Автор: Вершков М.В. Миротворский О.Б.
Теги: электротехника водный транспорт антенны морские судна
ISBN: 5-7355-0145-3
Год: 1990
Текст
Б БК 39.471
В37
УДК 621.396.67:629.12
Редакционная коллегия серии:
В. И. Соловьев (отв. редактор), Р. Н. Вадзинский, М. В. Вершков,
И. Я. Волошин, В. В. Геков, В. И. Дорошенко, Ю. П. Егоров, Ю. И. Жестов,
П. К. Зубарев, Ю. Ф. Канунников, С. Д. Коваленко, Б. А. Павлов, В. П. Па-
сечник, А. Г. Поваров, К- А. Семенов, В. И. Хитров, В. С. Шибаиов,
В. Н. Яковлев
Рецензент канд. техн, наук, доц. И. Р. Рябухов
Вершков М. В., Миротворский О. Б.
В37 Судовые антенны.—3-е изд., перераб. и доп. — Л., Су-
достроение, 1990.—304 с.: ил.— (Библиотека судового ин-
женера-связиста )
ISBN 5-7355-0145-3
В книге обобщен и систематизирован оригинальный материал по
методам исследования и особенностям проектирования судовых антен-
ных устройств, методам расчета их электрических характеристик. Опи-
саны схемы, конструкции и характеристики новых антенн, разрабо-
танных в последние годы при непосредственном участии авторов.
Для научных и инженерно-технических работников, занимающих-
ся исследованием, разработкой и проектированием судовых антенн и
радиоаппаратуры. Она будет полезна также преподавателям, курсан-
там морских училищ, студентам вузов и радиоспециалистам пароходств.
„ 2705140300-016
В 048(01 )-90 23'90
ББК 39.471
ISBN 5-7355-0145-3
© Издательство «Судостроение», 1979
© Вершков М. В., Миротворский О. Б.,
1990, с изменениями
ПРЕДИСЛОВИЕ
Эффективное использование судовой аппаратуры радио-
связи возможно лишь при правильном построении оконечных
устройств — антенных устройств, правильном их размещении
на судне и правильной эксплуатации. В противном случае все
усилия по созданию высокоэффективной судовой аппаратуры
окажутся безрезультатными. Знание причин и закономерностей
влияния специфических судовых условий на антенны позволит
в максимальной степени учитывать эти условия в разрабаты-
ваемой аппаратуре.
В основу книги положены монографии М. В. Вершкова «Су-
довые антенны», вышедшие в издательстве «Судостроение»
в 1972 и 1979 гг. Целесообразность переиздания книги «Судо-
вые антенны» обусловлена большим значением, которое прида-
ется проблеме построения современного судового антенного
поля как одного из решающих факторов при создании новой
системы морской радиосвязи.
В связи со стремлением авторов в максимальной степени
обновить содержание монографии разделы, не претерпевшие
существенных изменений, в новое издание не включены, на них
сделаны соответствующие ссылки. В предлагаемую моногра-
фию дополнительно включены результаты разработки перспек-
тивного комплекса судовых антенн, в том числе для морской
s космической связи. Большое внимание уделено особенностям
работы антенн в условиях судна и методам определения влия-
ния судовых конструкций на их параметры.
В рассматриваемой книге проанализированы материалы,
связанные с особенностями работы судовых антенн.
Основное содержание книги базируется на оригинальных
работах, частично опубликованных в печати и выполненных при
непосредственном участии авторов.
Авторы будут признательны всем читателям, которые по-
делятся своим мнением о данной книге. Отзывы и пожелания
просим направлять в адрес издательства «Судостроение»:
191065, Ленинград, ул. Гоголя, 8.
1*
3
УСЛОВНЫЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ
И СОКРАЩЕНИЯ
А — векторный потенциал
В — магнитная индукция; реактивная проводимость
b— длина горизонтальной части антенны
feoe — эквивалентная длина горизонтальной части антенны
С\ — погонная емкость
D — коэффициент направленного действия
d — расстояние между вибраторами; диаметр провода
/(ср) и f(6) — выражения для диаграммы направленности антенны
в горизонтальной и вертикальной плоскостях
/(ср, 6) — выражение для пространственной диаграммы направ-
ленности антенны
G — активная проводимость; коэффициент усиления
Gi — погонная активная проводимость
h— высота установки антенны над ватерлинией, соответ-
ствующей максимальной осадке судна
йд — действующая высота антенны
/А — ток в основании антенны
/п — ток в пучности
/пад и /отр — ток падающей и отраженной волн
j— объемная плотность тока
k— коэффициент бегущей волны
Lt— погонная индуктивность
I— длина линии, длина половины (плеча) симметричного
вибратора, длина несимметричного вибратора
1В — длина вертикальной части антенны
/д — действующая длина антенны
/ге — эквивалентная длина антенны
т____ пространственная частота (волновое число) т=2л/Х
Пт и пв _ число лучей в горизонтальной и вертикальной частях
антенны
Рп — мощность потерь
Pj — мощность излучения
р— коэффициент отражения
Q — добротность колебательного контура или его элемента
Pj — погонное активное сопротивление (линии)
РА — активная составляющая входного сопротивления ан-
тенны
R Е— сопротивление излучения
R?,n— сопротивление излучения, отнесенное к пучности тока
г — расстояние от антенны до точки наблюдения
S — вектор Пойнтинга
{7Пад и Gotp-— направление падающей и отраженной волн
Un — напряжение в пучности
v-— скорость распространения волны
4
Гс- ХА- волновое сопротивление среды реактивная составляющая входного сопротивления ан-
1 1 1 1 1 1 1 1 1 н е со. ' >- тенны полная входная проводимость антенны погонная проводимость полное входное сопротивление антенны эквивалентное сопротивление входное сопротивление угол, фаза постоянная затухания постоянная распространения угол диэлектрических потерь
е •— относительная диэлектрическая проницаемость
е0= 1/(4 л-9-10е) Ф/м — диэлектрическая проницаемость вакуума
X — длина волны
к — магнитная проницаемость
ро = 4л-1О-7 Гн/м — Р — а — Ф — со — ВЧ — ААР — АРБ — АР — ДАК — дв — ДН — ИСЗ — кв — КБВ — кнд- КСВ — ЛПА — нч — пв — св- ссс— СУ — УКВ — УРУ — ФАР — магнитная проницаемость вакуума волновое сопротивление поверхностная плотность заряда магнитный поток угол сдвига фаз угловая частота колебаний высокая частота адаптивная антенная решетка автоматический радиобуй антенная решетка дистанционный антенный контур длинные волны диаграмма направленности искусственный спутник Земли короткие волны коэффициент бегущей волны коэффициент направленного действия коэффициент стоячей волны логопериодическая антенна низкая частота промежуточные волны средние волны судовая станция спутниковой связи согласующее устройство ультракороткие волны усилитель с распределенным усилением фазированная антенная решетка
Глава 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О СУДОВЫХ АНТЕННАХ
1.1. Классификация и типы судовых антенн
Судовые антенны, обеспечивающие работу средств радио-
связи, по эксплуатационным и техническим характеристикам
подразделяют следующим образом: по назначению — главные,
эксплуатационные и аварийные; по использованию- - передаю-
щие, приемные и приемопередающие; по диапазону волн —•
средневолновые, коротковолновые, метровые и дециметровые;
по схеме питания — симметричные и несимметричные; по на-
правленности— направленные и с круговым излучением (не-
направленные). На судах устанавливают остронаправленные и
слабонаправленные антенны.
Остронаправленные судовые антенны радиосвязи — антенны
аппаратуры связи с помощью искусственных спутников Земли
(ИСЗ) — работают в диапазоне дециметровых волн. Эти ан-
тенны, как правило, устанавливают высоко на надстройках или
на мачтах так, чтобы главный лепесток диаграммы направлен-
ности (ДН) антенны по возможности не затенялся отдельными
частями судна.
К слабонаправленным антеннам относятся судовые антенны
радиосвязи в диапазонах средних, коротких и метровых волн,
на характеристики которых сильно влияют специфические су-
довые условия.
На рис. 1.1 приведены некоторые типы антенн, применяемых
на судах. Для радиосвязи в диапазоне средних волн (СВ) при-
меняют несимметричные Г- и Т-образные антенны, антенны-
мачты; в диапазоне коротких волн (КВ) — антенны в виде на-
клонных лучей из одного или нескольких проводов, штыревые
антенны, широкополосные и направленные антенны; в диапа-
зоне метровых волн — направленные и ненаправленные, сим-
метричные и несимметричные антенны.
В качестве антенн судовых станций спутниковой связи
(ССС) принципиально используют различные типы зеркальных
антенн, фазированные антенные решетки с отражателями и
управляемой ДН, составленные из вибраторных, спиральных
или щелевых излучателей, а также решетки из директорных
антенн [3].
6
Рис. 1.1. Судовые антенны: а и б — Г- и Т-образные одиолу-
чевые; в — типа наклонный луч; г — наклонная цилиндриче-
ская; д — широкополосная; е — штыревая; ж — Т-образная
многолучевая с однопроводным снижением; з — Г-образная
многолучевая; и — антенна-мачта
1 — фал; 2 — блок; 3 — изоляционная цепочка; 4 и 5 — горизонталь-
ная и вертикальная (снижение) части; 6 — изолятор ввода; 7 — ко-
лонка; 8 — штырь; 9 — ствол из стеклопластика; 10 — токоведущая
часть; 11— поглотитель
7
В ii.H ioHiuee время наибольшее распространение в судовых
ССС «Стаидарт-Л» получили антенны с параболическими ст-
ража юлями благодаря достаточно высоким электрическим xa-
ракгерпс гикам и относительной простоте конструкции. На
рис. 1.2 показан общий вид антенного блока судовой ССС типа
МХ-111 (США).
В состав судовой аппаратуры радиосвязи входят перенос-
ные радиостанции для установки на шлюпках в аварийных
условиях и радиобуи, сбрасы-
ваемые с борта судна в море
в аварийных ситуациях и ав-
томатически приводимые в ра-
бочее состояние. В шлюпоч-
ных радиостанциях исполь-
зуют лучевые, штыревые и
змейковые антенны, которые
в собранном виде хранятся
в кожухе радиостанции. В ка-
честве антенн радиобуев ис-
пользуют штыревые, телеско-
пические и спиральные ан-
тенны.
1.2. Особенности морской
радиосвязи
Морская радиосвязь —
единственная система, связы-
Рис. 1.2. Антенный блок судовой
ССС МХ-111 (США)
вающая основную производст-
венную единицу транспорт-
ного флота — судно — с судо-
владельцами.
Главным требованием, предъявляемым к морской радио-
связи, является обеспечение надежной двусторонней связи су-
дов с береговыми радиоцентрами и другими судами.
Для связи судов с береговыми радиоцентрами или с дру-
гими судами выделены следующие частотные диапазоны: СВ —
405... 535 кГц; КВ — 1605 ... 3800 кГц, 4,063 ... 4,438 МГц,
6,2... 6,525 МГц, 8,195.. .8,815 МГц, 12,33... 13,2 МГц, 16,4...
17,36 МГц, 22... 22,72 МГц, 25,01... 25,6 МГц; УКВ—156...
162 МГц [51].
Специфика эксплуатации современного флота состоит в по-
вседневной необходимости диспетчерского управления судами
и обмена всей необходимой информацией для обеспечения без-
опасности мореплавания и выбора наивыгоднейших путей
в зоне действия СВ-, КВ- и УКВ-радиосвязи.
Аппаратура радиосвязи, работающая в диапазоне УКВ,
8
обеспечивает рейдовую связь (на подходах к порту, при на-
хождении и движении в акватории порта, на внешнем рейде)
и связь между судами, находящимися в совместном плавании,
при радиолокационной проводке, буксировке, при движении
в караване, на промысле и т. д. Дальность линий УКВ-радио-
связи между береговыми и судовыми радиостанциями состав-
ляет 50 ... 70 км, а между судовыми — 30 ... 40 км.
Диапазон 1605... 3800 кГц используют в основном для ра-
диотелефонных переговоров между судовыми и береговыми
абонентами на расстоянии до 270 км и для рейдовой связи.
Частота 2182 кГц используется в качестве вызывной для
установления первоначального контакта и для передачи радио-
телефонного сигнала бедствия. Малые суда с ограниченным
районом плавания снабжают в качестве основного средства
связи радиотелефонным оборудованием, работающим в диапа-
зоне промежуточных волн (ПВ).
Диапазон СВ предназначен для навигационно-эксплуатаци-
онных связей, для обеспечения безопасности мореплавания, для
передачи сигналов тревоги и бедствия и т. п. Частоту 500 кГц
используют в качестве вызывной и для передачи радиотеле-
графных сигналов тревоги и бедствия. Дальность связи на СВ
должна составлять 270... 360 км.
Связь на большие расстояния (до нескольких тысяч миль)
осуществляют с помощью аппаратуры, работающей в диапа-
зоне КВ. Связь на КВ называют «эксплуатационной», так как
она удовлетворяет нужды эксплуатации и диспетчерского руко-
водства флотом в дальнем плавании. Однако этот термин нето-
чен, поскольку в настоящее время на КВ и на СВ передают
различные сообщения как навигационного характера, так и
связанные с бедственным положением судна.
Система ИНМАРСАТ (International Maritime Satellite), уп-
равляемая международной организацией с тем же названием,
представляет собой систему геостационарных ИСЗ, используе-
мых в качестве ретрансляторов сообщений между судами, обо-
рудованными специальными судовыми станциями (СС) и спе-
циальными береговыми станциями (БС), которые соединяются
с береговыми абонентами (БА) международными и националь-
ными телефонными и телеграфными сетями [40].
Оптимальной организационной формой построения системы
дальней морской радиосвязи является использование в рамках
единой системы аппаратуры морской радиосвязи декаметро-
вого диапазона и аппаратуры космической связи [56].
Прием и передачу сигналов на линиях связи ИСЗ — берего-
вая станция осуществляют в полосе частот 4195...4199 МГц;
на линиях связи береговая станция — ИСЗ — в полосе 6420...
6424 МГц; на линиях связи ИСЗ — судно — в полосе 1535...
1542,5 МГц и на линиях связи судно —ИСЗ — в полосе частот
9
1636.5... 1644 МГц. Смежные полосы 1542,5 ... 1543,5 и 1644 ...
1645 МГц выделены судам и самолетам для обмена экстренной
информацией о терпящих бедствие при организации поиска и
спасения.
Система состоит из трех сетей, перекрывающих три боль-
ших района — Атлантический, Индийский и Тихий океаны, над
которыми находятся по одному действующему и по одному за-
пасному ИСЗ. В каждую сеть входят несколько БС, одна из
которых выполняет функции координирующей. В обслуживае-
мом сетью районе может одновременно находиться практиче-
ски неограниченное число СС, причем любая СС может уста-
новить связь с БА или с другой СС через любую БС сети.
Для автоматизации процессов установления связи океан-
ским районам, БС и СС системы ИНМАРСАТ присвоены иден-
тификационные номера, которые для СС приведены в справоч-
никах “Ship earth station directory", издаваемых периодически
организацией ИНМАРСАТ.
Система ИНМАРСАТ, предоставляя потребителям телефон-
ные и телеграфные каналы, повышает безопасность морепла-
вания и эффективность управления морскими судами, а также
обслуживает членов экипажей судов и пассажиров. Телефон-
ные каналы можно использовать для организации факсимиль-
ной связи и передачи данных. ИНМАРСАТ действует на осно-
вании Конвенции и эксплуатационного соглашения о между-
народной организации спутниковой связи, подписанной в 1976г.
рядом стран, в том числе СССР.
Двустороннюю телеграфную связь можно организовать как
по принципу прямых сообщений, так и по принципу коммута-
ции сообщений. Это обеспечивает связь всех СС и БА назем-
ных телеграфных сетей. Предусмотрена возможность адресной
и циркулярной передач судам, оборудованным СС. Каждая БС
соединена с закрепленным за ней спасательным координацион-
ным центром (СКЦ), с которым судно, терпящее бедствие, мо-
жет в экстренном порядке установить телефонную и телеграф-
ную связь. Советские БС в Одессе и Находке соединены с СКЦ,
находящимся в Москве. Кроме того, судно, терпящее бедствие,
или судно, участвующее в поисковых и спасательных работах,
при необходимости может соединиться с любым другим СКЦ-
По запросу судов БС передают тестовые сигналы для про-
верки работоспособности и ремонта СС.
Организация международной спутниковой системы поиска
и спасения терпящих бедствие морских и воздушных судов
КОСПАС—CAPCAT была создана усилиями специалистов
СССР, США, Франции и Канады для своевременного оказания
помощи потерпевшим. В настоящее время в системе КОС-
ПАС—СА' CAT действуют три спутника, запущенных в СССР
и США.
10
В системе используют низколетящие (800... 1000 км) ИСЗ,
запускаемые на околополярную орбиту. При этом координаты
аварийных радиобуев (АРБ) уточняются при каждом очеред-
ном проходе ИСЗ над районом бедствия. В состав системы вхо-
дят АРБ, размещаемые на судах и самолетах и предназначен-
ные для передачи информации о бедствии на частотах 121,5 и
406,025 МГц; ИСЗ, принимающие сигналы АРБ и передающие
их на частоте 1544,5 МГц на наземные пункты приема инфор-
мации (ППИ), которые по принятым сигналам определяют ко-
ординаты мест аварий, и центр управления системой.
Система позволяет определить местонахождение нуждаю-
щихся в помощи судов и самолетов с точностью до 1,5... 2 км.
В рамках ИМО проводятся работы по унификации систем
спутниковых АРБ, а в Международном консультативном ко-
митете по радиосвязи (МККР) обсуждается вопрос о возмож-
ности использования АРБ, работающих со спутниками системы
ИНМАРСАТ. В 1982—1983 гг. под эгидой МККР проводились
международные испытания действующих образцов АРБ, рабо-
тающих на частоте 1,6 ГГц с геостационарным ИСЗ системы
ИНМАРСАТ. Сообщение о бедствии, передаваемое АРБ,
ретранслируется ИСЗ на частоте 4 ГГц. Принятое от ИСЗ сооб-
щение в Центре морской спутниковой связи (ЦМСС) дешиф-
руется и направляется в соответствующий СКЦ, который ко-
ординирует поисково-спасательные работы всех судов и воз-
душных кораблей, участвующих в операции по спасению.
Важной особенностью морской радиосвязи является ее ме-
ждународный характер. В настоящее время создается глобаль-
ная морская система связи при бедствии и для безопасности
мореплавания.
Существующая организация системы морской радиосвязи
при бедствии основана на использовании аппаратуры, работа-
ющей на фиксированных частотах в диапазонах гектометровых,
декаметровых и метровых волн: на частоте 500 кГц — радио-
телеграфный сигнал бедствия; на частотах 2182 кГц и
156,8 МГц — радиотелефонный сигнал бедствия. При несении
вахты должно быть обеспечено слуховое прослушивание на ча-
стоте 500 кГц 2 раза: на 15-й и 45-й минутах каждого часа
продолжительностью по 3 мин. На судах за вызовами на ча-
стотах бедствия и за вызовами частот 2182 кГц и 156,8 МГц
(16-й канал), как правило, наблюдает штурман непосредст-
венно в рулевой рубке.
В настоящее время для передачи сигналов бедствия и вы-
зова выделены также частоты в декаметровом диапазоне волн:
4125, 6215 и 8634 кГц.
В связи с широким использованием авиации при проведе-
нии спасательных работ выделены общие для судов и самоле-
тов частоты 3023 и 5680 кГц. Кроме того, связываться с судами
11
можно на частотах 121,5, 123,1 и 243 МГц, используемых
и апнацни.
Совершенствование организации н техники связи при бед-
ствии до настоящего времени шло не по пути интеграции от-
дельных подсистем, а в основном в направлении дополнения
одного вида оборудования другим. Однако успешный прием
оповещения о бедствии при существующей системе зависит от
условий распространения радиоволн, от местонахождения су-
дна, времени года и суток. Поэтому возможны значительные
задержки в приеме сообщений о бедствии и, как следствие, не-
своевременность оказания помощи судам, терпящим бедствие.
В случае же внезапной гибели судна оповещение о бедствии
вообще не будет передано. С созданием и внедрением морской
ССС, каналы которой не подвержены влиянию условий рас-
пространения радиоволн, появилась возможность решить су-
ществующие затруднения.
На XIX сессии подкомитета ИМО в 1978 г. была принята
рекомендация о создании глобальной морской системы связи
при бедствии и для обеспечения безопасности мореплавания
(ГМССБ). По рекомендации ИМО данный вопрос был рас-
смотрен на Международной конференции по поиску и спасе-
нию на море (Гамбург, 1979). Конференция приняла резолю-
цию, подтверждающую необходимость разработки новой си-
стемы морской радиосвязи при бедствии. После этого в рамках
ИМО была создана рабочая группа, координирующая все про-
водимые исследования по созданию ГМССБ.
Решение о создании ГМССБ в значительной степени пред-
определило принятие Международной конвенции по поиску и
спасению на море (1979 г.) и рекомендаций по созданию спаса-
тельно-координационных центров (СКЦ), которые будут ос-
новными пунктами приема и передачи информации в направле-
ниях судно—берег и берег—судно, связанной с бедствием и
проведением поисково-спасательных работ.
ГМССБ необходимо организовать таким образом, чтобы
обеспечить выполнение следующих основных задач (рис. 1.3):
оповещение, опознавание и определение места объекта, терпя-
щего бедствие; обеспечение надежной связи между поисково-
спасательной службой и спасательно-координационным цент
ром; обеспечение надежной связи с судами, участвующими
в поисково-спасательных работах; обеспечение связи на месте
бедствия.
В соответствии с требованиями ГМССБ предполагается, что
в эту систему будут входить следующие подсистемы: 1) морская
подвижная спутниковая служба (ИНМАРСАТ — геостационар-
ные спутники, сокращенно ИНМ); 2) полярно-орбитальная
спутниковая служба (сокращенно ПО); 3) морская подвижная
служба в диапазоне частот 405... 4000 кГц (сокращенно СВ),
12
Рис. 1.3. Принципиальная схема функционирования ГМССБ
КООПAC-CAPCAT
13
4) морская подвижная служба в диапазоне частот 4...
25,5 МГц (сокращенно КВ); 5) морская подвижная слу-
жба в диапазоне частот 156... 174 МГц (сокращенно УКВ).
При этом три радиосистемы: УКВ, СВ и ИНМ имеют огра-
ничения по площади обслуживаемой зоны на линии судно—бе-
рег, т. е. эти системы никогда (или почти никогда) не будут
охватывать некоторых районов Мирового оксана.
KB-систему морской подвижной службы можно рассматри-
вать как систему с глобальным охватом Мирового океана, но
эта система не обеспечивает требуемой ГМССБ надежности
связи из любого района Мирового океана из-за сильной зави-
симости от условий распространения радиоволн.
ГМССБ должна осуществлять передачу и прием вызовов
бедствия и безопасности и радиообмен на большой, средней и
малой дальностях. В соответствии с этим введены определения
категорий морских районов, которые устанавливаются отно-
сительно береговых станций, связанных с СКЦ: район А-1 —
в пределах зоны действия береговых УКВ-станций; район
А-2— в пределах зоны действия СВ-станций (за исключением
района А-1); район А-3 — в пределах зоны охвата спутников
системы ИНМАРСАТ, включая районы А-1 и А-2; район А-4 —
районы, не вошедшие в А-1, А-2 и А-3.
В соответствии с этими определениями в ИМО разрабо-
таны предварительные рекомендации об оснащении судов комп-
лексами аппаратуры радиосвязи в зависимости от районов их
плавания.
Основное требование к комплексу судового оборудования
в системе ГМССБ — обеспечение возможности надежного опо-
вещения о бедствии в направлении судно—берег; при этом сиг-
налы оповещения должны передаваться с использованием, по
меньшей мере, двух радиосистем и двух отдельных независи-
мых комплектов оборудования.
Суда, принявшие оповещение о бедствии, должны попы-
таться установить непосредственный контакт с терпящим бед-
ствие судном, а также передать оповещение в соответствующий
СКЦ.
БС, получившие оповещение о бедствии, также должны пе-
редать его в СКЦ, который, в свою очередь, передает вызов на
суда, находящиеся вблизи от места бедствия и наиболее под-
ходящие для оказания помощи.
Оповещение на малой дальности передается на частотах
156 и 525 МГц (70-й канал) во всех направлениях (судно—бе-
рег, берег—судно и судно—судно) с помощью аппаратуры циф-
рового избирательного вызова (ЦИВ). Оповещение на средней
дальности производят с помощью ЦИВ на частоте 2187,5 кГц
во всех направлениях, а на частоте 500 кГц — только в направ-
лении берег—судно. Для оповещения на большой дальности
14
выделены частоты для направления судно—берег через ИСЗ и
частоты для направления берег—судно через ИСЗ; в направ-
лениях судно—берег и берег—судно через ИСЗ системы ИН-
МАРСАТ частоты в диапазоне 1530... 1645,5 МГц с использо-
ванием судовой спутниковой станции; в каждом из частотных
КВ-диапазонов (4, 6, 8, 12 и 16 МГц) выделены симплексные
каналы для передачи с помощью ЦИВ в направлениях судно—
берег и берег—судно.
Оповещение о бедствии (формат) должно обеспечивать са-
моидентификацию, указывать местоположение судна и время,
а также характер бедствия.
Стадия оповещения считается незаконченной до тех пор,
пока на ответственном за данный район СКЦ не убедятся, что
судно, самолет или другой подвижный объект, расположенный
наилучшим образом относительно терпящего аварию судна, не
приступил к спасательным работам.
Предполагается, что внедрение международной системы
ГМССБ начнется с 1991 г.
1.3. Особенности судовых антенн и основные
направления развития судовой антенной техники
В настоящее время определилась тенденция специализации
антенных устройств в зависимости от условий эксплуатации,
характерных особенностей объектов, на которых их устанавли-
вают, условий связи.
Спроектировать судовое антенное поле и антенные устрой-
ства — значит определить необходимый состав антенн, выбрать
их электрические схемы и конструкцию, найти место располо-
жения антенн на судне и установить, обеспечивают ли требуе-
мые характеристики передачи (приема) информации выбранные
состав и типы антенн в рабочем диапазоне частот при задан-
ных каналообразующей аппаратуре и условиях связи.
Проблемы разработки антенн и построения современного
судового антенного поля с учетом обеспечения электромагнит-
ной совместимости (ЭМС) судовых радиоэлектронных
средств — одна из основных научно-технических проблем, ре-
шение которой необходимо для повышения эффективности и
надежности приема и передачи информации в системе морской
радиосвязи в целях обеспечения безопасности мореплавания
и оперативного управления флотом.
В современных уловиях традиционный подход к решению
теоретических задач и традиционные методы при создании су-
довых антенн недостаточно эффективны. Это обусловлено не-
обходимостью одновременного ведения связи в широком диа-
пазоне частот: от сотен килогерц до сотен мегагерц. Кроме
15
того, антенны расположены в непосредственной близости от
различных металлических конструкций, оказывающих сильное
влияние на их характеристики (пространство для размещения
и разнесения передающих и приемных антенн ограничено).
Эти особенности требуют комплексного подхода к решению
рассматриваемой проблемы, сущность которого заключается
в определении основных закономерностей влияния металличе-
ских конструкций судов на характеристики антенн и разра-
ботке рекомендаций по их оптимальному использованию; в раз-
работке электрических схем и конструкций антенн для созда-
ния перспективного комплекса судовых антенных устройств,
обеспечивающего заданные характеристики, а также техноло-
гичность производства, минимальные эксплуатационные рас-
ходы; в повышении потенциала радиоканала за счет построе-
ния направленных антенных систем, в том числе адаптивных
приемных антенных решеток.
Обобщение результатов исследований работы судовых ан-
тенн позволило сформулировать следующие основные направ-
ления развития судовой антенной техники.
1. Разработка антенных комплексов для судов различного
назначения и водоизмещения, включающих в себя антенные
устройства для аппаратуры традиционной и космической
связи. При этом устройства коммутации, построенные на быст-
родействующих элементах, в перспективе должны сопрягаться
с судовой автоматизированной радиостанцией или оснащаться
устройствами с памятью, чтобы обеспечить выбор антенн с уче-
том их ДН в зависимости от направления на корреспондента и
курса судна.
2. Создание судовых антенных устройств для работы аппа-
ратуры спутниковой связи.
3. Учет влияния судовых металлических конструкций на ха-
рактеристики одиночных антенн и антенных решеток; исполь-
зование отдельных элементов этих конструкций как самостоя-
тельных антенн и в качестве излучателей в составе судовых ан-
тенных решеток.
4. Внедрение метода моделирования размещения комплекса
антенных устройств в процессе проектирования головного судна
с последующей коррекцией технической документации по ре-
зультатам измерений.
5. Создание теории синтеза судовых антенн.
6. Анализ условий электромагнитной совместимости радио-
электронных средств, проведение регулярных измерений помех
с последующей статистической обработкой и классификацией
их характеристик.
7. Разработка адаптивных приемных антенных решеток,
широкополосных антенн, направленных передающих антенн,
в том числе эквидистантных и неэквидистантных решеток на
16
базе широкополосных излучателей с обеспечением сложения
мощности в пространстве, а также в режиме независимого не-
направленного излучения каждым излучателем системы в от-
дельности; устройств, обеспечивающих одновременную работу
нескольких передатчиков или приемников на одну антенну
с требуемой развязкой между каналами.
8. Широкое использование при конструировании и произ-
водстве антенн и изоляторов новых материалов, в том числе на
основе стеклопластиков и углепластиков.
Глава 2
МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ И РАСЧЕТА
СУДОВЫХ АНТЕНН
2.1. Методы теоретического исследования
судовых антенн
Корпус и отдельные части судна участвуют в процессе фор-
мирования излученного (принятого) антенной электромагнит-
ного поля и поэтому влияют на характеристики судовых ан-
тенн. Знать закономерности этого влияния необходимо как при
создании новых типов судовых антенн и радиоаппаратуры, так
и при определении оптимальных мест установки антенн на
судах.
Точное определение составляющих поля и расчет электри-
ческих характеристик судовых антенн с учетом оказываемого на
них влияния требует решения электродинамической задачи при
заданных граничных условиях. В такой общей постановке ре-
шение задачи будет очень сложным, а для приведения его
к виду, приемлемому для непосредственного использования, по-
требуется целый ряд упрощений и ограничений, которые су-
щественно повлияют на точность и общность получаемых резуль-
татов.
Возможным направлением решения задачи, по мнению ав-
торов, является определение закономерностей влияния отдель-
ных элементов судовых конструкций на характеристики судовых
антенн с последующим синтезом результатов. Метод основан
на том, что корпус судна, отдельные его элементы, оказываю-
щие наибольшее влияние на характеристики рассматриваемой
антенны, можно с достаточным приближением аппроксими-
ровать фигурами правильной геометрической формы, обра-
зованными координатными поверхностями, для которых изве-
17
стно или возможно решение соответствующей задачи электро-
динамики. Выбор системы координат зависит от формы эле-
мента, влияние которого исследуется, и от типа и места распо-
ложения антенны относительно этого элемента.
В ряде случаев этот выбор достаточно очевиден. Например,
для анализа влияния трубы на характеристики установленной
рядом с ней штыревой антенны можно использовать известное
решение задачи для вибратора, расположенного вблизи цилин-
дра с круговым или эллиптическим сечением. Однако встреча-
ются случаи, когда выбор аппроксимирующей поверхности не-
однозначен. Например, корпус судна можно аппроксимировать
поверхностью в виде горизонтального сфероида или в виде ци-
линдра бесконечной длины.
Специфика судовых условий заключается в том, что влияние
металлических конструкций на характеристики судовой ан-
тенны в рабочих диапазонах частот изменяется очень сильно.
Это обусловливает целесообразность дифференцированного
подхода к исследованию судовых антенн.
Можно выбрать такие модели судовых антенных устройств
и способы их исследования, основные характеристики которых
определяются математически.
Правильный выбор метода исследования в большинстве слу-
чаев определяет успех положительного решения, а также про-
стоту и доступность получаемых результатов. Иногда нет
необходимости решать задачу с самого начала, можно исполь-
зовать уже известные решения, уточнив их для конкретных ус-
ловий.
При расчете поля излучения по методу поверхностных токов
исходят из следующих соображений. Существуют тела пра-
вильной геометрической формы, для которых точное или при-
ближенное решение электродинамической задачи известно
только при их бесконечных размерах. Так, решена задача для
вибраторов (электрических и магнитных), расположенных
вблизи бесконечной плоскости, бесконечно длинного эллиптиче-
ского или кругового цилиндра. Однако действительная поверх-
ность (корпус судна, трубы, мачты и др.) имеет конечные
размеры.
Метод поверхностных токов основан на предположении, что
распределение поверхностных токов на теле конечных размеров
остается в первом приближении таким же, как на соответст-
вующей части тела бесконечных размеров. Подобное предполо-
жение вполне закономерно, поскольку интенсивность токов, на-
веденных на поверхности, убывает по мере удаления от воз-
буждающего эти токи излучателя. При достаточно больших
размерах поверхности токи на ее краях малы, и поэтому можно
пренебречь как отраженным от края током, так к током, зате-
кающим за край поверхности. Зная распределение тока и соот-
18
Затененное
полупростран -
стбо
Освещенное
полупространства
Рис. 2.1. Вычисление поля антенны ме-
тодом поверхностных токов:
Э — экран; В — вибратор
ветствующее решение для поверхности аналогичной формы, но
бесконечных размеров, можно найти полное поле излучения ан-
тенны, которое будет слагаться из поля собственно излучателя
и поля поверхностных токов.
Напряженность поля вибратора, расположенного вблизи эк-
рана конечных размеров (рис. 2.1), в освещенном полупрост-
ранстве
= ЕИ1 ЕЭ1, (2.1)
где Еи1 — напряженность поля, создаваемая вибратором в ос-
вещенном пространстве; £Э1 — напряженность поля, представ-
ляющая собой разность
поля Еооь обусловленного
токами, текущими по эк-
рану бесконечных разме-
ров, и поля ЕД1, обуслов-
ленного токами, текущими
по экрану бесконечных раз-
меров за вычетом рассмат-
риваемой конечной поверх-
ности (экрана) S:
Еэу = ЕХ1—Ед^. (2.2)
Аналогично можно запи-
сать и для затененного по-
лупростр а нства:
Е2= £д2, (2-3)
так как при бесконечных размерах экрана поле в затененном
полупространстве отсутствует, т. е. ЕИ2+£оо2=0-
Характерным примером использования метода поверхност-
ных токов служит задача определения поля излучения системы,
состоящей из проводящего экрана прямоугольной формы и рас-
положенного параллельно ему вибратора (рис. 2.2, а). Для
простоты считаем, что значение тока вдоль вибратора посто-
янно.
Бесконечный экран можно представить состоящим из беско-
нечной ленты шириной а + b и двух полубесконечных экранов,
у одного из которых координата у лежит в пределах —оо<г/<
<—Ь, у другого — в пределах а<у<оо. В соответствии с этим
поле вибратора, расположенного у бесконечного экрана
(рис. 2.2, б),
Ее0 = Ев+ Ева + Евь, (2.4)
откуда
Ее = Ево Ева ЕОь, (2.5)
где Ев — поле вибратора, расположенного у бесконечной ленты
19
шириной a+b; Ева, ЕвЬ’—поля, создаваемые токами, обтекаю-
щими полубесконечные экраны.
Ввиду того, что длину ленты предполагаем бесконечной,
поле вибратора в обеих плоскостях (И и Е) для экрана ко-
нечных размеров можно определить, если вибратор располо-
жить сначала в продольном положении (рис. 2.2, в), а затем
в поперечном (рис. 2.2, г).
Пусть вибратор расположен в продольном направлении
у бесконечного экрана. В соответствии с методом зеркальных
81
изображений поле излучения вибратора в экваториальной пло-
скости (0 = 90°)
Е6о = 2iAIА sin (tnd cos ср), (2.6)
где Ево — меридиональная составляющая электрического поля
в сферической системе координат; А — постоянный коэффици-
ент.
Поля, создаваемые токами, обтекающими полубесконечные
экраны, равны [53]
Ева=А ехр(-^-)-^- ~ ехр(—«О+2ш д/1—sinip х
х [0,5—0,5i—С (v) +iS (o)[j; (2.7)
Евь = А exp (-у-) -у- ) Л/ ехр(—i(o) + 2in V1 + sirup х
20
X [0,5—0,5i' + C (<o)—iS (co)]
(2.8)
2 2
Z’ / \ ip cos z , e , 1 f sin z , .
C (z) =--\----— dz, S (z) =-----\ ---— «2»
2n j 7z 2n j 7*
о 0
v = tna(l—sin <p); <o=—mft(l+sin<p),
где d— расстояние от вибратора до экрана; C(z) и S(z)—ин-
тегралы Френеля.
Прн поперечном расположении вибратора относительно эк-
рана выражение для ДН будет отличаться от рассмотренного
продольного положения лишь множителем cos<p.
ДН вибратора в плоскости И (плоскости хОу) при располо-
жении его у экрана конечных размеров (см. рис. 2.2, а) можно
рассчитать по формуле (2.5), положив ширину экрана равной
It. При расчете ДН вибратора в плоскости Е (xOz) в формулу
подставляют уже размер /2-
По формулам (2.7) и (2.8) определяем поле в освещенном
и затененном полупространствах при а+ЬЖ и Однако
в ряде случаев, например при расположении излучателя у по-
верхности многогранника, когда отражающая поверхность не-
велика (а+й<^), метод поверхностных токов не обеспечивает
требуемой точности, так как он, учитывая только токи, теку-
щие по грани, обращенной к излучателю, не учитывает токов,
текущих по «теневым» сторонам (боковым граням) поверхно-
сти. В этом случае для расчета поля можно использовать диф-
ракционный метод, сущность которого заключается в следу-
ющем.
Предположим, что на рассматриваемую поверхность, вблизи
которой находится элементарный приемный вибратор, падает
плоская волна определенной поляризации. Тогда полная на-
пряженность поля Е в месте расположения приемного вибра-
тора будет складываться из напряженности поля падающей
волны Et и напряженности поля, переизлученного рассматрива-
емой поверхностью, Е2. Последнее определим, решив дифрак-
ционную задачу для соответствующей поверхности:
Е = Е1 + Е2. (2.9)
Тогда ЭДС, наведенная в вибраторе,
£ = (2.10)
где Ех — тангенциальная составляющая полного электриче-
ского поля на поверхности вибратора, равная
ET = £J(q), 0); (2.11)
f(’P> 0)—некоторая функция, зависящая от направления паде-
ния плоской волны.
21
Плоскую волну будем рассматривать как результат излуче-
ния бесконечно удаленного элементарного вибратора. Между
напряженностью поля плоской волны и током элементарного
электрического вибратора длиной 2/, расположенного нормально
к направлению распространения волны, существует соотноше-
ние
= [ifjOmll exp (— imr)]r. (2.12)
Выражение (2.11), определяющее результирующую напря-
женность поля в месте расположения приемного вибратора, по
аналогии с (2.55) можно считать формулой напряженности
поля, создаваемого элементарным вибратором, находящимся
на большом расстоянии от рассматриваемой поверхности. Тогда
результирующее поле в месте расположения приемного вибра-
тора
Е — [iGOmllf (6, <р)ехр( — itnr)]r, (2.13)
где / — ток, текущий в воображаемом удаленном вибраторе.
Если теперь, в соответствии с принципом взаимности, эле-
ментарный вибратор длиной 2/, по которому протекает ток /,
поместить в точку, где находится приемный вибратор, для ко-
торого поле определено по формуле (2.13), и ориентировать
ось вибратора параллельно вектору напряженности электриче-
ского поля Е, то на расстоянии г, в месте, где раньше нахо-
дился удаленный излучающий вибратор, будет то же поле Е.
Таким образом, формула (2.13) справедлива для расчета
поля излучения элементарного вибратора, расположенного
у рассматриваемой поверхности, а множитель f(<p, 6) харак-
теризует его направленные свойства. Выражение (2.13) с до-
статочной точностью можно использовать для расчета поля ан-
тенн небольших размеров. В общем случае, когда длина ан-
тенны произвольна, антенну представляют в виде совокупности
элементарных вибраторов, и поле излучения определяют, вы-
числяя интеграл по длине антенны.
Из изложенного очевидно, что дифракционный метод при-
меним, когда известно решение задачи дифракции плоской
волны на теле правильной геометрической формы, которое ап-
проксимирует рассматриваемую поверхность. В такой поста-
новке задача решена для большого числа тел различной
формы: бесконечно длинного цилиндра с круговым и эллипти-
ческим сечением, вытянутого и сплюснутого сфероидов, шара,
плоской ленты, клина, полуплоскости и др. Дифракционный ме-
тод используют при анализе реально встречающихся в судо-
вых условиях задач о влиянии труб, надстроек, вентиляцион-
ных шахт, колонок грузовых стрел и т. п. на параметры уста-
навливаемых вблизи от них антенн.
22
Гассмотрим постановку и результаты решения задачи об
определении поля излучения вибратора, расположенного
вблизи эллиптического цилиндра, кругового цилиндра и ленты
(рис. 2.3, а). Задачу решаем в эллиптической системе коорди-
нат (рис. 2.3, б), в которой положение произвольной точки М
определяется координатами £ и ц, равными
g = (ri + r2)/(2f); т1 = (Г1-г2Ж), (2.14)
где Г1 и г2— расстояние от этой точки до фокусов pi и р2.
Пределы изменения координат следующие: g=l...oo; —1с
^т)^ + 1. Координатная поверхность g = const представляет
Рис. 2.3. Определение
поля излучения вибра-
тора, расположенного
у эллиптического и кру-
гового цилиндров и
у ленты
собой поверхность цилиндра эллиптического сечения, а т) =
= const — поверхность конфокального гиперболического ци-
линдра, состоящего из двух полостей.
Между прямоугольными координатами х, у и координатами
Ей ц существуют следующие соотношения:
у = f х=ffr. (2.15)
Для устранения неопределенности в знаке вводят коорди-
наты и и и, связанные с координатами Ей ц соотношениями:
| = chu; t]=cosp, (2.16)
где v = arccos ц = 0 ... 2л.
Большая а и меньшая b полуоси эллипса, характеризуемого
некоторой координатой £, равны
a = fg = /:chu; Ь = — 1 =fsh«. (2.17)
23
Эксцентриситет
е_ / _ 1 : . 1 = 2f
a g ch и fi + гз
(2.18)
Пусть в некоторой точке пространства с координатами х—
=Х\, у=у\ и z=0 помещен электрический вибратор. Ось вибра-
тора ориентирована параллельно оси бесконечно длинного эл-
липтического цилиндра — оси г. Необходимо определить зави-
симость напряженности поля от угла <р, создаваемого вибрато-
ром на большом расстоянии.
Направление распространения плоской волны нормально
по отношению к оси цилиндра и образует некоторый угол
с осью х.
Напряженность поля плоской волны в произвольной точке
с координатами х и у
Ег = Ео ехр [—im (х cos + у sin q^)]. (2.19)
Полное значение напряженности электрического поля
Е = £1+Е<>, (2.20)
где Е2 — напряженность поля, обусловленного токами, возбуж-
денными плоской волной на цилиндре.
Аналогично напряженность магнитного поля
Е = //1 + Е2. (2.21)
Последовательность решения этой задачи [1] следующая.
Первичное Ei и вторичное Е2 поля раскладывают в ряд по эл-
липтическим функциям. Затем накладывают граничные усло-
вия на поверхности (g = go) идеально проводящего цилиндра
(Ezi +Ez2=0) и определяют неизвестные коэффициенты ряда.
После подстановки найденных значений Е\ и Е2 в выражение
(2.20) находят искомое поле Е.
Опуская довольно простой, но громоздкий вывод, приведем
выражение для напряженности электрического поля в случае
расположения вибратора параллельно оси эллиптического ци-
линдра:
E=i60n
гк
ехр(—ifn (Xi cos q> + t/i sin <p)]—x
oo
X У t" ГPn go) E42) (mf, ^)Cen(mf, v^Cen(mf, costp) +
Д L g0)
n—0
Jsn(mf, g0)
4~ Qn
Hsn} (mf, gi) Sen (mf, th) Sen (mf, cos q>) I , (2.22)
24
где I — ток в вибраторе; 2/ —длина вибратора; при четных п
при нечетных и
= NiN-nAnM
nmf n
ANn— постоянный коэффициент N-ro члена в разложении чет-
ной функции Матье n-го порядка по cos Nv; штрих у суммы
S' означает, что N принимает либо только четные, либо только
нечетные значения в зависимости от того, четное или нечетное
число и;
Qn = (я V2ле(„0) 2' NBnN (2.23)
при четных п
л (mf)2 N
при нечетных п
nmf n
BNn — постоянный коэффициент N-ro члена в разложении не-
четной функции Матье n-го порядка по sin Nv; Jcn(mf, g0) и
g0)—радиальные четная и нечетная функции Матье—
Бесселя n-го порядка; Cen(mf, т]) и Sen(mf, п)—угловая чет-
ная и нечетная функции Матье n-го порядка; So) и
HSnW(mf, g)—радиальные четная и нечетная функции
Матье—Г анкеля.
Решение (2.22) используют и при расположении вибратора
у кругового цилиндра и у ленты, так как круговой цилиндр
в эллиптической системе координат можно рассматривать как
эллиптический цилиндр, у которого фокусное расстояние 2/ и
эксцентриситет е равны нулю (т. е. оба фокуса находятся в од-
ной точке). Ленту также рассматривают как частный случай
эллиптического цилиндра, у которого малая полуось равна
нулю, а эксцентриситет е=1. При этом цилиндр переходит
в ленту шириной 2f.
Для произвольного расположения вибратора у ленты (g0 =
= 1)
ехр [ — z‘/n(x1cos<p+(/1sin(fj)]—д/8л х
Е = i60n
гК
25
X У inPn—Нсп} (tnf, l)Cen(mf, n]JCen(mf, cos<p)
(2.24)
Если вибратор расположен параллельно оси кругового ци-
линдра (f=0, У=0), то
E=i60n — гХ СО ехр (— itn х, cos ср)—2 V' Lnin Jn — X Л
X Нп* (mXj) cos щр , (2.25)
где х0— радиус цилиндра; Jn(mx0) и Яп<2)(тх0)—функции
Бесселя и Ганкеля n-го порядка от аргумента mx0; Ln'— по-
стоянный коэффициент, £„'=0,5 при n = 0, Ln'—1 при и>0.
Следует еще раз подчеркнуть, что правильный выбор ме-
тода решения задачи в значительной степени определяет про-
стоту и доступность полученных результатов.
На рис. 2.4 сравниваются ДН диполя, расположенного
у ленты, рассчитанные по формулам (2.1) и (2.13), получен-
ным при решениях задачи по методу поверхностных токов и
дифракционным методом.
Строгое решение задачи дифракции плоской волны на теле,
образованном пересечением двух поверхностей, получить до-
вольно трудно, а иногда и невозможно. В подобных случаях
прибегают к приближенному решению, основывающемуся на
геометрической теории дифракции: принимают условие [48],
что длина волны мала по сравнению с размерами пересекаемых
поверхностей. Это ограничивает использование данного метода
для исследования судовых антенн радиосвязи.
При анализе работы ряда антенн —щелевых, прорезанных
на различных поверхностях (цилиндре, сфере и др.); магнит-
ных; антенн, основанных на возбуждении отдельных элементов
судовых конструкций, — удобно использовать метод собствен-
ных функций. Сущность этого метода состоит в том, что урав-
нения Максвелла решают в системе координат, одна из коор-
динатных поверхностей которой совпадает с поверхностью ис-
следуемой антенны или тела, на котором она расположена.
Благодаря этому относительно просто выразить граничные ус-
ловия на этой поверхности. Поле излучения антенны отыскива-
ется в виде ряда по собственным функциям, тип которых зави-
сит от выбранной системы координат. Искомое поле должно
удовлетворять уравнениям Максвелла, а также граничным
26
90° 80 , WO SO
Рис. 2.4. ДН диполя, расположенного у ленты:
— и----ДН, рассчитанные по формулам (2.1) и (2.13)
27
Рис. 2.5. Вибратор, уста-
новленный на подставке,
аппроксимируемой вытяну-
тым полусфероидом
условиям на поверхности антенны и условию излучения на бес-
конечности.
В качестве примера применения собственных функций рас-
смотрим зависимость ДН в вертикальной плоскости антенны,
установленной на мачте или надстройке, от размеров послед-
них. Мачту или надстройку аппроксимируем поверхностью
в форме вытянутого полусфероида, на котором вдоль оси рас-
положен вибратор. В соответствии с методом зеркальных изо-
бражений определение электромагнитного поля, создаваемого
вертикальным вибратором, установленным на полусфероиде,
находящемся над бесконечной иде-
ально проводящей поверхностью, мо-
жно свести к определению поля си-
стемы из двух одинаковых вибрато-
ров, установленных диаметрально
противоположно на сфероиде вдоль
его оси вращения.
В общем случае приходится ре-
шать бесконечную систему линейных
алгебраических уравнений. Решение
значительно упрощается при распо-
ложении вибратора вдоль оси сфе-
роида.
Подобную задачу при установке
вибратора произвольной длины вдоль
большей оси сфероида решим мето-
дом собственных функций в сферои-
дальной системе координат (см.
п. 2.2). Поверхность сфероида совме-
щаем с координатной поверхностью
g=go. конец антенны лежит на по-
верхности £ = |о (рис. 2.5). Уравнения
Максвелла сводим к одному дифференциальному уравнению,
которое решаем методом разделения переменных. Решение
представляется в виде произведения радиальных /?П1, /(т) и угло-
вых Sm, сфероидальных функций:
Нф = ^(с, |)S^(c, т]),
(2.26)
где c = 2nf/X.
Предположим, что ток вдоль вибратора В распределен по
синусоидальному закону
НН = 4 sinc(^—g').
где — текущая координата; 1т — ток в пучности.
После наложения граничных условий на поверхности иде-
ально проводящего сфероида й в бесконечности
Ец] к=Е0’ ^ч> |cg-*°o
(2.27)
(2.28)
28
и определения неизвестных коэффициентов получаем искомое
выражение для ДН антенны, установленной на подставке,
оо
f(Un>c)= £ DtS^'lc, 11),
1=0. 2. 4
(2.29)
где Di — коэффициенты ряда, равные
(-0<+2^У
^1, I (С) (с> £о) а1, I
1^1, z(lo, £1)—coscdi—Ы X
(2.30)
Рг=-
х^1Л(^, EOF,
Wi, i — вспомогательная функция, равная
Wltz(g0, у = л/й-1 И2*(с, У/7,,,(с, -
— A1,0 (С, £o)n/1>z(c, Bi)];
Sl’/г (с, cos 0) — угловая сфероидальная функция первого рода
первого порядка;/71, z (с, gz) и n/z, i(c, |i)—радиальные функции
i
l-ro и 2-го рода первого порядка; z(c) = f [Si?Z (с, т])]2 dr\—
норма системы угловых сфероидальных функций; abZ —
оо
постоянная разделения; Со'1 = 0,5 £ d„ 1 (с)(л + 2)l/nl; j4z]>,
п=0 _____
Л<2>, Л(з> — коэффициенты; Др (с, |) = [д/|2—1 z (с, |)]^=Ео;
АГ(с, g) = (Vg2-l n/1>z(c, g)]g=go; Д<3>(С, В) = [д/В2-1 X
X Л/Р» (с,
Рассчитанные по формуле (2.29) ДН в вертикальной пло-
скости четвертьволнового вибратора, установленного на полу-
сфероиде с параметрами |= 1,02, с = 3, приведены на рис. 2.6, а.
Там же штрихом показана экспериментально измеренная ДН
для аналогичной антенной системы и штрихпунктиром — для
четвертьволнового вибратора, установленного над бесконечной
идеально проводящей плоскостью. Из рисунка видно, что ДН
антенны, установленной на сфероиде, резко отличается от ДН
такой же антенны, установленной над проводящей плоскостью.
На рис. 2.6, б для сравнения показана экспериментальная
ДН четвертьволнового вибратора (сплошная линия), установ-
ленного на вершине цилиндрической подставки, высота которой
равна большей полуоси сфероида, а радиус — малой полуоси,
и штрихом — рассчитанная ДН для системы из двух четверть-
волновых вибраторов, расположенных симметрично на сферо-
иде. Из рисунка видно, что рассчитанная и измеренная ДН
близки между собой.
Метод собственных функций можно применить и для ре-
шения задач, в которых исследуемая поверхность имеет слож-
ную форму, образованную пересекающимися поверхностями,
29
например цилиндром и сфероидом или двумя сфероидами (та-
кой системой можно аппроксимировать корпус судна и над-
стройку) .
Подобную задачу решают методом частичных областей,
сущность которого состоит в том, что все пространство разби-
вают на несколько областей. В каждой области поле представ-
ляют в виде рядов по волновым функциям, а затем на грани-
цах областей поле «сшивают», т. е. между коэффициентами
рядов устанавливают соотношения, выражающие условия непре-
рывности составляющих поля. Так как в отдельных областях
можно применять волновые функции различного рода, то усло-
вия непрерывности будут удовлетворяться приближенно, на-
пример но методу наименьших квадратов.
Рис. 2.6. ДН чегксргыюлпоцого вибратора, установленного на
подставке в виде полусфероида (а) и цилиндра (б)
Ранее уже отмечалось, что более общий метод исследова-
ния характеристик антенных систем по сравнению с рассмот-
ренными— это метод интегральных уравнений.
Достоинство метода интегральных уравнений состоит в том,
что он позволяет получить физически наглядную картину рас-
пределения токов на возбуждаемом теле и оценить влияние
отдельных частей тела на параметры антенн (входное сопро-
тивление и ДН). Это имеет большое практическое значение
как при разработке новых типов антенн, так и при решении
задач оптимального расположения антенн при обеспечении ми-
нимума вредного влияния на них близко расположенных метал-
лических конструкций.
По сравнению с дифракционным методом метод интеграль-
ных уравнений позволяет определить поле не только в дальней,
но и в ближней зоне, что особенно важно при необходимости
получения выражений для входного сопротивления рассматри-
ваемой антенны.
Известно, что интегральное уравнение для плотности тока
в тонких (линейных) антеннах решить сравнительно просто,
например методом последовательных приближений.
Представляет интерес задача о возбуждении нетонких,
падких, идеально проводящих тел вращения, таких, например,
30
I
с координатами и, ф
ции тел^ вращения в
ортогональной системе
координат
формы продольного
точки интегрирова-
как судовая мачта, надстройка и др., которую решают с по-
мощью метода интегральных уравнений [17]. При решении
используют три системы координат: прямоугольную (х, у, г),
цилиндрическую (г, ф, г) и обобщенную ортогональную (и, v,
ф) систему, выбираемую так, чтобы одна из ее координатных
поверхностей совпадала с поверхностью тела вращения (по-
верхностью «о рассматриваемой антенны; u=u0=const).
Пусть v — угловая координата, отсчитываемая от оси z
(рис. 2.7). При произвольном способе возбуждения тела по-
верхностную плотность тока / в точке А
можно представить в виде ряда Фурье
по азимутальной координате
со
i(v, ф)= £ /„ (о) ехр (Шф). (2.31)
П=—со
Каждой азимутальной гармонике по-
верхностной плотности тока /п(у) соот-
ветствует интегральное уравнение .
/„ (ц) = 2/„ (у) — $Рп (v, v) jn (o') dv, (2.32)
n'
где jnn(v)—амплитуда n-й азимуталь-
ной гармоники плотности поверхностного
тока, соответствующей первичному маг-
нитному полю Нп и связанной с ним
соотношением jnn—[n, Н]; п — вектор нор-
мали к телу; Pn(v, v') —ядро интеграль-
ного уравнения, вид которого зависит от
сечения тела вращения; v'—координата
ния В.
Азимутальная гармоника jn(v) в общем случае имеет две
составляющие: меридиональную (продольную) jnv(v) и азиму-
тальную (поперечную) Поэтому векторному уравнению
(2.32) соответствуют два аналогичных скалярных уравнения
для каждой составляющей.
В случае осевой симметрии (осесимметричного возбужде-
ния) плотность тока не будет зависеть от координаты ф и со-
ставляющая /пч> = 0. Тогда вместо поверхностной плотности
тока можно рассматривать полный ток I(v), пересекающий
периметр тела при меридиональной координате v, и уравнение
(2.32) примет вид
I (у) =f (у) — J Р (v, v') I (у') dv', (2.33)
v'
где f(v) =4ttRHtpB-, R — радиальная координата точки А в ци-
линдрической системе координат.
Уравнение (2.33) решают численными методами. В частно-
сти, если интервал интегрирования по меридиональной коор-
31
динате v' разбить на достаточно большое число N малых уча-
стков Ди', то при этом вместо интегрального уравнения (2.33)
будет получена система Д-линейных алгебраических уравне-
ний вида
N
I(vs)+ Xl(vt)Csl = f(vs), S = l, 2, . . п, (2.34)
z=i
где коэффициенты CSi определяют интегрированием ядра
P(v, v') в пределах каждого интервала:
ог+Диг/2
Cst= f P(v,v')dv'. (2.35)
v — Ad j/2
В результате решения задачи искомое распределение тока
получается в виде кусочно-постоянной функции, которая тем
точнее описывает истинное распределение тока, чем больше
интервалов п.
Систему алгебраических уравнений можно решить с по-
мощью ЭВМ. Зная распределение тока, определяют составля-
ющие поля излучения:
Е |20”2.....exp(-imr) ИГ fncose/cos6
" 1 г J IL d(mR' sin 6)
v'
X Jn(mR’ sin 6) — i"+* sin 6' sin QJn (mR' sin 6)j Inv(v') 4-cos 6 x
X —— Jn (mR' sin 6) (if)) exp (imz' cos 6) R'du'\ (2.36)
m/?'sin6 }
~ typl --W| f f----------(mR- sin 9) /„ «/)-
% r J ( mR' sinO
v’
— i"-------------Jn (mR' sin 0) In<5/ (o')! exp (imz' cos 0) R'dv', (2.37)
d {mR' sin 0) J
где г и 0 — сферические координаты точки наблюдения
(рис. 2.7); Jn(mR' sin 0)—функция Бесселя; z', R' — цилинд-
рические координаты точки В; 0' — угол между вектором внеш-
ней нормали и осью вращения (осью z) в точке В.
Полное поле определяют как сумму парциальных полей,
рассчитанных по формулам (2.36), (2.37).
2.2. Электродинамическая модель
судового антенного поля
Более эффективно рассматриваемая задача решается с по-
мощью метода, основанного на замене металлических над-
строек эквивалентной системой из тонких проводников, и по-
32
следующего численного решения интегрального уравнения
с определением распределения токов по проводникам эквива-
лентной системы. По найденным токам рассчитывают все ха-
рактеристики антенного устройства с учетом оказываемого на
него влияния [37].
Важным преимуществом использования метода аппрокси-
мации судовых металлических конструкций проволочной мо-
делью является возможность расчета характеристик антенных
систем конечной длины и в значительной степени произвольной
формы. В этом случае нет необходимости идеализировать
форму металлических конструкций, т. е. считать их бесконечно
длинным цилиндром или сфероидом, отпадают также такие ог-
раничения, как малость поперечных размеров надстроек по от-
ношению к высоте и т. п.
Различие между электромагнитными свойствами трехмер-
ного идеально проводящего тела и его проволочной модели
принципиально можно сделать достаточно малым, выбирая со-
ответствующее расстояние между проводами модели.
Численное решение интегральных уравнений основывается
на применении метода моментов, в соответствии с которым ис-
комые функции распределения тока могут быть представлены
в виде разложения по базисным функциям.
При данной постановке задача сводится к расчету на ЭВМ
распределения токов в антенном устройстве, составленном из
произвольно ориентированных прямых отрезков провода. Ра-
диусы проводов считают малыми по сравнению с их длиной и
длиной волны:
N
/(0=Е (2-38)
i=i
где Ц — неизвестные коэффициенты разложения при базисных
функциях.
Для рассматриваемой задачи целесообразно использовать
систему кусочно-синусоидальных базисных функций что
позволит добиться более быстрой сходимости решения и, как
следствие этого, уменьшить требуемый объем вычислений:
ЛЮ
sin т (li+ъ — /)
sin т (lM — k)
sin m(l —
sin т (It — It-J
О
при hClCli+i,
при
при Z<Z£_i,
(2.39)
где I—погонное расстояние по длине антенны; i, Ц, /£+1 —
центры отрезков (вибраторов), на которые разбивают провода
решетки.
2 Заказ № 797
33
Использование кусочно-синусоидальных базисных функции
равносильно разбиению проводов модели на короткие вибра-
торы с центрами в серединах этих вибраторов и т. д. с пере-
крывающимися плечами. Распределение тока вдоль каждого
вибратора предполагается синусоидальным.
Графически кусочно-синусоидальные функции при малых
электрических длинах вибраторов, на которые разбивают про-
вода проволочной модели, представляют собой перекрываю-
щиеся треугольники. Тогда аналитическая кривая распределе-
ния тока имеет вид ломаной кривой, которая будет тем
ближе к действительной кривой распределения тока, чем
Рис. 2.8. Кривая распределения тока
вдоль вибратора, аппроксимирован-
ная кусочно-синусоидальными функ-
циями
короче отрезки, на которые
разбивают провода антенны
(рис. 2.8).
Равенство (2.38) подстав-
ляем в уравнение для тока
в антенне, которое представ-
ляет собой интегральное урав-
нение Фредгольма первого
рода:
w Zi+1
-Ег(г)= £ Л f z)dl,
i — 1 ^t-i
(2.40)
где k(l, z) = j(auG(l, z)ezeL-\----^-z------ядро интеграль-
/(oe dl dz
ного уравнения; ег и ei— орты осевых касательных к точкам
наблюдения (z) и интегрирования (/), расположенным на по-
верхности и на оси провода; G(Z, z) —функция Грина.
В соответствии с методом Галеркина умножаем обе части
уравнения (2.40) на некоторую весовую функцию />(/) и инте-
грируем по всей длине провода. Повторяя эту операцию N раз,
получаем систему линейных алгебраических уравнений с N не-
известными 7<:
N
i=l, 2, . . . , N, (2.41)
i—I
где
2 .-,/= Taw z)didz-,
ij_t
Uj = — f E (I) dl.
(2.42)
34
Выражение для Z,,/ соответствует взаимному сопротивлению
между i-м и /-м вибраторами, которое можно вычислить по ме-
тоду наводимых ЭДС. Это позволяет диагональные элементы
матрицы взаимных сопротивлений системы рассматривать как
собственные сопротивления вибраторов, на которые разбивают
провода решетки.
Значение Uj определяем при выполнении граничного усло-
вия на поверхности провода Ez = 0.
Если антенна с конечными размерами ширины зазора а, то
выражение для кусочно-синусоидальной функции, учитывающей
ширину зазора, будет
ft вх (0 —
sin т (lj+1 — I)
sin т (ll+1 — l{ вх — а/2)
sin m (/ —
sin m (l{ Bx — /(•_! — a/2)
ПрИ l[ вх 4 ~ /<Z/iBx+li
При l{ вх-I I % li вх j
При tfBX ~ --~
^<C/iBx-i’> It Bx+i- (2-43)
Эта модификация базисной функции обеспечивает выполне-
ние условия, при котором ток проводимости в зазоре равен
пулю. С учетом сказанного весовая функция f; (/) должна отве-
чать условию равенства нулю в зазоре и иметь конечные зна-
чения при других значениях I.
Тогда входное напряжение
а/2
! E(z)dz.
—а/2
(2.44)
Таким образом, определив из решения системы уравнений
(2.41) токи в проводах решетки, можно рассчитать все харак-
теристики антенного устройства.
Постановка рассматриваемой задачи и сведение ее к реше-
нию системы линейных алгебраических уравнений сравнительно
просты. Основная трудность обычно возникает при решении си-
стемы уравнений, так как может оказаться, что при выбранном
числе проводников эквивалентной проволочной модели числен-
ное решение задачи будет практически невозможным в связи
< ограниченным быстродействием и объемом памяти даже сов-
ременных ЭВМ (время расчета на ЭВМ примерно пропорци-
онально квадрату числа коротких вибраторов, на которые раз-
опвают проволочную структуру). Для более эффективного
использования численных методов решения интегральных урав-
нений очень важно определить минимально необходимое число
проводников в проволочной модели при условии обеспечения
35
Рис. 2.9. Эскиз антенного устрой-
ства (а), состоящего из вибра-
тора, расположенного вблизи над-
стройки в форме кругового ци-
линдра, и его эквивалентная про-
волочная структура (б)
эквивалентности электроди-
I намических свойств ориги-
нала и модели.
На рис. 2.9 приведен эс-
киз антенного устройства,
состоящего из вибратора,
расположенного вблизи
надстройки в форме круго-
вого цилиндра, который
аппроксимировали прово-
лочной структурой из раз-
ного числа проводов.
конечной длины электрическим
цилиндра, на поверхности
При возбуждении цилиндра
вибратором, параллельным оси
в общем случае наводятся как продольные, так и поперечные
(кольцевые) токи. Можно показать, что если расстояние между
антенной и надстройкой сравнимо или больше поперечных раз-
меров надстройки, кольцевые токи будут пренебрежимо малы.
Если же указанное расстояние много меньше диаметра над-
стройки, кольцевые токи надо учитывать [18]. Однако подобные
варианты установки антенн на судах не рекомендуются, так
как в этом случае антенна теряет свойства излучателя.
