Текст
СОДЕРЖАНИЕ
От редактора . . . . . . . 3
Предисловие ................................................ 4
Глава /1. Анализ статистических характеристик лавинных транзисторов 8
1.1. Электрический пробой Р-п перехода...................... 8
1.2. Качественное рассмотрение особенностей ВАХ транзисторов в лавинном режиме.......................................22
1.3. Анализ и синтез S-образных ВАХ лавинного транзистора со стороны коллектора . '...................................29
1.4. Анализ зависимости дифференциального сопротивления от тока и пусковой характеристики лавинного транзистора ....................................................39
1.5. Анализ S-образных ВАХ лавинного транзистора со стороны эмиттера.............................................. 43
1.6. Анализ А'-образиых ВАХ лавинного транзистора со стороны базы.................................................... 47
Глава 2. Анализ динамических характеристик лавинного транзистора в импульсных схемах . . 51
2.1. Эквивалентная схема лавинного транзистора на участке, соответствующем отрицательному сопротивлению, при включении со стороны коллектора.............................51
2.2. Устойчивость и режимы работы основной переключающей схемы на лавинном транзисторе .... . 56
2.3. Анализ основной релаксационной схемы на лавинном транзисторе 1...............................................60
2.4. Расчет импульсных схем на лавинных транзисторах с помощью ЭВМ . ...........................75
2.5. Эффекты в области больших токов....................... 80
Гиавй 3. Эксплуатационные параметры, конструкции и свойства лавиииых транзисторов . 88
3.1. Конструкция и параметры лавинных транзисторов 88
3.2. Надежность лавинных транзисторов.......................93
3.3. Температурная стабильность параметров лавинных транзисторов .............................................. . ЮЗ
3.4. Особенности работы в лавинном режиме кремниевых планарных транзисторов . .119
Глава 4. Принципы построения и расчета основных импульсных схем иа лавинных транзисторах ...............112
4.1. Двухстабильные схемы на лавинных транзисторах 1J2
4.2. Релаксационные генераторы..............................И°
4 3. Мультивибраторы на лавинных транзисторах . 126
4.4. Генераторы прямоугольных импульсов............... 132
4.5. Релаксационные генераторы с хронирующим конденсатором в цепи обратной связи УПТ . . . . 136
4.6. Схемы с дискретным зарядом емкости................140
4.7. Принципы построения управляемых импульсных схем
повышенной стабильности . I.. . « . . . 145
Глава 5. Функциональные схемы на лавинных транзисторах 150
5.1. Триггерные и пересчетные схемы 150
5.2. Генераторы коротких импульсов ................... 155
5.3. Высокостабильные релаксационные генераторы . 1 159
5.4. Генераторы прямоугольных импульсов................164
5.5. Генераторы пилообразных импульсов и схемы временной задержки...............................................170
5.6. Генераторы ступенчатого напряжения................175
5.7. Преобразователи напряжения в частоту..............177
5.8. Дискриминаторы амплитуды и сравнивающие устройства ................................................. 181
5.9 Аналого-цифровой преобразователь напряжения . . 187
Заключение.............................................193
Список литературы......................................197
От редактора
В основе лавинного режима работы транзисторов лежит фундаментальное явление умножения носителей под влиянием сильного электрического поля, реализуемого в обратно смещенном коллекторном переходе. Совместно с осуществляемой внутри транзистора положительной обратной связью между умножающим коллекторным и эмиттерным переходами, это придает транзистору свойства негатрона — прибора, обладающего отрицательным участком вольт-амперной характеристики. Лавинному транзистору присущ ряд качеств, выгодно отличающих его от других негатронов: исключительно высокое быстродействие, возможность схемотехнического управления параметрами вольт-амперных характеристик, хорошая температурная стабильность, высокая чувствительность к запуску, разделение цепей входа и выхода и др. Поэтому следует ожидать, что ознакомление специалистов со свойствами этих приборов и методами их использования в электронных схемах будет способствовать их широкому применению.
В предлагаемой читателю книге обобщаются разрозненные работы рассматриваемой области, включая существенные результаты плодотворной научно-исследовательской и практической деятельности самого автора. В ней излагаются все важные аспекты рассматриваемого вопроса, начиная от физических основ работы транзисторов в лавинном режиме и кончая техническим применением лавинных транзисторов.
В книге автор рассматривает методы синтезирования различных видов вольт-амперных характеристик лавинных транзисторов, вводя новое для них понятие пусковых характеристик, и дает их аналитическое описание. Рассматривая динамику процессов в лавинных транзисторах, автор описывает обнаруженный им. у лавинных транзисторо’в эффект расширения области объемного заряда коллектора с ростом тока, сопровождающийся
уменьшением напряжения на коллекторе. Этот эффект позволил объяснить некоторые ранее необъяснимые явления (например, аномально высокое быстродействие). Убедительно показано, что надежность схем при работе транзисторов в лавинном и обычном режимах практически должна быть одинаковой. Из материалов книги видно, что для работы в лавинном режиме можно использовать обычные транзисторы, но все же целесообразнее было бы разработать широкую номенклатуру специальных лавинных транзисторов: высоковольтных, низковольтных, микромощных и др.
В книге приводятся многочисленные примеры использования лавинных транзисторов. Расчет преобладающего большинства описанных схем дается впервые. Многие из них являются оригинальными разработками автора. Конкретные схемы показывают возможности применения лавинных транзисторов в электронных схемах, обладающих высокими качествами и простотой структуры.
Можно с уверенностью сказать, что опубликование настоящей книги будет способствовать дальнейшему развитию электронной схемотехники как в теоретическом, так и в практическом направлении.
Профессор С. Я. Шсщ
Предисловие
С момента появления точечных транзисторов в радиоэлектронных устройствах стали широко применяться полупроводниковые приборы с отрицательным сопротивлением. Были разработаны специальные приборы, такие как туннельные диоды, тиристоры и другие, нашедшие применение в импульсных устройствах [1—6].
Исследования в области физики полупроводников в сильных электрических полях [7—'14] в последнее время привели к созданию нового класса лавинных полупроводниковых приборов Он включает в себя кремниевые стабилитроны, лавинно-пролетные и лавинно- инжекционные диоды, лавинные транзисторы, негатроны с 5-образной вольт-амперной характеристикой, управляемые током, теплом и давлением, полевые лавинные транзисторы и др. Среди них особый интерес представляют било-
лярные плоскостные лавинные транзисторы, - теории и применению которых .посвящена данная книга. 5
Туннельные диоды, обладая высоким быстродейет кием, имеют ряд недостатков: низкие уровни рабочих напряжений, неуправляемость вольт-амперными характеристиками, несовместимость с технологией изготовления интегральных схем и другие-Тиристоры имеют большие уровни рабочих напряжений, но значительно меньшее быстродействие, чем туннельные диоды [5]. В лавинных же транзисторах большие потенциальные возможности обычных транзисторов сочетаются с качественно новыми и, по-видимому, не менее важными возможностями негатронов с S- и TV-образной вольт амперной характеристикой. Лавинные транзисторы обладают весьма высоким быстродействием (позволяют формировать импульсы с временем нарастания менее 1 нс), широким диапазоном рабочих напряжений и токов, хорошей управляемостью 5- и ДТ-образных вольт-амперных характеристик, простотой структуры по сравнению с тиристорами, совместимостью с технологией изготовления интегральных схем, повышенной температурной и радиацй оиной стабильностью параметров, возможностью оптического управления и другими полезными качествами.
Применение лавинных транзисторов не только упрощает электронные схемы, но и улучшает их технико-экономические показатели. Это достигается не формальной заменой обычных транзисторов на лавинные, что невозможно из-за различия принципов построения схем, а использованием специфических особенностей лавинных транзисторов, присущих им как негатронам.
В настоящее время под лавинными транзисторами подразумеваются не только приборы, специально сконструированные для работы в лавинном режиме, но и обычные транзисторы, используемые в этом режиме. Последнее вполне целесообразно в техническом и экономическом отношении, хотя при этом требуется пересмотреть действующие нормали и рекомендации по' применению транзисторов. Улучшение технологии производства транзисторов, в частности переход к планарной и планарно-эпитаксиальной технологии, приводит к стабилизации характеристик транзисторов в лавинном режиме работы и* несомненно, способствует применению обычных транзисторов в качестве лавинных. Поэтому в дайной книге термин «лавинный транзистор» в равной
мере относится как к специальным, так и к обычным транзисторам, 'используемым в лавинном режиме работы.
В схемах нано- и пикосекундной импульсной техники структура обычных транзисторов не вполне приспособлена для работы в лавинном режиме, что затрудняет реализацию его больших потенциальных возможностей. В связи с этим 'недавно в СССР и за рубежом появились разработки специальных типов быстродействующих лавинных транзисторов. Такие приборы в простых релаксационных схемах формируют импульсы с временем нарастания 0,1—1 нс и амплитудой до 15 В и более на сопротивлении нагрузки в 75 Ом. Некоторые транзисторы позволяют при меньшей амплитуде генерировать импульсы с частотой повторения до 200—400 МГц, другие при значительно меньших частотах повторения способны формировать импульсы с амплитудой по напряжению до 100 В на нагрузке 50 Ом или импульсы с амплитудой по току до 50 А на сопротивлении нагрузки в 0,5—1 Ом {15, 16, 20, 58, 59, 68, 86, 93—95].
Таким образом, специальные лавинные транзисторы вышли из стадии лабораторных разработок. Освоение их серийного производства позволило применить эти транзисторы в некоторых серийных приборах. В СССР, например, лавинные транзисторы применяются в стробоскопических осциллографах Cl-45, С1-60 и блоке С1-15/8 [94, 121].
Большие возможности полезного использования лавинного режима работы транзисторов делают настоятельно необходимой широкую информацию о них научно-технических работников. Последняя, однако, разбросана по многочисленным и разрозненным источникам [7—112].
В данной книге сделана попытка восполнить этот пробел. Ее материал базируется на наиболее важных результатах автора j[21 и др.] и других исследователей: М. Кея (7, 8], С. Миллера [9], В. Шокли, И. Гиббонса, Д. Гамильтона [14, 28, 29, 62, 63], Е. Барановского {31], Н. Куроянаги [15] и других за рубежом и работы А. С. Тагера [12], С. Я. Шаца и В. Г. Пикулика [30 34,
35, 60, 61, 97J, Ю.-А. Кузнецова l[32, 68, 93, 94] и Других в СССР.
'Вопросы, рассмотренные в гл. 1, 2 и 3, представляют интерес не только для специфичной схемотехники лавинных транзисторов, но и для анализа многих обычных схем: высоковольтных ключей, схем с индуктивной нагрузкой и других. Они могут .использоваться и при раз: работке новых полупроводниковых приборов В гл. 4 и 5 описывается ряд наиболее эффективных импульсных схем, отражающих .современный уровень развития схе мотехники лавинных транзисторов Приведены данные интегральных, низковольтных и микромощных схем на лавинных транзисторах, которые можно рассматривать как будущий этап развития схемотехники лавинных полупроводниковых приборов. В заключении намечены некоторые пути развития данного направления. Возможности создания оптически управляемых лавинных транзисторов и оптронов рассмотрены в приложении.
