Проектиране и конструиране на радиоапаратури - Сокачев А.И., Тонев П.И., Вълчанов В.Л., Шилев Д.Д.

Автор: Сокачев А.И. Тонев П.И. Вълчанов В.Л. Шилев Д.Д.

Теги: радиотехника електроника

Год: 1967

Похожие

Ръководство за курсово и дипломно проектиране на радиоелектронни апаратури

Измервания в електрониката (схемотехника, проектиране, експеримент)

Откриване и отстраняване на повреди в новите телевизионни приемници

Откриване и отстраняване на повреди в телевизионните приемници за черно-бяло изображение

Текст

УЧЕБНИК ЗА ШИ IV КУРС НА ТЕХНИКУМИГЕ ПО С Л АБС-
ТОК О Б А ЭЛЕКТРОТЕХНИКА, СПНЦ. РАЦИО ИТ^ЛЕВИЭИЯ
Инж. АНГЕЛ ИВАНОВ СОКАЧЕВ
Инж. ПЕТКО ИВАНОВ ТОНЕВ
Инж. ВЕСЕЛИИ ЛУКОВ ВЪЛЧАНОВ
Инж. ДИМИТЪР ДИМИТРОВ ШИЛЕВ
ПРОЕКТИРАНЕ
И КОНСТРУИРАНЕ
НА РАДИОАПАР АТУРИ
УЧЕБНИК ЗА III И IV КУРС
НА ТЕХНИКУМИТЕ ПО СЛАБОТОКОВА ЕЛЕКТРОТЕХНИКА,
СПЕЦИАЛНОСТ .РАДИО И ТЕЛЕВИЗИЯ"
Сканиране: Петко Пешков, обработка: LZ2WSG
12 август 2008 година, KN34PC
ТЕХНИКА * 1967
УДК 621.396.6.001.12 (075.3)
Учебникът запознава читателя с елемеитите на
радиоапаратурите и с изчислението на основниге
им възли. Разгледаноеи проекгирането и консгрун-
рането на радиоприемници н маломощни радиопре-
да на i ели.
Теоретическийг материал е онагледен с редина
практически примери и конструктивни чертежи на
произвеждани у нас възли от радиоприемници.
Учебникът е предназначен за учащите се в тех-
никумиге по слаби токове, но може да се използу-
ва и от конструкторите на радиоапаратури.
Главите написаха, както следва: инж. А. Сокачев—гл. 1 до VIII вкл., инж. П. То-
нев — гл. IX, X, XI, XII, XIII и поголямата част от гл. XV, инж. В. Вълчаиов—гл. XIV
и част от гл.XV и инж. Д. Шилев гл XVI и XVII.
37/075/
РАЗДЕЛ ПЪРВИ
РАДИОЧАСТИ И РАДИОВЪЗЛИ
ГЛАВА I
СЪПРОТИВЛЕНИЯ
Съпротивленията са едни от основните елементи на всяка радио-
чшаратура. В радиотехниката се употребяват съпротивления с постоян-
на омическа стойност (химични и жични), съпротивления с изменяема
«омическа стойност (потенциометри и реостати) и съпротивления със
самостоятелно изменяща се омическа стойност в зависимост от темпе-
ратурата (термистори), напрежението (варистори) или тока. Напоследък
съпротивленията с постоянна стойност се наричат резистори.
За по-кратко съпротивленията с постоянна стойност по-нататък
W бъдат наричани съпротивления, а тези с изменяема стойност — по-
генциометри.
1 . 1. ОСНОВНИ ПАРАМЕТРЕ НА СЪПРОТИВЛЕНИЯТА
Съпротивленията се характеризират със следните основни парамет-
ри : омическа стойност, допустима разсейвана мощност, работно на-
пряжение и стабилност.
Омическа стойност. Съпротивленията, конто се употребяват при
конструкцията на радиоапаратурите, имат стойности от десетина ома
до около 20 мегаома. За облекчаване на производството и ремонта на
радиоапаратурите съпротивленията се произвеждат с определени стан-
дартни омически стойности. Те са подбрани така, че да задоволяват
всички технически изисквания, като се намали до възможния--минимум
асортиментът на съпротивленията по номинална омическа стойност.
От друга страна, съгласно нашия стандарт БДС 3941—64 съпротив-
ленията се произвеждат със следните допустима отклонения от номи-
налната стойност (допуск, толеранс, точност):
I клас на точност — с допуск + 5%;
II клас на точност — с допуск + 10 о/о;
II I клас на точност — с допуск ±20 %.
Номиналните стойности на съпротивленията се подреждат в меж-
.дународните редове (МЕК) Е 24, Е 12 или Е 6 в зависимост от допуска. Те
-са дадени в табл. 1.1.
3
Числата от табл. 1.1 са избрани така, че ако от две съседни стой-
кости увеличим по-малката, а намалим по-голямата с величината на до-
пуска, интервалът между
тях да се покрие. Тази
система позволява със
сравнително малък брой
стойности да се покрие
големият обхват от съпро-
тивления, който е необхо-
дим при конструкцията на
радиоапаратурите. Пълното*
покритие на обхвата за
съответния допуск се по-
лучава, като се прибави
към основното число or
табл. 1.1 необходимият
брой нули, напр. 15, 150„
1500, 15 000 и т. н. ома
Таблица 11
Допуск Ред Стойност [2]
± 5% Е 24 10 15 22 33 47 68 11 16 24 36 51 75 12 18 27 39 56 82 13 20 30 43 62 91
± 10% Е 12 10 15 22 33 47 68 12 18 27 39 56 82
± 20 % Е 6 10 15 22 33 47 68
Обхватът за съпротивлё-
нията от III клас с допуск + 20% се покрива само с 32 стандартна
стойности, обхватът за съпротивления с допуск+10 %—с 64 стан-
дартна стойности, а обхватът за съпротивления с точност +5% —
със 130 стандартни стойности.
При масовото радиопроизводство най-голямо приложение намираг
съпротивленията с точност + 10 и + 20%. Съпротивленията с точ-
ност + 5% се използуват много рядко, предимно при конструира^е
на измервателни апараги.
Допустима разсейвана мощност. Важен показател на едно сопро-
тивление е неговата номинална разсейвана мощност Р, която се опре-
дели по формулите
P=U.I=P.R= У* (w),
l\
където
I е големината на тока, който протича през съпротивление-
то, А;
U — напрежението между двата края на съпротивлението (па-
дението на напрежението в съпротивлението), V;
R — стойността на съпротивлението, Q.
РазсейЬаната мощност се превръща изцяло в топлина, която за-
грява| съпротивлението. Номинална разсейвана м^щност при съпроти-
вленията важи при температура до 40°С*. С повишаване на темпера-
турата тази мощност се намалява и напр. при 100°С тя е само около*
20% от мощността при 40°С.
* Съгласно новата международна система за измервателни единици.СИ, която е
въведеиа и у нас, температурите се измерват в келвинови градуси. При това 40°С=
=(273+40)°К. За да се премине изцяло към означаване на измервателните единиц»
по новата система, ще бъде необходимо още време, затова в учебника температурите:
са дадени в °C.
4
Допустимого загряване на различните типове съпротивления е раз-
лично. Голямо превишаване на номиналната температура става причина
за силно изменяне на стойността на съпротивлението. В повечето слу-
чаи то е съпррводено и с повреда (изгаряне, прекъсване) на съпроти-
влението.
В отделяйте страни има различии стандарти за номиналната раз-
«ейвана мощност. Изчислените по горните формули мощности за
-еъпротйвленията трябва да се закръгляват до следващата по-голяма
стандартна стойност.
При паралелно свързване на две или повече съпротивления разсея-
ната в тях мощност се разпределя обратно пропорционално на оми-
ческите им стойкости.
При последователно свързване на две или повече съпротивления
разсеяната в тях мощност се разпределя право пропорционално на
омическите им стойкости.
При паралелно или последователно свързване на две еднакви по
•стойност съпротивления разсеяната в тях мощност се разпределя по
равно. Това дава възможност едно по-мощно съпротивление при ре-
монт да се замени с две или повече по-маломощни съпротивления със
съответни омически стойкости.
Работно напрежение. Допустимото работно напрежение на едно
съпротивление е това напрежение, което съпротивлението може да
мздържи продължително време, без да се повреди. При поставяне под
^апрежение не трябва да се превишава разсейваната мощност на съ-
йротивленията. Когато съпротивленията ще работят в натоварени ве-
риги, те се избирает въз основа на допустимото работно напрежение.
Съпротивленията от различните типове могат да издържат различ-
но падение на напрежението. Протичащият през съпротивленията ток
създава падение на напрежение, което може да превиши допустимого
работно напрежение за даден тип съпротивление. В такъв случай тряб-
ва да се свържат последователно две или повече съпротивления със
•съответна омическа стойност или до едно съпротивление с по-голяма
мощност, което обаче допуска по-голямо работно напрежение.
Стабилност. Стабилността на съпротивленията се характеризира
с изменението на тяхната омична стойност в зависимост от темпера-
турата. Тази зависимост се нарича температурен коефициент и се бе-
лежи съкратено ТК. Температурният коефициент е непостоянна вели-
-чина и зависи от материалите, от конто са изработени съпротивле-
нията.
Ако съпротивлението при загряване увеличава своята стойност, не-
говият температурен коефициент е положителен. Ако съпротивлението
нри загряване намалява своята стойност, неговият температурен коефи-
циент е отрицателен.
&
1.2. ХИМИЧНИ СЪПРОТИВЛЕНИЯ
Химичните съпротивления се произвеждат по химичен начин. Те
биват два основни вида: масивни и слойни.
Масивни съпротивления. Те се изработват от метален прах или?
полупроводник, смола (като свързващ материал) и някакъв неутрален:
пълнител. £1риготвената смес се пресова във форма на пръчки с опре-
делена дължина и диаметър и се изпича при висока температура. Ве-
личината на съпротивлението зависи от състава на сместа и от диа-
метъра и дължината на пръчката. За нуждите на малките транзистор-
ни приемници се изработват свръхминиатюрни масивни съпротивления.
Например в ГДР се изработват съпротивления с размери 7x1,3mm от
125 2 до 1Мйв 36 стойности с мощност 0,1 W и допуск ± 20 °/о-
Слойни съпротивления. Изработват се посредством нанасяне на-
съпротивителен материал (графит) върху керамична основа (тръбичка
или плътен цилиндър). Наричат се често графитни съпротивления. В
слаботоковата техника се употребяват два вида слойни съпротивленияг
лакови и карбовидни.
Лакови съпротивления. Произвеждат се чрез нанасяне върху ке-
рамична основа на лаков слой, съдържащ съпротивителни вещества —
най-често графит и сажди. След нанасянето на този слой съпротивде-
нията се изпичат, след което се предпазват с разноцветно лаково по-
критие.
Карбовидни съпротивления. Те имат слой от кристален въглерод
(графит), нанесен по изкуствен начин направо върху керамична основа.
Kaf бэвидният слой се образува чрез нагнетяване на въглеродни съеди-
нения и опушване на керамичната основа. При онушването съпроти-
вленията се нагряват при висока температура в отсъствие на кислород.
След това те също се предпазват с разноцветно лаково покритие.
В зависимост от стъпката и широчината на изрязаната върху съ-
противителния слой спирална линия (канал) и броя на спиралите ’се-
получава по-тясна или по-широка ивица, в резултат на което се изме-
нят дължината и сечението на проводимия слой. По този начин може
да се отмерва точно стойността на съпротивлението.
Голямо предимство на слойните химични съпротивления за високо-
честотната техника са извънредно малката им собствена самоиндукция
и нищожният повърхностен (скин) ефект, така че омическата стойност
на съпротивлението почти не зависи от честотата.
Слойните съпротивления Се отличават с малък обем и дълготрай-
ност.
Лаковите съпротивления имат недостатъка, че стареят, т. е. след
реме изменят стойността си. При претоварване химичните съпроти-
вления изменят трайно своята стойност.
Токът, който протича през химичните съпротивления, ги загрява>
поради което те също изменят малко своята стойност. Химичните съ-
противления имат сравнително слабо изразен отрицателен температу-
рен коефициент.
б
1.2.1. Български химични съпротивления
У нас са внесени и продължават да се внасят радиоапаратури
* различии видове съпротивления. При производството на радиоапара-
тури у нас преди се използуваха предимно вносни съпротивления. За
тази цел сега се използуват предимно произвежданите у нас химични
съпротивления съгласно БДС3941—64. Тези съпротивления са Карбо-
видни.
По начина на извеждане на изводите българските химични съпро-
тивления са тип СВР и СПГ с радиален извод (фиг. 1.1а) и тип СВЦ
и СЦИ с централен извод (фиг. 1.16).
Българските химични съпротивления се произвеждат със следната
мощност Р:
0,05; 0,125; *0,25; 0,5; 1; 2 и 3W.
В табл. 1.2 са дадени конструктивните размери на двата типа съ-
противления от фиг. 1.1.
Според величината на максималното работно напрежение нашитй
химични съпротивления биват:
Тип СПГ и СЦИ — за работа при нормално напрежение;
тип СВР и СВЦ — за работа при повишено напрежение и импул-
сен режим.
Българските химични съпротивления се произвеждат с различнц
гранични омически стойкости в зависимост от мощността и допуска*
Те се произвеждат в трите класа на точност с номиналната стойнос^
по редовете Е 24, Е 12 и Е 6.
7
Таблица 1.2
р (WJ Максимални р а э м е р и [mm]
0 О 1 Н Р 8 L # а
0,05 3.2 7,2 19 0,3 1 68 0,6
0,125 3,2 12,8 19 0,3 1 74 0.6
0,25 5,4 18,5 23 0,4 1 87 0,8
0,5 5,4 28,5 23 0,4 1 98 0.8
1 7,2 31 28 0,4 1,5 101 0,8
2 9,5 51 33 0,4 1.8 121 1
3 9,5 60 33 0,4 1.8 130 1
В табл. 1.3 са посочени основните електрически данни на българ-
ските химични съпротивления, конто се използуват при проектиране
на радиоапаратурите.
7 абяица 1.3
Номинална мощност [W] Допуск [%] Ред Ст'-Йност СПГ и сци СВР е свц
миним [2] макс, [ме] работно напреж, [Ve4j работно напреж. [Ve0l импулсно напреж. [VaMnJ
0,05 10 Е 12 10 0,56 100 250 250
0/.5 20 Е 6 10 . 1 100 250 250
0,125 5 Е 24 1000 0,56 150 250 500
0,125 10 Е 12 10 2 15<) 250 500
0,125 20 Е 6 10 2 150 250 500
0,25 5 Е 24 1000 2 250 500 750
0,25 10 Е 12 10 4,7 250 500 750
0,25 20 Е 6 10 4,7 250 500 750
0,5 5 Е 24 1000 2 350 750 ЮОО
0,5 10 Е 12 10 10 350 750 1000
0,5 20 Е 6 10 10 350 750 1000
1 5 Е 24 1000 2 500 750 1500
1 10 Е 12 10 10 500 750 1500
1 20 Е 6 10 10 500 750 1500
2 5 Е 24 1000 2 700 1000 2000
2 10 Е 12 10 10 700. 1000 2U00
2 20 Е 6 10 10 700 1000 2000
3 5 Е 24 1000 2 700 1500 3000
3 10 Е 12 10 10 700 1500 3000
3 20 Е 6 10 10 700 1500 ЗьОО
9
1.2.2. Означаване на химичните съпротивления
Химичните съпротивления се означават по два начина: с цифри и
букви и с цветен код.
1.2.2.1. Означаване с цифри и букви
Стойността па химичните съпротивления се означава с цифри и
букви по следния начин:
а) до 1000 ома — без съкращение;
б) над 1000 ома — със съкращение.
Хилядите омове се отбелязват смалката буква к, а милионите омове—
с голяма буква М. След буквйте к и :М понякога се поставя и
знакът й. Толерансът се означава в проценти, но понякога се пише
само класът на точността. Освен т.ова на всяко съпротивление, ако
мястото позволява, се вписва и допустимата мощност във ватове.
Българските химични съпротивления СПГ и СЦИ имат зелен осно-
вен цвят, а тези от типа СВР и СВЦ — червен основен цвят. Върху
всяко съпротивление са трайно означени:
а) името (знакът) на завода-производител;
б) омическата стойност на съпротивлението;
в) допускът или класът на точност;
г) мощността — само за съпротивленията 2 и 3 W.
Омическата стойност на българските съпротивления се означава,
както следва:
а) от 10 й до 280 й — само с цифри;
б) от 1000 й до 91 кй — с цифра в килоома и буква к след
цифрата;
в) от 100 кй до 10 Мй—с цифра в мегаома и буква М след циф-
рата.
Допускът (класът- на точност) и мощността само 2 и 3 W при
българските съпротивления се означава само с цифри. Съпротивления-
та с мощност 0,05 и 0,125 вата могат да се маркират и без името
(знака) на завода-производител.
1.2.2.2. Означаване с цветен код
Цветният код, конто дълго време беше изоставен поради това, че
в съвременните миниатюрни приемници съпротивленията станаха много
малки по размери и не е възможно да се маркират с цифри, напосле-
дък отново се използува.
Стойностите на съпротивленията се означават по цветния код само
в омове.
Съществуват следните две основни системи на- означаване на хи-
мичните съпротивления по цветния код.
9
Първа система (фиг. }2а). Цветът на тялото 1 дава първата
цифра от омическата стойност на съпротивлението, цветът на единия,
край на съпротивлението 2 дава втората цифра, а цветът на точката
(или пръстена) в средата 3 дава,броя на нулите след втората цифра.
Втората цифра може също да е нула и тази нула е самостоятелна>
като не се включва в броя на нулите след втората цифра.
1 г з 4
Фиг. 1.2
Освен точката или йръстена в срелата на тялото на съпротивле-
нието понякога другият край на тялото 4 също се оцветява. Този
двят означава допустимого отклонение (допуск) от стойността на съ-
противлението и има следните значения:
сребрист цвят — ± 10 %;
златист цвят —- ± 5.%.
Ако този край 4 на съпротивлението не е оцветен, допустимияг
толеранс е ± 20 %.
Втора система (фиг. 1.26). Цветовете се нанасят във видна пръ-
стени, като се започне от единия край на тялото. Първият пръстен I
означава първата цифра, вторият пръстен 2—втората цифра, третият 3—
броя на нулите след първите две цифри, а четвъртият 4 (сре-
брист или златист) определи допустимия толеранс.
У нас преди се произ-
_______________________________Таблица 1.4 веждаха черно оцветени
Цвят Знак химични съпротивления, маркирани по едно видоиз- менение на тази система. Те са маркирани с три цветни точки, разположени по средата на съпроти- влението (фиг. 1.2 в). Стой- ността на съпротивлението- се разчита, като то се държи с изводните краища н адолу и цифрите се бро- ят отляво надясно. Допус- кът не се означава, тъй като всички произведени съпротивления са с точ- ност ± 10%.
1 2 3 4
пъряа цифра втпга цифра брой нули допуск Г/oJ
Черен Кафяв Червен Оранжев Жьлт Зелен Син Виалетов Сив Бял Златист Сребрист Неоцветено 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 00 000 0000 00000 000000 1+1+1+ 1+1+ 111111 _о а о » О* О' © О 1
10
Произвежданите сега български химични съпротивления не се озна-
чават по цветния код.
Цветовете на кода за двете системи са подредени от по-тъмния
към по-светлия и имат значение според табл. 1.4.
Напоследък у нас са разпространени малки съпротивления с тъм-
нозелен цвят, произведени в ГДР. Те се означават по видоизменената
втора система, конто се използуваше от Слаботоковия завод, с тази
разлика, че върху тях се означава и допускът.. Последният се означа-
ва с една или две допълнителни златисти или сребриста точки, след-
ващи непосредствено след третата точка, означаваща броя на нудите.
Допълнителните точки имат следните значения:
една златиста точка — +1 %;
две златисти точки — ±2 %;
една сребриста точка — ±5 %;
две сребриста точки —±10%;
без точка — ± 20%.
Следователно тези съпротивления могат да бъдат означени само с
три точки (±20%), с четири точки (±1 или 5%) или с пет точки
(+2 или ± 16%).
1.3. ЖИЧНИ СЪПРОТИВЛЕНИЯ
Жичните съпротивления са навити от съпротивителен проводник,
изтеглен от сплави на металите мед (Си), никел (Ni), манган (Мп), сре-
бро (Ag), желязо (Fe), хром (Сг) и др. За основа служат керамични тръ-
бички или гетинаксови, миканитови и други плочки (фиг. 1.3). Готовите
жични съпротивления понякога се предпазват с цветно лаково покритие.
Фиг. 1.3
Жичните съпротивления се произвеждат със стойяости от няколко-
ома до около 100 kQ. Допускът на жичните съпротивления варира,
както при химичните, до + 5, + 10 или + 20 %. За измервателни
цели се произвеждат също и точни съпротивления с по-малък допуск.
11
Мощността jia жичните съпротивления е 1ч-200 W. Те имат по-
голяма мощност от химичните при едакъв обем и по-малко изменят
стойността си с течение на времето, т. е. не стареят и стойността им
не варира с напрежението. Температурният им коефициент е сыцо
по-малък. В замяна на това тези съпротивления са по-скъпи, особено
когато се отнася за по-големи омически стойности. Освен това много
високоомни съпротивления изобщо не могат да се получат в нормален
обем. При използуване във високочестотни кръгове жичните съпроти-
вления имат голяма собствена самоиндукция и капацитет.
За да се намали собствената самоиндукция, навиването на съпро-
тивленията може да се извърши върху изолационни плочки (фиг. 1.36).
При това капацитетът спрямо маса (шаси) се увеличава, а собственият
капацитет между навивките се запазва също голям. Намаляването на
самоиндукцията се постига чрез бифилярно (двойно) навиване. Про-
водникът се прерива на две и се навива едновременно така, че токът
в две съседни навивки да тече в противоположни посоки. При бифи-
лярно навитите съпротивления собственият капацитет е също голям.
При работа цялото напрежение е приложено между последните съсед-
ни навивки, което изисква подобрена изолация.
Съществуват и други начини за навиване. Пълното премахване на
собствената самоиндукция и капацитет на жичните съпротивления
обаче е невъзможно, затова във в. ч. кръгове се предпочитат химичните
съпротивления. Жичните съпротивления се използуват повече в ниско-
честотните и постояннотоковите вериги.
В радиотехниката се използуват и жични съпротивления, изработени
във форма на изолиран шнур или монтажей проводник.
Освен постоянните' жични съпротивления употребяват се и едно-
кратно изменяеми жични съпротивления. Те представляват обикновени
жични съпротивления, снабдени с допълнителен контактен пръстен
(скоба), чрез който се нагласява желаната стойност на съпротивле-
нието (фиг. 1.3 6).
За повишаване на допустимата мощю.’т на жичните съпротивления
понякога те се емайлират и в такъв случай се наричат емайлирани
жични съпротивления (фиг. 1.3 £).
Жичните съпротивления имат положителен температурен коефициент.
У нас се произвеждат всички видове жични, неемайлирани съпро-
тивления.
Жичните съпротивления се означават с цифри и букви по най-раз-
личен начин. Върху тях обаче трябва да бъде отбелязана омичната
-стойност и мощността.
1.4. ПОТЕНЦИОМЕТРИ
Потенциометрите представляват изменяеми съпротивления. Обикно-
вено те имат три извода: двата края на съпротивлението и един плъз-
гач. Ако се използува само единият от изводите и плъэгачът, изменяе-
мого съпротивление се нарича реостат.
12
Подобно на постоянните съпротивления и потен циометрите се де-
лят на химични (слойни) и жични.
1.4.1. Химични потенциометри
Съпротивителният слой на химичните потеициометри се състои от
графит, лак и други примеси, подобии на тези, употребявани за изра-
ботване на лакови съпротивления. Съпротивителният слой се нанася
върху изолационна подложка от гетинакс, картон или хартия. Нанасяният-
слой може да бъде с постоянна или
променлива дебелина и широчина. Дебе-
лината на съпротивителния слой може
да е постоянна или да се измени не-
прекъснато или на няколко стъпала.
С,това се постига различна зависимост
на изменение на съпротивлението от
ъгълана завъртването на плъзгача.
Според кривите, по конто се измени
номиналното съпротивление при
завъртане на плъзгача на ъгъл а, раз-
личаваме четири вида потенциометри
(фиг. 1.4):
а) с линейна зависимост (графика Л);
б) с логаритмична зависимост (гра-
фика Б);
Фиг. 1.4
в) с показателна зависимост (графи-
ка В);
г) с полупоказателна зависимост (графика Г).
При химичните потенциометри плъзгачът е направен от метална
пластинка, от пластинка, снабдена с графитен контакт, от пластинка,
конто натиска върху тъмна метална неподвижна шайба, намираща се
на близко разстояние от съпротивителния слой, от няколко (3-:-5) пружи-
ниращи жички, закрепени на гетинаксов плъзгач, наречен четкое кон-
такт, и пр.
Съпротивителният слой и плъзгачът обикновено са затворени с
метална капачка, а никои по-малки потенциометри са открити.
Чеото потенциометрите са комбинирани с ключ-прекъсвач (едно-
полюсен или двуполюсен), задействуван от същата ос. Задействуването
става по два начина: чрез завъртване на оста от крайното ляво поло-
жение надясно или чрез издърпване и втикване на оста.
Често се срещат и двойни потенциометри, всеки от конто се за-
движва с отделна ос. Понякога обаче и двата потенциометъра се за-
движват едновременно, с една обща ос. Двойните потенциометри също
са с ключ и без ключ.
Освен това произвеждат се нормални по размери и миниатюрни
потенциометри, конто се закрепват към шасито с помощта на гайка.
За схемите с печатан монтаж се произвеждат специални, предимно ми-
13
ниатюрни потенциометри със специални закрепващи уши за запойка.
към печатната схема.
В телевизорите се употребяват свръхминиатюрни потенциометри,
конто служат за точно регулиране на режима на дадено стъпало. Те
се наричат тример-потенциометри.
Химичните потенциометри се произвеждат с омически стойности от
100 й до 10 МЙ. Има и химични потенциометри с малка стойност,
напр. ЗОЙ, предназначени за отстраняване на бръмченето от отопли-
телните кръгове на радиолампите (ентбрумери).
Мощността на химичните потенциометри е обикновено 0,1—0.5W.
Важно изискване към потенциометрите е да имат малък собствен
шум. Този шум се поражда от несигурния контакт между плъзгача и
съпротивителния слой. Шумът трябва да бъде по-малък от собстве-
нна изходен шум на усилвателя.
Български химични потенциометри. У нас се произ-
веждат нормални по размер и миниатюрни потенциометри с омически
стойности по следния ред:
100; 250; 500; 1000; 2500; 5000 Й;
10; 25; 100; 250; 500 кй;
I;' 2,5; 5; 10 МЙ.
Нормалните потенциометри се произвеждат по БДС 4335—60. В за-:
висимост от конструктивното оформление тези потенциометри се раз-
делят на:
а) потенциометри без ключ — тип П;
б) потенциометри с еднополюсен ключ — тип ПК;
в) потенциометри с двуполюсен ключ — тип ПКД;
г) двойни потенциометри без ключ — тип ПД;
д) двойни потенциометри с еднополюсен ключ — тип ПДК;
е) двойни потенциометри с двуполюсен ключ — тип ПДКД.
Диаметърът на оста при -единичните нормални потенциометри
е 6 mm, а при двойните —10 и 6 mm.
Пълният ъгъл на завъртане а на оста на плъзгача от упор до
упор е 260° за потенциометрите без ключ, а за тези с ключ — 200*
след включване на ключа.
Потенциометрите се произвеждат с мощност 0,4 W за четирите
вида криви, показани на фиг. 1.4. Максималното напрежение, което може
да се подаде на един потенциометър, е 350 V.
На фиг. 1.5 е показан външният вид на български единичен, нор-
мален потенциометър без ключ.
В зависимост от кривата (фиг. 1.4) нормалните потенциометри се
произвеждат със следните омически стойности:
Тип А—1, 2,5; 5; 10; 25 и 50 кй;
0,1; 0,25; 0,5; 1 и 2,5 МЙ.
Тип Б, В, Г —0,1; 0,25; 0,5; 1 и 2,5 МЙ.
Миниатюрните български потенциометри са само единични и ’се
произвеждат с двуполюсен ключ. Пълнйят ъгъл на завъртане на оста
на плъзгача, включително ключа, е също 260°, а след включване на
ключа—също 200°.
14
Диаметърът на оста на миниатюрните потенциометра в зависимост
от нуждите е 4 или 6 mm. Дължината на оста е 10 до 32 mm. Тези
потенциометра се произвеждат с мощност 0,2 W, но само с кривите
Л и Г (фиг. 1.4).
В зависимост от кривата миниатюрните потенциометра се проиэ*
веждат със следните -омически стойности:
<6иг. 1.5
Тип А — 1; 2,2; 5; 10; 25 и 50 kQ;
0,1; 0,25; 0,5; 1 и 2,5 MQ.
Тип'Г— 10; 25 и 50 kS;
0,1; 0,25, 0,5; 1 и 2,5 М2.
На фиг. 1.6 е даден външният вид на български миниатюрен по-
тен циометър с ключ.
Фиг. 1.6
На фиг. 1.7 са дадени две конструкции на вносни свръхминиатюрни
тример-потенциометри. Конструкцията от фиг. 1.7а е за обемен мон-
таж, а тази от фиг. 1.7# — за печатан монтаж.
Означаване на химичните потечциометри. В зависимост от произ-
вола им химичните потенциометри се означават по различен начин.
15
Българските потенциометри имат на тялото си следните означения
а) името (знакът) на завода-производител:
б)'стойността на съпротивлението в омове; килоомове (буква k}
или мегаомове (буква М);
в) съответната буква на кривата съгласно фиг. 1.4;
г) допустимата електрическа мощност във ватове.
Кривата на изменение на номиналната омическа стойност в зави-
симост от ъгъла на завъртането при никои вносни потенциометри се
означава с log (логаритмична зависимост) или lin -(линейна зависи-
мост). По този начин се означаваха и нашите потенциометри, произве
дени преди 1960 г. На никои вносни потенциометри допустимата мощ"
ноет не е означена.
1.4.2. Жични потенциометри
Жичните потенциометри са изработени от съпротивителен, провод-
ник, навит върху ивица гетинакс или картон, свит във формата на
пръетен, върху керамична основа или върху текстилен материал (шнур).
Плъзгачът представлива пружинираща пластинка
от фосфорен бронз. За предпазване на провод-
ника от износване плъзгачът може да се трие
и върху изведени масивни контакти.
Жичните потенциометри сеэ изработват със
стойности от няколко ома до около 100 килоома.
Най-често жичните потенциометри подобно
на химичните имат пръетеновидна форма (фиг. 1.8).
Обикновено- те имат линейна зависимост.
Фиг. 1.8 Жичните потенциометри намират сравнително
по-малко приложение в радиотехниката. Упо-
требяват се главно в радиойзмервателните апарати и радиопредава-
телите.
16
1.5. НАЧЕРТАВ АНЕ НА ПОТЕНЦИОМЕТЪР
В прилож. 1 е даден конструктивен чертеж на български миниатю-
рен потенциометър с двуполюсен ключ.
При начертаването на потенциометъра да се имат пред вид главните
му размери (фиг. 1.6). Оста е с дължина Z = 25 mm.
1.6. СЪПРОТИВЛЕНИЯ СЪС САМОСТОЯТЕЛНО ИЗМЕНЯЩА СЕ СТОЙНОСТ
Съпротивленията със самостоятелно изменяща се стойност имат
много голям отрицателен или положителен температурен коефициент.
Омическата стойност на тези съпротивления силно се променя в зави-
симост от измененията на температурата, напрежението или тока. По-
ргди това те се разделят на три групи: температурнозависими, зави-
сими от напрежението и зависими от тока.
Температурнозависими съпротивления. Те имат силно изразен от-
рицателен температурен коефициент. В практиката се наричат термисто-
ри или съпротивления NTC. Тяхната омическа стойнсст се мени силно
в зависимост от 'загряването, което може да е външно или вследствие
на протичане на ток през тях. В студено състояние термисторите имат
много голямо съпротивление (десетки до стотици килоома), а след ка-
то се загреят, то рязко намалява (стотици ома до няколко килоэма).
Тези съпротивления намират голямо приложение в съвременните
радиоприемници и телевизори с безтрансформаторно (универсално) за-
хранване, при конто отоплителните жички на всички лампи (и кинеско-
па) са последователно свързани и в студено състояние имат много мал-
ко съпротивление. Последователно с тях се свързва един термистор
(NTC) с голямо съпротивление в студено състояние. По този нач<н
отоплителните жички на лампите и скалните лампички се предпазват
от първоначалния токов удар.
Термисторите се използуват в приемниците-производство на Завода
за малки радиоприемници в гр. Велико Търново и в телевизориге
«Опера-3* и „Кристал”.
Външно термисторите много приличат на химичните съпротивления
(фиг. 1.1 а).
Съпротивления, заяисещи от напрежението.-Омическата стойност
на тези съпротивления зависи главно от напрежението, приложено на
изводите им. Протичашият през тях ток не е право пропорционален на
напрежението. Следователно при тях не важи згконът на Ом. В прак-
тиката тези съпротивления се наричат варистори или съпротивле-
ния VDR. Те също имат силно изразен отрицателен температурен кое-
фициент.
Варисторите се използуват в телевизорите „Опера-3“, „Кристал” и
ДР- за предпазване на изходния трансформатор за вертикална развивка
от претоварване.
Варисторите се изработват във вид на шайби с диаметър 9, 13
и 44 mm.
2 Проектирана и конструиране на радиоа пара тури
17
Съпротивления, зависеши от тока. Те имат силно изразен поло-
жителен температурен коефициент. При загряване вследствие на про-
тичане на електрически ток омическата стойност на тези съпротивле-
ния се повишавг
Тези съпротивления се израбогват от желязна нишка, поставена в стък-
лен балон, напълнен с водород. При повишаване на протичащия през ниш-
ката ток съпротивлението се повишава и обратного. В практиката те се на-
ричат желязо-водородни съпротивления или баретори. Следователно
тези съпротивления могат да се използуват за стабилизиране на на-
прежението. Те могат да изравняват изменения на напрежението при-
близително в границите между 50 и 150% около номиналната стой-
ност, обаче при точно определена сила на тока.
Желязо водородните съпротивления се изработват във вид на стък-
лен патрон с ножовидни контакти или като стъклени радиолампи със
съответен цокъл.
ГЛАВА II
КОНДЕНЗАТОРИ
Кондензаторите и съпротивленията са основните елементи на всяка
ргдиоапаратура. В радиотехниката се употребяват кондензатори с по-
стоянен капацитет, променливи кондензатори и донастройващи конден-
затори. От своя страна според диелектрика кондензаторите с постоя-
нен капацитет се делят на: хартиени (книжни), слюдени, керамични,
стирофлексни и др.
2.1. ОСНОВНИ ПАРАМЕТРЫ НА КОНДЕНЗАТОРИТЕ
Кондензаторите се характеризират със следните основни параметри:
капацитет работно и пробно напрежение, изолационно съпротивление,
ъгъл на загубите (tg 5, и стабилност.
Кап v,i.ir.em В радиотехниката намират приложение кондензатори с
капацитет от един пикофарад до 150 микрофарада, а понякога и до
няколко хиляди микрофарада. Различните видове кондензатори се произ-
веждат с различии стойности.
Съ ласно нашия стандарт БДС 2342-63 кондензаторите с постоянен
капацитет, по-голям от 10 pF, с изключение на електролитните конден-
затори, се произвеждат със следните допустими отклонения от номи-
налния капацитет (допуски):
±- 1 %; ±2%; ±5%; ±ю%; ±20%; ±30%, с точност на из-
мерение до ±5 pF.
Кондензаторите с капацитет, по-малък от 10 pF, се изработват със
следните допуски:
18
±0,1 pF; ±0,25pF; ±0,4pF; ±lpF.
Кондензаторите с постоянен капацитет, с изключение на електро-
.литните, съгласно БДС 2342—63 се изработват с номинални стойко-
сти по редовете Е 24, Е 12 и Е 6 (табл. 2.1).
Таблица 2.1
Ред ^Стойност в пикофаради (pF)
Е 24 1,0; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0; 2,2; 2.4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3; 4,7; 5,1 ; 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2;.9,1
Е 12 1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,2; 2,7; 3,3; 3,9; 4,7; 5,6; 6,8; 8,2
Е 6 1,5; 2,2; 3,3; 4.7 ; 6 8 ; 9,1
Номиналните стойности на капацитетите в пикофаради се получа-
Ювт чрев умножаване на стойностите от съответния ред с множител 1,
10, 100 и т. н.
Работно а пиобно напрежение. Диелектрикът (изолацията) на
.кондензаторите може да издържа определено работно напрежение. Ве-
-личината на допустимото напрежение зависи от електрическата якост
й дебелината на диелектрика.
Преди да се пуснат от завода, кондензаторите с постоянен капаци-
тет, с изключение на електролитните, се подлагат на проверка с т. нар.
изпитателно напрежение, което е най-често три пъти по-високо от ра-
"ботното напрежение. Обикновено работното и пробното напрежение се
ютбелязва по следния начин: 500/1500 V.
Най-често на кондензаторите се означава работното постоянно на-
ярежение. При включване на кондензатора във верига с променливо
.напрежение работното напрежение Up трябва да е по-високо от ампли-
тудната стойност Ua на променливото напрежение. Например при 220 V
променливо напрежение кондензаторът трябва да има слецаото работ-
аю напрежение:
U = t7 =220. 1,41=310 V.
Допустимого работно напрежение за разните видове кондензатори
« различно.
Изолационно съпротивление. Идеалният кондензатор не трябва да
внася загуби при променлив ток и да спира напълно постоянния ток.
Такива кондензатори в действителност няма, тъй като употребяваните
материали за диелектрици имаг известно съпротивление. Съпротивле-
нието на диелектриците трябва да е стотици и хиляди мегаома, а по-
-някога и повече.
Ъгъл на загубите. ^акто знаем, всеки кондензатор притежава из-
вестен ъгьл на загубите (tg 3), който характеризира загубите му.
19
Стабилност. Това е способността на кондензаторите да запазваг
дълго време своя първоначален капацитет. Най-голямо влияние върх)г
стабилността на кондензатора оказват влажността на въздуха и тем-
лературата на околната среда. Процентното изменение на капацитета
за 1°С се нарича температурен коефициент на кондензаторите. Той мо-
и?е да бъде положителен или отрицателен.
2.2. ХАРТИЕНИ КОНДЕНЗАТОРИ
Хартиените (книжните) кондензатори се състоятот две алуминиевю
ленти (фолии), конто са изолирани една от друга с ленти от специал-
на хартия, конто в случая е диелектрик. Двете алуминиеви ленти се
жавиват заедно с хартиената изоляция на руло.
Съществуват два начина за навиване на кондензаторите:
1. Лентите от алуминиев станиол (фолия), използувани за електро-
ди, са по-тесни от хартиените ленти, конто са пропита с изолационни
смоли и служат за диелектрик. Станиоловите ленти се намират в сре-
дата на хартиените ленти, а електродите, конто излизат навън, са из-
ведени с ивици медиа фолия. За да се намали собствената самоиндук-
ция на кондензатора, изводните краища се поставят към средата на
станиоловите електроди. След навиването рулото се импрегнира.
2. Лентите. от алуминиев станиол са еднакво широки с хартиените
ленти, но се поставят така, че да се показват съответно от едната и
от другата страна на навитото руло. След импрегнирането всяка' стра-
на на рулото се запоява с обща спойка, от конто излиза изводният край.
По този начин токът протича аксиално едновременно във всички час-
ти на електродите, с което се избягва почти напълно собствената са^
моиндукция на кондензатора.
За да се използуват по-добре обемът на кондензаторите с капаци-
тети, по-големи от 0,25 p.F, често се прибягва до сплескване на руло-
то преди импрегнирането.
За производството на този тип кондензатори се използува специал-
на кондентаторна хартия с дебелина 6—12 pm, а за електроди—алуми-
ниев станиол (фолио) също с дебелина 6 — 12 pm. За импрегниране се
използуват парафин, церезин или други битуми.
Електрическата константа* на импрегнираната кондензаторна хартия
се движи между 3,4 и 3,7.
За да се намали вероятността да сЪвпадат дефектите в хартията,.
винаги се навиват едновременно няколко слоя хартия (обикновено 3—5).
Работната температура при импрегнирани с парафин кондензатори
е 45°С, а за тези с церезин 60°С. За по-високи температури се изпол-
зуват специални битуми.
\Съ ласно новата международна система СИ вместо диелектрична константа се въ-
аежда понятието електрическа константа.
20
Изоляционного сопротивление трябва да бъде поне 300 MQ иа мик-
рофарад. При проникване на влага в кондензаторите „това сопротивле-
ние спада рязко и те стават негодни.
Загубите в хартиените кондензатори са
•сравнително големи (tg 8 — 0,01—0,05 при
честота 100 Hz), но в нискочестотните
яфъговв те напълно удовлетворяват изис-
кванията.
За предпазване от влага и механични
повреди хартиените кондензатори се по-
ставят в гетинаксови, картонени, бакели- Фиг. 2-1
тови, стъклени, пластмасови или метални
тилзи, двата' края на конто се заливат с битуми (фиг. 2.1а). Съще-
ствуват хартиени кондензагоэи без защитна гилза, която е заменена
«с дебела покривка от твърд компаунд (фиг. 2.1 б).
2.2.1. Видове хартиени кондензатори
У нас са‘ разпространени хартиени кондензатори, произведени от
най-различни фирми. Те не *се различават много по външен вид. Раз-
мерите им при даден капацитет и работно напрежение са приблизител-
ьно еднакви.
Хартиените кондензатори с по-голям капацитет, използувани в
радиопредавателите и други специални устройства, обикновено са затво-
рени в метални кутии с правоъгълна форма. За получаване на добра
.влагоустойчивост и по-голяма механична здравина подобии конденза-
тори се изработват в напълно херметично затворени кутии. Изводните
краища на такива кондензатори минават през стъклени, порцеланови
или бакелитови проходни изолатори.
В херметично затворен вид се произвеждат и кондензатори с по-
мадки капацитети, предназначени за монтаж в радиоапаратурите. Обик-
новено те са затворени в порцеланови тръбички с посребрени краища,
на който се запойват метални капачки с изЬодните краища. Подобии
кондензатори се произвеждат и в затворени метални гилзи.
Напоследък'се произвеждат т. нар. метализирани хартиени кондензатори
«(кондензатори метал-хартия). Те се състоят от хартия, която е метализи-
рана от едната страна по галваничен път и сравнително дебелите и
•ббемисти алуминиеви фолии стават излишни. Освен това при пробив на
такива кондензатори не се получава късо съединение, защото на мястото
на пробива метализацията се изпарява и конде нзаторът еотново годен
за работа. По този начин се получават кондензатори със сравнително
малки размери.
Обикновено тези кондензатори се затварят херметически в метални
обвивки. Работят при температуря 40—70°С и при сравнително голяма
алажност на въздуха. Засега те се произвеждат със стойности
Ф,1—т- 50 pF за раб®тни напрежения от 160 до 750 V. Кондензаторите с
к.апацитет под 0,5 pF се изработват с точност ±20%, а тези над
05 pF с точност + 10%.
21
Хартиените кондензатори намират голямо приложение в радио-
техниката поради сравнително простая начин на наработка и възмож-
ността да се получават големи капацитети в сравнително малък обем,
Хартиените кондензатори служат най-често за блокиране на постояв-
ния ток във вериги с ниска честота, като елементи на нискочецтотшг
филтри и пр.
22.2. Български хартиени кондензатори
У нас съгласно БДС 2586—€1 се произвеждат цилиндрични хартиенк
(книжки) кондензатори с постоянен капацитет от 100 pF до 0,47 jiF,
аа постоянно работно напрежение до 2800 V, при температура or
—25°С до +70°С. Те се произвеждат със следния номинален капа-
цитет :
100; 150; 220; 330; 470; 680; 1000; 1500; 2200 ; 3300; 4700;
6800; 10 000; 15000; 22 000; 32 000; 39000; 47000; 56 000;
68 000 и 82 000 pF;
0,1 ; 0.15; 0,22; 0,33 и 0,47 jiF.
Работното напрежение на тези кондензатори е:
63, 100, 160, 250, 400, 630, 1000, 1600 и 2800 V.
Пробното напрежение е три пъти по-високо от работното.
Според допустимите отклонения от номиналния капацитет българ-
ските хартиени кондензатори се делят на следните три класа:
I клас на точност — с допуск .+ 5%;
П клас на точност — с допуск + 10%;
III клас на точност — с допуск +20%.
Според материала, от конто е изработена гилзата (корпуса), тезю
кондензатори са:
а) с метална гилза;
б) с изолационна гилза.
2.2.3. Означаване на хартиените кондензатори
Хартиените кондензатори се означават с цифри и букви, като стой-
ността им се отбелязва в пикофаради или микрофаради. Освен това се-
означават работното и изпитателното напрежение, напр. 250/750 V или
само работното напрежение, напр. 250 V. Допускът не винаги се озна-
чава. При съветските хартиени кондензатори класът на точност, който
отговаря на нашия стандарт, винаги се отбелязва. Хартиените конден-
затори не се означават по цветния код.
У нас се срещат хартиени кондензатори, чийто капацитет се отбе-
лязва по следния начин:
.1 [1F.
Това означава, че кондензаторът е с капацитет 0,1 jiF, като нулата
пред точката не се отбелязва.
22
В единия край на гилзата на безиндуктивните хартиени конденза^
тори има отбелязани една или няколко черти, точка или знакът .-а
маса. Това показва, че този изводен край е свързван с външната алу-
миниева лента на рулото (нулев край) и при монтаж трябва се свърже
към маса (шаси).
На гилзата си българските хартиени кондензатори имат следните
означения:
а) име или емблема на завода-производител;
б) номинален капацитет в pF или p.F;
в) номинално работно постоянно напрежение във V;
г) нулевият край при безиндуктивните кондензатори.
2 3. СЛЮДЕНИ КОНДЕНЗАТОРИ
Кондензаторите със слюден диелектрик се използуват главно във
в. ч. трептящи кръгове и специално в местата, където се изисква го-
ляма стабилност на основните електрически параметри и минимални
загуби.
Ъгълът на загубите на тези кондензатори се определи главно от
загубите в слюдения диелектрик. Той е от порядъка tg 5 = 0,0005 при
1MHz. Електрическата константа на слюдата е е = 4<8. Стойността
на капацитета на слюдените кондензатори е от няколко пикофарада до
няколко хиляди пикофарада.
В зависимост от вида на електродите слюдените кондензатори се
делят на две групи:
а) с електроди, изрязани от алуми-
ниево фолио;
б) с електроди, нанесени директно
от двете страни на всяка слюдена
пластинка чрез метализиране.
Слюдените кондензатори могат да
съдържат само една метализирана от
двете страни слюдена пластинка или
пакет от много такива елементи. Съ-
щото се отнася и за кондензатори с
отделни алуминиеви електроди.
Един често срещан вид слюдени
кондензатори е показан на фиг. 2.2 а.
Кондензаторът е стегнат между две
плочки от гетинакс, занитени заедно с
изводните метални пластинки посред-
Фиг. 2.2
ством кухи нитове.
За повишаване на влагоустойчивостта се изработват слюдени конден-
затори, залети с битуми или специални компаунди (фиг. 2.25) Голямо
разпространение имат също кондензаторите, запресовани в пластмаса
(фиг 2.2 в).
23
2.3.1. Български слюдени кондензатори
У нас съгласно БДС 4838—63 се произвеждат слюдени конденза-
тори, запресовани (опресовани) в пластмаса, тип КСО (фиг. 2.2 в). Те се
срещат в следните две разновидности:
а) КСО-1 с । азмер на тялого 15 X 7 X 4,6 mm;
б) КСО-2 с размер на тялото 18 X 11 X 5,5 mm.
Граничните стойности и работното напрежение за двата вида слю-
дени кондензатори са дадени в табл. 2.2.
Кондензаторите работят в тем- Таблица 2.2 пературен интервал от —4(f ДО
Вид на ко'дензатора Ном> нален капацнтег (pF( Работно напрежение (V] -t-/и с. Българските слюдени конден- затори се произвеждат със след- ните четири класа на точност: 0 к^ас на точност — с до- пуск ±2%; I клас на точност — с до- пуск + 5 %;
КСО-1 51+750
• КСО-2 юо-:-24оо 500
II клас на точност — с до- пуск + 10%;
III клас на точност — с допуск +20%.
Точността им обаче не трябва да е по-голяма от +Д pF.
Според температурния кэефициент българските слюдени конденза-
тори се разделят на следните четири температурни групи:
трупа А — не се нормира;
трупа Б — ТК= + 200 Х Ю“6 на 1°С;
трупа В — ТК = + 100 X Ю-6 на 1°С;
трупа Г — ТК=+Д0Х Ю-6 на 1°С.
2.3.2. Означаване на слюдените кондензатори
Слюдените кондензатори се означават по два начина: с цифри и
букви и с цветея код.
2.3.2J. Означаване с цифри и букви
На всеки слюден кондензатор се означава капацитетът в пикофа-
ради. Освен това.на слюдените кондензатори често се означават допускът,
работното напрежение, демпературната трупа и пр.
Всеки български кондензатор има следните означения, конто са
нанесени ясно, по механичен или друг начин и са неизтриваеми:
а) име (емблема) на завода-производител;
б) вид на кондензатора;
в) температурна трупа (само групата В*и Г);
г) номинален капацитет в pF;
24
д) допуск в о/о;
е) номинално работно напрежение във V.
2.3.2.2. Означаване с цветен код
По цветния код се означават само запресованите в пластмаса слю-
дени кондензатори. Капацитетът на кондензаторите се означава по
цветния код само в пикофаради.
Има няколко системи за означаване на кондензаторите по цвет-
ния код.
В Съветския съюз при цвётната маркировка за означаване на слю-
дените кондензатори се използува същият код, по който се означават
и съпротивленията (табл. 1.4.). Цветовете се означават с точки или
пръстени, разположени по кондензаторите, както е показано на фиг. 2.3.
Капацитетът се означава в пикофаради с първата, втората и третата
точка — те имат значение съответно на първата цифра, втората цифра
и множител (броят на нулите след първите две цифра). С четвъртата
точка (или пръстен) се отбелязва допускът, като допуските са същите,
както и при българските слюдени кондензатори. Когато третата точка
е златиста, числото, образувано от първите две цифри (първата и вто-
рата точка), се умножава с 0,1, а ако тя е сребриста—умножава се с 0,01,
f 2 3 4 5
6
2 3
в
Лгазагелна ч i g
'-„чиа
Фиг. 2.4
Фиг. 2.3
В случай че са нанесени още една или две точки — пета и шеста»
ттетата означава работното напрежение, а шестата—температурната трупа.
Температурните групи по съветския стандарт отговарят на групите от
нашия стандарт.
Освен реда на точките, показани на фиг. 2.3, често се използува и
редът, показан на фиг. 2.4. В такъв случай между точките обязателно.
се поставят знаци за посока (ъгълчета). При малки по размеры конден-
затори петата и шестата точки се нанасят от другата страна на конден-
сатора (фиг. 2.46 и в).
25
В табл. 2.3 са дадени значенията на шестте знака по цветния код
за слюдени кондензатори, употребяван в Съветския съюз.
Групата на температурния коефициент според съветските стандарти
се отчита от сычата таблица. Тези групи са еднакви с групите на
нашите' слюдени кондензатори.
У нас не се използува цветният код за означаване на слюдени
кондензатори.
24. КЕРАМИЧНИ КОНДЕНЗАТОРИ
Кондензаторите с керамичен диелектрик също се използуват във
в.ч. трептящи кръгове и най-вече в местата, където се изйсква голяма
стабилност на основните електрически параметри и минимални загуби.
Поради много малките им размери при сравнително голям капацитет
(няколко десетки хиляди пикофарада) напоследък те намират голямо
приложение при конструкцията на миниатюрните транзисторни радио-
приемници.
Таблица 2.3
Цвят Точки 1 и 2 Точка 3. мно- жится Точка 4, допуск Точка 5, ра- ботно на- преж. [V] Точка 6, темпер, трупа
Че?ен 0 1
Кяфяв 1 10 — 250 —
Червей 2 100 +1% 500 —
Оранжев 3 1000 — 1000 —
Жьлт 4 10000 — 1500 —
Зелен 5 2000 —
Син 6 — — 2500 —
Виолетов 7 — гооо —
Сив 8 — — 5100
Бят 9 — + 2% 7000 г
Зл.тист — 0,1 + 5% — в
Сребрист — 0,01 + '0% — Б
Неоцвстен — — ±20 % — А
В зависимост от употребената керамика за диелектрик керамичните
кондензатори могат да имат положителен или отрицателен темпера-
турен коефициент ТК. Това обстоятелство позволява да се компенси-
рат измененията на честотата на в. ч. трептящи кръгове при загряване.
Компенсирането на изменението на честотата се постига, като се свър-
жат паралелно 2 керамични кондензатора с обратни ТК — положите-
лен и отрицателен. Тези кондензатори се избират с такъв капацитет,
че при паралелното им свързване да се получи необходимият за в. ч.
кръг общ капацитет. При загряване на двата кондензатора единият
увеличава своя капацитет, а другият го намалява. По този начин общият
капацитет остава неизменен.
26
Керамичните кондензатори се произвеждат с най-различна форма
(фиг. 2.5) и с капацитет до около хиляда пикофарада. В последно време
за нуждите на миниатюрните транзисторни апарати с печатна схема
бяха създадени дискови керамични кондензатори с диелектрик епси-
лан—нов материал с много голяма диелектрична проницаемост (е = 5000).
Те се произвеждат с капацитет до няколко десетки хиляди пикофарада
при диаметър на диска само 7-ь20 тт (фиг. 2.5 <?). При изпэлзуване
на материала ултракап се произвеждат дискови кондензатори със съ-
щите размери, но с капацитет до 2,2 pF. Кондензаторите от епсилан
обаче имат сравнително големи загуби и капацитетът им се мени при
загряване в доста големи граници. Затова в н. ч. вериги, където тези
им недостатъци не оказват влияние, те заместват обемистите хартиени
кондензатори.
Керамичните кондензатори се произвеждат с капацитет от 1 до
около 1000 pF по редовете Е 24, Е 12 и Е 6 (табл. 2 1) с точност
от четири класа: 0, I, II и III клас.
Керамичните кондензатори, конто се използуват в обикновените
радиоапаратури, се произвеждат за различии работни напрежения — от
50 до 1000 V. За радиопредаватели и други специални цели се произ-
веждат керамични кондензатори за много високо работно напрежение —
до десетки и стотици киловолти.
Както е показано в табл. 2.4, конто се използува в СССР, кера-
мичните кондензатори се оцветяват с различии Цветове в зависимост
от техния температурен коефициент (ТК). За керамичните кондензатори,
произвеждани в ГДР, важи табл. 2.5.
27
Таблица 2.4
Параметри Температурка трупа
д ж м р с
ТК [ 1/°С] —700.10-6 —600.10-6 —50.10-6 +30.10-6 + 110. 10-6
Цвят червен оранжев гълъбов СИВ СИН
Керамичните кондензатори се изработват както с постоянен капаци-
тет, така и с променлив. Променливите керамични кондензатори се из-
ползуват като донастройващи кондензатори във в. ч. трептящи кръго-
ве и филтри и се наричат тримери.
Керамичните кондензатори с постоянен капацитет се изработват
обикновено във форма на тръбички или шайби с електроди от сребъ-
рен слой, нанесен от двете Таблица 2.5 страни на керамичния ди-
Диелектрик Цвят ТК (1/»С) електрик. Изводните краи- ща се запойват с припой върху влечения в кера- миката .сребърен слой (фиг. 2.5). Напоследък в произ- вежданите у нас телеви- зори намират голямо при-
Калит Конденза F Конденза N Темпа S и Sj Елсилан червен СИН жълт оранжев кафяв +90 до+160.10'6 — 680 до—8НО . 10 6 - 360 до-480.10’6 +30 ло—30.10-6 —1,2%/°С
ложение керамичните про-
ходни кондензатори (фиг. 2.5 ж) и керамичните опорни (заземителни)
кондензатори (фиг. 2.5 з). Те се употребяват за обемен монтаж [с по-
малко проводн^ци. Снабдени са с резба за затягане с гайки към ша-
сито на апарата.
2.4.1. Означаване на керамичните кондензатори
Върху основния цвят на керамичните кондензатори (табл. 2.4 и 2.5)
се нанасят с цифри капацитетът на кондензатора в пикофаради, кла-
сът на точност, работно напрежение и др.
Тъй като керамичните кондензатори са с по-малки размери, върху
тях не винаги могат да се изпишат всички необходими цифри и букви.
Затова при' кондензаторите от ГДР, конто се употребяват у нас, са
възприети следните съкратени означения:
1) За капацитета в пикофаради — число с една, две или три циф-
ри. Ако след цифрата има буквата п, капацитетът е в нанофаради
(хиляди пикофаради).
2) За допуска — главните букви
D pF О I К М S
+0,5 ±1 о/о +2% ±5% + 10% +20% 4-50 %
—20%
28
3) За постоянного работно напрежение — малките букви
а b с d е f g А
50 V 125 V 160 V 250V 350V 500V 700V 1000V
4) За променливо работно напрежение — малките букви
U V W
250 V 350 V 500 V.
Ако кондензаторите са толкова малки, че не може да се побере и
горного съкратено означение, върху тях се означава само капацитетът
в пикофаради (нанофаради).
25. СТИРОФЛЕКСНИ КОНДЕНЗАТОРИ
Напоследък у нас се произвеждат кондензатори с диелектрик от
стпрофлекс (полистирол). В чужбина често ги наричат полистиролови
кондензатори. Произвеждат се и метализирани стирофлексни конден-
затори, чийто размери са много малки.
Стирофлексните кондензатори се отличават с много добри качества
и с много малки размери. По качества те се равняват на керамичните
и слюдените кондензатори. По форма са цилиндрични, подобно на хар-
тиените и слюдените кондензатори. По размери са много по-малки от
керамичните, респ. слюдените кондензатори със съответния капацитет.
У нас съгласно БДС 5520—65 се произвеждат стирофлексни конден-
затори за следните работни напрежёния:
63, 100, 125, 160, 200, 250, 400, 500, 630, 1000, 1600, 2500, 4000 и
6300 V.
Стирофлексните кондензатори имат отрицателен температурен кое-
фициент. Според температурния коефициент на капацитета (ТК за °C)
нашите стирофлексни кондензатори се подразделят на следните чети-
ри вида:
ТКС 1 — от —60 до—220.10-6;
ТКС II — от —60 до —120.10-6 :
ТКС Ill — от —90 до —170.10-6;
ТКС IV — от —120 до —220.10-6.
Българските стирофлексни кондензатори се произвеждат с капа-
цитет и точност (допуск) според БДС 2342—63 (табл. 2.1). Според ра-
ботните условия произве жданите у нас стирофлексни кондензатори са
четири типа:
тип КСХ — кондензатори стирофлексни херметични;
тип КСС — кондензатори стирофлексни студоустойчиви;
тип КСВ — кондензатори стирофлексни влагоустойчиви;
тип КСН — кондензатори стирофлесни нормални.
Най-голямо приложение намират нормалните стирофлексни конден-
затори.
29
2.5.1. Означаване на стирофлексните кондензатори
На всеки български стирофлексен кондензатор има следните озна-
чения :
а) името (емблемата) на завода-производител;
б) типът на кондензатора според работните условия;
в) температурният коефициент на капацитета:
г) номиналният капацитет;
д) допускът в о/о или по специален цветен код;
е) номиналното работно напрежение във V с цифри или по спе-
циален цветен код;
ж) екраниращият (заземителният) извод.
Температурният коефициент за капацитета (ТКС) се означава върху
стирофлексния кондензатор с една цветна черта под стойността на
капацитета (цифрата се под-
Таблица 2.6 чертава), както следва:
за кондензатори от ви-
да ТКС I — без черта;
за кондензатори от ви-
да ТКС II — черна черта;
за кондензатори от ви-
да ТКС III — червена черта;
за кондензатори от ви-
да ТКС IV — зелена черта.
Номиналната стойност
на капацитета се означава
с цифра в пикофаради, без
да се означава измерва-
телната единица (pF), или
в пикофаради с означава-
не на единицата (pF).
Допускът се означава
с буква, съответствуваща на класа на точност или по цветен код,
по следния начин:
О клас с допуск +2 % — с буквата Н; цветна точка не се поставя
I клас с допуск +5% — с~буквата I или с червена точка;
II клас с допуск +10% — с буквгта К или със зелена точка;
III клас с допуск +20 °/о — с буквата М или с черна точка.
Цветната точка за кондензаторите от I, II и III клас се поставя иа
страната, от която излиза екраниращият извод.
Номиналното работно напрежение се означава с цифра или с една
или две цветни черти, определящи едновременно от коя страна се на-
мира екраниращият извод. Цветът и броят на чертите са посочени в
табл. 2.6.
Нормално работно
напрежение [V]
Цвят и брой на чертите
63
100
125
IhO
200
250
400
500
630
1000
1600
2500
4000
6300
черна
виолетова
зелена
кафява
бяла
червеиа
жълта
лилава
синя
две
две
две
две
две
виолетови
кафяви
червени
жълти
сини
30
2.6. ЕЛЕКТРОЛИТНИ КОНДЕНЗАТОРИ
Електролитните кондензатори намират широко приложение в радио-
«паратурите като филтрови кондензатори, като кондензатори, шунти-
ращи катодните съпротивления (катодни блокове) и като свързващи
кондензатори в транзисторните схеми.
Употребата на тези кондензатори е възможна само във вериги,
където съставната на постоянного напрежение е по-голяма от макси-
малното променливо напрежение, с изключение на транзисторните схеми.
Електролитните кондензатори намират широко приложение, тъй ка-
то имат голям капацитет при сравнително малки размери.
Положителният електрод на електролитните кондензатори предста-.
влява алуминиева лента или стълбче със специална форма. Л^нтата е
покрита чрез електролиза с извънредно тънък слой от алуминиев окис
(А12О3), който служи за диелектрик. Вторият електрод е електролитът,
който може да е течен или във вид.на паста. Първият вид се наричат
течни, а вторият — сухи електролитни кондензатори. Стойността на
капацитета зависи от дебелината на окисния слой, от големината на
повърхността на положителната алуминиева лента или алуминиевото
стълбче и от електрическата константа (s = 7h-12). Благодарение на
сравнително високата електрическа константа на алуминиевия окис и
на много тънкия окисен слой електролитните кондензатори имат голям
капацитет. Въпреки че окисният слой е много тънък, при съвремен-
ните електролитни кондензатори токът на утечката е извънредно малък.
Например електролитен кондензатор с капацитет 50 fiF и работно на-
прежение 350 V има само около 1 mA ток на утечката.
Напоследък се изработват електролитни кондензатори с много
добри електрически показатели, с положителен електрод от тантал
вместо от алуминий. Това се дължи предимно на голямата електри-
ческа константа на Та2О5ина химическата и температурна устойчивост
на тантала и неговите окиси, както и на намаляването на размерите и
увеличаването сигурността на кондензаторите. Главният недостатък на
танталовите електролитни кондензатори е ниското работно напрежение—
максимум до 150 V. В замяна на това те имат значително по-малък
обем в сравнение с обикновените електролитни кондензатори.
С масовото използуване на транзисторите в рачиотехниката се
създадоха условия за увеличаване на трайността на апарагурите, на-
маляване напрежението на токоизточниците и преди всичко за намаля-
ване на обема на апаратурите. Именно танталовите електролитни кон-
дензатори с твърд електролит са подходящи елементи за маломерните
транзисторни апаратури, където с успех изместват всички други ниско-
честотни кондензатори — не само във филтърните групи, но и в н. ч. стъпала,
Напоследък са разработени нов вид танталови електролитни кон-
дензатори. Те нямат течен електролит, а твърда, неизпаряваща се ма-
терия, поради което не се нуждаят от херметизация.
Работното напрежение на електролитните кондензатори зависи от
дебелината на окисния слой и може да бъде максимално 500 V. От
това следва, че при единица повърхност напрежението е в тясна зави-
•31
сямост от капацитета. Освен от дебелината на окисния слой напреже-
нието завися и от състава на електролитния разтвор.
Ако се увеличи напрежението на електролитен кондензатор над
нормалното му работно напрежение, при точно определена стойност
между електролита и положителния електрод започват да прескачат
искри. При това токът на утечката силно се увеличава.
Освен работното на всеки електролитен кондензатор е означено и
пробното му напрежение. Означаването на двете напрежения става с
цифри, напр. 300/330, като първата показва работното, а втората —
пробното напрежение. Електролитните кондензатори могат да работят
продължително време при работното им напрежение. Пробното напре-
жение може да се приложи само пет пъти на час, и то само в продълже-
ние на една минута.
За да се увеличи капацитетът на електролитните кондензатори,.
трябва положителнг.ят им електрод (лента, стълбче) да има по въз-
можност по-голяма повърхност. За тази цел лентата (стълбчето) се
прави грапава. Това се постига по химичен път чрез т. нар. ецване. По
този начин се псстигат многократно по-големи капацитета, отколкото
ако положителните електроди имат гладка повърхност.
Електролитните кондензатори се произвеждат с капацитет от 0,5 |iF
до стотици и хиляди микрофаради.
Загубите в електролитните кондензатори са значителни в сравнение
с останалите типове кондензатори. Течните електролитни кондензатори
имат tg 5 0,1—0,2 X 10~2 при 50 Hz. Сухите електролитни кондензатори
имат tg 8 0,05—0,1 X 10~2 при 50 Hz. При употреба на електролитните
кондензатори във вериги с пулсирашо променливо напрежение или
със звукова честота тези големи загуби обаче не оказват особено го-
лямо влияние.
Съпротивлението на изолацията при електролитните кондензатори
трябва да бъде толкова голямр, че токът на утечката да не надви-
шава средно 0,1 mA на микрофарад. Измерен няколко минути след
включване на кондензатора, този ток не трябва да бъде по-голям от
1 mA за среден по обем кондензатор.
Електролитните кондензатори не трябва да се монтират на места,
където става силно загряване на околния въздух, например близо до
крайни и токоизправителни лампи, тъй като загубите и токът на утеч-
ката силно нарастват с повишаване на температурата.
Нормалните електролитни кондензатори могат да работят при тем-
пература на обкръжавашия въздух от —40 до +60°С.
Според работното напрежение различаваме електролитни конденза-
тори за ниско (от 1 до JOO V) и за високо (до 500 V) работно напре-
жение. В зависимост от 'това те се наричат нисковолтови и високовол-
тови. От своя страна нисковолтовите електролитни кондензатори могат
да бъдат катодни блокове и миниатюрни (за транзисторни приемници).
Електролитните кондензатори могат да бъдат полярни и неполярни
(биполярни). При първите трябва обязателно да се спазват поляритетът,
а при вторите това не е необходимо.
Конструктивно електролитните кондензатори се оформят в метална,
32.
пластмасова или картонена гилза (фиг. 2.6а-к) или по-рядко в право*
ъгълна кутийка (фиг. 2.6л). Освен това в единия си край те могат
да бъдат с резба за закрепване с гайка (фиг. 2.6а, б), без резба за
закрепване със скоба (фиг. 2.6ж) или имат изводни краища
(фиг. 2.6 в — ё) подобно на хартиените кондензатори. Последната кон-
струкция се среща най-често при нисковолтовите електролитни конден-
затори (катодните блокове и миниатюрните).
Фиг. 2.6
Положителният електрод при полярните високоволтови електролитни
кондензатори обикновено е изведен централно, а отрицателният е свър-
зан с металната гилза (фиг. 2.66). При някои от тях и двата елек-
трода са изведени с разноцветии многожични проводници (фиг. 2.6а).
В такъв случай проводникът с по-светлия цвят е свързан с положи-
телния електрод. Изводите на нисковолтовите електролитни конденза-
тори обикновено са проводникови, като на положителния извод е надя-
нат червен шлаух или пък на съответния край на гилзата е отбелязав
знакът + (фиг. 2.6«).
Понякога се срещат по-стари конструкции, при конто в една обща
гилза има поместени по два—четири електролитни кондензатора — ви-
соковолтови и нисковолтови.
I Проектираие в жонструиране на радноапаратурн
33
2.6.1. Български електролитни кондензатори
У нас съгласно БДС 3940—61 се произвеждат полярни високовол-
гови и нисковолтови алуминиеви и танталови електролитни конденза-
гори с капацитет от 0,5 до 5000 ptF и работно напрежение от 1,5 до
450 V. Работният им температурен интервал е от —35 до + 60°С. Те
също се разделят на нисковолтови (от 1,5 до 70 V) и високоволтови
(от 150 до 450 V).
Според работния температурен интервал нашите електролйтни кон-
дензатори се делят на:
а) обикновени — тип КЕО — от —10 до + 60°С;
б) студоустойчиви — тип КЕС — то —35 до + 60°С.
Българските електроли!ни кондензатори имат различно конструк-
тивно оформление (фиг. 2.6) и са с алуминиевз, пластмасова или карто-
нена гилза.
Нашите електролитни кондензатори съгласно. БДС 2342—63 и
3940—61 се изработват с капацитети и напрежения, дадени в табл.2.7.
Знакът X означава, че такъв кондензатор се произвежда.
при българските електролитни кондензатори са:
а) от — 1О°/о до Ю0°/о за работно напрежение до 50 V;
б) от —10% до 50% 31 работно напрежение над 50 V;
в) от —10% до 4-100% за работно напрежение над 50 V и ка-
пацитет до 5 |1Е;
г) от —10% до + 250% за сврьхминиатюрни кондензатори с
диаметър до 5 mm вкл.
На всеки български електролитен кондензатор е означено:
34
а) името (знакът) на завода-производител;
б) типът на кондензатора според работния температурен интервал
(КЕО или КЕС):
в) номиналният капацитет в микрофаради;
г) номиналното работно и пробно напрежение;
д) месецът (с римски цифри) и годината на производството;
е) БДС 3940-61.
Когато мястото не позволява да се означат всички горепосочени
данни, означенията по букви б, д и е могат да бъдат заменени със
специален шифър.
Вноснйте електролитни кондензатори са означени по различен начин.
Обаче на тях обязателно са означени марката, капацитетът и напреже-
нията (работно и пробно).
2.7. ПРОМЕНЛИВИ КОНДЕНЗАТОРИ
Променливи са тези кондензатори, капацитетът на конто може да
се мени по желание в определени граници. Изменението на капаците-
та става, като се върти оста на ротора, при което групата на негови-
те паралелни пластинки (роторът) влиза между неподвижните паралел-
ни пластинки на статора. Поради това те често се наричат въртящи
кондензатори.
Според употребения диелектрик кондензаторите с променлив капа-
цитет биват два вида:
а) кондензатори с въздушен диелектрик (въздушни кондензатори);
б) кондензатори с твърд диелектрик.
Като твърд диелектрик обикновено се използува специална хартия,
тролигул на ленти или стирофлекс (полистирол).
При повечето радиоапаратури за изменяне на честотата най-често
се използуват променливите кондензатори с въздушен диелектрик. Кон-
дензаторите с твърд диелектрик намират масово приложение в миниа-
тюрните транзисторни приемници.
Честотата на един настройващ кръг се определя в зависимост от
изменението на капацитета на кондензатора, което от своя страна е в
зависимост от ъгъла на завъртане на ротора му. Характерът на из-
мененйето на капацитета се избира съобразно с изискванията на кон-
струкцията. Така, а ко роторът е изработен от полукръгли пластинки
(фиг. 2.7«), увеличението на капацитета е право пропорционално на
ъгъла на завъртането. Променливите кондензатори с линейно измене-
ние на капацитета не са удобни, тъй като при настройка на радио-
приемници в началото на скалата станциите ще бъдат много нагъсто.
Причината за това е, че съгласно формулата на Томсон честотата е
обратно пропорционална на корен втори от капацитета.
За да се постигне по-равномерно разпределение на станциите вър-
ху скалите на радиоапаратурите, използуват се кондензатори, ротор-
лите пластинки на конто имат мечевидна форма (фиг. 2.76).
Ако е необходимо равномерно увеличаване на дължината на въл-
35
ната, формата на роторните пластинки трябва да бъде бъбрековидна
(фиг. 2.7 в).
Когато е необходимо да се постигне изравняване между разликите
в самоиндукциите на два или повече едновременно настройващи се
кръгове, най-удобна е логаритмичната форма на роторните пластинки
(фиг. 2.7 г).
Фиг. 2.7
Най-удобни с оглед на равномерного разпределение на станциите
върху скалите на радиоапаратурите са мечовидните роторни пластинки.
Кондензаторите с такива пластинки обаче са много обемисти. За да се
намалят размерите на променливите кондензатори, често пъти се до-
пускат изменения на класическата форма и се получава т. нар. типова
форма (фиг. 2.8). На фигурата е показана графичната зависимост на
капацитета от ъгъла на завъртането. Пунктирано е показана мечовид-
ната форма.
О 30 60 90 ПЛ fSO 180’
Фиг. 2.8
В съвременните апаратури най-често се използуват кондензатори с
типова форма на пластинките. Състоят се от две или три секции
(двойни или тройни кондензатори). При завъртването капацитетът на
отделните секции на двойните и тройните кондензатори трябва да се
изменя еднакво. Това условие не може да се спази напълно, тъй като
36
е свързано с голяма точност на изработката, поради което на крайните
роторни пластинки се правят радиални изрези. Посредством допълни-
телно изкривяване на така изрязэните пластинки може отчасти да се
изравни изменението на капацитета на отделните секции на конден-
затора.
Загубите на променливите кондензатори с въздушен диелектрик се
определят Ьт.загубите на статорните (подпорните) изолатори. Общо мо-
же да се каже, че в областта на дългите, средните и късите вълни
загубите на тези кондензатори са незначителни. За УКВ е необходимо
статорните изолатори на кондензаторите да бъдат изработени от ви-
сокочестотна керамика.
У нас се изработват двойни променливи кондензатори с въздушен
диелектрик с подпорни изолатори от в. ч. керамика.
2.8. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ
Общият брой на статорните пластинки л, необходими за конструи-
ране на даден променлив кондензатор, се определя с формулата
П = ,..3-6 ^мак^-Смин)----1_ ! (бр ^
където
d е разстоянието между статорна и роторна пластинка (въз-
душна междина), mm;
F — максимална работна (припокриваща се) повьрхност на
статорна и роторна пластинка при затворен конденза-
тор, mm2;
Смакс—максималният капацитет (в затворено положение) на
кондензатора, pF;
Смин — минималният капацитет (в отворено положение) на
кондензатора, pF; обикновено Смнн=-13н-20 pF.
IlvuMfp 1. Да се изчисли броят на необходимее пластинки за променлив кон-
дензатор със следните данни:
d=0,5 mm;
F^ 120 mm2;
Смаке=440 Р?;
Смин-20 PF-
Изчисленията да се извършат с помощта на сметачна лийия.
Решение
3,6 л.0,5 (440 —20) I , о, <
П=------------------>— 4- 1=21 бр.
Тъй като роторните пластинки на променливите кондензатори са с една повече от
статорните, така изчисленият променлив кондензатор ще има 11 роторни и 10 статорнн
пластинки.
Приме п 2. Да се изчисли необходимата максимална работна повърхност F на про-
менлив кондензатор сьс следните данни:
л=23 бр.;
d=0,43 mm;
Смаке—500 pF;
Сми||=20 pF.
37
2.9. ДОНАСТРОЙВАЩИ КОНДЕНЗАТОРИ
Донастройващите кондензатори, конто се наричат още тримери или
квечове, се използуват за донастройка на в. ч. трептящи кръгове, напр.
при настройка на радиоприемниците. Техният капацитет се измени в
сравнително малки граници. Л аксималният им капацитет е обикновено
от 7 до 50 pF, рядко, до ICO pF.
В зависимост о г диелектрика различаваме четири вида донастрой-
ващи кондензатори: керамични, слюдени, въздушни и жични.
Керамични донастрош ащи ьондензатори. Срещат се три вида ке-
рамични донастройващи кондензатори (фиг. 2.9 >. Такива кондензатори
се произвеждат с максимален капацитет 7, 30, 40, 50 и 100 pF. „Ми-
нималният им капацитет е 2-:-20 pF и зависи от величината на макси-
малния капацитет. Изменението на капацитета в зависимост от ъгъла
на завъртането е линейно. Постига се чрез въртене на крыла кера-
мична плочка, едната страна на която е метализирана.
У нас не се изработват керамични донастройващи кондензатори.
Слюдени. донастройващи кондензатори. Те се срещат в най-раз-
лични изпълнения (фиг. 2.10). Изработени са върху гетинаксова
(фиг. 2.10а) или керамична (фиг. 2.10б и в) основа 2. Единият елек-
трод представлява подвижна пластинка 1 от твърд фосфорен бронз
или друг материал, закрепена в единия си край неподвижно за осно-
вата 2. Този електрод / играе едновременно ролята на пружина, при-
тискана към слюдата 3, която може да се приближава и отдалечава с
помощта на винтчето 4. Изменението на капацитета на тези конденза-
тори не е линейно.
38
Слюдените донастройващи кондензатори се произвеждат със същи-
те максимални и минимални капацитети, както и керамичните.
У нас се изработват слюдени донастройващи кондензатори от типа,
показан на фиг. 2.10 а.
Донастройващи кондензатори с въздушен диелектрик. Те имат
статор и ротор, изработени от алуминиеви концентрични цилин-
дри. Изменението на капацитета им се
осъществява чрез аксиално движение на
ротора по един винт с голяма стъпка.
Тези кондензатори превъзхождат керамич-
ните и слюдените с по-малките си загуби.
На фиг. 2.11а е дадена конструкцията на
донастройващ кондензатор с въздушен
диелектрик, каквито се произвеждат и у
нас. Те имат максимален капацитет от
30 до -50 pF. Минималният им капацитет е
3 до 5 pF. Изменението на капацитета е
в линейна зависимост от ъгъла на за-
въртане на ротора, който обикновено е
6X360° (6 оборота).
Жични донастройващи кондензатори.
Тяхното устройство е много просто
(фиг. 2.116). Състоят се от дебел емай-
лиран меден проводник (0,8-: 1,2 mm), около
който е навит тънък (0,3 0,4 mm), също
емайлиран меден проводник. Понякога по-
тънкият меден проводник е емайлиран и
изолиран с копринена изолация. Жичните
Фиг. 2,11
донастройващи кондензатори по качество отстъпват на останалите ви-
дове донастройващи кондензатори, тъй като диелектрикът им е от
емайл, респ. емайл и коприна. Затова те се използуват само във в. ч.
кръгове, в конто се допускат известии загуби, напр. при дълговълнов
обхват нарадиоапаратурите. За тях се произвеждат специални проводници,
емайлирани с по-качествен емайл.
Капацитетът на тези донастройващи кондензатори зависи от, дъл-
жината на навитата част. Изменението на капацитета се постига чрез
развиване или донавиване на по-тънкия проводник. Капацитетът им се
изменя линейно с навиването на по-тънкия около дебелия проводник.
В нашата радиопромишленост такива донастройващи кондензатори
се използуват често за донастройка в обхвата на дългите вълни.
39
ГЛАВА III
ВИСОКОЧЕСТОТНИ БОБИНИ
Високочестотните бобини да важни елементи на радиоапаратурите.
Техните качества определят до най-голяма степей общите показатели
на радиоапаратурите. В радиотехниката се използуват бобини без
феромагнитно ядро (въздушни бобини) и бобини с феромагнитно
ядро. Освен това в. ч. бобини са основните съставни елементи на в. ч.
трептящи кръгове, м. ч. филтри и блокбобините.
3.1. ОСНОВНИ ПАРАМЕТРИ НА ВИСОКОЧЕСТОТНИТЕ БОБИНИ
Високочестотните бобини се характеризират със следните основни
параметри: самоиндукция (индуктивност), собствен капацитет и каче-
ствен фактор (Q-фактор).
Самоиндукцията е главният параметър на всяка бобина. За раз-
лика от съпротивленията и кондензаторите самоиндукцията на боби-
ните се изчислява за всеки отделен случаи, след което бобините се
навиват на определено тяло. Телата, на конто се навиват бобините, не
са стандартизирани. Стандарти има в повечето случаи само за феро-
магнитните ядра. По-късно ще видим как става изчисляването на са-
моиндукцията на бобините.
Собственият капацитет на една бобина се явява като резултат
от капацитета между съседните и по-отдалечените навивки, а при
многослойните бобини и вследствие на последователно свързаните ка-
пацитети между отделните редове навивки. Нежелателното влияние
на собствения капацитет на бобините не се състои само в това, че
при употребата на бобините в резонансни кръ-
~f] гове се намалява възможността за покриване
на по-голям честотен обхват, но и във внася-
нето на допълнителни диелектрични загуби,
свързани с този капацитет.
_ Намаляването на нежелателния собствен
। । капацитет се постига чрез навиване на бобини-
те по такъв начин, че отделните навивки да не
!=-- "' iisiii лежат близо една до друга, а да са отделени
। । с малка въздушна междина. От различните ви-
1---□ дове намотки най-често се използува универсал-
ната (машинната) плетка (фиг. 3.1).
. о, Значително намаляване на собствения капа-
цитет се постига и като с» използуват феро-
магнитни ядра. Така се постига сравнително
голяма самоиндукция с по-малък брой навивки. Собственият капацитет
ва бобините за късн вълни се движи между 3 и 5 pF, а за средни и
дълги вълни — между 15 и 20 pF.
40
Качественият фактор на една бобина се изразява с отношението
между индуктивното съпротивление на бобината и нейното загубно
съпротивление:
/'заг
Качественият фактор на съвременните високочестотни бобини се
движи между 20 и 250.
Реципрочната стойност на качествения фактор
се нарича фактор на загубите.
Загубното съпротивление се състои от няколко величини, всяко от
конто изразява известна загуба:
^?заг Ra~^~ ^?изол "Ь^?вихр "I" ^?скин 4” ^?изл (®)'
Ra са загубите, причинени от омичното съпротивление на провод-
ника, от който е навита бобината. Това съпротивление ге зависи от
честотата.
Rmon са загубите в изолацията между проводниците и в тялото,
върху което е навита бобината. Тези загуби растат с /3.
/?вихр са загубите от вихрови токове в близки екрани, шасита и др.,
както и във феромагнитното ядро, ако бобината има такова. Тези за-
губи растат с /а.
/?скин са загубите, причинени от добавъчното повишение от омично-
то съпротивление на проводника, получено вследствие на повърхност-
ния ефект (скинефект). Тези загуби растат с 7 /.
/?изл са загубите вследствие излъчването на енергия в простран-
ство™. Тези загуби растат с /4 и практически оказват влияние при
дължина на вълната под 10 т.
Главните загуби в бобините при нормалните радиочестоти се дъл-
жат на активного съпротивление на проводника Ra, с който е навита
бобината. Затова често пъти при приблизителни изчисления се при-
ема R33T = Ra.
За намаляване на дължината на употребения проводник и оттук
на загубите, свързани с този проводник, допринасят също феромагнит-
ните ядра. Те се изработват от специално високочестотно желязо или
ферит.
За намаляване на загубите вследствие на повърхностния ефект и
вихровите токове бобините се навиват с многожичен проводник, съста-
вен от отделни изолирани с лак жички (лигцендрат). Той се използу-
ва за честоти до 1-500 kHz. След тази честота постепенно започват да
вземат връх загубите в диелектрика. Ето защо над 1500 kHz се упо-
требяват плътни медни проводници или тръби, конто имат сравнител-
но голямо сечение и могат да бъдат посребрени. За да се намалят
загубите в изолацията, тези проводници могат да бъдат голи (неизо-
лирани).
41
Осген тсва е нужно да се сбърне оссбено внимание на тялото,
върху което е навита бобината. То се прави от в. ч. бакелит, троли-
тул или др у ги г.сдсбни в. ч. пластмаси, от в. ч. керамика и пр., а-за
УКВ се предпочитат бсбини без тяло (възд)шни'). При средни и дъл-
ги вълни се използунат тела -от гетинакс, бакелит или лакиран
пресшпан.
3.2. ЕКРАНИРОВКА НА ВИСОКОЧЕСТОТНИ БСБИНИ
Д
Фиг. 3.2
Екранировките предпазват в. ч. бобини от влиянието на външии
ёлектромагнитни полета (електромагнитна индукция, предизвикана от
съседни бобини и гроводници). Екраните стават причина за намалява-
не на самсинду кцията на в. ч. бобини. Това намаление се дължи на
индуктирането на вихрсви тскове, конто създават поле, посоката на
силовите линии на което е обратна на посоката на силовите линии на
магнитното поле на бобината.
В някои случаи за изменение на самоиндукцията вместо феромаг-
нитни ядра се използуват подвижни метални пластинки или навивки,
който се втикват в бобината. Този метод
е подходящ и за честотите на метровите
и дециметровите вълни, където не могат
да се използуват феромагнитни ядра.
Намалената самоиндукция на бобината
с екранираща кутия се намира по форму-
лата (фиг. 3.2)
Lr = L{\~-J) (Н),
където
Lr е самоиндукцията на бобина-
та с екраниращата кутия, Н;
L — самоиндукцията на бобината
без екран, Н;
d — външният диаметър на б»обината, mm;
D — вътрешният диаметър на кръгла екранираща кутия, mm;
ако екраниращата кутия е квадратна или правоъгълна, D
е най-малкият й диагонал.
Поради появяването на вихрови токове в екраниращата кутия не
само намалява самоиндукцията на бобината, но същевременно се уве-
личава и загубното й съпротивление. За да бъдат сведени загубите до
минимум, екраниращите кутии се изработват от мед или алум^ний, а
стените им се разполагат в радиално положение най-близо на разстоя-
ние, равно на радиуса на бобината, и в аксилно положение на раз-
стояние, равно на диаметъра й. Ако за настройка на бобините се из-
ползуват феритни ядра, екраниращите кутии имат по-малки размери.
Екраниращите кутии влошават качествения фактор на в. ч. бобини
42
право пропорционално с намаляването на самоиндукцията им,
сдедва:
както

