М_С Массовая
L 1ПП5а2ио’
V ИЫИЫ библиотека
Основана в 1947 году
Выпуск 1118
в. в дроздов
Любительские
кв
трансиверы
©
Москва
«Радио и связь» 1988
ББК 32.884.19
Д 75
УДК 621 396.21
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
Б. Г. Белкин, С. А. Бирюков, В. М. Бондаренко, В. Г. Борисов,
Е. Н. Геништа, А. В. Гороховский, С. А. Ельяшкевич, И. П. Жеребцов.
В. Г. Корольков, В. Т. Поляков, А. Д. Смирнов, Ф. И. Тарасов,
О. П. Фролов, Ю. Л. Хотунцев, Н. И. Чистяков
Рецензент канд техн наук В Т Поляков
Дроздов В. В.
Д 75 Любительские КВ трансиверы. — М.: Радио и связь, 1988.
— 176 с: ил.— (Массовая радиобиблиотека, Вып. 1118)
ISBN 5 256 00071 3
Рассмотрены требования предъявляемые к параметрам современной спортивной люби
тельской КВ аппаратуры и принципы их реализации Приведено описание принципиальной
схем конструкции и методики настройки вседиалазонного КВ трансивера и узлов трансивера
работающего в диапазоне 7—14 МГц
Для широкого круга радиолюбителей
„ 2402020000-015
Д -0Ш0П-88- К6’27’6'87	ББК 32.884.19
ISBN 5-256-00071-3
© Издательство «Радио и связь», 1988
Предисловие
Любительской радиосвязью на коротких волнах увлекаются многие тысячи
людей различных возрастов и профессий Коротковолновики общаются по «эфиру»
с коллегами, живущими как по-соседству, так и на других континентах,
участвуют в многочисленных внутрисоюзных и международных соревнованиях (радио-
спорт входит в Единую спортивную классификацию), ведут экспериментальную
работу по изучению распространения радиоволн, совершенствуют технику радио-
связи
Основой любительской коротковолновой радиостанции служит приемопередатчик,
или трансивер От его качества во многом зависят возможности радиостан-
ции, а значит, и спортивные достижения ее владельца Приемный тракт
трансивера должен уверенно выделять полезный сигнал из многочисленных помех,
а передающий — формировать высококачественный сигнал с предельно узким
частотным спектоом, создавая минимум помех в соседних каналах
Способность трансивера выполнять указанные функции характеризуют рядом
[араметров Оценке требуемых параметров любительских трансиверов, исходя из
реальной электромагнитной обстановки в современном «эфире», и их сравнению
с параметрами, заданными ГОСТ для профессиональной аппаратуры магистраль-
ной радиосвязи, посвящен первый раздел книги Там же даны рекомендации
по выбору путей реализации требуемых параметров Большое внимание уделе-
но смесителям с несущей прямоугольной формы, позволяющим сравнительно
простыми средствами достигать большого динамического диапазона приемного
тракта и низкого уровня побочных колебаний в тракте передачи, а также нетради-
ционным малошумящим диапазонным генератором, работающим в диапазоне УКв
с последующим делением частоты
Второй раздел книги посвящен описанию схемы и конструкции универ-
сального вседнапазонного любительского КВ трансивера Его параметры вполне
отвечают современным требованиям Аппарат можно с успехом использовать и в
повседневной работе, а также в соревнованиях, в том числе и в очных, для
которых характерен чрезвычайно высокий уровень помех Используя такой трансивер,
на первом чемпионате СССР (1986 г ) по радиосвязи на КВ автор книги завоевал
титул чемпиона По сравнению с журнальной публикацией («Радио», 1985, № 8;9,
11, 12, 1986, № 2, 4—7, 9—12) в книге более подробно описаны функционирование
и налаживание аппарата, внесены уточнения в принципиальные схемы и чертежи,
даны различные варианты реализации некоторых узлов
Далее кратко опнсап радиоприемник по параметрам, принципиальной схеме
и эксплуатационным удобствам, аналогичный приемному тракту трансивера Его
использование вместе с трансивером позволяет существенно повысить возможности
радиостанции
3
В третьем разделе описан двухдиапазонный телеграфный трансивер, разра
ботанный специально для очных соревнований Некоторые узлы аппарата могут
заинтересовать и конструкторов трансиверов общего назначения
В четвертом разделе описан линейный широкополосный усилитель мощности
на полевых транзисторах, который можно использовать совместно с вседиапа
зонным трансивером В заключение дана схема «идеального» генератора, пред
назначенного для измерения реальной избирательности приемного тракта, и при
ведена методика измерении
Основная ее цель книги — ориентировать коротковолновиков и радиолюбителей
конструкторов на разработку приемно передающей аппаратуры для любительской
радиосвязи на КВ с параметрами, близкими к предельно достижимым Это
позволит уменьшить взаимные помехи (и взаимные претензии), и улучшить
спортивные достижения
4
ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ КВ
АППАРАТУРЫ И ПРИНЦИПЫ ИХ РЕАЛИЗАЦИИ
ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ КВ АППАРАТУРЫ
Способность приемно передающей аппаратуры выполнять свои функции ее
качество характеризуют рядом поддающихся точным измерениям параметров Это
относится как к профессиональной, так и к любительской аппаратуре На пара
метры профессиональной аппаратуры существуют государственные стандарты для
спортивной — подобных стандартов фактически нет Тем не менее условия работы
в современном любительском «эфире», отличающемся высокой загруженностью предъ
являют к спортивной аппаратуре очень высокие требования Чтобы убедиться
в этом, рассмотрим и сравним требования к основным параметрам профес
сиональной и любительской КВ аппаратуры Любительская КВ аппаратура
строится так чтобы обеспечить возможность наиболее дальних связей, поэтому
сравнение целесообразно провести с профессиональной аппаратурой магистральной
связи
ГОСТ на «Устройства приемные магистральной радиосвязи » [1] регла
монтирует следующие параметры пригодные для оценки спортивных приемников
Диапазон рабочих частот для приемников первого и второго классов
установлен равным 1 5—30 МГц Для спортивных приемников достаточно пере
крывать любительские диапазоны в которых ведут передачи как советские
так и иностранные радиолюбители а именно 1,75—2 0 МГц (1,8 МГц ил т
160 м), 3,5—3 9 МГц (3 5 МГц или 80 м), 7.0—7,2 МГц (7 МГц или 40 м),
10,075—10,150 МГц (10 МГц или 30 м), 14,0—14,35 МГц (14 МГц или 20 м) 18,068—
18,168 МГц (18 МГц или 16 м) 21,0—2R35 МГц (21 МГц или 15 м),
24,89—24,99 МГц (24 МГц или 12 м), 28 0—29 7 МГц (28 МГц или 10 м)
Диапазоны 16 и 12 м советскими радиолюбителями для передачи не используются
поэтому не являются обязательными Чтобы иметь возможность принимать
Сигналы хотя бы одной нз радиостанций служб эталонного времени н частот
па частотах вблизи 10 МГц, следует соответственно сдвинуть нижнюю границу
перестройки в диапазоне 30 м
Вид принимаемых излучений Из всех перечисленных в [1] видов излу
чений советские радиолюбители используют на КВ следующие (в скобках
даны названия и сокращения, принятые в радиолюбительской литературе)
А1А — амплитудная манипуляция (телеграф, ТЛГ, CW),
J3E — однополосная модуляция с подавленной несущей (ОБП, SSB),
АЗЕ — двухполосная модуляция с полной несущей (амплитудная модуля
ция, AM),
Г1В — частотное телеграфирование (радиотелетайп, ЧТ, RTTY)
5
Основными видами излучений являются первые два Вид АЗЕ применя-
ется все реже, в основном начинающими радиолюбителями К тому же AM передачи
можно принимать и на однополосные приемники, поэтому, конструируя спор-
тивный приемник, предусматривать в нем отдельные AM детектор и фильтр
ПЧ с полосой пропускания 6 кГц необязательно Для приема сигналов
RTTY радиолюбители обычно применяют приставки, подключаемые к выходу ПЧ или
34 однополосных приемников (например, [2]). Таким образом, спортивный КВ
приемник достаточно спроектировать только для приема CW и SSB сигналов.
Входное сопротивление приемника должно быть 75 или 50 Ом при несим-
метричном входе и 200 Ом — при симметричном. При этом должен быть обеспечен
коэффициент стоячей волны (КСВ) в фидере не более 3. В любительской
аппаратуре обычно применяют коаксиальные фидеры с указанными стандарт-
ными значениями волновых сопротивлений, поэтому симметричный вход, как
правило, излишен Согласованию входного сопротивления приемника с фиде-
ром антенны, т. е. снижению КСВ, следует уделять должное внимание в целях
ослабления приема индустриальных, в том числе «домашних» (электробритвы,
телевизоры и т. п.) помех.
Коэффициент шума для приемников с одноконтурной входной цепью
установлен не более 10, 12, 15 дБ (здесь и в дальнейшем три значения
параметров соответствуют приемникам первого, второго и третьего классов),
а при входной цепи в виде трехконтурного полосового фильтра — не более
15, 17, 20 дБ. Коэффициент шума F определяется как отношение мощности
шума Рш ВЬ1Х, измеренной на линейном выходе радиоприемника при темпера-
туре источника радиосигнала 293 К. к мощности шума Ршвыхо, которая
была бы на линейном выходе, если бы источник радиосигнала был един-
ственным источником шума.
F—Р /Р п
ш вых' ш выхО
В отличие от чувствительности, ограниченной шумами, — способности приемника
обеспечивать прием слабых радиосигналов—коэффициент шума не зависит ни от
входного сопротивления -приемника, ни от его полосы пропускания, ни от задан-
ного отношения сигнал-шум на выходе приемника, а потому является более
удобным параметром при сравнении различных аппаратов. Зная коэффициент
шума, нетрудно определить чувствительность. Учитывая, что P1UBUx = PUJ-G,
где Ршэ = Рш<• + Ршо — суммарная мощность приведенных ко входу приемника
собственных шумов РШ1 и шумов источника сигнала в полосе пропускания
приемника Р111о (G — коэффициент усиления приемника по мощности), коэффициент
шума можно записать и как Р=РШЭ/РШ„. Мощность Ршэ считается пороговой чувстви-
тельностью приемника’
Р =Р -F	(1)
Ш Э LU 0	'
При действии на входе приемника сигнала с такой мощностью отношение
сигнал-шум на выходе равно 1 Мощность шума, создаваемая самим приемником,
Р,»е= (Р-1)РШО
Мощность Ршо определяют, используя формулу Найквиста для ЭДС теплового
шума сопротивления R„, равного внутреннему сопротивлению источника сигнала:
6
Eulo = V4kT0BR„, где к - постоянная Больцмана, равная 1,38-10~23 Дж/К;
То = 290К;В — полоса пропускания приемника, Гц. Отсюда при равенстве сопротивле-
ний источника сигнала R„ и входного сопротивления приемника RBX (условие
согласования) мощность P1BO==E2ulo/4RBX = kT0B, Ршэ = кТ0ВР, и эквивалентная при-
веденная ко входу ЭДС шума Еш э=д/4кТ0ВК»хЕ.
Предположим, что ЭДС чувствительности Ес определяется при отношении на-
пряжений сигнала и шума на выходе приемника, равного а, тогда ЭДС сигнала
на его входе должна в а раз превышать эквивалентную ЭДС шума, т. е.
Ec=aEuls = 2a^kToBRBXF . Учитывая, что кТо=4-10~21 Дж, выразив В в килогерцах
и R»x в омах, получим
Ec = a'VBRBKF / 250, мкВ.
Наоборот, если известна ЭДС чувствительности, коэффициент шума
z 250 • Е ч 2	,
F=(—г-2-) • BR7'
При измерениях чувствительности нередко путают ЭДС и напряжение. Следует
помнить, что при R„ = RBX ЭДС численно равна удвоенному напряжению на вход-
ных зажимах приемника
Для расчета параметров радиоаппаратуры часто используют логарифмичес-
кую меру мощности дБмВт, сокращенно дБм: Р (дБм) =10 IgP (мВт), показыва-
ющую, на сколько децибел данная мощность Р больше или меньше, чем 1 мВт.
Чувствительность приемника в дБм (при В — в герцах)
Рс= ю Ig (a2 kT0BF • 103) = 20 Iga- 174+ 10 IgB+ 10 IgF
Мощность—174 дБм, равная 10 lgkTo-103, есть пороговая чувствительность
идеального, т. е. без собственных шумов (Г=1), приемника с полосой
пропускания 1 Гц.
Иногда используют и иные логарифмические единицы: U (дБмкВ) =20 IgU (мкВ);
Р(дБВт) = 10 IgP(Br) и т. п.
Указанные выше нормы на коэффициент шума вполне могуг быть отне-
сены к спортивным приемникам, так как вопрос о необходимом значении
коэффициента шума спортивного КВ приемника решается так же, как и для
профессионального, исходя из уровня шумовых помех— индустриальных, атмосфер-
ных, космических — на выходе реальных антенн, возможного затухания передачи
цепей связи антенны с входом приемника — фидеров, коммутаторов, внешних
фильтров и т. п
Ослабление побочных каналов приема должно быть не хуже, дБ:
симметричных (зеркальных) — 90, 70, 60,
на ПЧ — 100, 80, 60;
на остальных — 80, 66, 60.
Эти требования вполне понятны и подходят для спортивных приемников, если
учесть, что в большинстве случаев при отсутствии в близком соседстве мощных
передающих радиостанций диапазон уровней принимаемых сигналов во всем диа-
пазоне КВ редко превышает 70—80 дБ. Повышенные требования к подавлению
помех на ПЧ обусловлены тем, что такие помехи могут полностью парализовать
работу приемника.
7
Диапазон автоматической регулировки усиления (АРУ) при изменении выход-
ного уровня на 6 дБ установлен не менее 100, 70, 60 дБ, а диапазон
ручной регулировки усиления (РРУ) — не менее 80, 74, 54 дБ. Столь высокое
требование к АРУ профессиональных приемников первого класса вряд ли имеет
смысл удовлетворять в спортивных аппаратах, где более важное значение имеют
динамические (скоростные) характеристики АРУ, поскольку при работе как «на
поиск», так и «на общий вызов» уровень сигналов па входе тракта ПЧ прием-
ника может очень сильно и быстро изменяться. Здесь вполне уместно при том же
диапазоне входных уровней допустить изменение уровня сигнала на выходе
приемника на 12—20 дБ. При этом «эфир» будет «выглядеть» не слишком
«плоским», да н проще будет обеспечить хорошие динамические свойства АРУ.
Постоянная времени зарядки цепи АРУ относительно скачка входного уровня
иа 20 дБ задается в [1] от 0,1 до 100 мс, и разрядки — от 0,1 до 10 с.
Этого, однако, не достаточно для того, чтобы охарактеризовать скоростные
свойства АРУ, и указанным параметрам может удовлетворять как плохая
АРУ с колебательным характером процесса установления при большом
перепаде входного уровня и длительным последействием импульсной помехи, так и хо-
рошая АРУ.
Диапазон РРУ в спортивных приемниках должен быть по крайней мере не
меньше диапазона АРУ, поскольку в условиях сильных помех прием как телеграф-
ных, так и телефонных сигналов нередко лучше вести при выключенной АРУ.
Желательно также, чтобы диапазон РРУ был не менее 120 дБ, в противном
случае возможен не очень редкий пока вариант, когда для того, чтобы
переговорить с соседом, кое-кому приходится отключать приемную антенну.
Конструкторам спортивной аппаратуры полезно учитывать следующее требова-
ние ГОСТ. Уровень побочных сигналов от местных генераторов не должен
более чем на. 6 дБ превышать уровень внутреннего шума. Частоты, на которых
это не выполняется, должны указываться в технических условиях.
Уровень излучения гетеродинов на антенном входе, нагруженном на сопро-
тивление 75 Ом, не более 10, 20, 20 мкВ. Применительно к спортивной
аппаратуре выполнение данного требования особенно важно на коллективных
радиостанциях, где рядом, часто на одном столе, работают одновременно несколь-
ко аппаратов
Избирательность. ГОСТ не нормирует односигнальную избирательность по со-
седнему каналу, которая зависит прежде всего от амплитудно-частотной харак-
теристики (АЧХ) фильтров основной селекции в тракте ПЧ. Неравномерность АЧХ
в полосе пропускания основного канала тональной частоты допускается не более
3 дБ для приемников первых двух классов и 6 дБ — для третьего.
Многоснгнальную избирательность и динамический диапазон приемников нор-
мируют следующими параметрами. Ослабление взаимной модуляции внутри полосы
пропускания приемника для аппаратов первого и второго классов не менее
40 и 30 дБ. Для приемников третьего класса регламентирован коэффициент
гармоник не более 10%. Уровень блокирования при расстройке ±20 кГц —
нс менее 94, 80, 60 дБмкВ, а при расстройке ±6% — 130 дБмкВ (только
для первого и второго классов). Уровень внеполосных помех, образующих
составляющие взаимной модуляции (интермодуляции) третьего порядка, — не менее
80, 70, 60 дБмкВ.
8
По [3] многосигнальная избирательность приемника — это «частотная избира-
тельность, определяемая отношением уровней одовременно поступающих на вход
радиоприемника сигналов на одной или нескольких заданных частотах и на час-
тоте настройки приемника при заданном отношении на его выходе суммарной
мощности составляющих помехи к мощности полезного сигнала или при заданном
изменении уровня полезного сигнала». Динамический диапазон радиоприемника —
это «отношение уровня максимальной мощности входного радиосигнала в полосе
пропускания приемника к пороговой чувствительности приемника или отношение
уровня мешающего сигнала в побочном канале при заданных виде и величине
нелинейных переходов из побочного канала в основной к чувствительности
радиоприемника по основному каналу». Эти определения не однозначны, допус-
кают различное толкование, к тому же нетрудно увидеть много общего в
определении многосигнальной избирательности и второй части (после «или») опреде-
ления динамического диапазона. Общего подхода к измерению миогосигнальной
избирательности и однозначной терминологии до сих пор нет, что приводит
к трудностям при сравнении разных аппаратов по перечням их параметров.
Если для отношения уровня максимальной мощности входного сигнала в полосе
пропускания приемника к его пороговой чувствительности при заданном отноше-
нии уровня искажений к уровню полезного сигнала на выходе приемника ввести от-
дельный термин, скажем, «диапазон допустимых уровней в основном канале приема
при заданном уровне нелинейных помех», то параметр «динамический диапазон прием-
ника» остался бы только мерой линейности широкополосного тракта приемника, вклю-
чая его нагрузку — фильтр основной селекции. Л диапазон допустимых уровней в
основном канале правильно спроектированного приемника определяется прежде
всего эффективностью действия АРУ и РРУ и линейностью амплитудной ха-
рактеристики тракта основной селекции — ПЧ и тракта 34. Очевидно, что стан-
дартизированный параметр ослабления взаимной модуляции внутри полосы про-
пускания приеминка«поглотился» бы диапазоном допустимых уровней в основном
канале, если за допустимые уровни нелинейных помех при этом взять задан-
ные ГОСТ.
В качестве меры линейности широкополосного тракта приемника используют
динамический диапазон по соседним каналам, который измеряют по различным
критериям и методикам — по блокированию, по перекрестной модуляции, по интер-
модуляции и т. п. Последнее время под динамическим диапазоном все чаще
подразумевают отношение уровня двух внеполосных гармонических помех равной
амплитуды, образующих на выходе основного канала интермодуляционную помеху
с уровнем, равным уровню собственных шумов приемника, к уровню этих
шумов, т. е. динамический диапазон по интермодуляции, за нижнюю границу
которого принята пороговая чувствительность. Его значение оказывается наименьшим
по сравнению с измеренными по другим критериям и в то же время жестко
с ними связано [4, 5] при условии, конечно, что их ограничение сверху
обусловлено именно нелинейностью амплитудной характеристики тракта, а не иными
причинами. Например, блокирование, определенное в [3] как «изменение уровня
сигнала или отношения сигнал-шум на выходе приемника при действии радио-
помехи, частота которой не совпадает с частотами основного и побочных
каналов приема», может произойти как в результате ограничения амплитудной
характеристики тракта, так и в результате шумовой модуляции в смесителе
9
приемника мощного внеполосного сигнала спектром шумов гетеродина, так назы
ваемое обратное преобразование шумов гетеродина Блокирование последнего вида —
обычное явление в современных приемниках с высоколинейными широкополосными
трактами, но где в качестве гетеродинов используют цифровые синтезаторы час
тот
Динамический диапазон по интермодуляции — весьма полезный параметр
качества спортивного приемника В отличие от профессиональных магистраль
ных приемников, условия работы которых обычно таковы, что появление
в полосе пропускания входной цепи приемника двух и более мощных помех с необ
ходимым для попадания в основной канал соотношением частот маловероятно,
спортивные аппараты часто работают в условиях, когда до десятка и более
близкорасположенных радиостанций излучают в одном сравнительно узком люби
тельском диапазоне Однако для определения качества широкополосного тракта
приемника этого параметра все же недостаточно Хорошим дополнением к нему
может служить характеристика реальной избирательности (или эффективной
избирательности) — зависимость уровня спектрально чистой гармонической помехи от
ее частоты прн неизменном уровне искажений полезного сигнала заданного уровня
[4] Фиксировать можно также, например, заданное отношение сигнал шум на
выходе приемника
Пример характеристики реальной избирательности дан на рис 1 (кривая /),
где по оси абсцисс отложена расстройка частоты помехи относительно средней
частоты основного канала приема, а по оси ординат — отношение уровня Рп этой
10
помехи к такому ее уровню Рп0, который вызывает заданный уровень искажений
полезного, сигнала при нулевой расстройке Наложив на эту характеристику АЧХ
тракта основной селекции, определяющей односигиальную избирательность прием
ника (кривая 2) и входной цепи, или преселектора (кривая 3), нередко
можно наглядно увидеть какие именно эффекты приводят к ограничению кривой
эффективной избирательности сверху Ход этой кривой на участках а—Ь опреде
ляется практически только односигнальной избирательностью тракта основной селеК
ции Плавное отклонение кривой 1 от кривой 2 на участках b—с при иеиз
менном коэффициенте передачи преселектора может быть обусловлено иесколь
кими причинами обратным преобразованием шума гетеродина, большим уровнем
боковых шумов измерительного генератора, нелинейностью амплитудной характе
ристики фильтра основной селекции или тракта одной из первых ПЧ в прием
нике с многократным преобразованием "частоты
Можно более точно выяснить эти причины, если известен характер иска
жении сигнала Уменьшение его уровня с приближением частоты помехи к
частоте настройки приемника вызвано третьей из указанных причин Возраста
иие уровня шума в канале — одной из первых двух или обеими причинами
сразу Чтобы исключить влияние шумов генератора помехи на результаты
измерений, уровень его боковых шумов должен быть заведомо меньше, чем
уровень боковых шумов гетеродина
Параллельные оси частот участка с—d определяются блокированием, вызван
ным нелинейностью амплитудной характеристики одного из каскадов широко-
полосного тракта Форма участков d—g практически повторяет форму АЧХ
преселектора а отклонение формы кривой 1 от формы кривой 3 за точками
g вызвано перегрузкой преселектора
Выброс кривой 1 на участке е—f вызван одним из побочных каналов
приема, в данном случае комбинационным каналом [nfr + 2fc] го порядка, где
индексы f и (с соответствуют частотам соответственно гетеродина и сигнала
Кратность по частоте сигнала определяется отношением полос основного и ком
бинационного каналов, измеренных но изменению частоты генератора помехи
Создать диапазонный генератор КВ диапазона с низким уровнем боковых
шумов, пригодный для измерения реальной избирательности высококачественных
приемников, — задача непростая Для измерений вблизи основного канала приема
в любительских условиях проще применять генератор фиксированной частоты,
лежащей в одном из любительских диапазонов, с кварцевой стабилизацией и двух
трехрезонаториым кварцевым фильтром на выходе и измерять характеристику
эффективной избирательности путем изменения частоты настройки приемника
Если при переключении диапазонов приемника никаких принципиальных изменений
в его широкополосном тракте не происходит, можно предположить, что эти
характеристики на разных диапазонах будут практически одинаковыми всюду, за
исключением частот побочных каналов Для измерений за полосой пропускания
преселектора подойдут многие из промышленных генераторов сигналов
Часто линейность широкополосного тракта приемника, да и многих других
устройств характеризуют координатами точки Аз пересечения прямой, продол
жающей линейную часть построенной в логарифмическом масштабе амплитудной
характеристики тракта, т е зависимости уровня сигнала на выходе устройства
от уровня на входе (линия 1 на рис 2), и прямой зависимости уровня иитермоду
ляционной помехи третьего порядка от уровня одного из измерительных сигна
лов (линия 2 на рис 2) при подаче на вход устрйства двух сигналов
одинакового уровня Уровни могут быть выражены в дБм, дБмкВ или других
логарифмических единицах Для удобства пользования графиком по оси ординат
обычно откладывают выходной уровень приведенный к входному, вычтя из
выходного уровня усиление G (нли добавив затухание) устройства При этом
устройство как бы имеет коэффициент передачи, равный 1, т е 0 дБ
Прямую 2 можно построить по одной единственной точке подав иа вход
устройства два сигнала с уровнями, при которых заведомо не происходит зна-
чительного ограничения сигнала, например —30 дБм иа рис 2 Измерив от-
носительный уровень одной из компонент третьего порядка da через точку а
проводят прямую с втрое большим наклоном чем линия 1, поскольку в области
достаточно малых сигналов уровень искажений третьего порядка пропорционален
кубу входного уровня P,~PL, или, в логарифмических единицах Рч~ЗР,х(дБ)
График на рис 2 построен для приемников по уровню внеполосных помех,
образующих составляющие взаимной модуляции третьего порядка, удовлетвори
ющих норме ГОСТ 14663—83 [1] для приемников первого класса и равного
80 дБмкВ Прямая 2 проведена через точку с координатами 80 дБмкВ, лежа
Рис 2
12
щей на прямой 3, параллельной оси абсцисс, и пересекающей линию 1 в точке
с координатой 0 дБмкВ Отрезок прямой 3, заключенный между линиями 1 и 2, есть
динамический диапазон приемника по интермодуляции, измеренный по отношению
к 1 мкВ Чтобы найти теперь динамический диапазон D21 с нижней грани
цей, равной пороговой чувствительности Рпор, проведем прямые 4 и 5 через
точки на линии 1, имеющие координаты Р„)р, соответствующие коэффициентам
шума 15 и 10 дБ Эти значения также укладываются в нормы ГОСТ для
приемников первого класса Как видим, при F= 15 дБ Г)> । =87,7 дБ а при F = 10 дБ
D2i=91 дБ, т е заданный ГОСТ параметр может быть одинаковым у
приемников разного качества
Из геометрии графика видно, что если известны динамический диапазон
D? । и уровень Р„, относительно которого определен D2i, координату точки
Аз можно найти как
А =15D +Р
О о Л	4 J	U
точно так же, как зная координату точки Аз и пороговую чувствительность
Рпир, легко вычислить динамический диапазон
Уровень, при котором коэффициент передачи устройства уменьшается на 3 дБ,
для приемников - уровень блокирования вызванного нелинейностью обычно пример-
но на 10 дБ меньше значения А3пч Зная динамический диапазон по интермо-
дуляции, нетрудно определить динамический диапазон по блокированию, вызван
ному нелинейностью
Г) «15D„, —10
Но если известен уровень блокирования или динамический диапазон по
бпокнрованию оценить динамический диапазон по интермодуляции как D21 « 3 (D6i +
-|-10)/2 можно лишь в том случае, если есть уверенность, что значение
□вл обусловлено именно нелинейностью широкополосного тракта, а не иными
причинами
Теперь о требуемых для спортивных приемников параметрах многосигналь-
ной избирательности Конечно, коэффициент гармоник иа линейном выходе около
10%, заданный ГОСТ для приемников третьего класса сегодня вряд ли удовлет-
ворит даже самого непритязательного радиолюбителя Ослабления взаимной
модуляции внутри полосы пропускания —40 дБ, заданного ГОСТ для приемников
первого класса, вполне достаточно для высококачественного воспроизведения ре-
чевых сигналов и для нормальной работы систем автоматической передачи
дискретной информации по радиоканалам, но в спортивных приемниках высокого
класса предназначенных часто и для слухового приема телеграфных сигналов
в условиях помех эту цифру желательно довести до — (50—60) дБ, чтобы
иметь возможность в полной мере использовать селективные свойства уха С линей
ностью трактов ПЧ и 34 в значительной степени связано и субъективное
ощущение «прозрачности» эфира
Попробуем оценить требования к некоторым параметрам приемно передающей
аппаратуры двух любительских радиостанций первой категории, расположенных в
большом городе на расстоянии 300 м одна от другой — ситуация для Москвы,
например, типичная Оценку проведем исходя из условия, что при разности
рабочих частот радиостанций в 10 кГц уровень их взаимных помех не
13
превышает уровня «эфирного» шума, т. е. что оии могут работать одновременно,
практически не мешая друг другу. Для простоты предположим, что антенны
обеих радиостанций — изотропные излучатели, т. е. всенаправленные с КПД, равным
100%. Коэффициент ослабления сигнала между такими антеннами [6, с 155] сос-
тавит, дБ:
у = 32,6 + 20 1g г +20 lg f,	
где г — расстояние между антеннами, км; f — частота излучения, МГц. Пусть,
например, работа идет в диапазоне 14 МГц. Тогда коэффициент ослабления
равен 45 дБм и при выходной мощности передатчиков 200 Вт, т. е. 53 дБм,
принятая мощность составит 8 дБм. Учитывая, что в большом городе
суммарная мощность различных шумовых помех, в основном индустриальных
и «домашних», измеренная на выходе антенны вблизи частоты 14 МГц в полосе около
3 кГц, близка к —90 дБм, что на 98 дБ меньше мощности, принятой от
соседа, можно сделать вывод, что реальная избирательность приемника (см.
рис. 1) при расстройке 10 кГц должна быть около 100 дБ Из этого следует,
что того же порядка и более должны быть односигнальная избирательность
и динамический диапазон по блокированию, обусловленному как нелинейностью
широкополосного тракта, так и обратным преобразованием шумов гетеродина. Послед-
нее означает, что мощность шумов гетеродина, измеренная при указанной расстрой-
ке в полосе около 3 кГц, должна быть по крайней мерс на 100 дБ меньше
мощности основного колебания гетеродина, или выраженная в ло' арифмических
единицах относительная спектральная плотность мощности шумов — величина, кото-
рой принято оценивать «чистоту» спектра сигнала, — не должна превышать
примерно —135 дБ-Гц. (Относительная спектральная плотность мощности шума
S показывает, сколько мощности шума, отнесенной к мощности основного
колебания Ро приходится на 1 Гц полосы: S, дБГц= 10 lg(PIU/P0K) — 10 IgB, где
Рш— мощность шума, измеренная-при заданной расстройке в полосе В, Гц.)
Реализация этих достаточно жестких требований в приемнике, однако, ока-
жется бесполезной, если аналогичных значений плотности мощности внеполосных
излучений ие обеспечить в передатчиках как соседа, так, по условиям оценки,
и в своем
Если в условия оценки ввести еще и третью, такую же и аналогично
расположенную радиостанцию, требуемое значение динамического диапазона по
блокированию следует заменить таким же значением динамического диапазона по
интермодуляции.
Попутно отметим, что улучшать какой-то один параметр реальной избира-
тельности следует обязательно с учетом других. Если, скажем, спектральная плот-
ность шумов гетеродина не лучше — 120 дБГц, то при полосах пропускания приемника
более 1 кГц реальная избирательность приемника в полосе преселектора ограничена
этими шумами цифрой 90 дБ и менее и расширение динамического диапазона до
100 дБ и более, всегда связанное с определенными трудностями, практически ничем
не улучшит качества приемника и потому бессмысленно.
Приведенные оценки требуемого динамического диапазона будут справедливы
лишь в том случае, если нижнй!? границы динамического диапазона приемника
и диапазона уровней сигналов, поступающих из антенны, будут согласованы с
14
помощью аттенюатора, включенного между антенной и входом приемника [5].
Действительно, пусть, например, используется приемник с коэффициентом шума
10 дБ, что в полосе 3 кГц соответствует приведенной ко входу приемника
мощности шума около —129 дБм, и с динамическим диапазоном 100 дБ (иа рис.
2 ему соответствуют прямая 6 и продолженная до пересечения с прямой 6
прямая 5). Если вход приемника соединить с антенной непосредственно, ниж-
няя граница динамического диапазона сместится по шкале входных уровней в
точку —90 дБм (таков уровень шума на выходе антенны), а верхняя гра-
ница— в точку —16 дБм (линия 7 на рис. 2). Эффективный динамический
диапазон будет всего лишь 74 дБ, а .интермодуляционные помехи, превышаю-
щие по уровню шум «эфира», вызовут сигналы указанных соседних передат-
чиков с выходной мощностью всего лишь 800 мВт! Если затухание аттенюатора
иа входе приемника установить равным разности между уровнем шума антенны
и пороговой чувствительностью, то уровень реальной чувствительности, который
складывается теперь нз эквивалентных приведенных ко входу шумов приемника,
равных им по мощности (после ослабления аттенюатором) шумов эфира и
затухания аттенюатора, будет на 3 дБ больше уровня шумов эфира, а дина-
мический диапазон 98 дБ.
Рост коэффициента ослабления у с частотой составляет 6 дБ на октаву.
Но примерно с такой же скоростью при повышении частоты настройки уменьша-
ется уровень внешних шумовых помех (например, [7, с 61]) Поэтому
приведенная оценка справедлива и для других диапазонов, а затухание аттенюа-
тора на входе приемника нужно изменять по закону изменения уровня внешних
шумовых помех, увеличивая с понижением и уменьшая с повышением рабочей
частоты.
В указанных условиях профессиональный магистральный приемник первого
класса с динамическим диапазоном около 90 дБ не обеспечит работу без помех —
требуемый динамический диапазон должен быть по крайней мере на 10 дБ
больше. Положение может усугубиться еще и большим уровнем шума гетеродина,
а также «грязными» сигналами передатчиков. По [1] в приемниках первого
и второго классов в качестве гетеродинов, определяющих частоту настройки
приемника, должны использоваться декадные синтезаторы частоты первого класса,
в приемниках третьего класса — синтезаторы второго класса В ГОСТ на синтеза-
торы частоты [8] нормированы следующие параметры, имеющие смысл для спор-
тивной аппаратуры.
Шаг сетки частот синтезаторов первого класса должен быть 100 Гц и допуска-
ется 10 и 1000 Гц. Обязательная перестройка с помощью декадных пере-
ключателей или тастатуры. Допускается квазиплавиая перестройка с указанным
шагом. В спортивных аппаратах плавная или квазиплавиая перестройка с шагом
не более 10 Гц обязательна, а с помощью тастатуры желательна как допол-
нительное удобство.
Паразитное отклонение частоты синтезаторов первого класса допускается не
более 3, второго — 6 Гц. Столь жесткие нормы обусловлены требованием беснод-
строечного вхождения в связь и небольшим допустимым отклонением частоты
подавленной несущей в профессиональной однополосной телефонии В спортивной
аппаратуре принято оценивать абсолютную нестабильность частоты. Инструкция по
эксплуатации любительских радиостанций допускает для передатчиков радиостанций
15
первой и второй категорий дрейф частоты до 300 Гц за 15 мин. Такое
требование, по-видимому, чересчур «либерально». Станции с дрейфом частоты
такого порядка при работе на «общий вызов» нередко «вползают» в соседний
канал, создавая помехи другим. Если исходить из бесподстроечной работы в
течение «расширенной» связи, т. е. около 15 мин, и считать допустимым
(при котором еще практически не ухудшается разборчивость SSB сигналов)
разбег частот передатчика и приемника 100 Гц, дрейф можно считать допус-
тимым около 50 Гц за 15 мин, т. е 200 Гц в час, тем более, что
добиться такой цифры сегодня не слишком сложно.
Уровень побочных спектральных составляющих (боковых шумовых полос),
измеренный в полосе 3 кГц относительно уровня основного колебания при рас-
стройке в пределах ± (20.. 200) кГц, не должен превышать —80 дБ (спек-
тральная плотность —115 дБ-Гц) у синтезаторов первого класса и —60 дБ
(—95 дБ-Гц) —второго. В условиях проведенной оценки требуемое значение
боковых шумов соответственно на 20 и 40 дБ меньше, причем при вдвое^мень-
шей расстройке. Отметим, однако, что на сегодня существует мало синтезаторов,
обеспечивающих спектральную плотность боковых шумов менее —135 дБ-Гц,
и эти устройства пока весьма сложны.
Уровень дискретных побочных составляющих при ранее указанных расстрой-
ках должен составлять не более —70 и —50 дБ. При небольшом числе
таких составляющих—менее 1% пораженных каналов с полосой 3 кГц —
такие нормы, видимо, пригодны и для спортивных аппаратов.
ГОСТ на передатчики для магистральной радиосвязи [9] предусматривает
использование в составе возбудителей передатчиков мощностью до 20 кВт синте-
заторов частоты второго класса и свыше 20 кВт — первого.
Средняя мощность любого побочного излучения, передаваемого в фидер
антенны, не более 50 мВт. Данное требование, безусловно, обязательно и для
спортивных аппаратов.
Уровень нелинейных комбинационных искажений, измеренный по методу двух
тонов, у передатчиков с мощностью до 1 кВт не должен превышать —36 дБ.
В спортивных аппаратах часто применяют ограничители речевых сигналов, которые
могут вносить искажения, превышающие указанное значение, поэтому измерять
данный параметр следует при выключенном ограничителе.
Уровень остатка несущей в режиме J3E —40 дБ.
Излучение в паузах при излучении класса А1А относительно уровня нажа-
тия — 60 дБ.
Приведем еще два пункта из [9], которые полезно учитывать при разра-
ботке спортивной аппаратуры:
«2.4.4 Короткое замыкание, обрыв антенны и ухудшение КСВ в фидере
ие должны приводить к выходу передатчика из строя».
«2 4.5 Для измерения и контроля выходного сигнала передатчик должен
быть оборудован устройством обратного преобразования выходного сигнала в сигнал
промежуточной частоты». Данное требование практически выполняется в спортив-
ных приемопередатчиках с разделенными трактами передачи и приема и с само-
прослушиванием на рабочей частоте.
Допустимые уровни внеполосных излучений приведены в [10]. Для излучения
класса А1А передатчиков фиксированной службы необходимая полоса частот
16
gHi т. e. минимальная для данного класса излучения, достаточная для обеспе-
чения пбредачи информации с заданными скоростью и качеством, для каналов
с замираниями определена в 5В, где В — скорость передачи, Бод (символов
в секунду). Ширина контрольной полосы частот В», т. е. полоса на уровне
__30 дБ относительно заданного исходного уровня (для А1А — уровень «нажа-
тия») задана В,---В„ —100 Гц для скоростей манипуляции до 20 Бод
Внеполосный спектр излучения нормирован шириной полосы частот Вх на уровне
х, дБ; Х, = — 40 дБ, Вх) = 1,3 В„; Х2 = —50 дБ, Вх2=1,6В„, Х3 = — 60 дБ,
ВХЗ = 2В„. Выполнение этих требований в спортивных аппаратах крайне жела-
тельно, технически реально и дает возможность работы без помех в условиях
проведенной оценки (конечно, если используются достаточно «чистые» гетеродины
и возбудители). В то же время отметим, что скорость передачи 20 Бод
соответствует работе кодом Морзе со скоростью примерно 120 знаков в минуту,
тогда как сейчас радиолюбители нередко работают на КВ и с более высокими
скоростями — практически до 200 знаков в минуту. Необходимая полоса при этом
около 170 Гц.
Для класса излучения J3E передатчиков фиксированной службы необходимая
полоса определена В„ = 3100 Гц, контрольная Вк= 1,2 В„, Вх на уровнях х, равных
— 40, —50 и —60 дБ,— 1,6В„, 2,9ВК. 5,4В„ соответственно. Для передат-
чиков подвижных служб с пиковой мощностью менее 0,5 кВт заданные значения
полос при указанных уровнях примерно вдвое больше. (Измерение этих полос
рекомендуется вести при загрузке входа 34 шумовым сигналом). Таким образом,
даже используя передатчик, удовлетворяющий нормам для фиксированной службы,
в условиях проведенной оценки работа телефоном без взаимных помех невоз-
можна — уровень помех при расстройке на 8 кГц составит около — 60 дБ, а до
уровня —100 дБ он упадет лишь при расстройках на 80—120 кГц. Эту
цифру нетрудно получить, экстраполируя кривую, построенную по точкам
Вх. Такие расстройки можно позволить себе только в диапазонах 14 МГц
и выше. К сожалению, построить достаточно эффективный однополосный передат-
чик с ослаблением внеполосных излучений свыше 100 дБ при расстройке
10 кГц пока практически невозможно, но создать в любительских условиях
однополосный передатчик, с 1.5—2-кратным запасом удовлетворяющий требованиям
к передатчикам фиксированной службы, задача хотя и не простая, но вполне
реальная.
Итак, суммируя сказанное, можно утверждать, что по многим основным
параметрам современный универсальный приемопередающий комплект спортивной
КВ аппаратуры должен быть лучше, чем профессиональная аппаратура высокого
класса. Но это не должно пугать радиолюбителей, которые всегда были на пере-
довых рубежах технического прогресса. И чем больше коротковолновиков ос-
настят свои радиостанции аппаратурой с параметрами, близкими (иа сегодня)
к предельно возможным, тем больше удовольствия и удовлетворения и меньше
разочарования будет приносить радиоспорт,
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СТРУКТУРНЫХ СХЕМ ТРАНСИВЕРОо
До середины 60-х годов любительские КВ радиостанции чаще веепэ
строились по схеме приемник—передатчик. Такое разделение функций имеет свои
преимущества, позволяя оптимизировать структуру этих устройств, однако не обес-
печивает хорошей оперативности при перестройке частоты. Широкое распростра-
нение однополосной телефонной радиосвязи потребовало повышения точности
настройки своего передатчика на частоту корреспондента. Кроме того, передат-
чики, в которых используется получивший наибольшую популярность фильтровой
способ формирования SSB сигнала, имеют структурную схему, взаимно обратную со
схемой супергетеродинного приемника. Это способствовало тому, что в настоящее
время центральным узлом современной любительской радиостанции стал приемопере-
датчик, или трансивер, с совмещенными частотами передачи и приема.
Трансивер можно построить так, чтобы большинство его узлов использовались
и в режиме передачи, и в режиме приема. Такой подход дает возможность
сэкономить до 30% деталей и стоимости аппарата, уменьшить его размеры и
массу, однако не позволяет достичь наивысших параметров передающего и прием-
ного трактов, усложняет коммутацию, затрудняет реализацию или полностью
лишает трансивер некоторых эксплуатационных удобств, как, например, работу
на разнесенных частотах или диапазонах, самоконтроль передачи на рабочей
частоте. Поэтому трансиверы высокого класса имеют, как правило, раздельные
тракты передачи и приема с общими гетеродинами и источником питания.
Трансиверы прямого преобразования имеют наиболее простую структуру и в виде
однодиапазонных конструкций получили широкую популярность. Их характеризует
наличие всего одной ступени преобразования частоты, с помощью которой спектр
34 сигнала переносится непосредственно в нужный диапазон РЧ на передаче
и обратно при приеме [11, 12]. К сожалению, фазокомпенсацнонным методом,
используемым в таких устройствах, трудно достичь устойчивого подавления неис-
пользуемой боковой полосы более чем на 40 дБ, особенно в широком диапа-
зоне радиочастот. Эффект прямого детектирования мощных помех, в большей
или меньшей степени присущий смесителям любых типов, ограничивает реальную
избирательность приемников прямого преобразования цифрой 80 дБ. Попытки
значительно улучшить параметры приводят к резкому и неоправданному усложне-
нию таких аппаратов.
Подавляющее большинство спортивных трансиверов построено по супергете-
родинной схеме с одной или несколькими ПЧ. Аппараты с одной ПЧ в последнее
время в СССР являются наиболее популярными. Одно-четырехдиапазонные тран-
сиверы на 160—20 м часто строят с ПЧ, равной 500 кГц, что позволяет в качестве
фильтров основной селекции (ФОС) использовать распространенные наборы электро-
механических фильтров [13—15]. Во вседиапазонных аппаратах с одной ПЧ поряд-
ка нескольких мегагерц в качестве ФОС используют кварцевые фильтры. В таких кон-
струкциях простыми средствами достигаются высокая избирателность по соседнему,
зеркальному и другим побочным каналам, минимальное число пораженных комбина-
ционными «свистами» точек приема, низкий уровень побочных излучений передатчи-
ка [16, 17] .
Схемы с двумя ПЧ позволяют получить во вседиапазонных аппаратах необхо-
димую избирательность по зеркальному каналу и возможность использования электро-
механических фильтров в качестве ФОС. Первую ПЧ делают постоянной [18, 19] или
переменной [20]. Последний вариант был особенно популярен в 70-х годах в аппа-
ратах, подобных трансиверу UW3DI. Их достоинство — простота диапазонного гене-
ратора, а также совпадение шкал настройки в группах низко- и высокочастот-
ных диапазонов, недостатки — сложность достижения высокой реальной избиратель-
18
пости из-за наличия двух смесителей до ФОС, необходимость в громоздких много-
секционных конденсаторах переменной емкости, сложность настройки многоконтур-
ного перестраиваемого фильтра первой ПЧ и сопряжения с гетеродином, сравни-
тельно большой уровень побочных излучений передатчика
Развитие интегральной технологии дало возможность создавать сравнительно де-
шевые цифровые синтезаторы частоты. Это привело к тому, что большинство вы-
пускаемых зарубежными фирмами трансиверов для радиолюбителей строится по
схеме с «преобразованием вверх», когда первая ПЧ выбирается 40 МГц и выше.
Такая структура позволяет создавать аппар<*Ы«е Простейшим преселектором,
полностью перекрывающие весь диапазон КВ При хорошем подавлении побочных
каналов приема, особенно зеркального и на гармониках гетеродина, и побочных
излучений передатчика Применяя в тракте первой ПЧ кварцевые фильтры, можно
в принципе строить приемники с очень хорошей реальной избирательностью. В на-
стоящее время качественные показатели таких аппаратов зависят от качества сущест-
вующих синтезаторов частоты, в большинстве своем сильно уступающим обычным
гетеродинам по уровню шума и побочных колебаний.
Существует множество разновидностей структурных схем Дополнительные ступе-
ни преобразования вводят, например, для Компенсации нестабильности частоты гетеро-
дина, для плавного изменения полосы пропускания и т п Выбирая структуру аппара-
та, следует учитывать, однако, что увеличение числа преобразований частоты может
не только неоправданно усложнить аппарат, но н заметно ухудшить его достижи-
мые параметры.
При проектировании трансивера важное значение имеет оптимизация диаграммы
уровней сигнала и шума в различных точках трактов Для широкополосного тракта
КВ приемников в качестве критерия принимают максимум динамического диапазона
при заданном коэффициенте шума. «Выжимание» чувствительности, т. е. предель-
ное уменьшение коэффициента шума, обязательно приводит К Существенному сниже-
нию верхней границы динамического диапазона, параме?ра*ьболее важного при
работе в современном эфире, нежели чувствительность.
Если в цепи из двух каскадов динамический диапазон первого существенно
больше, чем второго (типичный случай цепи усилитель радиочастоты — смеситель),
а допустимое ухудшение динамического диапазона цепи по сравнению с динамическим
диапазоном второго каскада не должно превышать А, дБ, необходимый коэффициент
усиления мощности первого каскада определим из следующих соображений. Нижней
границей динамического диапазона вторбго каскада является ото пороговая чувст-
вительность, по (1) равная FsRmo, где Fj коэффициент шума второго каскада.
При соединении выходя первого каскада со входом второго ня этом входе будет
действовать эквивалентная мощность шумов [ (F2—1) + Fi-G,] PIIJ0, где Fl и G1 —
коэффициент шума и коэффициент усиления мощности первого каскада соответствен-
но При этом нижняя граница динамического диапазона второго каскада сместится
Вверх на 6«=101g(F;> —1 4-F1O1/F2), дБ. Верхняя граница сместится на 6/3 вверх,
так как уровень интермодуляционной помехи пропорционален кубу мощности испыта-
тельных сигналов Поэтому Д = (2/3)6, или A = 6,71g[l +(Fi Gi — 1)/Fa], дБ.
Пусть, например, F, =4(6 дБ), F2= 16 (12 дБ) и допустимо ухудшение динами-
ческого диапазона иа 3 дБ Тогда Д = 3 дБ = 101g2 = 6,71g[l 4- (4Gi — 1)/16]. Решив „
это уравнение, получим G, = 7,5(8,6 дБ) При этом коэффициент шума цепи опре-
19
деляют по известной формуле [21]: Fj = Fi +F2/G1 =6,14 (7,9 дБ), что на 1,9 дБ
больше, чем коэффициент шума первого каскада.
Диаграмму уровней тракта последней ПЧ и 34 оптимизируют по минимуму
коэффициента шума при заданной линейности
Для уменьшения шума передатчика такой же критерий используют при опти-
мизации передающего тракта, в широкополосной части которого следует обрабаты-
вать сигналы на возможно более высоком уровне, применяя высоколинейные мало-
шумящие усилители и смесители, избегать использования межкаскадных фильтров с
большими потерями. К сожалению, нередко радиолюбители пренебрегают этими
правилами Более того, некоторые авторы рекомендуют, например, для уменьшения
уровня побочных колебаний подавать на смесители сигналы возможно меньших
амплитуд и уменьшение уровня сигнала в тракте компенсировать дополнительными
усилителями. В результате появляются передатчики, создающие шумовые помехи, от
которых не спасет никакой сколь угодно сложный приемник.
ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ОСНОВНЫХ УЗЛОВ
ВЫСОКОКАЧЕСТВЕННОГО КВ ТРАНСИВЕРА
Входные цепи приемников, или преселекторы, решают задачу ослабления
приема на большинстве побочных каналов, а также согласования входного сопро-
тивления приемника с волновым сопротивлением фидера антенны. Линейность ампли-
тудной характеристики преселектора должна быть по крайней мере не хуже, чем у
следующего за ним первого смесителя Сложность преселектора во многом определяет-
ся структурной схемой приемника. Так. в аппаратах с «преобразованием вверх»
преселектор может в принципе состоять из единственного фильтра нижних частот с
частотой среза 30 МГц. Такое построение, правда, приводит к необходимости ис
пользовать сверхдинамичный первый смеситель, поэтому и в приемниках с «преобра-
зованием вверх» чаще всего используют преселектор в виде набора полосовых
фильтров, а иногда и перестраиваемый узкополосный преселектор.
Перестраиваемый преселектор можно назвать традиционным — он широко и ус-
пешно применяется на протяжении более пяти десятилетий Его преимущество —
хорошее ослабление побочных каналов и сравнительно близких к частоте приема
помех, а недостатки — необходимость кропотливой настройки с целью хорошего со-
пряжения преселектора и гетеродина, громоздкость многосекционных конденсаторов
переменной емкости. Перестройка контуров преселектора с помощью варикапов со-
вершенно неприемлема для высококачественных аппаратов, так как приводит к умень-
шению динамического диапазона. Узкополосные преселекторы иногда применяют в
виде отдельной конструкции в целях улучшения реальной избирательности имеюще-
гося приемника. Стремясь сузить полосу пропускания, иногда применяют громоздкие
фильтры на спиральных резонаторах [22] или выполняют преселектор в виде набора
узкополосных кварцевых фильтров [23]. Необходимость в такого рода мерах чаще все-
го отпадает при использовании правильно спроектированных приемников с высоко-
линейным широкополосным трактом, в которых преселектор, как правило, представляет
собой набор полосовых фильтров, полоса пропускания каждого из которых совпадает
с одним из любительских диапазонов
Обычно достаточную избирательность при простой схеме и конструкции обеспе-
чивают грехконтурные фильтры сосредоточенной селекции (ФСС), выполненные из
катушек индуктивности с добротностью 50—100. Однако иногда, например при срав-
20
нительно нйзкой первой ПЧ, необходимо применять более добротные катушки и вво-
дить иные ухищрения для лучшего подавления зеркального или других побочных
каналов — например, создавать полюсы затухания фильтра путем введения комбини-
рованной индуктивно-емкостной связи между контурами. Для лучшего подавления
приема на ПЧ в преселектор часто вводят фильтр-пробку, однако аналогичных
результатов можно добиться и путем использования двойного балансного первого
смесителя
Фильтры коммутируют с помощью механических переключателей или реле с ма
лой емкостью между контактами Коммутация с помощью диодов, как показывает
практика, приводит к заметному ухудшению линейности преселектора, возрастанию
его коэффициента шума, уменьшению избирательности из-за наводок на цепи питания
диодов, поэтому она может быть рекомендована лишь для малогабаритных приемки
ков низкого класса
Если в приемнике используют усилитель радиочастоты (УРЧ), преселектор
следует разбить на две части, одну из которых включают перед УРЧ, вторую —
после. В противном случае мощность шумов, генерируемых УРЧ и попадающих в
тракт ПЧ после первого смесителя, удвоится за счет шумов УРЧ в полосе зеркаль-
ного канала, что эквивалентно повышению коэффициента шума УРЧ на З'дБ
Ферромагнитные материалы, часто применяемые для улучшения добротности и
уменьшения размеров катушек контуров преселектора, могут заметно ухудшить его
линейность. Этот эффект тем сильнее, чем уже полоса пропускания. Вызывая измене-
ние индуктивности контуров, мощные помехи модулируют частоту настройки преселек-
тора, а значит, и его комплексный коэффициент передачи, что приводит к появлению и
перекрестной — амплитудной и фазовой, и взаимной модуляции, и блокированию
Например, трехконтурный фильтр с полосой около 200 кГц с катушками на феррито-
вых кольцах МЗО-ВЧ-2 К16Х8Х6 на частоте 14 МГц имеет параметр А3в, около
О дБм, на кольцах К32Х16Х8 — около 18 дБм.
Для подстройки контуров высоколинейного преселектора следует использовать
подстроечные конденсаторы или латунные сердечники, в крайнем случае — карбо-
нильные подстроечники много меньшего диаметра, чем диаметр катушек
С фидером антенны преселектор согласуют путем подбора связи первого контура
с антенным входом по максимуму коэффициента передачи. При этом обеспечивается
и минимальный КСВ в фидере. Практика показывает, что лучшие характеристики
затухания фильтров в области частот выше 30.. 40 мГц получаются, если вид связи
с антенной и нагрузкой отличается от вида связи между контурами. Например, при
индуктивной или автотрансформаторной связи с антенной и нагрузкой лучше приме
нить емкостную связь между контурами, и наоборот
Несимметричный выход преселектора с симметричным входом смесителя при
небольшом числе диапазонов проще всего согласовать с помощью катушек связи,
намотанных в два провода на каркасы последних контурных катушек фильтров
Такой способ требует коммутации двух выводов катушек связи, что при большом
числе диапазонов становится сложным В этом случае лучше применить симметри-
рующее устройство, выполненное на ферритовых трансформаторах типа длинной
линии (ТЛ) [24; 7, с 148]. В таких трансформаторах магнитные поля, образован-
ные противоположно направленными токами в отдельных проводах линии, почти
полностью взаимно компенсируются, поэтому заметного изменения коэффициента пере-
дачи ТЛ не наблюдается и при очень больших уровнях сигналов. Применять
для указанных целей ферритовые широкополосные трансформаторы обычного типа
следует с большой осторожностью, а лучше вообще не применять.
У силители радиочастоты используют в составе преселектора для улучшения чувст-
вительности приемника. Усиление УРЧ выбирают в соответствии с рекомендациями
на с. 19. Если линейность УРЧ высока, а допустимое ухудшение динамического
диапазона первого смесителя задано около 2 дБ, максимально допустимый коэффи-
циент усиления УРЧ (в децибелах) можно определить как
G = F — F +АЛ ,
урч доп см урч 1 ф
где Fc„ и Fyp4 — коэффициенты шума смесителя и УРЧ; Аф — затухание фильтра,
включенного между УРЧ и смесителем. Коэффициент шума цепи УРЧ — смеситель
будет при этом примерно на 3 дБ больше, чем у УРЧ.
Для повышения линейности УРЧ охватывают отрицательной обратной связью,
выполняют по схеме ОБ или ОЗ, используют транзисторы средней и большой мощ-
ности, применяют двухтактную схему [7, с. 78, 14] .
Конечно, крайне желательно обойтись вообще без УРЧ Для этого нужно, чтобы
на верхних частотах КВ диапазона коэффициент шума цепи пассивный преселектор —
смеситель был не хуже 12..15 дБ, что вполне осущствимо. Если он достигает
лишь около 20 дБ, можно применить широкополосный УРЧ с полосовым фильтром
21...30 МГц на входе, включаемый в случае необходимости только на сравнительно
«тихих» высокочастотных диапазонах перед основным преселектором.
Смесителем частот называют электрическую цепь, создающую спектр комбина-
ционных частот при подаче на нее двух или более сигналов разных частот. Смесители
служат для изменения частоты исходных колебаний путем сложения или вычитания с
частотой несущей, вырабатываемой вспомогательным генератором или гетеродином.
(Здесь и далее термин «несущая» используется как более универсальный вместо
привычного радиолюбителям термина «сигнал гетеродина», поскольку гетеродином
в [3], называется «генератор гармонических колебаний, ипользуемый для преобра-
зования частоты в радиоприемнике».) Идеальным можно считать смеситель, который
производит операцию умножения напряжения входного сигнала Uc на зависящий
только от синусоидальной несущей (не солеожащей высших гармоник) коэффициент
передачи:
K(t) =k sin 2п fHt ,	(2)
где k — постоянный коэффициент; f„ — частота несущей; t — текущее время. При
синусоидальной форме напряжения U, сигнал на выходе такого смесителя представ-
ляет собой сумму напряжений только двух боковых частот — суммарной 1,4-1,, и
разностной |fc — f„|.
Коэффициент передачи реальных смесителей всегда отличается от (2). В большей
или меньшей степени он содержит постоянную составляющую и имеет нелинейную
зависимость от суммы напряжений сигнала и несущей. К тому же в спектре несу-
щей всегда присутствуют высшие гармоники. Поэтому в выходном спектре смеси-
теля содержится множество комбинационных составляющих с частотами
где п =0,1,2. т=0,1,2,..., из которых полезными являются обычно только
(иногда |2fH±fJ [25, 26], а остальные — нежелательными или побочными. Большую
часть побочных колебаний подавляют с помощью подключенных к выходу смесителя
фильтров, а наиболее вредные побочные колебания, попадающие в полосу пропуска-
ния выходных фильтров, ослабляют путем соответствующего выбора и оптимнза-
22
ции схемы, конструкции и режима работы смесителя, подачи на него оптимальных
уровней сигнала и несущей.
По виду используемых элементов смесители могут быть пассивными, активными
и параметрическими.
Пассивные смесители выполняют обычно на полупроводниковых диодах и
полевых транзисторах. Коэффициент преобразования, т. е. отношение мощности одного
нз боковых колебаний к мощности исходного, даже у лучших смесителей не превы-
шает — 4 дБ (обычно от —6 до —10 дБ). Коэффициент шума несколько больше,
чем затухание в смесителе (величина, обратная коэффициенту преобразования).
До некоторого предела верхняя граница динамического диапазона пассивных смеси-
телей прямо зависит от мощностей несущей. Как на верхнюю, так и на нижнюю
границу динамического диапазона сильно влияют характер нагрузки пассивного смеси-
теля и ее постоянство в широком диапазоне частот.
Активные смесители выполняют как на биполярных, так и на полевых транзис-
торах. Коэффициент преобразования у них, как правило, больше единицы, но по
меньшей мере на 4 дБ меньше, чем коэффициент передачи у аналогичного по схеме
усилителя, выполненного на тех же полупроводниковых приборах и потребляющего
тот же ток, а коэффициент шума на 7—8 дБ больше, чем у такого усилителя. В области
допустимых для транзисторов режимов верхняя граница динамйческого диапазона
пропорциональна току через смеситель. Но с ростом тока растет и коэффициент шу-
ма, и для каждого типа транзисторов существует свой оптимальный ток, при котором
динамический диапазон смесителя максимален. Характер нагрузки слабо влияет на
параметры активного смесителя.
Параметрические смесители, построенные на варикапах, отличает низкий коэффи-
циент шума, возможность достижения очень большого динамического диапазона.
Их целесообразно использовать в устройствах с «преобразованием вверх», где
можно получить усиление, пропорциональное отношению частот сигнала на выходе и
входе параметрического смесителя. К недостаткам, сдерживающим широкое распро-
странение таких смесителей, следует отнести зависимость коэффициента преобразо-
вания от указанного отношения частот, от мощности несущей, возможность самовоз-
буждения на частотах входящих в смеситель контуров. Иногда параметрические
смесители применяют в тракте формирования SSB сигнала [27, 28].
Различают однотактные, балансные и двухбалансные смесители.
Однотактные смесители имеют наиболее «грязный» спектр выходного сигнала, но
они просты по схеме и могут содержать всего один нелинейный элемент. Их
применяют при невысоких требованиях к динамическому диапазону.
Балансными называют смесители, в нагрузке которых компенсируются токи
исходного сигнала или несущей, а также некоторых других нежелательных коле-
баний. Чаще применяют смесители, балансные «по несущей», мощность которой обыч-
но много больше мощности исходного сигнала, и поэтому подавление в нагрузке
токой несущей часто сильно облегчает построение выходного фильтра. Балансный
смеситель содержит обычно не менее двух нелинейных элементов, а также узлы,
создающие противофазные напряжения. Подавление несущей по сравнению с одно-
тактной схемой составляет обычно 30—35 дБ, но может быть улучшено до 40...50 дБ
путем тщательного подбора нелинейных элементов или применения пар нелинейных
элементов, выполненных на одной подложке.
В нагрузке некоторых типов однотактных смесителей также могут быть сильно
23
ослаблены колебания с частотой несущей Таким свойством обладают например
однотактные пассивные смесители где в качестве нелинейного элемента использован
канал полевого транзистора сопротивление которого зависит от приложенного между
каналом и затвором напряжения несущей [29], а также однотактные активные
смесители, в которых управляемый напряжением несущей резистор (обычно полевой
транзистор) включен в цепь отрицательной обратной связи каскада усиления Подав
ление несущей в таких смесителях падает с повышением ее частоты и зависит от
емкости затвор канал полевого транзистора
В нагрузке двухбалансных смесителей происходит компенсация и колебаний с
частотой несущей, и исходного сигнала, а также значительном части других не
желательных составляющих Число нелинейных элементов в двухбалансных смесите
лях вдвое больше, чем в балансных, но объем и сложность симметрирующих уст
ройств зачастую одинаковы Двухбалансные смесители обеспечивают наиболее чистый
выходной спектр, наибольшие коэффициент преобразования п динамический диапа
зон (при переходе от балансной схемы к двухбалансной он возрастает на 3 дБ и более)
По режиму работы можно выделить синусоидальные и ключевые смесители
В выражении для коэффициента передачи синусоидального смесителя полезный член
можно записать в виде
K(t) =kUflm sin 2п (и t	(3)
где U„ т— амплитуда напряжения несущей Коэффициент передачи близкий к (3),
при синусоидальной несущей в некотором диапазоне входных напряжений имеют ана
лотовые перемиожители построенные обычно на основе дифференциальных усилите
лей с генератором тока управляемым напряжением несущей, например микросхема
К140МА1 [30] К синусоидальным можно отнести и смесители выполненные на
элементах с близкой к квадратичной вольт амперной характеристикой (ВАХ), т е
таких, у которых I1Ux~U2BX Если сумма амплитуд сигнала и синусоидальной несу
щей не выходит за пределы квадратичных участков ВАХ, в выходном спектре таких
смесителей содержатся, в основном, полезные колебания боковых частот, а также по
бочные колебания с удвоенными частотами сигнала и несущей Последние, как
правило, легко отфильтровать и дополнительно подавить в балансной схеме
Преимущество синусоидального режима — хорошее подавление продуктов пре
образования вокруг высших гармоник несущей, т е низкий коэффициент преобра
новация на гармониках несущей Недостаток, как это видно из (3),—зависимость
коэффициента передачи а значит, и преобразования от амплитуды несущей, что
влечет необходимость ее стабилизации, а также приводит к обратному преобра
зованию амплитудных шумов гетеродина (ие путать с «прямым» проникновением
этих шумов в тракт ПЧ, которое сильно ослабляется в балансных схемах) Кроме
того, в большинстве используемых на практике диодных и транзисторных смеси
телей в синусоидальном режиме получаются далеко не наилучшие коэффициент
преобразования и динамический диапазон Для расширения динамического диапазо
на у аналоговых перемножителей применяют малошумящие транзисторы и местные
отрицательные обратные связи В смесителях на элементах с квадратичными ВАХ
стремятся применять элементы с возможно более протяженным квадратичным учасг
ком, например мощные полевые транзисторы
Выражение для коэффициента передачи двухтактного ключевого смесителя имеет
вид
24
। kn при 0<t<T/2,
•	K(t) =
— kfl при T/2<t<T
где T= l/fH— период функции K(t) Разложение такой функции в ряд Фурье как
известно,
4k /	sin2n3f t sm 2л 5f t \
K(t) = ^(4sln2nfHt +-----^-4--------^-^-4- )	(4)
Умножив напряжение входного сигнала на такой коэффициент передачи, обнару
жим, что на выходе ключевого смесителя присутствуют полезные составляющие сум
марной и разностной частот Присутствует также бесконечное множество нежелатель
пых суммарных и разностных составляющих вокруг нечетных гармоник несущей
амплитуды которых убывают обратно пропорционально номерам гармоник, и в
этом — основной недостаток ключевых смесителей Однако при правильном выборе
соотношения частот на входах и выходе смесителя [31] требуемое подавление та
ких побочных колебаний с помощью фильтров обычно сложностей не представляет
Ключевые смесители имеют целый ряд преимуществ Полезный (первый) член
выражения (4) совпадает с (2) при к=4ко/л и не зависит от амплитуды несущей,
причем на практике такая независимость в пределах динамического диапазона обес
печивается достаточно просто путем повышения амплитуды несущей Отпадает не
обходимость формирования несущей чисто синусоидальной формы и стабилизации ее
амплитуды, что значительно упрощает гетеродин Отсутствует обратное преобразо
вание амплитудных шумов несущей Динамический диапазон смесителей в ключевом
режиме как правило, существенно больше, чем у тех же смесителей в синусоидаль
ном режиме Для диодных и смесителей на биполярных транзисторах эта разница
достигает 20—30 дБ [32], для смесителей на мощных полевых транзисторах—10—
15 дБ Объясняется это тем, что в ключевом режиме элементы смесителя большую
часть времени находятся в наиболее линейном открытом или непроводящем состоя
ниях а меньшую — в существенно нелинейном переходном состоянии
Возможны два способа создания режима, близкого к ключевому либо путем
повышения уровня несущей, либо путем подачи несущей с близкой к прямоуголь
ной формой Первый путь широко используется для так называемых «смесителей
высокого уровня» — кольцевых двухбалансных диодных модуляторов, в плечи которых
последовательно включают по нескольку диодов Шотки, для некоторых других типов
диодных смесителей для смесителей на мощных полевых транзисторах Его преиму
щество — малый уровень излучения гармоник несущей цепями связи смесителя с
гетеродином и самим гетеродином, что особенно важно в приемниках с многократ
ным преобразованием частоты Недостаток — необходимость в линейном усилении
синусоидальной несущей, причем ее мощность можно увеличивать лишь до тех пор,
пока в диодных смесителях не превышен максимально допустимый ток через диоды
а в транзисторных — допустимые напряжения база эмиттер или затвор исток Таким
путем трудно создать режим, максимально близкий к ключевому У диодных смеси
телей, кроме того, повышение мощности несущей приводит к росту уровня шума
генерируемого диодами Поэтому нередко более целесобразным оказывается второй
путь создания ключевого режима
Несущую прямоугольной формы из близких к синусоидальным колебаний луч
те всего получать с помощью ненасыщенных дифференциальных усилителей огра
ничителей с гальванической связью между каскадами, которые практически устраняют
25
амплитудную составляющую шумовой модуляции несущей. Недопустимо использовать
насыщенный режим транзисторов усилителя-ограничителя, который приводит к рез-
кому росту фазовой шумовой модуляции несущей. В корне неверно, но довольно
распространено мнение, что ключевые смесители якобы «сильно шумят», по-виднмо-
му, это следствие применения насыщенных формирователей. Не следует использовать
и триггеры Шмитта, в том числе и ненасыщенные, так как в них возможно
преобразование шумовой амплитудной модуляции исходных колебаний в фазовую.
Для первых каскадов формирователей прямоугольной несущей удобно использо-
вать простейшие логические элементы микросхем эмиттерно-связанной логики ЭСЛ
серий КЮО, К500, К1500. Базовый элемент этих серий выполнен именно по схеме
ненасыщенного дифференциального усилителя-ограничителя с эмигтерными повтори-
телями на парафазных выходах и позволяет получать очень короткие фронты им-
пульсов— до 1,5—2 нс у серий КЮО, К.500 и до 0,5 нс у серии К1500. Выходная
мощность этих микросхем достаточна для питания активных смесителей на бипо-
лярных транзисторах малой и средней мощности, выполненных на дифференциаль-
ных ключах тока. В других случаях включают дополнительные каскады усиления
мощности (с. 151).
Желательно, чтобы форма напряжения несущей была близка к меандру, т. е.
длительности положительных и отрицательных импульсов должны быть одинаковыми.
Их заметное различие в двухбалансных смесителях приводит к ухудшению подавле-
ния несущей, к росту «прямого пролезания» исходных колебаний и к появлению
комбинационных составляющих значительного уровня вокруг четных гармоник несу-
щей. У пассивных смесителей при этом резко уменьшается динамический диапазон.
Равенство указанных длительностей можно поддерживать путем введения в формиро-
ватель отрицательной обратной связи по постоянному току. Более надежный резуль-
тат можно получить путем по крайней мере двукратного повышения частоты задаю-
щего генератора и включения в цепь формирователя цифрового делителя частоты
с последним каскадом деления на два или подобного, обеспечивающего меандр на
выходе при любой скважности, т. е отношении большей к меньшей из упомянутых
длительностей на входе делителя.
Если зафиксировать амплитуду несущей и увеличивать крутизну ее фронтов,
динамический диапазон смесителя будет сначала пропорционально возрастать, затем
этот рост уменьшится и наконец прекратится, после чего линейность смесителя
будет определяться линейностью его элементов в открытом состоянии при условии,
конечно, что граничная частота этих элементов во много раз выше частоты несущей.
В большинстве случаев такой режим, максимально близкий к ключевому, достигается
при длительности фронтов, примерно в десять раз меньшей полупериода несущей
Поэтому нет смысла бесконечно уменьшать эту длительность, что на частотах КВ
диапазона и выше всегда связано с повышением мощности, расходуемой формиро-
вателем на перезарядку емкостей его нагрузки Импульсный ток, который должен
обеспечивать формирователь, можно оценить как 1имп^С„и„/тф, где С„ и U„—
соответственно емкость и размах напряжения на нагрузке; тф — требуемая длитель-
ность фронтов. Например, при С„ = 20 пФ, U„= 10 В, тф = 2 нс, i„„„ ^0,1 А, что застав-
ляет использовать в выходном каскаде формирователя СВЧ транзисторы средней мощ-
ности. Понятно поэтому, что в ключевых смесителях желательно применять элементы
с минимальными межэлектродными емкостями. Необходимо также, чтобы паспортное
время переключения этих элементов было по крайней мере в 2—3 раза меньше
26
требуемрй длительности фронтов несущей. Если ее частота не превышает 30 МГц,
подойдут диоды со временем переключения около 1 нс и менее и транзисторы с
граничной частотой около 1 ГГц и выше Следует отметить, что при частоте несущей
более 30—40 МГц обеспечить ключевой режим смесителя, используя распространенные
сегодня радиокомпоненты, становится задачей отнюдь не простой.
Наиболее высокие требования предъявляются к первым смесителям приемников
и последним перед широкополосным трактом — передатчиков. В приемниках высоко-
го класса с многократным преобразованием частоты в качестве первого смесителя
используют в основном балансные и двухбалансные пассивные смесители с питанием
синусоидальной несущей [33]. При единственной ПЧ и частоте несущей менее
30 МГц целесообразно применять балансные и двухбалансные ключевые смесители,
которые позволяют даже с распространенными маломощными радиокомпонентами
достигать динамического диапазона свыше 90 дБ, причем как в пассивных, так
и активных смесителях.
Постоянство нагрузки пассивных смесителей обеспечивают путем включения меж-
ду смесителем и выходным фильтром либо широкополосного каскада усиления с
входным сопротивлением, равным оптимальному сопротивлению нагрузки смесителя,
либо так называемого «диплексора» (расщепителя). Диплексор состоит из подклю-
ченных к выходу смесителя последовательного контура, настроенного на ПЧ, через ко-
торый полезная боковая без заметного ослабления поступает на фильтр ПЧ, и цепи
из последовательно соединенных параллельного контура, также настроенного на ПЧ,
и резистора с сопротивлением, равным выходному сопротивлению смесителя. Этим
резистором поглощается мощность большинства побочных составляющих, что препят-
ствует их отражению обратно в смеситель, приводящему к снижению динамического
диапазона на 3 — 10 дБ, иногда и более.
В менее ответственных узлах можно успешно применять активные балансные
смесители на маломощных полевых транзисторах как в синусоидальном [34, 35], так
и ключевом режиме На частотах до 2. 3 МГц очень хорошие результаты дают
ключевые смесители на основе элементов цифровых КМОП серий К176, К561 и др.
как активные на логических элементах И-НЕ и ИЛИ-HE, так и пассивные на базе
двусторонних ключей, например К561КП1, КП2. В смесительных детекторах целесо-
образно использовать и более простые однотактные ключи на полевых транзисторах
[29, 36)
Гетеродинами обычно называют генераторы гармонических колебаний, используе-
мые для преобразования частоты (ГОСТ ограничивает применение термина «гете-
родин» только радиоприемниками). В спортивой аппаратуре используют гетеродины
на основе автогенераторов с параметрической и кварцевой стабилизацией, а также
синтезаторы частот как прямого синтеза, т. е использующие исключительно умно-
жение, деление и преобразование частоты, так и косвенного — на основе колец
фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) Причем в последнее время все большее
распространение получают цифровые синтезаторы, в кольца ФАПЧ которых включают
цифровые делители частоты. В большинстве современных спортивных аппаратов,
выпускаемых зарубежными фирмами, в качестве основного гетеродина используют
декадные цифровые синтезаторы частоты с квазиплавной перестройкой.
В радиолюбительской литературе вопросы схемотехники и реализации требуемой
стабильности автогенераторов с параметрической и кварцевой стабилизацией и
гетеродинов в целом освещены довольно широко (например, [7, с 37—44, 37—39])
27
Но крайне мало затронуты вопросы, имеющие очень важное значение при реализа-
ции высокой реальной избирательности приемников и низкого уровня внеполосного
шума и побочных излучений передатчиков, а именно: шумовые характеристики гетеро-
динов и факторы, влияющие на число и уровень побочных колебаний. Не в последнюю
очередь это связано, по-видимому, со сложностью измерения уровня боковых шумов
и побочных колебаний в любительских условиях. Поэтому здесь приведены некото-
рые соображения, касающиеся в основном качественной стороны вопросов, возни-
кающих при проектировании малошумящих гетеродинов или усовершенствовании
существующих.
1.	Уровень боковых шумов автогенератора вблизи частоты основного колеба-
ния обратно пропорционален добротности колебательной системы.
2.	Если не брать в расчет генераторы со специальными прецизионными резо-
наторами, уровень шумов вблизи частоты основного колебания меньше у генерато-
ров с кварцевой стабилизацией, а вдали от этой частоты — у генераторов с парамет-
рической стабилизацией.
3.	Минимум относительного уровня шумов автогенератора на данном активном
элементе имеет место при вполне определенном режиме (токе и напряжении питания)
элемента. Наивысшая стабильность частоты автогенератора достигается при его мощно-
сти, меньшей, чем необходимо для получения минимума относительного уровня шумов.
4.	Традиционный способ развязки автогенератора и нагрузки, т. е. уменьшения
влияния нагрузки на стабильность автогенератора, слабая связь с буферным каска-
дом через небольшую емкость могут существенно увеличить уровень шумов гетероди-
на. Хорошей развязки следует добиваться не за счет ослабления межкаскадных
связей, а за счет использования в буферных каскадах транзисторов с малыми про-
ходными емкостями.
5.	Переходы по переменному току между каскадами гетеродина могут заметно
увеличить уровень боковых шумов, особенно вблизи частоты основного колебания.
Связь между каскадами следует делать гальванической, а если это невозможно, ем-
кость конденсаторов связи должна быть возможно большей. Все это относится и к
цепи связи гетеродина с активным смесителем.
6.	Базу биполярного или затвор полевого транзистора малошумящего автоге-
нератора следует гальванически связывать с «землей»: в схемах с общей базой
(затвором) — 'непосредственно, в схемах с общим эмиттером (истоком) — через дрос-
сель или катушку связи. Режим транзистора по постоянному току обеспечивают,
используя двухполярный источник питания. Традиционный «гридлик» в малошумящих
генераторах опасен.
7.	Относительный фазовый сдвиг, вносимый активным элементом автогенера-
тора, растет пропорционально повышению рабочей частоты. Так же растет и влияние
нестабильности, шумов и пульсаций источников питания на стабильность частоты и
уровень шума автогенератора.
8.	Умножение частоты колебаний приводит к пропорциональному росту уровня
шумов и побочных колебаний, деление частоты — к пропорциональному уменьшению
уровня шумов и к резкому уменьшению уровня побочных колебаний. При больших
коэффициентах деления уровень шумов вдали от частоты основного колебания опре-
деляется шумами самого делителя.
9.	Шумы делителей и других цифровых узлов на ненасыщенной логике — ТТЛШ,
КМОП, ЭСЛ — меньше, чем при использовании насыщенной логики ТТЛ, ДТЛ, РТЛ.
28
10.	Усилитель-ограничитель может уменьшить уровень шума генератора примерно
на 3—4 дБ за счет «срезания» амплитудной составляющей шума, линейный усили-
тель -- только увеличить.
11.	Уровень паразитных излучений цифровых ^злов и наводок на выходные
цепи синтезаторов частоты уменьшается при сокращении физических размеров
цифровых узлов и уменьшении длины линий связи между микросхемами.
12.	Наименьший уровень паразитных излучений цифровых узлов и наводок по
цепям питания достигается при использовании уравновешенных по питанию ЭСЛ-
микросхем и слаботочных КМОП-микросхем.
13.	Хорошая развязка по питанию аналоговых и цифровых узлов синтезатора —
непременное условие получения низкого уровня побочных колебаний. Хорошие ре-
зультаты дает питание аналоговых и цифровых узлов от отдельных стабилизаторов,
установленных и заземленных непосредственно в месте установки питаемого узла.
Дополнительный положительный эффект дает питание этих стабилизаторов от
отдельных выпрямителей, подключенных к отдельным обмоткам силового трансфор-
матора, причем заземлять эти выпрямители вместе с фильтрами пульсаций следует
также лишь в местах заземления стабилизаторов.
14.	Недопустимо использовать разные логические элементы или узлы, размещен-
ные в одном корпусе микросхемы, для обработки сигналов разных частот (за исклю-
чением кратных, если выходная частота — самая низкая из них). При таком исполь-
зовании в результате нелинейных эффектов, аналогичных происходящим в смесителях,
колебания исходных частот «обрастают» массой комбинационных составляющих.
15.	Как цифровые, так и аналоговые узлы, в которых происходит генерация
и обработка колебаний разных частот, следует размещать в отдельных экранирован-
ных коробках.
Рекомендации, касающиеся синтезаторов частоты, имеют в основном практи-
ческий характер. Теория и схемотехника синтезаторов изложены, например, в [40] .
Но и из данного перечня ясно, что создание высококачественного синтезатора —
задача далеко не тривиальная и на данном этапе, пожалуй, непосильная для
большинства радиолюбителей. Более того, в трансиверах для радиолюбителей,
выпускаемых зарубежными фирмами, цифровые синтезаторы частоты, довольно слож-
ные и выполненные с широким применением узлов высокой степени интеграции, не
обеспечивают требуемых для действительно высококачественных аппаратов уровня
шумов и побочных колебаний. Например, у одного из лучших и самых дорогих
трансиверов «Milspec 1030» [41] шум синтезатора характеризуется цифрами
—90 дБ-Гц при расстройке 1 кГц и - 135 дБ-Гц при расстройке 20 кГц.
Многие другие аппараты с синтезаторами нс могут претендовать и на это —
типичные цифры для уровня шумов в дальней зоне — около —(100—120) дБ-Гц.
Хотя при небольших расстройках около (1—3) • 10-6 синтезаторы, как правило, обес-
печивают меньшие шумы, чем гетеродйны, построенные на основе диапазонных
автогенераторов с параметрической стабилизацией, можно утверждать, что на сегодня
последние имеют меньший уровень шумов и побочных колебаний и более подходят
для приемников с высокой реальной избирательностью и для малошумящих
передатчиков. Такие гетеродины, однако, уступают синтезаторам по стабильности
частоты и не позволяют легко и качественно реализовать такие удобства, как,
например, многоканальная память частот, набор частот с тастатуры, почти мгно-
венный переход на заданную частоту и др. Правда, существуют способы значи-
29
тельного уменьшения дрейфа частоты автогенератора с помощью цифрового частото-
мера, ставшего в последнее время неотъемлемым узлом высококачественного транси-
вера (42) Однако нельзя признать, чтобы подобные ухищрения решали спор в
пользу обычных гетеродинов упомянутые удобства, с легкостью реализуемые в
цифровых синтезаторах, неоспоримы и будущее за синтезаторами
Но что делать сегодня радиолюбителю, желающему построить высококачествен-
ный трансивер’ При доступной сегодня элементной базе можно потратить массу
времени и средств на создание синтезатора, но, вероятнее всего, так и ие добить
ся приемлемой «чистоты» его спектра Но можно, отказавшись от «синтезаторных»
удобств и от сулящей ранее отмеченные преимущества структурной схемы с «преоб
разованием вверх», построить трансивер с действительно высокими параметрами по
простейшей структурной схеме с одной ПЧ порядка нескольких мегагерц, гетеродин
которого выполнить по следующему принципу.
Известно, что ширина основного лепестка зависимости спектральной плотности
мощности автогенератора от частоты обратно пропорциональна добротности колеба-
тельной системы В диапазонных генераторах КВ диапазона, используемых в гетероди-
нах трансиверов с одной ПЧ, применяют LC-контуры, добротность которых определяет
ся практически только добротностью катушки индуктивности Изготовить для такого
генератора высокостабильную катушку с добротностью более 200— 300 и с приемле-
мыми размерами чрезвычайно трудно Известно также, что на частотах УКВ
диапазона вполне приемлемые размеры имеют коаксиальные резонаторы, добротность
которых нетрудно довести до нескольких тысяч Взяв отрезок коаксильной линии
длиной менее четверти длины волны и подключив к ее концу конденсатор пере-
менной емкости (КПЕ), получим эквивалент переменной индуктивности, используя
который можно построить диапазонный автогенератор с относительной шириной упо-
мянутого лепестка, в несколько раз меньшей, чем практически достижимо у автогенера-
торов КВ диапазона Необходимую стабильность частоты УКВ генератора можно обес-
печить путем изготовления жесткой конструкции коаксиальной линии и КПЕ Получить
затем необходимые гетеродинные частоты можно путем деления частоты УКВ генера-
тора с помощью цифровых делителей, выполненных на скоростных ЭСЛ-микросхемах
Микросхемы распространенной серии К500 обеспечивают деление частот до 205—210
МГц, серии К1500 — примерно до 350 МГц, однако последние пока малодоступны
Относительный уровень собственных шумов делителей на ЭСЛ-микросхемах около
— (150—160) дБ-Гц, что достаточно для гетеродинов приемников с реальной изби-
рательностью до 120 дБ
Частоту гетеродина обычно выбирают ниже частоты сигнала при работе на
ВЧ диапазонах 14 МГц и выше, а на НЧ диапазонах — выше частоты сигнала Это
обеспечивает прием и передачу нижней боковой полосы на НЧ диапазонах и
верхней— на ВЧ при неизменной частоте опорного генератора детектора приемника
и балансного модулятора однополосного тракта передачи Применив в гетеродине
делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД), можно так подобрать
коэффициенты деления Кд и выбрать такой диапазон перестройки УКВ генератора,
что будет обеспечено перекрытие всех любительских диапазонов при неизменном
диапазоне перестройки УКВ генератора Этот диапазон целесообразно выбрать из
условия перекрытия диапазона 28—29,7 МГц, а внутри него постараться уложить
интервалы изменения частоты для остальных диапазонов
Такой гетеродин как нельзя лучше подходит для ключевых смесителей,
но при этом, как отмечалось ранее, крайне желательно, чтобы форма колебаний
30
на выходе ДПКД была близка к меандру Наиболее просто меандр обеспечивается
при четных, КЛ К сожалению, при исходных частотах до 200 МГц четность этих коэффи-
циентов во вседиапазонных аппаратах не всегда удается обеспечить без существен-
ного расширения диапазона перестройки УКВ генератора, что увеличивает плот-
ность настройки и «разбрасывает» диапазоны по шкале Попытки изменения диа-
пазона перестройки путем переключения, например, включенных параллельно КПЕ
конденсаторов с помощью механических, релейных или электронных переключателей
чреваты резким ухудшением стабильности частоты гетеродина
Выбор диапазона перестройки УКВ генератора и коэффициентов деления ДПКД
рассмотрим на двух примерах для аппаратов с популярными значениями ПЧ, равными
5,5 и 9 МГц В табл 1 и 2 Кд выбраны из условия минимума диапазона перестройки
УКВ генератора Варианты со всеми четными Кд имеются при обеих ПЧ (варианты
5, табл 1 и 2), но только в варианте 5 (табл 2), и то с большим риском,
можно обойтись микросхемами серии К500, а в варианте 5 (табл 1) необходимо
большее быстродействие Как здесь поступить? Можно, например, в варианте 3
(табл 1) уменьшить до ближайших четных Кд диапазонов 160, 40 и 16 м соответ
ственно 24, 14, 14 Диапазон перестройки и плотность настройки увеличатся при
этом в 1,33 раза Если так же поступить в варианте 3 (табл 2), диапазон пере
стройки возрастет в 2 раза
Выбирая Кд, следует учитывать также и удобство их реализации Делители
ДПКД можно построить разными способами, но наиболее простыми для данных
целей получаются ДПКД на основе счетчиков Джонсона построенных на микросхе
мах четырехразрядных регистров сдвига с коммутируемой обратной связью (рис 3)
Если на один из входов управления У1—У4 подать напряжение низкого уровня
(лог 0), соответствующий выход регистра ДД1 будет соединен с его входом через
инвертор, на этом входе появится напряжение высокого уровня (лог 1) и состоя
ние выходов регистра начнет изменяться по положительным фронтам поступающих на
вход С импульсов от УКВ генератора Временные диаграммы сигналов в разных
точках ДПКД для этих случаев представлены на рис 4, а, в, д, ж, Кд при этом
четные и равны 2N (где N — число ячеек регистра в кольце), а скважность сигна
лов на любом из выходов регистра равна единице Если напряжение низкого уровня
подать на пару соседних входов У1—У4, Кд будет равен 2N—1 (рис 4, б, г, е), а
скважность сигналов на любом из выходов регистра равна N/(N—1) При Кд, рав-
Рис. 3
31
Таблица 1
In — 5 5 МГц
Номера вариантов коэффициента деления Кд и диапазона УКВ генератора Af МГц
Диапазон частот МГц		1		2		3		4		5	
сигнала	гетеродина	Кд	Af	к»	At	Кд	Af	Кд	Af	к.	At
1,8—2,0	7,3—7,5	19	138,7—142,5	22	160,6—165	25	182,5—187,5	32	233,6 -240,0	38	277,4—285,0
3,5—3,9	9,0—9,4	15	135—141	18	162—169,2	20	180,0—188,0	25	225,0—235,0	30	270,0—282,0
7,0—7,3	12,5—12,8	11	137,5—140,8	13	162,5—166,5	15	187,5—192,0	18	225,0—230.4	22	275,0—281,6
10,0—10,15	15,5—15,65	9	139,5—140,9	10	155.0—156,5	12	186,0—187,8	15	232,5—234,8	18	279.0—281,7
14,0—14,35	8,5—8,85	16	136,0—141,5	19	161,2—168,0	22	187,0—194,7	27	229,5- 239,0	32	272,0—283,2
18,06—18,17	12,56—12,67	И	138,2—139,2	13	163.2—164,5	15	188 5—190,0	18	226,0—228,0	22	276,3—278,5
21,0—21,45	15,5—15,95	9	139,5—143,5	10	155—159,5	12	186,0—191,4	15	232,5—239,5	18	279,0 287,1
24,89—24,99	19,39—19,49	7	135,7—136,5	8	155—156	10	193,9—194,9	12	232,7—233,9	14	271,4—272,9
28,0—29,7	22,5—24,2	6	135,0—145,2	7	157,5—169,5	8	180,0—193,6	10	225,0—242,0	12	270,0—290,4
Таблица 2
/пч —9 МГц	Номера вариантов коэффициента деления Кя и диапазона УКВ генератора Af МГц
Диапазон частот МГц		1		2		3		4		5	
сигнала	гетеродина	Кд	Af	Кд	Af	Кд	Af	К„	Af	Кд	Af
1,8—2,0	10,8—11,0	11	119,0—121,0	13	140,4—143,0	14	151,0—154,0	16	172,8—176,0	18	194,4—198,0
3,5—3,9	12,5—12,9	9	112,5—116,1	11	137,5—141,9	12	150,0—152,0	14	175,0—180,6	16	200,0—206,4
7,0—7,3	16,0—16,3	7	112,0—114,1	9	144,0—146,8	10	160,0—163,0	11	176,0—179,3	12	192,0—195,6
10,0—10,15	19,0—19,15	6	114,0—114,9	7	133,0—134,1	8	152,0—153,2	9	171,0—172,4	10	190,0—191,5
14,0—14,35	5,0—5,35	23	115,0—123,0	27	135,0—143,7	30	150,0—160,5	35	175,0—187,3	38	190,0—203,3
18,06—18,17	9,06—9,17	13	117,7—119,2	15	145,0 146,7	18	163,0—165,1	20	181,2—183,4	22	199,3—201,8
21,00—21,45	12,0— 12,45	10	120,0—124,5	11	132,0—136,9	13	156,0—162,0	15	180,0—186,8	16	192,0—199,2
24,89—24,99	15,89—15,99	7	111,2—111,8	9	143,0—143,8	10	158,9—159,9	11	174,8—175,9	12	190,6—191,9
28,0—29,7	19,0—20,7	6	114,0—124,2	7	133,0—144,9	8	152,0—165,6	9	171,0—186,3	10	190,0—207,0
них 6 и 8, возможно возникновение в регистре запрещенных состояний, например
101 или, 1010, при которых Кд будет отличаться от 1ребуемого, поэтому при включе-
нии ДПКД следует на вход SI регистра кратковременно подать напряжение низко
го уровня При этом ячейки регистра примут состояине 0000, из которого в процессе
счета запрещенных состояний не возникает
Как видно из габл 1 и 2, при частотах гоиераюра 150—200 МГц, когда
имеются приемлемые варианты, допускающие использование микросхем серии К500,
К, лежат в пределах 8—38 Делители ДПКД для их реализации можно выполнить
в виде 19-разрядного регистра с соответствующими цепями обратной связи, однако
для этого потребуются 5 микросхем регистров и 2—3 микросхемы для коммутации
цепей обратной связи Поэтому желательно выбрать такие Кд, чтобы их можно было
реализовать в цепи из двух последовательно соединенных счетчиков, подобных
изображенному на рис 3 Например, если взять за основу вариант 3 (табл 1) и допус
тить увеличение диапазона перестройки генератора в 1.67 раза, имеем следующие
К.1 24, 20, 14 12, 20, 14 12, 10, 8 Соответствующий ДПКД легко реализуется
в цепи из двух делителей с коэффициентом деления первого, равным 5, 6 7, второ
го - 4 и 2 Если указанное увеличение диапазона перестройки неприемлемо, но до
пустимо в 1,33 раза, можно, оставив Кд для диапазона 20 и равным 22, применить
схему ДПКД, изображенную на рис 5 На входы управления У1—У8 со1ласно
приведенной на рисунке таблице нужно подать напряжения низкого уровня
Если сформировать меандр на выходе ДПКД с помощью, например, устройства,
схема и временные диаграммы работы которого приведены на рис 6, можно ис
пользовать и нечетные Кд Линия задержки W1 задерживает сигнал, поступающий
на вход устройства с выхода ДПКД, на 1/2 среднего периода колебаний на входе
ДПКД Эту линию удобно выполнить в виде отрезка тонкого коаксиального кабеля
РК50 1 11, РК75 1 11 или подобных Погонная задержка кабелей с полиэтиленовой
изоляцией около 5 нс на метр Сопротивление R„ должно быть равно волновому сопро
тивлению кабеля Устройство включается при подаче на вход У напряжения низкого
уровня При напряжении высокого уровня на этом входе форма колебаний на
выходе устройства такая же, как на его входе
Выходы микросхем серии К500 необходимо нагружать на резисторы, подклю
чениые к источнику питания (на рис 3, 5. 6 не показаны) Наивысшее быстродейст
вие достигается, когда сопротивления нагрузки равны 51 или 56 Ом и подключены к
источнику напряжения —2 В, причем нагрузки следует включать ближе к концам ли
ний связи При небольшом числе микросхем и коротких линиях связи между ними
можно подключать нагрузки к источнику питания микросхем с напряжением —5,2 В,
а их сопротивление должно составлять 330 — 430 Ом Нагрузку коаксиальных линий
в этом случае следует связывать с общим проводом через конденсатор емкостью
10 000 пФ и более, а с цепью « — 5,2 В» — через дополнительный резистор с сопротив
лением 270 — 330 Ом При этом к выходу микросхемы, нагруженному на коаксиаль
иую линию, нагрузочный резистор не подключают Подробнее с применением микро
схем серии К500 можно ознакомиться в (43 с 958]
Иногда можно использовать нечетные Кд и не принимать мер по доведению
скважности колебаний на выходе ДПКД До единицы. Например, если применяется
смеситель, представленный на рис 11, его динамический диапазон практически не
ухудшается при скважности несущей примерно до 1.2 Тем не менее, если на данном
диапазоне ПЧ находится вблизи от полосы пропускания преселектора, или в полосу
2 Згк 376
33

