/
Текст
ББК 32.849
Г61
УДК 621.396(075)
Головин О. В., Кубицкий А. А.
Г61 Электронные усилители: Учебник для техникумов
связи. — М.: Радио и связь, 1983. — 320 с., ил.
В пер.: I р.
Рассма гряваются основные принципы построения и свойства различ-
ных усилительных каскадов; физические процессы, происходящие при
усилении гармонических и импульсных сигналов, мегодика анализа и
теоретические основы, необходимые для проектирования электронных
усилителей. Содержание книги соответствует програ мме курса «Электрон-
ные усилители».
Для учащихся техникумов связи основных специальностей.
2402020000—137
Г----------------
046(01)—83
22—83
ББК 32.849
6Ф1
Рецензенты: А. Г. Алексеев, Ф. И. Вансбурд
Редакция литературы но радиотехнике
Олег Валентинович Головин,
Анатолий Аркадьевич Кубицкий
ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Редактор И. С. Балашова
Художник Н А. П а ш у р о
Худ. редактор Р. А. Клочков
Техи. редактор Г. И. Колосова
Корректор Н. Л Жукова
И Б № 482
Сдано в набор 2.03.83 г. Подписано в печать 15.06.83 г«
Т-13628. Формат 60X90'/J6. Бумага ЧШМ \ Гарнитура литературная
Печать высокая. Усл печ, л. 20,о. <. ~л. кр.-отт. 20,0. Уч.-изд. л. 21,65
Тираж 50 000 экз, Изд, № 19108 Зак. 1456 Цена 1 р.
Издательство «Радио и связь*. Ю1000 Москва, Почтамт, а /я 693
Московская типография № 4 Союзполигргзфпрома
при Государственном комитете СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли
129041, Москва, Б. Переяславская ул., д. 46
© Издательство «Радио и связь», 1983
ОГЛАВЛЕНИЕ
Глава 1. Общие сведения об усилителях.......................... . э
1.1. Структурная схема усилителя............................... . 5
1.2. Классификация усилителей.................................... 8
1.3. Краткая история развития теории и техники усилителей ..... 10
Глава 2. Основные технические показатели электронных усилителей И
2.1. Общие сведения................................................. Н
2.2. Входные и выходные показатели................................. 12
2.3. Коэффициенты усиления .... 15
2.4. Коэффициенты полезного действия............................. I7
2.5. Линейные искажения............................................ 18
2.6. Нелинейные искажения.......................................... 24
2.7. Собственные помехи............................................ 27
2.8. Амплитудная характеристика и динамический диапазон ..... 33
2.9. Стабильность показателей ..... ............................... 34
Глава 3. Основы теории обратной связи в электронных усилителях 35
3.1. Основные определения.......................................... 35
3.2. Виды обратной связи........................................... 35
3.3. Влияние обратной связи на коэффициенты усиления по напряжению 39
3.4. Нестабильность усиления при отрицательной обратной связи ... 49
3.5. Влияние обратной связи на собственные помехи усилителя и нелиней-
ные искажения ..................................................... 51
3.6. Влияние обратной связи на входное сопротивление усилителя ... 56
3.7. Влияние обратной связи на выходное сопротивление усилителя ... 60
3.8. Влияние обратной связи на сопротивление произвольного участка
цепи усилителя............................................ . . 64
3.9. Влияние отрицательной обратной связи на линейные искажения 65
3.10. Комбинированная обратная связь мостового тина................ 67
Глава 4. Основные принципы построения электронных усилителей 72
4.1. Общие сведения................................................ 72
4.2. Способы включения усилительных элементов по переменному току 73
4.3. Составные транзисторы. Каскодная схема........................ 78
4.4. Цепи питания усилительных этементов по постоянному току ... 81
4.5. Цепи межкаскадной связи и виды усилительных каскадов.......... 97
Глава 5. Каскады предварительного усиления.........................101
5.1. Особенности работы и методика анализа.........................104
5.2. Эквивалентные схемы усилительных элементов....................107
5.3. Резисторный каскад............................................118
5.4. Коррекция амплитудно-часютных и переходных характеристик . . . 135
5.5. Трансформаторные и бестрансформаторные входные цепи...........155
Глава 6. Оконечные и предоконечные каскады....................... 167
6.1. Особенности работы и методика анализа.........................157
6.2. Динамические характеристики...................................169
6.3. Режимы работы усилительных элементов.........................177
6.4. Однотактные каскады...........................................182
6.5. Двухтактные трансформаторные каскады..........................192
6.6. Двухтактные бестрансформаторные каскады.......................203
6.7. Особенности оконечных каскадов широкополосных и импульсных
усилителен.........................................................212
6.8. Фазоинверсные каскады........................................ 2Н
Глава 7. Усилители с обратной связью и устойчивость усилителей 219
7.1. Каскад с последовательной ООС по току.........................219
7.2. Каскад с параллельной ООС по напряжению.......................221
7.3. Каскад с параллельной ООС по току.............................222
7.4. Каскад с последовательной ООС по напряжению. Повторители . . . 224
7.5. Повторители с повышенным входным и пониженным выходным со-
противлениями ................................................... 227
7.6. Усилитель с комбинированной и смешанной ООС мостового типа 230
7.7. Многокаскадные усилители с общей ОС. Критерии устойчивости 233
7.8. Максимальная глубина ОС усилителя с одинаковыми резисторными
каскадами..........................................................234
7.9. Способы увеличения глубины ОС................................241
7.10. Обеспечение устойчивости операционных усилителей и усилителей
на ИМС.............................................................245
Глава 8. Специальные типы электронных усилителей.................247
8.1. Усилители постоянного тока прямого усиления.................247
8.2. Многокаскадные усилители постоянного тока...................249
8.3. .Дрейф нуля и способы его уменьшения .... ..................252
8.4. Дифференциалы^ый усилительный каскад........................255
8.5. Усилители постоянного тока с преобразованием. Использование оп-
тронов...........................................................261
8.6. Назначение и основные технические показатели операционных уси-
лителей .........................................................265
8.7. Генераторы стабильного тока.................................267
8.8. Дифференциальные каскады операционных усилителен............270
8.9. Промежуточные и выходные каскады операционных усилителей . . 272
8.10. Операционные усилители с обратной связью...................274
8.11. Применение операционных усилителей.........................277
Глава 9. Многокаскадные электронные усилители....................283
9.1. Особенности многокаскадных усилителей . . . .:....283
9.2. Суммирование искажений и шумов..............................284
9.3. Виды паразитных обратных связей и способы их уменьшения . . . 285
9.4. Основы расчета развязывающих фильтров.......................286
9.5. Основы расчета фильтров, сглаживающих пульсации.............288
9.6. Регулировка усиления и стсреобаланса........................290
9.7. Регулировка тембра..........................................293
Глава 10. Усилители на интегральных микросхемах..................295
10.1. Общие сведения.............................................295
10.2. Классификация ИМС по технологическому признаку ...... 297
10.3. Классификация ИМС по функциональному признаку..............304
10.4. Особенности построения и виды каскадов усилителей на ИМС . . 305
10.5. Примеры построения каскадов предварительного усиления на ИМС 309
10.6. Примеры построения оконечных интегральных усилителей . . . 314
10.7. Примеры построения широкополосных интегральных усилителей 317
Список литературы..............................................319
Предметный указатель...........................................320
ГЛАВА 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
1.1, СТРУКТУРНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ 1
В большинстве радиотехнических устройств необходимо обеспе-
чить усиление электрических сигналов. Для этих целей используют
устройства, называемые усилителями.
Усилитель предназначен для увеличения мощности, напряжения,
или тока сигнала, подведенного к его входу. Выходной сигнал должен
либо соответствовать входному, либо отличаться от него в определен-
ных заданных пределах. Поскольку мощность сигнала на выходе
усилителя больше, чем на входе, то по закону сохранения энергии
усилительное устройство должно включать в себя источник энергии;
тогда обобщенную структурную схему усилительного устройства
можно изобразить как показано на рис. 1.1, Источник сигнала обеспе-
чивает мощность на входе усилителя Рвх; в качестве источника сиг-
нала может использоваться любой преобразователь какого-либо вида
энергии в электрические колебания, например микрофон, магнитная
головка, звукосниматель, датчик, радиотехническое устройство.
Для теоретических исследований усилителя источник сигнала пред-
ставляют эквивалентной схемой в виде генератора ЭДС с внутрен-
ним сопротивлением Z„ (рис. 1.2й) или в виде генератора тока /и
с внутренней проводимостью Уи (рис. 1.26), при этом сопротивление
генератора ЭДС или тока равно нулю, а сопротивление (проводимость)
источника сигнала учтено в Zn (Ки). В первом случае источник сиг-
нала — источник ЭДС, что характерно при малом выходном по срав-
нению с входным сопротивлении усилителя (например, при работе от
микрофона, звукоснимателя, магнитной головки). Во втором случае
источник сигнала является источником тока, обладающим большим
выходным по сравнению с входным сопротивлением усилителя (напри-
мер, при работе от вакуумного прибора, электронной трубки). Клеммы
1—1 (рис. 1.2) — это входные клеммы усилителя.
От источника питания (ИП) усилитель отбирает мощность Рп,
необходимую для усиления входного сигнала. В этом случае усилитель
электрических сигналов — это управляемый входным сигналом преоб-
разователь энергии источника питания в энергию выходного сигнала.
Выходная мощность усиленного сигнала РИ выделяется на активной
части нагрузки. В общем случае нагрузка, которую можно предста-
вить в виде эквивалентных схем рис. 1.3 а, б, имеет комплексное
сопротивление. Клеммы 2—2 — выходные клеммы усилителя.
1 Главы 1, 4—(> и 10 написаны О. В. Головиным, рл. 2, 3, 7—9 — А. А. Ку-
бицким.
5
Усилительный элемент (УЭ) — основной элемент усилителя. Для
связи его с нагрузкой и источником сигнала в усилителе предусмат-
риваются специальные цепи связи. Рабочий режим УЭ (смешение,
накал и т. д.) обеспечивается дополнительным источником питания.
Поскольку иметь в одном усилителе несколько источников питания
невыгодно, стремятся использовать один, а вспомогательные напряже-
ния, необходимые для обеспечения режима работы УЭ, получать с по-
Рис. 1.1
Рис. 1.2
мощью делителей напряжения. Усилительный элемент вместе с осталь-
ными элементами, обеспечивающими режим работы усилителя и его
связь с источником сигнала и нагрузкой, образуют усилительный кас-
кад. Усилительный каскад конструктивно представляет собой часть
усилителя, удобную для теоретического анализа. В простейшем случае
усилитель имеет один каскад, вариант структурной схемы которого
показан на рис. 1.4.
Рис. 1.3
^Усилительный каскад
УЭ
Нагрузка
f
Источник
сигнала
Источник
питания
Рис. 1.4
На практике требуемое усиление обычно не удается обеспечить
с помощью одного усилительного каскада. Реальный усилитель сос-
тавляют из нескольких последовательно включенных усилительных
каскадов. Структурная схема многокаскадного усилителя показана
на рис. 1.5.
Цепь связи с источником сигнала, или как часто ее называют вход-
ное устройство, служит для передачи энергии от источника сигнала
во входную цепь УЭ первого усилительного каскада. Входное
устройство должно быть выполнено так, чтобы сигнал передавался
с наименьшими потерями. К нему предъявляют и ряд других требова-
ний. Например, если на выходе источника сигнала помимо сигнала,
6
который необходимо усилить, имеется и другой сигнал ^на рилк-,,,
постоянное напряжение), входное устройство должно проектироваться
таким образом, чтобы отфильтровывался мешающий сигнал. Входное
устройство может и отсутствовать, если можно непосредственно под-
ключать источник сигнала к УЭ первого каскада.
Первые каскады усилителя работают при относительно малом
уровне сигнала. Слабый входной сигнал усиливается с помощью
каскадов предварительного усиления (КПУ). Первый КПУ образуется
из цепи связи с источником сигнала первого УЭ и цепи межкаскадной
связи с вторым каскадом КПУ. Число КПУ зависит как от уровня
входного сигнала, так и от уровня сигнала, необходимого для подачи
на вход предоконечного каскада усиления (ПОКУ). Поскольку при
Рис. 1.5
проектировании усилителя всегда стремятся уменьшить число каска-
дов, в каждом из них реализуют по возможности большее усиление.
Уровень сигнала после КПУ обычно настолько возрастает, что по-
следующие каскады начинают работать в таких условиях, при которых
требуется использовать специальную методику теоретического анализа
и построения. При самом высоком уровне сигнала в. усилителе обычно
работают оконечный каскад усиления (ОКУ), а иногда и предоконечный
каскад усиления (ПОКУ), которые должны обеспечить этот высокий
уровень. Если на активной нагрузке должен быть получен требуемый
уровень выходной мощности, ОКУ называют усилителем мощности.
Если для обеспечения заданной выходной мощности ОКУ уровень
мощности на его входе высок, то ПОКУ также является усилителем
мощности. При работе на реактивную нагрузку (например, емкость}
ОКУ должен обеспечить высокий уровень выходного напряжения.
Оконечные каскады усиления часто выполняются по двухтактной
схеме, тогда ПОКУ помимо обеспечения требуемого усиления выпол-
няет роль согласующего звена между выходом КПУ и входом ОКУ-
Для передачи сигнала от одного каскада усиления к другому в мно-
гокаскадном усилителе используют цепи межкаскадной связи, которые
обычно реализуются на пассивных элементах. С их помощью осущест-
вляется питание УЭ и обеспечиваются основные свойства усилитель-
ного каскада.
Цепь связи УЭ ОКУ с нагрузкой — выходное устройство — служит
ДЛЯ передачи усиленного сигнала из выходной цепи УЭ ОКУ в нагруз-
7
ку. Требования, предъявляемые к выходному устройству, во многом
схожи с требованиями к входному устройству.
В усилителе обычно предусматривается устройство регулировку
с помощью которого выполняется ручное или автоматическое измене-
ние ряда показателей усилителя: усиления, частотной характеристики
и т. д.
Структурная схема усилителя (рис. 1.5) достаточно универсальна,
но реальный усилитель может содержать не все устройства, показан-
ные на ней. Особенно это касается усилителей, выполненных на основе
интегральной технологии. В настоящее время большинство усилите-
лей выполняются на основе нескольких или даже на одной интеграль-
ной микросхеме. Такие усилители обладают высокой надежностью,
малыми габаритами и энергопотреблением, сравнительно невысокой
стоимостью. При создании усилителей на микросхемах необходимо
учитывать особенности, связанные с реализованными в них решениями,
с их номенклатурой, параметрами, с конструктивно-технологическим
уровнем их производства. А это находит отражение в окончательном
варианте структурной схемы усилителя.
1.2. КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усилители, используемые в современных устройствах электро-
связи, отличаются параметрами, назначением, характером усиливае-
мых сигналов и т. д. Для создания методики проектирования усилите-
лей необходимо разнообразные виды усилителей объединить в отдель-
ные самостоятельные группы, используя для каждой из них свой клас-
сификационный признак: характер усиливаемого сигнала; ширину
полосы и значение усиливаемых частот; тип усилительных элементов;
назначение усилителя; конструктивное и технологическое выполне-
ние и т. д.
По характеру усиливаемого сигнала усили-
тели можно разделить на две группы: усилители гармонических сигна-
лов и усилители импульсных сигналов. Усилители гармонических
сигналов (гармонические усилители) предназначены для усиления не-
прерывных во времени сигналов, которые можно представить суммой
гармонических колебаний. ЭДС на выходе источника сигнала в реаль-
ных условиях изменяется во времени по сложному закону. Эту ЭДС
можно разложить на гармонические составляющие, т. е. представить
в виде суммы гармонических сигналов. Если ЭДС—периодическая
функция, то число ее гармонических составляющих конечно, или, как
говорят, ЭДС имеет дискретный спектр. При непериодическом измене-
нии ЭДС ее спектр сплошной. При изменении любого параметра сиг-
нала в усилителе возникает переходный процесс: колебание на выходе
усилителя достигает установившегося значения через определенное
время. Параметры усиливаемого сигнала в гармонических усилителях
изменяются значительно медленнее переходных процессов. Свойства
таких усилителей определяют при подаче на вход одного или несколь-
ких гармонических колебаний и при регулировании их амплитуды,
частоты и фазы. К рассмотренной группе усилителей можно отнести
8
телефонные, микрофонные, радиовещательные, аппаратуры записи и
воспроизведения звука, некоторые виды телеметрических и т. д.
Усилители импульсных сигналов {импульсные усилители) пред-
назначены для сигналов, уровень которых меняется настолько быстро,
что переходный процесс является определяющим для усиленного сиг-
нала. Свойства импульсных усилителей оценивают по переходному
процессу, при подаче на вход ступенчатого (скачкообразного) напря-
жения. К импульсным (дискретным) сигналам можно отнести телеграф-
ные, радиолокационные, телевизионные и т. д.
По ширине полосы и абсолютным значени-
ям усиливаемых частот можно выделить следующие груп-
пы усилителей:
усилители постоянного тока, усиливающие как переменную, так
и постоянную составляющие сигнала; другими словами, в усилителях
постоянного тока низшая пропускаемая частота /нч равна нулю;
усилители переменного тока, усиливающие только переменную
составляющую сигнала, т. е. пропускающие некоторую полосу частот
от /нч до /вч при /нч > 0. В свою очередь усилители переменно-
го тока в зависимости от абсолютных значений частот /нч и /вч
делятся на следующие группы:
усилители звуковых частот (УЗЧ), пропускающие полосу частот
от 20—200 Гц до 10—20 кГц; такие усилители широко используются
для усиления звуковых колебаний в радиоприемниках и радиопередат-
чиках, в магнитофонах и проигрывателях, в трансляционной аппара-
туре и т. д.;
усилители высокой частоты (УВЧ) — избирательные усилители,
характерным для них является отношение /вч//нч ~ 1; значения
усиливаемых частот выше диапазона звуковых частот; УВЧ широко
применяются в высокочастотных трактах радиоприемников и передат-
чиков; в курсе «Электронные усилители» усилители высокой частоты
не рассматриваются;
усилители видеочастот, работающие в полосе частот от 50 Гц до
6 МГц; к таким усилителям, например, относятся видеоусилители теле-
визионных сигналов, усилители импульсных сигналов, усилители ра-
диолокационных приемников и т. д.; обычно усилители с /вч >
> 100 кГц называют широкополосными',
усилители инфранизких частот, обеспечивающие усиление коле-
баний с частотами доли герца.
По типу усилительного элемента различают
транзисторные, ламповые, параметрические, квантовые, магнитные
усилители. В данной книге рассматриваются ламповые и транзистор-
ные усилители.
По назначению усилители подразделяются на трансля-
ционные, микрофонные, магнитофонные, телевизионные, измеритель-
ные, проводного вещания, линейные, логарифмические, дифферен-
циальные и т. д.
По конструктивному выполнению усилители
можно подразделить на две большие группы: усилители, выполненные
с помощью дискретной технологии, т. е. способом навесного или пе-
9
чатного монтажа, и усилители, выполненные с помощью интегральной
микросхемотехники. В настоящее время в интегральном исполнении
можно реализовать самые разнообразные виды усилителей.
Приведенные классификационные признаки являются далеко не
единственными. В настоящее время разнообразие видов усилителей
настолько велико, что для объединения их в отдельные самостоятель-
ны группы можно использовать большое число разнообразных приз-
наков. Например, можно подразделять усилители по электрическому
параметру усиливаемого сигнала. Используя этот классификационный
признак, усилители подразделяют на усилители напряжения, тока
или мощности. Если взять за основу число усилительных каскадов,
то усилители можно разделить на однокаскадные и многокаскадные.
Усилители можно подразделять исходя из наиболее характерного его
свойства, например, малошумящий усилитель, высоколинейный, вы-
сокостабильный и т. д.
1.3. КРАТКАЯ ИСТОРИЯ РАЗВИТИЯ ТЕОРИИ
И ТЕХНИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ
Необходимость усиления электрических сигналов возникла практически
одновременно с первыми передачами сообщений на большие расстояния. В 1909 г.
В. И. Коваленков создал один из первых усилителей, используя вакуумный диод.
Усиливаемый сигнал подавался в цепь накала диода, что вызывало изменение
температуры катода диода. При этом менялась эмиссия катода, а следовательно,
анодный ток диода начинал колебаться в соответствии с усиливаемым сигналом.
Однако из-за большой инерционности и малого усиления такой усилитель не на-
шел применения. Лишь создание трехэлектродной лампы обеспечило бурное раз-
витие техники усилительных устройств. Так, в 1910 г. В. И. Коваленков создает
макет усилителя на триоде, а в 1915 г. он демонстрирует на Всероссийском съезде-
инженеров-электриков первые в мире макеты телефонных усилителей для даль-
ней телефонной связи. Схемы В. И. Коваленкова нашли широкое применение в
практике телефонной связи, они были использованы в 1922 г. для установления-
телефонной связи между Москвой и Ленинградом, а в 1931 г. между Москвой и
Кузбассом.
Большую роль в развитии усилительной техники сыграла созданная в 1918 г.
по инициативе В. И. Ленина Нижегородская радиолаборатория, в которой был
начат выпуск маломощных усилительных и генераторных электронных ламп.
Молодой сотрудник радполаборатории О. В. Лосев в 1922 г., открыв свойства
кристаллического детектора усиливать и генерировать колебания, создает пер-
вый полупроводниковый усилитель. Руководитель Нижегородской радиолабо-
раторип М. А. Бонч-Бруевич предлагает эквивалентную схему электронной лам-
пы, положив тем самым начало теории усилителей. В 1925 г. А. И. Берг раз-
рабатывает теорию линеаризации ламповых характеристик, создает основы мето-
дики инженерного расчета простейших усилителей.
Последующие годы характеризуются бурным развитием как техники, так
и теории усилительных устройств. Появляются резисторные, трансформаторные,
избирательные усилители. В начале 20-х годов начинается выпуск мощных уси-
лителей с двухтактными оконечными каскадами, предназначенными для озвучива-
ния больших помещений и площадей. Радиофикация нашей страны и создание
радиотрансляционной сети вызывает необходимость разработки мощных усили-
телен звуковых частот. Так, под руководством А. Л. Минца были созданы для
строящихся радиостанций модуляторные устройства, представляющие, по суще-
ству, мощные высококачественные усилители звуковых частот. Большой вклад к
развитие теории и методики расчета таких усилителей был сделан отечественными
учеными М. Г. Марком, Г. В. Войшвилло, Г. С. Цыкиным, С. И. Кризе и др.
Во второй половине 30-х годов большое внимание начинает уделяться созда-
нию широкополосных усилителей гармонических и импульсных сигналов. Подоб-
ГО
•иыг усилители, предназначенные для телевидения и радиолокации, потребовали
разработки схем коррекции частотных и временных характеристик. Болыпоз'!
вклад в создание теории и практики широкополосных усилителей внесли совет-
.ские ученые Г. В. Брауде, В. Л. Крейцер, О. Б. Лурье.
В конце 30-х годов широкополосные усилители находят широкое применение
в системах многоканальной телефонии. Отличительной особенностью таких уси-
лителей являются малые нелинейные искажения усиливаемых сигналов. Сущест-
венно повысить линейность усилителя позволило применение глубокой отрица-
тельной обратной связи, которая была предложена Г. Влеком. Использование об-
ратной связи дало возможность создать мощные усилители звуковых частот с вы-
сокими качественными показателями и высоким КПД. Вопросам теории и практи-
ки усилителей с обратной связью были посвящены работы советских ученых
Г. С. Цыкина, А. А. Ризкина, 3. И. Моделя, А. М. Писаревского и др.
В 1947 г. был изобретен американскими учеными У. Браттешюм,
Дж. Бардиным и У. Шокли грехэлекгродный полупроводниковый прибор —
транзистор, который практически сразу стал применяться в усилительной тех-
нике. По мере совершенствования транзисторов они все больше стали вытеснять
в усилительной аппаратуре электронные лампы. Бурное развитие полупроводни-
ковой электроники привело к созданию других усилительных элементов, таких
как полевой транзистор, туннельный диод и т. д.
Современный этап развития электронной техники характеризуется высокой
сложностью. Использование дискретных компонентов не позволяет создать сов-
ременную аппаратуру с малыми габаритами, высокими показателями качества
и надежности. Дальнейшее повышение технического уровня радиоэлектронной
аппаратуры достигается в настоящее время путем ее микроминиатюризации на
основе функционально-узлового метода конструирования с использованием ин-
тегральной технологии. Усилители, выполненные по интегральной технологии,
обладают высокой надежностью, малыми габаритами и энергопотреблением, вы-
сокими экономическими и качественными показателями.
Большое значение в развитии теории и практики усилителей имеют учебники,
учебные пособия и монографии Г. С. Цыкина, Г. В, Войшвилло, С. Н. Кризе,
О. Б. Лурье, Н. Л. Безладнова, А. Г. А1урадяна,
ГЛАВА 2
ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
ЭЛЕКТРОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Электронные усилители, применяемые в различных областях тех-
ники при разных условиях эксплуатации, должны удовлетворять опре-
деленным техническим требованиям. Достаточно полные сведения
о технических показателях качества позволяют без электрических ис-
пытаний выяснить степень пригодности к работе конкретного усили-
теля, быстро и правильно выбрать или спроектировать его с учетом
определенных условий эксплуатации, а также оценить предполагаемую
технико-экономическую эффективность аппаратуры.
Технические показатели усилителей, как правило, определяются ГОСТ, ОСТ,
а также специальными руководящими техническими материалами (РТМ). На-
пример, показатели качества усилителей бытовой аппаратуры регламен тируют-
ся ГОСТ 11157—74 «Электрофоны. Общие технические условия», ГОСТ 12392—71
«Магнитофоны бытовые. Классы. Основные параметры. Технические требования»,
ГОСТ 5651—76 «Приемники радиовещательные. Общие технические условия».
•Методы измерения технических показателей усилителей также стандартизиро-
11
ваны и приведены, например, в ГОСТ 9783—71 «Приемники радиовещательные.
Методы электрических и акустических измерений».
К основным техническим показателям электронных усилителей
относятся следующие: входные и выходные показатели, коэффициенты
усиления, потребляемая мощность и КПД, линейные и нелинейные
искажения, собственные помехи, амплитудная характеристика и ди-
намический диапазон, стабильность показателей.
2.2. ВХОДНЫЕ И ВЫХОДНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
Дл-я рассмотрения входных и выходных показателей воспользуем-
ся структурной схемой усилителя рис. 2.1. На этой схеме источник
сигнала представлен в виде активного двухполюсника, усилитель —
в виде активного четырехполюсника, а нагрузка — в виде пассивного
двухполюсника. К входным показателям относят напряжение Uвх,
Источник । ; Усилитель । Нагрузка
Рис. 2.1
ток 7ВХ или мощность Рвх, воздействие которых обеспечивает необхо-
димые выходные параметры усилителя при заданных искажениях
сигнала. Входным показателем является и входное сопротивление
усилителя ZBX, в общем случае комплексное, действующее между
клеммами 1—1. Именно на сопротивлении ZBX образуется напряжение
Uвх и через него протекает ток /вх при подключении к усилителю
источника сигнала. Если входную цепь усилителя (т. е. входное сопро-
тивление) мэжно считать линейной, то
(7ВХ==7ВХ Z,,x. (2.1)
В зависимости от назначения усилителя к входному сопротивлению
предъявляют различные требования. Если усилитель предназначен
для работы от источника сигнала с различными внутренними сопротив-
лениями ZH п нужно почти полностью использовать ЭДС этого источни-
ка, то входное сопротивление усилителя должно быть в несколько раз
больше Z„. Это требование должно выполняться и в различных изме-
рительных усилителях для уменьшения погрешности измерения.
При использовании воздушных линий, кабеля и т. п. входное сопро-
тивлёние усилителя должно быть согласовано с сопротивлением источ-
ника сигнала. Степень рассогласования сопротивлений можно оценить
по коэффициенту отражения на входе усилителя
*вх = (2Bx ^а)/(^вх 2И).
12
Чаще пользуются коэффициентом несогласованности
^вх = I (•
(2.2)
При высоких требованиях к согласованию сопротивлений и, сле-
довательно, малых значениях 6ВХ удобно оценивать в логарифми-
ческих единицах, используя затухание несогласованности, дБ
^бвх 20 1g (1/бвх).
(2.3)
В технике радиосвязи, радиовещания и проводной связи широко
используют представление различных технических показателей в ло-
гарифмических единицах — децибелах, что удобно для оценки очень
малых или очень больших величин, а также величин, изменяющихся
в больших пределах — на несколько порядков. Логарифмическими
единицами удобно пользоваться и при определении результирующего
технического показателя по показателям отдельных блоков или кас-
кадов усилительного устройства, что будет показано ниже, например,
в § 9.2.
Технический показатель, связанный с мощностью усиливаемого
сигнала и выраженный в децибелах, равен десяти десятичным логариф-
мам его численного значения. Например, отношение мощностей
(PJPJw = Ю 1g (Р./Р,). (2.4)
Поскольку мощность пропорциональна квадрату напряжения
или тока, то технический показатель, связанный с этими величинами
и выраженный в децибелах, равен двадцати десятичным логарифмам
его численного значения. Например, отношение напряжений
(^Ж)1дБ] = 20 1g {ифиф. (2.5)
Входную мощность Рвх (см. рис. 2.1) определяют при таких усло-
виях работы усилителя, когда его входное сопротивление становится
чисто активным, т. е. ZBX = /?вх, например в области средних частот.
Тогда Uвх = /вх/?вх и при воздействии гармонического (синусоидаль-
ного) сигнала
Рвх = 0,5£/
т вх
m вх
= (7ВХ
(2.6)
где Uтвх и /твх — амплитуды напряжения и тока на входе усилителя.
К выходным показателям относят напряжение Uвых, ток/н либо
мощность Рп, создаваемые усилителем на заданном сопротивлении
нагрузки Zn при допустимых искажениях сигнала (см. рис. 2.1).
Сопротивление нагрузки ZH в общем случае комплексное. Однако
мощность Рн определяют при таких условиях работы усилителя, когда
сопротивление нагрузки можно считать чисто активным, т. е. ZH = /?н,
например в области средних частот. В этих условиях выходную мощ-
• ность, соответствующую заданным нелинейным искажениям сигнала,
называют номинальной. При гармоническом воздействующем сигнале
на выходе усилителя имеют место следующие соотношения:
т вых
13
где 1тп и итъы^ — амплитуды тока и напряжения на нагрузке'уси-
лителя.
Величины ивъхх и /„, соответствующие номинальной Рп, также
называют номинальными.
К выходным показателям усилителя относят и выходное сопротив-
ление усилителя ZBbIx. Исходя из представления об усилителе как об
активном линейном четырехполюснике, выходную цепь усилителя
между клеммами 2—2 (см. рис. 2.1) можно представить в виде эквива-
лентного генератора с ЭДС Ёвых и вынесенным внутренним сопротив-
лением ZBbJx. Это сопротивление называют выходным сопротивлением
усилителя. Внутреннее сопротивление источника ЭДС можно опреде-
лить с помощью холостого хода и короткого замыкания на выходе уси-
лителя, т. е.
(2.8)
где /Выхкз — ток в выходной цепи усилителя при Zn = 0.
В современных усилителях требования на ZBbIK могут быть различ-
ными, и даже очень жесткими. Так, в линейных усилителях многока-
нальной электросвязи выходное сопротивление должно быть согласо-
вано с сопротивлением нагрузки. Степень несогласованности сопро-
тивлений на выходе, как и на входе, обычно определяют либо по
коэффициенту несогласованности
лиоэ по затуханию несогласованности
^^ВЫХ 20 (1/^BI.Ix)'
(2.9)
При работе усилителя на переменную нагрузку (например, трансляционную
сеть с независимыми абонентами), отключение части потребителей энергии сигна-
ла не должно приводить к заметному изменению напряжения на выходе t/вых,
действующему при нормальной нагрузке. Для этого выходное сопротивление
усилителя ZBbtx должно быть малым. Для количественной оценки способности
усилителя поддерживать постоянство выходного напряжения используют еще
один показатель — коэффициент сброса
I Свых хх/t/BUX | — 11 -[-ZBbIX/ZH |.
Для высокого качества воспроизведения сигнала выходное сопротивление
усилителен звуковых частот должно быть много меньше сопротивления нагрузки,
чтобы эффективно подавлять (демпфировать) собственные механические резонан-
сы подвижной системы громкоговорителей. Поэтому стали использовать дополни-
тельный выходной показатель усилителя — коэффициент демпфирования
kix — Дн^ВЫХ’
Для высококачественных усилителей /гд — 100 4- 1000.
14
2.3. КОЭФФИЦИЕНТЫ УСИЛЕНИЯ
Коэффициент усиления относится к важнейшим техническим пока-
зателям усилителей. Как правило, коэффициент усиления определяют
в установившемся режиме при гармоническом (т. е. синусоидальном)
входном сигнале. Для пояснения коэффициентов усиления восполь-
зуемся структурной схемой рис. 2.1, на которой в усилитель введена
дополнительная внешняя цепь из сопротивления Z. В усилительной
технике используют различные коэффициенты усиления. Их различие
определяется тем, относительно какого входного показателя (Еп, /ц,
[7ВХ и др.) оценивается выходной показатель усилителя ((7ВЫХ,
или Ра и др.) Наиболее широко используют коэффициенты усиления
по напряжению, току и мощности.
Коэффициент усиления, по напряжению Ки представляет собой от-
ношение установившегося значения комплексной амплитуды напряже-
ния сигнала на выходе усилителя (клеммы 2—2 на рис. 2.1) к комплек-
сной амплитуде напряжения сигнала на входе усилителя (клеммы 1—/)
вых
/£7ВХ.
(2.1 О
Коэффициент усиления по току — отношение установившегося
значения комплексной амплитуды тока сигнала в полезной нагрузке
усилителя к комплексной амплитуде тока сигнала на входе усилителя:
(2.11)
В общем случае Ки и Ki — комплексные величины, зависящие от час-
тоты сигнала, что обусловлено наличием в цепях усилителя реактив-
ных элементов, а иногда и инерционностью усилительных элементов.
В области средних частот входные и выходные напряжения и токи
не приобретают дополнительных фазовых сдвигов и не зависят от час-
тоты. Коэффициенты усиления на этих частотах являются действитель-
ными величинами, удобными для использования в практических
целях:
(2.12)
Коэффициент усиления по мощности Кр
раз мощность Рн, отдаваемая усилителем в
больше мощности Рвх, подводимой ко входу
на рис. 2.1):
КР = Ра/Р^
показывает, во сколько
заданную нагрузку RH,
усилителя (клеммы 1—1
(2.13)
Очень большое входное сопротивление ламп и полевых транзисто-
ра® (Квг-> оо ) приводит к тому, что усилители на этих элементах
практически не потребляют тока от источника сигнала, так как
/Вх = ^Вх/Квх->0. В этом случае коэффициенты усиления Ki и
Кр малопоказательны, так как при любых /н значения Ki -*• °о и
Кр -> оо . Поэтому усилительные свойства усилителей с очень боль-
шим входным сопротивлением характеризуют лишь коэффициенты
усиления по напряжению Ки.
Усилители на биполярных транзисторах обладают сравнительно
малым входным сопротивлением, а следовательно, потребляют от ис-
точника сигнала заметные ток и мощность. Усилительные свойства
таких усилителей можно характеризовать всеми тремя коэффициента-
ми усиления Ки, Ki и Кр. Однако и в этом случае для удобства сравне-
ния усилителей и единообразия расчетов часто пользуются лишь коэф-
фициентом усиления по напряжению Ки- Коэффициенты усиления
КР и Kt при необходимости могут быть найдены по Ки. Покажем это.
Согласно (2.6), (2.7), (2.12) и (2.13)
Подставляя в первое выражение значения КМСр или Kicp, находим:
Кр-К/ср RJR^ = KhCp RBJRn. (2.14)
Следовательно, при известном Кмср для определения /</ср или
Кр достаточно знать отношение входного сопротивления усилителя
к сопротивлению его нагрузки. Использование КиСр для оценки уси-
лительных свойств оказывается более удобным, так как его проще из-
мерить и по нему с большим единообразием можно оценить свойства
усилителей на различных УЭ, а также при введении любого вида об-
ратной связи.
Коэффициенты усиления Kwcp, Кг-Ср и Кр в (2.12) и (2.13) выража-
ются в относительных единицах. Часто эти коэффициенты удобно
выражать в децибелах (см. § 2.2):
Ки [дБ] = 201g Ки', Kt [дБ] = 20 1g Kt',
КР [дБ] = Ю 1g Кр, КР [дБ] = 20 1g Ки ср -0 101g (/?1!Х//?Н) =
= 20 lg Kt ср+ Ю lg (RJR^).
Последнее выражение получено с учетом (2.14).
Сквозной коэффициент усиления. При малых входных сопротивле-
ниях усилителей (например, выполненных на биполярных транзисто-
рах) введенных выше коэффициентов усиления оказывается недоста-
точно для оценки свойств всего усилителя в целом. Эти коэффициенты
не отображают степени использования ЭДС, тока или мощности источ-
ника сигнала. Для оценки использования последних применяют сквоз-
ные коэффициенты усиления.
Сквозной коэффициент усиления по напряжению Ки (иногда назы-
ваемый коэффициентом усиления по ЭДС) представляет собой отноше-
ние установившегося значения комплексной амплитуды напряжения
сигнала на выходе усилителя (клеммы 2—2 на рис. 2.1) к амплитуде
ЭДС источника сигнала: Ки = 0ВЪ1х/Еп. Преобразуем это выражение:
где а — коэффициент передачи входной цепи по напряжению.
1G
Выразим а через сопротивления входной цепи усилителя. Для
этого обратимся к схеме рис. 2.1. Для входной цепи усилителя справед-
ливы следующие соотношения:
^вх 4х, /вх := ^и/(^и4"_^вх)- Отсюда
б^ВХ ^ВХ ZBX
а = ; = —;----------=-----—. -
(£и"Ь^вх) £п+^вх
(2.16)
Из (2.16) следует, что чем больше ZBX по отношению к 2и,тем ближе
а к единице и коэффициент усиления по ЭДС ближе к коэффициенту
усиления по напряжению.
Сквозной коэффициент усиления по току Ki — отношение установившегося
значения комплексной амплитуды тока в полезной нагрузке усилителя к ампли-
туде тока источника сигнала (см. рис. 2.1), т. е. К1 =
В ряде случаев используют и коэффициент усиления номинальной мощности
источника сигнала
^pilOM—Рп'Р вх.ном»
где Рвх ном — мощность, отдаваемая источником сигнала на вход усилителя
при согласовании на входе, т. е. при /?и = /?вх. В этом случае а = 0,5, Ен =
= 2t/BX и на входе усилителя действует максимальная входная мощность, кото-
рую может обеспечить источник сигнала,
^ВХ-НОМ — ^иД/?Вх.
(2.17)
Иногда для оценки усилительных свойств используется крутизна усилителя
при малом сигнале равная
D “^/вых/^^вх ~ hn вых/вх — /вых///вх«
2.4. КОЭФФИЦИЕНТЫ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ
Усилитель потребляет от источника питания некоторую мощность
Ро (см. рис. 1.1). Для оценки степени полезного использования в уси-
лителе этой мощности вводят коэффициент полезного действия (КПД).
Различают КПД выходной цепи УЭ, выходной цепи усилителя и пол-
ный пли промышленный КПД всего усилителя.
Коэффициент полезного действия выходной цепи УЭ — отношение
мощности сигнала, создаваемой в выходной цепи УЭ, Р~, к мощности,
потребляемой выходной цепью от источника питания, PQ: ц = Р~/Ро.
Этот КПД обычно используют для оценки и сравнения экономичности
работы различных видов УЭ при различных способах их включения
и различных режимах работы УЭ.
Коэффициент полезного действия выходной цепи усилителя —
отношение мощности сигнала, отдаваемой в нагрузку усилителя,
Рн к мощности, потребляемой выходной цепью от источника питания,
Ро •’ Л вых = PtJPv Этот КПД учитывает потери мощности в выходной
цепи усилителя, например в устройствах защиты усилителя от корот-
кого замыкания.
Под промышленным КПД усилителя понимают отношение мощно-
сти сигнала, отдаваемой в нагрузку, Рн к суммарной мощности, по-
требляемой всеми цепями усилителя от всех источников питания,
,л п л ' . • 17
Ру • ijy0 = РЛР$. Этот КПД используют для оценки экономичности
работы мощных усилителей, а также при питании усилителей ог ба-
тарей или аккумуляторов. Обычно г|ус = 0,24-0,7. Часто КПД вы-
ражают в процентах.
2.5. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Общие сведения. Под искажениями понимают изменение формы
сигнала на выходе усилителя по сравнению с формой ЭДС источника
сигнала или формой сигнала на входе усилителя. Любой усилитель
в той или иной степени вносит искажения в усиливаемый сигнал.
В зависимости от причин, вызывающих изменение фоомы сигнала на
выходе усилителя, различают линейные и нелинейные искажения.
Линейные искажения обусловлены влиянием реактивных элементов
усилителя — емкостей и индуктивностей, сопротивления которых за-
висят от частоты. Эти искажения имеют место именно в линейном уси-
лителе, например, при усилении очень слабых сигналов, т. е. их появ-
ление не связано с нелинейностью элементов усилителя. Линейные
искажения в усилителях гармонических и импульсных сигналов оце-
нивают по-разному. Форма сшнала на выходе линейного усилителя
гармонических сигналов может отличаться от формы сигнала на его
входе в двух случаях.
1. Гармонические составляющие входного сигнала усиливаются
в усилителе неодинаково, так как зависит от частоты. Изменения
формы выходного сигнала, обусловленные зависимостью от частоты
только модуля комплексного коэффициента усиления, называют
амплитудно-частотными искажениями.
2. Вносимые усилителем фазовые сдвиги изменяют взаимный сдвиг
во времени гармонических составляющих входного сигнала, т. е. фа-
зовые сдвиги в усилителе зависят от частоты. Изменения формы выход-
ного сигнала, обусловленные зависимостью от частоты лишь аргумента
комплексного коэффициента усиления, называют фазочастотными
искажениями.
Амплитудно-частотные искажения можно оценивать по амплитуд-
но-частотной характеристике (АЧХ). Она представляет собой зави-
симость от частоты модуля комплексного коэффициента усиления при
действии на входе усилителя гармонического сигнала. При построе-
нии АЧХ по вертикальной оси откладывают значение в линейном
или логарифмическом масштабе, а по горизонтальной оси — частоту
f (или круговую частоту со — 2nf), как правило, в логарифмическом
масштабе. Использование логарифмического масштаба вызвано тем,
что современные усилители усиливают сигналы в очень большом
диапазоне частот. При экспериментальном снятии АЧХ по вертикаль-
ной оси откладывают значения выходного напряжения на заданной
частоте (7ВЫХ (Л ПРИ неизменном входном напряжении на всех часто-
тах, Uвх (/) == const. Если же Uвх (/) меняется, то обязательно следует
определять Ки (/) = 1^вых (/)WBX (/).
Идеальная АЧХ, при которой не возникают амплитудно-частотные
искажения, изображена на рис. 2.2 штриховой линией, параллельной
18
горизонтальней осп. Реальная АЧХ усилителя звуковых частот по-
казана на том же рисунке кривой /, из которой видно, что в реальном
усилителе на очень малых и очень больших частотах коэффициент
усиления уменьшается. Следовательно, амплитудно-частотные иска-
жения обусловлены неравномерностью АЧХ в диапазоне рабочих
частот усилителя. Область АЧХ, в которой практически не зави-
сит от частоты, называют областью средних частот. Нижней /нч
или верхней /вч граничной частотой называют частоту, на которой
Ки уменьшается до заданного (допустимого) значения относительно
коэффициента усиления на средних частотах Ацср. Область частот
от /нч до /вч называют рабочим диапазоном частот (иногда диа-
пазоном усиливаемых частот или полосой пропускания усилителя).
За среднюю частоту обычно принимают /ср « И/нч/вч- Для уси-
лителей звуковой частоты обычно /ср = 400 Гц или 1 кГц. Область
АЧХ, где расположена частота /нч или /вч, называют соответст-
венно областью нижних или верхних частот.
Для сравнения АЧХ усилителей с различными значениями Амср
(кривые 1 и 2 на рис. 2.2) или для опенки изменений АЧХ усилителя
пр и изменениях /<и удобно пользоваться нормированной АЧХ. Нор-
мированная АЧХ представляет собой зависимость от частоты отноше-
ния модуля коэффициента усиления на некоторой частоте Ам (/) к коэф-
фициенту усиления на средних частотах:
у = 1Аи(/)]/Аиср. (2.18)
Нормированная АЧХ усилителя (кривая 2 на рис. 2.3) обеспечивает
меньшие частотные искажения (по сравнению с кривой /). На практике
для количественной оценки АЧХ часто используют коэффициент час-
тотных искажений
М = Aucp/Au (/) = 1/Г. (2.19)
На частотах, где М = Y — 1, амплитудно-частотные искажения
отсутствуют. Чем больше М или Y отличается от единицы, тем больше
искажения. В технике радио- и проводной связи принято амплитудно-
частотные искажения выражать в логарифмических единицах:
^[дБ] = 20 1g 714; Г[дБ] = 20 1g Y — — 20 1g М = — A4Lasj-
19
Построенная с использованием логарифмического масштаба по вер*
тикальной оси АЧХ усилителя приведена на рис. 2.4. Для характери-
стики усилителя указывают /нч и /вч при определенном Л1. Чаще
всего выбирают М = |/2 = 1,41. При этом Л11дБ1 = 3 дБ, Y =
= 1/]/2 = 0,707 и Г[дБ] = — 3 дБ.
Допустимое значение коэффициента частотных искажений на краях полосы
пропускания зависит от назначения усилителя. Так, усилители, входящие в ра-
диовещательный тракт высшего класса, согласно ГОСТ 11515—75, должны иметь
Рис. 2.4
Рис. 2.3
на весь усилитель М не более 2 дБ в диапазоне частот от 30 до 15 000 Гц. Усили.
тели, используемые в телефони.' , где важна лишь разборчивость речи, имеют Л1
» 3 дБ в диапазоне 300—3400 I ц. Телевизионные усилители имеют рабочий диа-
пазон частот от 50 Гц до 6 МГц.
Фазочастотные искажения оценивают по фазочастотной характе-
ристике (ФЧХ). Эта характеристика представляет собой зависимость
от частоты фазового сдвига ф выходного напряжения (тока) относитель-
но входного напряжения (тока)
при действии на входе усилите-
ля гармонического (синусои-
дального) сигнала,
строении ФЧХ по
ной оси откладывают значение
фазового сдвига <р (в градусах
или радианах) в линейном мас-
штабе, а по горизонтальной
оси — значения частоты в лога-
при по-
всртпкаль-
рифмическом масштабе. Типичная ФЧХ показана на рис. 2.5 непре-
рывной линией. При <р > 0 выходное напряжение опережает вход-
ное, при (р< 0 выходное напряжение отстает от входного.
Не создающая искажений формы сигнала ФЧХ представляет собой
линейную зависимость фазового сдвига от частоты:
Ф (о) =
/3 (0 =
— 2 л^з/.
(2.20)
Такая идеальная ФЧ*Х приведена на рис. 2.5 штриховой линией.
Углом наклона этой линии, проходящей через начало координат,
определяется групповое время запаздывания ta сигнала на выходе уси-
лителя. При этом все спектральные составляющие входного сигнала
запаздывают на одинаковое время t3. Если прямая пропорциональ-
20
ность нарушается, т. е. ФЧХ становится нелинейной, то различные
спектральные составляющие входного сигнала будут запаздывать на
различное время и форма выходного сигнала будет искажаться.
Следовательно, фазовые искажения Дер обусловливаются в усили-
теле нелинейностью ФЧХ, а определяются отличием реальной ФЧХ
от идеальной прямолинейной. Таким образом, для оценки фазочастот-
ных искажений нужно к реальной ФЧХ подстраивать каким-либо спо-
собом идеальную ФЧХ. Сделать это для реальной ФЧХ, приведенной
на рис. 2.6, бывает затруднительно из-за неопределенности выбора
t3. Поэтому для оценки не абсолютного сдвига фаз ср (<о), а фазочастот-
ных искажений Дер (<в) и их обеспечения в допустимых пределах ис-
пользуют либо ФЧХ, построенную отдельно для НЧ и ВЧ, либо
характеристику неравномерности группового времени запаздывания.
Рис. 2.6
Типичная ФЧХ усилителя для НЧ приведена на рис. 2.6 а непрерыв-
ной линией. Идеальную ФЧХ можно построить на рис. 2.6а как каса-
тельную к реальной ФЧХ, но обязательно проходящую через начало
координат, в соответствии с (2.20). Такая идеальная ФЧХ будет одно-
значной. Очевидно, что в данном случае для НЧ идеальная ФЧХ сов-
падает с горизонтальной осью координат, а значит, в области НЧ фа-
зовые искажения совпадают с абсолютным значением вносимого фазо-
вого сдвига, т. е. Дсрнч = <Рнч (па рис. 2.6 а для частоты /нч).
Типичная ФЧХ усилителя для ВЧ показана непрерывной линией
на рис. 2.66. Штриховой прямой на этом рисунке приведена идеальная
ФЧХ, построенная как касательная к реальной ФЧХ, проходящая
через начало координат. Из рис. 2.66 видно, что в области ВЧ фазовые
искажения Дфвч оказываются меньше абсолютного значения вноси-
мого фазового сдвига <рвч-
Групповое время запаздывания (ГВЗ) представляет собой производную по
частоте от ФЧХ, т. е.
t3 = dty/^idf. (2.21)
Типичная характеристика ГВЗ приведена на рис. 2.7а. На рисунке показано вре-
мя запаздывания для области средних частот t3 ср. Идеальная характеристика
ГВЗ показана линией, параллельной горизонтальной оси координат и проходя-
щей через значение/3.Ср. Из рисунка видно, что фазочастотные искажения обус-
ловлены неравномерностью характеристики. Для оценки искажений поль-
21
зуются неравномерностью ГВЗ Д/3, которое равно модулю разности между вре-
менами задержки на некоторой частоте и на средней частоте, т. е.
(2.22)
Типичная характеристика неравномерности ГВЗ приведена на рис. 2.76
В широком диапазоне интенсивностей звуков человеческое ухо не реагиру-
ет на изменение фазовых соотношении между отдельными гармоническими состав-
ляющими спектра сигнала при монофоническом воспроизведении. Поэтому в
монофонических усилителях фазочастотные искажения не нормируются и не ог-
раничиваются. В стереофонических усилителях они уже играют некоторую роль,
однако требование к ФЧХ может быть ограничено лишь идентичностью ФЧХ
усилителей каналов. В активных
системах псевдоквадрафонии эффект
«объемности» звукового образа до-
стигается формированием определен-
ного вида характеристик ГВЗ уси-
лителей тыловых каналов. В теле-
визионных, осциллографических и
других усилителях фазочастотные
искажения оценивают по характери-
Рис. 2.8
' стикам рис. 2.6а, б. По ФЧХ рис. 2.5 оценивают в основном искажения в усилителе
фазометрической аппаратуры, а также устойчивость усилителей с глубокой об-
ратной связью. Допустимое значение фазовых искажений зависит от назначения
усилителя. Например, для осциллографических усилителей обычно А<рнч =
= 4 5°, а Дфвч - 20 4- 30°.
Переходные искажения. В усилителях, воспроизводящих форму
сигнала (например, в импульсных усилителях), изменение формы сиг-
нала на выходе очень сложно зависит как от амплитудно-частотных,
так и фазочастотных искажений. Форма сигнала на выходе импуль-
сных усилителей определяется переходными процессами в цепях уси-
лителя, обусловленными наличием реактивных элементов. Поэтому
для количественной оценки изменений формы выходного сигнала в им-
пульсных усилителях удобно анализировать переходный процесс.
Линейные искажения в усилителях импульсных сигналов называют
переходными искажениями. Оцениваются они по переходной характе-
ристике усилителя. Переходная характеристика (ПХ) есть реакция
h (f) усилителя на воздействие единичной функции 1 (0 (рис. 2.8) и
представляет собой зависимость от времени мгновенного значения
выходного напряжения усилителя ивых (/) при мгновенном скачко-
образном изменении напряжения на входе усилителя в виде i (t).
22
Реальная ПХ изображена на рис. 2.8. Штриховой прямой показана
идеальная ПХ усилителя, не содержащего реактивных элементов.
Как видно из рисунка, идеальная ПХ отличается от единичной функ-
ции лишь постоянным множителем, равным коэффициенту усиления
«идеального» усилителя. Для оценки переходных искажений сравни-
вают реальную ПХ с идеальной.
Переходные искажения разделяют на два вида: искажения начала
или фронта импульса и искажения плоской вершины импульса. У боль-
шинства импульсных усилителей фронт импульса устанавливается за
время /у, много меньшее длительности усиливаемых сигналов. Поэтому
для оценки искажений фронта импульса используют ПХ в области
малых времен, т. е. рассматривают малый отрезок времени от воздей-
ствия входного сигнала при растянутом масштабе по оси времени.
Реальная ПХ усилителя для области малых времен приведена на
рис. 2.9 а. Искажения фронта импульса оценивают по времени установ-
ления фронта ty и выбросу бф.
Время установления определяется отрезком времени, в течение
которого выходное напряжение нарастает от 0,1 до 0,9 от установив-
шегося значения,
ty = /2 — tv (2.23)
Допустимое значение ty определяется назначением усилителя. Напри-
мер, при передаче телевизионного сигнала ty должно быть примерно
равно длительности передачи наименьшего элемента изображения
/аз ~ 0,1 мкс. Обычно же ty не превышает 0,1—0,2 от длительности
усиливаемого импульса.
Выброс фронта 6Ф, %, есть относительная разность между макси-
мальным значением выходного напряжения имакс (рис. 2.9 а) и его уста-,
иовившимся значением t/y:
~ Омаке — U v _
бф = -^------1 100 = (утт-1) 100, (2.24)
С/ v
где у = u(t)/Uy — нормированная ПХ.
23
В телевизионном тракте бф 5%. В импульсных усилителях
стараются обеспечить критический выброс 6ф.1(р, при котором общий
выброс в усилителе не увеличивается с увеличением числа каскадов.
ОбыЧНО бф.кр ~ 14-4%.
Для оценки искажений плоской вершины импульсов используют
ПХ в области больших, времен, т. е. на большом отрезке времени при
сильно сжатом масштабе по оси времени. Типичные ПХ для области
больших времен приведены на рис. 2.9 б. Искажения вершины импульса
характеризуют спадом вершины Д.
Спад (подъем) вершины Д есть относительное изменение выходного
напряжения за длительность импульса ТИ. Спад (см. рис. 2.96), %
A-=£l_^-100 = (1— ут) 100. (2.25а)
бу
Подъем вершины импульса, %
Л: - ''"а'ДС'у 100=(^ма„с—J) 100. (2.256)
Обычно допустимое значение Д = 5-у10%.
Кроме указанных выше основных показателей переходных искаже-
ний иногда используют время установления и выброс среза импульса,
а также время запаздывания импульса t3. Однако при малых сигналах
в линейном усилителе показатели искажений фронта и среза можно
считать одинаковыми. Под временем запаздывания t3 понимают отрезок
времени от момента появления импульса до момента достижения поло-
вины от установившегося значения выходного напряжения (см.
рис. 2.9 а).
Между АЧХ, ФЧХ и ПХ усилителя существует сложная зависимость, свя-
занная с тем, что все три характеристики обусловлены наличием в усилителе од-
них и тех же реактивных элементов. Используя интеграл Дюамеля, можно пока-
зать, что ПХ в области больших времен (/ ->• оо) определяется коэффициентом
усиления усилителя Ки в области нижних частот (со -> 0), а ПХ в области малых
времен -> 0) определяется коэффициентом усиления /<м в области верхних час-
тот (<о -*• оо). Разработаны и графические методы, которые позволяют по извест-
ной ПХ определить АЧХ и ФЧХ усилителя либо определить ПХ по известным
АЧХ и ФЧХ.
2.6. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Общие сведения. Параметры ряда элементов усилителя зависят
от воздействующего на них напряжения или тока. Такие элементы
являются нелинейными и обладают нелинейными характеристиками.
Воздействие сигнала на нелинейные элементы сопровождается измене-
нием формы сигнала на выходе. Изменения формы сигнала, обуслов-
ленные нелинейностью характеристик элементов усилителя, называют
нелинейными искажениями. Нелинейные искажения в усилителях
в первую очередь связаны с нелинейностью вольт-амперных характе-
ристик УЭ и диодов, особенно в оконечных (выходных) каскадах.
В меньшей мере сказывается нелинейность характеристик намагничи-
24
вания сердечников трансформаторов и дросселей. Может быть заметной
нелинейность индуктивностей в катушках с ферромагнитными сердеч-
никами и полупроводниковых конденсаторов интегральных микросхем.
Важно отметить, что влияние нелинейности характеристик по-разно-
му сказывается при разных видах воздействующего сигнала. Поэтому
и нелинейные искажения по-разному оценивают в усилителях гармони-
ческих и импульсных сигналов.
Искажения гармонических сигналов. Рассмотрим механизм появ-
ления нелинейных искажений при воздействии одного и нескольких
гармонических сигналов.
Рис. 2.10
Пусть на нелинейную вольт-амперную характеристику УЭ
(рис. 2.10) действует одно синусоидальное напряжение ивк с частотой
/. Форма выходного тока i УЭ из-за нелинейности характеристики ста-
новится несинусоидальной (нижний полу пер иод тока заметно изме-
няется). Поскольку ток УЭ является периодической функцией времени
и отличается от синусоидального, то в нем будут содержаться гармони-
ки основной частоты сигнала. Эти гармоники 2/, 3/, 4/ являются новы-
ми частотами в спектре выходного сигнала. Их не было в спектре
входного сигнала. В этом принципиальное отличие нелинейных иска-
жений от линейных. При линейных искажениях в выходном сигнале
не появляются новые спектральные составляющие.
Чем более нелинейна характеристика, тем сильнее искажается фор-
ма выходного сигнала и тем больше в выходном сигнале амплитуды
высших гармоник относительно амплитуды основной (первой) гармо-
ники. Измеряя или рассчитывая амплитуды гармонических состав-
ляющих выходного тока или выходного напряжения, можно опреде-
лять степень нелинейности усилителя. Нелинейность усилителя гар-
монических сигналов с активным сопротивлением в нагрузке оцени-
вается в основном по коэффициенту гармоник при подаче на вход одно-
го гармонического колебания. Под коэффициентом гармоник kv по-
25
нимают отношение усредненной квадратичной суммы высших гармоник
к первой гармонике, т. е. отношение действующего значения всех
высших гармоник к действующему значению первой гармоники тока* %
100, (2.26-)
где 1п — действующие значения соответствующих гармоник тока;
— амплитудные значения соответствующих гармоник напря-
жения; как правило, гармоники выше четвертой не учитываются из-за
малости их амплитуды.
В ряде'случаев возникает необходимость в оценке степени нелиней-
ности по отдельным гармоникам. Для этого используют коэффициенты
отдельных гармоник /гг2 = = UndUml' &гз — ^3^1 =
и т. д. Очевидно, что полный коэффициент гармоник
kc = Vkh
(2.27)
Если коэффициент гармоник очень мал, то его удобно выражать в ло-
гарифмических единицах. Для этого вводят понятие затухания не-
линейности по соответствующим гармоникам. Например, затухание
нелинейности по второй гармонике
аг2 = 20 1g (UyU2) = 20 1g (l/fcr2), (2.28a)
a no ей гармонике
Требования к /ег зависят от назначения усилителя. Минимальным коэффи-
циент гармоник должен быть в групповых усилителях многоканальной связи,
так как в этом случае из-за нелинейности не только искажается информация в от-
дельных каналах, но и создаются дополнительные помехи в других каналах (из-
за наличия высших гармоник, число которых может составлять сотни и тысячи).
Затухание нелинейности в таких усилителях по второй гармонике может быть
нримерно 80 дБ (kr9 « 0,0001), а по третьей гармонике — примерно 100 дБ
(Art ~ 0,00001 = 0,001%).
В усилителях звуковых частот нелинейные искажения на слух незаметны,
если kr < 0,2-i- 0,5%. Для усилителей среднего качества в бытовой аппаратуре,
согласно ГОСТ 11157—74, Аг — 3—4%, а для усилителей высшего класса Аг <
< 0,5%.
Следует обратить внимание на то, что появление высших гармоник 2/, 3/ и
т. д. несильно меняет характер звучания, особенно при сложном сигнале. Это
связано с тем, что гармоники являются составной частью звуковых сигналов
(речи, музыки и т. д.). Высшие гармоники лишь характеризуют степень нелиней-
ности. Наиболее заметны нелинейные искажения из-за образования колебаний
комбинационных частот при подаче на усилитель двух и большего числа синусои-
дальных сигналов. Особенно заметны гармоники разностных частот Д — Д, Д—
—2Д, 2Д — Д и т. д., так как эти частоты, как правило, не содержатся в спектре
даже сложного входного сигнала. Очевидно, односигнальный параметр Аг не
может в полной мере характеризовать особенности появления колебаний комби-
национных частот. Поэтому для высококачественных усилителей гармонических
сигналов используют еще один показатель, характеризующий их нелинейность,
— коэффициент. интермодуляционных искажений Аим и.
Для измерения Дм.и на вход усилителя подают два гармонических напря-
жения с частотами Д = 50 100 Гц и Д — 5 -J- 10 кГц при отношении их ампли-
туд /7ВХ (Д)//7Вх (/2) = 4/1. Отношение амплитуды выходного напряжения с раз-
26
’костной частотой /2 —/j к амплитуде выходного напряжения с частотой и
.дает
, "вых(/г W inn
Л’йМ.И — . , -lx
^ВЫХ V L'
к
О
Uсм
Рис. 2.11
Допустимое значение #им.и 0,5-? 1 %.
Искажения импульсных сигналов. Оценка нелинейности усилите-
лей импульсных сигналов по kP возможна, но не показательна. Форма
импульсных сигналов очень разнообразна и в спектре каждой импуль-
сной последовательности со-
держатся высшие гармоники,
причем содержание их сильно
зависит от формы сигнала.
К тому же влияние нелиней-
ности очень по-разному ска-
зывается на сигналах различ-
ной формы. Например, пря-
моугольные импульсы прак-
тически не искажаются даже
при сильно нелинейных ха-
рактеристиках. Изменяется
лишь взаимоотношение им-
пульсов по уровню, как это
видно из рис. 2.11. Но и это
изменение может по-разному
проявляться и оцениваться в
телевидении и радиолокации.
Пилообразные же импульсы
(рис. 2.11) заметно искажаются даже при малой нелинейности. По-
этому при усилении импульсных сигналов целесообразно оценивать
непосредственно нелинейность характеристики УЭ. Для этого поль-
зуются коэффициентом нелинейности
&НЕЛ (^макс *$мин) Аймаке»
(2.29)
где S’ = di/du — крутизна соответствующей характеристики; SMai;c —
максимальное значение крутизны для полного размаха импульсов;
5мии — минимальное значение крутизны для полного размаха им-
пульсов. Например, если характеристика линейна, т. е. I = Ait, го
5 А. Тогда 5мако = и === 0.
2.7. СОБСТВЕННЫЕ ПОМЕХИ
При отсутствии сигнала на входе усилителя на его выходе дейст-
вует некоторое (обычно небольшое) напряжение. Это напряжение обус-
ловлено в основном собственными помехами усилителя. Различают
следующие виды собственных помех усилителей: фон, наводки, микро-
фонный эффект, тепловые шумы резисторов и элементов с активными
потерями, шумы УЭ.
Фоном называют напряжение на выходе усилителя, обусловлен-
ное недостаточной фильтрацией пульсирующего напряжения источни-
ку
I
ка питания, работающего от сети переменного тока. Гармонические
составляющие фона кратны частоте питающей сети. Фон можно умень-
шить, если увеличить фильтрацию пульсаций, применить отрицатель-
ную обратную связь, питать первые каскады усилителя от источников
постоянного тока, использовать специальные схемные решения (ба-
лансные схемы и т. п.).
Наводки образуются из-за паразитных электрических, маг-
нитных, гальванических или электромагнитных связей цепей усили-
теля с источниками помех. Источниками помех могут быть, например,
другие мощные усилители (особенно трансформаторные), сеть перемен-
ного тока, двигатели внутреннего сгорания, электросварка и т. д.
Для борьбы с наводками следует применять электрическое и магнит-
ное экранирование, использовать развязывающие фильтры в источ-
никах помех, применять в усилителях отрицательную обратную связь,
петля которой охватывает место проникновения помехи.
Микрофонный эффект представляет собой преобразо-
вание механических колебаний элементов усилителя или УЭ в электри-
ческие колебания, проходящие на выход усилителя. Спектр этих коле-
баний занимает диапазон от 0,1 до 10 000 Гц. Микрофонный эффект
сильно проявляется в ламповых усилителях. У транзисторов он выра-
жен слабо, однако может быть заметен у интегральных усилителей
с большим 7(и, выполненных на одной подложке. Микрофонный эффект
обычно устраняется рациональной конструкцией элементов усилителя,
более надежным их креплением, демпфированием, т. е. увеличением
массы отдельных элементов, и применением амортизирующих уст-
ройств. Фон, наводки п микрофонный эффект в принципе можно умень-
шить до любых заданных значений. Тепловые же шумы и шумы УЭ
принципиально неустранимы. В обычных усилителях удается лишь
минимизировать долю шумов, создаваемых УЭ.
Тепловые шумы обусловлены тепловым беспорядочным
(случайным) движением в объеме проводника (или полупроводника)
свободных носителей зарядов ’(например, электронов). С движением
зарядов связан случайный ток в проводнике. В результате на концах
проводника, обладающего некоторым сопротивлением, действует слу-
чайная флуктуационная ЭДС, называемая ЭДС шума Еш. Поскольку
Еш — непериодическая функция времени, то ее спектр является
сплошным и практически равномерным от нуля до сотен гигагерц.
Шум с подобным равномерным спектром называют белым. На концах
комплексного сопротивления Z = R + iX действует ЭДС шума,
среднеквадратическое значение которой, согласно формуле Найквиста,
EL = 4 kTR (f2 - А) = 4 Ш?Пш, (2.30)
где Т — абсолютная температура проводника; k — 1,37« 10-23 Дж/К —
постоянная Больцмана; Пш = /2 — Д — шумовая полоса частот, в
пределах которой необходимо учитывать спектральные составляющие
шумов.
Шумовую полосу строго определить весьма сложно. Поэтому счи-
тают, что шумовая полоса примерно равна полосе пропускания усили-
теля на уровне 0,707 по напряжению: Пш « П(,(7 « /Вц.
28
Из активных сопротивлений, имеющихся в уситителе, наибольшее
напряжение шумов на выходе создает резистор, подключенный ко
входу, так как шумы его сопротивления усиливаются в наибольшей
мере. Подобным сопротивлением (см. рис. 2.1) обычно является сопро-
тивление источника сигнала Za или ему эквивалентное. «Шумит» при
этом, согласно (2.30), лишь действительная составляющая сопротив-
ления /?„. Поэтому действующая на входе усилителя ЭДС шумов ис-
точника сигнала
Рис. 2.12
= 4 ОТ?ИПШ. (2.31)
Следовательно, ЭДС шу-
мов тем больше, чем боль-
ше Rtt и полоса пропуска-
ния усилителя.
Найдем мощность шу-
мов Рц.ш.вх, создаваемую
сопротивлением источника сигнала на входе усилителя. Для этого
обратимся к структурной схеме усилителя, приведенной на рис. 2.12.
На входе усилителя ЭДС шума (2.31) создает напряжение шумов
Цьш.вх = а£П!щ- ПОСКОЛЬКУ Р„.ш.вх == ^.Ш.вх/Явх, ТО С уЧдТОМ
(2.31) получаем
Рп ш вх = 4/гТПга ..= 4/гТП ее2
(Д<+^вх)2
(2.32)
Наибольшая мощность шумов, создаваемых источником сигнала, будет
на входе и выходе усилителя при согласовании сопротивлений Rn и
/?вх, т. е. при/?и = 7?вх (рис. 2.12). В этом случае (2.32) преобразуется:
и-ш -вх
£ТПШ.
(2.33)
Эта мощность не зависит от сопротивления входной цепи усилителя
и называется номинальной мощностью шумов. К шумам на выходе уси-
лителя, создаваемым сопротивлением источника сигнала, добав-
ляются шумы УЭ, в основном шумы первого УЭ, которые также усили-
ваются в большей мере, чем шумы других УЭ.
Шумы УЭ складываются в основном из следующих составляющих:
дробовых шумов, шумов токораспределения, мерцательных или избы-
точных шумов, тепловых шумов.
Дробовые шумы связаны со случайным потоком дискретных носите-
лей зарядов. Сильнее всего они выражены у ламп, в наименьшей мере —
У полевых транзисторов. С ростом частоты спектральные составляющие
этих шумов возрастают. Шумы токораспределения связаны со случай-
ным перераспределением тока между электродами УЭ. Наиболее силь-
но они выражены у многоэлектродных ламп и почти отсутствуют у по-
левых транзисторов из-за малого тока затвора. Спектр этих шумов рав-
номерен. Мерцательные или избыточные шумы связаны с неравно-
мерным вылетом носителей зарядов с отдельных участков катода и
Деформацией кристаллической решетки в транзисторах. Спектральные
составляющие этих шумов растут при уменьшении частоты примерно
29
по закону 1//. Тепловые шумы у ламп практически отсутствуют, у би-
полярных транзисторов (БТ) связаны с объемным сопротивлением базы
Гб'- У полевых транзисторов (ПТ) являются основными и обусловлены
сопротивлением токопроводящего канала. Спектр этих шумов равно-
мерный.
Таким образом, наибольшими шумами обладают лампы, наимень-
шими— полевые транзисторы. -^Результирующая спектральная плот-
ность шумов Sxm (/) имеет общий вид для всех УЭ и приведена на
рис. 2.13. Для ВТ/Ш1 ~ Ю00 Гц, у специальных БТ /Ш1 « 10 Гц.
Частота /ш2 V h2l3 ж Д21э х
X Кй'гь (см. § 5.2).
Шумы ламп оценивают с по-
мощью эквивалентного генератора
шумов, включенного последова-
тельно в цепь управляющей сетки
и имеющего внутреннее сопротив-
ление, равное пулю. Для этого
генератора ЭДС шумов Ет =
4!tT\\wRm, где /?ш — эквива-
лентное шумовое сопротивление
лампы. Развиваемая /?1Ц ЭДС создает шумы на выходе, равные шумам
реальной лампы. Сопротивление Ria приводится в справочниках.
Шумы транзисторов и отдельных каскадов, и всего усилителя, вы-
полненного на любых УЭ, можно оценивать с помощью коэффициента
шума Кш. Коэффициент шума равен отношению суммарной мощности
шумов на выходе, транзистора Ру1Ц.пы>; к мощности шумов РИ.Ш.11ЫХ,
создаваемой на выходе транзистора только источником сигнала, т. е.
р
_____ 2 Ш. ВЫХ
ш — ~
Г или. вых
тн вых
(2.34)
i п.льны\
ли.вых
где Рг п,тт — мощность шумов, создаваемая на выходе собственно
транзистором.
Коэффициент шума часто выражают в логарифмических единицах
(§ 2.1) Кш1дБ| = 10 1g Кш- Если пересчитать мощности шумов в
(2.34) с выхода на вход (см. рис. 2.12), поделив числитель и знамена-
тель на Кр, то (2.34) с учетом (2.32) преобразуется:
К,„ ных—вх . (2.35)
Дьш.вх 4ZeZ 11щ а- /?и Кр
При согласовании на входе, подставляя (2.33) в (2.35), имеем
*ПТШ Ку
'ели. вых
(2.36)
Иногда удобнее выразить /Сш через суммарное напряжение шумов
на выходе транзистора ^2Ш.ВЫХ (см. рис. 2.12).
Так Как щ. вых = вых I Rn* Ри.ш. вых (/«.ш. вых | Rn> ИЗ
(2.34) получим
А щ = S ш вы х/ Uи. ш. вых*
30
где ?/., гп nnv — напряжение шумов, создаваемое па выходе только
источником сигнала,
Отсюда следует, что суммарное напряжение шумов на выходе тран-
зистора
77 S ш
ВЫХ
г/
и ihin.
вых
(2.37а)
Как видно из схемы рис. 2.12,
И-ИТ. ВЫХ '
илп-вх
/г’
(2.376)
п. ш. вх
С учетом этих соотношений и (2.31) из (2.37я) получим
и^. 0„,х = К’„ VWTR* Н,„ Кш. (2.38)
Согласно (2.38), напряжение шумов на выходе транзистора (и усили-
теля в целом) будет тем меньше, чем меньше Кш. Значения /<ш тран-
зисторов приводятся в справочниках для определенного режима
измерений, в частности при комнатной температуре 293 К, для задан-
ного Ra и тока эмиттера в точке покоя /э0. Для других значений Т,
R„ и /э0 справочным значением Кт пользоваться нельзя.
Коэффициент шума БТ можно рассчитать по следующей приближенной фор-
муле
к,и = |-н//,3,э+—
Э /Z213
(2.39)
где гэ — (рг/!эо — дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода;
(ФГ = kT/e)-, при Т = 293 К фг =* 25 - 10~3 В.
Формула (2.39) получена теоретически в предположении, что шумами об-
ратного тока коллектора можно пренебречь и г*. < гэ (1 4- /г21э)‘ Из (2.39)
следует, что Л’.ц имеет минимальное значение при некоторых оптимальных
и токе /э0. Сопротивление (?я.оцт нетрудно найти из (2.39):
Дт-ОИТ — )/" И- гэ 4~2гэ тс' Л21Э.
При /?и.ОцТ коэффициент шума
____1 । гэ + 2гб' . _1__
Ш.МИН — 1 Д , * П Й п
'MI-ОПТ Г3 Л21Э 'ХИ.ОПТ
(2.40)
(2.41)
Минимум /<1П обусловлен в основном зависимостью Ра га вх от /?и (см. (2.32) я
(2.35)).
Зависимость от /эо теоретически очень сложна, так как с изменением
'эо меняется и /i213. Типовые экспериментально снятые зависимости /<1и = / (/э9)
.для малошумящего транзистора КТ3107 Ж приведены на рис. 2.14. Обычно для
биполярных транзисторов /Сш«1,8—2,4. При /?я.ОпТ минимальный /Сш.мин =
1,14-1,2. Еще меньший коэффициент шума у полевых транзисторов. При выбо-
ре оптимального по шумам /?и.ОиТ ~ "|/2<рт/5/э минимальный коэффициент шу-
ма ПТ
Т'ГП. мин
где S — крутизна транзистора; /?3.и — результирующее сопротивление между
затвором и истоком транзистора; /3 — постоянная составляющая тока затвора.
Обычно Кш.мин «1,015.
31
Для любого /?ц коэффициент шумя ПТ
, (/?и + /?з.ч)а
1 VC.
^3
2(| 7
Таким образом, для получения 1(т.мин нужно выбирать малошумящие трас
зисторы КТ3102, КТ3107, КТ371 и т. п., устанавливать режим при (7к.э0 яв 3 ~-
В, /00 =» 100—300 мкА или применять ПТ. К тому же целесообразно обеспеч:
вать на входе усилителя согласование по шумам, имеющее место при /<и = /?и,Оп1
В правильно спроектированном усилителе основной собственной
помехой являются шумы. Коэффициент шума Кш не определяет одно
Рис. 2.14
значно абсолютный уровень шумов
на выходе (см (2.38)). Поэтому для
оценки высококачественных усилите-
лей используют такой показатель,
как отношение сигнал-шум. Под
отношением сигнал-шум понимают
отношение выходного напряжения
сигнала при номинальной выходной
МОЩНОСТИ усИЛИТеЛЯ Р^ном к Сум-
выходе вых. Принимая
марному напряжению шумов на
го внимание (2.7) и (2.38), находим
С/Ш - |/М„. /СГ4*т/?,пшки.
(2.42*
Иногда бывает удобно для оценки отношения С/Ш пересчитать номи-
нальное выходное напряжение и (7subnbIX к ЭДС источника сигнала
(см. рис. 2.12). Очевидно, (2.42) в этом случае преобразуется:
С/Д/ =
_______£ IT. ном_____
V 4/гТ/?и Пш Кш
с вх. пом
а4kTПщ Кш
бвх. ном
S ш.вх
(2.4лЧ
где /?и.ном и ^вх.ном — номинальные ЭДС источника сигнала и вход-
ное напряжение, при которых на выходе усилителя обеспечивается
Дк.ном', С хш.вх~приведенное ко входу суммарное напряжение шумов
усилителя.
Как видно из (2.42) и (2.43), чем меньше Кга, тем большее отноше-
ние С/Ш можно получить в усилителе. Отношение сигнал-шум обычно
выражают в логарифмических единицах С/Ш[Ящ = 20 1g (С/Ш).
В усилителях высшего класса С/Ш — 60 4- 100 дБ.
Для оценки шумовых свойств усилителей, выполненных на базе
интегральных микросхем ИМС, используют напряжение собственных
шумов, отнесенное ко входу усилителя (7СапВХ, или спектральную
плотность этого напряжения 5С Ш. Найдем связь этого напряжения
с Кш. Так как в соответствии с (2.34) ^1Ш.ВЫХ = ^и.ш.Вых +
+ (/с.ш.иых» то с учетом (2.376) и (2.38) получим
U
2
с.ш. ВЫХ
-/Q wr, пш <кш-и.
32
©твюда находим
с-ш-вх
— Uс.ш.вьгх/и
Птг,11шК«-п:
^с.ш — ^о.ш.вх//Пш лй £7С [Я,[,х/j/"l Io.? я К4&7 (K]:l 1)
Так для ИЛ4С К157УЛ1 SB* щ л? 4нВ/1 Гц, а для К157УД2 U>ш в х
₽= 1,6 мкВ при Пш « 20 кГц.
2.8. АМПЛИТУДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА И ДИНАМИЧЕСКИЙ
ДИАПАЗОН
Амплитудной характеристикой (АХ) усилителя
называют зависимость амплитудного (или действующего) значения
выходного напряжения от амплитудного (или действующего) значения
входного напряжения при воздействии
ческого колебания постоянной частоты.
ведена на рис. 2.15. Штриховой
линией на рис. 2.15 показана иде-
альная АХ. Она представляет со-
бой прямую линию, выходящую из
начала координат под углом а'.
Угол а' определяется коэффициен-
том усиления по напряжению уси-
лителя, так как KUCV=U вых./U вх =
на вход усилителя гармони-
Реальная АХ усилителя при-
I ^быХ Z
Реальная АХ совпадает с иде-
альной лишь в области средних
значений напряжений (участок
А — Б рис. 2.15). При больших
напряжениях изгиб АХ обуслов-
ливается нелинейностью характеристик
провождается появлением нелинейных
(7ВХ = U
0ЫХ.НОМ
вых,мин
^вх
ОХ.ПИН
Рис. 2.15
йх ном
элементов усилителя и со-
искажений (см. § 2.5). При
вх.ном (точка Б) на выходе действует напряжение t/B ых=э
— ^вых.ном» при котором обеспечивается заданный kr или аР.
Изгиб АХ при малых напряжениях связан с наличием в усилителе
собственных помех Ua, которые действуют на выходе и при отсутствии
сигнала. Помехи могут полностью забивать или сильно маскировать
слабый сигнал. Для нормальной работы усилителя наименьшее выход-
ное напряжение ^вых.мин должно в несколько раз превышать напря-
жение помех. Этому выходному напряжению соответствует минимально
возможное входное напряжение (7ВХ.МИН (точка А на рис. 2.15). Лишь
в пределах DBx.MnH ^вх.ном усилитель можно считать
линейным.
основными
ми чес к им диапазоном усилителя и называют
макс/^вх.мин = ^вх.пом/^вх.мип» Dy [дБ] ~ 201gDy. ЕСЛИ
помехами в усилителе являются шумы, то
ВХ. НОм/Yn Ds
ш вч?
(2.44)
U
- где уп = Uвх.мвп/D гт.вх — коэффициент помехозащищенности.
2 Зак 1456
33
Сравнивая (2.44) с (2.43), видим, что отношение С/Ш определяет
предельно достижимый динамический диапазон усилителя. Динами-
ческий диапазон является важным техническим показателем усилителя
и обычно задается ГОСТ. В настоящее время для лучших усилителей
Dy 120 дБ.
При работе ЭДС источника сигнала изменяется от минимального
до максимального значения. Отношение Еа_ыакс/Ея,мин называют
динамическим диапазоном сигнала Dc, а в логарифмических единицах
Dc = 20 lg Dc. Динамический диапазон звучания симфоническо-
го оркестра может превышать 80 дБ, художественного чтения —
30 дБ. Для усиления сигнала с допустимыми нелинейными искажения-
ми и помехозащищенностью необходимо, чтобы Dy Dc. Если это
условие не выполняется, то можно либо увеличить Dy, либо умень-
шить Ос. Для увеличения Оу можно: 1) уменьшить уровень собствен-
ных помех усилителя; 2) взять УЭ с более линейной характеристикой
(например, более мощные УЭ); 3) применить в усилителе ручную или
автоматическую регулировку усиления.
2.9. СТАБИЛЬНОСТЬ ПОКАЗАТЕЛЕЙ
При серийном изготовлении, а также во время эксплуатации техни-
ческие показатели усилителей изменяются. Основными причинами их
изменения от экземпляра к экземпляру и во времени являются: 1) раз-
брос параметров элементов усилителя, в первую очередь УЭ; 2) ста-
рение элементов усилителя; 3) изменение параметров окружающей
среды, в первую очередь температуры; 4) изменение напряжения и тока
источника питания; 5) замена элементов усилителя.
Наиболее часто приходится учитывать разброс коэффициента уси-
ления по току й21э транзисторов и снижение во времени крутизны вольт-
амперных характеристик УЭ. При изменении температуры окружаю-
щей среды изменяются как параметры отдельных элементов усилителя,
так и режимы работы УЭ, что приводит к изменению технических
показателей усилителя. Аналогично влияет изменение напряжения
питания.
При результирующем воздействии на усилитель всех дестабилизи-
рующих факторов обычно нормируются максимально допустимые
относительные нестабильности наиболее важных параметров /<и,
К'и, Znx, ZBIJX. Относительная нестабильность — это отношение аб-
солютного приращения данного показателя к номинальному его зна-
чению. Например, относительная нестабильность коэффициента уси-
ления Ад = |АKJKU\ — dKvIKu (см. 4? 3.4).
Так как связь относительной нестабильности показателей с деста-
билизирующими факторами очень сложна, удобнее при разработке
усилителей пользоваться чувствительностью показателей. Под чув-
ствительностью понимается отношение относительной нестабильности
показателя усилителя N к относительной нестабильности параметра
некоторого элемента усилителя х:
an _ dN I dx
x ~ N / ~ '
34
нм
Например, чувствительность коэффициента усиления Ка к изменению
крутизны S вольт-амперной характеристики УЭ
Пои проектировании усилителей со стабильными показателями
характеристиками, особенно предназначенных для многоканальных
систем связи, выбирается такая схема, для которой чувствительности
важнейших показателей к изменению наиболее нестабильных пара-
метров оказываются наименьшими.
ГЛАВА 3
ОСНОВЫ ТЕОРИИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
В ЭЛЕКТРОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
3.1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Чтобы усилительные элементы позволили реализовать требуемые
очень высокие технические показатели, практически во всех совре-
менных электронных усилителях вводятся специальные цепи обратной
связи (ОС), оказывающие влияние на все технические показатели уси-
лителей. При ОС энергия сигнала передается в направлении, обратном
направлению усиливаемого си гнала, т. е. от последующих цепей в пред-
шествующие (из выходных цепей усилителя во входные цепи). Подоб-
ную ОС называют внешней. Обратная связь может возникать и само-
произвольно. В этом случае она бесконтрольно может изменить техни-
ческие показатели усилителя, обычно значительно ухудшая их. Она
возникает в электронных усилителях из-за физических особенностей
УЭ и называется внутренней ОС. Если ОС возникает самопроизвольно
из-за непредусмотренных индуктивных, емкостных и прочих связей
между цепями усилителя, ее называют паразитной ОС. При проекти-
ровании и конструировании усилителей приходится принимать меры
для ослабления или ликвидации внутренних и паразитных ОС.
Простейшая функциональная схема усилителя с внешней ОС
приведена на рис. 3.L Точка 1 соответствует входу усилителя без ОС,
а точка 2— выходу. Цепь усилителя с коэффициентом усиления Ка
между точками А и В охвачена ОС. Цепь между точками В и Д, по
которой энергия сигнала подается с выхода на вход — цепь ОС с коэф-
фициентом передачи по напряжению [3.
Цепь ОС совместно с цепью усилителя, которую она охватывает,
образует замкнутый контур (Д — 1 — усилитель — В — цепь ОС —
Д), называемый петлей ОС. Произведение |3 Ки в усилительной технике
называют петлевым усилением, а [3 Kt — сквозным петлевым усиле-
нием. В общем случае петлевое усиление обозначают через Т или Т*.
Обратная связь изменяет технические показатели только той части
2* 35
усилителя, которая охватывается петлей ОС. Различают однопетле-
вую ОС (рис. 3.1) и многопетлевую ОС. Функциональная схема усили-
теля с многопетлевой ОС приведена на рис. 3.2. Обратную связь, охва-
Рис. 3.2
Рис. 3.1
тываюгцую лишь один каскад усилителя (цепи с 0г и 03), называют
местной ОС, а ОС, охватывающую несколько каскадов (цепь с 0), —
общей ОС.
3.2. ВИДЫ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Вид обратной связи в основном определяется: 1) способами снятия
и введения энергии сигнала; 2) знаком петлевого усиления Т, когда
оно имеет действительное значение; 3) зависимостью 0 от частоты.
По способу снятия энергии сигнала различают следующие
виды ОС: по напряжению, по току, смешанная (по току и напряжению).
Рис. з.з
Рис. 3.4
Структурная схема усилителя, поясняющая способ снятия энергии
сигнала при ОС по напряжению, приведена на рис. 3.3. В этом случае
вход цепи ОС (цепи с 0) подключается параллельно сопротивлению
нагрузки ZH. Напряжение на входе цепи ОС I)Ьс равно напряжению на
выходе усилителя (/вых. Напряжение Uос может быть не равно
Uвы*, но должно быть ему пропорционально, как это следует из
рис. 3.4 при использовании делителя напряжения на резисторах
Rl, R2. При этом выходной ток усилителя /сых отличается от тока
через нагрузку /н.
Стоуктурная схема усилителя, поясняющая способ снятия энергии
игнала при ОС по току, приведена на рис. 3.5. В этом случае вход
цепи ОС (цепи с 0) подключается последовательно с нагрузкой
например, с помощью резистора Roc. Напряжение на входе цепи ОС
Uoq =“= йяос пРямо пропорционально току через нагрузку /п, причем
обычно Irqc а = 'вых-
Стпуктурная схема усилителя со смешанной ОС представлена на
3 6 В этом случае имеют место оба указанных выше способа снятия
энергии сигнала: с помощью резистора R2 создается напряжение
Рис. 3.5
Рис. 3.6
по напряжению),
помощью /?ос — напряжение Uba
С/^мз (ОС
(ОС по току). Напряжение на входе цепи ОС Uqq — Uba + Uba
пропорционально как выходному напряжению 0вых, так и току через
нагрузку /н.
Для определения способа снятия энергии сигнала по структурной или прин-
ципиальной схеме усилителя следует четко выделить нагрузку ZH, вход и выход
цепи ОС и мысленно провести по отношению к ZH «опыты» XX (обрыв) и КЗ (за-
корочено), проверяя в каждом из них, сохраняется или нет напряжение t/oa
на выходе цепи ОС (см. рис. 3.3—3.6). Примеры результатов подобных опытов
сведены в табл. 3.1. Следовательно, если (700 исчезает при КЗ ZH, имеет место
ОС по напряжению. Если же С/0G исчезает при XX, действует ОС по току. Если
при XX и КЗ U осне исчезает, что действует смешанная ОС.
Таблица 3.1
Обратная связь XX (обрыв ZH) КЗ (ZH закорочено)
По напряжению Есть Uqq Нет йос
По току Нет UQ( Есть Uqq
Смешанная Есть UQC Есть Uqq 1| ' N. .
37.
По способу введения энергии сигнала различают сле-
дующие виды ОС: последовательная, параллельная, комбинированная
(последовательно-параллельная),.
Структурная схема усилителя, поясняющая способ введения энер-
гии сигнала при последовательной ОС, приведена на рис. 3.7: 1—1 —
входные клеммы усилителя без ОС, между которыми действует вход-
ное напряжение Uпх; 3—3 — выходные клеммы цепи ОС, между кото-
Рис. 3.7
Рис. 3.8
рыми действует напряжение (/ос*, 4—4 — входные клеммы усилителя
с ОС, к которым подключается источник сигнала. Согласно рис. 3.7,
при последовательной ОС выходная цепь ОС относительно входной
цепи усилителя без ОС включена последовательно с ЭДС источника
сигнала. При этом напряжение (7ос действует последовательно с Ея
относительно входных клемм усилителя без ОС (/—/).
Структурная схема усили-
$. / ---- 2 теля, поясняющая способ вве-
3
Рис. 3.9
дения энергии сигнала при па-
раллельной ОС, приведена на
рис. 3.8. Здесь выход цепи ОС
(клеммы 3—3) подключен отно-
сительно входной цепи усили-
теля (клеммы 1—1) параллельно
источнику ЭДС сигнала (клеммы
4—4) и при этом U пх — (7ос-
Структурная схема усилителя с комбинированной ОС представлена
на рис. 3.9. Здесь (7ос = (/oci + (/ос2» причем (/ОС1 действует отно-
сительно клемм 1—1 последовательно с Еи, а (Уос2 — параллельно
с £и.
Для определения способа введения энергии сигнала на структурной или
принципиальной схеме усилителя следует мысленно провести по отношению к
ЭДС источника сигнала «опыты» XX и КЗ и проследить, будет ли действовать меж-
ду клеммами 1—1 усилителя напряжение (7ОС (см. рис. 3.7—3.9) (при этом до.
пускается, что в обоих опытах имеется напряжение Uqq на выходе цепи ОС).
Результаты этих опытов сведены в табл. 3.2.
38
Табл и ц а 3.2
Образная связь XX (обрыв источника сигнала) КЗ (источник сигнала закорочен»
Последователь- ная t/oc не действует Есть
Параллельная Есть Uос Uqq не действует
Комбинирован- ная Есть Есть (?ос
Следовательно, если UQc не действует между клеммами 1—1 при XX, го
имеет место последовательная ОС, а если Uос не действует при КЗ источника сиг-
нала, то имеет место параллельная ОС. Если же (70с действует при обоих слу-
чаях, то имеет место комбинированная ОС.
Из изложенного видно, что с точки зрения снятия и введения
энергии сигнала может быть девять видов ОС. Из них четыре вида
считаются основными: 1) последовательная ОС по напряжению;
2) последовательная ОС по току; 3) параллельная ОС по напряжению;
4) параллельная ОС по току. Эти виды особенно широко используются
в современных электронных усилителях. Следует сказать, что они по-
разному влияют на отдельные технические показатели усилителей, и
для правильного выбора вида ОС это влияние необходимо отчетливо
представлять.
По знаку действительного значения пет-
левого у си л е и и я Т (например, |3/(и) или сквозного
петлевого усиления Т* (например, |3 К„) различают сле-
дующие очень важные виды ОС — положительную и отрицательную.
Если петлевое усиление имеет положительное значение, то ОС поло-
жительная (этот вид ОС используется в усилителях сравнительно
редко). Если же петлевое усиление имеет действительное и отрицатель-
ное значение, то ОС отрицательная; эта ОС находит самое широкое
применение в усилителях. Наконец, если [3 в рабочем диапазоне час-
тот усилителя не зависит от частоты, то ОС частотно-независимая.
Если же [3 является функцией частоты, то ОС частотно-зависимая.
Таким образом, при определении вида нужно давать ОС полное назва-
ние. Например, частотно-независимая последовательная отрицатель-
ная ОС по напряжению.
3.3. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА КОЭФФИЦИЕНТЫ УСИЛЕНИЯ
ПО НАПРЯЖЕНИЮ
В § 2.3 было показано, что, зная Км, /?вх и /?н, можно найти Кр
и К,-. Обратная связь может влиять и на Ки, и на Кь и на Кр. Для
оценки влияния ОС удобнее пользоваться /<и, так как его легче изме-
39
рить, чем Ki, и проще оценить его изменения, чем Кр. Поэтому рас-
смотрим влияние ОС лишь на /Си и Ки-
Последовательная обратная связь по на-
пряжению. Для облегчения перехода к обозначениям на полной
структурной схеме с ОС, уточним вначале основные обозначения и со-
отношения для усилителя без ОС по его структурной схеме, приведен-
ной на рис. 3.10. Определения Ки, K*una были даны в § 2.3. Для схе-
мы рис. 3.10.
(3.1)
Введем, пока искусственно, вспомогательное напряжение U, дей-
ствующее на клеммах 4—4 источника сигнала. Для данной схемы
« (3.2)
Рис. 3.10
Зададимся мгновенными полярностями ЭДС источника сигнала и на-
пряжений, действующих во входной цепи усилителя, и обозначим их
,ща схеме рис. 3.10. Обратимся далее к структурной схеме усилителя
с последовательной ОС по напряжению, приведенной на рис. 3.11
(принципиальные схемы усилителей приведены в § 7.4, 8.10 и 8.11).
Под коэффициентом усиления по напряжению с ОС будем понимать
КиОС = С.ыхА (3 3)
где U — напряжение, действующее на входных клеммах усилителя
с ОС, т. е. на клеммах 4—4 источника сигнала.
Применительно к схеме рис. 3.11 (см. § 2.3) сквозной коэффициент
усиления по напряжению с ОС
^ос = <4ых/Д,. (3.4)
Подставляя в (3.4) выражение для (7ВЫХ, найденное из (3.3), получаем:
^ыОС == ^^«ОС^И ~ ^ос ^иОС’
где аос — коэффициент передачи входной цепи усилителя с ОС.
Полученная формула, определяющая связь Ки оо с Ки ос, будет
Справедлива при любом виде ОС. Для схемы рис. 3.11 остаются спра-
ведливыми (2.10) и (3.1). В данном случае коэффициент передачи цепи
ОС по напряжению
(3.5)
40
С учетом (3.5), (2.10) и (2.15) петлевое и сквозное петлевое усиления
соответственно
Т = Р Ки = ^ОС Uвых/U вых t/Bx = /JoC //Jbxj (3.6)
Г* = рк;= $aKu = U0Q /4 = а(7ос /U3X. (3.7)
Допустим, что в усилителе действует отрицательная ОС (ООС).
