радиосвязи, как отмечалось выше (см. гл. 3), приводят
к появлению нескольких факторов, существенно усложняющих
прием сигналов:
• затухание сигналов при распространении;
• замирания огибающей, вызванные многолучевостью рас-
пространения;
• искажение спектра и формы сигнала при селективных
замираниях;
• межсимвольная интерференция.
Простейшим способом, позволяющим в какой-то степени
скомпенсировать влияние указанных факторов, является введе-
ние запаса по мощности, гарантирующего поддержание требуе-
мого превышения полезного сигнала над шумом на входе прием-
ника с учетом затуханий и замираний на трассе распространения.
Понятно, что этот путь борьбы с канальными искажениями
малоперспективен. Возможная глубина замирания сигнала, со-
ставляющая порядка 40 дБ, потребует введения эквивалентного
запаса по мощности. При этом возникнут серьезные проблемы:
быстрый разряд аккумуляторов МС, сильные соканальные поме-
хи (или необходимость резкого увеличения размерности класте-
ров), усиление вредного воздействия электромагнитного излуче-
ния на организм человека. Таким образом, актуальны поиски аль-
тернативных методов надежной передачи данных, не связанные
с чрезмерным увеличением мощности излучения и снижением
эффективности повторного использования каналов. Краткому их
обсуждению посвящен дальнейший материал раздела.
6.1. Управление мощностью в каналах
Обмен сигналами между БС и МС должен в идеале осуще-
ствляться на минимальном уровне мощности, обеспечивающем
требуемое качество связи. При этом сводятся к минимуму помехи
другим абонентам и базовым станциям, снижается энергопотреб-
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
89
пение (а значит, и требуемая частота подзаряда аккумуляторов)
МС, уменьшается риск вредного экологического влияния радио-
излучения.
Различие расстояний и условий распространения на трас-
сах между БС и различными МС делает весьма желательной
раздельную регулировку мощности сигналов, адресованных раз-
личным МС и передаваемых последними. Подобные процедуры
управления мощностью (power control) реализованы в цифровых
системах второго поколения с временным разделением (GSM,
D-AMPS) и, с наибольшей полнотой, в системах с кодовым раз-
делением стандарта IS-95. Являются они и неотъемлемой компо-
нентой стандартов третьего поколения (см. гл. 12).
В системе GSM подвижная станция измеряет и периодиче-
ски передает на базовую станцию уровень сигнала БС "своей”
ячейки и до 16 смежных ячеек, а также код качества принимае-
мых сигналов, зависящий от частоты битовых ошибок. По этой
информации БС оценивает качество связи и передает на каждую
мобильную станцию необходимые команды для изменения уров-
ня излучаемой мощности. Управление мощностью происходит
с периодом 4,6 мс и позволяет частично компенсировать быстрые
замирания.
В системах стандарта D-AMPS измерение уровня сигнала
и частоты битовых ошибок производится по команде с БС и ис-
пользуется для обеспечения процедуры передачи управления.
Наиболее тщательная регулировка мощности излучаемых
сигналов необходима при кодовом разделении каналов, посколь-
ку в соответствующих системах уровень взаимных помех непо-
средственно определяет абонентскую емкость (см. § 5.3). Рас-
смотрим более подробно алгоритм регулировки мощности в сото-
вой системе подвижной радиосвязи стандарта IS-95.
Регулировка мощности излучения МС (обратный канал) на-
чинается с момента включения мобильного аппарата. Стандартом
IS-95 определено, что МС сначала проводит исследование доступа
- ряд передач прогрессивно более высокой мощности (см.
§ 11.4.4). МС передает первое сообщение с относительно низкой
мощностью и затем ожидает ответ от БС. Если по прошествии не-
которого времени МС не получает ответа от БС, то повторяет за-
прос доступа с несколько большей мощностью. Процесс повторя-
ется до тех пор, пока МС не получит ответ от БС. Шаг увеличения
мощности определяется параметром системы PWR_STEP.
90
Системы мобильной связи
Для дальнейшей регулировки мощности передачи МС ис-
пользует уровень сигнала, полученного от БС (мощность пилот-
сигнала в канале синхронизации).
Рассмотрим закон, по которому должна производиться та-
кая регулировка. Пусть РТв и Ртм - мощность сигналов, излучае-
мых БС и МС, PRb и Prm - мощность сигналов, принимаемых БС
и МС соответственно. Считая в первом приближении затухание
сигналов в прямом и обратном каналах одинаковым и равным Lp,
можно записать:
PtbIPrm =Ptm/Prb =Lp (6.1)
Если учесть различие мощностей принимаемых сигналов, то
выражение (5.2) для отношения сигнал-шум, приходящееся на од-
ну информационную посылку в обратном канале, примет вид [6]:
о = ---PrbI^----- (62)
К-1
SPrbj+Wo /И/с
J=1
где PRBj- мощность сигналов, принимаемых БС от (К-1) сторон-
них абонентов соты; No- мощность фонового шума; Rt- ско-
рость передачи информации, Wc - ширина спектра сигнала. Учи-
тывая, что отношение Wc/Rt равно коэффициенту расширения
спектра сигнала В, последнее выражение можно представить как
Q = ' (6-3)
+N0
J=1
Для поддержания одинаковой достоверности приема дан-
ной БС сигналов всех обслуживаемых МС регулировка мощности,
излучаемой каждой из них, должна быть направлена на выравни-
вание мощностей всех сигналов на входе приемника БС:
Prbj - Prb = С, где С - некоторая константа. При этом выраже-
ние (6.3) совпадает с (5.2):
----BP™-----
(K-1)P^+/V0
(6.4)
а закон регулировки мощности сигналов, передаваемых МС, на
основании (6.1) дается равенством
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
91
р?мр™ =с, (6.5)
ртв
которое при постоянстве мощности сигналов, излучаемых БС,
равносильно соотношению PrMptm = const, или в децибелах
PrM.aB + Р™,дБ - Со • (6.6)
Значение константы Со естественно (с точки зрения энерго-
затрат) поддерживать минимальным, обеспечивающим необхо-
димое качество приема сигналов (т.е. заданное отношение сиг-
нал-шум). Вместе с тем, как следует из (6.4), No должна быть
малой по сравнению с суммарной мощностью внутрисистемной
помехи, поскольку в противном случае имело бы место недоис-
пользование ресурса абонентской емкости системы: число або-
нентов К можно было бы заметно увеличить за счет повышения
мощности МС. Таким образом,
= IN0,
Ртв
где /» 1. Представим мощность фонового шума в виде [20]:
No = МшТщР,
где к - постоянная Больцмана, кш и Тш- соответственно коэффи-
циент шума и шумовая температура приемника БС. Объединяя
два последних выражения, получим:
PrmPtm = 1ккшТ0РРгв ЦК -1). (6.7)
Подставим численные значения / = 10, к = 1,38-10-23 Дж/К,
кш = 3, То = 290 К, F = 1,2288 МГц, К = 30. Мощность пилот-
сигнала, по которому и производится измерение уровня излуче-
ния, составляет обычно 20% от всей мощности, передаваемой
БС. Примем последнюю равной 50 Вт. Тогда Ртв = 10 Вт. При
этом получим:
Prmptm «= 5 • 10'14(Вт)2 =5-10-8(мВт)2.
Выражая мощности в децибелах относительно милливатта,
получим закон грубой регулировки мощности сигналов,
излучаемых МС:
Prm,p<e>+ Ртм.нБ ~ -73 дБ мВт. (6.8)
Учитывая, что расчет уровня удержания величины
(Prm, аб + Ртм, дб) не может быть произведен достаточно точно, не-
92
Системы мобильной связи
обходима дополнительная подстройка. Исходная мощность пе-
редачи МС в децибелах определяется выражением:
Prm. дБ = - Ртм. дБ -73 + NOM _ PWR + INIT _ PWR.
Два дополнительных параметра NOM_PWR и INIT_PWR
используются оператором системы для более точной подстройки.
Значения этих двух параметров регулирования, а также значение
параметра PWR_STEP передаются базовой станцией в составе
сообщения доступа.
Процесс, описанный выше, получил название управление
мощностью с открытой петлей (open-loop power control). Этот
процесс регулирования осуществляется мобильной станцией
и продолжается все время, пока идет обмен данными по каналу
трафика. Процесс повторяется каждые 20 мс и используется для
компенсации затухания и медленных замираний, практически
одинаковых в прямом и обратном каналах. Необходимой точно-
сти регулирования данный алгоритм не обеспечивает, так как
прямой и обратный каналы разнесены по частоте на 45 МГц, что
превышает полосу когерентности канала.
Для более точной регулировки используется управление
мощностью с замкнутой петлей (closed-loop power control). Ба-
зовая станция постоянно оценивает качество соединения в об-
ратном канале на основе анализа вероятности битовых ошибок.
Если эта вероятность превышает программно заданный порог, то
базовая станция дает команду мобильной станции на увеличение
мощности. Если качество связи слишком хорошее, то базовая
станция дает команду уменьшить мощность. Управление произ-
водится с шагом ±0,5 дБ каждые 1,25 мс.
Поскольку управление мощностью при замкнутой петле
призвано компенсировать быстрые замирания, то отклик МС на
эти команды должен следовать очень быстро. По этой причине
команды управления мощностью посылаются непосредственно
по каналу трафика. Для уменьшения времени реакции биты
управления мощностью не защищены от ошибок.
Управление мощностью при замкнутой петле имеет внут-
реннюю (inner loop) и внешнюю (outer loop) петлю. Выше изложен
алгоритм внутренней петли управления мощностью. При реаль-
ной эксплуатации CDMA-системы требуется иметь возможность
динамически менять порог. Это и называется внешней петлей
управления мощностью (иначе - адаптивной регулировкой).
Опираясь на измерение частоты ошибок в приемниках БС, центр
коммутации подвижной связи определяет оптимальные пороге-
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
93
вые отношения сигнал-шум для каждой из обслуживаемых МС.
Это позволяет снизить вероятность работы МС с избыточной
мощностью и тем самым повысить спектральную эффективность.
В принципе, стандарт IS-95 не включает описание этого
процесса. Это позволяет каждому оператору вносить в алгоритм
свои коррективы.
Во время перехода из одной соты в другую МС принимает
команды управления мощностью сразу от нескольких БС, что мо-
жет привести к конфликту. В такой ситуации МС действует сле-
дующим образом: мощность излучаемого сигнала уменьшается,
если хотя бы одна БС дает такую команду. Увеличение мощности
происходит, только если все БС дают команду на увеличение
мощности.
Регулировка мощности с открытой петлей и с замкнутой пет-
лей производятся параллельно. Общий диапазон регулировки мощ-
ности сигналов, излучаемых МС, составляет 85 дБ с шагом ±0,5 дБ.
Регулировка мощности в прямом канале используется для
уменьшения помех МС от БС соседних сог
Процесс регулировки мощности в прямом канале реализу-
ется на основе измерений и команд МС, т.е. по схеме с обратной
связью. Каждая МС непрерывно определяет частоту появления
ошибок при приеме. БС постепенно снижает мощность излучения
до тех пор, пока МС не зарегистрирует превышение порога часто-
ты ошибок и не пошлет запрос на увеличение мощности. Шаг из-
менения мощности - 0,5 дБ в диапазоне ±6 дБ, период регули-
ровки - 20 мс.
6.2. Разнесенный прием
Метод разнесенного приема (diversity reception) использует-
ся для выделения информации из нескольких сигналов, переда-
ваемых по независимо замирающим путям, называемым ветвями
разнесения. Идея метода состоит в том, что сигналы, отличаю-
щиеся (разнесенные) по какому-либо параметру, подвержены за-
мираниям, корреляция между которыми тем меньше, чем суще-
ственнее разнесение. Другими словами, неблагоприятная (сопро-
вождающаяся подавлением суммарного сигнала) многолучевая
интерференционная картина в одной из ветвей разнесения вовсе
не означает, что условия приема в других ветвях столь же плохи.
Вследствие этого комбинирование параллельных сигналов, по-
94
Системы мобильной связи
ступающих по разным ветвям разнесения, позволит смягчить
вредный эффект глубоких замираний.
Как видно, процедура разнесенного приема включает в се-
бя решение двух отдельных задач:
• организация ветвей разнесения и разделение принимае-
мых сигналов, разнесенных по какому-либо параметру;
• комбинирование разделенных сигналов с целью форми-
рования результирующего сигнала с более высоким качеством
(с меньшей глубиной замираний, с большей мощностью или
большим отношением сигнал-шум).
6.2.1. Классические методы разнесения
Можно выделить два обобщенных класса методов разнесе-
ния: макроразнесение и микроразнесение'.
При макроразнесении параллельные пути с независимыми
медленными замираниями формируются с помощью двух или
более антенн, расположенных на различных БС.
Микроразнесение предназначено для комбинирования сиг-
налов, принимаемых на одной и той же станции (базовой или мо-
бильной), и служит для ослабления влияния быстрых замираний.
Принципиально возможны несколько методов разнесения.
Разнесение по компонентам электромагнитного поля
(electromagnetic diversity). При вертикальной поляризации излу-
чаемых радиоволн, характерной для СМР, напряженность элек-
трического поля и ортогональные (параллельная и перпендику-
лярная направлению движения МС) составляющие магнитного
поля могут рассматриваться как независимые [21, 22]. Специаль-
ные "энергетически-плотностные" антенны способны принимать
эти компоненты независимо [22]. Практического применения
в настоящее время не находит.
Поляризационное разнесение (polarization diversity). Прием
сигналов на две антенны (например, штыревая и петлевая) по-
зволяет разделить вертикально и горизонтально поляризованные
сигналы. Метод не находит практического применения, поскольку
в диапазоне СВЧ замирания сигналов с различной поляризацией
оказываются сильно коррелированными [13].
1 Используются также термины "макроскопическое” и "микроскопическое" разне-
сение [19].
<5. Компенсация замираний и искажений сигналов 95
Угловое разнесение (angle diversity). Сигналы с разными
углами прихода могут быть разделены антеннами с частично пе-
рекрывающимися диаграммами направленности. При этом кор-
реляция сигналов на выходах разных антенн тем слабее, чем
меньше перекрытие этих диаграмм. Необходимо при этом учиты-
вать, что мощность сигналов, принимаемых различными антен-
нами, будет существенно различной.
Частотное разнесение (frequency diversity). Коэффициент
корреляции двух сигналов, разнесенных по частоте, определяет-
ся их взаимной частотной расстройкой (см. выражение 3.20). При
достаточном разнесении (большем полосы частотной когерент-
ности) сигналы на разных частотах, а значит, и замирания этих
сигналов, будут слабо коррелированными.
Одновременное излучение сигналов в двух и более частот-
ных диапазонах в современных СМР не используется. Примером
использования разнесения по частоте являются медленные
(с частотой кадров 217 Гц) скачки по частоте, реализованные
в ССМС стандарта GSM. При изменении частоты, превышающем
полосу когерентности, сигналы в соседних кадрах окажутся не-
коррелированными, что устраняет пакетные ошибки при глубоких
замираниях.
Пространственное разнесение (space diversity). Может
быть реализовано на подвижной станции за счет приема сигна-
лов в различные моменты времени. Коэффициент корреляции
принимаемых сигналов определяется перемещением МС (см.
(3.21)). Как указывалось в разделе 3, разноса порядка Л/2 доста-
точно, чтобы сигналы можно было считать некоррелированными.
На БС пространственное разнесение реализуется при
приеме сигналов двумя или более антеннами. При этом коэффи-
циент корреляции, кроме величины разноса антенн, определяет-
ся и высотой их установки [22].
Другим способом пространственного разнесения является
излучение сигналов одной БС через разные антенны (antenna
diversity), предусмотренное спецификациями систем третьего по-
коления 3GPP (см. гл. 12).
Временнйе разнесение (time diversity) может быть реализо-
вано при передаче сигнала на нескольких временных отрезках,
причем разнос между соседними отрезками должен быть не ме-
нее времени когерентности канала связи. Широко применяемым
в цифровых СМР практическим вариантом временного разнесе-
ния является перемежение, рассматриваемое ниже в § 7.3.
96
Системы мобильной связи
Возможность реализации другой разновидности временно-
го разнесения связана с природой многолучевого распростране-
ния, когда суперпозиция принимаемых сигналов содержит компо-
ненты, являющиеся, в свою очередь, продуктом многолучевой
интерференции, причем корреляция замираний этих компонент
достаточно слаба. В широкополосных (spread spectrum) системах
с должным расширением спектра возможен раздельный прием
упомянутых составляющих, так что их комбинирование сущест-
венно снижает влияние замираний. Подобный вид разнесения,
рассматриваемый ниже в § 6.2.2, нередко выделяется в само-
стоятельный под названием "многолучевое разнесение" [38-41].
Кодирование с исправлением ошибок, составляющее пред-
мет следующей главы, иногда также трактуется как один из вари-
антов временного разнесения в цифровых системах передачи [19].
Следует отметить, что для большинства рассмотренных
методов разнесения в принципе не существует ограничения на
количество ветвей разнесения.
Рассмотрим возможные методы комбинирования сигналов
при разнесенном приеме.
При макроразнесении основным (практически единственным
используемым) методом комбинирования является селективное
комбинирование (автовыбор). При этом методе из двух или более
принятых сигналов выбирается наибольший. Возможная структура,
реализующая данный метод, приведена на рис. 6.1.
Если подобный приемник, содержащий число параллель-
ных каналов, равное числу ветвей разнесения, представляется
слишком затратным в аппаратном отношении, вместо него можно
использовать приемник с переключением или сканированием
Антенна
Рис. 6.1. Структура автовыбора при макроразнесении
6. Компенсация замираний и искажений сигналов 97
[19], показанный на рис. 6.2. Разумеется, его аппаратное упроще-
ние сопровождается определенными энергетическими потерями
по отношению к предыдущему, связанными с необходимостью
периодически повторять процесс сканирования.
Примером использования автовыбора при макроразнесе-
нии является комбинирование сигналов, принимаемых на МС от
двух или более БС, разнесенных в пространстве.
Метод реализован, например, в ССМС стандарта IS-95.
В соответствии с данным стандартом сигналы в прямом канале
излучаются когерентно несколькими БС. На рис. 6.3 показаны две
такие станции и примерные зависимости уровней сигналов
r^k) и r2(k), принимаемых МС от этих БС в течение последова-
тельных отрезков времени - кадров (по оси абсцисс отложены
номера кадров). В приемнике МС эти сигналы разделяются за
счет их различной кодовой окраски. В транскодере, входящем
в состав приемника МС, в каждом кадре из принятых сигналов
выбирается наибольший:
грез(/г) = max{ri(k), r2(k)},
что обеспечивает более высокое качество результирующего сиг-
нала по сравнению с каждым из принятых сигналов БС.
При микроразнесении, используемом при быстрых замира-
ниях, очень важно, чтобы комбинируемые при разнесении сигна-
лы имели равные средние мощности. Остановимся на следующих
возможных методах комбинирования, характерных для ССМС:
• селективное комбинирование (автовыбор);
• оптимальное когерентное сложение, максимизирующее
отношение сигнал-шум;
• равновесное когерентное сложение.
Антенны
Рис. 6.2. Структура автовыбора со сканированием
98
Системы мобильной связи
Рис. 6.3. Макроразнесение в стандарте IS-95
Принципиально метод селективного комбинирования наи- :
более прост и аналогичен автовыбору при макроскопическом i
разнесении. Однако практическая реализация автовыбора при j
микроскопическом разнесении наталкивается на трудности, свя- i
занные с необходимостью установки плавающего порога. Реаль- j
ная альтернатива - комбинирование с коммутацией ветвей раз- ]
несения. При этом методе переключение ветвей производится ?
в тот момент, когда ранее выбранный сигнал окажется ниже за-]
ранее установленного порога. |
Когерентное сложение, максимизирующее отношение сиг-1
нал-шум, заключается в весовом суммировании предварительно ]
сфазированных сигналов: |
м 1
г = ХС/7. (6.9)
м 3
где Cj - коэффициенты усиления соответствующих ветвей!
разнесения. ,1
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
99
Рис. 6.4. Структура приемника с оптимальным весовым сложением
Возможная структура, реализующая метод, приведена на
рис. 6.4. Можно показать [21, 22], что оптимальный весовой ко-
эффициент для каждой ветви разнесения равен
Cj^rj/Nj, (6.10)
где Nj - мощность шума ву-й ветви разнесения.
Подобный алгоритм приема осуществляет многоканальную
согласованную фильтрацию сигналов, пришедших по параллель-
ным ветвям разнесения, и потому максимизирует результирую-
щее отношение сигнал-шум. Поскольку, однако, текущее отно-
шение сигнал-шум в ветвях разнесения постоянно флюктуирует
в силу замираний, его приходится непрерывно отслеживать, что
существенно усложняет аппаратную реализацию приемника.
Шагом в направлении упрощения приемника является пе-
реход к когерентному равновесному сложению (рис. 6.5), не тре-
бующему введения следящих петель для измерения текущего
отношения сигнал-шум в каждой ветви.
Для оценки эффективности рассматриваемых алгоритмов
комбинирования сопоставим их по значению результирующего
отношения сигнал-шум q.
Отношение сигнал-шум в каждой ветви пропорционально
квадрату огибающей сигнала и поэтому для случая рэлеевских
замираний имеет экспоненциальную плотность вероятности
IV(q) = lexpf-^, (6.11)
где Q - среднее значение q .
100
Системы мобильной а
Антенна
Рис. 6.5. Структура равновесного сложения
Пусть qj (J= 1, 2...) - текущее значение отношения сигнал-
шум в у -й ветви разнесения. Тогда текущие результирующие от-
ношения сигнал-шум для различных схем комбинирования
равно [19]:
м
j=i
для оптимального сложения
для равновесного сложе-
ния
м
q = М2
J=1
q = max( qy)
для автовыбора
Nj = const
гj - const
(6.12)
(для равновесного сложения приведены выражения для двух
случаев - при одинаковой мощности шумов и при одинаковой
средней мощности сигналов в ветвях разнесения).
Если сигналы различных ветвей разнесения являются ста-
тистически независимыми и их огибающие имеют рэлеевское
распределение с одинаковой средней мощностью, то закон рас-
пределения мгновенного результирующего отношения сигнал-
шум на выходе схемы комбинирования может быть записан
в виде [19, 21]:
& Компенсация замираний и искажений сигналов
101
м-1 _ч
W(q) = -ntF----е °
v ' QM(M-1)!
( jHM'1 .1
1 = 16 ° 6 °
L '
для оптимального сложения
для автовыбора
(6.13)
(для равновесного сложения выражение слишком громоздко
и здесь не приводится).
Для адекватного сравнения характеристик различных схем
комбинирования следовало бы рассчитать вероятности ошибок
на бит (символ) для каждой из них. Технически это может быть
сделано усреднением вероятностей ошибок для нефлюктуирую-
щего сигнала с использованием статистик отношения сигнал-шум
типа (6.13). Результаты такого анализа приводятся во многих ис-
точниках [21, 32, 38]. В качестве грубого приближения ограничим-
ся сравнением средних значений результирующего отношения
сигнал-шум:
\q} = MQ
для оптимального сложения
<(q> = Q 1 + (Л4-1)-^
I М 1
для сложения с равными весами
для автовыбора
(6.14)
Как естественно ожидать, суммирование с равными весами
несколько хуже оптимального, максимизирующего отношение
сигнал-шум, но лучше селективного комбинирования. Так, при
М = 10 выигрыш в отношении сигнал-шум при оптимальном коге-
рентном суммировании составит 10 дБ. Переход к равновесной
схеме снизит его до 9,1 дБ, тогда как автовыбор обеспечит лишь
выигрыш в 4,7 дБ. Подчеркнем еще раз весьма ориентировочный
характер этих цифр, отсылая за более корректным сопоставле-
нием к упомянутой выше литературе.
Разнесенный прием позволяет существенно улучшить по-
мехоустойчивость систем подвижной радиосвязи. Достигаемый
выигрыш можно оценить допустимым снижением отношения сиг-
нал-шум в ветвях разнесения при сохранении результирующей
частоты битовых ошибок. Так, опираясь на данные из [19], при
допустимой частоте битовых ошибок 10~3 наличие двух ветвей
102
Системы мобильной связи
разнесения (с оптимальным сложением) позволяет снизить тре-
буемую мощность сигнала на 15 дБ. При уменьшении допустимой
вероятности ошибки на бит энергетический выигрыш за счет раз-
несения становится еще заметнее.
6.2.2. Многолучевое разнесение
Как уже отмечалось выше, при многолучевом распростра-
нении сигналы, приходящие различными путями, слабо коррели-
рованны. Влияние замираний будет существенно снижено, если
скомбинировать такие сигналы. Однако для этого необходимо
разделить сигналы, приходящие по различным лучам.
Подобная задача, не выполнимая в узкополосных системах,
весьма изящно решается при использовании широкополосных
сигналов, имеющих полосу Wc, многократно превосходящую по-
лосу когерентности канала Вс.
Надлежащим выбором закона модуляции сигнала с поло-
сой Wc можно добиться разрешения принимаемых многолучевых
компонент, имеющих разность времен прихода, превышающую
1/Wc [20]. Это означает, что при максимальном времени рассея-
ния (интервале времени между приходом первого и последнего
лучей) 7"тах может существовать до М= WcTma^ разделимых ком-
понент сигнала. Величина может быть приближенно выраже-
на через полосу когерентности канала связи: Ттах ~ МВС. Таким
образом, при использовании широкополосного (Wc » Вс) сигна-
ла на приемной стороне может быть получено вплоть до
М~ WdBc разделимых сигнальных компонент, подобно тому как
это имеет место при традиционном частотном разнесении [38].
Многолучевое разнесение предполагает решение тех же
двух задач, что и при классических методах разнесения: разде-
ление сигналов (в данном случае по времени прихода) и их ком-
бинирование.
Для того чтобы сдвинутые по времени многолучевые ком-
поненты сигнала наблюдались раздельно на выходе линейного
фильтра приемника, необходимо, чтобы отклик фильтра на каж-
дую из названных компонент был кратковременным по сравнению
с их взаимным временным сдвигом. В качестве приемного
фильтра естественно принять согласованный, наилучшим обра-
зом очищающий сигнал от шума. Отклик последнего на сигнал,;
с которым он согласован, есть, как известно, автокорреляционная
6. Компенсация замираний и искажений сигналов } 03
функция сигнала [20]. Таким образом, для разделения многолу-
чевых компонент пригодны сигналы с "острой" автокорреляцион-
ной функцией. Для ССМС, как и для ряда других систем, нежела-
тельно применение коротких импульсных сигналов, поскольку
"вложить" требуемую энергию в короткий импульс можно только
за счет повышенной пиковой мощности, что плохо сочетается со
стремлением иметь портативные и энергосберегающие МС, дру-
жественные в экологическом отношении. Тем самым становится
очевидным, почему для многолучевого разнесения требуются
именно широкополосные (сложные - spread spectrum) сигналы:
сам сигнал имеет достаточно большую длительность, но согласо-
ванный фильтр укорачивает (сжимает) его. Хрестоматийным яв-
ляется факт, что совмещение этих требований возможно только
для сигналов, имеющих большое значение произведения полосы
на длительность (т.е. коэффициент расширения спектра -
см. § 5.3) [20].
Обратимся к рис. 6.6. Сигнал, искаженный многолучевым
Рис. 6.6. Разделение сигналов при многолучевом разнесении
104
Системы мобильной связи
каналом (на рис 6.6, а показаны три сигнала, пришедшие по раз-
личным лучам), подается на согласованный фильтр, и, если сиг-
нал синтезирован грамотно, на выходе фильтра наблюдаются
разрешенные компоненты в виде острых неперекрывающихся
пиков (рис. 6.6, б). Последняя эпюра напоминает садовые грабли
(по-английски гаке), что и определило наименование устройства,
осуществляющего мгоголучевое разнесение, - "RAKE-приемник".
RAKE-приемник был разработан Прайсом и Грином еще
в 1958 г., однако внедрение подобной технологии в коммерческих
масштабах стало возможным сравнительно недавно. При этом, как
правило, вместо согласованных фильтров используются эквива-
лентные им, но технически более простые параллельные корреля-
торы с числом каналов, равным количеству разделяемых лучей.
На рис. 6.7 приведена структура М-канального RAKE-
приемника. Принимаемое колебание r(t) поступает на М парал-
лельных корреляторов, на вторые входы которых подаются мест-
ные опоры s(t-r1),s(f-r2),...,s(f-rM), представляющие собой
Рис. 6.7. Структура RAKE-приемника
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
105
копии переданного сигнала с временными сдвигами
г,, / = 1,2, ...,М, равными предсказанным задержкам многолуче-
вых компонент. На выходе каждого коррелятора формируется
отсчет отклика на соответствующую компоненту входного сигнала
(при безошибочном предсказании задержки точно совпадающий
с реакцией согласованного фильтра в нужный момент). Далее
полученные отсчеты поступают на устройство комбинирования,
действующее в соответствии с одной из ранее рассмотренных
процедур.
Комбинирование сигналов на основе RAKE-приемника реа-
лизовано в ССМС стандарта IS-95 (см. также гл. 11). Приемные
устройства МС и БС включают несколько (3 на МС и 4 на БС) па-
раллельно работающих корреляторов, которые выделяют наибо-
лее сильные сигналы. Выходы корреляторов сводятся к одному
и тому же моменту времени и суммируются. Тем самым эффект
многолучевого распространения используется для повышения
качества связи.
Как можно понять, эффективность RAKE-приемника находит-
ся в прямой зависимости от точности знания характеристик канала.
В настоящее время разработаны и применяются многочис-
ленные модификации RAKE-алгоритмов [38, 42]. Наиболее "про-
двинутыми" (и, соответственно, сложными) являются адаптивные
RAKE-приемники, в которых характеристики канала рекуррентно
оцениваются в процессе работы.
Подчеркнем еще раз необходимость тщательного выбора
закона модуляции сигнала для систем, в которых предполагается
использование алгоритма RAKE. При этом следует иметь в виду,
что требование широкополосности (большого отношения ширины
спектра сигнала к полосе когерентности) является необходимым,
но не достаточным. Среди множества широкополосных сигналов
подходящими для обсуждаемых применений являются лишь те,
которые обладают "хорошими" автокорреляционными свойства-
ми. Последнее требование подразумевает острый пик и малый
уровень боковых пиков реакции на сигнал согласованного фильт-
ра. Синтез сигналов такого рода является весьма нетривиальной
задачей, постоянно привлекающей к себе внимание исследова-
телей [20, 34, 35].
Выше, применительно к различным аспектам функциониро-
вания систем мобильной связи, уже отмечались существенные
преимущества широкополосной передачи в сочетании с кодовым
разделением сигналов абонентов. Одним из многих аргументов
106
Системы мобильной связи
в пользу широкополосной идеологии является и сопутствующая
только ей возможность реализации многолучевого разнесения.
6.3. Подавление межсимвольной интерференции
В узкополосных (т.е. не использующих сложные сигналы)
системах многолучевые компоненты, имеющие различную вре-
менную задержку, не могут быть разделены (по крайней мере,
без серьезных энергетических потерь) с помощью алгоритмов
типа RAKE. В результате наложения запаздывающей копии сиг-
нала, модулированного цифровым потоком данных, на опере-
жающую текущая посылка последней искажается предыдущей
посылкой запаздывающей копии. Возникающая таким образом
специфическая помеха называется межсимвольной интерфе-
ренцией (МСИ).
Обратимся вновь к модели манипулированного сигнала (4.1)
s(t)= f S0(t-/A)cos(2^0t + (p/). (6.15)
/ = -00
При максимальном времени рассеяния 7"тах возможно нало-
жение друг на друга вплоть до М /7"6[+1 посылок. К примеру,
для стандарта GSM-900 Ть ~ 3,7 мкс, а максимальное время рас-
сеяния обычно принимается равным 7"тах = 16 мкс. При этом в при-
емнике возможно наложение до М = 6 переданных посылок.
Очевидно, что МСИ существенно затрудняет декодирова-
ние принимаемых сигналов и приводит к увеличению частоты би-
товых ошибок.
К настоящему времени разработан ряд методов борьбы
с МСИ. Коротко рассмотрим основные из них.
6.3.1. Алгоритм Витерби
В цифровых системах мобильной связи передача инфор-
мации производится поэлементно с некоторым фиксированным
интервалом между последовательными посылками.
В простейшем случае текущая наблюдаемая приемником
посылка зависит только от текущей переданной. При этом опти-
мальным (в смысле минимизации средней вероятности ошибоч-
ного декодирования сообщения) является посимвольный прием,
в процессе которого решение о значении каждой переданной по-
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
107
сылки принимается отдельно, независимо от предыдущих и по-
следующих посылок.
При наличии МСИ, однако, ситуация не столь проста, по-
скольку каждое наблюдение определяется наряду с текущей так-
же и предыдущими посылками. Тем самым в наблюдаемом сиг-
нале проявляется зависимость от прошлого, т.е. память, подоб-
ная, к примеру, той, что вводится в сигнал искусственно при ис-
пользовании любых разновидностей частотной манипуляции
с непрерывной фазой (см. гл. 4), а также сверточного кодирова-
ния, рассматриваемого в следующей главе.
Посимвольный прием при этом не является оптимальным
и уступает так называемому "приему в целом", при котором ре-
шение о принятом сообщении выносится по результатам совме-
стной обработки многих последовательных посылок. Поскольку
сложность соответствующего приемника экспоненциально растет
с памятью, его практическая реализация может оказаться про-
блемной. Алгоритм Витерби, первоначальным назначением кото-
рого было декодирование сверточных кодов, во многих случаях
заметно упрощает процедуру "приема в целом" и потому часто
применяется для борьбы с межсимвольной интерференцией.
Пусть наблюдаемый в /-й момент времени отсчет
ry=s;+n;, (6.16)
где S; - отсчет полезного сигнала, искаженного МСИ; п, - шумовой
отсчет, являющийся гауссовской случайной величиной с нулевым
средним.
Как отмечалось выше, МСИ возникает в многолучевом ка-
нале за счет наложения копий сигнала, сдвинутых друг относи-
тельно друга во времени из-за различия протяженности трасс
распространения сигналов по отдельным лучам.
Пусть МСИ создается М дополнительными лучами. Тогда
/-й сигнальный отсчет окажется линейной комбинацией
/-го (а,) и М предыдущих информационных символов:
м
si=aj + ^iakai_k, (6.17)
Л=1
где ак - коэффициент, отражающий вклад А-го луча.
Другими словами, информационный сигнал на /-м шаге яв-
ляется результатом линейного кодирования вектора состояния,
однозначно определяемого последовательностью переданных
информационных символов А, = (а/л ам, а^2, ....а^мУ
108
Системы мобильной связи
Следовательно, при конечном числе интерферирующих лу-
чей (что имеет место в любой практической системе) МСИ можно
рассматривать как выход устройства с конечным числом состоя-
ний [38]. Это позволяет выход канала с МСИ представить в виде
кодовой решетки.
Такая кодовая решетка в бинарном случае содержит 2м уз-
лов (состояний). Из каждого узла выходят 2 ребра в соседние со-
стояния, соответствующие различным значениям информацион-
ного символа а(. При этом каждое ребро может быть маркировано
своим значением отсчета sf, показывающим (в соответствии
с (6.17)), как состояние вместе с текущим переданным символом
а,- отражается в закодированном (через МСИ) сигнале. Получае-
мая кодовая решетка аналогична решетке сверточного кода, рас-
сматриваемого в следующей главе. Отличие состоит в том, что
значения отсчетов s/f маркирующие ребра, являются действи-
тельными числами (а не двоичными словами).
Демодулятор должен оценить переданные символы а,-,
т.е. состояния.
Как известно, если помехой является АБГШ, то максималь-
но правдоподобной оценкой s = (s1,s2,...,sK) детектируемой по-
следовательности г = (г1,г2,...,гк) будет та, которая минимизиру-
ет евклидово расстояние
O(r,s) = £(r;-s;)2, (6.18)
7=1
где К - объем наблюдаемой последовательности (количество
декодируемых информационных символов).
В общем случае необходимо было бы вычислять расстоя-
ния для всех возможных последовательностей (2К в бинарном
случае). Однако наличие памяти в сигнале (зависимость отсчета
S/ от состояния демодулятора А„ вводимая за счет МСИ) позво-
ляет, используя алгоритм Витерби, уменьшить число анализи-
руемых последовательностей.
Алгоритм Витерби является рекуррентным алгоритмом по-
следовательного поиска пути на решетке, обеспечивающим мак-
симально правдоподобное декодирование сигнала.
Демодулятор Витерби на каждом шаге (при приеме очеред-
ного сигнального интервала) сравнивает наблюдаемые отсчеты
у, с маркировкой входящих ребер s, для каждого узла, оставляя
из двух путей один ("выживший"), имеющий наименьшую метрику
6. Компенсация замираний и искажений сигналов >109
(евклидово расстояние). После этой процедуры на новом шаге
кодовая решетка содержит также 2м узлов.
По прошествии времени в несколько длительностей памя-
ти1 с вероятностью, очень близкой к единице, оказывается, что
все выжившие пути исходят из одного узла [38]. Тогда состояние
демодулятора, соответствующее этому узлу, может быть выдано
как решение (оценка информационных символов). Таким обра-
зом, с некоторой задержкой выдается оценка "старых символов".
Далее процесс продолжается по той же схеме. С приемом
нового отсчета картинка сдвигается на один шаг (декодирован-
ный символ исключается из анализа и добавляется вновь приня-
тый). При этом в дальнейшем анализе используются только вы-
жившие пути, запомненные ранее.
Вычислительная сложность алгоритма Витерби экспонен-
циально возрастает с величиной временного рассеяния в канале.
Для каждого нового принимаемого символа в бинарном случае
необходимо вычислять 2М+1 метрик. Для каналов с большим вре-
менем рассеяния это может стать серьезным препятствием при
практической реализации алгоритма.
Более подробно алгоритм Витерби рассмотрен, например,
в [38], а также в следующей главе применительно к декодирова-
нию сверточных кодов.
6.3.2. Формирование спектра излучаемых сигналов
При заданной скорости передачи данных (длительности пе-
редачи символа) влияние МСИ зависит от частотной характери-
стики канала, определяющей значение времени рассеяния,
и спектра излучаемого сигнала, определяющего длительность
отклика в приемнике.
В цифровой системе связи спектральную плотность мощ-
ности излучаемого сигнала можно формировать путем выбора
формы импульса (огибающей посылки, см. гл. 4), а также введе-
нием корреляции (памяти) посредством кодирования.
Кодирование для формирования спектра сигнала выполня-
ется после канального кодирования. Используемые для этой це-
ли коды обычно называют в литературе модуляционными кодами
или кодами перевода данных [38]. Такие коды вводят определен-
ные ограничения на последовательность передаваемых симво-
' Обычно достаточным считается 5М шагов [38].
110
Системы мобильной связи
лов, подаваемых на модулятор. Тем самым в сигнал вводится
память, которая может быть далее использована при демодуля-
ции (в частности, с помощью алгоритма Витерби).
Более подробно проблема формирования спектра сигнала
рассмотрена, например, в [38].
6.3.3. Эквалайзинг
В узкополосных цифровых системах (в частности, в ССМС
стандартов GSM и D-AMPS) для компенсации межсимвольных ис-
кажений, возникающих за счет многолучевого распространения,
может быть использован эквалайзинг (equalizing - буквально вы-
равнивание). Метод предназначен для компенсации разности хода
между составляющими при многолучевом распространении, кото-
рая приводит к МСИ. По существу эквалайзер представляет собой
адаптивный фильтр, настраиваемый таким образом, чтобы сигнал
на его выходе был в возможно большей степени очищен от меж-
символьных искажений, содержащихся во входном сигнале.
Эквалайзеры, используемые, например, в ССМС стандарта
GSM, обеспечивают выравнивание по времени импульсных сиг-
налов при рассогласовании до 16 мкс [25].
Принцип выравнивания хорошо иллюстрирует схема про-
стейшего линейного эквалайзера с трехэлементной линией за-
держки, рассмотренная в [13] (рис. 6.8).
Алгоритм работы приведенного устройства достаточно
прост. Если на входе фильтра присутствует основной сигнал
Рис. 6.8. Структура линейного эквалайзера
6. Компенсация замираний и искажений сигналов Ш
и его копия, сдвинутая на время г, равное времени задержки сиг-
нала в фильтре, и уменьшенная по амплитуде, то подбором ко-
эффициентов можно добиться, чтобы на выходе фильтра полно-
стью сохранился основной сигнал, а вторая составляющая, пред-
ставляющая собой помеху, была уменьшена.
Ясно, что такой эквалайзер будет выполнять свое назначе-
ние лишь в том случае, когда, кроме основного сигнала, имеется
только один дополнительный и его задержка относительно ос-
новного сигнала равна времени задержки сигнала в фильтре.
В реальных условиях на вход приемного устройства может
поступать большое число сигналов (радиоволн), задержка между
которыми неизвестна.
Линейным эквалайзером, наиболее часто используемым на
практике, является линейный трансверсальный фильтр (рис. 6.9)
[38]. На его вход поступает принятая сигнальная последователь-
ность {/)}, а выходом являются оценки информационной последо-
вательности {а,}. Оценка k-ro символа может быть выражена в виде
м
ak = IC/k-j, (6.19)
j = -M
где Cj - весовой коэффициент ;-й ячейки фильтра. Решение ак
определяется квантованием оценки ак до ближайшего (по рас-
стоянию) информационного символа [38].
Общее количество ячеек фильтра равно 2М+1, где М, как
и ранее, означает число дополнительных лучей, создающих МСИ.
Это обуславливает линейную зависимость вычислительной слож-
ности эквалайзера от величины временного рассеяния в канале.