Проведенные исследования показали, что число проводов
модели нужно выбирать из условия, чтобы расстояние между
проводами было не более 0,08 Z, [31]. Длины отрезков, на кото-
рые разбивают каждый проводник, не должны превышать 0,2 2.
Дальнейшее уменьшение длин отрезков и увеличение числа раз-
биений на точность расчета практически не влияют. В качестве
примера на рис. 2.10 приведены рассчитанные ДН антенны
в горизонтальной и вертикальной плоскостях в зависимости от
выбранного числа проводов модели. Как видно из рисунка,
форма ДН антенны становится стабильной и не зависящей от
дальнейшего увеличения числа проводов при выполнении ука-
занного условия.
Чтобы проверить правильность выбранной модели, были
рассчитаны характеристики вибратора при аппроксимации над-
стройки проволочной структурой, дополненной горизонтальными
проводами. Горизонтальные провода располагали в параллель-
ных плоскостях на расстоянии друг от друга менее 0,08 2, каж-
дый из них имел форму правильного многоугольника, вписан-
36
него в окружность с радиусом, равным радиусу ци-
линдра.
Расчеты показали, что ДН антенны вблизи модели над-
стройки, дополненной горизонтальными проводами, практически
тождественна ДН модели, содержащей только продольные про-
вода; при этом коэффициенты направленного действия отлича-
Рис. 2.10. Рассчитанные и измеренные ДН вибратора в горизонтальной
(а) и вертикальной (б) плоскостях:
О, X и Д—f=6; !2.5 и 19 МГц; • и Д-Гн=6и20м
ются менее чем на 1... 2 %, а входное сопротивление меняется
в пределах 5... 10 %. Полученные результаты закономерны,
гак как токи в горизонтальных проводах значительно меньше
токов в продольных проводах проволочной структуры, эквива-
лентной надстройке.
Многообразные условия размещения антенн на судах обус-
ловили целесообразность типизации вариантов их установки,
чтобы обеспечить возможность прогнозирования их реальных
характеристик с учетом влияния окружающих металлических
конструкций.
37
Анализ характерных особенностей расположения верхнепа-
лубных конструкций позволил систематизировать возможные
варианты взаимного расположения антенн и вторичных излуча-
телей (мачт, труб, рубок), оказывающих определяющее влия-
ние на их характеристики. При этом задача, как правило, сво-
дится к нахождению характеристик антенны, вблизи которой
расположены две надстройки, например, труба и мачта или
судовая мачта и свободно стоящая антенна-мачта и т. п.
На рис. 2.11 приведены схемы эквивалентных проволочных
структур, использованных для расчета характеристик вибра-
Рис. 2.11. Схема эквивалентных проволочных структур, использован-
ных для расчета характеристик вибратора (штыревой антенны), уста-
новленного на верхнем мостике судов:
1 — труба; 2 — мачта; 3 — вибратор
тора, устанавливаемого на верхнем мостике различных судов
[31]. При расчете труба заменена проволочной структурой из
восьми проводов, расположенных по образующим и радиусам
кругового цилиндра (рис. 2.11, с). Мачта состоит из двух отли-
чающихся по толщине участков (рис. 2.11,6), поперечные раз-
меры которых малы по сравнению с длиной волны, поэтому
она заменена двумя соединенными друг с другом проводами
разных диаметров (на рисунке все размеры даны в метрах).
Результаты расчета входного сопротивления вибратора в сво-
бодном пространстве с учетом оказываемого на него влияния
приведены в табл. 2.1. На рис. 2.12, а и б соответственно
рис. 2.11, а и б представлены расчетные и экспериментальные
ДН антенн в горизонтальной плоскости.
38
Совпадение расчета с экспериментом хорошее. Как видно
и । таблицы и рисунков, надстройки существенно изменяют
характеристики антенн.
На рис. 2.13 приведены ДН двухрядной фазированной ан-
тенной решетки, установленной соответственно на верхнем мо-
стике и в носовой части судна, рассчитанные для одной частоты
и для разных углов фазирования решетки.
Рис. 2.12. Рассчитанные и измеренные ДН вибратора, установленного на
верхнем мостике разных судов (см. рис. 2.11):
----- и-------рассчитанные ДН для 6 и 12 МГц; О и X — измеренные ДН для
6 и 12 МГц
Возможности рассмотренной методики определения влияния
металлических конструкций на характеристики судовых антенн
не ограничиваются приведенными примерами. Исследуемая мо-
Таблица 2.1
Вариант размещения антенны Входное сопротивление, Ом
Частота 6,5 МГц Частота 12,5 МГц
В свободном пространстве 5,99—1353 39,7 + 120,9
11а верхнем мос- ти ко Рис. 2.11, а 0,934—1349 21,9 + 137,5
Рис. 2.11, б 5,67—1349 39,5+ 112,8
дель антенного устройства при необходимости может быть
усложнена, число учитываемых вторичных излучателей увели-
чено. Методика обладает достаточной общностью и обеспечи-
вает хорошее совпадение результатов расчетов с эксперимен-
тальными данными.
39
Рис. 2.13. Размещение ФАР на верхней палубе надстройки (о) и на баке
(б) судна и рассчитанные ДН при установке ФАР на верхней палубе
надстройки (в) и иа баке (г):
нтр =3 м, Ям = 10 м, <ХГр=4 м, dM = I м в основании, dM =0,3 м вверху при разме-
щении на надстройке; НМ = Ю м, dM=l м при размещении на баке
2.3. Теория линейного вибратора
и его основные характеристики
Линейный вибратор является простейшей антенной. При
симметричном вибраторе генератор подключают к геомет-
рически и электрически симметричной системе из двух проводов
одинаковой длины, при несимметричном вибраторе генератор
подключают к несимметричной системе: один конец к провод-
нику (антенне), другой — к земле (заземлению, противовесу).
40
Симметричные и несимметричные вибраторы широко применяют
как самостоятельные антенны или в виде элементов сложных
ап генных систем.
Нод действием приложенной ЭДС в антенне возникает ток,
а в окружающем ее пространстве — электромагнитное поле.
При изучении любого антенного устройства необходимо опреде-
лить создаваемое им электромагнитное поле, рассчитать вход-
ное сопротивление, КПД и другие параметры, характеризую-
щие работу антенны. Все эти параметры можно рассчитать,
установив закон распределения тока вдоль проводов антенны.
Строгое решение этой задачи связано с решением уравнений
Максвелла при определенных граничных условиях, характерных
для рассматриваемой антенной системы.
Существуют три основных метода исследования характери-
стик линейных антенн. Рассмотрим примеры их использования
для анализа работы симметричного вибратора.
Метод собственных функций. Для исследования собственных
(затухающих) или вынужденных колебаний симметричного виб-
ратора аппроксиммируем его телом в форме вытянутого сфе-
роида (эллипсоида вращения). Подобная аппроксимация вполне
правомерна, поскольку вытянутый сфероид с эксцентриситетом,
близким к единице, достаточно хорошо отождествляется с про-
водником цилиндрической формы.
Колебания в вибраторе возбуждает ЭДС, приложенная
в центре (рис. 2.14, а). То обстоятельство, что поверхность ан-
тенны будет одной из координатных поверхностей сфероидаль-
ной системы координат, упрощает формулировку граничных
условий при решении с помощью разложения полей по собст-
в< иным (сфероидальным) функциям. На рис. 2.14, б, в
приведены графики активной и реактивной составляющих вход-
ного сопротивления вибратора.
Анализ результатов расчета позволяет сделать следующие
выводы.
1. Резонансная длина вибратора, при которой реактивная
составляющая входного сопротивления обращается в нуль, ока-
(ывается несколько меньше половины длины волны, и она тем
меньше, чем больше поперечные размеры вибратора.
2. Активная составляющая входного сопротивления при ма-
лых длинах вибратора практически не зависит от формы виб-
ратора. При изменении длины вибратора от 0 до 2//Я=0,5 зна-
чение R^a растет от 0 до 73 Ом. При дальнейшем увеличении
длины вибратора становится заметным влияние его утолщения
па величину RSa- В районе второго (параллельного) резонанса
(*’/M~l) входное сопротивление толстых вибраторов значи-
тельно меньше, чем тонких, а разонансная кривая получается
более пологой.
3. Реактивная составляющая входного сопротивления тол-
41
Рис. 2.14. Схема возбуждения
колебаний (а) и графики ак-
тивной (б) и реактивной (в)
составляющих входного сопро-
тивления симметричного сфе-
роидального вибратора:
I и dj2—большая и малая полу-
оси сфероида
стых вибраторов остает-
ся малой в широкой по-
лосе частот (0,3^2Z/Z,^
=S0,7).
4. Кривая реактивной
составляющей входного
сопротивления тонкой ан-
тенны длиной 21 подобна
кривой входного сопро-
тивления двухпроводной
линии длиной I.
5. Распределение тока вдоль вибратора при его длине
2//Л<0,6 оказывается близким к синусоидальному.
6. Входное сопротивление полуволнового вибратора зависит
от отношения 2l/d: ZA = 73,1 + i -30 Ом при 2Z/d = 7070; ZA =
= 73,l+i-24 Ом при 2Z/cZ = 707; ZA = 73,1 + i 12 Ом при 2//d =
= 70,7; ZA = 73,1 + i • 8,0 Ом при 2l/d = 7,07.
Волноводный метод. Этот метод, предложенный С. Щелку-
новым, также можно использовать для строгого анализа работы
симметричного вибратора. Симметричный вибратор рассматри-
вают как отрезок конического волновода (рис. 2.15, а) и при
малом угле у вершины конуса такую систему легко отождест-
вить с симметричным вибратором цилиндрической формы.
При неограниченной длине конического волновода вдоль
него со скоростью света распространяется основная поперечная
электромагнитная волна типа ТЕМ., не имеющая составляющих
в радиальном направлении. Если конус ограничить длиной I,
на границе раздела внутренней I и внешней II областей появля-
ется неоднородность. В области I существуют отраженные волны
и волны высших порядков, в области II — свободные волны,
распространяющиеся в радиальном направлении. Ниже приве-
дена последовательность решения задачи.
1. Уравнения Максвелла решают независимо для внутрен-
ней области I—конического вибратора и для внешней области
II — сферической антенны. Данные решения «сшиваются» на
поверхности сферы S, причем граничные условия следующие:
тангенциальные составляющие электрического и магнитного по-
лей непрерывны при переходе через поверхность сферы, отде-
42
Рис. 2.15. Схема (а) и
графики активной (б) и
реактивной (в) состав-
ляющих входного сопро-
тивления симметричного
биконического вибратора
для различных волновых
сопротивлений р
ляющей внутреннюю область от внешней; тангенциальная со-
ставляющая электрического поля вдоль металлических конусов
равна нулю, а поле в зазоре между конусами равно приложен-
ной ЭДС; в бесконечности с увеличением расстояния поле
должно убывать не медленнее чем на 1/г.
2. По найденным значениям нормальной составляющей элек-
трического поля Еп и тангенциальной составляющей магнит-
ного поля Нх находят распределение зарядов и токов на по-
верхности конусов и вычисляют напряжение U между симмет-
ричными точками обоих конусов и ток I, протекающий вдоль
образующих конуса.
3. Определяют входное сопротивление по значениям Uni
в точках питания антенны.
На основании результатов расчета и графиков (рис. 2.15, б,
к), построенных С. Щелкуновым, можно сделать следующие
выводы:
для антенн разной толщины с длиной плеча /<0,ЗЛ кривые
Ra практически совпадают; при приближении к параллельному
резонансу (/~0,5Я) кривые Ra и ХА изменяются тем резче, чем
больше р;
резонансная длина вибратора уменьшается с увеличением
его толщины; укорочение резонансной длины более заметно
вблизи первого (последовательного) резонанса при l~7j4, чем
вблизи параллельного при и оно тем больше, чем
меньше р: при р = 400 Ом
43
/1Рез = (V4) (1 —0,25); /2Рез = (X/2) (1 —0,03);
при р= 1000 Ом
Zipes = (V4) (1 —0,1); /2рез = (X/2) (1 —0,01)
(Результаты исследования симметричного вибратора волновод-
ным методом и вибратора в виде удлиненного сфероида мето-
дом собственных функций совпадают.);
волноводная теория подтверждает возможность получения
достаточной точности при использовании для расчета тонких
антенн длиной /<0,ЗХ инженерных методов, основанных на тео-
рии длинных линий.
Метод интегродифференциальных уравнений. Это наиболее
общий метод строгой теории излучений линейных антенн. За-
дачи об эллипсоиде вращения, о биконической антенне или
о других линейных антеннах в форме тел вращения могут рас-
сматриваться как частные случаи общей задачи. Данный метод,
предложенный Е. Галленом и независимо от него разработан-
ный М. А. Леонтовичем и М. Л. Левиным, единственный стро-
гий метод решения задачи о вибраторе цилиндрической формы
конечной длины [2].
Рассмотрим симметричный вибратор в виде цилиндрического
проводника радиусом а и длиной 21 (рис. 2.16). Проводник счи-
таем идеально проводящим, ток распределен по его поверхности
с поверхностной плотностью /Х(х) и направлен вдоль оси х.
Пусть в результате действия каких-то сторонних источников
(£хст), которые можно представить в виде ЭДС е=/ДстЛ, при-
ложенной в центре вибратора на пояске шириной Д, в вибра-
торе установится некоторое, пока неизвестное, распределение
тока >
1 (х) = 2 ла]х (х). (2.45)
Этот ток в окружающем вибратор пространстве создает элект-
ромагнитное поле, векторный потенциал которого у поверхности
проводника
Ах = ( Д (х) exP(~fm/L dS, (2.46)
4л J г
s
где dS=adq>dx— элемент поверхности проводника; г — расстоя-
ние между элементом тока в сечении, отстоящем от центра виб-
ратора на расстояние g, и точкой на поверхности проводника
в сечении х.
Используя известное соотношение между напряженностью
электрического поля и векторным потенциалом и подставляя
в него уравнение (2.46), получим выражение для составляющей
44
l'x вектора электрического поля у поверхности проводника:
д2Ах
дх2
i
Ех
1
Ш£о|Ло
1
1'4лше0
(2.47)
где
2л
С ехр(-йпг) d(p
О
Если теперь удовлетворить граничным условиям, состоящим
в том, что всюду на поверхности вибратора, за исключением
Рис. 2.16. Схема возбуждения симметричного вибратора
точек приложения ЭДС, касательная составляющая электриче-
ского поля Ех—0, а в точках приложения ЭДС + £" = О,
найдем интегральное уравнение относительно искомого тока /(g)
в антенне:
+ mA J G (х—g, а) / (g) d (g) = —i4ncosoE". (2.48)
. дх2 ) —i
При анализе работы вибратора конечной толщины влияние
последней на степень отклонения распределения тока вдоль виб-
ратора от синусоидальной формы можно учесть, если для реше-
ния интегродифференциального уравнения использовать метод
возмущений и искать решение в виде ряда по степеням малого
параметра:
7 = х/14-х272 + . . (2.49)
где x=Q-1.
Член ряда (2.49), содержащий первую степень х, дает реше-
ние, соответствующее бесконечно тонкому проводу. Чтобы
учесть влияние толщины проводника на распределение тока по
его длине, достаточно взять член со второй степенью х2.
45
Для тонкого вибратора (Z^a) уравнение (2.49) в первом
приближении приводим к обычному дифференциальному урав-
нению для функции распределения тока:
^£(х) m2J =---------im ЕсТ
dx2 ' ЗОЙ
где
Й»21п(2//«)> 1.
Решением этого уравнения с учетом граничного условия на
концах провода 1(1) =0 будет известное из теории длинных ли-
ний выражение для распределения тока вдоль провода ан-
тенны:
1 (х) = Imsin tn (I — |х|), (2.51)
где +ф/2 г
Im = iel (60 Q cos mZ), e= J ExTdx. (2.52)
— Л/2
Таким образом, удалось показать, что в первом приближе-
нии распределение тока в вибраторе подчиняется синусоидаль-
ному закону.
Между линейной антенной и длинной линией, разомкнутой
на конце, много общего. В частности, саму антенну можно обра-
зовать, раздвигая провода двухпроводной линии или поднимая
провода над землей (в случае несимметричного питания).
Однако есть существенные различия. Во-первых, антенна, в от-
личие от линии, будет излучающей системой. Во-вторых, ан-
тенна— это система с неравномерно распределенными парамет-
рами, так как емкости между симметричными участками виб-
ратора, находящимися на разных расстояниях от точек питания,
неодинаковы. Кроме того, в проводниках антенны существует
взаимная связь между элементами, что также влияет на рас-
пределение тока.
В то же время сопоставление результатов исследований на
основании строгой теории линейных антенн с результатами
экспериментальных работ показывает возможность получения
достаточной точности при использовании инженерных методов,
основанных на теории длинных линий, для расчета достаточо
коротких (Z<0,3X) и достаточно тонких (2ас0,01 Z) антенн. При
выполнении указанных условий предположение о синусоидаль-
ном распределении тока вдоль проводов антенны вполне пра-
вомерно.
Распределение тока и напряжения вдоль симметричного виб-
ратора длиной 2Z с достаточной точностью можно описать урав-
нениями разомкнутой на конце однородной длинной линии без
потерь:
I (х) = Imsin т (I—(х|); U == ,—ilmpcostn(l—|х|), (2.53)
46
где Im—амплитуда тока в пучности; р — волновое сопротивле-
ние; х — координата точки на проводе, отсчитываемая от гене-
ратора.
Отклонение закона распределения тока от синусоидального
отмечается в толстых вибраторах, образованных, например, си-
стемой проводов или выполненных в виде мачт, а также в длин-
ных вибраторах, соизмеримых с длиной волны.
В симметричных точках вибратора амплитуды и фазы токов
одинаковы, а потенциалы1 равны по величине и противоположны
по фазе (рис. 2.17). При этом формы кривых тока и напряже-
ния зависят от электрической длины вибратора ml=llK, где I —
длина его плеча. Соотношение между током на клеммах ан-
тенны и током в пучности можно найти из выражения (2.53),
если положить х=0.
Волновое сопротивление вибратора по аналогии с волновым
сопротивлением линии без потерь
р = Л/Ц/СГ, (2.54)
где £'i и С] — погонные индуктивность и емкость антенны.
В соответствии с волноводной теорией только биконический
вибратор обладает постоянным по длине волновым сопротивле-
нием, и в этом смысле он эквивалентен однородной линии. Вол-
новое сопротивление вибратора любой другой формы непо-
стоянно по его длине. При расчетах используют среднее значе-
ние волнового сопротивления
p=-J-fp(x)d(x), (2.55)
I о
где р(х)—функция, описывающая изменение волнового сопро-
тивления по длине вибратора.
Волновое сопротивление вибратора можно рассчитать по
формуле
р = Ро + Ар-30/Ct—30In (mlln), (2.56)
где Ар — поправка значения волнового сопротивления, завися-
щая от частоты; С\ — погонная емкость вибратора, см/см.
Волновое сопротивление коротких симметричных вибраторов
(//£^0,3) с достаточной точностью рассчитывают по формуле
р== 120 [In (2Z/a)—1], (2.57)
несимметричных вибраторов —
р = 60[1п(2//а) — 1]. (2.58)
Волновое сопротивление симметричного вибратора большой
длины определяют по приближенной формуле, выведенной
В. И. Кессенихом:
р =120 {In [V(rai)]—0,577}. (2.59)
47
Под собственной длиной волны вибратора подразумевают
такую длину волны, при которой реактивное сопротивление на
клеммах вибратора становится равным нулю (первый последо-
вательный резонанс). Если исходить из теории длинных линий,
длина вибратора для работы на собственной волне должна быть
21='К1'2. В действительности длину вибратора надо брать не-
сколько короче 2/2. Это так называемое «укорочение» вибра-
тора зависит от отношения его длины к диаметру и возрастает
при увеличении последнего.
Рис. 2.17. Распределение тока и напряжения вдоль симметричного
вибратора при 21<^К (a), 2l=7J2 (б), 2/=2 (в) и 21=1,5Х (г)
На рис. 2.18 приведены кривые [39], позволяющие опреде-
лить длину вибратора при первом (последовательном) и втором
(параллельном) резонансах в зависимости от соотношения
между длиной волны и диаметром провода Х/2с.
Режим работы вибратора, при котором длина его плеча
короче Яо/4, называют режимом удлинения. При этом реактив-
ная составляющая входного сопротивления вибратора носит
емкостный характер, и чтобы его настроить в резонанс, необ-
ходимо последовательно включить индуктивность, которая
«удлинит» вибратор. Следует заметить, что при заданной ам-
плитуде тока на клеммах вибратора с уменьшением его длины
напряжение на проводе возрастает.
Режим работы вибратора, при котором длина его плеча
больше Яо/4, называют режимом укорочения. При этом пучность
тока и узел напряжения располагаются в зависимости от зна-
48
чения I в той или иной точке на плече вибратора. Реактивная
составляющая входного сопротивления вибратора, работающего
в режиме укорочения, имеет индуктивный характер, и для на-
стройки вибратора в резонанс последовательно с ним включают
емкость.
Если к концам вибратора подключить сосредоточенную
емкость, например в виде дисков или шаров (рис. 2.19,а), ток
на конце провода уже не будет равен нулю, потому что он рас-
ходуется на заряд и разряд включенной емкости. Такой вибра-
тор называют нагруженным. При известной емкости нагрузки
Рис. 2.18. Определение укорочения симметричного
вибратора при последовательном (а) и параллель-
ном (б) резонансах
эквивалентное ей удлинение вибратора Ьа. определяют из
уравнения
—ip ctg тЬ№= — ЦаС)"1, (2.60)
откуда
b<£ = nr1 arctg (®Ср)-1. (2.61)
Включая в разрыв провода вибратора катушки индуктив-
ности и конденсаторы, можно в широких пределах регулировать
распределение тока вдоль него (рис. 2.19, б, в).
Расчет поля излучения симметричного вибратора. Примером
нагруженного вибратора, длина плеча которого /-СЛ, служит
вибратор Герца, для которого характерно постоянство тока по
всей его длине. При этом предполагают, что эквивалентное
удлинение Ьое, создаваемое емкостями на концах вибратора,
обеспечивает такое распределение тока, при котором на клем-
мах находится пучность, т. е. вибратор Герца можно рассмат-
ривать как предельный случай нагруженного симметричного
вибратора небольшой длины, работающего на собственной волне.
49
о о-
Рис. 2.19. Распределение
тока вдоль симметрич-
ного вибратора при на-
грузке его концов сосре-
доточенной емкостью
(а), при включении
в провода катушек ин-
дуктивности (б) и кон-
денсаторов (в)
Электрическое поле, создаваемое диполем Герца длиной 21
в волновой зоне
Е = i60m/7 sin 6 exp (—imf)lr. (2.62)
Электрическое поле, создаваемое симметричным вибратором
на большом расстоянии, рассчитывают, разбивая условно всю
длину вибратора на элементарные участки длиной dx, в преде-
лах каждого из которых ток считают неизменным (рис. 2.20,о).
Рассматривая каждый элементарный участок как диполь Герца,
определяют создаваемое им поле в некоторой удаленной точке,
находящейся на расстоянии г от середины провода в направле-
нии, образующем угол 0 с осью провода:
dE = i30m7xdxsin 6 Г + exp (- ^1 (2 63)
L /г r2 J
Г\=г—xcosO; r2=6+xcos0 — расстояния рассматриваемой
в пространстве точки от элементов dxi и dx2. При больших
удалениях можно положить г~Г\^г2, тогда фазовый множи-
тель в выражении (2.63)
Г1 г2
= 2 ехр ~imr>> cos (тх cos 6). (2.64)
50
Результирующее поле антенны будет суммой полей элемен-
тарных диполей Герца с амплитудами токов, соответствующими
заданному закону распределения тока I (х) = 7msin т(1—|х|):
E=t'60m7m ехр —^^-sin 6 f sin tn (I—x) cos (mx cos 6) dx, (2.65)
г 0
Рис. 2.20. Ориентация лучей при определении поля излучения сим-
метричного вибратора (а), ДН симметричного вибратора в мери-
диональной (б), экваториальной (в) плоскостях и в меридиональ-
ной плоскости для разных значений отношения //X (г)
ИЛИ
E = t607m ехР(-^
г
cos (ml cos 6) — cos ml
sin 6
= i6O7J(0) exp(~twr) ,
r
(2.66)
где множитель f(6) определяет зависимость изменения поля от
угла 0.
51
Как видно из выражения (2.66), симметричный вибратор
обладает направленностью в плоскостях, проходящих через его
ось,— меридиональных плоскостях xOz и не обладает направ-
ленностью в плоскости хОу, перпендикулярной его оси
(рис. 2.20, б, в). Необходимо подчеркнуть одно важное свойство:
у прямолинейных вибраторов с любым распределением тока
всегда отсутствует излучение вдоль оси.
Из приведенных на рис. 2.20, г ДН симметричного вибра-
тора для разных значений отношения //X видно, что для вибра-
торов, длины плеч которых /^ —X, максимум излучения будет
8
оставаться в экваториальной плоскости, проходящей через
центр вибратора и перпендикулярной его оси. При больших
длинах вибратора его ДН становится многолепестковой и мак-
симум излучения будет уже направлен под некоторым углом
к плоскости. Для полуволнового вибратора (/ = 7/4) выражение
(2.66) для ДН примет вид
f (0) = cos (0,5л cos 6)/sin 6. (2.67)
Напряженность поля нагруженного симметричного вибра-
тора при синусоидальном распределении тока
Е = t607m exp (— itnr)lr {cos (ml cos 0) cos mbffi/sin 0 — [cos ml^. —
—cos 0 sin (ml cos 0) sin mb^/sin 0]}, (2.68)
где /се —l+b(E-
Несимметричный вибратор. Если несимметричный вибратор
расположен над идеально проводящей плоскостью, ее влияние
учитывают с помощью метода зеркальных изображений, при
котором влияние плоскости заменяется действием зеркального
изображения антенны. Таким образом, распределение тока и
потенциала вдоль вертикального несимметричного вибратора
длиной / будет совпадать с аналогичным распределением
в плече симметричного вибратора общей длиной 21. Поэтому
все основные расчетные выражения для несимметричного виб-
ратора можно получить из аналогичных выражений для сим-
метричного. При расчете напряженности поля и ДН несиммет-
ричного вертикального вибратора необходимо учитывать, что он
создает излучение только в верхнем полупространстве, поэтому
коэффициент направленного действия несимметричного вибра-
тора будет вдвое больше коэффициента направленного дейст-
вия соответствующего симметричного вибратора.
2.4. Основные технические параметры
передающих и приемных антенн
Действующая высота. Если длина вибратора значительно
меньше длины волны (/<СЛ), выражение (2.65) для поля при-
мет вид
Е = i60m 5щ 6 р (х) dx, (2.69)
г о
так как множитель cos (тх cos 0) «1.
Интеграл в формуле (2.69) численно равен половине пло-
щади, ограниченной кривой тока в антенне. В связи с этим
удобнее рассматриваемую антенну заменить некоторым эквива-
лентным вибратором с равномерным распределением тока и
такой же площадью, как и у реальной антенны, при условии
равенства токов на клеммах вибратора и антенны (рис. 2.21).
Длину подобного эквивалентного прямоугольника называют
действующей длиной антенны /д, равной
2 г
lR=~$Hx)dx. (2.70)
/д о
Использовав понятие «действующая высота», перепишем вы-
ражение (2.69) для напряженности электрического поля в на-
правлении максимального излучения:
Е — 'y/i 30ml А1Лexp (—imr)lr, (2.71)
т. е. действующая высота определяет зависимость напряжен-
ности поля от тока в антенне.
Подставив в формулу (2.70) выражение (2.53) для функции
распределения тока, получим
/д =----— J sin т (l—x) dx = 2<1-C0Sffi/> = Л_ tg-—. (2.72)
sin ml о т sin ml m2
Для полуволнового вибратора lR=kfn\ в режиме большого
удлинения (/<^20 действующая длина будет составлять поло-
вину от геометрической длины вибратора, так как при этом
форма кривой тока вдоль вибратора близка к треугольной.
Действующая высота несимметричного вибратора представ-
ляет собой отношение площади, заключенной под кривой тока,
к току у основания антенны и равна половине действующей вы-
соты соответствующего симметричного вибратора.
Параметр «действующая высота» удобно применять при рас-
чете антенн, длина которых /<с0,32., так как можно использовать
простые расчетные соотношения.
Сопротивление излучения антенны. Мощность излучения
антенны определяют, мысленно окружив антенну замкнутой
53
Рис. 2.21. Эквивалентное прямоугольное распределение
тока вдоль симметричного вибратора
сферической оболочкой большого радиуса (г^>Х)
и подсчитав с помощью вектора Пойнтинга про-
ходящую через эту оболочку мощность. Отнеся
эту мощность к квадрату тока в антенне, нахо-
дят сопротивление излучения антенны:
Ръ = IaRxa, (2.73)
где Rza — сопротивление излучения, отнесенное
К току в основании антенны 1А.
Для симметричных вибраторов, длина плеч которых /^0,ЗХ,
Rsa рассчитывают по формуле Рюденберга:
Rsa = 20 (т/я)2 » 790 (/Д/Х)2.
(2.74)
Сопротивление излучения несимметричного вибратора равно
половине сопротивления излучения соответствующего симмет-
ричного вибратора.
Сопротивление излучения можно отнести к току в любой
точке антенны, поэтому, говоря о сопротивлении излучения, не-
обходимо указывать, к какому току оно относится.
Сопротивление излучения длинных симметричных вибрато-
ров с синусоидальным распределением, отнесенное к пучности
тока, рассчитывают по формуле Ван дер Поля:
j?2n=30|sin2m/ce(Si4т/ — 2Si2ml) + cos2m/oe (C-|-lnml-)-
4- Ci 4m/—2Ci 2m/) + 2 | C -f- In 2m/—Ci 2m/ + sin2 mba* x
Ч^-1)])’ (2-75)
где C« 0,577— постоянная Эйлера—Маскерони; Cix, Six —
интегральные косинус и синус от аргумента х.
Для ненагруженного вибратора (Ьсе = О; Zee =/) выражение
(2.75) переходит в формулу Баллантайна:
= 30 [sin 2т/ (Si 4т/—2 Si 2т/) + cos 2т/ (С 4-inm/ +
+ Ci4т/—2Ci2т/) -|-2(C + ln2ml—Ci2m/)]. (2.76)
Сопротивление излучения в пучности можно пересчитать
в сопротивление излучения в основании антенны, так как мощ-
ность излучения антенны с заданным распределением тока не
зависит от того, к какому значению тока относится сопротивле-
ние излучения:
RsA — Rxa\ (2.77)
54
Сопротивление потерь в антенне. Мощность, подводимая
к антенне, расходуется помимо излучения на потери в заземле-
нии, в окружающих антенну предметах, изоляторах, а также на
нагрев проводов.
Мощность потерь
Pn = l2ARB, (2.78)
где Rn — суммарное сопротивление потерь в антенне, равное
Rn — R« 4* Rus 4- Rs 4* Ry 4~ Rb. t 4* Rm (2.79)
RH — сопротивление потерь на нагрев проводов антенны; Ra3 —
сопротивление потерь в изоляторах; R3 — сопротивление потерь
в заземлении; Ry — сопротивление утечки; Дв. т — сопротивление
потерь на вихревые токи, наводимые в корпусе судна и в дру-
гих металлических массах, окружающих антенну; RK— сопро-
тивление потерь на ионизацию воздуха при перенапряжениях
в антенне (так называемое «явление короны»).
Тепловыми потерями в проводах антенны при правильном
выборе типа и сечения антенного провода можно пренебречь
ввиду их малости по сравнению с другими видами потерь.
Мощность потерь в изоляторах
Риз = | t/из |2 <оС„з tg 6ИЗ, (2.80)
где и^з — действующее значение напряжения, приложенное
к изолятору; Сиз — емкость изолятора, пФ; tg 6ИЗ— тангенс угла
потерь изолятора.
Напряжение будет максимальным на верхнем конце антенны
у изоляторных цепочек
I {/max| = Р I/max|- (2.81)
Тогда сопротивление потерь в изоляторе, перечисленное ко
входу антенны,
/?Из^р2«Сиз tg61I3/sin2m/. (2.82)
Для судовых антенн в среднем считаем Х0~5/, тогда в ре-
жиме большого удлинения (sin выражение (2.82) при-
мет вид
D ___/ 3,75-10-3 х \ 1 /о о„.
*\ИЗ I Р Сиз tg 6ИЗ1 —•— . (2.83)
\ ЛЛд / Л-о
Сопротивление потерь опорного или проходного изолятора,
отнесенное к току в основании антенны,
Риз = (Дд 4- Л') «Сиз tg 6„з « р2«Сиз tg finsctg2 ml. (2.84)
При большом удлинении это выражение приводится к формуле,
аналогичной (2.83).
Как следует из выражений (2.83), (2.84), потери, вносимые
изоляторами в антенну, работающую в режиме удлинения,
55
будут тем меньше, чем меньше реактивная составляющая вход-
ного сопротивления антенны и чем больше собственная длина
волны антенны.
Потери в изоляторах при работе антенны в режиме удлине-
ния могут оказаться соизмеримыми с сопротивлением излуче-
ния. Кроме диэлектрических потерь в изоляторах существуют
потери за счет утечки. Проводимость изолятора
y = G + icoC„3. (2.85)
Если утечку представить эквивалентным сопротивлением /?у,
шунтирующим емкость изолятора Сиз, то потери мощности
в сопротивлении
Ry = U2/Ry = I^/(n2cCl3Ry\ (2.86)
где с — скорость света.
Потери энергии в сопротивлении утечки изоляторов резко
возрастают при неблагоприятных метеорологических условиях
в связи с тем, что поверхность изоляторов покрывается проводя-
щим слоем морской воды. Особенно это ощутимо при работе
передающей СВ-аппаратуры (см., например, табл. 9.2).
В отличие от антенн, работающих в наземных условиях, для
судовых антенн надежное заземление обеспечивают довольно
просто: на судах «землей» служат сам корпус судна и приле-
гающая к нему морская поверхность, проводимость которой
выше проводимости земной поверхности.
Теоретические и экспериментальные работы показывают, что
основная масса силовых линий электрического поля антенн
охватывает поверхность, непосредственно прилегающую к ан-
тенне. Эта поверхность выступает за пределы площади проек-
ции антенны на землю на расстояние, равное приблизительно
высоте антенны. Около 80 % всех потерь в земле приходится
на эту площадь. Например, в наземных условиях для построе-
ния хорошей системы заземления для антенн с емкостной на-
грузкой минимальная площадь металлизации поверхности
земли под антенной должна выступать за пределы площади про-
екции антенны на расстояние, равное высоте подвеса ее горизон-
тальной части. Для вертикальной антенны площадь металлиза-
ции представляет собой круг радиусом, равным высоте антенны.
Для судовых СВ-антенн, горизонтальное полотно которых
располагается между мачтами, большая часть силовых линий
замыкается непосредственно на корпус судна и частично на
прилегающую к судну морскую поверхность. Сопротивление
потерь в заземлении в виде проводящей пластины, опущенной
в морскую воду, рассчитывают с некоторым приближением по
формуле, предложенной Ю. К- Муравьевым:
R3 « 0,44/(о VS), (2.87)
где о—проводимость морской поверхности, Ом-м; S—пло-
щадь проводящей пластины, м2.
56
Сопротивление, обусловленное потерями на вихревые токи,
растет обратно пропорционально корню квадратному из длины
волны. Эти потери становятся ощутимыми при работе в КВ-
диапазоне, когда размеры окружающих антенну металлических
конструкций становятся соизмеримыми с длинами рабочих волн.
Наибольшие потери энергии, связанные с расположением
вблизи от антенн металлических конструкций различной конфи-
гурации и размеров, появляются тогда, когда эти конструкции
резонируют на рабочих частотах. Для борьбы с этим явлением
металлические тросы, ванты, оттяжки и т. п. разбивают изоля-
торами на отрезки длиной Z<Xmin/4. Потери (Ом) на вихревые
токи
flB.T = WV^. (2.88)
где 6 = 0,3. ..0,4 — коэффициент пропорциональности.
Потери, связанные с явлением «короны», могут возникнуть
в диапазоне СВ. Однако при правильном выборе размеров и
правильном конструктивном выполнении изоляционных узлов
антенны их можно исключить.
На основании рассмотренного материала можно сделать вы-
вод, что расчет составляющих сопротивления потерь антенн
в каждом конкретном случае довольно громоздкий и, что самое
главное, не точный из-за большого числа неизвестных факто-
ров, которые невозможно предусмотреть — зависимости потерь
в изоляторах от метеорологических условий, изменения прово-
димости морской поверхности, различной конфигурации верхне-
палубных устройств на разных судах и т. п. Поэтому целесооб-
разнее для учета сопротивления потерь антенн использовать
экспериментальные данные.
Если из полного сопротивления антенны вычесть сопротив-
ление излучения /?2, то оставшаяся часть оказывается при-
близительно пропорциональной длине волны:
(2.89)
Потери во всех изоляторах антенн пропорциональны сомно-
жителю Л/Ло, а потери в заземлении косвенно учитывает коэф-
фициент А, значение которого зависит от размеров судна, про-
водимости морской воды и т. п. Проведенные в разное время
экспериментальные работы показали, что при использовании
формулы (2.89) для расчета сопротивления потерь судовых
СВ-антенн коэффициент А колеблется в пределах от 0,2... 0,3
до 0,6... 0,7.
При расчете сопротивления потерь судовых KB-антенн не-
обходимо также учитывать потери энергии в окружающих ан-
тенну металлических массах, используя выражение (2.88).
Сопротивление потерь, так же как и сопротивление излуче-
ния, может быть отнесено к току в пучности или к току в точ-
ках питания антенны.
57
Входное сопротивление антенны. Это сопротивление опреде-
ляют как отношение напряжения к току в точках питания
антенны:
— Ua^a — Ra 4 iXA, (2.90)
где RA = Rs+Rn и ХА— активная и реактивная составляющие
входного сопротивления антенны.
Подставив в формулу (2.90) выражения для тока и напря-
жения в разомкнутой на конце длинной линии с потерями,
получим
v sh2B/— t sin 2mZ
ZA = P ----------V~T ’ <2'91)
ch 2pZ — cos 2m/
где iP — коэффициент затухания, равный
P = R1/(2p)+G1p/2; (2.92)
/?! и G] -— погонные активное сопротивление и проводимость,
которые считают равномерно распределенными вдоль провода
антенны. Так как слагаемые в выражении (2.92) оказываются
примерно одинаковыми, то
р « Rt/p. (2.93)
Для проволочных антенн справедливо условие
р/ = /?1//р<1, (2.94)
поэтому ввиду малости величины р/ в выражении (2.91) sh
можно заменить аргументом, a ch разложить в ряд и ограни-
чится первыми двумя членами разложения. Тогда
sh 2pZ = 2/?Лп/р; ch 2р/ = V1 + 47?1п/р2, (2.95)
где RAn— активная составляющая входного сопротивления ан-
тенны, отнесенная к пучности тока.
Подставляя формулу (2.95) в (2.91), найдем окончательное
выражение для входного сопротивления антенны:
Z —--------_ i _Р—-------------1Д44——. (2.96)
/?дп/р2+ sin2m/ 2 /?дп/р2 + sin2m/
Для /^0,3% это выражение можно упростить, так как
Ядп/р2 < sin2m/:
~ Ядп/sin2т/—ipetgm/. (2.97)
При расчете входного сопротивления KB-антенн, для кото-
рых в большинстве случаев справедливо условие Rs^Rn, в фор-
мулах (2.96) и (2.97) Ra заменяют на Rs.
Из кривых активной и реактивной составляющих входного
сопротивления линейных антенн, отнесенных к волновому сопро-
тивлению (рис. 2.22), построенных по формуле (2.96), видно,
58
Рис. 2.22. Активная (а) и реактивная
(б) составляющие входного сопротив-
ления лучевых антенн, отнесенные к раз-
личным волновым сопротивлениям
что первый резонанс в антенне на-
ступает при / = 0,25Х (ml = 90°).
В этой точке реактивная состав-
ляющая равна нулю, и ее вели-
чина практически не зависит от
волнового сопротивления антенны.
Второй резонанс антенны на-
ступает при l^0,5XRA (rril^
=sl80°). В этой точке ХА=0;
Ra^^/Rau, причем Ra получа-
ется тем меньшим, чем меньше
р, а чем меньше р, тем более
плавным оказывается ход кри-
вых РА и Ха.
Коэффициент полезного дейст-
вия. КПД антенны определяется
отношением мощности излучения
подводимой к антенне;
Ре к полной мощности РА,
Ре Ре Re
[Ра Ре + Рч Re + Rn
(2.98)
где Рп—мощность, теряемая в сопротивлении потерь антенны;
Ра — Р 2 + Р п
(2.99)
Полоса пропускания антенны. Антенна вместе с элементами
настройки и связи представляет собой колебательную систему,
которая обладает определенной частотной избирательностью.
При изменении частоты колебаний меняются амплитуды и фазы
напряженности поля антенны за счет ее резонансных свойств
и изменения характеристики направленности. Представление об
этих изменениях поля дает частотная характеристика антенны
К (и) = —(со) = Z-(co) f(a>’ 6- ф)- , (2.100)
Е (coo) I (соо) / (too, 6, ф)
где Е(а0) и Е(со)—напряженности поля антенны на частоте
настройки (несущей частоте) и на других частотах.
Для неискаженной передачи сигнала необходимо, чтобы ам-
плитудная характеристика антенны на краях полосы пропуска-
ния составляла не менее 0,707 от максимального значения при
резонансе, а фазовая характеристика оставалась линейной
в этой же полосе частот и была симметричной относительно
резонансной частоты.
89
Ширина полосы пропускания имеет важное значение при
использовании малых по сравнению с длиной волны антенн,
а также при широкополосных видах модуляции. По ширине
полосы пропускания антенны разделяют на два класса. К пер-
вому классу относят слабонаправленные антенны и антенны
ограниченных размеров (относительно длины волны). Для этих
антенн полоса пропускания определяется зависимостью вход-
ного сопротивления антенны от частоты, и выражение (2.100)
можно переписать
К(<в) = /(«)//(<оо). (2.101)
Для антенн, в пределах рабочей полосы частот которых ток
и сопротивление относительно постоянны, частотная характери-
стика
^(«)=4тМ--г- <2102)
f(w0, е, ф)
В данном случае полоса пропускания определяется частотной
зависимостью характеристики направленности антенны, и рас-
чет полосы пропускания антенны сводится к расчету ДН на
нескольких частотах в заданной полосе частот для главного на-
правления излучения.
Частотные свойства антенной цепи антенн первого класса
вблизи резонанса описывают известные выражения частотной
зависимости соответствующего колебательного контура. При
резонансе последовательного типа добротность (Qa) и полоса
пропускания (2До>) антенной цепи равны
q _____________О>о________$ХА
А 2Ra (соо) do
(2.103)
(0 =(0о
2Дю = 27?л((оо)/—
dco
В частности, выражение для добротности полуволнового виб-
ратора можно вывести из формулы (2.103), подставив значения
/?а = 73,1 Ом и Ха из (2.97):
Сл-р/93. (2.104)
Понятие «добротность» антенны имеет такой же физический
смысл, как и добротность простого колебательного контура: она
определяет собой полосу частот, в пределах которой (при не-
изменной ЭДС на входе антенны) ток в антенне уменьшается,
например, до уровня 0,707 от максимального значения. Доброт-
ность антенны определяет также полосу частот, в пределах ко-
торой можно получить заданное согласование с фидером.
Для несимметричной антенны небольшой длины (/<0,ЗХ),
последовательно с которой включен элемент настройки L'H, из
60
выражения (2.103) можно получить, аналогично рассмотрен-
ному, относительную полосу пропускания
2 А о 1 %Ra (too)^2 Ю5)
соо Qa Р (ctg mBl + mol/sin2 тв1)
откуда видно, что для расширения полосы пропускания при
заданной высоте (длине) антенны нужно снижать ее волновое
сопротивление. Если производную dXA/d<j> аналитически вычис-
лить трудно, добротность и полосу пропускания антенного кон-
тура можно найти из резонансной кривой по частотам, соответ-
ствующим значениям |К| =0,707:
|К(й)| = /?л(«о)/л//?а(<о)+Х2а(Ю). (2.106)
Коэффициент направленного действия (КНД), коэффициент
усиления. Свойство антенны излучать или принимать энергию
в каком-либо одном направлении называют направленным дей-
ствием антенны. Направленное действие антенны увеличивает
дальность связи при передаче, а при приеме уменьшает дейст-
вие помех со стороны других радиостанций.
Направленные свойства антенны характеризуют пространст-
венные ДН по мощности или по полю. Пространственная ДН
антенны по мощности представляет собой поверхность, описы-
ваемую концом радиуса-вектора, равного в соответствующем
масштабе значению мощности, излучаемой антенной в дан-
ном направлении. Пространственная ДН антенны по напряжен-
ности поля также представляет собой поверхность, описываемую
концом радиуса-вектора, равного значению напряженности
поля в заданном направлении, при условии, что поле измерено
на одном и том же расстоянии от антенны. Обычно при пост-
роении ДН выбирают такой масштаб, чтобы длина максималь-
ного радиуса-вектора равнялась единице.
Сечения пространственной ДН плоскостями, проходящими
через начало координат, называют ДН антенны в соответствую-
щих плоскостях. Обычно рассматривают ДН в двух взаимно
перпендикулярных плоскостях — горизонтальной и вертикаль-
ной. ДН как по полю, так и по мощности обычно строят в по-
лярной или в декартовой системе координат.
Направленное действие антенны оценивает параметр, назы-
ваемый КНД антенны и обозначаемый буквой D. Под КНД
понимают число, показывающее, во сколько раз надо увеличить
мощность излучения при переходе от направленной антенны
к ненаправленной для того, чтобы сохранить неизменной на-
пряженность поля в точке приема, лежащей в направлении
максимума излучения,
D = P^/PX\ r=const, (2.107)
I £=const
где P%0 — мощность излучения условно ненаправленной антенны,
61
создающей во всех направлениях на равных расстояниях одина-
ковую напряженность поля.
КНД обычно определяют для направления максимального
излучения антенны Е—Ет. На основании теоремы Пойнтинга
мощности излучения РЕо и создающие на заданном расстоя-
нии поле Ет, равны
PSo=[|£m|2/(120n)].4№; (2.108)
I £ 12 г2
= ---- f m <p)dQ, (2.109)
120 л s 120л 4л
где Ет— действующее значение напряженности электрического
поля; dQ— элемент телесного угла (в сферических координатах
dQ — sin OdOdtp); dS=radQ — элемент поверхности сферы, окру-
жающей антенну; f(Q, tp)—функция, описывающая пространст-
венную ДН антенны.
Тогда
D =--------------------------------------- (2.110)
f fz(0, <p)dQ
4л [ [ f2 (0, <p) sin Od0d<p
о 0
Если ДН антенны обладает осевой симметрией, т. е. напря-
женность поля антенны не зависит от угла ср, то выражение
(2.110) можно упростить и привести к виду
О = 2/J Д (0) sin 0d0. (2.111)
Таким образом, КНД однозначно определяется формой
ДН антенны. КНД можно также выразить через действующую
высоту антенны Лд и сопротивление излучения Rza'
D
г*\Ет\2
30 (Ia)2R^a
30 (т/гд)2/7?хд.
(2.112)
В качестве примера рассчитаем КНД диполя Герца и
полуволнового вибратора; в первом случае 1?Е = 20(ги/гд) и
£>=1,5; во втором случае /1д=Л/л, /?s = 73,l Ом и 0=1,64. Для
волнового вибратора 0=2,4. Максимальное значение КНД сим-
метричного вибратора 0=3,3 при длине плеча вибратора
/=0,63 Л. При />0,63Л. КНД быстро падает, так каю излучение
в направлении 0=90° уменьшается в связи с ростом боковых
лепестков (см. рис. 2.20, г). КНД удобно выражать в деци-
белах:
О = 101g О. (2.113)
На практике, особенно при экспериментальных исследова-
ниях, КНД антенны проще и быстрее рассчитывать графиче-
ским методом по экспериментально измеренной ДН (рис. 2.23).
62
При этом в прямоугольной системе координат строят зависи-
мость f2(0)sinO от 0 в пределах от 0 до + л. Затем определяют
площадь S, заключенную между этой кривой и осью абсцисс,
и рассчитывают КНД по формуле D=2fS.
С некоторым приближением КНД основного лепестка ДН
можно рассчитать по формуле
D= 101g
41 253
ДфДО
(2.114)
где Аф и А0 — ширина основного лепестка ДН антенны в гори-
зонтальной и вертикальной
плоскостях по половинной
мощности, град.
Действующее значение
напряженности поля (В/м
или мВ/м), создаваемого
антенной в свободном про-
странстве в направлении
главного максимума,
Bm = V30^F/r (2.115)
или
ffe)
Em=-173^^0/г, (2.116) ° 1 2
где Pz — МОЩНОСТЬ излуче- Рис. 2.23. Графическое определение КНД
ния, Вт; г — расстояние, м.
При расположении антенны над идеально проводящей по-
верхностью выражения (2.115) и (2.116) запишутся в виде
Em = ^60PzD /г, (2.117)
Em-^45^P~D/r, (2.118)
где — мощность излучения, кВт; г — расстояние, км.
Рассмотрим физическую сущность КНД приемной направ-
ленной антенны с точки зрения увеличения отношения сигнал/по-
меха на входе приемника. Для упрощения будем считать, что
помехи поступают равномерно со всех направлений. Тогда отно-
шение мощности полезного сигнала Рс, приходящего с направ-
ления главного максимума и имеющего напряженность поля
в месте приема Ес, к мощности помех Рп с напряженностью
поля на той же частоте в месте приема Еп, будет
Рс/Рп = П(еЖ). (2.П9)
Из выражения (2.119) видно, что КНД приемной антенны пока-
зывает, во сколько раз направленная антенна усиливает мощ-
ность полезного сигнала на входе приемника по сравнению
с мощностью помех. Использование приемной направленной
63
антенны равносильно увеличению мощности передатчика в D
раз при увеличении отношения сигнал/помеха на входе при-
емника.
Для оценки антенны по направленному излучению с учетом
ее потерь введено понятие коэффициента усиления антенны G,
который численно равен произведению КНД на КПД антенны:
G = f]AD. (2.120)
Тогда выражение (2.118) имеет вид
£m = 245VPzG /г.
(2.121)
Поляризационные характеристики. Различают два основных
вида поляризации электромагнитного поля: линейную и эллип-
тическую (вращающуюся).
Поле с эллиптической поляризацией получают сложением
двух линейно поляризованных полей, электрические характери-
стики которых повернуты в пространстве друг относительно
друга и не совпадают по фазе. При излучении электромагнит-
ных колебаний с эллиптической поляризацией вектор электри-
ческого поля вращается в пространстве с угловой скоростью,
равной угловой частоте излучаемых колебаний, а конец вектора
поля описывает эллипс. Отношение малой оси эллипса поляри-
зации к большой называют коэффициентом равномерности
(эллиптичности) поляризационной характеристики. Этот коэф-
фициент изменяется от 0 до 1. Первое значение характеризует
линейно поляризованное поле, второе — вращающееся поле
с круговой поляризацией, являющейся частным случаем эллип-
тической поляризации.
2.5. Методика расчета параметров
судовых линейных антенн
Ниже рассмотрена методика расчета параметров линейных
антенн: статической емкости, собственной длины волны и экви-
валентной длины антенны, действующей высоты, входного со-
противления, КПД, токов и напряжений в антенне.
Статическая емкость антенны. Расчет по методу равномерно
распределенных зарядов (метод Хоу) дает результаты, хорошо
совпадающие с действительными. При этом за уровень земли
принимают уровень той палубы, над которой расположена
антенна.
Статическую емкость горизонтальной части антенны рассчи-
тываем в следующей последовательности.
1. Определяем потенциал горизонтальной части от собствен-
ных зарядов:
64
однолучевой антенны
U1 = 2<r[ln(Wr)—0,31]; (2.122)
многолучевой антенны
и1 = 2а{лг [ln(6/dr)~0,31] + ln(dr/r)—В}, (2.123)
где <т—поверхностная плотность заряда; Ь — длина горизон-
тальной части антенны; г — радиус провода; dr—расстояние
между соседними лучами; пг — число лучей в горизонтальной
части антенны; В — постоянный коэффициент, зависящий от
числа лучей в горизонтальной части антенны:
п ............... 2 3 4 5 6 7 8
В ............... 0 0,46 1,24 2,26 3,48 4,85 6,40
Иногда встречаются антенны с горизонтальной частью из
двух лучей, расходящихся в виде буквы V. При расчете стати-
ческой емкости таких антенн горизонтальную часть заменяют
эквивалентной системой из двух параллельных проводов, рас-
стояние между которыми составляет 0,37 от расстояния между
концами расходящихся лучей.
2. Находим потенциал горизонтальной части от зарядов соб-
ственного изображения
u2=—abnr/(2/ir), (2.124)
где hr — расстояние от плоскости горизонтального полотна ан-
тенны до палубы, над которой она расположена.
3. Определяем потенциал горизонтальной части антенны от
зарядов вертикальной части
us = crm1nB, (2.125)
где —коэффициент; /' — длина провода, потенциал
которого отыскиваем; / — длина провода, наводящего потенциал;
пв— число лучей в вертикальной части антенны.
Для Г-образной антенны mt—f для Т-образной антенны
mi=f(b/2lB), где /в — длина вертикальной части антенны. Ниже
приведены значения коэффициента mi для антенн, у которых
угол между вертикальной и горизонтальной частями состав-
ляет 90°:
I'll . . 0,2 0,4 0,6 0,7 0,8 1 1,5 2 3 4 6
тх . .3,31 2,62 2,23 2,13 1,96 1,75 1,42 1,2 0,94 0,77 0,58
Если этот угол отличен от прямого, коэффициент mi будет
функцией отношения длин проводов и угла между ними
(рис. 2.24).
4. Рассчитываем потенциал горизонтальной части от зер-
кального изображения вертикальной части. Изображение вер-
3 Заказ № 797 65
тикальной части заменяем зарядом, находящимся на расстоянии
1,5 hr от центра горизонтальной части:
= — а/вПв/(1,5/гг). (2.126)
5. Определяем полный потенциал горизонтальной части
Ur — Ui Ч~ U2 “Ь «з “Ь «а- (2.127)
6. Рассчитываем полную статическую емкость горизонталь-
ной части
Сг = <зЬпг1иг. (2.128)
7. Определяем статическую емкость горизонтальной части
Рис. 2.24. Зависимость mi
от Г/1 п V
антенны с учетом влияния окружаю-
щих металлических масс
С;=1,25СГ, (2.129)
где 1,25 — поправочный коэффициент,
учитывающий влияние окружающих
металлических масс на емкость судо-
вых антенн.
8. Находим погонную емкость го-
ризонтальной части (см/см)
С1Г = СГ/Ь. (2.130)
Статическую емкость вертикальной
части антенны рассчитываем в сле-
дующей последовательности.
1. Находим потенциал вертикаль-
ной части от собственных зарядов:
однолучевой антенны
ux = 2а [In (Zb/г)—0,31]; (2.131)
многолучевой антенны
их = 2а {пв [In (/в/4)—0,31] +In (djr)—В}, (2.132)
где dB — расстояние между соседними проводами снижения; при
веерообразном снижении dB=0,37 dBmax— среднее расстояние
между двумя условно параллельными проводами.
2. Находим потенциал вертикальной части от зарядов собст-
венного изображения
и2 = — olBnzl (2/iB), (2.133)
где hE — расстояние от средней точки вертикальной части ан-
тенны, в которой предполагается сосредоточенным ее заряд, до
плоскости, над которой поднята антенна.
3. Определяем потенциал вертикальной части от зарядов
горизонтальной части
u3 = am1nr. (2.134)
66
Коэффициент Ш] для Г-образной антенны определяем по от-
ношению /В/Ь, для Т-образной антенны — 21Ъ1Ь. Для Т-образной
антенны значение коэффициента mi следует удвоить, так как
потенциалы, наводимые обеими половинами горизонтальной
части, равны.
4. Находим потенциал вертикальной части от зарядов изо-
бражения горизонтальной части
ы4=—аЬПг/(1,5Лг)- (2.135)
5. Определяем полный потенциал вертикальной части
«в — «1 “1“ «2 И- ^3 Т~ ^4* (2* 136)
6. Рассчитываем полную статическую емкость вертикальной
части с учетом поправочного коэффициента
Св=1,25а/впв/«в. (2.137)
7. Рассчитываем погонную емкость вертикальной части
(см./см)
СХв = Св//в. (2.138)
Полная статическая емкость антенны равна сумме статиче-
ских емкостей горизонтальной и вертикальной частей антенны:
Сл = Сг + Св. (2.139)
Статическую емкость вертикальных штыревых и однопровод-
ных лучевых антенн определяем, аналогично рассмотренному,
по формуле
С = 1,25а//(Ы1 --и^= 1,25Z/|^2 0п --------0,31}]. (2.140)
Емкость цилиндрической антенны, составленной из несколь-
ких параллельных проводов, расположенных по вершинам пра-
вильного многоугольника (рис. 2.25), рассчитываем обычным
образом по методу равномерно распределенных зарядов.
1. Находим потенциал антенны от собственных зарядов
(формула только для цилиндрической антенны из шести про-
водов)
«4=20 011 — + 51п-~— 3,63). (2.141)
2. Определяем потенциал антенны от зарядов собственного
изображения
«2=—О1п/(2йв), (2.142)
где п — число проводов цилиндрической антенны.
3* 67
3. Рассчитываем емкость антенны
k
R
Сц = 1,25//[2 0пу-+51п
In
ihB
3,63
(2.143)
где I — в сантиметрах.
Емкость цилиндрической антенны радиусом R можно рас-
считать по формуле (2.143), если эту антенну, состоящую из не-
скольких проводников радиусом г, заменить эквивалентным ей
толстым проводом радиусом /?э [2]:
= Р nr/R .
(2.144)
Зная погонную статическую емкость антенны, находим ее
волновое сопротивление по формуле (2.56).
Рис. 2.25. Схема цилиндриче-
ской многопроводной антенны
Рис. 2.26. Определение соб-
ственной длины волны ан-
тенны
Собственная длина волны антенны. Расчет производим по
формуле
Х0 = Я (2.145)
где k — множитель, определяющий отношение собственной
длины волны к длине антенны. Для судовых однолучевых верти-
кальных и наклонных антенн &=4,5...5, для многолучевых ан-
тенн k=5... 6.
Собственную длину волны антенны с емкостной нагрузкой
на конце для Г- и Т-образной антенн определяем из уравнений:
tg т01в = (С1В/С1Г) etg mob-, (2.146)
tg т01в = (С1В/(2С1Г)] etg (mob/2), (2.147)
которые решаем графически. Берем три значения длин волн,
лежащие по обе стороны от Я= (4... 4,5) /се, и строим кривые
для левой и правой частей уравнения. Точка пересечения этих
68
кривых (рис. 2.26) дает значение собственной длины волны ан-
тенны. Данные расчета сводим в следующую таблицу:
X, м mZB *g mlB mb etg mb (С1в/С1г) c,£ mb
Эквивалентная длина антенны. Для антенны с нагрузкой
/ce = ZB + bffi, (2.148)
где Ьа—эквивалентная длина нагрузки (горизонтальной части
антенны), приведенная к волновому сопротивлению вертикаль-
ной части антенны.
Эквивалентную длину горизонтальной части определяем из
уравнений:
Г-образной антенны
tg mba, = (С1Г/С1В) tg mb', (2.149)
Т-образной антенны
tg mfece = [Clr/(2C1B)] tg (mfe/2). (2.150)
Действующая высота антенны. Расчет /гд производим по
формуле
cos mbm — cos tnl(g. 2 sin m (Zffi — ZB/2) sin (mZB/2)
Лд =-----------------=-----------------——— . (2.151)
msinmZa. m sin ml
Если длина рабочей волны %^>2^о, действующую высоту
рассчитываем по формуле
йд«/в[1—/в/(2/ое)]. (2.152)
Для антенны без верхней нагрузки выражение (2.151) при-
нимает вид
Лд = (1/m) tg (rzzZ/2). (2.153)
Формулы (2.152), (2.153) относятся к случаю вертикального
снижения. Однако на практике довольно часто встречаются ан-
тенны с наклонным снижением и наклонным горизонтальным
полотном (рис. 2.27).
На рис. 2.27, а показана антенна, у которой угол между го-
ризонтальной частью и снижением больше 90°. Ток в проекции
снижения на горизонталь такой антенны будет направлен
69
Рис. 2.27. Схемы антенны с наклонным снижением и «наклонным
горизонтальным» полотном
в одну сторону с током в горизонтальной части антенны. Пол-
ная эквивалентная длина антенны
/ое = /в + ^ое1 (2.154)
где /в — длина наклонного снижения.
Тогда действующая высота антенны
2sln»fa^l,/2)^ W см<|||
msinm/oe
70
а при Х>2Х0
бд « ZB [ 1 — ZB/(2Zce)] cos ф.
(2.156)
Таким образом, при рассмотренном типе снижения, увели-
чивая эквивалентную длину антенны за счет бое, повышают и ее
действующую высоту.
Для антенны, у которой снижение образует острый угол
с горизонтальной частью (рис. 2.27, б), токи в снижении и в го-
ризонтальной проекции снижения направлены в противополож-
ные стороны, а эквивалентная длина
Zee = ZB + 6oe, (2.157)
где бое отличается от значения бое в формуле (2.154) в связи
с изменением статических емкостей и волновых сопротивлений
наклонной и горизонтальной частей антенны. Действующая вы-
сота такой антенны меньше, чем у антенны с вертикальным
снижением.
При расчете действующей высоты антенны, показанной на
рис. 2.27, в, г, следует учитывать, что кроме вертикального сни-
жения излучать будут также и вертикальные проекции наклон-
ных частей антенны. При тупом угле ток в вертикальной проек-
ции горизонтальной части и ток снижения направлены в одну и
ту же сторону, и бд увеличивается; при остром угле — токи вы-
читаются, а бд уменьшается.
Действующая высота такой антенны
бд =----------------I sin т (Zoe — ZB/2) sin —±
т sin m/(E [_ 2
sin tnb(e sin2 (mfe/2)
±--------------------------sin ф
sin mb
(2.158)
Знак «плюс» в выражении (2.158) соответствует подъему
горизонтальной части, «минус» — ее наклону к земле.
Если 7>2б0,
X Z>rp&
бд»1в| 1------— ]±-^—5Шф. (2.159)
д Ч 2^се / 2/ffi * V
На рис. 2.27, д, е, ж, з приведены различные варианты ан-
тенн с наклонным снижением и с наклонным горизонтальным
полотном. Действующую высоту таких антенн рассчитываем
аналогично, при этом первое слагаемое в выражении (2.158)
умножаем еще на cos ф.
Входное сопротивление антенны. Для антенн длиной Z>0,3 7
активную и реактивную составляющие входного сопротивления
рассчитываем в следующей последовательности.
1. Находим активную составляющую входного сопротивле-
ния в основании антенны
Ra = Rza + R„- (2.160)
71
Сопротивление излучения, отнесенное к току в основании
антенны,
= B2n/lsinam/ffi + (/?2n/p)a]. (2.161)
Сопротивление излучения в пучности определяем из выра-
жения (2.75), которое для практических расчетов имеет вид
Дхл = 2 (711cos2zn/cB —712sin2/n/ce +Л3), (2.162)
где коэффициенты Ah Л2 и А3 являются функциями электриче-
ской длины антенны ml (рис. 2.28,а).
Зависимость от электрической длины несимметричной
антенны (без нагрузки) приведена на рис. 2.28, б.
Рис. 2.28. Определение вспомогательных коэффициентов Дь А2, Дз (а) и за-
висимость Rx п от электрической длины антенны (б)
Для антенн длиной /<0,3Z сопротивление излучения в осно-
вании антенны с достаточной точностью рассчитаем по более
простой формуле
= ^Rsn/sin8 mice.
Сопротивление потерь определяем по формулам (2.88),
(2.89):
Rn = A VX0 + BMW. (2-163)
где для судовых антенн Л=0,2. ..0,7; В = 0,3. ..0,4.
Столь большой разброс значений коэффициента А можно
объяснить тем, что понятие «сопротивление потерь» определя-
ется не только потерями в заземлении, в изоляторах и в про-
водах антенны, но также зависит и от других случайных фак-
торов: сопротивления изоляции антенны в момент измерения,
состояния переходных контактов, состояния антенной колонки,
близости различных металлических предметов к проводам ан-
тенны и т. п.
72
2. Определяем реактивную составляющую входного сопро-
тивления антенны
. рв sin 2m/gi
2 sin2 + (ЛЛп/р)2
(2.164)
Для антенны длиной /^0,ЗХ входное сопротивление рассчи-
тываем в следующей последовательности.
1. Находим сопротивле-
ние излучения
Я2Л=1580(ЛдЯ)2- (2.165)
На рис. 2.29 приведены
кривые для определения
RzA в зависимости от йя
для некоторых значений X.
2. Рассчитываем сопро-
тивление потерь по фор-
муле (2.163).