юиш	—I
	УГ = (7,У2=И=У4=7, Лд=2
, (мт	
	
\Ж	(	1	1	(	1 d ( J ( i 1	/	1 i 1 i
.	yi=yz-o,уз=уу=1, Нц=з
ПШ/1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
s) is nm		1	I 1	1 1	1 I	I—1	1—
\5n12	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
	У1=УЗ=У0=1, У2=0, Нд = У
МЛ1		I	I	I	I	I	I	(	I	
В) 155D1		I	I	I	I	1	I	1
	|	|	|	|	|	|	I	
	
	№У4 = /, 72 = У3=0, Кд=5
Ш1		|	|	I	I	|	I	I
	
,	15 Ml		I	|	|	I	I	I	
3/	
ZHU!		|	I	I	I	I	I	
	
	'	|	|	I	I	I	I
	
	57=У2=УУ=/, 53=0, Кд=6
ШШ1		I	I	1	1	1	1	
э>	15BD1 o){		1	1	1	1	1
2ПП1		1	1	1	1	1
„ 1TH1?	“|	|	|	1	|	
	
	Ч1=У2=1,УЗ‘УУ=0, Кл = 7
' 1УИД1 15111 fj Zill		I	I	I	I	I 	I	I	I	I	I	 	I	I	I	|	
5111		|	1	I	I	
	
(3512	I	1	1	1
	У1=У2=УЗ = 1, 5У=0,Хл=8
№111		I	I	I	I	
	
15111		I	I	I	|	
	
жX гт		I	I	I	I	
зт	
		I	I	Г	I	
	
n.ro л	inn?	I	i	।	I
	
34
пропускания фильтра передачи попадают комбинационные составляющие невысоких
порядков, или вблизи этой полосы имеются составляющие невысоких порядков вокруг
четных гармоник несущей, желательно все же довести скважность несущей
до единицы Например, при ПЧ, равной 9 МГц, побочный канал приема
на ПЧ может недостаточно ослабляться преселектором в диапазонах 7 и 14 МГц
Вблизи полосы пропускания фильтра передачи находится составляющая вида 2fH —
— fn4 при работе в диапазоне 14 МГц, а внутри такой полосы при работе в диапа-
зоне 21 МГц — составляющие седьмого порядка of„ — 2f„ и 4f„ — 3fm Учитывая это
и взяв за основу варианты 3 и 4 (табл 2), можно выбрать следующие Кд- 15, 13, 10,
8, 32, 18, 14, 10, 8. Реализовать их можно в ДПКД из двух последовательно вклю-
ченных счетчиков, подобных изображенному иа рис. 3, причем Кд, равные 15 и 13,
получить как 7-2-f-l и 6-2Д- 1, подобно тому, как это сделано в устройстве на рис. 16
Диапазон перестройки УКВ генератора при этом лишь в 1,2 раза больше, чем в
варианте 4 (табл. 2)
Фильтры основной селекции обеспечивают избирательность приемников по сосед-
ним каналам. Фильтр должен обеспечивать небольшое затухание в полосе про-
пускания при минимальной его неравномерности, высокое затухание в полосе за-
держивания, узкую переходную область от полосы пропускания к полосе задер
живания Эту область характеризуют коэффициентом прямоугольное™ — отношением
полос пропускания при заданных затуханиях, обычно —60 и —6 дБ по отношению
к минимальному затуханию в полосе пропускания. Фильтр основной селекции не
должен вносить в тракт нелинейных искажений Характеристики ФОС должны обеспе-
чивать минимум «звона» при приеме телеграфных сигналов, т е отклик ФОС на
импульсное воздействие должен затухать возможно быстрее. Характеристики ФОС
должны быть стабильны во времени
Фильтры основной селекции на базе LC-фильтров в последнее время исполь-
зуются лишь в приемниках прямого преобразования Супергетеродинные КВ прием-
ники и трансиверы с последней ПЧ около 50—100 кГц, на которой возможно созда-
ние аффективных LC ФОС, сейчас редки Катушки индуктивности таких ФОС в
целях повышения добротности приходится выполнять на ферритовых сердечниках
довольно больших размеров и массы. При их увеличении уменьшаются и вносимые
LC-фильтрами нелинейные искажения Столь низкие значения ПЧ заставляют вво-
дить до ФОС несколько ступеней преобразования частоты Стабильность LC-фильтров
невысока
Очень часто в качестве ФОС используют электромеханические фильтры (ЭМФ)
[7, с 17], которые выпускаются иа частоты до нескольких сот килогерц Особен-
но популярны наборы ЭМФ с номинальной частотой 500 кГц, имеющие в своем
составе фильтры с полосами пропускания от 0,3 до 10 кГц. Электромеханические
2*
35
фильтры в значительной степени удовлетворяют требованиям, предъявляемым к ФОС.
Затухание в полосе пропускания составляет обычно 4—10 дБ при его неравномер-
ности не более 6 дБ, коэффициент прямоугольное™ лежит в пределах 1,1 -2,2.
Их затухание монотонно возрастает по мере удаления от полосы пропускания и
достигает 100 дБ и более. Эти фильтры имеют малые размеры и массу, высокие
надежность и стабильность, сравнительно дешевы. Их основные недостатки — до-
вольно низкая рабочая частота, что заставляет строить вседиапазонные аппараты
с ЭМФ в качестве ФОС по крайней мере с двумя ПЧ, а также существенная
нелинейность коэффициента передачи, практически не позволяющая, если не принять
специальных мер, реализовать в тракте с распространенными ЭМФ динамический
диапазон свыше 80—83 дБ.
В радиовещательных приемниках широко используются пьезокерамические фильт-
ры Их частотный диапазон примерно совпадает с диапазоном, в котором реализуемы
ЭМФ. Пьезокерамические фильтры имеют неплохие параметры и низкую стоимость,
но по добротности элементов и стабильности они существенно уступают ЭМФ, поэто-
му в аппаратуре связи в качестве ФОС широкого применения не находят.
Из доступных радиолюбителям в наибольшей степени отвечают ранее перечис-
ленным требованиям кварцевые ФОС. Разнообразные полосовые фильтры как из
дискретных резонаторов, так и монолитные — на одной пластине — выпускаются
промышленностью на частоты от единиц до нескольких десятков магагерц. К сожале-
нию, среди них иет наборов фильтров, полностью удовлетворяющих требованиям к
ФОС спортивных трансиверов. В любительских условиях довольно легко реализуют-
ся самодельные высококачественные кварцевые ФОС из дискретных резонаторов на
частоты 5—15 МГц, на гармоииковых кварцах — до 85 МГц [45, 44]. При некотором
навыке можно изготовить и простейшие монолитные фильтры [46]. Наиболее попу-
лярны сейчас фильтры, выполненные по лестничным схемам. Их собирают из одинако-
вых резонаторов, они поддаются достаточно точному расчету в любительских усло-
виях и, в отличие от фильтров по дифференциально-мостовым схемам, не требуют кро-
потливой настройки [44]. Для лестничных фильтров подходят резонаторы с резонанс-
ным интервалом, т. е. разностью между частотами параллельного и последователь-
ного резонансов, в 3 и (ублее раз больше требуемой полосы пропускания фильтра.
Современные резонаторы этому условию, как правило, удовлетворяют, однако радио-
любителям часто более доступны резонаторы старых типов, имеющие обычно узкий
резонансный интервал. Их тоже можно использовать для лестничных фильтров, но,
чтобы получить расчетные характеристики, приходится вводить дополнительные ка-
тушки индуктивности (рис. 12) [44].
Правильно сконструированные кварцевые фильтры имеют очень хорошую ли-
нейность амплитудной характеристики. Поданным [47], параметр А-;„._ у нескольких
испытанных серийных кварцевых фильтров иа частоты 8—50 МГц составляет 42—
58 дБм. Учитывая, что наиболее динамичные современные смесители имеют параметр
Азаых около 45 дБм, можно говорить о том, что на сегодня у приемников с кварцевым
фильтром после первого смесителя достижим наибольший динамический диапазон,
а его значение будет определяться исключительно линейностью каскадов, пред-
шествующих этому фильтру.
В приемниках высокого класса с ЭМФ в качестве ФОС. в целях повышения
динамического диапазона в тракт первой фиксированной ПЧ включают сравнитель-
но простые кварцевые фильтры, обеспечивающие предварительную основную селек-
36
цию. Иногда для тех же целей при одной ПЧ можно использовать LC-фильтры
[14]. Для уменьшения мощности шумов УПЧ, поступающих с выхода детектора в
тракт 34, часть ФОС включают ближе к выходу тракта ПЧ. Такая мера ослабляет
как внеполосные шумы, так и шумы УПЧ на неиспользуемой боковой полосе.
Обычно кварцевые фильтры имеют фиксированное значение полосы пропускания,
однако известны методы, позволяющие оперативно изменять эту полосу [48].
В простых трансиверах ФОС приемного тракта с «телефонной» полосой часто
используют и в тракте формирования однополосного сигнала в режиме передачи.
В аппаратах высокого класса целесообразно для этих целей применить отдельный
фильтр с коэффициентом прямоугольности 1,2—1,4 и с полосой около 3 кГц, а для
приема однополосных сигналов в условиях помех использовать менее «крутой»—
с коэффициентом прямоугольности 1,6—2, но с полосой 2,2—2,5 кГц, обеспечиваю-
щий более короткий отклик на импульсную помеху.
Требования, предъявляемые к УПЧ, зависят от места этих усилителей в тракте.
В приемниках с пассивным первым смесителем один каскад усилителя первой ПЧ
обычно включают непосредственно после этого смесителя в целях обеспечения по-
стоянства его нагрузки в широком диапазоне частот. Требования к таким каскадам
аналогичны требованиям к УРЧ, а их усиление устанавливают таким, чтобы с не-
большим запасом компенсировать затухание в смесителе, в фильтре на выходе дан-
ного каскада, а также в преселекторе, если в нем нег УРЧ. Усилители первых ПЧ в
приемниках с многократным преобразованием частоты, как правило, только компенси-
руют затухание в смесителях и фильтрах между ними. Их коэффициент шума
должен быть минимальным, а требования к линейности зависят от вида фильтра
перед УПЧ. Если этот фильтр широкополосный, то УПЧ должен быть столь же
линейным и, следовательно, столь же сложным, как УРЧ. Если перед усилителем
включен фильтр предварительной основной селекции, требования к линейности УПЧ
резко снижаются и можно допустить подачу на него напряжения из цепи регули-
ровки усиления.
Основное усиление приемника должен обеспечивать усилитель последней ПЧ,
включенный после ФОС. Первый каскад этого УПЧ обычно должен быть малошу-
мящим. Требуемую линейность (динамический диапазон около 60 дБ) легко получить,
используя в УПЧ транзисторы малой мощности. Реализация требуемого коэффициен-
та усиления, около 90—100 дБ, обычно трудностей не вызывает. Сложнее обстоит
дело с сохранением высокой линейности амплитудной характеристики УПЧ при
глубокой регулировке его усиления. Например, в УПЧ, собранном из трех каскадов
с каскодным включением по схеме ОИ—ОБ маломощных полевых транзисторов с
р-п перходом и биполярных ВЧ транзисторов, нетрудно получить малый коэффициент
шума и усиление напряжения, в зависимости от частоты 90—120 дБ. Однако
снижение усиления такого УПЧ до 30 дБ и менее путем подачи запирающего напря-
жения, близкого к напряжению отсечки, на затворы транзисторов приводит к со-
вершенно недопустимым искажениям, резко снижающим разборчивость сигналов.
В усилителях на биполярных транзисторах такой же эффект наблюдается при по-
даче запирающего напряжения на базы транзисторов. Чтобы обеспечить линейность
УПЧ при любых значениях коэффициента передачи, в высококачественных прием-
никах нередко применяют регулируемые аттенюаторы на р-1-n диодах, включенные
между каскадами усиления. Для этих же целей в УПЧ, выполненных на полевых
тетродах, можно использовать насыщение проходной характеристики этих тетродов
37
при увеличении напряжения на первом затворе и постоянном и малом напряжении —
на втором [49]. В малошумящих входных каскадах УПЧ как на полевых, так и на
биполярных транзисторах хорошая линейность обеспечивается при регулировке со-
противления канала полевого транзистора, включенного в цепь отрицательной об-
ратной связи этих каскадов по переменному току.
Линейности амплитудной характеристики УЗЧ КВ приемников нередко уделяет-
ся незаслуженно мало внимания. Такое отношение к ним сложилось, по-видимому, во
времена широкого использования AM при работе телефоном и малой загруженности
эфира. На самом деле, чтобы полностью использовать селективные свойства челове-
ческого уха, линейность УЗЧ высококачественного приемника должна быть на уровне
класса Hi—Fi, т. е. должен быть обеспечен коэффициент гармоник менее 0,2%.
Такие УЗЧ легко реализуются на современных микросхемах, например серии К157,
в состав которой входит мощный операционный усилитель К157УД1, который можно
нагружать на низкоомные телефоны или небольшой громкоговоритель.
Чтобы снизить влияние наводок сети переменного тока, усиление УЗЧ ие следует
устанавливать свыше 40—50 дБ. Желательно также ограничить частотный диапазон
УЗЧ с помощью простых RC-цепей: снизу — частотой около 300 Гц, сверху — около
3 кГц.
В трансиверах невысокого класса для приема телеграфных сигналов иногда
используют узкополосные фильтры 34, активные и пассивные. Такая фильтрация
делает звучание приемника неприятным — по-видимому, из-за искажения естествен-
ного спектра шумов.
Система автоматической регулировки усиления (АРУ) — неотъемлемый элемент
высококачественного приемника и трансивера. Автоматическую регулировку усиле-
ния используют при приеме как телефонных, так и телеграфных сигналов. Для полу-
чения напряжения АРУ выпрямляют сигнал с выхода УПЧ или УЗЧ и сглаживают
с постоянной времени зарядки порядка единиц или даж’е долей миллисекунды и
постоянной времени разрядки, в зависимости от условий приема, порядка десятых
долей или единиц секунд. Автоматическая регулировка усиления должна обеспечи-
вать минимальное изменение уровня сигнала на выходе приемника при его макси-
мальном изменении на входе, т. е. в петле регулирования должен быть обеспечен пре-
дельно возможный коэффициент усиления. При резком возрастании уровня входно-
го сигнала АРУ должна возможно быстрее уменьшить усиление тракта, но минималь-
но реагировать на импульсные помехи. Процесс установления в петле АРУ должен
быть апериодическим, т. е. без значительных колебаний. Все эти требования противо-
речат друг другу, поэтому реальные системы АРУ всегда компромиссные, и улучше-
ние каких-либо одних ее параметров возможно за счет ухудшения других.
Обеспечение быстрой и апериодической реакции системы АРУ на резкое изме-
нение входного уровня требует предельного уменьшения задержки в петле регули-
рования. Эту задержку вносят в основном фильтры тракта ПЧ, а львиная доля ее
приходится на ФОС и пропорциональна числу его звеньев и величине, обратной
его полосе пропускания. Поэтому ФОС, а значит, и каскады до ФОС желательно
из петли АРУ исключить. При каскадном построении ФОС, принятом в высоко-
качественных приемниках, это чревато перегрузкой первых каскадов УПЧ, поэтому
напряжение АРУ следует подавать и на эти каскады, а последний каскад ФОС при
этом должен иметь минимальное число звеньев, достаточное лишь для эффективно-
го ослабления внеполосных шумов УПЧ, и обычно хватает одного-двух. Но и остан-
38
щаяся задержка, вносимая фильтрами ПЧ, а также обусловленная постоянными
времени цепей развязки напряжения АРУ, даже предельно уменьшенными, заметно
ограничивает допустимое усиление в петле регулирования.
Системы ЛРУ, для работы которых используется сигнал с выхода УПЧ, обладают
лучшими характеристиками, нежели АРУ «по 34», поскольку в них можно реализо-
вать меньшую задержку, а их параметры не зависят от расстройки между частотой
сигнала и опорного гетеродина детектора. Кроме того, АРУ «по ПЧ» можно сде-
лать комбинированной, состоящей из петли традиционной обратной АРУ с подачей
управляющего напряжения на каскады до детектора АРУ и разомкнутой цепи
прямой АРУ с регулировкой усиления каскадов тракта ПЧ после детектора АРУ.
При комбинированной АРУ можно добиться лучших скоростных характеристик за
счет снижения усиления в петле обратной АРУ. При высоких значениях ПЧ,
однако, бывает сложно реализовать АРУ по ПЧ из-за просачивания на вход УПЧ
напряжения опорного гетеродина детектора.
Чтобы ослабить последействие импульсных помех и в то же время обеспечить
максимальную скорость реакции АРУ на быстрое возрастание уровня сигнала,
вводят две (иногда и более) соединенные по ИЛИ сглаживающие цепи, одна из
которых предельно быстро заряжается, но и достаточно быстро — за десятки мил-
лисекунд — разряжается. Вторая заряжается за десятки миллисекунд, а разряжается
за десятые доли и единицы секунд.
В целях автоматического согласования динамических диапазонов эфира и прием-
ника иногда используют вторую петлю АРУ, работающую по суммарному уровню
сигналов в широкополосном тракте, регулирующим элементом которой служит пере-
менный аттенюатор на p-i-n-диодах, включенный на входе приемника. Такой аттенюа-
тор, однако, будучи в принципе нелинейным, может ограничить динамический диа-
пазон приемника сверху.
Существует довольно много способов образования сигнала однополосной теле-
фонии [7, с. 180], однако в любительских трансиверах высокого класса формирователи
однополосного сигнала (ФОПС) строят исключительно по фильтровому способу,
обеспечивающему высокое качество при простоте реализации. Современные ФОПС
снабжают так называемыми «спич-процессорами», т. е. ограничителями уровня рече-
вых сигналов, позволяющими повысить среднюю мощность передатчика при неизмен-
ной пиковой и без расширения занимаемой полосы излучения. Высококачествен-
ные и эффективные ограничители можно реализовать как на ПЧ, так и на 34.
Ограничители ПЧ, имея простую структуру, обеспечивают высокое качество ограни-
ченного сигнала и наибольшую эффективность [50], давая эквивалентный выигрыш
по мощности 8—9 дБ. Ограничители 34 с разделением полос дают немногим худшие
результаты, но имеют существенно более сложную структуру [51]. Фазовые 34
ограничители [52, 11, с. 87] практически эквивалентны ПЧ ограничителям по эффек-
тивности и качеству сигнала и довольно просты, поэтому вполне могут конкуриро-
вать с ПЧ ограничителями.
Выходную мощность передающего тракта трансивера вряд ли имеет смысл
доводить до 100—200 Вт, как это сделано, например, в [20] и во многих аппаратах
зарубежных фирм. При столь высоких уровнях мощности требуется более тщатель-
ная экранировка, а усилитель мощности (УМ), его выходные фильтры и источник
питания резко увеличивают размеры и массу аппарата, заставляя конструкцию его
кожуха и шасси делать более жесткой и, следовательно, более тяжелой.
39
s
В СССР широко распространены трансиверы с выходной мощностью около 40 Вт,
которые на радиостанциях второй категории подключают к антенне непосредственно,
а первой категории — через внешний усилитель мощности. Такие трансиверы со-
держат выходные фильтры, занимающие немалый объем. Возможен и иной подход
к вопросу о целесообразной мощности трансивера Не увлекаясь «выжиманием»
предельно высоких значений КПД, на современных транзисторах несложно построить
достаточно эффективный УМ с выходным каскадом в режиме В и коэффициентом
гармоник не более — 26 дБ. Такой усилитель с выходной мощностью менее 20 Вт можно
подключать непосредственно к антенне без выходных фильтров, не рискуя при этом
превысить допустимую норму на побочные излучения, равную 50 мВт. В то же время
мощности 20 Вт и даже менее, около 10 Вт, достаточно для возбуждения внешнего
линейного УМ с полной разрешенной мощностью, выполненного на современных
лампах с высокой крутизной. В таких УМ достаточно просто достигается уровень
интермодуляционных искажений менее —36 дБ, удовлетворяющий нормам [10], ио
при этом линейность возбудителя (трансивера) должна быть не хуже —39 дБ,
т. е. по крайней мере на 3 дБ лучше линейности внешнего УМ.
В амплитудной характеристике одиотактиых усилителей наибольший вес имеет
нелинейность второго порядка. Если на входе такого усилителя действуют два
сигнала с частотами fi и f2, на его выходе, кроме усиленных сигналов с исходными
частотами, появятся компоненты с частотами f2—ib 2fi, fi -j-fa, 2fa, которые в резо-
нансных усилителях отфильтровываются и не воздействуют на последующие каскады.
В широкополосных усилителях эти компоненты, за исключением первой, обычно не
попадающей в полосу пропускания усилителя, беспрепятственно проникают на вход
следующего каскада усиления и на его нелинейности второго порядка смешиваются
с сигналами исходных частот. При этом образуются интермодуляционные компонен-
ты третьего порядка с частотами 2fi — f2, 2f2— fb Такой эффект особенно сильно
проявляется в широкополосных усилителях на полевых транзисторах, вольт-ампер-
ные характеристики которых имеют весьма весомую нелинейность второго порядка.
Низкий уровень интермодуляциоиных искажений и гармоник сравнительно
просто достигается в широкополосных УМ, все каскады которых выполнены ио
двухтактной схеме, в которой искажения четных порядков ослабляются на 20—40 дБ.
В каскадах с выходной мощностью до 1—2 Вт целесообразно использовать транзис-
торы в режиме А, достигая наибольшего коэффициента усиления и наилучшей
линейности. В выходном каскаде, транзисторы которого работают в режиме В, жела-
тельно применять транзисторы, разработанные специально для линейных усилителей.
Допустимого уровня интермодуляционных искажений можно добиться и с обычными
генераторными транзисторами путем введения в оконечный каскад отрицательной
обратной связи по РЧ. Применение иных известных методов снижения искажений —
ООС по огибающей, «связи вперед» и т. п. [53, с. 249] при мощности 10—20 Вт
вряд ли целесообразно.
Малой неравномерности АЧХ усилителя проще всего достичь путем использования
транзисторов е граничной частотой в десятки раз большей, чем верхняя частота
диапазона. Выравниванию АЧХ способствует ООС по РЧ, поэтому ее желательно
применять и в каскадах предварительного усиления. Используя в У Ай мощные СВЧ
транзисторы, следует учитывать, что в диапазоне КВ их предельно допустимые
режимы резко снижаются.
Чтобы не допустить работы выходного каскада в перенапряженном режиме, для
40
которого.характерны большие нелинейные искажения, значительная модуляция выход-
ного сигнала пульсациями источника питания, опасные выбросы коллекторного
напряжения, УМ охватывают цепью автоматической регулировки загрузки — ALC
(Automatic Loading Control). По принципу действия ALC во многом аналогична
ДРУ приемников, но, в отличие от АРУ, в ALC требуемая глубина регулировки
обычно не превышает 12—20 дБ, а реализация предельно быстрой и апериоди-
ческой реакции системы на изменение входного уровня упрощается благодаря ши-
рокой полосе пропускания УМ. С другой стороны, усложняется задача сохранения
высокой линейности амплитудной характеристики регулирующего элемента при изме-
нении его коэффициента передачи, так как в целях уменьшения уровня шумов пере-
дающего тракта на вход УМ следует подавать сигнал возможно большего уровня.
Чтобы обойти эту проблему, регулирующий элемент иногда размещают в такой точке
тракта, где нелинейные искажения менее опасны, например перед фильтром ПЧ
на выходе ФОПС, однако при этом затрудняется реализация приемлемых скорост-
ных параметров ALC, поскольку многократно возрастает задержка в петле регули-
рования. Кроме того, если генератор телеграфных посылок включен после упомяну-
того фильтра ПЧ, как часто и бывает, при работе телеграфом петля ALC оказы-
вается разомкнутой, что может привести ко всем неприятностям, связанным с рабо-
той оконечного каскада УМ в перенапряженном режиме, в том числе и к недопусти-
мым искажениям «сверху» формы телеграфных посылок.
Задача создания простого регулирующего РЧ элемента, полностью удовлетворяю-
щего требованиям низкого коэффициента шума и высокой линейности амплитудной
характеристики при уровне входного сигнала порядка десятков милливатт и измене-
нии коэффициента передачи на 20 дБ и более, пока не решена. При входных уров-
нях до нескольких милливатт таким требованиям в наибольшей степени удовлетворя-
ют переменные аттенюаторы на p-i-n диодах, а также двухтактные каскады усиле-
ния на полевых тетродах с регулированием по насыщению проходных характерис-
тик. Такие каскады, кроме того, удобно использовать для формирования телеграф-
ных посылок путем подачи на вторые затворы тетродов напряжения трапецеидаль-
ной формы с выхода интегратора-ограничителя, напряжение на входе которого
представляет собой посылки прямоугольной формы, снимаемые с «контактов» теле-
графного ключа. Форма посылок на выходе таких каскадов близка к колоколообраз-
ной, что обеспечивает узкий спектр излучения телеграфной передачи при условии,
конечно, что последующие каскады УМ имеют достаточно линейную амплитудную
характеристику. Известны и другие пути образования требуемой формы посылок [54].
Чтобы иметь возможность прослушивать эфир в паузах между посылками
(там называемый режим «полного полудуплекса» — QSK), используют манипулируе-
мые телеграфные генераторы, работающие на одной из ПЧ, предпочтительно иа
последней ПЧ тракта передачи. В таких генераторах, даже с кварцевой стабилиза-
цией, при манипуляции нередко происходит заметное на слух изменение частоты,
так называемое «чириканье». Его уменьшают путем подбора режима генератора.
Полностью устранить «чириканье» можно, например, способом, предложенным в [55],
манипулируя в цепи запуска цифрового делителя частоты на N, включенного между
трактом передачи и неманипулируемым автогенератором с частотой, в N раз больше,
чем ПЧ.
В высококачественных трансиверах совершенно недопустимо формировать теле-
графный сигнал на звуковой частоте с последующей подачей его на вход ФОПС.
41
Спектр излучения передатчика с таким формированием «обогащен» (точнее, засо
рен) перенесенными в диапазон РЧ шумами ФОПС, остатком несущей, «фоновыми»
составляющими с частотой сети и ее гармоник, гармониками генератора 34, остатком
неиспользуемой боковой, а также комбинационными продуктами указанных нежели
тельных колебаний [56] Известными путями эти внеполосные излучения можно
уменьшить, но не подавить полностью
Разрабатывая конструкцию любительского трансивера, приходится учитывать
множество требований
1	Конструкция должна быть предельно простой, допускающей изготовление
«железа» по примитивной технологии, требующей минимума токарных и фрезер
ных работ Такое условие накладывает ограничение и на структурную схему аппара
та — многократное преобразование частоты требует, например, тщательной экрани
ровки генераторов, делителей частоты, фильтров и т д а следовательно, более
сложных механических работ
2	Во избежание бросков частоты настройки при механических воздействиях и
«микрофонных эффектов» конструкция должна быть жесткой Особенно это относится
к конструкции ГПД
3	Радиолюбители обычно постоянно совершенствуют свои аппараты путем под
бора режимов отдельных узлов, их более тщательной настройки, замены на более
совершенные с появлением новой элементной базы, и делают это на практически
неизменном «железе» Конструкция трансивера, следовательно должна обеспечивать
возможность таких действий, свободный доступ ко всем узлам, особенно аналого
вым К цифровым узлам — частотомеру, телеграфному ключу и т п , как не требую
щим подстройки, доступ может быть ограниченным
4	Для повышения надежности желательно свести к минимуму число разъемных
соединений
5	Для уменьшения наводок на соединительные кабели функционально связан
ные радиочастотные узлы следует размещать по возможности ближе друг к другу
6	Конструкция должна удовлетворять требованиям эргономики, т е удобству
управления В этих целях в современных трансиверах есть смысл отказаться от
механических переключателей, требующих довольно больших усилий при управлении
и часто не позволяющих разместить узлы и блоки в оптимальном порядке Квази
сенсорные переключатели на основе микропереключателей, цифровых микросхем
и малогабаритных реле делают управление аппаратом более удобным и приятным
Лицевая панель должна иметь размеры, достаточные для размещения ручек
управления не ближе 30—40 мм друг от друга Проектируя размещение органов
управления, следует разбить их на две группы В первую группу входят наиболее
часто используемые органы управления — усилением, расстройкой, полосой пропуска
ния, коммутацией диапазонов и некоторые другие Размещать их следует слева от
ручки настройки, чтобы правая рука оставалась свободной для записей и работы
на ключе или клавиатуре Требования хорошего дизайна могут вынудить отклониться
от этого правила, но число таких отклонений следует свести к минимуму
7	Чтобы уменьшить размеры аппарата, следует по возможности полнее использо
вать объем ящика, широко применяя вертикальное расположение плат
Перечисленные основные требования к конструкции трансивера противоречивы,
.поиск разумного компромисса между ними — дело непростое, связанное с перебором
множества вариантов
42
.ВСЕДИАПАЗОННЫЙ КВ ТРАНСИВЕР
ПАРАМЕТРЫ ТРАНСИВЕРА
Трансивер предназначен для работы во всех КВ диапазонах, используемых
радиолюбителями СССР 160, 80, 40, 30, 20, 15, 10 м, и только на прием — в диапазоне
16 м Входное сопротивление приемного и выходное сопротивление передающего
трактов — 50 Ом Коэффициент шума приемного тракта не более 13 дБ, что соответст
вует ЭДС чувствительности 0,63 мкВ при отношении сигнал шум 10 дБ, полосе про
пускания 2,5 кГц и пороговой чувствительности—127 дБм Динамический диапа-
зон по интермодуляции более 100 дБ, по блокированию, вызванному нелинейностью
широкополосного тракта,— более 140 дБ Диапазон АРУ при изменении уровня вы
ходного сигнала на 6 дБ более 66 дБ, при изменении этого уровня на 18 дБ более 110 дБ
Диапазон ручной регулировки усиления более 130 дБ Выходная мощность тракта 34
при сопротивлении нагрузки 100 Ом - - 200 мВт Дрейф частоты настройки через 30 мин
после включения аппарата не более 100 Гц в час в диапазоне 10 м Характеристики
реальной избирательности приемного тракта при полосах пропускания 2,5 и 0,8 кГц,
измеренные при фиксированном уровне шума +3 дБ по отношению к уровню собствен
ных шумов, приведены на рис 7 Характеристики снимались в диапазоне 20 м с по-
мощью кварцевого генератора с кварцевым фильтром па выходе Штриховой линией
показан ожидаемый ход кривой в диапазоне 10 м, обусловленный повышением
уровня шума гетеродина
Выходная мощность передающего тракта трансивера в режиме CW 9 Вт, пиковая
в режиме SSB 7,5 Вт Уровень гармоник в режиме CW не более —24 дБ, в режиме
SSB не более —30 дБ Уровень продуктов интермодуляции третьего и пятого порядков
(в режиме SSB) при подаче измерительных сигналов на вход широкополосного
тракта не превышает —42 дБ по отношению к пиковой мощности ( — 39 дБ к мощ
ности одного из измерительных сигналов) Уровень комбинационных побочных коле
Рис 7
баний не более —60 дБ Полоса SSB сигнала по уровням —30, —60 и —90 дБ с
выключенным ограничителем —3, 13 и 60 кГц, при максимальной степени ограни-
чения—3,6, 18 и 80 кГц (измерено при загрузке шумовым сигналом). Полоса телег-
рафного сигнала при скорости передачи около 120 знаков в минуту по уровням
— 60 и —90 дБ и —1 и 8 кГц. На рис. 8 представлена зависимость плотности мощности
шумов передатчика в режиме CW (кривая 1) Там же для сравнения даны (по материа-
лам разделов «Product Review» журналов «QST» за 1984 г.) усредненные шумовые
характеристики передающих трактов японских трансиверов 1С730, TS930, TS430S
в режиме CW, в которых в качестве гетеродинов применены цифровые синтезаторы
частоты с обзорным диапазоном (кривая 2).
Мощность, потребляемая трансивером от сети при номинальной вы.ходной, не
более 40 Вт. Размеры аппарата 277X163X340 мм (вместе с ручками управления).
Масса 10 кг
К аппарату можно подключить усилитель мощности с релейной коммутацией
диапазонов. Трансивер может работать совместно с дополнительным приемником,
имеющим аналогичную схему, или с внешним ГПД, для чего предусмотрены со-
ответствующие цепи и органы управления. Заложены три режима: Т — прием и пере-
дача с трансивера,Т-|-R — прием на головные стереотелефоны одновременно с транси-
вера и дополнительного приемника, R — прием на дополнительный приемник и пере-
дача на частоте его настройки. При необходимости несложно ввести и иные режимы
На коллективной радиостанции, например, достаточно иметь один такой трансивер
и несколько дополнительных приемников, оборудованных своими телеграфными ключа-
ми и микрофонами. Без существенной переделки аппарата число подключаемых к
тракту передачи ГПД может достигать четырех.
Для удобства управления наиболее часто используемые переключатели сделаны
квазисенсорными.
СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ТРАНСИВЕРА
На рис. 9 приведена структурная схема трансивера. Штрихпунктирными
линиями выделены конструктивно законченные узлы, которым присвоены позицион-
ные обозначения А1-А22.
Трансивер имеет раздельные тракты передачи и приема. Общими для них являют -
44
Вход!
_____АН (АНЯ)
hi кг
Н приемным
антеннам

gp SB1 \АВ(КД)
Й1О(Ш)
\,2,В" д?5вв
Н9 „ УРП
//? ЗГ SB2
pet I
|-j~> qp sgj
UR1
M
\Н8
_______АУ(ПЧЗЧ)
ZQ1
А1(ДПФ-ИХ)	A 2(C)
АЗ (ФОС)
ZQ1 '
Р6(ДПКД) 1-----
— К выходу
----34 Зол R/
А13„ И"
!ГЛД)
А1Я(ТХ)
Я7
(ЧТМ)
А1В
(РТ/й)
Выхов 34
и выходу
WUZIdon М
Г-
 Г
ZQZ
PH
51
Т
г— чОк
Д’ левом
К
тпч
РА!
дп(то)
А1в(<ропс)
UZ2
КЯ
— "1 I Зет ,
Т внеш
< I I---<
SB3.TTS
8ВЧ„СН/
1 AZ1
i (РА)
г К входу
АБД1 доп ЙХ
А15„КТ/К"
t"qp sbi Ai
А20
(ДПФ-ТХ,
В минро- Г
фону
UZ1
!	\А1Ч(ДТГ)
L.TZ^J
К выходу AGE1 Зел НХ
телегр ирному ключу
Рис. 9
UZ!
51
~Г
нОь
Н16 I
Л выходу
! dem fiLC
I РА
Выход РЧ
ся генератор плавного диапазона А5 (ГПД) с делителем с переменным коэффициен-
том деления А6 (ДПКД), частотомер А7 (ЧТМ), плата коммутатора диапазонов
А8 (КД) вместе с отдельными узлами на плате коммутации и управления А10 (ПКУ),
плата индикации А13 (И), а также не показанные на рисунке блок питания и плата
стабилизаторов напряжения А12 (Ст).
Приемник и телеграфная часть передатчика построены по схеме с одной ПЧ, бла-
годаря чему обеспечено минимальное число пораженных каналов приема и побочных
спектральных составляющих передатчика. Промежуточная частота определена вы-
бранными для ФОС кварцевыми резонаторами А520 от радиостанции РСИУ и равна
7957 кГц. При таком значении ПЧ простыми средствами достигнуто хорошее подав-
ление зеркальных каналов передачи и приема.
Однополосный сигнал передатчика сформирован фильтровым способом на часто-
те 500 кГц с помощью электромеханического фильтра, что привело к появлению в трак-
те передачи второго преобразования частоты при работе в телефонном режиме.
Автором использован фильтр, предназначенный для выделения нижней боковой поло-
сы, но можно применить и фильтр верхней боковой.
Приемник имеет два антенных входа (плата All), коммутируемых с помощью
реле К1- К одному из этих входов, например, можно подключить выход антенного
переключателя внешнего усилителя мощности, обеспечив тем самым возможность
передачи и приема на одну антенну, а к другому — отдельную приемную антенну.
Аттенюатор Е1 на 12 дБ включается с помощью реле К2. Выход платы АН соединен
со входом блока диапазонных полосовых фильтров приемника А1 (ДПФ—RX). Каж-
дый из фильтров Z1—Z8 рассчитан на пропускание сигналов одного любительского
диапазона. Характеристики затухания фильтров обеспечивают хорошее подавление
зеркального и других побочных каналов приема.
Сигнал с выхода блока А1 поступает на один из входов ключевого активного
двухбалансного смесителя U1 (А2). На гетеродинный вход смесителя поступает
напряжение прямоугольной формы с выхода U1 ДПКД (блок А6), вход которого
связан с выходом G1 ГПД блока А5, который перекрывает диапазон частот 179,5—
196 МГц. Частоты на входе и выходе, а также коэффициенты деления ДПКД для
различных диапазонов приведены в табл. 3.
С выходом ДПКД связан частотомер RF1 (А7), выполняющий функции цифро-
вой шкалы
Сигнал с выхода смесителя U, блока А2 проходит через один нз кварцевых
ФОС блока АЗ. Фильтр ZQ1 имеет полосу пропускания около 2,5 кГц, ZQ2 — около
0,8 кГц. Фильтры коммутируются с помощью реле К1 и К2. Далее сигнал ПЧ поступает
на вход блока промежуточной и звуковой частоты (ПЧЗЧ) блока А4, где усиливает-
ся узлами Al, А2 и дополнительно фильтруется «подчисточным» кварцевым фильт-
ром ZQ1, основное назначение которого срезать внеполосные шумы, вносимые первыми
Таблица 3
Диа- па зон, МГц	Частота на вхо де блока А6, МГц	Частота на выходе блока Аб, МГц	Коэф- фициент деления	Диа- разом, МГц	Частота на вхо- де блока А6, МГц	Частота на выхо- де блока А6, МГц	Коэф фициент деления
1,8	184,4—189,2	9,707—9,957	19	14	181,2—191,8	6,043—6,393	30
3,5	183,2-191,4-	11,45—11,96	16	18	182,0—183,8	10,11 — 10,21	18
7	179,4—183,2	14,95—15,26	12	21	182,6—188,9	13,04—13,49	14
10	179,5—181,1	17,95—18,11	10	28	180,3—195,7	20,04—21,75	9
46
каскадами УПЧ, а также подавлять внеполосные сигналы, проникшие на вход УПЧ с
выходй смесителя блока А2 в обход ФОС.
Усиленный сигнал ПЧ детектируется ключевым смесительным детектором UR1
(А4), на гетеродинный вход которого поступает напряжение прямоугольной форму
с частотой f,,., от опорного кварцевого генератора (А4) Из табл. 3 видно, что
при работе на высокочастотных диапазонах 14—28 МГц, где принято использовать
верхнюю боковую полосу, ПЧ образуется как разность частот сигнала и гетеродина
и прием идет без инверсии боковой (перемены верхней на нижнюю или наоборот).
Прием на низкочастотных диапазонах, где обычно работают на нижней боковой
полосе, сопровождается инверсией боковой, поскольку в этом случае ПЧ равна раз-
ности частот гетеродина и сигнала. Поэтому, если частоту опорного генератора G1
установить на нижнем склоне АЧХ ФОС, при работе как на нижних, так и на верхних
диапазонах будет приниматься «нормальная» боковая полоса.
Автоматическая регулировка усиления приемного тракта выполнена по схеме
обратной АРУ по выпрямленному напряжению сигнала 34. Через предварительный
усилитель 34 АЗ сигнал поступает на усилитель-выпрямитель напряжения АРУ UZ1,
напряжение с одного из выходов которого подается в цепь регулировки усиления
всех каскадов УПЧ. Другой его выход соединен с одним из входов коммутатора Е1
(А13) платы индикатора И, к выходу которого подключен миллиамперметр РА1,
в режиме приема играющий роль S-метра. С выходом предварительного усилителя
АЗ блока А4 связан также вход оконечного УЗЧ А4.
Рабочий диапазон трансивера выбирают путем нажатия на одну нз кнопок
микропереключателей SB1 — SB8 платы КД (А8) Управление реле блоков ДПФ
приема и передачи А1 и А20 производится с помощью узлов, входящих в состав
устройства А1 (блок А10) С помощью микропереключателей SB1—SB4 этой
платы можно переключить антенный вход приемника («Ant RX»), включить или вы-
ключить входной аттенюатор (« — 12 dB»), АРУ («AGC» — Automatic Gain
Control), переключить рабочую боковую полосу («U/L» — Upper, верхняя, или Lower,
нижняя) путем переключения частоты генератора G1 (блок А4) на верхний склон
АЧХ ФОС или на нижний (нормальное положение боковой, кстати, автоматически
устанавливается при каждом переключении диапазонов). Переключатели платы А9
(УРП) SBI и SB2 служат для переключения полосы пропускания приемника
(«1/3 kHz») и включения-выключения расстройки приемника («RIT»—Receiver
Incremental Tuning).
При работе телеграфом нажатие на телеграфный ключ или на кнопку SB4
(CW) приводит к соответствующим коммутациям в узле управления А19, расположен-
ном в блоке передатчика ТХ. При этом начинает работать кварцевый генератор
G1, вырабатывающий колебания с частотой, отличающейся от частоты генератора
G1 блока А4 примерно на 1 кГц. Эти колебания через фильтр ПЧ Z1 поступают на
вход смесителя U3 (А19), на гетеродинный вход которого через ключ Е1(А6) при-
ходит сигнал прямоугольной формы с выхода ДПКД. Сигнал суммарной или раз-
ностной частоты выделяется одним из фильтров Z1—Z8, расположенных в блоке
ДПФ передачи А20 (ДПФ—ТХ), и подается на вход усилителя мощности А1 в
блоке А21 (РА) Форма телеграфных посылок определяется поступающим иа регули-
ровочный вход усилителя напряжением трапецеидальной формы с выхода интеграто-
ра-ограничителя А1, расположенного в блоке А19.
Выходное напряжение усилителя выпрямляется двумя детекторами — линейным
47
UZ1 (блок A21), напряжение с которого через коммутатор El (А13) в режиме переда-
чи подается на миллиамперметр РА1, и пороговым UZ2 (А21), выход которого соеди-
нен с цепью регулировки усиления усилителя AI. Детектор с регулируемым порогом
служит как для установки выходной мощности, так и для защиты выходных транзис-
торов усилителя мощности от возможных при несогласованной нагрузке перегрузок
по напряжению, а в режиме SSB —еще и в качестве детектора цепи ALC.
В телефонном режиме сигнал с микрофона поступает на вход предварительного
усилителя А1 в блоке микрофонного усилителя-ограничителя А17 (МУО), а с него —
на фазовый ограничитель ZL1 (А17) и на усилитель-выпрямитель узла VOX (системы
голосового управления). UZ1 (А17). Ограниченный 34 сигнал подается на вход ключе-
вого балансного модулятора U1, расположенного в блоке формирователя однополос-
ного сигнала А18 (ФОПС). На гетеродинный вход модулятора поступает несущая
прямоугольной формы с частотой fn4i, в данном случае равной 500 кГц. Модулятор
включается напряжением с выхода выпрямителя UZ1 или кнопки (педали).
Однополосный сигнал с частотой fn4i — f„, приходит на смеситель U1 (А19), гете-
родинный вход которого соединен с выходом генератора G2, вырабатывающего на-
пряжение с частотой fm+fmi при работе на нормальной боковой полосе и f„4 — f„„i
при работе на инверсной боковой. В первом случае на выходе смесителя U1 проис-
ходит инверсия боковой, во втором — инверсии нет. Если в качестве фильтра
Z1 (А18) использовать фильтр, предназначенный для выделения верхней боковой,
для работы на нормальной боковой генератор G2 (А19) должен вырабатывать колеба-
ния с частотой fnq — fn4i, а для работы на инверсной боковой — f„,,-|-fn41 • Частота
этого генератора отслеживается напряжением с выхода фазового детектора U4,
один вход которого коммутируется сигналом прямоугольной формы с частотой
fn4i, поступающим из блока А7 «ЧТМ», а на другой вход через полосовой фильтр
Z2 (А19) со средней частотой, равной f.14|, подан сигнал с выхода смесителя U2,
смешивающего сигнал с частотой fII4 от опорного генератора G1 (А4) и сигнал
генератора G2 (А19). Захват в кольце ФАПЧ (G2—U2—Z2—U4) происходит при
равенстве частоты генератора G2 сумме или разности частот fn4 и fni,,, и в этом случае
выделяемый фильтром Z1 однополосный сигнал имеет ту же частоту подавленной
несущей, что и сигнал генератора G1 (А4). Далее однополосный сигнал проходит
тот же путь, что я телеграфный. Сигналом с выхода устройства А1 (блока А19) при ра-
боте телефоном выходной каскад усилителя мощности Al (А21) переводится из
неглубокого режима С в режим В.
Двухтональный генератор А14 (ДТГ) удобен как при настройке, так и при
экслуатации аппарата.
Узлы А15 и А16 служат для совместной работы трансивера и дополнитель-
ного приемника. Структурная схема дополнительного приемника аналогична схеме
приемного тракта трансивера и включает в себя узлы А1—А12, а также дополни-
тельный узел А23 включения расстройки приемника (ВРП), представляющий собой
часть устройства А1 (блока А19) трансивера.
На плате А15 (KT/R) коммутатора трансивер — дополнительный приемник раз-
мещены микропереключатели выбора режима «Т», «Тф-R» и «R» и узел управления
А1. В режиме «Т» оба телефона с помощью релейного коммутатора El (А16) подклю-
чены к выходу 34 трансивера. Ключ El (А6) в трансивере открыт, а в дополни-
тельном приемнике закрыт, т. е. гетеродинный вход смесителя передачи U3 (А19)
подключен к выходу ДПКД трансивера. Миллиамперметр РА1 при приеме через
48
коммутатор El (А13) подключен к выходу выпрямителя UZI (А4) трансивера. В
режиме «Т + R» к выходу 34 дополнительного приемника подключается левый теле-
фон, а в режиме «R» — оба телефона, и, кроме того, коммутатор El (А13) при прие-
ме подключает миллиамперметр РА1 к выходу узла UZI (А4) дополнительного
приемника. Ключ El (А6) в трансивере закрыт, а в дополнительном приемнике открыт,
т. е. в качестве гетеродинного на смеситель L'3 (А19) поступает напряжение с выхода
ДПКД дополнительного приемника.
Для нормальной работы комплекса «трансивер+дополнительный приемник»
необходимо, чтобы разность частот опорных генераторов G1 (А4) обоих аппаратов
не превышала нескольких десятков герц.
ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ УЗЛОВ ТРАНСИВЕРА
Блоки диапазонных полосовых фильтров (рис. 10, а) А1 и А20 содержат по
восемь одинаковых по схеме (рис. 10, б) и конструкции трехконтурных фильтров с
емкостной связью на входах и выходах и с индуктивной связью между контурами.
Каждый фильтр рассчитан на пропускание полосы частот одного из любительских
диапазонов. Фильтры переключаются с помощью реле KI- К16. Входы и выходы
неработающих фильтров закорочены. Конденсаторы С1—С8, уменьшая РЧ наводки на
фильтры по цепям коммутации, уменьшают и выбросы напряжения на коллекторах
транзисторных ключей платы ПКУ, возникающие при отключении реле. (Для таких же
целей введены емкостные блокировки обмоток и всех других реле трансивера.) Вы-
Таблица 4
Диапазон, V	Индуктивность, мнГн		Емкость, пФ				
			С1 С8 1 блок А1)	С1 С8 (блок А20)	сз С7 (блок AI)	СЗ С7 (блок А20)	С5
	Г.1ГТТ	],2					
160	34	17	150	82	51	120	430
80	12	6	НО	56	33	82	330
40	3,5	1,7 1,1	51	33	75	100	270
30	2,2		36	22	68	82	200
20	2,2	1,1 0,68	20	16	30	22	100
16	1,35		15	—	30	—	100
15	1,35	0,68	15	10	15	10	68
10	0,8	0,4	15	15	10	10	62
Рис. 10
49
сокая линейность амплитудной характеристики фильтров обеспечена благодаря отсут-
ствию ферромагнитных сердечников в катушках индуктивности контуров фильтров.
В полосах пропускания фильтры вносят затухание 3—4 дБ при неравномерности не
более ±1 дБ. Входное и выходное сопротивления фильтров блока А1 около 50 Ом,
блока А20 около 300 Ом. Емкости конденсаторов и индуктивности катушек контуров
фильтров приведены в табл. 4.
Принципиальная схема блока А2 (С) приведена на рис. 11. Активный ключевой
двухбалансный смеситель приемника представляет собой два двухтактных каскада
усиления с общей базой, выполненных на транзисторах VT1, VT4 и VT2, VT3 соответ-
ственно. Каскады коммутируются двумя противофазными напряжениями несущей
прямоугольной формы, поступающими на базы транзисторов с выходов ЭСЛ-элемен-
та DD1. Смеситель можно рассматривать также как пару дифференциальных клю-
чей тока, выполненных на транзисторах VT1, VT2 и VT3, VT4. Напряжение пере-
ключения ключей составляет, как известно, около 50 мВ. т. е. разности ЭСЛ-уровней,
равной около 0,7 В, оказывается более чем достаточно. Коаксиальная линия, связы-
вающая гетеродинный вход 4 блока А2 с выходом блока ДПКД, согласована с по-
мощью резистора R1.
Вход смесителя связан с выходом блока А1 через симметрирующе-согласующее
устройство, которое, чтобы не ухудшить динамический диапазон приемного тракта,
выполнено на трансформаторах типа линий (ТЛ). Трансформатор Т1 — симметри-
рующий, Т2 — согласующий и повышает низкое входное сопротивление смесителя
(10—15 Ом) в 4 раза. Выход смесителя связан с блоком ФОС через резонансный
трансформатор LIL2C8. Резистор R6 уменьшает склонность смесителя к самовозбуж-
дению на СВЧ и способствует лучшему согласованию выходного сопротивления
смесителя с входным сопротивлением ФОС, давая возможность путем подбора со-
противления резистора R6 добиться минимума неравномерности АЧХ ФОС.
На рис. 12 приведена принципиальная схема блока АЗ (ФОС). Кварцевые ФОС.
выполнены по лестничной схеме. Резонаторы фильтра ZQ1 с полосой пропускания
около 2,5 кГц (на схеме верхний), чтобы обеспечить указанную полосу и симметрич-
50
Рис. 12
ную АЧХ (кривая / на рис. 13), зашунтированы индуктивностями L1 — L8, которые
совместно с параллельными емкостями резонаторов образуют параллельные контуры,
настроенные на частоту, близкую к ПЧ. Эти индуктивности необходимы в связи с
тем, что использованные для фильтров резонаторы старого типа от радиостанции
РСИУ имеют узкий — около 5—7 кГц резонансный интервал, что при отсутствии
этих индуктивностей вызывает сильный завал в высокочастотной части полосы про-
пускания фильтра и резкую асимметрию формы АЧХ в полосе задерживания (кривая
2 на рис. 13). Эти же индуктивности совместно с конденсаторами связи фильтра
образуют паразитный полосовой фильтр, полоса пропускания которого в данном
случае лежит в пределах 1—4 МГц. Но эта паразитная полоса эффективно подавля-
ется контурами тракта ПЧ.
Амплитудно-частотная характеристика фильтра ZQ2 с полосой около 0,8 кГц
(нижний на схеме) получается достаточно симметричной и без компенсирующих
индуктивностей.
Фильтры коммутируют с помощью реле К1 и К2, управляемых через транзистор-
ный ключ на плате А9. Входы фильтров согласованы с выходным контуром ПЧ смеси-
теля L I (А2) через емкостные делители С2СЗ и С5С6. Фильтр ZQ1 нагружается на
резистор R1 непосредственно, ZQ2 — через повышающий трансформатор Т1.
Первый каскад УПЧ, расположенный в блоке ФОС, выполнен на малошумящем
полевом транзисторе VT1. Усиление каскада регулируют, изменяя сопротивление кана-
51