В качестве критерия оптимизации наиболее часто исполь-
зуется критерий минимума среднего квадрата ошибки
^=ак-аА. (6.20)
В рассмотренной структуре линейного эквалайзера задерж-
ка сигнала между ячейками равна длительности символов. Такое
построение является оптимальным, если перед эквалайзером
имеется фильтр, согласованный с переданным сигналом, иска-
женным в канале [38]. Если характеристики канала неизвестны,
то приемник обычно согласуется с переданным сигнальным им-
пульсом. При этом эффективность выравнивания существенно
снижается.
112
Системы мобильной связи
Рис. 6.9. Линейный трансверсальный фильтр
В дробных эквалайзерах используется дискретизация при-
ходящего сигнала с частотой, не меньшей удвоенной ширины
спектра сигнала (т.е. задержка между ячейками не превышает
времени дискретизации по Котельникову).
Линейные эквалайзеры относительно просты по устройст-
ву, однако при больших искажениях сигналов, что характерно для
систем мобильной радиосвязи, их эффективность оказывается
невысокой [13, 38].
Примером нелинейного эквалайзера является эквалайзер
с обратной связью по решению (рис. 6.10). Он состоит из двух
фильтров - фильтра прямой и фильтра обратной связи по реше-
нию (ОСР). Прямой фильтр идентичен линейному трансверсаль-
ному фильтру, рассмотренному выше (рис. 6.9). Фильтр обратной
связи имеет на своем входе последовательность решений по
предшествующим продетектированным символам (что и обу-
словливает нелинейность эквалайзера) и используется для уст-
ранения в предстоящей оценке части МСИ, вызванной предыду-
щими символами [38].
Все рассмотренные выше эквалайзеры ориентированы на
ситуацию, когда характеристики канала (импульсная, частотная)
в достаточной мере известны приемной стороне. Однако для
ССМС такая ситуация не характерна. В большинстве случаев ха-
рактеристики канала априори не известны и, кроме того,
не постоянны.
6. Компенсация замираний и искажений сигналов
113
Рис. 6.10. Эквалайзер с обратной связью по решению
Поэтому эквалайзер должен включать петлю адаптации,
чтобы изменения характеристик канала могли быть учтены в про-
цессе работы.
На рис. 6.11 представлена схема линейного адаптивного
эквалайзера, основанного на критерии минимума среднеквадра-
тической ошибки. Алгоритм подстройки весовых коэффициентов
подобного эквалайзера [38]:
СЛ+1=СЛ+х^УЛ1 (6.21)
Рис. 6.11. Линейный адаптивный эквалайзер
114
Системы мобильной а
где Ск - набор коэффициентов к-й итерации; =ak -ак - сигнал
ошибки к-й итерации; Vk = [vw -- ^...vw]- вектор отсчетов прини-
маемого сигнала, по которым делаются оценки ак; х - малое поло-
жительное число, определяющее скорость сходимости алгоритма.
Для первоначального оценивания весовых коэффициентов
эквалайзера желательно иметь информацию о переданной ин-
формационной последовательности. Во всех цифровых ССМС
это обеспечивается включением "обучающей последовательно-
сти" в состав каждого кадра передачи речевого сигнала.
Принципиально возможно построение адаптивного эква-f
лайзера, не использующего для первоначальной настройки обу-
чающую последовательность ("слепое выравнивание").
Следует отметить, что рассмотренные примеры далеко не
исчерпывают все возможные варианты построения эквалайзеров:’
Более подробно информацию о структурах эквалайзеров,’
алгоритмах оценивания весовых коэффициентов и эффективно-
сти выравнивания можно почерпнуть из [38].
В заключение можно отметить, что эквалайзер не всегда
рассматривается как функционально необходимое звено прием-
ника и спецификации, как правило, отдают производителю реше-
ние вопроса о его наличии или отсутствии.
7 ПОМЕХОУСТОЙЧИВОЕ КОДИРОВАНИЕ
В СИСТЕМАХ МОБИЛЬНОЙ РАДИОСВЯЗИ
Особенностью радиолиний по сравнению с кабельными яв-
ляется повышенный уровень помех и искажений передаваемого
сигнала (см. гл. 3). При цифровой передаче данных результатом
этого являются ошибочные решения приемной стороны относи-
тельно значения переданного символа. Для обнаружения и ис-
правления возникающих ошибок применяется помехоустойчивое
кодирование, суть которого сводится к введению избыточности
в передаваемое сообщение. В двоичном случае каждому сооб-
щению из к информационных бит сопоставляется кодовое слово
длиной п > к бит (символов) согласно некоторому правилу
кодирования.
Важнейшей характеристикой кода является скорость
передачи
Rk=k/n. (7.1)
Так как для безызбыточного кода Rk =1, то (7.1) показыва-
ет, за счет какого снижения скорости передачи достигается тре-
буемая достоверность приема. Поэтому основная задача по-
строения хорошего кода состоит в минимизации избыточности,
гарантирующей необходимое качество передачи.
Возможны случаи, когда биты передаваемого сообщения
неравноценны по степени влияния их искажений на восстанавли-
ваемое сообщение. При этом разумно раздельно закодировать
группы информационных битов, отводя большую избыточность
группам с большей ответственностью. Так, для речевого кодека
(см. гл. 9) выделяются и защищаются кодом старшие разряды
коэффициентов а/, периодов основного тона, коэффициентов
усиления (всего 30 из 137 бит). Для защиты остальных бит вво-
дится значительно меньшее число избыточных символов.
Помехоустойчивое кодирование иначе называется каналь-
ным кодированием, поскольку предназначается для нейтрализа-
ции канальных помех. В системах мобильной связи канальное
кодирование выполняется в несколько этапов, как показано на
рис. 7.1. В зависимости от важности логических каналов для них
116
Системы мобильно
Информаци-
онные биты
Пер ем е-
жение
Шифро-
вание
модулятор
Рис. 7.1. Канальное кодирование
предусматриваются разные наборы указанных процедур, рй
типы кодов и их параметры. Обычно полный набор процеду
держат каналы трафика и синхронизации.
В блоковых (блочных) кодах к символам источникам
тавляется кодовое слово из п символов. В сверточных код1
мая последовательность не разбивается на блоки. Кроме'
выделяют систематические (разделимые) коды, в словах кот
можно указать позиции с символами сообщения, и несистев
ческие, кодовые слова которых не обладают этим свойством
помним кратко некоторые положения теории помехоустойчив
кодирования, отсылая читателя за подробностями к популярн
монографиям [43-46].
те
7.1. Блоковые коды
Бинарные блоковые коды чаще всего рассматриваю*
в предположении, что источник безызбыточный, формирую^
/(-битовые блоки А = (а.,, а2,.... ак) двоичных символов а, =з
с равной вероятностью ММ , где М = 2к, а для передачи испо.
зуется двоичный симметричный канал (ДСК) без памяти, набЯ
дением на выходе которого является векТ
Y = (/i> У г- У„) = С + Е, где С = (с1,с2, ...,с„)- кодовый веет
(кодовое слово), а Е = (еь е2,..., еп) - вектор ошибок с незави<
мыми компонентами. При этом элементы у,-, s,, ef упомянут
векторов принимают двоичные значения 0 и 1, а символ "+" всю
в этом разделе обозначает поэлементное суммирование по Г
дулю два. В ДСК вероятность появления конкретного веете
ошибки Е убывает при увеличении кратности ошибки t (т.е. 41
7 Помехоустойчивое кодирование
ла 1 в векторе Е, или, что равносильно, числа искаженных сим-
волов в переданном кодовом векторе). Поэтому оптимальной
(максимально правдоподобной) стратегией декодирования ока-
зывается правило минимального расстояния Хэмминга, согласно
которому принятый вектор Y должен декодироваться в ближай-
ший к нему, по Хэммингу, кодовый вектор С. Напомним, что
в двоичном случае расстояние Хэмминга между Y и С есть про-
сто число единиц среди элементов вектора Y + С.
Под термином код понимается множество из М кодовых
слов. Отметим, что для произвольного кода с большим числом
слов реализация оптимального правила декодирования может
оказаться чрезвычайно затратной в аппаратно-программном от-
ношении. Из-за существования довольно простых алгоритмов
декодирования наибольшее применение находят линейные коды,
являющиеся линейными подпространствами. В системах мо-
бильной связи, в частности, нашли применение линейные коды
Хэмминга, БЧХ, Голея, Рида-Маллера, Рида-Соломона (PC).
Параметры линейного кода л (длина или размерность про-
странства, в котором задан код) и к (число информационных бит
или размерность кода) - определяют его избыточность п- к
(число проверочных символов), скорость (7.1) и входят в его тра-
диционное обозначение (л, к). В слове систематического кода
длины л, как правило, первые к символов являются информа-
ционными, в то время как оставшиеся п-к позиций принадле-
жат избыточным символам, создаваемым кодером. Корректи-
рующая способность оценивается с помощью кодового расстоя-
ния dQ - минимального расстояния Хэмминга между всевозмож-
ными парами кодовых слов. Чем больше dQ, тем выше помехо-
устойчивость кода, а именно максимальное число (кратность)
символьных ошибок, гарантированно обнаруживаемых кодом
fo6H =с(0-1. Если же код используется для исправления ошибок,
то это с гарантией выполнимо, если их кратность не превосходит
fMcnp = ((d0 ~1)/2> . где (•> - целая часть числа. В случае, кода код
должен исправлять какое-то количество ошибок ?иопр и сверх это-
го обнаруживать > fMCnp ошибок, его расстояние должно быть
не меньшим d0 = Гобн + f„cnp +1.
Для задания кода и, следовательно, для вычисления кон-
трольных символов по известным информационным можно ис-
118 Системы мобильнойЛ
пользовать один из возможных способов задания подпрострф^
ва размерности к в пространстве размерности п. Напомним^
задание пространства предполагает и задание поля, откудай
рутся коэффициенты разложения вектора по базису (коордии)
вектора). Вышеперечисленные коды, кроме кода Рида-Солом|
заданы над двоичным полем, а последний - над расширен!
двоичного, имеющим 2т элементов, где т - натуральное чисм
Каждый проверочный бит Ь,- есть линейная комбинациям
которых вполне определенных информационных, наприц
Ь, = а} + а3 + а6. Благодаря свойствам сложения по модулю ЭС
следовательность a1t а3, а6, Ь, содержит четное число символа
Поэтому проверочные символы часто называют битами конти
четности или просто битами четности.
Классические способы задания линейного кода свям
с порождающей матрицей G, строками которой являются
нейно независимых кодовых слов (базис кода) Cbi, / = 1,
и проверочной матрицей, Н, обладающей свойством
ей т=°, q
где верхний индекс Т означает транспонирование; 0 - нуда
вектор. Поясним на следующем примере смысл порождали
матрицы.
матрица кода Рида-Малгц
Пример 7.1. Порождающая
(8,4) первого порядка имеет вид
o' 1 1 1 1 1 1
G = о к> — 0 0 0 0 1 1
о 0 0 1 1 0 0
o' 0 1 0 1 0 1
1 1
1 1
1 1
О 1
Кодовое слово есть линейная комбинация базисных векторе
С - AG - а1СЬ1 + а2СЬг + а3Сйз + а4Сй4, (-
где А = (ava2,a3,а4) - информационные биты. Так, ё
А = 0110 , то С = 00111100, при А = 1110 - С = 11000011. К<
Рида-Маллера первого порядка существуют для любых Д
п = 2к~у и имеют минимальное расстояние dQ = л/2.
Отметим связь кодов Рида-Маллера с широко pacnpoci
ненными в цифровой связи функциями Уолша. При замене t
7. Помехоустойчивое кодирование
119
ичных символов 0 и 1 на +1 и .-1 соответственно операция сло-
жения по модулю 2 перейдет в умножение действительных чисел
+1 и -1. При таком отображении базисные векторы кода дадут
функции Радемахера (меандры, период каждого из которых равен
половине периода предыдущего), а остальные кодовые слова -
прямые и противоположные функции Уолша, равные различным
произведениям функций Радемахера (так называемые биортого-
нальные сигналы). Функции Уолша (ортогональные коды) приме-
няются в системе стандарта IS-95, а также в системах третьего
поколения (см. гл. 11, 12).
Проиллюстрируем теперь роль проверочной матрицы в по-
строении линейного кода.
Пример 7.2. Пусть проверочная матрица кода Хэмминга
(7,4) с расстоянием dQ = 3, столбцами которой являются
все 7 ненулевых 3-разрядных двоичных векторов, имеет вид
10 1110 0
Н= 1 1
0 1 0
1 1 0
1 0
0 1
0 1
Если кодовое слово С = (a,,a2,az,a4,bvb2,b3) подставить
в (7.2) и выполнить матричное умножение, то получим соотноше-
ния для вычисления контрольных бит по информационным:
Ь} = а, ч-а3 + a^, Ь2 — а-, ч- а2 ч~а^, Ь3 = а2 ч- а3 ч-а^.
В системах связи весьма распространены циклические ко-
ды, составляющие подкласс линейных, для которых разработаны
эффективные процедуры декодирования. Они задаются с помо-
щью порождающего многочлена д(х) степени п - к. При этом ка-
ждому кодовому слову формально сопоставляется многочлен
с коэффициентами, равными элементам кодового вектора. Так,
кодовому слову С = (с1,с2,...,сп) соответствует многочлен
с(х) = с1хп~1 + с2хп~2 ч-... + сп, делящийся без остатка на порож-
дающий д(х), т.е. с(х) = f(x)g(x), где f(x) - произвольный много-
член. Порождающие многочлены хороших циклических кодов,
в том числе БЧХ и PC (являющихся подклассом недвоичных ко-
дов БЧХ), табулированы в литературе [43].
Когда в подобных таблицах не находится кода с подходя-
щими значениями параметров л, к , можно поискать его среди
120 Системы мобильной связц
укороченных циклических кодов. Для этого из слов циклической»
кода с к > к информационными символами отбираются только те^
у которых первые к - к символов нулевые. Эти первые символы
затем отбрасываются (не передаются по каналу), поскольку д®.
кодер знает, что они нулевые. Полученный (л - к’ + к, к) линей*
ный код, не являясь, строго говоря, циклическим, тем не менее^
может быть декодирован теми же способами, что и исходный'.
Минимальное расстояние укороченного циклического кода, разу*
меется, не меньше расстояния исходного кода, чем и объясняет-
ся широкое использование приема укорочения на практике.
Слова циклического кода с любым заданным порождающим
многочленом можно переупорядочить, преобразовав код в систем
матический. Для этого информационная последовательность А
(многочлен а(х)) сдвигается влево на п-к позиций:
а1,а2,...а/[,0,0,...,0, что соответствует умножению а(х) на хп~к-.
Далее вычисляется остаток Ь(х) от деления полученного много-
члена а(х)хл-к на д(х), т.е.
Ь(х) = а(х)хп"к modg(x). (7.3)
Степень полученного остатка Ь(х) не превышает п -к, т.е.
степени порождающего многочлена д(х). Вычитание (равносиль-
ное для кодов над полями характеристики 2 прибавлению) остат-
ка из многочлена а(х)хл~* дает требуемый кодовый многочлен
с(х) = а(х)хп~к +Ь(х).
Обсудим кратко процедуры декодирования линейных
и циклических кодов.
Для обнаружения ошибок декодер проверяет принадлеж-
ность принятой последовательности Y данному коду (подпро-
странству): если Y является кодовым словом, то принимается
решение об отсутствии ошибок, в противном случае фиксируется
наличие ошибки. Для этого вычисляется синдром
S = YHT = (С+ Е)НТ = ЕНТ, (7.4)
который с учетом (7.2) не зависит от кодового слова и определя-
ется только вектором ошибки Е.
Если S = 0 , то Y является одним из М кодовых слов и, сле-
довательно, максимально правдоподобная оценка вектора ошиб-
ки Е = 0. Решение об отсутствии ошибок будет правильным, если
7. Помехоустойчивое кодирование 121
„—--•-----
в действительности Е = 0 . Но согласно (7.2) синдром S = О
и в случаях, когда Е совпадает с любым ненулевым кодовым сло-
вом. Такие ошибки не будут обнаружены. Их общее количество
составляет 2к-1. Для кода примера 7.2, в частности, трехкрат-
ные ошибки Е = 1110000 и Е = 0011010 дают нулевой синдром
и не обнаруживаются.
Если S * 0, то принимается всегда правильное реше-
ние Ё * 0.
Для обнаружения ошибок рекомендуется использовать про-
токол контроля циклическим избыточным кодом - ЦИК (в зару-
бежных источниках CRC - cyclic redundancy code). Для информа-
ционной последовательности А произвольной длины к по (7.3)
вычисляется остаток Ь(х), который передается вместе с А. На
приемной стороне по А' снова вычисляется остаток 6(х), кото-
рый сравнивается с принятым Ь'(х), т.е. фактически определяет-
ся синдром. При их равенстве выносится решение об отсутствии
ошибок, в противном случае - о наличии. Доля пропущенных
ошибок - (2к - Т)1(2к+т -1) ® 1/2т - зависит только от степени т
многочлена д(х). Например, в транкинговых системах TETRA ис-
пользуются многочлены с т = 7 и т = 16.
В случае обнаружения ошибки действия приемной стороны
могут быть различными. При передаче команд управления воз-
можен запрос по обратному каналу о повторении искаженного
блока. В случае передачи речевых сообщений сопутствующая
этому задержка может быть недопустимо велика, поэтому чаще
испорченный блок просто выбрасывается и заменяется преды-
дущими. В пейджинговых системах искаженный символ отмеча-
ется на экране индикатора скобками в надежде, что абонент сам
по смыслу догадается о его значении.
В системах мобильной связи обнаружение ошибок ис-
пользуется для регулировки уровней излучаемой мощности пе-
редатчиков мобильных и базовых станций. В приемниках этих
станций в режиме обмена сообщениями непрерывно подсчиты-
вается частота появления ошибочных бит. Если на БС частота
ошибок в сообщениях МС превышает заданный порог, то данной
МС посылается команда на увеличение излучаемой мощности.
Мобильная станция тоже измеряет и передает на БС частоту об-
наруженных ошибок в принятых битах. В зависимости от частоты
122 Системы мобильной связи
ошибок БС регулирует уровень мощности сигнала, адресованного
этой МС (см. § 6.1).
Преимущество линейных кодов, как уже сказано, состоим
в упрощении для них максимально-правдоподобной процедуру
декодирования. Для исправления ошибок и, следовательно, дгу
оценки переданного кодового слова пространство принятых по
следовательностей Y разбивается на 2п~к смежных классов, ка
ждый из которых характеризуется тем, что разности любых вхс
дящих в него векторов являются кодовыми словами. Для каждой
класса заранее определяется максимально правдоподобный вег
тор ошибок Е, (лидер), сдвигающий любое кодовое слово в да»'
ный смежный класс. Задача декодера состоит в определении нс
мера смежного класса (синдрома), в который попадает приняты
вектор Y. По синдрому определяется (считывается из памяти д«
кодера) лидер Е,. Каждому ненулевому синдрому может бьг
сопоставлен некоторый лидер. В результате максимальное чи,
исправляемых ошибок равно 2л-,< -1. Схематично процесс дек
дирования показан на рис. 7.2.
Если реальная ошибка, имевшая место в канале, совпада!
с лидером Е = Е,, она будет исправлена.
При больших п-к наиболее сложной операцией являет
сопоставление синдрому вектора Е,.
Как следует из (7.4), для однократных ошибок синдром р
вен транспонированному столбцу проверочной матрицы с ном
ром, равным номеру искаженного бита. Поэтому для исправлен!
всех однократных ошибок требуется, чтобы столбцы проверочнг
матрицы были ненулевыми и не повторялись. Матрица из прим
ра 7.2 обладает этим свойством, и любая из 7 возможных одн
кратных ошибок данным кодом исправляется. Действительн
если Е = 0010000 , то S = 101, которому в декодере заранее с
поставлен лидер Е, = 0010000 , совпадающий с фактическим ве
тором ошибки.
S=YHT
> Е/
-> C=Y+E/
Рис. 7.2. Схема синдромного декодирования линейного кода
7. Помехоустойчивое кодирование 123
Однако указанный синдром может появиться и при возник-
новении двукратной ошибки, например, при Е = 1100000 или
Е = 0001010. Декодер, действуя по схеме на рис. 7.4, по-
прежнему добавит к принятой последовательности Е, = 0010000 ,
так что в результате ошибка не только не исправится, но ее крат-
ность возрастет до 3. Для исправления ошибок большой кратно-
сти требуется увеличивать кодовое расстояние.
Аппаратная сложность синдромного декодера экспоненци-
ально растет с числом проверочных символов и потому его реа-
лизация для длинных кодов, исправляющих многократные ошиб-
ки, может оказаться проблематичной.
Примерами блоковых кодов с высокой исправляющей спо-
собностью, нашедших применение в мобильной связи, могут слу-
жить 256-ричные (15,3) PC коды, являющиеся основой вторичного
канала синхронизации в 3G стандарте UMTS (см. § 12.2.11).
Для декодирования кодов БЧХ, один из недвоичных под-
классов которых составляют PC коды, разработаны квазиопти-
мальные алгебраические алгоритмы, которые, уступая алгоритму
максимального правдоподобия, тем не менее, обеспечивают ис-
правление ошибок в пределах, гарантируемых кодовым расстоя-
нием. В основе их лежит не векторное описание ошибок, которое,
как показывают рассмотренные примеры, обладает избыточно-
стью за счет многих нулей, а просто указание номеров позиций,
в которых произошло искажение символа. Так, для задания
в примере 7.2 двукратных ошибок Е = 1100000 или Е = 0001010
проще сказать, что в первом случае искажены биты на 1-й и 2-й
позициях, а во втором - на 4-й и 6-й.
В алгебраических алгоритмах позициям кодовых символов
сопоставляются степени примитивного элемента а расширенно-
го конечного поля GF(q), где q=2m =л + 1 (натуральное т на-
зывается степенью расширения поля). Для примера 7.2 последо-
вательность номеров позиций отображается в степени а как
сг° = 1,о1,о2,а3,а4,а5,а6, где а - примитивный элемент поля
GF(23). Тогда вышеуказанные двукратные ошибки описываются
так: искажены биты на позициях а°,а1 и о3,о5. Степени а , отве-
чающие позициям, содержащим ошибки, называются локатора-
ми ошибок.
124
Системы мобильной
Чтобы компактно описать наборы fjv/32,...,l3t локаторов,
дят так называемый многочлен локаторов o(z) , корнями коте
являются элементы, обратные по умножению этим номерам,
a(z) = f1 - frz)fl - &2z) - fl - ptz).
Таким образом, первая задача декодера БЧХ и PC сост
в нахождении многочлена локаторов a(z), т.е. его коэффици
тов при степенях z. Упрощенная схема декодирования кодов Б
включает следующие операции.
Полученная из канала последовательность Y делится,
полиномы, входящие в разложение порождающего многочле
кода. Остатки от деления связаны с многочленом.локаторов кл
чевым уравнением. Решение ключевого уравнения дает оце*
многочлена a(z). Поиск корней этого многочлена и инвертиров
ние принятых бит на позициях, соответствующих найденным кс
ням, завершают алгоритм декодирования.
В словах кодов PC, заданных над полем GF{2m), каждь
символ представляет собой т - разрядный двоичный вектор. П<
этому для исправления ошибки недостаточно указать номер и
каженного символа. Требуется еще определить значение искажу
ния, т.е. т - разрядный компонент вектора ошибки. Последив
вычисляется по многочлену локаторов и многочлену значений
полученных при решении ключевого уравнения.
7.2. Сверточные коды
Сверточные коды относятся к непрерывным рекуррентным ►
дам. Кодовое слово является сверткой отклика линейной систек
(кодера) на входную информационную последовательность. Поэта
сверточные коды являются линейными, для которых сумма любы
кодовых слов также является кодовой последовательностью.
Ограничимся ниже рассмотрением лишь наиболее харак-^
терных (базовых, или материнских) для мобильной связи свер-
точных кодов со скоростями вида Rk = 1/л0, где п0 - некоторой
натуральное число1. Последовательность символов такого свер^
1 В современных системах иные рациональные значения скорости (Rk =klnl))
реализуются, как правило, перфорацией (puncturing) кодов данного типа [4, 45],
называемой также выкалыванием или удалением некоторых символов слова.
г
7. Помехоустойчивое кодирование 125
точного кода состоит из элементарных блоков длиной л0, причем
п0 символов текущего блока (занимающие реальное время, от-
вечающее одному информационному биту) являются линейной
комбинацией текущего информационного бита и т предшест-
вующих. Значение т определяет память кода, а параметр т + 1
называется длиной кодового ограничения'. Если один (например,
первый) из п0 символов текущего блока повторяет текущий ин-
формационный бит, код называется систематическим.
Способы задания сверточных кодов во многом совпадают
с используемыми для линейных блоковых. Одним из основных
является описание сверточного кода набором п0 порождающих
многочленов. Каждый многочлен устанавливает закон формиро-
вания одного из л0 символов в группе и имеет степень, не пре-
вышающую т. Ненулевые коэффициенты порождающего поли-
нома прямо указывают, какие из информационных символов
(включая текущий и т предыдущих) входят в линейную комби-
нацию, дающую данный символ кода (см. пример 7.3). Порож-
дающие многочлены хороших сверточных кодов найдены пере-
бором и табулированы [44].
Весьма важным с точки зрения понимания алгоритмов ко-
дирования и декодирования инструментом описания сверточных
кодов является кодовая решетка, смысл которой должен быть
ясен из следующего примера.
Пример 7.3 (см. [44]). Пусть несистематический сверточный
код со скоростью Rk-M2 и кодовым ограничением л? + 1 = 3 за-
дается порождающими многочленами
д1(х) = х2+х + 1 и g2(x) = /2 +1 •
Это означает, что первый из двух символов каждого двухсим-
вольного блока является линейной комбинацией (суммой по мо-
дулю 2) текущего и двух предшествующих информационных би-
тов, тогда как второй получается сложением по модулю 2 текуще-
го информационного бита с тем, который поступил от источника
двумя тактами раньше.
Схема кодера приведена на рис. 7.3. Заметим, что при од-
ном из многочленов, равном единице, получился бы системати-
ческий сверточный код.
2 Некоторые авторы закрепляют это наименование непосредственно за т [45].
126
Системы мобильной а
Рис. 7.3. Схема кодера
Кодовая решетка этого кода показана на рис. 7.4. При ее.
составлении учтено, что кодер содержит память в виде двухраз*
рядного сдвигающего регистра. Каждому из четырех возможных
состояний этого регистра отвечает один из четырех узлов решет-
ки. Поэтому левый символ в обозначении узла равен последнем^
информационному биту, уже записанному в регистр. При записи в
регистр очередного информационного символа регистр меняет
состояние на одно из двух соседних. Этот переход обозначен
ребрами решетки. Порядок узлов выбран таким, что при нулевом
текущем информационном символе (а,=0) переход в следую^
щее состояние соответствует верхнему ребру, а при а, = 1 - ниж-
нему. Маркировка ребер воспроизводит л0-блок, посылаемый
в канал. Каждой информационной последовательности соответ-
ствует определенный путь на кодовой решетке и кодовая после-
довательность, считываемая как метки, маркирующие последова-
тельные ребра пути. К примеру, входным информационным би-
там 01100 отвечает кодовое слово 00 11 01 01 11, которому соот-
ветствует на рис. 7.4 путь, отмеченный жирной линией.
Рис. 7.4. Кодовая решетка
"j Помехоустойчивое кодирование 127
Известен ряд алгоритмов декодирования сверточных кодов.
В практических системах и, в частности в мобильной связи, как
правило, используется алгоритм Витерби, отличающийся про-
стотой реализации при умеренных длинах кодового ограничения.
Алгоритм Витерби реализует оптимальное (максимально
правдоподобное) декодирование как рекуррентный поиск на ко-
довой решетке пути, ближайшего к принимаемой последователь-
ности. На каждой итерации алгоритма Витерби сопоставляются
два пути, ведущих в данное состояние (узел решетки). Ближай-
ший из них к принятой последовательности сохраняется для
дальнейшего анализа как выживший, тогда как другой отбрасы-
вается. Таким образом, если игнорировать случаи, когда оба
конкурирующих пути равноудалены от принятой последователь-
ности (о действиях в подобной ситуации см. ниже), число выжив-
ших путей, сохраняемых в памяти, равно числу узлов 2т . Основ-
ные операции алгоритма поясним для кода из примера 7.3.
Пусть передается нулевое кодовое слово, а в канале про-
изошла трехкратная ошибка, так что принятая последователь-
ность имеет вид 10 10 00 00 10 00 ... 00 ... . Результаты поиска
ближайшего пути после приема 14 элементарных блоков показа-
ны на рис. 7.5. Промежуточные этапы работы декодера при сде-
ланных предположениях подробно рассмотрены в [44].
На правой части рисунка видны четыре пути, ведущие в каж-
дый узел решетки. Рядом проставлены метрики (хэмминговы рас-
стояния этих путей от принятой последовательности на отрезке из
14 блоков). Метрика верхнего пути значительно меньше метрик
нижних. Поэтому можно предположить, что верхний путь наиболее
вероятен. Однако декодер Витерби, не зная следующих фрагмен-
тов принимаемой последовательности, вынужден запомнить все
четыре пути на время приема L элементарных блоков. Число L на-
зывается шириной окна декодирования. Для уменьшения ошибки
Рис. 7.5. Пример работы алгоритма Витерби
128 Системы мобильной связЦ',
декодирования величину L следует выбирать достаточно большой,
многократно превышающей длину кодового ограничения, что естей
ственно усложняет декодер. В данном случае L = 15. т.
Отметим, что тактика выбора и последующего анализ®
только одного пути с наименьшим расстоянием составляет сущ-
ность более экономного последовательного декодирования. -п
На средней части рис. 7.5 видно, что все пути имеют общий,
отрезок (сливаются от 5-го до 12-го шага) и, следовательно, при*
ем новых блоков не может повлиять на конфигурацию этого учаЯ
стка наиболее правдоподобного пути. Поэтому декодер уже мо-*
жет принимать решение о значении информационных символов^
соответствующих этим элементарным блокам. а
Левая часть рисунка демонстрирует возможную ситуации!1
неисправляемой ошибки. Существует два пути с одинаковыми*
метриками. Декодер может разрешить эту неопределенность,
двумя способами: отметить этот участок как недостоверный или*
принять одно из двух конкурирующих решений (информационная
последовательность равна 00000... или 10100...). Очевидно, что.
расширение окна декодирования не позволяет исправить такую*
ошибку. Ее исправление возможно при использовании кода?
с большей корректирующей способностью. <
Поступление из канала нового элементарного блока вызы-
вает сдвиг картинки в окне декодирования влево. В результате
левое ребро пути исчезает, а справа появляется новый столбец
решетки, к узлам которого должны быть продолжены сохранен-
ные пути от узлов предыдущего столбца. Для этого выполняются
следующие операции.
1. Для каждого узла нового столбца вычисляются расстоя-
ния между принятым блоком и маркировкой ребер, ведущих
в данный узел.
2. Полученные метрики ребер суммируются с расстоянием
путей, которые они продолжают.
3. Из двух возможных путей оставляется путь с меньшей
метрикой, а другой отбрасывается, так как следующие поступаю-
щие блоки не могут изменить соотношения расстояний этих пу-
тей. В случае равенства расстояний или случайно выбирается
один путь, или сохраняются оба.
В результате этих операций к каждому узлу нового столбца
вновь ведет один путь. Например, пусть новый блок из канала
равен 00. Рассмотрим продолжение пути к нижнему узлу решетки,
в который можно попасть из состояния кодера 10 по ребру 01 или
7. Помехоустойчивое кодирование 129
из состояния 11 по ребру 10 (см. рис. 7.4). В обоих случаях рас-
стояние этих ребер от принятого блока 00 равно 1. Однако сум-
марное расстояние пути, продолженного из состояния 10, равно
6, а пути из состояния 11 равно 7. Поэтому второй путь будет от-
брошен вместе с ребром 01, которое входило в нижний узел на
предыдущем шаге декодирования (см. рис. 7.5).
Оценка информационного символа производится по край-
нему левому ребру пути в окне декодирования. Согласно правилу
построения кодовой решетки принимается, что информационный
символ равен 0, если это ребро верхнее, и 1, если ребро нижнее.
Рассмотренный пример поясняет работу декодера в пред-
положении, что выходной сигнал демодулятора квантуется
на 2 уровня (так называемое жесткое декодирование). Большее
число уровней квантования приводит к мягкому декодированию.
Установлено, что 8 уровней квантования гарантируют практиче-
ски потенциальную достоверность декодирования [45].
Чтобы в этом случае использовать алгоритм Витерби, тре-
буется вместо расстояния Хэмминга ввести новое расстояние,
точнее учитывающее различие между принятой последователь-
ностью (выходным многоуровневым сигналом демодулятора) Y
и ожидаемым двоичным кодовым словом С. Например, можно
использовать евклидово расстояние или расстояние
По
d(Y,C) = £logP(y, |с, ), (7.5)
/=1
где Р(у,|с,) - переходная вероятность канала, т.е. условная
вероятность появления на выходе демодулятора отсчета у, при
передаче символа с,.
Для удобства вычислений (7.5) на практике заменяется на
По
d = trni,
/=1
где т, - целые положительные числа, количество которых равно
числу уровней квантования, причем т, = 0, когда между у, и с,
наблюдается наибольшее соответствие [45].
На рис. 7.6 приведен размеченный граф канала при 4 уров-
нях квантования, которым приписаны числа mh равные 0, 1,2, 3.
Граф позволяет определить меру расходимости между
Ребрами пути на кодовой решетке и принятыми символами. Если,
130
Системы мобильной связй
Рис. 7.6. Граф канала при мягком декодировании
ЭД
например, на выходе демодулятора у, = 2, а маркировка ребраг)
проверяемого пути имеет с, =0, то мера расходимости равна 2?'>
При у, = 2 и наличии на ребре метки с,- = 1 расходимость т, =
Эти числа суммируются в пределах кадра л0 и добавляются к м&у
ре расходимости продолжаемого пути. Дальнейшие операции ал-,
горитма Витерби при мягком декодировании совпадают с опера$
циями жесткого декодирования. Выигрыш мягкого декодирование
составляет около 2 дБ. Так как сложность вычислений при этом^
возрастает незначительно, то мягкое декодирование широко ис<,
пользуется в современных системах мобильной связи.
Турбо-коды, предложенные сравнительно недавно [37], яв-^
ляются результатом совместного использования идей сверточно-’
го кодирования с мягким решением и перемежения символов, J
рассматриваемого в § 7.3. Блок А из к информационных бит че-[
рез перемежители поступает на N элементарных систематиче-,
ских сверточных кодеров. Они могут быть различными и иметь
разные скорости. Структурная схема кодера при N = 2 показана’
на рис. 7.7.
Рис. 7.7. Кодер турбо-кода
7, Помехоустойчивое кодирование 131
На выходах элементарных кодеров 1 и 2 формируются две
последовательности проверочных бит Bt и В2, что дает скорость,
равную 1/3. В общем случае, если кодеры одинаковы, скорость
кода равна Rk =1/(Л/ + 1).
Декодирование турбо-кода выполняется элементарными
декодерами с мягким решением с учетом перемежения символов,
выполненного на передающей стороне. Структурная схема турбо-
декодера для N = 2 показана на рис. 7.8.
Перемежители (П), идентичные перемежителю кодера, со-
гласовывают порядок поступления бит А и оценок этих бит, выра-
батываемых декодером 1. Деперемежители (ДП) восстанавлива-
ют порядок поступления оценок с выхода декодера 2 для первого
декодера. Таким образом, при оценке символа учитываются не
только принятые биты, но и мягкие решения, вынесенные каждым
элементарным декодером. Турбо-коды являются единственными
из известных, позволяющими работать со скоростями, близкими
к пропускной способности канала с ограниченной полосой. Со-
гласно документам 3GPP (см. гл. 12) их планируется использо-
вать в мобильных системах третьего поколения.
Рис. 7.8. Турбодекодер
132
Системы мобильной а
7.3. Перемежение символов >q
Большинство из известных хороших кодов ориентировав
на модель случайных независимых ошибок, т.е. канал без памя
ти. Для систем же мобильной связи (в числе многих других) хц
рактерны глубокие замирания радиосигнала (см. гл. 3), озн$
чающие корреляцию ошибок, в результате которой последи^
группируются в пакеты. При этом появление на выходе демоду
лятора L > 1 неверных символов может стать более вероятный
чем появление только одного. В принципе существуют специат
ные коды, корректирующие пакетные ошибки большей кратности
чем кратность контролируемых случайных ошибок [43], однако
практике чаще прибегают к более испытанному средству, как^
вым является перемежение, приспосабливающее традиционна
коды к каналам с памятью. ; g
Поясним смысл перемежения для блоковых кодов. Пуст
биты каждого кодового слова посылаются в канал не друг за дт|
гом, а через интервалы, превышающие длину пакета ошибок,|
В промежутки между битами одного слова вставляются биты дру
гих кодовых слов, как это показано на рис. 7.9.
Тогда пакет Е, по-прежнему искажая в канале L подряд битов, те!
не менее, исказит всего по одному биту разных L кодовых сло|
На приемной стороне производится обратная перестановка (де
перемежение). Биты каждого кодового слова собираются вмест
и декодируются алгоритмами, разработанными для независимы
ошибок. Поэтому говорят, что перемежение трансформирует К8
нал с пакетами ошибок в канал с независимыми ошибками.
Пакет Е
Рис. 7.9. Перемежение символов
7 Помехоустойчивое кодирование
133
Вход
перемежителя
I 2 п
Выход
перемежителя
Рис. 7.10. Блочное перемежение
Предложено много алгоритмов перемежения, в частности
по периодическим и псевдослучайным законам, блочные и свер-
точные [45].
При блочном перемежении входные биты делятся на блоки по
к бит, которые последовательно записываются в J строк таблицы,
приведенной на рис. 7.10. Количество столбцов в ней n>k/J.
Считывание по столбцам дает выходную последователь-
ность, в которой соседние входные биты разнесены на J позиций
(см. рис. 7.9). Деперемежение заключается в выполнении обрат-
ных действий: записи принятой последовательности Y в столбцы
такой же таблицы и считывания по строкам. Для борьбы с длин-
ными пакетами ошибок желательно увеличивать размеры табли-
цы. Однако это приводит к увеличению задержки в отправке
и декодировании сообщения.
Алгоритм перемежения может быть задан аналитически.
Так, соответствие выходных бит перемежителя входным
свыхО) = свх(/) можно определить по формуле [4]
j = 1 + ((J/)mod/<), / = 1,2,3, ...,к.
В стандарте TETRA, например, J = 103, к =412.
Следует отметить, что если некоторые параметры правил
перемежения сделать секретными, например, считывать столбцы
в таблице рис. 7.10 в порядке, определяемом секретным ключом,
то получится шифрование данных методом перестановки
(см. § 8.1).
8. ИНФОРМАЦИОННАЯ БЕЗОПАСНОСТЬ *
В МОБИЛЬНЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ !
В силу свободы доступа к радиоэфиру системы беспровс^
ной связи потенциально уязвимы для разного рода злоумышлй
ников в плане как перехвата сообщения с последующим несай
ционированным использованием чужой информации, так и поп!
ток обмана сети и абонентов. Поэтому стандарты систем мобиН|
ной связи предусматривают различные механизмы защиты nrffi
ресов законных пользователей и самой сети от подобных дейй
вий. К таким механизмам относятся шифрование данных и при
цедуры аутентификации. :
8.1. Методы шифрования
Шифрование состоит в преобразовании исходного, отк£й|
того текста в криптограмму (шифртекст) по некоторому прав»
лу (алгоритму шифрования) с целью скрыть смысл сообщена
Некоторые параметры этого алгоритма, называемые ключа
шифрования, известны только законным абонентам и неизвесШ
(секретны) для злоумышленников. Законный пользователь лвШ
может осуществить обратное преобразование шифровки в И
ходный текст, а криптоаналитик, т.е. субъект, пытающийся н<
санкционированно получить открытый текст, будет вынужден уи
дывать значение ключа.
В зависимости от степени секретности сведений, содержа
щихся в сообщении (государственных, военных, коммерчески!
личных и т.п.), разрабатываются и используются различные сисл
мы шифрования. При их создании учитываются и возможност
аналитика как интеллектуальные, так и технические. Ясно, что з»
крыть информацию от злоумышленника-одиночки проще, чем с
другого государства, располагающего возможностью привлекай
для раскрытия ключа крупных специалистов и новейшую технику.1
Обычно разрабатывают систему шифрования, стойкую fl
отношению к фрагменту открытого текста. При этом предполаг<8
ется, что аналитику известны криптограмма, алгоритм шифровг
ния и фрагмент открытого текста, который он может сопоставит
$ Информационная безопасность 135
с криптограммой. Поэтому стойкость системы шифрования,
т.е. свойство противостоять действиям аналитика по вскрытию
исходного текста, определяется трудностью разгадывания ключа.
Для оценки стойкости выдвигаются различные критерии.
Наиболее объективный - это сложность (число умножений) суще-
ствующего алгоритма вскрытия ключа. Если известны только ал-
горитмы вскрытия экспоненциальной сложности, у которых число
операций пропорционально ал, где а - целое, а л - число неиз-
вестных параметров, то считается, что система шифрования об-
ладает совершенной стойкостью. Подобные алгоритмы решения
задачи реализуют прямой перебор вариантов. Так как аналитик
при любых условиях может воспользоваться подбором парамет-
ров (силовой атакой), то нельзя разработать систему, обладаю-
щую стойкостью, превышающей совершенную. Другие системы
шифрования, для которых известны алгоритмы вскрытия ключа
меньшей сложности, - например, полиномиальная (линейная)
с числом операций, пропорциональным ла, - считаются система-
ми малой стойкости.
Другой важной характеристикой систем шифрования явля-
ется быстродействие алгоритмов шифрования и дешифрования
при знании ключа.
Множество систем шифрования разделяют на симметрич-
ные, одноключевые, и асимметричные, двухключевые, или сис-
темы с открытым ключом [47-49].
