Немировский A. E., Сергиевская И. Ю.,
Степанов О. И., Иванов А. В.

Электроника

Учебное

пособие

Инфра­Инженерия
Москва ­ Вологда
2019

УДК 62.276.1/.4+622.279.23/.4 (075.8)
ББК 33.36
H 50

ФЗ
№ 436­ФЗ

Издание не подлежит маркировке
в соответствии сп. 1ч.4ст. 11

Немировский А. Е.
H 50 Электроника: учебное пособие / А. Е. Немировский, И. Ю. Сергиевская.
О. И. Степанов, А. В. Иванов. ­ M . : Инфра­Инженерия, 2019. ­ 200 с.

ISBN 978­5­9729­0264­4

Рассмотрены основные элементы электронных схем, электронные прибо­
ры и электронные устройства, импульсные и цифровые сигналы и устройства,
порядок выявления и методы расчета их важнейших параметров и характери­
стик. В приложениях содержатся справочные данные, которые будут полезны
при выполнении контрольных работ и курсового проектирования.
Для студентов, изучающих дисциплину СД.01 «Электроника» и смежные
дисциплины при подготовке бакалавров по направлению 13.03.02 «Электро­
энергетика и электротехника» и магистров по направлению 13.04.02 «Электро­
энергетика и электротехника» профиля «Электрооборудование и электрохозяй­
ство предприятий, организаций и учреждений».

© Немировский A. E., Сергиевская И. Ю., Степанов О. И.,
Иванов А . В . , авторы, 2019
© Издательство «Инфра­Инженерия», 2019

ISBN 978­5­9729­0264­4

ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение
Глава 1. Элементы электронных схем
§ 1 . 1 . Краткое описание пассивных элементов электронных схем
§ 1.2. Электронные приборы
1.2.1. Электропроводность проводников и диэлектриков
1.2.2. Электропроводность полупроводников
1.2.3. Примесные полупроводники
1.2.4. Электронно­дырочный переход и его свойства
§ 1.3. Полупроводниковые диоды
§ 1.4. Полупроводниковые транзисторы
§ 1.5. Тиристоры
§ 1.6. Оптоэлектронные приборы
§ 1.7. Операционные усилители
§ 1.8. Силовые полупроводниковые приборы
Контрольные в о п р о с ы и задачи к главе 1

Глава 2. Электронные устройства

5
6
6
11
11
13
16
17
23
26
38
46
50
59
75

79

§ 2 . 1 . Вторичные источники питания
2.1.1. Выпрямители
2.1.2. Электрические фильтры
2.1.3. Стабилизаторы напряжения
§ 2.2. Инверторы и умножители напряжения
§ 2.3. Усилители электрических сигналов
§ 2.4. Генераторы электрических сигналов
Контрольные в о п р о с ы и задачи к главе 2

79
82
89
95
97
98
121
132

Глава 3. Импульсные и цифровые сигналы и устройства

134

§ 3 . 1 . Импульсные сигналы и их параметры
§ 3.2. Цифровое представление информации
§ 3.3. Логические функции и алгебралогики
3.3.1. Логические функции и способы их записи
3.3.2. Основы алгебры логики (алгебры Буля)
3.3.3. Основные теоремы алгебры логики
3.3.4. Представление и минимизация булевых функций
§ 3.4. Реализация логических функций и особенности построения
логических устройств
§ 3.5. Комбинационные устройства
§ 3.6. Последовательностные устройства
§ 3.7. Устройства для формирования и преобразования
аналого­цифрового и цифро­аналогового сигналов
Контрольные в о п р о с ы и задачи к главе 3

134
137
140
140
141
143
144

Заключение

146
148
159
176
185

186
3

Список использованных источников

187

Приложение 1. Международная цветовая маркировка резисторов

188

Приложение 2. Классификация и основные параметры
полупроводниковых диодов

190

Приложение 3. Классификация и основные характерные
193

признаки транзисторов
Приложение 4. Классификация и основные характеристики тиристоров

195

Приложение 5. Параметры интегральных стабилизаторов

197

4

Введение
Курс «Электроника» является одним из основных при подготовке бакалав­
ров по направлению 13.03.02 «Электроэнергетика и электротехника» и магистров
по направлению 13.04.02 «Электроэнергетика и электротехника» профиля «Элек­
трооборудование и электрохозяйство предприятий, организаций и учреждений»
и основывается на знаниях высшей математики, теоретических основ электротех­
ники.
Электроника является универсальным и эффективным средством при реше­
нии самых различных проблем в области сбора и преобразования информации,
автоматического и автоматизированного управления, выработки и преобразования
энергии. Сфера применения электроники постоянно расширяется, и практически
каждая сложная техническая система оснащается электронными устройствами.
Трудно назвать технологический процесс, управление которым осуществлялось
бы без использования электроники.
Целью настоящего пособия является анализ принципов действия и структур
электронных приборов и устройств, выявление их важнейших параметров
и характеристик, а также уяснение методов их расчета. Учебное пособие предна­
значено для дисциплины СД.01 «Электроника» согласно Государственному
образовательному стандарту высшего профессионального образования.
Учебное пособие состоит из трех разделов: элементы электронных схем,
электронные устройства, импульсные и цифровые сигналы и устройства.
Авторы выражают глубокую признательность рецензентам рукописи: ве­
дущему специалисту производственно­технического отдела ООО «Строительные
системы» Бугаевой Т.В., мастеру ООО «ЦентрСтройКомплекс» Крепышеву А. С.
за полезные замечания и предложения.
Отзывы и предложения просим направлять по адресу: 160035, г. Вологда,
ул. Ленина, д. 15, ВоГУ, кафедра электрооборудования.

5

ГЛАВА 1.
Элементы электронных схем
§ 1.1. Краткое описание пассивных элементов
электронных схем
Основой электронной техники наряду с электронными приборами являются
резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности.
Свойства реальных компонентов — резисторов, конденсаторов и катушек
индуктивности — могут существенно отличаться от их идеальных моделей.
Эти отличия зависят от технологии материала и условий эксплуатации.
Резистор является простым и самым распространенным и компонентом
электронных схем и представляет собой элемент электрической цепи, в котором
происходит необратимый процесс преобразования электрической энергии в теп­
ловую. Сопротивление резистора может быть определено как тангенс угла
наклона его вольт­амперной характеристики.
Сопротивление резистора в цепи переменного тока больше сопротивления
этого же резистора в цепи постоянного тока, что объясняется наличием поверх­
ностного эффекта, который заметно сказывается на частотах от 10 МГц.
Резисторы бывают разных типов, размеров и конструкций. Самые часто
употребляемые типы — металлопленочные и углеродистые резисторы. Наибо­
лее распространенным типом углеродистых резисторов является С1­4. Ранее
выпускались и часто встречаются до сих пор резисторы типа МЛТ. Современные
резисторы маркируются международным цветным кодом, состоящим из двена­
дцати цветов.
Выпускаемые промышленностью резисторы обозначаются следующим
образом: R (или Е) обозначают омы; к — килоомы; м — мегаомы.
Эти буквы могут использоваться вместо десятичной точки (1К2 есть то же
самое что и 1,2 кОм), a 3R3 (или ЗЕЗ) — то же самое, что 3,3 Ом. При обозначени­
ях на схемах целые омы в большинстве случаев вообще опускаются: например
«360» означает просто 360 Ом. ЧИП­резисторы для поверхностного монтажа
маркируются тремя цифрами: первые две — номинальное значение (без запятой),
а последняя — степень десяти. Так, надпись 103 означает 10 • IO = 10 000 Ом,
а надпись 272 — 2 700 Ом.
3

Резисторы С 1 ­ 4 и МЛТ выпускаются следующих предельно допустимых
мощностей— 0,0625; 0,125; 0,25; 1; 2 Вт и отличаются размерами. Обычные
резисторы выпускаются с 1%­ным разбросом, однако на практике в продаже
встречаются только их 5%­ные разновидности.
6

Более точные (прецезионные) резисторы с разбросом в 1 % и ниже носят
другие наименования и значительно дороже. Широко применяются на практике
различные типы безвыходных резисторов для поверхностного монтажа
(ЧИП­компоненты). Все резисторы имеют предельно допустимое напряжение,
которое также зависит от их размеров — так, для мощностей 0,125 и 0,25 Вт это
напряжение не превышает 250 В, поэтому их нельзя употреблять в цепях с сете­
вым питанием независимо от того, что тепловая мощность может быть и не пре­
вышена. Для цепей с напряжением 220 В и выше минимально допустимая мощ­
ность резистора составляет 0,5 Вт. Резисторы номиналом меньше 1 Вт предна­
значены для пропускания больших токов и имеют большие размеры. Резисторы
мощностью более 2 Вт требуются довольно редко и для таких случаев выпуска­
ют специальные проволочные резисторы, залитые термостойким составом
(остеклованные).
Кроме постоянных резисторов, широкое применение в электронике находят
переменные резисторы, отличающиеся от постоянных наличием третьего выво­
д а — движка, представляющего собой подпружиненный ползунок, механически
передвигающийся по резистивному слою. Так как вывода три, то переменный
резистор может подключаться двумя способами: как простой резистор (вывод
движка при этом объединяется с одним из крайних выводов) и по схеме потен­
циометра, когда все три вывода задействованы. Резисторы по своему предназна­
чению служат для преобразования напряжения в ток и обратно. В соответствии
с этим схема обычного включения переменного резистора служит для преобразо­
вания напряжения в ток, а схема потенциометра (делителя напряжения) — тока
в напряжение.
Резисторы могут в схеме включаться последовательно или параллельно,
и следовательно, общее сопротивление будет равняться:
• при последовательном соединении:
R = R + R +...
z

1

2

(1.1)

• при параллельном соединении:
R =l/R +l/R +_
z

1

2

(1.2)

Из этих определений вытекает несколько правил.
• Для последовательного
соединения:
1. сумма двух резисторов имеет сопротивление всегда больше, чем со­
противление резистора с большим номиналом (правило «больше
большего»);
2. если номиналы резисторов равны, то суммарное сопротивление
вдвое больше каждого номинала;
7

3. если номиналы резисторов различаются во много раз, то общее
сопротивление примерно равно большему номиналу.
• Для параллельного
соединения:
1. сумма двух резисторов имеет сопротивление всегда меньшее, чем со­
противление резистора с меньшим номиналом (правило «меньше
меньшего»);
2. если номиналы резисторов равны, то суммарное сопротивление
вдвое меньше каждого номинала;
3. если номиналы резисторов различаются во много раз, то общее
сопротивление примерно равно меньшему номиналу.
Международная цветная маркировка резисторов приведена в Приложе­
нии 1.
Резисторы, помимо активного сопротивления, обладают ощутимой на высо­
ких частотах проходной емкостью, включенной параллельно активному сопро­
тивлению и имеющей величину от сотых долей до единиц пикофарад.
Лакопленочные и иные резисторы, в которых используются сплошные
слои проводящего материала, почти не имеют собственной индуктивности,
и ею можно пренебречь вплоть до частот в сотни мегагерц. В то же время меж­
ду их проводящим слоем и другими частями схемы образуются паразитные
конденсаторы с емкостями до нескольких пикофарад, которые, как правило,
больше проходных. Другим недостатком резисторов этих типов является
сильная зависимость активного сопротивления от времени, температуры
и влажности. Резисторы нельзя применять в устройствах, рассчитанных
на меньшие отклонения. Например, если расчетное сопротивление резистора
10 кОм при допустимом отклонении +100 Ом (10 кОм + 1 % ) , то не следует
брать резисторы с номиналом 10 кОм + 10% и отбирать среди них тот, сопро­
тивление которого укладывается в диапазон 99­101 кОм. Дело в том, что уже
в процессе пайки сопротивление резистора «уйдет» значительно больше,
чем на 100 Ом.
Проволочные резисторы обладают значительно большей температурной
и временной стабильностью, но у них больше паразитные емкости и индуктив­
ности. Для уменьшения последней прибегают к так называемой (бифилярной)
встречной намотке проволоки на каркас. Проволочные резисторы являются
незаменимыми в цепях, где точность и стабильность активных элементов явля­
ются решающими.
Конденсатор — это элемент электрической цепи, запасающий электриче­
скую энергию. Параметром, характеризующим это свойство конденсатора,
является электрическая емкость, представляющая собой отношение заряда
8

(в кулонах) к разности потенциалов на пластинах (в вольтах). Самым высоким
соотношением емкость/габариты обладают электролитические
(оксидные) кон­
денсаторы, например, серия К50­35. Емкости таких конденсаторов достигают
ШООООмкФ, а допустимые напряжения— до 600 В. В то же время у таких
конденсаторов есть три существенных недостатка. Первый и самый главный —
эти конденсаторы полярны, т. е. подразумевают включение только в опреде­
ленной ориентации по отношению к полярности источника питания. Поляр­
ность обычно обозначается на корпусе и/или толщиной (длиной) выводов.
Второй недостаток «электролитов» заключается в том, что они обеспечивают
номинальную емкость только на низких частотах. При быстром перезаряде их
емкость существенно снижается, поэтому в фильтрах источников питания
рекомендуется параллельно ставить неполярные (керамические или иные)
конденсаторы в целях лучшей защиты от высокочастотных помех. Третий
недостаток «электролита» заключается в т. н. эффекте «аккумулятора» (или
накопления заряда). Если полностью разрядить электролитический конденсатор
(например, коротким замыканием выводов), то через некоторое время напряже­
ние на выводах опять восстановится до некоторого значения (1­1,5 В), а для его
полного рассасывания требуется от нескольких часов до суток. Этот эффект
тем сильнее, чем больше емкость и выше допустимое напряжение.
Также достаточно широко применяются конденсаторы с неполярным
диэлектриком: бумажные, слюдяные, керамические, полиэтилентерефталатные
(лавсановые) или фторопластовые (тефлоновые). Следует отметить, что старые
металлобумажные конденсаторы типа МБГ или МБГЧ имели достаточно
существенную особенность — они могли самовосстанавливаться после пробоя.
Однако в настоящее время все чаще используются неполярные конденсаторы
с керамическим или органическим диэлектриком (К10, К73 и др.) При приме­
нении в точных времязадающих цепях рекомендуется не просто выбирать
конденсатор с подходящим изолятором (тефлоновый или слюдяной), но и с как
можно большим допустимым напряжением (например, конденсатор с номи­
нальным напряжением 600 В в цепях с напряжением 12 В) Емкости широко
используемых конденсаторов лежат в пределах от пико­ до микрофарад и при
условных обозначениях пишут просто «мк», «н», «п» вместо «мкФ» и т. д.
Часто микрофарады обозначаются лишним десятичным знаком, например
100,0 означает 100 мкФ, а просто 100 — 100 пФ.
Как и резисторы, конденсаторы можно включать последовательно
или параллельно. Параллельное включение применяют при необходимости
увеличить емкость, которая в этом случае будет равняться сумме емкостей
отдельных конденсаторов:
9

C =C + ^+...
1

1

(1.3)

При необходимости уменьшить емкость конденсатора их соединяют
последовательно, при этом общая емкость вычисляется по формуле:
1 / C = l / C i + 1 / C 2 + ...
z

(1.4)

Конденсатор по своей сути (определению) не пропускает постоянный ток,
т. к. представляет собой разрыв в цепи, а переменный ток через него протекает —
при этом происходит постоянный перезаряд конденсатора, т. к. напряжение все
время изменяется по величине и полярности.
Сам по себе конденсатор энергии не потребляет, поэтому его сопротивление
переменному току называют реактивным, в то время как обычное резистивное со­
противление называют активным.
Реальные конденсаторы еще больше отличаются от идеала, поскольку у них
есть сопротивление утечки, шунтирующее емкость. Для высококачественных
конденсаторов (слюдяные, фторопластовые, керамические и пр.) собственное со­
противление утечки составляет при малой влажности и нормальной температуре
гигаомы (1 ГОм = I O O M ) И В большей степени зависит от состояния поверхности
корпуса или монтажной платы, чем от диэлектрика.
9

Индуктивность — это элемент электрической цепи, в котором накаплива­
ется энергия электромагнитного поля. Простейшая индуктивность представляет
собой катушку из провода, который для улучшения индуктивных свойств нама­
тывают на основу из ферромагнитного материала.
Индуктивность для постоянного тока представляет нулевое сопротивле­
ние, и с ростом частоты переменного тока ее реактивное сопротивление растет.
Ток в цепи, содержащей индуктивность, отстает от напряжения на 90°.
Индуктивность измеряется в генри (Гн). Катушки индуктивности
без ферромагнитных сердечников могут быть достаточно близки к идеальным
индуктивностям. Основную роль в них играет сопротивление провода. Так,
в дросселях с сердечниками нелинейность последних приводит к тому, что от­
личия от идеала оказываются очень существенными. Потери энергии на пере­
магничивание сердечника и вихревые токи Фуко в них вызывают ее обращение
на нагрев. Это обстоятельство определяет КПД и качество трансформаторов.

10

§ 1.2. Электронные приборы
Электронньгм прибором называют устройство, действие которого связано
с использованием электрических явлений в полупроводнике, вакууме или газе.
Пространство, в котором протекают характерные для электронного прибора
физические процессы, называют рабочим.
Это пространство изолировано
от окружающей среды газонепроницаемой оболочкой. Поскольку рабочее
пространство представляет собой либо кристалл полупроводника, либо вакуум,
либо разреженный газ, соответственно различают полупроводниковые, электрова­
куумные и газоразрядные приборы (рис. 1.1).
Электронные

уг

г
Электровакуумные

приборы

Полупроводниковые

Газоразрядные

Рис. 1.1. Электронные приборы

С точки зрения электропроводности все материалы разделяются на про­
водники, диэлектрики и полупроводники. В основу построения современных
электронных приборов положено применение полупроводниковых материалов:
германия, кремния, арсенида галлия, индия, карбида кремния и др.
1.2.1. Электропроводность

проводников

и

диэлектриков

В состав всех тел входят одинаковые по своим свойствам элементарные
заряженные частицы — носители зарядов. Но различные тела обладают разны­
ми электрическими свойствами, что обусловлено разным характером движения
носителей зарядов в них. В одних телах заряженные частицы под действием
внешнего электрического поля могут свободно перемещаться от атома к атому.
Такие тела называют проводниками. В других под действием внешнего поля
происходит лишь небольшое смещение частиц. Эти тела называют диэлектри­
ками.
Долгое время характер движения носителей зарядов объясняли различной
степенью связи атомов в проводниках и диэлектриках. В действительности раз­
деление тел на проводники и диэлектрики определяется различной структурой
их энергетического спектра, т. е. объясняется законами квантовой механики.
11

В квантовой механике движение носителей зарядов объясняется принципом
Паули, согласно которому изолированный атом вещества обладает набором энер­
гетических состояний (уровней). Набор энергетических уровней атома получил
название энергетического спектра. Пример графического изображения спектра
атома приведен на рис. 1.2, а. Разрешенный /­й уровень энергии атома обозначают
символом Si. Графически ему соответствует горизонтальная линия.
Энергия электронов атома может принимать только те уровни, которые
находятся в его наборе. Кроме того, электроны обладают собственным моментом
количества движения (спином). Проекция спина на какую­либо ось может иметь
только два значения. Это означает, что в каждом энергетическом состоянии
может находиться только один электрон с определенной ориентацией спина.
Другими словами, любое энергетическое состояние атома может быть свобод­
ным или занятым, но если оно занято, то только одним электроном и не более.
При объединении атомов в кристалл образуются кристаллические решетки.
Ядра атомов занимают места в узлах решетки. Электронные оболочки атомов
в большей или меньшей степени перекрываются. Теперь они принадлежат не от­
дельному атому, а всей решетке. Общим становится и энергетический спектр.
Из каждого энергетического уровня Si возникает полоса уровней. Такую полосу
называют разрешенной зоной.

7777777777777777777Г

7777777777777777

а)

б)
Рис. 1.2. Энергетические спектры

Расстояние между разрешенными зонами называют запрещенной
зоной.
Число электронов в разрешенной зоне равно числу однородных атомов в кристал­
ле. Однако и в разрешенной зоне каждый электрон с определенной ориентацией
спина занимает свой, отличный от других электронов уровень. Энергетический
спектр кристаллической решетки приведен на рис. 1.2, б.

12

Обозначим ширину разрешенной зоны A , а минимальный интервал между
разрешенными энергетическими уровнями в этой зоне — А . Тогда, согласно
принципу Паули, максимальное число электронов в одной зоне не может быть
больше n = Л / Л .
s

э

s

6

э

Чтобы энергия кристалла была минимальной, нужно сначала заполнить
самую низкую зону, затем более высокую и т. д., пока не исчерпаются все
электроны. При таком размещении электронов возможны два варианта:
• электроны полностью заполнят несколько разрешенных зон, а осталь­
ные разрешенные зоны останутся свободными;
• в последней из заполняемых зон останутся незанятые уровни.
Если к кристаллу по первому варианту приложить электрическое поле,
то его электроны получат дополнительную энергию и начнут ускоряться.
Но перейти на более высокий энергетический уровень в пределах разрешенной
зоны они не могут, так как все уровни заняты.
Чтобы перейти в свободную разрешенную зону, электронам необходимо
преодолеть запрещенную зону. Если ширина запрещенной зоны большая, элек­
троны преодолеть ее не могут. Это означает, что кристалл не имеет свободных
носителей зарядов и является диэлектриком.
Ширина запрещенной зоны диэлектриков очень большая — несколько
единиц эВ (больше 4 эВ). Чтобы переход стал возможным, к кристаллу нужно
приложить напряжение, способное разрушить его структуру. Такое напряжение
называют напряжением электрического
пробоя.
Во втором варианте под влиянием электрического поля электроны уско­
ряются и переходят на свободный, более высокий энергетический уровень
в разрешенной зоне. Это означает, что возможно протекание тока при сколь
угодно слабом электрическом поле. Кристалл является проводником. Следует
отметить, что ширина запрещенной зоны проводников мала, а у металлов она
практически отсутствует. Поэтому проводимость металлов обычно высокая.
1.2.2. Электропроводность

полупроводников

Кроме металлов, у которых запрещенная зона практически отсутствует,
и диэлектриков, у которых она очень большая, существует ряд веществ, атомы
которых имеют относительно небольшую ширину запрещенной зоны. При этом
она значительно больше, чем у проводников и меньше, чем у диэлектриков.
Такие вещества называют полупроводниками. Например, при температуре 300 К
у кремния ширина запрещенной зоны Д = 1,12 эВ; у германия Д = 0,66 эВ.
э

э

Германий и кремний имеют по четыре валентных электрона. Схема их
идеальной кристаллической решетки приведена на рис. 1.3, а. При температуре
13

абсолютного нуля по Кельвину все электроны полностью заполняют нижнюю
разрешенную зону. Эта зона называется валентной. Ближняя разрешенная зона
свободна, но отделена запрещенной зоной (рис. 1.3, б).
В слабом электрическом поле или при незначительном (несколько граду­
сов) нагреве кристалла электроны получают дополнительную энергию, но ее
недостаточно для преодоления запрещенной зоны. В валентной зоне свободных
уровней нет. Поэтому, несмотря на полученное ускорение, электроны (носите­
ли заряда) остаются без движения. Кристалл ведет себя как диэлектрик.
С повышением температуры нагрева до определенной величины (Т~ 300 К)
некоторые электроны получают энергию, достаточную для преодоления запре­
щенной зоны и перехода в свободную зону (рис. 1.3, б). Такие электроны назвали
электронами проводимости, а зону, в которую они перешли, зоной проводимо­
сти. Освободившийся энергетический уровень в валентной зоне называют
дыркой. Переход электрона в зону проводимости означает разрыв одной из ва­
лентных связей в кристаллической решетке рис. 1.3, а. В зоне проводимости элек­
трон может свободно перемещаться по кристаллу.

Т7777777777ТТТТТТТТТ
б)
Рис. 1.3. Электропроводность германия

Число электронов проводимости зависит от температуры
и определяется выражением

кристалла

_А_
n =n •e

kT

0

где

(1.5)

n — концентрация атомоввещества, см
А — ширина запрещенной зоны, эВ.
0

Пример
Пусть n = I O C M , А = 1,0 эВ, T= 275 К. Подставляя эти значения в (1.5)
и учитывая, что эВ = 1,6 • IO" , получим n = 4 896. Если температуру повысить
до 300 К, то n будет равняться 164 300.
22

3

0

19

14

Приведенный пример показывает, что концентрация электронов зависит
от температуры. Число носителей зарядов относительно мало. Это отличает полу­
проводники от металлов. Другое отличие заключается в том, что, наряду с элек­
тронами проводимости, в кристалле появляется еще один тип носителей заряда —
дырки. Очевидно, что число дырок p равно числу электронов проводимости п,
поэтому говорят о паре носителей. Процесс образования в чистом полупроводни­
ке пар «электрон — дырка» называют генерацией собственных носителей зарядов.
Генерация носителей заряда происходит непрерывно.
Одновременно с генерацией в полупроводнике непрерывно происходит
и обратный процесс — рекомбинация носителей заряда, т. е. возвращение
электронов из зоны проводимости в валентную зону. При этом пара носителей
заряда исчезает. Среднее время между моментами генерации и рекомбинации
называется временем жизни носителя заряда т .
р

Механизмы рекомбинации могут быть различными. Различают межзонную,
излучателъную, безизлучателъную рекомбинации и рекомбинацию с участием
рекомбинационных
ловушек. Наиболее интенсивно происходит рекомбинация
последнего типа. Роль рекомбинационных ловушек могут выполнять атомы или
ионы примеси, различные включения в кристалле, незаполненные узлы кристал­
лической решетки, трещины и другие несовершенства объема или поверхности.
Дефекты кристаллической решетки называют центрами рекомбинации.
В состоянии термодинамического равновесия процессы генерации и реком­
бинации носителей заряда взаимно уравновешены. При этом в полупроводнике
существуют равновесные концентрации электронов п и дырок р, причем
(1.6)
где

А — константа;
T — температура по Кельвину, К;
А — ширина запрещенной зоны, эВ;
k = 1,38 • К Г ' Д ж / К — постоянная Больцмана.

Электрическая проводимость полупроводников, обусловленная собствен­
ными носителями зарядов, называется собственной, а ее удельная величина
определяется выражением:
и =q •
где

п

+

q

p

• •Mp •.

q =1,6 • 10" Кл — заряд электрона;
19

ц. и |Ор — подвижность носителей, м /(В с).
2

п

15

(1.7)

1.2.3. Примесные

полупроводники

Примесным
называют полупроводник, в кристаллическую решетку
которого введены атомы других веществ. В качестве примеси используют
атомы элементов соседних к полупроводникам групп таблицы Менделеева —
V группы (мышьяк, фосфор или сурьма) или I I I группы (алюминий, бор или
индий). Концентрация примесных атомов считается достаточной, если их число
в единице объема составляет тысячные доли процента от числа собственных
атомов.
Атомы элементов V группы имеют по пять валентных электронов. Четыре
электрона примесного атома занимают места в валентной зоне атомов, а пятый
образует дополнительный (локальный) энергетический уровень за пределами
валентной зоны s s , S (рис. 1.4, а). Такая примесь называется донорной.
b

2

3

////////////////////

77777777777ТТ777Т77Т

а)

б)

Рис. 1.4. Энергетические уровни примесных полупроводников

Атомы элементов I I I группы имеют по три валентных электрона.
При введении такой примеси образуются свободные энергетические уровни
Si, S , S рядом с валентной зоной (рис. 1.4, б). Такая примесь называется акцеп­
торной.
Близость локальных уровней к зоне проводимости (рис. 1.4, а) приводит
к тому, что даже при небольшом нагреве электроны с этих уровней могут пере­
ходить в свободную зону проводимости. Далее электрон может перемещаться
от атома к атому в пределах кристаллической решетки. Произошло образование
свободного носителя заряда— электрона проводимости— без образования
дырки. При введении донорной примеси концентрация электронов может быть
определена выражением:
2

3

п =C •e~

A , / k T

п

где

,

(1.8)

С — концентрация примеси, см" ;
А' — интервал энергии между верхним занятым примесным и нижним
уровнями свободной зоны, эВ.
3

16

Обычно А' « А. Например, для германия с примесью фосфора А' ~ 0,01 эВ,
а для кремния— 0,045 эВ. Поэтому п , рассчитанное по (1.8), при концентрации
примеси C = IO CM значительно больше п, определенной по (1.5), и составляет
1,5 • IO . Таким образом, концентрация свободных электронов оказывается значи­
тельно больше концентрации дырок, поэтому электропроводность определяется
концентрацией электронов. В этом случае электроны называют основными носи­
телями зарядов, а полупроводник— полупроводником п­типа. Для полупровод­
ника n­типа электрическая проводимость называется электронной и определяется
выражением:
п

17

3

15

°п =8\{

п

+

п

+p

п>Ип ­Hp\

п

1 9

= g • п­Мп •

(­)

При введении акцепторной примеси (рис. 1.4, б) рядом с валентной зоной
образуются дополнительные энергетические уровни. При температуре абсолют­
ного нуля они свободны. Однако достаточно незначительных температурных
возмущений, чтобы электроны из валентной зоны перешли на дополнительные
энергетические уровни. Переход электронов сопровождается образованием по­
ложительных зарядов основного вещества — дырок. Их концентрация р может
быть определена аналогично (1.9). В этом случае дырки становятся основными
носителями зарядов, а полупроводник— полупроводником p­muna. Для полу­
проводника р­типа электрическая проводимость называется дырочной и опреде­
ляется выражением:
р

°р = g • Pp •Mp •
1.2.4. Электронно­дырочный

переход и его

(1­Ю)
свойства

Металлургическая граница между полупроводниками двух типов называ­
ется электронно­дырочным, или p­n­переходом (рис. 1.5, а). Это основной
рабочий элемент полупроводниковых электронных приборов. Определим его
основные свойства.
Электронно­дырочный
переход при отсутствии
внешнего электрического поля
Концентрация примесей, а значит, и основных носителей в областях
p­n­перехода обычно не одинакова (рис. 1.5, б). Различие может составлять
несколько порядков. Разность концентраций вызывает диффузию носителей
заряда из области с более высокой концентрацией в область с менее высокой
концентрацией. Основные носители п­области — электроны — диффундируют
в р­область, и наоборот, дырки из р­области диффундируют в п­область.
17

Диффузионный ток через переход определяется суммой токов электронов
и дырок, причем один из них на несколько порядков больше другого.
Переход через границу p­n­перехода и постоянный приток носителей
противоположного знака приводит к появлению объемных зарядов — дырок
в n­области и электронов в р­области. Между объемными зарядами в непосред­
ственной близости от обеих сторон границы возникает область, обедненная
подвижными носителями, а потому обладающая большим электрическим
сопротивлением. Эта область называется запирающим слоем.
Объемные заряды создают внутри запирающего слоя электрическое поле,
которое препятствует диффузионному току и называется потенциальным барь­
ером — Лфо График изменения потенциала электрического поля приведен
на рис. 1.5, е. Количественно потенциальный барьер оценивают в вольтах,
выражением
=

< Р т

.in

n

(1.11)

p

JLl L,

i
где

(рт kTIq — тепловой потенциал, В;
J — концентрация собственных носителей, см" .
=

3

Электрическое поле между объемными зарядами вызывает направленное
движение через переход собственных носителей заряда (электронов и дырок).
+ 1 ф. = ­I = ­ (h .n + h . ), т. е. результи­
В состоянии равновесия 1 = 1
рующий ток равен нулю. Так как дрейфовый ток направлен навстречу диффу­
зионному, его называют обратным и обозначают I . Величина обратного тока
сильно зависит от температуры, поэтому иногда его называют тепловым током,
обозначая I . Сопротивление p­n­перехода определяется сопротивлением запи­
рающего слоя. Когда диффузионный и дрейфовый токи выравниваются по аб­
солютной величине 1 ф = Id , суммарный ток равен нулю, и p­n­переход прихо­
дит в равновесное состояние.
дифм

диф

ди

Р

dp

P

P P

0

T

аи

p

Таким образом, металлургическая граница между полупроводниками
п­ и р­типа является и границей между двумя объемными зарядами: объемным
зарядом электронов в р­области и объемным зарядом дырок в п­области.
При отсутствии внешнего электрического поля разность потенциалов между
объемными зарядами Acp может иметь значения от 0,6 до 1,2 В.
0

18

I

в)

!

!

Рмс. 1.5. Электронно­дырочный переход

Электронно­дырочный

переход под

внешнего электрического

воздействием
поля

Наибольший практический интерес представляет случай, когда равнове­
сие p­n­перехода нарушается подачей внешнего напряжения. Если внешнее
напряжение приложено минусом к р­ и плюсом к n­области (рис. 1.6, а), то оно
совпадает с контактной разностью потенциалов Аф .
0

®
ffi

Ф

®

© S

а)

в ® Ф

Ie

+

©® © • •

W

® ,

0 о©© ©
е

©

©••

ее

•© V

•

©

© • ©• • •• ©

/

—1

t
A^

б)

/ 1

V

Рис. 1.6. Электронно­дырочный переход под воздействием
внешнего электрического поля (обратное смещение)

19

Это приводит к увеличению результирующего поля в запирающем слое,
увеличению сопротивления этого слоя и росту потенциального барьера до зна­
чения:
(1.12)

Ay = Афд + U .
o6p

1

Диффузия основных носителей через p­n­переход уменьшается, а при опре­
деленном значении U может полностью прекратиться. Такое напряжение назы­
вается обратным. Обратным называют и включение p­n­перехода. При обратном
включении поле p­n­перехода втягивает все подошедшие к нему собственные
носители, и через переход протекает только обратный ток I . Так как число
собственных носителей (дырок в n­области и электронов в р­области) мало,
то величина обратного тока I значительно (на несколько порядков) меньше
диффузионного и зависит только от температуры.
o6p

0

0

Если внешнее напряжение приложено плюсом к р­области и минусом
к n­области (рис. 1.7, а), то оно направлено встречно контактной разности
потенциалов А(р , поэтому высота потенциального барьера уменьшается
до значения Ay = А(р ­ U (рис. 1.7, б). Такое напряжение называют прямым,
а при подаче его на переход говорят, что переход включен (смещен) в прямом
направлении.
0

2

0

б)

np

Фж

Рис 1. 7. Электронно­дырочный переход под воздействием
внешнего электрического поля (прямое смещение)

В результате снижения контактной разности потенциалов в переходе
запирающий слой обогащается подвижными носителями, сопротивление его
20

уменьшается. Это приводит к увеличению диффузионного тока, причем значе­
ние тока связано с напряжением на переходе экспоненциальной зависимостью:
U
1

7

= о•

диф

где

e x

P[

(1.13)

T

U — напряжение на p­n­переходе, В.
Обратный ток I

0

по­прежнему не зависит от приложенного напряжения,

определяется только количеством собственных носителей и протекает в противо­
положном

направлении.

Результирующий

ток

называется

прямым

током

p­n­перехода и определяется разностью диффузионного и обратного (дрейфового)
токов:
V

= иф
7

д

­ O = O ( « * ­1] •
7

( ­ )
1

7

1 4

Таким образом, p­n­переход обладает резко выраженной односторонней
проводимостью, то есть является выпрямляющим.

Чем больше прямое напряжение

U , прикладываемое к переходу, тем ниже потенциальный барьер, тем меньше
np

сопротивление перехода и тем больше ток основных носителей через переход.
Зависимость тока p­n­перехода от приложенного напряжения называется вольт­
амперной характеристикой
сопротивление R

cm

(рис. 1.8, а). Она позволяет определить статическое

p­n­перехода в любой заданной точке. Предельное значение

прямого напряжения не превышает контактной разности потенциалов

А(р ,
0

т. е. измеряется долями вольта. Обратное напряжение ограничивается пробоем
р­п­перехода.
Полупроводниковый p­n­переход обладает емкостью.

Емкость перехода

зависит от значения и полярности приложенного напряжения. При обратном
напряжении емкость называется барьерной,

а при п р я м о м —

диффузионной.

График зависимости емкости p­n­перехода от приложенного напряжения приве­
ден нарис. 1.8, б.
Наличие емкости приводит к комплексному характеру сопротивления
p­n­перехода и к зависимости его параметров (в частности, прямого и обратно­
го токов) от частоты.
Изменение режима работы перехода, находящегося под обратным напряже­
нием, называется пробоем. Характерной особенностью этого изменения является
резкое уменьшение дифференциального сопротивления перехода г ф. После нача­
дм

ла пробоя незначительное увеличение обратного напряжения сопровождается
резким увеличением обратного тока.

21

Рис. 1.8. Характеристики р­п­перехода

В основе пробоя p­n­перехода лежат три физических явления:
• туннельный пробой p­n­перехода (эффект Зенера);
• лавинный пробой р­п­перехода;
• тепловой пробой р­п­перехода.
Туннельный пробой возникает, если геометрическое расстояние между ва­
лентной зоной и зоной проводимости (ширина барьера) достаточно мало (явление
прохождения электронов сквозь потенциальный барьер). Туннельный пробой
имеет место в p­n­переходах с базой, обладающей низким значением удельного
сопротивления.
Лавинный пробой возникает, если при движении до очередного соударения
с атомом дырка (электрон) приобретают энергию, достаточную для ионизации
атома. Расстояние, которое проходит носитель заряда до соударения, называется
длиной свободного пробега. Лавинный пробой имеет место в переходах с высо­
коомнойбазой (имеющей большое удельное сопротивление). Для увеличения
напряжения лавинного пробоя применяют выпрямительные столбы, представ­
ляющие ряд последовательно включенных диодов.
Тепловой пробой характеризуется отрицательным дифференциальным
сопротивлением. Увеличение тока при тепловом пробое объясняется разогревом
полупроводника в области p­n­перехода и соответствующим увеличением
удельной проводимости. После электрического пробоя p­n­переход не изменяет
своих свойств, а после теплового при достаточно сильном нагреве свойства
перехода необратимо изменяются, т. е. полупроводниковый прибор выходит
из строя.
Электронику на основе полупроводников еще называют твердотельной.

22

§ 1.3. Полупроводниковые диоды
Полупроводниковым диодом называют полупроводниковый электропреоб­
разовательный прибор с одним p­n­переходом и двумя выводами для включения
в схему. Электрод диода, подключенный к р­области, называют анодом, а элек­
трод, подключенный к n­области, — катодом.
Структура и условные графические обозначения диодов приведены
нарис. 1.9.
А

К
П

Стабилитрон
Диод Шоттки

Варикап

Туннельный диод
Обращенный диод

щ— ш—а—Й­
Рис. 1.9. Структура и условные графические обозначения диодов

Для правильного выбора и применения диодов используют систему коли­
чественных оценок их свойств — параметров. К числу основных параметров
относятся:
• !пр.макс. — максимально допустимый средний прямой ток;
.—постоянное прямое напряжение, соответствующее заданному току;
максимальное допустимое обратное напряжение;
оор.макс.
• !обрмакс. — максимально допустимый постоянный обратный ток;
пр

• Кдифф. — дифференциальное сопротивление диода.
Большое разнообразие диодов классифицируют по функциональному
назначению, по конструкции p­n­перехода, по технологии изготовления, по пре­
дельно допустимым мощности и частоте.
По функциональному назначению все диоды можно разделить на выпря­
мительные и специальные. В специальных диодах используются различные
свойства p­n­переходов: явление пробоя (стабилитроны), управляемая емкость
перехода (варикапы и варакторы), фотоэффект (фотодиоды), фотонная реком­
бинация носителей зарядов (светодиоды) и д р . По технологии изготовления
p­n­перехода диоды разделяют на сплавные, диффузионные и эпитаксиальные.
Сплавные диоды применяют на низких частотах (до 5 кГц), диффузионные —
на частотах до 100 кГц, эпитаксиальные — до нескольких МГц.
В зависимости от частоты и формы применяемого напряжения диоды
разделяют на низкочастотные, высокочастотные и импульсные.
23

По конструкции p­n­перехода различают плоскостные и точечные диоды.
У плоскостных диодов линейные размеры p­n­перехода, определяющие его
площадь, значительно больше, а у точечных меньше длины свободного пробега
носителей заряда. Плоскостные диоды используются для выпрямления больших
токов, а точечные — малых.
Особую группу образуют диоды с переходом металл — полупроводник.
В месте контакта металла с полупроводником возникает обедненный носителями
заряда слой полупроводника, который называют запорным. При обратной
полярности внешнего напряжения обедненный слой расширяется, его сопротив­
ление увеличивается, а ток через переход уменьшается. Следовательно, такой
контакт металла с полупроводником обладает явно выраженной односторонней
проводимостью, то есть является выпрямляющим. Выпрямляющие контакты
металл — полупроводник называют переходами с барьером Шоттки.
Диод Шоттки — это устройство, в котором используется не р­п­переход,
а выпрямляющий контакт металл — полупроводник. При работе диода Шоттки
отсутствуют инжекция неосновных носителей и соответствующие явления
накопления и рассасывания, поэтому он является очень быстродействующим
прибором и может работать на частотах до десятков ГГц. У диода Шоттки может
быть малый обратный ток и малое прямое напряжение (при малых прямых
токах) — около 0,5 В, что меньше, чем у кремниевых диодов. Максимально
допустимый прямой ток может составлять десятки и сотни ампер, а максимально
допустимое напряжение — сотни вольт.
Важнейшей особенностью диодов с барьером Шоттки является отсутствие
инжекции собственных носителей. Это значит, что у них отсутствует диффузион­
ная емкость, обусловленная накоплением и рассасыванием собственных носите­
лей. Как следствие, существенно повышается быстродействие перехода при его
переключениях с одного направления на другое. Поэтому рабочие частоты диодов
с барьером Шоттки лежат в пределах 3­=­15 ГГц.
Стабилитрон — это полупроводниковый диод, сконструированный для ра­
боты в режиме электрического пробоя. В указанном режиме при значительном
изменении тока стабилитрона напряжение изменяется незначительно.
Стабистор — это полупроводниковый диод, напряжение на котором
при прямом включении (около 0,7 В) мало зависит от тока. Он предназначен
для стабилизации малых напряжений.
Варикап — это полуггооводниковый диод, предназначенный для работы
в качестве конденсатора, емкость которого управляется напряжением. На варикап
подают обратное напряжение. Барьерная емкость варикапа уменьшается при уве­
личении обратного напряжения.
24

Туннельный диод — это полупроводниковый диод, в котором используется
явление туннельного пробоя при включении в прямом направлении. Наличие
на прямой ветви вольт­амперной характеристики (BAX) участка с отрицательным
дифференциальным сопротивлением обеспечивает возможность использования
туннельных диодов в качестве усилительных элементов, а также в качестве
основного элемента генераторов.
Обращенный диод — это полупроводниковый прибор, физические явления
в котором подобны туннельному диоду, и поэтому зачастую его рассматривают
как вариант туннельного диода.
Зависимость тока I , протекающего через диод, от напряжения U, приложен­
полупроводникового
ного к диоду, называется вольт­амперной характеристикой
диода, вид которой представлен на рис. 1.10.
Из данного графика следует, что в прямом включении (анодом к плюсу)
после превышения некоторого напряжения (U ­) прямой ток через диод I , растет
неограниченно и будет лимитироваться только мощностью источника.
В обратном же включении (катодом к плюсу) ток через диод (1 б .) прене­
брежимо мал и составляет несколько микро­ или даже наноампер для обычных
маломощных диодов или до единиц миллиампер для мощных выпрямительных
диодов. Этот ток сильно зависит от температуры и может возрасти на несколь­
ко порядков при повышении температуры от минус 50 до плюс 50 °С. В отли­
чие от обратного тока, прямое падение напряжения U гораздо меньше зависит
как от типа и конструкции, так и от температуры. Для кремниевых диодов пря­
мое падение напряжения U всегда можно считать равным примерно 0,6­0,7 В,
а для германиевых диодов и диодов Шоттки — порядка 0,2­0,4 В. Для кремни­
евых диодов при изменении температуры U падает примерно на 2,3 мВ
на один градус.
0

np

0

0

0

0

25

Р

В настоящее время существуют диоды, предназначенные для работы
в очень широком диапазоне токов и напряжений. Для наиболее мощных диодов
!пр.макс. составляет килоамперы, a U . — киловольты.
o6p

Система обозначений полупроводниковых диодов установлена отраслевым
стандартом ГОСТ 11336.919­81, а силовых полупроводниковых приборов —
ГОСТ20859.1­89. В основу системы обозначений положен буквенно­цифровой
код.