3.3. ИЗЧКСЛЯВАНЕ НА ЕКСОКСЧЕСТОТНИ БОБИНИ
Точною изчисляване на самоиндукцията на в. ч. бобини е доста
трудно, поради което то се извършва с емпирични формули, с по-
мощта на Таблици или графики.
3.3.1. Еднослойни въздушни бобини
За еднослойни бобини,
приблизително формулата
А =
навити върху цилиндър (фиг. 3.3.), важ»
където
L е самоиндукцията, цН;
г — радиусът на бобината, ст;
/ — дължината на намотката на
бобината, ст;
w— броят на навивките.
Тези изрази важат за обикновените
бобини за радиоапаратури, при конто ра-
диусът г е приблизително равен на дъл-
жината им I.
За различните съотношения между ра-
диуса г и дължината I (дълги бобини или
къси бобини с голям диаметър) при из-
числението на L може да се използува
формулата
i— I -
Фиг. 3.3
. 0,04 . г2. и»2. k ,
А =,---------------(нН),
където коефициентът k зависи от формата на бобината. В табл. 3.1
т.ози коефициент е даден като функция на отношение™ между радиу-
са г и дължината I на бобината.
Таблица 31
rll 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 1,0 1,5 2,0
k 0,92 0,85 0,80 0,75 0,69 0,53 0,43 0,36
rll 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 10,0 15,0
k 0,32 0,28 0,24 0,23 0,21 0,20 0,12 0,085
3.3.2. Многослойни въздушни бобини
За самоиндукцията на многослойни бобини,
важи приблизително формулата
. _г0,32дг2^ш2_ , .
(3£)+9i+100
навити върху цилиндър,
навивки, ст;
където
t е общата дебелина.на всички редове
D = 2r— диаметърът на бобината, мерен до външната обиколка
(външния ред навивки', ст.
За сравнително бързо изчисляване на самоиндукцията или на броя
на навивките можем да си послужим и с графики. Графиките на фиг. 3.4
а вр о,2 уз v,4 цз цо и;/I/O
Фиг. 3,4
важат за многослойни бобини с произволен диаметър на проводника.
Тези графики важат и за изчисляване на бобини с универсална (ма-
шинна) плетка. Самоиндукцията, респект, броят на навивките на мно-
гослойните бобини, се намира с помощта на графиките след съответ-
но изчисление. Това става по показаните отдясно горе на фигурата
формули, след като Lo се намери от съответната графика за даденото
отношение t/D.
3.3.3. Бобини с феромагнитно ядро
Изиисляването на в. ч. бобини с феромагнитно ядро е тясно свър-
зано с формата и конструкцията им. У нас са разпространени най-раз-
лични видове такива бобини.
44
За бобини с'постоянна самоиндукция най-често се използуват ядра
с форма на плътен или кух цилиндър (фиг. 3.5а и б). Разпространени
са и ядра с различии други форми: гьбовидни (фиг. 3.5ч), Е-образни
(фиг. 3.5г), двойно Е-образни (фиг. 3.5с*), пръстеновидни (фиг. 3.5е) и др.
Фиг. 3.5
Бобините с изменяема самоиндукция .най-често имат ядра, нарязани
с резба (Мб—М8,_-цолова или специална). Резбата е необходима за
бавно преместване на ядрото при на-
стройката. Сыцествуват и ядра с ше-
стоъгьлна глава, пригодена за специа-
лен гаечен ключ, с канал.за отвертка
или с двете заедно (фиг. 3 6 а, б и в).
Друг вид ядра са съставени от феро-
магнитно тяло (втулка или макара), в
което се движи подвижно феромагнитно
ядро (фиг. 3.6 г).
Най-добрият материал за изработва-
не на макаричките, върху конто се на-
виват бобините, е тролитулът. Със своя
малък ъгъл на загубите той превъзхож-
да гетинакса и бакелита.
Самоиндукцията на в. ,ч. бобини с
феромагнитно ядро L„ се изчислява,
както при въздушните бобини, само че
получената стойност на L се умножава
с коефициента р (магнитната прони-
цаемост на ядрото):
Фиг. 3.6
45
= p L.
Качественият фактор на такива бобини при поставянето на ядро
от магнитодиелектрик се подобрява съобразно с израза
Q* = И Q-
Магнитната проницаемост р на различните материали се посочва
ют съответните заводи. Тя е от 1,3 до 2,5 и повече. Магнитната про-
ницаемост на феромагнитните ядра българско производство е
р= 1,5.
С помощта на обикновените цилиндрични феромагнитни ядэа (фиг.
3.6 а 6 н в) самоиндукцията на в. ч. бобини може да се изменя с
6-4- 12%.
Напоследък голямо приложение намират феритните ядра. Съще-
ствуват обаче много видове и марки феритни материали с различава-
1ци се данни. От тях се изработват цилиндрични (плътни или кухи)
ядра, Е-образни ядра, затворени (броневи) ядра, феритни пръстени,
пръчки за феритни антени с кръгло или правоъгълно сечение и пр.
Феромагнитните материали имат различна магнитна проницаемост —
от десетки до стотици и повече. Най-големият недостатък на ферити-
те е това, че тяхната магнитна проницаемост се меня при изменение
на магнигния поток. С други думи казано, при изменение на силата
на протичащия през бобина с феритно ядро в. ч. ток се изменя и
нейната самоиндукция.
Характерно за феритните ядра! е това, че могат да се залепват с
универсално лепило, без да се изменят техните показатели. Това е
много удобно при навиване на намотките върху феромагнитен пръс-
тен, който преди това се разчупва и след навиването се залепва на-
ново.
Изчисляването на самоиндукцията на в. ч. бобини с феритни ядра
става по графики за всяка марка ферит и форма на ядрото поотделно,
Тези графики могат да се намерят в съответните справочници.
Ако не е известна магнитната проницаемост на даден феромагнитен
материал от железен прах или ферит, тя може лесно да се определи
чрез измерване. За тази цел се навива една в. ч. бобина върху тяло,
в което може да се постави ядро от неизвестния феромагни-
тен материал. Първо се измерва с подходящ мост самоиндукцията
на бобината (Z,) в pH без ядро, а след това, като се постави ядрото
(/,„) също в pH. След това магнитната проницаемост се изчислява по
фор .мулата
3.3.4. Изчислително упражнение
Пример 1. Ла се изчисли самоиндукцията на навита върху цилиндрично тяло с
диаметър 3 ст еднослойна въздушна бобина, конто има дължина 3 ст. Броят на на-
вивките е 95.
46
Решение
, 1,5?.9^ _
“ 2,54(9.1,5+10.3) -18°1*Н.
Пример 2. Да се изчисли броят на навивките w на бобина с универ сална плетня
със следните дянни:
£=0,1 mH = 100 pH;
I =7 mm =<’,7 cm :
D=2i mm=2,4 cm;
7 = 6 mm =0,6 cm.
Изчисленията да се извършат с помощга на сметачна линия.
Решение. За изчислението ше си послужим с графиките от фиг. 3.4. Първе
изчисляваме отношенията
I 0,7
D = ^-=0,29^0,3;
7 0,6
D ~ 2,4 - 0,25‘
От мислената графика 7|d=O,25 (между 0,2 н 0,3) при <|d=0,3 отчитаме
£о=0,'.06.
Тогава
if 100
№=Г 0,006.2,4 =83 навивки.
3.4. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ФЕРИТНА АНТЕНА
Повечето съвременни приемници от I и II клас са снабдени с фе-
ритна антена, която по своите свойства наподобява много рамкова ан-
тена. Всички транзисторна радиоприемници са снабдени сыцо с ферит-
на антена. Феритната антена понякога се нарича магнитна антена.
Феритната антена се се състои от пръчковидно цилиндрично или
призматично тяло (ядро от ферит), около което са навити входните
бобини за средни и дълги вълни. z Пръчковидното ядро се монтира
X
Фиг. 3-7
върху метална или пластмасова стойка, на която се укрепва с гумени
пръстенчета (фиг. 3.7).
Тъй като феритното ядро концентрира силовите линии, създазани
от приеманите електромагнитни вълни, съответната бобина на ферит-
47
ната "антена се пресича от много голям поток магнитны силови линии,
вследствие на което в нея се индуктира по-голяма е. д. с. Тази е. д. с.
е толкова по-голяма, колкото е по-голяма тороидалната магнитна про-
ницаемост на материала р.т, от който е направено ядрото на антената.
Съотношението на тороидалните магнитни проницаемости на обикно-
вените високочестотни магнитодиелек-
трици (железния прах) и ферита е при-
близително 1 :200.
На фиг. 38 е показана схемата за
свързване на феритната антена във
входа на радиоприемниците. Входният
кръг на приемника за средни вълни се
състои от бобината Lr на феритната
антена и от променливия. кондензатор
за настройка С2, а за дълги вълни —
от пос'ледователно свързаните бобини
Lr+L2 и С2 (фиг. 3.7 и 3.3). В. ч. напре-
жение U, което се получава във вход-
ния кръг, е толкова по-високо, кол-
кото по-голям е качественият фактор Q
на кръга и колкото по-годяма е индук-
тираната в антената е. д. с.:
U=Q.Ea (ИУ).
От друга страна, важи равенството
EA = E-he (HV),
където
Е е напрегнатостта на електриреската съставна на електромаг-
нитното поле, p,V/m;
he — ефективната височина на антената, т.
Следователно
U=Q.E.he(pN).
Както се вижда от тази формула, ефикасността на феритната
антена зависи до голяма степей от произведението на ефективната ви-
сочина на антената he и качествения фактор на кръга Q.
Ефективната височина на феритната антена е по-малка в сравнение
с тази на рамковата антена, но качественият фактор Q на феритната
антена е много по-голям от този на рамковата антена. Изработваните
феритни антенн Имат Q — 200^-300. Следователно по обща ефикасност
феритните антенн са равностойни на рамковите антенн.
Ефективната височина на феритната антена е многократно по голя-
ма от ефективната височина на такава антена без ядро. Тази разлика
се характеризира с т. нар. ядрена магнитна проницаемост на ядрото
р». Ядрената магнитна проницаемост зависи от тороидалната магнитна
проницаемост на материала йог отношението на дължината I към диа-
48
метъра d на ядрото (l/d). Ако увеличим много дължината на пръчко-
видното ядро, ядрената проницаемост р.я расте, като се приближава до
тороидалната проницаемост р.т. На фиг. 3.9 е дадена зависимостта на
ядрената проницаемост ря от отношението l)d за ферити с различна
тороидална проницаемост р,т. Тъй като в приемника не е възможно
да се помести много дълго ядро,
отношението l/d се приема в
граничите 15ч-25, като диаме-
търът на ядрото е от 5 до
10 mm. При по-малки диаметри
от 5 mm ефикасността на фе-
ритната антена силно намалява.
Освен това при по-големи диа-
метри се увеличава и меха-
ничната здравина на ядрото.
Дължината на ядрото е обик-
новено 80ч-200 mm.
Феритът при средни вълни
има тороидална магнитна про-
ницаемост {1^ = 300—700. При
Фиг. 3.9
късите вълни силно нама-
лява, като загубите във ферита
се увелича ват. Поради тези при-
чини феритните антени се упо-
требяват само при честоти до 6 MHz. За по-високите честоти засега
липсва подходящ материал за наработка на феритни антени.
Ефективната височина на феритната антена кв се изчислява по
формулата
, 2к. 10—«. F.w. и- .т .р
he=------------—а---------(да),
където
F е сечен ието на средната навивка на съответната бобина на
феритната антена, ст2;
w — броят на навивките на съответната бобина;
ця — ядрената проницаемост, конто се определя от графиките
на фиг. 3.9;
Л —дължината на приеманата вълна, т;
р — коефициент, който зависи от отношението 2х//; опре-
деля се от графиката иа фиг. 3.10;
т — коефициент, който зависи от отношението а/1; определя
се от графиката на фиг. 3.10.
Тази формула за ефективната височина на антената важи за феритни
антени с еднослойни бобини, чийто вътрешен диаметър е приблизи-
телно равен на диаметъра на ядрото.
Както се вижда от формулата, ефективната височина на ф'еритната
антена е право пропорциснална на сечението на бобината, на броя на
4 Проектираве и «ояструИране на радиоапаратури
49
навивките и на ядрената проницаемост, а е обратно пропорционална
на дължината на вълната. При средни и дълги вълни ефективната
височина на феритната антена е 1,5-4-0,7 ш.
От графиките на фиг. 3.10 се вижда, че коефициентите т и р за-
висят от положечието на бобината върху ядрото и от отношението
на размерите на бобината и ядрото. Ако бобината е навита навивка
Фиг. 3.10
до навивка в средата на ядрото
(х=0), то />=1. Ако увеличим
дължината на бобината а, коефи-
циентът т намалява. Когато дъл-
жината на бобината стане равна
на дължината на ядрото /« = 0,7, и
а = /. При навиването на бобината
по цялата дължина на ядрото ефек-
тивната височина на феритната ан-
тена ще бъде максимална, тъй
като босинага ще има възможния
най-голям брой навивки.
При нормалните приемници двете бобини на феритната антена за
средни и дълги вълни се навиват на общо ядро на разстояние
254-50 шт от краищата на ядрото, като се поставят на двата про-
тивоположни края, за да не си влияят една на друга. Бобините се на-
виват върху феритното ядро, обвито с лакова хартия За навиване се
употребяна меден емайлиран проводник 0,1.4-0,5 mm или литцен-
драт. При употребата на литцендрат качественият фактор достига
200.’ 300. Прзктиката показва, че е най-добре бобината за средните
вълни да се навие със стъпка около 1 mm, при което се получават
бобини с дължина 30--50 mm. Бобината за дълги вълни може да се
навие едноредно, навивка до навивка, или с машинна плетка на дъл-
жина 20 .-30 mm.
Диаграмата на насоченост на феритните антенй съответствува на
диаграмата на насоченост на рамковите антенй. При приемане на сиг-
наля феритните антенй, както и рамковите, имат силно изразен ми-
нимум. Тази тяхна особеност се използува за потискане на не-
желани (смущаващи) предаватели. За тази цел антената се прави
-подвижна, като се върти около оста х — х на стойката си
(фиг. 3.7) с помощта на копче, изведено вън от кутията на апарата.
Чрез въртене на феритната антена се постига минимумът на смуща-
ващия сигнал, като антената има ъгъл на насоченост 10—.-15° към по-
соката на смущаващия предавател. По този начин благодарение на на-
соченото действие на феритната антена се избягват смущенията от дру-
ги радиопредаватели.
Освен тива феритните антенй не реагират на електрическата със-
тавна на електромагнитното поле, и потискат проникването на индус-
триални смущения, тъй като индустриалните паразити имат предимно
електрически характер.
У нас феритни антенй се използуват в приемниците „Орфей", „Кон-
церт", „Мелодия" „Симфония", „Турист", „Прогрес" и „Ехо".
50
3.5. НАЧЕРТАВАНЕ НА ФЕРИТНА АНТЕНА
В прилож. 2 е показан конструктивен чертеж с габаритните разме-
ри на комплектна феритна антена, каквато се използува в български»
приемник „Симфония". Вляво долу е дадена електрическата схема за
свързване на основните елементи на феритната антена: бобина за сред-
ни вълни 10, за дълги вълни 9, въздушен донастройват к 'ндензатор
за средни вълни 2, жичен донастройващ кондензатор за дълги вълни 17
и затихващо съпротивление 4.
Чертежът да се изготви по дадените габаритни размери.
3.6. МЕЖДИННОЧЕСТОТНИ ФИЛТРИ
Междинночестотните филтри представляват за междинната честота
лентови филтри с ширина на пропусканата лента 9 -10 kHz. Поради
това те често се наричат междинночестотни трансформатори или лен-
тови филтри.
В съвременните радиоприемници се работи с две»междинни честоти:
ниска за AM (у нас 468 kHz) и висока за ЧМ (у нас 10,7 MHz). Сле-
дователно в тях трябва да има два вида междинночестотни филтри.
Практически обаче двата междинночестотни филтъра се обединяват
конструктивно, като се поставят на обща стойка и се екранират с
обща алуминиева кутия.
Всеки междинночестотен филтър се съ-
стои от два трептящи кръга, конто най-често
са свързани индуктивно (фиг. 3.11), като
връзката им е надкри1ична. В по-старите
приемници се използуваше капацитивна или
смесена връзка (индуктивна и капацитив-
на). В телгвизорите се употребяват междин-
ночестотни филтри със сложно устройство С
индуктивна, капацитивна и смесена връзка.
Самоиндукцията на бобините Z.t и £3
междинночестотния филтър от фиг. 3.12
изчислява по формулата
Фиг. 3.11
на
се
•1,2 —
?,53. IO1»
1.3
(PH),
където
/м е междинната честота, kHz;
С,,2—капаиитетът на паралелните кондензатори, pF.
Броят на навивките на бобините Lr и L2 се изчислява по позна-
тите начини.
Капацитетът на кондензаторите и С2 се избира в границите
100-i-200 pF, като се има пред вид, че увеличаването му повишава
устойчивостта на работата. При употреба на качествени керамични,
51
слюдени или въздупши кондензатори с по-голям капацитет може да
се подобри качественият фактор на кръга, но се намалява усилването,
тъй като се нарушава нормалното отношение индуктивност/капацитет.
Бобините Z.J и Z2 обикновено са с феромагнитно ядро, което се из-
ползува и за донастройка на резонансната честота на кръговете на
филтъра. Понякога ядрата на бобините са неподвижни или бобините
са въздушни. Тогава за донастройка се използуват донастройващи кон-
дензатори, свързани паралелно към и С2.
Съвременните радиоприемници от висок клас са устроени така,
че селективността им се изменя по желание според условията на при-
емането. При приемане на несмущавана от други предаватели стан-
ция (местната станция) пропусканата лента може да се разшири, с
което се подобрява качеството на възпроизвеждането, т. е. разширява
се нискочестотната лента по посока на високите тонове. Това регули-
ране на селективността се постига чрез изменяне на връзката между
двата настроени кръга (L1C1 и на лентовия филтър на фиг. 3.11
по следните два начина:
а) чрез завъртане на една бобина, ако се отнася до бобини, на-
вити на отделни тела;
б) чрез приближаване и отдалечаване на едната подвижна спрчмо
другата неподвижна бобина. При това бобините са навити върху обща
тръбичка или са разположени на обща ос. Този начин на изменение
на селективността е най-разпространеният. Той се използува и у нас.
3.7. НАЧЕРТАВАНЕ НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН ФИЛТЪР
В прилож. 3 е показан конструктивен чертеж с габаритни размер»
на междинночестотен филтър, какъвто се използува в нашите радио-
приемници „Мелодия-10“ и „Симфония-10“. Вляво долу е показана
електрическата схема за сгръзване на основните елементи на филтъра.
Чертежът да се изютви по дадените габаритни размери.
3.8. БОБИННИ БЛОКОВЕ
На входа на съвременните радиоприемници се използуват различии
в. ч. бобини, конто са необходими за покриване на отделните честотни
обхвати. Тези бобини са свързани с други елементи, като донастрой-
ващи кондензатори, превключвател (ключ за вълни) и др. За да се
намали обемът и опрости монтажът и да се направи конструкцията
по-удобна, в много случаи се прибягва до обединяването на тези еле-
менти в отделна конструктивна трупа, наречена бобинен блок (блок-
бобина).
Бобинният блок се състои от превключвател и комбинаций от еле-
менти като:
а) В. ч. бобини, навити върху тяло. Така се навиват антенните и
индуктивно свързаните с тях бобини на съответните в. ч. трептящи
52
кръгове. Също такава комбинация се прави с осцилаторните бобини и
бобините за обратна връзка. Често върху едно тяло се навиват някол-
К0 бобини, конто не са свързани индуктивно в схемата, напр. бобини
за различии обхвати.
б) Бобини, обединени конструктивно с паралелно свързани конден-
затори за донастройка.
в) Бобини, обединени конструктивно с решетъчен или аноден свър-
зващ кондензатор и съпротивления (напр. осцилаторните бобини), както
я бобини с последователно свързани кондензатори (падинги).
В един бобинен блок могат да бъдат обединени не само антенните
бобини, бобините на входните трептяши кръгове и осцилаторните боби-
ни, но и поглъщащият кръг за междинната честота.
Разполагане на независимите бобини върху общо тяло се допуска
само ако те не работят едновременно. В такъв случай при превключ-
ване от една бобина на друга почти винаги е необходимо бобината,
която не работи, да бъде свързана накъсо, за да се избегне влияние-
то й върху работещата бобина. Освен това разстоянието между таки-
ва бобини трябва да бъде достатъчно голямо, така че коефициентът
на връзката да не надминава няколко процента.
Условието да се свързват неработещите бобини накъсо и да се
разполагат на достатъчно голямо разстояние трябва да се спазва дори
и в случайте, когато бобините са навити върху отделни тела. Нерабо-
тещите бобини заедно със своя лонастройващ кондензатор и собствен
капацитет образуват в. ч. трептящи кръгове. Често собствената често-
та на тези трептящи кръг-ве лежи в края на следващия по-висок об-
хват (с по-висока честота). Въпреки че настроеният кръг на този об-
хват не е пряко свързан с неработещата бобина от съседния обхват
винаги може да се яви малък свързващ капацитет (между перата на
превключвателя, монтажните проводници и др.) или слаба индуктивна
връзка, конто да доведат несвързания кръг до трептения. Трептенията
стават за сметка на загуби в свързания кръг и са причина прнемсне-
то на съответната честота да отслабне. При настройване на мясгото
на отслабването се забелязва тъй наречената долчинка (спадане).
Свързванато на бобините става по следните два начина:
а) Чрез последователно свързване. Такова свързване е
използувано в бобинния блок от фиг. 3.12. Бобините за отделяйте об-
хвати са свързани последователно. При комбинациите на това свързва-
не посредством превключвателя неработещите бобини се свързват на-
късо. Този начин на свързване се употребява често поради икономич-
ното му изпълнение — необходими са по-малъ кброй пера на превключ-
вателя. Без превключване на антените и осцилаторните бпбини, т. е.
за превключване само на входните бобини, са необходими (и—1) броя
контакти на превключвателя, където п е броят на обхватите.
б) Чрез паралелно свързване. Такова свързване е показа-
но в бобинния блок на фиг. 3.13. Бобините за отделните обхвати са
независими една от друга и работят самостоятелно. При това изпъл-
нение за превключване само на входните бобини са необходими п броя
контакти на превключвателя.
53
Предимства на бобинните блокове от първия тип са по-простата кон-
струкция и по-малкият брой контакти на превключвателя. Недостатъкът
на тези блокове е, че ако прекъсне коя и да е от бобините, напр. на
късите вълни, спират да работят всички обхвати на приемника.
Предимство на бобинните блокове от втория тип е, че при прекъс-
ване на някоя от бобините спира да работи само този обхват, а оста-
Фиг. 3.12
налите работят нормално. Недостатъците на този типбобинни блокове
се състоят в по-сложната конструкция на превключвателя и в това, че
са ну»ни по-голям брой контакти на превключвателя.
Изчислението на бобинните блокове се извършва поотделно за вся-
ка бобина от всеки настроен кръг. Обикновено при изчислението се
допускат малки грешки в приемането на началния капацитет (сбор от
всички паразитни капацитети). Такивт малки грешки обаче не са от
значение поради възможността за доиз- азяване чрез донастройващите
кондензатори и феромагнитните ядра на бобините. Доизравняване на
стойностите на А и С компгнсира и евентуални неточности в конструк-
цията. По тези съображения в конструкциите винаги се дава
възможност за изменяне на L и С в две посоки от изчислената
стойност.
Барабанен. бобинен блок. Такъв бобинен блок се използува в те-
левизоритев някои измервателни и други специални апаратури, където
се изисква голямо постоянство на настройката, лесно подменяне, пре-
гледност на контактните пластинки, скъсяване на монтажните провод-
ници и др. Такъв -бобинен блок представлява затворен барабан (обик-
новено метален), в който са монтирани бобините и другите елементи.
От него се показват контактни пластинки, конто понякога имат ножо-
ва форма. Целият барабан се върти и се нарича ротор на ключа за
вълни.
54
У нас се изработват всички видове бобинни блокове, каквито.се
употребяват в нашите радиоприемници и телевизори.
3.9. НАЧЕРТАВАНЕ НА БОБИНЕН БЛОК
В прилож. 4 е показан конструктивният чертеж с габаритните разме-
ри на бобинния блок на българския приемник „Мелодия 10“.
Чертежът да се изготви по дадените габаритни размери.
ГЛАВА IV
ДРОСЕЛИ
Както е известно, в радиотехниката се използуват два вида дросели:
високочестотни и нискочестотни.
4.1. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ВИСОКОЧЕСТОТНИ ДРОСЕЛИ
Дроселите за висока честота се свързват последователно в дадена
верига и служат за спиране на променливите токове : определена че-
стота. Те трябва да имат необходимата самоиндукция при минимален
собствен капацитет.
В. ч. дросели работят добре в сравнително тесен вълнов обхват —•
от Ао до 1,5 Aq, в краен случай от 0,8 до 2,5 Aq, като Ад е работна-
та вълна на дросела, която съвсем приблизително може да се изчисли
по формулата
Л)=3,2 Znp,
където /пр е дължина на проводника, с който е навит дроселът, га.
Целият вълнов обхват е значително по-широк от посочените по-го-
ре най-благоприятни вълнови обхвати за дроселите. Поради това, за да
се получат най-добри резултати, необходимо е за всеки работен обхват
да има отделен дросел, навит с проводник, чиято дължина е 34-3,5
пъти по-малка, отколкото е минималната дължина на вълната на съот-
ветния обхват. Този начин обаче е неудобен и затова най-често се из-
ползува един единствен в. ч. дросел за всички работни обхвати.
Собствейият капацитет на дросела се явява свързан към съответ-
ния в. ч. трептящ кръг и става причина за увеличаване на минималния
капацитет на кръга, с което се намалява работният му обхват. Поради
това е необходимо дроселите да се навиват на тънки дълги тела. Дро-
селите с по-голям брой навивки, напр. тези за средни и дълги вълни,.
са многослсйни. За да се намали собственият им капацитет, те се на-
виват на отделяй секции, свързани последователно.
55
Дроселите за вълни, по-къси от 50 т, са еднослойни и се навиват
върху тела с диаметър 10-j-15 mm с проводник с диаметър 0,1—0,15 mm.
За да се намали собственият им капацитет, те се навиват на 3 до 4
последователно свързани секции, разстоянието между конто е 3-н4 mm.
За вълни, по-къси от 15—5-20 т, дроселите се навиват със стъпка.
Дроселите за вълни, по-дълги от 50 т, са многослойни, разделени
«а 3 до 5 секции, навити с проводник 0,1-н0,5 mm на разстояние
4н- 6 mm една от друга. Всяка секция е навита с универсална плетка
с ширина 3-5-4 mm, вътрешен диаметър 5-5-10 mm и външен диаме-
тър 10-4-15 mm.
Дроселите за УКВ са еднослойни въздушни бобини (без тяло), на-
вити със стъпка.
Ако е необходимо, както се каза по-горе, дроселът да работи в
широк вълнов обхват, той трябва да бъде навит с проводник, чиято
дължина е 2 до 2,5 пъти по-малка от най-късата вълна на обхвата.
За вълни, по-къси .от 50 т, дроселите са еднослойни и секционирани,
при което ширината на секциите им постепенно се увеличава, считано
от края, намиращ се под в. ч. потенциал. Ако такъв дросел трябва да
работи и на по-дълги вълни от 50 т, той се прави комбиниран, като
към него се добавят и една-две многослойни секции.
При по-точни изчисления самоиндукцията L на в. ч. дросели при
дадена най-висока работна честота / за даден обхват може да се опре-
дели от табл. 4.1. В случай че в. ч. дросел е с феромагнитно ядро,
получената от табл. 4.1 стойност за L трябва да се намали с
20-5-30%.
Фиг. 4.1
[MHz]
до 0,5
1
5
10
20
50
100
Таблица 4.1
[pH!
l-МО. 103
2504-1500
80-г-
15
4
1,5
400
150
80
25
8
На фиг. 4.1 са показани два в. ч. дросела с феромагнитно ядро —
еднослоен (а) и многослоен, с универсална плетка (б). Дължината на
намотката / е обикновено 1,2 -4- 2,5 пъти по-голяма от диаметъра на
тялото d.
Броят на навивките на еднослойните в. ч. дросели (фиг. 4.1 а) се
изчислява по формулата
®=^АМ(^+2,22/) (нав.),
56
където I к d са в cm.
Броят на навивките на многослойните секционирани в. ч. дросели
(фиг. 4.15), като се слазят отношенйята а = (0,3—0,6) г/ и / = (1,5—3)tZ
се изчислява по формулата
®» = -|^-^Z(rf+3Z + 4’33fl) (нав-)>
където d, а и I с а в ст.
По последната формула се получават сравнително точни резултати,
когато разстоянието между -отделните секции е значително по-малко
от ширината на самите секции. В противен случай броят на навивките
се получава малко завишен.
Диаметърът на проводника D без изолацията се изчислява по
формулата
10Z,
D= — (mm).
Получената стойност за D се приравнява към най-близката до нея
стандгртна стойност за съответния вид проюдник.
Ссбственият капацитет на в. ч. дросели се изчислява приблизително
по формулата
С=(0,64-0,7) rfi,
където di е външният диаметър на дросела (фиг. 4.1), ст.
В. ч. дросели се навиват с меден емайлиран проводник или с ме-
дей емайлиран и изолиран с копринена изолация проводник.
4.2. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА НИСКОЧЕСТОТНИ ДРОСЕЛИ
Нискочестотните дросели се употребяват за изглаждане на изпра-
вено мрежово напрежение в изглаждащите филтри, като свързващи
дросели в нискочестотните усилватели с дроселно-капацитивна връзка
и др. Обикновено дроселите имат само една намотка, но има специал-
ни схеми, при конто са необходимы един или повече изводи от намот-
ката на дросела.
За изглаждане (филтриране) на изправеното постоянно напрежение
са необходими дросели със сравнително голяма самоиндукция от по-
рядък на 10 до 30 Н. Такава самоиндукция може да се получи само
при дроселите с магнитопровод. За магнитопровода им се употребяват
нормални трансформаторни ламели и пластинки съгласно табл. 5.1.
Дебелината на ламарината, от която се изработват ламелите и пластин-
ките за дроселите, е 0,Зч-0,5 шт.
През намотката на н. ч. дросели обикновено тече постоянен ток,
който може да предизвика пренасишане на магнитопровода. Тази
опасност се избягва, като се остави малка въздушна междина в магни-
топровода. Междината обикновено е 0,14-1 mm. Колкото постоянният ток
е по-голям, толкова и межцината е по-голяма. Практически тя се постига,
като Ш-образните ламели се нареждат в една посока и преди да се
57
сложат върху тях затварящите пластинки, между пакета с Ш-образни-
те ламели и пакета със затварящите пластинки се поставя хартия с
определена дебелина.
Тези дросели трябва да имат определена самоиндукция при даден
максимален постоянен ток. Освг н това обикновено те имат определено
максимално омично съпротивление, което е особено важно при изглаж-
дащите дросели.
За изчисляване на н. ч. дросел, през който протича постоянен ток
/0 (mA), трябва да се знаят необходимата самоиндукция L (Н) и избра-
Фиг. 4 2
ната въздушна междина в магнитопрово-
да I (mm). При Ш-образните магнито-
проводи между пакета с ламелите и па-
кета със затварящите пластинки се оставя
въздушна междина Z/2, тъй като в маг-
нитната верига фактически има две после-
дователно свързани въздушни междини
(фиг. 4.2).
Сечението на магнитопровода Qc се
изчислява по формулата
£ 1}
О =-------— (ст2).
2.104 '
Броят на навивките w на намотката на дросела се изчислява по
формулата
4.105.Z , ч
w —--------. (нав.).
‘о
Диаметърът на проводника без изоляция d се изчислява по фор-
мулата
d = 0,025.У/0 (mm).
Диаметърът на проводника без изоляция се определя от табл. 5.2.
Ако в таблицата няма диаметър на проводника d, равен на начис-
ления, избира се следващият по голям диаметър. От същата таблица
се отчита и диаметърът на проводника D с изоляция.
Сечението на намотката Qa на дросела се изчислява по формулата
<?и=-Тоо2- <ст2)-
От друга страна (фиг. 4.2 и 5.4 а):
<4=^ (ст2)-
където
hK и 1К са в ст;
hK=hQ— 1 тт;
ZK = Z0—1 шт.
От изчислените стойности за Qe и Qa се избира подходяща ламела
от табл. 5.1 и се прави проверка, дали намотката ще се събере в мака»
58
рата. Намдтката ще се събере в макарата, ако
о; > <?«•
Ако при тази проверка се установи, че намотката няма да се събе-
ре в макарата, т. е. избира се от табл. 5.1 по-голяма ламела и
се прави нова проверка.
Дебелината на пакета с ламелите се изчислява, както следва:
= (ст),
където /с е в ст.
Броят на необходимите ламели пл се изчислява по формулата
«л= (бр->,
където d„ е дебелината на една ламела, ст.
Омичното съпротивление на намотката на дросела R се изчислява
по формулата
където 1„ е средната дължина на една навивка от табл. 5.1, ст.
Падението на напрежението на намотката на дросела се изчис-
лява по формулата
4.3. изчислително уЬражнение
Пример. Да се начисли изглаждащ дросел, ако е дадено:
£=12 Н;
/0=60 mA;
/=.0,6 mm (картонче с дебелииа 0;3 mm).
Решение:
„ 12.60? .
2 .1О‘.О,6 cni ,
4 . 105.0,6
w=------6Q-----=4000 нав.
</=0,025 У60 = 0,2 тт.
От табл. 5.2 избираме проводник ПЕЛ с d=0,20 и D=0,225 тт. Тогава
40С0.0,2®
100
= 1,6 ст®.
От табл. 5.1 избираме ламела Ш-16 с /„=8,9 cm; АО=24 тт; /0=8 тт ; hK =24—
— 1=23 тт; 1К = 8— 1=7 тт.
Прове'р к а : Q^=2,3.0,7=1,61 ст®.
5»
Следователно вамотката ще се събере в макарата, тъй като <?в ><?„.
3,6
de =j-g-= 2,25 cm.
Ламелите са с дебелина 0,5 mm =0,05 cm.
2 25
па= 'оо5~=45 ламели ;
„ 2.4000.8,9
io*.о,22 -178а;
,, 178.60
^Ф~ ' 1000 -10’7 V-
4.4. НАЧЕРТАВАНЕ НА НИСКОЧЕСТОТЕН ДРОСЕЛ
В прилож. 5 е показан конструктивен чертеж с габаритни размери
на изглаждащ дросел, производство на Слаботоковия завод в София.
Пакетът с ламелите се затяга с помощта на метален кожух.
Чертежът да се изготви по дадените габаритни размери.
ГЛАВА V
МРЕЖОВИ ТРАНСФОРМАТОРИ И АВТОТРАНСФОРМАТОРИ
Мрежовите трансформатори и автотрансформатори намират прило-
жение в токозахранващата част на радиоапаратурите. Те имат предназ-
начение да трансформират променливото напрежение на мрежата в
необходимите захранващи напрежения. Както е известно, в радио-
апаратуриге са необходими различии променливи напрежения.
5.1. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА МРЕЖОВИ ТРАНСФОРМАТОРИ
Всеки мрежов трансформатор има два вида намотки: първична и
вторична. Те от своя страна могат да се състоят от няколко отделни
намотки (фиг. 5.1). Първичната намотка 1 обикновено се състои от
една бобина с изводи за различните стандартни мрежови напрежения
(фиг. 5.1 а). Вторичната намотка обикновено се състои от една или
две намотки за анодно напрежение 11 в зависимост от това, дали става
въпрос за еднотактно (фиг. 5.1 а) или за двутактно (фиг. 5.1 б) изпра-
вяне, намотка за отопляване на токоизправителната лампа 111 и намотка
за отопляване на усилвателните лампи IV. Това е принципната елек-
трическа схема на мрежов трансформатор за захранване на радио-
апаратурите, която понякога може много да се видоизмени. Например
първичната намотка 1 може да бъде за едно мрежово напрежение
60
(напр. 220 V) без изводи за други напрежения (фиг. 5.1 б). Ако- вместо
токоизправителна лампа се използува полупроводников токоизправител,
намотката III може да липсва. При някои схеми на токоизправители
от намотките III и IV или само от едната от тях се извеждат средни
отклонения. Освен това при ня-
кои усилвателни уредби е не-
обходима още една намотка,
която служи за получаване на
отрицателно преднапрежение за
крайните усилвателни лампи.
Често пъти са необходими и
допълнителни намотки за разни
сигнални лампи и др. При някои
усилвателни уредби в началото
на първичната намотка се пред-
Фиг. 5.1
виждат отклонения за допъл-
нително изравняване на вариа-
циите на мрежовото напрежение
в граничите + 5-:-10 %.
Изчисляването на всички видове мрежови трансформатори става
по един и същи начин. При изчисляването трябва да се определи:
а) мощността на трансформатора;
б) магнитопроводът (типът на трансформаторната ламела, дебелината
на пакета с ламелите и броят на ламелите);
в) намотките (броят на навивките за всяка намотка и дебелината на
съответните проводници’;
г) да се провери дали намотките
се събират в макарата.
5.1.1 Изчисляване на мощността
Преди да започнем изчисляването на един мрежов трансформатор,
трябва обязателно да определим максималния ток, който протича през
всяка от вторичните намотки, както и честотата на мрежовото напреже-
ние, която обикновено е 50 Hz.
За тази цел начертаваме принципната схема на трансформатора,
като на всяка от вторичните намотки означаваме напрежението и
силата на тока, а на първичната — само напреженията (фиг. 5.2).
След това изчисляваме съответната мощност на всяка вторична
намотка поотделно, като умножаваме стойностите на напрежението и
силата на тока. Така получените мощности събираме и получаваме
общата мощност Рв на вторичната намотка:
P.=C4./i+C4.4+t/».4 (VA),
където
U е във V;
1 — в А.
61
Ако освен тези намотки има и други, прибавяме и тяхната мощност.
Мощността на намотката за получаване на анодното напрежение при
двутактен токоизправител се намира, като се умножи напрежението само
на едната й половина по силата на тока, тъй като в даден момент ток
тече само в едната половина на намот-
ката. Например, ако намотката е 2X350V,
а токът е 60mA, получава се Р=
350.60.10-3 = 21 VA.
За да намерим мощността на пър-
вичната намотка Рп, трябва да увеличим
Ра с 10 «/о поради загубите, конто ее
получават в трансформатора:
РП = 1,1.Р8 (VA).
От тази мошност лесно може да се
изчисли и силата на тока, който ще тече
през първичните намотки:
Л=^(А);
Фиг. 5.2 р
5.1.2. Изчисляване на магнитопровода
Необходимото сечение на магнитопровода Qe се изчислява по фор-
мулата