В классических симметричных системах для шифрования
и расшифрования используется один и тот же ключ. В асиммет-
ричных системах для получения шифрограммы используется от-
крытый, известный всем (и злоумышленнику) ключ, а для получе-
ния по шифровке исходного текста - другой, секретный, известный
только законному получателю сообщения. Между этими ключами
существует связь, обеспечивающая правильную расшифровку, но
не позволяющая определить секретный ключ по открытому. Рас-
смотрим принципы построения названных систем шифрования.
8-1.1. Симметричные системы шифрования
Структурная схема системы секретной связи показана
на рис. 8.1.
На передающей стороне исходный текст X = (Xv Х2>-> Хп)
136
Системы мобильной ct
Рис. 8.1. Структурная схема секретной связи
с помощью известного алгоритма и секретного юн
Z = (Z1,Z2.Zk) преобразуется в шифрограмм
Y = (У,, Y2,..., Ym). Компоненты этих последовательностей мог
быть битами, символами, взятыми из одного или нескольких г
фавитов разных объемов. Обычно это биты. На приемной сто[
не по известным Y' и Z восстанавливается исходный текст X .
Аналитик, перехватив шифрограмму, пытается понять и(Й
ходный текст или определить ключ шифрования. Кроме того, ОН
может внедрить в систему собственную, фальшивую криптограм-’
му с целью обмана абонента Б. Таким образом, система шифруй
вания должна обеспечить не только секретность связи, но и за$
щиту от несанкционированного изменения, подмены сообщения
X. Последняя задача, называемая аутентификацией сообщений
или контролем целостности, обсуждается в § 8.2.
Из этой схемы видно, что для оперативной доставки ключа
шифрования на приемную сторону должен быть предусмотрен'
специальный, защищенный канал. Возникает задача распределен
ния ключей шифрования между пользователями или задача
управления ключами. При большом числе абонентов, желающиу
установить секретную связь, распределение ключей становится
серьезной проблемой при использовании симметричных систем'
шифрования. Решение этой задачи и стимулировало разработку
асимметричных методов шифрования.
Теория и многовековая практика позволили сформулиро-
вать ряд требований к ключам систем шифрования повышенной
g Информационная безопасность
137
стойкости. С позиций теории информации наибольшие трудности
по вскрытию криптограммы без знания ключа возникают, если
в ней отсутствует информация о X, что означает использование
преобразований, обеспечивающих статистическую независимость
случайных процессов X и Y.
Анализ этого требования приводит к следующим рекомен-
дациям. Конкретное значение ключа должно использоваться
только один раз для шифрования одного сообщения. Значения
ключа должны выбираться с одинаковой вероятностью 1/Lk, где
L - объем алфавита символов ключа. Длина ключа к должна
быть не меньше длины сообщения п.
На практике из-за сложности реализации и стоимости не
все перечисленные требования могут быть выполнены. Для по-
строения практических систем шифрования используются прин-
ципы рассеяния и перемешивания. Первый требует, чтобы изме-
нение одного символа исходного текста приводило к изменению
большого числа символов криптограммы. Второй направлен на
поиск преобразований, разрушающих статистические связи
между Y и X.
Общий подход к построению практически стойких шифров
состоит в многократном применении простых методов шифрова-
ния путем подстановки (замены) и перестановки символов исход-
ного текста, а также скремблирования.
Метод подстановки заключается в том, что символ исход-
ного текста заменяется другим, выбранным из этого или другого
алфавита по правилу, задаваемому ключом шифрования. Место-
положение символа в тексте при этом не изменяется.
При перестановке в соответствии с ключом изменяется по-
рядок следования символов открытого текста. Значение символа
при этом сохраняется. Шифры перестановки являются блочными,
т.е. исходный текст предварительно разбивается на блоки,
в которых и осуществляется заданная ключом перестановка.
Под скремблированием понимается процесс наложения на
коды символов открытого текста кодов случайной последова-
тельности чисел, которую называют также гаммой (по названию
буквы у греческого алфавита, используемой в математических
формулах для обозначения случайного процесса). Гаммирование
относится к поточным методам шифрования, когда следующие
Друг за другом символы открытого текста последовательно пре-
вращаются в символы шифрограммы, что повышает скорость
преобразования.
140
Системы мобильной
При необходимости осуществить секретную связь МС.
сылает запрос на шифрование. ЦКМС генерирует случайное4
ло RAND (random number), которое передается на МС и иск
зуется на обеих сторонах для вычисления единого сеансо
ключа Ks по алгоритму А8. Из-за помех в радиоканале возмс
искажение RAND, и ключ на МС будет отличаться от вычислё
го ЦКМС. Для проверки идентичности ключей служит чист
последовательность ключа (ЧПК), являющаяся кодом его :
функции (см. § 8.2). Любые изменения ключа Ks с большой в
ятностью приводят к изменению ЧПК, но по ЧПК трудно опр
лить значение Ks. Поэтому перехват ЧПК в радиоканале не
жает стойкости шифра. После подтверждения правильности’
тановки ключей производится поточное шифрование данных
алгоритму А5.
В системах мобильной связи общего пользования /
шифрования используются алгоритмы, предусмотренные со
ветствующими спецификациями (стандартный уровень секрет
сти). В корпоративных системах допускается использование с
их, оригинальных шифров (повышенный уровень секретности).
8.1.2. Асимметричные системы шифрования
В асимметричных системах шифрования каждый абон;
имеет два связанных между собой ключа: открытый и секретн)
При необходимости установления секретной связи абоненты
мениваются открытыми ключами по незащищенным канал,
и, следовательно, открытые ключи могут быть известны вс
пользователям (и злоумышленнику). Секретный ключ храни-
абонентом в тайне. Определение секретного ключа по открыто
практически невозможно, так как требует несоизмеримых с ц«
ностью получаемой информации вычислительных затрат.
Любой абонент может послать шифрованное сообщен
другому абоненту, используя его открытый ключ. Вскрыть так
сообщение
может только адресат по своему секретному
ключу,;
Таким образом, отпадает необходимость в распределении клкА
чей шифрования между абонентами.
Предложено много асимметричных систем шифрований',
(RSA, ранцевая система, Эль-Гамаля, Мак-Элиса и др.), основан*;
ных на использовании односторонних или однонаправленных,
функций.
g ЦнфорЛ1аЧионная безопасность 141
Функция Y = f(X) называется односторонней, если для вы-
числения У по X существует алгоритм полиномиальной сложности,
а для определения X по Y известны только алгоритмы экспоненци-
альной сложности. Иначе, найти Y по X легко, а X по Y трудно.
Строгого доказательства, что данная функция является од-
носторонней, не существует, так как прогресс в математике может
привести в будущем к получению решения приемлемой сложности
для задач, ранее считавшихся трудноразрешимыми. Известны
многие функции, претендующие на звание односторонних.
Ярким представителем этого множества является показа-
тельная функция в кольце вычетов по некоторому модулю
Y ' = axmodn, (8.1)
где а, л - известные натуральные числа.
Поясним ее однонаправленность на числовом примере.
Пример 8.1. Пусть для простоты л = 10000 , X = 4101. Чис-
ло X представим в двоичной позиционной системе счисления
4101= 212+ 22+ 2°
Тогда
Y = (((... (a2 mod л)2.,.)2 mod л)((а2 mod л)2 modn)a)modn = у3у2У1Уо.
(8.2)
где У3У2У1У0 - остаток от деления а4101 на 10000.
Видно, что для вычисления Y потребовалось всего 16 ум-
ножений и делений, которые при выбранном модуле сводятся
просто к удержанию 4 младших разрядов результатов возведения
в квадрат.
Обратная задача - вычисление дискретного логарифма -
практически неразрешима. Действительно, если, например,
Y = 5678, то сравнение (8.2) иначе записывается как равенство
ах =**...*5678 , где символ * обозначает неизвестную десятич-
ную цифру. Значения этих неизвестных цифр можно восстано-
вить лишь одновременно со значением X, перебрав все варианты
последнего, количество которых зависит от используемой раз-
рядности чисел. При разрядности в 100 - 300 десятичных цифр
подобный перебор на самых мощных ЭВМ занял бы время, не
выражаемое даже геологическими эпохами.
Однако функция (8.1) "в одиночку" для целей шифрования
непригодна, так как законный получатель, определяя исходный
текст X по шифрограмме Y, будет испытывать те же трудности,
142
Системы мобильной
что и криптоаналитик. Поэтому для законного абонента вводи
лазейка (потайной ход), использование которой приводит к т
кому снижению затрат на вычисление обратной функции.
Односторонней функцией с лазейкой называется фуни
Y = fz(X), обладающая следующими свойствами:
• для вычисления Y по X существует алгоритм полино
альной сложности; ;
• для вычисления X по Y при известном Z также существ
алгоритм полиномиальной сложности;
• для вычисления X по Y при неизвестном 2 существу
только алгоритм экспоненциальной сложности.
Из определения видно, что Z играет роль секретного клю’й
находящегося у законного получателя шифрограммы. Отсю,
ясен механизм создания шифров с открытым ключом. Для тру
неразрешимой задачи формулируются условия, знание которь
позволяет создать алгоритм ее решения полиномиальной ело)
ности. Эти условия и составляют секрет законного пользователя^
В качестве примера рассмотрим асимметричную систб»
шифрования RSA (Ривест, Шамир, Адлеман). В ее основу пол
жена трудноразрешимая задача разложения (факторизаци,
большого числа на простые множители. Сложность факторизаци
числа иллюстрирует следующий факт. Для разложения числ
содержащего около 130 десятичных цифр, потребовалась работ
1600 ЭВМ в течение 8 месяцев.
Пусть п = pq , где р и q - простые числа, т.е. не имеющие рц
лителей, кроме 1 и самих себя. Каждый пользователь, выбрав р ИЦ
и случайное d, находит соответствующее е как решение сравнения;*^
jr
ed = 1mod[(p-1)(q-1)],
т.е. получает свои открытый (е, л) и секретный (d,n) ключи. ДЛ|
криптоаналитика определение d по известному (открытому) е оз
начает факторизацию л, сложность которой уже обсуждалась.
Шифрованию открытого текста X предшествует преобрази
вание его по определенному правилу в целое число X (в простей
шем виде оно поясняется в примере 8.2). Вычисление криптограф &
мы в адрес данного пользователя производится по формуле . ,
Y = Xе mod л,
что согласно сказанному ранее не позволяет аналитику получиТ§
X по известному Y. Адресат же по своему секретному ключу легко
находит сначала целое X
g Информационная безопасность >143
X = Y'dmodn,
а затем по нему восстанавливает исходный текст X, т.е. d являет-
ся той лазейкой, которой пользуется законный абонент при рас-
шифровке Y.
Авторы системы RSA рекомендуют для обеспечения высо-
кой стойкости использовать числа, содержащие около 200 деся-
тичных цифр. Хотя разработаны специальные вычислители, по-
зволяющие быстро возводить числа в большие степени, быстро-
действие RSA считается низким.
Асимметричные системы шифрования характеризуются
высокой теоретической стойкостью. Однако их внедрение сдер-
живается недоверием со стороны практиков. Как уже указыва-
лось, всегда существует опасность, что успехи математиков при-
ведут к приемлемому по сложности решению задачи, ранее счи-
тавшейся трудной. И история шифрования знает такие примеры.
Так, для ранцевой системы шифрования, основанной на односто-
роннем преобразовании Y = XTN , где X, N - столбцы целых чи-
сел, был найден алгоритм определения X по Ус числом опера-
ций меньшим, чем при прямом переборе значений X.
В то же время в асимметричных системах не требуется
распределять ключи шифрования. Поэтому считаются перспек-
тивными гибридные системы, в которых асимметричная система
служит для распределения сеансовых ключей, а шифрование
данных выполняется с помощью симметричной системы. Класси-
ческий протокол распределения ключей, основанный на односто-
ронней функции (8.1), показан в табл. 8.1.
Абоненты случайно и независимо выбирают числа сУА и cfe
и держат их в секрете. По (8.1) каждый вычисляет свой открытый
Таб лица 8.1. Протокол распределения ключей шифрования
Параметр Абонент А Абонент Б
Секрет 0<dA <р 0 < db < p
Открытый ключ еА = adA mod р еБ = ads modp
Сеансовый ключ Za5 = е^А modp = ad*dB modp ZA6 = eAs modp = adAds modp
144 Системы мобильной соЫ
ключ (едили еБ) и посылает его другому абоненту. Из-за одна!
сторонности (8.1) по открытым ключам трудно определить сед
ретные. При установлении режима шифрования каждый из аба
нентов вычисляет сеансовый ключ. Для этого открытый ключ
того абонента возводится в степень, равную своему секретном?
ключу. Из табл. 8.1 видно, что такие вычисления дают одинаиь
вый результат ZAB = ZBA, который можно использовать как сеанса
вый ключ в симметричной системе шифрования. Важно отметки
что распределение ключей произошло без передачи секретны
параметров по каналу связи. г
8.2. Идентификация и аутентификация
в системах мобильной связи
Процедуры идентификации и аутентификации предназюв
чены для защиты законных абонентов от попыток обмана со сто
роны злоумышленников.
Под идентификацией оборудования понимается процедур!
отождествления МС, претендующей на услуги сети, с одной '0|
множества зарегистрированных в ЦКМС. Идентификатор
обычно содержит коды изготовителя и места сборки МС, элйЙ
тронный серийный номер. Процедура идентификации позволяй!
сети узнать статус этой МС, т.е. перечень предоставляемых у0
луг, уровень приоритета в получении доступа, установления кв
нала связи и т.п. В системе связи стандарта GSM в регисУЯ
идентификации оборудования ЦК имеется три списка: белый, от
рый и черный. МС, занесенной в белый список, разрешено поль
зеваться сетью. В сером списке хранятся идентификаторы МС
имеющих неурегулированные вопросы с сетью (требуют ремонта
имеют задолженности по оплате услуг). В черный список в ключ»
ны утерянные или украденные МС, а также незаконно размно
женные (клонированные). Следует отметить, что, кроме иденти
фикации оборудования стандарты систем связи предусматрива
ют и другие виды идентификации (абонента, управления, сети). Q
Под аутентификацией понимается процедура установи»
ния подлинности какого-то объекта. Различают аутентификаций
сообщения, абонента, устройства, массивов данных. Пояснйй
принципы построения этих процедур. г
8 Информационная безопасность
145
8.2.1- Аутентификация сообщения
Целью аутентификации сообщения является подтвержде-
ние или отрицание следующих предположений:
• сообщение исходит от законного абонента,
• сообщение при передаче не изменилось;
• сообщение доставлено по требуемому адресу;
• последовательность принятых сообщений соответствует
последовательности отправленных.
Проверка подлинности особенно важна для шифрограмм,
поскольку у получателя они вызывают больше доверия, чем от-
крытый текст. Методы аутентификации разрабатываются в пред-
положении, что установление подлинности производится исклю-
чительно по самому сообщению без привлечения каких-либо
внешних средств. Для этого на передающей стороне в сообщение
X вводится дополнительно код хзш-функции, который также на-
зывают сигнатурой, контрольной комбинацией, имитовставкой,
дайджестом сообщения [48, 49]. Как уже отмечалось, сообщение
X предварительно преобразуется в число или набор чисел X.
Хзш-функция h(X) отображает X произвольной
длины / в последовательность символов фиксированной длины
т. Чтобы снижение скорости передачи при таком дополнении не
было значительным, естественно требование: т«1.
Проверка подлинности сообщения (X,h(X)) заключается
в сравнении h'(X), вычисленного по принятому X, со значением
h(X), выделенным из самого сообщения. Если они равны, то
принимается решение, что при передаче (X,h(X)) не измени-
лось. В противном случае фиксируется искажение переданного
сообщения.
Так как т«1, то возможно, что нескольким сообщениям
*i. Х2.X,, называемым коллизиями, соответствует одно зна-
чение хзш-функции h(X^) = h(X2) =... = h(Xi). Ясно, что замена
переданного сообщения на любую коллизию не будет обнаруже-
на при проверке подлинности. Вероятность успешной подделки
сообщения определяется разрядностью значения h(X). На прак-
тике используются длины в 64-150 бит. К хзш-функции предъяв-
ляются следующие требования: чувствительность к всевозмож-
ным изменениям в тексте (вставки, изъятия, перестановки и пр.),
146
Системы мобильной а
отсутствие эффективных алгоритмов поиска коллизий, одной:
правленность, простота вычислений значения h(X).
Отметим, что необходимость однонаправленности следует ।
описания, например, протокола распределения ключей (рис. 8.3).
Предложено много способов хэширования. РазрабоТс
и государственный стандарт на имитовставку. В качестве приме
ра рассмотрим хэш-функцию
h(X) = X2 mod л . (8.3
Обратим внимание, что выражение (8.3) подобно функщ
(8.1), однонаправленность которой поясняется примером 8.1.
Процедура вычисления значения h(X) является реку
рентной и применяется к сообщению X, разбитому на бло)
*1tX2...*к,
/-/,=[(Hj_i + X,)2] mod л, /=1,2.к, (8.<
где Hj - значение функции на /-м шаге; Но - произвольное н
чальное число.
Пример 8.2 (см. [48]). Пусть л = 21, а сообщение "ДЕЙ
представлено номерами букв в русском алфавите, т.е. X = (5,3,1}
Выберем произвольно Но = 6. Тогда из (8.4) в предположен^
Х-,=5, Х2=3, Х3 = 1 получим = (6 + 5)2mod21 = 16 , Н2-4
Н3=4. Сообщение после хэширования имеет вид Х' = (5,3,1,4
или "ДВАГ".
Однако и злоумышленник, зная алгоритм хэшировани;
может создать фальшивое или изменить истинное сообщен-'
вычислить и добавить правильное значение хэш-функции. Г
этому рекуррентная процедура типа (8.4) выполняется с испо;
зованием секретных параметров. В качестве ключей могут выс
пать специальные секретные числа, значения Н,, блоки сооби
ния X, и их комбинации. На рис. 8.4 показана возможная схе
шифрования хэш-функции, когда в качестве ключа использует
ее предыдущее значение.
Рассмотренная процедура аутентификации предполаг
наличие доверия между абонентами, обменивающимися ин4
мацией, т.е. защищает от обмана со стороны внешнего нару
теля. В жизни существует много ситуаций, когда доверие ме:
8. Информационная безопасность
147
Рис. 8.4. Схема шифрования хэш-функции
абонентами отсутствует (обмен электронными документами меж-
ду коммерческими организациями, между клиентом и банком
и т.п.). В этом случае возможен обман со стороны законных або-
нентов. Например, отправитель абонент А может впоследствии
отказаться от своего сообщения, получатель может изменить
(подменить) полученный документ и утверждать потом, что в та-
ком виде его прислал абонент А.
Прогнозы развития систем мобильной связи показывают,
что наибольших успехов следует ожидать в области электронной
коммерции [37]. Предполагается, что с помощью мобильного те-
лефона можно будет совершать всевозможные банковские опе-
рации. В этих условиях становится важной задача защиты от
возможного обмана законными абонентами.
Для аутентификации сообщений при отсутствии доверия
используется электронная подпись. Ее назначение аналогично
функциям ручной подписи на бумажных документах. Однако при-
надлежность ручной подписи данному тексту обеспечивается це-
лостностью бумаги, на которой написан документ и поставлена
подпись. В электронном виде единство документа и соответст-
вующей ему подписи достигается за счет введения связи между
текстом и видом подписи.
Поясним эту технологию на примере системы RSA. Пусть
(Ф л) и (е, л) - соответственно секретный и открытый ключи
абонента А.
Постановка электронной подписи (ЭП) под документом X
заключается в его хэшировании и шифровании значения хэш-
Функции Нх с помощью секретного ключа (d, л). К Нх могут до-
бавляться идентификатор абонента А, номер сообщения, время
отправления и другие сведения, предназначенные для защиты от
148
Системы мобильная
%
возможного обмана. В результате подписанный документ i
вид Y = (X, ЭП), где ЭП = Н* mod л.
Проверка подписи А абонентом Б включает следу!
операции:
• расшифровку ЭП с помощью открытого ключа абонв|
т.е. Нх =ЭПетойл;
• вычисление по X значения хэш-функции Нх;
• сравнение Н'х с Нх. .
Если эти значения равны, то принимается рещенщ
X - подлинное сообщение, исходящее от абонента А. Раз
означает, что либо X изменено (может быть и из-за иска
в канале связи), либо отправлено другим абонентом. ’
Абонент А не может отказаться от Y, так как только он?
дая секретным ключом, способен создать ЭП, при расшифрс
торой с помощью его открытого ключа будет выполняться р<
во. Абонент Б не может изменить X и выдать его за истинн
как, не зная ключа (ф л), не может создать ЭП, соответсТй
измененному X. Выделение из Y электронной подписи и nfS
нение ее к новому документу также будет обнаружено: фапь1
сообщению соответствует значение Нф, не равное Нх. ОЙ
дет успешным, если истинное X заменяется его коллизией.
Следует указать на идейную общность методов эащь
общений от помех (см. гл. 7) и от злоумышленников. В обо.,
чаях в сообщение вводятся дополнительные символы, фу
нально связанные с сообщением. В помехоустойчивых код
связи выбираются так, чтобы можно было обнаруживать^
правлять наиболее вероятные искажения в канале связку
защиты от злоумышленника функциональные зависимости^
ются секретными, при этом учитываются интеллекту^
и технические возможности противника. Принципы noerji
помехоустойчивых кодов могут быть применены и для шц$
ния. Так, известна асимметричная система шифрований
Элиса, основанная на сложности декодирования линейных к
‘9
8.2.2. Аутентификация абонента
Назначением аутентификации абонента являете^
новление подлинности абонента, претендующего на услуги
Для этого разработаны криптографические протоколы, в р
149
g Информационная безопасность
_--------------------------
тате выполнения которых законнее пользователи достигают сво-
их целей, а притязания злоумышленников отвергаются.
Самым распространенным методом аутентификации явля-
ется использование паролей - секретной последовательности
символов (букв и/или цифр). При попытке доступа к устройству
абонент вводит свой пароль, который сравнивается с хранящимся
в памяти устройства и приписанным данному абоненту. Доступ
разрешается только в случае их совпадения. Так, в стандарте GSM
пароль, так называемый PIN (personal identification number) код,
служит для активизации МС. Трехкратный неправильный ввод PIN
кода блокирует SIM карту и работа данной МС запрещается.
Парольная аутентификация обладает хорошей стойкостью
при условии использования достаточно длинного, случайного па-
роля, а также, если предусмотрена защита от перехвата пароля
при его вводе и от несанкционированного считывания его из па-
мяти устройства. Так как МС при вводе PIN кода находится в руке
абонента, можно считать, что эти требования выполняются.
Для удаленных устройств используются более сложные
протоколы, защищающие от возможного перехвата передавае-
мых сигналов. Они реализуют принцип доказательства с нуле-
вым знанием или с нулевым разглашением. Абонент (МС) не
предъявляет проверяющему (ЦКМС) собственный секрет, а толь-
ко демонстрирует, что им владеет. Обычно абоненту предлагает-
ся вычислить значение некоторой функции и сообщить его про-
веряющему, который также способен провести подобные вычис-
ления. Сравнение этих значений позволяет установить подлин-
ность абонента.
На рис. 8.5 приведена упрощенная схема аутентификации
МС в сотовой системе стандарта GSM (см. также рис. 8.3). При
поступлении от МС запроса ЦКМС передает в ответ случайное
число RAND. По алгоритму АЗ с помощью секретного числа К,,
полученного МС при регистрации и хранящегося в SIM, абонент
вычисляет отклик SRES (signed response) и сообщает его ЦКМС.
Центр коммутации независимо вычисляет SRES' и сравнивает
его с принятым по радиоканалу. При их совпадении МС посыла-
ется сигнал подтверждения о состоявшейся аутентификации. При
несовпадении - сигнал о том, что опознание не состоялось.
Здесь секретом, который при обмене не разглашается, яв-
ляется число К,. Чтобы по перехваченным сигналам RAND
150
Системы мобильной а
МС ЦКМС
Рис. 8.5. Процедура аутентификации МС
и SRES нельзя было вскрыть секрет Kit SRES вычисляется с
посторонней функцией.
В корпоративных системах вводится защита от имитац
центра связи. Абонент должен быть уверен, что получил дост
к законной системе, а не созданной противником. Т;
в транкинговых системах стандарта TETRA наря
с аутентификацией МС предусматривается аутентификация сет»
Принципиально она не отличается от показанной на рис. 8.§
только проверяющим подлинность является абонент, а не сеть.
Применяя псевдонимы, связанные с идентификаторам
IMSI, оперативно изменяемые в процессе взаимодействия М
с ЦКМС, можно, помимо прочего, засекретить местоположен»
МС. Так, в системе GSM после каждой регистрации МС присва
вается новый временный идентификатор TMSI (см. рис. 8.5). Се
ретность направлений обмена сообщениями между абонентам^
обеспечивается ЦКМС путем закрытия сигналов управления.
9. КОДИРОВАНИЕ СООБЩЕНИЙ ИСТОЧНИКА
Из теории информации известно, что максимальное коли-
чество информации содержится в сообщениях, составленных из
равновероятных и независимых символов. Реальные источники
создают сообщения, которые не обладают указанными свойства-
ми. Из-за этого длина сообщений оказывается больше необходи-
мой при сохранении того же количества информации. Говорят,
что источник или его сообщения обладают избыточностью. Так,
избыточность русского языка составляет около 75%, что соответ-
ствует удлинению машинописного текста примерно в 4 раза.
Эта избыточность, с одной стороны, полезна, так как позво-
ляет человеку находить опечатки в тексте и исправлять их. С дру-
гой стороны, вредна, если требуется запомнить сообщение или
передать по каналу связи. Естественную избыточность техниче-
ски сложно использовать для борьбы с искажениями в канале.
Кроме того, величина ее может быть слишком велика для канала
высокого качества, что снизит эффективность его применения.
Поэтому согласование реального источника с каналом связи
происходит в два этапа. Сначала естественную избыточность
устраняют с помощью экономного или статистического кодирова-
ния, так называемого сжатия данных. Затем вводится новая из-
быточность в форме, позволяющей на приемной стороне создать
устройства обнаружения и исправления ошибок (см. гл. 7).
Множество алгоритмов экономного кодирования делится на
две группы. К первой относятся правила, позволяющие восстано-
вить исходное сообщение без погрешности (алгоритмы Шеннона-
Фано, Хаффмена, словарные методы сжатия). Вторая группа
объединяет методы, допускающие восстановление с заданной
погрешностью (алгоритмы сжатия аналоговых сигналов,
в частности, речи).
152
Системы мобильной радио<
9.1. Методы кодирования источника
без потерь информации
Современные системы мобильной связи наряду с пере
чей речи обеспечивают передачу факсимильных и текста
сообщений.
Для сжатия факсимильных сообщений рекомендуется
пользовать коды Хаффмена [50]. В результате строчной разве
ки оригинала формируется последовательность нулей и едиг
соответствующих белым и черным элементам изображения,
быточность проявляется в том, что число подряд следующих
лей или единиц (длина серий) имеет разную вероятность появ
ния. Поэтому кодированию по Хаффмену подвергаются се
нулей и единиц, при этом наиболее вероятным сериям сопост
ляются самые короткие кодовые слова.
Для сжатия текстовых сообщений разработаны словар!
методы или алгоритмы сжатия семейства LZ, названные так
первым буквам фамилий авторов Лемпеля и Зива [51]. В отлй'
от статистических алгоритмов Хаффмена, Шеннона-Фано, для
реализации не требуется знать распределение вероятностей'
общений источника.
В основе этих алгоритмов лежит создание и использоваь
на передающей и приемной сторонах особой информацией
структуры - словаря, содержащего последовательности сим
лов (строки), которые ранее реально создавались источником.'
Кодирование вновь поступающей от источника последо
тельности заключается в поиске в словаре самой длинной стро
совпадающей с этой последовательностью, и передаче по канг
ее номера (индекса). На приемной стороне по полученному hoi
ру из идентичного словаря извлекается (восстанавливается)
дируемая последовательность.
Словарные методы отличаются способом организации cj
варя, алгоритмом поиска совпадений, видом ссылки на найд<
ное совпадение. Наиболее трудоемкой операцией является пои
в словаре самого длинного совпадения.
Так как источник может создать последовательность chi
волов, еще не включенную в словарь, то возникает задача о
новления словаря одновременно в кодере и в декодере. Слова|
должен адаптироваться к источнику сообщений.
у Кодирование сообщений источника 153
С течением времени число различных последовательно-
стей, созданных источником, возрастает, что приводит к увеличе-
нию числа строк в словаре, т.е. к увеличению разрядности номе-
ра строки. Чтобы ограничить размеры словаря и разрядность но-
мера, применяется очистка. Так, при достижении максимального
размера созданный словарь уничтожается и строится новый.
9.2. Кодирование речевых сообщений
9.2.1. Речевые кодеки
Передача речи является основным, обязательным режи-
мом работы систем мобильной связи. Звук с помощью акусто-
электронного преобразователя (микрофона) превращается
в аналоговый электрический сигнал. Поскольку в цифровых сис-
темах связи канальному кодированию (см. гл. 7) подвергается
последовательность бит, аналоговый речевой сигнал должен
быть представлен в цифровой форме. При этом для эффективно-
го использования канала требуется устранить его избыточность
до величины, позволяющей на приемной стороне восстановить
по нему звук с сохранением индивидуальных особенностей голо-
са (натуральность).
За длительный период развития телефонной связи были
достаточно подробно изучены характеристики речи и устройство
речевого аппарата человека. Так, установлено, что для обеспе-
чения приемлемого качества восстановленной речи достаточно
анализировать (передавать) речевой сигнал в полосе частот
300...3400 Гц. Выяснены и причины большой избыточности рече-
вого сигнала. К ним относятся:
• неравномерное распределение значений (отсчетов) сиг-
нала (редки большие отсчеты);
• высокая корреляция соседних отсчетов;
• корреляция удаленных отсчетов, обусловленная перио-
дичностью сигнала;
• корреляция между периодами основного тона (см. далее);
• избыточность из-за пауз между слогами, словами, фраза-
ми при монологе, которые составляют (в среднем) до 25% време-
ни разговора, и пауз, когда надо слушать собеседника
(до 50% времени).
г
154
Системы мобильной радиоа
Задача устранения этой избыточности возлагается на ре-
чевые кодеки - устройства, осуществляющие кодирование рече*'
вого сигнала и его декодирование (восстановление). Основная:
проблема при разработке кодеков состоит в получении высоко^
степени сжатия без чрезмерного снижения качества восстанови
ленной речи. Таким образом, основными характеристиками коде^
ков являются скорость преобразования
Rt=klM, (9.$
где к - число бит на выходе кодера на интервале времени
и качество восстановленной речи. J
Скорость преобразования Rt является важной характер^
стикой речевых кодеков, так как определяет требуемую пропуск^
ную способность канала для передачи речи. Сжатие сигнала тец|
больше и, следовательно, кодек тем эффективнее, чем меньше R&
(при обеспечении требуемого качества восстановленной речи), з
Для оценки качества восстановленной речи предложении
объективные и субъективные методы и критерии. Поскольку по*>
лучателем речевого сообщения является человек, важно оценит^
его субъективное восприятие речи. Стандартами определена;
средняя экспертная оценка (MOS - mean opinion score), шкала*
которой имеет 5 градаций: 5 - качество превосходное, 4 - хоро*
шее, 3 - посредственное, 2 - плохое, 1 - неудовлетворительное^
Кодеки современных цифровых систем мобильной связи имеют!
MOS около 4. J
Рассмотрим принципы построения речевых кодеков. Под*
робно они изложены в [52]. Методы сжатия речевых сообщени!
можно разделить на 2 группы: кодеры формы речевого сигнал!
и вокодеры. Совместное использование этих методов характерно»:
для так называемых гибридных кодеров. <4
9.2.2. Кодеры формы речевого сигнала
Кодеры формы позволяют сохранить основную форму не?..
прерывного сигнала. Они не являются специфичными для речи .
и могут применяться для сжатия любого непрерывного сигнала, j
Непрерывный сигнал источника кодируется в два этапа. Сначала
с помощью аналого-цифрового преобразования (АЦП) формируй
ются последовательности, дискретные по уровню и времени,
т.е. производится так называемое натуральное кодирование. За-
9. Кодирование сообщений источника 155
тем используются собственно методы сжатия дискретных после-
довательностей.
На рис. 9.1 показано преобразование непрерывного сигна-
ла в цифровую форму. В литературе эта операция часто имену-
ется импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ), хотя в реальности ни
о какой модуляции несущей речь не идет.
В соответствии с теоремой Котельникова аналоговый сиг-
нал x(t) заменяется своими непрерывными отсчетами xH(nAf),
взятыми через интервал времени Af = 1/Ffl, гДе Fa - частота дис-
кретизации, в два раза превышающая верхнюю частоту FB спек-
тра x(f)- Поскольку Af известен и на приемной стороне, в обозна-
чениях его можно опустить.
Далее диапазон изменения хн(п) разбивается на 2к дис-
кретных уровней через интервалы Ах, называемые шагом кван-
тования. Отсчет хн(п), удовлетворяющий условию
8(л)Дх <xH(n)<[s(n) + 1]Ax, где s(n) - целое, принадлежащее
Рис. 9.1. Импульсно-кодовая модуляция
156
Системы мобильной радиосвязи
отрезку [~2к~\ + 2к^], заменяется значением s(n)Ax. При это»
возникает погрешность, максимальное значение которой равнй
Дх. Последовательность таких погрешностей называется шумол|
квантования.
Результатом ИКМ аналогового сигнала x(f) является поу
следовательность чисел s(1),s(2)..s(n-1), s{n), s(n + 1),.... Каж-
дое s(i) представляется в двоичной системе счисления, для чег<3
требуется к бит. На рис. 9.1 около каждого отсчета хн(п-/) укаР
зан номер уровня s(n-i) в десятичной системе счисления и епЗ
двоичный код на нижнем графике. Первый бит определяет знак;
отсчета, остальные - его значение (младшие разряды справа); »>
По каналу за время Af передаются к бит со скоростью (9.1).
На приемной стороне аналоговый сигнал восстанавливается/
с помощью цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) и интер-’
полятора (фильтра нижних частот), например, по формуле '
х- /чл sin2nF(f-/Af) й
x(t) = xstijix-------------.
i 2nF(t-ibt)
Из-за шумов квантования и погрешностей интерполяции--
x(f)*x(f)- !
Для речевых сигналов числа s(/) являются зависимыми;
случайными величинами. Для сжатия таких последовательностей’
широко используется кодирование с предсказанием. На рис. 9.2-
показана обобщенная схема такого кодирования.
Если известен (даже не очень точно) вид зависимости от--'
счетов друг от друга, то оценку текущего отсчета s(n) можно вы-/
числить (предсказать) по т предыдущим отсчетам;
Рис. 9.2. Кодирование с предсказанием
9. Кодирование сообщений источника
157
s(n-m),s(n - m + V), ...,s(n-1). При этом в канал разумно посы-
лать только ошибку предсказания e(n) = s(n)-s(n). На приемной
стороне с помощью такого же предсказателя вычисляется про-
гноз s'(n) и восстанавливается сначала текущий цифровой от-
счет s'(n) = s'(n) + e(n), а затем (с помощью ЦАП) и аналоговый
,{-(/). Сжатие данных здесь достигается за счет того, что диапа-
зон изменения е(п) существенно меньше, чем диапазон измене-
ния s(n). Поэтому при той же точности представления требуется
меньшее, чем при ИКМ, число двоичных разрядов. Основной
проблемой является разработка достаточно просто реализуемых
предсказателей, обеспечивающих минимальную среднеквадра-
тическую ошибку е(п).
На практике используется линейное предсказание,
при котором
т
s(n) = YaiS(n-i), (9.2)
/=1
где а, - коэффициенты предсказания; т - порядок предсказания,
обычно равный 8-10.
Такое экономное кодирование называется дифференци-
альной ИКМ (ДИКМ). Так как зависимости между отсчетами s(/)
на отдельных временных интервалах могут меняться, для
уменьшения е(п) необходимо подстраивать коэффициенты пред-
сказания а/. Эти изменения должны передаваться на приемную
сторону. В этом случае дифференциальную ИКМ называют
адаптивной (АД И КМ).
Другой, полярный по отношению к ИКМ, метод кодирования
называется дельта-модуляцией (ДМ). Частота дискретизации Ад
выбирается в десятки раз больше верхней частоты FB спектра
•x(f). Ошибка предсказания е(п) представляется 1 битом, указы-
вающим только знак ошибки - s(n)Ax больше или меньше хн(п).
Предсказанное значение получается из предыдущего добавлени-
ем или вычитанием фиксированного значения д (отсюда и назва-
ние метода кодирования). В зависимости от скорости изменения
величину Д можно оперативно изменять, что соответствует
адаптивной ДМ (АДМ). Говорят, что если при ИКМ сигнал х(Д
квантуется грубо по времени и точно по уровню, то при ДМ - точ-
но по времени и грубо по уровню.
158
Системы мобильной paduoct
Экспериментально установлено, что качество речи, восста»!
новленной после ИКМ, остается высоким, если частота дискретц»!
зации Fa =8 кГц, а каждый отсчет s(n) представлен к = 8 битгь!
ми. ИКМ с такими параметрами лежит в основе так называемой!
первичной ИКМ и формирует согласно (9.1) поток бит со скоро-1
стью Rt =64 кбит/с. Однако корреляция соседних отсчетов при?!
этом превышает 0,85, что говорит о высокой избыточности полу^я
ченной последовательности. Использование ДИКМ, АДИКМ пое]
зволяет снизить скорость преобразования примерно в 2 раза]
с сохранением высокого качества восстановленной речи. я I
9.2.3. Вокодеры
В вокодерах (от английского voice coder) измеряются пара-
метры речевого аппарата человека, по которым на приемной сто-
роне создается аналог такого же аппарата и синтезируется звук.
При этом постулируется, что в течение 20...30 мс эти параметры
остаются постоянными. Поэтому перед сжатием поток бит ИКМ
нарезается на сегменты, содержащие по 160-240 отсчетов для
оценки постоянных параметров.
Разработка вокодеров основана на использовании различ-
ных моделей голосового тракта. На рис. 9.3 показана однотруб-
ная модель речеобразующего аппарата человека.
Модель представляет собой М последовательно соединен-
ных секций одинаковой длины, имеющих постоянную (в пределах
секции) площадь сечения. Если вдувать воздух в такой свисток
(подавать сигнал возбуждения), то в зависимости от конфигура-
ции соединения и сигнала возбуждения на выходе формируется
Воздух
Рис. 9.3. Модель голосового тракта
9. Кодирование сообщений источника 159
тот или иной звук. Таким образом, звук, получаемый с помощью
данной модели, можно задать параметрами сигнала возбуждения
и М значениями площадей секций свистка.
Важной характеристикой сигнала возбуждения является
частота основного тона Fo. Поток воздуха из легких человека
прерывается голосовыми связками, и возникает последователь-
ность импульсов с частотой следования от 80 до 1200 Гц. Значе-
ния периода основного тона То = 1/F0 коррелированы в соседних
сегментах речи. От точности описания основного тона зависит
и степень сжатия, и качество синтезированной речи.
С помощью вокодеров получены большие коэффициенты
сжатия, но синтезированная речь при этом характеризуется низ-
ким качеством из-за механической монотонности, отсутствия ин-
дивидуальной окраски.
Значительные успехи в сжатии речевых сигналов при при-
емлемом качестве достигнуты в результате совместного исполь-
зования методов линейного предсказания и техники вокодеров.
Выяснено, что площади секций модели на рис. 9.3 связаны нели-
нейными функциональными соотношениями с коэффициентами
а, линейного предсказания (9.2). Схема речевого кодека в общем
виде показана на рис. 9.4, где анализирующий и синтезирующий
фильтры строятся на основе (9.2).
Алгоритмы сжатия, описываемые данной схемой, могут от-
личаться способом формирования сигнала возбуждения. Извест-
ны следующие разновидности сигнала возбуждения: возбуждение
от основного тона, от ошибки предсказания е(п), многоимпульс-
ное возбуждение и возбуждение от кода.
Рис. 9.4. Схема метода линейного предсказания
160
Системы мобильной радиоа
Самым простым является возбуждение от основного тонфМ
В каждом периоде основного тона формируется один импупмД
для вокализованного сегмента (содержащего сигнал звука) и цпы|
моподобный сигнал для невокализованного сегмента. На приемнЯ
ную сторону, следовательно, должен передаваться признак вокё«ш
лизованности анализируемого сегмента. Я
Возбуждение от ошибки предсказания приводит к металлдЯ
ческому оттенку синтезированной речи.