§ 1.4. Полупроводниковыетранзисторы
Транзисторы — это полупроводниковые электронные приборы, предна­
значенные для усиления и преобразования электрических сигналов.
Транзисторы раличают по ряду признаков: по принципу работы, по тех­
нологии изготовления, по мощности и по частоте. По принципу работы все
транзисторы разделяются на биполярные и униполярные (полевые).
Биполярный транзистор — это полупроводниковый прибор с двумя
p­n­переходами и тремя выводами, действие которого основано на использовании
носителей заряда обоих знаков (дырок и электронов), а управление протекающим
через него током осуществляется с помощью управляющего тока. Ток транзистора
управляется током базы. Биполярный транзистор в своей основе содержит три
слоя полупроводника (p­n­р или n­p­п) и, соответственно, два р­п­перехода.
При этом переходы делят монокристалл полупроводника на три области, причем
средняя область имеет тип электропроводности, противоположный крайним.
Среднюю область называют базой, одну из крайних областей— эмиттером,
а другую — коллектором.
Структурная схема биполярного транзистора приведена на рис. 1.11, а,
и схемное обозначение транзистора p­n­р и n­p­п типов— на рис. 1.11, б и е.
Транзисторы типа n­p­п более распространены по сравнению с p­n­р, поскольку
имеют лучшие параметры. Это объясняется тем, что основную роль в электриче­
ских процессах в транзисторах типа n­p­п играют электроны, обладающие
подвижностью в 2­3 раза большей, чем дырки.

э

п

п

P

К

К

Б
б)

а)

Рис. 1.11. Биполярный транзистор

26

в)

При изготовлении транзисторов обязательно должны быть выполнены
два условия:
• толщина базы (расстояние между р­п­переходами) должна быть малой
по сравнению с длиной свободного пробега носителей заряда;
• концентрация примеси в эмиттере должна быть значительно больше,
чем в базе.
В зависимости от напряжения на p­n­переходах транзистор может работать
в одном из трех режимов:
• в активном режиме — когда на переходе «эмиттер — база» напряжение
прямое.
а на переходе «база — коллектор» — обратное;
• в режиме отсечки (запирания) — когда на оба перехода поданы обратные
напряжения;
• в режиме насыщения — когда на оба перехода поданы прямые напря­
жения.
Схема включения транзистора в активный режим работы приведена
на рис. 1.12. Элементы E , R и p­n­переход «база — эмиттер» образуют входную,
а элементы E R И переход «база — коллектор» — выходную цепь транзистора.
При таком включении эмиттер является общей точкой входной и выходной цепей,
а схему называют схемой с общим эмиттером. ЭДС E ­ является управляющей,
a E — источником питания.
6

lo

6

K

b

K

Внешние источники включают так, чтобы напряжение на переходе «база —
эмиттер» было прямое (плюс источника E подан на базу, минус на эмиттер),
а на переходе «коллектор —база» — обратное (плюс источника E подан на кол­
лектор, минус — на эмиттер). Обычно E > > Eg, поэтому U ­ = U ­ Ug ~ U .
6

K

K

K6

K3

3

Рис. 1.12. Схема включения транзистора в активном режиме работы

27

K3

Под воздействием прямого напряжения U начинается усиленная диффузия
электронов из эмиттера в базу, образуя ток эмиттера I . Так как база транзистора
выполняется тонкой, основная часть электронов достигает закрытого перехода
«коллектор — база», не попадая в центры рекомбинации. Эти электроны захваты­
ваются ускоряющим полем закрытого перехода с потенциалом Acp = Ay + U
и втягиваются в область коллектора.
63

3

0

K6

Ток электронов, попавших из эмиттера в коллектор, замыкается через
внешнюю цепь и источник Е , образуя ток коллектора I . ЛИШЬ небольшая часть
электронов рекомбинирует в базе с дырками. Эта часть уменьшает ток коллек­
тора на величину а, т. е.:
к

K

(1.15)

I = aI ,
k

где

3

а = 0,9 ­ь 0,99 — коэффициент передачи тока эмиттера.

Заряд рекомбинировавших электронов остается в базе. Для компенсации
этого заряда из источника E в базу поступают дырки. Поэтому ток базы
представляет собой ток рекомбинации:
6

=I

Iрек

= Iэ ~ Iк = (1 " « ) I э •

6

1

16

(­ )

Ток коллектора зависит от напряжения Ue и называется управляемым.
Кроме управляемого тока, через закрытый коллекторный переход протекает
обратный ток I , обусловленный дрейфом собственных носителей заряда.
Поэтому:
3

K 6 O

+
I

к

б

= О"«) э ­

1

1

б

,

I
0

(1.17)

о •

к б

Из этого выражения можно определить ток эмиттера:
I

1
ч

=

3

б

+

кбо .
1 ­а

(1.18)

1

Подставив это значение в выражение для тока коллектора, получим:
IK
к

=­^—Ie,

+­^—I

P—

+I я

=P­Ie,

+

{P + 1)1 я =P'

I ­ 6 I ­
KOO
KOO
0
к о э ф ф и ц и е н т п е р е д а ч и т о к а б а з ы » 1;
И

а

где

я

У

А

И

'

KOO

IR

+ Ijrgo

о

к э о

и

> (1­1 )
9

'

1кэо — обратный ток транзистора, А.
Так как 1
равенство:

кзо

обычно пренебрежимо мал, справедливо

1

1

к

б

28

приближенное
(1.20)

Это выражение показывает, что если ток базы изменить на величину AIg,
то ток коллектора изменится на величину Д • AI ­, т. е. в P раз большую. В этом
и заключается суть усиления.
0

К основным параметрам биполярных транзисторов относятся средние
и максимально допустимые значения токов коллектора и базы, максимальные
значения напряжений U , U , U , коэффициент передачи базы Д максимально
допустимые частота и мощность.
K3

6s

x6

Схемы включения транзистора в электрическую цепь различают по виду
электрода, являющемуся общим для источников питания: схемы с общей базой
(ОБ), с общим эмиттером (ОЭ) и с общим коллектором (OK) (рис. 1.13).

Рис. 1.13. Схемы включения транзистора

Транзисторы характеризуются также входными и выходными характери­
стиками, которые определяются схемами их включения.
Различают следующие основные B A X транзистора (рис. 1.14, а и б соот­
ветственно).
Входная BAX— зависимость входного тока от входного напряжения
при постоянном выходном напряжении:
• Ie = I(Ue ) при U = const для схемы с ОЭ;
3

• I = f(U )
3

x6

x3

при U = const для схемы с ОБ;
x6

• I = f(U ) при U = const для схемы с ОК.
Семейство выходных характеристик—
зависимость выходного тока
от выходного напряжения при разных (фиксированных) значениях входного тока:
6

6x

x3

• I = f(U )

при I = const для схемы с ОЭ;

• I = I(U )

при I = const для схемы с ОБ;

x

k

X3

x6

6

3

• I = f(U ) при I = const для схемы с ОК.
На выходной характеристике можно выделить три характерных участка.
Первый участок лежит в области малых значений U < U . При таком напря­
жении переход «коллектор — база» оказывается открытым. Транзистор работа­
ет в режиме насыщения. Ток коллектора резко изменяется с изменением
3

X3

6

x3

29

63

напряжения U . Напряжение, отсекающее крутой участок, лежит в пределах
U = 0 , 2 . . . 1 В . Первый участок используется в импульсной технике, при реа­
лизации ключевого режима транзистора.
K3

K3H

икэ=5В

200
100

а)
Рис. 1.14. Основные BAX транзистора

Большую часть характеристики занимает пологий участок I I . На этом
участке ток коллектора почти не зависит от напряжения U . Его значение
практически полностью определяется током базы. Транзистор работает в ак­
тивном режиме, обеспечивая усиление сигнала. Небольшой наклон пологого
участка обусловлен тем, что с ростом U увеличивается потенциальный барьер
закрытого p­n­перехода «коллектор — база», расширяется его запирающий
слой за счет толщины базы. В более тонкой базе меньше вероятность рекомби­
нации, поэтому значение (3, а значит, и I увеличивается.
K3

K3

K

Резкое увеличение тока I на участке I I I характеристики вызывается явле­
нием электрического пробоя.
На практике для расчета усилительных каскадов при воздействии малых
сигналов транзистор удобно описывать, используя т. н. h­параметры.
Они
связывают входные и выходные токи и напряжения, справедливы только для
нормального режима работы и малых амплитуд сигналов и могут быть опреде­
лены экспериментально или по входной и выходной характеристикам.
K

h­параметры транзистора, включенного по схеме с ОЭ
Входное сопротивление транзистора (между базой и эмиттером) для пе­
ременного тока при U = const:
K3

h

n

=A U / AI .
63

6

(1.21)

Для маломощных транзисторов h = 1 000­10 000 0 м ; для транзисторов
средней и большой мощности h = 50­1 000 Ом.
n

n

30

Коэффициент усиления по току при U = const:
K3

h2i = A I / A I ­

(1.22)

6

K

Этот коэффициент может изменяться от 20 до 200.
Выходная проводимость при I ­ = const:
6

h22 = A I / A U ..
K

(1.23)

K3

Для маломощных транзисторов h = I O См, а для транзисторов средней и
большой мощности h 2 = I O ­ I O C M . Выходную проводимость можно заме­
нять выходным сопротивлением R . = Ifh .
6

22

4

6

2

ebix

22

Коэффициент обратной связи по напряжению при I ­ = const:
6

hi2 = A U / A U ,.
6

(1.24)

ic

Величина h =2 • ( I O ­ I O " ) См мала и часто не учитывается.
3

4

12

Приближенные формулы для пересчета h­параметров транзистора при
включении его по данной схеме, если известны h­параметры, соответствующие
другой схеме его включения, приводятся к следующему виду.
Схема включения транзистора:
• с общим эмиттером (ОЭ):
hn

3

h2is

= hue /1

=­

h2i

6

+ h2i6, hi2

/1 + h2i ,

= (hii

3

h22

6

h226/1

6

3

+ h2i )
6

­

h ;
m

(1.25)

= h226 /1 + h2i ;
6

• с общей базой (ОБ):
hiie = hn
h2ie

=­

3

/1

h2i

3

+ h2i , hi2
3

/1 + h2i ,
3

3

= (hn

h22 /1

3

3

h226 = h22

3

+ h2i )
3

­

h

U 3

;

/1 + h22 ;
3

(1.26)

• с общим коллектором (OK):
hiik
h21k

= hii /1

+ h2i6 = hn ,

6

3

= ­ 1/(1 + h216 = ­ 0h21 +1),
3

hi2k = 1;

h22k

= h226 / 1+h216 = h22s­

(1­27)

Значения h­параметров приводятся в справочниках, а также могут быть
определены экспериментально в режимах холостого хода на входе схемы и корот­
кого замыкания на ее выходе.
На входной B A X при U = 0 оба перехода в транзисторе работают
под прямым напряжением. Токи коллектора и эмиттера складываются в базе.
Входная характеристика транзистора в этом случае представляет собой B A X
двух p­n­переходов, включенных параллельно.
K3

При U > U коллекторный переход закрывается. Транзистор переходит
в активный режим работы. В заключение необходимо отметить, что токи
K3

K3H

31

транзистора сильно зависят от температуры окружающей среды, что является
общим недостатком полупроводниковых приборов. С ростом температуры уве­
личивается концентрация собственных носителей заряда (пары «электрон —
удваивается с увеличением температуры на каждые
дырка»), и поэтому ток I
8 ­ь 10 °С. Кроме того, с увеличением температуры центры рекомбинации
(дефекты кристаллической решетки) постепенно заполняются, и вероятность
рекомбинации носителей в базе падает, а значит, коэффициент передачи тока
базы р увеличивается. Таким образом, при нагреве на 20 ­ь 30 C ток I = /? • I
может измениться на десятки процентов.
K 6 O

0

K

6

Каждый из двух p­n­переходов транзистора обладает емкостями:
C—
емкость p­n­перехода «база — эмиттер»; C — емкость р­п­перехода
«база — коллектор». Реактивное сопротивление емкости приводит к частотной
зависимости комплексных сопротивлений p­n­переходов и, как следствие,
к частотной зависимости коэффициента передачи тока базы р. График зависи­
мости коэффициента передачи P от частоты приведен на рис. 1.15.
3

K

Рис 1.15. График зависимости коэффициента передачи р от частоты

Недостатки биполярных транзисторов обусловлены двумя факторами.
Во­первых, активный режим работы предполагает, что переход «эмиттер —
база» транзистора открыт и его сопротивление мало. Поэтому такой прибор
потребляет заметную мощность от источника входного сигнала. Во­вторых,
участие в работе транзистора носителей зарядов двух знаков обуславливает
высокий уровень внутренних шумов из­за самопроизвольных рекомбинаций
в объеме эмиттера и коллектора.
Полевыми
транзисторами
называют активные полупроводниковые
приборы, в которых выходным током управляют с помощью электрического
поля. Еще их называют униполярными, т. к. в процессе протекания электриче­
ского тока участвуют только основные носители. Ток униполярных (полевых)
транзисторов обусловлен одним типом зарядов — только электронов или
32

только дырок. Величина тока определяется значением поля р­п­перехода.
включенного в обратном направлении.
Полевые транзисторы разделяются на два типа: с p­n­переходом и МДП­
типа (металл — диэлектрик — полупроводник).
Структурная схема, схема включения и схемное изображение полевого
транзистора с затвором в виде p­n­перехода показаны на рис. 1.16.

Рис 1.16. Полевойтранзисторс управляющим р­п­переходом

Полевой транзистор представляет собой пластину (р­ или п­типа),
на верхней и нижней гранях которой создаются области с проводимостью
противоположного типа. Эти области электрически связаны, образуя единый
электрод — затвор. Область с n­проводимостью, расположенная между
р­областями, образует токовый канал. На торцевые поверхности пластины
наносят контакты, образующие два других электрода — исток (И) и сток (С),
к которым подключается источник питания U и, при необходимости, сопро­
тивление нагрузки. Между каналом и затвором создаются два p­n­перехода. Ток
протекает от истока к стоку по каналу, сечение которого зависит от затвора.
c

Для полевого транзистора, как и для биполярного, выделяют три схемы
включения: с общим затвором (03); с общим истоком (ОИ); с общим стоком (ОС).
Наиболее часто используются схемы включения с ОИ.
Подобно биполярному транзистору, полевой может работать в активном
режиме, режиме насыщения и режиме отсечки. Уникальной особенностью
полевого транзистора является то, что в рабочем режиме он почти не потребля­
ет тока по входу затвора. Работа полевых транзисторов с p­n­переходом требует
двух внешних источников смещения. Один из источников (U ) подсоединяется
между стоком и истоком, заставляя ток течь через канал. Другой источник (U )
подсоединяется между затвором и истоком и управляет величиной тока, проте­
кающего через канал. При работе транзистора с n­каналом источник тока E
подсоединяется таким образом, чтобы на истоке был отрицательный потенциал
по отношению к стоку. Это обуславливает прохождение тока через канал,
т. к. основными носителями в материале n­типа являются электроны. Ток,
текущий от истока к стоку, называется током стока полевого транзистора I .
Канал служит сопротивлением для приложенного напряжения E .
cu

3u

cu

C

cu

33

На рис. 1.17, а показан разрез структуры полевого транзистора с р­п­пере­
ходом и полярность включения источников напряжения. На рис. 1.17, б приведено
схемное обозначение транзистора с р­каналом, а на рис. 1.17,, в— с п­каналом.
Когда управляющее напряжение U = О, по каналу течет ток, значение которого
зависит от напряжения U . Эта зависимость приведена на рис. 1.17, г.
3u

cu

а

Ojt в

Rc

б)

р ­копал

U = О Ii

H

311

1 Ѕ = 1,2 В

Ucu

п ­ канал

E

a

а)

г)

Рис. 1.17. Схема включения и характеристики полевого тр анзистора
с управляющим р­п­переходом

Напряжение U равномерно распределено по длине канала. Оно вызывает
обратное смещение p­n­переходов, причем наибольшее обратное напряжение
приложено к области стока, а в области истока переходы находятся в равновес­
ном состоянии. На рис. 1.17, а заштрихованная площадь имитирует область
запирающего слоя р­п­перехода.
cu

С увеличением напряжения U область двойного запирающего слоя
увеличивается, сужая проводящий канал и увеличивая его сопротивление.
Поэтому зависимость I = ^ (U ) имеет нелинейный характер. При некотором
значении U границы p­n­перехода смыкаются и рост тока I при дальнейшем
увеличении U прекращается. Зависимость I = ^ (U ) переходит на пологий
участок рис. 1.17, г.
cu

c

cu

cu

c

cu

c

cu

Пусть напряжение U постоянно и находится в области пологого участка
характеристики. В этом случае увеличение положительного напряжения U
приводит к расширению запирающего слоя p­n­перехода, и ток I уменьшается.
Очевидно, что существует такое значение U , при котором ток I = O. Это значе­
ние называют напряжением отсечки. Таким образом, изменяя напряжение U ,
можно управлять значением тока I . При этом через цепь затвора протекает
только малый тепловой ток р­п­перехода.
cu

3u

c

3u

c

3u

c

Структура полевого транзистора МДП­типа приведена на рис. 1.18, а. Здесь
электрод затвора изолирован от полупроводникового канала слоем диэлектрика из
двуокиси кремния SiO . Это стало причиной еще одного названия— полевой
транзистор с изолированным затвором (ПТИЗ). Электроды стока и истока имеют
2

34

непосредственный контакт с полупроводниковым каналом. При такой структуре
ток утечки затвора пренебрежимо мал.
Полупроводниковый канал может быть обогащен носителями зарядов
или обеднен. Если канал обогащен носителями зарядов, то он называется
встроенным. При обедненном канале электрическое поле затвора повышает его
проводимость. Поэтому канал называется индуцированным.
Принцип работы ПТИЗ со встроенным каналом аналогичен принципу
работы полевого транзистора с p­n­переходом. Рассмотрим работу транзистора
с индуцированным каналом. Если на затвор не подано напряжение, то между
истоком и стоком расположены два встречно включенных p­n­перехода. Сопро­
тивление переходов велико, поэтому ток цепи пренебрежимо мал. При поступ­
лении на затвор положительного напряжения U электроны из слоя p дрейфуют
к затвору и индуцируют проводящий канал между истоком и стоком. Чем боль­
ше напряжение на затворе, тем шире канал и тем больше ток стока при неизмен­
ном напряжении U .
Так как проводимость канала может быть электронной или дырочной,
то возможны четыре типа ПТИЗ. Условные обозначения ПТИЗ этих типов
приведены на рис. 1.18,6 — д.
3

c

3

Рис. 1.18. Структура полевого транзистора МДП­типа

Полевые транзисторы характеризуются следующими параметрами:
• крутизной характеристики S равной отношению изменения тока стока A I
5

c

к изменению напряжения на затворе A U при неизменном напряжении
5

на стоке U = const:
cu

(1.28)

S = d Ic / d U ;
3u

• внутренним сопротивлением R , равным отношению изменения напряже­
ния стока A U к изменению тока стока A I при неизменном напряжении
на затворе U = const:
1

c

c

3u

Ri = d Uc / d Ic\
35

(1.29)

•

коэффициентом усиления U при I = const:
c

(1.30)

ц = d U /d U .
c

3

Параметры S, R H / / связаны между собой отношением // = SR .
Важнейшими характеристиками полевых транзисторов являются стоко­
затеорные (входные) и стоковые (выходные) характеристики. Стоко­затворные
характеристики определяют зависимость тока стока I от напряжения на затворе
U при фиксированном напряжении стока U , Т. е. I = /(U ) при U = const.
Выходные характеристики представляют собой зависимость тока стока I
от напряжения на стоке U относительно истока при различных постоянных
напряжениях на затворе.
1

c

CM

3u

c

3

c

c

c

Классификация полевых транзисторов такая же, как и биполярных,
т. е. используется буквенно­цифровой код.
Следует отметить, что с точки зрения технологической простоты испол­
нения и уникальных электрических свойств для производства интегральных
логических и цифровых схем очень эффективны МОП­транзисторы с индуци­
рованным (наводимым) каналом.
При работе с МОП­транзисторами необходимо соблюдать определенные
меры безопасности. Напряжение E не должно быть слишком большим, посколь­
ку тонкий изолирующий слой может разрушиться, и транзистор выйдет из строя.
Этот слой достаточно чувствителен и может быть поврежден электростатическим
зарядом, появляющимся на выводах при касании транзистора руками или
при монтаже.
3u

В целях недопущения повреждений эти транзисторы обычно поставляют­
ся с соединенными вместе выводами. Современные и перспективные МОП­
транзисторы защищены с помощью стабилитронов, включенных внутри между
затвором и истоком. При работе с незащищенными транзисторами необходимо
соблюдение следующих условий:
• до установки в цепь выводы транзистора должны быть соединены вместе;
• рука, которой берется транзистор, должна быть заземлена с помощью
металлического браслета на запястье;
• жало паяльника должно быть заземлено;
• при установке или снятии транзистора устройство должно быть обес­
точено.
Идеи, заложенные в полевых транзисторах, находят достаточно широкое
применение в более сложных электронных устройствах.
На основе полевого транзистора с изолированным затвором построены
ячейки памяти (флэш­память), являющиеся современными быстродействующими
36

программируемыми постоянными запоминающими устройствами (ППЗУ) с элек­
трической записью и электрическим стиранием информации. Они выдерживают
не менее 100 ООО циклов записи/стирания и являются энергонезависимыми,
т. е. информация не стирается при отключении питания. Упрощенная структурная
схема ячейки флэш­памяти приведена на рис. 1.19.

Рис. 1.19. Структурная схема ячейки флэш­памяти

Слои полупроводника, обозначенные через n+, имеют повышенную
концентрацию атомов­доноров. Один из затворов называется плавающим,
т. к. он гальванически не связан с электродами прибора и его потенциал изменя­
ется в зависимости от заряда на нем («плавающий потенциал»). При записи
информации в ячейку памяти электроны из истока туннелируют через тонкий
слой изолирующего окисла кремния и переходят на плавающий затвор. Накоп­
ленный отрицательный заряд на плавающем затворе увеличивает пороговое
напряжение U . И поэтому в будущем при обращении к транзистору такой
ячейки он будет восприниматься как выключенный (ток стока равен нулю).
3unop

При стирании информации электроны уходят с плавающего затвора
(также в результате туннелирования) в область истока. Транзистор без заряда
на плавающем затворе воспринимается при считывании информации как вклю­
ченный. Длительность цикла считывания (чтения) информации составляет
не более 8 5 н с , а состояние ячейки памяти может сохраняться более 10 лет.
На основе полевых транзисторов также собираются полупроводниковые
приборы с зарядовой связью (ПЗС). Они имеют большое число расположенных
на малом расстоянии затворов и соответствующих им структур «металл —
диэлектрик — полупроводник» (МДП) (рис. 1.20). При отрицательном напряже­
нии на некотором затворе под ним скапливаются дырки, совокупность которых
называют пакетом. Пакеты образуются из дырок, инжектированных истоком или
возникающих в результате генерации пар «электрон — дырка» при поглощении
оптического излучения. При соответствующем изменении напряжений на затво­
рах пакеты перемещаются в направлении от истока к стоку.
37

Рис. 1.20. Полупроводниковый прибор с зарядовой связью

§ 1.5. Тиристоры
Тиристорами называют полупроводниковые приборы с двумя устойчивыми
режимами работы (включен, выключен) и тремя или более переходами. Тиристор
по своему принципу — прибор ключевого действия. Во включенном состоянии он
подобен замкнутому ключу, а в выключенном — разомкнутому. Те тиристоры,
которые не имеют специальных электродов для подачи сигналов с целью измене­
ния состояния, а имеют только два силовых электрода (анод и катод), называются
неуправляемыми
или диодными тиристорами
(динисторами). Динистор —
это прибор с тремя р­п­переходами и двумя выводами для включения в схему.
Структура динистора состоит из четырех областей полупроводника с чередую­
щимся типом электропроводности, например, n­p­n­р или р­n­p­n (рис. 1.21, а).
Ы
' г>^~ '
Ia
Анод

П

ТТЛ

P

/IN

I

W

IА
Катод

ее©
TiJ
r

TI

2

а)

Пз

К

б)
Рис. 1.21. Динистор

В такой структуре есть три выпрямляющих p­n­перехода и два вывода.
Вывод от крайней области полупроводника р­типа называется анодом А.
Другой вывод называется катодом К. Крайние p­n­переходы и крайние области
полупроводника называются эмиттерными. Средний p­n­переход и соседние
с ним области называются базовыми. Схемное обозначение динистора показано
на рис. 1.21, б, его вольтамперные характеристики — на рис. 1.21, в.
При прямом включении (плюс — к аноду, минус — к катоду) крайние
p­n­переходы П1 и Пз открыты, а средний П2 (базовый) — закрыт. Напряжение
внешнего источника в основном падает на базовом переходе, а динистор пред­
ставляет собой диод при обратном включении, поэтому и первый участок B A X
динистора похож на обратную ветвь B A X диода.
38

Под действием приложенного напряжения дырки из р­области эмиттера
инжектируются в n­базу и втягиваются полем базового перехода в р­базу.
Их дальнейшему продвижению препятствует небольшой потенциальный барьер
коллекторного p­n­перехода, которым часть дырок задерживается, из­за чего они,
скапливаясь, образуют избыточный положительный заряд. Этот заряд понижает
высоту потенциальных барьеров базового П и эмиттерного П переходов,
а также способствует увеличению инжекции электронов из n­области коллектора
в р­область базы.
2

3

Поле потенциального барьера закрытого p­n­перехода базы П втягивает
электроны в n­область базы. Скапливаясь, они также образуют избыточный заряд,
снижающий потенциальные барьеры эмиттерного П] и базового П р­п­переходов.
Величина избыточных зарядов в базовых областях тем больше, а высота потенци­
ального барьера на базовом переходе П тем меньше, чем больше напряжение U .
При некотором значении U = U высота потенциального барьера базового пере­
хода уменьшается до значения, соответствующего прямому включению. Сопро­
тивление базового перехода и падение напряжения на нем резко уменьшаются
(участок IIВАХ), а ток скачком увеличивается.
2

2

2

a

a

erjl

Таким образом, под действием приложенного напряжения он способен
переходить из закрытого в открытое состояние, т. е. он может находиться в од­
ном из двух устойчивых состояний: закрытом или открытом. Благодаря этому
свойству динисторы применяются в цепях коммутации высоких мощностей,
импульсных схемах информационной электроники и слаботочных импульсных
устройствах.
После включения динистора его ток ограничивается только сопротивле­
нием внешней цепи. Падение напряжения на открытом приборе меньше 2 В,
что примерно равно падению напряжения на обычном диоде. Динисторы могут
включаться только по аноду.
Выключить динистор можно размыканием цепи питания, шунтированием
прибора, снижением тока до значения 1
или подачей обратного напряжения.
еыкл

Переводить динистор в открытое состояние повышением прямого напряже­
ния неудобно, а иногда и недопустимо. От этого недостатка свободны тиристоры,
называемые управляемыми или просто тиристорами.
Управляемые тиристоры имеют третий вывод (управляющий электрод),
подключенный к одной из баз. За счет тока базы (в дальнейшем — тока управле­
ния), соответствующий коэффициент передачи тока эмиттера od или аЗ увели­
чивается и происходит включение тиристора при меньшем напряжении U .
a

В зависимости от расположения управляющего электрода (УЭ) тиристоры
делятся на тиристоры с катодным и с анодным управлением (рис. 1.22).
39

Рис. 1.22. Тиристор

Тиристоры характеризуются семейством статических выходных ВАХ.
которые соответствуют различным значениям постоянного тока управления,
которые приведены на рис. 1.23. Однако на практике тиристор включают обыч­
но не постоянным, а импульсным током управления. При расчете тиристорных
схем используются характеристики цепи управления тиристора, т. е. цепи
«управляющий электрод — катод», соответствующие характеристике диода.
С ростом тока I характеристики «вкладываются» одна в другую, пока
участок с отрицательным сопротивлением не исчезает совсем и не образуется
спрямленная характеристика. Пусковая характеристика тиристора— зависи­
мость U (I ) — монотонно спадающая кривая. Рабочие токи тиристоров лежат
в пределах до 2 ООО А, а рабочие напряжения — до З к В . Мощные тиристоры
используются в качестве контакторов, коммутаторов тока, а также в преобразо­
вателях постоянного напряжения, инверторах и выпрямительных схемах
с регулируемым выходным напряжением. Время переключения у тиристоров
невелико. Даже у мощных приборов (с токами в десятки ампер) время прямого
переключения составляет около 1 мкс, а время выключения не превышает
10­20 мкс. Ho наряду с конечной длительностью фронтов напряжения и тока
имеют место задержки фронтов по отношению к моменту подачи управляюще­
го импульса.
40
y

n

ynp

Рис. 1.23. BAX тиристора

Схема включения тиристора и график нарастания его тока приведены
на рис. 1.24. Весь процесс включения разделяют на три характерных интервала:
интервал задержки t , интервал нарастания t и интервал установления t .
3

I

ycm

H

О

/

+

А

Iy

Рис. 1.24. Схема включения тиристора

Интервал задержки расположен от момента подачи управляющего импульса
до момента увеличения тока тиристора до значения 0,1 I . При достаточно
большом токе управления время задержки достигает долей микросекунды.
Ha интервале нарастания ток тиристора изменяется от 0,1 I
до 0,9 I . В сумме
интервалы задержки и нарастания могут составлять несколько микросекунд.
y c m

y c m

41

y c m

По окончании интервала нарастания тиристор практически включен, однако его
ток продолжает увеличиваться до I
еще некоторое время. Это время составляет
интервал установления и может иметь значение 10+­ 500 мкс.
График изменения падения напряжения на тиристоре при его включении
аналогичен графику тока, но имеет противоположные знаки приращений.
Мгновенная мощность потерь, возникающих при включении тиристора, опре­
деляется известным выражением:
y c m

Рмакс = 0 , 5 Ј • 0,5I

ycm

(1.31)

.

Для уменьшения мощности потерь стремятся снижать скорость нарастания
анодного тока. Этого можно достигнуть, включив последовательно с тиристором
индуктивность.
После включения тиристора УЭ теряет управляющие свойства. Поэтому
способы выключения тиристора такие же, как и для динистора, Включение тири­
стора при подаче импульса управления и при условии, что ы < U . (включение
по управляющему электроду), является рекомендуемым способом. На рис. 1.25
показана эквивалентная схема тиристора на двух транзисторах, поясняющая
процесс его включения.
ак

nepem

Рис. 1.25. Эквивалентная схема тиристора

Подача положительного напряжения на управляющий электрод относи­
тельно катода ведет к появлению тока базы транзистора VT . Это приводит
к включению транзисторов эквивалентной схемы, т. е. к включению тиристора,
причем чем больше ток управления, тем при меньшей величине напряжения ы
происходит включение тиристора. После окончания импульса управления
тиристор остается включенным. Характерной особенностью рассматриваемого
незапираемого тиристора, который очень широко используется на практике,
является то, что его нельзя выключить с помощью тока управления.
напряжение
Для выключения тиристора на него подают обратное
ы < 0 и поддерживают это напряжение в течение времени, большего времени
выключения t . За это время избыточные заряды в слоях щ и р исчезают.
2

ак

ак

eblKJl

2

42

Для выключения тиристора напряжение питания и
должно изменить поляр­
ность. После указанной выдержки времени на тиристор вновь можно подать
прямое напряжение (и > 0), и он будет выключенным до подачи импульса
управления. Тиристор выключается также в случае, когда обратное напряжение
не подается, но ток I уменьшается до некоторой малой величины, называемой
током удержания i . При этом напряжение на тиристоре увеличивается скачко­
образно. Такой способ используется крайне редко, поскольку время выключе­
ния оказывается достаточно большим.
Существуют т. н. запираемые тиристоры, которые могут быть выключены
с помощью тока управления.
Существуют и широко используются так называемые симметричные
тиристоры (симисторы, триаки). Симистор — это симметричный тиристор,
структура которого содержит пять слоев полупроводников с чередующимся
типом проводимости. На рис. 1.26 приведены структура, условное обозначение
и B A X симистора.
ШГПш

ак

a

yd

Рис. 1.26. Симистор

Как следует из ВАХ, симистор включается в любом направлении при пода­
че на УЭ положительного импульса управления. Это позволяет применять сими­
сторы для управления в цепях переменного тока. Симистор можно заменить
двумя встречно включенными тиристорами с общим электродом управления.
Тиристоры широко применяются в электронной аппаратуре, а именно
в схемах автогенераторов релаксационных колебаний, а также в усилительных
и переключающих схемах. Приведем некоторые практические схемы устройств,
построенных на тиристорах, и кратко рассмотрим их работу.
Синхронизированный генератор может быть выполнен на тиристоре
с управлением по р­базе и с управлением по n­базе. Подавая на р­базу кратко­
временные запускающие импульсы положительной полярности (а на п­базу —
импульсы отрицательной полярности), можно снижать напряжение включения
прибора и управлять моментом его переключения из запертого состояния
43

в открытое. Это позволяет регулировать частоту генерируемых колебаний,
т. е. синхронизировать работу генератора с частотой запускающих импульсов.
В качестве разделительного элемента в цепи запуска используются конденсато­
ры C . Резистор R ограничивает ток разряда конденсатора С через тиристор.
Схемы усилителя на динисторе и тринисторе приведены на рис. 1.27.
p

2

О+ Uo

о

[

Рис. 1.27. Схемы усилителя

Режим постоянного тока выбирается так, чтобы рабочая точка находилась
на участке, соответствующем тому, при котором схема из любого возможного
неустойчивого состояния возвращалась бы к устойчивому режиму. С приходом
усиливаемого импульса прибор открывается. Нагрузочная прямая смещается
таким образом, что точка ее пересечения с B A X оказывается на линейном участке
последней. В этом состоянии схема находится на протяжении длительности
импульса. После окончания его действия схема возвращается в исходное состоя­
ние, а при нагрузке выделится импульс напряжения, амплитуда которого равна
U X. = (h­ Il) RH­
EBT

При соответствующем подборе I , I , R МОЖНО получить U . >> U .
Диод VDl в схеме усилителя разделяет цепи питания и входного сигнала.
Тиристоры имеют четко выраженные переключающие свойства, позволя­
ющие использовать их в различных коммутирующих и релейных устройствах.
На рис. 1.28 приведены схема автоматического отключения нагрузочного
сопротивления от источника питания, схема для включения резервного светово­
го индикатора при выходе из строя основного, схема бесконтактного термореле
и схема выключателя постоянного тока.
2

1

H

ebix

fx

В схеме автоматического отключения нагрузочного сопротивления от ис­
точника питания в исходном положении кнопка S замкнута. Смещение не пре­
вышает напряжение включения U . Реле нормально замкнуто, и через резистор
R проходит нагрузочный ток. Если напряжение источника питания U превысит
допустимую величину и превзойдет значение U , прибор выключится, вызывая
1

erjl

H

0

fxjl

44

срабатывание реле и размыкание цепи. Для возврата схемы в исходное состояние
кнопка S размыкается, а затем вновь замыкается.
В схеме для включения резервного светового индикатора при перегорании
лампы H ЭДС самоиндукции дросселя L включает диод­тиристор и вместе
с ним резервную лампу H .
1

1

1

2

При работе бесконтактного термореле в исходном состоянии диод­тиристор
выключен. При температуре выше критической напряжение включения прибора
U . снижается и ЭДС источника оказывается достаточной для его включения.
В схеме выключателя постоянного тока на тринисторе когда к управляющему
электроду тиристора VS приложен сигнал, тиристор отпирается и напряжение U
пркладывается к нагрузке R . Правая обкладка конденсатора С1 заряжается поло­
жительно относительно левой через резистор R . При включении тиристора VS
емкость C оказывается подсоединенной к зажимам тиристора VS , создавая
обратное смещение на нем. В результате тиристор VS выключается и прерывает
ток нагрузки.
eim

1

0

H

2

3

1

1

1

Основным недостатком схем на тиристорах является слабая помехоза­
щищенность, прежде всего от импульсных помех, создаваемых другими тири­
сторами.
Q+ Uo

о —T Z Z Z r —

L

Рис. 1.28. Схемы с тиристорами

45

§ 1.6. Оптоэлектронные приборы
Оптоэлектронными называются приборы, которые чувствительны к элек­
тромагнитному излучению в видимой, инфракрасной и ультрафиолетовой
областях, а также приборы, производящие или использующие такое излучение.
Разделяют источники излучения (излучатели) и приемники излучения (фотопри­
емники и оптопары).
Из источников излучения нашли широкое применение светодиоды
и лазеры, а из приемников— фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы
и фототиристоры. Также широко используются оптопары «светодиод — фото­
диод», «светодиод — фототранзистор», «светодиод — фототиристор». Основ­
ные достоинства оптоэлектронных приборов заключаются в следующем:
• высокая информационная емкость оптических каналов передачи инфор­
мации, что является следствием больших значений используемых частот;
• полная гальваническая развязка источников и приемников излучения;
• отсутствие влияния приемника излучения на источник (однонаправ­
ленность потока информации);
• невосприимчивость оптических каналов к ЭМП (высокая помехозащи­
щенность).
Излучающий диод (светодиод). Излучение в светодиоде возникает при про­
текании прямого тока в результате рекомбинации электронов и дырок в области
перехода и в областях, примыкающих к указанной области. При рекомбинации
излучаются фотоны. Для излучающих диодов, работающих в видимом диапазоне
(длина волны 0,38­0,78 мкм, частота около IO Гц) широко используются следу­
ющие характеристики:
• зависимость яркости излучения L от длины диода (яркостная характе­
ристика);
15

• зависимость силы света I от тока диода.
Для излучающих диодов, работающих не в видимом диапазоне, используют
характеристики, отражающие зависимость мощности излучения P от тока диода.
Фоторезистор. Фоторезистором называют полуггооводниковый прибор,
не имеющий p­n­перехода, активное сопротивление которого зависит от освещен­
ности и чувствительно к электромагнитному излучению в оптическом диапазоне
спектра. Его сопротивление не зависит ни от полярности приложенного к нему
напряжения, ни от его величины. Принцип работы основан на том, что поток
фотонов, падающих на полупроводник, вызывает появление пар «электрон —
дырка», увеличивающих проводимость (уменьшающих сопротивление). Это
явление называют внутренним фотоэффектом (эффектом фотопроводимости).
v

46

Фоторезисторы часто характеризуются зависимостью тока I от освещен­
ности E при заданном напряжении на резисторе, называемой люкс­амперной
характеристикой (рис. 1.29).
Ig R (Ом)
6
5
4
3
2
1

T

­ 3 ­ 2 ­ 1 0 1 2 3

4

Ig E (лк)

Рис. 1.29. Люкс­амперная характеристика

С ростом освещенности сопротивление фоторезистора падает. Его сопро­
тивление сильно зависит от температуры, особенно при малых уровнях осве­
щенности. Фоторезисторы являются очень инерционными приборами. Время
установления сопротивления при переходе от темноты к яркому свету составляет
несколько миллисекунд, а от света в темноту — до нескольких секунд. Кроме
того, они обладают «световой памятью» и при снятии освещения не возвраща­
ются к точному исходному значению сопротивления. Фоторезисторы могут
использоваться для измерения малых величин освещенности, а также в качестве
управляемых сопротивлений. Поскольку допустимая мощность рассеивания
может достигать нескольких ватт, то с их помощью можно непосредственно
без дополнительного усиления коммутировать, например, обмотку реле.
Фотодиод. Физические процессы, протекающие в фотодиодах, носят
обратный характер по отношению к процессам, протекающим в светодиодах.
Основное физическое явление в фотодиоде — генерация пар «электрон —
дырка» в области p­n­перехода и в прилегающих к нему областях под действием
излучения. Электрическое поле p­n­перехода разделяет электроны и дырки.
Неосновные носители электричества, для которых поле является ускоряющим,
выводятся этим полем за переход. Основные носители задерживаются полем
в своей области проводимости. Генерация пар «электрон — дырка» приводит
к увеличению обратного тока диода при наличии обратного напряжения и к появ­
лению напряжения U между анодом и катодом при разомкнутой цепи.
aK

На рис. 1.30 показаны схемное обозначение, эквивалентная схема фото­
диода и семейство B A X , соответствующих различным световым потокам или
различным освещенностям.

47

U(B)

Е=800лк
Рис. 1.30. Фотодиод

На практике фотодиоды используют и в режиме фотогенератора (фото­
гальванический режим, вентильный режим), и в режиме фотопреобразователя
(фотодиодный режим). Фотодиоды работают на частотах I O ­ I O T n и являются
более быстродействующими, чем фоторезисторы. Фотодиод часто используется
в оптопарах «светодиод — фотодиод». B этом случае различные характеристики
фотодиода соответствуют различным токам светодиода (который при этом
создает различные световые потоки). Специальные фотодиоды с большой
площадью p­n­перехода, пригодные для получения электрической энергии,
называются солнечными элементами и служат для сборки солнечных батарей.
Фототранзистор и фототиристор. Выходные характеристики фототран­
зистора подобны выходным характеристикам обычного биполярного транзистора,
но в этом случае положение характеристик определяется не током базы, а уровнем
освещенности или величиной светового потока.
Свойства фототиристора подобны свойствам обычного тиристора с той
лишь особенностью, что включение тиристора осуществляется не с помощью
импульса тока управления, а с помощью светового импульса.
На рис. 1.31 показаны условно­графическое обозначение, эквивалентная
схема фототранзистора и эквивалентная схема составного фототранзистора.
7

10

Puc 1.31. Фототранзистор

Принцип действия фототранзистора заключается в следующем. Ток фото­
диода является базовым током транзистора, который управляет его коллекторным
током. Решение о том, нужно ли подключить к схеме вывод базы фототранзистора
или оставить его неподключенным, зависит только от выбранной схемы измере­
ния.
48

Оптрон (оптопара) — это полупроводниковый прибор, содержащий
источник и приемник излучения, объединенные в одном корпусе и связанные
между собой оптически, электрически или одновременно обеими связями.
Широко распространены оптроны, у которых в качестве приемника излучения
используются фоторезистор, фотодиод, фототранзистор и фототиристор.
В резисторных оптронах выходное сопротивление при изменении режима
входной цепи может изменяться в IO ­IO раз. B A X фоторезистора отличается
высокой линейностью и симметричностью, что и обуславливает широкую
применимость их в аналоговых устройствах.
7

8

На рис. 1.32 показано условно­графическое обозначение оптопары
«светодиод — фотодиод». Отметим, что излучающий диод (слева) должен быть
включен в прямом направлении, а фотодиод — в прямом (режим фотогенерато­
ра) или в обратном (режим фотопреобразователя).
Iвы

SZ

1\

SZ

Ue

1

1

^

ZS

1Uiвых
­О

Рис. 1.32. Оптопара «светодиод — фотодиод»

Недостаток резисторных оптопар заключается в низком быстродействии:
0,001­1 с. В цепях передачи цифровых информационных сигналов применяются
в основном диодные и транзисторные оптроны, а для оптической коммутации
высоковольтных сильноточных цепей — тиристорные оптроны. Быстродействие
тиристорных и транзисторных оптронов характеризуется временем переключе­
ния, которое часто лежит в пределах 5­50 мкс.
Устройства отображения визуальной информации. Работа полупровод­
никовых приборов отображения информации основана на использовании
p­n­перехода. К основным типам индикаторов относятся:
полупроводниковые
индикаторы (НИИ), вакуумные люминесцентные индикаторы (ВЛИ), газораз­
рядные
индикаторы
(ГРИ), жидкокристаллические
индикаторы
(ЖКИ).
Простейшими П Л И являются светодиоды, которые характеризуются высокой
яркостью, сроком службы, низким рабочим напряжением, имеют малую инер­
ционность и очень стойки к механическим воздействиям.
В Л И — это вакуумный триод, в котором при подаче напряжения накала
катод испускает электроны, устремляющиеся под действием электрических полей
сетки и анодов к анодам, а люминофор последнего начинает светиться.
49

ГРИ представляют собой газоразрядные диоды, содержащие один или
несколько катодов и анод. При увеличении разности потенциалов между
анодом и некоторым катодом ток через такой диод резко возрастает, и газ
начинает светиться.
ЖКИ имеют небольшие размеры и питаются от источника с низким
напряжением, потребляя очень малую мощность (не более 100 мкВт), обеспечи­
вая хорошую четкость знаков при самом различном наружном освещении.