където
Рп е първичната мощност на трансформатора, VA;
Oj — съотношението на теглата на стоманата и медта в транс-
форматора, което нормално се взема 1,5;
f — честотата на мрежовото напрежение, която нормално е
50 Hz;
В — магнитната индукция в гауси; за силициева трансфор-
маторна ламарина В ^10 000 гауса;
/, —допустимата плътност на тока в медните проводници;
обикновено 1,5---2,5 A/mm2, като се взема нормално
2 A/mm2.
Ако заместим горните средни стойности във формулата за Q„
получаваме
4 / Рп 1,5.10» , ---- ,
VjO’. 10000.2 1,5(сга )•
62
Тази формула позволява бързо и сравнително точно изчисляване на
необходимото сечение на магнитопровода. След като определим това
сечение, избираме подходяща трансформаторна ламела от табл. 5.1.
В тази таблица са дадени данни за Ш-образни трансформаторни ламе-
ли, конто се произвеждат у нас. Цифрата след буквата Ш означава
размера /с на ламелата. На фиг. 5.3 са дадени основните размери на
Ш-образните ламели съгласно с табл. 5.1.
Фиг. 5.3
Върху магнитопровода на подходяща макара се навиват всичките
намотки на трансформатора. При Ш образните ламели
Qc = /c.^c (cm2),
където 1С и dc са съответните размери на събрания пакет от ламелите в
ст съгласно с табл. 5.1 и фиг. 5.3.
Таблица 5.1
Ламела 1 тип | 1 'с [mm] Прозорец Средна дължи- на на една навивка ln [emJ Средна дължн- н* на една ма!нитна с«ло- ва линия ZM [cm] Ширина 1 [mm] Обща височина Л [tnm]
4 [mm] Ло [mm] Qo—4 л0 [СПГ]
ш-ю 10 5 15 0,75 5,30 5,57 30 25
Ш-12 12 6 18 1,08 6,50 6,68 36 30
Ш-16 16 8 24 ' 1.92 8.-Э0 8,85 48 40
Ш-20 20 10 30 3.00 11.14 11,14 fifl—н 50
11Г24 ' 24 12 36 4,32 13,37 13.38 72 60
Ш-28 28 14 42 5,85 15/0 15,60 84 70
Ш-30 30 15 45 6,75 16,80 16,70 90 75
Ш-32 32 16 48 7,68 18,00 17,80 95 80
Ш-36 36 18 54 9.72 ЭО.'О 20,10 108 90
Ш-40 40 20 60 12,00 22,28 22,28 120 100
Ш-44 44 22 66 14,52 24.51 24,51 132 110
Ш-50 50 25 75 18,75 27,86 27,86 150 125
Ш-56 56 28 84 23,52 31.20 31,20 168 140
Ш-64 64 32 96 30,73 35,60 35,60 192 160
63
С тази формула може да се определи дебелината на пакета с ламе-
лите dc, като се знаят сечението Qe и размерът 1е на ламелата, която
сме избрали:
^с = 7“ (ст).
*с
Както е известно, магнитопроводът се прави от отделяй тънки
0,5 mm ламели от трансформаторна ламарина, конто от едната си
страна са изолирани чрез оксидиране на трансформаторната ламарина.
Ламелите се нареждат кръстосано така, че въздушната междина на
всяка ламела да се пада последователно на едната и на другата стра-
на. Въздушната междина се получава вследствие на неплътното допи-
ране на затварящата пластинка до ламелата.
Броят на необходимите ламели се изчислява по формулата
"л = (бр.),
където
dx е дебелината на една ламела, mm:
dc — дебелината на пакета, mm.
Полученото число за пл се закръглява до следващото по-голямо
цяло число.
Преди да се измери дебелината на даден пакет, необходимо е да
се стегне на стиска, тъй като в противен случай резултатът ще бъде
много неточен.
5.1.3. Изчисляване на намотките
Броят на необходимите за дадено напрежение U навивки w се
изчислява по формулата
w=<нав-)-
Ако заместим в горната’ формула с f = 50 Hz и В = 10 000 гауса,
ще получим
45 и , .
•w = —Q— (нав.).
Следователно от тази формула лесно можем да определим броя
на навивките за всяко желано напрежение. За улесняване на работата
намираме една постоянна величина wv, която отговаря на броя на на-
вивките за 1 V напрежение. След това, за да намерим броя на навив-
ките на всяка намог<а, достатъчно е да умножим тази величина със
съответното напрежение на намотката. От горната формула намираме
_ w 45 , пг.
тУ = ^=-^(нав./У).
64
При изчисляване на броя на навивките на първичната намотка, коя-
то има отклонения за различии по-високи мрежови напрежения, трябва
само да се прибави разликата. Например, ако сме изчислили навивките
на намотката за 150 V, за 220 V трябва да прибавим навивки само
още за 220—150 = 70 V.
Тъй като прехвърлянето на напрежението между първичната и вто-
ричната намотки става със загуби, броят на получените навивки за
всички вторични намотки трябва да се увеличи с 10%, т. е. получе-
ното число за броя на навивките трябва да се умножи с 1,1.
Изчисленият брой на навивките се закръглява до цяло число. На-
пример, ако за отоплителната намотка се получи 43,7 навивки, резул-
татът се закръглява на 44 навивки и пр.
Мрежовите трансформатори за радиоапаратурите се навиват най-
често с медни емайлирани проводници.
Диаметърът на проводниците за всички намотки без изолацията се
изчислява по формулите:
d = 0,8 \]~Г (mm), при което / е в А;
d = 0,025 V / <mm), при което /ев mA.
Тази формула важи при допустима плътност на тока It = 2A/mm*;
при lt = 1,5 A/mm2; d = 0,9 = 0,027 7 /(mA);
при Is = 2,2 A/mm8; d = 0,7 7 /(A) = 0,022 7 /(mA) .
В табл. 5.2 са дадени размерите на медни емайлирани проводници
без изолация d и с изоляция D съгласно БДС 3272—58.
Таблица 5.2
d [mm] D [mm] d [mm] D [mm] d [mm] D [mm]
0,05 0,065 0,33 0,37 . 0.90 0,96
0,06 0,075 0,35 0,39 0,93 0/9
0,07 0,085 0,38 0,42 0,96 1,02
0,08 0,095 O.H 0,45 1,00 1,07
0,09 0,ldi 0,44 0.42 1,04 1,12
0,10 0,170 0,47 0.52 1,08 1,16
0,11 0,130 0,49 0.M 1.12 1,20
0,12 0,140 0,51 0,56 1,16 1,24
0.13 0,150 0.53 0,58 1,20 1.28
0,14 0,160 0,55 060 1,25 1,33
0, 5 0, 70 0.57 0,62 1,30 1,38
0,16 0,180 0,59 0,61 1,35 1,43
0,17 0,190 0,62 0,67 1,40 1,48
0,18 0,200 0.64 0/9 1,45 1,53
0,19 0,2^0 0,67 0 72 1,50 1,58
0,20 0.225 0,69 0,74 1,56 1,61
0,21 0,235 0,72 0,78 1,62 1,71
0,23 0,255 0,74 0.80 1,68 1,77
0,25 0,275 0,77 0.83 1,74 1,83
0,27 0,300 0,80 0,86 1,81 1,90
0,29 0,330 0ЛЗ 0,89 1,88 1,97
0,31 0,350 0,86 0,92 1,95 2,04
6 Проектнрме и кояструирме hi р2ДИ01п«р«тури
65
След като се изчисли диаметърът d на проводниците без изолация-
та, в табл. 5.2 се намира стандартен размер за d без изолация и съ-
ответен размер D с изолация. В нормалните трансформаторй с мощ-
ност до 300 VA се използуват проводници с диаметър до 2 mm вкл.
с лаковата изолация. По-дебелите проводници са с памучна изолация.
ЕНслучай че в табл. 5.2 няма проводник с размер d, точно равен на
получения при изчислението, взема се следващият по-голям размер.
В каталожните данни диаметрите на проводниците са посочени
без изолация.
5.1.4. Проверка дали се събират намотките
Проверката дали се събират намотките в макарата се прави въз ос-
нова на данните, получени от горните начисления.
Навиването на намотките на трансформаторите и дроселите става
на макара със странични чела (фиг. 5.4Й), но може да се използува и
макара без чела (фиг. 5.46). Про-
водникът се навива в макарата
внимателно на редове, като всяка
навивка опира до съседната й.
По този начин лесно може да се
определи броят на навивките за
всеки ред от всяка намотка по
формулата
wp =—D— (навивки на ред),
където
/гА е вътрешният размер
на макарата (широ-
чината на намотка-;
та), mm; обикнове-
но hkt с 1 — 2 mm
по-малък ' от hg
(фиг. 5.3 и 5.4);
D — диаметърът на съот-
ветния проводник с
изолацията, mm.
След'това броят на редовете навивки за всяка намотка m се опре-
дели поформулата
т = — (редове навивки),
wp
където w е броят на навивките на съответната намотка.
Полученото число за т се закръглява в цели числа, а когато се
по«и по-малко от единица, взема ат = 1.
66
Мястото, което ще заемат всички намотки по височина, се опре-
дели по формулата
I = 1,2 (/nj. Dy + /п2. D., + тй. D3 + ... + тп. Dn ) (mm),
където 1,2 е коефициент за мястото, което се заема от изводите и от
изолацията между отделните редове навивки.
При двутактно изправяне съитветният член m.D трябва да се
умножи с 2, тъй като фактически има две намотки.
Така полученият резултат за I трябва да е най-много равен на- /А
но желателно е да е по-малък от него. Обикновено lk е с 1 4-2 mm
по-малък от ZQ (фиг. 5.3 и 5.4).
Ако се окаже, че I е по-голямо от lk, следователно намотките не
могат да се съберат в прозореца на ламелата на трансформатора, не-
обходимо е да се избере ламела с по-големи размери. В такъв случай
обаче магнигопроводът и намогките насъогветния трансформатор тряб-
ва да се изчислят наново.
5.2. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ
Пример. Ла се изчисли мпежов трансформатор за радиоприемник}с ' данни от
фиг. 5. 5. Йзчисленията да се проведат със сметачна линия.
Решение
Изчисляване на мощността
Мошността на вторичната намотка е
Р, =340.0,06+4.0,7 + 6,3.2.1 = 20.» + 2,8 +
+ 13,23 = 36,4 VA.
Мощността на нървичната намотка е
Рп = 1,1. Рв =1,1.36,4 = 40 VA.
От Рп изчисляваме тока при 150 и 220 V.
При 150 V
р 4Q Фиг. 5 5
71 = 15О = 15О = 0,27 А-
При 220 V
Рп 40
/г-220 220 “ 0,18 А’
Цзчисляване на магнитопровода
Сечението на магнитопровода е
<?с = V 1,5.+7= V Ь5 •40 = 7-8 ст2-
От табл. 5.1 избираме ламела Ш 28 с /с = 2,8 ст.
67
Дебелината на пакета с ламелите е
Qr 7,8
d. =—— =—= 2,8 см = 28 mm.
с 1С 2,8
Необходимият брой ламели при дебелина на една ламела 0.5 mm е
dc 28
"л d~= 05 ~ 56 бр>
Следователно за един трансформатор ще са необходими 56 ламели с дебели-
на 0,5 mm.
Изчисляване на намокните
Броят на навивките на волт е
45 45
“'v =q“ = 7J= 5,8 нав/V.
Следователно получаваме:
за 150 V : Wi = 150.5,8 = 870 пав.;
за 220 V: w2 = 220.5,8 = 1280 нав.;
за 340 V : w3 = 340.5,8 1,1 = 2170 нав.:
за 4 V г = 4.5,8.1,1 = 26 нав ;
за 6.3 V : t»5 = 6,3.5,8.1,1 = 40 нав.
За намотката 220 V при по-нататъшните изчисления яземаме съгласно схемата на
фиг. 5.5 не цялата величина, а само ра.чликата от 150 до 220 V, т. е. 70 V:
W2 = w2 — w1 = 1280—870 = 410 нав.
За проводниците при /3 = 2 A/mm2 получаваме следните диаметри без изолация:
dt = 0,8 УТ = 0.8 УТ27 = 0,42 mm;
d2 = 0,8 УТ = 0,8 У 0,18 = 0,34 mm:
d3 = 0,025 УТ = 0,025 У бб"= 0,194 mm;
= 0,8 УТ = 0,8 УбД = 0,67 mm ;
d5 = 0,8 УТ = 0,8 У 2,1 = 1,16 mm.
От-табл. 5.2 за проводниците с лакова изолация намираме следните размери :
di = 0,44 mm ; Dt - 0,49 mm;
d2 = 0,35 mm ; D2 — 0,39 mm;
d3 — 0,20 mm ; D3 = 0,225 mm ;
dt = 0,67 mm; = 0,72 mm;
<4 — L16 mm ; D3 = 1,24 mm .
Следователно на първичната намотка на трансформатора навиваме 870 'навивки е
проводник 0,44 (за 150 V) и 410 навивки с проводник 0,35 (за разликата от 150 до
220 V).
Проверка дали се събират намотките
Намотките навиваме на макара с размери:
hk = Ло — 2 = 42 — 2 = 40 mm;
lk = lQ — 1 = 14 — 1 = 13 mm.
68
JipOflT яа навивките за всеки ред и броят на редовете навивки за всяка намотка е :
“>• = ЯГ 40 = 81; 870 «1 = -=,—= 10,7 ? ol « 11 реда ;
0,49
d2 40 “0,39“ = 102; 410 =- 102 - "•(H ' « 4 реда;
D3~ 40 0,225 = 172; 2170 = n2 = 12,6 . « 13 реда ;
WP* = CT 40 0,72 = 55; 26 =———= 0,48 ? DO « 1 ред;.
Wp5 = A* _ D~i~ 40 T2T = 32; 40 W5 =-32-= 1125 * « 2 реда.
I — 1,2 (т1. + zz?2 • ^2 + тз • D% + • D^ 4- . £7§) —
/ = 1,2 (11 .0,49 + 4.0,39 + 13 0,225 + 1 .0,72 + 2.1,24)=
I = 1,2 (5,39 + 1,56 + 2,93 + 0,72 + 2,48) = 1,2 13,08 = 15,7 mm.
Намотките не ще се съберат в трансформатора, тъй като
/*</; 13 <15,7.
Следователно трябва да втемем следяащата по големина ламела Ш-32 и да на-
числим магнитопровода и намотките наново.
5.3. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА МРЕЖОВИ АВТОТРАНСФОРМАТОРИ
Автотрансформаторите са трансформаторы само с една намотка-
Мрежовите автотрансформатори намират шир.жо приложение в радио,
техниката, например като нагаждащи трансформатори на напрежението
като трансформатори за стъпално изравняване промените на мрежово-
то напрежение и пр. При използуването им за изравняване на промени
в мрежовото напрежение трябва обязателно да има включен контролен
волтметър, който да бъде винаги под наблюдение. Освен това те се
използуват често и като захранващи (мрежови) трансформатори за
радиоапаратурите, като евентуално им се добавят само допълнителни
намотки за отопление на радиоламлите.
Конструктивно мрежовите автотрансформатори не се различават от
юбикновените мрежови трансформатори.
Различаваме два вида автотрансформатори (фиг. 5.6): понижаващи
(фиг. 5.6а) и повишаващи (фиг. 5.65). Първият вид служи за пони-
жачане на дадено променливо напрежение, напр. от 220V се получават
150 V, а вторият — за повишаване на напрежението, напр. от 110V се
получават 220 V.
Автотрансф «рматорите могат да се разглеждат като нормални транс-
форматори с първична част на намотката w„ и вторична част на на-
мотката и»в. Между двете части на общата намотка съществува гал-
ванична връзка.
При понижаващите автотрансформатори коефициентът на трансфор-
мацията е
60
A Vn~W„
При повишаващите автотрансформатори коефициентът на трансформа-
цията е
1г- u«-w в
а)
Фиг. 5.6
При натоварване на понижаващия автотрансформатор токът /п на
първичната страна тече през цчлата намотка wB, докато този на кон-
суматора 1В тече само през вторичната част на намотката wB (фиг. 56а).
При натоварване на повишаващия автотрансформатор токът /п на пър-
вичната страна тече само през първичната част на намотката wn, докато
този на консуматооа 1В тече през цялата намотка wB (фиг. 5.65).
Тези основни положения трябва.да се имат пред вид при изчисля-
ването на мрежовите автотрансформатори, което по принцип става по
същия начин, както при нормалните мрежови трансформатори.
Мощността във вторичната част на намотката wB при двата типа
автотрансформатори, която представлява и мощността на автотранс-
форматора Рят, е
PB = PaT=U„.IB (VA).
От друга страна, трябва да се има пред вид, че в общата част на
намотката в даден момент текат и двата тока 1п и 1В, но в противо-
положна посока, като резултантният ток е I.
Например при понижаващия автотрансформатор /=/„—/п или /в=
= Z-f-/n, от което следва
P„=UB.I=UB (I+In)-UB.I+UB.In (VA),
при което I е резултантният ток в общата част на намотката.
От горното равенство следва, че мощността на автотрансформатора
се състои от две съставни:
70
1. Pt=Ub.I e трансформаторната мощност, т. е. мощността, която
се прехвърля от първичната във вторичната намотка по магнитен път
вследствие на магнитната връзка между намотките.
2- />НТ=^7В./П е нетрансформаторната мощност, т. е. мощността,
която се прехвърля от първичната във вторичната намотка по електри-
чески път вследствие на съществуващата галваническа връзка между
намотките.
Трансформаторната мощност Рт е тази мощност, за която трябва
да се изчисли магнитопроводът на автотрансформатора.
След като се преобразува горната формула за понижаване, респ.
повишаване на напрежението, се получава:
за понижаващ автотрансформатор 7’т=/’ат (1— К) • • • (VA);
за повишаващ автотрансформатор /’т = /’ат (1—• • -(VA), при
което К е коефициентът на трансформацията.
При практического изчисляване на автотрансформатора мощността
му Рат трябва да се увеличи с 10%, т. е. да се умножи с 1,1 поради
загубите при трансформацията.
Следователно формулите ще добият следния окончателен вид:
за понижаващ автотрансформатор Рт= 1,1 Рят (1— К) • • • (VA);
за повишаващ автотрансформатор /’.= 1,1 • Рат (1—-^-) • • • (VA).
Сечението на магнитопровода на автотрансформатора се изчислява
по същата формула, която се използува при обикновените мрежови
трансформатори:
QC=VUPT (cm2).
Броят на навивките на волт при В=10000 гауса е също
и»у=-^-(нав/У).
Следователно броят на навивките на съответните намотки е
w„ = wv • £/п (нав.);
wB=wv • U, (нав.).
При изчисляване броя на .навивките трябва да се има пред вид,
че навивките на по-малката намотка участвуват винаги и при по-голя-
мата, т. е.:
за понижаващ автотрансформатор w„ — wB+w',n^m което w'=w„—wa;
за повишаващ автотрансформатор wB=wa+w', при което w'=wB—wn.
Токът /п, който автотрансформаторите от двата типа консумират
от мрежата, като се вземат пред вид загубите, е
(А),
wn
71
а токът IB, който черпи консуматорът при автотрансформаторите от
Двата типа, е
Д= М (А).
Токът I, който тече през общата част на намотките, като се взе-
мат пред вид загубите, се определи по формулите:
IIP
за понижаващ трансформатор (А), при което (А);
^R
IIP
за повишаващ трансформатор (А), при което I=I„—IB (А).
Диаметрите на проводниците бе изчисляват, както при обикновени-
те мрежови трансформатори, като се взема пред вид токът, който
действително протича през съответните намотки.
Следователно при понижаващ автотрансформатор диаметърът на
проводника d на намотката wB се изчислява според силата на тока /,
а диаметърът на проводника d за понижаващата намотка w'—според
силата на тока 1„.
При повишаващ автотрансформатор диаметърът на проводника d за
намотката w„ се изчислява според силата на тока I, а диаметърът на
проводника d за повишаващата намотка w' — спор'ёд силата на тока Iv
Проверката, дали се събират намотките в макарата, се прави, както
при обикновените мрежови трансформатори.
5.4. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ
Пример. Да се изчисли повишаващ автотрансформатор за захранване на усилвател
с мощност 120 VA от мрежа с напрежение 150 V, ако той е пригоден за захранване
от мрежа 220 V. Изчисленията да се проведат със сметачна линия.
Следователно
4/п=15О V;
44=220 V;
Рат=120 VA.
Решение
Коефициентът на трансформанията е
№ 1,47 ~0'68-
Трансформаторната мощност е
Рт=1,1 Рат(1—-^)“1.1 120 (1—0,68)=42,2 VA.
Оечението на магнитопровода е
Qe=^l,5PT . 42,2 = 8 ст».
71
Броят на навивките на волт е
Wy = -Q—= —g—= 5,6 нав/V.
Броят на навивките на цялата намотка е
wB=wv UB=5,6.220=1235 нав.
Броят на навивките на мрежовата част на намотката е
w„=wv . Un—5fi . 150=840 нав.
Броят на навивките за повишаватата намотка w' е
w'=wB — wn =1235 — 840=395 нав.
Токът, който тече през общата (мрежовата) част на намотката w№ е
, А. 42,2
/=-(7п- = -15б- = 0’28 А-
Следователно мрежовата част на намотката wn на автотрансформатора трябва да се
навие с проводник с диаметър без изолация:
4=0,8 = 0,8 У 0Ж = 0,42 mm.
От табл. 5.2 намираме диаметъра на проводника
на проводника с изолация—/>1=0,49 mm.
Токът, който тече през повишаващата част на
намотката w', е
без изолация — 4=0,44 mm, и
'в
1,1 Р„ 1,1 . 120
~и; -=-220—=0-6 А-
Тогава диаметърът на проводника на завишава-
щата намотка W ше бъде
4=0,8 4~1В — 0,8 y[ofi=Ofi2 mm.
От табл. 5.2 намираме проводник с 4=0,64 mm
и /)2=0,69 mm.
Следователно автотрансформаторът ще се навие,
както е показано на фиг. 5.7.
Токът /п, който автотрансформаторът ще черпи
от мрежата, е -
. _ М рат __ 1.1 • 120
Un ~ 150
w *395/0,64$
о------------
640/0,44$
0,88 А.
Фиг. 5.7
-о
о
Проверката дали се събират намотките в макарата се прави по поэнатия начин.
5.5. НАЧЕРТАВАНЕ НА МРЕЖОВ ТРАНСФОРМАТОР
Конструктивно мрежовите трансформатори и автотрансформатори
не се различават. В прилож. 6 е показан конструктивен чертеж с га-
баритните размери на мрежов трансформатор, производство на Слабо-
токовия завод. Трансформаторът се закрепва към шасито с помощта
на метални ъгьлници и четири винта. Вляво долу е дадена електриче-
ската схема на трансформатора. На гетинаксовата плочка 2 са занитени
двете гнезда 8 за предпазителя 0,5 А. Краищата от намотките са из-
73
ведени на гетинаксовата плочка 9 с кабелни ушенца. На трансформа-
тора са монтирани и двата филтрови кондензатора]? по 5000 pF. Транс-
форматорът се свързва с останалата част на схемата с помощта на
разноцветии проводници. събрани в обща изолационна тръбичка 6.
Чертежът да се изготви по дадените габаритни размери.
ГЛАВА VI
ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ
Радиоапаратурите се захранват най-често с постоянен ток. Почти
винаги об^че за тази цел се използува променливо напрежение от елек-
трическата мрежа. Токоизправителите служат за получаване на посто-
янно напрежение чрез преобразуване на променливото напрежение от
мрежата в постоянно пулсиращо напрежение, което след това се из-
глажда (филтрира) с помощта на изглаждащи филтри.
6.1. ЕЛЕМЕНТИ НА ТОКОИЗПРАВИТЕЛИТЕ
За изправяне на променливото напрежение се използуват два вида
токоизправители: лампови и полупроводникови.
Според начина на изправянето токоизправителите са също два ви-
да: еднотактни и двутактни. Към двутактните схеми се числи и мо-
стовата схема (схема Гретц).
С помощта на някои схеми при използуване на същото променливо
напрежение може да се получи двойно, тройно, четворно и т. н. из-
правено напрежение със схеми на обикновени токоизправители. Те се
наричат схеми за удвояване (умножаване) на напрежението.
Освен това се различават и следните видове схеми на токоизпра-
вители: с мрежов трансформатор и без мрежов трансформатор. По-
следната схема се употребява при радиоприемниците с безтрансформа-
торно (универсално) захранване.
Токоизправителите в радиоприемниците почти изключително са с
капацитивен изход (товар).
6.1.1. Токоизправителни лампи
Токоизправителните лампи, конто се употребяват в токоизправите-
лите, са с един анод (за еднотактни схеми) и с два анода (за двутакт-
ни схеми). В табл. 6.1 са посочени основните данни за най-често употре-
бяваните токоизправителни лампи, конто са необходими за начисление
на токоизправителите.
74
Таблица 6.1
Лампа Аноди [бр.] 1/. IV) /о (mA) Ц>*р [VJ Аиакс [mA) Ay- [21
511?С 2 570 125 1700 750 200
5U4C 2 450 62 1350 375 150
(Ц4П 2 400 37 10С0 300 250
6Ц5С 2 460 37 1375 300 250
6Ц13П 1 530 120 1600 too 250
30Ц6С 2 200 60 500 500 150
AZl(ll) 2 500 120 1200 700 180
AZ4( 12) 2 500 200 1200 950 230
EZ12 2 5i 10 125 750 650 400
F.Z80 2 350 90 900 350 300
EZ81 2 350 150 900 450 350
UYI(ll) 1 250 140 650 550 250
UY85 1 250 110 700 660 200
Токоизправителната лампа се избира в зависимост от 'вида на схе-
мата (еднотактна ил^ ^вутактна), от допустимото обратно напрежение
1/Обр между анода и катода й, ст силата на черпения от коне, матора
постоянен ток /ои от това, дали е необходимо лампата да има отдел-
но изведен катод. Величините на U06V и /0 не трябва да превишават
дадените в табл. 6.1 стойности.
В схемите, при конто токоизправителната лампа трябва да има от-
делно изведен катод, не може да се употреби лампа с директно за-
гряван катод. В схемите, при конто не е необходима лампа_ с отделно
изведен катод, може да се употреби и лампа с отделно изведен катод,
като обикновено в такъв случай катодът се евързва външно с еди-
ния край на отоплителната й жичка.
При избор на токоизправителна лампа за захранване на радиоапа-
ратури с универсално (безтрансформаторно) захранване трябва да се
спрем на лампа с отоплителен ток, равен на отоплителния ток на
останалите лампи, напр. 300 mA. При това катодът на токоизправител-
ната лампа трябва да е с индиректно загряване.
Полупроводниковите токоизправители могат да бъдат селенови
стълбчета или полупроводникови диоди.
Напоследък полупроводниковите токоизправители все повече изме-
стват токоизправителните лампи в серийно произвежданите радиоапа-
ратури. Те са много стабилни, заемат много малко място и трайността
им е много голяма. При работа полупроводниковите токоизправители
в сравнение с лампите се загряват много малко, което понякога е от
значение за правилното действие на една апаратура. При тях не се
изразходва отоплителна мощност, както при токоизправителните лампи.
Вследствие на обратния ток на полупроводниковите токоизправите-
ли изправеният от тях ток не е така изгладен, както при използуване
на ламповй токоизправители. Този недостатък обаче се отстранява ле-
сно, като се увеличи капацитетът на зареждащия се кондензатор и
стойността на елементите на следващия го изглаждащ филтър.
75
6.1.2. Селенови токоизправители
В табл. 6.2 са посочени размерите и техническите данни на най-
употребяваните селенови клетки с кръгла и квадратна форма. Вътреш-
ното съпротивление на една селенова клетка или на ,едно стълбче
при работе н ток /0 се определи
по формулата
Таблица 6.2
Размери / Г
[mm] [mA] [й]
/ 5 1 300
/ 7 6 90
/18 40 15
/.5 75 5
/35 150 2,5
/45 300 1,2
40X40 300 1.2
60X60 600 0,5
където N е броят на последователно
свързаните клетки в стълбчето;
стойностите за г и I се вземат от
табл. 6.2
Всяка селенова клетка може да
изправя максимално променливо на-
’ Jo
прежение t/=18 V при най-голяма
амплитуда на обратното напрежение £/обр = 25 V. Ако трябва да се
изправят по-високи напрежения, което често се налага, свързват се
повече клетки последователно, като всяка една от тях получава допу-
стимото напрежение U. Например, ако трябва да се изправи 220 V
напрежение, ще са необходими 220:18=13 клетки'
За по-голямо удобство клетките имат отвор в центъра, което по-
зволява да ги нанизваме на стълбчета.
Когато е необходим по-го- Таблица 6.3
лям ток, отколкото дава една
клетка, респ. едни стълбче, ня-
колко клетки (стълбчета) се
свързват паралелно. Броят им
се определя в зависимост от
големината на тока.
За нуждите на радиопроми-
шлеността в СССР се произ-
веждат няколкостотин вида
Означение Схема и [V] / 1mA]
Е 240-С75 еднотактна 240 75
Е 250-СЗ >0 240 350
Е 250-C4 J0 250 400
М250 С80 мостова 250 80
М250 С1’0 250 120
готови стълбчета от типовете АВ, АВС и ТВС, сглобени от клетките
съгласно табл. 6.2. У нас за нуждите на радиопромишлеността се
произвеждат селенови стълбчета ,с данни съгласно табл. 6.3.
Българските промишлени селенови стълбчета се означават с главна
буква, цифра, втора главна буква и втора цифра (табл. 6.3). Първата
главна буква означава вида на схемата (еднотактна—Е, двутактна—Д и
мостова—М). Първата цифра означава променливото ефективно напре-
жение U, което трябва да се подаде на стълбчето за изправяне. Вто-
рата главна буква С означава селеново стълбче. Втората цифра е мак-
сималният изправен ток /0, който може да се черпи от стълбчето.
Схемиге, по конто обикновено се свързват промишлените селенови
стълбчета, са показани на фиг. 6.1, както следва: а—еднотактна схема.
76
б—двутактна схема, в—мостова схема и г—двутактна схема с удвоява-
не на напрежението.
6.1.3. Полупроводникови диоди
В табл. 6.4 са посочени техническите данни на съветските мало-
мощни германиеви плоскостни полупроводникови диоди, конто напо-
следък се използуват масово в токоизправителите.
Типът на полупроводнико-
вия диод като токоизправител
се определя въз основа на мак-
сималния изправен постоянен
ток 10 права посока и допу-
стимото обратно напрежение
£/обр съгласно табл. 6.4.
За йзправяне на по-високо на-
прежение 1/о6р също се свързват
Табтц-) 6.4
Диод А (mA] IV] ^111 [k2j
Д7А 300 50 5,6—6,8
Д7Б 300 100 12—15
Д/В 310 150 18-22
Д7Г ЗЮ 200 22-27
Д7Д 3)0 300 39-47
Д7Е 3)0 350 39-47
Д7Ж 300 400 39—47
Фиг. 6.1
последователно еднотипни диоди. Общото обратно напрежение Uo6p при
последователно свързване на диодите не се разпределя равномерно
върху тях поради различие в параметрите им. Ако не се вземат мерки
да се изравни падението на напрежение върху диодите, има опасност
този диод, върху който е приложено най-голямо напрежение, да про-
бие, а след това цялата серия да излезе бързо от строя. За да се
предотврати неравномерното разпределение на обратното напрежение,
всеки от последователно свързаните диоди се шунтира със съпротивле-
ние /?„„ чиято стойност е дадена в табл. 6.4, за всеки тип германиев диод.
Съпротивленията трябва да бъдат графитни с мощност 0,25 -н 0,5 W.
Трябва също да се има пред вид, че полупроводниковите диоди
не понасят макар и краткотрайно претоварване по ток. Затова във ве-
ригите им трябва да се предвидят предпазители, конто да ги пред-
пазват от случайна краткотрайни претоварвания.
Необходимият минимален брой на полупроводниковите диоди за
еднотактно изправяне или за всяка фаза при двутактно изправяне се
определя по формулата
77
N=^rr <бР)’
^обр
където
(70бр е допустимото обратно напрежение за един диод от
табл. 6.4, V;
Uo — необходимото изправено пулсиращо напрежение, V.
Вътрешното съпротивление на полупроводниковите диода се
определи по следните приблизителни формула:
а) за германиеви диоди
(S);
б) за силициеви диоди
(2)-
Токоизправителите в радиоапаратурите почти винаги имат капацн-
изход (товар). Кондензаторът Со е изключително електролитен,
капацитет и работно напрежение се избират от табл. 2.7.
тивен
чийто
6.2. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ
За изчисляване на токоизправители е необходимо преди всичко да
се знаят схемата и видът на токоизправителния елемент: лампа селе-
ново стълбче или полупроводников диод.
Фиг. 6.2
Изчисленията се извършват въз основа на мрежовото напрежение
и необходимите изправено наирежение Uo и изправен ток /0.
78
При изчисленията трябва да се определят типът на 'токоизправи-
телната лампа, размерът и броят на селеновите клетки (готово стълб-
че) или типът и броят на полупроводниковите. диоди. Освен това тряб-
ва да се намерят: напрежението на вторичната намотка (за високото
напрежение) на мрежовия трансформатор (ако има такъв), токът във
вторичната и първичната намотка на мрежовия трансформатор, стой-
ността на предпазното съпротивление (ако има такова), капаците-
тът и рабо1ното напрежение на зареждащия кондензатор Со и коефи-
циентът на пулсацията р0 преди изглаждащия филтър.
Изчисляването на токоизправителите за всеки вид основна схема
става по дадените по-долу фбрмули. Използуваните в тях величини са
дадени в табл. 6.5.
Таблица 'бЛ
№ Величина Означение Еди- ница
1 Изправено пулсиращо напрежение пред филтъра и0 V
2 Обратно напрежение между анод и катод V
3 Променливо напрежение на мрежата и на първична- та намотка на мрежовия трансформатор V
4 Променливо Напрежение на вторичните намотки на мрежовия трансформатор U» uit и т. н. V
5 Максимален импулс на тока през лампата /макс mA
6 Изправен (работен) ток 4 mA
7 Променлив ^ок през първичната намотка на мре- жовия трансформатор или черпен от мрежата ток (безтрансформаторна схема) при натоварена само повишаваща вторична намотка 6/2 4 mA
8 Променлив ток, протичащ през осганалите намотки на мрежовия трансформатор 4, /»• 4 и т. и. mA
9 Общ променлив ток, протичащ през първичната на- мотка на мрежовия трансформатор при натоварени всички вторички намотки mA
10 Максимален изправен ток от селенова клетка / mA
11 Предпазно съпротивление Q
12 Мощност на предпазното съпротивление Р*» W
13 Вътрещно съцрогивление на лампата или на селено- вото стълбче a
14 Вътрешно съпротивление на една селенова клетка при максимален изправен ток / f a
15 Врой на последователно свързаните селенови клетки в едно стълбче или брой на последователно свьр- заните диоди N бр.
16 Шунтиращо съпротивление при последователно свър- зани полуяроводникови диоди Rm ka
17 Съпротивление на трансформатора (съпротивление на вторичната намотка или приведено съпротивление на първичната намотка) Rrp a
18 Капацитет на зареждащия кондензатор t-O Cj, C’a nF
19 Работно напрежение на кондензаторите Со, Су и С2 U& Ucl. Ua V
20 Пулсация на напрежението на зареждащия конден- затор (на входа на изглаждащия ц,илтър) Po %
79
Съпротивлението на мрежовия трансформатор при еднотактен токо-
изправител /?тр се изчислява по формулата или се определи от графиките
на фиг. 6.2а, а при двутактен токоизправител — от формулата или гра-
фиките на фиг. 6.2 б.
Типът на токоизправителната лампа, типът и броят на селеновите
клетки (стълбче) или на полупроводниковите диоди се определят въз
основа на данните за 6/обр и /иакс, получени при изчисленията по след-
ващите формули.
6.2.1. Еднотактна схема
На фиг. 6.3 са показани два варианта на еднотактната схема: с
мрежов трансформатор и лампа (а) и без трансформатор с полупровод-
ников токоизправител (<5). Разбира се, и в двете схеми може да се
Фиг. 6.3
използуват лампа с един анод или полупроводников токоизправител.
Освен това полупроводниковият токоизправител може да бъде селеново
стълбче (фиг. 6.1 а) или полупроводников диод (диоди). Честотата на
пулсацията на изправеното напрежение е 50 Hz.
Изчисленията се извършват по следния ред:
Токоизправител с трансформатор (фиг. 6.3 а)
^овр~3£/0; AtaKc—7/0;
t/2 = O,75(7o-+-^^₽-
1.2i/aV 'г-'о
80
. _ 60/р . _ . пгт
о- ив ’ исо-1'гио-
Кондензаторът се избира от табл. 2.7:
_ _6ОО4 .
Ро~ ~и0С0 ’
/ — / 4- _4^3_ I 4^4 |
'1общ *1 "г ' Z7j "т~ * * *
ТокоизправитеЛ без трансформатор (фиг. 6.36). Различава се от
предната схема по
При Ц = 110 V
следните изчисления:
_ 200(145 — £70)
Zo
При Ц = 127 V
D 200(168 — Uo)
-------------------
4
При £4 = 220 V
D 200 (2^0 - и0)
4
4=24+——
+RX ’
РЛд = 10-6.47?д.
6.2.2. Двутактна схема
На фиг. 6.4 е показана двутактна схема на токоизправител, която се
употребява най-често в радиоапаратурите. Тя може да се осъществи само
с мрежов трансформатор с
двоена повишаваща намотка
2 - £72 Тази схема се изпъл
нява най-често с лампа с
два анода, а по-рядко със
специално селеново стълбче
(фиг. 6.1 б) или с два полу-
проводникови диода. Често-
тата на пулсацията на изпра-
веното напрежение е 100 Hz.
Изчисленията се извърш-
ват по следния ред:
Ц>5р 39 4акс 4 >
;£/9=0,75£/о
4 +z?Tp).
' ьзо ’
Фиг. 6.4
6 Проектиране и хонструиране m расиоапаратури
81
l=I, .
'2
'i- U. ’
C°_ Uo ’ Uco~l>£U0-
Кондензаторът се избира от табл. 2.7.
„ _ 3CO/0‘ .
Ро~ Ua Со ’
/ — / I Z3 ^3 . A Uj |
Ч общ '1 ' ц ' X • •
6.2.3. Мостова схема
Фиг. 6.5
Тази схема е известна и под името схема на Гретц (фиг. 6.5). С
помощта на тази - схема се изправят и двата полупериода на пюомёйг-
ливото напрежение. Следователно това е една двутактна схема, конто
обаче не се нуждае от двойка по-
вишаваща намотка 1t/2) на Мрежо-
вия трансформатор. Поради това
тя може да се използува и при
безтрансформаторно захранване.
Тази схема се изпълнява най често
със специално селеново стълбче
(фиг. 6.1 в) или с четири полупро-
водникови диода. Честотата на
пулсацият^ на изправеното напре-
жение е 100 Hz.
има пред вид, че постоянният ток
във всяко рамо на мостовото свързване на полупроводниковите токо-
изправители е /0 (фиг. 6.5).
Изчисленията се извършват по следния ред:
^Л>бр , /макс 3,5 /0,
При тази схема трябва да се
D _ 830 Uo
Атр — 4 >
yoV Uo /о
и* = 0,75 .
3 ° 530
1 — 141/4- - 16,6•
/2-1,41 /0 + 2^ +/?тр’
1- U. ’
82
C0 = ^--Ucq = \,2Uq.
Кондензаторът се избира от табл. 2.7.
300/0
Ро~ иосо
6.2.4. Схема с удвояване на напрежението
На фиг. 6.6 е дадена схема на токоизправител, от който може да
се получи повишено изправено напрежение, чиято стойност може да
достигне двойного напрежение в
ните токоизправители. Тази схе-
ма е двутактна . Използува се
най-често без мрежов трансфор-
матор (за апарати с универсално
захранване) при напрежение на
щиЗката .110 или 127 V. Тази
схема -се изпълнява с двуанод-
на гокоизправителна лампа с
отделяй катоди или полупро-
водникови токоизправители (се-
ленови или диоди). Честотата
на пулсацията на изправеното
напрежение е 100 Hz.
сравнение със схемите на обикнове-
Фиг. 6.6
Изчисленията се извършват по следния ред.
Токоизправител без трансформатор-.
^обр=Ь5С4>» 7макс = 7/0.
При иг= 110 V
100 (290-£/0) &
д Л
При Ui=--127 V q 100 (335 — Uq) /q к,.
При £4 = 220 V 100 (580—Z70) д /б
4 = 2,8 4+^;
P^=10-e./^;
С1=С2=-^-; t/el = t/fl = 0,6i/o.
Кондензаторът се избира от табл. 2.7.
_ _ 125%
Ро~ U0Ct
83
Токоизправител с трансформатор. Различава се от горняя вид
по следните начисления:
D _ 220 и0
^Р ~ 4 ’
Щи0!0
ил=0,38L4+f°{R‘ + ;
0 265
t _1,2 /2 U2
в-3. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ
Пример 1. Да се изчисли еднотактен токоизправител с мрежов трансформатор по
мемата, показана на фиг. 6.3 а, със селеново стълбче при следните данни:
£7о=250 V;
/о=50’шА;
£7, = 110 V.
Решение
£/„60=3.250=750 V;
/макс=7.50=350 mA.
От табл. 6.2 избнраме селенови клетки / 25 mm (/=75 mA) с допустимо об-
ратно напрежение 25 V. Тогава ше е необходимо стълбче с
750
А/=----=30 бр. селенови клетки,
25
«вързани по схемата, показана иа фиг. 6.1 а.
От табл. 6.2 намираме г=5 2, откъдето
/?,• = 30,5. /75 184 q
V 50
От графиките на <риг. 6.2а отчитаме
7?т_=240 2.
Тогава
£4=0,75.250+ йЦ?.?4*240) =268 V ;
4=2.50+ ./л'2о°п =107 тА:
184+240
_ тА
но
/»_60.50 _«л р .
С°—250" 12 ’
ил= 1,2.250 = 300 V.
От табл. 2.7 избираме български електролитен кондензатор тип КЕО 20 uF
350/385 V.
84
Тогам
„ 600.50 к
Пример 2. Да се изчисли двутактен токоизправител по схемата от фиг. 6.4 с то-
•гоизправителна лампа при следните данни :
Т/О=300 V;
/о=100 тД;
74=110 V.
Решение
7/обр=3.300=900 V;
Л«акс=3,5.100 =350 mA.
От табл. 6.1 избираме лампа 5L14C с /?2- = 150 О.
От графиките на фиг. 6.20 отчитаме
7?тр=230 2.
74=0,75.300+ 100 ^150+230) у .
Тогава
5о0
/2=100+ 12,3?2 =109 mA;
2 140+230
j = 1,7.297.109
1 ПО
= 500 mA;
C0=HJ£2- = 10 pF ;
300
7% = 1,2.300 =360 V.
От табл. 2.7 избираме български електролитен кондензатор тип КЕО 10 pF
450/550 V.
Тогава
#0= 300,100 =10%.
0 30.10
Пример 3. Да се изчисли токоизправител по мостовата схема с мрежов трансфор-
матор (фиг. 6.5) със селеново стълбче при следните данни:
Т/О=400 V;
/О=200 mA; токът за всяко рамо на моста е
200:2=100 mA.
17, =220 V.
Решение
7W= 1,5.400=600 V;
/макс=3,5.200=700 mA.
От табл, 6.2 избираме селенови клетки' /35 mm (/=150 mA) с допустимо обратно
напрежение 25V. Тогава ще са необходими четири стълбчета с по
N= =24 бр. селенови клетки,
свързани по схемата от фиг. 6.1а.
От табл. 6.2 намираме
Я, =24.2,5 1/— =73 2
1 N loo
85
и изчисляваме
Тогава
2001/400. 200
£4=0,75.400 + 200(2'73 + 98> =392 V;
4=1,41.200+ 1^^1=309 mA;
4 2. 73+98
/, = 1,2.392.309 =бб0 д
1 ' 990
ие0= 1,2.400=480 V.
Тъй като у нас се произвеждат електролитни кондензатори с работно напрежение
до 450 V, избираме внесен електролитен кондензатор с капацитет 20 pF и работно на-
прежение 500 V. Бихме могли също така да свържем последователно два български
електролитни кондензатора от табл. 2.7 тип КЕО £0 pF 350/385 V, а за по-голяма си-
гурност 450/500 V. Двата кондензатора шунтираме с по едно съпротивление 0,1 M2/2W.
В~ последния случай общият капацитет е 25 pF.
Пулсацията на постоянною напрежение р0 се изчислява в завнснмост от капаци-
тета на избрания електролитен кондензатор по познатата формула.
Пример 4. Да се изчисли токоизправител с удвояване на напрежението без мрежов
трансформатор по двутактната схема от фиг. 6.6 с токоизправителна лампа при след-
ните данни:
£4=180 V ;
/о=50 mA ;
£/i=127 V.
Решение
£7o6p= 1.5.180 =270 V;
/ыакс=7.50=350 mA.
От табл. 6.1 избираме лампата 30Ц6С, й>ято е с два анода и отделни катоди и с
Rt =150 2.
Тогава
R 100(335—180) Igo—j6o Q .
д кл
/1=2,8.50+ 8,180—- 145 mA;
150+Ю0
РЛд=10’ 6.1452. 160 = 3,4 W;
С1=С2= 12^'5?- =38 pF ;
UeX =Пс2 = 0,6.180=108 V.
От табл. 2.7 избираме български електролитни кондензатори тип КЕО 50 pF
150/165 V.
Тогава
86
6.4. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ИЗГЛАЖДАЩИ ФИЛ ТРИ
Полученото от токоизправителя изправено пулсиращо напрежение
Uo на кондензатора Со трябва да се изглади (филтрира), за да се на-
кали пулсацията (бръмченето) до допустимия минимум. Това става с
помоща на нискочестотен филтър, който обикновено се състои от един
н.ч. дросел със самоиндукция L и един кондензатор с капацитет С
(фиг. 6.7а) или от едно съпротивление 7? и един кондензатор С (фиг .6.7в)
Фиг. 6.7
филтърът по схемата на фиг. 6.7а е по-ефикасен, но често пъти,
когато не може да се употреби дросел, се прибягва до втората схема,
като се увеличава капацитетът на кондензатора С. Ако е необходимо
да се получи още по-изгладено постоянно напрежение, увеличава се
броят на филтрите, като се удвоява, утроява и т.н. броят на дросе-
лите L (съпротивленията /?) и кондензаторите С, или пък се прави ком-
бинация от двата вида филтри. Примери за такива двойни филтри, конто
се употребяват в радиотехниката, са показани на фиг. 6.76 и г.
Ефикасността на филтъра се подобрява с увеличаване капацитета
на кондензатора С и на самоиндукциям L на дросела, респ. стойността
на съпротивлението R. При увеличаване на активного съпротивление
на дросела с цел да се увеличи L вследствие на по-големия брой на-
вивки се увеличава стойността на омичното съпротивление R. Вследст-
вие на това се получава по голямо-падение на напрежението £/ф, пора-
ди което се намалява постоянного филтрирано напрежение U, с което
се захранва съответната радиоапаратура.
Пулсацията на изправеното напрежение на изхода на изглаждащия
филтър при обикновените рад'иоапаратури е /?=<°/0. При висококаче-
ствените усилвателни радиоуредби р достига до 0,5 %, а при специални-
тС радиоапаратури р може да достигне до 0,1 %
Изчисляването на изглаждащите филтри от всеки вид става по дадените
по-долу формули. Използуваните в тях величини са дадени в- табл. 6.6.
При всички видове изглаждащи филтри обикновено кондензаторите
Со, С и С се избират с еднакъв капацитет. Също така самоиндук-
циите -на дроселите L и L', както и стойността на омическите изглаж-
дащи съпротивления R и R' се. правят с еднакви стойкости.
87
Таблица 6.6
№ Величина Означение Еди- ница
1 Изправено пулсиращо напрежение на входа на филтъра Уо V
2 Постоянно филтрирано напр.-жение на изхода на филгьра и V
3 Изправен постоянен ток, черпен от радиоапаратурата 4 mA
4 Пулсация на изправеиото пулсиращо напрежение на входа
на фил1ъра Ро %
5 Пулсация на изправеиото филтрирано напрежение на изхода
на филтъра р %
6 Капацитет на зареждащия кондензатор- на входа на филтъра Q pF
7 Капацитети на кондензаторите от филтъра С и С nF
8 Самоиндукции на намотката на изглаждащите н ч дросели L н L' Н
9 Омически съпротивления на намотките на дроселите или
стойности на изглаждащите съпротивления, използувани
вместо дросели R н R' Q
10 Падения на постоянното напрежение в двата края на дросе-
лиге (съпротивленията) V
11 Мощности на изглаждащите съпротивления R и R' и Лк» w
При изчисляване на изглаждащите филтри обикновено се избира
капацитетът на кондензатора С (С), след което от произведението
L.C (L'.C) или R.C (R'.С) се изчислява самоиндукцията L на дросела
или стойността и мощността на омическото изглаждащо съпротивление.
, Конструктивните данни на изглаждащия дросел се изчисляват по
познатия йачин.
6.4.1. Филтър от дросели и кондензатори
Изглаждащите филтри, състоящи се от дросели и кондензатори
(фиг. 6.7а и б), обикновено се използуват при изправен ток /0, по-
голям от 20 mA. При стойности на L.C, по-малки от 200, тези филтри
са с едно звено. При стойности на L.C, по-големи от 200, се прибавя
и.второ Звено.
Изчисленията се извършват по следния ред:
Филтър след еднотактен токоизправител
С едно звено (фиг. 6.7 а)
L.C= ;
с две звена (фиг. 6.7 б)
L.C=L! .C'=loJ«L
V р
Филтър след двутактен токоизправител
С едно звено (фиг. 6.7 а)
£.С= 2,р/т0 .
88
с две звена (фиг. 6.7 б)
L.C=L' .С' = 2,\1К
V р
Като се знае омичЙото съпротивление R на намотката на дросела,
може да се изчисли падението на постоянното напрежение £/ф в двата
й края:
U = ——°
* 1000
Тогава
и=и0—ил.
Ако не е известно омическото. съпротивление R на намотката на
дросела, напрежението U на изхода на филтъра и за двата вида
филтри (фиг. 6.7 а и б) може да се определи приблизително по
формулата
t/=O,8L/o.
6.4.2. Филтър от съпротивления и кондензатори
Изглаждащите филтри, състоящи се от омически съпротивления и
кондензатори (фиг. 6.7 в и г), обикновено се използуват при изправен
ток /(), не по-голям от 20 mA. При стойности на R.C, по-малки от
100000, тези филтри са с едно звено. При стойности на R.C, по-големи
от 100 0Q0, се прибавя и второ звено.
Изчисленията се извършват по следния ред:
Филтър след еднотактен токоизправител
С едно звено (фиг. 6.7 в)
q___3000Др.
с две звена (фиг. 6.7 г)
R.C=R’ .С' = 3000<&
V Р
Филтър след двутактен токоизправител
С едно звено (фиг. 6.7 в)
1500. Др '
с две звена (фиг. 6.7 г)
/£€=/?. С= 1500 JK.
V Р
89
За /?С-филтрите след еднотактен и двутактен токоизправител важат
формулите:
с едно звено (фиг. 6.7 в)
II—U 1оК •
и~ио 1Ооо’
Рр =10-8.4 А;
с две звена (фиг. 6.7 г)
//_ // A) (R+R'} ,
и~ио 1ооо ’
6.5. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ
Пример 1. Да се изчисли изглаждащ филтър след еднотактен токоизправител, състоящ
се от дросел и кондензатор, със следните данни :
4/о=300 V;
/0= 100 mA;
Ро~ Ю %;
Со= 10 pF;
/>=0,2 %.
Решение
„ 2,5.10
L ' С~ 0,2 ~ 125’
Следователно едно звено е достатъчно, тъй като L. С <, 200.
От табл. 2.7 избираме български електролитен кондензатор С тип КЕО също 10 pF
350/385 V.
В такъв случай
125
£=-j-Qi=12,5 Н.
На изхода на изглаждашия филтър се получава постоянно изгладено напрежение
47=0,8.300=240 V.
Пример 4. Да се изчисли изглаждащ филтър след двутактен токоизправител, съ-
стоящ се от омично съпротивление и кондензатор, със следните данни:
4/0=250 V;
/0= Ю mA;
/>0=10%;
Со=20 pF;
/>=0,05 %.
Решение
3000.10
/?. С=—ppg—=600000.
Следователно са иеобходими две звена, тъй като R. С > 100 000.
Тогава
R. C=R‘. С'=3000^^-=42 000.
От табл. 2.7 избираме български електролитни кондензатори С и С* тип КЕО също
20 pF 300/330 V.
90
В такъв случай
/?=/?'=
42000
20
=2100 а.
От табл. 1.3 избираме стаидартни съпротивления със стойност 2200 О.
Тогава
47=250—
10(2200 +2200)
1000
V;
^=^=10-6.102.2200=0 22 W.
Следователи^ за този филтър ще употребим български химически съпротивления
R и R' тип СПГ или СЦИ със стойност 2200 2, с точност +10% и мощност 0,5 W.
ГЛАВА VII
СТАБИЛИЗАТОРИ
За правилното действие на радиоапаратурите е необходимо мре-
жовото напрежение да бъде неизменно или да се мени в малки гра-
ници (до + 5 %) около номиналната стойност. Понякога за тази цел
се използуват повишаващи и понижаващи .автотрансформатори. Това
обаче е много рисковано, тъй като трансформаторите се нагласяват
ръчно и при внезапно повишаване на мрежовото напрежен1}ё може да
се повреди захранваната уредба.
В радиотехниката се използуват главно два вида стабилизатори
на напрежението: електронни и ферорезонансни.
Всеки стабилизатор се характеризира с коефициент на стабилизацията
/С„. Той се определи по израза
_ Д U\ ' Д (/о
Лст~“47Г:-47Г’
където
и t/2 са напреженията на входа и на изхода на стабилиза-
тора, V;
и Д£72 — измененията на напреженията на входа и иа изхода
на стабилизатора, V.
Коефициентът на полезно действие (к. п. д.) се определи от отноше-
нието от мощността на изхода към мощността на входа на стабилиза-
тора.
7.1. ЕЛЕКТРОННИ СТАБИЛИЗАТОРИ НА НАПРЕЖЕНИЕ
Електронните стабилизатори на напрежение биват три вида: с обик-
иовени радиолампи (лампови), с полупроводници (транзистори и диоди)
и със специални газови стабилизаторни лампи.
Ламповите стабилизатори на напрежение имат недостатък, че чрез
тях могат да се стабилизират само постоянни напрежения, напр. анод-
91
ните напрежения на една радиоапаратура, но не и отоплителните
напрежения на радиолампите.
В съвременните радиоапаратури все по^есто се срещат лампови и
полупроводникови стабилизатори на напрежение.
7.1.1. Лампови стабилизатори на напрежение
Ламповите стабилизатори на напрежение имат сравнително висок
коефициент на стабилизация (до 50) и добър к. п. д.
На фиг. 7.1 е показана схемата на лампов стабилизатор на напре-
жение, използуван в разпространения у нас телевизор „Стадион*, произ-
Фиг. 7.1
'водство на ГДР. Той е изпълнен с двойната лампа PCL82 (краен пен-
тод и усилвателен триод). Пентодната част на лампата работи като
изменяемо (нелинейно) съпротивление, а триодната част — като регу-
лираща лампа. На първата решетка на пентодната част от лампата се
подава регулиращо напрежение, което се получава от регулиращата
лампа (триодната част). При изменение на мрежовото напрежение се
-изменя анодното нестабилизирано неизгладено напрежение Ual, вслед-
ствие на което се изменя и полученото от триодната част регулиращо
«2
напрежение, което се подава на първата решетка на пентодната част
и от своя страна предизвиква изменение на вътрешното съпротивление
на пентодната част на лампата. Поради това се изменя и силата на
тока, който тече през пентодната част на лампата, и на катода- на
пентодната част се установява стабилизирано постоянно напрежение
t/fli = 160 V. Катодното съпротивление fa на триодната част на лампата
е термистор (NTC). С него се стабилизира катодното напрежение на
триодната част.
Ако напр. напрежението на катода на пентодната част на лампата
(160 V) се намали поради спадане на мрежовото напрежение и нама-
ляване на Ua\, то и решетката на регулиращата лампа (триодната част)
става по отрицателна. Същевремтнно обаче намалява и падението на
напрежението в двата края на съпротивлението fa—1 МЙ. Това по-
ниско регулиращо напрежение предизвиква протичане на по-силен ток
през пентодната част на лампата. По този начин автоматично се под-
държа анодното напрежение Ua* със стойност 160 V. Регулирането на
това напрежение точно на 160 V става с помощта на тример-потен-
циометъра fa. Анодното напрежение Ifa е нестабилизирано. Стабили-
зираното анодно напрежение Lfa служи за захранване на някои от
стъпалата на телевизора с критични работни режими.
Изглаждането на нестабилизираното анодно напрежение Uai става с
помощта на изглаждащ филтър, състоящ се от н.ч. дросел Др и електро-
литния кондензатор С3. Изглаждането на стабилизираното анодно напре-
жение става с помощта на изглаждащ филтър, състоящ се от вътреш-
но съпротивление на пентодната част на лампата и електролитния
кондензатор С4.
7.1.2. Полупроводникови стабилизатори на напрежение
1000) и сравнително висок к.-п.д. Те
Фиг. 7.2
30. Максийалният ток, който може
Полупроводниковите стабилизатори на напрежение имат много висок
коефициент на стабилизация (до I
имат недостатък, че стабилизи-
рат сравнително ниски напре-
жения (до няколко десетки вол-
та). Използуват се в радиоапа-
ратури с полупроводници (тран-
зистпри и диоди).
На фиг. 7.2 е показана схе-
мата на прост полупроводников
стабилизатор на напрежение,
изпълнен с транзисторите Т,-П1Г
и Т2-П3. Като източник на опор-
но напрежение за захранване
на стабилизатора служи батерия-
та Б с напрежение от поря-
дъка на няколко волта. Коефи-
циентът на стабилизация е около
да се получи от този стабилизатор, е 100 mA. Коефициентът на ста-
93,
'билизацията може да-се повиши с помощта на съпротивлението по-
казано на фиг. 7.2 с пунктир. Стойността му е няколко килоома. Тя
се определи опитно при регулиране на стабилизатора.
Напоследък се публикуват много схеми _на полупродникови стаби-
лизаторы на напрежение, никои от конто имат доста сложно устройство.
7.1.3. Газови стабилизатори на напрежение
ГазовиТе стабилизатори на напрежение имат сравнително висок
коефициент на стабилизация (до 20) и добър к. п. д. Те имат просто
устройство и се използуват доста често.
За стабилизиране на напрежението се употребяват газови стабили-
заторни лампи, наричани стабилитрони. Те имат анод и студен катод,
поместени в стъклен балон, напъл-
нен с инертен газ (аргон или неон).
Катодът се изработва във вид на
метален цилиндър, а анодът е
стълбче, разположено в центъра
на цилиндъра. В газовите стабили-
заторни лампи се използува явле-
нието „тлеещ“ разряд между сту-
дени електроди, при което вътреш-
ната повърхност на цилиндричния
катод започва да свети под въздей-
ствието на напрежение, приложено
между анода и катода. Лампите
с тлеещ разряд имат това свой-
ство, че при изменяне на тока,
протичащ през тях, напрежението
на „горене“ на електродите им
се изменя незначително.
На фиг. 7.3 а е показана харак-
теристиката на съветския газов ста-
Фиг. 7.3
билизатор тип СГЗС. От нея се вижда, че значи!елно изменение на
протичащия през лампата ток /ст (5 4-40 mA) предизвиква малко изме-
нение на напрежението U„ (около 4V).
Газовите стабилизатори на напрежение се характеризират със стой-
ност на напрежението на горене и с граничите на изменението
на тока /„, протичащ през лампата, в конто напрежението на горене
остава почти неизменно. За да се създадаг условия за бъзник-
ване на тлеещ разряд, необходимо е на стабилизаторната лампа
да се приложи малко по-високо напрежение U, отколкото е напреже-
нието на горене. Това по-високо напрежение се нарича напрежение на
запалване U3. Газовите стабилизатори на напрежението работят само
при постоянно напрежение, като анодът се свързва с плюс, а като-
дът — с минус.
94
В табх 7.1 са посочени данните за. никои употребяваии у нас
съветски газови стабилизаторни лампи.
Таблица 7.1'
Означение (V) (VI /ст [mA] (граница на измене** ние на тока)
СГ2С 75,5 105 5—40
СГ?С 108 127 5—40
СГ4С 152,5 180 5-30
СП ГТ 150 175 6—го
СГ2П 108 150 5—30
На фиг. 7.35 е показана принципната схема за включване на газо-
вите стабилизаторни лампи. Стабилизаторите на напрежение, построени
по тази схема, не трябва да се оставят без товар /?т, тъй като в та-
къв случай през лампата протича много силен ток и тя се поврежда.
Стабилизиращото действие е толкова по-добро, Аолкото по-малки
са токът /т през товара /?т и токът /„ през стабилизатора и колкото
по-високо е напрежението U на входа на стабилизатора. От друга
страна обаче, увеличаване на напрежението U на стойност, по-голяма
от 2.£7СТ> влошавак.п.д. на стабилизатора. При. това трябва да се
има пред вид, че напрежението U трябва да бъде най-малко равно
на напрежениетр за запалване U3 на стабилизаторната лампа.
Съпротивлението служи за ограничаване на тока през стабилизатора.
Очевидно е, че по схемата на фиг. 7.36 може да се получи стабили-
зирано работно напрежение за захранване на консуматора, равно на
на |режението U„ на съответния стабилизатор. За да се получи двойно
по-високо стабилизирано напрежение, могат да се свържат последова-
телно две стабилизаторни лампи от същия тип. По същия начин могат
да се правят комбинации за получаване на различии стабилизирани
напрежения при условие, че токът през стабилизатора /ст е един и
същ за всички стабилизаторни лампи, свързани последователно.
Когато са свързани последователно няколко газови стабилизатори,
напрежението на запалване U3 е равно на сумата от напреженията на
горене U„ на отделните стабилизаторни лампи плюс най-голямата раз-
лика между напреженията на запалване и горене на една от последова-
телно свързаните лампи. При съществуващите стабилизаторни лампи
тази разлика варира от 22 до 30 V. За да се облекчи запалването на
Последователно свързаните стабилизатори, препоръчва се единият от тях
да се шунтира със съпротивление 0,2 ~ 0,3 MQ /0,5 W.
Стойността на ограничаващото съпротивление R се изчислява по
формулата
Друго важно условие за правилната работа на газовите стабилиза-
тори е, че токът на товара /т трябва да бъде равен най-много на
95
половината от максималния ток, протичащ през стабилизатора /ст, който
е по-голямата величина за /„ в табл. 7.1.
Газовите стабилизаторни лампи не могат да се свързват пгралелно.
-Често се употребяват комбинирани стабилизаторни лампи, наречени
стабиловолти, конто се съставят от четири единични лампи (четири
анода и един катод), поместени в общ балон. По този начин могат да
се получат четири различии стабилизирани положителни напрежения^
напр. 70, 140, 210 и 280V.
7.2. ФЕРОРЕЗОНАНСНИ СТАБИЛИЗАТОРИ
НА НАПРЕЖЕНИЕ
Ферорезонансните стабилизатори автоматично поддържат неизмен-
но напрежението за захранване на радиоуредбите независимо от
измененията на мрежовото напрежение и от товара. Тяхната конструк-
ция и изработка са много прости — нямат ника'кви движещи се части
или лампи, конто могат да се повредят. Те не са особено чувствителни
към претоварване, имат висок к. п. д., не се нуждаят ' от надзор по
време на експлоатацията им, не изискват поддържане и трайността им
е почти неограничена. Употребяват се само за променливи напрежения.
Ферорезонансните стабилизатори обикновено се изчисляват за точно
поддържане на захранващото напрежение до ± 0,5 :-2°/о при евенту-
ална вариация на мрежовото напрежение ± 15-4-25 % независимо от
промените на товара при определен максимален товар. Точността на
-ферорезонансните стабилизатори зависи до най-голяма степей от често-
тата. Това обаче е без значение, тъй като честотата на мрежовэто
напрежение се поддържа с много голяма точност.
Коефициентът на- полезного действие (к. п. д.) и факторът на
мощността на ферорезонансните стабилизатори зависят много от ве-
личината, от мрежовото напрежение и натоварването.
Голям недостатък на ферорезонансните стабилизатори е, че около
тях се създава силно разсеяно магнитно поле, което може да окаже
влияние върху работата на н. ч. усилватели и други радиоапаратури.
Ферорезонансните стабилизатори на напрежение биват два вида:
с резонанс на напрежението и с резонанс на тока.
7.2.1. Ферорезонансен стабилизатор
с резонанс на напрежението
Това са най-простите ферорезонансни стабилизатори, но могат да
се използуват за мощност до 60 W. Те се състоят от резонансен
трансформатор Тр и кондензатор С (фиг. 7.4 а). Самоиндукцията L на
първичната намотка на трансформатора и кондензаторът С образуват
трептящ кръг, настроен на честота, близка до честотата на мрежовото
напрежение, напр. на 48 Hz. Искрогасителното съпротивление се
избира със стойност 0,14-1 Мй.
96
Магнитопроводът на трансформатора Тр е несиметричен (фиг. 7.46).
Сечението на двете рамена на магнитопровода се избира така, че при
най-малката стойност на мрежовото напрежение 671мнн рамото 2 да е
магнитно наситено, а рамото 1 — ненаситено. Ако и двете рамена се
направят тънки, влошава се ccs^ на стабилизатора.
К л С гр
а
Фиг. 7.4
С помощта на трансформатора Тр на този стабилизатор, ако е
необходимо, може и да се повишава или понижава мрежовото напре-
жение (от Ux на t7g).
За да се изчисли ферорезонансният стабилизатор от фиг. 7.4,
необходимо е да са дадени:
1) максималната мощност на консуматора Р, който ще се захранва
от стабилизатора, VA;
2) границите на< вариациите на мрежовото напрежение Ux'.UX)aa и
£Л«кс, V;
3) напрежението 672 за захранване на консуматора, V.
Сечението на магнитопровода Qel на ненаситеното рамо /, на
което е навита първична намотка tvu сё изчислява по познатата
формула
Qcl=Vb5P"(cm)’
Тогава
Wt ==~^T <нав');
l,5w.. Ut , ч
—- (нав.),
'•'icp
като
Ultf = (V).
От получената стойност за Qc) определяме размерите на магнито-
провода според фиг. 7.4 б и изчисляваме броя на необходимите ламели
по познатия начин. След това изчисляваме средната дължина на една
магнитна силова линия 1М в ст (фиг. 7.4 6). Ширината на наситеното
рамо 2 е 0,6 от ширината на наситеното рамо 1 на магнитопровода
(фиг. 7.4 6).
Т Проектараае и конструираие аа радаоапаратури
97
Самоиндукцията L на първичната намотка на трансформатора е
L
35.10—7 .«Л О
=--------г...(Н),
а капацитетът на кондензатора С е
(ИР).
Работното напрежение 77раб на кондензатора С трябва да бъде
Циб=(3—4).£/1мвн (V).
Кондензаторите във всички видове ферорезонансни стабилизатори
могат да бъдат само хартиени. Електролитни кондензатори не могат
да се използуват.
Токовете в намотките са:
72=-^-(А).
Диаметърът на проводниците без изолация се определи по по-
знатата формула
й=0,8\/ (mm).
’ (А)
Точният стандартен диаметър на проводниците се определи от
табл. 5.2.
Регулирането на тези стабилизатори става чрез точен подбор на
капацитета на кондензатора С.
7.2.2. Ферорезонансен стабилизатор
с резонанс на тока
Тези стабилизатори се срещат най-често в практиката. Те могат да
се използуват за мощност до няколкостотин и повече VA. Стабили-
заторите от този вид се състонт от автотрансформатор АТ с магни-
тно наситен магнитопровод и ненаситен дросел Др (с възду'шна меж-
дина), който има две намотки: основна дадр и компенсационна wK
(фиг. 7.5). Намотката waT на автотрансформатора образува с конден-
затора С трептящ кръг, също настроен на честота, близка до честотата
на мрежовото напрежение.
За да се изчисли ферорезонансният стабилизатор от фиг. 7.5, необ-
ходимо е да са дадени:
1) номиналното напрежение на мрежата Ц, V;
2) напрежението £/2, на което работа консуматорът, V;
3) максималната мощност Р на консуматора, който ще се захранва
от стабилизатора, W.
98
' Сечението на магнитопровода QaT на автотрансформатора АТ се
изчислява по познатата формула
QaT = ^W (cm2).
От табл. 5.1 избираме подходяща ламела и по познатия начин опре-
деляме необходимия брой на ламелите.
Фиг. 7.5
Броят на навивките на намотката трябва да бъде такъв, че
протичащият по нея ток да създава в магнитопровода на автотранс-
форматора индукция В„= 16 000 гауса, която съотвегствува на наси-
щането й:
0,97.10». и
4,44.Q„.f.B„ ~
(нав.),
Чтат
където
/ е честотата на мрежовото напрежение (50 Hz);
U„ — тази част от мрежовото напрежение, което се пада на на-
мотката на автотрансформатора (/7ат = 0,6. Ui), V.
Боят на навивките на намотката wa е
я»,. U?
72,2 ~ “6^7 (?а;
28,2 и2 , .
Капацитетът на кондензатора С се избира в зависимост от мощ-
ността на стабилизатора. За стабилизатори с мощност до 100 VA кон-
дензаторът С се взема 4н-6 pF, а за 100— 150 VA — не по-малко от
8 pF. Работното напрежение на кондензатора не трябва да бъде по-
малко от 5004-600V. За да може кондензаторът С да образува с
цялата намотка на автотрансформатора waT, настроен резонансен кръг
99
на честота, близка до честотата на мрежовото напрежение, намотката
w„ се изчислява по формулата
waT = 2000 * / (нав.),
където
/м е средната дължина на една магнитна силова линия от
от табл. 5.1, ст;
С — капацитетът на избрания кондензатор, |iF.
Броят на навивките в намотката w3 е
w3 = waT — w9 (нав?.
Диаметърът на проводниците на намотките и w3 се определя
по познатата формула в зависимост от големината на протичащия прев
тях ток.
Токът, който тече през консуматора, е
4=^-(А).
Тогава:
в сектора' а—б тече ток 1\ = 3,5. /9 (А);
в сектора б—в тече ток 7' = 2,5. 7а (А);
в сектора в—гтечеток 1'3= 2.79 (А\
При изчисляване на диаметрите на проводниците се приема плът-
ност на тока 2 A/mm2.
За да се намерят, сечението на магнитопровода, броят на навив-
ките и диаметърът на проводниците на дросела До, необходимо, е от
табл. 5.1 да се избере определена ламела и да се отчете от таблицата
площта на нейния прозорец Qo в ст9. След това Qo се обръща в mm’.
Сечението на проводника на основната намотка тодр на дросела
е
2,5 Р , 9.
41 = (mm2).
откъдето се намира диаметърът dx на проводника без изолация:
= (mm).
От таб. 5.2 се избира съответният на dx диаметър на провод-
ника с изолация. Тогава
0,7 Qe , .
“'др^Тзл2 (нав,)’
1 ,0
където Qo е площта на прозореца на ламелата, mm2.
Сечението на магнитолровода на дросела (?др се определя по фор-
мулата
Q.P=-^-(cm2}.
100
Броят на навивките на компенсационната намотка wK на дросела се
определи по формулата
®'к= - --^^-(нав.).
Компенсационната намотка wK на дросела се навива с няколко от-
клонения (3-1-5) за точно регулиране на стабилизатора.
Диаметърът на проводника dK на компенсационната намотка wK
без изолация се определи в зависимост от тока на консуматора по
формулата
^ = 0,8^4 (mm).
Както се казва, дроселът Др е магнитно ненаситен, което се по-
стига с въздушна междина, в която се поставя картонче с дебелина
1—2 mm. За тази цел Ш-образните ламели се нареждат в една посо-
ка, както при н. ч. дросели.
Регулирането на тези стабилизатори става, като се мени въздуш-
ната междина на дросела с ненаситен магнитопровод Др и като се
превключват отклоненията на компенсационната му намотка wK. На-
пример, ако с намаляване на входного напрежение {/х напрежението
на изхода 678 на стабилизатора расте. необходимо е да се увеличи
броят на включените навивки от компенсационната намотка wK или да
се намали въздушната междина. Ако при увеличаване на входного на-
прежение Ur изходното с7а спада, трябва да се намали броят на
включените навивки от компенсационната намотка wK или да се увеличи
въздушната междина на дросела.
Промяната на капацитета на кондензатора С също влияе върху ве-
личината на изходното напрежение 67а. Намаляването на капацитета го
понижава. Капацитетът на кондензатора не трябва да се увеличава по-
вече, отколкото е приет при изчислението, тъй като това намалява
к. п. д. на стабилизатора, увеличава загубите и лредизвиква прекомер-
но загряване на намотките.
Веднаж регулиран, стабилизаторът не се нуждае от допълнително
регулиране или поддържане.
7.3. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ
Пример 1. Да се изчисли ферорезонансен стабилизатор от фиг. 7.4 със следните
данни:
1) Р=50 VA;
2) ^=100—127 V;
3) i4=220 V.
Решение. Игчисляваме сечението QC1 на ненаситеното рано 1 на магнитопро-
вода на трансформа! ора:
<?с1=У1,5.50=8»7 ст»;
45.100 -17 „„ .
Wl= I, । - as 517 НЗВ. .
8,7
101
У1ср= “*>+12?_ = 114 v;
w2=.V5 -.517.220^ И95 нав
Нека за конструирания от нас магнитопровод ZM=15 cm. Тогава
^35.10-7.517».8,7 = 0)54Н.
15
С- 18,5
Трансформаторът се навива с проводници, чийто диаметър е
2-50 , . —
О ~ ТОО-----1 А ’ di=0,8 У 1 =0,8 mm;
4= 50— =0,23A; <4=0,8 Удда =0,38 mm.
а 220
В табл. 5.2 има проводници точно с изчислените диаметри:
<4=0,8 mm; 74=0,68 mm;
d2=0,38 mm ; D2=0,42 mm.
Пример 2. Да се изчисли ферорезонансен стабилизатор от фиг. 7.5 със следните
данни:
1) мощност Р=200 w;
2) напрежение иа мрежата 74=220 V ;
3) работно стабилизирано напрежение 7/2=220 V.
Решение. Сечението на .магнитонровода на авютрлнсформатора АТ е
(?„=У 1,5.200 =17,4 cm2.
Броят на навивките на намотката Wj е
16,4.220 „пя
и). =-------------- 208 нав.
1 17,4
Броят на навивките на намотката «<2 е
28,2.220 о..
1^2—----ру -----— 356 нав.
Избира се хартиен кондензатор с капацитет 8 pF при работно напрежение 500 V.
От табл. 5.1 избираме Ш-образна ламела Ш-32. Средната дължина иа една магнитна
^илова линия при нея е iM = 17,8 cm.
Цялата намотка на автотрансформатора е
№ат=2000 = 716 нав.
Броят на навивките на намотката к<3 е
«<з = 716 — 356 = 360 нав.
Токът на консуматора е
4= -go =0,91 А.
2 220
Диаметърът на проводниците в секторите а—б, б—в и в—г е:
4=3,5.0,91=3,2А; <4=0,8 yjj= М3 mm;
102
Лг=2,5.0,91=2,3A; d2=0,8 У2,3 =1,21 mm;
^3=2.0,91 = 1,8A; d3=0,8УГ,У=1,08 mm.
От табл. 5.? намираме съответните пиаметри на проводниците:
d1=l,45 mm; Z)1=l,53 mm;
d2=l,25 mm; £>2 = 1,33 mm;
d3=i,08 .mm; B3=l,16 mm.
За дросела от табл. 5.1 избираме ламела Ш-40 с Qq=12 cm’=1200 шт2.
Сечението на проводника на основната намогка е
2,5.200 997 mm2
—220— = 2,27 mm ’
Отту к диаметърът на проводника без изолация
<*1—2</ 2’2\ =1,70 шт.
V 3,14
От табл. 5.2 намираме диаметрите на проводника
<21=1,81 mm; ^ = 1,90 mm.
Броят на навивките на основната намотка и»др на дросела е
- 0,7.1200 ,„Л
®лр । з । в 179 нав.
Сечението на магнитопровода (?др на дросела е
^^Мг—41’7 спА
Броят на навивките на компенсационвата намотка е
0.2.179.220
юк=------220----=36
Компенсационната намотка се навива с изводи на 12-та, 24-та и 36-та навивка.
Диаметърът на проводника dK на компенсационната намотка без изолация е
dK=0,8 Уо^9Г=О,77 mm.
От табл. 5.2 намираме
dK=0,77 mm ; DK=0,83 mm.
Проверката дали се събират намотките в макарата се правд цо поздатця начин.
ГЛАВА VIII
ПРЕВКЛЮЧВАТЕЛИ
На много места в радиоапаратурите е необходимо -да се прекъс-
ват или да се включват една или няколко вериги. Според тоца, колкр
вериги могат да се включат, превключвателите са еднрподюсни, дву-
полюсни и многололюсни.
В радиотехниката се употребяват -два основни вида превключватели:
слаботокови ключета и ключове за вълни. Всеки превключвател има
определен брой контакти.
103
8.1. СЛАБОТОКОВИ КОНТАКТИ
Контакты е устройство, което позволява преминаването на елек-
трически ток от един проводник в друг. Всяка слаботокова контактна
система се състои от подвижнии неподвижни контакти в различии комби-
нации. Всеки контакт има определено омично съпротивление, което зависи от
налягането между контактуващите площи итяхното състояние (окисляване
на повърхността, загряване и пр.). За да имаме добър- контакт, кон-
тактното, наречено още преходно съпротивление, трябва да се сведе
до минимум.
Състоянието на повърхността на контакта зависи от метала, от
ко Что е направен. Ако металът се окислява, окисният слой трябва да
е много тънък, понеже съпротивлението му е много по-голямо от това
на метала.
Окисляването на метала, от който са изработени контактите, се
причинява най-вече от образуването на искри между контактуващите
повърхности при протичане на ток през тях.
Когато съпротивлението на контакта е по-голямо от допустимото
или когато през него преминава по-силен ток, той може да се повреди.
Таблица 8.1
Материал на контактите Активен товар 7макс 1А] Инлуктияен товар 'макс (А]
Сребро 2 0,4
Волфрам 10 2
Злато 2 1
11латива 1.5 0,3
Следователно всеки кон-
такт трябва да има макси-
малноопределеноконтактно
съпротивление и да пропу-
ща определен максимален
ток. Максимално допусти-
мият ток зависи от мате-
риала на контакта и от
сечението на допиращите
се повърхности. В
табл. 8.1 е даден максимално допустимият ток /макс при активен и индук-
тивен товар за различии контактни мат^риали. Таблицата важи за нор-
мални слаботокови контакти.
На фиг. 8.1 са показани различии видове слаботокови контакти. За
да се получи по-сигурен контакт, контактите се правят двойни
(фиг. 8Л ж,и) или контактните пера се разделят на две, като с това
се удвоява броят на контактуващите точки (фиг. 8.1 м). При въртя-
щите ключове контактните пера се правят двойни (по едно отгоре и
отдолу), както е показано на фиг. 8.2 а. За подобряване на качеството
на контактите и за намаляване на конструктивния им размер те се
огъват, както е показано на фиг. 8.2 б.
Контактните пера се правят обикновено от една контактна пру-
жина от твърд пружиниращ материал (фосфорен бронз, твърд месинг,
алпака и др.), на определено място на която се занитват един или
два контакта от благороден метал (виж табл. 8.1), както е показано
на фиг. 8.1. За да се получи по-голяма еластичност на контактните
пружинки, те могат да се поставят по няколко една над друга
(фиг. 8.2 в), да се огьнат в подходяща форма (фиг. 8.2 г) или да се
подпрат с една подпориа пластинка 1 (фиг. 8.2 д). Често контактните
104
пера не са със занитени сребърни или други контактни пъпки, а са
дебело посребрени (фиг. 8 2 а, б и в).
Плоските посребрени контактни пера без контактни пъпки имат
недостатъка, че не осигуряват правилен контакт. На фиг. 8.3 а е пока-
Фиг. 8.1
зан един правилно включен плосък контакт и две положения, при
конто контактного перо 2 не приляга добре към основата 1 (фиг. 8.3 б и в).
Фиг. 8.2
Ако на края на плоската пружинка, направена от материала на кон-
тактного перо, се избие сферична пъпчица, тогава положението се
променя коренно (фиг. 8.4). Даже и в най-лошия случай контактът
пак ще се осъществи (фиг. 8.4 б и в).
105
При слаботоковите контакта е необходимо да се осигури контакт-
но налягане от 30 до 50 g, а в особени случаи и повече.
В слаботоковата' техника различаваме следните видове контакта:
а) натискащи се;
б) въртеливо триещи сё;
в) надлъжно триещи се.
Фиг. 8.4
Контактите чрез натискане намират много широко приложение
при наработка на релета, телефонии ключове и др. (фиг. к85аиб). В
Фиг. 8.5
радиотехниката те се използуват в ключбвете За вълни с палци (фиг*1&5в)
и при барабанните ключове за вълни.
106
Недостатъкът на тези контакти е, че при притискане. не ;се. само-
зачистват и може лес но да се замърсят.
Въртеливо триещите се контакти намират голямо приложениелв
радиотехниката при въртящите ключове за вълни. На фиг. 8.6 а е по-
казан един много употребяван контакт в старите ключове за вълни на
радиоапаратурите.
Тези контакти имат голямо преимущество, че се самозачистват при
работа и имат винаги чиста повърхност. При постоянното триене
обаче се изтрива сребърният слой по повърхността им.
Надлъжно триещи се контакти. Те се употребяват много напо-
следък при изработката на клавишните превключватели за клавишните
блокове. Осигуряват сравнително добър контакт и се самозачистват
(фиг. 8.6 0).
8 2. СЛАБОТОКОВИ КЛЮЧЕТА
Според устройството на контактите слаботоковите ключета биват:
а) надлъжно придвижващи се ключета;
б) ключове телефонен тип;
в) ключета тип ,ц к".
Надлъжно придвижващи се ключета. Намират доста голямо при-
ложение в радиоапаратурите. Превключването на вълните в малкия
български радиоприемник „Пионер" става с такова ключе.
Броят на контактите при тези ключета е различен за всяка отдел-
иа конструкция.
На фиг. 8.7 е показано малко надлъжно придвижващо се ключе с
две положения. Фиксирането на двете положения става посредством
сачмата 9, която се лритиска от пружината 10.
На фиг. 8.8 е показан превключвател от същия тип, монтиран на-
право на шасито 2 на приемника.
Ключове телефонен тип. Наричат се така, защото по начало са
предназначени за телефонии апаратури. Намират обаче доста Голямо
107
108
приложение и в радиоапаратурите: радиопредаватели, н. ч. усилватели,
измервателни апарати, магнитофони и др.
Тези ключове. имат универсална конструкция. На тях могат да се
монтират двустранно доста голям брой различии по начин на включва-
Фиг. 8.9
не контактни пера. Ключовете те-
лефонен тип работят на три по-
ложения, но при нужда могат да
се фиксират за работа и на две
положения.
На фиг. 8.9 е показана най-че-
сто сретаната конструкция на
ключ телефонен тип. За нуждите
на радиотехниката има конст.-уи-
рани най-различни видове жлючове
от този тип.
а б
Фиг. 8.10
Ключета от тип ,ц к“. Тезил ключета намират много голямо при-
ложение в радиоапаратурите.
Ключетата тип „ц к“ се конструират за затягане с централна гай-
ка. Те биват еднополюсни и двуполюсни.
На фиг. 8.10 е показана конструкцията на. две ключета тип ,ц к*.
8.3. КЛЮЧОВЕ ЗА ВЪЛНИ
Всеки норма лен радиогриемник има по един ключ за вълни. Освен това
ключовете за вълни се употребяват при конструкцията на телевизори,
в. ч. усилватели, радиопредаватели и други радиоапаратури.
Преходното съпротивление на контактите на ключовете за вълни
има извънредно голямо значение за правилната и стабилна работа на
апаратурите. То трябва да бъде малко, за да не внася допълнително
съпротивление във веригата, която превключва. Ако преходното съпро-
тивление е голямо, неговата величина е твърде непостоянна и зависи
много от външните механически и температурни въздействия. С това
се увеличава неустойчивостта на контактното съпротивление, което
109
може да доведе до нестабилност, шумове и т. н. В обикновените клю-
чове за вълни преходното съпротивление е около 0,01 2, а в никои
по-специални случаи то достига до 0,0^5 Q.
Контактните пера за ключовете за вълни и металната маса на кон-
струкцията често са разположени твърде близко и между тях се създа-
ват паразитни капацитети. Тъй като в повечето случаи ключовете за
вълни са свързани с в. ч. трептящи кръгове, тези капацитети увелича-
ват общия капацитет на кръга или създават капацитивна връзка с ос-
таналите кръгове или с други съседни елементи.
На ултракъси вълни превключването във в. ч. стъпала трябва да
се избягва, тъй като капацитетите на ключовете за вълни стават съиз-
мерими с кръговите капацитети.
Близостта на контактните пера в ключовете за вълни при недобра
изолация води до създаването на големи утечни токове. Това е в сила
особено за контакти, ь.оито се намират под напрежение един спрямо
друг или към маса. Утечните токове могат да нарушат правилната ра-
бота на превключваната верига, особено когато тя е висикоомна или
представлява кръг с висок качествен фактор (Q-фактор).
Изолационното съпротивление на ключовете за вълни зависи както
от специфичного съпротивление и чистотата на повърхността на изо-
лационния материал, така и от неговата влагопоглъщаемост. От същи-
те фактори зависи и пробивната якост на повърхността на материала.
За увеличаване на изолационното съпротивление и .пробивната якост
понякога се създава специален профил на повърхността с канали и
удебеления.
Ключовете. за вълни в обикновените радиоприемници имат изола-
ционно съпротивление 100-4-500 MQ и пробивна якост 1000—2000 V
постоянно напрежение.
Конструкцията на ключовете за вълни и броят на контактите им
се определят от изискванията на съответната схема. За да се избегне
голямото разнообразие, конструирани /са никои универсалии типове
ключове за вълни, конто могат да се употребяват на много места.
Според системата на контактите различаваме следните типове клю-
чове за вълни:
а) въртящи;
б) с палци;
в) с надлъжно превключване;
г) барабанни.
Въртящи ключове за вълни. Употребяват се най-много в радиотех-.
никата. Конструкциите на ключовете за вълни от този тип са много
усъвършенствувани. Всички контакти и плъзгачи са монтирани на от-
деляй контактни галети (плочки), което позволява комбиниране на
сложни многогалетни ключове и бърза замяна на повредени галети.
Различаваме две конструкции на контактни галети:
1. Галети от гетинакс (фиг. 8.11) със занитени контакти 4 и плъэ-
гачи 5. Връзката с плъзгачите става посредством по-дълги контактни
пера 3. Плъзгачите са занитени на малък вътрешен гетинаксов
диск 7, като в центъра му има малък тесен правоъгълен отвор 1.
ПО
2. Галета от гетинакс 2 (фиг. 8.12) със занитени конт/ктни пера 4.
Вместо плъзгачи на вътрешния диск има малки занитени контактни
пъпки 3, допиращи се от горната страна до контактите, а от долната
страна — до- неподвижни контактни пластинки 10, снабдени, както и
контактните пера.4 с ухо за запойка.
И двата вида галети са със самозачистващи се контакти и дават
сигурен контакт. Според нуждите се изработват галети с по 2, 3, 4,
Фиг. 8.12
5-до 11 положения, конто се групират така: 4X2, 3X3, 2X4, 2X5,
и 1x6 до 1X11 положения на включване.
Галетите обикновено се изработват от специален високочестотен ге-
111
тинакс или друг специален в. ч. изолационен материал. За никои апа-
ратури те се правят от стеатит.
Фиксирането на положенията на включване при въртящите ключове
за вълни става по различии начини. На фиг. 8.13 е показан начин на
фиксиране с една пружина 2 и две стоманени ролки 6, конто влизат
в специални правоъгьлни вдлъбнатини 1 на основата на превключва-
телния механизъм на ключа. Ограничаването на въртенёто на опреде-
лен брой положения става посредством езичето 3 и издатъка 12. Вме-
сто ролки често се използуват две сачми със съответни кръгли вдлъб-
натини на основата на_ превключвателния механизъм. "
Фиг. 8.14
На фиг. 8.14 е показан друг начин за превключване с пружина 4 и
една сачма 3, която застава при всяко положение между две пъпки,
избити от материала на основата на превключвателния механизъм.
Ограничаването на движението става с помощта на езичето 9 и изда-
тъците 7, избити от основата на превключвателния механизъм.
На фиг. 8.15 е показан начин за превключване с помощта на един
назъбен метален диск 9, една сачма 13 и една плоска пружина 10.
Ограничаването на движението става с помощта на езичето’ 1 и ъгъл-
чето 2.
На фиг. 8.16 е показан начин за превключване, подобен на този от
фиг. 8.15. Фиксирането на отделните положения става също с назъбен
112
метален диск 1 и сачма 2. Притискането на сачмата 2 към назъбения диск 1-
обаче тук става с помощта на една планка 3, притегляна с двете спи
црлни пружинки 4.
Фиг. 8 15
Фиг. 8.16
Сглобяването на стандартните втртяти ключове за вълни става
посредством дълги винтове 4 и дистанционни втулки 9 (фиг. 8.17).
Дългият език 8 влиза в правоъгългите отвори на средните дисковена
галетите, като по този начин всички средни дискове на всички галети
се въртят едновременно.
На фиг. 8.18 е показана конструкция на готов сглобен въртящ ключ
за вълни с две галети с габаритните размерю При нужда на един
ключ могат да се мсйтират по 5-—б галети. Размерът L зависи от броя
на галетите. Разстоянието между две съседни галети е обикновено
10—15 mm.
Монтирането на въртяшите ключове за вълни към птасито на ра-
диоапаратурите става или с помощта на централна резба 10 mm и
гайка (фиг. 8.17\ или с помощта на два дълги винта, с конто се за-
кредват галетите (фиг. 8.18).
* Лроектиране и конструиране ьа радиоапяратурн
113
Ключове за вълни с палци,. Употребяват се по-рядко поради голе-
мите размери и големия капацитет между дългите контактни пера.
Освен това контактите им не се самозачистват. Те намират приложение
главно в специалните радиоапаратури.
Фиг. 8.17
На фиг. 8.19 е показан ключ за* вълни с палци, имащ осей поло-
жения. Фиксирането на отделните положения става с помощта на на-
зъбеното колело 9, ролката 72, лоста 77 и пружината 8. На оста 2
на ключа са монтирани палците, направени от изолационна материя, с
определен брой и ред гърбици, конто превключват контактите по съот-
ветен ред.
Фиг. 8.18
Ключове за вълни с надлъжно придвижваче. Тези ключове нами-
рат голямо приложение в съвременните радиоапаратури като клавиши»
превключватели. В радиоприемниците те обикновено се комбинират
заедно с елементите на в. ч. трептящи кръгове в отделен клавишей бо-
бинен блок. Клавишни превключватели се употребяват и за други цели,
напр. за тонрёгистри, в нашите радиоприемници „Симфония**, за радио-
измервателни апарати и др.
И4
Тези ключове за вълни имат самозачистващи се контакти. Освен
това разположението на контактите прави. много удобно. монтирането
«а отделяйте елементи на клавишния бобинен блок. Те са много удоб-
яи и за бобинни блокове в апаратури с печатан монтаж, напр.клавиш-
яите бобинни блокове в нашите радиоприемници вСимфония-10“ и
„Мелодия-10*.
Ф г. 8.19
Превключвателните механизми на клавишните превключватели са
така устроени, че при натискане на даден клавиш се освобождава на-
тиснатият преди него клавиш.
Обикновено клавишните превключватели са снабдени със специа-
лен еднополюсен или двуполюсен ключ за мрежата, който се коман-
дува от отделен клавиш.
На фиг. 8.20 е показана конструкцията на клавишей превключвател
със седем клавиша. Блокирането и освобождаването на клавишите 1
става с помощта на рейката 2, притискана от една или две спирални
пружинки 3. Контактите 4 са занитени на гетинаксови плочки и са
леснодостъпни за електрически монтаж.
Барабкнни ключ,ове за вълни. Този тип ключове за вълни напосле-
дък намира много голямо приложение в телевизорите. Такива ключове
се употребяват съшо така и в радиопредавателите, измервателните
апарати и други специални радиоапаратури.
115
116
Тези ключове за вълни позволяват да се направи много сбит мон-
таж. Те имдт самозачистващи се контакти.
На фиг. 8.21 е показан барабанен ключ за вълни от превключвател
на телевизионните канали (ПТК) на телевизор. Контактните пъпки I
правят контакт с прави контактни пера, монтирани на отделни непо-
движни изолационни плочки към шасито на апарата. Фиксирането на
•отделяйте положения става с механизъм, подобен на конструкцията,
показана на фиг. 8.19.
8.4. НАЧЕРТАВАНЕ НА ПРЕВКЛЮЧВАТЕЛИ
В прилож. 7 е показана конструкция с габаритните размери на
малко двуполюсно надлъжно придвижващо се ключе българско про-
изводство.
В прилож. 8 е показана конструкция с габаритните размери на кла-
вишей превключвател за тонрегистър, използуван в радиоприемника
„Симфония” българско производство.
В прилож. 9 е показана друга конструкция с габаритните размери
на клавишей превключвател за тонрегистър на радиоприемника „Сим-
фония-10” българско производство.
Чертежите да се изготвят по дадените габаритни размери.
117
РАЗДЕЛ ВТ.ОРИ
ПРОЕКТИРАНЕ И КОНСТРУИРАНЕ
НА РАДИОПРИЕМНИЦИ
ГЛАВА IX
ПРЕДВАРИТЕЛНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА РАДИОПРИЕМНИКА
9.1. ПРЕДВАРИТЕЛНИ БЕЛЕЖКИ
Проектирането на даден радиоприемник може да се раздели на
три етапа:
а) предварително изчисление на радиоприемника;
б) изчисление на отделяйте функционални възли и елементи на схе-
мата на радиоприемника;
в) конструктивно изчисление и оформление на елементите и възли-
те на радиоприемника и на целия радиоприемник.
В този раздел с а разгледани първите два етапа на проектиранета
на радиоприемниците. Поради голямото разнообразие и широкия често-
тен обхват, в който работят различните видове радиоприемници, в рам-
ките на този учебник е невъзможно да се разгледат въпросите, свър-
зани с проектирането на всички радиоприемници. С оглед на това са
разгледани само ламповите радиоприемници за радиоразпръскване. До-
колкото останалите радиоприемници имат общи схемни решения и
близки работни честоти с приемниците за радиоразпръскване, изложе-
ните тук методи важат и за тях.
При предварителното изчисление на радиоприемника се уточнява
заданието на параметрите, като се изхожда от условията, при конто
той ще работи, действуващите стандарти и поставените към него из-
исквания. Уточняват се параметрите на отделяйте функционални възли
(входно устройство, преобразувател, междинночестотен усилвател, де-
тектор, нискочестотен усилвател и пр.), както ти принципната схема.
Изчислението на функционалните възли на приемника се прави,
за да се получат данни за номиналните стойности на съставните еле-
менти на схемата, за режимите на лампите и за окончателните пара-
метри на радиоприемника. По-нататък, изхождайки от тези резултати,
се извършва конструктивного оформление на възлите и на целия ра-
диоприемник.
Конструктивното оформление е заключителен етад от проектира-
нето на радиоприемника. На този етап трябва да се решат въпросите»
118
свързани с конструктивного изчисление на елементите, начините на
разполагането им с оглед на ивбягването на паразитни връзки, както
и въпросите, свързани с механичната конструкция, външното оформле-
ние и др. Някои от тези въпроси излизат извън рамките на този раз-
дел и затова не се разглеждат.
Често пъти резултатите, получени в някои от последните етапи,
стават причина за промени в предварителното изчисление. Затрудне-
нията при конструктивного оформление могат да станат причина дори
за промяна на приетата схема.
Проектирането на един радиоприемник може да доведе до различии
решения, само едно от конто е оптимално. Това е решението, при
което се получават най-добри параметри при най-ниска себестойност
на радиоприемника. При проектирането се изхожда от следните по-
важни параметри на радиоприемниците.
9.2. ПАРАМЕТРИ НА СУПЕРХЕТЕРОДИННИЯ РАДИОПРИЕМНИК
Чувствителност е способността на радиоприемника да приема
входни сигнали с ниски нива. Чувствителността на радиоприемника се
изразява с минималното ниво на входния високочестотен сигнал (при
ЗО°/о модулация), при което за определено отношение сигнал/шум
на изхода се получава 50 mw нискочестотна изходна мошност. В зави-
симост от отношениего сигнал/шум на изхода при приемниците на ам-
плитудна модулация различаваме максимална чувствителност за отно-
шение сигнал/шум 10 dB и реална чувствителност за отношение 20 dB.
При приемниците на честотна модулация чувствителността се д-ва за
отношение сигнал/шум 26 dB. Ако радиоприемникът има вход за гра-
мофон, чувствителността му на грамофонния вход се характеризира с
минималното ниво на нискочестотния сигнал (за честотата 400 или
1000 Hz), при който се получава максималната изходна мощност на
радиоприемника. Ако радиоприемникът има вградени вътрешни антенн,
напр. феритна и УКВ-антена, чувствителността му за тези антенн се
дефинира от минималната стойност на напрегнатостта на електромаг-
нитното поле, при жоето се получава 50 mw изходна мощност за опре-
делено отношение сигнал/шум. Реалната чувствителност на съвремен-
ните радиоприемници за обхвати дълги, средни и къси вълни се движи
в граничите 504-200 p.V, а за УКВ — 2-4-15 p,V. Чувствителността от
грамофонния вход е 100-4-250 mV, а реалната чувствителност на фе-
ритната антена е около 2 mV/т за дълги вълни и около 1 mV/m за
средни вълни.
Селективност (избирателност) е способността на радиоприемника
да отдели желания сигнал от нежеланите, смущаващи рабртата му
сигнали с честота, близка на приеманата. Изразява се с отношениего
на чувствителността на радиоприемника на честотата, на която е на-
строен, към чувствителността му за сигнали. отстоя щи от честотата на
точната настройка с +9 kHz, за обхватите дълги, средни и къси въл-
119-
Hji и ±300 (250) kHz за обхват УКВ. Това отношение се изразява в dB.
Селективността на съвременните радиоприемници се движи в граничи-
те 30 : 60 dB.
Подтискане на огледалните честоти (огледална селективност) е
способността на входните устройства на радиоприемника да подтискат
сигналите с огледална честота. Пэдтискането на огледалните честоти
е различно за различните обхвати и зависи от параметрите на входно-
го устройство за дадения обхват, параметрите на високочестотния
усилвател, ако има такъв, и относителната разст’ройка на огледалната
честота спрямо честотата, на която е настроен радиоприемникът. Из-
разява се с отношението между чувствителността на приемника за
честотата на точната настройка и чувствителността му за огледалната
честота. Това отношение при еднокръгово входно устройство за об-
хват дълги вълни е 404-70 dB, за средни вълни—над 30 dB, а за къ-
си вълни—над 8 dB. За обхват УКВ подтискането на огледалните че-
стоти е около 30 dB.
П >дтискане на сигнала с междинна честота е способността на
входните устройства на радиоприемника да подтискат попадналите на
входа на радиоприемника сигнали с честота, равна на междинната.
Това подтискане е 'най-малко при настройка на радиоприемника на че-
стоти, конто са най-близки до междинната честота. Изразява се с от-
ношението на чувствителността на радиоприемника за честотата на
точната настройка към чувствителността му за сигнал с междинна
честота. Ако в ангенната верига се използува филтър за междинна
честота за обхватите дълги и средни вълни, това отношение е над
34 dB, а за обхватите къси вълни и УКВ — над 50 dB.
Стабилност на настройката е способността на радиоприемника
по време на работа да не изменя настройката си под влияние на раз-
личии фактори. Тези фактори са: нагряване на елементите на радио-
приемника, изменение на захранващото напрежение, изменение на вла-
гата, изменение на нивото на входния сигнал, влияние на звуковата
вълна на високоговорителя, вибрации и сътресения, на конто може да
бъде подложен радиоприемникът, влияние на паразитни постоянни и
променливи магнитни полета (напр. разсеяното магнитно поле на мрет
жовия трансформатор) и др. Някои от тези влияния п едизвикват трай-
но изменение на честотата на настройката, други—периодични измене-
ния. В първия случай приемникът се разстройва от приемания сигнал,
а във втория — честотата на външното смущение се наслагва върху
приеманата програма. СтабилнЪстта на настройката по отношение на
влиянието на различните дестабилизиращи фактори се изразява с из-
менение на честотата на настройката под влияние на всеки един от тези
фактори. Обикновено се контрблира само стабилността по отношение
на загряването, на захранващото напрежение, на изменение на входния
сигнал и на вибрации и сътресения.
Лекота на настройката е параметър, по който се съди доколко
спокойно може да бъде настроен радиоприемникът на желания сигнал.
Тя е най-малка за тези обхвати, за конто отношението на разликата!
между граничните честоти на обхвата към междинната честота е най-
120
толямо. Лекотата на настройката се характеризира с преместването на
периферията на копчето за настройка, при което се получава измене-
ние на честотата на настройката, равно на ширината на междинночес-
тотната лента. В граничите на даден обхват лекотата на настройката
е различна. Поради голямата разлика между максималната и минимал-
ната честота на късовълновите обхвати лекотата на настройката при
тях е обикновено много малка (под 0,5 mm), затова настройката в тези
обхвати се затруднява.
Ефективност на АРУ е параметър, показващ доколко постоянно
остава напрежението на изхода на радиоприемника при промяна на
нивото на входния високочестотен сигнал. Характеризира се с измене-
нието (в dB) на входния високочестотен сигнал, което отговаря на из-
менение на изходния сигнал с 10 dB. За начално ниво, от което се от-
чита изменението на входния сигнал, се приема ниво 100 mV, като из-
менението е по посока на намаление. За приемници от клас „малък“
и „среден* супер изменението на входния сигнал, което отговаря на
изменение на изходното напрежение с 10 dB, е 30->-40 dB. За прием-
ници от клас „голям* и „луксозен* супер това изменение е над 40 dB.
Точно опта на градуировката на радиоприемника за даден често-
тен обхват се характеризира с грешката в грудировката в % спрямо
разликата между максималната и минималната честота на обхвата. Точ-
ността на градуировката зависи от точността на изработката на органа
за настройка и от постоянните кондензатори за спрягане на кръга на
хетеродина с входния кръг.
Подтискане на паразитната амплитудна модулация на УКВ-
обхват е параметър, по който се съди доколко честотният детектор
на радиоприемника не реагира на бързи амплитудни изменения на вход-
ния сигнал и доколко подтиска смущения с импулсен характер. Това
свойство на честотния детектор се характеризира с отношението на
получените на изхода на радиоприемника две нискочестотни напреже-
ния, ако на входа му е подаден високочестотен сигнал, модулираи
едновременно и честотно, и амплитудно с две различии по честота на-
лрежения.
Отношението на нискочестотното напрежение на изхода, получено
от честотната модулация на сигнала, към напрежението, предизвикано
от амплитудната модулация на сигнала, в dB изразява степента на под-
тискане на амплитудната модулация. Това отношение е 20-Н35 dB.
Подтискането на амплитудната модулация зависи от качествата на
честотния детектор на радиоприемника, но за много високи нива на» сигнала
или на импулсното смущение зависи и от стабилността на хетеродина,
тъй като всяко увличане на хетеродина от входния сигнал предизвик-
ва честотна модулация на междинночестотния сигнал, а честотният
детектор реагира именно на честотната модулация.
Микрофоничност (микрофонйя) е склонност на радиоприемника
към възбуждане поради наличие на акустична обратна връзка между
акустичната система и хетеродина. Механичните колебания на акустична-
та система предизвикват трептения на елементите на радиоприемника.
Трептенията на елементите на хетеродина причиняват честотна моду-
121
лация на междинночестотния сигнал. При AM-обхвати вследствие на
стръмността на страничните склонове на резонансната xai ак<еристика
на междинночестотния усилвател честотната модулация се превръща
в амплитудна и на изхода на детектора се получава нискочестотен
сигнал. В зависимост от фазосите и амплитудните съотношения прием-
никът може да се възбуди, при което се получага характерен тон, най-
често близък по честота на собствената резонансна честота на акус-
тичната система. На AM-обхватите микрофоничният ефект е най-
силен при малка разстройка на радиоприемника от сигнала, а на УКВ-
обхват — при точна настройка. Най-силни са микрофоничните явления в
KB-обхвати. Колкото механичната конструкция на радиоприемника е
по-стабилна, толкова той е по-малко склонен към микрпфония. Стабил-
ността по отношение на микрофония се характеризира с изходна га
нискочестотна мощност, при която приемникът е още стабилен за та-
кава честота на настройката, за която микрофоничният ефект е най-
силен. Добре конструираните радиоприемници при ниво на входния
сигнал 10-.- 100 mV (модулиран 30%) в точката на най-силен м, крофо-
ничен ефект в KB-обхват могат да дадат над 500 mw изходна мощ-
ност, без да микрофонират при малка разстройка на сигнала.
Изходната мощност на приемника е електрическата мощност на
изхода му. Стойността й при 10Vo нелинейни изкривявания се нарича
максимална изходна мощност.
По отношение на максималната изходна мощност към различните
класове приемници се поставят различии изисквания. В табл. 9.1 са
дадени минималните й стойности, Получани при подаване на модули-
ран високочестотен сигнал на входа на приемника.
Таблица 9.1
Клас приемника Малък Среден Голям Луксоэен
Максимална изходна мощност [WJ 0,5 1 4 4
Минимална изходна мощност, наречена „остатъчна" изходна мощ-
ност, е мощността, която се получава, когато на входа на приемника
е подаден максималният практически използуваем сигнал (около 1 V"
при 60 % модулация) при напълно затворен регулатор на силата. Мак-
сималните стойности на тази мощност за различните класове прием-
ници са дадени в табл. 9.2.
Таблица 9.24
Клас приемника малък сревен ГОЛЯМ луксоэен
Остатъчна изходна мощност [mW] 2 1,5 1 0,5
122
Нелинейните изкривявания се дължат на нелинейност в характе-
ристиките на елементите на приемника: лампи, трансформатори, високо-
говорители. Поради това те се получават във всички негови стъпала.
Най-големи нелинейни изкривявания се получават в нискочестотните и
особено на к,айното стъпало.
Нелинейните изкривявания се характеризират с коефициента на не-
линейните изкривявания, който се определя с израза
u23+ul+u-+ и2
2 3 п .100%,
9.1 а
U,
където
Ux е измерената на изхода амплитуда на основния нискоче-
стотен сигнал с честота Д, с който е модулирано пода-
ваното на входа на приемника в. ч. напрежение.
t/2, U3).. .,Un—амплитудите на хармоничните сигнали с честоти 2fu
ЗД,. . ., nfx, появили се на изхода на приемника вслед-
ствие нелинейните изкривявания.
По горната формула, ако са известии стойностите на сигналите £7г,.
t/2, • • • • ,Un, могат да се изчислят както електрическият, така
и акустическият коефициент на нелинейните изкривявания. Тяхното опре-
деляне става сравнително лесно, когато са електрически величини и е
твърде трудно, когато са акустически. Акустическите изкривявания
обаче почти никога не са за пренебрегване. Това налага те да се имат
пред вид при определяне на общия коефициент на нелинейни изкри-
вявания на приемника. Последният представлява сума от коефициенти-
те на електрическите и акустическите нелинейни изкривявания, т. е.
Лц — £ел *1" ^ак*
На фиг. 9.1 е показана една приблизителна зависимост на елек-
трическия коефициент на нелинейните изкривявания на приемника от-
изходната мощност при липса на отрицателна обратна връзка в ниско-
честотния му усилвател.
12а.
На фиг. 9.2 е показана също твърде приблизителна зависимост на
акустический коефициент на нелинейните изкривявания от изходната
-мощност.
Постигането на малки нелинейни изкривявания е свързано с пре-
одоляване на редица-технически трудности и води до оскъпяване на
приемника. Поради това изискванията към различните класове прием-
ници по този показател са различии. Посочените в табл. 9.3 стойности
са ориентировъчни и се отнасят за общия коефициент на нелинейни из-
кривявания при изходна мощност, равна на половината от максималната.
Таблица 9.3
Клас приемник М^лък Среден Голям Луксозеи
* [°/о| 7 5 3 2
Честотната характеристика (кривата на верността) предста-
влява зависимостта на коефициента на усилване или на звуковото на-
лягане от честотата. Тази зависимост може да се отнася за целия
. приемник или само за нискочестотния му усилвател, при това със или
без акустичната система.
Характерни за честотната характеристика са граничните честотж.
Тйва са съответно най-ниската (fa) и най-високата (<в) честота, под
и над конто коефициентът на усилване (звуковото налягане) спада под
•определената стойност спрямо стойността, която има за средни често-
ти. Тези две честоти ограничават лентата на пропускане на приемника.
В табл. 9.4 граничните честоти са определени при спадане на звуко-
вото налягане спрямо налягането за сред ните честоти. Явно е, че по-
широката лента на пропускане дава възможност за възпроизвеждане
на по-голяма част от подадените на входа на приемника полезни сигна-
.124
ли. Осигуряването на такава лента на пропускане обаче е свързано с
дреодоляване, на технически трудности, струва скъпо и води до вло-.
щаваде на други параметри на приемника.
' Йай-широка лента на пропускане има н. ч. усилвател. При негогра--
ндчните честоти се съобразяват главно с възможностите на акустич-
ната система на приемника. В табл. 9.4 са посочени ориентировъчна
граничните честоти в зависимост от класата на приемника.
Таблица 9.4
Клас приемник Малък Среден Голям Л)ксозеи
Граничим честоти [Hz] За н. ч. усилвател и за целия приемник на ЧМ заедно с акустичната система 200-:~7000 1504 8000 1004-10 000 604-12 С00
За целия приемник на AM с акустична- та система 2004-2500 1504-3000 1004-4000 604-6500
Както се вижда от таблицата за ЧМ-обхват на приемника, лен-
тэта на пропускане е същата, каквато е-на н. ч. усилвател.
7 За AM обхватите (дълги, средни и къси вълни) лентата на про-
пускане е много по-тясна. Това се прави, за да се постигне по-добра
селективност и по-ниско ниво на шумовете.
(Регулирането на честотната характеристика е необходимо,
понеже приемникът се използува за най-различни цели и при твърде
различии условия. С него се възпроизвежда както говор, така и музи-
ка при нееднакви нива на брума и шумовете. Нискочестотният усил-
вател освен това се използува за възпроизвеждане на грамофонни н
магнитофонни записи. Приемникът работи и при твърде различии аку-
стични условия. Накрая различии са и изискванията на слушателите.
Всичко това налага в приемника да съществуват възможности за
регулйране на честотната характеристика. Счита се, че по-големите
възможности определят до голяма степей по-големия клас на приемника.
Нормално регулирането на честотната характеристика се извършва
в нискочестотния усилвател с помощта на различии тонрегулатори.
В някои случаи в междинночестотните стъпала на' приемника се осъ-
ществява известно неголямо регулйране чрез стесняване и разширява-
не на лентата откъм горната гранична честота.
Радиоприемниците от класовете „луксоэен", „голям" и „среден*
трябва да имат тонрегулиране. За първите два класа то трябва да
бъде разделено за ниски и високи тонове. Освен това при тези кла-
сове приемници регулирането на силата трябва да води до физиоло-
гично съобразена промяна на честотната характеристика на приемника.
Брум представляват напреженията, получавани в изхода на прием-
ника, конто не са с честота на полезния сигнал и не са резултат на
нелинейни изкривявания.
12S
Основен източник на брум е захранвчщата мрежа. Поради недб-
статъчно филтриране от изправителната трупа към отделните стъпала
на приемника се подават напрежения с честота 50 Hz и хармоничните
й. Във високочестотните стъпала те модулират високочестотния сигнал,
яорад^ което се появяват в изхода на детектора заедно с полезная
-ниекочестотен сигнал.
Мрежови напрежения с честота 50 Hz проникват в стъпалата на
радиоприемника и по капацитивен и индуктивен път. Обикновено из-
точници на тези напрежения са отоплителните вериги и разсеяното
магнитно поле на мрежовия трансформатор. Най-чувствителни към тях
•са феромагнитните сърца на високочестотните бобини, веригите във
входа на високочестотния усилвател на приемника и изходният транс-
форматор.
Брумът, дължащ се на напрежения, лроникнали в нискочестотния
усилвател на приемника, се характеризира с нивото на мощността си в
изхода. Това ниво за различните класове приемници при отворен и
затворен регулятор на силата е дадено в табл. 9.5
Брумът, дължащ се на напрежения, проникнали във високочестот-
;ните стъпала на приемника, се характеризира с отношението на на-
Таблица 9.$
I Клас приемник Малък Среден Голям Луксозек
Брум [HW] отвсрен регулятор 800 450 300 150
затворен регулятор 150 150 15 30
прежението на полезния сигнал (при подаден модулиран сигнал на
входа) към напрежението на брума (при изключена модулация), по-
лучени на изхода. Това отношение трябва да бъде по-голямо от стой-
ностите, посочени в табл. 9.6.
Таблица 9.6
Клас приемник Малък Срелен Голям Луксозен
Брум [dB] 30 30 30 40
Соедната стойност на звуковото налягане е важен параметър
на приемника. Звуковото налягане на полезния сигнал във въздушна
среда е крайният резултат от работата на приемника. Количесгвено —
това представлява средната стойност на звуковото налягане .за въз-
произвеждания от акустичната система честотен обхват, измерено на
126
1 m от предната част на приемника. Минималните стойности на звуко-
вого налягане за различните класове приемници, изразени в микро-
бар и, са показани в долната таблица*
Таблица 9.7
Клас приемник Малък Среден Голям Лусоэея
Звуково налягане [р bar] 3,5 5 10 10
Фиг. 9.3
Диаграмата на насоченост определя звуковото налягане, създа-
дено от акустичната система на приемника, в точките, намиращи се на
определено (еднакво) разстояние от него. Особен интерес представля-
ва диаграмата на насоченост в хоризонталната равнина. На фиг. 9.3 са
♦ Сыласно новата международна система за измервателннте единицч СИ акустич-
вото налягане се измерва в нютони (N/m2). При това 1 ixbar = 0,1 N/m*. Поради това,
че новата система СИ не е въведена нзцяло, в- учебника ше се работа със старата
единица (bar).
127
дадени две групи такива диаграмм, отнасящи се за два приемника и
три честоти на излъчвания от акустичната систем^ сигнал. Кривите
свързват точки, чието разстояние до центъра на приемника (в някакъВ
подходящ мащаб) е равно на звукового налягане, създавано в точки-
те, лежащи на същите радиуси и на определено еднакво разстояние-
от същия център. Тъй като е желателно в различните точки на по-
мещение™, в което се намира приемникът, чуването да е еднакво, стре-
межът е диаграмата на насоченост за всички честоти от пропускания
честотен обхват да бъде близка до полукръг.
9.3. ПРЕДВАРИТЕЛНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ВХОДНИТЕ УСТРОЙСТВА
Входните устройства на приемника свързват антената с преобразу-
вателя на честотата (смесителя). Те имат за задача да спират всички
смущаващи сигнали, икдуктирани в антената на приемника, за да не
достигнет до смесителя.
Ако входного устройство не притежава тези качества, всички сигна-
ли, чИяГО честота се различава от честотата на хетеродина и хармо-
ничните й, и тази разлика е равна н! междинната честота на приемника, в
резултат на смесването ще дадат междинна честота-и ще смущават
нормалната работа на приемника. Освен това при AM-обхвати всички
сигнали с високо ниво независимо от честотата им, попаднали на вхо-
да на смесителя или на какъв да е друг нелинеен елемент от схемата
(например решетката на усилвателя по висока честота), вследствие на
нелинейността на дадения елемент могат да модулират приемания
сигнал с честотата на собствената си модулация. По този начин се
получава кръстосана модулация. Ето защо при AM-обхвати, преди си-
гналът да се подаде на входа на смесителя или усилвателя по висока
честота, трябва да се отслабят колкото може повече всички сму-
щаващи сигнали. При УКВ-обхват опасност от кръстосана модулация
няма, понеже честотният детектор е нечувствителен към амплитудиата
модулация. Затова полезният сигнал заедно с всички смущаващи си-
гнали се подава на входа на високочестотния усилвател, селективният-
кръг на който е включен в анодната верига.
Изходните данни за проектиране на входного устройство са:
а) обхватите на приеманите честоти;
б) необходимого подтискане на огледалните честоти;
в) необходимого^. подтискане на сигнали с междинна честота;
г) зададената ширина на пропусканата лента;
д) зададената лекота на настройката на приемника.
9.3.1. Определяне на честотните обхвати на приемника
Честотите, определени за радиоразпръскване, са поместени в след-
яите честотни обхвати:
ДВ—1454-350 kHz; СВ-520 :-1600 kHz; КВ-23004-2850 kHz;
32304-3400 kHz; 3950-4-4000 kHz; 47504-4850 kHz; 4850-;-4995 kHz ;
5950 : 6200 kHz; 7J 00-4-7350 kHz; 95004-9775 kHz; 11 700-j-l 1 975 kHzj
15 1004-15 450 kHz; 177004-17 900 kHz; 214504-21 750 kHz и
25 6004-26100 kHz.
128
УКВ—за източноевропейските страни—OIRT—64,5 — 73 MHz, за
западиоевропейските страни—CCIR—87,5 4-100 MHz, за Американ-
ский континент—RTMA—87 5 — 108 MHz.
В зависимост от класа и предназначението си даден приемник ще
работа с по-голяма или по-малка част от тези честотни обхвати. Об-
хватът средни вълни е основен обхват. Такъв обхват притежава всеки
радиоприемник. За страни с по-голяма географска ширина втори по
важност е обхватът на дългите вълни поради големия район на по-
критие на земната вълна. За страни с малка географска ширина втори
по важност е обхватът на късите вьлни. Приемането при тях става чрез
отразената вълна, затова е много нестабилно, но поради големите разг-
стояния, конто покриват, те широко се използуват, особено участъщР
те от 49 до 16 ш. УКВ-обхват е оправдано да има във всички домаш-
ни радиоприемници, понеже с него се осигурява висококачествено
приемане на местната програма.
От съшествена важност за лекотата на настройката на приемника
и равномерната чувствителност на даден обхват е коефициентът на
обхвата
Ь — Q I
/min
и лентата на обхвата Колкото коефициентът на обхвата е
по-голям, толкова по-голяма е неравномерността на чувствителността
по-обхвата, а колкото честотната лента на обхвата е по-голяма, тол-
кова е по-малка лекотата на настройката.
Ако коефициентът на даден честотен обхват е по-голям от 3 или
честотната лента е по-широка от определената, с помощта на неравен-
ство 9.2 обхватът се разпределя на подобхвати:
, , Nr.DHf
/max fmin = а г 9.2
където
ДА са оборотите на копчето за настройка, необходими за из-
менение на честотата на обхвата от /т„ до /т1п;
D — диаметърът на копчетата за настройка в mm;
2Д/ — ширината на пропусканата лента от междинночестотния
усилвател в- единици, в конто се измерват /тах и /т|П,
а — лекотата на настройката; средна стойност на премествд-
не на периферията на копчето за изменение на честота-
та на настройката с 2Д/ в mm.
Разделянето на подобхвати може да стане с равни коефициенти
или равни честотни ленти. При еднакви коефициенти на подобхватите
се опростява схемата, а при еднакви честотни ленти при същия брой
на подобхватите се получава по-голяма лекота на настройката.
При разделяне на подобхвати с равни коефициенти коефициентите
на подобхватите се определят от следната формула:
iL __________Углах_____
«П.«- NnDlbf ‘
/max а
Означенията са същите, както във формула 9.2.
• Проектиране и коиструяране на радиоапаратури
9.3
129
Броят на подобхватиге п се определи от следното равенство:
(^п.о)" = ka, 9.4
където k0 = •^nai е коефициентът на целия обхват.
/min
Закръгляваме п към по-близкото цяло число и от същото равен-
ство намираме коефициентите на подобхватите за приетия брой под-
обхвати. Граничните честоти на подобхватите се определят от след-
ното равенство:
Угрт. я '/min ^п.о 9.5
където
4pm.п е граничната честота между ти-ти и n-ти подобхват;
Jmin — минималната честота на обхвата.
За да се получи припокриване на подобхватите, трябва граничите
на всеки подобхват да се разширят с 2 до 5 %.
При разделяне на даден обхват на подобхвати с равни честотни
ленти броят на подобхватите се получава, като се раздели лентата на
целия обхват на максималната честотна лента, получена по формула
9.2. Закръглява се до най-близкото цяло число и след това с получе-
ния брой на подобхватите се уточняват окбнчателнр лентата и гранич-
ниге честоти на подобхватите.
9.3.2. Съображения за определяне броя на настроените
кръгове на входного устройство
Входното устройство трябва да има необходимата селективност, ка-
то пропуска и необходимата честотна лента, за да не стеснява лента-
та на целия приемник. При неравномерност за страничните честоти
3 dB честотна лента, която пропуска единичен настроен кръг, е даде-
на от следния израз
2Д/=А, 9.6
където
Д/ е разликата между резонансната честота /0 и честотата, при
която напрежението спада с 3 dB;
Q — качественият фактор на кръга.
По тази формула при зададена честотйа лента се определи макси-
малният допустим качествен фактор на кръга, ако входното устрой-
ство има единичен кръг. Пропусканата лента от входното устройство
за най-ниската честота на дълговълновия обхват може да се приеме
равна на лентата на междинночестотния усилвател, при което цялостната
лента на приемника за този обхват ще се стесни. За най-ниската че-
стота на средновълновия обхват за пропусканата лента на входното
устройство се приема лента, равна на 1,5-: 2 пъти лентата на междин-
ночестотния усилвател. За късовълновия обхват, понеже честотата е ви-
сока и максималният качествен фактор на кръговете достига 80 :-100,
пропусканата от входното устройство лента се получава много не-
широка, стколкото е необходима.
Броят на настроените кръгове на входното устройство се опреде-
ли, като се изхожда от зададеното подтискане на огледалните чеето-
130
ти. На фиг. 9.4 е показана зависимостта на подтискането на огледал-
ните честоти на входно устройство с единичен кръг от честотата и
работния качествен фактор на кръга, за приемник с междинна чесЛта
-468 kHz. Като се използуват тези графики, се проверява дали1 ако
Фиг. 9.4
входното устройство е с единичен кръг, може да се осигури необхо-
димого подтискане на огледалните честоти. Ако се окаже, че подтис-
кането, което се постига с еди-
ничен кръг, не е достатъчно,
броят на настроените кръгове
се увеличава. Увеличаването на
настроените кръгове на входно-
то устройство на повече от два
не е оправдано, ^ъй като води
до големи усложнения и оскъ-
пяване на приемника, освен това
селективността, която се получа-
ва с двукръгово входно устрой-
ство, е напълно достатъчна.
Двукръговото входно устрой-
ство може да се осъществи в
два варианта. При първия вариант двата кръга се свързват като лентов
филтър (фиг. 9.5). При втория вариант вторият от кръговете се включва
в резонансен високочестотен усилвател (фиг. 9.6). Първото решение е
131
за предпочитане при приемници, конто работят с антена с по-голяма
ефективна височина. Такова решение осигурява по-добра защита про-
тив кръстосана модулация. При приемници, работещи с по-малко ефек-
тивни антенй, напр. автомобилни, се налага използуване на високоче-
стотен усилвател преди смесителя. В такъв случай второго решение е
за предпочитане.
Фиг. 9.6
Болшинството от радиоприемниците се строят с еднокръгови вход-
ни устройства. Двукръговото входно устро< ство изисква допълнителна
секция на променливия кондензатор, допълнителни бобини,' превключ-
вания и други усложнения, затова се използува само в по-скъпите ра-
диоприемници.
На обхват УКВ входното устройство има за задача да предаде
енергията от антената на входа на високочестотния усилвател с мини-
мални загуби. Селективност от него не се изисква, тя се осигурява от
кръга в резонансния усилвател. Затова входното устройство на обхват
УКВ служи за съгласуване на антената към входа на високочестотния
усилвател. Неговата настройка е фиксирана, а пропусканата от него
лента е равна на ширината на обхвата.
9.3.3. Избор на схема на входното устройство
Според това, как се осъществява връзката на настроения кръг с
антената, входните устройства за обхвати дълги, средни и къси въл-
ци биват с трансформаторна (индуктивна) връзка с антената 'фиг. 9.7),
с външнокапацитивна връзка (фиг. 9.8', с вътрешнокапацитивна връзка
(фиг. 9.9) и със смесена връзка (фиг. 9.101.
Трансформаторната връзка с антената е за предпочитане във всич-
ки случаи при приемници с кондензаторна настройка, понеже дава
добра равномерност и работа добре при нормални и къси антенй. Не-
достатъкът й се състои в това, че изисква допълнителни контакти за
132
133
антенната верига и поради голямата индуктивност на антенните боби*
бини на обхватите дълги и средни вълни тя е по-скъпо решение.
Схемата с външнокапацитивна връзка е сравнйтелно проста за из-
пълнение, но има голяма неравномерност на предаването по подобхва-
Фиг. 9.10
та. Удобна е за използуване при приемници, работещи с малки антенн»
при честотни обхвати, чиито коефициенти не са по-големи от 1,5, а
също така при индуктивна настройка на кръга.
Вътрешнокапацитивната връзка е следв<щата след трансформатор-
ната, която се използува най-често. Тя осигурява добра равномерност
по обхвата, проста е за изпълнение и е сравнително евтина, което
я налага в масовите евтини приемници. Оразмерена за работа с нор-
мална антена, при работа с малка антена тя дава много по-лоши ре-
Фиг. 9.П
зултати, отколкото трансформаторната. При малка антена дава добри
резултати при индуктивна настройка на кръга, понеже в този случай
в избора на свързващия кондензатор няма ограничения.
134
Смесената трансформаторно-капацитивна връзка се използува малко.
В действителност почти всяка трансформаторна връзка е смесена,
тъй като почти винаги съществува паразитна връзка между антенната
верига и чувствителната точка (топлия край) на кръга. Дори в някои
случаи тази паразитна връзка е по-силна, отколкото е необходимо за
изравняване усилването по обхвата, поради което се налага да се взе-
мат мерки за намаляването й, тъй като се влошава подтискането на
огледалните честоти.
Входного устройство на обхвата УКВ не може да, се разглежда
откъснато, то е част от схемата на високочестотния усилвател. При
този обхват се използува почти изключително трансформаторна връзка
на входния кръг с антената. Според това, дали високочестотният усил-
вател е със заземена решетка или със заземена междинна точка, вход-
ният кръг е със или без междинна заземена точка. На фиг. 9.11 е по-
казана схема на входно устройство и високочестотен усилвател със
заземена решетка, а на фиг. 9.12—схема със заземена междинна точка.
Фиг. 9.12
Схемата със заземена междинна точка се използува повече, понеже
високочестотният усилвател със заземена междинна точка има по-го-
лямо входно съпротивление, вследствие на което входного устройство
има по-голям коефициент на предаване. Схемата със заземена решетка
е по-стабилна, но коефициентът на предаване на входного устройство
на усилвател със заземена решетка е по-малък. Въпреки това и тази
схема се използува често заради по-голямата й стабилност.
Антенният вход на домашния УКВ-приемник се прави симетричен
с входно съпротивление 240-4-300 Й. При автомобилните приемниод
връзката с антената е асиметрична с входно съпротивление « 75 Q.
От около 104-15 години на обхватите дълги и средни вълни в ра-
диоприемниците започгаха да се използуват т. нар. феритни антени*
Употребата им се наложи, понеже са нечувствителни към електрична-,
та съставяща на електромагнитното поле. Тъй като индустриалните
смущения са смущения от близки източници, в конто преобладава
електричната съставяща на полето, феритната антена е нечувствител-
ва към тях.
135
Феритната антена представлява феритна пръчка обикновено с диа-
метър 8—10 mm и дължина 150—200 mm, върху която е навита бо-
бината на входния кръг. За феритни антенй се изпблзуват високоче-
стотни феритни материали с начална магнитна проницаемост р.о =
= 3004-600.
Различните схеми на входни устройства с феритни антенй могат да
се групират в следните три групи:
1. Входни устройства с отделни настроени кръгове за външна и
феритна антена (фиг. 9.13).
Фиг. 9.13
2. Входни устройства с общи настроени кръгове за външна и фе-
ритна антена и вътрешнокапацитивна връзка с външната антена
(фиг. 9.14).
3. Входни устройства с общ настроен кръг при работа на външна
и феритна антена и автотрансформаторна връзка на обхват дълги въл-
ни (фиг. 9.15).
Най-добри резултати дава схемата на фиг. 9.13, но такова решение
е и най-скъпо, затова се използува в по-скъпи радиоприемници. Схема-
та на фиг., 9.14 притежава добрите и лошите качества на вътрешнокапа-
цитивната връзка с антената при работа на външйа антена. При работа с фе-
136
137
ритна антена тя дава същите резултати, както схемата на фиг. 9.13. Изпол-
зува сев масовите радиоприемници. Схемата на фиг. 9.15 дава добри ре-
зултати за обхват средни вълни при работа на външна и феритна антена.
За обхват дълги вълни обаче чувствителността на приемника е около
2ч-3 пъти по-лоша, тъй като входният кръг за обхват дълги вълни се
свързва към антената автотрансформаторно чрез кръга на средновъл-
новия обхват. В схемите на фиг. 9.14 и 9.15 не са показани останали-
те обхвати на приемника, понеже феритни антенй се използуват само
за обхватите средни и дълги вълни. Схемите на входните устройства
на останалите обхвати къси вълни се избират според съображенията за
избора на връзката на входния кръг с антената, изложени по-горе.
Почти във всички случаи обаче връзката с антената за обхват КВ се
прави трансформаторна, тъй като за този обхват тя е най-евтина и да-
ва най-добри резултати. При съставяне на цялостна схема на входните
устройства на приемник с обхвати средни, дълги и къси вълни тряб-
ва да се внимава приемникът да запазва работоспособността си при
работа на къси вълни и при погрешно включване на феритната-антена.
Схемата на фиг. 9.13 отговаря на това условие. В схемите, при конто
се използува един и същ настроен кръг, при работа и на външна, и
на феритна антена, трябва да се вземат мерки против разстройката на
кръга при заземяване на външната антена (съпротивлението
от фиг. 9.15 и кондензатора С3 от фиг. 9.14).
9.3.4. Определяне необходимата чувствителност
на приемника
Повишаването на чувствителността на приемника има смисъл, ако ни-
вата на индустриалните и атмосферни смущения и собствените шумо-
ве са малки. Качеството на възпроизвеждането зависи и от отноше-
нието между нивото на полезния сигнал и шумовете в изхода на при-
емника. Необходимого отношение сигнал/шум е различно за различните
програми, но при определяне на необходимата чувствителност на при-
емника ние трябва да изхождаме от това минимално отношение сиг-
нал шум, при което все още приемникът може в някои случаи да .се
ползува. Така например при отношение сигнал/шум 10ч-15 dB може
задоволително да се приема говор. Следователно такова отношение
може да се приеме за основа за определяне на максималната чувст-
вителност на приемника.
За обхватите дълги и средни вълни индустриалните и атмосферни-
те смущения в повечето случай превишават собствените шумове на
приемника, затова трябва да се съобразяваме именно с тях. В градо-
вете преобладават индустриалните смущения, в селата — атмосферните.
При това атмосферните смущения зависят от сезона и часа на дено-
нощието. На фиг. 9.16 е показана ориентировъчно зависимостта на
полето на атмосферните и индустриалните смущения от честотата за
ширина на пропусканата лента на приемника 1 kHz. При отчитане
обаче на нивото на атмосферните и индустриалните смущения не бива
38
да вземаме максималното ниво, понеже наличието на силни смущения
в някои моменти не бива да ни ограничава да приемем по-голяма
чувствителност на приемника. Тази чувствителност може да се изпол-
зува, макар и само в моменти на по-слаби смущения.
Изхождайки от тези съображения, от графиката на фиг. 9.16 отчи-
таме средното ниво на полето на смущенията за всеки обхват. Мак-
сималната използуваема чувствителност за всеки обхват на приемни-
ка определяме по следната формула:
Фиг. 9.16
—' 111 измерена
поедполага с
/Двх = 3,ЗеУ2 Д/ h у,
9.7
където
«В1 е чувствителността на приемника в p.V;
е — напрегнатостта на полето на смущенията в jiV/m за ши-
рина на пропусканата лента 1 kHz;
2Д/ — ширината на пропусканата лента на приемника по висока
честота в kHz;
h — ефективната височина на средна приемна антена (А =
= 2ч-4 ш);
у — минимално отношение сигнал/шум на изхода на прием-
ника.
139
Както се вижда от графиките на фиг. 9.16, за някои честотни об-
хвати, например за част от обхвата средни вълни, минималните атмо-
сферни смущения са много малки и ако за е приемем много малка
стойност, може да се каже, че собствените шумове на приемника
(именно шумовете на смесителя) надвишават външните смущения.
Ограничената от шумовете на смесването чувствителност за приемник
без високочестотен усилвател се дава с израза
където
&в1у е коефициентът на предаването на входного устройство
от антената до входа на преобразувателя на честотата;
— шумового съпротивление на Смесителя в кй (/?ш =
= 100^300 kQ);
RBiy — максималното резонансно съпротивление на входния
кръг в кй.
Останалите означения са същите, както във форму-
ла 9.7.
На обхват УКВ чувствителността се ограничава от собствените
шумове на приемника, тъй като в този честотен обхват външните сму-
щения са малко. Собственият шум на приемника зависи от шума на
първото усилвателно стъпало — в_случая от шума във високочестот-
ния усилвател и входного устройство. За отношение сигна^/шум 26 dB
чувствителността на приемника може да бъде
и„ = 0,25^ /?НХ-2Д/^ , 9.9
където
«в, е чувствителността в pV;
/?в1— входного съпротивление на приемника, равно на съпро-
тивлението на фидера в кй (обикновено 0,24 кй).
2А/— ширината на пропусканата лента на междинночестотния
усилвател за ЧМ в kHz;
AZ— коефициентът на шума на високочестотния усилвател;
W=l+2-fe-+t// 9.10
gK V ' RgX ’ RgK
където
е шумовото съпротивление на лампата на високочестотния
I п 2,54-3 \
усилвател за триод д - ;
\ «э /
Rgtt— входного съпротивление на високочестотния усилвател;
при схема със заземена решетка Rgie^i 300 й; при схем»
със заземена междинна точка /?£<=600-:1500 й.
140
9.3.5. Ориентировъчни стойности за усилването
на входните устройства
При предварителното изчисление на усилването на отделяйте стъпала
на приемника за усилването на входното устройство могат да се при-
емах следните ориентировъчни стойности:
ДВ и СВ КВ
Входно устройство с единичен кръг 3-: 8 14-5
Входно устройство с двукръгов филтър 1,5-'-4 0,54-2
Стъпало резонансен усилвател 204-40 5—25
За обхват УКВ частта на приемника от антенния вход до изхода
на преобразувателя схемно и конструктивно се оформя като отделен,
добре екраниран възел, който до известна степей има стандартни
параметри. В този възел, известен под наименование™ „УКВ-при-
ставка**, се включват входното устройство, резонаьсният усилвател за
висока честота, преобразувателят и първият междинночестотен транс-
форматор. Параметрите на една такава УКВ-приставка са следните:
усилване 1004-500, най-често 1504-200;
подтискане на огледална честота «30 dB;
подтискане на честота, равна на междинната « 60 dB;
входен импеданс 2404-300 или 604-75 й.
При предварителното изчисление УКВ-приставката се приема като
отделна единица с горните по-главни параметри.
9.4. -ПРЕДВАРИТЕЛНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ПРЕОБРАЗУВАТЕЛЯ
НА ЧЕСТОТАТА
Предварителното изчисление на преобразувателя на честотата включ-
ва избор на типа на смесителната 'лампа, избор на лампа за хетеродина
и съставяне на принципната схема на преобразувателното стъпало.
9. 4.1. Соображения за избор на типа на лампите
От смесителя на обхват AM се изисква да има голям коефициент
на усилбане, малки нелинейни и кргстосани изкривявания (кръстосана
модулация), ниско ниво на интерферентните комбинационни смущения и
възможнсст за работа в голям обхват на изменение на входния сигнал.
Освен тбва смесителят не трябва да създава връзка между входните
и хетеродинните кръгове, особено на обхват къси вълни.
Тези изисквания се задоволяват най-добре, когато за смесител се
използува многорешетъчна лампа, като напрежението на входния сиг-
нал и напрежение:о от хетеродина се подават на различии решетки.
Еднорешетъчните смесители почти не се използуват на обхвати AM,
понеже не могат задоволително да се изпълнят горните изисквания.
На обхват УКВ характеристиката на смесителната лампа не е от
значение поради това, че модулацията е честотна и опасност от не-
линейни и кръстосани изкривявания в смесителя няма.
141
За осигуряване на малък собствен шум и голям коефициент на пре-
образуване за смесители се използуват триодни (еднорешегъчни) лампи.
Понеже коефицис-нтът на обхвата е малък (около 1,15), чрез специални
схемни решения (мостова схема) връзката между входните и хетеро-
динните кръгове може да се отстрани. Ето зато на обхват УКВ се
използуват еднорешетъчни (триодни) смесители, при конто един и същ
триод е хетеродин и смесит ел.
За обхвати AM като преобразувателни лампи приложение намират
главно триод-хептодите и пентагридите (седемелектродните лампи).
Пентагридите се използуват главно в батерийните приемници. Обедине-
нието на хетеродина и смесителя в една лампова система, както това
е при пентагридите, има яредимство само от гледна точка на икономия
в захранването. За по-високите честоти на късовълновия обхват такъЙ
преобразувател се осъществява трудно поради по-голяма та връзка,
която създава между входните и хетеродинните кръгове. Триод хепто-
дите работят задоволително до най-в-1соките честоти на късовълновия
обхват. Такава съвременна лампа е триод-хептодът ЕСН81, която се
използува в почти всички приемници, захранвани от моежа. За пре-
образувател и усилвател по висока честота на обхват УКВ обикновено
се използува двойният триод ЕСС85.
При избор на типа на лампите трябва да се има пред вид и пер-
спективността им. В никакъв случай не бива да се проектира нов
приемник с лампи, конто са снети от производство. Освен това всички
лампи в един приемник трябва да бъдат от една и съща серия, а и
асортиментът им по възможност не трябва да е голям. Ето.защо йз-
борът на лампа за дадено стъпало е свьрзан с избопа на лампи и
за останалите стъпала. Често пъти дадена комбинирана лампа изпъл-
нява по няколко функции в различии стъпала на приемника. Това още
повече налага изборът на лампите' да става съгласувано за всички
стъпала. Трябва да се отбележи и това, че производителите на радио-
лампа обикновено съобразяват параметрите и възможностите на всеки
тип от пр 'извежданите радиолампи с останалите лампи от същата
серия, което г о тволява да се комилектуват различии типове радио-
приемн^ци с минимален брой радиолампи. Така например с радиолам-
пите ЕСС85, ЕСН81. EF89, ЕАВС80, EL84 може да се комплекгува един
комбиниран АМ/ЧМ среден супер и трудно може да се намефи друга
по-икономична комбинация, чрез която да се получат същите резултати.
9. 4.2. Избор на, схема на преобразувателя
До известна с.епен изборът на схемата на преобразувателното
стъпало се предопредели от избора на претбразувателната лампа. На
фиг. 9.17 е показана една транзитронна' схема на хетеродин за
преобразувателно стъпало с отделен хетеродин с голяма стабллност
на честотата. За генератор е използуван високочестотен пентод. .Такова
изпълнение се използува в първокласните приемници. На фиг. 9.18—9.21
142
Фиг. 9.17
143
са показани някои от найизползуваните схеми на преобразувателни стъ-
пала за АМ-обхвати.
Най-използувани в масовите радиоприемници са схемите, показани
на фиг. 9.18, 9.19 и 9.20. И в трите схеми за смесител се използува
Фиг. 9.19
хептодната част на преобразувателната лампа ЕСН81, а хетеродинът
е изпълнен от триодната част на сыцата лампа. При първите две
схеми (фиг. 9.18 и 9.19) хетеролинът е с трансформаторна обратна
връзка. Разликата между двете схеми е в това, че при едната на-
строеният кръг е в анодната верига на триода, а при другата — в
144
решетъчната верига. Когато настроеният кръг е в анодната верига,
стабилността на честотата е по-добра. Схемата с настроен кръг в ре-
шетъчната верига се използува обикновено в комбинация с триточко-
вата схема (фиг. 9.20), при което на обхватите дълги и средни вълни
хетеродинът работи по схемата, показана на фиг. 9.20, а на обхват
къси вълни — по схемата на фиг. 9.18. По този начин се опростява
превключването. Такова решение се използува обикновено при малки
и средни приемници. Такава е схемата^на. фиг. 9.21.
Фиг. 9.21
Схемата на фиг. 9.20 при използуване в хетеродини с по-голям
коефициент на обхвата има съще<твен недостатък. Измененного на
капацитета на променливия кондензатор води до изменение на коефи-
циента на обратната връзка и до силно изменение на напрежението на
хетеродина по обхвата. Ето зато използуването на тази схема при
коефициент на обхвата на хетеродина, по-голям от две, е пробле-
матично.
На фиг. 9.22 е показана схема на преобразувател с пентагрида 6А7,
използувана в по-старите модели съветски радиоприемници. Хетеро-
динът работи по триточкова схема с индуктивен делител. За анод на
10 Проектиране и конструиране на радио." паратури
145
гетеродина служат втората и четвъртата решетка. В съвременните
приемници такива преобразуватели не се използуват.
В разгледаните схеми изменението на честотата на хетеродина
става чрез изменение на капацитета на кръга. При някои приемници,
Фиг. 9.22
апр. в автомобилните, се предпочита изменението на честотата да
става чрез изменение ьа индуктивността на кръга. Издуктивната на-
фиг. 9.23
стройка при автомобилните приемници се предпочита по следните
съображения:
1. Индуктивната настройка по малко е уязвима при вибрации.
146
2. Коефициентът на предаване на входного устройство, работещо с
автомобилна антена при индуктивна настройка на кръга, се получава
по-голям.
3. Автомобилните приемници имат обикновено средни и дълги въл-
ии, което позволява да се използува индуктивна настройка. При един
многообхватен приемник индуктивната настройка създава големи за-
труднения, тъй като за всеки обхват трябва да се правят отделни
комплекта променливи индуктивности.
На обхват УКВ се използува както капацитивна, така и индуктивна
настройка. Капацитивната настройка осигурнва по-точна градуировка,
а индуктивната е по икономична.
На фиг. 9.23 и 9.24 са показани две принципни схемни решения на
преобразувателно стъпало на обхват УКВ. Схемата на фиг. 9.23 е «
Фиг. 9.24
резонансен кръг в решетката на лампата. Тя може да се осъществи
само при инауктивна настройка на кръга, понеже единият извод на
променливия кондензатор обикновено се заземява, а двата края на
настроения кръг в решетката трябва да са симетрични спрямо земя.
Схемата на фиг. 9.24 с настроен кръг в анода може да се ползува
както при индуктивна, така и при капщитивна настройка. Ако се из-
ползува тази схема, стабилността на честотата при равни други усло-
вия е по-голяма, но и излъчването на хетеродина е по-голямо, тъй
като, когато настроеният кръг е в ан >дната верига, променливото на-
нрежение е много по-високо, отколкото, когато е в решетъчната.
147
9.5. ПРЕДВАРИТЕЛНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ
Междинночестотният усилвател е гръбнакът на всеки радиопри-
емник. От неговите параметри зависят такива основни параметри на
радиоприемника, като стабилност, чувствителност, селективност, ширина
на пропусканата честотна лента и АРУ.
Междинночестотният усилвател трябва да усилва в границите на
определена честотна лента постъпващите на входа му сигнали, така
че получаващото се на детектора напрежение да осигурява нормалната
му работа независимо от промените на нивото на входния сигнал (ако
тия промени са в определени г{ ачици). Междинночестотният усилвател
трябва да спира колкото може повече всички сигнали, конто се нами-
рат извън границите на пропусканата честотна лента.
Изходните данни за проектирането на междинночестотния усил-
вател са чувствителността на приемника, минималното напрежение на
входа на детектора, зададената селектввност по съседен канал и ши-
рцната на пропусканата лента на приемника.
9.5.1. Избор на междинна честота
При избора на междинната честота на приемника трябва да се
ръководим от следните отображения. Междинната честота не трябва
да влиза в границите на приеманите честотни обхвати, а по възмож-
ност да бъде далеч от тях. Колкото междинната честота на приемника
е по-висока, толкова подтискането на огледалните честоти е по-добро,
понеже с повишаване на междинната честота огледалната честота се
отдалечава от честотата, на която е настроен приемникът. С повиша-
ване на междинната честота обаче се намалява усилването, което може
да се получи от дадено междинночестотно стъпало, разширява се про-
пусканата лента и се намалява селективността на приемника по съ-
седен канал.
Ето защо за АМ-обхвати междинната честота се избира от 450
до 480 kHz, а за обхват УКВ—10,7 MHz. Изборът на точната стойност
на междинната честота за обхвати AM трябва да се направи, като се
вземат пред вид честотите, на конто работят средновълновите и дъл-
говълновите предаватели в дадената страна. Стойността на междин-
ната честота трябва да бъде такава че честотите, за конто се полу-
чават най-силните комбинационни смущения, да не съвпадат с често-
тите, на конто работят местните предаватели. Най-силни комбинацион-
ни смущения в един суперхетеродинен приемник се получават около
следните честоти, на конто може да бъде настроен приемникът: 0,33 А»
0,5Л, 0,67 А, Л, 1 5/м, 2 Л, ЗА, 4 А.
В нашата страна за обхвати AM е приета междинна честота 468 kHz,
а за обхват УКВ — 10,7 MHz.
148
9.5.2. Определяне на необходимого усилване
на междинночестотния усилвател
Усилването на междинночестотния усилвател трябва да бъде до-
статъчно, за да се получи на изхода му междинночестотен сигнал с
ниво, необходимо за нормалната работа на детектора.
За детекгиране на амплитудно модули^ани сигнали в радиопри-
емниците се използува предияно диодният детектор. Той внася малки
нелинеини изкривявания и може да работи в голям обхват на изме-
нение на подавания му сигнат. Схемата му е сравнително проста и се
съчетава лесно със схемата на АРУ.
За да определим минималното напрежение с междинна честота,
което трябва да се подаде на входа на диодния детектор, изхождаме
от допустимия коефициент на нелинейните изкривявания, внасяни от
детектора при това ниво. Зависимостта на коефициента на нелинейните
изкривявания на диодния детектор от нивото на входния сигнал за
дълбочина на модулщията 80 и 90% се вижда на фиг. 13.2. От тази
зависимост е ясно, че колкото нивото на сигнала, подавай от детек-
тора, е по-малко, толкова нелинейните изкривявания са по-големи и за
най-слабите сигнали се приближават до стойността
k = -.~, 9.11
4
където
k е коефициентът на нелинейните изкривявания в %;
т — дълбочината на модулацията в %.
При приемане на сигнали с ниво от порядька на чувствителността
на приемника можем да допуснем по-гоЛми нелинейни изкривявания
от детектора, понеже за такова ниво на сигнала изкривяванията от
останалите стъпала са нищожни. Освен това собствените шумове на
приемника, индустриалните и атмосферните смущения маскираг нели-
нейните изкривявания. Ето защо можем да приемем таково ниво на
сигнала на входа на детектора, при което нелинейните изкривявания
за 80% модулация достигат 10%. Основание за това е й обстоятел-
ството, че дълбочина на модулацията 80% е върхова стойност, която
по време на работа се получава само в определени момента. С нама-
ляването на дълбочината на модулацията се намаляват и изкривяванията,
поради което, изхождайки от нелинейните изкривявания за минимална
стойност на подаваното на входа на детектора напрежение, можем да
приемем стойността 100—200 mV. От друга страна, нивото на вход-
ното напрежение трябва да бъде такова, че детектираното нискоче-
стотно напрежение да е по-голямо или равно на чувствителността на
нискочестотния усилвател, за изходната мощност, при която се измерва
чувствителността, т. е.
«вхдет^5«вх.ячу, 9.12
където
мвх.лет е напрежението на входа на детектора;
149
ит нчу — чувствителността на нискочестотния усилвател. з»
50 mW изходна мощност.
За детектор на честотномодулирани сигнали в радиоприемниците
почти изключително се използува дробният детектор (фиг. 13.3 и 13.4).
Той не се нуждае от ограничител на нивото на входния сигнал и ра-
боти добре както при силни сигнали от порядъка на няколко волта,
така и при сигнали от порядъка на 154-20 mV. Усилването на дроб-
ния детектор, изразено чрез отношението на нискочестотното напре-
жение на изхода му към подаленото на входа му високочестотно на-
прежение с дълбочина на честотната модулация 30 %, се движи в гра-
ниците от 0,8 до 1,5. При предварителното изчисление за усилването
на дробния детектор приемаме стойност лз1, т. е. междинночестотният
усилвател трябва да достави на входа на дробния детектор напреже-
ние, равно на чувствителността на нискочестотния усилвател.
След като сме определили минималното входно напрежение на
AM-детектора и знаем усилването на входните вериги и чувствител-
ността на приемника, усилването на междинночестотния усилвател за
AM ще определим от израза
К 4-
Л'МЧ"ГПр ;/ IS
“вх • Авху
9.13
където
АГмч+пр е усилването на междинночестотния усилвател и пре-
образователя, взети заедно;
Мрх.дет — напрежението на входа на детектора;
АГвху — усилването на входного устройство;
мвх — чувствителността на приемника.
При изчисление на усилването, селективността и другите показа-
тели на междинночестотния усилвател преобразувателното стъпало
трябва да се разглежда като първо стъпало на междинночестотния
усилвател със стръмност на лампата, равна на стръмността на
смесване.
При предварителното изчисление на усилването на междинночестот-
ния усилвател за ЧМ за разлика от AM за предпочитане е усилването
на стъпалата на приемника от антенния вход до изхода на преобра-
зувателя да се вземе 100—250 пъти, тъй като те се оформят кон-
структивно и схемно като отделен възел — У KB-приставка. Усилва-
нето на стъпалата на междинночестотния усилвател от изхода на при-
ставката до входа на дробния детектор се определи от израза
„ _ “вх, др. пет_ QJ4
tl0u2H-250)uBI
9.5.3. Соображения за определяне ширината на пропусканата лента
от междинночестотния усилвател
За да може даден радиоприемник да възпроизведе вярно приема-
ния говор или музика, неговият уси/вателен тракт (верига) от анте-
ната до акустичната система трябва да пропусне с минималки честотнн
150
изкривявания честотната лента, която заема дадената програма. Ме-
ждинночестотният усилвател от своя страна трябва да пропусне целия
честотен спектър на модулирания междинночестотен сигнал, т. е. ши-
рината на пропусканата лента на междинночестотния усилвател трябва
да е равна на честотния спектър на модулирания сигнал.
При амплитудна модулация ширината на честотния спектър е равна
на удвоената максимална модулираща честота, т. е. на удвоената мак-
симална честота от нискочестотната лента, с която е модулиран висо-
кочестотният сигнал.
При честотна модулация ширината на спектъра на високочестотния
сигнал е
2Ven«2A/max, ако ^->1 и 9.15
2Д/сп«2Гт„, ако^-<1, 9.16
л max
където
А/max е максималното честотно отклонение (девиация) при
максимална модулация;
/**тах — максималната модулираща честота;
Д/Сп — половината от ширината на спектъра на модулирания
високочестотен сигнал.
Поради голямата гъстота на предавателите, работещи на амплитуд-
на модулация, с оглед на намаляване на смущенията, идващи от съ-
седни предаватели, ширината на пропусканата честотна лента от меж-
динночестотния усилвател за AM на приеадниците се стеснява изку-
ствено. Така стеснената честотна лента не може да осигури приема-
нето на целия честотен спектър, който отговаря на приеманата про-
грама, но по такъв начин се повишава селективността по съседен
канал. Ширина на пропусканата лента на междинночестотния усилва-
тет 4-е-5 kHz е напълно достатъчна за едно сравнително добро въз-
произвеждане. Приемници, към конто се поставят по-високи изисквания
за селективност и за вярност на възпроизвеждането, трябва да имат
междинночестотни усилватели с променлива ширина на лентата.
На обхват УКВ ширината на пропусканата лента на междинноче-
стотния усилвател се приема приблизително равна на два пъти макси-
малната девиация на честотата на модулираното трептение. Така на-
пример при максимална девиация 50—75 kHz ширината на пропуска-
ната лента от междинночестотния усилвател може да се приеме
100-Н150 kHz и това е напълно достатъчно, още повече, че такава е
лентата на междинночестотния усилвател само при ниско ниво на при-
емания сигнал. При високи нива на сигнала вследствие на огранича-
ването ширината на лентата на междинната честота нараства. Освен
това вследствие на нечувствителността на честотния детектор към
бързите амплитудни изменения на сигнала междинночестотният усил-
вател може да пропусне по-широк честотен спектър, отколкото е не-
говата ширина на лентата, без забележими изкривявания. Ето защо
съвременните радиоприемници имат ширина на лентата по междинна
честота 100-4-150 kHz, а понякога и под 100 kHz.
151
9.5.4. Соображения за определяне броя на междинночестотните
усилвателни стъпала и типа на междинночестотните филтри
В междинночестотните усилватели на радиоприемниците се изпол-
зуват усилва1елни стъпала с еднокръгови, двукръгови и с повече от
два настроени кръга междинночестотни филтри (фиг. 9.25, 9.26, 9.27).
Фиг. 9 25
Фиг. 9.26
Междинночестотните усилватели с еднокръгови филтри се използу-
ват малко, и то преаимно в много евтините и с ниски показатели
приемници. В останалите приемници еднокръговите филтри могат да
Фиг. 9.27
се използуват в стъпалата, захранващи амплитудния детектор или де-
тектора на АРУ (ако има отделен усилвател за захранване на детек-
тора на АРУ).
При еднаква ширина на пропусканата лента кръговёте на междин-
ночестотното стъпало с двукръгов филтър (при критична връзка) в
152
сравнение със също такова стъпало с еднокръгов филтър трябва да
имат по-голям качествен фактор. Вследствие на това усилването на
междинночестоп о о стъпало с еднокръгов и двукръгов филтър е
приблизително еднакво, докато правоъгълността на резонансната ха-
рактеристика на усилвател с двукръгови филтри е по добра. Затова
междинночестотните усилватели на радиоприемниците се правят с дву-
кръгови филтри. Колкото обаче връзката между кръговете на филтъра
е по-слаба от критик ната,. толкова това предимство на друкръговите
филтри се намалява. Затова не е изгодно да се работи с подкритична
връзка.
Използуването на двукръгови междинночестотни филтрм има пре-
димство в сравнение с еднокръговите и по отношение на разстройката,
която се внася при смяна на лампите. Причината за това е, че при
еднокръгов филтър към кръговия капацитет са включени и капаците-
тите на лампата преди филтъра, и капацитетите на лампата след фил-
търа, докато при двукръгов филтър към всеки кръг на филтъра е
включен капацитетът на една лампа.
Междинночестотни стъпала с многокръгови филтри се използуват
малко. Използуват се в случайте, когато трябва да се повиши селек-
тивността на приемника, без да се увеличава броят на стъпалата. Та-
кива стъпала обаче имат по малко усилване, затова останалите стъпала
на приемника трябва да осигурят достатъчно усилване.
Броят на стъпалата на междинночестотния усилвател се определя
в зависимост от необходимого усилване и зададената селективност по
съседен канал. Понеже различните стъпала на междинночестотния
усилвател имат различно усилване, за да получим броя на стъпалата,
не можем просто да разделим общото усилване на усилването, което
може да даде едно стъпало, а постъпваме по следния начин.
Първоначално си задаваме броя на стъпалата на междинночестотния
усилвател (включително и смесителя) и проверяваме удовлетворяват ли
се изискванията за усилването и селективността на усилватели. Усил-
вангто на междянночеоготно стъпало с двукръгов филтър при кри-
тична връзка между кръговете се определя по следната формула:
^4.cT — 4nfuC у 9.17
където
5 е стръмността на лампата (за преобразувателното стъпало—
стръмността на смесване) в A/V;
Q — еквивалентният качествен фактор на кръговете;
f„ — междинната честота в Hz ;
С — капацитетът на кръговете във F.
Усилването на целия междинночестотен усилвател е равно на про-
изведението от усилването на стъпалата му. Кръговият капацитет С
трябва да е достатъчно голям, за да не надхвърли усилването на
стъпалото, устойчивого усилване
153
^0,18-4-0,32)5
2теЛ,Саг
9.18
където С'г е капацитетът анод—решетка на лампата, събран с монтаж-
ния капацитет между анодната и решетъчнатавериги, във F»
Еквивалентният качествен фактор на кръговете зависи от броя на
междинночестотните филтри и зададената ширина на лентата на це-
лия усилвател. За двукръгови филтри и критична връзка той се дава
с израза
където
2Д/ е ширината на пропусканата лента от междинночестотния
усилвател при 3 dB неравномерност за страничните (гра-
ни чните) честоти;
п — броят на двукръговите междинночестотни филтри.
Ако общото усилване на междинночестотния усилвател надвишава
необходимого усилване с достатъчен резерв, приетият брой стъпала е
достатъчен, що се отнася до задоволяване на изискването за усилване.
Междинночестотният усилвател обаче трябва да има и определена С£-
лективност по съседен канал. Броят на стъпалата на усилвател с дву-
кръгови междинночестотни филтри с критична връзка, който осигурява
необходимата селективност, се намира от следната формула:
О
20 log ’
s l-н2
9.20
където
а
Ч
х
е селективността по съседен канал в dB;
— обобшеният коефициент на -връзката между кръговете;
при критична връзка rj = 1 ;j
— относителната
разстройка,
х=
/и
• Q;
Д/р — разстройката, при която се дефинира селективността.
9.5.5. Избор на лампи за междинночестотния усилвател
Лампите на междинночестотния усилвател, както и лампите на оста-
налите стъпала на приемника, трябва да бъдат съвременни и по въз-
можност да са от една серия. За междинночестотни усилвателни лампи
се използуват високочестотни пентоди с удължена характеристика,
високи входни и изходни съпротивления и по възможност по-голямо
отношение на стръмността към капацитета анод—управляваща решетка.
Колкото по-удължена е решетъчната характеристика по посока към
отрицателното преднапрёжение, толкова по-дълбоко може да бъде ре-
154
гулирана лампата, а оттам и с по големи входни напрежения ще може
да работа усилвателят. Колкото входните и изходните съпротивления
на лампите са по-големи, толкова по-малко ще се шунтират кръговете
на междинночестотните филтри. Колкото по-голямо е отношението на
стръмността към капацитета анод—решетка, толкова по-голямо стабилно
усилване може да се получи от лампата.
За междинночестотния усилгагел ЧМ видът на решетъчните харак-
теристики на лампите не е от значение, но останалите изисквания си
остават в сила.
Лампите на междинночестотния усилвател AM трябва да създяват
минимална паразитна модулация на сигнала, напр. брумова модулацйя.
На този параметър също така трябва да се държи сметка при избора
на типа на лампите. Високочестотният пентод EF89 е съвременна меж-
динночестотна лампа, използувана почти във всички комбинирани
АМ/ЧМ приемници.
в.6. ПРЕДВАРИТЕЛНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА НИСКОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ,
AKJ СТИЧНА СИСТЕМА, ЗАХРАНВАЩО СТЪПАЛО
9.6.1. Общи положения
Основното предназначение на нискочестотния усилвател на радио-
приемника е да усили получените след детектирането полезни ниско-
честотни сигнали по напрежение и мощност до такова ниво, каквото
е необходимо за правилната работа на акустичната система.
Нискочестотният усилвател на голяма част от радиоприемниците
може освен това да се използува за усилване на грамофонни и магни-
тофонни записи.
Акустичната система на радиоприемника е най-тясно свързана с
нискочестотния му усилвател. Нейното предназначение е да преобра-
зува подадените й от нискочестотния усилвател полезни електрически
сигнали в акустически.
Захранващото стъпало на радиоприемника е предназначено за оси-
гуряване на необходимите напрежения, за нормалната работа на лам-
пите. В повечето от радиоприемниците като източник на напрежение
се използува индустриалната мрежа (мрежовите радиоприемници). Само
малка част от радиоприемниците се захранват от батерии или акуму-
латори (батерийни радиоприемници).
Проектирането на нискочестотния усилвател, на акустичната система
и на захранващото стъпало на радиоприемника се извършва на два
етапа. В първия етап се съставя блоковата схема на усилвателя, опре-
делят се броят и типът на стъпалата и лампите и се набелязват ня-
кои изисквания към отделните стъпала. В този етап се извършва също
предварителшят избор на елементите на акустичната система; брой,
мошност и тип на високоговорителите, както и начин на разположе-
нието им в кутията на радиоприемника. Избират се също схемата и ти-
път на елементите на захранващото напрежение.
155
Във вторая етап на проектирането се извършва детайлно изчисле-
ние и окончателно определяне на елементите на отделяйте стъпала и
на акустичната система,
9.6.2. Блокова схема на нискочестотен усилвател, определяне
на броя и типа на стъпалата и типа на лампите
Блоковата схема обединява отделяйте стъпала (блокове), конто са
функционално свързани. В нея всяко стъпало е представено като от-
делен блок. Блоковете се свързват в зависимост от поставените към
усилвателя изисквания.
Нискочестотният усилвател се състои от следните стъпала (блокове):
Входно стъпало. В него влизат регулаторът на силата и конструк-
тивните елементи, конто позволяват към нйскочестотния усилвател да
се включват различии източници на полезни сигнали. Регулаторът на
силата дава възможност за плавно регулиране.
Понякога, макар и рядко, към входното стъпало се причисляват и
тон-регулаторите. В този случай последните трябва да бъдат така под-
брани, че действието им да не се влияе от различните вътрешни съпро-
тивления на източниците, от конто се подават сигнали на нискочестот-
ния усилвател. Освен това, за да не бъде внесен голям брум в усил-
вателя, трябва да се вземат специални мерки (екраниране, разположе-
ние).
Тъй като входното стъпало се състои от пасивни елементи, по-
стъпващите в него сигнали не само не се усилват, но се затихват. С
достатъчна точност при предварителните разчети за най-чувствителния
от входовете (при отворен регулатор на силата и тон-регулатори на
минимално затихване) може да се приеме, че входното стъпало има
коефициент на усилване Кях=\.
Предусилвателно стъпало. Това е стъпало, усилващо напрежение.
Състои се само от една лампова система и принадлежащите към нея
пасивни елементи. В почти всички случаи предусилвателното стъпало
се изпълнява като съпротивително-капацитивен /?С-усилвател. В него
се използуват както триодни, така и пентодни лампи, като се изхожда
от следните съображения:
а) Коефициентът на усилване, когато в схемите вместо триодна се
използува пентодна лампа, е значително по-голям. При предварител-
ните изчисления може да се работи със следните приблизителни стой-
ности:
за триоди Кп« 0,6 р л* 50;
за пентоди Кл^0,1 р«200,
където р е коефициентът на усилване на самата лампа.
б) Броят на елементите, когато в схемите вместо пентодна се из-
ползува триодна лампа, е много малък
в) Може да се използуват двойни (поставени в един балон) триодни
лампи. Двете усилвателни стъпала, изпълнени с такава лампа, имат
коефициент на усилване К„ 5=50.50 = 2500, който е значително по-го-
156
лям от коефициента на усилване на една пентодна лампа, при малко по-
голям брой /?С-елементи;
г) Нелинейните изкривявания, причинявани от триода, са много по-
мадки от изкривяванията, дължащи се на пентода. Това предимство
има практическо значение само при по големи усилвани напрежения.
Такъв е случаят с усилвателя на напрежение, намиращ се непосред-
ствено преди крайната лампа, който винаги трябва да бъде изпълнён
с триод.
В зависимост от поставените към високочестотен усилвател изиск-
вания блоковата му схема може да съдържа едно, две или три стъ-
пала усилватели на напрежения.
Стъпало за тон-регулиране. Това стъпало се състои от самите
трн-регу латори. Послед ните представляват вериги от постоянни и про-
менливи пасивни елементи, позволяващи да се изменя честотната ха-
рактеристика на усилвателя. В най-ниските класове радиоприемници
тон-регулатори обикновено липсват. Във всички останали радиоприем-
Аици се използува както плавно, така и степенчато регулиране на тона
(кланг-регистри). В големите и луксозни радиоприемници регулирането
на тона може да става в широки граници, като се използуват сложни
плавни и степенчати тон-регулатори.
При използуване на прости тон-регулатори, позволяващи само пони-
жаване на ниските и високите честоти, за коефициент на усилване на
стъпалото може да се приеме При по-сложни регулатори, поз-
воляващи и повдигане на ниските и на високите честоти, обаче се
приема АГР« 0,1 4-0,2. ,
Понякога регулирането на тона се
осъществява чрез промяна на дълбо-
чината на обратната връзка. Това е ев-
тин, но не много ефикасен начин. При
него липсва специално стъпало за ре-
гулиране на тона.
Инверсно стъпало. Блоковата схема
трябва да съдържа такова стъпало само
ако крайното стъпало е двутактно.
Обикновено в радиоприемниците се из-
ползува инверсно стъпало с разделен
товар (в анода и катода). То представ-
лява особен тип /?С-усилвател. Изпъл-
нява се винаги с триод и се отличава с
голяма простота и доста високи пока-
затели.,
Може да се приеме, че коефициен-
тът на усилване на този тип инверсно
стъпало е Кк 2.
В някои случаи за опростяване на нискочестотния усилвател се избяг-
ва използуването на отделно инверсно стъпало. На фиг. 9.28 е показано
едно специално крайно стъпало, наречено »автоинверсно“. При него функ-
циите на инверсното стъпало се изпълняват от изходния трансформатор.
157
Автоинверсната схема не дава възможност да се използуват пълно
възможностите на лампите в крайното стъпало и получаване на високи
показатели, поради което сравнително рядко се изпо :зува.
Крайне стъпало. Предназначение™ на това усилвателно стъпало е
да осигури необходимата електрическа мощност. Освен крайната лампа
(или крайните лампи) то включва и изходния трансформатор. Крайното
стъпало в радиоприемниците като правило се изпълнява с пентоди или
лъчеви триоди. Причината за това е, че тези лампи имат редица пре-
имущества в сравнение с триодите, а именно:
а) от три до пет пъти по-голям коефициент на усилване;
б) значително по-висок к. п. д.;
в) възможност необходимата мощност да се получи при значително
по-ниски постоянни захранващи напрежения.
Дали крайното стъпало да бъде еднотактно или двутактно, се опре-
дели, като се изхожда от качествата на двата типа стъпала.
Еднотактното стъпало съдържа само една лампа. Поради това
броят на /?С-елементите, от конто се състои, е малък. При него не е
необходимо използуването на инверсно стъпало.
Двутактното стъпало позволява да се получи много по-висок к. п. д.,
отколкото еднотактното. При него изходният трансформатор е по-евтин.
Двутактното стъпало може да работи с много по-високи пулсации на
захранващото напрежение, отколкото еднотактното. Това опростява и
поевтинява захранващото стъпало.
Оказва се, че еднотактното крайно стъпало е по-подходящо за ма-
ломощни, а двутактното — за по-мощни усилватели.
Практически се счйта, че ако от радиоприемника се изисква по-
лезна (изходна) мощност, по-малка от 3-н4 W, за предпочитане е край-
ното стъпало да бъде изпълнено като еднотактно. В останалите слу-
чаи трябва да се използува двутактна схема..
Ориентировъчно може да се приеме, че коефициентът на усилване
на крайното стъпало заедно с изходния трансформатор в зависимост
от типа на схемата и при използуване на пентодни лампи е:
еднотактна схема Кк «1;
двутактна схема Кк 0,5;
автоинверсна схема /Склз1.
Обратна връзка. Нейните параметри са тясно свързани и силно за-
висими от параметрите на стъпалата, конто обхваща. Поради това като
отделно стъпало може да се ращлеждат сама веригите, пэзвэляващи
да се поаучи определена стойност на коефициента на обратната връзка
ф). Тези вериги може да свързват както изхода на усилвателя и ня-
кое от нискочестотните стъпала, така и послед ните стъпала. Съобразно
с предназначението си обратната верига се използува главно в три
варианта:
а) За намаляване нелинейните изкривявания на НЧ-усилвател. Из-
пълнява се като честотнонезависима отрицателна обратна връзка меж-
ду изхода на усилвателя и някое от стъпалата, усилза ци напрежение.
б) За получаване на определени честотни характеристики от НЧ-
усилвател. Изпълнява се като честотнозависима отрицателна обратна
връзка. Прилага се както между изхода на усилватели и никое от
стъпалата, усилващи напрежение, така и между самите стъпала, усил-
ващи напрежение. Поннкога регулирането на тона се извършза чрез
промина на стойностите на елементите, определищи коефициента на
обратната връзка.
в) За получаване на определени честотни характеристики и за сни-
жаване на нелинейните изкривнванин се използуват две отделив вериги
на обратна връзка, или това се постига с една верига, като се прави
компромис между противоречивите изискванин.
Дълбочината на обратната връзка А пэказза с колко се намалнва
коефициентът на усилване на обхванатите стъпала. Нейната стойност
се определи както въз основа на посочените изискванин, така и с
оглед след използуването й усилвателнт да не стане склонен към са-
мовъзбуждане. За предварителниге начислении в зависимост от брой нЗ
обхванатите от обратната връзка стъпала и с оглед на предпазване от
самовъзбуждане могат да се приемат следните допустима стойности
на А:
едно стъпало — Л~на коефициента на [усилване на стъпалотоз;
две стъпала — А 20 dB (10 пъти);
три стъпала — A 5S 10 dB (3 пъти).
Тези стойности са средни. П.>и честотнозависима обратна връзка
могат да се приемат и по-големи от тих. При честотнозависима обрат-
на връзка обаче, ако са об.хванати пэзече стъпала и особено ако меж-
ду тях е и крайното стъпало, трябва да се използуват равни и дори
по-малки стойности.
Общият коефициент на усилване на целия усилвател се определя
като произведение от коефициентите на усилване на отделните стъпала
и реципрочните стойности на дълбочиыите на обратните връзки.
9.6.3. Акустична система
Правилният подбор и изчисление на елементите на акустичната си-
стема позволяват да се оползэтвори пэстигнатого при проектирането
на нискочестотните и високочестотните стъпала на радиоприемника. Об-
ратно, пропуските и грешките при проектирането на акустичната система
могат да провалят всички усилия, положени преди това за постигане на
висококачествено възпроизвеждане. Предварителният подбор на еле-
ментите на акустичната система се извършва, като се имат пред вид
следните основни изисквания:
а) Получаване необходимата средна стойност на звуковото налягане,
създавано от акустичната система. Средната стойност на звуковото
налягане се определя от максималната изходна мощност на ниско-
честотния усилвател и от коефициента на полезно действие на акустич-
ната система. Средната стойност на звукового налягане, отнесена към
електрическа мощност 1 W, се нарича чувствителност. За някои наши
и чужди висркоговорители тя е дадена в прилож. 6. Ако е зададена
15®
необходимата средна стойност на звуковото налягане (напр. като е
зададен класът на приемника), може да се подберат подходящи висо-
коговорители, конто да я осигурят при определена изходна мощност.
б) Постигане на зададената ширина на честотната лента по звуков»
налягане. При приемниците от малък клас това става лесно, като се
използува един единствен високоговорител. При останалите приемници
се налага използуване на по-голям брой високоговорители. Обикновено
се подбират няколко високоговорителя, всеки от конто е предназначен
за възпроизвеждане на част от звуковия обхват.
Изборът може да се извърши, като се използува прилож. 6, в което
са посочени граничните честоти на високоговорителите.
в) Постигане на най-добра кръгова диаграма на насоченост. Когато
приемникът има само един говорител, тази диаграма е твърде неравно-
мерна. Тя се подобрява значително при използуване на по-голям брой
високоговорители, разположени не само отпред, но и на страните на
приемника. Това се вижда на фиг. 9.3, където е показана кръгова
диаграма на приемник с един високоговорител и кръгова диаграма на
приемник с три високоговорителя. Явно е, че задоволителна кръгова
диаграма на насоченост може да се постигне само при големите кла-
сове приемници, по-високата цена на конто позволява употреба на по-
голям брой високоговорители.
г) Получаване .на малки нелинейни изкривявания от акустичната
система. Това изискване налага номиналната мощност на акустичната
система Рак да бъде по-голяма от подаваната електрнческа мощност Ред.
Р
Приема се отношението лк = 1-е—2, като по-големите стойности се из-
'ел
ползуват за по-големите класове приемници.
На практика изброените изисквания са противоречиви, особено що
се касае до цената, размерите, теглото и другите икономически и екс-
плоатационни параметри на приемника. Това налога във всички случаи
да се търси компромисно решение.
9.6.4. Захранващо стъпало
Захранващото стъпало обикновено се състои от захранващ (мрежов)
трансформатор, изправителна и филтрираща трупа. В някои приемници
в който се използуват специалните лампи от серия U, употребата на
захранващия трансформатор се избягва. Това се прави почти единствено
само в приемници от малък клас.
Изборът на схемата на изправителната трупа се извършва, като се
изхожда от следното:
а) Еднопътната схема е подходяща при малка консумация на по-
стоянен ток. Тя е евтина и най-пригодена за малки радиоприемници.
Тази схема е задължителна при приемниците без мрежов трансфор-
матор.
б) Двупътната схема представлява изгодно решение при по-голяма
консумация. Тя е подходяща за по-големите приемници при условие,
че се използува изправителна лампа.
160
в) мостовата изправителна схема (схема яГретц“) води до особено
изгодни икономически решения при употреба на полупроводникови из-
правителни елементи. Тя се използува в приемници от среден клас
нагоре.
9.6.5. Пример
Да се състави блоковата схема на нискочестотен усилвател на радиоприемник от
клас .голям*. Да се определят основните данни на акустичната система и захранва-
щото стъпало.
Быкова схема. Съгласно табл. 9.1 стойността на изходната мощност на ,голяг,“
приемник трябва да не е по-малка от 4 W. Приемаме тя да бъде 6 W, което нала га
използуването на двутактно стъпало. Поради високите изисквания към приемника прие-
маме нормално дву1актно крайно стъпало с Л"к=0,5. Необходимою инверсно стъпало
е с Ка==1.
От табл. 9.3 се вижда, че за приемник от клас .голям* общият коефициент на не-
линейните изкривявания (за половина от максималната изходна мошн< ст) не трябва да
бъде по-голям от 3%. С известен резерв може да се приеме, че приблизително Ч3 от
тези нелинейнн изкривявания (т. е. около 1 %) се дължат на н. ч. усилвател. На фиг. 9 1
се вижда, че н. ч. усилвател без обратна връзка за половината от максималната си мощ-
ност има около 5 % коефициент на нелинейни изкривявания. Следователно налага се
К 5
да се въведе отрицателна обратна връзка с дълбочина -----------=—г- = 5. С толкова
%.в. 1
дълбока обратна връзка (понеже се предвижда да бъде честотно независима) може да
се обхваиат не повече от три стъпала на усилвателя.
Приемаме, че в нискочестотния усилвател на приемника ще се използуват сложни
тонрегулатори с /Ср=0,15.
Чувствителността на н.ч.усилвател (t/BX) за максимална изходна мощност трябва
да бъде около 150 mV.
Изходното напрежение на усилвателя се определи с израза
(7ИЗХ=У Рел • Ак , (V),
където
Рел е мощността в изхода, приета в случая 6 W,
ZaK — вхопният импеданс на акустичната система за средни честоти ; движи
се обикновено в границите от 2 ^"4; приемаме ZaK—3 2.
Като заместим в горния израз стойностите на Рел н ZaK, получаваме Сгизх=4,3 V.
Тогава общият коефициент на усилване на целия н. ч. усилвател е
^иэх 4,3
К° — U„ ~ 0,150 -3°-
От друга страна, К0=Кт . Ки Кр. Ки Кк ’ > откъдето
_ __К^А________
К"~к^-кр.ки-Кк
Като заместим стойностите на отделните коефициенти на усилване и на А за ксефи-
циента на усилване на стъпалата, }силващи напрежение, получаваме
30.5
К»~ 1.0,2.2.0,5
= 750.
Максималният коефициент на усилване, който може да се постигне от едно стъ-
пало, изпълнено с пентод, е «а2С0 пъти, следователно налага се да се използуват две
стъпала. Ею зато иай-добре е да се използуват два триода, всеки от конто има ксе-
фициент на усилване 50. Общият коефициент на усилване ще бъде АГн--502--
11 Проектиране и конструнран© иа радиоапаратури
161
=2500 пъти. Излишното тритактно усилване 750“= 3,3 j ще представлява резерв,
който може да бъде използуван за увеличаване на дълбочината на обратната връзка
или за намаляване на коефициента на усилване на отделяйте стъпала.
На ф <г. 9.29 е показана съставената съгласно горння пример блокова схема на
н. ч. усилвател на приемника.
Фиг. 9.29
Акустична система. Съгласно табл. 9 7 мннималната средна стойност на звуко-
вото налягане на приемник от клас „голям" е ЮцЬаг (1 N/m2). Това при нзходна мощ-
ност от 6 W налага чувствителността на използуваните високоговорители да бъде около
10 цЬаг
н по-голяма от у-_у~4 - у_^—=0,4N/m2.
За да се получат малки нелинейни изкривявания, приемаме общата мощност на
акустичната система да бъде Ряк > 1,5 Рел > 9 W
За да се получи съшо така максимално кръгова диаграма на насоченост, приемаме
акустичната система на приемника да бъде изпълнена с три високоговорителя : единият
расположен на предната и двата — на страничните сгени на кутията.
За задоволяване на изброените изисквания и с оглед да се постигне възпроизвеж-
дане на честотт лента, по широка от 100-1—10 000 Hz, от прилож. 16 за акустичната
система избираме следните високоговорители :
Един високоговорител тип ВЕЕ ' - ••
р.Ьаг
н чувствителност 9,0 -у=—= 0,9
82 с /н=70 Hz, /B=9000Hz, нзходна мощност 8 W
N/m2, който ще бъде поставен на предната стена
на приемника.
Два високоговорителя тип BEJ
154 с /н=120 Hz и /в=13 000 Hz, изходна мощ-
цЬаг
ноет 1,5 W и чувсгвителност 8 у— = 0,8 N/m2, конто ще бъдат разположенн на
страничните степи на приемника.
Общата мощност на акустичната система е Рак= 8+2x1,5= 11,5 W>9W.
pbar
Чувствителността на високоговоризелите е 8 —у^-= 0,8 N/m2 н също има зна-
р.Ьаг
чителен резерв в сравнение със зададената — 4~у—— — 0,4 N/m2.
Захранващо стъпало. Поради значителната консумация (голям брой лампн) на
приемника избираме мосгова изправителна схема със селенов изпрзвител.
162
ГЛАВА X
ЛРОЕКТИРАНЕ НА ВХОДНИ УСТРОЙСТВА И ВИСОКОЧЕСТОТНИ
УСИЛВАТЕЛИ
10.1. ПРОЕКТИРАНЕ НА ВХОДНИ УСТРОЙСТВА
10.1.1. Входни устройства за обхвати дълги,
средни и къси вълни
Основната част от схемата на входното устройство на АМ-обхвати
е настроеният кръг или настроените кръгове (ако са повече от един).
Оразмеряването на елементите на настроения кръг на входното устрой-
ство става по един и същ начин независимо.от връзката с антената и
предхожда оразмеряването на последната.
10.1.1.1. Оразмеряване елел:ентите на настроения кръг
при входно устройство с единичен кръг
Изходни данни за изчислението са:
граничните честоти на дадения обхват;
коефициентът на обхвата.
Трябва да се определят:
а) минималният и максималният капацитет на променливия конден-
.затор при капацитивна настройка на кръга или максималната и мини-
малнатаиндуктивност на кръга при индуктивна настройка;
б) кръговата индуктивност, респективно кръговият капацитет, при
индуктивна настройка ;
в) капацитетите на паралелни и серийни, постоянни и полупромен-
ливи кондензатори и индуктивности за първоначална настройка на
приемника.
Избор на кондензатор с променлив капацитет. При един много-
обхватен приемник максималният и минималният капацитет на конден-
затора се определят, като се изхожда от коефициента на обхвата ko
на този от обхватите, чийто коефициент е най-голям. Такъв обикновено
е обхватът средни вълни. Вторият елемент, от който зависят макси-
малният и минималният капацитет на кондензатора, е паразитният мон-
тажей капацитет на схемата. Той зависи от вида на монтажа, броя на
обхватите на приемника и паразитните капацитети (размерите) на изпол-
зуваните радиочасти. Колкото броят на обхватите на приемника е по-
голям, толкова и паразитният капацитет на схемата нараства. Може
да се приеме, че неговата стойност нараства с 5 :-10 pF на обхват.
Променливият кондензатор трябва да има такъв максимален и ми-
нимален капацитет, че като прибавим към него паразитния монтажей
.капацитет и средната стойност на капацитета на полупроменливия кои-
163
дензатор (тример), вариацията на получения така кръгов капацитет при
изменение на капацитета на променливия кондензатор от СКтах до СКт1„
да покрива обхвата с най-голям k0. Използуваме следната формула:
Д С^ (feo max- 1) (Cr min + См + СДО|1 + Стр) , 10.1
където
Д С= Ск П11Х — С* mill е разликата между максималния и минималния ка-
пацитет на кондензатора за настройка;
С\, — общият паразитен монтажей капацитет на схе-
мата, равен на п. (5-? 10) pF;
н — броят на обхватите;
Стр — средната стойност на капацитета на тримеркон-
дензатора;
Сдоп — капацитетът на допълнителния кондензатор с по-
стоянен капацитет.
Схемата на свързване е показана на фиг. 10.1.
За радиоприемници с обхвати дългиг
средни и къси вълни се използуват
променливи кондензатори, който имат
C,nax^500 pF иС.т1п«10:-15 pF.
При еднообхватни приемници вслед-
ствие на намаляване на монтажния капа-
цитет обхватът средни вълни може
да се покрие и с променлив кондензатор
Фиг. 10.1 с max ' '200 pF, Ск min лй 5-т-10 pF.
Оразмеряваче на останалите еле-
менти на входния кръг. След избора на променливия кондензатор
стойността на С за избрания вече променлив кондензатор и за обхва-
тите с по-малък k0 me определим по следната формула:
> tnax min
дои V-f ~ Ьтр.
10.2
Ако получената стойност за Сдоп не надхвърля 30% от максималния
капацитет на тримера, от такъв кондензатор няма нужда.
Понеже променливият кондензатор се избира според изискванията
за обхвата с най-голям Ао, капацитетът на допълнителния кондензатор
за с станалите обхвати може да се получи по-голям от 50-1-100 pF.
Такова те бъде положението при обхвата къси вълни, който с оглед
на по-голяма лекота на настройката обикновено се разделя на подоб-
хвати. Увеличението на кръговия капацитет повече, отколкото е необ-
ходимо не е желателно, понеже за сметка на него се намалява индук-
тивността на кръга, а оттам и коефициентът на предаване на входното
устройство. Ето защо при късовълновите обхвати е за предпочитане
вариацията на кръговия капацитет да се намали чрез включване на
кондензатор с постоянен капг.цитет серийно на променливия конденза-
тор. Схемата на входния кръг в този случай придобива вида, показан
на фиг. 10.2.
1S4
Прекомерното намаляване на кръговия капацитет също не е же-
лателно, понеже с намаляване на общия кръгов капацитет нараства
делът на паразитния капацитет, който е нестабилен и има малък каче-
ствен фактор. Ето защо минималният кръгов капацитет не’ бива да бъде
по-малък от 50 pF.
При разделяне на късовълновия
обхват на няколко подобхвата с
еднакви коефициента серийният
кондензатор може да бъде общ за
всияки късовълнови подобхвати
и схемата на входните кръгове
да придобие вида, показан на
фиг. 10.3.
Монтажиият капацитет СМ1 е
капацитетът на проводниците, во-
дещи към променливия конденза-
тор, и на веригата, свързваща
превключвателите за средни и дъл-
ги вълни. Монтажният капацитет
См2 е сборът от ламповия входен
капацитет и капацитета на вери-
гата към късовълновите обхвати.
За обхвати дълги и средни въл-
ни серийният кондензатор не вли-
т
Фиг. 10.3
Фиг. 10.2
за в кръга, а служи само за прехвърляне към смесителя. Точното
Uy изчисление е доста сложно и не се прави, понеже след това ще
трябва да се приеме някоя стандартна стойност, различаваща се от
изчислената. Приблизителната стойност на Ссер изчисляваме така.
Задаваме си минималната стойност на кръговия капацитет Ст|П -
= 50—.100 pF.’:
cIntn^C’.Mi4-C’M2+Ск min+стр+СдоП. 1 о.з
Приемаме:
С , = ^.(5-110) pF;
^ = ^.(5 -10) pF.
Изчисляваме Ссер по следната приблизителна формула:
165
тах+См1Н(^02 0 Quin + Ск min + CMi]
Qep = ” ----_ 2_ --------- 10.4
'-'л-тах (0 M4nin ^кт!п
Точността на изчислението зависи от точността на предвиждането
С
за монтажните капацитети и от отношението . с.еВ________• Ако това от-
Gcmin+^Ml
ношение е по-малко от 5, формули 10.3 и 10.4 не могат да се
ползуват.
Индуктивността на кръга определяме по формулата на Томсон.
. 2.5330 25 ЙО
L = „------- MHz, pF, u,H,
/- г f~ С r n ‘
'nun '-чп >x / maximin
103
където
/шах и /nin ca граничните честоти на съответния обхват;
Cmax и C'niin — максималната и минималната стойност на кръговия
капацитет;
L е индуктизността на кръга.
10.1.1.2. Оразмеряване елементите на кръга при входно устройство»
с лентов филтър
Оразмеряването на индуктивностите и L2 и на кръговите ка-
пацитети Са1 и Са.2 на входного устройство с лентов филтър става
както при разгледаното вече входно устройство с единичен кръг. До-;
пълнителната работа, която има да се върши, е оразмеряването на
връзката между кръговете на лентовия филтър и определянето на
качествения им фактор. Схемата на входно устройство с лентов фил-
тър е показана на фиг. 9.2. Кръгът LxCkX , свързан по някакъв начин
с антената, е първичен, а кръгът L2Ck2 е свързан със смесителя.
Изходните данни за оразмеряване на качествения фактор на кръго-
вете и величините на свързващите кондензатори Ссв t и Ссв 2 са:
пропусканата лента от входного устройство 2Д/;
коефициентът на честотните изкривявания М.
Трябва да се определят:
качественият фактор на кръговете за граничните честоти на об-
хвата; капацитетите Ссв 2 и Ссв ,2.
Редът на изчислението е следният.
Предварително в съответствие с 10.1.1.1 оразмеряваме елементите
на кръговете.
От графиките на фиг. 12.5 с оглед допустимого спадане (провал)
за резонансната честота избираме стойността на обобщения коефи-
циент на връзката между кръговете за минималната честота на
обхвата
166
По зададеното значение на коефициента на честотните изкривява-
ния М на входното устройство за разстройка Д/ и приетата стойност
за т}! от графиките на фиг. 12.2 намираме значението на обобщената
разстройка
След това определяме качествения фактор на кръговете за мини-
малната честота на обхвата:
Qi-4^- Ю.6
Обобщената разстройка за горната гранична честота е
Качественият фактор на кръговете за горната гранична честота
обикновено нараства и при —3 става Q2=1,5Qi.
От графиките на фиг. 12.2 за стойността ха и коефициентите на
честотните изкривявания намираме обобщения коефициент на връзката
за горната гранична честота ц.,.
Капацитетът на свързващия кондензатор Сср j е
св1
k°Qi 41 -”2
10.9
където Ст1п е минималният кръгов капацитет. Капацитетът на втория
свързващ кондензатор Ссв. 2 се определя по следната формула:
Ь2Г .
nun