Автор благодарен канд. техн, наук Ю. А. Кузнецову и инженерам А. С. Кострюкову и В. И. Босому за сотрудничество на различных этапах работы.
Особую признательность автор выражает д-рам техи. наук, профессорам Я. С. Ицхоки, Л. А. Моругину и С. Я. Шацу за ценные советы, сделанные ими при просмотре, рецензировании и редактировании книги, д-ру техн, наук, профессору И. Л. Каганову и сотрудникам кафедры «Промышленная электроника» Смоленского филиала Московского ордена Ленина энергетического института, оказавшим помощь автору в исследованиях и работе над книгой.
Все замечания и .пожелания по книге просьба направлять в издательство «Советское радио» по адресу: Москва, Главпочтамт, п/я 693.
Глава i
АНАЛИЗ СТАТИСТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ЛАВИННЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
1.1. Электрический пробой р-п перехода
При увеличении обратного напряжения, приложенного к р-п переходу, наблюдается рост обратного тока. Если это напряжение достигает некоторого критического уровня, нарастание тока происходит очень резко и вольт-амперная характеристика (ВАХ) р-п перехода приобретает характерный резкий излом. Это явление обычно обусловлено электрическим пробоем р-п перехода, который может иметь лавинный или полевой характер. Лавинные транзисторы работают в предпробойной области ВАХ одного из переходов, чаще всего коллекторного.
В ряде работ (7—13] было показано, что лавинный пробой перехода обусловлен ударной ионизацией носителей в переходе. Электроны и дырки, дрейфуя в электрическом поле р-п перехода, увеличивают свои скорости и приобретают энергию, достаточную для совершения процесса ионизации при столкновениях с атомами полупроводника. При этом образуются вторичные электронно-дырочные пары, растет концентрация носителей в р-п переходе и ток, протекающий через него, увеличивается. При определенных условиях процесс ионизации приобретает лавинный характер и наступает лавинный пробой.
Основной характеристикой лавинного пробоя являет ся коэффициент ионизации, показывающий сколько электронно-дырочных пар образуется при движении первичного носителя на отрезке пути 1 см в направлении поля. Так как первичными носителями, стимулирующими ударную ионизацию, могут являться электроны или дырки, то различают два коэффициента ионизации: электронов а и дырок р.
Для упрощения последующего анализа введем следующие допущения: 1) переход является плоскопарал лельным и при заданном напряжении на нем I7=const
характеризуется заданной шириной W—const; 2) взаимодействие зарядов в переходе несущественно; 3) рекомбинацией электронов и дырок из-за малого времени пребывания их в обедненном слое можно пренебречь. Кроме того, учтем, что коэффициенты ионизации аир являются функциями напряженности электрического поля Е в обедненном слое, а напряженность электрического поля f-функцией координаты х. Условимся, за х=0 принимать координату границы обедненного слоя с, областью д-типа перехода, а за х— W — координату границы с областью р-типа.
Рассмотрим процесс удапной ионизации в переходе при обратной полярности напряжения U на нем (положительный полюс внешнего напряжения приложен к области п, а отрицательный — к области р). Пусть со стороны границы х=0 в переход вводится некоторое число первичных дырок р0. Дрейфуя в переходе по направлению к границе x=W, первичные дырки стимулируют ударную ионизацию и на своем пути порождают вторичные дырки и электроны. Поэтому в направлении дрейфа дырок общее число их возрастает, при этом увеличивается плотность дырочной составляющей JP(x) общего тока, протекающего через переход.
Допустим, что со стороны другой границы x=W в переход вводится некоторое число первичных электронов д0. Эти электроны на своем пути к границе х=0 также стимулируют ударную ионизацию. Число вторичных электронов растет в направлении их дрейфа, обратном рассмотренному для движения дырок. 'Следовательно, в 'направлении поля (от границы х=0 к x=W) общее число электронов уменьшается и уменьшается плотность электронной составляющей Jn(x) общего тока.
Общее число носителей одного знака, например дырок, равно сумме первичных носителей и вторичных, образующихся при ионизации атомов полупроводника как электронами, так и дырками. Приращение плотности дырочного тока на некотором бесконечно малом отрезке пути dx за счет ионизации дырками равно р(х)Jp(x)dx, где р(х)—'Значение р на указанном отрезке пути (в результате зависимости Е от х величину р можно также определить как функцию от расстояния х). Приращение плотности дырочного тока за счет ионизации электронами равно ai(x)Jni(x)dx, где для а(х) справедливо указание, сделанное в отношении р(х).
Электроны 'И дырки могут не только вводится в р-п-переход извне, но и генерироваться в обедненном слое. Это создает генерационные составляющие плотностей дырочного и электронного тока, равные qGdx, где G — скорость генерации электронно-дырочных пар в единице объема перехода.
Приращения плотности дырочного и электронного тока на отрезке пути dx равны
(х + dx) — Jp (х) = а (х) Jn (х) dx + р (х) Jp (х) dx + qGdx
(l.D
Jn (х + dx) — Jn(x) — — a (x) J „ (x) dx — p (x) Jp (x) dx —qGdx.
(1.2)
Знак минус в правой части уравнения (1.2) показывает, что в направлении поля плотность электронной составляющей тока убывает.
Из этих уравнений
= а (х) Jn (х) + р (х) Jp (х) +qG, (1.3)
= - а (х) Jn (х) - Р (х) Jp (х) -qG. (1.4)
dx
После сложения
dJ (x) dJ p (x) । dJp (x) q dx dx dx
откуда видно, что плотность общего тока, протекающего через переход, не зависит от координаты х, т. е.
J (х) = Jp (х) 4- Jn (х) = const (1.5)
и уравнение (1.5) отражает закон непрерывности общего тока для р-и-перехода при ударной ионизации носителей. Из уравнений 1(4.3) и (1.4) можно получить
+ [а (х) - р (х)] Jp (х) = а (х) J + qG, (1.6)
+ [а (х) - р (х)] /„ (х) = - р (х) J - qG. (1.7) ах
Интегрируя уравнения (1.6), (1.7) в пределах от х=0 до x—W, можно найти составляющую плотности общего тока J, если известны зависимости а(х) и р(х). Однако интегрирование связано с большими трудностями. Поэтому рассмотрим частные случаи, когда ионизация
Йройсходит под влиянием носителей одного знака. Этй случаи удобно относить к резко несимметричным переходам, например к переходам сплавных транзисторов.
Рассмотрим р+-п /переход, полагая, что ионизация вызывается дырками. Из-за резкой зависимости та и 0 от Е область перехода, в которой наблюдается умножение, располагается вблизи металлургической границы перехода и может считаться бесконечно тонкой. Тогда плотность дырочного тока /р в остальной области перехода будет постоянной и в соответствии с (1.3) w w
у0 (х) dx 4-J Jpo, где постоянная интегри. рования Jp0 есть плотность тока первичных дырок, инй-цирующих умножение. /Последнее выражение удобно записать в виде
(w \ I ( \
Jpo + J qGdx j / I 1 — J 0(x)dx| = Л4Р/О,
о / / \ о /
где /о — плотность обратного тока с учетом его генера-
ционной составляющей,
/Ир Jр/Jо
W
1 — J 0(x)dx о
(1.8)
— коэффициент лавинного умножения дырок, равный отношению плотности общего тока Jp при наличии ионизации к плотности дырочной составляющей обратного тока при отсутствии ионизации.
Аналогичным образом для р-п+ перехода полагая, что ионизация обусловлена электронами, из (1.4) на--ХОДИМ
Mn = Jn!J0= 1
«7 1—1
J a(x)dx о
(1.9)
Интегрирование (1.6), (1.7) упрощается, если пренебречь генерационной составляющей обратного тока, т. е. положить G = 0. Тогда уравнения (1.6) и -(1-7) сводятся к следующим уравнениям непрерывности:
_ = Цр = а (Е + р (£) j (1.Ю)
« dx dx
где Jn=qnon, Jp = qpvp— плотности электронного и ды-
ровною токов, п, р— концентраций электронов и дырок, vn, vp — скорости движения электронов и дырок.
В i[12] выполнено решение (1.10) в пределах запорного слоя —Wn<x<Wp обратно смещенного перехода ПрЙ ГраНИЧНЫХ УСЛОВИЯХ Х =— Wn, Jp=Jps> Jn~J—J ns', x= UZp, Jp~J J ps, ^n==^ns, где J ns, J ps плотности электронного и дырочного токов насыщения.
Это решение дает следующие эквивалентные значения для коэффициента лавинного умножения
равного отношению суммарной плотности тока /=i(Jp+Jn) = const к полному току насыщения fs —I (J nS~V J ps) •
M~' = Mn1 4- Л471 =
exp J (a — P) dx' dx ~Wn-
Wp.
~"+'~exp I (a—P)dx
J s J s J
—w n
WP
exp J (p — a) dx' dx
WP
J °
—w
__ n
J ns Jps
Js Л
~Wn
Условие пробоя M—>oo имеет вид
Г
j* pl exp J (a — P)dx'
—W I __w n n
dx =
(P — a) dx' dx -> 1
При a(x) = p(x) =a;(x) либо при ионизации носителями одного знака из приведенных выражений для М. получаем
М == Мр = Мп =
а,- (х) dx
(1.11)
(1.12)
~ w
Рис. Е(х)
Зависимость для резкого несимметричного перехода.
— 1 — J ut (х) dx
' L 6j J G,
а для условия пробоя i(M=oo) wp w
j a£ (x) dx = J сц(х) dx = 1. ~wn °
Уравнение (1.12) показывает, что лавинный пробой наступает, если каждый носитель, прежде чем уйти из обедненного слоя, произведет в среднем хотя бы один акт ионизации. С помощью этого уравнения можно вычислить напряжение 't/м лавинного пробоя перехода при известной зависимости щ(х) или при известных зависимостях а£(Е) и Е(х). Последнее легко найти для двух распространенных типов переходов: резко несимметричного и плавного.
Для зависимости Е(х) резко несимметричного перехода *(рис. 1.1) справедливы выражения [12, 13]:
Е = Ет(\ +xlW), (1.13)
Em = 2U/W, (1.14)
Ц7 = Г1Д1/2, (1.15)
где Ет—максимальное значение Е на границе х=0,
—характеристическая ширина перехода, показывающая, насколько меняется ширина перехода W при изменении напряжения на нем на 1 В.
Напряжение на переходе равно алгебраической сумме внешнего напряжения и контактной разности потенциалов <рк- ‘Последней в дальнейшем пренебрегаем, так как в рассматриваемой предпробойной области Ета им^>чрк. Характеристическая ширина перехода W7, определяется концентрацией примеси N. Согласно [13]
_ I 3,63-103/7V1/2 для германия
| 4,25-1O3/ZV1/2 для кремния.