§ 1.7. Операционные усилители
Операционный усилитель ( О У ) — это высококачественный усилитель,
предназначенный для усиления как постоянных, так и переменных сигналов.
ОУ применяется при решении многих технических задач (усиление
и преобразование сигналов, стабилизация напряжения и тока идр.), а также
при выполнении математических операций с сигналами (суммирование, вычи­
тание, дифференцирование, интегрирование) и др.
Требования к электрическим характеристикам ОУ связаны в основном
с необходимостью обеспечить высокий коэффициент усиления по напряжению,
большое входное и малое выходное сопротивления, линейность передаточной
характеристики, высокую верхнюю граничную частоту пропускания. Требова­
ниями к конструктивному исполнению ОУ являются: наличие двух автономных
входов с общей точкой, соединенной с массой усилителя; выполнение одного
из входов неинвертирующим по отношению к выходному сигналу.
Условное обозначение ОУ и его функциональная схема изображены
нарис. 1.33.
Инвертирующий

вход

Неинвертирующии

вход­

Выводы для подключения
положительного и
отрицателього
напряжения.
питания
Общий вывод •

Рис. 1.33. Операционный усилитель

Здесь показаны лишь шесть основных выводов, хотя обычно ОУ снабжают
большим их числом (до 15). Они используются для подключения дополнитель­
ных элементов контроля, балансировки, коррекции частотной характеристики.
50

Основными показателями качества работы ОУ являются: коэффициент
усиления по напряжению K (до I O ) , входное сопротивление . R ( I O O M ) ,
верхняя граничная частота (до 50 МГц).
6

9

8X

u

ОУ можно представить состоящим из входного дифференциального уси­
лителя, имеющего симметричный вход, высокую стабильность и малое напря­
жение шумов; промежуточного усилителя; выходного эмиттерного повторителя.
Простейшие схемы дифференциального каскада, построенного по мосто­
войсхеме, приведенына рис. 1.34, а, б.
Отличие этих схем заключается в том, что в одной из диагоналей моста
вместо резисторов используются транзисторы. Для первой схемы балансировка
= R •R .
(равновесие) моста по постоянному току обеспечивается при Ri­R
Тогда для потенциалов точек а и б диагонали моста имеем W = WgviB результате
4

3

2

a

ток через нагрузочное сопротивление при балансе моста I = 0. Особенностью
дифференциальной цепи является то, что изменение параметров источника
питания не нарушает условие балансировки. При пропорциональном изменении
параметров резисторов смежных плеч Ri и R2, R3 и R4, балансировка также
h

не нарушается. При анализе дифференциальных цепей пользуются понятиями
синфазного и противофазного сигналов. Синфазными называют сигналы равной
амплитуды и одного знака (фазы), воздействующие на взаимно симметричные
участки дифференциальной цепи. Противофазные — это сигналы равной ампли­
туды, но противоположные по фазе (знаку).
Простейший дифференциальный усилитель может быть получен путем
замены в схеме резисторов R3 и R4 на биполярные транзисторы. Для возможно­
сти как синфазного, так и противофазного управления каскадом необходимо
питать его от сдвоенного источника питания с заземленной средней точкой.

Рис 1.34. Дифференциальный каскад

51

Любую комбинацию входных сигналов дифференциального усилителя
можно представить в виде алгебраической суммы двух сигналов, синфазного
и противофазного:
UI
ex

= U ф1 + U hi; U
g

с

ex2

= (U ф2 + U ) = U ф1 — U .
np2

с

npl

с

(1­32)

Из этих выражений легко можно найти синфазную и противофазную
составляющие входного сигнала в виде:
Ui
ct

= (U I

+

ex

U 2)
eX

/2;

=

U i
np

—

(U I
ex

(1.33)

/2.

UJ
ex

Таким же образом можно представить выходное напряжение.
Во второй схеме транзисторы VT и VT , а также резисторы R
и R образуют мост, в одну диагональ которого включены источники питания
+E И —E а также R, а в другую включена нагрузка R . Для нормальной работы
каскада мост должен быть строго сбалансирован, т. е. R = R , а транзисторы
должны иметь одинаковые параметры. Пусть U = U = 0. Токи транзисторов
создают на ConpoTHBfleHHnR падение напряжения U , причем:
l

2

xl

K 2

K

10

H

Kl

exl

K 2

e2

3

R3

R3 =

U

+ 1

S l ^~к •

(1­34)

Е

Это напряжение является напряжением смещения для обоих транзисторов.
Так как параметры транзисторов одинаковы, то и токи транзисторов одинаковы,
т. е. Ig =Ie , I =I , I =I ­ Равные коллекторные токи создают на равных сопро­
тивлениях R Я R равные падения напряжений U = U . Поэтому
l

2

x l

a l

K2

xl

32

K 2

Kl

U

R

= U

В

Ы

Х

= U

, ­ U

K2

, = 0.

Резистор R образует цепь OOC по току, обеспечивает температурную
стабилизацию и устраняет дрейф нуля (отклонение U от нуля за счет неста­
бильности E ) . Источник сигнала может подключаться к входу одного из тран­
зисторов (при этом вход другого транзистора заземляется), либо между базами
двух транзисторов. Благодаря OOC по току воздействие сигнала на вход одного
из транзисторов вызывает равные по величине и противоположные по знаку
изменения токов и напряжений в обоих транзисторах. При подаче сигнала
на входы разных транзисторов VT или VT физические процессы каскада
не изменятся. Однако полярность выходного сигнала будет противоположной
входному сигналу, и поэтому вход транзистора VT называют прямым, а вход
транзистора VT — инверсным. Кроме того, к входам транзисторов можно под­
ключать независимые источники сигналов U и U , а выходной сигнал в этом
случае может быть найден методом суперпозиции от воздействия каждого
из сигналов.
3

ebix

K

l

2

l

2

exl

52

ex2

Промежуточный усилитель напряжения также выполняется в виде диф­
ференциального усилителя с большим коэффициентом усиления. Эмиттерный
повторитель выполнен по двухтактной схеме и обеспечивает малое выходное
сопротивление ОУ, обладает большим значением R и малым R , поэтому ЭП
(каскад с OK) нашел применение как буферный каскад, включаемый между
маломощным источником сигнала и оконечным каскадом, либо между каска­
дом с ОЭ и низкоомной нагрузкой. Схема эмиттерного повторителя показана
нарис. 1.35.
E X

E B I X

В данной схеме резистор Rg образует цепь смещения с фиксацией тока
покоя базы. Коллектор транзистора подключен к источнику питания Е . В эмит­
терную цепь введен резистор R который обеспечивает стабилизацию режима
оты транзистора за счет OOC по току. Нагрузка R подключается к эмиттерной
цепи через разделительный конденсатор C , исключающий попадание постоян­
ной составляющей тока эмиттера в нагрузку.
К

3 I

H

P

Рис. 1.35. Эмиттерный повторитель

При таком включении приращения входного и выходного сигналов сов­
падают по знаку, и это означает, что усилитель неинвертирующий.
Входная цепь по переменной составляющей включает участок «база —
эмиттер» с сопротивлением Rg , резистор R и параллельно соединенный с ним
резистор R . В этом случае имеем:
3

3

H

AU

e x

AU

ВХ

=AI •R
6

63

+AI

9

(R

9

IIR )
H

(1.35)

Обозначим:

и получим:
= A1 [R
53
6

63

+ (/?+ 1)R; ] .

(1.37)

Теперь можно определить входное сопротивление каскада и затем коэф­
фициент усиления по напряжению в виде:
Rex = ^ J ­ J f = бэ
R

к

и

_А U
а

в ы х

и

+

_ M •R
Ai •
3

1

_

3

)

R

'э>

( 1 + l)R

<

3

R

в

х

6

e

x

+

{

р

+

1

}

j

( 1 3 9 )

R ;

Чтобы обеспечить наилучшие условия передачи мощности
в нагрузку, значение R , как правило, принимают равным R .
3

( 1 3 8 )

сигнала

H

В заключение отметим, что сигнал на выходе эмиттерного повторителя
повторяет форму входного сигнала { K близок к единице, инверсия отсутствует).
Выходная цепь ОУ может быть представлена выходным эквивалентным генера­
тором, развивающим напряжение, пропорциональное внутреннему коэффициенту
усиления K и разности напряжения на неинвертирующем и инвертирующем
входах. Выходной генератор обладает сопротивлением R .
U

U E

ebix

Начальные входные и выходные напряжения ОУ относительно земли равны
нулю, что позволяет непосредственно соединять ОУ покаскадно, не применяя
разделительных конденсаторов.
В О У для связи дифференциального, промежуточного и выходного
каскадов используется несимметричный выход. Однако при этом ухудшается
работа всего ОУ, т. к. стабилизирующие свойства дифференциального каскада
проявляются только относительно симметричного входа. Для решения указан­
ной проблемы в дифференциальном усилителе применяют стабилизирующую
отрицательную обратную связь. Равенство нулю выходных напряжений дости­
гается применением двух источников питания, имеющих относительно земли
одинаковые по величине положительные и отрицательные напряжения. Обычно
применяются источники питания +6,3 В и +12,6 В с точностью 5­10 %. Источ­
ники питания должны иметь хорошую стабильность напряжения и низкое
выходное сопротивление. Последнее необходимо для отсутствия обратной
связи через цепи питания между каскадами, образующими ОУ.
При анализе схем, в которые входит ОУ, можно получить значительные
упрощения, если использовать представление об идеальном ОУ. Идеальным
называется ОУ, обладающий входным сопротивлением для разностного сигнала
Rax = °°> внутренним коэффициентом усиления напряжения K = со и выходным
сопротивлением R
= 0. Кроме того, предполагается, что коэффициент ослабле­
ния синфазного сигнала равен бесконечности. В реальных О У стремятся макси­
мально повысить входное сопротивление.
U

ebix

54

ОУ без обратных связей применяют для усиления сигналов крайне редко,
т. к. из­за большого коэффициента усиления диапазон линейности для входного
сигнала мал. Вводя в цепи прямой и обратной передачи сигналов различные
линейные и нелинейные звенья, можно синтезировать устройства с заданным
алгоритмом преобразования входного сигнала. ОУ в настоящее время широко
применяют как в аналоговых, так и в импульсных устройствах электроники.
Существуют и часто используются типовые линейные схемы на основе ОУ.
Инвертирующий усилитель. Схема инвертирующего усилителя показана
на рис. 1.36. Из данной схемы видно, что в ней действует параллельная обрат­
ная связь по напряжению. Так как I = 0, то в соответствии с первым законом
Кирхгофа Ij = I . Предположим, что ОУ работает в режиме усиления, и тогда
­

2

Udu},. = 0. В соответствии со вторым законом Кирхгофа получим:
Ij = U
U

EX

EBIX

/Rj;

I =­

U /R ;.

2

= ­ U

EX

EBLX

2

(R2/Rj).

Таким образом, инвертирующий усилитель характеризуется коэффициен­
том усиления по напряжению, равным:
(1.40)

KU = ­ R2 / Rj­

Рис 1.36. Инвертирующий усилитель

Для уменьшения влияния входных токов О У на выходное напряжение
в цепь неинвертирующего входа включают резистор с сопротивлением R

3i

ве­

личину которого можно определить из выражения:
R3 = R jIIR2 = RjR2

/(Rj

(1.41)

+ R )­
2

Входное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах
значительно ниже собственного входного сопротивления ОУ. Это подтвержда­
ет то, что параллельная OOC уменьшает входное сопротивление и при и ф. = О,
Rac = R ­ В то же время выходное сопротивление инвертирующего усилителя
ди

j

55

на низких частотах R
существенно меньше выходного сопротивления
собственно ОУ, что является следствием действия OOC по напряжению. Вели­
ebaoc

чину R

ebix

получим из выражения:
Re**.,*

где

= R */

j + [К (Rj/(Rj

ebi

(1.42)

+ R2)],

К — коэффициент усиления по напряжению ОУ.
Неинеертирующий

Схема неинвертирующего усилителя с по­

усилитель.

следовательной отрицательной связью по напряжению приведена на рис. 1.37.

Рис. 1.37. Неинвертирующий усилитель

Предположим, что ОУ работает в режиме усиления, т. е. U . = 0, тогда
out

на основании второго закона Кирхгофа получим:
U

Rj

=

—

U

ex',

U

U

R2 = ex

—

U

e ix.­
b

Далее имеем:
Ij Rj = ­ U .; Ij R2 = U ­ и ; Ij = ­ U /Rj;
ex

ex

еых

ex

I2 = (U ­ U ) /R2,. ­ U / Rj = (U ­ U ) /R2;
eblx

U (j/Rj
ex

eх

+ j/R2) = U
U

eba

ex

2

eba

/R ; U

= U (j +
ex

eba

ebc

= U Rj
ex

+ R2) /Rj;

R2/Rj).

Таким образом, неинвертирующий усилитель характеризуется коэффици­
ентом усиления по напряжению:
K = j+R2 /Rj.
u

(1.43)

Входное сопротивление рассматриваемого усилителя будет равно:
Rex. ос = R x(j
e

+ K(Rj /Rj + R2)).

56

(1.44)

Выходное сопротивление:
R ,*. ос = R * / (1 + К (R /R + R )).
eb

eb

1

1

(1.45)

2

Недостаток такого усилителя заключается в том, что на входах ОУ
присутствует синфазный сигнал, равный напряжению U .
Повторитель напряжения. Повторитель напряжения может быть получен
из схемы неинвертирующего усилителя при R —>да,R —> 0 в предположении,
что ОУ работает в режиме усиления. Схема повторителя напряжения показана
нарис. 1.38.
ex

1

2

­о
U

Uo,
U„\

о­

m

1

+2.

Рис. 1.38. Повторитель напряжения

В данной схеме также предполагается, что ОУ работает в режиме усиле­
ния (U . = 0). Затем, воспользовавшись общим выражением для U и вторым
законом Кирхгофа, получим U = U .
Сумматор напряжений (инвертирующий сумматор). Схема сумматора
приведенанарис. 1.39.
out

ebix

ebix

lix

Рис. 1.39. Сумматор напряжений

Предположим, что ОУ работает в режиме усиления, т. е. U . = 0.
out

n

Учитывая, что U = I+ = 0, получим ^

Ij = I

o c

и U j = U ­. j = 0 , 1 , . . . , n;
R

exj

U
= U . После несложных преобразований, аналогичных рассмотренным
выше, имеем:
Roc

ebix

(1.46)
j

57

=l

R

j

Для уменьшения влияния входных токов ОУ в цепь неинвертирующего
входа включают резистор с сопротивлением R = R I I R
3

Вычитающий

усилитель

(усилитель

i

с

R II R .

2

n

oc

дифференциальным

входом).

В вычитающем усилителе один входной сигнал подается на инвертирующий вход,
а второй — на неинвертирующий. Если предположить, что О У работает в усили­
тельном режиме, то все устройствоможно считать линейным и для его анализа
воспользоваться принципом суперпозиции (наложения). Схема вычитающего
усилителя приведена на рис. 1.40. Предположим, что U
ющее выходное напряжение W

eux

eoc2

= 0, тогда соответству­

будет определяться выражением, подобным

аналогичному в случае инвертирующего усилителя: W . = ­ U
ebtx

Ri

(R /R ).

exi

2

i

R­

O­

­O
Rs

Uвх. 1

U .
ebvc

j

O­

IU

вх. 2

R

4

Рис. 1.40. Вычитающий усилитель

Для определения напряжения на выходе U"
воздействие напряжения U

ex2

eblx

при U

exi

= О оценим

на основе теоремы об эквивалентном генераторе,

преобразовав цепь, подключенную к неинвертирующему входу, к виду, пока­
занному н а р и с . 1.41.
Ra

RBK

O­

•о

­О

T

Us

R

4

Рис. 1.41. Преобразование цепи

Из указанной теоремы следует, что:
U

3Ke

= U 2 [R4/ (R3 +
ex

R4)]; RSK8

= R3II R4 = R3 R41 (R3 + R ).
4

B этом случае напряжение на выходе U"

eblx

будет определяться выраже­

нием, соответствующем неинвертирующему усилителю:
U"

eux

=U

3Ke

[1 + R2/Ri]

= U 2[R4/
eX

58

(R3 + R4) (i +

R2/Ri).

Тогда, в соответствии с принципом суперпозиции, общее напряжение
на выходе можно определить как:
U

ebtx.

U

еых +

U

вых­

Учитывая, что R = R = R = R , и подставив в уравнение полученные
данные для U"
иU
, окончательно получим:
i

eblx

2

3

4

e w x

U . = U^ ­ U
eba

2

exj

.

(1.47)

Кроме рассмотренных линейных схем используются нелинейные схемы,
в которых содержатся нелинейные элементы — диоды и стабилитроны. Анализ
таких схем проводят аналогично линейным, считая диоды и стабилитроны
идеальными, заменяя открытые диоды и стабилитроны закоротками, запертые
диоды и стабилитроны— разрывами, а стабилитроны, работающие в режиме
пробоя, — источниками напряжения.

§ 1.8. Силовые полупроводниковые приборы
Силовая электроника в настоящее время является одной из наиболее
интенсивно развивающихся и перспективных областей техники. К силовым
приборам относятся управляемые полупроводниковые приборы, используемые
в электроприводе, источниках питания, мощных преобразователях и в других
силовых установках. Для снижения потерь силовые приборы в основном рабо­
тают в ключевом режиме. К ним предъявляются следующие общие требования:
• малые потери при коммутации;
• большая скорость перехода из одного состояния в другое;
• малое потребление мощности по цепи управления;
• большой коммутируемый ток и высокое рабочее напряжение.
В качестве силовых приборов используются специально разработанные
для целей силовой электроники мощные четырехслойные приборы — тиристоры
и симисторы, мощные биполярные и униполярные транзисторы, биполярные
транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ), IGBT­транзисторы и транзисто­
ры со статической индукцией (СИТ и БСИТ). Поскольку мощные полупроводни­
ковые приборы работают при больших рабочих токах и напряжениях, для них
характерны большие площади p­n­переходов и большие мощности рассеивания.
В схемах силовой электроники часто используют типовые узлы, состоящие
из некоторого количества соединенных определенным образом мощных прибо­
ров. Такие устройства называются силовыми модулями, и их использование упро­
щает конструирование и улучшает параметры устройств силовой электроники.
Устройства, в которых в одном корпусе содержатся и силовые, и слаботочные
59

элементы, называются силовыми интегральными схемами. В свою очередь,
слаботочные элементы могут образовывать электронные системы, не уступающие
по сложности интегральным микросхемам. Эти системы выполняют многие
функции по управлению, защите и диагностике силовых интегральных схем.
Силовые интегральные схемы, оснащенные элементами информативной
(информационной) электроники, называются интеллектуальными. Если в одном
корпусе находится только один силовой прибор, дополненный системой инфор­
мативной электроники, то говорят об интеллектуальном
приборе. Системы
информативной электроники могут быть размещены и в силовых модулях.
Тогда такие модули носят название интеллектуальных.
Развитие высоких технологий в области силовой электроники привело
к созданию новой элементной базы, получившей название
«интеллектуальные
силовые интегральные схемы» (ИСИС) — см. рис. 1.42.
Модули ИСИС могут создаваться как в одном кристалле, так и посред­
ством объединения элементов в одном корпусе по гибридной технологии
(монокристальные ИСИС, более компактные и надежные в управлении). Часто
модули с характерными функциональными элементами включаются между
источником питания и нагрузкой. Поскольку цепи управления ИСИС являются
низковольтными и маломощными схемами с разветвленной топологией
и не допускают воздействия существенных помех со стороны силовых цепей,
используют гальваническую развязку трансформаторную или оптоэлектрон­
ную. Большинство современных ИСИС имеет собственную защиту силовых
приборов по току, напряжению и температуре.
Силовые тиристоры. Тиристоры являются наиболее мощными приборами,
способными коммутировать цепи напряжением до I O K B С токами до 10 кА.
Нарис. 1.43 приведеныразновидноститиристоров:
• запираемые быстродействующие тиристоры для инверторов с временем
выключения менее 10 мкс (рис. 1.43, а):
• диодные тиристоры (динисторы), включаемые импульсом прямого
напряжения(рис. 1.43, б);
• асимметричные тиристоры, в которых обычный тиристор интегрально
объединен
с встречновключенным силовым диодом, обеспечивающим протекание
встречногодлятиристоратока(рис. 1.43, в):
• объединенные конструктивно пары встречновключенных тиристоров
(рис. 1.43, г);
• оптотиристоры,управляемыесветовымпотоком(рис. 1.43, д).
60

Рис. 1.42. Интеллектуальные силовые интегральные схемы

Рис. 1.43. Тиристоры

Обычные тиристоры в силу их неполной управляемости не находят
широкого применения. Им на смену пришли и продолжают совершенствовать­
ся тиристоры, запираемые сигналом, подаваемым на управляющий электрод.
Среди них можно выделить:
• запираемый тиристор (GTO), переключаемый в открытое состояние
и наоборот путем подачи на управляющий электрод сигналов соответ­
ствующей полярности;
• тиристор GCT, коммутируемый по управляющему электроду, и его
разновидность IGCT, отличающаяся наличием интегральной схемы
управления;
• тиристор с полевым управлением (МСТ), который содержит два поле­
вых транзистора, один из которых обеспечивает процесс включения,
подавая импульс тока на управляющий электрод, а другой — процесс
выключения тиристора.
61

Тиристоры MCT значительно превосходят своих предшественников (GTO
и GCT) по быстродействию и более простой реализации управления. Они
способны коммутировать мощности выше 10 МВт при частоте в 1 0 кГц.
Для улучшения технико­экономических показателей силовых электронных
устройств используют интеграцию силовых приборов, соединенных, как прави­
ло, по типовым, наиболее распространенным схемам.
Интегрированные отдельные приборы в одном, обычно пластмассовом,
корпусе с металлическим теплоотводящим основанием, которое для отвода тепло­
ты отделяется от токопроводящих элементов специальным электроизоляционным
слоем. Этот слой, с одной стороны, обеспечивает необходимую электрическую
изоляцию интегрированных элементов, а с другой — хорошую теплопроводность
между токопроводящими элементами и металлическим основанием для отвода
теплоты.
На рис. 1.44. приведены типовые принципиальные схемы диодных (а),
тиристорных (б) и диодно­тиристорных (е) модулей.

а)

б)

в)

Рис 1.44. Типовые принципиальные схемы модулей

Эффективность функционирования тиристорных схем определяется сиг­
налами управления, подаваемыми на управляющий электрод. При этом подача
импульсов с формирователя импульсов управления (ФИУ) должна происходить
тогда, когда напряжение анод — катод тиристора положительно, в противном
случае включения не произойдет. Идеальный импульс на включение должен
иметь большую скорость нарастания тока при включении и повышенную
амплитуду в начальный момент. Это ускоряет процесс включения и снижает
возможность выхода из строя из­за повышенной скорости нарастания анодного
тока di/dt. После завершения процесса включения импульс управления
желательно «обнулить», т. к. продолжительный импульс увеличивает потери
мощности в тиристоре. В то же время необходимо учитывать, что при наличии
62

в нагрузке индуктивной составляющей процесс включения затягивается,
и в этом случае импульс должен иметь повышенную длительность для гаранти­
рованного включения. Типовые схемы ФИУ для тиристора и запираемого
тиристорапоказанынарис. 1.45, а, б.

Рис 1.45. Типовые схемы ФИУ

На рис. 1.45, а диод VD и стабилитрон VD обеспечивают перемагничива­
ние трансформатора и предотвращают перенапряжение на транзисторе VT Рези­
стор R ограничивает ток управляющего электрода тиристора и одновременно
ток коллектора транзистора VT . Резистор R защищает тиристор от включения
помехами, а диод VD предотвращает появление отрицательного напряжения
на управляющем электроде тиристора VS . Запираемый тиристор (рис. 1.45, б)
выключается импульсом отрицательного тока управляющего электрода.
1

2

L

1

1

2

3

1

Основные недостатки тиристорных схем:
• тиристоры имеют большое время переключения. Даже у мощных
приборов время прямого переключения составляет около 1 мкс, время
выключения не превышает 10­20 мкс;
• тиристоры обладают слабой помехозащищенностью, прежде всего,
от импульсных помех, создаваемых другими тиристорами.
• тиристоры рассеивают значительную мощность, поскольку падение
напряжения на них в открытом состоянии составляет не менее 2 В.
Следует отметить, что по мере совершенствования мощных полевых
транзисторов они постепенно вытесняют тиристоры из употребления.
63

Силовые биполярные транзисторы.

Силовые транзисторы предназначены

для управления большими токами и большими напряжениями. Силовые транзи­
сторы по принципу действия, характеристикам и параметрам подобны маломощ­
ным, но имеют свои особенности.
Основной схемой включения

силовых транзисторов

является

схема

с общим эмиттером. Для этой схемы, как указывалось выше, входной (управ­
ляющий) ток (базы) и входное (управляющее) напряжение (между

базой

и эмиттером) достаточно малы, и поэтому сравнительно легко сформировать
необходимый управляющий сигнал.
Часто на одной полупроводниковой пластине формируют структуры двух
транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона, т. е. получают составной тран­
зистор. Схема такого транзистора показана на рис. 1.46.

Рис. 1.46. Составной транзистор

Дифференциальный коэффициент передачи базового тока /? для составного
транзистора составляет /? = $ф , т. е. равен произведению дифференциальных
2

коэффициентов передачи соответственно транзисторов VT и VT . В составном
1

2

транзисторе силовым является только транзистор VT , т. к. ток его коллектора
2

во много раз больше тока коллектора транзистора VT . Входное напряжение
1

составного транзистора, обеспечивающее его включенное состояние (режим
насыщения), больше такого же напряжения обычного транзистора, т. к. равно
сумме входных напряжений двух транзисторов. Но тем не менее оно остается
достаточно малым. Напряжение между коллектором и эмиттером в режиме
насыщения составного транзистора также превышает соответствующее напря­
жение обычного транзистора. Это происходит потому, что в режиме насыщения
работает только транзистор VT , а транзистор VT остается в активном режиме.
1

2

Напряжение между коллектором и базой транзистора VT остается положитель­
2

ным и в режиме насыщения транзистора VT . B то же время и для составного
1

транзистора напряжение между коллектором и эмиттером остается достаточно
небольшим (около 2 В). B ряде случаев на одной полупроводниковой пластине,
кроме двух транзисторов, формируют дополнительные элементы (рис. 1.47).
Резисторы R

1

и R

2

увеличивают максимально допустимое напряжение между
64

коллектором и эмиттером, уменьшают время выключения. Диод VD обеспечива­
ет протекание тока по направлению от эмиттера к коллектору составного транзи­
стора при запертых транзисторах VT и VT .
1

2

Рис. 1.47. Составной транзистор с дополнительными элементами

Силовые транзисторы обычно используются в тяжелых режимах, достаточ­
но близких к предельным. В противном случае стоимость силовых устройств,
их вес и габариты оказываются чрезмерно большими. B некоторых устройствах
силовой электроники транзистор работает в активном режиме. Однако в этом
режиме и ток коллектора, и напряжение между коллектором и эмиттером велики
и велика мощность Р , выделяющаяся в коллекторном переходе. Это снижает
коэффициент полезного действия устройства и создает проблемы с охлаждением
транзистора. Наиболее эффективным способом снижения мощности P является
переход на ключевой режим работы. При этом транзистор подавляющую долю
времени или закрыт (работает в режиме отсечки, причем I = 0) или полностью
открыт (работает в режиме насыщения, причем U ­ ~ 0 ) . Мощность в режиме
отсечки обычно значительно меньше мощности в режиме насыщения, и поэтому
при практических расчетах ее часто не учитывают.
К

K

K

k

3

При работе силовых транзисторов именно в ключевом режиме для них
важными являются следующие параметры:
• U — напряжение между коллектором и эмиттером в режиме насы­
щения при заданных токах коллектора и базы;
K3 НАС

• параметры, определяющие быстродействие, в том числе время включе­
ния и время выключения.
При больших токах нагрузки используется параллельное включение
транзисторов (рис. 1.48), а для предотвращения перегрузки током одних
транзисторов (при недостаточной загрузке других) рекомендуется в цепях
эмиттеров использовать резисторы.

65

г

Рис 1.48. Параллельное включение транзисторов

На основе последовательного и параллельного соединения транзисторов
создаются модули с двунаправленной проводимостью тока (рис. 1.49, б, в)
способные выдерживать как обратное, так и прямое напряжение в закрытом
состоянии (рис. 1.49, а, в) для цепей постоянного и переменного токов.

а)

б)

в)

Рис 1.49. Транзисторные модули

Основным требованием, предъявляемым к силовым биполярным транзи­
сторам, является гарантированное насыщение транзистора током базы, обеспе­
чивающее беспрепятственное протекание тока коллектора в интервале, когда
транзистор должен быть включен, и минимизация тока утечки в интервале, когда
транзистор должен быть выключен.
Для мощных транзисторов характерна неодинаковая плотность тока
по площади эмиттера: она максимальна по краям и минимальна в центре. Это
явление ведет к появлению «горячих точек» в плоскости базы, где возникает
пробой. В целом свойства мощных биполярных транзисторов таковы, что для них
характерно явление саморазогрева — рост температуры ведет к росту тока, что,
в свою очередь, вызывает рост температуры. Такой процесс может протекать
достаточно быстро и заканчиваться разрушением транзистора.
66

Требования к системе управления биполярным транзистором определяются
требованиями к его быстродействию (рабочей частоте коммутации) и к значению
потерь в нем. Проблема в создании ФИУ для биполярных транзисторов состоит
в том, что не всегда возможно соединение «земли» системы управления и эмитте­
ра транзистора. Часто нагрузка подключается к эмиттеру, а в этом случае обяза­
тельной функцией ФИУ является необходимость гальванической развязки между
цепями системы управления и силовой схемой. Ha рис. 1.50 показаны схемы ФИУ
биполярного транзистора, в которых реализован усилительный каскад с двумя
дополнительными транзисторами для увеличения маломощного сигнала микро­
схемы до необходимого значения и источником отрицательного напряжения
для создания в моменты паузы (когда прибор выключен) отрицательного смеще­
ния, способствующего более полному и более надежному запиранию транзистора.

Рис 1.50. Схемы ФИУ биполярного транзистора

Для уменьшения потребляемой ФИУ мощности (рис. 1.50, б) применяют
парные (комплементарные) транзисторы VT , VT , работающие попеременно.
Когда импульс управления отсутствует, транзистор VT открыт, и через его
коллектор протекает отпирающий ток базы VT . Силовой транзистор VT ,
в свою очередь, открывается усиленным током коллектора транзистора VT .
Транзистор VT при этом заперт, т. к. его эмиттер имеет отрицательный потен­
циал относительно базы. Конденсатор C заряжается током базы силового тран­
зистора, обеспечивая бросок тока при включении для его быстрого отпирания.
В момент поступления импульса от микросхемы управления транзисторы VT
и 'VT закрываются, а транзистор VT включается напряжением конденсатора C ,
который, разряжаясь, обеспечивает запирающий базовый ток силового транзи­
стора.
2

3

4

2

1

2

3

1

4

2

3

1

Силовые полевые транзисторы. В настоящее время полевые транзисторы
широко используются в качестве основы интеллектуальных силовых инте­
гральных схем, интеллектуальных приборов и интеллектуальных силовых
67

модулей. При этом наиболее широко используются полевые транзисторы
с изолированным затвором и индуцированным каналом, как п­, так и р­типа.
Силовые полевые транзисторы, как и биполярные, работают, как правило,
в ключевом режиме. Основной проблемой при использовании полевых транзи­
сторов является проблема уменьшения сопротивления цепи «исток — сток»,
в частности, сопротивления канала. Одним из основных путей уменьшения
сопротивления канала является уменьшение его длины, и поэтому силовые
транзисторы имеют короткие каналы.
Для снижения сопротивления цепи «исток — сток» и увеличения макси­
мально допустимого тока стока в силовых транзисторах используют многока­
нальные структуры, причем каналы соединяют параллельно. При этом парал­
лельное соединение большого количества каналов оказывается возможным
потому, что при увеличении температуры в допустимом диапазоне сопротивле­
ние канала увеличивается. Если по какой­либо причине некоторый канал
окажется перегруженным током, то его температура возрастет, что приведет
к увеличению сопротивления канала и к уменьшению его тока. Равномерная
загрузка каналов токами восстановится.
Высокая теплостойкость силовых полевых транзисторов резко снижает
вероятность саморазогрева и вторичного пробоя, а также препятствует дальней­
шему росту тока стока при токовых перегрузках. Также это свойство позволяет
использовать параллельное включение силовых транзисторов без дополнительных
элементов.
Силовые полевые транзисторы имеют вертикальную структуру, для кото­
рой характерно то, что исток и затвор расположены с одной стороны полупро­
водниковой пластины, а сток — с другой. Канал может располагаться как гори­
зонтально, так и вертикально. Горизонтальный канал формируют параллельно,
а вертикальный— почти перпендикулярно по отношению к поверхности
полупроводниковой пластины.
Наибольшее применение нашли МДП­транзистор, изготовленный мето­
дом двойной диффузии (ДМДП­транзистор), с горизонтальным каналом,
и V­образный МДП­транзистор (УМДП­транзистор) с вертикальным каналом.
Схематическое изображение ДМДП­транзистора с каналом р­типа показано
на рис. 1.51, а, где приведен один элемент структуры, содержащий один канал.
Подложкой является слой полупроводника n­типа, а истоком— верхний
слой полупроводника р­типа. Подложка соединяется с истоком через металличе­
ский контакт. Структура содержит паразитный транзистор типа p­n­р и паразит­
ный диод (образованный подложкой и нижним слоем полупроводника р­типа).

68

Эквивалентная схема транзистора ДМДП показана на рис. 1.51, б. В ее состав
входит сопротивление RQ базовой области биполярного транзистора.

а)

б)
Рис. 1.51. ДМДП­транзистор

B обычных режимах это сопротивление достаточно мало, биполярный
транзистор закрыт и практически не оказывает влияния на процессы в структуре
полевого транзистора.
При быстром нарастании напряжения U . (большом значении производной
этого напряжения по времени du /dt) через паразитные емкости, не показанные
на схеме, начинает протекать ток базы. Этот ток может открыть биполярный тран­
зистор, что, в свою очередь, может привести к выходу из строя силового полевого
транзистора (эффект du/di).
Диод, в зависимости от особенностей структуры силового транзистора,
включают в эквивалентную схему или так, как показано сплошной линией,
или так, как показано пунктирной линией. Если потенциал истока больше
потенциала стока, что соответствует нормальному включению транзистора,
то диод заперт.
U C

uc

Схематическое изображение структуры УМДП­транзистора с каналом
р­типа, соответствующее одному элементу и содержащее два канала, показано
нарис. 1.52.
И
3

Рис. 1.52. Структура УМДП­транзистора
69

Структура УМДП­транзистора подобна структуре ДМДП­транзистора,
и соответствующие схемы также остаются подобными.
Существенное негативное влияние на работу силовых полевых транзисто­
ров оказывает так называемый эффект Миллера. Суть этого эффекта заключается
в увеличении входной эквивалентной емкости из­за влияния проходной емкости.
Он, с одной стороны, замедляет переключение транзистора, а с другой — увели­
чивает ток, потребляемый от источника входного сигнала. Входная емкость C

3U

—

это емкость между затвором и истоком при коротком замыкании по переменному
току выходной цепи. Проходная емкость C —
3C

это емкость между затвором

и стоком при разомкнутой по переменному току входной цепи. Иногда этот ток
настолько возрастает, что работа источника входного сигнала нарушается.
IGBT­транзистор

— это гибридный полупроводниковый прибор, в кото­

ром совмещены два способа управления электрическим током, один из которых
характерен для полевых транзисторов (управление электрическим

полем),

а второй — для биполярных (управление инжекцией носителей электричества).
Основой для создания IGBT послужил силовой МДП­транзистор. Структура
IGBT­транзистора отличается от структуры ДМДП­транзистора дополнительным
слоем полупроводника р­типа. Добавление слоя р­типа приводит к образованию
второй структуры биполярного транзистора, и, таким образом, в IGBT имеется
две биполярные структуры — типа n­p­п и типа p­n­р (рис. 1.53).
Y

Эмиттер
9

Затвор
I

n

С
п

P

Коллектор Q

Рис 1.53. Структура IGBT­транзистора

Эквивалентная схема и условно­графическое обозначение IGBT показаны
на рис. 1.54. Названия выводов могут представляться несколько непривычными,
но они являются общепринятыми.
Через R

MOO

обозначено сопротивление нижнего слоя n­типа, который

является слоем базы для транзистора типа p­n­р. При изменении тока, прохо­
дящего через этот слой, сопротивление R

MOO

изменяется (модулируется). Схема

включения (рис. 1.55) является схемой с ОЭ, которая наиболее применима
на практике.
70

О Эмиттер
Рис 1.54. Эквивалентная схема IGBT

В нормальных условиях работы (рис. 1.54) транзистор VT типа n­p­п заперт
и практически не оказывает влияния на работу IGBT, а главную роль играют
транзисторы VT и VT . Основное назначение дополнительного р­п­перехода
состоит в инжекции дырок в нижний слой n­типа. Инжекция значительно умень­
шает сопротивление этого слоя. В результате напряжение U между коллектором
и эмиттером IGBT в открытом состоянии значительно уменьшается по сравнению
с соответствующим полевым транзистором. Уменьшение напряжения приводит
к пропорциональному снижению мощности, рассеиваемой транзистором. Однако
снижение напряжения в открытом состоянии влечет за собой уменьшение быст­
родействия IGBT. Биполярные транзисторы VT и VT образуют эквивалентную
схему тиристора и, следовательно, эта схема может находиться в двух устойчивых
состояниях: включенном и выключенном.
2

1

3

K3

2

3

Рис 1.55. Схема включения IGBT­транзистора

В аварийном для IGBT режиме работы схема на транзисторах VT
и VT может включиться, и тогда IGBT становится неуправляемым и может
выйти из строя. Эффект включения транзисторов VT и VT называют триггер­
ным. Обычно он проявляется при выключении. Современные IGBT защищены
от триггерного эффекта. Их допустимо моделировать, используя эквивалент­
ную схему, не содержащую паразитный транзистор типа n­p­n (VT на рис 1.54)
2

3

2

3

2

71

IGBT­транзистор характеризуется:
• выходной характеристикой, представляющей собой зависимость тока
коллектора от напряжения между коллектором и эмиттером при задан­
ном напряжении между затвором и эмиттером, т. е. зависимость вида
I = f (U ) при U = const;
K3

k

33

• передаточной характеристикой, представляющей собой зависимость вида
I = f (U ) при U = const.
Вид выходных и передаточной характеристик IGBT показан на рис. 1.56.
Также IGBT характеризуется крутизной передаточной характеристики:
S = dI I dU при U — заданное напряжение и U = const.
33

c

K

33

K3

33

K3

U

33

пор

Рис. 1.56. Характеристики IGBT­транзистора

со статической индукцией — это полевой транзистор
SIT­транзистор
с управляющим p­n­переходом и каналом р­типа или n­типа. Как и силовой
МДП­транзистор, SIT является многоканальным и имеет вертикальную структуру.
Обычно его используют по схеме с ОИ. Характерной особенностью SIT является
очень малая длина каналов. Типичные выходные и стоко­затворные характери­
стики SIT приведены на рис. 1.57.