ла транзистора VT2, включенного в цепь отрицательной обратной связи каскада
Такой регулировкой достигается высокая линейность амплитудной характеристики кас-
када при изменении его усиления
Принципиальная схема блока А4 (ПЧЗЧ) изображена на рис 14 Усилитель ПЧ
(узлы Al, А2) —четырехкаскадный. В блоке ПЧЗЧ размещены его три последних
каскада, выполненные на транзисторах VT1—VT3. Необходимое усиление по ПЧ мож-
но получить и с меньшим числом каскадов, однако при этом трудно было бы обеспе-
чить глубокую АРУ и выдержать высокую линейность амплитудной характе-
ристики УПЧ при изменении его усиления. Для регулировки усиления использо-
вано свойство насыщения проходных характеристик полевых тетродов по первому затво-
ру при фиксированном и малом напряжении на втором Такой способ обеспечи-
вает существенно более линейную регулировочную характеристику при меньших иска-
жениях сигнала, чем традиционный, по второму затвору Лишнее усиление по ПЧ
убрано путем шунтирования контуров ПЧ L1C6 и L2C12 резисторами R3 и R8
Между предпоследним и последним каскадами УПЧ включен «подчисточный»
фильтр ZQ1, выполненный на резонаторах ZQ1 и ZQ2, которые, как и резонаторы
фильтра ZQ1 (АЗ), шунтированы компенсирующими индуктивностями L3 и L4 Полоса
пропускания этого фильтра сужается при подключении конденсатора С18 параллельно
конденсатору С19 с помощью реле К1, обмотка которого подключена параллельно
обмоткам реле изменения полосы К1 и К2 блока ФОС. В режиме широкой полосы
фильтр согласован с помощью резисторов R14 и R16, сопротивления которых равны
характеристическому сопротивлению фильтра С целью упрощения схемы в режиме
узкой полосы мер по согласованию фильтра не принято, что привело к уменьшению
коэффициента усиления тракта ПЧ примерно на 3 4 дБ
Последний каскад УПЧ нагружен на пассивный ключевой смесительный детектор
UR1, выполненный на транзисторе VT4 Сопротивление его канала периодически из-
меняется под воздействием на затвор напряжения с близкой к прямоугольной фор-
мой и частотой fm, которое вырабатывается опорным генератором G1, выполненным
па микросхеме DD1. Частота генератора в режиме нормальной боковой полосы
установлена подстроечным конденсатором СЗО на нижний склон АЧХ ФОС ZQ1 (АЗ),
а в режиме инверсной боковой — конденсатором С29 иа верхний склон этого фильтра
Нужную боковую полосу устанавливают с помощью реле К2, управляемого через
транзисторный ключ платы А10 Через эмиттерный повторитель на транзисторе VT5
сигнал генератора G1 поступает в блок ТХ Резистор R27 уменьшает рассеиваемую
транзистором мощность н защищает его от выхода из строя при случайном закора-
чивании выхода повторителя Резистор R30 предотвращает самовозбуждение повто-
рителя при его нагрузке на кабельную линию связи с блоком ТХ, а резистор R48 со
гласует выходное сопротивление повторителя с волновым сопротивлением этой линии
Сигнал 34 с выхода детектора фильтруется цепью R23, R24—С32, СЗЗ, огра-
ничивающей полосу сигнала снизу частотой около 200 Гц и сверху—около 3 кГц
На микросхеме DAI 1 выполнен предварительный УЗЧ Его усиление определяется
отношением сопротивлений R29 и R23+R24, а полоса пропускания ограничена
сверху цепью обратной связи R28, С36 Выходной каскад УЗЧ выполнен на мощном
операционном усилителе DA2 Его вход связан с выходом предварительного усили-
теля через регулятор громкости R2 (рйе 36) Усиление выходного каскада опреде-
ляется отношением сопротивлений R36 и R37, элементы С46, С49, С50, R42 образуют
53
стандартную цепь коррекции АЧХ микросхемы DA2, а демпфирующая цепь R43, С53
предотвращает самовозбуждение усилителя на радиочастотах.
В данной конструкции не удалось в необходимой степени подавить проникнове-
ние сигнала генератора G1 на вход УПЧ. Поэтому напряжение АРУ получено выпря-
млением и фильтрацией напряжения сигнала 34. К выходу предварительного УЗЧ под-
ключен вход усилителя-выпрямителя АРУ UZ1, выполненного на микросхеме DA1.2.
Этот узел имеет две независимые, развязанные диодами VD2—VD5, сглаживающие
цепи с различными постоянными времени: образованной элементами R39, С41, СЗ,
С15, С20, С21, С52 с r1apas2 мс, тразр«30 мс и R38, С42 с т,а|)лг70 мс и тразр«2 с. Пер-
вая реагирует на резкие изменения сигнала. Конденсатор С42 во второй цепи заметно
заряжается только при достаточно длительном воздействии и сравнительно долго раз-
ряжается. При действии импульсных помех напряжение на этом конденсаторе практи-
чески неизменно, и время последействия этих помех определяется в основном временем
разряда первой цепи. В зависимости от условий приема постоянные времени второй
цепи можно увеличить в 4 раза подключив дополнительный конденсатор С48.
В цепь регулировки усиления по ПЧ через развязывающие диоды VD7 и VD8
поданы также напряжения с ручного регулятора усиления и регулятора уровня само-
прослушиваиия, которые, как и регулятор громкости и переключатель постоянной
времени АРУ, размещены иа лицевой панели трансивера. Автоматическую регулировку
усиления включают путем подачи из платы ПКУ нулевого напряжения на затвор
транзистора VT6. При этом его открытый канал шунтирует вход усилителя-выпря-
мителя напряжения АРУ. При включенной АРУ канал VT6 закрыт, поскольку на его
затвор поступает напряжение -|-5 В.
К выходу операционного усилителя DА1.2 через цепь R41, VD6, С5б, не связанную
с цепью АРУ, подключен S-метр, Такое подключение S-метра позволяет подобрать оп-
тимальные для него постоянные времени, а также исключает неестественное, по
мнению автора, положение, когда при уменьшенном вручную усилении по ПЧ
S метр дает некоторые отличные от нуля показания даже при отсутствии сигнала
на выходе приемного тракта. Следует помнить, однако, что точный отсчет по шкале S
возможен лишь при максимальном усилении тракта ПЧ. А до тех пор, пока напряжение
на выходе детектора АРУ не сравняется с напряжением, поступающим с ручного
регулятора усиления, индикатор S-метра работает как линейный вольтметр.
Принципиальная схема блока А5 (ГПД) приведена на рис. 15. Задающий
диапазонный автогенератор ГПД выполнен по емкостной трехточечной схеме на
Рис. 15
54
малошумящем СВЧ транзисторе VT1 с заземленной базой. В колебательной системе
автогенератора в качестве переменной индуктивности используется отрезок жесткой
коаксиальной линии W1, нагруженной на сумму емкостей подстроечного конденса-
тора СЗ и бесконтактного конденсатора переменной емкости (КПЕ) С4. С помощью
КИЕ частота ГПД изменяется в интервале 179,5— 196 МГц. Резистор R2 предотвра-
щает самовозбуждение автогенератора на частоте резонанса индуктивности дросселя
L1 и емкости конденсаторов в коллекторной цепи транзистора VT1. Этот транзистор
работает в режиме АВ, постоянный ток через него определяется сопротивлением
R3 и близок к 3 мА. Уровень шума автогенератора, по данным измерений В. Рымы-
нова (UA3AMO), характеризуется цифрами — 118 дБГц при расстройке на 10 ' и
— 138 дБГц при расстройке на 10 от частоты основного колебания.
Эмиттерный повторитель на транзисторе VT2 выполняет функции буферного
каскада, а также смещает постоянную составляющую напряжения на эмиттере тран-
зистора VT1, равную —(0,4—0,5) В, до примерно —(0,9—1,1) В. Это напряжение
дополнительно смещается до примерно —1,25 В с помощью диода VD2 или резистора
R4. что необходимо для гальванической связи выхода ГПД со входом ЭСЛ-элемента
на входе блока А6. Через конденсатор С2 к линии W1 подключен варикап VD1 узла
расстройки.
Принципиальная схема блока А6 (ДПКД) показана на рис. 16. Делитель с пере-
менным коэффициентом деления выполнен на микросхемах DD1 — DD6. Он—двух-
каскадный, внутри него можно выделить два делителя, каждый из которых — DD2,
DD3 и DD4, DD5 — выполнен как регистр сдвига с коммутируемой обратной связью.
Коэффициенты деления Кд, и Кд? выбраны таким образом, чтобы форма выходного
напряжения ДПКД была близка к меандру (табл. 5). С этой целью, например, для
диапазона 10 м. где общий Кд равен 9, его получают как 2-4+1. Добавление едини-
цы производится путем запрета на прохождение из входной последовательности
каждого девятого импульса. Для этого на (иижний по схеме) вход микросхемы
DD1 подают короткий положительный импульс, сформированный цепью DD5.4,
R54, С15, DD6.1 из задержанного цепью R42, СИ отрицательного фронта выходного
импульса ДПКД. Аналогичным образом получен коэффициент деления 19 для дна
пазона 160 м. Для остальных диапазонов требуемые Кд получаются без участия
цепи запрета.
Схема второго делителя отличается от приведенной на рис. 3. Поскольку от
него требуются только два коэффициента деления — 2 и 6, оказалось возможным в
качестве коммутатора цепи обратной связи — схемы ИЛИ-И-НЕ — использовать два
логических элемента микросхемы DD5, выходы которых объединены в монтажное И,
а два оставшихся элемента этой микросхемы применить в иных целях.
На резисторах R24—R36, R44—R48 и транзисторах VT3—VT8 собраны матрица
набора коэффициентов деления и переходные устройства (ПУ) КМОП—ЭСЛ
(рис. 16). Каждое НУ (рис. 17) представляет собой резисторно-транзисторную схему
ИЛИ-HE, работающую по входным напряжениям, совместимым с логическими уровня-
ми КМОП (или ТТЛ) микросхем, и со смещенным в область логических уровней
ЭСЛ-микросхем выходным напряжением. При близком к нулю напряжении на всех
входах 1—N транзистор VT закрыт, и напряжение на выходе делителя R„ — R — R.l2
близко к —0,5 В, что немного больше напряжения высокого уровня (уровня лог. 1,
обычно минус 0,8—0,9 В). Если на любой из входов 1—N подано напряжение выше
примерно +2 В, транзистор VT открыт, напряжение на его коллекторе около
55
53_
EDI К500ЛМ109 Щ VT3'VT8, VT10, VT118Т375Г
DD2,Dl№H500MPlpl \ZT2VT9,VT]it НЛ3028М
ЫН	850088121	VT12, VT13	НГ316Г
DD5	K5Q0/W102	VJJ1- V2/8	8ДР09Л
DB6 H5Q0/7M7Q5
ХР1
1—		Цепь
	51	X
г	А1 52	-52 в
	к	+ 12Е
	53	Сброс
	ю	3,5
	5^	21
		7
—	65	16
	65	10
н	56	R1T2
	Аб	Низ 5 HIT
	67	ДВижон
	57	J_
	68	28
—	68	18
—	69	1,8
	69	нт
L Г	670	+ 128
	610	Верх В RIT
	577 511	+5В
	612	в ня Гет Т
	612	J_
	573	ГетТ
н 1- н	fl 13	J_
	616	Внл Гет В
	Я№	1
	515	Гет Я
	Я15	_1_
—	515	5~ метр
Рис 16
Таблица 5
Диапазон м	К	К	К 2	+ 1
160	19	3	6	Есть
80	16	8	2	Нет
40	12	6	2	Нет
30	10	5	2	Нет
20	30	5	6	Нет
16	18	3	6	Нет
15	14	7	2	Нет
10	9	4	2	Есть
+ (0,3—0,5) В, на выходе делителя — около —2,5 В, что немного меньше напряже
ния низкого уровня (уровня лог 0, обычно минус 1,7—1,8 В) Напряжение на базе
транзистора VT не превышает при этом 4-0 7 В, поэтому на состояние выходов микро
схем, подключенных к любым другим резисторам R6, оно практически нс влияет
Число входов ПУ при указанном номинале резисторов R6 может достигать 15—20
Входное сопротивление ЭСЛ микросхем велико, а высокого быстродействия от данных
ПУ не требуется, поэтому допустимы довольно большие сопротивления резисторов
R« и R,
Через ПУ на транзисторе VT1 при каждом переключении диапазонов или повтор
ном нажатии кнопок платы КД на входы S1 регистров DD2, DD4 проходит с напря
жением низкого уровня инвертированный импульс сброса из платы ПКУ, устанавли
вающий эти регистры в состояние 0000 (рис 16) Напряжение высокого уровня
(КМОП или ТТЛ) с одного из выходов регистра коммутатора диапазонов (плата ПКУ)
через соответствующие резисторы из R24—R36, R44—R48 поступает на требуемые
ПУ VT3—VT8 Например, при работе в диапазоне 1 8 МГц напряжение высокого
уровня поступает на контакт Б9 вилки ХР1, далее по проводнику 14 через резистор
R26—на базу VT3, R35 — на базу VT6, R46—на базу VT7, R47 — на базу
VT8 ЭСЛ напряжение низкого уровня появляется на выводах 6 и 9 микросхемы DD3,
10 DD5 и 10 DD6 При этом Кд первого делителя равен 3, второго — би включается
цепь запрета (добавления единицы) Нетрудно проследить аналогичные цепи и
при работе на других диапазонах
На элементах Cl, С2 R23, VD1—VD3, VT2 собраны дополнительный стабилиза
тор и фильтр пульсаций для питания эмиттерных цепей автогенератора блока А5, а
на элементах С12, С13, R50, VD4—VD8, VT9— аналогичный узел для питания
коллекторной цепи автогенератора Транзисторы VT2, VT9 с резисторами R23 и R50
представляют собой генераторы стабильного тока Благодаря их высокому внутрен
нему сопротивлению и низкому динамическому сопротивлению диодов в цепях VD1 —
VD3, VD4—VD8 стабильность напряжений питания возрастает, а пульсации уменьша
ются в десятки раз и более Применять в этих узлах вместо прямосмещенных диодов
или стабисторов обратносмещенные стабилитроны опасно из за больших шумов таких
стабилитронов В стабилизаторе напряжения питания варикапа узла расстройки
(VD1 на рис 16) использован обратносмещенный стабилитрон VD9, поскольку диапа
зон перестройки с помощью этого варикапа невелик, и потому неподавленные кон
денсатором С14 шумы стабилитрона, а также шумы самого варикапа практически
не увеличивают уровня шума ГПД
57
Рис. 18
На транзисторах VT12, VT13 выполнено ПУ ЭСЛ—ТТЛ, сигнал с выхода которо-
го поступает на вход частотомера. Транзисторы VT10 и VT11 —элементы узла
расстройки, выделенного на рис. 18. Когда с выходов 10 и И КМОП-микросхемы
DD3 блока А19 на вход «RfTI» блока А6 поступает напряжение высокого уровня
(лог. 1), а на вход «RfT2» — напряжение низкого уровня (лог. 0), что соответствует
выключенной расстройке, в блоке А6 транзистор VT10 открыт, a VT11 — закрыт. На
варикап VD1 блока А5 с делителя R59, R60 блока А6 поступает напряжение около
5,4 В, которое практически не падает на сопротивлении переменного резистора
расстройки R4, расположенного на лицевой панели трансивера. Включение расстройки
сопровождается изменением логических уровней на входах «RIT1» и «RIT2». Теперь
в блоке А6 транзистор VT10 закрыт, a VT11 — открыт. На крайних выводах резистора
расстройки напряжения равны около 3,2 В на нижнем и 7,4 В на верхнем выводе,
и в этих пределах может изменяться напряжение на движке этого резистора.
На рис. 19 приведена принципиальная схема блока квазисенсориого управления,
состоящего из плат А8—А10. Рабочий диапазон трансивера выбирают нажатием на
кнопку-толкатель одного из микропереключателей SB1—SB8 платы коммутатора
диапазонов А8 (КД). При нажатии на любую из этих кнопок на базу транзистора
VT1 платы коммутации н управления А10 (ПКУ) через один из резисторов R1 — R8 пла-
ты А8 поступает отпирающее напряжение. При этом на плате А10 формирователем
на элементах DD3.1, DD3.2 вырабатывается короткий импульс (его длительность опре-
деляют резистор R12 и конденсатор СЗ), который поступает на входы С микросхем
DD1, DD4, которые образуют регистр памяти выбранного диапазона. Этот импульс
устанавливает в нулевое состояние все ячейки регистра, кроме той, чей вход связан
с нажатой кнопкой и куда записывается лог. 1. Этот же импульс подается в блок А6 для
установки ДПКД в нулевое состояние. Выходы регистра памяти связаны с соответст-
вующими входами ДПКД непосредственно, а с реле К1 — К16 в блоках диапазонных
полосовых фильтров А1 и А20 — через транзисторные ключи VT3—VT6, VT10—VT13.
Остальные узлы квазисенсориого управления выполнены на основе D-триггеров
платы А10— DD2, DD5, DD6, включенных в счетном режиме. Например, триггер
DD2.1 с каждым нажатием на кнопку микропереключателя SB2 платы управления
расстройкой и полосой пропускания А9 (УРП) меняет свое состояние, и через ключ
на транзисторах VT2 платы А10 и VT1 платы А9 управляет реле КД, К2 блока АЗ
и К1 блока А4. Если светодиод HL1 на плате А9 светится, включается фильтр
ZQ1 (АЗ) и полоса тракта ПЧ будет 2,5 кГц, если ие горит — 0,8 кГц. Аналогично
58
61 3Hd
"iA
J Sill Я ЗИЛ-ИЛ
S3i/i9sx can

,SS<

voisVu ьчл-шл ZMiiasu gan'saa'zaii
иои/и пи-пн iwiissu iutt'iaa
ваа'оаа'юа'гаа i uogogiigy^j
W ‘ЮЗ S „oeogiig я
/>
Ш
91
7//Щ
91'
£1
Z7^|
ЛЮ"
LS1
HWtfO'O-
60~
ЛОХ"
87H
ITTl
KS'l\ «01
I 61 91
in\
«01 ZU
zzaa
19 as
izaa
HUIOO'OOIO
«огни
01
UHODl
££00
г
6
1
HOOl\
6zy\
№
ХУ
WOl\ Z1A
oiy[
НЩ
Ш
&OL
9
UHQOl
el£z£
oi' к
nwiMfO Г
ywLWL
sT~
LO^
(03^-
6jj&'uouill tsaa
£7
c
nuM
S3
not' hlU
XHLOO'O Z3
ПН
01 9
SI Г
~6L *| U19“L98
zes
si L,1IU\
ILOil/V
Zl Zf JlOSOb.
'd
ЯУ/+ \9SOlVy
I	*/ Й
cyl
a -r
*Ul 61У
isoa
lean
„ХУ1ОО'
198
6
.иУ"г
11 S
9Ll\
JL9~£1U\
ил
H&\
szy
Z1U
.ge^gvw'ViM'VM't^/Vz)/'
9?Zl-
HOI 6У
шгомыа'гапб! MJeogngy
600 illQ 91 HfOQogiqgy
5 T
1 9
ъа
a
91 01
9010S"
~S1
HQlzzy
hoi 9 У
»0L 19У
z
0/
многу
£L
'HOL 98
'HOL 61У
ьал
9
9
,,OLH
и
0
W
in
f}Z
OZ
61
L
SZ
г£ "dlf 



6~~9|
H£l LU
HSL 9У
6	
L	£
Ы	Z
ss
b L,
T~9
г oi
6!
у si 90
»Sl S3
HSl 6У
HSL £У
HSL ЗУ
HSL LU
,.SZ“
sss
JZ“
199
.SI"
bss
,^1“
1 S99
,,OLU
1 698
£38
1 ZQ9
, „9Г
198
Рис. 20
действуют узлы: включения-выключения расстройки («R1T») — на триггере DD2.2,
транзисторе VT7, светодиоде HL2 платы А9; переключения антенных входов приемника
(«Ant. RX») на DD5.1, VT9, HL1; включения-выключения АРУ («AGC») —на
DD6.2, VT15, HL3; аттенюатора («—12СВ») —на DD5.2, VT14, HL2; переключения
боковой полосы («V/L») — на DD6.1, VT8. Элементом индикации последнего узла
служит крайний правый разряд индикатора частотомера. Сигнал ± для управления
предварительной записью в основной счетчик частотомера образуется с помощью
схемы ИЛИ-HE, выполненной на диодах VD1—VD4 и элементе DD3.3 платы А10. Эти
диоды подключены к выходам регистра DD4 памяти высокочастотных диапазонов
14—28 МГц. Сигнал V/L берется с выхода триггера DD6.1, который при нажатии
на любую из кнопок платы КД импульсом с выхода формирователя DD3.1, DD3.2
устанавливается в 0, что соответствует работе на нормальной боковой полосе.
В блоке антенного коммутатора и аттенюатора All (AKA) реле К1 (рис. 20)
служит для переключения антенных входов приемного тракта, а реле К2 — для
включения аттенюатора на 12 дБ, выполненного на резисторах R1—R3. Номиналы
резисторов указаны для характеристического сопротивления 50 Ом и в скобках
75 Ом. Реле К1 и К2 управляются транзисторными ключами VT9 и VT14 платы А10.
На плате стабилизаторов А12 (Ст) размещены три стабилизатора напряжений
питания (рис. 21). Их выходные регулирующие транзисторы структуры п = р = п
размещены вне платы А12 на теплоотводах. Стабилизаторы отрицательных на-
пряжений —12 и —5,2 В выполнены по одинаковой схеме на основе операционных
усилителей DA1 и DA2. Стабилизатор напряжения -j-I2 В выполнен на специали-
зированной микросхеме DA3 со встроенным устройством защиты от перегрузок
по току, датчиком которой служит резистор R7. Для питания усилителей DA1 и
DA2 и для получения опорного напряжения с помощью резистора R20
и стабилитрона VD1 используется выходное напряжение этого стабилизатора.
Через делители R19—R21 и R17, R22, R23 выходное напряжение стабилизаторов
отрицательных напряжений сравнивается с опорным на неинвертирующих входах
операционных усилителей DA1 и DA2. Усиленные сигналы ошибки через эмиттерные
повторители VT3, VT4 поступают на базы внешних регулирующих транзисторов.
Для их защиты от перегрузок по току служат узлы на элементах VT1, R3. R4 и
VT2, R5, R6. Например, при возрастании тока в эмиттерной цепи регулирующего
транзистора стабилизатора —12 В свыше примерно 0,6 -0,7 А, вызванном умень-
шением сопротивления нагрузки или коротким замыканием выхода стабилизатора,
напряжение на резисторе-датчике тока R3 становится больше 0,6—0,7 В, требуемого
для открывания транзистора VT1. Открытый коллекторный переход транзистора
VT1 уменьшает напряжение на входе повторителя VT3 и, следовательно, ток через
60
регулирующий транзистор, фиксируя его на указанном уровне. Резисторы R4 и R6 слу-
жат для защиты от перегрузки базовых цепей транзисторов VT1 и VT2.
На плате индикатора А13 (И) расположен усилитель постоянного тока на
транзисторах VT1, VT2, нагруженный через резистор R8 на миллиамперметр РА1,
и коммутатор Е1 (рис. 22). Коммутатор выполнен на микросхеме DD1, подключающей
Рис. 22
61


F l£l в
E !_jc
D
DPI К561ЛН1
BB2 К555ЛЛЗ
BB3 K561TM2
BB4 К561ЛП2
BB5 К555ИЕ6
ВВб-ПВв К561ИЕ11
BB9 К555ИЕ5
BBW К551ИЕ10
ПВТНПВ14 К561ИР9
BB15 К5 61TM2
BB16 К561ЛП13
ВВП Х561ИЕ9
ВВ18 К 351 PE8
ВВ19,ВВ20 5561ИРЗ
ВВ21.ВВ22 3561 РЕП
ВВ23 К561ЛН1
ВВ2Ч КР514 И AZ
ВВ25,ВВ25 8561 ИР9
В В 27 Н561ТМЗ
VD1-VD18 НД510Р
VT1-VT8 КТ315Г
VT9-VT15 КТ315И
ХР1	Вилка МPH22-1
VT9-VT15 КТ375И
Рис 23
вход усилителя к одному из трех источников сигнала выходу усилителя-выпря
мителя АРУ трансивера UZ1 (А4), такому же выходу дополнительного приемника
и к выходу детектора выходного напряжения передатчика UZ1 (А21) Состояние
коммутатора определяется логическими уровнями на его адресных входах При
напряжени низкого уровня на входе AI микросхемы DD1 миллиамперметр работает
как S-метр трансивера — при напряжении низкого уровня на входе АО, или
дополнительного приемника — при напряжении высокого уровня на входе АО Уро
вень на этом входе определяется состоянием выхода 1 микросхемы DD2 трех
стабильного триггера на плате А15 При напряжении высокого уровня на входе
А1, независимо от состояния входа АО миллиамперметр работает как измеритель
выходного напряжения передатчика Напряжение высокого уровня на входе А1
поступает с выхода эмиттериого повторителя VT9 блока А19 при переходе па
передачу
Принципиальная схема платы частотомера А7 (ЧТМ) представлена на рис 23
Опорный кварцевый генератор выполнен на инверторе DD1 Он вырабатывает
прямоугольные импульсы с частотой 1 -МГц Конденсатор С2 служит для точной
установки этой частоты На выходе триггера делителя на два DD3 1 сформирован
сигнал с формой «меандр» и частотой 500 кГц, который поступает на вход делителя
на 125, выполненного на микросхемах DD4 1, DD10 и диодах VD7—VD12 Этот же
сигнал через инвертор усилитель DD1 4 подается в блок А18 в качестве несущей
для балансного модулятора и в блок А19 в качестве опорного для кольца ФАПЧ,
вырабатывающего несущую для смесителя передающего тракта U1 (А19)
Частота импульсов 4 кГц с вывода 13 микросхемы DD10 с помощью триг
геров-делителей на два (DD3 2 и DD15 1) и счетчика делителя на восемь (DD17)
понижается до 125 Гц, т е период следования импульсов на выходе микросхемы
DD17 равен 8 мс (рис 24,1) Затем этот период увеличивается в 11 раз до 88 мс
с помощью счетчика делителя на десять (DD18) и формирователя импульса
(DD15 2, R8 С4), запрещающего по входу 13 микросхемы DD18 действие одного
из импульсов, поступающих на счетный вход 14 этой микросхемы (рис 24, 2—5)
Часть этого периода, длительность которого определяется импульсом с вывода
3 микросхемы DD17 и равна 8 мс, используется для предварительной записи кода,
соответствующего добавлению (вычитанию) значения ПЧ к измеряемой частоте
на выходе блока А6, в основной счетчик частотомера Основной счетчик выполнен
на микросхемах DD5—DD8. DD21 DD22 Перед предварительной записью часть
периода используется для считывания информации из основного счетчика в память,
представляющую собой кольцевой регистр сдвига, выполненный иа микросхемах
DD11—DD14, DD19, DD20, DD25, DD26 Импульсы измеряемой частоты поступают
в основой счетчик в течение 80 из каждых 88 мс, что определяется длительностью
импхльса, поступающего на вывод 1 схемы совпадения DD2 2 При этом пачки
импульсов на выводе 3 микросхемы DD2 2 содержат в 100/8 раз меньше импульсов,
чем выраженная в герцах частота этих импульсов Поэтому для того, чтобы
эта частота записывалась в шести декадах основного счетчика с точностью 100 Гц,
она предварительно делится на восемь с помощью счетчика делителя DD9
Такая мера, хотя и удлинила период счета, существенно повысила устойчивость
индикации сотен герц
В частотомере применен вакуумный индикатор ИВ 18 (на рис 23 не показан),
одноименные сегменты аноды восьми разрядов которого соединены между собой
64
IB) 73 mo I I I_______________I I I I_________________Vr-o,2b MC
") ^Л!5	---------1_______________________------------------
78) ioms j|l I______________________________________________
10) ЗПЛ0 I________I I_________I I---------Lj I--------1 Рис 24
внутри баллона Поэтому индикация в устройстве — динамическая, цифры резуль-
тата измерения высвечиваются последовательно по одному разу за 16 мс Происходит
это так С помощью мажоритарного элемента DD16 2. выполняющего функцию И при
подаче на один из его входов (в данном случае — на вывод II) напряжения низкого
уровня, из продифференцированного цепью С5, R12 импульса с вывода 2 счетчика
DD17 (рис 24 7, рис 24,13), совпадающего с импульсом на выводе 3 счетчика
DD18, формируется короткий импульс разрешения записи (рис 24 14) информации
из основного счетчика в кольцевой регистр памяти Запись происходит по положи
тельному фронту одного из импульсов сдвига (рис 24,19) поступающих на выводы
6 микросхем регистра при условии совпадения этого фронта с «телом» импульса
разрешения записи (рис 24 18) Поэтому импульсы сдвига формируются путем
задержки импульсов с вывода 13 счетчика DD10 (рис 24 13) с помощью элементов
R7, СЗ, DD4 3
При действии импульса разрешения записи в регистре DD25 оказывается
число из старшей декады основного счетчика, соответствующее десяткам мегагерц,
которое продифференцированным с помощью цепи С7, R11 импульсом с вывода
1 микросхемы DD15 (рис 24,15 24,17) сейчас же переписывается в параллельный
регистр DD27 Выходы этого регистра соединены со входами преобразователя DD24
двоичною кода в код семисегментного индикатора Выходы последнего управляют
3 Зак 376
65
ключами VT9—VT15, коллекторы которых соединены с сегментами-анодами инди-
катора В течение времени, определяемого длительностью импульса с вывода 2
микросхемы DD17, через верхний (по схеме) инвертор микросхемы DD23 1 и ключ
VT1 подается отпирающее напряжение на сетку первого значащего разряда инди-
катора, который и показывает десятки мегагерц К моменту поступления еле
дующего импульса записи в регистр DD27 и с вывода 1 счетчика DD17 — импульса,
управляющего подачей отпирающего напряжения на сетку второго значащего
разряда индикатора, информация в кольцевом регистре памяти сдвигается на 4 бита,
поэтому во втором разряде индикатора высвечивается цифра, соответствующая
единицам мегагерц
Аналогичным образом индицируются оставшиеся цифры значения частоты в
третьем шестом значащих разрядах индикатора Седьмой значащий разряд, как и
нулевой — знаковый, не используются Восьмой разряд задействован для индикации
используемой боковой полосы — U (верхней) или L (нижней) Этот разряд
зажигается во время действия импульса с вывода 5 счетчика DD17 (рис 24,9)
В регистре DD27 при этом записан код 0000, соответствующий включению всех
сегментов разряда, кроме сегмента G Для получения символа U гасится сегмент А,
символа L — еще и В и С Сегмент А безусловно гасится во время действия
импульса с вывода 5 счетчика DD17 путем подачи этого импульса через резистор
R14 на базу ключа VT9 Сегменты В и С гасятся путем подачи иа базы ключей
VT10 и VT11 через резисторы R15 и R16 сигнала с вывода 10 элемента DD4 2
На этом выводе появляются напряжение высокого уровня при разных сигналах
на входах 8 и 9 и напряжения низкого уровня — при одинаковых
При работе на ВЧ диапазонах, когда частота настройки равна ''дпкд I
+ f„„ по проводу «±» из платы А10 поступает напряжение низкого уровня, а
напряжение высокого уровня — на НЧ диапазонах, где частота настройки равна
Гдпкд- fun Когда работа ведется на нормальной боковой полосе, из той же платы
по проводу ,,U/L„ поступают напряжение низкого уровня и напряжение высокого
уровня — при работе на инверсной боковой Поэтому напряжение высокого уровня
на выходе элемента DD16 1, приводящее к формированию символа L, будет появляться
при работе на ВЧ диапазонах на инверсной боковой, а на НЧ диапазонах — при
нормальной боковой В иных случаях будет формироваться символ U
Восьмой импульс в цикле работы счетчика DD17 с вывода 10 (рис 24,10) для
индикации не используется По завершении этого цикла в ячейках регистра
DD25 вновь оказывается число, соответствующее десяткам мегагерц, и далее
индикация происходит, как описано ранее,— всего 11 раз до поступления новой
информации из основного счетчика
Во время индикации второго н пятого разрядов с помощью схемы ИЛИ
VD17. VD18, R31, инвертора DD23 2 и ключа VT8 происходит зажигание анодов
«занятой», отделяющей цифры мегагерц и сотен герц от цифр килогерц Если
в первом значащем разряде образуется 0, этот разряд гасится путем подачи
отпирающего напряжения с анода — сегмента F через резистор R43 на базу сеточного
ключа первого разряда VT1
Для уменьшения помех при приеме и уменьшения потребляемой мощности
большинство узлов частотомера выполнено на микросхемах КМОП-серии К561
Пять последних декад основного счетчика выполнены на основе двоичных счет
чиков К561ИЕ11 с обратными связями В связи с этим не нашлось достаточно
66
простых схемных решений реализации принципа измерения частоты настройки
путем измерения двух частот — частоты опорного генератора G1 (А4) и частоты
на выходе блока А6 — и сложения или вычитания результатов измерения этих
двух частот, как это сделано, например, в [57] Поэтому в данном устройстве
сложение или вычитание указанных частот происходит путем предварительной
записи в основной счетчик кодов, соответствующих или —1,ч А какой из
этих кодов записывать, определяется логическим уровнем на проводе «±»
при напряжении низкого уровня и —f,, при напряжении высокого уровня
Предварительная запись происходит по импульсу с вывода 12 микросхемы DD16 3
Этот импульс, которым также устанавливается в 0 счетчик DD9, есть результат
совпадения импульсов с вывода 1 счетчика DD17 и с вывода 3 счетчика DD18
(рис 24,8, рис 24,11, рис 24,12)
Чтобы яркость свечения всех разрядов индикатора была одинаковой, питание нити
накала рекомендуется осуществлять переменным током от отдельной обмотки транс
форматора, а чтобы не было подсветки выключенных сегментов, на эту обмотку
следует подавать небольшое, 2—4 В, положительное напряжение Поскольку в граней
вере такой лишней обмотки силового трансформатора нет, приходится питать нить
накала от источника постоянного тока--выпрямителя с выходным напряжением
4-10 В Около половины этого напряжения падает на резисторе R13, что обеспе
чивает отсутствие подсветки включенных сегментов Разница в яркости свечения
разрядов практически не превосходит разброса яркости свечения разных сегментов
в каждом из разрядов
Принципиальная схема платы двухтонального генератора А14 (ДТГ) приведена
на рис 25 На транзисторах VT1, VT2 и VT3, VT4 собраны два идентичных
по схеме генератора 34, один с частотой около 1,8 кГц, другой около 2,4 кГц
Эти частоты заданы элементами Rl, R6, Cl, СЗ и RIO, R14, С4, С5 Подстроечные
резисторы R4 и R8 служат для установки режима надежной генерации при неболь
ших искажениях формы сигналов и для выравнивания напряжений, поступающих
в тракт микрофонного усилителя с резисторного сумматора R7, R8 Большие зна
чения этих сопротивлений позволяют обеспечить хорошую развязку между генера
торами
Схема платы коммутатора трансивер — дополнительный приемник А15 (KT/R)
дана на рис 26 На элементах DD1, DD2 1 выполнен трехстабильный триггер, т е
3*
67
+5В
,.r"
UDI, DD2
R1~R8
SB1-SB3
HL1-HL3
Рис 26
К561ЛА8
Юк
МП 12
ЛЛ307Г
V71-m,VTB КГ315Г
VT4,VT5,VT7 Н.т361Г
устройство с тремя устойчивыми состояниями При нажатии на кнопку SB1
«Т + R» на входы 4 и 10 микросхемы DD1 поступает уровень напряжения низкого
уровня, на выходах I и 13 этой микросхемы устанавливается уровень напряжения
высокого уровня Поскольку при этом па всех входах элемента И—НЕ DD2 1 и на
выходе этой схемы устанавливается напряжение низкого уровня, оно поступает
на входы 3 и 11 элементов микросхемы DD1 и поддерживает на их выходах напряжение
высокого уровня При этом открыт транзистор VT7 и горит светодиод HL3
«Т-l-R», открыт транзистор VT6 переходного устройства (ПУ) КМОП — ЭСЛ, ана
логичного используемым в блоке А6 С выхода этого ПУ «Вкл Гет Т» на одноимен
ный вход блока А6 поступает ЭСЛ напряжение низкого уровня, разрешающее
Рис 27
68
подачу несущей с выхода ДПКД трансивера на смеситель передающего тракта U3
(А19) Напряжением высокого уровня с вывода 1 микросхемы DD1 открыт тран
зисторный ключ VT1, связанный с реле К2 (рис 27) платы реле коммутатора
трансивер—дополнительный приемник «РТ/R» (А16) Этим реле левый телефон,
подключенный к выходу 2 ,,L„ платы А16, через резистор R3 соединяется с выходом
УЗЧ дополнительного приемника Реле К1 не работает, и его нормально замкнутые
контакты—правый телефон, соединенный'с выходом 1 «R», подключен через ре
зисгор R2 к выходу УЗЧ трансивера
При нажатии на кнопку SB2 «Т» (см рис 2G) напряжение низкого уровня
поступает на выводы 9 микросхемы DD1 и 9—DD2 На выходах соответствующих
элементов устанавливается напряжение высокого уровня, а на выходе 1 микросхемы
DD1 — низкого Светодиод HL3 гаснет, открывается транзисторный ключ VT4 и
загорается светодиод HL1 «Т» Ключ VT1 закрыт, и оба телефона через нормально
замкнутые контакты реле К1 и К2 подключены к выходу УЗЧ трансивера На смеси
тель U3 (А19) по-прежнему поступает несущая от ДПКД трансивера, поскольку
транзистор VT6 открыт
Нажатием на кнопку SB3 ,,R“ на напряжение низкого уровня переводится
выход нижнего (по схеме) элемента И — НЕ микросхемы DD1 При этом открывается
транзисторный ключ VT5 н загорается светодиод HL2 «R», на выходе ПУ VT6
появляется ЭС Л-наиряжение высокого уровня, запрещающего подачу несущей для
смесителя U3 (А19) с выхода ДПКД трансивера, а на выходе ПУ VT3, связанном
с соответствующим входом ДПКД дополнительного приемника, появляется ЭСЛ
напряжение низкого уровня, и несущая на вход смесителя U3 поступает с выхода
ДПКД дополнительного приемника Ключи VT1 и VT2 открыты, срабатывают реле
К1 и К2 (рис 27), и оба телефона оказываются подключенными к выходу УЗЧ до
полннтельного приемника
На рис 28 показана принципиальная схема микрофонного усилителя ограни
чителя блока А17 (МУО) На транзисторе VT1 выполнен малошумящий микро
фонный предусилитель Его вход от возможных радиочастотных наводок защищает
фильтр НЧ Cl, Rl, С5 Два переменных резистора R5 и R10, включенные в кол
лекторную цепь транзистора VT1, позволяют независимо регулировать уровень
срабатывания узла VOX и усиление в тракте усилителя-ограничителя речевых сигна
лов, т е степень ограничения Усилитель выпрямитель VOX UZ1 выполнен на
микросхеме DAI 1, а фазовый ограничитель речевых сигналов ZL1 — па микросхемах
DA2 и DA1 2 Схема ограничителя аналогична описанной в [52] Операционный
усилитель DA2 1 используется как усилитель, a DA2 2 — как фазоинвертор для
создания симметричных напряжений на входах фазосдвигающих цепей Четыре
такие цепи— С15, R19, С16, R20 и т д — на частотах 300—1000 Гц обеспечивают
относительные фазовые сдвиги 0, 30, 60 и 90° с точностью примерно ±5° (фазовый
сдвиг, вносимый цепью С15, R19, принят за нулевой) Далее напряжения сигналов
четырех каналов ограничиваются на уровне примерно 0,6 В двусторонними диод-
ными ограничителями VD3, VD5, VD4, VD6 и т д Степень ограничения опре
деляется отношением амплитуды напряжения на одном из входов фазосдвигающих
цепей к 0,6 В
Сигналы отдельных каналов ограничения через резисторы R28— R31 суммируются
на входе операционного усилителя DA1 2 Близкое к нулю входное сопротивление
этого инвертирующего усилителя гарантирует хорошую развязку между каналами
69
При суммировании этих ограниченных напряжений (их форма близка к прямоуголь
ной) с указанным распределением фаз напряжение первой гармоники возрастает
примерно в 3,3 раза, напряжения третьей и девятой гармоник практически пол
ностью компенсируются, а пятой и седьмой — значительно ослабляются Действи
тельно, например, для третьей гармоники указанные значения относительных фа
зовых сдвигов утроятся и будут 0, 90, 180 и 270°, и при суммировании взаимно
компенсируются противофазные напряжения первого—третьего и второго—четвертого
каналов То же произойдет и с напряжением девятой гармоники Для пятой гармоники
распределение фаз — 0, 150, 300, 450°, полной компенсации напряжений с такими
фазами не происходит, но их суммарное значение не превосходит 5% напряжения
первой гармоники Напряжение седьмой гармоники еще примерно втрое меньше
Как и в любом другом двустороннем симметричном ограничителе, четных гармоник
в устройстве не образуется
Рис 29
70
Аналогично происходит ослабление некоторых интермодуляционных искажений
Поскольку фазовые сдвиги при сложении частот также суммируются, распреде
ление фаз суммарных составляющих n-го порядка такое же, как и для п х гармоник
Так, составляющие вида 2f| -(-f2 компенсируются полностью, как и третьи гармоники
Разностные составляющие вида, например, 2fi—f2 не компенсируются
При частотах входного сигнала свыше 1000 Гц ослабление гармоник ограни
ценного сигнала ухудшается, однако это не опасно, поскольку такие гармоники не
попадают в рабочий спектр тракта Этот спектр ограничивается частотой около
3 кГц путем заваливания АЧХ усилителя DA2 2 с помощью конденсатора С21 и в
дальнейшем формируется электромеханическим фильтром блока А18
На плате МУО размещены также переменные резисторы регулировки тона
телеграфных сигналов R3 «CW Топе» и выходной мощности «RF PWR»
В блоке формирователя однополосного сигнала А18 (ФОПС) (рис 29) на микро
схеме DD1 выполнен ключевой балансный модулятор U1 1 Под воздействием
прямоугольной несущей частоты 500 кГц, поступающей на адресный вход АО муль
типлексора DD1, входы фильтра Z1 поочередно подключаются то к источнику 34
сигнала, то к цепи «общий провод» Коэффициент передачи такого модулятора
соответствует выражению (4) Балансируют модулятор подачей на сигнальный
вход мультиплексора небольшого постоянного напряжения через подстроечный
резистор R5 Модулятор включается при поступлении на вывод 6 микросхемы DD1
напряжения низкого уровня из блока А19 Фильтр Z1 выделяет нижнюю боковую
полосу, а также дополнительно подавляет перенесенные на ПЧ1 некомпенсированные
в фазовом ограничителе гармоники ограниченного речевого сигнала При указанных
напряжениях питания модулятор практически не вносит искажений при размахе
напряжения 34 до ±3 В
На рис 30 приведена схема блока передатчика А19 (ТХ) Узел управления
передачей А1 выполнен на микросхемах DD1 — DD3 Триггер R — S на нижних
по схеме элементах И — НЕ микросхемы DD1 при нажатии на телеграфный ключ
или кнопку «CW» выдает напряжение высокого уровня с вывода 10 этой микро
схемы, которым разрешается работа телеграфного генератора П4 G1, выполненного
на микросхеме DD4 с кварцевой стабилизацией Телеграфные посылки от ключа
(нулевого уровня) через верхние (по схеме) элементы микросхемы DD1 поступают
на вход интегратора-ограничителя, выполненного на элементе DD2 4 Трапецеидаль
ный сигнал с выхода этого элемента через делитель Rll, R15 подается для управ
ления формой радиочастотных посылок на вторые затворы полевых тетродов,
на которых собран первый каскад усиления мощности в блоке А21 Этим же сиг
налом через компаратор VT7, DD3 1 запускается телеграфный генератор DD4
Телеграфные посылки иа ПЧ прямоугольной формы через конденсатор С34 и фильтр
ПЧ Z1 (L2L3I.7) поступают на активный двухбалансный ключевой смеситель,
выполненный на транзисторах VT10—VT13 (на рис 9— L'3, А19) На базы тран
зисторов смесителя через ЭСЛ элемент DD5 поступает несущая прямоугольной
формы с выхода «Гет ТХ» блока А6 трансивера (на вывод 13 DD5) или дополнительно-
го приемника (на вывод 12 DD5) Далее радиочастотные посылки с частотой на
стройки через блок А20 (ДПФ — ТХ) поступают на вход первого каскада усиле
ния мощности в блоке А21 Через повторитель на транзисторе VT9 выдается на
пряжение в цепь регулировки уровня самопрослушивания (цепь QSK), а элементы
71

VT70
VT11
R36
'1k
VT12
)l/T73
LIO L11
выход
---o20
VT10-VT73
KL3550
С40..0,033мн
“J G30-C53 0,O33MH
'3
„Гн W*’1 СЧ2
C37..7OOO НПЗОЗЕ ООЗЗмх
56-L.
90 J2
09-1
’ 7мн
0^3 7000 г
II Тлч!
fr.4
-1—о 79
RM
300
QSX
---077
Ретам
---------------------- о 9
РОЗ Юн Тон CW
--------------------пзп--------о 78
ВШ-ДВЗ Н5Ь7/7Н?
BPk	Н567ЛД8
ВЛ 5	Н500/7М109
Рис 30
Рис 31