Многоимпульсное возбуждение обеспечивает лучшее качеЯ
ство воспроизведения и не требует классификации сегментов йВД
вокализованные и невокализованные. Сигнал возбуждения опреЯ
деляется положением и амплитудами 8-13 импульсов в анализиЯ
руемом интервале. 'Я
Так, в кодеке стандарта GSM в каждой четверти сегментом
содержащей по 40 отсчетов, формируются 3 регулярные послйяИ
довательности из 13 импульсов разной амплитуды, отличающие^]
ся сдвигом относительно начала подсегмента. В качестве сигналя»
возбуждения выбирается последовательность с наибольшей»
энергией. Параметры этой последовательности: амплитуды имрЯ
пульсов, номер выбранной последовательности кодируются®
и передаются на приемную сторону, где по ним синтезируется®
сигнал возбуждения для фильтра (9.2). Эти операции отображ^Л
ны в названии кодера - кодер с регулярным возбуждением, Дол^Д
говременным предсказанием и линейным предсказанием Я
(RPE/LTP-LPC - regular pulse excitation/long term prediction - lineafiX
predictive code). Долговременное предсказание предназначена®
для устранения избыточности за счет корреляции периодов осг®
новного тона (фильтр с большой постоянной времени), а линей-я
ное предсказание - для учета корреляции соседних отсчетов 1
(фильтр с малой постоянной времени). Скорость преобразования |
- 13 кбит/с, коэффициент сжатия относительно первичной ИКМ - |
примерно 5. J
Для формирования сигнала возбуждения, обеспечивающего I
минимальную среднеквадратическую ошибку е(л), используется 1
метод анализа через синтез, схема которого показана на рис. 9.5. 1
В кодер введен синтезатор речевого сигнала (декодер) точ- ]
но такой же, как и на приемной стороне. С его помощью подби- 1
раются и передаются параметры оптимального сигнала возбуж- |
дения. В приемнике по этим параметрам восстанавливается ре- I
чевой сигнал этим же синтезатором, что и обеспечивает мини- I
мальную ошибку, равную ошибке, допущенной при кодировании. 1
9. Кодирование сообщений источника
181
Стробированный
Рис. 9.5. Схема метода анализа через синтез
Наиболее эффективным методом сжатия речевого сигнала
до скоростей 4-16 кбит/с считается алгоритм CELP (code excited
linear prediction) - линейное предсказание и многоимпульсное
возбуждение от кода (стандарты TETRA и IS-95). Сигнал возбуж-
дения берется из заранее созданной кодовой книги, которая со-
держит от 210 до 216 векторов. Содержимое кодовой книги опре-
деляется в результате анализа достаточно длинных реальных
речевых сигналов (детерминированная книга). В стохастическую
(алгебраическую) книгу записываются коды отсчетов нормально-
го белого шума с нулевым средним и единичной дисперсией.
Поиск оптимального вектора возбуждения требует проведе-
ния достаточно объемных вычислений. За 5-8 мс для каждого век-
тора надо определить ошибки предсказания, вычислить взвешен-
ную среднеквадратическую ошибку и в качестве оптимального вы-
брать вектор, обеспечивающий минимальную ошибку. Номер (ин-
декс) такого вектора передается по каналу. Для уменьшения числа
операций вводятся дополнительные упрощенные книги.
В приемнике имеется точная копия кодовой книги, из кото-
рой по принятому индексу извлекается оптимальный вектор воз-
буждения и посылается в синтезатор, идентичный используемому
в кодере. На рис. 9.6 приведена структурная схема декодера
CELP стандарта TETRA, а в табл. 9.1 показано поразрядное рас-
пределение передаваемой информации при обработке 4 блоков
сегмента в 30 мс.
162
Системы мобильной радио<
Коэффициенты
Коэффициенты
Период
Рис. 9.6. Декодер по методу возбуждения от кода
Синтезирующий фильтр Ф1 реализует долговременно
предсказание, а фильтр Ф2 - линейное (9.2). Из табл. 9.1 видм
что параметры оптимального сигнала возбуждения вычисляют
в каждой четверти сегмента. Скорость преобразования”
4,6 кбит/с, коэффициент сжатия - примерно 14. .. (
Наличие пауз в процессе телефонного разговора позволь
организовать прерывистую передачу речи (DTX - discontinue
transmission), при которой передатчик МС включается толь,
в периоды существования звука (в так называемые периоды, а
тивности абонента). Как уже отмечалось, такие периоды о
ставляют в среднем около 25% времени сеанса связи. В пауз(
выделенный для трафика физический канал может быть перед?
(И
Таблица 9.1. Распределение передаваемой информации
Параметр Блок 1 Блок 2 Блок 3 Блок 4 Всего X бит
Коэффициенты а, 26
Период основного тона 8 5 5 5 23 8
Индекс алгебраической книги 16 16 16 16 64 С.
Коэффициенты усиления 6 6 6 6 24 <
ВСЕГО 137
<) Кодирование сообщений источника 163
другим абонентам или использован для передачи неречевых
данных. В системах CDMA выключение МС не только экономит
емкость ее аккумуляторов, но и снижает уровень внутрисистем-
ных помех в обратном канале, что эквивалентно увеличению
абонентской емкости системы (см. § 5.3.2).
Чтобы на приемной стороне во время выключения пере-
датчика не возникали интервалы абсолютной тишины, и прини-
мающий абонент не беспокоился об исправности телефонного
тракта, генерируется так называемый комфортный шум. Созда-
ваемый шум должен быть похож на натуральный фон передаю-
щей стороны (шум автомобиля, улицы). Для этого МС во время
пауз периодически транслирует параметры естественного шума,
которые учитываются при генерации комфортного шума.
Для организации прерывистой передачи речи требуется
определять интервалы времени, в которых звук отсутствует. Эту
задачу решают детекторы активности речи. В системе GSM рабо-
та детектора активности основана на различии спектральных ха-
рактеристик речи и шума (предполагается, что спектр шума рав-
номернее, чем спектр речи), а также на периодичности звука
и непериодичности шума. Сигнал с выхода линейного предсказа-
теля кодера фильтруется и сравнивается с адаптивным порогом,
величина которого устанавливается в интервалы действия только
шума. При превышении порога принимается решение о наличии
речи, в противном случае фиксируется ее отсутствие и передат-
чик МС выключается. Для уменьшения вероятности ложного вы-
ключения, что приведет к разрывам речи, решение об отсутствии
звука выносится после накопления данных в течение 60... 100 мс.
10. РАДИОИНТЕРФЕЙС МОБИЛЬНОГО ТЕЛЕФОНА GS»
10.1. Общая характеристика стандарта GSM 11
В 1982 г. под эгидой Европейской Конференции Админя
раций Почт и Электросвязи (CEPT - Conference of European РЙ
and Telegraphs), объединяющей администрации связи 26 стм
была создана специальная группа Group Special Mobile с цет
разработки единого европейского стандарта цифровой сотбИ
связи для выделенного диапазона 900 МГц. Аббревиатура G9
и дала название новому стандарту. Позднее, в связи с ширсМ
распространением этого стандарта во всем мире, GSM см
расшифровывать как Global System for Mobile Communication
Глобальная система мобильной связи. "я
В 1990 г. были опубликованы требования к системе сотдя
связи стандарта GSM. Практическое применение общеевроЯ
ского стандарта GSM 900 началось в 1991 г.
Основные этапы развития и совершенствования стандая
были кратко описаны в § 2.6. ’1
В соответствии с Рекомендациями СЕРТ стандарт GSM Я
предусматривает работу в двух диапазонах частот: 890...915 Ml
- прямой канал (с БС на МС), 935...960 МГц - обратный кам
(с МС на БС) [6, 53]. Разнос по частоте прямого и обратного кан|
ла (дуплексный разнос) составляет 45 МГц.
Разнос частот между соседними каналами составля
200 кГц. Таким образом, в отведенной для приема (передачи) Ц
лосе частот шириной 25 МГц размещаются 124 канала связи.
, В стандарте GSM 1800 предусматривается работа
i диапазонах 1710... 1785 МГц (БС), и 1805... 1880 МГц (МС), 41
при том же разносе частот между соседними каналами позволЯ
' разместить 374 канала.
, В стандарте GSM используется многостанционный дост)
1 с временным разделением. Это позволяет на одном частотне
I канале разместить 8 физических каналов.
Обработка речи осуществляется на основе системы прер»
вистой передачи речи DTX, которая обеспечивает включение п<
редатчика только во время разговора. Для преобразования реч<
]0. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM 185
-- ' "
Bbix сигналов используется речевой кодек RPE/LTP-LPC (см.
гл. 9) с регулярным импульсным возбуждением и скоростью пре-
I образования речи 13 кбит/с.
Для защиты от ошибок, возникающих в радиоканалах, при-
меняется блочное и сверточное кодирование с перемежением.
Повышение эффективности кодирования и перемежения дости-
гается медленным переключением рабочих частот в процессе
сеанса связи (217 скачков в секунду).
Для борьбы с замираниями сигналов, вызванных многолу-
чевым распространением радиоволн, используются эквалайзеры,
обеспечивающие выравнивание импульсных сигналов со средне-
квадратическим отклонением времени задержки до 16 мкс.
Система синхронизации рассчитана на компенсацию абсо-
лютного времени задержки сигналов до 233 мкс, что соответству-
ет дальности связи (максимальному радиусу соты) 35 км.
Для модуляции радиосигнала используется спектрально-
эффективная гауссовская частотная манипуляция с минималь-
ным частотным сдвигом (GMSK).
Основные характеристики стандарта GSM сведены
в таблицу (в скобках приведены данные стандарта GSM 1800).
Таблица 10.1. Основные характеристики стандарта GSM
Частотный диапазон прямого канала, МГц 935... 960 (1805... 1880)
Частотный диапазон обратного канала, МГц 890...915 (1710... 1785)
Дуплексный разнос частот приема и передачи, МГц 45
Скорость передачи сообщений в радиоканале, кбит/с 270,833
Скорость преобразования речевого кодека, кбит/с 13
Ширина полосы канала связи, кГц 200
Максимальное число каналов связи 124 (374)
Максимальное число каналов, организуемых в БС 16-20
Вид модуляции GMSK
Нормированная полоса 0,3
. Ширина полосы гауссовского фильтра, кГц 81,2
. Количество скачков по частоте в секунду 217
Временное разнесение в интервалах TDMA кадра (передача/прием) для подвижной станции 3
Вид речевого кодека RPE/LTP-LPC
.Максимальный радиус соты, км 35
_Вид множественного доступа TDMA/FDMA
166
Системы мобильной с<
10.2. Структура и общий алгоритм функционирования
Схема, иллюстрирующая функциональное построен
ССМС стандарта GSM, была представлена в гл. 2 (см. рис. 2!
Там же было разъяснено назначение основных элементов сие*
мы и характер их взаимодействия.
По этой причине здесь целесообразно рассмотреть тол8
особенности, присущие стандарту GSM.
Для контроля легальности использования каждая моби|
ная станция имеет уникальный международный идентифика!
мобильного оборудования (IMEI - international mobile stab
equipment identity). Кроме того, каждый абонент получает сп
дартный сменный модуль подлинности абонента (SIM-карт^
subscriber identity module), который содержит международ^
идентификационный номер (IMSI - international mobile station $
scriber identity), персональный идентификационный номер (PHN
personal identification number), персональный код разблокирсЙ
(PUK - personal unblocking key), индивидуальный ключ (К,) и
ритм (АЗ) аутентификации и другую информацию (в частной
SIM-карта может хранить данные, как электронная записи
книжка). С помощью этой информации осуществляется поли
цикл аутентификации и разрешается доступ абонента к се
(см. § 8.2.2).
Идентификаторы IMEI и IMSI не связаны друг с другом. 3
позволяет использовать различные SIM-карты (например, заре
стрированные в различных сетях) с одним мобильным TepMMj
лом или одну SIM-карту на различных мобильных терминалах.«
? По выходной мощности МС делятся на 5 классов: 20 (классу
8, 5, 2 и 0,8 (класс 5) Вт. Для мобильных телефонов типичным
I чением максимальной мощности является 2 Вт (класс 4).
В стандарте GSM предусмотрено управление мощное^
излучения МС (см. § 6.1). Минимальный уровень излучения |
20 мВт. МС оценивает качество принимаемого сигнала (по ча$
те битовых ошибок) и передает соответствующую информа1|
КБС, который принимает решение о регулировке уровня вьс^
ной мощности. Шаг регулировки мощности составляет 2 дБ. ;
10. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM
167
10.3. Архитектура радиоинтерфейса.
Логические и физические каналы
Как уже сказано, исходный стандарт GSM предусматривает
работу в двух диапазонах частот-890... 915 МГцдля передатчиков
МС и 935...960 МГц для передатчиков БС. В стандарте использу-
ется узкополосный (ширина полосы канала связи 200 кГц) много-
станционный доступ, сочетающий частотное FDMA и временное
TDMA разделение каналов. В рамках частотного разделения стан-
дарт с учетом защитных полос содержит 124 дуплексных канала
с разносом частот приема и передачи в 45 МГц. Центральная час-
тота канала (в МГц) связана с его номером соотношениями:
•обратный канал (uplink) —Го = 890,200 + 0,200 •/', 1 < / <124;
• прямой канал (downlink) - f0 = 935,200 + 0,200 • /, 1 < / < 124.
В рамках временного разделения передача информации по
каналу связи осуществляется в течение одного из 8 временных
интервалов (слотов) длительностью 577 мкс на каждой из
124 несущих.
Организационно 8 слотов объединяются в кадры длитель-
ностью 4,615 мс, которые в свою очередь последовательно груп-
пируются в мультикадры, суперкадры и гиперкадры [54, 55]. Дли-
тельность последнего определяет период последовательности
кадров во временной структуре стандарта GSM. Номер кадра
в пределах гиперкадра используется как входной параметр при
криптографической защите передаваемых данных. Общая струк-
тура кадров и количественные соотношения между ее элемента-
ми представлены на рис. 10.1.
Каждые 4,615 мс (т.е. для каждого кадра) несущая частота
меняется по псевдослучайному закону (с сохранением дуплексно-
го разноса 45 МГц). Всем активным абонентам, находящимся
в одной соте, в процессе установления канала назначается еди-
ная частотно-временная матрица. Ортогональность последова-
тельностей переключения частот для-активных абонентов соты,
работающих в одном временном слоте, обеспечивается._раэлич-
ным начальным частотным сдвигом. В смежных сотах использу-
ются различные формирующие последовательности [6].
Цифровой информационный поток представляет собой по-
следовательность пакетов, размещаемых в соответствующих
168
Системы мобильной связй
Гиперкадр =
= 2048 суперкадров =
= 2 715 648 кадров =
= (3 ч 28 мин 53.760 с)
Суперкадр =
= 51 мультикадр канала
трафика = 1326 кадров
Мульти кадр канала
трафика = 26 кадров
(120 мс)
Суперкадр =
= 26 мульти кадров
канала управления =
= 1326 кадров
Мульти кадр канала
управления = 51 кадр
(235 мс)
Кадр = 8 слотов
(4,615 мс)
1 2 2047 2048 '
т
1 2 50 51
- 7
1 2 25 26 -
1 2 25 26 .*
1 2 50 51
0 1 6 7 и/
Рис, 10.1. Временная структура радиоинтерфейса стандарта GSM
временных интервалах (слотах). Пакеты формируются немного,
короче, чем слоты, их длительность составляет 0,546 мс, что не-
обходимо для надежного приема сообщения при наличии дис--7
Персии в канале. Информационное сообщение передается по ра^
диоканалу со скоростью 270,833 кбит/с (слот содержи^
156,25 бит, длительность одного бита 3,69 мкс). f"
По каналу связи передается либо информация сигналиэй
ции, либо кодированная речь или данные, поэтому в физическом!;
канале могут быть реализованы либо логические каналы трафи-
ка, либо каналы управления, причем каждый из них может суЩ&
ствовать в нескольких вариантах.
На рис. 10.2 показана классификация логических каналс^к
стандарта GSM. Стрелки обозначают направление передамся
вниз - передача от БС к МС или передача сверху вниз (прямойд
канал), вверх - передача от МС к БС, снизу вверх (обратный ка-i
нал), двунаправленная стрелка - передача в обоих направлени-
ях. В стандарте GSM определены следующие типы логических^
каналов [6, 13, 561:
10. Радиоинтерфейс .мобильного телефона GSM
169
FSB С G R A A' D
Рис. 10.2. Логические каналы GSM
Пользовательские каналы (Т), или каналы трафика (traffic
channels, ТСН) являются двусторонними. При передаче речи
обеспечивают скорость 22,8 кбит/с или 11,4 кбит/с. Эти каналы
используются и для передачи данных со скоростями от 2,4 кбит/с
до 9,6 кбит/с. Определены следующие типы каналов трафика:
• TCH/FS (traffic channels I full speech) - полноскоростные
каналы трафика речи, образуемые последовательностью слотов
с одинаковыми номерами в пределах кадра;
• TCH/HS (traffic channels I half speech) - полускоростные
каналы трафика речи, формируемые последовательностью сло-
тов с одинаковыми номерами четных или нечетных кадров;
• TCH/F9.6, TCH/F4.8 - полноскоростные каналы трафика
данных со скоростью 9,6 кбит/с и 4,8 кбит/с соответственно и др.
Каналы управления (control channels) обеспечивают пере-
дачу сигналов управления и синхронизации. Различают несколь-
ко типов каналов управления:
1. ВССН (broadcast control channels) - вещательные каналы
управления (каналы обеспечения радиообмена). Предназначены
для передачи сигналов управления в направлении от базовой
станции к подвижной в вещательном режиме, т.е. без конкретной
170 Системы мобильной свя$
адресации, и обеспечивают настройку МС для работы с сетьк)
В состав логических каналов этого типа входят:
• FCCH (frequency correction channel - канал F подстройк!
частоты), обеспечивающий подстройку частоты несущей в МС; ,
• SCH (synchronization channel - канал S синхронизации}
предназначенный для цикловой синхронизации МС в процедур
доступа и для передачи идентификатора БС, обслуживающей
данную зону;
• ВССН (канал управления передачей) - контрольный кана
В, используемый для передачи информации о зоне обслуживай^
(идентификатора зоны обслуживания LAI - location area identify
периода регистрации).
2. СССН (common control channels) - общие канал»
управления:
• PCH (paging channel - канал вызова подвижной станции
или канал поиска С) - однонаправленный канал от БС к МС, и?
пользуемый для организации входящего вызова к МС;
• AGCH (access grant channel - канал разрешения доступ
G) направлен только от БС к МС и информирует МС о выделен
ном канале сигнализации);
• RACH (random access channel - канал случайно^
доступа R) предназначен для передачи от МС к БС запроса о
мере временного интервала сигнализации при доступе ее к сети«
3. SDCCH (stand-alone dedicated control channels) - индивН
дуальные каналы управления, используемые в двух направлен^
ях для связи между базовой и мобильной станциями.
Различают два вида таких каналов: SDCCH/4 и SDCCH/8'J
индивидуальные каналы управления D, состоящие Й
4 и 8 подканалов соответственно. Эти каналы предназначены дЛ
сигнализации в процессе установления соединения, например
для передачи результатов аутентификации и регистрации. Г1
ним обеспечивается запрос подвижной станции о требуемом вй
де обслуживания, контроль правильного ответа БС и выделена
свободного канала связи, если это возможно.
4. АССН (associated control channels) - совмещенные канй|
лы управления, которые также используются в двух направленм
ях. По направлению "вниз" передаются команды управлени
с БС, по направлению "вверх" - информация о статусе МС. Раз
личают два вида таких каналов:
10. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM
171
• SACCH (slow АССН - медленный совмещенный канал
управления - канал А). По этому каналу БС передает команды
для установки уровня мощности передатчика МС, которая посы-
лает данные об уровне установленной выходной мощности, из-
меренном приемником уровне радиосигнала и его качестве;
• FACCH (fast АССН - быстрый совмещенный канал управ-
ления - канал А') служит для организации "эстафетной передачи".
Совмещенные каналы управления всегда объединяются
с каналами связи (трафика) или индивидуальными каналами
управления. Различают 6 видов объединенных каналов
управления:
• FACCH/F = FACCH + TCH/F;
• FACCH/H = FACCH + ТСН/Н;
• SACCH/TF = SACCH + TCH/F;
• SACCH/TH = SACCH + ТСН/Н;
• SACCH/C4 = SACCH + SDCCH/4;
• SACCH/C8 = SACCH + SDCCH/8.
Двунаправленный канал трафика Т реализуется при час-
тотном разделении физических каналов, связывающих БС с МС
и МС с БС. В стандарте GSM прямые каналы используют диапа-
зон 935...960 МГц, обратные - диапазон 890...915 МГц. Разнос по
частоте прямого и обратного канала составляет 45 МГц. В каждом
радиоканале имеется 8 временных интервалов, предназначенных
для передачи информации от независимых источников. Таким
образом, физический канал трафика задается указанием частот-
ного поддиапазона радиоканала и номера временного интервала,
используемого для передачи как вниз, так и вверх.
Однако МС следует дать время для обработки принятых
сообщений и выполнения полученных команд управления. По-
этому временные циклы прямого и обратного каналов сдвинуты
на 3 интервала, как это показано на рис. 10.3. Стрелками отмече-
ны моменты передачи информации двухстороннего канала Т,
размещенного во 2-м временном интервале. Комбинация, по-
сланная БС во 2-м интервале, будет принята МС в 7-м, а пакет,
переданный МС во 2-м дискрете, принят БС в 5-м.
Рассмотрим более подробно структуру кадров (слотов) пе-
редачи данных. По структуре и информационному содержанию
можно выделить 5 типов слотов [6, 13]:
• normal burst (NB) - нормальный временной интервал;
172
Системы мобильной связи
Рис. 10.3. Циклограмма обмена между МС и БС
• frequency correction burst (FB) - интервал подстройки
частоты;
• synchronization burst (SB) - интервал временной
синхронизации;
• dummy burst (DB) - установочный интервал;
• access burst (AB) - интервал доступа,
схематичное изображение которых представлено на рис. 10.4.
Сокращения, использованные при обозначении полей слотов,
имеют следующее содержание:
• ТВ (tail bits) - запретный бланк (хвостовые биты);
• ED (encrypted data) - закодированная информация;
• SF (stealing flag) - скрытый флажок;
• TS (training sequence) - обучающая последовательность;
• GP (guardperiod) - защитный интервал;
• ETS (extended training sequence) - расширенная обучаю-
щая последовательность;
• ЕТ (extended tail) - расширенный защитный бланк.
Слоты типа NB используются для передачи информации по
каналам трафика и управления (за исключением канала доступа
RACH). На данном временном интервале содержится 114 бит за-
шифрованного сообщения, разбитого на два подблока по 57 бит,
обучающая последовательность в 26 бит, разделяющая указан-
ные информационные подблоки, два защитных бланка по 3 бита,
защитный интервал в 8,25 бит и 2 скрытых флажка по 1 биту, ко-
торые служат признаком передаваемой информации - трафика
или сигнализации. Обучающая последовательность используется
для решения следующих задач:
10. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM
173
Рис. 10.4. Структура слотов стандарта GSM
• оценка качества связи на основе сравнения принятой
и эталонной последовательностей (определение частоты появ-
ления ошибок в двоичных разрядах - "битовых ошибок");
• оценка импульсной характеристики радиоканала и на-
стройка адаптивного эквалайзера для последующей коррекции
тракта приема сигнала;
• определение задержки распространения сигнала между
БС и МС для оценки дальности радиосвязи.
Слоты FB предназначены для синхронизации по частоте
подвижной станции. В этом временном интервале 142 бита явля-
ются нулевыми, что соответствует передаче немодулированной
несущей со сдвигом на 1625/24 кГц выше ее номинального значе-
ния. Повторяющиеся временные интервалы FB образуют канал
установки частоты FCCH.
Слоты типа SB используются для кадровой синхронизации,
т.е. для синхронизации во времени базовой и подвижной станций.
Каждый из них содержит 64 бита расширенной синхропоследова-
тельности, а также информацию о номере кадра и идентифика-
174
Системы мобильной связи
ционный номер БС. Слоты SB всегда передаются в паре с FB ,
и образуют канал синхронизации (SCH).
Слоты DB обеспечивают установление и тестирование ка-
нала связи. По своей структуре DB совпадает с NB и содержит
установочную последовательность длиной 26 бит. Контрольные
биты отсутствуют, и не передается никакой информации, а только
устанавливается факт работы передатчика.
Слоты АВ предназначаются для организации доступа под-
вижной станции к новой БС. Структура этих слотов значительна
отличается от ранее рассмотренной. Специфичность ее объясня-
ется тем, что слоты АВ определяют интервал, на котором подвиж-
ная станция впервые пытается установить связь с базовой. По-
скольку время прохождения сигнала неизвестно, первая позиция
слота отводится полю, являющемуся концевым у остальных типов.
Расширенный защитный интервал в 68,25 бит, равный двойному
значению наибольшей возможной задержки сигнала в соте, обес-
печивает достаточное разнесение от сигналов других подвижных
станций. Обучающая последовательность (41 бит) позволяет БС
правильно принять последующие 36 бит информации от МС.
В каналах трафика ТСН и совмещенных каналах управле-
ния FACCH и SACCH используется 26-кадровый мультикадр (рис.,
10.5). В полноскоростном канале (TCH/FS) в каждом 13-м кадре
передается пакет информации канала SACCH, каждый 26-й кадр
свободен. В полускоростном (TCH/HS) канале связи информация
канала SACCH передается в каждом 13-м и 26-м кадрах мульти-
кадра Скорость передачи информационных сообщений состав-
ляет 22,8 кбит/с (24 кадра по 114 бит за 120 мс) для полноскоро-
стного канала или по 11,4 кбит/с на каждый из двух nonycKopocrJ
ных каналов. Полная скорость передачи в объединенном канале
TCH/SACCH составляет 24,7 кбит/с.
Рис. 10.5. Организация полно- и полу скоростных каналов
10. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM 175
Быстрый совмещенный канал управления FACCH переда-
ется половиной информационных бит временного интервала
ТОМА кадра в канале ТСН, с которым он совмещается в восьми
последовательных кадрах.
Для передачи каналов управления (кроме FACCH
и SACCH) используется 51-кадровый мультикадр. На рис. 10.6
показана структура мультикадра при передаче объединенного
канала ВССН/СССН в направлении "вниз". В этом канале
передаются:
• общая информация о сети (соте), в которой находится
подвижная станция, и о смежных сотах (канал ВССН);
• информация о временной (цикловой) синхронизации
и опознавании приемопередатчика базовой станции (канал SCH);
• информация для синхронизации несущей (канал FCH);
• разрешение доступа подвижной станции (канал AGCH);
• вызов подвижной станции (канал РСН), если инициатором
вызова является сеть.
По сигналам канала ВССН МС измеряет уровень сигнала
БС рабочей ("своей") соты и до 16 смежных сот, а также код каче-
ства принимаемого сигнала в рабочей соте.
Канал ВССН/СССН "вверх" используется только для пере-
дачи сигналов параллельного доступа RACH, который является
единственным каналом управления от подвижной станции к сети.
При этом подвижная станция может использовать для осуществ-
ления доступа к сети нулевой интервал в любом из кадров.
Полная скорость передачи для канала ВССН, а также для
канала AGCH/PCH составляет 1,94 кбит/с (4 раза по 114 бит
за 235 мс).
Существуют и другие структуры, которые могут использо-
ваться в 51-кадровом мультикадре. Эти структуры называют "пе-
ременными", так как они зависят от нагрузки в сети.
Рис. 10.6. Пример размещения логических каналов управления
176
Системы мобильной
В стандарте GSM строго определены временные и с
тральные характеристики излучаемых сигналов. Различные фо
огибающих излучаемых сигналов соответствуют разным длит
ностям интервала АВ (88 бит) по отношению к другим интерва
TDMA-кадра (148 бит). Временные маски огибающих и нормы,
спектральную характеристику приведены, например, в [6, 54].
Как упоминалось, в стандарте GSM применяется сяг
трально-эффективная гауссовская частотная манипуляция GM1
(см. § 4.2). При этом методе несущая частота дискретно, чед
интервалы времени, кратные периоду Ть битовой модулирующ
последовательности, принимают одно из двух значений:
fH = f0-F/4
или
4 = fo + F/4,
где /Ь - центральная частота используемого частотного канат
F = МТЬ - частота битовой последовательности. .5
Свое название "гауссовская" манипуляция получила из-
того, что последовательность информационных бит перед мед
лятором проходит через фильтр нижних частот (ФНЧ) с raycgj
ской АЧХ. За счет этого закон изменения фазы в течение посыл
повторяет ход гауссовской интегральной функции распред»
ния, чем обеспечивается плавность изменения частоты и выдр!
степень компактности спектра. В стандарте GSM применяем
GMSK-модуляция с величиной нормированной полосы ВТ =.-С
где В - ширина полосы фильтра по уровню - 3 дБ.
10.4. Взаимодействие радиоинтерфейса с сетью GSIV^
*Т|
Обслуживание абонента и функционирование всей систем
реализуется через ряд процедур. Поясним в упрощенном bi '
некоторые из них.
10.4.1. Подключение МС (первая регистрация)
При включении питания приемник МС, перестраиваясь
частоте, ищет сигнал с максимальным уровнем (используе;
логический контрольный канал В).
После выбора частотного радиоканала МС осуществи:
подстройку частоты и кадровую синхронизацию (логические канг
jO. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM Х71
р и S). По известному формату общего сигнала МС может опреде-
лить характер служебной информации в следующих циклах доступа.
Однако сеть не знает о появлении новой активной МС. Для
первой регистрации МС используется логический канал доступа
r, общий для всех МС данной зоны. Поэтому возможны кон-
фликтные ситуации в случаях, когда несколько МС будут одно-
временно пытаться связаться с БС по этому каналу. Для разре-
шения конфликта используется алгоритм асинхронного случайно-
го множественного доступа типа ALOHA [38, 57].
Сигнал доступа содержит идентификатор данной МС (IMSI),
по которому сеть узнает о появлении новой МС.
Для исключения несанкционированного использования ре-
сурсов сети необходимо проверить подлинность абонента (точ-
нее, SIM-карты). С этой целью проводятся процедуры аутентифи-
кации и идентификации, детали которых обсуждались в § 8.2.2.
В случае положительного итога аутентификации и иденти-
фикации данная МС отмечается как активная, запоминается код
зоны ее местонахождения. В ВРМ ей присваивается временный
идентификатор TMSI, который передается на МС как подтвер-
ждение состоявшейся регистрации (логический канал разрешения
доступа G).
При негативном результате процедур аутентификации
и идентификации дальнейшие действия определяются админист-
рацией сети, которая, например, может санкционировать повтор-
ную попытку регистрации.
Таким образом, в результате проведения процедуры под-
ключения сети известно, что МС с номером IMSI активна и нахо-
дится в зоне LAI, обслуживаемой соответствующей БС. В памяти
МС хранится тот же LAI. Для выполнения подключения потребо-
вались логические каналы контроля, подстройки частоты, синхро-
низации, доступа и разрешения доступа.
Ю.4.2. Отключение МС
При переходе в пассивное состояние МС посылает сообще-
ние об отключении, чтобы сеть не искала ее при входящем вызове.
Возможно, что из-за помех в радиоканале это сообщение не дой-
дет до КБС, и сеть ошибочно будет считать эту МС активной. Под-
тверждение о получении сигнала об отключении БС не может по-
слать МС, так как последняя может быть уже обесточена.
178
Системы мобильной связи,
Для разрешения этой ситуации используется процедура»
периодической регистрации. В активном состоянии МС через ус?*
тановленное время (например, 10... 15 мин.) обязана проводить
регистрацию, подобную первой при подключении. Если МС Нф
подтверждает свою работоспособность в течение определенного
промежутка времени, она считается отключенной, что и отмечу
ется опусканием флагов в ВРМ и ДРМ против идентификаторов
соответственно TMSI и IMSI.
•А
10.4.3. Входящий вызов
.'П
Входящий вызов (см. рис. 10.7) поступает на коммутатор
через межсетевой коммутационный центр подвижной связи
МКЦМС (GMSC - gateway mobile services switching center), в кото-
ром определяется идентификационный номер (IMSI) вызываемо^
го мобильного абонента и проверяется соответствие записи,;
в ДРМ (2) и ВРМ (3). Данные возвращаются в МКЦМС (4), поел®
чего ответственность за соединение передается тому ЦКМТО
в чьей зоне обслуживания предполагается текущее нахождение)
вызываемой МС (5). Статус этой МС запрашивается в ВРМ (6)d
Рис. 10.7. Структура прохождения входящего вызова
10. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM 179
Если ВРМ подтверждает (7) досягаемость вызываемой МС, то
вызов направляется (8) соответствующим подсистемам БС
(ПБС). Вещательный адрес передается всеми БС, для чего ис-
пользуется логический канал поиска С. Мобильная станция в сво-
бодном состоянии непрерывно контролирует этот канал. Если МС
отвечает на вызов какой-либо БС (9), то проводится процедура
идентификации и аутентификации (10). В случае их успешного
завершения ВРМ передает ЦКМС (11), что соединение может
быть установлено (12).
10.4.4. Исходящий вызов
Пусть МС активна и свободна. Абонент, желающий свя-
заться с другим пользователем, должен набрать весь номер вы-
зываемого абонента и только после этого начать процесс уста-
новления соединения. Это позволяет устранить ошибки в наборе
номера (20% отказов в предоставлении нужного соединения)
и сократить время на передачу цифр в КБС.
По команде "Вызов" МС, используя логический канал дос-
тупа, передает сообщение КБС на установление соединения. КБС
проверяет категорию абонента (класс обслуживания), отмечает
его как занятый и посылает МС по каналу D подтверждение, что
запрос доступа принят. Теперь МС может передавать цифры но-
мера вызываемого абонента в КБС, который запускает ранее
рассмотренную процедуру поиска. Подтверждение установления
соединения и указание о переходе на двухсторонний пользова-
тельский канал передаются МС после ответа вызываемой МС.
10.4.5. Роуминг и обновление данных местонахождения
Пусть МС подключена, свободна и перемещается. При этом
она прослушивает каналы контроля В (для установления зоны
местонахождения) и поиска С (для обнаружения возможного вхо-
дящего вызова). По уровню контрольного сигнала определяется
момент пересечения границы зон обслуживания. Пусть МС из зо-
ны обслуживания с идентификатором LAI| переместилась в зону
с LAIj. Выбрав контрольный канал с максимальным уровнем сиг-
нала, МС обнаруживает, что передаваемый по этому каналу
идентификатор не совпадает с записанным в ее памяти LAIj.
180
Системы мобильной'.
Следует срочно информировать сеть о смене зоны местожц
дения, т.е. выполнить процедуру вынужденной регистрации.эд
Для этого используется канал доступа, по которому МС
редает запрос на обновление данных. Далее процесс обмену
налами во многом напоминает процесс при первой регистра
По окончании этой процедуры в ДРМ идентификатору IMSI дам
МС сопоставлен LAIj, известен номер КБС, который обслужй|
новую зону, в ВРМ ЦКМС записан временный идентификатора
рассматриваемой МС. В памяти МС хранится новый LAIj. < d
Ясно, что при движении МС вдоль границы зон с разн!
идентификаторами может возникнуть эффект пинг-понга, м
придется часто выполнять процедуру вынужденной регистра
В ЦКМС резко возрастают объемы данных, передаваемых мв
ДРМ, ВРМ, КБС.
10.4.6. Эстафетная передача а
Передача обслуживания (handover или handoff) явЛй!
неотъемлемой функцией сотовой сети, предназначенной
обеспечения мобильных абонентов непрерывной связью. ' .1
В системе GSM применяется 4 типа передачи обслуживай
• между каналами в одной и той же ячейке (соте), обсаиу
ваемой одной БС; oq
• между смежными БС, находящимися под управлей!
одного и того же КБС;
• между БС, находящимися под управлением разлив
КБС, но принадлежащими одному ЦКМС; 1
• между БС, находящимися под управлен!
различных ЦКМС. ।
Первые два типа передачи обслуживания (внутренние)
пользуют только один КБС, а ЦКМС лишь уведомляют о завершв
передачи обслуживания; последние два, называемые внешни
совершаются под управлением вовлеченных в процедуру ЦКМС^
Инициаторами передачи обслуживания могут стать и J
и ЦКМС (для оптимизации нагрузки на сеть). Основная информа
для принятия решения о передаче обслуживания поставляется N
МС постоянно оценивает качество принимаемых от',
скольких (до 16) БС сигналов канала ВССН и формирует спи
шести наилучших кандидатов на передачу обслуживания. •
информация передается БС и ЦКМС, по крайней мере, один
в секунду и используется алгоритмом передачи обслуживания.
181
]0. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM
Для передачи результатов измерений от МС на БС преду-
смотрены логические каналы А и А1 , которые нужны только в те-
чение сеанса связи. Для экономии физических каналов данные об
условиях приема передаются в канале обмена за счет прерыва-
ния пользовательской информации. Некоторые кадры абонента
отбрасываются и заменяются результатами измерений уровней
принимаемых сигналов. На приемной стороне в пропущенные
места вставляются, например, предыдущие кадры данных або-
нента. Поэтому скорость передачи по логическим каналам А не
может быть сделана очень большой, чтобы сохранить требуемое
качество пользовательского канала. Однако в условиях упоми-
навшегося эффекта пинг-понга требуется часто принимать реше-
ние о смене пользовательского канала.
Пусть МС занята, т.е. обменивается информацией с другим
абонентом, и перемещается из зоны обслуживания с LAI| в зону
с LAIj. На границе зон возникает необходимость смены частотно-
го радиоканала и выбора временного интервала без разрушения
соединения, ранее установленного для обмена информацией
между двумя абонентами.
Принятие решения о переключении вызова осуществляется
сетью на основании как собственных измерений принимаемых
сигналов, так и данных об условиях приема, передаваемых МС.
Если уровни сигналов у БС и у МС одновременно не превышают
некоторого порогового значения, выносится решение о переклю-
чении вызова, т.е. о смене пользовательского канала.
После принятия решения о переключении вызова КБС оп-
ределяет новый двухсторонний пользовательский канал, а соот-
ветствующая МС получает указание о переходе на новый канал.
Старый тракт при этом разрушается. По окончании сеанса связи
МС должна получить доступ к сети и сделать запрос на обновле-
ние данных местонахождения, поскольку за время сеанса она
могла переместиться в зону обслуживания с другим LAI.
11. РАДИОИНТЕРФЕЙС СИСТЕМЫ cdmaOne (IS-95)
11.1. Общая характеристика системы
С опорой на преимущества, предоставляемые технологй
CDMA (см. § 5.3.1), компанией Qualcomm (США) была разрабд'1
на ССМС общего пользования с кодовым разделением канале
При этом основными стимулами явились увеличение абоненте!
емкости по сравнению с действующими ССМС, основанными^
традиционном частотно-временном доступе, улучшение качес]
обслуживания и повышение информационной безопасности. Т
нические требования к системе сформулированы в ряде станд;
тов Ассоциации Промышленности связи (Telecommunication'
dustry Association - TIA), определяющих характер и поря)
взаимодействия различных функциональных узлов ССМС и yd
вия совместимости аппаратуры различных фи|
производителей. К числу основных стандартов рассматривав^
ССМС относятся [6]:
IS-95 - эфирный интерфейс (радиоинтерфейс);
IS-96 - интерфейс речевых служб;
IS-97 - интерфейс мобильной станции;
IS-98 - интерфейс базовой станции;
IS-99 - интерфейс службы передачи данных.
Учитывая особую значимость радиоинтерфейса, рассм
риваемую систему называют ССМС стандарта IS-95, либо, п|
нимая во внимание технологию организации множественна
доступа, системой cdmaOne. .
Система IS-95 рассчитана на работу в диапазоне част
800 МГц, причем для прямого канала (линия "вниз") выделен у»
сток спектра 869,04...893,97 МГц, а для обратного (линия "ввер
- 824,04...848,96 МГц. Ширина полосы канала связи составлю
1,25 МГц, поэтому при развертывании ССМС IS-95 операто|
могут осуществлять частотное планирование, исходя из указ!
ных полос. Однако согласно решению Федеральной Комисе
связи США, одному оператору может быть выделен максима!
ный диапазон частот, равный 12,5 МГц как в прямом (от БС к М<
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 183
так и в обратном (от МС к БС) направлениях, что соответствует
10 физическим частотным радиоканалам с полосой в 1,25 МГц.
Как указывалось в § 5.3.1, технология организации множе-
ственного доступа с кодовым разделением каналов основана на
применении сложных (spread spectrum) сигналов, полоса которых
значительно превышает ширину спектра информационного со-
общения. В системе IS-95 реализовано прямое расширение спек-
тра (DSSS) с использованием функций Уолша длины 64 и двух
типов псевдослучайных последовательностей (ПСП): короткой
и длинной. Линия "вниз" организована на основе синхронного ва-
рианта CDMA, использующего для разделения физических або-
нентских каналов ансамбль сигнатур в виде функций Уолша.
Асинхронный режим CDMA в обратном канале осуществлен при-
писыванием различным абонентам одной соты специфических
сдвигов длинной ПСП (о подходах к выбору сигнатурных после-
довательностей см. § 5.3.3).
Как неоднократно отмечалось (см. §§ 5.3.1, 6.1), выравни-
вание мощностей сигналов МС на входе приемника БС является
непременным условием работоспособности линии "вверх" систе-
мы CDMA. В стандарте IS-95 применена быстродействующая
петля автоматической регулировки мощности сигналов МС, прин-
цип действия которой описан в § 6.1. Регулировка осуществляет-
ся в динамическом диапазоне 84 дБ с шагом ±0,5 дБ и с перио-
дичностью от нескольких микросекунд до 1,25 мс. Резерв факто-
ра речевой активности (см. § 5.3) также утилизирован в системе
посредством использования речепреобразующего устройства
(вокодера) с переменной частотой преобразования аналогового
речевого сигнала в цифровой (§ 9.2.3). В зависимости от активно-
сти абонента вокодер формирует потоки данных со скоростями
8,6; 4; 2 и 0,8 кбит/с [33, 58, 59].
Требуемое качество передачи данных в системе достигает-
ся с помощью довольно мощного канального кодирования, вы-
полняемого в несколько этапов (см. рис. 7.1). На первом, предва-
рительном этапе цифровой речевой сигнал с выхода вокодера,
структурированный в кадры длительностью в 20 мс, кодируется
блоковым циклическим кодом (CRC, см. § 7.1) для формирования
индикатора качества кадра и дополняется "хвостом”, необходи-
мым для последующего сверточного кодирования. Введение по-
добной избыточности увеличивает фактические скорости данных,
заменяя первоначальный их набор на 9,6; 4,8; 2,4 и 1,2 кбит/с.
Следующим этапом является сверточное кодирование. В прямом
Системы мобильной ct
184
канале используется код с длиной кодового ограничения 9 и скот
ростью 1/2, тогда как код в обратном канале, обладающем меныь;
шей помехоустойчивостью (мощность передатчика МС весьма^
мала), имеет вдвое ббльшую избыточность, т.е. скорость 1/3 прц
той же длине кодового ограничения. Наконец, на третьем этаэд
выполняется перемежение информационного потока в кадре дня-
нейтрализации эффекта пакетирования ошибок (см. § 7.3).