3. Определяем реактив-
ную составляющую вход-
ного сопротивления ан-
тенны
ХА = — ipB ctg mla, = — ipB ctg tn (lB + boe). (2.166)
Данные расчета XA сводим в таблицу:
К, м mb tg mb mba. igmb№ mlB ml№ ctg ml(v Хц, Ом
Полная мощность и мощность излучения антенны. КПД ан-
тенно-фидерного устройства. Полная мощность, отдаваемая
передатчиком в антенну,
Ра — Ре Д Рп = Р'о1Г)к1Тф1Тс. у> (2.167)
где — мощность излучения; Рп — мощность потерь; Ро —
мощность передатчика; щ— КПД антенного контура передат-
чика, равный
Пк = 74Жвх + |Хвх/&|); (2.168)
QK — добротность удлинительной катушки; т]ф — КПД фидер-
ной проводки; т]с. у—КПД согласующего устройства; R'BX и
Х'вх— активная и реактивная составляющие входного сопротив-
73
ления антенны, пересчитанные через фидер к его входным
клеммам.
Для обеспечения в фидере режима бегущей волны между ан-
тенной и фидером включают согласующий четырехполюсник,
назначение которого — компенсация реактивной составляющей
входного сопротивления антенны и трансформация активной со-
ставляющей к волновому сопротивлению фидера. Эффектив-
ность согласующего устройства характеризует его КПД
11с. у = (1 + QJ Qc. у) \
где Qi—добротность, равная отношению реактивной и актив-
ной составляющих входного сопротивления антенны; Qc. у — до-
бротность согласующего устройства, определяемая в основном
потерями в индуктивных элементах устройства.
Мощность, отдаваемая передатчиком в антенну, зависит от
ее параметров, поэтому при расчетах и проектировании судо-
вых антенн желательно иметь данные о мощностях, развивае-
мых передатчиком на эквивалентах. Тогда при расчете прини-
мается мощность на эквиваленте, параметры которого близки
к параметрам нагрузки передатчика.
Мощность излучения антенны
= (2-169)
где т]ас = т]ат]к11фт]с. у—КПД антенно-фидерного устройства.
Токи и напряжения в антенне. Эти параметры определяются
по следующим формулам:
действующее и амплитудное значения тока в основании ан-
тенны
= у!Рл > ^Ат=1|41/д» (2.170)
амплитудное значение напряжения на верхнем конце Г-об-
разной антенны
[7,га — IAmPr sin mfece/(sin mb sin m/ce); (2.171)
амплитудное значение напряжения на верхнем конце Т-об-
разной антенны
Um = UAmPr/2) sin m6oe/(sin mb sin m/oe); (2.172)
амплитудное значение напряжения антенны без верхней на-
грузки (штыревая, наклонный луч)
Um = IAmp/sinrnl-, (2.173)
амплитудное значение напряжения в основании антенны
UAm = fAm\ZA\- (2-174)
По величине UAm выбирают тип изолятора антенного ввода.
74
2.6. Графоаналитический метод расчета
статической емкости, собственной длины волны
и приведенной длины антенны
Расчеты статической емкости, собственной длины волны и
приведенной длины судовой антенны довольно громоздкие. Учи-
тывая, что при проектировании судовых антенн возникает необ-
ходимость выбора и расчета возможных вариантов, практически
целесообразен простой графоаналитический метод расчета па-
раметров [22]. При этом, естественно, точность расчета не-
сколько снижается.
Погонная статическая емкость горизонтальной части ан-
тенны, если вертикальная часть выполнена из нескольких вееро-
образных лучей,
С1Г = mr [(in у- -0,31) 4
г(т+-г)]Л (2175)
где In (/в/г)—0,51 находят по кривым рис. 2.30, а.
Коэффициент гп\=1(Ь11ъ) для Г-образной антенны и mt =
= f/[ft(2/B)] для Т-образной антенны находят (см. с. 65) по кри-
вым рис. 2.30, в в зависимости от числа лучей в горизонтальной
и вертикальной частях и расстояния между лучами в горизон-
тальной части. Для однолучевой антенны тг=0,63.
Погонная статическая емкость вертикальной части антенны,
составленной из нескольких веерообразных лучей,
(2.176)
где In (/в/г)—0,51 определяют по кривым рис. 2.30,6; mi=f(lB/b)
для Г-образной антенны и tni—f (21В/Ь) для Т-образной ан-
тенны — по таблице на с. 65 (для Т-образной антенны получен-
ное значение коэффициента mi следует удвоить); тв находят по
кривым рис. 2.30, д в зависимости от числа лучей в горизонталь-
ной и вертикальной частях и расстояния между верхними кон-
цами вертикальных лучей.
Погонную статическую емкость горизонтальной части ан-
тенны с вертикальной частью, выполненной одним проводом,
определяют по формуле (2.175), но коэффициент тг в этом
случае находят по кривым рис. 2.30, г.
Погонная статическая емкость вертикальной части антенны,
выполненной одним проводом,
С„ = 0.63 [(In 4^0,51) + п, (4 -4J 4 • (2.177)
75
Полная статическая емкость антенны
СА = С1ГЬ + С1В1В. (2.178)
Собственную длину волны 7.о и приведенную длину горизон-
тальной части антенны Ьсе определяют по номограмме
(рис. 2.31), представляющей собой графическое решение урав-
Рис. 2.31. Номограмма для определения собственной длины волны ан-
тенны и приведенной длины горизонтальной части антенны
нений (2.146)... (2.149). Номограмма состоит из семейства вер-
тикальных линий, соответствующих различным длинам волны Z
и кривых для вертикальной (/в) и горизонтальной (Ь) частей
антенны- Кроме того, на номограмме приведена вспомогатель-
ная шкала для отношения погонных емкостей частей антенны.
При нахождении /.о и Ьа> для Т-образной антенны погонная ем-
кость горизонтальной части антенны С1г удваивается.
77
Рассмотрим последовательность определения по номограмме
собственной длины волны антенны при CIr>CiB.
Находим отношение Cir/CiB, затем по вспомогательной
шкале определяем раствор циркуля. После этого одну ножку
циркуля устанавливаем на кривой, соответствующей данному
значению /в, и передвигаем по ней до тех пор, пока другая
ножка, направленная вертикально вниз, не пересечет кривую,
соответствующую данному значению Ь. Собственную длину
волны определит вертикальная линия, проходящая через рас-
твор циркуля. Если кривые, соответствующие заданным значе-
ниям /в и Ь, на номограмме отсутствуют, их следует определить
с помощью интерполяции по двум ближайшим нанесенным
кривым.
При Cir<CiB собственную длину волны антенны находят
аналогично рассмотренному выше. Берут отношение CiB/Cir и
определяют раствор циркуля по вспомогательной шкале, но
только ножку циркуля направляют по вертикали вверх.
Рассмотрим последовательность определения по номограмме
приведенной длины горизонтальной части антенны бое при
С1Г> С1В.
Находим отношение Cir/C1B, затем по вспомогательной
шкале определяем раствор циркуля. После этого одну ножку
циркуля устанавливаем в точке пересечения вертикали с кри-
вой, соответствующей данному значению Ь, другую же ножку
направляем по вертикали вверх. Вертикальная линия соответ-
ствует заданной длине волны. Полученное пересечение верти-
кали Л с другой кривой b номограммы дает значение приведен-
ной длины Ьа.
При С]Г<С1В приведенную длину волны антенны находят
аналогично рассмотренному выше. Берут отношение CiB/Cir и
определяют раствор циркуля по вспомогательной шкале, но
только ножку циркуля направляют по вертикали вниз.
2.7. Принципы построения направленных антенн
Направленные антенны в общем случае можно построить,
используя системы произвольно расположенных вибраторов, пи-
таемых таким образом, что фазы и амплитуды токов в отдель-
ных вибраторах с учетом токов в поверхностях металлических
отражателей обеспечивают заданную диаграмму направлен-
ности.
Система, составленная из двух вибраторов. Результирующее
поле такой синфазной системы (рис. 2.32, а) в экваториальной
плоскости, в которой каждый из вибраторов будет ненаправ-
ленным, равно сумме отдельных полей с учетом сдвига фаз,
обусловленного разностью хода лучей в точке наблюдения.
78
Суммировать поля вибраторов будем в зоне излучения, от-
считывая направление суммирования от линии, соединяющей
вибраторы. Фазовый сдвиг между полями вибраторов ф =
= mdcos<p. В направлениях ф=90 и 270°, в которых сдвиг фаз
полей равен нулю, результирующее поле будет максимальным и
равным арифметической сумме полей вибраторов. В направле-
ниях <р=0 и 180°, в которых поля от вибраторов в точке наблю-
Рис. 2.32. Антенна, составленная из двух симметрич-
ных синфазных вибраторов (а) и ее ДН (б) в за-
висимости от d/X
дения сдвинуты по фазе на угол ty=md= (2n/k)d, результирую-
щее поле будет зависеть от относительного расстояния между
вибраторами dfk. Например, при d=’kj2 поля вибраторов в на-
правлениях 0 и 180° будут вычитаться.
Напряженность поля направленной антенны в экваториаль-
ной плоскости, составленной из двух синфазных симметричных
вибраторов, рассчитывают по формуле
Е = t‘60mZA/^ gPt-»"') cos cos ср), (2.179)
а ДН определяется выражением
f (ф) = cos (0,5md cos ф).
79
(2.180)
При увеличении расстояния d образуется многолепестковая
ДН (рис. 2.32,6). Направления максимумов и минимумов до-
вольно просто определить из соотношений
Ф.пах = rnd cos <pmax = ± 2kn; |
ipmln = COS <pmin= ±(2^4-1) Л, )
где k = 0, 1,2,... .
В направлениях, в которых разность хода равна целому
числу волн, характеристика направленности имеет максимумы,
а при нечетном числе полуволн — минимумы излучения.
Для системы, составленной из двух одинаковых симметрич-
ных вибраторов, питаемых токами одинакового значения, но
противофазными по направлению, напряженность поля в эква-
ториальной плоскости
Е = -— i60mIA 1Д ехр sjn cos . (2.182)
Из выражения (2.182) видно, что при углах <р=90 и 270° из-
лучение равно нулю, а в направлениях <р=0 и 180° величина
поля зависит от отношения d/K.
В антенне из двух одинаковых вибраторов однонаправлен-
ного излучения можно достичь, если располагать вибраторы
(расстояние между ними d) и питать их таким образом, чтобы
поля вибраторов складывались в одном направлении и вычита-
лись в другом. Вибратор, в направлении которого излучение по-
давляется, называют рефлектором. Если рефлектор питается от
источника высокочастотного напряжения, его называют актив-
ным, а если он возбуждается полем активного вибратора — пас-
сивным.
Для полного подавления излучения в сторону рефлектора
при d=^fA ток в нем должен быть равен по амплитуде и опере-
жать по фазе на 90° ток в основном вибраторе
|/11 = |/2|; (2.183)
фр = 90°. (2.184)
В направлении ф=0° поля обоих вибраторов складываются
так как опережение по фазе волны рефлектора на 90° компен-
сируется пространственным запаздыванием его волны по отно-
шению к основному вибратору на такой же угол (rad = 90°)
В направлении ф= 180° к отставанию по фазе волны основного
вибратора на 90° добавляется пространственное запаздывание
«го волны по отношению к рефлектору на такой же угол, вслед-
ствие чего результирующий сдвиг полей основного вибратора и
рефлектора составляет 180°, и излучение в этом направлении от-
сутствует.
80
В общем случае при произвольных расстояниях d и отноше-
нии комплексных амплитуд токов в вибраторах /2/Д=а exp (tip)
модуль результирующего поля антенны в плоскости, перпенди-
кулярной осям вибраторов,
| Е | = (30m/r) | Д | /д д/1 + а2 + 2а cos (md cos <р —ф), (2.185)
где
д/1 + а8 + 2а cos (md cos <p—ip) = f (<p) (2.186)
представляет собой ДН антенны.
При условиях (2.183), (2.184) выражение (2.185) примет вид
| Е | = 60т|/1Нд f (ф) = 60т|/1Мд cos sin8 . (2.187)
КНД антенны в направлении ф=0
120m2 ,2 2 / л . 2 <Р \ 480 . 4/ tnl X /о ,оо.
о=“кг/дС05 О1П v)=^rsin (—)• (2Л88)
где Дел = ^^14" ^22 = 2/?хц.
Для рассматриваемого случая КНД вибратора под влия-
нием рефлектора удваивается.
Применение активных рефлекторов связано с усложнением
системы питания, так как для удовлетворения условий (2.183)
необходимо иметь две неодинаковые по фазе и амплитуде ЭДС.
Последнее объясняется тем, что с учетом взаимного влияния
вибраторов их сопротивления оказываются разными. Например,
для полуволновых вибраторов Rsi = 101,4 Ом, а ДХ2 =44,8 Ом,
т. е. рефлектор затрачивает меньшую мощность излучения. По-
этому преимущественное распространение получили пассивные
рефлекторы. Соотношение между амплитудами и фазами токов
в вибраторе и пассивном рефлекторе для получения наиболь-
шей направленности антенны регулируют с помощью реактив-
ного сопротивления, включаемого в рефлектор, или же измене-
нием длины рефлектора, а также подбором расстояния между
ними.
Для уменьшения излучения в обратном направлении рас-
стояние между пассивным рефлектором и вибратором следует
брать менее ’Д длины волны: d= (0,15.. .0,2)Я,.
ДН антенны, составленной из активного вибратора и пас-
сивного рефлектора (рис. 2.33), определяется выражением
(2.186), где
Д
Д
а =
^212 + -^12
^222 + (-^22 + ^2н)2
(2.189)
81
ф = arg 1 = л + arctg
h I
--------arctg Хг2 + Х2Н , (2.190)
^Хгг----^?2гг
Ц и 72— токи активного вибратора и рефлектора; Д222 и
Л22 — активная и реактивная составляющие входного сопротив-
ления пассивного вибратора; Т?212 и Xi2 — активная и реактив-
ная составляющие взаимного сопротивления активного и пас-
Рис. 2.33. ДН антенны, составленной из двух противо-
фазно питаемых вибраторов
сивного вибраторов (рис. 2.34); Х2н— сопротивление настройки,
включенное в пассивный вибратор.
Входное сопротивление антенны
Zi — ZX1 + (72/7]) Z12— Zij^-j-aexp (йр) Z12; (2.191)
Т?21= 7?211-|-с1(7?212со8ф—X12sinip); 1
^1 = ^11 + а(#212 81пф + Х12со8ф). | ( • )
КНД антенны
D= 480 sin4(-[1 -|-а24-2аcos(mdcos<р—ф)]. (2.193)
Rxa \ 2 )
На рис. 2.35,а приведены рассчитанные по формуле (2.186)
ДН в экваториальной плоскости активного полуволнового виб-
ратора А с одним пассивным вибратором 77, из которых сле-
82
Рис. 2.34. Зависимости T?si2 (и) и Х& (б) от d
Рис. 2.35. ДН (а), сопротивление излучения (б) и КНД (в)
антенны из активного А и пассивного П вибраторов:
---------- и---------режимы рефлектора Р и директора Д
83
дует, что при соответствующей настройке пассивный вибратор
может выполнять роль не только рефлектора Р, но и так на-
зываемого директора Д, направляющего максимум излучения
в свою сторону (Do — КНД уединенного вибратора). Из
рис. 2.35, б видно, что брать разнос между вибраторами менее
0,1 Z нецелесообразно, так как сопротивление излучения актив-
ного вибратора при этом существенно уменьшается под влия-
нием пассивного вибратора.
Вибратор с поверхностным рефлектором. Расчет основных
параметров антенн с плоским и уголковым металлическими
рефлекторами (отражателями) в общем случае достаточно сло-
жен. Однако метод зеркального изображения, при котором дей-
ствительную антенну заменяют системой, состоящей из дей-
ствительных и фиктивного вибраторов (рис. 2.36), возбуждае-
мых таким образом, что их результирующее поле эквивалентно
полю оригинальной системы, значительно упрощает расчет.
Метод зеркальных изображений удобно применять при анализе
работы антенн с уголковыми отражателями для углов ф, при ко-
торых общее число вибраторов (действительных и фиктивных)
четное. Точность такого метода расчета вполне удовлетвори-
тельна.
Напряженность поля и КНД антенны с плоским отражате-
лем рассчитывают по тем же выражениям, что напряженность
поля и КНД антенны, составленной из двух противофазных из-
лучателей, разнесенных на удвоенное расстояние вибратора от
рефлектора (d = 2S). В частности, для полуволнового вибра-
тора
Е = 2Е0 sin (mS cos <р); (2.194)
О = 480 (1 —cos ml)2 sin2 (mS cos <p) для 0 = 90е, (2.195)
Rsa
где Eo — напряженность поля в экваториальной плоскости, со-
здаваемая облучающим вибратором, находящимся в свободном
пространстве, при отсутствии рефлектора; RSA— сопротивление
излучения системы, состоящей из двух одинаковых симметрич-
ных вибраторов, возбуждаемых в противофазе и находящихся
друг от друга на расстоянии 25 (А^д отнесено к току облу-
чающего вибратора).
ДН, рассчитываемые по формуле (2.194), охватывают
только одно полупространство, так как формула, выведенная
на основании метода зеркальных изображений, предполагает
отражающую плоскость бесконечной.
Аналогичным образом получены выражения для напряжен-
ности поля и КНД антенны с уголковыми отражателями [1]:
при ф = 90°
Е = 2Е0 [cos (mS cos q>)—cos (mS sin <p)];
D=4D0 [1—cos mS]2 RZ0/RZA,
(2.196)
84
при ф = 60°
Е = 2Е0 {sin (mS cos <р) —sin [mS cos (60е — <p)] —
—sin [mS cos (60° + <p)]};
D — 4D0 [sin mS—2 sin (mS/2)]2
(2.197)
Рис. 2.36. Антенны с плоским (а) и уголко-
вым (6) отражателями и их эквивалент-
ные схемы (в, а)
при ф = 45°
Е = 2Е0 {cos (mS cos ф) cos (mS sin ф) —
—cos [mS cos (45° — <p)] —cos [mS sin (45° — <p)]};
D = 4D0 [1 cosmS—2 cos (т5/д/2 )]2/?20//?2A,
(2.198)
где q> — угол, заключенный между биссектрисой угла гр и на-
правлением луча; Do и R^o — КНД и сопротивление излучения
облучающего вибратора при отсутствии рефлектора.
85
Линейная решетка из ненаправленных вибраторов. Для со-
здания антенны с высокой направленностью используют си-
стему из п ненаправленных в рассматриваемой плоскости из-
лучателей (рис. 2.37), расположенных на одной линии, на за-
данном друг относительно друга расстоянии d и питаемых со
сдвигом по фазе ф. Амплитуды токов во всех вибраторах пола-
гают одинаковыми, а их фазы — изменяемыми вдоль антенны
н
Рис. 2.37. Линейная решетка
из п ненаправленных вибра-
торов
Е = Е 1 ~ ехр
1 1 — exp (iz)
по линейному закону фп=(н—1)ф от-
носительно первого вибратора, фазу
тока которого принимают равной
нулю.
Поле, создаваемое антенной, мож-
но представить в виде суммы полей
отдельных вибраторов с учетом их фа-
зовых и пространственных сдвигов:
п п
Е = ХЕп = Е1Х^хР I1' («— U z],
1 ।
(2.199)
где Е[ — поле, создаваемое в дальней
зоне (в точке N) первым вибратором;
z=md cos (ф—ф)—суммарный фазо-
вый сдвиг между полями соседних
вибраторов, определяемый разностью
хода лучей и разностью фаз токов
в излучателях.
Преобразуем выражение (2.199)
на основании формулы для суммы
членов геометрической прогрессии:
= Ег ехр р 1 mdcosф— ф] X
sin [0,5nmd cos q> — ф]
sin [0,5/nd cos <p — ф]
(2.200)
амплитуды результирующего поля определяется
/п(ф), зависящим от числа вибраторов п, сдвига
Значение
множителем
фаз ф и угла <р:
г . . sin [0,5nmd cos <p — ф]
sin [0,5/nd cos <p — ф]
(2.201)
Множитель fn (ф), представляющий собой характеристику на-
правленности линейной системы из п вибраторов, имеет боль-
шое общее значение, так как характеристики очень многих
комбинаций вибраторов могут быть получены из него как част-
ные случаи. Например, выражение (2.199) для ДН системы из
86
f (ф) = 2 cos [д-
-|-sin2-^0. (2.204)
двух синфазных вибраторов можно получить из (2.201), подста-
вив в него значения ф = 0 и п=2:
fn (ф) = 2 cos (0,5md cos ф). (2.202)
Аналогично из (2.201) может быть получено выражение для
системы из двух противофазных вибраторов
fn (ф) = 2 sin (0,5md cos <р) (2.203)
и для антенны, состоящей из активного вибратора и рефлек-
тора, разнесенных на расстояние d-=7.[4 и питаемых токами со
сдвигом по фазе на л/2,
(cos ф— l)j =2 cos
Выражение (2.201) определяет характеристику направлен-
ности системы линейных излучателей в экваториальной плоско-
сти. Для любого другого направления, лежащего вне этой пло-
скости и образующего угол 0 с направлением оси вибратора,
это выражение имеет вид
fn (0, ф) = к (0) ?М0,5ЯЫ81пе со8ф-1И t (2 205)
sin [0,5md sin 0 cos <p — ф]
где fi(0) —ДН уединенного вибратора.
Разделив выражение (2.205) на п, найдем нормированную
пространственную ДН системы линейных излучателей
F„(0,
Ф) = Н6)
sin [0,5nmd sin 6 cos <p — ф]
n sin [0,5md sin 6 cos <p — ф]
(2.206)
ДН единичного излучателя должна иметь максимум излуче-
ния, совпадающий по направлению с максимумом излучения
системы. В большинстве случаев в качестве излучателей линей-
ной системы используют симметричные вибраторы, ДН которых
в плоскости вибратора записывается в виде (2.66).
Для линейной системы синфазных излучателей (ф = 0) выра-
жение (2.205) примет вид
fn (ф) = sin (0,5nmd cos ф)/в'т (0,5/nd cos ф). (2.207)
При определении fn(<p) в направлении, перпендикулярном
линии расположения вибраторов (ф = 90°), получим неопреде-
ленность вида 0/0. Чтобы раскрыть ее, рассмотрим выражение
(2.207) в пределе при ф->90°. Тогда отношение синусов можно
заменить отношением их аргументов:
lim f„ (ф) = 0,5nmdjcos ф/(0,5гЫ cos ф) = п, (2.208)
<р->90°
т. е. в направлении, перпендикулярном линии расположения
излучателей, напряженность результирующего поля больше на-
пряженности поля от одного излучателя в п раз. Этот макси-
87
мум называют главным максимумом ДН. Если расстояние
антенна имеет лишь один главный максимум.
Направления максимумов боковых лепестков и их уровни
определяют следующим образом. Максимум правой части вы-
ражения (2.207) находят при таком значении угла <р, при кото-
ром числитель имеет наибольшее абсолютное значение, откуда
cos <pmax = ± ~ (2.209)
и соответственно
fn (<pmax) = sin (O.Sn/nd cos фп,ах) = ± Tsin jtYl-l
sin (0,5md cos <pmax) L x n 2 J J
Из выражения (2.210) видно, что максимум боковых лепе-
стков ДН по полю не может быть меньше напряженности поля,
создаваемого одним вибратором системы.
Направление нулей ДН синфазной линейной системы опре-
деляют, приравняв выражение (2.207) нулю. Функция fn(<p)
обращается в нуль, когда ее числитель равен нулю: sin(0,5nX
Xmd cos Фо) =0, откуда
cos(p0= + kM(nd). (2.211)
Общее число нулевых направлений в одном квадранте на-
ходят из условия
k^nd/K (2.212)
т. е. число нулевых направлений, а следовательно, и лепестков
ДН растет с увеличением протяженности антенны относительно
длины волны.
Ширину основного лепестка ДН определим из выражения
(2.207). Нормировав его к единице и приравняв 0,707, по-
лучим
Fn (а) — sin (0,5nmd sin а)/[п sin (0,5/nd sin а)] = 0,707, (2.213)
где а=90°-—<р— угол, отсчитываемый от нормали к линии рас-
положения излучателей.
Для направленных антенн, ширина ДН которых невелика,
выражение (2.213) имеет вид
Fn (а) = sin z/z = 0,707, (2.214)
откуда z=0,5nmd sin а= 1,394 и тогда
sin «плот = 2,788/(«md) = 0,444X/(«J). (2.215)
Для остронаправленной антенны ширина основного лепе-
стка
2ao,7o7 = 5a/(nd). (2.216)
Если излучатели линейной решетки возбуждаются токами
с фазовым сдвигом ф, то максимум основного лепестка ДН, рав-
88
ный п, возможен при выполнении условия mdcos (фтах—гр)=О,
откуда
cos<pmax = tyX/(2nd), (2.217)
т. е. направление максимума главного лепестка зависит от гр.
Следует отметить, что, изменяя по определенному закону
фазовый сдвиг между излучателями, можно обеспечить скани-
рование максимума основного лепестка ДН в пределах задан-
ного сектора (рис. 2.38).
Линейная решетка из направленных излучателей. Проанали-
зируем линейную систему, составленную из идентичных на-
правленных в рассматриваемой плоскости излучателей, про-
странственная характеристика каждого из которых зависит от
обоих углов ф и 6. Примером такого излучателя служит обыч-
Рис. 2.38. ДН направленной антенны, составленной из
ненаправленных излучателей
ный симметричный вибратор, наклоненный к линии расположе-
ния вибраторов, или излучатель, составленный из нескольких
вибраторов, например активного вибратора и рефлектора
и т. п. Для подобной системы напряженность результирующего
поля в рассматриваемой плоскости 6 = 90°
£ = £1Мф)Мф), (2.218)
где fi (q>) — характеристика направленности одиночного излуча-
теля; /п(ф)—множитель решетки, определяемый из выражения
(2.201).
Таким образом, характеристика направленности линейной
системы из п идентичных и одинаково ориентированных на-
правленных излучателей определяется как произведение харак-
теристики направленности отдельного излучателя на множитель
решетки, представляющий собой характеристику направленно-
сти линейной системы из ненаправленных излучателей:
f (ф) = fi (ф) (ф). (2-219)
Рассчитаем сложную антенну по формуле (2.219), т. е. найдем выраже-
ние для ДН синфазной антенны с рефлектором (рис. 2.39, а). В качестве
первичного излучателя берем систему, состоящую из одного вибратора ак-
тивного полотна антенны и соответствующего вибратора-рефлектора, разне-
сенных на расстояние Z/4 и питаемых с фазовым сдвигом ф=90°
(рис. 2.39,6). Угол между направлением на рассматриваемую точку и осью
89
первичного излучателя обозначим у, угол с осью всей системы <р (у + ф =
= 90°). Тогда нормированная ДН антенны
^(<Р)=Л (ф)/п(ф)
(2.220)
(2.219),
cos [(зт/4) (sin ф — 1)] sin (0,5nmd cos ф)
п sin (0,5md cos ф)
Эту же антенну с рефлектором можно рассчитать по формуле
приняв за первичный излучатель линейный ряд синфазных вибраторов, а си-
стему рассматривать состоящей из двух таких излучателей, разнесенных на
расстояние Х/4 и питаемых с фазовым сдвигом 90°.
Рис. 2.39. Схемы направленных антенн, составленных из на-
правленных излучателей: а — синфазная антенна с рефлек-
тором; б — антенна с рефлектором, питаемым током с фазо-
вым сдвигом ф=90°
2.8. Методы построения согласующих устройств
Использование для связи антенны с передающей и прием-
ной аппаратурой фидерной проводки требует согласования фи-
дера и с антенной, и с передатчиком или приемником, так как
без согласования значительны потери мощности передатчиков
и ухудшается чувствительность радиоприемников, а также ис-
кажаются передаваемый и принимаемый сигналы при широко-
полосных видах модуляции, при многоканальной и импульсной
работе и т. д.
В общем случае для передачи максимальной мощности не-
обходимо равенство нулю реактивной составляющей входного
сопротивления антенны и равенство активной составляющей
антенны волновому сопротивлению кабеля.
При построении неперестраиваемого согласующего устрой-
ства, удовлетворяющего указанным требованиям, необходимо
решить общую задачу синтеза согласующего четырехполюсника
по заданной частотной характеристике антенны:
аппроксимировать входное сопротивление антенны с по-
мощью функций, которые физически реализуются эквивален-
90
тамп, состоящими из элементов с сосредоточенными парамет-
рами;
построить функцию цепи, состоящей из конечного числа эле-
ментов и обеспечивающей минимальное значение коэффициента
отражения (рПред) в заданном диапазоне частот;
практически реализовать схему согласующего устройства по
найденной функции цепи.
Аппроксимация заключается в замене антенны эквивален-
том определенного типа, который может представлять чисто ре-
активный четырехполюсник, замкнутый на активное сопротив-
ление (рис. 2.40).
Таким образом, если график входного сопротивления ан-
тенны известен, можно подобрать такую цепь, кривая входного
сопротивления которой с определенным приближением повто-
ряет кривую входного сопротивления реальной антенны. При
этом значения элементов находят, например, из условия совпа-
дения кривых входного сопротивления антенны и эквивалента
в нескольких точках.
Степень согласования антенны с фидером при включении
между ними согласующего четырехполюсника определяется ве-
личиной коэффициента отражения на его входе. Поэтому согла-
сующий четырехполюсник должен быть настроен таким обра-
зом, чтобы обеспечить минимальное значение модуля коэффи-
циента отражения |р| в рабочей полосе частот. Эту задачу
можно решить, включая между антенной и фидером элементы
для компенсации реактивной составляющей входного сопротив-
ления и трансформатор для согласования активной составляю-
щей с волновым сопротивлением фидера. Однако полное согла-
сование (р = 0) возможно лишь на отдельных частотах или
в узкой полосе частот, а на остальных частотах заданного диа-
пазона |р|>0.
Другой путь решения рассматриваемой задачи заключается
в построении согласующего четырехполюсника, при котором
полное согласование нс обеспечивается ни на одной из частот,
но при этом получается наименьшее значение коэффициента
отражения в пределах всего рабочего диапазона.
Если входное сопротивление антенны будет чисто активным,
согласование в широкой полосе частот получают с помощью
так называемого идеального трансформатора, который можно
выполнить, например, в виде трансформатора с магнитодиэлек-
трическим сердечником. При этом реактивное сопротивление
обмоток идеального трансформатора должно быть во много раз
больше подключенных к нему сопротивлений. Принципиально
в идеальном трансформаторе сопротивление трансформируется
независимо от частоты и коэффициент трансформации
n2 = z11/z1. (2.221)
91
Рис. 2.40. Эквивалент антенны
(а) и структурная схема антенно-
фидерного тракта передатчика
(б):
РЧ — реактивный четырехполюсник;
П — передатчик; СУ—согласующее
устройство; А — антенна
0
В диапазонах КВ и УКВ
широкополосное согласова-
ние активных сопротивле-
ний производят с помощью
отрезков длинных линий
с изменяющимися парамет-
рами.
Построение неперестраиваемого устройства для согласова-
ния комплексных сопротивлений на фиксированной частоте или
в узкой полосе частот не вызывает затруднений. Более сложна
как в теоретическом отношении, так и при практической реали-
зации задача согласования комплексных сопротивлений в ши-
рокой полосе частот.
Проблеме согласования с помощью пассивного линейного
четырехполюсника комплексных сопротивлений с чисто актив-
ными посвящены работы Дж. Фано. В работах показано, что
для определенной нагрузки в заданной полосе частот при лю-
бой сколь угодно сложной схеме согласования модуль коэффи-
циента отражения |р| не может быть получен меньшим опре-
деленного значения рпред и, наоборот, заданный уровень согла-
частот, не
сования может быть получен в пределах полосы
больше некоторой максимальной величины 2Afmax.
Коэффициент отражения, полоса согласования и
нагрузки связаны формулами
со
Г In 11/р 1 tico = (7?н/£н) л;
о
параметры
(2.222)
J In I 1/р I da = n/(CHRn),
о
где RH, Ch, Lh — параметры нагрузки.
Для лучшего использования площади, описываемой инте-
гралом (2.222), необходимо, чтобы коэффициент отражения
в пределах полосы согласования был постоянным и равным
своему предельному значению, а вне пределов полосы — равен
единице. Тогда выражения (2.222) примут вид
2Atoc In--------— -^2- л;
IPnpefll
1 1
л;
(2.223)
2Асос In
|Рпред1 CnRn
92
|Рпред| = ехр( — n/Q’B),
где Q'„— добротность, определяемая параметрами нагрузки и
относительной шириной полосы согласования, равная
Qh = Qh <0о/(2 А сос) ; (2.224)
QH = и0£н/7?н = (<в0Сн^н)-1—добротность нагрузки; 2Асос —
полоса согласования; 2Acoc = coi—®2; coi, со2—граничные частоты
полосы согласования; сос — среднегеометрическая частота по-
лосы согласования; «о — резонансная частота цепи нагрузки.
Из выражений (2.223) видно, что произведение полосы со-
гласования на величину In (|рПред|)-1 имеет максимальный пре-
дел, определяемый параметрами самой нагрузки; при этом чем
выше добротность нагрузки, тем в более узкой полосе частот
можно получить заданный уровень согласования.
Таким образом, если допустимый коэффициент отражения
равномерно распределен в пределах рабочей полосы частот и
достигает максимального значения за ее пределами, то в этом
случае можно получить наибольшую полосу согласования.
Ранее уже упоминалось о том, что характер изменения
входного сопротивления антенны в области частот последова-
тельного (первого) и параллельного (второго) резонансов бли-
зок к поведению входного сопротивления последовательного или
параллельного контуров.
В области частот последовательного резонанса активное со-
противление антенны сравнительно небольшое и мало зависит
от частоты, а реактивное сопротивление изменяется с измене-
нием частоты. В области частот параллельного резонанса ак-
тивная и реактивная составляющие входного сопротивления
антенны велики и быстро меняются при изменении частоты.
При этом реактивное сопротивление в некоторых пределах
имеет обратную по сравнению с последовательным контуром
частотную зависимость. Если построить в области частот парал-
лельного резонанса кривые активной и реактивной составляю-
щих входной проводимости антенны, получится картина, ана-
логичная поведению составляющих входного сопротивления ан-
тенны в районе последовательного резонанса.
При согласовании антенны с фидером в области частот по-
следовательного или параллельного резонанса наилучшие ре-
зультаты будут, если согласующее устройство выполнено в виде
цепной схемы, составленной из последовательных и параллель-
ных резонансных контуров (рис. 2.41). Резонансную частоту
эквивалентного контура нагрузки и элементов схемы согласова-
ния выбирают равной средней частоте диапазона. Между со-
гласующим устройством и фидером включают идеальный транс-
форматор, назначение которого — трансформация активной со-
ставляющей входного сопротивления до значения волнового
сопротивления фидера.
93
Качество согласования, получаемого с помощью цепной
схемы, зависит как от характера нагрузки, так и от числа эле-
ментов схемы (рис. 2.42).
Рис. 2.41. Согласующие устройства в виде цепной схемы с иде-
альным трансформатором при последовательном (а) и парал-
лельном (б) эквивалентных контурах
Как видно из рис. 2.42, а, при заданном коэффициенте отра-
жения р для схемы с бесконечно большим числом контуров
в пределах рабочей полосы частот fi—f2 получается прямо-
Рнс. 2.42. Зависимости коэффициента отражения от числа контуров в схеме
(а) и предельного коэффициента отражения от числа реактивных элементов
N и приведенной добротности нагрузки (б)
угольная функция распределения — кривая 3. Для одноконтур-
ной схемы полоса согласования уменьшается — кривая 1. Уве-
личение числа контуров свыше двух (кривая 2) не дает значи-
тельного улучшения согласования, усложняя при этом на-
стройку схемы.
94
Качество согласования зависит от характера сопротивления
антенны: от соотношения ее активной и реактивной составляю-
щих. Чем больше добротность эквивалентного контура антенны
(рис. 2.42,6), тем уже полоса частот согласования при задан-
ном уровне |р|. Рассмотренный метод согласования дает хоро-
шие результаты в небольшой полосе частот, в пределах которой
правомерна аппроксимация входного сопротивления антенны
параллельным или последовательным контуром.
Представляет интерес метод согласования в полосе частот,
предложенный в работе [64], применительно к согласованию
передающего антенно-фидерного тракта.
В табл. 2.2 [64] в столбцах 2 и 3 приведены схемы эквивален-
тов нагрузок и кривые их входного сопротивления, для которых
разработаны полосовые неперестраиваемые согласующие четы-
рехполюсники. Эквиваленты в строках 1 и 2 представляют со-
бой элементы фильтра НЧ, 3 и 4 — фильтра ВЧ, 5 и 6 — поло-
сового фильтра.
Запишем для этих эквивалентов выражение (2.223)
<о/1п I Рпред I = Я (RjLn) (2.225)
или
CO/llT | Рпред I = л/Сн7?и»
откуда
<Эн = Qh = <£>LHIRn = (соСнЯн)-1, (2.226)
где ц> = (Он — для эквивалентов 1, 2; со=(ов— для эквивалентов
3, 4; си,, и сов — граничные частоты фильтров НЧ и ВЧ.
Последовательность расчета согласующего четырехполюс-
ника следующая.
По заданной нагрузке (кривым входного сопротивления ан-
тенны) и рабочему диапазону частот по табл. 2.2 выбирают тип
эквивалента, кривые входного сопротивления которого наиболее
близко совпадают с кривыми нагрузки, и определяют значения
составляющих его элементов. Если резонансная частота цепи
нагрузки йо не совпадает со средней частотой рабочего диапа-
зона (о)с = то к нагрузке надо подключить дополни-
тельно реактивный элемент.
Если общее число реактивных элементов, входящих в цепь
нагрузки и цепь согласующего четырехполюсника, обозначить
через N, то согласующая цепь будет содержать N—1 эле-
ментов.
Определяют добротность нагрузки (см. табл. 2.2, столбец 4),
а затем по кривым рис. 2.42, б находят предельный коэффи-
циент отражения |р|. Удовлетворительные результаты для
достижения предельного согласования (|р| =С0,5) получаются,
если Q'h^S.
95
Таблица 2.2. Схемы и расчетные формулы диапа
Номер строки Эквивалент нагрузки Входное сопротивление Диапазон согласования и добротность Цепь СУ с цепью эквивалента (ЛГ = 4)
1 2 3 4 5
1 3 0 . . . ан ЦН^-Н Ян =33
UJ~
2 °——X Сц- — О 1 0 ... шн 1 WhCh^?h 1'-п п !*♦ *РфМ ''-Сз
3 °—11—-] П f'H [J О- J f /?я ш /''^н "" СО в . . . со 1 С0вСн7?и 1:п о П
4 О ♦ I Яд Г] Ян (V <0Е . . . ос 7?н COBbH II - II , -
4)
5 Ьц Р«"?1 f Ян Cdj . . . Ci>2 (й>2 — СО1)ЬИ 1-п /з с3 7 д
/ S (*Н
RH
6 Оу—-J ] ЛГ оД —Д' // \ \ to (йг . . . Ы2 (С02— (01) X XCjjRh 4cwa
96
зоййых согласующих четырехполюсников
Элементы СУ Коэффициент трансформации
6 7
_ QB2_ _ Q/?„B3 QB4 *>2 - , , C4 — WH ^HtoH a/—A V рф k (k— КБВ)
т p QB9 . j *-j2 t '-'3 у *-'& " (0H wh V РФ
£ _ Rh q _ 1 . £ Rh C)bQ^2 ^B^hQ^3 C)bQ^4 a/-- V рф k
Q 1, £ Ry , Q 1 Wr/?hQ^2 ®bQ^3 C0b^?hQ^4 V рф
q _ Q^2 , £ Q^H^3 . Q 0.^4 Rh («2 — «1) ’ d СЙ2 — <»J RK («2 — <>),) л/ Rk 1
L2 =—-—; c3 = —*—; l4=—-— COqC2 (,)0^3 w0^4 V рф k
, _ QRkR2 . r __ QB3 . r _ QR*B.i Z^2 S~~i у C3 j K>2— CO] RH (C02— W]) C02— CO] C2 = —-— ; L3 = —-— ; C4 = —-— COq£2 wo^3 coo^-4 \/—k V рф
4 Заказ № 797
97
Под реактивным элементом для нагрузок (см табл. 2.2,
строки 1...4) подразумевают одну реактивность (LH или Сн),
а для нагрузок, приведенных там же (строки 5, 6), — пару ре-
активностей (LH, Сн).
Число элементов реального согласующего четырехполюс-
ника зависит от максимально допустимого в рабочем диапазоне
частот коэффициента отражения |/?тах|.
После выбора параметра N рассчитывают элементы согла-
сующей цепи по формулам, приведенным в табл. 2.2 (стол-
бец 6). Коэффициенты Вп определяют по таблице (см. с. 290)
в зависимости от QH, N и допустимого максимального значения
коэффициента отражения. Хорошие результаты получаются,
когда QH невелико и равно нескольким единицам. Для согласо-
вания четырехполюсника с фидером между ними включают
идеальный трансформатор, коэффициент трансформации кото-
рого находят по формулам, приведенным в табл. 2.2 (стол-
бец 7). В ряде случаев от идеального трансформатора можно
избавиться, пересчитав соответствующим образом элементы со-
гласующей цепи [22].
Рассмотренный метод согласования позволяет обеспечить
в пределах рабочего диапазона достаточное постоянство коэф-
фициента отражения, приближающегося к наименьшему воз-
можному значению, при использовании в согласующей цепи ми-
нимального числа элементов.
По данной методике были рассчитаны фильтры для согла-
сования многовибраторной антенны [22] с высокочастотным фи-
дером в диапазоне 1,6. ..3,8 МГц. Значения активной и реактив-
ной составляющих входного сопротивления многовибраторной
антенны в этом диапазоне частот приведены в табл. 2.3. Рас-
четы показали, что для получения в указанном диапазоне вели-
чины КБВ более 0,1 необходимо использовать четыре фильтра,
рассчитанных для работы в полосах: 1,6. ..1,9; 1,9. ..2,4; 2,4.. .3
и 3.. .3,8 МГц.
Таблица 2.3. Значения 7?д и Хд многовибраторной антенны
А МГц 1,6 1,9 2,2 2,4 2,7 3,0 3,3
7? д, Ом 4,65 4,30 4,0 4,4 7,5 7,4 9,0
—ХА, Ом 394 315 260 222 185 152 120
А МГц 3,5 3,8 4,0 4,6 6,2 6,5 8,2
7? д, Ом 10 12,1 16,4 30,0 78,0 113,0 219,0
Хд, Ом — 100,0 —75,0 40,0 —9,0 —64,0 —77,0 —25,0
98
Для согласования также широко применяют согласующие
трансформаторы двух типов, выполненные на ферритовых сер-
дечниках или на основе длинных линий: трансформаторы с маг-
нитной и с электромагнитной связями [50]. К трансформаторам
первого типа относят обмоточные трансформаторы. В транс-
форматорах второго типа входной сигнал возбуждает электро-
магнитные волны в отрезках (ступенях) линии передачи; при
этом сигнал на выходе трансформатора определяется линейной
Рис. 2.43. Согласующие трансформаторы на основе длинных ли-
ний (а... г) и из спиральных коаксиальных линий (<5, е)
комбинацией падающих и отраженных волн, прошедших через
отрезки линии передачи (рис. 2.43, с. ..г). Такие трансформа-
торы на основе длинных линий, или как их называют «кабель-
ные трансформаторы», практически выполняют из отрезков
коаксиального кабеля, навитых на кольцевой сердечник из фер-
рита, а также в виде коаксиальных спиральных линий
(рис. 2.43, д, е): в последнем случае волновое сопротивление из-
меняется по длине линии по экспоненциальному закону или
ступенчато.
Широкополосность трансформаторов определяется соотно-
шением индуктивностей рассеяния и намагничивания. Для
4*
99
повышения широкополосности используют сердечники с макси-
мально возможной проницаемостью, так как их индуктивность
прямо пропорциональна ц; в то же время индуктивность рас-
сеяния мало зависит от сердечника и определяется конструк-
цией обмоток. С ростом частоты в трансформаторах с сердеч-
никами, имеющими большую магнитную проницаемость, возра-
стают потери и уменьшается коэффициент передачи.
Если на конце кабеля заземлить не оплетку, а жилу кабеля
(рис. 2.43,6), полярность выходного напряжения изменится на
противоположную; такое соединение можно считать трансфор-
матором с коэффициентом трансформации 1:1. Однако при
этом по внешней стороне оплетки потечет уравнительный ток Г
(рис. 2.43, в), и ток в нагрузочном сопротивлении /?н умень-
шится на эту величину. Для уменьшения тока Г используют
ферромагнитный сердечник, а для увеличения индуктивного со-
противления— оплетки кабеля. В таких трансформаторах, если
сопротивление нагрузки RH равно волновому сопротивлению от-
резка кабеля р, коэффициент передачи становится частотно не-
зависимым.
Трансформаторы с коэффициентом трансформации, большим
единицы, реализуют на основе параллельно-последователыюго
соединения отрезков кабеля. На рис. 2.44, а приведена схема
трансформатора с п=2. Линии Л\ и Л2 одинаковой длины и
с равным волновым сопротивлением р на входе соединены па-
раллельно, а на выходе— последовательно и затем подключены
к нагрузке, напряжение на которой будет в два раза превы-
шать входное напряжение (а2 = 2щ), а ток на выходе будет
в два раза меньше тока на входе, поэтому RH = n2RBX — 4RKX, где
Двх = И1/Л —входное сопротивление трансформатора.
В зависимости от мощности и диапазона частот возможны
два варианта трансформаторов: кабель наматывают на сердеч-
ник и на кабель надевают сердечник из набора колец. Форма
сердечника может быть различной: стержневой или коль-
цевой.
Трансформаторы с применением экспоненциальных линий
получили название спирально-экспоненциальных трансформа-
торов (СЭТ). Они состоят из металлической трубы, внутри ко-
торой аксиально размещен спиральный проводник, намотанный
на стержень из высокочастотного диэлектрика (полиэтилен,
фторопласт).
Экспоненциальный закон изменения волнового сопротивле-
ния СЭТ обеспечивается намоткой спирали с переменным ра-
диусом при неизменном внутреннем диаметре внешней трубы
либо намоткой спирали с переменным шагом при неизменных
диаметрах стержня и внешней трубы. Параметры СЭТ опреде-
ляют по кривым зависимости pT = f(d/dm), построенным для
различных значений параметра ndm, где г/В11—внутренний диа-
100
метр наружной трубы; d-—наружный диаметр спиральной на-
мотки; п—число витков спирали на единицу длины (рис. 2.45).
Основной недостаток СЭТ — сложность его изготовления.
Более прост в производстве ступенчатый трансформатор, пред-
ставляющий собой каскадное соединение отрезков (ступенек)
передающей линии одинаковой длины, но с различными волно-
Рис. 2.44. Схемы построения трансформаторов с коэффициентом
трансформации больше единицы на основе параллельно последо-
вательного соединения отрезков кабеля
выми сопротивлениями р,-. Ступенчатый переход называют че-
бышевским, если функция его рабочего затухания
L = 1 + h2T2n (cos 6/S), (2.227)
где п — число ступенек; Tn(cos6/S)—полином Чебышева пер-
вого рода п-го порядка; h — амплитудный множитель, равный
й = |Гтах|/71-|Гтах|2; (2.228)
|Гтах|—максимально допустимый коэффициент отражения.
На практике электрическую длину чебышевского трансфор-
матора выбирают примерно равной половине самой длинной
101
волны заданного рабочего диапазона частот. Поэтому в целях
сокращения геометрической длины трансформатора используют
спиральные коаксиальные линии.
При разработке конструкции СЭТ, рассчитанного на про-
хождение большой мощности, следует предусмотреть возмож-
ность равномерного рассеяния мощности на отрезках (ступе-
Рис. 2.45. Изменение волнового
сопротивления в трансформаторе
Рис. 2.46. СЭТ с перемен-
ным шагом
нях) трансформатора с различным волновым сопротивлением.
На рис. 2.46 показан общин вид СЭТ с переменными преде-
лами изменения волнового сопротивления от 75 до 300 Ом
в диапазоне рабочих частот 6.. .30 МГц; передаваемая мощ-
ность 10 кВт. В трансформаторе в качестве внешнего провод-
ника используется трубка из алюминия диаметром 80 мм,
внутренний проводник спиральной формы выполнен из медной
ленты переменной ширины толщиной 0,1 мм, навитой на фто-
ропластовый стержень диаметром 40 мм.
2.9. Обобщенный критерий оценки эффективности
работы судовых антенных устройств
При создании судовых антенных комплексов или отдельных
устройств необходимо, прежде всего, знать, насколько хорошо
антенный комплекс или отдельная антенна обеспечивают полу
ченис требуемых характеристик передачи (приема) информа-
ции в канале морской радиосвязи. Это требование можно выра-
зить с помощью целевой функции, которую аналитически пред-
ставляет коэффициент эффективности антенного устройства,
определяющий, какая часть мощности, подводимая ко входу
антенного устройства, излучается в пределах полезного про-
странственного угла:
*]э. а == Лл ПфПи> (2.229)
где т]д и т]ф — КПД собственно антенны и фидерной проводки;
т]и — коэффициент использования ДН антенны.
Вследствие возбуждения и вторичного излучения металли-
ческих конструкций, окружающих антенны, поле излучения су-
довых антенн имеет сложную интерференционную структуру,
а ДН — многолепестковый характер (см. п. 9.2).
Направление линий связи зависит от относительного поло-
жения судна и берегового радиоцентра, а также от условий
распространения радиоволн.
Аналитически все возможные положения судна, условия
распространения радиоволн, а также характер ДН судовых ан-
тенн оценивают вероятностью того, что линия связи будет на-
ходиться в заданном относительно судна полезном простран-
ственном угле. Учитывая принятую модель канала морской ра-
диосвязи, предполагающую равновероятный приход полезного
сигнала с любого направления, можно считать, что плотность
вероятности углов прихода волн распределена равномерно
в пределах полезного пространственного угла, примыкающего
к горизонту.
Чтобы сравнить различные судовые антенны по распределе-
нию излучаемой мощности в пространстве, воспользуемся ко-
эффициентом использования ДН антенны т]и. Этот коэффициент
определяет отношение мощности, излученной в пределах неко-
торого примыкающего к горизонту полезного пространствен-
ного угла 0и, определяемого протяженностью линии связи и со-
стоянием ионосферы, ко всей мощности, излученной судовой
антенной:
пи= — f D(0)d0, (2.230)
2л еи
где D (0) — КНД антенны для некоторого направления в пре-
делах заданного угла 0и.
103
Вычисление интеграла (2.230) можно произвести числен-
ными методами с использованием экспериментально определен-
ных (в реальных условиях пли на моделях) или рассчитанных
(см. п. 2.2) диаграмм направленности антенны в горизонталь-
ной и вертикальной плоскостях. Тогда
Пи = ~ J Щр (6) + De (0)N6, (2.231)
2л 4
где Рф(0) и £>е(6) — КНД составляющих поля в горизонталь-
ной и вертикальной плоскостях.
В зависимости от длины линии связи, частоты и состояния
ионосферы волны могут отражаться от слоев Е, Fi и F2 с дей-
ствующими высотами //=100. ..350 км. Вследствие изменения
Н угол прихода радиоволн Оо тоже изменяется. При изменении
угла Оо будет изменяться и коэффициент использования ДН
антенны.
При радиосвязи на большие расстояния электромагнитные
волны попадают в пункт приема после однократного или много-
кратного отражения от ионосферы и поверхности Земли. По-
этому максимальное излучение KB-антенн должно быть на-
правлено под небольшими углами к горизонту.
Ввиду того, что качество работы радиолинии зависит от
многих факторов, работу судовых антенн целесообразно оцени-
вать относительно некоторой эталонной антенны, имеющей удо-
влетворительную форму ДН в вертикальной плоскости. В каче-
стве таковой можно принять четвертьволновой вибратор для
диапазонов СВ и КВ и полуволновой вибратор для диапазона
УКВ. Тогда величина 101g (т]и/Пиэт) будет характеризовать
разность мощностей излучения рассматриваемых антенн для
одинаковых условий приема.
Для обеспечения приемлемых условий работы судовых ан-
тенн— максимально возможного уменьшения влияния на них
окружающих металлических конструкций, а также взаим-
ного влияния — их устанавливают в различных точках судна.
При этом антенны соединяют с передатчиками (приемниками)
высокочастотным экранированным кабелем. Для получения
в пределах рабочего диапазона частот удовлетворительного
значения КПД антенно-фидерного тракта между антенной и
фидером необходимо включать диапазонное согласующее уст-
ройство или использовать широкополосные антенны.
Таким образом, коэффициент эффективности антенного уст-
ройства определяет, какая часть мощности, поступающей на
вход согласующего устройства, излучается в пределах полез-
ного пространственного угла. Выражение для т]э. а дает полную
техническую характеристику работы антенного устройства.
Общность рассматриваемого критерия состоит в том, что он
104
комплексно учитывает собственно электрические характери-
стики антенн, а также эксплуатационные условия.
Коэффициент эффективности судовых СВ-антенн определя-
ется в основном КПД антенны, антенн, работающих в ПВ-диа-
пазоне частот (1,6. ..4,1 МГц) — КПД антенно-фидерного
тракта, в KB-диапазоне (на частотах выше 6 МГц) — коэффи-
циентом использования ДН. Поэтому для повышения эффек-
тивности работы СВ-антенн и антенн, работающих в низкоча-
стотном участке KB-диапазона, необходимо стремиться к повы-
шению КПД антенно-фидерного тракта за счет оптимизации
схем построения антенных устройств, например используя ан-
тенны с меандрической нагрузкой, антенны-мачты, применяя
эффективные согласующие устройства.
Как уже отмечалось, определяющее влияние на коэффи-
циент эффективности антенн, работающих в KB-диапазоне ча
стот, оказывает коэффициент использования ДН антенны. По-
этому одно из основных требований к судовым КВ-антеннам —
излучение энергии в заданном направлении под малыми углами
к горизонту, т. е. в пределах полезного пространственного угла.
Второе требование к судовым КВ-антеннам заключается
в обеспечении удовлетворительного согласования антенн с фи-
дером в широком диапазоне частот. В качестве примера ан-
тенны, в значительной степени удовлетворяющей указанным
требованиям, могут быть названы импедансные многовибратор-
ные KB-антенны (см. пп. 4.4, 4.5).
Одним из основных направлений оптимизации работы су-
довых KB-средств связи является создание направленных ши-
рокополосных антенных устройств. Их применение на судах
одновременно направлено на решение проблемной задачи сни-
жения влияния судовых металлических конструкций на харак-
теристики антенн, а также на снижение при приеме уровня по-
мех мешающих станций.
Применительно к судовым приемным антенным устройствам
физическое содержание понятия «коэффициент эффективности»
остается таким же, что и в случае передающих антенн; но
здесь этот параметр характеризует способность приемного ан-
тенного устройства обеспечить нормальные условия работы
приемника.
Антенна и блок обработки сигнала работают по единому ал-
горитму и поэтому коэффициент эффективности должен давать
комплексную количественную оценку эффективности работы
в целом антенного устройства.
Использование устройств, обрабатывающих сигналы, сни-
маемые с антенн, перед подачей их на вход приемника, имеет
место, например, в адаптивной антенной решетке или устрой-
стве пространственно-поляризационного разноса. Это позволяет
значительно снизить влияние помех мешающих станций и
105
замираний полезного сигнала на статистическую структуру по-
даваемого на вход приемника сигнала. Выигрыш при этом
в повышении помехоустойчивости приема информации получа-
ется более существенным, чем при следовании традиционным
путем повышения избирательности и чувствительности прием-
ника и мощности передатчика.
Современные антенные устройства, представляющие собой
сложные электронные комплексы, алгоритм работы которых
взаимосвязан с алгоритмом приемной системы в целом, надо
оценивать в комплексе со всей приемной системой с учетом
достигаемых выигрышей в повышении помехоустойчивости
приема:
т)э. а = AwpWIu, (2.232)
где Лобр — коэффициент, определяемый алгоритмом работы
устройства обработки сигнала и характеризующий улучшение
качества приема (увеличение отношения сигнал/помеха или
уменьшение коэффициента ошибки) за счет применения устрой-
ства обработки сигнала.
КПД фидера, соединяющего антенное устройство с прием-
ником, обратно пропорционален коэффициенту шума фидера и
будет тем больше, чем лучше согласование фидера с входным
сопротивлением приемника.
Парциальные коэффициенты, входящие в выражение для
т]э. а, рассчитывают с учетом реальных условий эксплуатации
антенных устройств, т. е. с учетом влияния судовых металли-
ческих надстроек (см. п. 9.2).
Ганее было показано, что использование метода моментов
позволяет аппроксимировать металлические конструкции, окру-
жающие антенну, эквивалентной проволочной структурой, для
которой можно записать интегральное уравнение для тока в ан-
тенне. Решение этого уравнения численными методами позво-
ляет определить реальные значения т]я. а.
Представляет также интерес возможность эксперименталь-
ной оценки коэффициента эффективности судовых антенных
устройств, так как в реальных условиях измерение отдельных
характеристик (КПД антенны, КПД фидера, коэффициент ис-
пользования ДН антенн) связано со значительными трудно-
стями.
В литературе этот вопрос фактически не разработан, однако
при экспериментальных исследованиях все шире сопоставляют
антенны с использованием данных о верности приема информа-
ции в системе связи. Действительно, именно антенная система
определяет по существу не только детерминированные пара-
метры поступающего на вход приемника сигнала, но и степень
его флюктуации. Более того, закон распределения флюктуаций
уровня сигнала на входе приемника при установке антенн в од-
106
ной и той же точке флюктуирующего электромагнитного поля
может изменяться в зависимости от пространственной избира-
тельности используемых антенных устройств.
Для морских каналов связи характерны многолучевые мо-
дели распространения радиоволн с числом лучей больше трех,
и закон распределения в таких каналах замираний приближа-
ется к рэлеевскому.
При передаче информации судовой радиостанцией на ча-
стоте, близкой к оптимальной рабочей частоте (ОРЧ) радиоли-
нии, максимально допустимое значение вероятности ошибки
ДОЛЖНО быть Ррш. доц’-С Дoni. max-
При современном развитии KB-радиосвязи основным видом
радиопомех в KB-диапазоне будут случайные помехи, созда-
ваемые другими работающими радиостанциями. При воздей-
ствии таких помех в условиях быстрых замираний, преимуще-
ственно интерференционного характера, описываемых по за-
кону I элея, максимально возможное значение вероятности оши-
бочного приема кодовой комбинации [63]
Р битах >2,65/[4 + £)(t/c/{/n)2]. (2.233)
Выражение (2.233) получено при следующих исходных дан-
ных, характерных для каналов морской радиосвязи: число эле-
ментов в кодовой комбинации 7; показатель группирования
ошибочно принятых кодовых комбинаций 0,5.
Гезультаты расчетов по формуле (2.233) достаточно хо-
рошо согласуются с результатами экспериментального опреде-
ления зависимости Л>ш=/[(Пс-|-Пп)/Пп], полученными в даль-
них рейсах на судах при работе с береговыми радиоцентрами
(рис. 2.47). Как видно из рисунка, кривая, построенная по фор-
муле (2.233), является по существу огибающей массива экспе-
риментальных измерений отношения Рош, которое оценивает ка-
чество работы комплекса каналообразующей аппаратуры в ка-
нале морской радиосвязи.
При фиксированном составе приемопередающей и оконеч-
ной аппаратуры выражение (2.233) дает комплексную оценку
эффективности работы сравниваемых антенных устройств, и,
следовательно, Рош обратно пропорционально коэффициенту
эффективности антенного устройства, т. е. 1]э. a = K(l/7’om), где
К—коэффициент пропорциональности, постоянный для дан-
ного состава приемопередающей и оконечной аппаратуры, при-
меняемой при сравнении (оценке) антенных устройств.
Для получения достаточной точности измерений необходимо
обеспечить достоверный объем выборки, зависящий от исход-
ного состояния канала связи. Чем лучше исходное состояние ка-
нала, тем требуется больший объем выборки [75]. На рис. 2.48
приведена зависимость необходимой выборки N при вероятно-
сти ошибки Р(,ш (на элемент) с коэффициентом доверия
107
— f (U C + t^n) IU1
Рис. 2.47. Результаты экспериментального on
ределения зависимости
Йе хуже 0,95 и дисперсией + S, ± 10 и ±20 %. Кривые построены
для нормального закона распределения ошибок в канале.
Рассматриваемый метод экспериментальной оценки эффек-
тивности работы су-
довых антенных уст-
ройств достаточно уни-
версален и обеспечива-
ет возможность непо-
средственного сравне-
ния и оценки характе-
ристик различных ти-
пов антенн при их ис-
пользовании в реаль-
ных каналах связи.
Подобный подход по-
ложен в основу испы-
таний новых типов су-
довых антенных уст-
ройств, в том числе су-
довой широкополосной
многовибраторной ан-
тенны ШПА-МВ, судо-
вой приемной системы
с пространственно-по-
ляризационным разно-
сом «Прием», всевол-
новой антенны-мачты
АМС-17-2, импеданс-
ной многовибраторной
антенны ШПА-11-2
и др.
обобщенного критерия
задачу обоснования
Таким образом,
экспериментальной оценки эффективности судовых антенных
устройств можно сформулировать следующим образом: эффек-
тивность судовых антенных
устройств определяется каче-
ством передачи (приема) ин-
Рис. 2.48. Зависимость необходимого
значения выборки Л при вероятно-
стях ошибки Рот с коэффициентом
доверия не ниже 95 % (в области
4 нормальный закон распределения
среднего значения ошибок в канале
не удовлетворяется:
1, 2 п 3 — дисперсия ±6, ±10 и +20 %
108
формации в канале морской радиосвязи, причем коэффициент
эффективности судового антенного устройства обратно пропор-
ционален вероятности ошибки переданной (принятой) инфор-
мации.
Глава 3
СУДОВЫЕ СВ-АНТЕННЫ
3.1. Основные требования к судовым СВ-антеннам.
Типы антенн
В настоящее время на транспортных судах в качестве глав-
ных применяют одно- и многолучевые проволочные антенны Т-
и Г-образных форм, горизонтальное полотно которых, как пра-
вило, располагают между судовыми мачтами, а также антенны-
мачты разных конфигураций и высот (рис. 3.1).
Входное сопротивление главных проволочных антенн в за-
висимости от судна, на котором их устанавливают, изменяется
в широких пределах. Так, активное сопротивление и емкость
главных антенн будут: на крупно- и среднетоннажных судах
А?д=1...3,5 Ом, Са=400...700 пФ; на малотоннажных судах
/?а=2,5...5 Ом, Са=280...400 пФ. Если СВ-антенна соеди-
нена с аппаратурой экранированной шахтой, входное сопро-
тивление антенны шунтируется емкостью шахты и тогда актив-
ная составляющая сопротивления нагрузки, к которой подклю-
чен передатчик, может составлять 0,3...0,5 О,м.
Антенные контуры как существующих, так и вновь разра-
батываемых главных судовых передатчиков, независимо от
того, на крупно- или малотоннажных судах их устанавливают,
рассчитывают таким образом, чтобы была возможна настройка
на судовые несимметричные антенны, статическая емкость ко-
торых изменяется в широких пределах: от 250 до 800 пФ,
а активное сопротивление — от 0,5 до 10 Ом.
Типизация судовых антенных устройств радиосвязи позво-
ляет упростить и удешевить судовую аппаратуру, повысить ее
надежность. В настоящее время отечественный флот пополняют,
как правило, судами серийной постройки, а количество типов
используемой на судах аппаратуры радиосвязи сократилось
благодаря разработке и внедрению отечественной аппаратуры.
Следует заметить, что кроме большого разброса параметров
главных проволочных антенн им присущ также ряд других серь-
езных недостатков: они мешают грузовым операциям, вслед-
ствие чего их приходится часто опускать и поднимать; возмо-
109
жен обрыв этих антенн в штормовых условиях и при обледе-
нении; горизонтальная часть антенны увеличивает потери по-
лезной мощности из-за удлинения пути тока; особенности архи-
Рис. 3.1. Типы главных СВ-антенн, применяемых на судах морского
флота: а и г — Г-образные однолучевая и многолучевая с много-
проводным веерообразным снижением антенны; б и в — Т-образные
однолучевая и многолучевая с однопроводным снижением антенны;
д, е—антенны-мачты; ж—антенна с индуктивно-емкостной нагруз-
кой, размещаемая на судовой мачте:
1 — фал; 2 — блок; 3 — изоляторная цепочка; 4 — горизонтальная часть; 5 —
вертикальная часть (снижение); 6 — изолятор антенного ввода; 7 — антен-
ная колонка; 8— зонт; 9—мачта; 10 — ввод; 11 — штырь; 12 — токоведущая
часть антенны; 13 — ствол из стеклопластика; 14 — спираль
тектуры верхнепалубных устройств судов современной по-
стройки затрудняют установку такой антенны, которая имела
бы достаточно высокую эффективность. Кроме того, чтобы
ПО
уменьшить опасность поражения обслуживающего персонала
токами высокой частоты, точку питания антенны необходимо
поднять на высоту не менее чем 1,8 м. Наконец, отдельные эле-
менты антенны должны быть защищены от воздействия дождя
и брызг соленой воды.
Указанные недостатки главных проволочных антенн и но-
вые требования к ним послужили причиной того, что на транс-
портных судах в качестве главных судовых антенн все более
широко применяют антенны-мачты, основные узлы которых вы-
полнены из стеклопластика и новых полимерных материалов.
Эффективность СВ-антенн зависит от действующей высоты.