DD3 2—DD3 4 формируют сигналы управления узлом расстройки Формирование
телеграфных посылок иллюстрируют временные диаграммы на рис 31
При нажатии кнопки «Передача SSB» или поступлении от усилителя-выпря
мителя VOX на выводы 1, 2 элемента DD2 I напряжения более +7 В на выводе II
микросхемы DD1 появляется напряжение высокого уровня около -(- 12 В Через
повторитель на транзисторе VT1 это напряжение подается для питания смесителя
однополосного тракта передачи U1, выполненного на транзисторах VT2, VT3 и
кольца ФАПЧ (G2, U2, Z2, U4). в котором названные узлы выполнены на элементах
VT4, VT5, VTI4, С28, L9, С36, С37, VI8 В режиме нормальной боковой полосы в
кольце вырабатывается частота	т е около 8 457 кГц, а в режиме инверсной
боковой —/пч—f„„i, т е около 7 459 кГц В последнем случае к контуру L.4, С.14, С15
с помощью реле KI подключаются конденсаторы С9, СЮ Работает это кольцо так
Сигнал генератора на транзисторе VT5 через повторитель VT4 поступает на затвор
транзистора VT14, включенного в режиме пассивного смесителя На исгок этого гран
зистора поступает напряжение от опорного генератора ПЧ G1 (АЧ) из блока ПЧЗЧ
Колебания разностной частоты выделяются фильтром C28L9C36C37 и подаются на
исток ключевого пассивного фазового детектора VT8, на затвор которого поступает
напряжение прямоугольной формы частотой 500 кГц из блока А7 Постоянная состав
ляющая напряжения на стокс транзистора VT8, пропорциональная разности фаз сиг-
налов на его истоке и затворе, фильтруется с помощью ФНЧ C24L5C17 и подается на
варикап VD2, вызывая изменение частоты настройки генератора VT5 таким обра
зом, чтобы частоты сигналов на истоке и затворе транзистора VT8 сравнялись
Транзистор VT6 служит для перевода оконечного каскада усилителя мощности
А21 из режима класса В при работе SSB в неглубокий режим С при работе CW путем
закорачивания части напряжения смещения транзисторов оконечного каскада блока
А21 открытым коллекторным переходом этого транзистора
Схема усилителя мощности блока А21 (РА) представлена на рис 32 Усилитель —
трехкаскадный, все три каскада двухтактные, что облегчило достижение малого
уровня интермодуляционных искажений и гармоник Первый каскад выполнен на
полевых тетродах VT1 и VT2 Радиочастотный сигнал подается на вход каскада через
симметрирующий трансформатор Т1 типа линии, нагруженный на сумму сопротив
лений резисторов R2 и R4 Через эти резисторы на первые затворы транзисторов
VT1 и VT2 поступает напряжение из цепи регулировки усиления Эта регулировка,
как и в УПЧ приемного тракта, производится по насыщению проходных характе-
73
ристик тетродов. На вторые затворы VII и VT2 через резистор RI из блока А19
поступает напряжение трапецеидальной формы. Это напряжение плавно ограничено
сверху с помощью цепи из диода VD1 и стабилитрона VD2, чем достигается
плавность изменения уровня сигнала в верхней части телеграфных посылок. Второй
каскад усиления выполнен на транзисторах VT3, VT4, которые работают в режиме Л
при токе 100—120 мА. Этот ток задается делителем R6, R32. Резисторы R7—
RIO, R13 предотвращают самовозбуждение каскада на УКВ. Линейность амплитудной
и частотной характеристик каскада, а также его термостабильность повышены
введением отрицательной обратной связи по току с помощью резисторов Rll, R12.
Оконечный каскад выполнен на транзисторах VT6, VT7. Он также охвачен
отрицательной обратной связью по току путем включения резисторов R24, R25. Выход
каскада подключен к нагрузке черезчсимметрирующий трансформатор Т5. Назна-
чение резисторов R18, R19, R21, R22, R26 такое же, как и аналогичных резисторов
во втором каскаде. Ток через оконечный каскад ограничен на уровне около 1 А устрой-
ством на транзисторах- VT8, VT9. Принцип действия устройства такой же, как у
узлов защиты от перегрузок по току стабилизаторов отрицательных напряжений
на плате А12.
Известно, что наилучшая линейность усилителя на биполярных транзисторах
в режиме В достигается при питании его базовой цепи смещения от генератора
стабильного напряжения. Это напряжение должно быть довольно точно установлено
по минимуму интермодуляционных искажений, уменьшаться при повышении окру-
жающей температуры и возрастать при ее снижении. Такой генератор напряжения
выполнен на резисторах R16, R20, R23, диодах VD3, VD4. Его выходное сопротив-
ление уменьшено с помощью повторителя на транзисторе VT5. Когда при работе
телеграфом в блоке А19 открывается транзистор VT6, через него параллельно
цепи VD3, R23, VD4 в блоке A2I подключается резистор R31, чем достигается
74
АП.
ХР1 MPH-tk-1
Цепь	
Скорость 7	7/
Скорость 2	9
Точки	5
Тире	7
Корпус	7
Корпус	74
+ 5В	2
+5В	3
Выход	13
DU, ВОЗ К561Л/17
DD2,DDy K561TM2
DD5 Н561ИЕЗ
VD1-VD7 КД510Я
Рис. 33
уменьшение напряжения смещения выходных транзисторов, т. е. перевод их в неглубо-
кий режим С.
Детектор UZ1 для 'измерения выходного напряжения передатчика выполнен
на диоде VD6. На диоде VD5 выполнен детектор UZ2 цепи ALC и регулировки
мощности. Этот диод начинает детектировать, лишь когда амплитуда радиочастот-
ного напряжения на обмотке 6—7 трансформатора Т4 превысит напряжение сме-
щения, поступающее с движка резистора R2 блока А17. С делителя R33, R34 через
развязывающий диод VD7 подается начальное смещение на первые затворы тран-
зисторов VT1, VT2.
На рис. 33 представлена схема блока телеграфного ключа А22 (ГК), а на
рис. 34 — временные диаграммы его работы. Скорость передачи задает тактовый
генератор, выполненный на элементах DD1.3, DD1.4. Его частоту можно регули-
ровать с помощью внешнего переменного резистора (R5 «Speed» на рис. 36), подклю-
чаемого через контакты 9 и 5 разъема ХР1, и изменять скорость передачи в пределах
примерно 60—200 знаков в минуту. Тактовый генератор работает непрерывно
(рис. 34,5), чем достигнута высокая четкость работы ключа, а его частота в 8 раз
выше частоты «точек», что делает задержку формирования посылок но отношению
к моментам нажатия на манипулятор практически незаметной для оператора. Ключ
обладает памятью на одну посылку, т. е. если во время передачи точки кратковременно
замкнуть контакт «тире», по окончании выдачи точки и равной ей по длитель-
ности паузы ключ сформирует тире, а если во время передачи тире замкнуть кон-
такт„точка“, она будет выдана после тире и паузы.
Действие ключа рассмотрим на примере формирования буквы Р (рис. 34).
Манипуляцию ведут путем замыкания с цепью «земля» входов 12, 13 (точки) и 8, 9
(тире) логических элементов DD1.1, т. е. подачи на эти входы напряжения низкого
уровня. Сразу с поступлением этого напряжения на входы 12, 13 микросхемы DD1.1
75
1)	12,и bbi	I I	I I
2)	8,3 BBI	I____I
3)	12 DB2 |_________|	|__________________________I
9) 2 DD2	I________________________I
5)4 да ЛШЛШШШШШШЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛ^^
6) 7 BBS I П__________________n_________n_________I
i)	ii виз n_________П_________П_________П_________________
8)12 BB5 I I I I I I I I
9)и да пп	n_____________________________ПЛЛЛЛЛ-
10)3 BB2 _______________________________П_________________
11)	12 BB9	I_________I
12)	1 BLS |	|
13)9 BB3 I-----1	|	I I I
Рис. 34
(рис. 34,1) на ее выходе 11 установится напряжение высокого уровня, которое
поступит на триггер памяти точки DD2 (верхний по схеме) и на его инверсном выходе
12 (рис. 34,3) будет напряжение низкого уровня. Это напряжение через элементы
DD3.1, DD3.2 поступает на вход 13 счетчика-делителя на восемь DD5, разрешая его
работу по положительным фронтам счетных импульсов, поступающих на его вход 14
[инверсия импульсов на рис. 34,5]. На выходе 12 счетчика формируется напряжение
низкого уровня (рис. 34,8), которое через нижний (по схеме) элемент DD3.3
поступает с инверсией (рис. 34,13) на базу выходного транзистора VT1, .и длитель-
ность которого равна четырем периодам частоты тактовых импульсов. Через семь
периодов этой частоты появляется напряжение высокого уровня на выводе 7 счет-
чика DD5.
С приходом восьмого тактового импульса на выходе открытой схемы совпадения
R5, VD2, VD3, VD4, соединенном с входом С триггера памяти точки, возникает
импульс (рис. 34,9), по положительному фронту которого этот триггер переходит
в состояние, определяемое логическим уровнем на его входе D, т. е. напряжением
низкого уровня (рис. 34,3). В данном случае, однако, работа ключа не прерыва-
ется. Во время формирования точки и паузы замкнут контакт тире, напряжение
низкого уровня поступает на входы 8, 9 нижнего (по схеме) элемента DD1.1
(рис. 34,2). На триггере памяти тире DD2 (нижний по схеме) установится напря-
жение высокого уровня. Разрешающее работу счетчика DD5 напряжение низкого
уровня продолжает поступать на его вход 13, теперь с выхода 2 микросхемы DD2
(рис. 34,4). Этим же напряжением, поступающим на вход 10 счетного триггера
DD4.1, разрешается работа этого триггера. И в момент поступления на его вход С
положительного фронта импульса с вывода 11 счетчика DD5, совпадающего с от-
рицательным фронтом импульса точки с вывода 12 счетчика, на триггере DD4 1
установится напряжение высокого уровня (рис. 34,11, инверсный выход). Оно пе-
реведет триггер DD4.2 по входу S также в состояние высокого уровня (рис. 34,12).
76
Импульс сброса на входе С триггера памяти тире (DD2, нижнего по схеме),
т. е. на выходе схемы совпадения VD1, VD5, VD6, VD7, R4 (рис. 34,10), возникает толь-
ко при совпадении импульсов с напряжением высокого уровня на выходах 7 счетчика
DD5, 12 триггера DD4.1, 1 триггера DD4.2 и тактового импульса на выводе 4 эле-
мента DD1.3 (соответственно диаграммы 6, 11, 12, 5 на рис. 34). Это происходит по
завершении формирования посылки тире, которая образуется путем сложения по
ИЛИ и инверсии импульсов с напряжением низкого уровня на выходе 12 счетчика
DD5 и на выходе 12 триггера-делителя на два DD4.1 и паузы.
Во время формирования тире напряжением низкого уровня с инверсного выхода
2 триггера DD4.2 закрывается схема совпадения R5, VD2, VD3, VD4. Поэтому
импульс сброса на вход С триггера памяти точки (DD2, на схеме верхний) поступить
не может. Если в это время кратковременно замкнуть контакт манипулятора
точки (рис. 34,2), по окончании выдачи тире и паузы будет сформирована точка
(рис. 34,13). Когда передачи нет, на вход 11 триггера DD2 с частотой тактового
генератора поступают импульсы сброса.
Плата включения расстройки приемника А23 (ВРП) используется только
в дополнительном приемнике для управления его узлом расстройки (рис. 35). Рас-
стройка включается кнопкой SB1 на плате А9 дополнительного приемника и ком-
мутируется поступающим из трансивера сигналом QSK, повторяющим форму сигнала
на выходе компаратора VT7, DD3.1 (блок А19, рис. 31,3). Делитель Rl, R2 на плате
А23 гасит напряжение сигнала QSK до 5 В (напряжение питания микросхемы
DD1), а также снимает статический потенциал с высокоомного входа 1, 2 элемента
DD1.1 при независимой работе приемника, позволяя использовать переменный
резистор «R(t» в качестве органа точной подстройки или весь узел расстройки в
качестве памяти частоты, удобной, например, при наблюдении за работой двух радио-
станций, частоты излучения которых несколько различаются.
На рис. 36 приведена схема блока питания, межблочных соединений и соединений
элементов, размещенных непосредственно на шасси аппарата. В блоке питания исполь-
зован унифицированный трансформатор типа ТН-46-127/220-50 или ТН-46-220-50,
имеющий четыре одинаковые вторичные обмотки с напряжением около 6,5 В каждая
и рассчитанные на ток около 2,6 А. Нестабилизированные напряжения ±9, ±18 В и
отдельно + 18 В «Т» (для питания оконечного каскада передатчика) получены от
двухполупериодных выпрямителей, выполненных па диодных мостах VD1, VD3, VD4
соответственно. Для питания анодных цепей индикатора частотомера служит выпря-
митель с удвоением напряжения VD2. Его отрицательный вывод соединен с выходом
выпрямителя -)-18 В, поэтому напряжение на конденсаторе С1 при подключенной
нагрузке близко к +50 В. Стабилизированное напряжение +5 В получено с по-
Рис. 35
/123
BD11	BBT2
/ А7.Ш ,
Л л U	«Г&
’	^3	3
лш.з RIT1
RITZ
Z /?2
□ гон
С10.033м к
-ЛВыВоду
==	14ЛП1
—"-Л" ObiOaBy
+ р	7 ЛВ1
„RIT'' + Ов	DD1Н5Б1ЛЯ1
77
А2 „С"
Цепь	Конт	67	ЯЯ	W 6,8н		
Выход	1	68	-^—*4 \„RIT'			
+ 12 8	2	69	90	*1	ввЮОк		
~5,2В	3	_&и. 65				
Гет	9					
Вход	5	71,66				
I	b		Нб.ДПНД XS11 I ХР1			
Л3„ ФОС"						
Цепь	Конт	12	92 93 99		Цепь	
выход Пд	1	75 69,79 67		51	X	
РУ!	2			fll	-5,2 8	
-5.2В	3			Ь2		
ВХОр ПЧ	У			82	+128	
		75 76	97130			
Во	5			53	Сброс	
		87.11	35,95			
X	6			83	3,5	
т.,пчзч"			90.96	69	21	
			ЗВ 9! 38 98 37, 99	99	7	
Цепь	Нт	16		65	19	
Кп	/			85	10	
		77,74 78.69	100 90			
'5,28	2			55	RIT2	
+ 188						
	3	19	89			
киф	У			57	ЦВижокб	
		68.80	101			
+ 128	5			87	X	
		81	41,102			
S-метр	Ь			58	28	
		82	39,103			
Т				Я8	18	
	!	28	39,109			
РУ				BS	1.8	
		32	105			
Ур СП	У			89	RIT1	
		30	99			
вход ЗУ						
		15	91			
Маг	и			810	верх К	
		83	106			
-12В	12			511	+ 5 В	
		89 8	“TZ 107			
Вь/Х	13			ЯП		
Вых R	1У			В12	вкл ГгтТ	
		85	1оъ£~			
RGC	!5	29		Л12	।	
ЗУ				513	ГетТ	
		w 73				
fnv	17			813	_j_,	
РУД1	18			579	Вкл ГетР	
Л18„ ФОПС”
156,177	Конт	Цепь
	1	*58
173		
	2	ЗУ
112,178^		
	3	fn
152779^-		
	9	-5,2 В
180		
181 П	5	внл
1S2	6	Вых 1
775 У	')	Вых 2
783 J	8	_х
	/7/5, IX	
80	Конт	Цепь
	1	HU/L
789		
		^188
178	3	Зн
185		
	9	Форма
186,198		
	5	CV7
180	6	внл 6М
19	7	КН 55В
172	8	VOX
187		
	9	Режим
171,188	10	+ 128
700	11	RIT2
105		
	12	RIT1
132		
	13	RIT
708 /->		
	19	Гет Т
99		
	15	Гет Р
179.189^		
	16	-5,28
159,31,52		
	17	QSR
175		
	1Я	Тпн CV/
		
85	19	ff!4
190		
	70	Выход
	01	BX0S1
m Н—	9?	Вход 2
т 	2^	X
193 |		
	Рис 36	
KS 9 „Paddle"
Цепь
„ Точки'
„Тире'
2
3
___21
14,22
23
55
15
IL
17
-5,28
19
I—Ji
4—Пэ
входП1! 20
21
74,86
67
87
914
615
915
616
ГетЯ
ХЗЮ,,£хС Kei/"
Цепь	—<
Вых Кец	1
д„	2
+ 58	3
R1 33H
24
18,25
26
27
^jpGatii 28
R2 33H
29
^flFGatn 30
R3 33k
31
Мол Level 3i
56^
57___
58___
59___
60___
61___
62___
63___
64___
65___
66___
25
/И„ДПФ-й"
Конт	Цепь
1	вход
2	К1,8
3	КЗ,5
4	К7
5	К10
6	К14
7	К18
и	KZ1
9	К28
10	+ 188
11	выход
12	i
Л5 „ГПД'
Цепь	Конт
+3,58	1
~23	2
&Дижок84	3
f.	4
	5
202
885 f—и—t
201 «ТТЗ JU
157
)--------1/31
884 r~n >
186 „cw-У’
ЧТМ
Конт	Цепь
~г	+3.58
2	-2S
3	ВЛимокЦ
4	л
5	
160
144
149
|	[199 [767 [194 [151 \136 [133 [22 [25 |
XP1	SBInPWR' t*
F1 0,59
150j88 [92
\82__________
I78 C4+20m£P
+ *100 В
2(1 мкФ *100 8
+98
E
+188
06 +
07
•14
16
01
2000мкФ
4= *166 =

748
+508
137
Ж
168
135
176
7??
195
IPS
197
X514
140
143
147
139
142
83,5	9
810	10
818	11
R7	12
Лл	13
9GC	14
КДВ	15
+ 98	16
U/L	17
* U/L	
7	19
1,8	20
5,5	24
10	25
21	27
14	2в
18	32
28	33
Сброс	35
+58	36
RIT	37
J_	41
123,57
124,59
125,56
126,58
127
_____85
128
129
113
_____68
97
104
_____95
_____99
_____96
_____98
103
102
130
131
132
133
164
107
51
165
166
M"
153
167
M5„KT/R
Конт	Цепь
1	*1.
2	8кл Гет Т
~П	Вкл Гет В
4	~5,28
5	Кя
6	+56
"Т"	91
~г	JL
816., PT/R
84
168
13
12
166
164
К0Н1	Цепь
1	R
2	L
3	Kr
~п	*L
5	RX
6	ТХ
7	+188
8	X
190
125
123
HL
124
121
122
120
191
193J9№
А20„ДЛФ-Т'
Конт	Цепь
1	Вход.
2	К1,8
3	КЗ,5
4	К7
5	К10
6	К14
7	К1В
8	К21
9	К28
10	+ 186
11	Выход
12	_1_
911.., AK/f”
Цепь	Конт
Ant 1	1
9nt 2	2
Кдб	3
Выход	4
+98	5
К9	6
+ 188	7
JL	8
2
QA1 K142EH5B
___17_
08
0,1MX
_____2
128
^134
127
135
136
117
131
159
110^
171,201
172
173____
174____
175
158J63
T76\
917 „МУО
Конт	Цепь
1	2 тока
2	Мокр
5	-128
4	+128
5	VOX
5	34
7	РМ
8	TohGW
9	J_
44	/4/
±2—*+128 -5,28.
010	011 '
C2200Qmk*Z58 03 2QQ0MKX15B 06,072000mk*Z58
__77
92
^65
	/121 „РЯ"		
792 п	Конт	Цепь	
	1	вход	
195			
	2	+98	
Т&6			
	3	+128	
185			
	4	Форма	
155			
787	5	ИМ	
	6	Режим	
197			
	7	+188 :Т"	
			
	8	Выход	
			
174	9	8LC	
	10	РМ	
194			
	11	-L	
			
Х51	Я22,,ТК"		
	\ХР1		
199	-о-	Цепь	
	1	X	
200			
21	2 3	+58	
	5	„Точки	
23			
	7	Тире ’	
203			
	9	Скорость!	
204			
	11	Схоросп 2	
198,24			
	13	Выход	
			
	14	।	
	1			
10
14~
MT
W
+56
?q 260
42
2000мкх1БВ \2000м* '16 £
~^0,1мк

мощью специализированной микросхемы -- стабилизатора DA1 Транзисторы VT1 —
VT3 — регулирующие для стабилизаторов остальных стабилизированных напря-
жений, размещенных на плате А12 (см. рис. 21).
Разъемы внешних соединений рассчитаны на подключение: сети — ХР1, двух
приемных антенн — XS1. XS2; передающей антенны или радиочастотного входа
внешнего усилителя мощности — XS3; выхода детектора напряжения ALC внешнего
усилителя мощности — XS4; гарнитуры, телефоны которой подключены либо только
к выходу УЗЧ трансивера — XS5, либо через коммутатор А16 к выходу УЗЧ транси-
вера и (или) дополнительного приемника — XS6; стереомагнитофона, один канал
которого можно использовать для записи с выхода 34 трансивера, другой — с допол-
нительного приемника — XS7; отдельно микрофона и кнопки (педали), включающей
передатчик в режиме SSB—XS8; манипулятора внутреннего телеграфного ключа —
XS9; контактов или открытого коллекторного выхода внешнего телеграфного
ключа - XS1O; устройств автоматики внешнего усилителя мощности и их слаботоч-
ных цепей питания - ХР2; кабеля связи с дополнительным приемником - ХРЗ.
Межблочные соединения выполнены в основном пайкой непосредственно к со-
ответствующим контактным площадкам плат, за исключением А6. А7, А22, соеди-
нения с которыми сделаны разъемными (соответственно розетки XS11, XS12, XS13).
Имеется также связанная электрически с корпусом аппарата клемма «заземления»
XS14.
Схема электрических соединений дополнительного приемника индивидуальной
радиостанции отличается от приведенной на рис. 36 следующим Разъемы ХР2,
XS3, XS4, XS6, XS8—XSIO, XS13, блоки А13-А22 и связанные с ними цепи отсут-
ствуют. Цепь 15 соединена с цепью 16. Выход 13 блока А4 соединен с контактом
12 вилки ХРЗ, а выход 6 (А4)—с контактом 13—ХРЗ, контакт Б12 розетки
XS11—с 3— ХРЗ, Б13—XS11—с 5- ХРЗ. Контакт 8—ХРЗ с правым по схеме выводом
резистора R3 соединен через дополнительный переключатель SB5, а с входом I платы
А23 (рис 35) — непосредственно Вход 4 платы А23 соединен с выходом 37 платы
А10, а выходы 2 и 3 платы Л23 - с котятами Г>6 и Л9 розетки XS1I. В блоке
питания отсутствует диодный мост VD3 и конденсатор С6. Нет также резистора
R5, миллиамперметра РА1, переключателей SB3, SB4.
КОНСТРУКЦИЯ ШАССИ И КОЖУХА ТРАНСИВЕРА
Сборочный чертеж шасси трансивера (вид сверху) представлен на рис. 37,
я деталировка - на рис. 38.
Аппарат собран на дюралюминиевом шасси. К лицевой панели 1 винтами М3
прикреплена продольная перегородка 3, с которой винтами М3 впотай соединена
продольно-поперечная перегородка 4. Между этими тремя деталями размещена панель
5 ключа и частотомера. Между перегородками 3 и 4 укреплена панель 6 конденсаторов
блока питания (винтами М3 впотай) и задняя стенка 7 (винтами М4, нижние с гайкой
и контргайкой). Задняя стенка может откидываться наружу на нижних винтах
при удалении верхних, чем обеспечен свободный доступ к расположенным на ней
узлам, а также к узлам блока питания. К перегородке 4 справа винтами М3 впотай
прикреплена поперечная перегородка 8, к которой, в свою очередь, прикреплен
радиатор 9 усилителя мощности. Радиатор связан с перегородкой 4 и посредством
экрана 16.
80
п
Рис. 37
Дополнительную жесткость всей конструкции придают четыре цилиндрические
стяжки 10 — 13, верхние из которых связаны с лицевой панелью 1 через стойки 14.
Лицевая фальшпанель 2 прикреплена к лицевой панели 1 шестью винтами М4
впотай на стойках 15. Шасси плотно вставляется в дно 18, при этом передняя
отбортовка дна упирается изнутри в фальшпанель 2, а прикрепленные винтами
М2.5 к дну угольники 19 — в лицевую панель 1 спереди. Сверху шасси накрыто
П-образным кожухом 20, который крепится к дну 18 шестью винтами М2,5 впотай,
ввинчиваемыми в резьбовые втулки («бонки») 17, завальцованные в боковые
отбортовки дна. Кожух 20, дно 18, лицевая фальшпанель и задняя стейка 7 окрашены
снаружи черной матовой эмалью, после чего на фальшпанель нанесены гравировки
названий органов управления, а на заднюю стенку— гравировки названий разъемов.
Спереди к верхней части фальшпанели приклеена декоративная маска 21 из темно-
серого дымчатого оргстекла.
Блоки приемного тракта — ДПФ-RX, С, ФОС, ПЧЗЧ — укреплены на левых
стяжках 10 и 13, а передающего тракта — ФОПС, ТХ и ДПФ-ТХ — на правых
стяжках 11 и 12, выводами вниз. Если удалить винты крепления верхних стяжек,
эти две группы блоков можно поворачивать вокруг осей нижних стяжек н откидывав
наружу, чем достигнут свободный доступ к блокам со стороны установки деталей.
Платы квазисенсорного управления КД, УРП, ПКУ, KT/R прикреплены к ли-
цевой панели винтами М3 на трехмиллиметровых стойках между лицевой и фалып-
81
Рис 38
215
Рис 38 Продолжение
s'г
84
б отв $3,5
Рис 38 Продолжение
88
132,5
Рис 38 Продолжение
86
52,5
0г\ 21
Рис 38 Продолжение
87
Рис 38 Продолжение
88
316
275

20
Рис 38 Продолжение
89
50
Рис 38 Продолжение
90
Рис 38 Продолжение
273
5отВ М3
92
091
Рис 38 Продолжение
93
2 шт
Рис 38
Окончание
94
панелью Плата МУО насажена на выводы переменных резисторов блока AI7—R2,
R3, R5, R’lO, укрепленных на лицевой панели Плата И укреплена непосредственно
на отрицательном выводе миллиамперметра РА1 Плата ДТГ винтами М3 через
стойки высотой 15 мм прикреплена справа к панели 5 ключа и частотомера
Платы ТК и ЧТМ держатся на своих разъемах Индикатор частотомера сидит
в разрезных пружинистых хомутах, прикрепленных к лицевой панели Хомуты
сгибают по месту из дюралюминия Д16Т, латуни или бронзы толщиной около 0,5 мм
Блок ГПД вместе с укрепленной на нем платой Д11КД связан с лицевой панелью
тремя винтами М5 через стойки высотой 15 мм Плата Ст с помощью отрезков
стальных угольников 12X12X1 и длиной 10 мм винтами М3 прикреплена сзади к пе
регородке 4, где винтами М4 укреплен также и силовой трансформатор Т1 Регулирую
щие транзисторы стабилизаторов через слюдяные или фторопластовые прокладки
винтами М3 привинчены к перегородкам 3(VT1 и VT2, изнутри) и 4 (VT3, сзади)
Микросхема DA1 винтами М2,5 прикреплена изнутри к перегородке 3 под панелью 6
Электролитические конденсаторы блока питания установлены сверху на панели 6,
к которой сзади винтами М3 прикреплены также и диодные мосты выпрямителей
Плата блока РА привинчена к радиатору 9, плата PT/R — на стойках высотой
11 мм к задней стейке 7, а плата АКА — на трехмиллиметровых стойках к левой
отбортовке этой стенки, на которой размещено также большинство разъемов, внешних
соединений
Места установки плат, блоков и разъемов, а также гравировки органов управ
ления и разъемов показаны иа чертежах В связи с тем, что ГОСТ на аппаратуру для
радиолюбителей нет, гравировки выполнены так, как это принято в аппаратуре для
радиолюбителей зарубежных фирм, на основе общепринятого в КВ связи и радиолю
бительском коде английского языка
КОНСТРУКЦИЯ ШАССИ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ПРИЕМНИКА
Шасси дополнительного приемника содержит такие же и в том же, как и в
трансивере, количестве детали 3, 5, 6 10, 13, 17, 19, одну стойку 14, четыре стойки 15,
а также видоизмененные детали 1 2, 4, 7, 18, 20, 21 Размеры видоизмененных
деталей показаны на чертежах в скобках Это шасси представляет собой, по сути, шас
си трансивера, от которого отрезан отсек блоков передачи
На фальшпанели не делают отверстий под переключатели CW и TTS и в случае
индивидуальной радиостанции отверстия и гравировки для переменного резистора
«Speed» Гравировку «HF Transceiver» заменяют на «HF Receiver» Перегородку
4 слева обрезают снизу на 7 мм для того, чтобы она опиралась на обортовку дна,
а сверху — на 1—1,5 мм, чтобы она не мешала надеванию кожуха На задней стенке
7 оставляют два нижиих из шести отверстий под розетки СГ 5 (выходы 34 на теле
фоны н магнитофон, гравировки «НРй» и «Таре») и одно нижнее отверстие под вилку
РС19 (связь с трансивером, гравировка «TRX») У перегородки 4 отсутствует
плоскость для крепления коаксиальных розеток выхода передачи и входа цепи
ALC В маске 2/ окно для шкалы миллиамперметра отсутствует
КОНСТРУКЦИЯ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ И БЛОКОВ
Большинство узлов аппарата выполнено на двусторонних печатных платах
из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм, за исключением односторонних
плат ГПД, RT/R, РА Чертежи плат представлены на рис 39
95
Фольга со стороны установки деталей на платах ДПФ, С, ДТГ ФОС, АКА,
MVO, ФОПС.Ст используется исключительно в качестве «земли», поэтому рисунки
этой стороны указанных плат не приводятся При изготовлении плат самостоятельно
сторону установки деталей закрашивают полностью, а после травления и промывки
Рис 39
96
зенкуют с этой стороны все отверстия, кроме тех, которые предназначены для выводов
деталей’ соединенных с цепью «земля» Для односторонних плат ГПД н РА приведены
чертежи плат со стороны установки деталей Монтаж этих плат навесной платы
ГПД (А5) — на штырьках из медного провода диаметром 1 мм и выводах опорных
конденсаторов (CIO, С12) типа КДО, платы РА (A2I) -- на печатных площадках
и выводах транзисторов (VT3, VT4, VT7, VT8)
На рис 40 (с 113) дан чертеж экранирующей коробки из фольгированного
стеклотекстолита, в которую запаивают плату ДПФ Ближнее отверстие в торцевой
стенке коробки со стороны монтажа служит для ввода коаксиального кабеля связи
блока А1 с блоком АН или блока А20 с А21 Отверстие на расстоянии 25 мм от
4 Зак 376
Рис 39 Продолжение
97
86
эинэжеоВоНп
6£
Рис 39
Продолжение
4*
99
Рис. 39 Продолжение
100
Рис. 39. Продолжение
101

Рис. 39. Продолжение
104
An cmopoiiit монтажа
Рис 39 Продолжение
105
Рис 39 Продолжение
106
А12 сторона монтажа
Рис 39 Продолжение
107
А13 сторона монтажа	М3 сторона деталей
А15 сторона деталей
А15 сторона монтажа
Рис. 39.
Продолжение
I08
левого края платы — для ввода проводов питания реле, а отверстие в левой боко-
вой стенке — для связи с входом блока Л2 или с выходом блока А19. Отверстия
в боковых стенках со стороны установки деталей служат для крепления каркасов
катушек диапазонных полосовых фильтров Все три катушки каждого фильтра рас-
положены на одном каркасе длиной 70 и диаметром около 7 мм (рис 41). В качестве
каркасов использованы отрезки внутренней полиэтиленовой изоляции коаксиального
кабеля РК.-150-7-11. Конструктивные данные катушек приведены в табл 6.
Марка провода — ПЭВ. диаметры приведены без изоляции, т. е. входящие
в обозначение марки провода Длина намотки 12 всех катушек L2 — 16 мм. Эти
катушки для всех диапазонов, кроме 160 и 80 м, мотают виток к витку в два провода,
один из которых затем удаляют Намотка всех катушек LI, L3 для всех диапазонов,
кроме 160 м, а также катушек 1.2 для диапазонов 160 и 80 м — рядовая, виток к
витку. Катушки LI, L3 для диапазона 160 м мотают в навал. Выводы катушек
закрепляют в отверстиях, проколотых швейной иглой сквозь пары смежных ребер
каркасов.
109
Рис. 39. Продолжение
110