Рис. 1.57. Характеристики SIT­транзистора

72

Поскольку эти характеристики подобны характеристикам электроламповых
триодов, их называют триодными. Стокозатворные характеристики SIT отлича­
ются протяженными линейными участками. В устройствах силовой электроники
SIT, как правило, работает в ключевом режиме. Если напряжение U становится
отрицательным, равняющий p­n­переход открывается, и SIT переходит в режим
работы, подобный режиму работы биполярного транзистора, затвор при этом
играет роль базы. Достоинством биполярного режима является малое напряжение
между стоком и истоком в открытом состоянии. Ho ток затвора при этом остается
значительным. Быстродействие транзистора в этом режиме существенно умень­
шается из­за явления накопления и рассасывания заряда неравновесных носителей
электричества.
U3

При выборе усилительных приборов необходимо учитывать достаточно
большое число факторов. Из технических факторов наиболее важными являются:
• коммутируемые токи;
• коммутируемые напряжения;
• выходная мощность разрабатываемого устройства;
• частота коммутации (переключения).
Все перечисленные выше приборы имеют свои характерные особенности,
которые необходимо учитывать при их выборе.
МДП­транзистор имеет наилучшие динамические свойства. Он обладает
неоспоримыми преимуществами при повышенной (более 100 кГц) частоте
коммутации, высокой теплостойкостью и простотой формирования сигналов
управления.
IGBT имеет хорошие динамические свойства (частота коммутации —
до 100 кГц), обладает высокой теплостойкостью и простотой формирования
управляющих сигналов.
Биполярный транзистор имеет малое напряжение в открытом состоянии.
Однако для него характерны невысокие динамические параметры.
SIT­транзистор в некоторых случаях имеет меньшее напряжение в откры­
том состоянии в сравнении даже с биполярным транзистором.
Тиристор способен коммутировать очень большие токи и напряжения,
однако может использоваться при достаточно низкой частоте коммутации.
В настоящее время наиболее перспективными приборами силовой
электроники считаются МДП­транзисторы и IGBT. Для определения области
предпочтительного применения используют координатную плоскость, отклады­
вая на ней по оси абсцисс частоту коммутации, а по оси ординат — выходную
мощность устройства силовой электроники (рис. 1.58).
73

P кВт
j
IO

4

Тиристор

f

Запираемый
тиристор

т­

SIT
IGBT
Биполярный
транзистор

JO

2

f­

МДП­транзистор

f кГц

IO

0

2

4

IO

IO

IO

6

Рис. 1.58. Области предпочтительного применения силовых электронных приборов

74

Контрольные вопросы и задачи
к главе 1
1. Объясните движение носителей заряда с позиций квантовой механики.
В чем заключается суть принципа Паули? Раскройте суть терминов: генера­
ция, регенерация, время жизни носителей заряда.
2. В чем принципиальное отличие между проводником и диэлектриком с точки
зрения квантовой механики? Назовите отличительные признаки полупровод­
ников и металлов. Чем отличаются полупроводники р­ и п­типа?
3. Определите, во сколько раз концентрация примесных носителей заряда n
больше концентрации собственных носителей n, если в полупроводник с
плотностью атомов n = IO CM и шириной запрещенной зоны А = 1,0 эВ
введена примесь с параметрами С = IO см" , А' = ОДбэВ, а температура
полупроводника T = 275 К.
n

22

3

0

15

3

Ответ: n l n = 2,4 • IO .
8

n

4. В сплавном германиевом p­n­переходе плотность атомов германия
n = 4,4 • IO см" , концентрация акцепторной примеси p составляет одну
стотысячную долю процента, а концентрация донорной примеси n
в 1 000 раз больше. Определите величину потенциального барьера А(р
при температуре T = 300 К, если плотность ионизированных атомов
щ = 2,5 • IO CM" .
22

3

0

p

n

0

13

3

Ответ: Acp = 0,445 В.
0

5. Вычислите прямое напряжение на p­n­переходе, если прямой ток перехода
I = 1 мА, обратный I = 1 мкА, а температура T = 300 К.
0

Ответ: U = 0 , 1 7 8 B .
6. Дайте характеристику и опишите область применения различных типов
полупроводниковых диодов. Назовите основные параметры полупроводни­
кового диода.
7. На полупроводниковом диоде при изменении прямого напряжения от 0,2 В
до 0,4 В прямой ток увеличивается от 3 мА до 16 мА. Определите диффе­
ренциальное сопротивление этого диода.
Ответ: 15,4 Ом.
8. Каково соотношение между прямым R

np

и обратным R S
c

p

сопротивлениями

полупроводникового диода?
Ответ: R
75

np

«

Re.
a

p

9. Приведите классификацию транзисторов и назовите отличительные особен­
ности каждого класса.
10. Какие особые требования предъявляются к базе и эмиттеру биполярных
транзисторов? Назовите режимы работы биполярного транзистора.
11. Известно, что в активном режиме работы биполярного транзистора переход
«коллектор— база» находится под обратным напряжением. Почему через
него протекает ток коллектора?
12. Выходные B A X биполярного транзистора имеют крутой и пологий участки.
Укажите соотношение между значениями U И UQ на каждом из этих
участков. В каких режимах работает транзистор на каждом из участков?
Почему на пологом участке выходных B A X биполярного транзистора ток
коллектора пропорционален току базы?
K3

3

13. Какие физические величины определяют /г­параметры транзистора? Для чего
они приводятся в справочной литературе?
14. Транзистор типа n­p­п включен по схеме с общим эмиттером. Определите,
в каком режиме работает транзистор, если:
а) напряжение Ug = 0,3 В, а напряжение U = 0,2 В;
б) напряжение Ug = 0,3 В, а напряжение U = 10 В;
в) напряжение Ug = ­0,3 В, а напряжение U = 10 В.
3

K3

3

K3

3

K3

Ответ: а) режим насыщения;
б) активный режим;
в) режим отсечки.
15. Транзистор типа n­p­п включен по схеме с общим эмиттером. Определите
напряжение «коллектор — база» U ­, если напряжение «коллектор — эмиттер»
U = 1 0 В , а напряжение «база — эмиттер» U = 0,4 В.
K6

K3

63

Ответ: U ­ = 9,6 В.
K6

16. Транзистор с параметрами /? = 100, I = 1 мА и I S = 5 мкА включен по схеме
с общим эмиттером. Определите:
K

1

0

а) коэффициент передачи тока эмиттера а;
б) ток эмиттера I ,
в) ток базы I ;
г) обратный ток транзистора 1 .
3

6

КЗО

Ответ: а ) а = 0,990099; б) I = 1,00495 мА;
в) I = 4,95 • IO" А; г) I = 505 • IO" А.
3

6

6

76

6

r a 0

17. Выводы электродов транзистора обозначены А, В. С. При работе транзистора
в активном режиме токи электродов имеют значения: IA = 1 мА, IB = 20 мкА.
I = 1,02 мА. Полагая, что обратный ток перехода «коллектор — база» I
= 0,
определите:
C

K 6 O

а) с какими электродами соединены выводы;
б) чему равен коэффициент передачи тока базы р.
Ответ: а ) А — коллектор; В — база; С — эмиттер;
б ) Р = 50.
18. Приведите условное схемное обозначение динистора, воспроизведите его
структуру. Почему включение динистора без ограничительного сопротивле­
ния считается опасным и недопустимым? Как можно выключить динистор?
19. Приведите структуру и условно­графическое обозначение тиристора. Отли­
чаются ли процессы включения тиристора и динистора? Если отличаются,
то чем?
20. Как можно уменьшить мощность потерь, возникающую при включении
тиристора?
21. Можно ли выключить тиристор уменьшением величины управляющего
тока I I
Y

22. Приведите структуру и условно­графическое обозначение симистора. В чем
состоит отличие и сходство структур тиристора и симистора?
23. На чем основан принцип работы устройств отображения
информации?

визуальной

24. Опишите назначение и принцип работы, приведите условно­графическое
обозначение и функциональную схему ОУ.
25. Перечислите основные линейные схемы, построенные на основе ОУ, приве­
дите вариант одной из них и поясните ее работу.
26. Приведите основные параметры характеризующие ОУ. Какой ОУ называют
идеальным?
27. Перечислите полупроводниковые приборы, используемые в устройствах
силовой электроники, и укажите их достоинства и недостатки.
28. Дайте определение силового модуля, силовой интеллектуальной схемы
и интеллектуальной силовой интегральной схемы.
29. Назовите основные типы запираемых тиристоров и укажите их достоинства,
недостатки и области применения.
77

30. С какой целью после включения тиристора необходимо «обнулять» управ­
ляющий импульс?
31. Укажите основные недостатки силовых тиристорных схем.
32. Изобразите схему Дарлингтона и поясните принцип ее работы.
33. С какой целью используют параллельное включение биполярных транзи­
сторов? Приведите схему параллельного включения и поясните принцип ее
работы.
34. С какой целью в цепи эмиттеров силовых биполярных транзисторов включают
резисторы?
35. Почему силовые полевые транзисторы имеют короткие каналы? С какой
целью используют многоканальные структуры?
36. Дайте характеристику ДМДП­ и УМДП­транзисторов.
37. Что такое эффект du/dt и каковы причины его возникновения?
38. Приведите особенности построения структуры, условно­графическое обо­
значение и эквивалентную схему IGBT­транзистора.
39. Изобразите схему включения IGBT­транзистора и поясните ее работу.
40. Каковы особенности
транзистора?

построения

структуры

и

характеристики

SIT­

41. В каком случае SIT­транзистор переходит в режим работы биполярного
транзистора?
42. Назовите параметры, по которым осуществляется выбор силовых электронных
приборов.

78

ГЛАВА 2.
Электронные устройства
§ 2.1. Вторичные источники питания
Основным источником электрической энергии в настоящее время являют­
ся электрические сети. Значительно реже применяются химические, термоэлек­
трические, фотоэлектрические и другие источники. Все названные источники
электрической энергии принято называть первичными. Общей особенностью
первичных источников является низкое качество напряжения, невозможность
его регулирования. Например, промышленная сеть выдает напряжение перемен­
ного тока частотой 50 Гц с номинальными значениями 220, 380 В. В зависимости
от нагрузки сети величина напряжения может изменяться. Одной из особенно­
стей электронных схем является требование к высокому качеству напряжения
питания, и поэтому большинство электронных устройств снабжаются собствен­
ными источниками питания, которые принято называть вторичными (ВИП).
Классификация ВИП приведена на рис. 2.1.
Классификация

По виду
первичного
источника
питания
­ ннверторные;
­ конверторные

По принципу
действия
•
•

трансформаторные;
бестрансформаторные

ВИП

По количеству
уровней
выходных
напряжений

По выходной
мощности
•

микромощные;

• маломощные;
•
­

одноканальные;
многоканальные

• среднемощные
­ мощные

Рис. 2.1. Классификация ВИП

Инверторные ВИП предназначены для преобразования напряжения
переменного тока в напряжение постоянного тока или наоборот. Обычно это
выпрямитель, значительно реже — генератор. Конверторные ВИП изменяют
величину входного напряжения. К ним относятся трансформаторы, стабилиза­
торы напряжения другие подобные устройства.
Отметим, что трансформатор вкупе с фильтрующими конденсаторами
составляют основную часть массы и габаритов современных электронных
устройств. Заменой обычным трансформаторным источникам питания могут
быть либо электрохимические, либо импульсные источники.
79

Структурная
нарис. 2.2.
Ul(I)

схема источника

ш(0

вторичного

и

TP

электропитания

и

и„

В

СФ

CH
W

W

показана

вых

w

H

W

CP

Рис. 2.2. Структурная схема источника вторичного электропитания

В состав источников вторичного электропитания входят функциональные
блоки, обеспечивающие выполнение одной или нескольких операций: преобразо­
вание, стабилизацию или регулирование электрической энергии. Трансформатор
(TP) преобразует значение U (J) входного напряжения в требуемое значение U (C).,
обеспечивает гальваническую развязку питающей сети и нагрузки; выпрямитель
(В) выпрямляет это напряжение, т. е. преобразует переменное напряжение
в напряжение одной полярности (пульсирующее); сглаживающий фильтр (СФ)
сглаживает пульсации выпрямленного напряжения, что необходимо для повыше­
ния качества постоянного тока нагрузки; стабилизатор напряжения (CH) умень­
шает изменение напряжения на нагрузке, вызванные изменением напряжения сети
и изменением тока, потребляемого нагрузкой; система регулирования (CP) обес­
печивает постоянство выходного напряжения U .
2

1

H

В последнее время все чаще стали использоваться источники с преобра­
зованием частоты (рис. 2.3).
Конвертор

. нагрузке

Источник

Bl

СФ1

и

TP

W

В2

СФ2

Puc 2.3. Источник с преобразованием частоты

В этих источниках напряжение от сети подается непосредственно на вы­
прямитель B i . На выходе сглаживающего фильтра СФ1 создается постоянное
напряжение, которое вновь преобразуется в переменное с помощью инвертора.
Полученное переменное напряжение имеет частоту, значительно превышающую
50 Гц. В этой схеме, как и в предыдущей, трансформатор обеспечивает гальва­
ническую развязку сети и нагрузки. Инвертор, трансформатор и выпрями­
тель 2 образуют конвертор — устройство для изменения уровня постоянного
напряжения. В такой схеме инвертор играет роль стабилизатора напряжения.
В качестве активных приборов в нем используются биполярные или полевые
транзисторы и тиристоры, причем все они работают в ключевом режиме.
80

Источники вторичного электропитания характеризуются рядом электри­
ческих эксплуатационных и массогабаритных показателей, обеспечивающих их
работоспособность. Электрические параметры подразделяются на:
• статические — измеряют при медленном изменении во времени
возмущающих факторов (входного напряжения питания, тока нагрузки,
температуры и пр.);
• динамические — измеряют при быстром изменении во времени возму­
щающих факторов: при скачкообразном включении напряжения питания
или нагрузки; внезапных изменениях нагрузки и пр.
Динамические электрические параметры источников вторичного электро­
питания оцениваются временем готовности источника, определяемом интервалом
времени между моментом вариации напряжения или параметра и моментом,
после которого его параметры удовлетворяют заданным требованиям с учетом
установленных допусков. К основным параметрам источников вторичного
электропитания относятся следующие:
•

номинальные значения выходного напряжения и тока нагрузки, а также
пределы их изменения;

• точность стабилизации 8 выходного параметра е , (по напряжению,
току или частоте), которая определяется отношением между абсолют­
и номинальным значением:
ной погрешностью Zl = s ­ е
с т

e

c

m

.

н о м

= s

( an

S

S=^sI HOM

(2.1)

S

S

~ HOM)I HOM>

• коэффициент пульсации тока (напряжения):
qk

где

U

m k

=U

m

к

/

(2.2)

U,
cp

— амплитуда наименьшей (k­й) гармоники;

U . — среднее значение напряжения;
CV

• коэффициент сглаживания фильтра по напряжению (току):
Sk

где

= qk /

(2.3)

qk ф,

q—

коэффициент пульсации (k­й) гармоники напряжения (тока) при от­
сутствии сглаживающего фильтра;
qb­p — коэффициент пульсации на выходе фильтра (фактическое значение).
Поскольку qh­fj < q , то коэффициент сглаживания S >1.
k

k

k

81

2.1.1.
Выпрямление

Выпрямители

— это преобразование энергии переменного тока в энергию

постоянного тока. Принцип электронного силового выпрямления основан
на использовании свойств силовых электронных вентильных приборов прово­
дить однонаправленный ток. При выпрямлении процессы определяются:
• видом вентильного прибора и способом управления им;
• характером нагрузки на стороне постоянного тока;
• техническими характеристиками источника переменного тока.
Выпрямители обычно классифицируют по мощности; напряжению, числу
фаз напряжения, способу регулирования выходного напряжения; виду силовых
электронных ключей. По мощности выпрямители условно подразделяются
на маломощные
(до 1 кВт), средней мощности
(до 100 кВт) и мощные
(выше 100 кВт), а по напряжению — на устройства низкого (до 250 В), среднего
(до 1 000 В) и высокого (свыше 1 000 В) напряжения.
По числу фаз первичной обмотки трансформатора выпрямители делятся
на однофазные

и

трехфазные.

По схеме выпрямления различают выпрямители:
• с одним диодом (однофазная однополупериодная схема);
• со средней точкой (однофазная двухполупериодная и трехфазная схемы);
• мостовые схемы.
Основными параметрами выпрямителей являются:
• действующее значение входного напряжения U ;
ac

• число фаз m источника переменного тока;
• среднее значение выходного напряжения U ( U ) :
D

• среднее значение выходного т о к а I

D

CP

(I )',
CP

• выходная мощность постоянного тока P ;
1

D

• коэффициент полезного действия ?/;
• коэффициент пульсаций выходного напряженЬя K (е);
n

• коэффициент гармоник (искажений) по току К .
г

I

При проектировании выпрямителей также достаточно широко применяются
параметры, характеризующие его внутренние особенности:
• действующее значение входного напряжения;
• максимальное обратное напряжение на отдельном диоде или тиристоре
(вентиле);
• среднее значение тока отдельного вентиля;
• максимальное (амплитудное) значение тока отдельного вентиля.
82

Различают неуправляемые и управляемые выпрямительные устройства.
В неуправляемых выпрямителях для преобразования синусоидального напря­
жения (тока) в постоянный применяют полупроводниковые диоды, а в управля­
емых — тиристоры.
Однофазный однополупериодный выпрямитель. Такой выпрямитель явля­
ется простейшим (рис. 2.4). В его состав входят источник синусоидального
напряжения U(t) = U sin at, выпрямительный диод VD и нагрузка R.
m

Рис. 2.4. Однофазный однополупериодный выпрямитель

В таком выпрямителе ток через нагрузку протекает только в течение
полупериода сетевого напряжения. При анализе таких схем обычно принимают
сопротивление диода в прямом направлении равным нулю, а в обратном —
бесконечности.
Поэтому в цепи нагрузки протекает несинусоидальный периодический
ток в виде полуволн синусоиды I(t) = I sin at, где I = U / R если U > О
и I = 0, если U < 0.
m

m

m

i

m

ex

fx

Основные параметры однофазного однополупериодного
могут быть получены из выражений следующего вида:
U = 0,45 U .; U = 2,22 U ; I

U . = (4i/к)
cp

Ј

ex

/

ex

2
cp

1,5V,
I

cp

;

U

^dmax

ex

cp

U

o6p.max
(

U

e x )

/

R

c p

U

max

=

cp;

выпрямителя

U /R.
cp

(2.4)

1

^ Cp.

Такой выпрямитель в основном используется в маломощных устройствах.
83

Двухполупериодный
выпрямитель со средней точкой. Он представляет
собой параллельное соединение двух однополупериодных выпрямителей
и может использоваться только с трансформатором, имеющим вывод от сере­
дины вторичной обмотки (рис. 2.5).

Рис. 2.5. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой

В состав схемы входят источник синусоидального напряжения, транс­
форматор, два диода VD и VD , нагрузка R Сопротивление нагрузки включено
между общей точкой диодов и средней точкой вторичной обмотки трансформа­
тора. Диоды в схеме проводят ток поочередно в течение соответствующего
полупериода, т. е. в каждый из полупериодов синусоидального напряжения
один из диодов оказывается включенным в прямом направлении. При этом
на R направления обоих токов совпадают. Однако применение трансформатора
не всегда является удобным.
Данный выпрямитель имеет высокие технико­экономические показатели
и широко используется на практике. Основным недостатком следует считать
достаточно большое обратное напряжение на диодах, что необходимо учиты­
вать при проектировании различных устройств.
Основные параметры такого выпрямителя будут определяться в виде:
1

2

H

H

U

cp

= 2 (V2 к) U = 0,9 U2; U = IMU ;
2

2

s = 2/3 = 0,67; U
I
где

d

ср

=V I ; I
c p

0

max

o6p

= (V2

cp

I

c p

=U / R ;
cp

H

(2.5)

max = 2 4i U = ж U .;
cp

U2)

/ R = (ж /2) / I
h

c p

,

U — действующее значение напряжения каждой половины вторичной
обмотки.
2

Однофазный
мостовой
выпрямитель.
Такой выпрямитель строится
по бестрансформаторной схеме, в которой диоды включаются и выключаются
парами (рис. 2.6).
84

Одна пара — это диоды VD и VD , а другая — VD и VD . Для рассмотрения
1

3

2

4

работы и анализа данной схемы следует мысленно заменять каждый включенный
диод закороткой, а каждый выключенный — разрывом цепи.

Рис. 2.6. Однофазный мостовой выпрямитель

Основные параметры выпрямителя будут определяться в виде:
U . = 2V2 U /к
cp

= 0,9 U .; U = 1,11 U .; I

ex

ex

s = 2/3 = 0,67; U
1

д ср

/

1

o6p

;

cp

max = л/2 U

ex

= Cp 2 ftmax =
1

ex

U

ex

/

R

=

U /R ;
cp

= (к / 2) U ;
cp

=Я
(

H

cp

/

H

(2.6)

1

2) ^ .
CP

В этом выпрямителе часто все четыре диода помещают в один корпус.
Трехфазный

выпрямитель.

Схемы трехфазного выпрямителя с нулевым

выводом и трехфазного мостового выпрямителя, а также временные диаграммы
их работы приведены на рисунках 2 . 7 и 2.8 соответственно.

Рис. 2.7. Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом

85

В состав первой схемы входит трехфазный трансформатор, три диода
и сопротивление нагрузки, причем каждая вторичная обмотка трансформатора
включена между общей точкой соответствующим диодом. Катоды всех диодов
подключены к нагрузке. Каждый диод открыт во время положительной полу­
волны своей фазы. Кривая выпрямленного напряжения совпадает с огибающей
положительных полуволн.
Схема на рис. 2.8 является более эффективной, поскольку она не критична
к схеме включения вторичной обмотки трансформатора. Каждая пара диодов
входит в состав двух мостов. Таким образом, шесть диодов образуют три мосто­
вые схемы для трех фаз. Эта схема отличается от всех предшествующих самым
малым коэффициентом пульсаций, частота которых равняется удвоенному числу
фаз выпрямителя.
Основные

параметры

схем

выпрямителей

приведены

в таблице 2.1,

где U / и ф— отношение выпрямленного напряжения к фазному; U
d

2

/ U —

o6p max

d

отношение максимального обратного напряжения к выпрямленному; I / I —
2

отношение фазного тока к выпрямленному току; S /P
mp

D

d

— отношение мощности

трансформатора к выпрямленной мощности преобразователя.

Рис. 2.8. Трехфазный мостовой выпрямитель

Существенным недостатком всех выпрямителей является наличие доста­
точно высокого уровня пульсаций выпрямленного напряжения. Для уменьшения
пульсаций применяют сглаживающие фильтры.
Управляемые выпрямители позволяют регулировать выходное напряжение
и строятся, как правило, на основе однооперационных (обычных незапираемых)
86

тиристоров. Работу управляемого выпрямителя рассмотрим на примере схемы
трехфазного нулевого управляемого выпрямителя (рис. 2.9, а). Его временные
диаграммы для случая, когда импульсы управления подаются с некоторой
задержкой по отношению куказанным моментам времени, показаны на рис. 2.9, б.
Вентильный блок управляемых выпрямителей включает в свой состав тири­
сторы, для включения которых необходимо подать на его анод положительное
напряжение (положительную полуволну напряжения сети), а на управляющий
электрод — сигнал управления I Если сигнал управления совпадает с моментом
перехода через нуль выпрямляемого напряжения (моментом естественного от­
пирания диода в неуправляемом выпрямителе), то среднее значение выпрямлен­
ного напряжения будет таким же, как и на выходе неуправляемого выпрямителя.
R

Количественно задержка управляющего сигнала относительно момента
естественного отпирания оценивается углом сдвига по фазе а. Этот угол назы­
вается углом управления. Если импульсы управления подаются сразу после
появления на тиристорах положительных напряжений, то схема будет работать
точно так же, как и схема на диодах. Если сигнал управления задержать отно­
сительно момента естественного отпирания, то тиристор откроется позже,
напряжение на выходе выпрямителя уменьшится. В этом заключается суть
управления.
Таблица 2.1
Основные параметры схем выпрямителей

Схема
выпрямления

Соотношения
между электрическими
параметрами схем
выпрямления

Число фаз
выпрямления

m

U/
и

U

i

с

/ P

/

m

2ф

Однофазнная
мостовая
Трехфазная
нулевая
Трехфазная
мостовая

обр

Коэффициент
пульсаций

U

i

2

0,9

1, 57

1,11

1,23

0,67

3

1,17

2,09

0,58

1,37

0,25

6

2,34

1,045

0,82

1,05

0,057

На рис. 2.9, б приведены графики напряжений на выходе выпрямителя
при а < 30° и а > 30°. Моменты T , T и T соответствуют точкам естественного
отпирания вентилей. При задержке управляющего сигнала по фазе на угол а
среднее значение выпрямленного напряжения уменьшится, и чем больше угол
управления, тем меньше среднее значение напряжения на выходе выпрямителя.
1

2

3

87

Для рассматриваемой схемы он может изменяться от 0 до 2л/3. Угол управле­
ния а

ек]Ь

характеризующий сдвиг по фазе между напряжением на тиристоре

и импульсами управления, равен со • t .
eKJl

Рис. 2.9. Трехфазный нулевой управляемый выпрямитель

Трехфазные мостовые выпрямители позволяют получить достаточно
высокое качество выпрямленного напряжения при высокой мощности в нагруз­
ке — порядка мегаватта. Однако в электротехнике и энергетике требуются
выпрямители, мощность которых значительно (на несколько порядков) выше.
Достигнуть больших мощностей при высоком качестве выпрямленного
напряжения позволяют составные выпрямители. Схема одного из составных
выпрямителей приведена на рис. 2.10.
В приведенной схеме вентильные комплекты двух мостовых трехфазных
выпрямителей подключены к нагрузке последовательно, поэтому напряжение
на нагрузке равно сумме напряжений двух м о с т о в — U .
= U ^mi + U ^ .
Равенство средних значений выпрямленных напряжений и .еыпл и U
обеспечивается выбором числа витков вторичных обмоток, соединенных
в звезду и треугольник. Система вторичных напряжений а, в, с сдвинута отно­
сительно системы а', Ъ', с' на угол 30°. В результате под нагрузкой кратность
пульсаций увеличивается в два раза (m = 12), а коэффициент пульсаций
K снижается до 0,014. Таким образом, схема обеспечивает увеличение макси­
мально достижимой мощности и улучшение качества выпрямленного напряже­
ния.
0 ebm

0

0

n

88

0

in2

f t e b l l l 2

Рис. 2.10. Составной выпрямитель

2.1.2. Электрические

фильтры

Фильтром называют устройство, которое передает (пропускает) синусои­
дальные сигналы в одном определенном диапазоне частот (в полосе пропускания)
и не передает (задерживает) их в остальном диапазоне частот (полосе задержа­
ния). Различают аналоговые и цифровые фильтры. Аналоговые фильтры строят
на основе как пассивных, так и активных элементов. Для аналоговой фильтрации
достаточно широко используют электромеханические фильтры, пьезоэлектриче­
ские и механические.
В пьезоэлектрических фильтрах используют естественный и искусствен­
ный кварц, а также пьезокерамику. Основу механического фильтра составляет
то или иное механическое устройство.
Фильтры используются как в силовой части электроники, так и в информа­
тивной (информационной), а следовательно, они должны отвечать определенным
требованиям. Так, фильтры силовой электроники должны иметь как можно
больший КПД, а также небольшие массогабаритные показатели. Они обычно
строятся на основе пассивных элементов.
Фильтры, содержащие активные элементы, называются
активными,
и в них обычно не используются катушки индуктивности. Активные фильтры
могут быть изготовлены с применением технологии интегральных микросхем,
и нередко они оказываются значительно дешевле соответствующих фильтров
89

на пассивных элементах. Активные фильтры способны усиливать сигнал, лежа­
щий в полосе пропускания.
Существенные недостатки активных фильтров заключаются в следующем:
• обязательное использование источника питания;
• невозможность работы на таких высоких частотах, на которых исполь­
зуемые ОУ не способны усиливать сигнал.
Обычно фильтры анализируются как конечная линейная электронная
схема с сосредоточенными параметрами. Если реальная схема фильтра содер­
жит транзисторы или ОУ, т. е. является нелинейной, при анализе она сначала
линеаризуется, а затем рассматривается как линейная.
Любой фильтр описывается обыкновенным линейным дифференциальным
уравнением некоторого порядка п. Для описания фильтров широко используются
три характеристики:
• амплитудно­частотная (АЧХ);
• фазочастотная (ФЧХ);
• времени замедления.
АЧХ представляет собой зависимость вида:
А(со) = \Т (jco) \.

(2.7)

Значение А(а>) на некоторой частоте дает отношение действующих
(и амплитудных) значений сигналов на выходе и входе фильтра. На практике
используют АЧХ, выраженную в децибелах.
ФЧХ — это зависимость вида:
? (ш) = arg\T (ja,)\.

(2.8)

Значение ФЧХ на некоторой частоте является сдвигом по фазе выходной
величины по отношению к входной.
Характеристика времени замедления — это зависимость вида:
г (со) = —d ср (со) / dm.

(2.9)

Величина т(а>) — это время замедления, характеризующее сдвиг по вре­
мени выходной величины по отношению к входной.
В силовой электронике наиболее широко используются сглаживающие
фильтры, т. к. пульсирующее напряжение для питания электронных приборов
непригодно, поскольку оно создает фон переменного тока, вызывает искажения
сигналов и приводит к неустойчивой работе приборов. На рис. 2.11 представлен
сглаживающий фильтр, сущность работы которого заключается в разделении
пульсирующего тока I(t) на постоянную I и переменную I~ составляющие. По­
стоянная составляющая направляется в нагрузку, а нежелательная переменная
0

90

замыкается через конденсатор, минуя нагрузку. Физическая сущность работы
в фильтре конденсатора и дросселя состоит в том, что конденсатор, подклю­
ченный параллельно нагрузке, заряжается при нарастании импульсов выпрям­
ленного напряжения и разряжается при убывании импульсов, сглаживая тем
самым его пульсации.

Рис. 2.11. Сглаживающий фильтр

Дроссель, наоборот, при нарастании импульсов выпрямленного тока в ре­
зультате действия ЭДС самоиндукции задерживает рост тока, а при убывании
пульсаций задерживает его убывание, сглаживая пульсации тока в цепи нагрузки.
В то же время, учитывая свойство конденсатора и дросселя накапливать (запасать)
энергию, получаем, что при превышении током некоторого среднего значения они
ее запасают, а при уменьшении — отдают, что также приводит к сглаживанию.
Качество работы фильтра определяется величиной пульсаций, остающих­
ся в постоянном напряжении. Величину пульсаций можно уменьшить путем
использования конденсатора большей емкости или за счет увеличения сопро­
тивления нагрузки. Необходимо отметить, что фильтрующий конденсатор
создает дополнительную нагрузку на диоды. Он заряжается до максимального
значения напряжения вторичной обмотки и удерживает это значение в течение
всего цикла входного напряжения. Когда диод становится смещенным в обрат­
ном направлении, он запирается, и максимальное отрицательное напряжение
попадает на анод диода, а фильтрующий конденсатор удерживает максималь­
ное положительное напряжение на катоде диода. Следовательно, разность
потенциалов на диоде в два раза превышает максимальное значение напряже­
ния вторичной обмотки. Импульсное обратное напряжение диода, выбранного
для выпрямителя, должно быть выше, чем удвоенное максимальное напряже­
ние вторичной обмотки.
Следует отметить, что к диодам в мостовом выпрямителе никогда не при­
кладывается напряжение, большее, чем максимальное значение напряжения
вторичной обмотки, поскольку в каждом полупериоде работают по два после­
довательно включенных диода.
91

Основными типами фильтров, классифицируемых по виду АЧХ, являются
следующие.
Фильтры нижних частот (ФНЧ). Для ФНЧ характерно, что входные
сигналы низких частот, начиная с постоянных сигналов, передаются на выход,
а сигналы высоких частот задерживаются. Примеры характеристик идеального
и реальных фильтров показаны на рис. 2.12. Фильтры характеризуются часто­
той среза, полосой пропускания и полосой задерживания. Под частотой среза
понимают величину, на которой значение А(со) равно 0,707 от максимального
значения (меньше максимального значения на 3 дБ) Полоса пропускания —
это полоса, лежащая в пределах от нулевой частоты до частоты среза.
Полоса задерживания (подавления) начинается от частоты задерживания
и продолжается до бесконечности. В ряде случаев частоту задерживания опре­
деляют как частоту, на которой величина А (со) меньше максимального значения
на 40 дБ (т. е. меньше в 100 раз). Между полосами пропускания и задерживания
у реальных фильтров размещается переходная полоса, которая у идеального
фильтра отсутствует.

Рис. 2.12. АЧХ ФНЧ

Фильтры верхних частот (ФВЧ) пропускают сигналы верхних и задер­
живают сигналы нижних частот. Варианты идеальной и реальной частотных
характеристик фильтров показаны на рис. 2.13.

Рис. 2.13. АЧХ ФВЧ

92

Полосовые фильтры (ПФ). ПФ пропускает сигналы одной полосы
частот, расположенной в некоторой внутренней части оси частот. Сигналы
с частотами, лежащими вне этой полосы, фильтр задерживает. АЧХ идеального
и реального ПФ приведены на рис. 2.14.
i

A(Q))

со
ь»
Рис. 2.14. А Ч Х П Ф

На реальной характеристике обозначены две частоты среза и средняя
частота, которая определяется в виде корня квадратного из произведения частот
среза 1,2,
гг.
Режекторные фильтры (РФ) не пропускают сигналы, лежащие в неко­
торой полосе частот и пропускают сигналы с другими частотами. АЧХ для
идеального и реального РФ показаны на рис. 2.15.

А(со)

M(O)

СО

OJ

ь.

­•

Рис. 2.15. АЧХ РФ

Наибольшее распространение в выпрямителях для электронных приборов
получили П­образные LC­фильтры. В них постоянная составляющая выпрямлен­
ного тока, свободно проходящая через дроссель Др, попадает затем в нагрузку
и замыкается через трансформатор. Переменные составляющие, замыкаясь через
большие емкости C и C , в нагрузку не проходят. Кроме того, также применяются
Г­образные и многозвенные фильтры, состоящие из нескольких П­образных
или Г­образных LC­ или RC­фильтров, структура которых показана на рис. 2.16.
1

2

93

Рис 2.16. Структуры фильтров

На рис.2.17приведены внешние характеристики, которые получают,
изменяя сопротивление нагрузки, подключенной к выходу фильтра. Наклон
внешней характеристики при том или ином токе I характеризуют выходным
сопротивлением R
= dU / dI . Как следует из данного графика, выпрямитель
с RC­фильтром характеризуется повышенным выходным сопротивлением,
а отрицательную роль в этом случае играет резистор фильтра.
c p

ebix

cp

cp

При малых токах нагрузки в качестве сглаживающего фильтра можно
использовать конденсатор. Дроссель в сглаживающих фильтрах может быть заме­
нен резистором, что несколько ухудшает качество фильтрации, но значительно
удешевляет фильтр.

Рис 2.17. Внешние характеристики фильтров

94

2.1.3. Стабилизаторы

напряжения

Выходное напряжение выпрямителя может изменяться по двум причинам.
Во­первых, может изменяться входное напряжение выпрямителя и, во­вторых,
может изменяться сопротивление нагрузки, что приводит к увеличению
или уменьшению выходного напряжения или к изменению потребляемого тока.
Важнейшими параметрами стабилизатора являются коэффициент стабилизации
K и коэффициент полезного действия ^ , которые соответственно равняются:
c m

cm

K

cm

= (A U . / U ) /A U
ex

fx

ebix

/ U ;
ebix

(2.10)
(2.11)

Чет = P / P *,
h

где

e

U , U — постоянные напряжения соответственно на входе и выходе
стабилизатора;
A U — изменение напряжения U ;
AU
— изменение напряжения AU ,
соответствующее изменению
напряжения A U ;
P — мощность, отдаваемая в нагрузку;
ex

ebix

ex

fx

ebix

ebix

fx

H

Pex — мощность, потребляемая от входного источника напряжения.
Из данных выражений следует, что чем больше коэффициент стабилиза­
ции, тем меньше изменяется выходное напряжение при изменении входного.
Выходное сопротивление стабилизатора определяется выражением вида:
R

eba

где

=A U

ebtx

/А I

e b t x

,

(2.12)

A U — изменение постоянного напряжения на выходе стабилизатора;
AI
— изменение постоянного выходного тока стабилизатора, которое
вызвало изменение выходного напряжения.
Стабилизаторы бывают параметрические и компенсационные.
Параметрические стабилизаторы являются простейшими устройствами,
в которых малые изменения выходного напряжения достигаются за счет при­
менения электронных приборов с двумя выводами, характеризующихся ярко
выраженной нелинейностью ВАХ. Эти стабилитроны обычно используют для
нагрузок от нескольких единиц до десятков миллиампер. Наибольшее приме­
нение они нашли в качестве источников опорного напряжения в компенсаци­
онных стабилизаторах напряжения.
ebtx

ebtx

Компенсационные стабилизаторы представляют собой замкнутые системы
автоматического регулирования. Основными элементами компенсационного
стабилизатора являются источник опорного (эталонного) напряжения (ИОН),
сравнивающий и усиливающий элемент (СУЭ), регулирующий элемент (РЭ)
(рис. 2.18).
95

Напряжение на выходе стабилизатора или некоторая его часть постоянно
сравнивается с эталонным напряжением, и в зависимости от их соотношения
сравнивающим и усиливающим элементом вырабатывается управляющий
сигнал для регулирующего элемента, изменяющий его режим работы таким
образом, чтобы напряжение на выходе стабилизатора оставалось практически
постоянным. В качестве ИОН используют ту или иную схему на основе стаби­
литрона, в качестве СУЭ используют операционный усилитель, а в качестве
РЭ — биполярный или полевой транзистор.

Рис. 2.18. Компенсационный стабилизатор

По способу включения регулирующего элемента различают параллельный
(РЭ включен параллельно) и последовательный (РЭ включен последовательно)
стабилизатор. B зависимости от режима работы РЭ стабилизаторы разделяют
на непрерывные и импульсные (ключевые, релейные).
B настоящее время широкое применение находят импульсные стабилиза­
торы, которые благодаря применению ключевого режима работы силовых
элементов даже при значительной разнице в уровнях входных и выходных
напряжений позволяют получить КПД, равный 70­80 %, тогда как КПД непре­
рывных стабилизаторов составляет 30­50 %. Невысокий К П Д стабилизаторов
с непрерывным регулированием объясняется значительным расходом мощно­
сти в регулирующем элементе, т. к. через него проходит весь ток нагрузки,
а падение напряжения на нем равно разности между входным и выходным
напряжениями стабилизатора.
Ha рис. 2.19 показана схема импульсного последовательного стабилизатора
напряжения.
B этой схеме ключ S периодически включается и выключается схемой
управления (СУ) в зависимости от значения напряжения на нагрузке. Напряже­
ние на выходе регулируют, изменяя отношение t . / t ., т. е. отношение дли­
тельностей отрезков времени, на которых ключ находится соответственно
во включенном и выключенном состояниях. Чем больше это отношение, тем
больше напряжение на выходе. B качестве ключа S используют биполярный
96
eKJl

eblKri

или полевой транзистор. Диод обеспечивает протекание тока катушки индук­
тивности тогда, когда ключ выключен и, следовательно, исключает появление
опасных выбросов напряжения на ключе в момент коммутации. LC­фильтр
снижает пульсации напряжения на выходе. Серийно промышленностью выпус­
каются интегральные микросхемы компенсационных стабилизаторов напряже­
ния с непрерывным регулированием (серия К142ЕН, Приложение 1).
S у

1

О

I

U

ftx

VD

СУ

/ V W W
L

•о
с

U

a

I

­о

Рис. 2.19. Импульсный последовательный стабилизатор напряжения

Достоинствами импульсных стабилизаторов следует считать возможность
исключения охлаждающих радиаторов, что позволяет значительно уменьшить
массогабаритные показатели и в ряде случаев исключить из схемы силовой
трансформатор.
К основным недостаткам импульсных стабилизаторов относят наличие
пульсаций выходного напряжения.

§ 2.2. Инверторы и умножители напряжения
Инверторы — это устройства, преобразующие постоянный ток в пере­
менный. Упрощенная схема инвертора на биполярных транзисторах показана
на рис. 2.20, где U = U = 1 /
c1

2U .

c2

В схеме транзисторы VT

ex

1t

VT работают в ключевом режиме: включаются
2

и выключаются поочередно, а в качестве C и C используются электролитические
1

2

конденсаторы большой емкости.

Рис. 2.20. Инвертор на биполярных транзисторах

97

Для обратного преобразования переменного напряжения в постоянное
при превышении выходным постоянным напряжением амплитуды входного
переменного напряжения используют умножители напряжения. Они бывают
симметричные и несимметричные (рис. 2.21, а, б соответственно).

Рис. 2.21. Умножители напряжения

На рис. 2.21, а изображен симметричный удвоитель напряжения (схема
Латура), в котором диоды включаются в разные полупериоды входного напряже­
ния. Когда U . < О, включается диод VD1 и заряжается конденсатор Cl, в другой
полупериод включается диод VD2 и заряжается С2. Напряжение на конденсаторах
входного
при холостом ходе приближается к амплитудному значению U
напряжения и поэтому
U = IU .
ex

exmax

r

eux

exmax

§ 2.3. Усилители электрических сигналов
Усилитель — это электронное устройство, управляющее потоком энергии,
идущей от источника питания к нагрузке.
Все усилители можно классифицировать по следующим признакам:
• по частоте усиливаемого сигнала: усилители низкой частоты, широко­
полосные усилители, избирательные усилители;
• по роду усиливаемого сигнала: усилители постоянного тока (УПТ),
усилители переменного тока;
• по функциональному назначению: усилители напряжения (УН), усили­
тели тока (УТ), усилители мощности (УМ);
98

• по виду нагрузки активного усилительного элемента: резистивные.
трансформаторные, резонансные;
• от способа включения усилительного элемента различают схемы: с об­
щим эмиттером (истоком), с общей базой (затвором), с общим коллек­
тором (стоком).
Основным количественным параметром усилителя является коэффициент
усиления. В зависимости от функционального назначения усилителя различают
коэффициенты усиления по напряжению K , по току K по мощности K :
u

K

U
u

ebix

/

U

1

ex> Ki

i

/1

p

(2*1­3)

/

f

Gbix BX K

Рвых Pex­

p

Усилитель может состоять из одного или нескольких каскадов и для мно­
гокаскадных усилителей коэффициент усиления равен произведению коэффи­
циентов усиления отдельных каскадов К = K K K ...
1

2

K.
n

3

Часто коэффициенты усиления выражают в логарифмических единицах —
децибелах:
K J = 20 lg K ; K ( ) = Ki (
ul

u

p

дБ)

дБ

(2.14)

+ К2 (дБ) + .•• + Кп(дБ) •

Помимо коэффициента усиления важным количественным показателем
является коэффициент полезного действия, входное R

и выходное R

ebix

ex

сопро­

тивления:
Ц
где

P

/

;R

Рвых Pucm ex

U

/

1

U

fR

(2.15)

/

A ebix AI ^ ,

ex BX ebix

e

lx

— мощность, потребляемая усилителем от источника питания;

ucm

U JiI
ex

e x

— амплитудные значения напряжения и тока на входе усилителя;

и AI

AU

ebix

ebix

— приращения амплитудных значений напряжения и тока

на выходе усилителя, вызванные изменением сопротивления нагрузки.
Обычно в усилителе содержатся реактивные элементы, в том числе
и «паразитные», а используемые усилительные элементы обладают инерцион­
ностью. Поэтому коэффициент усиления является комплексной
iv

K =KC ,
u

u

величиной

где K = U / U — модуль коэффициента усиления; у — сдвиг фаз
u

ebix

a x

между входным и выходным напряжениями с амплитудами U и U . Величи­
ex

ны R

иR

fx

ebix

ты усиливаемых колебаний. Кроме того, R
a R —
ebix

ebix

зависят от вида схемы усилителя, типа активного элемента, часто­
зависит от нагрузки усилителя,

ex

от внутреннего сопротивления источника сигнала. Так, большое

входное сопротивление полевых транзисторов приводит к тому, что при их
использовании усилители практически не потребляют тока от источника сигна­
лов. Поэтому для оценки свойств таких усилителей использование показателей
K и K лишено смысла, и используют только K .
i

p

u

99

Основными
характеристиками
усилителя
являются: амплитудная,
амплитудно­частотная (АЧХ), фазочастотная (ФЧХ) и переходная.
Амплитудная характеристика — это зависимость амплитуды выходного
напряжения (тока) от амплитуды входного напряжения (тока) (рис. 2.22).