Эго означает, что либо петлевое усиление Т = РЛМ, либо сквозное
петлевое усиление Т* = 0/G должно иметь действительное и отрица-
тельное значение. Однако в общем случае, согласно (3.6) и (3.7), фазы
петлевого и сквозного петлевого усиления не совпадают из-за комплекс-
ности а. Для упрощения выводов примем, что а имеет действительное
значение; равное отношению активных сопротивлений:
' а = /W (R» + Rex)- (3.8)
* *
Это условие справедливо в рабочем диапазоне частот для большого
числа усилителей. При выполнении (3.8) фазы р/См и 0/G будут сов-
падать. В этом случае при ООС напряжение Uoe, согласно (3.6) и
(3.7), должно иметь противоположную фазу по отношению к Ёи и
Uвх, а следовательно, и к U. С учетом этого на схеме рис. 3.11 простав-
лены мгновенные полярности ЭДС источника сигнала и напряжений во
входной цепи усилителя, причем полярность Ёя сохранена той же,
что и на схеме рис. 3.10 (полярности напряжений U и L7BX по-прежнему
определяются полярностью Ёя, полярность же напряжения Осс —
наличием ООС). Из схемы рис. 3.11 для контура 1—1—3—3—4—4—1
входной цепи согласно второму закону Кирхгофа имеем U — Uвх —
— Uoc = 0. Отсюда получаем
, U вх — U — UQC. (3.9)
Это выражение показывает, что, в отличие от (3.2), при ООС вход-
ное напряжение уменьшается. Выразив из (3.9) напряжение U и под-
ставляя его в (3.3), находим:
К и ос =
_______*4вых
Ёвх ( 1 (^ос/^вх)
U вых
йOG
(3.10)
44
Раскрывая в (3.10) напряжение ипык с учетом (2.10) и подставляя
значение UocJUвх из (3.6), получаем:
Ки ОС =
Uих К и
(3.11)
Пусть Р имеет действительное значение, равное, например, отноше-
нию активных сопротивлений. Чтобы значение р/Си при этом было дей-
ствительным и отрицательным, Ки должен быть также действительным
и отрицательным. Это обусловлено тем, что Uвых и Uвх противофазны.
В знаменателе это учтено (3.9), а в числитель необходимо ввести знак
минус. Поэтому (3.11) окончательно примет следующий вид;
К и ос =
-Ки
(3.12)
Из (3.12) следует, что введение в усилитель последовательной ООС по
напряжению уменьшает коэффициент усиления по напряжению в 1 +
-f- p/(;z раз при любом значении петлевого усиления Т = (3/СЫ. Сумму
1 + РЛ'Ы называют глубиной ОС; применяется для 1 + название
«возвратная разность», а для произведения р/<и — «возвратное отно-
шение». Глубину ОС в усилительной технике обозначают через А, иног-
да через F. Знак минус перед Kv в (3.12) показывает, что для введения
00(3 при действительном (3 усилитель должен поворачивать фазу вход-
ного сигнала па 180°, т. е. выходное напряжение должно быть в проти-
вофазе с входным.
И в дальнейшем при других видах ООС коэффициент, показываю-
щий, во сколько раз уменьшается Ки ос по сравнению с /(„, будем на-
зывать глубиной ОС и обозначать через А, причем А — 1 + Т.
Рассмотрим введение положительной ОС. Для этого представим
(3.12) в виде Ки ос = — KJ П — (3) ( — Кф)1. При положительной
ОС, согласно определению, петлевое усиление должно иметь дей-
ствительное и положительное значение. При действительном и положи-
тельном р для этого должен быть действительным и положительным
, г. е. выходное напряжение усилителя должно быть в фазе с вход-
ным. Тогда в приведенной выше формуле следует у заменить знак
минус на знак плюс. В результате
Л\ос = /<«/(1 -[МД (3.13)
Согласно (3.13) при положительной ОС коэффициент усиления по
напряжению увеличивается при < 1. При Т = (3/(w = 1 Ки ос =
= оо , что физически соответствует самовозбуждению усилителя,
когда он работает как автогенератор и никакого усиления обеспечивать
не может. Когда ОС положительная и рКц <*1, усилитель будет ра-
ботать неустойчиво. Поэтому положительную ОС в усилителях ис-
пользуют редко и даже применяют специальные меры для устранения
ее влияния.
42
Обратимся далее к сквозному коэффициенту усиления по напря-
жению при ОС, Для определения Люо согласно (3.4) нужно раскрыть
значение Ёи при ООС. Из схемы рис. 3.11 Следует
(3.14)
Раскрывая в (3.14) /и с учетом (3.1) и U с учетом (3.9) и вынося (/„
за скобки, получаем выражение для ЭДС источника сигнала при от-
рицательной ОС.
Ёа = (Увх
г j с'ос
ВХ и вх
Первое слагаемое в скобках равно 1/а. Ранее а бы™ ц соот-
ветствии с (3.8) действительным. Вынесем в (3.15) 1/а оа vauoah и, учи-
тывая (3.6), получим
(3.16)
Ё„ =-^ (1+а₽К„).
а k — — 7
Подставляя (3.16) в (3.4) и учитывая (2.10), находим:
(3.17)
В (3.17) знаком плюс перед р/С* учитываются фазовые соотношения во
входной цепи усилителя при ООС (см. (3.9)). Далее нужно учесть фа-
зовые соотношения при ООС и для числителя (3.17). Полагая также,
как при выводе (3.12), аир действительными и положительными,
необходимо при ООС для получения действительного и отрицательного
значения сквозного петлевого усиления р/G* считать действительным и
отрицательным Ки. При этом знак минус перед Ки будет указывать на
то, что выходное напряжение при ООС должно быть в противофазе
с ЭДС источника сигнала. Отсюда из (3.17) окончательно имеем
/Сое = -/0(1 +рк«) = - Ка/А\ (3.18)
где А* = 1 + ар/(и = 1 4- Т* —сквозная глубина ОС.
Из (3.18) следует, что введение в усилитель отрицательной ОС
уменьшает сквозной коэффициент усиления по напряжению в сквоз-
ную глубину ОС А* раз. Из сравнения (3.12) и (3.18) следует, что Ки
и Ки уменьшаются при ООС в равное число раз лишь при а = 1.
Значения а 1 обычно имеют место в каскадах усиления на лампах
и ПТ. В таких каскадах /?вх очень велико, т. е. /?вх > Rn и согласно
(3.8), а -> 1. В каскадах усиления на ВТ часто а < 1 и А* < А.
Если 7?и>/?вх» то а —> О, а следовательно, и4*->1. Вто время
как А может иметь значение 5—10 и более, ООС по сквозной петле
может почти отсутствовать. Таким образом, последовательную ООС
(если требуется большое значение А*) целесообразно вводить в каска-
дах с /?вх» /?и.
43
ь
Из сравнения структурных схем рис. 3.10 и 3.11 следует, что последователь-
ная ООС по напряжению не изменяет в усилителе коэффициент усиления по току.
В обеих схемах /вх = /и и /Q == K_iQQ = /н /7ВХ остаются одинаковыми, однако
ток в нагрузке /н уменьшается. Это происходит потому, что при неизменных в
обеих схемах и 7?н выходное напряжение при ООС уменьшается, что и приво-
дит к уменьшению /н. В то же время при неизменной уменьшается входной
ток 7ВХ из-за уменьшения (/вх при ООС (см. (3.9)), в результате Ki не изменяется.
Рис. 3.12
Параллельная обратная связь по напря-
ж е и и ю. Структурная схема усилителя с параллельной ОС по напря-
жению приведена на рис. 3.12 (принципиальные схемы усилителей
даны в § 7.2). Отличительная особенность этой схемы в иных соотноше-
ниях для токов и напряжений во входной цепи.
Из рассмотрения токов, протекающих через точку А усилителя
рис. 3.12, следует
Г Л = Л;в + j вх- (3- 19)
’ Из сравнения схем рис. 3.10 и 3.12 видно, что в обеих (7ВХ = U, а в схеме
рис. 3.12 Свх = 0 = Uoc. Учитывая, что К_и = Свых/Свх, а /<моо в ^вых^,
можем заключить, что параллельная ОС по напряжению не влияет на коэф-
фициент усиления /<и. Физическое пояснение этому будет приведено ниже.
Рассмотрим действие параллельной ОС по напряжению на сквоз-
ной коэффициент усиления Ки- Для этого преобразуем схему рис. 3.12,
принимая простейшую реализацию цепи ОС с помощью резистора
7?св» как это показано на схеме рис. 3.13. На рис. 3.13 проставлены
также мгновенные полярности ЭДС источника сигнала и напряжений
во входной цепи усилителя, по аналогии со схемой рис. 3.10. Для
44
опреДеления согласно (3.4) нужно раскрыть значение Ёи для уси-
лителя с параллельной ООС. Из схемы рис. 3.13 следует Ёи = /fIZH 4-
., /BXZBX. Подставляя в это выражение значение тока /и из (3.19) и
учитывая, что /вх = ^вх^вх» а 4в = ^св^св» получаем:
ё =и ^- + й
св о । и вх 7
Лев ^вх
(3.20)
Введем следующие обозначения: у = ZH//?CB; у — RJRCB. Будем
далее для упрощения выкладок учитывать лишь
значения у и а (в соответствии с (3.8)). Отсюда
(3.20) примет следующий вид:
действительные
£и = Т^св + а йъх —
Раскроем в (3.21) (7СВ при ООС. Для это-
го обратимся к контуру (рис. 3.13), образо-
ванному напряжениями IJвх, (^св и Uвых
(контур 1—3 — /?св — 2 —ZH — 2—1). Мгно-
венные полярности этих напряжений про-
^сб
Рис. 3.14
ставлены в соответствии с принятой полярностью для Uвх,
протеканием токов и с учетом того, что при ООС напряжение 0выж
должно быть в противофазе с напряжением Uвх. Для наглядности на
схеме рис. 3.14 отдельно изображен рассматриваемый контур. Из
рис. 3.14 видно, что (7ВХ—UCB + V= 0, или UCB = (7ВХ 4-
4- ^вых- Подставляя это значение (7СВ в (3.21) и полагая (7ВЫХ
(7ВХ (т. е. » 1), находим:
а —
(3.22)
Подставляя (3.22) в (3.4), после простых преобразований получаем
Л«ос = аКи/(1 +уа/(и).
(3.23)
В (3.23) роль сквозного петлевого усиления Т* выполняет произведе-
ние уаКи. По определению, при ООС произведение уаКи должно быть
действительным и отрицательным. Тогда при действительных и поло-
жительных у и а действительным и отрицательным должно быть /Си,
а это соответствует тому, что UBbJX противофазно с (7ВХ. Поскольку
в знаменателе (3.23) это учтено при определении йсв (см. вывод (3.22)),
То знак минус нужно учесть лишь в числителе (3.23). Отсюда оконча-
тельно получаем
-аКи
1+уа/(и 1+уК* А* 1 + Г*'
(3.24)
45
Из (3.24) следует, что введение в усилитель параллельной ООС по
напряжению уменьшает сквозной коэффициент усиления по напряже-
нию в сквозную глубина ОС Д* = 1 4- уК*и раз. Сквозная глубина
ОС А* зависит от соотношения между сопротивлениями Rn, RBI и
flcn, поскольку ya = (RJRCB) 1/?вх/ (Rh + tfBX)t Из этого выра-
жения видно, что если Ra > Явх, то глубина ОС будет определяться
отношением RBJRCB, что нежелательно при нестабильном RBX. Если
же RBK ^>Ru, то глубина ОС будет определяться отношением Ra/Roa
и пои 1, т.е. ООС не будет действовать. Отсюда следует,
что параллельную ООС по напряжению целесообразно вводить при
R вк > R„, но пРи достаточно большом R„. Если RM мало, то его ис-
кусственно увеличивают, подключая последовательно резистор.
Рис. 3.15
Поясним, почему параллельная ООС не изменяет Ки. При введении указан-
ной ООС выходное напряжение при неизменных Ея и уменьшается за счет
уменьшения Ки (см. (3.24)). Но при неизменной Ея уменьшается и входное на-
пряжение усилителя с ООС за счет увеличения напряжения на ZH при увеличе-
нии /п (см. рис. 3.13, (3.1) и (3.19)), в результате Ки не изменяется.
При введении параллельной положительной ОС по напряжению
знак минус перед Ки в (3.24) нужно заменить на плюс, поскольку
сквозное петлевое усиление должно иметь действительное и положитель-
ное значение. В результате из (3.24) получаем ЛТюс = К^ (1 — уК„),
откуда следует, что при положительной ОС работа усилителя будет
неустойчивой и при уКи 1 он будет самовозбу ждаться.
Последовательная обратная связь по т о -
к у широко применяется в отдельных каскадах усилителей на дис-
кретных элементах и в интегральном исполнении в силу легкости ее
введения и ряда положительных свойств. Применяется она и в много-
каскадных усилителях многоканальных линий связи и как местная,
и как общая ОС.
Структурная схема усилителя с последовательной ОС по току при-
ведена на рис. 3.15 (принципиальные схемы усилителей даны в § 7.1).
Отметим, что для этой схемы справедливы (3.1) и равенство
^ос Ai ~ Au.ix- (3.25)
Введем далее обозначения
Р = Йос/^лОС’ №oc/(/BbIx. (3.26)
46
• Положим, что р и 6 имеют действительные значения, равные отно-
гпенйям активных сопротивлений. С учетом (3.25), раскрывая 6, по-
лзаем:
6 ~ ^«ос^ос/^н Ян /п Roc/Ia Rtt — Roc/Rh- (3,27)
Согласно (3.26)
Z/oc = p(/Woc = 6p(7BbIx. (3.28)
Рассмотрим вначале влияние последовательной ООС на Ки. Коэф-
фициент усиления по напряжению при ОС будем определять по (3.3).
Для того чтобы найти напряжение U в (3.3) при ООС, проставим на
схема рис. 3.15 во входной цепи усилителя мгновенные полярности
Й и напряжений. Очевидно, что эти напряжения будут полностью
аналогичны напряжениям, указанным на схеме рис. 3.11. Поэтому
и в данном случае будут справедливыми (3.9) и (3.10). Подставляя
в (3.10) значение l/0G из (3.28), находим:
Учитывая в числителе этого выражения фазовые соотношения между
1/вых и Ах при ООС, совершенно аналогично их учету при выводе
(3.12), окончательно получаем:
К /7 ОС
-/<» _-Ки -Кн
l-HW'u 1 + Т А
(3.29)
Из (3.29) следует, что введение последовательной ООС по току
уменьшает коэффициент усиления по напряжению в глубину ОС
А = (1 + 6рКц) = 1 + Т раз. Очевидно, что при положительной
ОС усилитель будет работать неустойчиво, а при Т = 6|3 I
будет самовозбуждаться.
Для определения сквозного коэффициента усиления по напряжению
Киос, при ООС воспользуемся (3.4), согласно которой необходимо
раскрыть значение Ёи при последовательной ООС по току. Поскольку
входные цепи усилителей по схемам рис. 3.11 и 3.15 полностью иден-
тичны, то в данном случае будут справедливы (3.14) и (3.15). Подстав-
ляя в (3.15) значение (J^c (3.28) и учитывая, что значение а принято
действительным (см. (3.8)), находим:
£и==3 АА1 + АА.ьА=А* (1 Н~6(ЗаКи), (3.30)
а \ А / а
Подставляя (3.30) в (3.4) и учитывая фазовые соотношения между
Uвых и Свх при ООС так же, как и при выводе (3.18)., окончательно
получаем:
А «ос —
— Л « — Л и
~ Д* ’
(3.31)
47
где А* = 1 + бРАя = 1 Ч- Т* — сквозная глубина ОС при последо-
вательной ООС по току.
Из (3.31) следует, что рассмотренная ООС уменьшает Ки в А* =
— I + Т* раз. Из сравнения (3.29) с (3.31) видно, что Ки и Ки умень-
шаются неодинаково при а 1. Для последовательной ООС по току
остаются справедливыми все выводы, сделанные ранее о влиянии на А*
соотношения между Ra и RBX при последовательной ООС по напряже-
Рис. 3.16
нию. Если в усилитель будет введена последовательная положитель-
ная ОС по току, то очевидно, что при Т* — SfiKa 1 он также будет
самовозбу ждаться.
Параллельная обратная связь по току.
Структурная схема усилителя с параллельной ОС по току приведена на
рис. 3.16 (принципиальные схемы усилителей даны в § 7.3). Для этой
схемы так же, как и для схемы рис. 3.13, справедливы (3.19) и (3.21).
Рис. 3.17
На рис. 3.16 проставлены мгновенные
полярности Ёи и напряжений во вход-
ной и выходной цепях при ООС.
Напряжение йсв, входящее в (3.21),
следует найти применительно к схеме
рис. 3.16. Для этого обратимся к кон-
туру, образованному напряжениями
{7ВХ, Йсв и URqg (контур l—3 — RCB—
— Roc — /).Для наглядности рассмат-
риваемый контур изображен отдельно на
рис. 3.17. Как следует из рис. 3.17, (7ВХ — йсв + URqc — 0 или UCD—
= б'вх + Uroc. Подставляя в это выражение значение ^рос,
найденное из (3.26), с учетом (3.27) получим UCB = t/BX + 6(7ВЬ1Х.
Используя полученное выражение в (3.21) и принимая во внимание при
упрощениях, что UBhIX » UBX (т. е. Kv 1), находим следующую фор-
мулу для ЭДС источника сигнала при параллельной ООС по току:
4 = ~(i+«?«/<„)
(3.32)
Подставляя (3.32) в (3.4) и учитывая фазовые соотношения между
Uьх и Uвых при ООС так же, как и при выводе (3.24), после простых
преобразований окончательно имеем
о>с= -0(1= -киа*.
(3.33)
48
Из (3.33) следует, что введение в усилитель параллельной ООС потоку
ирньиюет сквозной коэффициент усиления по напряжению в сквозную
Глубину ОС А* = 1 + ЪуКи = 1 + Т* раз. Сквозная глубина ОС
д* зависит от соотношений между сопротивлениями Ra, RBX и /?св,
я также между сопротивлениями Rog и Rh. Влияние на /1* соотноше-
ния между RK и Rbx в данном случае совершенно такое же, как и при
параллельной ООС по напряжению (рассмотрено выше в данном па-
раграфе).
Параллельная ООС по току так же, как и параллельная ООС по
напряжению, практически не изменяет /Сы, так как при неизменном
[/ останется неизменным /н, а следовательно, t/BbIX и Ки. При вве-
дении в усилитель положительной ОС по току фазовые соотношения
между Овх и ^вых изменятся на противоположные и в (3.33) для
ТС* нужно будет изменить знак минус на знак плюс, т. е. Ки ос =
Из этой формулы видно, что при Т* = бу/G 1
усилитель будет самовозбуждаться, т. е. работать в автоколебательном
режиме.
На основании проведенного в настоящем параграфе рассмотрения
отметим, что следует различать просто глубину ОС А и сквозную
глубину ОС Д*. Соответствующие этим глубинам ОС изменения Ки и
/Си могут значительно различаться. Влияние ОС на Ки или /Q в су-
щественной степени зависит от способа введения энергии сигнала.
Подчеркнем эту зависимость. Хотя выражения для Т* и Д* несколько
отличаются при рассмотренных основных видах ОС, влияние Т* и А* на
Ки og остается одинаковым для всех видов ОС. Параллельная ООС и по
напряжению, и по току не влияет на /Сн, но уменьшает в Д* раз Ки
(см. (3.24), (3.33)). Последовательная ООС и по напряжению, и по току
уменьшает Ки в Д, а Ки в А* раз (см. (3.12), (3.29), (3.18), (3.31)).
При увеличении Ru для последовательной ООС и по напряжению, и
по току сквозная глубина ОС А* уменьшается, а для параллельной
ООС А* увеличивается (при Ru > /?вх почти не изменяется).
3.4. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ УСИЛЕНИЯ ПРИ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
В § 2.9 уже отмечалось, что под действием ряда дестабилизирую-
щих факторов показатели усилителя, в первую очередь коэффициенты
усиления Ru и Ки, изменяются как от экземпляра к экземпляру (из-за
разброса параметров дискретных УЭ и из-за изменений условий тех-
нологического цикла изготовления усилителей на ИМС), так и во время
эксплуатации. Но в некоторых случаях, например при использовании
усилителей в измерительных приборах, в многоканальных линиях
Дальней связи с сотнями и тысячами усилителей и т. п., требуется
очень высокая степень постоянства коэффициента усиления. Допусти-
мые изменения коэффициента усиления могут составлять доли про-
цента .
Нестабильность коэффициента усиления оценивают относитель-
ным изменением коэффициента усиления Aq = &Ки1Ки при малом воз-
действии дестабилизирующих факторов. При очень* малых прираще-
49
нпях коэффициента усиления А/(и, их можно заменить бесконечно
малыми приращениями dKu и определять нестабильность по следую-
щей формуле: dq = dKJKu, где dKu — дифференциал коэффициента
усиления.
Рассмотрим влияние на dq последовательной ООС по напряжению.
При ООС нестабильность dqoc = dKu ос/Ки ос- Подставляя в это вы-
ражение значение Ки бс из (3.12), находим соответствующий дифферен-
циал и, проведя упрощения, получаем
_ 4/Лц/(1 + |ЗКц) _ (l + PKuH^u(l + PKu)-rfXHPXul
ос Ku/(l+^u) ’ /<u(H-PKJa
dKu dq
Xu(H-PXu) l + PKu’
(3.34)
Если оценивать влияние ООС на нестабильность сквозного коэф-
фициента усиления по напряжению Л«, то с учетом (3.18) после пре-
образований имеем
^OC_d[^/(1+^)|_ dq
^/(И-Р^)’ н-кг
*
(3.34а)
Из (3.34) и (3.34а) следует, что ООС уменьшает нестабильность
Ки или К и во столько же раз, во сколько уменьшается от введения ООС
соответствующий коэффициент усиления. Например, при параллель-
ной ООС по току с учетом (3.33) находим
dqoc = dq! (1 + 6уЛи).
(3.35)
Из (3.34), (3.35) также видно, что для уменьшения нестабильности
усиления нужно увеличивать глубину ОС А или Л'*. При А -> оо пли
А* -> оо относительная нестабильность dq вообще не будет сказывать-
ся на нестабильности усиления с ООС, так как dqoc —0. Это свойство
ООС позволяет значительно улучшить стабильность усиления. Осо-
бенно важно, что при очень глубокой ООС, когда петлевое усиление
много больше единицы, 0Ли 1, коэффициент усиления усилителя
с ООС практически не зависит от весьма нестабильного коэффициента
усиления без ОС. Действительно, при последовательной ООС по на-
пряжению из (3.12) следует
Ли ос = - Ли/ (1 + РЛи) « - Ли/0Л„ - - 1/0.
Согласно (3.18) при учете сквозного усиления также получаем
/<*ос= -Л£/(1 + 0Л*)«-Л‘/0Л£ = -1/0.
Приведенные здесь формулы показывают, что при глубокой по-
следовательной ООС по напряжению как Ли ос, так и Ли ос практи-
чески определяются лишь 0 — коэффициентом передачи цепи ОС по
напряжению. Эта цепь ОС состоит из пассивных элементов, резисто-
ров, которые можно выполнить очень стабильными. Например, под-
бирая температурный коэффициент сопротивлений, можно практически
исключить зависимость 0 от температуры и т. п. В результате удается
создавать усилители с очень высокой стабильностью усиления. Это
50
«сложение относится к любому виду ООС. Например, при глубокой
р^раялельпой ООС по напряжению согласно (3.24) имеем
(3.36)
Эта формула показывает, что сквозной коэффициент усиления по на-
пряжению при глубокой ООС зависит практически лишь от отноше-
ния двух активных сопротивлений, внешних относительно усилителя,
и не зависит от Ки. Если обеспечить стабильность отношения RCB/Ra,
добудет стабильным и Ru ос- Сделать стабильным указанное отноше-
ние намного легче, чем стабилизировать Ru. Кроме того, обеспечить
стабильность отношения двух сопротивлений в ходе технологического
цикла изготовления усилителей на ИМС также легче, чем обеспечивать
стабильность абсолютных значений сопротивлений. В силу сказанного
параллельная ООС по напряжению широко используется в усилите-
лях, выполненных на ИМС.
Из приведенной формулы, однако, следует, что R*uqC зависит от Ra. Если
сопротивление источника сигнала может изменяться (пли нестабильно), то бу-
дет изменяться и глубина ООС, и Ки0С. Для того чтобы исключить указанное от-
рицательное влияние Ra, часто в схемах последовательно с /?и включают допол-
нительный резистор /?доп > /?и. В этом случае (3.36) принимает следующий вид:
Ru ОС ~ Мзв^дон. (3.37)
При глубокой последовательной ООС по току (см. схему рис. 3.15) в соответ-
ствии с (3.29) и (3.31) имеем
; ос ~—RJbfiRu = -1/63 = -Мг//?ос Р.
к;ос • - —«'W
При глубокой параллельной ООС по току (см. схему рис. 3.16) из (3.33) полу-
чаем Д'* ос « — R* / 5уК * — — 1 / бу — — /?св //?„ 7?^.
3.5. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА СОБСТВЕННЫЕ ПОМЕХИ
УСИЛИТЕЛЯ И НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Рассмотрим воздействие ОС на напряжение помех, которое возни-
кает непосредственно в усилителе. Такие напряжения могут действо-
вать на выходе усилителя и при отсутствии полезного сигнала па входе.
На входе усилителя (см., например, 1—1 рис. 3.10, 3.11) напряжение
будет равно нулю, а на выходе будет действовать напряжение Uа.
Если напряжение помех проникает на вход усилителя, то оно становит-
ся уже не подверженным влиянию ОС.
Напряжение собственных помех, как указывалось в гл. 2, может
появиться: из-за пульсаций (фона) напряжения источника питания,
из-за паразитных наводок, из-за шумов, в первую очередь УЭ. К таким
помехам относят и помехи, возникающие из-за нелинейности усилите-
ля, хотя их появление и действие несколько специфично. Пусть на
Входе усилителя действует одно гармоническое напряженнее частотой
На выходе же усилителя помимо напряжения основной гармоники
U (wj появляются напряжения высших гармоник U (2 а>д), U (3 сод),
51
U (4 (oj и т. д. Если на входе усилителя действуют два гармонических
напряжения с частотами со л и со2, то на выходе появятся как напряже-
ния высших гармоник U (2 <ох), U (3 coj, U (2 со2), (7 (3 <о2) и т. д.,
так и напряжения комбинационных частот U (со2 ± wi)> (2 <о2 ± toj
и т. д.
Будем считать усилитель линейным для малых воздействующих
напряжений, т. е. для напряжений фона, наводок и шумов, причем
будем считать их поступающими на вход по цепи ОС. Для напряжений,
возникающих из-за нелинейных искажений, считаем усилитель ква-
зилинейным, т. е. для больших амплитуд напряжений первых гармо-
ник с частотами и о>2 он нелинеен. Отсюда и появление высших
гармонических составляющих и комбинационных частот на выходе.
Рис. 3.18
Но для этих высших гармонических составляющих и комбинацион-
ных частот, попадающих на вход по цепи ОС, усилитель можно счи-
тать линейным, поскольку их уровень на порядок или несколько по-
рядков меньше уровня основных гармонических составляющих.
Линейность усилителя по отношению к указанным помехам позво-
ляет использовать принцип суперпозиции. Поэтому можно ограни-
читься рассмотрением воздействия на усилитель с ОС лишь одной
гармонической составляющей помехи. Рассмотрим влияние на напря-
жение помехи иа = Uma cos частотно-независимой последователь-
ной ООС по напряжению. Структурная схема усилителя с такой ОС
приведена на рис. 3.18.
На выходе усилителя безОС действует напряжение помехи Uп. При
введении ООС на выходе усилителя будет действовать напряжение
помехи UnoQ. Напряжение Un на выходе усилителя останется и при
введенной ООС, но к нему добавится еще одно [7п.доб, которое появ-
ляется из-за прохождения напряжения UпОс через цепь ОС, входную
цепь и усилитель без ОС (см. рис. 3.18).
При ООС на клеммах 3—3 цепи ОС появляется напряжение
действующее во входной цепи усилителя. Благодаря этому напряже-
нию на входе усилителя возникает напряжение Нп вх, из-за прохож-
дения которого через усилитель на выходе появляется напряжение
^п.доб- В результате на выходе усилителя при ОС будет действовать
напряжение
и пЖ = ип + Уп.до6.
(3.38)
52
^учетом действия ООС напряжение (7п.доб должно быть в противо-
Uq.b* *.’ т> е*
1 йи-ъхКи’ [3.39)
Найдем напряжения й'п и С/П,вх. Из схемы рис. 3.18 следует, что
Для нахождения Un.BX (см. рис. 3.18) рассмотрим контур 3—4 —
______4—1—1—3 во входной цепи усилителя. Для наглядности ука-
занный контур изображен отдельно на рис. 3.19. В усилителе
как
Рис. 3.2D
з
Рис. 3.19
в линейной системе можно положить Еа — 0. Из схемы рис. 3.19
• * ‘ /
видно, что f/u.BX = /7?BX = ^n/?BX/(/?M4-/?ux).
С учетом (3.8) это выражение преобразуется:
• п-в к
(3.41)
.Подставляя (3.39), (3.40) и (3.41) в (3.38), находим UaQQ — Uп —
— Pa/(u 6/аос. Отсюда имеем
^пос=Ип/(1+Р>та = ЙпМ*. (3.42)
При последовательной ООС по напряжению согласно (3.42) напря-
жения помех, вносимые усилителем, уменьшаются в А* = 1 4-
раз, т. е. во столько же раз, во сколько уменьшается сквозной коэф-
фициент усиления по напряжению Ки (см. (3.18)), независимо от зна-
чения А. При последовательной положительной ОС по напряжению
из-за того, что (7п.ДОб и ^п.вх будут в фазе, (3.42) преобразуется:
Йпоо — (J J (1 —$Ки)- Отсюда видно, что при положительной ОС
увеличивается напряжение помех на выходе усилителя при 0 <Z
1, причем помехи постоянно растут до наступления самовоз-
буждения усилителя. Это негативное действие проявляется при лю-
бом виде положительной ОС.
Рассмотрим воздействие на собственные помехи усилителя частот-
но-независимой параллельной ОС по напряжению. Структурная схема
усилителя с такой ОС приведена на рис. 3.20. В этой схеме, так же
как и в предыдущей, при разомкнутой петле ОС на входе усилителя
(клеммы 1—/) напряжение помехи 0П,ЕХ будет равно нулю, а на выходе
53
(клеммы.2—2) будет действовать напряжение помехи U а. При замыка-
нии петли ОС на входе усилителя появится напряжение £7П.ВХ, а на
выходе 17 п.до б, и результирующим будет напряжение помехи U пос.
Поэтому и в данном случае будут справедливыми (3.38) и (3.39),
Найдем по схеме рис. 3.20 напряжение Uп.вх. Для этого рассмотрим
контур 2 — RC3 — 1—1—2. Для наглядности этот контур изображен
отдельно на рис. 3.21. Полагаем Ёи = 0, тогда
(7п.вх==^== ^пос7?/(Дсв + ^)’ где К ~ Т?ву7?п/(7?вх + 7?н).
Проведя простые преобразования с учетом (3,8) и у в (3.21), получаем:
(/п.Вх = ^иое?а/(1+уа). (3.43)
Подставляя (3.39) и (3.43) в (3.38) и проведя упрощения с учетом того,
что уа <С 1 и Ки » 1, находим:
(3.44)
Формула (3.44) показывает, что и при параллельной ООС по напря-
жению уменьшение напряжения помех происходит во столько же раз,
во сколько уменьшается сквозной коэффициент усиления по напряже-
нию Ки (см. (3.24)). По аналогии можно показать, что при последова-
тельной ООС по току
C/noc = t/n/(l+6|3/<«), (3.45)
при параллельной ООС по току
(Дос — 17п/(1 +^у7<„).
(3.46)
Из (3.42), (3.44), (3.45) и (3.46) видно, что при любых видах вводимой
ООС напряжения собственных помех на выходе усилителя уменьшаются
в соответствующую сквозную глубину ОС. При этом следует подчерк-
нуть, что ООС снижает уровень помех только в той части усилителя,
которую она охватывает.
Уменьшение напряжения шумов на выходе усилителя не означает, что коэф-
фициент шума Км усилителя, охваченного ООС, изменяется Рассмогрим при-
ближенно влияние ООС на Кт. В соответствии с (2.34), (2.36) коэффициент шума
усилителя без ОС
С »ПЬ В Ы X
U'2
и ,Ц1 - ВЫ X
Е-
И.Ш
(3 47)
с . ш . В ГЛ X
m. вых
Примем следующие допущения при введении частотно-независимой ООС: 1) из-за
сопротивлений, вводящих ОС (RcB, Roc на рис. 3.13, 3.14 и других R, входящих
в цепь Р) напряжение собственных шумов на выходе усилителя Uc ш №1x<jc33'
метно не увеличивается; 2) шумовая полоса усилителя также не изменяется, 1. е.
77шос ~ Пш, поэтому при неизменном не изменяется отношение Uc ш пЫХ/
/£„ 1Ц; 3) корреляцией шумов из-за сопротивлении, вводящих ООС, можно пре.
небречь. Тогда вследствие введения ООС в (3.47) согласно (3.42), (3.44) и др,
уменьшится 6/с.ш.вых:
<4.ш.вых ОС ^^с.ш выхМ* . (3.48)
54
этом, согласно (3,18), (3.24), (3.31) и (3.33), в знаменателе (3.47) умень-
фуДОЯ *»
(3.49|
Поэтому ИЗ (3.48) и (3.49) следует, что
U2
т, . , с ли. вых ОС
* ш ОС - 1 + ~Г2 = 'Оп.
си.ш Ли ОС
Рис. 3.21
Конечно, детальное, строгое рассмотрение вопроса может изменить получен-
ное соотношение. Однако, заметных, соизмеримых со значением сквозной глу-
Л|НЫ ОС изменений Кт с помощью ООС получить нельзя. Аналогично с помощью
ООС нельзя заметно изменить и отношение С'Ш. Его можно улучшить, изменяя
с понашью частотнозависимой ООС шумовую полосу усилителя Пш.
Уменьшение абсолютного значения напряжения помех на выходе
усилителя дает целый ряд положительных эффектов: уменьшение
напряжения пульсаций позволяет ис-
пользовать более простой и эко-
номичный выпрямитель, а также
более простые фильтры для сглажи-
вали я пульсаций в усилителе; умень-
шение напряжения наводок позво-
ляет упростить экранировку и кон-
струкцию усилителя; уменьшение
напряжения шумов позволяет избе-
жать очень неприятного «шипения»
усилителя в паузах речевых и музыкальных сигналов. Наконец,
уменьшение напряжения высших гармонических составляющих поз-
воляет получить очень малые значения коэффициента гармоник kr.
Действительно, при ООС напряжение, например, второй гармоники
(Дос — UJA*, Коэффициент гармоник без ООС (по второй гармонике)
&г2 == UJU-l, а при ООС /?г2ос = Однако сравнивать
&г2 и kr.20Q следует в равных условиях, когда уменьшение (Дос бла-
годаря ООС компенсируется соответствующим увеличением ЭДС ис-
точника сигнала, т. е. следует полагать Ut — (Дос. При этом (/2оз
не увеличивается, так как напряжения с такой частотой нет в составе
спектра ЭДС источника сигнала. Тогда из приведенных выше формул
следует
^Г2ОС " ^г2^20с/(^2 — А •
(3.50)
Поскольку в силу принципа суперпозиции полученное соотношение
справедливо для любой высшей гармоники, то согласно (2.26) коэф-
фициент гармоник усилителя с ОС
кос = к /А*.
(3.51)
Из (3.50) и (3.51) следует, что введение в усилитель любого вида ООС
уменьшает к только в сквозную глубину ОС раз, независимо от значе-
ния А.
Однако необходимо принимать во внимание, что не всякую нелинейность
Может уменьшить ООС. Если нелинейность будет иметь такой характер, что в
Некотором интервале значений напряжений (например, около пуля) крутизна
55
УЭ будет равна нулю, т. е. коэффициент усиления Ки — 0» то петля ООС будер
разорвана и петлевого усиления при этом не будет. Следовательно, в интервале
указанных выше напряжений ООС в усилителе не будет действовать. В этом слу-
чае, а также когда по каким-либо причинам не удается ввести достаточно глубо-
кую ООС, лучшие результаты получаются при применении систем с компенса-
цией нелинейных искажений.
3.6. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА ВХОДНОЕ
СОПРОТИВЛЕНИЕ УСИЛИТЕЛЯ
Рассмотрим влияние на входное сопротивление усилителя ZBX
различных видов ОС.
Последовательная ООС по напряжению.
Структурная схема усилителя с указанной ООС приведена на
рис. 3.11. Напомним, что под ZBX усилителя без ОС (см. схему рис. 3.10)
понимают сопротивление, которое нагружает источник сигнала на
клеммах 4—4 ZBX — UBX/1BX. Под входным сопротивлением усилителя
с ОС ZBXoc также будем понимать сопротивление, которое нагружает
источник сигнала на клеммах 4—4. Согласно схеме рис. 3.11 это со-
противление
?вх ОС ~ йВХ- (3.52)
При последовательной ООС по напряжению найденное из (3.9) напря-
жение U = 17вх + йос — Uвх (1 + (Уос/С^вх)- Подставляя это вы-
ражение в (3.52) и учитывая (3.6) и действительное значение коэф-
фициента петлевого усиления, получаем:
Из (3.53) следует, что последовательная ООС по напряжению уве-
личивает входное сопротивление усилителя в глубину ОС А — 1 4-
+ т. е. во столько же раз, во сколько уменьшается коэффициент
усиления по напряжению. Чем больше А, тем больше изменяется
ZBX. При этом, поскольку А для указанной ООС имеет действительное
значение, изменяется лишь модуль входного комплексного сопротив-
ления, а аргумент остается прежним. Входное сопротивление ZBX
усилителя, обычно близкое входному сопротивлению УЭ, часто
состоит из включенных параллельно RBX и Свх, т. е. z/BX =
= 1/ZBX = gBX + ico Свх. При последовательной ООС по напряже-
нию согласно (3.53) получим
_ ______I_____ __ SbX | . бВХ _____ [ . f-y
ZBK(\ + ^KU) ~(l+0Ku)’t 1+РЛ'и ~gBxOc+1(0 вх ОС'
Отсюда находим
’ ^вх ОС = 1/£вх ОС = ^ВХ О (3.54)
СвхОс = Свх/(1+р^). (3.55)
бе
..^ Полученные формулы показывают, что последовательная ООС
Увеличивает активное входное сопротивление в А раз и во столько же
Шз уменьшает входную емкость усилителя. Из этих формул также вид-
но что при глубокой OOC(Rf;»l) /?вхос прямо пропорциональ-
но* а Свхос обратно пропорционально зависят от Ки. Так как Ки
обычно наиболее нестабильный показатель усилителя, то и /?вхос
и Свхос также будут нестабильными. В то же время ZBXoc не зависит
от соотношения 7?вх и 7?и и не изменяется с изменением 7?и. Однако
Z хос зависит от /?н, так как также зависит от Rn [см. § 5.3, (5.10),
(5.11)1« При введении последовательной положительной ОС по напря-
жению, как указывалось в § 3.3, меняется знак /<„ с минуса на плюс.
Поэтому (3.53) преобразуется:
^bxOG~^bx(^ P^u)*
Отсюда видно, что положительная ОС уменьшает входное сопро-
тивление. При > 1 такая ОС делает входное сопротивление от-
рицательным. Это физически означает, что усилитель становится ис-
точником энергии и может самовозбуждаться.
Параллельная ООС по напряжению. Структурная
схема усилителя с параллельной ООС приведена на рис. 3.12. При
определении Zbxog для данной схемы усилителя удобнее пользовать-
ся не сопротивлениями, а проводимостями. Входная проводимость
'Усилителя без ОС упх = = 1/ZBX. Под входной проводимостью
усилителя с ОС будем понимать проводимость, нагружающую источ-
ник сигнала на клеммах 4—4 (см. рис. 3.12), т. е. #bxog — IjU ~
— ^и/^вх- Подставляя в это выражение значение /и из (3.19), находим:
!
f _____ ^вх-Мсв и I Азв
£/вх ОС * ^вх”Г .
{увх (УВХ
Помножим и разделим второе слагаемое на L/Cu:
Напряжение 0ск для рассматриваемой параллельной ООС по на-
пряжению было найдено при определении (3.22). Используя его, по-
лучаем:
Увх ОС
Уев
ВЫХ
(3.56)
вх
Из (3.56) следует, что параллельная ООС по напряжению увеличи-
вает входную проводимость усилителя, т. е. входное сопротивление
уменьшается. Это уменьшение можно объяснить шунтированием вход-
ного сопротивления ZBX сопротивлением обратной связи ZCB, умёнь-
шённым в 1 + раз. Уменьшение ZCB обусловлено тем, что к этому
•сопротивлению приложены напряжения U вх и £/вых = U ВХЯМ
57
(см. рис. 3.14), которые вызывают соответствующее увеличение тока
/св, а следовательно, и /и.
Из сравнения (3.56) с (3.53), (3.12), (3.24) видно, что при параллельной ООС
изменение входного сопротивления отличается от его изменения при последова-
тельной ООС и от изменения К.и и Ки при обоих указанных видах ООС.
Интересно оценить, каким образом будет изменяться входное со-
противление усилителя, состоящее, как и в случае последовательной
ООС, из параллельно соединенных RBX и Свх, т. е. если г/вх =
— Sfex О)СВХ. Допустим, что параллельная ООС осуществляется
через активное сопротивление RCB = l/gCB, т- е- Уев — &в- Этот слу-
чай часто используется на практике. Подставляя «/вх и gCB в (3.56),
находим _j/BXoc— gBX + i«CBX + gCB (1 + /См). Отсюда видно, что
параллельная ООС, действующая через активное сопротивление RCB,
уменьшает только активную составляющую входного сопротивления,
входная емкость не меняется.
Если же параллельная ООС осуществляется через конденсатор
Ссв, то из (3.56) находим
//вхбс Sbx Ч- i«CBX in)CCB (1 -|- /С;г) Ч- it’-' Ювх Ч-
(3.57)
Согласно (3.57) параллельная ООС, действующая через емкость Ссв,
увеличивает входную емкость Свхос — Свх + Ссв (!-(-/(„)., причем
активная составляющая входного сопротивления не изменяется.
Такая ООС действует как внутренняя во все.ч УЭ через проходные
емкости.
При глубокой ОС, когда Ки > 1 и yCXiK.u > i/BX, в соответствия
с (3.56) входная проводимость будет прямо пропорциональна Л'г/.
Следовательно, z/BXoc будет также нестабильна, как и Znxoc при по-
следовательной ООС, и будет зависеть от /?н. Однако входное сопротив-
ление и при параллельной ООС не зависит от R„.
При параллельной положительной ОС по напряжению с учетом
изменения знака перед Ки из (3.56) получим //вхос = #вх Ч- уСв х
X (1 — Ки). Отсюда видно, что положительная ОС уменьшает входную
проводимость и может сделать ее отрицательной, т. е. также превра-
щает усилитель в источник энергии и может вызвать самовозбуждение
усилителя.
Последовательная и параллельная ООС п о
т о к у. По аналогии с (3.53) на основании результатов § 3.3 найдем
входное сопротивление при последовательной ООС по току
^ВХ ОС _ ^ВХ О 5f>K( ),
входную проводимость при параллельной ООС по току
У вх ОС Увх Усв П Ч~ ц)-
3.58)
У вх ОС Уъх
Формулы (3.53), (3.56), (3.58) и (3.59) показывают, что характер
изменения входного сопротивления при ООС зависит от способа вес-
58
т^ния- энергии сигнала и не зависит от способа ее снятия. Последо-
вательная ООС увеличивает входное сопротивление, а параллельная
OQC — уменьшает. Из указанных формул также следует, что при всех
й^аХ-ООС входное сопротивление усилителя остается нестабильным
и зависит от Ли, а следовательно, и от /?н.
Комбинирован пая ООС. В электросвязи, например,
в линейных групповых многоканальных усилителях обычно требуется
от усилителя стабильное, не зависящее от и /?н входное сопротив-
ление. Для получения входного сопротивления, не зависящего от
зависимость ZBVoc от Ки при после-
де
и °я» используют различную
довательной и параллельной
ООС, т. е. вводят в усилитель
последовательно-пар ал лель-
нущ (комбинированную) ООС
(см. § 3.2). Структурная схе-
ма усилителя с комбиниро-
ванной ООС по напряжению
приведена на рис. 3.22. По-
скольку к усилителю с ООС
как к линейному устройству
применим принцип суперпо-
зиции, то найдем входное
сопротивление усилителя с
комбинированной ООС по
напряжению Z'aK ос последо-
вательно в два приема. Сначала
вуетлишь параллельная ООС, а цепь последовательной ООС разорвана.
В этом случае входная проводимость усилителя определяется (3.56),
т. е. входное сопротивление
вх
Рис. 3.22
примем, что в усилителе деист-
2„ос= W0,+//en(l+K,,)). (3.60)
Далее учтем и последовательную ООС, которая уже будет влиять
на входное сопротивление, определяемое (3.60). В соответствии
с (3.53) и (3.60) находим входное сопротивление при комбинированной
ООС по напряжению ZL ос = (1 + [ИД/ [г/_вх Ч- ^св (1 ~г /Сы)1. При
глубокой ОС, т. е. при Ки > 1 и усвКи > увх, 113 этой формулы
получаем Znx ос ^Ки/Усв^и ^\)/уав.
Поскольку параллельная ООС согласно рис. 3.22 действует через
7?Св, т. е. усъ — 1//?св, то окончательно имеем
ОС Явхос « р/?св. (3.61)
Согласно <3.61) при глубокой комбинированной ООС по напряже-
нию входное сопротивление усилителя зависит лишь от внешних со-
противлений цепей ОС, которые определяют глубину ОС. Ни от
Ra, ни от Rn, пи от наиболее нестабильного параметра усилителя Ки
входное сопротивление в данном случае не зависит.
Подбирая коэффициенш передачи целен ОС, г. с. значения Р и /?сп (что
меняет глубину ОС), можно получить не юлько стабильное, во и заданное, иа-
59
пример, необходимое для согласования с линией связи, сопротивление. При глу.
бокой комбинированной ООС по пюку из (3.58) и.(3.59) для о/См > 1 и Уа^Ки
> уВх находим, что входное сопротивление усилителя будет определяться также
по (3.61) и обладать уже указанными выше свойствами. Следовательно, входное
сопротивление при глубокой комбинированной ООС не зависит от способа снятия
энергии сигнала.
3.7. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА ВЫХОДНОЕ
СОПРОТИВЛЕНИЕ УСИЛИТЕЛЯ
Общие сведения. Определение выходного сопротивления усилите-
ля было дано в § 2.2 (см. (2.8)). Под выходным сопротивлением усили-
теля с ОС будем понимать в соответствии с (2.8) следующее отношение:
^вых ОС = ^ЕЫХ хх Ос/ вых КЗ ОС- (3.62)
Найдем отношение указанных двух выходных сопротивлений, т. е.
поделим (3.62) на (2.8):
^вых Ос/^вых ~ ^вых XX ОС /вых Кз/‘вых КЗ ОС Uвых XX*
Отсюда получаем
Лзых КЗ
7 —7
_вых ОС _вых
Uвых XX ОС
^вых КЗ ОС
(3.63)
Рассмотрим влияние на выходное сопротивление усилителя ZBMX
различных видов ОС.
Последовательная ООС по напряжению. Структурная схема уси-
лителя с указанной ОС приведена на рис. 3.11. При коротком замы-
кании на выходе усилителя (клеммы 2—2 на схеме рис. 3.11 закороче-
ны, так как ZH = 0) очевидно, что выходное напряжение (7Вых — 0,
напряжение обратной связи Uqc — 0 и Uвхос — t/BX, т. е. при КЗ
на выходе ООС в усилителе отсутствует. Следовательно, ток КЗ на
выводе усилителя при наличии ООС равен току КЗ на выходе усили-
теля, при отсутствии ООС, т. е.
/вых КЗ ОС •‘вых КЗ- (о.64)
Используя (3.64) в (3.63), находим
^вых’ОС “ ZBbIX Uвых XX Ос/Uвых XX*
При XX на выходе Z„ = оо и усилитель фактически работает на
собственное выходное сопротивление. Коэффициент усиления по на-
пряжению при XX обычно возрастает и его обозначают через хх-
Очевидно, что Ка хх собственно усилителя при ООС и без ООС ос-
тается постоянным в силу его определения, т. е. имеют место следу-
щие равенства:
. t/вых XX = t7BX XX _иХХ’ t/вых XX ОС = t/вх XX ОС XX’
где Uвххх и t/BXxxoc — напряжение на входных клеммах 1—1
усилителя (рис. 3.11) при XX в отсутствие и при наличии ООС.
60
I 4
С учетом приведенных равенств
у _______у ^вх XX ОС
_вых ОС __вых
UBX XX
(3.65)
раскроем значения £/вххх и t/BXxxoc, входящие в это выпажение.
При последовательной ООС по напряжению найдем из (3.16)
С/вх = а£и/(14-арКа). (3.66)
Если ООС отсутствует, т. е. £ос = 0, то и 0 согласно (3.5) равно
нулю- Отсюда из (3.66) получаем (7BXxx — а£и- При наличии после-
довательной ООС по напряжению в соответствии с (3.65) и (3.66) име-
ем {/вхххос = «£и/(1 + офКихх)- Подставляя найденные вы-
ражения в (3.65), окончательно получаем:
оо = ?вы?(! + “^« хх) = £»«/(! +₽№хх). (3.67)
Если выходное сопротивление усилителя представляет собой па-
раллельное соединение активного сопротивления и емкости, т. е.
1/£вых = 1/Явых + ЬСвых, то из (3.67) получим 2выхос =
= 1/(1/7?Вых + 1«Свых) (1 + 0/<«хх)- Отсюда следует, что
/?ВЫХ ос = #вых/(1 +0Х« хх); Овых ос= 0вь1х (1 хх)- (3.68)
Формулы (3.67) и (3.68) показывают, что последовательная ООС
по напряжению уменьшает выходное сопротивление усилителя в
Дхх — 1 + 07G хх раз. При этом активное сопротивление умень-
шаетсй, а емкость — возрастает. Изменение выходного сопротивления
прй ООС, как правило, происходит в большее число раз, чем изменение
Ки или К‘и- Важно отметить, что ZB ых ос в данном случае зависит
от /?и и от нестабильного значения Ktixx-
Параллельная ООС по напряжению. Структурная схема усилителя
с указанной ООС приведена на рис. 3.13. Для нее будет по-прежнему
справедлива (3.65). При параллельной ООС по напряжению из (3.22)
найдем (7ВХ = а£и/(1 4~ уаКи). При отсутствии ООС, что согласно
рис. 3.13 имеет место при /св — 0, т. е. при — оо, или согласно
(3.21) при /?и = 0, получаем у = Ra/RCB = 0. Поэтому £7BXxx —
~ а£п. При наличии параллельной ООС по напряжению (/вх хх ос =
= а£и/(1 + уаКи хх).
Подставляя найденные значения входных напряжений в (3.65),
получаем:
ос "i„/(l + )’«/<., хх) = Zm„/C +уК« хх). (3.69)
Из сравнения (3.69) с (3.67) и (3.68) видно, что независимо от способа введе-
ния энергии сигнала ООС по напряжению значительно уменьшает активную со-
ставляющую выходного сопротивления и увеличивает выходную емкость. При
зтом и в случае параллельной ООС по напряжению 2libIxO(? остается нестабиль-
ным из-за нестабильности Kuvv • зависит от глубины ОС и сопротивления источ-
ника сигнала Нн.
61
Уменьшение выходного сопротивления при введении ООС по на-
пряжению широко используется в усилителях. Механизм этого умень-
шения связан с поддержанием ООС по напряжению неизменным вы-
ходного напряжения усилителя. Действительно, если при ООС по на-
пряжению по каким-либо причинам (например при уменьшении /?н)
уменьшается то уменьшается и напряжение обратной связи
Uос и, как следствие, при неизменной Еи увеличивается Пвх (см.
рис. 3.11, 3.12). Увеличение (7ВХ препятствует уменьшению ивых,
чем и достигается некоторая стабилизация 0вых. Конечно, в какой-
то степени Е/вых изменяется, но значительно меньше, чем в уси-
лителе без ООС. Введение ООС по напряжению превращает уси-
литель в генератор ЭДС, у которого при очень малом внутреннем со-
Рис. 3.23
противлении напряжение
на нагрузке практически
не зависит от сопротивле-
ния нагрузки.
Уменьшение при ООС по
напряжению выходного сопро-
тивления и стабилизация (7ВЫХ
' хорошо иллюстрируется на-
грузочной характеристикой
усилителя. Эта характеристи-
ка представляет собой зависи-
мость (7ВЬ1Х от /выХ при из-
менении /?п и постоянной
Еа. В линейном усилителе
нагрузочная характеристика
представляет собой прямую линию. При Rn~ 0 напряжение на выходе усили-
теля С/пых = 0, а выходной ток /вых = /выхкз- Этому случаю соответствует
очка А на рис. 3.23. При RH = оо выходной ток /вых = 0, я напряжение на
выходе = ЦзыхХХ- Этому случаю соответствует точка Б на рис. 3.23. Пря-
мая АБ и есть нагрузочная характеристика усилителя без ОС. При ООС по на-
пряжению и при Ra = 0 имеет место равенство (3.64). Следовательно, нагрузоч-
ная характеристика усилителя с ООС также проходит через точку Л. Если ж*е
/?„ = оо и /вых = 0, то в усилителе продолжает действовать ООС по напряже-
нию (см. рис. 3.11’, 3.12), которая уменьшает (/пыхХХ до (/выхХХ Ос Этому
случ-аю соответствует точка В на рис. 3.23. Прямая АВ и есть нагрузочная пря-
мая усилителя с ООС по напряжению. Эга ООС уменьшает (7[>ыхХХ в /Цх раз
(см. (3.67), (3.69)), т. е. во столько же раз, во сколько уменьшайся выходное со-
противление. В результате изменение £7выхОС значительно уменьшается. Эго
и используется в мощных трансляционных усилителях проводного вещания, у ко-
торых значительно меняется нагрузка при выключении абонентов сети, а также
в усилителях, сопротивление нагрузки которых сильно меняется с изменением
частоты сигнала.
Последовательная ООС потоку (см. рис. 3.15). Выходное соп рот и в*
ление усилителя в данном случае также определяется (3.63). При КЗ
на выходе в усилителе продолжает действовать ООС, поскольку через
сопротивление Roc протекает ток и действуют напряжения URoc п
Нос- Если же в усилителе имеет место XX, т. е. — сю и /вых =
= 0, то и Ur ос — 0, Пос = 0 и Пвхос = Нвх, т. е. ООС отсутст-
вует. Следовательно, в этом случае в усилителе имеет место следую-
щее равенство:
^вык XX ОС 2=3 R вых XX. (3. /0)
Используя это равенство в (3.63), получаем:
^вых ОС = ^вых /вых Кз//вых КЗ ОС*
(3.71)
Введем приятие коэффициента усиления по току собственно усили-
теля при КЗ на выходе Ki кз* Очевидно, что в усилителе будут иметь
место следующие равенства:
/вых КЗ — /вх КЗ Кi кз, /вых КЗ ОС — /вх КЗ ОС К/КЗ»
где /вхкз и /вхкзос — входной ток усилителя через клеммы/—/
{см. рис. 3.15) при КЗ в отсутствие и при наличии ООС.
С учетом последних равенств (3.71) преобразуется:
^вых ОС /вых /вх кз/1 вх КЗ ОС*
(3.72)
Найдем выражения для /вхкз и /вхкзос в (3.72). При по-
следовательной ООС по току из (3.30) с учетом (2.1) найдем
ft
/вх = —-------------------• (3.73)
^•ВХ З-^О^вых/^вх) У
Если ООС отсутствует, то Uос = 0 и |3 — .0.' Тогда из (3.73) полу-
чаем /вхкз = а£и/2вх. При наличии последовательной,' ООС потоку
из (3.73) следует
/вх КЗ ОС =
Подставляя найденные
сопротивление усилителя
£вх(1 +бМ;вык кз/^вх кз)
выражения в (3.72), определяем выходное
при ООС по току (с учетом (3.26))
^выхОС _^вых ^^ОС Кз/<7Вх Кз)•
(3*74)
Если ZEIJX усилителя образуется из параллельно соединенных
сопротивления и емкости, то из (3.74) имеем
/''вых ОС ~ /^вых(^ ~Ьа^/оС Кэ/^/вх КЗ), Овых ос — —— — — .
1 + с^оскз/^вхкз (3.75)
Из (3.74), (3.75) следует, что последовательная ООС по току увели-
чивает выходное сопротивление усилителя (уменьшает выходную ем-
кость) в Лкз = (1 4- aUoa кз/(7вх кз) раз. При этом и в данном
случае ZBbIxoc нестабильно, зависит как от глубины ОС, так и от со-
противления источника сигнала Ru.
I Параллельная ООС по току. В этом случае ZB ыхос найдем по (3.72).
' Согласно (3.32) входной ток усилителя
t
| .* __ аЁП
| 2ВХ (1 ~г Уа^/?ос,/^вх)
При отсутствии ООС, что согласно рис. 3.16 имеет место при /св = 0,
т. е. при RCB = оо или согласно (3.21) и (3.32) при Ra = 0, получаем
63
У = /?и//?св = 0- Поэтому /вхкз = aEH/ZBX. При наличии парал-
лельной ООС по току
/ , ____________________«£к_____________
вх кз ос Zex/l+yat/p Ko/t/ кз)
_\ 1 * ‘^ОС вх Ко/
Отсюда с учетом (3.72) выходное сопротивление усилителя
“^вых ОС 1 у ОС U Rqq кз/(/вхкз)- (3.76)
Из (3.74)—(3.76) видно, что независимо от способа введения энер-
гии сигнала ООС по току увеличивает 2ВЫХ 6 Дкз раз.
Введение ООС по току из-за увеличения выходного сопротивле-
ния превращает усилитель в генератор тока, у которого при очень
большом внутреннем сопротивлении ток нагрузки почти не зависит от
сопротивления. Процесс стабилизации выходного тока заключается
в следующем. Если при изменении сопротивления нагрузки изменя-
ется ток /вых, то изменяется и напряжение (/«ос (см. рис. 3.15,
3.16). Если /вых, например, увеличивается, то возрастает и URoc,
а следовательно, и Uqc, что приводит к уменьшению Uвх и Uвых,
а уменьшение Uвых будет препятствовать увеличению /вых.
Нагрузочная характеристика усилителя с ООС по току проходит через точ-
ки Б, Г (см. рис. 3.23). При XX, когда Ря = оо и /вых — 0> ООС по току не дейст-
вует. Поэтому точка Б является общей для нагрузочных характеристик усили-
телей с ООС и без ООС. В случае КЗ ООС по току действует и уменьшает выход-
ной ток, в результате нагрузочная характеристика и проходит через точку Г.
Изменения /выХ значительно уменьшаются. Отрицательная ОС по току широко
используется для создания генераторов стабильного тока и каскадов с динами-
ческой нагрузкой.
Проведенное в данном параграфе рассмотрение показывает, что ха-
рактер влияния на ZnbIX ООС зависит лишь от способа снятия и не
зависит от способа введения энергии сигнала. Для уменьшения за-
висимости ZBMX от нестабильности параметров усилителя и /?и исполь-
зуют различный характер зависимостей ZBbIX от указанных парамет-
ров при ООС по напряжению и току, т. е. вводят в усилитель смешан-
ную (по току и напряжению) ООС. Однако использование смешанной
ООС осуществляется в усилителях, как правило, совместно с мосто-
выми схемами (см. §3.10),
3.8. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА СОПРОТИВЛЕНИЕ
ПРОИЗВОЛЬНОГО УЧАСТКА ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЯ
Анализ влияния ОС на сопротивление любого участка цепи усилителя при
любом виде ОС можно провести с помощью известной формулы Блекмана [8,17],
согласно которой сопротивление Zoc между любыми двумя точками цепи уси-
лителя с ООС равно сопротивлению Z между этими же точками в усилителе без
ОС, умноженному па отношение АкзМхх, найденное при КЗ и XX между выб-
ранными точками:
&с =? db/^x = ? (1 +Цз)/(' +Цх).
Так, при определении входного сопротивления усилителя с ОС должны быть вы-
браны клеммы 4—4, на которых нагружается источник сигнала, а при определе-
64
нии выходного сопротивления усилителя —клеммы 2—2, к которым подключа-
ется нагрузка (см. рис. 3.10—3.22).
Формула Блекмана позволяет быстро и удобно выяснить влияние ОС на со-
ответствующее сопротивление усилителя, особенно при сложных (комбинирован-
ных и смешанных) ООС. Например, при последовательной ООС (см. рис. 3.7,
3.11, 3.15) А кз — 1 4" ТКЗ’^хх^1 и по формУле Блекмана в соответствии с
(3.18) получаем ZBxOQ = ZBX (l + PKtt), что совпадает с (3.53). Если действует
параллельная ООС (см. рис. 3.8, 3.12, 3.16), то Дкз= 1, Дхх = 1 + Тхх и в со-
ответствии с (3.24) имеем ZBx0(3 = Z/(l Д- уаххКи). Так как в данном случае
VaXX = ^ciAbx’ то с Учетом равенства yOQ = 1/ZO(3 полученное выражение
практически совпадает с (3.56).
Если же в усилителе действует комбинированная ООС (см. рис. 3.9, 3.22),
то при А кз = А хх согласно формуле Блекмана входное сопротивление усилите-
ля не изменится и не будет зависеть от Ки. При глубокой комбинированной ООС
_^вХ ос ~ ^вх 1\з/Тхх = ZBX Р^и/?ахх
Подставляя в эту формулу усъ — 1//?св, видим, что она совпадает с (3.61).
Аналогично можно получить выражения для ZBMxOC и для любого сопротив-
ления усилителя с ОС. Формулу Блекмана особенно удобно использовать при
сложных видах ОС, в том числе и мостового типа.
3.9. ВЛИЯНИЕ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
НА ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Обратная связь, изменяя коэффициент усиления по напряжению
Ки (см. § 3.3), оказывает влияние и на линейные искажения в усилите-
ле: амплитудно-частотные, фазочастотные и переходные. Рассмотрим
сначала влияние на линейные искажения частотно-независимой ООС,
при которой р (<о) — р — const в (3.18), у (со) = у = const в (3.24),
6 (со) р (ю) = бр - ~ const в (3.31) и б (со) у (со) = бу = const в (3 33).
Поскольку структура всех указанных здесь формул одинакова, то
рассмотрение проведем лишь для последовательной ООС по напряже-
нию.
Влияние частотно -независимой ООС на ам-
плитуды о-ч а ст от н ы е искажения. Как правило, ам-
плитудно-частотные искажения оценивают с помощью коэффициента
частотных искажений (см. § 2.5)
М = Киср/Ки. (3.77)
Для нахождения М обычно используют сквозные коэффициенты уси-
ления, так как внутреннее сопротивление источника сигнала оказы-
вает влияние на результирующие частотные искажения При ООС со-
гласно определению коэффициент частотных искажений
^4ос = КмСр ос/Кы ос- (3.78)
В соответствии с (3.18) в области средних частот при последова-
тельной ООС по напряжению коэффициент усиления по напряжению
Киср ос = — Ки ср/(1 + РКи ср )• Подставляя это выражение и вы-
ражение для Киос из (3.18) в (3.78), находим:
мос. = -^ср/е+^ср) _ с+^а = м
-к0(1Ч-1«а к; (1+Р«;ор)
3 Зак. 1456 65
Подставляя в числитель этого выражения значение Ки из (3.77) и
раскрывая скобки, получаем:
/1 v = М ср/ = ——— ср ,
1-|-,5/С 14-№
1 г и ср ‘ г w ср
Добавляя и вычитая в числителе! и проводя простые преобразования,
имеем Ahjc ~ (М — 1)/(1 4- 0/Сср) 4- 1, или окончательно
Мос - 1 = (М - 1)/(1 4- РК«ср). (3 79)
Из полученной формулы следует, что частотно-независимая после-
довательная ООС по напряжению уменьшает амплитудно-частотные
искажения. Уменьшение искажений пропорционально сквозной глубине
ОС в области средних частот. Чем больше сквозная глубина ОС
>4 ?р = 1 + тем меньше будут амплитудно-частотные искаже-
ния. Конечно, искажения уменьшаются лишь в той части усилителя,
которая охвачена петлей ООС. Однако и в предшествующих, и в по-
следующих цепях усилителя необходимо учитывать при определении
амплитудно-частотных искажений влияние ООС на входное и выходное
соп р от и вл ен и я у с пл 11тел я.
Рассмотренное влияние частотно-независимой ООС на амплитудно-
частотные искажения справедливо при любом способе снятия и введе-
ния энергии сигнала. Физический механизм этого влияния состоит
в следующем. На частоте, на которой коэффициент усиления усилите-
ля без ОС уменьшается, уменьшается и глубина ОС А* = 1 + [3/<г*
по сравнению с глубиной ОС на средних частотах .4ср = 1 4- РК«ср-
В результате на этой частоте коэффициент усиления Ки ос умень-
шается меньше, чем коэффициент усиления в области средних частот
К?? ср ос- Из-за этого АЧХ становится равномерной в более широком
диапазоне частот, т. е. амплитудно-частотные искажения уменьшаются.
Влияние частотно-независимой ООС на
ф а з о ч а с т о т н ы е искажения рассмотрим на примере
последовательной ООС по напряжению. Для этого представим ко-
эффициент усиления по напряжению из (3.17) в тригонометрической
форме, учитывая, что Ки — K*fii(9'-
Ки ос = Ки (cos <р 4- i sin ср)/( 1 4- frKu (cos ср 4- i sin ф)1.
Избавимся от комплексности в знаменателе и найдем аргумент ко-
эффициента усиления по напряжению усилителя с ОС
, sin ср
фос = arctg-------J— .
COS ф - j- ЛК *
При сравнительно малых фазовых сдвигах ф в усилителе без ОС,
когда можно считать cos ф 1, sin ф ж ф и arc tg х ж х, получим
следующее выражение для фазочастотных искажений в усилителе с
ООС:
Фос ф/(1 + РК«). (3.80)
Из этой формулы следует, что частотно-независимая ООС уменьшает
фазочастотные искажения, т. е. фазочастотная характеристика стано-
66
вится более прямолинейной в рабочем диапазоне частот. Это свойство
частотно-независимой ООС остается справедливым при любом способе
снятия и введения энергии сигнала.
Влияние частотно-независимой ООС на пе-
реходные искажения. Так как ООС уменьшает и ампли-
тудно-частотные, и фазочастотные искажения, то она уменьшает и
связанные с ними переходные искажения. Поскольку частотно-неза-
висимая ООС расширяет полосу пропускания усилителя как в области
верхних, так и в области нижних частот,
то она будет уменьшать и время установ- к”
ления импульса /у, и спад его плоской X Г
вершины. V/ /
В двух-трехкаскадном усилителе, имеющем
апериодическую ПХ без выбросов фронта (см.
§ 2.4), при введении частотно-независимой ООС
время установления импульса Сое /в.гр/
//в.грОС’ гДе/в.гРи /втрое “ граничные часто-
ты в области верхних частот, на которых коэф-
фициент частотных искажений равен у 2, в уси-
лителе без ОС и в усилителе с ООС соответ-
ственно.
Для однокаскадного усилителя с указанной
ПХ приведенная выше формула дает точное зна-
Рис. 3.24
чение /уОС.
Уменьшение спада плоской вершины импульса обусловлено уменьшением
напряжения ООС при уменьшении выходного напряжения из-за спада вершины,
что и приводит к выравниванию плоской вершины импульса.
Влияние частотно-зависимой ООС на ам-
плитудно-частотные искажения. При частотно-за-
висимой ООС (иначе, комплексной ООС) коэффициент передачи цепи
ОС (например, |3) зависит от частоты сигнала. Частотно-зависимая
ООС изменяет амплитудно-частотную характеристику усилителя по
закону, обратному закону изменения с частотой коэффициента переда-
чи цепи ОС Р (<о). Например, пусть коэффициент усиления по напря-
жению усилителя без ОС в рабочем диапазоне частот не зависит от
частоты, а Р (/) имеет зависимость от частоты, показанную на рис. 3.24.
Тогда /Сцос будет иметь подъем на соответствующих частотах, как
показано на рис. 3.24.
Частотно-зависимую ООС широко используют для формирования
АЧХ заданной формы, например, в телевизионных усилителях, в уси-
лителях магнитной записи и воспроизведения звука, в усилителях для
видеомагнитофонов, в линейных усилителях многоканальной связи
и т. д.
3.10. КОМБИНИРОВАННАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
МОСТОВОГО ТИПА
Ко многим техническим показателям линейных групповых усили-
телей многоканальных линий связи предъявляют весьма высокие тре-
бования. Применяя сложную глубокую ООС в таких усилителях, не-
обходимо обеспечить следующие основные требования:
3* G7
1. Уменьшить в усилителе нелинейные искажения до очень неболь-
ших значений — примерно 0,01%; при этом можно обойтись без при-
менения УЭ с большим запасом мощности.
2. Существенно уменьшить внутренние помехи усилителя, что от-
крывает возможности для создания чувствительных, малошумящих
усилителей, в которых уровень собственных шумов должен быть
_ НО ------120 дБ.
3. Значительно повысить стабильность коэффициента усиления и
надежность усилителя в условиях действия различных дестабилизи-
рующих факторов (изменения напряжения питания, температуры ок-
ружающей среды и т. п.), что очень важно для линейных усилителей,
число которых в линии связи может быть более тысячи. Стабильность
характеристик усилителя должна быть 0,01—0,1 дБ.
4. Обеспечить весьма незначительные амплитудно-частотные иска-
жения при полосе пропускания усилителя в единицы и даже десятки
мегагерц.
5. Осуществить коррекцию АЧХ усилителя для компенсации ча-
стотно-зависимых потерь в линии связи.
6. Обеспечить возможность ручной или автоматической регулиров-
ки усиления.
7. Получть вполне определенные, заданные входное и выходное
сопротивления усилителя для согласования с линией связи.
8. Обеспечить высокую стабильность входного и выходного со-
противления.
Из проведенного в предыдущих параграфах настоящей главы рас-
смотрения можно видеть, что перечисленные в п. 1—7 требования в от-
дельности можно было бы обеспечить применением только основных
простейших видов глубокой ООС: параллельной или последовательной
ООС по току или по напряжению (см. §3.3—3.8). Однако обеспечить
совместно некоторые из этих требований и особенно п. 8 с помощью
четырех основных видов ООС на практике не удается. Действительно,
для обеспечения требований п. 1—5 можно применить, например, по-
следовательную глубокую ООС по напряжению. Глубину этой ООС
нужно выбрать так, чтобы обеспечить наиболее жесткие условия, тре-
бующие максимальной ее глубины. Тогда другие условия заведомо
будут обеспечены. Однако если при этом учесть необходимость регули-
ровки усиления путем изменения глубины ОС, то требования, напри-
мер, к стабильности усиления могут стать невыполнимо высокими.
К тому же при указанной регулировке усиления сохранить постоян-
ство входного и выходного сопротивлений невозможно, так как при
основных видах ООС /?вхос и 7?выхос зависят от глубины ОС. Более
того, при основных видах ООС обеспечить требование п. 8 также не-
возможно, поскольку при ЭТОМ 7?вхОС И 7?выхОС зависят от Ки или Ки,
а следовательно, и от Ra или /?п. В свою очередь, и сквозная глубина
ОС в усилителях с основными видами ООС изменяется при изменениях
сопротивлений источника сигнала /?и и нагрузки R„.
Использование комбинированной и смешанной (по выходу) ООС
позволяет (см. § 3.6—3.8) решить вопрос о совместном обеспечении
требований п 1—4, 7, 8. Применение смешанной ООС позволяет По-
O'?
лучить заданное выходное сопротивление, когда при основных видах
ООС ее глубина, необходимая для получения линейности или стабиль-
ности усилителя, этого не позволяет. Подбирая соотношение между
глубинами ООС по току и по напряжению без изменения общей глуби-
ны ООС, необходимой для получения других показателей усилителя,
можно одновременно получить и необходимое выходное сопротивление
усилителя. Важно, что это сопротивление будет стабильным, не за-
висящим от Ки и /?и- Однако оно будет зависеть от глубины ООС
(см. § 3.7).
Применение комбинированной ООС позволяет путем подбора со-
отношения между глубиной последовательной и параллельной ООС без
изменения общей глубины ОС получить необходимое входное сопро-
тивление и заданную стабильность или линейность усилителя. В этом
Рис. 3.25
случае входное сопротивление будет стабильным, не зависящим от
Ки или RH. Но оно все же будет зависеть от глубины ОС (см § 3.6).
Таким образом, из изложенного видно, что основное преимущество
комбинированной и смешанной ООС состоит в обеспечении заданных
и стабильных входного и выходного сопротивлений усилителя
Для того чтобы глубина ОС не влияла на входное и выходное со-
противления усилителя и цепь ОС можно было бы использовать для
регулировки усиления и коррекции АЧХ, необходимо применять
комбинированную и смешанную мостовую ООС В этом случае дости-
гается независимость глубины ОС от Rn и Rn. чго позволяет создавать
усилители, удовлетворяющие одновременно всем перечисленным в
п- 1—8 требованиям.
Комбинированную и смешанную мостовую ООС реализуют в усили-
телях с помощью входных и выходных шестиполюсников. Структурная
схема подобного усилителя в самом общем виде показана на рис. 3.25.
Согласно этой схеме входной шестиполюсник характеризуют следую-
щие два коэффициента передачи: 1) коэффициент передачи входной
Цепи усилителя от источника сигнала ко входу усилителя без OOG
(клеммы 1—1) авх ~ (7ВХ/£И; 2) коэффициент передачи входной це-
пи усилителя с выхода цепи ОС (клеммы 3—3) на вход усилителя без
ООС (клеммы 1—1) рвх = UbJUqg.
69
Выходной шестиполюсннк характеризуют: 1) коэффициентов пе-
редачи выходной цепи усилителя с выхода усилителя без ООС (клем-
мы 5—5) на выход усилителя с ООС (клеммы 2—2), т. е. на нагрузку
^вых = ^вы1^'; 2) коэффициентом передачи с выхода усилителя
(клеммы 5—5) на вход цепи ОС (клеммы 6—б) фвых — С'ос/С'.
В результате сквозной коэффициент усиления по напряжению усили-
теля без ОС будет Ки = авх^ио^вых- Сквозная глубина Л* = 1 4-
+ РвхРоРвых^иО- Очевидно, ЧТО КиСХЗ = Ки/А*.
В электросвязи часто применяют усилители с последовательной смешанной
ООС, причем на выходе используют мостовой шестиполюсннк. Структурная схе-
ма такого усилителя приведена на рис. 3.26. Практически при глубокой ООС уси-
литель рис. 3.26, несмотря па простоту схемы, позволяет обеспечить требования
Рис. 3.20
всех восьми пунктов, если заданы не очень глубокие регулировка усиления и
коррекция АЧХ. Поскольку на выходе используется мост, то глубина ООС не
будет зависеть от /? , а следовательно, и /?вхос. рассматриваемом усили-
теле /?вхос иге же зависит от Kll0 и от коэффициента передачи цепи ОС фоФ[ых»
т. е. от глубины ОС (см. § 3.6). В данном усилителе, следовательно, Двх0(. " будет
нестабильно, особенно при изменениях глубины ОС. Но при глубокой ООС будет
иметь место соотношение /?bxqc /?и. Поэтому для обеспечения согласования
на входе данного усилителя применяют шунт, причем сопротивление шунта
/?Ц| < /?ихОс. В результате входное сопротивление усилителя Авх ус = Аш/?вхОс/
/(А;п-г Апхос) можно получить достаточно стабильным. Параллельная
и смешанная ООС нс может обеспечить необходимую стабильность /?r,v Vn из-за
отсутствия шунта, либо стабильность использования Ёи при наличии добавочно-
го резистора на входе. Достоинством усилителя собранного по схеме рис 3.26,
к тому же является отсутствие дополнительных фазовых сдвигов и сравнительно
малые потери сигнала во входной цепи.
Наиболее часто в электросвязи применяются усилители с мостами
во входной и выходной цепях, как это показано на схеме рис. 3.27.
Мост во входной цепи состоит из сопротивлений Zb Z2, Z3, Z4. Источ-
ник сигнала подключается в диагональ моста CD, выход цепи ОС
(клеммы 3—3) — в диагональ моста АВ. Если мост сбалансирован,
т е. Zj/Z2 = Z.j/Z,, где Z3 = Z3 ||ZBX, то энергия сигнала из одной диа-
гонали моста в другую не передается.
76
I
I
Мост в выходной цепи состоит* из сопротивлений Z5, Z6, Z7 и Z8,
Нагрузка подключается в диагональ моста GH, а вход цепи ОС
(клеммы 6—6) — в диагональ моста EF. Мост на выходе будет сбалан-
сирован, если Z5/Zg Z7/Z8, где II ZBbIx.
В результате в усилителе, собранном по схеме рис. 3.27, цепи ис-
точника сигнала и нагрузки и цепь ОС взаимно развязаны. Поэтому
глубина ОС не зависит ни от сопротивления нагрузки /?„, ни от сопро-
тивления источника сигнала и одновременно входное и выходное
сопротивления усилителя не зависят от глубины ООС. При этом в уси-
лителе действуют комбинированная и смешанная ООС, что позволяет
получить очень стабильные значения входного и выходного сопротив-
лений.
Рис. 3.27
Во входном шестиполюснике элементами последовательной ООС
являются резисторы Z2 и Z4, которые подключены к выходным клеммам
3—3 цепи ОС и образуют делитель напряжения для (7ос. Напряжение
ООС, действующее на Z4, включено последовательно с Еп относитель-
но входных клемм 1—1 усилителя без ООС (см. рис. 3.7, 3.9, 3.11).
В этом же шестиполюснике элементом, вводящим в усилителе парал-
лельную ООС, является резистор Z£, через который ответвляется ток
обратной связи в цепь ОС (см. рис. 3.8, 3.9, З.Г2).
В выходном шестиполюснике элементами ООС по напряжению яв-
ляются резисторы Z7 и Zs, которые образуют делитель для напряжения
^вых- Напряжение ООС, образующееся на Z8, действует между вход-
ными клеммами 6—6 цепи ОС (см. рис. 3.3, 3.4, 3.6). В этом шестипо-
люснике элементом, создающим ООС потоку, является Zo (см. рис. 3.5,
3.6, 3.16).
Основными недостатками усилителя с мостовой ООС, собранного
по схеме рис. 3.27, являются большие потери мощности сигнала в ре-
зисторах, образующих входной и выходной шестиполюсники, и не-
возможность получить согласование по шумам на входе. Этих недо-
71
ci атков можно избежать, если во входной и выходной цепях усилителя
применить трансформаторы, входящие во входной и в выходной шести-
полюсники. Использование в линейных групповых усилителях сбалан-
сированных дифференциальных систем на трансформаторах обеспечи-
вает и ряд других преимуществ. Такие усилители рассматриваются
в гл. 7.
ГЛ А В А 4
ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
ЭЛЕКТРОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Как следует из структурной схемы усиль геля, показанной на
рис. 1.5, усилитель состоит из отдельных каскадов. При проектиро-
вании усилительного каскада решается целый ряд самостоятельных
задач, основные из которых следующие:
Выбор т и п а усилительного элемента (У Э)
(электронная лампа, полевой или биполярный транзистор, интеграль-
ная микросхема). В настоящее время в усилительной технике наиболее
широко используются биполярные транзисторы. В ряде случаев при-
меняются электронные лампы, например при высоких напряжениях и
больших мощностях, при неблагоприятных условиях окружающей сре-
ды. Примерами усилителей на электронных лампах могут служить
усилители для проводного вещания (их мощность достигает 30—50 кВт)
и модуляционные усилители радиовещательных передатчиков длин-
ных, средних и коротких волн с анодной модуляцией (мощность до
1—2 МВт). Широкое распространение в последнее время находят поле-
вые транзисторы, для построения усилителей очень часто используют-
ся интегральные микросхемы. При этом микросхема может в целом рас-
сматриваться при определенных условиях как некоторый своеобраз-
ный самостоятельный усилительный элемент (прибор).
Выбор режима работы УЭ. В цепях УЭ обычно
протекают переменные и постоянные составляющие токов. Режим уси-
лительного элемента при отсутствии сигнала на его входе называют
режимом по постоянному току, в этом режиме анализируют постоян-
ные токи и напряжения в цепях УЭ. Если не учитывать влияния пара-
метров окружающей среды на зависимости токов и напряжений УЭ,
то говорят о статическом режиме его работы. При этом анализировать
работу усилительного каскада можно с помощью вольт-амперных (ста-
тических) характеристик УЭ. При наличии ЭДС сигнала иа входе уси-
лителя в цепях УЭ появляются переменные составляющие токов и на-
пряжений, которые анализируются для УЭ, работающего в режиме
по переменному току. Если уровень сигнала на входе усилителя на-
столько мал, что параметры УЭ при изменении напряжения или тока
сигнала остаются практически неизменными, то говорят о режиме
слабого сигнала. Обратный случай называют режимом сильного сиг-
12
нала. Имеется несколько разновидностей режимов работы УЭ в режиме
сильного сигнала в зависимости от того, происходит или не происходит
отсечка токов в цепях УЭ. Режим работы УЭ в значительной степени
определяет методику расчета усилительного каскада и значения его
основных показателей. Как правило, в режиме слабого сигнала ра-
тают УЭ каскадов предварительного усилителя (см. гл. 5), в режиме
сильного сигнала — УЭ оконечного каскада (см. гл. 6).
Выбор и обеспечение способа включения УЭ
по переменному току, как будет показано ниже, имеется
три способа включения УЭ.
Обеспечение питания УЭ по постоянно-
му т о к у с помощью специальных цепей питания, при необходи-
мости осуществляется питание вспомогательных цепей УЭ (например,
цепей накала электронной лампы).
Выбор и реализация цепей связи УЭ с
нагрузкой и источником сигнала. В общем слу-
чае источником сигнала может служить предыдущий усилительный
каскад, а нагрузкой — последующий.
Обеспечение правильного включения внеш-
них цепей УЭ для получения требуемых сопротивлений нагру-
зок для УЭ по переменному и постоянному токам.
4.2. СПОСОБЫ ВКЛЮЧЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
ПО ПЕРЕМЕННОМУ ТОКУ
Общие сведения. Усилительный каскад можно представить в виде
четырехполюсника (рис. 4.1) с двумя входными /—/ и двумя выход-
ными 2—2 клеммами. Четырехполюсник этот активный, т. е включа-
ет в себя источник питания. По этой причине он обладает усилитель-
ными свойствами, т. е. имеет коэффициент усиления по мощности вы-
ше единицы. Основным элементом этого четырехполюсника является
УЭ (транзистор или электронная лампа), который имеет только три
вывода (выводы от нити накала, экранной сетки лампы при рассмотре-
нии не учитываются). Таким образом, один из выводов УЭ должен быть
общим для входа и выхода усилителя. Способ включения зависит от
того, какой вывод (или электрод) УЭ является общим для входной и
выходной цепей усилителя.
У усилительного элемента имеется три основных электрода: эмит-
тирующий (эмиттер, исток, катод), управляющий (база, затвор, сет-
ка) и управляемый (коллектор, сток, анод). Соответственно различают
три способа включения УЭ по переменному току. С общим эмшп ти-
рующим электродом', при использовании в качестве УЭ биполярного
транзистора — это схема с общим эмиттером (ОЭ), при использовании
полевого транзистора — схема с общим истоком (ОИ), при исполь-
зовании лампы — схема с общим катодом (ОК). С общим управ-
ляющим электродом', при использовании в качестве УЭ биполярного
транзистора — это схема с общей базой (ОБ), при использовании по-
левого транзистора — схема с общим затвором (ОЗ), при исиользова-
73
нии лампы — схема с общей сеткой (ОС). С общим управляемым
электродом: при использовании в качестве УЭ биполярного транзи-
стора — это схема с общим коллектором (ОК), при использовании по-
левого транзистора — это схема с общим стоком (ОС), при использова-
нии лампы — схема с общим анодом (ОА).
Для определения способа включения УЭ по переменному току в
реальном каскаде необходимо: выделить УЭ; исключить источники по-
стоянного напряжения (источники
питания), поскольку обычно в уси-
лителях их сопротивление пере-
менному току близко к нулю; пред-
ставить в виде единого эквива-
А ктивный
четырехпо-
люсник
лентного сопротивления перемен-
Рис. 4.1 ному току сопротивления источ-
ника сигнала и нагрузки
для УЭ (в общем случае сопротивления источника сигнала и нагруз-
ки для УЭ отличаются от соответствующих сопротивлении усили-
тельного каскада).
Рассмотрим основные свойства различных схем включения УЭ.
Подробный анализ конкретных схем сделан в курсе «Электронные
приборы». Сравнение свойств различных схем необходимо делать по
стедующим показателям: по изменению фазы вы о того сигнала по
о ношению к фазе входного (инвертирование или н .'инвертирование
Рис, 4 2
сигнала); по коэффициентам усиления по току, напряжению и мощно-
сти; по входному и выходному сопротивлениям; по частотным свойст-
вам; по нелинейным искажениям.
Схемы с общим эмигрирующим электродом показаны на рис. 4.2:
на рис. 4.2 а — схема с ОЭ, на рис. 4.26 — схема с ОИ, на рис. 4.2в —
схема с ОК. Заметим, что для нормальной работы УЭ схема усилитель-
ного каскада должна включать источники питания по постоянному
току, однако схемы рис. 4.2, как и схемы рис. 4.3—4.6, иллюстрируют
способы включения УЭ по переменному току, поэтому на них для упро-
щения не изображены цепи питания.
Характерным для схем с общим эмигрирующим электродом являет-
ся изменение полярности усиливаемых сигналов на обратную, т. е.
каскад с ОЭ является инвертирующим усилителем, Рассматривае-
74
мые схемы включения обеспечивают одновременное усиление и тока и
напряжения, реализуют наибольшее усиление мощности, имеют сред-
ние значения входного и выходного сопротивлений. Однако схемы с
общим эмиттирующим электродом обладают наихудшими частотными
свойствами и нелинейными искажениями. В схемах на рис. 4.2 нег внеш-
них обратных связей.
Схемы с общим управляющим электродом показаны на рис. 4.3:
рис. 4.Зя — схема с ОБ, на рис. 4.36 — схема с ОЗ, на рис. 4.Зе —
схема с ОС. В схемах с общим управляющим электродом УЭ не меня-
ет полярности усиливаемых сигналов. Для рассмотрения основных
свойств усилителя, собранного по схеме рис. 4.3, представим схему с
общим управляющим электродом как схему с общим эмиттирующим
электродом, в которой введена обратная связь по переменному току.
Рис. 4.3
С учетом сказанного при применении в качестве УЭ, например, бипо-
лярного транзистора, схему рис. 4.3а можно представить в виде схе-
мы рис. 4.4. Используем общие правила определения вида обратной
связи. Так, из рис. 4.4 видно, что при обрыве цепи источника сигнала
обратная связь не исчезает, следовательно, она параллельна по входу.
Поскольку весь выходной ток поступает обратно во входную цепь
(/вых ~ /св)» то глубина обратной связи для этой схемы равна 100%.
Напряжение обратной связи создается током Iвх — /св + /б на со-
противлении если Rlt = 0, то ОС отсутствует. Это означает, что
обратная связь в схеме с ОБ имеет место при Rti > /?вх транзистора.
В схеме рис. 4.4 обратная связь отрицательная, это можно проверить,
если сравнить полярности напряжений на зажимах 1—1 от ЭДС Е„
и обратной связи. Положим, что благодаря ЭДС Еп положительный
потенциал на базе транзистора увеличивается, при этом выходной
ток транзистора /пых станет меньше; напряжение обратной связи на
уменьшится, следовательно, уменьшится и потенциал базы.
Выясним тип обратной связи в схеме рис. 4.4 по выходу. Если за-
коротить сопротивление нагрузки Ru~, то обратная связь не исчезнет
и выходной ток все равно будет поступать во входную цепь. При обры-
ве нагрузки обратная связь исчезает, значит, по выходу это обратная
связь по току. Следовательно, в схеме с ОБ имеется 100%-ная парал-
лельная отрицательная обратная связь по току. Влияние такой обрат-
ной связи на свойства усилителя было подробно рассмотрено в гл. 3,
на основе чего можно сделать следующие выводы: усиление по току в
схемах с общим управляющим электродом чуть меньше единицы, одна-
75
I
ко усилительные каскады, собранные по этой схеме, обеспечивают
усиление и напряжения, и мощности (последнее в данной схеме меньше,
чем в схеме с общим эмигрирующим электродом); входное сопротивле-
ние минимально по сравнению со схемами с общим эмигрирующим и
управляемым электродами; выходное сопротивление максимально;
схемы обладают хорошими частотными свойствами и малыми нелиней-
ными искажениями. Отмеченные свойства схем с общим управляющим
Рис. 4.4
Рис. 4.5
как схемы с оошим эми
Рнс. 4.6
электродом тем значительнее проявляются, чем заметнее влияние
ООС, которое возрастает с увеличением сопротивления источника
сигнала Rtt.
Схемы с общим управляемым электродом показаны на рис. 4.5:
на рис. 4.5а — схема с ОК, на рис. 4.56 — схема с ОС, на рис. 4.5в —
схема с ОА.
Схемы рис. 4.5 можно, так же как схемы рис. 4.3, рассматривать
ттирующим электродом, но с введенной обрат-
ной связью. Проанализируем свойства этих
усилителей на примере схемы с ОК (рис. 4.6).
Напряжение, действующее между базой и
эмиттером транзистора Uб.э, равно разности
между напряжением на зажимах Б—3, соз-
даваемое £Г1, и напряжением на сопротивле-
нии нагрузки (Увых- Если из-за Еп потен-
циал базы транзистора увеличится, то эмит-
терный ток уменьшится; это, в свою очередь,
вызовет уменьшение падения напряжения на
сопротивлении что приводит к увеличе-
нию напряжения U б э и, следовательно,
транзистор закроется слабее. Таким образом, обратная связь в схеме
рис. 4.6 отрицательная. Поскольку напряжение обратной связи равно
выходному напряжению, в схеме рис. 4.6 действует 100%-ная ООС.
При обрыве в источнике сигнала напряжение обратной связи не
будет прикладываться к УЭ, следовательно, это обратная связь по-
следовательная по входу. Поскольку при коротком замыкании сопро-
тивления нагрузки обратная связь исчезает, то по выходу это обрат-
ная связь по напряжению. Таким образом, в каскаде с ОК имеется
100%-ная последовательная ООС по напряжению, что и определяет ее
76
влияние на свойства усилителя. По мере уменьшения сопротивления
п напряжение Uб.э все сильнее будет зависеть от напряжения ОС,
поэтому ее влияние будет сильнее сказываться на свойствах усилите-
ля при малом Rn. Заметим, что в схеме с ОК изменение сопротивлений
Ra и Rn~ вызывает сильное изменение влияния ООС на усилитель.
Механизм действия ОС справедлив для всех схем рис. 4.5. Поэто-
му можно сделать следующие общие выводы о свойствах схем с общим
управляемым электродом: полярность усиливаемых сигналов не ме-
няется; усиление по напряжению меньше единицы, однако имеется уси-
ление как тока, так и мощности; максимальное входное и минималь-
ное выходное сопротивления; достаточно хорошие частотные свойства
и малые нелинейные искажения.
Рис. 4.7
Поскольку напряжение на выходе усилителя, собранного по схе-
ме с общим управляемым электродом, по величине и фазе близко к дей-
ствующему на входе и как бы повторяет его, такие схемы называются
повторителями. Различают следующие типы повторителей: эмиттер-
ный, истоковый, катодный.
Современная технология позволила создать усилитель с очень
большим коэффициентом усиления, выполненный в виде интегральной
микросхемы, которая обычно применяется в качестве активного УЭ
(усилительного прибора) для схем с обратными внешними связями.
Такой усилитель, получивший название операционный усилитель
(ОУ), является наиболее универсальным и многофункциональным уз-
лом многих современных радиоэлектронных устройств. Как правило,
ОУ имеет два входа и один выход. Знак плюс на одном из входов озна-
чает, что выходное напряжение совпадает по фазе с напряжением, по-
данным на этот вход — неинвертирующий вход. Знак минус на другом
из входов ОУ показывает, что выходное напряжение меняет фазу на
180° относительно напряжения, поданного на этот вход — инвертирую-
щий вход. Питание ОУ осуществляется от равных по величине и раз-
нополярных источников питания. Если операционный усилитель ис-
пользуется в качестве УЭ, то имеются несколько схем включения.
Так, на рис. 4.7я показана схема ОУ с инвертированием сигнала, на
рис. 4.76 — схема с неинвертированием сигнала, на рис. 4.7в — схе-
ма операционного повторителя.
77
4.3. СОСТАВНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ. КАСКОДНАЯ СХЕМА
Составной транзистор. В качестве усилительного элемента может
быть применен не только один транзистор, нои комбинация из двух или
больше транзисторов. Такая комбинация называется составной тран-
зистор. Поскольку составной транзистор рассматривается как единый
УЭ, он имеет три электрода, эквивалентные базе, эмиттеру и коллек-
тору обычного транзистора. Составной транзистор обладает свойствами,
которые получить в обычных транзисторах либо трудно, либо практиче-
ски невозможно. Наиболее часто составной транзистор представляет со-
бой комбинацию из двух транзисторов с непосредственной связью меж-
ду ними. Иногда это не только каскадно соединенные транзисторы, но
и комбинации из транзисторов и резисторов, включенных в цепь базы
Д'
Рис. 4.8
и эмиттера. В настоящее время составные транзисторы широко исполь-
зуются в усилительной технике: в аналоговых интегральных схемах,
в современных усилителях с бестрансформаторным двухтактным вы-
ходом, в эмиттерпых повторителях с большими выходными токами
и т. д. Составные транзисторы целесообразно использовать и в том
случае, когда для конкретного усилителя не удается подобрать тран-
зисторы с нужными параметрами, выпускаемые промышленностью.
Пара Дарлингтона. Схемы наиболее часто применяемых составных
транзисторов показаны на рис. 4.8. Наибольшее распространение по-
лечила схема рис. 4.8, а, известная в литературе под названием схемы
(или пары) Дарлингтона.
Пару Дарлингтона можно включать по схеме с ОЭ, ОК или ОБ, ис-
пользуя при этом транзисторы р-п-р или п-р-п типа. Наибольший эф-
фект дает включение составного транзистора по схеме с ОЭ и ОК;
в схеме с ОБ усиление пары Дарлингтона мало отличается от усиле-
ния обычного транзистора. Действительно, из рис. 4.8а следует
/б2 — I )1 — (^21э1 "Б 1) Л ^б4“^21?2 ^62» (4.1)
где h.2Vjl = /к1//б, ^2192 — ^к2^б2 — коэффициент усиления по току
схемы с ОЭ первого и второго транзисторов соответственно. Тогда
эквивалентный коэффициент усиления по току пары Дарлингтона
f id IQ = 1^2131 f б 4“ ^21э2 (^21Л 4- 1) ^б1/Л> ~
~ ^21Л 4“ ^21 >2 4" ^21Л ^2Ij2- (4.2)
73
Из (4.2) следует, что эквивалентный коэффициент усиления по ток у
пары Дарлингтона при включении ее по схеме с ОЭ практически равен
произведению коэффициентов усиления транзисторов /г2101 и h2l32.
Так, если /i2i3i и И21э2 имеют значения 50—100, то /?21а = (0,25— 1)• Ю4.