Рис. 39. Продолжение
111
I
Рис 39 Продолжение
Окончание
Таблица 6
Данные катушек	Диапазон м						
		160	80	40	30 20	16 15	10
col.	Число витков	90	62	31	25	19	15
о)3	Диаметр провода, мм	0,17	0,17	0,29	0,35	0,49	0,69
	Число витков	84	50	25	20	15	11
м2	Диаметр провода, мм	0 17	0,29	0,29	0,35	0,49	0,69
	а, мм	0 5	0,5	3	4	4	1,5
	/1 мм	10	12	10	10	10	11
В качестве контурных в ДПФ подойдут конденсаторы типов КМ, КТ, КСО-1 ч
подобные Блокировочные конденсаторы, как и в других блоках,— типа КМ В целях
упрощения настройки подстроечные конденсаторы типа КПК МП как в блоки Al, А20,
так н в другие, установлены со стороны печатного монтажа У реле типа РЭС 49,
устанавливаемых в блоки ДПФ, до длины 2,5 — 3 мм обрезают все выводы, кроме
113
соединяемых с цепью «-(-18 В». Эти выводы в двух группах реле К1—К8 и К9—К16
соединяют навесными одножильными проводниками диаметром 0,3—0,5 мм, изоли-
рованными между точками паек (подойдет провод из многопарных телефонных
кабелей). Блокировочные конденсаторы С9—С12 впаивают навесным способом между
соответствующими выводами крайних в указанных группах реле и ближайшими
точками цепи «земля».
Со стороны печатного монтажа коробки блоков ДПФ накрывают крышками из
дюралюминия толщиной 0,5—1 мм, продольные отбортовки которых подогнаны под
внутренний, а торцевые — под наружный размер коробок.
Транзисторы VT1 —VT4 блока А2 устанавливают со стороны печатного монтажа
так, чтобы транзисторы в парах VT1, VT4 и VT2, VT3 были ориентированы друг
к другу базовыми выводами. Укрепив транзисторы в таком положении, спаивают
внахлест базовые и эмиттерные выводы, предварительно укороченные на 2 мм. Места
спайки баз соединяют с выходами микросхемы DD1 навесными проводниками.
Трансформаторы Т1 и Т2 выполнены на кольцевых (типоразмер КЮХ6Х5) магни-
топроводах нз феррита М400НН, обмотанных фторопластовой (можно полиэтилено-
вой— из пакетов) лентой. Трансформатор Т1 содержит десять равномерно распре-
деленных по кольцу витков из скрученных между собой двух проводов ПЭЛШО 0,2.
Шаг скрутки — примерно две скрутки на сантиметр, волновое сопротивление линии
около 60 Ом. Обмотки трансформатора Т2 выполнены согласно рис. 42 из двух
линий. Каждая из них представляет собой два скрученных между собой провода
ПЭВ-2 0,29, шаг скрутки около десяти скруток на сантиметр, волновое сопротив-
ление линий — примерно 30 Ом. Каждая обмотка содержит по четыре витка. Эти
трансформаторы укрепляют на плате следующим образом. Отрезок голого медного
провода длиной 25 и диаметром около 1 мм сгибают, складывают вдвое и верти-
кально припаивают местом перегиба к фольге платы в месте установки трансформато-
ра. На получившуюся шпильку надевают изолирующую шайбу с внутренним диамет-
ром 2,5—3 и внешним 5—6 мм, затем отрезок изолирующей трубки, на который
надевают трансформатор. Сверху его накрывают еще одной изолирующей шайбой
и разгибают концы шпильки. Укреплять тороидальные трансформаторы конструк-
циями типа замкнутой петли, продетой сквозь кольцо, недопустимо.
Четные выводы трансформатора Т2 (блока А2) коммутируют на спайках
эмиттерных выводов транзисторов смесителя. Их коллекторные выводы отгибают
вверх и соединяют навесными проводниками между собой крест-накрест и с выводами
катушки L1. Выходной трансформатор ПЧ намотан на каркасе диаметром 9 мм и
заключен в экран размерами 16X16X25 мм. Его катушка L2 содержит 20 витков
провода ПЭВ 0,2, намотанных виток к витку, L1—2X5 витков провода ПЭЛШО 0,1,
намотанных в навал поверх обмотки L2 ближе к ее «холодному» концу.
Рис. 42
114
Плату ФОС, как и ДПФ, запаивают в экранирующую коробку, подобную
изображенной на рис. 40, только ее торцевой размер увеличен до 80 мм, а отверстия
в боковых стенках со стороны установки деталей, как и отверстия с торцевой
стороны коробки, отсутствуют. На уровне платы со стороны монтажа в правой (по
рисунку) боковой стенке, отступив снизу около 10 мм, сверлят отверстие для связи
с выходом блока А2, а в левой, отступив сверху 10 и 20 мм, сверлят два отверстия
для связи с блоком А4. Как и в блоках ДПФ, коробка блока АЗ со стороны печат-
ного монтажа накрыта дюралюминиевой крышкой.
Резонаторы ФОС своими выводами (типа «банан») вставлены в гнезда, пред-
ставляющие собой колечки с внутренним диаметром 3,8 мм из голого медного
провода диаметром 1 мм, припаянные к фольге у соответствующих отверстий
платы. Между резонаторами и платой помещены прокладки из пенопласта тол-
щиной 10 мм. Компенсирующие катушки L1—L8 (АЗ), как и катушки диапазонных
фильтров, намотаны на отрезках внутренней изоляции кабеля РК-150-7-11 длиной'
около 30 мм и содержат по 100 витков провода ПЭВ 0,2, намотанного в навал. Намотку
ведут, отступив 3 мм от края каркаса, ее длина 15 мм. Катушки крепят к плате винтами
М4 длиной 7—10 мм, вворачиваемыми в свободные от обмотки концы каркасов.
Помещать эти катушки в отдельные экраны не требуется. Трансформатор Т1 (АЗ)
содержит 2X8 витков нескрученных проводов ПЭЛШО 0,1 и намотан на таком же
магнитопроводе, как и трансформаторы блока А2.
Конденсаторы связи ФОС впаивают со стороны печатных проводников, причем
заземленные по схеме выводы конденсаторов следует припаивать к проводнику
«земля», проходящему через центр платы. Если их припаивать по обе стороны от
рядов резонаторов, затухание ФОС в полосе задерживания может ухудшиться.
В качестве этих конденсаторов лучше всего использовать конденсаторы типа КМ, КТ,
но можно и КСО-1 или подобные.
Конструкция катушек и экранов контуров ПЧ в блоке А4 такая же, как и в блоке
А2, только эти катушки снабжены карбонильными подстроечными сердечниками
с резьбой Мб. Кварцевые резонаторы в блок А4 установлены без прокладок,
и их выводы припаяны к соответствующим печатным проводникам. Перед пайкой
выводы обрезают до 5 мм, зачищают надфилем и облужнвают. Микросхема
DA2 (А4) снабжена П-образным теплоотводом, согнутым из медной (толщиной 1 мм)
полосы размерами 15x50 мм.
Большинство подключенных к цепи «—5,2 В» резисторов платы А5 установлены
вертикально, и их верхние выводы припаяны к П-образному проводнику из медного
провода диаметром 1 мм, концы которого впаяны в соответствующие отверстия
на плате. К этому проводнику припаяны также н верхние выводы установленных
вертикально конденсаторов СЗ, С4. Высота монтажа платы А6 — не более 12 мм.
Кварцевый резонатор частотомера (его длина может быть до 60, а диаметр —
до 25 мм) устанавливают на плату А7 горизонтально и укрепляют двумя прово-
лочными U-образными дужками, отверстия для которых сверлят по месту, обходя,
конечно, печатные проводники. Индикатор ИВ-18 впаивают перпендикулярно плате.
Перед запайкой на выводы индикатора надевают тонкие' изолирующие трубки
длиной около 18 мм (подойдет изоляция проводов многопарных телефонных кабелей).
Выводы индикатора вставляют в соответствующие отверстия платы до упора в нее
изолирующих трубок.
Высота монтажа плат квазисенсорного управления А8—А10, А15 — нс более
115
9 мм. Линзы светодиодов на длине около 4 мм обточены до диаметра 2,5 мм Их
запаивают так, чтобы они свободно входили в соответствующие отверстия диаметром
2,8 мм на фальшпанели (2 на рис. 38) и выступали над ней примерно на 0,5 мм. Микро-
переключатели впаяны в платы Дюралюминиевые кнопки-толкатели (рис. 43.а)
для микропереключателей вставляют в отверстия диаметром 9,2 мм с внутренней
стороны фальшпанели и укрепляют с помощью пар тонких медных проводов, при-
паянных к фольге стеклотекстолнтовых планок шириной 5—7 мм, приклеенных к
фальшпанели на расстоянии 15 20 мм с обеих сторон от рядов кнопок. В качестве
кнопок для микропереключателей коммутатора диапазонов использованы обрезанные
до высоты 8 мм кнопки от переключателей П2К-Ш10, насаженные на толкатели
(рис 43,6). Гравировки диапазонов нанесены непосредственно на эти кнопки.
Проволочные резисторы на плате А12 изготовлены из отрезков константанового
провода марки ПЭШОК 0,4 длиной 28 см (R3, R7) и 19 см (R5), намотанных
на резисторы М.ЛТ-1 с номиналом более 10 Ом. Константан паяется плохо, поэтому
концы отрезков (по 2 см), зачищенные и неплотно намотанные на выводы резисторов
МЛТ-1, желательно перед пайкой обмотать тонкими медными проволочками, на-
дерганными из многожильного монтажного провода. Корпус микросхемы А12—АЗ при-
паивают к фольге платы, а его планарные выводы изгибают так, чтобы они попали
в соответствующие отверстия. Лишние выводы обрезают.
Электромеханический фильтр Z1 (А18) крепят к плате парой U-образных
дужек из медного провода диаметром 1—1,5 мм, концы которых запаивают в просвер-
ленные по месту отверстия.
Конструкция катушки L4 (А19) такая же, как и у контуров ПЧ блоков А2 и
А4, по имеет латунный подстроечник. Катушки L5, L9 фильтра ПЧ71 (А19) намотаны
на кольцевых магнитопроводах из феррита М30-ВЧ2 или М30-ВН9 типоразмера
К20Х10Х5. Обмотка L1 содержит 2X5, а обмотка L8—2X1 витков провода
ПЭЛШО 0,1 Катушки L2 и L7 имеют по 15 витков провода ПЭВ 0,51, a L3—10
витков провода ПЭВ 0.69. Обмотки контурных катушек занимают примерно 2/3
периметра колец, катушки связи мотают на свободных секторах колец Катушки
этого фильтра вместе со смесителем U1 (А19) со стороны установки деталей
заключены в экран с двумя перегородками, спаянный из полосок двустороннего
фольгированного стеклотекстолита шириной 20 мм Линии, по которым к плате припа-
ивают детали экрана (рис. 39), намечены Г- и Т-образными пробелами. Образовав-
шаяся коробка накрывается сверху крышкой из дюралюминия толщиной 0,5—1 мм с
продольной отбортовкой по наружному размеру коробки и с торцевой — по внутрен-
116
нему. Трансформатор Т1 (А19) намотан в три провода ПЭЛШО 0,1 на таком же
магнитопроводе, как и трансформаторы блока А2. Обмотка имеет 3X7 витков.
Плата А21 укреплена на радиаторе (9 на рис 38) шестью винтами М3. Тран-
зисторы VT3, VT4, VT6, VT7 привинчены к радиатору непосредственно, сквозь
отверстия в плате, а транзистор VT8 — через слюдяную прокладку. В месте его уста-
новки в плате вырезают прямоугольное окно. Все трансформаторы блока А21 намотаны
на кольцевых ферритовых магнитопроводах, аналогичных использованным для
трансформаторов блоков А2, АЗ, А19. Трансформатор Т1 содержит 2X8 витков
нескрученных проводов ПЭЛШО 0,1, как и обмотка 1—3 трансформатора Т2. Обмотка
4—6 трансформатора Т2 имеет 2X3 витков, скрученных с шагом около двух скруток
на сантиметр проводов ПЭЛШО 0,1. Обмотка 1—3 трансформатора ТЗ содержит
2X6 нескрученных, а обмотка 4—6—2X2 витков, скрученных с шагом около трех
скруток на сантиметр проводов ПЭЛШО 0,31. Вторичные обмотки этих двух
трансформаторов намотаны поверх средней части первичных. Обмотка 1—3 транс-
форматора Т4 содержит 2Х'7 витков скрутки с шагом около трех скруток на сантиметр,
а трансформатор Т5 — девять витков такой скрутки (волновое сопротивление около
60 Ом). Обмотка 4—5 трансформатора Т4 содержит два, а обмотка 6—7—семь
витков провода ПЭЛШО 0,1, намотанных поверх обмотки 1—3
В блоке А21 резисторы R11 и R12 состоят каждый из двух резисторов с номи-
налом 8,2 Ом, а резисторы R24 и R25 — каждый из шести резисторов с номиналом
9,1 Ом. Конструкция проволочного резистора R30 (А21) такая же, как и резистора
R5 (А12). Дроссель L1—типа Д-0,2, L2 — типа Д-0,6 или подобные. Подстроечный
резистор R16 прикреплен с обратной стороны к верхней части радиатора с по-
мощью отрезка длиной 20 мм стального угольника 15X15X1 мм так, что движок
резистора направлен вверх Конденсатор С14 установлен с обратной стороны радиато-
ра. Его тип — К50-29, или К50-6 с номиналом 2000 мкФХ25 В. Если применить
конденсатор иного типа, не помещающийся в отсеке за радиатором, например
К50 12, К50-20. его можно разместить на панели ключа и частотомера (5 на рис. 38).
За исключением отмеченных в тексте особо, в трансивере использованы постоян-
ные резисторы МЛТ, переменные и подстроечные — СП4-1 (кроме R4 на рис. 36, типа
ППЗ-11 или подобного), постоянные конденсаторы КМ, подстроечные КПК-М.П.
В блоках с низким монтажом А6, А17 применены электролитические конденсаторы,
устанавливаемые горизонтально, типа К50-12 или подобные. В блоках А4 и А12
использованы вертикально устанавливаемые электролитические конденсаторы типа
К50-6 или подобные (кроме горизонтально устанавливаемого конденсатора С56 блока
А4). Электролитические конденсаторы блока питания—типа К50-20 или подобные,
с резьбовым креплением. Переключатели SB1 — SB3 (рис. 36) — блок переключа-
телей типа П2К, шаг 20 мм, три кнопки, два направления, фиксация независимая,
для которых использованы киопки-толкатели от переключателей П2К с шагом 10 мм.
Переключатели SB4, SB5 — типа П2К-Ш10, две кнопки, два направления, фиксация
независимая Эти переключатели прикрепляют к лицевой панели (1 на рис 38)
через стойки высотой Змм. Держатель предохранителя F1 — типа ДПБ.
КОНСТРУКЦИЯ БЛОКА «ГПД»
Сборочный чертеж блока А5 вместе с верньерным устройством представлен
на рис 44, деталировка — на рнс 45. Корпус блока собран из дюралюминиевых
пластин 1, 8, 12, 14, 15, 20 (на рис. 44 правая боковая пластина 20 не показана)
117
толщиной 5 мм Коаксиальная линия выполнена в виде двух медных или латунных
посеребренных трубок 19 17 с ошошением диаметров около 3,6, изолированных
друг от друга двумя фторопластовыми шайбами 18 При указанном отношении
диаметров проводников обеспечиваются наименьшие потери в коаксиальной линии
Бесконтактный конденсатор переменной емкости (КПЕ) составляет единое целое с
коаксиальной линией Его ротор 11 укреплен двумя стопорными винтами на керами
ческой оси 13, а два статора — «горячий» 22 и «холодный» 2 — на концах внутренней
и внешней труб коаксиальной линии Между собой статоры стянуты двумя винтами
М2, изолированными от земляного статора фторопластовыми (лучше керамическими)
шайбами 5, 23 и втулками 4
Ось 13 КПЕ вклеена в подшипники, один из которых запрессован в верхнюю
перегородку 14, второй — в держатель 9, прикрепленный к верхней крышке 8 блока
На верхний конец оси 13 насажен шкив 3, который через пару промежуточных
роликов 10 связан с осью 16 ручки настройки 26 (на сборочном чертеже не показана)
Ролики 10 на втулках с внешним диаметром 5, внутренним 3 мм и длиной на 0,1 —
0,15 мм больше толщины роликов укреплены винтами М3 с шайбами (внутренний
диаметр 3 и внешний 6 9 мм) на планке 24 Планка прикреплена к верхней крышке
8 снизу
Плата ГПД своим большим отверстием туго надета на внешнюю трубку 17 и
хорошо к ней припаяна В отверстия Мб в деталях 12 и 20 вворачивают проходные
конденсаторы Cl, С13, С14 (А5) типа КТП Емкость этих конденсаторов может
отличаться от указанной на схеме и составлять 2 200—10 000 пФ, а указанные
118
Рис 45
119
по
Рис 45 Продолжение
120
Рис 45 Продолжение
2 ат О М3
121
175
Рис 45 Продолжение
122
70
Рис 45 Продолжение
123
к
5
Рис 45 Продолжение
124
058
Рис 45 Продолжение
125
отверстия, в зависимости от резьбы имеющихся конденсаторов, могут иметь и иную
резьбу. Отверстие диаметром 5 мм в передней стенке 1 служит для установки
подстроечного конденсатора СЗ (А5) типа 1-КПВМ-1 или подобного, а отверстие
диаметром 3 мм — для крепления монтажной стойки, на которой соединяются
элементы Rl, VD1, С2 (А5). Отверстия М3 в детали 25 служат для крепления (через
стойки высотой 4—5 мм) платы ДПКД.
Дроссели L2, L3 (А5), соединяющие выводы конденсаторов С12, С13, СЮ и С14
(А5), представляют собой бескаркасные катушки, имеющие по десять витков провода
ПЭВ 0,5—0,8, намотанного на оправке диаметром 6 мм. Кабель (типа РК-75-1-11 или
подобный), соединяющий выход ГПД с входом ДПКД, пропускают сквозь отверстие
диаметром 3 мм в стенке 25. Если используется кабель с волновым сопротивлением
50 Ом, номинал резистора R2 (А6) — 51 или 56 Ом Дроссель LI (А5) намотан
проводом ПЭВ 0,1 в один слой до заполнения на резисторе МЛТ-0,5 с номиналом
более 10 кОм.
Сборку блока ведут в таком порядке. В держатель 9 и в верхнюю перегородку
14 запрессовывают подшипники, а в стенки 1 и 12 изнутри — втулки 27. Насадив
эти стенки на ось 16, стыкуют детали 1, 12, 14, 25. Ось должна свободно,
но без люфта, проворачиваться во втулках. Если ее заклинило, слегка зенкуют
отверстия во втулках изнутри блока и шлифуют их упорную поверхность. Если наблю-
дается заметный люфт, на упорную поверхность втулок накладывают шайбы из тонкой
бронзовой или латунной фольги. Затем на внутренний проводник 19 насаживают
«горячий» статор 22 так, чтобы его верхняя плоскость была заподлицо с торцом трубки
19, и затягивают стопорный винт Место соединения не помешает пропаять. В от-
верстия диаметром 4 мм в «холодном» статоре 2 вводят изолирующие втулки 4, на
два винта М2 длиной 18—20 мм надевают сначала латунную шайбу с внешним
диаметром 5—6 мм, затем изолирующую 5. Через стойки 23 туго стягивают статоры
2 и 22. Введя внутрь внешнего проводника 17 фторопластовые шайбы-изоляторы 18
(они должны входить туго), сквозь отверстия в шайбах сверху пропускают внутрен-
ний проводник 19 Детали 2 и 17 стягивают двумя винтами М2,5. Внешний проводник
вставляют в соответствующие отверстия в деталях 14 на глубину, указанную на рис. 44,
и фиксируют двумя винтами М2,5 со стороны передней стенки 1 так, чтобы статоры
расположились симметрично относительно оси блока.
Керамическую ось 13 с надетым на нее ротором 11 закрепляют в подшипниках
с помощью клея «Момент». К блоку прикрепляют верхнюю крышку 8, к ней двумя
винтами М3 длиной 8—10 мм притягивают держатель 9ина 1 — 1,5час блок оставляют
на просушку После просушки ротор 11 прикрепляют к оси 13 двумя стопорными
винтами так, чтобы зазор между пластинами статоров и ротора был постоянным
при любом положении ротора. В случае необходимости корректируют наклон оси 13,
сдвигая держатель 9 по нижней поверхности крышки 8. Затем «выбирают» люфт
подшипников, равномерно отодвигая четырьмя винтами держатель 9 от крышки 8 и
постепенно отвинчивая два винта, притягивающие держатель к крышке. При этом
нельзя допускать нарушения клеевых соединений. После этой операции ротор должен
поворачиваться с некоторым усилием, люфт подшипников рука ощущать не должна.
Средний вннт с передней стороны крышки 8 должен иметь цилиндрическую
головку диаметром около 5 и высотой 3—4 мм (можно использовать втулку соответ-
ствующего диаметра и винт «впотай») Он служит упором ограничителя хода ротора.
В отверстия М2,5, ближние к кромке шкива 3, ввинчивают снизу два ограничительных
винта. За винты, установленные сверху в ближние к центру шкива отверстия М2,5,
цепляют пружины, служащие для натяжения троснка узла настройки. Этот синте-
тический Тросик (такой, чтобы заметно не вытягивался) должен иметь диаметр около
0,5 мм.
Все подшипники и ролики блока смазывают маслом для швейных машин. Отрегу-
лированный узел настройки должен обеспечивать мягкий ход ручки настройки, без
люфта н «гистерезиса».
МЕЖБЛОЧНЫЙ МОНТАЖ
Электрические соединения между узлами аппарата осуществляют согласно
схеме блока квазисепсорного управления (рис. 19) и общей схеме соединений и
блока питания (рис. 36). Большинство цепей прокладывают тонким многожильным
монтажным проводом НВ-0,12, МГШВ-0,12, МГТФ-0,07, 0.1 или подобными. Цепи пи-
тания в целях их выделения желательно проложить более толстым проводом. Коакси-
альные линии выполняют из тонкого кабеля РК-75-1 -11 (РК-50-1-11) или подобного.
Соединения выполняют по кратчайшему пути, но с учетом того, что по окончании
монтажа провода будут увязаны в жгуты, монтажными нитками или колечками из
толстого одножильного монтажного провода. Жгуты, проходящие вдоль нижних
стяжек (12 и 13 на рис. 37), прикрепляют к этим стяжкам. Провода, идущие от сете-
вого разъема ХР1 и держателя предохранителя F1 к сетевому выключателю SB1 и
обратно к силовому трансформатору Т1, скручивают попарно и все вместе заключают
в экранирующую оплетку. Эти провода прокладывают по иному пути, нежели основной
жгут блоков приемного тракта — вдоль перегородки 3. Рядом с проводниками,
связывающими выход блока А1 с входом блока А2, выход блока А2 с входом блока
АЗ, выход блока АЗ с входом блока А4, выход блока А19 с входом блока А20, про-
ходящими сквозь отверстия в боковых стенках экранирующих коробок, обязательно
прокладывают проводники, объединяющие цепи «земля» этих блоков. Симметричные
выход блока А18 и вход ПЧ1 блока А19 связывают с помощью помещенных в оплетку
от тонкого коаксиального кабеля двух слабо скрученных отрезков провода
ПЭЛШО 0,1.
Поскольку в тракте передачи трансивера используется ограничитель речевых
сигналов, микрофонная цепь становится весьма чувствительной к фоновым наводкам
Поэтому соединение микрофона (низкоомного динамического) с входом блока А17
следует выполнить витой парой из тонких многожильных монтажных проводов,
помещенных в экранирующую оплетку, поверх которой натягивают изолирующую
трубку, или специальным микрофонным шнуром аналогичной конструкции. Выводы
микрофона подключают к проводам витой пары, его корпус (если такой имеется)
к оплетке. Оплетку соединяют с цепью «земля» только непосредственно около микро-
фонного разъема, а холодный провод витой пары — только на плате AI7.
Большинство блоков аппарата через вииты крепления электрически соединено с
шасси и, следовательно, с цепью «земля».’Нельзя, однако, считать эти соединения
надежными — со временем, из-за окисления, контакты в местах винтовых соединений
могут ухудшиться. Поэтому цепи «земля» следует обязательно выполнить согласно
схеме на рис. 36 или аналогичным образом проводниками того же или большего
сечения, что и в цепях питания
Провода, идущие к контактным площадкам блока А21, пропускают изнутри
сквозь соответствующие отверстия в радиаторе и плате. Соединение выхода этого
блока с розеткой XS3 желательно выполнить кабелем с фторопластовой изоляцией
127
РК50-2-21 или подобным Его оплетку соединяют пайкой с цепью «земля» непо
средственно у соответствующего отверстия на плате, а торчащий на 7—10 мм над
платой очищенный от изоляции внутренний проводник используют в качестве монтаж
ной стойки, к которой припаивают вывод 2 трансформатора Т5
НАЛАЖИВАНИЕ
Налаживание трансивера начинают с визуальной проверки межблочного
монтажа н его частичной «прозвонки» с помощью омметра, в процессе которой
проверяют отсутствие коротких замыканий цепей питания — на корпус и соседние
проводники на печатных платах, обмоток реле (их замыкание приводит к выходу из
строя транзисторных ключей на платах квазисенсорного управления), соседних
выводов плат, блоков и контактов разъемов Затем по наличию указанных на рис 36
напряжений проверяют исправность выпрямителей, предварительно отключив их
выходы от нагрузок Далее к выпрямителям последовательно подключают ставили
заторы — на микросхеме DA1 (рис 36) и блока А12, выходы которых также должны
быть отсоединены от нагрузок Первый из указанных в наладке не нуждается, а номи
нальные напряжения на выходах стабилизаторов +12, —12,—5,2 В при номинальной
нагрузке (соответственно 0.5, 0,2, 0,6 А) устанавливают путем подбора резисторов
R15, R21, R23 (блока А12) Действие защиты по току проверяют, нагружая
стабилизаторы через амперметр на реостат с номиналом 50—100 Ом и постепенно
уменьшая его сопротивление до нуля В диапазоне токов нагрузки 0,05—0,5 А вы
ходное напряжение должно оставаться практически неизменным, а ток короткого
замыкания не должен превышать 1 А у стабилизатора —5,2 В и 0,7 А у стабилизаторов
+ 12 и —12 В Закорачивать выходы стабилизаторов можно только кратковременно,
на несколько секунд, в противном случае регулирующие транзисторы могут выйти
из строя из за перегрева Цепи питания блоков подключают к выходам выпрямителей
и стабилизаторов по мере н в порядке очередности настройки
Блоки фильтров А1, АЗ и А20 желательно предварительно настроить до их уста
новки в трансивер Настройку удобно вести с помощь измерителя АЧХ, например
типа Х1-49 Характеристическое сопротивление фильтров должно быть согласовано с
входным и выходным сопротивлениями измерителя, поэтому к зажимам прибора
указанного типа, у которого эти сопротивления равны по 50 Ом, вход и выход блока
ДПФ R подключают непосредственно, блока ДПФ Т — через согласующие звенья по
схеме на рис 46, а фильтров блока ФОС — через такие же звенья, в которых в ка
честве резисторов R2 используют переменные с номиналом 470—1 000 Ом
В блоках ДПФ нужный фильтр включают путем подачи напряжения 16—27 В на
обмотки соответствующих реле (например, из блока питания трансивера) Фильтры
настраивают по минимуму затухания в полосе пропускания при его неравномерности
не более + 1 дБ Если они выполнены в строгом соответствии с табл 6, требуемые
характеристики достигаются с помощью подстроечных конденсаторов блоков, и при
этом полосы пропускания фильтров по уровню —3 дБ на 15—20% шире соот
ветствующих диапазонов Увеличить (уменьшить) полосу пропускания на 10—20%
можно путем сближения (отдаления) двух трех крайних витков соседних катушек
фильтров
Если в блоке АЗ использованы резонаторы того же типа, что и у автора, ФОС
настраивают путем перестановки резонаторов до получения приемлемой (1—2 дБ)
128
Вход XI-99
х500м
92 270 Выход (дхад)
—CS]—*~ЦПФ Т
11,	ъ500 Ом
5о
(5-15)8
Рис 47
Рис 46
неравномерности АЧХ в полосе пропускания В согласующих звеньях(рис 46)
сопротивления R2 устанавливают около 240 Ом при настройке телефонного и около
70 Ом — телеграфного фильтров Входы фильтров (на рис 12 — точки соединения
катушки L1 и резонатора ZQ1, левый по схеме вывод резонатора ZQ3) отключают
от емкостных делителей С2, СЗ, С5, С6 и соединяют с выходом согласующего
звена через конденсатор емкостью 91 или 270 пФ соответственно, а выходы фильтров
(правые по схеме выводы конденсаторов С27 и С26), отключив их ог цепей нагрузки
в блоке, соединяют с входом согласующего звена непосредственно Настройку
начинают с телефонного фильтра, чтобы в перестановке резонаторов могли участ
вовать и резонаторы телеграфного фильтра Если таким путем не удается добиться
приемлемой неравномерности АЧХ, можно попытаться изменить сопротивления
источника сигнала и нагрузки фильтра, и если при этом достигнуто улучшение,
номинал резистора R1 (АЗ) следует изменить в соответствии с полученным при
настройке (R2 на рис 46 плюс 30 Ом)
В целях оптимального совмещения полос пропускания обоих фильтров частоту
резонаторов телеграфного фильтра полезно сдвинуть вверх на 300—500 Гц, частично
стирая с обкладок слой серебра Эту операцию следует проводить очень аккуратно,
на ровной поверхности, после каждой подтирки (два три движения резинкой)
промывать резонаторы спиртом или ацетоном и контролировать их частоту с по-
мощью простейшего автогенератора и частотомера (рис 47) Желательно, чтобы
разброс частот резонаторов не превышал 30 Гц
Если для ФОС применить резонаторы другого типа или значение ПЧ отличается
от использованного автором, аналогичные фильтры несложно рассчитать по методике,
изложенной в [44], откуда приведем следующие формулы Характеристическое
сопротивление фильтров (Ом)
R =	а|	С5)
Емкости конденсаторов в параллельных ветвях фильтров
/-------------------------------------------------
Д/ а а . ,
С =С ,	------v	(6)
1 ' т 1 п — I u L Ы „(<»,— Ы , )
кц 0\ 1	]/
Емкости конденсаторов, выравнивающих сопротивления звеньев в шестирезонаторном
фильтре (рис 48,6)
1/с=1/с12-1/с34
(7)
5 Зак 37b
129
в ворьмирезоиаторном (рис 48,в)
1/с,^1/с12+1/с23-1/с31-1/с,15,
l/C,= l/C12-l/CJV
(8)
где L„—эквивалентная индуктивность резонатора, Г,н, о>| и о>— i — граничные угло
вые частоты полосы пропускания — (о ='2.тЛ1 где Af — полоса пропускания, Гц,
<oo = 2itfo — средняя частота полосы пропускания (для практических расчетов можно
брать частоту последовательного резонанса кварца), а, — коэффициенты для расчета
элементов фильтра прототипа НЧ, которые можно найти, например, в |58]
В табл 7 приведены коэффициенты, которые использовал автор при п (порядок
фильтра, в данном случае равный числу резонаторов), равном двум — фильтра с
баттервортовской характеристикой и затуханием на частоте среза 3 дБ, а при
п = 6 и п = 8 — с чебышевской характеристикой и неравномерностью АЧХ 0,28 дБ
Индуктивность LK„ можно определить, например, по методике, изложенной в
[59, 7 с 19], однако весьма вероятно, что высокой точностью полученное значение
отличаться не будет Необходимые для расчета данные можно получить по-другому
Собирают простейший двухрезонаторный фильтр по схеме на рнс 48,а Емкость
конденсатора С, г выбирают около 30 80 пФ, или, что удобнее, используют градунро
ванный конденсатор переменной емкости Фильтр подключают к измерителю АЧХ
(сопротивление резисторов R2 в согласующих звеньях — около 250 Ом для резона-
торов старых и около 100 Ом — новых типов) и, изменяя емкость конденсатора
С; 2, добиваются необходимой для телефонного фильтра полосы пропускания по уров-
ню —3 дБ В случае явно выраженной асимметрии АЧХ параллельно резонаторам
подключают компенсирующие катушки с индуктивностью, подобранной по минимуму
асимметрии, в качестве которых удобно использовать пары дросселей типа Д, ДМ с
Таблица 7
2 1,41	1,41
-г- 01,Z
о—iQh
02,3 81
1,20
82
1,277
1,34
1,528
1,508
1,878
2,019
1,878
1,844
а)
02,3 81	82
О 83	86 0 3,79 85	86 02,3
1,20
О',988
3,79
::.з
1,20
-он =гсг,з
0,988
01 ВО 85 01
ННОнг'Оьт-'ОННТ
1,238
ВЗ 02
02
Ф 039
1,332
6)
В6 В7
=Т=С23^ 01,2
1,20
=гС1,2 =F-C2,3
1,007
1.Z36
=г03,6
1,369
1,305
В6 02,3
о
1,238
fflHQi-i-iD'T-'OHI-
1,369
=РС2.3 =^01,2
1,238
1,007
6
8
02 3,80 01 3 28
-1ННН>
01 п 1,513 В)
° т II г о
. 03,9
1,369
-С2п -Lc3o
1,630 ~То,59О
Рис. 48
130
различными номиналами Затем, пользуясь (5) и подставляя коэффициенты
at, п.1 при п = 2 и найденное экспериментально значение Ct 2, вычисляют экви-
валентную индуктивность резонаторов
Lkb = 3,57. 10“2/ (С , 2f0Af)
Полученное значение используют для расчета элементов фильтров по формулам
(6) - (8)
Для уменьшения влияния емкостей монтажа на параметры восьмирезонаторного
фильтра (рис 48,а) Т образные звенья С2, СЗ, С4, С1 целесообразно заменить
иа П образные С1п, С2п, СЗп (рис 48,г), элементы которых рассчитывают по фор-
мулам
1/С 1п=1/С2+1/С ,+С,4 / с2с,, i/c2n=i/c2+i/c1+c1/c2c34,
1/C j 4+ ]/с, + с ус 3 4с [
Если для расчета фильтров используются те же коэффициенты а„ что и у автора,
емкость телефонного фильтра можно найти как С, 23К, где С12э—найденное экспе
римеитально значение С, 2 двухрезонаторного фильтра, К — коэффициенты, указанные
иа рис 48 около конденсаторов фильтров
Если при измерении АЧХ двухрезонаториого фильтра выяснилась необходимость
в компенсирующих катушках, то они безусловно будут нужны в восьмирезонаториом
фильтре Чтобы не ухудшить динамику тракта, эти катушки в ФОС должны быть
без ферромагнитных сердечников Число витков катушек определяют по формуле
где L — индуктивность катушки, найденная при настройке двухрезонаторного фильт
ра, мкГн, D — диаметр катушки, см, 1 — длина намотки, см
Полоса пропускания телефонных фильтров, собранных из ^современных резо
наторов, как правило, получается достаточно широкой и без компенсирующих
катушек А если желательно улучшить симметрию АЧХ такого фильтра, можно парад
дельно, скажем, крайним резонаторам подключить катушки с малой, подобранной
экспериментально индуктивностью
Емкости конденсаторов шестирезонаторного телеграфного фильтра, полоса
пропускания которого примерно втрое меньше, чем телефонного, находят как
ЗС12sK Этот фильтр, как и восьмирезонаторный, рассчитан по коэффициентам для
фильтра с чебышевской АЧХ Если желательно иметь фильтр с близкой к баттервор
товской характеристикой, обеспечивающей меньший «звон», емкости С, 2 следует
уменьшить примерно в 1,7 раза, а С — в 3,5 раза При этом затухание фильтра при
больших расстройках уменьшится примерно 'на 18 дБ, а характеристическое сопротив-
ление возрастет примерно в 2,5 раза, что позволит исключить из схемы на рис 12
трансформатор Т1
Соединив с выходом выпрямителя + 18-В цепи питания реле в блоках А1, АЗ, А4,
All, А16, А19, А20 и 4-9 В — в блоке All, платы блока квазисенсорного
управления А8—А10, А15 подключают к источникам -f-5, +18, +9 н —5,2 В Затем
5*
131
проверяют работу этих плат: по уменьшению напряжения примерно до 0,3 В на кол
лекторе только одного из транзисторов VT3—VT6, VT10—VT13 (блока А10) при нажа-
тии иа кнопку соответствующего микропереключателя платы А8 и по срабатыванию
реле в блоках А1 и А20; по светодиодам и изменению выходных уровней блока в
соответствии с описанием принципиальных схем. При исправных деталях и правильном
монтаже блок в наладке не нуждается. Нечеткое срабатывание какого-либо триггера
может быть вызвано чрезмерным дребезгом контактов связанного с входом С микро-
переключателя. В этом случае следует увеличить емкость подключенного к данному
входу конденсатора.
Для налаживания (а также для ремонта) блоков А5, А6 полезно изготовить
щланг-удлинитель, представляющий собой вилку и розетку ГРИМ-1-31, одноименные
контакты которых соединяют отрезками гибкого монтажного провода сечением
0,1—0,4 мм2 и длиной по 25—30 см. Подключив блок к трансиверу, убеждаются в
правильности подачи управляющих уровней на входы переходных устройств блока
А6 (VT1, VT3 VT8) и в наличии близких к указанным на рис. 36 напряжений
на выходах стабилизаторов блока А6 (VT2, VT9, VT14).
Настраивать ГПД и ДПКД проще всего с помощью осциллографа с полосой
пропускания свыше 200 Л4Гц, например С1-75. Прежде всего убеждаются в наличии
генерации и близости ее частоты к требуемой, подключив осциллограф к выходу
блока А5. Если генерация происходит на частоте существенно ниже требуемой
(резонанс дросселя L1), следует увеличить сопротивление резистора R2. С помощью
конденсатора СЗ период колебаний устанавливают около 5,5 нс. Постоянная состав-
ляющая напряжения иа выходе блока А5 должна быть около —1,25 В. чего доби-
ваются путем шунтирования диода VD2 или его замены на резистор до 30 Ом.
В некоторых случаях ни диода, ни резистора может не потребоваться. Затем про-
веряют работу ДПКД на диапазонах 3,5—21 МГц, подключаясь осциллографом
к выводам 14 микросхем DD2—DD4 (блока А6) и сравнивая периоды импульсов
на выходе и входе делителя. Если коэффициенты деления отличаются от требуемых,
проверяют поступление управляющих уровней на соответствующие входы микросхем
DD3—DD5, в том числе импульса сброса, который должен поступать на выводы
10 микросхем DD2, DD4 при переключениях диапазонов.
Включив диапазон 10 или 160 м, подбирают RC-цепи узла добавления единицы
к коэффициентам деления. Длительность импульса запрета, определяемая в основном
цепью R54, С15 (А6), должна быть не менее полупериода самой низкой частоты
ГПД, т. е. 2,8 нс, но не более примерно 3/4 периода самой верхней частоты, т. е.
3,8 нс. Задержку импульса запрета относительно выходного импульса ДПКД под-
бирают, варьируя номиналы элементов R42, СП так, чтобы этот импульс при любых
условиях «накрывал» один из импульсов на выводе 9 микросхемы DD1, не искажая
соседних.
Наладив ДПКД, к его выходу подключают частотомер и устанавливают границы
диапазона перестройки ГПД. Крышки блока А5 при этом должны быть иа месте.
Если указанные на рис. 45 размеры коаксиальной линии и деталей конденсатора
переменной емкости соблюдены достаточно точно, при данных на рис. 15 номиналах
конденсаторов С5—С8 эта операция сводится к подстройке конденсатора СЗ (А5), на-
пример иа диапазоне 40 м, где при максимальной емкости конденсатора С4 (А5)
частота на выходе ДПКД должна быть не более 14 947 кГц, а при минимальной —
не менее 16 317 кГц (учтен запас на краях диапазона по 10 кГц). Расширить
132
(сузить) диапазон перестройки можно увеличением (уменьшением) емкости кон-
денсатора С6 (А5).
Если нет широкополосного осциллографа, поступают следующим образом. В на-
личии генерации убеждаются, соединив коллекторную цепь транзистора VT1 с общим
проводом через конденсатор емкостью более 10 000 пФ. При этом генерация срывается,
и отрицательное напряжение на эмиттере этого транзистора, измеренное через ВЧ
дроссель обычным вольтметром (тестером), должно возрасти примерно в 1,5 раза.
Восстановив генерацию, конденсаторы СЗ, С4 устанавливают в положение макси-
мальной емкости, чтобы частота ГПД была заведомо меньше 200 МГц и ДПКД
работал без сбоев, измеряют через ВЧ дроссель и добиваются требуемого напряжения
на выходе блока ГПД, как это описано ранее. К выходу ДПКД подключают частото-
мер и проверяют работу делителей в диапазонах 80—15 м. Пусть, например, включен
диапазон 80 м, где коэффициент деления должен быть равен 16, и частотомер показал
11 МГц. При включении диапазона 40 м, -где КЛ=12, частотомер должен показать
11  16/12= 14, 667 МГц, на 30-м диапазоне — 11-16/10 = 17,6 МГц и т. д. Сравнивая
показания частотомера на разных диапазонах, можно определить, правильно ли
работает ДПКД и какой из делителей «сбоит», но скорее всего — неправильно
управляется. Пусть в том же примере требуемые Кд получились для диапазонов
80, 40, 30 и 15 м. а на диапазонах 20 и 16 м вместо ожидаемых частот 5,867 и
9,778 МГц частотомер показал 17,6 и 29, 333 МГц, т. е. втрое больше ожидаемого.
Отсюда следует, что не включается КД2 = 6 во втором каскаде ДПКД, т. е. на вывод
5 микросхемы DD5 (Аб) напряжение высокого уровня не поступает и надо искать
неисправность в цепи VT7, вывод 10 DD5, выводы 14 и 5 DD5. Если частотомер
не реагирует на подключение к выходу ДПКД, следует проверить, «дышит» ли
делитель вообще. Для этого измеряют (через ВЧ дроссель) постоянное напряжение
на выходах микросхем, от входа к выходу ДПКД. Поскольку скважность импульсов
на этих выходах, кроме выводов 3 микросхемы DD5 и 6 DD6, близка к единице,
напряжения должны быть примерно посередине между напряжениями высокого
и низкого уровней, т. е. составлять примерно 1,2—1.3 В. Таким способом вполне
возможно локализовать неисправность.
Включив диапазон 40 м, устанавливают границы диапазона перестройки ГПД,
после чего, поставив ротор конденсатора С4 (А5) в среднее положение, проверяют
постоянную составляющую напряжения на выходе ГПД и при необходимости кор-
ректируют ее. Включают диапазон 10 или 160 м и, впаяв вместо конденсаторов
СП и С15 (А6) подстроечные, устанавливают емкость конденсатора СИ близкой
к указанной на схеме и вращают ротор конденсатора С15, добиваясь требуемого
Кл. Если этого сделать не удается, изменяют емкость конденсатора С11 и вновь
вращают С15. При оптимальном значении С11 емкос'гь С15 можно изменять в 1,4—
1,5 раза без «срыва» требуемого Кд во всем интервале перестройки ГПД.
Налаживание блока ПЧЗЧ (А4) начинают с проверки УЗЧ. Через резистор
R23, временно отпаянный от стоковой цепи транзистора VT4, па вход усилителя
подают сигнал от звукового генератора. Регулятор УЗЧ (резистор R2 на рис. 36)
устанавливают в положение максимального усиления, которое в полосе частот 300—
.3000 Гц должно быть около 40 дБ, по 20 дБ на каскад. При необходимости, АЧХ усили-
теля корректируют изменением емкостей конденсаторов С32, С38 (ограничивают
полосу пропускания снизу) и СЗЗ, С36 (сверху). Исправный усилитель не должен
133
вносить заметных на глаз (при контроле осциллографом) искажений формы сигнала
при его размахе иа выходе до ±11 В (на входе при этом около ±0,11 В), а при
дальнейшем увеличении уровня входного сигнала должно наблюдаться симметричное
ограничение выходного. Уровень шума и фона при закороченном входе не должен
превышать 2 мВ (действующее значение), сдвиг нуля - 50 мВ.
Затем проверяют работу опорного кварцевого генератора DD1 (А4). Па его выходе
должен наблюдаться сигнал с близкой к прямоугольной формой, с размахом около
11 В и частотой, близкой к номинальной частоте резонатора. Если генерации нет или
ее частота значительно отличается от требуемой, следует подобрать конденсатор
С23 (А4). Если с помощью подстроечного конденсатора СЗО (А4) не удается
установить частоту генератора на нижний склон АЧХ фильтра ZQ1 (АЗ) в положении
нормальной боковой полосы, следует изменить индуктивность дросселя L6 (А4).
Налаживание тракта ПЧ ведут при выключенной АРУ и нулевом напряжении
на первых затворах транзисторов VT1—VT3 (блока А4) (регулятор усиления ПЧ
R1 на рис. 36 в положении максимума усиления). Подав на затвор транзистора
VT3 сигнал с частотой, отличающейся от частоты опорного генератора на 1—2 кГц. по
максимуму напряжения на выходе УЗЧ настраивают контур L5 С25. Затем про-
веряют линейность синхронного детектора. Сигнал на стоке транзистора VT4 по форме
напоминает амплитудио-модулированный, но верхняя огибающая заметно меньше
нижней. Неискаженный размах иижней составляющей должен быть не менее 1 В.
Подчисточный фильтр ZQ1 (А4) настраивают до установки его деталей на
плату, во время настройки ФОС. Резисторы R14 и R16 (А4) устанавливают с
близким к определенному при настройке для телефонного фильтра номиналом.
Нажимая кнопку SB2 «1/3 kHz» (А9) проверяют срабатывание реле KI (А4) и изме-
нение полосы пропускания фильтра.
К контактной площадке 20 «Вход ПЧ» через конденсатор емкостью 1—2 пФ
подключают генератор сигналов с частотой ПЧ и настраивают контуры L1C6,
L2C12 (А4). Затем к этому входу подключают выход блока ФОС (АЗ), генератор
сигналов соединяют с цепью затвора транзистора VT1 (АЗ) и измеряют чувстви-
тельность со входа УПЧ, которая должна быть не хуже 0,3 мкВ при отношении сиг-
нал-шум 10 дБ и широкой полосе подчнеточного фильтра.
Выход смесителя (блок А2) соединяют с входом блока АЗ, выключают ГПД-ДПКД,
при заземленной контактной площадке 6 (А2) к площадке 5 (А2) через конденсатор
емкостью более 1 000 пФ подключают генератор сигналов и подают сигнал с частотой
ПЧ и уровнем около 1 мВ. Роторы подстроечных конденсаторов Cl, С4 (АЗ) уста-
навливают в среднее положение. Подбирая емкость конденсатора С8 (АЗ), настра-
ивают (грубо) выходной контур блока А2. Усиление тракта ПЧ при этом, скорее всего,
потребуется уменьшить. Затем в положении широкой полосы конденсатором С| (АЗ)
точно подстраивают этот контур по максимуму сигнала на выходе приемного тракта
и проверяют его АЧХ. Большая неравномерность ее по сравнению с достигнутой при
настройке ФОС может быть вызвана плохим согласованием выхода смесителя с
входом ФОС. В этом случае можно изменить сопротивление резистора R6 (А2), но не
более чем в 1,5 раза в ту или другую сторону. Если такого изменения окажется
недостаточно, следует изменить соотношение емкостей конденсаторов С2, СЗ (АЗ),
сохраняя неизменной их сумму, которая, по опыту автора, должна быть близкой к
емкости Саз на рис. 48. Оптимальное значение этих конденсаторов соответствует и
максимуму коэффициента передачи в цепи смеситель—ФОС, однако настройка
134
конденсатора Cl (АЗ) по максимуму коэффициента передачи может несколько
отличаться от настройки по минимуму неравномерности АЧХ.
В положении узкой полосы подстраивают конденсатор С4 (АЗ). Если ранее
пришлось изменить соотношение емкостей С2, СЗ (АЗ), аналогично изменяют со-
отношение емкостен С5, С6 (АЗ).
Вход смесителя соединяют с выходом блока ДПФ-R, к входу которого (розетка
XS1 или XS2, аттенюатор El (АП) выключен) подключают генератор сигналов или
антенну, включают ГПД-ДПКД и проверяют работу приемного тракта на всех диа-
пазонах. Установку тока через смеситель по максимуму динамического диапазона
лучше всего провести иа диапазоне 20 м, где форма напряжения несущей наиболее
близка к меандру. Выходы двух одинаковых генераторов сигналов G1 и G2 объеди-
няют с помощью мостового сумматора, например по схеме на рис. 49, где трансфор-
матор Т1 содержит 2X8 витков слабо скрученных проводов ПЭЛШО 0,15, намотанных
на ферритовом кольце М400НН КЮХ6Х5. Мост балансируют подстроечным
резистором R2 по минимуму проникновения сигналов с выхода одного генератора
па выход другого. Вместо переменного аттенюатора Е1 можно включить внутренний
аттенюатор приемного тракта Е1, а при измерениях пользоваться аттенюаторами
генераторов.
Резистор R3 (А2) заменяют последовательно включенными постоянным сопротив-
лением 20—30 Ом и переменным с номиналом 100 Ом, который устанавливают
в положение максимального сопротивления. Один из генераторов настраивают на
частоту fi, например 14 040 кГц, другой — на частоту fa — 14 060 кГц, а приемник иа
частоту f„i=2fi—fa=14 020 кГц или f„2 = 2fa—Г = 14 080 кГц. Уровень сигналов
поддерживают одинаковым и увеличивают до тех пор, пока на выходе приемника
не появится «продукт» интермодуляции с заметным уровнем. Увеличивая ток через
смеситель с помощью переменного резистора, добиваются уменьшения уровня
интермодуляционной помехи. Выключив генераторы, убеждаются, что при этом
уровень собственных шумов приемника заметно не возрос. Затем, увеличивая уро-
вень входных сигналов на 2—3 дБ, повторяют операцию до тех пор, пока прирост
уровня собственных шумов приемника не превысит роста допустимого уровня
входных сигналов. При хорошо подобранных транзисторах VT1—VT4 (А2) максимум
динамического диапазона выражен слабо и при токе через смеситель 40—50 мА при-
мерно совпадает с максимумом чувствительности. Если параметры транзисторов
имеют большой разброс, наблюдаются, как правило, несколько довольно резко
выраженных максимумов подавления интермодуляционных помех, не совпадающих
с максимумом чувствительности и не
fill И 1||2.
Добившись максимума динамичес-
кого диапазона, измеряют его значение.
Для этого уровень испытательных сиг-
налов устанавливают таким, чтобы ин-
термодуляционная помеха иа 10 дБ пре-
вышала уровень собственных шумов
приемника. Записав затухание аттенюа-
тора Е1, настраивают приемник на час-
тоту одного из генераторов и увеличива-
ют затухание до тех пор, пока уровень
сигнала на выходе приемника
одинаковых для продуктов с частотами
135
ие уменьшится до значения, на 10 дБ превышающего уровень собственных шумов