10.10
Z. L.,
където р—-т— >'. се избира така, че капацитетът С 2 да се по-
Lj 1.2
лучи по-голям от 2 pF.
Ако р се приеме равно на единица, капацитетът Ссв2 се получава
много малък и конструктивно трудно изпълним.
Коефициентът на предаването за началото и края на обхвата се
намира от следните формули :
ь __________________«Л____ J Li .
•6nin i+r2 ’ , ,-2 . ’Vi ’ 10.11
1 fTQ । —/Amin ’ ^-св.
/‘inin
ь, = 1,2 kQ* J L1
/max 1+Ч2 I+Лпяп V4- 10.12
/"“max
където
k e коефициентът на връзката между Lx и £св;
167
Amin — резонансната честота на антенната верига|при СА тах;
Атт и /тах — граничните честоти на обхвата.
Изчислението на връзката с антенната верига е разгледано в
раздел 10.1.1.3.
Отслабването, което дава входното устройство за разстройка
Д/ от резонансната честота, се намира от следната формула:
а = , 10.13
2ч
2Д/О if
където % Q', за forn х = -/-- Q;
Л JO
f„ — резонансната честота.
10.1.13. Оразмеряване на връзката на кръга с антената
По начина на осъществяване на връзката на резонансния кръг на
входното устройство с антената входните устройства са с индуктивна,
външно-капацитивна, вътрешно-капацитивна и смесена връзка (фиг. 9.7,
9.8, 9.9, 9.10).
При оразмеряване на връзката с антената се изхожда от залегна-
лите в заданието и уточнените по време на предварителното изчисление
и изчислението на настроения кръг на входното устройство параметри.
Те са честотните граници на обхвата, качественият фактор на кръга
на входното устройство, параметрите на антената, индуктивността и
капацитетът на кръга и равномерността на коефициента на предаването
на обхвата.
При изчислението се определят коефициентът и елементите на
връзката на антената с кръга, коефициентът на предаването на
входното устройство и подтискането на огледалните честоти.
Изчисляване на трансформаторна връзка
с антената (фиг. 9.7)
Редът на изчислението на обхватите дълги и средни вълни е
следният.
Най-напред определяме минималчата и максималната резонансна
честота на антенната верига при работа на приемника с антена с мак-
симален и минимален капацитет. При това максималната честота на
антенната верига трябва да бъде по-ниска от минималната честота на
обхвата:
4max=(0I5-^0,8)/niin; 10.14
^Amin=V^;^Amav 10.15
След това намираме максимално допустимия коефициент на връз-
ката между индуктивността на кръга и антенната бобина, при което
за изменение на антенния капацитет от СА тах до СА min разстройката на
входния кръг не е голяма, по следната формула:
168
k =9 J Н1-Л(1-В)
max \ В-A
10.16
където 8 = 0,5-1 ; A .JA.min V. ' k=M
Q \ /max \ /min r L Lca
Определяме индуктивността на антенната верига, така че максимална-
та й резонансна честота да се получи (0,5 -ь 0.-8) fmia:
[НН, pF, MHz], 10.17
‘'Amin/ Ашах
КоефиДиентът на предаването на входното устройство се намира
по следната формула:
където
Q — качественият фактор на кръга;
k — коефициентът на връзката между L и LCft.
Изчислението на подтискането на огледалните честоти при индук-
тивна връзка с антената се затруднява от наличието на паразитна ка-
пацитивна връзка на антената с активния край на резонансния кръг.
Тази връзка зависи от правилното разположение на елементите на
входното устройство и конструкцията на кръговата и антенната
бобина.
Подтискането на огледалните честоти за обхвати дълги и средни
вълни (за максималните честоти на обхватите) се изчислява по след-
ната формула, като се взема пред вид капацитетът между антената
и кръга (около 3 pF):
а — ' * ^СВ Cnin ' 10.1 9
Il х* сп^р;
*\ГСВ‘1-Х2 Ст1„
където
Q е качественият фактор на кръга;
k — коефициентът на връзката между L и LCa;
С пар — паразитният капацитет между антената и резонансния
кръг;
Cmln — минималната стойност на кръговия капацитет;
/шах— максималната честота на обхвата;
/огл — огледалната честота.
Формулата е валидна за случайте, при който връзката, която съз-
лава паразитният капацитет Спар, е еднопосочна с връзката, която се
•създава по индуктивен път.
169
В обхвата на късите вълни антената не може да се замени с
еквивалентен капацитет, както това бе при средните и дългите вълни,
тъй като собствената и резонансна честота или влиза в обхвата, или
е по-ниска от най-ниската иегова честота. За обхвати, при конто не е
спазено условието
/ <• т‘п
а— 3-4’’ 10.20
където
/А е дължината на антената;
Amin — минималната дължина на вълната в обхвата;
т. е. антената е по-дълга от 1/3 от минималната дължина на вълна-
та на обхвата, изчислението на връзката с антената става по следния
начин.
Определяме индуктивността на бобината за връзка
=2^.7. 1й'КНг!’
10.21
където хА е реактивното съпротивление на антената.
При неизвестни параметри на приемната антена, т. е. при приемни-
ци, предназначени за работа с най-различни антенй, за параметрите на.
антената приемаме следните ориентировъчни стойности:
за обхват 5 :-10 MHz хА = 500 Q гА=125 Q
за обхват 15-:-20 MHz хА = 150 Q rA = 200 Q.
Определяме коефициента на връзката между индуктивността за
връзка и кръговата индуктивност, така че :
а) Изменецието на параметрите на антената да не предизвиква
силна разстройка на кръга:
।________-*А_____
2те/тах ^св
[Й,Н, Hz],
10.22
б) Внесеното от антената затихване на кръга да не е по-голямо от
25% от затихването на кръга:

0,5*/__Га%£а2______[й, н, Hz].
’2"/тах^св-<?-гА
10.23
От двете изчислени стойности за k избираме по-малката.
Коефициента на предаването на входното устройство определяме
по следната формула:
[ЯНна],
г 'А >ХА
10.24
Подтискането на сигналите с огледална честота се определя по
следната формула:
10.25.
170
При изпълнение на равенството 10.23 Qe = 0,8 Q, а при оптимална-
връзка, т. е. k — Q„=0,5 Q.
Начисление на външнокапацитивна връзка
с антената (фиг. 9.8)
При обхватите средни и дълги вълни и при обхватите, при конто
дължината на използуваната антена" е по-малка от 1/5 от най-малката
дължина на вълната на обхвата, изчислението се провежда в следна-
та последователност.
С оглед изменението на капацитета на приемната антена да не
разстройва много резонансния кръг капацитетът на свързващия кон-
дензатор се определя по следната формула:
Ссв, _ Чс_ 1 о.26
V Q ьс -1
където
СА е капацитетът на приемната антена;
Cmin — минималният капацитет на кръга;
Q — качественият фактор на кръга;
qc — отношението между максималния и минималния капацитет
на антената (1,5--2).
За да бъде внесеното от антената затихване на кръга в допусти-
мите граници, капацитетът на свързващия кондензатор се определя по
следната формула:
• б’д
Св2~ Са-С0? 10.27
където
С„.2 = (),5 J frin----- [F Hz Q] 10.28
v Q 2л ym„. rA qr 1 J
rA-- съпротивлението на антената;
qr .CAmax=1)5^2.
1 A min
От двете получени стойности за капацитета на свързващия конденза-
тор приемаме по-малката.
След определяне на капацитета на свързващия кондензатор изчисля-
ваме коефициента на предаването на входното устройство по следната
формула:
^x.y=QfcTc0’ 10.29
където
. иА • ~св
Г..1Г
171.
С — капацитетът на кръга.
Подтискането на огледалните честоти определяме по формулу
10.25.
При неизпълнение на условието /А < 5 за предпочитане е да се
приеме индуктивна връзка с антената, тъй като това налага свързва-
1цият кондензатор да бъде различен при различните честоти на обхвата.
Изчисление на вътрешнокапацптивна връзка
с антената (фиг. 9.9)
Изчислението се провежда в следния ред:
Най-напред изчисляваме коефициента на скъсяване на антената с
оглед равномерността на предаването на обхвата да бъде над зададе-
ната по следната формула:
където
?c = ^AmdX^1 >5-7-2;
min
714 — равномерността на коефициента на предаването по об-
хвата, Д4 =0,6 : 0,8;
с _ /max
KQ~ f
/min
Изчисляваме коефициента на скъсяване на антената с оглед да не
се влошава подтискането на огледалните сигнали:
^ска — ?cV 1 -*-8
10.31
max /inax /
където — междинната честота на приемника.
От двете изчислени стойности за коефициента на скъсяване на
антената приемаме по-голямата.
Изчисляваме капацитета на скъсяватия кондензатор:
С
СК
_____сА
/2
/Z2 /max
ск’ л
10.32
където
/<ска е коефициентът на скъсяване на антената;
Д — резонансната честота на антената, за соедна антена
/л = 2,54-3,5 MHz;
СА — капацитетът на антената.
172
Ако при изчислението за Сек получим много голяма или отрицатели»
стойност, това значи, че такъв кондензатор не е нужен. В този случай
в антената на мястото на Сск се включва защитен кондензатор, чийто
капацитет е поне 10 пъти по-голям от антенния, а в по-нататъшните
изчисления за коефициента на скъсяване на антената се йзползува
стойността
4
^пах
Определяме капацитета на свързващия кондензатор
10.33
10.34
където
m = qc
1 +
ЧС ^ск
Коефициентът на предаване на входното устройство се определя от
следната формула:
Z-)_б’д • Qk_
I/ __ ^св (бд~ь^ск)
вху 1 I V ' 10.35
Unax-kJ
Подтискането на огледални сигнали определяме по формула 10.25.
Поставеното паралелно на свързващия кондензатор съпротивление
дава накъсо всички нискочестотни и постояннотокови потенциали, яви-
ли се в активния край на резонансния кръг било чрез антената или по
друг начин. За да не щунтира свързващия кондензатор, то трябва
да има стойност поне 10 пъти по-голяма от капацитивното съпротив-
ление на свързващия кондензатор за най-ниската честота на обхвата.
Същевременно съпротивлението трябва да е достатъчно малко, за да
дава накъсо паразитните напрежения с индустриална честота, индук-
тирани в антената. Обикновено съпротивлението R има стойност 5 кй.
По-добри резултати се получават, когато вместо омическо съпро-
тивление се използува дросел. За постояннотокови напрежения и
напрежения с мрежовата честота такъв дросел представлява късо
съединение. По този начин се избягва паразитната кръстосана модулация
на полезния сигнал с брум, каквато при използуване на съпротивление
е е изключена.
173
10.1.1.4 . Соображения по оформяванепго на схемата,
монтажа и точноетта на елементите
От особена важност за параметрите на входното устройство са
цялостното оформление на схемата и празилното разположение на
елементите, чрез което се цели да се намалят до минимум паразитните
връзки между последните. За подобряване на подтискането на сигна-
лите с междинна честота, конто биха постъпили в антенната верига,
на входното устройство се поставя спиращ филтър, настроен на
междинната честота на приемника (фиг. 9.7, 9.9, 9.10). Капацитетът на
филтъра (фиг. 9.7, 9.10) се избира около 50 pF. Тъй като филтърът е
включен в серия с антената, ако капацитетът му е близък до антенния,
резултантният сериен капацитет ще се различава доста от капаци-
тета Сф, вследствие на което вторият резонанс на антенния филтър ще
влезе в обхвата на средните вълни и ще влоши равномерността на
чувствителността. Индуктивността се определя по формулата на Томсон.
Капацитетът на филтъра от фиг. 9.9 се избира около 500 pF, за да
не представлява съпротивление за приемания сигнал.
При приемници с феритна антена индуктираните в последната
междинночестотни сигнали било отвън или излъчени от междинноче-
стотния усилвател на приемника, могат да бъдат подтиснати, като се
включи спиращ филтър, настроен на междинна честота, както е пока-
зано на фиг. 10.4 и 10.5.
Фиг. 10.4
Фиг. 10.5
При схемата от фиг. 10.4 капацитетът на филтъра е около WO-r-200 pF,
а капацитетът на филтъра от фиг. 10.5—около 5000 pF. И двата фил-
търа обаче влошават стабилността на междинночестотния усилвател на
приемника, ако .непосредствено след входното устройство няма усил-
вател по висока честота, а смесителго стъпало. Ето защо трябва да
се вземат мерки, изключващи връзката на филтъра с анодния кръг на
смесителното стъпало.
Броят на превключванията във входните устройства на радиоприем-
ниците трябва да е минимален, тъй като всеки превключвател във
високочестотна верига е място за дефекти и увеличава паразитните
174
капацитети на схемата. Освен това при превключванията входните
кръгове на обхватите, конто не са включени, трябва да се шунтират.
Изключение се допуска само за най-високочестотния обхват. При
неизпълнение на това условие съседният по-нискочестотен обхват може
да влезе в резонанс на някоя честота на работещия обхват и да влоши
чувствителността в определен участък, тъй като връзка между
кръговете винаги съществува.
Сремеж трябва да бъде и да се намали до минимум връзката
между хетеродинните и входните кръгове. В противен случай се уве-
личава излъчването на хетеродинно напрежение чрез антената на при-
емника, а на обхвати къси вълни може да се получи силна зависимост
на честотата на хетеродина от изменението на параметрите на анте-
ната. За намаляване на нръзката между входните и хетеродинните
кръгове съо ветните бобини трябва да се разполагат по възможност
по-далече една от друга и да не се създава общ токов път чрез за-
земителните проводници, т. е. заземителните проводници на хетеродин-
ните и входните кръгове трябва да са отделени За подобряване на
подтискането на огледалните честоти (при трансформаторна връзка с
антената) антенната верига трябва така да се разположи, че капаците-
тът между нея и активния край на входния кръг да е минимален. Тъй
като без екранировка не е възможно този к .пацитет да се сведе до
«>ла, посокиге на навиване на съотв-тните кръгови бобини и на боби-
ната за в.ъзка с антената (при индуктивна връзка) трябва да бъдат
такива, че във вход <ия кръг еднопосочно да се сумират е. д, с. сили,
получени от индуктивната връзка и от връзката чрез паразитния капа-
цитет. В противен случай във високочестотния край на обхвата, където
влиянието на капацитивната връзка се засилва, чувствителността на
приемника ще се влоши.
Използуваните в радиол шемниците съяроти^ления, кондензатори и
индуктивности се различават от своите номинални стойности с опреде-
лен процент. Колкото точността им е по-голям >, толкова и цен 1та им
е по-висока Ето защо стремежът трябва да бъде да се използуват по
възм 1жност елементи с по-големи толеранси. Толерзнсите на тези еле-
менти от схемата, конто в процеса на първоначалната настройка на
приемника търпят промяна, напр. тример-кондензато и, не са от значе-
ние. Големи толеранси може да се приемат и за постоянните конден-
затори, включени паралелно към тример-кондензаторйте. Това се допуска,
разбира се, ако толерансите са такива, че могат да бъдат компенси-
рани от променливия капацитет на тримера.
Капаците1ът на променливия кондензатор за настройка трябва да
отговаря не само на изисквания1а за максимален и минимален капаци-
тет, но и по зависимо тта на капацитета от ъгъла на завъртането на
оста. Ако мак шмално допустим гга грешка в градуировката на
приемника е АС, максимално допустимого отклонение на капацитета на
кондензатора от еталонния капацигет трябва да е

10.36
175
Точността на градуировката зависи и от толерансите на капаците-
тите на кондензаторите, поставени в серия на променливия конденза-
тор. Толерансите на тези кондензатори трябва да бъдат 2°/о, а при
обхвати, с по-малък коефициент на обхвата — до 5%.
Толерансите на кондензаторите за връзка с антената при схемите
с капацитивна връзка не са критични и могат да бъдат приети
10-:- 20 %. Същото вами и за толеранса на индуктивността при схеми
с трансформаторна връзка.
Температурните коефициенти на елементите на схемата на входното
устройство за разлика от хетеродинните кръгове не са толкова важни, но с
оглед да не се получават разстройки на едните кръгове спрямо дру-
гите трябва да бъдат еднакви.
10.1.2. Проектиране на входно устройство за обхват УКВ
Проектирането на входното устройство за УКВ обхват на радио-
приемника се различава съществено от това за обхвати дълги, средни
и къси вълни. Тази разлика произлиза от следното.
Предназначението на входното устройство на обхват УКВ е да съгла-
сува (нагоди) антената към входното съпротивление на усилвателя по
висока честота. То трябва да предаде с минималки загуби приетата от
антената енергия. Селективност от него не се иска, тъй като опасност
от кръстосана модулация на обхват УКВ няма, а огледалните честоти
се подтискат от кръга, поставен в анода на високочестотния усилва-
тел. В УКВ обхват входното устройство работи на настроена антена с
неизменни параметри, поради което връзката с антената може да бъде
силна, докато за обхватите дълги, средни и къси вълни това не е така.
Понеже коефициентът на обхвата е малък (f,nax = 73MHz, /m,n = 64,5MHz)r
входният кръг се настройва на средната честота на обхвата, а екви-
валентният качествен фактор на кръга е такъв, че пропусканата от
кръга честотна лента надвишава лентата на обхвата. На обхватите
дълги, средни и къси вълни поради голямото входно съпротивление
на лампите входното устройство поглъща почти цялата приета от
антената енергия. На УКВ обхват входното съпротивление на лампите
е малко и за да се получи по-голямо напрежение на решетката на
стъпалото, цялата приета от антената енергия трябва Да се предаде
на входното съпротивление на стъпалото, включено след входното
устройство. Ето зато загубите в кръга на входното устройство трябва
да бъдат минимални
За да можем да изчислим елементите на входното устройство, са ни
необходими някои от резултатите от изчислението на високочестотния
усилвател. Ето защо изчислението на входното устройство на УКВ
обхват трябва да стане след изчислението на усилвателя по висока
честота.
176
Изходни данни за изчислението са:
приетата схема на входното устройство;
съпротивлението на антената;
входното съпротивление на високочестотния усилвател — ;
граничните честоти на обхвата
Необходимо е да се определят:
елемецтите на входния кръг:
индуктивността за връзка с антената;
коефициентът на връзката между индуктивността на кръга
и антената;
коефициентите на преДаване на входното устройство.
Независимо от схемата на високочестотния усилвател, следващ след
входното устройство, неговото влияние се замества с входното му съ-
противление R , явяващо се като товар на входното устройство.
Схемата на входно устройство и високочестотен усилвател е показана
на фиг. 10.6. Изчислението се извършва в следната последователност
Фиг. 10.6
Най-напред се определя средната честота на обхвата
Ap^nrnJmin- 10.37
Качественият фактор на входния кръг, натоварен с входното съпро-
тивление на усилвателя и приведеното къМ кръга съпротивление на
антената, с оглед на ширината на пропусканата лента трябва да бъде
Сумарният кръгов капацитет
20.
С= ^.2кЛр. [F’S’HZ1- Ю.39
Като изключим от С монтажния и входния капацитет на високоче-
стотния усилвател (общо ^10 pF), ще намерим стойността на необхо-
димия допълнителен капацитет за входния кръг.
12 Проектиране и конструиране иа ралиоапаратури
177
Кръговата индуктивност ще начислим по формулата на Томсон
» 25330 г и г? *лт_1 1
L=~T^C~ ^Н’ pF’ MHzb 10.40
Индуктивността на бобината за свръзка с антената се определи по
следната формула:
,041
където е входното съпротивление на приемника.
Коефициентът на връзката между кръговата и антенната индуктив-
ност трябва да бъде
10.42
Понеже връзката на кръговата и антенната индуктивност се получа-
ва силна, това води до намаление на индуктивността на кръга. Ето за-
1цо за получаване на изчислената по формула 10.40 индуктивност на
кръга в работно положение индуктивността на бобината трябва да
бъде
£ =____L .
° 1—0,5 А* 10.43
Качественият фактор на ненатоварен входен кръг Qo трябва да бъ-
де по възможност по-висок. Резонансного съпротивление на ненато-
варен кръг е
|0Л4
Полезният коефициент на входния кръг е
1к R0+RgK ’ 10.45
Коефициентът на предаване на входното устройство е
К~, 10.46
10.1.3. Пример
Да се изчисли входното устройство за обхват къси вълни на приемник с обхвати
дълги, средни и къси вълни при следните изходни данни: честотен обхват 5,8-г- 22 MHz,
лекота на настройката около 0,5 mm, ширина на пропусканата лента 4 kHz, междинна
честота 468 kHz, подтискане на огледалните честоти — минимум 12 dB.
1. Коефициентът на целия обхват е
£ =/тах = 21 =3,8.
/min 5,8
178
2. Изхождайки от лекотата на настройката при максимална честотата 22 MHz, кое-
фициентът на обхвата трябва да бъде не по-голям от
:о
/шах
/max
№c D 2bf
a
22.10»,
22.10-
12. я. 40.4. 10»
0,5
=2,2.
Броят на оборотите на копчето се приема 12, а диаметърът му (на копчето) 40 mm.
Понеже коефициентът на обхвата е по-голям от допустимия, за лекота на настрой-
ката 0,5 mm се налага разделяне на обхвата на подобхвати.
3. Броят на подобхватите п трябва да бъде
п= log *о __ log 3,8 =1 7
log *о' log 2,2
приемаме 2 обхвата.
4. Коефициентът на подобхватите те бъде
*по=У*0 У 3,8 1.95-
5. Граничната честота между обхватите трябва да бъде
/1.2=/т1п-*„<>=-5>8- 1.95=11,3 MHz.
С оглед на известно препокриване увеличаваме коефициента на подобхватите на 2,
при което граничните честоти на подобхватите са:
I обхват /т|П=5,75 MHz; /та][=5,75.2 = 11,5 MHz.
II обхват /min=ll,2 MHz; /тах= 11,2.2 = 22,4 MHz.
6. Тъй като максимално достижимият качествен фактор на кръговете на входните
устройства за късовълновите обхвати е около 100, ширината на пропусканата лента от
входното устройство за минималната честота на обхвата е
2Д / = Лп!п =- Ё18! 106 =58 kHz.
Q 100
Получената честотна лента е далеч по-шнрока от лентага на междучестотния
усилвател.
7. От графиките на фиг. 9.4 отчитаме, че за да осигурим за максималната честота
на обхвата подтискане на огледалните честоти 12 dB (4 пъти), входчият кръг тря5за
да има еквивалентен качествен фактор, rio-висок от 50. Понеже антената верига влоша-
ва качествения фактор на кръга поне с 20 °/о, от това следва, че качественият фактор
на ненатоварения кръг трябва да бъде около 70. Такъв качествен фактор може лесно да
се постигне, затова входното устройство може да бъде еднокръгово.
8. Тъй като променлнвият кондензатор се избира с оглед обхвата с най-голям кое-
финиеит (средни вълни), спираме се на кондензатор с максимален капацитет 500 pF и
минимален — 15 pF.
9. Изчисляваме капацитета на допьлнителния паралелен кондензатор с оглед полу-
чаване на необходимата вариация на кръговия капацитет:
Слоп=52^Лк£^2__См - 28-15=104 pF.
^по ~1
При такъв паралелен капацитет кръговият капацитет се увеличава много, а това
води до намаление на усилването Ето защо за получаване необходимата вариация нз-
ползуваме сериен кондензатор. Схемата придобива вида на фиг. 10.3.
10. Мннималният кръгов капацитет е
£rnln=i£'Mi+ Qtf+Qp+C» ш!а= 14+14+15+15=58 pF.
11. Капацитетът на серийння кондензатор трябва да бъде
179
max+Ь\,,)!(<„ 1 . G'n,jn + CKnl,n+CM]l _ (500+14)[(22-1). 58+15-t-Ul _
ccp C (*- I) C — C ’ 500—(22--1). 58—15
^«mai '"no *' 1 mm пип
-336 pF.
Приемаме стандарт нага стойност 330 рЬ+5 %.
12. Итчисляваме индуктивностите на кръговете ;
о к,™, r е п с; мн,- / 25330 25330 ,,
За обхват 5,8 : 11,5 MHz : £— ,-------- - =---------= 33 uH.
{2 maximin И,52.58
За обхват 11.2-+22,4 MHz: £=—?932_ -0,875 pH.
24,42.58
13. Определяме индуктивностите та свръзка- с антената :
Заобхват.5,8 :il,5 MHz: Lcs--------= _ _922---------- = 13,5 pH.
2л /min 6,28.5,8.10*’
За обхват 11,2+22,4 MHz : ----222----- =2,8 pH.
с® 6,28.11,2.10е
14. Коефициентът на връзка с антената определяме с О1лед качественият фактор
на кръга да не се влошава повече от 20 ®/0. При съобразяване с това изискванс коефи-
циентът на връзка при късовълновите обхвати се получава обикновено по-малък, за-
това условието за минимална разстройка ще бъде изпълнено. ако:
За обхват 5,8 .' 11,5 MHz :
/’ г2 +х2 1 252 + 500"2
*<0,5 у Q -—0,5 у 628 . n>5. W« . 13.5. I0 ".100.125 "’°'-
За обхват 11,2, ?22,4 MHz:
fe<05.l 1502+2002
V6,28.22,4. 10».2,8. 10-». 75.150 =0>06-
Приемаме качественият фактор на входния кръг за обхват 5,8 .’11,5 MHz ла бъде
100, а на обхват 11,2+-22,4 MHz — 75. ‘
15. Коефициент на предаването (усилването):
За обхват 5,84-11,5 MHz:
А'вх у = 2,С/У,£ = 0,07'80 ’ 6,28 ’ 5,8-10S- ЕЗ,3.10-«. 13,5. 10- ' 2 f
WT5002
За обхват 11,2-4-22 MHz:
0,06.60. 6,28. 11,2 . IO®. V037571V--в . 2,8. ЦН*
JS_____________________________• 1_________* _ 1 к
му VW+Tso*
16. Подтискане на огледалните честотв :
За обхват 5,8+-11,5 MHz:
- ав-
За обхват 11,2+-22,4 MHz :
Jl+602 Р3,34 - 22,4 У =4,9^13,8 dB.
у \ 22,4 23,34/
180
При изчисляване на селективността и коефициента на предаването на входното
устройство за качествения фактор на кръга. понеже антената внася загуби в кръга,
приемаме стойност, с 20 "Vo по-ниска.
10.1.4. Задачи за упражнение
1. В какви граници трябва да се измени капацитетът на даден на-
строен кръг, ако честотата на настройката се мени от 150-^-350 kHz и
се осъществява с променлив кондензатор с максимален капацитет
510 pF и минимален — 13 pF. Получаването на необходимата вариация
става чрез допълнителен паралелен кондензатор.
2. Да се раздели честотният обхват 2,2-ь 26,5 MHz на подобхвати
с равни честотни ленти при положение, че лекотагл на настройката е
минимум 0,5 mm, оборотите на копчето за постройка, за преминаване
от максималната до минималната честота на подобхватите са 8, дид-
метърът на копчето е 50 mm и ширината на пропусканата лента по
междинна честота 5 kHz.
3. При каква схема на входното устройство на приемника за обхват
средни вълни ще се получи най-голям коефициент на предаване, ако
приемникът работи с автомобилна антена, която има капацитет 15 pF
и е свързана с приемника чрез коаксиален кабел, чийто капацитет е
60 pF.
10.2. ПРОЕКТИРАНЕ НА ВИСОКОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ
10.2.1. Избор на схемата
Усилването на високочестотния сигнал преди подаването му на
смесителя подобрява реалната чувствителност на приемника. За AM
обхвати високочестотни усилватели имат предимно първокласните
приемници, а за УКВ обхват почти всички приемници са с усилване по
висока честота.
Високочестотните усилватели са резонансни — с настроен в анода
кръг, апериодични — със съпротивителен (омически) товар. Апериодич-
ните високочестотни усилватели се използуват само за AM обхвати в
случай, когато или не разполагаме с многосекционен променлив конден-
затор за настройка, или пък селективността на входното устройство
е достатъчно висока (например при използуване на лентов филтър във
входа). Според начина на настройка на кръга на приеманата честота
високочестотните усилватели, както и входните устройства биват с
капацитивна и индуктивна настройка.
Високочестотните усилватели с индуктивна настройка се изпол-
зуват в УКВ обхват, понеже малката кръгова индуктивност дава въз-
можност за просто конструктивно решение, докато за AM обхвати
индуктивната настройка създава затруднения.
181
Според степента на връзката на настроения кръг в анодната верига
и начина на осъществяване на същата връзка различаваме следните
схемни решения на високочестотни усилватели:
а) високочестотни усилватели с пълно и серийно включване на
кръга (фиг. 10.7);
б) високочестотни усилватели с пълно и паралелно включване на
кръга (фиг. 10.8);
в) високочестотни усилватели с трансформаторно включване на
кръга (фиг. 10.9);
г) високочестотни усилватели с автотрансформаторно включване на
кръга (фиг. 10.10).
Фиг. 10.10
Високочестотните усилватели с пълно включване на кръга осигу-
ряват най-голямо усилване, но за да не се влошава селективността на
кръга, вътрешното съпротивление на-лампата трябва да бъде много по-
182
голямо от резонансного съпротивление на кръга. Освен това при капа-
цитивна настройка усилването във високочестотния край на обхвата
нараства вследствие на нарастването на резонансного съпротивление
на кръга. Схемите на фиг. 10.7 и 10.10 имат този недостатък, че съ-
ставните на брума в анодното напрежение могат да попаднат в ре-
шетъчната верига на следващото стъпало и да модулират сигнала с
брум. Схемите с непълно включване на кръга фиг. 10.9 и 10.10
се използуват, когато искаме вътрешното съпротивление на лампата да
не шунтира резонансного съпротивление на кръга, а също така за
изравняване усилването на различните обхвати на приемника. При под-
ходящ избор на резонансната честота на анодната верига при схемата с
трансформаторна връзка има възможност да се получи резонансен
усилвател, чието усилване е сравнително равномерно по обхвата. При
паралелното захранване на кръга (фиг. 10.8) има възможност да бъде
избягнато превключването на анодната верига при преминаване от един
на друг обхват, ако, разбира се, анодният дросел се конструира така, че
индуктивного му съпротивление да е поне 10 пъти по-голямо от съ-
противлението на кръга за всеки обхват.
В радиоприемниците се използуват предимно едностъпални високо-
честотни усилватели. Използуването на повече от едно стъпало за усил-
ване по висока честота не се оправдава поради голямото и ненужно
усложняване на приемника.
10.2.2. Оразмеряване на елементите на високочестотния усилвател
При оразмеряването на елементите на високочестотния усилвател
се изхожда от: честотните граници на обхватите, необходимия коефи-
циент на усилването, необходимата селективност и ширината на про-
пусканата лента на приемника.
Изчислението се извършва в следната последователност.
Най-първо се избира лампа за високочестотен усилвател. За AM об-
хвати се избира високочестотен пентод с удължена характеристика с
възможно по-голямо отношение S/Cag За УКВ обхват се избира ви-
сокочестотен триод с голяма стръмност, възможно по-малка входна
проводимост и малки междуелектродни капацитети.
Изчислението на елементите на резонансния кръг, индуктивност,
променлив кондензатор и качествен фактор за обхватите дълги, средни
и къси вълни става по начина, разгледан в раздел 10.1.1.1. След това
определяме резонансного съпротивление на кръга
R0=2nfLQ0=^jc [Q, Hz, H,;F]. 10.47
За да не се влошава качественият фактор на кръга повече от 20%,
коефициентът на включване към лампата трябва да бъде
PS0.5 . 10.48
183
От съображение за стабилност коефициентът на включването на
кръга трябва да бъде
/^рЛ8-^».32 [Hz, F, A/V, 2]. 10.49
\ 2 я /max •
В горните две формули
р е коефициентът на включване на.кръга в анодната верига на
лампата;
/?. — вътрешното съпротивление на лампата;
5 — стръмността на лампата;
Cga — капацитетът решетка—-анод на лампата.
За автотрансформаторного включване
La
Р ~Г- 10.50
За трансформаторно включване
М и L„
Р~~ L 10.51
От изчислените по форм. 10.48, 10.49 стойности за р приемаме по-
малката. Ако за р получим стойност, по-голяма или равна на единица,
това означава, че частично включване на кръга не е нужно. При пъл-
но включване на кръга в по-нататъшните изчисления се работи с
/>=1.
Определяме индуктивността в анодната верига:
а) при автотрансформаторна връзка
La^pL\ 10.52
б) при трансформаторна връзка индуктивността в анодната верига
трябва да бъде такава, че с капацитета анод—земя да има резонанс
при честота, равна на (0,5 : 0,8)/min или (2-; 3)/тах. Понеже капаците-
тът анод—земя, който представлява сбор от изходния капацитет на
лампата, монтажния капацитет и съответния капацитет на анодната
бобина и обикновено не надхвърля 30 pF, за намаляване на анодната
индуктивност при fa < /min може да се добави допълнителен капацитет
между анод и земя (СДОп) (фиг. 10.9).
Определяме коефициента на връзката между анодната и кръгова-
та бобина
k 10.53
Определяме усилването на високочестотния усилвател:
а) за схемите фиг. 10.7, 10.8 и 10.10 и схемата на фиг. 10.9 при
АГвч.у = pSXe. [A/V, 2]; 10.54
18*
б) за схемата на фиг. 10.9 при fa<Lfmm
^^-pSR-уУ [A/v.a, Hz], 105_
ш 1
където Re е еквивалентното резонансно съпротивление на кръга, нато-
варен с приведеното към целия кръг вътрешно съпро-
тивление на лампата на усилвателя,
Определяме подтискането на огледалните честоти:
а) за схемите фиг. 10.7, 10.8 и 10.10
i , г>2 |/огл_ f V .
у1+М f /<J ’ 10-57
б) при трансформаторна връзка и при условие, не
в) при трансформаторна връзка и при условие, че fa>fтя*
където
10.59
10.60
При изчисление на високочестотен усилвател на УКВ обхват
първо определяме елементите на резонансния кръг в анода така,
както е показано в раздел 10.1.1.1.
След това определяме резонансното съпротивление Ro на ненато-
варения кръг за средната честота на обхвата
Ro = 2к/ср. LQ0 = [Й, Hz, f]. 10.61
Качественият фактор на кръга Qo може да достигне стойност
150—200. При такъв качествен фактор за средна честота около 70
185
MHz и капацитет на кръга около 20ч- 30 pF резонансното съпротив-
ление е около 10~15 кй. От такъв порядък са и входното съпро-
тивление на преобразувателя, и вътрешното съпротивление на лампата
на усилвателя. Ето защо, ако извършим изчислението по-нататък с
оглед на получаване на максимално усилване, подтискането на огле-
далните честоти може да не отговаря на зададеното. Изхождайки от
зададеното подтискане на огледалните честоти, определяме еквива-
лентния качествен фактор на кръга, натоварен с входното съпротив-
ление на смесителя и вътрешното съпротивление на лампата на усил-
вателя :
Qe^ .---у-- 10.62
f /огл
Между Qe, Qo и коефициентите на включване на смесителя към
кръга и вътрешното съпротивление на лампата съществува следната
зависимост:
+ А р--°- - 1, Ю.63
^вх.см Ч?
където Рсм е равно на отношението на напрежението, подадено на
решетката на преобразувателя, към цялото напрежение върху кръга.
Ако коефициентът рсм е определен от входната верига на пре-
образувателя, в такъв случай коефициентът pZM се определи от ра-
венство 10.63. Ако имаме възможност да приемем оптимално отноше-
ние между двата коефициента, тогава отношението между р и pCit
трябва да бъде
д = / ' Ъ . 10.64
Рем у ^вх.см
Като използуваме уравн. 10.63 и 10.64, определяме р и pZM.
Еквивалентното резонансно съпротивление на кръга определяме
от израза
r=dQ‘-. 10.65
Усилването на усилвателя, считано от решетката на усилвателната
лампа до решетката на смесителя, е
Km.y=P.PatSR' [A/V, й]. 10.66
Определяме товарного съпротивление Ra, включено серийно в
анодната верига на усилвателя
D -
2
1 4" РсмР
/'ВХ’СМ
10.67
186
Входното съпротивление на усилвателя, считано между решетката
и катода на лампата за усилвател със заземена решетка, се определя
от израза
Rg^g — £
[£2, А/V]. 10.68
Входното съпротивление на усилвателя при заземена междинна
точка се определя от израза
Rg^n -^Rt+RS ’ 10.6Э
6 т-
където т - UKm/UgK (фиг. 10.6) се избира 0,3 -0,5;
Rf — входното съпротивление на лампата, използувана като
усилвател със заземен катод; взема се от каталозите за
радиолампи; за ЕСС85 Rf = § kQ при /=100 MHz.
Ако входът на усилвателя е със за-
земена междинна точка, за да се от-
страни връзката между входния и анод-
ния кръг през капацитета Cag, между
анода и катода на лампата се включ-
ва неутрализиращ кон цензатор С v
(фиг. 10.11).
Анодният и входният кръг са вклю-
чени в диагоналите на мост, който е
балансиран, ако е изпълнено равенст-
во 10.70:
СЛ,= С п - С 10.70
N ag т ак.
10.2.3. Изчисление на високочестотен
апериодичен усилвател
Схемата на апериодичен високочесто-
тен усилвател е показана на фиг. 10.12.
Редът на изчисление е следният.
Избираме лампа високочестотен ре-
гулируем пентод с голяма стръмност.
Определяме капацитета Са, който
представлява сбор от изходния капа-
цитет на лампата, монтажния капаци-
тет на анодната верига и входния
капацитет на следващото стъпало. На
практика монтажът трябва да се изпълни
цитет да бъде малък. Стойността на Са е
така, че монтажният капа-
около 10 pF.
187
Товарного съпротивление определяме по следната формула:
Яа 2к7" С HZ- 10-71
/шах
Усилването на стъпалото за средни честоти определяме по след-
ната формула:
Кт.у SRa [A/V, Q]. 10.72
Стойността на анодната индуктивност определяме по следната
формула:
£^--(0,5-4 0,6). Са/?‘ [Н, F, Й]. 10.73
10.2.4. Пример
Да се начисли резонансен усилвател за У КЗ обхват при следните изходни данни:
честотен обхват 64,54-73,5 MHz, подтискане на огледалните честоти за честота 70 MHz- -
32 dВ (40 пъти), междинна честота на приемника 10,7 MHz, ширина на лентата на
междинночестотния усилвател 130 kHz.
1. Приемаме индуктивна настройка на резонансная кръг. В този случай капаци-
тетът на кръга е постоянен и се състон от сбора на капацитетите: капацитета между
анода и катода на лампата, монтажния капацитет, капацитета на бобината, капацитета
на тримера, входния капацитет на смесителя, приведен към кръга, и капацитета на до-
пълиителния постоянен кондензатор:
Ск — Сah.+ C„+Cl +Стр+Ссм+Сдоп=2+5+3+3+10+12 -30 pF.
2. Максималната стойност на индуктивността на кръга е
, 25330 25330 „
Минималната стойност на индуктивността на кръга е
£nlin /'"-х =-0’173 — 0,133 pH.
nun 2 j 4,
"о
Поради това, че размерите на бсбината при индуктивна настройка са винаги по-
големи, качественият им фактор може да бъде по-висок от 150.
3. Резонансного съпротнвление на ненатовареиия кръг за средата на обхвата е
/?„ = ...-------- .L50. „ У75О 2.
2л/срСж 6,28.70.10е. 35.10-1*
4. За да бъде подтискането на огледалните честоти 32 dB, еквивалентният каче-
ствен фактор на кръга трябва да бъде
О .. ° 19_____-74.
' /огл /ср 91Д_70
7 7~ 70 91,4
/ср /ОГЛ
5. За по-нататъшните начисления е необходимо да се спрем на типа на лампата.
Спираме се на двойния триод ЕСС85. По-важчите параметри на лампата са: стръмност
като усилвател 6 mA/V, входно съпротивление като усилвател със заземен катод за
100 MHz®» 6 кй, за 70 MHz -=» 12 kfl; входного съпротивление като преобразувател
188
15 кй, изходно съпротивление като усилвател 9,4 кй; капацитет анод—решетка 1,5 pF,
нходен капацитет 3 pF и изходен капацитет 0,18 pF.
6. Определяме коефициентите р и ргм. За коефициента pru приемаме стойността
0,5 н определяме р
,.2 ^о. —
<+/,см/?в1см Qe~
0>52.V5=150_
9,4 15 74
/>-0,915;
приемаме />=1.
7. Усилване на стьпалото е
Кт.у=Р • Am SRe 1 . 0,5.6 . Ю-з. 9750 ™ = 14.
8. Еквивалентното товарио съпротивление, включено серийно в анодната верига на
лампата, е
R
Р.9750
1 +0,52. 9750
15000
-8400 й.
9. Входното съпротивление на усилвателя със заземена решетка е
"-«= И1+«>бТтМ,+-иН“"2'
10. Входното съпротивление при заземена междинна точка за т = 0,35 ще бъде
r т== .. J2L_3oo 3000 s
т m2R, + R^.. 0,35* . 12 . 10*+300
И. Капацитетьт на неутрализиращия кондензатор трябва да бъде
CN=Cag 1 ~^т - ’.5 -0,18- 2,6 pF.
10 2.5. Задачи
1. Да се изчисли усилването на обхватен резонансен усилвател за
двете гранични честоти при следните изходни данни: честотен обхват
5204 1600 kHz; ширина на пропусканата лента за 520 kHz=10 kHz,
настройката се извършва с променлив кондензатор с капацитет
500—13 pF; изходът на усилвателя е^ натоварен с 300 kQ, използувана
е лампа EF89.
2. Да се изследва как се изменя усилването в обхвата на резонанс-
ния усилвател с индуктивна и капацитивна настройка.
3. Да се определи максималното стабилно усилване, което може да
даде резонансен усилвател с лампа EF89 на 16 MHz.
189
ГЛАВА XI
ПРОЕКТИРАНЕ НА ПРЕОБРАЗУ ВА ТЕЛ НО СТЪПАЛО
11.1. ПРОЕКТИРАНЕ НА ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНО СТЪПАЛО
ЗА ДЪЛГИ, СРЕДНИ И КЪСИ ВЪЛНИ
От проектното задание, предварителното изчисление на приемника
и изчислението на входното устройство са ни известии следните не-
обходими за окончателното проектиране на преобразувателя данни:
честотните граници на съответните обхвати, междинната честота на
приемника, елементите на входния кръг (индуктивност и капацитет),
принципната схема на преобразувателното стъпало и избраната пре-
образувателна лампа.
При окончателното изчисление трябва да се определят елементите
на схемата на преобразувателя, режимът на смесителя и хетеродина и
усилването на преобразувателното стъпало.
11.1.1. Спрягане на кръга на хетеродина н входния кръг
За да бъде чувствителността на приемника равномерна в даден об-
хват, за всяко положение на органа за настройка (променливия кон-
дензатор) разликата между честотата на хетеродина и честотата, на
която е настроен входният кръг, трябва да е равна на междинната
честота на приемника. Това може да се постигне по два начина. При
първия начин спрягането се постига, като за настройка на входния
кръг и хетеродина се използува променлив кондензатор с различии по
капацитет и по зависимост на капацитета от ъгъла на завъртането
секции. Този начин се използува предимно за еднообхватни портативни
приемници, тъй като хетеродинната секция на променливия конденза-
тор се получава с по-малки размери.
При втория начин се използува променлив кондензатор с еднакви
секции, а спрягането се постига чрез добавяне на серийни и паралелни
кондензатори към хетеродинната секция на променливия кондензатор.
За обхвати, при конто средната честота на обхвата, разликата между
максималната и минималната честота на обхвата и междинната че-
стота са от един порядък, като напр. обхватите дълги и средни вълни,
задоволителна равномерност се постига при спрягане в три точки на
обхвата. За обхвати, при конто коефициентът на обхвата е по-малък,
под 1,5, или пък средната честота на обхвата е много по-висока от
междинната честота, като напр. обхватите къси и ултракъси вълни,
спрягането може да се направи в две точки, конто се намират близо
до граничните честоти на обхвата.
При обхвати с много малък коефициент на покритие (»s 1,1) кръ-
говете се спрягат само в една средна точка на обхвата.
190
Изчисление на спрягане в три точки. На фиг. 11.1 са показана
схемите на входния и на хетеродинния кръг. Капацитетът Сх е равен
на сумата от капацитетите на тримера, на монтажния и на допълнител-
ния кондензатор, конто са свързани паралелно на входната секция на
променливия кондензатор; Ск—
Фиг. 11.1
на точно спрягане
капацитетът на променливия кон-
дензатор; С2 — капацитетът на
кондензатора за спрягане; С3 и
С4 зависят от местоположение-
то на тримера по отношение
на хетеродинния кръг. Обикнове-
но се приема или С3 или С4 = 0.
Изчислението се извършва
в следната последователност.
Най-напред определяме честотите
1
2
X? (/
д \/тах
(fmax /mln)*
След това намираме спомагателните величини :
а = А + А + А ’> d=а + 2/и;
• А+А. А+А -А; ;
с3=А-А-А; m*=ad+f*-b*±P-,
+ С0Р=™1™.
В тези формули честотата е в MHz; А е честотата, на която е на-
строен входният кръг, ако капацитетът му е Со;
L — индуктивността на входния кръг в р,Н;
Со— капацитетът на входния кръг в pF;
Ако С4=0, т. е. паразитният капацитет към кръговата бобина на
хетеродина е за пренебрегване и тримерът е включен към променливия
кондензатор:
11.1
11.2
’-'3— 12 >
г — I1*. Сз+Сз. 113
Ако Cs = 0, т. е. тримерът е включен паралелно на индуктивността
на хетеродинния кръг:
С2—
п* ’
11.4
191
* " /2 -tti ’
;i,5
11.6
Изчислението e доста обемисто и изисква голяма точност (до пе-
тия знак). Ако за капацитета С2 се получи стойност, по-голяма от ня-
колко хиляди пикофарада, поставянето на такъв кондензатор става иэ-
лишно и кръговете може да се спрегнат само в две точки.
Спрягане на кръговете в две точки. Изчислението при спрягане на
кръговете в две точки се извършва по следния ред:
Определяме честотите на точното спрягане
/1 /min ^(/max ~/min) ,
/и /max 1 ^(/max /min)*
Определяме коефициента на обхвата на хетеродина
Ь - /|пах~Ь /м
КО.Х f , л. f
/min ' /м
11.7
По форм. 10.2 определяме капацитета на допълнителния кондензатор
Слоп х, поставен паралелно към кръга на хетеродина. Индуктивността
на кръга определяме по формулата на Томсон.
11 .1.2. Оразмеряване на температурната компенсация
на кръг& на хетеродина
За да не се изменя честотата на хетеродина вследствие на нагря-
ването на приемника в процеса на работата, елементите на кръга на
хетеродина трябва да се подберат. Техните температурни коефициенти
на изменение трябва да бъдат такива, че предизвиканите от всеки
един от тях честотни изменения да се компенсират взаимно. Понеже
температурата на детайлите на приемника не е еднаква навсякъде,
тъй като едни от тях се нагряват повече, а други по-малко, освен
това температурното им равновесие не настъпва едновременно, трябва
да се държи сметка за температурата .на всеки детайл, от който може
да зависи честотата на хетеродина. За да не се получават вариации
на честотата в една или друга посока, по време на нагряването на
приемника трябва по възможност да се стремим да компенсираме иэ-
менението на честотата, предизвикано от някой елемент с друг елемент,
който има същия температурен режим, т. е. двата елемента да се на-
гряват еднакво във всеки момент.
Температурният коефициент на изменение на дадена електрическа
величина (А) — индуктивност, капацитет или съпротивление за даден
температурен интервал, е
192
Понеже за малки изменения на елементите на кръга е в сила pi
венство 11.9 :
за да е компенсиран кръгът, трябва да е изпълнено следното равен-
ство :
ДТ'х. . Су t/.г* tCT. Cg
t.. ЛТ. + -*£ ± + ... = 0, 11.10
«С ь С,
където tkL и LTL са температурният коефициент и нагряването на ин-
дуктивността на кръга, a tkC, tkC... и &ТС, ДТ^... са температурните
коефициенти и нагряването на паралелно свързаните съставни капа-
цитети на кръговия капацитет. С е общият капацитет на кръга.
При серийно свързване на два кондензатора температурният кое-
фициент на получения кондензатор се намира по следната формула:
he= he, с~+с, + ^*с2 “q'+сГ ’ 11-11
Понеже с промяната на капацитета на променливия кондензатор се
измени процентното му участие в общия - кръгов капацитет, трудно е
да се получи компенсация по целия обхват. Тъй като при равни от-
носителни изменения най-голямо изменение на честотата по абсолютна
стойност имаме във високочестотния край на обхвата, трябва да се
стремим да компенсираме хетеродина близо до високочестотния край
на обхвата. Най-нестабилни в температурно отношение са паразитните
капацитети на схемата и затова трябва да се стремим да ги намаля-
ваме. При компенсацията може да не се държи сметка за изменението
на входния капацитет на лампата, понеже режимът й се стабилизира
много бързо, в разстояние на 5-^10 мин. В прилож. 4 са посочени
температурните коефициенти на някои радиотехнически детайли.
11.1.3. Избор на режима на смесителя
При избор на оптимален режим на работа на смесителя трябва да
се съгласуват редица противоречиви изисквания, което усложнява много
въпроса. Тази работа извършват развойните лаборатории на фирмите—
производителки на радиолампи. В каталозите са посочени оптималните
режими, при конто трябва да работят съответните лампи, необходи-
мите постояннотокови напрежения на електродите и напрежението на
хетеродина, осигуряващо оптимален режим на смесителя. Така напр. на
хептодната част на преобразувателя ЕСН81 трябва да се осигури
следният режим: анодно напрежение 200-4-250 V, гасещо съпротивле-
ние за втора и четвърта решетка 20-4-40 кй, преднапрежение на първа
решетка — 2 V, необходимо напрежение на хетеродина и на трета ре-
шетка на хептода —5-4-10 V.
13 Проектираие и конструиране иа радиоапаратури
193
11.1.4/ Оразмеряване на веригата на обратната връзка
на хетеродина
Изчисляването на режима на хетеродина и смесителя е трудно, за-
това и в този случай се използуват каталожните данни. Обикновено се
изчисляват само елементите на обратната връзка. Зависимостта между
коефициента на обратната връзка, параметрите на лампата и товара в
анодната верига на хетеродина, изразяваща едно от условията за ста-
билност на амплитудата на трептенията, е
[A/V, S], 11.12
Нхет °хет. •/'а
където
К— Ug^JUa. хет е коефициентът на обратната връзка;
SxeT — ефективната стръмност на лампата (на хетеродина)
за избрания режим на генератор; взема се от ка-
талога ;
Ra — еквивалентният товар в анодната верига на хете-
родина ;
рхет=Н на лампата като усилвател.
Трябва да се има пред вид, че 5хет се различава от S на лампата
като усилвател. Със эараждането на трептенията отрицателното напре-
жение на решетката нараства, а ефективната стръмност намалява В
зависимост от коефициента на обратната връзка се установява такъв
режим, за който е в сила равенство 1 1.12. Стойността на ефективната
стръмност обикновено е дадена в справочниците за лампите. В зави-
симост от схемата на хетеродина изчислението на коефициента К се
извършва по следния начин.
При трансформаторна връзка (фиг. 9.18 и 9.19) форм. 11.12 полу-
чава следния вид:

Нхет
11.13
където Re е еквивалентното резонансно съпротивление на кръга на
хетеродина.
Взаимоиндуктивността между бобината на кръга и бобината за об-
ратна връзка трябва да бъде
M = K.L*„. 11.14
Индуктивността на бобината за обратна връзка трябва да бъде
Чбр- вр -£хет*2’ 11.10
където коефициентът на връзката k трябва да бъде по възможност
по-голям. Слабата връзка води до увеличаване на Ln6p , което осо-
бено при късите вълни е нежелателно, тъй като Lo6o вр, заедно с па-
разитните капацитета на веригата за обратна връзка може да влезе в
194
резонанс в обхвата на хетеродина, което води до голяма нестабилност
на честотата. Коефициентът k може да достигне стойност 0,64-0,7.
При триточковата схема (фиг. 9.20 и 9.21) форм. 11.12 приема
вида
1
Ч___Рхет ______1____ 11.16
(ЛГ-1У - S,„.Rr
При индуктивен делител (фиг. 9.21)
/С=7^-; Lak l ^хег -- LPK + LaK.
Lax Ч-К
При капацитивен делител (фиг. 9.20)
С-=С^+К^
Обикновено С^ -Сз + Ci + C^ (фиг. 11.1 б),
К—-
спрягане С2. Понеже отношението—има
г 2 (К+1)г
с с
s-i_^ак • рк
а Сак е капацитетът за
максимум, ако К има
стойност от 0,5 до 1, максимумът на трептенията на хетеродина съот-
ветствува на стойността на Сак, близка до стойността на С . В горния
край на обхват средни вълни, където Срк<<СвА., амплитудата на треп-
тенията силно намалява. Затова, ако за покриването на обхвата отно-
шението Сак!Срк се получи много голямо, схемата от фиг. 9.20 не може
да се използува
RC — константата на решетъчната верига на преобразувателя, тряб-
ва да бъде по-малка от времеконстантата на трептящия кръг на хете-
родина :
RC<^— [S, F, Hz], 11.17
“max
Изчислението се извършва за най-високочестотния обхват. За да се
изпълни неравенство 11.17, съпротивлението R се избира от 30 до
50 к£, а капацитетът С—от 30 до 50 pF.
11.1.5. Изчисление на усилването на смесителното стъпало
Изчислението на усилването на смесителното стъпало се различава
от това на междинночестотното стъпало само по това, че във форму-
лата за усилването вместо стръмностга на лампата фигурира стръм-
ността на смесване. Стръмностга на смесване зависи о г режима на
смесителя и в справочниците се дава заедно с другите параметри на
лампата. Междинночестогният филтър, включен в анодната верига на
смесителя, трябва да има п> възможност характеристики, еднакви на
195
останалите междинночестотни трансформатори. Ето зато изчислението
му трябва да се извърши заедно с изчислението на елементите на
междинночестотния усилвател.
11.2. ПРОЕКТИРАНЕ НА ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНО СТЪПАЛО ЗА УКВ ОБХВАТ
На УКВ обхват за лреобразувателни лампи почти изключително се
използуват триоди, конто едновременно изпълняват функцийте на хе-
теродин и на смесител. За да се отстрани силната връзка между кръга
Фиг. 11.2
на високочестотния усилвател и кръга на£хетеродина (понеже и двата
кръга се свързват чрез решетката|на смесителя), тази връзка се осъ-
Фмг. 11.3
196
ществява чрез специална мостова схема. На фиг. 11.2 и 11.3 са пока-
зани двете най-използувани принципни схеми на преобразувателни
стъпала на УКВ заедно с кръга на високочестотния усилвател и еле-
ментите на мостовете, отстраняващи връзката между кръговете на хе-
Фиг. 11-4
теродина и високочестотния усилвател.
Ако за схемите на фиг. 11.2 и 11.3 е изпълнено условието ?-= -2=- ,
^рк ^3
входните и хетеродинните кръгове се явяват включени в диагоналите
на балансиран мост, в резултат на което
връзката между тях се отстранява. За
огстраняване на вредното влияние на от-
рицателната обратна връзка по междинна
честота чрез капацитета анод — решетка
на преобразувателя капацитетите С;|, Cit
Сй се подбират така, че участъкът катод —
решетка на преобразувателя да се окаже
включен в единия от диагоналите на втори
мост, образуван от тези капацитети и капа-
цитетиге анод—решетка (междинночестот-
ното напрежение се получававдругиядиагоналотфиг. 11.4. Ако е изпълнено
Cag С5
условието мостът е балансиран и отрицателна обратна връзка
Сз Ci
, С с5
по междинна честота не може да се получи. Ако ооаче на-
с3
лице е положителна обратна връзка. Това се използува за повишаване
на усилването на преобразувателното стъпало. Прекомерното увелича-
ване на положителната обратна връзка обаче води до възбуждане на
преобразувателя по междинна честота.
Оразмеряването на преобразувателното стъпало става в следната
последователност.
Първо изчисляваме междинночестотния филтър в анода на преобра-
зувателя. За да не* се разстройва междинночестотният филтър при
смяна на лампите, капацитетът на кръга трябва да бъде по-голям от
30 pF. Капацитетът на кондензатора на междинночестотния филтър
С6 и С6 ще намерим, като от сумарния кръгов капацитет извадим мон-
тажния капацитет (около 5 pF) и капацитета на лампата (за първичния
кръг — капацитета на преобразувателната лампа, за вторичния — ка-
пацитета на следващото стъпало).
По форм. 10.61 определяме резонансного съпротивление на единич-
ная ненатоварен кръг на междинночестотния филтър:
Я—pQo,
където
Qo е качественият фактор на кръга «100;
1
₽“2«/иС '
Входното съпротивление на следващото междинноче стотно сть-
197
пало (л- 200 кй) натоварва вторичния кръг, в резултат на което него-
вото резонансно съпротивление става
О ___ Ro • ^вх
Яо+*вх
11.18
При критична връзка еквивалентното съпротивление на междинно-
честотния филтър, натоварен с входното съпротивление на междинно-
честотния усилвател, е
Я^О^Я^- П.19
Вътрешното съпротивление на лампата като генератор нараства и
в зависимост от режима на трептенията става
Я,г -(1,5-=-3)Я,..
Определяме коефициента аа на анодния товар на преобразувателя:
л R°-. 11.20
° R, г
След това определяме коефициента на допустимата положителна обрат-
на връзка по междинна честота с оглед преобразувателят да е далеч
от самовъзбуждане по междинна честота:
11.21
където е динамичният коефициент на усилване на лампата (на
хетеродина).
При такава положителна обратна връзка вътрешното съпротивле-
ние на преобразувателя нараства още п пъти. Максималната стойност
на п не бива да надхвърля 3, тъй като има опасност от самовъзбуж-
дане на преобразувателя по междинна честота. Динамичното съпротив-
ление на преобразувателя е
Я/Д=«Я,Г = (1,54-3). л-Я,г •
Това съпротивление се явява в паралел на резонансното съпротив-
ление на първичния кръг на междинночестотния филтър,- вследствие
на което еквйвалентното резонансно съпротивление на първичния кръг
става
Усилването на преобразувателя при критична връзка между кръго-
вете на междинночестотния филтър ще бъде
Япр = 0,5 SCM 11.23
където SCMM°,З-т-0,45) S.
Входното съпротивление на преобразувателя при коефициент на по-
ложителна обратна връзка, начислен съгласно форм. 11.21, е
198
^.np=(2^5)^ 1L24
където Rf е входното съпротивление на лампата като усилвател със
заземен катод.
Коефициентът на предаване на веригата, свързваща кръга на усил-
вателя по висока честота с решетката на смесителя за схемите от фиг. 11.2
и 11.3, е
Капацитетът Срк е сбор от паразитния капацитет на решетъчната
верига на преобразувателя и капацитета решетка — катод на лампата.
Обикновено стойността на коефициента Рсмсе приема около 0,5-=-0,6,
тъй като увеличението на Рсм води до увеличаване на капацитетите
Сг и С2, а то от своя страна води до нарастване на кръговия капаци-
тет на усилвателя. по висока честота. При схемата, показана на
фиг. 11.3, това довежда до понижаване на резонансната честота на
веригата за обратна връзка, а за да не пречи на нормалната работа
на хетеродина, тя трябва да бъде над обхвата.
За да се осигури изчисления съгласно 11.21 коефициент на по-
ложителна обратна връзка по междинна честота, капацитетът С4
(фиг. 11.2 и 11.3) трябва да бъде
, _ С3-(С5+Сак)
4 c3P+cag ’
11.26
където
Сак е капацитетът анод—катод на лампата;
Cag— капацитетът анод—решетка на лампата.
Капацитетът С2 (фиг. 11.21) се избира равен на капацитета Сь а капа-
цитетът С3 — равен на Срк. Същото важи и за фиг. 11.3.
Утечното съпротивление Rg трябва да бъде около 500 кй, за да
не се получат накъсани генерации на хетеродина.
Резонансният кръг на хетеродина в схемата от фиг. 11.2 е съставен
от променливата индуктивност Z,2 и капацитета
С, .С2 С3. С„к
С=Стр + + ~С^ГС— +Сн+ Сдоп > 11 -27
а в схемата (фиг. 11.3) — от индуктивността L3 и капацитета
който от своя страна е
С1 — С1р + Слоп + См. 11.28
Максималната стойност на индуктивността на кръга се изчислява по
формулата на Томсон за минималната честота на хетеродина, а мини-
малната — по следната формула:
11.29
199
където £01ет = А"ах-^ъ
/min хет.
При схемата на фиг. 11.3 може да се настройва и с променлив
кондензатор. Изчислението на елементите на кръга в този случай е в
съответствие с раздел 10.1.1.1. Съпротивлението Ra се избира с оглед
осигуряване на оптимален режим на преобразувателната лампа и се
взема от каталога.
Индуктивността на бобината за обратна връзка и взаимоиндукцията
между нея и кръговата индуктивност се подбират в съответствие с
раздел 11.1.4. При използуване на схемата от фиг. 11.3 трябва да се има
пред вид, че индуктивността за обратна връзка /2 може да влезе в
резонанс с паралелния капацитет, съставен от паразитния й капацитет
и капацитетите Clt С2, С3 и Срк.
Този резонанс трябва да бъде извън обхвата на хетеродина, тъй
ьато в противен случай за честотата на резонанса ще се получи прё-
кратяване на трептенията.
Температурната компенсация на хетеродина се оразмерява в съот-
ветствие с раздел 11.1.2. При хетеродин с индуктивна настройка ком-
пенсацията може да се направи за целия обхват, тъй като кръговият
капацитет е постоянен.
11.3. ПРИМЕРИ
Пример 1. Да се оразмери спрягане в три точки на хетеродинния кръг и входния
кръг на обхвата 150-j-350 kHz при следните изхолни даиии: междинна честота 468 kHz,
иидуктивност на входния кръг 1875 pH; минимален капацитет на кондензатора зя на-
стройка 15 pF, максимален капацитет — 500 pF, капацитет иа кондензатора С\=94 pF
(фиг. 11.1). Да се определят елементите на хетеродинния кръг.
1. Определяме честотите на точното спрягане:
/1=4* (/max + /min) = 4" (350 +150)=250 kHz;
Уз" Уз
/2-/1 - V (/n.ax-/min)~250 - Y (350—150)=163 kHz;
Уз" Уз~
/з=/1-Ь 4 (/max-/min)=250+Y (350-150)=337 kHz.
2. Намираме спомагателните величини:
«=/1+/г+/з=0,250+0,163+0,337=0,750;
*8=/1 -/>+/1 • /з+/а-/з=0,250.0,163+0,250, 0,337+0,163.0,337=0,18 ;
«’=/1 /г • /з=0,250.0,163.0,337=0,0137 ;
d=a+2/M=0,750+2.0,468= 1,686;
0,18.1,686 — 0,0137 _
1 ~~ 2/м ~ 2.0,468 “О-32:
mi =ad+/* — +/2=0,750.1,686 + 0.4682 — 0,18 + 0,32=1,62;
л2= 4 ,2 + сМ) = f62 <0’468* •0132 +0-0137 • 1,686)=0,0575;
20Ф
2 _ 25330 _ 25330
со/о — l ~ 1875 —13,5‘
3. При по-нататъшното изчисление приемаме С3 или Gt=0. Приемаме, че капгци
тетът на тримера на хетеродипния кръг е включен паралелиО'На променливия кондеиза
тор, а собственият капацитет на боСината преиебрегваме (С4=0).
4. Изчисляваме стойностите на С2и С3:
C>=Q)/q ~ 13,5 0575 (Х3т)~^3 Р^> приемаме 200 pF,
з
С^_13,5
0,32
pF.
5. Намираме капацитета на дспълнителния кондензатор, който е съставна част на
капацитета Cj+Cj ;
Сдоп-G+Q - Стр - См - С^=42+94 - 15 - 30 - 10=81 pF.
Приемаме най-близката стандартна стойност 82 pF.
6. Определяме индуктивността на кръга на хетеродина
, с2+с3
С2
0,32
1875 1,62
200+42
200
= 450 pH.
П/имер 2. Ла се оразмерят елементите иа преобразувателното стъпало на УКВ
обхват, показано на схемата (фиг. 11.2), при следните изходни данни: честотни гранипи
на обхвата 64,54-73 5 MHz; междинна честота 10,7 MHz, входно съпротивление на
следващото след преобразувателя стъпало 2С0 к2.
За преобразувателна лампа да се използува ЕСС85, която като преобразувател за
препоръчания режим има следните параметри: анодно напрежение 250 V, анодно пред-
съпротивлеиие 12 к2, аноден ток 5,2 mA, стръмност на смесване 2,3 mA/V, нътрешно
съпротивление при използуване като генератор 20 кй. Оптималната стойност на напре-
жението на решетката на хетеродина е 3 V, а междуелектродните капацитети:
Cee = l,5 pF; Сак =0,18 pF; CgK=3 pF.
Изчислението започваме с анодната верига иа преобразувателя, в която се намира
първият междинночестотен филтър.
1. Резонансното съпротивление на вторичния ненатоварен кръг на междинночестот-
ния филтър е
_ Qo ЮО _
^° —2тс/мС 6,28.10,7 . 1б®730. 10—12 -S0 к“-
Приемаме за качествения фактор 100, а за капацитета С на кръговете на междинно-
честотния усилвател 30 pF.
2. Вследствие шунтирането, предизвикаио от входното съпротивление на следващото
междинночестотно стъпало, еквивалентиото съпротивление на вторичння кръг става
/?0. R„. 50.200
Я0+Явх “ 50+200 “40 kSi>
3. Еквивалентиото съпротивление в анодната верига на преобразувателя е
/?о =0,5 У Ro. Яг,. = 0,5 У50.40 =22,4 k2.
4. Определяме стойността на коефициента аа;
%=^^=1,12.
° Rtr 20
5. Опрзделяме коефициента на допустимата положителна обратна връзка по меж-
диина честота Р. Предварително приемаме, че динамичного нътрешно съпротивление на
201
преобразувателя вследствие на положителната обратна връзка нараства 2 пъти. От
съображения за по-голяма стабилност приемаме по-малко нарастване, отколкото е мак-
сималио допустимото:
Ид \ 1 '
1 + 1,12
~54— = 0,02.
6. Динамичного вътрешно съпротивление на преобразувателя е
./?(г=2.20=40 к2.
7. Вследствие на шунтиране от орана на 7?1Д еквивалентното съпротивление на
първичиия кръг на междинночестотния усилвател става
50.4Q
/?1е= Ло+Л,Т = 50+40 =22 kS'
8. Определяме усилването на преобразувателното стъпало:
Л'пр=0,5 5СМ =0,5.2,3 . Ю-з у40Т22“710в“ =34.
9. Еквивалентният качествен фактор на междинночестотния трансформатор е:
Qie=/?]e . 2тс/мС=22.103.6,28. 10,7.10» . 30 .10~1а=45;
С2е=Я2е • 2*/мС=40. 103.6,28 . 10,7.10» . 30.10—12=80 ;
Qe=У (?1е . (?2е =У45.80 = 60.
10. [Иирината на пропусканата лента за ниво 0,7 при критична връзка е
/м 1,41.10,7.103
2Д/„=1,41 ^-=-------“во- - = 250 kHz.
11. Изхождайки от коефициента на предаване на веригата, свързваша кръга на ви-
сокочестотиия усилвател с решетката на преобразувателя, определяме стойността на
капацитета :
„ 0,5 _ _ ~
С1 — 1-Рсм‘ СР*-1— 0,5 ‘ 9,5=9,5 PF-
приемаме C1=l(5 pF ;
CpK=C_K + CM+Cga=3+5+l,5=9,5 pF;
C2=Cj = 10 pF; Сз=Срж=9,5 pF,
приемаме тример с капацитет 4н-12 pF.
12. Определяме стойността на капацитета С4:
Q(C5+CaJ 9,5.30
Ci~ C3P+Cag ~ 9,5.0,002+1,5 pF’
приемаме стандартна стойност 160 pF.
13. Определяме сумарния капацитет на решетъчната верига на преобразувателя,
който се добавя към капацитета на кръга на високочестотния усилвател:
С^.С, 9,5.10
Спр-2 Срк+Сх 2 9,5+10 10 pF’
14. Определяме капацитета на допълнителния кондензатор и иа тримера на кръга
на хетеродина. От конструктивни и технологични съображения за кръга на хетеродина
и високочестотния усилвател приемаме еднакви променливи индуктивности (при-
мер Л 0.2.4).
Сумарният капацитет на кръга на хетеродин е
’ — 25330 _ 25330 __
СкХ"“ Zr т.п • Ах max ‘ 75,2а. 0,173. ' 26 Р‘'*
202
Капацитетите на тримера и на допынителния кондензатор на хетеродинния кръг трябва
да бъдат равви:
Cj. С2 Срк . С8
Стр+Сдоп=Ск хет q С~ +Сч С<=26—5—4,75—5 = 11,25 pF,
риемаме Сдоп=8 pF ; Стр=0,5-4-5 pF.
15. Определяме минималната стойност на индуктивността на хетеродина:
Lx п11- 0,173
Дт min = J = —--------== 0,138 pH.
1Д22
11.4. ЗАДАЧИ
1. Резонансният кръг на хетеродина на обхват 5,8 -4- 16 MHz е съ-
ставен от променлив кондензатор с капацитет 16-4-450 pF, с темпера-
турен коефициент + 60.10-6; индуктивност с температурен коефи-
циент — 100.10~6, тример 20 pF, с температурен коефициент -|-60. 10~';
и монтажей капацитет с температурен коефициент + 300.10-6. Да се
определи разстройката за повишение на температурата с 20сС, за прие-
мане честота 10 MHz при междинна честота 450 kHz и при темпера-
турен коефициент на кръговите капацитети на междинночестотните
трансформатори —150.10-6.
2. Да се докаже какъв е характерът на зависимостта на амплиту-
дата на трептенията на хетеродинй от честотата за схемата, показана
на фиг. 9.21, за обхвати: средни вълни 520-4-1600 kHz и дълги вълни—
150-4-350 kHz. Настройката се извършва с променлив кондензатор с
капацитет 16-4-450 pF. Капацитетът на кондензатора за спрягане на
обхват средни вълни е 470 pF, а на обхват дълги вълни 200 pF.
ГЛАВА XII
ПРОЕКТИРАНЕ НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ
12.1. СХЕМА
При проектиране на междинночестотния усилвател се използуват
уточнените по време на предварителното изчисление на приемника
данни за усилването на междинночестотния усилвател, стойността на
междинната честота, пропусканата лента по междинна честота, селек-
тивността на приемника за съседни честоти, броят на стъпалата на
междинночестотен усилвател, видът на междинночестотните филтри и
използуваните лампи.
На фиг. 12.1 е показана схема на комбиниран АМ/ЧМ междинно-
честотен усилвател. За приемници без УКВ обхват схемата остава
същата с тази разлика, че липсват междинночестотните ЧМ-филтри.
203
я
Фиг. 13.1
204
Понеже разликата между междинната честота за AM и междин-
ната честота за ЧМ е голяма (468 kHz и 10,7 MHz), междинночестот-
ните филтри за AM и ЧМ могат да се свържат в серия, без да си
пречат. Това дава възможност да се използуват едни и същи лампи
за усилване при AM и ЧМ без особено сложни превключвания. При
работа на'AM се дават накъсо контактите у} 2 и у45, а при работа на
ЧМ Уг,3, -Уддц, У5/>> Ут$- При работа на AM лампата Л4 работи като
смесител; първата решетка чрез контакти ух 2 се свързва с входното
устройство, а на трета решетка сё подава напрежението от хетеро-
дина. Контакти у4, дават междинночестотния филтър за ЧМ накъсо.
В противен случай смесителят може да се възбуди в обхвата на къ-
еите вълни, за честотата на която е настроен междинночестотният фил-
тър за ЧМ.
При работа на ЧМ дампа Лг работи като междинночестотен усил-
вател. Чрез контакт _j/g,10 се дава на маса решетката, към която се
подава напрежение от хетеродина. Входът на междинночестотния
усилвател чрез контакт y.i? се свързва с изхода на преобразувателя
(от УКВ приставката). Чрез контакт у5 6 се дава накъсо първият меж-
динночестотен филтър за AM и с това се прегражда пътят на евен-
туално попаднали във входа на усилвателя сигнали с честота, равна
на междинната честота за AM. Чрез контактите _у78 се дава накъсо
веригата на АРУ за AM и се включва действието на амплитудния огра-
ничител (/?6, С6). При работа на AM междинночестотният усилвател
включва частта от схемата между точките а и в (заедно с преобразу-
вателното стъпало), а при работа на ЧМ — между точките а и б.
12.2. ПРОЕКТИРАНЕ НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ
С ПОСТОЯННА ЛЕНТА НА ПРОПУСКАНЕ
При изчислението трябва да се определят стойностите на елемен-
тите на междинночестотните филтри, режимът на лампите и усилва-
мето на стъпалата на усилвателя. Редът на изчислението е следният.
Най-първо определяме коефициента на честотните изкривявания за
едно стъпало на междинночестотния усилвател:
- , 12.1
където
Л4мчу е коефициентът на честотните изкривявания на целия
междинночестотен усилвател за граничните честоти на
пропусканата лента;
п — броят на стъпалата на междинночестотния усилвател.
Понеже пропусканата от входното устройство лента обикновено е
значително по широка от лентата на междинночестотния усилвател,
приемаме, че Л4МЧ —М на приемника.
Приемаме обобщения коефициент за връзка между кръговете на
междинночестотните филтри т;. Обикновенс} се приема 1, т. е. връз-
205
ката е критична, при това кривата на пропускане на междинночестот-
ннте филтри е все още едногьрба.
От графиките на фиг. 12.2 за изчислената стойност на М„ и прие-
тата обобщена връзка определяме величината иа обобщената раз-
стройка х, за разстройка, равна на от ширината на пропуска-
ната лента.
Фиг. 12.2
След това определяме качествения фактор на кръговете на междин-
ночестотните филтри:
122
където 2Д/ е пропусканата лента от междинночестотния усилвател за
дадените честотни изкривявания
Като използуваме така изчисления качествен фактор, намираме обоб-
щената разстройка х2 за разстройка, при която се измерва селектив-
ността на усилвателя за съседни честоти (обикновено това става за
разстройка Д/р = 9, или 10 kHz)
Изчисляваме селективността по съседен канал за едно стъпало по
следните формули:
\/(1—Х2 + гЛ2 + 4Х2 .
^ = — 2, ---- при 7)^1;
х/(“1-4+Ч2)2+4х2
аст=----------------- при 7)^ 1.
206
Ако качественият фактор и връзката на всички междинночестотни
филтри са еднакви, селективността на усилвателя е
амчу=а"т‘ 12.5
При положение, че междинночестотните филтри не са еднакви, из-
числяваме селективността за всяко стъпало, тогава
^мчу ~ ®СТ 1 • стст 2 • • • ®ст п • 12.6
Кръговия капацитет на междинночестотните филтри определяме по
следните съображения:
а) да се осигури стабилна работа на усилвателя:
С > Q У[F, A/V, Hz]; 12.7
б) да се избегне влошаването на качествения фактор на кръговете
вследствие на шунтирането им от входните и изходните импеданси на
лампите или от входното съпротивление на детектора:
IF, Hz, 2], 12.8
където /? е съпротивлението на детектора или вътрешното съпроти-
вление на лампата (взема се по-малкото);
в) при смяна на никоя от лампите усилвателят да не се разстройва:
С><р(п) SC.Q, 12.9
където ДС 0,2 >/Свх. ; Свх и СИ31 са входните и изходните капаци-
тети на лампите;
<р (л) зависи от броя на стъпалата на усилвателя; дадена е в
следната таблица:
зи съображения и за меж-
динночестотния усилвател на
УКВ обхвата, ще получим
големи кръгови капацитети, а
оттам — малко усилване. За да се повиши усилването, кръговите ка-
пацитети се приемат обикновено «30 pF, а усилвателят се стабили-
зира чрез екранна неутрализация. Неутрализацията, е пояснена с
фиг. 12.3. За да е неутрализирано влиянието на Cagl, трябва
Cog 1. Сд = Cglg2 • Сак •
207
Използуването на такава неутрализация дава възможност да се по-
виши усилването и за междинночестотния канал на AM. Освен това
при межинночестотен усилвател за ЧМ се допуска по-голямо не-
постоянство на лентата на междинночестотния усилвател (поради смяна
на лампи), тъй като, ако приемем кръговия капацитет в съответствие
с неравенство 12.9, усилването на междинночестотното ЧМ стъпало ще
бъде много малко.
Капацитетът на постоянния кондензатор на междинночестотния
филтър ще намерим, като от общия капацитет С извадим монтажния
капацитет на лампата, включена към съответния кръг, и капацитета
на бобината.
За междинночестотни филтри се използуват кондензатори с керами-
чен, слюден, а напоследък и със стирофлексен диелектрик с точност
+5 и 10%. Температурният коефициент на използуваните кондензатори
трябва да бъде по възможност малък и еднакъв за всички междинно-
честотни филтри. Ако допустимата разстройка по междинната честота
под влияние на температурата е ±Д/, температурният коефициент ще
бъде
= 12-Ю
Ако разстройката на междинночестотния усилвател е равна и едно-
посочна с разстройката на хетеродина, приемникът не ще се разстройва
от приемания сигнал. Ето защо при оразмеряване на температурната
компенсация на хетеродина трябва винаги да имаме пред вид разстрой-
ката на междинночестотните филтри.
Индуктивността на кръга определяме по формулата на Томсон
(10.5).
След това намираме коефициента на взаимоиндукция на кръговете
на междинночестотния филтър:
12.11
Резонансното съпротивление на единичния кръг на междинночестот-
ния филтър
'%=₽<?=£•
Усилването на всяко междинночестотно стъпало
*ст = 12.12
Усилването на целия междинночестотен усилвател
^мчу ~ ^ст 1 •-^ст 2 •-^ст 3 • • • 12.13
Ако общото усилване се окаже нёдостатъчно, увеличаваме броя на
стъпалата или избираме по-стръмни лампи и преизчисляваме междинно-
честотния усилвател още веднаж.
208
Ако усилването се окаже значгтелно по-голямо от необходимого,
прибягваме до увеличаване на капацитета на кръговете. В този случай
е за предпочитане последното стъпало на междинночестотния усилва-
тел за AM да си остане непроменено, а да се намали усилването на
останалите стъпала. По този начин при силни сигнали междинночестот-
ното напрежение на входа на последното стъпало ще бъде по-малко,
отколкото ако усилването на всички стъпала е еднакво. Нелинейните
изкривявания ще се намалят, понеже се получават във входа на стъ-
палото, разколебавано с най-високо ниво иа сигнала.
12.3. ПРОЕКТИРАНЕ НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ
С ПРОУ1ЕНЛИВА ШИРИНА НА ЛЕНТАТА
Междинночестотните усилватели на първокласните приемници трябва
да имат възможност за увеличаване на ширината на пропусканата лента
при работа на близки предаватели, когато
чение. Изменението на ширината на про-
пусканата лента може да стане по два
начина—плавно или степенчато. Плавното
изменение ширината на пропусканата лен-
та обикновено става с изменение взаим-
ното разположение на бобините на фйл-
търа, а степенчатото — чрез включване на
допълнителна връзка между тях (фиг. 12.4).
Изчислението на междинночестотен
усилвател с променлива лента на пропус-
кане се различава от изчислението на
усилвател с постоянна ширина на лентата
по това, че междинночестотният усилвател
се изчислява по зададената минимална ширина на пропусканата лента и
максимална селективност. При това начисление коефициентът rj трябва
да се вземе от 0,7 до 1.
При междинночестотен усилвател с повече от два междинночестот-
ни филтри филтърът в последното междинночестотно стъпало обикно-
вено се проектира с по-широка лента, равна приблизително на макси-
малната пропускана лента на регулйруемите стъпала. В такъв случай
при тясна лента честотните изкривявания се обуславят само от регу-
лируемите стъпала и при изчислението на допустимите честотни
изкривявания за едно стъпало (по формула 12.1) се взема броят само
на регулируемите стъпала. След това се извършва изчисление на
междинночестотния усилвател за широка пропускана лента. В този
случай се вземат пред вид всички стъпала. Ако ширината на пропу-
сканата лента се увеличава не повече от 1.84-2 пъти, чрез- увеличаване
на г) до 1,5 (разбира се, като допуснем по-голямо спадане за резонан-
сната честота) можем да решим въпроса, без да изменяме качествения
фактор на кръговете. Ако искаме обаче да увеличим повече пропуска-
ната лента или пък да не увеличаваме толкова rt, с увеличаване на
селективността не е от зна-
Фиг. 12.4
14 Проектиране и конструираие на ралиоанарагури
2Й9
връзката между кръговете трябва да влошаваме качествения им фак-
тор, така че 7] да не надвишава определена стойност. За да се запази
симетричността на резонансната крива на междинночестотните филтри,
би трябвало едновременно да се изменя качественият фактор и на двата
кръга. На практика обаче се използува схемата, показана на 12.4.
В този случай, понеже се изменя само качественият фактор на вторич-
ния кръг, средният качествен фактор при широка лента е
Фиг. 12.5
и трябва да съответствува на изчисления по форм. 12.2 за широка
пропускана лента. В този израз
~ ' эвичния кръг;
Q2 — качественият фактор
на вторичния кръг при широка
лента.
Съпротивлението /? се опре-
деля от израза
^=р-о”о--’ 1215
VI V2
При избора на коефициента
при широка лента на пропуска-
не трябва да се ръководим от
графиките на фиг. 12.5, където
е дадена зависимостта на отно-
шението а, на средното ниво
на страничните максимуми към нивото за резонансната честота във
функция от т) и отношението между качествените фактори на кръговете.
Трябва да се има пред вид обаче, че кол кото разликата между
качествените фактори на двата кръга е по-голяма, толкова асиметрията
в резонансната характеристика при разстройка се увеличава.
12.4. ПРОЕКТИРАНЕ НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН ФИЛТЪР С КАПАЦИТИВНА
ВРЪЗКА МЕЖДУ КРЪГОВЕТЕ
Освен индуктивната връзка между кръговете, която е най-използува-
ната, в междинночестотните филтри се използува и капацитивната връзка
Фиг. 12.6
Фиг. 12.7
210
Изчислението на междинночестотен филтър с капацитивна връзка не
се разлнчава от изчислението на също такъв филтър с индуктивна
връзка.
При външнокапацитивна връзка (фиг. 12.6) стойността на свръзва-
щия капацитет се намира от израза
CCB=J-G 12.16
При вътрешнокапацитивна връзка (фиг. 12.7) стойността на свър-
зващия капацитет се намира от израза
С„ 12.17
12.5. ОСОБЕНОСТИ ПРИ ПРОЕКТИРАНЕТО НА МЕЖДИННОЧЕСТОТЕН
УСИЛВАТЕЛ ЗА ЧМ
При проектиране на междинночестотен усилвател за УКВ обхват
трябва да се има пред вид следното.
Прн изчисление на селективността по съседен канал може да не
се вземат пред вид кръговете на дробния детектор поради малката
им селективност (около 6 dB).
Междинночестотният филтър, включен в преобразувателя, е шунти-
ран от вътрешното съпротивление на последняя, което се взема пред
вид при изчисление на селективността на усилвателя.
При комбиниран АМ/ЧМ междинночестотен усилвател не се пре-
поръчва частично автотрансформаторно свързване на кръговете за AM
към лампите, тъй като в този случай за студените точки на кръго-
вете на междинночестотните филтри за ЧМ не може да се даде маса
по отношение на високата честота. Ето зато във връзка с въвеждане
на обхват УКВ в съвременните приемници почти не се използува авто-
трансформаторно свързване на междинночестотните трансформаториза AM.
За предпочитане е междинночестотните кръгове за ЧМ да бъдат
над кръговете за AM по отношение на шасито на усилвателя, тъй
като в този случай паразитният капацитет между кръговете за AM
не се отразява на връзката между кръговете за ЧМ. Обаче при ораз-
меряване на връзката между кръговете за AM трябва да се има пред
вид, че кръговете за ЧМ създават допълнителна капацитивна връзка
за междинночестотните трансформатори за AM.
12.6’ СЪОБРАЖЕНИЯ ЗА ИЗБОР НА РЕЖИМИТЕ НА ЛАМПИТЕ,
НА ДОПЪЛНИ ГЕЛНИТЕ ЕЛЕМЕНТИ’НА СХЕМАТА
И НА РАЗПОЛОЖЕНИЕТО НА ЕЛЕМЕНТИТЕ
При избора на режимиге на лампите се ръководим от препоръчания
в справочниците оптимален режим за всяка лампа Екранните сопро-
тивления и /?4 (фиг. 12.1) избираме така, че падението на напреже-
211
нието в тях да бъде равно на разликата между захранващото напре-
жение и необходимото екранно напрежение. Кондензаторите Q и С<,
в екранните решетки на лампите се избират от порядъка на 5 10 nF,
така че импедансът им за междинна честота да е много малък в
сравнение с екранните съпротивления. От икономични съображения
при малките приемници без УКВ понякога екранните решетки на двете
лампи се захранват през едно съпротивление. В този случай за из-
бягване на положителната обратна връзка между стъпалата на усилва-
теля се използува кондензатор 'от 50—100 nF (0,05—0,1 pF).
Съпротивленията /?3 и кондензаторите С- и С1о са филтрови.
Чрез тях се предотвратява положителната обратна връзка посредством
захранващата верига. Съпротивленията се избират от порядъка на
1 : 2 kQ, а кондензаторите от порядъка на 5-:-10 nF.
Амплитудният ограничител (групата /?6,С6) трябва да има време-
константа 5—1 Ops, като съпротивлението се избира 1004-200 kS.
Стабилността на междинночестотния усилвател е най-важното
иегово качество. Тя зависи до голяма степей от правилното разполо-
жение на елементите и екранировката на чувствителните му вериги.
Като правило чувствителните tohkhj на входните му вериги трябва да
се разполагат далеч от изходните токови кръгове. Екранировката,
особено на междинночестотните филтри в изхода на усилвателя, тряб-
ва да бъде много добра, понеже нивото на сигнала е най-високо в
последното стъпало. Екранировката на междинночестотните филтри
при приемници с феритна антена трябва да предпазва не само против
излъчване на електрическо поле, но и против магнитно поле, тъй като
феритните антени са чувствителни към магнитни полета и има опасност
от възбуждане на приемника.
Разположението на частите трябва да се направи така, че съедини-
телните проводници между лампите и междинночестотните филтри да
бъдат къси.
При изчислението на междинночестотния усилвател трябва да се
има пред вид също, че входните и изходни съпротивления и стръм-
ностите на лампите зависят от режима, при който те работят. Ето
защо за 5, /?вх и R. на лампите трябва’да се вземат тези стойности,
конто съответствуват на избрания режим.
12.7. ПРИМЕР
Да се начисли междинночестотен усилвател за AM гли следните и полни данни
междинна честота 468 kHz, усилване от входа на смесится до входа на детектора
^мчy = 10000, селективност за разстройка + 9 kHz > 50 dB, ширина на пропусканата
честотна лента при неравномерное г 3 dB — 4,5 kHz при тясна лента и 7 kHz при
широка лента.
1. Най-напред определяме типа на използуваните лампи. За смесителното стъпало
се спираме на триод-хептода Е.Н81, а за останалите междиночестотни ст впала—нт
високочестотния пентод EF89. За ирепоръчаппте режими тези лампи имат следните
параметри:
ЕСН81 като смесите -i—Ua ^?50 V, Rз -= -2 1 “—2 V, 4 =
212
S rM -0,775 mA/И, R, -1 Мй. / =3,25 mA, С,м, , -0,006 pF, C.,,=4,8 pF
C, =-7,9 pF.
SF 84 като междинночестотен усилвател — Ua =250 V, Ura= 0,
7?fl--51k!2, Ugi= —1,5\Ja = 9 mA,/,.,=3mA,S=3 mA'V, /?(-1М2, Cgl = 5,5 pF,
Ce =5,1 pF, Сг/а=0,002рР.
2 Избираме типа на междинночестотните филтри; спираме се на двукръгови
междинночестогни филтри.
3. Определяме броя на стъпалата на междинночестотния усилвател, включително и
смесителя. За целта намираме максималиото устойчиво усилване на междинночестотното
сгнило с лампа EF89:
К =.. /(0,18=0,32)5 / _ 0,18.З.КН ’ =.1Ы)
уст-ст у 2r./MQia V 6,28.468. 103 (0,002 + 0,005). 10-1’ ~
Максималиото устойчиво усилване на преобразувателното стъпало
к I 0,18.0,775. .О-3 “ ь5
уст. »р б>28 4б8 [03(0,006 +0,00о). 16-11
Усилването па едно смесително и едно междинночестогно усилвателно стъпало
/0=-А<мч.АГ„р=160.65- 10 4('0,
коего е равно на зададеного. За осигуряване на известен резерв обаче е необхо-
димо по-голямо^ усилване. Следователно междинночестотният усилвател трябва да има
общо 3 стъпала.
4. Проверяваме достатъчни ли са 3 стъпала, за да се осигури зададената селек-
тивност. Понеже усилвателят е с променлива ширина на лентат т, в такъв случай при
тясна лента ширината й се определя от регулируемите стъпала. 11рл тристъпален усил-
вател последнего стъпало не се регулира. Следователно ширината на лентата при тясна
лента се определя от първите две стъпала. При критична връзка между кръговете и
тясна лента еквивалентният качествен фактор на кръговете на I и II междинночестотен
трансформатор трябва да бъде
i.4i^8Jjoi_K,,i;L;=n7.
4,5 . 103 \ 1
При такъв качествен фактор селективността по съселен канал, която ими пьрвлгс
две стъпала, взети заедно, е
4)е.2А/р 117.18
х2 =--------— =----------- - 4,5 ;
/м 468
/ \/(Т— x|+ij2)3+4x| V (1 - 4,52+12)+4.4,5-'
’М-------------bHja--------) =------------(1Т1¥----------- 100=40 СВ.
За да определим селективността на последнего междинночестотно стъпало, първо
трябва да определим ширината на пропусканата от него честотна лента. Тъй като ши-
рината на неговата честотна лента е постоянна, то трябва да не създава честотни
изкривявания^и при широка лента на останалите две стъпала, т. е. коефициентът на
честотните му изкривявания да е
п з_________
А1=УЛ1мчу =]/0,7=0,89.
От графиките на фиг. 12.2 за т;=1,25 и Л1=0,89 отчитаме стойността на обобще-
пата разстройка Xj = l,3.
Еквивалентният качествен фактор на кръговете на третия междинночестотен филтър
трябва да бъде
213
О х --1 3 468-87
Vein — Х1 2 Д / — 7 ~°‘-
Селективността на последното стъпало ще бъде
Хг_87J8_ = 3,34 ; Оп, = У(Г-^3^^52)1±1^-3£ = 4,4^13 dB.
2 468 2.1,25
Селективността на целия междинночестотен усилвател ше бъде
°мчу (dBJ'=ojjii+onj=40+13=53 dB.
5. Приемаме усилването на последното м< ждинночестотно стъпало да бъде по-голямо
от усшвапето яа останалите стъпала, понеже в този случай високочестотното напре-
жение на входа на последното стъпало е по-ниско и опасността от нелинейни изкри-
вявания при много високи нива на входния сигнал е по-малка.
За да се получи устойчиво усилване, капацитетът на кръговете на последното
«тъг’эло трябва да е
r_n JV” /0,007.10~12.3.10_3
Ч 2я/м 87 * 6’28.468.103 230 pF-
За да не се шунтира междинночестотният трансформатор от входното съпрогивле-
ние на детектора
4 Q' _ 4.87 _
С~2я/мЛвх.~ 6,28.468.103.150.10s ~800 PF>
а за да не се разстройва усилвателят при смяна на лампите
С > Д CQ <р (п)=0,25 УСМ . СИ8Х . Q <р (л)=0,25 У3,5“.“5;1 . 87.1,83=210 pF.
За да не се шунтира първичният кръг на междинночестотния трансформатор от
вътрешното съпротивление на лампата
4Q _ 4.87 =
С— R,- 6,28*468.103 ,1.10я -’20 pF.
Избираме кръгов капацитет 285 pF, при което капацитетът на кондензатора е 270 pF,
а су мата от монтажния и ламповия капацитет е 15 pF. Коефициентът на включване иа
детектора е
______ { 150 7103
р.=0,5 4/—”•» = 0,5 </---------—____________- л с
“ У Re V6,28.468.10s.285.10~12
Усилването на последното стъпало е
_ ч _ 1,25 87
*111— 1+ча SR'/>~ 1 + 1,25а '31° ’ 6,28.468.1 С3. 285.10-12 ‘0,6=90’
6. Определяме усилването, което трябва да имат първите две стъпала, взети заедно:
10 000
Ki,п — go —ПО.
За да се осигури известен резерв, приемаме /Cj h=150.
8. Определяме резонансиото съпротивление на’ кръговете на междинночестотните
трансформатори на първите две стъпала.
При еднакви междинночестотни трансформатори общего усилване ще се -разпре-
дели пропорционално на стръмностите на лампите, т. е.
214
*М1 = -Й^Г$1*е-THji «П-Ле; 15О = (ГН2) .^.0,775.10-в. 3.10-8;
______150_______=16,2
0,25.0,775.3.10-е
kQ.
8. Определяме кръговия капацитет на междинночестотните трансформатори на вър-
вите две стъпала
___<2е И7___________
2п /и 6,28.468.10s. 16,2.10» pr ’
9.' Да се работи обаче с такъв голям кръгов капацитет не е удобно, поради голе-
мите размери на кондензаторите. Ето защо спираме се на кръгов капацитет 1000 pF.
Резонансното съпротивление тогава ще бъде
*е -Р <?е 6,28.468.103.1000.10—12 40 кЙ’
10. Усилването на първото стъпало ще бъде
^=0,5.0,775 . Ю-з . 40 . ЮЗ=15Д
11. Усилването на второго стъпало трябва да бъде
Ка =
/С1>п__150
Ki - 15 ~ltt
12. За да получим такова усилване от второго стъпало, коефициентът на включване
на вторичния кръг на междинночестотния трансформатор към входа на третото стъпало
трябва да бъде
„ - *п - 10
Ри b,5SnRe 0,5.3.10-3.40.103
13. Определяме индуктивността на кръговете:
а) на третия междинночестотен трансформатор
25330 25330
Д1п----я~~ — ' — 400
11 f‘C 0,4682.285
= 0,17.
pH;
б) на първите два междинночестотни”трансформатора
0,4682. 1000 ~115 иН’
14. Определяме обобщения коефициент на връзката на първите два междинно-
честотни трансформатора при широка лента.
Предварително определяме хг при широка лента:
_Уе2Д/_117.7
Xi fM 468
1,75.
От графиките на фиг. 12.2 отчитаме ij = l,5.
15. Определяме коефициента на връзка между кръговете при тясна и широка'
лента
а) при тясна лента за първите два междинночестотни трансформатора
. Ч 1
07“ П7“ 0,085’ б)
б) при широка лента за първите два междинночестотни трансформатора
215
1,5
k~ =0,0132 ;
в) за третий междинночестотен трансформатор
1,25
* = -й7- = 0,0144.
о/
16. Конструктивного оразмеряване на бобините на междинночестотните трансфор-
матори нзвършваме в съответствие с раздел 2.2.
17. Избор на кръговите кондензатори. Избираме високочестотнипостоянни кондензато-
ри с малки размери, малък температурен коефициент и работно напрежение над 100 V.
Най-подходящи за целта са стирофлексните кондензатори.
Спираме се на стирофлексен кондензатор 10)0 pF+ 10 % 125 V — за I и II
междинночестотен трансформатор, 270 pF+10% 125 или 250 V — за III междинно-
честотен трансформатор.
18. Приемаме следните режими на лампите :
за ECH8I — Ua =250 V, 7?g2+4=22 k2, Rg3gI =47 kS,
t/gl = —2 V, la =3,25 mA, %2+4=6,7
SCM=0.775 mA/V.
за EF89 — Ua =250 V, 7/g3=O. /?r2=51 k2, Ugl--2 V,
Ia =9 mA, /^=3 mA, .*>-=3 mA/V.
19. Схемата на междинночестотния усилвател придобива вида, показан на фиг. 12.8
20. Оразмеряваме или приемаме спомагателпите елементи на схемата
Ugl - 2 _
Ri Ia+Ig2-Y&I<n ’ (3,25+6,7+4,5)10-3 ~150а-
Върху съпротивлението се разсейва мощност
/^=/2/2=150 (3,25+6,7+4,5)2. 10-"=0,03 W.
Приемаме СПГ — 0,1 W 150 2 10 %:
Ugl 7
R7-R17 /a+Ig2 _ (9+3) .10-3 - 167 S.
Приемаме СПГ — 0,1 W 180 2 10%:
10 _ 10 _
С,=С5=С10 > 2я - 6,28.468. IO3.150 “ 22 000 PF-
Приемаме кондензатори с хартиен диелектрик 22 000 pF + 20 %, 63 V.
Приемаме за С3, Съ Ci2 кондензатори с хартиен диелектрик 4700pF+20% 250 V
а за Cj, Се, Сц— кондензатори с хартиен диелектрик 10 000 pF + 20 %, 250 V.
Приемаме също
^r,=/?<,=/?ls=l,5 к2 10% 0,5 W;
/^5=^/2= 1,5. IO3. 14,45а. 10-«=0,32 W; р^ ^ = 1,5.10а. 12а . 10-«=0,22 W
Елементите на веригата на АРУ ще се уточнят при оразмеряване на АРУ.
12.8. ЗАДАЧИ ЗА УПРАЖНЕНИЕ И ЧЕРТ АНЕ
1. Да се изчисли ширината на пропусканата честотна лента надву-
стъпален междинночестотен усилвател с двукръгови филтри за ниво
0,7, ако качественият фактор на кръговете е 100, т]=1.
216
Фиг. 12.8
Фиг. 12.9
218
2. Да се изчисли селективността на междинночестотен усилвател
от задача № 1 за разстройка ±10 kHz.
3. Да се изчисли усилването на междинночестотно стъпало с лампа
EF89, ако работната честота е 10,7 MHz, ширината на пропусканата
лента за ниво 0,7 е 200 kHz, rj=l, вторичният кръг е натоварен с
200 kQ, а междинночестотният трансформатор е с еднакви кръгови
капацитети.
4. Да се начертае възел междинночестотен усилвател от приемник
„Мелодия 10“, показан на фиг. 12.9.
ГЛАВА XIII
ПРОЕКТИРАНЕ НА ДЕТЕКТОРА И АРУ
13.1. ПРОЕКТИРАНЕ НА ДЕТЕКТОРА
13.1.1. Изчисление на детектор за амплитудномодулирани
сигнали
За AM детектор в радиоприемниците се използува предимно диод-
ният детектор по схема с последователен товар (фиг. 13.1).
Диодният детектор с паралелен товар
се използува предимно за детектор на
АРУ.
Изходни данни за проектиране на де-
тектора са:
Междинната честота на приемника,
минималната и максималната звукова
честоти, с конто е модулиран сигналът,
входното съпротивление на стъпалото,
включено след детектора и резонансното
съпротивление на вторичния кръг на
междинночестотния трансформатор, за-
хранващ детектора.
Изчислението на детектора става в
следната последователност.
Най-напред определяме величината на
товарного съпротивление на детектора (съ-
противлението RT = ^+^3). Изборът на то-
Фиг. 13.1
варното съпротивление е най-важната част от проектирането на диодния
детектор. Изхождаме от следните съображения: товарного съпротивление
fa
на детектора за постоянен ток (/?,+/&) и отношението -q—; 7>— трябва
Kj "г/\2
така да се подберат, 'че след като добавим към съпротивлението
паралелно свързаните съпротивления /?3 и :чрез кондензаторите С3
219
и С±\ общото товарно съпротивление на диода за променлив ток да
не се различава повече от 204-25% от товарното съпротивление за
постоянен ток. Естествено колкото съпротивлението /?2 е по-малко в
сравнение с /?, и /?4, толкова това условие ще се изпълни по-лесно.
Обаче с намаляване на А*а се намалява коефициентът на предаване на
детектора. Ето защо стойностите на съпротивленията и /?2
не трябва да са много малки.
Съпротивлението е съпротивление на регулатора на силата, по-
ставен във входа на следващото стъпало. При ламповите приемници
то е от порядъка на 1 MS. Съпротивлението /?4 е от веригата на АРУ.
Неговата стойност е около 1-:—2 MQ. Ето защо /?т=/?1+/?2 се избира
от порядъка на 250 ;-300 kQ, при което отношението /?2//?1=2-:-5.
Честотната характеристика на детектора зависи от товарното съ-
противление /?г, от отношението и от капацитетите Сх и С2. Ето
защо, ако при изчислението на честотната неравномерност на коефи-
циента на предаване на детектора се окаже, че за горната гранична
честота неравномерността е по-голяма от зададената, приетите стой-
ности за и /?2 трябва да се коригират и детекторът да се преиз-
числи още веднаж.
При избиране на диод за детектор се стремим той да бъде от
серията лампи, използувани в останалите стъпала на приемника. По-
неже входното съпротивление на детектор с полупроводников диод
зависи и от обратната му проводимост, ако за детекция се използува
полупроводников диод, последният трябва да има малка обратна
проводимост. Входното съпротивление на детектор с полупроводнйков
диод е
Еквивалентният капацитет на детекторния товар (капацитета, равно-
стоен на капацитетите Ct и С2) трябва да бъде
С'е> И) С„ 13.2
където
Се е еквивалентният капацитет;
Ся — капацитетът анод-катод на диода.
От друга страна, за да не настъпят н елинейни изкривявания при
максимална дълбочина на модулацията и при най-високите звукови
честоти, еквивалентният капацитет трябва да не надхвърля начисле-
ния от следния израз капацитет :
CeS [F, S, Hz], 13.3
Цпах^т^тах
където
/Пт,, е максималната дълбочина на модулацията за най-висо-
ките модулиращи честоти;
S — ъгловата честота на най-високата модулираща честота.
220
За максимални звукови честоти тлж трябва да се
много 0,5, тъй като това са хармоиични на основните
честоти.
Обикновено ~С<* при което
приеме най-
модулиращи
13.4
Коефициентът на предаване на детектора
честоти се намира от израза
за средни модулиращи
където
cos & e даден в табл.
I
| 5Д/?Т
COS 0
cos 0
| 1 2 : 5 : 10
!_______ i_____________i
I 0,2 I 0,34 I 0,51 0,63
I 1000 2000 co *
! - - , *
j 0,98 0,986 1 }
К.„ cos 6 , 13.5
«т
0,71
Ясно e, че колкото товарного съпротивление на детектора е по-
малко, толкова стръмността на диода. 5Д трябва да е по-голяма, за да
се получи по-голям коефициент на предаване. Стойността на 6 е да-
дена от следния израз :
з
° V RS (rad> й’ A/'V1- 13.6
Ироверяваме коефициента на честотните изкривявания за най-високите
звукови честоти по следната формула:
ди ^лет. вис
'“'в А'
/'лет. ср
-- • z ----г——— W, Г, HZ , 1О./
1/\|/2яЛпах I / /2к/7иа1../?т. СД2
' 1+(------р;-----) г ,+(-тг^---------)
където
/?гдет е вътрешното съпротивление на детектора; 7?.дет-- -^-у- ;
^тат — най-високата модулнраща честота.
221
Ако изчислената честотна неравномерност за високите честоти се
окаже по-голяма от зададената, трябва да намалим товарного съпро-
тивление /?т или отношението fa/Ri- След това трябва да се повторят
всички направени дотук изчисления за приетите нови стойности на
/?! и /?2.
Входното съпротивление на детектора товари резонансния кръг на
междинночестотния филтър на последното междинночестотно стъпало.
При серийна схема входното съпротивление е
^?вх. сер 2 ’
13.8
а при паралелна схема то е
^вх. пар ' g ' ^т*
13.9
Поради по-ниското входно съпротивление на паралелния детектор
той се употребява тогава, когато по някоя причина не може да се из-
ползува серийният детектор.
За да не се влошава качественият фактор на кръга на междинно-
честотния филтър повече от 20%, коефициентът на включването на
детектора към кръга трябва да бъде
13.10
където
/?е е резонансного съпрртивление на кръга.
Ако за р получим стойност, равна или по-голяма от единица, от
това следва, че трябва да включим детектора към целия кръг на ме-
ждинночестотния трансформатор. Ако това условие не е изпълнено,
т. е. ако се налага детекторът да се включи към част от кръга, а ние
го включим към целия кръг, не само че се влошава'селективността
» престават да важат някои от даде-
че те са валидни при положение, че
източникьт, захранващ детектора, е
нискоомен в сравнение с входното
съпротивление на детектора. Поня-
кога обаче, когато можем да пожерт-
вуваме селективността на последняя
междинночестотен филтър, такова
захранване на детектора е за пред-
почитане. В този случай нелинейните
изкривявания за максималната дъл-
бочина на модулацията, причинени
от нееднаквостта на товарного съ-
противление на детектора за постоя-
нен и променлив ток, се намаляват.
Коефициентът на нелинейните изкривявания във функция от нивото
на входния сигнал и максимална дълбочина на модулацията отчитаме
Фиг 13.2
222
от графиката на фиг. 13.2. Стойността на параметъра а за ламповите
диоди се движи около 8-МО.
При използуване на полупроводников вместо лампов диод трябва
да се има пред вид казаното вече, че входното съпротивление на
диода зависи от съпротивлението му в обратна посока на пропускане
(формула 13.1). При малки нива на входния сигнал и малко обратно
съпротивление на диода нелинейните изкривявания на детектора с
полупроводников диод са големи Ето защо нивото на сигнала не бива
да е по-малко от 100 mV. Понеже обратного съпротивление на полу-
проводниковия диод при големи отрицателни напрежения намалява,
той може да се използува само ако за обратно напрежение, равно на
удвоената амплитуда на максималиото високочестотно напрежение,
съпротивлението му е все още голямо.
13.1.2. Проектиране на детектор за честотномодулирани сигнали
За честотен детектор в радиоприемниците почти изключително се
използува дробният детектор. Той не се нуждае от амплитуден огра-
ничится и работи задоволително при ниво на сигнала от 15-j-20 mV
до няколко волта. Заради тези си предимства дробният детектор е
изместил напълно останалите честотни детектори от приемниците за
радиоразпръскване. Различните дробни детектори използуват следните
две принципни схеми. На фиг. 13.3 е показана схемата на симетричен,
а на фиг. 13.4 на несиметричен дробен детектор.
Фиг. 13.3
Двете схеми дават еднакви резултати, само подтискането на ам
плитудната модулация при изпотзуване на симетричната схема е по
добро. При използуване на вакуумзи диоди, при конто катодът на
единия диод е заземен, симетричната схема не може да се използува.
Такъв е случаят, когато се използува комбинираната лампа ЕАВС8Э,
223
която обединява диод за амплитуден детектор, два диода за че-
стотен детектор и триод за нискочестотен усилвател на напрежение.
При несиметричната схема цялото постояннотоково напрежение,
което се получава на електролитния кондензатор С2, може’да се из-
Фиг. 13.4
ползува за АРУ и за задействуване на индикатора на настройката, до-
като при симетричната схема може да се използува само половината
от това напрежение. Освен това включването на допълнителни вериги
в един от клоновете на схемата може да наруши симетрията.
Изходните данни за проектиране на дробния детектор са: междин-
ната честота на приемника, максималнДта честотна девиация, макси-
малната модулираща честота, приетата схема на детектора и типа на
междинночестотната лампа, захранваща дробния детектор.
Изчислението на дробния детектор се извършва в следната ио-
следователност.
Избираме диоди с възможно по-малко вътрешно съпротивление, за
да се получи по-голям коефициент на предаване на детектора. При
използуване лампов двоен диод катодите на двата диода не трябва
да са свързани. Двата диода трябва да имат напълно еднакви харак-
теристики. Ето защо при използуване на полупроводникови диоди се
вземат подбрани още в производството двойки. Дали ще се спрем на
вакуумни или полупроводникови диоди, зависи и от това, как са ком-
плектувани лампите на целия радиоприемник.
Коефициентът на връзката между първичния и вторичния настроен
кръг на детектора трябва да бъде 0,5 до 0,6 от хритичния, тъй като
такава връзка е оптимална*.
* Нагласяването на такава връзка става опитно по следния начин. При настроен
първичен кръг измерваме високочестотното му напрежение при разстроен и настроен
вторичен кръг н при постоянен сигнал на входа на детектора. Ако при настроен вто-
ричен кръг напрежението на първичния се намали 254-30 % от напрежението при раз-
строен вторичен кръг, връзката е оптимална.
224
Определяме еквивалентния качествен фактор на детектора, като иэ-
хождаме от максималната честотна девиация, при която той все още
трябва да работи в линейната част на характеристиката си. Тъй като
максималната девиация на честотномодулираните предаватели за ра-
диоразпръскване е 50-4-75 kHz, за да се осигури резерв, приема се
детекторът да издържа на максимална девиация минимум 100 kHz:
570,25-^ 13.11
А /тях
където
Qe — \lQel • Qe2 ’>
Д/max е приетата максимална честотна девиация, при която
детекторът има все още линейна характеристика
(100 kHz);
Qei> Qea — еквивалентните качествени фактори на първичния и
вторичния кръг в работно положение.
Понеже вторичният кръг се шунтира по-силно от товара на де-
тектора.
Qel = l,25Qe;
Qe2-0,8Qe. 13.12
За да подтиска дробният детектор добре амплитудната модулация,
качествените фактори на ненатоварените първичен и вторичен кръг
трябва да бъдат
Qoi =(1,5—2) Qei;
Qo2 = 4 Qei- 13.13
Определяме стойностите на капацитетите на кръговете на детек-
тора Cj и С2, като имаме пред вид, че колкото тези капацитети са
по-малки, толкова коефициентът на предаване на детектора ще бъде
по-голям. Ето защо за С\ се приема минималният капацитет, който се
допуска с оглед да се осигури постоянство на параметрите на прием-
ника при смяна на лампите. Обикновено той е 15-=20 pF и заедно с
монтажния капацитет дава 22-:-30 pF кръгов капацитет. Към стабил-
ността на настройката на вторичния кръг се предявяват много по-строги
изисквания. Освен това колкото С2 е по-голям, толкова по-малко ще
бъде влиянието на нееднаквостта на динамичните капацитети на дио-
дите, а оттам и по-добро ще бъде подтискането на амплитудната мо-
дулация. Ето защо капацитетът С2 за детектор, след който следва ни-
скочестотен усилвател с високоомен вход, е около 50 pF.
За да се изпълни условие 13.13, трябва да е в сила следното ра-
венство :
Т?1 + /?3 = /?2 + /?4= * Qe2--2^c2“- 1314
От тов а равенство,
усилвател с високоомен
+ и ^?2 + 7?4-
ако детекторът ще работи с нискочестотен
вход, определяме товарного му съпротивление
16 Проектиране н конструиране на радиоапаратури
225
Съпротивленията и /?2 се избират от порядъка на 1 4-5 кй,
като едното от тях е изменяемо. Ако входът на нискочестотния усил-
вател след детектора е нйскоомен, за да имаме добро, същевременно
не много критично съгласуване, трябва товарните съпротивления да
бъдат
/?1+/?3 = /?2+=(1 -2) Ях.нчу- 13.15
В такъв случай след определяне на товарното съпротивление на
детектора капацитетът С2 се определя от равенство 13.14.
Индуктивностите на първичния и вторичния кръг се определят по
формулата на Томсон.
Съпротивлението /?5 се избира от 50 й до 1 кй. Подбира се опитно
и служи за изравняване на токовете на диодите, а оттам за симетри-
ране на схемата, особено при силни сигнали.
Връзката между третичната индуктивност А3 и първичната трябва
да бъде силна. Индуктивността А3 се подбира опитно с оглед да се
изпълни равенството
-^—0,6^0,8. 13.16
2C/jj
Тъй като измерването на напреженията £72 и U3 не може да стане
направо, то за отношението се съди по отношението на постоян-
ного напрежение на електролитния кондензатор С4 при. настроен и
разстроен вторичен кръЛ Същевременно нивото на входния сигнал се
променя така, че и в двата случая напрежението да е постоянно.
Отношението се изчислява от следния израз:
където
г е отношението на напрежението на електролитния конден-
затор С4 при настройка на вторичния кръг към съ!цото
напрежение при разстройка.
Капацитетът на електролитния кондензатор С4 се определя от след-
ното равенство:
lF’ 13Л7
Капацитетите на кондензаторите С3, C'v С5 се избират по около
300 pF.
Стойностите на съпротивлението Rti и капацитета Св трябва да
удовлетворяват следното равенство:
R6.Ca-(504-75). 10-*’ [Й, F],
За да не се намалява нивото на сигнала, който се подава на ниско-
честотния усилвател, стойността на съпротивлението Re се избира
около Vi0 от съпротивлението на потенциометъра.
Коефициентът на предаване на детектора
226
K.B.tx= [A/V, Hz, F], 13.18
ЯР'" 2ЯГМУС>.С8.Д/Шаж 1 ' h
където
Д f e девиацията, при която се измерва коефициентът на
предаване (15 или 22,5 kHz);
Д /max — максималната девиация, при която детекторът все
още има линейна характеристика (100 kHz);
5 — стръмността на лампата.
Особено внимание трябва да се обърне на конструктивното офор-
мление и настройката на дробния детектор. За да са напълно симе-
трични двете половини на индуктивността на вторичния кръг и си-
метрията да не се разваля при регулировката (да не се влияе от по-
ложението на магнитното сърце), вторичната индуктивност Z2 се навива
бифилярно, като двете половини се свързват серийно. Изводите на бо-
бината, водещи към диодите на детектора, трябва по възможност да
бъдат къси, за да са механически стабилни и да бъдат симетрично
разположени спрямо маса. Нестабилносттд на изводите на индуктив-
ността Z2 създава условия за възникване на микрофоничен ефект, тъй
като евентуалните вибрации на изводите или индуктивността са равно-
стойни на изменяне на честотата, понеже се изменят паразитните
капацитети на вторичния кръг. Обикновено индуктивността Z2 се на-
вива със стъпка, при което се получава по-голям качествен фактор и
се удължава бобината. С това се намаляза критичната зависимост на
настройката от положението на магнитното сърце. Индуктивността L3
трябва да се навие към студения край на първичната намотка. При
разполагането на елементите на детектора трябва да се избягва съз-
даването на други връзки между кръговете на детектора освен индук-
тивните връзки между Lr и и Lx и L3. Допълнителните връзки (ин-
дуктивна между L., и L3 и капацитивна между L, и Z2) нарушават
фазовите съотношения и симетрията и не са желателни.
Желателно, а понякога и наложително е екранировката да обхвата
всички елементи, влизащи в схемата на детектора, понеже токовите
импулси създават поредица хармонични на междинната честота и
съответната хармонична през антената може да попадне във входа
на приемника и да предизвика самовъзбуждане или интерференция с
приемания сигнал.
13.2. ПРОЕКТИРАНЕ НА АРУ
13.2.1. АРУ на приемници за амплитудно модулирани сигнали
Автоматично регулйране на усилването се използува във всички
приемници за амплитудно модулирани сигнали по следните съображения.
Приемането на отразени сигнали в обхватите средни и къси вълни
е почти винаги придружено с фадинг.
227
Отношението между нивата на приеманите сигнали от близки и
далечни предаватели достига до 20000 (от 50 pV до 1 V). При такъв
голим обхват на изменение на нивото на входния сигнал, ако приемни-
кът не е снабден с АРУ, за силните сигнали би настъпило огранича-
ване, тъй като, ако няма ограничаване на изхода на междинночестот-
ния усилвател, би трябвало да се получи сигнал около 2000 V, понеже
за слаби сигнали от порядъка на чувствителността трябва да се по-
лучи поне 0,1 : 0,2 V.
За АРУ се използуват предимно следните две схемни решения:
а) Схема на АРУ със задържане (фиг. 13.5). За детектор на АРУ
се използува отделен диод, на който предварително е подадено за-
пушващо напрежение, така че той започва да изработва регулиращо
напрежение, когато входният сигнал надвиши определено ниво.

Фиг. 13.5
б) Опростена схема на АРУ (фиг. 13.1). За детектор на АРУ се из-
ползува амплитудният детектор на приемника. Регулиращото 'напре-
жение се създава и при най ниските нива на входния сигнал.
13.2.1.1. Изчисление на
АРУ със задържане
Изходни данни за проектиране на АРУ със задържане са:
а) Отношението между максималното и минималното ниво на прие-
мания сигнал а, при което детекторът на АРУ е отпушен и изработва
регулиращо напрежение:

и. mia
13.19
228
6) Отношението между максималиото и минималното ниво на по-
давания на детектора сигнал £, т. е. изменението на нивото на из-
ходния сигнал :
3 л “нг- . 13.2Q
дет. win
Най-често ефективността на АРУ се дефинира с отношението £
за а 40 dB («„ niJX -100 mV, илх mIa -1 mV).
в) Максималният коефициент на усилване на високочестотната част
на схемата на приемника и уточнената схема на сыцата.
Трябва да се определят:
а) броят на обхватите от АРУ стъпала ;
б) елементите на схемата на АРУ;
в) амплитудната характеристика на приемника.
Изчислението извършваме в следната последователност.
Определяме степента на необходимого изменение на коефициента на
усилването на приемника:
където
^так е усилването на приемника при входен сигнал т/вх т1п;
^inin — усилването на приемника при входен сигнал «вх тах.
От графичните характеристики на лампите за една поредица стой-
кости на регулиращото напрежение, получаванЪ от детектора на АРУ,
Фиг. 13.6
отчитаме съответните стойности на стръмностите. При това трябва да
се държи сметка, че с увеличаване на отрицателното напрежение на
управляващата решетка на дадена лампа, чиято екранна решетка се
захранва чрез гасящо съпротивление, напрежението на последната
229
нараства. Вследствие на това стръмността на лампата не намалява
така, както би намалявала, ако екранното напрежение е постоянно.
При отчитане на стръмността за дадена стойност на регулиращото
напрежение трябва да се има пред вид, че преднапрежението на лам-
пата е равно на сбора от началното преднапрежение и регулира-
luoro напрежение, получавано от детектора на АРУ — Up. Умножа-
ваме получените за всяка стойност на регулиращото напрежение стой-
ности на стръмностите и резултатите нанасяме във форма на гра-
фика (фиг. 13.6).
За стръмност на преобразувателната лампа вземаме стръмността на
смесване. Максимална допустимата стойност на регулиращото напре-
жение Uv Д011 се ограничава от тази от регулируемите лампи, квадра-
тичният участък на решетъчната характеристика на която енай малък.
Намираме каква трябва да бъде минималната стойност на произведе-
нието на стръмностите на лампите при ниво на сигнала «Вх. max:
( е е ох • ^2 • • • ) max
. О2 . . . ) niin --------------- • 13.22
При това произведението (5г. S2... Sn ) ,nin трябва да бъде по-голямо
от произведението (5\. 52... 5Л ) доп.
Ако това условие може да се изпълни с регулиране на по-малко
стъпала, отколкото са стъпалата на високочестотната част на
схемата, препоръчва се преобразувателното стъпало да не се регули-
ра, за да не му се изменя режимът. Това особено важи за приемници
с КВ обхвати над 15 MHz.
Ако (5г. 5а.... Sn) Ш|П <(5\. 52.. .Sn )доп, трябва да се увеличи броят
на регулируемите стъпала или да се задоволим с по-малко ефектив-
но АРУ.
От фиг. 13.6 отчитаме регулиращото напрежение, което трябва да
даде детектора на АРУ.
Определяме какво трябва да бъде минималното напрежение на
входа на детектора на АРУ, за да се получи регулиращо напрежение
max •
. — _, т j Up. max
I 2 “вх.дет.min ~ д ’ j23
където
U3 e задържащото напрежение.
Проверяваме възможно ли е за ниво на входящия сигнал min Да
се получи такова напрежение на входа на детектора:
^вх min. Кр.ч. тах=^^вх*Дет. min.i 13.24
където
Ав.ч.тах е максималният коефициент на усилване на високоче-
стотната част на схемата до детектора на АРУ. Най-
често детекторът на АРУ се включва към първичния кръг
на междинночестотния трансформатор, захранващ ам-
230
плитудния детектор. При коефициент на връзката rt — 1,
напълно еднакви кръгове и при условие, че R > 7?е,
напреженията на първичния и вторичния кръг са равни.
Ако това равенство не се удовлетворява, трябва да въведем до-
пълнително усилване или по-висока честота, или по-постоянно напре-
жение.
Възможни са три решения:
1. Добавяне на едно стъпало за усилване на високочестотното на-
прежение, подавано на детектора на АРУ.
2. Увеличаване на усилването на междинночестотния усилвател чрез
добавяне на допълнително стъпало или чрез повишаване усилването
на стъпалата.
3. Използуване на постояннотоков усилвател във веригата на АРУ.
За предпочитане е да се използува вторият начин, тъй като осо-
бено при добавяне на допълнително стъпало последното ще бъде об-
хванато от АРУ. Освен това допълнителното междинночестотно
стъпало ще даде възможност за повишаване на селективността на
приемника. В повечето случаи обаче конструкторът се задоволява с
резултатите, конто се получават, без да се усложнява допълнително
схемата, като се изхожда обикновено от максимално допустимия
входен сигнал, при който нелинейните изкривявания на приемника
остават под 10 %.
Ако ефективността на АРУ е такава, че при изменение на входния
сигнал от 1 до 100 m V изходният се изменя с около 10 dB, такова
действие на АРУ за концертин приемници е напълно достатъчно и
може спокойно да се получи при регулйране на две стъпала. Да се
поставят по-строги изисквания към масовите приемници не е необхо-
димо.
Ако се налага изменение на броя или типа на лампите на регули-
раните стъпала, направените дотук изчисления се повтарят.
Проверяваме дали при максимален входен сигнал и максимална мо-
дулация изкривяванията във високочестотните стъпала на приемника
са все още в допустимите граници. За тази цел изчисляваме амплитуд-
ната характеристика на приемника, т. е. зависимостта на изходния от
входния сигнал, по следния начин.
Задаваме си различии значения на напрежението на входа на детекто-
ра от uBI. дет. mln до uBI. дет. т„ и определяме съответните регулиращи
напрежения по израза
лет-£4. 13.25
От графиката на фиг. 13.6 за всяка стойност на Ц, намираме съ-
ответното произведение от стръмностите на лампите (5Х. $2...S’,,).
Напрежението на входа на приемника за съответните стойности на
напреженията на детектора на АРУ определяме по следния израз:
“вх “вх. min
(Зг. S2... Sn ) msxy
13.26
Si. S2... Sn
231
Резултатите нанасяме на графика, подобна на показаната на фиг.
13.7. Нивото на входния сигнал се изменя в големи граници, затова се
нанася в логаритмичен мащаб.
Понеже нивото на високочестотния сигнал е максимално в послед-
ното междинночестотно стъпало, проверяваме дали при максимален си-
гнал има опасност в него да се появят големи изкривявания. За да
не се появят такива изкривявания, трябва да бъдат изпълнени след-
ните две условия:
Фиг. 13.7
Високочестотното напрежение в първичния кръг на последния ме-
ждинночестотен трансформатор (което обикновено е входното напре-
жение на детектора на АРУ) да бъде
«а = («вх-деТтзх)^0,3^, 13.27
където
Ua е анодното напрежение на лампата;
иа — високочестотното напрежение на първичния кръг на
последния междинночестотен трансформатор.
Високочестотното напрежение на решетката на последната междин-
ночестотна лампа трябва да бъде такова, че и в моментите на мак-
симална модулация да не се излиза извън квадратичния участък на
решетъчната характеристика:
2 )/ 2 ug max -f- ,L/p max + \Ugo^ ,Ug max, 13.28
където
tig max e максималиото високочестотно напрежение на решет-
ката на последното междинночестотно стъпало;
Ugo — началното преднапрежение на последното стъпало;
Ug mi„ -и Ug m,x— границите на квадратичния участък на анодно-реше-
тъчната характеристика.
Напрежението ugmax ще получим от израза
232
*g
*nx- дет mar
К max mi.
13.29
където
5Ш1Х и Sm(n са максималната и минималната стойност на стръмността
на последната междинночестотна лампа;
Ктп — максималното усилване на последното стъпало.
Първото условие се изпълнява лесно, второто обаче, ако не ее
вземат специални мерки, може да не се изпълни. За да се нама-
ли сигналът, подавай на решетката на последната междинночестотна
усилвателна лампа, понякога усилването на отделните стъпала на ме-
ждинночестотния усилвател се прави различно, като усилването на пър-
вите .стъпала се намалява, а усилването на последното стъпало се уве-
личава..Също така при достатъчно регулируеми стъпала последното
междинночестотно стъпало може да се регулира по-слабо.
Елементите на схемата определяме, като се съобразяваме със след-
ното.
За да не се увеличат загубите на кръга на междинночестотния
трансформатор, към който е включен детекторът на АРУ, товарного
съпротивление на последний (фиг. 13.5) трябва да бъде
13.30
където
/?0 е резонансного съпротивление на кръга.
Елементите на филтъра във веригата на АРУ трябва да бъдат
така подбрани, че времеконстантата на веригата да бъде 0,02-:- 0,2s, т. е.
/?ф. С4 = 0,02 0,2. 13.31
рег
тъпала
Фиг. 13.8
Съпротивлението се избира от 0,5 до 2 М2.
Капацитетът Ссв се избира около 30 pF. Неговата стойност не е
критична.
233
Задържащото напрежение U3 се подана на диода главно по два
начина. Едйният начин е показан на фиг. 13.5. Този начин обаче не
може да се използува в случайте, когато U3 е по-голямо от началното
(без сигнал) преднапрежение на лампите, тъй като по тази схема то
се подана и на решетките на регулируемите лампи.
В случайте, когато U3 е по-голямо от началното преднапрежение
на регулируемите лампи, то трябва да се подаде на диода, а не на ре-
шетките на регулируемите лампи. Таказа е схемата от фиг. 13.8.
При тази схема задържащото напрежение се подава на катода на
диода и не изменя преднапрежението на лампите. Тази схема изисква
диод с отделен катод. Задържащото напрежение може да се получи
чрез делител или като падение в катодното съпротивление на някоя
от лампите, която има преднапрежение, по-голямо или равно на згфър-
жащото напрежение.
13.2.1.2 . Изчисление на. опростено АРУ
В съвременните радиоприемници с УКВ обхват за масово използу-
ване за детектор на AM, дробен детектор и нискочестотен усилвател
на напрежение обикновено се използува комбинираната лампа ЕАВС 80.
Тъй като свободен диод за детектор на АРУ няма, тази роля играе
амплитудният детектор (фиг. 13.1). При тази схема регулирането на
усилването започва и при най-малки нива на сигнала, тъй като тук
задържащо напрежение не се използува. По същия начин се раз-
глеждат и схемите на АРУ, конто независмо че имат отделен детек-
тор за АРУ, работят без задържане.
Изчислението на АРУ без задържане се различава до известна сте-
пей от изчислението на АРУ със задържане.
За да сторим това, най-напред си съставяме графиката (фиг. 13.9)
по същия начин, както и при АРУ със задържане.
Понеже в случая задържащо напрежение няма, регулиращото на-
прежение Up ще бъде пропорционално на изходния сигнал. Следова-
телно отношението Up‘maa: | Up niin трябва да бъде равно на т. е.
к - max
Р Amin 13.32
От друга страна, за съответните стойности на регулиращото напре-
жение (7рша]( и Up mill трябва да бъде изпълнено и условието
„ я <51 S2...sn у
Т * А$Г$2...' 13.33
Ако на графиката на фиг. 13.8 не можем да намерим участък, в
който да се изпълняват тези условия, това показва, че с приетия брой
регулирани стъпала заданието не може да се изпълни, поради коего
трябва да увеличим броя на регулираните стъпала. Ако такава въз-
можност няма, трябва да се примирим с получените резултати.
234
Дали е достатъчно максималиото усилване на високочестотната
част, проверяваме от израза
j, ^р min (>?i. S2 ... S„ )max ^р max (Sj . S2 • • • •$„ )max ] 3 34
Ако усилването не e достатъчно, зададените стойности за « и р
ще се изпълнят за по-високи нива на входния сигнал.
Необходимите стойности за начертаване на амплитудната характери-
стика на приемника, т. е. зависимостта на «пх.дет от ивх, изчисляваме
от израза
ивх. дет • *^2' • • )тах .
= (sr s2.. ~s^~K^ 13.35
където
“р
Лвх дет = е напрежението на входа на детектора.
По-нататък изчислението не се различава от това на АРУ със за-
държане.
13.2.2. Оразмеряване на АРУ на УКВ обхват
При усилването на ЧМ сигнали ограниченията и деформациите на
високочестотния сигнал във високочестотните вериги на радиоприемника
не са от значение за коефициента на нелинейните изкривявания на из-
ходния нискочестотен сигнал. Ето защо при честотна мсдулация АРУ се
използува единствено за ограничаване на максималиото ниво на сигна-
235
ла, подавай на дробния детектор. Това се постига чрез използуване
на амплитудния ограничител /?в. Св и подаване на отрицателно напре-
жение на антидинатронната решетка на лампа Л8 от изхода на дробния
детектор на приемника (фиг. 12.1, 13.3, 13.4). Понеже Л2 се из-
ползува при AM и при ЧМ и от нея се изисква нормално усилване,
нейният режим не се избира само от гледна точка на работата й като
ограничител. Времеконстантата на веригата/? в С6 се избира около 10р.$.
Съпротивлението /?8 се избира 100-r-200kQ. Намаляването му води до
влошаване на селективността на приемника, тъй като върху него при
работа на УКВ се получава началното преднапрежение на лампата в
резултат от началния решетъчен ток.
13.2.3. Пример
Да се изчисли ефек1ивностга на АРУ без задържаие за междинночестотния усилва-
тел ог пример 12.7. Да се оразмерят елементите на веригата на АРУ и се провери
има ли опасност от големи нелинейни изкривявания в междинночестотния усилвател
при входно ниво на сигнала 1 V, ако усилването на входното устройство е 2.
1. Най-първо си задаваме различии стойности на ретулиращото напрежение н опре-
деляме съответните стойности на сумарното преднапрежение на всяка лампа. Поиеже *
случая всички регулирани лампи имат начално преднапрежение —2 V, преднапреже-
нията на всички лампи във всеки момент ще бъдат еднакви.
2. За всяка стойност на преднапрежението от графичните характеристики на лам-
пите отчитаме стръмностите.
3. За всяка стойност на Uf изчисляваме произведението S]. S2.53 от съответните
стръмности.
4. За всяка стойност на Up изчисляваме съответната стойност на входното напре-
жение на детектора на АРУ — в случая на амплитудния детектор, тъй като той из-
оълнява и двете функции :
__^₽.
*»>• лет —уу '
5. За всяка сюйност на 7/вхде1 изчисляваме съответн;та стойност на напреже-
нието на входа на приемника, като използуваме зависимостта
_ ивх. лет. (*$! • $2 S3) max
"х S] . <$2 . S3 . Кмчу . /Свчу.
Резултатите са дадени на табл. 13.1.
Зависимостта ивх дет = /(“вх) е Дадена на графикага на фиг. 13.10.
6. От графиката на фиг. 13.10 отчитаме, че за изменение на входния сигнал от
4 до 100 mV изходният се изменя от 3 до 7,5 V (8 dB), а за изменение на входния
сигнал от 100 pV до 10 mV изходният се изменя от 1,2 до 5 V (12,5 dB).
Нроверяваме съществува ли опасност от нарастване на нелинейните изкривявания
при максимален входен сигнал 1 V.
7. От графиката иа фиг. 13.10 отчитаме, че нап[ ежението на входа на детектора за
входен сигнал 1 V е 10,5 V.
В случая високочестотното напрежение на първичния кръг на последняя междин-
ночестотен трансформатор е равно на напрежението на вторичния кръг. Последното от
своя страна е по-високо от напрежението на детектора, тъй като той е включен частич-
но към вторичния кръг. От това следва, че
«. = жт- = 10,5 = 17,5 V,
Р 0,6
236
Таблица 13.1
V 0 —2 —4 —6 -8 -10 —12 —14 —16 —18
^1.2-3, V -2 —4 6 -8 — 10 —12 « —14 ^-16 -18 —20
5! mA V~ 0,775 0,5 0,35 0,18 0,12 0,08 0,055 0,04 0,03 0,025
•$2 — 5g mA V 3 2,5 1,8 1,4 1 0,65 0,45 0,35 0,25 0,2
52.S3. 109 6 95 3,12 1,13 0,35 0,12 0,034 0,011 0,005 0,0019 0,001
ивх. лет V 0 1,41 2,84 4,25 5,67 7,1 8,5 9,95 11,35 12,8
ивх 0 157 875 4,25 16,5 72 268 690 2 4,45
nV nV mV mV mV mV mV V V
и п г 0,3.250 = 75 V.
Следователно опасное г от изкривявания в анодната верига няма.
8. Напрежението на входа на последното междинночестотно стъпало ше бъде
Фиг. 13.10
237
нелинейни
H ^вх. лет. ^3 [Гии _ Ю,Д.З. 10 »_ |jy
Хзт^-^тШ 00.0,3.10-3 ’
За да няма изкривявания в решетъчнала верига на лампата, трябва
Ug max + |^р max| + \UgO I — ’Ug niax|> T- e-
2.1,41.1,2 +15 + 2 ‘'30.
От графиките за лампа EF89 отчитаме, че при анодпо напрежение 250 V и при пода-
ване на екранно напрежение чрез гасящо съпротивление около 50 k S квадратичният
участья на характерно иката се запазва до — 30 V, следователно опасност от
изкривявания няма и в решетъчната верш а.
9. Оразмеряване елементите на веригата па АРУ. Съпротивлението
2 MS (неговата стойност зависи и от товарното съпротивление на детектора).
Стойността на кондензатора С9 трябва да бъде
г 0,1 0,1 п , г
/?м 10»
Съпротивлението приемаме 1 MS, за да не шунтира кръга па
устройство.
Съпротивлениятз /?6 и /?10 приемаме по +20 R2. Кондензаторите С4 и С8 трябва
да имат капацитети
приемаме
входною
Г г 0.01 0,01
Сл = Си = — - — — — - - 47 пг.
4 8 /?6 220. 10»
13.2.4. Задачи за упражнение
1. Да се определи какво трябва да бъде усилването на приемника
от антенния вход до детектора на АРУ, ако за изменение на входния
сигнал 40 dB изходният се изменя 8 dB. Максималната стойност на
регулиращото напрежение е 15V и регулирането започва при ниво на
входния сигнал над 1 mV. Да се определи стойността на задържащото
напрежение.
2. Да се изчисли графиката от фиг. 13.5 за радиоприемник с две
регулируеми стъпала, с лампи ЕСН81 и EF89, за стойности на регу-
лиращото напрежение от 0 до—20 V, ако задържащото напрежение,
което е същевременно и начално преднапрежение на лампите, е—1,5 V.
238.
ГЛАВА XIV
ПРОЕКТИРАНЕ НА НИСКОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ
14.1. ПРОЕКТИРАНЕ НА ВХОДНО СТЪПАЛО
14.1.1. Общи положения
На фиг. 14.1 е показано входното стъпало на нискочестотния усилва-
тел на един радиоприемник.
Ключът „К” позволява да се извърши превключване на нискоче-
стотния усилвател на AM, ЧМ или грамофон.
Най-същественият елемент на отъ-
палото е регулаторът на силата. Ос-
новного му предназначение е да даде
възможност за регулйране в широки
граници на нивото на излъчения от
акустичната система на приемника по-
лезен сигнал. Това става чрез регули-
ране на затихването на входното стъ-
пало и оттам на коефициента на усил-
ване на целия. ниско^стотен усилва
тел. По принцип същият ефект би мо-
гъл да се постигне, ако регулаторът
на силата се намираше в кое да е от
стъпалата на усилвателя. Поставляете
му във входа се налага, за да може
постъпващият там сигнал със стойност
от няколко десетки миливолта до ня- 14
колко волта да се намали до не пове-
че от 10СЦ-200 mV. Това позволява сигналът да се усили без изкри-
вяване от първия усилвател на напрежение.
Самият регулатор на силата представлява делител на напрежение
с непрекъснат ход — обикновено графитен потенциометър. Останалите
RC-елементи, свързани към него, са предназначени за изменяне на че-
стотната характеристика на входното стъпало при регулйране на си-
лата. Необходимостта от такова регулйране, наречено „компенсирано”
(„физиологично съобразено”) регулйране на силата, проличава при раз-
глеждане на т. нар. „криви на еднакво чуване” („Криви на Флетчер”) —
фиг. 14.2. Всяка от тези криви е снета чрез подходяще регулйране на
нивото на излъчвания сигнал, при което у слушателя се създава впе-
чатление за еднаква сила (гръмкост) при всички честоти от прослуш-
вания честотен обхват. Вижда се, че при различно ниво на акустичния
сигнал, за да се получи еднакво впечатление за сила на слушането, е
необходимо да се осъществи различно, а за сигналите с ниска честота
значително повдигане. Известно, макар и значително по-малко, повди-
239
Фиг. 14.3
240
гане се налага и за сигналите с висока честота. Реализирането на ком-
пенсирано регулиране на силата може да стане по няколко начина.
Един от тях е показаният на фиг. 14.1 иачин. На фиг. 14.3 е показана
друга схема, при която е използуваиа честотнозависима паралелна
обратна връзка.
14.1.2. Изчисление на регулятора на силата
Ще разгледаме как се извършва изчислението на сравнително
простия регулятор на силата с компенсирано регулиране, показан на
фиг. 14.1.
Потенциометър (/?п). Стойността му обикновено се избира в гра-
ниците от 0,5 до 1 МЙ. Съображенията за това са следните:
а) потенциометрите с по-големи от посочените стойности са по-скъпи
и създават по-големи шумове;
б) потенциометрите с по-малки от тези стойности са съизмерими с
изходноТо съпротивление на детектора на приемника и поради това
влияят отрицателно върху работата му.
Обикновено потенциометърът е сиабден с един, а понякога с два
или три извода, чрез конто се осъществява компенсирано регулиране
на силата. Стойностите на съпротивленията между тези изводи и нача-
лото (долния край) на потенциометъра са съответно около 0,1; 0,9 и
0,6 от общата стойност на съпротивлението на целия потенциометър.
Елементи на компенсирандто регулиране (/?кр и Скр).
Те се определят с помощта на изразите
/?KpSy(=^^’- [кй]; 14.1
lnF> kHz> kQL 142
където
а за случая трябва да се приеме 0,1
или 0,3;
р — коефициентът, показващ колко пъти
най-много трябва да бъдат повдигна-
ти ниските честоти в сравнение със
средните. Обикновено при този тип
регулатори се приема р = 3ч-6;
/ср — средната честота, спрямо която се фиг 14 4
определя р\ обикновено /ср—l.kHz.
Понякога входното стъпало се изпълнява по схемата, показана на
фиг. 14.4. Върху съпротивлението /?п в се подава напрежение на обрат-
ната връзка. Неговата стойност се определя от условието на остатъч-

16 Проектиране и конструиране на разиоапарат^ри
241
ната изходна мощност на приемника (Рост) да не надхвърля дадената
в табл. 9.2. Изчислението става с помощта на израза
D R'L. Тр ~zT • 14.3
Г'о,в — н ост • ^ак »
/'о “вх
тук
мвх е максималната ефективна стойност на полезния нискочесто-
тен сигнал, който може (при реални условия) да се подаде
на входното стъпало, обикновено 2-ъ5 V;
А — дълбочината на обратната връзка,- когато плъзгачът на по-
тенциометъра се намира в долно положение;
ЛГ0 — коефициентът на усилване на целия нискбчестотен усилва-
тел при липса на споменатата обратна връзка и отворен ре-
гулатор на силата;
ZaK — съпротивлението на акустична система на приемника, обик-
новено 2-j-4 й.
14.2. ПРОЕКТИРАНЕ НА НИСКОЧЕСТОТНО СТЪПАЛО —
УСИЛВАТЕЛ НА НАПРЕЖЕНИЕ
14 2.1. Общи положения
Нискочестотните стъпала — усилватели на напрежение, служат за
повишаване на нивото на входното напрежение до необходимата за
нормалната работа на крайното стъпало стойност.
В т. 9.6.2 бяха посочени съображенията, позволяващи да се на-
прави избор на типа на лампата за 'нискочестотен усилвател на напре-
жение. Изборът на самата лампасе извършва понейните данни и с пе-
ред прилож. 10.
На фиг. 14.5 са показани схемите на RC-усилвателни стъпала на
напрежение, изпълнени с триод и с пентод. Изчислението на тези стъ-
пала включва в себе си определянето на стойностите на RC-елемен.
тите, /?а, Rg, Cg, RK, Ск, Re, Се и на захранватците напрежения Ет
Ее. Изхожда се главно от изискването стъпалото да даде максимално
усилване на средни честоти при не по-големи от зададените честотни
изкривявания за граничните честоти. За горната гранична честота че-
стотни изкривявания се внасят само от паразитния капацитет Со, вклю-
чен паралелно на товарного съпротивление Ra. За стойността на тези
изкривявания се приема Л/в ^1,02.
За долната гранична честота честотните изкривявания се дължат
на веригите на връзката със следващата лампа (Cg, Rg), на преднапре-
жението (Сж, RK) и на екранната решетка (Сг, Re). Обикновено се
приема, че тези изкривявания са равни помежду си и стойността за
всяка отделна верига е Л4Н= 1,02^-1,05. Когато приемникът съдържа
повече RC-елементи, се приемат по-малките стойности.
При изчислението лампата, която се намира в следващото стъпало,
трябва да е известна.
242
Фиг. 14.5
14.2.2. Изчисление на елементите на стъпалото
Товарно съпротивление (/?а). При триоди неговата стойност се
определя от зависимостта
R. = (2-й)Я,.
14.4
243
По този начин се осигурява коефициент на усилване около (0,2-=-0,7)|и
При пентоди стойността на товарното съпротивление се определя
от изискването честотните изкривявания за високи честоти да не над-
хвърлят посочената по-горе стойност. Използува се зависимостта
!“ Hz’ Рр1' 14'5
където
/в е горната гранична честота на нискочестотния усилвател;
Мв — коефициентът на честотните изкривявания за същата честота
(приет около 1,02);
Со — паразитният капацитет паралелно н& 7?а; ако следващото
стъпало е с пентод, Со=15ч-30 pF, а ако е с триод,
Со=504-200 pF.
След закръгляване на стойността на товарното съпротивление до>
най-близката- стандартна стойност се определя мощността му. Това
става най-удобно по израза P=l*.Ra. Окончателно се избира съпро-
тивление със стандартна мощност, най-близка, но по-голяма от опре-
делената по-горе.
Утечно съпротивление (/?g). За да не намалява еквивалентното то-
варно съпротивление на лампата, а оттам усилването й, неговата стой-
ност се избира по възможност най-голяма. С оглед на нормалната ра-
бота на следващата лампа в това отношение съществуват ограничения-
Максималните стойности на утечното съпротивление за различните
лампи са дадени в прилож. 1. За някои лампи са посочени по две
стойности на Rg. По-малката от тях се отнася за схемите от фиг. 14.5 а и
14.5 в, а по-голямата — за схемата от фиг. 14.5 6. JB прследната схема
липсва катодно съпротивление. Необходимого за нормалната работа на
лампата преднапрежение се получава за сметка на протичащите през
утечното съпротивление (ТУ) решетъчни токове. Тази схема е подхо- -
дяща за усилване на слаби сигнали (до 200-ь300 mV). Поради това
може да се използува само в първото нискочестотно стъпало на при-
емника.
Трябва да се и&1а пред вид освен това, че във всички случаи е за
предпочитане стойността на утечното съпротивление да се избере поне
с 204-30% по-малка от грйничната стойност, указана- в каталозите за
съответната лампа.
Ако липсват данни. за утечното съпротивление на избраната лампа,
последното се приема'в границите 0,5-=- 1MQ.
Мощността на Rg трябва да бъде 0,125-^0,25 W.
Прехвърлящ кондензатор (Cg). Стойността му се определя главно
от гледна точка да не се получи превишение на зададените честотни
изкривявания за ниски честоти. Намира се от зависимостта
Сж>-------—,______ [F, Q, Hz], 14R
244
където
f„ е долната гранична честота на усилвателя;
Л4Н — коефициентът на честотните изкривявания за същата че-
стота (приет 1,02-^1,05).
Горната граница на стойността на Cg се определя от следните до-
пълнителни условия:
а) Времеконстантата на веригата CgRg не трябва да превишава опре-
делена максимална стойност. Препоръчва се ^0,01-^-0,02 s. Не-
спазването на това условие води до появяване на значителни нелиней-
ни изкривявания. Наистина при работни условия на решетката на след-
ващата лампа може да се подаде импулс с такава стойност, че да
протече решетъчен ток. Този ток зарежда прехвърлящия кондензатор
(С*). След завършване на импулса на решетката остава значително от-
рицателно напрежение, което при голяма стойност на времеконстан-
тата т ще намалява твърде бавно. Поради това за следващите сиг-
нали лампата ще работи при ненормален режим — ще се появят не-
линейни изкривявания.
Явно е, че разгледаното ограничение има смисъл само за такива
стъпала, при конто е вероятно в процеса на работа да протече реше-
тъчен ток. Това са стъпала, във входа на конто се подава сигнал с
амплитудна стойност, близка до преднапрежението на работещата в
тях лампа. Такова е крайното стъпало на радиоприемника. Поради
това само за веригата на стъпалото преди него трябва да се провери-
дали е спазено условието 0,01-4-0,02 s. Ако се окаже, че то не.е
спазено, стойността на Cg се намалява. Това води до повишаване на
честотните изкривявания, конто трябва да се начислят по формула
14.6 и да се имат пред вид при уточняване на общите честотни из-
кривявания на усилвателя.
б) С повишаване на стойността на Cg собственото му утечно съ-
противление намалява. Това може да доведе до промяна на режима на
следващата лампа. Желателно е поради това Cg да не бъде с много
голяма стойност.
Окончателно Cg се избира по тип и максимална стойност на работ-
ното напрежение.
За предпочитане е като прехвърлящи да се използуват хартиени кон-
дензатори или кондензатори с пластмасов диелектрик.
Максималната стойност на работното напрежение на кондензатора
се избира равна или малко по-голяма от напрежението на източника,
от който се захранва анодната верига на стъпалото.
Катодно съпротивление (/?л). Определя се от з'ависимостта
£
RK=-г- IV, А], 14.7
1 h
където
Е е взетото от прилож. 10 преднапрежение за използуваната
лампа;
245
/к — катодният ток на същата лампа; при триоди 1к = 1а, а при
пентоди IK=Ia+Ie.
Окончателната номинална стойност на RK (най-близката стандартна)
се определи след изчисляване и закръгляване към по-голямата стан-
дартна стойност на мощността Р, отделена върху съпротивлението:
P=UK.IK. 14.8
Катоден кондензатор (Ск). Изчисляването му се извършва с
оглед дължащите се на него честотни изкривявания при ниски честоти
да не бъдат по-големи от приетите.
Използува се зависимостта
14'9
тук
/„ е долната гранична честота на усилвателя;
RK — катодното съпротивление;
5 — стръмността на лампата; взема се от прилож. 10;
Л4НК— честотните изкривявания за долната гранична честота; прие-
мат се около 1,03—=-1,04.
За катодния кондензатор се получават стойности от няколко p.F до
няколко десетки ptF. Най-изгодно е в този случай да се използуват
електролитни кондензатори, конто имат големи капацитети при най-
ниска цена и най-малък обем. За работно напрежение на кондензато-
рите се избира най-близкото, по-голямо от Eg стандартно напрежение.
Съпротивление в екранната решетка (Re). Предназначението на'
това съпротивление е да намали постоянното напрежение, подавано на
екранната решетка, до указаната в каталозите или избраната стойност.
Стойността му се определи с помощта на израза