Аналогично можно показать, что при включении пары Дарлингтона
по схеме с ОБ, результирующий коэффициент усиления по току
'216 ^2161 ^21 62 21 б 21 б2• (4.3)
Если транзисторы в паре Дарлингтона одинаковы, то из (4.3) сле-
дует, ЧТО ^216 ^21 61 '~^21б2‘
Транзисторы в паре Дарлингтона работают в разных режимах; ток
/аг превышает ток /Э1 примерно в h.,l32 раз. Поскольку коэффициент
усиления сильно зависит от режима
работы транзистора, а транзистор V2
(рис. 4.8а) обычно работает при нор-
мальном эмиттер ном токе, то коэф-
фициент усиления h2131 может быть
существенно ниже h.2Vd.2. Это приведет
к тому, что эквивалентный коэффици-
ент усиления пары Дарлингтона /г21э
будет меньше по сравнению со значе-
нием, определяемым (4.2). Для вырав-
нивания токов /Э1 и /02 параллельно
эмиттерному переходу транзистора
V2 пары Дарлингтона включают ре-
зистор, однако это несколько сии*
Рис. 4.9
жает эквивалентное усиление.
Граничная частота составного транзистора при включении его в
схему с ОБ несколько превышает граничную частоту наиболее высоко-
частотного из примененных транзисторов; для схем с ОЭ и ОК гранич-
ная частота оказывается несколько ниже граничной частоты наиболее
низкочастотного из примененных транзисторов. Входное сопротивле-
ние составного транзистора в схемах с ОЭ и ОК при невысоком сопро-
тивлении нагрузки больше, чем у отдельных транзисторов.
На рис. 4.86 показана схема еще одного составного транзистора с
разными типами проводимостей р-п-р и п-р-п. Как следует из направле-
ний результирующих токов, показанных на рис. 4.86, этот составной
транзистор р-п-р типа. Его коэффициент усиления по току й21а =
= ^21э1 + ^2191^2192 ~ ^21э?121э2> т- е- практически равен эквивалент-
ному коэффициенту усиления по току пары Дарлингтона.
Каскодная схема. Вариантом составного транзистора является кас-
кодная схема, представляющая собой последовательное включение по
переменному току двух транзисторов (рис. 4.9). Входной транзистор VI
включен по схеме с ОЭ, выходной — по схеме с ОБ. Выходной ток та-
кого составного транзистора
Тогда эквивалентный коэффициент усиления по току h2lc —
=^2161^2162- Следовательно, коэффициент усиления эмиттер-
/9
(4.4)
кого тока при каскодном соединении мало отличается от соответствую-
щего коэффициента усиления одного транзистора VI. Входное сопро-
тивление каскодного усилителя определяется входным сопротивлением
транзистора VI и не зависит от сопротивления нагрузки; частота верх-
него среза зависит от параметра транзистора VI и сопротивления ис-
точника сигнала. Таким образом, каскодная схема по сравнению с обыч-
ным усилительным каскадом по схеме с ОЭ не дает выигрыша по ко-
эффициенту усиления и по входному и выходному сопротивлениям.
Однако каскодный усилитель обладает важнейшим преимуществом —
слабой связью между выходом и входом такого составного транзистора.
Известно, что наличие в обычном транзисторе емкостиСк и сопротивле-
*55
Рис. 4.10
ния гк между коллектором и базой приводит к появлению обратной свя-
зи между выходом и входом транзистора, что вызывает ряд неприятных
последствий в работе усилителя. Так, при определенных условиях это
может вызвать самовозбуждение усилителя; такая обратная связь
увеличивает входную емкость каскада, а следовательно, ухудшает
его частотную характеристику.
Хорошая развязка выхода и входа в каскодном усилителе объясня-
ется тем, что нагрузкой транзистора VI является малое входное со-
противление транзистора V2, включенного по схеме с ОБ, т. е. тран-
зистор VI каскодного усилителя работает практически в режиме ко-
роткою замыкания коллекторной цепи. При этом коэффициент усиле-
ния по напряжению транзистора мал, а следовательно, мало и напря-
жение обратной связи с выхода транзистора VI на его вход. С другой
стороны, емкость коллекторного перехода Ск2 мало влияет на входное
напряжение V2, так как база этого транзистора по высоко?! частоте зам-
кнута на землю. Все это резко уменьшает обратную связь между выхо-
дом и входом, повышает устойчивость усилителя. Помимо этого, в кас-
кодном усилителе нелинейные искажения меньше, чем в обычном уси-
лителе, собранном по схеме с ОЭ. Благодаря отмеченным особенностям
работы каскодный усилитель нашел широкое применение, особенно в
резонансных каскадах. Каскодный усилитель выполняется и в микро-
80
схемных вариантах. Например, микросхема К118УН2 (рис. 4.10а)
состоит из трех транзисторов, два из которых V2n V3 образуют каскод-
ный усилитель ОЭ—ОБ. Третий транзистор VI служит для создания
необходимого режима работы транзисторов по постоянному току, он
включен по схеме с ОЭ и охвачен обратной связью по напряжению че-
рез резистор R1. Вывод 3 можно использовать для подачи сигнала, ес-
ли усилитель выполняется только на транзисторах V2 и V3. Подклю-
чением к выводу 13 конденсатора большой емкости обеспечивается за-
земление по переменному току базы транзистора V2. Микросхема может
использоваться как с внутренней нагрузкой (резистор R5), так и с раз-
личными по характеру внешними нагрузками, включаемыми между вы-
водами 7 и 10. При подаче сигнала на вывод 1 транзистора VI обеспе-
чивается его дополнительное усиление.
Принципиальная схема каскада усиления промежуточной частоты
на микросхеме КП8УН2 приведена на рис. 4.106. Нагрузкой каскод-
ного усилителя является избирательная система C5L2. Недостатком
каскодных схем с последовательным соединением транзисторов явля-
ется необходимость более высоких напряжений источников питания по
сравнению с обычным каскадом.
4.4. ЦЕПИ ПИТАНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ
4.4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Состояние, в котором находится УЭ при отсутствии на его входе
усиливаемого сигнала, называется состоянием покоя. Постоянные то-
ки и напряжения в цепях УЭ, соответствующие состоянию покоя, на-
зывают токами и напряжениями покоя', они определяют на входной и
выходной статических характеристиках УЭ точку покоя. Положение
точки покоя характеризует режим работы УЭ по постоянному току.
Токи и напряжения покоя УЭ устанавливают подачей соответствую-
щих постоянных напряжений (или токов) от источника питания (ИП).
Для обеспечения требуемого режима работы на УЭ обычно подается
два напряжения: между эмиттирующим и управляющим электродами
(смещение} и между эмиттирующим и управляемым электродами (вы-
ходное постоянное напряжение). Например, в биполярном транзисто-
ре смещение — это напряжение между базой и эмиттером, а выходное
напряжение — напряжение между коллектором и эмиттером транзи-
стор а.
Требу емый режим работы УЭ обеспечивается в усилительном кас-
каде с помощью специальных цепей питания. Имеется два варианта
получения выходного постоянного напряжения УЭ: включение источ-
ника питания последовательно (рис. 4.Па) и параллельно (рис. 4.116)
с нагрузкой. Проиллюстрируем оба способа подачи питания на при-
мере биполярного транзистора. В первом через нагрузку Z„ протека-
ет и постоянная и переменная составляющие выходного тока транзи-
стора; во втором постоянная составляющая выходного тока из-за вклю-
чения конденсатора Ср не проходит через нагрузку ZH, а переменная
81
составляющая из-за включения дросселя £др не проходит через источ-
ник питания.
Та часть цепей питания, которая обеспечивает подачу на УЭ на-
пряжения или тока смещения, называется цепями смещения. В общем
случае для обеспечения выходного постоянного напряжения и смеще-
ния на УЭ можно использовать два отдельных источника питания.
Однако на практике лучше питание всех его цепей (за исключением
цепей накала) осуществлять от одного общего источника постоянного
напряжения, так как чаще всего выходное напряжение УЭ во много
раз больше напряжения смещения, которое в этом случае можно полу-
чить с помощью обычных делителей напряжения.
К цепям смещения предъявляются следующие основные требования:
во-первых, они должны обеспечивать необходимое значение и поляр-
Рис. 4.11
ность напряжения смещения, т.е. выбранное положение точки покоя
УЭ при заданном постоянном выходном напряжении; во-вторых, удер-
живать положение точки покоя в необходимых пределах при воздей-
ствии дестабилизирующих факторов. Если цепи смещения выполняют
только первое требование, то они называются нестабилизированными,
если оба требования одновременно — стабилизированными.
Цепь смещения зависит от типа УЭ. Приведем конкретные схемы
цепей смещения для основных типов УЭ.
4.4.2. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Нестабилизированные цепи смещения. Рассмотрим две основные
разновидности нестабилизированных цепей смещения: смещение фик-
сированным током базы и смещение фиксированным напряжением
база — эмиттер.
Схема усилительного каскада со смеще-
нием фиксированным током базы показана на
рис. 4.12. Сопротивление 7?б выбирается во много раз больше сопро-
тивления по постоянному току между коллектором и базой транзисто-
ра, напряжение Поэтому
/Со = (E-U0^)/RG ^E/Rg. (4.5)
Из (4.5) следует, что ток базы практически не зависит от парамет-
ров транзистора, имеет фиксированное значение, определяемое лишь
82
напряжением источника питания и сопротивлением Rc.Tok / g0 и на-
пряжение Uб„э0 являются заданными, определяемыми рабочим ре-
жимом транзистора, связь между ними показывают статические вход-
ные характеристики транзистора. Следовательно, для обеспечения
требуемого смещения на транзисторе в схеме рис. 4.12 необходимо
правильно выбрать сопротивление резистора R о, воспользовавшись
при этом (4.5), т. е. R6 хЕН6(). Покажем цепь протекания постоян-
ных токов в усилительном каскаде с фиксированным током базы
(см. рис. 4.12). Ток эмиттера /э0 протекает последующей цепи: общий
провод, эмиттерный переход транзистора, далее он разделяется на
/бо и Лю! ток /бо протекает через резистор Rg и источник питания Е
на общий провод, а ток /к0 — через коллекторный переход транзисто-
ра, резистор R, источник питания на общий провод.
Рис. U2
—ИИ
Рис. 1 13
Схема усилительного каскада со смеще-
нием фиксированным напряжением база —
эмиттер показана на рис. 4.13. Необходимое, напряжение смеще-
ния Uб.эо обеспечивается с помощью делителя напряжения R1 и R2
в цепи базы. Из схемы рис. 4.13 следует Е = /nR2 4* /nRi +
где /д — ток делителя. Отсюда /д = (Е — I 6qRi)/(Ri + R2)- Посколь-
ку ^б.эо — InR2, имеем
t/б.эо =(£ ~ Mi) RARi + R2). (4-6)
Как следует из (4.6), чем больше /д по сравнению с /б0, тем мень-
ше напряжение смещения С/б.э0 зависит от параметров транзистора.
При /д»/б0, из (4.6) получаем [/б.э0 « ER2/(R1-|- R2), т. е. сме-
щение является фиксированным и зависит только от напряжения ис-
точника питания и от сопротивлений делителя R7, R2. Цепи протека-
ния токов /30, /бо и /к0 такие же, как и в схеме рис. 4.12; ток делите-
ля протекает по цепи: источник питания, общий провод, резисторы R2,
R/, источник питания. Обе рассмотренные схемы подачи смещения на
транзистор усилительного каскада могут включаться как последова-
тельно с источником сигнала, так и параллельно.
Достоинством нестабилизированных цепей смещения является их
простота и экономичность, однако на практике такие схемы нашли ог-
ьз
раничеиное применение. Это объясняется тем, что нестабилизирован-
ные цени смещения не устраняют произвольных отклонений во времени
режима работы транзистора от заданного.
Причины нестабильности. Не следует думать, что
если ток Iб0 или напряжение Uб э0 фиксированы, то точка покоя ь
транзисторе постоянна. Известно, что статические характеристики
транзисторов во времени нестабильны из-за целого ряда факторов, ос-
новными среди которых являются технологический разброс парамет-
ров транзисторов от одного экземпляра к другому и сильная зависи-
мость их от температуры. Ток коллектора транзистора
Л.О ^^210 60 Т" ^К.н)> (4-7)
где /г21э — низкочастотный статический коэффициент усиления по
току в схеме с ОЭ; /к и — начальный ток коллектора при отключен-
ном эмитере транзистора.
Если цепь эмиттера разомкнута, то в коллекторной цепи все рав-
но будет протекать некоторый ток /к.н, являющийся тепловым током
неосновных носителей заряда через р-п переход; часто этот ток назы-
вают обратным током коллектора. Как следует из (4.7), ток 1 к0 даже
при фиксированном токе базы зависит от Л213 п /к и. Коэффициент
усиления h2rj может меняться от экземпляра к экземпляру транзисто-
ра в 2—3 раза. Ток /кп резко зависит от температуры. Так, при уве-
личении температуры на каждые 10° С он увеличивается вдвое у гер-
маниевых и втрое у кремниевых транзисторов. Оба отмеченных факто-
ра могут резко изменить режим работы УЭ, нарушить работу усилите-
ля из-за искажений сигнала и недопустимого изменения усиления, а
иногда могут привести к выходу транзистора из строя (тепловой или
электрический пробой). По указанным причинам схема усилительно-
го каскада со смещением фиксированным током базы в усилительной
аппаратуре практически не применяется.
При смещении фиксированным напряжением база-эмиттер разброс
параметров транзистора и изменения температуры значительно мень-
ше влияют на отклонения режима работы транзистора от заданного.
Однако и для этой схемы нестабильность режима транзистора может
быть существенна. Изменения температуры и разброс параметров
транзисторов приводят к изменению токов /к0 и /б0. При этом падение
напряжения на резисторах R1 и R2 в усилительном каскаде (рис. 4.13)
будет меняться. Для некоторого уменьшения влияния нестабильностей
необходимо, чтобы /д »Iб0. Тогда изменения 1 б0 будут мало влиять
на напряжение смещения IJб.оо. Однако с увеличением /д приходится
уменьшать сопротивления резисторов R1 и R2, что приведет к увели-
чению выделяемой на них мощности и уменьшению входного сопротив-
ления каскада. Обычно в каскадах предварительного усиления выби-
рают /д = (5 4- 10) /б0, а в каскадах мощного усиления /д = (1
4- 5) /б0. Задавшись значением /д получим сопротивление Rx =
— ^б.эо^д; сопротивление R.2 находится из (4.6).
Таким образом, иестабилизированные цепи смещения не устраня-
ют нестабильность режима работы транзистора и могут применяться
только в тех случаях, когда усилитель работает в постоянном темпе-
«4
ратурном режиме (пли при малых копебаниях температуры) и при ин-
дивидуальном подборе резисторов цепей смещения для примененного
в схеме транзистора. По этим причинам обычно в транзисторных уси-
лителях используют стабилизированные цепи смещения.
Стабилизированные цепи смешения. Применяются два вида стаби-
лизированных цепей смещения: с температурной компенсацией и с от-
рицательной обратной связью.
Цепи смещения с температурной компен-
сацией. В схемах с температурной компенсацией (рис. 4.14) в це-
пях смещения используются термокомпенсирующие элементы: термо-
резисторы Ri или полупроводниковые диоды.
Ряс. 1.14
В качестве терморезнстора могут быть использованы непроволоч-
ные резисторы с отрицательным температурным коэффициентом.
С ростом температуры сопротивление терморезистора Rr (рис. 4.14а)
уменьшается, при этом напряжение смещения (/б э0 на транзисторе
снижается, что вызывает уменьшение /к0. Поскольку, с одной сторо-
’ ны, увеличение температуры вызвало возрастание /к0, а с другой —
из-за понижения смещения Uб.о0 уменьшение этого же тока, при опре-
деленных условиях температурные колебания тока 1 к0 могут быть су-
щественно уменьшены. Эффективность схемы рис. 4.14а можно сущест-
венно повысить, если вместо резистора R1 включить терморезистор
с положительным температурным коэффициентом.
При использовании для температурной компенсации полупровод-
никового диода (рис. 4.146) повышение температуры вызывает умень-
шение прямого сопротивления диода, что приводит к уменьшению сме-
щения, при этом возрастание Iк() компенсируется. В схеме рис. 4.146
могут применяться стабилитроны или германиевые диоды. Диодная
стабилизация находит применение в выходных двухтактных каскадах,
при работе транзисторов в режиме В, для получения низкого напря-
жения смещения.
Преимущество схем диодной температурной компенсации в том,
что можно получить полную температурную компенсацию изменения
положения рабочей точки. Но недостатком является то, что из-за раз-
броса температурных коэффициентов транзисторов и терморезисторов
эта компенсация не бывает точной и глубокой. При большом сигнале
85
термоэлементы могут вызывать значительные его искажения. Схемы
с температурной диодной компенсацией ограниченно применяются в
усилительных каскадах, выполненных по дискретной технологии, од-
нако широко используются в интегральных усилителях.
Диодная стабилизация в ЙМС. В интегральных
микросхемах важное значение приобретает стабилизация уровней то-
ков и напряжений, определяющих режим работы транзисторов по по-
стоянному току. Это обусловлено тем, что всякое произвольное изме-
нение режима работы транзистора, например отклонения напряжения
источника питания по постоянному току или температуры от номиналь-
ных значений, воспринимается на выходе ИМС как полезный сигнал.
По этой причине в ИМС широко используются диодные стабилизато-
ры напряжений и токов.
Рис. 4.15
Pre. 4.16
Для фиксации уровней напряжения в ИС применяют стабилиза-
торы напряжений. Простейший диодный стабилизатор напряжения —
стабилизирующий диод — прямо- или обратносмещенный эмиттер-
ный переход интегрального транзистора. На рис. 4.15а приведена схе-
ма стабилизатора напряжения, в котором в качестве стабилизирующего
диода используется прямосмещенный биполярный транзистор в ди-
одном включении; для этой схемы (70 — Uб,э. Схема рис. 4.15 а име-
ет отрицательный температурный коэффициент &U0/&T = — 2 мВ/° С.
При использовании в качестве стабилизирующего диода обратносме-
щенного биполярного транзистора схема стабилизации будет иметь
положительный температурный коэффициент + 3 мВ/° С. Можно по-
следовательно соединять п транзисторов в диодном включении, при
этом Uq — nUб.э.
Для получения произвольного значения напряжения (70 можно ис-
пользовать умножение опорного напряжения, схема такого умножи-
теля показана на рис. 4.156. В нем применяется параллельная ООС,
при которой Uq — ^/б.э (1 + а отрицательный температурный
коэффициент
_____ &Uб.д /1 /?2 \
дг ~V-г
86
Следовательно, изменяя отношение сопротивлений R2/R3, можно изме-
нять Uo и &U0/&T. В усилителях, собранных по схемам на рис. 4.15,
напряжение стабильно при изменениях напряжения питания Е и не
изменяется при отклонении температуры от номинального значения,
что позволяет обеспечить в ИМС температурную компенсацию.
В цепях смещения аналоговых ИМС широко используются диодно-
транзисторные структуры — новые схемотехнические элементы, не
имеющие дискретных аналогов. Простейшая схема такой структуры
(рис. 4.16а) состоит из двух идентичных биполярных транзисторов
VI и V2 с непосредственной связью
эмиттерных переходов, при этом
транзистор VI имеет диодное
включение и аналогичен диоду
VD, а транзистор V2 — транзис-
тору V в схеме рис. 4.146; темпе-
ратурная стабилизация осущест-
вляется так же, как в схеме рис.
4.146.
Использование диодно-транзис-
торной структуры для создания
стабилизатора тока можно пояснить
по схеме рис. 4.166, известной в
литературе под названием отража-
тель тока. Из рис. 4.166следует,
ЧТО Uо — 6^б,э1 ~Ь ^6.Э2”Ь
+ /э2/?3. Если пренебречь для про-
стоты малым током / б2, то /Э1=/1
и /э2 — /2. Если предположить
сопротивления /?2 и R3 одинаковыми, а транзисторы VI и V2 идентич-
ными (что легко реализовать в ИМС), то из выражения для (70 следует
ii = /2. Таким образом, в схеме рис. 4.166 выходной ток /2 в нагруз-
ке R повторяет или отражает входной ток /ь что и определяет назва-
ние этой схемы. Отражатель тока поддерживает неизменным выходной
ток /2 в широком интервале температур окружающей среды, является
генератором стабильного тока и широко используется в аналоговых
ИМС.
В качестве примера использования отражателя тока в ИМС на
рис. 4.17 приведена схема дифференциального усилителя (ДУ) постоян-
ного тока, выполненного на КН8УД1. Такой усилитель имеет два вхо-
да и предназначен для обеспечения на его выходе напряжения, пропор-
ционального лишь разности потенциалов на входах ДУ и не зависяще-
го ни от их абсолютных значений, ни от изменения напряжения пита-
ния и температуры окружающей среды. Совместно с равными по со-
противлению резисторами R1 и R5 идентичные транзисторы VI и V4
образуют сбалансированный мост. В идеальном случае напряжение по
диагонали моста между выводами 5 и 9 при отсутствии входного сиг-
нала должно быть равным нулю, оно не изменяется и при синфазном
воздействии на выводы 3 и 16. Полезный сигнал обычно подается меж-
ду базовыми выводами транзисторов VI и V4 (выводы 3 и 10). В общий
87
эмиттер ный провод транзисторов VI и V4 включен генератор стабиль-
ного тока, состоящий из транзистора V2 и цепи смещения из резисторов
R2, R3, R4 и транзистора V3 в диодном включении. Надо замешть, что
этот токостабилизирующий генератор является важнейшим элементом
большинства интегральных дифференциальных усилителей и заменяет
высокоомный резистор, создание которого в полупроводниковых мик-
росхемах вызывает ряд трудностей. Режим транзистора V2 определя-
ется резистором R2, делителем R4, R3, R6 и транзистором V3. Этот
каскад охвачен отрицательной обратной связью по току и обладает
высоким входным сопротивлением. Для стабилизации тока исполь-
зуется транзистор V3 в диодном включении, для чего его база соедине-
на с коллектором. При такой схеме стабилизации обеспечивается прак-
тически одинаковый сдвиг характеристик iv — fiu^) транзисторов и
гд = f (мд) диода при изменении температуры. Хорошая температур-
ная компенсация обеспечивается идентичностью параметров транзи-
сторов V3 и V2. Все транзисторы работают в режиме А.
Цепи смещения с отрицательной обрат-
ной связью. Общим для схем стабилизации с ООС является то,
что в усилительном каскаде создается специальная цепь обратной
связи по постоянному току, благодаря которой с ростом (или уменьше-
нием) тока 1 к0 при температурных колебаниях или при смене транзи-
стора смещение на транзисторе уменьшается (или увеличивается), что
в значительной степени компенсирует изменения тока /к0.
Простейшей из схем стабилизации точки покоя с помощью отри-
цательной обратной связи является схема коллекторной стабилиза-
ции. На ргс. 4.18 показана схема коллекторнсй стабилизации при
включении транзистора по схеме с ОЭ (коллекторную стабилизацию
можно применять и при включении транзистора по схемам с ОК и ОБ).
Из рис. 4.18 следует, что схема коллекторной стабилизации отличает-
ся от схемы смещения фиксированным током базы (см. рис. 4.12)
тем, что верхний конец резистора R1 подключен не к источнику пита-
ния, а к коллектору транзистора. При таком включении вводится па-
раллельная отрицательная обратная связь по напряжению, снимае-
мая с коллектора транзистора. При этом на резисторе R1 действует
не все напряжение источника питания £, а разность, т. е. Ur} = Е —
— (/ко + / бо) В ~~ Uб-эо' Решая это уравнение относительно I бо
и учитывая Utti = I q^Ri, получаем:
Из (4.8) следует, что если, например, /к0 стремится увеличить-
ся, то падение напряжения на резисторе R увеличится, в результате
чего при постоянном напряжении Е уменьшится напряжение на ре-
зисторе R1, ток / бо также уменьшится, что препятствует возрастанию
тока /к0. Покажем цепи протекания токов в схеме рис. 4.18. Для тока
/э0: общий провод, эмиттерный переход транзистора, далее ток /э0
делится на 7б0 и /к0; ток /б0 протекает через базу транзистора, рези-
стор R1, резистор R, источник питания, общин провод, ток /к0 —
88
через коллекторный переход транзистора, резистор R, источник пита-
ния, общий провод.
Схема коллекторной стабилизации проста и экономична, но имеет
ограниченное применение из-за ряда недостатков. Согласно (4.8) эф-
фективность схемы коллекторной стабилизации будет тем выше, чем
больше сопротивление R. Поэтому каскад, собранный по этой схеме,
хорошо работает лишь при условии IK0R 0,5£, т. е. когда при из-
менении тока /к0 могут существенно меняться напряжение и со-
ответственно ток / б0. Поскольку Е = (7к.Эо + R U бо + /ко), то с
увеличением сопротивления R увеличивается требуемое напряжение
источника питания Е. Другим недостатком схемы коллекторной ста-
Рис. 4.18
Рис. 4.19
билизации является наличие нежелательной ООС по переменному
току через резистор R1, уменьшающая входное сопротивление и уси-
ление каскада.
Более высокую стабильность рабочей точки транзистора обеспечи-
вает схема эмиттерной стабилизации, наиболее широко распростра-
ненная на практике. В качестве примера на рис. 4.19 показана схема
эмиттерной стабилизации при включении транзистора по схеме с ОЭ
(можно и по схеме с ОБ и ОК). Стабилизация режима в схеме рис. 4.19
осуществляется благодаря последовательной ООС по току, получае-
мой при включении в эмиттерный провод транзистора резистора /?}.
Укажем цепи, по которым протекают токи в схеме рис. 4.19 Для тока
эмиттера /я0: общий провод, эмиттерный переход транзистора; далее
/Эо делится на два / б0 и ! кп\ ток / бо протекает через базу транзистора,
резистор R1, а ток /к0 — через коллекторный переход транзистора,
резистор /?; затем оба тока /бо и /«о протекают через источник пита-
ния Е на общий провод.
В схеме эмиттерной стабилизации напряжение смещения /7б.эо ==
= /д/?2 — /эо/^э- Ток делителя /д выбирают во много раз больше то-
ка Iб0, при этом напряжение Ur2 = /д/?2 практически не зависит от
тока базы / б0- Тогда напряжение U б.эо, а следовательно, смещение
на транзисторе будет изменяться при изменении тока /э0 топько из-за
изменения напряжения на резисторе 7?э. Положим, что /э0 стремится
увеличиться (из-за увеличения температуры или при смене транзисто-
ра), при этом увеличится напряжение на резисторе R9, это приведет
89
к уменьшению напряжения смещения (7о.э(ь транзистор закроется
сильнее, ток базы 1 б0 уменьшится и соответственно уменьшится ток
/э0. Для устранения ООС по переменному току, снижающей коэффи-
циент усиления каскада, резистор 7?э шунтируют емкостью Сэ.
Стабилизирующее действие рассматриваемой схемы растет с уве-
личением сопротивления /?э и с уменьшением сопротивлений делителя
Rl, R2. Действительно, чем больше сопротивление резистора 7?э,
тем больше падение напряжения на нем и тем сильнее изменяется это
напряжение при небольших отклонениях тока /э0 от значения в ра-
бочей точке. Однако с увеличением R3 увеличивается требуемое на-
пряжение источника питания. Обычно падение напряжения на рези-
сторе R3 не должно превышать Ur = (0,1 4- 0,2) Е. Сопротивление
резисторов Rlt R2 и R3 обычно рассчитывают в следующей последо-
вательности: определяют /?э = (0,1 4- 0,2) Е//э0, затем, задавшись
значением тока делителя /д = (1 4- 10) /Со, определяют
(4.9)
= (Е —/д/?2)/(/д -4/б0).
(4.Ю)
Для найденных значений сопротивлений /?х, /?2 и R3 находят коэффи-
циент нестабильности
(4.И)
Если найденное значение коэффициента лежит в пределах 2 4- 10,
то стабильность считается удовлетворительной.
Если в одном усилительном каскаде применить и коллекторную и
эмиттерную стабилизации одновременно, то получают схему ко л лек-
торно-эмшптерной или комбинированной стабилизации. Такая схема
обеспечивает лучшую стабильность, чем схема эмиттерной стабилиза-
ции. Схема комбинированной стабилизации точки покоя при включе-
нии транзистора по схеме с ОЭ показана на рис. 4.20. Отрицательная
обратная связь по постоянному току создается с помощью сопротивле-
ний эмиттера Ra и фильтра /?ф. Следовательно, по принципу действия
схема комбинированной стабилизации объединяет оба рассмотренных
выше способа стабилизации точки покоя. При пояснении принципа ра-
боты схемы удобно пользоваться уравнением для напряжения источ-
ника питания, полученном на основании закона Кирхгофа,
Е == (/д 4- бо 4~ I ко) R<& 4~ д so) Ri 4~ I
Положим /к0 стремится увеличиться, из-за этого увеличивается на-
пряжение на резисторе /?ф, а напряжение, прикладываемое к делите-
лю Rl, R2, уменьшается, что вызовет уменьшение напряжения на
резисторе R2. Если учесть, что смещение на транзисторе U q,3Q ==
— Ur2 — Ur , ясно, что оно уменьшится по двум причинам: из-за
уменьшения напряжения Ur? и из-за увеличения Urq', уменьшение
напряжения Uо.эо препятствует увеличению тока /к0. Комбинирован-
ная стабилизация автоматически получается при наличии в схеме уси-
90
лйтельного каскада развязывающего или сглаживающего фильтра
Рассмотренные схемы стабилизации с обратной связью по постоян-
ному току нашли широкое применение в усилительных каскадах, в
которых постоянная составляющая выходного тока транзистора не
зависит от амплитуды усиливаемого сигнала. Чаще всего в таком ре-
жиме работают транзисторы каскадов предварительного усиления
В оконечных каскадах смещение на транзисторе зависит от амплитуды
входного сигнала, поэтому в них
ния фиксированным напряже-
нием база—эмиттер, а для ста-
билизации рабочей точки при-
меняют схемы термокомпенси-
рованной стабилизации.
Недостатком схем стабилиза-
ции с помощью обратной связи
по постоянному току является
увеличение мощности, потреб-
ляемой усилительным каскадом
от источника питания. Для того
чтобы ООС была только по по-
обычно используется схема смеще-
стоянному току, приходится пре- Рис. 4.20
дусматривать включение специ-
альных емкостей (например, Сэ в схеме рис. 4.19), которые вносят
дополнительные амплитудно-частотные искажения в области нижних
частот.
Схемы с непосредственной связью между УЭ. Технология изготов-
ления микросхем обусловила использование в усилителях на ИМС
непосредственной связи между УЭ. Если выход одного УЭ непосред-
ственно связан с входом последующего, то их режимы работы по по-
стоянному току будут взаимосвязаны. Рассмотрим работу такого уси-
лителя при воздействии дестабилизирующих факторов. Положим, что
усилитель состоит из трех каскадов с непосредственной связью между
УЭ (рис. 4.21). Из этой схемы видно, что из-за дестабилизирующих фак-
торов изменение коллекторного тока /КО1 транзистора VI вызовет
изменения базового и соответственно коллекторного токов транзисто-
ра V2. Следовательно, 1 ког будет меняться как из-за дестабилизирую-
щих факторов, так и из-за изменения тока /к01. Обозначим нестабиль-
ность тока транзистора VI, возникающую из-за внешних дестабили-
зирующих факторов, через Л/К01соб, а соответствующую нестабиль-
ность тока транзистора V2, через Л/К02соб- Тогда результирующая
нестабильность
Д^к02 ^Л'02соб ^Л,01соб1
(4.12)
где Ki2 = Д/цО2/Д/ко1 — коэффициент усиления по току второго кас-
када.
В (4.12) второе слагаемое имеет знак минус, так как при увеличении
тока /к01 напряжение на коллекторе V2 относительно общего провода
Уменьшится, транзистор V2 закроется сильнее него ток I умень-
91
шится. Как следует из (4.12), нестабильность тока /к0) уменьшает ре-
зультирующую нестабильность коллекторного тока транзистора V2.
Однако VI и V2 обычно выбираются одинаковыми, тогда для обеспече-
ния одинакового режима работы транзисторов во втором усилитель-
ном каскаде -приходится брать /?э2 >> R91. Поэтому эмиттерная стаби-
лизация во втором усилительном каскаде более эффективна, а следо-
вательно, Д/Ко1соб> А/ко2со6. С учетом усиления нестабильности
А^коюобВО втором каскаде результирующая нестабильность А/ког
будет отрицательной и будет в основном определяться усиленной не-
стабильное! ыо тока Д/ынсиб-
Рис. 4.21
Рис. 4.22
Рассуждая аналогично, можно показать, что результирующая не-
стабильность коллекторного тока транзистора V3
^Л^оз ' ^^кОЗсоб Kjg А^к02соб К/з R12 АД«'>1соб> (4.13)
где К/3 = А/К03/А/К02— коэффициент усиления по току третьего
каскада.
Из (4.13) следует, что при К/Зд^ко2соб < KuKt 3А/К01соб не-
стабильность коллекторного тока транзистора оконечного каскада
может существенно ухудшиться. Обычно транзистор оконечного кас-
када работает в режиме большого сигнала и ухудшение стабильности
рабочей точки может привести к ряду нежелательных последствий. Это
недостаток схемы с непосредственной связью. Стабильность можно по-
высить, применяя меры по улучшению стабильности транзистора пер-
вого усилительного каскада и вводя некоторую преднамеренную неста-
бильность рабочей точки транзистора второго каскада для частичной
компенсации собственной нестабильности транзистора V3.
Для повышения стабильности часто вводят дополнительные цепи
ООС между двумя или более каскадами. Для примера на рис. 4.22
показана схема по постоянному току двухкаскадного («двойка») уси-
лителя с непосредственной связью между транзисторами. В этом уси-
лителе помимо местных ООС по постоянному току (резисторы Rel и
Т?э2) имеется пополнительная цепь параллельной по входу ООСпо току,
охватывающая оба усилительных каскада через резистор R 0 с- Резистор
92
R 0 c обеспечивает необходимое смещение транзистора V/, все транзи
сторы в усилителе п-р-п типа.
Для пояснения принципа работы усилителя покажем цепи проте-
кания постоянных токов транзистора V2. Для 1М2: эмиттерный переход
транзистора V2, далее ток /э02 разделяется, одна составляющая через
резистор /?э2 протекает на общий провод, а другая — через резистор
/?ос на базу, эмиттерный переход транзистора VI, резистор /?э1 и
замыкается на общий провод, затем 1э02 протекает через источник пи-
тания Е, после которого разделяется на /богИ^ког; ток 1 б02 протекает
чепез резистор /?', базу, эмиттерный переход транзистора V2, а ток
7кО2 через резистор R", коллектор-
ный переход, эмиттерный переход
транзистора V2. Таким образом, ба-
зовый ток транзистора VI является
частью эмиттерного тока транзисто-
ра V2. На основании закона Кирх-
гофа
ErЭ1 Пк.эо1 ~ Пр Э02 “Т Ur > (4.14)
Ur)2 = П/?ос + Пб.ь01+ Ur^. (4.15)
*
Выражения (4.14) и (4.15) являют-
ся исходными для пояснения стаби- Рис. 4.23
лизирующих свойств усилителя.
Пуст ь из-за дестабилизирующих
факторов /н02 стремится увеличиться, это вызовет увеличение /б01
и соответственно /к01 = h2JslI б0], при этом увеличится падение напря-
жения на резисторах Rn и R'\ так как напряжение источника пита-
ния постоянно и равно Е — Ur, + ик,э01 -ф Ur91, a R' >>/?э],
то увеличение напряжений Ur> и Ur Э1 вызовет уменьшение потенциа-
ла коллектора транзистора VI относительно общего провода; при этом
уменьшится напряжение, открывающее транзистор V2, смещение на
этом транзисторе Uб.эог уменьшится, что препятствует возрастанию то-
ка 1 к02. Аналогично рассуждая, можно показать, что по схеме рис. 4.22
осуществляется стабилизация рабочей точки при изменении коллектор-
ного тока транзистора VI. Глубина дополнительной ООС в рассмотрен-
ном усилителе обычно выбирается достаточно большой, что позволяет
получить высокую стабильность рабочей точки. Возможен вариант схе-
мы каскада типа «двойка», когда резистор ООС включается между кол-
лектором V2 и эмиттером VI. На рис. 4.23 приведена схема трехкас-
кадного усилителя («тройка») с общей ООС через Rog-
В многокаскадных усилителях с непосредственной связью на ба-
зу транзистора каждого последующего каскада поступает постоянная
составляющая напряжения с коллектора транзистора предыдущего кас-
када. Это приводит к возрастанию этого напряжения, что затрудняет
разработку выходных каскадов усилителя. Устранить отмеченную осо-
бенность усилителей с непосредственной связью между каскадами мож-
но применением схем сдвига уровня (см. § 8.9).
93
4.4.3. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Типовая схема питания усилителя на полевом транзисторе с р-п
переходом и n-капалом при включении по схеме ОИ показана на рис.
4.24я. При n-каналс на затвор транзистора, как правило, подается от-
рицательное напряжение смещения, при этом р-п переход закрыт и
постоянный ток в цепи затвора отсутствует. По этой причине потен-
циал затвора равен потенциалу общего провода, а потенциал истока
транзистора относительно общего провода положителен и больше на
значение напряжения (Уд ист на резисторе 7?[1СТ. Напряжение =
= /il0RIUT, где /110 —ток истока транзистора в рабочей точке. Следо-
вательно, между истоком и затвором в схеме рис. 4.24п действует от-
рицательное смещение (Длю = UR
Рис. 4.24
Заметим, что в общем случае для обеспечения требуемого смещения
на полевом транзисторе может быть использован отдельный самостоя-
тельный фиксированный источник смещения. Однако это невыгодно,
так как требует дополнительного источника питания, и вообще, неже-
лательно по той причине, что характеристики полевого транзистора
значительно изменяются в зависимости от температуры и имеют боль-
шой разброс от экземпляра к экземпляру. По этим причинам в боль-
шинстве практических схем с полевыми транзисторами применяется ав-
томатическое смещение (рис. 4.24а), создаваемое током 7110 полевого
транзистора на резисторе 7?пст-
Смещение на полевом транзисторе желательно выбирать таким,
чтобы точка покоя была близка к термостабильной точке транзистора.
На рис. 4.25 приведена проходная характеристика полевого транзисто-
ра — зависимость тока стока ic от напряжения между затвором и ис-
током «з.и при двух значениях температуры окружающей среды tv
и С- Как видно из этих зависимостей, при н31И == (70, ток /с0 для вы-
бранного экземпляра транзистора практически не зависит от темпера-
туры. Однако при этом имеется большой разброс по остаточному на-
пряжению (70ст.
Схема автоматического смещения обеспечивает незначительные из-
менения параметров, таких как ток стока /с0, напряжение между зат-
вором и истоком (7зи о благодаря существующей в усилителе ООС по
постоянному току. Действительно, при увеличении тока стока увели-
чиваются напряжение (Узи 0, и смещение на транзисторе, что пре-
пятствует увеличению /с0. Стабилизирующее действие возрастает с
увеличением сопротивления резистора /?ист. Однако при этом для
обеспечения требуемого смещения приходится включать делитель на-
пряжения Rl, R2. Емкость Сист шунтирует' резистор Л?ист по перемен-
ному току, устраняя тем самым ООС, сни-
жающую усиление каскада. Цепь проте-
кания тока /с0: плюс источника питания,
резистор R, транзистор, резистор /?ист,
минус источника питания.
Для полевых транзисторов с изолиро-
ванным затвором и встроенным каналом,
работающих в режиме обеднения, схема
цепей питания для транзистора с н-кана-
лом показана на рис. 4.246; при р-канале
полярность источника питания необходи-
мо изменить на обратную. При работе
транзистора схемы рис. 4.246 в режиме
обогащения, а также для полевых транзисторов с индуцирован-
ным каналом для цепей питания могут быть использованы схемы,
аналогичные схемам рис 4.13 и 4.19 (полярность источника пи-
тания должна соответствовать типу канала).
4.4.4. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД НА ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЕ
В усилителях на электронной лампе необходимо обеспечить пита-
ние цепей накала, анода, смещения и дополнительных сеток. Цепи на-
кала питаются от источников как переменного, так и постоянного то-
ков (обычно напряжением 6,3 или 12 В). Используют параллельное,
реже последовательное включение нитей накала электронных ламп.
При питании цепей накала переменным током в первых усилительных
каскадах необходимо уменьшать напряжение фона. Применяют спе-
циальные меры, например оба проводника накала свивают для компен-
сации их электрических и магнитных полей, используют симметричную
двухпроводную схему со средней точкой обмотки накала.
Наиболее типичная схема питания экранированной лампы при
включении по схеме с ОК показана на рис. 4.26. На управляющую сет-
ку подают отрицательное относительно катода лампы смещение. На-
пряжение смещения может подаваться либо от отдельного источника
смещения, либо (что обычно и реализуется) включением в катодный
провод лампы резистора /?к. Для данной схемы (7СО = /?к/кат0-
Такая схема подачи смещения, называемая катодной или автоматиче-
ской, оказывает стабилизирующее действие на режим работы лампы
при ее старении и смене. Действительно, положим ток анода лампы /ао
увеличился по какой-либо причине, при этом увеличится напряжение
смещения Uc0> лампа закрывается, что препятствует увеличению тока
*ао-
95
Напряжение на экранирующую сетку, как правило, подают от об
щего источника питания Е через гасящий резистор /?экр. Сопротивле-
ние гасящего резистора
Rihp -= -- ^0 ---- ^со)^зкро*
(4.16)
Резисторы 7?экр и /?к стабилизируют работу усилительного кас-
када. Катодный ток в экранированной лампе равен сумме токов анода
и экранирующей сетки /
пользуется
*като “ Iао-
Рис. 4.2G
щих из-за попадания на сетку
като=/ао + ^экро- Если в качестве лампы пс-
триод, то цепь питания экранной сетки отсутствует и
Цепь протекания тока /а0: плюс источника питания, ре-
зистор R, анод, катод лампы, ре-
зистор минус источника пита-
ния; цепь протекания тока /ЭКро-
плюс источник питания, резистор
/?:)Кр, экранная сетка, катод лам-
пы, резистор /?к, минус источни-
ка питания.
Для устранения обратной связи
по переменному току, снижающей
усиление каскада, резисторы
и /?0);Р шунтируют конденсаторами
Сн и Сэкр. Резистор обеспечи-
вает подачу смещения на сетку лам-
пы и стекание зарядов, возникаю-
электронов и иопов. Поскольку со-
ставляющая сеточного тока равна нулю, следовательно, ток через
резистор не протекает и потенциал сетки практически равен по-
тенциалу общего провода. Однако катод относительно общего провода
имеет потенциал положительный, следовательно, сетка имеет отрица-
тельный относительно катода лампы потенциал. Таким образом обес-
печивается подача на сетку требуемого отрицательного смещения.
4.4.5. УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
Интегральная микросхема, как правило, состоит из активных и
пассивных элементов. В качестве активных элементов используются
транзисторы. В ИМС отдается предпочтение активным элементам по
сравнению с пассивными. Это объясняется тем, что стоимость ИМС оп-
ределяется стоимостью кристалла, а не отдельных активных элемен-
тов. Поэтому целесообразно размещать на кристалле как можно боль-
ше элементов с минимальной площадью, какую имеют активные эле-
менты — транзисторы и диоды. Резисторы и конденсаторы имеют мак-
симальную площадь, поэтому их число стремятся свести к минимуму.
В ИМС в основном используют непосредственную связь между тран-
зисторами.
Известно, что, как и во всяком транзисторе, параметры активных
элементов ИМС сильно зависят от температуры. Однако в усилителях,
выполненных на дискретных элементах, зависимости от температуры
96
параметров отдельных транзисторов сильно отличаются, даже если эти
транзисторы одного типа. В ИМС активные смежные элементы распо-
ложены друг от друга на очень маленьком расстоянии — примерно
50—ЮО мкм. Поэтому температурные коэффициенты параметров смеж-
ных активных элементов в ИМС практически одинаковы. Связь между
параметрами смежных элементов используют при проектировании для
повышения стабильности усилительного каскада при изменении тем-
пературы и разбросе параметров элементов.
Для питания усилителей на ИМС используются либо двуполярные
источники постоянного тока, либо однополярные. Двуполярный источ-
ник питания имеет три зажима: положительный, отрицательный и об-
щий заземляющий. Такой тип источника питания иногда называют
источником с расщепленным питанием: наиболее типовые значения на-
пряжений ± 6,3; ± 15; ± 18 В. В усилителях на ИМС специального
назначения может применяться и несимметричное питание, например
-f- 12 и — 6 В. В однополярном источнике питания имеются два за-
жима: положительный (или отрицательный) и общий заземляющий.
Таким образом, для питания усилителей на ИМС используется широкая
градация номинальных значений положительной и отрицательной по-
лярностей.
Необходимо учитывать, что различие значений питающих напря-
жений на пратике затрудняет, а иногда делает невозможным исполь-
зование в одном усилителе ИМС различных серий, даже если они по
своим параметрам и функциональному назначению подходят для про-
ектируемого усилителя.
4.5. ЦЕПИ МЕЖКАСКАДНОЙ СВЯЗИ И ВИДЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
КАСКАДОВ
Основные требования, предъявляемые к цепям межкаскадной свя-
зи, следующие: независимость передачи сигнала от одного усилитель-
ного каскада к другому от типа каскадов; минимальные потери, т. е.
максимальный коэффициент передачи цепи; допустимые или минималь-
ные искажения сигнала (частотные, фазовые, переходные), вносимые
цепью межкаскадной связи; цепи должны удовлетворять условиям экс-
плуатации усилителя, принятым для усилителя принципам конструк-
тивно-технологического исполнения, служить для подачи питающих
напряжений на электроды УЭ.
Виды усилительных каскадов. Усилительные каскады могут быть
однотактными и двухтактными, симметричными и несимметричными.
Все однотактные каскады несимметричные (двухпроводные); один из
входных зажимов каскада объединен с одним из выходных зажимов в
общий провод, потенциал сигнала на котором относительно земли
считают равным нулю. Поэтому входная и выходная цепи однотактных
усилительных каскадов несимметричны относительно земли. При этом
характерным является то, что на вход однотактных каскадов подается
одно входное и с выхода снимается одно выходное напряжения. Сточки
.зрения изменения или сохранения полярности усиливаемого сигнала
различают два вида усилительных каскадов: инвертирующий и неин-
4 Зак. 1456 97
Рис. 4.27
еертирующий. При усилении гармонического сигнала инвертирующий
каскад меняет его фазу на 180°.
Двухтактные каскады — симметричные. Они содержат два УЭ,
работающие на общую нагрузку, при этом выходные токи УЭ равны
по величине и противоположны по полярности. Характерным для двух
тактной (симметричной) схемы является то, что в ней обеспечивается
передача относительно общего провода двух равных, но противополож-
ных по фазе потенциалов. Следовательно, симметричные схемы являют-
ся трехпроводными.
Цепи межкаскадной связи. Так как усилитель может включать в
себя как однотактные, так и двухтактные каскады, имеется четыре
разновидности структурных
схем цепей межкаскадной связи
(ЦМС): между двумя несиммет-
ричными (рис. 4.27, а) и сим-
метричными (рис. 4.276) каска-
дами, между несимметричными
и симметричными (рис. 4.27в),
между симметричным и несим-
метричным (рис. 4.27г) каскада-
ми. В качестве ЦМС между
несимметричным и симмет-
ричным каскадами может ис-
пользоваться переходной уси-
литель называемый инверсным.
Рассмотрим некоторые наиболее распространенные цепи межкаскад-
ной связи. Для несимметричных усилительных каскадов наибольшее
применение получили три вида ЦМС: цепь с непосредственной (галь-
ванической) связью, резистивно-емкостная цепь и трансформаторная.
Цепи с непосредственной связью. При из-
готовлении усилителя по интегральной технологии в основном приме-
няются цепи с непосредственной связью между УЭ. В качестве УЭ в
микросхемах применяются как биполярные, так и полевые транзисто-
ры разных проводимостей. В ряде случаев для обеспечения определен-
ных показателей усилителя в одной микросхеме используются как по-
левые, так и биполярные транзисторы одновременно.
В качестве примера использования микросхемы с полевым и биполяр-
ным транзисторами на рис. 4.286 показана принципиальная схема двух-
каскадного УНЧ с глубокой отрицательной обратной связью, собран-
ного на микросхеме К284УЕ1 (рис. 4.28а) Связь между транзисторами
V/ и V2 непосредственная. Подобный усилитель применяется в ка-
честве входного каскада чувствительных широкополосных усилителей,
выносного каскада при передаче сигналов по кабелю и в других схемах,
требующих высокого входного и малого выходного сопротивлений и
стабильного коэффициента передачи. Резистор R3 служит для защиты
выходного транзистора от перегрузок при коротком замыкании на
выходе.
Цепи непосредственной связи между УЭ отличаются простотой, по-
скольку при этом отсутствуют реактивные частотно-зависимые этемен-
98
гы, такие ЦМС наиболее широкополосны. К достоинству можно отне-
сти также и то, что такие схемы позволяют обеспечить усиление как
переменных, так и постоянных напряжений.
К недостатку усилителей с непосредственной связью между УЭ,
в первую очередь, нужно отнести дрейф нуля. Суть этого явления со-
стоит в том, что произвольные изменения постоянного напряжения на
усилительных элементах, усиленные последующими каскадами, вызы-
вают существенные медленные отклонения (дрейф) выходного напря-
жения от номинального, подробно о дрейфе нуля и мерах борьбы снич
рассмотрено в § 8.3. Недостатком таких усилителей является также
Рис. 4.28
некоторая сложность обеспечения требуемого режима работы УЭ
по постоянному току в многокаскадном усилителе от одного источни-
ка питания.
Резистивно-емкостная цепь межкаскад-
ной связи получила широкое распространение в усилителях,
особенно переменного тока, выполненных по дискретной технологии.
В интегральных микросхемах резистивно-емкостная связь в основном
применяется как цепь связи между отдельными микросхемами.
Поясним свойства резистивно-емкостной ЦМС на примере двух-
каскадного усилителя, принципиальная схема которого показана на
рис. 4.29. В усилителе применена схема эмиттерной стабилизации то-
чек покоя транзисторов. Конденсатор С2 обеспечивает развязку по по-
стоянному току коллектора транзистора VI от базы транзистора V2.
Поэтому, в отличие от непосредственной связи между УЭ, устраняет-
ся влияние изменения режима работы по постоянному току одного
УЭ на другой. Следовательно, при резистивно-емкостной связи от-
сутствует дрейф нуля. Наличие конденсатора С2 препятствует попа-
данию постоянной составляющей напряжения из выходной цепи VI
на вход V2, при этом емкость конденсатора С2 выбирается такой, что-
бы он пропускал только переменную составляющую усиливаемого
сигнала. Усилитель, собранный по схеме с резистивно-емкостной свя-
зью, прост и экономичен, надежен в работе, требует меньшего напря-
4* 99
жения источника питания по сравнению с усилителем, собранным по
схеме с непосредственной связью. При правильно выбранной емкости
С2 он обеспечивает хорошие частотную, фазовую и переходную ха-
рактеристики.
Однако включение в усилитель разделительной емкости, все же
ухудшает его характеристики, особенно в области нижних частот
(см. § 5.3). Поскольку конденсаторы занимают на кристалле интеграль-
ной микросхемы значительную площадь, появляются трудности в ре-
ализации таких усилителей в интегральном исполнении. При резистив-
но-емкостной связи затруднено согласование выходной цепи усилитель-
ного каскада с нагрузкой, поэтому усиление и КПД такого каскада
меньше трансформаторного.
Рис. 4.30
Рис. 4.29
'Трансформаторная цепь межкаскадной
связи. На рис. 4.30 приведена схема усилительного каскада, в ко-
тором в качестве цепи межкаскадной связи использован трансформатор
Т. Через первичную обмотку трансформатора, включенную в выходную
цепь УЭ, подается питание на коллектор транзистора; сопротивление
нагрузки или входная цепь следующего каскада (/?/ол, К2СЛ и т. д.)
подключается к вторичной обмотке трансформатора. Наличие транс-
форматора позволяет разделить переменную и постоянную составляю-
щие усиливаемого сигнала.
Основным достоинством трансформаторной схемы является воз-
можность оптимизировать в рабочем диапазоне частот работу УЭ в
усилительном каскаде: подбирая коэффициент трансформации транс-
форматора, можно обеспечить такое сопротивление по переменному
току для коллекторной цепи транзистора, при котором обеспечится
максимальная мощность сигнала и высокий КПД.
Можно построить трансформаторный усилитель с использованием
ИМС. Так, на рис. 4.316 показана схема трансформаторного предвари-
тельного УНЧ, работающего в диапазоне частот от 80 Гц до 20 кГц
собранного на микросхеме К2УС244. Принципиальная схема ИМС по-
казана на рис. 4.31а. Усилитель собран на четырех транзисторах, три
из которых VI, V2 и V4 имеют непосредственную связь между собой.
На транзисторе VI собран эмиттерный повторитель, необходимый для
100
обеспечения входного сопротивления усилителя не менее 20 кОм. Вто-
рой каскад на транзисторе V2 является усилителем напряжения.
С него напряжение поступает на оконечный каскад, выполненный на
транзисторах V3 и V4. Этот каскад нагружен на первичную обмотку
выходного трансформатора. Смещение на базу транзистора VI подает-
ся с помощью внешних резисторов. Благодаря имеющимся в микро-
схеме выводам можно менять режимы работы транзисторов, а также при
необходимости исключать из тракта усилителя транзисторы VI и
V2, подавая сигнал на вывод 4.
Рис. 4.31
Недостатками усилителей с трансформаторной межкаскадной це-
пью связи является дороговизна, большая масса и габариты, низкая
надежность трансформатора; необходимость защиты его от внешних
магнитных полей, механических и климатических воздействий. Сущест-
венный недостаток — это зависимость входного и выходного сопротив-
лений трансформатора от частоты и наличие распределенных емко-
стей обмоток, что вызывает значительные частотные и фазовые иска-
жения. Трансформатор практически невозможно в настоящее время
изготовить по интегральной технологии, что не позволяет реализовать
трансформаторный усилитель в интегральном исполнении
Усилители с трансформаторной цепью межкаскадной связи приме-
няются в оконечных каскадах мощного усиления Однако в связи с
выпуском промышленностью сильноточных транзисторов и широким
внедрением бестрансформаторных схем такие усилители стали огра-
ниченно применяться.
Цепи меж к декадной связи для симметрич-
ных каскадов Для связи двух или нескольких симметричных
каскадов в принципе могут использоваться те же типы межкаскадной
связи, что и для связи несимметричных каскадов. Это объясняется
тем, что по существу простейший симметричный каскад представляет
101
собой два одинаковых несимметричных каскада с объединенным об-
щим проводом и одним источником питания. Связь между соответст-
вующими плечами двух симметричных каскадов может быть либо не-
посредственной, либо резистивно-емкостной, либо трансформаторной.
Симметрирующая трансформаторная цепь
межкаскадной связи. Для перехода от симметрич-
ной к несимметричной либо от несимметричной к симметричной
схеме необходимо использовать симметрирующую трансформаторную
цепь межкаскадной связи. На рис. 4.32 показана принципиальная схе-
ма двухтатного трансформаторного каскада на транзисторах, вклю-
ченных по схеме с ОЭ. Входной трансформатор Т1 осуществляет пере-
Рис. 4.32
Рис. 4.33
ход от несимметричного каскада к симметричному, выходной транс-
форматор 7'2 — 01 симметричного каскада к несимметричной нагрузке.
Смещение на базы транзисторов VI и V2 обеспечивается делителем на-
пряжения Rl, R2. В схеме рис. 4.32 симметричны относительно об-
щего провода напряжения UВХ1 и Uвх2, а также иъых1 и б/вых2 Не-
обходимо заметить, что двухтактные каскады помимо симметричности
обладают целым рядом важнейших свойств, которые подробно рас-
смотрены в § 6.5.
Инверсны й к а с к а д. Включение симметрирующего транс-
форматора для перехода от несимметричного каскада к симметричному
не позволяет выполнить усилитель по интегральной технологии, к то-
му же двухтактной трансформаторной схеме присущи веете недостатки,
которые были рассмотрены при анализе трансформаторного несиммет-
ричного каскада. По этой причине часто вместо симметрирующего транс-
форматора для перехода от несимметричной схемы к симметричной ис-
пользуют инверсный каскад.
Имеется много разновидностей схем инверсных каскадов: с разде-
ленной нагрузкой, с эмиттерной связью, на транзисторах с различной
проводимостью и т. д. Подробный анализ работы различных вариан-
тов построения инверсных каскадов проведен в § 6.8. Здесь же в ка-
честве примера рассмотрим работу инверсного каскада с эмиттерной
связью, принципиальная схема которого показана па рис. 4.33.
Положим, что на входных зажимах инверсного каскада действует
положительная полуволна усиливаемого сигнала. При этом на базу
транзистора VI подается положительный потенциал, транзистор VI
102
закрывается и его ток /Э1 уменьшается. Это вызывает уменьшение па-
дения напряжения на резисторе /?э, так как (7«э = (/э1 + /э2) R};
напряжение Ur3 является запирающим для транзистора V2. Следо-
нательно, с уменьшением напряжения Una транзистор V2 открывает-
ся сильнее и его ток /э2 увеличивается. Уменьшение тока /э1, а следо-
вательно, и тока /К1 вызовет уменьшение падения напряжения на рези-
сторе R', при этом отрицательный потенциал коллектора транзистора
V1 относительно общего провода возрастет, что определяет изменение
выходного напряжения г/вых1. По аналогии увеличение тока /92 вы-
зовет уменьшение отрицательного потенциала коллектора транзистора
V2 относительно общего провода. Таким образом, на втором выходе
Рис. 4.35
инверсного каскада будет действовать равное по величине, но противо-
положное по фазе напряжение. Сказанное иллюстрируется с помощью
диаграмм напряжений пвых1 и мвыхг> показанных на рис. 4.34. На
рисунке С/к.зо — напряжение между коллектором и общим проводом
транзистора в отсутствие усиливаемого сигнала.
Часто приходится работать от двух источников сигналов с общим
проводом на одну нагрузку или на усилительный каскад. В этом слу-
чае применяется схема усилительного каскада с двумя входами и одним
несимметричным выходом — схема операционного усилителя. Струк-
турная схема такого усилителя показана на рис. 4.35. Если входное
напряжение приложено к зажимам 1—0, то полярность выходного на-
пряжения на зажимах 3—0 окажется противоположной. Поэтому, если
входное напряжение приложено к зажимам 1—0, то оно инвертирует-
ся, а если к зажимам 2—0, не инвертируется. В операционном усилите-
ле обеспечивается равенство коэффициентов усиления от обоих входов.
При этом выходное напряжение на зажимах 3—0 оказывается пропор-
циональным разности напряжений, приложенных к зажимам 1—0 и
2—0.
ЮЗ
ГЛАВА 5
КАСКАДЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО
УСИЛЕНИЯ
5.1. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И МЕТОДИКА АНАЛИЗА
Назначение КПУ — повысить уровень сигнала, создаваемого ис-
точником, до уровня, необходимого для нормальной работы оконечно-
го или предоконечного каскадов.
Для определения показателей всего усилителя необходимо знать
характеристики отдельных усилительных каскадов. Так, основным
показателем КПУ является коэффициент усиления и зависимость его
модуля и фазы от частоты. Зная требуемый коэффициент усиления КПУ
и допустимые частотные, фазовые и переходные искажения, можно по-
Рис. 5.1
лучить расчетные соотношения для выбора элементов усилительного
каскада. Для определения показателей всего усилителя необходимо
его разбить на отдельные каскады, и для каждого каскада найти его
основные характеристики.
Построение эквивалентных схем. Для нахождения основных пока-
зателей КПУ необходимо построить его эквивалентную схему. Экви-
валентная схема усилительного каскада — это электрическая схема,
состоящая из необходимого числа простых элементов (проводимостей,
генераторов тока и т. д.). Для переменного тока эквивалентная схема
равноценна (эквивалентна) рассматриваемому каскаду.
Исходным для построения эквивалентной схемы является струк-
турная схема всего усилителя; часть ее, включающая первые два
КПУ, показана на рис. 5.1. Далее необходимо решить, какие элементы
структурной схемы усилителя относятся к первому каскаду, какие ко
второму и т. д. Для этих целей удобно разделить многокаскадный уси-
литель на отдельные каскады так, чтобы линия раздела (штриховая
линия на рис. 5.1) проходила как бы в середине УЭ, деля его на две
цепи: входную и выходную. При этом к отдельному каскаду относится
выходная цепь предыдущего УЭ, цепи межкаскадной связи и входная
цепь последующего УЭ.
Эквивалентная схема входного каскада включает эквивалентные
схемы источника сигнала в виде генератора тока или ЭДС, входного
устройства усилителя и входной цепи первого УЭ. Эквивалентная
схема оконечного каскада состоит из эквивалентных схем выходной
цепи последнего УЭ, выходного устройства и нагрузки. Все элементы
104
эквивалентной схемы соединяются в соответствии с тем, как протекают
переменные токи в усилительном каскаде. Если для переменного тока
участок цепи КПУ представляет собой короткое замыкание, например
источник постоянного питания, то он заменяется на эквивалентной
схеме проводником. Таким образом, эквивалентная схема всего уси-
лительного каскада составляется на основе указанных выше эквива-
лентных схем и анализа путей протекания переменного тока по прин-
ципиальной схеме усилителя. Проще всего строить эквивалентные схе-
мы для КПУ, работающих на частотах до 100—200 МГц.
Особенность режима работы УЭ в КПУ. Основной особенностью
КПУ является то, что они работают при настолько малых уровнях
входного сигнала, что используемый при этом участок входной ха-
рактеристики УЭ можно считать линейным. Другими словами, в КПУ
можно принять линейной связь между мгновенными значениями токов
и напряжений УЭ на используемом (рабочем) участке входной харак-
теристики, т. е. для слабых сигналов УЭ работает в линейном режиме;
параметры активного элемента при этом не зависят от приложенных на-
пряжений и токов. Это дает основание заменить УЭ линейной эквива-
лентной схемой для переменного тока сигнала, состоящей из элементов
L, С и генераторов тока или напряжений. Тогда основные показа-
тели КПУ можно определить аналитическим (а не графическим) путем,
используя методы анализа линейных электрических цепей. Усили-
тельный элемент в КПУ обычно работает при токах покоя, превышаю-
щих амплитуду усиливаемого сигнала. Такой режим работы УЭ на-
зывается режимом А (подробно см. § 6.3). Поскольку уровень сигнала
на входе КПУ мал, нелинейные искажения в каскадах предваритель-
ного усиления бывают настолько незначительными, что обычно их не
учитывают.
Для уменьшения числа КПУ в усилителе каждый отдельный кас-
кад должен иметь по возможности больший коэффициент усиления
при заданных линейных искажениях. Для этого в КПУ используют
УЭ с высоким коэффициентом усиления.
Эквивалентные схемы входной и выходной цепей УЭ, как правило,
составляются на основе его эквивалентной схемы. Для анализа КПУ
часто используются физические эквивалентные схемы УЭ, базирующиеся
на представлениях о физике их работы, что имеет ряд положительных
моментов. Такая эквивалентная схема наглядно отражает физиче-
ские свойства УЭ, позволяет проследить, какими частотными свойст-
вами будет обладать усилительный каскад, как и почему будут ме-
няться его входное и выходное сопротивления, усиление тока и напря-
жения и т. д. Важно, что элементы физической эквивалентной схемы
УЭ не зависят от частоты усиливаемого сигнала, при этом при расче-
тах однозначно учитывается влияние на параметры усилителя режима
работы УЭ и температуры. Недостатки анализа усилительных каска-
дов по физическим эквивалентным схемам: для каждого вида УЭ
приходится составлять эквивалентную схему усилительного каскада,
что уменьшает общность рассмотрения; некоторые из входящих в фи-
зическую эквивалентную схему УЭ элементы трудно поддаются непо-
средственному измерению; в ряде случаев затрудняется расчет слож-
105
ных схем, состоящих из составных транзисторов или составных кас-
кадов, каскодных схем, схем с обратными связями.
Для расчета усилительных каскадов, работающих в линейных ре-
жимах, можно использовать несколько достаточно общих параметров
УЭ, которые представляются в виде линейных активных трехполюс-
ников или четырехполюсников; особенно часто используются й-пара-
метры или //-параметры. Расчет можно производить, опираясь на
формулы и методы линейной теории, воспользовавшись, например,
хорошо разработанным матричным аппаратом для линейных четырех-
полюсников. При этом заметно упрощается анализ сложных схем со
сложными обратными связями, расширяется общность рассмотрений.
6/7 64. 55 65
°)
Рис. 5.2
Однако параметры УЭ (например, h или у) имеют сложную зависи-
мость от частоты усиливаемого сигнала, от режима работы УЭ, от тем-
пературы и т. д. В результате расчет по этим методам оказывается
простым лишь в некоторых типовых случаях.
Рассчитать сложный усилительный каскад можно на основе раз-
личных видов линейных графов. При таком методе формально не имеет
значения, что представляют собой усилитель, УЭ, нагрузка. Расчет
производится по заранее подготовленным формулам простой подста-
новкой, это упрощает анализ сложных схем.
Каскады предварительного усиления бывают двух видов: постоян-
ного и переменного токов.. Первый будет рассмотрен в § 8.1. В данной
главе рассмотрим КПУ переменного тока.
Схемные реализации КПУ. Каскады предварительного усиления
отличаются используемыми УЭ, цепями межкаскадной связи и т. д.
Выполняются КПУ на транзисторах, на ИМС либо по интегральной
технологии. Широкое распространение в КПУ нашла непосредствен-
ная связь между отдельными каскадами, что особенно характерно для
КПУ в интегральном исполнении. На рис. 5.26показана схема предва-
рительного каскада УНЧ, используемая в магнитофонах, электрофо-
106
нах и радиоприемниках. Усилитель собран на микросхеме К237УН1,
принципиальная схема которой показана на рис. 5.2а, транзисторы
V5 с непосредственными связями. Он рассчитан на совместную
работу с двухтактным бестрансформаторным усилителем мощности,
каскад на транзисторе VI обеспечивает стабилизацию рабочей точки
оконечного каскада.
В усилителях, выполненных по дискретной технологии, чаще ис-
пользуется резистивно-емкостная цепь межкаскадной связи (ЦМС).
Предварительный усилительный каскад в этом случае называется
резисторным (рис. 5.3). Заметим, что резистивно-емкостная связь мо-
жет использоваться для связи между усилителями, собранными на
микросхемах.
Лф2
Рис. б.З
В ряде случаев в каскадах предварительного усиления в каче-
стве ЦМС используется трансформатор: во входных КПУ как согла-
сующий элементе источником сигнала; в отдельных случаях как ЦМС
для перехода от несимметричного каскада к симметричному. Принци-
пиальная схема трансформаторного каскада на транзисторе, включен-
ном по схеме с ОЭ, показана на рис. 4.30. Для расширения полосы
пропускания или корректировки формы амплитудно-частотной харак-
теристики КПУ в него дополнительно вводят специальные корректи-
рующие элементы.
5.2. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
5.2.1. РАЗНОВИДНОСТИ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ СХЕМ
Для составления эквивалентной схемы усилительного каскада не-
обходимо знать эквивалентную схему УЭ, по которой можно опреде-
лить частные эквивалентные схемы входной и выходной цепей УЭ.
Известно, что при малых гармонических сигналах транзистор можно
представить в виде активного линейного четырехполюсника, свойства
которого описываются шестью парами уравнений, связывающих
токи и напряжения на его входе и выходе. При этом наибольшее рас-
пространение получили уравнения с Z-, Y- и А-параметрами.
Имеется две группы эквивалентных схем транзистора, рассматри-
ваемого как четырехполюсник. К первой из них принадлежат схемы
107
замещения четырехполюсника. Эквивалентные схемы замещения со-
ставляются согласно уравнениям, описывающим четырехполюсник,
и включают в себя генераторы напряжения или тока. Это формальные
схемы, они не раскрывают непосредственно физических свойств тран-
зистора, а только отражают его реакцию на токи и напряжения на
внешних зажимах. Используют эквивалентные схемы транзистора с
двумя генераторами напряжений для системы Z-параметров, с двумя
генераторами тока для системы У-параметров и эквивалентную схему
с генератором тока и генератором напряжения для системы /1-пара-
метров.
Ко второй группе относятся физические эквивалентные схемы
транзисторов, представляющие собой как бы электрическую модель
транзистора. Эти схемы достаточно наглядно отражают физические
свойства транзистора и включают его физические параметры. Посколь-
ку УЭ может работать в разнообразных услових и иметь ряд особен-
ностей в зависимости от типа, предложены различные виды физических
эквивалентных схем.
Используя основные параметры транзистора, характеризующие
его работу по переменному току, можно составить Т-образные эквива-
лентные схемы при различных способах включения транзистора. При
этом основные параметры транзистора могут быть рассчитаны и до-
статочно точно проконтролированы в процессе его изготовления.
Теория цепей позволяет пересчитать параметры одной эквивалент-
ной схемы через параметры других схем. Используя необходимые
преобразования, можно от эквивалентных Т-образных схем или от
схем с двумя генераторами тока или напряжения перейти к эквива-
лентным схемам с одним генератором тока. Такие эквивалентные схе-
мы называются П-образными. Во многих случаях при расчетах и ис-
следованиях усилительных каскадов эквивалентную П-образную схему
несколько усложняют, показывая в ней дополнительно распределенное
сопротивление базы транзистора. При этом получают гибридную
П-образную схему транзистора.
5.2.2. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
ВКЛЮЧЕННОГО ПО СХЕМЕ G ОЭ
Гибридная П-образная эквивалентная схема, полученная Джиако-
летто для биполярных транзисторов, включенных по схеме с ОЭ, по-
лучила широкое распространение на практике (рис. 5.4). В такой схеме
ток эквивалентного генератора выражается через напряжение, дейст-
вующее непосредственно на эмиттерном переходе транзистора Uп, и
крутизну характеристики выходного тока транзистора по напряжению
на эмиттерном переходе Sn. Этот генератор тока UnSn управляемый
(неавтономный), расположен в выходной цепи транзистора и отобра-
жает его усилительные свойства; внутреннее сопротивление генератора
равно бесконечности. Ток эквивалентного генератора можно выра-
зить также через ток базы /с и статический коэффициент усиления то-
ка /г21э при включении транзистора по схеме ОЭ (часто/г21э обозначают
через Р). Приведенная на рис. 5.4 эквивалентная схема транзистора
108
справедлива для области не очень высоких частот, когда можно пре-
небречь индуктивностями выводов транзистора. В эквивалентной схе-
ме транзистора (рис. 5.4) приняты следующие обозначения: гб> —-
объемное (распределенное) сопротивление базы: гб> « 100 Ом для
низкочастотных и гб- = 30—50 Ом для высокочастотных транзисторов;
г б'.в — сопротивление между базой и эмиттером, с достаточной для
расчетов точностью можно считать гб .э = гэ (1 + ^21э), где гэ(ом) =
== 26//э (мА) — дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода;
Гб,к — сопротивление между базой и коллектором, равное в основном
дифференциальному сопротивлению коллекторного перехода гк (обыч-
но гк > 1 Мом); гк,э — сопротивление между коллектором и эмиттером,
гкэ< гб'к» Сб'э — емкость между базой и эмиттером, равная сумме
Рис. 5.4
Б 5*'
Рис. 5.5
Рис. 5.6
зарядной (барьерной) Сэ.п и диффузной Сэ „ емкостей эмиттерного пе-
рехода транзистора, обычно Сэ.д >СЭ.П; Об'К — Ск — емкость меж-
ду базой и коллектором, определяемая в основном зарядной (барьер-
ной) емкостью коллекторного перехода Ск,п (десятки пикофарад).
При расчетах основных характеристик транзисторных каскадов
используется частота /т, на которой й21э = 1; граничная частота /Л21э
или Лахо, на которой /г21э или /г21б падает до 0,707 от своего значения
на низких частотах. Перейдем теперь к составлению частных экви-
валентных схем входной и выходной цепей.
Эквивалентная схема входной цепи транзистора представляет со-
бой некоторую комплексную нагрузку для источника сигнала. Други-
ми словами, транзистор для источника сигнала может быть заменен
некоторой эквивалентной цепью (входной проводимостью), включае-
мой между зажимами Б—Э, при которой ток /б и напряжение U вх
остаются неизменными.
Входная цепь транзистора при КЗ выхода.
Вследствие короткого замыкания на выходе генератор тока и сопро-
тивление гк э на эквивалентной схеме транзистора рис. 5.4 окажутся
замкнутыми и эквивалентная схема входной цепи транзистора при
короткозамкнутом выходе примет вид рис. 5.5. Обычно сопротивление
109
гб к во много раз больше сопротивления э, поэтому результирую-
щее сопротивление двух соединенных параллельно ки гб'.э будет
примерно равно сопротивлению Тогда эквивалентная схема вход-
ной цепи транзистора при коротком замыкании его выхода с учетом
источника сигнала примет вид рис. 5.6. Схема рис. 5.6 удобна для
пояснения зависимости статического коэффициента усиления тран-
зистора от частоты. Действительно, для схемы с ОЭ h.21a = /к//б.
В свою очередь, ток /к = SDUn. С ростом частоты сигнала и при по-
стоянстве входного напряжения £7ВХ напряжение Ua будет падать,
так как при повышении частоты сопротивление емкости Сб',9 + Ск
уменьшается, а следовательно, и понижается результирующее со-
противление между точками Б'—Э. В результате этого уменьшается
ток /к в цепи коллектора и соответственно коэффициент усиления по
току /г21э. Таким образом, с повышением частоты коэффициент усиле-
ния транзистора по току падает.
Запишем выражение для абсолютного значения коэффициента уси-
ления по току транзистора для любой частоты рассматриваемого диа-
пазона:
где |Уб'— э!—модуль проводимости между точками Б'—Э. На
самых низких частотах проводимость емкости Сб'.э + Ск блика к
нулю и ее в выражении для /i213 можно не учитывать. На частоте сиг-
нала, равной граничной, т. е. при f = коэффициент усиления
по току /г21э должен уменьшиться в V2 раз. Это условие выполняется
при равенстве абсолютных значений активной и реактивной проводи-
мостей цепи Б'—Э. Тогда I/z'g'.s 2лД31э (С3'.э + Ск). Решая это
выражение относительно Сб'.э, имеем:
^5 ' .г, — 1 /Гб ' . 2-4^21,, СК-
(5.2)
Выражение (5.2) позволяет по справочным данным транзистора
^21э» С к и /\2]э заданного тока эмиттера /э определить емкость
С'б’.э-
Входная цепь транзистора, когда на его
выходе включено сопротивление нагрузки.
В этом случае необходимо учитывать параллельную отрицательную
обратную связь по напряжению коллектора с базой транзистора через
емкость Ск. Как было показано в § 3.6, отрицательная обратная связь
приведет к увеличению действующей между Б'—Э эквивалентной ем-
кости Сэкв на Ск (1 4- Кип), где Кип = ^выХ/^п — коэффициент
усиления напряжения транзистором. Тогда эквивалентная схема вход-
ной цепи транзистора, пригодная для определения показателей кас-
када предварительного усиления, будет иметь вид, показанный на
рис. 5.7а. Емкость
^экв = ^’б'.э + ^к (1 + ^ил) = гл-------hSn/?tI^CK, (5.3)
Zl21Э ^б ’ , Э
110
где Rn~ — сопротивление нагрузки цепи коллектора по переменному
току-
Анализируя эквивалентную схему входной цепи транзистора,
можно заметить, что из-за уменьшения сопротивления емкости Сэяв
с увеличением частоты сигнала входное сопротивление транзистора
будет падать. На низких частотах, на которых влиянием емкости
Сэкв можно пренебречь, входное сопротивление транзистора, включен-
ного по схеме с ОЭ /?вхоэ = Лб' + О (1 + ^гхэ)- Входное сопротивле-
ние у маломощных транзисторов примерно 300—3000 Ом, а у мощных—
примерно 10 Ом.
Эквивалентная схема выходной цепи транзистора (рис. 5.76) со-
стоит из генератора тока SnUn и параллельно соединенных /?вых и
СВых- С увеличением частоты полное выходное сопротивление тран-
Рис. 5.7
зистора довольно быстро уменьшается. Это объясняется и зависимо-
стью от частоты сопротивления емкости Свых, и сложной зависимо-
стью самих значений Свых и /?вых от сопротивления источника и ча-
стоты сигнала. Однако обычно полагают в эквивалентной схеме тран-
зистора (см. рис. 5.4) сопротивление между точками Б'—Э равным
нулю. Справедливость этого допущения можно обосновать с двух
точек зрения. Во-первых, можно считать, что поскольку напряжение
(7П выступает в транзисторе как генератор ЭДС с нулевым сопротив-
лением, между точками Б'—Э имеется короткое замыкание. Во-вто-
рых, обычно результирующее сопротивление между точками Б'—Э
значительно меньше сопротивления емкости Ск, поэтому при любом
сопротивлении источника сигнала сопротивление между точками К—Э
со стороны выхода транзистора, определяется сопротивлением емко-
примериости Ск.
Полагая точки Б'—Э короткозамкнутыми в эквивалентной схеме
транзистора и учитывая, что сопротивление/'б',к значительно больше
сопротивления гк э, можно считать А?ВЬ1Х — гк.э, CBbIX — Ск. Значе-
ние емкости Ск берут из справочника; сопротивление гк.э определяют
либо по выходным статическим характеристикам транзистора методом
треугольника, либо по формуле гк.э — 1/Аг2аэ = 1/^ггб (1 + ^21э)-
Значение S„ = dIK!dUn, так как сигнал мал, то Sn « А/К/А(7П =
~ где тк И ^тп — амплитуды соответственно коллектор-
ного тока и напряжения на переходе. Напряжение Uтп = /тбгб'.э»
ТОГДа S п “ Iт к/1 т б^ б' .э “ ^21э^Г б' .э == ^21 б^э, ТЭК КИК I mal I т б ~
= fralB, а г о' ,э h О 4~ ^21э)- Выходное сопротивление у маломощных
транзисторов несколько десятков килоом.
111
для анализа усилительных каскадов часто удобно представить эк-
Бивалентную схему выходной цепи транзистора с генератором ЭДС
(рис. 5.7#). Переход от схемы с генератором тока к схеме с генератором
ЭДС можно осуществить, используя теорему об эквивалентном гене-
раторе, при этом цп = 5п/?вых-
5.2.3. Эквиваленгная схема транзистора, включенного по схеме ОБ (рис.5.8).
Элементы, входящие в схему (рис. 5.8), те же, что и на эквивалентной схеме
Рис. 5.8
транзистора с ОЭ. Ток эквивалентного генератора выражен через входной ток
и статический коэффициент передачи тока /г21б при включении транзистора
по схеме с ОБ (часто /т21п обозначается через а).
Методика определения частных эквивалентных схем входной и выходной це-
пей транзистора совпадает с методикой определения частных эквивалентных схем
транзистора с ОЭ. Поскольку в схеме с ОБ обычно 7?ВЫх можно счи-
тать, что транзистор практически работает в режиме короткого замыкания по вы-
ходу.
Эквивалентная схема входной цепи трапзисто-
р а дана на рис. 5.9а. Сопротивление г&, во много раз меньше сопротивления г,, к
и сопротивления емкости Ск, поэтому гб, к и Ск можно не учитывать. Сопротивле-
ние гэ.н обычно высокое, и его влияние можно также не учитывать. Выходной
ток /г21б/э проходит во входную цепь, что обусловливает обратную связь, действие
которой можно учесть на эквивалентной схеме входной цепи уменьшением со-
противлений гб, и гб, э в 1 + /г21э раз (гб, э/( 1 Э h2iэ) = гэ). Тогда эквивалент-
ная схема входной цепи транзистора, включенного по схеме с ОБ, примет вид
рис. 5.96. Однако эквивалентная схема рис. 5.96 справедлива лишь на достаточно
низких частотах, не превышающих fh2X3 (1 + r6, Jr6,). На высоких частотах
начинают существенно сказываться емкость Сб, э и индуктивность L- заземлен-
ного вывода транзистора (базового вывода), с учетом которых эквивалентная схе-
112
на входной цепи транзистора с ОБ, применимая до частот примерно Л^б, при-
мет вид рис. 5.9е. Емкость и индуктивность можно определить, зная гранич-
ную частоту транзистора /д21б:
^бл<э—J/"gj L(j—
(5.4)
Эквивалентные схемы рис. 5.9 построены при предположении, что 7?н^, <
< 7?Вых- При увеличении RH~ обратная связь потоку ослабляется, что приводи г к
увеличению /?вх0Ь транзистора с ОБ. При обрыве выходной цепи /?pxOR= 7?вхОэ.
Основываясь на схеме рис. 5.96, можно записать выражение для входного сопро-
тивления транзистора, включенного по схеме с ОБ для низких частот при КЗ на
его выходе
У? ОБ =ГЭ 4“гб'/(1 _b^2j9)—Гэ4"Гб' П ^21б). (5,5) SnUn
В л
^аык
У маломощных транзисторов /?вхОБ может быть поряд.
ка нескольких или десятков ом, у мощных меньше
одного ома.
э
^вых-
Эквивалентная схема выходной
цепи транзистора составляется с учетом
того, что поскольку напряжение Un выступает в
транзисторе как генератор ЭДС с нулевым сопротивлением, между точками Э —
Б' эквивалентной схемы транзистора (см. рис. 5.8) имеется короткое замыкание.
Сопротивление г г&, , поэтому при составлении эквивалентной схемы
выходной цепи транзистора сопротивление гб, к можно также не учитывать.
При сделанных допущениях следует, что выходное сопротивление транзистора
зависит от сопротивления источника сигнала. С увеличением сопротивления ис-
точника сигнала увеличивается глубина обратной связи по току в выходной цепи.
При Ra = 0 обратная связь по току отсутствует и эквивалентная схема выход-
ной цепи принимает вид рис. 5.10. На этой схеме 7?вых — /"к.Э’ а Свых — Ск.
Сравнивая эквивалентную схему выходной цепи транзистора с ОБ с соответствую-
щей схемой транзистора с ОЭ (см. рис. 5.76), убеждаемся в их полном совпадении.
Пр” Ra — «о в транзисторе действует 100%-ная обратная связь по току, кото-
рая вызывает увеличение /?вых и уменьшение Скых транзистора; при этом
^вых —^к.э (1 +Л21Э); СВЬ!Х —Ск/(1 "4"^21э)
(5.6)
На практике обычно для схемы с ОБ Ru > 7?вх.
6.2.4. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТРАНЗИСТОРА,
ВКЛЮЧЕННОГО ПО СХЕМЕ С ОК
Ток эквивалентного генератора по схеме (рис. 5.11)
— (1 ~Ь^21э) ^б-
1 ~Л21б
Эквивалентная схема входной цепи при коротком
замыкании выхода транзистора включенного по схеме с ОК показана на рис.
5.12а. Обычно гб, к > гб, э, поэтому сопротивлением гб, к можно пренебречь. Тогда
при короткозамкнутом выходе для низких частот входное сопротивление транзис-
тора /?вхОК = гб, + r3 (1 + Л2)э), при этом /?вхОК = ЯвхОэ-
При составлении эквивалентной схемы входной цени транзистора, когда в
выходную его цепь включена нагрузка, необходимо учитывать действие 100%-ной
последовательной отрицательной обратной связи по напряжению (см. рис. 4.6).
ИЗ
С учетом обратной связи, а также того, что на практике обычно < гк<8 и /?и <
эквивалентная схема входной цепи примет вид рис. 5.126. Емкость
1
С ~ -------------------------------F
2л//1213 '/'э + ^Н'-) (1+^213/
(6.7)
Рис. <5.11
Из эквивалентной схемы можно определить входное сопротивление транзис-
тора, включенного по схеме с ОК, для низких частот
/?„ ОК ~гб' ~Н(ГЭ4“^Н~) (1 4~'^21э)• (5.8)
Это же выражение можно получить иначе:
Рис. 5.12
Ч)
Анализируя эквивалентную схему входной цепи транзистора, можно заме-
тить, что его входное сопротивление растет с увеличением сопротивления на-
грузки и уменьшается с повышением частоты из-за наличия емкости С.
Эквивалентная схема выходной цепи транзис-
тора,включенного по схеме с О К, дана на рис. 5.12 в. Индук-
тивность L„tiv учитывает снижение Л.,. = на высоких частотах: 4-
-}-/?и/(0т; сопротивление
Гб' 4-/?и
(59)
114
—Выходная емкость Свых, как правило, мала и при низком выходном сопро-
тивлении каскада на его свойства практически не влияет.
6.S.5. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ П ОБРАЗНАЯ СХЕМА ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА
В зависимости от того, какой электрод транзистора является общим
для входной и выходной цепей, имеется несколько видов эквивалент-
ных схем.
Эквивалентная схема полевого транзистора с общим истоком (та-
кая же, как у электронной лампы при включении с общим катодом)
показана на рис. 5.13. Эта схема близка к эквивалентной схеме бипо-
лярного транзистора, включенного по схеме с ОЭ (см. рис. 5.4). В ней
отсутствует сопротивление вместо Гб'.э должно быть включено со-
противление гзи или гск, которые обычно настолько велики, что
Рис. 5.13
их влияние можно не учитывать. Усилительные свойства транзисто-
ра и электронной лампы учитываются с помощью эквивалентного ге-
нератора тока SUвх, где S —• крутизна проходной характеристики УЭ
в рабочей точке. На эквивалентной схеме для полевого транзистора
С3.и — емкость между затвором и истоком, Сг.и — емкость между
стоком и истоком, Сс.з — емкость между затвором и стоком; для элек-
тронной лампы Сс.к— емкость между сеткой и катодом, Са.с — емкость
между анодом и сеткой, Са к — емкость между анодом и катодом;
Ri — внутреннее сопротивление УЭ. На эквивалентной схеме УЭ
не учитывается активная составляющая входного сопротивления, кото-
рое для полевого транзистора, как и для электронной лампы, велико.
По аналогии можно построить и эквивалентные схемы полевого тран-
зистора и электронной лампы при других схемах включения УЭ.
Эквивалентные схемы входной и выходной цепей полевого тран-
зистора, как и электронной лампы, имеют вид рис. 5.14. Заметим, что
эти частные эквивалентные схемы пригодны при любом включении по-
левого транзистора и лампы.
При включении УЭ по схеме с общим ис-
током и общим катодом сопротивление RBX очень ве-
лико и его на эквивалентной схеме входной цепи (см. рис. 5.14а) мож-
но не учитывать. Емкость для полевого транзистора Свх д = Си,3 4*
4- Сс.зО 4~ K\t)» а для электронной лампы Свх.я = Сс.к 4- Са.с X
115
X (1 + Ku), где Кu — коэффициент усиления напряжения каскада.
В последних выражениях емкость Свх.д обусловлена входной емко-
стью УЭ г (или Сс.к) и внутренней параллельной отрицательной
обратной связью по напряжению через емкость Сс,3 для полевого
транзистора (или емкость Са.с для электронной лампы).
На эквивалентной схеме выходной цепи (рис. 5.146) /?вых — Rit
а емкость Свых равна Сси для полевого транзистора (или Са.к для
электронной лампы). Часто эквивалентную схему выходной цепи пред-
ставляют в виде генератора ЭДС n'UBX (рис. 5.14в), где р, = р/ =
= SRh
При включении УЭ по схеме с общим сто-
ком (или с общим анодом) необходимо учитывать 100%-ную после-
довательную отрицательную обратную связь по напряжению, увели-
Рис. 5.14
чивающую Я вх и уменьшающую Свх и /?вых- Обычно даже уменьшен-
ное при действии обратной связи входное сопротивление УЭ во много
раз выше сопротивления источника сигнала, поэтому на эквивалент-
ной схеме входной цепи оно обычно не учитывается. Остальные пара-
метры эквивалентных схем следующие: входная емкость для полево-
го транзистора Свх д = Сс.и + Сс,3 (1 — Кц), а для электронной
лампы Свх,д = Сс.к 4- Сас (1 — Кц), выходная емкость для полево-
го транзистора Свых Сс.и, а для лампы Свых «Са.к; выходное
сопротивление К вых = Rt /(1 + ц)', статический коэффициент усиле-
ния р' = р/(1 + р). Малое выходное сопротивление улучшает свой-
ства каскада на высоких частотах, позволяет работать на большую ем-
кость и малое сопротивление нагрузки.
При включении полевого транзистора с
общим затвором, как и при включении электронной лампы
с общей сеткой, необходимо учитывать 100%-ную параллельную от-
рицательную обратную связь по току, из-за которой входное и выход-
ное сопротивления УЭ изменяются при изменениях сопротивлений
Ru и Ra~. Можно показать, что при таком включении УЭ в эквивалент-
ных схемах входной и выходной цепей (см. рис. 5.14а и в) параметры
имеют следующие значения: входное сопротивление RBX = (Rt -f-
+ Ян~)/(1 + P-); выходное сопротивление RBbIX = Rt + RH (1 + p);
входная емкость для полевого транзистора Свх,д «С3.и + Сс.и X
X (1 — Ки), а для электронной лампы Свх.д = Сс к Са к (1 — /<ы);
выходная емкость для полевого транзистора Свых = Сс.ч + С3.и х
X (1 — 1/Ки), а для электронной лампы Свых =•- С(. Са к X
X (1 - 1/Ки).
116
6.2.6. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ИНТЕГРАЛЬНОГО ТРАНЗИСТОРА
Эта схема имеет ряд своих особенностей, связанных с тем, что струк-
тура интегрального транзистора четырехслойная: помимо рабочих
коллекторного и эмиттерного переходов имеется третий (паразитный)
переход между коллекторным «-слоем и подложкой p-типа. Посколь-
ку подложку присоединяют к самому отрицательному потенциалу, этот
. переход закрыт (особенности интегральных транзисторов рассмотрены
в § 10.2). Эквивалентная схема интегрального транзистора показана
на рис. 5.15. Влияние закрытого у>-ц-перехода, шунтирующего
выходную цепь транзистора, учтено на эквивалентной схеме сопротив-
лением утечки коллектор—подложка /?к,п и емкостью закрытого пе-
Рис. 5.15
рехода Ск.п. Значения /?к.пи Ск,п зависят от напряжения коллектор—
подложка транзистора. Горизонтальное сопротивление коллекторного
слоя гк.к для интегрального транзистора имеет конечное значение.
Сопротивление гк к вместе с емкостью Ск.п образует /?С-цепочку, под-
ключенную к активной области коллектора. Цепочка гк к /?к. ПСК п —
главная особенность интегрального п-р-п транзистора. Эта цепочка
ухудшает его быстродействие и ограничивает предельные частоту и
время переключения. Поскольку подложка находится под неизменным
потенциалом, ее можно считать заземленной по переменному току. Ем-
кость Ск.п = 0,5 -? 2,5 пФ.
Собственное сопротивление базовой области учтено на эквивалент-
ной схеме сопротивлением гб-. Усилительные свойства транзистора
отображаются генератором тока /ц1э/ б, где Л21э — коэффиииент усиле-
ния тока базы. Выходные conpoiявления в основном определяются со-
противлением гк; их можно подсчитать по эмпирическим формулам
п-р-п ~ Iк> ^вых р-п-р 128]. Через емкость С*к
на высоких частотах возникает основная паразитная связь между вы-
ходной и входной цепями. Внутреннее сопротивление эмигтерной об-
ласти гэ, зависящее от тока эмиттера, определяе! основную часть вход-
ного сопротивления транзистора.
117
5.3. РЕЗИСТОРНЫЙ КАСКАД
5.3.1. ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ.
ОСОБЕННОСТИ ИХ АНАЛИЗА
Принципиальные схемы. Наиболее часто резисторные каскады вы-
полняются на УЭ, включенных по схеме с общим эмиттирующим элек-
тродом. На рис. 5.3 показана принципиальная схема резисторного кас-
када на биполярном транзисторе, включенном по схеме с ОЭ; на рис.
5.16а — схема на полевом транзисторе с р-п переходом и п-каналом,
Рис. 5.16
включенном с ОИ; на рис. 5.166 — схема на электронной лампе, вклю-
ченной с ОК. Нагрузкой резисторного каскада чаще всего является
входная цепь следующего каскада (элементы принципиальных схем,
относящиеся к следующему каскаду, отмечены индексом «сл»).
Через резистор R, включенный в управляемый электрод УЭ, пода-
ется питающее напряжение. Сопротивление этого резистора в основном
определяет нагрузку УЭ по постоянному току. Конденсаторы Ср1
и Ср2, называемые разделительными, развязывают по постоянному току
УЭ данного каскада от УЭ следующего каскада. При наличии раздели-
тельного конденсатора режимы работы УЭ каскадов по постоянному
току оказываются независимыми. Емкость разделительного конденса-
тора выбирается обычно такой, чтобы усиливаемый сигнал проходил
к следующему каскаду без заметного ослабления. Разделительный кон-
денсатор устраняет передачу от одного каскада к другому медлен-
ных изменений напряжений, обусловленных нестабильностью работы
УЭ по постоянному току.
Н8
Резисторы Rl, R2 и R3 обеспечивают подачу смещения на базу би-
полярного транзистора, образуя цепь эмиттерной стабилизации его
режима. Резисторы R3 и /?ист создают цепь смещения с истоковой ста-
билизацией режима полевого транзистора, резисторы Rc и RK —
цепь смещения с катодной стабилизацией электронной лампы. Конден-
саторы Сэ, Сист и Ск устраняют отрицательную обратную связь по
переменному току, их емкость обычно выбирается настолько большой,
что сопротивление по переменному току между эмиттирующим элек-
тродом УЭ и общим проводом каскада близко к нулю.
Питание резисторных каскадов в многокаскадном усилителе осу-
ществляется от общего источника питания Е, причем коллекторные
(анодные) цепи всех каскадов подключены к нему параллельно. При
этом появляется связь между каскадами через общий источник питания,
сопротивление которого по переменному току даже при наличии блоки-
ровочного конденсатора большой емкости может оказаться су-
щественным, что приведет к ухудшению показателей усилителя. Для
уменьшения этой паразитной связи в усилитель включаются развязы-
вающие фильтры /?ф1Сф1 и /?фСф (подробно вопросы фильтрации
рассмотрены в гл. 9).
Эквивалентные схемы. Для составления эквивалентных схем ре-
зисторных каскадов необходимо рассмотреть цепи протекания пере-
менных составляющих токов УЭ (цепи протекания постоянных токов
УЭ, см. § 4.4). Для каскада на биполярном транзисторе (см. рис. 5.3)
цепь переменной составляющей коллекторного тока следу-
ющая: общий провод, конденсатор Сэ, транзистор, далее одна со-
ставляющая тока замыкается через резистор R и конденсатор Сф2
на общий провод, а другая — через конденсатор Ср2 на общий провод
через резистор R1 сл. и конденсатор Сф2 (одна цепь), через резистор R2cn
(вторая цепь) и через входное сопротивление /?пх.сл н входную емкость
Свх сл следующего каскада (третья цепь). Для каскада на полевом
транзисторе (или электронной лампе) цепь протекания тока /„ (Za):
общий провод, конденсатор Спст (Ск) — транзистор (лампа), далее
одна составляющая тока замыкается на общий провод через резистор
R и конденсатор СФ, а другая — через конденсатор Ср2 на общий про-
вод через резистор R3.cn (Rc.cn) и входное сопротивление и входную
емкость УЭ следующего каскада.