Вычтя из затухания аттенюатора ранее записанное, получим значение динамического
диапазона с нижней границей, равной чувствительности, измеренной при отношении
сигнал-шум 10 дБ. Добавив к полученному значению 6,7 дБ, получим значение дина
мического диапазона с нижней границей, равной уровню собственных шумов приемни-
ка. Действительно, поскольку уровень интермодуляционных помех третьего порядка
пропорционален кубу входных сигналов, для уменьшения этих помех до уровня соб-
ственных шумов приемника, т е. на 10 дБ. уровень сигналов обоих генераторов нуж-
но уменьшить по сравнению с ранее установленным иа 3,3 дБ. Измерить значение
динамического диапазона по отношению к собственным шумам можно и непосред-
ственно, но в этом случае придется отмечать превышение уровня интермодуля
ционной помехи над уровнем шумов всего на 3 дБ, что менее удобно и, кроме того,
при динамическом диапазоне около 100 дБ и более собственный «боковой» шум испы-
тательных генераторов может сильно исказить результаты измерений
В качестве испытательных необходимо использовать генераторы со сравнительно
небольшим уровнем боковых шумов Ламповые генераторы старых типов, такие как
ГСС-6, Г4-18, позволяют измерять динамический диапазон до 110 дБ и более. Неко-
торые транзисторные генераторы, как, например, широко распространенный типа
Г4-102, совершенно непригодны для измерения динамического диапазона высокока-
чественных приемников как из за высокого уровня боковых шумов, так и из-за интер-
модуляции, вызванной нелинейностью выходных цепей генераторов, для устранения
которой развязки простейших мостовых схем сложения сигналов оказывается не-
достаточно
В некоторых случаях возможна паразитная генерация смесителя на СВЧ, особенно
при сравнительно больших токах через него, которая проявляется в повышенном
уровне шума смесителя на некоторых диапазонах или участках диапазонов,
изменяющемся при перестройке ГПД Для ее устранения часто достаточно включить
между коллекторным выводом одного из транзисторов смесителя и подобранной
экспериментально точкой «общего провода» на плате конденсатора емкостью
2—10 пФ. Более надежно генерация устраняется при включении в базовую цепь
каждого транзистора смесителя по резистору с номиналом 30 200 Ом.
Вход приемника через переменный аттенюатор подключают к выходу генератора
сигналов. Увеличивая уровень сигнала на входе от значения, равного чувствитель-
ности, и поддерживая постоянным уровень на выходе приемника, с помощью
регулятора усиления по ПЧ снимают зависимость (рис 50) изменения усиления
тракта от напряжения в цепи регулировки (контактная площадка 18 в блоке А4).
Малой крутизны этой характеристики в области 0—1 В, в целях создания
задержки АРУ по напряжению и повышения точности отсчета малых уровней по
шкале «S», добиваются подбором сопротивления R1 (А4). Затем, при максимальном
усилении тракта, подбирая сопротивление резисторов R3 и R8 (АЗ), устанавливают
напряжение собственных шумов на выходе приемника около 50 мВ. Измеряют чув-
ствительность приемника на всех диапазонах, проверяют линейность АЧХ диапазонных
полосовых фильтров и, при необходимости, подстраивают их.
Включают АРУ и снимают зависимость уровня сигнала на выходе от уровня
сигнала на входе приемника (рис. 51). Наклон кривой можно регулировать,
изменяя сопротивление резистора R35 (А4). К выходу приемника подключают
осциллограф, масштаб развертки — 5 мс на деление. На вход приемника подают
136
сигнал с напряжением 50 мкВ, а затем скачком — 500 мкВ. Наблюдая форму нз
менения сигнала иа выходе, подбором резистора R39 (А4) добиваются наиболее
короткой, но достаточно гладкой реакции петли АРУ на возрастание входного
сигнала После этого полезно прослушать эфир, и если заметно «дрожание» сигналов,
как бы нх модуляция с частотой несколько герц, сопротивление резистора R39 сле-
дует еще более увеличить.
С головки миллиамперметра РА1 снимают крышку с целью доступа к его
шкале. Включают питание блока А13. Кнопкой SB2 (А15) устанавливают режим «Т».
На вход АО микросхемы DD1 блока А13 (вывод 9) из блока А19 должно
поступать напряжение низкого уровня При отсутствии сигнала на выходе тракта ПЧ
подбором резистора R9 (А13) стрелку миллиамперметра устанавливают на нуль. При
включенной АРУ регулятор усиления ПЧ устанавливают в положение максимума
усиления, на вход приемника подают сигнал, соответствующий уровню S=9 +
+ 80 дБ (0,5 В), и подбором резистора R1 (А13) устанавливают стрелку миллиампер-
метра на максимум. Затем, уменьшая уровень входного сигнала каждый раз на 20 дБ,
отмечают на шкале точки от 5=9 + 60 дБ до S=9 (последнему соответствует
входное напряжение 50 мкВ). Далее шкалу калибруют через 1 балл, уменьшая
входной уровень каждый раз иа 6 дБ
При налаживании частотомера (блок А7) может потребоваться коррекция
значений элементов R7, R8, Rll, R12 в целях приведения временных диаграмм
в соответствие с рис. 24. Частоту генератора DD1.1 (А7) устанавливают в номинал
с помощью элементов С1, С2 (А7), а если это не удается, подбирают индуктивность
дросселя L1 Эту частоту измеряют промышленным частотомером или сравнивают ее
десятую гармонику с частотой одной из радиостанций службы точных частот, рабо-
тающих в районе 10 МГц [59, с 106].
При настроенном приемном тракте в положении нормальной боковой полосы
с помощью внешнего частотомера или данного устройства при заземленных входах D
всех декад основного счетчика измеряют значение [гч (контактная площадка 17
137
блока А4). Каждую цифру измеренного с точностью 0,1 кГц значения ПЧ выражают
в двоичном коде. Например, в аппарате автора это значение равно 07 957,3 кГц,
которое запишем как: 0000, 0111, 1001, 0111, 0011. Эти коды записываются в основной
счетчик при работе на ВЧ диапазонах. Теперь вычтем измеренное значение ПЧ из
100 000,0 кГц, в нашем случае получим 92 042,7 кГц, н также запишем эти цифры
в двоичном коде: 1001, 0010, 0000, 0100, 0010, 0111. Эти коды записываются в
основной счетчик при работе на НЧ диапазонах. Теперь сравним поразрядно обе
группы кодов. Если в данном десятичном разряде одноименные двоичные разряды
одинаковы и равны нулю, соответствующие входы D счетчика данной декады соеди-
няют с шиной «0», если одинаковы и равны единице — с шиной «1», если равны
единице в первой группе кодов и нулю во второй — с шиной * -ф», а если нулю в первой
группе и единице во второй — с шиной «—». В нашем случае, например, в старшем
десятичном разряде одинаковы и равны нулю второй и третий двоичный разряды,
первый и четвертый равны нулю в первой группе кодов и единице—во второй.
Соответственно входы D2 и D4 счетчика DD2.1 (А7) соединим с шиной «0». входы
D1 и D8 — с шиной «—У счетчика DD2.2 (А7) вход D8 соединим с шиной «0», входы
D4 и D1 — с шиной « + », а вход D2 — с шиной «1», и т. д.
При работе на инверсной боковой индицируемая частота отличается от дей-
ствительной частоты настройки на разность между частотами генератора G1 (А4) в
режимах нормальной и инверсной боковой.
Налаживая двухтональный генератор (блок А!4), подстроечными резисторами
R4 и R13 (А14) добиваются надежного режима генерации при минимальных иска-
жениях формы сигналов.
Налаживание блока микрофонного усилителя-ограничителя (А17) начинают с
установки напряжения около 4-3 В на коллекторе транзистора VT1 (AI7) подбором
резистора R3 (А17). Затем включают двухтональный генератор и проверяют дей-
ствие ограничителя. Ограничение наступает при размахе противофазных сигналов на
выходах операционных усилителей DA2.1 и DA2.2 (А17) около 1,3 В. На выводе
13 микросхемы DAI (А17) размах напряжения при этом должен достигать 7 В.
При дальнейшем увеличении входного напряжения (с помощью резистора R10)
размах неискаженного напряжения на выходах микросхемы DA2 должен достигнуть
22 В (максимальная степень ограничения, таким образом, составляет около 25 дБ),
а размах ограниченного напряжения на выходе микросхемы DA1.2 должен воз-
расти не более чем до 12 В.
Далее проверяют усилитель-выпрямитель системы VOX. При переменном напря-
жении иа движке резистора R5 (А17) более 30 мВ (действующее значение) на
выходе микросхемы DA1.I должны наблюдаться импульсы положительной полярности
с амплитудой не менее 11 В.
Затем к входу блока подключают микрофон, с которым предполагается работать
в эфире, а к выходу (контактная площадка 6) —телефоны (если низкоомные,
то через резистор сопротивлением около 1 кОм). Прослушивая свой голос при раз-
личных степенях ограничения, подбирают емкость конденсаторов С4 и С8 (А17) по
наиболее приятному и разборчивому звучанию.
В заключение подбором резистора R15 или R12 (А17) устанавливают в тракте
МУО такое усиление, чтобы при нахождении движка резистора R10 (А17) в нижнем
(по схеме) положении и наиболее громких звуках перед микрофоном размах напря-
жения на выходах микросхемы DA2 (А17) достигал около 20 В.
138
Налаживая блок формирователя однополосного сигнала А18, при подключенной
нагрузке (смеситель U1 блока А19) подбирают конденсаторы С5—С7 (А18) по наилуч-
шему коэффициенту передачи. Подавления несущей добиваются резистором R5.
С указанным на рис. 29 типом фильтра Z1 при напряжении 4 В (действующее
значение) на входе 2 блока А18 напряжение SSB сигнала на каждом из парафазных
выходов (контактные площадки 6,7) должно быть около 0,25 В (действующее
значение). На резисторе R1 (А18) должно падать около половины входного 34
напряжения. Если используется иной тип фильтра, этот резистор следует подобрать
заново.
Настройку блока передатчика А19 начинают с проверки работы узла управле-
ния передачей. При подаче на вход 5 «CW» «точек» от телеграфного ключа («нажатию»
соответствует замыкание этого входа на общий провод) на выводах 10 и 11 микро-
схемы DD1 (А19) должны установиться соответственно напряжения высокого и
низкого уровней, а на выходе интегратора (вывод 11 микросхемы DD2) должен
наблюдаться сигнал трапецеидальной формы с амплитудой около 12 В с симметричны-
ми фронтом и спадом длительностью около 5 мс. Симметрии добиваются подбором
резистора R16 или R19 (А19). На выходе компаратора (вывод 3 DD3) должны быть
импульсы положительной полярности с длительностью, почти равной длительности
основания трапеции (см. рис. 31). Проверяют также наличие импульсов на эмиттере
повторителя VT9 (А19) и выводах 10, 11 микросхемы DD3 при включенной расстройке.
Дав «нажатие», проверяют работу телеграфного генератора, подключив осцил-
лограф к выводу 1 микросхемы DD4 (А1Э), где должен наблюдаться сигнал с формой,
близкой к «меандру», и с размахом около 11 В. Далее один конец отрезка изоли-
рованного провода подпаивают, например, к контактной площадке 20 (А4), другой
приближают к монтажу телеграфного генератора и в среднем положении движка
резистора R3 (Л17), прослушивая сигнал этого генератора на выходе приемного
тракта, устанавливают его частоту так, чтобы слышать привычный при приеме теле-
графных сигналов тон. Частоту устанавливают с помощью подстроечного конденса-
тора С29 (А 19), а если это не удается, то подбирают индуктивность дросселя L6 (А 19).
Интервал регулировки тона телеграфного сигнала с помощью варикапа VD3 (А19),
на который поступает напряжение с движка резистора R3 (А17), должен быть
ие менее ±300 Гц.
Используя сигнал телеграфного генератора, настраивают полосовой фильтр
ПЧ, включенный после смесителя на транзисторах VT2, VT3 (А19). При этом контро-
лируют напряжение на одном из горячих выводов катушки L8 (AI9), где в режиме
«CW» оно может достигать 0,15 В (действующее значение). На обмотке 4—5 транс-
форматора Т1 (А19) при подключенной к ней нагрузке (вход блока А20 или резистор
300 Ом) напряжение РЧ около 2 В (действующее значение). Несущая должна быть
подавлена не менее чем на 26 дБ, чего добиваются подбором резистора R30 или
R3I (AI9).
Соединив контактную площадку 7 (А19) с общим проводом, проверяют поступ-
ление через транзистор VT1 напряжения питания на смеситель VT2, VT3 и кольцо
ФАПЧ. Убеждаются в наличии генерации ГУН на транзисторе VT5, на стоке которого
размах напряжения РЧ должен быть более 20 В, в исправности повторителя
VT4, в поступлении на контактные площадки 3 и 19 сигналов с частотами (пч| и
fn„. В режиме нормальной боковой полосы подстроечником катушки L4 устанавли-
вают частоту ГУН равной fn4 + fn4i. на которой должен произойти «.захват» в кольце
139
ФАПЧ Размах напряжения частотой fnwi, выделенного фильт.ром C28L9C36C37 на
истоке транзистора VT8, «прорезанного» импульсами гой же частоты, поступающими
на затвор этого транзистора, должен быть около 2 В. При указанной на рис. 30 емкости
конденсатора С24 полоса захвата составляет около ±15 кГц, полоса удержания —
около ±50 кГц, а уровень побочных колебаний — менее —70 дБ. Полоса захвата
увеличится, если использовать конденсатор С24 меньшей емкости, но при этом воз-
растет и уровень побочных колебаний, что приведет к недопустимому «загрязнению»
спектра излучения в режиме SSB
В положении инверсной боковой полосы ГУН настраивают на частоту f„4 — fn4l
подстроечным конденсатором С9 (А19). В случае применения в блоке ФОПС фильтра
Z1 на верхнюю боковую полосу для коммутации дополнительных конденсаторов
С9 и СЮ используют нормально замкнутые контакты реле К1. а ГУН настраивают
сначала в положении инверсной боковой полосы
При столь большом размахе гетеродинного напряжения на вторых затворах
транзисторов VT2, VT3 (А19) — свыше 20 В, режим смесителя близок к ключевому
Смеситель балансируют подстроечным резистором R13 по минимуму этого напряжения
на катушке L1. При подаче сигнала от двухтонального генератора и максимальной
степени ограничения в блоке МУО напряжение сигнала на этой катушке — около
1.5 В (действующее значение)
Источники «±9 В» и «±12 В» подключают к блоку РА. Подбором резистора
R6 (А21) устанавливают ток через каскад на транзисторах VT3, VT4 около 120 мА.
Проверяют напряжение смешения выходных транзисторов на эмиттере транзистора
VT5, которое должно быть около 0,7 В в режиме SSB (транзистор VT6 [А19) закрыт)
и около 0,4 В в режиме CW (транзистор VT6 (А19) открыт), а также его регулировку
переменным резистором R16 Далее, включив последовательно с дросселем L2 ампер-
метр, подают напряжение от выпрямителя «18 В—Т» и устанавливают начальный
ток через оконечный каскад около 15 мА (в режиме SSB). При необходимости
корректируют значение резистора R20 Проверяют действие защиты по току (узел
на транзисторах VT8, VT9) аналогично тому, как это делалось при испытании
стабилизаторов блока А12. Ток короткого замыкания не должен превышать I А
Контактную площадку 4 (А21) соединяют с цепью «4- 12 В» Подключив к выходу
усилителя резистор сопротивлением около 50 Ом, мощностью более 5 Вт. разрывают
цепь ALC (отпаяв один из выводов диода VD5), подают на вход усилителя напряжение
от генератора сигналов. Подбором резистора R33 добиваются максимума коэф-
фициента усиления Усилитель должен достигать полной выходной мощности (напря-
жение 22 В, действующее значение) при напряжении на его входе 0,2 В (действующее
значение) Далее снимаю'т АЧХ усилителя в диапазоне 1,8—30 МГц. Ее завал на
краях диапазона более 3 дБ свидетельствует прежде всего о плохом качестве согла-
сующих трансформаторов.
Замкнув кольцо ALC, проверяют действие защиты по напряжению и регулировки
выходной мощности. При увеличении входного напряжения на 10 дБ выходное не
должно возрастать более чем иа 1 дБ, а при сбросе нагрузки — не более чем на 3 дБ.
С помощью переменного резистора R2 (А17) выходная мощность должна изменяться
не менее чем в 5 раз
Соединив вход усилителя с выходом блока ДПФ-Т и отключив контактную
площадку 4 (А21) от цепи « ± 12 В», подают от телеграфного ключа точки и проверяют
форму телеграфных посылок, которая должна быть близкой к колоколообразной, без
140
резких перегибов. При необходимости, включают стабилитрон VD2 с меньшим или
большим сопротивлением стабилизации, или вводят еще один-два диода в цепь
VD1, VD2.
Оптимальное напряжение смещения выходных транзисторов в режиме SSB уста-
навливают по минимуму интермодуляционных составляющих в выходном спектре.
Если не удается достичь необходимого подавления этих составляющих, что может
быть вызвано значительным разбросом параметров выходных транзисторов, можно
добиться некоторого улучшения, подключая параллельно одному из резисторов
R24 или R25 (А21) дополнительный, и подобрать его по минимуму искажений.
Одновременно при этом следует корректировать и напряжение смещения
При отсутствии анализатора спектра проконтролировать уровень иитермоду-
ляционных искажений можно с помощью внешнего приемника с полосой пропуска-
ния по ПЧ менее 1 кГц, имеющего S-метр или иной индикатор выходного уровня,
вход которого соединяют с выходом усилителя через резистивный или емкостной
делитель 1 : 100 и переменный аттенюатор
Следует помнить, что при изменении сопротивления нагрузки усилителя опти-
мальное напряжение смещения может несколько измениться.
Телеграфный ключ (блок А22) при правильном монтаже и исправных деталях
налаживания не требует. Изменить диапазон регулировки скорости передачи можно
изменением номинала конденсатора СЗ, а повысить его верхний предел — уменьшением
поминала резистора R3.
Дополнительный приемник налаживают так же, как и приемный тракт трансивера.
Частоты опорного генератора G1 (А4) дополнительного приемника при работе на
нормальной и инверсной боковых устанавливают такими же, как в трансивере,
с точностью не хуже 10—20 Гц
СТЫКОВКА ТРАНСИВЕРА С ВНЕШНИМ УСИЛИТЕЛЕМ МОЩНОСТИ
На разъем ХР2, предназначенный для соединения трансивера с внешним
усилителем мощности, подсоединены выходы регистра коммутатора диапазонов
DD1, DD4 (А10), сигналы с которых можно использовать для управления реле
переключения диапазонов этого усилителя. Реле подключают через транзисторные
ключи по схеме на рис. 52. Коллекторные цени транзисторов VT1 можно подключить
к источнику «-|- 12 В» трансивера, выход которого также соединен с разъемом ХР2.
В ламповых усилителях мощности радиолюбители часто используют бесконтакт-
ные переключатели антенны «передача-прием» на основе ограничителя на встречно-
параллельных диодах, через небольшую емкост-ь-связанного с горячим концом выход-
Рис. 52
141
ного П-контура. При приеме диоды переключателя необходимо надежно запирать,
а запирающее напряжение должно быть таким, чтобы под воздействием входных
сигналов практически не было изменений ие только сопротивления, но и барьерной
емкости диодов, которые приводили бы к появлению заметной перекрестной и взаимной
модуляции. Для управления такого рода переключателем можно использовать сиг-
нал из цепи QSK, которая также выведена на разъем ХР2. Возможная схема пере-
ключателя представлена на рис. 53. В режиме приема, когда напряжение в цепи
QSK близко к 0, транзисторы VT1 и VT2 закрыты, а диоды заперты обратным
напряжением от источника + (60—80) В. При этом сигналы от антенны через
выходной П-контур и конденсатор С1 проходят иа вход приемника со стравнительно
небольшим затуханием. В режиме передачи, когда напряжение в цепи QSK близко
к +11 В, транзисторы VT1 и VT2 открыты, и РЧ напряжение, попадающее
на диоды коммутатора из анодной цепи, ограничивается иа уровне примерно +1 В.
Емкость конденсатора С1 выбирают, исходя из допустимого среднего прямого
тока через диоды. Ее можно оценить по формуле: С, + 21 Mnср/Uд 2л)в, где 1)д —
напряжение анодного питания, f„ — верхняя частота рабочего диапазона. В качестве
диодов VD1, VD2 подойдут распространенные импульсные диоды КД510А, имеющие
при обратном напряжении 30—40 В общую емкость менее 2 пФ, допускающие
средний прямой ток 0,2 А и обратное напряжение 50 В. С этими диодами;
например, при анодном напряжении 2 кВ и верхней частоте диапазона 30 МГц
емкость С1 должна быть не более 1 пФ. Ее можно увеличить, включив параллельно
по нескольку диодов, и тем самым уменьшить затухание коммутатора, которое,
кстати, растет с понижением частоты, что соответствует требованию, изложенному
на с. 15.
При анодном напряжении около 2—3 кВ конденсатор С1 целесообразно из-
готовить на основе фторопластовой пластины толщиной 3—4 мм. Кабель, соединяю-
щий коммутатор с приемником, должен быть предельно коротким. Затухание
коммутатора на ВЧ диапазонах обычно около 10—15 дБ, что практически не ухудшает
приема в условиях большого города. Если на некоторых диапазонах его желательно
уменьшить, можно включить коммутируемые резонансные контуры между точкой
142
соединения конденсаторов Cl и С2, а сигнал на вход приемника снимать с экспери-
ментально'подобранных отводов катушек этих контуров или каТушек связи.
Сигнал в цепи QSK можно использовать и для запирания выходной лампы
усилителя в режиме приема. Возможная схема узла коммутации ее напряжения
смещения представлена на рис. 54. В режиме приема транзистор VT1 закрыт,
транзистор VT2 открыт, VT3 закрыт, и на сетку лампы VL поступает практически
полное напряжение от источника — (80—90) В. В режиме передачи транзисторы
VT1 открыт, VT2 закрыт, VT3 открыт. Транзистор VT3 соединяет с общим проводом
нижиий (по схеме) вывод стабилитрона VD^ из цепи VD1—VDN, определяющей
нормальное для данной лампы напряжение смещения в режиме передачи. Для питания
коллекторных цепей транзисторов VT1, VT2 можно использовать источник «—12 В»
трансивера, выход которого также выведен иа разъем ХР2.
На рис. 54 показана и широкополосная цепь согласования РЧ выхода трансивера
с входом усилителя мощности, выполненного на лампе с высокой крутизной по
схеме с заземленным катодом. Входное сопротивление цепи — около 50 Ом. Авто-
трасформатор Т1 повышает входное напряжение вдвое, и амплитуды напряжения
возбуждения около 60 В оказывается достаточно для многих современных ламп. После
автотрансформатора включена индуктивность L1, которая вместе у индуктивностью
рассеяния автотрансформатора и входной емкостью лампы образует фильтр нижних
частот с частотой среза, равной в'ысшей частоте рабочего диапазона. Ее значение
подбирают экспериментально по максимуму «раскачки» в диапазоне 10 м. Сравнитель-
но низкое сопротивление резистора R4 (он должен быть безындукционным) обеспе-
чивает хорошую устойчивость усилителя. Автотрансформатор Т1 мотают в два провода
ПЭЛШО 0,15 без скрутки на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН типо-
размера К32Х20Х6. Обмотка содержит 2X10 витков.
В цепь ALC, также выведенную на разъем ХР2, можно подать сигнал от поро-
гового детектора, который должен выдавать напряжение положительной полярности
свыше примерно 3 В при превышении либо заданного РЧ напряжения на аноде лампы,
предотвращая работу усилителя в перенапряженном режиме (такой детектор под-
ключают к анодной цепи через емкостной делитель 1 : 100), либо при появлении
сеточного тока (последовательно с дросселем L2 на рис. 54 включают одну из
обмоток 34 трансформатора, напряжение с вторичной обмотки которого выпрямляют),
либо при действии обоих факторов сразу. Методы получения напряжений для цепи
ALC изложены, например, в [60].
Импульсы в цепи «Сброс», также выведенной на разъем ХР2, можно исполь-
зовать, например, для установки устройства коммутации антенн, размещенного в
корпусе усилителя мощности, в заданное (приоритетное) положение при переклю-
чениях диапазонов.
Провода в шланге, соединяющем трансивер с внешним усилителем мощности,
заключают в экранирующую оплетку.
ВОЗМОЖНЫЕ ЗАМЕНЫ
Многие транзисторы и диоды, используемые в трансивере, можно заменить
на приборы иных типов.
В блоке А2 транзисторы VT1—VT4 должны иметь граничную частоту коэф-
фициента передачи тока 1,^800 МГц, допустимую мощность, рассеиваемую на
143
коллекторе Ркдоп^0,5 Вт, допустимое напряжение на коллекторе UKMII^25 В, до-
пустимый постоянный ток коллектора 1КДОП^50 мА, емкость коллекторного пере-
хода Ск^Ю пФ, эмиттерного С,-С 30 пФ. Подойдут бескорпусиые транзисторы
КТ607А, КТ634А-2,	КТ637А-2,	КТ640А-2, К.Т643А-2, корпусные КТ911А—
КТ911Г, КТ918А, КТ918Б, КТ939А. С несколько худшими результатами на ВЧ
диапазонах можно использовать транзисторы КТ606А, КТ913А, К.Т934А. Неплохие
результаты — динамический диапазон более 90 дБ — дают и маломощные тран-
зисторы КТ355А, КТ368А, КТ399А и подобные при токе через смеситель около
20 мА и пониженном до 7—8 В напряжении на коллекторах (номинал резистора
R7 берут 220—240 Ом). Используя транзисторы с граничной частотой 3—5 ГГц и
более, для борьбы с самовозбуждением смесителя на СВЧ безусловно придется
в цепь базы каждого транзистора включить последовательно по резистору сопротив-
лением 30—220 Ом.
В блоке АЗ транзистор VT1 можно заменить на К.П303В, КПЗОЗГ, К.П303Е,
К.П307А—К.П307Г, а транзистор VT2 — на КП103Л или пару параллельно соединен-
ных транзисторов КЛЮЗЕ—КП103И. В блоке А19, А4 и А21 вместо транзисторов
КП350Б можно использовать любые из серий КП350, КП306. Транзисторы VT5,
VT8, VT14 (А19) и VT4 (А4) —любые из серий КПЗОЗ, КП307. В качестве тран-
зисторов VT5 (А4), VT4 (А19) подойдут кремниевые маломощные с параметрами:
fT100 МГц, U, 12 В, РкЮ„>150 мВт. В блоке ГПД транзисторы VT1, VT2
(А5)----побые кремниевые маломощные структуры п-р-п диапазона СВЧ, желательно
малошумящие. Здесь хорошо работают транзисторы КТ371 А, К.Т372А. Можно исполь-
зовать и КТ355А, КТ368А, К.Т399А, но при этом, возможно, придется изменить
соотношение емкостей С8, С7 (А5). Транзисторы переходных устройств КМОП-ЭСЛ
в блоках А6 и А15 могут быть практически любыми кремниевыми маломощными
структуры п-p-n. В блоке А7 все транзисторы — кремниевые маломощные струк-
туры п-р-п, VT1—VT8 — с допустимым коллекторным напряжением 25 В и более,
VT9—VT15 — ис менее 50 В.
Быстродействие ключевых транзисторов в узлах квазисенсорного управления мо-
жет быть невысоким. Подойдут любые транзисторы соответствующей структуры с
параметрами: Ьги^50,икДоп^25 В. Допустимый ток зависит от нагрузки их кол-
лекторных цепей — одно реле типа РЭС-49 потребляет ток 10—12 мА, РЭС-47 —
около 50 мА, светодиод— 15—20 мА.
Управляющие транзисторы стабилизаторов напряжений — любые кремниевые
структуры п-р-п с параметрами: h2i,>20, Р„ д0|, JslO Вт, и<до„^25 В, 1«д1>„^1,5 А.
В блоке А12 транзисторы VT1, VT2 должны допускать ток коллектора более
100 мА, как и транзисторы VT3, VT4, которые, кроме того, должны иметь
Р. 0,3 Вт.
Транзистор VT1 (А17) можно заменить другим маломощным малошумящим
структуры п-р-п. Вместо КТ355А в качестве транзисторов VT10—VT13 (А19) подой-
дут КТ368А, К.Т399А, хуже — КТ325А.
В блоке А21 транзисторы VT3, VT4 можно заменить на КТ606А. КТ913А,
КТ934А и подобные, VT5 — на любой из серии КТ503, КТ3117. В оконечном каскаде
усилителя мощности можно использовать транзисторы КТ916А, КТ934Б, КТ934Г.
Подойдут и КТ922Б, КТ920Б, К.Т921А. однако с ними можно ожидать заметного
завала АЧХ усилителя на ВЧ диапазонах. С другой стороны, используя два
последних из указанных типов транзисторов, предназначенных специально для
144
линейных усилителей КВ диапазона, можно добиться лучшей линейности ампли-
тудной Характеристики усилителя мощности. Транзистор VT8 — кремниевый струк-
туры р-п-р с параметрами: 1КЯОп>1,5 A, h2is^50, UKaon>25 В. Транзистор VT9
должен допускать ток более 30 мА.
Диоды, используемые в блоках А4, А7, А10, А17 и в блоке А21—VD1, VD3,
VD4, VD6, VD7 можно заменить практически любыми кремниевыми маломощными
с допустимым обратным напряжением более 15 В и прямым током более 10 мА.
В блоке А6 цепь диодов VD1—VD3 можно заменить стабистором КС119А, а цепь
VD4—VD8 — двумя такими стабисторами. Диод VD1 (А19) должен допускать прямой
ток более 30 мА. В блоке А21 диоды VD5, VD6 должны быть высокочастотными,
a VD5 (А21), кроме того, должен быть рассчитан на обратное напряжение свыше
30 В.
Диодные мосты выпрямителей блока питания должны выдерживать выпрямлен-
ный ток не менее 1А и обратное напряжение более 50 В. Варикап VD1 (А5) можно
заменить на Д902, КВ109А-КВ109Г, КВ122А-КВ122В, КВ123. Варикапы VD2 (А19) —
на любой из серий КВ104 или КВ113, a VD3 (А19) —на любой из серий Д901,
КВ102, КВ117.
Номиналы многих резисторов и конденсаторов в блоках квазисенсорного
управления допускают изменение на ±50% и более. Не следует сильно изменять
номиналы токозадающих резисторов, включенных последовательно со светодиодами, а
при изменении номиналов резисторов в коллекторных цепях транзисторов пе-
реходных устройств КМОП-ЭСЛ в блоках А6 и А15 следует сохранить близким
к 2,4 : 3 : 4,7 их соотношение.
ЭСЛ-микроехемы серии К500 можно заменить аналогичными серии К100,
КМОП-микросхемы серии К561 — на аналогичные из серий К176, К164, К564, кроме
микросхем DD1 (А4), DD4 (А19), при замене которых следует проверить работо-
способность имеющихся микросхем на частотах около 10 МГц (микросхемы серии
К176, например, на этих частотах не работают). Узлы квазисенсорного управления
можно выполнить и на базе аналогичных по функциям микросхем более распростра-
ненных ТТЛ-серий, однако при этом придется изменить раскладку печатных
плат, возрастает энергопотребление.
В блоке А12 микросхемы DA1 и DA2 можно заменить любыми микросхемами
операционных усилителей общего назначения с допустимым напряжением питания
не менее ±15 В.
Если для фильтров блока А1 есть возможность изготовить полистироловые или
фторопластовые каркасы диаметром 12 мм, то за счет повышения добротности
катушек можно снизить потери в ДПФ на 1,5—2 дБ. на то же значение улучшить
коэффициент шума приемного тракта. Данные катушек на таких каркасах приведены
в табл. 8.
Диаметр провода марки ПЭВ-2 приведен без изоляции. Размер 1, всюду равен
9, а 12— 13 мм (см. рис. 41).
Силовой трансформатор Т1 блока питания можно заменить самодельным,
рассчитанным на габаритную мощность 45—50 Вт. Его четыре вторичные обмотки
следует рассчитать каждую на напряжение 7 В при токе до 2 А. Конструкция
трансформатора зависит от возможностей, а его расчет можно найти, например,
в И.
Конструкция катушек контуров ПЧ блока А4 может быть самой разнообразной.
Таблица 8
Данные катушек		Диапазон м							
		160	80	40	30	20	16	15	10
Число	ы1, ыЗ	37	37	21	21	13	13	13	10
ВИТКОВ	ы2	30	30	16	16	10	10	10	8
Диаметр провода, мм		0,21	0,21	0,38	0,38	0,64	0,64	0,64	0,8
а, мм		3	3	6	6	6	6	6	4
Емкость	Cl, С8	270	100	51	27	27	20	15	15
конденсаторов, пФ	СЗ, С7	180	0	33	0	15	0	0	0
	С5	910	200	200	75	100	62	39	33
Сохранив близкую к 6 мкГн индуктивность, их можно выполнить, например, в
карбонильных броневых сердечниках СБ 12а, на унифицированных каркасах КВ
диапазона транзисторных вещательных приемников, или даже использовать дроссели
типа Д, ДМ, ДПМ, а настраивать контуры с помощью подстроечных конденсаторов
В любом случае эти катушки следует помещать в экраны
Для магнитопроводов широкополосных трансформаторов можно использовать
кольцевые никель-цинковые ферритовые сердечники (с маркировкой НН, ННИ) коль
цевой формы типоразмеров, близких к КЮХ6Х5 с проницаемостью 200—600
Число витков при этом изменяют в соответствии с изменением проницаемости
где Ын — новое число витков, ыо — прежнее, данное в описании число витков,
|4„ — новое значение начальной магнитной проницаемости
Конструкцию коаксиальной линии и конденсатора переменной емкости блока А5
можно изменить Так, в качестве внешнего проводника линии можно с успехом
использовать отрезок стандартного круглого или прямоугольного волновода под
ходящего сечения И ротор, и статоры КПЕ можно собрать из отдельных пластин
толщиной 1 —1,5 мм
ДВУХДИАПАЗОННЫЙ ТЕЛЕГРАФНЫЙ КВ
ТРАНСИВЕР
ПАРАМЕТРЫ ТРАНСИВЕРА
Аппарат предназначен для работы телеграфом в диапазонах 20 и 40 м
в условиях сильных помех от близкорасположенных передатчиков Он построен по
схеме с одной ПЧ с разделенными трактами передачи и приема, с отдельными ГПД
на каждом диапазоне Последнее позволяет использовать трансивер в режиме
146
дуплексной работы—передачи на одном диапазоне и одновременно приема—на
другом При передаче и приеме на одном диапазоне режим работы полудуплексный,
с самопрослушиванием иа рабочей частоте
Полоса пропускания приемного тракта по уровню —6 дБ — около 0,8 кГц
Коэффициент шума не более 10 дБ, что соответствует пороговой чувствитель
ности —135 дБм или ЭДС чувствительности 0,3 мкВ при входном сопротивлении
75 Ом и отношении сигнал-шум на выходе приемника 10 дБ Реальная избиратель
ность при расстройках более 'ЗзЮ кГц не менее 110 дБ Динамический диапазон
по интермодуляции около 110 дБ
Выходная мощность передающего тракта при напряжении внешнего источника
питания оконечного каскада -(-50 В около 180 Вт в диапазоне 40 м и около 170 Вт
в диапазоне 20 м При питании от внутреннего источника выходная мощность
около 40 Вт Уровень побочных излучений (кроме гармоник) не более —70 дБ
Уровень гармоник не более —36 дБ Полоса сигнала при передаче со скоростью
около 120 знаков в минуту по уровням —60 и —90 дБ не более 1 и 8 кГц Спектраль
ная плотность шума при расстройках более ±10 кГц менее —130 дБГц
СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ТРАНСИВЕРА
На рис 55 представлена структурная схема аппарата Два общих для
передающего и приемного трактов антенных разъема, по одному на каждый диапа
зон XS2 и XS3, соединены с входами блока отключения входа приемника А1 ОВП
Блок содержит три реле, из которых К1 и К2 при нажатии на телеграфный ключ
отключают антенну того диапазона, на котором ведется передача, от выхода блока
А1 Этот выход соединен с контактами реле К1 и К2 через реле КЗ Состояние
реле КЗ определяется тем, на каком диапазоне идет прием Если прием ведется
на другом диапазоне, нежели передача, соответствующее реле К1 или К2 во время
передачи оставляет антенну соединенной с выходом блока ОВП
В блоке А2 антенного коммутатора и аттенюатора АКА содержатся два
реле С помощью реле К1, управляемого переключателем SB2, можно включить или
выключить аттенюатор Е1 на 20 дБ, а реле К2, управляемое переключателем
SB1, соединяет вход приемного тракта либо с выходом блока А2, либо с отдельным
разъемом XS1 «Ант RX»
Выход блока А2 связан с полосовым фильтром Z1 блока приемника АЗ (RX)
Частота настройки фильтра 7 или 14 МГц определяется состоянием реле, коммути
рующих элементы фильтра С его выходом соединен сигнальный вход смесителя
U1, на гетеродинный вход которого поступает напряжение несущей прямоугольной
формы из блока А6 Смеситель нагружен на кварцевый фильтр ПЧ ZQ1 со средней
частотой около 1685 кГц и полосой пропускания около 0,8 кГц Между первым и
вторым каскадами УПЧ А1 и А2 включен «подчисточный» фильтр ZQ2, улучшающий
избирательность тракта и срезающий вторую боковую полосу шума каскада А1
С выхода УПЧ сигнал поступает на ключевой смесительный детектор UR1, на гете
родинный вход которого подается несущая прямоугольной формы с выхода опорного
кварцевого генератора G1 Его частота установлена на верхний склон фильтра
ZQ1 Продетектированный сигнал усиливается УЗЧ АЗ, к выходу которого через
розетки XS9—XS11 можно подключить две пары головных телефонов и магнитофон
6*
147
В трансивере имеется два независимых генератора плавного диапазона (блоки
А4 и А5). Генератор G1 (А4) для диапазона 20 м работает в интервале 96,92—
99,32 МГц. Делителем U1 (А6), расположенным в блоке коммутации гетеродинов
«БКГ», частота генератора делится в 8 раз, после чего интервал изменения частоты
несущей, поступающей на гетеродинный вход смесителя U1 (АЗ), лежит в пределах
12,315—12,415 МГц Это соответствует перекрытию приемником телеграфного
участка диапазона 20 м, т. е. 14,0—14,1 МГц. Интервал частот генератора G1 (А5) —
85,04—86,64 МГц. На выходе делителя на 16 U2 (А6) интервал изменения частоты
несущей составляет 5,315—5,415 МГц, что соответствует перекрытию в диапазоне
40 м участка 7,0—7,1 МГц Гетеродинный вход смесителя приемника подключается
к выходам делителей U1 или U2 (А6) через коммутатор Al (А6) по сигналу из
блока квазисенсорного коммутатора диапазонов приемника А8 «КДП» при нажатии
кнопок SB1 нли SB2 Прн этом узлом Al (А6) вырабатывается сигнал, по которому
через ключ Al (А8) переключаются реле входного фильтра приемника и реле
КЗ (А1)
Вход частотомера (блок А7) «ЧТМ» через коммутатор Al (А6) подключается
к выходу делителя, соединенного со смесителем приемника, т. е. частотомер всегда
индицирует частоту настройки приемника.
Рабочий диапазон передатчика определяет положение галетного переключателя
SA1, с помощью которого выход передатчика подключают к соответствующей антенне,
гетеродинный вход смесителя передатчика — к выходу нужного делителя блока А6
(переключаются фильтры тракта передачи) Выход транзисторного усилителя мощ-
. 148
пости передатчика Al, в отличие от лампового, нельзя в режиме приема оставлять
подключенным к антенне без риска существенного ухудшения динамического диапа-
зона приемника. В связи с этим для подключения выхода передатчика к антенне
использовано реле К.2, которое через узел управления передачей А9—АН, размещен-
ный в блоке передатчика ТХ, включается от педали, соединяемой с разъемом
XS5. Телеграфный ключ через разъем XS6 также соединен с одним из входов узла
Al (А9).
При нажатии телеграфного ключа сначала вход приемника отключается от
соединенной с выходом передатчика антенны с помощью реле К.1 или К.2 (А1),
после чего запускается телеграфный генератор G1 (А9), вырабатывающий частоту,
лежащую в полосе пропускания фильтра ZQ1 (АЗ). Напряжение прямоугольной
формы с выхода телеграфного генератора поступает на очищающий его от гармоник
фильтр ПЧ Z1 (А9), который нагружен на смеситель передатчика U1 (А9). На
гетеродинный вход смесителя поступает несущая прямоугольной формы из блока А6.
Сигнал в диапазонах 14 или 7 МГЦ выделяется коммутируемым с помощью реле
фильтром Z2 (А9) и усиливается усилителем А2. На его вход регулировки усиления
с одного из выходов узла А1 подается напряжение с формой «трапеция», в резуль-
тате чего формируются телеграфные посылки с близкой к колоколообразной формой
огибающей. Затем сигнал поступает на вход усилителя мощности А2. На его регу-
лировочный вход также подается напряжение трапецеидальной формы. При пре-
вышении допустимого напряжения на стоках выходных транзисторов усилителя,
что может произойти в случае несогласованной нагрузки, детектором UZ1 выраба-
тывается сигнал, по которому уменьшается усиление усилителя А2 (А9).
Когда отпускают телеграфный ключ, через время, близкое к задержке отпуска-
ния реле К1 или К2 (А1), происходит формирование спада напряжения трапецеидаль-
ной формы, и когда оно становится близким к нулю и на выходе передатчика сигнал
исчезает, генератор G1 (А9) выключается, а реле К1 или К2 вновь подключает
используемую для передачи антенну к выходу блока А1.
Во избежание обгорания контактов реле К2 и возникновения опасных режимов
работы транзисторов оконечного каскада передатчика, узлом Al (А9) осуществляется
блокировка переключения реле К2 при наличии сигнала на выходе генератора
G1 (А9). Узлом Al (А9) вырабатывается также сигнал, по которому производится
расстройка приемника относительно передатчика, причем только в случае работы
передатчика и приемника на одном диапазоне, что определяется узлом Al (А6).
Коль скоро динамический диапазон приемника, к антенне которого подключен
выход транзисторного усилителя мощности, резко ухудшается, возникает вопрос,
а нужно ли в таком случае сохранять полудуплексный режим с прослушиванием
эфира в паузах между посылками? Ведь гораздо проще использовать реле,
подключающее антенну либо к выходу передатчика, либо к выходу приемника.
Действительно, высококачественный прием при подключенном выходе передатчика
невозможен: в условиях множества сильных сигналов в соседних каналах рабочий
канал сильно «загрязняется». Однако оценить обстановку в рабочем канале и
вблизи него в паузах между посылками, для чего, собственно, и нужен «полный
полудуплекс», все-таки возможно
149
ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ УЗЛОВ ТРАНСИВЕРА
На рис 56 представлена принципиальная схема блока АЗ (RX) приемника
Входной полосовой фильтр Z1 (катушки L1 — L4) выполнен по схеме LC-фильтра
сосредоточенной селекции с индуктивной связью на входе и выходе и с емкостной —
между звеньями К контурам фильтра, настроенного для диапазона 14 МГц при
переходе на диапазон 7 МГц с помощью реле К1 — КЗ подключаются допол
нительные контурные конденсаторы и конденсаторы связи
С выхода фильтра через симметричную катушку связи L4 сигнал поступает на
двухбалансный пассивный ключевой смеситель U1 выполненный на мощных полевых
транзисторах VT3—VT6 Сопротивление каналов этих транзисторов коммутируется
прямоугольной несущей, парафазиое напряжение которой поступает на затворы
транзисторов VT3, VT6 и VT4, VT5 с коллекторов транзисторов VT1, VT2 дифферен
циального усилителя ограничителя мощности несущей Базы этих транзисторов свя
заны с выходами ЭСЛ элемента DD1, входы которого соединены с соответствующими
выходами блока А6 коаксиальными линиями, согласованными на входах блока АЗ
с помощью резисторов R1 н R3
Смеситель нагружен на лестничный кварцевый фильтр H4ZQ1 выполненный
на резонаторах В1—В4 а также на примитивный «диплексор» представляющий
собой цепь из последовательно соединенных резистора R12 и конденсатора С24
Этой цепью поглощается большая часть мощности побочных продуктов преоб
разования, что улучшает динамический диапазон смесителя и в то же время вносимое
ею затухание иа частоте ПЧ незначительно Начальное напряжение на затворы
транзисторов смесителя поступает с движка подстроечного резистора R29
Высокая чувствительность приемного тракта обеспечена во многом за счет
применения в первом каскаде УПЧ А1 малошумящего полевого транзистора VT8
затвор которого связан с выходом кварцевого фильтра через согласующий резо
нансный автотрансформатор L7C35C40 Первый каскад УПЧ выполнен по схеме
ОН—ОБ на транзисторах VT8 и VT10, чем обеспечена хорошая устойчивость усили
теля к самовозбуждению
На резонаторах В6, В7 выполнен подчисточный фильтр ZQ2 Его сравнительно
низкое характеристическое сопротивление согласовано с высоким выходным сопротив
лением первого и входным — второго А2 каскадов УПЧ с помощью емкостных
делителей С54, С56 и С57 С58 Каскад А2 выполнен по схеме ОИ—ОЭ на тран
зисторах VT11, VT7 Максимальное усиление тракта ПЧ устанавливают подбором
резистора R15 Регулируют усиление ПЧ вручную с помощью переменного резистора
R9, расположенного на лицевой панели аппарата
Опорный генератор G1 выполнен на микросхеме DD2 и резонаторе В5 Выход
генератора связан с цепью затвора транзистора VT9, выполняющего функцию
пассивного шунтового ключевого смесительного детектора Сигнал 34, образующийся
в стоковой цепи этого транзистора, фильтруется цепью R18,C42,R22,C47,C49, пред
ставляющей собой двухзвенный фильтр нижних частот с частотой среза около 2 кГц
и фильтр верхних частот с частотой среза около 300 Гц Усилитель 34 выполнен
на микросхеме DA1 со стандартными цепями коррекции
Принципиальная схема блока передатчика А9 (ТХ) приведена на рис 57 Его
работу иллюстрируют временные диаграммы рис 58 При нажатии на телеграфный
ключ (этому соответствует соединение контактной площадки 5 с цепью «общий
150
151
152
провод»,_ рис 58,а) на выводе 4 микросхемы DD2'появляется напряжение высокого
уровня Током, текущим через резистор R3 в цель базы транзистора VT1, этот тран
зистор открывается до насыщения, транзистор VT3 закрывается Ток через обмотку
реле К1 или К2 (А1) отключения входа приемника от антенны прекращается
(опасный для транзистора VT3 (А9) импульс напряжения, возникающий при этом
на его коллекторе, «поглощается» диодом VD9) Реле отпускает, при этом на контакт
ной площадке 4 (рис 58,6, время задержки отпускания реле типа РЭС44 около
2 мс) напряжение падает от +12 В до 0 На выходе схемы совпадения DD3 1 уста
навливается напряжение низкого уровня (рис 58,в), которым RS-триггер, выполнен-
ный на элементе DD3 2, переводится в состояние, когда на выводе 11 микросхемы
DD3 устанавливается напряжение низкого уровня (рис 58,а)
С выводом 11 соединен вход интегратора RD4 1, иа выходе которого начинает
формироваться фронт напряжения трапецеидальной формы (рис 58,е), по достижении
которым уровня около +0,6 В напряжение высокого уровня появляется на выходе
компаратора VT2, DD4 2 (рис 58,ж) Теперь в цепь базы транзистора VT1 течет
отпирающий его ток также и через резистор R13 Включается кварцевый телеграф-
ный генератор G1, выполненный на элементе DD4 3 и резонаторе В1 Его сигнал через
буферный элемент DD4 4 и резистор R7 подается на одноконтурный фильтр ПЧ Z1,
выполненный на элементах 1.1 ,СЗ,С4,С8, который ослабляет высшие гармоники сиг-
нала телеграфного генератора Фильтр нагружен на два кольцевых смесителя, выпол-
ненных на диодах VD1,VD2,VD5,VD6 и VD3,VD4,VD7 Напряжение несущей
прямоугольной формы поступает только на один из смесителей — с контактной
площадки 1 через верхний (по схеме) элемент микросхемы DDI на средний вывод
катушки L3 при работе в диапазоне 14 МГц или с контактной площадки 2 через
нижний (по схеме) элемент микросхемы DD1 на средний вывод катушки L5
(диоды смесителя, на которые не поступает в данный момент напряжение несущей,
не проводят и не шунтируют фильтр ПЧ, поскольку размах напряжения ПЧ на
крайних выводах катушки L2 не превышает 1 В) Каждый смеситель нагэужеи на свой
диапазонный полосовой фильтр — четырехзвенный L4L7L9L11 диапазона 14 МГц и
трехзвенный L6L8L10 диапазона 7 МГц Сигнал с выхода одного из фильтров через
контакты реле К1 поступает на вход первого каскада усилителя мощности, выполнен-
ного на транзисторе VT6, и далее на второй каскад на транзисторе VT1Q Радиочастот
ные посылки с плавными фронтом и спадом огибающей образуются при действии
а)	5	. „	1		1	1
	77,	«й,	
б)	4	-			_+У	|	|
			