Из выражения (2.63) следует, что для получения действующей
высоты антенн-мачт, сравнимой с действу-
ющей высотой судовых Т- и Г-образных
главных антенн, высота антенн-мачт дол-
жна быть значительно больше длины вер-
тикального снижения главных антенн. Для
этого необходимо соответствующим обра-
зом изменить форму кривой распределения
тока вдоль мачты. Изменить распределение
тока можно, подняв точку питания и осна-
стив антенну-мачту развитой емкостью на-
грузки. L*
Антенна с верхним питанием (рис. 3.2) ------
отличается тем, что при малых высотах
мачты (относительно длины волны) по ее
наружной поверхности укладывается толь-
ко небольшая часть кривой тока с пучно-
стью у верхнего конца. Однако основным
недостатком такой антенны является большая паразитная
Рис. 3.2. Схема
тенны с верхним
танием
ан-
пи-
ем-
кость внутренней коаксиальной линии, которая шунтирует вход-
ное сопротивление антенны. Для уменьшения эффекта шунти-
рования в СВ-диапазоне размеры коаксиальной внутренней ли-
нии должны быть таковы, чтобы выполнялось условие Св. Л<С
-ССЛ, где Св. л — емкость внутренней коаксиальной линии; СА—
емкость антенны. Если это условие не выполняется, доля мощ-
ности радиопередатчика, идущая на излучение, существенно
уменьшается. В практических конструкциях судовых антенн ре-
ализовать подобное условие трудно и поэтому в таком виде идея
применения не нашла.
3.2. Судовые антенны-мачты
Большое разнообразие условий, встречающихся на судах,
а также ограниченность свободного пространства для разме-
щения антенн обусловливают наиболее целесообразную свобод-
ностоящую конструкцию судовой антенны (рис. 3.3),
111
Рис. 3.3. Антенна-мачта АМС-17.
1 — штырь; 2 — спица; 3 — снижение; 4 — ствол; 5 — боковой
ввод; 6 — прокладка; 7 — опорный стакан; 8 — бандажи
Антенна типа АМС-17, предназначенная
для работы в диапазонах средних и промежу-
точных волн, состоит из свободностоящей по-
лой мачты из стеклопластика высотой 11 м,
на верхнем конце которой установлен 6-мет-
ровый штырь. Для увеличения емкости токо-
ведущая часть антенны образована системой
проводов, которые в верхней и нижней частях
антенны присоединены к специальным коль-
цам. Статическая емкость антенны 430 пФ,
собственная длина волны ПО м, активная со-
ставляющая входного сопротивления в СВ-
диапазоне изменяется в пределах 1...1.5 Ом.
Необходимое натяжение каждого провода
вертикальной части антенны обеспечивают
талрепы. Токоведущая часть антенны вво-
дится в ствол с помощью проходного изоля-
тора.
На рис. 3.4 показан общий вид антенн,
устанавливаемых на отечественных судах за-
рубежной постройки [35].
Антенна-мачта MAS 20TEF (рис. 3,4, а)
фирмы DUK (ФРГ) состоит из диэлектриче-
ского ствола 1 из стеклопластика, на верхней части которого ус-
тановлена емкостная нагрузка в виде «корзины» 2 из металли-
ческих трубок, и стеклопластикового штыря 3. К корзине кре-
пятся провода снижения 4, нижние концы которых через тал-
перы 9 присоединяются к собирательному кольцу 5 с тремя
палочными изоляторами 6, расположенными под углом 120°.
К нижней части ствола прикреплен болтами металлический
фланец. ВЧ-энергия по токоведущей трубке поступает к соби-
рательному кольцу через проходной изолятор внутри ствола,
а также через изолятор-ввод, установленный на внешней по-
верхности ствола, и гибкую перемычку.
Антенна имеет узел заваливания 8 для проведения ремонт-
ных и профилактических работ. При установке антенн с уз-
лом заваливания применяют специальную металлическую ко-
лонку 7, внутри которой проходит токоведущая трубка с разъ-
емным соединением.
Питание антенны осуществляют внутренним или наружным
Подключением фидера. Внутреннее подключение производится
112
с помощью токоведущей трубки через проходной изолятор
внутри ствола и изолятор-ввод сбоку ствола, наружное — с по-
мощью антенного канатика, крепящегося на стволе нейлоно-
вым бандажом. Высота антенны-мачты MAS 20 TEF равна
16,4 .и, статическая емкость 450 пФ, масса 230 кг, входное со-
противление антенны в диапазоне частот приведено в работе [22].
Рис. 3.4. Общий вид установленных на отечественных судах
зарубежной постройки антенн MAS 20TEF (a), Collins 938
G-1 (б) и AS-9 (в)
Общин вид антенны-мачты Collins 938 G-1 фирмы «Rock-
well International» (США) показан на рис. 3,4, б.
На верхней части стеклопластикового ствола антенны-мачты
закреплен бронзовый колпак Юс четырьмя стеклопластиковыми
штырями 3. Внутри мачты находятся катушка индуктивности 11
и центральный проводник, изготовленные из медной трубки,
Ш
В основании антенны установлены два проходных изолятора,
предназначенные для ввода вспомогательной и основной ан-
тенн. Изоляторы находятся на нижней мембране, позволяющей
герметизировать внутреннюю полость антенны от радиорубки;
при необходимости эту полость можно разгерметизировать
с помощью специального клапана.
КПД антенны на частоте 500 кГц составляет 17,5 %. Вы-
сота антенны 15,25 м, масса 365 кг.
Отличительные особенности конструкции данной антенны
следующие: выполнение емкостной нагрузки в виде консольно
закрепленных штырей; отсутствие проволочного снижения; на-
личие катушки индуктивности, установленной в излучающей ча-
сти антенны, и оснащение антенны аварийным вводом.
Антенна-мачта AS-9 (рис. 3,4, в) фирмы «Wonderod Fiber-
glass Antennas» (Норвегия) представляет собой свободностоя-
щую мачту высотой 15,3 м. Статическая емкость антенны
432 пФ.
Конструктивно антенна состоит из трех секций и системы
наклонных штырей 3 (длина 5 и 3 м), расположенных на раз-
ных уровнях по высоте антенны. Нижняя секция высотой 5,3 м
имеет фланец, с помощью которого антенну крепят к палубе
судна или устройству заваливания. Питание к антенне подво-
дится снаружи через ввод 12 с помощью антенного канатика.
Нижняя секция ствола антенны выполнена из водостойкого
стеклопластика, внутри ствола проложена токоведущая сетка;
для предотвращения образования конденсата внутренняя по-
лость ствола заполнена пеной из полиуретана. Средняя секция
высотой 5,1 м также выполнена из стеклопластика, внутри
секции проходит сплетенная медная луженая проволока; в сек-
цию вмонтирована катушка индуктивности. Верхняя секция
антенны представляет собой штырь высотой 4,9 м. Секции сое-
диняются металлическими фланцами, к которым крепятся две
группы наклонных штырей, расположенных соответственно на
высотах 5,3 и 10,4 м от основания антенны. Масса антенны
67 кг.
Эту антенну, по мнению авторов, можно считать наиболее
совершенной из известных антенн аналогичного назначения
по реализации современных конструктивных решений.
В качестве резервной (аварийной) фирма «Wonderod Fi-
berglass Antennas» выпускает антенну-мачту АТ 110 высотой
11,1 м, которая от антенны AS-9 конструктивно отличается лишь
тем, что выполнена из двух секций и одного яруса наклонных
штырей.
Применение рассмотренных антенн-мачт для работы в 1\В-
диапазоне недостаточно эффективно, так как их ДН в верти-
кальной плоскости в высокочастотной части KB-диапазона не-
приемлемы для ведения дальней связи.
114
На основании проведенного анализа можно сформулировать
следующие основные направления в проектировании и произ-
водстве судовых антенн СВ-диапазона;
отказ от использования проволочных антенн в качестве
главных и замена их свободностоящими всеволновыми антен-
нами-мачтами;
использование в качестве несущих конструкций антенн стек-
лопластиковых стволов с применением гидрофобных покрытий
и наполнителей на основе полиуретановых соединений;
исключение проволочного снижения антенны и замена его
проводником или сеткой, размещенными внутри ствола или
в стеклопластиковом слое ствола;
выполнение емкостной нагрузки в виде одной или несколь-
ких групп консольно закрепленных штырей;
включение индуктивных нагрузок — катушек в излучающую
часть антенны, что позволяет повысить эффективность работы
антенны и снизить напряжение в основании антенны;
применение узлов заваливания, что обеспечивает простоту
обслуживания антенн и проведение профилактических работ;
использование второго (аварийного) ввода, предназначен-
ного для подключения запасной антенны.
3.3. Всеволновая судовая антенна-мачта
для СВ- и КВ-диапазонов
Всеволновая судовая антенна-мачта АМС-17-2, обеспечи-
вающая работу передающей и приемной аппаратуры морской
радиосвязи в СВ- и KB-диапазонах, состоит из двух основных
узлов: собственно антенны-мачты и ввода, выполненного
в виде автономной колонки высотой 1,8 м из стеклопластика
(рис. 3.5). Применение антенного ввода значительно упрощает
выбор места для установки антенны-мачты на судах.
Как видно из рис. 3.5, а, в верхней части стеклопластико-
вого ствола 4 антенны закреплены под углом две группы стек-
лопластиковых штырей 6 и 7, образующих для работы в диа-
пазоне частот 12... 30 МГц широкополосный биконический ви-
братор, питаемый коаксиальным кабелем 3, проходящим внутри
ствола. Экранированная оболочка кабеля 3 соединена с нижней
группой штырей 7, а центральная жила 9 — с верхней группой
штырей 6.
Снаружи ствола установлено проволочное снижение 5, со-
единенное с нижней группой штырей и оплеткой кабеля. Ан-
тенный ввод 1 представляет собой стеклопластиковую колонку,
внутри которой размещен фильтр, состоящий из катушки ин-
дуктивности 8 и конденсатора 10.
Антенна АМС-17-2 работает следующим образом.
115
Рис. 3.5. Общий вид (а) и эквивалентные схемы (б... д) всеволновой
антенны-мачты АМС-17-2 для СВ- и КВ-диапазонов
В СВ-диапазоне питание подводится по проводу 2, коакси-
альному кабелю 3 и проводам снижения 5, подключенным к ка-
тушке индуктивности 8, установленной внутри колонки антен-
ного ввода 1 (рис. 3.5, б). При этом провод 2 вместе с прово-
дами снижения 5 образуют практически короткозамкнутую
116
Рис. 3.6. ДН в вертикальной
плоскости антенн-мачт АМС-17
и АМС-17-2 (а):
------ и--------ДН антенн-мачт
АМС-17-2 и АМС-17
коаксиальную линию 12 (рис. 3.5,6), потому что индуктивность
катушки 8 выбрана таким образом, чтобы ее реактивное со-
противление на СВ было мало в целях обеспечения синфазного
питания первой и второй групп штырей 6 и 7. Входное сопро-
тивление короткозамкнутой линии 12 и линии И, образованной
группой штырей 7 и проводами снижения 5, носит индуктивный
характер, и поэтому данные линии при работе в СВ-диапазоне
выполняют роль удлинительных катушек, частично компенси-
руя отрицательную составляющую входного сопротивления ан-
тенны (рис. 3.5, в).
117
В низкочастотной части KB-диапазона частот 1,5... 12 МГц
питание к антенне подводится также по замкнутым между со-
бой катушке индуктивности, проводу питания 9 и проводам сни-
жения 5, но в этом случае (рис. 3.5, г) линии 11 и 12 работают
на частотах собственных резонансов и представляют собой
большие сопротивления («пробки»), включенные на разных вы-
сотах антенны (10 и 5 м соответственно), которые преграждают
путь тока к частям антенны, расположенным выше точек вхо-
дов линий 11 и 12. Это обеспечивает электрическое укорочение
антенны при работе на соответствующих частотах рабочего диа-
пазона частот и требуемые ДН в вертикальной плоскости ан-
тенны.
Эквивалентная схема работы антенны в диапазоне частот
12 ... 25,6 МГц приведена на рис. 3.5, д.
По мере роста частоты сопротивление катушки индуктив-
ности возрастает и в области частот 11... 12 МГц наступает
ее собственный резонанс, определяемый межвитковой емкостью.
При этом сопротивление конденсатора фильтра соответственно
уменьшается и становится близким к нулю.
Таким образом, в высокочастотной части КВ-диапазона
(12... 25,6 МГц) провода снижения 5 заземляются через кон-
118
денсатор 10 и вместе с проводом 2 образуют коаксиальную ли-
нию. При этом первая и вторая группы штырей 6 и 7 пита-
ются противофазно и образуют широкополосную биконическую
антенну. Реактивное сопротивление катушки индуктивности на
участке диапазона 12... 25,6 МГц значительно больше входного
сопротивления антенны, и поэтому практически не оказывает
шунтирующего действия на работу биконического вибратора.
Провода снижения 5 с группой штырей 7 образуют корот-
козамкнутую (КЗ) линию 11, играющую роль запирающего
«стакана», который предотвращает прохождение тока в провода
снижения 5, исключая тем самым их возбуждение. Изменяя
точку присоединения проводов снижения 5 к штырям второй
группы 7 и диаметр снижения, можно в заданных пределах
регулировать коэффициент бегущей волны (КБВ) и ДН в вер-
тикальной плоскости.
На рис. 3.6, а сравниваются ДН антенн-мачт АМС-17-2 и
АМС-17. На рис. 3.6, б приведены входные сопротивления и
КБВ (в фидере с волновым сопротивлением 75 Ом) антенны
АМС-17-2. Параметры антенны-мачты АМС-17-2 приведены
ниже:
Диапазон частот, МГц.......................... 0,4 ... 30
Мощность в диапазонах частот (МГц), кВт, не бо-
лее:
0,4 ... 0,6 0,5
3 ... 30 2,0
КБВ в диапазоне частот (МГц), не менее:
1,6 ... 4..................................... 0,1
4 ... 30 0,3
Электрическая прочность на частоте 3 МГц, кВ,
не менее............................................ 20
Статическая емкость иа частоте 150 кГц, пФ . . 500
Действующая высота, м ............................. 11
Высота антенны, м ................................ 16,2
Для проведения ремонтных и профилактических работ пре-
дусмотрено устройство ручного заваливания антенны. В зависи-
мости от варианта исполнения антенна может быть укомплек-
тована штырями длиной 6 или 4 м.
Сопоставительный анализ показал, что судовую антенну-
мачту АМС-17-2 по электрическим характеристикам можно от-
нести к лучшим мировым образцам антенн данного класса.
3.4. СВ-антенны с использованием элементов
судовых конструкций
Один из путей создания судовой антенны-мачты с исполь-
зованием элементов судовых заземленных конструкций — реа-
лизация схемы с верхним питанием. Пучность тока антенн
С верхним питанием образуется у верхнего конца наружной
119
поверхности мачты, а так как вблизи пучности кривая распре-
деления тока весьма полога, то действующая высота прибли-
зительно равна высоте антенны. Поэтому антенна с верхним
питанием при выборе соответствующего отношения внутрен-
него диаметра мачты к диаметру центрального проводника,
при котором шунтирование токоведущего провода незначи-
тельно, дает возможность получить такую же действующую вы-
соту, как у Т- или Г-образной антенны, подвешенной на двух
мачтах такой же высоты. Антенна с верхним питанием разме-
щается на одной мачте и не требует изоляции основания. При
этом в качестве антенн можно использовать заземленные ме-
таллические конструкции.
В классическом варианте у наземных антенн верхнего пи-
тания в качестве нагрузки обычно служат части верхнего
яруса оттяжек, прилегающие к мачте и составляющие с ней
угол 30... 40°. В формировании поля такой антенны участвуют
не только вертикальная мачта, но и наклонные провода оття-
жек, вертикальная проекция тока которых противоположна
току в мачте, что приводит к некоторому уменьшению резуль-
тирующего поля.
В судовых условиях антенны верхнего питания ранее не
применяли из-за малой высоты судовых мачт и других верти-
кальных конструкций, а также потому, что разместить доста-
точно эффективную нагрузку известного типа в условиях судна
практически невозможно.
В целях преодоления существующих трудностей предложен
метод построения судовых СВ-антенн, позволивший использо-
вать в качестве антенн заземленные металлические конструк-
ции, высота которых значительно меньше рабочих длин волн
[3, 57]. Суть метода заключается в увеличении электрической
длины невысоких заземленных металлических конструкций
с помощью специальной верхней нагрузки, состоящей из после-
довательно включенных спиральной линии и линии с понижен-
ным волновым сопротивлением из системы соединенных в ос-
новании штырей (рис. 3.7,а). Штыри расположены симмет-
рично относительно мачты на равных расстояниях друг от друга
и подключены к спиральной линии.
В электрическом отношении такая система эквивалентна
сплошному металлическому цилиндру с низким волновым со-
противлением. В случае использования одиночного штыря из-за
большой разницы в волновых сопротивлениях штыря и мачты
возбуждение последней было бы неэффективным. Спиральная
линия, включенная между внутренним проводом мачты и систе-
мой штырей, удлиняет путь тока и позволяет влиять на входное
сопротивление антенны (рис. 3.7, б).
В процессе исследования предложенного метода создана су-
довая СВ-антенна с индуктивно-емкостной нагрузкой на основе
120
Использования мачт й других аналогичных сооружении и раз-
работана методика расчета характеристик антенн этого типа.
Работу такой антенны можно проанализировать с помощью тео-
рии длинных линий. В случае низких антенн (/<Л) теория
длинных линий обеспечивает достаточную для практики точ-
ность расчета [22].
Отношение радиусов внутренней поверхности мачты и внут-
реннего провода должно быть большим, чтобы уменьшить шун-
Рис. 3.7. Схема антенн с индуктивно-емкостной нагрузкой (а,
б) и с индуктивно-емкостной нагрузкой с открытым сниже-
нием (в)
тирующее влияние внутренней коаксиальной линии. Поэтому
предпочтительным конструктивным вариантом является антенна
с открытым снижением (рис. 3.7, в). Снижение выполняется
одиночным проводом с максимальным удалением от надстройки
и мачты. Антенна с индуктивно-емкостной нагрузкой и откры-
тым снижением в электрическом отношении представляет со-
бой систему с приподнятой точкой питания. При этом зазем-
ленная мачта, возбуждаемая нагрузкой и проводом снижения,
участвует в излучении электромагнитного поля.
На рис. 3.8 показана антенна с индуктивно-емкостной на-
грузкой, состоящая из вертикальной части 1 длиной 9,6 м, объ-
емной двухвитковой спирали 2 со стороной квадрата 2,6 м и
с шагом намотки 0,5 м и четырех шестиметровых штырей 4,
соединенных у основания проводом 3. Система штырей и спи-
раль, образующие индуктивно-емкостную нагрузку, укреплены
на мачте 7 с помощью стеклопластиковых колонок 5 высотой
1,5 м и металлических кронштейнов 6 длиной 2,5 м каждый.
Конструктивно антенна выполнена так, что во время стоянки
в порту и в спокойную погоду обеспечен доступ к отдельным
121
fee элементам. Применение заваливающихся штырей позволяет
в случае необходимости уменьшить высоту антенны. У ввода
антенны в радиорубку устанавливают грозоразрядник.
Рис. 3.8. Общий вид (а)
и конструкция (б) ан-
тенны с индуктивно-ем-
костной нагрузкой
На рис. 3.9 приведены экспериментальные кривые активной
1 и реактивной 2 составляющих входного сопротивления рас-
сматриваемой антенны в диапазоне 0,4... 1,5 МГц. Там же для
сравнения приведены кривые /?А (кривая 3) и ХА (кривая 4)
Г-образной однолучевой антенны: /в=10 м, Ь = 40 м, СА=
= 407 пФ.
122
Рис. 3.9. Экспериментальные кри-
вые активной (/) и реактивной
(2) составляющих входного со-
противления антенны с индуктив-
но-емкостной нагрузкой и Г-образ-
ной однолучевой антенны (3, 4)
По эффективности ан-
тенна с индуктивно-емкост-
ной нагрузкой не уступает
проволочным антеннам,
расположенным между мач-
тами.
Антенну с индуктивно-емкостной нагрузкой целесообразно
использовать на судах с одной мачтой, а также на судах, у ко-
торых мачта установлена на верхнем мостике.
3.5. Пневматические антенны и перспективы
их использования на судах
С внедрением на судах антенн-мачт возникли проблемы,
для решения которых необходим новый подход к проектирова-
нию и эксплуатации судовых антенных устройств радиосвязи,
а также пересмотр требований к судовым антеннам. В част-
ности, существует известное требование [50] об установке на
судне резервной антенны или, если нет возможности установки
последней, хранении на судне полностью смонтированной и
готовой к немедленному подъему запасной главной антенны.
Совершенно очевидно, что устанавливать на судне (в каче-
стве главной) антенну-мачту и одновременно предусматривать
установку проволочной главной антенны нецелесообразно, а во
многих случаях, особенно на новых судах, и невозможно; уста-
навливать же на судах резервную антенну, эффективность ко-
торой была бы соизмерима с эффективностью главной антенны,
в большинстве случаев окажется практически невозможным.
Также практически и экономически неприемлемо устанавливать
в качестве аварийной (запасной) вторую антенну-мачту — для
этого можно использовать свободностоящую пневматическую
антенну высотой 10... 15 м [22].
Пневматические антенны перспективны для широкого ис-
пользования на судах смешанного плавания и на речных су-
дах, где необходимы заваливающиеся антенны. Созданию су-
довых пневматических антенн способствует производство син-
тетических пленок и прорезиненных тканей большой прочности.
Наполнение оболочки сжатым воздухом не требует длитель-
ного времени, поэтому пневматические конструкции быстро при-
123
Рис. 3.10. Пневматическая антенна (а), то же с механизмом сво-
рачивания (б), баллон антенны с проводниками (в) и с сеткой
(г):
1 — компрессор; 2 — баллон; 3 — излучатель; 4 — изолятор; 5 — механизм
сворачивания; 6 — проводники; 7 — металлическая сетка
водятся в рабочее состояние. Так же быстро можно свернуть
антенну, выпустив воздух из оболочки. Небольшие повреждения
оболочки (проколы или порезы длиной не более 15 мм) не на-
рушают нормальной работы антенны и до окончательного ре-
монта их можно закрыть специальными резьбовыми пробками.
124
Однако использование существующих пневматических ан-
тенн в судовых условиях сдерживается, так как их механиче-
ская прочность и устойчивость не соответствуют требованиям,
предъявляемым к судовым антенным устройствам. Прочность
баллона пневматической антенны можно увеличить за счет
применения многослойной оболочки, а устойчивость — за счет
повышения давления внутри баллона. Но при этом увеличива-
ются масса антенны, мощность двигателя и снижается гиб-
кость оболочки баллона.
Возможен другой, практически более приемлемый путь по-
вышения прочности пневматической антенны (рис. 3.10): надув-
ной баллон заключают в металлическую сетку 7, прикрепленную
к изолятору 4 антенны [8]. Металлическая оболочка повышает
прочность баллона пневматической антенны в пять — семь раз
по сравнению с баллоном, изготовленным из материала той же
толщины, но без металлической сетки, улучшает электрические
характеристики антенны (повышает КПД и снижает волновое
сопротивление), а также повышает устойчивость пневматиче-
ской антенны (в вертикальном положении) за счет значитель-
ного увеличения модуля упругости материала оболочки.
3.6. Метод повышения эффективности
антенно-фидерного тракта ДВ- и СВ-антенн.
Антенна с меандрической нагрузкой
В ДВ- и СВ-диапазонах широко применяют антенны с гори-
зонтальным полотном из нескольких соединенных друг с дру-
гом параллельных проводников. КПД антенно-фидерного тракта
таких антенн зависит от их относительных размеров и, в част-
ности, для судовых антенн из-за их ограниченных размеров со-
ставляет единицы процентов.
Ниже рассмотрен метод построения ДВ- и СВ-антенн в ус-
ловиях пространственных ограничений, позволяющий значи-
тельно повысить КПД антенно-фидерного тракта. Метод за-
ключается в применении антенны со специальной нагрузкой,
предназначенной для эквивалентного удлинения пути тока в ан-
тенне за счет выполнения ее в виде схемы из последовательно
включенных лучей [10].
На рис. 3.11 приведена схема антенны с горизонтальным
полотном из последовательно соединенных проводников, поз-
воляющая повысить эффективность антенны, практически не ус-
ложняя конструкции и не меняя геометрических размеров ан-
тенны. Учитывая форму горизонтального полотна, подобную
антенну целесообразно назвать антенной с меандрической на-
грузкой.
125
Выражения для распределения тока и потенциала в прово-
дах нагрузки имеют вид
, , • • ип Д Uk
tn=1п cos mz-\-1 sin mz\ 2—— — у —5-
\ Wnn Wnk
N
un = Un cos mz + i sin mz VnhJk,
k=i
(3-1)
где In и Un — ток и потенциал в начале п-го провода; Wnti и
Рпь — электростатическое и электродинамическое волновые со-
противления между проводами п и k\ N — число проводов.
Рис. 3.11. Схема антенны с многолучевым гори
зонтальным полотном из последовательно соеди-
ненных проводов
Потенциальные коэффициенты вычисляют с помощью метода
средних потенциалов, гак как высота подвеса антенны I соиз-
мерима с длиной проводов нагрузки Ь, а радиус проводов а
мал по сравнению с расстоянием между ними. Выражение для
ZA в общем случае получается достаточно сложным. Для
удобства практического использования в табл. 3.1 приведены
формулы для расчета реактивной составляющей входного со-
противления меандрической нагрузки из двух — шести прово-
дов, полученные Б. М. Левиным. Зная сопротивление нагрузки,
можно определить все электрические характеристики антенны:
действующую высоту, входное сопротивление антенны, КПД
и др. [22].
Правильность предложенного метода расчета подтверждена
экспериментом (рис. 3.12). Поперечные размеры полотен у всех
антенн одни и те же. Как видно из рисунка, меандрическая
нагрузка позволяет сдвинуть последовательный резонанс ан-
тенны в область более низких частот. Полоса пропускания ан-
тенны при этом уменьшается.
126
Таблица 3.1. Схемы и формулы для расчета реактивной составляющей входного сопротивления нагрузок
меандрической формы
Примечание, р, = GO (In Ъ/а - 0,307 - у); ? = In { 6/(2/) + V [W(2O]! + 1 ) - V (1 + 2Z/6)- +2ЦЬ-, р, = 60 (In b/dr - 0,307 + b/dT-q).
127
Ё диапазоне частот 200...500 кГц КПД меандрической ан-
тенны (кривая 8) значительно выше, чем у Г-образной антенны
тех же размеров (кривая 10), и сравним с КПД Г-образной ан-
тенны, имеющей вдвое большую длину нагрузки (кривая 9).
На основании анализа экспериментальных результатов, по-
лученных при испытаниях антенн с меандрической нагрузкой,
составлена довольно простая и удобная при выполнении проект-
ных работ методика выбора основных размеров антенны.
Рис. 3.12. Расчетные кривые и экспериментальные значения (ф, О) реак-
тивной составляющей входного сопротивления (а, б) и КПД (в) антенн
с многолучевой горизонтальной частью из последовательно включенных лу-
чей (-----------------) и Г-образных антенн (-):
1, 3 — 1=200 м, 6=300 м, dr =5 м, 0=0,1 м, пг = 4; 2, 4 — 1=200 м, 6=300 м, 0г=2 м.
а=0,1 м, Пг=4; 5 — 1=50 м, 6=45 м, dr 1,54 м, 0=2,5- 10-2, „г=6; 6 и 7 — Г-образная
антенна той же высоты с длиной полотна 90 и 45 м; 8—КПД меандрической антенны
(б); 9 н 10— КПД Г-образной антенны с вдвое большей длиной нагрузки и с теми же
размерами
Фактическая длина провода антенны с меандрической на-
грузкой (для работы на частоте первого последовательного ре-
зонанса)
/д = /гД/4, (3-2)
где k — коэффициент удлинения, характеризующий отношение
фактической длины провода антенны к расчетной; Z х/4 —длина
провода, рассчитанного для работы на собственной длине
волны.
Выражение (3.2) можно записать в виде
nrb+(nr—1) dr + /в = /гХ0/4, (3.3)
где k— 1,28 для нагрузки, составленной из двух лучей, й =
= 1,39 — из трех лучей, й=1,5 — из четырех лучей. Эти значения
коэффициента k приведены для разности между лучами в го-
ризонтальном полотне, равного 1,5 м.
128
Следует отметить технико-экономическую целесообразность
применения антенн с меандрической нагрузкой в наземных ус-
ловиях в СВ- и ДВ-диапазонах.
Учитывая существующую организацию связи, при которой
антенны СВ-диапазона обычно применяют для работы на одной
из присвоенных данному радиоцентру частот, проектировать
антенну с меандрической нагрузкой надо таким образом, чтобы
частота ее первого (последовательного) резонанса и рабочая
частота были близки.
Рис. 3.13. Конструкция антенны с меандрической Haipya-
кой:
/ — снижение; 2~ реи; 3 — нагрузка; 4— леера; 5 — изоляторы;
6 — мачты
Пользуясь выражением (3.3), определяют требующиеся гео-
метрические размеры антенны. Зная общую длину провода ан-
тенны с меандрической нагрузкой и реальные возможности ее
размещения на антенном поле радиоцентра, можно рассчитать
геометрические размеры составных частей антенны, а затем ее
основные электрические характеристики. Расстояние между лу-
чами выбирают с учетом возможности выполнения рей соот-
ветствующей длины и прочности, а также удобства эксплуата-
ции и профилактических осмотров антенны.
На рис. 3.13 показан эскиз конструкции антенны с меанд-
рической нагрузкой. Расстояние между лучами в горизонталь-
ном полотне можно брать равным 1.5...3 м в зависимости от
числа лучей. В целях упрощения конструкции антенны и сни-
жения влияния шунтирующей емкости изоляторов реи реко-
мендуется изготавливать из стеклопластика.
При изготовлении антенны общую длину следует брать на
5...7 % больше длины, рассчитанной по формуле (3.3), с тем,
чтобы процесс настройки антенны сводился к укорочению про-
вода.
5 Заказ № 797
129
Применение антенн с меандрической нагрузкой дает воз-
можность регулировать распределение тока вдоль антенны (вы-
бором соответствующей длины и числа лучей в горизонтальном
полотне), а также получать требуемые характеристики, напри-
мер ДН в вертикальной плоскости с достаточно прижатым
к плоскости земли лепестком, для борьбы с явлением ближнего
замирания в ночное время при радиосвязи.
ДН антенны с меандрической нагрузкой в вертикальной
плоскости рассчитывают по формуле
cos (kl cos 0) cos kbro cos kl™ 4 cos 0 sin (kl cos 0) sin kb™
f (0) =--------------------------------r-л----------— - (3.4)
sin0 sin©
где I — длина снижения; Д1;—эквивалентная длина меандри-
ческой нагрузки, приведенная к волновому сопротивлению сни-
жения; /аз=/+^се—эквивалентная длина антенны с меандриче-
ской нагрузкой; 0 — угол места, град; & = 2.тгД— волновое число.
По конструкции антенны с меандрической нагрузкой не
сложнее применяемых в настоящее время на радиоцентрах Г-
и Т-образных антенн. Их высокая эффективность при сравни-
мых размерах позволяет увеличить зону уверенного приема.
Антенны с меандрической нагрузкой целесообразно использо-
вать на судах, в первую очередь на ледоколах, плавающих
в высоких широтах.
Глава 4
СУДОВЫЕ КВ-АНТЕННЫ
4.1. Основные требования, предъявляемые
к судовым KB-антеннам. Типы антенн
Морскую KB-радиосвязь осуществляют в диапазоне частот
1,6... 25,6 МГц. Поддиапазон 1,6... 3,8 МГц используют для
радиотелефонной связи на расстояниях до 100... 150 миль. Для
связи судов с береговыми радиоцентрами и между собой на
расстояниях более 200 ... 250 миль в диапазоне 4,06 ... 25,6 МГц
выделяют следующие поддиапазоны частот: 4,063... 4,65;
6,2... 6,525; 8,195... 8,815; 12,33... 13,2; 16,46 ... 17,36; 22...
22,72; 25,01 ...25,6 МГц.
На частотах четырех последних поддиапазонов осуществляют
в основном только дальнюю связь.
Для обеспечения надежной радиосвязи при использовании
130
пространственных волн приходится менять частоты в зависи-
мости от длины линии радиосвязи, местоположения судна, вре-
мени суток и года, а также в зависимости от состояния солнеч-
ной активности.
В связи с этим главное требование к судовым КВ-антеннам
следующее: они должны работать в широком диапазоне частот.
Обеспечивать высокую эффективность работы одной ан-
тенны (высокий КПД, удовлетворительную форму ДН в верти-
кальной плоскости, высокий уровень настройки и согласования
выхода радиопередатчика с питающим фидером) во всем КВ-
диапазоне частот на практике полностью невозможно. Дей-
ствительно, в реальных условиях для получения удовлетвори-
тельного КПД антенны в ПВ-диапазоне ее длина должна
составлять примерно 0,27^, т. е. для частоты МГц понадо-
бится антенна длиной 37,5 м. В большинстве случаев в судовых
условиях это невозможно, а если даже такую антенну и ис-
пользовать для работы на самой короткой волне диапазона
частот (11,7 м), то вдоль антенны уложится несколько длин
волн. При этом ДН антенны в вертикальной плоскости станет
многолепестковой и не будет обеспечивать надежной дальней
связи.
На основании сказанного можно сделать вывод, что для
обеспечения эффективной работы эксплуатационных средств
связи во Беем рабочем диапазоне частот 1,6... 25,6 МГц необ-
ходимо использовать несколько KB-антенн. Практически уста-
новить необходимое количество лучевых и штыревых антенн,
чтобы получить приемлемые характеристики всего антенно-
фидерного тракта в данном диапазоне, невозможно. Поэтому
на судах применяют широкополосные антенны. Учитывая опыт
эксплуатации KB-антенн, а также реальные возможности их
установки, следует считать, что длина (высота) широкополос-
ной KB-антенны должна быть 10... 12 м. В этом случае рабо-
чий диапазон частот широкополосной антенны без согласую-
щего устройства будет составлять 4,06...25,6 МГц, а с согла-
сующим устройством — 1,6 ... 25,6 МГц.
Независимость параметров широкополосных KB-антенн от
типа и размеров судов обеспечивает антенна свободностоящей
конструкции, удаленная от надстроек на 5 м и более.
В настоящее время в широкодиапазонных КВ-радиопередат-
чпках применяют усилители с распределенным усилием, не тре-
бующие перестройки в диапазоне частот, что значительно уп-
рощает эксплуатацию радиопередатчиков и облегчает автома-
тизацию их управления. Однако в отличие от резонансных схем
усиления, допускающих большой разброс параметров нагрузки,
подобный разброс для усилителей с распределенным усилением
должен лежать в заданных пределах, определяемых режимом
работы усилителя. Иначе говоря, возможность применения упо-
5*
131
минутых усилителей также связана с применением широкопо-
лосных антенн.
При радиосвязи на больших расстояниях электромагнитные
волны попадают в пункт приема после однократного или много-
кратного отражения от ионосферы и поверхности земли. По-
этому для судовой KB-антенны в вертикальной плоскости наи-
более приемлемой будет ДН, обеспечивающая излучение под
малыми углами к горизонту.
В настоящее время применяют KB-антенны как из верти-
кальных, так и из горизонтальных проводов. При связях на
дальние расстояния (500 км и более) выбор ориентации судо-
вой KB-антенны не зависит от поляризации излученного сиг-
нала, так как в KB-диапазоне колебания, пришедшие в место
приема по разным траекториям, обладают эллиптической по-
ляризацией независимо от поляризации излученного сигнала.
Горизонтальные антенны при малой высоте подвеса соз-
дают слабое излучение, направленное под малыми углами
к горизонту, поэтому они эффективно работают на малых и сред-
них расстояниях и хуже — на дальних. Влияние земли приво-
дит к появлению направленности вибратора в плоскости, пер-
пендикулярной к его оси; эта направленность описывается урав-
нением
f (0) = f0 (6) sin (mh sin 0), (4.1)
где ft) (0)—ДН в свободном пространстве; h — расстояние от
антенны до поверхности земли.
Так как обычно горизонтальный вибратор ориентируют пер-
пендикулярно к направлению на корреспондента, наибольший
интерес представляет ДН в вертикальной плоскости, перпенди-
кулярной к оси вибратора. Из выражения (4.1) видно, что при
незначительных высотах подвеса антенн (/i^Z/4) максимум из-
лучения будет в зенитном направлении (рис. 4.1, а). По мере
роста высоты подвеса антенны (Т./4 </г< Л/2) угол возвышения
максимума ДН постепенно уменьшается и при /г>7./2 излуче-
ния в зенит вообще не будет (рис. 4.1, б). В целях дальней-
шего уменьшения угла возвышения максимума ДН горизон-
тального вибратора его следует поднимать на /г>Х/2, но при
этом ДН в вертикальной плоскости становится многолепестко-
вой. Именно поэтому горизонтальные вибраторы целесообразно
использовать для связи с помощью пространственных волн на
расстоянии примерно до 1000 км.
При связи на большие расстояния весьма эффективна вер-
тикальная антенна длиной /<Х/2. Как видно из рис. 4.2, с рос-
том отношения 1/К ДН становится более острой. При /Д>0,5
появляются боковые лепестки. При 1!\= 1 излучение в направ-
лении, нормальном к оси вибратора, вообще отсутствует. В рс-
132
альных условиях при расположении вертикальных несимметрич-
ных вибраторов над поверхностью с хорошей проводимостью
максимум излучения (приема) будет прижат к поверхности или
направлен под небольшим углом к горизонту. В связи с этим
на судах предпочтительнее использовать KB-антенны с верти-
кальной поляризацией.
Рис. 4.1. ДН в вертикальной плоскости горизонтального вибра-
тора в зависимости от высоты его подвеса над землей
Применяемые на судах штыревые антенны имеют высоту
6 и 10 м, лучевые — длину от 8 до 15 м. Иногда лучевым ан-
теннам придают Г- и Т-образную форму с небольшой длиной
горизонтальной части. Как видно из рис. 4.3, активная состав-
ляющая входного сопротивления штыревых и лучевых антенн
в рабочем диапазоне частот изменяется в очень широких пре-
делах (от единиц до тысяч ом), а реактивная — в пределах
± 1500 Ом. Такие большие изменения сопротивления усложняют
133
Б)
SO'
90'
Рис. 4.2. ДН несимметричного вертикального вибратора
в вертикальной плоскости для различных значений Z/7.; а—•
/=0,125Х; б —Z=0,5X; в — Z=0,625X; г — Z=0,75Z; <3 —/ = Л
схемы антенных согласующих устройств КВ-передатчиков и за-
трудняют их настройку.
На судах находят применение несимметричные цилиндриче-
ские антенны, выполненные из четырех-шести вертикальных или
Рис. 4.3. Входное сопротивление антенн: а—6-метровой штыревой; б и
в — 10- и 15-метровых лучевых
134
наклонных проводов, натянутых между основаниями в форме
круга или шестиугольника (см, рис. 1.2).
В табл. 4.1 приведены рассчитанные значения входного со-
противления цилиндрической антенны длиной 10 м и радиусом
0,6 м, составленной из шести проводов радиусом 2,3 мм каж-
дый, и для сравнения сопротивления 10-метровой лучевой ан-
тенны, выполненной из антенного канатика радиусом 2,3 мм.
Таблица 4.1. Входные сопротивления цилиндрической
и лучевой антенн
К МГц Цилиндрическая антенна Лучевая антенна
«л ХА КБВ «А ХА КБВ
Ом Ом
4,10 6,25 8,35 12,50 16,70 24,00 12,15 18,50 47,00 240,00 340,00 73,00 —235,0 —67,5 +43,5 +240,0 —320,0 +64,5 0,015 0,135 0,430 0,153 0,115 0,430 11,9 19,0 48,0 329,0 502,0 80,0 —368 — 111 +72 3-540 —790 + 117 0,005 0,076 0,300 0,062 0,043 0,250
Как видно, и Ха цилиндрической антенны изменяются более
плавно, чем у однопроводной антенны, но и в этом случае не
удается получить приемлемого согласования с фидером во всем
рабочем диапазоне частот.
4.2. Антенны с пониженным
волновым сопротивлением
Для расширения рабочего диапазона частот вибраторной
антенны необходим вибратор такой формы и конструкции, чтобы
отношение реактивной составляющей входного сопротивления
антенны к активной было как можно меньше. Кривая реактив-
ной составляющей входного сопротивления антенны будет тем
более пологой, чем меньше волновое сопротивление антенны.
Последнего можно достичь, увеличивая поперечные размеры ан-
тенны относительно ее длины.
Уменьшение волнового сопротивления вибратора сказывается
не только на реактивной, но и на активной составляющей вход-
ного сопротивления антенны. Оценивают это явление, исполь-
зуя понятие добротности антенны QA, по аналогии с доброт-
ностью последовательного (в районе первого резонанса ан-
тенны) или параллельного (в районе второго резонанса) коле-
бательных контуров.
135
Добротность вибратора вблизи первого резонанса находят,
сопоставляя выражения для входного сопротивления вибратора
ZA и последовательного контура ZK при небольшой расстройке
относительно резонансного значения:
<2л пос = 0,25 лр/Дл. (4.2)
Аналогично эквивалентная добротность антенны в районе
второго резонанса
Qa пар = о,5 лр/Дл. (4.3)
Из выражений (4.2) и (4.3) видно, что для получения мак-
симально широкого диапазона рабочих частот вибратора его
размеры и конфигурацию надо выбирать из условия получения
минимального отношения p/Ra- Так, например, для симметрич-
ного вибратора, работающего вблизи первого резонанса, отно-
шение p/Ra будет минимальным при р=170 Ом. Для цилиндри-
ческой антенны это соответствует отношению ее длины к диа-
метру, равному приблизительно 10.
На практике применяют диапазонные вибраторы различной
конфигурации: цилиндрические, сфероидальные, конические
и т. п.
Для уменьшения паразитной шунтирующей емкости в месте
подключения фидера концы диапазонных вибраторов заостряют.
Для работы в диапазоне КВ вибраторы выполняют не сплош-
ными, а состоящими из нескольких проводов, натянутых между
основаниями в форме круга или многоугольника. Статическую
емкость многопроводного вибратора с радиусом R рассчиты-
вают по формуле (2.143). При этом многопроводный вибратор
заменяют эквивалентным цилиндрическим, радиус которого оп-
ределяют по формуле (2.144).
Применяемые горизонтальные диапазонные вибраторы с ра-
диусом 0,5...0,75 м составляют из шести-восьми проводов
(рис. 4.4, а). На рис. 4.4, б, в приведены основные характери-
стики такого вибратора.
В настоящее время на некоторых судах используют горизон-
тальную уголковую диапазонную шунтовую КВ-антенну
(рис. 4.5). Вибраторы уголковой антенны имеют коническую
форму. Антенна питается двухпроводной открытой линией. В ра-
бочем диапазоне частот КБ В в фидере не падает ниже 0,15.
ДН антенны в горизонтальной плоскости близка к круговой.
Достоинство антенны заключается в возможности непосред-
ственного ее крепления к металлической мачте.
Основной фактор, который ограничивает широкое примене-
ние шунтовых горизонтальных вибраторов в качестве широко-
полосных судовых КВ-антенн — это трудность обеспечения ин-
тенсивного излучения под небольшими углами возвышения к го-
ризонту при практически достижимых высотах их установки
136
Рис. 4.4. Схема горизонтального диапазонного вибра-
тора (а), зависимость его волнового сопротивления от
отношения IjRff. (б) и зависимость эквивалентного ра-
диуса от радиуса вибратора (в)
на судах (см. рис. 4.1). Такие антенны успешно эксплуатируют
лишь на крупнотоннажных судах с высокими мачтами и на су-
дах специального назначения.
На рис. 4.6, а показан вариант конструктивного выполнения
несимметричного вертикального вибратора
новым сопротивлением [1]. Эта антенна
свободна от упомянутого недостатка го-
ризонтальных вибраторов, так как ее
ДН в вертикальной плоскости для зна-
чений //Х<0,5 прижата к земле (см.
рис. 4.2). На рис. 4.6, б показан еще
один возможный вариант вертикальной
антенны с пониженным волновым сопро-
тивлением.
На рис. 4.6, д приведены основные
размеры дискоконусной широкополосной
антенны [68]. Конус состоит из 28 мед-
ных тросов, которые образуют с мачтой
угол 30°, и опоясывающего их кольца.
Диск образован 10-ю направленными
с пониженным вол-
Рис. 4.5. Схема уголко-
вой шунтовой КВ-ан-
тепны
137
Рис. 4.6. Возможные варианты
широкополосных КВ-антенн:
а — несимметричный верти-
кальный вибратор с понижен-
ным волновым сопротивлением;
б, в и г — вертикальная ци-
линдрическая антенна, ее ДН
в вертикальной плоскости и
кривая КСВ; д и е — диско-
конусная антенна и ее КСВ
вверх трубками, которые для жесткости скреплены кольцом.
Рабочий диапазон частот антенны 5,5. ..22 МГц. Из рис. 4,6, е
видно, что в рабочем диапазоне частот коэффициент стоячей
волны (КСВ) менее 2.
4.3. Антенны с включенными в разрыв провода
комплексными сопротивлениями
Включение сопротивлений Z в провод антенны вызвано
стремлением улучшить ее согласование с фидером и повысить
тем самым эффективность работы всего антенно-фидерного
тракта в широком диапазоне частот (рис. 4.7).
Элементы выбирают такими, чтобы обеспечить режим ра-
боты антенны, близкий к режиму бегущей волны. На основном
рабочем участке антенны /3 в диапазоне рабочих частот уста-
навливается распределение тока, близкое к режиму бегущей
волны. Участок 1\ выпол-
няют толстым и коротким
или в виде зонта. Участок
/2 работает в низкочастот-
ной части диапазона, а за-
тем постепенно отсекается
сопротивлением Zz. Как
правило, участки /1 и /2
значительно короче длины
волны и их можно заме-
нить эквивалентными емко-
стями Ci и С2. Сопротив-
Рис. 4.7. Схема антенны с включенными
Z* = ^?i+ iwLjj в разрыв провода комплексными сопро-
, тивлениями (а) и эквивалентная схема
1 _ 1 [ 1 <4-4) антенны (б)
Z2 Т?2
Участок /3 можно заменить эквивалентной длинной линией
со средним по длине волновым сопротивлением рз. Как видно
из эквивалентной схемы антенны (рис. 4.7, б), для обеспечения
режима, наиболее близкого к режиму бегущей волны, сопротив-
ление в точках 1—1 должно быть близким к величине р3.
Ниже приведены основные формулы для расчета элементов
рассматриваемой широкополосной антенны:
/?1.= /?2 = Рз» ^2 = Сгрз; Ь] = Cipl; С1>1,63/(2л/вРз), (4.5)
где — верхняя граничная частота рабочего диапазона частот
антенны.
Рассматриваемую антенну можно выполнить с одним вклю-
чением Z2, состоящим из активного сопротивления и индуктив-
ности. При этом значения активного и реактивного сопротив-
лений на низшей частоте диапазона сон будут иметь порядок зна-
чения волнового сопротивления антенны р3. Для получения удов-
летворительных КБВ и КПД во всем рабочем диапазоне частот
общая высота антенны должна быть равна примерно Хтах/4, где
Хтах — максимальная длина волны. На рис. 4.8, а показан
139
общий вид, а также размеры судовой широкополосной антенны
типа ШПА-11 с /?£-включением. Рабочий диапазон частот ан-
тенны 4... 25,6 МГц; КСВ в 'фидере в рабочем диапазоне час-
тот должен быть не более 3,3.
Рис. 4.8. Общий вид антенны ШПА-11 (а), схема антенны с одним вклю-
чением (б), кривые КСВ (в), КПД (г) и ДН в вертикальной плоскости (<?)
На рис. 4.8, б для сравнения приведена антенна с одним
включением [68], предназначенная для работы в диапазоне час-
тот 2,5... 12,5 МГц. Антенна состоит из изолированной в осно-
вании мачты высотой 24 м, в верхней части которой на изоля-
торе закреплен штырь высотой 8 м. Между двумя частями ан-
тенны подсоединено сопротивление Z2. В основании антенны
140
установлен трансформатор, согласовывающий входное сопро-
тивление антенны (240 Ом) с волновым сопротивлением фидера
(60 Ом). В диапазоне с почти пятикратным перекрытием по
частоте КСВ менее 2, а КПД более 0,5 (рис. 4.8, в, г).
Из сравнения ДН в вертикальной плоскости антенн с вклю-
чениями (рис. 4.8, д) и аналогичной по высоте вертикальной ан-
тенны без включения (см. рис. 4.6, в) видно, что в первом слу-
чае в высокочастотной части рабочего диапазона частот ДН
более прижата к земле, что объясняется перераспределением
тока в антенне за счет включений.
На параметры антенн с включениями окружающие металли-
ческие массы принципиально должны оказывать меньшее влия-
ние, чем на аналогичные антенны без включений. Это явление
связано с уменьшением их индукционного поля и будет тем
эффективней, чем ближе условия работы антенны к режиму
бегущей волны.
4.4. Многовибраторные антенны
Многовибраторную антенну, как и многорезонансную, с не-
которым приближением можно рассматривать как дальнейшее
развитие антенн с изменяемой длиной излучателя. Действи-
тельно, если длину телескопической антенны устанавливают
в зависимости от рабочей частоты, то в многовибраторной ан-
тенне определяющее влияние на ее параметры (на входное со-
противление и ДН) будет оказывать тот вибратор, собственная
частота которого наиболее близка к рабочей частоте или
кратна ей.
В многовибраторных антеннах известных типов каждый ви-
братор настраивают на заданную рабочую частоту, в резуль-
тате чего кривая входного сопротивления антенны получается
многорезонансной.
Известна многовибраторная широкополосная антенна, вы-
полненная в виде линейной системы из большого числа вибра-
торов, причем основания вибраторов лежат на одной линии и
соединены между собой. Длина наибольшего вибратора состав-
ляет 0,25Хтах. Питается антенна со стороны вибратора макси-
мальной длины, а конец линии за наименьшим вибратором за-
землен. У такой антенны достаточно хорошие значения КБВ
в рабочем диапазоне и направленная в горизонтальной плос-
кости ДН.
При сворачивании линии в круг, а антенны в цилиндр, ра-
диус которого для обеспечения работы в заданном диапазоне
частот должен составлять несколько метров, антенна становится
ненаправленной.
Основной недостаток этой антенны — большие размеры, за-
трудняющие возможность ее применения на судах.
141
Построение широкополосных многовибраторных антенн.
Сущность метода заключается в использовании системы соеди-
ненных в основании вибраторов разной длины, расположенных
друг относительно друга на расстояниях, значительно меньших
по сравнению с рабочими длинами волн [7].
Входное сопротивление такого антенного устройства опреде-
ляется как параллельное соединение входных сопротивлений со-
ставляющих его вибраторов. Сопротивление каждого вибратора
слагается из собственного сопротивления и наведенного другими
вибраторами. Последнее определяется отношением токов в ви-
браторах и их взаимным сопротивлением. Взаимное сопротивле-
ние вибраторов зависит от их размеров и расположения. ~
параллельных вибраторов с произвольными длинами lh
взаимное сопротивление
ik _______
exp [ — im -у/(£ + /fe)2 + d2 ]
Для
и ln
^kn '
V(5+/t)2 + d2
0
! exP t —im V(B — lkY + d2 ] _2 cQs exp im yj^2 + d2
k + d2
^(l~lk)2+d2
xsinm(Z„ —g)rfg,
где d — расстояние между осями вибраторов.
В соответствии с принципом взаимности Zkn = Znk. Решить
интеграл (4.6) довольно просто численным методом
ЭВМ.
Токи, текущие в отдельных вибраторах, находят
уравнений
(4-6)
с помощью
из системы
— Л-^Ц + ^2^12 "I- • • • + k^lk’
U2 = 71^21 42Z22 + • • • 4“ 4feZ2ft;
(4.7)
Uk = /1^*1 + ^2^2 4~ • • •
где Zu, Z22,..., Zftfc — собственные сопротивления
вибраторов, составляющих антенну.
Возбуждение вибраторов рассматриваемой антенны можно
считать синфазным, поскольку расстояния между ними значи-
тельно меньше длины волны.
Входное сопротивление антенны
k
1
отдельных
2Л= —
А 1А
k
k
(4-8)
где I a — общий ток в антенне; Ik и Ik" — действительная и
142
мнимая составляющие тока, текущего в k-м вибраторе; Ua=1 В
(для простоты).
Судовая многовибраторная широкополосная антенна. Рас-
смотренный метод позволил осуществить создание широкопо-
лосной антенны, свободной от недостатков антенн, аналогичных
по назначению.
На рис. 4.9, а показан общий вид многовибраторной антенны
в виде системы соединенных в основании вертикальных провод-
ников разной длины, расположенных по окружности вокруг цен-
трального проводника, нагруженного сосредоточенной емкостью
и являющегося несущим элементом конструкции антенны.
Эквивалентную длину центрального проводника 4, нагру-
женного сосредоточенной емкостью, берут равной 0,25 Хтах. Бо-
ковые вибраторы 2 располагают вокруг центрального вибратора
равномерно по кругу радиусом г>0,03 Xmin-
Число и длины боковых вибраторов выбирают такими, чтобы
в рабочей полосе частот реактивные сопротивления вибраторов,
составляющие антенну, взаимно компенсировались.
В диапазоне с более чем четырехкратным перекрытием
(6,2... 25,6 МГц) КБВ многовпбраторной антенны высотой h =
= 9 м падает ниже 0.2 лишь на низкочастотном крае диапазона
(рис. 4.9, б).
Сравнение измеренных на модели ДН (рис. 4.10) многови-
браторной антенны высотой 9 м в вертикальной плоскости и
вертикального нагруженного вибратора такой же высоты по-
казывает, что на всех частотах многовибраторная антенна обес-
печивает излучение под небольшими углами к горизонту, а на
частотах, ниже собственной, антенна работает как толстый ви-
братор с пониженным волновым сопротивлением.
На рис. 4.11 показана широкополосная многовибраторная
KB-антенна типа ШПА-МВ для диапазона частот 4... 25 МГц,
установленная на верхнем мостике судна [59]. Антенна свобод-
ностоящей конструкции состоит из центрального и пяти боко-
вых вибраторов, расположенных по окружности радиусом
430 мм. Все вибраторы электрически соединены между собой
в основании. Высота антенны (центрального вибратора) 10,5 м.
Зонт выполнен из шести штырей длиной 1 м. Боковые вибра-
торы прикреплены к центральному с помощью проходных изо-
ляторов. В целях уменьшения шунтирующей емкости в точках
питания площадь основания антенны имеет минимально воз-
можные размеры. Основание выполнено в виде отдельных пяти
книц, соединенных с центральным и боковыми вибраторами.
Кницы опираются на полусферу опорного изолятора, на кото-
ром для повышения электроизоляционных свойств антенны ус-
тановлен защитный конус из стеклопластика. Предусмотрено
неоперативное заваливание антенны для периодического ре-
монта.
143
Рис. 4.9. Схема многовибраторной антенны (a), RA, а) s
Хл (б), КБВ (в) многовибраторной антенны (/) и 1
антенны без боковых вибраторов (II):
1 — опорный изолятор; 2 — боковые вибраторы; 3 — изоля-
ционные держатели; 4 — центральный проводник; 5 — зонт
Результаты статистической обработки
материалов проведенных измерений и срав-
нительных эксплуатационных испытаний
образца многовибраторной KB-антенны по-
казали, что эта антенна по эффективности
работы (в режиме передачи и приема)
превосходит сравниваемые антенны: ши- *
рокополосную KB-антенну типа ШПА-11,
главную антенну, штыревые 10- и 6-мет-
ровые антенны. При этом напряженность 3
электрического поля, создаваемого много- г
вибраторной антенной типа ШПА-МВ,
превышает поле, создаваемое широкопо-
лосной антенной типа ШПА-11, в среднем
в два раза.
В табл. 4.2 приведены результаты из-
мерения входного сопротивления рассмот- у
ренной многовибраторной антенны.
При работе многовибраторной антенны
в узких дискретных полосах частот, на-
пример в системе морской радиосвязи в диапазоне декамет-
ровых волн, число вибраторов антенны выбирают по числу
выделенных частотных полос для морской подвижной службы,
а длину каждого из них — близкой к четверти средней длины
волны соответственно каждой из полос. Окончательно длины
вибраторов выбирают в процессе настройки антенны по за-
данным параметрам: КБВ или коэффициенту усиления. Сле-
дует отметить, что при дальнейшем расширении рабочего
диапазона частот многовибраторной антенны (перекры-
тие по частоте fi/fz>4) возрастает излучение под большими уг-
лами к горизонту, так как длина отдельных вибраторов стано-
вится сравнимой с длиной волны (/Д>0,7). В результате этого
происходит снижение эффективности работы антенны из-за
уменьшения коэффициента использования ДН.
К числу основных достоинств многовибраторной широкопо-
лосной антенны при ее использовании в качестве судовой отно-
сятся достаточно высокие КБВ и КПД в выделенных полосах
частот судовой радиосвязи.
Основной недостаток многовибраторной антенны — ее отно-
сительно большие поперечные размеры и неравномерность из-
менения КБВ при работе в непрерывном диапазоне частот.
144
Т а б л и ц а 4.2. Входное сопротивление многовибраторной
антенны
Г. МГц «Л ХА КБВ
О м
4,0 16,4 +40,0 0,16
4,6 30,0 +9,0 0,30
6,2 78,0 —64,0 0,45
6,5 113,0 —77,0 0,40
8,2 219,0 —25,0 0,33
8,5 230,0 0 0,32
8,8 225,0 +99,0 0,27
12,3 116,0 +41,5 0,56
13,2 53,0 + 10,0 0,66
16,4 263,0 0 0,29
17,3 106,0 0 0,72
22,0 123,0 +48,0 0,51
22,7 116,0 +44,0 0,53
24,0 102,0 + 12,0 0,72
25,6 100,0 0 0,76
145
Также широко применяемая на судах антенна типа ШПА-11
с включенной в разрыв провода комплексной нагрузкой в виде
параллельного 7?Д-контура работает в диапазоне частот 4,06...
25,6 МГц. К положительным свойствам антенны ШПА-11 отно-
сятся: широкое использование стеклопластика в качестве несу-
щего и изоляционного материала; расположение излучателя
внутри слоя стеклопластикового ствола; возможность получе-
Рис. 4.10. ДН многовибраторной антенны в вертикальной
плоскости (-----) и вертикального нагруженного вибратора
той же высоты (-----)
ния достаточно высокого КБВ в питающем фидере в непрерыв-
ном диапазоне частот и относительно небольшие поперечные
размеры.
Основной недостаток антенн с включением — потери мощно-
сти сигнала в сопротивлении 7?£-контура, что в целом снижает
КПД антенны.
В целях оптимизации характеристик судовой широкополос-
ной антенны предложена импедансно-многовибраторная антенна,
основанная на использовании метода построения многовибра-
торных антенн, с включением импедансной нагрузки в один (или
несколько) элемент. Способ построения предложенной антенны
обеспечивает возможность реализации достоинств многовибра-
торных и импедансных антенн, предназначенных для судовых
146
условий. Такие антенны представляют собой единую схему из
N параллельно соединенных и подключенных к общему пи-
тающему фидеру ненагруженных и импедансных вибраторов.
При этом частоты последовательных резонансов вибраторов,
Рис. 4.11. Широкополосная многовибраторная КВ-
антенна типа ШПА-МВ, установленная на верхнем
мостике судна
входящих в систему, должны отстоять друг от друга на значе-
ние Af, обеспечивающее заданное изменение характеристики
входного сопротивления антенны в рабочем диапазоне частот.
Число вибраторов в системе и Af определяют минимально
допустимое значение КБВ в фидере и добротность каждого
147
вибратора. Импедансные вибраторы, входящие в систему, могут
быть частично или полностью покрыты диэлектрическими или
магнитодиэлектрическими материалами или представлять со-
бой вибраторы с нагрузками, включенными в их излучающие
части. Комплексные нагрузки выполняют в виде различных ком-
бинаций из сосредоточенных L-, С-, /^-элементов, а также в виде
отрезков однородных или неоднородных двухпроводных или ко-
аксиальных линий.
Характеристики импедансной многовибраторной антенны рас-
считывают численными методами. В частности, антенну пред-
ставляют эквивалентной проволочной структурой, состоящей из
системы тонких вибраторов. Радиусы проводов структуры счи-
тают малыми по сравнению с их длиной и длиной волны.
Численный метод создает возможность расчета характери-
стик импедансной многовибраторной антенны с большими попе-
речными размерами отдельных вибраторов. В этом случае тол-
стые вибраторы заменяют системой тонких вибраторов, распо-
ложенных по образующим поверхности толстых вибраторов на
расстояниях не менее 0,08 друг от друга [35].
Для расчета рассматриваемой проволочной структуры на
ЭВМ можно, в частности, использовать алгоритм, в основу ко-
торого положено решение интегрального уравнения Поклинг-
тона для тока вдоль проводов антенны.
4.5. Импедансная многовибраторная антенна
Импедансно-многовибраторная антенна ШПА-11-2 (рис. 4.12)
представляет собой многовибраторную структуру, состоящую из
проводников 1, заармированных в стеклопластиковый ствол;
в самый длинный (центральный) проводник включены поглоти-
тель (Д) (ПАШ-1,5) и параллельно ему катушка индуктивности
Li. Катушка индуктивности выполнена с отводом, подключен-
ным к виткам таким образом, что часть витков L2 включена
последовательно в вибратор и удлиняет его электрически,
а вторая часть, параллельная поглотителю, шунтирует его
в низкочастотной части диапазона. Входное сопротивление та-
кой антенны определяется как параллельное соединение вход-
ных сопротивлений составляющих ее вибраторов с учетом их
взаимных сопротивлений. Число вибраторов, их электрические
схемы в системе, их резонансные частоты определяют мини-
мально допустимое значение КБВ в фидере и добротность каж-
дого взятого в отдельности вибратора. В основание антенны
включен согласующий трансформатор [36].
Резистор R поглощает часть высокочастотной энергии за
счет затухания в центральном спиральном проводнике 2 и
стальном экране 3. Трансформатор Тр согласует высокоомное
148
входное сопротивление антенны с волновым сопротивлением
кабеля, идущего от радиопередатчика. Штырь 4 представляет
собой стеклопластиковый стержень с расположенным внутри
бронзовым антенным проводом. Стержень изготавливают заодно
с проводом из продольно ориентированного стекловолокна, про-
питанного полиэфирной смолой. Цилиндрическую заготовку, по-
Рис. 4.12. Общий вид (а) и принципиальная схема (б)
вибраторной антенны ШПЛ-11-2 (/)
пмпсданспо-много-
лучаемую методом протяжки, затем сошлифовывают на конус
для уменьшения ветровой нагрузки и снижения массы штыря.
Штырь 4 крепят к поглотителю с помощью фланца.
Поглотитель представляет собой отрезок коаксиальной спи-
ральной линии, в которой внутренний спиральный проводник 2
из резистивного материала намотан на керамический изолятор
5, помещенный в металлический корпус с фланцами для креп-
ления к штырю и стволу.
Ствол выполнен, как и в ШПА-11 (см. рис. 4.8, а), в виде
конической трубы 2 из стеклопластика, в верхней части кото-
рой находится катушка индуктивности, а в стенку заармированы
вибраторы, состоящие из проводников разной длины. Самый
149
длинный вибратор подключен к спиральному проводнику погло-
тителя R, параллельно которому включена катушка индуктив-
ности £ь В нижней части ствола закреплены диафрагма 1 и
опорный стакан 4, снабженный фланцем для крепления ан-
тенны к стойке или подъемно-опускному устройству ПОУ. Спи-
рально-экспоненциальный трансформатор 3 типа СЭТ 300/75
[11], устанавливаемый внутри ствола, штекером включается
в гнездо диафрагмы и крепится своим фланцем к опорному ста-
кану.
Тройник 7 с сальником 6 и осушителем 5 крепятся к опор-
ному стакану ствола. Осушитель предназначен для осушения
внутренней полости антенны, а сальник — для ввода и уплот-
нения радиочастотного кабеля, идущего от радиопередатчика
к антенне, и имеет два варианта подключения: снизу и сбоку.
При этом осушитель и сальник меняются местами. Ниже при-
ведены параметры антенны ШПА-11:
Рабочий диапазон частот, МГц................... 1,6 ... 30
Мощность радиопередатчика, кВт, не более . . 2
КБВ в фидере с волновым сопротивлением р =
— 75 Ом в диапазоне частот:
от 5 до 30 МГц, не менее ................... 0,3
от 4 до 6 МГц, не менее .................... 0,25
от 1,6 до 4 МГц .............................Не регламен-
тируется
КПД в диапазоне частот от 4 до 30 МГц, не менее 0,7
Сопротивление изоляции антенны на судне, МОм,
не менее:
в сухую погоду ................................. 10
в сырую погоду................................... 1
Ветроустойчивость, м/с ............................ 50
Ветропрочность, м/с ............................... 60
Габаритные размеры, мм......................... 0275X11925
Масса антенны в зависимости от варианта испол-
нения, кг, не более:
стационарной .................................. 38,5
заваливаемой ............................... 86
Масса устройства ручного заваливания, кг . . 37,6
Конструкция антенны ......................... Водозащи-
щенная
Глава 5
СУДОВЫЕ НАПРАВЛЕННЫЕ АНТЕННЫ
декаметрового диапазона
5.1. Основные требования к направленным
KB-антеннам. Типы антенн
В связи с быстрым ростом транспортного флота и значи-
тельно возросшей загрузкой KB-радиоканалов резко повыша-
ются требования к надежности морской радиосвязи. Наряду
150
с улучшением параметров судовой радиоаппаратуры эффек-
тивно повышает надежность KB-радиосвязи применение на су-
дах направленных антенн.