Помимо перемежения, для борьбы с быстрыми замира!
ми в системе использовано и многолучевое разнесение, т.е. П|
емники на основе алгоритма RAKE (см. § 6.2.2). Для этого на
используется минимум четыре, а на МС - три параллельно pal
тающих коррелятора. Помимо этих корреляторов, настраиваем
на определенную задержку, в каждом приемнике имеется ei
и сканирующий по задержке канал, позволяющий осуществи!
настройку RAKE-каналов на сигналы с наибольщ
интенсивностью.
Наличие нескольких параллельных каналов корреляцио
ной обработки позволяет осуществить мягкую эстафетную /
редачу, (soft handoff или soft handover) при переходе МС из одн
соты в другую. В процессе мягкой эстафетной передачи МС к
жет поддерживать соединение с двумя и более БС, выбирая с
нал с большей интенсивностью (см. § 6.2.1). Указанная проце,
ра позволяет поддерживать высокое качество связи при пв|
ключении МС с одной БС на другую и делает эстафетную пе
дачу практически незаметной для пользователя.
Стандарт IS-95 обеспечивает высокую степень безопас
сти передаваемых данных за счет их скремблирования (<
§8.1.1) выборками из вышеупомянутой длинной псевдослучайн
последовательности. Ключ (маска) скремблирования индивида
лен для каждой МС и формируется по секретному правилу на (
е
зе ее идентификационного номера.
Основные характеристики стандарта IS-95 и техническ
параметры приемо-передающего оборудования представле!-
в табл. 11.1 (6, 60].
Для систем с CDMA и, в частности, для ССМС IS-95 хараК?
терна определенная асимметрия линий "вниз" и "вверх": в первой
из них (от БС) все абонентские сигналы передаются из одноГ
пространственной точки и потому могут быть легко синхронизй*1
рованы (синхронный вариант CDMA). В направлении же от эд
к МС приходится применять асинхронное кодовое разделений
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 185
Таблица 11.1. Основные характеристики стандарта IS-95
Параметр стандарта Значение
Диапазон частот передачи, МГц: МС БС 824,040...848,860 869,040... 893,970
Относит, нестабильность несущей частоты: МС БС ±2,5 10 е ±510®
гВид модуляции несущей частоты: МС БС OQPSK QPSK
Ширина спектра излучаемого сигнала, МГц: по уровню - 3 дБ по уровню -40 дБ 1,23 1,5
Тактовая частота ПСП, МГц 1,2288
Количество каналов на одной несущей: МС: канал доступа канал обратного трафика БС: пилотный канал канал синхронизации канал персонального вызова канал прямого трафика 1 1 1 1 1...7 61...55
Скорость передачи данных в канале, бит/с: канал синхронизации канал персонального вызова и'доступа канал трафика 1200 4800,9600 1200, 2400, 4800, 9600
Кодирование информации в каналах: МС: канал доступа и обратного трафика БС: канал синхронизации, персонального вызова и прямого трафика Сверточный код с дли- ной кодового ограниче- ния 9 и скоростью 1/3 Сверточный код с дли- ной кодового ограниче- ния 9 и скоростью 1/2
Требуемое отношение сигнал/шум, дБ 6...7
Макс, эффектив. излучаемая мощность, Вт: МС (3-го , 2-го и 1-го класса) БС 1,0; 2,5; 6,3 До 50
Точность управления мощностью передатчика, дБ ±0,5
Чувствительность приемника, дБм: МС L БС -105 -117
186
Системы мобильной связи
(см. § 5.3.1). Отметим, что временные шкалы отдельных БС сетй
IS-95 также синхронизированы. Для этого каждая БС оборудован^
приемником радионавигационной системы GPS NAVSTAR. Бла-t
годаря единому системному времени кодовое разделение сигнал
лов различных БС, занимающих один и тот же частотный канал;
осуществлено за счет применения различных сдвигов одной и той
же короткой ПСП.
11.2. Архитектура линии "вниз"
Логические каналы линии "вниз" включают:
• пилотный канал (pilot channel)-,
• канал синхронизации (synchronization channel)-,
• канал персонального вызова (paging channel)-,
• канал прямого трафика (forward traffic channel).
Отображение логических каналов на физические в прямом
направлении осуществляется с помощью системы ортогональных
функций Уолша длины 64: wh i = 0,1,..., 63, где / - номер функ-
ции Уолша. Стандартом IS-95 предусматривается организация
одного пилотного канала, одного канала синхронизации, от одно-
го до семи каналов вызова (в зависимости от абонентской нагруз-
ки на БС) и от 55 до 62 каналов прямого трафика, поскольку часть
каналов вызова допускается использовать в качестве каналов
трафика. Соответствие между логическими и физическими кана-
лами показано на рис. 11.1.
11.2.1. Пилотный канал
Пилотный канал предназначается для начальной синхрони-
зации МС с сетью и оценки параметров прямого канала приемни-
ком МС. Мощность, отведенная пилотному каналу, обычно на
4...6 дБ превышает мощность в канале трафика. Тем самым
обеспечиваются, с одной стороны, условия для надежного ввода
и последующей устойчивой работы петель автоподстройки фазы
и задержки когерентного приемника МС, а с другой - точность
измерений параметров сигнала БС, достаточная для процедур
RAKE, эстафетной передачи и управления мощностью БС.
Согласно рис. 11.1 пилотному каналу присвоена нулевая
функция Уолша и/0, т.е. последовательность из одних нулей.
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
187
Прямой канал связи
Пилот, канал Синхро- канал Канал вызова Канал вызова Канал прям, траф. Канал прям, траф. Канал прям, траф. Канал прям, траф.
Wo W32 Wi И>7 w8 W31 И'ЗЗ W63
Рис. 11.1. Структура прямого канала ССМС стандарта IS-95
Информационные данные по этому каналу не передаются, т е.
могут также трактоваться как последовательность из одних ну-
лей. После сложения по модулю 2 этих двух последовательно-
стей результирующий поток (также состоящий из одних нулей)1
поступает на преобразователь, превращающий булевы значения
символов (0,1) в двуполярные отсчеты (+1, -1) соответственно.
После объединения с сигналами других физических каналов (см.
ниже) суммарный сигнал поступает на КФМ-модулятор (см. § 4.2),
в котором подвергается прямому расширению спектра, перемно-
жаясь с двумя псевдослучайными скремблирующими последова-
тельностями ПСП-1 и ПСП-Q (символы I и Q отвечают синфазной
и квадратурной составляющим). Период каждой из названных
ПСП содержит 215 чипов, частота следования которых согласно
стандарту (см. табл. 11.1) составляет 1,2288 Мчип/с. Прямой под-
счет показывает, что на одном двухсекундном отрезке умещается
в точности 75 периодов коротких ПСП [58-61]. Структурно корот-
кие ПСП представляют собой М-последовательности длины
/V = 215 -1 с характеристическими полиномами
/) = х15 + х13 +х9 +х8 +х7 + х5 +1
и
fQ = х15 + х12 + х11 + х10 + х6 + х5 + х4 + х3 +1,
расширенные добавлением нулевого символа к цепочке из 14
последовательных нулей на каждом периоде [58, 59].
1 Тривиальные нулевые последовательности данных и w0 явно показаны на
рис. 11.2, чтобы сохранить единообразие с последующими схемами.
188
Цифровая мобильная paduoi
1,2288
Рис. 11.2. Структурная схема пилотного канала
Как можно видеть, фактически в пилотном канале переда-
ется только пара ПСП-1 и ПСП-Q или, что эквивалентно, ком- •
плексная ПСП. Данная комплексная короткая ПСП одинакова для ?
всех 64 CDMA-каналов и используется всеми БС системы, но
с разными циклическими сдвигами. Разница в циклических сдви-
гах позволяет МС разделять сигналы, излучаемые БС разных сот
или секторов, т.е. позволяет идентифицировать номер БС либо
сектора. Для различных БС сдвиг изменяется с постоянным ша-
гом, равным 64 чип х PILOTJNC, где системный параметр
PILOTJNC принимает значения от 1 до 4 [31]. Таким образом,
при минимальном шаге доступны 215/26 = 29 = 512 сдвигов ко-
ротких ПСП, т.е. возможно бесконфликтное существование сети,
состоящей из 512 БС. Если же необходимо, чтобы сеть состояла
из большего числа БС, то при территориальном планировании
сети легко можно добиться, чтобы БС с одинаковыми цикличе-
скими сдвигами коротких ПСП не могли одновременно находить-
ся в зоне радиовидимости МС.
С другой стороны, шаг сдвига ПСП однозначно определяет
размер соты (или сектора), при котором МС с гарантией различа-
ет ПСП, имеющие минимальный временной сдвиг. Нетрудно убе-
диться, что при минимальном сдвиге в 64 чипа радиус соты со-
ставит порядка 15,5 км.
После перемножения с квадратурными ПСП сигнал в каж-
дом из квадратурных плеч КФМ-модулятора фильтруется для
формирования приемлемого спектра и перемножается со сдвину-
тыми на 90" гармоническими колебаниями центральной частоты.
/ /. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 189
Суммирование выходов квадратурных плеч дает модулирован-
ный сигнал, в котором пилотная компонента совпадает с произ-
ведением пилот-сигнала (т.е. константы) с четырехфазно мани-
пулированной несущей.
11.2.2. Канал синхронизации
После вхождения в синхронизм с пилот-сигналом МС рас-
полагает информацией о фазе принимаемой несущей, времен-
ных границах чипов и периодов короткой ПСП (один период за-
нимает 215/1,2288 106 = 26,666... мс), тогда как для приема со-
общений необходимо знать границы кадров (каждый кадр трафи-
ка занимает 20 мс, см. § 11.2.3). Соответствующие сведения на-
ряду с другими, нужными для установления и поддержания со-
единения, МС получает по каналу синхронизации. В формате со-
общения этого канала содержатся данные о точном времени
в системе (SYS_TIME), значении циклического сдвига короткой
ПСП данной БС (PILOT_PN), идентификаторы БС и ЦКМС (MSC),
значение мощности сигнала в пилотном канале, параметры длин-
ной ПСП (LC_STATE), скорость передачи данных в канале персо-
нального вызова (PRAT). Структуру физического канала синхро-
низации поясняет рис. 11.3 [31, 59].
Данные канала синхронизации, поступающие со скоростью
1200 бит/с, подаются на вход сверточного кодера. После осуще-
ствления операции кодирования (длина кодового ограничения -
9, скорость кода 1/2) с выхода снимается двоичная последова-
тельность со скоростью 2400 бит/с, поступающая далее на уст-
ройство повторения, после которого скорость потока данных уд-
ваивается до 4800 бит/с. Информация, передаваемая по каналу,
структурирована в кадры длительностью в 26,666... мс. Каждый
кадр совпадает с одним периодом короткой ПСП и содержит
32 бита исходных данных (128 символов с учетом сверточного
кодирования и повторения). Как видно из рис. 11.3, следующей
операцией является блочное перемежение в пределах кадра
синхроканала, служащее для борьбы с пакетными ошибками (см.
§ 7.3). После блокового перемежителя поток данных подвергает-
ся прямому расширению спектра путем сложения по модулю 2
с присвоенной каналу синхронизации функцией Уолша w32
и преобразования булевых переменных в действительные
190
Системы мобильной связи
Информация
Рис. 11.3. Структурная схема канала синхронизации
+1 и -1 (см. § 12.2.1). Как можно видеть, каждому биту информа-
ционного потока с выхода перемежителя (скорость 4,8 кбит/с) со-
поставляется 1,2288-106/4,8-103 =256 чипов, т.е. четыре перио-
да последовательности Уолша. Иными словами, каждый бит коди-
рованного потока в зависимости от значения заменяется четырьмя
периодами прямой или инвертированной функции Уолша w32.
Последующие операции в канале повторяют рассмотрен-
ные ранее: сигнал канала синхронизации объединяется с сигна-
лами других каналов, поступая на вход S на рис. 11.2, после чего
в КФМ-модуляторе перемножается с комплексной короткой ПСП
(скремблируется) и переносится на несущую.
Каждые три кадра (96 информационных бит) в канале син-
хронизации образуют один суперкадр длительности 80 мс, соот-
ветствующий четырем кадрам канала трафика (см. ниже). Сооб-
щение, передаваемое по каналу синхронизации, может занимать
более одного суперкадра, вследствие чего передаваемые данные
подвергаются определенной структурной организации, называе-
мой капсулированием. Полученная в результате подобного пре-
образования капсула состоит из самого сообщения синхроканала
и добавочных бит, заполняющих оставшееся битовое простран-
ство до начала следующего суперкадра. Необходимость подоб-
ной упаковки данных объясняется тем, что начало любого сооб-
щения всегда должно совпадать с началом суперкадра.
Каждый кадр синхроканала начинается битом-заголовком,
называемым битом начала сообщения (start-of-message - SOM).
Значение этого бита, равное 1, указывает на начало сообщения,
передаваемого по синхроканалу, а значение, равное 0, свиде-
тельствует о том, что текущий кадр содержит сообщение, начав-
шееся в некотором предыдущем кадре. В результате БС может
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 191
передавать синхросообщение, занимающее несколько кадров
подряд. Следует также отметить, что значение SOM-бита, равное
1, всегда должно совпадать с началом суперкадра, поскольку, как
уже указывалось ранее, начало любого сообщения синхроканала
всегда отвечает началу суперкадра. Ситуацию, соответствующую
передаче по синхроканалу сообщения, занимающего два после-
довательных суперкадра, иллюстрирует рис. 11.4.
11.2.3. Канал персонального вызова
Канал персонального вызова предназначен для вызова МС
и передаче ей системной информации. После получения БС сиг-
нала подтверждения от МС по этому же каналу передается ин-
формация об установлении соединения и назначении канала свя-
зи. Сообщения, передаваемые по каналу вызова, могут быть че-
тырех типов:
• заголовок (overhead message);
• пейджинг (вызов) (paging message);
• ордер (команда) (order message);
• назначение каналов (channel assignment message).
Суперкадр синхроканала (96 бит) Суперкадр синхроканала (96 бит)
! som
1 0 0 0 0 0
кадр М ► 32 бит
Сообщение синхроканала ; Капсула сообщения синхроканала 31x6 =186 бит Хвост — I
Рис. 11.4. Структура кадров канала синхронизации
192 Системы мобильной связи '1
Заголовок содержит информацию о важнейших параметрах |
конфигурации системы и передается на МС в виде следующих^
типовых сообщений: Г!
• параметры системы (system parameters message); у 1
• параметры доступа (access parameters message); аI
• граничный список (neighbor list message); n fl
• список CDMA-каналов (CDMA channel list message). д |
Первое из названных сообщений содержит сведения о па-1
раметрах эстафетной передачи: пороге включения (T_ADD), пов ’
роге выключения (T_DROP), значении таймера выключения ]
(T_TDROP) и др., параметрах регулировки мощности в прямом 3
канале и т.п. 1
Сообщение о параметрах доступа содержит информацией
о конфигурации канала доступа МС: числе проб при установлен 1
нии доступа (NUM_STEP), времени ожидания подтверждение]
(АСС_ТМО), интервале между отдельными попытками доступ^!
(BKOFF) и др., а также о некоторых параметрах управления мощ-
ностью в обратном канале: начальном значении мощности излу-
чения в канале доступа (INIT_PWR), шаге приращения мощности ;
излучения (PWR_STEP) и др.
Сообщение о граничном списке содержит перечень цикличе- .
ских сдвигов ПСП соседних БС или секторов, использование кото- J
рого позволяет оптимизировать процесс эстафетной передачи. > j
Сообщение о списке CDMA-каналов позволяет МС узнат^> ]
расположение тех полос (шириной 1,25 МГц) частотного плана, J
в которых размещены каналы персонального вызова. Указанные >
сообщения постоянно принимаются МС, а их содержание меняет-
ся с течением времени в зависимости от изменения положения ,
МС в сети.
Пейджинговое сообщение содержит вызов, адресованный ;
одной конкретной МС либо группе МС. ; »
Сообщение типа “ордер” охватывает широкий класс команд
управления МС. Данные сообщения используются для подтвер- ,
ждения регистрации МС, ее блокировки в состоянии сбоя и т.п.
Сообщения о назначении каналов указывают МС выделен-"
ный канал трафика, назначают ей другой канал персонального
вызова и др.
Структурная схема формирования сигналов канала персо-
нального вызова представлена на рис. 11.5. В отличие от канала
синхронизации, скорость поступления информации в канале со*
ставляет 4,8 или 9,6 кбит/с. Исходный битовый поток проходит
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
193
Информация
Рис. 11.5. Структурная схема канала вызова
через сверточный кодер и (только при входной скорости
в 4,8 кбит/с) устройство повторения, так что при любой из двух
начальных скоростей скорость кодированного потока оказывается
равной 19,2 кбит/с. После осуществления блокового перемеже-
ния в пределах 20-миллисекундного кадра поток данных скремб-
лируется децимированной длинной ПСП периода 242 -1, а затем,
подвергается расширению спектра так же, как это делалось для
уже рассмотренных каналов: суммируется по модулю два с отве-
денной каналу функцией Уолша из набора w^w7 с последую-
щим переходом от булевых переменных к действительным
+1 и -1. Далее следует объединение с остальными каналами
(входы Р-i - Р7 на рис. 11.2), а затем (в модуляторе) перемноже-
ние с комплексной короткой ПСП и перенос на несущую.
Символы длинной (как и короткой) ПСП имеют частоту сле-
дования 1,2288 Мчип/с, и потому для скремблирования потока
после перемежения из длинной ПСП выбирается каждый
64-й символ (децимация с индексом 64). Маска генератора длин-
ной ПСП, устанавливающая его начальное состояние, жестко
связана с номером канала персонального вызова. Иными слова-
ми, маска генератора, используемая в канале вызова с функцией
Уолша w.t, отличается от маски генератора для канала вызова
с w2. С какой целью это предусмотрено в стандарте, не вполне
194 Системы мобильной связи
ясно, учитывая, что маска имеет весьма простую конструкцию [58]
и, следовательно, реальным потенциалом защиты данных не об-
ладает. Формирование же самой длинной ПСП осуществляется
с помощью полинома [58]
f(Y\ _ у42 35 33 „31 „27 26 „25 22 „21 19
/ \ Л у — X ТА Т X + X + X ТА ТА + X + X + X Т
тХ + X + X 4-X 4-X 4- X 4-X t X 4-X 4- X 4- I.
Во временной области канал вызова поделен на времен-
ные интервалы (слоты) длительностью 80 мс (четыре кадра).
Группа из 2048 слотов образует максимальный цикл (период) по-
вторения слотов. Кадр, в свою очередь, разделен на два подкад-
ра. Первый бит каждого подкадра получил наименование индика-
тора синхронизированной капсулы (synchronized capsule indicator
- SCI). Полный формат канала персонального вызова имеет вид,
представленный на рис. 11.6.
Рис. 11.6. Структура кадров канала вызова
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 195
Поскольку сообщения в канале вызова могут занимать бо-
лее одного подкадра и заканчиваться где-нибудь в его пределах,
для того, чтобы отличить одно сообщение от другого, используют
два варианта капсулирования информации: в виде синхронизи-
рованной и несинхронизированной капсул.
Если сообщение заканчивается в пределах подкадра, при-
чем до следующего SCI-бита остается меньше 8 бит, то БС допол-
няет капсулу необходимым количеством добавочных бит с тем,
чтобы она продлилась до начала следующего подкадра. В том
случае, когда следующее капсулированное сообщение передается
в синхронизированном варианте, то вне зависимости от величины
остатка до SCI-бита БС добавляет в капсулу избыточные биты,
чтобы продолжить ее до начала следующего подкадра. Однако,
если сообщение заканчивается в пределах подкадра и до следую-
щего SCI-бита остается более 8 бит, БС может использовать вари-
ант несинхронизированной капсулы, т.е. передавать следующее
сообщение сразу же после окончания предыдущего, не добавляя
хвостовых избыточных бит. Отличить один вариант капсулирова-
ния от другого позволяют SCI-биты. Значение SCI-бита, равное 1,
указывает на начало передачи по каналу вызова нового синхрони-
зированного сообщения. Во всех остальных случаях значение SCI-
бита равно 0. Рис. 11.7 иллюстрирует случай передачи по каналу
вызова трех последовательных сообщений в синхронизированном
и несинхронизированном вариантах.
Рис. 11.7. Структура трех различных сообщений,
передаваемых по каналу вызова
196
Системы мобильной связи
11.2.4. Канал прямого трафика
Каналы прямого трафика служат для передачи речевой
информации и данных, а также информации сигнализации от БС'
к МС. Структура канала прямого трафика (см. рис. 11.8) за не-
большим исключением в точности повторяет блок-схему канала
персонального вызова. Основное отличие заключается в присут-
ствии устройства мультиплексирования потока информационных
данных и _битов регулировки мощности (power control bits —
РСВ), а также в поддержании набора из 4 различных скоростей -
9,6; 4,8; 2,4'и 1,2 кбит/с, выбираемых в соответствии с текущей
речевой активностью абонента.
Поток кодированных речевых данных поступает от вокоде-
ра со скоростью 8,6; 4,0; 2;0 или 0,8 кбит/с. После кодирования
блоковым циклическим кодом CRC (добавление индикатора каче-
ства кадра выполняется только для первых двух скоростей)
и приписывания "хвостовых" нулей для сверточного кодирования
поток увеличивает скорость до соответствующего значения из
четырех упомянутых. Сверточное кодирование удваивает сим-
вольную скорость, в результате чего на устройство повторения
подается поток данных с одной из следующих скоростей -
19,2; 9,6; 4,8 и 2,4 кбит/с. Устройство повторения осуществляет
выравнивание скоростей: поток данных с максимальной скоро-
стью проходит повторитель без изменения, а скорость потока
с более низкими значениями увеличивается за счет посимвольно-
го повторения в 2, 4 и 8 раз соответственно. Основной целью по-
добного выравнивания является снижение уровня внутрисистем-
ных помех, обусловленных эффектом многолучевости или сигна-
лами соседних БС/секторов. Улучшение помеховой ситуации дос-
тигается снижением излучаемой мощности, пропорциональным
числу повторений символов^ К примеру, четырехкратное повто-
рение символа при наименьшей (1,2 кбит/с) скорости речевого
сообщения позволяет в четыре раза уменьшить мощность по
сравнению со случаем максимальной (9,6 кбит/с) входной скоро-
сти без ухудшения достоверности передачи данных.
После символьного повторителя поток информационных
данных подвергается процедуре блокового перемежения на дли-
тельности кадра в 20 мс, а затем скремблируется децимирован-
ной длинной ПСП, подобно тому, как зто описано в § 11.2.3.
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
197
Информация
Рис. 11.8. Структурная схема канала прямого трафика
Единственное отличие состоит в том, что маска, задающая на-
чальное состояние генератора ПСП, определяется электронным
серийным номером (electronic serial number - ESN) МС в соответ-
ствии с некоторым секретным ключом.
Скремблированные данные далее мультиплексируются
с командами регулировки мощности передатчика МС: определен-
ные символы потока данных на входе мультиплексора заменяют-
ся РСВ-битами. Поскольку скорость поступления данных состав-
ляет 19,2 кбит/с, а частота РСВ-битов - 800 Гц, то замене подле-
жит лишь один из 24 символов информационной последователь-
ности, причем РСВ-бит помещается в одну из первых 16 позиций.
Точное положение бита регулировки мощности определяется
псевдослучайным образом - указателем позиции РСВ-бита слу-
жит десятичное значение 4 наиболее значимых битов с выхода
первого дециматора рис. 11.8.
Мультиплексированный поток данных манипулирует ка-
нальную поднесущую, в качестве которой используется одна из
последовательностей Уолша »8т»31 и w33-riv63 с чиповой ско-
ростью 1,2288 Мчип/с, причем номер последовательности Уолша
однозначно определяет номер канала прямого трафика. Детали
этой операции обсуждались в §§ 11.2.1-11.2.3. В результате каж-
дому символу потока данных сопоставляется один период соот-
198
Системы мобильной связи
ветствующей функции Уолша, и тем самым осуществляется пря-
мое расширение спектра информационного сообщения. После
этого полученный сложный сигнал со скоростью 1,2288 Мчип/с
в сумматоре на рис 11.2 объединяется с сигналами каналов пи-
лот-сигнала, синхронизации и вызова, вслед за чем в модуляторе
перемножается с комплексной ПСП (скремблируется) и перено-
сится на несущую.
Упомянем, что, помимо скоростей 9,6; 4,8; 2,4 и 1,2 кбит/с,
вокодер может поддерживать набор скоростей вида
14,4; 7,2; 3,6 и 1,8 кбит/с. Единственное отличие структуры канала
при этом состоит в изменении скорости сверточного кода до 3/4
для поддержания прежней скорости в 19,2 кбит/с на входе блоко-
вого перемежителя.
11.3. Архитектура линии "вверх"
В обратном канале (линии "вверх") асинхронный вариант
кодового разделения реализуется в комбинации с некогерентным
приемом сигналов на БС. Благодаря этому отпадает необходи-
мость в пилотном канале и канале синхронизации. В итоге оста-
ются лишь два типа логических каналов линии "вверх":
• канал доступа (access channel);
• канал обратного трафика (reverse traffic channel).
Асинхронность кодового разделения делает нерациональ-
ным применение функций Уолша в роли каналообразующих по-
следовательностей (сигнатур) физических каналов, так как при
относительных временных сдвигах они не могут сохранять орто-
гональность и имеют весьма непривлекательные взаимные кор-
реляционные свойства (см. § 5.3.3). Поэтому за разделение кана-
лов в линии "вверх" отвечают различные циклические сдвиги
длинной ПСП периода 242 - 1. Функции Уолша в обратном канале
также используются, но в ином качестве: для организации еще
одной ступени помехоустойчивого кодирования данных, переда-
ваемых МС.
Общая структура обратного канала связи системы IS-95
иллюстрируется на рис. 11.9. Каналы доступа и обратного трафи-
ка, которые используются МС, ассоциированы с определенными
каналами персонального вызова. В результате на один канал
персонального вызова может приходиться до п = 32 каналов дос-
тупа и до т = 64 каналов обратного трафика.
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
199
Обратный канал связи
Канал доступа Канал доступа Канал обратного трафика Канал обратного трафика
1 п 1 т
Циклический сдвиг ПСП периода 242-1
Рис. 11.9. Структура обратного канала ССМС стандарта IS-95
11.3.1. Канал доступа
Канал доступа обеспечивает соединение МС с БС, пока МС
не настроилась на назначенный ей канал обратного трафика. Про-
цесс выбора канала доступа случаен - МС произвольно выбирает
номер канала из диапазона O...ACC_CHAN, где ACC_CHAN - па-
раметр, передаваемый БС в сообщении о параметрах доступа.
Канал доступа используется для регистрации МС в сети, передачи
на БС запроса на установление соединения, ответа на команды,
переданные по каналу вызова и др. Скорость передачи данных по
каналу доступа фиксирована и составляет 4,8 кбит/с.
Процедура формирования сигнала в канале доступа пред-
ставлена на рис. 11.10. Входные данные со скоростью 4,8 кбит/с
подвергаются сверточному кодированию со скоростью 1/3. При-
менение кодера с более низкой скоростью (большей избыточно-
стью), чем в прямом канале, как уже говорилось, объясняется бо-
лее низкой помехоустойчивостью обратного канала вследствие
ограниченности энергоресурса МС. После кодирования скорость
информационного потока в числе кодовых символов возрастает
до 14,4 кбит/с. Двукратное повторение символов в устройстве
повторения доводит символьную скорость до величины 28,8
кбит/с. Применение блокового перемежения в пределах 20 мс
кадра не меняет скорости информационного потока, так что на
ортогональный модулятор данные поступают с прежней скоро-
стью в 28,8 кбит/с.
Системы мобильной связи
200
Информация
ПСП-2
1,2288 Мчип/с
sin (2я//)
Рис. 11.10. Структурная схема канала доступа
Ортогональный модулятор осуществляет отображение (ко-
дирование) групп из 6 двоичных символов в некоторую функцию
Уолша длины 64. Подобная операция представляет собой коди-
рование 6-битовых блоков (64,6) ортогональным кодом (см. § 7.1).
При оптимальном ("мягком") декодировании энергетический вы-
игрыш от использования такого кода асимптотически стремится
к 4,8 дБ [45]. В то же время во многих источниках рассматривае-
мую процедуру именуют ортогональной модуляцией или Уолш-
модуляцией [58-61]. Замена 6 символьной группы на функцию
Уолша производится по следующему правилу: десятичное значе-
ние 6 разрядного двоичного числа, соответствующего группе из
6 бит, однозначно определяет номер функции Уолша. Например,
если
на вход ортогонального модулятора подается группа
6 символов вида (010110), то ей соответствует десятичное значе-
ние 22, а значит, эта группа заменяется модулятором на функцию
Уолша w22, состоящую из 64 символов. В результате ортого-
нальной модуляции скорость данных
64
28,8 х —=307,2 кбит/с.
возрастает
II. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
201
Поток ортогонально модулированных данных подвергается
прямому расширению спектра с помощью длинной ПСП с опре-
деленным циклическим сдвигом, однозначно определяющим
данную МС, что позволяет идентифицировать ее на БС, а значит,
осуществить кодовое разделение абонентов. Циклический сдвиг
длинной ПСП определяется маской генератора длиной 42 бита,
которая конструируется из идентификатора БС, номеров канала
вызова и доступа.
После расширения спектра (суммирования по модулю 2
с длинной?1СГГи~прёобразования булевьос символов в двуполяр-
ные) поток, следующий со скоростью чипбвГ т.е. 1,2288 Мчип/с,
Уступает в квадратурные каналы фазового модулятора, где под-
вергается скремблированию двумя короткими ПСП (ПСП-1
и ПСП-Q) периода 215. Все МС данной соты используют один
и тот же сдвиг короткой ПСП. Поскольку в обратном канале при-
меняется квадратурная ФМ со сдвигом (OQPSK, см. § 4.2), в пле-
че Q модулятора введен элемент задержки на половину длитель-
ности чипа. Применение OQPSK уменьшает глубину нежелатель-
ных провалов огибающей сигнала, а значит, сокращает требуе-
мый линейный динамический диапазон усилителя мощности пе-
редатчика МС.
Сообщение канала доступа подвергается определенной
структуризации (капсулированию) на временных отрезках, называе-
мых слотами и кадрами (рис. 11.11). Слот канала доступа может со-
стоять из (3+MAX_CAP_SZ)+(1+PAM_SZ) кадров, где параметр
MAX_CAP_SZ определяет максимальный размер капсулы сообще-
ния канала доступа, a PAM_SZ - длину преамбулы канала доступа
(значения этих параметров передаются на МС по каналу вызова).
На длительности кадра (20 мс) содержится 88 информационных бит
(тело кадра) и 8 кодированных хвостовых бит (поле Т).
Сообщение канала доступа не обязательно занимает мак-
симальный размер слота. На этот случай МС определяет необхо-
димое число кадров для передачи сообщения и присваивает его
переменной CAP_SZ. Очевидно, что CAP_SZ < 3+MAX_CAP_SZ.
Пример подобного сообщения представлен на рис. 11.12.
Сообщение канала доступа передается в структурирован-
ной форме - в виде капсулы сообщения, содержащей CAP_SZ х
88 бит. В том случае, когда размер передаваемого сообщения
меньше длины капсулы, свободные позиции заполняются доба-
вочными битами.
202
Системы мобильной связи
Рис. 11.11. Структура кадров канала доступа
। 96 бит । 8 бит II । 96 бит ।
и-------►: ------и—н— к------н
Кадр канала доступа Тело кадра Т Тело кадра т Тело кадра Т
1+PAM SZ) кадровCAP SZ кадров
Капсула сообщения канала доступа
! CAPSZx88 6ht
И------------=-----------------к
Сообщение канала доступа Добавка
Рис. 11.12. Структура сообщения канала доступа
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
203
11.3.2. Канал обратного трафика
Канал обратного трафика обеспечивает передачу речевой
информации и данных абонента, а также управляющей информа-
ции с МС на БС, когда МС уже занимает выделенный ей физиче-
ский канал. Структура канала обратного трафика и процедуры
формирования сигналов практически аналогичны применяемым
в канале доступа (рис. 11.13) с несколькими оговорками. Во-
первых, скорость поступления данных в канал обратного трафика
не фиксирована, а может изменяться в зависимости от речевой
активности абонента. В канале осуществляется поддержка потока
данных со скоростями1 9,6; 4,8; 2,4 и 1,2 кбит/с. Во-вторых, маска
генератора длинной ПСП формируется с использованием зако-
дированного электронного серийного номера (ESN) МС. Наибо-
лее же существенным отличием является наличие дополнитель-
ного блока, называемого рандомизатором. Назначение данного
устройства состоит в реализации возможностей по снижению
уровня внутрисистемных помех в обратном канале за счет учета
фактора речевой активности абонента. Алгоритм учета речевой
активности в прямом канале, основанный на повторении симво-
лов с пропорциональным снижением передаваемой мощности,
неприемлем для линии "вверх", так как входит в противоречие
с процедурой быстрой регулировки мощности по замкнутой пет-
ле. Метод уменьшения средней мощности излучения в обратном
канале при снижении скорости речевого потока состоит в псевдо-
случайном прореживании (или маскировании) избыточных симво-
лов, образованных в результате операции символьного повторе-
ния. Рандомизатор вырабатывает маскирующий образец, со-
стоящий из нулей и единиц, в соответствии с которым и осущест-
вляется прореживание, причем соотношение между числом ну-
лей, отвечающих за исключение символов, и единиц определяет-
ся скоростью речевого потока. Так, при максимальной скорости
кодированной речи 9,6 кбит/с прореживание отсутствует, т.е. мас-
кирующий образец состоит из всех единиц. Если же скорость ре-
чевого потока составляет 1,2 кбит/с, рандомизатор вырабатывает
образец, устраняющий в среднем семь из восьми символов.
1 Как и в линии "вниз", эти скорости уже учитывают кодирование CRC-кодом (для
речевых скоростей 8,6 и 4 кбит/с) и добавление хвостовых битов для сверточного
кодирования.
204
Системы мобильной связи
На практике описанная процедура реализуется следующим
образом. Как указывалось ранее, РСВ-биты поступают с частотой
800 Гц, т.е. с интервалом 1,25 мс. На основании этого 20 мс кадр
канала трафика разбивается на 16 групп регулировки мощности.
Рандомизатор псевдослучайным образом вырезает отдельные
группы регулировки, причем количество вырезаемых групп опре-
деляется скоростью работы вокодера. При передаче речевых
данных со скоростью 9,6 кбит/с ни одна из групп не исключается,
если же скорость работы вокодера составляет 1,2 кбит/с, то из
кадра в среднем вырезается 14 из 16 групп. При этом текущая
маска, вырабатываемая рандомизатором, определяется фраг-
ментом длинной ПСП, который использовался при расширении
спектра предыдущего кадра.
В канале обратного (как и прямого) трафика предусматри-
вается также поддержание набора скоростей 14,4; 7,2; 3,6
и 1,8 кбит/с. При этом для сохранения скорости кодированного
потока в 28,8 кбит/с скорость сверточного кодера меняется
с 1/3 на 1/2.
В заключение параграфа кратко рассмотрим формат пере-
дачи информации в канале трафика, а также способы мультип-
лексирования речевой (первичной) информации, данных (вторич-
ной информации) и служебной информации (рис. 11.14). Кадр
Рис. 11.13. Структурная схема канала обратного трафика
II. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
205
обратного (как и прямого) трафика занимает 20 мс. При полно-
скоростном (9,6 кбит/с) режиме кадр содержит 192 битовых пози-
ции; в случае полускоростного режима (скорости поступления
информации 4,8 кбит/с) кадр состоит из 96 бит и т.д. до 24 бит
при скорости 1,2 кбит/с. При скоростях 9,6 и 4,8 кбит/с кадр со-
держит биты с информацией о качестве кадра (индикатор качест-
ва кадра). При всех скоростных режимах кадр заканчивается
8 кодированными хвостовыми битами.
Комбинированная передача первичной и вторичной (или
служебной) информации определена стандартом IS-95 в двух
режимах. В первом режиме, называемом blank and burst, вторич-
ная или служебная информация полностью замещает речевую
информацию в кадре, а значит, передача информации различно-
го типа может производиться только в разных кадрах. Во втором
режиме, носящем название dim and burst, в пределах кадра воз-
можна совместная передача либо первичной и вторичной инфор-
мации, либо первичной информации и информации сигнализа-
ции. Указанные режимы применяются лишь при полноскоростной
передаче, т.е. при скоростях, меньших 9,6 кбит/с, передается ис-
ключительно первичная информация.
1кадр (20 мс)
’ Fi
Информация Индикатор качества Хвост 9,6 кбит/с
а 172 бит А 12 бит а 8 бит
ч гр г
Информация Индикатор качества Хвост 4,8 кбит/с
j 80 бит , А 8 бит 8 бит
гр,г
Информация Хвост 2,4 кбит/С
40 бит 4 8 бит к
1 F
Информация Хвост 1,2 кбитУс
4- 16 бит —► . 8 бит ।
Рис. 11.14. Структура кадров канала обратного трафика
206
Системы мобильной связи
11.4. Принципы организации абонентского доступа
Остановимся теперь вкратце на операциях, которые систе-
ма должна выполнять для установления, поддержания и прекра-
щения соединения МС с другой стороной. Стандарт предусмат-
ривает вызов трех типов:
• исходящий из сети, когда МС инициирует соединение
с абонентом стационарной телефонной сети общего
доступа (ТФОП);
• входящий в сеть, когда абонент ТФОП инициирует соеди-
нение с МС;
• внутрисетевой, когда одна МС инициирует соединение
с другой МС и все процедуры, связанные с обслуживанием вызо-
ва, осуществляются без обращения к ТФОП.
Поскольку МС является общим элементом всех перечис-
ленных вариантов, стандарт IS-95 описывает организацию досту-
па с точки зрения МС, предоставляя БС максимальную свободу,
не входящую в конфликт с действиями МС.
В течение штатного функционирования системы IS-95 МС
может находиться в одном из следующих режимов:
• инициализация МС;
• ожидание;
• доступ в систему;
• контроль канала трафика.
11.4.1. Режим инициализации МС
После включения МС приступает к инициализации или на-
чальному запуску, в течение которого последовательно проходит
следующие этапы:
• определение типа системы;
• синхронизация по сигналу пилотного канала;
• выделение синхросигнала;
• подстройка системного времени.
В течение первого этапа МС определяет, с каким типом
ССМС она будет взаимодействовать - аналоговой или CDMA, -
поскольку все мобильные телефоны стандарта IS-95 являются
двухрежимными. Если принимается решение в пользу второй из
названных систем, МС определяет значение несущей в npeflenaxs
выделенной полосы и переходит к следующему этапу.
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
207
На этапе захвата пилотного сигнала МС осуществляет по-
иск наиболее предпочтительной БС, уровень принятого пилотного
сигнала которой является максимальным. МС подстраивает под
этот сигнал циклические сдвиги опорных коротких ПСП в корре-
ляторах и тем самым синхронизируется с БС по короткому коду.
На выполнение данного этапа МС отводится ограниченный про-
межуток времени. Если в течение этого интервала МС не удается
осуществить захват пилот-сигнала, она возвращается к преды-
дущему этапу. При положительном результате МС переходит
к сканированию канала синхронизации, использующему тот же
циклический сдвиг короткой ПСП, что и пилот-сигнал.
Этап захвата сигнала синхронизации предполагает дости-
жение доступа МС к синхроинформации той БС, на пилотный сиг-
нал которой она настроилась. Примерный перечень параметров,
передаваемых в сообщении синхроканала, приведен в 11.2.2.
Следует отметить, что, как и на предыдущем этапе, на захват
синхросигнала и прием синхроинформации отводится ограничен-
ный интервал времени. Если МС не удается принять синхросо-
общение за отведенное время, она возвращается к этапу систем-
ного определения. Если же процедура начальной синхронизации
завершена успешно, МС переходит к последнему этапу режима
инициализации, на котором осуществляется настройка системно-
го времени и синхронизация генератора длинной ПСП.
11.4.2. Режим ожидания
После завершения процедуры инициализации МС перехо-
дит к режиму ожидания, в течение которого осуществляется про-
смотр канала персонального вызова. Данная процедура, ориен-
тированная на прием сообщения канала вызова или входящего
вызова, выполняется либо в обычном режиме (путем перебора
всех семи каналов вызова в полосе 1,25 МГц), либо в режиме
временного разделения (s/otted mode). Возможность последнего
режима обусловлена способом передачи информации в канале
вызова. Поскольку сообщения, адресованные той или иной МС,
передаются в слотах, можно без затруднений организовать пред-
варительное назначение слотов. Работа МС в режиме временно-
го разделения позволяет МС сканировать только нужные слоты,
отключаясь в перерывах между ними, что приводит к значитель-
ной экономии энергоресурса МС. Переход МС из режима ожида-
208 Системы мобильной связи
ния в режим доступа происходит в результате одного из следую-
щих событий:
• прием МС сообщения по каналу вызова, которое требует
либо подтверждения, либо ответа;
• инициирование вызова со стороны МС;
• осуществление МС регистрации в сети.
Отметим, что в режиме ожидания возможна реализация МС
эстафетной передачи, которая осуществляется по несколько
иному алгоритму, чем при активном контакте МС с сетью. В ре-
жиме ожидания МС продолжает принимать сигналы пилотного
канала. Если при движении из зоны действия одной БС к другой
МС обнаружит, что пилотный сигнал новой станции интенсивнее
сигнала от действующей, она подстраивает свои опорные генера-
торы ПСП под новый циклический сдвиг. Тем самым МС начинает
просмотр канала вызова новой БС, а поскольку возможно скани-
рование канала вызова только одной БС, то механизм мягкой эс-
тафетной передачи в режиме ожидания невозможен.