Рис. 2.22. Амплитудная характеристика

Точка 1 соответствует напряжению шумов, измеряемому при U = О,
точка 2 — минимальному входному напряжению, при котором на выходе
усилителя можно различать сигнал на фоне шумов. Участок 2­3 — это рабочий
участок, на котором сохраняется пропорциональность между входным
и выходным напряжением усилителя. После точки 3 наблюдаются нелинейные
искажения входного сигнала. Степень нелинейных искажений оценивается
коэффициентом нелинейных искажений или коэффициентом гармоник, равным
отношению корня квадратного из суммы амплитуд гармоник выходного
напряжения к амплитуде первой гармоники.
Величина D = U
/ U
характеризует динамический диапазон уси­
лителя.
EX

EXMAX

EX­MIN

Нелинейные искажения зависят от амплитуды входного сигнала и положе­
ния рабочей точки транзистора и не связаны с частотой входного сигнала,
т. е. для уменьшения искажения формы выходного сигнала входной сигнал
должен быть низкоуровневым. Поэтому в многокаскадных усилителях нелиней­
ные искажения в основном появляются в оконечных каскадах, на вход которых
поступают сигналы с большой амплитудой.
АЧХ — это зависимость модуля коэффициента усиления от частоты.
Ф Ч Х — это зависимость угла сдвига фаз между входным и выходным
напряжениями от частоты. Типовые варианты АЧХ и ФЧХ приведены
на рис. 2.23, где / и / — нижние и верхние граничные частоты, а их разность
( / н ­ / ) называется полосой пропускания
усилителя.
100
н

в

в

/ср

/в

/в

Рис. 2.23. Типовые варианты АЧХ и ФЧХ

При усилении гармонического сигнала достаточно малой амплитуды
искажения формы усиленного сигнала не возникает. При усилении сложного
входного сигнала, содержащего ряд гармоник, эти гармоники усиливаются
неодинаково, т. к. реактивные сопротивления схемы по­разному зависят
от частоты, что в результате приводит к искажению формы усиленного сигнала.
Такие искажения носят название частотных искажений, проявляются на ниж­
них и верхних частотах и определяются как
M

где

H

= Ко/K

F

„; M

E

= Ко/K

F

(2.16)

В9

Kf Kf — модули коэффициента усиления усилителя на заданной частоте.
Н}

в

Анализ ФЧХ показывает, что в области средних частот дополнительные
фазовые искажения минимальны. ФЧХ позволяет оценить фазовые искажения,
возникающие в усилителях по тем же причинам, что и частотные.
Переходная характеристика—
это зависимость выходного сигнала
(тока или напряжения) от времени при скачкообразном входном воздействии.
Входные и выходные сопротивления, а также величины усиления по напря­
жению, току и мощности для трех схем включения транзистора приведены
в таблице 2.2.
Таблица 2.2
Характеристики схем включения транзистора
Тип
схемы

Входное
сопротивление

ОБ

Десятки Ом

ОЭ
OK

Тысячи Ом

Выходное
сопротивление

Усиление
по напряжению

Усиление
по току

Усиление
по мощности
Несколько

Сотни кОм —

Несколько

Меньше

единицы M O M

сотен

единицы

сотен

Десятки —

Несколько

Несколько

Несколько

сотни к О м

десятков

сотен

тысяч

Десятки ­

Десятки —

Меньше

Несколько

Несколько

сотни кОм

сотни О м

единицы

сотен

десятко в

101

Следует отметить, что схема с ОЭ изменяет фазу входного сигнала
на 180°, а схемы с ОБ и OK фазу входного сигнала не изменяют.
Устройства, содержащие активный элемент, нагрузкой которого является
резистор, называют резистивными усилителями. К ним относятся усилители
низкой частоты, предназначенные для усиления сигналов в полосе от нескольких
десятков герц до нескольких десятков килогерц. Основными достоинствами
таких усилителей являются простота, малые размеры, способность создавать
равномерное усиление в широкой полосе частот, нечувствительность к воздей­
ствию переменных магнитных полей.
На рис. 2.24 приведен простейший усилительный каскад по схеме с общим
эмиттером, где в качестве усилительного элемента используется биполярный
транзистор n­p­n­типа. Источник питания E связан с коллектором транзистора
через сопротивление нагрузки R . ВХОДНОЙ сигнал подается на базу транзистора.
Его параметры определяют напряжение Ug и ток I ­. Выходной сигнал снимается
с участка «коллектор — эмиттер» транзистора и определяется напряжением U .
K

K

3

B

K3

Рис 2.24. Усилительный каскад по схеме ОЭ

С увеличением входного сигнала (Ug ) растет ток базы Ig, а значит, и ток
коллектора, причем I = P • Ig + I ­ ТОК коллектора создает падение напряжения
на резисторе R , а также на дифференциальном сопротивлении участка «коллек­
тор — эмиттер» транзистора — U . U = I R . При этом всегда U + U = E .
3

k

K S O

K

K3

RK

K

K

RK

K3

K

Рост тока коллектора означает уменьшение R , а значит, и U . При этом
на постоянном сопротивлении резистора падение напряжения увеличивается.
Так как дифференциальное сопротивление R вычислять сложно, падение
напряжения на участке «коллектор — эмиттер» транзистора находят как раз­
K 3

K3

K 3

ность U

K3

=

E ­I R .
K

K

K

Итак, с увеличением тока коллектора I увеличивается падение напряжения
на резисторе R И уменьшается напряжение U , т. е. выходное напряжение каска­
да. Когда ток коллектора достигает насыщения I = I (Т. е. максимального значе­
ния), напряжение на участке «коллектор — эмиттер» транзистора достигает
наименьшего значения. Это значение называют напряжением насыщения — U .
K

K

K3

K

K H

IC3H

102

Усилительные элементы, используемые в усилителях, могут находиться
в различных режимах работы (классы усиления): А, В, С или D, которые зада­
ются положением рабочей точки на их B A X и устанавливаются напряжением
смещения на базе.
В режиме А рабочая точка транзистора находится примерно в средней
части характеристики. Искажения усиливаемого сигнала при этом минимальны,
а потребляемая от источника питания мощность практически не зависит
от уровня входного сигнала. КПД такого режима не превышает 50 %. При рабо­
те в классе А напряжение Ug = U + U , где U — напряжение
смещения,
постоянная величина, не зависящая от U . Когда U = 0, Ug = U . Такой
режим называют режимом покоя, а токи Ig, I И напряжения Ug и U называют
токами и напряжениями покоя и обозначают Ig„, I , Ug , U . Напряжение
смещения U выбирают так, чтобы рабочая точка транзистора T находилась
в середине линейного участка. В этом случае любое приращение входного
напряжения AU вызовет пропорциональное инверсное приращение выходного
напряжения AU
= ­K • AU , где K — коэффициент усиления каскада
по напряжению.
3

fx

CM

CM

fx

ex

3

K

3

i m

3n

CM

K3

ic3n

CM

ex

ebix

U

fx

U

При работе в режиме B рабочая точка находится в начале проходной
характеристики и транзистор работает с отсечкой тока, т. е. в определенные
моменты времени запирается. Такие участки характеризуют углом отсечки в,
который в данном режиме равен ж 12.
Режим В характерен тем, что КПД усилителя достигает 75­80 % и, следо­
вательно, меньшая мощность теряется внутри усилительного элемента. Однако
в этом режиме уровень нелинейных искажений значительно выше, чем в режи­
ме А, и поэтому он в основном применяется в двухтактных схемах усиления.
При работе в классе В напряжение Ug = U . На выход передается сигнал толь­
ко одной полярности. При подаче на вход двухполярного сигнала часть инфор­
мации будет теряться. При угле отсечки в > ж 12 имеет место промежуточный
режим A B , отличающийся меньшим уровнем нелинейных искажений.
3

fx

В режиме С угол отсечки в < ж / 2 и ток покоя близок к нулю, а КПД
в этом случае максимален (до 100 % ) , но в то же время достаточно велики
нелинейные искажения. Данный режим широко используется в однотактных
и двухтактных многокаскадных мощных усилителях, содержащих резонансные
системы, эффективно фильтрующие высшие гармоники.
Режим D характеризуется тем, что усилительный элемент работает в обла­
сти насыщения. Его еще называют ключевым режимом. При работе в классе D
на вход каскада подается большой сигнал. Передаваемый сигнал ограничивается
сверху и снизу. Такой режим широко применяется в импульсной технике.
103

Усилительный элемент может быть либо открыт, либо закрыт. Перед тем,
как подавать на вход усилителя на транзисторе сигнал, подлежащий усилению,
необходимо обеспечить начальный режим работы (статический режим, режим
по постоянному току, режим покоя). Начальный режим работы характеризуется
постоянными токами электродов транзистора и напряжениями между этими
электродами. Начальный режим работы характеризуется положением началь­
ной рабочей точки (HPT) с координатами U , и I , соответствующими
начальному напряжению между коллектором и эмиттером и начальному току
коллектора.
K3H

K H

Для установления необходимого режима работы на базу транзистора
подают небольшое напряжение смещения (0,05­3 В) в зависимости от типа
транзистора. Это смещение получают от общего источника E используя дели­
тель напряжения или гасящее сопротивление. Существуют различные способы
подачи напряжения смещения и соответственно разные схемы.
K

E

K

Рис. 2.25. Схема с фиксированным током базы

Схема с фиксированным током базы (рис. 2.25). Фиксация тока базы I
достигается тогда, когда в цепи находится резистор R С ВЫСОКИМ сопротивле­
нием. Величина тока базы будет равна I = E / R . Отсюда видно, что ток базы
определяется величиной внешнего сопротивления R И практически не зависит
от параметров входной цепи транзистора. Таким образом, ток I задается вели­
чинами E И R . Самое нижнее возможное положение начальной рабочей точки
соответствует точке Y (режим отсечки I = 0), а самое верхнее положение —
точке Z (режим насыщения, I > I ) .
Схема с фиксированным напряжением базы (рис. 2.26). Для того чтобы
напряжение базы не зависело от параметров входной цепи транзистора, необхо­
(5­101 ).
димо выбрать ток делителя много большим тока базы I > > I ~
Схема с фиксированным напряжением мало критична к замене транзисто­
ров. Однако эта схема имеет недостаток, заключающийся в том, что от источника
питания расходуется дополнительная энергия в делителе.
6

6

6

K

6

6

6

K

6

6

6

6

0

104

6

6

Рис. 2.26. Схема с фиксированным напряжением базы

Рассмотренные схемы не устраняют нестабильность режима работы тран­
зистора при температурных изменениях токов и напряжений. Для компенсации
воздействия температуры в цепь базы включают терморезистор или диод.
С ростом температуры сопротивление R уменьшается, напряжение Ug по абсо­
лютной величине также уменьшается, что и вызывает стабилизацию тока
коллектора I . При использовании диода его прямое сопротивление уменьшается
с увеличением температуры, что также ведет к стабилизации тока коллектора I .
Схема с фиксированным током базы используется крайне редко.
m

3

K

K

Рис. 2.27. Схема с коллекторной стабилизацией

Схема с коллекторной стабилизацией (рис. 2.27). Эта схема обеспечивает
лучшую стабильность начального режима, и в ней имеется отрицательная обрат­
ная связь по напряжению (выход схемы К транзистора соединен с входом схемы Б
транзистора с помощью сопротивления R ). ЕСЛИ ПО каким­либо причинам
(например, повышение температуры) ток I начал увеличиваться, то соответствен­
но увеличивается напряжение U , уменьшается напряжение U и уменьшается
ток I (I = U / Re). ЭТО будет препятствовать значительному увеличению тока
коллектора I , Т. е. будет осуществляться стабилизация тока.
6

K

Rk

6

6

K3

K3

K

105

­ о
+ EK

I ' '

VT

Рис. 2.28. Схема с эмиттерной стабилизацией

Схема с эмиттерной стабилизацией (рис. 2.28). Основная идея, реализо­
ванная в данной схеме, состоит в том, чтобы зафиксировать ток I и через это
ток I (I ~ I ) . Для этого в цепь эмиттера включают резистор R и создают
на нем практически постоянное напря­жение U . При этом оказывается,
что I = U /R = const. Для создания требуемого напряжения U используют
делитель напряжения на резисторах R и R . Эти сопротивления выбирают
настолько малыми, что величина тока Ig практически не влияет на величину
напряжения U . При этом U = E ( R / R + R ) , и тогда в соответствии со вто­
рым законом Кирхгофа получим: U = U ­ Ug . При воздействии дестабили­
зирующих факторов величина Ug изменяется мало, поэтому мало изменяется
и величина U . На практике обычно напряжение U составляет небольшую
долю напряжения Е .
3

K

K

3

3

R3

3

R3

3

R3

1

R2

R2

K

2

2

2

1

R3

R2

3

3

R3

R3

К

Для удовлетворения многочисленных и сложных требований, которые
предъявляются к усилителям, а также обеспечения инвариантности усилителя
к любым воздействиям, используют различные виды обратной связи. Смысл
обратной связи заключается в том, что выходной сигнал усилителя, взятый
в определенном масштабе, сравнивается с усиливаемым (преобразуемым)
сигналом, и разность этих величин подается на вход усилителя. Таким образом,
обратной связью называют влияние некоторой выходной величины на некото­
рую входную, которая, в свою очередь, влияет на выходную величину.
Электрическая цепь, соединяющая между собой вход и выход усилителя,
называется цепью обратной связи, и по способу ее подключения к входу и выходу
определяется вид обратной связи. Различают следующие четыре вида обратной
связи в усилителях (рис. 2.29):
• последовательная по напряжению (а):
• параллельная по напряжению (б);
• последовательная по току (е);
• параллельная по току (г).
106

— I I—P
к

RH

0
a)

6)

K

J

P

h

г)
Рис. 2.29. Виды обратной связи в усилителях:
К — коэффициент прямой передачи, или коэффициент усиления усилителя
без обратной связи; P — коэффициент передачи цепи обратной связи

Для определения вида обратной связи необходимо закоротить нагрузку.
Если при этом сигнал обратной связи превращается в нуль, то это ОС
по напряжению, если сигнал ОС не обращается в нуль — то это ОС по току.
При последовательной ОС (со сложением напряжений) в качестве сигнала
обратной связи используется напряжение, которое вычитается (для отрицатель­
ной ОС) из напряжения внешнего входного сигнала. При параллельной ОС
(со сложением токов) в качестве сигнала обратной связи используется ток,
который вычитается из тока внешнего входного сигнала. При проектировании
усилителей, как правило, применяют отрицательную ОС, а положительную ОС
применяют при разработке генераторов.
Структурная схема усилителя, охваченного последовательной обратной
связью по напряжению, приведена на рис. 2.30.

Рис. 2.30. Структурная схема усилителя с последовательной ОС

107

В состав структурной схемы входит цепь прямой передачи и цепь обратной
связи (цепь обратной передачи). Предполагается, что указанные цепи линейные.
На усилитель с обратной связью подается внешний синусоидальный входной
сигнал U а на цепь прямой передачи — сигнал U
ex1y

exl

Цепь прямой передачи характеризуется комплексным коэффициентом уси­
ления по напряжению (коэффициентом прямой передачи) K = U / U где U .,
U — соответственно, комплексные действующие напряжения U и U .
u

esbix

ex2

ex2i

ex2

eibix

ebix

Цепь обратной связи характеризуется комплексным коэффициентом
обратной связи. P = U / U , где U — комплексное действующее значение
напряжения обратной связи.
Коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью, можно
определить как K = U / U , где U — комплексное действующее значение
напряжения U . Учитывая, что U = U ­ U и U = U + U , получим
K
= K I (1 + P K ). Величину 1 + P •K называют глубиной обратной связи (ко­
эффициентом грубости схемы), а величину P •K называют петлевым усилением.
Если глубина обратной связи достаточно велика, то \рK \ >> 1 и K
~ 1 /р.
oc

u ос

ebix

ebix

oc

ex1

ex1

ex1

uос

u

ex2

ex1

u

oc

ex1

ex2

oc

u

u

u

uос

Таким образом, если глубина OOC достаточно велика, то коэффициент
усиления усилителя, охваченного обратной связью, зависит только от свойств
цепи обратной связи и не зависит от свойств цепи прямой передачи. В цепи
прямой передачи используются активные приборы (транзисторы, ОУ и пр.),
не отличающиеся достаточно высокой стабильностью параметров, и поэтому
комплексный коэффициент усиления также является нестабильным. Сделать
общий коэффициент усиления стабильным позволяет применение глубокой
ООС, а также использование в цепи ОС высокостабильных пассивных элемен­
тов (резисторов, конденсаторов и пр.).
Анализ степени влияния OOC на частотные свойства усилителя показывает,
что в общем случае при наличии частотных характеристик для P я K частотные
характеристики усилителя, охваченного обратной связью, оказываются однознач­
но определенными выражением
u

Ku

OC

= Ku 11 +

рк

(2.17)

и

В том диапазоне частот, в котором выполняется условие \PK \ >> 1,
u

коэффициент K

u ос

можно определить из выражения
Ku \
ос

= 1 I \ P \.

(2.18)

Входное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью, будет
определяться как
Z (1 + Ku Р).
ex

108

(2.19)

Отсюда следует, что последовательная отрицательная обратная связь
увеличивает входное сопротивление по модулю. Выходное

сопротивление

усилителя с обратной связью можно определить из выражения
Z .
eba

о с

=­ ( A U

eba

I AI )

=Z

eba

eba

/ (1 + р Ku).

(2.20)

OOC по напряжению уменьшает выходное сопротивление.
Усилитель с эмиттерной

Схема RC­усилителя, в котором

стабилизацией.

транзистор включен по схеме с О Э и используется эмиттерная стабилизация
начального режима работы, является наиболее распространенной (рис. 2.31).

Рис. 2.31. Усилитель с эмиттерной стабилизацией

В данной схеме разделительный конденсатор C препятствует

связи

1

по постоянному току источника входного сигнала с усилителем, что может
вызвать нарушение режима работы транзистора по постоянному току. Конден­
сатор C служит для разделения выходной коллекторной цепи от внешней
2

нагрузки по постоянному току. Конденсатор C обеспечивает увеличение коэф­
3

фициента усиления усилителя по напряжению, т. к. уменьшает

амплитуду

переменной составляющей напряжения U (говорят, что конденсатор C ликви­
R3

3

дирует OOC на переменном токе). Линия нагрузки на постоянном токе для рас­
сматриваемой схемы описывается выражением, полученным при замене тока
эмиттера током коллектора (I ~ I ) вида: I = ­1 /(R + R )U
3

K

K

K

3

+ 1 / (R +

K3

K

R )E .
3

K

Предположим, параметры схемы таковы, что в начальном режиме работы
Ie = h (рис. 2.25), тогда получим:
2

UR2 = E R
K

U

I = U /R
3

K3

3

/ (R + R2);
1

2

R3 = R2
U

­

U

;

E3

= [Е R2/ (R1 + R2) ­ U ] /R .
к

E3

109

3

При расчетах для кремниевых транзисторов обычно принимают
UES = 0,6­0,7 В. Учитывая, что I = IR + IE получим I = I / 1 + P . Отсюда сле­
дует, что в схеме с эмиттерной стабилизацией ток базы непосредственно
зависит от того, какое значение коэффициента P
будет иметь конкретный
используемый транзистор.
3

3

E

c m

c m

Пусть напряжение питания E задано и требуется обеспечить начальный
режим работы при заданном начальном токе I . Тогда порядок определения
величин R , R и R будет следующим. Напряжение U выбирают из соотноше­
ния: U = (0,1­0,3)1ѕ;. Величину R определим, учитывая, что I = I как
Rs = U / I .
Максимальный ток базы, соответствующий минимальному
значению коэффициента Д найдем из соотношения: I
= I /P .
Ток делите­
ля напряжения I . на резисторах R и R , протекающий при отключении базы
от делителя, выберем из соотношения I . = (8­10) I
. Найдем сумму сопро­
тивлений R и R в виде: R + R = E / I
и определим величину U , считая,
что U = 0,6­0,7 В из выражения R = U /I .
Затем, используя вычисленную
ранее сумму (R + R ) , можно определить величину R как: R = (R + R ) ­ R .
K

K H

1

3

2

R3

R3

R3

3

3

K

K H

E M A X

1

D E N

D E N

1

2

1

D3

1

2

KH

min

2

K

D E N

2

R2

6 M A X

R2

DEN

1

2

1

1

2

2

Проведем анализ усилителя с эмиттерной стабилизацией с учетом того,
что в схеме действуют одновременно постоянные и переменные напряжения,
и поэтому анализ схемы осуществляют сначала по постоянному току, а затем
по переменному. Для проведения анализа изобразим эквивалентную схему
замещения усилителя, заменив транзистор его эквивалентной схемой (рис.2.32).

Рис. 2.32. Эквивалентная схема замещения усилителя

Параметры элементов усилителя выбирают таким образом, чтобы в области
средних частот переменные составляющие напряжений на них были пренебрежи­
мо малы. Это позволяет на средних частотах, например, сопротивлениями C , C
1

110

2

и C пренебречь. Транзистор для усилителя выбирают таким образом, чтобы в об­
ласти средних частот ухудшение его усилительных свойств при увеличении
частоты было незначительным. Поэтому в линейной эквивалентной схеме усили­
теля для средних частот не используют емкости транзистора, а коэффициент /?
считают вещественным и постоянным.
Для упрощения расчетов в эквивалентной схеме транзистора оставлены
только резисторы с сопротивлениями Y и Y и источник тока, управляемый
током P • I . Поскольку нас интересуют в основном переменные составляющие
токов и напряжений, величиной E И сопротивлением источника питания мож­
но пренебречь. Полагая R = О, можно также пренебречь влиянием резисторов
R и R на коэффициент усиления переменного сигнала U .
3

6

3

6

K

2

1

2

EX

Рассмотрим линейную эквивалентную схему усилителя (рис. 2.33), которая
позволяет не только выполнить ручной расчет режима усиления, но и помогает
уяснить влияние параметров различных элементов усилителя на способность
усиливать входной сигнал.

Рис. 2.33. Линейная эквивалентная схема усилителя

Из данной схемы следует, что для переменных составляющих токов
и напряжений резисторы R И R включены параллельно. На выходных характе­
ристиках построим линию нагрузки (JIH) на переменном токе (рис. 2.34),
наклон которой будет определяться величиной R I I R = (R R ) / (R + R ) .
По этой линии перемещается рабочая точка (РТ), характеризующая ре­
жим работы усилителя при наличии переменного входного сигнала U . Ампли­
туда U есть напряжение на нагрузке U , равная амплитуде переменной со­
ставляющей напряжения UKD И соответствующие предельные точки (к и е) на
линии ЛН~. При этом предполагается, что ток базы изменяется в пределах от
I до I . Временные диаграммы, характеризующие работу данного усилителя,
показаны на рис. 2.35.
K

H

K

H

K

H

H

K

E

k

NM

6 1

6 3

111

Рис. 2.34. Выходные характеристики

Рис. 2.35. Временные диаграммы

На данном графике выходной сигнал U сдвинут относительно входного
U на 180°, т. е. RC­усилитель инвертирует сигнал по фазе.
Коэффициент усиления усилителя по напряжению является одним
из наиболее важных параметров усилителя, и при условии, что R = 0, он опре­
деляется из выражения
H

EX

2

K

где

U

EXM

U

U

= nm

/

U

ex.mn

— амплитуда входного напряжения.

Величины U
U

EXM

NM

и U

определим следующим образом:

EXM

= I m ­Y + (1 + Р) ' I m ' Y = Im [Y + (1 + ytf) Y ];
6

6

6

= P­Iem

3

•{RK R ) /(R
H

112

6

K

+ R.).

3

(2.21)

С учетом этих выражений можно записать формулу для определения K

U

в виде:
Ku = \р (R R /R
K

H

+ R )] / Y + (1 + р) Y ;

K

H

6

(2.22)

3

Знаменатель в этом выражении представляет входное дифференциальное
сопротивление транзистора для схемы с ОЭ — Y , и теперь выражение для K
примет вид:
DO3

K

U

= \fi (R

R)

K

/ (R

H

+R )]

K

11

(2.23)

/Yd .

H

ja

Коэффициент усиления по току определяется выражением
I

Kf

где

I

H m

иI

E X M

/I

H

;

. m ex.m

— соответственно амплитуды токов источника входного сигнала
и нагрузки, которые можно определить из следующих выра­
жений:
In.m

= P h.m {(RK

R

H

I

/R
I

ex.m

H

/RH];

;

6.m

K = p (R /R
1

+ R)

X

K

K

(2.24)

+ R ).
H

Что касается входного и выходного сопротивлений, то из линейной
эквивалентной схемы видно, что входное сопротивление усилителя фактически
является входным дифференциальным сопротивлением транзистора для схемы
с ОЭ ( Y ) , а выходное сопротивление усилителя равно величине R . Отметим,
что АЧХ и ФЧХ будут аналогичны типовым, а спад АЧХ в области низких
частот обусловлен уменьшением коэффициента усиления усилителя за счет
увеличения реактивного сопротивления емкостей C , C , C , а в области высо­
ких частот обусловлен ограниченными частотными свойствами транзистора.
DO3

K

1

2

3

Усилитель по схеме с общим коллектором. Усилитель по схеме с общим
коллектором (OK) (рис. 2.36, а) обладает большим значением R и малым R .
Этим он выгодно отличается от каскада с общим эмиттером. Однако коэффи­
циент усиления по напряжению K < 1, поэтому каскад с OK нашел применение
как буферный.
E X

EBIX

U

Он включается между маломощным источником сигнала и каскадом с ОЭ
либо между каскадом с ОЭ и низкоомной нагрузкой. В схеме каскада с OK рези­
стор R образует цепь смещения с фиксацией тока покоя базы. Коллектор транзи­
стора подключен к источнику питания Е . В эмиттерную цепь введен резистор R .
Он обеспечивает стабилизацию режима работы транзистора за счет OOC по току.
Нагрузка R подключается к эмиттерной цепи через разделительный конденсатор
C . Последний исключает попадание постоянной составляющей тока эмиттера
6

К

H

P

113

3

в нагрузку. При таком включении приращение входного и выходного сигналов
совпадают по знаку. Значит, усилитель по схеме с общим коллектором неинвер­
тирующий.

Рис. 2.36. Усилитель по схеме с общим коллектором

Входная цепь по переменной составляющей включает участок «база —
эмиттер» с сопротивлением R , резистор R и параллельно соединенный с ним
резистор R . Поэтому:
6 3

3

H

ДU

= AI

ВХ

•R

6

6

3

+ А I (R
э

//RH

Э

)•

(2.25)

Обозначим:
R

=(R

3

3

IIR

)= | 2 _ ^ ,

[

+(/? + 1 ) ; ] .

H

( 2

.

2 6 )

и в результате получим:
Д

= AI

U
в

х

6

R

(2.27)

R

б э

Теперь легко определить входное сопротивление каскада:
R

e

x

=

^ K l ^

=

К

6э

+

(^

+

1

) 3­

( ­
2

R

2 8

)

Чтобы обеспечить наилучшие условия передачи мощности сигнала
в нагрузку, значение R , как правило, принимают равным R . В заключение
отметим, что сигнал на выходе каскада с OK повторяет форму входного сигнала
(K близок к единице, инверсия отсутствует). Именно поэтому за каскадом
закрепилось название эмиттерный
повторитель.
3

H

U

114

Дифференциальный усилитель. Рассмотренный выше усилитель по схеме
с общим эмиттером широко распространен, но имеет ряд недостатков: малое
входное и большое выходное сопротивления, зависимость коэффициента
усиления от параметров нагрузки. Эти недостатки частично или полностью
исключены в дифференциальном усилителе.
Простейшая схема дифференциального каскада приведена на рис. 2.36, б.
Транзисторы VT и VT , а также резисторы R и R образуют мост. В диаго­
наль 1­1' моста включены источники питания +E И ­ E , а также R . В диаго­
наль 2­2' включена нагрузка— R ­ ДЛЯ нормальной работы каскада мост
должен быть строго сбалансирован, т. е. R = R , а транзисторы должны иметь
одинаковые параметры, т. е. должны быть изготовлены по одной технологии,
на одном кристалле. Поэтому дифференциальные каскады изготовляют в завод­
ских условиях в виде микросхем.
1

2

xl

K 2

K

K

3

H

K 1

K 2

Пусть U = U = 0. Токи транзисторов VT и VT создают на сопротивле­
нии R падение напряжения U , причем U = (I + I )R ­ E . Это напряжение
является напряжением смещения для обоих транзисторов. Так как параметры
транзисторов одинаковы, то и токи транзисторов одинаковы, т. е. I = I ^ , I = I ,
I
I ­ Равные коллекторные токи создают на равных сопротивлениях R И R
равные падения напряжений U = U . Поэтому U = U = U ­U =
0. Рези­
стор R образует цепь OOC по току, обеспечивает температурную стабилизацию
и устраняет дрейф нуля (отклонение U от нуля за счет нестабильности Е ) .
fx1

ex2

1

3

R3

R3

2

31

31

3

K

6 1

2

K 1

K 2

=

3 1

32

K 1

x1

K2

RH

fbix

K1

K 2

K2

3

fbix

К

Источник сигнала может подключаться к входу одного из транзисторов
(при этом вход другого транзистора заземляется) либо между базами двух тран­
зисторов. Рассмотрим первый вариант включения. Пусть источник сигнала e(t)
включен к входу транзистора VT , т. е. U = е. Вход транзистора VT заземлен.
Пусть также е > 0. Под воздействием входного сигнала увеличиваются ток базы
AI > 0; ток коллектора A I = /? • A I и ток эмиттера A I = (/? + 1 ) • A I первого
транзистора. Приращение тока эмиттера A I вызывает приращение падения
напряжения U , Т. е. напряжения OOC на участке «база — эмиттер» транзистора
VT . ЭТО приводит к уменьшению тока I так, что A I = ­ A I . Следовательно,
получим:
1

K 1

61

fx1

2

6 1

3 1

6 1

3 1

R3

2

3 1

3 2

URH

=U

EBIX

= AU

K1

­ AU

K2

= 2AU

K

3 2

.

Таким образом, благодаря OOC по току воздействие сигнала на вход
одного из транзисторов вызывает равные по величине и противоположные
115

по знаку изменения токов и напряжений в обоих транзисторах. Отметим,
что при подаче сигнала на вход транзистора VT2 физические процессы каскада
не изменятся. Однако полярность выходного сигнала будет противоположной
полярности входного. Вход транзистора VT называют прямым, а вход транзи­
стора VT — инверсным. Кроме того, к входам транзисторов можно подключать
независимые источники сигналов U и U . В этом случае выходной сигнал
(в классе А) может быть найден методом суперпозиции от воздействия каждого
из сигналов. Дифференциальный каскад при его сравнении с усилителем
по схеме с ОЭ имеет в два раза большие сопротивления R и R , а его коэф­
фициент усиления не зависит от значения R .
1

2

EX2

EX1

E X

E B I X

3

Усилители мощности.
Усилителем мощности называется усилитель,
предназначенный для обеспечения заданной мощности нагрузки P при заданном
сопротивлении нагрузки R . Усилитель мощности является примером устройств
силовой электроники. Одним из важнейших требований, предъявляемых к уси­
лителю мощности, является высокий КПД, и поэтому выбор усилительного
элемента, способа его включения, режима работы и т. п. производится исходя
из заданной выходной мощности при наименьшем потреблении энергии
от источника питания.
U

H

Усилители мощности классифицируются:
• по мощности: малой мощности (десятые доли — единицы ватт), средней
мощности (единицы — десятки ватт), большой мощности (свыше
100 ватт);
• по типу электронного прибора: ламповые, транзисторные;
• по схемной реализации: однотактные, двухтактные;
• по диапазону частот: усилители низких частот, усилители средних
частот, усилители высоких частот.
На усилитель мощности, как правило, приходится подавляющая часть мощ­
ности, потребляемая тем устройством, составной частью которого он является.
Поэтому большое значение имеет коэффициент полезного действия усилителя
мощности, наряду с уменьшением массогабаритных размеров. Чем больше КПД,
тем меньше габаритные размеры и вес усилителя. Уровень нелинейных искаже­
ний и КПД усилителя мощности существенно зависят от начального режима
работы, причем нелинейные искажения обуславливаются нелинейностью не толь­
ко входных, но и выходных характеристик транзисторов, т. к. они работают
в режиме большого сигнала. Минимально возможный уровень нелинейных иска­
жений можно обеспечить в режиме класса А, а максимально возможный КПД —
в режиме классов В или AB. Однотактные усилители, как правило, работают
в режиме класса А, а двухтактные — в режиме классов В или AB. Однотактные
116

усилители мощности обычно используются при относительно малых выходных
мощностях (единицы Вт). При разработке усилителя мощности важным является
вопрос о соответствующем выборе напряжения питания. Так,
возможная мощность нагрузки P

максимально

определится как

H ТАХ

Pu max = (Um I ^ f ­ I l

R

= Uj

H

I2R

= E /8R
2

H

.

H

Отсюда найдем величину Е:
R

E = 2yj2P max n
H

(2.29)

•

Если выбрать полученное значение не представляется возможным, то для
согласования усилителя и нагрузки используют трансформатор.
Трансформаторные

усилители

мощности.

Типовая схема однотактного

усилительного каскада мощности приведена на рис. 2.37, а, а график линии
нагрузки — на рис. 2.37, б. От резистивного УНЧ на биполярном транзисторе эта
схема отличается только тем, что в цепь коллектора вместо резистора включена
первичная обмотка трансформатора. Нагрузка каскада включена в цепь вторич­
ной обмотки трансформатора. Это несколько изменяет подход к расчету усили­
тельного каскада, обеспечению линейного режима усиления и, как следствие,
к определению нагрузочной характеристики каскада.
При положительном приращении входного сигнала AIg ток коллектора
также увеличивается до AI = fj • AI ­, увеличивается падение напряжения на пер­
K

0

вичной обмотке трансформатора, а напряжение U

K3

снижается (отрезок ТА,

рис. 2.37, б). При отрицательном приращении тока базы ток коллектора уменьша­
ется, напряжение U

увеличивается. В этом случае к транзистору прикладывается

ЭДС источника E

И противо­ЭДС трансформатора. При достаточно большом

K3

K

входном сигнале величина U

K3

может достигать значения 2Е . Это необходимо
К

учитывать при выборе транзистора.

Рис. 2.37. Однотактный усилительный каскад мощности
117

Мощность, потребляемая каскадом в режиме покоя P , определяется
0

произведением P = E ­I .
0

X

Для получения максимальной амплитуды U

XN

ток

MEBTX

покоя следует выбирать из отношения 1 ~Е /R' .
Коэффициент полезного дей­
ствия ц оценивается отношением мощностей P И P И равен ц = P / P = 1 / 2%
Ш

к

H

2

H

0

H

0

Следовательно, максимально достижимый КПД каскада в классе А
при синусоидальном сигнале не может быть больше 0,5. Реальный КПД состав­
ляет 20 ­ 30 %.
Схема двухтактного усилителя мощности приведена на рис. 2.38 и содер­
жит два транзистора, два трансформатора с выводами от средней точки одной
из обмоток, источник питания Ек и схему смещения с фиксацией напряжения
на базе — R , R . Транзисторы должны иметь одинаковый тип проводимости
и равные параметры.
Величина напряжения смещения выбирается такой, чтобы оба транзистора
работали с углом отсечки в ~ 90°. При отсутствии сигнала через оба транзистора
должны протекать равные токи коллектора. Это обеспечивается подбором
транзисторов.
1

2

Рис. 2.38. Схема двухтактного усилителя мощности

Входной трансформатор Tp обеспечивает противофазное управление
транзисторами. Когда один транзистор открывается, другой закрывается.
Выходной трансформатор Tp обеспечивает сложение токов двух транзисторов
в первичной обмотке. Вторичная обмотка этого трансформатора нагружена
на сопротивление нагрузки.
В состоянии покоя AU = 0 через первичную обмотку Tp протекают равные
по величине, но противоположные по направлению токи. Результирующий ток
обмотки равен нулю. Когда на первичную обмотку Tp подается сигнал, на базы
транзисторов действуют равные по величине, но противоположные по знаку
118
1

2

FX

2

1

управляющие напряжения. При этом один транзистор открывается, а другой
закрывается. При смене полярности входного сигнала режимы работы транзисто­
ров меняются на противоположные. Если входной сигнал синусоидальный
U (t) = U • sin a>t, то ток транзисторов будет представлять полуволны синусои­
ды, причем у одного из транзисторов — положительной полярности, а у друго­
го — отрицательной. При достаточно большом уровне входного сигнала значение
тока каждого транзистора может изменяться от нуля до максимального значе­
FX

m

н и я — 1 . В первичной обмотке трансформатора Tp токи складываются так,
что результирующий ток близок к синусоидальному.
КТ

2

Полагаем, что входной сигнал синусоидален, а его величина позволяет
получать I = I . Энергетические характеристики каскада — мощность сигнала,
развиваемая в нагрузке, и мощность, потребляемая каскадом, — определяются
следующими выражениями:
K

L I M

P

=I

H

E

K

• 1 .m ;
K

P = TJ E
0

Учитывая, что для синусоидального токаI
E

p^

=

о

2

k

•I
л

cp

K

•I

= 2I I ж , получим:
m

^

y n y n
1

P

(2.30)

dt.

cp

7

8

( 2

3 1 )

4

Это предельное значение КПД. Несмотря на сложность схемы (два
трансформатора с выводами от средней точки обмотки, два транзистора),
необходимость строгой симметрии, наличие искажений сигнала, двухтактные
усилители мощности находят широкое применение.
Бестрансформаторные
усилители мощности. Вариант схемы бестранс­
форматорного двухтактного усилителя мощности на биполярных транзисторах
различной проводимости (комплементарный эмиттерный повторитель, усили­
тель с дополнительной симметрией), приведен на рис. 2.39.

Рис. 2.39. Бестрансформаторный усилитель мощности
119

Особенности схемы: исключены трансформаторы, транзисторы VT
и VT включены по схеме с OK и должны иметь разный тип проводимости
(VT — p­n­р; VT — n­p­п). Транзисторы усилителя работают в режиме класса В.
При поступлении на вход усилителя положительной полуволны напряжения U
транзистор VT работает в режиме усиления, а транзистор VT — в режиме отсеч­
ки. При поступлении отрицательной полуволны транзисторы меняются ролями.
Поскольку напряжение между базой и эмиттером открытого транзистора мало
(около 0,7 В), напряжение U близко к напряжению U . B то же время выходное
напряжение оказывается искаженным из­за влияния нелинейностей входных
характеристик транзисторов. Для рассматриваемого усилителя максимально
возможная амплитуда напряжения на нагрузке U равна Е. Максимально возмож­
ная мощность нагрузки в этом случае будет определяться выражением
1

2

1

2

ex

1

2

ebix

ex

m

Pn max

= (Um I^f

1/R

= E / 2R .
2

H

h

Отсюда следует, что при максимальной мощности нагрузки усилитель
потребляет от источника питания мощность, определяемую выражением
P nomp.max = 2 F ' / ^н
irR •
2

г

яг

Максимально возможный К П Д усилителя будет равен
/

Vmax = PH max Pnomp.max

= ^

/

4 =

0,78.

Для уменьшения нелинейных искажений обеспечивают некоторое
начальное смещение на входах транзисторов и тем самым переводят их
в режим класса AB. Схема такого усилителя показана на рис. 2.40.

Рис. 2.40. Бестрансформаторный усилитель мощности со смещением

120

§ 2.4. Генераторы электрических сигналов
Электронным генератором сигналов называется устройство, посредством
которого энергия внешнего источника питания преобразуется в электрические
колебания требуемой частоты, формы и мощности.
Генераторы разделяют по назначению, выходной мощности, частоте,
используемым активным элементам, форме колебаний (гармонические и негармо­
нические) и типу частотно­избирательных цепей (RC, LC, RL­типа). Условно
генератор можно изобразить в виде блок­схемы, показанной на рис. 2.41,и раз­
бить его на три части.

Рис 2.41. Генератор сигналов

В зависимости от частотозадающих компонентов осуществляется клас­
сификация генераторов, а частотозадающей цепью генератора обычно является
колебательный контур.
Так, LC­генераторы используют колебательный контур из конденсатора
и катушки индуктивности, соединенных либо параллельно, либо последова­
тельно, и их параметры определяют частоту колебаний. В RC­генераторах
для задания частоты колебаний используется резистивно­емкостная цепь.
В кварцевых генераторах используются кварцевые резонаторы. Отметим,
что кварцевые генераторы подобны LC­генераторам, но обеспечивают более
высокую стабильность колебаний. LC­генераторы и кварцевые генераторы
используются в основном в диапазоне радиочастот и не подходят для примене­
ния на низких частотах. В некоторых схемах совместно могут использоваться
кварцевые резонаторы и LC­контуры. Существуют также генераторы с керами­
ческими и механическими (электромеханическими) резонаторами. Усилитель
увеличивает амплитуду выходного сигнала колебательного контура. Цепь
обратной связи подает необходимое количество энергии в колебательный
контур для поддержки колебаний.
Генераторы
синусоидальных
колебаний. Генератором гармонических
колебаний называют устройство, создающее переменное синусоидальное
напряжение при отсутствии входных сигналов. Различают два режима возбуж­
дения генератора. При мягком режиме колебания сигнал на выходе возникает
после подключения генератора к источнику питания самопроизвольно. Этот
121

режим также называют режимом самовозбуждения. При жестком
режиме
для возникновения колебаний требуется внешний начальный сигнал.
Рассмотрим структурную схему генератора с последовательной положи­
тельной ОС по напряжению (рис. 2.42).

Рис. 2.42. Генератор с последовательной положительной ОС

Эта схема соответствует структурной схеме усилителя с ООС, поэтому
при ее анализе будем пользоваться теми же обозначениями.
При наличии колебаний U = К • U = К • U • /3. Отсюда можно полу­
чить условия самовозбуждения в виде \К • fi\ = 1; (р + Ґ = 2?rn; n = О, I
где ^ и W — сдвиг по фазе для цепи прямой передачи и цепи OC называемые
условием баланса амплитуд и условием баланса фаз. Из этого следует,
что генератор гармонических колебаний должен содержать, по крайней мере,
одну частотно­избирательную цепь, которая бы обеспечивала выполнение
условий самовозбуждения на заданной частоте.
eux

oc

ebix

5

5

RC­генераторы
используют для задания частоты резистивно­емкостной
цепи. Простейшим RC­генератором синусоидальных колебаний является
генератор с фазосдвигающей цепью, представляющий собой обычный усили­
тель с фазосдвигающей RC­цепью обратной связи. Схема такого генератора
показана на рис. 2.43.

+E

3*2

Сз

f
Ri

Выход

к

f
R

2

R

ух

3

Рис. 2.43. RC­генератор с фазосдвигающей цепью

122

Обратная связь должна сдвигать фазу сигнала на 180°. Так как емкостное
сопротивление изменяется при изменении частоты, то эта компонента чувстви­
тельна к частоте. Стабильность улучшается при уменьшении величины фазового
сдвига на каждой RC­цепочке. Однако на каждой из RC­цепочек происходят
потери мощности, для компенсации которых транзистор должен иметь доста­
точно высокий коэффициент усиления.
Другой разновидностью RC­генераторов является генератор с мостом Вина,
схема которого приведена на рис. 2.44.

Рис 2.44. RC­генератор с мостом Вина

и частоте входного сигнала, равной резонансной частоте j o , напряжение
на выходе U равно нулю (при ненулевом входном напряжении U ). При этом
резонансная частота будет равна j = Il IKRC. В реальных схемах генератора для
поддержания колебаний необходимо, чтобы на частоте колебаний напряжение
U отличалось от нуля. Поэтому мост работает с некоторым рассогласованием,
когда отношение сопротивлений R /R > 2.
Иногда мостом Вина также называют схему, приведенную на рис. 2.45
и именуемую упрощенным мостом Вина.
Коэффициент передачи такой схемы на частоте jo будет равен
P = U / U = 1/3.
ebix

ex

0

fbix

1

ebix

2

ex

О

Рис 2.45. RC­генератор с упрощенным мостом Вина

123

LC­генераторы

и кварцевые

генераторы.

Основными типами LC­гене­

раторов являются генераторы Хартли и генераторы Колпитца, которые соответ­
ственно изображены нарис. 2.41, а, 6.
Величина обратной связи в этой схеме зависит от положения отвода катуш­
ки L ВЫХОДНОЙ сигнал снимается с катушки связи L . Величина обратной связи
в схеме Колпитца определяется отношением емкостей конденсаторов C и C .
Этот генератор является наиболее стабильным и наиболее часто используемым.
Причинами нестабильной работы генераторов являются зависимости емкости
и индуктивности от температуры, старение компонентов и изменение требований
2

L

1

2

к нагрузке.

Рис 2.46. L C ­ генераторы Хартли и Колпитца

В условиях, когда требуется достаточно высокая стабильность, применяют­
ся кварцы, представляюшце собой материал, который может преобразовывать
механическую энергию в электрическую, когда к нему прикладывают давление,
и электрическую энергию в механическую, когда к нему 1гоикладывают напряже­
ние. Когда к кристаллу кварца приложено переменное напряжение, кристалл
начинает растягиваться и сжиматься, создавая механические колебания, частота
которых соответствует частоте переменного напряжения. При этом каждый
кристалл кварца имеет собственную частоту колебаний, обусловленную его
структурой и размерами. Схема кварцевого генератора Хартли с параллельной
обратной связью показана на рис. 2.47.
Кварц включен последовательно в цепь обратной связи, и, если частота
колебательного контура отклоняется от частоты кварца, импеданс кварца увели­
чивается, уменьшая величину ОС с колебательным контуром, что позволяет
последнему вернуться на частоту кварца.
Кварцевый генератор Колпитца имеет идентичную структуру, только в со­
став колебательного контура вместо индуктивности L включены емкости C и C ,
а вместо емкости Cl включена индуктивность L .
1

1

124

1

2

Рис. 2.47. Схема кварцевого генератора Хартли

Генераторы несинусоидальных колебаний (релаксационные
генераторы).
Релаксационные генераторы являются генераторами несинусоидальных колеба­
ний, спектр которых не может быть выражен одним слагаемым типа cos(cot + ф).
Принцип работы таких генераторов заключается в том, что они запасают энергию
в реактивной компоненте в течение одной фазы цикла колебаний и постепенно
отдают ее в течение релаксационной фазы цикла. Релаксационными генераторами
являются блокинг­генераторы и мультивибраторы.