Диапазон декаметровых волн используют для судовой радио-
связи на дальние расстояния. Однако надежность радиосвязи
в этом диапазоне недостаточна по ряду причин: из-за перегру-
женности каналов связи, вызывающей взаимные помехи рабо-
тающих станций, из-за особенностей распространения радио-
волн этого диапазона и т. д., а также из-за ограниченности
мощности судовых радиопередающих устройств (РИДУ), ко-
торая не превышает 1,5 кВт. В условиях судна, где достаточ-
ный разнос передающих и приемных антенн невозможен, остро
стоит вопрос об электромагнитной совместимости приемопере-
дающих средств радиосвязи. Дальнейшее увеличение мощности
судовых РПДУ при ненаправленном излучении сделает практи-
чески невозможной дуплексную работу. Направленное излуче-
ние увеличивает излучаемую мощность без увеличения выход-
ной мощности судового РПДУ.
Протяженность линий KB-радиосвязи колеблется в широких
пределах — от сотен до нескольких тысяч километров. И если
на небольших расстояниях с помощью обычных судовых антенн
удается получить надежную двустороннюю связь, то на боль-
ших расстояниях эта связь становится неустойчивой и нена-
дежной.
Необходимость увеличения дальности надежной радиосвязи
между судовыми и береговыми радиостанциями и снижения
уровня помех при приеме слабых сигналов удаленных радио-
станций делает целесообразным применение на судах направ-
ленных КВ-антенн.
Судовую направленную KB-антенну можно использовать
в качестве передающей и приемной на средне- и крупнотоннаж-
ных судах морского и рыбопромыслового флотов для обеспече-
ния дальних связей на расстояниях 1500 км и более.
Основная особенность КВ-связи — необходимость смены
волн в течение суток: более короткая волна — днем, промежу-
точная и более длинная — ночью. Этот суточный набор корот-
ких волн, в свою очередь, претерпевает изменения в течение
года и 11-летнего периода солнечной активности.
При ограниченных возможностях размещения антенн на су-
дах и необходимости частой смены волн следует отдавать пред-
почтение диапазонным направленным KB-антеннам перед на-
строенными.
Выбор ширины ДН судовой направленной антенны в гори-
зонтальной плоскости определяется в основном двумя факто-
рами: возможным отклонением радиолуча от дуги большого
круга, а также качкой и рысканием судна во время связи
в штормовую погоду.
151
При связи между удаленными неподвижными объектами
радиолуч может отключиться от дуги большого круга на 20.. .30°,
рыскание судна может достигать 10 . . . 20°, поэтому для обес-
печения бесперебойной связи ширина ДН судовой КВ-антенны
в горизонтальной плоскости должна составлять 40 ... 50°.
Для борьбы с обратным эхом в рассматриваемом диапа-
зоне волн ДН судовой КВ-антенны должна быть однонаправ-
ленной. Однонаправленные антенны с прижатым к земле мак-
симумом ДН в вертикальной плоскости способствуют также
уменьшению влияния многократных эхо-сигналов, существенно
затрудняющих дальнюю связь, особенно при радиосвязи с ис-
пользованием элементарных посылок (фототелеграф, много-
канальная буквопечатающая связь, быстродействующий теле-
граф). Однако полностью подавить излучения в обратном
направлении практически невозможно, так как судовая направ-
ленная KB-антенна имеет небольшие допустимые размеры.
Принимают, что максимальный уровень боковых лепестков ДН
не должен превышать 0,3 от уровня главного максимума.
При радиосвязи на большие расстояния электромагнитные
волны попадают в пункт приема после однократного или много-
кратного отражения от ионосферы и поверхности земли. В за-
висимости от длины линии радиосвязи, рабочей частоты и со-
стояния ионосферы радиоволны отражаются от слоев Е, Fi, F%
с высотами, изменяющимися от 100 до 350 км. На трассах дли-
ной до 1500 . .. 2000 км напряженность поля в пункте приема
создается в основном волнами, претерпевающими одно отра-
жение от ионосферы (один скачок). На линиях радиосвязи
свыше 1500... 2000 км в пункт приема могут приходить не-
сколько волн с интенсивностью одного порядка, многократно
отразившихся от ионосферы и земли.
Вследствие изменения высоты Н угол прихода радиоволн
изменяется. С увеличением длины линии радиосвязи оптималь-
ный угол возвышения максимума ДН в вертикальной плоско-
сти уменьшается. Экспериментально установлено, что для трасс
протяженностью 1500 км наиболее вероятные углы прихода ра-
диоволн меняются в пределах 12... 28°, для трасс 2000...
3000 км — в пределах 12 ... 20°. для трасс 3000 .. . 5000 км —
в пределах 3... 18°, а для более длинных трасс — в пределах
3 ... 12°. Эти углы будут оптимальными и для передачи.
Таким образом, для создания оптимальных условий связи
максимум вертикальной ДН антенны при использовании от-
ражения от ионосферы должен быть направлен на отражающий
слой и менять свой наклон при изменении высоты этого слоя.
Однако антенна с такой ДН в вертикальной плоскости была
бы весьма сложна и вряд ли практически осуществима в судо-
вых условиях. Поэтому в качестве судовых целесообразно при-
менять антенны с ДН в вертикальной плоскости, ориентирован-
152
ними так, чтобы направления, соответствующие на данных
трассах экстремальным высотам отражающего слоя, лежали
бы в пределах ширины ДН.
Таким образом, ширина ДН в вертикальной плоскости на-
правленной КВ-антенны должна составлять примерно 30°
с прижатым к земле лепестком. Тогда при изменении ионосфер-
ных условий коэффициент усиления антенны будет изменяться
не более чем на 3 дБ.
5.2. Пути уменьшения размеров судовых
направленных антенн
Перечисленным требованиям по форме ДН и другим ха-
рактеристикам из известных типов антенн в наибольшей сте-
пени отвечают логопериодические антенны (ДПА) и антенные
фазированные решетки.
Особенности применения на судах логопериодических ан-
тенн. Отличительная особенность ДПА —- постоянство ширины
ДН и входного сопротивления в широкой полосе частот, а так-
же относительная простота эксплуатации и настройки.
На рис. 5.1, а показана схема плоской ДПА с трапеце-
идальными зубцами, состоящей из двух идентичных частей,
повернутых друг относительно друга на 180°. Питание к ан-
тенне подводится в вершинах секторов. Излучающими элемен-
тами являются зубцы переменной длины, ограниченные сторо-
нами угла а. Секторы шириной 0, от которых ответвляются
вибраторы, служат распределительными линиями. Контур, ог-
раничивающий поверхность ДПА, представляет собой геомет-
рическое место точек, положение которых в полярных коорди-
натах определяет уравнение
0 = 0 (In г) (5.1)
где 0-—некоторая периодическая функция от аргумента In г.
На рис. 5.1,6 точки 1...6 функции 0 соответствуют аналогич-
ным точкам ДПА на рис. 5.1, а. Если размеры Ri, Rz, ..., Rn об-
разуют геометрическую прогрессию со знаменателем 1/т,
In Rn—In R„+1 = In (Rn/Rn+1) = In T-1 = const,
где т = Rn+i/Rn<Z 1; Rn и /?„+1 — расстояния от точек питания
n-го и м+1-го вибраторов.
Помимо параметра т ДПА характеризуют углы а, 0 и ве-
личина
u = rn/Rn, (5.2)
где гп и Rn — минимальное и максимальное расстояния п-го
вибратора от точек питания антенны.
153
При расположении частей антенны в одной плоскости ее
ДН имеет два симметричных лепестка. При расположении ча-
стей антенны в плоскостях, лежащих под некоторым углом ф
друг к другу, антенна становится однонаправленной, причем
максимальное излучение получается в направлении вершины
структуры вдоль биссектрисы угла ф (так называемая прост-
ранственная ЛПА). При ф=0 антенна имеет однонаправленное
излучение в сторону вершины угла структуры.
Ток в зубцах ЛПА будет максимален в той зоне антенны,
где размеры зубца становятся близкими к величине Х/4. За
Рис. 5.1. Схема плоской Л ПЛ с трапецеидальными зубцами (а) и
форма структуры в системе прямоугольных координат In г, 0 (б)
пределами этой зоны ток резко уменьшается. При изменении
частоты, например в сторону уменьшения, начинают резониро-
вать более удаленные от вершины зубцы. Резонансы на сосед-
них зубцах возникают на частотах fi и f2, отношение которых
равно параметру т. Диапазон частот от fi до -Д> определяет один
частотный интервал работы ЛПА.
Если параметры структуры ЛПА (т, аир) выбрать та-
кими, чтобы в пределах периода характеристики антенны
изменялись незначительно, принципиально можно получить диа-
пазонную антенну для беспредельно широкого диапазона ча-
стот. Практически у реально выполнимых ЛПА диапазон ис-
пользования доходит до десятикратного и более. Полоса частот
ЛПА определяется размерами наибольшего и наименьшего
зубцов.
Структура ЛПА с зубцами-—лишь одна из большого много-
образия подобных структур, так как функция, определяющая
форму контура структуры, может изменяться в пределах пери-
ода по любому заданному закону. Нашли практическое приме-
нение ЛПА с трапецеидальными и треугольными излучающими
элементами, выполненными из проводов, расположенных по
154
контуру элементов, а также вибраторные ЛПА, наиболее про-
стые по конструкции (рис. 5.2).
Питание ЛПА осуществляют с помощью двухпроводной
симметричной линии или коаксиального кабеля. В последнем
случае кабель проходит внутри одной из труб, образующих рас-
пределительную линию, и его оболочку соединяют с этой тру-
Рис. 5.2. Схема вибраторной ЛПА, у которой ip=0
бой. Внутренний провод кабеля подсоединяют ко второй трубе
в вершине антенны.
При определении характеристик ЛПА необходимо прини-
мать во внимание, что основную долю энергии (примерно 90 %)
излучает участок антенны, расположенный вблизи резонанс-
ного элемента (так называемая активная область). С увеличе-
нием или уменьшением частоты этот участок смещается соот-
ветственно к вершине антенны или от нее. Активная область
деформируется, когда доходит до крайних элементов антенны,
что соответствует достижению границ рабочего диапазона.
Центр активной области расположен вблизи вибратора, длина
которого наиболее близка к резонансной. Протяженность
155
активной области, состоящей, например, из пяти элементов, со-
ставляет около */з А. (120°). Фактическая же разность фаз ме-
жду токами в первом и пятом элементах равна 360°. Сдвиг фаз
между токами в соседних вибраторах в активной области со-
ставляет примерно 90°.
Наличием активной области у ЛПА можно объяснить ак-
тивный характер ее входного сопротивления в широком диапа-
зоне частот. Действительно, на волну тока, распространяю-
щуюся по распределительной линии ЛПА, мало влияют короткие
вибраторы, расположенные на участке между точками питания
и вибраторами активной области, так как из-за большого ем-
костного сопротивления в них ответвляется небольшая часть
тока. По той же причине волновое сопротивление распредели-
тельной линии на участке антенны от точек питания до вибра-
торов активной области получается довольно низким. Более
длинные вибраторы, расположенные за активной областью,
мало влияют на характеристики антенны, так как большая
часть энергии воспринимается и затем излучается вибраторами
активной области.
Если параметры антенны подобрать такими, чтобы волно-
вые сопротивления распределительной и питающей линий были
близки по значению, можно получить достаточно высокий КБВ
во всем рабочем диапазоне частот.
Для улучшения согласования ЛПА с кабелем используют
одну из труб распределительной линии в качестве согласую-
щего трансформатора. При этом волновое сопротивление транс-
форматора, определяемое отношением радиусов внутреннего
провода и трубы распределительной линии, рассчитывают для
средней частоты диапазона по формуле Pip = V^oP- Подобный
согласующий трансформатор практически не усложняет кон-
струкции антенны.
Непосредственное применение на судах известных типов
ЛПА сдерживается из-за их относительно больших размеров.
Пути уменьшения размеров ЛПА. Уменьшить размеры вер-
тикальных ЛПА простой заменой второй половины антенны
зеркальным изображением трудно, так как нарушается пра-
вильная фазировка отдельных вибраторов, составляющих ЛПА,
а следовательно, теряются широкополосные свойства антенны.
На рис. 5.3, а показана схема ЛПА, состоящей из несим-
метричных излучающих вертикальных вибраторов и неизлуча-
ющих несимметричных горизонтальных вибраторов, выполня-
ющих функции реактивных шлейфов, регулирующих фазы и
амплитуды токов в вертикальных вибраторах. Антенна распо-
ложена над металлическим экраном. Ее питание осуществля-
ется коаксиальным кабелем, внутренний провод которого при-
соединен к вершине структуры, а оболочка — к экрану.
156
Рис. 5.3. Несимметричная ЛПА с горизонтальными неизлучающими шлейфами (а) и ее ДН (б)
157
Вертикальные и горизонтальные размеры такой антенны не
превышают 0,25 Timax- Вертикальные вибраторы прикреплены
к горизонтальному проводнику, который вместе со своим зер-
кальным изображением образует распределительную линию.
К этому же проводнику в точках, являющихся средними гео-
метрическими между положениями соседних вибраторов, при-
креплены горизонтальные вибраторы, образующие вместе со
своими зеркальными изображениями разомкнутые на конце
шлейфы. Длины шлейфов выбраны так, чтобы в каждом из них
первый резонанс возникал на частоте, в д/т раз превышающей
резонансную частоту соседнего, более длинного вибратора. На-
грузка, эквивалентная разомкнутому шлейфу,
1'Рш etg/7z/uj, (5.3)
где /ш и рш — длина шлейфа и его волновое сопротивление.
Шлейф можно заменить последовательным LC-контуром,
резонансная частота которого равна первой резонансной ча-
стоте шлейфа.
Из рис. 5.3, б видно, что при x=const с увеличением а ши-
рина ДН в горизонтальной плоскости расширяется, а в вер-
тикальной изменяется незначительно и остается прижатой
к земле [54].
Использование несимметричной ЛПА на судах затрудни-
тельно, так как антенну необходимо поднять над настройкой
на несколько метров, а обеспечить при этом несимметричное
питание практически невозможно. Поэтому следует отдать
предпочтение симметричному варианту судовой ЛПА.
Низкочастотный участок рабочего диапазона частот пло-
ской вибраторной ЛПА (см. рис. 5.2) определяется вибратором,
длина которого 2 /max = 0,5 Хтах, а высокочастотный — вибрато-
ром, длина которого 2/min=0,5Xmin, где Хюах и Xmin — максималь-
ная и минимальная длины волн рабочего диапазона частот ан-
тенны. Для обеспечения требуемого согласования с фидером
вибраторную структуру антенны продлевают до более коротких
вибраторов, размеры которых составляют 2/min= (0,2.. .0,25) X
XTimin- Наибольший поперечный размер плоской вибраторной
ЛПА
2/гаах = J-max/2, (5.4)
а длина распределительной линии между крайними вибрато-
рами
L - (/max- /min) Ctg -f- = X (1 --etg-J- . (5.5)
2 4 \ Zmax 7 2
158
Продольный размер вибраторной ЛПА зависит от пара-
метра
о = 0,25(1— т12) etg (сс/2). (5.6)
Брать величину о<0,05 нецелесообразно, так как ЛПА при
этом начинает терять свои диапазонные свойства (КНД начи-
нает быстро уменьшаться, а входное сопротивление сильно из-
меняется с частотой). В связи с этим при построении вибра-
торной ЛПА минимальной длины рекомендуется считать ст=
= 0,05. Тогда
etg (а/2) = 0,2/(1--т12). (5.7)
При заданном рабочем диапазоне число элементов ЛПА оп-
ределяется величиной т (при увеличении т возрастает число
элементов и уменьшается расстояние между ними). Выбирать
величину т, близкой к единице, нецелесообразно, так как при
этом входное сопротивление ЛПА становится сильно зависи-
мым от незначительных неточностей, допущенных при изготов-
лении антенны. Поэтому в зависимости от конкретных условий
выбирают параметр т = 0,7...0,9. Число элементов антенны
yv = l + lgImax./lg_J_. (58)
‘min /
Приведенные зависимости справедливы для постоянных па-
раметров т и а, при которых обеспечивается частотно-независи-
мый режим работы ЛПА.
Метод построения малогабаритный ЛПА. В работе [64] эк-
спериментально исследованы вибраторные ЛПА с различными
нагрузками элементов, начиная от сплошного диска и кончая
разомкнутыми петлевыми вибраторами.
Однако непосредственное применение в ЛПА нагруженных
вибраторов, а также вибраторов петлевого типа приводит
к значительному ухудшению электрических характеристик ан-
тенны и потере ее основного достоинства — частотно-независи-
мого режима работы. Известно, что частотно-независимый ре-
жим работы антенны сохраняется до тех пор, пока выполня-
ются необходимые условия для формирования активной
области.
Проанализируем процессы, происходящие в активной обла-
сти ЛПА при включении нагруженных вибраторов и в системе
настроенных связанных колебательных контуров с заданной
полосой пропускания.
Совершенно очевидно, что изменение добротности одного
или нескольких контуров, входящих в систему, без их соответ-
ствующей взаимной перестройки изменит общую полосу про-
пускания всей системы связанных контуров. Аналогичное яв-
ление происходит и в ЛПА: увеличение добротности нагружен-
159
ных вибраторов нарушает нормальный режим работы антенны
в пределах частотного периода и расстраивает активную об-
ласть антенны.
Нормальный режим работы ЛПА с нагруженными вибрато-
рами (т. е. режим работы, характерный для ЛПА с ненагру-
женными вибраторами) получают при обеспечении аналогич-
ного изменения входного сопротивления в пределах частотного
периода антенны. При этом, поскольку нагруженный вибратор
имеет более острую резонансную характеристику, чем нена-
груженный, резонансные частоты вибраторов в активной обла-
сти ЛПА с нагруженными вибраторами должны быть между
собой ближе, чем резонансные частоты в прототипе — ЛПА
с ненагруженными вибраторами.
Решить вопрос можно соответствующим сужением частот-
ного периода ЛПА с нагруженными вибраторами (т. е. увели-
чением т). Принципиальная схема одной полуструктуры ЛПА
с нагруженными вибраторами показана на рис. 5.4, а. Макси-
мально допустимый поперечный размер антенны lL определяет
необходимую степень укорочения вибраторов, которую можно
характеризовать коэффициентом укорочения тп- Этот коэффи-
циент равен отношению требуемой (расчетной) длины вибра-
тора 1№П к максимально допустимой, т. е. тп = 1№/1ь-
У самого длинного вибратора, коэффициент укорочения наи-
больший, у последующих вибраторов он уменьшается и равен
единице на участке антенны с ненагруженными вибраторами.
В соответствии с теорией ЛПА увеличение т для участка
антенны нагруженными вибраторами при заданном рабочем
диапазоне частот антенны увеличивает число вибраторов. При
этом для обеспечения постоянства параметра о, необходимость
которого вытекает из самого принципа работы ЛПА, параметры
тиа ЛПА с нагруженными вибраторами должны быть пере-
менными вдоль нагруженной области, как это показано на
рис. 5.4, а. Но при этом увеличивается продольный размер ан-
тенны, что совершенно неприемлемо.
Уменьшить продольный размер ЛПА с нагруженными виб-
раторами до размера прототипа принципиально можно, выпол-
нив антенну с постоянным параметром а и переменным т,
являющимся функцией степени укорочения нагруженных вибра-
торов (рис. 5.4, б). Однако увеличение числа вибраторов в на-
груженной области антенны при одновременном относительном
уменьшении расстояния между ними приводит к возникновению
паразитных емкостных связей, нарушающих нормальный ре-
жим фазирования вибраторов.
Избежать этих недостатков можно, включив в распредели-
тельную линию антенны индуктивный шунт, основное назначе-
ние которого — компенсация паразитных емкостных связей ме-
жду вибраторами в нагруженной области антенны [9]. Прак-
160
Рис. 5.4. Принципиальные схемы полуструктуры вибраторной
ЛПА с нагруженными элементами с переменными тиа (а),
с переменным т и постоянным а (б):
I, II— участки антенны с ненагруженными и нагруженными вибра-
торами
тически шунт выполняют в виде короткозамкнутой линии дли-
ной /ш~ (0,1 .. .0,15)Хср, где Лср— средняя длина волны рабо-
чего диапазона антенны. Шунт включают примерно на рассто-
янии (0,2... 0,25) ЛСр от вершины (точек питания) антенны.
При работе ЛПА на частотах f>fcp шунт фактически отсека-
ется активной областью и существенно не влияет на работу
6 Заказ № 797 161
антенны; при работе на частотах f<fCp шунт компенсирует
возникающие паразитные связи в нагруженной области ан-
тенны.
Анализ возможных способов нагрузки вибраторов показал,
что у ЛПА с вертикальной поляризацией можно применять
вибраторы с емкостной или индуктивно-емкостной нагрузкой.
При этом емкостное укорочение для обеспечения широкополос-
ности антенны более предпочтительно, поскольку добротность
цепи становится наиболее низкой, причем это достоинство осо-
бенно проявляется при больших значениях коэффициента уко-
рочения.
В тех случаях, когда из конструктивных соображений не
удается реализовать достаточно развитую емкостную нагрузку,
целесообразно применять комбинированную индуктивно-емко-
стную нагрузку. При этом индуктивность нагрузки выбирают
из условия обеспечения требуемой резонансной частоты виб-
ратора. Индуктивно-емкостную нагрузку вибраторов можно
рекомендовать при значениях коэффициента укорочения шп^2.
Выбирая коэффициент укорочения, необходимо учитывать
падение сопротивления излучения нагруженных вибраторов,
приводящее к снижению эффективности работы антенны в це-
лом. Как подсказывает опыт работы с ЛПА, следует прини-
мать ГИптахСЗ.
Для вибраторной ЛПА с ненагруженными элементами ча-
стотный период антенны определяется разностью собственных
частот двух соседних вибраторов:
А/„ = А,(1-Л (5.9)
или
ДАЛ„=1-тУ2.
где T:o/2=fn-i/fn — параметр ЛПА с ненагруженными вибрато-
рами; fn и /п-i — собственные частоты п-го и п—1-го вибра-
торов; bfnjfn— относительная ширина полосы частотного пери-
ода антенны.
Аналогично выражению (5.9) для ЛПА с нагруженными
вибраторами
AA,H/fnH=l—tJ.'2, (5.10)
1/2
где тп —параметр, определяющий закономерность изменения
длин и положений вибраторов в нагруженной области ЛПА
(см. рис. 5.4, а).
Таким образом, задача создания ЛПА с нагруженными виб-
раторами сводится к определению зависимости т„2 —
Сужение частотного периода ЛПА происходит обратно про-
порционально увеличению добротности нагруженных вибрато-
162
ров. Поэтому основным условием обеспечения нормального ре-
жима работы ЛПА с нагруженными вибраторами должно быть
равенство
А|пн/Л,н= Af,,/ (q„fn),
или
1-4'2= 7л(1-т*'2), (5.11)
где О'п = Сн/Сх/2 — коэффициент, определяемый отношением до-
бротности нагруженного вибратора QH, эквивалентная длина
которого равна половине длины волны Z./2, к добротности
ненагруженного полуволнового вибратора Qx/2-
Таким образом, относительная ширина полосы частотного
периода ЛПА с нагруженными вибраторами должна быть пере-
менной, изменяющейся обратно пропорционально увеличению
добротности нагруженных вибраторов.
Из уравнений (5.11)
-rn2 = W/2 + <7«-l)/<7n. (5.12)
Зависимость qn=f(mv) для емкостной нагрузки вибратора
(рис. 5.5, а) можно с достаточной точностью аппроксимировать
выражением
qn = aebm", (5.13)
где а=0,5 и й = 0,66 — постоянные коэффициенты.
Зависимость (5.12) позволяет последовательно определять
все значения тп для нагруженной области антенны и соот-
ветственно эквивалентные длины и положения вибраторов
(вдоль распределительной линии). Действительно, зная /сеп =
= 5 /.max/2 И Rn (см. рис. 5.4, б) и коэффициент укорочения п-го
вибратора, по формуле (5.13) рассчитываем тп2- Затем опре-
деляем длину ln-i, положение Rn-i и коэффициент укорочения
/?гп_1 п—1-го вибратора и рассчитываем т„— i и т. д. вплоть
до границы ненагруженной области антенны, где т}1/2 = То2.
Таким образом, ЛПА с нагруженными вибраторами рассчи-
тывают в следующей последовательности: рассчитывают ЛПА
с постоянными параметрами тиа при заданных исходных
данных; определяют коэффициент укорочения вибраторов ан-
1/2
генны и вид нагрузки; рассчитывают параметр т« для на-
груженной области антенны и затем определяют число, экви-
валентные длины и положение вибраторов вдоль распредели-
тельной линии.
Вибраторная структура (см. рис. 5.2) принципиально может
работать в диапазоне, ограниченном в высокочастотной части
элементом, размеры которого соизмеримы с интервалом между
проводами распределительной линии и их диаметром.
6*
163
Ранее отмечалось, что предельное уменьшение продольного
размера плоской вибраторной ЛПА может быть достигнуто
при параметре о=0,05 [см. формулу (5.7)].
Рис. 5.5. Зависимость коэффициента qn от коэффициента укорочения
вибратора тп для емкостной (а) и индуктивно-емкостной (б) на-
грузок:
1, 2 и 3 — добротности индуктивностей равны 100, 150 и 200
Опыт работы с ЛПА показал, что дальнейшее уменьшение
продольного размера ЛПА может быть достигнуто, если огра-
ничить высокочастотную часть структуры элементом длиной
/min~Xmin/6. Однако следует отметить, что при этом происхо-
дит некоторое ухудшение характеристик антенны.
164
Рис. 5.6. Принципиальная схема
ЛПА с W-образной распредели-
тельной линией и вибраторами
с Г-образиой емкостной нагрузкой
Более кардинально про-
дольный размер антенны
уменьшают, придавая рас-
пределительной линии спе-
циальную форму, например
буквы W [6] (рис. 5.6).
Амплитудные ДН в даль-
ней зоне (без учета влия-
ния земли) в горизонталь-
ной плоскости плоской виб-
раторной ЛПА с вертикаль-
ной поляризацией с нагру-
женными вибраторами рассчитывают по известным токам в ос-
новании элементов:
1/(ф)1 =
1/(0, <₽)! =
/Ап(1 — cos mlwn)
------47Г»,/--------ехр—t (тхп cos <р—А„)
/а п [cos (mln cos 6) cos mb(l.n — cos mb(,,n ф-
4- cos 6 sin (mln cos 6) sin tnbg^
sin ml^n
X exp—i (mxn cos <p sin 0 — A„)
1___
sin 0
(5-14)
где xn — расстояние от вершины антенны до n-го излучающего
элемента; 1Ап — амплитуда тока в основании n-го излучающего
элемента; Zee„ — длина n-го излучающего элемента; Ая — фаза
тока n-го излучающего элемента; = /„ + £>(П п.
Поскольку большая часть подводимой к антенне мощности
поглощается в активной области, при расчете ДН можно огра-
ничиться определением токов лишь на вибраторах, находя-
щихся в ее пределах. Границы активной области ЛПА прибли-
женно определяют с учетом соотношений между амплитудами
токов в вибраторах или геометрических соотношений между
вибраторами. В последнем случае границы активной области
находят, учитывая, что эквивалентные длины наибольшего и
наименьшего вибраторов составляют 0,6 X и 0,3 X.
165
Основной лепесток ДН антенны достаточно точно аппрок-
симируется степенными тригонометрическими функциями. Ос-
новной лепесток ДН с учетом влияния земли рассчитывают по
формулам
f (ф) = cos*1 (ф/2);
f (0) = sin*2 9 cos (m/г cos 0),
(5.15)
где 0 — угол, отсчитываемый от вертикали; cos (mh cos 0) —
множитель решетки, состоящей из антенны и ее зеркального
изображения; h — высота расположения излучающего центра
антенны над проводящей поверхностью.
Коэффициенты k\ и k% зависят от параметров антенны а и т.
Для вибраторных ЛПА т=0,7...0,9. На рис. 5.7 приведены
усредненные значения экспериментально определенных коэф-
Рис. 5.7. Усредненные значения эмпирических коэффициентов ki и k2
для расчета плоских вибраторных ЛПА
фициентов kt и k% для плоских вибраторных ЛПА в зависимо-
сти от угла а для разных значений т.
ДН пространственной ЛПА можно рассчитать аналогично
ДН решеток углового типа. Пусть рассматриваемая антенна
(рис. 5.8) состоит из двух полотен с вертикальной поляриза-
цией, расположенных под углом ф друг к другу. Амплитудную
ДН пространственной ЛПА в вертикальной плоскости для
дальней зоны можно записать в виде
1
sin 0
1/(<р, 6)1
/ а п [cos (mln cos 0) cos mb^ —
— cos -|- cos 0 sin (mZ„ cos 0) sin
sin ml^n
X {exp i [—mxn sin 0 cos (ф + ф/2) + A„] +
ф-ехр i [ — mxn sin 0 cos (ф—ф/2) ф- A,J}
(5.16)
166
При аппроксимации тригонометрическими функциями
f (ф) = fi (ф -Н ф/2) ехр [—imd sin (ф/2) cos ф] +
+ fi (ф—ф/2) ехР [—sin (Ф/2) cos ф];
(5.17)
f (6) = fi (9) (exp [—s>n (Ф/2) cos (ф+ф/2)] +
+ exp [ —imd sin (ф/2) cos (ф^—ф/2)]},
где /i (ф) и fi(0)—выражения для основного лепестка ДН пло-
ской ЛПА в горизонтальной и вертикальной плоскостях [см.
Рис. 5.8. Расположение частей вибраторной ЛПА в двух пло-
скостях под углом ф друг к другу
формулу (5.15)]; d— расстояние от вершины антенны (точек
питания) до фазового центра полотна.
. Зависимость величины d/7. от угла а в интервале значений
т, соответствующих частотно-независимому режиму работы
ЛПА, показана на рис. 5.9.
Ниже приведены результаты экспериментальной проверки.
Модели пространственной ЛПА показаны на рис. 5.6.
ЛПА предназначена для работы в диапазоне частот 12,3.. .25,6 МГц со
следующими исходными данными:
Tq/2=0,88; о = 0,05; а = 62°; ф/2 = 31°.
167
Вибраторы, работающие в низкочастотном участке рабочего диапазона,
выполнены с емкостной нагрузкой в виде буквы Г таким образом, что вы-
сота вертикальной части у всех вибраторов была /ъ<Хтах/8. Длина ЛПА
Рис. 5.9. Зависимость расстояния
от вершины антенны до фазового
центра от угла а
(одной полуструктуры) L—7 м; число
вибраторов М=10.
На рис. 5.10 приведена измеренная
кривая 1 КБВ антенны.
В низкочастотном участке диапазо-
на ДН этой антенны имеют большой
задний лепесток и лишь от значения
15 МГц начинают принимать правиль-
ную однолепестковую форму. Это
объясняется сужением частотного пе-
риода антенны по сравнению с расчет-
ным вследствие увеличения добротно-
сти нагруженных элементов.
На рис. 5.10 приведена кривая
2 КБВ, а на рис 5.11, а ДН простран-
ственной ЛПА, нагруженная область ко-
торой выполнена с переменными тиа,
зависящими от степени укорочения вер-
тикальной части вибратора (см.
рис. 5.4). При этом число элементов
возросло до 14, а длина антенны увели-
чилась и стала равной 11 м. В этом
случае во всем рабочем диапазоне ча-
стот ДН получились однолепестко-
выми.
На рис. 5.10 приведена кривая
3 КБВ, а на рис. 5.11, б ДН ЛПА с
переменным т (см. рис. 5.4,6). Длина антенны при этом взята равной длине
прототипа. Для компенсации паразитных связей, возникающих между близко
расположенными вибраторами в нагруженной области, в распределительную
Рис. 5.10. КБВ пространственной ЛПА:
/ — £=7 м, T=const, a=const, W=10; 2 —£=11 м, T=var, а—
= var, M = 14; 3 — L=7 м, T=var, <z=const, A/ = 14
линию включен индуктивный шунт. При этом ДН в горизонтальной плоско-
сти несколько расширились, но остались однолепестковыми во всем рабочем
диапазоне.
ДН рассматриваемых ЛПА в вертикальной плоскости в ре-
альных условиях будут отличаться от рассчитанных, так как
168
Рис. 5.11. ДН в горизонтальной плоскости пространствен-
ной ЛПА с переменными т и а (о), с переменным т п
постоянным а (б)
169
проводящая плоскость, над которой расположена антенна,
имеет ограниченные размеры. На рис. 5.12 в целях качествен-
ной оценки этого явления приведены рассчитанные по формуле
(5.15) и измеренные на моделях для диапазона частот 12,3...
25,6 МГц ДН плоской ЛПА с приведенными выше исходными
данными.
При измерениях антенну установили над круглым экраном
радиусом 1,4 Хтах на высоте й=5 м. Из рисунка видно, что
в пределах от 15 до 30° поле не падает ниже уровня 0,7 от
Рис. 5.12. Рассчитанные (а) и экспериментальные (б) ДН плос-
кой вибраторной ЛПА в вертикальной плоскости
максимального. Поле, излучаемое горизонтальными частями
нагруженных вибраторов, направлено под большими углами
к горизонту (аналогично полю горизонтального вибратора,
подвешенного над землей на высоте и поэтому его на-
блюдают лишь на относительно небольших расстояниях от ан-
тенны. Отношение создаваемых антенной составляющих элект-
рического поля с горизонтальной и вертикальной поляризацией
не превышает 0,3 в низкочастотном участке диапазона и далее
с повышением частоты уменьшается.
5.3. Судовая направленная антенна
Как видно из рис. 5.13, судовая направленная ЛПА для диа-
пазона частот 12,3... 25,6 МГц состоит из рамы в виде тре-
угольника, две стороны которого образованы распределитель-
ной линией 3, а третья сторона замыкает ее концы. Средняя
точка шунта 4, включенного между проводами распредели-
тельной линии, заземлена. Это позволяет значительно упро-
стить конструкцию антенны, так как рама крепится без всяких
170
изоляционных элементов к поворотному устройству. Двухпро-
водную распределительную линию и вибраторы 2 можно вы-
полнить из дюралюминиевых или латунных труб. Внутри
Рис. 5.13. Конструкция ЛПА с заземленным шунтом
одной из труб проходит коаксиальный кабель 1, экран которого
подсоединяют к этой трубе, а внутренний провод—к другой.
Шунт с заземлением в средней точке значительно упро-
щает конструкцию ЛПА благодаря тому, что отпадает необ-
ходимость применения мощных изоляционных переходов между
излучающей частью антенны и ее основанием (опорой). Кроме
171
Рис. 5.14. Общий вид направленной антенны (а)
того, при этом автоматически решается и другая проблемная
задача, характерная для антенн подвижных объектов — обес-
печивается непрерывность заземления антенны (по постоян-
ному току).
Антенну устанавливают на поворотном устройстве, с по-
мощью которого направление максимального излучения может
изменяться на ±180° от диаметральной плоскости судна. Спе-
циального вращающегося перехода не требуется, так как пи-
тание подается к антенне по коаксиальному кабелю с петлей,
необходимой для поворота. Требуемую жесткость конструкции
обеспечивает шпренгельная система взаимного крепления всех
элементов антенны, для изготовления которой использован
трос из диэлектрического материала.
Достоинство рассмотренной антенны — относительная про-
стота ее конструкции, а также постоянное заземление всех эле-
ментов.
На рис. 5.14, а показана антенна, установленная на верх-
нем мостике судна, а на рис. 5.14, б. . .г даны ее характери-
стики. КНД антенны относительно полуволнового вибратора на
средней частоте диапазона равен 7 дБ.
Рассмотренную антенну от известных ЛПА качественно от-
личают значительно меньшие габариты при работе в одном и
том же диапазоне частот и при сравнимых характеристиках.
172
Рис. 5.14. Характеристики антенны, измеренные в береговых условиях и при
ее установке на судне: ДН в береговых условиях (б), ДН на судне (в), кри-
вые КБВ (г):
1 — КБВ опытного образца в береговых условиях; 2 — КБВ опытного образца на судне
(максимум ДН антенны направлен на корму); 3— то же, что и 2, только максимум
ДН направлен на правый борт; 4 — то же, что и /, только измерения производили на
образце опытной партии антенн
173
Таблица 5.1. Характеристики полуструктуры ЛПА
с нагруженными вибраторами для диапазона частот
8 . . . 25,6 МГц
Номер вибратора 1 2 3 4 5 6
'(В"’ м 9,2 8,75 8,27 7,76 7,26 6,74
Ra. М 11,8 11,2 10,6 9,95 9,3 8,62
Т1'2 И 0,95 0,945 0,94 0,935 0,929 0,919
Номер вибратора 7 8 9 10 11 12
6,19 5,62 5,0 4,36 3,76 3,2
Rn. м 7,9 7,26 6,49 5,62 4,85 4,11
Ч/2 0,908 0,892 0,875 0,862 0,849 0,84
Номер вибратора 13 14 15 16 17
'се'1’ м 2,69 2,26 1,9 1,6 1,35
/?П, М 3,46 2,91 2,43 2,06 1,71
</2 0,84 0,84 0,84 0,84 —
Примечание. Изгиб распределительной линии осуществляют за 13-м вибратором. Антеииа-прототип (т(/2 = 0,84)
Номер вибратора 1 2 3 1 5 6
In, М 9,2 7,7 6,5 5,45 4,58 3,87
Rn, м 11,8 9,9 8,3 7,0 5,9 4,95
174
Продолжение табл. 5.1
Номер варианта 7 8 9 Ю п 12
1п, М 3,25 2,73 2,3 1,93 1,65 1,26
Rn< м 4,16 3,5 2,94 2,47 2,08 1,75
Антенну (ее ДН) ориентируют в пространстве с помощью
пульта, состоящего из устройства сельсинной связи между по-
воротным устройством антенны и репитером гирокомпаса,
установленным в радиорубке. При этом на шкале репитера
гирокомпаса размещен указатель, синхронно вращающийся
с поворотным устройством антенны.
Основное направление дальнейших работ по повышению эф-
фективности судовых направленных ЛПА — расширение их ра-
бочего диапазона частот при минимизации размеров. Задачу
можно решить, укорачивая вибраторы за счет применения ком-
бинированной индуктивно-емкостной нагрузки или уменьшая
продольный размер ЛПА за счет придания распределительной
линии специальной формы.
Принципиальная схема ЛПА с индуктивно-емкостной на-
грузкой вибраторов и распределительной W-образной линией
приведена на рис. 5.6.
Вибраторы антенны изогнуты в форме буквы Г. Чтобы
обеспечить постоянство индуктивности, ее целесообразно вы-
полнять в виде механически жесткого конструктивного узла
(например, катушку индуктивности можно залить эпоксидной
смолой).
Распределительную линию изгибают на участке, где вклю-
чены вибраторы длиной /<Xmin/4.
Для антенн, предназначенных для работы в дискретных по-
лосах частот, распределительную линию можно изгибать на
участке между вибраторами, собственные частоты которых на-
ходятся вне смежных рабочих полос частот.
В табл. 5.1 приведены результаты расчета основных харак-
теристик рассматриваемой ЛПА с вертикальной поляризацией
для диапазона частот 8 .. . 25,6 МГц при следующих исходных
данных: то/2 =0,84; а = 62°; <р/2 = 31; длина антенны (одной
полуструктуры) А = 8,4 м; число вибраторов N=V7.
Таким образом, придание распределительной линии ан-
тенны специальной формы позволяет расширить рабочий диа-
пазон частот ЛПА до 8 МГц при незначительном увеличении
длины антенны.
175
5.4. Варианты построения судовых фазированных
антенных решеток
Как уже отмечалось, одно из эффективных направлений по-
вышения надежности системы морской радиосвязи — примене-
ние на судах фазированных антенных решеток (ФАР), позво-
ляющих обеспечить в достаточно широком диапазоне частот
преимущественное излучение сигнала в определенном направ-
лении. Такая система дает возможность, с одной стороны, уве-
личить напряженность электромагнитного поля в дальней зоне
без наращивания мощности радиопередатчика, а с другой —
увеличить суммарную мощность излучения не повышая при
этом предельно допустимой мощности в отдельных излучате-
лях и фидерном тракте.
Принципиально направленную антенную систему можно
выполнить линейной, квадратной, двухрядной и другими более
сложными конфигурациями (например, квадратной с допол-
нительным излучателем в центре).
Решетки могут состоять только из активных или из активных
и пассивных излучателей. Выбор определенных значений ампли-
туд и фаз токов позволяет оптимизировать ДН, т. е. уменьшить
ширину главного лепестка и понизить уровень боковых лепе-
стков.
В судовых условиях разместить антенную систему, занима-
ющую значительную площадь, трудно и поэтому целесообразны
линейная решетка, которую легко установить вдоль борта, и
квадратная, не требующая большой площади. В пассивных
излучателях используют перестраиваемые по диапазону и рас-
считанные па большие мощности реактивные сопротивления.
В то же время фазировать активные излучатели можно в кас-
кадах предварительного усиления, т. е. при малых уровнях
мощности. На судах целесообразнее использовать равномерные
решетки, у которых амплитуды токов в излучателях одинаковы,
а фазы меняются по линейному закону.
Электрические характеристики системы излучателей на за-
данной частоте определяет режим ее фазирования, т. е. выбор
фазового сдвига между токами в излучателях. Возможны два
режима фазирования: максимум излучения вперед (фазы полей
отдельных излучателей одинаковы в точке наблюдения с задан-
ным азимутом и минимум излучения назад (поле минимально
или равно нулю в направлении, противоположном направлению
на объект связи). Первый режим можно реализовать в решетке
любого типа, а второй — не во всякой: он неосуществим, напри-
мер, в линейной решетке. Второй режим фазирования реали-
зуем в двухрядной решетке, если сложить в фазе поля от
излучателей каждого ряда, а затем в противофазе поля от
разных рядов.
176
Наряду с квадратной и линейной решетками можно осу-
ществить и другой вариант ФАР, используя существующие су-
довые антенны. Такая ФАР представляет собой систему из
произвольно расположенных излучателей (неэквидистантная
решетка).
Результаты расчета электрических характеристик ФАР по-
зволяют сделать следующие выводы (табл. 5.2 [43]):
Таблица 5.2. Характеристики различных типов решеток
Тип решетки КНД, дБ Диапазон перекры- ваемых частот (КНД > 5 дБ; ширина главного максимума < 120°)
<1/Х = 0,2 rf/X -- 0,4 d/K = 0.6
Линейная из че- тырех излучателей Линейная из восьми излуча- телей Квадратная Двухрядная из восьми излуча- телей 2,5 ... 5 5,2 . . 7,8 2,5 4 ... 5,4 4,9 .. . 7,4 7,9 .. . 9,5 5,4 ... 6 8,2 .. . 8,6 4,6 .. . 6,9 7 . . 10,1 5 . . 5,8 7,5 ... 9 0,41 < d/K < 0,56 0,21 < d/A 0,8 0,32 < d/A 0,66 0,22 < d/A < 0,8
Примечание, d — расстояние между элементами решетки; X — длина волны.
устанавливая необходимый фазовый сдвиг между излуча-
телями решетки, можно повернуть лепесток ДН в заданном
направлении;
при заданном расстоянии между излучателями увеличение
их числа дает возможность повысить направленность (умень-
шить ширину главного лепестка и уровень обратного излуче-
ния, увеличить КНД);
линейная решетка в большей части диапазона имеет в го-
ризонтальной плоскости ДН с двумя главными лепестками;
квадратная решетка (четыре излучателя) при (//?.< 0,4. . .
0,45 имеет в горизонтальной плоскости один главный лепесток;
поворот ДН изменением фазовых сдвигов достаточно обеспе-
чить в пределах угла ±45°, так как скачкообразный поворот
на 90, 180 и 270° можно получить простым переключением це-
пей питания вибраторов (например, по часовой стрелке); ши-
рина главного лепестка ДН при повороте на 45° изменяется
слабо;
двухрядная решетка имеет более высокую направленность,
чем квадратная (в основном за счет сужения главного лепе-
стка) и несколько меньший уровень обратного излучения:
!77
решетка из пяти излучателей (один — в центре, осталь-
ные— в вершинах квадрата) обладает некоторыми преимуще-
ствами перед квадратной [22].
Анализ электрических характеристик позволяет определить
диапазонность рассматриваемых типов решеток. Если задать,
например, условие, что КНД при любом азимуте должен быть
не менее 5 дБ, а ширина главного лепестка ДН не должна пре-
вышать 120°, то различные варианты решеток обеспечат сле-
дующие диапазоны частот: линейные из четырех и восьми из-
лучателей— 0,41с 0,56 и 0,21 0,8; квадратная —
0,32«Д/Х^0,66; двухрядная из восьми излучателей — 0,22^
<Д/Х<0,8. Например, если мощность излучения одного излуча-
теля (с учетом фидерного тракта) составляет 1 кВт, то мощ-
ность, излученная ФАР при коэффициенте усиления 2,5.. .5 дБ,
соответствует 7,2. . .12,8 кВт.
В качестве излучателей в ФАР рекомендуется применять
широкополосные антенны (например, типа ШПА-11-2). Высота
широкополосных излучателей около 11 м.
В условиях судна расчетные фазовые сдвиги необходимо
корректировать с учетом реального размещения антенны по
результатам измерении на моделях или в натурных условиях.
Система сложения мощности в пространстве. Структурная
схема сложения мощности в пространстве приведена на
рис. 5.15.
Фазирующее устройство представляет собой высокочастот-
ную схему электронного управления фазой сигнала. С помощью
перестройки фазовращателей, включенных в каждый из вы-
сокочастотных трактов, питающих элементы ФАР, регулируют
фазы сигналов, подводимых к элементам ФАР, и таким обра-
зом осуществляется электронное сканирование ДН ФАР. Уп-
равляется фазирующее устройство по определенной программе
от блока управления, представляющего собой цифровое вычис-
лительное устройство. С блока фазовращателей сигналы высо-
кой частоты поступают в блок усилителей мощности, а затем —
в ФАР.
Необходимое условие начала фазирования — равные амп-
литуды и синфазность сигналов в трактах системы до установ-
ления требуемых фазовых сдвигов в элементах ФАР. В связи
с этим возникает задача устранения разброса амплитуд и фаз
сигналов в трактах системы до начала перестройки фазовра-
щателей, обеспечивающих формирование заданной ДН.
Для решения этой задачи в состав системы вводят управ-
ляемые аттенюаторы и фазовращатели. Подстройку контроли-
руют с помощью цепи обратной связи, включенной после уси-
лителей мощности и представляющей собой блок направленных
ответвителей и блок сравнения. В процессе подстройки трактов
системы в блоке сравнения сравниваются сигналы опорного
J78
тракта (например, первого) с сигналом
тракта.
Известно, что разность сигналов
Хг Л^ш (со/Н-ф!), |
X2 = ^2sin(<oH-<p2) I
представляет собой сигнал
X = A sin (соСф <р),
подстраиваемого
(5.18)
(5.19)
Рис. 5.15. Структурная схема системы сложения мощности в про-
странстве
где
А 'у/л^ф-Л* — 2Л]Л2со5(ф2—q^);
tg<P -
Ai sin tpi — A2 sin <p2
Al COS <fi — A2 cos ф2
(5.20)
(5-21)
Из выражений (5.20) и (5.21) следует, что при Л1 = Л2 и ф|=ф2
А =0 и tg ф = 0.
Таким образом, если в блоке сравнения вырабатывается
разность сигналов опорного и подстраиваемого трактов, при
равных амплитудах и синфазности этих сигналов, амплитуда
разностного сигнала будет равна нулю. В случае несовпаде-
ния амплитуд и (или) фаз сравниваемых сигналов разностный
сигнал будет иметь некоторую амплитуду Л, которая будет
тем больше, чем больше разброс амплитуд и фаз сравниваемых
сигналов. Следовательно, амплитуду разностного сигнала мо-
179
>мю выбрать в качестве критерия при подстройке амплитуд и
фаз сигналов в трактах усиления; условием равных амплитуд
и синфазности сигналов в трактах будет нулевая амплитуда
разностного сигнала.
Рассматриваемую последовательность подстройки можно
реализовать по алгоритму Гаусса—Зайделя, который заключа-
ется в пошаговом изменении подстраиваемого параметра в сто-
рону увеличения или уменьшения. Уменьшение параметра под-
стройки подтверждает правильность направления изменения
подстраиваемого параметра и это направление сохраняется и
далее при выполнении следующего шага. Увеличение пара-
метра подстройки свидетельствует о неправильном выборе на-
правления подстройки, которое при следующем шаге должно
быть изменено на противоположное; это также говорит о не-
возможности дальнейшего уменьшения данного параметра
(фазы или амплитуды), и поэтому следует перейти к под-
стройке следующего параметра.
Алгоритм подстройки [55] приведен на рис. 5.16. Резуль-
таты моделирования на ЭВМ процесса подстройки трактов
системы сводятся к следующему:
время подстройки определяется в основном быстродейст-
вием аттенюаторов Аг и фазовращателей <рр, оно также зависит
от исходного разброса подстраиваемых параметров;
точность постройки параметров и <р(- зависит от выбран-
ного значения шага изменения параметров и ф,, а также
от допустимого минимального значения амплитуды разност-
ного сигнала;
при исходном большом (больше л/8) разбросе фаз срав-
ниваемых сигналов подстройку следует начинать для сокраще-
ния времени адаптации с подстройки фазы (а не с амплитуды).
Судовая ФАР. Создание судовых широкополосных антенн
и радиопередающих устройств, а также успехи микропроцес-
сорной техники позволили разработать ФАР для судовых ра-
диокомплексов. Макет ФАР, установленный на судне, прошел
испытания в эксплуатационных условиях [38].
Рассматриваемая ФАР декаметрового диапазона волн со-
стоит из четырехэлементной линейки широкополосных излуча-
телей А1...А4 (рис. 5.17), четырех усилителей мощности
УМ1... УМ4, пяти возбудителей В1... В5, из которых четыре
играют роль преобразователей (В5 — опорный возбудитель),
четырех фазовращателей ФВ1 . .. ФВ4 и пульта управления
ПУ. Необходимые фазовые соотношения на выходах фазовра-
щателей задавались по промежуточной частоте /пром, что дало
возможность использовать фазовращатели на /?С-цепочках,
позволяющие получать любые фазовые сдвиги с любой ди-
скретностью. Усилители-преобразователи, синхронно преобра-
зующие спектр в заданную область рабочего диапазона ФАР,
180
( Начало )
Первый тракт усиления - опорный |
| Второй тракт усиления — подстраиваемый j
Предыдущее значение критерия подстройки
равно амплитуде сигнала на выходе блока
сравнения;
подстройка фазы (шаг равен 1° )
Уменьшение подстраиваемого параметра
на значение шага (К = 1; Лг = 1)
Ист
Нет:
Да
Конец
Переходить к под-
стройке следующего
______тракта______
Критерий равен амплитуде сигнала на
выходе блока сравнения
юдстроик
трактов
Да
Да
Нет
Да
Увеличение подстраивае-
мого параметра на значе-
ние шага; =ЛГ+ 1
Уменьшение под-
страиваемого параметра
на значение шага:
К1=К + 1
Критерий больше
допустимого у ров 115
Критерий оолыле
предыдущего значсни
Подстраиваемый пара-
метр уменьшал с
Подстраиваемый па-
раметр уменьшал с
закончена
Увеличение подстраи-
ваемого параметра на
значение шага
Предыдущее зна-
чение равно
критерию
Нет
Подстройка
(разы
Да’
Подстройка фазы
(шаг равен 1° )
Подстройка амплитуды
(шаг равен 0,25 дБ)
Рис. 5.16. Алгоритм подстройки системы сложения мощности в про-
странстве
181
позволяют создать на входах усилителей мощности ВЧ-сигналы
с необходимыми фазовыми сдвигами. В качестве усилителей
мощности использованы судовые передатчики с линейной
амплитудно-фазочастотной характеристикой, а в качестве из-
лучателей ФАР — вертикальный несимметричный вибратор
с индуктивно-резистивной нагрузкой, включенной на расстоя-
нии 0,7 / от основания.
На рис. 5.18 показаны экспериментальные кривые состав-
ляющих входного сопротивления и КБВ одиночного излуча-
теля в рабочем диапазоне частот. Период решетки был выбран
ХКОр/2, и в этом случае дифракционные максимумы отсутствуют.
Излучатели с помощью коаксиальных кабелей одинаковой
длины соединены с выходами усилителей мощности через на-
правленные ответвители, позволяющие контролировать ампли-
тудно-фазовое распределение на входе фидерной системы ре-
шетки и измерять комплексные коэффициенты отражения в ка-
нале каждого излучателя при работе ФАР в различных
режимах излучения.
На рис. 5.19 показана схема направленного ответвителя.
Это восьмиполюсник с попарно развязанными выходами. Ана-
лиз работы направленного ответвителя показывает, что при
выполнении условия
7?,=/?2 = /?4=/?1
182
где Ri — внутреннее сопротивление источника ЭДС; R2, Ri —
эталонные нагрузки в развязанных между собой плечах ответ-
вителя, комплексные амплитуды напряжении U2, Ut будут с точ-
ностью до постоянного множителя соответствовать комплексным
амплитудам отраженной и падающей волн.
Комплексный коэффициент отражения в точке 3
S„ = 7(пф 1/п). (5.22)
входной импеданс нагрузки
ZH=R(1 — S„)/(l-| -S„). (5.23)
Комплексные амплитуды напряжений U2, U3, IM измеряли
амплнфазометром ФК2-12 на входе фидерной системы решетки.
Рис.
5.18. Кривые входного сопротивления и КБВ («) оди-
ночного излучателя (б), входящего в состав ФАР
Мощность, поступающая в излучатели ФАР,
|Д2|(н+1)/п.
(5-24)
Судовые f ПДУ, используемые в качестве усилителей мощ-
ности, работали в режиме пониженной мощности. Фазовраща-
тели позволяли устанавливать сдвиги между токами на входе
фидерной системы решетки с дискретностью 1°. Излучатели ФАР
располагали вдоль правого борта судна, а всю аппаратуру фа-
зирования и контроля размещали в радиорубке
J83
Рис. 5.19. Схема направленного ответвителя
КБВ в тракте каждого излучателя измеряли при различ-
ных режимах работы ФАР и снимали ДН.
Потенциал канала ФАР:
П = Ру MGr| V 4КБВ" , (5.25)
2-j (1 + КБВ)2 v ’
П=1
где РуМ — выходная мощность одного усилителя; G — экспери-
ментально определенный коэффициент усиления ФАР; КБВИ —
коэффициент бегущей волны п-го излучателя с учетом взаимо-
связи; т] — КПД излучателя.
КБВ измеряли с помощью направленных ответвителей для
двух режимов излучения — поперечного и осевого. Фазы токов
на входе излучателя при осевом излучении, изменяющиеся по
линейному закону, рассчитывали из условия получения син-
фазного сложения сигналов от каждого излучателя ФАР в за-
данном направлении.
Методика фазирования следующая:
расчетные значения фаз токов устанавливают на фазовра-
щателях ФВ2, ФВЗ и ФВ4 относительно ФВ1, принятого за
опорный;
действительные значения фаз, отличающиеся от расчетных
из-за взаимного влияния излучателей, поочередно замеряли
амплифазометром ФК2-12 на выходах 3 направленных ответви-
телей;
на выходах 3 направленных ответвителей добивались полу-
чения расчетного соотношения фаз (с точностью ±5%).
На рис. 5.20 показаны результаты измерения входных со-
противлений и КСВ излучателей 1 и 2. Наибольшее взаимное
184
Рис. 5.20. Измеренные значения входного сопротивления и КСВ из-
лучателей ФАР в режимах поперечного (<р=90°) и осевого (<р=0)
излучений:
------и ------- осевое и поперечное излучения
влияние между излучателями будет в низкочастотном проме-
жутке диапазона. В наиболее тяжелом режиме по согласова-
нию оказывается крайний излучатель ФАР при осевом излу-
чении в его сторону (КБВ при этом па-
дает до значения 0,1).
Коэффициент усиления ФАР G изме-
ряли в горизонтальной плоскости (угол
возвышения 6 = 0°) при поперечном и
осевом излучениях ФАР. На основании
измерений G и КБВ рассчитывали по-
тенциал ФАР по формуле (5.25); мощ-
ность передатчика принимали равной
1 кВт (рис. 5.21).
Волнообразный характер кривых обу-
словлен изменениями коэффициента уси-
ления из-за взаимного влияния излуча-
телей. Резкое уменьшение потенциала
ФАР в высокочастотном промежутке
диапазона при осевом излучении объяс-
няется сужением главного лепестка в го-
ризонтальной и вертикальной плоскостях.
Рис. 5.21. Кривые потен-
циала ФАР:
--- одиночная антенна
---— и —— ф=90° и ф=0
185
186
При этом из-за некоторого подъема максимума парциальной
ДН в вертикальной плоскости отдельного излучателя
уровень поля от ФАР в направлении горизонта сильно па-
дает. При поперечном излучении ДН ФАР в вертикальной пло-
скости идентична парциальной ДН излучателя (уровень поля
в направлении горизонта остается высоким). Поэтому эффект
сложения хорошо выражен и при малых углах возвышения.
Влияние факторов, связанных с размещением ФАР на судне
(влияние среза борта, мачт и крановых стрел, экранирующее
действие надстройки), оценивали с помощью ДН, снимаемых
методом обхода судна по кругу с радиусом не менее 10 Экс-
периментальные ДН совпали с теоретическими, кроме области
углов, под которыми располагалась судовая надстройка, из-за
значительного ослабления поля. Коэффициент усиления в сред-
нем был таким же, как и для других направлений. Типичные
ДН ФАР при поперечном и осевом направлениях излучения
показаны на рис. 5.22.
Использование ФАР на судах позволит значительно повы-
сить потенциал каналов системы морской радиосвязи.
Глава 6
СУДОВЫЕ УКВ-АНТЕННЫ
6.1. Основные требования к судовым У КВ-антеннам
Радиоволны УКВ-диапазона обладают незначительно выра-
женным свойством дифракции, и поэтому быстро затухают за
пределами горизонта. Для увеличения дальности радиосвязи
антенны поднимают над поверхностью земли. При этом между
антеннами и радиостанциями приходится включать довольно
длинные фидеры. Применение дистанционно перестраиваемых
согласующих устройств, включенных между антенной и фиде-
ром, связано со значительными трудностями и в большинстве
случаев практически неприемлемо. Поэтому для УКВ-радио-
связи целесообразно использовать антенны, входное сопротив-
ление которых достаточно хорошо согласуется с волновым со-
противлением фидера в заданной полосе частот
Правильный выбор типа антенны для судовых радиотеле-
фонных УКВ-станций имеет первостепенное значение, так как
этим определяются дальность и качество работы линии связи.
Антенна должна удовлетворять следующим условиям: конст-
руктивно быть возможно более простой, легкой и прочной,
187
удобной для установки и эксплуатации на судах; противосто-
ять обледенению и сильным ветрам; быть устойчивой к дина-
мическим нагрузкам (качке, вибрации, ударам); излучать и
принимать колебания с вертикальной поляризацией; схема ан-
тенны должна обеспечивать непрерывность ее заземления по
постоянному току.
6.2. Типы судовых УКВ-антенн
Простейшая ненаправленная антенна, удовлетворяющая
указанным требованиям, — это симметричный вертикальный
полуволновой вибратор. Для улучшения диапазонных свойств,
а также для обеспечения достаточной механической прочности
вибраторы обычно изготавливают большого диаметра. Отно-
шение диаметра к длине плеча у вибратора, применяемого
в качестве УКВ-антенн, обычно берут равным 1 : 10 ... 1 : 15.
При этом укорочение длины такого вибратора составляет 5...
Ю %.
Чтобы уменьшить емкость между торцами плеча вибратора
и устранить неоднородности в месте присоединения питающей
линии, этим участкам обычно придают коническую форму. При-
меняют также вибраторы, у которых все плечо имеет форму
конуса.
Питание к симметричным вибраторам подводится как по
симметричным, так и несимметричным линиям. Питание виб-
раторов открытой линии нежелательно, поскольку такая ли-
ния превращается в УКВ-диапазоне в излучающую систему,
которая будет искажать ДН антенны и вызывать добавочные
потери энергии. Симметричный экранированный кабель свобо-
ден от этих недостатков, но для его применения выход радио-
станции должен быть симметричным, в то время как выход
судовых УКВ-радиостанций несимметричный. Поэтому в боль-
шинстве случаев питание симметричных вибраторов диапазона
дециметровых и метровых волн осуществляют с помощью не-
симметричного коаксиального кабеля, подключая его к вибра-
тору через симметрирующее устройство.
Примером симметричного вибратора, используемого в ка-
честве судовой антенны, может служить антенна судовой радио-
станции, работающей в диапазоне частот 100. ..150 МГц. При-
меняют также несимметричные вибраторы с противовесом. ДН
антенны в вертикальной плоскости (в верхнем полупростран-
стве) аналогична ДН симметричного вибратора только при
бесконечно больших размерах противовеса. На рис. 6.1 приве-
дены ДН несимметричного вибратора длиной 1=^14 при раз-
личных радиусах противовеса [1]. Как видно из приведенных
диаграмм, направление максимального излучения у такой ан-
188
тенны поднято над горизонтом, а уровень излучения в нижнее
полупространство зависит от размеров противовеса.
Несимметричная антенна с противовесом и приподнятой
точкой питания от радиотелефонной УКВ-станции «Корабль-3»
(рис. 6.2, а) предназначена для работы в диапазоне частот
156... 162 МГц. Высота антенны /=1 м. Противовес состоит
четвертьволнового несим-
от радиуса противовеса
Рис. 6.1. ДН в вертикальной плоскости
метричного вибратора в зависимости
из шести лучей, радиус противовеса 1 м. Питание на вибра-
тор подается не у основания, а в некотором среднем сечении
1—1 (рис. 6.2, б). В соответствии с эквивалентной схемой та-
кой антенны (рис. 6.2, в) коаксиальный кабель, питающий ан-
тенну, подключают к нагрузке из последовательно соединен-
ных разомкнутой линии длиной /1 и короткозамкнутой линии
длиной 1г, причем h + l2 = l.
Ток в цепи антенны течет по вибратору и по наружной
поверхности коаксиальной части антенны. Входное сопротив
ление антенны
= 40 (tg2 -1 tg ml^—i (pi etg mli — p2 tg m/2).
(6-1)
Верхняя часть антенны имеет реактивную составляющую
емкостного характера, а нижняя — индуктивного. Соответст-
189
вующим подбором величины 1\ можно добиться взаимной ком-
пенсации реактивностей в точках питания антенны. Однако
точный подбор It затруднителен, поэтому для компенсации ре-
активности на вход антенны подключают разомкнутый шлейф
в виде отрезка коаксиального кабеля длиной /ш<7/4. КБВ
в кабеле с волновым сопротивлением 75 Ом, питающем ан-
тенну, в рабочем диапазоне частот не падает ниже 0,5.
Основной недостаток антенн подобного типа — наличие про-
тивовеса, снижающего механическую прочность конструкции.
Коаксиальная антенна (рис. 6.3) представляет собой по-
луволновой вибратор с плечами различных диаметров. Верхнее
Рис. 6.2. Несимметричная антенна с противовесом и приподнятой точкой пи-
тания (а), вибратор (б) и его эквивалентная схема (в):
1 — верхняя труба с козырьком; 2 — изолятор; 3 — нижняя труба; 4 — гайка; 5 — осно-
вание; 6 — лучи противовеса; 7 — колпак
плечо (штырь 1)—продолжение центрального проводника ко-
аксиального кабеля, нижнее плечо (стакан 2)—четвертьволно-
вой металлический цилиндр. Внутренняя поверхность цилиндра
и внешняя поверхность экрана фидера образуют короткозамк-
нутую четвертьволновую линию, которая выполняет роль ме-
таллического изолятора, препятствуя затеканию тока на на-
ружную оболочку коаксиального кабеля 3 (или мачты).
Входное сопротивление коаксиального вибратора зависит от
длины штыря и стакана, и его можно регулировать в некото-
рых пределах. Для согласования антенны с коаксиальным ка-
белем (с волновым сопротивлением 75 Ом) длину штыря сле-
дует брать равной около 99 % от четверти длины волны, а ста-
кана— около 94 %. Недостаток конструкции — необходимость
применения изолятора для крепления верхней половины виб-
ратора, что снижает механическую прочность антенны. Кроме
того, при такой конструкции антенна не является грозозащи-
щенной.
190
На рис. 6.3, б показана схема грозозащищенного коакси-
ального полуволнового вибратора, свободного от указанных
недостатков. Плечи вибратора выполнены из двух коаксиаль-
ных металлических цилиндров, соединенных в верхней части
с несущей трубой. Верхнее плечо вибратора возбуждается вы-
веденным в отверстие трубы центральным проводником коак-
сиальной линии. Внутренняя поверхность верхнего цилиндра
вместе с наружной поверхностью трубы выполняет роль метал-
лического изолятора. Такую же роль выполняет и внутренняя
поверхность нижнего цилиндра вместе с наружной оболочкой
Рис. 6.3. Коаксиальный вибратор (а) в грозозащищенном испол-
нении (б) и его эквивалентная схема (в)
трубы, изолируя конец нижнего плеча вибратора от трубы.