Цепь протекания переменной составляющей входного тока tBx^,
создаваемая ЭДС источника сигнала, для каскада на биполярном тран-
зисторе: входной зажим 1 общего провода, далее ток iBX~ разветвляет-
ся на три составляющих: первая протекает к точке Б через резистор
R2, вторая к точке Б через конденсатор Сэ и участок эмиттер—база
транзистора, третья через конденсатор СФ1 и резистор R1-, далее ток
Gx~ от точки Б через конденсатор Ср1 протекает к зажиму 1 и через
источник сигнала замыкается на общий провод. Аналогично можно
показать и цепи протекания тока в усилительных каскадах на
полевом транзисторе и электронной лампе.
Эквивалентную схему резисторного каскада будем составлять без
учета влияния цепей /?Ф1СФ1, /?ф2Сф2, RqC3, /^ист^-ист, R^C^, которые
119
удобно учесть при отдельном рассмотрении. Это допущение справед-
ливо, если считать, что емкости Сф, Сэ, Сист, Ск и Сб очень большие,
а их сопротивления для рабочих частот настолько малы, что полностью
шунтируют соответствующие резисторы по переменному току.
При этом допущении можно считать, что эмиттерный электрод УЭ и
верхние концы резисторов R и R1 по переменному току замкнуты на
общий провод. Тогда эквивалентные схемы резисторных каскадов, со-
ставленные с учетом сказанного в §5.1, примут вид, показанный на
рис. 5.17а, б. Эквивалентная схема каждого каскада составлена по
переменному току и включает в себя эквивалентную схему входной
Рис. 5.17
цепи УЭ, цепь межкаскадной связи и эквивалентную схему входной
цепи следующего каскада. Емкость См учитывает емкость монтажных
проводников и деталей схемы относительно шасси усилительного кас-
када или общего провода.
Эквивалентные схемы резисторных каскадов на биполярном, по-
левом транзисторах показаны на рис. 5.17 а и б. Необходимо учиты-
вать, что при составлении эквивалентной схемы каскада на электронной
лампе вместо резистора Я3.сл нужно в схему рис. 5.176 поставить ре-
зистор /?с,сл.
Приведенные на рис. 5.17 эквивалентные схемы можно несколько
упростить. Так, учитывая, что емкость конденсатора Ср2 на несколько
порядков выше всех остальных емкостей схемы, их можно объединить
в одну Со. В эквивалентной схеме каскада на биполярном транзисторе
Со = Ск 4- См 4- Сэкв сл. Учитывая, что на практике (См 4- Ск) <
< Сдкв сл, то Со »СЭКВ сл- Резисторы R/CJI и R2CJ1 включены на эк-
вивалентной схеме рис. 5.17а параллельно и сопротивление их можно
заменить одним #д.сл = (Яюл'^?2Сл)/(/?1сл 4- Я2Сл)- Тогда эквивалент-
ная схема резисторного каскада на биполярном транзисторе примет вид
рис. 5.18а. Для каскада на полевом транзисторе и электронной лампе
с учетом Со = Свых + См + Свх.д.сл, эквивалентная схема примет
вид рис. 5.186.
120
Как следует из эквивалентных схем резисторных каскадов, при
постоянной амплитуде тока источника сигнала, но при различных ча-
стотах из-за наличия емкостей, сопротивления которых зависят от
частоты напряжение на переходе база—эмиттер следующего каскада
i/п.сл (Рис- 5.18а) или выходное напряжение t/вых (рис. 5.185) будут
меняться. Эти изменения будут определять зависимость коэффициента
усиления резисторного каскада от частоты, т. е. его (АЧХ и ФЧХ).
Рис. 5.18
Так, с уменьшением частоты сигнала сопротивление конденсатора
Ср2 увеличивается, при этом возрастает падение напряжения сигнала
на нем, что вызовет уменьшение напряжений t/n сл и t/BbIx. По этой
причине коэффициент усиления резисторного каскада из-за наличия
разделительного конденсатора Ср2 на
нижних частотах падает (рис. 5.19а,
левая часть зависимости (Упсл, (7ВЫХ
от частоты), что определяет вид АЧХ
каскада в области нижних частот.
С увеличением частоты сигнала напря-
жения Uп.сл и t/Bblx уменьшаются
из-за уменьшения сопротивления
емкости Со, подключенной параллель-
но выходным зажимам (правая часть
характеристики рис. 5.19а), что оп-
ределяет АЧХ в области верхних
частот.
Любой усилительный каскад пред-
назначен для усиления полосы ча-
стот от /Ач до /вч. Для уменьше-
ния линейных искажений стремят-
ся обеспечить коэффициент усиления каскада в рабочем диапазоне ча-
стот постоянным. Для этого, учитывая сделанные выше рассмотрения,
надо использовать конденсатор Ср как можно большей емкости, а ем-
кость Со свести к минимуму.
Методика анализа АЧХ и ФЧХ. Область рабочих частот можно раз-
бить на три участка: нижних частот, на которых коэффициент усиле-
121
ния изменяется с частотой из-за влияния только емкости Ср; верхних
частот, где проявляется влияние емкости Со; средних частот, на
которых коэффициент усиления резисторного каскада постоянен, от
частоты не зависит и где влиянием емкостей Ср и Со можно пренебречь.
Такой подход позволяет свести задачу определения коэффициента уси-
ления резисторного каскада, а следовательно, и его АЧХ и ФЧХ к
трем более частным задачам — определению коэффициента усиления
отдельно в области верхних, нижних и средних частот. Для этого стро-
ят частные эквивалентные схемы для отдельных областей частот. Так,
исключив из эквивалентной схемы рис. 5.18 емкости Со и Ср2, получают
частную эквивалентную схему для области средних частот; исключив
Ср2, получают частную эквивалентную схему для области верхних
частот; исключив Со, частную эквивалентную схему для области ниж-
них частот. Затем результаты исследований частных эквивалентных схем
объединяют и на основании этого получают результирующую АЧХ и
ФЧХ всего резисторного каскада. Такая методика исследования ис-
пользуется при определении основных показателей каскадов предва-
рительного усиления.
Из теории линейных цепей известно, что напряжение на выходе
цепочки, состоящей из последовательно соединенных конденсатора С
и резистора R (выходное напряжение в этой цепочке снимается с рези-
стора /?), опережает по фазе напряжение источника сигнала на неко-
торый угол <р; с понижением частоты сигнала емкостное сопротивление
конденсатора С увеличивается, при этом угол ф возрастает, стремясь
при бесконечном уменьшении частоты к 90°. При параллельном соеди-
нении конденсатора С и резистора R выходное напряжение отстает по
фазе от напряжения источника сигнала на угол сдвига фазы ф; с уве-
личением частоты сигнала емкостное сопротивление конденсатора С
уменьшается, угол ф также уменьшается, стремясь при бесконечном
увеличении частоты к —90°. Это позволяет объяснить ход ФЧХ рези-
сторного каскада в области нижних и верхних частот (рис. 5.196).
Методика анализа переходной характеристики. В усилителях им-
пульсных сигналов линейные искажения оцениваются с помощью пере-
ходной характеристики, которая представляет собой зависимость
мгновенного значения напряжения или тока от времени на выходе
усилительного каскада при мгновенном скачкообразном изменении на-
пряжения или тока во входной цепи усилителя.
Рассмотрим физические процессы, происходящие в резисторном
каскаде на биполярном транзисторе, при скачкообразном изменении
напряжения между его базой и эмиттером. Положим, что потенциал
базы относительно потенциала эмиттера в определенный момент вре-
мени скачком изменился (рис. 5.20а) и стал более отрицательным. Это
вызовет скачкообразное увеличение коллекторного тока транзистора
(рис. 5.206). Поскольку напряжение между коллектором и общим про-
водом по закону Кирхгофа ик 3 = Е — iKR (влиянием цепочки R3C3
при данном рассмотрении пренебрегают), то с увеличением тока iK
напряжение ык з должно было бы скачком уменьшиться (штриховая
линия на рис. 5.20в). Однако из-за наличия между коллектором и об-
щим проводом результирующей емкости Со, напряжение на которой не
122
может скачком возрасти, так как необходимо некоторое время для пе-
резаряда этой емкости, напряжение на коллекторе меняется постепен-
но, как показано на рис. 5.20в. Напряжение с коллектора подается на
вход следующего каскада через конденсатор Ср большой емкости. Кон-
денсатор Ср не пропускает постоянной составляющей коллекторного
напряжения, и поэтому форма напряжения на входе следующего
каскада принимает вид на рис. 5.20г. Как следует из этого рисунка, вы-
ходное напряжение по форме отличается от входного, при этом говорят
<— Рис. 5.20
Рис. 5.22
об искажении фронта импульса. Эти искажения обусловлены наличием
емкости Со, определяющей частотные искажения в области верхних
частот. Поэтому искажения фронта импульса, частотные и фазовые
искажения в области верхних частот определяются одними и теми же
элементами схемы. Искажение фронта импульса оцениваются пере-
ходной характеристикой каскада в области малых времен.
В сделанных рассмотрениях учитывалось влияние только емкости
Со. Но в усилительном каскаде имеется еще разделительный конденса-
тор Ср, который также оказывает существенное влияние на форму на-
пряжения на входе следующего каскада. Емкость конденсатора Ср
очень большая по сравнению с емкостью Со, и по этой причине за вре-
мя перезарядки Со напряжение на конденсаторе Ср измениться не ус-
певает. Это дает основание не учитывать влияние Ср на форму пере-
ходной характеристики в области малых времен. Однако спустя опре-
деленное время с момента скачка напряжения на входе усилительного
123
каскада конденсатор Ср начинает перезаряжаться и форма выходного
напряжения «вх.сл начинает существенно меняться.
Поскольку перезарядка Ср происходит значительно медленнее,
чем Со, при рассмотрении влияния Ср на форму выходного напряжения
не будем учитывать влияние Со. Тогда можно считать, что при скачко-
образном изменении напряжения на входе транзистора напряжение
пк>3 в момент скачка изменяется также скачком, как это показано на
рис. 5.21а. Скачок напряжения ик,3 проходит на выход каскада прак-
тически без искажений, и при этом напряжение авх,сл также скачком
изменяется (рис. 5.216). Напряжение «вх.сл = «к.з— ис р, где
/щр — напряжение на конденсаторе Ср. По мере заряда конденсатора
Ср напряжение ucv увеличивается и, следовательно, напряжение
пВХфСЛ уменьшается. Таким образом, напряжение аВХфСЛ должно было
бы во времени быть постоянным, а оно уменьшается, т. е. возникают
искажения. При этом говорят об искажениях вершины импульса или
об искажениях в области больших времен. Эти искажения обуслов-
лены емкостью Ср, которая определяет искажения частотной и фазо-
вой характеристик в области нижних частот. Таким образом, форма
переходной характеристики в области больших времен, частотные и
фазовые искажения в области нижних частот определяются парамет-
рами одних и тех же элементов схемы.
Объединяя все сказанное о форме переходной характеристики в
области как малых, таки больших времен, можно построить общую пе-
реходную характеристику резисторного каскада (рис. 5.22).
Обычно линейные искажения, допустимые для данного резистор-
ного каскада, заданы Для расчета параметров элементов, обеспечи-
вающих требуемые искажения, определим формулы отдельно для каж-
дой области частот.
5.3.2. ОБЛАСТЬ СРЕДНИХ ЧАСТОТ
Исключив из полной эквивалентной схемы резисторного каскада
(см. рис. 5.18) емкость Со и закоротив Ср, получим его эквивалентную
схему для области средних частот. Так, на рис. 5.23а показана экви-
валентная схема резисторного каскада на биполярном транзисторе,
а на рис. 5.24а — эквивалентная схема каскада на полевом транзи-
сторе (эта эквивалентная схема практически совпадаете эквивалентной
схемой каскада на электронной лампе).
Рассмотрим эквивалентную схему каскада на биполярном транзи-
сторе. Сумма сопротивлений гб- сл и Гб'.э.сл определяет входное сопро-
тивление транзистора следующего каскада /?вх.ол = га .сл + гб'.эсл-
Результирующее сопротивление нагрузки для переменного тока
коллекторной цепи равно параллельному соединению сопротивлений
гк.э, R, /?д.сл и ^вх.сл- С учетом сказанного эквивалентную схему
резисторного каскада на биполярном транзисторе, справедливую для
области средних частот, можно представить в виде рис. 5.236. Ко-
эффициент усиления каскада по напряжению
R и ср U wxj Uпх ~ R Uvs.' (5.10)
124
Как следует из эквивалентной схемы транзистора (см. рис. 5.4),
входное напряжение Uъх — 1 б б' + гб'э) — Iб%вх оэ» где /?вх оэ —
входное сопротивление транзистора данного каскада; напряжение на
переходе йп = Как было показано в §5.2, Зп =
Подставляя значения (7ВХ, Ua и Sn в (5.10), получаем:
(5.Н)
цср
^213 Гб' -Э
Гб'.э^б^вхоэ
Рис. 5.23
О)
21э р
^вхОЭ
При расчете транзисторных каскадов часто используют выражение
для коэффициента усиления по току, который
показывает отношение
тока сигнала в цепи базы транзистора следующего каскада к току сиг-
нала в цепи базы транзистора данного каскада:
' ВЫХ _ ' б.сл
^вх ^б
UВХ-СЛ __ П ~
^б^ВХ-СЛ ^б ^вх.сл
^2t3 ^б ^б' Э -
(5.12)
гб' я ^вх.сл ^б
Рис. 5.24
21ri D ‘
/хвх.сл
°;
= h
В каскадах предварительного усиления низкой частоты, как правило,
R~ « RBx транзистора и в этом случае Kt = Ки, = ^21э- Коэффициент
усиления по мощности резисторного каскада на биполярном транзи-
сторе
КрС9 == кИСр /?2 /явх оэ Явх.сл. (5.13)
В резисторном каскаде на полевом транзисторе и экранированной
лампе коэффициент усиления по напряжению
Кт = ивт1 UB, = SU„ RJU„ = SR~. (5.14)
Обычно Rt »RH^ = RR3C;J(R + /?зСл), т°гда в
широкополосных каскадах усиления сопротивление /?</?зСл> тогда
K„=SR.
125
5.3.3. ОБЛАСТЬ НИЖНИХ ЧАСТОТ
Эквивалентная схема резисторного каскада в области нижних ча-
стот получается исключением из его общей эквивалентной схемы ем-
кости Со. Для каскада на биполярном транзисторе эквивалентная схе-
ма в области нижних частот показана на рис. 5.25а. Последовательное
соединение сопротивлений гб-.сл и гб'.э.сл определяет входное сопро-
тивление транзистора следующего каскада RBX.CJI = /"б'.сл + гб',э.сл.
Параллельное соединение двух сопротивлений RBx.CtJI и ^д.сл обозна-
чим Ro = RH.CJI RBX.CJI/(RH>CJI + /?вх.сл)> при этом именно на нем
выделяется выходное напряжение (/вых = (7ВХСЛ. Параллельное со-
единение сопротивлений гк э и R обозначим через эквивалентное со-
противление /?акв == гк.э/?/(гк.э + R). С учетом сделанных обозначе-
ний эквивалентная схема рис. 5.25а упрощается (рис. 5.256).
Рис. 5.25
От схемы с генератором тока удобно перейти к схеме с генератором
ЭДС (рис. 5.25а), воспользовавшись при этом теоремой об эквивалент-
ном генераторе. На рис. 5.25а ЭДС эквивалентного генератора для ниж-
них частот и его внутреннее сопротивление: (7нчЭкв — SaUnRnw
Rh4bKB ~= Rbkb-
Определение АЧХ и ФЧХ резисторного каскада в области ниж-
них частот. Для нахождения АЧХ и ФЧХ используем эквивалентную
схему, показанную на рис. 5.25а. Найдем напряжение на выходе
^вых = iRo- Как следует из схемы на рис. 5.25а, ток I — ^нчэкв •’
0?нчэкв 4“ Ro + 1/itoCp). Тогда
^вых = ^НЧэкв Ro/(Rli4 экв + Ro + l/icoCp). (5.15)
Определяющее частотные и
фазовые искажения относительное
усиление
ки (®)
у И =
спf,iX (®) СВХ. ср
^вх (®) вых.ср
(5.16)
где КиСр — коэффициент усиления по напряжению каскада на сред-
них частотах, на которых сопротивление конденсатора Ср практиче-
ски равно нулю.
126
Поскольку напряжение на входе с изменением частоты поддержи-
вается постоянным при определении АЧХ и ФЧХ, то
I Uвх (®) । — I ^вх.ср I Const И Y (ft)) — (7ВЫх Uвых.ср-
Положив в (5.15) (й->оо, получим:
^вых-ср ^НЧ экв #о/(#НЧ экв Ro)* ТоГДЗ
iz / \ ^НЧ9кв/?о(/?нЧ9КВ + ^)
Рис. 5.26
Упростим это выражение, введя следующие обозначения: тнч — Ср X
X (/?нч экв + Ro)> где тнч — постоянная времени резисторного
каскада в области нижних частот; X = сотнч — нормированная ча-
стота. С учетом сделанных обозначений
(5.П)
Модуль этого выражения определяет АЧХ резисторного каскада,
для нахождения модуля удобно (5.17) представить в виде комплекс-
ного числа а + ib. Для этого избавимся от комплексности в знамена-
теле:
1_______. 1/Х
1 4-(1/Х)2 + 1 1+(1/Х)2”
Модуль этого выражения
Y = /(со) =— ------= —7-=-= := (5.18)
И1 +[1/(п^Р (^нч экв+ *о)]2
Выражение (5.18) является уравнением АЧХ каскада. Частотная
характеристика согласно (5.18) показана на рис. 5.26а. При <.о-> О
Y -> 0; при (о сю Y 1.
127
Величина, обратная модулю Y, показывает зависимость коэффи-
циента частотных искажений на нижних частотах от частоты
(5.19)
Как следует из (5.18) и (5.19), вид АЧХ и частотные искажения в
области нижних частот в резисторном каскаде зависят от емкости
конденсатора Ср и сопротивления /?нчЭкв + Ro- С увеличением Ср
или А?нчэкв + т- е- с увеличением тнч, частотные искажения
уменьшаются. Физически это объясняется следующим. С понижением
частоты сопротивление емкости конденсатора Ср увеличивается, на-
пряжение (7ВыХ уменьшается, что приводит к спаду АЧХ в области
нижних частот. Положим, что в усилительный каскад включили кон-
денсатор Ср большей емкости, при этом сопротивление этого конденса-
тора на некоторой нижней частоте соНч (рис. 5.25(7) станет меньше,
напряжение IJвых увеличится и Y станет больше, т. е. частотные ис-
кажения уменьшатся. Заметим, что проведенные рассуждения спра-
ведливы для любой частоты сигнала. С другой стороны, чем больше
сопротивление 7?нчЭкв + 7?0, тем меньше влияет изменение сопротив-
ления 1/(оСр от частоты на изменения суммарного сопротивления
Янч экв + Ro 4- l/ia>Cp в цепи генератора 7?нчОкВ (рис. 5.25s).
При этом ток /, а следовательно, и напряжение Uвых будут в меньшей
степени изменяться с изменением частоты сигнала, т. е. частотные ис-
кажения при большем сопротивлении /?нчЭКв 4- Ro будут меньше.
Теперь определим выражение для ФЧХ резисторного каскада. На-
помним, что на комплексной плоскости для числа а 4- \Ь фазовый сдвиг
ср между осью и вектором определяется из соотношения tg ср = Ыа.
Отсюда по аналогии с выводом (5.18) получаем
Тогда формула для ФЧХ резисторного каскада примет вид
(#нч экв н ^о)
(5.20)
Из (5.20) следует, что при со -> 0; 1/Х оо и ср -> 4- 90° (л/2), при
со -> оо, MX -> 0 и ср 0. ФЧХ резисторного каскада согласно (5.20)
показана на рис. 5.266.
Обычно при расчете резисторного каскада коэффициент частотных
искажений Л4Нч на соНч бывает задан и требуется определить
такое значение емкости конденсатора Ср, при котором реализуются
эти /Инч. Тогда требуемое значение емкости конденсатора Ср можно
найти из выражения
Ср — 1 /а»нч (/?ни экв ~г Ro) VТИнч— 1 •
(5.21)
128
Из (5.21) следует, что чем меньше Л4нч или ниже Юнч, тем боль-
ше должна быть емкость конденсатора Ср. Увеличение /?нчэкв + Ro
позволяет уменьшить емкость Ср при заданных Л4нч и ®нч.
Уравнение нормированной переходной характеристики резистор-
ного каскада в области больших времен приведем без вывода [251:
г/(/) = е-‘/тнч.
(5.22)
Переходная характеристика, соответствующая (5.22), показана на
рис. 5.27. При введении нормированного времени х = //тнч, (5.22)
преобразуется:
у (t) = е~\ (5.23) Р
Таким образом, анализируя переход-
ную характеристику резисторного каскада
в области больших времен, можно сделать
вывод, что при скачкообразном изменении
входного напряжения выходное напряже-
ние каскада во времени постепенно умень-
шается. На входе усилителя обычно скачок
напряжения длится конечное время Т,
другими словами, речь идет об усилении
импульса длительностью Т. Тогда при прохождении через усилитель
прямоугольный импульс искажается. Эти искажения в области боль-
ших времен проявляются в спаде вершины импульса. Спад вершины
импульса, как было показано в § 2.5, оценивается величиной
Д=1 — у(Т)=1 — е"г/тнч. (5.24)
Рис. 5.27
—Т / т
Обычно Т/тнч < 1, тогда 1 — е нч « 77тнч и (5.24) принимает вид
А 77ткч = Т/Ср (Янч экв + Ro) (5.25)
Решим (5.25) относительно емкости разделительного конденсатора
Cp = T/A(Rh4skb + Ro). (5.26)
Последнее выражение позволяет определить емкость конденсатора
Ср, необходимую для обеспечения требуемого спада вершины импуль-
са Д. Из этого выражения видно, что чем меньше допускаются искаже-
ния вершины импульса, тем требуется большая емкость конденсатора
Ср. Физически это объясняется тем, что с увеличением Ср, перезаряд
конденсатора происходит более медленно и по этой причине напряже-
ние на выходе усилителя за время длительности импульса изменяется
в меньших пределах. Последнее равносильно меньшим искажениям
вершины импульса.
Полученные выше выражения для АЧХ и ФЧХ резисторного кас-
када на биполярном транзисторе применимы и для анализа КПУ на
полевых транзисторах и электронных лампах. Надо только учитывать,
что в каскаде на полевом транзисторе и электронной лампе /?нч экв =
= RiR/(Rt 4~ R); Ro в каскаде на полевом транзисторе Ro = Rsca*
в каскаде на электронной лампе Ro = RQ.cn.
5 Зак. 1456 129
5.3.4. ОБЛАСТЬ ВЕРХНИХ ЧАСТОТ
Эквивалентная схема резисторного каскада в области верхних ча-
стот получается исключением из общей эквивалентной схемы конденса-
тора Ср. Для каскада на биполярном транзисторе эквивалентная схе-
ма в области верхних частот показана на рис. 5.28л. Параллельное
соединение сопротивлений гк.а и R эквивалентно сопротивлению
— гк.э#/(гк.э + R), параллельное соединение сопротивлений
/?ЭКВ И /?д.сл эквивалентно /?г = /?ЭКв/?д.сл/(/?экв + Яд.сл)- с учетом
принятых обозначений схема рис. 5.28 а примет вид рис. 5.286. Вос-
пользовавшись теоремой об эквивалентном генераторе, перейдем от
Рис. 5.28
схемы с генератором тока к схеме с генератором ЭДС. На рис. 5.28в ЭДС
эквивалентного генератора Ur = SnUuRr. Используя еще раз теорему
об эквивалентном генераторе, можно от схемы рис. 5.28в перейти
к более удобной для дальнейших рассмотрений схеме рис. 5.28г. На
рис. 5.28г ЭДС эквивалентного генератора для верхних частот и его
внутреннее сопротивление соответственно
UВЧ эки
Гб’. э. с л
^г + б5'.сл+гб' ,э.сл ’
V г 1 гб'.сл/ ^б'.э.сл
ВЧ экв — ~~ ;
D _L г 4- г
г 1 б' ,ел 1 'б' .э.сл
(5.27)
Определение АЧХ и ФЧХ резисторного каскада в области верх-
них частот. Для нахождения АЧХ и ФЧХ используем эквивалентную
схему, показанную на рис. 5.28г. Напряжение на выходе = 1:
130
; icoC0. Как следует из схемы рис. 5.28г, ток / = //вч ЭКв/[/?вч экв
4- l/ia)C0J. Тогда
^ВЧ экв /i(°£o
f
^ВЧ экв
вых
п*сл
^ВЧ экв+
14 ^вч экв
Относительное усиление Y (со) = //вых///^ых.«р. При со ->0 выходное
напряжение на средних частотах /7вых.«р = t/вч 9KB- С учетом этого
Y (со) = 1/(1 + 1соС0/?вч экв)- (5.28)
Рис. 5.29
Упростим (5.28), введя обозначение твч = С0/?вч экв (гДе твч —
постоянная времени резисторного каскада в области верхних частот),
X = сотвч — нормированная частота. С учетом этих обозначений
Y (со) = 1/(1 + 1сотВч) = 1/(1 + IX). (5.29)
Определяемый по аналогии с нахождением модуля (5.17) модуль
(5.29)
У = |r(M)| = l/Kl+X2=l/Vl+(<oC„/?B4,K,)a. (5.30)
Выражение (5.30) является уравнением АЧХ каскада в области верх-
них частот. Согласно (5.30) частотная характеристика имеет вид
рис. 5.29а. При со -> 0 У 1; при со оо Y -> 0. Величина, обрат-
ная модулю Y, показывает зависимость коэффициента частотных ис-
кажений на верхних частотах от частоты
/Ивч = 1/У = ]Л1 + (соСо /?ВЧ экв)2 .
(5.31)
Как следует из (5.30) и (5.31), вид АЧХ и частотные искажения
в области верхних частот в резисторном каскаде зависят от емкости
Со и сопротивления /?вчЭкв- С увеличением Со или /?вч Экв» т- е-
с увеличением твч, частотные искажения увеличиваются. Физически
это объясняется тем, что из-за уменьшения сопротивления емкости
Со с повышением частоты ток 1 в цепи генератора ЭДС/?вчЭкв
увеличивается, при этом падение напряжения на сопротивлении
^вч экв увеличивается, а на емкостном сопротивлении 1/соС0 умень-
шается. Это означает, что напряжение на выходе //вых уменьшается
5* 1 31
и частотная характеристика имеет завал в области верхних частот.
Влияние емкости Со можно пояснить и несколько с другой точки зре-
ния.
Поскольку сопротивление эквивалентного генератора на рис. 5.28г
равно нулю, то емкость Со подсоединена параллельно сопротивлению
/?вч экв, т- е- как бы шунтирует его. Чем выше частота, тем сопротив-
ление 1/соСо становится меньше и сопротивление /?вчЭКв шунтирует-
ся сильнее, при этом частотная характеристика имеет завал. Чем
больше сопротивление /?вчЭкв или емкость Со, тем шунтирующее
действие Со проявляется сильнее, т. е. ча-
стотная характеристика имеет больший
завал в области верхних частот.
Теперь определим выражение для ФЧХ
резисторного каскада. По аналогии с опре-
делением <р для области нижних частот
можно записать tg <р = — X/1 = — X.
Тогда для резисторного каскада в обла-
сти верхних частот ФЧХ
<р = arctg (— X) — — arctg оквч. (5.32)
Из (5.32) следует, что при со -> О X О,
ср -> 0; при со -> оо, X -> оо и <р —> — л/2.
Согласно (5.32) ФЧХ резисторного каскада
показана на рис. 5.296. Отрицательное значение фазового сдвига
свидетельствует о том, что на верхних частотах выходное напряже-
ние отстает от входного.
Нормированная переходная характеристика резисторного каскада
в области малых времен [25]
у (t) = 1 —е * Гвч.
Введя нормированное время х = //твч, получим:
у (/) = 1 — е~х.
(5.33)
(5.34)
Переходная характеристика согласно (5.34) показана на рис. 5.30.
Анализируя ее, можно отметить, что при скачкообразном изменении
входного напряжения выходное напряжение нарастает постепенно от
нуля до некоторого установившегося значения. Чем меньше CqRvm ЭКв>
тем круче фронт выходного напряжения и тем меньше искажается
фронт импульса при его прохождении через резисторный каскад. Вы-
ходное напряжение устанавливается монотонно, апериодически, т. е.
фронт импульса на выходе усилителя выброса не имеет.
Искажения импульса при его прохождении через резисторный уси-
лительный каскад можно оценивать по времени установления выход-
ного напряжения, под которым понимается время, в течение которого
выходное напряжение изменяется от 0,1 до 0,9 установившегося зна-
чения. Чем меньше время установления ty, тем меньше искажается
импульс при усилении. Время установления определим из (5.34),
находя значения для ух = 0,1 и /2 для у2 = 0,9. Тогда 0,1 = 1 —
132
__е , 0,9 = 1 — е вч. После преобразования е вч —
= 1,11; е 8 вч = 10. Решая относительно tx и /2, получаем: tr —
твч In 1,11; /2 — твч In 10. Учитывая, что ty = t2— = твч X
X (In 10 — In 1,11) = твч (2,3026 — 0,1044), окончательно получим:
ty = 2,2твч. (5.35)
Полученные выражения для АЧХ, ФЧХ и переходной характери-
стики в области верхних частот резисторного каскада на биполярном
транзисторе применимы и для анализа КПУ на полевых транзистора*
и электронных лампах. Необходимо только учитывать, что в каскаде
на полевом транзисторе сопротивление /?вч ЭКв равно сопротивлению
параллельно соединенных резисторов R и 7?3сл, а в каскаде на
электронной лампе Rif R и /?с.сл.
5.3.5. ВЛИЯНИЕ НА ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ ЦЕПОЧЕК ЯэСэ, ЯистСист И RKCK
Рис. 5.31
Влияние цепочек R9C9, /?ИСтСИст и Rk^k на линейные искажения
в резисторных каскадах на различных типах УЭ аналогичны, поэтому
ограничимся рассмотрением каскада на биполярном транзисторе,
включенном по схеме с ОЭ (рис. 5.31).
Искажения АЧХ из-за цепочки R9C9. Как уже
отмечалось, конденсатор С9, включенный параллельно резистору R3,
устраняет отрицательную обратную
связь, возникающую благодаря рези-
стору Rd и вызывающую снижение ко-
эффициента усиления каскада. Действи-
тельно, если конденсатор Сэ отсутствует
в схеме усилительного каскада, то на
резисторе R3 переменная составляющая
эмиттерного тока транзистора создаст
переменное напряжение U9,9. Выходное
же напряжение (/вых определяется не
(7ВХ, а напряжением, непосредственно
действующим между базой и эмиттером
транзистора U в.9 — (7ВХ— £/э.3. Если
^э.з=0, то С/б.э= 0вх и при этом и9ЫХ
максимально. С появлением й9.3 напряжение U б>э уменьшается, что
вызовет уменьшение 0ъых и, следовательно, снижение коэффициента
усиления каскада Ки = иъых1иъ^. Таким образом, конденсатор С9
большой емкости, включенный параллельно резистору R3i практиче-
ски накоротко замыкает этот резистор по переменной составляющей
тока эмиттера и устраняет в рабочем диапазоне частот отрицательную
обратную связь.
Включение конденсатора С3 в схему резисторного каскада приводит
к появлению дополнительных линейных, а именно частотных и фазовых
искажений в области нижних частот и дополнительногоспада вершины
усиливаемого импульса. Эти искажения можно пояснить следующим
133
образом. Обычно конденсатор С3 берется большой емкости и его со-
противление 1/соС9 на высоких частотах по сравнению с сопротивлением
резистора /?9 мало. Поэтому при усилении на средних, а тем более на
верхних частотах падение напряжения на цепочке R3C3 по переменному
току равно нулю и отрицательная обратная связь практически отсутст-
вует. Однако с понижением частоты сигнала к краю рабочего диапазо-
на частот сопротивление конденса-
тора Са возрастает и на цепочке
R3C3 появляется переменное напря-
жение, вызывающее снижение коэф-
фициента усиления. Чем ниже часто-
та, тем больше 6/э,3 и тем сильнее
уменьшается коэффициент усиления
каскада. Это означает, что наличие
цепочки R3C3 вызывает дополнитель-
ный спад частотной характеристики
резисторного каскада в области ниж-
них частот. Естественно, чем больше
емкость конденсатора Сэ, тем мень-
ше спад АЧХ и тем меньше частот-
ные искажения в области нижних ча-
стот. Сказанное иллюстрируется
рис. 5.32.
Искажения вершины
усиливаемого импуль-
са из-за цепочки R3C3. Поясним физику появления этих
дополнительных искажений. Для простоты рассуждений будем
считать, что цепочка R3C3 является единственной, вызывающей иска-
жения импульса. Положим, что в определенный момент времени на
входе усилителя появился скачок напряжения. Весь скачок напряже-
ния окажется приложенным к участку база—эмиттер (рис. 5.33,й),
поскольку конденсатор С3 не может мгновенно перезарядиться и на-
пряжение пэ,з в момент скачка останется без изменения. Скачкооб-
разное изменение напряжения э вызовет скачок тока tK (рис. 5.336),
а следовательно, и скачок выходного напряжения цк.э (рис. 5.33г).
Скачкообразное изменение тока коллектора, а следовательно, и тока
эмиттера должно вызывать изменение напряжения на цепочке R3C3.
134
По мере перезаряда конденсатора С9 это напряжение (рис. 5.33в), а
также «б.э *= wbx — w8.9 будут постепенно изменяться, что вызовет
изменения тока коллектора и, следовательно, напряжения wK,3. По-
следнее означает, что вершина усиливаемого импульса будет искажен-
ной. На диаграммах рис. 5.33 штриховой (горизонтальная линия) по-
казана форма напряжения и тока при Са = оо, штрихпунктиром —
при Сэ = 0 (отсутствие конденсатора Сэ в схеме), непрерывной линией
— при конечном значении емкости конденсатора Сэ.
Расчетные соотношения для Сэ по допустимым
линейным искажениям определим, исходя из зависимости от частоты
напряжения IJб>9. Этому напряжению пропорционально L/BbIX, кото-
рое в области средних и нижних частот совпадает с ним по фазе. Как
следует из рис. 5.31, напряжение (7б.э при отсутствии цепочки R9C9
равнялось бы
IJ — Еа
(5 • Э • Ср 1 j /~) / гч *
1 1?и/^вх-ОЭ
где ₽вх.оэ—входное сопротивление транзистора с ОЭ при отсутствии
цепочки R9C9.
При включении в схему усилителя цепочки R9C9 напряжение
между базой и эмиттером транзистора U б.э уменьшится в 1 + SlZ9
раз и станет
уу ___Е» 1
l-J-^и/^ВХ.ОЭ
где S* = (1 + /121эУ(^вкоэ + Ra), aZ9 — сопротивление параллель-
но соединенных Сэ и R3.
В области средних частот Z9-> 0 и (7б.э = ^б.э.ср* Тогда относи-
тельное усиление каскада (см. рис. 5.31)
V = =______!--=------'.+ |тоС» -- (5.36)
<t.Cp 1 +.s; Za 1+Ч %+1Шс3 яэ-
Модуль относительного усиления и вносимый усилителем рис. 5.31
фазовый сдвиг равны соответственно [25]:
1__ = / 1 + (Q)CS/?»)2
Мнчэ V (i+s;/?8)2+(Ыс9/?э)3
где X = coC9R9 — нормированная частота.
Решив (5.37) относительно Сэ, получим выражение, позволяющее
определить емкость этого конденсатора по заданному коэффициенту
частотных искажений Л4нчэ на нижней рабочей частоте /нч:
(5.39)
Для области больших времен [25] переходная характеристика уси-
лительного каскада рис. 5.31
(5.40)
где х = (1 + S*3R3) t/C3R3 — нормированное время.
Подставив в (5.40) значение х = (1 + S*P9) T!C3R3, соответствую-
щее окончанию импульса длительностью Т, получим ут, через кото-
рое найдем спад вершины импульса из-за обратной связи по цепочке
Решая (5.41) относительно Сэ и учитывая, что обычно Аэ <Z 0,1, по-
лучаем упрощенное выражение для определения емкости конденсатора
С3 по заданному спаду вершины импульса:
Сэ « TS;/A3. (5.42)
5.4. КОРРЕКЦИЯ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
И ПЕРЕХОДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
5.4.1. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ И ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ.
НАЗНАЧЕНИЕ И ОСНОВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ
Назначение и особенности усилителей. В современных радиотех-
нических устройствах необходимо усиливать сигналы, спектр частот
которых от единиц герц до десятков и даже сотен мегагерц. Усилители,
применяемые для усиления такой широкой полосы частот, называются
широкополосными.
Широкополосные усилители используются для усиления как гар-
монических, так и импульсных сигналов. Для широкополосного усиле-
ния, как правило, используют резисторные каскады, собранные на
УЭ, включенных по схемам с ОЭ, ОИ и ОК. Однако применяемые в
них цепи межкаскадной связи, как правило, не обеспечивают неиска-
женного сигнала в широкой полосе частот. Поэтому для расширения
полосы равномерно усиливаемых частот в усилительные каскады вво-
дят специальные корректирующие цепи. Цепи, обеспечивающие изме-
нение АЧХ и ФЧХ усилительного каскада в области верхних частот,
называются цепями высокочастотной коррекции, в области нижних
частот — цепями низкочастотной коррекции. При усилении импульс-
ных сигналов с помощью этих цепей корректируется переходная ха-
рактеристика соответственно в области малых и больших времен.
136
Площадь усиления. Из анализа работы резисторного каскада с лю-
бым УЭ известно, что искажения на верхней частоте совч опреде-
ляются согласно (5.31):
Мвч = V 1 + (^вч Со ^вч ЭКВ •
(5.43)
Из (5.43) видно, что при заданных частотных искажениях, с повы-
шением верхней усиливаемой частоты совч необходимо уменьшать
сопротивление /?вч экв- Поскольку сопротивление 7?вч ЭКв про-
порционально сопротивлению нагрузки по переменному току
R^, то с уменьшением /?вч экв снижается сопротивление
. Последнее приводит к уменьшению коэффициента усиления по
напряжению. Таким образом, в широкополосном усилителе при повы-
шении частоты совч для обеспечения того же коэффициента частотных
искажений Л4вч приходится снижать коэффициент усиления каскада.
Отсюда важной величиной, характеризующей широкополосность уси-
лительного каскада, является произведение сквозного коэффициента
усиления по напряжению в области средних частот КиС? на верхнюю
граничную частоту /вч гр, на которой коэффициент частотных искаже-
ний Л4вч= V2. Это произведение ^ср/вч гр пропорционально площади
частотной характеристики усилительного каскада и поэтому называ-
ется площадью усиления каскада
П — Ки ср /вч гр «
(5.44)
Как следует из (5.44), площадь усиления характеризует способ-
ность усилителя создавать усиление в широкой полосе частот. Выра-
зим площадь усиления через элементы схемы усилительного каскада.
Для усилительных каскадов на полевых транзисторах и электрон-
ных лампах при больших значениях RBX напряжение U вх практически
равно ЭДС источника сигнала При этом
Ки ср = ^Бых.ср/^и ~ ^сых.ср/^вх — к и ср ~ ^R~ == 5/?ВЧ ,КВ- (5.45)
Сопротивление /?вч экв при Мвч = V2 можно определить из (5.43):
КвЧ экв — ~
МВЧ гр Со
1
вч гр С)
(5.46)
Тогда с учетом (5.45) и (5.46) площадь усиления каскада на полевом
транзисторе или электронной лампе
П = КисрЬч гр
= S/2jtC0.
(5.47)
Из (5.47) можно сделать важный вывод о том, что в резисторном
каскаде на полевом транзисторе (или электронной лампе) площадь уси-
ления зависит от отношения крутизны усилительного элемента S к
емкости Со и не зависит от сопротивлений источника сигнала и нагруз-
ки. Другими словами, для увеличения полосы пропускания такого кас-
када надо брать УЭ с большей крутизной и сводить емкость Со к мини-
муму.
Ш
Более сложной является зависимость площади усиления от эле-
ментов схемы усилительного каскада на биполярном транзисторе.
Действительно, как следует из эквивалентной схемы для средних час-
тот резисторного каскада на биполярном транзисторе, включенном по
схеме с ОЭ (см. рис. 5.23а) /Сср= ^вых^и» выходное напряжение
Uвых — hilBI6R~, а ЭДС источника сигнала (см. рис. 5.6) Еа = IgX
X (Ra + r6z + гб'.9). Обычно в широкополосных усилительных кас-
кадах сопротивление R~ = R. Тогда
К* ср — ^21э Я/(ЯИ + гб' 4" Гб. 'э )• (5.48)
Из (5.43) при Л4вч = V2 верхняя граничная частота
/вч гр = 1 /2лСо /?вч экв • (5.49)
В (5.49) емкость Со в основном определяется входной емкостью тран-
зистора, которая согласно (5.3) и при условии, что предыдущий, дан-
ный и последующий каскады выполнены на одинаковых транзисторах,
Ср ~ 1 /2л/Л219 Гб' .Э Ск ^21э R' ^б' .9,
Двч экв (R “1 Гб') f б' .з! (R 4 Г б' г Г б' .э).
(5.50)
(5.51)
Подставляя (5.50) и (5.51) в (5.49), а затем с учетом (5.48) в (5.44), по-
лучаем выражение для площади усиления резисторного каскада на
биполярном транзисторе
Д — Ru ср / ВЧ гр
Н 2лС1?
^21э R (R 4’ fg' 4_Гб' .э)
(/? 4 гб.) (/?„-Тгб, 4-гб, э)
(5.52)
Из этого выражения следует, что площадь усиления резисторного
каскада на биполярном транзисторе зависит не только от частотных и
усилительных свойств транзистора, но и от сопротивлений источника
сигнала Rn и нагрузки каскада R. Если источником сигнала является
предыдущий каскад, то R„ = R и (5.52) примет вид
Д=[(1//т + 2лСк /?)(1 +Г6'//?)]-1, где/т = ^21Э/лаю- (5-53>
Приравняв производную к нулю dll/dR — 0, можно определить оп-
тимальное сопротивление нагрузки, при котором площадь усиления
резисторного каскада будет максимальной:
Допт = К Гб' /2л/г Ск . (5.54)
При R = /?опт площадь усиления
(5.55)
Назначение пепей коррекции. Введение высокочастотной коррекции
позволяет 1юл}чи1ь не только подъем частотной характеристики уси-
133
.-щтельнсго каскада в области верхних частот, что можно использо-
вать для компенсации частотных искажений всего усилителя и тем
самым расширить полосу усиливаемых частот, но и для определенного
выигрыша в площади усиления.
Введение низкочастотной коррекции позволяет расширить полосу
в сторону нижних частот (т. е. выравнить частотную характеристику в
этой области) либо получить необходимый ее подъем. При неизменных
требованиях к частотным искажениям это позволяет уменьшить ем-
кость разделительных и блокировочных конденсаторов.
Частотную и переходную характеристики можно корректировать
двумя способами. Во-первых, применением корректирующих звеньев,
коэффициент передачи от частоты которых имеет определенную зави-
симость. Во-вторых, использованием специально подобранных частот-
но-зависимых обратных связен.
Проанализируем конкретные схемы усилительных каскадов с кор-
рекцией и поясним их работу.
5.4.2. СХЕМЫ НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
Рис. 5.34
Необходимость в цепях НЧ коррекции особенно появляется в уси-
лителях, предназначенных для усиления сигналов очень низких частот
(единицы герц) или импульсов весьма большой длительности (доли
секунд). Для расширения полосы пропускания в сторону нижних час-
тот или улучшения переходной! ха-
рактеристики усилителя в области
больших времен часто используют
корректирующую цепочку ко-
торая либо может специально созда-
ваться в каскаде усиления, либо (что
часто бывает на практике) ею может
служить цепочка развязывающего и
сглаживающего фильтра. Схема уси-
лительного каскада на биполярном
транзисторе с корректирующей це-
почкой /?фСф показана на рис. 5.34 а,
а его эквивалентная схема в области
нижних частот на рис. 5.34 б.
Коррекция АЧХ с по-
мощью цепочки /?фСф.
Принцип действия цепи НЧ коррек-
ции состоит в следующем. С пони-
жением частоты сопротивление кон-
денсатора Сф растет, а следователь-
но, растет результирующее сопро-
тивление 2ф цепочки /?фСф. Это при-
водит к увеличению суммарного сопротивления R + 2Ф от R на часто-
тах соср и выше до R + 7?ф при о -> 0, что вызывает рост общего со-
противления нагрузки усилительного элемента R~. В результате ко-
139
эффициент усиления каскада с понижением частоты возрастает, чго
компенсирует падение усиления на нижних частотах из-за наличия
разделительного конденсатора Ср (а также Сэ и других блокировочных
конденсаторов). Эффект компенсации тем сильнее, чем в большей сте-
пени сопротивление R определяет общее сопротивление нагрузки
(т. е. при R <гк э и /? <с RH) и чем меньше коэффициент b = R/R$.
Действительно, чем меньше коэффициент Ь, тем сильнее меняется с из-
менением частоты результирующее сопротивление нагрузки. Посколь-
ку условия AJ < Явых и R < RH в наибольшей степени выполняются
в резисторных каскадах на полевых транзисторах и электронных лам-
пах, то в подобных каскадах схема НЧ коррекции с цепочкой R$C$ осо-
бенно эффективна.
В резисторных каскадах на биполярных транзисторах эта схема
коррекции дает лучшие результаты при работе на высокоомную на-
Рис. 5.35
грузку так как по мере ее увеличения результирующее сопротив-
ление R^ сильнее меняется с частотой. Это условие выполняется также
при работе усилительного каскада на биполярном транзисторе на кас-
кад, собранный на полевом транзисторе.
Коррекцию частотной характеристики в области нижних частот
при различных значениях емкости конденсатора Сф можно пояснить с
помощью зависимостей рис. 5.35. На рис. 5.35 а показана зависимость
коэффициента передачи Ки части схемы усилительного каскада с НЧ
коррекцией (рис. 5.34), расположенной влево от штриховой линии,
т. е. К'и == U / Uп. Зависимость Ки от частоты определяется только
емкостью Сф, т. е. эта зависимость характеризует влияние только кор-
ректирующей НЧ цепочки. На рис. 5.35 6 показана зависимость коэф-
фициента Ки = иBUX/t7, т. е. эта зависимость определяется влиянием
на частотную характеристику только разделительного конденсатора.
На рис. 5.35<? приведена зависимость результирующего коэффициента
л * 1 ♦ •
усиления всего усилительного каскада Ки = ^вых/[/п = КиКи*
140
Как следует из зависимостей рис. 5.35, имеется такое значение ем-
кости Сф = Сф.кр, при котором частотная характеристика каскада с
НЧ коррекцией не имеет подъема в области нижних частот. При
Сф<Сф.кр на частотной характеристике в области нижних частот
появляется подъем. Это объясняется тем, что при Сф < Сф кр усиле-
ние еще не упало из -за цепочки /?НСР, а цепочка /?ФСФ уже вызывает
подъем усиления.
Коррекция с помощью цепочки /?фСф спада
вершины импульса. Скачок напряжения между базой и
эмиттером транзистора (рис. 5.34) при усилении импульсного сигнала
вызовет появление скачка тока в коллекторе транзистора и, следова-
тельно, скачка напряжения между коллектором и землей мк,3. Поло-
Рис. 5.37
Рис. 5.36
жим вначале, что корректирующий конденсатор Сф отсутствует. Тогда
из-за наличия в схеме разделительного конденсатора Ср, напряжение
на котором ис по мере его перезаряда за время длительности импуль-
са будет меняться, возникает спад вершины усиливаемого импульса.
Сказанное иллюстрируют диаграммы рис. 5.36 а, которые построены
без учета постоянных напряжений, действующих в усилительном кас-
каде. При наличии в схеме конденсатора Сф (диаграммы рис. 5.36 б) пос-
ле скачка тока коллектора напряжение и будет расти по мере переза-
ряда конденсатора Сф, это приведет к подъему вершины импульса «,
прикладываемого к разделительной цепочке /?НСР. При этом спад вер-
шины выходного импульса будет компенсироваться подъемом вершины
импульса и, при Д«с = Ди компенсация будет полной.
Степень компенсации частотных искажений и переходной характе-
ристики каскада помимо параметра b существенно зависит от отноше-
ния постоянных времени цепочек т = RC$/RnCv. Физически это свя-
зано с тем, что эти постоянные времени определяют заряд конденса-
торов Сф и Ср и, следовательно, переходную характеристику в облас-
ти больших времен.
Расчетные соотношения. Вывод уравнений нормиро-
ванных частотной и фазовой характеристик весьма громоздок, по-
141
этому приведем их без выводов [25] для схемы на рис. 5.34:
Ф — arctg -- — arctg
а уравнение нормированной переходной характеристики для области
больших времен
(5.57)
где X = соСр/?п
ванное время.
нормированная частота; х = t/CpRH — нор мир о-
Рис. 5.38
Рис. 5.39
Нормированные частотные характеристики при различных значе-
ниях т показаны на рис. 5.37. При ткр — Vl-]-2b усилительный кас-
кад имеет частотную характеристику с наиболее широкой полосой
пропускания без подъема, при т <5 ткр появляется подъем, т. е. име-
ет место перекомпенсация.
Нормированные переходные характеристики в области больших
времен согласно (5.57) имеют вид рис. 5.38. При равенстве постоянных
времени Ср/?п — Сф/?ф, т. е. при mKp — 1, имеет место компен-
сация спада вершины импульса, при m <б 1 наступает перекомпенса-
ция, т. е. подъем вершины импульса.
Для улучшения частотной характеристики в области нижних час-
тот (I соответственно переходной характеристики в области больших
времен можно использовать последовательную корректирующую це-
почку /?корСКОр, включив ее параллельно входной цепи каскада
(рис. 5.39). Принцип действия корректирующей цепочки в каскаде
по схеме рис. 5 39 аналогичен принципу действия коррекции в схе-
ме рис. 5.34.
Коррекция с помощью частотно-завис и-
м о й О О С. Для коррекции частотной и переходной характеристик
усилительного каскада используется и частотно-зависимая отрицатель-
142
ная обратная связь. Так, вводя в усилительный каскад ООС, можно
увеличить постоянные времени цепей, от которых зависят его частот-
ная и переходная характеристики.
Для примера рассмотрим схему усилительного каскада рис. 5.40,
в котором для коррекции частотной характеристики в области нижних
частот включена цепочка
частотно-зависимой ООС,
состоящая из последова-
тельно соединенных кон-
денсатора Сев и рези-
стора /?ев. Емкость Сев
выбирается такой, что при
уменьшении частоты в сто-
рону нижних частот ООС
ослабевала. При этом ко-
эффициент усиления кас-
када за счет ослабления
ООС будет уменьшаться в
меньшее число раз, что
приведет к компенсации
Рис. 5.40
снижения результирующего коэффи-
циента усиления каскада из-за влияния емкости разделительного кон-
денсатора Ср.
5.4.3. СХЕМЫ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
Общие сведения. Использование ВЧ коррекции в широкополосных
и импульсных усилителях позволяет увеличить площадь усиления
каскада И = /Gcp /вч гр- Это дает возможность:
1) при постоянном сквозном коэффициенте усиления каскада по
напряжению /<«ср равномерно усиливать сигнал на более высоких час-
тотах, т.е. обеспечить большее значение граничной частоты /вч гр!
2) при заданной /вч гр повысить сквозной коэффициент усиления
/С ср каскада, а значит сократить число каскадов в усилителе;
3) повысить /<иср» а следовательно, и сопротивление R, это дает
возможность снизить в оконечных каскадах ток в рабочей точке а, сле-
довательно, и потребляемую мощность от источника питания; послед-
нее позволяет применять в усилителе менее мощные, т. е. более деше-
вые УЭ;
4) при заданных частотных искажениях и при неизменном токе УЭ
получить более высокое выходное напряжение.
В силу указанных достоинств ВЧ коррекция практически всегда
используется в каскадах транзисторных и ламповых широкополосных
и импульсных усилителей.
Высокочастотную коррекцию в усилительном каскаде можно осу-
ществить, используя либо корректирующую цепь, либо ООС. Первый
способ ВЧ коррекции реализуется в основном с помощью так называ-
емой ВЧ индуктивной коррекции, второй — с помощью эмиттерной
(истоковой или катодной) коррекции.
143
Индуктивная ВЧ коррекция обеспечивает существенное увеличение
площади усиления П при стабильных, постоянных параметрах эле-
ментов усилителя. Наибольшая эффективность этого способа коррек-
ции достигается при выполнении условий и 7?BbIX> R. Эти
условия в достаточной степени выполняются в усилителях на полевых
транзисторах и электронных лампах, а также на биполярных транзис-
торах с ОЭ и ОБ, работающих на высокоомную нагрузку, в частности,
в оконечных каскадах.
Индуктивную коррекцию подразделяют на простую и сложную, в
зависимости от числа реактивных элементов в корректирующем звене.
Так, при простой индуктивной коррекции используется одна катушка
индуктивности. На рис. 5.41 а приведена схема усилительного каскада
на биполярном транзисторе с простой параллельной ВЧ коррекцией
индуктивностью L, на рис. 5.41 б — схема каскада на полевом транзис-
торе с последовательной ВЧ коррекцией, а на рис. 5.41 в — схема кас-
када на биполярном транзисторе со сложной пар аллель но-последова-
тельной ВЧ коррекцией.
Простая параллельная схема получила наиболь-
шее распространение среди схем ВЧ индуктивной коррекции вследст-
вие своей простоты и надежности в эксплуатации. Эквивалентная схе-
ма усилительного каскада с ВЧ коррекцией в области верхних частот
на биполярном транзисторе (рис. 5.41а) показана на рис. 5.42а. Если
предположить, что выполняется условие rK3^R и Rn^>R, то эк-
вивалентная схема рис. 5.42 а примет вид рис. 5.42 6. Заметим, что схе-
ма рис. 5.42 6, а следовательно, и приведенные ниже рассуждения
справедливы и для усилительных каскадов на полевых транзисторах
и электронных лампах.
144
Коррекция частотной характеристики при включении индуктив-
ности L осуществляется благодаря увеличению сопротивления коллек-
торной цепи для области верхних частот. Корректирующая индук-
тивность L включается последовательно с резистором нагрузки R
и совместно с Со образует параллельный резонансный контур, нагру-
жающий каскад. На резонансной частоте контура нагрузкой УЭ будет
не просто сопротивление R, а эквивалентное сопротивление контура
/?экв = рфэк в> гдер == Vl/C0—характеристическое сопротивление кон-
тура; фэкв — эквивалентная добротность параллельного контура. Это
сопротивление получается на верхних частотах более высоким, чем
сопротивление резистора R, зашунтированного емкостью Со. По этой
Рис. 5.42
причине увеличивается сопротивление нагрузки выходной цепи уси-
лительного элемента в области верхних частот, расширяется поло-
са пропускания каскада, следовательно, улучшается частотная харак-
теристика в области верхних частот и переходная характеристика
в области малых времен.
Физику процесса коррекции переходной характеристики в области
малых времен можно пояснить следующим образом. При появлении им-
пульса тока в коллекторной цепи корректирующая индуктивность L
препятствует скачкообразному изменению тока в резисторе R из-за
самоиндукции. Это вызывает увеличение тока заряда емкости Со,
что приводит к более быстрому ее заряду и, следовательно, к уменьше-
нию времени установления фронта усиливаемого импульса по сравне-
нию с некорректированным каскадом.
Чтобы получить выражения для частотной и переходной характе-
ристик проанализируем эквивалентную схему рис. 5.42 6. Напряжение
на выходе
_ 17 — Q {'] 7
ВЫХ ------- ип II '"i
где полное сопротивление резонансного контура
У __ (7?4-icoL) l/icoC’0 _ R (1 + ico£/R)
э /? 4~ icoZ, -р l/icoC() (i(oCo R— w2Lc04'i/
При co —> 0 = R и на средних частотах
СО = ^11 ^aR.
D л ' UjJ JU LL
(5.58)
(5.59)
Относительное усиление схемы с ВЧ коррекцией
Y (®) = Ktt(w)/Kucp =L7BbIX/t/BbJx.Cp. (5.61)
Подставляя в (5.61) (5.58), с учетом (5.59) и (5.60), получаем:
F (со) =-----. (5.62)
1—(o2LC0 + iwCoy? v
Введем в это выражение нормированную частоту
X = (£)C0R = (СТьЧ.
Тогда с учетом (5.63)
?(Ю)^-....
1 -х* L/C0R*-\-iX
(5.63)
(5.64)
Введем параметр коррекции а = L/C0R2 = p2/R2 = R^kJR =
= Q2skh> который определяет отношение сопротивлений /?экв = p2/R
и R. Учитывая параметр а и беря модуль (5.64), получаем норми-
рованную характеристику каскада с индуктивной ВЧ коррекцией
(5.65)
Как следует из (5.65), нормированная частотная характеристика
каскада зависит от параметра а. Так, при а — 0 она соответствует обыч-
ному резисторному каскаду без коррекции; при а — <7кр — 0,414 по-
лучаем наилучшую частотную характеристику без подъема; при а >
>• 0,414 она имеет подъем в области верхних частот (рис. 5.43). При
оптимальной коррекции (а = 0,414) для Л4вч — 3 дБ (Увч = 0,707)
выигрыш в площади усиления, в постоянной времени твч или в час-
тоте /вч у корректированного каскада 1,72 раза. Выигрыш зависит
от заданных частотных искажений Л4вч: при Л4вч = 1 дБ он состав-
ляет 2,3 раза, а при Мвч = 0,1 дБ — 4 раза. Другими словами при
заданных Мвч ВЧ коррекция позволяет увеличить частоту /вч при
постоянном усилении, либо при той же частоте /вч увеличить усиле-
ние либо взять большее сопротивление R. Подъем характеристик при
а >> йкр объясняется тем, что по мере увеличения параметра а растет
сопротивление /?экв по сравнению с сопротивлением R.
Для каскада с простой параллельной индуктивной ВЧ коррекцией
ср = — arctg X (1 — а + а2Х2). (5.66)
Как следует из (5.66), при X -> оо <р -> — 90°, при а — 0,322 фазовая
характеристика наиболее близка к прямой, проходящей через начало
координат, что соответствует наименьшим фазовым искажениям.
При анализе переходной характеристики в области малых времен
можно показать [25], что существует три режима переходного процес-
са: при a <Z 0,25 переходная характеристика апериодична, т. е. не
имеет выбросов; при а = акр = 0,25 получается наилучшая переход-
ная характеристика без выброса; при а > 0,25 переходная характе-
ристика приобретает колебательный характер с выбросом, который
растет с увеличением параметра а (рис. 5.44). Как следует из анализа
145
переходных характеристик, наименьшее нормированное время уста-
новления импульса на выходе каскада с параллельной коррекцией при
отсутствии выброса и при параметрах схемы, соответствующих а =
= 0,25, равно 1,55, что в 1,42 раза меньше соответствующего времени
установления каскада без коррекции.
Большое значение для импульсных усилителей имеет критический
выброс 6ф кр переходной характеристики каскада, при котором много-
каскадный усилитель с одинаковыми каскадами имеет выброс резуль-
тирующей переходной характеристики, равный выбросу характерис-
тики одного каскада. Для усилительного каскада по схеме рис. 5.41а
бф-кр — 1%; такой выброс соответствует а = 0,35 и нормированное
время установления при этом в 1,68 раза меньше, чем у некорректиро-
№
Рис. 5.44
ванного каскада. Другими словами, при заданном ty можно в 1,68 раза
увеличить сопротивление резистора R либо при заданном R в 1,68
раза уменьшить ty. Выброс связан с параметром а: дф « (а — 0,25) 2.
Усилительный каскад с последователь-
ной ВЧ коррекцией (рис. 5.41 б). Катушка корректирующей
индуктивности L включается последовательное нагрузкой RH, при этом
распределенная емкость схемы Со делится этой индуктивностью на две
Ct и С2, образуя П-образный фильтр. Такой фильтр способен пропус-
тить более широкую полосу частот, чем двухполюсный в схеме с прос-
той параллельной ВЧ коррекцией. При усилении импульса скачок на-
пряжения между выходным электродом УЭ и землей вначале заряжает
конденсатор Съ емкость которого значительно меньше емкости С2.
Затем происходит более интенсивный колебательный заряд конденса-
тора С2 через L. В результате скорость заряда Со оказывается более вы-
сокой, чем для схемы простой ВЧ коррекции, и искажения фронта им-
пульса становятся меньшими. Как показывает анализ, схема последо-
вательной ВЧ коррекции индуктивностью L оптимальна при СХЦСХ 4-
4- С2) = 0,2 4- 0,3.
Последовательно-параллельная схема кор-
рекции. Такую схему получают при одновременном применении в
усилительном каскаде схем последовательной и параллельной ВЧ кор-
рекции индуктивностью (рис. 5.41в). Эта схема дает наибольший вм-
иг
игрыш при 4- С2) = 0,254-0,6. По сравнению со схемой простой
параллельной коррекции использование последовательно-параллель-
ной схемы дает возможность расширить полосу пропускаемых частот
при Увч = 0,707 и СА/(СА 4- С2) = 0,254-0,6 примерно в 1,3—1,5
раза или сократить время установления фронта усиливаемого импуль-
са на 30—50%. Однако усилительные каскады со сложной ВЧ коррек-
цией очень критичны к подбору элементов, требуют тщательной наст-
ройки, менее стабильны в эксплуатации и на практике применяются до-
вольно редко.
Высокочастотная коррекция с помощью частотно-зависимой ООС
наиболее широко применяется в усилительных каскадах на биполярных
транзисторах. Это связано с тем, что в широкополосных каскадах пред-
Рис. 5.45
Рис. 5.46
варитсльного усиления из-за низкоомной нагрузки, сильного разбро’
са параметров биполярных транзисторов и существенной зависимости
их от температуры ВЧ коррекция индуктивностью оказывается мало-
эффективной. Коррекция индуктивностью непригодна в усилительных
каскадах, выполненных по интегральной технологии.
Одной из самых распространенных и наиболее простых схем ВЧ кор-
рекции с помощью частотно-зависимой ООС является схема эмиттер-
ной коррекции, при которой используется комплексная ООС в эмит-
терной цепи с помощью цепочки /?Э КорСэ.кор (рис. 5.46). Благодаря
этой цепочке в усилительном каскаде создается достаточно глубокая
последовательная отрицательная связь по току. Сопротивление ре-
зисторов /?э 4- /?0.к0р совместно с R, и R2 определяет точку покоя
каскада. Конденсатор Сэ большой емкости шунтирует Ra по переменно-
му току на всех рабочих частотах, поэтому частотно-зависимая ООС соз-
дается только благодаря цепочке /?э>кор Сэ.кор. Если постоянное на-
пряжение на резисторе /?э.КОр достаточно для обеспечения требуемой
точки покоя и ее стабилизации, то цепочку RaCa можно из схемы ис-
ключить.
Эквивалентная схема усилительного каскада с коррекцией цепоч-
кой Сэ.кор Сэ.кор показана на рис. 5.46. На этой схеме не учтены емко-
сти Ср1, Ср2 и Сэ, так как обычно они выбираются большими и их влия-
нием на АЧХ каскада можно пренебречь. Сопротивление /?и.экв, Рав'
но сопротивлению параллельно соединенных Ra, Rl и R2.
148
каскада Ки и Y при различных
S)
Рис. 5.47
Рассмотрим принцип работы каскада с коррекцией с помощью це-
почки ^э.ьорСэ.кор- Согласно эквивалентной схеме напряжение на
переходе транзистора Uп благодаря ООС уменьшается, что приводит
к снижению коэффициента усиления /<и каскада. Небольшая емкость
конденсатора Сэ кор выбирается такой, что ООС действует в основном
на нижних и средних частотах. На верхних частотах, на которых уси-
ление уменьшается из-за влияния распределенной емкости Со, ООС
ослабляется, что компенсирует завал АЧХ. Сказанное иллюстрируют
зависимости коэффициента усиления
значениях емкости Сэ кор, пока-
занные на рис. 5.47 а и б.
При Сэ.кор = оо на всех ча-
стотах обратная связь из-за це-
почки Яэ.корСэ.кор отсутствует.
При Сэ.кор — 0 на всех частотах
имеется ООС, снижающая коэффи-
циент усиления Хи на всех часто-
тах (это снижение несколько осла-
бевает на верхних и нижних часто-
тах). При Сэ.кор = Скор обратная
связь действует только на нижних
и средних частотах, на верхних
она отсутствует и коэффициент
усиления остается таким же, как и
при Сэ.кор = оо. В этом случае
частотная характеристика имеет подъем в области верхних частот.
При Сэ кор = Скор < Скор частотная характеристика наиболее мо-
нотонна в области рабочих частот.
Таким образом, при введении цепочки /?э.корСэ.кор создается глу-
бокая ООС, которая уменьшает усиление каскада в области средних
и низких частот (ВЧ коррекция индуктивностью увеличивает усиление
каскада в области верхних частот). В области частот, где усиление
каскада снижаегпся из-за распределенной емкости Со, ООС через
цепочку /?э.корСэ.кор ослабляется, усиление растет и компенсирует
завал АЧХ. в области верхних частот. Наиболее широкая полоса
пропускания получается при определенных соотношениях постоянных
времени Сэ кор Сэ.кор и С0/?вчэкв, ПРИ этом получается выигрышно
площади усиления в 1,5—1,7 раза, т. е. примерно такой же, как при ВЧ
коррекции индуктивностью в каскадах на полевых транзисторах и
электронных лампах.
При эмиттерной коррекции сопротивление нагрузки коллекторной
цепи обычно выбирают оптимальным, обеспечивающим наибольшую
площадь усиления, а нужную полосу усиливаемых частот обеспечива-
ют выбором глубины ООС. В каскаде с эмиттерной коррекцией ООС по-
мимо улучшения АЧХ каскада снижает нелинейные искажения, повы-
шает стабильность параметров и надежность работы.
Коррекцию цепочкой /?э.корСэ.кор переходной характеристики
резисторного каскада, схема которого показана на рис. 5.48, можно
пояснить с помощью диаграмм рис. 5.49. При появлении скачка напря-
149
женин на входе транзистора (рис. 5.49а) напряжение на цепочке Una
(рис. 5.496) скачком не изменится, поэтому в момент появления ска-
чка все напряжение прикладывается к переходу база — эмиттер тран-
Рис. 5.48
зистора (рис. 5.49в). Далее конден-
сатор С э.КОр постепенно перезаря-
жается, при этом напряжении
Uq о — изменяется, что
приводит к изменению коллектор-
ного тока/к (рис. 5.49 г). Эти изме-
нения тока определяются постоян-
ной времени цепочки: приСэкор =
= оо напряжение во времени
постоянно, а при Сэ.кор — 0 мен. »
ется скачком, что обусловливает
появление ОС сразу с момента
скачка напряжения на входе. По-
скольку ток iK уменьшается по
экспоненте, то форма напряжения
z/к.з только благодаря изменению
тока убудет иметь вид рис. 5.496.
Если учитывать влияние только
емкости Со, определяющей искаже-
ния фронта выходного сигнала, то
напряжение и'^3 будет изменяться
так, как показано на рис. 5.49е.
Совместное влияние на форму вы-
ходного напряжения «к,3 действия
цепочек Дэ.кор^э.кор и /?вЧдкв^о
дает возможность получить фронт
выходного импульса более крутым
по сравнению с скорректирован-
ным каскадом (рис. 5.49 ж). Как
Рис. 5.49
следует из диаграмм рис. 5.49, при определенном соотношении по-
стоянных времени цепочек /?д.1!орС9.кор и /?вч экв фронт выходного
импульса может нарастать монотонно, а может иметь выбросы.
150
.. Элементы Си,кор/?э.кор можно рассчитывать по методике, изложен-
ной в [26], по семействам нормированных частотных характеристик
каскада с эмиттерной ВЧ коррекцией (рис. 5.50). На этих графиках
X = <оУтэ.ВОрТвх.к — нормированная частота (тэ.кор и твх.к — по-
стоянные времени цепочки эмиттерной коррекции и входной цепи кас-
када с коррекцией); о — коэффициент, определяющий выигрыш в пло-
щади усиления, даваемый эмиттерной коррекцией; d — (1+о) х
X Итвх.к/тэ>кор — коэффициент, характеризующий затухание цепи.
Наилучшая АЧХ каскада без подъема, обеспечивающая наибольшую
площадь усиления, получается при dKp = у 1 4- *|/i _i_ ц _j_ а)й. При
5.50
d> dKp АЧХ имеет подъем. При расчетах задаются значением коэф-
фициента о: при расчете каскада с АЧХ без подъема на верхних часто-
тах ориентировочно полагают о — 0,2 (рис. 5.50 а); при расчете каска-
да с подъемом АЧХ о = 0,4 (рис. 5.506). ;
После нахождения Сэ.кор /^э.КОр можно уточнить значение о и пов-
торить расчет. Следует иметь в виду, что даже двукратное расхождение
-ориентировочного и точного значений о приводит лишь к (5—20)%
неточности параметров корректирующей цепочки Сэ,кор/?э.кор. Вы-
брав из семейства характеристик рис. 5.50 характеристику требуемого
вида, определяют по ней значения коэффициента d. Далее по этой ха-
рактеристике для Y = Увч находят соответствующее значение нор-
мированной частоты Хвч, которое позволяет определить постоянную
времени цепи эмиттерной коррекции
^э-кор = ([ Ч* вч d = Cq.кор -кор» (о.67)
где/вч — верхняя рабочая частота.
Создаваемая резистором /?э.Кор иа нижних и средних частотах глу-
бина ООС
(5.68)
где твх — постоянная времени входной цепи транзистора в рабочих
условиях на верхних частотах без коррекции; твх.к = тэ.Кор^2/(1+а)2-
Далее по необходимой глубине ООС определяется сопротивление
^.кор = И--1)(^.3.к+'’б'.9)/(1 Н?21э), (5.69)
где /?и.э.к = Яи.экв + r6S Яи.экв — параллельное соединение трех
сопротивлений (см. рис. 5.48) /?и, R1 и R2. Входящие в (5.69) гб'.)>
Гб' и h2i — параметры] транзистора (см. рис. 5.5). Тогда корректирую-
щая емкость
£р>.КОР = Тэ.кор/^экор* (5.70)
Последовательность расчета каскада усиления импульсных сигна-
лов с эмиттерной коррекцией аналогична расчету каскада усиления
гармонических сигналов. Необходимые для расчета зависимости при-
ведены в [26].
5.4.4. ОСОБЕННОСТИ ЦЕПЕЙ КОРРЕКЦИИ В ИНТЕГРАЛЬНЫХ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Рассмотренные выше схемы коррекции с точки зрения их применимо-
сти для усилителей, выполненных по интегральной технологии, обла-
дают рядом существенных недостатков. Так, схемы с индуктивной ВЧ
коррекцией обычно несовместимы с интегральной технологией; схемы,
использующие /?С-цепочки и частотно-зависимые ООС, часто облада-
ют высокими значениями параметров элементов, что требует значи-
тельной площади, занимаемой ими на подложке. Все это потребовало
для создания широкополосных интегральных усилителей разработки
специальных схем коррекции.
Емкостная эмиттер и а я коррекция часто при-
меняется для расширения полосы пропускания в области верхних час-
тот в интегральных усилителях. По сравнению с другими схемами кор-
рекции каскад с такой коррекцией обладает большей устойчивостью,
повышенной стабильностью параметров, возможностью изменения
полосы пропускания в значительных пределах и т. д. Обычно емкость
корректирующего конденсатора Сэ КОр, достаточно большая, что труд-
но реализовать в ИМС. Поэтому конденсатор Сэ.кор приходится выпол-
нять навесным, что ограничивает применимость схемы эмиттерной кор-
рекции с помощью цепочки Ro кор Сэ кор в ИМС. Вместо этой цепочки
обычно применяется в цепи эмиттера в ИМС корректирующий двухпо-
люсник в виде генератора тока (рис. 5.51 а). Этот генератор тока тоже
имеет корректирующую цепь /?ьорСкор, однако емкость конденсатора
Скор обычно не превышает 15 пФ, а интегральный конденсатор с такой
емкостью без труда реализуем. Иногда в качеств^ корректирующего
двухполюсника используется двух- и даже трехсвставные генераторы
тока (рис. 5.51 б), при этом емкость СКОр становится еще меньше. Таким
образом, применение активного двухполюсника в цепи коррекции кас-
када с ОЭ позволяет существенно уменьшить емкость корректирующего
конденсатора по сравнению с обычной цепочкой /?э.кор Сэ.Кор-
В качестве примера использования в широкополосном интеграль-
ном усилителе емкостной коррекции на основе одно- и двухсоставных
152
генераторов тока рассмотрим электрическую схему универсального
усилителя 153УВ1 (рис. 5.52) [13]. Усилитель состоит из двух каскадов
(«двойка») с общей ООС на транзисторах VI, V4 и У5; каскада с ОЭ и
емкостной коррекцией на V6 — УЗ и выходного эмиттерного повторите-
ля на транзисторе V9. Для коррекции АЧХ используется корректиру-
ющий двухполюсник R10, Скор, генератор тока выполнен на транзис-
торах V7 и V8. Транзисторы V2 и УЗ совместно с резисторами R5 —
R7 позволяют осуществлять широкополосную регулировку усиления
при изменении управляющего напряжения на выводе 3. Изменяя со-
противление резистора в цепи ООС между выводами 7 и 12 от 180 Ом до
3 кОм, можно регулировать коэффициент усиления ИМС от 17 до 40 дБ.
Для реализации низкого коэффициента шума, идентичного изменения
параметров при регулировке усиления и температурной стабильности,
VI — V3 и V5 выполнены по многополосковой структуре. Для
получения более высокой граничной частоты транзисторы V4, V6 — УЗ
имеют однополосковую структуру. Конденсатор Скор выполнен в виде
коллекторного перехода транзистора с большой площадью базы (ем-
кость Скор « 10 пФ).
В рассмотренной схеме усилителя использовано чередование кас-
кадов с ОЭ и ОК. При этом выходное сопротивление каскада с ОК, име-
ющее индуктивную составляющую, подключается ко входу каскада
с ОЭ, что приводит к некоторой дополнительной коррекции АЧХ уси-
лителя на верхних частотах. Изменяя емкость СКОр, можно изменить
верхнюю частоту корректируемого каскада. Так, при изменении емко-
сти Скор от 22 до 5, 1 пФ верхняя частота усилителя изменяется
от 50 до 200 МГц.
Многие полупроводниковые ИМС исполняются на основе дифферен-
циальных усилителей, для повышения широкополосное™ которых ис-
пользуются цепи емкостной эмиттерной коррекции. Широкополосность
дифференциальных усилителей возрастает при применении в них схем
нейтрализации коллекторных емкостей транзисторов усилителя.
153
Как уже отмечалось, изготовить корректирующие катушки индук-
тивностей интегральными методами [13] трудно. Однако современная
технология изготовления ИМС позволяет реализовать пленочные ка-
тушки с индуктивностью примерно 1 мкГи при добротности 30—50 на
частоте 100 Л1Гц. Правда площадь, занимаемая такой катушкой индук-
тивности на кристалле, довольно значительна. Перспективным можно
считать создание эквивалентных катушкам индуктивностей на основе
операционных усилителей и гираторов.
Усилительный каскад в интегральном ис-
полнении с индуктивной ВЧ коррекцией можно
реализовать следующим образом. Известно, что входное сопротивле-
ние каскада с ОБ на определенных частотах имеет индуктивную состав-
?ис. 5.53
Рис. 5.54
ляющмо, которую можно использовать для ВЧ коррекции. Схема та-
кого каскада с ВЧ индуктивной коррекцией в интегральном исполне-
нии показана на рис. 5.53 [13]. Индуктивность в этой схеме имитирует
транзистор VI, включенный по схеме с ОБ; таким образом, по перемен-
ному току между верхним концом резистора RK и общим проводом
включена эквивалентная индуктивность, обеспечивающая коррекцию
АЧХ в области верхних частот. Конденсаторы Сф, Сб, Ср и Сэ обычно
навесные.
Коррекция АЧХ в области нижних частот.
Для такой коррекции в ИМС используют генератор тока на тран-
зисторах с проводимостью, противоположной проводимости основного
транзистора, вместо корректирующего резистора [13]. Генератор тока
эквивалентен резистору /?ф с большим сопротивлением, при этом ем-
кость конденсатора Сф можно существенно уменьшить. Схема интег-
рального каскада с транзистором, включенным по схеме с ОЭ, и НЧ
коррекцией показана на рис. 5.54. Генератор тока выполнен на тран-
зисторе V2 р-п-р типа, усилительный транзистор VI — типа п-р-п.
Цепь между точками а — б эквивалентна корректирующему резис-
тору с большим сопротивлением, при этом конденсатор Сф можно
реализовать в интегральном исполнении.
151
5.5. ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ И БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ
. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
Схемы входных цепей. Входные цепи предназначены для передачи
энергии сигнала от источника во входную цепь УЭ первого усилитель-
ного каскада. Входная цепь — это цепь межкаскадной связи между
источником сигнала и УЭ первого усилительного каскада, поэтому к
ней предъявляются те же требования, что и к цепям межкаскадной свя-
зи. Однако могут быть и специфические требования: обеспечение согла-
сования источника сигнала с входом усилительного каскада, повыше-
ние отношения сигнал-помеха и т. д.
Схема входной цепи зависит как от вида источника сигнала, так и от
типа усилителя. Наиболее широко используются схемы входной цепи
с непосредственной, резистивно-емкостной и трансформаторной связя-
Рис. 5.55
ми. Схема входной цепи с непосредственной сязью широко использует-
ся в усилителях постоянного тока, схемы с резистивно-емкостной
(рис. 5.55 а) и трансформаторной (рис. 5.556) связью применяются в
различных типах усилителей переменного тока.
Частотные и переходные характеристики. Режимы согласования.
Для оценки линейных (частотных, фазовых и переходных) искажений
сигнала, вносимых входной цепью, необходимо составить ее эквива-
лентную схему.
Эквивалентная схема резистивно-емкост-
ной входной цепи аналогична эквивалентной схеме резистор-
ного каскада предварительного усиления (см. рис. 5.17), необходимо
только в последней заменить эквивалентную схему выходной цепи
УЭ и сопротивление нагрузки R на эквивалентную схему источника
сигнала. С учетом сказанного эквивалентная схема резистивно-емкост-
ной входной цепи, работающая на усилительный каскад на биполярном
транзисторе, прймет вид рис. 5.56 а, а эквивалентная схема входной
цепи, работающая на каскад на полевом транзисторе или электронной
лампе,— вид рис. 5.56 б. Эквивалентная схема входной цепи с непо-
средственной связью вытекает из эквивалентной схемы резистивно-
емкостной цепи при исключении из нее разделительного конденсатора
Ср. Выходная емкость источника сигнала может быть учтена на экви-
валентной схеме в емкости Со.
155
Частотные и переходные искажения, вносимые резистивно-емкост-
ной входной цепью, можно оценить по формулам для резисторного кас-
када предварительного усиления, заменив в них сопротивление /?нч9кв
для области нижних частот и А*г для области верхних частот на сопро-
тивление Ra.
Эквивалентная схема трансформаторной
входной цепи, составленная с использованием эквивалентной
схемы трансформатора, показана на рис. 5.56 в. Эта эквивалентная
схема состоит из эквивалентных схем источника сигнала, трансформа-
тора и нагрузки. В общем случае трансформатор нагружен со стороны
Рис. 5.56
вторичной обмотки некоторыми сопротивлением /?2 и емкостью С2, ко-
торые являются эквивалентными входными параметрами усилитель-
ного каскада. На эквивалентной схеме рис. 5.56 в гг и г2 — активные
сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформатора, прак-
тически равные их сопротивлениям по постоянному току и полагаемые
при расчетах частотно-независимыми; LS1 и Ls2 — индуктивности
рассеяния первичной и вторичной обмоток; Lr — индуктивность пер-
вичной обмотки; гп — сопротивление потерь в магнитопроводе транс-
форматора; Стр — собственная емкость трансформатора, в основном
определяемая емкостями первичной и вторичной обмоток, между обмот-
ками и сердечником; Uвых — напряжение на выходных зажимах транс-
форматора; IJвх — напряжение сигнала на входных зажимах трансфор-
матора. На эквивалентной схеме рис. 5.56 в величины, относящиеся ко
вторичной обмотке трансформатора, приведены (пересчитаны) к первич-
ной
= Ls2/n\ Г2 = г2/п2’, R‘2 = R2/n*-,
С2 — С2П2', 17вых = 67вых/и, (5.71)
где п — w2/wx — коэффициент трансформации, — число витков
первичной и вторичной обмоток трансформатора.
156
В современных трансформаторах качество магнитных материалов
позволяет положить гп — оо и, таким образом, исключить это сопро-
тивление из эквивалентной схемы входной цепи. Воспользовавшись
эквивалентными схемами входной цепи УЭ, получим упрощенные эк-
вивалентные схемы трансформаторной входной цепи; на рис. 5.57 а
показана эквивалентная схема входной цепи при ее работе на биполяр-
ный транзистор с ОЭ, а на рис. 5.57 б— схема входной цепи при ее ра-
боте на полевой транзистор и электронную лампу. На рис. 5.57а ем-
кость Со = С;р 4- См 4- Сэкв.сл» а на Рис- 5.57 б Со «=Стр 4- С'л +
4“ Свх.д.сл (См — емкость монтажа трансформаторной входной цепи).
Рис. 5.57
Из-за наличия в эквивалентной схеме трансформаторной входной
цепи индуктивностей и емкостей ее коэффициент передачи сложным
образом зависит от частоты. Так, с понижением частоты сопротивление
индуктивности первичной обмотки трансформатора coLj уменьшается,
что вызывает падение выходного напряжения, а следовательно, завал
АЧХ в области нижних частот. С повышением частоты сопротивление
индуктивностей рассеяния coCs растет и уменьшается сопротивление
распределенной емкости 1/соСо, что должно было бы привести к падению
выходного напряжения. Однако зависимость выходного напряжения от
частоты, а следовательно и вид АЧХ, в области верхних частот могут
быть значительно более сложным. Это объясняется тем, что индуктив-
ности рассеяния Ls и емкость Со образуют резонансную систему, в за-
висимости от добротности которой АЧХ в области верхних частот может
иметь даже подъем. Таким образом, АЧХ трансформаторной входной
цепи в области нижних частот зависит от индуктивности первичной
обмотки трансформатора, а в области верхних частот— от индуктив-
ности рассеяния Ls и емкости Со. Поскольку в реальных схемах ис-
пользуются трансформаторы, у которых > Lsi 4- Ls2, в области
средних частот реактивные элементы практически не оказывают влия-
ния на выходное напряжение и АЧХ имеет горизонтальный участок.
Примерная АЧХ трансформаторной входной цепи показана на
рис. 5.58.
157
Линейные искажения сигнала в трансфор-
маторной входной цепи. Для их определения перейдем от
общей эквивалентной схемы входной цепи к частным, справедливым
для определенной области частот. Пренебрегая реактивными элемента-
ми, получим эквивалентную схему для средних частот (рис. 5.59).
При работе входной цепи на биполярный транзистор (рис. 5.59)
сопротивление R<> = Гб'.сл + Гб'.э.сл. Согласно схеме рис. 5.59
Поскольку (/вых = п(/вых, получаем
Рис. 5.59
Рис. 5.58
где /?вх.тр = Н + г2 + 7? 2 — входное сопротивление трансформа-
тора по переменному току. Заметим, что при работе входной цепи
на биполярный транзистор напряжение 6/п.сл отличается от U 'вых
на некоторый постоянный множитель.
Реальный трансформатор имеет потери, из-за которых мощность
ва его выходе Рвых, выделяемая в сопротивлении /?2, меньше входной
мощности Рвх, отдаваемой источником сигнала во входную цепь.
Потери мощности в трансформаторе оценивают коэффициентом полез-
ного действия
П
гр
/'2 /?'
ВЫХ _ ВЫХ.ср х2
Р Г2 R
'вх 7 вых. ер ЛВХ.ТР
°вх-тр ^ВХ Тр
(5.72>
Выражение (5.72) дает возможность определить коэффициент транс-
формации
п ==’И/?2//?вх. трПтр- (5.73)
Обозначив отношение сопротивлений гфг'ъ — с и решая (5.72) от-
носительно и /*2, получим формулы для расчета допустимых сопро-
тивлений обмоток трансформатора по заданному значению КПД:
П = Г2 = r'2n^R2 1
1-I-C (Н-с)Мтр
(5.74)
158
Трансформаторы входных цепей работают обычно без постоянной
составляющей тока в обмотках, при этом с = 1, т. е. г2 ~ гут? (при вы-
полнении этого условия масса обмоток трансформатора оказывается
минимальной).
Сквозной коэффициент усиления напряжения трансформаторной
входной цепи на средних частотах
Коэффициент усиления по напряжению
А и ср ~ ^ВЫХ. ср/^вх П/?2//?вх. тр == ^Лтр*
Коэффициент усиления по току
Ri ср ~ ^вых. ср/^вх ~ Дых. ср/1вх П = 1 /П.
(5.76)
(5.77)
Определим коэффициент трансформации, соответствующий усло-
вию получения максимального К*иср. Для этого продифференцируем
(5.75) по п и приравняем производную нулю:
dn 1(/?и + /'1)п24-г2+7?а]2
Из этого выражения следует, что г 2 + /?2 = f\ + Rh, т- е- максималь-
ный сквозной коэффициент передачи входной трансформаторной цепи
получается при согласовании (равенстве) сопротивлений участков схе-
мы рис. 5.59, разделенных штриховой линией. Это условие выполняет-
ся при
« = К(Г2+ %)/(«„+ Ы- (5.78)
Если потери в трансформаторе малы, т. е. выполняется условие
R„ и г2 < /?2, то п = У/?2//?и. При этом R*иср становится мак-
симальным при согласовании сопротивления источника сигнала с при-
веденным сопротивлением нагрузки (R'2 = Ra, 71^=1):
К:ор.манс = 0,5ГШ; (5.79)
Однако при использовании трансформаторной входной цепи обычно
ставится задача обеспечения не максимального сквозного коэффици-
ента усиления, а согласования по входу, т. е. обеспечения равенства со-
противления источника сигнала входному сопротивлению трансформа-
тора — 7?вх.тр. С учетом значения /?вх,тр имеем ф- г2 4-
+ Ri — П 4- (г2 -|- /?2)М2. Решая это уравнение относительно коэф-
фициента трансформации, получаем: /
п = K(r2 + /?2)/(R„-r,). (5.80)
Сравнивая (5.78) и (5.80), замечаем, что значения коэффициентов
трансформации при согласовании по входу и при получении макси-
мального коэффициента усиления близки друг к другу.
159
Если сопротивления потерь первичной и приведенной вторичной об-
моток равны, т. е. t\ = г21п\ то /^и = 2 гг 4- /?2« Согласно (5.74) при
С == 1, 2 г2 = 2 (1 Т]тр)/Т]тр, ТОГДа и == [2 (1 ЛтрХЛтр! 4" 7? 2
= /?2/^2г1тр- Из этого выражения получаем коэффициент трансформа-
ции входного трансформатора при работе его в режиме согласования
по входу
n^VRz/ir^R,,)- (5.81)
Выходное сопротивление трансформаторной входной цепи
Явых. тр — (/?„ + G + Г2) П2. (5.82)
При условии = г'2 в режиме согласования по входу
Т^ВЫХ. тр 4" 2г2) (2 Лтр)/ Птр*
Для согласования выхода трансформатора с входным сопротивле-
нием каскада необходимо, чтобы /?Выхтр = Т?2 = (Ru 4* rt 4-
+ <2) п2. Подставляя в это выражение значение гх 4- г 2 из (5.72),
получаем коэффициент трансформации трансформатора входной цепи,
работающей в режиме согласования по выходу,
П -К(2птр-1)%Чр/?„. (5.83)
На практике иногда (например, в высокочувствительных усилите-
лях) необходимо получить определенное выходное сопротивление
трансформатора /?BbIX,Tp, от которого зависит минимум коэффициента
шума. Если КПД входного трансформатора задан, то коэффициент
трансформации, при котором обеспечивается минимум коэффициента
шума (или согласование по отношению сигнал-шум) [81,
п Vх"[7?ВЬ1Хг Тр
(1 Лтр)/
Для обеспечения требуемого значения /?вых во вторичную обмотку
трансформатора может включаться шунтирующее сопротивление R )Ц.
При этом сопротивление нагрузки трансформатора RH = R$R ш/(^з4
4- Rm)- Тогда при гг = <2 Для обеспечения согласования по входу
необходим коэффициент трансформации п ='Vr2Ru1/(R2-[-R т)Х.
Выполняя одновременно и режим согласования по входу и требуе-
мое выходное сопротивление /?вых при условии г± = Г2, можно запи-
сать. в ы х.тр ~ R mR в ыХ/(R ш Rв ьтх)» R в ы х.тр — ^j(2 ‘ Лтр^Лтр*
Приравнивая эти два выражения друг другу, получаем расчетную фор-
мулу для шунтирующего сопротивления
ш
/^2 (2 'Птр) R
вых
/[/?2(2- 11тр) - R
в ы х HTpJ •
(5.84)
Необходимо отметить, что трансформатор имеет входное сопротив-
ление 7?вх.Тр = -Ь г'2 + R2 только в области средних частот. На
нижних частотах это сопротивление снижается из-за шунтирующего
действия индуктивности Llf а на верхних частотах повышается из-за
последовательно включенной катушки рассеяния Ls. Поэтому при
согласовании по входу в области средних частот это условие нарушает-
160
ся в области нижних и верхних частот. Задавшись допустимым откло-
нением от режима согласования (коэффициентом несогласованности),
можно определить необходимые для обеспечения согласования индук-
тивности Lr и Ls.
Линейные искажения сигнала в трансформаторной входной
цепи в области нижних частот. Исключив из схем рис. 5.57 Ll2, Lsl
и Со, получим эквивалентную схему трансформаторной входной цепи в
области нижних частот (рис. 5.60 а). Правомерность исключения из об-
щей эквивалентной схемы индуктивностей рассеяния и емкости Сп
объясняется тем, что на нижних частотах сопротивление индуктив-
ностей Ls настолько мало, что они представляют собой практически
короткое замыкание, а сопротивление емкости Со настолько велико,
что оно не оказывает шунтирующего действия. Поскольку целью ана-
Рис. 5.60
лиза является нахождение АЧХ входной цепи, то для общности рэс-
смотрения в последующих выводах будем определять напряжения не
(7П.СЛ и ^вых, а U на зажимах индуктивности, прямо пропорциональ-
ное напряжениям Uп.сл и ивых, совпадающее с ними по фазе и отлича-
ющееся только постоянным множителем.
Используя теорему об эквивалентном генераторе, преобразуем схе-
му рис. 5.60 а в схему рис. 5.60 6, на которой
/?НЧэкв = (^л + н) (f2 + /?2)/(/?и + Г1 + г2 (5.85)
Из рис. 5.606 следует, что U = /icoAj = 1/Нч.экв ’»^1/(/?нч.экв +
4- itoLj). На средних частотах при ®-> оо сопротивление индуктив-
ности становится настолько большим, что (7ср = б'нч.экв- Тогда
относительное усиление на нижних частотах
(5.86)
где X = ®тнч — нормированная частота, т:!ч = £1//?нч экв постоян-
ная времени входной цепи на нижних частотах.
Модуль (5.86) является уравнением АЧХ входной цепи в области
нижних частот, а обратная ему величина — зависимость коэффициента
частотных искажений Мнч от частоты
У= 1/]^ 1 +(/?НЧ экв/®^)2,
МнЧ — 1 /К = V 1 + (/?НЧ экв/®/-!)2.
6 Зак 1456
(5.87)
(5.88)
161
Выражение для ФЧХ трансформаторной входной цепи имеет вид
Ф = arctg (1/Х) = arctg (7?нч (5.89)
Характеристики АЧХ и ФЧХ входной цепи, согласно (5.87) и
(5.89) имеют вид соответственно рис. 5.61 а и б. Как следует из (5.87),
вид АЧХ и частотные искажения трансформаторной входной цепи в об-
ласти нижних частот зависят от индуктивности Lx и сопротивления
/?нч экв- С уменьшением Lx или увеличением /?нч экв частотные иска-
жения увеличиваются. Физически это объясняется тем, что с уменьше-
нием Lx или увеличением/?нч экв напряжение U уменьшается, что при
неизменном напряжении б/ср означает увеличение частотных искаже-
ний.
Рис. 5 61
Переходная характеристика трансформаторной входной цепи в об-
ласти больших времен [251
у = ехр (— х),
(5.90)
где х — //тнч = /?нч экв ИЬХ — нормированное время.
Методика определения (5.90) аналогична методике, использованной
при выводе формулы для переходной характеристики резисторного
каскада.
При заданных частотных искажениях /Инч на нижней частоте ми-
нимальная индуктивность первичной обмотки трансформатора
= Янч skb/whhVAIhm—1- (5.91)
Линейные искажения сигнала в трансформаторной входной цепи в
области верхних частот. Пренебрегая в области верхних частот индук-
тивностью Lx (сопротивление'индуктнвности Lx на верхних частотах
становится настолько большим, что практически не оказывает шунти-
рующего действия) и объединив индуктивности рассеяния в одну Ls —
= LS1 + Ls'2, получим из общей схемы рис. 5.57 б эквивалентную схе-
му трансформаторной входной цепи для области верхних частот
(рис. 5.62а). При работе входной цепи на биполярный транзистор
^вч»кв — Rn + П + Hr Гб'сл, а при работе на полевой транзистор
и электронную лампу' /?вчэкв = В» + гх 4- гр, при работе входной
цепи на биполярный транзистор Кф — '’б'.э.сл-
На эквивалентной схеме рис. 5.62 а учитывается емкость Сф при
этом трансформатор работает на емкостную нагрузку. Если на верхней
162
рабочей частоте соВч оказывается справедливым соотношение
овЧ< 1/(3-г 10) R2Co, т. е. сопротивление емкости Со втрое и более
превышает включенное параллельно ей активное сопротивление /?2, то
емкостью Со в рабочем диапазоне частот можно пренебречь. При этом
эквивалентная схема рис. 5.62 а упростится и примет вид рис. 5.62 б;
в этом случае говорят, что трансформатор работает на активную на-
грузку. Из эквивалентной схемы рис. 5.62 6 следует
[7вых — Еи /?2/(/?ВЧ экв + R.2 4- icon's)•
На средних частотах (при со -> 0) сопротивлением индуктивности
L8 можно пренебречь, при этом (7вых.ср = £и/?2/(/?вч Зкв + £4).
Тогда на верхних частотах у трансформаторной входной цепи относи-
тельное усиление
У = ^вЛых. СР = [1+ ^М^ВЧ экв + Я2)]-1. (5.92)
Рис. 5.62
С учетом обозначений твч = Ls /(/?вч экв + Rz) — постоянная вре-
мени входной цепи на верхних частотах; Х = сот.вч — нормированная
частота получим
Y = 1/(1 + 1®твч) = 1/(1 + iX). (5.93)
В области верхних частот модуль (5.93) определяет уравнение АЧХ
входной цепи
К = 1//1 +№ =
(5.94)
Коэффициент частотных искажений
Л1„ч = 1/У = К1+[шА./(/? ВЧ экв + О2. (5.95)
Для трансформаторной входной цепи в области верхних частот
tt)Ls
Ф = — arctg----------------
^ВЧэкв + ^2
I
(5.96)
Построенные согласно (5.94) и (5.96) АЧХ и АФХ показаны на
рис. 5.63 а и б. Как следует из (5.95), частотные искажения на верхней
рабочей частоте тем больше, чем больше индуктивность рассеяния или
меньше суммарное сопротивление экз + R%. Физически это объ-
6*
163
ясняется тем, что, например, при уменьшении индуктивности La уве-
личивается напряжение £/выхи ПРИ неизменном напряжении 1/вых-ср
частотные искажения уменьшаются.