11.4.3. Режим доступа
В случае перехода МС из режима ожидания в режим досту-
па по одной из указанных причин, между МС и БС осуществляет-
ся обмен сообщениями с использованием канала вызова (в пря-
мом направлении) и канала доступа (в обратном). В зависимости
от причины перехода к рассматриваемому состоянию МС выпол-
няет одну из следующих процедур:
• обновление информации, полученной в сообщении типа
“заголовок”;
• ответ на вызов;
• инициирование вызова со стороны МС;
• регистрация;
• ответ на команду или сообщение БС.
11.4.3.1 . Обновление информации
Сообщения типа “заголовок”, передаваемые БС, в основ-
ном содержат значения параметров конфигурации системы либо
параметров доступа, которые могут изменяться с течением вре-
мени. Для того чтобы МС могла определить, какие значения яв-
ляются текущими, т.е. соответствуют данному моменту времени,
а какие нет, каждое сообщение сопровождается номером, содер-
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 209
жащимся в поле CONFIG_MSG_SEQ или ACC_MSG_SEQ. В том
случае если произошло изменение хотя бы одного параметра, БС
увеличивает значение номера соответствующего сообщения на
единицу. Таким образом, МС, приняв очередное сообщение
с конфигурационными параметрами или параметрами доступа,
сравнивает его номер с хранящимся в памяти. Если номер приня-
того сообщения выше, то МС обновляет значения соответствую-
щих параметров, записывая их в память.
Помимо сообщений конфигурации и доступа, МС принима-
ет следующие пейджинговые сообщения:
• вызова;
• вызова с использованием слотов;
• общее сообщение вызова.
Всякий раз, когда МС принимает пейджинговое сообщение,
она просматривает его на предмет присутствия в нем междуна-
родного идентификационного номера мобильного абонента -
IMSI (international mobile station identification). Если находящийся
в сообщении IMSI отвечает данной МС, то она переходит к этапу
ответа на вызов.
11.4.3.2 . Ответ на вызов
Основным содержанием этого этапа является передача на
БС по каналу доступа ответа на сообщение вызова. Данная опе-
рация осуществляется через процедуру доступа, описываемую
ниже. Получив подтверждение, БС может направить МС по кана-
лу вызова сообщение о назначении канала с целью установления
соединения. Указанное сообщение содержит такие параметры,
как CDMA_FREQ (значение несущей CDMA-канала)
и CODE_CHAN (номер CDMA-канала), которые позволяют МС
настроиться на канал прямого трафика.
11.4.3.3 . Этап регистрации
На этом этапе МС передает на БС по каналу доступа реги-
страционное сообщение, используя процедуру доступа. В частно-
сти, МС передает свой электронный серийный номер - ESN
(electronic serial number), присваиваемый заводом-изготовителем,
и сетевой идентификационный номер - MIN (mobile identification
number), а также статус, местоположение и др. с целью облегчить
поиск МС при входящем вызове. Между частотой регистрации
и размером зоны поиска МС должен существовать определенный
210
Системы мобильной связи
компромисс, который поддерживается оператором сотовой сети.
Если, например, МС не будет вообще регистрироваться, то ЦКМС
лишится сведений о том, включена ли МС, находится ли она
в зоне его обслуживания, а если находится, то где именно. В от-
сутствие априорной информации о местоположении МС зона по-
иска окажется чрезмерно велика, что приведет к значительной
нагрузке на каналы персонального вызова, поскольку все БС сети
будут вовлечены в передачу поисковых сообщений. С другой сто-
роны, частая регистрация позволит ЦКМС локализовать зону по-
иска МС с большой точностью, что, казалось бы, снизит нагрузку
на каналы вызова. Это, однако, приведет к увеличению нагрузки
на каналы доступа, а следовательно, и на каналы персонального
вызова, по которым БС передают подтверждение о регистрации.
Таким образом, эксплуатация ССМС предполагает поддержание
некоторого оптимального соотношения между частотой регистра-
ции МС и размером зоны ее поиска, при котором сетевой ресурс
используется наиболее эффективно.
Стандарт предусматривает ряд форм регистрации МС в сети:
• при включении МС;
• при выключении МС;
• по сигналу таймера;
• по измеренной дистанции;
• по зоновому принципу;
• при изменении контрольных параметров;
• по команде БС;
• по умолчанию.
Информацию об используемых формах регистрации и соот-
ветствующих контрольных параметрах БС передает по каналу
персонального вызова с помощью сообщения о системных пара-
метрах. Так, например, при регистрации по измеренной дистанции
БС сообщает свои координаты и пороговую дистанцию. Каждый
раз, получая координаты новой БС, мобильная станция определя-
ет текущее расстояние до места последней регистрации. При пре-
вышении порога следует процедура регистрации и новая БС ста-
новится точкой отсчета и центром текущей зоны поиска МС [62].
11.4.3.4 . Ответ на команду или сообщение БС
На этом этапе МС посылает ответ на отличные от ранее
рассмотренных сообщения, принятые от БС. Примером может
служить ответное сообщение МС на запрос об аутентификации
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
211
со стороны БС. Как и другие, ответное сообщение передается по
каналу доступа с использованием процедуры доступа.
11.4.4. Процедура доступа МС
Разработка процедуры доступа МС к ССМС, или механизма
соединения с БС, затруднена необходимостью установления од-
новременной связи нескольких МС с одной БС. В некоторой степе-
ни решению проблемы способствует организация раздельной ра-
боты МС путем назначения ей различных каналов доступа. БС,
установив некоторое значение параметра ACC_CHAN в сообще-
нии о параметрах доступа, предоставляет МС возможность слу-
чайным образом выбрать номер канала доступа из интервала
O...ACC_CHAN. Однако, если один и тот же канал доступа исполь-
зуют несколько МС, то велика вероятность совпадения по времени
их передач. Для исключения подобной ситуации необходимо ран-
домизировать время передачи сообщений различных МС таким
образом, чтобы вероятность совпадения была минимальной.
Как следует из ранее изложенного, сообщения, передавае-
мые по каналу доступа, условно можно разделить на два типа:
• передаваемые МС в ответ на сообщения БС;
• запросные, инициируемые МС.
Соответственно этому существуют два различных меха-
низма доступа.
Механизм установления соединения с БС основан на таком
понятии, как попытка доступа (access attempt). Каждая попытка
доступа включает последовательность проб, т.е. передач с на-
растающей мощностью (access probe sequences) (см. рис. 11.15).
В случае ответного сообщения максимальное число после-
довательностей в попытке доступа определяется параметром
MAX_RSP_SEQ, значение которого устанавливается системным
оператором и не может превышать 15, т.е. N < MAX_RSP_SEQ.
При организации запроса максимальное число последовательно-
стей в попытке задается параметром MAX_REQ_SEQ, который,
как и ранее, устанавливается оператором и лежит в том же ин-
тервале допустимых значений. Пробные последовательности мо-
гут передаваться по разным каналам доступа, поскольку перед
каждой передачей последовательности номер канала выбирается
случайным образом на интервале O...ACC_CHAN.
212
Системы мобильной связи
Рис. 11.15. Структура последовательности проб доступа
Случайным является и время между последовательностя-
ми проб TS. Так, для ответного сообщения временной промежу-
ток TS определяется как равномерно распределенная на интер-
вале O...(1+BKOFF) случайная величина, выраженная в числе
слотов канала доступа. Пусть, например, значение параметра
BKOFF равно 3, тогда случайная величина определена на интер-
вале от 0 до 4. Если TS примет значение, равное 3, то расстояние
между двумя последовательностями проб составит промежуток,
равный трем длительностям слота канала доступа. При этом рас-
стояние между последовательностями определяется заново для
каждой новой попытки.
В случае запросного сообщения рандомизация временно-
го интервала между последовательностями проб осуществляется
по более сложному алгоритму. Промежуток между последова-
тельностями в числе слотов определяется как сумма двух слу-
чайных величин, первая из которых, как и ранее, выбирается на
интервале O...(1+BKOFF), а вторая зависит от результата теста,
проводимого МС. В качестве входных параметров теста исполь-
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
213
I зуются причина возникновения доступа, класс обслуживания и др.
f Например, если МС обладает высоким приоритетом доступа, то
f вероятность положительного результата теста велика. Это озна-
! чает, что после текущей последовательности проб МС задержит
| передачу следующей только на величину, выбираемую на интер-
s вале O...(1+BKOFF), т.е. задержка обусловлена только первой
составляющей. Затем тест вновь повторяется, и в случае успеш-
ного его прохождения величина интервала задержки опять будет
определяться прежним образом. Если же тест не проходит, то
задержка дополнительно увеличивается на длительность одного
слота. После этого МС опять повторяет тест, и данная дополни-
тельная задержка будет возрастать слот за слотом, пока тест не
завершится успехом.
Введение дополнительной случайной составляющей в ве-
личину промежутка между последовательностями проб доступа
обусловлено стремлением к еще большей рандомизации начала
времени передачи запросных сообщений, т.е. сообщений, посы-
лаемых МС автономно. Необходимость подобной процедуры дик-
туется тем, что, в отличие от ответных сообщений, частота пере-
дачи запросных не поддается контролю БС, а значит, существует
вероятность одновременного запроса канала доступа
несколькими МС.
Подробная структура последовательности проб представ-
лена на рис. 11.15. Каждая проба доступа (access probe) пред-
ставляет собой короткий запросный пакет, который передается
в течение длительности слота канала доступа с определенным
i уровнем мощности. Максимальное число проб, составляющих
i последовательность, определяется параметром NUM_STEP, зна-
|чение которого устанавливается оператором системы и не
превышает 15.
Для того чтобы снизить уровень помех в процессе доступа,
используется метод передачи, при котором каждая последующая
проба передается с нарастающим от начального значения Ро
уровнем мощности. Начальный уровень мощности регулируется
разомкнутой петлей управления мощности. Приращение уровня
излучения ДР от запроса к запросу определяется параметром
PWR_STEP, называемым коррекцией проб доступа.
После излучения запросного пакета МС ожидает ответа-
подтверждения в течение времени, задаваемого с помощью па-
раметра АСС_ТМО как
ТА = 80 х (2 + АСС_ТМО) мс.
214
Системы мобильной связи
Если ответное сообщение на запрос будет получено за время
ожидания ТА, то попытка доступа считается успешно завершен-
ной. Если же подтверждения за указанный интервал получено не
было, МС задерживает следующий запрос на промежуток време-
ни TR, определяемый случайным образом из диапазона значений
от 0 до (1 + PROBE_BKOFF) в числе слотов канала доступа, по-
сле чего процедура передачи повторяется.
11.4.5. Режим контроля канала трафика
Этот режим функционирования МС наступает либо после
этапа ответа на вызов, либо по успешном завершении иницииро-
вания вызова и установлении связи с БС, как описано в § 11.4.4.
В данном режиме МС осуществляет обмен информацией с БС,
используя каналы прямого и обратного трафика. Основные этапы:
• инициализация канала трафика;
• ожидание команды;
• ожидание ответа;
• разговор абонентов;
• завершение разговора.
14.4.5.1. Инициализация канала трафика
На этапе инициализации канала трафика МС проверяет
свою способность к приему информации от БС по каналу прямого
трафика. Подтверждением данной возможности служит уверен-
ный прием Л/5т последовательных кадров за время Т50т (напри-
мер, двух кадров за 200 мс), где N5m и Т50т - параметры, опре-
деляемые стандартом IS-95. В случае успешного завершения
проверки МС начинает передавать по каналу обратного трафика
преамбулу канала трафика. После принятия команды подтвер-
ждения от БС в пределах временного интервала Т51т нахожде-
ния на этапе инициализации (например, 2 с) дальнейшее функ-
ционирование МС определяется типом вызова:
• если вызов является входящим, МС переходит к этапу
ожидания команды;
• если вызов исходящий, то МС переходит к этапу разговора.
Возможен и другой сценарий действий МС, в результате ко-
торого она возвращается на начальный этап режима инициали-
зации МС. Подобное происходит тогда, когда МС не принимает
И. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (1S-95) 215
либо заданного количества кадров от БС, либо команду подтвер-
ждения приема БС преамбулы за отведенный интервал времени.
11.4.5.2. Ожидание команды
МС переходит на этот этап после инициализации канала
трафика при входящем вызове. На данном этапе МС ожидает
приема от БС по каналу прямого трафика сигнала готовности
с информационным сообщением, представляющего собой посыл-
ку вызова (звонок) с номером вызывающего абонента. В случае
приема МС сигнала готовности она переходит к этапу ожидания
ответа МС. Если же МС в течение 5 с после перехода на этап
ожидания команды не примет сигнала готовности, то возвраща-
ется на начальный этап режима инициализации.
11.4.5.3. Ожидание ответа МС
Переход МС на этап ожидания ответа возможен только
с этапа ожидания команды при входящем вызове. В рамках этого
этапа МС ожидает ответа абонента на вызов. Если абонент отве-
чает на вызов, МС отключает звуковой сигнал вызова, передает
команду на соединение по каналу обратного трафика БС и пере-
ходит к этапу разговора абонентов.
11.4.5.4. Разговор абонентов
Как следует из описания предыдущих этапов, этап разгово-
ра абонентов начинается либо после этапа инициализации кана-
ла трафика (при исходящем вызове), либо после этапа ожидания
ответа МС (при входящем вызове). В ходе этапа происходит об-
мен первичной (речевой) информацией между БС и МС с исполь-
зованием каналов прямого и обратного трафика.
11.4.5.5. Завершение разговора
На данном этапе осуществляется прекращение разговора
и соединения БС с МС. Если инициатором разъединения являет-
ся МС, она передает по каналу обратного трафика команду на
прекращение соединения с БС. В противном случае аналогичную
операцию осуществляет БС по каналу прямого трафика.
1
216
Системы мобильной связи
11.4.6. Эстафетная передача
Эстафетная передача, неоднократно упоминавшаяся в кни-
ге, является неотъемлемым атрибутом любых ССМС, ответст-
венным за непрерывность контакта абонента с сетью при пере-
мещении МС из соты в соту. ''Гладкость" эстафетной передачи
особенно важна для абонентов в активном состоянии, поскольку
ощутимые нарушения связи в ходе разговора резко снижают ка-
чество передачи речевой информации и нервируют потребителя.
Стандарт IS-95 поддерживает три механизма эстафетной
передачи МС:
• межсистемная, или жесткая, эстафетная передача
(hard handoff);
• внутрисистемная, или мягкая, эстафетная передача
(soft handoff);
• межсекторная (softer handoff).
Различают два типа жесткой эстафетной передачи:
• при переходе МС из зоны обслуживания одного оператора
CDMA-системы в зону обслуживания другого либо при переходе из
одного частотного диапазона (1,25 МГц) в другой. В обоих случаях
МС остается в зоне обслуживания CDMA системы, поэтому данную
эстафетную передачу иногда называют D-to-D (digital-to-digital);
• при переключении МС с CDMA-системы на аналоговую
ССМС. В этом случае эстафетная передача носит наименование
D-to-A (digital-to-analog).
Алгоритм жесткой эстафетной передачи аналогичен опи-
санному в предыдущей главе. Когда интенсивность принимаемого
от МС сигнала становится меньше некоторого порога, обслужи-
вающая БС посылает об этом сообщение в ЦКМС. По команде
ЦКМС соседние БС с помощью сканирующих приемников осуще-
ствляют измерение уровня сигнала, принимаемого от данной МС.
Если результат измерения какой-либо БС превысил установлен-
ный порог, то ЦКМС инициирует процедуру эстафетной передачи,
выделяя МС один из свободных каналов трафика новой БС,
и переключает вызов из старой соты в новую. Очевидно, что при
жесткой эстафетной передаче неизбежно прерывание соедине-
ния, что отрицательно сказывается на качестве приема речевой
информации.
При мягкой эстафетной передаче, впрочем, как и при меж-
секторной, МС одновременно использует несколько каналов связи
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95) 217
(текущей БС и новых). Так, при межсотовой эстафетной передаче
может быть задействовано до трех соседних сот, а при межсектор-
ной - два сектора одной соты. В обоих вариантах МС, используя
приемник RAKE, осуществляет раздельный прием сигналов кана-
лов прямого трафика либо различных БС, либо секторов БС. Про-
изведя оценку качества приема сигналов, МС с помощью селекто-
ра формирует результирующий сигнал путем "склеивания" наи-
лучших по качеству кадров различных БС, что и обеспечивает ме-
ханизм мягкой эстафетной передачи. Отличие же между межсото-
вой и межсекторной передачей состоит в субъекте формирования
подобного же результирующего сигнала в обратном канале. По-
скольку при межсотовой эстафетной передаче прием сигналов
осуществляется разными БС, то оценка качества кадров произво-
дится ЦКМС, тогда как при межсекторной передаче обслуживания
данная операция выполняется многосекторной БС.
Характерной чертой мягкой эстафетной передачи (в отли-
чие от жесткой) является непосредственное участие в ней МС.
Последняя оценивает качество канала связи, измеряя отношение
сигнал-шум в пилотном канале, приходящееся на один чип, и пе-
редает результаты измерения на БС. Существенная роль МС
в осуществлении передачи обслуживания нашла отражение
в названии этой процедуры - mobile-assisted handoff (МАНО).
По результатам произведенных измерений ЦКМС форми-
рует четыре списка БС в виде перечня циклических сдвигов ко-
роткой ПСП, т.е. пилот-сигналов, которые передаются МС для
использования в процедуре эстафетной передачи:
• активные каналы (active set);
• каналы-кандидаты (candidate set);
• граничные каналы (neighbor set);
• остальные каналы (remaining set).
Список активных каналов представляет собой перечень БС
или секторов БС, с которыми в данный момент осуществляется
связь по каналам трафика. Пополнение данного списка произво-
дится по команде с БС в виде сообщения по руководству эста-
фетной передачей (handoff direction message). Список активных
каналов может содержать от 1 до 6 БС (секторов), причем если
в нем содержится только один пилот-сигнал БС, то мягкая эста-
фетная передача не производится.
Список каналов-кандидатов состоит из тех пилотных кана-
лов, для которых отношение сигнал-шум незначительно отлича-
ется от аналогичного параметра активных каналов и которые мо-
218
Системы мобильной связи
гут претендовать на участие в мягкой эстафетной передаче.
Включение пилот-канала в данный перечень производится в слу-
чае превышения отношением сигнал-шум порога включения (или
порога обнаружения пилот-сигнала - pilot detection threshold
T_ADD). Удаление БС (сектора) из этого списка происходит тогда,
когда интенсивность ее пилот-сигнала оказывается ниже порога
исключения (pilot drop threshold T_DROP) в течение интервала
времени, задаваемого параметром T_TDROP (handoff drop timer
expiration value). Как и в предыдущем случае, список каналов-
кандидатов может содержать до 6 представителей. Укажем, что
БС может быть переведена из списка активных в список кандида-
тов в том случае, если она не содержится в сообщении по руко-
водству эстафетной передачей, однако еще не истекло время,
задаваемое T_TDROP.
Список граничных каналов содержит множество тех БС, ко-
торые расположены по соседству с обслуживающей МС в данное
время. Первоначально подобный список состоит из тех БС, сведе-
ния о которых содержатся в сообщении neighbor list message, пе-
редаваемом по каналу вызова БС, в зоне которой находится МС.
Для того чтобы список соседних БС соответствовал текущему по-
ложению МС в системе, каждому пилот-каналу в граничном списке
сопоставляется специальный счетчик времени (aging counter).
Счетчик обнуляется, когда пилотный канал помещается в гранич-
ный список из активного или списка кандидатов. Значение счетчика
увеличивается на единицу всякий раз после приема сообщения
с обновленными данными (neighbor list update message). Если зна-
чение счетчика какого-либо граничного представителя превысит
порог NGHBR_MAX_AGE, канал переводится в список остальных.
Список граничных каналов может содержать до 20 пилотных кана-
лов. Пилотный канал может быть переведен из активного или спи-
ска кандидатов в граничный, если сведения о нем не содержатся
в сообщении handoff direction message, причем промежуток време-
ни с момента исключения превышает T_TDROP.
Список остальных каналов включает все БС, использующие
одну и ту же частотную полосу в 1,25 МГц и не входящие ни
в один из трех ранее упомянутых списков.
Рис. 11.16 дает примерную иллюстрацию процедуры мягкой
эстафетной передачи МС, движущейся из зоны обслуживания
БС1 в направлении к БС2. До момента времени (1) МС обслужи-
вается только БС1, пилот-сигнал которой является единственным
представителем списка активных каналов. В процессе работы МС
11. Радиоинтерфейс системы cdmaOne (IS-95)
219
Рис. 11.16. К пояснению процедуры мягкой эстафетной передачи
отслеживает наиболее сильные многолучевые компоненты сиг-
налов в пилотном канале, оценивает их интенсивность в виде
отношения сигнал-шум на чип qc и сравнивает полученные
оценки с двумя порогами T_ADD и T_DROP. Как видно из
рис. 11.16, в момент времени (1) уровень пилотного сигнала БС2,
не относящейся в данный момент к списку активных, превышает
порог T_ADD. МС по каналу обратного трафика информирует БС
об этом превышении порога в сообщении pilot strength measure-
ment message и переводит пилотный канал БС2 из граничного
списка в список кандидатов. БС1 сигнализирует ЦКМС об указан-
ном превышении порога, а тот в свою очередь определяет необ-
ходимость и возможность инициирования мягкой эстафетной пе-
редачи и при положительном решении командует контроллеру БС
начать процедуру эстафетной передачи. КБС принимает команду
и выделяет МС свободный канал прямого трафика БС2.
В момент времени (2) МС принимает от БС1 сообщение hand-
offdirection message, в котором указывается на необходимость уста-
новления связи с новой БС2 и содержатся значение циклического
сдвига короткой ПСП БС2 и номер функции Уолша, соответствую-
щей выделенному каналу прямого трафика. После осуществления
синхронизации по новому пилот-сигналу и захвата канала трафика
МС в момент времени (3) переводит пилот-канал БС2 из списка кан-
дидатов в список активных каналов и посылает на БС сообщение об
установлении режима мягкой эстафетной передачи (handoff com-
pletion message) по каналу обратного трафика. Начиная с этого мо-
мента список активных каналов состоит из двух представителей -
БС1 и БС2, а МС начинает работу в режиме мягкой эстафетной пе-
220
Системы мобильной связи
редачи, используя два различных канала прямого трафика и фор-
мируя результирующий сигнал "склеиванием" информационных
кадров различных БС лучшего качества.
Дальнейшее передвижение МС изменяет энергетику при-
нимаемых ею сигналов от БС. В момент (4) МС обнаруживает па-
дение уровня пилотного сигнала БС1 ниже порога выключения
T_DROP и запускает таймер, определяющий интервал времени,
в течение которого интенсивность принимаемого сигнала ниже
допустимой величины. Если уровень сигнала вновь возрастет
и превысит порог T_DROP до превышения таймером значения
T_TDROP, то таймер обнуляется, а пилот-канал БС1 остается
в списке активных. В рассматриваемом примере в момент време-
ни (5) показание таймера превысило значение порога T_TDROP
и МС передает на базовую (и далее в ЦКМС) измеренное значе-
ние отношения сигнал-шум и текущее значение таймера в сооб-
щении pilot strength measurement message. На основании полу-
ченных измерений ЦКМС принимает решение о завершении эс-
тафетной передачи и удаляет канал БС1 из списка активных, сиг-
нализируя об этом МС в сообщении handoff direction message.
В момент времени (6) МС принимает указанное сообщение,
в котором содержится только циклический сдвиг ПСП БС2, от-
ключает канал трафика БС1, переводит ее пилот-канал из актив-
ного списка в граничный и передает на БС сообщение
о завершении эстафетной передачи (handoff completion message).
Как следует из рассмотренного примера, эффективность
мягкой эстафетной передачи в значительной степени определя-
ется правильным выбором порогов T_ADD и T_DROP, а также
временем срабатывания таймера T_TDROP. Установка низких
порогов и большого интервала T_TDROP приводит к расширению
списка активных каналов и снижению частоты его обновления,
что, с одной стороны, обеспечивает лучшее качество связи (по-
скольку в эстафетной передаче участвует большее количество
БС), но, с другой - приводит к возрастанию нагрузки на каналы
прямого трафика, а значит, к снижению абонентской емкости сис-
темы. Установка высоких порогов и малого времени срабатыва-
ния таймера увеличивает частоту обновления списков и сокра-
щает число активных каналов, а значит, сохраняет системный
ресурс, однако качество связи ухудшается, поскольку в эстафет-
ной передаче задействовано малое количество БС. Вместе с тем,
возраста&т частота обмена служебной информацией между МС
и БС, что опять увеличивает нагрузку на систему.
12. РАДИОИНТЕРФЕЙСЫ МОБИЛЬНЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ
ТРЕТЬЕГО ПОКОЛЕНИЯ
12.1. Общая концепция мобильной связи
третьего поколения
Как неоднократно упоминалось, линия, разделяющая пер-
вые два поколения мобильной связи, весьма отчетлива: стандар-
ты первого поколения (NMT-450, NMT-900, AMPS, TACS и др.)
были аналоговыми, тогда как появившиеся в первой половине
1990-х гг. системы второго поколения (GSM, D-AMPS, PDC/JDC)
воплотили многие потенциальные преимущества цифровой пе-
редачи сообщений (эффективная компрессия данных, помехо-
устойчивое кодирование, простота реконфигурирования, техноло-
гичность и стабильность аппаратных средств и т.д.). Хотя на мо-
мент написания книги системы первого поколения все еще функ-
ционируют и даже расширяются в некоторых регионах земного
шара, многие страны с развитой телекоммуникационной инфра-
структурой практически отказались от их использования, найдя
более рациональные варианты утилизации отводившихся им
прежде диапазонов частот (GSM-450, GSM-800). В Финляндии,
к примеру, являющейся одним из мировых лидеров в области
передовых информационных технологий, операторы сетей NМТ
вывели последние из эксплуатации к концу 2000 г.
В ходе стремительной экспансии коммерческих сетей мо-
бильных телекоммуникаций довольно быстро стало очевидным,
что потенциальный спектр предоставляемых ими услуг может
простираться далеко за рамки первоначального назначения -
беспроводного телефонного сервиса. Среди экспертов в области
информационного маркетинга на определенном этапе утверди-
лось убеждение, что транснациональные электронные гиганты
могут не выжить в телекоммуникационном секторе бизнеса, если
не выступят со стратегическими инициативами, существенно раз-
двигающими горизонты сетей мобильной связи. Огромным сти-
мулирующим фактором при этом явилось взрывное развитие
Internet и охват им невиданной по своим масштабам аудитории.
В итоге мобильные системы связи XXI века стали рассматривать-
222
Системы мобильной связи
ся как универсальные сети, обеспечивающие высокоскоростной
информационный обмен с потребителем, не ограничивая свобо-
ды перемещения последнего и поддерживая в любой географи-
ческой точке Земли качество услуг на уровне того, которое могло
бы быть предоставлено любой самой продвинутой стационарной
сетью транспортировки информации (ISDN, LAN и пр.). При этом
формат передаваемых данных может быть самым разнообраз-
ным: обычный телефонный разговор, компьютерные файлы, фак-
симильные, мультимедийные и аудиовизуальные сообщения,
Internet-пакеты, электронная почта и др.
Нетрудно понять, что в рамках стандартов второго поколе-
ния подобная программа не представляется осуществимой
в первую очередь из-за низких скоростей передачи данных. Спе-
цификация GSM, например, предусматривает скорости 9,6 или
14,4 кбит/с, в то время как для передачи мультимедийных данных
требуются многократно ббльшие скорости.
Отметим, что сообществом GSM предприняты активные
шаги в направлении приближения стандарта к новым реалиям.
В литературе соответствующие предложения часто упоминают
как "поколение 2,5" (2,5G), характеризуемое тремя основными
дополнениями к базовому стандарту [39, 58, 59]. Первое, обозна-
чаемое аббревиатурой HSCSD (high-speed circuit-switched data),
состоит в предоставлении одному и тому же пользователю не-
скольких слотов в GSM-кадре (см. § 10.2), что увеличивает ско-
рость передачи в соответстующее число раз. Второе - GPRS
(general packet radio service) - предусматривает организацию
специального канала пакетной передачи со скоростями до
115 кбит/с (или даже выше, но без помехоустойчивого кодирова-
ния). Наконец, третье - EDGE (enhanced data rates for global
evolution) - подразумевает введение, наряду с гауссовской МЧМ,
добавочного модуляционного формата: восьмеричной ФМ, утраи-
вающей скорость передачи в рамках фиксированного частотного
ресурса. Согласно рекламным материалам, совокупность всех
названных мероприятий позволит повысить скорость передачи до
384 кбит/с. Разумеется, компании, насыщающие рынок аппарату-
рой других стандартов, стремятся избежать роли аутсайдеров и
анонсируют усовершенствования аналогичного плана. Примером
этого служит реализованный в рамках стандарта IS-95 обмен
абонентской емкости на скорость передачи, позволяющий под-
нять последнюю до 115 кбит/с. Однако временный, переходный
характер такого рода модернизаций очевиден: максимизация
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
223
скорости означает предоставление всего имеющегося ресурса
единственному потребителю, а ухудшение качества связи, сопут-
ствующее применению ФМ8 и отказу от канального кодирования,
резко ограничит зону обслуживания БС. Поэтому интенсивная
работа по подготовке нового стандарта мобильной связи, откли-
кающегося на вызовы XXI века, началась еще до возникновения
вышеупомянутых проектов.
Инициаторами и наиболее заинтересованными субъектами
разработки стандартов третьего поколения (3G) явились Между-
народный Телекоммуникационный Союз (ITU - International Tele-
communication Union), Европейский институт телекоммуникацион-
ных стандартов (ETSI - European Telecommunication Standards
Institute), ассоциации радиопромышленников США (TIA - Tele-
communication Industry Association) и Японии (ARI В - Association of
Radio Industries and Businesses), органы, представляющие инте-
ресы телекоммуникационных сообществ Китая и Кореи, а также
крупнейшие корпорации, определяющие конъюнктуру мирового
рынка (Nokia, Eriksson, Qualcomm, Motorola, Lucent, Nortel и др.).
Несмотря на то что история вопроса укладывается в весьма не-
продолжительный временной отрезок, ее повороты и коллизии
уже составили сюжет весьма объемистых томов [63]. Первона-
чальный энтузиазм по поводу грядущего единого всемирного
стандарта довольно быстро иссяк, когда вскрылись истинные
масштабы разногласий, разделяющих потенциальных партнеров.
Одним из камней преткновения оказалось несоответствие
распределений частот в различных частях света, затрудняющее
стандартизацию диапазонов и отягощающее выработку единой
системной концепции. Другим серьезным препятствием явилось
естественное стремление ряда корпораций, особенно лидеров
в продвижении систем стандарта IS-95 (QUALCOMM, Lucent
и т.д.), максимально сгладить производственные проблемы, неиз-
бежно сопровождающие переход на новые технологии, и соблюсти
преемственность между 2G и 3G стандартами. Позиции сторон
временами становились столь непримиримыми, что сама идея кон-
солидации подходов казалась нереальной. Однако, в итоге
многочисленных взаимных уступок, компромиссов и попыток гар-
монизации проектов относительное согласие к 2000 году было все
же достигнуто. В его основу легла трактовка, допускающая сосу-
ществование под общим флагом 3G стандарта параллельных спе-
цификаций (семейство_.1МЬ2000),' отражающих корпоративные
тоЧкргз^тГиЯ''определенных групп при сохранении единого пони-
224
Системы мобильной связи
мания задач мобильной связи в наступившем столетии и унифика-
ции некоторых наиболее весомых системных показателей.
Согласованные базовые требования, определяющие фило-
софию 3G, в укрупненной формулировке таковы [40]:
• скорость передачи данных до 2 Мбит/с в пределах полосы
не более 5 МГц;
• возможность варьирования скорости в широком диапазо-
не в зависимости от характера передаваемых данных;
• возможность мультиплексной передачи в рамках одного
контакта данных разнообразного содержания и разного уровня
требований к качеству (речь, мультимедиа, пакеты и т.п.);
• сосуществование систем 2G и 3G и возможность эстафет-
ной передачи между ними с целью расширения зон покрытия
и выравнивания трафика;
• поддержка асимметричного режима работы, когда линия
"вниз" имеет значительно более напряженный трафик (например,
при поиске информации в Internet) по сравнению с линией "вверх";
• возможность реализации дуплексной передачи в вариантах
как частотного, так и временного разноса линий "вниз" и "вверх";
• максимальная гибкость сетевого оборудования и возмож-
ность построения его на основе "набора инструментов" (toolbox)-,
• доступность мобилизации наиболее современных резер-
вов улучшения качества связи (адаптация к условиям распро-
странения, пространственная селекция терминала - smart-
антенны, многопользовательские - mu/f/user-приемники и т.д.).
К середине 2002 г. лидирующие позиции закрепились за
двумя проектами, общей платформой которых является техноло-
гия кодового разделения (CDMA). Первый из них - UMTS (Univer-
sal Mobile Telecommunication Systefr^en»eic» Продуктом коопе-
рации Евросоюза (в лице ETSI) и Японии (ARIB) и имеет дейст-
венную поддержку со стороны Кореи, Китая, а также многих кор-
пораций Европы и США. Хотя радиоинтерфейс UMTS, получив-
ший название UTRAN (Universal Terrestrial Radio Access Network),
основан на кодовом разделении и практически не имеет ничего
общего с физическим уровнем GSM, на сетевом уровне предла-
гаемый стандарт целиком опирается на "готовую" инфраструктуру
GSM. Поэтому он особенно выгоден фирмам-поставщикам обо-
рудования GSM, ряд из которых (Nokia, Eriksson) принимал самое
непосредственное участие в его разработке, и, благодаря актив-
ности все тех же компаний, имеет все шансы выйти на эксплуата-
ционную стадию уже в 2002 г. Для завершения работы над спе-
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
225
цификацией стандарта создано организационное ядро 3GPP (3G
Partnership Project), наименование которого часто используется
как синоним названия самого проекта UMTS.
Второй проект, известный под именем cdma2000, является
максимально преемственным по отношению к системе cdmaOne
(IS-95, см. гл. 11) и настойчиво продвигается компаниями
Qualcomm, Lucent и Motorola - основными поставщиками и опера-
торами действующих CDMA-систем. Учитывая масштабы распро-
странения cdmaOne в США и на азиатском субконтиненте, можно
не сомневаться в жизнеспособности и перспективности названно-
го проекта. Процесс доводки спецификации этого стандарта так-
же интернационализирован и контролируется органом, называе-
мым 3GPP2 (3G Partnership Project number 2).
В последующих разделах главы дается краткий обзор клю-
чевых решений, составляющих основу физического уровня упо-
мянутых 3G стандартов. При этом большая часть материала по-
священа радиоинтерфейсу UMTS, учитывая, с одной стороны,
опережающие позиции этого проекта в плане близости к реали-
зации, а с другой - ббльшую притягательность (по впечатлению
авторов, которое может не оправдаться) для- российского рынка
телекоммуникационных услуг.
Справедливости ради следует подчеркнуть, что, по крайней
мере, на момент подготовки рукописи семейство IМТ-2000 не ис-
черпывалось лишь названными предложениями. Так, корейский
консорциум во главе с ETRI (Electronics and Telecommunications
Research Institute) отстаивает проект TTA I, близкий к cdma2000,
однако в большей мере ориентированный на национальную спе-
цифику мобильных сетей, в которых технология CDMA является
монопольной. Кроме того, нельзя сбрасывать со счетов проект
UWC-136 (Universal Wireless Communications), настойчиво лобби-
руемый операторами стандарта IS-136. Являясь развитием по-
следнего в направлении запросов третьего поколения, этот про-
ект, в отличие от предыдущих, базируется на платформе времен-
ного разделения (TDMA) и имеет определенные рыночные пер-
спективы, по крайней мере, в Северной Америке.
226
Системы мобильной связи
12.2. Радиоинтерфейс системы UMTS/FDD
12.2.1. Общая характеристика и основые параметры
Спецификация 3GPP [64] представляет собой чрезвычайно
громоздкий документ, завершенная версия которого по оценкам
будет содержать более 4000 страниц [41]. По своему назначению
это директива, главная цель которой дать однозначные и недву-
смысленные указания, подлежащие обязательному выполнению
любым производителем и оператором. Читатель, интересующий-
ся технологией выбора тех или иных решений, их теоретическим
обоснованием, степенью близости к оптимальным, вряд ли впра-
ве рассчитывать найти ответы на подобные вопросы в тексте
стандарта 3GPP. Тем более наивной была бы попытка детально- j
го и подкрепленного серьезным анализом описания стандарта ]
в рамках небольшой по объему главы. Остановимся лишь на J
наиболее принципиальных чертах физического уровня радиоин- s
терфейса UTRAN, определяющих философию системы, призван- |
ной стать одним из основных коммуникационных средств насту- 1
пившего столетия. |
Международным регламентом для SG-систем на европей- 1
ском и большей части азиатского субконтинентов выделены уча- I
стки спектра в районе частоты 2 ГГц: 1920... 1980 МГц для линии |
"вверх" и 2110...2170 МГц для линии "вниз". Тем самым преду? |
сматривается организация дуплексной связи на основе частотно- I
го разнесения (FDD - frequency division duplex). Однако указанные Я
диапазоны доступны не во всех частях света в силу исторически 1
сложившегося распределения частот, и потому в некоторых ре* I
гионах (например, США) реализация частотного дуплекса оказы-: 1
вается невозможной. В силу этого, наряду с основным (частот- 1
ным) вариантом дуплекса, стандарт оговаривает и дополнительг, I
ный - временной (TDD - time division duplex), в котором частц .1
временного кадра выделяется для передачи сообщения от БС,Я
к МС, тогда как другая служит для передачи в обратном направ- 1
лении. В настоящем разделе рассмотрение концентрируется на я
варианте FDD, отличия в структуре и параметрах физического Я
уровня TDD кратко обсуждаются в § 12.3. .1
Стандартом предписывается выполнение всех требований, 1
перечисленных в § 12.1, и, в частности, установлены жесткие
ориентиры по скорости передачи: Я
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
227
• вне пределов больших городов при скорости движения
пользователя до 500 км/час не менее 144 кбит/с (в будущем
до 384 кбит/с);
• в пригородной и городской зоне при скорости
до 120 км/час не менее 384 кбит/с (в будущем до 512 кбит/с);
• внутри помещений при скорости до 10 км/час не менее
2 Мбит/с.
Кроме того, спецификация 3GPP определяет UMTS как ши-
рокополосную (spread spectrum) систему с кодовым разделением
(CDMA) и прямым (direct sequence) расширением (см. § 5.2), же-
стко оговаривая структуры расширяющих, канализирующих
и скремблирующих кодов (см. ниже), а также устанавливая еди-
ную и неизменную частоту следования чипов названных кодов
в 3,84 Мчип/с (3,84 • 106 чипов в секунду).
12.2.2. Логические, транспортные и физические каналы
Под физическим уровнем UTRAN в соответствии с общей
классификацией многоуровневых открытых систем (см. § 1.1) по-
нимается совокупность процедур и средств, непосредственно
связанных с обменом данными между БС и МС. К таковым, среди
прочего, относятся:
• помехоустойчивое канальное кодирование, мультиплек-
сирование и демультиплексирование данных, поступающих
с верхних уровней;
• согласование скоростей информационных потоков, посту-
пающих по транспортным каналам с сеткой скоростей, предос-
тавляемых физическими каналами;
• отображение транспортных каналов на физические;
• модуляция, расширение (spreading) и сжатие (despreading)
спектра физических каналов;
• частотная и временная синхронизация;
• измерение параметров канала и управление мощностью
излучения по замкнутой петле;
• взвешивание и комбинирование физических каналов;
• радиочастотная обработка сигналов.
В дальнейших подразделах некоторые из названных функ-
ций расшифровываются и освещаются с большей детальностью,
однако вначале следует прокомментировать смысл классифика-
ции каналов, принятой в документах 3GPP и несколько расходя-
щейся с характерной, например, для стандарта GSM (см. § 10.2).
228
Системы мобильной связи
Понятие "логический канал" относится к уровням выше фи-
зического и отражает содержание данных, предназначенных для
передачи (обмен сообщениями с потребителем или команды
управления). Термин "транспортный канал" относится к способу
и формату данных, передаваемых далее по физическим каналам.
В свою очередь, специфические частота и кодовая последова-
тельность, обеспечивающие соединение между БС и МС, задают
тот или иной физический канал. Как можно видеть, информация,
структурированная в транспортных каналах, далее проектируется
на физические каналы, по которым передается "вниз" и "вверх".
Укажем еще один классификационный признак, относящий-
ся как к физическим, так и транспортным каналам UMTS: и те
и другие делятся на выделенные (dedicated) и общие (common).
Выделенные транспортные каналы (по одному на каждого поль-
зователя) содержат данные обмена между конкретным потреби-
телем и сетью, а также сигналы управления, тогда как общие
транспортные каналы служат для передачи системной информа-
ции, данных о конфигурации сети и параметрах соты, сигналов
вызова, пакетных сообщений и др. Смысл аналогичной класси-
фикации физических каналов будет ясен из дальнейшего
изложения.
Все физические каналы имеют стандартизованную времен-
ную структуру [39, 40, 64]. Каждый канал делится на кадры дли-
тельностью 10 мс (38 400 чипов). Каждый кадр состоит из 15 сло-
тов, имеющих длительность 666,6... мс (2560 чипов). Распреде-
ление данных между слотами и в пределах слота варьируется
в зависимости от типа физического канала и текущей скорости
передачи данных.
12.2.3. Выделенные физические каналы линии "вверх"
Выделенный физический канал используется потребителем
на монопольной основе. Существует два типа выделенных физи-
ческих каналов на линии "вверх": канал данных DPDCH (dedicated
physical data channel) и канал управления DPCCH (dedicated
physical control channel)'. DPDCH используется для передачи
данных выделенного транспортного канала, в то время как
DPCCH передает от МС к БС информацию служебного назначе-
1 Дальнейшее использование англоязычных аббревиатур является вынужденным
во избежание разночтений с символикой, принятой в документах 3GPP.