Рис. 2.48. Схема блокинг­генератора

Схема блокинг­генератора
изображена на рис. 2.48, а, б. Название
блокинг­генератор получил потому, что транзистор легко переводится в режим
блокирования (запирания). Условие блокирования определяется разрядом кон­
денсатора C . Этот конденсатор заряжается через переход «эмиттер — база»
транзистора VT . После того, как он полностью зарядится, происходит разряд
через резистор R . Время, в течение которого транзистор будет заперт (блоки­
рован), определяется постоянной времени RC­цепочки, состоящей из резис­
тора R и конденсатора C . Эта цепочка также определяет частоту колебаний
V = 1 / R C . Такой блокинг­генератор выдает импульсы прямоугольной формы.
Если выходное напряжение снимать с RC­цепочки в эмиттерной цепи транзи­
стора, то оно будет иметь пилообразную форму (рис. 2.48, б). В этом случае ча­
стоту колебаний определяет цепочка R C На транзистор подается напряжение
1

1

1

1

1

1

1

2

1

125

смещения в прямом направлении через резистор R . После отпирания транзи­
1

стора конденсатор C заряжается и положительным потенциалом на верхней
1

обкладке смещает эмиттерный переход в обратном направлении,

запирая

транзистор. Конденсатор разряжается через резистор R , образуя задний фронт
2

пилообразного импульса. Когда конденсатор полностью разрядится, транзистор
опять будет смещен в прямом направлении, и процесс будет повторяться.
Конденсатор C и резистор R определяют частоту колебаний, и для ее измене­
1

2

ния можно использовать переменный резистор R , т. к. v = 1 /R
2

называется

Мультивибратором

релаксационный

C

2

L

генератор,

который

может находиться в одном из двух временно стабильных состояний и быстро
переключаться из одного состояния в другое. Мультивибраторы, как и блокинг­
генераторы, могут работать в автоколебательном и ждущем режиме. Мульти­
вибраторы могут быть построены на дискретных, логических элементах или
на операционных усилителях. Основная схема автоколебательного мультивиб­
ратора приведена на рис. 2.49. Его основой являются два каскада, связанных
между собой таким образом, что на вход каждого каскада подается сигнал
с выхода другого каскада.

Рис 2.49. Автоколебательный мультивибратор

Когда один каскад открыт, другой заперт до тех пор, пока эти условия
не поменяются местами. Цепь самовозбуждается благодаря наличию положи­
тельной обратной связи. Частота колебаний определяется параметрами цепи
связи (v = 0,1/ R C
2

1

= 0,7 /

R C ).
3

2

Автоколебательный мультивибратор на основе ОУ представлен на рис. 2.50.
В этой схеме с помощью резисторов R и R введена положительная обратная
1

2

связь, что является необходимым условием для возникновения в схеме электриче­
ских колебаний. В зависимости от напряжения на выходе (­E ,
NUM

или

+E )
NUM

на неинвертирующем входе ОУ устанавливается либо напряжение U+ либо U+ ,
L

причем U+ = E R /
L

nunt

2

(R + R );
1

2

U+ = ­E R
2

num

2

/ (R + R ).
1

2

в цепь ООС, перезаряжается с постоянной времени z = RC
126

2

Емкость С, входящая

Uc=U­

Рис. 2.50. А в т о к о л е б а т е л ь н ы й м у л ь т и в и б р а т о р н а о с н о в е О У

Напряжение U на емкости, равное напряжению U на инвертирующем
входе, стремится либо к уровню +E . (при U = +E ), либо к уровню
­E .
(при U = ­E ).
До момента времени tiU+ ­ U = U+ ­ U > 0 и, следовательно,
ОУ находится в режиме насыщения, на его выходе удерживается напряжение
+E . Начиная с момента времени t эта разность меняет знак, что приводит
к изменению напряжения на выходе ОУ яа­Е .
После момента времени tj
конденсатор С перезаряжается, а его напряжение стремится к уровню ­E .
Очевидно, что до момента времени t имеем U+ ­ U = U+ ­ U < О,
что и удерживает выходное напряжение ОУ на уровне ­E . Начиная с момента
времени t , эта разность вновь меняет знак, происходит изменение напряже­
ния U
и т. д. Таким образом, мультивибратор формирует прямоугольные
импульсы напряжения. Период следования импульсов можно определить
из выражения T = 2RC ln(l + 2R / R ).
В случае использования вместо резистора R двух разных резисторов и дио­
дов можно построить несимметричный мультивибратор, у которого длительности
положительного и отрицательного импульсов не совпадают. Разная длительность
положительного и отрицательного импульсов обеспечивается разными постоян­
ными времени перезаряда емкостей: T = R'C; T = R''C, где R'' > R'.
Ждущий мультивибратор на основе ОУ, называемый еще одновибратором,
отличается от рассмотренной схемы тем, что в его схему дополнительно введены
диод и цепь запуска (рис. 2.51). Эта схема аналогична схеме автоколебательного
мультивибратора, но в нее дополнительно введены диод VD (для осуществления
ждущего режима) и цепь запуска на элементах C , VD , R . Схема имеет одно
устойчивое состояние, когда напряжение на выходе отрицательное (приблизи­
тельно равное ­E ).
Если по какой­либо причине напряжение на выходе окажет­
ся положительным (+E ), то состояние схемы изменится.
c

­

mm

eux

eux

num

num

­

num

num

j

c

j

пит

num

2

­

num

2

eux

2

1

j

2

2

j

num

num

127

j

3

2

c

В исходном состоянии (­E )
на выходе диод VD открыт, напряжение
на инвертирующем входе U ~ 0, а напряжение U+ на неинвертирующем входе
(R + R )], U+ ­ U < 0; U = ­E .
определяется выражением: U+ = U+ = ­E [R /
num

2

­

2

num

2

j

2

­

eux

num

Рис. 2.51. Ждущий мультивибратор

Диод VD , подключенный к неинвертирующему входу, закрыт. В момент
времени t (рис. 2.52) входной сигнал открывает этот диод, на неинвертирую­
щий вход подается положительный сигнал (на инвертирующем входе остается
нулевой сигнал), и ОУ переходит в режим с положительным напряжением
на выходе.
j

j

Ue

ш

t2

Рис. 2.52. Временные диаграммы

128

tS

Затем начинается заряд конденсатора С, и, когда напряжение
на нем становится больше напряжения U , определяемого выражением
U+i = E
х (R / R + R ),
дифференциальный сигнал U+ ­ U
становится
отрицательным и ОУ возвращается в исходное устойчивое состояние.
В настоящее время существуют схемы ждущих мультивибраторов на дис­
кретных и логических элементах. Из временных диаграмм следует, что лишь
после момента времени t можно подавать очередной запускающий импульс.
Достаточно широкое применение на практике находят генераторы линейно
изменяющегося напряжения (ЛИН). ЛИН называется напряжение, которое в тече­
ние промежутка времени, называемого рабочим ходом, изменяется по линейному
закону, а затем в течение промежутка времени, называемого обратным ходом,
возвращается к исходному уровню (рис. 2.53). На данном рисунке приняты
следующие обозначения: U — начальный уровень; U — амплитуда ЛИН;
T — время рабочего хода; T — время обратного хода.
+1

num

1

1

2

­

3

0

p

m

0

I

i

!

i

•

Рис. 2.53. Линейно изменяющееся напряжение

Устройства, предназначенные для формирования ЛИН, называются
генераторами (ГЛИН) или генераторами пилообразного напряжения. Принцип
построения ГЛИН основан на заряде емкости постоянным или почти постоян­
ным током. Основу ГЛИН составляет емкость, через которую от источника
постоянного тока протекает ток, благодаря которому при разомкнутом ключе­
вом устройстве напряжение на емкости изменяется по линейному закону.
При замыкании ключевого устройства емкость начинает разряжаться через его
сопротивление и т. д. ГЛИН могут работать либо в ждущем режиме, когда для
получения ЛИН необходим внешний импульс напряжения U , либо в автоко­
лебательном режиме, когда ЛИН формируется регулярно (рис. 2.54, а, б).
ex

129

Рис. 2.54. ГЛИН

Все ГЛИН можно разделить на три типа:
• с интегрирующей RC­цепочкой; может быть реализован на основе
транзисторного ключа (рис. 2.55);
• с токостабилизирующим двухполюсником;
• с компенсирующей обратной связью.
ГЛИН с интегрирующей RC­цепочкой работает следующим образом.
До момента времени tj транзисторный ключ находится в режиме насыщения,
т. е. напряжение U , а значит, и напряжение U равны нулю. При подаче
в момент времени tj запирающего импульса напряжения транзистор входит
в режим отсечки, и емкость С заряжается от источника Е , причем напряжение
на емкости стремится к уровню Е .
K3

ebix

к

к

R

Рис. 2.55. ГЛИН с интегрирующей RC­цепочкой

В момент времени t транзистор вновь входит в режим насыщения,
и емкость через малое сопротивление промежутка «коллектор — эмиттер»
2

130

транзистора разряжается. Если промежуток времени t ­ t гораздо меньше КС.
то напряжение на емкости изменяется по линейному закону. Для предотвраще­
ния пробоя транзистора к его коллектору подключен диодный ограничитель
{VD, Еф). Если по какой­либо причине напряжение на емкости увеличивается,
то как только оно достигнет уровня Еф, диод откроется и напряжение U будет
удерживается на уровне Еф.
ГЛИН можно реализовать на основе ОУ (рис. 2.56), поскольку последние
достаточно широко применяются как в аналоговых, так и в импульсных
устройствах электроники.
2

j

ebix

Рис. 2.56. ГЛИН на основе ОУ

Анализ этой схемы достаточно прост и не требует особых пояснений.
В момент времени t ключ К размыкается и осуществляется прямой ход,
а в момент времени t ключ замыкается, емкость С разряжается, и на выходе
устанавливается нулевое напряжение. Из приведенных далее выражений следу­
ет, что емкость С заряжается почти постоянным током, а значит, напряжение
на ней, как и напряжение U , изменяется по линейному закону.
j

2

ebix

Протекающий через резистор ток будет равен I = (Е ­ U ) /R. Если ОУ
близок к идеальному, т . е . К —> со; U —> 0; E —> 0; то I = E/R = const
и U = ­U + U = ­U . С учетом того, что I = I , окончательно получим:
U = ­ (Е/RC)t.
r

ex

ex

ebix

c

ex

c

r

R

c

eblx

Работа ГЛИН с компенсирующей ОС заключается в том, что компенсиру­
ющее напряжение U повторяет напряжение на емкости U при размыкании ключа
и заряде емкости от источника питания. Поскольку компенсирующее напряжение
включено встречно по отношению к напряжению на емкости, то напряжение,
приложенное к сопротивлению, все время постоянно и равно U Следовательно,
ток, проходящий через сопротивление, а значит, и через емкость, также постоя­
нен, что и обеспечивает линейность выходного напряжения.
k

c

131

Контрольные вопросы и задачи к главе 2
1. На какие классы разделяют усилители сигналов по их частотным свойствам?
2. Будет ли изменяться передаточная характеристика усилительного каскада
по схеме с общим эмиттером, если изменять коэффициент передачи тока
базы?
3. Каким фактором определяется название дифференциального усилителя?
4. Определите сопротивление Rg в схеме смещения с фиксацией тока базы,
если E = 10 В, ток коллектора в режиме покоя I = 5,0 мА, коэффициент пере­
дачи тока базы /? = 100, а обратный ток коллектора I
= 50 мкА.
Ответ: Rg=IQl кОм.
K

K

K 3 0

5. Почему в схеме дифференциального усилителя R не влияет на K

?

U

3

6. Приведите признаки классификации фильтров. Поясните принцип работы
сглаживающего фильтра.
7. В чем состоит суть явления самовозбуждения усилителя? Сформулируйте
условия самовозбуждения.
8. Как обеспечить устойчивую работу усилителя на частотах, близких

Kf I
n

9. Почему схемы усилителей мощности, как правило, строятся на биполярных
транзисторах с ОЭ?
10. Определите значение сопротивлений делителя в схеме смещения с фиксацией
напряжения базы U , если E = 10 В, I
6

K

6n

= 49,5 мкА, a U = 0,13 В.
6n

Ответ: R = 18,1 кОм; R = 262 Ом.
j

2

11. Докажите, что КПД усилителя в классе А при синусоидальном сигнале не
может быть больше 0,5.
12. Перечислите признаки классификации генераторов электрических сигналов.
13. Как делятся генераторы по типу частотно­избирательных цепей?
14. Какую роль в схеме генератора выполняет цепь ООС?
15. В чем состоит отличие генератора гармонических колебаний от генератора
негармонических колебаний?
16. Обоснуйте необходимость применения RC­генераторов. В чем заключается
недостаток RC­генераторов и как он может быть устранен?
17. Дайте характеристику блокинг­генератора и мультивибратора.
18. Назовите особенности ждущего мультивибратора.
132

19. Что такое линейно изменяющееся напряжение и каковы принципы его
формирования?
20. Чем вызвана необходимость создания вторичных источников питания?
21. Назовите основные выходные характеристики ВИП.
22. Составьте структурную схему выпрямителя источника питания и определите
назначение его функциональных узлов.
23. Сравните основные параметры неуправляемых одно­ и двухполупериодных
однофазных выпрямителей. Используя графики выходных напряжений,
объясните разницу в значениях параметров.
24. Чему равно среднее значение выпрямленного тока в сопротивлении нагруз­
ки R = 400 Ом однополупериодного выпрямителя, если напряжение пер­
вичной обмотки трансформатора U = 220 В, а коэффициент трансформации
n = 0,045?
H

j

2j

Ответ: I = 11,1 т А .
d

25. За счет чего в схеме составного выпрямителя кратность пульсаций m = 12?
26. В каких пределах можно изменять среднее значение выпрямленного напря­
жения на выходе управляемых выпрямителей?
27. В схеме однополупериодного однофазного выпрямителя R = 500 Ом. Опреде­
лите коэффициент сглаживания S И параметры емкостного сглаживающего
фильтра, обеспечивающего K = 0,1, если выпрямитель питается от сети.
u

C

n

Ответ: Q , = 200 • IO Ф; S = 1,17.
6

28. В каких целях в состав ВИП включают стабилизаторы напряжения?
29. Какое свойство полупроводникового материала положено в основу работы
стабилитрона?
30. Для стабилизации напряжения в выпрямителе применен стабилитрон с пара­
метрами I = 17 мА, U = 10 В. Рассчитайте необходимое сопротивление
ограничительного резистора R , если сопротивление нагрузки R = 500 Ом,
а напряжение на входе стабилитрона U = 16 В.
c m

cm

u

osp

fx

Ответ: R

= 162 Ом.

osp

31. Для стабилизации напряжения в выпрямителе применен стабилитрон с пара­
метрами I
= 30 мА, I .
= 3 мА, U = 10 В. Определите допустимые
пределы изменения питающего напряжения, если R = 1 кОм, a R
= 500 Ом.
c m M a K C

c m

M U H

cm

u

Ответ:

133

U

SXMCIKC

osp

= 30 В; U

.

CXMUH

= 16,5 В.

ГЛАВА 3.
И м п у л ь с н ы е и ц и ф р о в ы е сигналы и устройства
§ 3.1. Импульсные сигналы и их параметры
Импульсным называется прерывистый электрический сигнал любой формы,
под которой понимается закон изменения во времени напряжения или тока.
Основными являются импульсы трапецеидальной, прямоугольной, треугольной,
пилообразной и колоколообразной формы, идеализированный вид которых
показан на рис. 3.1.
и

и
U

m

t
W

Tu

Рис. 3.1. Основные формы импульсов

Если импульсы не имеют радиочастотного заполнения, они называются
видеоимпульсами,
основными параметрами которых являются амплитуда U
длительность т, период следования Т. Период следования и частота связаны
соотношением вида F = J / T.
m

Реальные импульсы обычно не имеют правильной геометрической формы,
поскольку на нее оказывают влияние нелинейность АЧХ цепей и полупроводни­
ковых приборов, а также наличие и влияние реактивностей. На рис. 3.2 участки
быстрого нарастания и спада напряжения (тока) называются соответственно
фронтом и срезом импульса. Интервал, на котором напряжение (ток) изменяются
сравнительно медленно, называют вершиной импульса. Длительности фронта T
и среза т определяются между уровнями 0,1 U и 0,9 U , где U — наибольшее
значение импульса. Длительность импульса T = T + T + т .
tp

с

m

u

m

tp

e

m

с

Скорость нарастания напряжения характеризуется крутизной фронта
S = U / Тф. Информация, представляемая прямоугольными импульсами, может
содержаться в значениях амплитуды U , длительности т и временного положе­
ния Т. Таким образом, для периодически повторяющихся импульсов основными
параметрами будут следующие:
tp

m

m

134

• T — период повторения импульсов;
• f = 1 / T—частота

повторения импульсов;

• t — длительность паузы;
n

• Q = T/ t — скважность импульсов;
u

• K = 1 IQ = t I T— коэффициент заполнения.
3

u

Рис. 3.2. Форма импульса

Наибольшее применение на практике нашел прямоугольный импульс тока
и напряжения, с помощью которого осуществляется передача дискретной инфор­
мации. При этом наличие импульса означает «1», а отсутствие — «0». Для форми­
рования импульсов заданной формы широко используют линейные RLC­цепи.
Наиболее простой является последовательная RC­цепь. Формирующие свойства
RC­цепи определяются тем, с какого элемента (резистора или конденсатора)
снимается выходное напряжение.
При анализе процесса формирования на выходе RC­цепи будем полагать,
что внутреннее сопротивление источника входного напряжения равно нулю,
а сопротивление нагрузки — бесконечно большое (рис. 3.3).

Рис. 3.3. Анализ процесса формирования на выходе RC­цепи

Постоянная времени RC­цепи т определяется произведением сопротивле­
ния на емкость: т = R C. Пусть в момент времени t = О на вход цепи поступает
прямоугольный импульс. В начальный момент времени конденсатор разряжен
ц

ц

135

и ток в RC­цепи определяется только амплитудой E и сопротивлением R. По мере
заряда конденсатора ток в цепи, а значит, и напряжение на выходе будут экспо­
ненциально убывать, т . е . U(t) = E exp (—t / T ). К моменту окончания импульса t = т
выходное напряжение упадет до ы(т) = E exp (—т/1).
4

После окончания импульса конденсатор начинает разряжаться, причем
ток разряда противоположен току заряда. Этому срезу импульса соответствует
появление на выходе цепи отрицательного перепада напряжения. Это напряже­
ние изменяется по закону:
U (t) = —A U exp [—(t — т) / т \
ч

где

A U = E — U (t) = E [1 — exp (— т/т )].
и

RC­цепь может быть разделительной или дифференцирующей. В случае
разделительной цепи она должна меньше искажать форму передаваемого импуль­
са. Для этого необходимо выполнение следующего условия: т / т < 1. Искажение
формы передаваемого импульса оценивают максимальным относительным
снижением вершины выходного импульса SU = A U / E = т / т . Для того чтобы
максимальное относительное снижение вершины не превышало 1 %, постоянная
времени цепи должна превышать длительность импульса не менее чем в 100 раз.
ц

и

Изменения формы импульса также можно получить за счет уменьшения
длительности импульса. При этом нужно соблюсти условие т/т >> 1 (рис. 3.4).
ц

U(t)
е (Г)
E

/
г
0

I
Tr^
I

Рис. 3.4. Изменения формы импульса

Однако на практике значительному уменьшению длительности выходных
импульсов препятствует уменьшение их амплитуды. Приведенная на рисунке
цепь осуществляет приближенное дифференцирование и называется диффе­
ренцирующей.
При подаче на вход RC­цепи импульсного напряжения выходной сигнал
нарастает по экспоненте (рис. 3.5) U(t) = E [1 — exp(t/T )].
136
u

T

Рис. 3.5. RC­цепь при импульсном входном напряжении

Время, необходимое для нарастания выходного сигнала до уровня 0,9Ј,
составляет 2,3т^, а до уровня 0,99Ј — 4,6^. Срез убывает по экспоненте
U(t) = Е[1 — exp (—t/т )] или U(t) = Е[\ — exp (—т/т )]. Данная цепь осуществляет
электрическое интегрирование и называется интегрирующей.
и

и

§ 3.2. Цифровое представление информации
Для цифрового представления информации характерно полное абстраги­
рование от особенностей электрических процессов в электронных схемах,
осуществляющих обработку сигналов. В устройствах цифровой электроники,
как было отмечено выше, в большинстве случаев используются сигналы двух
уровней — высокого и низкого. При этом обычно имеется в виду уровень
напряжения, а не тока. Высокому и низкому уровням сигналов ставятся в соот­
ветствие логические состояния 1 («истина») и 0 («ложь»). По тому, какому
уровню ставится в соответствие 0 и 1, говорят о позитивной
(положительной)
логике и о негативной (отрицательной)
логике.
Основным элементом устройств цифровой и силовой электроники является
транзисторный ключ, параметры и характеристики которого в большой степени
определяют свойства соответствующих схем. Большое распространение получили
ключи, в выходных цепях которых используются источники постоянного напря­
жения (источники питания). Назначение таких ключей состоит в том, чтобы
создать на выходе или напряжение, близкое к нулю (ключ открыт), или напряже­
ние, близкое к напряжению питания (ключ закрыт и ток, потребляемый нагрузкой,
подключенной к ключу, достаточно мал). Такая работа характерна для ключей
цифровой и силовой электроники. Цифровые и аналоговые ключи, как правило,
строятся на биполярных и полевых транзисторах.
Под ключевыми схемами или просто ключами понимают устройства,
обладающие двумя рабочими состояниями: «включено» и «выключено». Смена
состояния ключа происходит под действием сигналов, подаваемых на один или
несколько входов. В состав ключа, как правило, входят источник питания,
активные и пассивные элементы. Рассмотрим схему простейшего ключа на би­
полярном транзисторе с ОЭ и временную диаграмму входного напряжения
137

(рис. 3.6). Вначале рассмотрим работу транзисторного ключа в установившихся
режимах.

Рис. 3.6. Транзисторный ключ в установившихся режимах

До момента времени t эмиттерный переход транзистора заперт и транзи­
стор находится в режиме отсечки. В этом режиме I = —I = I , где I — обратный
ток коллектора, IQ = 0. Пренебрегаем малым током I И считаем I = I = 0.
При этом U ~ U ; U = —U ; U = —Е . В промежутке времени t — t транзистор
открыт. Чтобы напряжение на транзисторе U было минимальным, напря­
жение U обычно выбирают так, чтобы транзистор находился или в режиме
насыщения, или в пограничном режиме, т. е. в режиме, очень близком к режиму
насыщения. Тогда для рассматриваемого отрезка времени токи и напряжения
можно определить из выражений вида
1

K

6

K O

K O

K O

R6

ex

63

2

k3

К

K

1

6

2

K3

1

I = (U — и ) / R = Ui / R ;
6

1

K

6з

=Е

—

(

К

и

6

/

)

КЗ

6

=E

R
K

/

R

.
K

K

Обозначим ток коллектора в режиме насыщения через I И получим,
что он равен E / R . Напряжение в режиме насыщения для разных типов тран­
зисторов различно, но обычно оно лежит в пределах 0,08... 1,0 В. Для оценки
глубины насыщения пользуются коэффициентом насыщения q , показываю­
щим, во сколько раз реальный ток базы больше того минимального значения
тока базы, которое необходимо для обеспечения режима насыщения. Мини­
мальный ток базы и коэффициент насыщения можно определить в виде
K

K

K

Hac

1

q

нас.

б нас. мин.

=б
1

/

1

=K
1

нас.

/

P

=E

cm

1

Hac

( R
K

P

С

т)>

(3.1)

б нас. мин.

= (U /R )

Величину q

/
k

6

/ (Е /R /З . .
К

K

СТ }

часто выбирают в пределах 1,5...2,0.

138

(3.2)

При выборе значения коэффициента насыщения для конкретного транзи­
сторного ключа необходимо руководствоваться следующими соображениями:
• режим насыщения должен быть обеспечен для различных экземпляров
транзисторов выбранного типа при работе ключа в заданном диапазоне
температур;
• увеличение тока базы в режиме насыщения уменьшает напряжение
между коллектором и эмиттером, что уменьшает мощность, выделяю­
щуюся в выходной цепи транзистора, но это уменьшение практически
прекращается при q = 3;
Hac

• чрезмерное увеличение тока базы приводит к заметному увеличению
мощности, выделяемой во входной цепи транзистора.
Кроме этих соображений, относящихся к установившемуся режиму, учи­
тывают влияние величины тока базы на длительность переходных процессов.
Чем больше ток базы, тем быстрее включается (входит в режим насыщения)
транзисторный ключ, но длительность переходного процесса выключения
транзистора при этом увеличивается.
Время включения ключа можно уменьшить, увеличивая отпирающий ток
базы. В то же время увеличивать коэффициент насыщения нежелательно, т. к. это
ведет к увеличению времени выключения. Аналогично время выключения можно
уменьшить, увеличивая запирающий (отрицательный) ток базы.
На практике находят довольно широкое применение схемы транзисторно­
го ключа с форсирующим конденсатором, который увеличивает положительную
и отрицательную амплитуды тока базы и тем самым повышает быстродействие.
Вариант такой схемы приведен на рис. 3.7.

Рис. 3.7. Транзисторный ключ с форсирующим конденсатором

Появление импульсных устройств создало материальную базу для разра­
ботки цифровых измерительных приборов, систем передачи цифровой инфор­
мации, ЭВМ. Вся эта техника осуществляет операции над цифровыми сигнала­
ми. Формирование цифровой информации может быть различным. В ЭВМ
информация вводится в виде цифр. В измерительных приборах измеряемая
величина преобразуется, например, в уровень напряжения, который затем
139

преобразуется в код, определяющий результат измерения числом. В системах
связи непрерывный сигнал дискретизируется по времени, каждый дискретный
отсчет квантуется по уровню, а затем уровень каждого дискретного отсчета
преобразуется в код. Такое преобразование выполняется аналого­цифровыми
преобразователями.

§ 3.3. Логические функции и алгебра логики
3.3.1. Логические

функции и способы их записи

В устройствах цифровой электроники используются элементы, входные
и выходные сигналы которых могут принимать лишь два значения: логической
единицы «1» и логического нуля «(0». Их называют состояниями. Число состоя­
ний m = 2. Физически состояния задаются определенным уровнем напряжения,
например, 0 — напряжением ~ 0,5 В, 1 — напряжением ~ 2,5 В.
Сообщениями часто служат цифры. Совокупность цифр образует алфа­
вит L . Количество цифр от Одо 9 определяют объем алфавита, т . е . L =10.
Передать десять цифр двумя состояниями нельзя. Поэтому каждой цифре
ставят в соответствие не один, а несколько импульсов — n.
Совокупность из n импульсов называют кодовой комбинацией. Импульсы
в кодовой комбинации называют разрядами. Число разрядов N называют дли­
ной кодовой комбинации. Так как каждый разряд может принимать одно из двух
состояний, то совокупность из n разрядов позволяет создать N =m = I различ­
ных кодовых комбинаций. Для L =10 число разрядов N должно быть > 4.
В качестве примера можно поставить следующее соответствие цифр и кодовых
комбинаций:
n

n

0 — 0000; 3 — 0011; 6 — 0110; 9 — 1001.
1 — 0001; 4 — 0100; 7 — 0111;
2 — 0010; 5 — 0101; 8 — 1000.
Здесь каждой цифре соответствует четырехразрядная кодовая комбинация.
Появление единицы последовательно в каждом из разрядов соответствует цифрам
8, 4, 2, 1. Эти цифры называются весами разрядов, а рассмотренный код — кодом
с весом 8­4­2­1, который широко применяется на практике. Каждому из разрядов
кода могут быть присвоены и другие веса, например, 4­2­2­1 или 2­4­2­1.
Цифрам могут быть поставлены в соответствие другие кодовые комбинации,
например, код с избытком три. Принцип формирования кодовых комбинаций
может быть иным. Например, если каждая кодовая комбинация отличается
от соседних состоянием только одного из разрядов, то получаем код Грея:
140

О — 0000; 3 — 0010; 6 — 0101; 9 — 7707.
1 — 0001; 4 — 0110; 7 — 0100;
2 — 0011; 5 — 0111; 8 — 1100;
Любое число десятичной системы счисления N можно
двоичным кодом в виде:
N = i

K

представить

2

( з

i • *'

­

з )

г=0

где

n — число двоичных разрядов;
K — коэффициент, определяющий состояние /­го разряда: 0 или 1.
i

Однако наиболее удобна двоично­десятичная система, в которой цифре
каждого десятичного разряда соответствует кодовая комбинация кода 8­4­2­1.
Например, число 258 в двоично­десятичной системе имеет вид: 0010 0101 1000.
Основой построения любого устройства, использующего цифровую
информацию, являются элементы двух типов: логические и запоминающие.
Логические элементы выполняют простейшие логические операции над цифро­
выми сигналами. Запоминающие элементы служат для хранения цифровой
информации (состояния разрядов кодовой комбинации). Логическая операция
состоит в преобразовании по определенным правилам входных цифровых сигна­
лов в выходные. Математически цифровые сигналы обозначают поразрядно
символами, например, X , x , x , x . Их называют переменными. Каждая перемен­
ная может принимать значение 0 или 1. Результат логической операции часто
обозначают F или Q. Он также может иметь значение 0 или 1.
1

2

3

4

3.3.2. Основы алгебры логики (алгебры

Буля)

Математическим аппаратом логики является алгебра Буля. В булевой
алгебре над переменными 0 или 1 могут выполняться три основных действия:
логическое сложение, логическое умножение и логическое отрицание.
Логическое сложение (дизъюнкция или операция ИЛИ) записывается
в виде:
F =X +X +
1

2

+x.
n

Правила выполнения операции ИЛИ заключаются в следующем:
0 + 0 = 0; 0 + 1 = 1;
1 + 0 = 1; 1 + 1 = 1.

141

(3.4)

Логические схемы, реализующие операцию ИЛИ., называют ячейками ИЛИ.
Их схемное обозначение и простейшая реализация приведены на рис. 3.8, а.
Напряжение на выходе схемы будет равно E (F = 1), если хотя бы на один из вхо­
дов будет подан единичный сигнал.
Логическое умножение (конъюнкция или операция И) записывается в виде:
F =X •X
1

2

(3.5)

x.
n

Правила выполнения операции Я заключаются в следующем:
0 ­0 = 0; 0 •l = 0;
1 ­0 = 0; l •l = 1.
Логические схемы, реализующие эти правила, называются ячейками И,
а их схемное обозначение и простейшая реализация приведены на рис. 3.8, б.

I

е

R

х1­\ 1
X \
2

F

Xj­

Xl

Х2

F
­•

XI

Ru

Х2

Х2

б)

•а)
Рис. 3.8. Логические схемы ИЛИ, И

Напряжение на выходе U ~ E{F = 1 ) только в том случае, если все диоды
будут закрыты, т. е . н а всех входах будет потенциал E (логическая 1).
В противном случае открывшийся диод шунтирует нагрузку и U ~ 0.
Логическое отрицание (инверсия или операция НЕ) записывается в виде
F = X n читается: F равно не x. Правила выполнения операции НЕ заключаются
в следующем:
ebix

eux

X=0
= 1;
y = 1 ­> y = 0;
X = X.

Логические схемы, реализующие эти правила, называются ячейками НЕ,
а их графическое обозначение и схема реализации на основе транзисторного
ключа приведены на рис. 3.9.
Рассмотренные логические правила и схемы позволяют реализовать сколь
угодно сложную логическую функцию. Например, функция F = X • X + X •X
реализуется пятью логическими элементами, в том числе двумя элементами И,
двумя элементами НЕ и одним элементом ИЛИ (рис. 3.8).
1

142

2

1

2

Все логические элементы выпускаются в микросхемном исполнении
и входят в состав всех серий цифровых микросхем под следующими условными
обозначениями: элементы ИЛИ—ЛЛ, элементы И—ЛИ, элементы НЕ — ЛИ.

IJw

Xl

1

Х2
1

Рис. 3.9. Логическая схема НЕ

3.3.3. Основные теоремы алгебры

логики

Теоремы для одной переменной охватывают все операции над перемен­
ной x и константами 0 и 1:
l . x + 0 = x ; 2 . x + 1 = l ; 3 . x + x = x ; 4 . x + x = 1; 5.x • 0 = 0;
6. x

1 =x;7. x • x

x = x;8. x • x = 0;9. x = x.

(3.6)

Порядок выполнения операций над двумя переменными — x и y — и более
определяется следующими законами.
1. Переместительный закон:
(3.7)

x + У = У + x;x • y = y • x.
2. Сочетательный закон:
x • y • z = x • (y • z) =(x • y)­ z\ x + y • z = (x + y)­(x

+ z).

(3.8)

3. Распределительный закон:
x • (y + z) = xy + xz\

(3.9)

4. Закон поглощения:
x + xy = x\ x(x +

y)=x.

(3.10)

5. Закон поглощения при инверсии одной из переменных:
(x + y) ' y = xy;x • y + y = x + y.
6. Закон склеивания:
143

(3.11)

(3.12)

ху + ху = у; (х + у)(х + у)= у.
7. Закон отрицания (теорема де Моргана):
х + у =_х• у х + у = х• у
х • у = х+у; х • у = х + у.
3.3.4. Представление

и минимизация

1

3

ч

'
булевых

функций

Булевы функции необходимы для синтеза цифровых устройств, содержа­
щих только логические элементы. Для представления булевых функций часто
применяют словесное описание, табличное и алгебраическое представление.
Словесное описание функции должно однозначно определять все случаи, в кото­
рых выходные сигналы принимают значение 1 или 0. Например: спроектировать
устройство с тремя входами х , х , х , на выходе которого сигнал F = 1 в случае,
если на любые два или на все три входа подан сигнал 1.
1

2

3

Табличное представление — это перечисление всех возможных комбинаций
входных сигналов. Для устройства, заданного приведенным выше словесным
описанием, таблица значений называется таблицей истинности (табл. 3.1).
Алгебраическая форма представления булевых функций используется
для минимизации (упрощения формул) и для построения логических схем.
Существует две формы алгебраических функций — дизъюнктивная и конъюнк­
тивная. Дизъюнктивная нормальная форма представляет собой сумму элемен­
тарных произведений аргументов, например:

Если каждое слагаемое содержит все аргументы или их отрицания, то по­
лучаем совершенную дизъюнктивную нормальную форму (СДНФ), например:

Таблица 3.1
Таблица истинности
X

0
1
2
3
4
5
6
7

1

0
0
0
0
1
1
1
1

X

2

0
0
1
1
0
0
1
1
144

X

3

0
1
0
1
0
1
0
1

F
0
0
0
1
0
1
1
1

Совершенная конъюнктивная нормальная форма (СКНФ) представляет
собой логическое произведение элементарных логических сумм, причем каждая
сумма содержит все аргументы или их отрицания, например:
= ( х + х + х )• ( х + х + х ) • ( х + х + х ) .

F(х ,х ,х )
1

2

3

2

3

2

3

2

(3.16)

3

Для перехода от таблицы истинности к СДНФ учитываются только те
состояния, для которых функция равна 1. Для каждого такого состояния запи­
сывается элементарное произведение всех аргументов. Если аргумент имеет
значение 0, то записывается его отрицание. Для приведенного примера СДНФ
имеет вид:

Для перехода от таблицы истинности к СКНФ учитываются только те
состояния, для которых функция равна 0. Для каждого такого состояния запи­
сывается элементарная сумма аргументов. Если аргумент имеет значение 1,
то пишется его отрицание. Для приведенного примера СКНФ имеет вид:
F(х, х , х,) = (х + х + х,) • (х + х + х )• (х + х + х,)• ( х + х + х,).
г

1

2

2

3

2

2

(3.18)

На основании полученных формул можно построить логическую схему,
состоящую из элементов ИЛИ, И, НЕ, при построении которой сначала изобра­
жаются инверторы, затем ячейки И, а потом ячейки ИЛИ. Булевы функции
в СДНФ и в СКНФ обычно избыточны, поэтому этапу построения схемы должно
предшествовать упрощение формул или минимизация. Цель минимизации —
получить минимально необходимое количество логических элементов в схеме.
В основу минимизации положены правила и законы булевой алгебры. Чаще дру­
гих применяется теорема склеивания: {ху + ху) = х . Для применения этой теоре­
мы в функции, представленной в СДНФ, отыскиваются слагаемые, отличающие­
ся только одним аргументом, и склеиваются. Когда все операции склеивания
выполнены, можно проверить возможность применения закона поглощения.
Минимизация булевых функций посредством правил и законов алгебры логики
трудоемка, требует хорошей теоретической подготовки и практических навыков.
В инженерной практике для минимизации логических функций широко исполь­
зуется графический метод с помощью карт Карно или карт (диаграмм) Вейча,
который удобен при небольшом числе переменных.
Карты Карно и карты Вейча представляют собой определенную таблицу
истинности обычно для двух, трех и четырех переменных и отличаются друг
от друга способом обозначения строк и столбцов таблиц истинности. Карта
Карно представляет прямоугольник, разбитый на квадраты. Число квадратов
145

равно числу возможных комбинаций, т . е . N = 2". Каждый квадрат соответству­
ет определенной комбинации аргументов, причем комбинации соседних квад­
ратов должны отличаться не более чем одним аргументом.
Для повышения наглядности карта Карно заполняется знаками 1 и 0.
Знак 1 записывается в те квадраты, комбинации которых соответствуют значе­
нию F = 1. В остальные квадраты записываются 0, и после заполнения квадра­
ты с 1 объединяют в контуры. Объединить можно 2, 4, 8 и т. д. квадратов,
что равносильно объединению слагаемых функции для склеивания. Каждый
квадрат может входить в несколько соседних контуров. Возможно объединение
крайних квадратов на противоположных сторонах карты. Объединением двух
квадратов исключается один аргумент, четырех квадратов — два аргумента
и т . д . В минимизированном выражении функции остаются только те аргумен­
ты, значение которых одинаково во всех квадратах контура.

§ 3.4. Реализация логических функций
и особенности построения логических устройств
Техническая реализация логической функции предполагает построение
цифрового устройства, сигналы на выходе которого определяются сигналами
на его входах в соответствии с этой функцией. Для построения цифрового
устройства достаточно иметь элементы, реализующие три основные логические
операции И, ИЛИ и НЕ. На практике также используют элементы, выполняю­
щие другие простейшие логические операции и называемые логическими эле­
ментами или логическими вентилями. При проектировании всегда стремятся
сократить перечень используемых элементов. В связи с этим созданы логиче­
ские элементы, способные выполнить простейшую функцию двух аргументов
ИЛИ­НЕ, а также И­НЕ (рис. 3.10 и 3.11), с помощью которых можно выразить
все основные операции булевой алгебры, т. е. реализовать любую логическую
функцию.

операция НЕ
X ­X

+ X

операция ИЛИ
х +у

= х +у

операция И
Х

'У

Puc 3.10. Логическиеэлементы ИЛИ­НЕ
146

=

Х

+

У

В микросхемном исполнении элементы ИЛИ­НЕ обозначаются индекса­
ми ЛЕ, а элементы И­НЕ — индексами ЛА.
При проектировании цифровых устройств рекомендуется выполнить сле­
дующие действия:
• по условию работы устройства определяется, что именно должно делать
устройство и уточняется алгоритм его работы;
• составляется таблица истинности для логической функции, реализуемой
устройством;
• составляется логическая функция и проводится ее минимизации;
• разрабатывается схема проектируемого устройства.

Puc 3.11. Логические элементы И­НЕ

При реализации цифровых устройств на конкретных логических элементах
по ряду причин не все их входы могут быть задействованы.
Обычно с неиспользованными входами поступают следующим образом:
• объединяют их с используемыми, если это не ведет к превышению
нагрузочной способности логического элемента, к выходу которого
подключены объединенные входы;
• в зависимости от логики работы устройства подают на неиспользуемые
входы либо логический 0, либо логическую 1. Для того, чтобы не изме­
нять логику работы элемента с неиспользуемыми входами, на них
нужно подать либо логическую 1, если элемент реализует логическую
функцию И (поскольку х • 1 = х), либо логический 0, если элемент
реализует логическую функцию ИЛИ (поскольку х + 0 = х).
Для подачи логического 0 неиспользуемые входы просто соединяют
с шиной питания (землей). Для подачи логической 1 неиспользуемые входы
подключают к источникам питания микросхем обычно через резисторы
(единицы кОм), предотвращающие пробои неиспользуемых входов.
147

Реализовать логическую функцию можно не только на основе рассмотрен­
ных логических элементов, но и на основе элементов, которые классифицируются
по тому, какие электронные приборы являются основными в соответствующих
интегральных схемах и с учетом особенностей использованных схемотехнических
решений. Выделяются следующие классы логических элементов:
• резистивно­транзисторная логика (РТЛ):
• диодно­транзисторная логика (ДТЛ);
• транзисторно­транзисторная логика (ТТЛ):
• эмиттерно­связаннаялогика(ЭСЛ);
• транзисторно­транзисторная логика с диодами Шоттки (ТТЛШ):
• логика на основе МОП­транзисторов с каналами типа/? (р­МДП):
• логика на основе МОП­транзисторов с каналами типа " ("­МДП):
• логика на основе комплементарных ключей на
{КМДП, КМОП);

МДП­транзисторах

• интегральная инжекционная логика (И Л);
• логика на основе полупроводника на основе арсенида галлия (GaAs).
Наиболее распространены в настоящее время ТТЛ, ТТЛШ, ЭСЛ.