Уравнение переходной характеристики трансформаторной входной
цепи в области малых времен, позволяющее оценить искажения фронта
усиливаемого импульса, приведем без вывода [25]:
у — 1 — ехр (— х), (5.97)
где х — (/?вч экв 4- /?г) t/Ls — нормированное время.
При заданных частотных искажениях Л4вч на верхней рабочей час-
тоте совч допустимая индуктивность рассеяния
Л, = /д||ч —1.’ (5.98)
Анализируя рассмотренные выражения для линейных искажений
сигнала в трансформаторной входной цепи и сравнивая их с соответст-
вующими выражениями
л У для резисторного каскада,
Рис. 5.63 грузку дана на рис.
5.62 а. Из этой схемы сле-
дует, что индуктивность Ls и емкость Cq образуют последователь-
ный колебательный контур, от параметров которого зависит АЧХ и
АФХ трансформаторной входной цепи. Напряжение па выходе схе-
мы Lf ву х ^ц/(/?вч экв Ч- "4 /^2/(1 4" iw/?*>Сf,)).
На средних частотах сопротивление индуктивности Ls настолько
мало, а сопротивление емкости Со настолько велико, что их можно из
эквивалентной схемы исключить. Тогда
вых. ср
ВЧ эк в 4"
Затухание последовательного контура
__л__
^ВЧ ЭКВ ^2
На верхних частотах относительное усиление входной цепи
у ^вых =0)овч=________________1____ (5.100)
б'вых. ср w0B4 4 i«dB4 (оовч — w2 1 -j- iXdB4—X2
где юовч = 1/р/?2 CsCq/(/?b4 экв4_ ^2), а Х = со/о\)вч — нормированная
частота.
164
Модуль (5.100) дает уравнение нормированной АЧХ трансформатор-
ной входной цепи
Y = 1/У(1 — X2)2 + ХМ|ч. (5.101)
Цз (5.100) получаем уравнение АФХ
— ' ~~ arctg Т_~х2~ * (5.102)
Коэффициент вносимых входной цепью частотных искажений
MB4 = l/F = j/(l-Xy + X2dU
(5.103)
Анализируя (5.101), можно заметить, что при малых затуханиях
контура, а именно при б/вч <5 V2, на АЧХ входной цепи появляется
подъем. Нормированная частота Амакс, ПРИ которой получается макси-
мальный подъем АЧХ, найденная решением уравнения, которое полу-
чено приравниванием нулю производной выражения (5.101):
макс
У1 — 0,5 du
(5.104)
Максимальный подъем на АЧХ Умакс входной цепи получается
при затухании контура
</вч = V2-WY,™) /Паке- 1. (5.105)
Для трансформаторной входной цепи при различных затуханиях
АЧХ показана на рис. 5.64.
Анализ выражения для АФХ показывает, что на достаточно высо-
ких частотах фазовый сдвиг стремится к — 180°, что вдвое превышает
фазовый сдвиг в резисторной входной
цепи. Переходная характеристика транс-
форматорной входной цепи имеет апе-
риодический характер при с/вч > 2 и
колебательный характер при с(вч < 2.
Приведенные формулы для расчета
линейных искажений трансформаторной
входной цепи с небольшими уточнения-
ми применимы для оценки частотных,
фазовых и переходных искажений в раз-
Рис. 5.64
личных видах трансформаторных кас-
кадов. Проиллюстрируем применимость
этих формул на примере трансформаторного каскада на биполярном
транзисторе, принципиальная схема которого показана на рис. 4.30.
Эквивалентные схемы этого каскада и трансформаторной входной цепи
(рис. 5.57) аналогичны. Следовательно, все формулы, полученные при
анализе трансформаторной входной цепи, справедливы и для трансфор-
маторного каскада усиления со схемой рис. 4.30 при условии, что в них
вместо сопротивления источника сигнала /?и будет использовано вы-
ходное сопротивление транзистора /?вых, а в емкости Со будет учтена
выходная емкость транзистора.
165
Противошумовая коррекция. При работе усилителя от источника
сигнала с очень высоким сопротивлением Ra (например, от передаю-
щей телевизионной трубки) возникает проблема получения высокого
отношения сигнал-шум при широкой полосе пропускания усилителя.
Решить эту проблему удается с помощью предложенных Г. В. Брауде
схем противошумовой коррекции.
Положим, что при высокоомном сопротивлении /?п входная цепь
усилителя представляет собой параллельно соединенные RBX и Сви
(рис. 5.65). Для увеличения 7/вх необходимо как можно большее со-
противление Двх. Это объясняется тем, что при очень высоком сопротив-
лении /?п по мере увеличения сопротивления 7? вх приближаемся к режи-
му согласования по входу, при котором обеспечивается максимальное
значение напряжения L/BX. При больших сопротивлениях 7?п и 7?вх на-
Каскай
усиления
Цепь
коррекции
-о
П?ЫХ
*
-о
Рис. 5.65
пряжение шума на входе усилителя будет определяться в основном ак-
тивными потерями на Свх, которые в рассматриваемом случае практи-
чески не зависят от сопротивлений и 7?вх. Таким образом, с увели-
чением сопротивления 7?вх напряжение на входе усилителя резко воз-
растает, а напряжение теплового шума практически остается постоян-
ным; при этом сильно повышается отношение сигнал-шум и, следова-
тельно, чувствительность усилителя.
Однако с увеличением RBX возрастает шунтирующее действие ем-
кости Свх, что приводит к резкому повышению частотных и переход-
ных искажений сигнала во входной цепи. При большом сопротивлении
7?вх АЧХ входной цепи почти обратно пропорциональна частоте
(рис. 5.66, а), Для компенсации этих искажений и служит цепь коррек-
ции (рис. 5.65), АЧХ которой обратна АЧХ входной цепи (рис. 5.66 6).
Результирующая АЧХ (а следовательно, и переходная характеристика)
усилителя оказывается скомпенсированной (рис. 5.66 в).
Как показывает математический анализ, отношение сигнал-шум
растет с увеличением сопротивления 7?вх до определенного предела.
Так, начиная с некоторого значения сопротивления 7?вх = 7?вх.опт,
отношение сигнал-шум перестает практически возрастать, а корректи-
рование АЧХ при этом сильно затрудняется. Если сопротивление 7?вх
выбирают равным 7?вх.опт, то такой способ повышения отношения сиг-
нал-шум называют простой противошумовой коррекцией.
Среди разнообразных корректирующих цепей наиболее широко ис-
пользуется резисторно-емкостной делитель, схема которого показана
рис. 5.67. Напряжение £/кор на выходе такой цепи увеличивается с рос-
том частоты. Обычно емкости делителя Сп и С2 выбирают близкими
друг другу, Т?2. В результате на нижних частотах шунтирующим
166
действием емкостей можно пренебречь и коэффициент передачи на
нижних частотах равен R2/(R2 + Rn), поскольку Ru > R2, этот коэф-
фициент очень мал; с увеличением частоты сигнала сопротивления ем-
костей Сп и С2 уменьшаются, коэффициент усиления корректирующей
цепи возрастает и на очень высоких частотах стремится к 0,5. В качест-
ве емкостей Сп и С2 корректирующей цепи часто используются выход-
ная и входная емкости УЭ, а в качестве сопротивления R2— входное
сопротивление УЭ. Так как на нижних частотах коэффициент усиления
корректирующей цепи много меньше единицы, то эту цепь включают
после каскада предварительного усиления.
Рис. 5.66
Рис. 5.6.7
Улучшить отношение сигнал-шум по сравнению со схемой простой
противошумовой коррекции удается применением схем сложной про-
тивошумовой коррекции. В этих схемах помимо высокого сопротивле-
ния /?вх емкость Свх разделяют на две, последовательно включая во
входную цепь корректирующую индуктивность. Однако цепи сложной
противошумовой коррекции более трудны в наладке, менее устойчивы
в работе и требуют более сложных корректирующих устройств.
ГЛАВА 6
ОКОНЕЧНЫЕ И ПРЕДОКОНЕЧНЫЕ
КАСКАДЫ
6.1. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И МЕТОДИКА АНАЛИЗА
Основная особенность работы оконечных каскадов, а в ряде случаев
и предоконечных каскадов — это высокий уровень сигнала, что накла-
дывает на них целый ряд требований. Назначение оконечного каскада—
— обеспечить при заданном сопротивлении нагрузки требуемый уро-
вень сигнала. Если нагрузка активна, то оконечный каскад должен
обеспечить необходимую мощность сигнала Рн, если нагрузка реактив-
ная (например, емкость Сн), необходимое выходное напряженке UВЬ1Х.
Требуемый уровень сигнала должен обеспечиваться при допустимых
линейных и нелинейных искажениях, а также при возможно меньшем
потреблении энергии от источника питания.
Работа УЭ оконечного каскада при больших сигналах вызывает
появление заметных нелинейных искажений, которые, однако, должны
167
находиться в допустимых пределах. Высокий уровень сигнала вызыва-
ет необходимость использовать мощные УЭ с высоким потреблением
энергии от источников питания. Поскольку не вся мощность, потребля-
емая от источника питания, преобразуется в выходную мощность Рн,
КПД каскада всегда меньше единицы. При этом важно реализовать
по возможности более высокий КПД, что повышает экономичность уси-
лителя и снижает мощность, рассеиваемую на УЭ. Последнее очень
важно в мощных каскадах усиления, так как увеличение мощности,
рассеиваемой на УЭ, повышает его температуру, тем самым стабиль-
ность параметров УЭ уменьшается, а размеры радиатора, в случае его
необходимости, увеличиваются.
Обычно в оконечных каскадах усиления используются дорогие и
громоздкие мощные усилительные элементы. Поэтому целесообразно
обеспечить требуемую мощность в нагрузке Рн при наиболее маломощ-
ном УЭ, при этом обеспечить наиболее полное его использование. В этом
случае УЭ должен отдать в нагрузку максимально возможную мощ-
ность, равную требуемой Ри. Однако реализация в оконечном каскаде
этого условия приводит к существенному повышению уровня нелиней-
ных искажений. Таким образом, в оконечном каскаде основное внима-
ние уделяется обеспечению требуемых выходной мощности, КПД и не-
линейных искажений. Реализация этих требований обеспечивается вы-
бором типа, способа включения и режима работы УЭ, использованием
определенных цепей межкаскадной связи.
Высокий уровень сигнала в оконечных каскадах приводит к тому,
что параметры УЭ за период сигнала изменяются в широких пределах.
Другими словами, УЭ оконечного, а в ряде случаев и предоконечного
каскада работает в режиме сильного сигнала. Поэтому основные пока-
затели оконечного каскада рассчитываются графическим методом с ис-
пользованием динамических характеристик усилительного каскада.
Методика анализа. Линейные (частотные, фазовые и переходные)
искажения оконечных каскадов анализируются по той же методике,
что и каскады предварительного усиления, при этом используются
усредненные параметры УЭ. В качестве УЭ в оконечных каскадах при-
меняются как транзисторы, так и электронные лампы. Наиболее часто
используется включение УЭ с общим эмигрирующим электродом, при
этом обеспечивается наибольшее усиление мощности. Другие способы
включения при проигрыше в коэффициенте усиления по мощности
могут дать улучшение отдельных показателей усилительного каскада.
Так, включение транзистора по схеме ОБ позволяет снизить уровень
нелинейных искажений; однако меньший коэффициент усиления мощ-
ности требует большего усиления в предоконечном каскаде. Включение
транзистора по схеме с ОК может обеспечить согласование выходного
сопротивления каскада с низкоомной нагрузкой.
Различают однотактные и двухтактные оконечные и предоконечные
каскады. Эти каскады в свою очередь подразделяются на трансформа-
торные и бестрансформаторные. В однотактных каскадах обычно
используют включение УЭ по схеме с ОЭ, ОИ и ОК, в двухтактных
трансформаторных — по схеме с ОЭ или ОБ, в бесгрансформаторных
двухтактных — по схеме с ОК.
168
6.2. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Назначение и виды динамических характеристик. Динамическими
характеристиками усилительного каскада называются зависимости
между мгновенными значениями напряжений и токов в цепях УЭ при
наличии в этих цепях внешних сопротивлений. В этом определении от-
ражено основное отличие динамических характеристик от статических
как правило, приводимых в справочной литературе для конкретного
типа УЭ. Это отличие состоит в том, что статические характеристики
УЭ снимаются при отсутствии сопротивления во внешних цепях. Дина-
мические характеристики позволяют графическим методом рассчитать
основные показатели оконечного каскада.
Поскольку УЭ имеет входной и выходной электроды, могут быть
следующие разновидности динамических характеристик при наличии
сопротивления в выходной цепи УЭ: выходные, показывающие зависи-
мость выходного тока от напряжения между выходными электродами
УЭ; входные— зависимость входного тока УЭ от напряжения между
его входными электродами; сквозные—зависимость выходного тока
УЭ от ЭДС источника сигнала входной цепи; проходные — зависимость
выходного тока от напряжения между входными электродами УЭ.
В реальных схемах усилительного каскада сопротивление в цепи
выходного электрода УЭ Z = Rn~ + i X бывает комплексным, имею-
щим активную /?н~. и реактивную X составляющие. Сопротивление, оп-
ределяющее нагрузку для выходного тока в полосе частот сигнала, на-
зывается сопротивлением цепи переменному току, обычно равным /?н~.
Активное сопротивление выходной цепи для постоянной составляющей
выходного тока называется сопротивлением цепи постоянному току и
обозначается /?н=. В общем случае сопротивленияи /?н== не равны
друг другу. Динамические характеристики, показывающие зависимость
постоянных составляющих токов и напряжений при наличии в выход-
ной цепи сопротивления 7?н=, называются динамическими характерис-
тиками постоянного тока. Для токов и напряжений с частотой сиг-
нала при наличии в выходной цепи сопротивленияони называются
динамическими характеристиками переменного тока. Изменяя со-
противление Z, можно построить семейство динамических характерис-
тик. Однако усилительный каскад, как правило, работает при фикси-
рованном сопротивлении нагрузки, и, следовательно, достаточно опре-
делить только одну динамическую характеристику при данном фикси-
рованном значении Z.
Поскольку комплексное сопротивление Z имеет активную и реак-
тивную составляющие, в принципе можно построить три вида динами-
ческих характеристик переменного тока — для активной, комплекс-
ной и реактивной нагрузок. Однако на практике ограничиваются по-
строением только динамической характеристики переменного тока для
активной составляющей сопротивления нагрузки. Rn~. Это обусловле-
но тем, что в большей части рабочей полосы усиливаемых частот сопро-
тивления нагрузки в выходной цепи УЭ можно считать чисто активным.
Выходные динамические характеристики бывают постоянного и
переменного токов.
169
Для построения выходной динамической характеристики постоян-
ного тока необходимо^ учесть только сопротивление выходной цепи УЭ
усилительного каскада для постоянной составляющей выходного тока.
Так, для резисторного усилительного каскада на биполярном транзис-
торе (рис. 6..1) постоянная, составляющая тока коллектора (выходного
тока) протекает по резистору У? и для данной схемы RH=* = R. Для
трансформаторного каскада (рис. 6.2) сопротивление постоянному току
равно сопротивлению потерь первичной обмотки трансформатора, т. е.
Рис. 6.1
^ис. 6Д
Составим уравнение динамической характеристики постоянного то-
ка. Для усилительных каскадов (рис. 6.1 и 6.2) напряжение между кол-
лектором п эмиттером транзистора
^к.э = Е — IKRa=t (6.1)г-$
где /й — постоянная составляющая тока коллектора; Е — ЭДС
источника питания.
Графическое изображение уравнения динамической характерис-
тики постоянного тока (6.1) на плоскости статических характеристик
УЭ,. представляющее собой прямую линию, называется нагрузочной
прямой постоянного тока. Точки пересечения нагрузочной прямой ста-
тических характеристик УЭ определяют область возможных значений
тока и напряжений в выходной цепи при заданном сопротивлении Ru==.
Построим нагрузочную, прямую постоянного тока для усилитель-
ных каскадов рис. 6.1 и 6.2. Выходные статические характеристики
транзистора показаны на рис. 6.3. Как следует из (6.1), при /к = О
L/K,3 = Е — это координата одной точки нагрузочной прямой на оси
абсцисс; при t/K,9 = 0 выходной ток /к = E/Ru^ — это координата
другой точки нагрузочной прямой по оси ординат.
Откладывая эти точки на соответствующих осях и соединяя их
прямой, линией, построим, нагрузочную-прямую постоянного тока. Лю-
бая точка нагрузочной прямой показывает, какие ток и напряжение
имеются в выходной цепи транзистора рассматриваемого усилитель-
ного- каскада, при определенном сопротивлении Rn== и фиксированном
значении любого из следующих параметров: тока (или напряжения)
смещения базы /с, тока коллектора /к либо напряжения 1/к.э. Обыч-
но фиксируется значение тока смешения /б0, тогда однозначно оп-
170
ределяется положение точки пересечения статической выходной харак-
теристики при 7б = 7б0 с нагрузочной прямой постоянного тока. Эта
точка называется точкой покоя. Координаты этой точки определяют
ток покоя /к0 выходной цепи УЭ и напряжение покоя ^к.э0 между его
выходными электродами. Согласно (6.1) между током 7КО и напряже-
нием 7/к.зо имеется однозначная связь:
(6.2)
К.Э0
Рис, 6.3
ди намичес кои х а р а к тернстики
Наклон нагрузочной прямой постоянного тока зависит от сопротив-
ления Так, для резисторного каскада сопротивление /?„== = R
довольно ‘большое, а для трансформаторного каскада сопротивление
/?н= = гх. очень малое. По-
этому нагрузочная прямая
постоянного тока трансфор-
маторного каскада, проходя-
щая через координату iк—О,
«к.э — Е практически пер-
пендикулярна оси абсцисс
(штриховая прямая на рис.
6.3) .
Таким образом, нагрузоч-
ная прямая постоянного то-
ка позволяет определить по-
ложение точки покоя на се-
мействе выходных статичес-
ких характеристик по задан-
ным напряжению источника
питания Е и сопротивлению
Методика построения выхс
стоянного тока усилительного каскада на полевом транзисторе и элект-
ронной лампе аналогична изложенной для каскада на биполярном
транзисторе.
Для построения выходной динамической
характеристики переменного тока необходимо учиты-
вать все сопротивления усилительного каскада в выходной цепи УЭ
для составляющих выходного тока с частотой сигнала. В последую-
щих рассмотрениях будем считать внутреннее сопротивление источни-
ка питания переменному току равным нулю. Это условие обычно вы-
полняется на практике, так как источник питания, как правило, шун-
тируется конденсатором Сф большой емкости. Для схемы рис. 6.1 сопро-
тивление выходной цепи переменному току /?н~ равно сопротивлению
параллельно соединенных резисторов R и (емкость конденсатора Ср
обычно выбирается настолько большой, чго в большей части рабочей
полосы частот его сопротивление равно нулю), т. е. /?ц~ = RRhKR+Rh)-
В резисторном каскаде 7?11== >
Для трансформаторного каскада, схема которого показана на
рис. 6.2, для большей части полосы рабочих частот' сопротивление
= Г1 + r'z + /?„, где г'ч и R'A — соответственно приведенные к пер-
171
вичной обмотке активное сопротивление потерь вторичной обмотки и
сопротивление нагрузки. Сравнивая сопротивления, замечаем, что
/?н=«7?п~.
Таким образом, при построении динамических характеристик пере-
менного тока усилительных каскадов будем считать, что сопротивление
их выходной цепи переменному току чисто активное.
Составим уравнение выходной динамической характеристики пере-
менного тока. Пусть на вход усилительного каскада подается сигнал,
тогда в каждый момент времени мгновенное значение выходного
тока гвьгх = /0 4- Д*Вых» где /0 — ток покоя выходного тока УЭ;
Л*вых — мгновенное значение тока сигнала выходной цепи. Напри-
мер, при синусоидальном сигнале величина Дгвых — Im sin (из-
меняется во времени в пределах ± Iт, где 1 ,п — амплитуда гармони-
ческого тока). Мгновенное значение напряжения на выходе будет из-
меняться во времени относительно напряжения покоя [/0 УЭ на
Д^вых^п~- Тогда уравнение выходной динамической характеристики
переменного тока
Ив Ы X — 11= 'В Ы X.R и О (6.3)
где Uo = Е — /0/?п=.
Графическое изображение уравнения динамической характеристи-
ки на плоскости статических характеристик УЭ представляет собой
прямую линию, называемую нагрузочной прямой переменного тока.
Для усилительного каскада на биполярном транзисторе (6.3) при-
мет вид
(6.4)
Как следует из (6.4), при отсутствии сигнала выходное напряжение
цк.э = Uк.э0, при появлении сигнала на входе усилительного каскада
в выходной цепи УЭ помимо постоянной составляющей начинает дей-
ствовать переменная составляющая.
Построим нагрузочную прямую переменного тока (рис. 6.4). При
Д/к = 0 нагрузочная прямая проходит через точку покоя с координа-
тами t/к-эо и 1 ко- Следовательно, нагрузочные прямые постоянного и
переменного токов при активном сопротивлении нагрузки всегда
пересекаются в точке покоя. При ик.3 — 0 переменная составляющая
тока коллектора Д/к = ^к.э0//?н~, откладывая это значение по оси ор-
динат вверх от значения тока покоя 1КО. получим вторую точку на-
грузочной прямой. Соединяя эту точку с точкой покоя, построим на-
грузочную прямую переменного тока. При изменении точки покоя,
как следует из (6.4), уравнение выходной динамической характеристи-
ки не меняется, следовательно, нагрузочная прямая переменного то-
ка перемещается параллельным переносом в новую точку покоя.
Сравнивая выражение для нагрузочных прямых переменного и по-
стоянного токов, можно заметить, что в резисторном каскаде нагрузоч-
ная прямая переменного тока более крутая, чем постоянного тока
(так как /?н= > 7?и~), в трансформаторном каскаде, наоборот, нагру-
зочная прямая постоянного тока более крутая, чем прямая перемен-
ного тока (так как /?11==<
172
При комплексном характере нагрузки выходной цепи УЭ графичес-
кое изображение выходной динамической характеристики перемен ного
тока близко к эллипсу, который рабочая точка при синусоидальном
или косинусоидальном сигнале периодически обегает. Нагрузочные
прямые переменного тока позволяют графическим методом определить
выходные мощность и напряжение сигнала, оценить КПД, рассчитать
появляющиеся в каскаде нелинейные искажения, проверить правиль-
ность выбора точки покоя.
Входные динамические характеристики. Эти характеристики в ос-
новном используются при расчете усилительных каскадов на биполяр-
ных транзисторах, поскольку в усилителях на полевых транзисторах
Рис. 6.4
и электронных лампах ток входного электрода УЭ можно считать рав-
ным нулю. Однако даже в усилительных каскадах на биполярных тран-
зисторах входную динамическую характеристику обычно не рассчиты-
вают, так как она практически совпадает с входной статической харак-
теристикой транзистора. Это объясняется тем, что сопротивление на-
грузки в коллекторной цепи транзистора обычно во много раз меньше
его выходного сопротивления и в этих условиях транзистор работаете
режиме почти короткого замыкания по выходу. Поэтому зависимость
входного тока УЭ от напряжения между входными электродами при со-
противлении в выходной цепи, близком .нулю, т. е. входная динамичес-
кая характеристика практически совпадает со статической входной
характеристикой транзистора.
На рис. 6.5 показано возможное семейство входных статических
характеристик биполярного транзистора, которые сливаются при на-
пряжении между выходными электродами транзистора от 3 до 10 В.
Поэтому обычно для расчетов ограничиваются статической входной
характеристикой при фиксированном напряжении UK.& (чаще всего
при UK.S = 5 В).
Входные динамические характеристики позволяют определить на-
пряжение смещения на УЭ, напряжение, ток и мощность входного
сигнала, входное сопротивление, т. е. параметры, необходимые для
расчета основных показателей усилительного каскада.
173
Сквозные динамические характеристики используются для оценки
нелинейных искажений сигнала в усилительном каскаде. Поскольку
сквозные характеристики показывают зависимость выходного тока
УЭ от ЭДС источника сигнала входной цепи, в усилительных каскадах
на биполярных транзисторах удается учесть нелинейные искажения
сигнала, которые возникают из-за нелинейности как входной, так и
выходной цепей УЭ. В усилительных каскадах на полевых транзисто-
рах и электронных лампах сквозную характеристику обычно не стро-
Рис. 6.S
ят, так как нелинейные искажения сигнала определяются в основном
нелинейностью выходной цепи УЭ и рассчитывать их можно по выход-
ной нагрузочной прямой переменного тока.
При построении сквозной динамической характеристики используют
нагрузочную прямую переменного тока (рис. 6.6с), устанавливающую
связь между выходным iK и входным t6 токами УЭ при заданном сопро-
тивления Ra~, и входную характеристику транзистора (рис. 6.66), пока-
зывающую зависимость между входным током и напряжением
сб>э. Как следует из эквивалентной схемы входной цепи усилительного
каскада (рис. 6.7) ЭДС источника сигнала
^qR[\ 1 Hq-з, (6.о)
174
Рис. 6.7
где Rn — внутреннее сопротивление источника сигнала переменному
току. Для оконечного каскада сопротивление Ra равно выходному
сопротивлению предоконечного каскада переменному току с учетом це-
пей смещения и стабилизации УЭ оконечного каскада.
Порядок построения сквозной динамической характеристики сле-
дующий. Задаются значением выходного тока zul и по нагрузочной
прямой переменного тока определяют значение входного тока t6t.
Далее по входной характеристике УЭ определяют соответствующее
току «бп входное напряжение «б.э1 и по (6.5) рассчитывают искомую
эдс источника сигнала еи1. Значение тока /К1 и ЭДС е1Л являются ко-
ординатами одной из точек искомой сквозной характеристики. Зада-
ваясь значениями тока от /н2 Д° 11 опреде-
ляя соответствующие им значения ЭДС ис-
точника сигналы отеп2 доеиз находят коорди-
наты других точек сквозной характеристики.
Откладывая эти точки в координатах «к, си и
соединяя их плавной линией, строят сквоз-
ную динамическую характеристику перемен-
ного тока при даннол! сопротивлении Ra
(рис. 6.6в).
Проходная динамическая характеристи-
ка. Пользуясь входными и выходными ди-
намическими характеристиками, можно построить по точкам
проходную динамическую характеристику (или, как ее часто
называют, динамическую характеристику прямой передачи). Порядок
построения проходной динамической характеристики следующий. По
нагрузочной прямой для ряда значений тока !вых находят соответст-
вующие значения тока /вх, по которым на входной характеристике
УЭ определяют соответствующие значения входного напряжения мвх.
Далее точки со значениями тока «вых и напряжения «вх откладывают
в координатах «вьгх, wBx. Соединяя эти точки плавной линией, строят
искомую проходную динамическую характеристику.
Определение нелинейных искажений по динамическим характерис-
тикам. Нелинейные искажения сигнала в оконечном каскаде, как пра-
вило, определяются графическим методом по сквозной динамической
характеристике при косинусоидальной ЭДС источника сигнала еп —
— £mncos cot. Будем считать, что сигнал в каскаде усиливается без от-
сечки выходного тока, т. е. выходной ток протекает в течение всего пе-
риода усиливаемого колебания (рис. 6.8). Поскольку в реальных усили-
тельных каскадах сквозная характеристика нелинейна, форма выход-
ного тока, а следовательно, и выходного напряжения будет отличаться
от косинусоидальной. Это отличие состоит в том, что выходной ток при
косинусоидальной ЭДС источника сигнала уже не будет гармоничес-
ким колебанием, а будет содержать в общем случае постоянную состав-
ляющую, первую и ряд высших гармоник. Чем выше уровень высших
гармоник, тем более сильным искажениям подвергается сигнал при
усилении. Следовательно, оценивая уровень гармонических состав-
ляющих в выходном токе, можно дать количественную оценку нелиней-
ных искажений усиленного cm пала.
175
Обычно в искаженном выходном токе существенны уровни только
первых четырех гармоник. Поэтому с достаточной для практических
расчетов точностью можно ограничиться определением в выходном
токе только постоянной составляющей и первых четырех гармоник, а
в некоторых случаях только постоянной составляющей и первой и вто-
рой гармоник. Для нахождения уровней постоянной составляющей и
первых четырех гармоник необходимо знать пять значений (ординат)
выходного тока в определенные моменты времени за половину периода
сигнала. Такой метод оценки нелинейных искажений усиленного
сигнала называется методом пяти
'мин» и т и •
ординат. Для расчета уровней по-
стоянной составляющей первой и вто-
рой гармоник достаточно знать три
определенных значения выходного
тока за половину периода сигнала;
при этом используют метод трех ор-
динат. Еще раз заметим, что метод
трех ординат дает меньшую точность
в расчетах коэффициента нелинейных
искажений, чем метод пяти ординат,
однако математически он более прост.
При определении высших гар-
моник выходного тока методом пяти
ординат выбирают следующие уг-
лы фаз ЭДС источника сигнала:
О)/ 0, При ЭТОМ /'вых ” /.макс»
а еа Ети-, mt л/3, при этом
/ В Ы X I ’ П С? ц 0,5 щ JJ, to L - Л' 2,
при этом /Вых = /0, а еИ = 0; со/ =
= 2л/3, при этом г вых = /2> а
еа = — 0,5Ёти; со/ -- л, при этом
Найденные значения выходного тока
70, 7Ь /2, /МаКС и /МПН являются исходными для расчета постоянной
составляющей (среднего значения за период сигнала) выходного тока
и амплитуд первой, второй, третьей и четвертой гармоник:
/Ср — Wмак.: + 7МПН + 2 (Д 4- /2)|/6; /т1 = (/макс—7м;ш+ /i — 7г)/3;
‘m2 (7макс /мин 2/о)/4, Iтз [7макс ^мпн 2 /2) 1 /б,
l/макс + 7М1Ш-4(7, + 72) + 67о]/12. (6.6)
Тогда коэффициенты второй, третьей и четвертой гармоник соответ-
ственно:
^Г2 / m2'‘ ml, kv3 1 тз‘ml’ /й'4 /mi^/ml- (6.7)
Искомый коэффициент нелинейных искажений равен квадратич-
ной сумме найденных коэффициентов
176
При нахождении коэффициента нелинейных искажений каскадов
на полевых транзисторах и электронных лампах коэффициенты отдель-
ных гармоник могут быть выражены через отрезки нагрузочной прямой
переменного тока (рис. 6.9):
0,25 [ —Л' g'4-З (СВ' — ВСА I
(АА' + ВВ')
На характеристиках рис. 6.9
приняты следующие обозначения:
(/0 — напряжение смещения на уп-
равляющем электроде УЭ; Uтвх —
амплитуда напряжения сигнала на
входе УЭ.
При определении коэффициен-
та нелинейных искажений методом
трех ординат ограничиваются на-
хождением трех значений выход-
ного тока: /0, /макс и /мИН. При
этом рассчитывать среднее значе-
ние выходного тока и амплитуды первой и второй гармоник надо по
формулам
/ 1 макс~l~Iмин + . I 1 макс Ашн > ^макс~4~^мин -А
'ср z ml 2 1 m2 4
(6.10)
Рис. 6.9
О v
Метод трех ординат обычно применим в тех случаях, когда сквозная
характеристика каскада близка к параболе второй степени, при кото-
рой третья, четвертая и последующие гармоники выходного тока прак-
тически равны пулю.
6.3. РЕЖИМЫ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Режим А. В оконечных каскадах усилителей УЭ могут работать в
различных режимах работы, отличающихся друг от друга тем, что ток
в выходной цепи УЭ может протекать в течение различной части перио-
да сигнала, действующего на его входе. Различают следующие основ-
ные режимы работы УЭ: А, В, С и D. При работе УЭ в режиме А его вы-
ходной ток существует в течение всего периода усиливаемого сигнала,
непрерывно изменяясь в соответствии с входным. Для снижения нели-
нейных искажений точка покоя при работе УЭ в режиме А выбирается
на возможно более линейном участке сквозной или проходной динами-
ческой характеристики (как правило, в средней части). Сказанное ил-
люстрируется с помощью временных диаграмм (рис. 6.10).
Существенным достоинством режима А является сравнительно ма-
лые нелинейные искажения сигнала, однако энергетические показате-
ли каскада оказываются невысокими. Действительно, как следует из
177
рис. 6 И), амплитуды переменных составляющих выходного тока
и выходного напряжения Uт1]Ь1х не могут быть больше тока и на-
пряжения Uо в точке покоя. Даже в предельном случае полного исполь-
зования УЭ амплшуды тока /тВыХ и напряжения UmBbl:i могут быть
только близкими соответственно току /0 и напряжению U(). С другой
стороны, среднее значение выходного тока /ср, потребляемого УЭ от
источника питания примерно равно току покоя /0, так как площади от-
рицательной и положительной полуволн переменной составляющей
выходного тока близки друг к другу. При этом ток /,.р мало зависит от
\ровня сигнала, а это означает, что в отсутствие усиливаемого сигна-
Cite. 6 'О
ла каскад потребляет от источника питания большую мощность, пре-
вышающую мощность усиливаемых колебаний. Отдаваемая колеба-
тельная мощность Р~ — 0,5/т вых я» 0,5 lQUB при полном
использовании УЭ (но никогда не превышает этого значения). Потреб-
ляемая мощность от источника питания PQ = 10Е, где £ — напряже-
ние источника питания. В режиме А КПД каскада р = Р~!Р‘> оказы-
вается небольшим, в предельном случае не превышающим 0,5. Действи-
тельно, при трансформаторной выходной цепи, пренебрегая потерями
в его первичной обмотке, напряжение Uo = Е. Тогда Ро = /0£0 и
КПД каскада р = 0,5. При непосредственном включении нагрузки в
выходной электрод УЭ обычно напряжение в точке покоя = 0,5£,
тогда Ро — 0,510UQ и максимально возможный КПД каскада р ~О,25.
Таким образом, наибольший КПД (равный 50%) можно реализовать
при работе УЭ в режиме А только в трансформаторном каскаде усиле-
ния. Причем, как следует из приведенных рассуждений, с увеличе-
нием использования УЭ КПД растет, стремясь к 0,5; однако при этом
нелинейные искажения сигнала также будут возрастать.
Из-за указанных свойств режим А используется, как правило, в
каскадах предварительного усиления, а также в оконечных и нредо-
178
конечных каскадах с небольшой мощностью, когда применение двух-
тактных схем для усиления еще не целесообразно
Режим В и АВ. При работе УЭ в режиме В его выходной ток суще-
ствует в течение половины периода усиливаемого сигнала, в течение
другой половины периода он равен нулю. Однако такое определение
режима В справедливо лишь для идеализированного случая, когда
сквозную или проходную динамическую характеристику аппроксими-
руют линейно-ломаной прямой. При такой идеапизации ток покоя в
режиме В равен нулю, однако в реальном каскаде он имеет малое ко’
нечное значение.
! 8ых
Ви
Рис. 6.11
На рис. 6.11, иллюстрирующем работу УЭ в режиме В, непрерыв-
ной линией показан идеализированный случай, штриховая линия уточ-
няет формы сквозной динамической характеристики и выходного тока.
При работе УЭ с отсечкой выходного тока удобно ввести угол отсеч-
ки 9, равный половине той части периода сигнала, в течение которой
существует выходной ток. Как следует из диаграмм рис. 6.11, в идеали-
зированном случае 9 = 90°, в реальном каскаде 9 > 90° и реализуется
как бы промежуточный режим работы УЭ между идеализированным
режимом В и режимом А.. Такой режим работы УЭ иногда называют
режимом АВ.
В идеализированном режиме В импульс выходного тока при сину-
соидальном входном сигнале представляет собой косинусоидальные
импульсы с 0 = 90°. Разложим в ряд Фурье такие импульсы
1 . 1 . . , 2я . ... ___
— 1 вых.макс Г т 1 вых.макс cos 0)7 Н Г" 7 вых.макс со:>
л I •’
вых. макс
(6.П)
179
где ^вых. макс — максимальное значение выходного тока. Первое сла-
гаемое ряда (6.11) представляет собой среднее значение (постоянную
составляющую) выходного тока
ср 18/Вык.макС’
(6.12)
а амплитуды первой, второй и четвертой гармоник равны соответствен-
но
1 ml
= 0,5/
вы х. макс ’
0,212/
вых - макс>
т4 — 0,04247вых<макс.
(6.13)
1 m2
Анализируя (6.12) и (6.13), можно сделать ряд важных практичес-
ких выводов. Так, среднее значение выходного тока /сР зависит от уров-
ня сигнала, при отсутствии усиливаемого сигнала ток от источника пи-
тания не потребляется При длительной работе усилителя в режиме
В расход энергии источника питания оказывается значительно мень-
шим, чем при работе в режиме А, в этом одно из существенных преиму-
ществ этого режима. К тому же амплитуда первой гармоники выходного
тока в режиме В в л/2 раз больше его среднего значения, что говорит
о лучшем использовании тока при работе УЭ в режиме В. Все сказан-
ное обусловливает тот факт, что при работе каскада в режиме В его
КПД получается значительно более высоким, чем при работе в режиме
А (при равных амплитудах первой гармоники выходного тока). При
полном использовании выходного тока предельное значение КПД кас-
када в режиме В равно 78,5 %, т. е. в 1,57 раз выше, чем в режиме А.
Значительным недостатком режима В является высокий уровень
гармонических составляющих. Если учитывать только вторую и чет-
вертую гармоники выходного тока, то kT = V Гт? + Гт^И т1 -= 0,43.
Такие высокие нелинейные искажения сигнала не позволяют использо-
вать режим В в однотактных каскадах гармонических усилителей В им-
пульсных однотактных каскадах режим В применяется только при
усилении однополярных импульсов В усилителях гармонических сиг-
налов в широкой полосе частот, а также в усилителях двуполярных им-
пульсов режим В возможен только в двухтактных схемах. Как извест-
но, двухтактная идеальная схема обеспечивает компенсацию четных
гармоник, поэтому в выходном напряжении имеется только первая гар-
моника и нелинейные искажения отсутствуют. В двухтактном усилителе
одно плечо работает в течение положительного полупериода сигнала,
а другое в течение отрицательного, что исключает искажения сигнала
в нагрузке.
Режим С. Угол отсечки выходного тока УЭ, работающего в режиме
С, менее 90°, что обеспечивается выбором точки покоя на оси абсцисс
левее точки пересечения с ней спрямленной сквозной динамической
характеристики (рис. 6.12). Характерным для режима С является то,
что при отсутствии сигнала, а также при малом его уровне выходной
ток УЭ равен нулю. Поскольку косинусоидальные импульсы выходного
тока имеют угол отсечки 0 < 90°, то при разложении их в ряд Фурье
помимо постоянной составляющей и четных гармоник получается ряд
нечетных гармоник. Это говорит о том, что нелинейные искажения сиг-
нала в усилителях, работающих в режиме С, еще более высокие. При
180
этом применение двухтактных схем, компенсирующих четные гармони-
ки выходного тока, не позволяет получить малых нелинейных искаже-
ний сигнала из-за присутствия нечетных гармоник. Поэтому режим С
применяется лишь в резонасных усилителях.
Преимуществом режима С по сравнению с режимами А и В является
более высокая экономичность, так как амплитуда первой гармоники
выходного тока значительно больше но сравнению с его средним значе-
нием. При этом использование выходного тока увеличивается, что
позволяет реализовать в каскадах, работающих в режиме С, более вы-
сокий КПД. Из-за высокого КПД такой режим работы УЭ используется
в мощных усилителях, нагрузкой которых являются избирательные
цепи, осуществляющие эффективное подавление высших гармоник.
Режим D. Одним из недостатков усилителей, работающих в режимах
А, В и С, является уменьшение КПД с уменьшением амплитуды усили-
ваемого сигнала. Поэтому изменение в широких пределах амплитуды
сигнала при усилении приводит к снижению среднего значения КПД
в несколько раз по сравнению с его максимально возможным значением.
Этот недостаток может быть почти устранен в усилителях, работающих
в режиме D.
В усилительных каскадах с режимом D УЭ работает в ключевом ре-
жиме, т. е. находится либо в закрытом, либо в открытом состоянии.
Закрытое состояние УЭ характеризуется тем, что напряжение между
его выходными электродами максимально и близко к напряжению ис-
точника питания. В открытом состоянии ток через УЭ максимален, а
выходное напряжение близко к нулю. При ключевом режиме работы
потери энергии внутри УЭ очень малы, что дает возможность реализо-
вать КПД, близкий единице. Если считать УЭ идеальным ключом, то
ток в выходной цепи не будет зависеть от нелинейности его характерис-
тики, а это существенно снижает коэффициент нелинейных искажений
сигнал;!.
181
Режим D широко используется в устройствах для усиления прямо-
угольных импульсов произвольной длительности и скважности, когда
уровень импульсов на выходе устройства может не зависеть от их уров-
ня на входе. Такие усилители применяются в электронно-вычислитель-
ных машинах, а также в различных устройствах управления и регули-
рования.
Если уровень сигналов изменяется во времени, усиливаемое коле-
бание необходимо преобразовать в прямоугольные импульсы с частотой,
превышающей максимальную частоту сигнала, и скважностью, про-
порциональной амплитуде сигнала. При этом среднее значение тока
УЭ в нагрузке будет изменяться в соответствии с амплитудой усиливае-
мого сигнала.
Реализовать достоинства усилителей, работающих в режиме D,
можно лишь при наличии УЭ, обладающих хорошими ключевыми
свойствами, а также простых в работе и экономичных преобразующих
устройств. В настоящее время усилители класса D используются срав-
нительно редко.
6.4. ОДНОТАКТНЫЕ КАСКАДЫ
Принципиальные схемы. Принципиальные схемы однотактных око-
нечных каскадов усиления различаются типом и способом включения
УЭ, видами цепей межкаскадной связи и выходного устройства. В ка-
честве УЭ используются как транзисторы, так и электронные лампы;
наиболее часто применяют схему включения УЭ с общим эмиттирующим
электродом. В одиотактных оконечных каскадах УЭ работает, как пра-
вило, в режиме А. В качестве входных используются обычные межкас-
кадные цепи, иногда для снижения нелинейных искажений оконечного
каскада входная цепь преобразует выходное значение сопротивления
предоконечного каскада в заданное.
Схема выходной цепи оконечного каскада выбирается исходя из
ряда требований. Мощность, потребляемая оконечным каскадом от ис-
точника питания, как правило, значительна. Выходная цепь должна
рассеивать как можно меньшуючасть потребляемой от источника пита-
ния мощности и с наименьшими потерями передавать мощность усили-
ваемого сигнала от УЭ в нагрузку. Кроме того, выходная цепь должна
обеспечить преобразование заданного сопротивления нагрузки в оп-
тимальное сопротивление /?н~, нагружающего УЭ, при котором реали-
зуется максимальная мощность сигнала па выходе каскада.
Каскад с простейшей выходной цепью
реализуется при непосредственном включении нагрузки в выходную
цепь УЭ(рис. 6.13). В таком каскаде отсутствуют дополнительные дета-
ли, нет потерь мощности в выходной цепи, имеется возможность усиле-
ния сигналов в широкой полосе частот. Однако, как следует из схемы
рис. 6.13, через нагрузку протекает постоянная составляющая вы-
ходного тока, при этом рассеиваемая мощность значительна. Кроме
того, на нагрузке /?п имеется постоянный потенциал по отношению к
общему проводу, что также нежелательно. К тому же (как было пока-
зано в § 6.3) КПД оконечного каскада с непосредственным включением
182
в ъжмл
Рис. 6.13
Ивагрузки в выходной электрод УЭ низок и в пределе пои полном ис-
пользовании как тока, так и напряжения не превышает 25%. В реаль-
ных каскадах КПД ниже 20 % в транзисторном и 12% в ламповом.
Низкий КПД и недопустимость протекания постоянной составляющей
тока через нагрузку обусловили редкое применение схемы рис. 6.13.
Резисторный однотактный каскад. В таком
каскаде нагрузка /?п соединяется с выходным электродом УЭ через
.разделительный конденсатор Ср (см. рис. 6.1), который препятствует
протекайию через нагрузку постоянной составляющей тока УЭ. Однако
-применяется такая схема редко, так как КПД
.резисторного каскада на практике не превы-
шает в транзисторном усилителе 5—6%, а в
ламповом — 2—3%.
Каскад с динамической на-
грузкой. В качестве нагрузки в выход-
ной цепи УЭ можно использовать динамичес-
кое сопротивление, реализованное на основе
обычного транзистора. Использование дина-
мической транзисторной нагрузки позволяет
увеличить коэффициент усиления, расширить
динамический диапазон, снизить уровень
нелинейных искажений. Схемы усилительных каскадов с ди-
намической нагрузкой на биполярных транзисторах показаны на
рис. 6.14 и 6.15. На этих схемах VI —активный транзистор, V2—
нагрузочный, используемый как динамическое сопротивление. Транзис-
тор VI па рис. 6.14 включен по схеме с ОЭ, а на рис. 6.15 — по схеме
с ОК- Коэффициент усиления по напряжению Ка каскада по схеме с ОЭ
согласно (5.11) /<„ = оэ- Согласно этой формуле для увели-
чения Ки необходимо увеличить сопротивление переменному току
R~, которое равно сопротивлению параллельно соединенных выходного
сопротивления /?вых активного транзистора VI, резистора R в его кол-
лекторной цепи и па’ рузки /?„. Если сопротивление/? линейное, то с его
увеличением возрастает падение постоянного напряжения на нем, что
требует источника питания с большим напряжением. При динамической
нагрузке сопротивление R /?вых2 нагрузочного транзистора; так
как /?,!Ь1х2 достаточно большое, коэффициент каскада Ки получается
высоким. Введение местной ООС по току в нагрузочном транзисторе
за счет сравнительно невысокого сопротивления /?э2 (см. § 3.7) повышает
динамическое сопротивление /?пых2, которое примерно равно выходно-
му сопротивлению каскада с ОБ.
В усилительных каскадах рис. 6. 14 и 6.15 выходное сопротивление
переменному току нагрузочного транзистора /?СЬ1Х, зависит от амплиту-
ды выходного сигнала, что позволяет компенсировать нелинейность ха-
рактеристик активного транзистора, следовательно уменьшить нелиней-
ные искажения сигнала. Режим работы и его стабилизация нагрузочно-
го транзистора обеспечиваются резисторами R3, R4, R32 и диодом VD.
При использован и и динамической нагрузки в оконечных каскадах вы-
ходное сопротивление нагрузочного транзистора очень мало шунтиру-
ет нагрузку /?,., что позволяет существенно повысить использование
V83
источника питания и снизить потребляемый активным транзистором
ток покоя.
На рис. 6.16 приведены схемы усилительных каскадов с динамичес-
кой нагрузкой на полевых транзисторах: транзистор VI — активный,
a V2— нагрузочный. Транзистор VI включен по схеме с ОИ, a V2 по
схеме с ОЗ; по постоянному току оба транзистора включены последова-
тельно. Транзисторы обычно выбираются одного типа, что обеспечи-
вает лучшую температурную стабильность и облегчает выполнение
каскада по интегральной технологии. Вольт-амперная характеристика
динамического резистора зависит от способа включения затвора наг-
рузочного транзистора. Для транзистора V2 в усилительном каскаде
Рис. 6.14
Рис. 6.15
рис. 6.16а она аналогична обычной стоковой характеристике. При
таком включении транзистора V2 с учетом местной обратной связи
в нем из-за резистора R3 сопротивление динамической нагрузки полу-
чается максимальным, что обеспечивает максимальный коэффициент
усиления каскада.
Однако стабильность рабочей точки в таком каскаденизка. Повысить
ее можно при включении нагрузочного транзистора V2 по схеме с ОЗ,
показанной на рис. 6.166. Несмотря на меньший коэффициент усиле-
ния, чем в усилительном каскаде рис. 6.16а, из за лучшей стабильности
и меньших нелинейных искажений усилительный каскад по схеме
рис. 6.166 чаще используется. Динамический диапазон этого каскада и
коэффициент нелинейных искажений существенно зависят от напряже-
ния Есм на затворе нагрузочного транзистора V2. Для этой схемы коэф-
фициент усиления по напряжению Ки = SXR~, где St — крутизна
активного транзистора V/, a R~ равно сопротивлению параллельно
соединенных RB, /?вых1, /?Вых2- Усилительные каскады на МДП-
транзисторах с динамическим сопротивлением обычно выполняются
по интегральной технологии и, как правило, используется нагрузоч-
ный транзистор, включенный по схеме с ОЗ.
Генераторы стабильного тока, имеющие динамическое сопротив-
ление, особенно часто применяют в дифференциальных усилителях
(см. § 8.4). Широкое применение в однотактных оконечных каскадах
184
' нашло трансформаторное выходное устройство, принципиальная схема
которого показана на рис. 6.17.
Однотактные трансформаторные каскады. Основное достоинство
оконечного трансформаторного каскада — значительно более высокий
КПД, который в предельном случае может достигать 50 %. К тому же,
выбирая соответствующий коэффициент трансформации, можно обеспе-
чить высокий КПД при работе на нагрузку, сопротивление которой
может быть как малым, так и большим. К недостаткам трансформатор-
ного каскада можно отнести большие размеры, массу и стоимость,
сравнительно узкую полосу рабочих частот, невозможность выполнения
усилителя по интегральной технологии.
Рис. 6.16
Общие соотношения. Приведем некоторые общие соот-
ношения, справедливые при любых типах УЭ, используемых в транс-
форматорном оконечном каскаде. Положим, что УЭ имеет семей-
ство идеализированных выходных статических характеристик, приве-
денных на рис. 6.18, и что потери в первичной обмотке выходного транс-
форматора близки к нулю, т. е. rt = 0. Тогда динамическая выходная
характеристика постоянного тока без учета влияния сопротивления
Rg имеет нагрузочную прямую, перпендикулярную оси абсцисс с ко-
ординатой — Е. Поскольку УЭ работает в режиме А, точка покоя
имеет координаты /0> Uo- При подаче на вход синусоидального нап-
ряжения выходные ток и напряжение будут близки к синусоидальным.
Это позволяет считать среднее значение за период сигнала выходного
тока УЭ /ср — /0, а среднее значение выходного напряжения (70Р =
— Uo. Мощность, отдаваемая УЭ Р~ = 0,5/mBbIX Uтвь1Х, а средняя
мощность, потребляемая от источника питания, Ро = ^ср^ср ==
Таким образом, от источника питания потребляется мощность Ро,
а от УЭ отдается Р~. Очевидно, что разность этих мощностей вы-
деляется (рассеивается) на выходном электроде УЭ. Мощность рассея-
ния
Ррас = Л) - (6-14)
С изменением уровня сигнала на входе усилителя изменяется мощ-
ность Р~, а мощность Ро неизменна. При амплитуде входного сигнала
Umn„ — 0 мощность Р~ = 0, а мощность рассеяния Ррас максимальна.
185
Максимальной мощность Ррас будет не только при Uтвх = 0, но и при
обрыве цепи и коротком замыкании нагрузки. В этих случаях Ррас =
-- Не-
мощность Ррас является одной из исходных при выборе УЭ для
оконечного каскада. Известно, что любой УЭ имеет ограниченную мощ-
ность, которую он может рассеять в видетеплана выходном электроде.
Обычно в справочнике это значение допустимой мощности рассеяния
Прае, доп- По известному значению мощности Ppac выбирают такой УЭ,
для которого выполнялось бы неравенство
Прае.дои (М 1>2) Нрас.
Рис. 6.17 Рис. 6.18
При наличии трансформатора в выходной цепи УЭ часть мощности
Р^ теряется в нем. Эти потери определяют КПД трансформатора ртр.
Тогда мощность, выделяемая enaipysKc /?„, Ри = qrp/\,. Величину
ртР выбирают в зависимости от мощности Р~: чем выше мощность
/\,темр.гр берется больше.
Для выходной цени УЭ q = Р^,!Рп. С учетом этого
(6.15)
Подставляя в выражение для г] значения мощностей Р~ и Ро, получаем:
(6.16)
где ф — /т вых^Л) — коэффициент использования тока питания;
s ~ Uш’л-лРUъ — коэффициент использования напряжения питания.
При ночном использовании ф = £ = 1, КПД выходной цепи макси-
мален и равен 0,5. Это еще раз подтверждает высказанное ранее поло-
жение, что оконечный трансформаторный однотактный каскад усиления
может иметь в предельном случае 1] — 50%.
186
Подставляя (6.16) в (6.15), получаем
(6.17)
Как следует из (6.17) при ф = g = 1 Рр&с = Р~; при ф = 1, g = 0.5
Ррас — ЗР~. Отсюда видно, что мощность рассеяния УЭ при заданной
мощности Р~ зависит от КПД выходной цепи УЭ, т. е. от использова-
ния тока и напряжения источника питания. В среднем для однотактно-
го трансформаторного каскада, работающего в режиме А, Ррас =
₽(1,5-?3) Р~.
Особенности трансформаторного каскада
на биполярном транзисторе, включенном по
схеме с ОЭ. Принципи-
альная схема такого кас-
када показана на рис. 6.17,
семейство выходных стати-
ческих характеристик на
рис. 6.19.
В трансформаторном
каскаде коэффициент тран-
сформации п = &y2/c£’lt со-
противление нагрузки пе-
ременному току RH~ —
= G 4- Г2 + Rh , сопротив-
ление нагрузки постоянно-
му току Рн= = g + RJhnfr
При изменении входного
сигнала рабочая точка
должна перемещаться по
выходным характеристи-
кам УЭ только в рабо- ис‘ 6’ 9
чей области, ограничен-
ной несколькими запретными зонами (заштрихованы на рис. 6.19).
Так, рабочая точка не должна заходить в зону I, так как при этом ток
1 ь.мин можег стать меньше начального неуправляемого тока коллекто-
ра; в зону //, так как напряжение (Ук.э.мип ограничено остаточным на-
пряжением Uост на УЭ; в зону ///, так как ток /к>чакс не должен пре-
вышать паспортное значение максимального допустимого тока коллек-
тора /к.макс, дои» в 30НУ 7 V, так как мощность рассеяния данного тран-
зистора должна быть меньше максимально допустимой мощности
Т’рас.доп» в зону V, так как в этой зоне напряжение (7к.э.макс тран-
зистора может превысить его максимально допустимое значение
77к.э.ма нс.дои-
В транзисторных каскадах значения £ и ф лежат, как правило, в
пределах от 0,9 до 1. Положим, £ — ф — 0,9, тогда согласно (6.17)
Ррав — Р~, а мощность, потребляемая от источника питания при
максимальном сигнале, Ро = Ррас 4- Р~ =2,5 Р___При работе кас-
када в режиме А мощность Ро не зависит от сигнала на его входе. Тогда
в отсутствие сигнала вся мощность Ро рассеивается на УЭ, поэтому
187
Ррас = PQ = 2,5 Р~. Мощность Р~ = 0 не только при отсутствии
сигнала на входе усилителя, но и при обрыве и замыкании нагрузки.
Поэтому в транзисторном трансформаторном каскаде, работающем в
режиме А, замыкание и обрыв нагрузки опасны, так как при этом
на УЭ рассеивается максимальная мощность Ррас = 2,5 Р~.
Напряжение покоя (У к.э0 в транзисторном каскаде обычно стремятся
брать как можно больше, но не выше 0,3—0,4 от допустимого напряже-
ния между выходными электродами УЭ СД.э.макс. доп- Это связано с тем,
что с повышением £/к.эо растет коэффициент усиления каскада, умень-
шаются нелинейные искажения сигнала, требуется меньшая мощность
на входе УЭ, повышается экономичность источника питания. Действи-
тельно, если взять напряжение Uк.эо меньше, то для обеспечения задан-
ной мощности Р~ необходимо увеличивать Iтк и Iк0. При этом тре-
буемые значения входных тока /т0 и напряжения Uтб-э увеличатся,
следовательно, увеличится мощность Рвх; это означает, что коэффици-
ент усиления по мощности каскада при неизменной мощности Р~ умень-
шится. К тому же с увеличением /тк и /пгб возрастает область ис-
пользуемых значений токов, что ведет к увеличению нелинейных
искажений сигнала.
Поскольку максимальная мощность рассеяния Рра0 = (2,54-3) Р~ =я
— Рц — IKQ (7к.Э0> ТО
/ко = (2,54-3) PJU K,3Q. (6.18)
Транзисторный трансформаторный каскад обычно рассчитывается
в следующей последовательности По заданной мощности в нагрузке
Рп выбирается значение КПД трансформатора цтр и определяется тре-
буемая мощность Р— РпЛтр’ Далее находят мощности Ро » 2,5 Р~
и Рра(. = 2,5 Р~. Полагая Рра(..ПоП = (1,14-1,2) Ррас, выбирают в
справочнике по найденному значению Ррас.Доп подходящий тип тран-
зистора Для выбранного транзистора из справочника берется значе-
ние напряжения Uк.э макс.доО> 110 которому определяется напряжение
покоя Uь<э0 = (0,34-0,4) £/K.d.MaM‘.uc.ir Затем по (6.18) находят ток по-
коя /ь.0 Знание тока и напряжения покоя позволяет определить сопро-
тивление нагрузки УЭ переменному току U mudI Дк.ао//ко-
Учитывая координаты точки покоя и сопротивление RH^, строят
нагрузочную прямую переменного тока. Для определения напряже-
ния источника питания Е строят нагрузочную прямую постоянного
тока (рис. 6.19), которая проходит через точку покоя с наклоном, опре-
деляемым сопротивлением Ru= = g+/?3/^216 = r\ + h2laRa/(l 4- /г21э).
Нагрузочная прямая переменного тока позволяет графическим путем
определить такие параметры каскада, как коэффициенты усиления по
току и напряжению, входное сопротивление и т. д.
Для определения коэффициента нелинейных искажений строят
сквозную динамическую характеристику, по которой определяют /?Р
методом пяти или трех ординат. В реальных каскадах ампли-
туды положительной и отрицательной полуволн выходного тока мо-
гут значительно отличаться, при этом амплитуда второй гармоники в
выходном токе существенна, что определяет достаточно большой коэф-
фициент kc. Можно показать, что нелинейности входной и выходной
188
цепей УЭ создают вторую гармонику с различными фазами. Если из-
менять сопротивление источника сигнала от малого значения до боль-
шого, то изменение фазы второй гармоники возможно только при про-
хождении амплитуды этой гармоники через нуль при оптимальном со-
противлении /?и.опт- При этом минимален и в транзисторном каска-
де примерно равен 7—10 %, Зависимости kr от сопротивления Ra при
различных схемах включения транзистора показаны на рис. 6.20.
Оконечный каскад на транзисторе, вклю-
ченном по схеме с ОБ, рассчитывается аналогично каскаду
с ОЭ по соответствующим выходным характеристикам УЭ; однако ми-
нимум нелинейных искажений получается при максимально возможном
Рис. 6.21
сопротивлении источника сигнала. Каскад по схеме с ОК можно рас-
считывать по выходным характеристикам транзистора, включенного
по схеме с ОЭ; при построении входной характеристики необходимо
учитывать, что входное напряжение каскада с ОК равно сумме напря-
жения 6/б.э и падения напряжения на сопротивлении нагрузки lmKRa~.
Нелинейные искажения в каскаде с ОК получаются при минимальном
сопротивлении источника сигнала (см. § 7.4).
Оконечный однотактный трансформатор-
ный каскад на экранированной лампе пока-
зан на рис. 6.21. Анализ лампового оконечного каскада в основном сов-
падает с анализом транзисторного усилителя. Тип лампы выбирают
либо по отдаваемой мощности, либо по допустимой мощности рассея-
ния па аноде Ра.Доп- Напряжение в точке покоя t/a0 обычно берут рав-
ным рекомендуемому в справочнике. Ток покоя находят по формуле
/ао = (0,8-т-0,9)Ра.доп/6/а0.
Далее откладывают координаты точки покоя на семействе стати-
ческих анодных характеристик и определяют необходимое отрицатель-
ное смещение на управляющей сетке UCQ. Амплитуду входного сигнала
принимают равной напряжению t/c0, при этом рабочая точка будет пере-
мещаться от статической характеристики при напряжении на управля-
ющей сетке ис = 0 до статической характеристики при ис = 2UCO.
Тогда отдаваемая пентодом мощность сигнала Р~ = 0,125 (/а.маКс-7
__/а мип)2/?НЛ,; эта мощность близка к максимальной, когда верхний
конец нагрузочной прямой переменного тока проходит через сгиб анод-
189
ной статической характеристики при ис = 0. Обычно наклон нагрузоч-
ной прямой выбирают таким образом, чтобы ее отрезок между статичес-
кими характеристиками при ис = 0 и uc = Uc0 был на 10—20 %
больше отрезка между статическими характеристиками при ис =
= Uc0 и ис = 2б/с0. При таком наклоне нагрузочной прямой мощность
Р~ близка к максимальной, а нелинейные искажения сигнала близки
к минимальным. После построения нагрузочной прямой переменного
тока определяются все параметры каскада по методике, изложенной
при анализе транзисторного каскада.
Заметим, что у электровакуумных УЭ мощность рассеяния практи-
чески не зависит от температуры окружающей среды. Коэффициенты
использования тока и напряжения источника питания в каскадах на
электронных лампах ниже, чем в транзисторных и составляют: для
пентода Е = 0,84-0,9, ф — 0,84-0,9; для вакуумного триода £ = 0,44-
4-0 6, ф = 0,84-0,9.
В трансформаторном каскаде на вакуумном триоде сопротивление
Ru~ выбирается обычно равным (2,54-4) Rh где Ri — внутреннее со-
противление триода в точке покоя. При этом отдаваемая мощность
близка к максимальной, коэффициент нелинейных искажений доста-
точно мал, а КПД сравнительно высок,
Тепловой режим. Мощность, рассеиваемая на УЭ, преобразуется
в тепловую, которая вызывает его нагрев. Повышение температуры УЭ
может привести к изменению его основных параметров, а при сильном
нагреве УЭ может выйти из строя. Все это говорит о том, что при про-
ектировании оконечного каскада необходимо значительное внимание
уделить тепловому режиму УЭ.
В маломощных электронных лампах анод обычно нагревается до не-
скольких сотен градусов Цельсия, однако это, как правило, не наруша-
ет работы лампы, а тепло отводится естественным путем без примене-
ния специальных мер охлаждения. В каскадах на мощных электрон-
ных лампах для предотвращения выхода анода из строя применяют как
воздушное, так и водяное охлаждение.
Особенно большое внимание тепловому режиму уделяется в тран-
зисторных усилительных каскадах. Допустимая мощность рассеяния
транзистора будет существенно зависеть от быстроты и качества отвода
тепла от его коллектора.
Рассмотрим условия теплоотдачи в транзисторе, работающем без
отдел иного гшошпет о теплоотводящего устройства радиатора. Как уже
говорилось, па коллекторном переходе транзистора рассеивается опре-
деленная мощность Ррас. Это приводит к увеличению температуры пере-
хода Поскольку температура окружающей среды /с отличается от
/п, пошляется разность температур А/ = /п — /с. Эта разность тем-
ператур является тсплодвижущей силой, создающей поток тепла. Ко-
личество тепла, передаваемого от коллекторного перехода транзистора
к окружающей среде в единицу времени, как бы тепловой ток, по сути
дела и выражает мощность Ppac- Коэффициент пропорциональности
между теплодвижущей силой и тепловым током, по аналогии с законом
Ома, называют тепловым сопротивлением Rta.c, размерность которого
190
°С/Вт. Индекс обозначает, что теплопередача происходит от пере-
хода транзистора к окружающей среде. Тогда
/’рас = (^п ОТп.с (6.19)
Чем больше размеры транзистора и, следовательно, его поверхность,
тем меньше сопротивление /?<п.с. У самых маломощных транзисторов
/^пС достигает 1000°С/Вт, у самых мощных не превышает 20°с/Вг.
В транзисторах без радиатора сопротивление Rlnc складывается
как бы из двух тепловых сопротивлений: Rtn.K — переход — корпус
транзистора и RiK.c — корпус транзистора — окружающая среда;
Р/п.с Pfa- к Т~ Rix.с (6.20)
Тепловые сопротивления Р/пк и Р/К.с являются параметрами данно-
го типа транзистора и обычно приводятся в справочной литературе.
При этом, как правило, выполняется неравенство Rta.K < Ria.G. При
использовании радиатора в цепи теплопередачи появляется еще одно
звено: корпус транзистора — радиатор, которое можно охарактери-
зовать тепловым сопротивление.м Rt к>р. Тогда полное тепловое сопро-
тивление транзистора с радиатором
/11-С
(6.21)
где Rtp.c — тепловое сопротивление перехода, от радиатора к окружа-
ющей среде.
Сопротивление /?<к.р при хорошем креплении транзистора на радиа-
торе примерно на порядок меньше сопротивлений /?•„.« 11 ^/р.с» 11
поэтому при расчетах обычно не учитывается. Для уменьшения сопро-
тивления /?п..р соприкасающиеся поверхности радиатора и. транзис-
тора тщательно шлифуют и крепко прижимают друг к другу. Тогда
с учетом (6.19) и (6.21)
/’рас = (/„ ~ /сЖп.к + ^р.с). (6.22)
Из (6.22) следует, что с увеличением /с мощность Ррас уменьшается, при
этом
рас.доп
п.макс
с.макс)/(/ч ц.к
I п \
I р.с/’
(6.23)
где /с.макс — максимальная температура окружающей среды. Темпе-
ратура /„.макс неизменна для данного типа материала, равна максималь-
ной температуре коллекторного перехода и указывается в справочни-
ке. Тогда с увеличением /с, т. е. с уменьшением Ррас.доП'гРаНЗИСТОР м0‘
жет не обеспечить в нагрузке заданной Тепловое сопротивление
Rtp.c = 1/ат /7Р, (6-24)
где ат — коэффициент теплоотдачи нагретой поверхности радиатора,
Вт/(м2-°С); Пр — поверхность радиатора, м2. Коэффициент теплоот-
дачи зависит от многих факторов: от материала радиатора, его кон-
струкции, обработки поверхности радиатора и т. д. Так, для верти-
кальной алюминиевой пластины толщиной около 2,5 мм без специалfa-
191
ной обработки ее поверхности ориентировочное значение коэффициента
от « 13 Вт/(м2-°С); для отпескоструенной и зачерненной поверхности
этой пластины от ~ 21 Вт/(м2-°С). Необходимо заметить, что приведен-
ные значения коэффициентов от справедливы для площади радиатора
от 20 до 250 см2.
Из (6.22) и (6.23) видно, что при близком к или мень-
шем А’/П.в, для заданных /п и tc с помощью радиатора можно увели-
чить» мощность РраС в несколько раз. Физически это объясняется тем,
что с уменьшением Р/р.с увеличивается отвод тепла от коллекторного
перехода, а следовательно, рассеиваемая мощность будет уменьшаться.
Для уменьшения размеров радиатора его часто делают ребристым.
6.5. ДВУХТАКТНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ КАСКАДЫ
Принципиальные схемы и свойства двухтактных каскадов. Двух-
тактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента,
работающие на общую нагрузку, выходные токи которых сдвинуты по
фазе на 180°. Каждый УЭ с соответствующими цепями образует плечо
двухтактного каскада. Обычно говорят, что плечи двухтактного каскада
работают в противофазе.
Разновидности принципиальных с х е м. В за-
висимости от способа управления УЭ двухтактные каскады делятся
на три типа.
Каскады с параллельным управлением однофазным входным напря-
жением. В таких каскадах входной сигнал подается сразу на оба плеча
схемы от одного источника сигнала, создающего однофазное напряже-
ние, т. е. возбуждение двухтактного каскада ведется от обычного одио-
такгного каскада. Для противофазной работы плеч в каскадах с парал-
лельным возбуждением требуются транзисторы с различным типом про-
водимости в плечах (р-п-р и п-р-п) Каскады с первым типом управле-
ния широко применяются в бестрансформаторных усилителях, рас-
смотренных в § 6.6.
Каскады с параллельным управлением двухфазным напряжением
сразу двух плеч двухтактной схемы от одного источника сигнала. В та-
ких каскадах используются однотипные УЭ. Для получения двухфаз-
ного напряжения сигнала используются либо специальные фазоинверс-
ные каскады, либо трех обмоточные трансформаторы. Каскады второго
типа обычно используются в трансформаторных усилителях, рассмотре-
ние которых проводится в данном параграфе.
Каскады с последовательным управлением однофазным напряже-
нием. В этих каскадах напряжение от источника сигнала подается на
вход первого, ведущего плеча, с выхода которого сигнал прикладыва-
ется к входу второго ведомого плеча. В каскадах третьего типа исполь-
зуются УЭ с одинаковым типом проводимости, выходная цепь, как пра-
вило, бестрансформаторная.
В двухтактных трансформаторных транзисторных каскадах первых
двух типов обычно используются схемы включения с ОЭ и ОБ, в бест-
рансформаторных — схемы с ОЭ и ОК- При этом возможны режимы
192
Рис. 6.22
как А, так и В. В каскадах третьего типа используются схемы включе-
ния транзисторов с ОЭ, реже с ОК; при этом можно применять лишь ра-
боту УЭ в режиме А.
Транзисторные двухтактные каскады. Прин-
ципиальные схемы трансформаторных двухтактных транзисторных
оконечных каскадов при включении транзисторов по схеме с ОЭ показа-
ны на рис. 6.22 и 6.23. На рис. 6.22
приведена схема каскада при рези-
стивно-емкостной связи с предоко-
нечным каскадом, а на рис. 6.23—
при трансформаторной связи.
В усилительных каскадах исполь-
зована эмиттерная стабилизация:
на рис. 6.22 каждый транзистор име-
ет индивидуальный делитель смеще-
ния Rl, R2; при трансформаторной
связи (рис. 6.23)—делитель Rl, R2
общий на оба транзистора. Резисто-
ры R'3 и могут включаться в
каскад для симметрирования плеч
двухтактной схемы и дополнительной стабилизации. При работе УЭ
в режиме В резисторы /?э, R'3 wRl отсутствуют. Для выравнивания кол-
лекторных токов плеч один из резисторов R1 или /?э иногда делают
регулируемым. Входные напряжения нвх1 и нвх2 равны по величине
I
I
Рис. 6.23
и противоположны по фазе. Трансформатор Твх обеспечивает получе-
ние двухфазного напряжения, необходимого для возбуждения оконеч-
ного каскада.
Ламповые двухтактные каскады. Принципи-
альная схема лампового двухтактного каскада усиления мощности по-
казана на рис. 6.24. При работе лампы в режиме А вместо источника
фиксированного смещения на управляющую сетку лампы используют
цепочку автоматического катодного смещения. Если напряжение на
экранирующей сетке меньше напряжения на аноде, то применяют га-
7 Зак. 1456 193
сятций резистор и блокировочный конденсатор, а при большом отличии
напряжений или при большой выходной мощности питание экраниру-
ющей сетки может осуществляться от отдельного источника.
Примерами усилителей на электронных лампах являются усилите-
ли для проводного вещания (их мощность достигает 30—50 кВт) и мо-
дуляционные усилители (модуляторы) радиовещательных передатчи-
ков длинных, средних и коротких волн с анодной модуляцией (мощ-
ность до 1—2 МВт). Получение таких больших мощностей от современ-
ных транзисторов с единичной мощностью не более 250 Вт потребует
совместного использования от
нескольких сотендотысяч тран-
зисторов, что вряд ли целесооб-
разно. В усилителях проводного
вещания и модуляторах веща-
тельных передатчиков необходи-
ма глубокая ООС, обусловлен-
ная малыми допустимыми иска-
жениями и у проводных усили-
телей необходимостью стабили-
зации выходного напряжения
при изменении сопротивления
нагрузки. Реализация такой
ООС даже в ламповых усилите-
Рис, 6.24 лях сопряжена с известными
трудностями; в транзисторных
, усилителях из-за дополнитель-
ных фазовых сдвигов такая ООС может оказаться невозможной из-за
возникновения самовозбуждения. Поэтому весь мощный усилитель
охваченный глубокой ООС, делается ламповым.
Упрощенная принципиальная схема модуляционного усилителя на
электронных лампах показана на рис. 6.25. Усилитель содержит четы-
ре каскада усиления. Выходной каскад для повышения КПД работает
в режиме В и строится по двухтактной схеме. В наиболее мощных уси-
лителях выходные каскады приходится строить на мощных генератор-
ных триодах серии ГУ, являющихся «правыми» лампами и потому рабо-
тающими с большими токами управляющей сетки (режим В2). Сеточ-
ная цепь лампы в режиме В2 является нелинейным сопротивлением для
предшествующего каскада. Напряжение в цепи сетки до 1000 В, ток —
до нескольких ампер. Для снижения нелинейных искажений предоко-
нечного каскада при работе на нелинейную нагрузку необходимо обес-
печить его малое выходное сопротивление. Обычно это достигается по-
строением предоконечного каскада по схеме катодного повторителя,
работающего в режиме В. Для этой цели промышленность выпускает
специальные лампы серии ГМ — «левые» триоды, рассчитанные на по-
лучение большого анодного тока в режиме без сеточных токов. Как из-
вестно, на вход катодного повторителя необходимо подавать напряже-
ние, равное сумме напряжений возбуждения выходного каскада и пов-
торителя и достигающее в подобных усилителях 1200—1500 В. Поэто-
191
. му третий от выхода каскад приходится строить также на лампах с вы-
соким анодным напряжением; здесь удается использовать генератор-
ные тетроды или пентоды в режиме класса А. В четвертом от выхода
каскаде, выполняемом обычно на маломощных генераторных тетродах
или пентодах и работающем в классе А, обеспечивается введение напря-
жения ООС. Для удобства подачи ООС и взаимных связей каскадов все
они, как и выходной, выполняются двухтактными. Цепи межкаскад-
ной связи — резистивные (иногда резистивно-дроссельные). Трансфор-
Рнс. 6.25
маторы в ООС не включаются для избежания дополнительных фазовых
сдвигов, препятствующих введению глубокой ООС.
Свойства двухтактных схем. Широкое применение
двухтактных оконечных каскадов обусловлено целым рядом положи-
тельных свойств двухтактной схемы. Проанализируем общие свойства
двухтактной схемы на примере схемы транзисторного оконечного
каскада с параллельным управлением двухфазным напряжением
(рис. 6.23). Положим напряжения мВ {1 и wBX2 имеют полярность, пока-
занную на схеме. Эти напряжения при косинусоидальном входном сиг-
нале можно представить следующим образом:
Мвх1 — U т COS МВХ2 = U т COS (й)/ -ф л) = — U т COS
где Uт — амплитуда входного сигнала.
7*
Под действием напряжения «вх1 в коллекторной цепи транзистора
VI течет ток iK1. В достаточно общем виде, независимо от режима ра-
боты УЭ, ток /К1 можно представить в виде следующего ряда Фурье:
= ^ер + I mi COS (tit + 1 т2 COS 2(0 + I m3 COS 3(iit + •••, (6.25)
где /ср — среднее значение коллекторного тока, а /т1, /тг, /,пз...—
амплитуды гармоник.
Начальными фазами гармоник тока, не играющими в данном случае
особой роли, можно пренебречь. Ряд Фурье для тока ZK2 получим заме-
ной в выражении для тока tK1 значений Mt на (о/ + л, т. е. таким обра-
зом учтем противофазность напряжений на входе. Для идеально сим-
метричной двухтактной схемы
/к2=/сР — /т1 cos ait + 1 т2 cos 2(о/—Лиз cos Зсо/ + ... (6.26)
Обе половины первичной обмотки выходного трансформатора двухтакт-
ного каскада наматываются в одном направлении. Выходные токи плеч
гы и гк2 обтекают эти половины обмоток в противоположных направле-
ниях; ток /К1 втекает в начало обмотки, а ток iк2 в ее конец. Поскольку
токи /К1 и гк2 протекают в первичной обмотке трансформатора в разных
направлениях, они создают результирующий магнитный поток, про-
порциональный разности токов гк] —*к2- Ток каскада в нагрузке tH
пропорционален результирующему магнитному потоку, следователь-
но, ток в нагрузке будет пропорционален разности токов плеч;
й = o' (Ла — Л2) = с'(2/те] cos Mt + 2/ ,)l3 cos Зсо/ + ...), (6.27)
где с' — некоторый коэффициент пропорциональности.
Анализируя (6.27), можно сделать ряд важных выводов.
Поскольку выходной ток содержит только нечетные гармоники, в
двухтактном каскаде происходит компенсация четных гармоник то-
ков плеч в нагрузке. Четные гармоники компенсируются вследствие
того, что они синфазны в плечах, а ток в нагрузке равен разности то-
ков плеч. Из-за указанного свойства двухтактной схемы уровень нели-
нейных искажений сигнала в ней существенно меньше Компенсация
четных гармоник дает возможность использовать в каскаде экономич-
ный режим В, при работе в котором ток УЭ имеет большой уровень чет-
ных гармоник.
Очевидно, что на выходе каскада будут компенсироваться все поме-
хи, наводимые синфазно в плечах оконечного каскада как от источника
питания (например, фона), так и от других источников. Это снижа-
ет чувствительность двухтактного каскада к пульсациям питающего,
напряжения, что позволяет упростить (а, следовательно, и удешевить)
сглаживающие фильтры выпрямителей, питающих усилительный кас-
кад. Кроме того, при этом динамический диапазон усилителя увеличи-
вается.
Разностный ток плеч не содержит постоянной составляющей тока,
при этом отсутствует постоянное подмагничивание сердечника выходно-
го трансформатора Это позволяет использовать данный трансформа-
тор при более высоком уровне выходного сигнанала или при заданной
196
выходной мощности существенно снизить его габариты, массу и стои-
мость.
Ток в общих для двух плеч проводах (в частности, в проводах пита-
ния) равен сумме токов плеч:
fs ^'к2 == -4~ 2/т2 cos 2(ot Т* ... (6.28)
Поэтому суммарный ток содержит постоянную составляющую и четные
гармоники. Это обусловливает еще одно преимущество двухтактной
схемы — ток., протекающий через источник
питания и в. общих проводах не содержит не-
четных гармоник. Следовательно, в этом токе
отсутствует основная частота сигнала, из-за
чего заметно снижается паразитная межкас-
кадная обратная связь через источник пита-
ния, упрощаются развязывающие фильтры.
В режиме А появляется возможность рабо-
тать без блокировочных конденсаторов, что
уменьшает линейные искажения в усилителе.
Указанные достоинства настолько суще-
ственны, что несмотря на усложнение схемы
двухтактные оконечные каскады применяются
почти всегда, начиная с мощности в нагрузке
в 2—3 Вт, а при питании от дорогостоящих
источников (например, сухих элементов и
т. д.) даже начиная с мощности в десятые до-
ли ватта.
Двухтактный каскад в режиме А. При ра-
боте УЭ в двухтактном каскаде в режиме А
рассчитывают одно плечо каскада по методи-
ке, изложенной при расчете однотактного
трансформаторного оконечного каскада. От-
личие состоит лишь в том, что расчет произ-
водят на мощность, равную половине той, ко-
торую должен отдать каскад в нагрузку, т. е.
Р~ = ^н/2т].Гр. Это связано с тем, что мощ-
ность в нагрузке обеспечивается в равной ме-
ре обоими плечами. При расчетах под коэф-
Рис. 6.26
фициентом трансформации, так же как и в однотактном каскаде, пони-
мают п — w2/wL, но в формулах для п однотактного каскада необхо-
димо заменить на
Диаграммы токов в различных точках двухтактной схемы показаны
на рис. 6.26. Ток в нагрузке определяется суммарной амплитудой кол-
лекторных токов ZK1 и ZK2, так как несмотря на то, что эти токи и проте-
кают в первичной обмотке трансформатора навстречу друг другу, они
имеют противоположную полярность. Суммарный ток Zv в общих про-
водах Zs = 2/сР и не имеет переменных составляющих.
В двухтактных каскадах с экранированными лампами наклон на-
грузочной прямой переменного тока выбирают более крутым, чем в
однотактном каскаде. Это связано с наличием в двухтактном каскаде
197
компенсации четных гармоник; наибольшая мощность на выходе кас-
када при наименьших нелинейных искажениях получается при таком
наклоне нагрузочной прямой, когда ее отрезок между статическими
характеристиками при wc = 0 и пс = UcQ будет на 30—50% больше
отрезка между статическими характеристиками при ив — U0Q и пс =
= 2 Uc0.
Двухтактный каскад в режиме В. Анализ двухтактного каскада в
режиме В проведем на примере транзисторного усилителя, полагая кас-
кад идеально симметричным, а выходные характеристики транзисторов
имеющими вид линейно-ломаных линий (рис. 6.27). Нагрузочная пря-
мая переменного тока проходит через точку на оси абсцисс с координа-
той мк.э = Е'. Заметим, что для рассматриваемого идеализированного
случая ток базы /бо в точке покоя равен нулю. В реальном каскаде этот
ток всегда имеет некоторое конечное значение. Однако в реальном сим-
метричном каскаде нагрузочная прямая переменного тока все равно
проходит не через точку покоя, а через точку на оси абсцисс с коорди-
натой мк.э = Это объясняется тем, что магнитодвижущие силы, соз-
даваемые токами /бо двух плеч, взаимно компенсируются, так как эти
токи протекают в первичной обмотке трансформатора в противополож-
ные стороны.
Диаграммы токов в различных точках двухтактной схемы, работаю-
щей в режиме В, показаны на рис. 6.28. Как следует из этих диаграмм
при синусоидальном входном сигнале в коллекторных цепях транзисто-
ров (в плечах каскада) протекают косинусоидальные импульсы тока с
углом отсечки 0 = 90° и максимальным значением /к.макс. Одно плечо
каскада работает в течение одного полупериода сигнала, второе плечо
в течение другого. Однако ток в нагрузке протекает в течение всего пе-
риода сигнала, так как токи tK1 и гк2 протекают в первичной обмотке
198
.трансформатора в разные стороны. Суммарный ток имеет вид импуль-
сов, следующих с удвоенной частотой сигнала.
Анализ работы транзисторного двухтакт-
ного оконечного каскада в режиме В удобно
проводить, как и для каскада в режиме А, для одного плеча с исполь-
зованием семейства выходных характеристик одного транзистора. По-
скольку в каскаде в режиме В каждое плечо работает только половину
периода сигнала, рассмотрение про-
водят для половины периода, получая
результаты, справедливые для всего
каскада за период сигнала.
Косинусоидальный импульс тока
коллектора с углом отсечки 90° мож-
но разложить в ряд Фурье:
к-макс
к ‘мзко cos со/ -4
X /,. cos 2cof —
LA ’ ii I J Jl Vr
Лл-макс COS 4со/ -ф ...
(6.29)
Согласно (6.29) среднее значение кол-
лекторного тока одного плеча за пе-
риод сигнала /ср.ил = (1/л)/к.макс.
Среднее значение тока двухтактной
схемы равно удвоенному току /ср.пл>
т. е. /ср = (2/л) /к.макс- Амплитуда
тока первой гармоники в одном пле-
че за период сигнала при угле отсеч-
ки 0=90° равна /min.-i= 0,5 /к.макс-
Очевидно, что за половину периода
в одном плече амплитуда тока первой
Рис. 6.28
ГарМОНИКИ /,п1 = /«.макс-
Отдаваемая работающим плечом за половину периода или всем кас
кадом за полный период сигнала мощность сигнала
== 0,5/
к-макс
к.э.макс
(6.30)
Потребляемая за период сигнала всем каскадом от источника пита-
ния с напряжением Е мощность
(6.31)
Рассеиваемая на коллекторе одного транзистора за период сигнала
мощность
/’Рае = 0,5(Р0-/’„) =
Лз-макс
Л
к макс ^к.э*макс^’ (6.32)
199
Учитывая, что сопротивление нагрузки плеча переменному току
/?н~пл —^н.э.мако^к.макс» а Коэффициент ИСПОЛЬЗОВЗНИЯ напряжения
источника питания | = Uк.э.макс/Uк<90 (6.32) можно переписать;
рас
иъ I
17к.э о 1 к-макс
к.э.ьакс
к .э.макс
к.э О
к- э.макс
к.э о
(6.33)
Согласно (6.33) мощность Ppac зависит от коэффициента использова-
ния напряжения источника питания |, т. е. по существу от уровня вход-
ного сигнала (£ == ^к.эмакс^ ^твх). Зависимость рассеиваемой на
коллекторе одного транзистора мощ-
Рис. 6.29
ности Рра0 от амплитуды входного
сигнала при работе каскада в режи-
ме В показана на рис. 6.29. Посколь-
ку мощность Ро пропорциональ-
на амплитуде входного сигнала, а
мощность Ррас ее квадрату, то дол-
жно быть такое значение амплитуды
входного сигнала и соответствен-
но £ = £Кр, ПРИ которой мощность
Ррлс будет максимальной. Для оп-
ределения значения |кр продиффе-
ренцируем (6.33) по £ и приравняем производную нулю: 1/л — 0,5£кр =
= 0. Решая это уравнение относительно £кр, получаем £кр = 2/л =
— 0,637. Тогда максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе
транзистора одного плеча двухтактного каскада в режиме В, определит-
ся подстановкой в (6.33) £ = £кр = 0,637. Проделав это, получаем:
^рас.макс-^к.эо/Л2/?н~пл^0,101^.9о/Ри^пЛ- (6-34)
Отметим, что в усилительных каскадах с изменяющейся амплиту-
дой сигнала максимальный входной сигнал часто бывает таким, что
коэффициент I превышает критическое значение 0,637. Однако макси-
мальная мощность Ррас.мпкс рассеивается на коллекторе транзистора
при £кр = 0,637, и ее необходимо определять именно при этом значе-
нии S.
Преобразуем (6.34):
рас-макс
= 0,101
к.э о ^к.макс —0101
к.э.макс
^к.5 о ^к.макс ^к.э.макс
---L---------------------- 9
и2
к.э. макс
Учитывая, ЧТО Р ~ 3»3/к.макс UК.э.макс» а Рпл /к-макс ^к-э.макс/^»
можно записать
рас.макс
= 0,404Р~
/£2
пл/’ '
(6.35)
Выражение (6.35) устанавливает связь максимальной мощности,
рассеиваемой на коллекторе транзистора одного плеча каскада, с мощ-
200
ностыо, отдаваемой плечом. Оно позволяет выбрать тип транзистора.
Поскольку для однотактного каскада в режиме А Рра0 ~ 2,5 Р~, а
для двухтактного в режиме В согласно (6.35) при £ = 0,9Ррас.макс^
«0,5 Р~пЛ, можно сделать следующий важный вывод: в двухтактном
каскаде, работающем в режиме В, можно применить транзистор, рас-
сеивающий на порядок меньшую мощность, чем транзистор в однотакт-
ном каскаде, работающий в режиме А при той же отдаваемой мощности
Р~, или в пять раз меньшую мощность, чем транзистор в двухтактном
каскаде в режиме А.
С учетом (6.30) и (6.31) для двухтактного каскада в режиме В
[Пв = Р^/Ро = лЕ/4. (6.36)
Рис. 6.30
Приближенное
При £кр ~ из (6.36) получим т]в = 2л/4л — 0,5. При £ 1 КПД
стремится к максимальному значению, равному г|макс = л/4 — 0,786.
Отсюда следует, что выгодно работать при воз-
можно большем использовании источника пита-
ния, так как при этом экономичность каскада
растет.
Последовательность расче-
та двухтактного транзистор-
ного каскада в режиме В следую-
щая. По заданной мощности в нагрузке выби-
рается значение КПД выходного трансформа-
тора и определяется требуемая мощность Р~,
по которой подбирается подходящий тип тран-
зистора. Напряжение £/к.эо находят исходя
ИЗ условия [/к..эо = 0,4 f/к.э.доп, где ^к.эдОп —
справочное значение для выбранного транзис
значение максимального тока коллектора /к.Макс ~ 2Р~/5(7К.ЭО =
. = 2Р t/OCT) « 2Р~/(/к.э0. Далее определяют сопротивление
/?п~пл- Зная /?ц~или t/K.3O, на статических выходных характеристиках
строят нагрузочную прямую переменного тока. По выходным и вход-
ным статическим характеристикам определяют максимальные значения
входных тока и напряжения. Затем выбирают точку покоя, обычно по
абсциссе точки пересечения касательной к сквозной или проходной
динамической характеристике с осью координат (рис. 6.30). Крутизна
характеристики в точке покоя примерно в 2 раза меньше крутизны ха-
рактеристики при большом сигнале. При меньшем смещении сильно
искажаются сигналы малой амплитуды, а при большем смещении уве-
личивается потребление энергии от источника питания. Зная коорди-
наты точки покоя, определяют амплитуду входного тока и напряжения
и по ним входную мощность Рвх. Рассчитав мощность рассеяния
^рас.мако, определяют площадь поверхности радиатора (если он тре-
буется). Далее по сквозной характеристике находят коэффициент не-
линейных искажений.
Методика анализа ламповых двухтактных каскадов в основном ана-
логична изложенной для транзисторных усилителей. Сопротивление
/?н~пл в схемах на экранированных лампах определяют по наклону
нагрузочной прямой переменного тока, которая проводится через точ-
201
ку Uа0 и середину изгиба статической выходной характеристики при
нулевом смещении на управляющей сетке. В схемах на триодах макси-
мальную мощность сигнала получают при сопротивлении /?н~пл, равном
выходному сопротивлению триода Rt. Однако обычно сопротивление
/?н~пл берут равным (1,5—4) Rt, так как с ростом /?н~пл увеличивается
КПД каскада и уменьшаются нелинейные искажения сигнала. Коорди-
наты точки покоя выбирают по минимуму коэффициента гармоник.
Смещение на управляющие сетки ламп подают, как правило, от отдель-
ных выпрямителей.
Расчет коэффициента гармоник двухтактной схемы. Уменьшение ис-
кажений в двухтактном каскаде обусловлено компенсацией четных гар-
моник токов в нагрузке. Однако полностью отсутствуют четные гармо-
ники в токе нагрузки лишь в идеально симметричном двухтактном кас-
каде. В реальном каскаде из-за разброса параметров УЭ и деталей в
плечах схемы искажения по четным гармоникам полностью не уничто-
жаются. Чем сильнее проявляется асимметрия плеч, тем меньше ослаб-
ляются искажения по четным гармоникам.
Для количественной оценки асимметрии плеч двухтактного каска-
да вводят коэффициент асимметрии а, показывающий относительную
разницу токов плеч двухтактного каскада, т. е. а = /вьш^выхг —1-
Коэффициент асимметрии зависит от типа УЭ и условий их работы. Для
транзисторного каскада с ОБ при сопротивлении источника сигнала
/?„, во много раз большем входного сопротивления каскада 7?вк,
без специального подбора транзисторов в плечах предельны?! коэффи-
циент а ~ 0,1; при а — 0.3 4- 0,5. В каскадах с ОЭ и ОК я
зависит от разброса значений коэффициента усиления по току Л21э,
при разбросе не более 20% предельное значение а ~ 0,2. В ламповых
каскадах без подбора УЭ а не превышает 0,4, при отличии токов плеч
не более 5 % а — 0,14 [251.
В реальном каскаде параметры УЭ и деталей каждого плеча могут
иметь разброс разного знака, тогда асимметрия схемы будет предель-
ной. При этом токи /макс, /х, 10, /2 и /мин, которые являются исходны-
ми для нахождения коэффициента гармоник, будут отличаться от най-
денных по статическим характеристикам УЭ при расчете каскада для
одного плеча в 1 4- а/2, а для другого плеча в 1 — а/2 раз. Во столько
же раз будут отличаться и гармонические составляющие токов. Тогда
по аналогии с (6.25) и (6.26) ток первого плеча
г /1 | / I Gibixi 'ер 1 И g ' т1 ( + I m2 (1 4" 9 ) €0S + I m3 ( ток второго плеча i — / (1 _ а \ I 1 4ВЫХ2 1 ср f 1 “У“1 1 ml 1 /^1 СО л f 1 4- 1 cos С0^ 4“ < 2 / 1 + —1 cos Зю/ + ... 2 / \ 1 ——cos ю/ -р ( 2 J 1 ——'j cos 3o)Z +... 2 /
202
Ток в нагрузке
/н — ^вых! ^вых2 — alср 4~ 2/п<1 cos со/ -}" о/m2 COS 2со/ 4“ 2/m3 X
Xcos Зсо/ + alml cos 4 со/ + ...
С учетом последних выражений можно записать формулу для рас-
чета kp двухтактного каскада в режиме А
К - /(а/„г)2 + (2/т3)2 + (а/т1)’/2/т1. (6.37)
При работе двухтактного каскада в режиме В коэффициент нели-
нейных искажений также определяют методом пяти ординат, при этом
токи /'макс и Л принимают равными соответствующим токам одного
плеча, найденным по характеристикам УЭ при расчетной амплитуде
входного сигнала и ее половине, /мин и /2 — аналогичные токи дру-
гого плеча. Поскольку токи плеч текут навстречу друг другу, /мИН и
/2 по отношению к /'макс и /{ отрицательны. Тогда для двухтактного
каскада в режиме В
По найденным значениям токов /макс, Л> /<ь Л и /мин по (6.6) на-
ходят токи /ml, Iт2, /тз, /т4. Коэффициент нелинейных искажений
Гт2 + /m3 + iт4 //ml-
(6.39)
6.6. ДВУХТАКТНЫЕ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ КАСКАДЫ
Принципиальные схемы. Наличие трансформатора в выходной цепи
УЭ приводит к ряду существенных недостатков: увеличиваются вноси-
мые им частотные, фазовые, переходные и нелинейные искажения; в
трансформаторе теряется часть мощности сигнала, что уменьшает КПД
каскада; затрудняется введение в усилительный каскад глубокой ООС;
невозможно выполнить каскад по интегральной технологии; транс-
форматоры громоздки, имеют большую массу и т. д. Этих недостатков
нет в усилительных каскадах с непосредственным включением нагруз-
ки в выходную цепь УЭ. Однотактные каскады, как было показано в
§ 6.5, на практике обычно не используются из-за очень низкого КПД.
Широкое распространение получили транзисторные бестрансформа-
торные двухтактные каскады, особенно в связи о возможностью реали-
зации таких каскадов в виде ИМС.
Схема с параллельным управлением двух-
фазным напряжением (простейший двухтактный бестранс-
форматорный каскад) представлена в упрощенном виде для переменно-
го тока без учета цепей смещения на рис. 6.31. Транзисторы V/ и V2
имеют одинаковую проводимость и включены по схеме с ОЭ. Входные
напряжения «вх1 и мвх2 равны по амплитуде и противоположны по
фазе; мгновенная полярность этих напряжений, принятая при дальней-
203
mux рассмотрениях, показана на схеме. Поскольку переменные состав-
ляющие выходных токов транзисторов tK1 и tK2 противофазны из-за
различной полярности напряжений ивх1 и ивх2 и текут в нагрузке в
разные стороны, то результирующий ток сигнала в нагрузке будет ра-
вен сумме токов гк1 и гк2, что свойственно двухтактной схеме. Постоян-
ная составляющая тока через равна нулю, так как токи /ср1 и /ср2 в
нагрузке, протекая навстречу друг другу, взаимно компенсируются.