14.10
където
Ue е желаното екранно напрежение;
Ее — разполагаемото постоянно напрежение за захранване на
стъпалото;
1е — токът на екранната решетка при приетата стойност
на Ue.
Окончателно сопротивление™ се подбира, като се изчисли и раз-
сеяната върху него мощност, както това се прави за останалите съ-
противления.
Кондензатор в екранната решетка (Се). Определи се от същите
съображенин, както катодният кондензатор. С достатъчна за практи-
чески цели точност стойността му се изчислява от израза
С, = —, 14.11
т
246
където
Ск е капацитетът На катодния кондензатор;
т = 504-200; долната граница на този коефициент (50) се
приема, когато екранното съпротивление е малко — от по-
рядъка на няколко десетки килоома, а горната — когато то
е няколкостотин килоома.
Анодно (Ua) и екранно (Ue) напрежение. Като правило напреже-
нията на изправителя на радиоприемника се определят от изискванията
на крайната лампа. Поради това напреженията, с конто се захранват
анодните и екранните вериги на останалите стъпала, могат да бъдат
най-много равни на напрежението, с което се захранва крайното стъпало.
На практика анодното напрежение на стъпалото, усилващо напре-
жение за избраната лампа, се взема от каталозите и е винаги по-ниско
от анодното напрежение на крайното стъпало. Разликите между двете
напрежения йредставляват падения на напрежението върху съпротивле-
нията на развързващите филтри.
За да се получи малък екранен ток и да се избегне опасността от
динатронен ефект при използуване на пентодна лампа, екранното напре-
жение трябва да бъде по-ниско и от анодното. Режимът, отразен в
каталозите, във всички случаи задоволява това изискване.
Проверка на параметрите на стъпалото
След определяне на стойностите на елементите и режима на стъпа-
лото може да се извърши проверка на параметрите му коефициент
на усилване за средни честоти и .на коефициентите на честотни из-
кривявания.
Коефициент на усилване за средни честоти (Ко). Изчислява се с
изразите:
за триоди = ? 14.12
за пентоди Kt=pS.Re, 14.13
о р
където R = в ас-р—- 14.14
Коефициенти на честотните изкривявания за ниски (Л4„) и за
високи (Л4В) честоти. Проверка на коефициентите на честотните из-
кривявания трябва да се направи само ако при определяне на елемен-
тите на стъпалото са се наложили значителни неблагоприятни откло-
нения от изчислените им съобразно честотните изкривявания стойности.
За целта във формули 14.6 и 14.9 се заместват окончателно
приетите стойности на RC-елементите и се определят съответните
коефициенти на честотните изкривявания. Общият коефициент на
честотните изкривявания е
за ниски честоти МИ = Л4НД. /Инк. Л4не;
за високи честоти Л4В.
247
14.2.3. Пример
Да се проект'ира усилвателно стъпало на напрежение, което ще работи преди край-
него стъпало. Приемникът, за който е предназначено стъпалото, е от нисък клас, поради
което е за предпочитане лампа, комбинирана в един балон с крайната. Зададени са
освен това
АГ0>40; /H=60Hz; /B=10000Hz; Ми=1,07; А4в=1,02.
Избор на лампа. Зададеният коефициент на усилване може да бъде постигнет с
триодна лампа. Тъй като приемникът освен това е малък, необходимата малка исходна
мощност (0,5 W) може без усилие да се даде от пентода на комбинираната лампа ECL82.
Нейният триод има р=70, т. е. /Со> 0,6.70=42 — отговаря на поставеното условие.
Анодно съпротивление (Ra). В прилож. 10 намираме за триода на ECL82—=
- 28 kS, /?а = (2-ь4) Rj =2R' =2.28=56 kS.
Оказва се, че това е стандартна стойност. Също в прилож. 10 намираме 1а =0,61 mA.
Мощността в товарното съпротивление е
P=I%.Ra =(0,61)2. (10~З)2.56. 103=0,021 W,
т. е. може да се приеме и най-маломощно съпротивление — 50 mW"или 125 mW.
Утечно съпротивление (Rg ). От прилож. 10 за следващата лампа (пентода на ECL82)
намираме Rg ^2 MS; приемаме Rg =1 MS при стандартна мощност 125 mW.
Нрехвърлящ кондензатор (Cg ). Приемаме Л4Н = 1,03 и по формула 14.6 намираме
С >---------------- =90. Ю-з F.
е ~ 6,28.60.10е У1.032— 1
Приемаме най-близката по-голяма стандартна стойност Cg =10 nF.
Тъй като стъпалото е преди крайното, проверяваме стойността на времеконстантата :
t=CgRg =10.10-9. 103=0,01s <0,01=0,02 s.
Катодно съпротивление (RK). От прилож. 10 намираме Eg =—lV;/a =0,61 mA.
Тогава RK = ~ И)_3 =1640 S,
приемаме най-близката’стандартна стойност
RK =1,6 kS.
Разсеяната върху RK мощност е
Рк =Eg. 1а =1 .0,61 .10-3=0,61 . Ю-з W,
т. е. може да се избере най-маломощно съпротивление - 50 mW или 125 mW.
Катоден коноензатор (Ск). От прилож. 10 получаваме 5=2,5 mA/V. Като прие-
мем AfHK=l,03, по формула 14.9 изчисляваме
1000 ।/i;5T“L6 (2+2,5.1,6? _33 F
С*— 6,28.60.1,6 ’ Г 1,032— 1 |Л ’
Най-близката стандартна стойност, която приемаме, е Ск =50 pF.
Коефициент на усилване за средни честоти (Ко). По формули 14.12 и 14.14 из-
числяваме
56.1000
Re — 56+1000 ~53 к2;
53
= 70 • 28+53 =46’
Получената стойност на Ко задоволява поставеното в задачата условие /С0=46 >40.
Коефиииенти на честотните изкривявания. Понеже не са допуснати съществени
неблагоприятен отклонения на Cgv. С* по отношение на изчислените стойности, про-
верка на тези коефициенти не е необходима.
248
14.3. ПРОЕКТИРАНЕ НА ТОНРЕГУЛАТОРИ
14.3.1. Общи положения
Регулирането на тона, т. е. създаването на различна (в определени
граници или с определени стойности) неравномерност на честотната
249
характеристика, намира широко приложение в нискочестотните усилва-
тели на радиоприемниците.
Стъпалото за регулйране на тона, в което се създава тази неравно-
мерност, може да се реализира по много начини. Във всички случаи
обаче то се състои от честотнозависими елементи (кондензатори или
бобини) и честотнонезависими елементи (съпротивления). В ниско-
честотните усилватели на приемниците като честотнозависими елементи
се използуват почти изключително кондензатори. Плавната промяна на
неравномерността се извършва с помощта на потенциометри. Стъпал-
вата промяна се осъществява чрез превключване както на съпротивле-
ния, така и на кондензатори.
В зависимост от мястото на тонрегулаторите са възможни главно
две решения:
а) регулйране в канала на усилването;
б) регулйране в канала на обратната връзка.
Първият начин изисква по-Голям брой елементи, но има по-широки
възможности и не влияе отрицателно върху основните параметри на
усилвателя.
Вторият начин може да се осъществи с по-малък брой, елементи,
но няма толкова големи възможности. Използуването му, общо взето,
понижава стабилността на нискочестотния усилвател.
Обикновено се използуват два тонрегулатора: единият за промяна
на честотната характеристика в областта на ниските и другият — в
областта на високите честоти.
На фиг. 14.6 я е' показан т. нар. „ветрилообразен“ нискочестотен
тонрегулатор и границите на регулирането му.
На фиг. 14.6 6 е показан същият
тип тонрегулатор, който обаче е
предназначен за регулйране на висо-
ки звукови честоти.
На фиг. 14.7 се вижда един тон-
регулатор за високи честоти, вклю-
чен във веригата на обратната връзка.
В голям брой от приемниците
както от среден, така и от голям
клас регулирането на тона се пости-
га с помощта на прости тонрегу-
латори, включени в канала на усил-
ването. По-долу е показано как се
извършва изчислението на два от
тях, при който регулирането се из-
в снижаване на честотната характеристика в областта на
на високите честоти.
разява само
ниските или
250
14.3.2. Изчисление на тонрегулаториге
Тонрегулатор за високи честоти. Схемата на стъпалото е пока-
зана на фиг. 14.8. Специфични за тонрегулатора са кондензаторът Срв
и потенциометърът R?n. Стойността
вието /?рв > Rg с оглед да не на-
малява съществено коефициентът
на усилване на RG стъпалото. Ка-
пацитетът Срв се определя от за-
висимостта
ioooV^-i
Срв=-бЖ7^Г <nF’ kHz> kQk
14.15
тук
Ьл — е затихването, кое-
U
и.чх
то създава тонре-
гулаторът за че-
стота /в;
t7„3I — напрежението на-
изхода на тонре-
гулатора, когато
плъзгачът на потенциометъра се намира в долно
положение;
£7взх — същото напрежение, когато плъзгачът на потенцио-
метъра се намира в горно положение;
f— обикновено се избира в обхвата от 6 до 10 kHz,
D О
— -_-__, като Ra и R{ са съответно товарного и вътрешното
+Rj ‘
съпротивление на лампата.
Производно голямата стойност на Ьв се ограничава от следното
основно изискване към тонрегулаторите: те не трябва да предизвикват
голяма промяна на коефициента на усилване за средни честоти на
усилвателя, към който са приложени. Приема се, че тази промяна не
трябва да бъде по-голяма от 2 до 3 пъти. Проверката за спазване на
това условие се извършва с помощта на израза
^ср = V’lТ407С^вТ^’.’Л "1’О"'*-1 3 [k£2, nF, kHz]. ] 4.16
Обикновено във формулата се приема f = 1 kHz. Понякога, когато се
цели да се използуват най-пълно възможностите на тонрегулатора, се
задава 6в = 2-г-3 и по формула 14.15 се определя стойността на Срв,
като се приема /=/ср. Действието на тонрегулатора за честота /ср се
определя по формула 14.16, като се приеме /в = 6 до 10 kHz.
Тонрегулатор за ниски честоти. Схемата на стъпалото е пока-
зана на фиг. 14.9. Специфични за тонрегулатора са кондензаторът Срн
251
и нотенциометърът R9il. Техните стойности се определят съгласн*
приблизителните зависимости
Я^-R, (ди-~ 1) [MS]; 14.17
Фиг. 14.9
юоо\М2~
CP"=6 28f Я КГ 7 [pF’ MQ’ kHz’> 14.lt
°>ze7cp • — 1
където
b =
Н
е максималното затихване, което искаме да съэдаде
тонрегулаторът за ниски честоти. Определено е
по същия начин, както при регулятора за високи
честоти;
Лср — затихването, което допускаме да се създаде от
тонрегулатора за средни честоти. То не трябва
да надвишава 24-3 пъти, обикновено се приема
/ср= 1 kHz.
Поради редица причини максималните стойности на потенциометрите
не трябва да надвишават 10 4-15 MS.
14.4. ПРОЕКТИРАНЕ НА ИНВЕРСНО СТЪПАЛО
14.4.1. Общи положения
В т. 9.6.2 беше посочено, че инверсното стъпало в радиоприемни-
ците се изпълнява почти изключително по схемата с анодно-катодеа
товар. Същата е показана на фиг. 14.10.
Към инверсното стъпало се предявяват следните изисквания:
а) да дава на изходите си необходимите за нормалната работа на
крайното стъпало стойности на напреженията при допустими нелинейни
изкривявания (по малки от 1 %).
252
Необходимостта от поставянето на това изискване се налага поради
значителните амплитуди на напреженията, конто трябва да се подавят
на решетките на крайните лампи (достйгащи до десет волта);
б) напреженията на двата изхода да бъдат еднакви по амплитуда и
•братни по знак за целия усилван честотеи обхват.
Практически това условие труд-
но може да се спази. Обикнове-
но в краищата на честотния обхват
се допускат малки отклонения;
в) да внася минималки честот-
ни изкривявания.
Това изискване е особено стро-
го, когато инверсното стъпало е
едно от стъпалата, обхванати от
•трицателна обратна връзка. Не-
спазването му влошава стабил-
ността на усилвателя. Нормално
М„ 1,02, а /Ив s 1,01: 1,02.
14.4.2. Изчисление на елементите
на стъпалото
Определянето стойностите на
елементите на инверсната схема
става в съответствие с посочеии-
те изисквания.
Анодно (/?а) и катодно (1^) съ-
противление. Коефициентйте на
усилване на анодния и катодния
изход на инверсното стъпало са
съответно
Л,- +Ra +и*+1)
Равенството на' двата коефициента на усилване (двете изходни
напрежения) води до условието
Тогава коефициентът на усилване може да се напише така:
р R
Rt +(2+|л)/?е ’ 14-19
където
R„-Rg 14 20
R.+Rg 14,20
Тук Rg е решетъчното съпротивление на следващата лампа. се
избира в границите от 10 до 100 kQ в зависимост от типа на лампата.
Голямото му увеличение не води до съществено увеличение иа К, а
25»
саио влошава симетричността на стъпалото за високи честоти. Поради
това за /?и се црепоръчват по-малки стойности.
Решетъчни съпротивления (Rg). Стойността им се определя съ-
гласно изискванията, който се поставят към решетъчното съпротивле-
ние на нискочестотния /?С-усилвател. За осигуряване стабилната работа
на крайните лампи тази стойност не трябва да бъде по-голяма-от
0,5 Rg доп, посочена в каталожните данни за крайни лампи.
Всички останали елементи на схемата се избират и изчисляват по
начина, по който става изчислението на RC-усилвателите.
14.5. ПРОЕКТИРАНЕ НА КРАЙНО СТЪПАЛО
14.5.1. Общи положения
Крайното стъпало на радиоприемника е предназначено да даДе
необходимата полезна електрическа мшцност при по-малки или равни
на зададените нелинейни изкривявания.
Тази задача може да бъде разрешена по много начини. Поради това
при проектирането на крайното стъпало се вземат пред вид и следните
допълнителни изисквания:
а) зададената полезна мощност да се получи при минимална себе-
стойност на крайното стъпало;
б) захранващите напрежения и токове да бъдат минимални;
в) режимът на работа на крайното стъпало да бъде така подбран,
че да се осигурява максимална сшурност и максимален живот;
г) коефициентът на полезно действие на крайното стъпало да бъде
максимален. Това изискване е особено важно за приемниците, захран-
вани с батерии или акумулатори;
д) крайното стъпало да има малко тегло и малък обем. При пре-
носимите приемници това изискване е съществено.
Явно е, че редица от посочените изисквания са противоречиви. Това
налага при проектирането на крайното стъпалр да се търсят компро-
мисни решения.
Първата част на проектирането се състои в избор на типа на край-
ното стъпало (еднотактно или двутактно), типа на лампата (триод или
пентод), режима на работа и в избора на самата лампа. Тъй като
вт. 9.6.2 бяха посочени съображенията за избор на крайното стъпало,
тук ще разглёдаме само избора на самата лампа и нейния режим на
работа.
14.5.1.1. Режим на работа
В ламповите нискочестотни усилватели на радиоприемниците като
правило крайното стъпало работи в ргжиии клас А или клас АБ.
Изборът на единия или другия режим може да се извърши, като се
254
имат пред вид качествата и областите на приложение на всеки
от тях.
Режим клас А. Характеризира се с това, че работната точка се
намира в средата - на Динамичната характеристика на лампата (фиг.14.11).
Той е единственият режим, който може да се използува при едно-
тактните стъпала. Изпълненото в този режим стъпало има следните
качества:
а) малък коефициент на нелинейни изкривявания. Особено силно
това важи за стъпалата, работещи по двутактна схема; z
б) няма големи изисквания към захранващото стъпало, позволяващи
същото да бъде направено просто и евтино, понеже постоянният ток,
консумиран от крайното стъпало, не се изменя. Освен това при дву-
тактните схеми през източника не протича променлив ток, което опро-
стява схемата на захранване на целия нискочестотен усилвател;
в) необходимият за нормалната работа на стъпалото полезен сигнал
може да бъде с малка амплитуда, поради което спрямо стъпалото,
ламиращо се преди крайното, не се поставят специални изисквания;
г) нисък коефициент на полезно действие. При пентодите той се
движи в границите от 30 до 40%. Това прави работещите в клас А
крайни стъпала неподходящи за използуване в батерийни и преносими
радиоприемници.
Режим клас АБ. Както се вижда на фиг. 14.12, този режим се
характеризира с това, че работната точка се подбира към долната
кривина на динамичната характеристика на лампата. Използува се
единствено при двутактните стъпала. Работещото в този режим стъ-
пало има следните качества:
255
а) сравнително висок коефициент на полезно действие. За пентоди
той се движи в граничите от 40 до 60%. Това прави стъпалото
особено пригодно з» използуване в батерийни и преносими приемници;
б) повишени нелинейни изкривявания. Това се дължи на навлизане
иа полезная сигнал в долната кривина на динамичната характеристика;
в) повишена амплитуда на необходимия за нормалната работа на
стъпалото входен сигнал и оттук повишени изисквания към предното
(инверсного) стъпало.
В повечето двутактни усилватели на радиоприемниците се работи в
клас АБ, близък до клас А. В батерийните и преносимите приемници
се използува клас АБ, при който работната точка е по-близко до
долната кривина на динамичната характеристика (близко до клас Б).
14.5.1.2. Избор на лампата
В прилож. 10 се намира лампа (пентод), чиято отдавай а (полезна)
мощност Ротд е равна или малко по-голяма от необходимата електри-
ческа мощност Р. Електрическата мощност се определя предварително
съгласно зависимостта
р__ Pg •
Р~ % ’ М.21
тук
Ра е зададената електрическа мощност, която трябва да се
подаде на акустичната система на приемника;
т]тр — к.п.д. на изходния трансформатор. Избира се в граничите
от 75 до 85% за мощности от 1 до 10 W.
След като се избере лампата и приеме режима на работата й, може
да се пристъпи към изчисление на крайното стъпало.
14.5.2. Изчисление на еднотактно крайне стъпало
Извършва се, като се използуват табличните и графичните данни
за избраната лампа.
Анодно напрежение (Ua). Ако се избере високо анодно напреже-
ние, от лампата може да се получи по-голяма мощност. В тази насока
обаче са налице някои затруднения:
‘а) за всяка лампа съществува определено максимално допустимо-
напрежение:
б) при 'големи анодни напрежения нелинейните изкривявания се
увеличават;
в) повишението на анодното напрежение води до оскъпяване на
източника на захранване и на различните филтриращи елементи.
Екранна напрежение (СЛ). Неговото повишаване води до повиша-
ване на мощността, която може да се получи от стъпалото. Максимал-
ната му стойност се определя от изискванията:
256
а) да не се превишава дадената за лампата максимална разсеяна
мощност върху екранната решетка, определена с израза
Р,=1е.ие (W); 14.22
б) за предотвратяване възникването на динатровен ефект трябва да
бъде спазено условието
иа>ие.
Съществено и определящо е първото изискване, което в никой
случай не трябва да се нарушава.
. Уточняването на избраните стойности, както и определянето на
стойностите на останалите параметри и елементи на стъпалото, се
извършва по графиче'н път.
Графично исчисление. Извършва се в следната . последователност:
1. Върху графичните анодни характеристики на лампата (фиг. 14.13)
се очертава разрешената облает на стойностите на анодните токове и
напрежения (незащрихованата). Границите. й се определят по следния
начин:
а) между т. Л и т. В; вляво от правата между точките А и В се
намира облает на пов^шени нелинейни изкривявания, дължащи се на
голяма нелинейност на анодните характеристики;
б) между т. В и т. С; превишаването на тази крива (анодната ха-
рактеристика при £г = 0) би довело до. протичане на решетъчен ток и
оттам — до големи неЛИнейни изкривявания;
в) между т. С и т. D; това е кривата на максималната допустима
разсеяна мощыост върху анода на лампата; Тя не трябва да ее пре-
вишава и се определя от зависимостта
^On = ^-41W]; 14.23
17 Проектиране и кдартруиране на радгоапаратура
257
г) между т. Л и т. Е; това е линията на максимално допустимого
анодно напрежение, зависещо от конструкцията на лампата. Посоченв
е в данните от каталога и не трябва да се превишава;
д) между т. Е и т. А; това е линията, под която анодните харак-
теристики силно се сгъстяват и следователно нелинейните изкривява-
ния нарастват бързо.
2. Преднапрежението се определи от зависимостта
р __ Egmix min ______ ^gmln 14 24
g~ 2 “ 2
Понеже се приема Е t - 0, £^min е стойността на реше тъчното на-
прежение на анодната характеристика, лежаща върху линията ЕА.
3. От приетата (или взетата от каталожните данни на лампата стой-
ност на Ua се издига перпендикуляр. Пресичането на този перпенди-
куляр с анодната характеристика, която има за параметър определе-
ната по-горе д стойност на Е? дава работната точка на лампата Р.
4. През работната точка Р се прекарва товарната права с такъв
наклон, че отсечките ап б да бъдат приблизително еднакви.
5. Проверява се дали при тези условия лампата ще даде необхо-
дамата мощност, като се използува изразът
О (^amax ^omin ) ( 41 max Л mln) 25
8
Стойностите на използуваните във формулата величнни се опре-
делят съгласно фиг. 14.13.
6. Проверява се коефициентът на нелинейните изкривявания с по-
мощта на израза
[о/о], 14.26
където *2 = 0,5 -^=^,100 [%]; 14.26 а
*3 = 0,5 100 1°/оЬ 14-26 б
»лв, „б* и »в“ са посочени на фиг. 14.13.
7. Ако мощността е недостатъчна и работната точка е далеч от
кривата на максимално допустимата разсеяна мощност CD, увеличава
се 47а, построява се нова товарна права и се проверяват Р и k.
8. Ако полученият по формула 14.26 коефициент на нелинейните
изкривявания превишава зададения, товарната права се завъртва на
малък ъгъл и наново се изчисляват нелинейните изкривявания. При
неудовлетворителен резултат се прави проверка за други положения
на товарната права, докато се постигне желаният или по-добър резул-
тат. След това по формулата 14.25 отново се проверява стойността на
получената изходна мощност.
258
9. Ако с приетата стойност на Ut или с използуваната лампа не
могат да се постигнат зададените стойности на Р или k, взема се по-
голяма стойност на Ue или се избира друга по-мощна лампа.
10. Определя се стойността на анодното (товарното) съпротивле-
ние (/?о). Това става по окончателното положение на товарната права
съгласно израза
= [kS,V, mA]. 14.27
‘a max *а min
Катодно съпротивление (Рк) и катоден кондензатор (CJ. Опре-
делят се по форму ли 14.7 и 14.9 по същия начин, както при усилвател
на напрежение.
С това изчислението на еднотактното крайне стъпало е завършено.
Полезно е преди неговото започване да се провери дали каталожният
режим на никоя от лампите не задоволява направо поставените изиск-
вания. Това щё позволи да се спести разглежданото графично изчисле-
ние, като евентуално се провери само стойността на нелинейните из-
кривявания.
14.5.3. Пример»
Да се проектира крайно стъпало за радиоприемник от клас „средеи*.
В съответствие с табл. 9.1 и 9.3 може да се приеме, че изходнята мощност на стъ-
палото трябва да бъде /^=1,5 W при коефициент на нелинейните изкривявания £<5%.
Избор на лампа. Мощността, която трябва да се получи от лампата, като се прие-
ме, че т;1р=0,75, е
о 1.5
P = OJ5=2’0W
Такава мощност може да се получи от еднотактно стъпало. За целта е подходящ пен-
тодът EL84.
Екранно напрежение (Ue ). Избираме режим на лампата при Ue =210 V.
Анодро напрежение (Ua ). Избираме Ua =200 V.
Графично изчисление. То е напраэено нафиг. 14.14.
Приемаме mln =12 V; тогава съгласно формула 14.24 Eg =6 V.
Работната точка Р се получава от пресичане на перпендикуляра, издигнат от Ua =
=200 V, и характеристиката за Eg = —6V и има координати Ua =200 V, Ia= 40 mA.
Прекарваме товарната права под определен наклон с огл< д да се получи а
По формула 14.25 определяме мощността, която ще се получи при максималйа ам-
плитуда на входното напрежение (6 V):
р= (400—200)(80-5). Ю“3 ~38 w
— 8 ’
Тъй като ни е необходима значително по-малка мощност, по-нататък извършваме
изчислението за по-малка амплитуда на входного напрежение —4 V. В този случай
изходната мощност е
р _ (360—30) (70—8) . 10~з _ ? w
8
която е малко по-голяма от зададената — 2 IF.
25
Необходимите дължини на отсечките за изчисляваме на нелинейните изкривованкя
по формули 14.26 я и 14.266) определяме от фиг. 14.14:
<1=7 ст; 6=6,6 ст; в=8 ст;
А2 = 0,5 £=£’4. 1002-2,25 %;
^ = 0,100^1,1 о/о.
Фиг. 14.14
Общият коефициент на нелинейните изкривявания (формула 14.26) е
*=УХ252+1,12=2,5 %,
което е по-малко от зададеното 5%.
Товарното съпротивление Ro (съгласно формула 14.27) има стойност
R „360-30 _53 ка
° 70—8
Катодно съпротивление RK се определя по формула 14.7
Мощността на RK съгласно формула 14 8 е P=6.40.10"3 =0,24 V/ Приемаме
стандартната стойност 0,5 W.
Катодннят кондензатор RK се определя по формула 14.9, в която приемаме /н =
= 100 Hz, AfH=l,04, S=ll,3 mA/V (от прилож. 10)
260
1000 '113-0.150 (2+II,3.0,150)^95
6,28.100.0,150 у 1,04я— 1“
Приемаме Ск =100 p.F.
14.5.4. Изчисление на двутактно крайне стъпало клас А и клас АБ
(близък до А)
Изчислението на двутактно крайне стъпало се отличава до известна
стелен от изчислението на еднотактното. Основната причина за това е
наличието на две лампи, работещи с общ товар. Приближаването на
двутактното стъпало към еднотактното става чрез замяна на двете лампи
с една. Това се извършва, като по графичен път се съставят еквива-
лентни характеристики на двутактното стъпало, наречени резултантни
характеристики.
Резултантни характеристики
Построяването им се извършва по начина, показан на фиг. 14.15:
а)'избира се стойността на решетъчното преднапрежение Eg
(фиг. 14.12), равно или близко до напрежението, което отговаря на
клас А;
Фиг. 14.15
б) избират се стойностите на екоанното (Ue) и анодното (Ua) на-
прежение (съгласно каталожните данни);
в) върху графичните характеристики на избраната лампа се от-
бе лязва Ua;
г) приема се една стойност на променливото напрежение, за която
ще ср начертае една от характеристиките. Амплитудата на това на-
прежение е ДС^.;
261
д) дава се едно производно нарастванё на Ua със, стойност At7a ;
е) от тока Zal, съответствуващ на Ua—&Ua и Е +bU&, се.изважда
токът га2, съответствуващ на Ua + MJa и Eg—&U*. Получената по този
начин т. А е точка от резултантната характеристика. Дават се после-
дователно други стойности на Д£7а и се определя необходимият за на-
чертаване на характеристиката Срой точки;
ж) дават се други стойности на и се начертават другите ха-
рактеристики.
Фиг. 14.16
На фиг. 14.16 са показани начертаните по описания начин резул-
тантни характеристики за един пентод.
'.Тсварна права (Ras). Тя се прекарва през точката с координа-
ти Ua, 0 ит. В, разположена на най-голямата лгривина на резултантна-
та характеристика, за която dUg=Ug (фиг. 14.16) . Нейното съпро-
тивление е Ras.
Полезна мощност (Р). Тя се определя от израза
Р= 0,54 max 14.28
Л max и (7оп,ах са посочени на фиг. 14.16.
Коефициент на нелинейните изкривявания (А). Определянето му
става съгласно израза
, h max —2А1
k 2(7, max+/,.)’ ’ 14 29
4i се определя, както е показано на фиг. 14.26, за
Д£7г = .
Катодно съпротивление (RK). Определя се от израза
о - Eg
** 2<4.Р+4СР)’
14.30
262
където
Ia ср = (1 4- 0,8) ZOo в зависимост от това, дали се работи в
клас А или клас АБ (близък до А); тук 1аа е анодният ток
при покой на една от лампите за възприетата стойност
на Eg. Той се определя подинамичната характеристика
на лампата;
Z?cp^Ze—екранният ток на една от лампите при приетото пред-
напрежение.
Вътрешно съпротивление на двутактното стъпало (Z?,-,). То се
отличава от вътрешното съпротивление на отделната лампа. За ре-
жим клас A Z?iV = 0,5 Z?; , а за режим клас АБ (близък до А) може да
се приеме 0,6 Z?( . Тук Z?, е вътрешното съпротивление на от-
делната лампа.
14.6. ПРОЕКТИРАНЕ НА ИЗХОДЕН ТРАНСФОРМАТОР
14.6.1. Общи положения
Предназначението на изходния трансформатор е да преобразува
нискоомното съпротивление на акустичната система в достатъчно ви-
сокоомно съпротивление, необходимо за правилната работа на край-
ното стъпало, и да прегради пътя на постоянния ток през акустична-
та система.
Целта на проектирането е:
1. Да се определят стОйностите на .електрическите параметри на
трансформатора с цел да се осигурят минимални честотни и нелиней-
ни изкривявания и максимален к. п. д.
2. Да се определят конструктивните данни на трансформатора (раз-
мери, материали и др.) така, че електрическите параметри да се реа-
лизират при минимален разход на материали (минимална себестой-
ност).
Поради това проектирането на изходния трансформатор се разделя
на електрическо и конструктивно изчисление.
14.6.2. Електрическо изчисление
Електрическото^изчисление обхваща определянето на следните па-
раметри: самоиндуктивност на първичната намотка, самоиндуктивност
на разсейване, преводно отношение и активни съпротивления на на-
мотките.
Самоиндуктивност на първичната намотка Тя се определя
от условието честотните изкривявания за долната гранична честота на
пропущания честотен обхват (/н) да не превишават определена стой-
ност. Използуват се следните изрази:
263
за еднотактно стъпало
L _ 0,159 Re [Н];
1-/hVaph.tp-i 14.31
за двутактно стъпало 0,635 R'e |Н],
- /иул«2н.тр-1 като 14.32
О -JRi +rlH#a — 'll 6 R, + Ra ~ Ri Ra 14.33
^-Rt +Ra
(#/»+--O-j R R
4 /\ 4 is
Rit+Ras Riis+Ras 14.34
Тук
/?, e вътрешното съпротивление на крайното стъпало, равно
на вътрешното съпротивление на крайната лампа (според
каталожните данни);
Ri,— вътрешното съпротивление на крайното стъпало. За клас
А — Ris-0,5Ri, за клас АБ (близък до А) —/?„ = 0,6 /?, ,
а за клас Б — RiS = Rt ;
Ra — оптималното товарно съпротивление на лампата в край-
ното стъпало, определено съгласно формула 14.27 или
взето по каталожните данни;
Rat — оптималното товарно съпротивление на крайното стъпало.
К
За клас А — Ras = ~2 , а за клас АБ и Б се определи по
графичен път *(фиг. 14.26) или се взема от каталожните
данни;
Л4нтр — честотните изкривявания в трансформатора за долната гра-
нична честота на пропускания честотен обхват;
— активното съпротивление на първичната намотка на транс-
форматора.
При задаване стойността на М„ тр се вземат пред врд следните съ-
ображения:
а) себестойността на трансформатора зависи до голяма степей от
самоиндуктивността на първичната му намотка Z.x. Поради това при-
емането на малка стойност на Л4нтр оскъпява трансформатора;
б) склонността към възбуждане на усилватели, обхванати от обрат-
на връзка, нараства с намаляване на £х.
Приема се Л4нтр= 1,3 до 1,1. Долната граница се иЭползува за при-
емници от нисък клас без обратна връзка, а горната — за приемници
от висок клас, чийто усилвател е обхванат от дълбока обратна връз-
ка и особено ако при това последната е честотнозависима.
Самоиндуктивндст на разсейване (Ls). Стойността й не трябва
да бъде по-голяма от определената чрез израза:
264
за еднотактно. стъпало
<h-hz>;
за двутактно стъпало
Jb ’
14.35
14.36
тук
Мв тр са честотните изкривявания в трансформатора за горната
гранична честота, дължащи се на наличие на самоиндук-
тивност на разсейване;
/в — горната гранична честота.
При приемане на стойността на Л4в.тр се изхожда от следното:
а) голямата стойност на L„ силно увеличава склонността на 'усил-
вателя към самовъзбуждане, когато той е обхванат от обратна връз-
ка. В този случай се приема, че самоиндукцията на разсейване не
трябва да бъде по-голяма от 15-: 20 mH;
б) майката стойност на Ls води до намаляване на отношението
<з-2-. При а>?0,01 трансформаторът може лесно да бъде йзпълнен
конструктивно, а при а <0,01 се налага да се вземат специални мер-
ки (секциониране на намотките), конто го оскъпяват.
Приема се 44 -1,10-.-1,05. Долната граница е за приемници без
обратна връзка, а горната — при използуване на обратна връзка. Ре-
зултатите от прилагане на формули 14.35 и 14.36 се коригират в съ-
ответствие с посочените съображения.
Преводно отношение (л). Изчислява се от израза:
w-> i-y—-
за еднотактно стъпало п— ~ -</ .
Vk^tp’ 14.37
за двутактно стъпало л = —— </__5ак_
v.4/?o^Tp’ 14-38
където
w2 е броят на навивките във вторичната намотка на изходния
трансформатор;
— броят на навивките в първичната намотка;
ZaK — входното съпротивление на акустичната система на ра-
диоприемника (Q);
т;Тр — к. п. д. на трансформатора; избира се в границите от
0,75 до 0,85 за изходна мощност от 10 до 1 W.
Активна съпротивления на намотките (t\, г2). Определят се по
формулите:
за еднотактно стъпало
гх = А1(1 — rhp)Ra [G], 14.39
r2^2 pTP .ZaK [G]; 14.40
Чтр
265
за двутактно стъпало
П = 4^ (1 - ^тр) Ros [Q], 14.41
Н42
Тук
А] и kt са коефициенти, конто имат стойност съответно = 0,35-:-'0,45
и Л2=0,65-: 0,55. Долните граници се избират, когато по-
стоянният ток, протичащ през първичната намотка, е най-
голям (клас А), а горните — когато е по-малък (клас АБ).
14.6.3. Конструктивно изчисление
Определените по-горе електрически данни не дават възможност да
се реши изцяло въпросът за конструкцията на трансформатора. За
да се направи това, трябва да се имат пред вид технико-икономичес-
ките данни на различните материали, както и редица производствени
норми и коефициенти.
Тип на магнитопровода. За нискочестотните маломощни транс-
форматори изобшо и в частност за изходните трансформатори като
правило се избира (броневи тип) магнитопровод с Ш-образни ламели
и пластини (фиг. 14.17).
Фиг. 14.17
Фиг. 14.18
За намаление на загубите от токове на Фуко магнитопроводът се
прави от отделни тънки (0,35 до 0,5 mm) пластинки, изолирани една
от друга. Тяхната форма е показана на фиг. 14.18. Ако при нормал-
ната работа в трансформатора не се създава постоянно магнитно по-
ле (двутактна схема), пластините в магнитопровода се нареждат „дву-
посочно". Този начин на подреждане се състои в това, че ако една
HI-ламела се постави в една посока и се затвори с една 1-пластина,
следващата Ш-ламела и съответната 1-пластина се поставят в обратна
посока. (фиг. 14.19). Това позволява да се намали съществено въздуш-
ната междина в магнитопровода на трансформатора и да се повишат
качествата му.
266
Ако трансформаторът е свързан в еднотактна схема, в магнитопро-
вода му се създава постоянно магнитно поле (подмагнитване). Нама-
ляването на неговото неблагоприятно въздействие се постига чрез съз-
даване на въздушна междина в магнитопровода. Тя ^е получава, като
всички Ш-ламели се наредят от една страна, а всички I-пластини се
поставят срещу тях на определено разстояние. В така образува-
ната въздушна междина се поставя немагнитен материал (пресшпан,
хартия).
Съотношенията в размерите на пластините, конто се използуват
за магнитопровод на трансформатора, са установени с оглед на тех-
нико-икономически съображения. Установени са освен това няколко
поредици стандартни пластини, конто се изработват от радиоелектрон-
ната промишленост. Означенияга-и размерите на част от две пореди-
ци са дадени в прилож. 15.
Материал на м агнитопровода. Магнитният материал, от който е
направен магнитопроводът, зависи от условията на работа на транс-
форматора и от предявяваните към него технико-икономически
изисквания.
За изходните трансформатори на радиоприемниците, работещи с
подмагнитване, е най-добре да се използува листова стомана Е41
(Е42).
За трансформатори без подмагнитване магнитопроводът - е най-
добре да се изработи от студено валцована листова стомана Е310
или ЕЗЗО.
Дебелината на листа на магнитния материал трябва да бъде 0,35 mm.
По-голямата дебелина води до увеличаване на загубите, а по-малка-
та — до оскъпяване на трансформатора, което е допустимо само в
специални случаи.
Размери на магнитопровода. Бързото определяне на най-подхо-
дящите размери на магнитопровода става с помощта на т. нар. „кон-
структивна постоянна" А на трансформатора. Това е коефициент,
който характеризира трансформатора и който може да се изчисли как-
то от електрическите данни, така и от технико-икономически съобра-
жения. В прилож. 15 е дадена изчислената, като е изхождано от
технико-икономически съображения, конструктивна постоянна на ре-
дица магнитопроводи. Изчислената конструктивна постоянна, като са
използувани електрическите данни, дава възможност да се избере ма-
гнитопровод (с помощта на прилож. 15), имащ еъщата или близка
по-голяма стойност на конструктивната постоянна,
На базата на електрическите параметри А се определи от израза
А = ^-^~, 14.43
където
К — 1,5 за крайно стъпало клас А и
К = 1,75 АБ;
ц — магнитната проницаемост на материала на магнитопровода
за променливата съставяща на магнитния поток.
267
Стойността на р в различните случаи се определя по следния
начин:
а) при трансформатори без подмагнитване. В зависимост от
мощността на трансформатора и материала на магнитопровода му от
табл. 14.1 се приема една стойност на индукцията Вм.
Таблица 14.1
Мощност на трансформатора [W] 1 5 10
Индукция [Gs] материал Е41, Е42, Е43 4000 5000 6000 7000
материал Е310, Е320 ЕЗЗО 4500 5500 7000 8500
Тази стойност се разделя на динамичния обхват D=100, т. е.
= С помощта на (фиг. 14.20) за съответния ма-
териал на магнитопровода се определя р.
б) При трансформатори с подмагнитване. Определя се величината LI%,
където L (Н) е самоиндуктивността на намотката, предизвикваща под-
магнитването, /0 (А) е постоянният ток, протичащ през тази намотка,
р, т. е. ре, се определя от фиг. 14.21 в съответствие с получената
стойност на Z.Z2 и материала на магнитопрозода.
Брой на навивките на намотките. Определя се по две формули:
— 8,93. 103</ Ч •<с [cm, cm2, Н];
14.44
268 ‘
1,59.10?. Ua m.T
«ggl = ’ a max
• /я • Яс
(14.45)
където
/с e средната дължина на магнитната силова линия (фиг.
14.27 и прилож. 15);
<?с — чистото сечение на магнитопровода (прилож. 15);
5М — индукцията в магнитопровода (табл. 14.1);
M— амплитудната. стойност на напрежението върху първич-
ната намотка.
Uаа може да се определи при проектиране на крайното стъпало
или от израза
иаа^ WJP7R [V, S, w], 14.46
където
R=Ra — за еднотактни стъпала;
/?— 4/?а5 — за двутактни стъпала;
Р — изходната мощност на крайното стъпалд.
Броят на навивките, определени по формула 14.44, осигурява полу-
чаване на зададената самоиндуктивност
Броят на навивките, определени по формула 14.45, позволява да
се получи максималната индукция (за най-ниската честота), при която
нелинейните изкривявания все още не надхвърлят допустимата стойност.
Приема се по-големият брой на навивките, получен по коя да е
от двете форму ли. Това осигурява спазване и на двете посочени
условия.
Ако трансформаторът е с подмагнитване, определя се величината
(<7®)0 съгласно израза
(aw)0= ю,'/в, 14.47
*с
където
wL е прие-уият по-горе брой навивки;
7„ - токът на подмагнитването.
С намереното значение на (aw)0 от фиг. 14.22 се определя точната
стойност на р, като се замества във формула 14.44. Приема се окон-
чателно по голямата стойност за wt, получена с формулите 14.44
и 14.45.
В зависимост от величината на (aw)0 се определя и точното значе-
ние на необходимата немагнитна междина на магнитопровода. Най-
напред от фиг. 14.23 за съответния материал се взема z°/Q.
Тогава
/2 = 5. 10-3z./c (cm), 14.48
където
lz е необходимата междииа, т. е. разстоянието между пакетите
с Ш- и 1-пластини;
269
Броят на навивките на вторичната намотка се определи с израза
(14.49)
където п е преводното отношение на трансформатора.
Фиг. 14.22
Вид и диаметър на проводника. Във всички случаи за изходните
трансформатори на радиоприемниците се използува емайлиран медей
проводник с кръгло сечение. Диаметърът му се определи по намерено-
то при електрическото изчисление съ-
противление на съответната намотка с
израза
Фиг. 14.23
d^O.OlS^JL- 'cp [mm, Q], 14.50
където
и» е ,броят на навивките на
намотката или ®2);
/ср — средната дължина на на-
вивките на трансформато-
ра съгласно- прилож. 15;
г — омичното съпротивление
на съответната намотка (г,
или га).
Разположение на намотките и запълване на прозореца на
магнитопровода. Когато към’изходния трансформатор не се предявявау
сиециални изисквания «>0,01), първичната намотка се навива отдолу,
270
а върху нея се навива вторичната (фиг. 14.24). За получаване на по-
малка самоиндуктивност на разсейване намжтките се разполагат според
фиг. 14.25. Намотките на трансформаторите, работещи в двутактна
схема, се разполагат, както е показано на фиг. 14.26.
Фиг. 14.24
Фиг. 14.25
Фиг. 14.26
Запълването на прозореца на трансформатора от проводника се
проверява с коефициента на запълване
’ 14.51
Vnp
където
Q3M е чистото сечение на всички проводници, преминаващи
през прозореца на магнитопровода*,
Qnp — площта на прозореца . на магнитопровода според при-
лож. 15; ।
<?э.м = [mm^. 14.52
Полученият коефициент Лзмсе сравнява с дадения реално постижим
коефициент съгласно табл. 14^2. При това се приема една ср една стой-
ност от съответствуващите на първичната и вторичната намо тки коефи-
циенти на запълване.
Ако сравнението покаже, че изчисленият* коефициент на запълване
е по-голям от постижимия, приема се нова, по-голяма стойност на
конструктивната постоянна А и цялото изчисление се извършва отново.
Ако изчисленият Лзм е равен или малко по-малък от реално пости-
жимия (с 10-1-15 «/о), смята се, че трансформаторът е изчислен.
Най-после, ако изчисленият Лзм е много по-малък от постижимия,
Приема се по-малка стойност на Ии изчислението се извършва отново.
Таблица 14.2
Диаметър на проводника d [mm] 0,10 0,15 0,20 0,30 ОДО 1,0
Коефициент иа запълване Лзм 0,19 0,23 0,26 0,28 0,31 0,35
271
14.7. ПРОЕКТИРАНЕ НА ОБРАТНА ВРЪЗКА
При проектирането на обратната връзка се изхожда от зададените
промени на параметрите на нискочестотния усилвател, хконто трябва
да се получат. На тази основа се определят типът и схемата на обрат-
ната връзка и стойностите на елементите й. Накрая се прави проверка
както на параметрите, от конто се е изхождало, така и на останалите
основни параметри на нискочестотния усилвател и се извършват необ-
ходимите корекции във веригата на обратната връзка.
14.7.1. Влияние на отрицателната обратна връзка върху основните
параметри на нискочестотния усилвател
Коефициент на нелинейните изкривявания (k). След прилагането
на обратната връзка този коефициент се определя с израза
_ k -k
’ок~ А ~ ’
14.53
където
k е коефициентът на нелинейните изкривявания преди при-
лагането на обратната връзка;
А — дълбочината на обратната връзка;
k0B — коефициентът на обратната връзка;
К — коефициентът на усилване на обхванатите от обратната
връзка стъпала преди
ФИГ. 14.Х/
две или три стъпала, чийто общ
прилагането и.
На фиг. 14.27 е показана бло-
ковата схема на един обхванат от
обратна връзка усилвател. Коефи-
циентът на обратната връзка ф)
представлява отношение на нацре-
жението на изхода на веригата на
обратната връзка (Ua) към напре-
жението на входа й (4/9).
За да се постигне голямо сни-
жение на коефициента на нелиней-
ните изкривявания, трябва да се
използува обратна връзка с голя-
ма дълбочина А. Но и
тъй като обикновено 0<g 1, налага
се обратната връзка да обхване
коефициент на усилване е значи-
телен.
Използуването на формула 14.53 изисква да се има пред вид
следното:
а) верни резултати се получават при честотно-независима обратна
връзка;
272
б) ако коефициентът на нелинейните изкривявания на усилвателя
без обратна връзка е по-голям от 10%, реалното му снижение от иэ-
ползуването й е много по-малко, отколкото изчисленото.
Коефициент. на усилване. Определи се по израза
k -К - К ,
°-" А 1+р/С
14.54
където
kne е коефициентът на усилване на обхванатия от обратна
връзка усилвател след прилагането й;
К — коефициентът на усилване на усилвателя преди прила-
гане на обратната връзка.
Чёстотна характеристика. Тя не се променя много, ако обрат-
ната връзка е честотнонезависима. Ако обаче е честотнозависима
(т. е. 0 се изменя с честотата), влиянието й е значително. Най-ефикасно
е изменението на честотната характеристика с помощта на дълбока
честотнозависима обратна връзка. В този случай [J/C > 1 и
k ~ —
ов 1+р/< = р
14.55
От горната зависимост следва, че определена честотна характеристика
на усилвателя може да се постигне чрез обратна (реципрочна) по фор-
ма честотна характеристика на веригата на обратната връзка. Въпро-
сът се свежда до намиране на такава верига.
14.7.2. Видове и схеми на обратни връзки
В нискочестотните усилватели на радиоприемниците се прилагат
главно отрицателни обратни връзки (серийни и паралелни) по напре-
жение и по-рядко — серийни обратни връзки по ток.
Фиг. 14.28
Фиг. 14.29
18 Проектиране и конструиране на радвоапаратурм
273
За снижение на нелинейните изкривявания почти изключително се
явползуват честотнонезависими серийни обратни връзки по напреже-
ние. На фиг. 14.28 е показана схема на такава обратна връзка. На
фиг. 14.29 е показана друга схема на обратна връзка, приложена само
към крайното стъпало, наречена ,ултралинейна“ обратна връзка. Нейна
особеност е, че при оптимално подбиране на дълбочината коефициен-
тът на нелинейни изкривявания намалява с 404-50%, а коефициентът
на усилване — с 20—30%. При повечето от усилвателните лампи тази
оптимална дълбочина се получава за ®(Г=0,2-н0,3; и wa се виж-
дат на фиг. 14.29.
С честотнозависимите серийни и паралелни обратни връзки се по-
стига изменение на честотната характеристика на усилвателя. На
фиг. 14.7 е показана серийна, а на фиг. 14.3 — паралелна обратна
връзка, конто имат съшото предназначение.
Фиг. 14.30
Веригите на честотнонезависимите обратни връзки се състоят от
активни елементи (съпротивления).
На фиг. 14.30 са показани няколко вериги, използувани при честот-
274
нозависимите обратни връзки. Даден е и видът на честотните харак-
теристики (на постижимия с тях р), като е извършено известно опро-
стяване — представени са като отсечки. Посочената стръмност на на-
клонените отсечки е — 6 dB (два пъти) на октава.
14.7.3. Изчисление на веригата на обратната връзка
Ако са определени предварително типът, схемата и конфигурацията
на веригата на обратната връзка, изчислението се свежда до намиране
стойностите на елементите.
Честотнонезависима обратна връзка. При зададен коефициент
обратната връзка (Р) за схемата от фиг. 14.28 стойностите на съпро-
тивленията R и /?ов се определят с израза
и3 К+Яо.в
Стойностите на R и /?0.в трябва да бъдат така подбрани, че да се
осигурява необходимого за нормалния режим на лампата катодно съ-
противление
п___• Ro.b
R+R^
От двете условия се получават следните изрази:
RK
/?=*. 14.56
р
14-57
Едновременно със серийната обратна връзка по напрежение в разгле-
даната схема съществува и серий за обратна връзка по ток, дължаща се
на катоден кондензатор. За нея като Ra е съпротивлението в
анода на лампата, към която е приложена тази обратна връзка.
Чес тот озависииа обратна връзка. При дълбока обратна връзка,
както бете обосновано по-горе, честотната характеристика на усилвателя
е реципрочна на честотната характеристика на веригата на обратната
връзка. За определяне на стойностите на елементите й се постъпва
така:
а) определи се една верига с подходяща честотна зависимост нар;
6.) приемат се определени стойности на повдигането (спадането) на
честотната характеристика в краищата на честотния обхват спрямо
средата, с помощта на конто се определят стойностите на р за тези че-
стоти ;
в) за всяка от тези честоти се извършват възможните опростява-
ния и се намираг връзки между р и стойностите на елементите, конто
служат за изчисляване на последните;
275
г) определените елементи служат за изчисление на зависимостта на £
от/. След това, ако е нужно, се внасят корекции в стойностите на еле-
ментите.
14.8. ПРОЕКТИРАНЕ НА АКУСТИЧНА СИСТЕМА
Проектирането на акустичната система се отличава значително от
проектирането на стъпалата на приемника. Това се дължи както на
невъзможността да се определят точно необходимите стойности на
параметрите, така и на трудността да се намерят еднозначни решения
на поставените изисквания. Поради горните причини проектирането на
акустичната система се свежда главно до подбор на елементите, при
което се извършват малки изчисления. В резултат от. проектирането
трябва да се определят броят, типът и разположението на високогово-
рителите, начинът на свързване на отделните елементи и стойността
на разделителиия кондензатор.
1. Определяне броя на васокоговорателате
Изхожда се от следните съображения:
а) с единствен високоговорител не може да се възпроизвежда много
широк честотен обхват. Разработени са т. нар. специални високогово-
рители, възпроизвеждащи отделни части от звуковия обхват, конто
имат голяма чувствителност и ниски нелинейни изкривявания;
б) използуването на един високоговорител за целия честотен обхват
води до повишаване на нелинейните изкривявания. Това са т. нар. ин-
термодулационни изкривявания, дължащи се на едновременното пода-
ване на високоговорителя на ниски и високи честоти;
в) източниците на звука в естествена обстановка заемат обикновено
значително пространство. При използуване на един високоговорител
представата за пространствено разположение, а с това и естестве-
ността на възпроизвеждането се нарушава. Известно подобрение в тази
насока се получава яри т. нар. вобемен“ тон, който е резултат от упо-
треба на повече високоговорители.
Като правило в малките радиоприемници се използува само един
високоговорител.
В средните и големите радиоприемници се използуват два, по-често
три и рядко четири високоговорителя.
2. Определяне типа на високоговорителите
Подборът на типовете на високоговорителите става въз основа на
основните им параметри: възпроизвеждан честотен обхват, номинална
мощност и чувствителност.
276
Възпроазвеждан честотен обхват. Когато в приемника ще се йз-
ползува само един високоговорител, той трябва да бъде от типа на
т. нар. „широколентови* високоговорители, т. е. да възпроизвежда ши-
рок честотен обхват.
При използуване на по-голям брой високоговорители обикновено
единият е нискочестотен, т. е. има възможно най-ниска долна гранична
честота (70ч-60 и дори до 40 Hz), а останалите са високочестотни.
Използуват се високочестотни високоговорители, на конто горната гра-
нична честота е 10 000-г-12 000 Hz, а понякога и 15 000 Hz. В прием-
ниците от по-високи класове намират приложение и специални високо*
честотни високоговорители — за възпроизвеждане на честоти- от
5н~7 kHz до 15—20 kHz.
При избора на високоговорители въз основа на тяхната лента на
пропускане трябва да се има пред вид и следното:
а) Каталожните данни за долната гранична честота на високогово-
рителите са определени при специални условия (високоговорителите са
поставени на акустичен екран с
твърде големи размери). В дей-
ствителност еквивалентният аку-
стичен екран, представляващ ку-
тията на приемника, е винаги
със значително по-мал^и раз-
мери. В резултат на това дол-
ната гранична честота на вгра-
дения в приемника високогово-
ригел често пъти е по-висока
от показаната в каталозите. На
фиг. 14.31 е дадена графика, по
която се определя минималната
стойност на долната гранична
честота, която може да се по-
лучи при използуване на кутия
с определени размери. Явно е,
че вграждането в такава кутия
на високоговорител със значи-
телно по-ниска от така опреде-
лената долна гранична честота
няма смисъл.
Понякога известно понижаване на долната гранична честота се по-
сгига чрез повдигане на електрическата честотна характеристика на
приемника в областта на най-ниските честоти;
б) Поставянето на плат пред високоговорителите понижава чесгот-
ната им характеристика в областта на високите честоти и води до на-
маление на горната гранична честота. В зависимост от качествата на
Плата (гъстотата му) снижението достига до 2—3 пъти за честоти
над 8—10 kHz и намалява горната гранична честота с 2-f-3 dB. Това
налага да се използуват по-редки Платове, употребените високоговори-
тели да имат малко по-високи горни гранични честоти и малко да се
277
повдигне електрическата честотна характеристика в областта на висо-
ките честоти.
Номинална мощност. Това е електрическата мощност, която се
подава на високоговорителя и при която коефициентът на акустиче-
ските нелинейни изкривявания е от около 3 до Ь°/о.
При предварителното проектиране на акустичната система беше ка-
зано, че нейната мощност трябва да превишава подаваната електри-
ческа мощност. Разпределението на тази мощност между отделяйте
високоговорители се диктува от следните съображения:
а) Цялата електрическа мощнсст, когато се възпроизвеждат ниските
честоти на звуковия обхват, се подава на специалния нискочестотен
високоговорител. При това хармоничните, дължащи се на нелинейните
и?коивявания на този високоговорител, имат честоти, конто твърде
добре се чуват (към средните честоти на звуковия обхват).
б) Електрическата мощност за средните честоти на звуковия обхват
се разпределя между нискочестотния и високочестотния високоговори-
тел. Тази мощност освен това е по-малка от мощността на ниски че-
стоти. Това се дължи главно на наличието на компенсиран регулатор
на силата — при еднакво входно напрежение за всички честоти изход-
ното напрежение за средни честоти е по-малко от изходното напреже-
ние за ниски честоти.
в) Електрическата мощност за високи честоти обикновено се подава
на всички високоговорители, а по-рядко — само на специалните. Ха-
рактерът на изпълненията, конто се възпроизвеждат от приемника, е
такъв, че мощността намалява с повишаване на честотата. Съще-
ствено значение има и фактът, че хармоничните, получаващи се от
нелинейни изкривявания на високите честоти, слабо или никак не се
чуват. Самите високоговорители имат малки нелинейни изкривявания за
високи честоти.
От изложеното могат да се направят следните заключения:
а) Номиналната мощност на специалния нискочестотен високоговорител
(високоговорители) трябва да бъде до около два пъти по-голяма от
подаваната му максимална електрическа мощност. Същото важи и ако
високоговорителят е единствен (широкслентов).
б) Номиналната мощност на специалните високочестотни високогово-
рители може да бъде равна и дори два пъти по-малка от максимал-
ната електрическа мощност.
Чувствителност. Тя се определя главно от зададената средна
стойност на звуковото налягане и разполагаемата максимална изходна
електрическа мощност. Взема се пред вид освен това и обстоятел-
ството, че наличието на плат или гъста декоративна решетка води до
снижение на „каталожната* чувствителност на говорителя с около 20
до 5О°/о. Понякога с оглед известно повдигане на някоя част от въз-
произвеждания честотен обхват никои от високоговорителите се под-
бират с по-голяма чувствителност.
278
3. Разположение на високоговорителите
Ако се използува един високоговорител, той се поставя на пред-
ната стена на приемника. За избягване на някои неприятии звукови
ефекти желателно е същият да бъде разположен несиметрично (към
едната странична стена на кутията).
При акустична система от няколко високоговорителя се взема пред
вид и следното:
а) диаграмата на насоченост за ниските честоти от звуковия обхват
е почти кръгова. Това позволява да се използува само един нискоче-
стотен високоговорител. Същият трябва да бъде разположен на пред-
ната стена на приемника;
б) диаграмата на насоченост за средни и особено за високи често-
ти има вида, показан на фиг. 9.3. За получаване на кръгова диаграма
за средни и особено за високи честоти това налага да се използува
по-голям брой високоговоригели, поставези на стените на приемника.
Обикновено върху всяка от страничните стени на приемника се раз-
полага по един високочестотен високоговорител. Понякога високоче-
стотен високоговорител (за най-високи честоти) се поставя и на сред-
ната стена на приемника.
4. Начини на свързване на елементите на акустичната система
Понякога в акустичната система се използуват два' еднакви висо-
коговорителя за възпрризвеждане на целия звуков обхват. Желателно
е те да бъдат свързани паралелно. По този начин се получава сравни-
гелно постоянен входен импеданс на акустичната система и се подо-
брява честотната й -характеристика за ниски честоти.
За подаване на определен честотен обхват на специализираните ви-
сокоговорители те се свързват към изходния трансформатор посредством
специални разделителни филтри. На фиг. 14.32 е показана схема, в
която са използувани сложни филтри. Те позволяват на нискочестотния
279
високоговорител да се подадат само честоти под средните, а на висо-
кочестотните високоговорители — честоти само над средните.
По-често се използува схемата на фиг. 14.33. В този случай на ни-
скочестотния високоговорител се подава целият честотен обхват, а на
високочесто!ните високоговорители — само честотите над средните.
Съществено значение за свързване на високоговорителите има тех-
ният импеданс. Обикновено той има мощност 2, 4 или 6 2.
Не трябва да се забравя, че товарният импеданс, който се взема
при изчислението на изходния трансформатор, трябва да бъде равен
на входния импеданс на акустичната система.
5. Изчисление на разделителю^ кондензатор Ср
Това е елементът, с който се постига подаване на високи честоти
на специализираните високочестотни високоговорители. Стойността му
се определи от израза
с -----------10-00<,_^=- kHz, 21, 14.58
р 6,28/p,ZB.4.r..y 1-&-* J’
където
b e затихването за определена средна (разделителна) честота
на йзходното напрежение, подавано на високочестотните
високоговорители; приема се Ь = —гов-=0,5;
Иизх
/р — разделителната честота, за която е определено b; за обик-
новени високочестотни високоговорители /р= 1, а за спе-
циалните високочестотни високоговорители /р = 3, 24-5 kHz ;
ZB 4 г. — общият импеданс на високочестотните високоговорители.
14.9. ПРОЕКТИРАНЕ НА ЗАХРАНВАЩОТО СТЪПАЛО
Проектирането на захранващото стъпало се извършва след изчисле-
нието на останалите стъпала, т. е. след като са определени лампите
и необходимите им захранващи напрежения и токове.
В първия етап на проектирането се установяват изходни данни за
изчисление на захранващото стъпало: входни и изходни напрежения,
консумирани токове, стойност на пулсациите на постоянното напреже-
ние и пр.
Във втория етап се извършват подборът и изчислението на елемен-
®ите и възлите на захранващото стъпало.
Тук ще бъде разгледано проектирането на захранващото стъпало
ма най-разпространения мрежов радиоприемник.
14.9.1. Изходни данни за изчисление на захранващото стъпало
Входни напрежения. Това са напреженията на различните мрежи,
от конто може да бъде захранен приемникът. У нас мрежовото напре-
жение е 220 V. В редица страни обаче съществуват мрежи с напре-
жения ПО, 127,. 150 и 220 V. Ако приемникът е предназначен за та-
280
кива страни, наложително е захранващато му стъпало да има възмож-
ност за превключване на тези напрежения.
Изходни напрежения. Това са необходимите за захранване на
стъпалата на приемника напрежения. Тук влизат:
а) Отоплителните напрежения. чВ повечето от съвременните лампи
за радиоприемници (серия Е) отоплителните жички на всички лампи да
се свързват паралелно. С отделно отоплително напрежение (дори ако
то е 6,3 V) се захранва изправителната лампа.
В малките радиоприемници понякога се използуват лампи от серия
U. При тях отоплителните напрежения на различните типове лампи са
различии, докато отоплителният ток е еднакъв. Техните отоплителни
жички се свързват в серия и общото отоплително напрежение е сумата
от отоплителните напрежения на отделяйте лампи.
б) Постоянните напрежения. Това са анодните напрежения и на-
преженията за екранните решетки. При определянето им се вземат
пред вид загубите на напрежения във филтровите групи, изходния
трансформатор и пр.
Консумирани токове. Това са отоплителният и постоянният ток,
консумирани от всички стъпала на приемника.
Пулсации на постоянното напрежение. Техните стойности трябва
да бъдат различии в зависимост от това, за кое стъпало и за коя
верига (анодна или екранна) е предназначено постоянното напрежение.
В табл. 14.3 са лосочени ориентировъчните стойности на коефициен-
тите на пулсациите р, препоръчвани за отделяйте случаи.
Таблица 14.3
Тип стъ- пало Двутактно крайне стъпало Еднотактио крайно стъпало Междинночестотно стъпало Нискочестотио стъпало- усилвател на напрежение
Р [°/о] 0,5-: з 0,1 : 0,5 o,oi : о,оз 0,001-И),02
Тук р — уг-- 100%, At/ — амплитудната стойност на напрежението
на пулсациите в определената точка на схемата, a Uo — постоянното
напрежение в същата точка.
14.9.2. Подбор и изчисление на елементите
на захранващото стъпало
На фиг. 14.34 е показана схемата на едно типично захранващо
стъпало на радиоприемник.
Използуването на двойния ключ К е задължително. С него става
пълно прекъсване на връзката между приемника и захранващата мрежа.
Предпазителят П се избира с номинална стойност, от 30 до 50%
по-голяма от максималния ток, консумиран от приемника, при нор-
281
малната му работа. Това го предпазва от изгаряне вследствие на
включване на приемника.
Изчислението на захранвашия трансформатор е дадено в гл. 5.
В гл. 6 е дадено изчислението на изправителя.
Фиг. 14.31
Входен кондензатор на филтъра (Сх). Между неговата стойност
и коефициента на пулсации на входа на филтъра pv съществува за-
висимост, която е дадена с израза;
25.10е ru г» ci , .сп
P^J.R^.Cr, lHz> 14,59
където
/ е честотата на пулсациите на напрежението; при еднопътно
изправяне /=50 Hz, а при двупътно/ =100 Hz;
/?т — товарного съпротивление в изхода на филтъра, опреде-
лено от консумацията на приемника.
Обикновено стойността на Ct е 20 до 50 pF..
Съществено значение има подбирането на кондензатора по ра-
ботно (t/раб) и пробивно (t/npo6) напрежение. То става, като се има
пред вид, че при включване на приемника и около 5-1-10 s след това
поради бавното нагаряване на лампите постоян ток практически не се
консумира. Поради това постоянного напрежение се покачва много и
достига стойност Uomtx. Може да се приеме приблизително, че
t/omax. ~ 1,41.6/, 14.60
където U е ефективната стойност. на променливото напрежение, което
се подава на изправителя.
282
С оглед за създаване на известен резерв, необходим в случайте
на голямото повишаване на мрежовото напрежение или други ненор-
мални, но възможни в експлоатацията на приемника условия, се
приема
t/pa6>l,l UQ\ 14.61
<4РО6> 1,1 14.62
където Uo е стойността на постоянното напрежение върху Сп ко-
гато приемникът заработи нормално.
Филтражно съпротивление (R^) и филтражен кондензатор (Сф).
Техните стойности се изчисляват с оглед да се удовлетворяват две
условия: падението на постоянното напрежение в R& да не нидхвърли
определена стойност и да се постигне равен или по-голям коефициент
на филтрация. Използуват се зависимостите
/?ф=-^- [kQ, V, mA]; 14.63
^HZ,k2], 14.64
където
Д£/о е падението на постоянното напрежение в /?ф;
/0 — постоянният ток, протичащ през /?ф;
рг — коефициентът на пулсациите във входа на филтъра
(върху С\);
ра — коефициентът на[ пулсациите в изхода на филтъра
(върху С2);
f — честотата на напрежението на пулсациите —50 Hz
при еднотактно и 100 Hz при двутактно изправяне.
Постоянното напрежение за различните стъпала на приемника се
взема от двете точки 1 и 2 на исправителя. От точка 1, понеже тя е
с много по-висок коефициент на пулсации, се захранва анодът на
крайната лампа. Всички останали стъпала и екранната решетка на
крайната лампа се захранват от точка 2.
ГЛАВА XV
ПРИМЕРНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА СУПЕРХЕТЕРОДИНЕН
РАДИОПРИЕМНИК
15.1. ЗАДАНИЕ
Заданието за проектиране на даден радиоприемник е пълно, ако
са фиксирани подробно всички параметри. Понякога обаче са зададени
само никои от по-важните параметри и условията, при конто ще
283
се ползува радиоприемникът, а конструкторът по време на предвари-
телното изчисление уточнява останалите параметри. Във втория случай
конструкторът яма по-голяма свобода при решаване на задачата.
Нека ни е поставена задачата да се проектира комбиниран АМ/ЧМ
радиоприемник от типа на среден супер със следните по-важни пара-
метри :
1. Обхвати на приеманите честоти — дълги, средни, къси и ултра-
къси вълни.
2. Селективност по съседен канал над 34 dB.
3. Подтискане на огледалните честоти:
ДВ>36 dB, СВ >30 dB, КВ >10 dB, УКВ >30 dB.
4. Изходна мощност — 1,5 W.
5. Гранични честоти по звуково налягане 120 Hz и 10000 Hz.
6. Регулиране на честотната характеристика (в нискочестотния
усилвател} отделно за ниски и високи честоти. Физиологично съобра-
зено регулиране на силата.
7. Средна стойност на звуковото налягане — 6 р-Ьаг (0,6 N/ma).
8. Най-добра кръгова диаграма на насоченост.
15.2. ПРЕДВАРИТЕЛНО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА РАДИОПРИЕМНИКА.
И УТОЧНЯВАНЕ НА ПАРАМЕТРИТЕ МУ
15.21. Уточняване на необходимата ширина на пропусканата
високочестотна лента
Приемаме ширината на пропусканата лента по висока честбта за
обхват AM (за' неравномерност 3 dB за високите звукови честоти)
да бъде равна на 5 kHz, т. е. за звукови честоти над 2500 Hz че-
стотните изкривявания във високочестотната част на схемата да бъдат
над 3 dB. Да приемем по-широка лента, по-висока честота не бива,
тъй като ще се влоши параметърът селективност, а при съществува-
щата гъстота на работещите предаватели в обхвата на средните вълни
приемникът, вместо да 'спечели, ще загуби.
Ширината на лентата по висока честота на УКВ-обхват приемаме
130 kHz.
15.2.2. Уточняване границите на приеманитр
честотни обхвати
За дълги, средни и ултракъси вълни честотните обхвати, опре-
делени за радиоразпръскване, не е необходимо да се разбиват на под-
обхвати. За да се осигури известен резерв, приемаме следните граници
на честотните обхвати:
ДВ— 145 -т-350 kHz, СВ — 515-4-1620 kHz, УКВ—64-4-73,5 MHz.
Границите на KB-обхват ще определим, като изходим от необходимата
284
за нормална работа на приемника лекота на настройката. Тъй като
колкото лекотата на настройката е по-голяма, толкова честотният
обхват се получава по-тесен и понеже 0,5 mm е минималната лекота
на настройката, която все оте се допуска за приемници за радио-
разпръскване на KB-обхват, приемаме лекота 1 mm.
Приемаме също, че механизмът за настройка се задвижва с копЧе
с диаметър 40 mm и че пренастройката от /тах до /т1п на обхвата
става за 10 оборота на копчето за настройка.
Лентата на обхвата трябва да бъде
f f ^N.u.D.Uf 10.Я.40.5. 10» „ „
/max — /mln - 6,3 MHZ.
Понеже най-използуваната част от KB-обхват е от 5,9-118 MHz, за
долна гранична честота приемаме /min=5,8 MHz:
/max =/mIn + (/max — /mln) ~ 5,8 + 6,3 = 12,1 MHz.
Понеже 25-метровият участък има честотни граници от 11,7-1-
11,975 MHz, за да се осигури известен резерв, приемаме горна гра-
нична честота 12,5 MHz.
15.2.3. Определяне броя на настроените кръгове
на входното устройство за всеки обхват
За да се постигне достатъчна ширина на пропусканата лента по
висока честота, качествените фактори на кръговете на входното
устройство на AM-обхвати трябва да бъдат
ДВ — О— /т,Д— — 150.10s _oq.
До V 2д/ “ 5.10s
СВ — О— ^т1п — 520 • IQ* - .ед
~ 2.5.10»~&0,
Максимално постижимият качествен фактор на бобините в обхвата
на късите вълни е от порядъка на 100 : 120. При връзка с антената,
равна на 0,5 от оптималната връзка, качественият фактор на кръга се
намалява с 20 %. При оптимална връзка качественият фактор се нама-
лява с 50%. От графиките на фиг. 9.1 отчитаме подтискането на
огледалните честоти, както следва:
ДВ — за честота 350 kHz и Q — 30— 100 пъти или 40 dB;
СВ — за честота 1500 kHz и Q=50— 50 пъти или 34 dB;
КВ — зададеното подтискане ЮбВна честота 12 MHz се осигурява
с голям резерв и при Q=40, следователно при достижим Q на кръ-
говете 100 можем да приемем оптимална връзка с айтената. В този
случай еквивалентният качествен фактор на входното устройство е
@*=50, а подтискането на огледалните честоти за 12 MHz е 8 пъти
или 18 dB. Следователно за всички AM-обхвати входните устройства
ще бъдат еднокръгови. Спираме се на трансформаторна връзка с ан-
285
тената поради нейните безспорни предимства при работа с най-раэ-
лични антени. Входното .устройство за УКВ-обхват съгласува входа
на високочестотния усилвател към вълновото съпротивление на фи-
дера и антената. Почти във всички настолни радиоприемници се из-
ползуват антени и фидери с вълново съпротивление 240—300 Й, а
това е и входното съпротивление на приемника на клемите за УКВ
антена. Ето защо приемаме входното съпротивление на УКВ-обхват
да бъде 240 й. За да се постигне по-голям коефициент на предаване
на входното устройство, приемаме високочестотният усилвател на
УКВ-обхват да бъде заземена междинна точка и избираме т = 0,5.
15.2.4. Определяне необходимата чувствителност
на всеки обхват
От графиката на фиг. 9.13 за ширина на пропусканата лента 1 kHz
отчитаме, че за обхват ДВ минималното ниво на атмосферните сму-
щения за честота 150 kHz е 20pV/m, а за обхвати СВ и КВ — 1 pV/m.
Максималната чувствителност на АМ-обхвати за отношение сигнал/
шум 10 dB на изхода на приемника трябва да бъде
ДВ—ивх = 3,3.б xj^f.h.x =3,3.20. >/ 5.3.3,16= 1400 pV;
СВ-«„ = 3,3.1 .>/’5”3.3,16 =70 pV;
КВ—мвх = 3,3.1 .у“5".3.3,16 =70 (J.V.
Чувствителността на .УКВ-обхват е ограничена от собствения шум
на приемника. Коефициентът на шума на високочестотния усилвател
с ЕСС85, която има еквивалентно шумово съпротивление 500 Й, е
= 1 +2 -5б0’Т+3 -f’00- =4,65.
1000 Г 1 1000 ] 1О00
Чувствителността на радиоприемника на УКВ-обхват поради ограниче-
нията, предизвикани от шума, може да бъде най много
«вх = 0,25 у/?вх 2Д//У= 0,25 ]/0,24.130.4,65 = 3 pV.
15.2.5. Предварително изчисление на преобразувателя
За преобразувателна лампа на AM-обхват избираме триод-хептода
ЕСН81. Хептодът се използува като смесител, триодът — като.хете-
родин. За да се опростят превключванията, за хетеродина на АМ-
обхвати приемаме схемата, показана на фиг. 9.18.
За по-голяма стааилност за хетеродина на УКВ-обхват приемаме
схемата на фиг. 9.21. Приемаме също индуктивна настройка на кръга
286
15.2.6. Определяне на усилването на междинночестотния
усилвател
Приемаме усилването на входното устройство на KB-обхват равно
на 2, тъй като обхватът е сравнително тесен и е в нискочестотната
част на късовълновия обхват.
За AM-обхвати се спираме на схемата на диодния детектор поради
простотата, малките нелинейни изкривявания и големите вариации на
«вхяет, ПРИ конто той може да работи.
Приемаме чувствителността на. нискочестотния. усилвател 20 mV.
Изхождайки от чувствителността на нискочестотния усилвател, напре-
жението на входа на детектора за AM трябва да бъде
ивх.дет > 5uH4; ивх дет > 5.20 = 100 mV.
От друга страна, от графиките на фиг. 13.2 отчитаме, че за 100 mV
входен сигнал при модулация 80% нелинейните изкривявания в де-
тектора са около 15%. За да бъдат нелинейните изкривявания под
10%, нивото на сигнала на входа на детектора трябва да бъде над
200 mV. Следователно усилването на междинночестотния усилвател и
преобразувателя, взети заедно, трябва да бьде
_ьвх.дет__ _ 200.10-3
мч.пр _ 2.70.10-6
1400.
За осигуряване на достатъчен резерв приемаме Л'ич.пр =3000.
За изчисляване на усилването на междинночестотния усилвател ЧМ
предварително приемаме, че усилването на дробния детектор е 1, а
усилването на УКВ-приставка —200.
Напрежението на входа на дробния детектор е
.. "ич 20 • 10—3 ПП X1
«вх. др. дет /Z — 1 —20 mV.
/'др. дет 1
Усилването на междинночестотния усилвател трябва да бъде
is __ _ “вхгрдет____ 20. 10 3 _
(100-^50) ивх 200.3.10-6 -
15.2.7. Определяне броя на стъпалата на междинночестотния
усилвател и типа на междинночестотните филтри
Спираме се на междинночестотни усилвателни стъпала с дву-
кръгови филтри. За едно и също усилване и ширина на пропусканата
лента стръмността на страничните склонове на честотната характери-
стика на междинночестотен усилвател с двукръгови филтри е по-го-
ляма, отколкото с еднокръгови филгри.
Изхождайки от необходимого усилване на междинночестотния усил-
вател (3000 за AM и 33 за ЧМ),_ приемаме предварително двустъпално
287
усилване по междинна честота (включително и преобразувателя) за
AM-обхвати и едностъпално — за ЧМ. При това приемаме:
а) За АМ-обхвати — едно преобразувателно стъпало с лампа ЕСН81
и едно стъпало за усилване по междинна честота е лампа EF89.
б) За ЧМ-обхват — едно преобразувателно' стъпало с единия триод
на ЕСС85, чието усилване сме включили в усилването на УКВ-пристав-
ката, и едно стъпало за усилване по междинна честота с хептодната
система на ЕСН81. На УКВ-обхват EF89 захранва дробния детектор и
се включва в схемата му. Така че и при AM, и при ЧМ междинно-
честотните филтри, от конто зависи селективността на радиоприемника,
са два.
Качественият фактор на кръговете на междинночестотните филтри
трябва да бъде
а) за AM
4 4___
= 1^,06,
приемаме Q 100;
б) за ЧМ
приемаме Q=90.
Селективността по съседен канал ще бъде:
а) За AM
x=^₽_.Q = 2“L . юо = 3,84,
/и 468
П. 20 2.20. log VO-WV+W? _ 35 dB.
Тъй като за приетата ширина на пропусканата лента при критична
връзка получихме селективнрст, равна на зададената, без никакъв ре-
зерв, за да я повишим и при по-нататъшните изчисления, трябва или
да намалим ширината на пропусканата лента, или да увеличим и Q,
като запазим ширината на лентата. Избираме втория вариант.
б) За ЧМ
0_2.20logJ^±^4-5’- -44 dB.
i -t* и
Проверяваме достатъчен ли е приетият брой стъпала за получаване
на необходимого усилване по междинна честота:
а) За AM
288
. _ /(0,18=0.32) SCM
уст-пр-V 2nf„Cogi
I 0,25.0,775.10-8
6,28.468. IO3(0,006+0,005). 10-12
, _ / ’ 0,25.3.10-3
уст. мч. ст. — у 6,28.468. IО3 (0,002+0,005). 10-12
0,25.2,4.10~3
/Стах=70.190 =13 500»3000.
Следователно приетият брой стъпала е достатъчен.
б) За ЧМ
/Г / б^25~. 2,4. ю-3 9Я оо
уст* мч. ст У 6,28.10,7.106. (0,006 +0,005). 10~12 °
Тук 5=2,4.10~3, понеже при работа на ЕСН81 като междинно-
честотен усилвател трябва да вземем стръмността й като усилвател.
Понеже устойчивото усилване на междинночестотния усилвател за ЧМ
е по-малко от необходимото, ако се наложи, ще използуваме схема,
при която действиетЬ на Cagl е неутрализирано.
15.2.8 . Бдокова схема на нискочестотния усилвател
Крайното стъпало на приемника при приетата изхрдна мощност от
1,5W трябва да бъде еднотактно (/Ск=1). От табл. 9.2 се вижда, че
за приемник от клас „среден“ общият коефициент на нелинейните из-
кривявания (за половината от изходната мощност) не трябва да бъде
по-голям от 5%. Може да се приеме, че приблизително половината от
тези изкривявания (т. е. около 2,5) ще се дължат на нискочестотния
усилвател. От фиг. 9.1 за нискочестотен. усилвател без обратна връзка
при Ризх = 0,5 Ризх. тах намираме, че коефициентът на нелинейните из-
кривявания не е по-голям от 5 %. Следователно максималната дълбо-
чина на отрицателната обратна връзка, която трябва да се приложи за
Л 5
понижаване нелинейните изкривявания, е Л=—^-=^=2. Съобразно
с класа на приемника приемаме регулирането на тона да се извършва
в канала на усилването с процти тонрегулатори, за конто /Ср=1.
При предварителноТо проектиране на високочестотната част на
приемника чувствителността на нискочестотния усилвател («„) е приета
20 mV, за PH3X = 50mW. Чувствителността за Р^,.^ е
“.>=2o\/z3-=iiorav-
Приемаме, че входният импеданс на акустичната система е ZaK = 30Q
откъдето «тах ~у 1,5.3 =2,1 V.
Тогава общият коефициент на усилване трябва да бъде
iz , цизх _________________ 7,1 . q
А°— ивх _ 0,110 =
49 Проектиране и ковструираие на радиоапаратури
289
От друга страна, KQ=Kn. К№. К9.Кк • или
Ь' Kq ‘А 19.2 qg
Ан~ Кт.Кр.К~~ l.l.r*-
Това усилване на
да се постигне лесно
нискочестотния усилвател на напрежение може
само с един триод, усилването на който е 50.
15.2.9 . Основни данни на акустичната система
Приетата средна стойност на звукового налягане на приемника е
6 микробара (0,6 N/m2). Товй налага чувствителността на използуваните
високоговорители да бъде по-голяма от^--.... ~ 5
-^==0,5 N/m2.
У w '
За да се получат малки нелинейни изкривявания от акустичната
система, приемаме
Рак> 1,5 Рюх.тах = 1,5.1,5 2,3 W.
За да се получи най-добра кръгова диаграма на насоченост и като
се има пред вид класът на приемника, приемаме акустичната му си-
стема да се състои от три високоговорителя — един нискочестотен и
два високочестотни.
15.2.10 . Основни данни на токозахранващото стъпало
Приемаме трансформаторно захранване и мостова изправителна
схема със селенов изправител.
15.3. СХЕМА
Преди да преминем към подробно изчисление на елементите на
радиоприемника, въз основа на досега извършените предварителни на-
числения трябва да съставим схемата му. Това ще направим, като след-
ваме пътя на сигнала от антената до високоговорителя за двата ка-
нала AM и ЧМ (вж. прилож. 12).
15.3.1. Работа на обхвати дълги, средни и къси вълни
От антената чрез разделителния кондензатор С9 и превключвателите
/С1>2, С, 2, £>i,2 сигналът се подава към индуктивностите за връзка с
антената на съответните обхвати. Превключването на настроените кръ-
гове на различните обхвати става с превключвателите /<3,4,5, Ся, 4.5, А, 4,6
Със същите превключватели се шунтират кръговите индуктивности
290
на неработещите обхвати. Понеже приетият обхват къси вълйи и об-
хватът дълги вълни в сравнение с обхвата средни вълни имат по-
малък k№ паралелно на индуктивността на обхват дълги вълни, пред-
виждаме допълнителен кондензатор (С9).- Освен- това при работа на
къси вълни в серия на кръга се включва кондензатор С13, чрез който
се намалява вариацията на капацитета на променливия кондензатор.
Чрез превключвателя yi,2, з и разделителния кондензатор С18 сигналът
се подава на решетката на смесителя. Напрежението на хетеродина се
подава на трета решетка на смесителя. На обхват къси вълни хетеро-
динът работи по схема с трансформаторна обратна връзка, а на дълги
и средни вълни — по триточкова схема, с капацитивен делител. При
работа на дълги вълни в кръга на хетеродина участвува и кръговата
индуктивност за средни вълни. При работа на средни вълни дълговъл-
новата индуктивност и кондензаторът за спрягане С34 се шунтират
чрез превключвателя С6,7,8- Съпротивлението служи за изравняване
на напрежението на хетеродина по обхвата при работа на къси вълни.
В анода на смесителя серийно са включени междинночестотните фил-
три за AM и ЧМ. Чрез превключвателя у6.7,8 при работа на AM се
шунтира ЧМ филтърът, а при работа на ЧМ — AM филтър ьт. Следва
едно усилвателно стъпало по междинна честота и детектор, изпълнен
с високоомния диод на ЕАВС80. Използуваното в схемата ААУ е без
задържане. Чрез превключвателя уп, 12 13 веригата, водеща по нататък
към нискочестотния усилвател, се превключва ту към амплитудния де-
тектор (при работа на ’AM), ту към дробния детектор (при работа
на ЧМ).
15.3.2. Работа на УКВ-обхват
Постъпващият от антената сигнал чрез индуктивността на връзка Lt
се предава на кръга L3, С3, С4, а оттам на входа на високочестотния
усилвател. Чрез отношението между С3 и С4 се нагласява стойността
на коеф> циента т. Да се извежда край от индуктивността L3 не е за
препоръчване поради това, че тя се състои от няколко навивки. Като-
дът на лампата се свързва по постоянен ток към земя чрез дросела7.4.
Кондензаторът С10 служи за неутрализация. Най-често той е полупромен>-
лив и се настройва по минимума на връзката между кръга в анода и
входа на високочестотния усилвател. За индикатор служи напрежението
на хетеродина, прехвърлено чрез капацитета Cag на усилвателната
лампа (във входния кръг). От изхода на високочестотния усилвател
чрез кондензатора С20 сигналът се подава на преобразувателя на чес-
тота. Кръгът, определящ честотата, е включен в анодната верига чрез
кондензатор С23. Същият кондензатор е кръгов капацитет на първичния
кръг на междинночестотния филтър в анода на преобразувателя 1 Lu, С93).
От вторичния кръг на филтъра чрез превключвателя yi,2,3 сигналът с
междинна честота се подава на решетката на междинночестотния усил-^
вател (лампа ЕСН81). При работа на УКВ трета решетка на хептода
на ЕСН81 и решетката на триода на същата лампа чрез превключва-
2&1
теля _у4,5 получават нулев потенциал. Чрез превключвателя 15, и се
изключва анодното напрежение от хетеродина за AM и се подава на
УКВ-приставката. Чрез превключвателя - j/9, ]0 при работа на УКВ се
дава на маса веригата за АРУ. По този начин влиза в действие ампли-
туднидт ограничител R^, Си, включен на входа на лампата EF89,
която захранва дробния детектор. Дробният детектор е изнълнен. по
несиметрична схема. За диоди се използуват вторият и третият диод
на ЕАВС80. Чрез съпротивления RAi и R^ се взема зависещо от ни-
вото на сигнала отрицателно напрежение, необходимо за индикатора
на настройката. За индикатор е използувана съвременната индикаторна
лампа ЕМ84.
15.4. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ВЪЗЛИТЕ И ЕЛЕМЕНТИТЕ НА РАДИОПРИЕМНИКА
15.4.1. Входни устройства за AM
Максималния и минималния капацитет на променливия кондензатор
ще определим, като изходим от k0 на средновълновия- обхват:
лс=с..„-с..» S«-1)(C,„„ +с, +с„,+с,р).
Приемаме
С _in = 15pF; С„ =л(5-=-10) = 3.8 = 24pF;
Сдо„=0; ^=15 pF;
ДС=(3,152-1)(15+24 +15)=485 pF;
C«max=^m>n +ДС= 15+485=500 pF.
Капацитетът на допълйителния кондензатор за обхват дълги вълви С*
ще бъде
. _ 500-2,422.15
9— .2 , стр 2,422—1
*0 1
24-15 = 47,5 pF;
приемаме стандартна стойност 47 pF.
За да се получи по-голям коефициент на предаване на входното устрой-
ство на обхват къси вълни, към кръга не включваме допълнителен
кондензатор, а необходимата вариация на кръговия капацитет получа-
ваме чрез кондензатора С13? Минималната стойност на кръговия капа-
цитет е
^ш!п—+ С„Big + Стр — 24+15 F15 — 54 pF;
292
(> _ ах+См1) [(/?д — I) Cmfn+CK п,|п+СМ|] (500+16) [(2,16г—1)54+15+16]
“" ^max-(*2o-l)C.nln-C«mln = “500 -(2^-1)54=15—=
= 410 pF;
приемаме кондензатор със стандартна стойност 430 pF.
Индуктивността на кръга на обхват средни вълни е
. _ 25330 _ 25330 , „
Ч- -fi с~, ~ Л 62а~5Г '°
J max ''inIn i,U4 • 04
По същия начин за обхват къси вълни намираме Lg — З pH, а за
обхват дълги вълни — Lw = 2050 pH.
Приемаме максималната резонансна честота на антенната верила на
обхват средни вълни //т„ = 0',8/т1пг
Лтах = 0,8.515^400 kHz;
Л -V 400=284 кнг-
Определяме спомагателните величини (i, А и В:
- 0.5 0,5 .
0= -Q = 50 =0’01 :
Л = (-8—Г = 003-
\ f--' ~ \ 1620 / ’ ’
' /max
Коефициентът на връзката между антенната бобина L3 и кръговата
бобина Lq може да бъде най-многи
/ ?(1-ЛМ1-ВГ 9 . / 0,01(1-0,4.31(1-0,61) п . „
*=2У-------в=^А---- = 2 V--------оТ=о,оз-----~ = 0>16-
Индуктивността за връзка ще бъде
. _ 25320 _ 25330 1ПСП „
СА A max 150.0,42 ~ 1050 pH,
л mln J д max
приемаме 1100 pH.
Предаването на входното устрой ство на обхват средни вълни за ии-
нималната и максималната честота на обхвата ще бъде
к =________kQ °,16-50 .Гт „ _Ч9
/"*В , I fA rnlnV "Vz.CB /284V Vlioa 4’5, ^Vmax-3’2*
l — \515/
По същия начин за обхват ДВ намираме
293
6=0,2; Z7= 13000р.Н; Kfmln = 3,4; К/М№=&
Подтискането на огледалните честоти на обхват средни вълни за
максималната честота на обхвата е
1 / — -и <"пар )
V / • л* /
т ^св_^mln '____
~L ** Qao
£-ГГх*+-с-- 01,61
•св 1 Л '-'min
= 61=35dB.
По същия начин за обхват дълги вълни се получава o=38dB.
Индуктивността на бобината за връзка на обхват къси вълни ВДе
бъде-
501
а —
178 0.6352 _ 3
ПОСТ ’ 1 —0,6352 + 54
хА 500
L'a = 2*/min 6,28.5,8.10» = 14
КоефициенТът на връзката с оглед на внесеното от антената
затихване трябва да бъде
125*+ 500*
6j < 0,5
1 гА+лА . — ,
А А Й К i / Л
2 я ./тахLCB Q.rA - у 6,28.12,5.10е. 14 . 10т«.100.125-U’ '
Понеже зададеното потдискане на огледалните честоти на обхват
къси вълни се осигурява при качествен фактор на кръга 40, бихме
могли да работим и с оптимална връзка. При това положение работ-
ният качествен фактор на кръга ще бъде 50 при връзка 6г = 2.0,07 =
= 0,14.
Проверяваме каква трябва да бъде връзката при Q. = 50, за да ня-
ма опасност от разстройка от антената
i Ха I 1 ( 500 Р
V1-----yl1 “6,28.12,5. 10-». 13.10-6 / so =0,1;
приемаме по-слабата връзка 6=0,07, Qe=80.
Коефициентът на предаване на входното устройство за средата на
обхвата ще бъде
= = 0,07 80.6,28 *5,8,1Q6 Уз 10-6. 14 IQ-е = „ _
*'у >1 >а + *а V 5002+125» .
От графиката на фиг. 9.4 за максималната честота на обхвата от-
читаме подтискането на огледалните честоти
а= 10 = 20 dB.
За капацитета на филтъра, подтискащ междинната честота в антен-
ната верига, приемаме 47 pF.
294
Индуктивността на филтъра Lx ще бъде
25330
fl С
25330
0,4682.47
= 2460 pH.
15.4.2. Изчисляване на преобразувателя на честотата за AM
Най-напред ще изчислим капацитетите на кондензаторите за спря-
гане С33, С34, Сзд.
За обхват средни вълни
(1620+515)= 1070 kHz;
A=A-1r(/m«-/min)==1()70-1T-(1620-5,5)=590 kHz:
A=A+^- 1070+ ^<162°-515)=1550 №
a=fi+ft+f»= 1,07+0,59 + 1,55 = 3,21;
^=A-A+AA+A A = l,07.0,59+0,59.1,55 + 1,07.1,55 = 3,206;
Ca=fi • A • A= 1,07.0,59.1,55 = 0,98;
d=a+2 f„ =3,21 +2.0,468=4,146;
/9_*3d — c3 _ 3,206.4.146 — 0,98
1 ~ 2f„ ~ 2.0,468 -1A&,
m3=ad +fl — 6s+Z8 = 3,21.4,146+0,468® — 3,206+12,5=22J8;
»8= ~ (^/2+cM)=4j(0,468®. 12,5 + 0,98.4,146)=0,296;
r fi- 25330 - 25330 - ш
C<V o_ L ~ 178
Съгласно приетата схема паралелно на кръговата бобина няма
включен кондензатор.
Капацитетът на кондензатора за спрягане Cw трябва да бъде
<^8в — Cofl^-n? Р~)= 142 (о^9б’ ПЛ-)”479Р^-
При работа на обхват средни вълни паралелно към хетеродинната
секция на променливия кондензатор трябва да се добави дОпълнителен
капацитет
_ CQfl _ 142
^Эо р 12^"“ 1 Р^ ’
приемаме С^— 10 pF.
295
Индуктивността на кръга на хетеродина Л1в е
/ — 7 12 Ов+Си _ 17R 12,5 470+11,3 и
£1б-А) ~ 178 22,8 ' 470 ~ 105 Р-Н-
По същия начин за обхват дълги вълни намираме, че капацитетът
на кондензатора за спрягане трябва да бъде 200 pF, но тъй като той
е съставен от серийно свързаните капацитети Сяв и C3i, капацитетът
на Cti трябва да бъде
г _ 200. Ge _ 200.470 _, р.
34~ Ge-200 ~ 470 — 200 Z p ’
приемаме стандартна стойност 240 pF.
Капацитетът на допълнителния кондензатор, поставен към хетеро-
динната секция на променливия кондензатор, C26 = 56 pF. Индуктивността
на кръга ZxeT=440 pH. Понеже на обхват дълги вълни в кръговата
индуктивност на хетеродина е включена, и индуктивността Lie,
Zn = 440—105 = 335 pH.
На обхват къси вълни не е необходимо спрягане в три точки. По-
неже С14=С82, С33 трябва да бъде равен на С13 = 430 pF.
Точките за спрягане на обхват къси вълни са
A=fmta+0,15 (fmax-/mIn) = 5,8-hO-,15 (12,5-5,8) = 6,8 MHz;
A=/max -0,15(/max-/min)= 12,5-0,15 (12,5- 5,8)= 11,5 MHz;
t, _ /пих+/м 12,5+0,468^ n
йохет-7mm+/M 5,8+0,468' ' Z>U/-
Като използуваме форм. 10.3, определяме минималния капацитет на
кръга на хетеродина Cmta=62pF.
Индуктивността на кръга на хетеродина за къси вълни е
J _ 25330 _ 25330 _ Q „ н
18 ~ ~ 62.12,965* ~
'-'mln/ max
Проверяваме достатъчен ли е коефициентът на обратната връзка
на хетеродина за максималната честота на обхват средни вълни, по-
неже при използуване на тази схема тук се получават най-слаби ос-
цилации.
Коефициентът на обратната връзка е
К =-€?'_=_________Сх___________= 1™.
Cpk Cjg+G min+Gs+G, 55 > *)•
Ефективната стръмност на лампата в препоръчания режим е
£еф=0,65 mA/V; р=22.
Проверяваме за каква стойност на S ще се изпълни равенство 11.16.
Резонансного съпротивление на кръга е
р__ ✓a Qq 50
Ко - PVo = 2n/max Gnin = 6,28.2 . 10». 65. 10-** = 61 kQ-
296
Обаче паралелно на кръга е включено входното съпротивление на
триода, равно на Vs01, утечното съпротивление /?5, а тъй като по ката-
ложни данни трябва да бъде 47 kQ, от това следва, че паралелно
към кръга е включено 15,6 kQ:
/?о Rm = 61^15,6
/?о+#вх 61 + 15,6
= 12,5 kQ;
(K+vp ~ (7,25+1)*~°’106; Зеф.Яе ~0’106;
~ 12,5.0,106.10» = 0,77 • 1 ° 3'
Следователно осцилациите са възможни при по-голяма стръмност
на лампата. От графиките за зависимостта на стръмността на триода
от напрежението на осцилатора намираме, че напрежението на осцила-
тора ще бъде вместо 8-=9 V, което е нормално, около 6 V, което е
близо до долната допустима граница 5 V.
Понеже на обхват дълги вълни минималният кръгов капацитет е
по-голям от минималния кръгов капацитет на средни вълни, хетеро-
динът ще работи със сигурност.
За да изчислим коефициента на обратната връзка на обхват къси
вълни, най-напред трябва да намерим резонансното съпротивление на
хетеродинния кръг за най-ниската честота на обхвата, тъй като за тази
естота то е най-ниско:
7?0 = 2rtfminZxQ=6,28. 6,2.10е. 2,4.10~в. 70 = 6550 Q;
6,55.15,6 . ~ ~
р = е се ; =4,6 kQ;
"е 6,55+15,6 ’ ’
7 + $еф • = 2?+0,65. 10-С4/ГПР = °’37,
Приемаме коефициент на връзка между бобината за обратна връзка
и бобината на кръга k=0,65.
Индуктивността на бобината за обратна връзка.ще бъде
_ 0,37* .2,43 _ н
Л1Я" ^2 = - 0>ь52 -°>о н».
15.4.3. Изчисляване на междинночестотния
усилвател за AM
Коефициентът на честотното изкривяваие на стъпало ще бъде
= V5j=0,837.
297
Приемаме ч>1, тъй като при 4=1 и ширина на лентата 5 kHz
нямаме резерв от селективност. От графиката на фиг. 12.5 отчитаме,
че за ч=1,2 спадането за резонансната честота е незначително; прие-
маме tj=),2. От графиката на фиг. 12.243а Af=0,837 и 4 — 1,2 отчи-
таме xt = 1,4.
Качественият фактор на кръговете ще бъде
П- — 468 -1-4
v 2Д/ 5
= 130.
Такъв качествен фактор за междинночестотни филтри за AM е
постижим.
При този качествен фактор селективността ще бъде
x,=<?^i=130^-=5;
а=2.20 log V(|-4y),+‘4=40 ^Kl-5^1,^4.5.
Понеже максималиото стабилно усилване, което могат да дадат
използуваните лампи, е много по-голямо от необходимого, капацитетът
на кръговете на междинночестотните филтри ще определим с оглед
да се получи необходимого усилване. Пбнеже междинночестотните
филтри в двете стъпала са еднакви, усилването на едното стъпало ще
се 01нася към усилването на другого стъпало, както се отнасят стръм-
ностите на лампите. Ако не вземем пред вид частичного включване
на детектора,
ст • ^мч ст=3000; Кмч „=108;
/Cn0CT 0,775
ПРст ____ F_______________по
Ъ** О » А ПО СТ
''МЧ ст ”
Определяме резонансного съпротивление
р _ ^МЧ СТ 1+1|12 _ 108
S ' 1) 3.10-»
на кръговете
Ц^?=73 кй;
С Tg, 6,28.468.103.73.103 6 00 pF’
Приемаме по-ниска стандартна стойност 510 pF, при което резонанс-
ного съпротивление на кръга става
О _ Q _____130______________________ Q7 VQ
шС 6,28.468.10». 510.10—и
Изчисляваме коефициента на включване към детектора. Съпротивле-
нието на детектора е от порядъка на 150 кй:
Рлет=0^ ^/^^=0,5^=0,66.
298
При такава стойност за р и приетата стойност за С усилването на стъ-
палото, което се намира пред детектора, ще бъде
^ет=Т^-Лег.5.Я = -Г^-‘0,б6.3.10-».87.10’=84.
Усилването на преобразувателя
‘ °*775 •10-3 •87 • 1о’=зз-
Общото усилване е
к =к .к = 33.84 = 2800.
'мч,пр 'мч ст *'пр ст
Индуктивността на кръговете ще бъде
I -I -1 -I _ 25330 _ 25330
30- 33- 35-^28- - 0,4688.510
= 226 р.Н.
Коефициентът на взаимоиндукция е
.. цЬ 1,2 226 _, „
Q = ~ 13Q - -2,1 цН.
15.4.4. Изчисление на детектора за AM
Приемаме товарно съпротивление на детектора 300 kQ;
/?19=100 kQ, /?2о=2ОО kQ.
Входното съпротивление на детектора ще бъде
Явх.дет= 2 ^ -- 32° -150 kQ.
Капацитетът на диода на ЕАВС80, из ползу ван за амплитуден детектор
е 0,8 pF.
Еквивалентният капацитет на детектора трябва да бъде
Се> 10 Cg=10.0,8 = 8 pF;
С / __________У 1-°^ - 1Я5 nF•
~ ь,28.5000.300. IO*. 0,5 ‘ ’
приемаме С49 = С5о=1ОО pF.
В началния участък на диодната характеристика диодът на ампли-
тудния детектор от ЕАВС80 има стръмност 0,125 mA/V.
Намираме произведението =0,125.10“*. 300.103 = 37,5.
От табл. 13.1 отчитаме cos 0=0,8.
Коефициентът на предаване на детектора е
/<GeT = cos0^ = O,8^0=0,53.
299
15.4.5. Изчисление на преобразувателя на УКВ-обхват
Първо оразмеряваме елементите на междинночестотния филтър в
анода на преобразувателя.
Приемаме кръгов капацитет 40 pF. Стойността на монтажния капа-
цитет заедно с изходния капацитет на лампата, съставна част от капа-
цитета на първичния кръг, е около 7pF. Следователно кондензато-
рът С23 трябва да е 33 pF. Паралелно към кондензатора С32 от вто-
ричния кръг на филтъра са включени входният капацитет на ЕСН81,
капацитетът на екранирания проводник, свързващ изхода на УКВ-при-
ставката с превключвателя 2 3, и монтажният капацитет на реше-
тъчната верига на ECH8L Капацитетът на кабела е в зависимост от
дължината му, а тя зависи от конструктивного оформление. Затова
капацитетът на С32 се определя, след като приемникът се разработи
конструктивно.
Определяме резонансного съпротивление на ненатоварения кръг
о __ Qo _____________ЮР___________07 ф kQ
°~2л/мС fi,28,10,7.10е. 40.10—12 ’
Приемаме Qo—100, тъй като тоза е близко до максимално дости-
жимия Q за бобини за междинночестотни филтри, за ЧМ.
Към вторичния кръг е включено входното съпротивление на ЕСН81,
работеща като междинночестотен усилвател за ЧМ, /?В1 = 150 kQ. Ек-
вивалентното съпротивление на вторичния кръг ще бъде
о ___ ^О^вх __37,5.150 _„„ ,Q
- 7?о+ЯвГ~37,5+15О'-би W-
Еквивалентното съпротивление иа междинночестотния филтър е
R,=0,5 V R0Rv =0,5 \/37,5.30 = 16,8 kQ.
Вътрешното съпротивление на ЕСС85, използувана като генератор
при напрежение на хетеродина 1,5 V, е 14 kQ (прилож. 11). Коефи-
циентът на анодния товар на преобразувателя е
Допустимият коефициент на положителна обратна връзка е
I 1 1 1+% / 1 1 1 + 1,2
Р= 1 + — -^-= 1 + ns- =0,052;
\ п I 1 3 ' 57
р,д = 57, приемаме л=3, понеже Rir, е много малко.
Динамичного вътрешно съпротивление на преобразувателя е
R^nR.T^3.14^42 kQ.
Еквивалентното резонансно съпротивление на първичния кръг
ще бъде
300
„ Ro. Rt, 37,5.42
=1?^+7?~='37Л+42'=::20 ka
Усилването на преобразувателя e
Кир-0.5 SCM V/?k • R* 0 5.2.10’ 72О.1О’.ЗО.1б8=24,5-
Стръмността на смесване на ЕСС85 за 3 V напрежение на хетеро-
дина и /?6=12 кй е 2,3 mA/V, но с оглед да се намали излъчва-
нето на смущаващо напрежение чрез антената приемаме средно ниво
на напрежението на хетеродина около 1,5 V. При такъв режим стръм-
юстта на смесване е около 2 mA/V.
Входното съпротивление на Преобразувателя е
/?Вх.пр = 2/?/=2.12 = 24 кй за /=70 MHz.
Заприемаме 12 кй, понеже по каталожни данни за 100 МН,
Rf =6 кй, а ако знаем стойността на R, за една честота, стойността
му за друга честота определяме по следното равенство:
я,=в(™)‘=,2ка
Индуктивността на кръговете на междинночестотния филтър ще
<ъде
, _ , _ 25330 _ 25330 _ К К м
bu-Чь- ~у2с’“"1оУ<4О
J м
Еквивалентнцте качествени фактори и кръговете*на междинночестот-
ния филтър ще бъдат:
• 2п/м С'~20.10!. 6,28.10,7.10е. 40.10~12 = 54;
Q.. =R~ir -2<С=30. 103.6,28. J0.7.10% 40.10~12=80 ;
Qe =\l = /54.80 =65,5.
Еквивалентният качествен фактор на междинночестотния филтър на
преобразувателя е по-малък от предварително изчисления, но тъй като
имаме запас от селективност, не прибягваме до частично включване.
Обобщената разстройка за съседен канал е
х, = Q, = 65,5 ^оу- = 3,65.
Селективността на преобразувателя е
<-20 log <<' ..zofog^! _ ,gdB.
С оглед на производствени улеснения и лесно спрягане на кръга
иа високочестотния усилвател и хетеродина индуктивностите и Zq9
301
трябва да бъдат еднакви. Тъй като към кръга на хетеродина няма
включени други капацитети, за избора на £1а няма ограничения. Съв-
сем друго е положение™ с кръга на високочестотния усилвател. Ето
защо ще направим малко отклонение и ще изчислим индуктивността
на кръга на високочестотния усилвател.
Капацитетът на кръга на високочестотния усилвател се състои от
кондензатора за неутрализация С10 около 2 pF, капацитета иа тримера
Cu<=«3 pF, еквивалентния капацитет на кондензаторите C^,, С21, С24, Спр
капацитета на допълнителния кондензатор С16 и капацитета на монтажа
Приемаме С20 = С21 = 8 pF.
Входният капацитет на преобразувателя е
Срк =CgK +cga + pF;
с=с1о + Ci! + Си-I-2^_^_ = 2+.3 +12+2 =28 pF
25330 "25330 Ппо
= 642^8=О’22^Н;
^•llmax Gsmax-
f min • C
L —L -
'-lltnin ''Umax .2
*0
f — [ ___1
'lamin '12max • •>
k^X
Капацитетът на^кръга на хетеродина ще бъде
с = 25330
У3Хщ|п Лпах
= 0,22 (-4Vr=<W {iH;
\ / u,0 /