8) выв 4 ПВЗ	п			1	1	1
			
г) Вы В UBB3	“I			1	1	1
			
д)Вь1бПВЛ2		—и-	и
e)BbiB 4 ВВ4				
			
ж)Вы6 ЗЛВЧ		J			1	1	
з) 9				-^п II III III Ik,
			*Щ|	|| III III
Рис 58
153
на второй затвор транзистора VT6 напряжения трапецеидальной формы
(рис 58,и,е)
Прн отпускании телеграфного ключа на контактной площадке 5 восстанавли
вается напряжение высокого уровня (рис 58,а) Такой же уровень устанавливается
и иа выходе схемы совпадения DD3 1 (рис 58,в) Из отрицательного перепада на
пряжения, возникшего на выводе 4 микросхемы DD2 при отпускании ключа, диф
ференцнрующей цепью С5, R4 формируется импульс, запускающий одновибратор,
выполненный на элементах DD2 2, DD2 3 Его время релаксации установлено подбором
цепи С9, R8, близким к времени отпускания реле К+ К2 блока А1 (рис 58,6) Из
положительного фронта импульса на выходе одновибратора дифференцирующей
цепью C11.R10 формируется короткий импульс, который инвертируется элементом
DD3 3 и воздействует на вывод 12 RS триггера DD3 2, который возвращается в
исходное состояние (рис 58,г) На выходе инте1ратора DD4 1 начинает формиро
ваться спад напряжения трапецеидальной формы (рис 58,е), уровень РЧ посылки
плавно уменьшается (рис 58,и) Когда напряжение на выходе интегратора достиг
нет примерно 0,6 В, на выходе элемента DD4 2 устанавливается напряжение низ
кого уровня (рис 58,ж), и колебания генератора DD4 3 срываются Транзистор
VT1 закрывается, открывается транзистор VT3 и срабатывает реле К1 или К2 (блока
А1>, подключая вход приемника к антенне, н при этом на контактной площадке
4 восстанавливается напряжение высокого уровня Кратковременное отпускание
реле в результате дребезга его контактов (рис 58,6) не приводит к появлению РЧ
посылки, поскольку оно возможно только при одновременном нажатии телеграфного
ключа и отпускании реле
На микросхеме DD5 выполнен узел блокировки переключения реле К2, под
ключающего антенну к выходу передатчика, а также реле К1, включающего иапря
жение питания на предоконечный каскад усилителя мощности Прн нажатии на педаль
через контакт XS5 1 напряжение низкого уровня поступает на вывод 13 микросхемы
DD5 1 При этом напряжение высокого уровня иа выходе данного элемента, кото
рым RS триггер DD5 2 переводится в состояние, когда такой же уровень устанавли
вается на выводе 4 триггера и через ключ VT8, VT9 подается напряжение на обмотки
реле К1 и К2, может появиться только в случае, если на выводе 3 элемента DD4 2
будет напряжение низкого уровня, т е генератор DD4 3 выключен Точно так же при
отпускании педали триггер DD5 2 может вернуться в исходное состояние только при
выключенном телеграфном генераторе
Через эмиттерный повторитель VT4 и делитель R35,R36 напряжение трапецеидаль
ной формы подается на регулировочный вход оконечного каскада усилителя мощ
ности Уровень «нажатия» на контактной площадке 12 — около +1 В, «молчания» -
около —3 В
Дифференциальный каскад на транзисторах VT5. VT7\ служит для защиты
транзисторов оконечного каскада усилителя мощности от перегрузок по напряжению
Если все нормально, то транзистор VT5 закрыт, a VT7 открыт Прн появлении на
контактной площадке 3, соединенной с выходом пикового детектора UZ1 цепи защиты,
напряжения более примерно +96 В, транзистор VT5 открывается и шунтирует
цепь затвора транзистора VT6 первого каскада усилителя мощности, уменьшая его
усиление
На рис 59 дапа схема предоконечного и оконечного каскадов усиления мощ
ности, а также блоков А1 (ОВП) и А2 (АКА) На транзисторе VT1 выполнен
154
155
предоконечный каскад усиления мощности. Этот каскад — резонансный, контур L1C3
настроен на частоту 14 МГц. В диапазоне 7 МГц к контуру подключают допол-
нительный конденсатор С6 с помощью реле КЗ, на обмотку которого, а также реле
KI (А9), подается напряжение через переключатель SA1.5. В отличие от тран-
зисторов VT6 н VT10 (А9) первых двух каскадов усиления мощности, рабо-
тающих в режиме А, транзистор VT1 работает в неглубоком режиме С при начальном
смещении около -| 0,4 В, прн котором транзистор еще не открыт. Напряжение питания
подается в коллекторную цепь транзистора через контакты реле К1 при нажатой
педали.
Оконечный каскад передающего тракта выполнен на мощных полевых тран-
зисторах VT2—VT5, включенных параллельно. Для повышения устойчивости каскада
к самовозбуждению в цепь затвора каждого транзистора последовательно включены
резисторы R3, R5, R6, R8 и входная цепь каскада соединена по РЧ с «общим
проводом» через резистор R4 со сравнительно малым сопротивлением. В эту цепь
подается управляющее напряжение из блока А9, запирающее транзисторы в отсутствие
напряжения возбуждения. Во избежание пробоя транзисторов по цепи затвора в
случае обрыва цепи «Упр. РА» введен резистор R7.
Выходное сопротивление каскада около 8 Ом. Реактивные токи через элементы
выходного П-фильтра довольно велики, поэтому емкость этого фильтра диапазона
14 МГц со стороны стоковой цепи образована конденсаторами С12—С15, соединенны-
ми по кратчайшему пути между стоковым выводом каждого транзистора и общим
проводом, а разделительную емкость образуют включенные параллельно конденсаторы
С17—С19. В диапазоне 7 МГц со стороны стоковой цепи дополнительно под-
ключается конденсатор С20. На каждом диапазоне в П-фильтрс используется
отдельная катушка индуктивности — L5 или L6. Элементы П-фильтра рассчитаны на
'входное сопротивление 8 Ом, выходное — 75 Ом и добротность 3,5.
При полной выходной мощности постоянный ток, потребляемый каскадом,
достигает 6,5—7 А. Он контролируется амперметром РА1 с током полного отклоне-
ния 11) А.
На элементах VD5,VD6,C16 выполнен пиковый детектор цепи защиты стоковой
цепи по напряжению. Эта цепь отрабатывает сравнительно медленно, за несколько
микросекунд, а практически мгновенную защиту от перенапряжений обеспечивает
цепь диодов VD1—VD4.
Контакты реле К1 и К2 (А1) соединены по РЧ с общими для приемного и
передающего трактов антенными разъемами XS2 и XS3 через конденсаторы С5 и
Сб (А1). Для повышения надежности отключения при передаче входа приемника
использованы все три .контактные группы каждого реле. Постоянное напряжение
-R12 В, соответствующее напряжению высокого уровня КМОП-микросхем в блоке
А9, подается на эти контакты через дроссели L3 и L4 (А1), а снимается с них для
управления по входу 4 (А9) через дроссели L1 и L2 (А1). Подключение этих
дросселей с ферритовыми магнитопроводами к входу приемника не привело к
сколь-нибудь заметному ухудшению его динамического диапазона, поскольку РЧ ток
через них весьма мал.
При работе передатчика в диапазоне 14 МГц вход 4 (А9) через переключатель
SA1.2 соединен с контактами реле К2 (А1). Обмотка реле К2 через переключатель
SA1.4 соединена с коллектором ключевого транзистора VT3 (А9), а обмотка реле
KI (А1) через переключатель SA1.3 подключена к общему проводу. Контакты этого
156
реле постоянно замкнуты. Если переключатель SA1 перевести в положение «7 МГц»,
то с коллектором транзистора VT3 (А9) будет связана обмотка реле К1 (А1), а контак-
ты реле К2 (А1) будут постоянно замкнуты.
Реле КЗ (А1) управляется параллельно с реле К1 — КЗ (АЗ) напряжением,
поступающим из блока коммутации диапазонов приемника А8. Конденсатор С7
(А1) служит для гальванической развязки цепи управления «Упр.Кд» н входа
приемника.
Схема блока А2 практически аналогична схеме блока All вседиапазонного КВ
трансивера (см. рис. 20). Генераторы блоков ГПД А4 и А5 (см. рис. 55) по схеме
полностью идентичны генератору блока А5 (рис. 15) и отличаются от него только
конструктивно.
Схема блока коммутации гетеродинов А6 (БКГ), а также блока квазисенсорного
коммутатора диапазонов приемника А8 (КДП) представлены на рис. 60. Микросхема
DD1 (А6) выполняет функцию деления на 8 частоты генератора блока А4 (ГПД-14),
a DD2 (Аб) —деления на 16 частоты генератора блока А5 (ГПД-7). Вывод 2 микро-
схемы DD1 соединен с выводом 6 элемента ИЛИ-HE (в инверсиях И—НЕ) DD5,
служащего для подачи несущей на гетеродинный вход приемника при работе его
в диапазоне 14 МГц, а также с входом переходного устройства (ПУ) ЭСЛ-ТТЛ,
выполненного на транзисторе VT5. Для диапазона 7 МГц аналогичные функции
выполняют узлы на элементах DD7 и VT6.
Предположим, что нажатием кнопки SB1 (А8) приемник включили в диапазон
14 МГц. Напряжение низкого уровня поступило на вывод 8 микросхемы DD3 (А6), и
RS-триггер DD3.1 перешел в состояние, при котором на его выводе 10 установилось
напряжение высокого уровня, а на выводе 4 — низкого. Открываются транзисторы
VT4, VT5 ПУ КМОП-ЭСЛ. На коллекторе первого устанавливается ТТЛ-напряжение
низкого уровня, которым запирается схема совпадения на верхнем (по схеме) эле-
менте DD8.2, а на коллекторе второго — ЭСЛ-напряжение высокого уровня, которым
закрывается ключ DD7. Загорается светодиод HL1 (А8), индицирующий работу
приемника в диапазоне 14 МГц. Транзисторы ПУ КМОП-ЭСЛ VT1, VT2 (А6) закрыты,
светодиод HL2 (А8), индицирующий работу приемника в диапазоне 7 МГц, не све-
тится. ТТЛ-напряжением высокого уровня, поступающим с коллектора транзистора
VT2 (А6) на вывод 4 нижнего (по схеме) ключа микросхемы DD6.2, этот ключ
открывается. С его выхода через схему И—НЕ (в инверсиях ИЛИ—НЕ) DD9 на
вход частотомера поступает сигнал деленной на 8 частоты генератора ГПД-14. Не-
сущая этой частоты поступает на гетеродинный вход приемника с выхода ключа DD5,
открытого по входу 4 ЭСЛ-напряжением низкого уровня, поступающим с коллектора
транзистора VT1. Ключ VT1, VT2 (А8) закрыт, контакты реле К1—КЗ (АЗ) разом
кнуты, а контактами реле КЗ (А1) выход блока А1 по РЧ соединен с контактами
реле К2 (А1).
При нажатии на кнопку SB2 (А8) на выводе 4 RS-треггера RD3.1 (А6) уста-
навливается напряжение высокого уровня, а на выводе 10— низкого. Открыты тран-
зисторы VT1, VT2 (А6), горит светодиод HL2 (А8). Ключ DD5 (А6) закрыт, как и
нижний (по схеме) элемент DD6.2. Транзисторы VT4, VT5 закрыты, светодиод
HL1 (А8) не светится. Открыт ключ DD7(A6), через который несущая диапазона
7 МГц поступает на смеситель приемника. Открыт и верхний (по схеме) элемент
микросхемы DD8.2, через который на вход элемента DD9 и далее на вход частотомера
поступает сигнал с частотой этой несущей.
157
8SI
61 81 61 SI SI 61
bWirVH ШаЛ-9ЯЛ
бал аал
са		_С9
1мк +	~33мнх16в 2
— 12
ЛрГI XS8 ГРПМШ-1-31
— 61
29
610
210
511
ян
~т
212
613
213
6Н