Преимущество усилительного каскада по схеме рис. 6.31 в отсут-
ствии выходного трансформатора. Но наличие сложного входного
трансформатора существенно уменьшает достоинства этой схемы. Вход-
ной трансформатор можно исключить, если использовать для создания
Рис. 6.31
Рис. 6.32
противофазных напряжений инверсный каскад с разделенной нагруз-
кой. Однако в конструктивном отношении такой вариант неудобен,
особенно при изготовлении по интегральной технологии, так как содер-
жит довольно много конденсаторов большой емкости.
Схема с параллельным управлением од-
нофазным напряжением (рис. 6.32). В такой схеме уда-
ется сделать входной трансформатор более простым: управление обо-
ими плечами осуществляется одновременно одним однофазным напря-
жением г/вх. При этом проводимости транзисторов должны быть раз-
личными: транзистор VI имеет проводимость р-п-р, а транзистор V2 —
п-р-п. Транзисторы в каскаде включены по схеме с ОЭ. При работе,
например, в режиме В транзистор VI открывается отрицательным на-
пряжением на базе, a V2 — положительным. Следовательно, схема
рис. 6.32 двухтактная, поскольку в течение каждого полуперпода сиг-
нала один транзистор открыт, а другой закрыт. Токи /ср1 и /ср2 обоих
транзисторов в нагрузке текут навстречу друг другу и взаимно ком-
пенсируются. Поскольку через нагрузку постоянная составляющая
выходного тока /ср не протекает, нагрузку можно подключить к об-
щему проводу через конденсатор Ср, при этом оба источника питания
можно объединить в один. В полученной схеме осуществляется после-
довательное питание транзисторов по постоянному току, ток протека-
ет через оба транзистора и источник питания Е. Переменные состав-
ляющие токов плеч /К1 и tK2 в нагрузке складываются. Схема рис. 6.32
называется схемой с дополнительной симметрией.
204
Поскольку двухтактный каскад по схеме рис. 6.32 при работе как
в режиме А, так и в режиме В управляется однофазным напряжением,
его можно получить от обычного резисторного каскада с транзистором,
включенным по схеме с ОЭ. При этом входной трансформатор можно
исключить. Принципиальная схема такого каскада на одиночных ком-
плементарных транзисторах (пара комплементарных транзисторов ис-
пользует сочетание транзисторов п-р-п и р-п-р типа), являющаяся
основой для схем современных бестрансформаторных каскадов, по-
казана на рис. 6.33. Одна из особенностей этой схемы — непосредствен-
ная связь между каскадами, при этом разделительные конденсаторы
между каскадами отсутствуют, что облегчает микроминиатюризацию
Рис. с.зз
Рис. 6.34
усилителя. Выходные токи плеч протекают так же, как в каскаде по
схеме рис. 6.32. Отличие состоит в том, что в рассматриваемом каскаде
входное напряжение прикладывается между базой транзистора V3 и
общим проводом, при этом транзисторы V2 и V3 оказываются включен-
ными по схеме с ОК (в схеме рис. 6.32 транзисторы включены по схеме
с ОЭ). Действительно, в схеме рис. 6.32, например, для транзистора
V2 общим электродом для входной и выходной цепей является эмит-
тер (схема с ОЭ), а в схеме рис. 6.33 — коллектор (схема с ОК). При
включении транзисторов по схеме с ОК должно быть UBX > (7ВЫХ,
поэтому исключение из схемы входного трансформатора привело к про-
игрышу в коэффициенте усиления по мощности каскада. Поясним это.
Амплитуда входного напряжения UmBX — итвых + При пол-
ном использовании транзисторов V2 и V3 по напряжению потребова-
лась бы амплитуда Uтвх = Е/2 + Um6,B. Такую амплитуду входного
напряжения транзистор VI не может обеспечить, так как при напряже-
нии питания Е этого транзистора в режиме А и при его полном исполь-
зовании по напряжению (7тВх.макс = £/2. Поскольку у транзистора
есть еще остаточное напряжение, уменьшается коэффициент усиления
по напряжению каскада с ОК, а также КПД каскада, особенно при
работе в режиме В, когда КПД прямо пропорционален коэффициенту
использования напряжения источника питания £. В этом основной не-
достаток усилительного каскада по схеме рис. 6. 33. Возможно вклю-
чение транзисторов V2 и V3 и по схеме с ОЭ, но это требует сложных це-
205
пей смещения (особенно при работе УЭ в режиме В). Эта схема находит
ограниченное применение.
Диод VD в схеме рис. 6.33 обеспечивает необходимое смещение па
транзисторы и температурную стабилизацию положения точки покоя.
Сопротивлением нагрузки транзистора VI по постоянному току слу-
жит суммарное сопротивление R 4* Rvd, на сопротивлении диода
Rvd создается напряжение 2£7б.э0 = ^б.эоГ2 + ^б.эокз, сопротивле-
нием нагрузки по переменному току — параллельное соединение со-
противления резистора R и входного сопротивления транзистора V3.
Если при проектировании оконечного бестрансформаторного кас-
када отсутствует комплементарная пара транзисторов, то двухтактную
схему можно реализовать, исполь-
зуя, например, пару Дарлингтона
(V3, V4), при этом образуется ква-
зикомплементарная пара. Тогда
схема оконечного бестрансфор-
маторного каскада примет вид
рис. 6.34.
От указанных выше недостатков
схемы рис. 6.33 можно освободить-
ся, либо используя различные ис-
точники питания для транзистора
VI и транзисторов двухтактной
схемы, либо (что делается на
практике), применяя разновид-
. 6.35. Основное отличие этой схе-
Рис. 6.35
ность схемы, показанную на
мы в том, что нижний конец резистора Rn переключается к минусу
источника питания, а резистор R переключается от минуса к точке
между конденсатором СГ) и нагрузкой.
При этом появляется возможность получить напряжение, достаточ-
ное для полного возбуждения транзисторов V2 и V3. Это объясняется
тем, что резистор R в схеме рис. 6.33 находится под значительно мень-
шим напряжением, чем в схеме рис. 6.35, где это напряжение равно
сумме напряжений ит^_э и напряжения эмиттер-коллектор UmK,3
выходных транзисторов. По этой причине резистор R потребляет в уси-
лителе по схеме рис. 6.35 заметно меньшую часть переменного тока
транзистора VI, что дает возможность увеличить амплитуду сигнала
на входе транзисторов V2 и V3 до Uтвх — 1,5 Е. Напряжение смеще-
ния на транзисторах V2 и V3 создается благодаря протеканию постоян-
ной составляющей тока коллектора /ср1 транзистора VI по диоду VD.
Диод VD обеспечивает температурную стабилизацию режима работы
транзисторов V2 и V3. Для стабилизации рабочей точки транзистора
VI введена последовательная межкаскадная ООС по напряжению, спо-
собствующая симметрированию каскада.
При использовании мощных транзисторов в бестрансформаторном
оконечном каскаде трудно подобрать близкие по характеристикам пары
транзисторов разной проводимости (комплементарные пары). В таких
случаях двухтактную схему рис. 6.36 образуют из двух пар составных
транзисторов V2, V4 и V3, V5. Транзисторы V4 и V5 мощные с одинако-
203
вой проводимостью. Пары составных транзисторов эквивалентны оди-
ночным транзисторам соответственно структур р-п-р и п-р-п. Наличие
конденсатора С обеспечивает постоянство режима работы транзисторов
при изменениях сопротивления нагрузки вплоть до ее обрыва. По-
скольку резистор R1 подключен по переменному току параллельно на-
грузке, его сопротивление выбирается из условия R1 (30—50) /?н;
необходимо также учитывать, что при этом сопротивлении теряется
часть напряжения питания транзистора VI. Транзисторы V2 — V5 ра-
ботают в режиме В. В последнее время наметилась тенденция использо-
вания в оконечных каскадах специальных транзисторов с большими ко-
эффициентами усиления тока базы (/г21э = 2000 -4- 7000) [201. Это
Рис. 6.36
Рис. 6.37
позволяет обеспечить высокую линейность схемы при значительном от-
личии /г213 транзисторов плеч. Использование таких транзисторов на-
ряду с применением глубокой ООС позволяет получить усилитель
с В литературе имеются сведения о составных транзисторах,
заключенных в общий корпус, с /г21э > 5000 [20].
Схема с последовательным возбуждением
несимметричным однофазным напряжением
(рис. 6.37). Эту схему можно использовать для построения и бестранс-
форматорного двухтактного каскада на транзисторах одной проводи-
мости. Напряжение сигнала «вх1 поступает на вход нижнего ведущего
плеча. Напряжение на вход верхнего ведомого плеча и^вх2, противо-
положное по фазе напряжению цвх1, снимается с резистора R5, сопро-
тивление которого выбирается таким образом, чтобы — Утвм-
Транзисторы в данном оконечном каскаде включены по схеме с ОЭ,
возможно включение и по схеме с ОК. Транзисторы VI и V2 включены
по постоянному току последовательно; делитель Rl, R2 определяет ис-
ходный ток транзисторов, а делитель R3, R4 — распределение на-
пряжения между ними. Поскольку подобные каскады используют
транзисторы одной проводимости, то можно подбирать мощные тран-
зисторы с близкими параметрами, что упрощает выполнение усилите-
ля по интегральной технологии. Оконечные каскады с последователь-
207
Рис. S.38
ним управлением могут работать только в режиме А и их КПД не пре-
вышает 50%. В рассмотренных схемах в качестве предоконечного кас-
када использовался однотактный каскад на транзисторе, включенном
по схеме с ОЭ
Предоконечный каскад может быть выполнен по двухтактной схе-
ме, а оконечный каскад на попарно-комплементарных составных тран-
зисторах. Принципиальная схема такого усилителя показана на
рис. 6.38. Две комплементарные пары образованы соответственно тран-
зисторами W, V5 и V6, V7, включенными по схеме с ОК. Двухтактный
предоконечный каскад со-
бран на транзисторах VI и
V3, на базы которых сиг-
нал синфазно подается че-
рез конденсаторы С1 и С2.
Транзисторы VI и V3 соз-
дают токи, управляющие
работой транзисторов плеч
оконечного каскада. При
двухтактном предоконеч-
ном каскаде эти токи уве-
личиваются в 2 раза по
амплитуде. Транзистор V2
обеспечивает смещение и
стабилизацию режима ра-
боты выходных транзисто-
ров, резистор R8 позво-
ляет регулировать их ток
покоя. Для равномерного
распределения напряжения источника питания между транзисторами
плеч оконечного каскада (на выходном транзисторе каждого плеча на-
пряжение питания должно равняться £72), в усилителе введена глубо-
кая параллельная по напряжению гальваническая ООС через резистор
R1, который совместно с резисторами R2, R3 и R4, R5 обеспечивает
необходимый режим работы по постоянному току транзисторов V/ и
V3. Использование ООС по напряжению позволяет снизить уровень
нелинейных искажений, уменьшить выходное сопротивление, снизить
фон и т. д. Резисторы R11 и R12 иногда применяются для лучшей ста-
билизации тока покоя и некоторого снижения нелинейных искажений
сигнала.
Особенностью оконечных и предоконечных каскадов, выполняемых
по интегральной технологии, является то, что транзисторы плеч око-
нечного каскада часто при большой выходной мощности выполняют с
одной и той же п-р-п структурой, т. е. используется иекомплементар-
иая пара выходных транзисторов. Это обусловлено технологическими
трудностями, возникающими при изготовлении по интегральной техно-
логии (на одной подложке) мощных комплементарных транзисторов.
Поэтому обычно плечи двухтактного оконечного бестрансформаторного
каскада в интегральном исполнении представляют собой квазикомпле-
меитарную группу. Пример такого выходного каскада описан в § 10.6.
208
Особенности расчета двухтактных бестрансформаторных каскадов.
Расчет основных энергетических показателей бестрансформаторных
оконечных каскадов проводят в целом по методике расчета трансформа-
торных двухтактных каскадов. Исходным для расчета является требуе-
мая мощность сигнала в нагрузке при заданном сопротивлении RH.
В каскадах могут использоваться режимы работы как А, так и В. Обес-
печение требуемого режима работы осуществляется правильным выбо-
ром смещения на УЭ оконечного каскада. Так, в усилителе по схеме
рис. 6. 33 напряжение смещения 2С/б#э0 = Ik9iRvd- Остановимся на
особенностях расчета бестрансформаторного каскада усиления.
Рис. 6.39
При работе каскада в режиме А расчет обычно
ведут на одно плечо за весь период сигнала. С учетом потерь в эмит-
терных резисторах и элементах цепи ООС мощность, которую должны
выделять транзисторы обоих плеч каскада, Р~ = 1,1 Рп. Сопротивление
нагрузки переменному току плеча принимается равным 2/?н. Это обус-
ловлено тем, что амплитуда выходного тока плеча в 2 раза меньше, чем
в нагрузке, так как переменные составляющие токов плеч в нагрузке
складываются. Исходя из Rtl~ = 2Rn, производят графоаналитический
расчет, учитывая, что напряжение источника питания для каждого
плеча равно/7/2. Напряжение в точке покоя £7к.Эо = Е/2, при наличии
дополнительных сопротивлений в цепи протекания постоянной состав-
ляющей тока выходных транзисторов (например, резисторов R3 и т.д.)
необходимо учесть падение напряжения на них. Ток в точке покоя Iк()
находят по формуле /к0=VP~/2RH + /мип, где /мин — минимальный
ток выходной цепи, обеспечивающий отсутствие отсечки выходного
тока. Зная координаты точки покоя и сопротивление /?н~, на выходных
статических характеристиках УЭ строят нагрузочную прямую перемен-
ного тока (рис. 6.39л), по которой определяют ток базы /б0, амплитуды
выходного тока и напряжения и т. д. По входной статической характе-
ристике транзистора определяется напряжение смещения, соответствую-
щее /б0 и требуемая амплитуда напряжения входного сигнала. Необ-
ходимая амплитуда входного тока определяется исходя из амплитуды
209
выходного тока и параметра транзистора /121э.мин. Далее определяется
входное сопротивление транзистора переменному току, входная мощ-
ность сигнала и коэффициент усиления по мощности. Обычно расчет
заканчивается определением нелинейных искажений сигнала.
При включении транзисторов выходного каскада по схеме с ОЭ рас-
чет производят по соответствующему семейству выходных характерис-
тик транзистора. При включении транзисторов по схеме с ОК расчет
каскада также выполняется по семейству статических характеристик
для включения с ОЭ, однако учитывается, что, во-первых, выходным
током при схеме с ОК является не ток коллектора, а ток эмиттера и,
во вторых, в схеме с ОК имеется глубокая последовательная ООС.
При работе в режимеВ расчет проводят на одно плечо
каскада за половину периода сигнала, по этой причине RH~ = R„.
Мощность, которую должны выделять транзисторы обоих плеч каскада
Р~=0,5 /к.ыа1{С^к.максН1/2) /к.макс Rh- ТОГДЭ Требуемый МЗКСИМЭЛЬ-
пый коллекторный ток /н.макс = ]/2P,JR]Т, а требуемое максимальное
коллекторное напряжение Uк.э.маис^Р~//к,макс. Минимальное напря-
жение в цепи коллектора U0CT приближенно принимают равным (1,24-
4-1,3) UKac. Более точно напряжение (70СТ определяется посемейству
выходных характеристик в верхней точке /ПЛ1акс нагрузочной прямой,
построенной для сопротивления R„~ = Rn (рис. 6.39 б). Напряжение
источника питания Е ~ 2 (U.. ..Я1.Р + БСРГ).
Транзисторы для двухтактного каскада в режиме В выбираются
исходя из условия, что допустимое напряжение между выходными
электродами транзисторов должно быть не ниже (1/>54-1,1) Е, а ток
не должен превышать допустимое значение выходного тока применен-
ного транзистора. В остальном расчет совпадает с последовательностью,
изложенной при расчете двухтактного трансформаторного каскада в
режиме В.
Защита от короткого замыкания нагрузки. В бестрансформаторных
усилителях большой мощности обычно применяется схема защиты вы-
ходных транзисторов от перегрузки по сигналу, возникающей при
подаче на вход очень сильного сигнала, а также при коротком замыка-
нии нагрузки. Схема защиты должна иметь надежность, во много раз
более высокую, чем надежность усилителя; время ее срабатывания
должно быть минимальным; схема защиты не должна изменять основ-
ные параметры усилителя.
Большинство схем защиты основывается на принципе, по которому
при перегрузке усилителя по сигналу или при замыкании нагрузки
уровень сигнала на входе усилителя автоматически снижается. Для
снижения сигнала обычно используется устройство с переменным ко-
эффициентом передачи на входе усилителя с управлением от уровня
сигнала в определенных точках схемы усилителя (на его входе, выхо-
де и т. д.). Схема простейшего устройства с переменными коэффициен-
том передачи показана на рис. 6.40, а. Коэффициент передачи устрой-
ства определяется соотношением сопротивлений резистора R и диода
Rvd' В исходном состоянии диод закрыт напряжением Е3, его сопро-
тивление по сравнению с сопротивлением резистора R велико и коэф-
210
фицнент передачи устройства близок к единице. При недопустимом воз-
растании UBK напряжение Е3 автоматически уменьшается, диод от-
крывается, его сопротивление резко падает и коэффициент передачи
;устройства снижается. При этом Uвых уменьшается и тем самым ис-
-ключается перегрузка усилителя. Естественно, что такое устройство
-при фиксированном значении Е3 работает как обычный ограничитель
мгновенных значений напряжений.
Рис. 6.40
$
Для автоматического изменения напряжения Е3 в усилителе долж-
на быть предусмотрена специальная цепь ОС. Возможная структурная
схема усилителя с устройством, имеющим переменный коэффициент
передачи (УПК), с цепью автоматического изменения напряжения Е3
(ЦАИ) пока-ана на рис. 6.40, б. Согласно этой схеме при недопустимом
увеличении уровня выходного сигнала в оконечном каскаде (ОК)
цепь ЦАИ обеспечивает уменьшение напряжения Е3 в УПК; при этом
коэффициент передачи
УПК уменьшается, и пе-
регрузка усилителя устра-
няется.
Имеется большое разно-
образие схем защиты в
усилителях. Один из ва-
риантов упрощенной схемы
одного плеча двухтактного
каскада с защитой выход-
ных транзисторов V3, V4 и
V5 приведен на рис. 6.41.
При перегрузке сигналом
или при коротком замы-
Рис. 6.41
кании нагрузки резко
увеличивается максимальное значение импульсов выходного тока.
При этом напряжение на резисторе R7 возрастает, что вызывает от-
крывание транзистора V2 и диода VD. В результате этого напряже-
ние сигнала на входе транзистора V3 уменьшается, что ограничивает
выходной ток, и на коллекторах выходных транзисторов не выделяет-
ся недопустимо большая мощность рассеяния. Для простейшей защи-
ты при коротком замыкании нагрузки предусмотрен плавкий предохра-
нитель П1, который сгорает при превышении допустимого выходного
тока. Вариант схемы защиты выходного каскада интегральной микро-
схемы от сгорания в режиме КЗ нагрузки показан на рис. 10.16.
211
6.7. ОСОБЕННОСТИ ОКОНЕЧНЫХ КАСКАДОВ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
И ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Оконечные каскады широкополосных и импульсных усилителей
обычно делят на две группы: каскады усиления напряжения и каска-
ды усиления мощности. Для каскадов усиления напряжения нагруз-
кой является Сн, а для каскадов усиления мощности — Rn или ком-
плексное сопротивление параллельно соединенных Сп и RH.
Оконечный каскад усиления напряжения
обеспечивает в нагрузке требуемое выходное напряжение. Естествен-
но, что чем больше сопротивление R, нагружающее выходную цепь
УЭ, тем меньше требуется размах его выходного тока, а следователь-
но, с увеличением R заданное выходное напряжение можно получить
при использовании менее мощного УЭ. Однако с увеличением сопро-
тивления R (как было показано в § 5.3) уменьшается верхняя часто-
та полосы рабочих частот каскада, т. е. уменьшается широкополос-
ность каскада. Все это говорит о том, что выбирать сопротивление R
необходимо, исходя из противоречивых требований. Применение схем
ВЧ коррекции в оконечном каскаде позволяет увеличить допустимое
сопротивление R.
Схемы осоиечных каскадов широкополосных и импульсных уси-
лителей практически аналогичны схемам каскадов предварительного
усиления. При усилении гармонических сигналов и двуполярных им-
пульсов точка покоя выбирается из тех же соображений, что и в рас-
смотренных выше оконечных каскадах в режиме А. При усилении од-
нополярных импульсов режим работы УЭ выбирается таким, чтобы
ток покоя был малым. По этой причине при усилении импульсов по-
ложительной полярности целесообразно использовать транзистор
п-р-п структуры, а при усилении импульсов отрицательной полярно-
сти — р-п-р структуры. При этом стремятся к полному использова-
нию выходного тока УЭ. При работе усилителя на пластины электрон-
но-лучевой трубки с электростатическим управлением используют
двухтактный резисторный оконечный каскад; при необходимости в этом
каскаде вводят цепи ВЧ коррекции.
Если с помощью усилительного каскада с УЭ, включенным по схе-
ме с общим эмиттирующим электродом, не удается обеспечить требуе-
мую широкополосность при заданном выходном напряжении, то ис-
пользуют включение усилительного элемента по схеме с общим управ-
ляемым электродом. По этой причине в качестве оконечных каскадов
широкополосных и импульсных усилителей напряжения при работе
на емкостную нагрузку используются эмиттерные, истоковые и катод-
ные повторители (схемы повторителей и особенности их работы рас-
смотрены в § 7.4). Улучшению широкополосных свойств усилителя
способствует повышение емкостей разделительных конденсаторов
и применение каскадов с непосредственными связями.
Оконечный широкополосный каскад мощ-
ности должен обеспечить в нагрузке требуемую мощность сигнала.
Нагрузка усилителя может включаться либо непосредственно в вы-
ходной электрод УЭ, либо через разделительный конденсатор. В пер-
212
вом случае имеем каскад с непосредственной связью, который практи-
чески не отличается от усилителя напряжения, во втором — схему
каскада со связью через разделительный конденсатор Ср (рис. 6,42).
При малом сопротивлении нагрузки наибольшее распространение
нашли эмиттерные, истоковые и катодные повторители; схема эмит-
терного повторителя, выход которого связан с нагрузкой через коак-
сиальный кабель, показана на рис. 6.43.
Каскады со связью через конденсатор Ср используют включение
УЭ с общим электродом, как эмигрирующим, так и управляемым. При
схеме с общим эмигрирующим электродом необходимо учитывать, что
сопротивление УЭ по переменному току — RRd (R ~r Rti), а не
Рис. 6.42
Рис. 6.43
просто R, как в схеме усилителя напряжения. В транзисторных око-
нечных каскадах обычно используется эмиттерная ВЧ коррекция, е
ламповых—последовательная индуктивная коррекция с помощью по-
следовательного включения катушки индуктивности с конденсатором
Ср. Недостатком подобных оконечных каскадов является очень низ-
кий КПД, который при оптимальном соотношении RH/R = 0,707 со-
ставляет всего 8,5% [8]. Лучшие результаты дает схема оконечногс
каскада с последовательным возбуждением однофазным напряжением
(рис. 6.37), обычно в этой схеме используется ВЧ коррекция с помощью
цепочки R0C3. В усилителях многоканальной связи находят примене-
ние трансформаторные широкополосные каскады усиления мощности,
охваченные глубокой ОС.
6.8. ФАЗОИНВЕРСНЫЕ КАСКАДЫ
К фазоинверсным относятся каскады, имеющие несимметричный
вход и симметричный относительно общего провода выход. Для этого
инверсный каскад имеет два выхода, напряжения на которых по амп-
литуде равны между собой и сдвинуты по фазе на 180°. Подобные кас-
кады в ряде случаев необходимы для перехода от однотактных каска-
дов к двухтактным, а также для передачи сигнала от однотактного кас-
када к симметричной нагрузке. Так, инверсные каскады применяются
в рассмотренных в § 6.5 трансформаторных двухтактных оконечных
каскадах для перехода от несимметричных однотактных каскадов пред-
варительного усиления. Инверсный каскад необходим также пл я по-
213
дачи напряжения сигнала на вход плеч двухтактного бестрансформа-
терного каскада по схеме рис. 6.31.
Простейшим фазоинверсным каскадом явля-
ется однотактный каскад с выходным трансформатором, имеющим
симметричную вторичную обмотку (рис. 6.44). Напряжения мвых1 и
«вых2 равны по амплитуде и противоположны по фазе. Однако в со-
временных усилителях трансформаторные инверсные каскады нахо-
дят ограниченное применение из-за большой массы, габаритов и стои-
мости трансформатора, а также из-за сравнительно плохой частотной
и переходной характеристик.
Фазоинверсный каскад с разделенной на-
грузкой (рис. 6л5) имеет значительно лучшие характеристики.
Этот каскад широко используется на практике. Напряжения нвых1 и
Рис. 6.44
Рис. 6.45
Нвыхз снимаются соответственно с сопротивлений нагрузок по пере-
менному току R'n~ и Rh~. Сопротивления RB~ или RB^ образованы соот-
ветственно параллельным соединением резисторов R или Ra и вход-
ным сопротивлением RBX соответствующего плеча оконечного каскада.
Относительно сопротивления RB~ = RaRBX/ (Ra + RBx) транзистор
включен по схеме с ОК и, следовательно, напряжение моых2 на нем по
фазе совпадает с входным напряжением «вх. Относительно RB~ тран-
зистор включен по схеме с ОЭ и, следовательно, напряжение г/ВЬ1х1
противоположно по фазе напряжениям ивх и мвых2. Поскольку тран-
зистор относительно RB~ и RB~ имеет различные схемы включения,
то коэффициент усиления напряжения для R'a~ и RB~ будет различ-
ным. Так, если относительно Ra~ транзистор включен по схеме с ОК,
то его коэффициент усиления по напряжению меньше единицы и, сле-
довательно, UBbix2 <Z UBX. Включение транзистора по схеме с ОЭ от-
носительно сопротивления Ra~ обеспечивает несколько большее уси-
ление напряжения авх и, следовательно, t/BbiX1>- Uвых2, чт0 гово-
рит об отличии амплитуд выходных напряжений инверсного каскада
с разделенной нагрузкой. Для устранения этой асимметрии сопротив-
ление RB~ выбирают меньшим, чем Ra~, что обеспечивается соответ-
ствующим подбором резистора в цепи коллектора транзистора.
Линейные искажения инверсного каскада с разделенной нагрузкой
рассчитываются так же, как для каскада предварительного усиления
214
при включении УЭ по схеме с общим эмигрирующим электродом. Рас-
чет нелинейных искажений имеет свою специфику, определяемую тем,
что выходное сопротивление коллекторного выхода каскада, примерно
равное сопротивлению резистора в цепи коллектора R, обычно гораз-
до больше выходного сопротивления по цепи эмиттера, определяемого
в основном внутренним сопротивлением каскада по эмиттеру. Посколь-
ку от выходного сопротивления существенно зависит форма сквозной
характеристики каждого плеча оконечного каскада, то при различ-
ных выходных сопротивлениях плеч инверсного каскада появляется
асимметрия плеч оконечного каскада, и, следовательно, коэффициент
гармоник оконечного двухтактного каскада увеличивается. Для вы-
равнивания выходных сопротивлений можно в нижнее плечо инверс-
ного каскада включить последовательно с разделительным конденса-
тором Ср резистор Rn. Сопротивления резисторов Ra и /?д можно рас-
считать, исходя из следующих двух условий: условия симметрии плеч
(равенства выходных сопротивлений) R = 7?э/(1 + SCRO) + /?д,
где Sc — сквозная характеристика транзистора, и условия равенст-
ва выходных напряжений Свых1 = f?BbIX2, которое можно записать
в следующем виде: R! (R + /?вх) = R3/ (Ro + Дд + /?вх)-
Инверсные каскады с разделенной нагрузкой используются при
работе на двухтактный ламповый каскад без токов сетки, работающий
в режиме как А, так и В, и на двухтактный транзисторный каскад,
работающий в режиме А при малой мощности усилителя. При работе
•инверсного каскада на двухтактный транзисторный каскад в режиме
В в него необходимо включить параллельно входным сопротивлениям
плеч оконечного каскада диоды для разряда разделительных конденса-
торов, заряжающихся при работе каскада в режиме В импульсами вход-
ного тока транзисторов. При отсутствии этих диодов с изменением
уровня входного сигнала будет изменяться и смещение на транзисто-
рах оконечного каскада, что приведет к резкому увеличению нелиней-
ных искажений сигнала. Необходимо учитывать также, что при ра-
боте оконечного каскада в режиме В происходит поочередное подклю-
чение его плеч к коллекторному и эмиттерному выходам фазоинверсно-
го каскада. При работе нижнего плеча оконечного каскада, т. е. при
подключении к эмиттерному выходу инверсного каскада, напряжение
ивых2 практически не меняется, а напряжение wBMX1, приложенное к
закрытому транзистору верхнего плеча оконечного каскада, резко
возрастает. При значительном возрастании пвых1 транзистор ин-
версного каскада может перейти в режим насыщения. При работе
верхнего плеча оконечного каскада (т. е. при подключении к коллек-
торному выходу инверсного каскада) напряжение wBbixi уменьшится.
Следовательно, при работе оконечного каскада в режиме В напряже-
ние возбуждения изменяется несимметрично. Инверсный каскад с раз-
деленной нагрузкой используется в интегральных микросхемах для
управления, например, бестрансформаторным выходным каскадом с
транзисторами одинаковой структуры в плечах.
Глубокая отрицательная обратная связь в инверсном каскаде с
разделенной нагрузкой обеспечивает малые нелинейные и частотные
искажения, что при простоте этого каскада определяет основное его
215
достоинство. Однако в подобном каскаде трудно ввести цепи НЧ и
ВЧ коррекции, в нем отсутствует усиление сигнала, нет компенсации
пульсаций источника питания. Максимальное напряжение UBblx вдвое
меньше, чем у обычного резисторного каскада при равном напряжении
источника питания, так как напряжение сигнала от УЭ делится поров-
ну между сопротивлениями R»~ и
Фазоинверсный каскад с эмиттерной свя-
зью. Большую симметрию выходных противофазных напряжений
ивых1 и ^вых2> равенство выходных сопротивлений и стабильность
коэффициента усиления по сравнению с каскадом с разделенной на-
грузкой получают в фазоинверсном каскаде с эмиттерной (катодной)
связью (см. рис. 4.33). Входное напряжение сигнала ивх приложено
между базой транзистора VI, включенного по схеме с ОЭ, и общим про-
водом схемы. Это напряжение равно сумме напряжения мвх1 между
базой-эмиттером транзистора VI и напряжения мвх2 на резисторе Ra.
Напряжения мвх1 и ивх2 по фазе совпадают с входным сигналом. Тран-
зистор V2 включен по схеме с ОБ, так как его база соединена через
конденсатор С2 с общим проводом; напряжение возбуждения, дейст-
вующее между эмиттером и базой этого транзистора, равно мвх2. Од-
нако, как следует из схемы каскада, напряжение мвх2 приложено к
транзистору V2 в противоположной полярности относительно напря-
жения мвх. Таким образом, транзисторы VI и V2 работают в протифо-
фазе, переменные составляющие эмиттерных Z01 и Zo2 и коллекторных
iHi илн2 токов этих транзисторов также сдвинуты по фазе относитель-
но друг друга на 180°, а следовательно, напряжение ивх2 на резисторе
создается разностью эмиттерных токов (гД — /э2). Противофазность
токов fK1 и /к2 обусловливает противофазность выходных напряжений
^вых! И WBbIx2.
Транзисторы VI и V2 в инверсном каскаде выбираются одинаковы-
ми. Однако напряжения ивых1 и мвьш даже при равенстве сопротив-
лений по переменному току в коллекторных цепях транзисторов кас-
када будут отличаться по амплитуде. Это объясняется тем, что выход-
ной ток транзистора VI всегда больше выходного тока ведомого тран-
зистора V2, поскольку напряжение UВХ1 возбуждения всегда больше
напряжения U вх2. Действительно, t/BX2 = (Ли — =
= (^вх1<$э — UbuS^Rb, рде S* — крутизна эмиттерных токов тран-
зисторов по напряжению на входе (параметры транзисторов полагаем
одинаковыми). Тогда UBX2 = SlRaUBxl/ (1 + SlRa), т. е. всегда
t/BX2 < t/Bxl. Как следует из последней формулы с повышением сопро-
тивления резистора Ra амплитуды t/BX1 и UBX2 выравниваются и асим-
метрия напряжений t/Bbixi и ^выхг уменьшается. Допустимая асим-
метрия выходных напряжений лежит в пределах от 5 до 20%.
Если считать [7ВХ1 « (7ВХ2 — 0,5 (7ВХ, то входной ток сигнала
транзистора VI примерно вдвое меньше входного тока в резисторном
каскаде. Это означает, что в фазоинверсном каскаде с эмиттерной свя-
зью по сравнению с резисторным каскадом с ОЭ вдвое большее вход-
ное сопротивление и вдвое меньшая динамическая входная емкость,
что означает улучшение его частотной и переходной характеристик
[251. Для повышения симметрии схемы сопротивление резистора R4
216
должно несколько превышать сопротивление резистора R'. Необхо-
димо помнить, что с увеличением сопротивления резистора R3 возрас-
тает требуемое напряжение источника питания.
Частотные и переходные искажения инверсного каскада с эмит-
терной связью рассчитываются по формулам резисторного каскада
предварительного усиления. В каскаде возможно'применение ВЧ ин-
дуктивной коррекции и НЧ коррекции с помощью цепочки R$C$.
Из-за наличия ООС в каскаде, а также из-за симметричности схемы
сильно ослабляются четные гармоники и фон источника питания. По-
ложительное качество данного инверсного каскада — в автоматичес-
I I
Рве. 6.46
Рис. 6.47
ком уменьшении различия выходных напряжений. По сравнению с ин-
версным каскадом с разделенной нагрузкой при одинаковом источни-
ке питания и тех же транзисторах каскад с эмиттерной связью позво-
ляет получить примерно вдвое большее максимальное выходное на-
пряжение сигнала.
Фазоинверсные каскады на транзисторах
с различной проводимостью используются в усили-
телях с двухтактным оконечным бестрансформаторным каскадом. Один
из вариантов схемы инверсного каскада с транзисторами различной
проводимости показан на рис. 6.46. Как следует из этой схемы, тран-
зисторы V2 и V3 по постоянному току соединены последовательно. Вы-
ходные напряжения мВых1 и мВых2 снимаются с резисторов R3 и R5,
включенных в цепи коллекторов транзисторов V2 и V3. Транзистор
V3 включен по схеме с ОЭ, транзистор V2— по схеме с ОБ, так как
его база по переменному току через конденсатор С подключена к об-
щему проводу. Включение резистора R4 повышает входное сопротив-
ление транзистора V2, что позволяет уменьшить мощность сигнала,
снимаемого с транзистора VI. Поскольку транзисторы V2 и V3 имеют
различную проводимость, то напряжения мвых1 и мвых2 сдвинуты по
217
фазе на 180°. Достоинство инверсного каскада с транзисторами раз-
личной проводимости — простота, симметрия выходных сопротивле-
ний и напряжений. Подобные схемы часто применяются в усилителях,
выполненных по интегральной технологии.
Фазоинверсный каскад с инвертирующим
транзистором (рис. 6.47) представляет собой двухкаскадный
резисторный усилитель, транзисторы VI и V2 которого включены по
схеме с ОЭ. Второй каскад усилителя имеет коэффициент усиления по
напряжению Ки, примерно равный единице. Первый каскад усиливает
входное напряжение; усиленное напряжение, являющееся выходным
цВых1 первого плеча инверсного каскада,
подается на второй каскад. Поскольку у
второго каскада = 1, то напряжение
на его выходе, являющееся выходным
напряжением «вых2 второго плеча инверс-
ного каскада, равно по амплитуде па-
пряжению Мцых1 и сдвинуто относительно
его по фазе на i80°. Резисторы R3l и /?э2
обеспечивают ООС по току, стабилизирую-
щую режимы работы транзисторов по по-
стоянному току и усиление сигнала, улуч-
шающую частотную и переходную харак-
Ри: ~ ' теристики усилителя. Для обеспечения у
второго каскада Ru --- 1 обычно сопротив-
ление резистора R5 берут меньше со-
противления R3. При этом возникает асимметрия выходных со-
противлений плеч инверсного каскада, для устранения которой вво-
дят резистор R4. При работе данного инверсного каскада в широко-
полосном усилителе в оба плеча можно ввести эмиттериую ВЧ кор-
рекцию.
При работе па малое входное сопротивление и большой входной
ток оконечного двухтактного каскада может использоваться инверс-
ный каскад с инвертирующим транзистором (рис. 6.48). Для оконеч-
ного каскада плечи инверсного каскада представляют собой эмиттер-
пые повторители. Для обеспечения равенства выходных сопротивлений
плеч инверсного каскада сопротивление резистора R выбирают рав-
ным сопротивлению источника входного сигнала. Основные показа-
тели и элементы инверсного каскада с инвертирующим транзистором
рассчитываются по методике и формулам обычного резисторного кас-
када предварительного усиления. Достоинствами данного инверсного
каскада является вдвое большее максимальное выходное напряжение
по сравнению с каскадом с разделенной нагрузкой и вдвое больший
коэффициент усиления напряжения по сравнению с инверсным каска-
дом с эмиттерной связью. Однако инверсный каскад с инвертирующим
транзистором имеет худшую частотную и переходную характеристики
по сравнению с каскадом с разделенной нагрузкой, в нем отсутствует
компенсация гармоник и пульсаций напряжения источника питания.
218
ГЛАВА 7
УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
И УСТОЙЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕЙ
7.1. КАСКАД С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ ООС ПО ТОКУ
Рассмотрим особенности действия последовательной ООС по току
на примере каскада на БТ (рис. 7.1). В цепь эмиттера транзистора
включен резистор A*3. Ток эмиттера транзистора, состоящий из выход-
ного тока коллектора и тока базы, протекая по 7?3, создает напряжение
обратной связи 6'ос- Это напряжение, пропорциональное выходно-
му току /и « /э, действует между входными электродами транзисто-
ра—базой и эмиттером, последовательно с ЭДС источника сигнала.
Если замкнуть нагрузку (клеммы 2—2), то (7ос сохраняется, если
замкнуть ЭДС источника сигнала (клеммы 4—4 на рис. 7.1), то ^7 ос
Рис. 7.1
Рис. 7.2
будет действовать между входными электродами УЭ. Отсюда видно,
что в каскадах рис. 7.1, 7.2 действует последовательная ООС по
току. Действительно, напряжение (7ос на резисторе /?э (/?2) являет-
ся закрывающим для транзистора. При подаче на вход каскада на-
пряжения указанной на рис. 7.1 и 7.2 полярности транзистор будет
открываться, ток /э (/с) возрастет, напряжение на /?э (/?2) увеличит-
ся и напряжение Uос будет препятствовать открыванию транзисто-
ра. Следовательно, напряжения на входе и £7ос действуют в противо-
фазе, что и указывает на наличие ООС. Эта ООС стабилизирует режим
работы транзистора по постоянному току и коэффициент усиления кас-
када. Найдем глубину ОС, которая определяет изменение 7<ии /?вХ кас-
када. Из гл. 3 известно, что глубина ОС А = 1 + Раскрывая
величины б, (3 и в соответствии с введенными в гл. 3 обозначения-
ми, находим А = 1 т (JoqIU вх. Очевидно, что
Uoc = 70£э - SeUBXR3,
г де S3 = (1 + /121эУ^вхоэ- Отсюза окончательно имеем
А = 1 + S3R3 = 1 + (1 + й81э)/?э/Явхоэ.
219
В соответствии g пол уч.иными в гл. 3 и 5 формулами при ООС коэффи-
циент усиления каскада
/<ыос = KJA = SRaJ (1 + S3R3), (7-D
где S h213/Rsxooj Rh^ RRh/ (R 4~ Rn)-
Входное сопротивление каскада с ОС
— Rbx Оэ+ (1 + ^21J
Определим далее глубину ОС А*, которая изменяет /(«, нелиней-
ные и линейные искажения в каскаде (см. гл. 3),
Л* - 1 + 6|Ж = 1 + ad|Mu = 1 + at/oc/t/вх = 1 + ^ос/£и.
В данном случае £/ос = Л Ra =-$э £и Ro>
ГДе $э ef/g/tiRjj ( 1 —] ^21э)/(Rji.:)|хВ —Г RbxOs),
^и.экв ~ Ru R;i,' (Rn R;J. 1 ^К как — /д (1 Л“ ^21э)
б ~ Rii/(R
и. экв
“1“ Rbx Оэ).
= 1 4- S*R3. Отсюда в соответствии с получен-
гл. 3 и 5 формулами сквозной коэффициент усиления по напря-
каскада с ООС
В итоге получаем А
ными в
жению
ГДе 5 —^219^(Rii.okb Н RbxOo)-
При глубокой ОС, т. е. при S*R3 » 1 и 59R3 »
^213^1, коэффициент усиления каскада с ООС
R«oc«Ruoc^RH~/Ra.
а также при
(7-3)
Коэффициент гармоник в каскаде с последовательной ООС по току
уменьшается: /?гОс = kJ (1 4- 5gR3)- В сквозную глубину ОС А*-
уменьшаются и линейные искажения в каскаде, в частности амплитуд-
но-частотные искажения. Из рис. 7.1 видно, что
петлей ООС охвачен лишь транзистор. Поэтому ча-
стотные свойства транзистора улучшаются, т. е.
граничная частота транзистора с ОС, при которой
/i213 спадает в 1/2 раз, в усилителе по схеме рис. 7.1
будет больше, чем /7i213. При достаточно высокоча-
стотных транзисторах в данном каскаде влияние
Рис. 7.3 ООС на амплитудно-частотные искажения будет
проявляться в изменении активных и реактив-
ных составляющих входного и выходного сопротивлений тран-
зисторов.
В соответствии с методикой, изложенной в гл. 4, эквивалентная
схема входной цепи транзистора в усилителе, собранном по схеме
рис. 7.1, изображена на рис. 7.3. Найдем глубину ОС, которая опре-
деляет уменьшение входной емкости транзистора. В данном случае
220
'У
и
Ап = 1 + б|ЗЛцп = 1 + Uoc/Un- Так как Uос = /э^э = Iq (1 +
4- Л21э)^э» а /б = Uп/гб.э = U п/гэ (1 + /121э), то получаем
Определим глубину ОС, которая изменяет выходные сопротивле-
ние и емкость транзистора в рассматриваемом каскаде. В соответствии
с (3.75) глубина ОС Лкз = 1 + at/oc кз/^вхкз- Очевидно, /7оскз =
= 7экз 7?3, 7экз = 7g (1 "I- ^21э) ~ 7/вхкз (1 ~4~ ^21э)/Т^вхоЭ" Отсюда по-
лучаем
RВХ ^вхКЗ о + ^21я) Ra
Яи.зкв + #ВХОЭ ^вхОЭ^вхКЗ
Поэтому в соответствии с (3.75) находим
(7.4)
(7.5)
Отсюда следует, что Свыхос часто можно пренебречь.
По причинам, изложенным в гл. 3 и 4, в каскадах с последовательной ООС
по току на ПТ изменение всех показателей будет определяться только одной глу-
биной ОС (см. рис. 7.2): А = 1~у6^Ки= 1 _|_{7ОС/6,ВХ = l~b-S/?2.
7.2. КАСКАД С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ ООС ПО НАПРЯЖЕНИЮ
Принципиальная схема резисторного каскада на БТ с коллектор-
ной стабилизацией представлена на рис. 7.4. Резистор R1 подключен
к коллектору, что позволяет ввести ООС по постоянному току для ста-
билизации тока коллектора (см. § 4.4). Но одновременно через R1 дей-
ствует и параллельная ООС по напряжению для переменного тока.
Вполне очевидно, что это ООС, поскольку каскад с ОЭ поворачивает
фазу сигнала на л. Осуществляя КЗ источника сигнала на клеммах
4—4 и нагрузки на клеммах 2—2, можно убедиться по пропаданию на-
пряжения ОС (см. § 3.2), что в рассматриваемом усилителе действует
параллельная ООС по напряжению.
Влияние указанной ООС на сквозной коэффициент усиления на-
пряжения Ки можно определить по (3.24), причем в данном случае
у = Ra/Ri, Ки находится по (2.15), а Ки — по (5.11). Найдем сквоз-
221
ную глубину ОС, определяющую уменьшение /С*, а также коэффициен-
та гармоник и напряжения фона, проходящего от источника питания
на выход каскада через резистор R (см. гл. 3):
^213 Rtf ₽И ,
^1(Яи+ЯвХоэ)
где — RRd (R + Ru)‘
Влияние параллельной ООС по напряжению на входное сопротив-
ление усилителя рассмотрено в § 3.6. Входное сопротивление усилите-
ля с ООС мож.но найти по (3.56). Если положить yCR = gcti —
то эквивалентную схему входной цепи транзистора с ООС можно пред-
ставить рис. 7.5, где /?дос = Ri (1 -г Согласно (3.69) парал-
rs>
Рис. 7.5
Рис. 7.4
лельная ООС по напряжению уменьшает выходное сопротивление
транзистора и увеличивает выходную емкость. Глубина ОС, которая
спределяет указанные изменения, с учетом того, что Ktlxx ж
h 21 э R в ы хоэ/R вхоэ, бу дет
XX == 1 “Ь У®^21э^выхОэ/^?вхОЭ-
Отсюда выходная емкость транзистора при наличии ООС Свыхоо ж
^С1{Ахх, а выходное сопротивление транзистора
(/?и + #вх оэ)
^21Э
7.3. КАСКАД С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ ООС ПО ТОКУ
Рассмотрим особенности влияния параллельной ООС на примере усилителя,
собранного по схеме рис. 7.6 — схеме с ОБ. Выходной ток транзистора 1К, про-
текая по эквивалентному сопротивлению источника сигнала 7?и.экв (в данном
случае /(и.аив®^ Н#э), создает на нем напряжение ООС, действующее между
базой и эмиттером транзистора. Если обеспечить КЗ нагрузки (закоротить клем-
мы 2—2), то выходной ток все равно будет протекать через /?и.экв и создавать
напряжение ОС. Если обеспечить КЗ на клеммах 4—4 источника сигнала, то на-
пряжение ООС исчезнет. Следовательно, в каскаде действует параллельная ООС
по току (см. § 3.2).
В § 3.3 было показано, что параллельная ООС не меняет коэффициента уси-
ления напряжения, т. е. в данном случае Ки^21э/?„~//?вхОЭ /?210/?и~//?вхОБ1
где Rn= RRh/(R.
222
Рис. 7.6
------------------------------С.б)
^вхОЭ экв 1 ^вхОЭ
Влияние параллельной ООС по току на входные показатели и эквивалент-
ные схемы входной цепи УЭ для схем с ОБ (рис. 7.6), ОЗ и ОС было подробно
рассмотрено в § 5.2.
Найдем глубину ОС, которая согласно результатам гл. 3 определяет умень-
шение в усилителе по схеме рис. 7.6 сквозного коэффициента усиления К*, ко-
эффициента гармоник, напряжения фона от источника питания, проходящего на
выход усилителя через резисторы /? и R1, а также амплитудно-частотных иска-
жений.
Из сравнения упрощенной принципиальной схемы каскада с ОБ, приведен-
ной на рис. 4.4, со схемой рис. 3.16
следует, что в данном слу-
чае /?св = /?н~, а сопротивление
7?ос отсутствует. При этом не-
трудно показать, что ЭДС источ-
ника сигнала будет определять-
ся (3.22). Следовательно, для
данного случая в общем выраже-
нии для Л* в (3.33) нужно поло-
жить 6 = 1 и считать, что с уче-
том рис. 7.6 у = Rg/Rcii ~
— 7?и-экв'7?н •
Поэтому в данном случае с
учетом известной формулы для
Ки сквозная глубина ОС
_ ] I экв ^р.у.ОЭ
Ru~ Ru. экв г ^вхОЭ
Если Яи.экв > ^вхОЭ, т0 И3 <7-6> имеем
Л* да 1~!~^21Эф
(7 7)
Таким образом, коэффициент гармоник в схеме с ОБ будет меньше, чем в
схеме с ОЭ, в Л* раз. Если для конкретного транзистора нет статических харак-
теристик для схемы с ОБ, то можно для определения kr воспользоваться статиче-
скими характеристиками транзис-
тора при схеме включения с ОЭ
и затем пересчитать:
^гОЭ (^п- экв +7?пхрэ)
7?ВХ0Э“Ь Ru. экВ (1 -Г^21э)
Для определения влияния
рассматриваемой ООС на выход-
ные показатели транзистора вос-
пользуемся (3.22), (3.72) и найдем
глубину ОС Л кз, учитывая, что
7выхКЗ = St/BXK3- После нео6-
Рис. 7.7 ходимых преобразований полу-
чаем, что Л КЗ = Л* и опреде-
ляется (7.6) и (7.7).
Поэтому в схеме с ОБ выходное сопротивление
^выхОБ Т?ВЬ!Хоэ I 1 Fh
____Ru. экв___\
219 Ru. экв + 7?вхОЭ /
а выходная емкость СВых0Б да Ск/( 1 + /121э).
Из сравнения (7.4) и (7.6) следует, что выходное сопротивление в уси тителях
с последовательной или параллельной ООС по току будет одинаковым лишь в
том случае, если в схеме рис. 7.1 будет равно /?иэ1!в в схеме рис. 7.и.
223
1А. КАСКАД С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ ООС ПО НАПРЯЖЕНИЮ.
ПОВТОРИТЕЛИ
Рассмотрим особенности влияния последовательной ООС по напря-
жению на свойства каскада на примере усилителя, собранного по схе-
ме рис. 7.7 —схеме с ОК. Сопротивлением нагрузки для переменного
тока в данном каскаде является параллельное соединение резисторов
/?э и /?п, т. е. = R3RJ (R3 + /?«)• Выходной ток эмиттера /э, про-
текая по резистору R3~, создает на нем выходное напряжение (7ВЫХ.
Но это же напряжение в данном каскаде является и напряжением об-
ратной связи Uoc- Если обеспечить КЗ на выходных клеммах 2—2,
о
то [/ос = 0, т. е. в
Рис. 7.8
каскаде действует ОС по напряжению. Если же
обеспечить КЗ на клеммах источника сигнала
4—4, то Оос будет приложено между управ-
ляющими электродами транзистора база—эмит-
тер. Следовательно, в рассматриваемом каскаде
действует последовательная ОС. Наконец, дан-
ный каскад не меняет фазы сигнала, т. е. фаза
напряжения Оос совпадает с фазой входного
напряжения 0. Покажем это. На рис. 7.8 изоб-
ражено напряжение и = Uт sin со/, действую-
щее на входе каскада. Напряжение на резисто-
ре Rg состоит из постоянной и переменной со-
ставляющих. Постоянная составляющая (70 =
= /эоЯэ имеет полярность, обозначенную на
схеме рис. 7.7 При действии на входе уси-
лителя положительной полуволны напряжения
транзистор закрывается, ток эмиттера при этом уменьшается, умень-
шается отрицательное (относительно общего провода) напряжение на
резисторе R3 (см. рис. 7.8). На выход усилителя через конденсатор С2
будет проходить лишь переменная составляющая напряжения, фаза
которого совпадает с фазой входного напряжения. Напряжение
Оос — ^вых действует относительно электродов база—эмиттер по-
следовательно с напряжением 0, а действие этих напряжений на вы-
ходной ток /э будет противофазным (одно напряжение будет уменьшать
ток, другое — увеличивать, и наоборот). Отсюда следует, что в рас-
сматриваемом каскаде действует последовательная ООС по напряже-
нию. Влияние подобной ООС на показатели усилителя было рассмот-
рено в гл. 3. Определим конкретные выражения для показателей кас-
када по схеме рис. 7.7.
Найдем сначала глубину ОС, которая влияет на Ки и ZBX усилите-
ля. Согласно (3.12) и (3.53) А = 1 ф- $Ки. В данном случае коэффи-
циент передачи по напряжению цепи ОС |3 = ^ос/^вых = 1- Отсю-
да следует, что в каскаде действует 100%-ная ООС. Под коэффициентом
усиления Ru в данном случае следует понимать коэффициент усиления
напряжения в схеме с ОЭ, но с учетом особенности образования (7ВЫХ,
т. е. КАоэ = Сгде (7ВЫХ = /9/?э~, а (7ВХ — напряжение,
224
действующее между базой и эмиттером транзистора (см. рис. 7.7). От-
сюда 4 = 14- иъытШйХ = 1 + I9R9JU3T. Введем в это выраже-
ние ток коллектора и учтем его связь с Uвх. Напряжение
Отсюда окончательно получаем
А = 1 + ЗДЭ~. (7.8)
В соответствии с (3.12) для каскада с последовательной ООС по на-
пряжению коэффициент усиления по напряжению
Ки ок =Я«оэ/(1 4-К«оэ) = 5Э/?ЭД(1 + 3Э /?э~). (7-9)
Преобразуем (7.9), раскрыв значение крутизны УЭ по току эмиттера
Sa:
______(1 Ч~ ^21э) '___________(1 4~^21э1 Rd—_____
иОК~ #вх оэ + 0+/г21э) гб' Ч-Гэ (1 4"Л21э)4-#э~ (1 + Д1э)
Обычно всегда выполняется неравенство Гб'< (О + О + h2l3).
Поэтому окончательно получим коэффициент усиления в схеме с ОК
(7.Ю)
Из (7.10) видно, что Киок ~ 1 и практически не зависит от h2l3.
Так, при /90 = 1 мА и Ra~ — 575 Ом Киок «575/ (25 4~ 575) =
= 575/600 = 0,96. Следовательно, выходное напряжение в данном
каскаде практически повторяет входное по амплитуде и фазе. От-
сюда и название каскадов с последовательной ООС по напряжению —•
эмиттерный, потоковый и катодный повторители.
Влияние ООС с глубиной ОС, определяемой (7.8), на входные по-
казатели каскада и эквивалентные схемы входных цепей повторителей
подробно рассмотрены в § 5.2. Найдем теперь глубину ОС в каскаде
по схеме рис. 7.7, которая определяет уменьшение сквозного коэффи-
циента усиления напряжения, коэффициента гармоник, а также амп-
литудно-частотных искажений. Согласно (3.18) с учетом (3 = 1 эта
глубина ОС А* = 1 + Кио?, = 1 + UvuJEn- Раскрывая (7ВЫХ по
аналогии с получением (7.8), найдем
(?,_ = !+— 1 +Д—(7.11)
^и.экв+авх оэ
где = Rд/ (/? и Ч~ ^?д), Rд ~ RiRd (Ri 4~
Для схемы с ОК сквозной коэффициент усиления напряжения
/<* ок = - ------9 (7.12)
1 -ps* А'э~ ^и экв 4"гб' 4“ (гэ 4“ (1 4~^21э)
8 Зак 1456 225
Из этой формулы следует, что Киок будет близок к 1 и почти не будет
зависеть от Л219 лишь при /?И.9КВ 4- r& < (г3 4- R3~) (1 4- h2i3)-
Согласно (7.11) коэффициент гармоник в схеме с ОК будет меньше,
чем в схеме с ОЭ, и будет определяться в соответствии с (3.51):
Согласно полученной формуле /?гок будет тем меньше,
Яи.экв. С эт°й точки зрения целесообразно
Рис. 7.9
чем меньше
брать /?И.9КВ< /?вхоэ«
При этом в наибольшей мере
будет действовать ООС. При
Яи.экв > Явхок ООС почти не
действует и &гок «/ггоэ. Из
сказанного следует, что /ггок
можно определять по статичес-
ким характеристикам транзис-
тора в схеме с ОЭ и затем уточ-
нять по (7.13).
Так как в каскаде по схеме
рис. 7.7 петля ООС охватывает
лишь транзистор, то его частот-
ные свойства будут улучшаться, т. е. >> fh,19. Найдем выходное
сопротивление эмиттерного повторителя. Согласно (3.67) при |3 — 1
^вых ОК — ^?вых Оэ/71хх — ^выхОэ/(1 4“ Ки ОЭ Хх)«
(7.14)
Определяя К^оэхх так же, как и при выводе (7.11), но, учитывая,
что каскад при XX работает на собственное выходное сопротивление,
т. е. на /?вихоэ, находим
Ки'оэ XX = s; RBb,5 ОЭ = р 1+4‘а---оэ.
^и.эквт %х ОЭ
Подставляя это значение в (7.14), получаем
^вых ОК
/?и.экв4-^вХоэ = экв 4-Гб'
14*^213 14~Ла1Э
(7.15)
В каскаде на ПТ по схеме на рис. 7.9 глубины ОС, определяющие
изменение рассмотренных в настоящем параграфе показателей УЭ,
определяются следующими формулами:
А = 1 4- S/?UCT~, ^хх = 1 4-S/?BbIX ом,
где
ИСТ^
''ИСТ
Rh/(RhCH 4~ Rh)-
Для увеличения стабильности тока в точке покоя в эмиттерном пов-
торителе применяют эмиттерную стабилизацию тока покоя, как это
показано на рис. 7.7. Однако при хорошей стабильности тока покоя,
т. е. при относительно малых Rx и R2 (см. §4.4), входное сопротивление
эмиттерного повторителя заметно уменьшается, так как /?вх.пов =
= Явхок^д/ (^ихок + Яд), Яд = Я1Я2/ (Я] + я2). Иногда и в
истоковом повторителе на рис. 7.9 для увеличения стабильности тока
покоя применяют делитель напряжения в цепи затвора. Это приво-
дит к потере очень важного преимущества повторителей — большого
входного сопротивления.
7.5. ПОВТОРИТЕЛИ С ПОВЫШЕННЫМ ВХОДНЫМ И ПОНИЖЕННЫМ
ВЫХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЯМИ
Простые эмиттерные повторители. Для того чтобы обеспечить в
эмиттерном и истоковом повторителях и хорошую стабильность тока
в точке покоя, *и сравнительно большое входное сопротивление, при-
меняют специальную схему включения делителей па входе УЭ. Прин-
ципиальная схема эмиттерного повторителя с указанным включени-
ем делителя напряжения в цепи базы транзистора приведена на
рис. 7.10: база транзистора соединяется со средней точкой делителя
Рис. 7.10
Рис, 7.11
напряжения па резисторах R1 и R2 через добавочный резистор 7?доб.
При этом средняя точка делителя напряжения с помощью конденса-
тора С2 большой емкости подсоединяется к эмиттеру транзистора.
Для удобства анализа на рис. 7.11 изображена упрощенная принци-
пиальная схема этого повторителя по переменному току. При этом по-
лагалось, что сопротивление конденсаторов С1—СЗ стремится к нулю,
так же как и внутреннее сопротивление ЭДС источника питания. Ре-
ально емкость конденсатора С2 выбирается такой, чтобы ее сопротив-
ление па самой низкой рабочей часгоге было бы в несколько раз мень-
ше /?пхоэ, т. е. С2> (5 — 10)/шнч /?вхоэ. Резистор /?доб включен па-
раллельно сопротивлению перехода база—эмиттер транзистора, т. е.
параллельно входу 7?вх оэ. В свою очередь резисторы R1 и
R2 ио переменному току включаются в эмиттерную цепь тран-
зистора параллельно Ra и Rn, т. е. целиком в цепь ООС. На R1 и R2
8 * 227
(см. рис. 7.11) действует напряжение ООС, равное /7ВЬ1Х. Поэтому
}?/ и R2 уже не шунтируют непосредственно /?вх ок- Согласно (5.8)
входное сопротивление транзистора в схеме с ОК
RBX ок = /?вх оэ 4- (1 4 й21э). (7.16)
С учетом (7.16), а также того, что /?доб включен параллельно /?вх оэ,
a R1 и R2 — параллельно Ra, входное сопротивление эмиттерного
повторителя, собранного по схеме рис. 7.10,
^вх.пов 7?вх ОЭ ^добЛ^вх ОЭ 4 Ядоб) 4 0 4 ^21э)>
где R3~ = 11/7?! 4 1//?2 4 1/7?э 4 1/W1-
Если выбрать /?доб 4 5/?вх оэ, a = (Rx || R2) 5RgRHf (Rg 4
4/?н), то схема рис. 7.10 позволяет при хорошей стабильности точки
Рис. 7.12
Рис. 7.13
покоя практически полностью реализовать входное сопротивление
транзистора, включенного по схеме с ОК, т. е. цепи смещения не
будут снижать входного сопротивления и 7?вх. пов «7?нхок-
Принципиальная схема рассматриваемого каскада по постоянному
току приведена на рис. 7.12. Из сравнения видно, что она практичес-
ки почти совпадает со схемой эмиттерной стабилизации точки покоя
(см. §4.4), рассчитывается по тем же формулам, за исключением фор-
мулы для (7д2. В схеме рис. 7.12 обозначены постоянные напряжения и
токи в цепи между базой и эмиттером транзистора, из рассмотрения
которой следует, что UR2 = IgoRhog 4 U6. эо 4 haRa- В схеме эмит-
терного повторителя рис. 7.10 может несколько изменяться и выход-
ное сопротивление в соответствии с (7.15)
оэ ^доб/(/?вх оэ+ /?доб)
ВЫХ. ПОВ
1 4^213
Входное сопротивление истокового повторителя, собранного по
схеме рис. 7.9, равно R3. Для его увеличения можно использовать схе-
му, приведенную на рис. 7.13, в которой входное сопротивление пов-
торителя можно получить в 20—80 раз большее R3. Действительно,
из рис. 7.13 видно, что 7?вх 0 с = (7//вх, где U = £/'х 4 U00i.
223
ЕСЛИ ^?ист1 4" ^?ист2» ТО ^вх Iвх ^вх (^ 4" SI^ ист1)> U о С2 —
= /вхЯпст2+ /с/?ист2* Отсюда после соответствующих преобразова-
ний получаем
^ИСТ2
1 +S/?hcTi
^?ИСТ2 \
------ I $
АИСТ1 /
Если же /?н соизмеримо с /?ист1 + /?ист2, то
Явх ОС ~
Я3
1 4~*S/?h
1 Н“ 1^?ИСТ1/(Ru СТ1 4"^истг)] S/?H
Эмиттерный повторитель, собранный по схеме рис. 7.10, позволяет
получить входное сопротивление 50—100 кОм, истоковый повторитель
по схеме рис. 7.13 — 0,5—1 МОм. У этих повторителей сохраняются
относительно большие
входная емкость и выход-
ное сопротивление. Для
современной аппаратуры
зачастую требуются вход-
ные сопротивления поряд-
ка нескольких и даже бо-
дее десяти мегом.
Эмиттерные повторите-
ли на составных транзис-
торах. Для увеличения
входного сопротивления и
уменьшения входной емко-
Рис. 7.14
сти используется составной
эмиттерный повторитель
(рис. 7.14). В этой схеме
транзистор V2 включен непосредственно в цепь эмиттера транзистора
VI и на входном сопротивлении повторителя на транзисторе V2 дей-
ствует напряжение обратной связи U 0с1 (для повторителя на транзис-
торе VI)* Поэтому для повторителя на транзисторе VI сопротивлением
нагрузки в цепи эмиттера по переменному току является входное
сопротивление повторителя на транзисторе V2, т. е. = 7?вх ок2 =
= Rbk ОЭ2 + Яэ ~ (1 + ^21эг), где Яэ~ = ЯэЯн^ (Я* + Яа~У,
ЯНъ = ЯнЯя/ (Ян “Ь Яр).
Отсюда в соответствии с (7.8) в составном эмиттерном повторителе,
собранном по схеме рис. 7.14, соответствующие глубины ОС
। с п , ] Н 4-^2131) [/?вх оэ2 О
т^э1/\э~1 1 4 ~ '
^вхОЭ!
Д* = 14-5э*1/?9^=1 +
(1 4-^2131) [^вхОЭ2 + ^э~ (1 4-^21зг)]
Яи 1"" вх ОЭ1
Лхх = 1 4~ 5*2 Я вых ОЭ2.
229
На основании этих выражений по формулам гл. 3 можно найти пока-
затели повторителя, собранного по схеме рис. 7.14. Например,
^вх.пов = ^вх ОЭ1 ЛЗ /?вх ОЭ1 4“ (1 ~Ь ^21э1) 1₽Вх ОЭ2 4~ (1 "1“ ^21э2)1»
1
+ ^кГ»
°Т1 [*вх ОЭ2 + (1 + /г21эа)]
+ #Р,Х ОЭ1
(1 Н~Л21Э1) (1 Н-Лахэа)
Рис. 7.15
Для получения не-
большого (примерно еди-
ницы ом и менее) выход-
ного сопротивления ча-
сто используется схема
составного эмиттерного
повторителя (рис. 7.15).
Транзисторы VI в V2
различной проводимо-
сти включены на рис.
7.15 по схеме Дарлинг-
тона. Это включение ча-
сто используется в УЗЧ
для получения квази-
комплементарной пары.
Транзистор V2, включенный по схеме с ОЭ, создает дополнительное
усиление напряжения. В результате значение Лхх весьма большое,
что в соответствии с (7.14) приводит к существенному уменьшению
/?вых пов- В целом же в схеме рис. 7.15 имеется 100%-ная последова-
тельная ООС по напряжению, в силу чего показатели получаются
практически такими же, как и для схемы рис. 7.14 (при одинаковых
транзисторах).
7.6. УСИЛИТЕЛЬ С КОМБИНИРОВАННОЙ И СМЕШАННОЙ ООС
МОСТОВОГО ТИПА
В линейных групповых усилителях многоканальной линии элект-
росвязи наиболее часто применяют общую (одноканальную) комби-
нированную и смешанную ООС мостового типа (особенности этого
вида ООС были рассмотрены в § 3.9). Основное ее достоинство состоит
в том, что при сбалансированных мостах на входе и выходе усилителя
(см. рис. 3.27) глубина ОС не зависит от внешних нагрузочных сопро-
тивлений и при этом входное и выходное сопротивления не зависят от
глубины ОС и нестабильности коэффициента усиления по напряжению
Ки усилителя без ОС.
230
При использовании на входе и выходе усилителя неравноплечих
'трансформаторных сбалансированных дифференциальных систем уда-
ется свести к минимуму потери мощности сигнала, обеспечить на
входе согласование по минимуму коэффициента шума (см. § 5.5), а
на выходе — оптимальное сопротивление нагрузки по переменному
току для оконечного УЭ. Использование трансформаторных диффе-
ренциальных систем позволяет получить и еще некоторые преимуще-
ства: легко подбирать необходимую фазу выходного напряжения или
напряжения ОС при любом числе каскадов усиления (и четном, и не-
четном), относительно свободно выбирать точки подсоединения уси-
лителя к общему проводу, работать как от симметричного, так и не-
симметричного источника сигнала, как на симметричную, так и не-
симметричную нагрузку.
Рис. 7.16
Принципиальная схема подобного усилителя приведена на рис. 7.16.
Вх одной шестиполюсник связи / образован входным трансформатором
Т1, имеющим первичную обмотку с числом витков вторичную об-
мотку с числом витков ву2 и обмотку связи с числом витков ш3, а также
резистор ОС J?iS пх. Сопротивление Ra вх позволяет ввести последова-
тельную ООС. Если входные клеммы усилителя 4—4 будут закороче-
ны, то напряжение обратной связи, образующееся на R6 Itx, будет при-
ложено между входными клеммами 1—1 усилителя без ОС. С помо-
щью обмотки к;3 вводится параллельная ООС (см. § 3.2). При XX на
клеммах 4—4 напряжение ОС, образующееся на обмотке ш3, будет
действовать между клеммами 1—1, а при КЗ на клеммах 4—4 это на-
пряжение ОС обращается в нуль. Плечи моста на входе образованы
вторичной обмоткой w.2) обмоткой связи ау3, сопротивлением ОС Ra вх
и входным резистором усилителя без OCRBX. В диагонали моста С—D
действует напряжение с выхода цепи ОС, а в диагонали моста А—В —
пересчитанная ЭДС источника сигнала. Если мост сбалансирован, то
отсутствует взаимное влияние цепей, подключенных в разные диаго-
нали моста, т. е. цепи источника сигнала и выхода цепи ОС.
Выходной шестиполюсиик связи // образован выходным трансфор-
ма гопом Т2, имеющим первичную обмотку с числом витков wit обмог-
231
ку СВЯЗИ С ЧИСЛОМ ВИТКОВ We, и вторичную обмотку с числом витков wet
а также резистор ОС Ra вых. С помощью R& вых вводится ООС по току.
Эта ООС отсутствует при X X на клеммах 2—2 и действует при КЗ на
клеммах 2—2. С помощью обмотки связи Wf, вводится ООС по напря-
жению, которая исчезает при КЗ на клеммах 2—2. Плечи моста на вы-
ходе образованы первичной обмоткой Wy, обмоткой связи оу5, резисто-
рами ОС Rn вых и Явих усилителя без ОС. К диагонали моста G—Н
подключается вход цепи ОС, а в диагонали моста Е—F действует пе-
ресчитанное сопротивление нагрузки усилителя. Если выходной мост
сбалансирован, то отсутствует взаимное влияние цепи ОС и цепи на*
грузки усилителя.
Считаем, что выходной трансформатор Т2 характеризуется коэф-
фициентами трансформации п2 = wjw9, m2 — w3/w6. На зажимах
2—2 усилителя должно выполняться условие согласования, т. е.
R Вых о с = Яи- Если выходной мост сбалансирован, то ЯвыХ/ЯрВЫх =
= — njtn2 = о2, где о2 — коэффициент, характеризующий
асимметрию выходной дифференциальной системы. Так как коэффи-
циент трансформации напряжения от точек EF диагонали моста к
клеммам 2—2 равен п2 + гщ, то выходное сопротивление усилителя
па клеммах 2—2 /?выхос = (Явых + Яр вых)/ (п2 + ^г)2- Отсюда
видно, что его можно несколько изменять, изменяя в небольших преде-
лах Яр вых- Полагая Явыхо с == Яп и учитывая, что для оптимальной
работы УЭ входное сопротивление плеча Е—G сбалансированного
моста должно равняться оптимальному сопротивлению нагрузки
/?опт, находят необходимый коэффициент трансформации п2 =
— ]/R0пто2/R„ (1 4- а2) при г|тр — 1. Коэффициент передачи выход-
ной дифсистемы от клемм 5—5 к клеммам 2—2 мх — а2/2п 2(1 + о2)>
а коэффициент передачи дифсистемы от клемм 5—5 к клеммам 6—6
Рвых = 1/2 (1 + а2).
Входной трансформатор Т1 будем характеризовать коэффициента-
ми трансформации Пу = w^Wy, тг = w3/wy. Если входной мост сба-
лансирован, то Явх/Я(з вх = -= /7]М?| — стг, где — коэффи-
циент асимметрии входной дифсистемы усилителя. Так как коэффи-
циент трансформации из диагонали моста А—В к входным клеммам
4—4 усилителя равен ]/ (пг + /т^), то входное сопротивление усили-
теля на клеммах 4—4 Явх ос = (Явх + Я|звх)/ + mJ2. Полагая,
что на входе при согласовании Явхос = Яи, и учитывая условия ба-
ланса моста, находим при г|тр = 1 пх = КЯВХО1/Я1Т (1 + о\). Коэф-
фициент передачи входной дифсистемы от клемм 4—4 к клеммам 1—1
авх = Пу, а коэффициент передачи входной дифсистемы от клемм
3—3 к клеммам 1—1 рвх = 1. Отсюда согласно полученным в § 3.3 и
3.9 формулам при глубокой ОС коэффициент усиления напряжения
усилителя
Яы ос =
U
°^ВХ Ац
Рвх Ро Рвых К и
3
Коэффициент трансформации Пу может быть также выбран, исходя
из условия согласования по шумам (см. § 5.5).
232
7.7. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С ОБЩЕЙ ОС.
КРИТЕРИИ УСТОЙЧИВОСТИ
В гл. 3 было показано, что при действии положительной ОС усили-
тель может самовозбуждаться, т. е. возникает генерация. Условиями
появления генерации являются: I) равный нулю фазовый сдвиг пет-
левого усиления, необходимый для получения положительной ОС;
2) равный или больший единицы модуль петлевого усиления Т.
В дальнейшем будем рассматривать только частотно-независимую
ОС, например последовательную ОС по напряжению, когда
т = |1/<„ = ₽К„ (/) exp [i<pT (/)] = т (/) exp [i<pT (/)1, (7.17)
где фт — фазовый сдвиг петлевого усиления (в петле ОС) или аргу-
мент Т. В соответствии с принятыми обозначениями условия появле-
ния генерации при положительной ОС:
Фт = 0; Т = 1. (7.18)
При выполнении на какой-либо частоте условий (7.18) в усилителе
возникнут колебания, не зависящие от наличия сигнала на его входе.
Появление этих колебаний обусловлено тем, что энергия с выхода,
поступающая по цепям ОС на вход, компенсирует потери сигнала в
цепях и в усилителе устанавливаются стационарные автоколебания
при любом, даже очень небольшом воздействии (например, от флук-
туаций теплового шума источника сигнала, шумов усилительных эле-
ментов, флуктуаций напряжения источника питания и т. п.). Собст-
венные колебания в усилителе либо сильно искажают полезный сиг-
нал, либо значительно ухудшают основные технические показатели
усилителя, либо (наиболее часто) просто подавляют полезный сигнал.
Поэтому возникновение генерации (автоколебаний) в усилителе недо-
пустимо. Все паразитные ОС, вызывающие самовозбуждение усили-
теля, должны быть устранены, и поэтому будем считать при последую-
щем анализе, что они отсутствуют.
Для улучшения технических показателей (см. гл. 3 и 7) в усили-
тели вводят, как правило, отрицательную ОС (ООС). Все усилитель-
ные каскады (см. гл. 5 и 6) на краях рабочего диапазона частот и осо-
бенно за его пределами создают фазовые сдвиги, которые определяют
фазовые сдвиги петлевого усиления. Дополнительные фазовые сдви-
ги, например, могут возникать в транзисторах, трансформаторах, це-
пях ОС. В результате вводимая ОС, которая в рабочем диапазоне
частот является отрицательной, за его пределами может превратиться
в положительную. Это приведет к самовозбуждению усилителя, если
для какой-либо частоты будут выполняться условия (7. 18). Поэтому
анализ и обеспечение устойчивости усилителя является одной из важ-
нейших задач при проектировании усилителей с ОС.
Очевидно, что усилитель будет устойчивым, если условия (7.18)
не выполняются ни на одной частоте. Эти условия непосредственно
вытекают из критерия устойчивости систем с ОС, предложенного
Найквистом. Критерий Найквиста является более общим, чем условия
233
(7.18), наиболее удобным для электронных усилителей и наиболее близ-
ким к условиям (7.18). С его помощью сравнительно легко определять
устойчивость, проводить ее экспериментальную оценку, определять
пути ее обеспечения.
Математический анализ критерия Найквиста довольно сложен. При-
менительно к усилителям он может быть сформулирован следующим
образом: усилитель, устойчивый при разомкнутой петле ОС, будет
устойчивым и при замкнутой петле ОС, если годограф1 вектора петле-
вого усиления Т не охватывает точку с координатами —Г, 0 при изме-
нении частоты от нуля до бесконечности. Таким образом, годограф
одновременно учитывает зависимость от частоты модуля и аргумен-
та Т. Наряду с годографом широко пользуются частотным методом
оценки устойчивости, который является разновидностью критерия
Найквиста. По этому методу совместно рассматривают раздельно по-
строенные логарифмическую АЧХ (ЛАЧХ) и ФЧХ усилителя, а иног-
да для отдельных видов усилителей только ЛАЧХ. В последнем слу-
чае ФЧХ приближенно аппроксимируют, используя связь ФЧХ с
АЧХ (см. §2.5).
Показатели усилителя изменяются и при его эксплуатации, и от
экземпляра к экземпляру (из-за производственного разброса парамет-
ров элементов и в ходе технологического цикла изготовления интег-
ральных усилителей). Отсюда меняются в некоторых пределах АЧХ
и ФЧХ, а следовательно, и годограф усилителя. Для надежного обес-
печения устойчивости годограф вектора Т должен проходить на неко-
тором расстоянии от критической точки —1; 0. Поэтому вводят запа-
сы устойчивости х по модулю Т и ф3 по аргументу фг. Запас по мо-
дулю х = —20 1g Т, где Т — модуль Т на частоте, для которой фт =
= или фг = 180° — ф3. Запасом по фазе ф3 называют угол, до-
полняющий фг до л на частоте, при которой Т = 1 или Т = х.
При анализе устойчивости усилителей с ОС обычно принимают запас
по модулю хлр = 3/7, а запас по фазе ф3 — 10°п, где п — число кас-
кадов в усилителе. При этом рассматриваются частоты, в среднем на
две декады (в 100 раз) превышающие граничные частоты рабочего диа-
пазона усилителя.
7.8. МАКСИМАЛЬНАЯ ГЛУБИНА ОС УСИЛИТЕЛЯ
С ОДИНАКОВЫМИ РЕЗИСТОРНЫМИ КАСКАДАМИ
Устойчивость однокаскадного усилителя. Начнем рассмотрение с
однокаскадного усилителя, на примере которого наиболее легко и на-
глядно можно ввести основные понятия, относящиеся к устойчивости
усилителей. Рассмотрение проведем лишь для области ВЧ, так как
основные положения применимы к области НЧ как к зеркальному
отображению области ВЧ относительно СЧ. К тому же при непосред-
ственной связи между каскадами фазовые сдвиги в области НЧ будут
1 Годографом называют кривую, по которой проходит на комплексной пло-
скости конец вектора Т при изменении f от нуля до оо.
234
значительно меньше, чем в области ВЧ. Для области ВЧ согласно
(5.29) нормированный коэффициент усиления резисторного каскада
У = 1/ (1 + 1сотвч).
Модуль этого коэффициента, т. е. нормированная АЧХ каскада,
У = | У | - 1/^1 + (7.19)
Введем понятие частоты среза АЧХ в области ВЧ /с.в, на которой
модуль нормированной АЧХ усилителя уменьшается в ]/*2 раз, т. с.
Y = 1/V2. Подставляя это значение в (7.19) и возводя в квадрат
обе части равенства, находим (ос-в = 2л/с>в = 1/твч. Используя в
(7.19) значение твч и учитывая, что по определению У = Ки1КиС9
(см. (2.18)), получаем коэффициент усиления напряжения одиночного
каскада
ср/К 1 + (ш/®о.в)2 = ср/1Л 1 + (И J- (7.20)
Устойчивость усилителя приходится анализировать в области час-
тот, где f /с.в. В этом случае удобно принять ///с.„ 1 и предста-
вить АЧХ усилителя приближенной, асимптотической формулой
к и ~ ки ср/У(77О = Ки ср/с.в// Ыс.в. (7.21)
Из (7.21) следует, что при / — /с.н Ки ~ КиС{>- Если принять
Ки — 1, то частота единичного усиления /ед = fert Киср. Таким об-
разом, можно реальную АЧХ (7.20) представить асимптотической
АЧХ в виде двух прямых: 1) Ки = К,(СР при / < /с.в, 2) Ки =
— Кцср/с.в^/ ПРИ / /с.в- Поскольку рассматривается усилитель
только с частотно-независимой ОС, т. е. при (3 (/) — |3 = const, то с
учетом (7.20) петлевое усиление
Т (/) = = РХ„ср//1 + (Ж.в)2 = Т/Г1 + (7.22)
Очевидно, 4Tofc,B для АЧХ (7.20) и для петлевого усиления (7.22)
совпадает. Отсюда следует, что АЧХ петлевого усиления (7.22) также
можно представить в виде асимптотической характеристики. С учетом
(7.21) и (7.22)
Т (/) = Т при / < /с.в; Т (/) = Tfc.B/f при f > /,.в. (7.23)
При анализе устойчивости усилителя используют логарифмичес-
кую АЧХ (ЛАЧХ) как более удобную. При построении ЛАЧХ и по
оси частот/, и по оси петлевого усиления Т используется, как правило,
десятичный логарифмический масштаб. По оси частот откладывают
непосредственно значения частот, а по оси Т — значения Т (/), выра-
женные в децибелах, т. е.
т (/)[дЧ = 20 Ig Т (П = 20 1g (Т (/С.Л)]. (7.24)
Согласно (7.24) при увеличении частоты f на октаву (т. е. в 2 раза)
коэффициент петлевого усиления уменьшается на 6 дБ, а при увели-
чении f на декаду (т. е. в десять раз) на 20 дБ. Следовательно, асимп-
тотическая ЛАЧХ одиночного каскада имеет постоянную крутизну,
235
1
равную —6 дБ/окт или —20 дБ/дек. Асимптотическая ЛАЧХ резис-
торного каскада, соответствующая (7.23) и (7.24), приведена на
рис. 7.17я сплошными линиями для двух значений петлевого усиле-
ния Т в области СЧ: Тх = 40 дБ и Т2 = 60 дБ. На этом же рисунке го-
ризонтальной пунктирной линией отмечен запас устойчивости по мо-
дулю х = —3 дБ. Частоту сигнала, на которой ЛАЧХ пересекает ли-
нию запаса устойчивости по модулю, обозначим через /кр т. Из
рис. 7.17« следует, что ЛАЧХ может пересекать линию запаса по
модулю при любых значениях f от нуля до оо, так как асимптотическая
ЛАЧХ является бесконечной прямой.
В области ВЧ ФЧХ каскада определяется (5.32). Подставляя в нее
найденное выше соотношение между твч и соь>в, получаем
<Р = — arctg (///с.в). (7.25)
Так как цепь ОС дополнительных фазовых сдвигов в петлевом уси-
лении не создает, то ФЧХ петлевого усиления будет определяться
формулой (7.25), т. е.
Т = (,ки = —= Т (/) е|<РТ,. (7.26)
1 1 СО С ц
где фТ = —arctg (///,.„в).
Из этой формулы следует, что при f = fc.B фаза <рт = —45°. Это
условие определяет характерную точку ФЧХ однокаскадного уси-
лителя.
В (7.26) для удобства построения и использования характеристик
постоянный фазовый сдвиг в области средних частот, необходимый для
получения ООС и равный л, исключен. Поэтому в соответствии с (7.25)
и (7.26) считаем, что фазовый сдвиг петлевого усиления в области сред-
них частот равен нулю, хотя в действительности он равен л. Постро-
енная в соответствии с указанным положением ФЧХ петлевого усиле-
ния однокаскадного усилителя приведена на рис. 7.176. На этом же
рисунке пунктиром показан необходимый запас устойчивости по фазе
ф3 = 10°. Если на какой-либо частоте фТ — —180°, то суммарный
236
фазовый сдвиг петлевого усиления будет равен нулю, т. е. будет вы-
полняться одно из условий генерации (7.18).
Из рис. 7.17 видно, что на частоте f = fKP т фаза фт < —90° (точ-
ка А на рис. 7.176), т. е. остается значительный запас устойчивости
по фазе. Поскольку при f = оо фаза фт = —90°, то запас устойчиво-
сти по фазе, примерно равный 90°, будет иметь место при любой /кр т,
в том числе и при /крт -> 00 Поэтому в однокаскадном усилителе
можно выбирать любую глубину ОС, в том числе и Т = оо, при кото-
рой /кР т = оо, и усилитель будет устойчивым. Такой усилитель
называют абсолютно устойчивым.
На рис. 7.18 показан примерный
вид годографа однокаскадного уси-
лителя при двух значениях Т, соот-
ветствующий ЛАЧХ и ФЧХ рис. 7.17.
Этот годограф ни при каких значени-
ях Т не охватит критическую точку
с координатами —1; 0, так как он
никогда не перейдет в левую полу-
плоскость Т из-за того, что при
f -> 0 фт -> 90°, а при /->00 фт->
-> —90°. Это еще раз подчеркивает
положение о том, что однокаскад-
ный усилитель с ООС является аб- Рис. 7.18
солютно устойчивым.
Устойчивость двухкаскадного усилителя. Рассмотрим далее ЛАЧХ,
ФЧХ и годограф усилителя, имеющего два одинаковых резисторных
каскада и частоту среза в области ВЧ /с.в ту же, что и в рассмотренном
выше однокаскадном усилителе. Рассмотрение проведем при приня-
тых выше для однокаскадного усилителя допущениях. Петлевое уси-
ление двухкаскадного усилителя
Т |3Ки1 е-Р- Ки2 № - Т (/) е"Р< е^ = Т (/) ei(₽T, (7.27)
где Г (/) = Т/ [1 -I- (///,:.в )21; фг = Фг + Ф2 = 2фх = —2 arctg (///с.в).
По аналогии с (7.23) АЧХ петлевого усиления из (7.27) можно пред-
ставить в виде асимптотической характеристики
Т (/) = Т при / < /с.„; Т (/) = Т при />/с.в. (7.28)
Асимптотическая ЛАЧХ Т (/)[ДБ] = 2 • 20 1g Т (/с.в//). Из этой
формулы следует, что крутизна ЛАЧХ двухкаскадного резисторного
усилителя будет постоянной и равной —12 дБ/окт или —40 дБ/дек.
Характеристика с такой крутизной для сравнения дана на рис. 7.17а
пунктиром. Асимптотическая ЛАЧХ указанного усилителя приведе-
на на рис. 7.19а для двух значений Т. На этом же рисунке пунктирной
горизонтальной линией обозначен запас устойчивости по модулю х =
— —б дБ. На рис. 7.196 приведена ФЧХ усилителя (сплошная ли-
ния), штриховой линией показана ФЧХ одного каскада в двухкаскад-
ном усилителе, горизонтальной пунктирной линией обозначен запас
устойчивости по фазе ф3 = 20°.
237
Из рпс. 7.19 видно, что при Т = Тх критическая частота fKpn имеет
место тогда, когда срт еще не достигает допустимого по устойчивости
значения (точка Б на рис. 7.196). В этом случае усилитель будет пол-
ностью устойчив. Если же в двухкаскадном усилителе увеличить Т
до Т2, то /КРТ2 будет иметь место на такой частоте, для которой срт пре-
высит допустимое по устойчивости значение, равное 180° — <р3 (точ-
ка В на рис. 7.196). Конечно, и в этом случае теоретически двухкас
Рис. 7.20
7 *
кадный усилитель будет ус-
тойчив и при Т -> оо, так
как лишь при /—>оо фаза срт
достигнет —180°. Но при
f -> оо величина Т (/) = 0.
Эти положения поясняет и
годограф двух каскадного уси-
лителя, построенный в соот-
ветствии с характеристиками
рис. 7.19 (рис. 7.20). Хотя
этот годограф и заходит в
левую полуплоскость Т, а фГ
может достигать значений ЧЬл, теоретически он пе может охватить
критическую точку (—1, 0) даже при Т—> со, поскольку при <рг=±л
значения Т (/) будут равны нулю. Но запас устойчивости по фазе этот
годограф может переходить (сплошная линия на рис. 7.20).
На практике в двухкаскадном усилителе может появиться неболь-
шой дополнительный отрицательный набег фазы, например, из-за
транзисторов или цепи ОС. В этом случае значение срт = —180° мо-
жет быть превышено при f =£ оо, и в усилителе может возникнуть ге-
нерация. Поэтому соблюдение запаса устойчивости по амплитуде и
фазе необходимо. А в этом случае, как видно из рис. 7.19, глубину ОС
нельзя брать произвольной, т. е. существует максимально допустимая
глубина ОС.
Устойчивость трехкаскадного усилителя. Рассмотрим далее крат-
ко ЛАЧХ, ФЧХ и годограф трехкаскадного усилителя при уже ука-
занных выше допущениях и с тем же значением частоты среза Д,в.
238
По аналогии с (7.27) коэффициент петлевого усиления
т = ₽Ка1 К„2 /<„3 е‘ <ф.+ф. +ф.> = Т (/) е'*7', (7.29)
где Т (/) = Т/ [/1 + (Л'/е.ь)-13; Фг = гр. + <р2 + Фз = Згр, =
= —3 arctg (АТс.в); /с.в — по-прежнему частота среза в одном кас-
каде.
У
Рис. 7.21
Асимптотическая АЧХ петлевого усиления
Т </) = Г при f < /с>в; Т (/) = Т (/,.Л)3 при f > Л.в; (7.30)
Т(/Ъб] = 3 • 20 1g [Т (7-31)
Из (7.30) следует, что крутизна ЛАЧХ трехкаскадного усилителя
также будет постоянной и равной—18 дБ/окт или —60 дБ/дек. Асимп-
тотическая ЛАЧХ трех каскадного усилителя приведена на рис. 7.21 а
для двух значений петлевого усиления Т\ и Т2. На этом рисунке пока-
зан и запас устойчивости по модулю х = —9 дБ. На рис. 7.216 сплош-
ной линией приведена ФЧХ указанного усилителя, пунктирной —
239
Рис. 7.22
ФЧХ одного каскада усилителя и обозначен запас устойчивости по
фазе ср3 = 30°.
Из рис. 7.21 видно, что при Т = Т\ /кРт имеет место на такой час-
тоте, при которой фт> —180° (точка С на рис. 7.216). Значит, трех-
каскадный усилитель является принципиально неустойчивым. Если же
выбрать частоту f ----- (точка D на рис. 7У16) и найти с учетом за-
паса устойчивости по модулю Т — Т2, при которой трехкаскадный уси-
литель будет устойчив, то Т2макс будет очень небольшой. Таким об-
разом, для трехкасладного усилию-
ля обязательно следует определять
максимальную глубину ОС. при ко-
торой он будет устойчив. Эти поло-
жения поясняет и годограф, приве-
денный на рис. 7.22. При Т = Т, он
еще не охватывает критическую точку
(пунктирная кривая). Однако ^то про-
исходит уже при Т = Т2, так как зна-
чения срт =
Максимальное петлевое усиление,
которое можно вводить в /г-каскалном
усилиюле с одинаковыми каскадами,
Тмакь-•= 10-°-05y/cos(18° Z-Tl). (7.32)
Рассчитанные по этой формуле значения максимальной глубины ОС
^м₽;..с = 1 + Тмакс приведены в табл. 7.1.
Таблица 7.1
Число каскадов { 2 з 4
фа= 10 п, град 10 20 30 40
х = 3 п, д Б и 6 9 12
д ^маис 00 17,7 2,34 1,56
^макс при <pG = 30°, х = 9 дБ 00 6,32 2,34 1,89
Из табл. 7.) видно, что без специальных мер достаточно ьлубокую
ОС может обеспечить лишь д ^ухкаскадный усилитель, да и он при уве-
личенном запасе устойчивости обеспечивает лишь Лмакс — 6,32. Че-
тырехкаскадный усилитель с общей ОС на практике обычно не исполь-
зуется. Трехкаскадный усилитель, как и чвухкаскадный, требует
принятия специальных мер для увеличения максимальной глубины
ОС при заданных запасах устойчивости.
240
7.9. СПОСОБЫ УВЕЛИЧЕНИЯ ГЛУБИНЫ ОС
Для увеличения глубины ОС при заданных запасах устойчивости в
области ВЧ в усилителях с общей петлей ОС используют в основнол
следующие способы: 1) выбор различных частот среза (полюсов) f,..B
каскадов усилителя; 2) коррекцию АЧХ петлевого усиления; 3) фор-
мирование характеристики идеального среза.
Выбор различных частот среза каскадов
резисторного усилителя является одним из простейших способов уве-
личения глубины ОС. Рас-
смотрим особенности этого
способа вначале на более
простом примере двухкас-
кадного усилителя. На
рис. 7.23п приведена пунк-
тирной линией ЛАЧХ
двухкаскадного усилителя
с равными частотами среза
каскадов, имеющая кру-
тизну —12 дБ/окт. Часто-
та среза всего усилителя
/с.в равна по-прежнему
частоте среза одпокаскад-
ного усилителя /с.к.. На
рис. 7.236 показана ФЧХ
такого усилителя (кривая
/), соответствующая ФЧХ
рис. 7.195. Из рис. 7.23
видно, что при f = /крт
фаза петлевого усиления
превышает допустимое с
запасом устойчивости фт=
= 180° — ф;. (точка А на
рис. 7.235). Значит, пет-
40
20
0
Х=-6дБ
-20
'»г /с„ fKprfcsl W1*
а)
левое усиление Тг в рабо-
чем диапазоне частот в
указанном усилителе использовать нельзя. При крутизне спада ЛАЧХ
12 дБ/окт быстро нарастае' фт. При увеличении f примерно на дека-
ду относительно /с-в1 фаза петлевого усиления уже достигает практи-
чески допустимого значения, близкого к —180°. В то же время извест-
но (см. § 7.8), что в однокаскадном усилителе при крутизне спада
6 дБ/окт набег фазы будет меньше —90° (кривая 2 на рис. 7.235). Сле-
довательно, если частоту среза одного каскада оставить прежней,
а частоту среза другого каскада /с.з2 увеличить, то набег фазы при
прежнем значении /кРт значительно уменьшится. Фаза фт будет до-
стигать допустимого значения обязательно при частоте /крф > /с.в2»
так как ФЧХ более широкополосного каскада сместится в область бо-
лее высоких частот (кривая 3 на рис. 7.235). В результате крутизна
ФЧХ дзухкаскадного усилителя уменьшится (кривая 4 на рис. 7.235).
241
На асимптотической ЛАЧХ появится характерный второй излом (срез)
на частоте /с#в2, начиная с которой крутизна спада ЛАЧХ возрастает
вдвое. Теперь из за более медленного набега фазы фт на частоте /|(рп
еще не достигается запас устойчивости по фазе (точка Б на рис. 7.236),
а следовательно, усилитель при петлевом усилении будет устойчив.
Таким образом удалось увеличить максимальную глубину ОС. Оче-
видно, что если взять еще большую, то можно получить еще боль-
ше Тх (см. рис. 7.23). Найдем необходимый разнос частот среза двух-
каскадного усилителя для получения заданного максимального пет-
левого усиления Тмак0. В данном случае с учетом (7.22) петлевое уси-
ление
Рассчитанные значения Тмакс и соответствующие им отношения
частот среза при запасе по модулю х = —6 дБ и запасе по фазе ф3 =
— 20° приведены в табл. 7.2.
Таблица 7.2
макс 20 40 60 80 10;
2,47 7,83 12,8 16,8 23,6
Аналогичен механизм влияния разноса частот среза и в трехкас-
кадном усилителе.
Максимальное петлевое усиление для трех и более каскадов с раз-
несенными частотами среза
Тмакс « /с. в2//с. Ы [Л/2 (п - 1). 100.05лЬ (7.33)
где п — число каскадов в усилителе.
Более точно значения Тмакс рассчитаны, например, в [8]. Если
частоты среза широкополосных каскадов не совпадают, то рекоменду-
ется брать для расчета Тмакс частоту /с.в2, равную среднеарифмети-
ческому значению частот среза.
Рассмотренный способ увеличения Тмакс имеет существенные огра-
ничения. Обычно /с.в1 выбирают равной верхней граничной частоте
усилителя /вч. Отсюда в широкополосных усилителях значительное
увеличение /с В2 может привести к заметному уменьшению /Сц, так
как площадь усиления каскада постоянна (см. (5.47), (5.55)]. При
этом может не обеспечиваться необходимая глубина ОС. Если же вы-
брать /с.в2 при допустимом Ам, то это может привести к значительно-
му .снижению широкополосное™ каскада при получении /е>в1 < /вч.
Получение большей глубины ОС при меньшем разносе частот среза
достигается коррекцией АЧХ петлевого усиления.
Коррекция АЧХ петлевого усиления. Такую
коррекцию можно осуществить как в цепях усилителя, так и в цепи
242
ОС. Коррекция АЧХ петлевого усиления в цепи ОС используется
-очень редко, так как цепь ОС обычно применяется для регулировки
какой-либо коррекции АЧХ усилителя, а корректирующие элемен-
ты делают ее частотно-зависимой, что не всегда допустимо, на-
пример, из-за частотной зависимости входного и выходного сопро-
тивлений.