§ 3.5. Комбинационные устройства
Устройства называют комбинационными, если их выходные сигналы
в некоторый момент времени однозначно определяются входными сигналами,
имеющими место в этот момент времени. Среди комбинационных устройств
выделяются типовые, наиболее широко используемые на практике, к которым
относят шифраторы, дешифраторы, преобразователи кодов, мультиплексоры
и демультиплексоры, сумматоры и компараторы.
Разрабатывать комбинационные устройства целесообразно в следующей
последовательности:
• составляется таблица истинности;
• с помощью карты Карно находится минимизированное выражение
логической функции;
• составляется логическая схема.
Шифратор — это комбинационное устройство, преобразующее десятич­
ные числа в двоичную систему счисления, причем каждому входу может быть
поставлено в соответствие десятичное число, а набор выходных логических
сигналов соответствует определенному двоичному коду. Шифраторы иногда
называют кодерами и используют, например, для перевода десятичных чисел,
набранных на клавиатуре кнопочного пульта управления, в двоичные числа.
148

Если количество входов настолько велико, что в шифраторе используются все
возможные комбинации сигналов на выходе, то такой шифратор называется
полным, если не все — неполным. Число входов и выходов в полном шифраторе
связано соотношением n = 2 , где n — число входов; m — число выходов.
Так, для преобразования кода кнопочного пульта в четырехразрядное число
достаточно использовать лишь 10 входов, в то время как полное число возмож­
ных входов будет равно 16 (2 = 16) и поэтому шифратор IOx 4 ( з 10 в 4) будет
неполным.
m

4

И

Принцип построения схемы преобразования цифр от 0 до 9 в код
8­4­2­1 будет следующим. У такой схемы десять входов и четыре выхода.
Наличие на одном из входов сигнала 1 приводит к появлению на выходах соот­
ветствующей кодовой комбинации. Приведенному словесному описанию
должна соответствовать комбинированная таблица истинности, которая опре­
деляет все возможные состояния входов и соответствующие им состояния вы­
ходов. При этом символами х + х обозначаются сигналы на входе шифратора
(аргументы), а символами Q\ + QA — выходы шифратора (функции).
0

9

Так, функция Qi будет равна 1 в тех случаях, когда на вход поступает ин­
формация о цифрах 1, 3, 5, 7 или 9. Поэтому можно записать
Qi — ~ь хз ~ь х5 ~ь х7 ~ь хд,
и далее очевидно, что
Q2 = хг + хз + хб + х7; Q3 = х4 + х5 + х^+ ху, Qn = х% + хд .
Этап минимизации в данном случае отпадает, т. к. все функции представ­
ляют собой элементарные логические суммы. Схема шифратора, выполненная
на элементах ИЛИ, приведена на рис. 3.12, а. Выходным кодом шифратора может
быть любой другой код. Принцип построения остается прежним. Управляющим
сигналом может быть 0. Тогда схема может быть построена на элементах И.
Шифраторы выпускаются в микросхемном исполнении, например: КМ555 ИВ1,
ИВ2, ИВЗ. Пример схемного обозначения КМ555ИВ1 приведен на рис. 3.12, б.
Управляющий сигнал микросхемы — 0, поэтому все входы и выходы инверсные.
Вход EI— управляющий. Если на этом входе присутствует логическая 1, то все
входы закрыты. Выходы EO и CS — контрольные. Они выдают информацию
о состоянии схемы в данный момент.
Дешифратором называется комбинационное устройство, преобразующее
n­разрядный двоичный код в логический сигнал, появляющийся на том выходе,
десятичный номер которого соответствует десятичному коду. Дешифратор,
так же, как и шифратор, может быть полным и неполным. Число входов и выхо­
дов в т. н. полном дешифраторе связано соотношением m = 2". Таким образом,
149

дешифраторы обеспечивают преобразование цифровой информации из двоич­
ной системы счисления в десятичную.
На рис. 3.13, а показан дешифратор серии К555, имеющий 4 прямых вхо­
Д&А1...А8, называемых адресными, и 10 инверсных выходов
Y0...Y9.
Х9х8х7х6х5х4хЗх2х1х0

0
­O

CD

1

1

2

&

­Ch

Qi <

3
02 (
4

­Q

5

3

<

6
­04

7

Ј0

Ё\

CS

б)

а)
Рис. 3.12. Шифратор

Принцип построения схемы преобразования кода 8—4­2­1 в цифры показы­
вает, что у такой схемы четыре входа (по числу разрядов кода) и десять выходов,
и дешифратор выполняет преобразование, обратное шифратору. Сигнал 1 появля­
ется только на том выходе дешифратора, номер которого соответствует виду
входной кодовой комбинации.
I

DC
Al
А2
A3
А4

YO Q
Yl <?
Y2 к
Y5 6
Y4 6
Y5 Л
Y6 Ъ
Y7 t
YS t
Y9 Д

1
2

DC

1
2
3
0
1
2
3

E

1
2
E

а)

б)
Рис. 3.13. Дешифратор
150

0 6

X
С
Y
Ј
Ј
С
С

Цифры на входах определяют активный уровень (единицы) в соответ­
ствующем разряде двоичного числа. Цифры на выходе определяют десятичное
число, соответствующее заданному двоичному числу на входах. Значение
активного уровня (нуля) имеет тот выход, номер которого равен десятичному
числу, определяемому двоичным числом на входе. Например, если на всех
входах логические нули, то на выходе Y0 — логический ноль, а на остальных
выходах — логическая единица. Если на входе^42 логическая 1, а на остальных
в х о д а х — логический ноль, то на выходе Y 2 — логический ноль, а на осталь­
ных в ы х о д а х — логическая 1. Если на входе двоичное число, превышающее
9 (например, на всех входах 1, что соответствует двоичному числу 1111 и деся­
тичному числу 15), то на всех выходах— логическая 1. Помимо информацион­
ных, имеются один или более входов, называемых входами разрешения или
адресными входами (рис. 3.13, б). На этом рисунке представлена микросхема
КР531ИД14, включающая два дешифратора 2 ^ 4 , т . е . каждый дешифратор
имеет два информационных входа и четыре инверсных выхода, а также инверс­
ный вход разрешения. Цифры на входе (1,2) обозначают все разряды двоично­
го числа, а цифры на выходе (0­3) определяют десятичное число, соответству­
ющее заданному числу на входе. При логической 1 на входе разрешения на всех
выходах будут также логические 1. При активизации входа разрешения (Е = 0)
логический ноль появляется на том выходе, номер которого соответствует
десятичному эквиваленту двоичного числа, поданного на информационные
входы. Наличие входа разрешения позволяет наращивать размерность дешиф­
ратора.
Дешифратор является одним из широко используемых логических
устройств для построения различных комбинационных устройств. Это основа­
но на том, что на выходе дешифратора вырабатываются все возможные логиче­
ские произведения всех входных переменных— конъюнктивные
минтермы.
Подключая к определенным выводам дешифратора логический элемент ИЛИ
или используя дешифратор с открытым выходом и реализуя на нем «монтажное
ИЛИ», можно реализовать любую логическую функцию.
Так, дешифратор 3 ^ 8 (рис. 3.14), может быть описан следующей системой
логических выражений:
Y 0— Х\ x ху, Y 1— Х\ x ху, Y 2 — x\ x ху, Y 3— x\ x ху, Y 4 — x\ x xy,
2

2

2

2

2

Y 5 =x\ x xy, Y6 =x\ x xy, Yl =x\ x x .
2

2

151

2

3

(3­19)

Рис. 3.14. Дешифратор с логическим элементом ИЛИ

Соединяем соответствующие выходы дешифратора со входами элемента
ИЛИ. После несложных преобразований окончательная логическая функция
будет иметь вид
F = Y1 +Y4 + Y5 + Y7 = x x + x x .
l

2

l

3

(3.20)

Такое использование дешифратора особенно целесообразно, когда нужно
получить несколько различных логических функций одних и тех же перемен­
ных. Для этого к соответствующим выходам дешифратора следует подключить
то или иное число логических элементов ИЛИ.
Преобразователями кодов в общем случае называют устройства, предна­
значенные для преобразования одного кода в другой. При этом часто они выпол­
няют нестандартные преобразования кодов. Преобразователи кодов (ПК) обозна­
чаются через x/y. Принцип построения ПК аналогичен принципу построения
шифраторов и дешифраторов. В микросхемном исполнении ПК обозначают
индексами «пр.». Рассмотрим особенности реализации преобразователя на приме­
ре преобразования трехэлементного кода в пятиэлементный.
Допустим, что необходимо реализовать следующую таблицу соответствия
кодов (табл. 3.2), где через N обозначено десятичное число, соответствующее
входному двоичному коду. Часто преобразователи кодов создаются по схеме
«дешифратор — шифратор», где дешифратор преобразует входной код в некото­
рое десятичное число, а шифратор формирует выходной код. Схема преобразова­
теля, созданного по такому принципу, приведена на рис.3.15, где использован
матричный диодный шифратор.
Принцип работы такого преобразователя довольно прост и заключается
в следующем. Например, если на входах дешифратора логический 0, то на его
выходе 0 появляется логическая 1, что приводит к появлению 1 на выходах y
му , т. е. реализуется первая строка таблицы соответствия кодов.
4

5

152

У1

У2

Уз

Рис. 3.15. Преобразователькодов

Преобразователи кодов в виде микросхем выпускаются для выполнения
таких операций, как преобразование двоично­десятичного кода в двоичный или
обратного преобразования, для преобразования двоичного кода в код Грея, для
преобразования двоичного кода в код управления шкальными или матричными
индикаторами, для преобразования двоичного кода в код управления сегментны­
ми индикаторами.
Мультиплексоры
и демулътиплексоры.
Мультиплексором называют
комбинационное устройство, обеспечивающее передачу в желаемом порядке
цифровой информации, поступающей по нескольким входам на один выход.
Схематически мультиплексор изображается в виде коммутатора, обеспечивающе­
го подключение одного из нескольких входов (информационные входы) к одному
выходу. Кроме информационных входов, в мультиплексоре имеются адресные
входы и, как правило, разрешающие (стробирующие) входы. Сигналы на адрес­
ных входах определяют, какой конкретно информационный канал подключен
к выходу. Если между числом информационных каналов n и числом адресных
входов m действует соотношение n = 2™, то такой мультиплексор называется
полным, а если n < 2™, то мультиплексор называют неполным. Разрешающие вхо­
ды используют для расширения функциональных возможностей мультиплексора,
заключающихся в наращивании разрядности, синхронизации работы мультиплек­
сора с работой других узлов. Рассмотрим функционирование двухвходового
мультиплексора, который условно изображен в виде коммутатора, а состояние его
входов x nx и выходау приведено на рис. 3.16, a.
1

2

153

Таблица 3.2
Таблица соответствия кодов
Трехэлементный код Пятиэлементный код
О
1
2
3
4
5
6
7

О
О
О
о
1
1
1
1

о
о
1
1
о
о
1
1

о
1
о
о
о
1
о
1

о
о
о
1
о
1
1
о

А О
X
X

о
1
о
о
1
1
о
1

1
1
о
о
о
о
о
1

1
о
1
1
о
о
о
о

Адресный вход

O­

1

о
о
1
о
1
о
1
о

1 *

2

Выход Y

О

X

1

1

X

2

а)

&
X

X

1

X

2

MUX

А

1

O­
X

2

б)
Рис. 3.16. Мультиплексор

Исходя из таблицы, можно записать следующее уравнение:
Y =X

•!+X ­A.

1

2

На рис.3.16, б показаны реализация такого устройства и его условное
графическое обозначение. Основой данной схемы являются две схемы совпадения
на элементах И, которые при логическом уровне 1 на одном из своих входов
повторяют на выходе то, что есть на другом входе.
Мультиплексоры являются универсальными логическими устройствами,
на основе которых создаются различные комбинационные и последовательност­
ные схемы. Они могут использоваться в делителях частоты, триггерных устрой­
ствах, сдвигающих устройствах и т . д . Мультиплексоры довольно часто исполь­
зуют для преобразования параллельного двоичного кода в последовательный.
154

Для такого преобразования достаточно подать на информационные входы муль­
типлексора параллельный двоичный код, а сигналы на адресные входы подавать
в такой последовательности, чтобы к выходу поочередно подключались входы,
начиная с первого и кончая последним. Мультиплексор может использоваться
для реализации любой логической функции, содержащей до (п+1) переменных,
где п — число адресных входов.
Применение мультиплексоров для реализации логических функций
гораздо удобнее, чем реализация логических функций на элементах И, ИЛИ,
НЕ и других, поскольку, меняя лишь сигналы настройки на информационных
входах, можно реализовать различные логические функции и, следовательно,
избежать дополнительных затрат.
Демулътиплексор — это устройство, в котором сигналы с одного инфор­
мационного входа поступают в желаемой последовательности по нескольким
выходам в зависимости от кода на адресных шинах. Демультиплексор в функ­
циональном отношении противоположен мультиплексору и обозначается через
D M X или DMS. Условное изображение демультиплексора, состояние его вхо­
дов и выходов, а также схема реализации и условно­графическое обозначение
показаны на рис. 3.17.
Отметим, что функции демультиплексора сходны с функциями дешифра­
тора, следовательно, дешифратор можно рассматривать как демультиплексор,
у которого информационный вход поддерживает напряжение выходов в активном
состоянии, а адресные входы выполняют роль входов дешифратора.

У0У1

У9

Рис. 3.17. Демультиплексор

Сумматоры представляют собой комбинационное устройство, предна­
значенное для выполнения арифметических действий с двоичными числами
(сложения, вычитания, умножения и деления) и относятся к арифметическим
устройствам. Арифметические устройства воспринимают переменные 0 и 1
155

как цифры и выполняют действия над ними по законам двоичной арифметики:
О © 0 = 0;0 © 1 = 1;1 © 0 = 1;1© 1 = 0.
В этих формулах последнее действие предполагает перенос 1 в старший
разряд. Такие действия реализует логическая ячейка «исключающее ИЛИ».
схемное обозначение которой приведено на рис. 3.18, где A и B — i­e разряды
складываемых чисел, S — сумма.
i

i

i

Рис. 3.18. Сумматор

Суммирование двоичных чисел выполняется поразрядно, от младшего
разряда к старшему, а сумма может быть записана одним числом — S . Функция P
называется переносом в старший разряд.
Рассмотрим пример, в котором выполним сложение двух цифр, 7 и 5 .
i

1

0111

7

0101

гтшт
Сложение является важнейшей из арифметических операций.
Вычитание — это сложение, в котором вычитаемое вводится в дополни­
тельном коде. Дополнительный код образуется как разность
n

(N=I )­

(вычитаемое).

Например, цифра 7 в прямом коде имеет вид 0111. Ее дополнительный код обра­
зуется как разность 16 ­ 7 = 9, т. е. 1001. Тогда вычитание можно продемонстри­
ровать следующими примерами:
7
0

,0111
1001

или

Il 0000
7
i_
5

ф

7
"з

^Olll
1101

4

1 0100

0 1 1 1

н ю

1|0101
156

Переносом старшего разряда пренебрегают. Умножение и деление могут
выполняться как последовательное сложение и вычитание.
В зависимости от способа обработки чисел сумматоры могут быть последо­
вательного или параллельного типа. В последовательных сумматорах сложение
чисел производится поразрядно, последовательно во времени. В сумматорах
параллельного типа сложение всех разрядов происходит одновременно.
Простейшим суммирующим элементом является одноразрядный полу­
сумматор. Он имеет два входа AnB для двух слагаемых и два выхода SnP;
обозначается буквами HS (half­sum), а его реализация соответствует таблице
истинности, приведенной на рис. 3.18. Таблица показывает, что функция S пол­
ностью совпадает с рассмотренными действиями, и поэтому можно записать:
S = AB + AB = A + B; P = A • B. Отсюда следует, что в состав полусумматора
должны входить два элемента: исключающее ИЛИ я И.
Полный одноразрядный сумматор имеет три входа и два выхода
(рис. 3.19, а). На третий вход подается результат переноса предыдущего разря­
да. На рис. 3.19, б приведена таблица истинности сумматора. Схема однораз­
рядного сумматора содержит два полусумматора и элемент ИЛИ (ряс. 3.19, в).
Сумматоры выпускаются в виде готовых изделий в составе многих серий
цифровых микросхем. Например, К155ИМЗ — четырехразрядный параллель­
ный сумматор (рис. 3.20).
Он имеет входы A и B для подачи разрядов суммируемых чисел, выходы
разрядов суммы чисел S , вход переноса P , имеющийся у младшего разряда
входных чисел, и выход переноса P . Вход переноса P имеется только у младшего
разряда, а выход — только у старшего P . Это позволяет наращивать микросхемы
и использовать их для выполнения различных арифметических операций.
i

i

i

0

4

0

4

Ai

SM

•Si

B

1

­Р,

P

1

а)

X
0
1
2
3
4
5
6
7

Входы
B
0
0
0
0
0 1
0 1
1 0
1 0
I
1
1 1
i

Pi
0
1
0
1
0
1
0
J

Выходы
S Pi J
0
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
1
1
1

+

A

i

H

'S

HS
HS

S

Рг 1
+

1

Pi ­ I

P

б)

в)

Рис. 3.19. Полный одноразрядный сумматор

157

i

SM

Po

13­
lO­
ll­

Ai

Si

9

Bi
A

2

B

2

A

3

B

3

A
B

S

2

S

3

4

S

4

4

P

4

Рис. 3.20. К155ИМЗ — четырехразрядный параллельный сумматор

Цифровые компараторы предназначены для сравнения двух чисел, задан­
ных в двоичном коде одинаковой разрядности. Компараторы определяют равен­
ство чисел, т.е. А = В,имх неравенство, т.е. A > B или A < B, и имеют три выхода
и 2 •n входа. Выпускаются цифровые компараторы в виде готовых микросхем,
например, К555СП1, К564ИП2 — четырехразрядный компаратор.
Схема одноразрядного компаратора (рис. 3.21) представляет собой струк­
туру логического элемента исключающее
ИЛИ­НЕ.
Из анализа схемы следует, что если А = В ,то F = 1 , в противном случае
F = 0. Если А > В, т.е. А = 1, В = 0, то С = 1, а если А < В, т.е. А = 0, В = I
то D = 1 . Если попарно равны между собой все разряды двух n­разрядных дво­
ичных чисел, то равны и эти два числа AwB. Применяя цифровой компаратор
для каждого разряда, например, четырехзначных чисел, и определяя значения
Fi, F , F , F логических переменных на выходах компараторов, факт равенства
А = В установим в случае, когда F = F F F F = L При F = 0, А фВ.
3

2

3

4

i

2

3

4

D = А ­ В ( А < В)
д

F = A B V A B ( A = В)
o

C = А * В (А > В)
о

Рис. 3.21. Одноразрядный компаратор

Неравенство А > В обеспечивается для четырехразрядного числа в четы­
рех случаях: или A > B , или A = B и A > B и A > B , или A = B , A = B
A = B и A > B , (где A иВ — старшие разряды чисел А и В). Вполне очевидно,
что если поменять м е с т а м и ^ и B , то будет выполняться неравенство А < В.
4

2

2

i

i

4

4

4

4

3

4

i

158

3

2

2

4

4

3

3t

Для выполнения арифметических и логических операций над двумя
n­разрядными кодовыми комбинациями используют арифметико­логические
устройства (АЛУ). Обычно n равно четырем, восьми или шестнадцати. АЛУ
выпускаются в виде самостоятельных БИС или могут входить в состав других
более сложных ИМС

§ 3.6. Последовательностные устройства
Устройство называется последовательностным

или конечным

автоматом

(цифровым автоматом, автоматом с памятью), если его выходные сигналы в неко­
торый момент времени не определяются однозначно входными сигналами,
имеющими место в этот момент времени. В последовательностных устройствах
обязательно имеются элементы памяти, состояние которых зависит от предысто­
рии поступления входных сигналов. Выходные сигналы последовательностных
устройств определяются не только сигналами, имеющимися на входах в данный
момент времени, но и состоянием элементов памяти. Реакция последовательност­
ного устройства на определенные входные сигналы зависит от предыстории его
работы. К основным типам последовательностных устройств относятся триггеры,
счетчики импульсов, регистры.
Триггер — это простейшее последовательностное устройство, имеющее
два устойчивых состояния, способное под воздействием входного сигнала скач­
ком переходить из одного состояния в другое и хранить это состояние сколь
угодно долго. Способность триггера хранить состояние сколь угодно долго
и определяет его «память». Триггеры классифицируются:
• по числу информационных входов: с одним входом, с двумя входами
и более;
• по моменту срабатывания: асинхронные и синхронные триггеры;
• по функциональному назначению: триггеры с раздельным запуском
(?«­типа),
счетные

(Г­типа),

комбинированные

(RST­типа),

универсальные

(Ж­типа), задержки (D­триггер) и др.;
• по типу входного устройства: триггеры со статическими входами,
триггеры с динамическими входами.
Триггер является базовым элементом последовательностных логических
устройств.
Статическими

называют входы, по которым управляющий сигнал оказы­

вает свое воздействие в течение всей его длительности. При динамических
сигнал воздействует на триггер только на длительности фронта или среза.
159

входах

Все триггеры имеют два в ы х о д а — прямой «Q» и инверсный «Q».
Информация на одном выходе является инверсией информации на другом.
В основу построения триггеров положено применение логических элементов
ИЛИ­НЕ или И­НЕ и обратных связей.
В микросхемном исполнении триггеры выпускаются в составе многих
серий цифровых интегральных микросхем и условно им присвоены следующие
индексы: RS­триггеры — TP, Ж­триггеры — ТВ, D­триггеры — T M .
Схема RS­триггера на элементах ИЛИ­НЕ и его условное обозначение
приведены на рис. 3.22.

Рис. 3.22. RS­триггер на элементах ИЛИ­НЕ

Управление схемой осуществляется по уровню логической 1, т. е. когда
на входах присутствует 0, т. е. R = 0, S = 0, состояние триггера не меняется.
Уровень 0 является нейтральным. Перед анализом работы схемы приведем
логические действия элемента ИЛИ­НЕ: 0 + 0 = 1 ; 1 + 0 = 0;0 + 1 = 0;1 + 1 = 0.
Пусть после включения питания на входах и выходах схемы установились
состояния: R = 0; S = 0; Q = 1; Q = 0. Уровень i с выхода Q поступает на вход С
элемента Э . На входе В по условию присутствует 0, и входные сигналы S
сформируют на его выходе уровень логического 0. Этот уровень поступает
на вход D элемента S , на входе А которого также присутствует 0. Такие состоя­
ния формируют на выходе S уровень логической i. Таким образом, состояние
первого элемента поддерживает состояние второго и наоборот, т. е. это устойчи­
вое состояние триггера.
Пусть в некоторый момент времени t на вход R поступает сигнал с логи­
ческим уровнем i. Так как на входе D S в это время присутствует уровень 0,
то уровень выхода S скачком изменится с i до 0, т. е. Q = 0. Теперь на входы С
и В элемента S воздействует уровень логического 0, и поэтому выход S
скачком изменяет уровень от 0 до i, т . е . Q = 1.
2

2

i

i

i

i

i

2

2

160

Новое состояние триггера также устойчивое. Оно не изменится, пока
на вход R будет воздействовать уровень логического 0. При поступлении
на вход R новых i состояние триггера останется прежним. Оно изменится толь­
ко в том случае, когда уровень i поступит на вход S. Таким образом, RS­триггер
управляется поочередно по двум входам.
Таблица возможных состояний триггера приведена на рис. 3.22. При отсут­
ствии входных сигналов R = S = О триггер сохраняет информацию о последней
из поступивших команд, т. е. служит элементом памяти. Сочетание входных
сигналов S = R = 1 является недопустимым. При таком сочетании триггер может
принять любое состояние, поэтому оно не применяется.
Схема RS­триггера на элементах И­НЕ приведена на рис. 3.23, причем
его условное обозначение такое же, как и у триггера на элементах ИЛИ­НЕ.

Рис. 3.23. RS­триггер на элементах ИЛИ­НЕ

Собственно триггер собран на элементах S и S , которые выполняют роль
инверторов. Логические действия для элементов И­НЕ имеют вид: 0 • 1 = 1;
00=1;10=1;11=0.
Управление схемой осуществляется по уровню логического 0. Уровень
логической единицы для элементов И­НЕ является нейтральным. Допустим,
что после включения питания на входах и выходах схемы установились следу­
ющие состояния: А = В = \, Q = 1, Q = 0. Уровень i с выхода Q поступает
на вход С, а так как вход В = 1 по условию, то на выходе элемента S формиру­
ется уровень логического 0. Этот уровень поступает на вход D элемента S .
Вход А этого элемента равен i по условию. Эти уровни сформируют на выходе
элемента S логическую i. Таким образом, состояние элемента S поддерживает
состояние элемента S и наоборот, т. е. это состояние триггера устойчивое.
Совершенно аналогично можно показать, что состояние А = В = 1, Q = 0,
Q = I также устойчиво.
3

4

4

3

3

3

4

161

Включение инверторов S и Э позволяет изменить управляющий уровень
входных сигналов, т. е. для входов S H R управляющим уровнем является i ,
а нейтральным 0. Состояние входов S = R = О является нейтральным и позволяет
триггеру сохранять память о последней из поступивших команд. Чтобы изменить
состояние выходов триггера, необходимо на вход S или R подать i. Состояние
S = R = 1 является недопустимым.
i

2

Синхронные RS­триггеры. Во многих устройствах необходимо синхрони­
зировать во времени переключение триггеров. Дело в том, что неодновременное
переключение может привести к появлению непредусмотренных состояний
устройства и к срыву его работы. Синхронные триггеры имеют дополнительный
вход С для подачи на него синхронизирующего (тактового) импульса определен­
ной длительности.
Синхроимпульс своим исходным (нулевым) значением блокирует (закрыва­
ет) информационные входы S и R. В этом случае триггер не реагирует на входные
сигналы, сохраняя предыдущее состояние. Триггер воспринимает информацию
на входах, когда значение синхронного импульса равно i и переходит в новое
состояние на интервале среза синхроимпульса. Схема синхронного RS­триггера
и его условное обозначение приведены на рис. 3.23, б, в. Во всех случаях,
когда С = 0, на выходах элементов S и Э уровни S = R = 1, т.е. нейтральны
для элементов Э и Э независимо от состояния входных сигналов S H R . В этом
и заключается эффект блокирования входов.
i

3

2

4

При С = 1 сигналы на выходах элементов S и Э становятся инверсными
по отношению к сигналам на входах S и R. Их комбинация вызовет реакцию
триггера в соответствии с таблицей истинности. Например:
i

2

• если S = R = О, то S = R = 1 и триггер сохраняет «память» о предыдущем
состоянии;
• при S = 1, a R = О, выходы S = 0; R = 1, и триггер переходит в состоя­
ние ! , т . е . Q = 1, Q = 0;
• если S = 0, a R = 1, то S = 1, R = 0 триггер переходит в состояние 0,
т.е. Q = 0, Q =1.
Пример наглядно показывает, что для входов S, R H C управляющим
уровнем является i. Кроме синхронных входов R H S синхронный триггер
снабжается асинхронными входами S И R , которые позволяют задать триггеру
определенное исходное состояние перед началом работы в синхронном режиме.
При синхронном управлении триггером на входах S И R должен поддержи­
ваться нейтральный уровень, т. е. i.
A

A

A

A

Универсальные триггеры получены усложнением схемы RS­триггера,
что не позволило ликвидировать состояние неопределенности и увеличить
162

число входов. Обозначаются универсальные триггеры символами JK, причем,
вход J аналогичен входу S RS­триггера, а вход K — входу R. Обычно схема имеет
несколько (до трех) входов J и столько же входов K. Кроме того, JK­трштеры
снабжаются установочными входами R H S . ЭТИ входы асинхронные. При S = i
триггер устанавливается в состояние Q = 1. При R = 1 Q = 0.
M

M

Работа JK­триггера описывается таблицей рис. 3.24, а. Как и RS­триггер,
JK­триггер сохраняет свое состояние при J = K = 0. Когда J = 1, триггер пере­
ходит в состояние Q„+i = 1. Если K = i — в состояние Q„+i = 0. При J = K = 1
начальное состояние триггера меняется на противоположное, т. е. Q„+i = Q .
Это основное отличие JK­ от RS­триггера.
n

Условное обозначение JK­триггера и временные диаграммы, поясняющие
его работу, показаны на рис. 3.24, б, е.
Входы Ппямой
S

J

к

Qn+

0

0

Qn

j
с
к

о

1

0

1

0

1

1

Q

1

T

Q
I

R

.Q
к­

0

Q
а)

б)
Рис

в)
3.24.

JK­триггер

Во время действия тактового импульса С = 1 на интервале ti ­ t2 вход
J = 1. Поэтому в момент среза импульса С триггер переходит в состояние
Q = 1. На интервале t ­ t С = 0. Триггер не воспринимает входную информа­
цию. На интервале второго тактового импульса t ­ t вход К = 1. Поэтому
в момент t триггер переключается в состояние Q = 0. Во время действия треть­
его синхроимпульса J = 0; K = 0. Триггер не меняет своего состояния.
2

3

3

4

4

Следует отметить, что JK­триггер может снабжаться дополнительными
входами, служащими для установки триггера в состояния 0 и i независимо
от сигналов на информационных входах и входах синхронизации.
Счетный Т­триггер реализует только четвертую строку таблицы, приведен­
ной на рис. 3.24, а. Таким свойством обладает JK­триггер, когда его входы
J = K = i. При таком включении входов триггер переключается в момент среза
каждого тактового импульса. Отсюда следует, что счетный триггер имеет один
тактовый вход, который обозначают символом Т. Обозначение Г­триггера и вре­
менные диаграммы, поясняющие его работу, показаны нарис. 3.25, а, б.
163

Рис. 3.25. Т­триггер

Из диаграмм видно, что частота повторения импульсов на выходе Q триг­
гера в два раза меньше частоты повторения импульсов на входе Т, т . е .
Г­триггер делит частоту входных импульсов на 2. Счетные триггеры изменяют
свое логическое состояние на противоположное по каждому активному сигналу
на информационном входе Т. Согласно таблице истинности JK­триггера он
переходит в инверсное состояние каждый раз при одновременной подаче
на входы JwK
логической i. ЭТО СВОЙСТВО позволяет создавать на базе
JK­триггера Г­триггер, объединяя входы JwK. Г­триггеры широко применяют­
ся в счетчиках, распределителях и делителях частоты.
D­триггер запоминает входную информацию в момент фронта синхро­
импульса и хранит ее до следующего тактового импульса. D­триггер может
быть выполнен на основе JK­триггера при включении на входе элемента НЕ,
обеспечивающего условие J + K = D. Отсюда следует, что D­триггер имеет
тактовый вход С и вход D. Его работа описывается второй и третьей строкой
таблицы рис. 3.24, а, т. е. Q +i = D. Поэтому D­триггер является элементом
памяти и находит широкое применение, в том числе в регистрах. Условное
обозначение D­триггера и временные диаграммы, поясняющие его работу,
приведены на рис. 3.26.
Поскольку информация на выходе остается неизменной до прихода
очередного импульса синхронизации, D­триггер называют также триггером
с запоминанием информации или триггером­защелкой.
D­триггер также может
быть снабжен дополнительными входами асинхронной установки. D­триггер
можно образовать из любых RS­ или JK­триггеров, если на их входы одновре­
менно подавать взаимно инверсные сигналы.
n

/1 T
L
1

а

D

Y

а)

б)
Рис. 3.26. D­триггер

164

Счетчики импульсов. Одной из наиболее распространенных операций
в устройствах дискретной обработки информации является счет импульсов
(таймеры, ЭСЧ, цифровые измерительные приборы, АЦП и т. п.). Эту операцию
выполняют счетчики, которые представляют собой последовательностное циф­
ровое устройство, состоящее из соединенных определенным образом триггеров.
Основным параметром счетчика является модуль счета, представляющий
максимальное число единичных сигналов, которое может быть сосчитано.
По назначению (по направлению счета) счетчики делятся на простые (выпол­
няющие операцию суммирования, вычитания) и реверсивные. Простые счетчи­
ки осуществляют переходы от предыдущего состояния к последующему только
в одном направлении, т. е. могут или суммировать, или вычитать импульсы.
Реверсивные счетчики имеют переходы в двух направлениях — прямом и об­
ратном.
В зависимости от системы счисления (по модулю счета) счетчики делятся
на двоичные и двоично­десятичные, с произвольным постоянным модулем сче­
та и с переменным модулем счета. Синхронизация счета бывает двух типов —
синхронная (по фронту импульса) и асинхронная (по импульсу).
По способу формирования внутренних связей счетчики бывают с последо­
вательным переносом, с параллельным переносом, с комбинированным переносом
и кольцевые.
В основу построения счетчиков положено применение Г­триггеров. Мак­
симальное число, которое может быть записано в счетчике, равно N = (2 ­ 1),
где n — число разрядов счетчика. Каждый разряд двоичного счетчика пред­
ставляет собой триггер.
n

Схема четырехразрядного суммирующего счетчика и графики напряжений
на входе Г и на выходах триггеров Q ^ Q , поясняющие принцип его работы,
приведены на рис. 3.27, а, б. На схеме введены следующие обозначения:
T — счетный вход счетчика, Q ^ Q — выходы разрядов, УСТ — установка
состояния.
i

i

4

4

Связь между триггерами выполнена по прямым входам. Перед началом
счета все триггеры устанавливаются в нулевое состояние Q = Q = Q = Q = 0.
Для этого достаточно подать единичный потенциал по шине УСТ. Счетные
импульсы поступают на вход T первого триггера и переключают его срезом
каждого импульса (график Q на рис. 3.27, б). Срезом импульсов на выходе
Q переключается триггер T (рис. 3.27, б, график Q ). Триггеры T и T пере­
ключаются по аналогичному алгоритму.
i

2

3

4

i

i

2

2

165

3

4

Q2

Qi

Q

T

— т

Q4

3

А.

1 T

1

3

R
Устан.

J

а)
Qi

Qi

T

Q

1

Q пппппппп
1

3

Тз

02«

2

Q .
3

Q •
4

Устан.

б)

в)
Рис. 3.27. Четырехразрядный суммирующий счетчик

Все состояния триггеров счетчика отражаются таблицей состояний,
из которой нетрудно видеть, что состояния разрядов счетчика представляют
собой запись двоичного числа импульсов, поступивших на его вход на данный
момент. После записи максимального числа N = (2 ­ 1) счетчик автоматически
обнуляется, т. е. устанавливается его исходное состояние: Q = Q = Q = Q = 0.
Далее начинается новый цикл счета. При необходимости увеличить число N
достаточно подключить к выходу счетчика дополнительные разряды (тригге­
ры). Аналогично суммирующему счетчику строится счетчик на вычитание.
Схема такого счетчика приведена на рис. 3.27, е. В этой схеме связь между
триггерами выполнена по инверсным выходам, а шина УСТ объединяет устано­
вочные входы триггеров S.
Перед началом счета все триггеры устанавливаются в состояние
Q = Q = Q = Q = 1­ С поступлением на вход T счетных импульсов происходит
изменение состояний триггеров на вычитание. Все состояния триггеров приве­
дены в таблице 3.3, которая представляет собой двоичную запись линейно
убывающих чисел.
Часто возникает необходимость в счетчиках, которые могли бы поочередно
выполнять сложение и вычитание поступающих импульсов. Такие счетчики назы­
ваются реверсивными. Реверсивные счетчики снабжаются системой коммутации
связей между триггерами (с прямых на инверсные и обратно), а также одним или
двумя счетными входами.
Счетные входы счетчика обозначаются индексами Ci и С2. При прямом
счете на входе С2 должно быть подано напряжение высокого* уровня, а для об­
ратного счета напряжение высокого уровня необходимо подать на вход Ci.
Входы D0 — D3 — информационные для предварительной установки счетчика.
Информация с этих входов передается на выходы Q0 — Q3 при низком уровне
n

i

i

2

3

4

166

2

3

4

напряжения на входе V. Для сброса информации достаточно подать низкий
уровень напряжения на вход R .
Таблица 3.3
Состояния триггеров
№ импульса

Q4

Q3

Q2

Qi

№ импульса

Q3

Q2

Qi

0

0

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

0

1

1

1

1

0

Q4

2

0

0

1

0

2

1

0

1

3

0

0

1

1

3

1

0

0

4

0

1

0

0

4

0

1

1

5

0

1

0

1

5

0

1

0

6

0

1

1

0

6

0

0

1

7

0

1

1

1

7

0

0

0

8

0

0

0

8

0

1

1

1

9

0

0

1

9

0

1

1

0

10

0

1

0

10

0

1

0

1

11

0

1

1

11

0

1

0

0

12

1

0

0

12

0

0

1

1

13

1

0

1

13

0

0

1

0

14

1

1

0

14

0

0

0

1

15

1

1

1

15

0

0

0

0

0

0

0

16

1

1

1

1

16

0

В ряде случаев возникает необходимость вернуть счетчик в исходное
состояние Q = Q = Q = Q = 0 после записи некоторого числа M < N =(2" ­ 1).
Для создания такого счетчика достаточно ввести в него цепь ОС.
I

2

3

4

Регистр — это последовательностное логическое устройство, используе­
мое для хранения n­разрядных двоичных чисел и выполнения преобразований
над ними. Он представляет собой упорядоченную последовательность тригге­
ров, число которых соответствует числу разрядов в слове. С каждым регистром
обычно связано комбинационное цифровое устройство, с помощью которого
обеспечивается выполнение некоторых операций над словами. При этом
типичными являются следующие операции:
• прием слова в регистр;
• передача слова из регистров;
167

• поразрядные логические операции;
• сдвиг слова влево или вправо на заданное число разрядов;
• преобразование последовательного кода слова в параллельный и обратно;
• установка регистра в начальное состояние (сброс).
Регистры могут быть накопительные
(регистры памяти и хранения)
и сдвигающие. Основными видами сдвигающих регистров являются параллель­
ный, последовательный и комбинированный, что определяется способом ввода­
вывода информации. По направлению передачи информации они разделяются
на однонаправленные и реверсивные.
Схема четырехразрядного параллельного регистра приведена на рис. 3.28.
X4 I

_

_ Хз I

_X

С

С

I

2

Xi

Запись
С

D

D

Ъ

T

D
T

С

D
Ti

2

Считывание

1

7

T

T

&

T

I
&

I

.

&

&

Q2

Qi

T
Q.

Q

3

Рис. 3.28. Четырехразрядный параллельный регистр

В этой схеме четыре D­триггера объединены по входам С Входами
регистра являются входы D­триггеров. Выходы регистра могут иметь ключе­
вую развязку посредством логических элементов И. В регистр информация
поступает в виде параллельного кода по n проводам. Входы обозначены по раз­
рядам кодовой комбинации x\,x , x , x . Одновременно на входы С всех тригге­
ров подается логический сигнал 1 — «Запись». Все триггеры срабатывают
по переднему фронту импульса С, принимая состояние входов. Для считывания
информации достаточно на входы 1 всех логических элементов И подать
уровень логической 1. Информация присутствует на выходах Q\ = x\, Q = x ;
6з x ; Q = x в виде параллельного кода на интервале длительности импульса
«Считывание».
2

4

3

2

2

=

3

4

4

Схема четырехразрядного последовательного (сдвигающего) регистра
и диаграммы, поясняющие его работу приведены на рис. 3.29, а, б.
Для построения регистра применяются D­триггеры. Схема имеет один
вход x и выходы каждого разряда Q Q , Q , QA • Тактовые входы всех тригге­
ров объединены по шине C C — сигнал сдвига. На вход первого разряда
b

2

168

3

регистра поступает цифровой сигнал записываемого числа (кодовая комбина­
ция). На вход каждого следующего разряда регистра поступает сигнал с выхода
предыдущего разряда. Работой схемы управляет тактовая последовательность
импульсов C C Важно, чтобы период следования импульсов CC был равен
длительности разряда кодовой комбинации.

Рис. 3.29. Четырехразрядный сдвигающий регистр

Пусть перед записью все D­триггеры находятся в состоянии
Qi = Qi = Q3 = QA = 0.

Пусть также на вход х последовательно во времени поступают разряды кодовой
комбинации 1011 (диаграмма x). С поступлением первого импульса CC по его
фронту в первый D­триггер записывается первый разряд кодовой комбина­
ции — 1. Во все остальные D­триггеры регистра будет записан 0. Эта информация
будет храниться до прихода следующего импульса CC К моменту поступления
второго импульса CC на вход первого D­триггера воздействует второй разряд
кодовой комбинации. Он равен 0. На вход второго D­триггера воздействует сиг­
нал Q = 1. На вход третьего и четвертого D­триггеров воздействует 0. По фронту
второго импульса CC эта информация и записывается в соответствующий триггер.
Первый разряд кодовой комбинации сдвинулся во второй разряд регистра,
а в первый разряд регистра записан второй разряд кодовой комбинации. Далее
процессы повторяются.
169
1

Каждый импульс CC продвигает записываемую информацию по разрядам
регистра от входа к выходу. Поэтому последовательный регистр часто называ­
ют регистром сдвига. Фронтом четвертого импульса CC все разряды кодовой
комбинации расположатся в разрядах регистра, как показано на рис. 3.28, б.
В общем случае для записи n разрядов кодовой комбинации потребуется п
импульсов C C Поступивший на вход X последовательный код может быть
считан с выходов Q i + Q как параллельный, т. е. последовательный регистр
позволяет преобразовать последовательный код в параллельный. Информация,
записанная в последовательном регистре, может быть считана с выхода старше­
го разряда в виде последовательного кода. Для этого достаточно подать n
импульсов CC
4

Промышленность выпускает регистры в виде интегральных микросхем —
как параллельные, так и последовательные.
• К555ИР15 — четырехразрядныйпараллельныйрегистр;
• К555ИР8

— восьмиразрядный последовательный регистр;

• К555ИР10 — восьмиразрядный сдвиговый регистр, осуществляет
параллельно­последовательную запись информации.
На рис. 3.30 показана микросхема сдвигающего регистра К155ИР13 и его
таблица состояний. Эта микросхема является универсальным восьмиразрядным
реверсивным сдвигающим регистром и может работать в режимах последова­
тельного ввода информации со сдвигом вправо или влево, параллельного ввода
информации, хранения информации, сброса (установки нулей).
Микросхема имеет следующие выводы:
• D1...D8 — для параллельного ввода информации;
• DR и DL — информационные входы для последовательного ввода ин­
формации при сдвиге соответственно вправо или влево;
• S1 и S0 — входы для выбора режима работы;
• R — вход сброса триггеров регистра в нулевое состояние;
• С — вход синхронизации.
Сброс триггеров осуществляется подачей логического нуля на вход R.
При S1 = 0 и S0 = 1 осуществляется последовательный ввод информации
с входа DR в первый разряд регистра со сдвигом вправо. При S1 = 1, S0 = 0
осуществляется последовательный ввод информации со входа DL в восьмой
разряд регистра со сдвигом влево. При S1 = S0 = 1 осуществляется параллель­
ная запись информации со входов D1...D8 при воздействии положительного
перепада на входе синхронизации С. При S1 = S0 = 0 осуществляется режим
хранения информации.
170

10
14
16
•18
•20

R

С

Sl

SO

D

Q1...Q8

Режим

_г

1

1

1

D1...D8

Параллельный ввод

_г

0

0

Q1...Q8

Хранение

J ­

1

0

0

Q1...Q80

Сдвиг влево

J ­

1

0

1

Q2...Q8 1

Сдвиг влево

J ­

0

1

0

0Q1...Q7

Сдвиг вправо

J ­

0

1

1

1 Q1...Q7

Сдвиг вправо

0...0

Сброс

D

0

Рис. 3.30. Сдвигающий регистр К155ИР13

Цифровыми запоминающими устройствами называются устройства, пред­
назначенные для записи, хранения и считывания информации, представленной
в цифровом коде. Основными характеристиками запоминающих устройств явля­
ются их информационная емкость, быстродействие и время хранения информа­
ции. Большое разнообразие цифровых запоминающих устройств классифицируют
по ряду признаков.
По функциональному

назначению

различают:

• постоянные запоминающие устройства (ПЗУ), которые представляют
собой матрицы пассивных элементов памяти и схемы управления,
предназначенные для воспроизведения неизменной информации, зане­
сенной в матрицу при изготовлении;
171

• оперативные запоминающие устройства (ОЗУ), которые обеспечивают
запись, хранение и считывание информации в процессе ее обработки;
• программируемые постоянные запоминающие устройства (ППЗУ),
которые предоставляют возможность однократного электрического
программирования после их изготовления;
• репрограммируемые постоянные запоминающие устройства (РПЗУ),
которые допускают многократную электрическую запись информации,
но число циклов записи и стирания ограничено (до IO циклов);
4

• репрограммируемые постоянные запоминающие устройства с ультра­
фиолетовым стиранием и электрической записью;
• ассоциативные запоминающие устройства;
• программируемые логические матрицы.
По способу хранения информации

выделяют:

• динамические запоминающие устройства, в которых для хранения
информации используют инерционные свойства реактивных элементов,
как правило, конденсаторов;
• статические запоминающие устройства.
По технологии изготовления

разделяют:

• запоминающие устройства на основе биполярных структур;
• запоминающие устройства на основе полевых транзисторов с изолиро­
ванным затвором;
• запоминающие устройства на основе приборов с зарядовой связью;
• магнитные запоминающие устройства.
По способу обращения к массиву памяти различают:
• адресные запоминающие устройства;
• безадресные (ассоциативные) запоминающие устройства;
• запоминающие устройства с произвольным обращением (допускающие
любой порядок следования адресов);
• запоминающие устройства с последовательным обращением.
К основным параметрам запоминающих устройств относятся информаци­
онная емкость, определяемая числом ячеек памяти и указывающая максималь­
ный объем хранимой информации. Если запоминающее устройство рассчитано
на хранение n чисел (слов), каждое из которых имеет m разрядов, то информа­
ционная емкость N определяется выражением N = n •m.
Потребляемая
мощность — это мощность, потребляемая устройством в установившемся
режиме. Время хранения информации — это интервал времени, в течение кото­
рого запоминающее устройство сохраняет информацию в заданном режиме.
172

Быстродействие — это промежуток времени, необходимый для записи или
считывания информации. Основу любого запоминающего устройства составля­
ет матрица памяти (накопитель).
Рассмотрим статическое асинхронное ОЗУ, структурная схема которого
приведена на рис. 3.31. Схема включает накопитель на 2048 х 8 бит, формирова­
тели адреса строк и столбцов, дешифратор адреса строк на семь входов
и 128 выходов, дешифратор адреса столбцов на четыре входа и 16 выходов,
разрядную схему, выходные формирователи и блок управления. Накопитель
выполнен на КМОП­элементах памяти. Согласование ОЗУ по входу с уровнями
схем на транзисторно­транзисторной логике (ТТЛ­схем) обеспечивают формиро­
ватели адреса строк и столбцов. Усиление выходных сигналов до уровней необхо­
димых для ТТЛ­схем осуществляется выходными формирователями. Запись
информации в накопитель и ее считывание выполняется разрядной схемой.
Условное обозначение рассмотренной микросхемы и назначение ее выводов
приведено на рис. 3.32. Эта микросхема позволяет выполнять запись, хранение
и считывание цифровой информации. Выбор необходимого режима работы
осуществляет блок управления в соответствии с таблицей истинности.
19 22 23 1 2 3
AoAi

4

20

А 2 А 3 А4 А5 Ae

±±±±л

Формирователи
адреса строк

Дешифратор
адреса строк

As
5

i

» I

7

16

7

Формирователи
адреса столбцов

6

Выходные
формирователи

Разрядная
схема

Aio

А9
6

DlO ­DlO ;
9­11, 13­17

L_

1АМММММЯГ

Накопитель
2048 х 8

i

21

i WRfKD
CEOi CS^
Блок
управления
128

А7

18

Дешифратор
адреса
столбцов

1

Режимы работы

CS

CSO

WR/RD

A ­ A

H

X

X

X

RofT

Хранение

L

X

L

А

L

Запись 1

L

X

L

А

H

Запись 0

L

L

H

А

Д а н н ы е в п р я м о м коде

Считывание

L

H

H

А

Roff

Запрет выхода

0

10

DlO ­ DlO
0

7

Рис 3.31. Статическое асинхронное ОЗУ
173

A

0

Выводы

RAM

A

2

A
A
A

1­8, 19.
22, 2?