Заменим, воспользовавшись >(1.13), переменную х переменной Е. Тогда из (1.1'1) .и ‘(1.15)
т
[А(£, Em)dE,
IF? X м / J
1 о
(1.17)
где А(£, Ет) = at{W [(Е/Ет) - 1]}. Дифференцируя обе части (1.17) по Ет, находим
__ _L(1 __ 1 )gjgi . (1.18)
dEm dEm K ’
wz
Уравнение (1.18) '.позволяет найти зависимость а-;(Ет) двумя методами. При первом исследуется переход, характеризующийся значением Wi = const в соответствии с (1.16). Тогда из i('1.18)
(Е^ 2d (1 - M-l)lWldEm. (1.19)
Экспериментально зависимость М от Ет легко получить с помощью соотношений >(>1.10) и (1.13)—"(1.1-5) и ВАХ перехода. По известной зависимости М от Ет легко определять аг(Ет).
При другом методе вычислений щ(Ет) исследуется ряд переходов с различными напряжениями лавинного пробоя и различной степенью легирования высокоомной, области. В этом случае U7i = var. Если вычислять Ет, измеряя напряжения лавинного пробоя UM каждого перехода, соответствующего М — <х, то из (1-18)
аг (Ет) = - 4dW\/Wl dEm. (1.20)
f Аналогично можно найти зави-
f симость ai(Em) для линейного пе-
рехода с градиентом примеси А, / \ Распределение напряженности по-
/ \ ля в линейном переходе показано
/ \ на рис. 1.2. При совмещении коор-
I I динаты х=0 с металлургической
о ш/2 7 границей перехода, соответствую-„„ .о щей максимальной напряженности
Рис. 1.2. Зависимость г
Е(х) для плавного не- ПОЛЯ, МОЖНО ИСПОЛЬЗОВаТЬ ДЛЯ Ь\Х) рехода
-выражения:
£ = £m[l-(2W)2], (1.21)
£т=ЮТ (1.22)
W = №/3 = f-|- ll/з £\1/3 _ (j 23)
= (l,5ee0/tp4)1/3,
где 6o — диэлектрическая 'Проницаемость 'вакуума, е — относительная диэлектрическая проницаемость полупроводника.
Заменив, как это делалось при анализе резкого перехода, переменную х на Е, из (1.11) и (1.21)—(1-23) получаем
af(£J = —J л dE,
(* (1-м-1) 2
J (Ет-Е)"2 \ W*
1 ’5^I/2d£. (1.24)
Для линейного перехода также известны два метода нахождения зависимости а.г(Ет). Определив зависимость М от Ет или U при IFi=const на одном переходе,
найдем
/Е. , 2-(1,5)1/2 d
И, (Ет) — ----——-----------
' dEm
С (|- "! ) ЛЕ.
1
(1.25)
или, исследуя несколько переходов с различными UM и l^'i и оценивая Ет при U=UM и М=оо, получаем
at(Em) =
2(1,5)1/2 d Г__________dE_______
л dEm J w\l2(Em— E)'/2
(1-26)
Вычисления зависимости щ(Ет) рассмотренными методами дают практически одинаковые результаты, приводимые в ряде работ [7—13]. При этом оказывается, что зависимость щ(Ет) хорошо аппроксимируется экспоненциальной функцией [13]
а£(£) = сехр(—Ь/£), (1.27)
где с= 1,2-'1О7 см-1, Ь—1,4-10® В/см для германия и с = 0,9-10®см~1, <b = 1,8-'10® В/см для кремния.
Теперь, подставив (1.27) в условие лавинного пробоя 1(1.12), можно после интегрирования получить ввы-ражения, из которых находятся напряжения лавинного пробоя -Um для резкого и плавного переходов соответственно:
N = ™0b2/2qUM№(2cUu/b),
V» = ^bfV^^ddqAf4 UM], (1.28) где di= 12еео/уЛ,
Аппроксимация полученных зависимостей для резкого перехода позволила получить простые зависимости, связывающие напряжение лавинного пробоя UM(B) с удельным 'сопротивлением слаболегированной области перехода р.(Ом см) '(табл. 1.1 [13]).
Т аблица 1.1
Материал Германий Кремний
Тип перехода пА'-р р^-п п+-р р+-п
Значение Uи 52р°-р64 83,4р°’„61 23р°-р75 86р%64
Напряжение лавинного пробоя переходов с экспоненциальным распределением примеси может быть также найдено по 'второй формуле (1.28), если принять, что А—градиент концентрации примеси в плоскости инверсии заряда. Согласно [13] это дает ошибку порядка 10% даже в том случае, когда концентрация примеси на границе обедненного слоя со слаболегированной областью полупроводника из-за отклонения экспоненциальной зависимости распределения примеси от линейной отличается от соответствующей концентрации примеси в линейном переходе более чем в 10 раз.
Этот' результат объясняется резкой зависимостью a-i(Em) от поля (1-27). Поэтому для расчета Um важно знать распределение примеси в сравнительно узкой области перехода, где 'напряженность поля близка к максимальной и где в основном наблюдается ударная ионизация. В этой области экспоненциальное распределение примеси с достаточно высокой точностью аппроксимируется линейным.
На практике удобно использовать зависимость М от U, впервые эмпирически полученную в [9], а затем аналитически IB [117],
М = [1 - (U/UM)n]-' , (1.29)
где для германиевых п+-р переходов, п~3 для германиевых р+-п переходов, п«?3,5 для кремниевых р+-п
переходов и п^2 для кремниевых п+-р переходов, (рис. 1.3).
Из сказанного видно, что анализ зависимостей коэффициентов ионизации от напряженности поля в переходе является сложной физической задачей, решение которой возможно лишь в рамках различных допущений. Между тем искомый результат этого анализа — величи
Рис. 1.3. Зависимость коэффициента лавинного умножения М от напряжения.
ны пробивных напряжений Ом — довольно просто определяются экспериментально. Для этого достаточно снять ВАХ пе
рехода и вычислить напряжение, при котором обратный ток резко возрастает. Поэтому при анализе лавинных транзисторов удобно использовать формулу (1.29), определяя UM экспериментально.
С помощью формулы >(1.29) можно уточнить уравнение (ВАХ идеального р-п перехода, записав его в виде
/«Д'*
(1.30)
где фт — тепловой потенциал, IO — SJO — обратный ток перехода без учета лавинного умножения носителей в переходе, S — площадь перехода. В -(1.30) Д>0 для прямой полярности включения приложенного напряжения и U<0 для обратной полярности (рис. 1.4а). Так как напряжение лавинного пробоя UM характеризует обратную ветвь ВАХ, то |Дм<0.
Из сопоставления ВАХ перехода, описываемой формулой (1.30) (рис. 1.4а), и осциллограммы обратной ветви реальной ВАХ (рис. 1.46) видно, что в области пробоя у экспериментальных характеристик наблюдается заметно большее дифференциальное сопротивление, чем ожидаемое из (1.30). Такой результат нельзя объяснить только объемным сопротивлением областей р- и п-перехода, так®как это сопротивление намного меньше дифференциального на участке пробоя.
Детальное исследование (12] показало, что указанные расхождения объясняются резкой зависимостью коэффициентов ударной ионизации от напряженности поля и влиянием динамического объемного заряда подвижных носителей тока. (Первое приводит к тому, что процесс ударной ионизации развивается неравномерно по всей ширине перехода, а локализуется в довольно узком, таг:
Рис. 1.4. Реальная (---) и идеальная (—) ВАХ р-ъ перехода («) и осцилло-
грамма ВАХ коллекторного перехода транзистора Г1416Б (б}'.
Масштаб 5 В/дел по -горизонтали и 1 мА/дел по вертикали.
называемом эффективном, слое умножения, где напря-
женность поля максимальна. При лавинном пробое в этом слое зарождаются вторичные электронно-дырочные пары, носители которых разносятся полем по обе стороны от эффективного слоя умножения. .Например, если область п является базой, а р — коллектором, то вторичные дырки переносятся в коллекторную область перехода, а вторичные электроны — в базовую. Двигающиеся в переходе вторичные носители создают в областях р и п динамические объемные заряды. При этом динамический объемный заряд вторичных дырок уменьшает отрицательный объемный заряд акцепторной примеси в .коллекторной области перехода, а динамический объемный заряд электронов уменьшает положительный объемный заряд донорной примеси в базовой области. Влияние вторичных носителей при больших плотностях тока эквивалентно уменьшению концентрации .примеси в областях р и п .перехода и увеличению удельного сопротивления р. В соответствии с формулами табл. 1.1 это приводит к росту напряжения лавинного пробоя Uy
fjpti увеличений тока, протекающего через переход. Это'/ результат удобно трактовать как дополнительное падение напряжения на эквивалентном дифференциальном сопротивлении /?пр перехода при пробое. В [12] получено выражение для Рпр в виде суммы дифференциальных сопротивлений областей р и п
п -У- (W /. оП
°пр 2ee0t4S ’ t1'31)
i=p, n
где T}< — коэффициент, характеризующий степень локализации умножения по ширине перехода; о, — дрейфовая скорость носителей в переходе; WiM— ширина перехода, определяемая из выражений (1.15) и '(123) при [/='(7м; i—индекс, принимающий вид р или п в зависимости от области полупроводника, для которой определяется дифференциальное сопротивление.
Принимая во внимание Рпр, можно использовать формулу '.(1.30) при М^>1. Так. как в этом случае UxUM велико, уравнение (1.30) .принимает вид
I = М1О = /о [1 - (tW№. (1.32)
или U = Uм j/1-ЛГ* = Uм уЛх—IJI. (1.33)
Формулы (1.32) и '(1.33) справедливы при малом токе/. Учитывая падение напряжения на сопротивлении Рпр, для участка-пробоя получаем
U +IRnp. (1.34)
Сопротивление Rnp обычно не превышает десятков ом для переходов с UM порядка десятков вольт. Тем не менее оно играет существенную роль в ограничении тока лавинного пробоя перехода. С конечным сопротивлением па участке пробоя следует считаться и при экспериментальных измерениях напряжения UM. При токе7лМОО/0 погрешностью определения из-за конечного Рпр можно пренебречь (это справедливо для переходов маломощных транзисторов).
Ранее мы рассматривали взятый отдельно р-п переход, в котором начальные токи обусловлены носителями, возникающими вследствие их термогенерации вне обедненного слоя или их генерации внутри обедненного слоя. Особенностью работы транзисторов в активной области является то, что ток коллектора в основном обусловлен
движением неосновных носителей, инжектируемых в базу эмиттером и дошедших до обедненного слоя коллекторного перехода. С учетом лавинного умножения носителей в коллекторном переходе абсолютное значение тока коллектора равно (13]
- . /к = Л!ху/э + 2И/к0, (1.35)
где /э — ток эмиттера, х— коэффициент переноса, у — эффективность эмиттера, /к0 — обратный ток коллекторного перехода. Из (1.35) следует, что для транзисторов
м = /к/(ху4 + 4о)- (1-36)
При постоянном токе коллектора коэффициент лавинного умножения М уменьшается с ростом /э- Поэтому лавинные транзисторы в отличие от кремниевых стабилитронов или лавинно-пролетных диодов работают при меньших значениях [А, редко превышающих 5—10.
Если побочные тепловые эффекты отсутствуют, лавинный пробой р-п переходов полностью обратим и не вызывает разрушения полупроводниковой структуры. Однако в некоторых случаях он может перейти в тепловой пробой перехода, который можно избежать, ограничив среднюю мощность, рассеиваемую на переходе.