25330 c
~ 74,7<0,22~2°’5 pF'
Този капацитет е съставен от капацитета на тримера С19=3 pF,
монтажния капацитет «2 pF'и капацитета на постоянния кондензатор
С17=16 pF.
Избираме коефициент на включване на кръга р = 0,3. Увеличението
му води до прибавяне на паразитния капацитет на анодната верига
към кръга на хетеродина и се отразява неблагоприятно на стабилност-
та на честотата. Резонансного съпротивление на кръга на. хетеро-
дина за средата на обхвата е
р =_____2___=1 °._________________= 15 kQ
2я/лС 6,28.80 • 10fi . 20,5.10—12
При напрежение на хетеродина ux = l,5V отрицателното напрежение
на решетката ще бъде приблизително
Ug =-1,4их = 1,4.1,5=-2,1 V.
Приемаме за съпротивлението /?8 препоръчанага стойност 12 kQ.
При това положение в работната точка стръмността на лампата, отче-
тена от графичните характеристики, е 4 mA/V.
302
Коефициентът на обратната връзка на хетеродина трябва да бъде
+ . Ra “ = 57 + 4.10—3. 0,32. 15.10»“ = °>2-
Индуктивността на бобината за обратна връзка е
г _ 0,2». 0,23
*-13 — £а — 03а и>‘ Нп-
Коефициента на връзката К тук приемаме по-малък, понеже обик-
новено бобината за обратна връзка се разполага в единия край на
кръговата бобина, а кръговите бобини за УКВ-обхват се навиват
със стъпка, което води до намаляване на връзката между двете
бобини.
Капацитет С24 трябва да бъде равен на капацитета решетка —
маса на преобразувателя:
^4 = ^=7,5 pF.
От капацитета на кондензатора С20 зависи коефициентът на преда-
ване от кръга на усилвателя по висока честота към смесителя А„. В
случая
Капацитетът на кондензатора С29 определяме от равенството 11.27:
Си+£„„•+€„) 7,5.40 .fin р
Са9 - СздР-f-C^ ~ 7,5.0,0052+1,5 ° Р
Проверяваме каква е резонансната честота на кръга, съставен от
индуктивността А13 и кондензаторите С2Э, С21, С24, Срк-
Сц-С
с— *-«>• I ' рк — 8 • 8 I 7>5 • 7.5 _ 7 7С пр.
сх+сг1 ^С21+Срк 8 + 8 7,5+7,5 рГ ’
f _ J 25330 / 25330 . on
Аез-<-г.с-=У-бТл7Г=18() MHz-
Резонансната честота на веригата е извън обхвата на хетеродина
и обхвата на огледалниТе честоти. Сдедователно тя няма да попречи
на работата на хетеродина, нито ще влоши подтискането на огледал-
ните честоти.
15.4.6. Изчисление на високочестотния усилвател на обхват УКВ
Резонансното съпротивление на ненатоварения аноден кръг е
р,_ Оо _ _______________________'50_______— 19 9 kQ
2я/срС~ 6,28.70.106.28.1042
303
Еквивалентният качествен фактор на кръга трябва да бъде по
висок от
7 /«. т »i,4
С оглед на известен резерв приемаме Qe=70.
Коефициента на включване на кръга в анодната верига на лампа-
та ще определим от израза
п2_Яо_|_р2 Ro _ Qo__ j. 122 । 0515a12,2— 150 _ ].
P Rt + PcKRBXX4 Qe P 9,4+U’&1& 24 70 J’
p = 0,875.
Еквивалентното резонансно съпротивление на кръга ще бъде
Я,=/?о£-= 12,2150 =5,7 кй.
V0
Усилването на високочестотния усилвател е
К=р .Рск. 5. Re=0,875. 0,515.6.10 3.5,7. 103 = 15,3.
Товарного съпротивление в анодната верига
kQ-
1+^2 До 1+0,515»12!-2
Re* cm 24
Входното съпротивление при заземена решетка ще бъде
(1+^)бЛО=з-(1+9л)=310 2-
Входното съпротивление прй заземена междинна точка и т = 0,5
ще бъде
R, Rm„ 12.103.310
р __ / • g»g _ _______—11ПП о
KgKm-nPR, +R~ 0,53.123+ЗЮ-
/ sKS
Точната стойност на капацитета на кондензатора за неутрализация
С10 ще бъде
^£,^-<^1,5^-0,18-1,32 pF.
За С1о, Сп, С19 приемаме тримеркондензатори с капацитети
0,5ч-5 pF.
15.4.7. Оразмеряване на входното устройство на обхват УКВ
Определяме средната честота на обхвата
/ep = V/ma«./ml. = 773,5.64 =69 MHz.
304
Еквивалентният качествен фактор на входния кръг трябва да бъде
(?г=0,46,—Л₽?- =0,46 в9,.. =3,35.
е /max-Zmln 73,5—64
Капацитетът на кръга ще бъде
с= 2Q, _ 2.3,35
2k/cp/?^ т 6,28. 69.10е. 1100 * рГф
В този капацитет е включен и входният капацитет на лампата, 3 pF
и монтажният капацитет 5 pF. Следователно капацитетът на конден-
заторите С3 и С4 трябва да бъде
С3 = С4 = 2 (14-3-5)= 12 pF.
Еквивалентната индуктивност на бобината на кръга ще бъде
. _ 25330 _
L~f2С~
/ср с
Индуктивността за свръзка с
-
25330 л
НН.
антената ще бъде
240 л сс „
— 0,55 р.Н.
2r.f^ 6,28.61.10в
Коефициентът на връзката между А2 и Ls е
k=-^=- = —U-=0,55.
V3'35
Индуктивността на бобината А3 ще бъде
Г 0,38 (\ AC. I т
1—0,5 " 1^0,5.0,552 ~0,45
Резонансното съпротивдение на кръга
о _ Qo —_______________Z?__________— 116 ю
гяДрС 6,28.69.106.14.10-12 11,0 км-
Полезният коефициент на входното устройство е
Ro _ 11,5
Tj /?0+ RgK т
Коефициентът на предаване
-ш+1.г=0’91-
входното устройство ще бъде
на
к ~-JR‘
^Авх-- у 2 1/
^gK_m_ ч _ 1 / 1100 . 0,91 1.
1 2 У 240
Усилването на УКВ-приставката е
К= К„.у.. Кв.ч.у.. Кпр = 1.15,3.24 = 367.
20 Проектиране и конструиране на радноапаратури
305
Индуктивността на дросела £4 трябва да бъде такава, че за сред-
ната честота на обхвата той да има 10 пъти по-голям импеданс от им-
педанса на паралелния кондензатор С4.
г — '0 —__________12__________— 4 4 нН
* ~ (2к/срР. Ct 6,28®. 69®. 1012. 12.1О-1® ~
15.4.8. Изчисление на дробния детектор
При максимална честотна девиация на приемания честотномодули-
ран сигнал 75 kHz приемаме максимална честотна девиация, при която
честотният детектор не внася забележими нелинейни изкривявания,
равна на 100 kHz. Еквивалентният качествен фактор на кръговете на
дробния детектор ще бъде
Qg rS0,25 -г£- = 0,25 ^г = 27.
е Д/тах 0Л
Еквивалентният качествен фактор на първичния кръг е
QIe= 1,25 <?,= 1,25.27 = 34.
Еквивалентният кдчествен фактор на вторичния кръг ще бъде
Q2<r=0,8 Q, = 0,8.27=^22.
Качествените фактори на ненатоварените първичен и вторичен кръг
трябва да бъдат
Qio=(1,5-4-2)Qle = (1,5 : 2)34 = 60;
Q2o = 4Q2e = 4.22 = 88.
За да се получи по-голям коефициент на предаване на детектора,
приемаме кондензатор С46 да има капацитет 16 pF. Капацитетът на
първичния кръг на детектора ще бъде
С, = С46+См+Сим = 16+4 + 5 = 25 pF.
С оглед на по-голяма стабилност на параметрите на детектора прие-
маме капацитета на използувания кондензатор във вторичния кръг
С31 = 47 pF:
Сц=С61+4+См =47 +^- + 2 = 51,3 pF.
Тук капацитетите на диодите и монтажният капацитет на всеки
един от изводите на резона нения кръг спрямо маса участвуват в капа-
цитета на кръга с половината от стойностите си, тъй като са серийно
евързани.
Индуктивностите на първичния и вторичен кръг ще бъдат
^25“ 10,7®. 25 —9,2 нН,
^27
25330
10,72.51,3
= 4,3 ЦН.
306
Третичната индуктивност и връзката между Zg6 и -Ln се под-
бират опитно с огЛед да се изпълни равенство 13.16 и коефициентът
на връзката между L^, й да бъде равен на половината на критич-
ния коефициент. Товарного съпротивление на детектора трябва да бъде
^?аа = 2 • -у • Qje тСи = —3- • 22 • 6,28.10,7.106.51,3.10 Та = 34kQ>
приемаме стандартна стойност 33 кй.
Стойността на капацитета на електролитния кондензатор С56 трябва
да бъде
п 0,1-^0.2 0,14-0,2 _о . t ,.с
Сзб~ т?22 - зз.id3 ~
приемаме стандартна стойност 5 pF.
Приемаме също ??18 = 47 Й, С-3 = ЗОО pF, /?21 = 47 кй, С56 = 2,2 nF.
Капацитетът на кондензатора С54 трябва да бъде
с 75. ИГ6 75.10-с п р
С54 - —- 47 . юз - 1600 pF,
приемаме стандартна^ стойност 1500 pF.
Коефициентът на предаване на детектора за честотна девиация на
модулирания сигнал 22 kHz ще бъде
к _ 0,155Qg -ду =__________________0,15.3.10~8.27___________ 22=Г1
др’ дет’ 2w/mVG. Сп Vmhx ~ 6,. 8.10,7 . 10ву2571О~мТ51;3-. 10-12 ’ 100 ~ ’
15.4.9. Изчисление на междинночестотното усилвателно
стъпало за ЧМ
Понеже усилването на УКВ-приставка^а и дробния детектор е вече
начислено, преди да пристъпим към изчисление на междинночестотното
усилвателно стъпало за ЧМ, уточняваме какво точно трябва да бъде
това усилване:
ь’’ ______цих‘нч _ _ _ _ 20.10 з___= 1 7
мч ст Л’др.дет. ^Ук» ^х 1.1 .367.3.10-«
Тази стойност е по-малка от стабилното усилване на стъпалото,
изчислено при предварителното пресмятане. С оглед на известен ре-
зерв приемаме усилването на стъпалото да бъде равно на максимал-
но го стабилно усилване /<у.ст=28.
Коефициентът на честотните изкривявания ще бъде
AlM4.„ = ^=V6j = 0,84.
От графиките на фиг. 12.2 за rj = 1 и Л4=0,84 отчитаме хд = 1,13.
Качественият фактор на кръговете на междинночестотния филтър
ще бъде
307
г\ _ xifiA _ 1.13.10,7 _ф
2Д/ ” 0,13 Уб’
= 93^-5,2.
Селективността по съседен канал в dB e
7(1 -x2+43)2+ 4x2 7-(Г-^5>+1^+4.5,2^
aCT = 201og —-- 2 — 20 logV------------------------------22,5 dB.
Селективността на целия приемник ще бъде
° = Яукв.пр + °ич.ет = 18 + 22,5 — 40,5 dB.
Като вземем пред вид, че и дробният детектор допринася с ня-
колко dB за подобряване на селективността по съседен канал, селек-
тивност от 40 dB е осигурена.
Определяме капацитета'на кръговете на усилвателя:
а) с* оглед на стабилно усилване
г п fC^S~ „„ /0,011.10-’2.2,4.10 ~з Р.
C=QV^=93V 6-28.10,7.10«-------------= 57 PF’
б) с оглед да не се шунтират кръговете от входните и изходните
съпротивления на лампите. В случая трябва да вземем пред вид вход-
ното съпротивление на EF89, което за честота 10,7 MHz е около
350 кЯ, докато изходното съпротивление на ЕСН81 е около 0,7 МЯ.
При това положение
4 Q _ 4.93 __-у, р
С — 2л/м/?„ “6,28.10,7.10е.350.103“ 10 рГ’
приемаме кръгов капацитет 57 pF.
Приемаме също монтажният капацитет към първичния кръг да
бъде 15 pF, а монтажният капацитет към вторичния — 5 pF. Мон-
тажният капацитет към вторичния кръг приемаме по-голям, тъй като
към него монтажният капацитет на превключвателя у6,-,8 и проводни-
ците към него
С37 ---- С— См - Свэх - 57 -15 - 7,9 -= 34 pF,
приемаме стандартна стойност 33 pF,
С41 = С-См - Ст = 57 - 5 - 5,5 = 46,5 pF,
приемаме стандартна стойност 47 pF;
Индуктивността на кръговете ще бъде
, 25330 25330 о „
Избираме съпротивлението на амплитудния ограничител RVi= 100 кЯ.
Капацитетът на кондензатора С41 трябва да бъде
308
5.10" в 5.10^6
Я1г ~ 100.10» -5° pF’
приемаме стандартна стойност 51 pF.
15.4.10. Оразмеряване на ефективността на АРУ
Понеже на лампите не е под адено начално напрежение, то се по-
лучава в резултат от протичане на началния решетъчен ток през ре-
гулируемите лампи и на тока, протичащ през детекторния диод, ето
защо във всеки момент преднапреженията на лампите ще съответ-
ствуват на регулиращото напрежение от детектора. При липса на сиг-
нал началното преднапрежение е около—0,5 V, тъй като при такова
отрицателно напрежение на решетките започва да тече решетъчен ток.
В съответствие с т. 13.2.1.2 си съставяме следната таблица:
Таблица 15.1
i' —7,5 ▼
иР=“г V 0 —2,5 —5 - 10 —12,5 —15 — 17,5 —20
mA/V 0,775 0,650 0,4 0,2 0,1 0,065 0,040 0,030 0,020
$2 mA/V 3,5 . 3 2 1Л 0,9 0,65 0,45 0,3 0,25
е* 11 «О : 2,7 1,95 • 0,8 0,28 0,09 0,042 0,018 0,009 0,005
^вх . дет V 0 1,77 3,3 5,3 7,1 8,9 10,6 12,4 L 14,2
«вт 0 510uVi2.3mV 10,5 44 mV 120 335 “770 1,97 V
mV mV mV n.V
При съставянето на таблицата усилването на междинночестотния
усилвател е прието 2800, усилването на входното устройство — 1,7,
т. е. толкова, колкото е усилването на обхват къси вълни. За обхва-
тите дълги вълни и средни въ^ни ефективността на АРУ ще бъде
по-добра. Като нанесем зависимостта «вх.дет—/(«„), от графиката отчи-
таме, че за изменение на входния сигнал от 1 до 100 mV изход-
ният се изменя с 11 dB, което е напълно достатъчно за един среден
супер.
В съответствие с равенство 13.31 приемаме /?13 = 1,5 MQ, - 1 MQ,
С40 = 0,1 pF.
15.4.11. Уточняване на останалите RC-елементи на схемата
Капацитетът на разделителния кондензатор в антената С2 приемаме
1000 pF, т. е. 5 пъти по-голям от капацитета на антената. Капацитетът
на разделителния кондензатор С1в приемаме 100 pF с оглед капаци-
309
тетът му да бъде 10 пъти по-голям от входния капацитет на смеси-
теля. В съртветствие с т. 12.6 приемаме капацитетите на кондензато-
рите С1в и С45 да бъдат по 10 nF. Според препоръките за съответните
лампи приемаме Z?t = 200 й, Z?2= 1,2 кй, 7?3=1 Мй, /?6 12 кй, /?5=
= 47 кй, /?8 = 33 кй, /?9 = 22 кй, /?п = 470 кй, /?16 = 50 кй, /?15 = 2 МЙ,-
/?и —1 Мй. Така при работа на AM към индикатора за настройка ще
се подава приблизително 0,7 от регулиращото напрежение, а при ра-
бота на УКВ—0,33 от напрежението на електролитния кондензатор С5в-
Това намаление при работа на УКВ е желателно, понеже при силни
сигнали постоянното напрежение на електролитния кондензатор С5в
достига до —30 V, докато индикаторът на настройката ЕМ84 реагира
на напрежения от 0 до 22 V.
В съответствие с т. 12.6 приемаме /?ю=/?17—1,5 кй, С89 = С48 =
= 4,7 nF. Капацитетът на кондензатора С8 приемаме 1000 pF. По този
начин индексът му за приемания сигнал не е по-голям от няколко ома.
Капацитетът на кондензатора С12 приемаме 4,7 nF, за да бъде
импедансът му малък не само за приемания сигнал, но и за меж-,
динната честота 10,7 MHz. Така се подобрява подтискането на междинно-
честотните сигнали на входа на УКВ обхват. За да бъде импедансът
му за минималната честота на хетеродина на обхват дълги вълни
10 пъти по-нисък от еквивалентното резонансно съпротивление на
кръга, т. е. по-нисък от 1000 й, приемаме капацитетът на кондензатора
С35 да бъде 300 pF. Капацитетът на кондензатора С43 приемаме 47 nF
с огле'д времеконстантата Z?l4. С43 да бъде по-ниска, но близка до
стойността на времеконстантата на- веригата на АРУ.
15.4.12. Акустична система
При предварителното проектиране на акустичната система бе прие-
то в нея да се използуват три високоговорителя — един нискочесто-
тен и два високочестотни.
Приемаме нисючестотният високоговорител да има два пъти по-
голяма номинална мощност от max, т. е. Рак = 3 W. За целта е
подходящ високоговорителят ВЕЕ32, който има същата номинална
мощност и долна гранична честота f„ = 80 Hz. От фиг. 14.41 опреде-
ляме долната гранична честота в зависимост от размера на кутията
(размерът а на еквивалентния акустйчен екран). За приемници от класа
„среден* този размер може да се приеме «0,5 ш. На него отговаря
/н=130 Hz. Поради доста по-ниската собствена гранична честота на
нискочестотния говорител (80 Hz) реалната честота ще бъде около
120 Hz, което отговаря на поставеното задание.
Подходящи за целта са високочестотните високоговорители от типа
ВК10, чиято мощност даже превишава изходната мощност (Рак = 2Х1 =
=2 W). Тяхната горна гранична честота е 12 000 Hz. При използуване
на декоративни решетки и поставяне на плат пред говорителите това
позволява да се постигне зададената горна гранична честота 10 000 Hz.
Избраните високоговорители имат и подходяща чувствителност
(7,54-8,5 ™L=0,85. N/ma). В крайна сметка средната стойност на зву?
у W
310
ковото налягайЬ ще бъде около 8^1,5=-10 pbar=l N/m8. Това надви-
шава около два пъти зададеното налягане (6 pbar) и представлява
достатъчен резерв при поставяне на по-гъст плат пред високогбвори-
телите.
Подходяще е подаването на напрежение на високочестотните гово-
рители да се извършва чрез разделителен кондензатор (Ср). Свързваме
говорителите в серия, т. е. ZB4r =8 й. Приемаме освен това />-0,5и
/ср=1 kHz. Тогава съгласно форм. 14.58:
Ср-С68 = 10 pF.
Общият импеданс на акустичната система ще бъде
у ,—• ^н.ч.г. • ^в.ч.г. _ 4.8 ,—, 970
ак~ 2Н.ЧГ. + ZB.4.r. ' 4 + 8= “•
15.4.13. Крайно стъпало
Изчислението на крайно стъпало, към което се предявяват същите
изисквания, каквито. бяха поставени към разгледаното вече стъпало,
бе направено в т. 14.5.2. Оттам вземаме следните данни:
RK = /?з1 = 150 й; Ск = С65 = 100 pF.
Вижда се, че нелинейните изкривявания за това стъпало без при-
лагане на обратна връзка са 2,5%, т. е. удовлетворяват изискванията.
Това позволява да не използуваме обратна връзка за намаляване
на нелинейните изкривявания.
15.4.14. Изходен трансформатор
Най-нарред извършваме електрическо изчисление на трансформа-
тора.
Самоиндуктивност на първичната намотка (£х). Определяме я
по форм. 14.31 и 14.33, като използураме данни и от примера за
изчисление на крайно стъпало (т. 14.5.3). Посредством готовите данни и
прилож. 1 намираме
Ra = 5,3 кй; Rt = 30 кй.
Приемаме с известен резерв /и = 100 (вместо зададените 120 Hz за
целия приемник) и /Ин тр = 1,25. Тогава
_ 30. 10». 5,3.103 _ г jQ3 0 —4 5кй•
“ 30.103+5,3.10s. ’°и-ч,окм,
ОД59.5.3.103
• — , > , .... *—— 10 г! •
100 Vl,25«—1
на разсейване (L). Определяме я по форм.
Ч.тр = м и /в = 10000Hz.
Я

Самоиндуктивност
14.35, като приемаме М{
311
Преводно отношение (я). Изчисляваме го по форм. 14.37, като прие-
маме 7)тр = 0,75:
, _ 30.10®+5,3. 10s
« 6,28.10 000
1,13— 1 0,26 Н.
АктЬвни съпротивления на намотките (г,, г2). Изчисляваме ги по
форм. 14.39 и 14.40, като приемаме kx - 0,35 и k2 = 0,65:
г\ = 0,35 (1 — 0,75). 5,3.10» = 460 Й;
г2 = 0,65. . 2,7 =ч 0,6 Q.
2 0,75 ’
Получените електрически данни на трансформатора позволяват да
се пристъпи към конструктивното му изчисление.
Понеже трансформаторът е предназначен за приемник, който. трябва
да има минимална себестойност, освен това крайното стъпало е едно-
тактно (работи се^с подмагнитване), като материал за магнитопровода
избираме стомана Е41.
Конструктивна постоянна А. Определяме я по форм. 14.31. Не-
обходимата за целта стойност на намираме от фиг. 14.31, при което
^./о2 = 10 (40.10-8)2 = 1,6.10-2
На него съответствува
[х, — 200, а /0 = 1а е анодният ток на крайната лампа.
Оттук конструктйвната постоянна
А ~ 200.460 = 16»3 • 1° ° •
От прилож. 15 избираме магнитопровод с малко по-малка конструк-
тивна постоянна 15,3, т. е. тип Ш16Х24.
Брой на навивки на отделните намотки. Определяме ги по форм.
14.44 и 14.45. Максималната стойност на индукцията избираме от
табл. 14.1—B„ = 5000Gs. Средната дължина на магнитната силова ли-
ния и чистото сечение на магнитопровода вземаме от прилож. 15 (За
магнитопровод Ш16X24) Zc = 9,03 cm и qL = 3,38 cm2. Максималната ам-
плитуда на напрежението в първичната намотка на трансформатора
(U ) определяме по форм. 14.46,
където
Р = _ = 4.5 2 w
Чтр 0.75
и
Ц,тах = 1,41V2.5,3. Ю8 = F45V;
Wi = 8,93.1031/ -J-0-:..9’03 с- 3300 нав.;
Г 2Q0.3,38
312
1,59.10". 145
Wl~ 5000.50.3,38 ~2740 нав*
Избираме по-големия брой от, та^<а определените навивки (и\ —3300
нав). По форм. 14.47 определяме величината (aw)0
Посредством това значение на (aw)0 от фиг. 14.32 определяме точ-
ного значение на р. Оказва се, че = ц = 200.
Окончателно йриемаме = 3300 нав.
От фиг. 14.23 за (аш0) = 15 намираме величината z — 0,25. Тогава
по форм. 14.48 за необходимата въздушна междина изчисляваме
1г = 5.10~3.0,25.9,03 = 1,1.10~2 ст ^0,1 тт.
Броят на навивките на вторичната намотка съгласно форм. 14.49
е о>2 ± 0,026.3300 = 86 навивки.
Вид и диаметър на проводника. Използуваме кръгъл емайлиран
проводник (ПЕЛ), чийто диаметър се определи по форм. 14.50
dx = 0,0150,13 mm;
У *460
d2 = 0,015 » 0,60 mm.
у 0,60
Разположение на намотките и запълване прозореца на маг-
нитопровода. Понеже с = > 0,01, трансформаторът може да
бъде изпълнен, без да се секционират намотките му.
Чистого сечение на проводниците, преминаващи през прозореца на
магнитопровода, определяме по форм. 14.52:
Q3. „ = * - (3300.0,132+86.0,60а) = 69 mm2.
Съгласно прилож. 14
Qnp = 280 mm2.
Коефициентът на запълване на прозореца съгласно форм. 14.51 е
^зм = 280 = 0,25-
Тази стойност може реално да се получи — това се вижда при
сравнението й със стойностите в табл. 14.2.
313
15.4.15. Нискочестотно стъпало — усилвател на напрежение
В детекторного стъпало са използувани диодите на комбинираната
лампа ЕАВС80. Свободният триод на същата лампа може да се из-
ползува за нискочесто!ното стъпало — усилвател на напрежение.
Товарно съпротивление (/?в). Като вземем от прилож. 10 /?,=58 kQ,
за товарното съпротивление съгласно форм. 14.4 намираме Z?e = 2/?,=
= 2.58=116 kQ; приемаме Ra = 100 kQ = /?40.
Мощността на съпротивлението еР =12а-7?а = 0,62.10-в. 100.103=
= 0,036 W. Можем да изберем съпротивление с мощност 50 или 125 mW.
Утечно съпротивление (Rg). Това е утечното съпротивление на
следващата лампа (EL84), което съгласно данните от прилож. 10 може
да бъде 1 MQ; приемаме P^=0,8 MQ=/?3o.
Утечното съпротивление на самия триод на ЕАВС80 зависи от
начина на получаване на преднапрежение — чрез катодно или чрез
утечно съпротивление. В случая използуването на диодите ЕДВС80
налага катодът й да се заземи. Максималното утечно съпротивление
на лампата при използуване на тази схема съгласно прилож. 10 е
20 MQ; приемаме то (Дб) Да бъде 15 MQ.
Прехвърлящ кондензатор (Cg). Стойността му се определя по
форм. 14.5. Като приемем М„ = 1,03, получаваме
С>-----------------т=--= ~ 8.10
g 6,28.100.0,8.10s] 1, ОЗ2 —1
9 F = 8 nF/
приемаме Cg = 10 nF = С62.
15.4.16. Тонрегулатори
Тонрегулатор за високи честоти. Капацитетът на кондензатора
С изчисляваме по форм. 14.5, като приемем, че за високи честоти
(Д8 kHz) затихването 6В=6.
R„.R, 100.103.58.10-2
Q = ~R^+R~ = 103+58. юз = 37.103 Q = 37kQ;
приемаме CP.D=C63 = 3,3 nF, а /?„=/?28=1 MQ.
По форм. 14.16 проверяваме затихването на средни честоти
Ьср=/Ц-40.3,32.37а.1.10-ь = 1,25.
Този резултат задоволява напълно изискването 6ср<2ч-3.
314
Тонрегулатор за ниски честоти. Стойностите на 7?рн и Срн. опре-
деляме по форм. 14.17 и 14.18, като приемем
6Н = 6; 6ср = 2 и утечно съпротивление на EL84 7?ь> = 0,8 Мй;
/?Р-н — 0,8(6-1) ^5 МЙ;
Сон^--------L~7=^=106 nF,
р 6,28.1,5 }22—1
приемаме Ср н = Cei = 1 OOpF.
15.4.17. Входно стъпало
Съобразно изискванията то трябва да съдържа физиологично съ-
образен регулатор на силата. Приемаме показаната на фиг. 15.1 схема.
Тя се отличава от схемата на фиг. 14.3 по кондензатора, включен
между горния извод на потенциометъра и допълнителния извод, позво-
ляващ известно повдигане на честотната характеристика в областта на
високите честоти. Обикновено този кондензатор има капацитет няколко
десетки пикофарада. Стойностите на RKp и С се определят по
форм. (14.1) и (14.2).
Приемаме /?„ —1 Мй; /?Доп = 0,3 Мй; ^£=^р- = 0,з),
р=4 и /ср= 1 kHz.
т г> ~ (1-0,3)300 _ „
Тогава RK„ ,,—55 кй,
кр ]/з2-1
приемаме 7?кр=7?2з = 50 кй;
С - 1000 -4 9 F
Скр- 6,28.1.50~d’Z nr’
приемаме Скр = 3,3 nF = C58.
15.4.18. Токозахранващо стъпало
То е показано на фиг. 15.1. Напрежението в т. 7 с оглед на ре-
дица падения на напреженията и известен резерв приемаме — 7/01 =
= 250 V. Постояннотоковата консумация на приемника 701 = 81 mA.
Тогава от форм. 14.59, при СИ = СЬ7- 100 pF получаваме
25.10" 25 10" лосп,
f.R^ ~ 100 2900.100 ~и>°й /0»
при което
/? —=_______222_- 9900 й
<т /0] 81.10-3
315.
Приемаме стойността на филтърното съпротивление (с оглед на
допустимото падение на напрежението върху него) /?ф=/?за=1 кй.
Съгласно форм. 14.64 за Са (С6'в) при р2=^0,03 (графа 3 на табл. 14.3)
получаваме
г 1000 -45 uF
2 0,03 - 6,3.100.1
приемаме Са = С66 —50 |iF.
Приемаме съпротивлението на филтъра в анода на триода наЕАВС80—
/?ф = /?а7 = 40 кй и съгласно форм. 14.64 и табл. 14.3 получаваме
г 0,03 1000 р.
Св1 0,005 6,3.100.40 ’
приемаме С61 = 0,25 pF.
РАЗДЕЛ ТРЕТИ
ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА МАЛОМОЩНИ РАДИОПРЕДАВАТЕЛИ
ГЛАВА XVI
ПРОЕКТИРАНЕ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА
16.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ПРОЕКТИРАНЕ
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
Радиопредавателните устройства се проектират на основата на
техническо задание, което съдържа следните основни изходни данни,
характеризиращи условията на работа:
а) предназначение на радиопредавателното устройство;
б) мощност на предавателя;
в) честотен обхват;
г) стабилност на честотата;
д) вид работа;
е) . електро,акустически изисквания;
ж) коефициент на полезно действие;
з) система на захранване;
и) конструктивни изисквания;
к) експлоатационни изисквания.
При съставяне на техническото задание трябва да се изучат и
вземат под внимание технйческите данни и характеристики на намира-
щите се в експлоатация предаватели с аналогично предназначение,
перспективите за тяхното по-нататъшно усъвършенствуване и послед-
ните достижения на науката и техниката в тази облает.
В съответствие с техническото задание за проектиране се съставят
техническите условия за разработка и производство на радиопредавател-
ните устройства.
16.2. ТЕХНИЧЕСКИ УСЛОВИЯ ЗА ПРОЕКТИРАНЕ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИ
Радиопредавателните устройства се проектират в‘ съответствие с
техническото задание и техническите условия на производството.
Техническите условия съдържат следните основни раздели:
317
1. Предназначение на радиопредавателя
Според предназначението си радиопредавателите се делят на:
а) радиопредаватели за служебна телеграфна и телефонна връзка
б) радиопредаватели за радиоразпръс кване; »
в) телевизионни предаватели и т. н.
2. Блокове, влизащи в състава на радиопредавателя
В този разделите разглеждат всички блокове, конто служат за
комплекгуване на радиопредавателя. Към тях спадат:
а) високочестотният блок;
б) възбудителният блок (за радиопредаватели с повишена стабил-
ност);
в) модулаторният блок;
г) захранващият блок и електросиловото разпределително устройство;
д) сисгемата за автоматично и дистанционно управление (ако
е предвидена);
е) системата за сигнализация и блокировка;
ж) запасното имущество и приборите, необходими за експлоатация
на радиопредавателя.
3. Изисквания към радиотехнически'пе и електрическите пока-
затели
Тук спадат следните радиотехнически и електрически показатели,
определени от техническото задание :
а. Мощност на радиопредавателя
Мощността РАк, отдадена в антената или фид^рната линия, е
свързана с полезната мощност на изходното стъпалоР^. — на радио-
предавателя чрез следната зависимост:
Pk^-P^Iv
където т;к —к.п.д. на кръга на изходното стъпало.
Тази мощност съОтветствува на режим на натиснат манипулатор,
при телеграфия, на режим на носеща честота (мълчание), при телефония
и на режим на най-голяма модулация при еднолентово предаване.
Допустимото отклонение на мощността в обхвата е 10 4-15% от
номиналната мощност.
б. Честотен обхват
Честотният обхват се избира в зависимост от конкретните условия
на експлоатаця. Приемат се граничите на обхвата, числото на под-
обхватите или числото на фиксираните честоти. Ширината на‘обхвата
се характеризира с коефициента на покритие
318
ts /max \tiax
Лоб —“7 — -------
/min лт|п
Величината на коефициента на покритие на подо.бхватите се избира
в зависимост от условието за постоянство на променливотоковата
(колебателната) мощност в обхвата и от стабилността на честотата.
Първият фактор се определя от работата на изходното стъпало,
а вторият — от задаващия генератор. Най-добри резултати се получават
при избиране на коефицаента на покритне в границите на 1,3-ь 1,7.
в. Стабилност на честотатц
Стабилността на честотата определя устойчивостта и сигурността
на радиовръзката. Допустимото сумарно отклонение на честотата,
предйздикано от всички дестабилизиращи фактори, зависи от пред-
назначението на радиопредавателя.
Стабилността на.съвременните късовълнови радиопредаватели е от
порядък на 2.10-4 — 2.10~5. Най-големи изисквания се поставят към
стабилността на честотата на радиопредаватели, работещи на една
странична лента (SSB), с подтискане на носещата честота. Стабил-
ността на такива радиопредаватели е 10~6 -?-10~8.
За УКВ - радиопредаватели стабилността на честотата трябва да бъде
не по-малка от 2.10-5,а за телевизионните — 2.10-6.
г. Филтрация на хармоничните
Излъчената мощност на хармонични и комбинациэнни честоти не трябва
да превишава 0,01 % от излъчената мощност на работната честота.
д. Промишлен к.п.д. на съвременните радиопредаватели
За малка и средна мощност достига да 25%, в телеграфен режим
и 10 : 15% в режим на телефония.
е. Допустимо време за непрекъсната работа
Характеризира времето, през което радио тредавателят може да
работи без прекъсване.
ж. Електроакустически показатели
Към тези показатели се отнасят дълбочината на амплитудната
модулация ('или индекса на модулацията за 4MJ, нивото на честотии-
те и нелинейните изкривявания и паразитната модулация.
319
В съвременните радиопредаватели за малка и средна мощност
дълбочината на модулацията достига 95 -5-100% без изкривяване. Ко-
ефициентът на нелинейните изкривявания не трябва да превишава 10%.
Допустимите честотни изкривявания в честотния обхват 300 -—3000 Hz
не трябва да бъдат по-големи от ±3 dB. Дълбочината на паразитната
модулация, предизвикана от пулсациите на захранващото напрежение,
трябва да бъде 100 пъти по-малка от основната модулация.
При телеграфии радиопредаватели трябва да са известии начините
за предаване, амплитудна или честотна манипуляция, тонално теле-
графиране и скоростта на телеграфирането.
з. Система на захранване
Източниците за електрозахранване трябва да осигуряват нормална
работа на радиопредавателя в течение на времето, за което той е
проектиран, при минимално количество изразходвана електрическа
енергия.
4. Изискване към системата за управление и системата за
осигуряване на безопасност при експлоатация на радиопредавателя
В този раздел се разглеждат елементите за непосредствено или
дистанционно управление на радиопредавателя, редът на включване на
блоковете и електрозахранването, мерките за защита нй веригите за
ниско и високо напрежение, мерките за механическа и електрическа
блокировка и системата за сигнализация при нарушение на нормална-
та работа на отделяйте блокове.
5. Конструктивна и технологична изисквания
В този раздел се определят геометрическите размери и теглото
на радиопредавателя, неговото конструктивно оформление, достъпа до
монтажа при ремонт и пр.
Анализират се механическите изисквания, при, йоито ще работи
радиопредавателтя, като: ускорение, амплитуда и честота на трептения-
та, удари, както и климатичните условия: температурен интервал и
допустима влажност на въздуха.
6. Експлоатационни изисквания
Към експлоатационните изисквания спада времето за включване на
радиопредавателят й на неговите блокове, както и времето за замяна
на отделните елементи.
7. Методика за извършване на проверочните изпитания
В този раздёл се определя редът за извършване на проверката на
радиопредавателя, посочват се методите за проверка и необходимите
измервателни апарати и се изброяват пунктовете за контролни и типови
изпитания.
320
16Д РЕД НА ПРОЕКТИРАНЕ. 6ЛОКОВА СХЕМА
След подробното запознаване с техническите условии започва кон-
структивната и технологична разработка на радиопредавателя.
В началото се извършва предварително изчисление, което позволява
да се състави блоковата схема на радиопредавателя. При предвари-
телното изчисление се определи броят на стъпалата на радиопредава-
теля, типът на лампите или- транзисторите, конто се използуват във
всяко стъпало, величината на захранвашите напрежения, предварител-
ните изисквания към източника на захранване и системата на за-
хранване.
След предварителното изчисление се съставя общата блокова схема.
След това се избира електрическата схема и се прави пълно електри-
ческо изчисление на отделяйте блокове и на техните елементи (стъ-
пала, кръгове и др.), извършва се конструктивно изчисление на основ-
ните детайли (бобини, въздушни променливи кондензатори, дросели,
трансформатори и др.) и се прави енергиен разчет на радиопредава-
теля, определящ сумарната консумирана мощност и промишления к. п. д.
На основата на тези начисления се съставя пълната електрическа
схема на радиопредавателя със спецификация. С това идейният проект
на радиопредавателя е завършен.
Понякога се съставя не един, а няколко варианта на идейни про-
екти, от конто се избира най-изгодното и най-икономичното решение.
През този етап трябва да бъдат предварително решени въпросите,
свързани със стабилизацията на честотата, видът на модулацията и
начинът на манипулацията.
След съставянето на идейния проект започва разработката на тех-
нический проект. За тази цел се извършват предварителни опити и
сравнителни измервания. Събират се лаборатории макети на възли и
блокове и се изследват техните параметри и характеристики при кли-
матическите и температурните условия, посочени в техническото за-
дание. С помощта на експерименталните изследвания се уточняват
данните от теоретическите изчисления на отделните елементи и възли.
Това е особено необходимо в тези случаи, когато теоретическите на-
числения не дагат достатъчно изчерпателни данни или са много сложни
и трудоемки.
След това се изготвя изчислителната записка и конструктивната
документация, изработват се необходимите възли и "блокове и се ком-
плектува опитният образец (лабораторният модел) на радиопредава-
теля, като се проверява взаимната връзка на отделните вериги и
елементи. Експерименталните изследвания са важен етап от проекти-
рането. Те позволяват да се уточнят, а при необходимост и да се из-
менят някои параметри, като се дадат най-целесъобразните решения
на схемите и конструктивните въпроси.
В резултат на тези изследвания в схемата и конструкцията се вна-
сят необходимите изменения и допълнения и се изработва конструк-
тивната работна документация на промишления образец (прототипа) на
радиопредавателя.
21 Проектиране и конструираие иа радиоапаратури
321
По-нататъшното асестранно изследване на прототипа и проверката
дали неговите параметри съответствуват на техническите изисквания
поэволяват да се открият и отстранят дефектите в схемата и конструк-
цията. Следващата работа е да се направи корекция на работната
документация на прототипа. Въз основа на корекцията се разработва
технологичната документация, инструменталната екипировка и.нестан-
дартного обзавеждане, необходими за произвеждане на пробната серия.
Като основа за предварителното изчисление служи съотношението
между величината на полезната мощност, развиващасе в анодните ве-
риги на лампите (транзисторите), и възбуждащата мощност, изразход-
вана във веригите на управляващите решетки. Използувайки тези
съотношения, по величината на мощността, отдадена в антената, може
да се определи броят на стъпалата на радиопредавателя. Трябва да
се има пред вид, че броят на стъпалата зависи не само от изходната
мощност, но и от изискванията за стабилност на честотата, и от че-
стотния обхват.
В процеса на предварителното изчисление трябва да се определят:
мощността на изходното стъпало, типьт на лампите, броят на междин-
ните стъпала, както и да се избере видът на модулацията и опреде-
лят основните изисквания към захранването.
Фиг 16.1
Предварителното изчисление, както и пълното техническо изчисле-
ие, се извършват по посока от антенно-фидерната система към зада-
ващия генератор (възбудителя) на радиопредавателя.
На фиг. 16.1 е показана блоковата схема на КВ-радиопредавател
У-104 с мощност 100 W, работещ в обхвата 1,5-М2 MHz. Предава-
телят се състои от 5 блока, модулатор, възбудител, в. ч. стъпало
322
(усилвател на мощност), мрежово захранване и умформерно захранване.
Възбудителят се състои от: задаващ генератор, буферно стъпало,
два умножителя на честотата, усилвател и калибратор.
Задаващият генератор е изпълнен по схема „Шембел“ с капгаци-
тивна обратна връзка и апериодичен товар в анодната верига на
лампа 6ВА6. Работи в обхват 750 -1500 kHz. Второго стъпало работи
в буферен режим с апериодичен товар. Използувана е лампа 6ВА6.
Следващото стъпало работи по резонансна схема с лампа 6ВА6.
В първия подобхват стъпалото работи в режим на усилване, а във
втория и третия под обхват — в режим на удвояване на честотата.
Третото междиино стъпало е изпълнено също с лампа 6ВА6 и ра-
боти в режим на удвояване на честотата за получаване на трети под-
обхват 3000-:-6000 kHz. Четвъртото междинно стъпало работи с лам-
па 6AQ5 в режим на усилване за трите подобхвата.
Полученият в изхода на възбудителя честотен обхват от 750 до
6000 kHz се раздела на 3 подобхвата. Настройката на кръга на зада-
ващия генератор и кръговете на междинните стъпала е капацитивна и
се извършва синхронизирано.
Високочестотното стъпало се състои от предусилвател и изходно
стъпало. Предусилвателят работи с лампа Г-1625 в режим на удвоя-
ване. Изходното стъпало е изпълнено с две лампи ГУ-50, свързани
паралелно. Използувана е сложна схема с междинен кръг в анодната
верига на лампата. Връзката между антенния и междинния кръг е ка-
пацитивна и се регулира стъпално. Настройкат^ на кръговете на двете
стъпала е капацитивна и се извършва синхронизирано
В изхода на предавателя се получава честотен обхват от 1,5 до
12 MHz, разделен на 6 под обхвата.
Модулаторът се състои от: изходно стъпало, работещо по дву-
тактна схема, в режим В2 (използувашо две лампи ГУ-50), катоден
повторител (изпълнен с две лампи Г-1625), свързани двутактно, усил-
вател с лампа 6Н2П (двоен триод), фазоинверсно стъпало, ограничител
и тонгенератор.
Зв^ковите трептения се подават към изходното мощно високоче-
стотно стъпадо, където се осъществява принудителна анодно-екранна
модулация.
Манипулацията се извършва с манипулационно реле, което мани-
пулира катодните вериги на изходното стъпало, предусилвателя и тон-
генератора.
Предавателят е проектиран за работа на телеграфия Аи модули-
рана телеграфия Аа и телефония А3.
323
ЛАВА XVII
ЕЛЕКТРИЧЕСКО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ОТДЕЛЯЙТЕ СТЪПАЛА
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛЯ
17.1. ЕЛЕКТРИЧЕСКО ИЗЧИСЛЕНИЕ НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ
В КРИТИЧЕН РЕЖИМ С ПЕНТОДНИ ЛАМПИ
Изчислението на резонансния усилвател на мощност се състои от
изчисление на режима (определяне на напрежението, тока и мощността
в анодните и решетъчни вериги и на коефициента на полезно действие)
и изчисление на трептящия кръг, който трябва да осигури необходи-
мая товар на лампата.
Последователността при изчислението на електрическия режим на
лампите зависи от вида на избраните изчислителни величини. Съществу-
ват няколко варианта на.изчисление, при което се изхожда от зададе-
ната полезна мощност» зададения катоден ток и избраната височина на
импулса на анодния ток.
Ще разгледаме подробно как става изчислението на режима при
зададена полезна мощност.
Из ход ни данн'и
а) полезна променливотокова мощност на стъпалото Р~. ;
б) напрежение на източника на анодното захранване Еа\
в) тип на избраната генераторна лампа.
Ред-на изчислението
1. Избираме напрежението на източника на'анодно захранване
Е ^Е
а = а паеп ,
където Еа пасп — анодното напрежение на лампата по паспорт (каталог).
2. Избираме ъгъла на отсечката на анодния - ток в граничите
0=5О-г75° и косинусоидална форма на импулса.
От прилож. 18 намираме коефициентите на разлагане на импулса
на анодния ток
«о=Л>(0) и (9)-
3. Определяме критичното значение на коефициента на използуване
на анодното напрежение
където SK е стръмността на линията на критичния режим. -Когатожв
справочната литература липсват данни за величината на тя се
определя от израза
\^(0,7-<0,8)5.
Определяме основните електрически параметри на режима.
324
4. Амплитудата на променливотокОвото напрежение на анода (анод-
ная кръг)
5. Амплитудата на първата хармонична на анодния ток
I ^1^-.
U,
6. Височината на импулса на анодния ток
i
а max &.
1
7. Постоянната съставяща на анодния ток
4n) = a0^am«x •
8. Подадената мощност от източника на анодно напрежение
Р^Еа
9 Мощността, разсейвана на анода
Р=Р0-Р~ ,
ли а доп f
където Рая/т е допустимата мощност на разсейване на анода на.
лампата, посочена в каталога.
10. Коефициентът на полезно действие на анодната верига
11. Еквивалентното съпротивление на анодния товар
12. Амплитудата на възбудителното напрежение
Ugl=DUaJ' cosey- ’
За тетроди и пентоди DUa с достатъчна точност за практиФски
начисления може да се пренебрегне поради малката проницаемост на
тези лампи. Формулата приема следния вид'
»1 _____41______ ___4 max___.
ajS(l—C0s6) ~ S(1—cps 8)
13. Преднапрежението на управляващата решетка
Egl — E!gl— (Ug — DUa) cos Q, ако пренебрегаем DUa,
Ea. — EU.— U. cos fl.
£i gi gi
325
При лампи с къса характеристика, каквито са напр пентодите ГК-71,
2П9М, ГУ 15 и др., грешката при определянето на E'gX не е голяма и
може да се използуват посочените по-горе изрази.
При лампи с удължена характеристика има значителна разлика
между реалното и геометрического преднапрежение. При тези лампи
(ГУ-50, ГУ-81, 4П1Л, ГУ-13, ГУ-29 и др.) изчислението на Eg} и UgX
става по формулите
у -----,
‘'fl 1,1 5(1- cos 6)
Eel «1,1 (^,- ^cose).
14. Ъгълът на отсечката на решетъчния ток
От прил. 18 се определят коефициентите на разлагане на реше-
тъчния ток a0? и alg.
15. Височината на импулса на решетъчния ток /gmax се определя
по характеристиките на решетъчния ток в зависимост от максималното
напрежение на решетката минималното анодно напреже-
ние е . •
a min ?
/ — Р (р р \
#тах х gl max’ «min/’
КЪДеТ0 egm» = EgAUgV
min Ea ^a‘
Ако липсват характеристики на решетъчния ток, височината на им-
пулса на решетъчния ток може да се определи приблизително, като се
използуват следните опитни съотношения:
lgi max=(°>07 -5- 0,1) /в т„ за тетроди;
igi max = (0,03 -т- 0,08) ia m„ за пентоди.
16. Амплитудата на първата хармонична на решетъчния ток
41=а1Г Z«1 max-
17. Постоянната съставяща на решетъчния ток
g 0 ^g 1 max"
Значенията на lgX и 1& се получават малко по-големи, понеже във
формулите не се отчита, че импулсът на решетъчния ток по форма се
отличава от косинусоидалните импулси. Ето защо формулите добиват
следния вид:
lg\ ~ alg igl max,
7ro=O»7«eif
326
18. Възбудителн ата мощност
Р~г1=0,5<4 I*.
19. Мощността, изразходвана в източника за отрицателно преднапре-
жение
р — —Е I
ogi ~ g^go-
20. Мощността, разсейвана на управляващата решетка
р = р ________________________р р
*gl r~g^ Ogl — доп
21. Постоянната съставяща на тока на екранната решетка
^2 =а° *«2тах'
където
<xo=f7(^gi), приема се, че 0^ = 9.
^«2 max — височина на импулса на тока на екранната ре-
шетка; определя се от характеристиката
lg2 max (^#2 ’ max )•
Когато няма характеристика на лампите, величината на тока на
екранната решетка се определя по прцблизителната формула.
За тетроди и пентоди с анодно напрежение до 3000 V (ГУ-80, ГУ-81)
/„=(0,2+03) 1*
£„=(0,3+0,4)
за маломощни лампи с анодно напрежение 350 V (4П1Л, ГУ-18)
/^=(0,24-0,3)^;
(0,44-0,8)
за повечето лъчеви тетроди и пентоди (ГУ-50, ГУ-29 и др.)
42о=(0’054-0’2)40;
22. Мощността, разсейвана на екранната решетка
р =Е I <zP
gi & g2o — «2 доп
Екранната решетка, както и защитната решетка, трябва да имат
винаги нулев променлив потенциал. При нулев постоянен потенциал
токът в защитната решетка е равен на нула.
В някои случаи за увеличаване на стръмността на защитната
решетка се подава положително напрежение
^«(0,054-0,1) Еа.
Постоянната съставяща се определя по формулата
/g3«(0,01-0,04)/eo.
327
17.1.1. Изчисление на режима при избрана височина
на импулса на анодния ток
Изходни данни
а) полезна мощност на стъпалото Р—;
б) тип на избраната генераторна лампа;
в) височина на импулса на анодния ток.
Ред наизчисление
1. Избираме височината на импулса на анодния ток
la max =(0.7- 0,8)/е.
2. Избираме ъгьла на отсечката на анодния ток
9 = 55— 70°.
3. Определяме амплитудата на първата хармонична
1. — a, i
al 1 а щах
4. Определяме постоянната съставяща
Z»o шал
5. Определяме амплитудата на променливотоковото напрежение
6. Определяме минималното напрежение на анода
/
е := а maj~
a mtti ~~ S*
7. Намираме напрежението на източника на анодното захранване
Е —е г+£/.
a a mln ' а
Последователността на определянето на другите величини, харак-
теризиращи режима на работа на анодната и решетъчната верига,
остава същата, както при първия вариант.
17.1.2. Особености при изчисление на обхватни
усилватели на мощност
Съвременните радиопредаватели се конструират за широк честотеи
обхват. При пренастройката им от една работна честота на друга на-
стъпва изменение в режима вследствие на изменението на величината
на товарното съпротивление /^. Напр. ако на дадена честота е уста-
новено, че кр , то при преминаването на друга честота или
се увеличава, или се намалява (в зависимост от метода за настройка
на кръга). Това води до изменение на режима, който
ЗЗЙ
при R^R^ кр е пренапрегнат,
а при /?'е<^гкр е поднапрегнат.
Работата на усилвателя на мощност в обхвата най-добре се харак-
теризира с товарните характеристики.
Съществуват няколко метода за изчисление на товарните характе-
ристики. Най-прост и с достатъчна точност е предложеният метод от
Б. С. Агафонов. Въз основа на изследване на режимите на редица
съвременни лампи той предлага емпиричните коефициенти А и В, оире-
делени в зависимост от съотношението х= , с конто се изчисля-
ват основните величини на товарните характеристики;
р0=ар) кр;
в
Ра = АРОкр—В Р-~ кр,
където
Д —__х. д / ial V V
л Т - А > D — I I . х.
00 кр \ 7я1кр /
На фиг. 17.1 е представена графиката на зависимостта Л = <р (х) и
б==^р;(х). Като задаваме различии значения на х определяме коефициен-
тяте Либи извършваме изчислението'на режима по горните форму ли.
329
При двутактна схема изчислението се провежда за едното рамо на
мощност PL = 0,5P~o6ui. Получените резултати от изчислението на ре-
жима за 7^, Р~, Р, Ра, Ua и RQe се удвояват. Захранващото на-
прежение Еа, т) и 5 не се изменят.
При две лампи, включени паралелно, изчислението се извършва
също за една лампа. След това токовете и мощностите се удвояват,
а оптималното товарно съпротивление се намалява два пъти. Захран-
ващото напрежение не се изменя.
При двутактна и паралелна схема е желателно да се използува пре-
напрегнат режим. Това се налага от обстоятелството, че при излизане
от строя на една от лампите другата се поставя в силно поднапрегнат
режим и Р& става два пъти по-малко от R0„K
На практика полезната мощност се оказва по-малка от удвоената;
^’~o6ui = (h7-4-l,9) Р~,
където PL е променливотоковата мощност на едната лампа.
17.2. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ИЗХОДНОТО СТЪПАЛО
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛЯ
Електрическото изчисление на радиопредавателя започва с изчисле-
нието на изходното стъпало, което трябва да осигури зaдaдeнaтai про-
менливотокова мощност в антената в необходимия честотен обхват,
при максимално възможен к.п. д.
Изходното стъпало като най-мощно консумира основната част
(40 : 60%) от енергията на източника за захранване, затова от него-
вата работа се определят и енергетическите показатели на целия пре-
давател.
Изходните стъпала работят с различии типове антенй. В съвремен-
ната практика на радиовръзките широко се използуват следните видо-
ве антенй: щир, Т- и Г-образни, лъчева антена Jh симетричен дипол.
Антената заедно с органите за настройка и връзка представлява
открит последователен трептящ кръг и лесно се съгласува с междин-
ния кръг на изходното стъпало, на когото осигурява висок к. п. д. Това
се обяснява с обстоятелството, че малкото съпротивление на антенния
кръг се трансформира в кръга на изходното стъпало във цид на високо
внесено съпротивление даже при малка величина на съпротивлението
за връзка с антената:
г = —в
ВН гАк ’
където — гАк е активного съпротивление на антенния кръг.
При това к. п. д. на междинния кръг се получава достатъчно голям;
330
където г е активного съпротивление на кръга на изходното стъпало.
Най-малък к. п. д. се получава при капацитивен характер на антена-
та, понеже включената удължителна бобина. увеличава загубното съпро-
тивление на антенния кръг.
Изходните стъпала се разделят на прости и сложни. По-нататък
ние ще се спрем на изчислението на сложни схеми (с междинен кръг).
Изборът на една или друга схема зависи от редица електрически
и конструктивни и експлоатационни изисквания, поставени към радио-
предавателя и ст типа на антената. В радиопредаватели, работещи р не-
симетрични антени, се използуват еднотактни схеми на изхода. При
работа със симетрични антени е желателно да се използуват двутактни
схеми, тъй като еднотактните изискват допълнително симетриращо
устройство. При двутактните схеми се повишава филтрацията на чет-
ните хармонични и се намалява началният капацитет на междинния
кръг. Те се използуват предимно при къси и ултракъси вълни.
На фиг. 17.2 а, б, в са показани варианти на двутактни схеми с
автотрансформаторна, индуктивна и капацитивна връзка с антената.
В зависимост от типа на връзката между антенния и междинния
кръг различаваме три основни схеми:
а) с плавна или стъпална регулируема връзка и настройка в двата
кръга;
б) с нерегулируема връзка и настройка в двата кръга;
в) с настройка на междинния кръг и регулируема или иерегули-
руема връзка.
Схемите с регулируема връзка осигуряват голямо постоянство на
мощността в антената по целия честотен обхват, понеже позволяват
да се подбере оптималното товарно съпротивление за всяка честота
от обхвата. Връзката може да бъде индуктивна, автотрансформаторна
и капацитивна.
На фиг. 17.3 а, б, в са показани еднотактни схеми с плавна и стъ-
пална регулируема връзка.
Схемите с нерегулируема връзка се използуват само при работа в
тесен честотен обхват (£о6^1,2н-1,3).
Качеството на филтрацията в сложните схеми зависи от избора на
връзката Между антенния и междинния кръг.
На фиг. 17.4 са показани схеми с различии връзки между, антенния
и междинния кръг. Схемите с индуктивна и автотрансформаторна връзка
имат еднаква филтрация;
7д1
Ф" = 7~ = (1 -Чин) • Qmk • Qak.
I'an
При капацитивна връзка в индуктивния клон се получава максимал-
на филтрация
Фк = («г-1) (1-^к). Qmk . QAk,
381
332
♦яг. 17. i
333
където
Ф е филтрацията при сложна схема;
п — порядъкът на хармоничната;
/а1 и / — токът на основната честота и тскът на хармонич-
ната в междинния кръг;
/А1 и 7Ал — токът на основната честота и токът на хармонич-
ната честота в антенния кръг;
Qmk — качественна! фактор на междинния кръг;
QAk — качественият фактор на антенния кръг.
Фиг. 17.4
С увеличаването на ^мк филтрацията се влошава и при igMK >> 0,9
излъчването на хармоничните превишава установените норми.
17.2.1. Изчисление на схема с регулируема връзка
Изчислението на изходно стъпало с регулируема връзка се състои
в определяне на променливотоковата мощност, избор на типа и броя
на лампите, изчисление на критичния режим и параметрите на антенния
и междинния кръг и на връзката между тях.
Изчислението се извършва за три честоти от подобхвата /т1и /ср и
Утах-
Изходни данни
а) Честотен обхват от /га1п до /тах.
б) Входни параметри на антената в обхвата — активно съпротив-
ление 'a min > ГА ср, Г\ тах и реактивно съпротивление Хк и,п, Хк ср, Хк м
334
При това rA ,nin и Хк min са активного и реактивното съпротивление при
fAmin*
rA max и max — активното и реактивното съпротивление при /тах.
в) Мощност в антената РА или в антенния кръг РАк и допустимите
изменения в обхвата (10—15 %).
Ред на изчислението
1. Най-напред определяме полезната променливотокова мощност на
стъпалото.
При зададена мощност в антенния кръг РАк приема се ориентиро-
въчно к. п.д. на междинния кръг т;мк. За дълги и средни вълни
1}ык =0,8— 0,9; за къси вълни 7]чк=О,6 .‘-0,7.
Полезната променливотокова мощност на стъпало се определя по
формулата
р — ^>Ак -
Чмк
При зададена мощност в антената РА предварително се определят
съпротивленията на органите за настройка и връзка Х„ + Хся = — XA,
задава се качественият Фактор на индуктивниге елементи ф=50ч-100и
се изчисляват активните съпротивления rH + 'cB=’q’» ПРИ което XL е
индуктивното съпротивление на органите за настройка и връзка.
В повечето случаи съпротивлението на антената има капацитивен
характер (Aza<0), поради което
X„ + X„=XL = \X^,
К.п.д. на антенния кръг се определя по формулата
=Za =______Га____
гКк ^а+^н + ^св
За определяне на полезната променливотокова мощност се взема
най-малкото значение на т;Ак в обхвата
р^-^ .
Чмк *?Ак
'Типът на лампата се определя от неравенството а ако
вземат се две или повече лампи, като броят им се опре-
дели по формулата
където P—N е полезната номинална мощност на лампата.
След избора на типа и броя на лампите се извършва електрическо
изчисление на усилвателя в критичен режим (вж. 17.1).
335
2. След това определяме елементите на междинния кръг и връзката.
Настройката на кръга в повечето радиопредаватели за малка и
средна мовдност става с променлив кондензатор, затова и .изчислението
започва с определяне на минималния капацитет на кръга
Со = C'mln + Со ~ Cmln + Сбоб + + Сюх \
където
С^(п=10—30 pF е минималният капацитет на кондензатора;
Сбоб= 5-т-20 pF — собственият капацитет на бобината;
См =15-4-40 pF — монтажният капацитет;
Сют = 5-4-20 pF — изходящият капацитет на лампата; определя
се от паспорта.
След това се определя максималният капацитет на кръга,
^пих = ^о6 • Со >
където Адов е коефициент на покритие- на подобхвата.
Индуктивността на кръга се определя по формулите
= _ 2,5.10* = 2,5.10*
/mln Cnax /max ^0
ИЛИ
Л2 X2
£=0,28-^- = 0,28
^0 ^тах
При индуктивна настройка на кръга Со е постоянен капацитет;
Со—Сбоб + См + Сгох + Стр,
където Стр е тримерът за дон ас тройка.
Индуктивността на вариометъра за настройка се определя от фор-
мулата
. 2,5 10* , _ 2,5.10*
^•min Л ’ *-max Л г
Лпахь0
или
X2 X2
^„=0,28-^-; ^ = 0,28-^
Еквивалентното съпротивление се определя по формулите
Roe—infLQ. 10~8 — при капацитивна настройка;
1 59 103
'г— Q — ПРИ индуктивна настройка.
/• ^0
Във формулите за изчисляване на L, С и /?0„ L се измерва в ^Л1;
С — pF; f — MHz; X — m; R& — kQ.
Параметърът а, характеризиращ товарната способност на кръга,
се определя от формулата
336
където
/?Ое е еквивалентното съпротивление на кръга;
/?оекр — необходимого товарно съпротивление на лампата в кри-
тичен режим.
Понеже г;мк =1——, за повишаването на к. п. д. на кръга параметъ-
рът а трябва да бъде по-голям.
Увеличението на параметъра а може да стане по два начина:
като се повиши качественият фактор на кръга и като се използуват
лампи с малко товарно съпротивление в критичен режим.
В обхвата на средни и дълги вълни лесно може да се постигне
а > 6-е—10 и да се получи г;мк:> 0,85-:-0,9.
В обхвата къси вълни даже при използуването на лампа с малко
товарно съпротивление трудно се постига а >6 и при а—2н-3 т)мк на-
малява до 0,55ч-0,65.
При отдаването на мощност в антената е неизгодно, тъй
като т)мк < 0,7. За получаване на удовлетворителни енергетически по-
казатели е необходимо да се използуват междинни кръгове с а>3.
Степента на свръзка се определя от формулата
където Ха е съпротивлението на връзката между междинния и ан-
тенния кръг;
гак = га+гн +гсв—пълното активно съпротивление на антенния кръг.
При критичен режим лопт = а—1 при х=1.
Максимална мощност в антената се получава при
П + У(П—1)2+3
2
По величината на тази максимална мощност може да се определи
съпротивлението на връзката
ХсВ = п„ ^.гАк .
В табл. 17.1 е дадена в проценти разликата между отдадената
максимална мощност Р—Лта1 (при лм) и мощността, отдадена в анте-
ната в критичен режим Р~Акр. (при яопт).
При нарастване на параметъра а разликата между тах и R~A кр
става незначителна. Отслабването на свръзката при критичен режим
подобрява филтрацията на висшите хармонични. Затова в усилватели
със сложна схема е целесъобразно да се установява оптимална
връзка (лопт).
В таблицата е дадена зависимостта на т)мк от параметъра а в кри-
тичен режим на усилвателя.
Активного съпротивление на междинния кръг се определя за три
честоти от обхвата по следните формули:
22 Проектиране и конструирзне на радиоапаратури
337
а) при капацитивна настройка за
г — 9-п- -^Р •
лср— Q ~ Q] ’
б) при индуктивна настройка за
[Й, pF, pH, MHz].
При максимална честота на обхвата
'max ~ 0,5 (1 Лоб) 'ср-
При минимална честота на обхвата
rmln = °>5 (l -^)rcp-
Таблица 17.1
а 2 3 5 7 10 14 20
яопт 1 2 4 6 9 13 19
«и 2 2,82 4,67 6,62 9,58 13,5 19,5
Р max А опт 18,4 5 1 0,7 0,4 0,2 0
‘Чмк опт 0,5 0,66 0,8 0,857 0,97 0,93 0,95
Съпротивлението на антенния кръг се състои от съпротивлението
на антената гА, съпротивлението на органите за настройка ги и съ-
противлението на връзката гсв. Значението на гА е известно от изчис-
лението на антената. Съпротивлението гнс=гн +гсв при капацитивен
характер на съпротивлението на антената може да се определи от
формулата гИ +гсв=-^~ Ако Хк има индуктивен характер (XA>>0),
съпротивлението гнс може да се пренебрегне, понеже е малко. При
това к. п. д. на антенния кръг се повишава значително.
В зависимост от характера на връзката параметрите М, L и С се
определят за три честоти на обхвата по следните формули:
Л1=0,159 — при индуктивна връзка;
X
/.„=0,159 -у — при автотрансформаторна връзка;
338
1,59.106 -тт?---при капацитивна връзка,
ллсв
където М и L се измерват в р.Н; Хев — й; f — MHz и Ссв — pF.
Индуктивността на бобината за връзка с антенния кръг (при ин-
дуктивна връзка) се определя по формулата
, М
Лсв се избира от конструктивни съображения в граничите 0,1н-0,5.
В края на изчислението е необходимо да се провери изпълнението
на енергетическите изисквания към усилвателя.
По изчисленото значение за п0,„ се определя товарният коефициент
на усилвателя х—— „---------- за три честоти от обхвата:
“оекр
*__ ^Ое ___ кр _ а
^кр 1"Ьлопт l^^onr
където
- - = /?оД1 — т]мк) е еквивалентното съпротивление на меж-
1 Т^ОПТ
динния кръг при товар;
— еквивалентното съпротивление на кръга
без товар.
От формулата за се вижда, че при изменение на степента на
свръзката п се изменя товарного съпротивление в анодната верига на
усилвателя, а следователно и режимът на усилвателя, неговата про-
менливотокова мощност и мощността, отдалена в антената.
От графиката А, 5-=<р(х), показана на фиг. 17.1, се намират коефи-
циентите А и В. Полезната, подадената и разсеяната мощност на
анода в честотния обхват се определят по дадените в т. 17.1 формули.
След това се изчислява к. п. д. на антенния и т;мк на междинния
кръг, мощността в антенния кръг РАк и антената РА, а също така
ефективното значение на токовете в кръга /к и антената /А по фор-
мулите
^Ак ^~Чмк ’ ^"^^Ак Т/мк>
Блокиращите елементи 1бл, С6л и Ср се определят по формулите:
а) при последователно захранване на схемата (фиг. 17.3 а)
339
С6л^ (3: 16L2(),i или С6л = (40 : 200) С^;
Т • К
/1П1П О<
£ел--(0,25 : 0,6) 10-12 —2-^——;
* пйп^бл
б) при паралелно захранване на схемата (фиг. 17.36)
Ср = (40-200) С^;
/бл-(10^40) Ц
в) при двутактна схёма (фиг. 17.2 б)
£бл=0 : 3) L,
където Сбл се измерва в pF, / — kHz; R'^ — kS; Ь6л и L — р.Н.
17.2.2. Пример 1
Да се изчисли изходно стъпало по сложна схема със стъпална ре!улируема авто-
трансформаторна връзка с антената в телеграфен режим (фиг. 17.3 б).
Изходни данни
а) честотен обхват от 3 до 6 MHz;
б) от изчислението на антената са известии
^А mln 6,5 2 , ^А min “ — 90 2
''А ср =8,2'2; ^А ср “ — 75 2:
rA тах= J ^А тах= -60;
на изчисление
640
= „ я =800 W.
и,о
в) мощност в антенния кръг 640 W при допустима неравномерност по обхвата
± Ю %;
г) задаваме к. п. д. на междинния кръг Чмк=0,8.
Ред на изчислението
Изчислението се извършва на два етапа :
при първия етап се изчислява режимът, а при
втория — елементите на междинния кръг и връзката с антената.
II ър в и етап
1. Определяме полезната мощност
ЧАк
2. Избираме лампа ГУ-80. От прилож. 17 определяме основните параметри на лам-
пата: £д=3000 V ; Е& = 600 V ; £g3 = 0; £^ = -170 V; ДОП=450 W ; Р-
=800 W; S=5-:-10 mA/V; 5K=4,0 mA/V.
3. Избираме ъгьла на отсечката 6=70° и косинусоидална форма на импулеа. От
прилож. 18 намираме: cos 9 =--0,342 ; «0=0,253; aj =0,436 и определяме:
2Р~ 2.800
4. 6КО= 1------а- = 1--------—-------—-— 0,92.
кр в15к£2 0,436.4.10 ». 3000*
5. иа =^крЕа =0,92.3000=2760 V.
„ , 2Р— 2.800
6. /Я1 - — 2760 —0,580 А.
340
/_ 0,580
7- ‘a max ~ йг = 0,436 1,32 А
8- /в0=«о«втах=0,253.1,32 =0,33 А.
9. Р0—Еа /^=3000.0,33=990 W.
Ю. Ра = Ро - Р~ =990 - 800= 190 W < Ра доя
Р^ 800 „ п
П. >)- ро -990 ~0,8.
Ua 2760
’2- ^кр = 7-= 6758’0 -4750 у-
'a max 1,32 • Ю*
13- Ug* = S(1 — cos 9) 5,6(1 —0?342) 360
От графиката S=f(ea ), показана на фиг. 17.5, намираме: 5=5,6 mA/V;
mln=£a - иа = 3000 - 27 60=240 V.
14. Е =Е U . гп.9 = - 170 — 360.0,34 2 — 290 V.
gl К* S1 сиг*
— Е,1 —2901
15. #=arccos------Sl_ — arc cos ———^36°.
Ugl 300
От прилож. 18 н мираме OQg=0,133; alg = 0,255.
16. По напрежението еа min и eg гаах от характеристиката на решетъчичя ток
(фиг. 17.6) определяме импулса иа решетъчния ток zgimax=75 mA.
17- 7go=“og • ‘gi max =0,133.75 = 10 mA.
18. 7g| — max=0,255 .-75 = 19,4 mA.
19. P~g = 0,5 Ug Igl =0,5.360.19,4.10-» = 3,5 W.
20. POg= - E^ /^=290.10.10-’=2,9 W
2L PS = P-g~pg0=^ - 2,9=0,6 W < Pa ao„.
341
22. От характеристика™ (фиг. 17.7) определяме височината иа импулса на екран-
ния ток
‘«2 тах=680 тА-
23. /^20 = 0,7 «о ig2 тах=0,7.0,253.680 124 mA.
24. /^=600.0,124^75 W.
Вториетап на изчисление
1. Разделяме обхвата на подобхвати. Приемаме броя на подобхватите т=2 и опре-
деляме коефициента на покритие на подобхватите
*поб= 7^6 =V2 = 1,41,
където *об=-Ч--= ч=2.
00 /mln 3
2. Приемаме капацитивна настройка на кръга и определяме минималния и макси-
малния капацитет на кръга
С0=Сш1п+Сбоб+См+Сиз)|=30+154-25+22^=92,5рР,
Стах^об Со = 1,41*. 92,5 = 187 pF.
3. Индуктивността на кръга
2,5.10* _ 2,5,10*
/minCmax ~ 3*. 187 15 ^Н-
4. Приемаме качествения фактор на междинния кръг Q= 100 и определяме него-
вото еквивалентно съпротивление за той честоти:
ROe mln “МЯ 10-3=6,28.3.15 . 100.10-3=28 k2,
Ro. ср =2it//Q 10-3=6,28.3,65.15.100.10-з=33 k2,
% шах =2в/Ц? 10-3=6,28.4,25.15. 100.10-3=40 ka.
5. Определяме параметъра а
_ tfoamin _ 28000 _
flmin «окр 4'50 ~5’9’
_ Я0(.Ср “ер — ~Ь к0е кр 33000 4750 ~7,
*0a max “max — “”n к0г кр 40000 4750 ^8’4-
6. Активного съпротивление на междинния кръг
«о. -«WO
r‘P = Q ~ Q2 юоз
<min=0,5 (’+-*^-) '•ер-О.б (l+-j^r) 3’3=2’8 fl>
'•тах=0.5 (1+Лпоб) ^=0.5 (1 + 1,41) 3,3 ~ 4 а.
7. Активного съпротивление иа органите за настройка
342
'"нс min gg Я приемаме QH—80,
IA'aIcp 75
r"e cp <2H 80 0,94 2’
r —-^'max- = —— n75 2
гнсгмх~ QH go u>'° “•
8. Активного съпротивление на антенния кръг
'"Ak mln=/*A min+^нс т1п=8"5"И>1 =7,6 2,
гАк ep=rA ep+'nc ep=8,2 4-0,94=9,14 2,
гАк max=r A max+'нс max => 0,5 4- 0,75 = 11,25 2.
9. Степента на връзка
«и min=0>5 [amin+V(«min -l)2+3 =0,5 [5,9+V(5,9 - l)24-3]=5,6,
ИмсР=0,5 [«cp4-V(eep - D3+3 =0,5 [7+V(7-l)«4-3]=6,6,
«мтах=0,5 [amax+V(amax-l)8+3=0,5 [8,44-V (8,4 - 1)»+3J=7,9.
10. Съпротивлението на връзката
^св min=nM min V '’min • rAk mln=3,6 ]/ 2,8.7,6 = 25,7 2,
*cb cp=*M cp У^ср • ''Ak cp= 6,6 У 3,3.9,14 = 36,4 2,
*св тах~Лм max У''max • ''Ak max=7»9 У 4.11,25 = 52,8 2.
И. Индуктивността на бобината за връзка
^впПп=0.159 *5В 1,1111 = 0,159 —=1,36|хН,
/min °
Лсвср=0,159^Р =0,159 -^-=1,58 pH,
/ер 3,60
7-св max =0,159 ~^п”’-= О,159 4д5-==1-97 |1Н-
12. Изчисляване на енергетическите съотношения
хер J -1-6,6 °’92’
8,4
Хтах 14-7,9 0,96.
От графиката А, В—у (х), показана на фиг. 17.1, определяме коефициентите А и В:
А(хт,п)=1.035; В(хт1п)=0,97;
Л(хср) =1,03; В(хер) =0,975;
А(хтах)=1,02; й(хтах)=0,98.
Това са резултатите от изчислението на енергетическите съотношения в сложна
схема с регулируема връзка.
343
Таблица 17.2
Параметри Фсрмули за на- числение Честота [MHz]
Anln=3 /ср=3,65 Лпах^25
Подадена мощност [WJ Полезна мощност [W] Мощиост, разсеяна в анода [W] Р0=А(х) РОкр Р-^=В(х)Р ?кр Ра=Р0-р- 1025 775 250 1020 780 240 1010 785 225
К.п.д. на междинния кръг (%) _ "опт . 85 87 88,5
'/мк 14. п ЮО 1 ' “опт
К.п.д. на антенния кръг (%) Мощност в антенния кръг [W] Мищност в антената [W[ Ток в кръга [А] Г А --100 к^Дк ^А=Ак_ / =v ^->Ак 86 660 570 6,4 90 675 600 5,7 $2 , 695 640 4,75
“V г
Ток в антената (А] /. = J РАК 9,3 8,6 8
Х V <Ак
Неравномерное! на мощността в антенния кръг [%] ДРАк -р но ' Ак 3,1 5,5 8,6
13. Определяме мощностите, к.п д. и токовете в кръга и антената. Резултатите от
изчисленията подреждаме в табл. 17.2.
14. Определяме блокиращите елементи
С6л=(40-~200) Сизх = 100.22,5 = 2250 pF,
Ср =(40~200 Сюх= 100.22,5=2250 pF,
4=(Ю 4- 40)£=30.15 = 450 pH.
17.3. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА МЕЖДИННИ СТЪПАЛА
Междинните стъпала служат за усилване по мощност и напреже-
ние на трептенията на задаващия генератор (възбудител) до величина,
достатъчна за възбуждане на веригата на управляващата решетка на
изходното стъпало и за повишаване стабилността на честотата на радио-
предавателя.
Към междинните усилватели се поставят две основни изисквания:
1. Междинният усилвател трябва да осигурява висок коефициент
на усилване по мощност
където
Р^ц е мощността, изразходвана за възбуждане на междинния
усилвател;
Р~м — отделената полезна мощност от усилвателя. Послед-
ната се определя от формулата
344
където
Р-^ е ^мощността, изразходвана за възбуждане на следва-
щото стъпало;
Чмк — коефициентът на полезно действие на кръга.
Величината на к. п. д. на кръга зависи от мястото на стъпалото в
схемата. За междинни стъпала, конто служат за възбуждане на изход-
ното стъпало, т)мк се избира от 0,3 до 0,7, а за стъпала, конто работят
непосредствено след задаващия генератор, %к=0,1 -г- 0,3.
Колкото коефициентът А е по-голям, толкова по-малко стъпала ще
се използуват.
2. Междинният усилвател трябва да осигури постоянство на ампли- .
тудата на възбудителното напрежение, което е особено важно за пре-
даватели с широк честотен обхват. Както е известно, голямо постоян-
ство на амплитудата се постига в пренапрегнат режи.м, ето защо из-
ползуването на този режим в междинните стъпала ё задължително.
За да се осигури такъв режим по целия честотен обхват, е необхо-
димо на честотата с минимално еквивалентно съпротивление да се
осигури критичен режим. При капацитивна настройка на кръга напр.
критическият режим се осигурява на минимална честота, а при ин-
дуктивна настройка — на максимална честота.
Фиг. 17.8
На практика се използуват две основни схеми на междинни усил-
ватели — с настроен и с апериодичен товар. Най-голямо разпростра-
нение са получили схемите с настроен кръг в анодната верига, конто
работят в режим на усилване и умножение..
В зависимост от вида на връзката със следващото стъпало разли-
чаваме схеми с капацитивна, автотрансформаторна и'индуктивна.връзка.
На фиг. 17.8 е показана схема с капацитивна връзка. Преимуще-
ство™ на тази схема е голямото постоянство на коефициента на включ-
345
ване в обхвата и добрата филтрация на хармоничните. Недостатък на
схемата е неудобството за регулйране на възбудителното напрежение.
Коефициентът на включване при капацитивна връзка
с,
& йа ~с1+са
не зависи от честотата, ако е направен правилен избор на капацитив-
ния делител и на самоиндукцията на дросела:
Сх + Са > (2 ~ 4). 10« у-- - [pF, MHz, kQ],
£др> Д°5-. IPH, MHz, pF],
където — e активного входно съпротивление на следващото
стъпало.
Често на практика за С2 се използува входният капацитет на лам-
пата С„.
В схеми с автотрансформаторна връзка (фиг. 17.9) подборът на
връзката се осъществява чрез изменение на положението на плъзгача
на кръговата бобина. Схемата се отличава с голямо постоянство на
коефициента на включване
Фиг. 17.9
L ’
като дроселът се избира с достатъчно голяма индуктивност:
£др> (10-4-20)1,
и съпротивлението на връзката значително по-малко от входното съ-
противление :
346
Тази схема- намира широко приложение както на дълги, така и на
къси вълни.
Схемите с индуктивна връзка (фиг. 17.10) се използуват сравни-
телно рядко, главно на дълги вълни. Недостатък на тези схеми е зна-
чителното изменение на коефициента на включване по обхвата, което
се проявява особено силно на къси вълни.
Фиг. 17.10
В радиопредаватели на къси и особено на ултракъси вълни широко
се използува режимът на умножаване на честотата. Умножаването на
честотата позволява да се разшири общият обхват на радиопредава-
теля при по-тесен обхват на задаващия генератор, да се отслаби реак-
цията на следващото стъпало върху задаващия генератор и да се по-
виши стабилността на честотата.
17.3.1. Изчисляване на междинни стъпала в режим
на усилване
Изчисляването на междинното стъпало се състои в избор на лампа
за усилвателя, изчисляване на кръга и на режима на стъпалото в че-
стотния обхват.
Изходни данни
а) загубна мощност във веригата на управляващата решетка на
следващото стъпало;
б) амплитуда на възбудителното напрежение Ug\
в) честотен обхват от /min до /тах.
347
Ред на изчислението
7. Определяне. параметрите на кръга
Минималният и максималният капацитет на кръга се определят но
формулите Со = С^|п Сбое + См+С„„+Спот + Свх,
където
C'mln е началният капацитет на настройващия кондензатор;
Спот — капацитеуът на потенциометъра при капацитивна връзка;
Свх — входният капацитет на лампата на следващото стъ-
пало ;
(2 -k2 С
^тах — «об '-'О*
Задаваме си Q = 50-?- 100 и по познатите формули определяме
основните параметри на кръга в обхвата за три честоти.
2. Избор на лампа
Има два основни варианта за избиране на лампата. При първия се
задава к. п. д. на кръга
т;мк- = .-0,7,
след което се изчислява ориентировъчно значението на номиналната
мощност, по която се избира лампата:
P~N> Р~ = .
^МК
Избира се величината на анодното напрежение и се приема коефици-
ентът на използуване на анодното напрежение в критичен режим ^кр=
= 0,9. След това се определя амплитудата на променливотоковото на-
прежение на кръга, което трябва да удовлетворява условието
Ua =$JSa>Ugi.
Ако лампата отговаря на тези условия, пристъпва се към изчисля
ване на режима.
При втория вариант лампата се избира от неравенството
P~N>P~ +Ps'gl,
където
Р^ы е номиналната й мощност в критичен режим;
Р^—полезната мощност, отдадена в кръга;
P%g— сумарната загубна мощност във веригата на решетката на
следващото стъпало.
Ако приемем, че P~n=0,5 axiam„UaVL Ua^>UgV можем да полу-
чим изчислителната формула за височината на импулса на анодния ток
i >_+
'a max „ р “ 1Г/
а1 min
348
където
Roe min e най-малкото еквивалентно съпротивление в целия обхват.
За да се намали възбудителното напрежение, ъгьлът на отсечката
при маломощните междинни усилватели се избира малко по-голям,
отколкото в изходните усилватели. Обикновено се приема 0 = 70-; 90°.
3. Изчисление на режима
Съществуват два пътя за изчисление на критичния режим — по
зададена полезна мощност и по избрана височина на импулса на тока
на лампата (вж. т. 17.1).
В първия случай след изчислението се проверява дали е изпълнено
условието Ua =cEaZ> U'gV а във втория — дали 1ао = (0,65 : 0,8)
I '0 дои-
4. Коефициент на включване. След изчислението на режима се
определя коефициентът на включване, който осигурява получаване на
оптимален товар при 7?^ = 7?о« кр
Р^-
г Рве min Рое кр
вх н р
А0г mln • п0е кр
От изчислението на критичния режим е известна величината на Ua,
което дава възможност да се определи ново значение на pgl и се
сравни с първото:
От получените две значения се взема по-малкото, тъй като сама
при това условие на минималната честота ще бъде осигурен критичен
или леко пренапрегнат режим (при ROe min > Roe кр).
След това се определят 7?^. за останалите честоти от обхвата и
Rf
параметъра х~_____2£_, коефициентите Ан В и се изчислява енерге-
кр
тичният режим (Р~, Ро, Ра и т. н.).
17.3.2. Изчисляване на междинни стъпала в режим
на умножаване
Изчислението на междинни стъпала в режим на умножаване на
честотата се провежда в същата последователност, както и в режим
на усилване. Особеността на изчислението се заключава в определяне
на номиналната полезна мощност и ъгъла на отсечката на анод-
ния ток.
Номиналната полезна мощност на лампата в режим на умножаване
349
на честотата е значително по-малка, отколкото при усилване. В режим
на удвояване номиналната полезна мощност и мощността на разсей-
ване се определят по формулите
=(0,5 -4- 0,6) P~n ;
PeaS(0,4 1-0,5) P^.N.
В режим на утрояване на честотата тези мощности ще бъдат още
по-малки:
Р~3Ра з = (0,33 0,4) P~N.
Както се вижда, режимът на умножаване на честотата се харак-
теризира с увеличаване на разсеяната мощност на анода и намаляване
на к. п. д. до 50 -4- 60 %.
При удвояване на честотата полезната мощност се намалява с
20-4-25%, а при утрояване — с 35-4-40% (в сравнение с режима на
усилване).
При работа с островръх импулс ъгълът на отсечката се избира за
удвоителите на честотата .0 = 50-4-60°, а за утроителите — 0 = ЗО-н4О°.
Използуването на по-големи ъгли води към значително увеличаване
на загубите на анода, а при по-малки ъгли нарастват коефициентите
на разлагане (а2 и а3) и се увеличава използуването на лампата по
ток, понеже височината на импулса и амплитудата на хармоничните
нараства:
/ _ /go
la max — /у ’
“о
1а % ^2 la max »
la з ®з la max-
ЧеСТО пъти в практиката се налага стъпалото да работи едновре-
менно в режим на усилване и на удвояване на честотата; Тогава 0 =
= 55-е-75°. При усилване и утрояване на честотата 0=40-ь 55°.
Методиката на изчисление на междинни стъпала в критичен режим
е аналогична на методиката на изчисление на междинни стъпала в
режим на усилване, като коефициентът <xt се заменя с а2 или ая.
17.3.3. Изчисляване на,междинни стъпала в буферен режим
Буферно стъпало се нарича онова стъпало, лампата на което ра-
боти без решетъчен ток. Височината на импулса на анодния ток на
лампата в този режим не може да бъде по-голяма от височината на
тока на лампата при напрежение на управляващата решетка, равно
на нула:
la max 1е >
обикновено се избира ia гаах — (0,7 -4- 0,8) 1е .
Височината на импулса на анодния ток може да се определи и
по формулата
350
i ->
*o max —D >
ал min
където <хп e коефициент на разлагане на първата, втората или трета-
та хармонична.
За буферни стъпала се избират лампи с лява характеристика.
Мощността на буферното стъпало се определя по формулата
р
* —— бу<Ь = 7
Ако стъпалото работи в режим на умножение,
Е„ I,
р —- ° ‘
= п ' 7" >
където п е поряцък на използуваната хармонична.
Величината на се определя или по характеристиките на лампата,
или по формулата /е —
Ъгълът на отсечката на анодния ток се избира в граничите 0=
= 100—120°.
След избора на типа на лампите изчислението "йа режима се про-
вежда в същата последователност, както при другите стъпала.
17.3.4. Пример 2
Да се изчисли междинен удвоител (фиг. 17.9) в пренапрегиат режим. Настройката
на аиодиия кръг е капацитивна. Връзката със следващого стъпало е автотрансформа-
торна.
Изходни данни
а) честотен обхват З-г-4,25 MHz;
6) максимална загубна мощност във веригата на решетката на следващото стъпало
PZ£I=I5W:
в) възбудителна амплитуда t/gJ=360 V;
г) входно съпротивление гвх=ЗО00 2;
ж) входен капацитет Свх=28 pF.
Ред на изчислението
1. Най-първо определяме параметрите на кръга
Минималният и максималният капацитет на кръга са:
Со=С^|п-гСвоб+См4-Сизх4-Свх=20+17+25-|-10ч-28 100 pF ;
Стах=^б.Со=1,412.ЮО=2ОО pF.
Индуктивността на кръга
, 2,5.104 _ 2,5.10* _
L~ 13,6
•'max ^0
351
Приемаме Q=80 и определяме еквивалентното и активното съпротивление на кръга
за три честоти:
Рт1п=2^Лп1П^ 6,28.3. 13,6=256 Й ;
R0, mln =- Pmin Q=256.80 = 20 600 a ;
... Pmin. _ 256^
mi" Q 80 °’' “ ’
Pmax"-2’c/max /.=6,28.4,25.13,6=364 a ;
Roe max=Pmax • <? = 364.80=29 000 a ;
___Pmax___364
max 80 -4,5 a ,
Рср=2тс/cpZ.= 6,28.3,6.13,6=314 8;
*0ecp=Pcp <2=314.80=25 000 a;
2. Избор на лампа. Нсминалната мощност на лампата трябва да удовлетворява не
равенството
Р Л ,
2. Рое поп
приемаме Ua = U'gX -- 360 V, тогава
(360Г
^Л ^2Т2060Т+15=18 W'
Избираме лампата ГУ-50. ОХ прилож. 17 определяме основните параметри на лам-
пата: £^=60 W; Еа =800 V; £^=250V; 5К=5 mA/V; £^=—40 V, РаДОп=
=40 W; Рй2Д0П=5 W; Pgiaon=l W; Crax=9,15 pF; 1е ДОП=0,23 А.
3. Изчисляване на режима. За да се осигури пренапрегнат режим по обхвата, уста-
новяваме критичен режим за минималната честота /inin=3 MHz.
Приемаме 9=50° и от прилож. 18 намираме
cos 0=0,643 ; ао=0,189 : «2=0,267.
Определяме височината на импулса на анодния ток
/ _________|_______— __________OOV_____L. Z • 1о _= А 070 д
° max Т 0,267.20 600 0,267.360 ’10 А'
Амплитудата на втората хармонична и постоянната съставяща на анодния ток
/Л,=а2'Л =0,267.0,378=0,102 А;
<** А « шах
/«о=ао1а тах=°>189 • 0.378=0,072 А;
следователно условието 7^ < (0,654-0,8) /е дог| е изпълнено.
След това намираме
max 0,378
1 “ 5ТПУ~О00
35i
Приемаме Еа =700 V, така че разсеяната мощност на анода да бъде по-малка от
допустимата
Ua =6кр • Еа =0,9.700= 630 V ;
п _Ua 630 „ „
Я()екр 0,102 ~ 6206 2 ’
U .—,] ] шах __________. _______0<378_______
gl ’ S(1 — cos 6) 1,1 7,2.10-3(1 — 0,643) =162 V*
От графиката на фиг. 17.11 нами-
раме 5=7,2 mA/V:
еа т\п = Еа - иа =700 - 630-=
= 70 V;
Eg^\,\(Egl - Ugl cos 0)=1,1 (-
—40— 162.0,643)=— 155 V;
Р~=0,5 Ua 7^=0,5.630.0,102=
=32 W;
PQ=Ea . 7ед=700.0,072=50 W ;
Ра =Р0 — Р- .=50 — 32 = 18 W
<Р«а <0,5Ра ;
02 доп ’ а ДОП
Р~ 32
Ро 50 0’64’
4. Определяме коефициента на включване, който осигурява критично съпротйвле-
ние на товара:
Фиг. 17.11
R()e mln — Roe кр / Л 20600 — 6200 л со
„ЛУ 3“° 206<XK62SO~W
От изчислението на критнчния режим Pgi~ ^1 = ||?=о,57.
Приемаме ^=0,57 и определяме R^ за три честоти от обхвата:
___ R0e mln ________ 20600
3 Roe min 20600
l+pg\ rm + ’ 3000
ROecp~ 25000 = 6500 a; 7?0e max 29000 ~6760
1 +0-572 3000 1 + 0,572 3000
Установеният режим по обхвата, както това се изнскваше, е пренапрегнат.
Определяме параметъра х:
_ Коепип- 6300 _ 6500 _ 6750
Vm,n-Яогкр 6200 > хсР 6200 6200 *’
Но графиката от фиг. 17.1 определяме коефициентите А и В:
Лип ~ 1.00; Лср=0,975; Атах=0,96;
Вт!п^1,00; Вс_=0,985; Вта1[=0,98.
23 Проектиране и конструиране на радноапаратури
353
Изчисляваме мощностите и к. п. д. в честотния обхват
P_min=tfmlnP_= 1,00.32=32 W; Р~ср=0,985.32=31,5 W ;
Р~тах=0,98.32=31 W;
Л>т1п=4п11/>о=1,00.50=50 W; Роср=0,975.50=48,7 W;
р0тах=0.96.50=48 W!
_ ^>—•mln _ 32 _ _ _ 31,5 _
Чт|п /’о min 50 0,64 ’ Чср 48,7 ~ 0,647 ’
Чтах 48 0>DD.
Нроверяваме дали е изпълнено условието
Ua>U'g\ (630 > 360);
P^Ar=0,6P^>_jl_ + P^ (36 W> 63°L. ^25 w)>
/ •yQg mln 51
следователно условието e изпълнено.
17.4. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ЗАДАВАЩ ГЕНЕРАТОР
Изчислението на задаващия генератор се подчинява на следните
основни изисквания:
1. Получаване на висока стабилност на честотата.
I. Постоянство на амплитудата по целия честотен обхват.
3. Получаване на достаточна полезна мощност за нормална работа
на следващото стъпало.
Изборът на мощността на генератора, на типа и режима на работа
на лампата и на връзката на генератора със следващото- стъпало за-
виси от изискванията за стабилността на честотата.
За да се получи по голяма устойчивост на режима и на честотата
на трептенията, коефиццентът на полезно действие на кръга на гене-
ратора не трябва да превишава
0,1-0,2.
Ако следващото стъпало работи в буферен режим, полезната мощ-
ност в анодната верига на лампата ще се изразходва само във вери-
гата на собствената решетка и загубното съпротивление на кръга.
Величината на полезната мощност се определя от формулата
Чк
където е възбудителната мощност в решетката на следващото
ступало.
Работният режим на лампата и неговото изменение в процеса на
експлоатация е един от важните фактори, конто влияят на общата
нестабилност на честотата. Най-добре е да се използува критичен ре-
жим с ъгъл на отсечката 90-1-120°.
354
i
Ф.1Г. 17.12
355
В обхватни предаватели критичният режим се установява на че-
стота с минимално еквивалентно съпротивление. Тогава на другите
честоти се установява пренапрегнат режим, който осигурява постоян-
ство на амплитудата по обхвата.
Изменението на режима се предизвиква от непостоянството на за-
хранващите напрежения на лампите (транзисторите) и реакцията на
следващите стъпала. За да се намали това влияние, захранващите на-
прежения трябва да се стабилизират.
ЛаМпите, изпОлзувани в схемите на задаващи генератори, трябва
да имат голяма стръмност, малки междуелектродни капацитети и ниско
критично съпротивление на товара. Това ще позволи да се увеличи
началният капацитет на кръга и с това да се намали влиянието, пред-
извикано от нестабилността на капацитетите на схемата, върху ста-
билността на честотата.
При правилно проектиране и спазване на всички мероприятия за
отслабване на дестабилизиращите фактори може да се получи обща
нестабилност на честотата от порядъка на (1н-5).10—4.
В съвременните радиопредаватели с малка и средна мощност се
използуват следните основни схеми на задаващи генератори:
а) еднокръгови схеми с индуктивна, автотрансформаторна и капа-
цитивна обратна връзка;
б) схеми на двукръгови генератори с електронна връзка;
в) схеми с кварцова стабилизация на фиксирани честоти;
г) схеми с кварцова стабилизация в даден честотен обхват.
На фиг. 17.12 а, б, в са показани схеми на еднокръгови генера-
тори. От гледище на стабилност на честотата и трите схеми са равно-
ценни. Тези схеми се използуват широко в многостъпални обхватни
радиопредаватели.
На фиг. J7.13 а, б са показани схеми с електронна обратна връзка
(схема на яШембел“). OchobhoIo преимущество на тези схеми е от-
слабването на реакцията вследствие на влиянието на нестабилността
на товара на следващото стъпало върху генерираната честота. Друго
Преимущество е, че анодната верига може да се използува каю у мно-
жится на честотата и непосредствено да се свързва към антената без
междинни стъпала (маломощни подвижни предаватели). Често на прак-_
тика при многостъпални радиопредаватели товарът в анодната верига
се прави апериодичен. При двукръговите генератори се използуват
само пентоди и лъчеви тетроди.
Кварцовите генератори (фиг. 17.14 а, б) се използуват в тези слу-
чаи, когато повишените изисквания към стабилността не могат да
бъдат изпълнени с обикновените мерки за намаляване на влиянието
на дестабилизиращите фактори, в това число параметрическата стаби-
лизация и термокомпенсацията.
Стабилизацията се получава от порядъка на (1н~5).10~5, но ако
кварцът се постави в термостат, може да се постигне стабилност от
порядъка на 10~ь и повече.
На практика се използуват два основни метода за изчисляване на
задаващия Генератор (независимо от неговата схема).
356
Фиг. 17.14