Цилиндры, приваренные к трубе, образуют вместе с ней меха-
нически прочную конструкцию.
Отличительная особенность подобного вибратора — обеспе-
чение диапазонного согласования с фидером. Короткозамкнутый
отрезок коаксиальной линии, образованной верхним ци-
линдром и трубой, служит не только изолятором, но и компен-
сирует реактивную составляющую входного сопротивления виб-
ратора при расстройке частоты (рис. 6.3, в). Полная входная
проводимость антенны в точке подключения коаксиального фи-
дера
Ул =--------L-----+ ------1---=---------------+
R A—ipB cig ml ipK tg/п/ p2 ctg2 ml
Pb
R\ + Pb ctg ,nl
ctgmZ,
где рБ и pK -— волновые сопротивления вибратора и компенса-
191
Рис. 6.4. Коаксиальный вибратор с нижним цилиндром из от-
дельных штырей
тора; ДЛ~73 Ом — активное сопротивление полу-
волнового вибратора.
При небольшой расстройке частоты (Асо/(ооС1)
можно считать ctgmZ<^l, поэтому
= -----W^z. (б.з)
Pk J
Из выражения (6.3) следует условие полной
компенсации реактивности при небольшой рас-
стройке:
Рк = ^л/рв. (6-4)
Необходимую величину рБ получают выбором
труб соответствующих диаметров. При малом рв
достигается достаточно хорошее согласование
с 75-омным кабелем в полосе частот 30. ..50%.
Нижний цилиндр коаксиальной антенны можно
выполнить из отдельных штырей длиной Х/4
(рис. 6.4). При этом, изменяя длину штырей и
угол их наклона, можно в некоторых пределах регулировать
степень согласования антенны с кабелем в рабочем диапазоне
частот.
В УКВ-диапазоне широко используют шунтовые и петле-
вые вибраторы [2], основные преимущества которых — воз-
можность работы в достаточно широкой полосе частот и
возможность непосредственного жесткого крепления на метал-
лических мачтах (в узле напряжения) без применения изоля-
торов.
Рабочий диапазон частот вибратора расширяют, придавая
ему специальную форму, например коническую. При такой
форме получается плавный переход по волновому сопротивле-
нию от питающей линии к антенне и от антенны к волновому
сопротивлению свободного пространства. Подобным образом
сконструированную дискоконусную антенну широко применяют
в диапазонах метровых и дециметровых волн.
6.3. Направленные УКВ-антенны
Для повышения дальности связи судовых радиостанций
надо стремиться к концентрации излучения в направлении го-
ризонта, т. е. сжимать ДН судовой антенны в вертикальной
192
Плоскости. Сформировать требуемую ДН в вертикальной пло-
скости при ненаправленном излучении в горизонтальной можно
за счет применения коллинеарных синфазных антенн — не-
скольких полуволновых вибраторов, расположенных на одной
линии и возбуждаемых в фазе. Однако при этом следует учи-
тывать, что очень узкая ДН в вертикальной плоскости нежела-
тельна, так как при качке судна будут резко изменяться ин-
тенсивности передаваемого и принимаемого сигналов. Поэтому
не рекомендуется делать ширину ДН судовой УКВ-антенны
в вертикальной плоскости менее 30°.
Конструктивно коллинеарные антенны составляют из обыч-
ных полуволновых симметричных или коаксиальных вибрато-
ров. ДН такой антенны из п синфазно возбуждаемых полувол-
новых вибраторов, разнесенных по вертикали на h—7:!2, рас-
считывают по формуле
Не)
(6.5)
Входное сопротивление описываемой антенны определяют
по методу наводимых ЭДС. Так как элементарным в рассмат-
риваемой антенне является полуволновой вибратор, собствен-
ное и вносимое сопротивления будут иметь активный характер.
Синфазное возбуждение вибраторов достигается за счет того,
что каждый последующий вибратор подключают к фидеру на
расстоянии 7./2 от предыдущего, причем концы фидера при
этом перекрещивают.
На рис. 6.5, а показана антенна из трех синфазных полу-
волновых коаксиальных вибраторов 1, 2, 3, разнесенных по
вертикали вдоль мачты 4 на расстоянии полуволны друг от
друга. Если обозначить через R21, R22 и R23 полные сопро-
тивления излучения вибраторов, то
R21= R2s — R2h + R2ia + Rsis = 73,1 + 26,4—4,1 = 95,4 Ом;
Кхг = R222 + 2R212 = 73,1 + 2- 26,4 = 125,9 Ом.
Полное сопротивление излучения антенны R2 = 95,4+125,9 +
+ 95,4=316,7 Ом.
Сопротивления всех вибраторов, питаемых фидером, ока-
зываются включенными параллельно через полуволны. Так как
полуволновой отрезок линии не меняет сопротивления на-
грузки, то входное сопротивление антенны, на которое нагру-
жен фидер, Ra = 35 Ом.
На рис. 6.5, б приведены кривые усиления, ширина ДН кол-
линеарной синфазной антенны в зависимости от числа вибра-
торов для частоты 160 МГц; на рис. 6.5, в — построенная по
7 Заказ № 797 1 93
формуле (6.5) ДН в вертикальной плоскости трехэлементной
антенны (6) и для сравнения ДН одноэлементной антенны (5).
В ряде случаев на судне целесообразно установить направ-
ленную в горизонтальной плоскости УКВ-антенну, например
при постоянном курсировании судна по определенному марш-
Рис. 6.5. Трехэлементная грозозащищенная синфазная ан-
тенна (а), кривая усиления G и ширина Д6 в зави-
симости от числа элементов п (б), ДН одно- и трехэле-
ментной антенн в вертикальной плоскости (в)
руту, когда нужно значительно повысить дальность радиосвязи.
Особенно это относится к малым судам, на которых высота
установки антенн невелика. Если надо повысить дальность
связи в каком-то определенном направлении (секторе), можно
использовать две дистанционно коммутируемые антенны и не-
высокую мачту.
На судах можно использовать антенны с плоскими или
уголковыми отражателями, а также антенны типа «волновой
194
Рис. 6.6. ДН УКВ-антенны с плоским рефлектором для
S/X = O,2; 0,3; 0,4 (а), пример конструктивного выполне-
ния двухэлементной антенны с плоским отражателем (б)
и ее характеристики (в)
7*
195
Рис. 6.7. ДН УКВ-антенн с уголковыми отражателями для гр=90° (а), гр=
=60° (б), гр=45° (в)
канал». Методы расчета основных параметров упомянутых ан-
тенн описаны в гл. 2.
На рис. 6.6 приведены ДН антенны, состоящей из полувол-
нового вибратора с плоским рефлектором, расположенным на
расстоянии 0,27; 0,37; 0,47 от него. Как видно из рисунка, при
S/7^0,4 в ДН появляется глубокий провал в главном направ-
лении. В то же время RA начинает резко падать для значений
S/7<0,2. Поэтому отношение S/7 для УКВ-антенн с плоскими
отражателями целесообразно выбирать в пределах £/7=0,2...
Рис. 6.7. Пример конструктивного выполнения антенны для гр=90° (г)
и ее характеристики (<Э)
0,35. При этом ширина ДН в горизонтальной плоскости изменя-
ется от 100 до 140°, а входное сопротивление /?д==70...95 Ом,
что допускает непосредственное питание антенны ВЧ-кабелем
с р = 75 Ом.
Для получения более узких ДН применяют уголковые отра-
жатели. На рис. 6.7 приведены рассчитанные по формулам
(2.143), (2.144), (2.148) ДН таких антенн в горизонтальной
плоскости, а на рис. 6.8—кривые КНД (относительно изо-
тропного излучателя) и этих же антенн в зависимости от
отношения S/7. Так, для получения ДН в горизонтальной плос-
кости шириной 30° может быть применена уголковая антенна
с ф = 90° и £/7=0,7 или антенна с ф = 60° и £/7=0,35.
Для того чтобы в секторе ф экспериментальная ДН удов-
летворительно совпадала с расчетной, минимальное значение
размера L (см. рис. 2.36, б) приблизительно может быть най-
дено из выражения
D' = 4лД/72, (6.6)
где D' — КНД, определяемый через площадь раскрыва ан-
тенны; F— площадь раскрыва антенны, F=2Lftsin (гр/2).
197
196
а)
в
Рис. 6.8. Кривые КНД (а), со-
противления излучения (б) и
ДН в горизонтальной плоско
сти (в) уголковой антенны
3/Л=0,3
8/*.=0,3
8/1=0,2
у =240°
8/Л=0.3
При ф = 90с размер
ф = 60° L>1,5X;
ф = 45° L^2Z. При ука-
занных значениях L ин-
тенсивность излучения
в секторе 360°—яр будет
примерно на 30 ... 40 дБ
ниже интенсивности излу-
чения в главном наравле-
нии (<р = 0).
Размер h отражателя
следует выбирать таким,
чтобы крайние точки про-
екции вибратора на реф-
лектор находились на
расстоянии (0,1 .. ,0,15)Х
от края рефлектора. При
этом чем больше отноше-
ние S/Х, тем больше дол-
жно быть это расстояние.
Рефлектор для облег-
чения конструкции ан-
тенны и уменьшения па-
русности целесообразно
выполнять в виде сетки
из вертикальных труб или
проводов (так как ан-
тенна имеет вертикаль-
ную поляризацию). При
этом, однако, энергия бу-
дет просачиваться в сто-
рону рефлектора. Степень
просачивания характери-
зуется так называемым
коэффициентом прохож-
дения
6 = |Р2/Л|, (6.7)
где Р2 — вектор Пойн-
тинга для волны, распро-
198
6)
Рис. 6.10. Антенна типа «волновой канал» (а), ее вертикальная и горизон-
тальная ДН (б) и КСВ (в)
страняющейся в секторе 360° — ф; Р\— вектор Пойнтинга пер-
вичной волны.
Коэффициент прохождения зависит от диаметра 2г0 провода
сетки и расстояния А между соседними проводами (рис. 6.9).
Например, коэффициент прохождения плоского отражателя
(1,1 мХ1,5 м), составленного из 21 медного провода радиусом
1,75 мм, при расстоянии между проводами 7,5 см на частоте
160 МГц равен 6 = 0,025.
На рис. 6.10 показана антенна типа «волновой канал», со-
стоящая из полуволнового вибратора и пассивного рефлектора.
Рис. 6.11. Двухэлементная
антенна типа «волновой
канал»
Антенна предназначена для ра-
боты в диапазоне частот 148...
174 МГц и состоит из полуволнового
вибратора 1 и пассивного рефлектора
2. Вибратор крепят к несущей трубе
3 с помощью изолятора 4, к которому
подходит коаксиальный кабель (р =
=•50 Ом), питающий антенну. Реф-
лектор прикрепляют непосредственно
к несущей трубе на расстоянии 0,22 А.
(А,— средняя длина волны) от вибра-
тора. КБВ в рабочем диапазоне ча-
стот не падает ниже 0,5, КНД ^>авен
4 дБ.
Предусмотрена возможность по-
строения решеток из двух, четырех,
восьми антенн типа «волновой ка-
нал», КНД которых составляет 8,11 и
14 дБ.
На рис. 6.11 приведена конструк-
ция антенны из двух элементов. Для
многоэлементных антенн предусмат-
ривается использование согласующих
устройств.
6.4. Основные направления решения задачи
электромагнитной совместимости
УКВ-средств радиосвязи
Методика выбора взаимного расположения УКВ-антенн од-
новременно работающих радиостанций. Если на судне необхо-
димо установить несколько радиотелефонных УКВ-станций, воз-
никает вопрос об оптимальном (при исключении вредного вза-
имного влияния) размещении нескольких антенн в ограничен-
ном пространстве. Требуемое ослабление вредного влияния пе-
200
редающей аппаратуры на приемную при работе в единой си-
стеме связи зависит как от характеристик самой аппаратуры
(мощности излучения передатчика, уровня мощности шумов
передатчика, избирательности и чувствительности приемника),
так и от типов применяемых антенн и их пространственного
разноса.
Ширина спектра шумов, создаваемых современными УКВ-
передатчиками, составляет несколько мегагерц, а их уровень
по мощности примерно на 75... 80 дБ ниже уровня несущей.
Шумы УКВ-передатчиков создают помехи радиоприему тогда,
когда их уровень соизмерим с чувствительностью приемника.
Известны следующие основные способы борьбы с помехами,
создаваемыми УКВ-передатчиками: 1) выбор рабочих каналов
с максимально возможным частотным разносом; 2) простран-
ственный разнос антенн, применение направленных антенн и
соответствующая их ориентация, ослабляющая их взаимное
влияние; 3) включение между антенной и передатчиком (при-
емником) узкополосного фильтра. '
При распространении УКВ-волн их интенсивность сильно за-
висит от близости траектории распространения к земной по-
верхности, от изменяющихся с высотой диэлектрических свойств
тропосферы и от других факторов. Поэтому напряженность
поля в месте приема определяется высотой расположения над
землей (морем) передающей и приемной антенн, рельефом
местности и т. п.
Если УКВ-антенны установлены достаточно высоко над зем-
лей (морем), то условия распространения УКВ-волн между ан-
теннами в пределах прямой видимости приближаются к усло-
виям распространения электромагнитных волн в свободном про-
странстве. В этом случае можно также пренебречь влиянием
поверхности на параметры антенн.
Зависимость дальности связи г от мощности излучения пе-
редатчика Р2 оценивают величиной Pmax/Ps, где Ртах — мак-
симальная мощность, отдаваемая приемной антенной в на-
грузку (приемник) и равная
Pmax = £2C2/(120m2); (6.8)
Е — напряженность поля в месте приема; D2 — КНД приемной
антенны.
При разносе антенн передающей и приемной радиостанций
в горизонтальной плоскости (в направлении максимума ДН)
отношение мощности, отдаваемой приемной антенной в на-
грузку, к мощности излучения передатчика
Pmax/Pz = (2,5/./r)2 DrDt. 10-3, (6.9)
или в децибелах
Ртах/Рх - 10 1g [^IrfD.D^ 10-3], (6. 10)
где £>] — КНД передающей антенны.
201
а для полуволновых вибраторов
Рис. 6.12. Кривые для рас-
чета необходимого прост-
ранственного разноса ан-
тенн одновременно работа-
ющих УКВ-радиостанций
При одинаковых
приемной и передаю-
щей антеннах (D\ =
= D2) выражение (6.10)
примет вид
Ртах/Р2= Ю 1g [(2,5/7 X
хХ/г)2Ю"31, (6.Н)
pmax/P2 = ioig(o,i3W-
(6.12)
Выражение (6.12) характеризует в относительных единицах
ослабление мощности при горизонтальном разносе полуволно-
вых вибраторов.
Необходимый разнос между антеннами одновременно рабо-
тающих УКВ-радиостанций для исключения эффекта снижения
чувствительности приемников определяют с помощью кривых.
На рис. 6.12 кривая 2 характеризует необходимое ослабление
G мощности несущей, а кривая / — мощности шумов передат-
чика (в децибелах по отношению к 1 Вт) в зависимости от
частотного разноса передаваемого и принимаемого сигналов;
кривые 4 и 5 характеризуют необходимый пространственный
разнос соответственно по горизонтали и по вертикали антенн
передатчика и приемника для получения на входе приемника
необходимого ослабления мощности сигнала или шумов пере-
датчика.
Используют эти кривые следующим образом. В зависимости
от заданного разноса между частотами передающей и прием-
ной радиостанций по кривым 1 и 2 находят требуемое ослаб-
ление мощности сигнала и шумов передатчика (в дальнейшем
расчете принимают во внимание большее из двух найденных
значений). Затем по кривым 4 или 5 определяют требуемый
для получения найденного ослабления разнос антенн по гори-
зонтали или вертикали.
Например, разность несущих частот двух одновременно работающих
УКВ-радиостанций составляет 500 кГц. Из рис. 6.12 определяем, что необ-
ходимо ослабить мощность шумов передатчика на 70 дБ (кривая 2), а мощ-
ность сигнала на 73 дБ (кривая 7).
Выбирая большее значение (73 дБ), по кривым 4 и 5 находим, что для
получения требуемого ослабления надо разнести антенны на 1000 м по го-
ризонтали или на 43 м по вертикали.
202
Рис. 6.13. Установка нескольких УКВ-антенн на од-
ной мачте: а — коллинеарное расположение; б —
расположение в шахматном порядке
Совершенно очевидно, что в судовых ус-
ловиях практически невозможно обеспе-
чить для рассмотренного случая требуе-
мый разнос. Поэтому необходимо ввести
дополнительное ослабление между прием-
ной и передающей антеннами, например,
применяя направленные антенны или не-
симметричные антенны с противовесами
соответствующих размеров, включая между
антенной и передатчиком (приемником)
специальные узкополосные фильтры. То-
гда требуемое ослабление уменьшится на
значение дополнительного ослабления.
Размещение нескольких УКВ-антенн на
мачте. На рис. 6.13 показаны два вариан-
та установки нескольких УКВ-антенн на одной мачте: коллине-
арная и в шахматном порядке. Излучатели, расположенные
коллинеарно, влияют друг на друга значительно слабее, чем
при произвольном расположении.
В табл. 6.1 приведены результаты экспериментальной про-
верки (на частоте 152 МГц) величины взаимного влияния шести
Таблица 6.1. Ослабление взаимного влияния (дБ) нескольких
установленных на мачте полуволновых вибраторов
Номер антенны Номер антенны
2 3 4 5 6
Коллинеарное расположение
1 35 47 57 58 61
2 — 35 47 48 53
3 — — 34 43 46
4 — — — 33 49
5 — — — — 33
Расположение е шахматном порядке
1 39 45 51 51 66
2 — 41 42 62 69
3 — -— 37 40 46
4 .— -—- — 37 48
5 — — — — 38
203
Полуволновых вибраторов, установленных коллинеарно на од-
ной мачте на расстоянии длины волны друг от друга [75]. При
шахматном расположении ослабление влияния между последо-
вательно расположенными полуволновыми вибраторами возрас-
тает на 3... 6 дБ по сравнению с коллинеарным расположением
антенн благодаря экранирующему действию самой мачты.
Большее ослабление влияния между близко расположен-
ными УКВ-антеннами при коллинеарной установке можно по-
лучить, если в качестве антенн УКВ-радиостанций применять
несимметричные вибраторы с противовесами соответствующих
размеров. При этом благодаря преимущественному излучению
энергии в одно полупространство увеличивается ослабление
влияния между соседними антеннами.
Из приведенных на рис. 6.1 ДН четвертьволнового несим-
метричного вибратора (в вертикальной плоскости) при различ-
ных радиусах противовеса видно, что уже при гпР~0,65Хтах
большая часть мощности излучается в верхнее полупростран-
ство; максимальный уровень лепестков ДН в нижнем полупро-
странстве (под углом ±30° к оси вибратора) составляет при-
мерно 0,5 от уровня в главном направлении, а в пределах угла
±10° максимальный уровень составляет около 0,3.
Взаимное влияние уменьшается еще больше, если вибраторы
располагать коллинеарно торцами друг к другу (рис. 6.14, а),
причем радиус противовеса целесообразно брать не менее
^,р^0,65?.тах- Для частоты 156 МГц это составит 1,25 м, что
практически вполне приемлемо. Для облегчения противовеса
его можно делать не сплошным, а из медной сетки (рис. 6.14, б).
Эффективно и в то же время относительно просто умень-
шается требуемый пространственный разнос между антеннами
радиостанций и создаются условия для установки нескольких
антенн на одной мачте при использовании коаксиальных объем-
ных резонаторов, включаемых между радиостанцией и антен-
ной. Резонатор представляет собой контур с распределенными
параметрами и служит полосовым фильтром с узкой полосой
пропускания (кривая 3 на рис. 6.12). Основное назначение ре-
зонатора — максимальное подавление шумов от УКВ-передат-
чиков, имеющих широкий спектр по обе стороны от несущей
частоты, при минимальном ослаблении полезного сиг-
нала.
Коаксиальный резонатор (рис. 6.15) состоит из двух коак-
сиальных цилиндров (/, 2), выполненных из хорошо проводя-
щего материала. Диаметр внешнего цилиндра резонатора
выбирают с расчетом получения заданной добротности. Для
сведения к минимуму потерь полезной мощности в резонаторе
поверхность его внутренней полости должна быть обработана
с очень высокой точностью и покрыта слоем драгоценного ме-
талла (золота или серебра).
204
Рис. 6.14. Расположение двух несимметричных вибра-
торов с противовесами торцами друг к другу (а) и
сетчатый противовес (б)
Рис. 6.15. Эскиз коаксиального объемного резонатора (и), внутрен-
ний цилиндр (б), эквивалентная схема резонатора (в), распределе-
ние тока и напряжения вдоль резонатора (г):
1 — внутренний цилиндр; 2 — внешний цилиндр; 3 — витки связи; 4 — меха-
низм подстройки; 5 — фарфоровый стержень; 6 — латунный цилиндр; 7 — под-
строечный цилиндр
Резонатор настраивают, изменяя емкость между торцами
внутреннего и внешнего цилиндров. Связь и согласование резо-
натора с передатчиком приемником) и антенной осуществляют
с помощью петель связи. Ниже приведены основные параметры
коаксиального объемного резонатора для диапазона частот
156... 162 МГц:
205
Волновое сопротивление, Ом........................ 75
Максимальная мощность, подводимая к резона-
тору, Вт .......................................... 50
Длина резонатора, см ............................. 44,5
Диаметр цилиндра, см:
внешнего ....................................... 25
внутреннего .................................... 5
Добротность резонатора:
собственная ..................................... 12 800
в нагруженном состоянии ................... 1 500
Индуктивность витка связи, мкГн ............. 0,17
Площадь витка связи, см2 .................... 2
КПД резонатора .............................. 0,87
Потери полезной мощности в резонаторе, дБ 0,6
Интервал рабочих температур, °C —10 . - . +50
Задачу установки на судне двух одновременно работающих
УКВ-радиостанций с частотным разносом 500 кГц (см. с. 202),
можно решить, используя антенное устройство из двух антенн
с противовесами и коаксиальные объемные резонаторы.
Суммарное дополнительное ослабление влияния составит
30 дБ. Тогда при разносе антенн по вертикали на расстояние
4 м будет обеспечено требуемое ослабление влияния, равное
73 дБ.
Глава 7
СУДОВЫЕ АНТЕННЫ СТАНЦИЙ
спутниковой связи
7.1. Основные требования
к антеннам судовых ССС
В настоящее время на судах транспортного флота в основ-
ном применяют судовую станцию «Стандарт-A». Антенны, ис-
пользуемые в составе судовых станций «Стандарт-A», имеют
следующие основные характеристики:
отношение усиления антенны к эквивалентной шумовой тем-
пературе —4 дБ/K, произведение мощности в антенне и
ее усиления PG = 36 ( + 1, —2) дБ-Вт;
поляризация излучаемых (принимаемых) колебаний — кру-
говая правосторонняя;
коэффициент эллиптичности не более 2 дБ;
максимальный уровень боковых лепестков ДН антенны не
превышает следующих значений: G = 8 дБ для 16°^0^21°; G =
= 41—251og6 дБ для 2Г<0<57°; G = —3 дБ для 0>57°;
206
система управления антенной обеспечивает ее ориентацию
на спутник связи.
Максимум ДН антенны всегда ориентируют на геостацио-
нарный ИСЗ, у которого отклонение от расчетной орбиты не
превышает 3°, а отклонение местоположения ИСЗ от расчет-
ного— +0,5°. Необходимо предусмотреть автоматическую ори-
ентацию максимума основного лепестка ДН антенны на спут-
ник с достаточной точностью для того, чтобы требования по
параметрам G/Т и PG удовлетворялись в эксплуатационных
условиях.
Судовая станция «Стандарт-В» в системе ИНМАРСАТ обес-
печивает следующие значения отношения: G/TZ^—4 дБ/K;
P/G = 31 дБ • Вт. Характеристики станции «Стандарт-В» в це-
лом аналогичны характеристикам станции «Стандарт-A». Ос-
новное отличие станции — принцип ее построения, основанный
на цифровой обработке информации, что позволяет значительно
улучшить энергетический баланс в канале связи. Такое реше-
ние создает возможность уменьшения усиления антенны и со-
ответственно ее размеров при сохранении энергетического ба-
ланса в канале связи.
Простейшую в системе ИНМАРСАТ судовую спутниковую
станцию «Стандарт-С» устанавливают на небольших судах и
применяют в качестве резервной станции на других судах. Она
обеспечивает через наземные сети передачу и прием информа-
ции между судовыми и береговыми абонентами в режиме те-
лексной (буквопечатающей) связи.
В судовой ССС «Стандарт-С» используют ненаправленную
антенну, поэтому значения G/Т и PG у станции должны быть,
как минимум, такими, чтобы на судне можно было использо-
вать нестабилизированную по положению и ненаправленную
антенну. Для антенн станции «Стандарт-С» приняты следующие
значения параметров Г/Т и PG-. G/T^s—24 дБ/K и PG =
— 12 дБ • Вт.
Поляризация излучаемых (принимаемых) колебаний дол-
жна быть такой же, как и у станций других стандартов — кру-
говой правосторонней. Коэффициент эллиптичности не должен
превышать 6 дБ (соотношение осей 2:1). Допускается возмож-
ность применения для станций«Стандарт-С», а также и на-
правленной антенны со стабилизированной платформой, или
антенны с электронным сканированием ДН.
7.2. Типы судовых антенн ССС
В качестве судовых антенн для ССС принципиально можно
использовать различные типы зеркальных антенн, ФАР с отра-
жателями и управляемой ДН, составленные из вибраторных,
спиральных или щелевых излучателей, а также решетки из
207
директорных антенн. Методы расчета и проектирования подоб-
ных антенн рассмотрены, например, в работах [14, 61].
Наибольшее распространение на судах благодаря своим до-
статочно высоким характеристикам получили антенны с пара-
болическими отражателями. Однако габариты и массы этих
антенн достаточно велики и неприемлемы для широкого исполь-
зования на средне- и малотоннажных судах. Поэтому в настоя-
щее время усилия специалистов направлены на уменьшение раз-
меров и массы антенн судовых спутниковых станций.
На рис. 7.1 приведена структурная схема антенного поста
(АП) ССС «Волна-С», предназначенного для приема и пере-
дачи ВЧ-сигналов, а также для дальнейшего частотного разде-
ления, усиления и преобразования этих сигналов.
АП выполнен на базе гиростабилизированной платформы
(ГСП), на которой расположены редукторы азимутального и
угломестного приводов и антенна с параболическим отражате-
лем с диаметром зеркала 1,2 м. ГСП и блоки, входящие в со-
став АП, закреплены на основании, которое является несу-
щим для всего АП. Радиопрозрачный обтекатель, прикреплен-
ный к основанию, защищает АП от атмосферных осадков и
морских брызг. Доступ в АП осуществляют через люк, нахо-
дящийся в днище основания. АП размещают на верхней палубе
судна так, чтобы он максимально возвышался над другими
рядом находящимися надстройками. Масса АП не более 350 кг,
диаметр 2,1 м, высота 2,2 м.
АП обеспечивает дуплексную работу в полосах частот:
1535 ... 1543,5 МГц — прием и 1636,5 ... 1645 МГц — передача;
перемещение антенны по азимуту в пределах 0...+2700 и по
углу места O...18O0; точность стабилизации гироплатформы не
хуже ± Г.
Антенное устройство перемещается в пространстве с по-
мощью двухкоордпнатного опорно-поворотного устройства, ко-
торое обеспечивает требуемые перемещения антенны по ази-
муту и углу места. Антенну на ИСЗ наводят шаговые двига-
тели, которые управляются специализированным устройством
по данным о положении ИСЗ при перемещении судна. Стаби-
лизацию положения антенны при качке судна обеспечивает
ГСП маятникового типа за счет гироскопического эффекта. Ан-
тенное устройство осуществляет прием, передачу, разделение
и усиление высокочастотных сигналов, принимаемых и излучае-
мых антенной. Кроме того, оно включает в себя механизм уп-
равления и стабилизации положения антенны в пространстве.
ГСП, предназначенная для удержания расположенных на
ней блоков АП в горизонтальной плоскости в условиях мор-
ской качки, конструктивно состоит из опорной стойки, которая
прикреплена к основанию АП. Маятниковая стабилизация ГСП
осуществляется с помощью двух гпроблоков,
208
Рис. 7.1. Структурная схема ан-
тенного поста судовой станции
спутниковой связи «Волна-С»:
1 — антенна; 2 — гнростабилизирован-
ная платформа; 3 — диплексер; 4—
блок малошумящего усилителя; 5 —
блок антенного усилителя мощности;
6 — преобразователь высокой частоты;
7 — привод азимута и угла места; 8 —
блок оконечных усилителей приводов,
питающих шаговые двигатели: 5 —
блок источников питания
Техническая характери-
стика антенн с параболи-
ческим отражателем сле-
дующая:
коэффициент усиления
не менее 24 дБ;
поляризация излучае-
мых (принимаемых) сиг-
налов — круговая правосто-
ронняя;
КСВ в рабочем диапазоне частот не более 1,5;
пиковый уровень боковых лепестков не более 8 дБ в пре-
делах 16°^0^2Г; не более (11 ...25) lg0 (дБ)—в пределах
21с<'0^57° и не более 3 дБ — в пределах 0^57°;
входное сопротивление 50 Ом;
габаритные размеры 1300X1300X617 мм.
Параболический отражатель выполнен из металлизирован-
ной стеклоткани. Облучатель представляет собой двухзаходную
коническую спиральную антенну, возбуждаемую в вершине и
работающую в режиме излучения обратной волны. Коаксиаль-
ная линия, питающая облучатель, выполнена в виде металли-
ческой трубы с внутренним проводником, укрепленным на изо-
ляторах. Волновое сопротивление линии 50 Ом. Облучатель
закреплен в фокусе отражателя с помощью специальных изо-
ляционных стоек. Линия подключена к облучателю через со-
гласующее устройство.
Диплексер, входящий в состав АП, является двухканаль-
ным устройством частотной селекции, предназначенным для
обеспечения совместной работы без взаимного влияния пере-
датчика и приемника на общую антенну. Диплексер состоит
из двух полосовых фильтров, включенных параллельно. Основ-
ная техническая характеристика диплексера:
Ослабление сигнала в рабочих полосах частот на
прием и передачу, не более........................... 1 дБ
КСВ, не более ................................. 1,35
Переходное затухание между каналами передачи
и приема, не менее................................. 100 дБ
2Q9
Ослабление второй гармоники излучаемого сигнала,
не менее....................................... 60 дБ
Ослабление с третьей по пятую гармонику, не менее 30 дБ
Блок преобразования высокой частоты состоит из прием-
ного и передающего трактов. Приемный тракт формирует по-
лосу пропускания входных сигналов (1539,25 + 4,25) МГц и
преобразует их в сигналы промежуточной частоты (169,23±
±4) МГц с последующим усилением. Передающий тракт пре-
Рис. 7.2. Общий вид антенного поста судовой
станции спутниковой связи «Волна С»
образует сигналы промежуточной частоты (160,73+4,25) МГц
с последующим усилением в сигналы выходных частот
(1640,73 + 4,25) МГц и формирует полосу пропускания выход-
ных сигналов.
Общий вид станции «Волна-С» показан на рис. 7.2.
В качестве примера рассмотрим антенный блок (см. рис. 1.2)
судовой ССС типа МХ-111.
В состав антенного блока входят параболическая антенна,
антенный разделительный фильтр (диплексер), усилитель мощ-
ности, а также четырехосная система наведения и стабилиза-
210
Рис. 7.3. Японская судовая станция спутниковой связи типа
IVE-35B: а — общий вид; б — установка на судне
211
ции антенны. Антенна, управляемая по азимуту и углу места,
установлена на платформе, обеспечивающей продольную и по-
перечную устойчивость. Для коррекции наведения антенны на
ИСЗ используются сигналы от гирокомпаса и шаговая си-
стема сопровождения.
Собственно антенна состоит из параболического отражателя
диаметром 1,2 м с облучателем из двух ортогональных вибра-
торов с дисковым рефлектором. Питание на вибраторы пода-
ется со сдвигом по фазе на 90° для получения круговой (право-
сторонней) поляризации излучаемых (принимаемых) колеба-
ний. Коэффициент усиления антенны 23 дБ; ширина ДН 10,5°;
уровень боковых лепестков составляет 15 дБ под углом ±40°
от направления главного максимума и —12 дБ под углом
± 100°.
Антенный блок и вспомогательные механизмы стабилиза-
ции заключены в защитный кожух (обтекатель) из диэлектри-
ческого материала. Обтекатель предохраняет антенну от воз-
можных механических повреждений, от воздействия ветровых
нагрузок, обледенения. Масса антенного блока 265 кг, высота
обтекателя 2,08 м, диаметр основания 2,01 м.
Новая модель судовой ССС (рис. 7.3) типа IVE-35B япон-
ской фирмы JRC отличается применением небольшой параболи-
ческой антенны диаметром 89 см. Для обеспечения требуемых
характеристик передачи информации в радиостанции исполь-
зован более мощный блок антенного усилителя, а также низ-
кошумящий усилитель приемника. Ширина ДН антенны 15°.
Размеры антенного блока в кожухе: диаметр в основании
1390 мм, высота 1520 мм, масса блока 150 кг.
7.3. Антенна обратного осевого излучения
Применяемые в настоящее время в составе судовых ССС
«Стандарт-A» параболические антенны имеют диаметр зеркала
в раскрыве 800... 1200 мм. Усиление этих антенн составляет
20 ... 24 дБ, ширина ДН—12... 15°. Антенные блоки станций
«Стандарт-A» достаточно громоздки, так как для обеспечения
устойчивости их положения в пространстве при ориентации на
ИСЗ необходима довольно сложная система стабилизации. Воз-
можный способ упростить антенны судовых ССС — увеличение
ширины их ДН, что позволит уменьшить размеры самой ан-
тенны и значительно упростить конструкцию системы стабилиза-
ции ее положения.
При использовании параболических антенн с зеркалом
меньшего диаметра в раскрыве, например в судовой станции
типа IVE-35B (диаметр зеркала равен 89 см), энергетический
баланс в канале связи обеспечивается за счет повышения из-
212
лучаемой мощности передатчика и повышения чувствительности
приемника.
В МККР уже длительное время обсуждается вопрос о раз-
работке антенны для судовой ССС «Стандарт-В». Основные
требования к такой антенне, сформулированные ИНМАРСАТ,
заключаются в следующем: антенна должна быть сравнительно
простой и усиление ее можно снизить по сравнению с усиле-
нием применяемых в настоящее время антенн.
Упомянутым требованиям отвечает антенна обратного осе-
вого излучения, которая описана в работе [66] под названием
Backfire Antenna. Принцип работы антенны обратного осевого
излучения проиллюстрирован на рис. 7.4. Если на конце ан-
тенны типа «волновой канал» установить отражатель, который
будет отражать падающую на него волну, можно сформиро-
вать ДН антенны обратного осевого излучения. При этом про-
дольный размер такой антенны получается примерно в два
раза меньше обычной антенны осевого излучения при сравни-
мых коэффициентах усиления.
Реализация принципа обратного осевого излучения позво-
ляет повысить КНД антенны на 8 дБ по сравнению с антенной
осевого излучения сравнимой длины; при этом уровень боковых
лепестков составляет 22 дБ, а заднего лепестка — до 30 дБ [70].
На рис. 7.5, а показана схема антенны обратного излучения
(АОИ) с основным отражателем в форме стакана с плоским
основанием. В качестве облучателя использована турникетная
антенна, составленная из двух скрещенных вибраторов, пи-
таемых напряжением с фазовым сдвигом, равным 90°. Антенна
состоит из отражателя, или, как его еще называют, основного
рефлектора, облучателя и вспомогательного рефлектора, обе-
спечивающего формирование требуемой ДН облучателя. Основ-
ные размеры антенны: диаметр основного отражателя 2,05Х,
диаметр рефлектора облучателя 0,46Л,; ширина отражателя (ста-
кана) О,252с; расстояние между основным отражателем и реф-
лектором облучателя О,57с, между облучателем и рефлекто-
ром 0,25Х.
Наряду с отмеченными достоинствами АОИ свойствен и
принципиальный недостаток — узкополосность. Полоса пропус-
кания антенны при КСВ^1,5 составляет всего 3...5%. Рас-
ширить полосу пропускания АОИ можно за счет оптимизации
формы основного отражателя и введения дополнительного от-
ражателя— второго рефлектора облучателя (рис. 7.6).
В табл. 7.1 сопоставляются основные размеры АОИ с ос-
новными отражателями плоской и конической форм и вторым
дополнительным рефлектором облучателя. Введение дополни-
тельного второго рефлектора расширяет рабочую полосу частот
до 20 % (см. рис. 7.5, в, кривая 3). При этом также повыша-
ется коэффициент использования площади раскрыва антенны.
213
Рис. 7.4. Схемы антенны типа «вол-
новой канал» и ее ДН (а), антенны
типа «волновой канал» с отражате-
лем и ее ДН (б):
1 — рефлектор; 2 — активный вибратор;
3 — директоры; 4 — фидер питания; 5 — от-
ражатель
В)
Рис. 7.5. Схема (о), ДН (б) антенны обратного осевого излучения с плос-
ким отражателем и КСВ в рабочем диапазоне частот (s) антенны обрат-
ного осевого излучения с основным отражателем плоской (/) и конической
(2) форм и с основным отражателем конической формы и дополнительным
рефлектором облучателя (3)
В табл. 7.2 приведены основные характеристики АОИ
с плоским и коническим отражателями.
Диаметр второго дополнительного рефлектора облучателя
меньше первого примерно на 10%, а расстояние между ними
составляет 0,097. Как видно из табл. 7.1, разнос между отра-
жателем, с одной стороны, и облучателем и первым рефлек-
тором, с другой, у АОИ с коническим отражателем взят не-
сколько большим, чем у АОИ с плоским отражателем. Это сде-
лано в целях оптимизации параметра КСВ в рабочей полосе
частот антенны и улучшения использования апертуры раскрыва
антенны.
214
Рис. 7.6. ЛОИ с основным
отражателем ступенчатой
(конической) формы и вто-
рым дополнительным реф-
лектором облучателя ан-
тенны: а — схема; б — ДН
В табл. 7.3 сравни-
ваются обобщенные па-
раметры антенн судо-
вых ССС с высоким и
средним значениями
усиления.
АОИ с основным
рефлектором ступенча-
той (конической) фор-
мы и дополнительным
вторым облучателем
(рис. 7.7) состоит из
отражателя (основного
рефлектора), облуча-
теля и вспомогатель-
<9
ных рефлекторов, обе-
спечивающих формирование требуемой ДН облучателя. Отра-
жатель выполняют в виде ступенчатой цилиндрической почисти:
технологически проще придать отражателю ступенчатую цилинд-
Таблица 7.1. Сравнительные размеры элементов АОИ
Параметр АОИ с плоским рефлектором АОИ с рефлек- тором конической формы
Диаметр, см: 40 (2,057)
основного отражателя 40 (2,057)
рефлектора облучателя 9 (0,467) 9 (0.467)
дополнительного второго рефлектора облучателя — 8 (0,417)
Ширина отражателя (стакана) см Разнос, см: 4,9 (0,257) 4,9 (0,257)
между отражателем и рефлектором об- лучателя 9,7 (0.57) 12,9 (0,667)
между облучателем и первым рефлекто- ром 4,9 (0,257) 5,7 (0,297)
между облучателем и дополнительным вторым рефлектором — 1,8 (0,097)
Угол наклона плоскости конического от- ражателя, град 0 15
215
Таблица 7.2. Основные параметры АОИ
Параметр АОИ с плоским отражателем АОИ с кониче- ским рефлектором
Усиление антенны, дБ 14,8 15,5
Ширина ДН на уровне половинной мощ- 3,4 34
ности, град Уровень первого бокового лепестка ДН, дБ —21 —22,5
Коэффициент эллиптичности, дБ 1,28 1,1
Эффективность использования площади раскрыва антенны, % 73 85
Ширина полосы рабочих частот антенны при допустимом КСВ 1,5, % 3 9*
* 20% при включении дополнительного второго рефлектора облучателя.
Таблица 7.3. Обобщенные параметры антенн судовых ССС
Параметр Антенна с парабо- лическим рефлек- тором диаметром 85 см АОИ с отражателем диаметром 40 см
Максимальное значение PG, дБ • Вт 34* 26
31**
Отношение G/Т, дБ/К —4 — 10
Коэффициент усиления антенны, дБ 20,5 15
Ширина ДН антенны на уровне —3 дБ, град 14 32
Коэффициент эллиптичности, дБ 1,8 1
Выходная мощность передатчика, Вт 25* —
15** 20**
* При работе выходного каскада передатчика в режиме класса С.
** Для линейного режима.
рическую форму, чем коническую. В электрическом же отноше-
нии такие отражатели практически равноценны. Диаметр ци-
линдра берут равным 0,4 м (чуть более 2Z для средней частоты
каналов передачи и приема 1390 МГц), а высоту, равной 0,09 м
(близкой к ХсР/2). Отражатель изготавливают из стеклопла-
стика, армированного алюминиевой фольгой.
При выборе облучателя из антенн двух типов — турникет-
ной антенны из двух перпендикулярно расположенных вибрато-
ров и гибридного разветвителя, обеспечивающего в рабочем
диапазоне частот постоянный фазовый сдвиг 90° между на-
216
Рис. 7.7. Эскиз АОИ с основным рефлектором сту-
пенчатой (конической) формы с дополнительным вто-
рым рефлектором облучателя антенны:
1 — основной отражатель; 2 — облучатель (равноугольная
спиральная антенна); 3 — рефлектор облучателя
пряжениями, питающими вибраторы, и равноугольной спираль-
ной антенны — предпочтение, исходя из технико-экономических
соображений, было отдано спиральному облучателю, конструк-
тивно более простому.
Длину витка спирали берут равной ZCp. Спираль изготавли-
вают из медной фольги, нанесенной печатным способом на
стеклопластиковое основание (рис. 7.8).
Вспомогательный рефлектор в виде сплошного алюминие-
вого диска диаметром 66 мм (0,35ЛСр) прикрепляют к облуча-
телю с помощью стойки из изоляционного материала высотой
51 мм. Приведенные размеры вспомогательного рефлектора и
его расстояние от облучателя выбирают экспериментально
по критериям получения мини-
мального уровня боковых лепест-
ков и минимального значения
ксв.
Симметрирующее устройство,
на котором установлен спираль-
ный облучатель, выполняют
в виде полуволновой щелевой
антенны; устройство обеспечи-
Рис. 7.8. Спиральный облучатель АОИ:
1 — основание антенны нз стеклопластика;
2 — фольга
217
Рис. 7.9. ДН образца АОИ (а) в полосе частот приема (——-—) и передачи
(—-—) и конструкции антенного блока, в котором применена эта АОИ (б):
1 — антенна; 2 - диэлектрический обтекатель; 3 — ВЧ-оборудование; 4 — U-образная
рама; 5 — мотор установки угла возвышения антенны; 6 — азимут-мотор; 7 — основа-
ние антенного блока
вает переход от коаксиального питающего фидера к симмет-
ричному входу равноугольной спиральной антенны и одновре-
менно обеспечивает согласование антенны с фидером.
На рис. 7.9, а приведены ДН образца ЛОИ, измеренные на
частотах, лежащих в пределах приемной и передающих полос
частот спутниковой связи, а на рис. 7.9, б конструкция антен-
ного блока этой АОИ.
Основные параметры рассмотренной судовой АОИ приве-
дены ниже:
Диаметр отражателя, м ....................... 0,4
Рабочий диапазон частот, МГц........... 1535 . . . 1543 и
1636,5 . . . 1645
Поляризация излучаемых (принимаемых
сигналов ............................... Круговая право-
сторонняя
Коэффициент усиления, дБ....................... 13
Ширина ДН:
в полосе приема ........................... 47°
в полосе передачи ......................... 38°
Входное сопротивление антенны, Ом . . 50
КСВ в рабочем диапазоне частот .... 1,5
7.4. Антенны для аварийных радиобуев,
работающих через ИСЗ
Основное требование к спутниковым аварийным радиобуям
(АРБ)—обеспечение условия равномерного излучения энергии
в верхнем полупространстве, в том числе и при малых углах
218
Рис. 7.10. Радиобуй «Jotron 30S» (Норвегия) для работы
в системе КОСПАС—CAPCAT
возвышения (5° и менее). Указанное эксплуата- fczZS
ционное требование трансформируется в следую- Кт
щие технические требования к антенным устрой-
ствам АРБ: излучаемый сигнал должен иметь кру-
говую поляризацию; ширина ДН антенны в вер-
тикальной плоскости должна быть близка к 180°; | Ж
ДН антенны в горизонтальной плоскости должна ’lJW
быть круговой. Принципиально этим условиям [
удовлетворяют турникетная и спиральные ан- j S|
тенны.
На рис. 7.10 показан радиобуй, предназначен-
ный для работ в системе КОСПАС — CAPCAT,
в котором использована антенна ленточного типа. Характери-
стики антенны подобного типа не обеспечивают возможности
оптимизации энергетического баланса канала связи радиобуй —
ИСЗ.
Как уже ранее отмечалось, МККР рассматривает вопрос
о создании морских АРБ, работающих с геостационарными
ИСЗ системы ИНМАРСАТ. В этой связи представляет интерес
спиральная четырехэлементная антенна АРБ (рис. 7.11, а) для
частоты 1,6 ГГц [70].
Антенна представляет собой многозаходную спираль, со-
стоящую из четырех параллельно расположенных элементов,
разомкнутых на конце. Для обеспечения вращающейся поля-
ризации излучаемого сигнала питание подводится к элементам
попарно со сдвигом фаз на 90° (рис. 7.11, б). Изменяя направ-
ление намотки спирали относительно точек питания, можно по-
лучать требуемое направление вращения вектора поляризации.
Параметры антенны — длина элемента I, число витков спи-
рали п, радиус спирали г0, высота антенны h — связаны между
собой следующим соотношением:
I = д/ (2зтгоп)2 + /?2 + 2гс.
Длину элементов антенны выбирают равной (0,7 ... 0,8) 7.
На рис. 7.11, в, г приведены экспериментальная ДН в вер-
тикальной плоскости и кривая КСВ образца рассматриваемой
спиральной антенны со следующими размерами: 7 = 0,757,; п =
= 1; ro=0,049Z,; /? = 0,575Х Как видно из рисунка, ширина ДН
соответствует заданной и равна 180°, а КСВ на рабочей частоте
менее 1,3.
На рис. 7.11, г показан общий вид АРБ и его антенны.
Ниже приведена характеристика антенны экспериментального
образца АРБ: ______
219
Рабочая частота, ГГц......................
Усиление антенны, дБ, более ..............
Ширина ДН в вертикальной плоскости . .
Поляризация излучаемых (принимаемых)
колебаний ..................................
Коэффициент эллиптичности, дБ, менее . . .
Входное сопротивление, Ом ..................
КСВ, менее .................................
1,64
3
180°
Круговая право-
сторонняя
3
50
1,3
Рис. 7.11. Антенна АРБ для работы в системе IIHMAPCAT через гео-
стационарные ИСЗ: а — схема антенны; б — ДН антенны в вертикальной
плоскости; в — КСВ антенны; г - общин вид АРБ и антенны:
1 — излучающий элемент (металлическая фольга); 2— каркас антенны; 3 — основа-
ние антенны; 4 — узел питания
Антенна смонтирована в корпусе АРБ и закрыта сверху кол-
паком конусообразной формы.
Как отмечается в работе [69], проведенные эксплуатацион-
ные испытания подтвердили возможность практического ис-
220
пользования в АРБ подобной антенны для обеспечения эф-
фективной работы АРБ в системе ИНМАРСАТ с геостацио-
нарными ИСЗ.
Глава 8
СУДОВАЯ ПРИЕМНАЯ
АНТЕННАЯ СИСТЕМА
8.1. Основные направления построения судовой
приемной антенной системы
Основное требование, предъявляемое к приемной антенной
системе, заключается в том, чтобы на вход приемного устрой-
ства поступал полезный сигнал, напряжение которого превы-
шало бы в заданное число раз суммарное напряжение шумов
и помех. Поэтому схема приемной антенной системы должна
быть такой, чтобы можно было выделить достаточно слабый по-
лезный сигнал на фоне помех. Только подобный подход к раз-
работке судовой приемной антенной системы обеспечит полу-
чение высоких показателей качества передачи информации
в направлении берег — судно.
Количество антенн, устанавливаемых на подвижных объек-
тах, обычно строго ограничено. Поэтому приемные антенны
должны работать в широком диапазоне частот. КПД приемной
антенны, в отличие от КПД антенны передающей, может быть
небольшим. Это объясняется тем, что при наличии внешних
помех КПД приемной антенны не определяет значения отно-
шения напряжения полезного сигнала к напряжению помех.
При отражении от ионосферы волны произвольно меняют
свою первоначальную поляризацию, поэтому нет необходи-
мости при связи пространственными волнами сопрягать поля-
ризации приемных и передающих антенн.
При приеме отраженных пространственных волн антенной
с линейной поляризацией возникают так называемые поляриза-
ционные замирания. Кроме того, при приеме пространственных
волн возможны интерференционные замирания, обусловленные
приходом в пункт приема нескольких лучей с произвольным со-
отношением фаз и амплитуд. Для эффективного снижения воз-
действия замираний и повышения надежности приема при даль-
ней радиосвязи применяют антенные системы с пространствен-
ным и поляризационным разносом, а также с круговой поля-
ризацией.
221
Чтобы повысить помехоустойчивость радиоприема, целесооб-
разно использовать приемные магнитные антенны, которые
в меньшей степени восприимчивы к индустриальным помехам
от источников, находящихся на борту судна, чем обычные ан-
тенны. Наиболее перспективно для повышения надежности ра-
диоприема в диапазоне декаметровых волн и значительного
улучшения электромагнитной совместимости радиоэлектронных
средств применение на судах адаптивной антенной решетки.
Таким образом, эффективность радиоприема в судовых ус-
ловиях повышается при использовании комплекса технических
средств, включающих адаптивные антенные системы, устрой-
ства разнесенного приема, магнитные антенны, широкополос-
ные согласующие устройства, активные антенны.
8.2. Активные приемные антенны
На судах, где необходимы приемные антенны уменьшен-
ных габаритов, без ухудшения чувствительности радиоприема
все большее применение находят активные приемные антенны
в диапазоне длинных, средних и коротких волн.
Они представляют собой устройство, содержащее вибратор,
излучатель которого подключается к усилителю, конструктивно
и электрически объединенные в единое функционально закон-
ченное изделие. Высоту вибратора выбирают в пределах 0,25...
1 м в зависимости от назначения антенны и высоты ее уста-
новки на мачте или колонке. Использование активных антенн
облегчает вопрос проектирования и размещения антенн на
судах, причем упрощаются требования к креплениям, крон-
штейнам, монтажу. Активные антенны имеют постоянное в диа-
пазоне частот входное сопротивление, равное волновому
сопротивлению кабеля, что позволяет получить выходное на-
пряжение, не зависимое от частоты, а также снять ограниче-
ния на длину кабеля между приемником и антенной, что соз-
дает практическую возможность увеличения разноса приемных
и передающих антенн до 100 м и более.
Использование активных антенн открывает обнадеживаю-
щие перспективы построения ФАР, в том числе адаптивных,
где в качестве модулей можно применить активные антенны.
Принципиально возможно коллинеарное размещение модулей
вдоль надстроек или по мачтам, что позволит сузить ДН в вер-
тикальной плоскости и, как следствие этого, улучшить качество
радиоприема за счет увеличения коэффициента усиления и
ослабления эффекта многолучевости.
Объединение нескольких модулей в единую конструкцию
позволяет создать многовходовую активную антенну с развя-
занными выходами, что обеспечит оптимизацию расположения
222
на судах приемных антенн. Однако наличие в активной антенне
нелинейного элемента (усилителя) обусловливает зависимость
ее характеристик от питающих напряжений и от влияния су-
дового радиопередатчика. Поэтому при разработке активных
антенн необходимо создавать высокочастотный усилитель с вы-
сокоомным входом и минимальными собственными шумами, не
ухудшающий чувствительности радиоприема и не искажающий
сигнал на выходе при воздействии мощных помех от собствен-
ных радиопередатчиков и мешающих станций.
Конструкция антенны (рис. 8.1) выполнена в виде стекло-
пластикового стержня 4 на основе полиэфирной смолы. Внутри
стержня проложен медный луженый антенный канатик 5, кото-
рый с одной стороны, на вершине, заканчивается шариком 3
из латуни или нержавеющей стали, а в основании — разъемным
соединением, к которому подключен вход усилителя 1. Стер-
жень 4 вклеен в изолятор 2 из специального компаунда, арми-
рованного стекловолокном. Контактные детали усилителя и ан-
тенны позолочены. Масса антенны 1,9 кг.
Антенна стойка к воздействию морской воды, выхлопных га-
зов, бензина, нефти и других химически активных реагентов,
возможных на судах различного назначения. Усилитель заклю-
чен в съемный никелированный цилиндрический корпус, внутри
которого на круглых печатных платах, собранных в виде «эта-
жерки», размещены радиоэлементы. Усилитель устанавливают
внутри изолятора 2\ питание к нему поступает через развязку
по высокочастотному кабелю 6 от специального блока питания
7, придаваемого к антенне. При отсутствии переменного напря-
жения на входе источника питания (аварийная ситуация) к ан-
тенне автоматически подключается батарея 24 В постоянного
тока через преобразователь 8.
Антенна работает следующим образом (рис. 8.2). Высоко-
частотный сигнал, наведенный в вибраторе, через разделитель-
ную емкость и защитное сопротивление R7 подается на полевой
транзистор Т2. Напряжение смещения устанавливается с по-
мощью сопротивлений Rl, R2, R8. Емкости С4, С5 шунтируют
указанный делитель на высокой частоте. В целях создания
высокоомного импеданса на входе усилителя напряжение сме-
щения подается через сопротивления R4 и R6. Диоды D2 и D3
с обратным смещением защищают вход транзистора Т2. Тран-
зистор Т1 управляет смещением полевого транзистора Т2 с вы-
сокоомным входом. Транзистор ТЗ стабилизирует напряжение
транзистора Т2. Полевой транзистор Т2 выполняет роль буфера
повторителя, с него ВЧ-сигнал поступает на базу транзистора
Т4, работающего как эмиттерный повторитель.
С эмиттера транзистора Т4 ВЧ-сигнал поступает на базу
выходного транзистора Т13 и через емкость С6 — на базу тран-
зистора Т12. С общей эмиттерной точки транзисторов Т12 и
223
Т13 сигнал поступает в коаксиальный кабель через СП и R23.
Дроссель L1 блокирует утечку высокой частоты по цепям пи-
тания. Диодная матрица DQ1 и транзисторы Т6...Т11 обра-
зуют схему, стабилизирующую температурный режим и схему
коррекции перекрестной модуляции. Напряжение, подводимое
Рис. 8.1. Общий вид активной приемной
антенны типа STA 10А 2440/0,01-30
(ФРГ)
ко входу усилителя, встроенного в антенну, пропорционально
действующей высоте самой антенны, причем действующая вы-
сота антенны увеличится, если возрастет высота судовой мачты
или стойки, на которой она размещается.
Из рис. 8.3 следует, что максимум напряжения принимае-
мого сигнала приходится на те частоты, где высота мачты
224
8 Заказ № 797
225
Рис. 8.2. Принципиальная схема антенного усилителя
Рис. 8.3. Относительное изменение действующей высоты активной приемной
антенны:
й — высота антенны; hM — высота мачты
226
hw ~ 0,5X (14- 2/1) при /1=0, 1, 2, ..в то же время минимум
напряжения сигнала будет на частотах, при которых Лм=
= 0,52. (1+п). Увеличение высоты мачты, на которой установ-
лена активная антенна, может привести к появлению лепестков
в вертикальной ДН (см. п. 9.5).
При размещении антенны рекомендуется выдерживать рас-
стояние до мачты не менее 2 м, чтобы избежать уменьшения
чувствительности антенны за счет противотоков, возникающих
в теле мачты. Кроме того, при выборе места размещения необ-
ходимо оценивать напряжение, наводимое на нее от близко рас-
положенных передающих антенн.
Условия установки на судах активных приемных антенн
следующие: для обеспечения приема в диапазоне частот 0,01 ...
30 МГц антенну надо устанавливать на мачтах (колонках) вы-
сотой 3,5... 8 м при максимально возможном удалении от
передающей антенны (напряженность поля от собственного пе-
редатчика не должна превышать 2 В/м); антенну для навига-
ционных целей (работа в диапазоне 0,01...0,15 МГц) надо ус-
танавливать на колонке высотой более 2 м при удалении от
передающей антенны на расстояние не менее 7 м.
Транзисторная широкополосная приемная антенна типа
STA 10А 2440/0,01-30 работает в диапазоне частот 10 кГц...
30 МГц. Это вертикально поляризованная антенна с круговой
ДН в горизонтальной плоскости, входное сопротивление 50 Ом;
КСВ^/1,3; действующая высота Ад=0,21 м при установке на
плоскости. Эквивалентную напряженность шумов, вызванных
шумами усилителя, определяют как действующее значение на-
пряженности поля синусоидального сигнала, отнесенное к корню
квадратному из ширины полосы, необходимой для получения
отношения сигнал/шум С7с/[7И1= 10 дБ (рис. 8.4, а).
При установке антенны на плоскости для получения отно-
шения ЙС'/77Ш=1О дБ при ширине полосы 3 кГц необходимы
другие действующие значения напряженности поля сигнала Е
(рис. 8.4, б). Максимально допустимая напряженность поля Е,
которая вызывает уменьшение сигнала на 1 дБ из-за нелиней-
ности, показана на рис. 8.4, в (антенна на плоскости).
Гассмотрим уровни составляющих помех второго порядка.
При воздействии двух синусоидальных сигналов с частотами
fi и f2 с одинаковыми действующими значениями Е\=Е2=Е=>
= 100 мВ/м уровень комбинационных сигналов оказывается
меньше на величину а2, чем выходные сигналы на частотах /,
и /2 (рис. 8.5): при fi = l,l МГц, /2 = 2 МГц а2=85 дБ; при Ц =
=2 МГц, /2= 18 МГц а2=80 дБ. Если Ех = Е2=Е= 1,5 В/м, то для
низких частот а2=85—20 log £/100; для высоких частот а2=>
= 80—20 log £/100.
При воздействии двух синусоидальных сигналов с частотами
fi и [2 с одинаковыми действующими значениями £i=£? = £ =
8* 227
Рис. 8.4. Изменение напряженности
поля полезного сигнала при уста-
новке антенны на плоскости: а — за-
висимость Ет1^В от частоты; б — по-
лучение отношения <7с/£Л1=10 дБ
при ширине полосы 3 кГц; в—мак-
симально допустимая напряженность
поля
= 100 мВ/м нелинейные иска-
жения выходного сигнала, вы-
званные составляющими тре-
тьего порядка 2fi+f2 и 2f2+
+ fi, оказываются меньше на
величину а3 по сравнению
с выходными сигналами на ча-
стотах fi и f2: fi = l МГц, f2 =
= 1,2 МГц а3=135 дБ; f1 =
= 7 МГц, f2=ll МГц а3=
= 130 дБ.
Если £’1=Е2 = £'=2,5 В/м,
то на более низких частотах а3= 135—401ogE/100; на более
высоких частотах а3=130—401ogE/100.
Допустимое значение нежелательного амплитудно-модулиро-
ванного сигнала при перекрестной модуляции (коэффициент
модуляции 30%), вызывающего 10 %-ю модуляцию, показано
на рис. 8.6.
Сравнительные испытания в реальных условиях по эффек-
тивности А и ДН активной и штыревой антенн высотой 6 м
(рис. 8.7), установленных на судне в одном и том же месте,
показали, что эффективности приема соизмеримы, а отличие
ДН несущественно:
/, МГц.................. 6 8 12 16 22
Д = —L'c-а— ............ 0,62 0,77 0,47 0,71 2,5
б^с. ШТ
В настоящее время на судах находит применение антенна
типа АА-330 (рис. 8.8).
Антенна выполнена в виде стеклопластикового цилиндра,
внутри которого размещены вибратор и усилитель, обеспечи-
вающий согласование антенны с фидером и усиление принятого
сигнала при низком уровне шумов. Усилитель питается от ав-
Рис. 8.5. Гистограмма относи-
тельных уровней сигналов на
выходе антенны при воздейст-
вии на антенну двух синусои-
дальных сигналов fi, f2 и сиг-
налов комбинационных частот
228
Рис. 8.6. Перекрестные искажения,
возникающие при воздействии на ан-
тенну мощного амплитудно-модули-
рованного сигнала
В/м
100
60
W
0,01
6н~3.2МГц
10 20 до
^.МГц
О,1
Рис. 8.8. Структурная схема
активной приемной антенны
типа АА-300
тономного источника. Напряжение питания 24 В подается по
жиле высокочастотного кабеля через фильтры, обеспечивающие
фильтрацию помех, создаваемых в схеме выпрямителя. Основ-
ные характеристики антенны следующие:
диапазон частот 10 кГц... 30 МГц;
входное сопротивление 50 Ом;
чувствительность радиоприема — при напряженности поля
10 мкВ/м в диапазоне частот от 1 до 30 МГц на выходе ан
тенны создается напряжение 3 мкВ при соотношении ис1иш>
>20 дБ в полосе пропускания 3,1 кГц;
подавление помех взаимной модуляции — при воздействии
двух сигналов одинаковой амплитуды, создающими напряжение
на выходе 20 мВ, по-
давление гармоник 2-го
порядка свыше 80 дБ
и 3-го порядка свыше
120 дБ;
интермодуляция от
помех, вызываемых сиг
налами на выходе на-
пряжением 2 В, не
превышает 1 %;
антенна рассчитана
для работы в условиях,
когда напряженность
поля от судовых радио-
передатчиков достигает
200 В/м;
потребляемая мощ-
ность 3 В • А;
высота антенны 340 мм, максимальный диаметр 135 мм; га-
бариты источника питания: длина 145 мм, ширина 70 мм, вы-
сота 70 мм;
масса антенны 1,7 кг, источника питания 1 кг.
Несмотря на отмеченные преимущества активных антенн,
их широкое использование в судовых условиях сдерживается
в связи с возможностью ухудшения помехоустойчивости радио-
приема из-за ограниченного динамического диапазона усили-
теля, поэтому проблема расширения динамического диапазона
усилителя имеет для активных антенн первостепенное значение.
При разработке и применении на судах активных антенн
возможны следующие направления снижения нелинейных иска-
жений;
сужение полосы пропускания приемного тракта, в том числе
за счет введения элементов настройки в антенну;
использование активных приборов с линейными характери-
стиками в широком динамическом диапазоне;
2-30
применение обратных связей, в том числе адаптивное подав-
ление помех от собственного радиопередатчика на входе актив-
ного прибора;
использование ограничителей уровня сигналов или исполь-
зование пороговых схем, блокирующих активный прибор;
построение многополосных активных антенн.
В многополосной активной антенне (рис. 8.9) каждый из п
вибраторов и усилителей работает в своем поддиапазоне частот.
Рис. 8.9. Структурная схема многочастотпой активной антенны:
А — антенна; АС — антенный селектор; У — усилитель; ПФ — полосовой
фильтр; ЗФ — заграждающий фильтр
Это позволяет вести прием при работающих передатчиках, так
как сигналы помех, частоты которых находятся за пределами
поддиапазонов, где ведется прием, полностью или частично по-
давляются. Роль фильтрующих элементов выполняют полосо-
вые согласующие устройства, установленные в основании ви-
браторов. Сигналы от вибраторов складываются в мультиплек-
соре, имеющем п развязанных входов и один общий выход.
Отличительная особенность многополосной активной антен-
ны— отсутствие переключающих и перестраиваемых элементов.
231
8.3. Приемные антенные системы для борьбы
с замираниями сигнала
При осуществлении морской радиосвязи KB-диапазонов на-
блюдаются беспорядочные изменения уровня напряженности
поля в месте приема. Ампилтуда сигнала в этом случае меня-
ется в десятки и даже в сотни раз, а период замираний колеб-
лется от нескольких десятков секунд до десятых долей секунды.
В результате таких изменений сигнала надежность морской
KB-радиосвязи значительно снижается.
Эффективное средство уменьшения замираний — прием сиг-
налов на антенны с пространственным и поляризационным раз-
носами. Работа подобной антенной системы основана на неод-
новременности происходящих процессов изменения напряжен-
ности электромагнитного поля в различных точках пространства,
при различной поляризации и приходе волн под различными
углами.
Специфические особенности морской радиосвязи, в особен-
ности ограниченные возможности выбора размеров антенн и их
взаимного разноса, затрудняют непосредственное использова-
ние известных систем разнесенного приема, широко применяе-
мых в наземных условиях. В настоящее время удовлетвори-
тельно работающих судовых систем разнесенного приема нет.
При создании антенных систем, предназначенных для борьбы
с замираниями, необходимо стремиться к получению мини-
мально возможной корреляции замираний в отдельных элемен-
тах антенной системы.
Оптимальное взаимное положение антенн зависит от длин
волн принимаемых сигналов и от разности углов их прихода.