'К числу нежелательных явлений, сопутствующих лавинному пробою, относится его локализация в отдельных, большей частью дефектных, участках перехода с пониженным напряжением пробоя. В результате такие участки могут выгореть, если не ограничить протекающий через них ток. Из опыта известно, что это явление не является настолько угрожающим, чтобы резко снижать надежность приборов. Уменьшение локальных эффектов происходит вследствие конечного сопротивления участков перехода, примыкающих к слою эффективного умножения. Если на каком-либо участке ток увеличивается, то на нем возрастает и падение напряжения и к остальным участкам перехода прикладывается большее напряжение. При этом пробой распространяется на соседние участки. С ростом температуры усиливаются тепловые колебания кристаллической решетки полупроводника и сокращается длина свободного пробега носителей. Поэтому для получения необходимой для пробоя интенсивности ударной ионизации следует увеличивать напряжение на переходе. Этим объясняется положительный знак температурного коэффициента напряжения лавинного пробоя (118].
Рост UM С ростом Температуры также (приводит к уменьшению локальных эффектов. Действительно, если га 'каком-либо участке увеличивается протекающий через него ток, то этот участок начинает разогреваться. В результате увеличивается напряжение лавинного пробоя этого участка и, следовательно, ограничивается протекающий через него ток. Таким образом, разогрев дефектных участков с пониженным напряжением пробоя приводит к частичному выравниванию напряжений пробоя ио всей площади перехода.
Роль локальных явлений особенно заметна при напряжениях на переходе, близких к UM, т. е. при больших значениях М. Лавинные транзисторы работают при сравнительно малых значениях М, что является -предпосылкой для повышения надежности.
Наряду с лавинным и тепловым пробоем в узких переходах наблюдается еще один тип пробоя — полевой или туннельный. Он обусловлен туннельным механизмом прохождения носителей через потенциальный барьер перехода и определяет нижнюю границу рабочих напряжений лавинных транзисторов. При полевом пробое также наблюдается резкий рост тока через переход, но при этом нет заметного умножения первичных носителей. Поэтому, как будет видно далее, полевой пробой для лавинных транзисторов обычно нежелателен. При напряжениях UM ниже 5 В для кремния и 2 В для германия наблюдается полевой пробой, а при более 'высоких напряжениях — лавинный. Для напряжения полевого пробоя Uz резких переходов известно выражение [11]
U = I "Рп + 48р₽ ДЛЯ геРмания’ (1 37) г [ 39р„ + 8рр для кремния.
Полевой пробой в сочетании с лавинным часто наблюдается у эмиттерных переходов диффузионных транзисторов, имеющих малую ширину. У всех транзисторов имеет место лавинный пробой коллекторного, перехода, причем UM превышает 20 В. Принципиально можно создать низковольтные лавинные транзисторы с рабочими напряжениями порядка 7—10 В. Такие приборы очень удобны для согласования с обычными схемами и построения интегральных монолитных схем на лавинных транзисторах, для которых желательны низковольтные источники питания.
1.2. Качественное рассмотрение особенностей ВАХ транзисторов в лавинном режиме
Умножение тока в коллекторном переходе транзистора, вызываемое ударной ионизацией, (приводит к увеличению коэффициента передачи тока эмиттера
a — Ma®,
(1.38)
где ао — значение а без учета лавинного умножения.
При М>1 /«о величина «, как и у точечных транзисторов, превышает 1. Подобно последним, лавинные транзисторы при а>,1 имеют ВАХ, содержащие участки, которые соответствуют дифференциальному отрицательному сопротивлению. Это позволяет использовать их в простых регенеративных схемах, не имеющих прямых аналогов с обычными схемами на биполярных транзисторах.
Рассмотрим влияние лавинного умножения носителей в коллекторном переходе на ВАХ некоторых схем
Рис. 1.5. Схемы включения транзистора при обрыве эмиттера (а), базы (б) и включении сопротивления в цепи базы (в).
включения транзистора, показанных на рис. 1.5. В схеме рис. 1.5,а включен только коллекторный переход
Рис. 1.6. ВАХ лавинного транзистора при обрыве эмйттера.
(эмиттер оборван). В этом случае пробой происходит при напряжении, равном Um, а ВАХ, показанная на рис. 1.6, аналогична ранее рассмотренной ВАХ р-п перехода (рис. 1.4,6). В схеме рис. 1.5,6 транзистор включен с
ц оборванной базой. В этом случае в его цепи .проте-эра J г
кает ток
I = Л4/к0/(1 — Л4 a0). (1.39)
,tB схеме оборванной базой начинает сказываться присущая транзистору внутренняя положительная обратная связь, приводящая к увеличению обратного тока коллектора в 1/(1—.Мао) раз. Поэтому при Мао>1, т. е. при критической глубине обратной связи, У—>-оо.
Подставляя М из выражения (1.29), получаем уравнение ВАХ транзистора в этой схеме
I = М1 — “о - (^м)"]- (! -4°)
Из рис. 1.7 и выражений (1.39) и (1.40) можно сделать вывод, что при обрыве базы пробой происходит при
рис. 1.7. ВАХ (а) и ее осциллограмма (б) транзистора П416Б при обрыве базы:
Масштаб 5 В/дел по горизонтали и 1 мА/дел по вертикали.
напряжении U=:Vp <UM, определяемом из условия а0Л4 = 1,
= (1.41)
В этой схеме коэффициент передачи В тока базы при а=и0М—-1 стремится к 'бесконечности
В=а/(1 — а)-> оо (1.42)
При включении в цепь базы резистора R& (рис. 1.5,в) форма ВАХ качественно меняется и у нее появляется участок, соответствующий отрицательному дифференциальному сопротивлению (рис. 1.8). Наличие такого участка обусловлено различием напряжений пробоя в ранее рассмотренных схемах, к которым в зависимости от
величины тока коллектора может приближаться по своим свойствам схема рис. 1.5,в. При малом токе коллектора основная часть его проходит через сопротивле
Рис. 1.8. ВАХ(а) и ее осциллограмма (<>) транзистора П416Б при включении в цепь базы сопротивления.
Масштаб 5 В/дел по- горизонтали и 1 мА/дел по вертикали.
ние 7?б, так как сопротивление эмиттерного перехода при малых токах мало в соответствии с известным выражением
гэ (/э) = (Фг//9) In (4//э0 + 1 )• (1.43)
Поэтому при малых токах свойства схемы рис. 1.5,в близки к свойствам схемы рис. 1.5,я, а пробой начинается при напряжениях, близких к UM- Однако при увеличении тока возрастает падение напряжения на сопротивлении 7?б и ток эмиттера возрастает. Это приводит к уменьшению гэ, в результате чего все большая часть тока коллектора ответвляется в цепь эмиттера. При достаточно большом 1К вывод базы можно считать оторванным, так как /б’С/э —^к- В этом случае свойства схемы рис 1.5,в приближаются к свойствам схемы рис. 1.5,6 и пробой возникает при напряжении t/р. Таким образом, при увеличении тока коллектора напряжение на транзисторе вначале растет, а затем начинает падать, приближаясь к значению Пр. Это и объясняет качественно появление участка с отпицатёльным сопротивлением. При /?б=0 также наблюдается участок, соответствующий дифференциальному отрицательному сопротивлению и обусловленный влиянием сопротивления базы транзистора гс-
На форму ВАХ в схеме рис. 1.5,в существенно влияют некоторые побочные эффекты, иногда наблюдаемые при
работе транзисторов в лавинной области. К ним относятся сквозной пробой транзистора и вторичный пробой (рис. 1.9). Сквозной пробой обусловлен расширением коллекторного перехода при увеличении напряжения на коллекторе. Этот эффект наблюдается у транзисторов с узкой высокоомной базой, вглубь которой и расширяется коллекторный переход. Если последний смыкается с эмиттерным переходом, то сопротивление базы Гб резко возрастает и наблюдается, рост тока коллектора. При часть ВАХ, соответствующая U>UC, отсекается (см. пунктирный участок ВАХ на рис. 4.9). При ^с<П₽ участок ВАХ, соответствующий дифференциальному отрицательному сопротивлению, исчезает. На рис. 1.10 показана типичная ВАХ кремниевого сплавного транзистора МП103, имеющего Uc больше t/р.но меньше См.
Напряжение Uc можно вычислить, приравняв ширину коллекторного перехода со стороны базы минимальной ширине базовой области Для резкого несиммет-
ричного fil3] и плавного переходов соответственно получаем
ис = №%т.п/2ю<щр6-, (1.44)
Uc^2W36mlnqA/3^0. (1.45)
Обычно из-за неоднородности базовой области Минимальная ширина ее W^min бывает меньше конструктивной ширины We- Поэтому сквозной пробой часто носит локальный характер и развивается в участках базы с минимальной шириной. Такое явление, вообще говоря, нежелательно из-за возможности возникновения локальных тепловых эффектов. Однако при сквозном пробое уменьшается активная ширина базовой области, что приводит к повышению быстродействия транзисторов. У некоторых типов транзисторов, например кремниевых сплавных МП103 или МП113. при сквозном пробое быстродействие увеличивается на два-три порядка.
Полезное использование, эффекта сквозного пробоя возможно мри специальной технологии изготовления транзисторов, обеспечивающей высокую однородность базовой области по ширине. Специальные лавинные транзисторы со сквозным пробоем [15, 16] в настоящее время являются наиболее быстродействующими активными переключающими приборами, обеспечивающими возможность формирования импульсов с временем нарастания до 0,01 нс при частоте повторения до 200 — 400 МГц.
Значительно меньше изучен вторичный пробой (рис.
1.9,6 и 1.11) транзисторов, приводящий к резкому спаду
напряжения на коллек-торе (до 1—2 В и менее) при увеличении тока сверх некоторой критической величины [17—19]. Таким образом, это явление представляет определенный интерес для улучшения характеристик лавинных транзисторов. Можно предположить наличие следующих физических механизмов, вызывающих вторичный про-
Рис. 1.11. Осциллограмма ВАХ транзистора П414Б при вторичном пробое:
Масштаб 5 В/дел по горизонтали и 2 мА/дел по вертикали.
бой: тепловая локализация тока в отдельных участках перехода; локализация тока под действием магнитного поля, «токового шнура»; локализация тока под действием радиального электрического поля в базе, обусловленного растеканием тока от центра эмиттерного перехода к периферийным областям базы при лавинном
пробое коллекторного перехода [19]; изменение структуры коллекторного перехода, обусловленное инжектирующими свойствами неидеального омического контакта коллектора.
Более подробно вторичный пробой рассматривается в § 3.2. Здесь можно отметить, что у диффузионно-сплавных транзисторов он обычно носит инжекционный характер и при малых длительностях импульсов не опасен [20, 21, 22]. Имеются данные о полезном использовании вторичного пробоя для уменьшения остаточного напряжения лавинных транзисторов, например приборов типа NS1110—NS'11116 [86].