357
При първия метод изчислението се извършва по зададена полезна
мощност в критичен режим. В резултат от изчислението се получава
U'
коефициентът на обратната йръзка £ = --р— и еквивалентното съ-
противление /?Ое = -^у— След проверка на условието за самовъзбуж-
‘ai
дане, като се изхожда от допустимата нестабилност на честотата, се
определя Q — факторът на кръга и се изчисляват неговите елементи.
Изчислението при втория метод изхожда от условието за .осигуря-
ване на оптимална връзка на кръга с лампата, позволяваща да се по-
лучи максимална стабилност на честотата.
Изследванията показват, че това може да се постигне при го-
лям коефициент на обратната връЗка (близък до единица) и при малка
променливотокова мощнбст. В този случай се изхожда от величината
на оптималния коефициент на обратната връзка.
Този метод за изчисляване на задаващи генератори в многостъпални
предаватели се използува, когато следващите стъпала работят в бу-
ферен режим.
Редът на изчислението по двата метода ще бъде илюстриран с
пример.
17.4.1. Пример 3
Да се изчисли еднокръгов эадаващ генератор по зададена почетна мощност и схема
с автотраисформаторна обратна връзка.
а) честотен обхват
Изходни данни
1,5 до 3 MHz ;
б) нестабилност на честотата
А/
. = ±10—'’;
в) възбудителна амплитуда и мсщност в следващото стъпало
^', = 100 V; К --0,5 W;
г) входен капацитет и входно съпротивление на следващото стъпало
Свх = 14 pF и rBX=10000 е
Ред на изчислението
1. Избор на лампа
Полезната мощносг на генератора Р =—^- = 3,3 W, при коетв чк е
Чк 0,15
коефициентът на полезно действие на предаване.
Избираме лампа 4П1Л. От прилож. 17 определяме основните параметри на лам-
пата: Еа =200 V; £^=150 V ; £?3=0 V; S=6 mA/V, С„=8,5 pF; Cex=9,4 pF
Спр=0,1 pF; Радоп=7,5ЛУ; /доп=100 MHz; bJgl=-14 V; SK=3,5 mA/V.
358
2. Избираме ъгъл на отсечката 0=90° и косинусоидална форма на импулса. От при-
лож. 18 намираме
cos 0=0; ао=О,318; «1=0,5; az =2 и определяме:
2Р~ 2.3,3
3- 5Кр-1 „erf-1 0,5. Эт5.10-3.200* ~°’9 ’
4. Ua =6кр£а “0,9.200=180 V ;
- , 2Р_ 2.3,3 „„„ .
• al— — 180 —0,037 А;
r ; Zai 0,037
’ о msi - ^ - 0,5 ~0,074 А ’
7- /eo=ao'amax=0>318-0>074=0>024 А!
8. Р0=£а/а()=200.0,24=4,8 W;
9. Ра=Р0-Р~=4,8-3,3=1,4 1¥<Радоп;
Р 3 3
10- ч~ ~Р^ = 4^8~0,69 :
„ о Ua 180
П- Яоекр- Q 0ДО7“~4870 2;
12. </gl=l,l
1а тах
5(1—cos 0)
0,074
1,1 4jH0=f=19 V-
където 5=4,3 mA/V при еа min=200—180=20 V (фиг. 17.15 а);
13. £gl = l,l(£'gl—f/gl cos 0)=1,1(—14—19.0)=—15,4 V.
14. Определяме коефициента на обратната връзка
ft = ^ = l80 = 0,105
359
и проверяваме условието за самовъзбуждане:
А > Ат1п~• Ко, кр = бГТ(Г“3Т4870 = °’034-
15. cos 9 = L = 1^ — 0,816, следователно 9 . ?«35О.
« Ug 19 g‘
От прилож. 18 определяме
aOg=0,129; <xlg=0,248.
Приемаме /^«0,05/а0=0,05.24=1,2 mA и определяме
. _ Zg0 _ 1,2
*тах~^-’(’Д29’-9’3 тА>
Igl =aj igmax=0,248.9,3=2,3 mA,
Р =0,5.1... U., =0,5.2,3.10“з. 19=0,022 W.
в1
16. Съпротивлението за автоматично преднапрежение
Р I==_L^1L =---—4 12 800 2, приемаме 15000 2.
gl 1,2.10-3
17. Височината на импулса на тока на екранната решетка се определя от характе-
ристиката Tgj—ф(*в) (фиг. 17.15 б);
min =20 V и eglmax=£gl+t/gl=-15,4+19=3,6 V;
,g2max=55 mA (Фиг- 17.15 «).
Ъгълът на отсечката на екранния ток
SgO «=> 86°; aOg2=0,305.
fg20~^'7 “0g2 • '<2tnMt=0>7;^>3 • 55=11,3 mA.
Pg20=£g!le/<2=150.11,3.10-8=1,7 W.
Гасешо^съпротивлевие във веригата на екранната решетка
R# = Еа= ^°3~о^ = 4500 2; приемаме ^=4700 Й.
18
19.
20.
21.
Изчисляване елементите на кръга
1. Определяме коефициента ва полезно действие на кръга
+Р2£<_0,022+0,5 _ л
Чк— — зз —0,16и
където
Pg са загубите във верига га ва решетката на лампата ва генератора;
Р^^ — загубите във веригата на решетката на следващото стъпало.
2. Приемаме качествении фактор ва кръга <2=150 и определяме Q' при ватоварен
кръг:
Q-=Q(1 — Чк)=150(1 — 0,16)^126.
зво
3. Определяме Q-фактора от условието за допустимата нестабилност на честотата.
АС
« -Ю-З/пИп^О. крДСиэх+^2-^“—
„_____________________________^ср кр =
I-/-I “
1,7
3,14.10"3.1,5 (4,87. 1,9 + у дЪу
=---------------7^=3--------------- - - ?«85 [pF, кй, MHz, mA/V],
където
5 6 „
Scp = -— = -2 =3 е средната стръмност на лампата;
ДСизх=(0,2+-0,3)Сизх — нестабилността на изходния капацитет ;
ДСВХ =(0,24-0,3)СВХ — нестабилността на входния капацитет.
При по-нататъшните начисления взимаме най-голямото значение на Q, удовлетво-
ряващо условието за стабилност.
За осигуряване иа пренапрегнат режим по обхвата приемаме
&0е min- ^Огкр-4870 2.
4. Определяме минималния капацитет на кръга
С0=С'т|п + Сл+Сбо6+См+Стр= 15+15+10+15+25=80 pF,
където СЛ=Р^ОВ. Свх1 +СИЗХ + (^)свх.) = 0,905*- (0,105*. 8,5 + 9,4+(^L_)2.8^
^15 pF е преизчисленият капацитет на лампата иа генератора и следващото
стъпало ;
Pgi=i (предварително приемане пълно включване на решетката на следващото стъ-
пало към кръга);
иа 180
P—(j +(j~= 180+1~9~~~0,905 — коефициентът на включване към анода;
Сбоб=10 pF — капацитетът на бобината;
См =15 pF — монтажният капацитет;
С_р =25 pF — капацитетът на тримера;
Цн1П = 15 pF — минь малният капацитет на променливия кон-
дензатор.
5. Определяме L и СП13Х:
Стах = *^С0=2*. 80=320 pF;
2,5.10*
С -С
J min Чпах
2,5.10<
1,52.320 ~34,8 иН’
6. Коефициентът иа включване на кръга
^Огкр _. / 4870 0 41 .
\ Q'-Pmin V 126 228 ’ ’
Pmin=2ix/mIn £=6,28.1,5.34,8=228 2.
7. Индуктивността на участъка анод—катод на кръга
La =pL=Q,4\ . 34,8=14,2 pH.
361
8. Индуктивността решетка—катод
Lgl=kmLa =0,105.14,2=1,44 pH.
9. Индуктивността
//=£ — (La +Lgl )=34,8 — (14,2 +1,44)= 19,16 pH.
10. Коефициентът на включване към следващото стъпало
, U'e\ 100
pgi=p Vo -0,41 180~0,23-
17.4.2. Пример 4
Изчисляване на едвокръгов генератор по схема с капацитивна обратна връзка
фиг. 17.12 в).
Изходните данни са същите, както в пример 3, само относителната нестабвлност
Ред на изчислението
1. Избор на лампа. Избираме лампа 4П1Л с голяма стръмност. Параметрите на
лампата са дадени в пример 3.
2. Избираме ъгъл на отсечката в = 100°, което позволява да се намали нивото на
висшите хармоиични на анодиия ток и да се повиши стабилността на честотата.
От прилож. 18 намираме
cos 9=—0,174; «0=0,350; aj=0,520 ; а(. =1,64.
Изчисляването на режима ще извършим по втория метод.
3. Определяме оптималния коефициент на обратната връзка
*OB-V ДСВХ V 1,7
Ако липсват данни за нестабилността на капацитетите, може да се приеме Лов~
=?0,8-.-1.
4. Определяме допустимого променливотоково напрежение на анода
„ : о,5Рйдоп - •—
° / S’ " —
I/ (1 — cos 9;AOBSa0 (1 +-о- fcOB(l — cos 9)
V °к
_ 1 0,5.7,5 v
~ / 6.10-3 v'
V (1 +0,174).1.6. IO-3.0,350(1 +-3-|0-^~. 1(1 - 0,174)]
5. Определяме необходимого напрежение на анода
S 6. Ю-8
Ea=Ua[\+ Аов(1—cos9)]=21[l +-g-1(1+0,174.;]=70 V.
Приемаме напрежение на екранната решетка
£^2=50 V.
6. Еквивалентното съпротивление на товара
362
__ 1 1 « л
Roe = Аов 5ср = ПЗЛ56ГКГ*'= 274 2 :
S 6.10~3
5ср=; а- = —164 ~" 3'66- 10~3 A/V=3,66 mA/V.
7 / U° 21
о,= = 274 = 0,077 А-
иг ао г 0,350
8- /а0= а{ =“6j2"6“-0,077*0,051 А*
лампата се използува напьлно по катоден ток 1е лпп=50 mA.
9-7Omax=4L = -S = 0,148 А‘
СС| U,02U
10. Рй=Еа /^ = 70.0,051 =3,57 W.
11. Р-~=0,5 IalUa =0,5.0,077.21=0,81 W.
12. Ра =Р0-Р~=3,57-0,81=2,76 W<Pfljl0n.
Р~ 0,81
!3. Ч- р0 -3j7'-°-23-
14. Амплитудата на възбудителното напрежение
Ugl*k0BUa=l.n=2l V.
15. £gl = l . l^ — Ugl cos 9)=1,1(— 14+21 .0,174)=- 12 V:
16. cose^ =Щ= l? = o,57; 9g =55°; ^=0,201 ; «^=0,366.
Приемаме =0,05z" =0,05.0,148 = 0,0074 А и определяме:
17. 7gl0=0,7 aOg igi max =0,7.0,201.7,4 ~ 1 mA.
18. =0,7.0,365.7,4^1,86 mA.
19. P„ n =0,5 U„, Z,,=0,5.21.1,86. lO-^O,079 W.
gi gi
20 ^=fe|=r^3-=12 ><2-
21- 7g2o=(0,2-+0,3)/e0=0,2.0,051 =0,0102 A.
од d 70—50
82 ~ T^Q ==“адГ = 2000 2-
23. ^^=/^=0,01.50=0,5 'N<Pg2ion.
Изчисляване на елементите на кръга
1. Най-напред определяме к. п. д. на кръга на генератора
4K = -
gi 0,019
- = t8i- = 0,02E
Приемаме 0=80 и определяме Q* при натоварен кръг:
4?'=0(1 — т]к)=80(1 — 0,021)^80.
363
След това определяме качественна фактор на кръга, който осигурява максимална ста-
билност на честотата:
2ltl0 3 /шах &0е ^ояУ ^вх • ^изх _
7
6,28 .10-3.1,5.0,274.1УТдИП ,7 ..
—----------_ !—----'—------!_ — 44
10~*
приемаме най-голямото значение за Q=80.
За осигуряване на пренапрегнат режим по обхвата (настройката на кръга става с
вариометър) приемаме
^тах=С = 274 2.
2. Определяме вълновото (характеристичного) съпротивление иа кръга при пълно
включване (p=pmai):
Ua 1 „г
Апах-£/о + с/г1 -1 + *ов-0.&;
_ ЯогО+^ов)2 __ 274(1 +ЬЙ_
Pmin доп Q gQ 14 2.
3. Определяме постоянния капацитет на кръга
С= 1,59.105 т-Ц— = 1,59.105 -X- -1. у = 3750 pF
/шах-Pmin 3.14
и минималната и максималната индуктивност
_ 2,5.10* _ 2,5.10*
^тах— у21пс ~ 1,5г.3750 ~2,9 |1Н’
£min=A> = -%^ = ^ = 0,72 pH.
яоб
Полученото значение за Ло конструктивно е трудно изпълиимо, затова приемаме
по-голямо значение н преизчисляваме параметрите на кръга.
При £q=10 pH се получава
£тах=*обА)=22.10 = 40 pH;
„ 2,5.10* 2,5.10* _ „
С~ fl f ~ 1,52.40 -280 PF;
'min ‘•max
1,59.10* _ 1,59. КР „
₽mln~ /max C ~ 3.280 190 2-
Определяме новото значение на коефициента на включване на кръга в антенната
верига

4.
,=х/_______=v _£L_ SO,134.
Р VQ'Pmin У 80.190
Коефициентът на включване на решетката на следващото стъпало
=Р ^;=°-134^=о,65.
364
6. Определяме капацитетите на капацитивния делител Q, С2, С3, Ct:
С^=С4+Свх1; С3=С34-СИЗХ; С3_2 =С3_2+Свх2.
Капацитетът на участък анод—катод:
U С С 280
р~ик ~с' ’ с*~~рo(i34 ~2100 ₽F;
3
С3=с^ — Сизх=2100 — 9,4 «г 2090 pF.
Капацитетът на участъка катод—решетка на следващото стъпало:
, и^_ с
р^=ик ~с3_2
Капацитетът
г С 280
С3_2 = =__ = 4зо pF.
*g
С 280
Ci = ----------г ~ ;-i—ЛТча---ллч- 1300 pF.
l-*0B.p-pgl 1-1.0,134-0,65
Капацитетът иа участъка анод—решетка на следващото стъпало
С* п-п 0,65 — 0,134 540 PF-
Fgl И
17.5. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА МОДУЛИРАНИ СТЪПАЛА
В повечето съвременни радиопредаватели с мажа и средна мощ-
ндст за предаването на телефонии и телеграфии сигнали ?е използува
амплитудна модулация и амплитудна манипулация.
Основного преимущество на такъв вид управление на трептенията
на носещата честота е наличието на проста схема и минимални нели-
нейни изкривявания.
В съвременните предаватели като правило се използува комбини-
раният метод на модулация, в който принудително или автоматически
се изменя напрежението на два или повече електрода на лампата на
модулируемого стъпало.
Модулацията се нарича решетъчна, ако при нея се изменя напре-
жението на една или няколко решетки на лампата на генератора при
постоянно анодно напрежение. Ако се изменя и анодното напрежение,
модулацията се нарича а н о д н а.
Отличителната особеност в работата на модулаторното стъпало е
това, че величината на полезната променливотокова мощност в анод-
ната верига на лампата е непостоянна. Във връзка с това различаваме
три основни режима на работа:
1. Максимален режим на работа, при който в анодната верига
на лампата се развива най-голяма полезна мощност.
2. Режим на носеща честота или режим на мълчание.
<3. Минимален режим на работа, съответствуващ на най-малката
полезна мощност.
365
Като правило е прието да се изчислява само максималният режим
на работа и режимът на мълчание. Изчислението i?a минималния ре-
жим се извършва тогава, когато при преминаване на стъпалото в та-
къв режим във веригите на отделните електроди на лампата може да
се предизвика значително нарастване на токовете.
Така например при анодна модулация, анодно-екранна модулация и
модулация на третата решетка преминаването към минимален режим
на работа всякога се съпровожда с увеличаване на тока във веригата
на управляващата решетка на лампата.
Ще разгледаме особеностите на изчислението на режима на лам-
пите при различните начини на амплитудна модулация.
175.1. Решетъчна модулация с изменение на преднапрежението
При решетъчна модулация модулиращият фактор е преднапрежение-
то на управляващата решетка. Изменението на преднапрежението в
зависимост от изменението на управляващия сигнал води към измене-
ние на ъгъла на отсечката и височината на импулса на анодния ток.
Получаването на дълбока модулация без изкривяване е възможно
само в поднапрегнат режим, при което режимът на максимална мощ-
hogt се избира критически. Изследв >нията са показали, че минимални
изкривявания при модулацията се наблюдават, когато ъгълът на отсеч-
ката лежи в интервала 60°<9<120°. В този интервал модулационната
характеристика е линейна.
Общият к. п. д. при решетъчна модулация е 2ч-2,5 пъти по-малък
от к-. п. д. в-.режим на максимална мощност. Преимуществото на ре-
шетъчната модулация е, че използува маломощни модулатори. Решетъч-
ната модулация е целесъобразно да се използува в този случай, когатв
работата на телефония не в в основен вид работа на радиопредава-
теля.
На фиг. 17.16 а, б са показани схеми на решетъчна модулация с
изменение на преднапрежението.
Изходни данни
а) мощност в режим на носеща честота;
б) коефициент на модулацията т\
в) честотен обхват /т1п до/тах.
Ред на изчислението
Изчисление на модулираното стъпало в максимален режим-:
1. Най напред определяме максималната мощност
О-тах = ^м^н(1+'яЛ
където
kM е коефициент на формата на модулационната характери-
стика; kM =1,34-1,4.
366
2. Избор на лампа. Лампата трябва да осигури мощност в макси-
мален режим
Р~ N>P~max = Ри (1 + т)^4Р~.н.
3. Избор на ъгъла на оТсечката на анодния ток.
Фиг. 17.16
Правилният избор на 9 определя качествените показатели на моду-
лираното стъпало и величината на нелинейните изкривявания 9т„ = ’
= 1104-120°.
По-нататък изчисленията се провеждат в същата последователност,
както в т. 17.1, като на Р, Ia, Uа, и т; се поставя индексът (тах).
Например
I _____ ^^>~тах
1 al max — fr
'-'a max
Изчисление в режим на носеща честота.
Като предположим, че статистическата модулационна характеристика
е линейна, определяме основните показатели на стъпалото в режим иа
носеща честота:
1. Амплитуда на първата хармонична на основния ток
j I al max
1 al i+m •
2. Постоянна съставяща на анодния ток
г ^а Отах
1 -t-m
3. Амплитуда на променливотоковото напрежение на кръга
367
j г __^а-тли
4. Подадена мощност
P
* omax
'Он = 1 4-m ’
5. Полезна мощност
p ____________________________ ^—Omax
(1+W)2 ’
6. Коефициент на полезно действие
____ _Чпих_
Чн— 14-m ‘
7. Мощност, разсейвана на анода:
Poh — Pqh Р'-н^Ра Доп-
S. Средно значение на тока в режим на модулация
/ = —- /
2а0 СР я max i
9. Средно значение на подадената мощност
Р —F /
*0 ср — 1-'а ср*
10. Запушващо напрежение
F — F' —П
г1min gi тгг
11. Преднапрежение в режим на носеща честота
р ^gl max+^gl mln
Г+m
12. Амплитуда на модулиращото напрежение
U = F. — F
'-'зв i~'g\ max н>
13. Амплитуда на първата хармонична на тока на ниската честота
във веригата на управляващата решетка
max"
14. Мощност, изразходвана от модулатора:
P3B = 0,5t/3B/13B.
15. Мощност на модулатора
Рм =(24-2,5)Р,в.
17.5.2. Модулация на защитната решетка
Модулацията на защитната решетка се използува широко в радио-
предаватели с мощност до 1 kW.
368
Отличителните особености на този вид модулация са, че целият
модулационен процес протича при отрицателни напрежения на третата
решетка и се използуват маломощни модулатори с голямо изходно
напрежение.
Модулационното стъпадо при модулация на защитната решетйа
работи в пренапрегнат режим по отношение на управляващата и екрав-
ната решетка в целия работен участък на модулационната характери-
стика. Ето защо в стъпала с плавен обхват критичният режим, съот-
ветствуващ на режима на максимална мощност, трябва да се избере
на тази честота на всеки подобхват, съпротивлението на анодния товар
за която е най-малко.
На фиг. 17.17 е представена схема на модулация на защитната
решетка.
Фиг. 17.17
Изходни данни
а) напрежение на третата решетка в максимален режим Е^^;
б) величина на постоянното^анодно напрежение на лампата Еа ;
в) полезна мощност в режим на носеща честота Р^,и;
г) коефициент на модулацията т.
Ред на изчислението
Изчислението на електрическия режим се извършва в еъщата во-
еледователност, както при решетъчна модулация, като тук трябва да
се определят допълнително параметрите на третата-решетка.
Величината на отрицателното напрежение на третата решетка, при
което лампата се запушва:
24 Проектиране н конструнране на радиоапаратури
3<9
я' -~Е‘
където е коефициентът на усилване по отношение на третата
решетка.
2. Величината на отрицателното напрежение на трета решетка за
получаване на режим на носеща честота
р ^f3max+w^g3min
Г+Й
3. Амплитудата на модулиращото напрежение
max ^g3"'
17.5.3. Анодна модулация
Анодната модулация е една от най-разпространените видове модула-
ции, конто се използуват в мощни' радиопредавателни устройства
Фиг. 17.18
При този «ид модулация к. п. д. запазва своята голяма стойност във
всмчки режими на работа на модулируемого стъпало.
На фиг. 17.18 е представена схема на анодна модулация.
ЭТО
Изходни данни
а) мощност в максимален режим — тах;
б) коефициент на модулация — /п;
в) честотен обхват /т1п до /ш„.
Ред на изчислението
1. Най-напред избираме типа на генераторната лампа. Величината
иа номиналната мощност на лампата трябва да удовлетворява ус-
ловието
2. След това избираме величината на анодното напрежение в мак-
симален режим
Еа max ~ 1 + /И).
По-нататък изчисленията се извършват по зададената полезна мощ-
ност в същата последова'телност, както в т. 17.1.
Величината на съпротивлението ₽ решегъчната верига, чрез което се
получава автоматично преднапрежение на лампата, се определя от
дан ните за работа при максимален режим:
р
р — г11"” .
4* ^ошах
Изчисление при режим на носеща честота
1. Напрежението на източника за анодно захранване
р
р - а т*г.
1+« ’
2. Амплитудата на променливотоковото напрежение на кръга
/ . _ Uа пих
ап~ Ц-ж’
3. Постоянната съставяща на анодния ток на лампата
. __ ^аО max
<а0~ 14-/я
4. Амплитудата на първата хармонична на анодния ток
. ^al max
al~ 14-m
5. Полезната мощност
Р = .
~н (14-т)’
371
6. Подадената мощност
р ____ ^Виах
«Н- (1+И)2
7. Мощността, разсейвана на анода:
Р = Ро„—Р.н
ДО] Un n
8. К. п. д. на анодната верига
7)н Чтах’
9. Мощността на модулатора
Р—ав=0,5лх9/,0н.
10. Товарного съпротивление на модулятора
11. Амплитудата на напрежение със ввукова честота
UM=mEm.
17.5.4. Анодно-екранна модулация
Анодно-екранната модулация намира широко приложение в радио-
предаватели за малка и средна мощност до 1 kW. На фиг. 17.19 е
нредставена схема на принудителна модулация на анода и екранната
решетка с автоматично преднапрежение на управляващата решетка.
При този вид модулация напреженията на анода и екранната решетка
се изменят синхронно и синфазно с честотата на модулиращия сигнал.
Модулационното напрежение се подава на екранната решетка от
общия източник с допълнителна намотка от модулациония трансформа-
тор или чрез гасещо съпротивление.
Последователността на изчислението на анодно-екранната модула-
ция е същата, както' е при анодната модулация. За облекчение на
топлинния режим на екранната решетка и за подобряване на модуля-,
ционната характеристика величината на напрежението на екранната
решетка в режим на носеща честота се определя по формулата
^H=(O.6-bO,7)£^N.
Най-първо преизчисляваме геометрическото преднапрежение за ре-
жим на носеща честота
= и + Dgi g\ (Egn N »)•
След това определяме пълната мощност,- изразходвана във верига*
та на анода и екранната решетка:
= Еа-
372
qt тази мощност определяме мощността на модулатора, тъй като
при този вид модулация модулаторът трябва да отдава мощност не
само в анодната верига, но и във веригата на екранната решетка:
Гасещото съпротивление във веригата на екранната решетка се
•пределя от израза
о — Е<а "

Фиг. 17 . 19
17.5.5 Пример 5
Да се изчисли усилвател на мощност с анодноекранна модулация.
Иэходни данни
а) мощност в режим на носеща честота =120 W;
б) дълбочина на модулацията /л=1.
Ред на изчислението
1. Избираме лампа ГУ-50. От прилож. 18 намираме основните параметри на лампа-
та : Р~~=60 W; Е =800 V; =250 V; =5 mA/V ; = — 40 V; Р. ,nn=40W;
^moB=5W; Рг1доп=1 W; ^=0,19.
2. Определяме броя на лампите
373
^И _ 120_O.
Я~Л^“6О ’
приемаме паралелно свързване на лампите.
Изчислението се извършва за една лампа в режим на носеща честота.
3. Избираме екрянното напрежение
£^„=0,6 Eg2N =0,6.250-150 V.
4. Преизчисляваме геометрического преднапрежение
£?1=£?1 + Dg2gi (Eg2N-EglJ=— 40+0,19 1250— 150)= —21 V.
5. Избираме косинусоидална форма на импулса на анодния ток с 9=65°. От при-
лож. 18 намираме cos 0=0,42, «1=0,414, «^=0,236 и определяме:
2. Р~к 2.60
кр“ а] sK ~ 1 “ ~олГГТ7То^Г8О№~ ~ °’91-
7- ^аи=6*р£а =°.91 -800=728 V.
2Р~Н 2.60
=0,165 А.
728
8- 4i =
9. =
a m” <Xj
7,1 0,165
= 0,414 = 0,4 А’
Ю. /а0= «о 1а т„=0,236.0,4 =0,095 А.
11. Р0=£ан./я0 „=800.95.10-3=76 W.
Р~„ 60
12- ’’н =-р = — =0,79.
'Он 76
13. Раср-1,5(Р0н-^н)=1,5 (76— 60)=24 W< Радоп
U J18
I4- = = ”0Л 65-=: 4 420а.
0,4
15. Ugl _ 1,1 5(i 2_m"s0) _ 1,1 7 5 100 V.
От графиката S= <р(еа), показана на фиг. 17 . 11, определяме 5=7,5 mA/V:
*e,nin=£e-<4 =800 — 728=72 V.
След това изчисляваме:
16. £^„«£^1,, —(7?cos0=—21 - 100.0,42=—63 V.
17. /^^ОД /а 0=0,1.95=9,5 mA.
18. ^и=Рон+ ^20 Еа =76+9,5 . 10-3.800=83,6 W.
19. Р3,=0,5 «2Pqh =0,5. I2. 83,6=41,8 W.
„ п Еаи — ЕАп 800- 150
20. Я.* = °" - =-------------& 32 кй.
г 2 • ;«2 к 2.9,5.10-з
21- 'sim«=0'05 «вт„ =0,05.0,4=0,02 А.
374
22. 6g = arc cos
— arccos
— 63
Too"
=51°;
«1
aOg =0,187; <x1?1 =0,344.
23. /gW =0,7 «Qg 1 lgmn =0,7.0,187.20=2,6 mA.
24. Igi =0,7 aUI igmu =0,7.0,344.20=4,8 mA.
Токовете и мощностите Л двете лампи се удвояват, a /?0,кр се намалява два
пъти, тогава
, Яоекр 4420
25. ЛОгкр=1,1 --j---= I»1 ~2— 2420 2(умножаваме с 1,1, за да получим
лево пренапрегнат режим).
Egi
63
2.2,6 . 10-’
12 kQ.
27. Р~г1=0,5. Ugl. 2 Igl =0,5.100.2.4,8.10-’=0,5 W.
376
376
Приложение 10
I1ARAMETPM
на, най-използуваните в радиоприемниците съвременни радиолампи
Означение приложение -> -- -- . * "Т ОбщЬ ДаИИИ Оптимален режим Граничив стойности
1 S 3 4 5
ЕАА91 Двоен диод с отделни катоди AM и ЧМ- детектори Размери № 1 Uj -6,3 V —300 mA Капацитети Cdil>d+f+s — 3,2 pF Cdiilxii+f+s — 3,2 pF Cdilda < 0,026 pF Citlldl+f+s = 3,5 pF On/<fll+/+s = 3,5 pF За система Udnpz. = —330V Id = 9mA Id върх = >54mA U/к върх= 330V
ЕАВС 80 Нискочесто- тен триод с три диода Усилвател на напре- жение и AM и ЧМ- детектори Размери № 2 ©£23® Uf = 6,3 V If = 450 m/» Триод Ua = 250 V Ug = -3 V la = 1 mA 5—1,4 mA/V P =70 Rt = 50 kQ Диоди Idl = 2 mA (ил - 10 V) IgU = mA (Цда- 5 V) Affll = 2^ mA (Oiu- 5 V) l^diu < < s/2 или »/8 Усилвател Rg - 10 М2, RK - 0 Ub = 250 250 250 V Ra = 220 100 47 k2 R^ - 680 330 150 k2 la - 0,74 1,4 2,2 mA К - 54 47 36 Триод Ua = 300 V Na — 1 w Ik — 5 mA Rg = 3 М2 ,R’ = 22’Mfi Rfit= 20 k2 U/k= 150 V Дио in Udi върх=—350 V Idi върх = 1mA Udi върх— 6mA Udll върх——350 V IdU =» 10 mA Idll върх = 75 mA 17</П1върх=—350 V 7<flH = 1° mA Idlll върх= 75 mA
Ua~ (Veff) Нелинейяи рзкривявания
3 5 8 0,2 0,25 0,3 % 0.25 0,25 0,6 % 0,6 0,8 * 1,0 %
Капацитети CBx = 1,9 pF; Gfl=0,8 pF Сизх= 1,4 pF; 011=4,6 pF Cqg ----- 2,1 pF; Oin=4,6 pF 1) Ug се получава чрез Rg
Lt£
Означение и приложение Общи данни
1 2 3
EBF89 Регулируем В.Ч/М.Ч. пентод с два диода В.Ч./М.Ч. усилватели, AM детек- тори Размери № 2 Uf =6,3 V If =300 mA
Ua =250 V Ug3 =0 V Ua =100 V Ug\ 2 V la =9 mA Igi =2,7 mA S =3,8 mA/V Ri =1 М2 Pgl«2 =20
ЕСС83 Н. Ч. двоен триод Н. Ч. усил- вател, фа- зррнвер- тер Размери № 3 У* га. U/ =6,3/12, 6 V If =300/150 mA
Ua =100 V Ug 1 V la =0,5 mA S =1,25 mA/V Ri =80 kQ p =100
Ua =250 V Ug №— 2 V la =1,2 mA 5 =1,6 mA/V Ri =62,5 kQ в =100
Приложение 10 (продължение)
Оптимален режим Граничим стойности'
4 5
В. Ч./М. Ч. усилвател Ua =Ub =250 250 V Ugt = 0 0 V Rg2 = 56 62 kQ Ugi =—2 —20- 1—20 V lx = 9' — 9 — mA Ig2 = F2,7 — 2,7 — mA 5 = 3,8 0,2 4,5 0,2 mA/V Ri = 1 — .0,9 MQ * Ugi се получава чрез Rgi Пентод Ua =300 V Na =2,25 W Ug2 =300 V Na =0,45 W Ik =16,5 mA Rgi =31 MQ Rgi * =22 MQ Rg3 =10 kQ U/k =100 V RfK =20 kQ
Капацитети CB!t =5 pF; CdiK =2,5 pF Сизх =5, 2 pF-; CdiiK =2,5 pF Cga =0,0025 pFj Cai dll =0,25 pF Диоди Ud върх—200 V Id върх я5 mA Id rW' mA
H. Ч. /?С-усилвател Ub =250 400 250 400 250 400 V Ra =47 47 100 100 220 220 k2 R'g =150 150 330 330 680 680 kQ RK =1,2 0,68 1,5 0,82 2,7 1,2 kQ la =1,18 2,45 0,86 1,72 0,48 1,02 mA К =37,5 44 54,5 63 66,5 76,5 пъти Ua~ =23 37 26 38 28 38 Veff k =7 3,6 3,9 1,7 3,4 1,1% 'Ua =300 V Na =1 W Ik =8 mA Ug 50 V Ri* =2,MQ Rg** =22 MQ UfK =180 V /?/«*** =20
♦ Ug автом. ** Ug чрез Rg **♦ Като фазоин- вертор пред крайне стъпало R/к max =120 kQ
Капацитети; система I система 11 Свх =1,6 pF; Свх =1,6 pF Сиэх =0,46 pF ; Сивх=0,34 pF Cga=l,7pF; Cga =1,7 pF
Приложение 10 (продължение)
378
Означение я приложение
Общи данни Оптимален режим Граничим стойности
1 2 3 4 5
ЕСС85 В.Ч. двоен триод с отделни катоди. Каскадии стъпала. Самооспи- лираши смесители. Осцилатори Размери №3 rJJf = 6,3 If =435 В. Ч. усилвател Самоосцилираш смесител ь = 250 V Ub = 250 V ib = 1,2 ka Rab = 12 kU IJ. = 240 V Rg =1 MB RK = 200 Q Ugm = 3 V eft = 10 mA la — 5,2 mA 5 = 6,2 mA/V Scm = 2,3 mA/V Ri = 9,4 ka R, = 20 ka Rm = 500 a Wax 100 = 15 ka ₽/ioo= 6 ka За система Uа = 300 V Na*)=2,5 W Ik — 15 mA Ug = -100 V Rg = 1 ма RfK = 20 ka UfK = 90 V
Ua — 250 Ug ~ 2,3 la = 10 5 =59 P =57
*)Nal + №n;= = 4,5 W
Капацитети: C«7«+/+' = 3 pF Cak = 0,18 pF Cag = 1,5 pF
ЕСН 81 Регулируем хептод с триод Хептод: В. Ч./М. Ч. усилвател. Смесител. Триод. Осцилатор. Самоосцили- ращ смеси- тел Размери № 2 WP Uf = 6,3V If = 300 mA Триод осцил. Хептод Ub = 250 V В.Ч./М.Ч. Ra = 33 ka усилвател Rg = 47 ka Ig = 200 pA Ub = Ua = 250 V la =4,5 mA Rgigi = 39Jka Seft = 0,65 mA/V Ugt = 0V Ugi = —2 V Хептод смесител la = 6,5 mA (£3+£т свързани) Igigt = 3,8 mA Ub = Ua = 250 V S = 2,4 mA/V Rg2gi = 22 ka Rt = 0,7 M a Rg3 gt =47 ka Pg2 ji = 20 7дз эт = 200 pA Rm = 8,5 ka Ugi = -2V> /?/ioo =l,6ka la = 3,25 mA Аг g4 — 6,7 mA S,„ =775pA/V r “ -1 м;а Rm = 70 ka Капацитети: триод хептод Свх — '2,6 pF ; Свх ®= 4,8 pF Снах — 2,1 pF; Свах = 7,9 JpF Cga = 1 pF: Cgia = 0,006 p F Cibit = 0,2 pF •, Cgi^T= 0,17^ pF Триод Ua = 250 V Na = 0,8 W Ik = 6,5 mA Rg = 3M a Хептод Ua = 300 V Na = 1,7 W Ugigi= 300 V Ik = 12,5 mA Rgt = 3 Me Rga ~ '3 ма Rt» = 20 ka UfK = 100 V
Триод Ua T=100V Ug = 0 V la — 13,5 mA 5 = 3,7 mA/V p =22
Приложение 10 (продължение!
Означение я приложение Общи Дания Оптимален режим Граничен стойности
1 2 1 3 4 5
EF89 Регулируем В. ч/м. ч. усилвател Размера № 4 Uf =6,3 V If =200 тЛ В.Ч./М.Ч. усилвател Ua =Ub = 200 250 V Цд = 0 0 V Kg2 = 24 51 ka R„ = 130 160 a Ugl = — 1,95 — 20 — 1,95 — 20 V la = 11.1 — 9 — mA 1л ~ 3,8 — 3 — mA 5 = 3,85 — 016 3,5 — 024 mA/V Ri =0,6 — 1 — ма Rm = 4,2 - 4,2 —ka Ua = 300 V Na = 2,25 W Ugz = 300 V N«2 = 0,45 W Ik = 16,5 mA Rg\ = 3 MB 22 ма Rg3 = 10 ka Rfa = 20 ка UfK = 100 V
Uа =250 V t/g3 =0 V ид =100 V , =-2 V i la =9 mA I 1д =3 mA ’ S = 3,6 mA/V Rt = i mb A4g2gi= 19
Капацитети C„ =5,5 pF, Cgla =0,002pF Cox =5,1 pF, Qt/=0,05 pF *) Ugi се получава чрез R#\
ЕМ80 Индикатор на настрой- ката Размери № 2 Uf = 6,3 V If = 300 mA Ul =Ub =200 250 V Ra =0,5 0,5 ма Ug =0..- 16 0 .. — 20 V la =380 40 480 50 pA a* = 0... 26 0 ... 26 mm Ua = 300JV Na = 0,2 W Ul - 30Q.V J?g «s 3 Mfi Uf^ 100 V
*) Дъга на светлив сектор
1 ЕИ84 Индикатор на настрой- ката Размери № 5 1 Uf = 6,3 V // = 210 mA Крачетата 7 и 9 свързани i Ul ~Ub = 250 V Ra = 470 kU Rg = 3 ма Ug = 0 .. — 22 V Il = 1... 1,8 mA la =0,45...0,06 mA b = 21+5... 0 mnt £/a ^Ust =300 V Na =0,5 W t/£m„=300V Rg =3 Me , Ik =3 mA £//«=100 V /?A-20kB
8
^Означение и приложение 0бщи«д1ипи
1 2 3
ECL82 Нискочесто- тен и кра- ев усилва- тел триод пентод Размери № 6 [\~т~--1IJ Uf =6,3 V If =0,78 А
Триод Ua =UOO V Ug =0 V 1а =3,5 mA S =2,5 mA/V D =1,4о/о р =70 Ri =28 kQ Пентод Ua =200 V Ug2 =200 V Ug} =—‘16 V la =35 mA 1л =7 mA 5 =6,4 mA/V D2 =10,50/o Pe2/<1=9,5 R( =20 kQ
Приложение 10 (продължение)
Оптимален режим Гранични стойности
4 5
Триод като Н. Ч. усилвател Ub =220 V; 1а =0,61 mA Яа’;=220 kO, U„ eff =25 V Rg =22 М2 k =1,4% Я/*=680 ka rk =0 a Пентод, клас А (еднотактеы) Ua = 200 V; la =35 mA Ra =5,6 ka; /л =7 mA Up =200 V ; =3,5 W Ug\ =—16 V, k =10»/, t/BX e«=6,6 V Пентод, клас'AB (двутактен) Триод Ua max =300 V Paar max =0,5 W /?amax**=22 MQ Rg max * “3 M8 Rg(Kmu =100 V Ik max = 15 InA Пентод Ua max =300 V t/g2 max = 300 V Pa sar max =7 W P^Ssarmax =1,8 W Rg mu* “2 MQ Ug]K max =150 V Ik max =50 mA
Ua =200 V; la =2x38 mA Raa =5 kQ; Igg =2x16,5 mA Ug2 =200 V ; Prax=9,0 W RK =165 8; k =4,8% t/BXeH=10,9V Капацитети: триод пентод Свх =2,7 pF; С„ =9,3 pF £изх=4,0 pF,; Сиэх=8,0 pF Cga =4,5 pF; Cga =0,3 pF * Ug — автома- тично * * Ug — чрез Rg
£
Означение и приложение 1 Общи данни
2 3
EL84 Н. Ч. краев усилвател пентид Размери № 6 Г Uf =6,3 V If =0,76 А Ua =250 V (7/2=250 V (7gi=—73 V la =48 mA 7/2 =5,5 mA S =11,3 mA/V Ri =30 kfi
EL95 Н. Ч. краю усилвател пентод Раамври № 7 Uf -6,8 V If =0,20 A Ua -250 V Ua-250 V 9 V la —24 mA Ia — 4,5mA S —5 mA/V Ri =80 kQ
f f
Ирилвжение 10 (нродължеиие
Оптимален режим Графична стойност
4 5
Клас А (еднотактен) Ua —25OJ.V; la =48 mA Ra =5,2 кй; 1л =5,5 mA Ug2 =250 V; ^ibx=5.3 W Ugi =—7,3 V; k =10% У.хеН ’4,3 V . Клас АБ (двутактен) Ua =250 V; la -2X31 mA Raa =8 кв; 1л —2X3,5 mA Ugg -250 V; Aw-И W Ra -2 X260 0 k —3% 17в.В-8 V Капацитети C„ -11 pF; Qe£0,5pF; Cm-6 pF Ua max =300 V Ug2 max *=300 V Ре заг max =12 W Р£2загтах=2 W Rf max* =1 МЙ UfK max = 100 V 7# max =65 mA
* Ug — автома- тично
Клас А (еднотактен) Ua =250 200 V; la -24 23 mA Ra =10 8 k8; 1л —4,5 4,2;mA Ua -250 200 V; /’„х-З.О 2,3 W ^Bxrff-5.0 4,5 V; * -12 12 % Rk -320 230 a Клас АБ (двутактен) Ua max =300 V Ugimar =300 V Posarmax =6 W Pg3 aar max = 1,25W Rg max * =2 MB (7/«max =100 V Ik max =35 mA
иa -250 200 V; la -2X22 2X1.75 mA Raa -10 10 ka; 1л -2X4,2 2X3,2 mA Цл 200 V; A-.-7 4,1 W 14хен“2Х4.5 2X3.5V; k -5 4,5<>/0 RK =2X360 2 X360 a Капацитети C„ =5,3; Cga 0,4; Cx=-3,0. * Ug — автома- тично
Приложение 10 (продължеине)
382
Означение и приложение Общи данни Оптимален режим Графична стойност
1 2 | 3 4 5
EZ80 Изправител двоен диод Uf =6,3 V If =0,6 А Размери № 6 (/г0 =2X350 2 X300 2X 275 2 X250 V t/nocT =360 310 285 265 V 1„а„ ’ =90 90 90 90 mA /?*min*=300 215 175 125 2 Cmax =50 50 50 50 pF Угр. max =2 X350V {пост- max ~ Uf к max =500 V
\hv 7? * Re — цялото съпротивление в бдиния анод на лампата
EZ81 Изправител двоен диод Uf =6,3 V 7/ =1,0 А Размери № 6 77 £/r0 =2 X450 2X400 2 X350 2X 300 2 X 250 V iZiocr ”465 413 348 293 243 V /„0CT «110 125 150 150 150 mA Re mln*=350 300 240 200 150 a cmax =50 50 50 50 50 pF Uf к max =500 V
* Re — цялото съпротивление в единия анод на лампата
Приложение 10 (продължение)
Размери на използуваните радиолампи
383
Приложение 11 (1)
>te
рафични характеристики
на приемке - усилвателни лампи
ЕСНв!
Приложение 11 ^продължение)
sj- иг- сг- ос- ss* п- (м‘чпм,
25 Проектиране и конструиране на радиоапаратури
395
Приложение 11 (продължевие)
386
Приложение /7'(продължеям)
tBf-BH
388
Л
(mA)
?00
150
ЮО
50
О
Приложение 11 (лродълженне)
ЕС/. 82
Ua(V)
Приложение 13
ДАННИ НА ФЕРИТНИ СЪРЦА
1. Параметри на феритни материалу производство на KWH — ГДР
Феритна маса Оптимален честотен обхват Начален пермеабнлитет Относителен температурен коефнцнеит
Манифер 110 о,з : з mhz 100 + 20 % 18 . 10—*
Манифер 140 0,1 4- 1,5 MHz 400 ± 20 % 8 . 10~6
Манифер 150 o,oi-:- о,5 MHz 800 + 20 % 7,5 . «г-®
Манифер 210 зо : юо mhz 6 + 20 % 50 . 10~B
Манифер 220 10 4- 50 MHz 15 + 20% 20 . 10~«
Манифер 230 5 4- 25 MHz 36 ± 20% 16.10-6
Манифер 240 2 : 6 MHz 120 + 20% 14 . 10“«
Манифер 250 0,5 -i 2,5 MHz 240 + 20 % 8 . IO-*
2. Цилиндрични сърца от Манифер 110, 140, 230
7
4, /
номинален максимален ^минимален
4 3,75 3,65 3,25 0,5 12 3,652) 0,6 1,2
5 4,7 4,55 3,9 0,75 13 4,552) 1
6 5,7 5,55 4,9 0,75 13 3 1 1
7 6,7 6,55 5,9 0,75 17 22 3,5 1,5
6,65 6,5 5,55 1 12 17
8 7,7 7,55 6,9 0,75 17 23 28 4 7,552) 1
9 8,65 8,5 7,55 1 28 33 8,5s) 1,3 2
10 9,65 ' 9,5 8;55 1 20 9,52) 1,3
Шлитц само от едната страна
389
Приложение 13 (продължение)
3. Цилиндрични сърца
«)
Манифер 110, 140, 230
3,5 4 5 6 8 10
1,5 2 1,5 2,5 1,5 3 4 5
1
3 + — — — — — — —
5 + + — + — — — —
10 + + 4- + + + + —
15 + + — + — + + +
20 — *г — + — + + +
30 — + + — + + . +
50 — — — — — + +
б Z JL -- ъ 1
Манифер ПО, 140, 230, 210, 220
\ d 1,6 2 2,5 3 3,5 1 4,2 6
1 \. ±0,3 -0,1 ±0,3 -0,1 ±0,3 -0,1 -0,1 ±0,3 -0,1 ±0,3 -0,1 ±0,3 -0,1 ±3,3 -0,1
7 — — — + , — — + — — — — — — — —
10 + + — — — — — + — — —_ + — —
12 + + + + — + + — + — — — + — +
15 + + + 4- — + + — + — + — + — —
18 — — — + + — + + — — + + — +
24 — — — — — — — — — + + — — — —
30 — — — .— — — —— — — + + — — + 4-
38 — — — — — — — — — + + — — + +
390
4 + 0,3
1 ±0,5
Приложение 13 (продолжение)
4. Феритни поръчки за антенн от Маиифер 250
10
100
125
160
200
_1
7
8
Приложение 14
ТЕМПЕРАТУРНИ КОЕФИЦИЕНТИ
на някои радиотехнически материали и елементи
а) Бобини
Температурният коефициент на еднослойните бобини зависи главно
от температурния коефициент на разширение на тялото, на което те
са навити, и от начина на закрепване на проводника към тялото на
бобината. Колкото проводникът е по-здраво закрепен към тялото, тол-
кова температурният коефициент на индуктивността по стойност се
доближава до коефициента на линейното разширение на тялото, обаче
винаги остава по-голям от него. В таблицата са дадени температурни-
те коефициенти за някои конструкции бобини.
Тнп ва намотката я материал на тялото '*£
Еднослойна намотка, отложена на керамическа основа Еднослойна намотка, навита с нагрят проводник, иа кера- мическа основа Еднослойна намотка, студено навита на керамическа основа Еднослойна плътна намотка на основа от гетинакс, баке- литизирана тръба или полистирол Многослойна намотка, тип универсална + ( 10+- 20) 10 “« + ( 30+- 50) 10~« + ( 50+-100) 10 + (100+-200) 10~® + (15ОЧ—ЗОО) 10-в
В приемниците за радиоразпръскване се използуват предимно бо-
бини на полистиролна и бакелитна основа и тип универсална, следо-
вателно при оразмеряване можем да приемем температурната компен-
сация за къси вълни <*£« + 100 . 10~в, а за средни и дълги вълни
«+200 • IO-6.
391
Приложение 14 (продължение)
б) Кондензатори
Температурните коефициенти на различните видове постоянни кон-
дензатори, използувани в радиоприемниците, са дадени в глава П. Тем-
пературната стабилност на честотата на настройката на даден кръг
(кръгът на хетеродина) зависи в голяма степей и от температурната
стабилност на паразитните капацитети на схемата. Един от важните
за стабилността на честотата на хетеродина елементи е променливият
кондензатор. Температурният коефициент на даден променлив конден-
затор зависи от коефициента на линейното разширение на използува-
ните материали, от отношението на дебелината на пластините към раз-
Стоянието между тях, от разликата между коефицйентиТе на линейно
разширение на материалите на оста и крепителите на статорните пла-
стини, а също така от оста и корпуса на кондензатора. Добре кон-
струираните променливи кондензатори имат температурен коефициент
под +50 • 10-6. При повечето от тях обаче той се движи около
+ 150 • 10-в. За температурните коефициенти на паразитните капаци-
тети можем да приемем следните стойности:
1. Паразитен капацитет през диелектрик гетинакс или ба-
келит (напр. между крачетата на цокли на бакелитна
или гетинаксова основа)
2. Паразитен капацитет между проволници на гетинаксова
печатна платка
3. Паразитни капацитети между проводници на стъклотек-
столитова печатна плочка
+ 2200.10-'1
+ 2200 . 10~в
+(1000^-1500) . 10 "в
ЗОЙ’
Приложение 15
ДАННИ ЗА МАГНИТОПРОВОДИ
НА ТРАНСФОРМАТОРИТЕ
Основни данни на трансформатор
_____с такъв магнитопровод____
Тип
магнитопровод
ззззззззаззазаз аазааззааааааазаэз
12X12
12X18
12x24
16X16
16x24
16x32
20x20
20X30
20X40
24X24
24x36
24x48
30x30
30x45
30X60
Размери на
магнитопровода [mm]
Уг Уз Л ь 9С (ст2] 1с [ст] Qnp [mm2]
Магнитопровод с нор- А
мални пластики
12 12 6 18 6 1,27 6,68 6,5 108 4,37. IO-5
12 18 6 18 6 1,90 6,68 1,7 108 5,38.-10'5
12 24 6 18 6 2,54 6,68 8,9 108 6,02.10'5
16 16 8 24 8 2,25 8,9 8,6 192 8,43. 10'5
16 24 8 24 8 3,38 8,9 10,2 192 10,4. Ю"5
16 32 8 24 8 4,50 8,9 11,8 192 11,9. Ю"5
20 20 10 30 10 3,52 11,1 10,9 300 14,6.Ю'5
20 30 10 30 10 5,28 Н,1 12,9 300 18,0.10'5
20 40 10 30 10 7,04 П,1 14,9 300 20,2.10'5
24 24 12 36 12 5,07 13,4 13,0 430 23,0.10'5
24 36 12- 36 12 7,61 13,4 15,4 430 28,4.10'5
24 48 12 36 12 10,10 13,4 17,8 430 31,6. IO"5
30 30 15 45 45 7,92 16,7 16,4 680 38,4.10~5
30 45 15 45 15 11,9 16,7 19,4 680 47,5.10~5
30 60 15 45 15 15,8 16,7 22,4 680 53,0. 10-5
Магнитопровод с уширен »прозорец‘
12X12 12 12 8 22 8 1,27 6,74 7,0 176 6,97. IO-5
12X18 12 18 8 22 8 1,90 6,74 8,2 176 8,65. IO-»
12X24 12 24 8 22 8 2,54 6,74 9,4 176 9,80. IO-’-
16X16 16 16 10 28 10 2,25 9,03 9,3 280 12,4.10'5
16X24 16 24 10 28 10 3,38 9,03 10,9 280 15,3. 10~5
16X32 16 32 10 28 10 4,50 9,03 12,5 280 17,2.10-5
19X19 19 19 12 33,5 12 3,18 10,6 11,0 400 19,6. ЮГ"»
19X28 19 28 12 33,5 12 4,68 10,6 12,8 400 24.3. 10'5
19X38 19 38 12 33,5 12 6,35 10,6 14,8 400 27,6.10~5
22x22 22 22 14 39 14 4,26 12,4 13,0 550 27,6.10-5
22x33 22 33 14 39 14 6,39 12,4 15,2 550 34,1.10'5
22X44 22 44 14 39 14 8,52 12,4 17,4 550 38,3.10-5
26X26 26 26 17 ' 47 17 5,95 14,7 15,4 800 41,5.10-5
26X39 26. 39 17 47 17 8,92 14,7 18,0 800 52,0.10-5
26X52 26 52 17 47 17 11,9 14,7 20,6 800 59,3.10-5
30X30 30 30 19 53 19 7,92 16,9 17,6 1000 55,5.10-5
30X45 30 45 19 53 19 11,9 16,9 20,6 1000 68,8. 10~5
30X60' 30 60 19 53 19 15,8 16,9 23,6 1000 76,8. 10“5
393
Приложение 16
ДАННИ ЗА ВИСОКОГОВОРИТЕЛИ
№ по ред Показатели тип Мощност {VAj Честотен обхват [Hz] Средне чувств телност [gbar/y w“] [0,Ш/т2/у%Г] Импеданс [2]
1 Р 10/16—Изофон 1 180415000 — 4,5
2 ВК10—НРБ 1 1804-12000 7,5 4,0
3 BE 1—НРБ 1,5 1204—13000 4 4,0
4 BE 154—НРБ 1,5 1204-13000 8 4,0
5 ARE—Т есла 2 1104-15000 5 4,0
6 Р1015—Изофон 2 1404-12000 8,5 4,5
7 BF 16/24—Принсепс 4 90 .‘ .10000 8 2,4
8 ВЕЕ32—НРБ 3 804-13000 8,5 4,0
9 ВЕЕ34—НРБ 3 80.413000 8,5 4,0
10 G31—21—Електрим 5 40 4- 8000 7,5 4,0
И 240 HEF—Вега 5 654-9000 11 3,5
12 ВЕЕ8—НРБ 8 85 4- 9000 7,4 3,7
13 ВЕЕ82—НРБ 8 70 4-9000 9 4,0
14 10ГД17—СССР 10 40 4-8000 9 4,5
15 10ГД18—СССР 10 504-8000 9 8
394
Приложение 17
ОСНОВНИ ПАРАМЕТРИ НА ГЕНЕРАТОРНИ ТЕТРОДИ И ПЕНТОДИ
(О
СП
Тип на лампата Предназначение на лампи а Тип на катода Uy IV) tvl h (Л1 вз Egt IVI V 1 1 ^<3 zg2 tmAl 1 С о *~N IWJ доп IWJ £ С 8 [Ml S [mA/V] H, ^3 e; Q <2, =£° a И a U ST M Л X g & и | /доп J
ГУ—17 Двоен лъчев тетрод. Гене- ратор на в. ч. т; ептения и усилвател на мощност‘ Оксиде н с индиректно отопление 6.31 12,6 ад 0,4 300 200 — 20 6 11 3 0,25 2,8 — — — 6,5 ;2,7 0,1 250
ГУ—18 Също Съшо 12,6 1,25 0,62 250 200 — 35 6 15 13,5 4 0,5 2,2 __ 7 2,6 600
ГУ-19 н * 6,3 12,6 2 Г 350250 — 40 8 -- 45 20 6 1 4,5 — — 10 3,5 0,08 ,500
ГУ-32 • • 6,3 12,6 1,6 0,8 400'250 28 30 5,5 — 14 15 5 3.5 2 11 — 7,8 3,8 0,05 i 250 I
ГУ-29 н 6,3 12,6 2,25 1,12 400,225 1 20 60 10 280 45 40 7 12 5 10 15 7 0,1 200
4П1Л Пентод. Генератор на в. ч. трептения и усилвател на мощност Окснден с пряко отопление 2Л_ 4,2 0,650 0,325 200 150 7 35 6,5 50 4,2 7,5 1,5 6 3,5 10 3,75 8,5 9,4 0,1 100
ГУ-50 Лъчев пентод. Генератор на в.ч. трептения и усилвател на МОЩНОСТ Окси лен с индирект- но отопле- ние 12,6 0,65 800 250 40 130 10 230 60 40 5 Г 4-.-g 5 19 3,2 14 9,15 0,1 120
Продолжение на приложение П
Тип на лампата Предназначение на лампата Тип на катода Uf IV] If [А] 1л °3 й 1 -41|V) la [mA] Igl [mA] доп 1 ]М1 is С о ч а? Pg2 доп [W] £ С о S, {mA/VJ (Л/m 8s Ьв СО й<о ц. о« к п О 27 о. и Л X и § О. и /доп [МНа]
ГУ—13 Льчев тетрод. Усилвател на в. ч. мощност Волфрамов ториран, карбидиран с пряко отопление 10 5 2000 400 20 50 280220 100 22 4 3,5 25 16 14 0,35 30
ГУ-80 Също Съшо 12,6 10,5 3000 600 170 — — — 800 450 120 10 17,5 4 31 6,5 28,5 22,5 0,1 50
ГК—71 Пентод. Уснл- вател на в. ч. МОШНОСТ в .20 з 1500400 90 — 250 120 25 5 4 20 5 18 17 0,15 20
ГУ-275 Мощен гене- раторен тетрод с въздушно охлаждане. Усилвател на в. ч. мощност в 7,5 25 ! 3500 750 1 0 275 900 __ 500 150 40 7 5 17 — 25 17 - 0,21 ПО
Нрилвжтие 18
397
КОЕФИЦИЕНТИ НА РАЗЛАГАНЕ НА КОСИНУСОИДАЛНИЯ ИМПУЛС
в П cos В «0 “1 «2 “3 а/ 0 1 1°1 1 cos В а0 .. 1 “2 «3 а/
31 0,857 0,115 0,222 0,229 0,203 0,174 31,3 51 0,629 0,187 0,314 0,269 0,169 7,83
32 0,848 0,118 0,208 0,176 28,6 52 0,616 0,1 £0 0,350 0,270 0,166 7,42
33 0,839 0,1'22 0,€35 0,213 0,178 26,3 53 0,602 0,191 0,355 0,271 0,163 7,10
34 0,829 0,125 0,241 0,217 0,180 24,4 54 0,588 0,197 0,360 0,272 '0,160 6,76
35 0,819 0,129 0,248 0,221 0,181 22,2 55 0,574 0,201 0,366 0,273 0,157 6,42
36 0,809 0,133 0,255 0,226 0,182 20,4 56 0,559 0,204 0,371 0,274 0,(53 6,10
37 0,799 0,136 0,261 0,230 0,183 18,9 57 0,545 0, ’08 0,376 0,275 0,150 5,85
38 0,788 О.ИО 0.968 0,234 0,184 17,6 58 0,530 0,211 0,381 0,275 0,146 5,60
39 0,777 0,143 0,274 0,237 0,185 16,4 59 0,515 0,215 0,186 0,275 0,142 5,35
40 0,766 0,147 0,280 0,241 0,185 15,2 60 0,500 0,218 0,391 0,276 0,138 5,10
41 0,755 0,151 0.286 0,244 0,185 14,3 61 0,485 0,222 0,396 0,276 0,134 4,9
42 0,743 0,154 0,292 0,248 0,184 13,3 62 0,469 0,22о 0,400 0,275 0,129 4,72
43 0,731 0,158 0,298 0,251 0,183 12,5 63 0,454 0,229 0,4'>5 0,275 0,124 4,50
44 0/19 0,162 0,304 0,253 0,182 11,8 64 0,438 0,232 0,410 0,274 0,120 4,36
45 0,707 0,165 0,311 0,256 0,181 11,0 65 0,423 0,2j6 0,414 0,274 0,116 4,19
46 0,695 0,169 0.3J6 0,259 0,180 10,4 66 0,407 0,239 0,419 0,273 0,111 4,04
47 0,682 0,172 0,322 0,261 0,178 9,83 67 0,391 0,243 0,423 0,272 0,106 3,88
48 0,669 0,176 0,3^7 0,263 0,(76 9,27 68 0,375 0 246 0,427 0,270 0,101 3,74
49 0,656 0,179 0,333 0,265 0,174 8,70 69 0,358 0,249 0,432 0.269 0,096 3,62
50 0,643 0,183 0,339 0,267 0,171 8,28 70 0,312 0,253 0,436 0,267 0,091 3,48
71 0,326 0,256 0,440 0,266 0,087 3,36 91 —0,017 0,322 0,502 0,208 -0,004 1,96
72 0,3(19 0,259 0,444 0,264 0.082 3,26 92 —0,035 0,325 0,504 0,205 —0,007 1,92
73 0,292 0,2 >3 0,448 0,262 0,077 3,17 93 —0,052 0,328 0,506 0,201 -0,0Ю 1,88
74 0,276 0,266 0,452 0,260 0,072 3,07 94 —0,070 0,331 0,508 0,197 -0,014 1,84
75 0,259 0,269 0.455 0,258 0,067 2,97 95 —0,087 0,334 0,510 0,193 —0,0.7 1.81
76 0,242 0,273 0,459 0,256 0,062 2,88 96 —0,105 0,337 0,512 0,189 —0,020 1,77
77 0,225 0,276 0,463 0,253 0,057 2,79 97 —0,122 0,340 0,514 0,185 -0,023 1,73
78 0 208 0,279 0,466 0,251 0,052 2,72 98 -0,139 0.343 0.516 0,181 —0,0 ’5 1,70
79 0,191 0,283 0,469 0.248 0,047 2,63 99 —0,(56 0,347 0,518 0,177 —0,028 1,67
80 81 0,174 0,286 0,472 0,215 0,013 2,57 100 —0,174 0,350 0,520 0,172 —0,030 1,64
co 00 » [°] cos e “0 a, “8 «3 a/ i
81 0,156 0,289 0,475 0,242 0,038 2,50 ;
82 0,139 0,293 0.478 0,239 0,033 2,42
83 0,122 0,296 0,181 0,236 0,029 2,37 ।
84 0,105 0,299 0,484 0,233 0,024 2,30 1
85 0,087 0,302 0,487 0,230 0,020 2,25
86 0,070 0,305 0,490 0,226 0,016 2,19 1
87 0,052 0,308 0,493 0,223 0,012 2,14 1
88 0,035 0,312 0,496 0,219 0,008 2,09
89 0.017 0,315 0,498 0,216 0,004 2,05 '
90 0,000 0,318 0,500 0,212 0,000 2,00
11’1 -0.358 0,382 0,532 0,127 —0,015 1,38 '
112 -0,375 0,384 0,532 0,123 -0,046 1,37
ИЗ —0,391 0,387 0,533 0,119 —0,046 1.3,5 '
114 —0,407 0,390 0,534 0,115 —0,047 1,33 '
life -0,4 ?3 0,392 0,534 0,111 -0,047 1,32
116 —0,438 0,395 0,535 0,107 - 0,047 1,30
117 -0,454 0,398 0.535 0,103 1 -0,047 1,28
118 —0,469 0,401 0,535 0,099 —0,047 1,27 '
119 —0,485 0,404 0,536 0,096 -0.C46 1,26
120 —0,500 0,406 0,536 0,092 —0,046 1,24 1 1
Продължение на приложение 18
е [°] cos 6 | “0 а1 «2 «8 а/
101 1 — 0,191 : 0,353 0,521 0,168 -0,032 161
102 —0,208 ' 0,355 0,522 0,164 —0,034 1,58
103 -0,225 0,358 0,524 0,160 —0,036 1,56
104 —0,242 1 0,361 0.525 0..56 -0,038 1,53
105 —0,259 . 0,364 0,526 0,152 -0,039 1,51
106 —0,276 0,366 0,527 0,147 -0,041 1,48
107 -0,292 , 0,369 0,528 0,143 -0,042 1,47
108 -0,3(9 0,373 0,529 0,139 -0,043 1,45
109 -0,326 : 0,376 0,530 0,135 —0,044 1,43
110 -0,342 0,379 0,531 0,131 -0,045 1,40
СЪДЪРЖАНИЕ
Раздел първи
Радиочасти и радиоаъзли
Глава I
Съпротивления
1.1. Основни параметри на съпротивленията.................................. 3
1.2. Химични съпротивления ................................................ б
1.3. Жични съпротивления.................................................. 11
1.4. Потенциоме1ри...................................................... 12
1.5. Начертаване на потенпиометър ........................... 17
1.6. Съпротивления със самостоятелно изменяща се стойност................. 17
Глава П
Кондензатори
2.1. Основни параметри на кондензаторите.................................. 18
2.2. Хартиени кондензатори . . . ._....................................... 20
2.3. Слюдени кондензатори................................................. 23
2.4. Керамични кондензатори..........................• ............... 26
2.5. Стирофлексни кондензатори ........................................ 29
2 о.-Електролитни кондензатори.......................................... 31
2.7. 11ромеиливи кондензатори............................................. 35
2.8. Изчислително упражнение.............................................. 37
2.9. Донастройващи кондензатори........................................... 38
Слава III
Високочестотни бобини
3.1. Основни параметри на високочестотните бобини . . •..........• . . . . 40
3 2. Екранировка на високочестотни бобини ............................... 42
3.3. Изчисляване на високочестотни бобини............................... 43
3. •. Изчисляване на феритна антена....................................... 47
3.5. Начер1аване на феритна антена....................................... 51
3.6. Междинночестотни филтри .... ............................... 51
3.7. । ачертаване на междинночестотен филтър.............................. 52
3.8. Бобинни блокове.................................................• . . 52
3.9. Начертаване на бобинен блок.......................................... 55
Глава IV
Просели
4.1. Изчисляване на високочестотни дросели................................ 55
4.2. Изчисляване на нискочестотни дросели............’.................... 57
t3. Изчислително упражнение............................................... 59
4Х Начертаване на нискочестотен дросел............................... . . 6в
399
Глава V
Мрежови трансформатори и автотрансформатори
5.1.
5.2.
5.3.
5.4.
5.5.
Изчисляване на мрежови трансформатори
Изчислително упражнение................•
Изчисляване на мрежови автотрансформатори
Изчислително упражнение .................
Начертаване
на мрежов трансформатор
60
67
69
72
73

Глава VI
Токоизправители
6.1.
6.2.
6.3.
6.4.
6.5.
Елементи ва токоизправителите
Изчисляване на токоизправители
Изчислително упражнение .
Изчисляване на изглаждащи
Изчислително упражнение .
рилтри
п
78
81
87
90
н
Глава VII
Стабилизатори
7.1. Електронии стабилизатори на вапрежеиие............................ 91
7.2. Ферорезонансни стабилизатори на напрежение...................• . . 9ft
7.3. Изчислително упражнение...............................................
Глава VIII
Превключватели
8.1. Слаботокови контакти...................................................104
8.2. Слаботокови ключета.......... . . ................................... 107
8.3. Ключове за вълни.......................................................109
8.4. Начертаване на прееключватели..........................................118
Раздел втори
Проектиране и конструиране на радиоприемници
Глава IX
Предварително изчисление на радиоприемника
9.1. Предварителни бележки...........................................118
9.2. Параметри на суперхетеродинния радиоприемник.......................119
9.3. Предварително изчисление на входните устройства.................128
9.4. Предварително изчисление на преобразувателя на честотата........141
9 5. Предварително изчисление на межинночестоген усилвател...........148
9.6. Предварително изчисление на нискочестотен усилвател, акустнчна система,
захранващо стъпало......................................................155
Глава X
Проектиране на входнн устройства и високочестотни усилватели
ЮЛ. Проектиране на входни устройства . . .............................
10.2. Проектиране на високочестотен усилвател............................... .181
Глава XI
Проектиране иа преобразувателно стъпало
11.1. Проектиране на преобразувателно стъпало за дълги, средни и къси вълии . 190
11.2. Проектиране на преобразувателно стъпало за УКВ-обхват................196
400
]1 3. Пример ..........................................................200
114. Задачи за упражнение..............................................203
Глава XII
Проектиране на междинночестотен усилвател
12.1. Схема..........................................................................................
12.2.
12.3.
12.4.
Проектиране на междинночестотен усилвател с постоянна лента на пропускане
Проектиране на междинночестотен усилвател с променлива лента..........
Проектиране на междинночестотен филтър с капацитивна връзка между кръ-
223
205
2)9
говете ................................................................
12.5. Особеностн при проектиране на междинночестотен уснлиател за ЧМ ....
12.6. Съображения за избор на режимнте на лампнте, на допълнителните елементи
л
на схемата и разположението на елементите............... ...........
12.7. Пример.............................................................
12.8. Задачи за упражнение и чертане.....................................
211
211
212
216
Глава XIII
Проектиране иа детектора и АРУ
’3.1. Проектиране на детектора.............................................21Н
13.2. Проектиране на АРУ...................................................227
Глава XIV
Проектиране на нискочестотен усилвател
14.1. Проектиране на
14.2. Проектиране на
14.3. Проектиране на
144. Проектиране на
14.5. Проектиране на
14.6. Проектиране на
14.7. Проектиране на
14.8. Проектиране на
14.9. Проектиране на
входно стъпало
нискочестотно стъпало—усилвател на напрежение . . . .
тонрегулатори........................................
инверсно стъпало '
крайно стъпало
изходен трансформатор
обратна връзка . . . .
акустична система .
захранващо стъпало -
239
242
249
252
254
263
272
276
Глава XV
Примерно изчисление на суперхетеродннен приемник
15.1. Задание...................................•.........................283
15.2. Предварително изчисление на радиоприемника и уточняване на параметрите му 284
15.3. Схема........................................................... 290'
154. Изчисление на възлите и елементите на радиоприемника . . ...........292
Раздел трети
Изчисление на маломощна радиопредаватели
Глава XVI
Проектиране иа радиопредавателнн устройства
16.1. Общи сведения за проектиране на радиопредавателните устройства..........317
16.2. Технически условия за проектиране на радиопредавателите..................317
16.3. Ред на проектирането. Блокова схема......................................321
316 Проектиране и кснгтруиране на радиоапаратури
Глава XVII
Електрическо изчисление на отделните стъпала
на радиопредавателите
17.1. Изчисление режима на. в. ч. резонансен усилвател на мощност........_ . 324
17.2. Изчисаение на изходното стъпало на. радиопредаватели....................330
17,3. Изчисление на междинни стъпала . \...................................., 344
17,4. Изчисление на задаващ генератор..............•........................г 354
17.5. Изчисление на модулирани стъпала......................................' 365
При ложбния
.................37?

И
ПРОЕКТИРАНЕ И КОНСТРУИРАНЕ -НА РАДИОАПАРАТУРАТА
учебник за Ш и IV курс на техникумите
Автори . инж. Ангел Иванов^Сокачев, инж. Петко Иванов Тонев,
инж. Bi селин Луков Вълчанов и инж. Дим, Димитров Шалев
Рецензента тмк-Владимир Куманов, ннж Мариела Цветкова
Редатор Марин Георгиев
Худ. редактор М, Горанова Худ. на корицата 3. Кояафвеа
Техн. редактор Дим, Боев Коректор Божана Якоубек
Дадаиа за набор на 20. X. 1966 г. Подписана за печат на 27. I. 1967 г.
Печатан коля 27,83 Тираж 5065 Издателски колн 27,83
Формат <5X92/16 Тематичен № 43 Издателски № 4069/1-3
_______________________________________Цена 1,61 лева____________________________
Държавио нздателство «Техника* бул. .Руски* 6 София
Държавиа печатница .В. Александрор*, Враца. Пороге 9