При коррекции АЧХ петлевого усиления в цепях усилителя при-
меняются как /?С-цепочки, так и £С7?-цепочки. Последние обычно ис-
пользуются при формировании характеристики идеального среза. При
использовании /?С-цепочек различают коррекции с фазовым опереже-
нием и с фазовым запаздыванием. Первая используется реже, чем вто-
рая. Это связано с тем, что создать при фазовой коррекции с опере-
жением подъем АЧХ и положительный фазовый сдвиг без заметной
потери усиления можно, только включив форсирующую 7?С-цепочку в
цепь ОС, а это нежелательно. Поэтому фазовая коррекция с опереже-
нием чаще всего используется совместно с фазовой коррекцией с за-
паздыванием при формировании характеристики идеального среза.
Наиболее широко используется фазовая коррекция с запаздыванием,
при которой существенно меняется АЧХ усилителя. Способы осуще-
ствления фазовой коррекции с запаздыванием рассматриваются
в § 7.10 на примере ОУ и усилителей на ИМС.
Формирование характеристики идеального сре-
за. В наиболее тяжелых условиях работы для получения наибольшего коэффи-
циента петлевого усиления используется формирование характеристики идеаль-
ного среза, предложенное Боде. Рассмотрим понятие о характеристике идеаль-
ного среза (имея в виду ее формирование) для трехкаскадного усилителя. Обыч-
но выбирают частоту первого среза /С.В1, равную граничной частоте усилителя
/вч (см. Рис* 7.24г?). Поскольку усилитель трехкаскадный, то неизбежно долж-
на быть частота среза/с.в2> с которой начинается асимптотическая ЛАЧХ с кру-
тизной —18 дБ/окт. Целью формирования характеристики идеального (или оп-
тимального) среза, кроме того является и получение наименьшего отношения ча-
стот среза /с в2 и /с bi- Очевидно, в этом случае можно получи гь наибольший ко-
эффициент усиления усилителя при заданной устойчивости. Для этого асимпто-
тическая ЛАЧХ, выходящая из точки А при петлевом усилении Т, (взято для
иллюстрации) должна иметь максимально допустимую крутизну спада. В ра-
бочем же диапазоне частот до/с В1 Т должно быть постоянным Так как крутизна
асимптотической ЛАЧХ определяет максимально достижимый фазовый сдвиг
(при -6 дБ'окт фмакс ~ — 90°, а при —12 дБ/окт фмакс == — 180°), то эта
крутизна должна обеспечивать максимальный фазовый сдвиг, соответствующий
допустимому значению фт с учетом запаса устойчивости на фазе. При трех кас-
кадах ф3 — 30°, фТдоп — — 150°, а этому соответствует крутизна —10 дБ/окт.
В общем случае крутизна равна —12 (1 — у) дБ/окт, где у — ф3/л. В данном
случае, следовательно, асимптотическая ЛАЧХ должна выходить из точки А
и идти с постоянной максимально допустимой крутизной —10 дБ;окт до пересе-
чения с линией запаса устойчивости по модулю (точка О на рис. 7.24). Этой точ-
ке пересечения будет соответствовать частота /ст. С учетом сказанного асимпто-
тическая ФЧХ идеального среза должна проходить так, как кривая 1 на рис.
7.246. Она должна достигать фт= ФТдоп — 180е — ф3 на частоте/с в1 и далее
с ростом частоты не меняться. Поскольку безразлично, как именно ФЧХ бу-
дет проходить до точки А, т. е. до частоты /с.в1> то петлевое усиление можно уве-
личить до Т2, продолжив на ЛАЧХ линию из точки А до точки Б. Асимптотиче-
скую ЛАЧХ^следгет сформировать из точки В с большей крутизной, чем — 10 дБ/
/окт, чтобы не уменьшать широкополосности каскада. При этом глубину ОС мож-
но увеличить па 12(1—1/) дБ, что выгодно.
243
После точки О (см. рис. 7.24а) асимптотическая ЛАЧХ может идти произ-
вольно, так как запас по модулю уже обеспечен. Проще всего, если бы ЛАЧХ
пошла по линии О—Е. Однако в этом случае в реальном усилителе не было бы
запаса по фазе. Дело в том, что в реальном трехкаскадном усилителе неизбежно
появляется дополнительный набег фазы сверх <рт от двух других каскадов
(Фтдоп получается от каскада, в котором обеспечивается крутизна ЛАЧХ
—10 дБ/окт). Этот набег определяется, например, кривой 2 на рис. 7.246. На
частоте /с вг этот набег будет около—90°. Поэтому совмещать /с.вг с частотой
нельзя.
Рис. 7.24
Дополнительный отрицательный набег фазы нужно чем-то компенсировать.
Для этого следует ввести цепочку, обеспечивающую положительное приращение
фазы в диапазоне частот от /с.в1 до/ст, т. е, подъем ЛАЧХ. Этот подъем можно на-
чинать лишь из точки О, в которой обеспечивается запас по модулю. Чтобы запас
по модулю не превышался после частоты /ст, очевидно, что максимальная кру-
тизна ЛАЧХ форсирующей цепочки не должна превышать 10 дБ7окт. В этом
случае и образуется на ЛАЧХ «ступенька» от /Ст до необходимая для кор-
рекции ФЧХ (см. рис. 7.24). Ширину ступеньки нельзя выбирать произвольной,
она специально рассчитывается, чтобы при компенсации отрицательного набега
фазы максимально приблизить /С.В2 и /Ст. Для форсирующей цепочки ФЧХ по-
казана на рис. 7.246. (кривая 3). Результирующая ФЧХ будет проходить как
кривая 1 до точки А и далее как кривая 4 на рис. 7.246. Результирующая
ЛАЧХ после точки Д будет спадать с крутизной 18 дБ/окт. Полученные харак-
теристики и называют характеристиками идеального (оптимального) среза.
Сформировать их на практике удается лишь с известным приближением, а рас-
чет достаточно сложен и приведен в [17, 20].
244
7.10, ОБЕСПЕЧЕНИЕ УСТОЙЧИВОСТИ ОПЕРАЦИОННЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ И УСИЛИТЕЛЕЙ НА ИМС
Общие сведения. Устойчивость операционных усилителей и усили-
телей на ИМС обеспечивается несколько другим путем, чем в усили-
телях на дискретных элементах. Высокие технические показатели ОУ
и усилителей на ИМС, имеющих два или три каскада, достигаются как
правило, именно благодаря введению глубокой частотно-независимой
ООС (см. гл. 3). Но выше было показано, что в двух- и трехкаскадных
усилителях произвольный выбор глубины ОС или петлевого усиления
может привести к самовозбуждению. Как показано выше, существуют
максимальные значения коэффициента петлевого усиления как для
Рис. 7.25
каскадов, в которых используются какие-либо способы увеличения
устойчивости, так и для каскадов без их применения.
Рассмотрим, как обеспечивается устойчивость ОУ, в которых мо-
гут отсутствовать цепи коррекции АЧХ петлевого усиления, но есть
специальные выводы для подключения внешних цепей коррекции и
может действовать внутренняя коррекция АЧХ усилителя, т. е. АЧХ
петлевою усиления. Прежде чем вводить какие-либо цепи коррекции,
необходимо убедиться, что они нужны, т. е. ОУ с вводимой глубиной
ОС будет неустойчив. Для ОУ находится ЛАЧХ не петлевого усиления,
а самого усилителя, т. е. асимптотическая зависимость 20 1g Ки (/).
Типичная ЛАЧХ ОУ без коррекции приведена для иллюстрации на
рис. 7.25, а (кривая Г). В ОУ обычно заранее предусмотрен разнос
частот среза каскадов, поэтому на ЛАЧХ имеются характерные изло-
мы на частотах среза /с.в1, /с.в2 и /с.пп.
Устойчивость ОУ без цепей коррекции. При определении устой-
чивости ОУ запас устойчивости по модулю не берут, т. е. полагают
х = 0 дБ. Запас же устойчивости по фазе выбирают обычно 45°. Для
ОУ ФЧХ ооычно не приводятся, и ее строят приближенно, если воз-
никает необходимость, полагая ОУ состоящим из цепей минимально-
ю фазового сдвига.
А
245
Приближенная ФЧХ строится в виде наклонной линии, причем на-
бег фазы в 45° имеет место в одном каскаде при f — /с>в., что соответ-
ствует реальной ФЧХ. Поэтому в пределах первых декад выше и ниже
/с.в в одном каскаде полагают линейным набег фазы от 0 до 90°. Для
каскада с частотой среза /с.в1 на рис. 7.255 это показано пунктирной
кривой 1, для каскада с /с,в2 — кривой 2 и для каскада с fCtBi — кри-
вой 3. Результирующая ФЧХ усилителя при этом показана сплошной
кривой на рис. 7.255. Из этой кривой следует, что допустимый набег
фазы в усилителе фдоп (точка А иа рис. 7.255) будет иметь место (при
запасе в 45°) на частоте второго среза /с.в2, т. с . когда происходит на
ЛАЧХ второй излохМ и переход к спаду с крутизной 12 дБ/окт.
Из сказанного следует, что в усилителе с ЛАЧХ рис. 7.25а глуби-
ну ОС можно выбирать лишь такой, чтобы горизонталь, соответству-
ющая Киос, проходила не ниже точки второго излома ЛАЧХ. Дей-
ствительно, для устойчивой работы должно быть Т = $Ки (/крф)
1- Так как (см. § 3.4) , Ки 0 с 1/0, то это неравенство преобразу-
ется:
[Л и (fкр oWu о с < 1 ИЛИ К и О С Ки (f кр ф)• (7.34)
Отсюда следует известное правило обеспечения устойчивости ОУ,
имеющих или не имеющих коррекцию ЛАЧХ: коэффициент усиления
К и о с ОУ с ООС не должен быть меньше коэффициента усиления К и (/)
ОУ без ООС на частоте на которой достигается допустимый фа-
зовый сдвиг с учетом запаса устойчивости по фазе. Для рассматривае-
мого усилителя значение Амакс ~ Тмакс = 1\ приведено на рис. 7.25а.
Так как при спаде 6 дБ/окт на ЛАЧХ усилителя образуются рав-
нобедренные треугольники (например, треугольник АВС на рис. 7.25а),
то максимальный коэффициент петлевого усиления ТМ£1Кс1дб]
^20 1g(/c.B?7c.B1).
Устойчивость ОУ с цепями коррекции. Если необходимо получить
большую глубину ОС, т. е. еще меньшее значение 0 с> то в ОУ необ-
ходимо осуществить коррекцию ЛАЧХ. В трехкаскадных ОУ для это-
го обычно используют две корректирующие цепочки из конденсаторов
или RС-элементов, в двухкаскадных ОУ — одну корректирующую
цепочку. Эти цепочки стараются вводить в высокоомные точки цепей
усилителя, чтобы можно было брать конденсаторы меньшей емкости.
В ОУ, имеющем коррекцию ЛАЧХ, максимальную iлубину ОС мож-
но выбирать также с соблюдением (7.34).
Наиболее широко в ОУ используется коррекция ЛАЧХ с фазовым
запаздыванием. Эта коррекция реализуется несколькими методами:
1) включением конденсатора большой емкости на выходе: 2) измене-
нием входного сопротивления; 3) включением конденсатора между кол-
лекторами дифференциального каскада в ОУ; 4) включением RC-це-
почки между коллектором усилительного каскада и землей; 5) вклю-
чением RC-цепочки между коллектором и базой усилительного каска-
да; 6) введением с помощью емкости в одном или двух каскадах частот-
но-зависимой параллельной ООС по напряжению. Во всех этих слу-
чаях добиваются определенного спада ЛАЧХ в области верхних час-
тот. Каждый из перечисленных методов имеет свои достоинства и не-
246
достатки. Рассмотрим наиболее характерные примеры применения ука-
занных методов.
Принципиальная схема ОУ с коррекцией ЛАЧХ изменением вход-
ного сопротивления приведена на рис. 7.26. Сопротивление R'a может
отсутствовать. Подбирая величины R и С, можно обеспечить различ-
ный спад ЛАЧХ, как это показано на рис. 7.25а кривыми 2 и 3. Каж-
дой из этих кривых соответствует согласно (7.34) различная макси-
мальная глубина ОС /4макс Тмакс , равная Т3 или Т3. Достоинство
этого способа коррекции в том, что он может применяться в любом ОУ,
независимо от того, имеются выводы для
коррекции или нет. Недостаток же в
том, что уменьшается широкополос-
ность усилителя и элементы RC могут
входить в цепь ОС усилителя.
Коррекция с фазовым запаздыванием
с помощью 7?С-цепочек, включаемых с
коллекторов на базы транзисторов диф-
ференциального каскада, предусмотрена
в ОУ типа К14ОУД5, К553УД1 и др.
Внутренняя коррекция с помощью кои-
Рис. 7.26
денсатора, включаемого между коллек-
тором и базой транзистора, действует в ОУ К140УД6, К140УД7,
К440УД8, К544УД1 и др. В этом случае, поскольку благодаря парал-
лельной ООС значительно увеличивается входная емкость транзис-
тора, емкость корректирующего конденсатора может быть небольшой.
Коррекция с опережением по фазе обычно используется в ОУ на
базе каскада с ОК (эмиттерный повторитель). Возможности коррек-
ции с фазовым опережением ограничены. Однако она вводится в ОУ
К140УД1 с помощью диода D1, а в К140УД5 — внешним конденсато-
ром, включенным между выводами 2—4, в К284УД1 (выводы 5—8),
К553УД1 (выводы 12—10) и др.
ГЛАВА 8
СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТИПЫ ЭЛЕКТРОННЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
8.1. УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
К УПТ относятся усилители, предназначенные для усиления элект-
рических колебаний, изменяющихся во времени как угодно медлен-
но. При уменьшении частоты сигнала коэффициент усиления напря-
жения УПТ, в отличие от коэффициента усиления усилителя перемен-
ного тока, не меняется (остается постоянным) вплоть до /нч — 0.
Граничная частота УПТ в области верхних частот /вч, в зависимости
от его назначения, выбирается так же, как и в усилителе переменного
тока.
247
Таким образом, из-за необходимости усиливать постоянную состав-
ляющую входного сигнала в УПТ нельзя применять элементы, вызы-
вающие спад АЧХ в области НЧ. Отсюда и фазовый сдвиг в этой об-
ласти равен нулю, и спад плоской вершины импульса отсутствует. Для
усилителя постоянного тока АЧХ, ФЧХ и ПХ приведены на рис. 8.1а,
б, в, соответственно сплошной линией, пунктиром показаны те же ха-
рактеристики для усилителя переменного тока, значения частот от-
кладываются в логарифмическом масштабе.
Примерная зависимость напря-
жения на выходе УПТ от напряже-
ния на входе показана на рис. 8.2.
В настоящее время область при-
менения УПТ, особенно интеграль-
ных ОУ, значительно расширяется.
Отличительная особенность УПТ
р состоит в использовании гальва-
с' ' нической или непосредственной
межкаскадной связи (см. § 4.5).
Для стабилизации тока в точке покоя в простейших транзистор-
ных УПТ применяют стабилизацию (см. § 4.4), например эмиттерную.
Для ликвидации начального тока в нагрузке используют мостовые
(иначе балансные) цепи, содержащие УЭ хотя бы в одном плече. Прин-
ципиальная схема подобного УПТ показана на рис. 8.3.
Переменный резистор /?п служит для подстройки баланса моста.
т. е. для получения /н = 0. Такая подстройка обычно носит название
установки нуля. В данном случае условие баланса моста
Rj/Rn = Rm/Riv', R/Rbux og = (R2 4- Rn)/(R:> + Rn),
где /?выхос ^(^к.э+ HR9)//K—выходное сопротивление транзис-
тора с ОС для постоянного тока.
Принцип работы подобного УПТ основан на том, что под действием
входного напряжения изменяется выходное сопротивление УЭ по по-
стоянному току ЯШхос> Т. е. изменяется RI1. Баланс моста наруша-
ется, и в цепи нагрузки возникает ток. Так, при подаче на базу тран-
248
зистора относительно эмиттера положительного напряжения (клем-
мы 4—4) транзистор открывается, ток 1 н увеличивается, сопротивле-
ние плеча моста Rl I уменьшается, т. е. уменьшается разность потен-
циалов на нем. Разность потенциалов на RIV остается прежней. В ре-
зультате на появля-
ется разность потенциа-
лов и через будет про-
текать ток в направлении,
указанном стрелкой.
Недостатки УПТ по
схеме рис. 8.3 состоят в
следующем: 1) малое уси-
ление; 2) зависимость на-
пряжения смещения от
сопротивления источника
сигнала 3) отсутствие
общей точки у входных
(4-4) и выходных (2 — 2)
Рис. 8.3
клемм, что затрудняет под-
ключение источников сигналов и нагрузок. Для устранения этих
недостатков применяют мост на входе УПТ и несколько каскадов
усиления.
8.2. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Принципиальная схема двухкаскадного УПТ приведена на рис. 8.4.
Режим работы транзистора VI в этом усилителе не зависит от значения
или изменения сопротивления источника сигнала Rat так как на вхо-
де усилителя применена мостовая схема, а источник сигнала включен
в диагональ сбалансированного моста. Если же изменяется Еи, то
изменяется и напряжение, действующее между базой и эмиттером тран-
зистора VI, в результате он и будет усиливать соответствующий сиг-
нал. В усилителях на транзисторах VI и V2 используется эмиттерная
стабилизация коллекторных токов покоя. На выходе усилителя так-
же применен мост для включения нагрузки, работа которого была из-
ложена выше.
Приведенный на рис. 8.4 способ связи между каскадами усилителя
требует включения резистора R5, через который подается напряже-
ние питания на коллектор VI и протекают токи /К1 и Iб2. Один из не-
достатков такого усилителя состоит в том, что из-за большой разницы
напряжений (7K.at и ^б.э2 приходится для компенсации большего
[7к.э1 увеличивать напряжение в цепи эмиттера
(2/?э-2 = £Д?Э1 4" Uк.э1 — ^б.э2- (8.1)
Из (8.1) следует, что для компенсации (7кэ1 и получения необхо-
димого напряжения смещения (/б.з2 приходится выбирать напряже-
ние Ur32 > Это приводит к двум негативным последствиям.
Во-первых, при неизменных Е и режимах работы VI и V2 сопротивле-
ние Re приходится брать меньшим Rb. Это снижает коэффициент уси-
249
ления напряжения второго каскада. Во-вторых, увеличение до
стигается обычно увеличением сопротивления #92, что приводит к до-
полнительному заметному снижению усиления второго каскада из-за
ООС. Поэтому создать подобный усилитель с числом каскадов, боль-
шим трех, обычно не удается из-за значительного снижения усиления
последующих каскадов.
Рис. 8.4
Есть несколько схемных способов устранения указанных недоста-
тков.
Уменьшения можно избежать, применив в усилителе два источника пи-
тания, как это показано на рис. 8.5. Однако усиление последующих каскадов все
же будет падать из-за увеличения /?92 и других аналогичных сопротивлений в со-
ответствии с (8.1). К тому же и при двух источниках питания в цепях усилителя
отсутствует общая точка для входных и выходных клемм.
Рис. 8.5
Рис. 8.6
При использовании двух источников питания этого можно избе-
жать, если применить потенциометрическую межкаскадную связь.
Принципиальная схема усилителя с такой связью показана на рис. 8.6.
Вместо двух источников питания можно использовать и один со сред-
ней точкой. Для выходной (V/) и входной (V2) цепей указаны поляр-
ности напряжений, согласно которым (7«э2 = + (/к,э1 — Uruz —
— Следовательно, напряжение на сопротивлении /?лз (и ему
аналогичных) компенсирует большее напряжение UК91 транзистора
250
VI (т. е. вообще предшествующих делителю цепей). С помощью сопро-
тивления /?дз уровень постоянного напряжения сдвигается. Потен-
циометрическая меж каскадная связь позволяет получить согласно
рис. 8.6 и общую точку (общий провод) для входных и выходных клемм
.усилителя. Однако на сопротивлениях делителей /?д1 — /?д4 и других
теряется напряжение полезного сигнала. В результате при существен-
ном увеличении числа резисторов коэффициент усиления усилителя
оказывается примерно в 2—3 раза меньше, чем в усилителе с непосред-
ственной связью.
Избежать потерь сигнала можно, если сдвигать уровень постоян-
ного напряжения с помощью транзисторов различной проводимости
или стабилитронов.
Рис. 8.7
Рис. 8.8
Используя два источника питания и транзисторы различной проводимости,
можно построить усилитель практически без резисторов и без потерь сигнала.
Принципиальная схема такого усилителя приведена па рис. 8.7, для которой
4" Е2 — 4*
При использовании одного источника питания сдвиг уровня по-
стоянного напряжения можно получить с помощью стабилитрона, как
это показано на схеме рис. 8.8. Стабилитрон VD имеет очень малое
дифференциальное сопротивление (единицы ом) и практически не да-
ет потерь сигнала. Напряжение стабилизации (7СТ необходимо по-
добрать таким, чтобы выполнялось U нл 4- (7К.Э1 = (7СТ 4- (7б.э2.
Одпако у усилителя, собранного по этой схеме, есть рядь недостатков,
препятствующих его широкому применению: 1) сравнительно боль-
шой разброс и температурная зависимость напряжения [7СТ; 2) боль-
шие внутренние шумы стабилитрона, снижающие динамический диа-
пазон усилителя; 3) большой ток стабилизации /ст, что требует вклю-
чения дополнительного резистора /?сг. Наличие тока /ст приводит к
некоторому уменьшению сопротивления Rly а следовательно, и /<ы
транзистора VI.
Указанные недостатки можно устранить, если включить стабили-
трон не в базовую, а в эмиттерную цепь последнего транзистора уси-
лителя. Например, как это сделано в УПТ на ПТ по схеме рис. 8.9.
Использование ПТ может обеспечить ряд преимуществ, связанных с
очень маленьким входным током ПТ, большим входным сопротивле-
нием, наличием термостабильной точки, меньшими шумами в области
очень низких частот, хорошей временной стабильностью электричес-
251
ких параметров. При работе от источника сигнала с большим внутрен-
ним сопротивлением УПТ на ПТ могут обеспечить большую чувстви-
тельность из-за меньшего коэффициента шума. В настоящее время
УПТ на ПТ имеются и в интегральном исполнении, например, К167УНЗ
схема которого рассматривается в § 8.3. В усилителе, собранном по
схеме рис. 8.9, стабилитрон VD включен в цепь истока транзистора
V3. Ток истока обычно в последнем каскаде достаточен для нормаль-
ной работы VD, а шумами
уже можно пренебречь. На-
пряжениестабилизации (Уст =
— ^Диот2 4- ^СИ2 + (7зиз-
Все рассмотренные выше
схемы УПТ имеют общий и
очень существенный недо-
статок — наличие непосред-
ственных или гальваничес-
ких межкаскадных связей,
Рис-8,9 которое приводит к тому,
что изменение режима од-
ного из каскадов под действием дестабилизирующих факторов
вызывает изменение выходного напряжения или тока УПТ — тж на-
зываемый о;.ейф. Наибольшее влияние на дрейф оказывает первый
УЭ.
8 3. ДРЕЙФ НУЛЯ И СПОСОБЫ ЕГО УМЕНЬШЕНИЯ
Причины и оценка дрейфа. Дрейф нуля возникает в усилителях
из-за ряда дестабилизирующих факторов: 1) изменения температуры
окружающей среды; 2) изменения давления и влажности окружаю-
щей среды; 3) колебания напряжения источников питания; 4) ста-
рения УЭ и других компонентов усилителя. Кроме того, в УЭ сказы-
вается влияние помех, обусловленных эффектом «мерцания» (шумы
со спектральной плотностью 1//). В результате действия указанных
факторов на выходе УПТ при отсутствии сигнала на входе появляет-
ся случайное неконтролируемое напряжение, имеющее как медленно
изменяющуюся постоянную составляющую дрейфа (7др, так и случай-
ные более быстрые отклонения дрейфа (7др/х/от постоянной составляю-
щей (7др. Возможная зависимость напряжения дрейфа (7др от вре-
мени показана на рис. 8.10.
В ламповых УПТ основной причиной дрейфа является изменение
напряжений анодного питания и накала (дрейф примерно в 0,1 В на
10% изменения напряжений), в УПТ на БТ и ПТ изменения темпера-
туры окружающей среды.
Для БТ , включенного по схеме с ОЭ (см. рис. 8.3, 8.4), коллектор-
ный ток в точке покоя
КО ^2190^ бо “В ^2190^КН> (8.2)
где й21эо — низкочастотный коэффициент усиления тока базы тран-
зистора в схеме с ОЭ; /н.н — обратный (тепловой) ток коллекторного
252
перехода при /э = 0, т. е. ток неосновных носителей заряда, приводи-
мый в справочниках для температуры /спр.
Все три величины, входящие в (8.2), зависят от температуры и из-
меняются во времени из-за процесса старения. Изменение тока кол-
лектора
КО ^^60^2190 Т* А^21Э0^ бо “Ь Д^21Э0^К.н Т* А^К.Н^21э0
Изменения тока базы А/б0 обусловлены в основном изменениями
напряжения смещения на р-п переходе
А^б.эо
= 2,2 • 10-3
(/макс /мин),
(8.3)
где /макс и /мин — максимальная и минимальная температура пере-
хода (окружающей среды), °C.
Параметр Л21эо возрастает на 0,4—0,6% на каждый градус выше 25° С и
уменьшается на 0,2—0,3% на каждый градус ниже 25° С.
У германиевых транзисторов изменение обратного тока коллектора
A/к. н — /к
н
[2°. 1 ( гмакс *спр)__2®. ( (мин гспр)1
изменением контактной
Рис. 8.10
что вызывает уменьшение
У маломощных германиевых транзисторов при /Спр = 20° С /к.н = 24-6 мкА.
Начальный ток у кремниевых транзисторов изменяется втрое на каждые 10° С:
Д1 __ г |о0,1 ( гмакс 4пр) д0,1 ( *мин ^спр)|
У маломощных кремниевых транзисторов при 20° С /к.и ~ 0,05 4- 0,1 мкА. От-
сюда следует, что у кремниевых транзисторов Д/К,и меньше, т. е. меньше и дрейф
Температурный дрейф тока стока ПТ при неизменных напряжениях
питания определяется двумя факторами:
разности потенциалов р-п перехода за-
твор—исток в соответствии с (8.3); 2) из-
менением собственной проводимости мате-
риала канала, определяемой изменением
подвижности носителей зарядов. Напря-
жение /7зи является запирающим для ПТ.
С увеличением температуры С7зи умень-
шается, в результате ток стока возрастает.
Подвижность носителей зарядов в канале
ПТ с увеличением температуры падает,
тока стока. Воздействие указанных основных факторов противопо-
ложны и частично, а при определенных условиях и полностью ком-
пенсируют друг друга.
Для удобства сравнения различных усилителей по дрейфу исполь-
зуют его уровень, приведенный ко входу усилителя. Под уровнем дрей-
фа, отнесенного ко входу усилителя, понимают эквивалентную ЭДС
в цепи источника сигнала, создающую такое же изменение напряже-
ния (или тока) на его выходе, какое в действительности вызывает воз-
действие дестабилизирующих факторов. Указанную ЭДС обычно на-
ходят, поделив напряжение (или ток) дрейфа на выходе усилителя на
соответствующий коэффициент усиления.
Для одиночных каскадов с ОЭ приведенный ко входу дрейф по на-
пряжению примерно равен 2 4-8 мВ/град для кремниевых БТ и 20-г
253
30 мВ/град для германиевых БТ. Приведенный дрейф по току в таких
каскадах при /э0 ж 1 мА может превышать 10 мкА/град. Отсюда сле-
дует, что одиночные каскады с ОЭ на БТ практически непригодны для
входных каскадов УПТ. Приведенный дрейф по напряжению в кас-
кадах на ПТ с ОИ также может достигать 3-4-4 мВ/град. Таким об-
разом, в УПТ необходимо применять специальные меры для уменьше-
ния дрейфа нуля, что является трудной задачей.
Способы уменьшения дрейфа. Можно отметить следующие основные
способы уменьшения дрейфа нуля: уменьшение пределов изменения
дестабилизирующих величин; применение схем термокомпенсации
дрейфа; применение общей петли ООС; использование мостовых (ба-
лансных) схем; применение полевых или составных транзисторов для
уменьшения дрейфа по току; симметрирование плеч балансных схем;
использование УПТ с преобразованием сигнала.
Дадим оценку этих способов. Уменьшение пределов изменения деста-
билизирующих величин дает хорошие результаты и достигается сле-
дующим: 1) применяют электронные, магнитные или феррорезонансные
стабилизаторы напряжения; проще стабилизировать с помощью элект-
ронных стабилизаторов одно или два небольших напряжения пита-
ния транзисторных усилителей; 2) применяют термостатирование,
особенно транзисторных усилителей, однако термостатирование сов-
местно со стабилизацией напряжения питания значительно услож-
няет и удорожает аппаратуру, а поэтому используется лишь при осо-
бой необходимости; 3) используют в УПТ вместо германиевых крем-
ниевые транзисторы, имеющие значительно меньший обратный ток
коллектора /к.„, а также полевые транзисторы, имеющие намного
меньший входной ток.
Термокомпенсирующие элементы обычно включают в отдельные
каскады УПТ, чаще первые. Термокомпенсация достигается введени-
ем температурно-зависимых линейных и нелинейных резисторов в
эмиттерные (истоковые) или базовые цепи транзисторов. Терморезис-
торы с различным знаком ТК/? можно использовать в качестве одного
из резисторов делителя напряжения в цепи базы, либо как часть резис-
тора в цепи эмиттера. Температурные зависимости прямых характе-
ристик полупроводниковых диодов применяются в цепях без транзис-
торов (см. § 4.4). Там же применяют и транзисторы, создающие проти-
вонаправленный дрейф, что используется и для компенсации дрейфа
одного усилителя дрейфом другого. Однако термокомпенсационные
схемы требуют, как правило, индивидуальной настройки в пределах
всего рабочего диапазона температур, причем хороший эффект обыч-
но достигается лишь в узком диапазоне. Взаимная компенсация дрей-
фа двумя усилителями сильно усложняет аппаратуру.
Общая петля ООС по постоянному току широко используется для
стабилизации усиления и уменьшения дрейфа в УПТ. При введении
общей ООС по постоянному току по цепи ОС на каждый транзистор
поступает в противофазе его собственный дрейф, прошедший петлю ОС.
В итоге собственный дрейф каждого транзистора снижается.
Для иллюстрации использования общей ООС в УПТ на рис. 8.11 приведена
принципиальная схема интегрального.УПТ на микросхеме К167УНЗ. Усилитель
254
' выполнен на трех МДП транзисторах VI—V3 с индуцированным канатом р-тг.-
па и диффузионными резисторами [24]. Весь усилитель может быть охвачен оз-
щей глубокой ООС по постоянному току благодаря тому, что в цепи истоков
транзисторов введен общий резистор R4. С помощью этого резистора образуется
общая последовательная ООС по гоку. Для большей температурной стабильно-
сти усилителя резисторы R3 и R4 имеют одинаковый ТК R, для чего они выпол-
нены методом диффузии в одном кристалле. Коэффициент усиления напряжения
усилителя без ООС равен 1000, что позволяет вводить глубокую ООС. В УПТ
наиболее часто в силу известных преимуществ используется последовательная
ООС по току или напряжению.
Использование ООС по постоянному току не позволяет все же
уменьшить дрейф в УПТ до малого значения. Во-первых, по петле
ООС на транзистор какого-либо каскада воздействуют усиленные дрей-
фы как от предшествующих, так и от последующих каскадов. В резуль-
тате анализ и борьба с дрейфом услож-
няются. Во-вторых, как было показано
в гл. 7, глубина ОС в многокаскадных
усилителях ограничена условиями их
устойчивой работы. Поэтому применение
ООС в многокаскадных УПТ позволяет
получить дрейф всего усилителя пример-
но на уровне дрейфа одного каскада
с местной ООС.
Использование в УПТ балансных (или
мостовых) схем позволяет получить весь-
ма существенное уменьшение дрейфа. В
этом случае уменьшаются уровни дрей-
Рис. 8.11
фа, обусловленные и изменением напряжения питания, и температуры
окружающей среды, а также старением элементов усилителя. Простей-
шие несимметричные балансные схемы были приведены на рис. 8.3 и
рис. 8.4. Однако меньший дрейф обеспечивают симметричные балансные
схемы, в которых УЭ образуют два плеча моста. Симметричные баланс-
ные усилители можно построить как с последовательным, так и с
параллельным включением УЭ по отношению к источнику питания.
Наибольшее распространение получил параллельный балансный
усилитель, который часто называют дифференциальным ('разностным).
К несомненным достоинствам этого усилителя можно отнести подав-
ление синфазных помех, возможность многокаскадного включения и
симметрирования плеч (особенно в интегральных микросхемах), бо-
лее гибкого, разностороннего использования за счет двух, а в послед-
нее время и трех управляющих входов. Влияние на дрейф применения
балансных схем и симметрирования их плеч, а также использования
полевых и составных транзисторов и УПТ с преобразованием сигнала
подробно рассматривается в § 8.4, 8.5.
8.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД
Основные показатели дифференциального усилителя. Принципи-
альная схема простейшего базового дифференциального усилителя
(ДУ) с общей эмиттерной связью через резистор /?э приведена на
рис. 8.12: ЭДС источника сигнала включена между базами транзис-
255
торов V/ и V2, выходное напряжение £/ВЫх.д снимается между кол-
лекторами VI и V2, цепи смещения транзисторов не показаны. Такую
схему называют схемой с симметричным входом и симметричным вы-
ходом. Для уменьшения дрейфа используется принцип баланса моста.
Плечи моста образованы резисторами R1 и R2 и выходными цепями
транзисторов VI и V2. В идеальном случае соответствующие элементы
должны быть одинаковыми, у них должны одинаково изменяться па-
раметры при изменении напряжения питания, температуры и старе-
нии.
Если схема полностью симметрична, то при Еа = О IK1 R± =
— ^К2^2» <4.51 ~ UК.э2> а также б^ВВ1Х1 = ^К.Э1 4" ~ ^ВЫХ2 =
== 4“ где Ur — i0R3 = (/Э1 4- /эг)^э = 2/э^?э- Поэтому
* С7 о
Рис. 8.12
Рис. 8.13
(7ВЫХ.Д = 0 на симметричном выходе. Если схема полностью симмет-
рична, то изменение Е, синфазное для обоих транзисторов, не нарушит
баланса моста и останется В'вых.д = 0. Аналогично при изменении тем-
пературы одинаковое и синфазное изменение токов плеч /К1 и /к2 так-
же не нарушит баланса моста. Теоретически в полностью симметрич-
ной схеме ДУ дрейф нуля будет отсутствовать.
Реально же параметры транзисторов и резисторов имеют разброс,
обладают разной скоростью старения и различной температурной за-
висимостью. В результате этого дрейф не исчезает, но уменьшается в
10—100 раз по сравнению с обычным однокаскадным УПТ и в среднем
равен 204-100 мкВ/°С. Симметрирование схем рассматривается в § 8.8.
Определим показатели ДУ при его включении с симметричным н
входом и выходом (рис. 8.12). Различают воздействие на ДУ противо-
фазного и синфазного сигналов. Принципиальная схема ДУ при воз-
действии двух противофазных сигналов показана на рис. 8.13. В ДУ
выходное напряжение на симметричном выходе пропорционально диф-
ференциальному (разностному) входному сигналу или сумме противо-
фазных сигналов, т. е. (/вых.д = Ки ((7ВХ1 — (Увх2) = KuU^.n. Сле-
довательно, [/вых.д не зависит от абсолютного значения напряже-
ния входных сигналов, а определяется их разностью. Поскольку на
транзисторы VI и V2 (рис. 8.13) действуют противофазные напряже-
256
v
ния (мгновенные полярности UBX1 и t/BX2 указаны на схеме), то токи
•, эмиттеров этих транзисторов также будут меняться в противофазе.
Эти изменения при синусоидальных входных сигналах показаны на
рис. 8.14. Приращение одного тока будет компенсироваться в симмет-
ричной схеме противоположным приращением другого тока. Отсюда
через резистор Ra будет протекать только постоянный ток (рис. 8.14)
(о — + Лг — 2/э. Следовательно, при воздействии на ДУ проти-
• вофазных сигналов переменное напряжение на Оэ будет отсутствовать,
ООС из-за наличия Rg также будет отсутствовать и потенциал точки А
будет равен потенциалу общего провода (в точке А имеет место потен-
циальная земля). Поэтому можно считать, что VI и V2 включены по
обычной схеме с ОЭ и.показатели ДУ определяются показателями кас-
када с ОЭ.
I
Рис. 8.15
Рис. 8.14
Согласно (5.11) коэффициент усиления по напряжению одного
плеча ДУ (см. рис. 8.13):
rAul ^bmxi^exi — U вых2^ вх2 ^21э^/^?вхОЭ-
Полагаем, что Он» Rt = R2 — R и RH~ = R. Относительно диф-
ференциального входного напряжения с учетом, что [/вх.д = ^bxi +
4- ^вхг == 2(7ВХ1 = 2[/вх2, коэффициент усиления напряжения од-
ного плеча ДУ
Кцд Kui Ки2 — ^выхг/^вх.д — U выхг/25^ Вх2 ^21э^/2/^вх оэ-
Коэффициент усиления напряжения ДУ
' i
^ВЫХ .д/^ВХ.Д = 2 U в ы х2^2 U ВХ2 ~ ОЭ-
Следовательно, в ДУ Ru такой же, как и в обычном резисторном кас-
каде. Очевидно, входное сопротивление одного плеча ДУ ОВх.Пл =
= Rbxi = Rb*2 = Овхоэ. При симметричном входе входное сопро-
тивление ДУ
^вх.д — ^вх.д^вх — (UВХ1 ^вхгУ^б — 20вх ОЭ- (8.4)
Выходное сопротивление плеча ДУ равно R, а выходное сопротивле-
ние Овых.д 20-
Рассмотрим далее воздействие на ДУ синфазного сигнала. Токи
ЭМиттеров транзисторов при этом сигнале показаны на рис. 8.15. Прин-
9 Зак. 1456 257
ципиальная схема ДУ при действии на входе синфазного сигнала при-
ведена на рис. 8.16. Из схемы видно, что оба транзистора работают по
отношению к R9 как бы параллельно. Например, при проставленных
на схеме рис. 8.16 мгновенных полярностях (7вх.с1 = ^вх.с2 °ба
транзистора будут открываться. Их входные токи, а следовательно, и
токи эмиттеров будут одновременно увеличиваться, как это показано
на рис. 8.15. В результате через /?э будет иметь место двойное прира-
щение токов эмиттеров и на /?э появится напряжение. Это напряжение
является для транзисторов VI и V2 напряжением последовательной
ООС по току (см. §7.1), которая меняет входное сопротивление и ко-
эффициент усиления ДУ.
Рис. 8.16
Рис. 8.17
Если схема полностью симметрична, то при воздействии синфазно-
го сигнала изменения токов коллекторов плеч ДУ будут равны, а сле-
довательно, будут равны и изменения напряжений (7ВЫХ1 и (7ВЬ1Х2.
Поэтому на симметричном выходе ДУ (7ВЬ1Х,Л = 0, т. е. синфазный
сигнал будет полностью подавляться. Если он не подавляется, то это
свидетельствует о наличии асимметрии в схеме. Выгодно, чтобы глу-
бина ОС была больше.
Очевидно, что па выходе каждого из плеч ДУ будет действовать
напряжение синфазного сигнала. В УПТ может возникнуть необхо-
димость в работе на несимметричную нагрузку. В операционных уси-
лителях, базой которых являются УПТ, обязательно имеет место пе-
реход па несимметричный выход. Поэтому важным показателем ДУ
является коэффициент усиления напряжения синфазного сигнала
Лис — ^вых1^вх.с = ^выхг/^вх.с- Поскольку длясинфазногосигна-
ла в ДУ действует ООС, то
Rue — вх ос, (8.5)
где R вх ос— входное сопротивление ДУ для синфазного сигнала.
Полагая /вх = /б, найдем 7?вхос = б- Из схемы рис. 8.16
видно, что ЙВХС1 = ^вх.с = ^б.я + и ос = Пб.э + 2/э/?э. Отсюда
258
Подставляя эту формулу в (8.5), получим Ruc = h2l3R/ 1/?вхоэ 4-
4- 2R3 (1 4- где R = /Д = R3. Если 2R3 (1 4- ^31э) >
'^’RfixOdt то Rue R/2Rg.
Часто на входе ДУ может действовать слабый полезный противо-
фазный сигнал и сильная синфазная помеха. Принципиальная схема
ДУ при воздействии двух указанных сигналов приведена на рис. 8.17.
В соответствии с изложенным выше, например, для второго плеча ДУ
результирующее напряжение на выходе
U ВЫХ2 ^ВХ.Д Rufl
{/„.Л
UC
^ид
(^вх.д
4“ (7вх,с/&
о-с-с/»
гДе ^о.с.с = А'ид/^ис — коэффициент ослабления синфазного сигнала.
Коэффициент £0.с.с является важным показателем ДУ или опе-
рационного усилителя. Он характери-
зует качество работы ДУ и показывает
его способность выделить слабый про-
тивофазный сигнал на фоне сильной
синфазной помехи. Раскрывая в выра-
жении для 6О.С.С значения Кил и Rwc,
получаем £0.с.с = h2laR3/RBX оэ- Если
''б' <гэ (1 4- h.213), то
о.С -С
^21Э^Э^ (1 “Н ^21э)Лэ
/?Лэ-
Следовательно, при заданном режиме
работы транзисторов для большего по-
давления синфазной помехи необходимо
Рис. 8.18
увеличивать Ro, т. е. глубину ОС.
Способы включения ДУ и их особенности. Встречаются четыре ос-
новных способа включения ДУ в УПТ: 1) с симметричными входом
и выходом (рис. 8.12) (такой ДУ используется как промежуточный в
трехкаскадных УПТ и операционных усилителях или как входной);
2) с симметричным входом и несимметричным выходом (рис. 8.12 —
используется (7ВЫХ2) (подобный ДУ применяется как промежуточный
в трехкаскадных операционных усилителях и пр.); 3) с несимметрич-
ным входом и симметричным выходом (рис. 8.18—используется (7ВЫХ ц
(он может применяться как входной в трехкаскадных УПТ и опера-
ционных усилителях); 4) с несимметричными входом и выходом
(рис. 8.18 — используется (7вых2) (в этом ДУ вход второго транзис-
тора (база V2) в общем случае заземлен по переменному току). Подоб-
ное включение ДУ встречается в первых каскадах двухкаскадных опе-
рационных усилителей и в других случаях. При этом может иметь
место и разновидность схемы попеременному току, когда Rr «0. Рас-
смотрим кратко особенности включения ДУ с несимметричным вхо-
дом (см. рис. 8.18).
Если выход симметричный, то ДУ представляет собой инверсный
каскад с эмиттерной связью (см. § 6.8). При этом каскад на VI представ-
ляет собой каскад с разделенной нагрузкой. Его входные и выходные
показатели, а также Ru рассмотрены в § 6.8. Второй каскад на V2 яв-
ляется каскадом с ОБ (см. § 7.3).
9*
259
Усилитель по схеме рис. 8.18 имеет асимметричную схему. На-
пряжение ООС, действующее на Rd, обусловливается разностью токов
/81 и 1Э2. Коэффициент асимметрии
V == (/Н1 fкаУfК1 ~ lfS9R3,
*
Следовательно, и в этом случае для уменьшения асимметрии необхо-
димо увеличивать 7?э, т. е. увеличивать глубину ОС.
Если выход ДУ по схеме рис. 8.18 несимметричный (используется
т0 каскад на VI является каскадом с разделенной нагрузкой,
а каскад на V2 — с ОБ. В схеме рис. 8.18 при Rr = 0 каскад на V/
является каскадом с ОК (см. § 7.4), а каскад на V2 — с ОБ.
Рис. 8.19
Рис. 8.20
В схеме рис. 8.18 (см. §7.1 и 7.4) входное сопротивление ДУ
l OG — R в х оэ А.
э
^вх ОБ
*э+^вх ОБ
21Э
Отсюда получаем /?вхос = /?вхоэ + (1 -ф /г2гэ) + гб'=2/?ятоз“
= ^вх.д- При несимметричном выходе коэффициент усиления напря-
жения
Awl ОС = —--------
^ВХ1
при симметричном выходе
Ки ОС = и
/I)
вых.д/и ВХ1
В ЫХ1/ U ВХ1
h2i$R/R вх оэ»
Недостатком ДУ на БТ является относительно большой входной ток и вслед-
ствие этого дрейф по току может быть примерно 0,1 -? 1 мкА/0 С, а дрейф по
напряжению 50 4- 100 мкВ/0 С.
Дрейфом по току практически можно пренебречь в ДУ на ПТ. Прин-
ципиальная схема простейшего ДУ на ПТ аналогична схеме рис. -8.J2.
260
Однако дрейф по напряжению в ДУ на ПТ может быть больше, чем
в ДУ на БТ, особенно при асимметричной схеме. Это связано с малой
глубиной ОС из-за малой крутизны ПТ при малых значениях токов
стоков и невозможности применить Rn6T очень большого номинала.
Уменьшение дрейфа и увеличение feo.c.c с помощью увеличения
ООС достигают увеличением Ra (или /?ист) в цепях эмиттеров (истоков)
ДУ. При этом используют динамическое выходное сопротивление ге-
нераторов стабильного тока (ГСТ). Простейший ГСТ собирают по
обычным схемам включения БТ с ОЭ и ПТ с Ой, как это показано на
рис. 8.19 и рис. 8.20, соответственно. На схеме рис. 8.19 в качестве
R9 выступает /?выхос транзистора V3 (сотни килоом). Стабилитрон
V4 (или диод) задает режим работы V3, т. е. ток /0, а следовательно, и
токи /э1, /э2. Использование двух источников питания позволяет лег-
ко подобрать режим работы транзисторов ДУ и получить нулевой по-
тенциал на выходе относительно общего провода. На рис. 8.20 в ка-
честве /?ист выступает /?выхои также V3 (сотни килоом).
В ДУ с подобными ГСТ удается получить дрейф по току около 3—5 мкА/° С
и дрейф по напряжению 20—30 мкВ/0 С. Подробно схемы ГСТ и принципы их
работы рассматриваются в § 8.7.
8.5. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ОПТРОНОВ
Лучшие УПТ прямого усиления обеспечивают дрейф напряжения
примерно единиды микровольт на градус. В то же время возникает не-
обходимость в измерениях очень малых токов — около 1 пА и очень
малых постоянных напряжений — порядка единиц микровольт. Уси-
лители' постоянного тока прямого усиления обычно и по уровню Дрей-
фа, и по уровню НЧ шумов непригодны для измерения и усиления сла-
бых сигналов в единицы микровольт, особенно от датчиков напряжения
и тока с высоким выходным сопротивлением. В этих случаях исполь-
зуют УПТ с преобразованием сигнала. Такие УПТ позволяют полу-
чить уровень дрейфа 0,01—0,1 мкВ/С°. При этом они обладают ма-
лой чувствительностью (по дрейфу) к изменениям напряжения пита-
ния и температуры окружающей среды и более стабильны во времени,
чем УПТ прямого усиления.
; В. литературе УПТ с преобразованием сигнала часто называется
М—ДМ усилитель (усилитель типа модулятор—демодулятор). Ис-
пользование принципа модуляции-демодуляции позволяет наряду с
малым дрейфом получить УПТ с эффективным гальваническим разде-
лением цепей источника сигнала и усилителя, а также входной и выход-
ной цепей усилителя.
Усилители ПТ с преобразованием обычно имеют малую полосу про-
пускания, но их можно использовать в широкополосных усилителях
как дополнительные устройства, обеспечивающие малый дрейф всего
усилителя [241.
Структурная схема УПТ с преобразованием приведена на рис. 8.21.
Низкочастотное напряжение мг> = Uто cos Ш (включая Q = 0) по-
ступает на модулятор, как правило, балансный. На модулятор посту-
26<
пает также от генератора Г опорное напряжение иоп — Umon cos соо/,
(напряжение несущей частоты). На рис. 8.22 показаны временное диа-
граммы работы УПТ с преобразованием. В качестве напряжения не-
сущей частоты используют либо синусоидальное напряжение (см. рис.
8.226), либо напряжение прямоугольных импульсов (см. рис. 8.236).
Балансный модулятор осуществляет операцию перемножения напря-
жений и «вя, т. е. «м = и$иоа. В результате на выходе модулятора
появляется напряжение
WM (ч>о > И) ==------- COS (С00 Т- й) t -|-------COS .(ft>0 —Q) t.
Напряжение «м с выхода модулятора далее усиливается «бездрей-
фовым» УНЧ (рис. 8.22, а). В качестве усилителя А1 (рис. 8.21) может
быть использован широкополосный или узкополосный УНЧ или опе-
Рис. 8.21
рационный усилитель. Гальваническая развязка входной и выходной
цепей всего УПТ осуществляется благодаря/?С-связям (ранее широко
использовались трансформаторы). После усиления модулированный
сигнал поступает на демодулятор, в котором осуществляется синхрон-
ное детектирование. Для этого опорное напряжение от генератора по-
дается и на демодулятор. Синхронное детектирование позволяет со-
хранить различную полярность напряжения на выходе демодулятора
(рис. 8.226), т. е. сохранить и постоянную составляющую и полярность
входного сигнала (на выходе обычного детектора действует напряже-
ние только одной полярности). Исходный спектр частот входного сиг-
нала восстанавливается с помощью фильтра нижних частот (рис. 8.22с).
Узкополоспость УПТ с преобразованием в значительной степени обус-
ловлена тем, что для неискаженной модуляции и демодуляции, а так-
же для хорошей фильтрации сигнала необходимо, чтобы со0 (10 4-
-4- 20) Q.
При построении УПТ с преобразованием на дискретных элементах
можно добиться наилучших показателей, однако УПТ оказываются
сложными, дорогими, недостаточно надежными и поэтому не получили
широкого распространения. В настоящее время появились УПТ с пре-
образованием в интегральном исполнении, лишенные указанных недо-
статков. Таким УПТ является операционный усилитель 140 УД13.
* Микросхема выполнена на МДП транзисторах и ионнолегированных рези-
сторах. Состоит УПТ из балансного последовательно-параллельного модулятора,
мультивибратора, двухкаскадного дифференциального усилителя модулирован-
ного сигнала и демодулятора [24]. В качестве напряжения иоц используются пря-
262
моугольные импульсы с мультивибратора, обеспечивающие большую стабиль-
ность UmOa. Диаграммы напряжений в этом УПТ, соответствующие структурной
схеме рис. 8.21, приведены на рис. 8.23. Усилитель 140УД13 обеспечивает на-
пряжение дрейфа 0,1 мкВ/’G, входной ток лишь 0,1 нА, спектральную плат-
ность напряжения шумов в полосе 0,1 — 10 Гц примерно 0,1 мк В/УГц, *0.с.с=
== 100 дБ, Ки — 15, но частоту единичного усиления лишь 100 Гц. На основе
усилителя 140УД13 можно создать высокостабильные, высокочувствительные в
широкополосные УПТ [24].
Рис. 8.22
Рис. 8.23
Такой же дрейф, как у 140УД13, можно получить в УПТ с преоб-
разованием сигнала на оптронах. Оптроны.как элементы связи оказа-
лись весьма подходящими для УПТ с преобразованием при использо-
вании их в качестве модуляторов. Оптрон, как известно, представляет
собой единый в конструктивном отношении прибор, состоящий из из-
лучающего светодиода и фотоприемного элемента, между которыми
203
имеется оптическая связь. В качестве фотоприемника может исполь-
зоваться фоторезистор, фотодиод и фототранзистор. Оптрон как эле-
мент межкаскадной связи, осуществляющий и передачу сигнала, и
гальваническую развязку входа и выхода, обладает значительными до-
стоинствами. Он может обеспечить практически идеальную гальвани-
ческую развязку входа и выхода каскада. Разделительная способность
оптрона достигает десятков киловольт при сопротивлении в сотни ме-
гом. При этом проходную емкость можно сделать сколь угодно малой.
Рис. 8.24
^сб
Рис. 8.25
У имеющихся: образцов она составляет сотые.и даже тысячные доли
пикофарад. Оптроны позволяют реализовать достаточно широкополос-
ные устройства, так как имеют диапазон рабочих частот от нуля до
десятков мегагерц и выше. По сравнению с конденсаторами и транс-
форматорами оптроны не имеют ограничений в области НЧ, т. е. про-
пускают как импульсный сигнал, так и его постоянную составляющую,
обеспечивая гальваническую раз-
вязку.
При использовании в качестве
модуляторов в У ПТ с преобразова-
нием оптроны могут обеспечить и
гальваническую развязку, и боль-
шую широкополосность (/вч в нес-
колько мегагерц при /0 до десятков
мегагерц). Принцип работы диодно-
го оптрона в качестве модулятора
иллюстрирует принципиальная схе-
ма, приведенная на рис. 8.24. Под
действием напряжения иоп свето-
вой поток светодиода оптрона Vбу-
дет меняться с частотой coo, что приведет к изменению проводимости
g фоторезистора также с частотой <о0. В свою очередь воздействие на
фоторезистор с переменной проводимостью напряжения uq позволяет
получить произведение необходимых функций, так как i — g (со00 Uq.
Модулированное напряжение им, снимаемое с R1, далее усиливается
в А1 и детектируется в балансном демодуляторе, т. е. принцип действия
усилителя рис. 8.24 аналогичен принципу действия усилителя рис. 8.21.
. Использование транзисторного оптрона V для гальванической развязки и
для развявки по цепям питания усилителя иллюстрируется схемой рис. 8.2'5.
В усилителе пр»менена параллельная ООС по току (см. §7.3).....
8.6. НАЗНАЧЕНИЕ И ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Операционный усилитель (ОУ) представляет собой УПТ, как пра-
вило, прямого усиления с весьма большим коэффициентом усиления
по напряжению. Вследствие этого с помощью ОУ можно строить узлы
аппаратуры, показатели которой практически определяются только
параметрами элементов цепей ОС, вводимой в ОУ, и не зависят от
самого ОУ. Поэтому ОУ и предназначен в основном для применения
с цепями ОС.
Термин операционный усилитель дан потому, что первоначально
ОУ предназначался для применения в аналоговых вычислительных
машинах при выполнении математических операций, таких, как сум-
мирование, вычитание, масштабирование, дифференцирование и пр.
В настоящее время область применения ОУ чрезвычайно широка.
В качестве универсального ОУ могут использоваться для создания са-
мых различных функциональных узлов. Для оценки ОУ используют-
ся как уже- рассмотренные выше технические показатели усилителей
переменного и постоянного токов (см. гл. 2 и § 8.3, 8.4), так и специфи-
ческие показатели непосредственно ОУ, которые определяются ГОСТ
18682—73. Основными техническими показателями ОУ являются:
Коэффициент усиления по напряжению Ки, равный отношению вы-
ходного напряжения к дифференциальному входному напряжению ОУ
Коэффициент ослабления синфазного сигнала (см. § 8.4) k0 с,с =
Ч KJKU&.
Входное напряжение смещения нуля- мВ, равное напряжению,
которое следует подать- на один из входов ОУ или на дифференциаль-
ный вход ОУ, чтобы (7ВЫХ = 0.
, Температурный дрейф напряжения смещения нуля Д С/см/Д/ (мкВ/0 С).
Входной ток смещения /см, нА, равный среднему току, протекающе-
му во входной цепи ОУ при С/вых = 0, т. е. /см = (/<£ -+ /сй)/2, где
/См.й /См — токи смещения на неинвертирующем и инвертирующем
входах ОУ; обычно /сй =# /ей-
Разность входных токов смещения, равная Д/См = |/См | — |/«м1»
нА, и определяемая при (7ВЫХ = 0. В различных схемах включения
ОУ с ОС дополнительное напряжение смещения на входе ОУ можег
определяться и /см, и /с“м, и Д/см [4, 12, 14].
Температурный дрейф разности входных токов нА/0 С.
Этот дрейф, как и дрейф (7СМ, плохо поддается компенсации.
Спектральная плотность напряжения собственного шума на входе
Sc. ш» нВ/уТц (см. § 2.6).
Входное сопротивление для дифференциального и синфазного сиг-
нала (см. § 8.4).
Частота единичного усиления /т, при которой Ки — 1 ПРИ малом
сигнале (см. §7.10).
Частота среза (первого)/с>в АЧХ ОУ без ОС (см. §7.9, §7.10).
Скорость нарастания выходного напряжения Уувь1х, В/мкс, опре*
деляющая возможность пцименения ОУ на высоких частотах при боль-
ших уровнях сигнала. При этом ОУ работает как повторитель. При
действии на выходе ОУ синусоидального напряжения скорость его
изменения dutdl = 2я/1/твыхсо§ 2л//. Максимальная скорость нара-
стания выходного напряжения Vrj иых - 2л/макс ых.мак0, где
^вых.мако — максимальное выходное неискаженное напряжение ОУ.
Отсюда /макс — ^(/выХ/2л^вых макс. Из этой формулы видно, что
чем больше должно быть неискаженное выходное напряжение ОУ, тем
меньше будет неискаженная частота сигнала.
Приведенные технические показатели ОУ условно разделяют на
точностные и динамические. Есть еще и эксплуатационные показатели
ОУ. Точностные показатели определяют уровень погрешностей выход-
ного напряжения ОУ. К ним относятся {7СМ, /см, А/См, А£/см/Д/,
ДА/см/At. Динамические показатели определяют быстродействие ОУ.
К ним относятся Vu вых» /т и /с.в. Для примерной оценки свойств ОУ
можно пользоваться показателем качества Q — вых//См^см- Чис-
литель показателя характеризует быстродействие, знаменатель —
степень погрешностей. Для определенной технологии изготовления
ОУ Q постоянно. По показателю качества Q условно можно различать
три группы ОУ: универсальные (общего назначения), высокоточные
(прецизионные) и широкополосные (быстродействующие). Функ-
циональные узлы радиоаппаратуры строятся в основном на базе уни-
версальных ОУ, а в специальных случаях используют широкополос-
ные ОУ.
В зависимости от числа каскадов, вносящих основной вклад в /<м, разли-
чают трсх- и двухкаскадные ОУ. Три усилительных каскада имели ОУ первона-
чальных разработок (60-е годы). Структурная схема такого ОУ приведена на
рис. 8.26. Первым каскадом ОУ всегда является дифференциальный усилитель
ДУ (см. § 8.4). Второй каскад, также дифференциальный, усиливает еще слабый
сигнал и является усилителем напряжения УНХ. Третий каскад УН2 обеспечи-
вает необходимую амплитуду сигнала и обычно совмещается с цепями, осущест-
вляющими сдвиг уровня постоянного напряжения. Для перехода к низкоомным
нагрузкам ОУ заканчивается эмиттерным повторителем (ЭП), либо однотактным,
работающим в режиме А, либо двухтактным, работающим в режиме АВ. Два уси-
лительных каскада имеют ОУ второго поколения (разработки 70-х годов). В этик
ОУ первый дифференциальный усилитель (рис. 8.27) имеет повышенный К{1 из-за
специальных схемных решений. Поэтому надобность в УН отпадает. Второй
каскад в таких ОУ обычно выполняется по схеме с ОЭ, специальной схемы сдвига
уровня не требуется, а на выходе используют двухтактный ЭП. Благодаря спе-
циальным разработкам удалось создать двухкаскадные усилители с более высоки-
мп техническими показателями, более широкополосными, более удобными в экс-
плуатации, требующими меньше корректирующих цепочек для обеспечения ус-
тойчивости. Рассмотрим дачее особенности схемотехнических решений двухкас-
кадных ОУ.
8.7. ГЕНЕРАТОРЫ СТАБИЛЬНОГО ТОКА
задает напряжение сме-
Рис. 8.28
Генератор стабильного тока (ГСТ) является базовым каскадом инте-
гральных ОУ и, пожалуй, наиболее широко применяется в ОУ в ка-
честве высокоомного динамического сопротивления нагрузки или ис-
точника фиксированного тока. Основополагающие схемы ГСТ в дис-
кретном исполнении были приведены на рис. 8.19 и рис. 8.20. В инте-
гральном исполнении схема простейшего ГСТ представлена на рис. 8.28.
Он состоит из двух транзисторов, причем транзистор VI включен дио-
дом. Так как U= Ul(,Г)1 = то V
щения для Г2, а следовательно, и ток/0.
Транзистор VI хотя и включен диодом, од-
нако работает на активном участке входной
статической (базовой) характеристики, и
поэтому /И1 — /п1й21э- Поскольку VI hV2
выполнены на одной пластине по единой
технологии, то при равных напряжениях
смещения Uб-:) обоих транзисторов ток 70
почти равен току 7Р В свою очередь ток
Д равен
/1 — (Uст ^б.эг) ~ ^ст'%. (8-6)
Очевидно, что ток 7Ъ а следовательно, и ток 70 зависят от UCT
и /Д. Если 7t увеличится, например, из-за увеличения UCT или умень-
шения 7?lt то увеличится и Uб>01 до такого значения, при котором меж-
ду ^б.эп 761 и 7К1 установится соответствующее характеристикам
транзистора VI равновесие. Но при этом увеличится и Uб.э2 и 70.
Следовательно, напряжение t/CT должно быть обязательно стабиль-
ным ,что является недостатком этого ГСТ. Изменения в технологиче-
ском цикле приведут к плохой повторяемости тока 70, определяющего
режим работы ДУ. Сравнительно высокоомным (десятки килоом) яв-
ляется лишь сопротивление гк>э2 выхода V2 в схеме с ОЭ. Да и такого
сопротивления в интегральных каскадах бывает недостаточно. Сопро-
тивление между точкой А и общим проводом низкоомное (примерно
7?вхОэ/2), и его нецелесообразно использовать в качестве нагрузоч-
ного, что желательно в интегральных ОУ.
Разница между токами 7j и 70 обусловлена тем, что /t = 70 + 27g.
Отсюда отношение токов в этом ГСТ
Л _ Л) ^21Э __ 1
/j 24-Л21Э 1"+"2/А21э
Следовательно, при неизменном из-за разброса /i2l9 точность уста-
новки 70 может оказаться недостаточной. Точность установки 70 будет
еще меньше, если к транзистору VI помимо V2 подключить еще тран-
зистор. Кроме того, в современных ДУ на БТ для увеличения входного
267
сопротивления ток /0 (см. рис. 8.12) выбирают равным примерно еди-
ницам микроампер. При этом согласно (8.6) требуется значение R1 в
мегаомы, что почти невозможно для ряда интегральных микросхем
(см. § 10.2). К тому же при /0 в несколько микроампер сильно падает
/<вж в ДУ. Из формул § 8.4 следует, что
^21э
К«д —
2 [ (I “Ь^гхэ)]
(87)
Рис. 8.30
*
Отсюда, например, при /0 = 10 ‘5т\. получим /Сид л; 10“4/?н~. Следо-
вательно, для получения Кип ~ ЮО потребуется RH~ порядка нес колы
ких мегаом. Такого сопротивления ГСТ посхемерие. 8.28 обеспёчитй
не может. Этот ГСТ получил в литературе название «отражатель тока»,
«зеркало тока» или «токовое зеркало». Таким образом, для улучшения
интегральных ГСТ надо решить три основные задачи: 1) при сравни-
тельно большом К и малом Rt устанавливать в несколько раз меньшие
Рис. 8.31
/0, т. е. подбирать d; 2) увеличить точность установки /0 при неизмен-
ном /ь особенно при включении к VI нескольких транзисторов; 3) уве-
личить динамическое выходное сопротивление ГСТ до нескольких ме-
гаом. Эти задачи решаются с помощью схем, приведенных на
рис. 8.28 4- 8.33.
Согласно рис. 8.28, в интегральных ГСТ отличие токов и /0 мо-
жет быть обусловлено различием площадей эмиттеров и 5э2» при-
чем при /i.21a -> оо отношение токов d « На рис. 8.29 пред-
ставлена схема интегрального ГСТ, в котором разница между токами
/х и /0 обусловлена многоэмиттерным БТ V2. Если V2 имеет п одинако-
вых переходов, то отношение токов d «п. Однако ГСТ рис. 8.28,
8:29 имеют сравнительно малое выходное сопротивление. Схема ГСТ
с увеличенным /?вых приведена на рис. 8.30. Здесь в цепь эмиттера V2
включен резистор R2, создающий для каскада на V2 ООС по току, что
увеличивает его выходное сопротивление.Динамическое сопротивление
нагрузки, создаваемое этим ГСТ, можно определить по (7.4), (7.5).
Рис. 8.32 Рис. 8.33
(8.8)
Оно может составлять сотни килоом и достигать 1 Мом при /0 в единиц
миллиампер. В этом ГСТ при R3 = 0 ток
7, = , п А = 1 п
^2 Л) ^2 \ ^0
Наличие резистора R2 приводит к тому, что /0 < Здесь можно по-
лучить с помощью R2 отношение токов d «0,1—0,9. Из (8.8.) видно,
что /0 зависит от In (7СТ, т. е. слабо изменяется при изменении С/ст,
а следовательно, это напряжение можно брать не очень стабильным.
Однако R2 и при R3 — 0 взять большим для увеличения /?вых здесь не
удается, так как R2 « (U б,91 — U6.92)/I3.
В ГСТ по схеме рис. 8.30 можно взять большее R2, если R3=/= 0,
так как тогда /?2 «((/б.а1 + ЛиЛз — При этом будет боль-
шая глубина ООС для синфазных сигналов. К тому же в таком ГСТ
при фг отношение токов d &R3/R2-
В интегральных микросхемах используются ГСТ и на БТ типа
р-п-р. Одна из разновидностей таких ГСТ приведена на рис. 8.31а.
Такой ГСТ можно сделать на двухколлекторном БТ для экономии пло-
щади интегральной схемы, как показано на рис. 8.316, причем d =*
== Ski/Sk2 ~ 0,2 -г- 5.
Еще более высокие показатели обеспечивает ГСТ по схеме рис. 8.32.
Здесь используется по сравнению со схемой рис. 8.30 дополнительный
БТ V3, включенный как эмиттерный повторитель напряжения 77к,п.
В результате в схеме ГСТ рис.8.32 образуется ООС, которая стабили-
зирует токи /0 и /г. Если, например, /0 начинает возрастать, то увели-
чивается, как и в схеме рис. 8.28, а следовательно, и £/о,м.
264
Транзистор Ух начинает открываться, это приводит к уменьшению на-
пряжения UK э1- Напряжение (7К.Э1 для V3 является открывающим.
Его уменьшение приводит к закрыванию V3, что препятствует уве-
личению /0. Аналогично влияет ООС в этом ГСТ и на стабилизацию /х.
В результате действия более глубокой ООС ГСТ, собранный по схеме
рис. 8.32, приобретает целый ряд преимуществ: 1) значительно боль-
ше точность установки /0 при заданном Д, отношение токов d » 1/
/(1 4- 2//i2i9); 2) можно, не снижая заметно точности установки ре-
жимного /0, подключить к эмиттеру V3 не один VI, а два или более ана-
логичных транзистора, как это сделано в ОУ К140УД7,
К140УД8 и др.; 3) выходное сопротивление каскада на V3 из-за дейст-
вия ООС по току значительно увеличивается и может быть равно еди-
ницам мегаом; 4) в данной схеме стабилизируется /х и увеличивает-
ся /?иых транзистора VI, т. е. VI также можно использовать как ГСТ.
Подобные ГСТ широко используют как динамические нагрузочные со-
противления в плечах ДУ при Rn, примерно равном мегаому. При этом
не снижается КиЯ ДУ (при несимметричном выходе, см. § 8.4), так как
благодаря эффекту «токового зеркала» ГСТ обеспечивает двойной раз-
мах тока /0 [281.
Тот же принцип действия ГСТ сохраняется, если вместо транзистора V2
в диодном включении использовать резистор, как показано на рис. 8.33.
8.8. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ КАСКАДЫ ОПЕРАЦИОННЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Особенности ДУ современных интегральных ОУ обусловлены тем,
что входной ДУ определяет точностные показатели ОУ. Поэтому стре-
мятся уменьшить /вх, максимально увеличив /?вх и сохранив или даже
увеличив /Сид или (см. § 8.4), снизить шумы и получить высокую
стабильность показателей ДУ при изменениях напряжения питания
и температуры. Высокий /Сид первого ДУ позволяет обойтись в ОУ
двумя каскадами усиления, что улучшает устойчивость его работы при
введении ООС и упрощает коррекцию АЧХ (см. §7.10). Увеличения
Аид достигают применением в качестве сопротивлений нагрузки ДУ
динамических сопротивлений ГСТ, а также применением транзисторов
супер-бета. Для увеличения входного сопротивления применяют сле-
дующее: 1) составные транзисторы; 2) транзисторы супер-бета; 3)
уменьшают токи эмиттеров до единиц микроампер; 4) полевые тран-
зисторы.
Составные транзисторы во входном ДУ включают по четырем основ-
ным схемам: схема ОК—ОЭ, схема Дарлингтона, каскодная схема
ОЭ—ОБ и схема ОК—ОБ.
Схема ОК—ОЭ используется в ОУ К140УД5, К140УД6 и др., а схе-
ма ДУ с транзисторами, включенными по схеме Дарлингтона, приме-
няется в ОУ К140УД11 и др. Особенности транзисторов при включении
с ОК и ОЭ и по схеме Дарлингтона подробно рассмотрены в гл. 4 и 7.
Упрощенная принципиальная схема ДУ с транзисторами, включен-
ными по схеме с ОЭ—ОБ, показана на рис. 8.34. Она применяется в ОУ
КОУДИ и др. Транзисторы VI, УЗ включены посхемесОЭ, a V2, V4—•
„с ОБ (R — небольшое сопротивление).' Особенности каскодной схе-
мы рассмотрены в § 4.3. Отличительная особенность — меньшая вход-
ная емкость по сравнению со схемой с ОЭ. Входная емкость в схеме
рис. 8.34 еще уменьшена, а входное сопротивление увеличено благо-
даря включению резисторов в цепи эмиттеров транзисторов VI, V3.
К тому же в ОУ 140УД14 применены транзисторы супер-бета с h.2l9 >
>• 5000. Эго позволило получить входной ток в ОУ 40УД14 менее
1,5 нА в диапазоне температур —60 ч—Н 100° С.
Еще меньший входной ток можно получить при использовании во входном
ДУ ПТ. Так, ОУ типа К140УД8 с пятью ПТ во входном ДУ имеет /вх = 0,2 нА,
а К544УД1 — 0,15 нА при 25° С. Однако ОУ на ПТ имеют большее напряжение
Рис. 8.34 Рис. 8.35
смещения (50мВ у К140УД8)! ЗОмВ у К544УД1) и больший температурный
дрейф (50 мкВ/0 С у К140УД8, 30 мкВ/0 С у К544УД1). Напряжение смещения
у 140УД14 равно 2 мВ, а его дрейф 15 мкВ/° С. Самый меньший входной ток
(0,1 нА) и дрейф напряжения смещения (0,1 мкВ/0 С) имеет место в ОУ с преобра-
зованием на хМДП-транзнсгорах 140УД13 (рассмотрен в § 8.5).
, Принципиальная схема ДУ с транзисторами, включенными по схе-
ме с ОК—ОБ, и со вспомогательными цепями приведена на рис. 8.35.
Она используется в ОУ К140УД7, К553УД2 и др. Входные транзи-
сторы VI, V6 включены по схеме с OK, a V2, V7 — с ОБ. Эта схема
включения более высокочастотна, обладает по сравнению со схемой
ОЭ—ОБ большим входным сопротивлением и меньшей входной емко-
стью. Входной ДУ имеет симметричный входи несимметричный выход.
С коллектора V7 (точка В на рис. 8.35 ) сигнал поступает на вход про-
межуточного каскада усиления (будет рассмотрен в § 8.9). Усиление
ДУ при несимметричном выходе не снижается из-за использования в
качестве динамической нагрузки ГСТ на транзисторах V3, V4 и V8.
Такая динамическая нагрузка позволяет получить /(„д входного кас-
када, работающего в режиме микротоков, примерно 300. Особенности
этого ГСТ рассмотрены в § 8.7. Базовые токи V3 и V3 задаются тран-
271
зистором V4 и резисторами R1—R3. В эмиттеры V3, V8 можно вклю-
чать резисторы балансировки нуля.
Цепь смещения на транзисторах Vll, V12 и резисторе R5 задает
опорный ток для ГСТ на V10 и из точки 4 для ГСТ в последующем
каскаде промежуточного усиления (будут рассмотрены в § 8.9). Ток
ГСТ на V10 определяет токи баз I б транзисторов V2, V7 и коллектора
V9, т. е. /10 = 2/б 4- /9. Токи плеч ДУ, т. е. токи 1г и причем
/5 = /( 4- /в, определяются ГСТ на транзисторах V5, V9. Поскольку
V9 является «зеркалом тока» для V5, то /9 = /5 — 4- /«• Генерато-
ры стабильного тока на К5, У9и V10 обеспечивают, помимо установки
токов Zj и Д, ООС для синфазных сигналов и синфазных помех, уве-
личивая тем самым /г0.с.с всего ОУ. Например, если под действием син-
фазных сигналов увеличатся токи плеч ДУ и /6, то это вызовет уве-
личение тока /5, а следовательно, и тока 19 = /5. Поскольку ток /10
постоянен, то увеличение /9 приведет к уменьшению Iб> чт0 будет
препятствовать увеличению токов и /6. Близкая по характеру цепь
ООС для синфазного сигнала действует и во входном и промежуточ-
ном каскадах ОУ К140УД1.
С !
8.9. ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ И ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Промежуточные и выходные каскады заметно отличаются у ОУ
первого и второго поколений. Рассмотрим эти каскады для ОУ пер-
вого поколения на примере ОУ К140УД1. В этом ОУ промежуточный
каскад представляет собой ДУ с симметричным входом и несимметрич-
ным выходом. Такие ДУ рассмотрены в § 8.4. Принципиальная схема
выходных каскадов К140УД1 представлена на рис. 8.36. База тран-
зистора VI непосредственно соединена с коллектором транзистора ДУ
промежуточного каскада. Транзистор VI включен по схеме с ОК и
играет роль развязывающего каскада. Его большое входное сопротив-
ление позволяет увеличить КиЛ промежуточного каскада. Диод VD
включен в обратном направлении (зарыт) и представляет собой неболь-
шую емкость. С ее помощью осуществляется внутренняя коррекция с
фазовым опережением (см. §7.10).
Нагрузкой VI являются ГСТ на транзисторе V2 и выходной эмит-
терный повторитель на V3. Выходной эмиттерный повторитель обеспе-
чивает работу на относительно низкоомную нагрузку и позволяет по-
лучить достаточно большое входное сопротивление, чтобы не шунти-
ровать выходное сопротивление ГСТ на V2. Транзисторы VI, V2 и
резистор R1 осуществляют сдвиг уровня постоянного напряжения.
Этот сдвиг достигается благодаря падению напряжения на резисторе
R1 от протекания тока /0 ГСТ. На выходе ОУ будет нулевой потенциал
относительно «земли», если UK 91 4* IqRi 4- U б.эз — Потерь же
сигнала на Rx практически нет, так как по переменному току для VI
Rh Rv Для небольшого увеличения коэффициента усиления (Ки =
= ^вых^вх « 1,5) эмиттерный повторитель на V3 охвачен цепью
неглубокой положительной ОС. Сигнал с выхода V3 частично подается
через R2 на V2, включенный для сигнала с ОБ и сохраняющий фазу
272
сигнала. С коллектора V2 сигнал вновь подается на базу V3. Эта по-
ложительная ОС позволяет увеличить максимальный размах выходного
напряжения ОУ, так как иначе сказывается наличие двух эмиттерных
повторителей с Кв< I.
Особенности промежуточных и выходных каскадов ОУ второго по-
коления рассмотрим на примере К140УД7. Принципиальная схема
этих каскадов приведена на рис. 8.37 (входногосм. рис. 8.35). Промежу-
точный каскад выполнен на транзисторах V14, V16. Транзисторы вход-
ного каскада включены так, что обеспечивают смещение уровня по-
стоянного напряжения вниз. Поэтому не требуется специальной схемы
4
Сигнал на базу V14 поступаете выхода ДУ (точка В на рис. 8.35).
Транзистор V14 включен по схеме с ОК, чтобы входное сопротивление
промежуточного каскада не шунтировало динамическое сопротивле-
ние нагрузки ДУ, чем достигается высокое усиление входного ДУ.
Транзистор V16 включен по схеме с ОЭ. Нагрузкой этого транзистора
является большое динамическое сопротивление ГСТ на V15 (исполь-
зуется нижний коллектор двухколлекторного V15). В результате про-
межуточный каскад также обеспечивает высокое усиление (примерно
200). Режимный ток V15 задается от VII (точка А на рис. 8.35), посколь-
ку VII и V15 образуют «токовое зеркало».С помощью конденсатора С
осуществляется внутренняя коррекция с фазовым запаздыванием
(см. §7.10). Чтобы не снижать усиления промежуточного каскада к
нему подключается эмиттерный повторитель с большим входным со-
противлением на V19. Для этого применяется верхний эмиттер двух-
эмиттерного транзистора V19. Нагрузкой указанного повторителя
является параллельное соединение динамического сопротивления ГСТ
на V15 (используется верхний коллектор) и входного сопротивления
выходного каскада на V23, V24.
Повторитель на V19 является ведущим каскадом для двухтакт-
ного выходного каскада. Наличие повторителя на V19 уменьшает не-
линейные искажения и улучшает частотные свойства выходного каскада
на транзисторах V23, V24, включенных по схеме с ОК. Напряжение
273
смещения на выходные транзисторы (с температурной компенсацией
положения точки покоя) обеспечивают V17 (в диодном включении)
и V18. Устанавливается смещение подбором тока V19 с помощью со-
ответствующего выбора площади верхнего коллектора V15. Исполь-
зование двухтактного выходного каскада позволяет получить выходное
напряжение до ± 10,5 В при Е == ± 15 В и t — 25° С. Особенности
работы подобных бестрансформаторных двухтактных каскадов в ре-
жиме АВ рассмотрены в § 6.6.
Защиту выходных транзисторов от перегрузки обеспечивают V21,
V22. Транзистор V21 обеспечивает защиту от КЗ выхода Ha-b£'t. При
большом токе напряжение на R10 значительно возрастает, транзистор
V21 открывается и увеличение тока коллектора V21 препятствует
дальнейшему увеличению выходного тока V23. Транзистор V22 обес-
печивает защиту от КЗ выхода на — Е3. При большом увеличении
выходного тока V24 напряжение на RH увеличивается, транзистор
V22 открывается и задает ток ГСТ на V20 и V13. Транзистор V13
открывается, и увеличение тока коллектора V13 препятствует даль-
нейшему возрастанию тока базы V14, а следовательно, и выходного
тока V24. Второй (нижний) эмиттер V19 и V13 способствуют защите
выходного каскада от триггерного режима, точнее от эффекта «защел-
кивания» при превышении синфазным напряжением допустимого
уровня. При вхождении V16 в насыщение ток базы V19 и ток второго
эмиттера V19 возрастают, препятствуя увеличению тока базы V14,
а следовательно, и тока коллектора V16.
8.10. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Отличительная особенность ОУ, которая учитывается при их про-
ектировании, изготовлении и применении, состоит в том, что выпол-
няемые операции и основные свойства определяются подключенными
к ОУ внешними цепями ОС, а не собственно ОУ. Схемных вариантов
использования ОС в ОУ очень много, тем более, что ОУ в этом плане
более гибок, чем обычный усилитель. Поэтому здесь рассмотрим лишь
основные схемы включения ОУ с ОС.
Инвертирующий усилитель (с малым вы-
ходным сопротивлением). Принципиальная схема та-
кого ОУ приведена па рис. 8.38. Здесь и далее цепи питания ОУ не
показаны. Сопротивление резистора R2 уменьшает смещение выход-
ного напряжения, возникающее из-за токов смещения. Его целесообраз-
но применять при больших токах смещения и сопротивлениях и
Яс в > 50 кОм. Обычно/С2 ~(Ri II /?св). Как видно из схемы на рис. 8.38,
в данном ОУ действует параллельная ООС по напряжению. Свой-
ства усилителя с этой ООС были рассмотрены в гл. 3 и 7. Коэффициент
усиления напряжения /<„ Ос, Явхос и Rвых ос могут быть найдены по
формулам § 3.3, 3.6, 3.7 и 7.2. При глубокой ООС для рассматривае-
мого усилителя имеют место следующие приближенные выражения
(Яи « fli):
274
Инвертирующий повторитель. Если в усилите-
ле по схеме рис. 8.38 выбрать /?1 = /?св ^и» то К«ос «— 1
(см. (8.9)). Однако у этого повторителя относительно небольшое
Инвертирующий усилитель (с большим выходным
сопротивлением). Принципиальная схема такого ОУ приведена на
рис 8.39. Из схемы видно, что в этом ОУ действует параллельная ООО
по току. Влияние этой ООС рассмотрено в гл. 3 и 7. Поэтому К«оо>
Рис. 8.38
ос и /?выхос можно определить по формулам § 3.3, 3.6, 3.7 и 7.3.
Для глубокой ООС и Ra < Ri справедливы следующие выражения:
К и ОС -----о Н рСП » Явх ОС ~ Ri\ /?вых ОС
°ОС
Усилитель тока или преобразователь ток—напряжение
может быть создан на базе усилителя по схеме рис. 8.38. Его принци-
Рис. 8.39
пиальная схема приведена на рис. 8.40а. Он обладает (см. § 3.6) очень
малым входным сопротивлением /?вхос ~ RcJKuy близким к нулю.
Усилитель тока целесообразно использовать в качестве усилителя ам-
перметра, а также усилителя сигналов, создаваемых высокоомными
источниками тока (например, различными фотоисточниками). Напря-
жение на выходе этого усилителя Uвых ~— ^вх^св- Усилитель тока
обладает заметно лучшими частотными свойствами, чем, например,
операционный повторитель, вследствие малого /?вх ос-
275
Неинвертирующий усилитель (с малым выходным
сопротивлением) имеет принципиальную схему» приведенную на
рис. 8.406. Из схемы рис. 8.406 следует, что в неинвертирующем уси-
лителе действует последовательная ООС по напряжению. Отсюда
/<мос, Явхос и /?выхос этого усилителя можно найти по формулам
Рис. 8.40
§ 3.3, 3.6, 3.7 и 7.4. Для глубокой ОС, поскольку 0= Ri/(Ri 4- Rea)i
имеем следующие выражения:
Рис. 8.41
Неинвертирующий повторитель имеет прин-
ципиальную схему, представленную на рис. 8.41а. Если в неинверти-
рующем усилителе выбрать -> оо или Rcs = 0 (см. рис. 8.406
и (8.10)), то
Au ОС 1, Rbx ОС R-вх Rbmx OG ^вых/^ц*
Следовательно, операционный повторитель имеет /<и « 1, очень
большое (несколько мегаом) входное сопротивление и /?вых «0.
276
Неинвертирующий усилитель (с большим выход-
ным сопротивлением). Принципиальная схема этого усилителя приве-
дена на рис. 8.416. В усилителе действует последовательная ООС по
току. Действие этой ООС на показатели усилителя рассмотрено в гл.З
и 7. При глубокой ОС Кио с «
RfjR ОС» R ВХ* R BX.JlKuR ос^н,
Квыхос 2/?вых.
Усилитель разности
напряжений. Принципиаль-
ная схема усилителя приведена на
рис. 8.42. Этот усилитель называют
также дифференциальным усилите-
лем. Он является базой различных
измерительных усилителей и сумма-
торов. Усилитель разности напря-
жений дает возможность измерять и
усиливать слабые сигналы на фоне
сильных синфазных помех. Анализ
усилителя проводят по отдельности для неинвертирующего и ин-
вертирующего входов. Если Rnl < Ri, /?и2 < R3, Ri = Rs, а /?Св=
’ Ri, то £/в ы x “ К и (E2 E\), где Ки RctjRv
8.11. ПРИМЕНЕНИЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Рассмотрим лишь некоторые основные применения ОУ в аналого-
вых линейных схемах.
Инвертирующий сумматор (смеситель звуковых час-
тот). Принципиальная схема инвертирующего сумматора приведена
на рис. 8.43я. Этот сумматор реализуется на базе инвертирующего
усилителя по схеме рис. 8.38. Вследствие глубокой ООС входное со-
противление инвертирующего входа относительно земли близко к
нулю, т. е. потенциал инвертирующего входа равен потенциалу земли.
Поэтому при т источниках они практически не оказывают влияния
друг на друга и создаваемые ЭДС этих источников токи К = EJRii
/2 = E2/R2, /3 — EJR2\ Im — Ern/Rm. Эти токи практически полно-
стью протекают через Лев, так как идеальный ОУ имеет по инверти-
рующему входу 7ВХ = 0. Поэтому (7ВЫХ ^—IzRcb, т. е-
Ео ~Ь •••
Z I 1
/?св
Вт
Если RJ R2 — R з — /?св, то Uв ых Е• • Ч-Е т)- Если
выбрать /?св> Ль но = R2 = Л3, то сумматор будет обеспечи-
вать усиление сигналов. На инвертирующем сумматоре можно создать
и усредняющий сумматор, если в соответствии с числом входов т
выбрать RCB = R/m, где R = Rr = R2 = R3. Тогда (7ВЫХ ~
«—(^ ...)//72. Выбирая соответствующие сигналам
значения Rlt ..., R3... можно создать и масштабный усилитель
(нормирующий усилитель), обеспечивающий различные необходи-
2,77
мые отношения диапазонов изменения напряжений соответствующих
сигналов на входе и выходе усилителя.
Неинвертирующий сумматор. Принципиальная
схема сумматора приведена на рис. 8.436. Этот сумматор реализует-
ся на базе неинвертирующего усилителя по схеме рис. 8.406. Поз то-
му при т входах напряжение на его выходе
где R 2 — сопротивление параллельно соединенных т — 1 входов.
Из приведенной формулы видно, что при большом числе вхо-
дов т этот сумматор работает хуже инвертирующего. Например,
если все сопротивления в схеме рис. 8.436 равны, то =*
Рис. 8.43
= (2/т) -г Е-2 + ... + Ет). Если только т = 2, то (7ВЫХ —
= Ех + £3. Объединив па одном ОУ оба сумматора (рис. 8.43а и 6),
можно получить сумматор аналоговых сигналов, выполняющий опе-
рации и суммирования н вычитания [1, 2]. На базе масштабного уси-
лителя, используя различные цепи управления глубиной ОС, можно
создать различные схемы функционального преобразования сигнала,
такие как компрессоры, дистанционно управляемые регуляторы, мо-
дуляторы, логарифмические усилители и т. п.
Простейшими устройствами на ОУ, использующими частотно-за-
висимую ООС, являются аналоговые интегратор и дифференциатор.
Интегратор имеет принципиальную схему, представленную
на рис. 8.44,а. Конденсатор С включен в цепи ООС и заряжается то-
ком /ос — Iвх = Ell/R1 (при R„ Ry). Так как потенциал инвер-
тирующего входа из-за действия ООС равен потенциалу земли, то
с J Е„ (0 dt.
Используя (8.9), с учетом емкостного сопротивления в цепи ОС
получим Лнос -- — J/iwC/?!, откуда видно, что ЛАЧХ интегратора
является прямой, имеющей крутизну —6 дБ/окт или —20 дБ/дек.
273
Следовательно, интегратор является простейшим фильтром НЧ. По-
добный ход ЛАЧХ обусловлен тем, что с ростом частоты напряже-
ние ООО растет и КиЖ уменьшается.
Дифференциатор. В дифференциаторе (рис. 8.446) с рос-
том частоты напряжение ООС уменьшается и Ким возрастает. Ис-
пользуя (8.9), с учетом емкостного сопротивления источника сигнала
Рис. 8.44
получим Кио0 ~ — icoC/?CB. Отсюда следует, что ЛАЧХ дифферен-
циатора в определенных пределах является прямой, возрастающей
с крутизной 6 дБ/окт (20 дБ/дек). Следовательно, дифференциатор
является простейшим фильтром ВЧ. На его выходе напряжение
^вых «— RCBCdEa/dt. Поскольку входное сопротивление диффе-
/?с5 Я св
Рис. 8.45
ренциатора мало и снижается с ростом частоты, то для его увеличе-
ния при необходимости подключают R1.
Фазовращатели. Принципиальная схема фазовращателя
на ОУ приведена на рис. 8.45а. Из этой схемы видно, что при /?2 —
= о и = Rca > Ra сигнал на выход будет проходить только с ин-
вертирующего входа, т. е. фазовращатель будет инвертирующим пов-
торителем. При этом фазовый сдвиг 0 = —180э. При /?2 = 00 вслед-
27$
ствие того, что для неинвертирующего входа RBX = °о, для всех час-
тот, кроме со = 0, фазовращатель становится неинвертирующим уси-
лителем (см. рис. 8.406). При этом по неинвертирующему входу со-
гласно (8.10) Киос «(1 4- Rcb^Ri} — 2. По инвертирующему вхо-
ду К*иж = — RcJRi = 1- Поэтому (7Вых = 2Л,, — Еа = Еп Сле-
довательно, при R2 = оо 9 = 0, т. е. фазовращатель обеспечивает
фазовый сдвиг от 0 до —180° без изменения амплитуды сигнала. При
произвольном R2 фазовый сдвиг 0 = —2 arctg (l//?2Q-;
Фазовращатель по схеме рис. 8.456 действует аналогично. Однако
в этой схеме обеспечивается изменение знака С/вых и для со — 0, т. е.
и для постоянного напряжения; 0 «—2 arctg R2C. При этом UBbli «
« Еие'е. , '
Активные фильтры. Активными называют фильтры, со-
держащие наряду с пассивными элементами и УЭ. Особенно часто
строят активные фильтры на ОУ. Активные фильтры (АФ) имеют не-
сомненные преимущества перед пассивными в диапазоне f < 10 нГц,
в котором катушки индуктивности дорогостоящи, громоздки, имеют
большие потери, т. е. низкую добротность, и плохую стабильность.
Напротив, в указанном диапазоне частот ОУ практически безынер-
ционны и могут обеспечить высокую стабильность’ работы АФ. 4
При построении на основе АФ фильтров нижних частот (ФНЧ),
фильтров верхних частот (ФВЧ), полосовых фильтров (ПФ) и режек-
. торных используют различные аппроксимации АЧХ и ФЧХ так назы-
ваемых идеальных фильтров. Наиболее^часто применяют три-вида ап-
проксимации: 1) по Бесселю; 2) по Баттерворту; 3) -по -Чебышеву.
В первом случае получают фильтр с линейной ФЧХ, ПХ без выбросов
(апериодическая), но плохое подавление частот за пределами полосы
пропускания. Во втором получают еще относительно линейную ФЧХ,
которая легко корректируется, ПХ с очень небольшими выбросами и
максимально плоскую АЧХ с плавным изменением в пределах полосы
пропускания. Однако подавление за прёделами полосы пропускания
слабое. В третьем получают заметно нелинейную ФЧХ, ПХ со значи-
тельными выбросами, неравномерную АЧХ в пределах полосы пропус-
кания, но лучший коэффициент прямоувольности, т. е. наибольшее
подавление за пределами полосы пропускания при заданных иска-
жениях АЧХ в пределах полосы. Фильтр Баттерворта удобен тем, что
при увеличении порядка фильтра его АЧХ приближается к АЧХ иде-
ального фильтра, т. е. уменьшаются искажения в полосе пропускания
и увеличивается крутизна скатов АЧХ вне полосы пропускания.
Поэтому далее рассматривается реализация лишь фильтров Баттер-
ворта. Фильтры другого типа можно найти в специальной литерату-
ре. Фильтры Баттерворта выполняют как на базе инвертирующего
повторителя (см. рис. 8.38) так и на базе неинвертирующего усили-
теля или повторителя (см. рис. 8.406). Рассмотрим реализацию фильт-
ров на инвертирующем повторителе.
Фильтр НЧ первого порядка представляет собой интегратор (см.
рис. 8.44а). Для подбора частоты среза параллельно конденсатору С
включают резистор обратной связи RCB. Для упрощения расчетов
выбывают Rt = /?2 — 7?св Тогда частота среза ФНЧ равна
280 ; •
©с.в = 1/RC, а крутизна ЛАЧХ после ©с.в равна —20 дБ/дек.
Фильтр ВЧ первого порядка представляет собой дифференциатор (см.
рис. 8.446), но с обязательно включенным резистором R1. Если Rr —
= Rz — Rcb = R, то ©с.н = 1/RC, а крутизна ЛАЧХ до юс.н рав-
на 20 дБ/дек.
Рис. 8.46
Принципиальная схема ФНЧ второго порядка приведена на
рис. 8.46а. В первом приближении можно считать, что ФНЧ имеет
два .интегрирующих звена: R1C1 и R2C2. Для упрощенного расчета
.фильтра, среднего между баттервортовским и чебышевским, . обычно
выбирают = 2R2, Rs = Rlt Сг = 4С2. При этом частота среза
©с.в ^4/J/2/?1C1. При приближенных расчетах обычно выбирают
I : -
Рис. 8.47
какое-либо из сопротивлений в пределах 5—200 кОм. При меньшем
R могут оказаться слишком большими значения С. При большем R
начинают сильно сказываться шумы и токи смещения в ОУ. При вы-
бранном А* по известной сос.в определяют емкости. Принципиальная
схема ФВЧ второго порядка приведена на рис. 8.466. ФВЧ как бы
содержит два дифференцирующих звена: C1R1, C3R2. Для прибли-
женных расчетов выбирают R2 — 4Rlt Сг = С2, С3 = 2СГ. При этом
2,R<2C2.
281
Принципиальная схема ПФ приведена на рис. 8.47а. Он как бы
состоит из звеньев ФНЧ и ФВЧ. Полагая /Сос = 1 на резонансной
частоте со0 и == С2 = С, можно сопротивления определить из сле-
дующих выражений: со0 = Q/RiC; R3 — 2R,; R2 = R3/ (4Q2 — 2),
где Q — добротность фильтра, определяющая его полосу пропускания
Под ~
/?св ^с8
Рис. 8.48
Полосовой фильтр на рис. 8.47а имеет крутизну скатов, равную
20 дБ/дек. Большую крутизну скатов ЛАЧХ, большую добротность
можно реализовать с использованием либо двойного Т-образного
моста (рис. 8.47 б), либо гираторов, либо каскадов из соединения
ряда простых фильтров при большом числе ОУ [6, 15].
Рис. 8.49
Аналогично реализуются фильтры и на неинвертирующем усили-
теле. Для примера на рис. 8.48 приведены схемы ФНЧ и ФВЧ первого
порядка, а на рис. 8.49—схемы ФНЧ и ФВЧ второго порядка. До-
стоинство этих фильтров — высокое входное сопротивление неинвер-
тирующего входа ОУ, а также возможность изменением отношения
Rcb^R подбирать К*1Ой, практически не влияя при этом на частоту
среза и форму АЧХ. Расчетные соотношения можно найти в [12, 281.