Участки, соответствующие отрицательному сопротивлению, появляются и у ВАХ других схем ‘включения лавинного транзистора, если напряжение на коллекторе лежит в интервале от L'p до UM- Например, ib схеме на рис. 1.12,а такой участок обусловлен тем, что при аоЛ4>1
Рис. 1.12. Схема включения лавинного транзистора со стороны эмиттера (а) и форма ее ВАХ (d).
ток коллектора превышает ток эмиттера. При положительном токе эмиттера ‘напряжение на нем отрицательно, так как падение напряжения от разности токов коллектора и эмиттера на сопротивлении 7?б отрицательно. При увеличении токов эмиттера и коллектора- падение напряжения на 7?б увеличивается, а напряжение между базой и коллектором падает, пока не достигнет уровня Дальнейшее увеличение тока эмиттера приводит к тому, что аоЛ4 становится меньше 1 и приращение тока коллектора оказывается меньшим приращения тока эмиттера. Это' соответствует положительному дифференциальному сопротивлению в области больших токов.
Для схемы рис. 1.13,а характерна А-образная входная ВАХ (рис. 1.13,6). Такая форма ВАХ также объясняется тем, что ток коллектора при aoA4>d больше тока эмиттера. Поэтому ври увеличении отпирающего потенциала базы ток базы, равный разности токов коллектора и эмиттера, имеет обратную полярность. При увеличении
Рис. 1.13. Схема включения лавинного транзистора со стороны базы (а) и ее ВАХ (6).
тока базы растет ток коллектора, в результате чего из-за падения напряжения на сопротивлении Дк уменьшается напряжение на коллекторном переходе. В момент, когда это напряжение упадет до уровня Др, aoAf становится меньшим 1 и ток базы меняет полярность. Таким образом, на входной характеристике формируется участок, соответствующий отрицательной дифференциальной проводимости.
Из качественного рассмотрения ВАХ можно сделать вывод, что наряду с обычными ВАХ схемы на биполярных транзисторах в лавинном режиме имеют как S-, так и TV-образные характеристики. Это придает биполярным лавинным транзисторам универсальность, не свойственную другим типам полупроводниковых приборов.
Следует отметить, что в рассмотренных схемах все характеристики лавинного транзистора, как будет пока зано далее, являются полностью управляемыми, в отличие от ВАХ таких приборов, как например туннельный диод. Это позволяет строить на лавинных транзисторах простые и высокоэффективные схемы.
1.3. Анализ и синтез S-образных ВАХ лавинного транзистора со стороны коллектора
Наличие S-образных ВАХ со стороны коллектора возможно, если наряду с умножением носителей в коллекторном переходе имеет место изменение эффективности эмиттера. Последнее может быть ^обусловлено нелинейностью сопротивления эмиттерного перехода, приводящей к перераспределению тока коллектора между цепями эмиттера и базы. Форма ВАХ зависит от схемы цепи базы, наличия сопротивлений в цепи эмиттера и коллектора, а также от характера токовой зависимости коэффициента «о от тока [Я2]
В обобщенной схеме включения лавинного транзистора со стороны коллектора (рис. 1.14,а) помимо сопро-
Mlg(U^
Рис. 1.14. Обобщенная (а) и эквивалентная (<>) схемы включения транзистора со стороны коллектора.
тивления /?б и источника управляющего тока /у включены нелинейные сопротивления Вп(13) и Rk(Ik), позволяющие получать ВАХ специальной формы.
В схеме на рис. 1.14,6, эквивалентной изображенной на рис. 1.14,с, транзистор представлен Т-образной схемой замещения по постоянному току, содержащей- нелинейное сопротивление гв(1э) эмиттерного перехода и линейные сопротивления /д базы и г' коллектора [120]. Коллекторный переход представлен тремя источниками тока, отображающими механизм протекания тока коллектора. Составляющей тока коллектора, обусловленной экстракцией неосновных носителей, инжектируемых эмиттером, соответствует источник Мао(1э)1й, тепловому
току коллекторного перехода — источник М/к0 и, нако нец, генерационной составляющей тока коллектора, обу словленной полевым пробоем и другими факторами -На эквивалентной схеме в общем виде учтен;
зависимость и0(1а). За положительное направление уп равляющего тока /у принимается направление, соответ ствующее отпирающей полярности.
Для эквивалентной схемы можно составить следую шие исходные урванения:
= h + (1.46
= Al Ьо (Д) Л + (ко + Ig (^кб)], (1.47
/g = /у + /б, (1.48
ГбЦ + ~ + (?э(Л)Л- (1.49
Решая уравнения 1(1.48) и (1.49) относительно тока/с и учитывая выражения (1.48), находим ток базы
г ’Ру . I Рэ RsUs) . Rg cn,
IЛ —~ ~D-J—г— 1^ I "Ь 1 I Д ~П-i---“ "В----i-- ’ (1 -501
0 Яб + Лб Рэо / 3 ЯбЧ-Гб у Яб + Гб ' '
С помощью выражения (1.50) из (1.46) и (1.47) находим
фу / 1э \ Rs (is) Кб
М= ^б + гб"1п'7^+1/ + /э К?+7Г~/у~Кб-1-Гб +/э tto (Рэ) is + Pro + fg UAtfj)
(1.51)
С другой стороны, на основании уравнения (1.29) 17Кб = = l—i/M. Отсюда
1/ фг Л—+ 1U1 _Кэ(7э) f )+ э Кб+гб
(1.52)
Напряжение на выходных зажимах схемы рис. 1.14,с равно
U = UK6 + /8г8(/8) + /9Д8(7Э) 4- /к/?к(7К) + /к<. (1.53)
Используя выражение (1.46)—(1.53), можно получить уравнения ВАХ, заданные в виде зависимостей
4 = Ч>(4), 1 (154)
Д = ф(/Э; /к; Дк6),|
или в полном виде
Фу к“ Яб + Гб
1
Ч Кб + 'б
у Яб + т6’
i71 ко(л>) л>+/ко +/йТ^кб)
.(1.55)
К
+ <pJn г9-
V эо
Уравнения ‘(1.55) являются обобщенными уравнениями БАХ лавинного транзистора со стороны коллектора. С их помощью при известных зависимостях ао(/э), /?э(Л>), Rk({k) и Ig(UK6) можно рассчитать ВАХ любой частной схемы, вытекающей из общей схемы рис. 1.14,а. Наибольшие трудности при анализе представляет учет зависимости Ig(UKfj), поскольку последняя делает уравнения ВАХ неявными. В этом случае уравнения (1.55) можно решить методом последовательных приближений. В большинстве случаев напряжение лавинного пробоя меньше напряжения полевого или сквозного пробоев и величиной 1ё(.иКб) можно пренебречь. В дальнейшем, если это не оговорено, составляющая Ig(UK6) не будет учитываться.
Для синтеза требуемых ВАХ важное значение приобретает характер влияния того или иного элемента схемы на форму ВАХ. В связи с этим рассмотрим некоторые наиболее важные частные случаи. Например, уравнение ВАХ транзистора в схеме с оборванной базой может быть найдено из общих уравнений, если учесть условия: ^у = 0, /?6 = оо, Дк(/к)=0 и Ra(I3)=0. Тогда
I = /э = 4,
и = им У 1 —[сю(/)/+4о]Д +r'J + + Фу In (1 4- ///э0).
(1.56)
Если пренебречь сопротивлением г' и малым падением напряжения на открытом эмиттерном переходе, то последнее уравнение (1.56) вырождается в ранее полученное упрощенное уравнение (1.40). Из (1.56) можно сделать вывод, что на форму ВАХ лавинного транзистора в схеме с оборванной базой существенно влияет зависимость ао(13). Если эта зависимость имеет нарастающий характер, то напряжение будет падать с ростом тока /=7Э, т. е. появится участок с дифференциальным отрицательным сопротивлением.-
У германиевых транзисторов зависимость ct0 от /э в области малых токов выражена слабо и можно считать ио = const. В этом случае участок отрицательного сопротивления практически не наблюдается (см., например, осциллограмму рис, 1.7,6). У кремниевых транзисторов роль зависимости а0 от 1Э в области малых токов более существенна.
При малой плотности тока в кремниевых переходах имеет место интенсивная рекомбинация носителей, снижающая эффективность инжекции, а, следовательно, и а0 в транзисторных структурах. С ростом плотности тока происходит заполнение рекомбинационных центров и интенсивность рекомбинации заметно снижается. Это приводит к ярко выраженной нарастающей зависимости ао(1а) [11Я). Аналитическое выражение функции ao(J3) для кремниевых транзисторов в широком диапазоне из менения токов отсутствует. Однако расчет ВАХ при использовании экспериментально снятых зависимостей а0(13) подтверждает наличие участков, соответствующих отрицательному сопротивлению при обрыве базы (рис. 1.15). При этом наблюдается хорошее совпадение расчетных и экспериментальных кривых.
Часто применяется схема включения лавинного транзистора, содержащая только источник тока /у и резистор Re в цепи базы. Пренебрегая малыми падениями напряжения на эмиттерном переходе и сопротивлении г', для это^о случая можно из (1.55) получить следующие уравнения ВАХ.
<рг / 1Э А , . Re
— —б—;-------I 7-------Ь 1 I ~h — ‘v ~~d—i--------
к Яб + ^б W эо 1 э y Re + re
U = Vм ]/~ 1 — [do (7g) Л + 7k0]/Zk.
(1.57)
Рис. 1.15. Экспериментальные ВАХ транзисторов при обрыве базы.
Рис. 1.16. Семейство ВАХ лавинного транзистора со стороны коллектора при: а — (Hg+zg) = l кОм и /у =200-мкА (кривая 1), 1у=0, 50, 1’00, 150 и 200 мкА отпмр, — (кривые 2—б); о—/•'=() и Bg =0,5, 1, 2, 5 и 10 кОм (кривые 1—5);
п~3, 1 ctoUg) =0,98= const.
Уравнения (1.57) позволяют оценить основные особенности изменения формы ВАХ при изменении Rs и /у (рис. 1.16). Из рис. 1.16,а видно, что при 7?6=const, изменяя ток /у, можно в широких пределах менять форму ВАХ. Ток 1у отдирающей полярности приводит к изменению напряжения в максимуме ВАХ в пределах от до UM. Ток запирающей полярности почти не меняет
этого напряжения, но приводит к характерному уплощению ВАХ в области напряжений, близких к Им> При этом значение тока, соответствующего максимуму 5-образной ВАХ, практически равно /у.
Как следует из рис. 1.16,6, при увеличении снижается падение напряжения на транзисторе и отрицательное дифференциальное сопротивление уменьшается быстрее с ростом тока коллектора. Напряжение в максимуме ВАХ 'практически не меняется, если Re не очень велико. Подобный характер изменения формы ВАХ наблюдается и при запирающей полярности.
Иная картина получается при изменении Re, если в цепь базы введен ток /у отпирающей полярности, обусловленный, например, поверхностной утечкой тока коллекторного перехода. В этом случае при изменении R$ резко меняется .напряжение U&.
Обычно ток утечки ограничивает увеличение Re, которое в ряде случаев полезно для. уменьшения остаточного напряжения в переключающих схемах. Избежать этого можно, компенсируя ток утечки небольшим током /у запирающей полярности или включая в цепь эмиттера нелинейное сопротивление, например, диода. Иногда, создавая искусственную «утечку», можно использовать зависимость напряжения в максимуме ВАХ от величины Re для управления формой ВАХ.