Обычно наибольшее различие имеют углы прихода волн в вер-
тикальной плоскости 61 и 02, боковые отклонения ср лучей от
дуги большого круга наблюдаются реже. .Поэтому наиболее це-
лесообразным следует считать продольный разнос антенн, не-
обходимое значение которого при <pi = <р2=0
d-- —------------1------
2 cos 62 — cos ех
X / . 02 + 01
— I sin ————
4 \ 2
(8.1)
где 0,— угол прихода волн, отсчитываемый от касательной
к поверхности в месте прихода.
При 02—0i = const чем больше будет средний угол 0ср =
= 0,5 (01 + 02), тем меньше нужен разнос антенн. На длинных
трассах разность углов прихода обычно больше, чем на корот-
ких. При приеме сигналов на разнесенные антенны характер
замираний не зависит от разнесения уже при расстоянии ме-
жду антеннами, превышающем 10 длин волн.
Чтобы исключить возможность интерференции ВЧ-сигналов
со случайными амплитудами и фазами в общем тракте, сложе-
232
ние сигнала целесообразно производить в низкочастотном тракте
(рис. 8.10). Хорошие результаты по автоматическому выбору
наилучшего сигнала дает схема с общей для всех приемников
АРУ. Применяют также системы с автоматическим запиранием
каналов с более низким уровнем сигнала.
Экспериментально установлено, что прием на разнесенные
антенны дает такой же выигрыш в надежности радиосвязи, как
и увеличение мощности передатчика: на 10... 15 дБ при сдвоен-
ном приеме и на 15... 20 дБ при строенном.
В практике судовой радиосвязи прием с пространственным
разносом антенн ранее не применяли из-за ограниченных раз-
Рис. 8.10. Сложение сигналов в низкочастотном тракте
при разнесенном приеме
меров судов. Однако проведенный анализ показал, что даже
при значительной корреляции сигналов в элементах антенной
системы (коэффициент корреляции не более 0,6), т. е. при не-
большом разносе антенн, разнесенный прием по сравнению
с одиночным обеспечивает повышение помехоустойчивости.
При создании системы разнесенного приема необходимо оп-
ределить наилучший в заданных условиях метод формирования
разнесенных каналов приема, или ветвей разнесения, и наилуч-
ший способ обработки сигналов, полученных на выходах ветвей
разнесения.
Кроме пространственного на судне используют поляризаци-
онное разнесение антенн с эллиптической или круговой поляри-
зацией.
Поляризационное разнесение применяют для борьбы с за-
мираниями, образующимися за счет интерференции магнитоион-
ных компонентов. Влияние поляризационных замираний в об-
щей картине фединга неодинаково по длине трассы. В чистом
233
виде они проявляются в условиях однократного отражения от
ионосферы при малом рассеянии. С увеличением длины трассы
при появлении многолучевости и увеличении рассеянных состав-
ляющих удельный вес интерференционных замираний увеличи-
вается вследствие сложения большого числа лучей и соответ-
ственно увеличиваются статистические связи поляризационных
компонентов, что уменьшает эффективность поляризационного
разнесения.
Простейшая антенная система для приема колебаний с по-
ляризационным разнесением состоит из двух взаимно перпен-
дикулярных вибраторов (рис. 8.11).
Для работы на коротких трассах (до 500 км), т. е. при
приеме волн, приходящих под большими углами, вибраторы це-
лесообразно размещать горизонтально. Для работы на трассах
большей протяженности вибраторы выгоднее располагать вер-
тикально. Выигрыш в устойчивости приема с помощью разне-
сенных по поляризации антенн получается за счет того, что
корреляция значений амплитуд двух взаимно перпендикуляр-
ных составляющих поля в месте приема обычно мала (коэффи-
циент корреляции составляет 0,2... 0,3).
Помимо поляризационного разнесения для исключения эф-
фекта поляризационных замираний применяют также поляри-
метрическую антенную систему, которая принимает лишь одну
из магнитоионных (обыкновенную или необыкновенную) состав-
ляющих отраженного от ионосферы поля с эллиптической по-
ляризацией, вращающейся в одну сторону. Принцип работы
такой системы приема основан на том, что поле каждой из этих
составляющих не претерпевает быстрых изменений во времени.
Поляризационные замирания возникают непосредственно в при-
емной антенне лишь в результате сложения обыкновенной и
необыкновенной составляющих поля, имеющих случайные зна-
чения фаз и амплитуд.
В качестве простейшей поляриметрической системы исполь-
зуют турникетную антенну, вибраторы которой А1 и А2 присое-
диняются к приемнику через фазовращатели Ф1 аФ2 (рис. 8.12).
В качестве диапазонных фазовращателей применяют схему из
двух мостовых фильтров с близкими к линейным фазовыми ха-
рактеристиками, при которых в рабочем диапазоне частот фазы
сдвигаются на 90°. Между антеннами и фазовращателями вклю-
чены согласующие устройства СУ1 и СУ2. В любой момент вре-
мени можно принять составляющие поля с большей амплитудой,
переключая фазовращатели или изменяя полярность их под-
ключения к вибраторам.
Одно из преимуществ поляриметрического способа приема —
использование одного приемника без каких-либо переключений
в нем.
Анализ возможных способов разнесения принимаемых сиг-
234
налов и особенностей интерференционной картины в точках
приема с учетом характеристик ионосферного распространения
радиоволн в морском KB-канале связи показал, что наиболее
целесообразно комбинированное пространственно-поляризаци-
онное разнесение [51], которое можно осуществить пространст-
венным разнесением антенных устройств с вращающейся поля-
ризацией.
В применяемых ранее за рубежом судовых системах исполь-
зовали принцип поляризационного разноса на базе трех ли-
f Рис. 8.11. Антенная система
Рис. 8.12. Поляриметрическая система разнесенного приема (а), схема фа-
зовращателя (б) и его характеристики (в)
с поляризационным разнесением
нейных вибраторов, ортогонально расположенных в простран-
стве и соединяемых в основании фазосдвигающими устройст-
вами. Однако практика показала недостаточную эффективность
этих устройств в условиях эксплуатации на дальних морских
линиях связи. Объясняется это тем, что разнесением антенн
по поляризации борются с поляризационными замираниями, ко-
торые в основном проявляются только на коротких трассах.
Для морских линий связи характерны оба вида замираний —
интерференционные и поляризационные, поэтому необходимо
комбинированное разнесение антенн. Использование простран-
ственного разнесения антенн с эллиптической поляризацией
позволяет зачительно снизить влияние обоих видов замираний
в радиоканале.
Компактно выполнить антенное устройство с эллиптической
поляризацией можно, применив антенную систему из верти-
235
Рис. 8.13. Антенная система из вертикального вибратора
и горизонтальной рамочной антенны
(( )) кального линейного вибратора и горизонтальной
у/ рамочной антенны (рис. 8.13).
При небольших (по сравнению с длиной
волны) длине вертикального вибратора и диа-
метре рамки ДН обеих антенн будут одинако-
выми. При соосном расположении электриче-
ского и магнитного излучателей, обтекаемых
синфазными токами, создаваемые ими в волно-
вой зоне электромагнитные поля сдвигаются по фазе на 90°,
т. е. результирующее поле будет эллиптически поляризованным.
ДН рассматриваемой антенной системы в горизонтальной
плоскости круговая, а в вертикальной — зависит от размеров
и высот установки антенны над поверхностью.
При построении судовой системы с разнесенным приемом
необходимо учитывать одно из основных требований, предъяв-
ляемых к КВ-антеннам — получение в вертикальной плоскости
прижатой к плоскости земли ДН. Антенна с такой ДН реаги-
рует в основном на волны, приходящие под малыми углами
к горизонту и претерпевшие на линии связи наименьшее число
отражений.
Проведенный анализ распространения радиоволн на даль-
них морских линиях связи с береговыми радиоцентрами пока-
зал, что при связи лучом, наиболее прижатым к горизонту, ос-
лабляются быстрые замирания, так как этот луч не только
менее всех ослаблен, но и более всех устойчив. Кроме того, при
подобной связи вертикальный и горизонтальный вибраторы ан-
тенной системы можно разнести по высоте: вертикальный ви-
братор установить возможно ниже над плоскостью (палубой,
надстройкой), а горизонтальный — приподнять над палубой.
Рассмотренная антенная система, включающая в себя два,
разнесенных на расстояние, антенных устройства с эллиптиче-
ской поляризацией, каждое из которых состоит из электриче-
ской (штыревой) антенны с вертикальной поляризацией и маг-
нитной антенны с горизонтальной поляризацией, прошла испы-
тания на судне в условиях дальнего плавания [52].
Судовая система с пространственно-поляризационным раз-
несением «Прием» предназначена для изменения на морских
судах транспортного и промыслового флотов в диапазоне де-
каметровых волн 4 ... 25,6 МГц (рис. 8.14). Особенность си-
стемы— реализация разнесенного приема на несколько антенн
с использованием только одного комплекта радиоприемного ус-
тройства.
236
Рис. 8.14. Схема установки антенн и соединения блоков аппаратуры «Прием» в период проведения испытаний
237
Принимаемые антеннами сигналы перед поступлением на
вход радиоприемного устройства обрабатываются. Метод обра-
ботки зависит от вида принимаемого излучения. В режиме ча-
стотной, фазовой, тональной телеграфии, а также телефонии
без подавления несущей обработка осуществляется весовым сло-
жением сигналов с дискретным фазированием по несущей час-
тоте. Прием осуществляется на две разнесенные антенны, ко-
торые автоматически выбираются из трех или четырех антенн
по критерию максимального уровня принимаемого сигнала.
В режимах амплитудной телеграфии, однополосной телефонии,
однополосной тональной телеграфии и факсимиле обеспечива-
ются автоматический поиск и подключение к приемнику одной
антенны с максимальным уровнем принимаемого сигнала.
Антенная система включает два, разнесенных на расстоя-
ние, антенных устройства, каждое из которых состоит из двух
магнитных антенн с ортогональной поляризацией. Перестраива-
ются антенны синхронно с перестройкой радиоприемника. Си-
стема полностью автоматизирована, что исключает необходи-
мость участия оператора при вхождении в связь и в процессе
подстройки при приеме информации.
Проведенные испытания системы в натурных условиях
(рис. 8.14) показали, что при относительно небольшом разносе
антенн, осуществимом даже на судах среднего тоннажа (раз-
нос 80... 100 м), система обеспечивает по сравнению с оди-
ночным приемом повышение помехоустойчивости (уменьшение
количества ошибок в принятых тестах) в среднем в пять — семь
раз.
8.4. Судовая приемная адаптивная
антенная решетка
Судовые радиоприемные устройства принимают полезный
сигнал при одновременном воздействии помех различных интен-
сивности и ширины спектра. В диапазоне декаметровых волн
на качество радиоприема на судах в основном влияют помехи
мешающих станций и помехи, создаваемые судовой радиопере-
дающей аппаратурой. Динамический диапазон уровней помех,
воздействующих на вход судовых радиоприемных устройств,
достигает 100...120 дБ.
Основные методы борьбы с помехами радиоприему на судах
следующие: разнос передающих и приемных антенн; исполь-
зование направленных антенн; применение в приемниках вы-
сокоизбирательных преселекторов; использование устройств
компенсации помех, создаваемых судовыми радиопередающими
устройствами; применение методов пространственно-временной
фильтрации сигналов.
В настоящее время очевидна перспективность использования
238
на судах приемных адаптивных антенных решеток (ААР) для
повышения эффективности и надежности системы морской ра-
диосвязи [25].
ЛАР обеспечивает пространственно-временную фильтрацию
сигналов, т. е. прием полезного сигнала с заданного направле-
ния при одновременном подавлении помех, приходящих с дру-
гих направлений. При этом главный лепесток ДН ориентирован
на источник полезного сигнала, а минимальные значения (нули)
в ДН совпадают с направлениями прихода помехи. Применение
ААР — также один из методов решения актуальной задачи
обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) судовой
радиоэлектронной аппаратуры (РЭА).
Основные требования к судовой приемной ЛАР: диапазон
рабочих частот 6... 25,6 МГц; сектор приема сигналов по углу
места 5 ... 35°, сектор приема сигналов по азимуту 0 ... 360°;
количество одновременных подавляемых (ослабляемых) помех
мешающих станций не менее 3; максимально допустимый уро-
вень превышения напряжения мешающего сигнала над напря-
жением полезного сигнала 30 дБ; сектор защиты углов прихода
полезного сигнала ± 15° [16, 26].
Специфика морской радиосвязи накладывает ограничения
на структуру и алгоритм функционирования судовой ААР.
В частности, это касается необходимости сопряжения судовой
ААР с одноканальным приемником, а также предварительного
ввода в алгоритм функционирования ААР априорной информа-
ции о частоте и направлении на принимаемый полезный сигнал
(береговой радиоцентр).
Эти два условия в значительной степени предопределяют
алгоритм работы и структурную схему судовой ААР (рис. 8.15).
Принципиально в приведенной схеме, работающей по критерию
минимизации полной выходной мощности, можно реализовать
методы покоординатного спуска и градиентного поиска. Основ-
ной недостаток применения известных методов градиентного
поиска в данной схеме — возможность подавления одновременно
с помехой и полезного сигнала, приходящего с направления
максимума основного лепестка ДН решетки.
Решению вопроса защиты полезного сигнала от подавления
при реализации алгоритма градиентного поиска посвящен ряд
работ. Так, в работе [44] предложен модифицированный алго-
ритм градиентного поиска, основанный на методе возмущения
весовых коэффициентов, в котором предусматривается защита
направления прихода полезного сигнала. Данный алгоритм
приемлем для реализации в приемной ААР, используемой на
подвижных объектах в диапазоне декаметровых волн. Сущность
алгоритма сводится к минимизации измеренной мощности на
выходе ААР при соблюдении условия поддержания неизменной
мощности полезного сигнала.
239
Весовые коэффициенты в каждом канале решетки
w(j + V) — уП grad Р (/', ay(j)), (8.2)
где j—номер цикла адаптации; у — константа, определяющая
размер шага; П — оператор проектирования на направление,
ортогональное направлению прихода полезного сигнала;
Элементы решетки
Рис. 8.15. Структурная схема судовой ААР:
ЛК — адаптивный компенсатор; А — аттенюатор; Ф — фазовраща-
тель; АЦП — аналого-цифровой преобразователь; РПУ — радиопри-
емное устройство; 2 — сумматор
grad Р (j, w (/))—оценка градиента к поверхности в момент
времени /; Р (/, и (/))—суммарная выходная мощность.
Использование оператора проектирования позволяет вы-
полнить условие сохранения неизменной мощности полезного
сигнала
П = /Л—ХХ/(хХ), (8.3)
где N— число элементов решетки; IN — единичная матрица
240
размерности Af; Л'с — вектор фазовых задержек сигнала между
элементами решетки; т — индекс транспонирования.
Для решетки произвольной конфигурации
X" = exp j (Xj cos 6С + уг sin 0с), . . .
. . . , expj-^— (xNcos0c +yNsinec), (8.4)
Л-с
где 0С — направление прихода полезного сигнала; Хс—длина
волны полезного сигнала; х и у — координаты элементов ан-
тенной решетки.
Оценить градиент к поверхности P(j, w(j)) можно методом
возмущений весовых коэффициентов (рис. 8.16):
( м )
2 grad Р (j, w (j)) = 2Е I М"1 У, Рц (w) 8w; ?, (8.5)
I i=l )
где M — длина последовательности-возмущений; М~1 — скаляр-
ная константа, зависящая от вида последовательности возму-
щений; Pij(w) —мгновенная мощность на выходе решетки при
t-м возмущении весовых коэффициентов в /-м цикле возму-
щений; 8Wi — вектор-столбец возмущений весовых коэффици-
ентов ®(/‘); Е— символ математического ожидания.
Вектор весовых коэффициентов при t-м возмущении в у-м
цикле
ot(w, tj) = w(j) 4- 1 < t < Л1, (8.6)
где tj=tj+&ti — момент времени t-ro периодического возмуще-
ния весовых коэффициентов.
Для получения несмещенной оценки градиента последова-
тельность возмущений должна быть ортогональной, иметь ну-
левое среднее значение и обладать нечетной симметрией. На
пример, • &&4N >
1 —1 ... 0
[би?!, бщ2, .... = 0 0 ... 0 2N
0 0 ... 0 1
0 0 ... —1 ।
4N
(8-7)
Длина этой последовательности возмущений M = 4N.
Описанный алгоритм адаптации можно представить в виде
двух этапов. На первом этапе даются приращения весовым
241
коэффициентам в соответствии с типом выбранной последова-
тельности возмущений и определяется оценка градиента к по-
верхности P(j, w(j)) по формуле (8.5). На втором этапе кор-
ректируются исходные весовые коэффициенты в каналах эле-
ментов решетки в соответствии с выражением (8.6).
Достоинство данного алгоритма — возможность одновре-
менной корректировки всех весовых коэффициентов, простота
Рис. 8.16. Применение алгоритма с возмущениями весовых коэффициентов
для ААР с одним радиоприемным устройством
реализации, связанная с отсутствием необходимости доступа
к сигналам в каждом элементе решетки, быстрая сходимость.
Для определения характеристик и принципиальной воз-
можности работы судовой ААР по алгоритму градиентного по-
иска была разработана математическая модель функциониро-
вания ААР [44]. Исходные данные для расчетов следующие:
геометрия антенной решетки (координаты элементов), коли-
чество и направления прихода помех, их частоты, направление
прихода и частота полезного сигнала, амплитуда полезного и
мешающих сигналов, вид последовательности возмущений ве-
совых коэффициентов.
Внутренний шум в каналах элементов решетки моделируют
с помощью датчика случайных чисел с заданной дисперсией
и математическим ожиданием. Предусматривается расчет ис-
242
ходных весовых коэффициентов и?о в каналах решетки, обеспе-
чивающих когерентное сложение полезных сигналов. Рассчиты-
ваются ДН в горизонтальной плоскости до начала процесса
адаптации и отношение сигнал/помеха (дБ) на выходе ААР
до адаптации
{ Вс (®o)/[s
Во = Ю1g
Рп (И?о) 4- Рш И))
(8-8)
где Рс — мощность полезного сигнала на выходе ААР; Рп —
мощность помехи на выходе ААР; Рш — мощность внутренних
шумов на выходе ААР; J — количество помех.
После каждого цикла возмущений весовых коэффициентов
рассчитывается и выводится на печать текущее значение отно-
шения сигнал/помеха
Bj = Ю 1g | Рс (Wj)l Pn + Рш П)
(8.9)
Остановка счета осуществляется при уменьшении суммарной
выходной мощности до величины
ZP (wi) = Рс (®о) -pkPc(w0), £ = 0,1 . . .0,5 (8.10)
или при достижении отношения сигнал/помеха Bj= 10 дБ, 20 дБ
и т. д.
Для получения наглядной картины формирования нулей ДН
в направлениях прихода помех при сохранении максимума ДН
в направлении полезного сигнала рассчитывается амплитудная
характеристика нормированной ДН после завершения процесса
адаптации (рис. 8.17). Выражение для ДН в векторной форме
имеет вид
Р(Ф) = ^Т(/)Х, (8.11)
где и?т (/) — установившиеся значения весовых коэффициентов
после адаптации; <р — угловая координата в азимутальной пло-
скости; X — вектор-столбец фазовых задержек между элемен-
тами решетки.
Результаты моделирования приведены в табл. 8.1.
Полученные результаты подтверждают работоспособность
решеток, составленных из малого числа элементов, при не-
больших угловых разносах сигнала и помех. Однако при этом
необходимо обязательно вводить корректировку в алгоритм ра-
боты ААР, учитывающую влияние окружающих металлических
конструкций на характеристики решетки [28, 31].
Практический интерес представляет зависимость глубины
подавления помех от числа циклов адаптации для различных
типов решеток.
243
Таблица 8.1. Характеристики работы ААР
Тип решетки, количество элементов Координаты элементов, м Полезный сигнал Помехи Число циклов адап- тации Отношение сигнал/помеха при приеме, дБ
Амплитуда, о.е. Направление прихода, град Частота, МГц Амплитуда, о. е. Направление прихода, град Частота, МГц
X У на штырь на ФАР на ААР
1 2 3 4 5 S 7 8 9 10 11 12 13
Двухрядная рас- ходящаяся, N = 6 0 0 5 5 10 10 5,5 —5,5 6,25 —6,25 7 —7 2 60 15,7 7 0 15,7 5 — 10,9 3,5 10,5
Квадратная, W = 4 0 0 2 7
Двухрядная рас- ходящаяся , N = 6 0 0 5 5 10 10 5,5 —5,5 6,25 —6,25 7 7 1 0 12,3 1 180 185 190 12,3 2 -9,5 3,2 10,4
Двухрядная рас- ходящаяся , ^ = 6 0 0 5 5 5,5 —5,5 6,25 —6,25 1 0 12,3 1 40 80 160 220 12,3 50 -12 5,36 9,95
245
10 10 0 5,75 6,75 7 —7 5,75 5,75 0 0 25,6 90 25,6 1 -10,9 33,8 35,3
Линейная, N = 3 0 10 20 0 0 0 2 0 22,0 7 90 22,0 4 -10,9 0,69 12,4
Двухрядная схо- дящаяся. N = 6 0 0 10 10 20 20 10 -10 7,5 -7.5 5 -5 1 120 12,3 10 150 12,3 24 -20 — 14,8 10,7
Линейная, N = 6 0 8 16 24 32 40 0 0 0 0 0 0 2 0 22,0 7 90 22,0 19 -10,9 4,4 30,1
Квадратная, N = 4 0 0 5 5,75 0 5,75 5,75 0 2 0 8,2 7 90 8,2 23 -10,9 —8,7 10,6
Программа расчета построена таким образом, что расчет
на ЭВМ автоматически прекращается при достижении задан-
ного уровня подавления. Если же это ограничение снять, высо-
кого уровня подавления помех для самых «жестких» из рас-
Рис. 8.17. ДН АРР до (---------—) и после (------)
адаптации
смотренных случаев можно достичь за счет увеличения времени
адаптации. Очевидно, подобный режим реализации алгоритма
оправдан для таких условий, когда время адаптации уже не бу-
дет определяющим параметром. Моделирование позволило
также оптимизировать константы, входящие в выражения для
корректировки весовых коэффициентов и оценки градиента.
Оптимизация проводилась в направлении увеличения скорости
сходимости алгоритма.
246
Специфика условий морской радиосвязи связана с возмож-
ным смещением основного лепестка ДН антенны при качке и
рыскании судна. В судовых условиях на ДН антенной решетки
большое влияние оказывают металлические конструкции, вы-
зывая деформацию и отклонение главного лепестка относи-
тельно расчетного. Кроме того, в диапазоне декаметровых волн
направление распространения лучей радиоволн смещается от
дуги большого круга. Перечисленные факторы могут привести
к отклонению главного лепестка ДН от направления прихода
полезного сигнала на 20 ... 25°.
Как уже отмечалось, принцип работы AAD, осуществляю-
щей пространственную фильтрацию помех, заключается в авто-
матическом формировании нулей ДН на направления прихода
помех. Сохранение неизменным уровня полезного сигнала на
выходе ААР в рассмотренном алгоритме достигалось за счет
защиты конкретного направления прихода полезного сигнала.
Специфические условия морской радиосвязи ограничивают при-
менение такого алгоритма. В общем случае при использовании
ААР на судне требуется защита главного максимума ДН от
подавления сектора наиболее вероятных углов прихода полез-
ного сигнала.
Приведенная на рис. 8.15 структурная схема ААР позволяет
также реализовать алгоритм градиентного поиска с защитой
сектора углов прихода полезного сигнала [27]. При этом апри-
орной информацией для работы ААР будут тип антенной ре-
шетки и используемых элементов, их расположение, частота и
предполагаемое направление прихода полезного сигнала.
Для оптимизации работы схемы судовой приемной ААР це-
лесообразно предусмотреть возможность автоматического вы-
бора алгоритма обработки в зависимости от помеховой ситуа-
ции.
Чтобы при создании судовой ААР обеспечить возможность
прогнозирования характеристик ФАР при работе на различных
частотах рабочего диапазона и при различных углах фазиро-
вания решетки, необходимо знать закономерности влияния су-
довых металлических конструкций на характеристики ФАР.
При определении типа и количества элементов ФАР надо
учитывать, как минимум, три фактора: во-первых, обеспечение
формирования требуемого количества провалов в ДН по числу
воздействующих помех; во-вторых, в целях предотвращения по-
давления полезного сигнала в процессе адаптации необходимо
обеспечить защиту сектора углов прихода полезного сигнала;
в-третьих, необходимо учитывать реальные возможности разме-
щения ФАР на судне.
Анализ статистических данных и проведенные расчеты пока-
зали, что для обеспечения нормального функционирования ААР
число элементов ФАР должно быть не мепее четырех.
247
В качестве элементов решетки для ААР можно использо-
вать обычные штыревые антенны, магнитные антенны, актив-
ные электрические антенны.
На рис. 2.13 показаны возможные варианты установки
ААР на судне и приведены рассчитанные для различных уг-
лов фазирования ДН решеток, установленных на палубе над-
стройки и на баке судна [31].
Применение судовой приемной ААР создает принципиально
новые возможности для повышения надежности каналов мор-
ской радиосвязи.
Глава 9
ПРОЕКТИРОВАНИЕ И ЭКСПЛУАТАЦИЯ
СУДОВЫХ АНТЕНН
9.1. Задачи и принципы проектирования
Основная задача при проектировании антенно-фидерных
устройств на судах — обеспечение заданной дальности связи
при использовании установленной радиоаппаратуры.
Спроектировать судовое антенное поле — значит опреде-
лить необходимый состав антенн, выбрать их типы и размеры,
установить место расположения антенн на судне и определить,
обеспечивают ли выбранный состав и типы антенн в рабочем
диапазоне частот при заданной каналообразующей аппаратуре
и условиях связи получение требуемой дальности связи и ка-
чества передачи (приема) информации.
В отличие от наземных условий, где при проектировании
антенных полей обычно не приходится сталкиваться с про-
странственными ограничениями и где влияние посторонних
металлических масс на характеристики антенн несущественно,
при проектировании судовых антенных полей указанные фак-
торы являются определяющими.
Строгое решение задачи о влиянии элементов металиче-
ских конструкций на параметры судовых антенн получить
в общем виде трудно. В разнос время теоретически и экспе-
риментально исследовали влияние отдельных элементов судна
(корпуса, мачт, надстроек) на характеристики простейших ан-
тенн (симметричного и несимметричного вибраторов). При
этом судовые конструкции обычно аппроксимируют простей-
шими фигурами, совпадающими по форме с координатными
поверхностями одной из ортогональных систем координат.
248
Например, определяя характеристики вибратора, установлен-
ного на судовой надстройке, ее можно аппроксимировать полу-
сфероидом, установленным на бесконечной идеально прово-
дящей плоскости. Определяя влияние на характеристики ан-
тенн корпуса судна, его можно аппроксимировать цилиндром
бесконечной длины или вытянутым сфероидом. В последнем
случае аппроксимация будет более точной, но решение услож-
нится.
Выражения, получаемые при решении подобных задач,
представляют в виде графиков, таблиц, номограмм, обобщаю-
щих встречающиеся на практике случаи или дающих качест-
венную картину взаимного влияния.
9.2. Основные закономерности влияния
металлических конструкций на характеристики
судовых антенн
В реальных условиях на параметры судовых антенн одно-
временно влияют многие элементы судовых конструкций. Вза-
имодействие этих элементов между собой еще больше услож-
няет строгое теоретическое решение задачи о влиянии судна
в целом на параметры антенн. Поэтому обычно такие задачи
решают не в общем виде, а для конкретных условий, причем
во многих случаях предпочтение отдают экспериментальным
исследованиям, осуществляемым, как правило, на моделях.
Анализ влияния судовых конструкций на характеристики
антенн проще проводить дифференцированно — в зависимости
от диапазона частот, в котором должна работать антенна.
В частности, в СВ-диапазоне, когда размеры судовых конст-
рукций значительно меньше рабочих длин волн, их влияние
на параметры антенн (ДН и ZDX) несущественно.
На параметры судовых антенн, работающих в диапазоне
до 2 МГц, вредно влияют в основном крупные металлические
конструкции, такие как надстройки, трубы, мачты, в направ-
лении которых и наблюдается ослабление электромагнитного
поля. Окружающие металлические массы влияют на входное
сопротивление антенн, увеличивая их статическую емкость
и снижая сопротивление излучения.
Экспериментальные исследования показали, что ДН судо-
вых СВ-антенн в горизонтальной плоскости близки к круго-
вым (рис. 9.1).
В известных методиках расчета параметров судовых ан-
тенн влияние окружающих металлических масс учитывают,
вводя в формулы расчета статической емкости и сопротивле-
ния потерь поправочные коэффициенты, полученные в резуль-
тате обобщения большого числа экспериментальных измере-
249
ний (см. п. 2.4). Однако при этом упускают из виду, что бли-
зость проводов антенны к различного рода заземленным ме-
таллическим конструкциям (мачтам, трубам, грузовым колон-
кам и т. и.) также снижает ее эффективность по сравнению
с расчетной из-за уменьшения сопротивления излучения.
Рис. 9.1. ДН судовых антенн в СВ-диапазоне в горизонтальной пло-
скости (вторая половина ДН симметрична относительно диамет-
ральной плоскости судна)
Анализ показал, что в наибольшей степени уменьшают со-
излучения СВ-антенн вертикальные металлические
(мачты, грузовые колонки), в непосредственной
которых
противление
конструкции
близости от
Рис. 9.2. Взаимное рас-
положение заземленной
мачты и излучающего
провода
проходит их снижение. В теории антенн
решена задача определения поля излуче-
ния в дальней зоне элементарного виб-
ратора, расположенного вблизи мешаю-
щих идеально проводящих тел правиль-
ной геометрической формы (см. п. 2.1).
Предложенный метод основан на ис-
пользовании теории петлевых антенн.
Рассмотрим решение задачи опреде-
ления входного сопротивления антен-
ного устройства [30], заключающееся
в аппроксимации системы, состоящей из
вертикальной заземленной металличе-
ской конструкции и излучающего про-
вода в виде неоднородного разомкнутого
на конце петлевого вибратора (рис. 9.2).
Для определения входного сопротивле-
ния петлевой вибратор заменяют экви-
валентной системой, состоящей из вибра-
тора высотой Н и радиусом а-тв и разомкнутой на конце линии
с волновым сопротивлением рл. Затем, используя принцип су-
перпозиции, определяют входное сопротивление антенны
ZA=.ZBZJ(p2Zn + ZB), (9.1)
где ZB—-входное сопротивление эквивалентного вибратора вы-
сотой Н и радиусом оэкв; 2Л — входное сопротивление двух-
250
проводной разомкнутой на конце линии длиной /л с волновым
сопротивлением рл; р — вспомогательный коэффициент.
Величины аЭкв, рл и Р определяют из решения электроста-
тической задачи для поперечного сечения антенны:
Дэкв — ехр
In aL In а? — In2 d
In (a1a2/d)
рл = 120 In p=ln —/<21п
Vaia2 a2 \ Vflia2
(9.2)
Из выражения (9.1) получают активную и реактивную со-
ставляющие входного сопротивления:
_________[60 In (a2/d)]2 RB etg2 т1л____________
. ( |60 In (a2/d)]2 x , „ Is
R2b + —----------- ~ etg ml„ +
Рл )
Рл ctg т1л^2в + А'в [60 ln (^А* *)]2 etg2 т1л + Рл ctg ml„X2n
. ( [60 In (a2/d)]2
*в + о
\ Рл
(9.3)
(9.4)
etg m/л + XB
Рассмотренную методику расчета можно обобщить для ан-
тенны с горизонтальным полотном, причем ZB в формуле (9.1)
следует вычислять с учетом нагрузки.
На рис. 9.3 приведены рассчитанные по формуле (9.3) кри-
вые сопротивления излучения R^a вертикальных проволочных
антенн длиной 6,5 и 13 м в зависимости от расстояния d
до мачты для частоты 460 кГц. Возрастающие участки кри-
вых построены по формуле для петлевого вибратора (9.3),
а спадающие — по формулам, полученным на основании ме-
тода наводимых ЭДС.
Из рисунка видно, что при уменьшении расстояния между
мачтой и антенной R%a резко падает. Приведенный материал
позволяет сделать вывод о необходимости максимально воз-
можного удаления .антенн от металлических мачт. Расстояние
между ними должно быть не менее 7.. .8 м (в зависимости
от высоты мачт).
Рассмотренную методику можно также рекомендовать для
определения взаимного влияния излучателей с различными по-
перечными размерами в том случае, когда поперечный размер
рассматриваемой антенной системы d мал по сравнению с вы-
сотой Н и длиной волны 7. Метод наводимых ЭДС использо-
вать для этих условий нельзя из-за возникающих больших
погрешностей (штриховые участки кривых на рис. 9.3,о).
Если поперечный размер антенного устройства d соизме-
рим с Я и Л, ТО для определения входного сопротивления /д
251
можно воспользоваться методом наводимых ЭДС, в соответ-
ствии с которым
= Zu> ZI2/Z22, (9-5)
где Zu и Z22 —полные собственные сопротивления мачты и
излучающего провода; Z12 — их взаимное сопротивление.
Для судовых СВ-антенн справедливы неравенства
(9-6)
а = mH « 1; 6 = md <С 1.
Рис. 9.3. Зависимость сопротивления излучения Rsa верти-
кальных проволочных антенн длиной 6,5 м (а) и 13 м (б)
и радиусом <4 = 3,7 мм от них расстояния до мачт разных
диаметров:
О — измерение на моделях («2=0.4 м); —----сопротивление излуче-
ния этих антенн при отсутствии мачты
Тогда, ограничиваясь в выражении для Zj2 первыми чле-
нами разложения в ряды интегральных синусов и косинусов,
получим
Z12 = R124-iX12 = 10а2 + i — [4 —
а2
—д/б2 + 4а2 —36 4-2а In 6 —^Й±.4Д2+..2ю . 1 .
(V624-«2 4-а2)2 J
(9.7)
Судовые мачты, в непосредственной близости от которых
обычно проходит снижение, уменьшают сопротивление излу-
чения главных антенн. Проведенные расчеты показали, что
снижение антенн должно быть удалено от металлических
мачт на максимально возможное расстояние, т. е. не менее
чем на 7. . .8 м.
На параметры судовых антенн, начиная приблизительно
с 2 МГц, оказывают вредное влияние не только мачты и над-
252
стройки, но и весь судовой металлический такелаж. Это влия-
ние усиливается с ростом частоты, причем одна и та же ан-
тенна на разных частотах KB-диапазона имеет отличные друг
от друга ДН с провалами в различных направлениях (рис. 9.4
и 9.5), а входное сопротивление изменяется в широких пре-
делах. Многолепестковый характер ДН судовых КВ-антенн
объясняется большим влиянием корпуса судна, мачт, над-
строек, трубы, а также других антенн. Это основная причина,
снижающая эффективность и надежность дальней морской ра-
диосвязи.
Следует отметить, что с понижением частоты заметнее пре-
обладающее влияние наиболее крупных металлических масс,
таких, как надстройки, трубы и мачты.
Чтобы оценить характер искажения ДН судовых КВ-ан-
тенн в горизонтальной плоскости, рассмотрим расположение
вибратора параллельно продольной оси кругового и эллипти-
ческого цилиндров, а также вблизи краев плоской ленты (см.
п. 2.1), что достаточно хорошо аппроксимирует реальные слу-
чаи установки судовых КВ-антенн вблизи мачт, труб, венти-
ляционных шахт, надстроек и других металлических конст-
рукций.
На рис. 9.6 приведены расчетные ДН вибраторов, ориен-
тированных параллельно оси кругового и эллиптического ци-
линдров [11].
Из рисунков видно, что цилиндры, рефлекторно воздейст-
вуя на антенну, делают ДН однонаправленной. Рефлекторное
действие для кругового цилиндра будет тем меньше, чем
меньше длина периметра сечения цилиндра и чем дальше виб-
ратор удален от цилиндра (в длинах волн), а для цилиндра
с эллиптическим поперечным сечением оно будет более силь-
ным при расположении вибратора в направлениях меньшей
оси эллипса.
На рис. 9.7 приведены ДН вибратора, расположенного сим-
метрично относительно краев металлической ленты и у края
металлической ленты.
Из приведенных диаграмм можно сделать вывод, что если
к судовой KB-антенне предъявляют требование ненаправлен-
ного излучения в горизонтальной плоскости, ее не следует
устанавливать на близком расстоянии от труб, надстроек и
других подобных конструкций. И наоборот, если необходимо
максимально в условиях судна ослабить влияние между пере-
дающей и приемной антеннами, можно использовать экрани-
рующее действие отдельных судовых конструкций.
В судовых условиях КВ-антённы устанавливают на раз-
личных возвышениях: надстройках, трубах, мачтах и т. и. Ха-
рактеристики таких антенн (ДН и входное сопротивление)
будут отличаться от характеристик этих же антенн, установ-
253
Рис. 9.4. ДН судовых KB-антенн в горизонтальной плоскости, изме-
ренные на моделях: а — Т-образная антенна, /г = 50 м, Zn = 12 м;
б, д — штыревая антенна 6 м, установленная на трубе; в, е — шты-
ревая антенна 10 м, установленная на надстройке; г — Г-образная
антенна, /г=50 м, /»=12 м
Штыревая антенна 6 м, цетанов -
Рис. 9.5. ДН судовых KB-антенн в горизонтальной плоскости, измеренные
в реальных условиях
~ =1,05;е=0
XV 1 /V
S) 0° 330° 310°
Рис. 9.6. ДН вибраторов, ориентированных параллельно
оси кругового (а) и эллиптического (б) цилиндров:
d — расстояние от центра вибратора до поверхности цилиндра;
L — длина периметра сечения цилиндра; е — эксцентриситет
255
Рис. 9.7. ДН вибратора, расположенного симметрично относительно краев
металлической ленты (а) и у края металлической ленты (б)
256
ленных над проводящей плоскостью. Так как для обеспечения
надежной дальней радиосвязи электромагнитная энергия дол-
жна излучаться под небольшими углами к горизонту, то при
проектировании и размещении антенных устройств па судах,
а также при расчете линий связи необходимо учитывать ре-
альные характеристики антенн при установке на подставках.
От размеров и формы подставки зависят также входное со-
противление антенного устройства, а следовательно, режим
работы фидера и сопротивление нагрузки передатчика.
Представим систему, состоящую из антенны и подставки
(рис. 9.8), в виде антенного устройства
кой питания. Постоянные распростране-
ния волны вдоль антенны mj и под-
ставки т.2 разные и отличаются от по-
стоянной распространения в свободном
пространстве т [34].
Полученные результаты можно ис-
пользовать для расчета не только метал-
лических антенн, но и антенн с замед-
ляющим покрытием с ненулевыми гра-
ничными условиями.
Рассматривая антенное устройство
как сумму элементарных электрических
диполей и задаваясь распределением
тока вдоль вибратора и подставки, оп-
ределим напряженность поля в даль-
ней зоне:
с приподнятой точ-
Рис. 9.8. Антенна, уста-
новленная на подставке
Е = 30im/ (й2) exP(-tmr) _ // (cos 6),
Г
(9-8)
где
Н (cos 6) = -sin6 f I {z) exp {imr cos 6) dz\ (9.9)
I (M _JZ
г — расстояние от основания надстройки (начала координат)
до точки наблюдения; I(z)—ток вдоль антенны; 7(й2)—ток
генератора. Интегрирование ведем как вдоль антенны, так
и вдоль ее зеркального изображения.
Распределение тока вдоль антенны и подставки
/ (z) = I (Й2) S.inmi/(/~^ для h2 < z < /; (9.10)
sin (I — h2)
/(2)=/(M
cos m2z
COS m2/l2
257
ДЛЯ 0 =С Z h2.
(9.Н)
9 Заказ № 797
Выражение (9.8) позволяет рассчитывать искомую ДН. При
mi = m2 = m
E = i6W
X
cos mhz cos (ml cos 0) — cos ml cos (mh2 cos 6)
sin mh± cos mh2 sin 0
(9-12)
Расчет по формуле (9.12) совпал с решением задачи воз-
буждения вертикальной антенны, установленной в вершине
идеально проводящего полусфсроида, расположенного над бес-
конечной идеально проводящей плоскостью (рис. 9.9).
о°
Рис. 9.9. ДН в вертикальной плоскости чет-
вертьволнового вибратора, установленного на
подставке высотой 0,57.:
----- расчет по формуле (9.12);-----расчет для
проводящего полусфероида; и — эксперименталь-
ные значения при с2=0,01 и 0.1
Если подставка отсутствует (/iz = 0), полученное выраже-
ние преобразуется в выражение для поля, создаваемого им-
педансным вибратором;
Ев = iGOJ (0) exP<T ('mf) х
г
X mjm sin 0 [cos (ml cos 0)—cos тД]
(m2 — m2 cos2 0) sin m}l
Величина H, связывающая ток генератора с напряженно-
стью электрического поля в произвольном направлении, равна
H=h^F((f, 6), (9.14)
где hn—-действующая высота антенны; F(<р, 0) — нормирован-
ная ДН.
При 0 = л/2
Ж „ = >.,= 2(1-созт,Ц ь
6= — - т± sin mshx
. 2 sin t?inhn 2 • tilths . 2 « « /r, 1 r*\
4--------4— =--------tg —EE- 4------tg m2/i2. (9.15)
m2 cos m2h2 2, m2
258
Первый член выражения (9.15) соответствует излучению
вибратора, второй — излучению подставки.
Аналогично выражению (9.15) найдем сопротивление излу-
чения рассматриваемой антенны
~ 40 tg2 (/т?1/г1/2) + 40 tg2 т2/г2. (9.16)
Входная проводимость антенны
y^U^ + itXi + O-1, (9.17)
где Х1 =—60[ln(2ft1/a1)—IJctg/nj/ij и Х2 = 60 [1п (2/г2/п2)—1J X
X tg ш2/г2—реактивная составляющая входного сопротивления
вибратора и реактивная составляющая входного сопротивления
подставки.
Как видно из рис. 9.10, результаты расчетов по получен-
ным выражениям и результаты измерения достаточно хорошо
совпадают.
Чтобы уменьшить влияние на параметры KB-антенн эле-
ментов такелажа (вант, оттяжек), необходимо антенны раз-
бить изоляторами на участки, длина которых /<7min/4, или из-
готовлять их из непроводящего материала.
Входное сопротивление лучевых и штыревых KB-антенн из-
меняется в широких пределах, поэтому плохо согласуется во
всем диапазоне частот с высокочастотным фидером, что непри-
емлемо для работы с широкополосной передающей аппарату-
рой, построенной на базе усилителей с распределенным усиле-
нием.
Уменьшить влияние окружающих металлических масс на
параметры судовых KB-антенн можно таким построением их
схемы, при котором индукционные поля антенны в рабочем
диапазоне частот были бы минимальными.
У KB-антенны обычно устанавливают на мачтах и реях. На
рис. 9.11 приведены ДН полуволнового вибратора в горизон-
тальной плоскости [75]. Антенна установлена на рее ниже вер-
шины мачты. Все ДН построены по напряженности электриче-
ского поля. Видно, что мачта оказывает теневое влияние на ан-
тенну, которое тем больше, чем ближе антенна расположена
к мачте.
При изменении расстояния от антенны до мачты изменя-
ется количество лепестков в диаграмме направленности, а глу-
бина провалов зависит от диаметра мачты.
Если сечение мачты постоянное, форма ДН не зависит от
высоты расположения антенны (рис. 9.12).
Максимальное значение ДН (вне зависимости от направле-
ния) для разных разносов между мачтой и антенной имеет при-
близительно одно и то же значение (кривая 1). В главном на-
правлении (0°) металлическая мачта действует как рефлектор
9*
259
Рис. 9.10. ДН четвертьвол-
нового вибратора на под-
ставках разной высоты (а),
ДН вибратора, установлен-
ного над проводящей плос-
костью и на подставках
разной высоты (б), актив-
ная (------) и реактивная
,(---) составляющие вход-
ного сопротивления чет-
вертьволнового вибратора
на подставке (в) при /ц=
=2Л2, ai=0,004/i2, а2=
=0,4 hi: О и • — изме-
ренные Ra И Ха
(кривая 2). При этом напряженность поля увеличивается при
разносах, соответствующих нечетному числу четвертей длин
волн, тогда как провал в ДН получается при разносах, соответ-
ствующих четному числу четвертей длин волн. В обратном на-
правлении (180°) экранирующее действие мачты уменьшается
по мере удаления антенны от мачты (кривая 3).
Форма ДН антенны, расположенной на рее на уровне вер-
шины мачты, также зависит от горизонтального разноса между
антенной и мачтой, но провалы в ней будут меньше по сравне-
нию с расположением антенны ниже вершины мачты. При раз-
мещении антенны непосредственно на вершине по оси мачты ее
ДН в горизонтальной плоскости близка к круговой.
Металлические тросы, штыревые антенны и т. п., располо-
женные между мачтой и УКВ-антенной, установленной на ноке
реи, также искажают форму ее ДН, не изменяя, однако, ориен-
тации и глубины минимумов, обусловленных влиянием мачты,
так как поперечные размеры указанных предметов значительно
меньше поперечных размеров мачты. Это влияние оценивают,
исходя из полученных закономерностей изменения форм ДН от
влияния мачты.
260
261
При расположении УКВ-антенн на реях мачт, выполненных
в виде ферм, на расстояниях менее длины волны на ДН ан-
тенны оказывают сложное влияние одновременно несколько
элементов конструкции мачты. При больших разносах фермен-
ная мачта воздействует на ДН приблизительно аналогично
сплошной металлической мачте такой же формы.
Если УКВ-антенна расположена на площадке антенны
РЛС, рефлектор последней влияет на форму ДН УКВ-антенны
в зависимости от высоты ее расположения над верхней кром-
кой рефлектора и от расстояния по горизонтали от антенны до
рефлектора. Закономерность изменения ДН будет аналогична
мачтой ДН полуволнового
вибратора
тельного постоянства
случаю расположения антенны на рее
цилиндрической мачты большого диа-
метра.
Анализ закономерностей влияния
судовых металлических конструкций
на характеристики судовых антенн
позволяет сделать следующие основ-
ные выводы.
1. Влияние судовых металличе-
ских конструкций на характеристики
судовых антенн можно практически
учесть лишь при типизации судовых
антенн и унификации условий их раз-
мещения на судах. Это обусловлено
необходимостью соблюдения относи-
расположения судовых антенн по отно-
шению к металлическим конструкциям и элементам такелажа.
2. Судовые антенны должны быть широкополосными с по-
ниженными индукционными полями.
3. На судах целесообразно использовать антенны свободно-
стоящей конструкции, не зависящей от архитектурных особен-
ностей верхнепалубных судовых устройств.
4. Для снижения взаимных помех при одновременной ра-
боте передающей и приемной аппаратуры и обеспечения
дуплексных методов радиосвязи следует группировать передаю-
щие и приемные антенны с последующим максимально возмож-
ным в судовых условиях взаимным разносом, применять антен-
ные устройства с разносом по поляризации излучаемых и при-
нимаемых колебаний, а также использовать в качестве экранов
отдельные металлические конструкции верхнепалубных уст-
ройств.
При этом передающие антенны рекомендуется группировать
в районе верхнего мостика судна (в непосредственной близости
от радиорубки), а приемные — на максимально возможном уда-
лении от передающих антенн в районе носовых (или кормо-
вых) сооружений.
262
5. На характеристики УКВ-антенн, обычно устанавливаемых
высоко на мачтах, в основном влияют сами мачты и располо-
женные вблизи предметы, т. е. на расстоянии примерно в пре-
делах 10 длин волн от антенны.
При установке на судах антенных постов ССС очень важно
минимизировать влияние судовых верхнепалубных конструкций
(мачт, антенн, труб, частей корпуса судна и др.) на характе-
ристики антенны [45].
Учитывая значительные массу и габариты антенного поста
ССС, не всегда удается расположить его на верхней части
мачт, поэтому в ряде случаев антенный пост устанавливают на
палубах вблизи различных судовых конструкций, служащих
экранирующим препятствием для прохождения сигнала на ли-
нии ИСЗ — судно. При этом искажаются ДН антенны и ухуд-
шаются энергетические характеристики спутниковых каналов и,
как следствие этого, качество и надежность связи.
При энергетическом расчете наиболее напряженного уча-
стка радиолинии спутник — судно, учитывают следующие по-
тери: в свободном пространстве, в атмосфере вследствие осад-
ков, многолучевости распространения, неточности наведения и
слежения антенны ССС за ИСЗ, а также поляризационные за-
мирания. Случайные потери для углов возвышения антенны 5
и 10° соответственно нормируются 4,8 и 2,7 дБ для 99 % вре-
мени. Потери, связанные с наличием препятствий, относятся
к случайным, но не входят в энергетический расчет радиолинии
и требуют специального рассмотрения, так как опыт эксплуата-
ции на судах ССС показал, что при совпадении направлений
линии связи на ИСЗ и на препятствие связь может быть пре-
рвана на несколько суток и восстановление ее обеспечивается
только изменением курса судна.
Таблица 9.1. Качественные характеристики каналов связи
системы ИНМАРСАТ
' Режим работы ССС Показатель качества связи Плотность потока мощности от ИСЗ в месте установки антенны ССС, дБ-Вт/м2 Сигнал/шум, дБ-Гц
УВ-5° УВ-90°
Телефон Телеграф Индекс артикуляции (К < 0,6) Вероятность ошибки на бит (Рош 10~Б) —152 —155 — 128 — 133 51,4 43,4 28* дБ*
* По низкой частоте в полосе 0,3 ... 3 кГц
263
В табл. 9.1 приведены качественные характеристики спутни-
ковых каналов для ССС типа «Стандарт-A», работающих в си-
стеме ИНМАРСАТ. Экспериментальные измерения показали,
Рис. 9.13. Зависимость потерь усиления антенны от направления на
препятствие для цилиндрических препятствий (а) и типа фальш-
трубы (б):
1 и 2— диаметры препятствия 0,45 и 0.15 м
что отношение сигнал/шум составляет 48.. .64 ДБ-Гц для
УВ-13. ..40° и 47. ..66 дБ-Гц для УВ-3. ..17°. При малых УВ
(5. ..10°) возрастает среднее квадратическое отклонение отно-
шения сигнал/шум, что свидетельствует о некотором запасе по
энергетике. Однако при наличии препятствий значения этого
отношения меньше значений, приведенных в табл. 9.1. Пропадал
сигнал от ИСЗ при направлении антенны ССС на фальштрубу
Рис. 9.14. Зависимости потерь усиления антенн от направле-
ния на препятствие в виде треугольной мачты и фальш-
трубы (о) и в виде четырехугольной мачты и фальштрубы
(б):
1 и 2 — только мачта R'=6 и 2,1 м; 3— мачта и труба 7^=15 м, R' =
=6 м; 4— мачта и труба jR=15 м, 7?'=2,1 м; Г — только мачта R=
= 15,2, /?'=3 м, Я"=2,4 м; 2' — только мачта 7^=15 м, 7?'=7,2 м, R"—
=4,8 м; 3'— мачта и труба /? = 15,2 м, R'=3 м, Я"=2,4 м; 4' — мачта
и труба /?=15 м, R'=7,2 м, /?"=4,8 м
и на платформу с антенным комплексом РЛС. В остальных
случаях препятствия уменьшали отношение сигнал/шум в сред-
нем на 4 дБ, прием и передача телеграфных сообщений проис-
ходили без ошибок, но телефонный обмен — с пониженным ка-
чеством. На основе проведенных исследований предложено счи-
265
тать потери до 4 дБ зоной допустимого прохождения сигналов,
от 4 до 8 дБ — зоной частичного прохождения сигналов, а бо-
лее 8 дБ — зоной непрохождения сигналов.
На рис. 9.13 приведены зависимости потери усиления ан-
тенны ССС диаметром 1,2 м от направления на цилиндрическое
препятствие для различных диаметров цилиндра и расстояния
до него, полученные методом физического моделирования. Ана-
логичные зависимости для препятствий в виде различных кон-
Рис. 9.15. Зависимости потерь усиления антенны от диаметра ци-
линдрического препятствия и расстояния до него (а) и от эф-
фективной площади затенения для нецилиндрических препятст-
вий и расстояния до препятствия (б)
струкций фальштрубы и мачты вместе показаны на рис. 9.14.
Зависимости сняты при расстоянии от препятствия до антенны
ССС больше 5 м, и для углов отклонения от прямого направле-
ния на препятствие до 15° с достаточной для практики точно-
стью их можно аппроксимировать зависимостью AG = 64d/rs.
Данные рис. 9.15, а удобно использовать для приближенной
оценки потерь AG усиления антенны ССС на судах и при раз-
работке проекта их установки. Для характеристики потерь, со-
здаваемых препятствиями нецилиндрической формы, вводят по-
нятие эффективной площади затенения (рис. 9.14, б). Малога-
баритные (диаметром менее 0,3 м) препятствия на расстоянии
2,5 м и более от антенны ССС вызывают потери усиления ан-
тенны при прямом направлении линии связи на препятствие не
более 4 дБ.
Рекомендуется, чтобы в радиусе до 3 м от антенны ССС не
было никаких препятствий диаметром 0,15 м и более.
266
9.3. Выбор состава судовых антенн
Состав судовых антенн должен быть рассчитан на обеспече-
ние эффективной работы всего установленного на судне обору-
дования радиосвязи.
Согласно требованиям на каждом судне независимо от того,
к какой группе оно принадлежит, устанавливают главную
(средневолновую) антенну, которая должна подключаться
к главному (навигационному) и резервному (аварийному) пе-
редатчикам и приемникам, а также к автоматическому прием-
нику сигналов тревоги (автоаларму) [50].
Параметры главных антенн выбирают, исходя из условия
обеспечения напряженности электрического поля £>50 мкВ/м
при работе главного и резервного передатчиков (в режиме ко-
лебаний А2) для судов группы I на расстояниях 270 и 185 км;
для судов группы II — на расстояниях 185 и 135 км. На судах
группы III устанавливают только резервный передатчик, даль-
ность действия которого при подключении к главной антенне
должна составлять не менее 90 км.
На судах групп I и II кроме главной предусматривают ре-
зервную (аварийную) антенну, которую надо подключать к тем
же видам радиооборудования, что и главную. Параметры ре-
зервной антенны должны быть такими, чтобы она обеспечивала
настройку главного и резервного передатчиков. В тех случаях,
когда по тем или иным причинам установить резервную ан-
тенну не удается, на судне должна храниться в собранном со-
стоянии готовая к установке запасная антенна, аналогичная
главной.
На грузовых судах группы II и на всех судах группы III,
плавающих преимущественно в районах, где есть береговые ра-
диотелефонные станции, несущие непрерывную слуховую вахту
в ПВ-диапазоне на частоте 2182 кГц, допускается установка
только радиотелефонного оборудования, работающего в диапа-
зоне 1605.. .3800 кГц. В этом случае тип и размеры антенны
следует выбирать из условия обеспечения напряженности элек-
трического поля £>25 мкВ/м при работе главного и резерв-
ного радиотелефонных передатчиков (в режиме колебаний АЗ
на расстояниях 270 и 135 км).
При установке радиотелефонного оборудования, работаю-
щего в ПВ-диапазоне на судах групп I и II, где основным яв-
ляется радиотелеграфное оборудование, напряженность элек-
трического поля радиотелефонного сигнала должна быть
£>25 мкВ/м на расстоянии 185 км. Для работы радиотелефон-
ного оборудования целесообразно использовать главную или
резервную антенну, или, если это невозможно, эксплуатацион-
ную КВ-антенну.
267
Для нормальной работы эксплуатационного передатчика на
судне необходимо установить отдельную эксплуатационную ан-
тенну или предусмотреть возможность использования резервной
антенны. Это требование минимальное, и выполнение его не
обеспечивает достаточно эффективной работы эксплуатацион-
ных средств связи во всем рабочем диапазоне частот.
Основное требование к судовым KB-антеннам заключается
в обеспечении эффективной работы эксплуатационных средств
связи во всем диапазоне, выделенном для судовой КВ-радио-
связи.
ДН судовой КВ-антенны в вертикальной плоскости наибо-
лее приемлемой формы, обеспечивает излучение под малыми
углами к горизонту и имеет минимальное излучение во всех
других направлениях. У вертикального излучателя такую ДН
в вертикальной плоскости можно получить, если длина антенны
составляет /<0,67.1П111. Учитывая, что собственную длину волны
штыревых и лучевых судовых KB-антенн определяет равенство
Zo~51 (для антенн, расположенных в свободном пространстве,
7,о = 4/), указанное соотношение следует переписать в виде
I<0,4 Timm. С другой стороны, для получения удовлетворитель-
ного КПД длина антенны должна быть />0,2Хтах- Следова-
тельно, диапазон использования лучевых и штыревых КВ-антенн
от 7.п1ях = 5 / до Twiin = 2 /. т. е. для обеспечения эффективной ра-
боты аппаратуры во всем KB-диапазоне необходимо несколько
лучевых антенн.
На судах групп I и II, где предусмотрена возможность од-
новременной работы главных и эксплуатационных средств
связи, необходимо устанавливать не менее двух приемных ан-
тенн.
На судах группы III в зависимости от состава радиообо-
рудования предусматривается одна или две приемных антенны.
Приемные антенны должны подключаться ко всей специальной
приемной аппаратуре, расположенной в радиорубке: главному,
эксплуатационному и резервному приемникам и автоаларму.
Для трансляционного устройства устанавливают отдельную
приемную антенну. Однако на судах кроме трансляционного
устройства, как правило, используют несколько радиовещатель-
ных приемников: в салонах, кают-компании, каютах капитана и
его помощников и т. п. На пассажирских судах радиовещатель-
ные приемники есть также в каютах пассажиров.
Число радиовещательных приемников колеблется от не-
скольких штук на грузовых судах до нескольких десятков на
крупных пассажирских. Все это приводит к необходимости уста-
новки на судах большого количества приемных антенн, что
крайне нежелательно, так как эти антенны мешают работе ос-
новных средств радиосвязи и радионавигации. Поэтому на
средне- и крупнотоннажных судах целесообразно использовать
268
Рис. 9.16. Комплекс антенных устройств, устанавливаемых на судах современной постройки
Ироболочная
антенна
устройство для питания нескольких приемников от одной ан-
тенны.
На рис. 9.16 показан состав комплекса антенных устройств,
устанавливаемых на судах современной постройки.
9.4. Выбор типов и размеров судовых антенн.
Примеры расчета
СВ-антенны. При выборе типов и размеров судовых СВ-ан-
тенн необходимо исходить из условия достижения максимально
возможной действующей высоты, а также наиболее удобного
расположения антенны на судне.
На судах в качестве главных СВ-антенн рекомендуют при-
менять проволочные антенны, располагаемые между мачтами,
и антенны-мачты. Тип главной антенны выбирают конкретно
в каждом случае в зависимости от судна, для которого проек-
тируют средства радиосвязи.
Проволочные главные антенны следует применять на тех
судах, где по правилам эксплуатации не требуются частые
подъемы и спуски антенн и где антенны не мешают погрузо-
разгрузочным работам. Главной проволочной антенне рекомен-
дуется придавать Т-образную форму, так как волновое сопро-
тивление ее горизонтальной части, а следовательно, и напряже-
ние у изоляторов будет вдвое меньше, чем у Г-образной ан-
тенны. Кроме того, благодаря большему удалению снижения
Т-образной антенны от судовых мачт, вант и т. п. уменьшаются
потери мощности.
Снижение Г-образных главных антенн должно образовы-
вать с горизонтальной частью прямой или тупой угол. Сниже-
ние, образующее с горизонтальной частью острый угол, умень-
шает действующую высоту антенны.
Для повышения эффективности проволочной антенны с мно-
голучевой горизонтальной частью ее целесообразно выполнять
по схеме, приведенной на рис. 3.11. Последовательное включе-
ние лучей в горизонтальной части удлиняет путь тока вдоль
антенны, что увеличивает собственную длину волны антенны и,
как следствие, повышает КПД всего антенно-фидерного тракта.
Для уменьшения емкостной связи расстояние между прово-
дами нагрузки следует выбирать максимально возможным. Про-
веденные на моделях измерения показали, что для обеспечения
эффективной работы антенны расстояние между проводами
должно быть не менее 1,5. ..2 м.
Вопрос о применении антенны-мачты в качестве главной су-
довой решают конкретно в каждом отдельном случае в зави-
симости от типа судна, для которого проектируют средства ра-
диосвязи. Если архитектура верхнепалубных устройств такова,
270
что мачта установлена в районе верхнего мостика, целесооб-
разно использовать ее под установку антенны-мачты с индук-
тивно-емкостной нагрузкой. На судах, где в районе верхнего
мостика мачт нет, следует использовать свободностоящие ан-
тенны-мачты.
КВ -антенны. Активная и реактивная составляющие входного
сопротивления лучевых и штыревых антенн изменяются в рабо-
чем диапазоне в очень широких пределах. Поэтому для улуч-
шения согласования антенн с фидером и уменьшения числа ан-
тенн следует применять для работы в диапазоне частот 4,06...
.. .25,6 МГц широкополосные КВ-антенны.
Для работы судового радиотелефонного оборудования в диа-
пазоне частот 1,6. ..3,8 МГц, как правило, целесообразно ис-
пользовать главную или резервную антенну. Для повышения
надежности дальней радиосвязи следует рекомендовать направ-
ленные КВ-антенны.
На судах рыбопромыслового и речного флотов применяют
антенну типа АС-8С с приподнятой точкой питания и согласую-
щим трансформатором (рис. 9.17), параметры которой приве-
дены
Рабочий диапазон частот, МГц ................ 1,6 ... 30
Мощность радиопередатчика, Вт ............. 500
КБВ при волновом сопротивлении фидера
75 Ом в диапазоне частот:
5,6 . . . 30,0 МГц, не менее............. —0,1
1,6 .. . 5,6 МГц ..........................Не регламенти-
руется
Электрическая прочность на частоте 3 МГц
кВ, не менее..................................... 1
Ветропрочность. м/с ........................... 60
Габаритные размеры, мм:
АС-8С-1 .............................. 0275X6960
АС-86-2 ................................ 0275Х 6885
Масса, кг, не более:
АС-8С-1 ........................ 20,3
АС-8С-2 ........................ 19,6
Устройство соединительное ...................... 7,5
Конструкция антенны .....................Водозащищенная
Антенна АС-8С (рис. 9.17, а) представляет собой свободно-
стоящий штырь 1, закрепленный в изоляторе 2. Изолятор со
штырем прикреплены к колонке 3, внутри которой размещен
согласующий спирально-экспоненциальный трансформатор 4.
К колонке снизу крепится тройник 5 с осушителем 7 (в зависи-
мости от варианта исполнения с сальником 6 или соединитель-
ным устройством 11).
Штырь 1 — это стеклопластиковый стержень с медным ан-
тенным проводом внутри, колонка 3— металлическая труба
с фланцами. Нижним фланцем колонку с закрепленным на ней
штырем 1 с изолятором 2 и тройником 5 устанавливают на
271
стойке или на подвижной плите устройства заваливания. Спи-
рально-экспоненциальный трансформатор 4, закрепленный вну-
три колонки 3, предназначен для согласования входного сопро-
тивления антенны с волновым сопротивлением фидера.
Устройство соединительное состоит из отрезка гибкого ка-
беля с концевыми заделками, один конец которого подключают
к тройнику в основании антенны, а другой — к тройнику 12 со-
Рис. 9.17. Антенна типа АС-8С с приподнятой точкой питания: а —
АС-8С-1 на стойке; б — АС-8С-2 на судовом подъемно-опускном уст-
ройстве; в — АС-8С-2 на ручном устройстве заваливания:
1 — штырь- 2 — изолятор; 3 — колонка; 4— трансформатор: 5— тройник; 6 —
сальник; 7 — осушитель; 8— кабель; 9— стойка; 10— палуба; 11— соедини-
тельное устройство; 12 — тройник соединительного устройства; 13 — стойка
под тройник соединительного устройства
единительного устройства, установленного неподвижно на сне-
циальной стойке 13 или на палубе, или к корпусной конструк-
ции. Радиочастотный кабель, идущий от радиопередатчика к ан-
тенне, подключают к тройнику 12.
Осушитель 7 предназначен для осушения внутренней поло-
сти колонки 3 и тройника 5. Осушитель представляет собой спе-
циальный мешочек, в котором находится влагопоглотитель
(гранулы силикагеля). Мешочек с влагопоглотителем вклады-
вают в патрон. В процессе эксплуатации мешочки с влагопо-
глотителем периодически обновляют.
Радиочастотный кабель 8, идущий от радиопередатчика
272
Рис. 0.18. Приемная антенна типа
АПС-6: а — с сальником; б — с со-
гласующим устройством; в — с бло-
ком грозозащиты:
1 — штырь; 2 — провод бронзовый; 3 — изо-
лятор; 4 — сальник; 5 — согласующее уст-
ройство; 6 — блок грозозащиты; 7 — пат-
рон с осушителем
к тройнику 5 антенны АС-8С-1,
имеет два варианта подклю-
чения: снизу и сбоку. При
этом осушитель 7 и сальник 6
необходимо поменять ме-
стами.
УКВ-антенны. На судах
в качестве УКВ-антенн при-
меняют симметричные вибра-
торы, коаксиальную грозоза-
щищенную антенну и не-
симметричную антенну с про-
тивовесом и приподнятой точ-
кой питания.
Для повышения дальности
говом излучении в горизонтальной плоскости
связи судовых станций при кру-
целесообразно
применять на судах многовибраторные антенны, составленные
из коллинеарных синфазных излучателей (см. рис. 6.5).