282
Г Л А ВЛ 9
МНОГОКАСКАДНЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
9.1. ОСОБЕННОСТИ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕН
Требования, предъявляемые к современным усилителям, настоль-
ко высоки и разнообразны, что обеспечить их с помощью одного каска-
да невозможно. Подавляющее большинство электронных усилителей
являются многокаскадными. При анализе и разработке многокаскад-
ного усилителя, питание которого осуществляется от одного, общего
источника, необходимо, в частности, определить общий коэффициент
усиления Ацобщ, распределить его по блокам и каскадам усилителя,
распределить также линейные и нелинейные искажения, возникаю-
фнвы •*«« «МВ*
I Электронный, усилитель
Рис. 9.1
щие в отдельных каскадах и цепях, предусмотреть уменьшение пара-
зитных ОС и осуществление различных регулировок, сформулировать
требования к источнику питания и др.
Структурная схема многокаскадного усилителя приведена на
рис. 9.1. Общий коэффициент усиления
_ ^ВЫХ ^ВХ2 б'вкз
и общ —“• ‘ ;-----------------
^BXl ^ВХ1 ^ВХ2
^ВЫХ I .If If
“----- — Л ul Л ц2
Т J МММ
^вх I
If
ub
где / — число каскадов в усилителе.
Используя представление коэффициента усиления в показательной
форме (см. § 2.2), находим:
е"'’0™ = к «г - '<u< <="'г-
Отсюда следует
АцОбЩ ~ Аф1-/\ц2 ••• Ац.1»
ФобЩ = Ф1 + Фг + ••• + фр
Если применяются логарифмические единицы, то
(9.1)
(9.2)
Au ои.д [дб] — К и! [дб] 4~ А«2 [дб] + ••• “Ь Ап/ [дб]1
283
Сквозной коэффициент усиления
общ ~ ^вх К и общ/(^и + _?вх) и общ*
Аналогичными выражениями, но с учетом особенностей, изложен-
ных в § 2.3, связаны сквозные коэффициенты усиления по напря-
жению и коэффициенты усиления мощности отдельных каскадов и
всего усилителя.
9.2. СУММИРОВАНИЕ ИСКАЖЕНИИ И ШУМОВ
Используя выражения §2.5, т. е. поделив в (9.1) левую и правую
части равенства на /Сиср, найдем относительное усиление усилителя
КОбщ “ ^иобщ/^иср — W •••У’ь а с учетом входной цепи усилителя
Пн - ПхПбш-
Коэффициент частотных искажений усилителя
Л4:бщ - 1/Уо*бЩ = МВХМД ... М(. (9.3)
Если коэффициент частотных искажений выразить в логарифмических
единицах, то
М* —М 4-М 4-М -4- 4-М
общ [дБ]— вх[дб] ! [дБ] Л-m 2 [дБ] Л •••Л"2П/[дБ]’
Аналогично (9.2) и (9.3) можно в первом приближении суммиро-
вать фазовые сдвиги и коэффициенты частотных искажений от отдель-
ных элементов одного каскада.
Нелинейные искажения усилителя можно определять суммирова-
нием нормированных по первой гармонике высших гармоник, возни-
кающих в различных каскадах и элементах усилителя (см. § 2.6).
Суммирование это следует производить с учетом начальных фаз гар-
моник. Если нелинейные искажения определяются по сквозным дина-
мическим характеристикам, т. е. учитываются нелинейности и входной,
и выходной цепей УЭ, то сквозные характеристики можно рассчитать,
полагая в первом приближении сопротивления нагрузки и источника
сигнала линейными (см. § 6.2). Чтобы начальные фазы гармоник спе-
циально не находить, можно считать гармоники совпадающими по
фазе и суммировать отдельные коэффициенты гармоник в каскадах,
Т. е. /?Г2 общ ~ ^Г2 Ч- kr2 + ...» ^гЗ общ “ гЗ 4” ^гЗ *”
Полный коэффициент гармоник £г. обш
V общ । "тЗ общ I ^г4 общ •
В большинстве случаев для упрощения расчетов полагают, что нели-
нейность проявляется только в оконечном каскаде и рассчитывают
kP только для оконечного каскада.
В импульсных усилителях искажения общей переходной харак-
теристики усилителя можно найти по искажениям переходных харак-
теристик отдельных каскадов (см. рис. 9.1):
^у.общ Г^У. ВХ
^ф. общ~ V ^ф.вх
А - Д
общ z^zZ-1BX i
к
284
Эти формулы упрощаются, если искажения в каскадах одинаковые и
для каждого из них выбран критический выброс 6ф.Кр (см. § 5.4). При-
меняя (2.34) и (2.36) ко всему усилителю и к отдельным каскадам,
можно показать, что коэффициент шума усилителя (см. рис. 9.1)
If _ If t 1 I ^Ш2 । |
' К If г •••>
Ар вх А р вх А рх
где /Срвх и ^p1 — коэффициенты передачи и усиления мощности вход,
ного устройства и первого каскада усилителя соответственно. Коэф,
фициенты шума отдельных каскадов /Сш1, /Сш2, ... можно найти по
(2.39), (2.41) и другим формулам §2.7. Коэффициент шума входной
цепи вх учитывается для малошумящих усилителей, если в ка-
честве входной цепи применяется трансформатор либо имеется фидер,
кабель. В этом случае Лш.вх л; 1^рвх.
9.3. ВИДЫ ПАРАЗИТНЫХ ОБРАТНЫХ СВЯЗЕЙ
. . И СПОСОБЫ ИХ УМЕНЬШЕНИЯ
Между каскадами, отдельными элементами и цепями многокаскад-
ного усилителя действуют различные паразитные отрицательные и по-
ложительные ОС, оказывающие влияние на технические показатели
и характеристики усилителя. Из-за паразитных связей в усилителе
могут появиться дополнительные линейные и нелинейные искажения
сигнала, а также самовозбуждение.
Основными видами паразитных связей являются электростатичес-
кие, индуктивные, электромагнитные, электромеханические и связи
через общий источник питания.
Электростатические (емкостные) паразитные связи обусловлены
электрическими емкостями, существующими между любыми провода-
ми и деталями усилителя. Для уменьшения паразитных емкостей кас-
кады усилителя располагают в виде линейки, обеспечивая максималь-
ное удаление цепей и деталей с наибольшей разностью уровня сигнала
и используют экранировку проводов. Эти связи сильно сказываются
в ИМС с большим например в ОУ.
Индуктивные (магнитные) связи создаются вследствие наводимых
в проводах (проводниках) усилителя ЭДС токами, протекающими
в соседних проводах. При правильно выполненном монтаже и распо-
ложении трансформаторов эти связи становятся столь слабыми, что не
влияют на показатели усилителя.
Электромагнитные связи, вызывающие генерацию на очень вы-
соких частотах, обычно уменьшают, применяя электромагнитные
экраны и защитные сопротивления. Электромеханические связи (из-за
вибрации) обычно легко устраняются если принять соответствующие
конструктивные меры. В транзисторных усилителях они, как прави-
ло, незаметны.
Из-за внутреннего сопротивления выпрямителя ZB #= 0 или дру-
гого общего источника питания в усилителе обязательно возникает
паразитная ОС. Рассмотрим механизм ее действия с помощью принци-
пиальной схемы усилителя, представленной на рис. 9.2. Самый боль-
285
шой ток выходного каскада /вых, протекая по ZD, создает на нем па-
дение напряжения (Аов, действующее между шинами источника пи-
тания. Это напряжение обычно очень маленькое, и в однокаскадном
усилителе им можно пренебречь. В многокаскадном усилителе из-за
очень большого /Сиобщ может образоваться петля с большой глубиной
ОС. Петли ОС образуются следующим образом. Напряжение URoa
действует между шинами питания. Если нет цепочек то это
напряжение поступает на вход каждого каскада, после деления на
соответствующих резисторах, и образует напряжения обратной связи
Uос k- Эти напряжения затем усиливаются и создают выходные то-
ки, которые также вызывают на ZB падение напряжения. В результате
образуется столько петель ОС, сколько каскадов в усилителе. Наи-
Рис. 9.2
большая глубина ОС имеет место обычно в самой «длинной» петле, т. е.
в той, в которой Киобщ максимален. При этом электронный усили-
тель с числом каскадов, большим двух, как правило, возбуждается.
Для уменьшения паразитных ОС обычно применяют следующие ме-
ры: 1) к клеммам источника питания подключают конденсатор боль-
шой емкости Сбл или увеличивают емкость конденсатора на выходе
выпрямителя, что уменьшает ZB; 2) уменьшают ZB, используя элект-
ронный стабилизатор; 3) используют развязывающие цепочки /?фС$
(см. рис. 9.2). Последняя мера эффективна, доступна и применяется
всегда. Развязывающие фильтры /?ФСФ можно включать [25] последо-
вательно, параллельно или комбинировать последовательное и парал-
лельное включение. Последовательное включение /?ФСФ наиболее эко-
номично и чаще всего используется.
9.4. ОСНОВЫ РАСЧЕТА РАЗВЯЗЫВАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ
Действующее между шинами питания (точнее, между клеммами
выпрямителя А — В (см. рис. 9.2) напряжение сигнала (7П0С =
= ^вьп^в, где /ВЫх — действующее значение выходного тока око-
нечного каскада. Для простых стабилизаторов можно полагать ZB ж
«О,1—0,2 Ом, для сложных ZB «0,02-4-0,05 Ом. У простого выпря-
мителя с LC-фильтром на выходе ZB ж 1/сонч Св. Емкость Св в зави-
286
лги мости от значения Е п допустимых пульсаций выбирается в предетах
у Допустим вначале, что цепочек R$C$ нет. Тогда напряжение ОС,
з действующее на клеммах выпрямителя, £/вос проходит по шинам
питания и после соответствующего деления на резисторах в базовой
и коллекторной цепях транзисторов, создает в каждом каскаде между
базой и землей напряжение Uoch. На входе каждого каскада (см.
рис. 9.2) Uoch « р/г £/вос; Рь « R'k / (R'k -|- Rk), где pft — коэффи-
циент
входе
ОС Я ГН вос>
деления напряжения ОС на входе k-ro каскада. Например, на
выходного каскада
U ос i
где
E'^i ^?вх I
ЗОЕ
Rsxi — входное сопротивление выходного каскада. В этих формулах
влиянием Ct и /?вых <1-1) пренебрегаем. Для входного каскада коэффи-
циент деления
= R1X.
Из-за общего сопротивления источника питания ZB в усилителе
действует паразитная параллельная ОС по току. Петля подобной ОС,
охватывающей каждый каскад, согласно (3.33) имеет глубину
k
В данном случае yk ak
Р/{. Поэтому А
У,; 6Ь к; = 1 + а,-^2^
^вх h___
/?СВ k
вых
' Указанная ОС изменяет коэффициент частотных искажений Л4нчаг
в каждом каскаде. По определению Мнч& = /GCpfc//Gh (<онч). Дан-
ная паразитная ОС КиСуц не изменяет, а изменяет лишь Ruk (®нч),
причем Киос (ч) нч) = [R*u (<онч)1/Л*. Отсюда получаем Л4нч оа —
— Ru cp/^иос («нч) = Л* Л4нч.
Примем для простоты, что без ОС искажений в каскаде нет, т. е.
Л1нч = 1. Тогда частотные искажения будут вноситься паразитной
ОС, т. е. Л4нч ос = Л*. Полагая Л1нч ос равным некоторому допус-
тимому значению УИнч доп и используя приведенные выше формулы,
найдем допустимый (требуемый) коэффициент деления в каждом кас-
каде. Pk лоп б/вх 4 (ТИнч доп & П^вых^в* Значение АТнчдопь
= At выбирают обычно примерно 1,02-4-1,03. Если в данном каска-
де Рь <1 Рь доп» то дополнительной развязки от паразитного напряже-
ния ОС, т. е. включение цепочки 7?фСф, не требуется. Если же pfe >
287
> доп» т0 необходимо включить цепочку 7?$Сф с коэффициентом
развязки
__ Р/г ____ Ph вых ZB
Ph доп ^вх k (^нч доп k~ О
(9.4)
При последовательном включении развязывающих цепочек /?фСф
(см. рис. 9.2) коэффициенты развязки Фрй перемножаются. Поэтому
расчет следует проводить с последнего каскада, для которого По из-
вестному значению Фрг следует найти емкость фильтра (см. рис. 9.2)
к Фр/ — 1/сонч R$i. Для других цепочек следует определить
дополнительный коэффициент развязки ст,{ = Фр^/ФрОг+о и затем рас-
считать в соответствующем каскаде необходимую емкость фильтра
Ж
Сфк Усг| — 1/сонч Если сгй 1, то с точки зрения развязки
от паразитной ОС цепочки /?фйСфй в данном каскаде не требуется. Со-
противление /?фй обычно выбирают максимально возможным, исходя
из допустимого падения постоянного напряжения на Rli)k и суммар-
ного постоянного тока I^k, протекающего через R$k, т. е.
R$k — — (0,05-7-0,2)5//sft.
При параллельном включении развязывающих цепочек (т. е. в каж‘
дый каскад по цепочке) для найденных по (9.4) значений Фрй рассчи.
тывают емкости фильтров Сфй УФР* — 1/сонч R$h. Сопротивление
/?фй = (0,1—0,3)£7/0. Для импульсных усилителей цепочки 7?фСф
рассчитывают при их параллельном включении. В этом случае коэф-
фициенты развязки в каждом каскаде Ффй = Рк^и^вых/^BXh ^в^доп h»
где Тп — длительность импульса; Ддоп k — допустимый спад вер-
шины импульса из-за действия паразитной ОС, обычно Ддоп й «0,2Дк.
Емкости фильтров Сфк — ФркТИ/2Пфк.
9.5. ОСНОВЫ РАСЧЕТА ФИЛЬТРОВ, СГЛАЖИВАЮЩИХ
ПУЛЬСАЦИИ
Напряжение питания еп на выходе выпрямителя практически всег-
да содержит переменную составляющую, обусловленную неидеаль-
ным сглаживанием пульсаций фильтром выпрямителя (см. рис1 9.3а).
Переменное напряжение на выходе выпрямителя Umn обычно на-
зывают напряжением фона. Это напряжение действует между шинами
питания, а поэтому оно поступает после соответствующего деления
на вход каждого усилительного каскада, подключенного к выпря-
мителю. Затем напряжение фона усиливается и поступает на выход,
маскируя тем самым слабые полезные сигналы и создавая неприятное
«гудение» в паузах сигнала. Для того чтобы напряжение фона не сни-
жало помехозащищенности усилителя и его динамического диапазо-
на, обычно полагают, что на входе каждого каскада должно выполнять-
ся условие Uu, доп k == Um^l (24-3) Dc, где Um вхй — номинальное
напряжение сигнала на входе k-ro каскада; Ua, допй — допустимое
напряжение фона на входе £-го каскада; Dc — динамический диапазон
сигнала в усилителе; Dc« 100-4-1000 (см. гл. 2).
288
Чтобы не усложнять и не удорожать чрезмерно выпрямитель, его
обычно рассчитывают на напряжение фона, допустимое для выходной
цепи выходного каскада. Следовательно, в выходной цепи усилителя
(см. рис. 9.36) должно обязательно соблюдаться условие ^п. доп —
= kJ (2-r3)Dc. Напряжение фона Umn, действующее на прово-
дах питания, лишь частично проникает на выход усилителя, т. е. де-
лится с коэффициентом деления р/. Отсюда 1/п. доп — р/(/тп. Напри-
мер, для однотактного трансформаторного выходного каскада по схе-
9.36 коэффициент деления
ме рис.
где
/?вых i — выходное сопротивление транзистора Уг. Коэффициент де-
ления р/ для выходных каскадов другого типа можно рассчитать по эк-
вивалентным схемам для переменного тока или найти в [20, 251.
Рис. 9.3
Согласно приведенным выше формулам на выходе выпрямителя
допустимое напряжение фона Umn = Um к.о (/?н~ + /?вых/)/ (2
4- 3)DcRn/>,. При известном Umu на входе k-ro каскада Uah~
= P/i^mn, где Ра — коэффициент деления, определяется по
тем же формулам, что и в §9.4. Если Uah<. Un. доп а> то до-
полнительной фильтрации напряжения фона не требуется. Если
же Ua h > ^п.доиА» то необходимо применить цепочки /?фСф для
сглаживания пульсаций напряжения питания. Коэффициент сглажи-
вания пульсаций Фс h = jigda = (24-3)Dcpftf7mn/t/mBXft. При
последовательном включении цепочек /?фСф коэффициенты сглажива-
ния перемножаются (см. рис. 9.2). Поэтому только для цепочки на
входе выходного каскада емкость фильтра Сф, КФс/ — 1/<оп/?фг.
Для других цепочек определяют дополнительный коэффициент сгла-
живания ocfe = Фс а/Фс(а+1), а затем рассчитывают емкость фильтра
Сф/{ > — 1/соп/?ф^, где соп = 2л/и круговая частота пульсаций,
(фона). Значения сопротивлений 7?ф/г подставляют те, которые были
найдены при расчете развязывающих фильтров (§ 9.4).
Таким образом, цепочки /?фСф выполняют одновременно две роли:
1) развязывающих фильтров, 2) фильтров, сглаживающих пульсации
напряжения питания. Из двух найденных значений емкостей Сф h и
Сфь выбирают наибольшее. Частота напряжения пульсаций (фона)
fn равна частоте промышленной сети 50 Гц или чаще частоте 100 Гц.
10 Зак. 1456 289
9.6. РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ И СТЕРЕОБАЛАНСА
При эксплуатации электронных усилителей практически всегда
возникает необходимость в регулировке усиления: для установления
желаемого уровня громкости при радио- и телевизионном приемах,
в различных системах звуковоспроизведения; для выравнивания
уровней в вещательном тракте; для выбора пределов измерения в
контрольно-измерительной аппаратуре; для подбора размеров изоб-
ражения на экране осциллографа; для компенсации изменений усиле-
ния при замене УЭ и их старении т. д. Различают ручную и автомати-
ческую регулировки усиления. Далее будет рассмотрена лишь ручная
регулировка. Ручная регулировка может быть ступенчатой и плавной.
Ступенчатая регулировка усиления может обеспечить глубину до
Рис. 9.4
100 дБ и более. Под глубиной регулировки понимают отношение коэф-
фициентов усиления напряжения усилителя при крайних положе-
ниях регулятора, выраженное в логарифмических единицах, т. е. D ~
— z0 log (Ки максой мпн)[ДБ]. Однако при малых шагах ступен-
чатая регулировка становится достаточно сложной и дорогой. Поэтому
она применяется в основном в измерительной и профессиональной
аппаратуре.
Наиболее часто используют плавную потенциометрическую регу-
лировку усиления, вводя в одну из цепей усилителя потенциометр.
Простейший потенциометрический регулятор, схема которого
приведена на рис. 9.4а, обеспечивает глубину регулировки до 'Ю дБ.
Он широко используется в усилителях с верхней рабочей частотой /нч
в несколько десятков килогерц. В широкополосных усилителях эта
регулировка влияет на АЧХ, ФЧХ и ПХ усилителя, поэтому ее при-
меняют лишь в низкоомных цепях, например в нагрузке повторителей.
Емкость С рассчитывают по известным формулам (см. § 5.3), однако при
р = 0. Полное сопротивление регулятора Rp определяют по допустимо-
му значению Rвч. экв (см. § 5.3), найденному исходя из отведенных на
цепь регулятора Л4вч или /у. При этом используют максимальное
выходное сопротивление регулятора, равное 0,25 (R„ + Rp). Из-за
вносимых механическим потенциометром шумов (тресков) его не реко-
мендуют вводить в цепи с напряжением сигнала ниже сотен микровольт.
При применении потенциометра для регулировки громкости в
различной аппаратуре звукоусиления следует использовать непро-
волочные резисторы с показательным законом изменения сопротивле-
ния от угла поворота ручки или от величины перемещения движка.
290
Такой закон имеют переменные резисторы типа В, например СПЗ-4В,
СПЗ-23а-В. Необходимость показательного закона обусловлена осо-
бенностями слуха человека — изменение громкости звука восприни-
мается пропорционально логарифму уровня сигнала. Из-за особен-
ностей слуха простые регуляторы (рис. 9.4а) не обеспечивают высоко-
го качества воспроизведения при малых уровнях громкости (нижнее
положение регулятора). При равном уменьшении напряжения всех
частот спектра сигнала человеку кажется, что напряжения ВЧ иНЧ
понизилось сильнее. Чтобы избежать этого эффекта в высококачествен-
ной аппаратуре применяют тонкомпенсированные регуляторы. Схема
одного из них приведена на рис. 9. 46. Чем ниже положение регулятора,
Ксв
Рис. 9.5
тем сильнее емкость СЗ шунтирует в области ВЧ верхнее сопротивле-
ние регулятора, чго приводит к подъему на ВЧ. Подъем на НЧ обес-
печивается благодаря влиянию емкостей С1 и С2.
Использование потенциометрических регуляторов в ОУ представ-
лено рис. 9.5. На рис. 9.5а показано использование инвертирующего
усилителя. Он имеет небольшое входное сопротивление Rt. Необходи-
мо, чтобы Rp, иначе с изменением громкости будет меняться
глубина ОС. Ки изменяется здесь от 0 до Ки = RCt/Ri- На рис. 9.56
показан неинвертирующий усилитель, имеющий большое входное
conpoiявление. С ним можно использовать регулятор практически с
любым сопротивлением, мзксимальное значение ко орого ограничена
допустимым влиянием токов смещения ОУ.
Наряду с потенциометрической регулировкой в настоящее время
также широко используется регулировка усиления с помощью ООС.
Принципиальная схема такой регулировки, используемой в широко-
полосных усилителях, представлена на рис. 9.6 а. Здесь применяется
последовательная ООС по току. Глубина ОС зависит от Rp. Такая
регулировка улучшает в основном показатели усилителя, пригодна
в каскадах и с малой, и с большой амплитудой сигналов, обеспечивает
глубину регулировки примерно 20 дБ. Недостатком этой регулировки
является возможность сильного подъема АЧХ на ВЧ или появление
большого выброса фронта, так как из-за наличия паразитной емкости
С «о пФ при больших Rp проявляется эффект эмиттерной ВЧ кор-
рекции (см. § 5.4). Из-за этого ограничен диапазон регулировки значе-
ниями
Dp< 0,3 rsJ7/b?C; причем /?р = (Z)p — 1)/S3*.
10*
291
Очень разнообразно применение ООС при регулировке усиления в
ОУ или с использованием ОУ. На рис. 9.6 б показано использование
параллельной ООС по напряжению в инвертирующем ОУ. Входное
сопротивление ОУ /?х Rи. Коэффициент усиления меняется от 0 до
= Rp/Ri- На рис. 9.7 а представлен ОУ с последовательной ООО
по напряжению, имеющий большое входное сопротивление, которое
к тому же увеличивается с увеличением глубины ОС.
Рис. 9.6
Изменение Ки от 1 до (1 + /?р//?2) обеспечивают Dp «Т?р/Т?2.
На рис. 9.7 б приведена все чаще применяемая схема регулировки
усиления в ОУ, в которой используется его свойство подавлять син-
фазный сигнал. Эта схема также может работать и при малых, и при
больших уровнях сигнала. Входное сопротивление меняется от R± до
/?х/2, а коэффициент усиления — от /?св//?1 (если Rг > Ли) до О (в
Рис. 9.7
лучшем случае) или до RcJR! &0.с.с, т.е. в усилителе Dp не менее
^о.с.с и может составлять 70 4- 100 дБ и более.
Механические регуляторы усиления в связи с непостоянством
контактного сопротивления ползунка создают при движении ручки
заметный уровень шумов. На рис. 9.8 приведены схемы регулировки,
свободные от этого недостатка. Эти схемы управляются постоянным
напряжением wynp (шумы регулятора легко подавляются). В ОУ по
схеме рис. 9.8 а [21] с измененимем wynp изменяется сопротивление
292
канала ПТ, а следовательно, и глубина ОС и баланс моста на дифферен-
циальном входе ОУ. Глубина регулировки может достигать 70 дБ при
небольших нелинейных искажениях. В ОУ на рис. 9.8 б изменяется
сопротивление фоторезистора, что приводит к изменению глубины ОС
и Ки<ус ОУ [18]. Обе схемы рис. 9.8 допускают дистанционную регули-
ровку усиления.
При стереофоническом воспроизведении звука усилители обои!
каналов должны быть поч' и одинаковыми согласно ГОСТ 11157—74.
Громкость в каналах регулируется чаще всего одновременно, для чего
используются обычные схемы, рассмотренные выше, но применяются
сдвоенные потенциометры. Для регулировки стереобаланса также
используются регуляторы усиления, например, по рис. 9.6 а, но со-
противления регуляторов в каналах меняются в разные стороны, т. е. в
одном канале усиление растет, а в другом падает.
9.7. РЕГУЛИРОВКА ТЕМБРА
В технике радио- и телевизионного вещания, в различной звукоза-
писывающей и воспроизводящей аппаратуре требуется плавное изме-
нение усиления как в области ВЧ, так и в области НЧ, а иногда и в
области СЧ. Регуляторы, с помощью
которых осуществляются указанные
изменения АЧХ, называют регулято-
рами тембра, а соответствующую
регулировку — регулировкой тембра.
Для регулировки тембра используют
обычно различные пассивные частот-
но-зависимые цепи либо частотно-
зависимую ООС. Схем регулировки
тембра существует очень много. Для
иллюстрации рассмотрим лишь наи-
более типичные.
Схема простейшего регулятора тембра в области ВЧ приведена на
рис. 9.9 а. Такой регулятор включается параллельно входу одного
из каскадов предварительного усиления и обеспечивает плавное сниже-
293
ние усиления на ВЧ при неизменном усилении на СЧ и НЧ. Если С и
R заметно больше схемных Ссх и Rcx, к которым они подключаются, то
при закороченном R, как известно, частота среза, с которой начинается
спад АЧХ <осв = 1/C Rcx. Этот регулятор дает постоянный спадЛАХЧ
с крутизной 6 дБ/окт. Изменяя R, можно выбирать частоту, на
Рис. 9.10
которой указанный спад прекратится. Этот регулятор не обеспечивает
подъема АЧХ на ВЧ.
На рис. 9.9 6 представлена схема простейшего регулятора тембра
НЧ. Его действие совпадает с процессом коррекции АХЧ в области
НЧ с помощью цепочки R$ Сф (см. §5.4). Характер изменения АХЧ
такой же, как и у регулятора тембра ВЧ на рис. 9.9 а. Этот регулятор
не обеспечивает спада АЧХ на НЧ.
Рис. 9.11
На рис. 9.10 показана принципиальная схема универсального регу-
лятора тембра на пассивных элементах. Она обеспечивает как подъем,
так и спад АЧХ как на НЧ, так и на ВЧ, причем регулировка осущест-
вляется раздельно. При верхнем положении регулятора НЧ С закоро-
чен, сигнал снимается с резистора с большим сопротивлением 10 R и
294
параллельного конденсатора 10 С. В результате обеспечивается подъем
АЧХ на НЧ почти на 20 дБ (10 раз) относительно среднего положения
движка регулятора. При нижнем положении регулятора НЧ сигнал
снимается с резистора с маленьким сопротивлением 0,1 R и теряется на
сопротивлении резистора 10 R самого регулятора и паралллельного
ему конденсатора С. Этим обеспечивается спад АЧХ на НЧ примерно
на 20 дБ.
При верхнем положении регулятора ВЧ сигнал, прошедший через
емкость С, снимается с сопротивления 0,1 R, чем обеспечивается подъем
ВЧ на 20 дБ, при нижнем положении регулятора сигнал снимается с
емкости 10 С и теряется на сопро-
тивлении R, чем обеспечивается
спад ВЧ па 20 дБ. В этом регуля-
торе тембра сопротивление R обыч-
но подбирается в пределах 3 —
12 кОм в зависимости от сопротив-
лений R„ и Rnx следующего кас-
када. Для R = 10 кОм и С =
= 0,033 мкФ примерная АЧХ ре-
гулятора приведена' на рис. 9.12.
На рис. 9.11 показана принци-
пиальная схема универсального ре-
гулятора тембра с использованием частотно-зависимой ООС. Принцип
его действия такой же, как и в предыдущей схеме. Только при правых
положениях регуляторов как на НЧ, так и на ВЧ увеличивается
глубина ОС в ОУ, что и обеспечивает спад АЧХ на 20 дБ. Типичные
АЧХ этого регулятора такие же, как и на рис. 9.12. Однако в регуля-
торе тембра по схеме рис. 9.11 можно брать переменные резисторы
типа А, тогда как регулятор по схеме рис. 9.10 требует переменных
резисторов типа В. В регуляторе по схеме рис. 9.11 при R — 5,1 кОм
выбирают С = 0,068 мкФ. В стереофонических устройствах удобно
такие регуляторы выполнять на ОУ типа К157УД2 или К548УН1,
Г Л Л В А 10
УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ
МИКРОСХЕМАХ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Современная радиоаппаратура должна отличаться высокой на-
дежностью, малой массой и габаритами, небольшим потреблением
мощности, высокими показателями, удобством в эксплуатации, что
выполнимо в основном для радиоаппаратуры на интегральных микро-
схемах (ИМС).
Интегральная микросхема — это конструктивно законченный функ-
циональный единый прибор, выполняющий определенные преобразо-
вания и обработку сигнала, имеющий высокую плотность упаковки
электрически соединенных элементов (или элементов и компонентов)
295
и (или) кристаллов. У ИМС электрические показатели заданы и, как
правило, она многофункциональна. Наиболее широкое применение
нашли полупроводниковые ИМС. Современная полупроводниковая
технология позволяет на основе одного монокристалла, имеющего
площадь от одного до десятков квадратных миллиметров, сформиро-
вать десятки, а иногда и тысячи необходимых для создания электронно-
го устройства пассивных и активных элементов: транзисторов, диодов,
резисторов, соединительных проводников, конденсаторов небольшой ем-
кости. Изготовление всех или части элементов ИМС производится в еди-
ном технологическом цикле (т. е. одновременно), что резко увеличи-
вает надежность ИМС. В ИМС отсутствуют паяные соединения — ос-
новной источник ненадежности; сильно уменьшены габариты, масса
и потребляемая мощность. Во многих случаях стоимость массовой ап-
паратуры на ИМС значительно ниже аналогичной, выполненной на
дискретных элементах. При изготовлении ИМС широко используется
механизация и автоматизация производства, а затрачиваемое коли-
чество материала на изготовление незначительно. Таким образом, ИМС
имеет минимальную массу и объем при заданных функциональных и
электрических характеристиках.
Создание сложной аппаратуры требует разработки ИМС со все бо-
лее высокой степенью интеграции элементов в ней. Однако с усложне-
нием микросхемы увеличивается процент брака при их производстве.
Ограничением степени интеграции является также проблема отвода
тепла, выделяемого элементами ИМС. Поскольку монокристалл,
на котором выполняется ИМС, имеет очень малые размеры, на нем
недопустимо выделение сколь-нибудь значительного количества теп-
ла. Перегрев его резко снижает надежность и долговечность работы
ИМС и может даже привести к выходу ее из строя. Практически можно
обеспечить отвод мощности примерно 0,25 Вт с 1 см2 площади корпуса
ИМС. Поэтому ИМС находят широкое применение в радиоаппаратуре
невысокой мощности. Практические ИМС не позволяют реализовать
усилители с выходной мощностью свыше нескольких десятков ватт.
Особенности технологии процесса производства ИМС приводят к за-
метному разбросу параметров ее элементов. Поэтому ИМС выпускают-
ся со значительным запасом по основным показателям. Разброс пара-
метров элементов ИМС существенно уменьшается применением груп-
пового метода их изготовления. Сущность этого метода состоит в том,
что на одной пластине одновременно изготавливается много со-
вершенно однотипных ИМС, расположенных рядами по площади пла-
стины на небольших расстояниях друг от друга. Затем пластина раз-
резается на отдельные ИМС, каждая из которых помещается в от-
дельный корпус с внешними выводами.
Область применения ИМС в настоящее время чрезвычайно широка.
С помощью интегральной технологии можно реализовать практичес-
ки большинство маломощных функциональных узлов радиоэлектрон-
ной аппаратуры. Новые типы ИМС, такие как многоканальные, би-
полярно-полевые, сверхскоростные и т. д., позволяют строить как
аппаратуру с малой себестоимостью, так и устройства с повышенной
точностью и высоким быстродействием.
296
10.2. КЛАССИФИКАЦИЯ ИМС ПО ТЕХНОЛОГИЧЕСКОМУ
ПРИЗНАКУ
Общие сведения. Требуемое электронное устройство, например
усилитель, можно реализовать либо на основе одной или нескольких
уже разработанных ИМС многоцелевого применения, либо в виде
специально разработанной для данного устройства ИМС. И в том и в
другом случае требуется знание разработчиком основных техноло-
гических методов изготовления ИМС. Разработчик должен использо-
вать новые принципы и способы конструирования радиоаппаратуры,
новые представления об оптимальных функциональных структурах.
Поскольку все или часть элементов ИМС представляет собой неде-
лимое целое, то они, как правило, создаются в едином технологическом
цикле с использованием групповых методов изготовления элементов.
Это отличает ИМС от микромодулей, в которых отдельные миниатюр-
ные дискретные элементы схемы собираются с высокой плотностью
размещения в один законченный узел.
Для классификации ИМС можно использовать различные признаки.
Так, исходя из технологии изготовления ИМС можно разделить на
полупроводниковые, пленочные, гибридные и совмещенные.
Полупроводниковые (монолитные) ИМС. Эти ИМС отличаются тем,
что активные и пассивные ее элементы, а также соединения между ними
выполняются групповыми методами в едином технологическом цикле
в одном монокристалле полупроводника. В качестве материала исполь-
зуется обычно кремний.
Два класса полупроводниковых ИМС: бипо-
лярные и МДП; технологии производства ИМС обоих классов близ-
ки друг к другу. После первого этапа технологического цикла — фото-
литографии — на кремниевой пластине остается покрывающая ее
пленка двуокиси кремния требуемой конфигурации (с необходимым •
рисунком). Далее в результате легирования (введения) кремниевой
пластины поочередно донорными и акцепторными примесями под по-
верхностью пластины образуются тонкие слои с различным типом про-
водимости, при этом на границе этих слоев создаются р-п переходы.
Конфигурация слоев соответствует конфигурации отверстий в пленке
двуокиси кремния на поверхности пластины. Отдельные слои исполь-
зуются как резисторы, а р-п переходы для образования диодов и тран-
зисторов.
Способы изоляции элементов ИМС. Между эле-
ментами ИМСсуществуют паразитные связи, для устранения которых
необходимо тщательно изолировать элементы. Существует два спо-
соба изоляции: обратносмещенным р-п переходом и диэлектриком.
Изоляция р-п переходом осуществляется с помощью двух встречно
включенных р-п переходов (диодов) (рис. 10.1 а), образованных обла-
стью коллекторов и p-областью подложки. Электрическая схема изоля-
ции р-п переходами показана на рис. 10.1 б. Для того, чтобы оба изо-
лирующих диода находились под обратным смещением независимо от
потенциалов коллекторов (т. е. находились в закрытом состоянии),
на подложку подают самый низкий отрицательный потенциал от
297
источника питания. Основной недостаток такого способа изоляции
между элементами ИС состоит в том, что у любого закрытого диода
существует емкость перехода (не менее 2 пФ), через которую в ИС
образуется паразитная связь. К тому же закрытый диод имеет обратный
ток перехода.
Отмеченные недостатки удается устранить при изоляции диэлектри-
ком (оксидная изоляция), при которой оба транзистора изолируются
от подложки, а следовательно, друг от друга с помощью диэлектрика
(рис. 10.1 в). Недостаток изоляции диэлектриком состоит в более
сложной технологии процесса изготовления ИМС, а следовательно, в
КБЭ
ЭБК
КБЭ ЭБК
Д и электрик (
Подложка
б;
Рис. 10.1
увеличении ее стоимости. Этотспособ изоляции применяется только при
необходимости резкого уменьшения паразитных связей в ИМС.
Элементы ИМС по сравнению с аналогичными дискретными имеют
ряд специфических особенностей. Во-первых, они имеют электрическую
связь как с подложкой, так и друг с другом, что приводит к существен-
ным паразитным связям в ИМС. Во-вторых, при изготовлении элемен-
тов ИМС в едином технологическом цикле их параметры в существен-
ной море взаимосвязаны, диапазон этих параметров ограничен. В-
третьих, отдельные элементы ИМС существенно отличаются конструк-
тивно от своих дискретных аналогов.
Т ранзистор n-p-ix—главный элемент монолитной ИМС (рис.
10.2). Вывод коллектора транзистора находится на той же стороне
кристалла, где расположены выводы базы и эмиттера. При этом путь
для тока от коллектора к эмиттеру транзистора удлиняется, т. е.
получается более высокоомным. Для уменьшения этого горизонтально-
го сопротивления коллекторного слоя, используется скрытый /г+-слой,
обладающий малым сопротивлением, введение которого позволяет
получить значение Uк.э,нас — 0,4 0,5 В при токе 1 А. Параметры
биполярного транзистора зависят от его топологии, свойств материа-
298
ла и т. д. Максимальный ток коллектора может достигать 50 мА, ко-
эффициент усиления тока базы 60—100, обратные токи переходов
обычно менее 10 нА, максимальное напряжение пробоя UK,б — 40-н
50 В, а (7э.б = 74-8 В, предельная рабочая частота 400—500 МГц,
коллекторная емкость 0,3—0,5 пФ (эквивалентную схему интеграль-
ного транзистора см. на рис. 5.15).
Основной транзистор в ИМС на рис. 10.2 имеет структуру п-р-п.
Однако подложка — коллектор — база транзистора образует как
бы неосновной транзистор р-п-р структуры, параметры которого пло-
хие, поэтому он является паразитным. Этот транзистор со структурой,
обратной структуре основного, иногда используется полезно. Напри-
мер, если в усилителе требуются
транзисторы с разными типами
проводимости (в бестрансформа-
торных оконечных и предоконеч-
ных каскадах), то для этой це-
ли может использоваться основ- /
ной и неосновной транзисторы. /
Улучшение показателей таких
ИМС обеспечивается естествен- \
но благодаря усложнению тех-
нологического процесса.
В процессе развития микро-
электроники были разработаны
разновидности п-р-п интегральных
Рис. 10.2
транзисторов, которые не вы-
пускались в виде дискретных приборов. К ним относятся: многоэмит-
терный транзистор, составляющий основу современных цифровых
ИМС; многоколлекторный п-р-п транзистор; транзистор с барьером
Шотки и супербета транзистор и др.
Интегральный диод выполняется на основе транзистор-
ных структур при использовании диодного включения интегрального
транзистора, что существенно упрощает технологический цикл изго-
товления ИМС. Существует пять вариантов диодного включения тран-
зистора, однако наиболее часто для быстродействующих диодов исполь-
зуется эмиттерный переход транзистора, а база соединяется с коллек-
тором. В этом варианте включения заряд накапливается только в ба-
зовом слое транзистора п рассеивается быстро. Влияние паразитного
р-п-р транзистора при таком способе включения вообще исключается,
поскольку его эмиттерный переход находится под нулевым потенциа-
лом. Для диодов с большим пробивным напряжением используется
коллекторный переход интегрального транзистора, а эмиттер соединя-
ется с базой. Скорость переключения таких диодов значительно ниже.
Надо помнить, что пробивное напряжение меньше у тех диодов,
в которых используется эмиттерный переход. В интегральных усили-
телях диоды используются в основном для стабилизации режима УЭ
по постоянному току.
МДП-транзистор с индуцированным каналом
является основным элементом в МДП ИМС. Такие транзисторы не
требуют специальной изоляции от кристалла, так как истоки и стоки
299
смежных транзисторов ИМС разделены встречно включенными р-п пе-
реходами. На рис. 10.3 показана структура МДП-транзистора с инду-
цированным и-каналом. При сравнении с рис. 10.2 видно, что техноло-
гия изготовления МДП-транзистора более простая, чем биполярного,
что обеспечивает меньший брак и меньшую его себестоимость. При
этом площадь, занимаемая МДП-структурой на кристалле, в сотни раз
меньше, что позволяет значительно повысить степень интеграции
МДП ИМС.
И 3 с
Кристалл р
Рис. 10.3
Параметры интегрального МДП-транзистора следующие: ток стока до 10 мА,
напряжение стока до 30 В, входное сопротивление—десятки мегаом. Предельная
частота МДП-транзистора зависит от его паразитных емкостей, которые имеют
примерно следующие значения: барьерные емкости переходов истока и стока
0,04—0,1 пФ, удельная емкость металлизации около 60 пФ/мм2, емкости пере-
ходов С3.п з» С3.с з» 0,03 пФ. Из-за этих емкостей предельная частота МДП-
транзистора около 10 кГц: МДП-транзистор сравнительно низкочастотный. В
комплементарных МОП-транзисторах на одном и том же кристалле изготовляют-
ся транзисторы обоих типов: с р- и п-каналами.
Контакты
Рис. 10,4
Резисторы. Для создания в полупроводниковой ИМС резисто-
ров обычно используется базовый слой транзисторной структуры с
двумя омическими контактами (рис. 10.4). Такие резисторы называ-
ют диффузионными. Требуемое сопротивление резистора (обычно от
100 Ом до 20 кОм) получают выбором типа слоя, его ширины и длины.
Диффузионный резистор занимает на поверхности кристалла большую
площадь, чем транзистор, из-за чего создавать резисторы с сопротив-
лением выше 20—30 кОм нецелесообразно. Однако в пределах указан-
ных значений можно создать резистор с любым сопротивлением. Недо-
статком диффузионных резисторов является достаточно высокий техно-
логический разброс параметров (до 20%) и значительная температур-
ная зависимость. Для получения резисторов с малым сопротивлением
300
в пределах от 2 до 30 Ом используют эмиттерный слой транзисторной
структуры. В качестве резистора используется также канал МДП-
транзистора. За последнее время достаточно широкое распростране-
ние получили ионно-легированные резисторы, которые создаются о
помощью локальной ионной имплантации примеси. Сопротивления
подобных резисторов могут быть сотни килоом, они обладают меньшим
разбросом и меньшим ТКС.
Конденсаторы. В качестве конденсаторов в биполярных
полупроводниковых ИМС используют обратносмещенные р-п пере-
ходы; это говорит о том, что напряжение на конденсаторе должно
иметь определенную полярность. Структура интегрального конденса-
тора на основе коллекторного р-п перехода показана на рис. 10.5.
Контакты
Рис. 10.5
Конденсатор занимает на кристалле значительную площадь. Для того
чтобы результирующая площадь всех конденсаторов ИМС не превышала
20—25% площади кристалла, их емкость не должна быть больше 50—
300 пФ. Пробивное напряжение конденсатора на основе коллектор-
ного перехода 30—40 В. Если использовать эмиттерный переход, то
можно повысить максимальную емкость в 5—7 раз; при этом про-
бивное напряжение конденсатора минимально. Наиболее высокую доб-
ротность (около 50 на частоте 1 МГц) имеет конденсатор на основе кол-
лекторного перехода, ТКЕ которого около 10~3/°С, технологический
разброс номиналов до 25%. Поскольку р-п конденсаторы имеют малый
диапазон емкостей и весьма невысокие характеристики, стремятся
ограничить их использование в ИМС. Общим недостатком р-п конден-
саторов является зависимость их емкости от приложенного напряже-
ния. Находят применение конденсаторы МДП, у которых нижней
обкладкой служит эмиттерный п+-слой транзисторной структуры, над
которым с помощью дополнительного технологического процесса вы-
ращивается тонкий слой двуокиси кремния. На слой окиси напыляется
алюминиевая верхняя обкладка конденсатора. Эти конденсаторы про-
ще в изготовлении и имеют лучшие, чем у р-п конденсаторов, парамет-
ры. Так, Смин = 500 пФ, ТКЕ — 2 • 10-4, добротность 200.
Основная доля себестоимости полупроводниковых ИМС падает на из-
готовление масок для фотолитографического этапа технологического
цикла, поэтому полупроводниковая технология изготовления ИМС наи-
более целесообразна с экономической точки зрения при крупносерий-
ном производстве. Высокая надежность, максимально достижимая
степень интеграции обусловили тот факт, что полупроводниковые ИМС
301
составляют основу современной микроэлектроники. Однако полу-
проводниковым ИМС свойствен ряд недостатков: ограниченность номи-
налов резисторов и особенно конденсаторов, трудность получения
максимальной мощности сигнала в нагрузке выше 10 Вт, значительный
технологический разброс номиналов сопротивлений и низкая термо-
стабильность диффузионных резисторов. Правда, последнего недостат-
ка удается избежать благодаря тому, что в полупроводниковых ИМС
при значительном разбросе мало изменяется отношение между сопро-
тивлениями. Поэтому при использовании резисторов, например, в
делителях напряжений, удается при значительных абсолютных раз-
бросах сопротивлений обеспечить малые изменения напряжений в
плечах. Другими словами, при большом абсолютном разбросе сопро-
тивлений резисторов ИМС относительный разброс сопротивлений мал.
Поскольку .у всех резисторов данной ИМС ТКС одинаковы по знаку
и величине, то отношения сопротивлений резисторов мало зависят от
температуры. Обычно в полупроводниковых ИМС используется боль-
шое число транзисторов, причем стоимость ИМС с увеличением этого
числа растет незначительно. Это дает возможность вводить в интеграль-
ный усилитель глубокие ООС и тем самым резко ослабить влияние
технологического разброса параметров элементов на характеристики
усилителя.
Пленочные ИМС. Элементы пленочной ИМС изготавливаются в виде
пленок, которые наносятся на поверхность диэлектрической подложки,
поэтому их можно не изолировать друг от друга. В зависимости от
толщины наносимых пленок различают тонкопленочные и толсто-
пленочные ИМС.
Элементы толстопленочных ИМС изготавливаются
путем нанесения через маску на диэлектрическую подложку полужид-
ких паст-эмалей с последующим их высушиванием и вжиганием в
подложку. При этом пленка сразу приобретает заданную толщину.
Технология изготовления толстопленочных ИМС достаточно проста,
имеет низкую себестоимость. Однако при этом не удается сделать
толщину пленки менее 10—20 мкм, что уменьшает плошость компонов-
ки элементов и существенно увеличивает разброс их параметров.
Элементы тонкопленочных ИМС наносятся через
маску на диэлектрическую подложку путем термического, катодного
или ионно-плазменного напыления того или иного материала в усло-
виях вакуума. Толщина пленок обычно не более 0,5—1 мкм, что дает
возможность увеличить плотность компановки элементов по сравнению
с толстопленочными ИМС. При этом пленки приобретают необходимую
толщину постепенно, наносится один слой за другим. В зависимости
от материала напыляемого вещества реализуют различные пассивные
элементы. Так, для резисторных пленок чаще всего используется хром,
тантал, сплав МЛТ. Концы пленочного резистора соединяют с пленоч-
ными контактными площадками, обладающими высокой электропро-
водимостью. Тонкопленочные резисторы имеют номиналы сопротив-
лений в пределах от 10 до 10° Ом; разброс номиналов ±5%, а при
точной подгонке ±0,05%; ТКС = (5—50) • 10“5/оС; допустимую
удельную мощность рассеяния 1—3 Вт/см2; рабочую частоту до 109 Гц.
302
Толстопленочные резисторы позволяют реализовать сопротивления от
0,5 до 5 • 108 Ом; имеют разброс параметров ±15%, а при точной под-
гонке ±0,2%; ТКС = 2 • 10-4/°С. По сравнению с диффузионными
пленочные резисторы обладают рядом преимуществ: большие номина-
лы сопротивлений, меньший ТКС, большая допустимая мощность
рассеяния. Поскольку пленки утолщают медленно и можно регулиро-
вать их толщину в процессе напыления, разброс параметров элементов
тонкопленочных ИМС достаточно мал и их можно точно подгонять.
Пленочные конденсаторы выполняются на диэлектрической под-
ложке, в качестве диэлектрика используются моноокись кремния
и германия, окись алюминия. Для обкладок конденсаторов использу-
ется алюминий. Удельные емкости пленочных конденсаторов значи-
тельно выше удельных емкостей диффузионных и МДП-конденсато-
ров. В зависимости от площади обкладок, толщины и диэлектрической
проницаемости диэлектрика емкость пленочного конденсатора может
быть от 100 до нескольких тысяч пикофарад, т. е. намного больше
емкости диффузионных конденсаторов. Рабочее напряжение пленочных
конденсаторов до 60 В, ТКЕ — (35±400) • 10_6/°С.
Пленочная технология позволяет изготовлять и катушки индук-
тивности. Это плоские спирали, обычно прямоугольной конфигура-
ции. В качестве материала спирали используется золото. Однако ин-
дуктивность таких катушек не превышает 2 мкГн при добротности не
более 50, поэтому их применение очень ограничено.
Гибридные ИМС. Так как технология изготовления пленочных ИМС
позволяет практически реализовать только пассивные элементы, поэто-
му к пленочной ИМС добавляют активные дискретные элементы, распо-
ложенные на одной с ними подложке. Дискретные элементы, входящие
в гибридную ИМС, называются навесными. В качестве навесных
элементов (компонентов) используются бескорпусные транзисторы,
диоды, стабилитроны и т. д.
От воздействия внешней среды бескорпусные элементы защища-
ются с помощью специального влагостойкого покрытия. Монтируются
навесные элементы к соответствующим контактным площадкам на под-
ложке либо методом термоко.мпенсации для активных компонентов
с проволочными выводами, либо методом перевернутого монтажа для
компонентов с шариковыми и балочными выводами. Изготовить актив-
ные компоненты с шариковыми и балочными выводами более сложно
и дорого, однако технология монтажа таких компонентов проще и по-
тому выше процент годных и надежных ИМС.
Поскольку пленки в ИМС могут изготавливаться по двум техно-
логиям, то соответственно бывают тонко- и толстопленочные гибрид-
ные ИМ.С. Стоимость активных навесных элементов в гибридных
ИМС обычно выше стоимости технологического процесса изготовле-
ния ИМС, поэтому гибридная технология изготовления ИМС более
подходит к мелкосерийному производству. Наличие сварных соеди-
нений навесных элементов снижает надежность гибридных ИМС. А
поскольку для монтажа навесных элементов требуются ..контактные
площадки, габариты подложки оказываются значительными, что сни-
жает степень интеграции ИМС. К достоинствам гибридных ИМС мож-
303
но отнести возможности реализации более широкого диапазона номи-
налов пассивных элементов и меньшего технологического их разбро-
са, возможность предварительного подбора активных компонентов
и др. Диэлектрическая подложка резко ослабляет паразитные связи
в гибридных ИМС.
Совмещенные ИМС характеризуются изготовлением активных эле-
ментов в приповерхностном слое полупроводникового кристалла (как
в полупроводниковой ИМС), а пассивные элементы наносятся на тот
же кристалл в виде пленок методом вакуумного напыления. При этом
поверхность кристалла предварительно изолируется диэлектрической
пленкой окисла кремния. Обычно совмещенные ИМС применяются в
случаях, когда требуется высокая стабильность сопротивлений и ем-
костей.
Различные ИМС можно классифицировать по числу содержащихся
в ее корпусе элементов и компонентов. Так, ИМС, содержащие свыше
100 элементов и компонентов, называются ИМС повышенного уровня
интеграции,', ниже 100 — малого уровня интеграции. В ИМС повышен-
ного уровня интеграции значительно уменьшается число соединений
в блоках из-за большей функциональной сложности, что повышает
надежность аппаратуры; сокращается длина соединений между эле-
ментами ИМС, что приводит к повышению быстродействия схемы.
Однако, как уже отмечалось, с повышением степени интеграции воз-
растает проблема отвода тепла, усиливается электромагнитная связь
между элементами, появляется ряд технологических и конструктив-
ных трудностей.
10.3. КЛАССИФИКАЦИЯ ИМС ПО ФУНКЦИОНАЛЬНОМУ
ПРИЗНАКУ
Используя в качестве классификационного признака функциональ-
ное применение ИМС их можно разделить на два больших класса:
аналоговые и цифровые.
Аналоговые ИМС предназначены для обработки сигналов, из-
меняющихся во времени по закону непрерывной функции. Они
используются для построения различных аналоговых радиотехниче-
ских устройств: усилителей, генераторов, преобразователей и т. д.
Аналоговые ИМС называют иногда линейными, хотя по существу это
название соответствует только схемам усилителей и стабилизаторов.
Цифровые ИМС предназначены для преобразования и обработки
сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции. В основе
цифровых схем лежат простейшие транзисторные ключи, для которых
характерно два устойчивых состояния: разомкнутое и замкнутое.
На основе ключей строятся более сложные схемы: триггеры, логиче-
ские элементы арифметических и дискретных устройств и т. д. Цифро-
вые ИМС нашли широкое применение в ЭВМ, в системах импульсной
автоматики, в цифровых узлах измерительных приборов и т. д.
Внутри каждого класса ИМС разбиваются на подгруппы по виду
выполняемых функций. Функциональная классификация ИМС опре-
делена ГОСТ 18682—73. В соответствии с функциональной класси-
304
фикацией ИМС присваивается определенное наименование. Промыш-
ленность выпускает ИМС в виде серий. Каждая серия имеет определен-
ный тип корпуса, допустимые уровни воздействий, аналогичные
схемные решения. Каждая серия обычно предназначена для опреде-
ленного вида аппаратуры.
Условное обозначение интегральных схем, выпущенных после
1974 г., состоит из четырех элементов. Первый элемент — цифра, ука-
зывающая конструктивно-технологическое выполнение ИМС: 1, 5,
7 — полупроводниковые, 2, 4, 6, 8 — гибридные, 3 — пленочные. Вто-
рой элемент — две цифры, указывающие порядковый номер разработ-
ки данной серии (от 00 до 99). Первый и второй элементы обозначают
номер серии ИМС. Третий элемент — две буквы, показывающие функ-
циональное назначение ИМС. Так, различные типы усилителей имеют
следующие обозначения: усилители высокой частоты УБ, промежуточ-
ной частоты УР, низкой частоты УН, импульсные УИ, постоянного
тока УТ, повторители УЕ, операционные и дифференциальные УД.
Четвертый элемент — порядковый номер одноименных по функцио-
нальному признаку микросхем в данной серии. После четвертого эле-
мента могут быть введены дополнительные буквенные индексы, гово-
рящие о том, что данная микросхема имеет группы, отличающиеся по
некоторым параметрам. В ИМС, предназначенных для бытовой и про-
мышленной аппаратуры широкого применения, вводится буква К. Нап-
ример К174УНЗ — полупроводниковая микросхема серии 174,
представляющая собой усилитель низкой частоты, третья ИМС тако-
го вида в серии, предназначенная для аппаратуры широкого приме-
нения.
Серийно выпускаемые аналоговые ИМС делятся на специализиро-
ванные и универсальные. Специализированные ИМС.ъ основном ис-
пользуются для построения какого-либо конкретного узла или части
радиоустройства. Универсальные ИМ.С находят применение в различ-
ных функциональных узлах. В последнее время для построения раз-
личных функциональных устройств широко используются операци-
онные усилители в качестве универсальной ИМС.
10.4. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ И ВИДЫ КАСКАДОВ
УСИЛИТЕЛЕЙ НА ИМС
При разработке принципиальной схемы интегрального усилителя
обычно учитываются следующие два основных момента. Во-первых,
усилитель стремятся выполнить без согласующих и выходных транс-
форматоров, во-вторых, число конденсаторов сводят к минимуму. Это
связано с невозможностью интегрального исполнения трансформато-
ров и конденсаторов большой емкости. Наиболее предпочтительна не-
посредственная связь между каскадами усилителя, а сопротивление
7?э в эмиттерных цепях транзисторов лучше не шунтировать конденса-
тором С9, развязывающие конденсаторы в цепях питания по возмож-
ности исключить.
Усилитель в интегральном исполнении можно реализовать двумя
путями: либо на основе выпускаемых промышленностью ИМС, либо
305
разработкой специальной ИМС для данного усилительного устройства.
В данной главе в основном рассматривается построение усилителей на
аналоговых ИМС, серийно выпускаемых промышленностью.
Обычно ИМС подбирают исходя из функциональной схемы усилите-
ля, при этом, как правило, рассматриваются различные варианты реа-
лизации усилителя па ИМС и выбирается наиболее оптимальны й. Далее
для выбранной ИМС рассчитывают внешние компоненты согласно
требуемым параметрам; обеспечивается согласование ИМС с источни-
ком сигнала, нагрузкой и источником питания, а если усилитель со-
стоит из нескольких ИМС, то и между ними. Стремятся выбрать такую
(или такие) ИМС, чтобы свести к минимуму внешние компоненты и
общее число выводов. Наиболее просто внешние компоненты рассчи-
тываются для ИМС с низким уровнем интеграции. При построении уси-
лителей на гибридных ИМС можно реализовать схемы, включающие
трансформаторы и конденсаторы большой емкости. Схемы гибридных
ИМС обычно сложные, многотранзисторные, что обусловлено исполь-
зованием непосредственной связи между транзисторами ИМС, особен-
ностью построения цепей литания и стабилизации режима транзисто-
ров. При построении усилителей на полупроводниковых ИМС необ-
ходимо учитывать следующие две основные особенности. Во-первых,
стремятся разработать схему усилителя таким образом, чтобы в ней
отдавалось предпочтение активным элементам (транзисторам, диодам),
поскольку активные элементы занимают на кристалле ИМС минималь-
ную площадь. При этом ИМС из-за большого числа транзисторов и ди-
одов усложняется, однако качественные показатели ее улучшаются.
Во-вторых, для стабилизации режимов работы транзисторов и для
обеспечения требуемых показателей усилителя широко используются
как местные, так и общие ООС по постоянному и переменному току.
Поскольку в ИМС можно реализовать высокое усиление с необходи-
мым запасом, введение ООС позволяет существенно снизить влияние
на показатели ИМС разброса параметров ее элементов. Полупроводни-
ковые ИМС из-за большого числа транзисторных структур обычно
значительно сложнее гибридных ИМС. Усилители с выходной мощ-
ностью до 10 Вт чаще всего строятся на основе полупроводниковых
ИМС, а с мощностью выше 10 Вт— на основе гибридных ИМС.
Основу современных аналоговых ИМС составляют простейшие уси-
лительные каскады, на базе которых строятся многокаскадные усили-
тели. Наиболее часто используется усилитель постоянного тока. Ин-
тегральная технология позволяет разработать сложные транзистор-
ные и диодно-транзисторные структуры. Такие структуры представляют
собой различные варианты соединения нескольких транзисторов. Так,
во многих аналоговых ИМС используются составные транзисторы
(см. § 4.3), среди которых наибольшую известность получила схема
Дарлингтона (см. рис. 4.8а). Поскольку в этой схеме коллекторы
транзисторов VI и V2 соединены между собой, то при интегральном
исполнении такой транзисторной структуры не требуется изоляции.
В результате площадь, занимаемая на кристалле ИМС составным
транзистором, оказывается меньше площади двух изолированных
транзисторов.
306
Структура из трех транзисторов является основой для создани
я
я
усилителя (см. рис. 4.17). В цепях смещения дл
дифференциального
создания источников стабильного тока и для динамических нагру-
зок в ИМС широко используются различные варианты диодно-тран-
зисторных структур (см. рис. 4.16).
Использование непосредственной связи между каскадами требу-
ет применения в ИМС схем сдвига уровня (см. § 8.9) для согласова-
ния уровней постоянного тока в различных точках схемы усилителя,
для согласования сопротивлений широко используется ООС, в каче-
стве согласующего элемента часто используются эмиттерный повтори-
тель и схема отражателя тока. Особенности выполнения источников и
цепей питания в ИМС рассмотрены в § 4.4.
Рис. 10.6
Рис. 10.7
В качестве каскадов предварительного усиления наибольшее рас-
пространение в ИМС нашли каскады с ОЭ и ОК. Простейшая схема
каскада с ОЭ показана на рис. 10.6. Смещение на транзистор V2 по-
дается с помощью транзистора VI в диодном включении. Если = 2R,
то для транзистора V2UK9,) — Е/2. Входное сопротивление каскада
по переменному току определяется в основном входным сопротивле-
нием транзистора VI. Для увеличения коэффициента усиления каска-
да вместо резистора R используют динамическую нагрузку (см. §6.4,
рис. 6.14 и 6.16; на этих схемах транзистор VI усилительный, a V2
нагрузочный) Применение динамической нагрузки позволяет не толь-
ко увеличить усиление каскада, но и заменить резистор транзистором,
который легче реализовать в ИМС. Вместо усилительного транзистора
в схеме рис. 10.6 может использоваться составной транзистор.
Каскад с ОК в ИМС применяется в первую очередь для согласова-
ния сопротивлений. Так же как в каскадах с ОЭ, вместо резисторной
может использозагься динамическая нагрузка (см. рис. 6.15), при этом
нагрузочный транзистор может быть той же структуры, что и усили-
тельный. На основе эмигтерного повторителя реализуются простей-
шие схемы сдвига уровня. Для повышения устойчивости в усилитель-
ных каскадах ИМС широко используются каскодные схемы. Применя-
ется не только классический вариант последовательного соединения
307
по переменному току двух транзисторов по схеме с ОЭ—ОБ, но и дру-
гие варианты: ОК—ОЭ, ОЭ—ОК. Большие преимущества дает выпол-
нение каскадов предварительного усиления на основе дифференциаль-
ного усилителя (см. § 8.4 и 8.8).
В выходных двухтактных каскадах ИМС при большой выходной
мощности обычно используются в плечах схемы транзисторы с одина-
ковой п-р-п структурой. Это связано с трудностями выполнения по
интегральной технологии мощных комплементарных транзисторов,
поэтому в полупроводниковых ИМС в выходных каскадах часто ис-
пользуются квазикомплементарные транзисторные группы. На рис. 10.7
Рис. 10.8
показана упрощенная схема выходного
каскада ИМС, в верхнем плече которого
используется составной транзистор V2t
V4 одинаковой структуры, а в нижнем —
составной транзистор из транзисторов V3,
V5 противоположной структуры. Состав-
ные транзисторы эквивалентны одиноч-
ным транзисторам п-р-п и р-п-р структур,
при этом обеспечивается полная идентич-
ность их характеристик. Для стабилиза-
ции тока покоя выходного каскада ис-
пользуется набор транзисторов в диодном
включении VD1—VD3, которые совместно
с выходными транзисторами образуют
диодно-транзисторные структуры.
На рис. 10.8 показана широко используемая в ИМС схема защиты
от выхода из строя транзистора V2—одного плеча двухтактного выход-
ного каскада при коротком замыкании (КЗ) нагрузки RH. При КЗ Ra
ток /кз возрастает, падение напряжения на резисторе R2 увеличи-
вается, при этом транзистор VI открывается, что ограничивает воз-
растание тока через транзистор V2.
Отечественная промышленность выпускает ряд серий ИМС, предназначенных
для различных усилителей. Для усилителей низкой частоты наиболее широко
используются серии К123, К167, К174, К224, К226, К235, К237. Микросхемы
серии К226 позволяют усиливать сигналы наиболее низких частот (ниже 20 Гц),
асерийК123, К167, К226вплотьдо/вч = 100кГц. Интегральная схема К237УНЗ
позволяет реализовать высокий коэффициент усиления по напряжению, равный
1900—2500; а К237УН1 — малые нелинейные искажения не выше 0,3%
(в среднем для современных ИМС 0,7—5%). Наибольшую мощность выход-
ного сигнала обеспечивают серии К173, К174 и К224. Наилучшими частотными
свойствами обладают усилители на К140, К153 и К284. В состав серий К118, К119,
К122, К224 входят ИМС, предназначенные для построения видеоусилителей.
В состав серий К218, К119, К224, К284 и К513 входят эмиттерные повторители.
Выпускаются специальные ИМС, предназначенные для использования в оп-
ределенных типах усилителей. Так, 219УН1 предназначена для построения мик-
рофонного усилителя, К177УП1 — для двухтактного усилителя и т. д. Интег-
ральные схемы дифференциальных и операционных усилителей позволяют создать
усилительные устройства с очень высокими показателями качества.
Рассмотрим конкретные примеры построения различных усили-
телей на ИМС.
308
на полупроводниковой ИМС
Рис. 10.9
10.5. ПРИМЕРЫ ПОСТРОЕНИЯ КАСКАДОВ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО
УСИЛЕНИЯ НА ИМС
В простейшем случае каскад предварительного усиления можно
реализовать на основе однокаскадной ИМС. В качестве примера гиб-
ридной ИМС на рис. 10.9 приведена универсальная ИМС К228УВ1 с
широкими функциональными возможностями. Схематическое решение
этой ИМС практически не отличается от схем усилительных каскадов
На дискретных элементах. Универсальность ИМС обеспечивается бла-
годаря большому числу вспомогательных выводов от различных точек
схемы. Схема каскодного усилителя
КП8УН2 приведена на рис. 4.10,
каскодный усилитель можно также
реализовать на ИМС К228УВЗ. По-
добные ИМС имеют низкий уровень
интеграции и могут применяться в
усилителях, состоящих из отдельных
функциональных узлов.
Усилители на гибрид-
ных ИМС. Наиболее часто для
построения усилителей используют-
ся многокаскадные ИМС. Приведем
несколько примеров усилителей, вы-
полненных на гибридных многокас-
кадных ИМС. Так, на рис. 4.31 пока-
зана схема трансформаторного предва-
рительного УНЧ на ИМС К2УС244. Для использования в качестве
предварительного УНЧ в магнитофонах, электрофонах и радиоприем-
никах находят применение ИМС К237УН1 (см. рис. 5.2я).
Эга ИМС выполнена по тонкопленочной технологии, в ее состав входят че-
тыре каскада предварительного усиления с непосредственной связью (транзи-
сторы V2 н V4 включены по схеме с ОЭ, V3 — по схеме с ОК). Транзистор V5
используется в предоконечном каскаде усилителя мощности; К237УН1 работа-
ет в диапазоне 60—10 О00 Гц при входном напряжении 15—30 мВ.
На рис. 10.10 приведена типовая схема УНЧ с использованием ИМС
К237УН1, в котором применен бестрансформаторный оконечный
каскад (ОК) с непосредственной связью и глубокой ООС. Подобный
усилитель используется, например, в автомобильных радиоприемниках
III класса.
Введением параллельной ООС по постоянному напряжению обеспечивает-
ся высокая точность постоянства напряжения в средней точке ОК, равного Е/2}
при этом каскад усиления в цепи ООС выполнен на транзисторе VI. Глубину
ООС по сигналу можно регулировать изменением сопротивления резистора R3
(рис. 10.10); напряжение ООС снимается с /?н и прикладывается к входу транзи-
стора V2. Емкость С4 определяет верхнюю усиливаемую частоту /вч. Из-за
введения параллельной ООС входное сопротивление ИМС снижается, по этой при-
чине входное сопротивление усилителя определяется в основном сопротивлением
резистора R1. Начальная установка напряжения в средней точке ОК обеспечи-
вается подбором сопротивлений резисторов R2 или R4 (рис. 10.10). Расчет компо-
нентов усилителя по схеме рис. 10.10 проведен в [20]. Параметры усилителя сле-
дующие: номинальное напряжение питания 9 В; на нагрузке 6,5 Ом усилитель
309
обеспечивает (7ВЫХ — 1,8 В и Рвых = 0,5 Вт при коэффициенте нелинейных яе-
кажевий нс более 0,3%.
Для построения универсального усилителя тракта запись-вос-
произведение для магнитофонов предназначена ИМС К237УНЗ
(рис. 10.11а), типовая схема включения которой показана на
рис. 10.116. Усилитель выполнен на шести транзисторах с непосред-
ственными связями и глубокой комбинированной ООС. Коррекция фор-
мы АЧХ усилителя обеспечивается с помощью внешних частотно-за-
висимых корректирующих звеньев, подключаемых к выводам /, 2, 39
11 и 12.
СЗ .577 П
Рис. 10.10,___
чвгтмгБ
Верхняя частота частотного диапазона зависит от емкостей конденсаторов
СЗ и С6, а низшая — от емкостей конденсаторов С1, С2, С5, С7 и С9. Чув-
ствительность усилителя позволяет вести запись с микрофонов и звукоснимате-
лей любого типа; в режиме воспроизведения усилитель предназначен для работы
с магнитной головкой, имеющей L — 50 мГн и /?0 — 200 Ом. В режиме записи
обычно оконечный каскад усиления реализуется на K237XK3, а при воспроиз-
ведении записи УНЧ— на К237УН1 или К237УН2. Параметры усилителя по
схеме рис. 10.116: полоса воспроизводимых частот 40—11 000 Гц при неравномер-
ности 3 дБ; выходное напряжение (при (/вх —250 мкВ в режиме воспроизведения
и Ubx — 150 мкВ в режиме записи) на частоте 400 Гц 0,35 В, а коэффициент гар-
моник 0,25 Ч- 0,6%; коэффициент усиления 1900—2500; уровень шумов отно-
сительно входного напряжения в режиме записи и воспроизведения около 46 дБ;
напряжение питания 5 В.
Принципиальная схема микрофонного усилителя, собранного на
ИМС 235УН5 (рис. 10.12а), показана на рис. 10.126. Входной каскад
ИМС собран на транзисторе VI по схеме с ОЭ, второй — на транзис-
торе V2 по схеме с ОК для согласования с выходным фазоинверспым
каскадом на транзисторах V3 и V4.
Коэффициент усиления каскада на частоте 1 кГц 400; входное сопротивление
не ниже 4 кОм; напряжения (/ВЫХ1 — 6ВЫХ2 = 1 В. Полоса пропускания от
25 Гц до 100 кГц, предусмотрена возможность регулировки верхней частоты
полосы пропускания с помощью внешнего конденсатора, включаемого между
выводом 3 и корпусом ИМС. Напряжение питания ИМС 6,3 В.
Усилители на полупроводниковых ИМС. Рас-
смотрим примеры построения предварительных усилителей на полу-
310
яроводниковых многокаскадных ИМС. Каскад предварительного уси-
ления усилителя с бестрансформаторным ОК можно собрать на ИМС
К157УН1А [31, при этом параметры усилителя близки к параметрам
{си л и тел я по схеме рис. 10.10. Предварительный УНЧ на ИМС
И74УНЗ (рис. 10.13а) показан на рис. 10.136. В усилителе преду-
смотрена возможность изменения глубины ООС, что позволяет осущест-
влять различные регулировки.
Рис. 10.11
Основу ИМС составляет дифференциальная пара транзисторов V3 и V4; они
обеспечивают стабильность параметров усилителя в диапазоне температур и при
изменении напряжения источника питания, а также удобство введения обратной
связи Введение внешней обратной связи осуществляется через транзистор V4.
Входной усилитель—двухкаскадный на транзисторах VI и V2. Выходной кас-
кад собрав на транзисторе V9, режим работы этого транзистора задается с помо-
щью транзисторов V5— V8 в диодном включении и резистором R5. Транзисторы
V5—Ид обеспечивают согласование уровня коллекторного напряжения транзи-
стора V3 и потенциала базы выходного транзистора по постоянному току. Об-
ратная (вязь через резисторы R9 и R7 схемы рис. 10.136 служит для стабилиза-
ции рабочей точки усилителя. Напряжение питания усилителя 6 В, коэффициент
усиления па частоте 1 кГц 1400, коэффициент гармоник при ивых = 0,5 В не
выше 1,2%, входное сопротивление 10 кОм, напряжение шумов (приведенное ко
входу) 2 мкВ.
311
Рис. 10.12
Усилители
на ОУ. Для созда-
ния высококачествен-
ных КПУ широко ис-
пользуются ОУ. Так,
для усиления сигна-
лов с микрофона в
усилителе «Радиотех-
ника-010-стерео» мик-
рофонный усилитель
каждого канала
собран на ИМС
К153УД1А.
Усилитель обеспечи-
вает усиление напряже-
ния с 1,8 до 225 мВ}
входное сопротивление
усилителя 15 кОм. Уси-
литель обладает малыми
нелинейными искажени-
ями, высокой стабиль-
ностью электрических
характеристик; высокой
степенью идентичности
показателей в обоих ка-
налах. Более высокие
показатели, особенно по
уровню шума, можно
получить в усилителе на
К548УН1. Подобные ОУ
находят применение в
стереофонической аппа-
ратуре, в усилителях за-
писи и воспроизведения.
Схема одного каскада предварительного усилителя для стерео-
фонического воспроизведения на ИМС К548УН1 (рис. 10.14я) приведе-
на на рис. 10.146 [61. Сдвоенная ИМС К548УН1 выполнена по планар-
но-эпитаксиальной технологии на одном кристалле кремния, это обес-
печивает малое различие между параметрами двух независимых кана-
лов усилителя.
Этот ОУ имеет однополярное питание от 9 до 30 В, коэффициент усиления
более 104, входное сопротивление выше 100 кОм, выходное сопротивление 150 Ом,
коэффициент гармоник не более 0,1%. Компактность усилителя позволяет раз-
местить его непосредственно под поворотной ножкой тонарма; при этом упроща-
ется экранировка соединительных проводов и самого усилителя.
Каждый из усилителей (рис. 10.14п) содержит входной дифферен-
циальный каскад на транзисторах V2, V4, работающих при малом кол-
лекторном токе, т. е. с минимальным коэффициентом шума. Входной
сигнал подается на базу транзистора V4, сигнал ООС — на ба зу тран-
зистора V2. Для повышения усиления первого каскада в коллектор-
ную цепь транзистора V4 включена высокоомная нагрузка — резистор
R3. Сигнал с коллектора V4 подается на вход сдвоенного эмиттерно-
го повторителя V8, V9\ его высокое входное сопротивление мало шун-
312
тирует высокоомную нагрузку входного каскада. Далее сигнал с на-
грузки эмиттерного повторителя резистора R7 поступает на базу пред-
выходного транзистора V12, включенного по схеме с ОЭ, со слабилиза-
тором тока на транзисторах Vll, V10. Для повышения устойчивости
ОВщий
Рис. 10.13
усилителя при введении глубокой ООС база транзистора V8 соеди-
нена с коллектором транзистора V12 корректирующим конденсатором
С1 небольшой емкости.
Выходной каскад — сдвоенный эмиттерный повторитель на тран-
зисторах V13, V15 с активной нагрузкой на транзисторе V16. Транзи-
стор V14 совместно с резистором R9 предназначены для защиты уси-
лителя от влияния короткого замыкания на выходе. Питание первых
каскадов усилителя (транзисторы V2, V4, V8 и V9) осуществляется че-
рез стабилизатор напряжения на стабилитроне V19 и транзисторах
VI, V5—V7. Ток через стабилитрон V19 задается стабилизатором
на транзисторах V5, V6. Диоды V20, V21 обеспечивают дополни-
313
тельную стабилизацию смещения входного каскада. Используемая в
ИМС схема стабилизатора обеспечивает некритичность параметров уси-
лителя к нестабильности и пульсациям питающего напряжения. Вы-
сокое усиление ИМС позволяет вводить глубокую ООС, при этом АЧХ
усилителя в основном определяется параметрами цепи ООС.
Предварительный усилитель для воспроизведения грамзаписи должен иметь
спецальную частотную характеристику, обратную частотной характеристике
записи. Известно, что при грамзаписи спектр записываемых звуковых частот
корректируется, в результате сигналы с частотами от 30 до 500 Гц ослабляются,
а с частотами от 2 до 20 кГц усиливаются относительно уровня сигнала на ча-
стоте 1 кГц. Для компенсации этой коррекции при воспроизведении грамзаписи
в предварительном усилителе но схеме рис. 10.146 предусмотрены специальные
корректирующие цепочки, формирующие стандартную АЧХ предварительного
усилителя. Так, конденсатор С4 па частотах свыше 2 кГц шунтирует резистор R6
настолько сильно, что ООС увеличивается, при этом обеспечивается спад усиле-
ния. На частотах пи ке 500 Гц начинает сказываться увеличение сопротивления
конденсатора СЗ, ООС при этом ослабляется н коэффициент усиления усилителя
возрастает.
Интегральная схема К548УН1 является микросхемой многоцеле-
вого назначения. Так, на этой ИМС реализуют микрофонный усилитель
с малым уровнем собственных шумов; предварительный усилитель
воспроизведения и записи для магнитофона; темброблоки высокока-
чественных стереофонических усилителей НЧ и т. д. Подобные уси-
лители можно реализовать на других ИМС операционных усилителен.
Так, в 1161 приведена схема предварительного усилителя воспроизве-
дения магнитофона на операционных усилителях К140УД1.
10.6. ПРИМЕРЫ ПОСТРОЕНИЯ ОКОНЕЧНЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Отечественной промышленностью выпускается ряд ИМС, предназ-
наченных для использования в оконечных каскадах. К таким гибрид-
ным и полупроводниковым ИМС относятся микросхемы серий К174,
К224, К237 и др. Эти ИМСэксплуатируются с теплоотводом или прину-
дительным охлаждением. Усилитель на ИМС К1УС741 на частоте 12 кГц
обеспечивает = 100 —• 300 при Рвых не менее 1 Вт и /гг не более
1,5%; полоса пропускания таких усилителей 30 Гц — 20 кГц.
Еще большую мощность сигнала можно получить с помощью мик-
росхемы К174УН5 (рис. 10.15п), типовая схема включения которой по-
казана на рис. 10.156. Выходной каскад ИМС образован транзистора-
ми V9 (по схеме с ОК) и V12 (по схемесОЭ). Для их возбуждения тре-
буется двухфазное несимметричное по амплитуде напряжение, которое
создается фазоппверсным каскадом на комплементарных транзисторах
V8, V10, включенных соответственно по схемам с ОК и ОЭ. Эмиттер-
ный повторитель на транзисторе VII в нижнем плече выходного кас-
када обеспечивает необходимое усиление тока транзистора V10. Вход-
ной каскад на транзисторах VI и V2 является дифференциальным, на-
пряжение сигнала через эмиттерный повторитель на транзисторе V3
передается к предвыходному однотактному каскаду на транзисторе V7,
в цепи коллектора которого находится комбинация транзисторов V4,
V5 и V6, предназначенная для получения напряжения смещения и
стабилизации тока покоя транзисторов выходной группы. В качестве
314
элемента связи с выходными транзисторами используется резистор
R6, верхний вывод которого через внешний конденсатор С4 оказыва-
ется присоединенным к выводу 2 ИМС, т. е. к эмиттеру составного тран-
зистора V8, V9. Цепь R3C4 (рис. 10.156) создает так называемую
вольтдобавку, позволяющую более полно использовать по мощности
транзисторы выходного каскада ИМС. При этом благодаря конденса-
тору С4 образуется положительная обратная связь, которая приводит
к некоторому увеличению нелинейных искажений сигнала.
В литературе имеются сведения, чго нелинейные искажения можно несколь-
ко уменьшить, если вместо цепочки R3C4 между выводом 4 ИМС и источником
питания ввести стабилизатор тока на полевом транзисторе с резистором между
затвором и истоком. Сток транзистора подключается к выводу 4, а исток — к ис-
точнику питания. При наличии такого ciабилизаюра юка, нелинейные искаже-
ния в усилителе снижаются до 0,5—0,7%.
Рис. 10.15
Обратная связь в усилителе последовательная по наппяженшо.
Выходное напряжение, ослабленное делителем (рис. 10.156), образо-
ванным из резистора R4 и параллельно соединенных резисторов R5
и R6, подается на второй вход дифференциального каскада, ИМС
К174УН5 используется с дополнительным теплоотводом.
Усилитель по схеме рис. 10.156 имеет следующие параметры: Оных -- 2 Вт
на Rn — 4 Ом; диапазон рабочих частот 30 Гн 4- 2,0 кГц; — 80 -? 120; /гг не
Солее 1%; входное сопротивление не менее 10 кОм.
Для более мощных усилителей может применяться ИА1С К174УН7,
которая при напряжении питания 15 В позволяет обеспечить ?0Ых =
— 4,5 Вт на /?н — 4 Ом при коэффициенте нелинейных искажений ме-
нее Г)%; при выходной мощности 2,5 В г йг. < 2%. Усилитель мощно-
сти на К174УН9 может обеспечить на нагрузке 4 Ом выходную мощность
5 Вт при kP— 1 %. Усилитель на этой ИМС 131 охвачен цепью ООС, со-
держащей внутреннее диффузионное сопротивление и внешние элементы
R, С Входной каскад предварительного усилителя собран на состав-
ном р-п-р транзисторе для увеличения входного сопротивления до
315
5 МОм. .Мощный двухтактный выходной каскад работает в режиме клас-
са АВ. В К174УН9 на выходном выводе поддерживается схемой стаби-
лизатора постоянное напряжение, равное половине напряжения ис-
точника питания в диапазоне его изменений от 6 до 18 В. Предусмотре-
на защита выхода от коротких замыканий и тепловых перегрузок.
Усилитель мощности с Рвых — 20 Вт, создаваемой на нагрузке
4 Ом, можно реализовать на гибридной ИМС К224УН17 (рис. 10.16а).
Типовая схема включения этой ИМС показана на рис. 10.166.
Усилитель обеспечивает нелинейные искажения сигнала не более 1,5%
(при (/ВЬ)Х — 6,3 В на / — 1 кГц); полоса пропускания усилителя 0,02—20 кГц}
входное сопротивление 10 кОм. Входной каскад К224УН17 выполнен по схеме
дифференциального усилителя на транзисторах VI и V2. Для обеспечения по-
стоянства коллекторных токов в цепь эмиттеров VI и V2 введен генератор ста-
Рис. 10.16
бильного гока на транзисторе V3 и составном транзисторе с дополнительной сим-
метрией на V4 и V5. Конденсатор С5 служит для предотвращения самовозбужде-
ния составного транзистора.
Потенциал на базе VI задается резисторами R1 и R2 через R3. С нагрузки
дифференциального каскада резистора R5 сигнал поступает на каскад предвари-
тельного усиления на V6, конденсатор С4 предотвращает самовозбуждение кас-
када. Составной транзистор с дополнительной симметрией иа V8 и V9 служит для
установки начального смещения транзисторов фазоинверсного и оконечного кас-
кадов, а также для температурной стабилизации тока покоя. Установка тока
покоя осуществляется внешним резистором, включенным между выводами 8
и 9 микросхемы.
На транзисторе V7 выполнен генератор стабильного тока, являющийся дина-
мической нагрузкой каскада предварительного усиления на V6. Это позволяет
осуществить одинаковое усиление обоих полуволн сигнала, повышает темпера-
турную стабильность усилителя и уменьшает влияние нестабильности питающих
напряжений.
С коллекторов V6 и V7 сигнал поступает на фазоинверсный каскад на тран-
зисторах V14 и V/5. Выходной каскад ИМС выполнен по квазикомплементарной
схеме на транзисторах V18 и V17. Цепочка из транзистора V16 в диодном вклю-
чении и резистора R26 служит для выравнивания входного сопротивления фазо-
316
инверсного каскада для отрицательной полуволны сигнала. Выходной каскад уси-
лителя содержит сложную схему защиты от перегрузок и короткого замыкания
в нагрузке, выполненную на транзисторах V10, V12 и V19 (этот транзистор ис-
пользуется в качестве диода) для верхнего плеча и на V10, V13 и V20 (использует-
ся как диод) для нижнего. Если падение напряжения па резисторах R27 и R28
превысит некоторое значение, определяемое прямым напряжением на переходе
база—эмиттер транзисторов V19n V20, то транзисторы V10 и V12 открываются,
при этом шунтируется эмиттерный переход транзистора V14, что приводит к
ограничению выходного напряжения и тока. Конденсаторы С7 — С9 служат
для обеспечения устойчивости работы схемы защиты. Цепочка CIO, R29 обес-
печивает устойчивость работы усилителя при подключении нагрузки.
Конденсаторы С1 и С2 шунтируют по высокой частоте источники питания,
уменьшая возможность самовозбуждения по цепям питания. Внешняя /?С-це-
почка, подключаемая к выводу 1 микросхемы, вместе с внутренним резистором
R8 определяет усиление схемы.
Усилитель с мощностью 4 Вт на нагрузке 8 Ом можно реализовать
на К224УН16. Для оконечного усилителя записи и индикатора уровня
записи часто используется К237ХК3131. Так, эта ИМС находит приме-
нение в кассетных магнитофонах, содержащих магнитную головку и
стрелочный индикатор.
10.7. ПРИМЕРЫ ПОСТРОЕНИЯ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
В настоящее время разработано большое количество разнообразных
широкополосных интегральных усилителей (ШИУ). Некоторые из
этих ИМС предназначены для работы в сверхширокой полосе частот,
имеют особую АЧХ, повышенную чувствительность и т. д. Однако, в
основном, современные ШИУ обладают универсальными свойствами,
т. е. могут применяться в различных узлах современной радиоэлек-
тронной аппаратуры.
5 о+12В
Рис. 10.17
В состав ряда серий ИМС входят видеоусилители. Так, в телевизион-
ной аппаратуре находят применение К2УБ241 и К2УБ242; в линейно-
импульсных устройствах аппаратуры связи — К119УИ1 и К118УП1;
для усиления импульсов положительной полярности К218УИ1,
отрицательной полярности— К218УИ2, в биполярных импульсных уси-
лителях К218УИЗ. В качестве широкополосных усилителей можно
использовав К175УВ1 и К265УВ7.
Видеоусилитель можно реализовать на низкочастотен ИМС
К123УН1 при определенном ее включении F221.
317
Входной усилитель этой ИМС — трехкаскадный («тройка») с непосредствен-
ной связью между транзисторами и цепью ООС .между эмиттерами транзисторов
первого и третьего каскадов. Остальная часть ИМС — сложный эмиттерный
повторитель с цепью стабилизации. АЧХ усилителя корректируется подключе-
нием внешних конденсаторов. ИМС обладает достаточно низким уровнем шума.
Ориентировочные параметры видеоусилителя [22]: амплитуда входных импуль
сов равна 0,4 В, длительность импульсов не менее 10,0 мкс, частота повторения
не более 50 кГц, усиливаемые импульсы двуполяриые. Для повышения входно-
го сопротивления ИМС на ее вход можно включить полевой транзистор.
В качестве предварительного видеоусилителя можно использовать
К2УБ241 (рис. 10.17я) при типовом се включении по схеме рис. 10.176;
К2УБ241 представляет собой грехкаскадный усилитель с входным эмит-
терным повторителем на транзисторе VI. Для включения транзистора
VI по схеме с ОК его коллектор (вывод 4) заземлен по высокой частоте
через навесной конденсатор (рис. 10.176). Сигнал с выхода эмиттер-
ного повторителя подается на вход транзистора V2, включенного по
схеме с ОЭ, через навесной конденсатор между выводами 2 и 6. Ре-
жим работы по постоянному
току транзистора VI задается
резисторами R1—R4, а тран-
зистора V2 — резисторами
R5 — R8. Если коллектор
транзистора V3 заземлен по
высокой частоте, а между вы-
водами 9 и 1 включен рези-
стор (как показано на рис.
10.176), то выходной каскад
будет включен по схеме с ОК
с малым выходным сопротив-
лением.
Полоса пропускания усили-
теля но схеме рис. 10.176 от 25 Гц
до 6,5 МГц, неравномерность
АЧХ менее 10%, Ки па f =
усиление можно реализовать в
предварительном видеоусилителе на К2УБ242.
077 о о
Рис. 10.18
= 6.5 МГц поевышаст 1.5. Более высокое
Принципиальная схема ИМС широкополосного усилителя с поло-
сой пропускания от 20 Гц до 1 МГц показана на рис. 10.18 1131. Вход-
ной сигнал через вывод 14 ИМС подается на базу транзистора V5.
В усилительном каскаде па тразисторе V5 применена НЧ коррекция, на-
грузкой каскада является генератор тока на транзисторах V4 и V6. Корректи-
рующий конденсатор Сф может включаться либо между выводами 11 и 4 или 11
и <S, его емкость зависит от /нч и не превышает 100 пФ. Установка стабильною
тока в V6 и V4 осуществляется с помощью транзисторов VI—V3. Сигнал с коллек-
тора’ V5 поступает на базу транзистора V7. Транзисторы V7, VS п VII образуют
предоконечный фазоинверсный каскад. Выходной каскад — двухтактный па
транзисторах V9 и V10. Входной и предоконечный каскады охвачены общей це-
пью ООС, состоящей из резисторов R6 и R7. Таким образом, оба усилительных
каскада на транзисторах V5 и V7 образуют схему «двойка». Для более полною
использования по мощности транзисторов выходного каскада между выводами 7
и 9 ИМС может включаться конденсатор вольтдобавки. Для повышения устой-
чивости усилителя между выводами 7 и 5 или 7 а 1 включается дополниiельная
внешняя цепь ООС.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. М.: Сов. радио 1977
2. Применение прецизионных аналоговых ИС/ Алексеи^. \ г ..п ' м . ря_
дио и связь, 1981. ’
3. Аналоговые интегральные микросхемы: Справочник/ Б Г) Kvim irR и пп
М.: Радио и связь, 1981. ’ и дг*
4. Аналоговые интегральные схемы/ Под род. Дж. Кочнелн. Мир 1977.
5. Аналоговые и цифровые интегральные схемы/ Под ред С. В. Як- бовского*
М.: Сов. радио, 1979. У‘
6. Банк М. У. Аналоговые интегральные схемы в радиоаппаратуре. М,- Радио
и связь, 1981.
7. Буланов Ю. А., Усов С. Н. Усилители и радиоприемные устройства. М.:
” 1980.
Усилительные устройства. М.: Связь, 1975,
Высшая школа,
Войшвилло Г. В.
Войшвилло Г. В. Современная техника усиления сигналов. М • Сов оадио
1978. ” ’ ’
10. Транзисторные усилители постоянного тока/ М. В. Гальперин и др. М.:
Энергия, 1972.
11. ГОСТ 18421—73. Усилители операционные. Термины и определения.
12. Кофлин Р., Дрискол Ф. Операционные усилители и линейные интегральные
схемы. М.: Мир, 1979.
13. Ламекин В. Ф. Широкополосные интегральные усилители. М.: Сов радио,
1980.
И 14. Ленк Дж. Руководство для пользователей операционных усилителей. АТ:
Связь, 1978.
15. Марше Ж. Операционные усилители и их применение. Л.: Энергия, 1974.
16. Микросхемы и их применение/ В. А. Батушев и др. М.: Энергия, 1978.
И 17. Усилительные устройства/ Мурадян А. Г. и др. М.: Связь, 1976.
В 18. Носов Ю.Р., Сидоров А. С. Оптроны и их применение. М.: Радио и связь,
К 1981.
Вт 19. Проектирование усилительных устройств (на интегральных микросхемах)/
Под ред. Б. М. Богдановича. Минск: Вышэйшая школа, 1980.
20. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот/ Под ред.
В Н. Л. Безладнова. М.: Связь, 1978.
В 21. Сантана. Расширение динамического диапазона управляемого усилителя при
Ц помощи полевых транзисторов. — Электроника, 1974, № 7.
® 22. Справочник по интегральным микросхемам/ Под ред. Б. В. Тарабрина. М.:
Энергия, 1981.
Г 23. Степаненко И. П. Основы микроэлектроники. Мл Сов. радио, 19S0.
- 24. Усилители с полевыми транзисторами/ Под ред. И. П. Степаненко. Мл
Сов. радио, 1980.
25. Цыкин Г. С. Усилительные устройства. М.; Связь, 1971.
26. Цыкин Г. С., Рында А. И. Расчет каскадов усиления гармонических и им-
пульсных сигналов сэмиттерной ВЧ коррекцией. — Радиотехника 1972, № 5.
27. Цыкина А. В. Электронные усилители. М.: Радио и связь, 1982.
28. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлекл ровной аппаратуре.
М.: Сов радио, 1979. _
29. Электронные усилители. Программа для 1ехникумов связи. М.; Сшль, 198U.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
ts
нои
пер
пов
ние
Opt
сов
не (
го
К2
К2
тер
VI
чер
HOI
схе
со
но
гр:
РУ
и (
ТО]
ТО1
пр
Тр
ПЬ1
ка<
ИС1
и I
ЧИ]
вн< «
31*
Время запаздывания 20, 21
— установления 23, 132
Выброс фронта 23
Вход инвертирующий 77
Генератор стабильного тока 184, 267
Глубина обратной связи 40, 234
Граф линейный 106
Демодулятор 261
Диапазон частот 19
---- сигнала 34
— динамический 33
Диод интегральный 299
Дифференциатор 279
Запас по модулю 233
Затухание несогласованности 14
— нелинейности 26
ИМС полупроводниковые 297, 311
— гибридные 303, 309
— тонкопленочные 302
— цифровые 304
V Интегратор 278
Искажения линейные 18, 65, 161
— асимметрии 22
— амплитудно- и фазо-частотные 18
— вершины импульса 24, 134
— интермодуляционные 26
— нелинейные 18, 24, 161, 175
— переходные 22
— фронта 23
Источник пиаанпя 97
Каскад усилительный 7, 305
— инвертирующий 97, 218
— мощности широкополосный 212
— однотактный 182
— оконечный 167» 212
— предварительного усиления 7, 104
— предоконечный 167
— резисторный 97, 107, 183
— фазоинверсный 213
— с эмиттерной связью 216
Конденсатор разделительный 118
- ИМС 301
Коррекция 141, 154
— АЧХ 164, 142
— емкостная, эмипервая 152
— ВЧ индуктивная 144
— противошумовая 166
— частотной характеристики 145
Коэффициент гармоник 25
— демпфирования 14
— искажений 12, 14
---итп ермодуляционных 26
— несогл исоваштосаи 13
— полезного действия 17, 158
— передачи 16
— сброса 11
— трансформации 158
— усиления 14, 16
— шума 232
Критерий устойчивости 233
Метод изготовления ИМС 293
оценки частотный 234
— пяти ординат 176
Методика анализа АЧХ 121
Модулятор 261
Мощность шумов 13, 29
Наводки 28
Нагрузочная прямая 170
Напряжение покоя 81
Нестабильность относительна а 34
— усиления 49
Область частот 19
Отношение сигнал-шум 32
Отражатель тока 87
Оценка дрейфа 252
Пара Дарлингтона 78
— квазикомплементарная 230
Петля ООС общая 35, 254
Площадь усиления 137
Повторитель 77
— инвертирующий 275
— катодный 225
— на составных транзисторах 229
— эмиттерный 227
Помеха собственная 27, 51
Радиатор 190
Разброс параметров 293
Регулировка усиления 290
— тембра 293
Резистор ИМС 300
Режим согласования 155, 159
— А, В. С, D 177—210
— тепловой 190
Связь обратная внешняя 35, 59
---- индуктивная 285
— — комбинированная 22, 58, 223
------мостовая 69
----многопетлевая 36
---- паразитная 285
Смещение 81
Состояние покоя 81
Стабильность показателей 34
Стабилизация диодная 86
Стереобаланс 290
^/Сумматор 277
Технология дискретная 9
Ток коллектора 84
Точка покоя 81
Усилитель 5
— абсолют но-устойчивый 237
— гармонических сигналов 8
— дифференциальный 255
— инвертирующий 76, 275
— мостовой 230
— многокаскадный 255
— напряжения 10
— НЧ бездрейфовый 262
— операционный 77, 103, 265
— постоянного тока 247, 961
— фазоинверсный 213
Усиление петлевое 35, 242
— сквозное 35
Установка нуля 248
Уровень дрейфа
Фазовое опережение 24 2
Фазовращатель 279
Фплыр активный 280
Фон 27
Фронт импульса 123
Характеристика амплитудная 33
— динамическая 169, 175
— идеального среза 243
— переходная 22, 132, 169
Цепь бестрансформаторная 155
— замещения 108
— коррекции 136
— питания 81
— смещения 82
— температурной компенсации 254
Частота граничная 19
— среза 24!
Шум тепловой 28
— мерцательный 29
Элемент термокомпенсирующкй 251
— усилительный 6, 73
Эффект микрофонный 28