Почти у всех типов транзисторов отрицательный наклон ВАХ сохраняется вплоть до больших значений /к (даже значительно превышающих значение тока, соответствующее допустимой мощности рассеивания). В двухстабильных переключающих схемах, которые могут длительное время находиться во включенном состоянии, рабочая точка области больших токов будет находиться на участке ВАХ, соответствующем дифференциальному отрицательному сопротивлению. Часто это нежелательно из-за возникновения релаксационных колебаний при большой емкостной нагрузке. Таким образом, ВАХ ряда импульсных схем необходимо придавать специальную форму. Например, требования к ВАХ двухстабильных переключающих схем на лавинном транзисторе можно сформулировать следующим образом:
1) области больших токов ВАХ должно соответствовать минимально возможное напряжение;-
2) в этой области наклон ВАХ должен быть положительным;
И»Ж «ЙКW8W. «лк» »»«r fW8» ^®йЙР
Рис. 1.17. Осциллограмма ВАХ транзистора П416Б при *0 «Ом и /?б =30 кОм, а также при включении в цепь эмиттера диода (#) и резистора (в ).
3) .на рабочем участке .ВАХ мощность, рассеиваемая транзистором, не должна превышать допустимую;
4) напряжение U'& должно быть по возможности большим, близким к Им-
Можно показать [37], что ВАХ 'схемы, не содержащей сопротивления в цепи коллектора или эмиттера, не удовлетворяет .перечисленным требованиям. При наличии «утечки» в коллекторном переходе может оказаться, что увеличение Re для выполнения первого требования ухудшает выполнение четвертого требования. Таким образом, задача синтеза требуемых ВАХ должна базироваться на анализе возможных изменений формы ВАХ при введении в состав схемы тех или иных элементов.
Очевидно, что характер формы ВАХ тесно связан с основными особенностями различных схем. Ввиду их большого разнообразия нецелесообразно рассматривать 'форму ВАХ в отрыве от схемы. Поэтому ограничимся [примером синтеза ВАХ только для переключающих схем, требования к ВАХ которых были сформулированы. Пусть требуется получить S-образную ВАХ от транзистора П416Б. Поскольку единственным способом уменьшить остаточное напряжение является увеличение Re. |го положим" Re достаточно большим (>Ю кОм). На рис. 1.17,а 'показана осциллограмма ВАХ транзистора
ПЛ
П416Б с заметной поверхностной утечкой при Re = =30 кОм. Сопоставление ее с осциллограммой рис. 1.8,6 наглядно подтверждает вывод о том, что .наряду с уменьшением остаточного напряжения заметно снижается напряжение U^, так как в данном случае сказывается большой ток утечки.
Напряжение можно увеличить либо компенсируя ток утечки током /у запирающей полярности, либо включая нелинейное сопротивление в цепь эмиттера. Чтобы не вводить дополнительного источника питания, выбираем второй способ. В качестве нелинейного сопротивления применяем диод, ВАХ которого описывается уравнением 17=|фт1п(///о+'1), где 1=13 и U=iUs, а /о— обратный ток диода. Тогда
£Уч / /а \
«э(/э) = -/ = т11п 1 + т1 (1.58)
7 э 7э \ 7о /
Анализ ВАХ показывает, что в области малых токов, где Rs(l3) велико, напряжение в максимуме стремится к величине UM. При больших токах R3(I3) падает и влияние диода становится несущественным. ВАХ на рис. 1.17,6 гораздо ближе к требуемой, чем приведенная на рис. 1.17,а.
Последний этап синтеза — формирование участка ВАХ с положительным наклоном. Для этого вводим в цепь эмиттера или коллектора компенсирующее сопротивление. Падение напряжения на этом сопротивлении растет с ростом тока (рис. 1.17,в), что компенсирует уменьшение напряжения на транзисторе. Такая ВАХ наиболее полно удовлетворяет сформулированным требованиям.
В релаксационных схемах рабочая точка может оказаться в области очень больших токов, в которой существенную роль играет спад .а0 с ростом тока. В этой области можно пренебречь малым током базы и считать, что 13=1К. В таком случае ВАХ, как и в схеме с оборванной базой, описывается уравнением (1.56). Аналитическое выражение для зависимости a0(I3) можно получить из выражений [119]
Оо = (1 + 1/РоГ1, (1.59)
= S-~Ч(г) + [^+-у(тТ1(1+г)’ (1’60) L Рб 2 \ Lg / J
(1-61)
Где s — скорость поверхностной рекомбинации; Лп —'площадь поперечного сечения пути .проводимости, примерно равная площади эмиттерного перехода; As — эффективная площадь поверхностной рекомбинации; Аэ и £б — длины диффузии неосновных носителей в эмиттерной и базовой областях; Dp —• коэффициент диффузии дырок; Ua — подвижность электронов в эмиттерной области; g(z)—коэффициент ноля, принимающий значения от 1 при малых токах до 0,5 при больших токах.
При большой плотности тока 10) соблюдаются условия g(a)^-0,5; ;(l+z)~z. В этом случае можно пренебречь первым членом в уравнении (1.60). Обозначив
=Jp3 ^б/рб + 0,5 (U76/L6)2] №б M>6/DpAn, (1.62)
можно получить следующие приближённые зависимости р0(4)-1Ж, (1.63)
а0(/э)~1/(1 +FJ3). (1.64)
В результате сделанных приближений зависимость (4.64) оказывается неверной при 1а-+-0, так как она приводит к а0->-1. Между тем при 7э->0 можно считать, что а0 стремится к максимальной величине аот(В (падением ао в области малых токов здесь можно пренебречь). Поэтому зависимость (1.64) можно уточнить, если записать ее в виде
ао(4)-аОтал/(1 +FQ. (1.65)
При этом в области больших токов
U = --«Ornax/U +^4) + Фу 1° (1 + 4/Ло) + Г* I к,
(1-66)
или, если пренебречь малым падением напряжения на открытом эмиттерном переходе,
U^UM ^i-a0’max/(i +FIK) + r'JK. (1.67)
Если в цепи коллектора или эмиттера имеются внешние сопротивления, то в выражение (1-67) следует добавить член, учитывающий падение напряжения на них.
Исследования показали, что у маломощных транзисторов вклады г'к и зависимости од(/э) в создание положительного наклона ВАХ примерно одного порядка. При этом сопротивление ir' существенно линеаризирует ВАХ
в области больших токов. .Величина F имеет порядок 1/? и может быть уточнена сопоставлением эксперименталь ных и расчетных ВАХ. В области больших токов сняц ВАХ экспериментально можно только в импульсном ре жиме из-за большой мощности, рассеиваемой на трап зисторе.
При линейной аппроксимации ВАХ в области боль ших токов ее уравнение заметно упрощается, принима; вид
U = U& + I^, (1.68
где /?т — эквивалентное сопротивление транзистора i области больших токов, учитывающее как объемное со. противление коллектора г", так и влияние зависимости Щу(/э)-
На рис. 1.18 показаны ВАХ транзистора, имеющего данные: £7м=70 В, U^—ЗО В, ао=О,92, F=l/A и г’ = =20 Ом. Из него можно сделать вывод, что данные рас
чета хорошо согласуются с экспериментом, причем в области больших токов линейная аппроксимация ВАХ вполне приемлема.
Экспериментальное исследование большого числа транзисторов показало, что для германиевых транзисторов расхождение между расчетными и экспериментальными ВАХ не превышает
Рис. 1.18. ВАХ в области больших токов:
1 — расчетная при ?к =0, 2 — расчетная npf г^=20 Ом; 3 — аппроксимирующая прямая Кружками обозначены точки эксперименталь иых измерений.
5—>10% при использовании конкретных приборов с точно измеренными параметрами. Для кремниевых транзисторов наблюдается хорошее качественное совпадение зависимостей. Точное сравнение теории с экспериментом в области малых токов для кремниевых транзисторов провес хи не удается из-за -малых значений обратных токов /ко и Jan- Измерение их существенно затруднительно тем, что эти токи суммируются с более сильными токами поверхностной утечки и генерационными составляющими токов.
1.4. Анализ зависимости дифференциального сопротивления от тока и пусковой характеристики лавинного транзистора
В ряде случаев дифференциальное сопротивление в рабочей точке важно для расчета электронных схем. Так, в генераторах синусоидальных колебаний оно определяет условия возникновения колебаний, а в переключающих схемах — нагрузочную способность и зону работоспособности. Дифференциальное сопротивление лавинного транзистора зависит от протекающего через транзистор тока. Для получения этой зависимости запишем уравнения ВАХ для схемы, содержащей только одно сопротивление Ro и источник управляющего тока /у, в виде
U = UM^ 1-1/М, (1.69)
7к = М(а0/9+/к0), (1.70)
1п(^+1)+Л-
L "б'г'б Vso /
1 / (aoZ, + 4o). (1.71)
Ro + гб J /
Дифференцируя эти уравнения по току 13, получим:
dM = di 9 пТИ2 -к = Ма0 di э 1 + (а0 Iэ -1 -1 1 n dM J ~dl7 ’ +'K0)d/9 ’ <Py (a0 /9 f K0) (1.72) (1.73)
di э (Re + гб) («о / э +1 ко)2 (1э + /эо)
— Ф7-1п(7^+ 1)+Л<о(Яб V 90 / + гб) + ао7?б7у | • (1.74)
Дифференциальное сопротивление равно
или, подставляя в (1-75) выражения (1.72) и (1.73), находим
(лМ2 L1 м J dla
а0 AJ *Т
+ (««/,+ 4о)-^Ц - (1-76)
Последнее выражение позволяет рассчитать зависимость дифференциального сопротивления от тока в следующем порядке: 1) из (1.7'1) рассчитываем М, задаваясь рядом значений тока 1Э, 2) из (1.74) находим dMjdIa, 3) из (1.76) вычисляем До. 4) из (1 70) определяем 1К, 5) по данным пп. 3 и 4 строим зависимость До в функции от /к.
При таком алгоритме построения зависимости Ro(Ik) приходится иметь дело с уравнениями в явном виде, что облегчает вычисления. Рассчитанное семейство зависи мостей Rc(Ji-) для наиболее типичного случая, когда 7у=0, a /?6 = var, 'показано на рис. 1.19. Оно построено для транзистора, данные которого приводились ранее при расчете ВАХ. На рис. 1.19 величина Ro указана по
него сопротивления от тока при /у =0 и =0,5; 1; 2; 5 и 10 кОм (кривые 1—5 соответственно).
модулю, так как в расчетном диапазоне токов Ro отрицательно. Из расчетов следует, что лавинный транзистор позволяет получать отрицательное дифференциальное сопротивление, изменяющееся в весьма широких пределах .(практически от нуля до десятков килоом).