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
229
ния: биты пилот-сигнала, необходимого для оценки текущих па-
раметров трассы между данным МС и БС и когерентного детекти-
рования, команды управления мощностью излучения БС по замк-
нутой петле и др. Канал управления DPCCH для данного пользо-
вателя всегда единственный, тогда как каналов данных DPDCH
может быть несколько: единственный выделенный транспортный
канал может отображаться параллельно на несколько (до 6) фи-
зических с целью увеличения скорости передачи (мультикодовая
передача). Идентификационным признаком каждого из выделен-
ных физических каналов (будь то DPDCH или DPCCH) является
один из канализирующих кодов, ансамбль которых описывается
ниже в § 12.2.5.
В случае использования данным потребителем единствен-
ного DPDCH объединение последнего с обязательно присутст-
вующим каналом управления DPCCH происходит в квадратурном
модуляторе, причем DPDCH подается в синфазную (/), a DPCCH
- в квадратурную (Q) ветвь последнего. Предварительно каждый
из этих каналов, представляющий битовый поток в форме двупо-
лярного сигнала, перемножается со своим канализирующим ко-
дом, а затем взвешивается соответствующим множителем (Дс/для
DPDCH, Дс для DPCCH), с тем чтобы канальные мощности соот-
ветствовали разным (при необходимости) требованиям к качеству
приема пользовательского сообщения и данных контроля. Наи-
больший из коэффициентов всегда поддерживается равным еди-
нице, нулевое значение означает отключение соответствующего
канала, а промежуточные значения равномерно заполняют ин-
тервал (0,1) с шагом 1/15. Изменение весов может происходить
от одного кадра к другому.
Если потребитель вовлекает в работу более одного
DPDCH, все они взвешиваются одним и тем же множителем
и равномерно распределяются между ветвями модулятора. Та-
ким образом, все параллельно действующие DPDCH абсолютно
равноправны. Сказанное иллюстрирует рис. 12.1, где канализи-
рующий код, соответствующий /-му выделенному каналу данных
(DPDCHj, / = 1, 2, .... 6) обозначен как KKt, а код, формирующий
физический канал DPCCH, - как ККС.
230
Системы мобильной связи
Рис. 12.1. Мультиплексирование выделенных каналов линии "вверх"
12.2.4. Общие физические каналы линии "вверх"
Общие физические каналы отличаются от выделенных тем,
что их ресурс предоставлен в распоряжение сразу всем МС. Су-
ществует два типа общих каналов линии "вверх": канал случайно-
го доступа RACH {random access channel) и канал пакетной пере-
дачи СРСН (common packet channel), причем эта классификация
идентична и для физических, и для транспортных каналов с соот-
ветствующим проектированием вторых на первые. Канал RACH
служит для инициирования контакта с сетью со стороны МС (на-
пример, вызова) и для передачи коротких пакетных сообщений,
тогда как основная пакетная связь между МС и сетью осуществ-
ляется через канал СРСН.
Физический канал случайного доступа PRACH {physical
RACH) содержит преамбулу протяженностью в 4096 чипов. Пре-
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
231
амбула представляет собой 256 раз повторенный идентификатор
(signature) из 16 чипов [41, 65]. МС может начать передачу по ка-
налу PRACH в начале любого из 15 специальных слотов доступа,
имеющих протяженность 5120 чипов каждый и совместно зани-
мающих два кадра. Диаграмма этих слотов задается в формате
передачи БС, для чего предусмотрен специальный широковеща-
тельный транспортный канал ВСН (broadcasting channel) линии
"вниз". Таким образом, работа канала PRACH соответствует из-
вестному протоколу ALOHA со "слотированием" (slotted ALOHA)
[57]. После приема преамбулы БС сигнализирует МС о наличии
контакта и МС передает сообщение, занимающее отрезок
в 10 или 20 мс (один или два кадра). Поскольку связь по каналу
PRACH с каждой МС весьма кратковременна, управление мощ-
ностью по замкнутой петле в нем стандартом не предусмотрено.
Структура физического канала пакетной передачи РСРСН
(physical СРСН) во многом аналогична, однако часть, отводимая
на передачу сообщения, может занимать несколько кадров,
а преамбульная часть дополнена специальной вставкой (4096
чипов), служащей для обнаружения коллизий (CD-Р - collision de-
tection preamble), т.е. попыток одновременного использования
канала несколькими МС. Кроме того, в РСРСН, как и в выделен-
ных пользовательских каналах, присутствуют сигналы управле-
ния мощностью по замкнутой петле, а также отдельная часть
преамбулы РС-Р (power control preamble), занимающая
от 0 до 8 слотов. Последняя является необязательной и может
быть активизирована БС для ускорения сходимости процедуры
регулировки мощности.
Как и в выделенных каналах, в PRACH и РСРСН можно
различать два типа потоков данных: собственно информацион-
ный и команды управления. Для их мультиплексирования друг
с другом используется тот же вариант квадратурного уплотнения
с предварительным взвешиванием, что и для объединения
DPDCH с DPCCH. Для мультиплексирования общих каналов
с выделенными используются канализирующие коды, рассматри-
ваемые в следующем подразделе.
12.2.5. Канализирующие коды линии "вверх"
Поскольку каждая МС может использовать для передачи
несколько выделенных каналов данных DPDCH, необходимы ме-
ры, гарантирующие их разделимость в приемнике БС. Так как все
232 Системы мобильной связи
сигналы, передаваемые одной МС, привязаны к единой времен-
ной шкале, задаваемой стандартом частоты МС, иначе говоря,
строго синхронизированы, разделение каналов можно реализо-
вать как синхронное кодовое уплотнение на основе ортогональ-
ных канализирующих кодов. В этом отношении линия "вверх"
UTRAN несколько напоминает линию вниз стандарта IS-95 (см.
§ 11.2) , однако к подобной ассоциации следует подходить с осто-
рожностью, так как разделение сигналов абонентов в рассматри-
ваемой линии по-прежнему остается асинхронным кодовым.
Формат канализирующих кодов в документах 3GPP [40, 41,
59, 64-67] описан с помощью двоичного кодового дерева, т.е.
итерационного алгоритма. На каждой итерации любое кодовое
слово, полученное на предыдущем шаге, преобразуется в два
новых удвоенной длины путем двукратного повторения в одном
слове и повторения с изменением знака - в другом. Так, если
Ск- некое слово, полученное на к-м шаге, его "потомками" на
R+1-м будут слова вида (CR, CR), (CR,-CR). Таким образом,
стартуя с тривиального слова длины 1, равного единице,
за к итераций можно получить 2к кодовых векторов длины N = 2к,
ортогональность которых очевидна (см. рис. 12.2 для к = 3).
В спецификации описанная кодовая конструкция фигуриру-
ет под особым названием "ортогональные коды с переменным
расширением спектра" (orthogonal variable spreading factor - i
OVSF), хотя неясно, с какой целью введено столь громоздкое на-, ;
именование, если учесть, что соответствующий алгоритм есть не f
(|, 1.1,1)
(1.-1 .-1.1)
(1, 1 , 1, I, 1, I, 1, 1)
(1,1, 1.
(1,1 .-1,-1,1.1,-1,-D
(1,1 ,-1,-1,-1,-1,1,1)
(1,-1,1,-1,1,-1,1,-1)
(1,-I, l.-l.-l, 1.-1,1)
(1.-1 .-1,1,1.-1.-1.1)
(1,-1 ,-1,1,-1,1,1,-1)
Рис. 12.2. Дерево канализирующих кодов
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения 233
что иное, как популярное правило Сильвестра построения матриц
Адамара с элементарным переупорядочиванием строк [68]. Ра-
зумеется, получаемые при этом кодовые слова есть попросту
функции Уолша.
Для организации выделенного канала управления DPCCH
всегда используется кодовое слово длины N = 256, состоящее из
одних единиц. Для каналов же данных DPDCH могут использо-
ваться различные длины кодовых слов в соответствии с реализо-
ванным в UTRAN принципом управляемой скорости передачи.
Так как длительность одного чипа зафиксирована, изменение
скорости передачи, т.е. длительности одного бита, автоматически
пропорционально меняет соотношение между длительностью
бита и чипа (коэфициент расширения спектра SF - spreading fac-
tor). Если потребитель использует только один канал данных
DPDCH, он может варьировать SF в пределах от 256 (самая низ-
кая скорость передачи) до 4 (самая высокая в рамках единствен-
ного DPDCH). При этом всегда используется кодовый вектор
с номером / = SF/4, если отсчет на дереве вести сверху вниз.
Понятно, что минимальное расширение спектра N = SF = 4 отве-
чает скорости передачи Rt =(3,84/4)-106 =0,96 Мбит/с. (Ско-
рость передачи полезной информации примерно вдвое ниже
вследствие применения мощных корректирующих кодов.) В тех
случаях, когда подобная скорость оказывается недостаточной, МС
может использовать до 6 параллельных DPDCH обязательно с од-
ним и тем же (минимальным) расширением: Л/ = SF = 4, причем
правило выбора канализирующих кодовых слов для каждого числа
каналов от 1 до 6 жестко регламентировано спецификацией.
Для мультиплексирования общих каналов PRACH и РСРСН
с выделенными DPDCH и DPCCH используются кодовые слова,
алгоритм выбора которых на кодовом дереве также оговорен
спецификацией [66].
Достаточно дискуссионной является работоспособность
линии "вверх" при столь малом коэффициенте расширения спек-
тра, как SF = 4. Дело в том, что при применении на БС стандарт-
ного корреляционного приемника мощность асинхронной помехи
от других потребителей (помехи множественного доступа) ослаб-
ляется за счет сжатия спектра именно в SF раз (см. § 5.3). Ясно,
что для эффективного подавления упомянутой помехи требуются
гораздо большие значения SF, чем 4. В материалах 3GPP не
удается обнаружить каких-либо внятных разъяснений по этому
поводу. Одна из гипотез, объясняющих введение стандартом ма-
234
Системы мобильной связи
лых значений SF (4, 8, ...), может состоять в том, что они преду-
сматриваются для специфических условий, практически исклю-
чающих появление взаимной помехи (например, в микросоте сети
внутри помещения). Другое предположение: их применение воз-
можно тогда, когда БС располагает так называемым многополь-
зовательским (multiuser) приемником, потенциально обеспечи-
вающим выигрыш в степени нейтрализации помехи множествен-
ного доступа по сравнению с традиционным корреляционным
[40, 41]. До недавних пор подобные приемники считались черес-
чур сложными в реализационном плане, однако ныне, по-
видимому, уже вполне уместно говорить об их практических пер-
спективах (см. § 12.5).
12.2.6. Скремблирование в линии "вверх"
Завершающим шагом в расширении спектра и реализации
кодового разделения в линии "вверх" является скремблирование,
т.е. перемножение мультиплексированного сигнала МС со спе-
цифическим для каждой МС скремблирующим кодом, играющим
роль идентификатора (сигнатурной последовательности) МС. Ра-
зумеется, критерием отбора подходящих сигнатурных кодов для
МС служит их слабая корреляция, обеспечивающая разделение
сигналов различных МС приемником БС (см. § 5.3.3). Специфика-
цией предлагаются два возможных формата скремблирования
в линии "вверх": длинные и короткие коды.
Длинные коды предусмотрены для случая, когда в приемни-
ке БС применяется алгоритм многолучевого разнесения RAKE [66,
67] (см. также § 6.2). Каждая из скремблирующих последователь-
ностей при этом представляет собой код Голда [34, 69] длины
L = 225-1, усеченный до 38 400 чипов, т.е. длины одного кадра. На-
помним алгоритм формирования ансамбля последовательностей
Голда. Каждая из них может быть получена суммированием по мо-
дулю 2 двух специально подобранных ^-последовательностей од-
ной и той же длины L = 2”-1, где л - память, равная числу ячеек
регистра сдвига с линейной обратной связью, генерирующего каж-
дую из ^-последовательностей. Схема соединений в петле обрат-
ной связи регистра определяется полиномом степени л с коэффин
циентами из двоичного поля Галуа GF(2). Полиномы 25-й степени,
обозначенные в спецификации [41, 66]:
Г1(х) = х25 + № +1, f2(x) = x25+х3+х2+ х + 1. '
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения 235
Поэлементное суммирование полученных
^-последовательностей по модулю 2 дает последовательность
Голда. Циклический сдвиг перед сложением первой
^-последовательности на один чип приведет к формированию
иной последовательности Голда. Сдвиг на два чипа породит тре-
тью последовательность Голда и т.д. Таким образом можно полу-
чить L = 2Л -1 различных последовательностей длины L. Еще
две последовательности Голда - зто сами исходные
^-последовательности. Таким образом, общий объем ансамбля
Голда равен L + 2 = 2n +1, т.е. в случае л = 25 превышает 225 .
Разумеется, чтобы использовать полученные последовательно-
сти (как и любые другие, состоящие из символов 0, 1) для моду-
ляции высокочастотного колебания, следует перейти к действи-
тельным символам ±1 по правилу: 0 -> +1, 1 -> -1.
Основное достоинство ансамбля Голда по сравнению
с другими - оптимальность его периодических корреляционных
свойств [34]. Однако вследствие усечения длины до N = 38 400
зто преимущество полностью теряется, и единственным оправ-
данием предпочтения именно ансамбля Голда может служить
простота и регулярность правила формирования очень большого
числа (не меньшего 225+1) последовательностей. Каждая скремб-
лирующая последовательность жестко синхронизирована с вре-
менной сеткой МС, так что начало кадра совпадает с первым
символом кодовой последовательности Голда, периодически по-
вторяемой в каждом кадре.
Бинарная последовательность Голда с символами +1 да-
лее преобразуется в четырехфазную. Смысл подобного перехода
состоит в выравнивании мощностей в квадратурных каналах мо-
дулятора в результате скремблирования. Дело в том, что квадра-
турное мультиплексирование выделенных канала данных и кана-
ла управления (см. 12.2.3) предваряется взвешиванием, так что
мощности квадратурных компонентов в мультиплексированном
сигнале могут многократно отличаться. Сказанное иллюстрирует-
ся рис. 12.3, а, где показаны 4 возможных состояния сигнального
вектора, отвечающие 4 комбинациям знаков квадратур, имеющих
разный уровень. Допустим теперь, что подобный сигнал пере-
множается со случайной четырехфазной последовательностью,
имеющей постоянную амплитуду и равную вероятность появле-
ния любого из четырех возможных символов ±1, ±/. Тогда любая
из 4 точек на рис. 12.3, а (например, 1) с равной вероятностью
236
Системы мобильной связи
Рис. 12.3. Балансировка квадратур при комплексном скремблировании
остается на месте, переходит в противоположную или смещается
на ±90° (рис. 12.3, б). В итоге диаграмма состояний сигнального
вектора принимает вид рис. 12.3, е, демонстрирующего полную
равноправность квадратурных компонентов. Разработчики стан-
дарта сочли подобную балансировку полезной, чем и обосновали
переход к четырехфазному скремблированию1.
Операция скремблирования как таковая осуществляется
в квадратурном модуляторе путем комплексного перемножения
мультиплексированного сигнала со скремблирующим кодом:
Пусть скремблируемый и скремблирующий сигналы имеют ком-
плексные огибающие S(t) = S,(t) + jSq(t) и C(t') = Ci{t) +JCq(t), гце
индексы / и q разделяют действительную (синфазную) и мнимук»
(квадратурную) части комплексной огибающей. Тогда, согласно
правилу комплексного умножения,
S(OC(f) = [S/(f)C/(f)-Sg(f)CQ(f)] + j[S/(f)CQ(f) + SQ(f)C;(f)],
так что скремблирование может быть выполнено схемой, пока-
занной на рис. 12.4, где действительная и мнимая части ком-
плексной амплитуды скремблируемого сигнала снимаются с пле^
/ и Q схемы на рис. 12.1. Выходом являются действительная
и мнимая части произведения S(t)C(t), модулирующие затем си-
нусное и косинусное колебания несущей частоты f0.
1 Имеется и такой фактор, как более эффективное подавление асинхронной помет
хи множественного доступа при четырехфазном расширении спектра по сравне-
нию с бинарным, однако на практике он ощутим лишь при очень малом числе
одновременно работающих МС.
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
237
Рис. 12.4. К реализации комплексного скремблирования
Механизм образования комплексного скремблирующего ко-
да, определенный спецификацией, состоит в следующем [66]. Би-
нарная усеченная последовательность Голда задает непосредст-
венно действительную часть скремблирующего кода С(/). Та же
исходная последовательность Голда (до усечения) берется со
сдвигом в 16 777 232 чипа, после чего производится ее усечение
до необходимой длины N = 38 400. У полученной таким образом
последовательности С'(/) все нечетные символы заменяются на
инверсии предыдущих четных (в некоторых источниках [40, 70] эта
операция безосновательно названа децимацией). Произведение
результата с действительной частью С(/) и используется в каче-
стве мнимой компоненты. Полученный тем самым четырехфазный
скремблирующий код формально записывается как [41, 66, 70]
C(/) = C(/){l + /(-1)'C'(2[//2])}, / = 0,1,..., (12.1)
где [•] обозначает целую часть числа. Столь громоздкая проце-
дура построения скремблирующего кода задумана с единствен-
ной целью: вдвое уменьшить частоту переходов QPSK-сигнала
в противоположное состояние и облегчить тем самым энергети-
ческий режим передатчика (см. § 4.2). Непосредственная провер-
ка показывает, что при переходе от четных позиций к нечетным
238
Системы мобильной связи
знаки действительной и мнимой частей не могут меняться одно-
временно, что и означает смену сигнального вектора на сосед-
ний, т.е. поворот на угол ±90° (см. рис. 4.2).
Короткие скремблирующие коды длины 256 отведены стан-
дартом для случаев, когда на БС применен более продвинутый,
многопользовательский (multiuser) приемник. Длинные скрембли-
рующие коды существенно усложнили бы структуру последнего,
в связи с чем и предложена альтернатива коротких последова-
тельностей длины N = 256. Отдельная такая последовательность
получается путем суммирования по модулю 4 рекуррентной чет-
веричной последовательности над кольцом вычетов
по модулю 4 (Z4), задаваемой полиномом
f(x) = х8 + х5 +Зх3 + х2 + 2х +1,
и двух бинарных рекуррентных последовательностей, задавае-
мых полиномами
д,(х) = хе + х7 + х5 + х +1,
д2(х) = х8 + х7 + х5 + х4 +1.
Полученная четверичная последовательность D(i) длины
N = 255 расширяется на один элемент: 0(255) = 0(0), после чего
расщепляется на две бинарные последовательности С(/), С'(/)
по правилу, заданному в спецификации табл. 12.1.
После этого бинарные последовательности С(/), С'(/) пре-
образуются в комплексный скремблирующий код согласно (12.1),
как это было и в случае длинных кодов.
Таблица 12.1. Отображение кольца Z4
в пары двуполярных символов
D(i) СО) С'О)
0 +1 +1
1 -1 +1
2 -1 -1
3 +1 -1
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
239
Скремблирующие коды "изолируют" друг от друга не только
сигналы различных МС, но и каналы общего пользования (PRACH,
РСРСН) от выделенных (DPDCH, DPCCH). Детали формирования
скремблирующих кодов для общих каналов, а также алгоритмы
сопоставления конкретных последовательностей тем или иным
каналам, помимо спецификации [66], можно найти в [41].
12.2.7. Транспортные каналы линии "вниз"
и их отображение на физические
Информация, передаваемая сетью исключительно данному
пользователю, на транспортном уровне оформлена в виде един-
ственного выделенного канала DCH (dedicated channel). На физи-
ческом уровне в зависимости от содержания передаваемого со-
общения ему, как и в линии "вверх", отвечают два выделенных
канала - данных DPDCH и управления DPCCH.
Номенклатура общих транспортных каналов в линии "вниз"
заметно шире, чем в противоположном направлении. В нее, в ча-
стности, входят уже упоминавшийся широковещательный канал
ВСН, несущий информацию, относящуюся к системе или соте
в целом и адресованную всем МС данной соты; канал доступа
FACH (forward access channel), по которому БС передает команд-
ную информацию МС, местоположение которой БС знает; канал
вызова PCH (paging channel), используемый для передачи команд
МС с неизвестной локализацией; групповой канал DSCH (downlink
shared channel) для связи БС с несколькими МС.
Физический слой каналов связан с транспортным следую-
щими соответствиями [41]: для передачи ВСН используется пер-
вичный общий физический канал управления Р-ССРСН (primary
common control physical channel)-, FACH отображается во вторич-
ный общий физический канал управления S-CCPCH (secondary
common control physical channel)-, передача данных PCH осущест-
вляется частично тем же физическим каналом S-CCPCH, а час-
тично каналом синхронизации SCH (synchronisation channel). Что
же касается группового транспортного канала, его информация
передается по шести физическим каналам, перечисление кото-
рых вряд ли целесообразно в данном контексте.
Системы мобильной связи
240
12.2.8. Организация физических каналов линии "вниз"
Механизм
каналов
мультиплексирования выделенных
DPDCH и DPCCH в рассматриваемой линии иной, чем в линии
"вверх": каждый слот разбит на несколько окон, каждое из кото*
рых отведено для передачи либо данных, либо команд управле-
ния. Такой вариант разделения каналов был отвергнут для линии
"вверх" по причине того, что данные могут передаваться не все-
гда, т.е. в какие-то промежутки времени DPDCH может быть по-
просту выключен. При этом передача команд управления по
DPCCH не прекращается, и, следовательно, при временном уп-
лотнении DPDCH и DPCCH излучение приобретает прерывистый
характер, создающий чувствительные помехи близкорасполо-
женным радиоэлектронным приборам (например, слуховым ап-
паратам). Подобное явление нередко отмечается при пользова-
нии терминалами стандарта GSM. Для БС же этот фактор гораз-
до менее значим, поскольку вблизи ее антенны не могут нахо-
диться устройства, столь чутко реагирующие на прерывистое из-
лучение, чем и объясняется выбор упомянутого механизма муль-
типлексирования в линии "вниз".
Другое отличие физических каналов линии "вниз" состоит
в применении квадратурной (а не бинарной) ФМ для передачи ин-
формации в каждом из каналов связи с МС. При этом исходный
двоичный поток данных расщепляется в демультиплексоре DMX на
два параллельных, так что четные биты поступают в синфазное (/),
а нечетные - в квадратурное (Q) плечи модулятора ФМ4 (рис. 12.5).
После перемножения с канализирующим кодом КК резуль-
таты, интерпретируемые как действительная и мнимая компонен-
ты комплексной величины, перемножаются со скремблирующим
кодом так же, как это делается в линии "вверх" (см. рис 12.4).
Данные
+ DMX
КК
Рис. 12.5. Расщепление данных в линии "вниз"
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
241
12.2.9. Канализирующие коды линии "вниз"
Если БС использует только один выделенный канал данных
для связи с определенной МС, этот канал в паре с выделенным
каналом управления задается посредством соответствующего ка-
нализирующего кода. Канализирующий код является уникальным,
отличающим данную МС от других. В тех случаях, когда для уве-
личения скорости БС передает сообщение данной МС по несколь-
ким каналам сразу, канализирующие коды этих каналов должны
быть различными (ортогональными) и, разумеется, не могут быть
использованы в линии "вниз" для связи с другими МС. Отметим,
что в этом случае (мультикодовая передача) командная состав-
ляющая DPCCH передается лишь по одному из параллельно заня-
тых физических каналов, причем скорость передачи по DPDCH,
а значит, и расширение спектра во всех этих каналах одинаковы.
Для разделения общих физических каналов с выделенными
и между собой также используются ортогональные канализирую-
щие коды. Полное семейство канализирующих строится с помо-
щью алгоритма, описанного ранее для линии "вверх", т.е. пред-
ставляет собой ансамбль функций Уолша или OVSF по термино-
логии спецификации. Диапазон возможных расширений спектра
в линии "вниз" - от 4 до 512.
Отметим, что при работе с разными скоростями в различ-
ных каналах приходится использовать канализирующие коды
с разным значением расширения спектра. Опираясь на алгоритм
построения кодов и рис. 12.2, можно видеть, что кодовые слова
с разным расширением спектра (попросту разной длиной) сохра-
няют ортогональность на минимальной из длин лишь в случае,
когда ни одно из них не является потомком другого. Как можно
понять, процедура присвоения тех или иных кодовых слов физи-
ческим каналам в линии "вниз" гораздо серьезнее, чем в линии
"вверх". В самом деле, каждая МС имеет в своем монопольном
распоряжении все дерево в целом, поскольку одна МС отделена
от другой уникальным законом скремблирования. В линии же
"вниз" скремблирующий код для всех МС данной соты один и тот
же и служит для разделения сигналов лишь между различными
БС. Таким образом, вся тяжесть обеспечения внутрисотовой ем-
кости ложится целиком на канализирующие коды. В связи с этим
управление кодовым ресурсом в прямом канале оказывается
сложной динамической задачей, решаемой на уровне координа-
ции работы всей сети.
242
Системы мобильной связи
12.2.10. Скремблирование в линии "вниз"
Как уже говорилось, скремблирующие коды линии "вниз"
служат для разделения сигналов различных БС. Исходным мате-
риалом для них служат бинарные последовательности Голда.
Две специально выбранные ^-последовательности одинаковой
длины строятся на основе полиномов
f,(x) = х18 + х7 +1, f2(x) = х18 +х10 +х7 +х5 +1.
После поэлементного суммирования по модулю 2 пары таких по-
следовательностей, взятых с некоторым взаимным сдвигом, по-
лучается одна из последовательностей Голда длины
L = 218 - 1 = 262143. Хотя максимальное количество получаемых
таким образом последовательностей Голда равно
L = 218 - 1 = 262143, стандартом предусмотрено использование
только 213 = 8192 из них. Из всех разрешенных последовательно-
стей вырезаются два сегмента длины 38 400: начальный и сдви-
нутый на 217= 131072 символа, преобразуемые далее в последо-
вательности символов ±1 по правилу 0->+1, 1 —> —1. Первая из
них С(/) используется как действительная, а вторая С'(/) - как
мнимая часть четырехфазного скремблирующего кода
С(/) + jC'(i) в модуляторе рис.12.4.
В спецификации установлена строгая иерархия применяе-
мых скремблирующих кодов. Прежде всего, 8192 кода системати-
зированы в 512 множеств, каждое из которых состоит из одного
первичного и 15 вторичных кодов. Все первичные коды разбиты
на 64 группы по 8 кодов в каждой. Каждой БС приписывается
только один первичный код. Для некоторых физических каналов
(к примеру, Р-ССРСН) допускается использование только пер-
вичного кода, тогда как другим разрешено использовать как пер-
вичный, так и вторичные коды [41, 66].
12.2.11. Канал синхронизации
Канал синхронизации SCH играет исключительно важную
роль в архитектуре линии "вниз", так как с его помощью МС осуще-
ствляет инициализацию: поиск соты и определение границ кадров
и слотов в формате передачи БС. Фактически канал является со-
вокупностью двух подканалов: первичного и вторичного. Сигналы,
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
243
передаваемые и по первичному, и по вторичному каналам синхро-
низации, не подвергаются скремблированию либо перемножению
с канализирующим кодом, поскольку этап инициализации имеет
место до того, как МС получает сведения о конкретном скрембли-
рующем коде БС, обслуживающей зону присутствия МС.
Сигналы первичного и вторичного каналов синхронизации
занимают начальные 256 чипов каждого слота. При этом первич-
ный синхросигнал идентичен не только в каждом слоте, но и для
всех БС. Поэтому, выполняя поиск первичного сигнала, МС не
имеет возможности выбора той или иной БС: с которой из них
удалось войти в контакт, выяснится лишь по завершении синхро-
низации. После захвата первичного синхросигнала МС знает гра-
ницы слотов, но не знает границ кадра. Поэтому на втором этапе
синхронизации осуществляется выбор между 15 (по числу слотов
в кадре возможными рассогласованиями временных шкал МС
и БС). Для этого используется вторичный канал синхронизации,
сигнал которого имеет период в 15 слотов (1 кадр). Закон форми-
рования вторичного синхросигнала является специфическим для
каждой БС и жестко привязан к одной из 64 групп первичных
скремблирующих кодов (см. § 12.2.10). Таким образом, после
окончания второго этапа синхронизации МС в состоянии опо-
знать, какая из упомянутых групп используется найденной БС,
а затем, проверяя 8 гипотез о конкретном скремблирующем коде
в данной группе, устранить и эту неопределенность.
Первичный синхронизирующий код PSC (primary
synchronization code) определен спецификацией как
16-элементная последовательность [41, 66]
a = (1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1),
повторенная 16 раз в прямом или инвертированном виде, т.е.
как -а, согласно закону
Cps = (а, а, а, - а, - а, а, - а, - а, а, а, а, - а, а, - а, а, а),
в результате чего получается последовательность длины 256.
Вторичные синхрокоды строятся на базе шаблона z длины
256, составленного аналогично первичному синхрокоду [41, 66].
Для этого 16-элементная последовательность
Ь = (1,1,1,1,1,1, -1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,-1),
совпадающая с а в первых восьми символах и с инверсий а - во
вторых, манипулируется по правилу
Z = (Ь,Ь,Ь,-Ь,Ь,Ь,- Ь,-Ь,Ь,- Ь,Ь,-Ь,- Ь,-Ь,- Ь,- Ь).
244
Системы мобильной связи
Далее используется матрица Адамара Н8 размера 256, по-
строенная по рекуррентному алгоритму Сильвестра:
каждая 16-я строка которой поэлементно перемножается с шаб-
лоном z. Полученные 16 ортогональных векторов длины 256
служат алфавитом для построения 64 16-ричных кодовых слов
длины 15. Каждое из таких кодовых слов и используется как вто-
ричный синхросигнал. Алгоритм построения синхрокода призван
гарантировать достаточно слабую корреляцию как между любыми
циклическими сдвигами различных вторичных кодовых последо-
вательностей, так и между любым словом и его же циклическими
сдвигами на число позиций, не кратное 15.
Некоторые из решений, относящихся к каналу синхрониза-
ции, провоцируют сомнения в их безальтернативности. Так, пер-
вичный синхрокод в силу своего назначения должен иметь доста-
точно малые боковые лепестки автокорреляционной функции, что
неизменно отмечается в литературе как доминирующий критерий
его выбора [39, 41, 58]. Подобное требование многократно усили-
вается, если принять во внимание, что для всех БС этот код оди-
наков, и потому боковые лепестки сторонних синхросигналов,
"скользящих" относительно данного вследствие асинхронности
сети1, будут создавать дополнительные помехи процедуре поиска
соты. Между тем, никакими оптимальными свойствами АКФ реко-
мендованного синхрокода не обладает, имея максимальные бо-
ковые лепестки, равные четверти основного (см. рис. 12.6, а). При
длинах, близких к 256, можно найти множество гораздо лучших
кодов [71]. Для примера на рис. 12.6, б приведена апериодиче-
ская АКФ бинарного кода длины 256, полученного удалением од-
ного символа из последовательности Лежандра длины 257. Мак-
симальный боковой лепесток этого кода равен 3/64 от основного,
т.е. более чем впятеро ниже, чем у кода из спецификации. Неко-
торые авторы подчеркивают, что каскадная структура избранного
кода способствует заметному упрощению согласованного фильт-
ра в приемнике МС [40, 58], уклоняясь, однако, от сколько-нибудь
убедительной количественной аргументации.
1 Отметим, что, стремясь удешевить оборудование БС, разработчики UTRAN от-
казались от характерной для cdmaOne привязки всей сети к единому времени.
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
245
4«(т)
300-
^(т)
300-
200- 200-
100-
а
Рис. 12.6. Автокорреляционные функции первичного синхрокода UMTS
и альтернативного кода
т
Не вполне адекватным можно счесть и выбор вторичных
синхрокодов. Хотя это явно в спецификации не указывается, по
таблицам, приведенным в ней [39, 66], легко устанавливается,
что вторичные синхрослова взяты из (15,3) кода Рида-Соломона,
т.е. имеют минимальное расстояние Хэмминга, равное 13. С уче-
том ортогональности 16-ричных символов это без затруднений
пересчитывается в выбросы периодических авто- и взаимных
корреляций вторичных синхросигналов, равные 2/15 от основного
пика. Вместе с тем несложный подсчет показывает, что исполь-
зуемая размерность пространства сигналов 256x15 вполне дос-
таточна для достижения полной ортогональности любой из
64 синхропоследовательностей как собственным нетривиальным
циклическим сдвигам, так и всем сдвигам любой другой последо-
вательности (общее число векторов 64x15 меньше размерности
пространства 256x15).
12.2.12. Процедуры физического уровня UMTS
Функции физического уровня осуществляются как ряд про-
цедур: быстрое управление мощностью, случайный доступ, вы-
зов, измерения, связанные с эстафетной передачей, разнесение
при передаче с БС и др. Остановимся кратко на некоторых из них,
246 Системы мобильной связи Ж
отсылая читателя за деталями к оригиналу спецификации [67] Ж
и имеющимся публикациям [39—41, 58]. Ж
12.2.12.1. Быстрая замкнутая петля управления мощностью Я
По этой петле, называемой также внутренней, БС посылает Ж
команды МС на увеличение или уменьшение мощности сигнала, Ц
передаваемого последней. Жесткая регламентация мощностей .»
МС является принципиальной для любых CDMA радиоинтерфей-
сов (см. §§ 5.2, 6.1, 11.4), поскольку без таковой требования к ли- J
нейному диапазону приемника БС оказались бы нереалистичны- ;
ми: разница мощностей сигналов от ближних и дальних МС могла
бы превысить 100 дБ, и малейшая нелинейность приемника БС ,
привела бы к подавлению слабого сигнала сильным (проблема )
"ближний-дальний" - near-far). Поэтому контур быстрого управ- !
ления мощностью поддерживает для каждой МС уровень излуче- I
ния, обеспечивающий заданное (целевое) отношение сигнал-
помеха на входе приемника БС.
Команды по петле передаются в каждом слоте, т.е. с часто- «
той 1500 Гц. Каждая команда увеличивает или уменьшает мощ- -Ц
ность на 1 дБ, однако возможно увеличение шага до 2 дБ. Если ж
требуется изменение мощности менее чем на 1 дБ, то это дости- Я
гается пропуском команды в данном слоте без изменения истин- Ц
ного шага регулирования. ж
Целевое отношение сигнал-помеха может устанавливаться Ц
разным в зависимости от конкретных условий приема в данной -ж
соте и динамики потребителя. Установка его относится к ответст- ®
венности отдельной, так называемой внешней (outer) петли и ко- ж
ординируется на уровне управления сетью. Ж
Ж
12.2.12.2. Открытая петля управления мощностью Ж
В открытой (орел - не путать с внешней!) петле МС изме- К
няет мощность передатчика не по команде БС, а автономно в за- Ш
висимости от уровня сигнала, принятого от БС: если этот уровень Ж
велик, МС делает вывод о том, что расстояние до БС мало и соб- «
ственная излучаемая мощность должна быть малой и наоборот. Ж
Точность измерения мощности приемником МС, естественно, не- Ж
высока (см. раздел 6.1), к тому же из-за различия частот линий Я
"вниз" и "вверх" условия распространения в них неодинаковы, так Ж
что открытая петля выполняет весьма грубую регулировку Ж
с шагом ±9 дБ. Я
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
247
Отметим, что, в отличие от cdmaOne, открытая петля UMTS
функционирует не параллельно с замкнутой, а лишь до того как
МС инициирует работу по каналам случайного доступа (RACH)
или общему пакетному (СРСН). Это сделано потому, что замкну-
тая петля имеет значительно более высокое быстродействие
и в состоянии реагировать на достаточно глубокие флюктуации
условий распространения сигнала.
12.2.12.3. Вызов
Работа канала вызова PCH (paging channel) организована
следующим образом. Любой терминал, однажды зарегистриро-
вавшийся в сети, приписывается к некоторой группе вызова. Для
каждой группы имеется индикатор вызова, передаваемый перио-
дически по специальному каналу индикаторов вызова PICH
(paging indicator channel) всякий раз, как только поступает вызов
абонента данной группы. Терминал, зафиксировав присутствие
сигнала вызова своей группы, в следующем кадре обращается
к вторичному общему каналу управления S-CCPCH (см. § 12.2.7),
из сообщения которого узнает, адресован ли вызов именно ему.
Подобная двухступенчатая процедура сочтена предпочтительной
с точки зрения энергосбережения и продления срока службы
батареи МС.
12.2.12.4. Случайный доступ
Под случайным доступом понимается вхождение МС в кон-
такт с БС по инициативе первой. Поскольку открытая петля
управления мощностью весьма неточна, а замкнутая еще не
функционирует, МС вынуждена устанавливать стартовую мощ-
ность передатчика на низком уровне, чтобы не обострять про-
блему "ближний-дальний". Общая схема процедуры такова:
1) из сообщения широковещательного канала ВСН терми-
нал узнает скремблирующие коды доступных подканалов RACH
случайного доступа и разрешенные идентификаторы (signatures);
2) терминал случайным образом выбирает один из разре-
шенных его группой доступа юубканалов RACH и (также случай-
ным образом) один из допустимых идентификаторов;
3) измеряется уровень принимаемого от БС сигнала и уста-
навливается начальная мощность излучения МС по каналу RACH
с достаточным запасом на неточность измерений;
248
Системы мобильной связи
4) передается преамбула длительностью 1 мс вместе
с идентификатором;
5) терминал декодирует сигнал в канале индикации захвата
AICH {acquisition indication channel), передаваемый БС, чтобы уз-
нать, принята ли посланная им преамбула;
6) если подтверждение захвата по каналу AICH не поступи-
ло, терминал увеличивает мощность передачи с шагом, кратным
1 дБ, и вновь посылает преамбулу и идентификатор;
7) по поступлении подтверждения МС передает
10 или 20 мс сегмент сообщения.
Коэффициент расширения спектра в части, отведенной на
сообщение, может меняться от 32 до 256 в зависимости от избран-
ной скорости. При максимальной скорости в течение 20 мс переда-
ется 1200 канальных символов, что с учетом применения кодов со
скоростью порядка 1/2 соответствует 600 бит информации.
12.2.12.5 Общий пакетный канал СРСН
Общий пакетный канал, также предоставляющий ресурс
всем МС на равноправной основе, отличается от канала случайно-
го доступа RACH лишь тем, что по нему могут передаваться более
длинные сообщения, занимающие несколько кадров. Вследствие
этого увеличивается вероятность коллизии пакетов разных МС,
для сигнализации об отсутствии которой БС использует специаль-
ный канал CD-ICH (collision detection indication channel). В осталь-
ном работа каналов СРСН и RACH имеет много общего.
12.2.12.6. Поиск соты
Это процедура первоначальной синхронизации МС с сетью,
стартующая с включением питания мобильного терминала. Она
состоит из трех основных этапов.
1. Сразу после включения МС начинает поиск первичного
синхросигнала PSC. Напомним, что PSC одинаковы для всей сети
и не являются идентификаторами БС. Поскольку PSC повторяется
в каждом слоте, по завершении этапа МС знает границы слотов.
2. На втором этапе МС устраняет неоднозначность относи-
тельно границ кадра и опознает группу первичных скремблирую-
щих кодов, опираясь на вторичный синхросигнал SSC. Имеется
15x64 конкурирующих гипотез, поскольку в кадре содержится
15 слотов и общее количество различных SSC равно 64. Сопос-
тавив отклики корреляторов (или согласованных фильтров) на
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
249
все 15 циклических сдвигов всех 64 SSC, приемник МС принимает
решение в пользу пары сдвиг-код, максимизирующей отклик. Так
как SSC жестко синхронизирован с кадром и привязан к опреде-
ленной группе первичных скремблирующих сигналов, завершив
второй этап, МС знает границы кадра и группу скремблирующих
кодов, приписанную БС, с которой МС вошла в контакт.
3. В каждой группе содержится 8 возможных первичных
скремблирующих кодов, поэтому на третьем этапе МС проверяет
8 конкурирующих гипотез и по завершении этапа знает конкрет-
ный первичный скремблирующий код данной МС.
12.2.12.7. Эстафетная передача
Процедуры эстафетной передачи в UTRAN напоминают ана-
логичные в IS-95 (см. § 11.4.6) и делятся на три основные группы:
• внутримодовая (intra-mode);
• межмодовая (inter-mode);
• межсистемная (inter-system).
Первая означает передачу МС от одной БС к другой, когда
обе они работают в формате UTRAN с частотным дуплексом
(FDD). При этом различают мягкую передачу (soft handover), т.е.
параллельный контакт МС с несколькими БС с постоянным заме-
щением одних БС другими на основе измерений интенсивностей
их сигналов, более мягкую передачу (softer handover) (в пределах
соты между секторами) и жесткую передачу, типичным примером
которой является переключение между БС, работающими на раз-
ных частотах.
Межмодовая передача подразумевает ситуацию, когда МС
переходит из зоны действия БС, работающей в формате частот-
ного дуплекса (FDD), в зону оператора, использующего времен-
ной дуплекс UTRAN TDD.
Наконец, межсистемная передача означает кооперирова-
ние с системами второго поколения (в дальнейшем
и с cdma2000), с тем чтобы один терминал имел возможность
"бесшовного" переключения между ними со всеми последствиями
в смысле расширения зоны охвата и свободы роуминга.
Процедуры эстафетной передачи чрезвычайно сложны,
особенно с учетом иерархии структуры сети (соты, секторы, мик-
росоты, пикосоты), и дальнейшее обсуждение их тонкостей выхо-
дит за рамки настоящей книги.