Приемные антенны. Судовая приемная антенна типа АПС-6
представляет собой вертикальный сошлифованный на конус
стеклопластиковый 6-метровый штырь, внутри которого по цен-
тру проходит бронзовый многожильный провод 2 (рис. 9.18).
Штырь 1 вклеивают в изолятор 3, выполненный из пресс-мате-
риала АГЧ-С, представляющего собой разновидность стекло-
пластика на основе формальдегидных смол, принимающего за-
данную форму при термопластической обработке прессованием.
Изолятор оканчивается фланцем. Снизу к фланцу можно под-
соединить сальник 4 под кабель марки ГК 75-7-12 или согла-
сующее устройство 5.
Существуют три варианта исполнения антенн: АПС-6-0
с сальником; АПС-6-1 с согласующим устройством (рекомен-
дуется использовать для обеспечения эффективного приема
в диапазоне гектометровых волн, а также для обеспечения ра-
боты аварийных приемных средств на частотах 500 и 2182 кГц);
АПС-6-2 с блоком грозозащиты.
Схема согласующего устройства показана на рис. 9.19, а.
Оно работает следующим образом.
Антенна включается в последовательное плечо несиммет-
ричного согласующего четырехполюсника, выполняя в диапа-
зоне частот до 2,5 МГц роль нагрузки емкостного характера
10 Заказ № 797
273
Рис. 9.19. Схема согласую-
щего устройства антенны
АПС-6-1 (а), блок грозоза-
щиты антенны ЛПС-6-2 (б)
и его электрическая схема
(в):
I — корпус; П — сальник для
подключения кабелей; 111 —
откидная крышка; L — компен-
сационная катушка индуктив-
ности; Т — согласующий транс-
форматор; Р1 и Р2 — разряд-
ники искровой и газовый типа
Р-350
(Свкв = 60 пФ), чем до-
стигается диапазонная
компенсация реактив-
ной составляющей
входного сопротивле-
ния антенны [22]. Со-
гласующее устройство
крепится непосредст-
венно к фланцу ан-
тенны и выполнено в виде цилиндрического металлического
корпуса, внутри которого размещается плата с элементами со-
гласования. Корпус в водозащищенном исполнении снабжен
сальником и осушителем. Блок грозозащиты предназначен для
защиты фидерного тракта, коммутаторов и приемников от
электрических грозовых разрядов и от наведенных напряжений
от судовых радиопередатчиков (рис. 9.19, б, в). Кабель подво-
дят от одной или двух антенн к сальникам, представляющим
собой вход 1 и выход Г или вход 2 и выход 2'. Для ручного
заваливания антенн типа АПС любого варианта исполнения
применяют устройство заваливания УРЗ-1, заказываемое от-
дельно от антенны. Основные параметры антенны АПС-6 сле-
дующие:
Диапазон частот, МГц ...................... 0,1 ... 30
Сопротивление изоляции, МОм, не менее . 100
Волновое сопротивление подключаемого фи-
дера, Ом 75
Ветропрочность, м/с ............................ 60
Габаритные размеры с согласующим устрой-
ством, мм .................................... 0195X6310
Масса, кг:
с согласующим устройством................... 8,4
блока грозозащиты............................. 1,4
Ниже приведены примеры расчета параметров судовых СВ-
и КВ-антенн.
274
Пример 1. Рассчитать Т-образную антенну при следующих данных:
й = 46 м; /в = 10 м; пг=2; с/г=2 м; пв=1; 2 г=7,4 мм; ftr=18 м; h—22 м;
Ро=250 Вт. Антенна соединена с передатчиком экранированной проводкой
в виде шахты круглого сечения с размерами: /ш=5 м;Рш = 250 мм; с/ш=8мм,
где О™ — внутренний диаметр экрана шахты; йш — наружный диаметр внут-
ренней токонесущей трубки. Добротность антенного контура передатчика
принимаем равной QK=300.
Расчет статической емкости, приведенной длины и собственной длины
волны антенны выполняем графоаналитическим методом (см. п. 2.6).
1. Погонная емкость горизонтальной части по формуле (2.175) С)г=
=0,115 см/см.
2. Погонная емкость вертикальной части в соответствии с формулой
(2.177) С1В=0,058 см/см.
3. Полная статическая емкость антенны по формуле (2.178)
Са =0,115-46-Ю2 + 0,058-103 = 588 см = 646 пФ.
4. Волновое сопротивление горизонтальной и вертикальной частей ан-
тенны по формуле (2.56)
рг30/0,115 = 260 Ом; рв = 30/0,058 = 517 Ом.
5. Приведенную длину горизонтальной части рассчитываем согласно
рис. 2.31, приведенную длину всей антенны — по формуле (2.148), реактив-
ного сопротивления в основании антенны—по формуле (2.66). Результаты
приведены ниже. Дальнейший расчет проводим только для Х=600 м.
6. Собственная длина волны (см. рис. 2.31) 7о 325 м.
f. кГц X, м м /(р» м ctg m/ц. Хд, Ом
500 500 115 125 0,26 — 133
455 661 123 138 0,3 —210
410 732 129 139 0,4 —206
7. Действующая высота антенны по формуле (2.152)
= 96.6 0fc0>26
0,
= 9,85 м.
8. Активное сопротивление и КПД антенны:
сопротивление излучения антенны (см. рис. 2.39)
= 0,43 Ом;
сопротивление потерь в антенне по формуле (2.164)
Дп = 0,7-600/325 «= 1,3 Ом;
полное активное сопротивление антенны по формуле (2.160)
RA =0,43+ 1,3= 1,73 Ом;
КПД антенны по формуле (2.169)
Т1д =0,43/1,73 = 0,248.
9. Расчет фидера:
волновое сопротивление фидерной проводки в виде шахты
рш = 138 1g Dwldm‘, рш = 205 Ом;
10* 275
емкость фидера
Сф = 30/ш/рш = 30-5-102/205 = 73 Ом;
реактивное сопротивление фидера
= —477Х/СФ = 477-600/73 = 3920 Ом;
сопротивление антенны, пересчитанное через фидер к его входным
клеммам,
1,62 Ом;
v v 3920
Лвх— Л Л — — 1бо —---------
ХА + ХФ 1334- 3920
128 Ом.
Это сопротивление будет нагрузкой для передатчика.
10. Настройка передатчика.
Определяем из приводимой ниже таблицы [23], что для настройки пере-
датчика на рассчитываемую антенну (СЛ4Сф —727 пФ) в рабочем диапа-
зоне частот 405.. .535 кГц индуктивность антенного контура LK=127...
. .213 мкГн.
Реактивная составляющая входного сопротивления судовых СВ-антенн
имеет емкостный характер. Поэтому для настройки СВ-передатчиков приме-
няют элементы удлинения из последовательно включенных удлинительной
катушки и вариометра. Минимальная индуктивность антенного контура, не-
обходимая для настройки СВ-передатчика на антенну,
^-к min = ХБх min/e>max> (9.18)
где Хвх mtn — реактивное сопротивление антенны на высшей частоте диапа-
зона, пересчитанное через фидер к выходным клеммам передатчика.
Максимальная индуктивность антенного контура
^-к max = Хвх rnax/Wmin, (9.19)
гдеХвхтвх—реактивное сопротивление антенны на низшей частоте диа-
пазона, пересчитанное через фидер к выходным клеммам передатчика.
Суммарная емкость антенны и фидера, пф max min Суммарная емкость антенны и фидера, пФ max min
мк Гн мк Гн
200 775 460 600 258 154
250 619 367 700 220 132
300 516 307 800 193 115
400 387 231 1000 155 92
500 310 185
11. Полная мощность и мощность излучения антенны:
КПД антенного контура передатчика по формуле (2.167)
т)к = 1,62/(1,62 4- 128/300) = 0,78;
КПД фидерной проводки принимаем равной »]ф = 0,97;
КПД антенного устройства по формуле (2.168)
На. у = 0,248 0.97 0,78 = 0,187;
276
полная мощность, отдаваемая передатчиком в антенну по формуле
(2.167)
РА = 250-0,97-0,78 = 189 Вт;
мощность излучения по формуле (2.168)
Ps =250-0,187 = 47 Вт.
По номограмме (рис. 9.20) находим £ = 50 мкВ/м для Х = 600 м, —
= 47 Вт на расстоянии 500 км следующим образом [22]: влево от нуля по
оси абсцисс откладываем значение высоты подвеса антенны в метрах и вос-
станавливаем перпендикуляр да соответствующей кривой РА; горизонталь,
проведенная из этой точки, дает отсчет метроампер (МА), мощности излуче-
ния и напряженности поля на каком-либо заданном расстоянии (либо при
заданной напряженности поля — расстояние).
12. Токи и напряжения в антенне:
действующее и амплитудное значение силы тока в основании антенны по
формуле (2.170)
1А = Т'189/1,93 = 10,45 А; 1А,п = 1,41 • 10,45 = 14,7 А;
амплитудное значение напряжения на верхнем конце и в основании ан-
тенны по формулам (2.172), (2.174)
Um = 14,7
260 0,93
2 0,46 0,965
= 3,84 кВ;
1/дт = 3,84 -0,265 = 1,02 кВ.
По значениям U,n и UAm выбираем типы изоляторов.
Пример 2. Рассчитать Г-образную антенну при следующих исходных
данных: Ь = 52 м, /в = 12 м; яг=1; пв=1; йг.= 17 м; й = 20 м; 2г=7,4 мм.
Мощности передатчиков нескольких эквивалентных СВ-антенн приведены
ниже [22]:
Сэ, пФ
Rs, Ом
Рэ Вт
300 500
2,5 2,0
150 130
600 800
1,6 1,4
100 90
Антенна соединена с передатчиком открытой проводкой: /ф = 7 м; Гф =
= 5 мм; йф=120 мм.
1. Погонная емкость горизонтальной части по формуле (2.175) Cir=
= 0,073 см/см.
2. Погонная емкость вертикальной части по формуле (2.177) CjB =
= 0,076 см/см.
3. Полная статистическая емкость антенны по формуле (2.178)
СА = 0,073-52-102+ 0,076 12-102 = 471 см = 523 пФ.
4. Волновое сопротивление горизонтальной и вертикальной частей ан-
тенны по формуле (2.56)
рг = 30/0,073 = 411 Ом; рв = 30/0,076 = 395 Ом.
5. Приведенную длину горизонтальной части рассчитываем согласно
рис. 2.31, приведенную длину всей антенны — по формуле (2.148) и реак-
тивного сопротивления в основании антенны — по формуле (2.166).
277
Рис. 9.20. Номограмма для определения дальности связи на частоте f=500 кГц
278
Результаты расчета указанных параметров сведены в таблицу.
f. кГц м 6ге, м ZO6’ м cig т1№ ХА, Ом
500 600 50 62 1,32 —520
455 661 50 62 1,49 —590
410 732 50 62 1,7 —670
Дальнейший расчет проводим только для Z=600 м.
6. Собственную длину волны антенны (см. рис. 2.31) Zn=255 м, находим
по отношению С1Б/С1Г= 1,04.
7. Действующая высота антенны по формуле (2.152)
, , 0,865 — 0,797
h„ = 95,6---------------= 10,8 м.
А 0,604
8. Активное сопротивление и КПД антенны:
сопротивление излучения антенны (см. рис. 2.29) 7?я =0,53;
сопротивление потерь в антенне по формуле (2.164)
Ra = 0,7-600/255 = 1,65 Ом;
полное активное сопротивление антенны по формуле (2.160)
Ra— 0,53-1- 1,65 - 2,18 Ом;
КПД антенны по формуле (2.169)
Пл =0,53/2,18 = 0,243;
9. Расчет фидера:
волновое сопротивление открытой проводки
р = 138 1g (2/гф/гф) = 232 Ом;
емкость фидера
Сф = 30/ф/рф = 30- 7102/232 - 89 см = 99пФ;
реактивное сопротивление фидера
Хф = — 477Х/Сф = — 477 600/89 = — 3220 Ом;
сопротивление антенны, пересчитанное через фидер
мам (см. пример 1):
к его входным клем-
/ 3220 \2
RB* = 2,18 ( —-------—— I = 1,62 Ом:
\ 520 + 3220 J
Хвх — — 520
3220
520 + 3220
Ом.
10. Настройка передатчика.
Определяем, что для настройки передатчика на рассчитываемую антенну
(Сл-;-Сф 622 пФ) в рабочем диапазоне частот индуктивность антенного
контура должна изменяться в пределах LK=149. ..250 мкГн (см. пример 1
п. 10).
11. Полная мощность и мощность излучения антенны:
из таблицы находим мощность, которую передатчик развивает в экви-
валенте антенны (Сэ=600 пФ, /?в=1,4 Ом), параметры которого близки к па-
279
рйметрам рассчитываемой антенны (Свх = 622 пФ, Лвх = 1,62 0м), Рэ=100Вт;
КПД фидерной проводки принимаем равным т]ф=0,97;
полная мощность, отдаваемая передатчиком в антенну, по формуле
(2 167)
Рл = 100 0,97 = 97 Вт;
мощность излучения по формуле (2.169)
Р2 = 97-0,243 = 23,6 Вт.
£ = 50 мкВ/м дли к = 600 м при Pj; = 23,6 Вт будет иа расстоянии
416 км (рис. 9.20).
12. Токи и напряжения в антенне:
действующее и амплитудное значения силы тока в основании антенны
по формуле (2.170)
/д = VН6/2,18 =7,3 А; 1Ат = 1,41 8,3 = 10,ЗА;
амплитудное значение напряжения на верхнем конце и в основании ан-
тенны по формулам (2.171), (2.174)
411 0,5
t/m-Ю.З- ео =6,8 кВ; UАт = 6,8 0,78 = 5,3 кВ.
0,52-0,68 т
Пример 3. Определить приблизительно дальность действия передатчика,
работающего иа антенну, основные данные которой приведены в примере 1.
По номограмме рис. 9.20 напряженность поля £ = 50 мкВ/м для h = 22 м
и Рп=250 Вт будет иа расстоянии £>=416 км.
Пример 4. Рассчитать судовую KB-антенну типа «наклонный луч» при
следующих исходных данных: /=10 м; 2г = 4,6 мм; /гв = 15 м; /1 + /г =
= 4,1—24 МГц.
1. Статическая емкость антенны по формуле (2.140)
„ 1,25 10ь
С = —--------------—-----------------------79 см = 87 пФ.
2 [In (10*/2,3) — 10/4-15 — 0,31)
2. Волновое сопротивление антенны по формуле (2.56)
Л, м.......................... 12,5 18 24 36 48 73
р, Ом ......................... 365 376 386 397 405 418
3. Собственная длина волны антенны по формуле (2.145)
= 5 10 = 50 м.
4. Полное сопротивление антенны, рассчитанное по формулам (2.161,
2.164) приведено в таблице:
К, м ml, град Х/Ло Я 2 • Ом sin ml sin2mZ cos ml «д- Ом Ом
\ р /
12,5 288 0,25 75 0,04 - 0,95 0,9 0,31 80 117
18 200 0,36 80 0,042 —0,342 0,117 —0,94 502 -709
24 150 0,48 105 0,07 0,5 0,25 - 0,866 329 540
36 100 0,72 47 0,013 0,985 0,97 —0,174 48 72
48 75 0,96 18 0,002 0,966 0,935 0,259 19 — 111
73 49,5 1,46 8,5 — — — — 11,9 —368
280
Расчет Ra и Ха (Х=73 м) производился соответственно по формулам
(2.161).
Пример 5. Рассчитать судовую цилиндрическую КВ-аитенну (см.
рис. 2.25) при следующих данных: /=10 м, п=6; 2/? = 0,6 м; 2г = 4,6 мм;
/гв = 15 м; ft—]г = 4,1—24 МГц.
1. Статическая емкость антенны по формуле (2.143)
2 (In (104/2,3) + 5 In (10/0,3) — 10 6/(4 15) — 3,63]
2. Волновое сопротивление антенны по формуле (2.56)
X, м.......................... 12,5 18 24 36 48 73
р, Ом ......................... 222 233 242 254 262 275
3. Собственная длина антенны по формуле (2.145)
Хо = 6-1О = 6О м.
4. Полное сопротивление антенны, рассчитанное по формулам (2.161),
(2.164), приведено ниже:
X, м («хп/Р)2 «л- ХА- ОМ
12,5 0,114 73 64,5
18 0,118 340 —320
24 0,188 240 240
36 0,0342 47 43,5
48 0,0472 18,5 —67,5
73 — 12,12 —235
9.5. Установка и эксплуатация судовых антенн
Эффективная работа судовых антенн во многом зависит от
их правильной установки и эксплуатации (см. прил.). Место
установки антенн на судах выбирают, исходя из условий полу-
чения оптимальных, насколько это возможно в судовых усло-
виях, параметров в зависимости от компоновки верхнепалубных
устройств, расположения радиорубки, мачт и надстроек. Так,
передающие антенны следует группировать в непосредственной
близости от радиорубки, а приемные — на максимально воз-
можном удалении.
Горизонтальное полотно главной проволочной антенны
обычно располагают между судовыми мачтами. Снижение ан-
тенны необходимо выполнять таким, чтобы оно было макси-
мально удалено от металлических мачт, но не менее 5...8 м
(в зависимости от их высоты). Ввод главной антенны (прово-
лочной или антенны-мачты) следует располагать так, чтобы
длина соединительной проводки между ним и коммутатором
СВ-антенн была минимальной.
При установке и эксплуатации на судах передающей СВ-
281
аппаратуры с дистанционным антенным контуром требование
минимальной длины соединительной проводки между вводом
главной антенны и СВ-передатчиками уже менее существенно.
Поэтому место установки антенны-мачты или расположение
ввода в этом случае определяют, исходя из условий получения
оптимальных характеристик самой антенны и удобства ее экс-
плуатации.
При эксплуатации СВ-антенн необходимо учитывать боль-
шую зависимость их эффективности от метеорологических ус-
ловий: при дожде, во время шторма, при загрязнении поверх-
ности изоляторов наблюдается падение сопротивления изоля-
ции, приводящее к снижению КПД главных антенн. Это явле-
ние связано с увеличением сопротивления утечки изоляторов,
включенных в цепь антенны, а также со снижением поверхно-
стного сопротивления конструкций из стеклопластика. Для
изоляции главных антенн от корпуса судна используют керами-
ческие изоляторы, сопротивление изоляции которых вследствие
загрязнения и отложения солей, а также во время дождя, при
тумане, изморози или шторме может стать настолько мало, что
излучаемая мощность существенно упадет из-за утечки энергии
через изоляторы.
Эти недостатки можно устранить, если все металлические
излучающие части и подводящие электромагнитную энергию
узлы заключить в оболочку из изоляционного материала. Для
стволов в качестве изолирующего выбирают материал с высо-
ким удельным сопротивлением, низким коэффициентом диэлек-
трических потерь, обладающий большой механической прочно-
стью, высокой коррозионной стойкостью при воздействии мор-
ской воды, незначительным водопоглощением и поверхностью
с максимальными гидрофобными свойствами. Все эти свойства
присущи стеклопластикам, которые при термопластической об-
работке принимают заданную форму.
В табл. 9.2 приведены измеренные при различных метеоро-
логических условиях значения сопротивления изоляции главных
антенн. Одновременно с измерением сопротивления изоляции
фиксировали показания амперметров в антенных контурах пе-
редатчиков. О падении сопротивления изоляции в эксплуата-
ционных условиях (разумеется, при исправном передатчике)
можно судить по уменьшению тока в антенном контуре СВ-пе-
редатчика. Например, после того как основание антенны-мачты
после шторма было протерто, сопротивление изоляции возросло
от 0,2 до 1 МОм, а ток — от 6 до 10,5 А.
Для предотвращения резкого падения сопротивления изоля-
ции СВ-антенны помимо регулярной профилактики целесооб-
разно применять изоляторные цепочки, набранные из большого
числа изоляторов, а также устанавливать на корпусе антенны-
мачты специальные защитные конусы из стеклопластика.
282
Таблица 9.2. Сопротивление изоляции судовых антенн
^ИЗ’ МОм ‘А- а ^ИЗ’ МОм /Л, А Примечания
Т-образпая Антенна-мачта
главная антенна
50 12,6 50 12,6 Сухая погода
50 12,4 50 12,5 Пасмурно, идет слабый дождь
4 11 10 11,2 Идет дождь
5 11,2 0,2 6 Шторм
4 11,6 1 10,5 После шторма
Г-образная Антенна с индук-
главная антенна тив п о-емкостн он
нагрузкой
100 19 100 18 Сухая погода
100 19 12 18 Слабый туман
10 19 1,5 14 Пасмурно, ветер
1,6 16 0,8 10 Мелкий дождь
20 19 14 18 Пасмурно, прошла сильная гроза
5 18 3,5 10/16 После дождя
14 19 6 18 Пасмурно
Ввод главной антенны, как правило, надо осуществлять че-
рез изолятор. Для главных проволочных антенн необходимо
предусмотреть механический предохранитель.
Применение на морских судах передающих и приемных ан-
тенн из стеклопластиков позволяет решить следующие прин-
ципиально важные задачи:
уменьшить влияние морских условий на элементы антенн,
свести к минимуму коррозию металлических частей, что, в свою
очередь, существенно уменьшает эксплуатационные расходы;
создать новые изоляционные узлы, что позволит отказаться
от традиционных керамических изоляторов;
существенно снизить металлоемкость антенн;
увеличить срок службы антенны по сравнению с проволоч-
ными антеннами и металлическими штыревыми антеннами.
ДН наклонной антенны в горизонтальной плоскости отли-
чается от круговой: она получается вытянутой в сторону на-
клона и тем больше, чем больше угол наклона антенны. По-
этому угол наклона лучевых КВ-антенн к горизонту должен
быть не менее 65.. .70°.
При установке КВ-антенн на возвышениях (мачтах, трубах,
надстройках) необходимо учитывать, что в этом случае форма
их ДН в вертикальной плоскости будет зависеть от размеров и
конфигурации подставки. Поэтому антенны, предназначенные
для работы в высокочастотной части KB-диапазона, следует
размещать на невысоких (относительно длины волны) над-
283
Стройках, чтобы основной лепесток ДН антенны в вертикальной
плоскости был прижат к плоскости земли.
Для уменьшения влияния отдельных элементов такелажа
на характеристики KB-антенн рекомендуется разбивать эти
элементы изоляторами на участки, длина которых /<Лтш/4,
или изготовлять их из непроводящего материала. Необходимо
также соблюдать постоянство расположения элементов бегу-
чего такелажа относительно антенн. Кроме того, в эксплуата-
ционных условиях желательно следить за тем, чтобы во время
работы средств KB-радиосвязи все антенны были изолированы
от земли.
Антенны ШПА-11-2 (см. п. 4.5) и АС-8С (см. п. 9.4) выпус-
кают в двух модификациях: стационарные для установки на
стойке или ферме (рис. 9.17, а, рис. 9.21, а),заваливаемые (рис.
9.17, б, в, рис. 9.21, б) и для установки на судовом подъем-
но-опускном устройстве. Заваливание осуществляют с помощью
съемного устройства ручного заваливания, которое позволяет
заваливать антенны на угол 90°.
Заваливаемая антенна имеет те же составные части, но до-
полнительно ее оснащают соединительным устройством
(рис. 9.21, б), которое состоит из отрезка гибкого кабеля 12 и
тройника 13, неподвижно устанавливаемого на специальном
фундаменте.
Антенну ШПА-11-2 изготавливают с сальниками для под-
ключения кабеля РК75-24-15 (17) или РК75-12-15 (17).
Ниже приведены рекомендации по размещению на судах
УКВ-антенн.
1. У KB-антенны лучше всего устанавливать на вершине и на
реях судовых мачт; на небольших мачтах на площадках антенн
РЛС; на небольших мачтах на верхнем мостике судна; на гру-
зовых колонках. Во всех случаях следует выбирать наиболее
высокое место судна, конструктивно подходящее для установки
антенны.
2. При необходимости установки на одной мачте двух УКВ-
антенн (например, от двух судовых радиостанций) для умень-
шения взаимного влияния между радиостанциями антенны сле-
дует устанавливать коллинеарно, с разносом по вертикали не
менее чем на 2.. .3 м.
Большее ослабление будет получено, если применять не-
симметричные антенны с противовесами и располагать их кол-
линеарно, торцами друг к другу. Противовесы антенн при этом
выполняют в виде сетчатых медных экранов с радиусом
^1,25 м.
3. При установке УКВ-антенны на реях металлической
мачты ее влияние сказывается в образовании в горизонтальной
плоскости многолепестковой ДН, зависящей от расстояния
между антенной и мачтой. Число лепестков в ДН равно числу
284
четвертей длин волн, укладывающихся по прямой между антен-
ной и мачтой.
При расстоянии от антенны до мачты d=0,25X ДН антенны
получается однолепестковой, ориентированной в направлении,
противоположном мачте (0°). При расстоянии от антенны до
мачты d=0,5X ДН антенны получается вытянутой в боковых
направлениях (90. ..270°), при <7=0,75Х— трехлепестковой
и т. д.
По мере дальнейшего увеличения разноса число лепестков
в ДН возрастает, но глубина провалов становится меньше и
форма ДН антенны постепенно приближается к круговой.
4. При выборе места для установки УКВ-антенн исходят из
конструктивных возможностей и характера получаемых ДН:
при малых диаметрах мачт (2аД^0,1) разнос, равный 0,752i
(1,5 м), будет минимально допустимым для обеспечения доста-
точно равномерного излучения во всех направлениях;
при больших диаметрах мачт (2аД>0,1), чтобы обеспечить
достаточно равномерное излучение,' разнос рекомендуется брать
не менее 1,25Z (2,5 м);
для получения однонаправленной ДН расстояние между ан-
тенной и мачтой следует брать равным 0,25k
5. При установке УКВ-антенны на вершине мачты вдоль ее
оси ДН будет близка к круговой. При смещении антенны отно-
сительно оси мачты ДН становится многолепестковой, но глу-
бина провалов меньше, чем в случае расположения антенны на
рее ниже вершины мачты. Установка ненаправленной УКВ-ан-
тенны на вершине мачты предпочтительна.
6. Глубина провалов в ДН антенны возрастает по мере уве-
личения диаметра мачты (2а). Эта зависимость сильна при из-
менении 2а от 0,1 до 0,5. Например, при разносе d=0,252i и
диаметре мачты 2a=O,12i глубина провала достигает 60%, при
2a=0,2Z,—50 %, при 2a = 0,5Z,—38 %. Дальнейшее увеличение
диаметра мачты влечет за собой малое увеличение глубины
провала: при 2a=l,52i—30 % и т. д. (Под провалом ДН следует
понимать уменьшение напряженности поля до п %.)
При установке УКВ-антенн на мачте, поперечное сечение
которой отлично от кругового, для оценки ее влияния можно
использовать понятие «эквивалентный диаметр».
7. ДН антенны, располагаемой на одном и том же расстоя-
нии от мачты постоянного сечения, не зависит от высоты креп-
ления антенны вдоль мачты.
При переменном сечении мачты форма диаграммы направ-
ленности не будет изменяться при перемещении антенны вдоль
мачты, но глубина провалов зависит от отношения 2а/7. в месте
установки антенны.
8. При установке УКВ-антенны на мачте, расположенной на
площадке антенны РЛС, на ДН УКВ-антенны помимо самой
285
Разметка отверстий
в фундаменте
Рис. 9.21. Импедансно-многовибраторная широкополосная антенна
ШПА-11-2: а — стационарная; б — заваливаемая:
1 — штырь; 2 — поглотитель; 3 — ствол; 4 — трансформатор; 5 — тройник; 6 —
сальник; 7 — патрон с осушителем; 8 — кабель; 9 — фундамент; 10 — палуба;
И—опорный стакан; 12 — соединительное устройство; 13 — тройник соеди-
нительного устройства; 14 — подъемно-опускное устройство
286
мачты будет оказывать влияние рефлектор антенны РЛС. Это
влияние приводит к образованию многолепестковой ДН и оно
будет тем меньше, чем выше поднята УКВ-антенна над верх-
ней кромкой рефлектора антенны РЛС и чем больше разнос
между ними по горизонтали. УКВ-антенну на площадке ан-
тенны РЛС рекомендуется устанавливать на небольшой мачте
(трубе) так, чтобы она находилась на расстоянии не менее
1,5. ..2 м от верхней кромки рефлектора антенны РЛС и на та-
ком же расстоянии по горизонтали.
Рис. 9.22. Типы конструкций опоры
нее (а) и более
1 — платформа; 2 — антенна РЛС;
для установки АП ССС на высоте
(б) 2 м над палубой:
3 — дополнительное усиление; 4 — мачта
ме-
9. Высота установки антенны на судах в зависимости от
типа последних может колебаться в широких пределах: на не-
больших катерах составляет 5.. .7 м над уровнем моря; на
больших судах — 30.. .35 м. При изменении высоты установки
антенны в пределах до 10 м выигрыша в дальности связи не
получается. Поэтому при установке УКВ-антенн на катерах и
небольших судах служебно-вспомогательного флота необхо-
димо главным образом обеспечить получение ДН антенны в го-
ризонтальной плоскости, близкую к круговой.
Антенный пост (АП) ССС рекомендуется устанавливать на
палубе верхнего мостика или на мачтах судов, которые могут
выдержать соответствующую нагрузку (рис. 9.22). Место уста-
новки АП ССС выбирают с учетом следующих факторов
(рис. 9.23): наличия препятствий, затеняющих антенну, мачт,
надстроек и других конструкций); обеспечения электромагнит-
ной совместимости станции с радиооборудованием судна;
287
Рис. 9.23. Алгоритм выбора места установки АП ССС
283
соблюдения норм на СВЧ-излучения от антенны станции; со-
блюдения норм на уровни вибрации [45].
Для обеспечения надежной связи рекомендуется устанавли-
вать АП станции таким образом, чтобы в секторе углов более
5° над горизонтальной плоскостью, проведенной через центр ан-
тенны, не было никаких металлических конструкций. Следует
также учитывать, при невозможности устранения препятствий,
необходимость выполнения
менее 3 м от АП не должны
находиться препятствия
диаметром более 15 см; до-
пустимое значение потерь
от препятствий не должно
превышать 4 дБ (см. рис.
9.13...9.15).
Если АП ССС устанав-
ливают на той же мачте,
что и антенна РЛС, реко-
следующих требований: в радиусе
Рис. 9.24, Вариант установки АП ССС
мендуется АП устанавли-
вать выше антенны РЛС;
расстояние по вертикали
между АП ССС и антенной РЛС должно быть таким, чтобы
угловой сектор вертикальной ДН антенны РЛС не затенялся
(рис. 9.24). При этом угол между горизонталью из центра ан-
тенны РЛС и прямой из него до кромки АП ССС должен быть
не менее 15° при разносе антенн по горизонтали на расстояние
менее 5 м и не менее 10° при разносе более 5 м.
Пространственное разнесение АП ССС и антенн радиопере-
дающих устройств гектометрового, декаметрового и метрового
диапазонов волн должно быть не менее 5 м.
Вспомогательные коэффициенты Вп для расчета согласующих четырехполюсников
290
ПРИЛОЖЕНИЕ
ИЗОЛЯТОРЫ, АНТЕННЫЕ ВВОДЫ,
ВЧ-КАБЕЛИ,
КОММУТАТОРЫ АНТЕНН
Антенные цепочки из изоляторов. Изоляторы для передающих антенн
необходимо выбирать, учитывая напряжение, при котором должен работать
изолятор, его емкость, потери в материале изолятора и его механическую
прочность.
Для судовых передающих антенн обычно применяют палочные изоля-
торы (рис. П1). Рабочее напряжение палочных изоляторов устанавливают
из расчета 1 кВ напряжения на 1 см их длины.
В табл. П1 приведены данные палочных изо-
ляторов.
При составлении цепочки из изоляторов
следует иметь в виду, что рабочее напряже-
ние цепочки возрастает непропорционально
числу изоляторов: оно всегда меньше произ-
ведения рабочего напряжения одного изоля-
тора на число изоляторов L)B,<nUi [61]. Это
объясняется тем, что на первый от токонесу-
щего провода изолятор падает большая часть
напряжения, чем на все последующие изоля-
торы цепочки.
Допустимое рабочее напряжение цепочки
изоляторов можно определить из следующих
данных:
Рис. П.1,
торы для
Палочные изоля-
передающих ан-
тенн
Число изоляторов в цепочке................. 2
Напряжение, падающее на первом изоляторе, % 55
Допустимое напряжение на цепочке...........1,8(71
3 4
40 3,5
2,5^! 2,85 Ui
В зависимости от конструктивного оформления антенные цепочки из
изоляторов подразделяют на два типа: цепочки без рассеивающего кольца
и цепочки с рассеивающим кольцом (рис. П2).
Таблица П1. Изоляторы антенные палочные армированные
Габаритные размеры, мм Примечание
А В С D Е F н к
345 321 70 63 44 35 15 15 65 57 26 25 30 30 45 33 Материал для ар- мирования —• чугун; материал штанги — пирофилит
291
При использовании рассеивающих колец напряжение между изолято-
рами в антенных цепочках распределяется более равномерно. Рассеивающие
кольца, устанавливаемые в изоляторных цепочках со стороны высокого на
пряжения, снижают падение напряжения на первом изоляторе так, что ра-
бочее напряжение цепочки повышается и достигает значения U^=nUi, где
Ui — допустимое напряжение на один изолятор.
Рис. П.2. Антенные цепочки изоляторов с рассеи-
вающим кольцом из палочных изоляторов
Изоляторные антенные цепочки из палочных изоляторов обычно состоят
из двух изоляторов.
Для приемных лучевых антенн применяют главным образом орешковые
изоляторы, а изоляторные цепочки в целях повышения сопротивления изо-
ляции антенн составляют не менее чем из двух изоляторов.
Данные опорных конических изоляторов (рис. ПЗ) приведены в табл. П2.
Рис. П.4. Антенный ввод через проход-
ной изолятор:
1 — седлообразный изолятор; 2 — снижение ан-
тенны; перемычка; 4 — рассеивающий
колпак; 5 — изолятор; 6 — переборка; 7 — ста-
кан; 8 — фланец; 9 — токоведущнй стержень
Рис. П.З. Опорный ко-
нический изолятор
Т а б л и ц а П2. Параметры опорных конических изоляторов
Габаритные размеры, мм Испыта- тельное напряже- ние, кВ Масса, кг
£>2 D, £>4 н. Н,
7 16 27 32 52 46 30 0,12
12 27 44 50 73 65 40 0,18
24 44 66 76 НО 100 50 0,70
25 48 90 98 145 135 60 1,10
292
Рис. П.5. Антенный ввод
АВ-2 с подключением то-
коведущей трубки и радио-
частотного кабеля:
1 — колонка; 2, 7 — изоляторы;
3— цанговый зажим; 4— дре-
нажный винт; 5 — токоведущая
трубка; 6 — фторопластовые ко-
зырьки; 8— колпачковая гайка;
9 — проушины; 10 — переходник;
11 — стакан; 12 — сальник; 13 —
осушитель; 14 — шток
В табл. Г13 и П4 при-
ведены основные характе-
ристики высокочастотных
коаксиальных передающих
и приемных кабелей.
Ввод главной антенны,
как правило, осуществля-
ют через проходной изоля-
тор. Рекомендуется исполь-
зовать специальные крон-
штейны, позволяющие от-
вести снижение от легкодо-
ступных мест (рис. П4);
при этом снижение антен-
ны подают на изолятор,
укрепленный на кронштейн,
а затем на изолятор антен-
ного ввода в переборке
радиорубки. Снижение счи-
тается удаленным на без-
опасное расстояние, если
человек не может коснуть-
ся его вытянутой рукой.
Применять антенный ввод
рекомендуется только в тех
случаях, когда нельзя осуществить допустимый по технике безопасности ввод
непосредственно через проходной изолятор.
Антенный ввод. Антенный ввод АВ-2 обеспечивает работу судовых ра-
диопередатчиков мощностью до 0,5 кВт в СВ-диапазоне волн и до 2 кВт
в KB-диапазоне волн. АВ-2 предназначен для подведения электромагнитной
энергии от радиопередающего устройства через палубу или крышу радио-
рубки к снижению проволочных антенн.
Антенный ввод АВ-2 из стеклопластика позволяет уменьшить паразит-
ную емкость, что приводит к повышению активного сопротивления тракта
на входе РПДУ и КПД антенны в целом. Существуют два варианта испол-
нения антенных вводов: для подключения СВ-передатчиков токоведущей
трубкой; для подключения KB-передатчиков радиочастотным кабелем.
Антенный ввод состоит из колонки 1 (рис. П5), выполненной из стек-
лопластика методом намотки, внутри которой проходит токоведущая трубка
5. С помощью фланца в нижней части колонка крепится к палубе судна
или к переходному фланцу.
Для удаления конденсата из внутренней полости колонки во фланце
есть специальный дренажный винт 4, а для предотвращения попадания
влаги во внутреннюю полость изолятора — специальная система сброса кон-
денсата, состоящая из двух фторопластовых козырьков 6.
293
Таблица ПЗ. Электрические и конструктивные характеристики
Марка кабеля Емкость С. пФ/м Волновое сопротивле- ние р, Ом Коэффициент затухания иа частоте 15 МГц, дБ/м Параметры, допус 1,76
при непрерывной нагрузке
Ток I, А Напря- жение и, кВ
РК 50—13—15 100 50±2 0,014 17 6
РК 75—13—15 67 75+3 0,014 12,5 6
РК 50 -24—15 100 50+2 0,009 29 8
РК 75—24—15 67 75+3 0,009 21 9
РК 50—33—15 100 50+2 0,0075 34 9
РК 50—13—17 100 50±2 0,018 16 6
РК 75—13—17 67 75±3 0,014 13 6
РК 75—24—17 67 75+3 0,009 21 9
РК 75—33—17 67 75+3 0,0075 28 10
РК 75 -13—18 67 75+3 0,03 11 6
РК 75 -24—18 67 75±3 0,02 18 9
Условные обозначения: Б — броня; ОП — стальная оплетка
К нижнему изолятору 2 подводится фидер в виде токоведущей трубки
которая закрепляется с помощью цангового зажима 3. В верхней части ко-
лонки установлены изолятор 7 и колпачковая гайка 8, с помощью которой
можно закрепить антенный канатик. Палочные изоляторы при подключении
снижения проволочных антенн прикрепляют с помощью проушин 9.
Для подключения к вводу радиочастотного кабеля в нижней части
колонки установлены переходник 10, стакан 11 с сальником-разделкой 12 и
осушитель 13, в котором находятся гранулы силикагеля. Подключить ка-
бель можно как снизу стакана, так и сбоку, при этом осушитель и сальник-
разделка меняются местами. Основные параметры антенного ввода приве-
дены ниже:
Диапазон частот МГц .......................... 0,4 ... 30
Электрическая прочность на частоте 3 МГц, кВ . 20
Статическая емкость, пФ.......................... 45
Габаритные размеры, мм..........................03ООХ 2400
Масса, кг, не более ............................. 23
Коммутатор КПА. Коммутаторы КПА предназначены для дистанцион-
ной коммутации передающих антенн к радиопередатчикам и радиостанциям.
Выпускают их в двух модификациях: КПА 2x3 и КПА 3x5.
Коммутатор КПА 2x3 позволяет коммутировать две антенны на два
передатчика и один приемник; коммутатор КПА 3X5 — три антенны на че-
тыре передатчика и один приемник.
В состав коммутатора КПА 2x3 входит собственно коммутатор КАВ
2x3, пульт дистанционного управления (ПДУ) КАВ 2x3, блок питания;
294
передающих высокочастотных кабелей
тимые при МГц при пре наг{ Ток I, А частоте эываемой эузке Напря- жение V. кВ Диаметр внутрен- него провода, мм Диаметр по изоляции, мм Диаметр внешнего провода, мм Диаметр наружный, мм
19 33 25 40 18 14 25 33 12 19 10 и 11 6 и 12 6 11 3,6 2,05 6,7 3,6 9,31 3,99 2,0 3,6 5,0 2,34 3,96 13,0+0,4 13,0+0,4 24,0+0,7 24.0+0,7 33,0+0,8 13,0+0,4 13,0+0,4 24,0+0,7 33,0+0,8 13,0+0,4 24,0+0,7 16,8+0,7 16,8+0,7 28,0+1,1 28,0+1,1 37,4+1,5 Б — 27,2+1,3 ОП — 18,0+0,7 Б — 27,2+0,7 ОП — 18,0+0,7 Б — 37+2 ОП — 29,2+1,8 Б — 38,4+ 1,5 ОП —29,2+1,1 Б — 47,8+2,2 ОП — 38,6+1,5 17,2+0,4 16,8+0,7 29,5+1,1 39,0+1,5 17,4+0,7 29,0+1,1
в состав коммутатора КПА 3X5 входит коммутатор КАВ 3x5, ПДУ КАВ
3x5, блок питания.
Каждую модификацию коммутатора реализуют в двух исполнениях:
основное исполнение предназначено для подключения передающих кабелей
РК 75-24-15 (17), исполнение 01—кабелей РК75-13-15 (17).
Структурная схема коммутатора КПА 8X3 приведена на рис. П6.
Таблица П4. Электрические и конструктивные характеристики
приемных высокочастотных кабелей
Марка кабеля Емкость С, пФ/м Волновое сопроти- вление, Ом Коэффициент затухания, дБ/м
при частоте 0,2 ГГц при частоте 3.0 ГГц
РК 75-4-15 67 75+3 0,18 1,0
РК 75-9-12 67 75+3 0,12 0,75
РК 50-9-12 100 50+2 0,12 0,8
РК 75-7-16 67 75+3 0,14 0,85
РК 200-7-11 25 200+10 0,06 при f = 0,45 ГГц 0,15 при f = 0,2 ГГц
295
Продолжение табл. П4
Марка кабеля Затухание экрани- рования дБ/м Диаметр внутреннего провода, мм Диаметр по изоляции, мм Диаметр наружный, мм
РК 75-4-15 35 0,72 4,6+0,2 7,3+0,4
РК 75-9-12 35 1,35 9,0+0,3 12,2+0,8
РК 50-9-12 35 2,7 9,0+0,3 12,2+0,8
РК 75-7-16 35 1,2 7,25+0,25 11,3+0,6
РК 200-7-11 — 0,6 7,25+0,25 П,3+0,7Х X 19,4+0,9
Рис. П.6. Структурная схема коммута-
тора КПА 2x3
Коммутатор КАВ построен
по координатной схеме. Комму-
тирующими элементами являют-
ся вакуумные выключатели
В1Д-1В.
Управление коммутатором
осуществляется с ПДУ. На лице-
вой панели ПДУ установлены
кнопки (с фиксацией) и лампы
световой индикации.
Для коммутации любой ан-
тенны на передатчик (приемник)
необходимо на ПДУ нажать
кнопку, соответствующую выбран-
ному передатчику, в ряду, соот-
ветствующем выбранной антенне.
При этом напряжение 27 В через
замкнутые контакты кнопки на
ПДУ поступает в коммутатор
КАВ на обмотку соответствующе-
го вакуумного реле и на соответ-
ствующую лампу сигнализации
на ПДУ.
Чтобы исключить возмож-
ность одновременного включения
двух и более передатчиков на
одну антенну или одного пере-
датчика на две и более антенн,
предусмотрена блокировка. Для
заземления антенн на ПДУ суще-
ствуют кнопки и один выключа-
тель в коммутаторе КАВ. При
выходе из строя вакуумных вы-
ключателей или ПДУ формиро-
вание высокочастотного канала
осуществляется вручную перемыч-
ками, хранящимися внутри кор-
пуса коммутатора (при выклю-
ченном высоком напряжении на
передатчике).
Коммутатор КАВ (высокоча-
стотный блок коммутатора КПА)
обычно устанавливают в необ-
296
служиваемом помещении (аппаратной) в непосредственной близости от ра-
диопередатчиков и вводов антенн. Максимальное расстояние между комму-
татором и ПДУ составляет 25 м, между ПДУ и блоком питания 10 м. Ком-
мутатор крепят в вертикальном положении к переборке антенными вводами
вверх, ответные части разъемов поставляют в монтажном комплекте.
При использовании коммутатора КПА вместе с пультом радиооператора
«Дюна-2» ПДУ и блок питания не заказывают, так как они входят в состав
пульта «Дюна-2».
Основные параметры коммутатора КПА приведены ниже:
1,5 .. . 30
Диапазон частот, МГц ....
Наибольшая сила тока на час-
тоте 3 МГц, А .................
Электрическая прочность на час-
тоте 3 МГц, Кв ................
Потребляемая мощность от сети
220 В, 50 Гц, Вт ..............
Число переключений, не менее
Время коммутации, с..........
Габаритные размеры, мм:
коммутатора .................
ПДУ .......................
блока питания ...........'
Масса, кг:
коммутатора .................
ПДУ .......................
блока питания .............
15
4
45
5000
0,25
КПА 3X5 КПА 2X3
374X618X153 294X464X 151
270Х 194Х 115 200Х 170Х 101
340Х 220Х 235
19,5 13,8
2,1 1,1
7
Коммутатор К ПР. Коммутатор КПР
с ручным управлением предназна-
чен для коммутации передающих антенн на передатчики в диапазоне частот
от 1,5 до 30 МГц.
Коммутатор КПР выпускают в двух модификациях: КПР 1X2 и
КПР 2x2. Коммутатор КПР 1X2 предназначен для коммутации одной ан-
тенны на два передатчика; коммутатор КПР 2x2 — для коммутации двух
антенн на два передатчика. Каждая модификация имеет три варианта испол-
нения
Основное исполнение предназначено для подключения к входам ком-
мутатора кабеля РК75-24-15 (17); 01—для подключения РК75-13 15 (17);
02 — для подключения токоведущей трубки
Рис. П.7. Коммутатор КПР 2X2:
1 — элементы коммутатора; 2 — корпус; 3 — шток; 4 — кожух; 5 — ручка*,
6 — контактная пружина; 7 — фланцы; 8 — планки; 9 — трубки с шари-
ками; 10 — узел заземления
297
Устройство коммутатора КПР 2x2 показано на рис. П7. Элемент 1
коммутатора КПР состоит из корпуса 2 и штока 3, перемещающегося вну-
три корпуса. Сверху элемент коммутатора закрывает кожух 4. На шток
надета ручка 5.
При перемещении штока вниз контактная пружина 6 штока замыкает
между собой фланцы 7 и формирует ВЧ-канал. При перемещении штока
вверх ВЧ-канал разрывается. Фланцы соседних элементов коммутатора со-
единены между собой планками 8. В коммутаторе КПР есть узел заземле-
ния 10.
Для блокировки включения более одной коммутации на один канал
в коммутаторе установлены детали блокировки: трубки с шариками 9 и
ножи, прикрепленные жестко к штоку. Трубки и ножи установлены так,
что при включении коммутации одного канала ножи штоков попадают
в отверстия трубок. Число шариков в трубке подобрано таким образом,
чтобы в нее мог быть вставлен только один нож, т. е. включение одной ком-
мутации блокирует включение любой другой коммутации в этом канале.
Коммутатор КПР можно крепить как к переборкам, так и к подволоку.
Используют его для коммутации передающих антенн на радиопередатчики
«Корвет-2», радиостанции «Ангара-РБ», «Чайка», «Ласточка». Основные
параметры коммутатора следующие:
Диапазон частот, МГц....................... 1,5 ... 30
Наибольший ток на частоте 3 МГц, А . . . . 15
Электрическая прочность на частоте 3 МГц, кВ 4
Габаритные размеры, мм:
КПР 1X2 ............................ 250X334X307
КПР 2X2 ............................ 340X334X308
Масса, кг:
КПР 1X2 ............................ 6,8
КПР 2X2 ............................ 12,8
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Айзенберг Г. 3., Ямпольский В. Г., Терешин О. А. Антенны УКВ:
В 2 кн. М.: Связь, 1977. Кн. 1—2. 380 с.
2. Антенны. Часть I/H. П. Гавеля, А. Д. Истрашкин, Ю. К. Муравьев,
В. П. Серков. Л.: ВКАС, 1963. 430 с.
3. А. с. 191651 СССР МПК HO4d. Антенна-мачта/М. В. Вершков,
Э. А. Глушковский, Г. А. Гургенидзе и др.
4. А. с. 208022 СССР МПК HO4d Совмещенная антенна/М. В. Вершков,
М. А. Маркус.
5. А. с. 253177 СССР МКИ HOlq 11/2. Магнитная антенна бегущей
волны./М. В. Вершков.
6. А. с. 273848 СССР МКИ HOlq 11/10. Логопериодическая антенна/
М. В. Вершков.
7. А. с. 285837 СССР МКИ HOlq 9/18. Коротковолновая антенна/
М. В. Вершков, В. Д. Евграфов, Т. А. Онищенко.
8. А. с. 292578 СССР МКИ HOlq 1/42. Вертикальный линейный излуча-
тель/М. В. Вершков, Т. А. Гургенидзе, В. Н. Урядко.
9. А с. 294543 СССР МКИ HOlq .11/10. Логопериодическая вибратор-
ная аитенна/М. В. Вершков, А. А. Елисеев, И. Н. Курилов.
10. А. с. 345552 СССР МКИ HOlq 1/00. Вертикальный вибратор/
М. В. Вершков, Э. А. Глушковский, А. А. Елисеев, А. Б. Израйлит.
11. А. с. 361468 СССР МКИ НО1Ъ 7/02. Кабель трансформации/
И. В. Горенштейн, Р. М. Голь, О. Б. Миротворский и др.
12. А. с. 816355 СССР МКИ HO1Q 1/34. Антенна-мачта/М. В. Вершков,
О. Б. Миротворский, В. И. Хитров.
13. Активные передающие антенны/В. В. Долхонков, А. И. Лучиников,
А. А. Сакало и др. Радио и связь. 1884. 141 с.
14. Антенны и устройства СВЧ (проектирование фазированных антен-
ных решеток/Под ред. Д. И. Воскресенского. М.: Радио и связь, 1981. 432 с.
15. Боровиков В. А., Кинбер Б. Е. Геометрическая теория дифракции.
М.: Связь, 1978. 248 с.
16. Быстродействующие дискретно управляемые ВЧ-аттенюаторы и фа-
зовращатели для адаптивной антенной решетки/А. В. Антонов, Ю. М Гера-
симов, А. А. Гридин, С. А. Прохоров//Мор. радиосвязь. Л.: Транспорт, 1985.
144 с.
17. Васильев Е. Н. Возбуждение гладкого идеального проводящего тела
вращения//Науч. докл. высш. шк. Сер. Радиотехника и электроника. 1958.
№ I. С. 188.
18. Васильев Е. Н. Возбуждение цилиндров конечной длины диполем
Герца//Изв. вузов СССР. Сер. Радиофизика. 1963. № 3. С. 28.
19. Вершков М. В. Исследование работы магнитных излучателей//Радио-
техника. 1962, № 8. С. 15.
20. Он же. Судовая коротковолновая антенна с управляемой диаграм-
мой направленности//Тр. ин та ЦНИИморфлота. 1969. Вып. ПО. С. 43.
21. Он же. Судовая коротковолновая направленная логопериодическая
аптенна//Судовождение и связь. 1970. Вып. 44 (240). С. 13.
22. Он же. Судовые антенны. Л.: Судостроение, 1979. 272 с.
21. Он же. Судовые антенны-мачты//Радиосвязь на морском флоте.
Вып. 48 (265). Л.: ЦБНТИ ММФ, 1971. 50 с.
24. Вершков М. В., Горкавенко Л. И., Израйлит А. Б. Антенна гекто-
метрового диапазона волн меандрической нагрузкой//Мор. радиосвязь: Сб.
иаучн. тр. Л.: Транспорт, 1985, С. 3.
25. Вершков М. В., Горкавенко Л. И., Малышев В. А. Повышение по-
мехоустойчивости приема сигналов на судах с помощью методов пространст-
299
венной фильтрацпи//Системы и средства мор. радиосвязи. 1982. Вып. 276. С. 4.
26. Вершков М. В., Гаркавенко Л. И. Обоснование требовании к типу
судовой приемной адаптивной антенной решетки и ее установке на судах
транспортного флота//Спстемы и средства морской радиосвязи.: Сб. науч,
тр. Л.: Транспорт, 1984. Вып. 296. С. 9.
27. Вершков М. В., Гаркавенко Л. И., Полушка А. П. Алгоритмы функ-
ционирования судовой адаптивной антенной решетки основанной на защите
сектора углов прихода полезного спгнала//Развитие морской радиосвязи;
Сб. науч. тр. Л.: Транспорт, 1988, 53 с.
28. Они же. Основные закономерности влияния металлических конструк-
ций па судовые антевны//Тр. ЦНИИморфлота, 1983. Вып. 286. С. 43.
29. Вершков М. В., Кейвер Н. Г. Широкополосное согласование антенно-
фидерных трактов//Тр. ин-та ЦНИИмор. флота. 1972. Вып. 151. 68 с.
30. Вершков М. В., Левин Б. М. Влияние мачт на эффективность работы
главных судовых аптенн//Тр. ин-та ЦНИИмор. флота. 1970. Вып. 131. 85 с.
31. Они же. Влияние судовых металлических конструкций на характери-
стики антенн//Радпотехппка, 1986. № 4. С. 86.
32. Они же. Судовая электротехника и связь. 1973. Вып. 53. С. 69.
33. Вершков М. В., Миротворский О. Б. Основные направления развития
судовой антенной техники. Судовождение и связь. Информ, сб. 1982.
Вып. 269. С. 58.
34. Вершков М. В., Онищенко Т. А. Использование коаксиальных объ-
емных резонаторов для уменьшении разноса УКВ-антенн//Судовождение и
связь. 1970. Вып. 44 (240). С. 61.
35. Вершков М. В., Миротворский О. Б., Ануфриев В. М. Судовые ан-
тенны-мачты//Судостроение за рубежом. 1982. № 7. С. 101.
36. Вершков М. В., Миротворский О. Б., Смирнова В. В. Судовая ши-
рокополосная импедансная многовпбраторная антенна//Система и средства
морской радиосвязи. Сб. науч. тр. Л.: Транспорт, 1984. 127 с.
37. Вычислительные методы в электродинамике/Под ред. Р. Митры, М.,
Мир, 1977. С. 485.
38. Голубев В. М., Миротворский О. Б. Экспериментальные исследова-
ния судовой активной фазированной антенной решетки декаметрового диа-
пазона волн//Мор. радиосвязь. Л.: Транспорт, 1985. С. 100—108.
39. Драбкин А. Л., Зузенко В. Л., Кислов А. Г. Антенно-фидерные уст-
ройства. М., Сов. радио, 1974. 535 с.
40. Жилин В. А. Международная спутниковая система морской радио-
связи. Л.: Судостроение, 1988. 158 с.
41. Лавров Г. А. Взаимное влияние линейных вибраторных антенн. М.:
Связь, 1975. 217 с.
42. Лебедев-Красин Ю. М. Широкополосные трансформаторы нового
типа//Радпотехника. 1957. Т. 12. № 9. С. 43.
43. Левин Б. М.. Миротворский О. Б. Судовая антенная решетка//Судо-
строение. 1982. № 10. С. 30.
44. Математическая модель функционирования адаптивной антенной
решетки/А. А. Пистольскорс, М. В. Вершков, Л. И. Горкавенко, О. С. Лпт-
винов//Перспективы развития системы морской радиосвязи. Л.: Транспорт,
1986. С. 3.
45. Михин Н. Д. Влияние судовых верхнепалубных конструкций на ка-
чество спутниковой связи и размещение антеннДТам же. С. 86—96.
46. Неволин Т. Н., Щепоткин В. И. Организация и планирование радио-
связи на морском флоте. М.: Транспорт, 1977. С.
47. Перспективы, создания автоматизированной системы связи для мор-
ского флота: Сб. статей: Обзор пнформ./Под ред. М. В. Вершкова. М.:
ЦБНТИ ММФ, 1974. С. 15.
48. Пименов IO. В., Кравцова Г. В Дифракция плоской электромагнит-
ной волны на идеальйо проводящем сферическом сегментеДРадиотехпика,
1969. № 2. С. 51.
49. Полевой В. В., Чавка Г. Г. Расчет широкополосных согласующих се-
300
лективных с трансформирующих устройств: Учеб, пособ. Л.: ЛЭТИ им.
В. И. Ульянова (Ленина). 1977. 83 с.
50. Правила по конвенционному оборудованию морских судов. Ч. IV.
Радиооборудование. Л.: Транспорт, 1977. С. 250.
51. Применение разнесенного приема в судовом KB-канале: Информ.
сб./М. В. Вершков, К. А. Семенов, Н. Г. Кейвер, В. А. Марков//Судовожде-
ние и связь. 1973. Вып. 50 (290). С. 60.
52. Резников Г Б. Антенны летательных аппаратов. М.: Сов. радио,
1967. С. 416.
53. Он же. Самолетные антенны. М.: Сов. радио, 1962. С. 456.
54. Сверхшпрокополосные антенны: Сб. статей/Под редакцией Л. Б. Бе-
ненсона, М.: Мир, 1964. С. 416.
55. Система сложения мощности в нространстве/М. В. Вершков,
А. А. Зирнис, О. Б. Миротворский, М. Б. Починский//Развптие морской ра-
диосвязи. Л.: Транспорт, 1988. С. 15—18.
56. Совершенствование системы морской радиосвязи: Сб. статей. Обзор
информ./Под ред. М. В. Вершкова. М.: ЦБНТИ ММФ, 1979. С. 36.
57. Судовая антенна с индуктивно-емкостной нагрузкой/М. В. Вершков,
Э. А. Глушковскпй, Г. А. Гургенидзе и др.//Антенпы, 1968. Вып. 3. С. 9.
58. Судовая приемная система с пространственно-поляризационным раз-
носом «Прпем»/М. В. Вершков, В. Д. Евграфов, И. Г. Кириенко и др.//
Судовая электротехника и связь. Судостроение. 191. Вып. 52—55. С. 123.
59. Судовая широкополосная многовибраторная антенна для диапазона
коротких волн/М. В. Вершков, В. Д. Евграфов, С. А. Михайлов и др. М.:
ЦБНТИ ММФ, 1977. С. 47.
60. Тарнецкий А. А., Осипов Д. Д. Антенны судовой радиосвязи. Л.:
Судпромгиз, 1960. С. 115.
61. Фрадин А. 3. Антенно-фидерные устройства. М.: Связь, 1977. 440 с.
62. Цициор Д. В. Анализ методов расчета достоверности передачи дис-
кретной информацпи//Судовая электротехника и связь. Вып. 52—53. С. 15.
63. Чавка Г. Г., Шестакович С. Б. Широкополосное согласование корот
кпх антенн//Изв. вузов. Радиотехника, 1978. № 8. С. 117—119.
64. Difenze В. F. Reduced Size of Periodic Antennas. Microwave Journal.
1964. V. 7, N 12, P. 15.
65. Doc. INMARSAT ACTOM/8/31. Ship Earth Antenna Blocagc. 9 Sep-
tember 1981. 16 p .
66. Ehrenspeck H. W. The Backfire Antenna: New Results//Proc. IRE.
1965. Juny. P. 639—641.
67. INMARSAT Ship Earth Station JUE — 35 A/B//Installation Manual.
1984. 11 AB. P. 109.
68. Gnobs V. K. Breitbandige Rundstarklan Technik fur Kurzwellcn//Te-
lefunken — Zeitung, H. 2, 1966, 39. P. 34.
69. Mitsuhico Migaki, Minoru Ho. Study on an Epirb Antenna for 16
GHZ Band Satellite Epirb System//Electronic Navigation Research Inslilnle
Papers. 1984. N 46. P. 13—26.
70. An improvement in Electrical Characteristics of a short Backfire An-
tenna/S. Ohmori a. o. IEEE Trans. Ant. and Prop. V. AP —31. 1983, N 4,
July. P. 644—646.
71. Ship Earth Station Antenna System Characteristics//CCIR, Study
Programme. 17 A/8. 1985. P. 25.
72. Richmond J. H. IEEE Trans. 1966. V. AP —r 14, Nov.
73. Ryan С. E., Gain F. L. Techniques for estimating electromagnetic
effectiveness of antennas in the presense of near field obstacles oint//Symp
on Electromagn. Compat., Washington, P. C., Symp. Rec 2, N. Y., 1976.
P. 317—322.
74. Stewart N. A. The estimators for error probability simulation studies
of digital communication//Proc. IEE. 1971. V. 118. N 3—4. P. 10.
75. Babcock W. C, .Nylund H. IP. Antenna Systems for Multichannel
Mobile Telephony//Pros. IRE. 1950. V. 38. N 11.
301
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие..................................................... 3
Условные обозначения и сокращения............................... 4
Глава 1
Общие сведения о судовых антеннах
1.1. Классификация и типы судовых антенн . . . 6
1.2. Особенности морской радиосвязи................................. 8
1.3. Особенности судовых антенн и основные направления развития су-
довой антенной техники ............................................ 15
Глава 2
Методы исследования и расчета судовых антенн
2.1. Методы теоретического исследования судовых антенн . 17
2.2. Электродинамическая модель судового антенного поля . 32
2.3. Теория линейного вибратора и его основные характеристики . . 40
2.4. Основные технические параметры передающих и приемных антенн 53
2.5. Методика расчета параметров судовых линейных антенн............64
2.6. Графоаналитический метод расчета статической емкости, собственной
длины волны и приведенной длины антенны.............................75
2.7. Принципы построения направленных антенн........................78
2.8. Методы построения согласующих устройств........................90
2.9. Обобщенный критерий оценки эффективности работы судовых антен-
ных устройств .....................................................103
Глава 3
Судовые СВ-антенны
3.1. Основные требования к судовым СВ-антеннам. Типы антенн . . . 109
3.2. Судовые антенны-мачты ..........................111
3.3. Всеволновая судовая антенна-мачта для СВ и КВ-диапазонов 115
3.4. СВ-антенны с использованием элементов судовых конструкций .119
3.5. Пневматические антенны и перспективы их использования на судах 123
3.6. Метод повышения эффективности антенно-фидерного тракта ДВ- и
СВ-антенн. Антенна с меандрической нагрузкой.......................125
Глава 4
Судовые КВ-антенны
4.1. Основные требования, предъявляемые к судовым КВ-антеннам.
Типы антенн....................................................130
4.2. Антенны с пониженным волновым, сопротивлением ... 135
4.3. Антенны с включенными в разрыв провода комплексными сопро-
тивлениями ................................... ... ... 139
4.4. Многовибраторные антенны.................................. ... 141
4.5. Импедансная 1многовибраторная антенна.........................148
302
Глава 5
Судовые направленные антенны декаметрового диапазона
5.1. Основные требования к направленным KB-антеннам. Типы антенн 150
5.2. Пути уменьшения размеров судовых направленных антенн . 153
5.3. Судовая направленная антенна................................. 170
5.4. Варианты построения судовых фазированных антенных решеток . 176
Глава 6
Судовые УКВ-антенны
6.1. Основные требования к судовым УКВ-антеннам....................187
6.2. Типы судовых УКВ-антенн...................... . . 188
6.3 Направленные УКВ-антенны......................................192
6.4. Основные направления решения задачи электромагнитной совмести-
мости УКВ-средств радиосвязи 200
Глава 7
Судовые антенны станций спутниковой связи
7.1. Основные требования к антеннам судовых ССС....................206
7.2. Типы судовых антенн ССС.......................................207
7.3. Антенна обратного осевого излучения...........................212
7.4. Антенны для аварийных радиобуев, работающих через ИСЗ .218
Глава 8
Судовая приемная антенная система
8.1. Основные направления построения судовой приемной антенной си-
стемы . ......................................................... 221
8.2. Активные приемные антенны.....................................222
8.3. Приемные антенные системы для борьбы с замираниями сигнала . 232
8.4. Судовая приемная адаптивная антенная решетка..................238
Глава 9
Проектирование и эксплуатация судовых антенн
9.1. Задачи и принципы проектирования..............................248
9.2. Основные закономерности влияния металлических конструкций па
характеристики судовых антенн.................................249
9.3. Выбор состава судовых антенн..................................267
9.4. Выбор типов и размеров судовых антенн. Примеры расчета . . . 270
9.5. Установка и эксплуатация судовых антенн.......................281
Приложение. Изоляторы, антенные вводы. ВК-кабели, коммутаторы
антенн ........................................................291
Список литературы . .....................................299
Производственное издание
Вершков Марат Владимирович
Миротворский Олег Борисович
СУДОВЫЕ АНТЕННЫ
Заведующий редакцией 77. Л- Зубарев
Редактор С. Ю. Курашева
Обложка художника Г. Е. Николаева
Художественный редактор Е. Д. Радомысльский
Технический редактор Т. Н. Павлюк
Корректор А. Г. Кувалкин
ИБ № 1165
Сдано в набор 12.04.89. Подписано в печать 08.01.90. М-15504. Формат 60X90*/i6- Бумага
типографская № 2. Гарнитура литературная. Печать, высокая. Усл. печ. л, 19,0. Усл.
кр.-отт. 19,0. Уч.-изд. л. 19,67. Изд. № 4179—86. Тираж 2760 экз. Заказ № 797. Цена
1 р. 30 к.
Издательство «Судостроение», 191065, Ленинград, ул. Гоголя, 8.
Ленинградская типография № 4 ордена Трудового Красного Знамени Ленинградского
объединения «Техническая книга» им. Евгении Соколовой Союзполиграфпрома при Го-
сударственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли.
191126, Ленинград, Социалистическая ул., 14.