Для построения многих импульсных схем представляет интерес возможность изменения в широких пределах напряжения в максимуме ВАХ. Как и для тиристоров, для лавинных транзисторов целесообразно ввести понятие о пусковой характеристике [22], т. е. зависимости напряжения в максимуме U& от тока управления /у
В точке максимума ВАХ имеет условие 7?о=О, что в соответствии с (1-76) возможно при dM]dIa=Q. Из (1.74) видно, что последнее условие выполняется при
<РГ—jj”/ К°----Фта°ln(~г~ + 1) +7ко(7?б + Лб) +
+ а07?б7у..=Д (1.77)
Решая это трансцендентное уравнение методом последовательных приближений или графически, можно найти значение тока 7Э=^ эмиттера в точке максимума ВАХ. Решение показывает, что обычно выполняются неравенства 7'>7ко^>7эо- 'В этом случае (а07'+7ко)/(7'+ +7эо) ««о. Тогда уравнение (1.77) решается относительно I'
=7Э 'В явном виде
Ао (Кб ~Ь Гб) _|_ 11 J1 (1
фу сс0 j j
Подставляя (1.78) в (1.71), можно найти значение М=М' в точке максимума ВАХ _____________+ — +1 Яб + 'б «о э° М =_____
;=7э0
ЛсО “1“ ^90
У ^к0 (7?б + гб) + Фу «о
At> (fis + Гб) ]
Фг«о +
(1-79)
Используя .(1 j69) и (1.79), можно получить зависимость напряжения в максимуме ВАХ от управляющего тока 7У, т. е. пусковую характеристику лавинного транзистора .
ао7Эо|ехр 1 Вб^у . ^ко (^б ^б) .
Фт ФТ-ССр +
Вб/у
Фу
Чу 'ко (
.----+ — + /эо ехр
°б+Гб «О 1
(1.80)
^ко (7?б + гб) фу ССо
(1.80) показывает, что с ростом 7У или 7ко
------ гт --------------- -----и-.т в ,Пределе
Уравнение ( ’, и 7эо напряжение U’$ уменьшается, причем
Следовательно, участок отрицательного сопро
тивления при больших /у или /к0 может исчезнуть. За-висимость Up от тока /ко характеризует температурную стабильность точки максимума ВАХ. Из .(1.80) ясно, что с увеличением R& влияние тока /ко возрастает, что ухудшает температурную стабильность. В области достаточно низких температур можно считать, что /ко пренебрежимо мал. Тогда из (1.80) можно получить более простое выражение (полагаем также /?б^*^б)
Семейство пусковых характеристик лавинного транзистора, рассчитанное для различных значений 7? с, показано на рис. 1.20. С помощью пусковой характеристи-
___________Фт______________, 1 1 1
«о /?б/эо ехР (/у^б/фу + 1) + ССо J
Рис. 1.20. Семейство пусковых характеристик для 2, 5 кОм
(кривые 1—3 соответственно; 4 — линия сопротивления утечки).
ки можно найти напряжение в максимуме ВАХ при наличии «утечки» коллекторного перехода 7?ут, обусловленной, например, его загрязнением или несовершенством технологии. Пересечение пусковой характеристики с прямой, имеющей наклон 1//?ут, определяет значение напряжения //& = //' при наличии утечки. Уменьшение
'приводит к уменьшению напряжения U'^ . Влияние Д’уг сказывается тем сильнее, чем больше Лс- Поэтому при расчете различных схем надо выбирать таким, чтобы при 'наименьшем возможном значении /?ут напряжение Up падало незначительно. Для маломощных германиевых транзисторов приемлемая величина 7?б составляет сотни ом — единицы -Йилоом. У кремнивых транзисторов 7?б можно увеличить до десятков килоом.
Приведенные рекомендации относятся к случаю, когда ток управления 7У фактически является током утечки. При введении внешнего тока управления /у запира-ющрй полярности, превышающего по величине максимальный ток утечки и ток 1ко, можно легко устранить их вредное влияние и приблизить Up к величине, близкой к Um При этом можно значительно увеличить Rs, способствующее увеличению чувствительности импульсных схем к запуску, не ухудшая температурную стабильность ВАХ.
|В некоторых случаях, вводя искусственную утечку путем включения сопротивления между базой и коллектором, можно менять Up, изменяя сопротивления Rs-Как видно из рис. 1.20, пусковые характеристики, соответствующие большим Rs, пересекаются с нагрузочной прямой при меньших значениях напряжения Up. Это свойство делает возможным регулировку параметров импульсов в ряде схем путем изменения Rs или 7?ут.
1.5 Анализ S-образных ВАХ лавинного транзистора со стороны эмиттера
Для схемы включения лавинного транзистора со стороны эмиттера (рис. 1.21,а) в неявном виде ВАХ задана совокупностью уравнений, справедливых и для ее эквивалентной схемы (рис. 1.21, б) {24]:
/б = 4-Л, (1.81)
/к = АПао(/э)/э+4о], (1.82)
Us = гэ(/э) /э + (R6 + гб) (7Э - IK), (1 -83)
Uo = г'к /к + Uk6 + (R6 + гб) (1К ~ /э), (1-84)
где М, как и ранее, определяется из выражения (1.29).
,Утим уравнениям можно придать явный вид, исполь-зуя в качестве их параметра коэффициент лавинного умножения М. В этом случае ВАХ определяется зависимостями U3 = (p(M) и /э=ф(М), где М может меняться от значения М=1 до
M0 = [l-(tZ0/C7№. (1.85)
Рис. 1.21. Реальная (а) и
эквивалентная (<7) схемы включения транзистора со стороны эмиттера.
Используя уравнения (1.81) и (1.84), получаем
/Э(М) =
/ Up ^кб \ \ Re + гб /
Rk + ГК.
Rd+ гб
<х0(/э)А4 1
Rk + гк
R6 + гб
(1.86)
М/ко
Uэ (-А4; /э) — q>r In (1 -ф 1э/1з0) 4~ (7?б -ф гб) [1 — а0 (7Э) М} /э—
-(Яб + гб)ЛЯк0, (1.87)
где использована также формула (1 43).
На рис. 1.22 представлены результаты расчета ВАХ при t7o=4O .В, UM— 55 В, ао = О,98, 7ко=1 мкА, 7э0= =0,1 мкА, <рг = 0,025 В и и = 3. Приведенные зависимости позволяют оценить 'влияние сопротивления в цепи коллектора на форму ВАХ.
Схема включения лавинного транзистора со стороны эмиттера представляет интерес в связи с возможностью применить ее в генераторах синусоидальных колебаний и усилителях, использующих дифференциальное отрица
Тельное сопротивление лавинною транзистора. По условиям ограничения мощности, рассеиваемой на транзисторе, эти схемы работают лишь на начальном участке ВАХ, характеризующемся малыми токами (порядка единиц миллиампер) .«
В области малых токов необходимо определить дифференциальное отрицательное сопротивление в функции от тока эмиттера и координаты особых точек ВАХ: плавающего потенциала эмиттера при токе эмиттера, равном нулю, и экстремума ВАХ по напряжению. Для рас-
Рис. 1.22. Семейство входных S-образных ВАХ со стороны эмиттера при ( = 200’ 300'
500 Ом (кривые 1—3 соответственно).
сматриваемой области можно пренебречь падением напряжения на сопротивлении (J?K+^) и полагать Л4 = =Л10=const Тогда из (1.87) имеем
U3 = Фт(1 + Дэ/Дэо) + С^б + Гб) п -«0 (Д) А1о] 1Э —
— U?6 + гб) к0-
(1.88)
Разделив (1.88) на ток 1Э, находим сопротивление лавинного транзистора со стороны эмиттера по постоянному току
Рэ = In -}- 1) + (^б + гб) П — «о (Д) М)] — S МЭО /
-(^б + /-б)Л4о^ , (1.89)
'э
которое может быть отрицательным.
Дифференциальное сопротивление определяется дифференцированием (1.88) по току /э при од(7э) =«o=const
э Wt’ л
Дэ диф = + (1 «о Af0) (/?б + гб). (1.90)
Оно может быть отрицательным при aoAf0>ifl +фт//э(Дб + + '-б)].
Плавающий потенциал эмиттера можно найти, полагая в ,(1.88) I3=Q,
U^=~(R6 + r6)M0IK0. (1.91)
В точке экстремума ВАХ выполняется равенство /?Эдиф = =0. Приравнивая в связи с этим (1.90) нулю, найдем ток/э=/' в точке экстремума ВАХ
= фг/(«о Мо - 1) (R6 + гб). (1.92)
Подставляя это выражение в (1.88); получаем
Ug = <рг In [1 -р фг/(ао Мо — 1) (/?б + Гб) ^эо]
--фу- (^б + Гб) М/к0- (1 -93)
Форма ВАХ в области малых токов существенно зависит от напряжения <С70 и сопротивления в цепи базы (рис. 1.23). При уменьшении напряжения Uo (рис. 1.23,а)
Рис. 1.23. Семейство входных ВЛХ в области малых токов при const
и (а) и U0!Uconst и (ft6-R6)=var (О).
дифференциальное сопротивление уменьшается, а при участок отрицательного сопротивления исчезает и ВАХ вырождается в обычную входную характеристику транзистора в схеме с общей базой. При t70=const величину отрицательного дифференциального сопротивления можно менять, изменяя величину сопротивления в цепи базы (рис. ;1.23,б).
Для области больших токов интересно оценить максимальное значение тока /эт(а, соответствующего точке пересечения ВАХ с осью ординат. В релаксационных устройствах, использующих лавинные транзисторы в
рассматриваемом схеме включения, эта величина практически определяет максимально возможную амплитуду импульсов тока. В области больших токов можно пренебречь малым падением напряжения на открытом эмиттерном переходе и малым током 1к0. Тогда из (1.87) получим
(7э«(/?б + гб)(1-а0Л4)/э. (1.94)
Приравнивая U3 нулю, получаем условие cto4'l=l, которое, как было показано, соответствует 17Кб=Й р- Учтя это, из (1 86) имеем
I3max = (U0~U^I(RK + Q. (1.95)
Проделанный анализ позволяет полностью рассчитать ВАХ со стороны эмиттера различных электронных схем на лавинном транзисторе. Выбирая необходимые значения Uo, RK и Re, можно синтезировать необходимые формы ВАХ для различных применений.
1.6 . Анализ N-образных ВАХ лавинного транзистора со стороны базы
Из сказанного видно, что со стороны коллектора и со стороны эмиттера лавинный транзистор имеет S-образные ВАХ. Качественно новой особенностью лавинного транзистора, пока не нашедшей достаточно широкого применения, является наличие У-образных входных характеристик со стороны базы. Знание этих характеристик не только полезно для анализа уже известных схем, но и может дать толчок к разработке новых принципов построения схем, подобных принципам построения схем на туннельных диодах {25]. Л^-образная iBAX наблюдается при включении лавинного транзистора по схеме, показанной на рис. 1.24,а. Изменяя сопротивления R3 и RK, а также напряжение t70, можно синтезировать разнообразные по форме и параметрам ВАХ, удовлетворяющие требованиям для того или иного конкретного применения.