+5В
С13	ЕН + Е15
2200
1мк 100ми
*6,ЗВ
он
~615
215
~61В
5(23)
6 (23)
Рис 60
159
• Коммутация несущих частот для смесителя передатчика происходит по управ-
ляющим сигналам, поступающим с переключателя SA1.8 (см. рнс. 59). Когда
напряжение, соответствующее ТТЛ и КМОП напряжению высокого уровня (около
-j-4,5 В), поступает на контакт XS8—А7, открывается ключ на верхнем (по схеме)
элементе DD6.2 и на вход смесителя передатчика поступает несущая для диапазона
14 МГц. В это время нижний (по схеме) элемент DD8.2 закрыт, поскольку его вывод
1 через резистор R16 соединен с общим проводом Наоборот, этот элемент будет
открыт и на смеситель передатчика поступит несущая для диапазона 7 МГц, а верхний
(по схеме) элемент DD6.2 закроется, когда напряжение высокого уровня будет
поступать на контакт XS8—Б8.
Если передатчик и приемник работают на одном диапазоне, то на выходе одной
из схем совпадения микросхемы DD3 2 устанавливается напряжение низкого уровня,
а на выводе 10 элемента DD4 3 — высокого. При отжатом телеграфном ключе из блока
А9 на контакт XS8—А5 и далее на выводы 5,6 инвертора DD4 1 поступает напряжение
низкого уровня и на вывод 13 схемы И—НЕ DD4 2 — высокого. Так как и на вывод
12 этого элемента поступает напряжение высокого уровня, на его выводе 11 —
напряжение низкого уровня, на выводе 3 инвертора DD4.4 — высокого. Транзистор
VT8 закрыт, a VT9 открыт, и напряжение на контактных площадках 6 и 7, которое
поступает на варикапы расстройки в блоках А4 и А5 (VD1 на рис. 15) зависит от
положения движка резистора расстройки RIO «R1T». При нажатом ключе на выводы
5,6 инвертора DD4.1 поступает напряжение высокого уровня. Транзистор VT8 открыт,
a VT9 закрыт, и напряжение на варикапах расстройки определено соотношением
сопротивлений постоянных резисторов R29 и R27 и примерно равно напряжению,
снимаемому с движка резистора R10 в его среднем положении.
При работе передатчика и приемника на разных диапазонах независимо от
уровня, поступающего на контакт XS8 (А5) из блока А9, транзистор VT8 открыт, а
VT9 закрыт, и расстройка выключена, поскольку с вывода 10 элемента DD4.3 поступает
напряжение низкого уровня. Таким образом, расстройка действует только при работе
приемника и передатчика на одном диапазоне. Делитель R8, R9 служит для согласова-
ния напряжений высокого уровня в блоках А9 (около +12 В) и А6 (около +5 В).
Узел на транзисторе VT3 и диодах VD1—VD3 — стабилизатор напряжения
около —2 В питания эмиттерных цепей транзисторов генераторов G1 (А4) и G1 (А5),
на транзисторе VT11 (А6) и диодах VD6—VD10 (Аб), напряжения около +3,5 В для
питания коллекторных цепей генераторов, а на транзисторе VT10 (А6) н стабилитроне
VD11 (А6) —напряжения около +8 В питания цепи расстройки. Эти узлы
аналогичны по схеме и назначению узлам на транзисторах соответственно VT2,
VT9 и VT14 схемы на рис 16.
Схема блока А7 (ЧТМ) в основном аналогична схеме па рис. 23 Но поскольку
в данном случае частота приема всегда равна сумме частот ПЧ и гетеродина, в
основной счетчик частотомера записывается код, соответствующий значению ПЧ,
равному 1 685,0 кГц, путем соединения входов D микросхем основного счетчика
с шиной +5 В или общим проводом. Цепь «±» и соответствующие ей шины от-
сутствуют
Стабилизаторы блока питания трансивера такие же, как на рис. 21 и 36, только нет
стабилизатора «—12 В». Для питания всех цепей, кроме стоковой цепи оконечного
каскада усилителя мощности, используется блок питания, аналогичный изображенно-
му на рнс. 36 Выпрямитель на диодах VD2 используется только для получения
160
стабилизированного напряжения +12 В и питания дифференциального усилителя
мощности несущей VT1, VT2 (АЗ) для смесителя приемного тракта. Для питания
реле и коллекторной цепи предоконечного каскада усилителя мощности служит
выпрямитель VD3. Для питания стоковой цепи оконечного каскада при работе от
внутреннего источника питания трансивера установлен еще один трансформатор
типа ТН-46, все вторичные обмотки которого соединены последовательно и подклю-
чены к мостовому выпрямителю на диодах типа КД202В, нагруженному на емкость
80 000 мкФX80 В (электролитический конденсатор типа К50-18).
КОНСТРУКЦИЯ И ДЕТАЛИ
Трансивер собран на дюралюминиевом шасси размерами 350Х340Х 160 мм
В его конструкции (рис. 61) реализованы те же принципы, что и для шасси вседиапа-
зониого КВ трансивера Здесь также имеется лицевая панель 1 и лицевая
фальшпанель 2, связанные винтами М4 впотай через шесть стоек высотой 14 мм. Па
нель 1 на высоте 25 мм связана четырьмя винтами М3 с панелью 3 ключа и частото-
мера. Панель 3, в свою очередь, четырьмя винтами М3 соединена с П-образной
перегородкой 4, к которой сзади прикреплены элементы блока питания. Панель 1
связана с перегородкой 4 и двумя парами цилиндрических стяжек 6, к которым
слева прикреплена плата блока АЗ (RX), а справа — блока А9 (ТХ).
Усилитель мощности вместе с ребристыми радиаторами-теплоотводами выходных
транзисторов усилителя мощности, галетный переключатель диапазонов передатчика,
детали предоконечного каскада, блок А1. РЧ коаксиальные разъемы и разъемы
блока питания для подключения сети и внешнего источника питания усилителя
мощности размещены на задней откидной панели 7 Блок А2 прикреплен к пере
городке 4 справа, а слева установлены розетки XS5 «Педаль», XS6 «Ключ»,
XS7 «Манипулятор» внутреннего телеграфного ключа, XS9 и XS10 «Телефоны»,
XS11 «Магнитофон», все — типа СГ-3 или СГ-5 Плата блока А8 находится между
панелями 1 и 2.
Детали блоков А4 и А5 размещены в одной закрытой со всех сторон коробке
8 с внешними размерами 80X65X145 мм, собранной из дюралюминиевых пластин
толщиной 5 мм. Объем внутри коробки поделен пополам поперечной перегородкой
из такого же материала В качестве конденсаторов переменной емкости (С4 на
рис. 15) использованы сдвоенные КПЕ от генератора типа Г4-45, имеющие изо-
лированный от корпуса ротор на керамической оси. Эти КПЕ укреплены на передней
крышке коробки, на их оси насажены шкнвы диаметром 40 мм, связанные с осями
соответствующих ручек настройки подпружиненными тросиками. Эти оси вращаются
во втулках, запрессованных в переднюю крышку коробки на высоте 90 мм и в
кронштейн, прикрепленный к передней крышке коробки через стойки высотой 20 мм
Платы генераторов вместе с коаксиальными линиями (W1 на рис. 15)- размещены
в коробке В качестве этих линий использованы свернутые в двухвитковые кольца
отрезки жесткого коаксиального кабеля длиной по 25 см с фторопластовой изоляцией
и диаметром внешнего проводника 4 мм. К лицевой панели 1 коробка креп-'тся па
стойках высотой 35 мм.
Панели 1 и 2 изготовлены из дюралюминия Д16Т толщиной 3 мм, панель
3 — толщиной 5 мм, детали 4 и 7 — из сплава АМГ толщиной 2,5 мм а 5 и 6 —
из дюралюминиевых прутков диаметром 10 мм
161
Диап Настройка
Рис 61
162
Платы блоков АЗ и А9 имеют размеры 130X155 мм В отдельные экра
нирующие коробки, спаянные из фольгированного стеклотекстолита и припаянные
к платам, заключены, как это указано на принципиальных схемах, входной фильтр
приемника (коробка с двумя перегородками), смеситель приемника и кварцевый
фильтр с деталями первого каскада УПЧ, фильтры платы передатчика вместе со
смесителями и первым каскадом усиления мощности Катушкн L8—L10 (АЗ) имеют
дюралюминиевые экраны размерами 16Х 16X25 мм
Катушки L1 — L4 (АЗ) намотаны на крестообразных каркасах с торцевым
размером 20X20 мм и высотой 30 мм, изготовленных из полосок двустороннего
фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5—2 мм с прорезями (продольными)
по осям длиной 15 мм и той же ширины, что и толщина полосок Фольга удалена
полностью, за исключением участков шириной 3 мм у торцевых краев полосок,
служащих для крепления деталей каркасов друг к другу и каркасов к плате методом
пайки Катушки L1 и L3 (АЗ) имеют по 24 витка провода ПЭВ-2 0,38 (индуктив
ность около 5,2 мкГн), катушка L2 (АЗ) — 17 витков провода ПЭВ 2 0,51 (индуктив
ность около 2,6 мкГн) Длина намотки этих катушек — по 20 мм Их мотают двумя
проводами сразу, после чего один из ник удаляют Отвод у катушки L1 делают
от пятого витка (по схеме рис 56 — снизу) Катушку L4 (АЗ) мотают двумя
проводами ПЭЛШО 0,15 в навал вплотную к холодному концу катушки L3 Обмотка
содержит 2X4 витков
Катушки L5, L6 (АЗ) намотаны на крестообразных каркасах размерами
25X25X40 мм Катушка L6 содержит 60 витков провода ПЭЛШО 0,38, намотанных
виток к витку, длина намотки 30 мм, индуктивность около 45 мкГн Поверх катушки
L6 ближе к ее холодному концу в два провода ПЭЛШО 0,15 в навал намотана катушка
L5, содержащая 2X8 витков
Катушки L7 L10 (АЗ) намотаны в горшкообразных карбонильных сердечниках
типа СБ12а Они содержат по 50 витков провода ПЭЛШО 0,38 (индуктивность
около 50 мкГн)
Катушки L1—Lil (А9) намотаны на кольцевых магнитопроводах из феррита
МЗОВЧ 2 (МЗОВН-9) типоразмера К20Х10Х5 Катушка 1Л содержит 68 витков
провода ПЭЛШО 0,38, индуктивность около 105 мкГн Катушка L2 содержит 2X5
витков провода ПЭ'ЛШО 0,15 Катушка L3 имеет 2X1, a L5—2X2 витков того же
провода Катушки L4, LI 1 имеют по 13, a L7,L9 по девять витков провода ПЭВ-2 0,69
Катушки L6, L10 содержат по 20, а катушка L8— 14 витков провода ПЭВ 2 0,51
Обмотки контурных катушек размещены примерно на 2/3 периметра сердечника,
а обмотки катушек связи — на оставшейся части, в навал
Катушка L1 (рис 59) — бескаркасная и содержит 12 витков голого медного
провода диаметром 1 мм, намотанных на оправке диаметром 12 мм (диаметр обмотки
после снятия с оправки — около 15 мм) Отвод, идущий к коллектору транзистора
VT1, сделан от второго, а идущий к затворам транзисторов VT2—VT5 — от пятого
витка, считая от холодного конца катушки Катушки выходного П фильтра также
бескаркасные Катушка L5 содержит четыре, a L6 — шесть витков голого медного
провода диаметром 3 мм, намотанных на оправке диаметром 32 мм
Дроссели L1—L4 (Al), L12 (А9)—типа ДО, 1 или подобные, L2 — типа
Д1,2 Дроссель L3 намотан на кольцевом магнитопроводе из феррита М400НН
типоразмера К32Х20Х6 и содержит шесть витков провода ПЭЛШО 0 8
Резистор R40 (А9) состоит из двух резисторов МЛТ 0,125 с номиналом 8,2 Ом,
163
включенных параллельно, резистор R2 — из двух резисторов МЛТ-0,5 с тем же номи-
налом. Конденсаторы С12—С15, С20—С22—типа КТ-3, причем конденсаторы С20—
С22 состоят каждый из двух или трех конденсаторов, подбираемых при настройке
В остальном, в трансивере использованы те же типы деталей, что и во вседиапазоп-
ном КВ трансивере При замене деталей можно руководствоватся соображениями,
изложенными для этого трансивера.
НАЛАЖИВАНИЕ
Проверив межблочный монтаж, работу блока питания и стабилизаторов
(в том числе блока А6), настраивают блоки ГПД А4 и А5, как это описано для
аналогичных узлов вседиапазонного КВ трансивера. Диапазон перестройки гене-
раторов устанавливают подбором конденсаторов С5—С8 (рис. 15).
В блоке А6 может потребоваться коррекция сопротивления резисторов R24,
R25, которые подбирают по наибольшей близости к меандру формы сигнала на
выходах элементов DD6.1, DD8.1. Манипулируя переключателями SAI (А6) н
SB1, SB2 (А8). проверяют работу узлов на цифровых микросхемах по выходным
сигналам блока.
Настройку блока АЗ (RX) начинают с проверки УЗЧ, который при правильном
монтаже и исправных деталях в налаживании не нуждается. Затем проверяют
работу опорного генератора DD2 и смесительного детектора VT9, как это описано
для аналогичных узлов вседиапазонного КВ трансивера. Подав сигнал с частотой
ПЧ на затвор транзистора VT11, настраивают контур L10C33 Затем, подключив
генератор сигналов к цепи затвора транзистора VT8, настраивают контуры L8
и L9 и снимают АЧХ подчисточного фильтра В6, В7 В полосе 0,8 кГц неравномер-
ность АЧХ должна быть не более 2 дБ, чего добиваются небольшой расстройкой
указанных контуров относительно максимума коэффициента передачи. Частоту
опорного генератора DD2 устанавливают на верхний склон АЧХ фильтра.
Отключив выводы катушки L5 от стоковых цепей транзисторов смесителя,
включают генератор сигналов между общим проводом н одним из выводов этой
катушки. Настраивают контуры L6 н L7 подстройкой конденсаторов С28, С31, С38,
с одновременной подстройкой указанных контуров добиваются приемлемой АЧХ
тракта ПЧ, неравномерность которой в полосе 0,8 кГц не должна превышать
6 дБ. Проверку АЧХ и настройку фильтров, конечно, удобнее вести с помощью
измерителя АЧХ.
Автором использованы резонаторы с эквивалентной индуктивностью около 1,5 Гн
Характеристическое сопротивление обоих кварцевых фильтров тракта ПЧ — около
5 кОм На эти параметры рассчитаны емкости связи и сопротивление согласующих
делителей С35С40, С54С56, С57С58. Если применить резонаторы, параметры которых
значительно отличаются от указанных, упомянутые емкости следует 'изменить, как
показано на с. 129. Использованные автором резонаторы имеют резонансный
интервал менее 2 кГц, поэтому при установке конденсаторов связи с расчетными
емкостями АЧХ тракта оказалась резко асимметричной, с большим «завалом»
сверху. Введение подстроечных конденсаторов С28, С31, С38 в качестве конденсаторов
связи позволило несколько улучшить положение, хотя, конечно, достигнутая неравно-
мерность АЧХ тракта (около 6 дБ) далека от идеала. Лучших результатов можно
достичь путем шунтирования резонаторов компенсирующими индуктивностями или
замены конденсаторов связи на резонансные контуры.
164
Восстановив монтаж стоковой цепи смесителя, проверяют работу усилителя мощ-
ности несущей. На коллекторах транзисторов VT1, VT2 (АЗ) при контроле осцил-
лографом должен наблюдаться сигнал с близкой к меандру формой и длительностью
фронта и спада не более 4 нс.
Подстроечным резистором R29 устанавливают напряжение смещения на затворах
транзисторов смесителя около +8 В. Генератор сигналов подключают к контактной
площадке 1, подают сигнал с частотой настройки приемника в диапазоне 14 МГц и
конденсаторами С2, С7, С18 настраивают контуры входного полосового фильтра по
максимуму коэффициента передачи. Проверяют АЧХ фильтра и, если его полоса про-
пускания по уровню — 1 дБ сильно отличается от 100 кГц, подбирают емкости
конденсаторов С6, С15, которые удобно выполнить в виде двух скрученных между
собой отрезков жесткого монтажного провода длиной по 3—5 см и регулировать
их емкость изменением длины и шага скрутки Подойдет также провод типа
ПЭВ или подобный диаметром 0,3—0,5 мм
Включив диапазон 7 МГц, повторяют настройку фильтра, оперируя только ем-
костями конденсаторов С4, С5, С13, С14, С19 (АЗ).
На вход приемника через мостовой сумматор подают двухчастотный сигнал с
уровнем, вызывающим заметную интермодуляционную помеху. Подстраивая резистор
R29, добиваются минимума помехи. Включив в качестве резистора R12 переменный
с номиналом 1 кОм, а в качестве конденсатора С24 малогабаритный КПЕ (от карман-
ного приемника с емкостью до 300—500 пФ), регулировкой этих элементов также
добиваются минимума интермодуляционной помехи при ухудшении коэффициента
передачи тракта не более чем на 1 дБ. При этих операциях приемник следует настраи-
вать как на частоту 21,—Ь. так и на частоту 21?—Г, поскольку можно добиться
очень хорошего подавления одной из компонент, но при этом может значительно
увеличиться другая. Фиксируют такие значения элементов С24, R21, R29, при
которых подавление обеих интермодуляционных компонент примерно одинаково.
Можно ожидать лучшего подавления иитермодуляционных помех, если применить
обычный «диплексор» вместо цепи R12.C24, которую можно преобразовать в такой
диплексор путем подключения параллельно конденсатору С24 катушки индуктивности,
образующей с этим конденсатором контур, настроенный на ПЧ. Емкость конден-
сатора при этом целесообразно увеличить до 1 000 пФ, тогда катушка должна иметь
индуктивность около 9 мкГн, Ее каркас можно изготовить из отрезка внутренней
изоляции коаксиального кабеля РК150-7-11 длиной 30—35 мм. Обмотка содержит 65
витков провода ПЭВ-2 0,2, намотанных в навал, длина намотки — 20 мм. Катушку
следует поместить в отдельный экран или расположить в одном с катушкой
L6 отсеке экранирующей коробки, но так, чтобы связь между ними была минимальной,
т. е они были предельно разнесены, а их оси должны быть взаимно перпендикулярны
и пересекаться в центре обмотки одной из катушек.
Сильный шум приемного тракта может быть вызван насыщением транзисторов
усилителя мощности несущей. Увеличивая сопротивление резистора R7. устанавливают
ненасыщенный режим работы транзисторов. Наоборот, если при указанных на схеме
(рис. 56) напряжениях питания размах напряжения на коллекторах транзисторов
VT1, VT2 не достигает 20 В, сопротивление R7 уменьшают, не доходя до резкого
возрастания шума приемника.
Следует отметить, что при измерениях динамического диапазона около НО дБ
и более, развязки даже мостовых сумматоров может оказаться недостаточно, и не
165
только для транзисторных генераторов сигналов, но и для ламповых. Чтобы быть
уверенным, что интермодуляция возникает именно в приемнике, можно, например,
усилить сигналы генераторов на 20—30 дБ с помощью широкополосных усилителей
на СВЧ транзисторах, работающих в сильно недоиапряженном режиме А, а между
выходами усилителей и сумматором включить аттенюаторы с тем же значением
затухания, что и усиление усилителей.
Движок резистора R9 устанавливают в положение максимального усиления
и измеряют чувствительность приемника. Резистор R15 подбирают так, чтобы полного
размаха сигнал иа выходе УЗЧ достигал при напряжении на входе приемника около
10 мкВ.
Налаживание блока А9 начинают с проверки узлов на цифровых микросхемах.
При этом должен быть включен блок Al. Or автоматического телеграфного ключа
подают «точки» и сверяют осциллограммы в разных точках блока с временными
диаграммами на рис. 58. Измеряют задержку отпускания поочередно реле К.1 и К2
(А1), сравнивая осциллограммы на выводах 3 и 4 микросхемы DD2 (на рис. 58,а и б
даны их инверсии) и подбирая конденсатор CH (А9) или резистор RIO (А9). Время
релаксации одновибратора DD2.2.DD2.3 устанавливают равным среднему времени
отпускания реле. Симметрии трапецеидального сигнала на выходе интегратора
DD4.1 добиваются подбором резистора R12. Проверяют действие узла блокировки
переключения реле К1 и К2, нажимая и отпуская педаль при замкнутых и разомкну-
тых контактах ключа. Реле должны переключаться только при разомкнутых
контактах ключа.
Частоту телеграфного генератора DD4.3 (А9) устанавливают конденсатором
С25 внутри полосы пропускания тракта ПЧ приемника, добиваясь привычного
тона на выходе 34. Чтобы услышать сигнал этого генератора с достаточно большим
уровнем, может потребоваться соединить вход УПЧ приемника с проводником,
конец которого размещают вблизи монтажа генератора.
Зафиксировав частоту телеграфного генератора, измеряют ее значение и вы-
числяют соответствующий ему двоично-десятичный код. Код устанавливают на вхо-
дах D микросхем основного счетчика частотомера А7 соединением этих входов с
шинами «Общий провод» или «~|-5 В». После этого частотомер будет показывать
частоту передаваемых сигналов, а при настройке приемника по привычному тону —
частоту принимаемых сигналов, а не частоту виртуальной несущей однополосного
сигнала, как это сделано в описанном ранее аппарате. В остальном, налаживают
частотомер в соответствии с изложенным на с. 137, 138.
Подбором резистора R37 (А9) устанавливают ток через транзистор VT10 около
50 мА. Подключив осциллограф к выводу катушки L2, настраивают контур ПЧ
L1C3C4C3. Проверив поступление несущих с выходов микросхемы DDI и их ком-
мутацию при переключении переключателя SA1, подключают осциллограф к РЧ
выходу блока А9 и настраиваюг фильтры L4L7L9L11 и L6L8L10 на средних
частотах диапазонов. Снимают АЧХ фильтров, изменяя частоту соответствующих
ГПД, и, при необходимости, корректируют емкости конденсаторов связи, изготовить
которые целесообразно такими же, как для входного фильтра приемного тракта.
Форма напряжения на выходе блока асимметричная, положительная полуволна имеет
амплитуду около 1 В, отрицательная не должна превышать 4 В. Настройку фильтров
следует вести при отпущенной педали.
Затем отключают питание оконечного каскада. Осциллограф включают в цепь
166
затворо? выходных транзисторов. Нажимают педаль и ключ. В диапазоне 14 МГц,
сжимая или растягивая катушку L1, добиваются максимального напряжения в цепи
затворов транзисторов VT2—VT5, размах которого должен достигать 40 В. Если
полученное значение меньше указанного, увеличивают ток через транзистор VT1,
подключая дополнительные резисторы параллельно R2. В диапазоне 7 МГц настройку
предоконечного каскада ведут подбором конденсатора С6.
Проверяют поступление трапецеидального напряжения в цепь «Упр. РА»
( + 1 В при нажатом и —3 В при отпущенном ключе). Проверяют действие цепи
«Защита», подавая в нее напряжение до 100 В. При напряжениях от примерно
+96 В и выше уровень «нажатия» на втором затворе транзистора VT6 (А9) должен
резко уменьшаться и усиление тракта падать. Цели значение порогового напря-
жения цепи «Защита» оказалось иным, изменяют сопротивление резистора R23 (А9)
К выходу передающего тракта трансивера (целесообразно использовать разъем
XS4 «РА») подключают эквивалент антенны и осциллограф или высокочастотный
вольтметр. Цепь питания оконечного каскада усилителя мощности подключают
к внутреннему источнику и измеряют остаточный ток, который при исправных
транзисторах обычно не превышает нескольких миллиампер, хотя, по справочникам,
может достигать и 0,8 А. Нажимают педаль, от ключа подают «точки». В диапазоне
14 МГц, сжимая или растягивая витки катушки L5, добиваются максимума
РЧ напряжения на выходе. В диапазоне 7 МГц то же проделывают с катушкой
L6. Убедившись в работоспособности каскада, подают полное напряжение питания
+50 В от внешнего источника и, подбирая емкость конденсатора С21, одновременно
изменяя индуктивность L5, добиваются максимума выходной мощности в диапазоне
14 МГц, а подбором конденсаторов С20 и С22 с одновременным изменением ин-
дуктивности катушки L6 — в диапазоне 7 МГц. Полной выходной мощности 180 Вт
на сопротивлении нагрузки 75 Ом соответствует действующее значение напряжения
около 115 В или размах (при контроле осциллографом) около 320 В.
Блоки А1 и А2 при исправных деталях и правильном монтаже в налаживании
не нуждаются.
В заключение несколько слов о смесителе приемника. Верхнюю границу его
динамического диапазона можно поднять на 3—6 дБ, если увеличить размах напря-
жения несущей в 1,5—2 раза. Для этого в усилителе несущей следует применить
более мощные СВЧ транзисторы с большим допустимым коллекторным напряжением,
например К911А—KT9I1Г, и увеличить напряжение питания коллекторной цепи усили-
теля до 36—40 В, для чего можно, например, использовать внутренний источник
питания оконечного каскада передатчика. Потребуется также уменьшить сопротивле-
ние резистора R7 (АЗ) примерно вдвое, а для повышения мощности возбуждения
усилителя несущей соединить параллельно оба элемента микросхемы DD1 (АЗ). Режим
работы транзисторов усилителя несущей — ключевой без насыщения, и мощность,
рассеиваемая каждым транзистором, будет около 1 Вт, а на резисторах R4, R5 (АЗ)
будет рассеиваться более чем по 5 Вт (в описанном варианте — по 0,4 и 1,5 Вт
соответственно). Если увеличить сопротивление этих резисторов и пропорционально
уменьшить ток и мощность, потребляемую каскадом, сохранив неизменным размах
выходного напряжения несущей, можно ожидать ухудшения динамического диапазона
смесителя из-за удлинения фронта и спада этого напряжения.
167
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ мощности
Для работы совместно с вседиапазонным КВ трансивером можно нсполь
зовать широкополосный усилитель мощности, принципиальная схема которого дана
на рис 62 В диапазонах 1,8—21 МГц его максимальная выходная мощность в те
леграфном режиме при напряжении источника питания +50 В и сопротивлении
нагрузки 50 Ом — около 90 Вт, в диапазоне 28 МГц — около 80 Вт Пиковая выход
ная мощность в режиме усиления однополосных сигналов при уровне интермоду
ляционных искажений менее —36 дБ составляет около 80 и 70 Вт соответственно
При хорошо подобранных транзисторах усилителя уровень второй гармоники менее
—36 дБ, третьей — менее —30 дБ в режиме линейного усиления и менее —20 дБ
в режиме максимальной мощности
Усилитель собран по двухтактной схеме на мощных полевых транзисторах
VT1, VT2 Трансформатор типа длинной линии Т1 обеспечивает переход от несим
метричного источника возбуждения к симметричному входу двухтактного каскада
Резисторы R3, R4 позволяют согласовать входное сопротивление каскада с 50-омной
коаксиальной линией при КСВ не более 1,5 в диапазоне 1,8 —30 МГц Их низкое
сопротивление обеспечивает очень хорошую устойчивость усилителя к самовозбужде
нию Для установки начального смещения, соответствующего работе транзисторов
в режиме В, служит цепь Rl, R2, R5 Диоды VD1, VD2 и VD3, VD4 совместно с
конденсатором С7 образуют пиковый детектор цепи ALC и защиты транзисторов
от перенапряжений в стоковой цепи Порог срабатывания этой цепи определяется в
основном напряжением стабилизации стабилитрона VD9 и близок к 98 В Диод
VD10 не позволяет конденсатору С18 блока А21 (рис 32) разряжаться через
резистор R6 Диоды VD5—VD8 служат для «мгновенной» защиты стоковой цепи
от перенапряжений Трансформатор типа длинной линии ТЗ обеспечивает переход от
+508
ODIVOB	С5
КД510А
0,033мк	Z7
VT1
Х51„ВхоО"
СИМЗЗмн___
Д кз
tr сз
сч
о,озз
мк
VD1
57
vnz
57
Т2
+ 12 В
Стад
к кг в.гк
—г- И5'7
0,033мк\ Т
О.ОЗЗмз
VT2
VB3
А
_ да
СВ
VB7
m.
1\
R5
Им
УТ1,УТ2КП9(М
С7
0,033мк
св зво
'сю \\390
xsz „выход”
СП 350
09
300 L2
ъ^УНЮ КД510Я OLE
KJ т	*
_ VB9 Д ffg
~КС596В У 10 к
Рис 62
С
5? “
168
симметричного выхода усилителя к несимметричной нагрузке Чтобы облегчить
требования к широкополосное™ этого трансформатора и ослабить возможные
выбросы напряжения в стоковой цепи, перед трансформатором включен симметрии
ный ФНЧ C8L1 C10.C9L2C11 с частотой среза около 30 МГц
Монтаж усилителя навесной Усилитель собран на ребристом радиаторе тепло
отводе из дюралюминия размерами 110X90X45 мм Ребра профрезерованы с обеих
сторон радиатора, их число — 2X13, толщина каждого 2 мм, высота— 15 мм со
стороны установки транзисторов и 20 мм со стороны гаек их крепления На продольной
оси радиатора на расстоянии по 25 мм от поперечной оси профрезерованы площадки
диаметром 30 мм для установки транзисторов, а с обратной стороны — для гаек
крепления Между транзисторами на ребра радиатора уложена шина «общий провод»,
вырезанная из листовой меди толщиной 0,5 мм и прикрепленная к основанию
радиатора двумя винтами М3, пропущенными между двумя центральными ребрами
на расстояниях по 10 мм от его краев Размеры шины —90X40 мм К шине прикрепле
ны монтажные стойки
Катушки L1 и L2 — бескаркасные и намотаны голым медным проводом диаметром
1,5 мм на оправке диаметром 8 мм При длине намотки 16 мм они имеют по пять
витков Трансформатор Т1 намотан двумя скрученными проводами ПЭЛШО 0,31 с
шагом скрутки около трех скруток на сантиметр на кольцевом магнитопроводе из
феррита М400НН типоразмера К10Х6Х5 и содержит 2X9 витков Трансформаторы
Т2 и ТЗ намотаны на кольцевых магнитопроводах из феррита той же марки
типоразмера К32Х20Х6 Трансформатор Т2 содержит 2X5 витков скрутки из про
водов ПЭЛШО 0.8 с шагом две скрутки на сантиметр, ТЗ—2X8 витков такой скрутки
Конденсаторы С1—СЗ — типа КМ5 или КМ6, С4—С7—КМ4, С8—СП—КТЗ
Налаживание правильно собранного усилителя при исправных деталях сводится
к подстройке индуктивностей катушек L1 и L2 по максимуму отдачи в диапазоне
30 МГц путем сжатия или растяжения витков катушек и к установке начального
смещения с помощью резистора R1 по минимуму интермодуляционных искажений в
режиме усиления однополосного сигнала
Нужно отметить, что уровень искажений и гармоник в значительной степени
зависит от точности подбора транзисторов Если нет возможности подобрать
транзисторы с близкими параметрами, то для каждого транзистора следует сделать
отдельные цепи установки начального смещения, а также по минимуму гармоник
подобрать один из резисторов R3 или R4 путем подключения параллельно ему допол
нительных
В режиме линейного усиления в диапазонах 14—28 МГц благодаря наличию
ФНЧ C8L1C10, C9L2C11 уровень гармоник на выходе усилителя не превышает
допустимой нормы 50 мВт, и его можно подключать к антенне непосредственно
В диапазонах 1,8—10 МГц усилитель следует подключать к антенне через простейший
ФНЧ, аналогичный по схеме C8L1CI0, причем достаточно двух фильтров, одного —
для диапазонов 1,8 и 3,5 МГц, другого — для диапазонов 7 и 10 МГц Емкость
обоих конденсаторов первого фильтра — по 2200 пФ, второго - по 820 пФ, индуктив
ность катушки первого — около 1,7 мкГн, второго — около 0,6 мкГн Катушки удобно
изготовить бескаркасными из голого медного провода диаметром 1,5—2 мм, намотав на
оправке диаметром 20 мм (диаметр катушек около 25 мм) Катушка первого
фильтра содержит 11 витков при длине намотки 30 мм, второго — шесть витков при
длине намотки 25 мм Настраивают фильтры растяжением и сжатием витков катушек
169
по максимуму отдачи в диапазонах 3,5 и 10 МГц. Если усилитель используется
в перенапряженном режиме, следует иа каждом диапазоне включать отдельные
фильтры
Вход усилителя можно согласовать и с 75-омной коаксиальной линией. Для этого
номиналы резисторов R3, R4 берут по 39 Ом Мощность, потребляемая от возбуди-
теля, прн этом уменьшится в 1,3 раза, но может увеличиться завал усиления
на высокочастотных диапазонах. Для выравнивания АЧХ последовательно с конден-
саторами С.1 и С2 можно включить катушки с экспериментально подобранной индук-
тивностью, которая должна быть около 0,1—0,2 мкГн.
Усилитель можно непосредственно нагружать и на сопротивление 75 Ом Благо-
даря действию петли ALC линейный недонапряженный режим его работы сохранится,
но выходная мощность уменьшится в 1,5 раза
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР
Для измерения характеристики реальной избирательности вблизи основного
канала приема высококачественных приемников нужен диапазонный генератор,
спектральная плотность боковых шумов которого заведомо меньше, чем у гетеродина
приемника. Обычные любительские и распространенные промышленные генераторы
сигналов для этих целей не подходят, и создать такой генератор трудно, но можно
использовать малошумящий генератор фиксированной частоты, а при измерениях
изменять частоту настройки приемника. Схема простого такого генератора пред-
ставлена на рис. 63. Ои состоит из автогенератора на транзисторе VT1 с кварцевой
стабилизацией, буферного резонансного усилителя на транзисторе VT2 и двухрезона-
торного кварцевого фильтра В2, ВЗ. Генератор развивает выходное напряжение
более 1 В (действующее значение) на сопротивлении нагрузки 50 Ом. Питается
генератор от двух батарей «Рубин». В устройстве использованы резонаторы на
частоту 14 МГц, однако такую же схему можно применить и при иных частотах
Генератор вместе с батареями питания заключают в экранирующую коробку
размерами не менее 120X65X50 мм (если используются резонаторы в корпусах Б1
или меньших), которую можно спаять из двухстороннего фольгированного стекло-
текстолита. Монтаж генератора навесной, на контактных площадках, вырезанных в
фольге нижней крышки коробки Катушки LI, L2, L4 — дроссели типа ДМ. Катушки
170
связи L3, и L5 намотаны одножильным монтажным проводом (подойдет провод
от многопарных телефонных кабелей) поверх катушек L2 и L4, они содержат по три
витка.
Настраивают генератор так. Фильтр В2, ВЗ подключают к измерителю АЧХ
и подбирают емкость конденсатора СЮ так, чтобы полоса пропускания фильтра
по уровню — 6 дБ была менее 0,5 кГц. Если полученная при этом емкость С„ много
больше указанной на схеме, где она соответствует характеристическому сопротив-
лению фильтра 50 Ом, нужно соединить выход фильтра с разъемом XS1 через
повышающий трансформатор с коэффициентом трансформации сопротивлений Сп/220.
Удобно в этом случае взять емкость конденсатора СЮ 820 пФ, а выход фильтра
соединить с разъемом XS1 через простейший трансформатор 1 :4, который кон-
структивно может быть, например, таким же, как трансформатор Т1 блока АЗ
(рис. 12).
Ротор конденсатора С2 устанавливают в среднее положение, включают питание
и проверяют наличие генерации, например, с помощью приемника. Подбирают
конденсатор С4 по максимуму амплитуды на контуре L2C4 при устойчивой
генерации (этот контур должен быть настроен несколько ниже частоты генерации).
По максимуму амплитуды на входе кварцевого фильтра настраивают контур
L4C6C9. Подключив вольтметр или осциллограф к выходу устройства, нагруженного
на сопротивление 50 Ом, «вводят» частоту генерации в полосу пропускания квар-
цевого фильтра с помощью конденсатора С2. При необходимости подбирают индук-
тивность L1. Подбором резистора R4 устанавливают требуемое напряжение на выходе
устройства, которое не должно быть много больше I В, иначе могут перегрузиться
резонаторы В2, ВЗ.
Как пользоваться генератором? Через переменный аттенюатор его подключают к
одному из входов мостового сумматора. К другому входу сумматора подключают
диапазонный генератор сигналов, в качестве которого можно использовать практи-
чески любой промышленный генератор сигналов соответствующего диапазона. Выход
сумматора соединяют со входом приемника, АРУ приемника выключают, к его выходу
подключают вольтметр. Приемник настраивают на частоту кварцевого генератора
так, чтобы его сигнал попал в центр полосы пропускания приемника, и от этой частоты
в дальнейшем отсчитывают расстройку.
Затем кварцевый генератор выключают тумблером «Питание», диапазонный
генератор настраивают на частоту настройки приемника, скажем, так, чтобы слышать
привычный при приеме телеграфных сигналов тон Органами регулировки уровня
диапазонного генератора исходное отношение (сигнал + шум)/шум иа выходе
приемника устанавливают, например, 6 дБ, что достаточно для того, чтобы четко
слышать сигнал и замечать изменение его уровня и уровня шума. Включают
кварцевый генератор и устанавливают такое затухание аттенюатора на его выходе,
чтобы показания вольтметра отличались от исходных, например, на 1 дБ Данный
уровень гармонической помехи считают за нулевой. Выключают кварцевый гене-
ратор, приемник расстраивают на значение выбранного для измерений шага расстрой-
ки. На это же значение изменяют частоту диапазонного генератора, сохраняя
неизменным тон и отношение (сигнал -|-шум) = шум на выходе приемника. Вклю-
чают кварцевый генератор, и переменным аттенюатором на его выходе добиваются
отличия показаний вольтметра от исходных на 1 дБ, записывают значение затухания
аттенюатора. Вновь расстраивают приемник на значение шага расстройки и повторяют
171
описанные операции до таких расстроек, при которых начнет сказываться завал
АЧХ преселектора. На скате АЧХ ФОС шаг расстройки выбирают 0,1—0,3 кГц,
вдали от него — до десятков килогерц, но, конечно, не «перескакивая» через
побочные каналы приема. Вычисляют разности между значениями затухания атте-
нюатора, при котором был определен нулевой уровень гармонической помехи, и за-
писанными при различных расстройках, и строят искомую кривую.
Как отмечалось, внутри полосы пропускания приемника и в непосредственной
близости от нее характеристика реальной избирательности практически полностью
совпадает с АЧХ основного канала приема (точнее, с характеристикой затухания,
обратной АЧХ), поэтому до расстроек, при которых начнет сказываться блокирование,
характеристику реальной избирательности можно измерять проще. Установив
нулевой уровень помехи, выключают диапазонный генератор и замечают показания
вольтметра. Расстраивая приемник, переменным аттенюатором на выходе кварцевого
генератора сохраняют прежнее показание вольтметра. Если известно, что в полосе
пропускания преселектора или широкополосных трактов первых ПЧ приемников
с многократным преобразованием частоты блокирование обусловлено прежде всего
обратным преобразованием шума гетеродина, а не нелинейностью амплитудной
характеристики широкополосного тракта, таким упрощенным способом, вообще без
диапазонного генератора, можно полностью измерить характеристику реальной изби-
рательности в указанной полосе.
Характер блокирования нетрудно определить с помощью подключенного к
выходу приемника вольтметра, а еще лучше — осциллографа. Приемник настраивают
на край полосы пропускания преселектора или так, чтобы частота кварцевого
генератора оказалась на краю полосы пропускания широкополосного тракта первых
ПЧ в аппаратах с многократным преобразованием частоты. Диапазонный генератор
настраивают на частоту приема. Увеличивают уровень от кварцевого генератора,
следя за показаниями осциллографа. Если начинает возрастать уровень шума при
неизменном уровне сигнала, то можно сделать вывод, что блокирование поначалу
обусловлено обратным преобразованием шума гетеродина, и характеристику реальной
избирательности в указанной полосе можно измерять упрощенно. Наоборот, если
повышение уровня от кварцевого генератора приводит сначала к падению уровня
сигнала, то блокирование вызвано ограничением амплитудной характеристики
широкополосного тракта, и упрощать измерения не следует.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	ГОСТ 14663—83. Устройства приемные магистральной радиосвязи гсктометрового-
декаметрового диапазона волн.
2.	Демиденко А. Низкочастотный RTTY конвертер//Радио.—1985,—№ 9.—с. 19.
3.	ГОСТ 24375—80. Радиосвязь. Термины и определения.
4.	Голубев В. Н. Оптимизация главного тракта приема радиоприемного устройства.—
М.: Радио и связь, 1982.
5.	Поляков В. О реальной селективности КВ приемников//Радио.—1981.—№ 3.—
С. 18; № 4,—С. 21; № 7, 8,—С, 19.
6.	Беньковский 3., Липинский Э. Любительские антенны коротких~и ультракорот-
ких волн: Пер. с польск./Под ред. О. П. Фролова.— М.: Радио и едязь, 1983.
7.	Бунин С. Г., Яйленко Л. П. Справочник радиолюбителя-коротковолновика.—
2-е изд., перераб. и доп.— Киев: Техшка, 1984.
8.	ГОСТ 19896—74. Синтезаторы частоты для магистральных передающих и прием-
ных устройств магистральной радиосвязи.
9.	ГОСТ 13420—79. Передатчики для магистральной радиосвязи.
10.	Общесоюзные нормы иа ширину полосы радиочастот и внеполосные спектры
излучения радиопередающих устройств гражданского назначения.— М.: Связь,
1976.
11.	Поляков В. Т. Трансиверы прямого преобразования.— М.: ДОСААФ, 1984.
12.	Пьяных ГО. Трансивер прямого преобразования//Радио.—1979.—№ 7.—С. 14;
1978,—№ 10.— С. 22.
13.	Касминин Г. Из «Электроники контура-80» 4-диапазонный траисивер//Радио. —
1985,—№ I.— С. 18; № 8.— С. 63.
14	Дроздов В. Однодиапазонный телеграфный КВ трансивер//Радио.—1983.—№ 1.—
С. 18.
15.	Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер «Радио-76-М2»//Радио.—1983.—№ 11.—
С. 20; № 12.— С. 16,
16.	Жалнераускас В. Трансивер UP2NV//PaHHO. 1974. —№ 8.-- С, 24.
17.	Лаповок Я. Трансивер с кварцевым фильтром//Радио.—1984.—№ 8. С. 24;
№ 9,— С. 19.
18.	" Кобзев В., Севастьянов С., Рощин Г. Трансивер КРС-78//— Радио.—1979.—
№ 4,— С. 19; № 5,— С. 22; № 6.— С. 17.
19.	Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер «Радио-77»//Радио.—1977.—№ 11. —
С. 21; № 12,—С. 19; 1978,—№ 1,— С. 17; № 2,—С. 20.
20.	Лаповок Я. Трансивер охотника за ПХ//Радио.—1983.—№ 5.— С. 14; № 6.—
С. 17; № 7,— С. 18.
21.	Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства.— М.: Связь, 1979.
22.	Спиральные резонаторы//Радио.—1973.—№ 3.— С. 15; 1974.—№ 2.— С, 58.
23.	Скрыпник В. Блок кварцевых фильтров//Радно. 1982.— № 9.— С. 18.
24.	Заенцев В. В. и др. Устройства сложения и распределения мощности высо-
кочастотных колебаний.— М.: Сов. радио, 1980.
25.	Поляков В., Степанов Б. Смеситель гетеродинного приемника//Радио.—1983.—
№ 4,—С. 19.
26.	Поляков В. Смеситель приемника прямого преобразования//Радио.—1976.—
№ 12,— С. 18
27.	Поляков В. Формирователь SSB сигнала//Радио.—1983.— № 3.— С. 21.
28.	Поляков В. Балансный модулятор//Радио.—1981.— № 9.— С. 23.
29.	Погосов А. Модуляторы и детекторы на полевых транзисторах//Радио.—
1981.— № 10,— С. 19.
30.	Трифонов Н. Балансный преобразователь для трансивера//Радио. —1981.—
№ 7, 8,— С. 22.
31.	Медведев Р. Как выбрать частоту преобразования//Радио.—1979.— № 8.— С. 22.
173
32.	Ким Л. Т. Транзисторные амплитудные модуляторы в аппаратуре многока-
нальной связи.— М.: Связь, 1975.
33.	Головин О. В. Профессиональные радиоприемные устройства декаметрового
диапазона.— Ми Радио н связь, 1985.
34.	Кудацкий Л. Балансный смеситель//Радио.—1983.— № 5.— С. 25.
35.	Васильев В. Реверсивные узлы в КВ трансиверс//Радио.—1980.— № 7.— С. 19.
36.	Нечаев И. AM—CW—SSB детектор//Радио.—1982. № 2.— С. 20.
37	Дьиков А. Кварцевые генераторы//В помощь радиолюбителю.— Сборник.—
Вып. 75.—М.: ДОСААФ, 1981, С. 45—46.
38	Терещук В. Гетеродин любительского трансивера//Радио.—1982.— № 12.— С. 20.
39.	Катков С. Генератор плавного диапазона с ФАПЧ//Радио.—1981.— № 10.— С. 21.
40.	Манассевич В. Синшзаторы частот. Теория и практика,— М.: Связь, 1979.
41.	QST. 1984,—№ 2,—Р. 165.
42.	Крочакевич В. Цифровая АПЧ//Радио.—1981.— № 11.— С. 15.
43.	Справочник по интегральным микросхемам/Под ред. Б. В. Тарабрнна.—2-е
изд., перераб. и доп.— М.; Энергия, 1981.
44.	Жалнераускас В. Кварцевые фильтры на одинаковых резонаторах//Радио,—
1982.	№ 1. С. 18;— № 2,— С. 20.
45.	Мединец Ю. Фильтры па гармониковых кварцах//Радио.—1980.— № 9.— С. 17.
46.	Волков В., Морозов Н. Узкополосные кварцевые фильтры- в спортивной ап-
паратуре//Радио.—1975.— № 6.— С. 20; № 7.— С. 24.
47.	Martin М. Verbesserung des Dinamikbereichs von Kurzwellen-Nachrichten-
Einpfangern.— Nachrichten Elektronic 35, 1981, Heft 12, 492—496.
48.	Жалнераускас В. Кварцевые фильтры с переменной полосой пропускания//Ра-
дио.—1982 — № 6,— С. 23.
49.	Андрющенко Б. Усилитель ВЧ связных нриемников//Радио.—1984.— № 10.—
С. 23.
50.	Петропавловский Ю. Ограничитель речевого сигнала//Радио.—1981.— № 4.—
С. 20.
51.	Ченцов В. Микрофонный усилитель-ограничитель SSB передатчика//Радно.—
1986.— № 8.— С. 16.
52.	Поляков В. Фазовые ограничители речевых сигналов//Радио.—1980.— № 3.
С. 22.
53.	Алексеев О. В. и др. Широкополосные радиопередающие устройства.— М.:
Связь, 1978.
54.	Егорычев В. Формирование телеграфного сигнала//Радио. 1976. №12,- С. 20.
55.	Левит М. Формирователь телеграфных сигналов//Радио. 1984,- №10.- С. 21.
56.	Степанов Б., Шульгин Г. - Телеграф в SSB аппаратурс//Радио.—1976.—
№ 9.— С. 22.
57.	Бирюков С. Цифровая школа//Радио.—1982.— № 11.— С. 18.
58.	Зааль Р. Справочник по расчету фильтров: Пер. с нем.— М.: Радио и связь, 1983.
59.	Лабутин Л. Кварцевые резонаторы//Радио.—1975.— № 3.— С. 13.
60.	Бунимович С. Г., Яйленко Л. П. Техника любительской однополосной радио-
связи,— М.: ДОСААФ, 1970.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие............................................................ 3
ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ КВ АППАРАТУРЫ И ПРИН-
ЦИПЫ ИХ РЕАЛИЗАЦИИ............................................. 5
Требования к параметрам любительской КВ	аппаратуры..................... 5
Принципы построения структурных схем трансиверов...................... 17
Особенности проектирования основных узлов высококачественного КВ тран-
сивера ............................................................... 20
ВСЕДИАПАЗОПНЫИ КВ ТРАНСИВЕР................................... 43
Параметры трансивера	.	.	............................
Структурная схема трансивера ......................................
Принципиальные схемы узлов трансивера..............................
Конструкция шасси и кожуха трансивера..............................
Конструкция шассн дополнительного приемника........................
Конструкция печатных плат и блоков ................................
Конструкция блока ГПД.............................................
Межблочный монтаж......................'...........................
Налаживание........................................................
Стыковка трансивера с внешним усилителем мощности..................
Возможные замены......................................'............
43
44
49
80
95
95
117
127
128
141
143
ДВУХДИАПАЗОННЫЙ ТЕЛЕГРАФНЫЙ КВ ТРАНСИВЕР................. 146
Параметры трансивера................................................... 14g
Структурная схема трансивера........................................... 147
Принципиальные схемы узлов трансивера ................................. 150
Конструкция и детали................................................... 161
Налаживание........................................................
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА.................................... 168
Широкополосный усилитель мощности...................................... 168
Измерительный генератор .	. ч......................................  170
Список литературы...................................................... ,73
Научно-популярное издание
Владимир Владимирович Дроздов
ЛЮБИТЕЛЬСКИЕ КВ ТРАНСИВЕРЫ
Руководитель группы МРБИ Н Суслова
Редактор издательства Т В Жукова
Художник В Ф Громов
Художественный редактор Н С Шеин
Технический редактор А Н Золотарева
Корректор Л А Буданцевя
ИБ № 1635
Сдано в набор 13 05 87 Подписано в печать 18 II 87 Т—19063 Формат 60X88/16
Бумага офсетная № 2 Гарнитура литературная Печать офсетная Усл печ л 10,78
Усл кр отт 11,03 Уч изд л 12,88 Тираж 120 000 зкз (2 й зав 60 001 —120 000)
Изд К» 22033 Зак № 376 Цена 95 к
Издательство «Радио и связь* 101000, Москва Почтамт, а/я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли 129041, Москва, Б Переяславская, 46
Издательство «Радио и связь»


Издательство «Радио и связь»
трансиверы
любительские
КВ