3

Обозначение

Адресные
входы

A ­A
A. A
3

1 0

0

b

A

2

DIOO­DIO

7

4

DlO
DlOi
DlO
DlO
DlO
DlO
DlO
DlO

9­11;
13­17

0

5

A
A

6

Входы­выходы
данных

2

1

A

Назначение

<3>

18

Выбор микросхемы

CS

3

8

A

4

9

Aio

20

Разрешение

СЁ

5

ПО ВЫХОД)'

6

CS

7

WR/
/RD

21

Сигнал записи­
считывания

24

Напряж. питания

12

СЁО

R

WR RD

U

Общий

cc

OB

Рис. 3.32. Условное обозначение и назначение выводов ОЗУ

Программируемые логические интегральные схемы. Усложнение цифровых
электронных устройств приводит к резкому росту числа корпусов интегральных
схем малой и средней степени интеграции. В результате этого увеличивается
потребляемая мощность, возрастают массогабаритные показатели устройства,
снижаются быстродействие и надежность, значительно усложняется монтаж.
Устранить или уменьшить проявление этих недостатков удалось созданием
универсальных логических устройств большой степени интеграции, алгоритмы
работы которых задаются непосредственно разработчиком. Такие устройства
получили название программируемых логических интегральных схем (ПЛИС).
Программируя ПЛИС, получают требуемые изменения структуры, что и обеспе­
чивает реализацию необходимых функций. В настоящее время производятся
ПЛИС с эквивалентной емкостью более 1 млн логических вентилей. Укрупненная
структура ПЛИС представлена на рис. 3.33.
Xi

Вход

Матраца

Матрица

II

ПЛИ

­F

1

Выход

Рис. 3.33. Укрупненная структура ПЛИС

Входные и выходные буферные каскады осуществляют необходимые
преобразования входных и выходных сигналов. Например, формируют прямые
и инверсные входные сигналы, формируют сигналы необходимой мощности,
174

обеспечивают необходимую нагрузочную способность выходов и т. д. Входные
переменные (прямые и инверсные) поступают на матрицу И, и на ее выходах
формируются необходимые произведения этих переменных, которые затем
складываются в матрице ИЛИ, обеспечивая реализацию требуемых логических
функций. Наиболее традиционным типом ПЛИС являются программируемые
логические матрицы, обеспечивающие возможность программирования (измене­
ния связей) матриц И и ИЛИ. Упрощенное изображение фрагмента схемы ПЛМ
показано на рис. 3.34, где точками условно (для упрощения рисунка) показаны
соединения соответствующих строк и столбцов в матрицах И и ИЛИ.

Рис. 3.34. Фрагмент схемы ПЛМ

Реальное же соединение строк и столбцов в матрицах осуществляется
с помощью диодов или транзисторов. Для представленной на рисунке ПЛМ
определим, какие логические функции будут реализованы. Только при наличии
и на входе X , и на входе X сигналов высокого уровня (логическая 1), на выходе
первого столбца P имеется сигнал высокого уровня. Таким образом, по отно­
шению к выходу первого столбца реализуется функция И, т . е . P = xl x2.
Для второго столбца высокое напряжение на выходе будет лишь тогда,
когда высокий уровень напряжения будет на шинах xl, x2, x3, т . е . P = xl x2 x3.
Аналогично получим: P = xl x3; P = x2 x3.
1

2

1

1

2

3

4

Высокий уровень напряжения на шине F матрицы ИЛИ будет лишь тогда,
когда высокий уровень напряжения действует или на третьем, или на четвертом
столбцах, т. е. по отношению к выходной шине F выполняется функция ИЛИ.
F = P + P = x1 x3 + x2 x3.
175
1

1

1

3

4

По аналогии можно также получить: F = P + P = x1 x2 + x1 x2 x3.
Таким образом, осуществляя программирование ПЛМ, т. е. оставляя лишь
необходимые элементы связи шин и столбцов и устраняя ненужные пережигани­
ем перемычек, можно реализовать большое число логических функций.
Большинство современных ПЛИС небольшой степени интеграции отно­
сятся к классу ПМЛ, т. е. имеют программируемую матрицу И и фиксирован­
ную матрицу ИЛИ. Поскольку в ПМЛ­матрица ИЛИ фиксирована, появляется
ограничение на максимальное число конъюнкций в логических функциях,
что приводит к необходимости минимизировать логическую функцию при ее
реализации. В настоящее время выпускаются ПМЛ, позволяющие частичное
программирование матрицы ИЛИ. Также существуют схемы с двунаправлен­
ными выводами, которые можно использовать как входы или выходы в зависи­
мости от программирования, и появились схемы с памятью за счет введения
дополнительных триггеров.
2

1

2

§ 3.7. Устройства для формирования и преобразования
аналого­цифрового и цифро­аналогового сигналов
Электронные средства обработки информации являются универсальными
и применяются в любой отрасли народного хозяйства. Это происходит потому,
что любая физическая величина преобразуется датчиками в электрический сигнал,
один из параметров которого отражает полезную информацию. Как правило,
это аналоговые сигналы. Чтобы для обработки таких сигналов применить сред­
ства цифровой электроники (ЭВМ, цифровые измерительные приборы, цифровые
системы связи и т. п.), их необходимо преобразовать в цифровую форму.
Чаще всего преобразованию в цифровую форму подвергаются информа­
тивные параметры электрических сигналов — напряжение, ток, частота,
начальная фаза. Устройство, осуществляющее такое преобразование, называют
аналого­цифровым преобразователем
(АЦП). После обработки содержащаяся
в сигнале информация может быть преобразована обратно в аналоговую форму
с использованием цифро­аналогового
преобразователя
(ЦАП). АЦП и ЦАП
являются «связующим звеном» между аналоговой и цифровой электроникой.
Аналого­цифровые
преобразователи
представляют собой устройства,
предназначенные для преобразования аналоговых сигналов в цифровые.
Для такого преобразования необходимо осуществить квантование аналогового
сигнала, т. е. мгновенные значения аналогового сигнала ограничить определен­
нымиуровнями, называемыми>уоен.ялш квантования.
Преобразование аналоговой величины в код может выполняться методом
последовательного счета, методом поразрядного уравновешивания или методом
176

одновременного считывания. Согласно методу последовательного счета, анало­
говая величина А сравнивается с известным числом n • A , причем, n увеличивает­
ся от 0 до N через равные интервалы времени. Величину A называют квантом.
При некотором значении n наступает равенство (строгое или приближенное)
n • A = А. Так как обычно A равно единице измерения, то n — число, выражае­
мое двоичным или двоично­десятичным кодом.
При методе поразрядного уравновешивания n­разрядная кодовая комби­
нация сравнивается с аналоговой величиной A n раз. При каждом сравнении
проводится коррекция разрядов кодовой комбинации от старшего разряда
к младшему. Суть метода одновременного считывания состоит в том, что с ана­
логовой величиной А сравниваются N = 2 известных величин, выраженных
кодовыми комбинациями. Кодовая комбинация, значение которой наиболее
близко к значению величины А, проходит на выход АЦП.
Структурная схема АЦП последовательного счета приведена на рис. 3.35, а
и в своем составе содержит задающий генератор ЗГ, реверсивный счетчик
импульсов CT, ЦАП, аналоговый компаратор К и вентиль VD. Работа схемы
осуществляется следующим образом.
Задающий генератор вырабатывает импульсы счета U с частотой дискре­
тизации преобразуемой величины. Эти импульсы поступают на счетный вход
реверсивного счетчика. Счетчик имеет вход разрешения счета EC, вход направ­
ления счета E ± 1 и один счетный вход С. Для организации счета в прямом
направлении на вход E ± 1 необходимо подать низкий уровень напряжения,
для счета в обратном направлении — высокий. Число импульсов, поступивших
на вход С, отображается состоянием выходов Q1 — Q4. Допустим, что на ин­
вертирующий вход компаратора поступает входной аналоговый сигнал —
положительное напряжение U .
K

K

K

K

K

K

K

K

п

c

ex

Рис. 3.35. АЦП последовательного счета

177

В момент времени t = О реверсивный счетчик находится в нулевом состоя­
нии, т. е. Q = Q = Q = Q = 0. Напряжение на выходе ЦАП также равно нулю:
U JAn = 0. Следовательно, Ui ­U < 0, и на выходе компаратора формируется
отрицательное напряжение. Это напряжение запирает диод V D и падает на его
большом сопротивлении. На вход E ± 1 воздействует низкий уровень напряже­
ния. Начинается счет импульсов задающего генератора U на сложение. С каждым
импульсом U код счетчика и соответствующее ему напряжение U
увеличива­
ются. Увеличение U
продолжается до момента времени t , после которого оно
становится больше U . Компаратор переключается в состояние положительного
напряжения, которое через диод VD передается на вход E ± 1 и переводит счетчик
в режим работы на вычитание. Очередной импульс задающего генератора умень­
шает код счетчика, уменьшается U , и компаратор вновь переключается в пер­
воначальное состояние. Далее процессы повторяются, при этом напряжение
на выходе компаратора колеблется около значения U . Выходной сигнал ЦАП
снимается с выходов Q1 — Q4 и отображает U в цифровой форме.
1

2

3

1

4

14n

fx

c

c

LIAII

11411

1

fx

11411

fx

fx

Метод поразрядного уравновешивания или последовательного прибли­
жения целесообразно применять в тех случаях, когда на интервале между двумя
соседними отсчетами приращение аналогового напряжения A U значительно
больше U , а также когда необходимо выполнять АЦП со строгой периодично­
стью за время, не зависящее от конкретных значений сигнала. АЦП одновре­
менного считывания отличаются высоким быстродействием, но это качество
окупается существенным усложнением схемного решения.
xe

Недостатки АЦП заключаются в том, что высокое быстродействие предъяв­
ляет особые требования к режиму работы элементов схемы. Каждый компаратор
должен иметь довольно высокий уровень потребления энергии. Кроме того,
добавление одного разряда к общей разрешающей способности параллельного
преобразователя требует удвоения количества компараторов и резисторов. Таким
образом, к основным недостаткам АЦП одновременного считывания относятся
ограниченная разрешающая способность, высокий уровень рассеивания энергии
вследствие большого количества высокоскоростных компараторов и относитель­
но большие размеры кристалла (а потому — высокая стоимость).
Цифро­аналоговые преобразователи предназначены для преобразования
цифровых сигналов в аналоговые. Основными параметрами ЦАП являются:
разрешающая способность, время установления, погрешность нелинейности
и др. Существуют различные принципы построения ЦАП, однако суть цифро­
аналогового преобразования заключается в использовании веса разрядов
кодовой комбинации х4х3х2х1. Вес /'­го разряда кода 8­4­2­1 вдвое больше,
чем вес (/­1)­го разряда. Если младшему разряду поставить в соответствие
178

напряжение U (напряжение кванта), то преобразование кодовой комбинации
в напряжение можно выполнить по правилу
m

U

eux

= U ­(Х4 ­8 + х з ­4 + Х2­2 + Х1 ­1).
Ke

Например, кодовой комбинации 0011 соответствует U

eux

= 3 • U , а кодовой
Ke

комбинации 1100 — U = 12 • U .
Большинство используемых структур ЦАП (отличных от простого однораз­
рядного ЦАП, основанного на одном коммутаторе с использованием опорного
напряжения) являются двоичными взвешивающими или многозвенными схемами
лестничного типа. Одна из простейших структур, делитель Кельвина, приведена
нарис. 3.36.
eux

Xl —
Х2
ХЗ

1

DC

Ke

ЭК8

0

2

1

3

2 •

ЭК7
ЭКб
ЭК5

3 •
ЭК4

4 •

1
U вых

WO

5 •

экз

6

Wl

7

ЭК2
ЭК1

Рис. 3.36. Делитель Кельвина

Схема представляет трехразрядный преобразователь «код — напряжение».
Она содержит источник опорного напряжения U , T последовательно соеди­
ненных равных по сопротивлению резисторов, 2 электронных ключей и дешиф­
ратор n х 2 . Входной сигнал представляет собой трехразрядную кодовую
комбинацию х1х2х3. Этот сигнал поступает на вход дешифратора. Ha выходе
дешифратора, соответствующем входной кодовой комбинации, формируется
сигнал, замыкающий одноименный с выходом дешифратора электронный ключ.
Выходной сигнал представляет определенный уровень напряжения, который
снимается с выхода делителя Кельвина.
on

n

п

Современные ЦАП, использующие эту архитектуру, называются строковы­
ми. Схема обеспечивает линейность преобразования, если все резисторы равны,
и может быть преднамеренно сделана нелинейной. Ее главным недостатком
179

является большое количество резисторов и ключей (звеньев), требуемых для
обеспечения высокой разрешающей способности. Этот недостаток не позволяет
использовать схему в качестве самостоятельного ЦАП, но она применяется
как составная часть более сложных структур ЦАП.
Существует аналогичный ЦАП с токовым выходом, который также состо­
ит из 2 звеньев­резисторов, или источников тока и ключей, но подключенных
теперь параллельно между входом опорного напряжения и виртуальным
заземленным выходом (рис. 3.37).
n

; ? — г — t

Xl

—

Х2
ХЗ

1

DC 0

2

1

3

2

±

ЭК 7

ЭКб

3

ЭК5

4
WO

Wl

1

* — 1

ЭК4

О
Токовый

5
6
7

ВЫХОД

экз

1

ЭК2
ЭК1

Рис. 3.37. ЦАП с токовым выходом

В данном ЦАП, как только какой­либо резистор подключается к цепи,
любые дальнейшие увеличения цифрового кода уже не могут его отключить.
Таким образом, структура является изначально монотонной, независимо
от погрешностей резисторов и, подобно предыдущему случаю, может быть
сделана преднамеренно нелинейной там, где эта нелинейность требуется. Рас­
смотренные схемы получили название полно­декодирующих ЦАП. Очевидным
недостатком этого типа схем является большое количество звеньев, требуемых
для создания 14­, 12­, 10­ или даже 8­разрядного ЦАП. Существенного упроще­
ния можно добиться применением сегментации.
При сегментации n­разрядная кодовая комбинация разбивается на к частей
(сегментов) по m = n/к разрядов каждая. Каждый из сегментов преобразуется
в аналоговую величину одной из приведенных схем, причем каждая схема содер­
жит 2 звеньев. Для реализации общей схемы ЦАП потребуется M = к ­2 звеньев,
что существенно меньше N = Т.
m

m

180

Рассмотрим ЦАП, выполненный на основе резистивной матрицы R­2R
(матрицы постоянного сопротивления), представленный на рис. 3.38. В этой схеме
использованы перекидные ключи S1 — S4, каждый из которых в одном из состоя­
ний подключен к общей точке, поэтому напряжения на ключах относительно
невелики. Ключ S5 замкнут только тогда, когда все ключи S1 — S4 подключены
к общей точке. Во входной цепи использованы резисторы всего с двумя различ­
ными значениями сопротивлений.
Анализ данной схемы показывает, что для нее модуль выходного напряже­
ния пропорционален числу, двоичный код которого определяется состоянием
ключей S1 — S4. Пусть каждый из ключей S1 — S4 подключен к общей шине.
Тогда напряжение относительно общей точки в каждой следующей из точек
«a...d» в два раза больше, чем в предыдущей. Например, напряжение в точке «b»
в два раза больше, чем в точке «а», поскольку напряжения Uf, U , U , U в соот­
ветствующих точках определяются следующим образом: U = U U = U / 2,
U = U / 4, U = U / 8.
b

d

b

0

a

c

0i

d

c

0

0

Рис 3.38. ЦАП на основе резистивной матрицы R ­ 2 R

Если допустить, что состояние указанных ключей изменилось, напряжение
в точках «a...d» останется неизменным, т. к. напряжение между входами операци­
онного усилителя будет практически нулевое. Тогда выражение для определения
выходного напряжения можно записать в виде:

181

2R

2

4

U . = ­U
eba

где

2R
­ S (8S
R

4

R

4

3

2R

8

2

+ 4S + 2S +
3

2R

1

(3.21)

S ),

2

1

S , (i = 1, 2, 3, 4) принимает значение 1, если соответствующий ключ
замкнут и 0, если ключ разомкнут.
Вариант ЦАП для преобразования двоично­десятичных чисел показан
на рис. 3.39.
i

U

UlOOUo

!/IOUo

0

­CZr

LZZ"
8JR
3

U0

Z
сотни
2

­ZZh
9R

8,1R

8,1 R

Z
тысячи

1/lOOOUo

Z
десятки
1

Z
единицы
0

(^)

I­C

4—*•

>

Uei

Рис. 3.39. ЦАП для преобразования двоично­десятичных чисел

В этой схеме для представления каждого разряда десятичного числа
используется отдельная матрица R—2R (обозначены прямоугольниками), Z ...Z
обозначают числа, определенные состоянием ключей каждой матрицы R­2R.
Для усвоения принципа действия данной схемы учтем, что сопротивление
каждой матрицы равно R, и выполним анализ фрагмента схемы, представленно­
го на рис. 3.40.
0

Рис. 3.40. Фрагмент схемы

Из анализа данного фрагмента следует, что
U = U [(R II9R) / (8,IR + RII 9R)],
2

где

RII9R

1

= R • 9 R / ( R + 9 R ) = 0,9R.

182

3

Тогда получим, что U = 0,1 U и с учетом этого выражение для U
шется в виде:
2

1

eux

U . = ­ Uo J R.10­ (10
R

3

ebix

3

перепи­

(3.22)

• Z + IO • Z +10• Z + Z ) .
2

3

1

2

0

В настоящее время наиболее распространенными являются ЦАП серий
микросхем 572, 594, 1108, 1118.
Амплитудные
ограничители
бывают односторонние и двусторонние.
Односторонние представляют собой устройство, напряжение на выходе кото­
рых U (t) остается на постоянном уровне U , когда входное напряжение
либо превышает некоторое пороговое значение, либо отстает от него, т. е. вы­
ходное напряжение повторяет форму входного. Двусторонние
ограничивают
сигнал на двух уровнях. Наиболее простыми и распространенными являются
диодные ограничители, которые бывают последовательные и параллельные
в зависимости от того, как по отношению к нагрузке подключен диод.
На рис. 3.41 приведены структурная схема и графики входного и выходного
напряжений для одностороннего ограничителя сверху.
eux

osp

D
Ue

E

0

j

вых

E

0

/ \ _JUf\ _
I

I

Рис. 3.41. Односторонний ограничитель

До тех пор, пока входное напряжение меньше E , диод закрыт и U = E .
В промежутках времени, когда входное напряжение превышает E , диод открыт
и U
повторяет U . Таким образом, рассмотренный ограничитель является
последовательным диодным ограничителем на положительном уровне снизу.
Практически используемая схема такого ограничителя приведена
на рис. 3.42. Она позволяет регулировать уровень ограничения, сделав одно
из сопротивлений R или R переменным. Данную схему можно преобразовать
в предыдущую, применив теорему об эквивалентном генераторе. В этом случае
R И E будут иметь следующие значения:
0

eux

0

eux

ex

1

n

2

0

R

H

= Ri IIR2;

Е0 = E R2 / (Ri + R2).

183

0

Рис. 3.42. Практически схема одностороннего ограничителя

Параллельный диодный ограничитель показан на рис. 3.43.

Рис. 3.43. Параллельный диодный ограничитель

В этой схеме в промежутках времени, когда входное напряжение меньше
напряжения ­ E , диод открыт (его при анализе можно заменить закороткой)
и U . = ­ E . Во все остальные моменты времени диод закрыт, и U
повто­
ряет U . Таким образом, данный ограничитель является параллельным диод­
ным ограничителем на отрицательном уровне снизу.
0

EUX

0

EUX

EX

184

Контрольные вопросы и задачи к главе 3
1. Представьте число 753: а) в двоичном коде, б) в двоично­десятичном коде.
Какой из вариантов более удобен?
Ответ: а) 1011110001; 6)0111 0101 ООН.
2. Приведите схемные обозначения и правила выполнения логических опера­
ций для логических элементов ИЛИ, И, ИЛИ­НЕ, И­НЕ.
3. Приведите определение булевой функции и перечислите возможные формы
ее представления. В каких целях применяется каждая из форм представле­
ния? В чем заключается суть минимизации булевых функций?
4. С помощью теорем алгебры логики упростите логическое выражение:
F = ABC + ABC + ABC Постройте схему, реализующую упрощенную
функцию.
Ответ: F = BC +AC
5. Минимизируйте функцию: F = ABC + ABC + ABC + ABC + ABC. Постройте
схему.
Ответ: F=A + BC
6. Составьте СДНФ выходной булевой функции F для мультиплексора на восемь
информационных х ^ х и три адресных^ , A , A входа.
0

7

1

2

3

Ответ:
F = XAAA +XAAA +XAAA +XAAA +
+ XAAA +XAAA +XAAA + XAAA.
0

1

2

3

4

1

2

1

3

1

2

3

5

1

2

2

3

1

2

3

6

1

2

3

1

3

2

7

3

1

2

3

7. Приведите определение и примеры последовательностных устройств.
8. Приведите определение и примеры комбинационных устройств.
9. Как разделяются счетчики по назначению и по способу синхронизации?
10. Можно ли последовательные регистры использовать для сжатия в n раз
считываемой информации? Если можно, то каким образом?
11. Дайте определение триггеров, их классификацию.
12. Поясните принцип работы RS­триггера.
13. Как делятся запоминающие устройства по функциональному назначению?
14. Опишите назначение и принцип работы АЦП и ЦАП.
15. В чем состоит суть АЦП методом последовательного счета?
16. В чем состоит суть АЦП методом поразрядного уравновешивания?
185

Заключение
В учебном пособии рассмотрены основные элементы электронных схем.
электронные приборы и электронные устройства, импульсные и цифровые
сигналы и устройства в объеме, соответствующем учебной программе дисци­
плины «Электроника», а также уровню подготовленности обучающихся.
В приложении содержатся необходимые справочные данные, которые будут
полезны при выполнении контрольных работ и курсового проектирования.
Примеры реализации электронной техники позволят обучающимся получить
практические навыки по ее использованию.
Данное учебное пособие также будет полезно при изучении других
специальных дисциплин при подготовке бакалавров по направлению
13.03.02 «Электроэнергетика и электротехника» и магистров по направлению
13.04.02 «Электроэнергетика и электротехника» профиля «Электрооборудова­
ние и электрохозяйство предприятий, организаций и учреждений».

186

Список использованных источников
1. Г е р а с и м о в А . С у д о в а я э л е к т р о н и к а и с и л о в а я п р е о б р а з о в а т е л ь н а я техника: к о н с п е к т лек­
ций / Г е р а с и м о в А . , С а н д л е р М . — M . : А л ь т а и р : М Г А В Т , 2014 [ Э л е к т р о н н ы й р е с у р с ] . —
Р е ж и м доступа: http://biblioclub.ru/index.php7page = b o o k & i d = 430511.
2. Г л у д к и н О. П. А н а л о г о в а я и ц и ф р о в а я э л е к т р о н и к а . П о л н ы й курс: у ч е б н и к д л я в у з о в /
Г л у д к и н О. П., Г у р о в А . И , О п а д ч и й Ю . Ф. — M . : Г о р я ч а я л и н и я — Т е л е к о м , 2002. —
768 с.
3. Г о р б а ч е в Н. В . П р о м ы ш л е н н а я э л е к т р о н и к а . — M . : В ы с ш а я ш к о л а , 1986. — 217 с.
4. З а б р о д и н Ю . С. П р о м ы ш л е н н а я э л е к т р о н и к а : у ч е б . д л я с т у д е н т о в энергет. и э л е к т р о м е х .
с п е ц и а л ь н о с т е й в у з о в . — И з д . 2­е, стер. — M . : А л ь я н с , 2013. — 495 с.
5. И в а н о в А . В . С и л о в а я э л е к т р о н и к а . В ы п р я м и т е л и :

у ч е б н о е п о с о б и е / И в а н о в А . В.,

Н е м и р о в с к и й А . Е . — Вологда: В о Г У , 2 0 1 5 [ Э л е к т р о н н ы й р е с у р с ] . — Р е ж и м

доступа:

http://www.library.vstu.edu.ru/biblio/ivanov/book5/2015_ivanov_sil_elektr.pdf.
6. Л а ч и н В . И. Э л е к т р о н и к а : у ч е б н о е п о с о б и е / Л а ч и н В. И., С а в е л о в Н. С. — Р о с т о в н/Д:
Ф е н и к с , 2010. — 703 с.
7. М е л е ш и н В . Т р а н з и с т о р н а я п р е о б р а з о в а т е л ь н а я т е х н и к а — M . : Т е х н о с ф е р а , 2006. —
627 с.
8. П р я н и ш н и к о в В . А . Э л е к т р о н и к а : п о л н ы й к у р с л е к ц и й — С П б : К о р о н а П р и н т , 2004. —
416 с.
9. Щ у к а А . А . Э л е к т р о н и к а : у ч е б н о е п о с о б и е . — С П б : Б Х В ­ П е т е р б у р г , 2008. — 752 с.

187

Приложение 1
Международная

Цвет колец
или точек
Серебристый
Золотистый
Черный
Коричневый
Красный
Оранжевый
Желтый
Зеленый
Синий
Фиолетовый
Серый
Белый

цветовая маркировка

Номинальное
сопротивление, Ом
1­я

2­я

3­я

цифра

цифра

цифра

—
—

—
—

—
—

—

0
1
2
3
4
5
6
7
8
9

—

1
2
3
4
5
6
7
8
9

1
2
3
4
5
6
7
8
9

188

резисторов

Множитель

Допуск,
о/
/о

ткс,
ioVc

4­я цифра

5­я цифра

Il

0,01
0,1
1
10
IO
IO
IO
IO
IO
IO
IO
IO

±10
±5

—
—

2

3

4

i

6

7

8

y

—

—

±1
±2

100
50
15
25

—
—

±0,5
±0,25
±0,1
±0,05

—

—

1

10
5
—

Номинальные значения сопротивлений резисторов и емкостей конденса­
торов соответствуют стандартной шкале чисел. Она содержит ряд чисел, соот­
ветствующих I классу точности. Ряды значений I I и I I I классов точности вы­
членяются из этой шкалы путем ее «прореживания». Допускаемые отклонения
от номиналов равны для класса точности I — ±5%, для класса точности I I —
1 0 % и для класса точности I I I — 20 %.

189

Приложение 2
Классификация и основные
параметры
полупроводниковых
диодов
Исходный полупроводниковый
материал:
Г или 1 — германий или его соединения;
К или 2 — кремний или его соединения;
А или 3 — соединения галлия;
И или 4 — соединения индия.
Подкласс диодов:
Д — диоды выпрямительные и импульсные;
Ц — выпрямительные столбы и блоки;
В — варикапы;
И—
А—
С—
Г—

туннельные диоды;
сверхвысокочастотные диоды;
стабилитроны;
генераторы шума;

Л — излучающие оптоэлектронные приборы;
О — оптопары.
Характерные

эксплуатационные

признаки для соответствующих

подклассов:

Д:
1 — выпрямительные диоды с постоянным или средним значением
прямого тока не более 0,3 А;
2 — выпрямительные диоды с постоянным или средним значением
прямого тока более 0,3 А, но не выше 10 А;
3 — импульсные диоды с временем восстановления обратного сопро­
тивления менее 500 не;
4 — импульсные диоды с временем восстановления обратного сопро­
тивления более 500 не;
5 — импульсные диоды с временем восстановления более 150 не,
но не выше 500 не;
6 — импульсные диоды с временем восстановления 30.. .150 не;
7 — импульсные диоды с временем восстановления 5.. .30 не;
8 — импульсные диоды с временем восстановления 1.. .5 не;
9 — импульсные диоды с эффективным временем жизни неосновных
носителей заряда менее 1 не.
190

Ц:
1 — столбы с постоянным или средним значением прямого тока
не более 0,3 А;
2 — столбы с постоянным или средним значением прямого тока
0,3...10А;
3 — блоки с постоянным или средним значением тока не более 0,3 А;
4 — блоки с постоянным или средним значением прямого тока 0,3... 10 А.
В:
1 — подстроечные варикапы;
2 — умножительные варикапы.
И:
1 — усилительные туннельные диоды;
2 — генераторные туннельные диоды;
3 — переключательные туннельные диоды;
4 — обращенные диоды.
А:
1 — смесительные диоды;
2 — детекторные диоды;
3 — усилительные диоды;
4 — параметрические диоды;
5 — переключательные и ограничительные диоды;
6 — умножительные и настроечные диоды;
7 — генераторные диоды;
8 — импульсные диоды.
С:
1 — стабилитроны мощностью не более 0,3 Вт с номинальным напря­
жением стабилизации менее 10 В;
2 — стабилитроны мощностью не более 0,3 Вт с номинальным напря­
жением стабилизации 10.. .100 В;
3 — стабилитроны мощностью не более 0,3 Вт с номинальным напря­
жением стабилизации более 1 0 0 В ;
4 — стабилитроны мощностью 0,3... 5 Вт с номинальным напряжением
стабилизации менее 10 В;
5 — стабилитроны мощностью 0,3.. .5 Вт с номинальным напряжением
стабилизации 10.. .100 В;
6 — стабилитроны мощностью 0,3.. .5 Вт с номинальным напряжением
стабилизации более 1 0 0 В ;
191

7 — стабилитроны мощностью 5...10Вт с номинальным напряжением
стабилизации менее 10 В;
8 — стабилитроны мощностью 5 . . . 1 0 В т с номинальным напряжением
стабилизации 10.. .100 В;
9 — стабилитроны мощностью 5 . . . 1 0 В т с номинальным напряжением
стабилизации более 100В.
Г:
1 — низкочастотные генераторы шума;
2 — высокочастотные генераторы шума.
Для обозначения порядкового номера разработки используется двухзначное
число от 01 до 99. Если порядковый номер превышает 99, то в дальнейшем
используют трехзначное число от 101 до 999. Например: 2 Д 2 0 4 В — кремниевый
выпрямительный диод с постоянным и средним значением тока 0,3...10 А, номер
разработки 04, группаВ.
Внимание! При разработке, наладке или ремонте аппаратуры необходимо
пользоваться соответствующей справочной литературой и документацией изго­
товителя.

192

Приложение 3
Классификация

и основные характерные

Исходный полупроводниковый
проводниковым диодам.

материал:

признаки

транзисторов

обозначение идентично полу­

Подкласс
транзисторов:
T — биполярные;
П — полевые.
Характерные эксплуатационные
признаки:
а) для транзисторов малой мощности (максимальная мощность рассеи­
ваемая транзистором не более 0,3 Вт):
1 — с граничной частотой коэффициента передачи тока или макси­
мальной рабочей частотой (граничной частотой) не более 3 МГц;
2 — с граничной частотой 3.. .30 МГц;
3 — с граничной частотой более 30 МГц;
б) для транзисторов средней мощности (0,3.. .1,5 Вт):
4 — с граничной частотой не более 3 МГц;
5 — с граничной частотой 3.. .30 МГц;
6 — с граничной частотой более 30 МГц;
в) для транзисторов большой мощности (более 1,5 Вт):
7 — с граничной частотой не более 3 МГц;
8 — с граничной частотой 3.. .30 МГц;
9 — с граничной частотой более 30 МГц.
Порядковый номер разработки

и группа

разработки:

Аналогично полупроводниковым диодам.
Стандартом также предусматривается как для транзисторов, так и для дио­
дов введение в обозначение/гжЗа дополнительных знаков:
• цифры от 1до 9 — для обозначения модернизаций (модификаций),
приводящих
к изменению его конструкции или электрических параметров;
• буква С — для обозначения сборок (наборов) в общем корпусе одно­
типных приборов;
• цифры, написанные через дефис — для обозначения следующих моди­
фикаций конструктивного исполнения бескорпусных приборов:
1 — гибкими выводами без кристаллодержателя;
2 — с гибкими выводами на кристаллодержателе;
193

3 — с жесткимивыводами без кристаллодержателя;
4 — с жесткими выводами на кристаллодержателе;
5 — с контактными площадками без кристаллодержателя
и без выводов;
6 — с контактными площадками на кристаллодержателе
но без выводов.
Например: КТ937А­2 — кремниевый биполярный, большой мощности,
высокочастотный, номер разработки 37, группа А, бескорпусный, с гибкими
выводами на кристаллодержателе. К П 3 1 0 А — кремниевый транзистор малой
мощности, с граничной частотой более 30 МГц, номер разработки 10, группа А.

194

Приложение 4
Классификация

и основные характеристики

тиристоров

Вид прибора:
T — тиристор;
TJT — лавинный тиристор;
TC — симметричный тиристор (симистор);
ТО — оптотиристор;
ТЗ — запираемый тиристор;
ТБК — комбинированно выключаемый тиристор;
ТД — тиристор­диод.
Подвид тиристора по коммутационным
характеристикам:
Ч — высокочастотный (быстро включающийся);
Б — быстродействующий;
И — импульсный.
Порядковый номер модификации
Цифры о т 1 д о 9 .
Классификационный

размер

(разработки):

корпуса:

• обозначение типоразмера: 1­8;
• штыревое исполнение (размер шестигранника под ключ, мм) — 11, 14,
17, 22, 27, 32, 41;
• таблеточное исполнение (диаметр корпуса, мм) — 40, 52, 58, 73, 85,
105, 125.
Конструктивное
исполнение:
1 — штыревые с гибким выводом;
2 — штыревые с жестким выводом;
3 — таблеточные;
4 — под запрессовку;
5­9 — специального назначения.
Нормируются: максимально допустимое значение среднего тока в открытом
состоянии для тиристоров, лавинных тиристоров, оптотиристоров, комбиниро­
ванно включаемых тиристоров; импульсного тока для импульсных тиристоров;
действующего тока для симисторов; импульсного запираемого тока для запирае­
мых тиристоров.
195

Класс по повторяющемуся
цифры о т 1 д о 1 0 0 .

импульсному напряжению в закрытом

Сочетание классификационных

состоянии:

параметров:

• (du /dt) — для низкочастотных приборов (зс — запертое состояние,
кр — критическое значение);
3C

Kp

• (du /dt) , 1
3C

Kp

выкл

. — для высокочастотных приборов;

• (du /dt) ., 1 . и 1
3C

Kp

вкл

выкл

. — для быстродействующих приборов;

• (di /dt) p. — для симметричных тиристоров (симисторов) и тиристоров­
oc

K

диодов.
Например: ТЛ171­320­10­6 — тиристор лавинный первой модификации,
размер шестигранника «под ключ» 41мм, конструктивное исполнение —
штыревое с гибким катодным выводом, максимально допустимый средний ток
в открытом состоянии 320 А, повторяющееся импульсное напряжение в закрытом
состоянии 1 ООО В (10 класс), критическая скорость нарастания напряжения в за­
крытом состоянии 500 В/мкс. ТБ253­800­12­731­2,8­УХЛ — тиристор быстро­
действующий, второй модификации, диаметр корпуса 73 мм, таблеточное
исполнение, максимально допустимый средний ток в открытом состоянии 800 А,
повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии 1 200 В (класс 12),
критическая скорость нарастания напряжения в закрытом состоянии 1 000 В/мкс,
группа по времени включения — 3, группа по времени выключения — 1, импуль­
сное напряжение в открытом состоянии указывается при необходимости, клима­
тическое исполнение (У — для умеренного климата; XJT — для холодного клима­
та; УХЛ — для умеренного и холодного климата; ТВ — для влажного тропиче­
ского климата; TC — для сухого тропического климата; T — для сухого и влажно­
го тропического климата; О — общеклиматическое исполнение).

196

Приложение 5
Параметры

интегральных

стабилизаторов

напряжения

Наименование микросхемы

Напряжение стабил.,
В

Макс.
1ст
наф., А

Рассеив.
Рмах, Вт

Потребление,
мА

Код на корпусе

(К)142ЕН1А (К)142ЕН1Б К142ЕН1В
К142ЕН1Г К142ЕН2А К142ЕН2Б

З...12±0,3 3...12±0.1
3...12±0.5 3...12Ю.5
З...12±0,3 3...12Ю.1

0,15

0,8

4

(К)06 (К)07 К27
К28 К08 К09

142ЕН­ К142ЕН­А К142ЕН­Б 142ЕН4
К142ЕН4А К142ЕН4Б

З...30±0,05 З...30±0,05
1.01,0
5...30±0,05
0,75 0,3
1.2...15±0,1
0.3 0.3
1.2...15±0.2 3...15±0,4

10К10К31
6

10

11
К11 К32

(К)142ЕН5А (К)142ЕН5Б (К)142ЕН5В
(К)142ЕН5Г

5±0,1 б±0,12 5±0,18
6±0,21

3.0 3.0
2,0 2,0

5

10

(К)12 (К)13 (К)14
(К)15

142ЕН6А К142ЕН6А 142ЕН6Б
К142ЕН6Б 142ЕН6В К142ЕН6В

±15±0.015±15±0,3
±15±0.05±15±0,3
±15±0,025 ±15±0,5

0,2

5

7.5

16К1617К17 42
K­

142ЕН6Г К142ЕН6Г К142ЕН6Д
К142ЕН6Е

±15±0.075 ±15±0.5
±15±1,0±15±1.0

0,15

5

7,5

43 К34 К48 К49

(К)142ЕН8А (К.142ЕН8Б (К)142ЕН8В

9±0,1512±0,27
15±0,36

1.5

6

10

(К)18(К)19(К)20

К142ЕН8Г К142ЕН8Д К142ЕН8Е

9±0.3612±0,4815±0.6

1.0

6

10

К35 К36 К37

142ЕН9А 142ЕН9Б 142ЕН9В

20±0.2 24±0,25
27±0,35

1.5

6

10

21 22 23

К142ЕН9А К142ЕН9Б К142ЕН9В
К142ЕН9Г К142ЕН9Д К142ЕН9Е

20±0.4 24±0.48
27±0,54 20±0,6
24±0,72 27±0,81

1,51,5
1,51,0
1.01,0

6

10

К21 К22 К23 К38
К39 К40

(К)142ЕН10(К)142ЕН11

3...30 1.2...37

1.01.5

77

(К)24 (К)25

5

(К)47

5

(LM337)

2
4
(KJ142EH12KP142EH12A

1.2...371,2...37

1.51,0

11

КР142ЕН15А КР142ЕН15Б

±15±0,5 ±15±0,5

0.1 0,2

0,8 0,8

КР142ЕН18А КР142ЕН18Б

­1.2...26,5­1.2...26,5

1.01.5

1
1
КР1157ЕН502 КР1157ЕН602
КР1157ЕН802 КР1157ЕН902
КР1157ЕН1202 КР1157ЕН1502
КР1157ЕН1802 КР1157ЕН2402
КР1157ЕН2702

5 6 8 9 12 15 18 24 27

0,1

0,5

5

78L05 78L06
78L08 78L09
78L12 78L15
78L18 78L24
78L27

КР1170ЕН­ КР1170ЕН4 КР1170ЕН5
КР1170ЕН6 КР1170ЕН8 КР1170ЕН9
КР1170ЕН12КР1170ЕН15

3 4 5 6 8 9 1 2 15

0,1

0,5

1.5

см. рис.

0,1

0,5

5

КР1168ЕН5 КР1168ЕН6 КР1168ЕН8
КР1168ЕН9 КР1168ЕН12
КР1168ЕН15КР1168ЕН18
КР1168ЕН24 КР1168ЕН1

­5­6­8
­9­12­15­18­24­
1,5...37

197

79L05
79L08
79L12
79L18

79L06
79L09
79L15
79L24

Книги почтой
Заказ можно

сделать

на сайте

издательства

www.infra-e.ru
№
п/п
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35

Наименование книги
Бесконтактные устройства пуска и торможения электродвигателей
Внутренние электромонтажные работы
В о л о к о н н о ­ о п т и ч е с к а я техника. Практическое
руководство
В о л о к о н н о ­ о п т и ч е с к и е л и н и и связи и и х з а щ и т а от в н е ш н и х в л и я н и й
Имитационное моделирование и системы управления
Интеллектуальные автоматизированные системы управления
технологическими объектами
Конструирование источников питания усилителей мощности звуковой частоты
Источники вторичного электропитания
Методы проектирования электронных устройств
Методы рациональной автоматизации производства
Механизмы воздействия квазипостоянных геоиндуцированных токов
н а э л е к т р и ч е с к и е сети
Микроконтроллеры для систем автоматики
М и к р о п р о ц е с с о р н ы е р е л е з а щ и т ы . Устройство, проблемы, перспективы
Начало электроэнергетики Российской Империи и СССР,
как проблема техноценоза
Надежность цифровых устройств релейной защиты.

Показатели. Требования. Оценки
З а щ и т а о б о р у д о в а н и я п о д с т а н ц и й от э л е к т р о м а г н и т н о г о и м п у л ь с а
Обеспечение безопасности А С У Т П в соответствии с с о в р е м е н н ы м и стандартами
Основы автоматизированных систем управления технологическими процессами
Основы рационального потребления электроэнергии
Основы электроники
Поиск дефектов в релейно­контакторных схемах
П о р я д о к создания, м о д е р н и з а ц и и и с о п р о в о ж д е н и я А С У Т П
Принципы и методы создания надежного программного обеспечения А С У Т П
Справочник по настройке промышленных гидростатических уровнемеров
Справочник цехового энергетика
С п р а в о ч н и к и н ж е н е р а п о А С У Т П : Проектирование и разработка.

Комплект в двух томах.
Справочник инженера по КИПиА
Справочник инженера по наладке, совершенствованию технологии
и э к с п л у а т а ц и и э л е к т р и ч е с к и х с т а н ц и й и сетей.
Управление потенциально опасными технологиями
У с т р о й с т в а э л е к т р о п и т а н и я р е л е й н о й з а щ и т ы . Проблемы и решения
У я з в и м о с т и м и к р о п р о ц е с с о р н ы х р е л е з а щ и т ы . Проблемы и решения
Э л е к т р о б е з о п а с н о с т ь . Теория и практика
Электроника
Электромагнитный импульс высотного ядерного взрыва
и з а щ и т а э л е к т р о о б о р у д о в а н и я от н е г о
Э л е к т р о о б о р у д о в а н и е э л е к т р и ч е с к и х сетей, с т а н ц и й и п о д с т а н ц и й