250
Системы мобильной связи
12.3. Особенности радиоинтерфейса UMTS/TDD
Вариант UMTS с временным дуплексом TDD предусмотрен
для тех регионов, в которых сложившееся распределение частот
в диапазоне 2 ГГц не дает достаточной свободы для организации
частотного разноса линий "вниз" и "вверх". Международным регла-
ментом для UMTS/TDD отводятся так называемые непарные уча-
стки спектра: 1900...1920 МГц, 2010.. 2025 МГц в Европе,
1850...1910 МГц, 1930...1990 МГц в США. Хотя физические уровни
версий UMTS с временным и частотным дуплексом вполне гармо-
низированы в том, что касается цифр: спектральных характери-
стик, диапазона скоростей передачи, частоты следования чипов,
параметров кадра и т.п., - философия радиоинтерфейса TDD
имеет мало общего с тем, о чем говорилось в предыдущем разде-
ле. Отметим также, что интерпретации и анализу документов
3GPP, определяющих облик UMTS/TDD [72, 73], в имеющихся пуб-
ликациях [39, 40, 58-61] отводится второстепенная роль, поскольку
приоритеты безоговорочно отданы режиму FDD. Придерживаясь
той же линии и не вдаваясь в детали, остановимся лишь на неко-
торых специфических аспектах построения радиоинтерфейса TDD.
Начнем с перечисления заимствований из варианта FDD:
частота следования чипов расширяющих кодов - 3,84 Мчип/с;
структура информационного потока - кадры длительностью 10 мс
(38 400 чипов), разбитые на 15 слотов по 2560 чипов в каждом;
канал синхронизации линии "вниз" имеет двухступенчатое по-
строение с использованием прежнего первичного синхрокода
и вторичного синхрокода, модифицированного несуществен-
ным образом.
Однако, в противовес FDD, рассматриваемый радиоинтер-
фейс не является системой с "чистым" кодовым разделением:
в обоих направлениях разделение сигналов осуществляется на
основе комбинации TDMA и CDMA. Для этого данные распреде-
ляются по слотам последовательных кадров, так что БС передает
данные, адресованные конкретной МС, лишь в некоторых опре-
деленных слотах некоторых определенных кадров. Последова-
тельность всех таких слотов и кадров именуется пачкой - burst.
Конфигурация пачки периодически повторяется с каждым супер-
кадром, охватывающим 72 кадра. В каждом слоте, помимо этого,
используются канализирующие коды в виде функций Уолша (см.
§ 12.2.5), однако только до длины 16. Таким образом, на долю
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
251
кодового разделения приходится только 16 каналов, остальная
часть абонентской емкости реализуется индивидуальным назна-
чением слотов и кадров, т.е. временным разделением.
Временное дуплексирование осуществляется за счет ре-
зервирования части слотов кадра за линией "вниз”, а оставшихся
- за линией "вверх". Пример на рис. 12.7 показывает последова-
тельность кадров, в которой /-й МС предоставлены тройки слотов
в парах смежных кадров, повторяющихся с периодом 12, причем
линии "вниз" отданы первый, второй и третий слоты, а линии
"вверх" - восьмой, девятый, десятый.
Как можно понять, в рассматриваемом варианте радиоин-
терфейса существуют три ресурса управления скоростью пере-
дачи в направлении индивидуальной МС (и обратно): число сло-
тов в кадре, выделенное данному пользователю, а также (как
и в варианте FDD) изменение коэффициента расширения (числа
чипов на информационную посылку) и использование параллель-
ных кодовых каналов (мультикодовая передача).
Другой особенностью радиоинтерфейса TDD является ква-
зисинхронное построение линии "вверх". БС постоянно контроли-
рует задержку сигнала от МС, посылаемого в ответ на запрос БС,
и передает МС команду на "опережение" (timing advance), с тем
чтобы сигналы разных МС были по возможности синхронными на
входе приемника БС. На данном этапе допустимая погрешность
12 кадров 12 кадров 12 кадров 12 кадров
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
----------------------------►
слоты
Рис. 12.7. Кадры и слоты, выделенные /-й МС в линиях "вниз" и "вверх”
252
Системы мобильной связи
синхронизма сигналов МС установлена в пределах четырех дли-
тельностей чипа [58]. При подобных взаимных временных сдвигах
функции Уолша одного периода утрачивают ортогональность,
и поэтому на долю кодового разделения приходится уже только
4 канала (число разных периодов функций Уолша вплоть до 16).
Однако имеется намерение в будущем довести точность совме-
щения сигналов на входе приемника БС до долей длительности
чипа, что полностью уравняет линии "вверх " и "вниз" в плане
возможностей применения синхронного кодового разделения [58].
12.4. Эволюция стандарта IS-95 в cdma2000
Входящий в семейство IMT-2000 стандарт cdma2000 вопло-
тил в себе идею максимально гладкой эволюции системы
cdmaOne в систему третьего поколения. Надо сказать, что ба-
зисные решения стандарта IS-95 оказались весьма жизнеспо-
собными и гибкими в плане дальнейшего развития и совершенст-
вования, что, кстати, ощущается и в идеологии системы UMTS.
Для увеличения скорости передачи системы с кодовым
разделением без потерь или с выигрышем в абонентской емкости
необходимо дальнейшее расширение спектра. Предусмотренная
концепцией 3G полоса в 5 МГц, согласно спецификациям 3GPP2
[58, 59, 74], может использоваться в одном из двух параллельных
вариантов: традиционного прямого расширения спектра (DSSS)
и многочастотном (multi-carrier - МС)1. При прямом расширении
частота чипов, принятая в IS-95, утраивается и составляет
3x1,2288=3,6864 Мчип/с. В многочастотном варианте использует-
ся передача на трех несущих сдвинутых на 1,25 МГц. Сигнал, пе-
редаваемый на каждой из несущих, подобен сигналу IS-95, т.е.
образуется прямым расширением последовательностью чипов со
скоростью 1,2288 Мчип/с и имеет полосу 1,25 МГц. При этом
входной поток данных расщепляется на три параллельных потока
втрое меньшей скорости, каждый из которых передается по сво-
ему каналу. Понятно, что многочастотная версия особенно удоб-
на с точки зрения преемственности в отношении системы IS-95,
имея в основе, по существу, дублирование каналов последней.
1 В будущем для обоих вариантов предусматривается возможность дальнейшего
расширения полосы до значений, кратных 5 МГц.
12. Радиоинтерфейсы МСС третьего поколения
253
Рис. 12.8. Спектры сигналов cdma2000
Примерные спектры сигнала для двух вариантов построения ра-
диоинтерфейса показаны на рис. 12.8, а, б.
Расширению спектра, разумеется, сопутствуют и другие
преимущества. При прямом расширении автоматически улучша-
ется разрешение многолучевых сигналов и тем самым повышает-
ся эффективность алгоритма RAKE (см. § 6.2.2). Кроме того, бла-
годаря увеличению емкости на допредельных скоростях переда-
чи появляются дополнительные возможности реализации антен-
ного разнесения в линии "вниз" (transmit diversity [59]). При пря-
мом расширении одни и те же данные могут быть канализирова-
ны различными ортогональными кодами и параллельно переданы
через разные антенны, так что МС окажется в состоянии раз-
дельно принять соответствующие сигналы и осуществить их ком-
бинирование с целью нейтрализации эффектов замираний (см.
§ 6.2.1). При многочастотном режиме тот же результат может
быть достигнут за счет передачи сигналов разных несущих раз-
ными антеннами.
Перечислим конспективно некоторые важные усовершенст-
вования в организации физического уровня, отличающие
cdma2000 от cdmaOne.
1. Для работы на прежних скоростях передачи
(9,6/14,4 кбит/с или меньше) закреплен выделенный основной
(fundamental) канал передачи. При необходимости работы с бо-
лее высокими скоростями в действие воводятся дополнительные
(supplementary) каналы (до двух), организованные на базе орто-
гональных канализирующих кодов. Длина канализирующих кодов
254
Системы мобильной связи
основных каналов постоянна, тогда как в дополнительных она
подстраивается под требуемые скорости.
2. Некогерентный вариант линии от МС к БС заменен на ко-
герентный, для чего организован обратный пилотный канал, по-
зволяющий БС отслеживать частоту и фазу несущей каждой из
обслуживаемых МС.
3. В системе-прототипе в прямом канале для передачи
данных использовалась бинарная ФМ (хотя расширяющая после-
довательность была четырехфазной, см. § 11.2.1). В cdma2000
формат информационной манипуляции изменен на КФМ. При
этом длина посылки, а значит, и коэффициент расширения уд-
ваиваются, так что даже при использовании прежней полосы
в 1,25 МГц он оказывается равным 128. Как видно, объем ан-
самбля канализирующих ортогональных кодов Уолша становится
вдвое больше, что означает удвоение сотовой емкости.
4. В добавление к общему пилотному каналу линии "вниз"
предусматриваются вспомогательные выделенные (по одному на
МС), предназначенные для настройки антенной решетки с адап-
тивным формированием луча (smart antenna), осуществляющей
пространственную селекцию индивидуальных МС или групп МС.
Условия распространения в лучах такой антенны, направленных
на разные МС, различны, поэтому точная их настройка по обще-
му пилотному сигналу невозможна. Напомним в порядке сравне-
ния, что в формате выделенных каналов системы UMTS присут-
ствуют сигналы управления, выполняющие в числе прочих также
и названную функцию.
5. Расширен диапазон применяемых методов канального
помехоустойчивого кодирования. Так, помимо сверточных, для
высокоскоростной передачи рекомендованы турбо-коды (см.
§ 7.2). Уместно вновь провести параллель со стандартом UMTS,
в котором содержатся аналогичные предписания.
6. Наряду с фиксированными соединениями cdma2000, как
и UMTS, поддерживает пакетный сервис, для чего могут исполь-
зоваться физические каналы и трафика, и управления (выделен-
ные либо общие).
Подводя черту под кратким обзором систем третьего поко-
ления, подчеркнем, что их развитие дает пример чрезвычайно
оперативного освоения новейших телекоммуникационных техно-
логий и беспрецедентных масштабов проникновения последних
в коммерческий сектор электронной связи.
Список литературы
1. Якубайтис Э. А. Информационные сети и системы. Справоч-
ная книга. -М.: Финансы и статистика, 1996.
2. Анин Б. Ю. Защита компьютерной информации. - СПб.: BHV-
Санкт-Петербург, 2000.
3. Карташевский В. Г., Семенов С. Н., Фирстова Т. В. Сети под-
вижной связи. -М.: Эко-Трендз, 2001.
4. Овчинников А. М., Воробьев С. В., Сергеев С. И. Открытые
стандарты цифровой транкинговой радиосвязи. - М.: МЦНТИ, 2000.
5. Системы подвижной радиосвязи / И. М. Пышкин, И. И. Дежур-
ный, В. Н. Талызин, Г. Д. Чвилев; Под ред. И. М. Пышкина. - М.: Радио
и связь, 1986.
6. Громаков Ю. А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи.
-М.: Эко-Трендз, 1998.
7. Дежурный И. И. Классификация и основные характеристики
систем сухопутной радиосвязи // Электросвязь, 1993. - № 8. - С. 12-14.
8. Тамаркин В. М., Невдяев Л. М., Сергеев С. И. Транкинговые
системы саязи // Сети и системы связи, 1996. - № 9. - С. 68-73.
9. Косилин А. Н., Соболев И. Б. Транкинговые системы - буду-
щее подаижной радиосвязи // Мобильные системы, 1999. - № 11. -
С. 12-13.
10. Логинов Н. А. Государственный надзор за деятельностью по
саязи в РФ - состояние и перспективы И Мобильные системы, 2000. -
№ 4.-С. 4-9.
11. Белянко Е. А. Двусторонняя пейджинговая связь: завтрашний
день или утопия И Мобильные системы, 2000. - № 5. - С. 17-20.
12. Соловьев А. А. Пейджинговая саязь. - М.: Эко-Трендз, 2000.
13. Ратынский М. В. Основы сотовой связи. - М.: Радио и связь,
1998.
14. Андрианов В. И., Соколов А. В. Сотовые, пейджинговые и
спутниковые средства связи. - СПб.: BHV-Санкт-Петербург; Арлит, 2001.
15. Ямбуренко Н. С. Глобалстар: успешное внедрение
и использование спутниковой связи в России и за ее пределами // Мо-
бильные системы, 2002. - № 4. - С. 16-17.
16. Варакин Л.Е., Трубин В.Н. Сотовые системы подвижной связи
// ЗРЭ, 1986. - № 2. - С. 3-32.
17. Концепция развития в России до 2010 года сетей сухопутной
подвижной радиосвязи общего пользования // Электросвязь, 1994. - № 4.
-С. 2-5.
18. www.sotovik.ru
256
Системы мобильной связи
19. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции
и расширения спектра: Пер. с англ. / Под ред. В. И. Журавлева. - М.: Ра-
дио и связь, 2000.
20. Радиотехнические системы / Ю. П. Гришин, В. П. Ипатов,
Ю. М.Казаринов и др.; Под ред. Ю. М. Казаринова. - М.: Высш, шк., 1990.
21. Связь с подвижными объектами в диапазоне СВЧ / Под ред.
У. К. Джейкса; Пер. с англ. -М.: Связь, 1979.
22. Ли У. К. Техника подвижной связи. - М.: Радио и связь, 1985.
23. Xia Н. A simplified analytical model for predicting path loss in ur-
ban and suburban environments // IEEE Trans. 1997. - VT-46. - P. 171-181.
24. Ламекин В. Ф. Сотовая связь. - Ростов н/Д.: Феникс, 1997.
25. Андрианов В. И., Соколов А. В. Средства мобильной связи. -
СПб.: BHV-Санкт-Петербург, 1998.
26. Ипатов В. П., Платонов В. Д. Условия сводимости частотной
манипуляции к эквивалентной фазовой // Радиотехника
и электроника. 1993. - Т. 38. - № 7. - С. 1316-1318.
27. Haikin S. Communication Systems - 4th ed. - John Wiley &
Sons, 2001.
28. Возенкрафт Дж., Джекобс И. Теоретические основы техники
связи. / Пер. с англ, под ред. Р. Л. Дробушина. -М.: Мир, 1969.
29. Борисов В. И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи
с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки
рабочей частоты.
30. Методика расчета абонентской емкости в сетях сухопутной
стационарной радиотелефонной связи на основе технологии CDMA / М.
А. Быховский, С. Н. Дудукин, В. А. Сивов, В. О. Тихвинский // Мобильные
системы, 1998. - Спец, выпуск. - С. 27-29.
31. Yang S. CDMA RF Engineering. Boston MA; Artech House, 1998.
32. Ziemer R. and Peterson R. Introduction to Digital Communication,
2d ed. Prentice Hall, 2001.
33. Lee J. and Miller L. CDMA System Engineering Handbook, Artech
House, 1998.
34. Ипатов В. П. Периодические дискретные сигналы с опти-
мальными корреляционными свойствами. - М.: Радио и связь, 1992.
35. Варакин Л. Е. Теория систем сигналов. - М.: Сов. радио, 1978.
36. Сетевые спутниковые радионавигационные системы / Под
ред. П. П. Дмитриева и В. С. Шебшаевича. - М.: Радио и связь, 1982.
37. Невдяев Л. М. Мобильная связь 3-го поколения. - М.;
МЦНТИ, 2000.
38. Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред.
Д. Д. Кловского - М.: Радио и связь, 2000.
39. Korhonen J. Introduction to 3G Mobile Communications. Artech
House, 2001.
40. WCDMA for UMTS: Radio Access for Third Generation Mobile
Communications. Revised edition; Edited by H. Holma and A. Toskala. John
Wiley & Sons, 2001.
Список литературы
257
41. Castro J. Р. The UMTS Network and Radio Access Technology: Air
Interface Techniques for Future Mobile Systems. John Wiley & Sons, 2001.
42. Wideband Wireless Digital Communication I Andreas F. Molisch.,
2001.
43. Питерсон У., Уэлдон Э. Коды, исправляющие ошибки / Пер.
с англ.; Под ред. Р. Л. Добрушина. - М.: Мир, 1976.
44. Блейхут Р. Теория и практика кодов, контролирующих ошибки
/ Пер. с англ. - М.: Мир, 1986.
45. Кларк Дж., мл., Кейн Дж. Кодирование с исправлением оши-
бок в системах цифровой связи / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1987.
46. Мак-Вильямс Ф. Дж., Слоэн Н. Дж. А. Теория кодов, исправ-
ляющих ошибки: Пер. с англ. - М.: Связь, 1979.
47. Введение в криптографию / Под ред. В. В. Ященко - СПб.:
Питер, 2001.
48. Иванов М. А. Криптографические методы защиты информа-
ции в компьютерных системах и сетях. - М.: КУДИЦ-ОБРАЗ, 2001.
49. Петраков А. В. Основы практической защиты информации:
Учеб, пособие. - М.: Радио и связь, 1999.
50. Уайндер С. Справочник по технологиям и средствам связи. -
М.: Мир, 2000.
51. Семенюк В. В. Экономное кодирование дискретной информа-
ции.-СПб, ГИТМР, 2001.
52. Шелухин О. И., Лукьянцев Н. Ф. Цифровая обработка и пере-
дача речи / Под ред. О. И. Шелухина. - М.: Радио и связь, 2000.
53. Mouly М., Pautet М. В. The GSM System for Mobile Communica-
tions. 1992.
54. Громаков Ю. А. Структура TDMA кадров и формирование сиг-
налов в стандарте GSM И Электросвязь, 1993. - № 10. - С. 9-12.
55. Mehrotra A. Cellular Radio: Analog and Digital Systems. Artech
House. Boston-London. 1994.
56. Mehrotra A. Cellular Radio Performance Engineering. Artech
House. 1994.
57. Бертсекас Д., Галлагер P. Сети передачи данных / Пер.
с англ. М.: Мир, 1980.
58. Steel, R., Lee, С.-С. and Gould, Р. GSM, cdmaOne and 3G sys-
tems. John Wiley & Sons, 2001.
59. Karim M. R. and Sarraf M. W-CDMA and cdma2000 for 3G Mobile
Networks. McGraw-Hill, 2002.
60. Garg V. J., Smolik K., Wilkes J. E. Application of CDMA in Wire-
less / Personal Communications. Prentice Hall, 1997.
61. Groe J. B. and Larson L. E. CDMA Mobile Radio Design. Artech
House, 2000.
62. Бабков В. Ю., Вознюк М. А., Никитин А. Н., Сиверс М. А. Сис-
темы связи с кодовым разделением каналов. / СПбГУТ. СПб., 1999.
63. GSM and UMTS: The Creation of Global Mobile Communication;
Edited by F. Hillebrand. John Wiley & Sons, 2002.
258
Системы мобильной связи
64. ftp://ftp.3gpp.org/specs/latest/R1999/25_series/
65. 3GPP, Technical Specification Group (TSG) RUN WG4, UTRA
(BS) FDD; Radio Transmission and Reception (3G TS 25.104. version
3.1.0.1999-12).
66. 3G TS 25.213: Spreading and Modulation (FDD).
67. 3GPP Technical Specification 25.214: Physical Layer Procedures
(FDD).
68. Холл M. Комбинаторика: Пер. с англ. - М.: Мир, 1970.
69. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь: Пер. с англ. -
М.: Связь, 1979.
70. "HPSK Spreading for 3G", Agilent Technology Application Note
1335 (online), Dec. 1999, Agilent Technologies. Сайт ttp://www.agilent.com/.
71. Свердлик M. Б. Оптимальные дискретные сигналы. -M.: Сов.
Радио, 1975.
72. 3G TS 25.221: Physical Channels and Mapping of Transport
Channels onto Physical Channels (TDD). Version 3.3.0, 2000-03
73. 3G TS 25.223: Spreading and Modulation (TDD).
74. 3GPP2 IS-2202.2. Physical Layer Standard for cdma2000 Spread
Spectrum System.
г
Список обозначений и сокращений
а, b - информационные символы
А - средний трафик канала связи
А, - состояние декодера или демодулятора
В - база сигнала
Вс - полоса когерентности канала связи
Cj - коэффициенты весового сложения
Ск - набор коэффициентов к-й итерации
С - кодовое слово
d - перемещение МС
(d, л) - секретный ключ шифрования
d0 - кодовое расстояние
D - расстояние между центрами сот
D(r, s) - евклидово расстояние
е(п) - ошибка предсказания
(е, п) - открытый ключ шифрования
Еб - энергия, приходящаяся на один бит сообщения
Е - вектор ошибок
f - частота
f0 - центральная частота канала связи
fm - максимальная доплеровская частота
- частота дискретизации
Fo - частота основного тона
д(х) - порождающий многочлен
Gr - коэффициент усиления передающей антенны
GP - коэффициент усиления приемной антенны
G - порождающая матрица
h - эффективная высота антенны мобильной станции
h(X) - хэш-функция
Н - эффективная высота антенны базовой станции
Н - проверочная матрица
/о - модифицированная функция Бесселя первого рода
нулевого порядка
Jo - функция Бесселя первого рода нулевого порядка
к - число информационных бит
К - число активных абонентов
260 Системы мобильной связи
Ki Kc Ks Lp m mc m(t) M М, - индивидуальный ключ шифрования - удельное число абонентов на соту - сеансовый ключ шифрования - средние потери при распространении - порядок предсказания - число секторов в соте - сомножитель, описывающий медленные замирания - число кодовых слов - число радиоволн в композиции, приходящей под од- ним углом
n n(t) nc N Na - длина кодового слова - шумовой сигнал - число элементов в кластере - коэффициент расширения спектра - число композиций радиоволн, приходящих с разных углов
Nj No Nt - мощность шума в ;-й ветви разнесения - спектральные плотности мощности белого шума - спектральные плотности мощности внутрисистемных помех
nr q - частота пересечения уровня R - отношение сигнал - совокупная помеха (сигнал-шум) на выходе приемника
Q Qo - среднее значение отношения сигнал-шум - отношение мощности прямого (нефлюктуирующего) сигнала к средней мощности флюктуаций
Po - мощность принимаемого сигнала при распростране- нии в свободном пространстве
Pr Pt W ro(t) Гm r - мощность принимаемого сигнала - мощность излучаемого сигнала - принятый сигнал, амплитуда или огибающая - сомножитель, описывающий быстрые замирания - медианное значение огибающей - среднее значение (математическое ожидание) оги- бающей
R Rk Rt Rw(m) S(f) - расстояние между передающей и приемной станциями - скорость передачи при кодировании - скорость передачи информации - нормированная взаимная корреляционная функция - огибающая элементарного импульса
Список обозначений и сокращений
261
s(t) - полезный сигнал
S - синдром
t - кратность ошибки
Т - средняя продолжительность сеанса связи
Т3 - временной интервал (слот), занимаемый каналом при
TDMA
Тб - длительность одного бита передаваемой информации
Т3 - задержка сигнала относительно кратчайшего пути
Тс - длительность элемента (чипа) ПСП
Тк -длительность кадра
Тр - временной ресурс, отводимый системе
То - период основного тона
Ть - длительность передачи одного символа
Тсс - интервал когерентности канала связи
Tj - задержка распространения /-го луча в /-ой композиции
Тт - среднеквадратическое отклонение времени задержки
(время рассеяния)
Ттах - максимальное время рассеяния
TRo - длительность замираний ниже уровня Ro
V - скорость
Vk = [Vk+K... Vk-• • Wk] - вектор отсчетов принимаемого сигнала, по
которым делаются оценки символа
Wc - ширина спектра сигнала
W(r) - плотность распределения вероятностей
Y - принятое кодовое слово
а - угол прихода радиоволны
а о - нормирующий множитель
ар - фактор речевой активности абонента
|3 - волновое число
Л - длительность одного символа
Af - частотная расстройка
Afa - ширина полосы абонентского канала связи
Afp - частотный ресурс, отводимый системе
Ек - сигнал ошибки /с-й итерации
г| - коэффициент повторного использования частот
Л -длина волны
р - средняя частота поступления вызовов
v - показатель затухания
262 Системы мобильной связи
Ж -е н Q тэ >гп - коэффициент уменьшения соканальных помех - радиус соты - коэффициент корреляции - среднеквадратическое отклонение (глубина замираний) - сдвиг во времени - фаза - малое положительное число, определяющее ско- рость сходимости алгоритма
Ш - угловая частота
АБГШ АДИКМ АДМ АФМ АЦП БС БФМ БЧХ ВРМ вез ГКРЧ - аддитивный белый гауссовский шум - адаптивная ДИКМ - адаптивная ДМ - амплитудно-фазовая манипуляция - аналого-цифровой преобразователь - базовая станция - бинарная фазовая манипуляция - (код) Боуза, Чоудхури, Хоквингема - визитный регистр местоположения - временные селективные замирания - Российская Государственная Комиссия по радиочас- тотам
ДИ КМ ДМ ДРМ ИКМ КА КАМ КБС КК КФМ КФМС ЛС МДВР -дифференциальная ИКМ - дельта-модуляция - домашний регистр местоположения - импульсно-кодовая модуляция - космический аппарат - квадратурная амплитудная манипуляция - контроллер базовой станции - канализирующий код - квадратурная фазовая манипуляция - квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом -линейная станция - множественный доступ с временным разделением каналов
МДКР МДЧР - множественный доступ с кодовым разделением каналов - множественный доступ с частотным разделением ка- налов
МККР - Международный консультативный комитет по радио- связи
мкцпе - межсетевой коммутационный центр подвижной связи
Список обозначений и сокращений 263
МС МСИ МЧМ ОСР ПАКФ ПВКФ пл псп РИ PC СМР СПРВ СПСС ССМС СУ СФ тсс ТФОП ФКС ФМ ЦАП ЦИК ЦК ЦКМС чпк ЧСЗ ЭП - мобильная станция - межсимвольная интерференция - минимальная частотная манипуляция - обратная связь по решению - периодическая автокорреляционная функция - периодическая взаимная корреляционная функция - проводная линия - псевдослучайная последовательность - радиоинтерфейс - (код) Рида-Соломона - системы мобильной радиосвязи - системы персонального радиовызова - системы персональной спутниковой связи - сотовые системы мобильной связи - станция управления - согласованный фильтр - транкинговые системы связи -телефонная сеть общего пользования - Федеральная комиссия связи (США) - фазовая манипуляция - цифро-аналоговый преобразователь - циклический избыточный код - центр управления и коммутации - центр коммутации подвижной связи - числовая последовательность ключа - частотно-селективные замирания - электронная подпись
АВ АС АССН AGCH AICH AMPS ARIB ВССН BPSK BSC BSS BTS сссн - access burst - authentication center - associated control channels - access grant channel - acquisition indication channel - Advanced Mobile Phone Service - Association of Radio Industries and Businesses - broadcast control channels - binary phase shift keying - base station controller - base station subsystem - base transceiver station - common control channels
264 Системы мобильной связи
CD-ICH CDMA CD-P CELP CEPT CRC D-AMPS DB DCS DPCCH DPDCH DSCH DSSS DTX ED EDACS EDGE ETRI EIR ERMES ET ETS ETSI FACCH FACH FB FCCH FDD FDMA FHSS GMSK GMSC GP GPRS GSM HLR HSCSD IMEI IMSI IS ISDN - collision detection indication channel - code division multiple access - collision detection preamble - code-excited linear prediction - Conference of European Posts and Telegraphs - cyclic redundancy code - Digital-AMPS - dummy burst - Digital Cellular System - dedicated physical control channel - dedicated physical data channel - downlink shared channel - direct sequence spread spectrum - discontinuous transmission - encrypted data - Enhanced Digital Access Communications System - enhanced data rates for global evolution - Electronics and Telecommunications Research Institute - equipment identity register - European Radio Messaging System - extended tail - extended training sequence - European Telecommunications Standards Institute - fast associated control channels - forward access channel - frequency correction burst - frequency correction channel - frequency division duplex - frequency division multiple access - frequency hop spread spectrum - Gaussian MSK - gateway mobile services switching center - guard period - general packet radio service - Global System for Mobile Communications - home location register - high-speed circuit-switched data - international mobile station equipment identity - international mobile station subscriber identity - Interim Standard - Integrated Services Digital Network
Список обозначений и сокращений
265
ISO - International Standard Organisation
ITU - International Telecommunication Union
LAI - location area identification (identity)
LAN - Local Area Network
LPC - linear predictive code
LTP - long term prediction
MAHO - mobile-assisted handoff
MOS - mean opinion score
MPT - Ministry of Post and Telecommunication
MS - mobile station
MSC - mobile switching center
MSK - minimal shift keying
MSS - mobile station subsystem
NB - normal burst
NMT - Nordic Mobile Telephone System
OMC - operations and maintenance center
OQPSK - offset QPSK
OSI - Open Systems Interconnection
OVSF - orthogonal variable spreading factor
PAMR - Public Access Mobile Radio
P-CCPCH - primary common control physical channel
PCH - paging channel
PCN - Personal Communication Network
PC-P - power control preamble
PDC - Personal Digital Cellular
PDN - Packet Data Network
PICH - paging indicator channel
PIN - personal identification number
PMR - Professional Mobile Radio
POCSAG - Post Office Code Standardization Advisory Group
PSC - primary synchronization code
PUK - personal unblocking key
QPSK - quadrature phase shift keying
RACH - random access channel
RAND - random number
RPE - regular pulse excitation
RSA - Rivest, Shamir, Adleman
SACCH - slow associated control channels
SB - synchronization burst
S-CCPCH - secondary common control physical channel
SCH - synchronization channel
266 Системы мобильной связи
SF SF SDCCH SIM SRES SSS TACS ТВ ТСН TCH/FS TCH/HS TDD TDMA TETRA TIA TMSI TS UMTS UTRAN UWC VLR WARC - stealing flag - spreading factor - stand-alone dedicated control channels - subscriber identity module - signed response - switching subsystem - Total Access Communications System - tail bits - traffic channels - traffic channels / full speech - traffic channels / half speech - time division duplex - time division multiple access - Trans-European Trunked Radio - Telecommunication Industry Association - time mobile station subscriber identity - training sequence - Universal Mobile Telecommunication System - Universal Terrestrial Radio Access Network - Universal Wireless Communications - visited location register - World administrative radio conference
Предметный указатель
Абонентская емкость 28,69, 78,
82
Автовыбор 96
Алгоритм Витерби 106, 127
Аутентификация 144
Возбуждение от кода 161
Вокодер 158
Время рассеяния 49
Время (интервал) когерентности
53
Гаммирование 137
Декодирование
-жесткое 129
- мягкое 129
Деперемежение 133
Детектор активности речи 163
Динамический диапазон 59
Длина кодового ограничения 125
Дуплекс 84
- частотный 84, 226
- временной 84, 26
Замирания 42, 45
- быстрые 46, 47
- временные селективные 51,53
-гладкие 51
- медленные 46
- частотно-селективные 51
Затухание 42
Идентификация 144
Избыточность речи 153
Интерференция
-межсимвольная 106
— подавление 106
-радиоволн 45
Канал 13
- выделенный 228
- дуплексный 13, 84
— временной 85
— частотный 84
- логический 9,186
— доступа 198,199
--обратного трафика 198,203
-общий 170
- пакетной передачи 248
--персонального вызова 186,
191
--пилотный 186
--прямого трафика 186,196
--синхронизации 186,189
- случайного доступа 170
-симплексный 13
-транспортный 9
-управления 16,18,169
-физический 9
Канальное кодирование 115
Капсулирование информации
190, 195
Качество восстановленной речи
154
Кластер 28
Ключ шифрования 134
- распределение 139
Кодеки речевые 153
Кодеры формы сигнала 154
Кодирование с предсказанием
156
Кодовая решетка 125
Код
- вторичный синхронизирующий
243
- Голда 235
-канализирующий 231,241
- первичный синхронизирующий
243
- скремблирующий 237, 242
Коды
-блоковые 116
- БЧХ 123
268
Системы мобильной связи
-линейные 117
-модуляционные 109
- несистематические 116
- перевода данных 109
- PC 113
- сверточные 124
- систематические (разделимые)
116
-циклические 119
Коллизия 145
Комбинирование сигналов 93
- с коммутацией ветвей разне-
сения 98
- селективное (автовыбор) 96
Комфортный шум 163
Контроль целостности 136
Коэффициент
-корреляции 49
- повторного использования час-
тот 28
- соканального повторения 28
Криптограмма 134
Матрица порождающая 118
Матрица проверочная 118
Метод анализа через синтез 160
Методы сжатия словарные 152
Многочлен локаторов 124
Многочлен порождающий 119
Множественный доступ 13, 67
- с временным разделением
каналов 14, 70
- с кодовым разделением кана-
лов 14, 32, 73
- с частотным разделением ка-
налов 14,26,30,68
Модель
- голосового тракта 158
- Кся-Бертони 44
- Окамуры-Хата 43
Модулятор ортогональный 200
Модуляция 55
- бинарная фазовая (BPSK) 56
- восьмиуровневая (восьмерич-
ная) фазовая (ФМ8, 8-PSK) 58,
222
- квадратурная (QPSK) 56
- квадратурная со сдвигом
(OQPSK) 60
- минимальная частотная (MSK)
62
— гауссовская (GMSK) 64, 165
Мультикодовая передача 229
Область взаимодействия 7
Огибающая 46
Ошибок
-исправление 122
-локатор 123
-обнаружение 120
- пакет 132
Ошибка предсказания 157
Пароль 149
Первичная ИКМ 158
Перемежение 132
Показатель затухания 42
Полоса когерентности 52
Последовательность
-пробдоступа 211
-псевдослучайная 73,183, 194
Преамбула 138
Прерывистая передача речи 162
Приемник
- многопользовательский 234,
238
-RAKE 104
Прикладной процесс 7
Протоколы 9
Процедура доступа 211
Радиоинтерфейс 7, 17, 21, 182
Разнесение сигналов 94
- ветви 94
- временное 94
- макро-разнесение 94
- микро-разнесение 94
- по компонентам ЭМП 94
- многолучевое 96, 102
- поляризационное 94
- пространственное 95
-угловое 95
-частотное 95
Разнесенный прием 93
Распределение
- логарифмически нормальное 46
Предметный указатель
269
- равномерное 49
- Рэлея- 47
- Рэлея-Райса 47
- экспоненциальное 49
Распространение многолучевое
41
Расстояние
-евклидово 108
-Хэмминга 117
Расширение спектра 73
- изменением несущей 73
- многочастотное 252
- прямое 73, 183, 227
— асинхронный вариант 74,
183
— синхронный вариант 74, 183
Регистр
- идентификации оборудования
35
- местоположения 35
— визитный 35
— домашний 35
Секторизация сот 29, 77
Сжатие данных 151
Сигнал возбуждения 159
Синдром 120
Система мобильной связи
-открытая 7, 13
- персонального вызова 14,19
- сотовая 14, 26
— первого поколения 29
- - второго поколения 31
— третьего поколения' 32
- спутниковая 14, 22
- транкинговая 14
Скорость передачи 115
Скорость преобразования 154
Скремблирование 137, 184, 197
- комплексное 236
Слепое выравнивание 114
Сложение оптимальное коге-
рентное 98
- равновесное когерентное 99
Слот 72, 167, 173
Сота 26
Стойкость шифра 135
Схема дуплексирования каналов
14
- временная 14
-частотная 14
Турбо-код 130
Управление мощностью 88
-адаптивное 92
- с открытой петлей 92, 246
- с замкнутой петлей 92, 246
Уровень 7
- канальный 8
-представительный 8
-прикладной 8
-сеансовый 8
-сетевой 8
-транспортный 8
- физический 8
Фактор речевой активности 78,
196, 203
Фильтр трансверсальный 111
Формирование спектра 109
Функция односторонняя 141
Функция Уолша 183, 186, 198
Хэш-функция 145
Центр
-аутентификации 35
- коммутации мобильной связи 35
Частота пересечения уровня 51
Шифрование данных 134
Эквалайзер 110
-дробный 112
-линейный 111
- линейный адаптивный 113
- с обратной связью по решению
112
Электронная подпись 147
Эстафетная передача 27, 180,
184, 216
-жесткая 216
-мягкая 184,216
Оглавление
Предисловие.............................................. 3
1. Архитектура сетей связи .............................. 6
1.1. Понятие о модели взаимодействия открытых систем ... 6
1.2. Структура сетей мобильной связи .................... 10
2. Классификация и эволюция систем мобильной радиосвязи . 13
2.1. Основные типы систем мобильной связи.............. 13
2.2. Транкинговые системы связи ....................... 15
2.3. Системы персонального радиовызова ................ 19
2.4. Системы персональной спутниковой связи ........... 22
2.5. Сотовые системы мобильной связи................... 26
2.6. Эволюция систем и стандартов сотовой связи........ 29
3. Характеристики среды распространения радиоволн
в сотовой радиосвязи................................... 37
3.1. Регламентация радиочастотного спектра и диапазоны волн,
используемые в мобильной связи......................... 37
3.2. Помехи в каналах сотовой связи.................... 40
3.3. Затухание радиосигналов при распространении ...... 42
3.4. Замирания сигналов................................ 45
3.4.1. Медленные замирания ......................... 46
3.4.2. Быстрые замирания ........................... 47
3.4.3. Частотно-селективные и временные селективные
замирания........................................... 51
4. Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной
связи.................................................. 55
4.1. Критерии выбора модуляционных форматов при цифровой
передаче данных........................................ 55
4.2. Модуляционные форматы цифровых стандартов сотовой
связи второго и третьего поколений .................... 59
5. Организация множественного доступа и дуплексного режима
связи ................................................. 67
5.1. Множественный доступ с частотным разделением
каналов................................................ 68
5.2. Множественный доступ с временным разделением
каналов................................................ 63
5.3. Множественный доступ с кодовым разделением каналов..73
5.3.1. Варианты реализации кодового разделения ..... 73
5.3.2. Оценка числа пользователей на соту........... 76
5.3.3. Оптимизация сигнатур при кодовом разделении с
прямым расширением спектра.......................... 79
Содержание
271
5.4. Реальная абонентская емкость сотовых систем
мобильной радиосвязи...................................... 82
5.5. Организация дуплексного режима в мобильных
системах.................................................. 84
6. Компенсация искажений сигналов на трассе
распространения ........................................ 88
6.1. Управление мощностью в каналах..................... 88
6.2. Разнесенный прием.................................. 93
6.2.1. Классические методы разнесения................ 94
6.2.2. Многолучевое разнесение....................... 102
6.3. Подавление межсимвольной интерференции ............ 106
6.3.1. Алгоритм Витерби.............................. 106
6.3.2. Формирование спектра излучаемых сигналов...... 109
6.3.3. Эквалайзинг................................... 110
7. Помехоустойчивое кодирование в системах мобильной
радиосвязи ............................................. 115
7.1. Блоковые коды....................................... 116
7.2. Сверточные коды..................................... 124
7.3. Перемежение символов................................ 132
8. Информационная безопасность в мобильных системах
связи................................................. 134
8.1. Методы шифрования .................................. 134
8.1.1. Симметричные системы шифрования................ 135
8.1.2. Системы шифрования с открытым ключом........... 140
8.2. Идентификация и аутентификация в системах мобильной
связи................................................. 144
8.2.1. Аутентификация сообщения ...................... 145
8.2.2. Аутентификация абонента ....................... 148
9. Кодирование сообщений источника ...................... 151
9.1. Методы кодирования источника без потерь информации . 152
9.2. Кодирование речевых сообщений....................... 153
9.2.1. Речевые кодеки................................. 153
9.2.2. Кодеры формы речевого сигнала ................. 154
9.2.3. Вокодеры ...................................... 158
10. Радиоинтерфейс мобильного телефона GSM............... 164
10.1. Общая характеристика стандарта GSM............... 164
10.2. Структура и общий алгоритм функционирования.,...... 166
10.3. Архитектура радиоинтерфейса. Логические и физические
каналы.................................................
10.4. Взаимодействие радиоинтерфейса с сетью GSM,,.....
10.4.1. Подключение МС (первая регистрация)......
10.4.2 Отключение МС..............................
10.4.3. Входящий вызов.......................
272
Цифровая мобильная радиосвязь
10.4.4. Исходящий вызов............................... 179
10.4.5. Роуминг и обновление данных местонахождения.... 179
10.4.6. Эстафетная передача........................... 180
11. Радиоинтерфейс мобильного телефона cdmaOne (IS-95)... 182
11.1. Общая характеристика системы....................... 182
11.2. Архитектура линии "вниз" .......................... 186
11.2.1. Пилотный канал................................ 186
11.2.2. Канал синхронизации........................... 189
11.2.3. Канал персонального вызова.................... 191
11.2.4. Канал прямого трафика......................... 196
11.3. Архитектура линии "вверх” ......................... 198
11.3.1. Канал доступа................................. 199
11.3.2. Канал обратного трафика....................... 203
11.4. Принципы организации абонентского доступа.......... 206
11.4.1. Режим инициализации МС ....................... 206
11.4.2. Режим ожидания ............................... 207
11.4.3. Режим доступа................................. 208
11.4.4. Процедура доступа МС.......................... 211
11.4.5. Режим контроля канала трафика................. 214
11.4.6. Эстафетная передача........................... 216
12. Радиоинтерфейсы мобильных систем связи третьего
поколения ............................................... 221
12.1. Общая концепция мобильной связи третьего поколения.. 221
12.2. Радиоинтерфейс системы UMTS/FDD.................... 226
12.2.1. Общая характеристика и основные параметры..... 226
12.2.2. Логические, транспортные и физические каналы... 227
12.2.3. Выделенные физические каналы линии "вверх" ... 228
12.2.4. Общие физические каналы линии "вверх" ........ 230
12.2.5. Канализирующие коды линии "вверх" ............ 231
12.2.6. Скремблирование в линии "вверх” .............. 234
12.2.7. Транспортные каналы линии "вниз" и их отображение
на физические ......................................... 239
12.2.8. Организация физических каналов линии "вниз” .. 240
12.2.9. Канализирующие коды линии "вниз".............. 241
12.2.10. Скремблирование в линии "вниз" .............. 242
12.2.11. Канал синхронизации.......................... 242
12.2.12. Процедуры физического уровня UMTS ........... 245
12.3. Особенности радиоинтерфейса UMTS/TDD............... 250
12.4. Эволюция стандарта IS-95 в cdma2000 ............... 252
Список литературы........................................ 255
Список обозначений и сокращений.......................... 259
Предметный указатель..................................... 267