Для анализа ВАХ со стороны базы можно использовать эквивалентную схему, показанную на рис. 1.24,6. ВАХ неявно задана системой уравнений
4 + 4 = IK —ГМ [cto (/э) h + 7ко], (1-96)
Ue + 1егб == 4гэОэ) + RRs, (1-97)
+ Uk6 + IKRK — Uo, (1.98)
' М = [1-((7кбед-*, (1.99)
общее решение которой, к сожалению, оказывается слишком сложным. В связи с этим примем упрощающие анализ условия: 7?к^>7?э; 7s^>/Ko; ао(7э) =«о=const
эквивалентная (6} схемы включения транзистора со стороны базы.
Исключим также из рассмотрения и малое сопротивление гк', полагая, что оно входит в состав 7?к. В этом случае для построения ВАХ задаемся рядом значений /к и находим
f/K6=^o-4^- (1Л00)
Затем из <(1.99) и (1.100) вычисляем соответствующие значения
M = {l-[(U0-IKRK)IUM]^ , (1.101)
и из правой части уравнения (1.96) определяем ток эмиттера
/э = (/к — Л4/к0)/а0 7W, (1.102)
а из левой — ток базы
/б = 7К - /э = /к [1 — (1/а„ /И)] + (М7к0/а0 М). (1.103) Наконец из выражений (1.97) и (1.103) находим напряжение на базе
иб = I6rG’-I3R3-<pr In (i;+ /8//э0). '(1.104)
Таким образом, благодаря введению промежуточного параметра 7К, найден алгоритм построения ВАХ в виде зависимости J6=f('Ue), заданной в параметрической форме,
^6 ф (^к)> U6 = q(JK).
(1.105)
На форму ВАХ существенно влияют величины /?к, Ra и Uo (рис. 1.25). Как видно из рис. 1.25,а, увеличение t/0' приводит к увеличению тока в максимуме ВАХ, т. е. ха-
Рис. 1.25. Семейства входных /V-образных ВЛХ транзистора со стороны базы при (7^=66 В, а0 =0,98, (рт=0,025 В,п=3, /к0=
=1 мкА, /Эо =0,1 мкА, а также при 1\к =5 кОм и различных Uo~var (а), = var
(б) и /?э—var (в).
рактеристики являются управляемыми. При напряжении участок, соответствующий отрицательной проводимости, исчезает и ВАХ вырождается в обычную входную характеристику транзистора в схеме с общим эмиттером (кривая /). Сходный характер изменения формы ВАХ дает уменьшение сопротивления RK. В обоих случаях участок отрицательной проводимости наблюдается при малых напряжениях на базе, не превышающих
Участок, соответствующий отрицательной проводимости, при больших напряжениях на базе можно сформировать, включив сопротивление RB в эмиттерную цепь (рис. 1.25,в). Осциллограммы типичного семейства ВАХ транзистора П423, параметры которого близки к расчетным, приведены на рис. 1.26.
Рйс. 1.26. Осциллограммы JV-образных ВЛХ при £70=var (а) , =
•var (б) и J?9=var (в).
Масштаб ОД В/дел по горизонтали, 50 мкА/дел по вертикали для осциллограммы (а) и 100 мкА/дел для других осциллограмм.
Осциллограммы .на рис. 1.26,а сняты для 7?э=0 и Ак=5 кОм при Uo, меняющемся через 3 В от [7о=ЗО В для ВАХ с минимальным током в максимуме. Осциллограммы рис. 1.26,6 сняты при С7О=45 В, 7?э=0 и RK, меняющемся через 1 кОм от J?k=1kOm для ВАХ с максимальным током в максимуме. Осциллограммы на рис. 1.26,в сняты при t7o=55 В, RK=3 кОм и Ra, меняющимся через 100 Ом от /?э=50 Ом для ВАХ с наименьшим уровнем напряжения.
Сопоставление этих осциллограмм с вычисленными ВАХ показывает, что расчет как в качественном, так и в количественном отношении хорошо согласуется с экспериментом.
Приведенные данные позволяют сделать некоторые выводы об особенностях А-образной ВАХ лавинного транзистора. Прежде всего следует отметить, что в отличие от ВАХ туннельного диода, А-образная ВАХ лавинного транзистора полностью управляема, причем ее форма и параметры могут изменяться в широких преде-КП
дах. Так, значение тока в максимуме может меняться от единиц миллиампер до единиц микроампер. Отношение тока в максимуме к току в минимуме может доходить до нескольких сотен. Интересна возможность значительной растяжки участка отрицательной проводимости с помощью сопротивления 7?э.
Наличие управляемой А-рбрдзной ВАХ лавинного транзистора существенно расширяет возможности его применения. В частности, на лавинных транзисторах может быть 'выполнен ряд схем, идентичных по принципам построения схемам на туннельных диодах: генераторов синусоидальных колебаний, индуктивных релаксаторов, переключающих схем и др. С помощью А-образных входных ВАХ может быть рассчитана чувствительность импульсных схем к запуску.
Глава 2
АНАЛИЗ' ДИНАМИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ЛАВИННОГО ТРАНЗИСТОРА В ИМПУЛЬСНЫХ
СХЕМАХ 1
2.1. Эквивалентная схема лавинного транзистора на участке, соответствующем отрицательному сопротивлению, при включении со стороны коллектора
Рис. 2.1. Импульсная схема на лавинном транзисторе.
Схема на рис. 2.1 [26, 28] является основной для большинства устройств, выполненных на лавинных транзисторах. В ней ток в цепи базы задается не ют источника тока, а от источника напря- . ^б жения Еб- Ток базы на участке, соответствующем отрицательному сопротивлению ВАХ, когда эмит-терный переход открыт, а диод. Дб (предотвращающий пробой эмиттерного перехода при закрытом транзисторе) закрыт, можно 'рассчитать по формуле
Аз= Щз 4- маэ (Д)]/(^?б 4- г б)-
(2.1)
Зависимость usa(ils) напряжения на эмиттерном пере, ходе от тока эмиттера нелинейна, и при открытом эмит-терном переходе напряжение на нем слабо меняется при изменении /э- Поэтому можно считать, что иъъ(1а) % ~t/63='const, причем йбэ~0,14-0,2 В для германиевых и U69=0,34-0,6 В для кремниевых транзисторов. Учтя, что для схемы рис. 2.1 обычно выполняется условие
Еб^ибэ(1э), (2.2)
можно считать, что ток базы, соответствующий заданной рабочей точке, на участке отрицательного сопротивления постоянен и равен
Лз = -j- Uбэ)/(7?б гб)- (2.3)
Разобьем ВАХ на два участка. Для участка выше точки максимума ВАХ с учетом лавинного умножения носителей можно записать
/к = (- а М16 4- ЛДк0)/( 1 - а М), (2.4)
тде знак (—) перед /б учитывает запирающую поляр ность тока /б- Для участка ВАХ ниже точки максимума (область малых токов /к^/б) эмиттерный переход закрыт. а «0 и
4 = ЛДко = 4о [ 1 - (СШи)Т1 • (2-5)
Рассмотрим малосигнальные эквивалентные схемы лавинного транзистора, характеризующие работу устройства на участке ВАХ, соответствующем дифференциальному отрицательному сопротивлению (26, 27, 99]. В этом случае вместо (2.4) воспользуемся операторным выражением
/ (а _ а м f6_________МГк<> (2 6)
где
a (s) = а0/( 1 4- s/Wj.), (2.7)
и ао — низкочастотное значение а(ш->0), wT — предельная круговая частота в схеме с общим эмиттером, обратная среднему времени пролета тт; s— оператор.
Подставив (2.7) в (2.6) и заменив s на dldt, получим
diк _____1________j_____сер Л1/ б__________
~dt (а0М—1)ау “ к ИоМ—1 aQM— 1
_______М_______ dfк0 zo о\ (а07И—1) wT dt • 1 ’ 7
Поскольку =-^52- ^2., то> no-
di dUK3 dt di dUK3 dt
лагая д1к0 = 0, переписываем (2.8) в виде
дИкЭ
(2-9)
где Со = [(а0 М - 1)^^., (2.10)
и = UK3/Re = со, Л17б/(а0 М - 1) - М1к0/(а0 М - 1), (2.11)
a Rc— статическое сопротивление транзистора в рабочей точке.
Из (2.9) следует, что эквивалентная схема на постоянном токе (рис. 2.2,а) содержит параллельно включен-
а 5 ё
Рис. 2.2. Эквивалентные схемы транзистора при включении его со стороны коллектора.
ные положительное статическое нелинейное сопротивле-ние Re и отрицательную емкость Со (Со^'О, так как на рассматриваем'ом участке ВАХ dUK3/dIK^.O и ао-М>1). Для анализа устойчивости важны эквивалентные схемы ка переменном токе. В этом случае dUK3/dIKR^O определяет дифференциальное сопротивление лавинного транзистора, которое находится из (2.11) при UKa^UK
До = ^ = - («о -м - 1 )а/ао Г6 .
°'kR dUK
Тогда из i(2.il'0) при w^wT
Со = [(«о М — 1) wT До]-1-
(2.12)
(2.13)
.Величина До'Со равна 'постоянной времени транзистора в схеме с общим эмиттером трм с учетом влияния умножения носителей в коллекторном переходе
= RoC° = Ка°М ~ 1 )ЧГ’- (2.14)
Используя выражение для тока эмиттера
/э = 7с/(а0/И—1), (2.15)
можно найти как функцию от /э
До = - (ао 7W - 1 )/<хо 1Э^ , (2.16)
имМЦ1 — 1/М)п
Таким образом, эквивалентная схема на переменном токе состоит из параллельно включенных отрицательного дифференциального сопротивления Ro .(так как dM/dUv>0 и аоЛ4>1) и отрицательной емкости Со-
'Проделанный анализ учитывает инерционность лавинного транзистора, соответствующую только частотной зависимости а. Другой причиной инерционности, которую следует учитывать, является -влияние емкости Ске коллекторного перехода. Поскольку эта емкость создает обратную связь, то ее действие эквивалентно влиянию некоторой составляющей выходной емкости См, усредненное значение которой
= (2-17)
где
Р0м = аоЛ4/(1-аоМ). (2.18)
Из последних выражений
См = -Скб/(ао/И-1). (2.19)
Так как а0М>1, то емкость См также отрицательна. Таким образом, полная эквивалентная схема, учитывающая оба механизма инерционности, принимает вид, показанный на рис. 2.2,6. Полная отрицательная емкость лавинного транзистора
Ст = Со + ^=[(00 М - Y)wT До]-1 -Скб/(а0 М- 1). (2.20)
рассматривая импеданс схемы рис. 2.2,6, запишем
Z = R3 + lwL3, (2.21)
где r Rs = Ro/( 1 + q), (2.22)
U = - С,Ry (1 + w*R% С2). (2.23)
Из выражения (2.21) следует, что эквивалентную схе-л»у лавинного транзистора можно представить и в виде последовательно соединенных отрицательного сопротивления RB и положительной индуктивности £э (рис.2.2,в). Такая схема соответствует традиционной эквивалентной схеме приборов с S-образной ВАХ [3], но менее удобна для анализа из-за частотной зависимости эквивалентных параметров R3 и L3. На низких частотах (w<^wT)
R9 -> Ro < 0; L3-*~ C,R* > 0. (2.24)
Используя выражения (2.20) и (1.51) нетрудно построить зависимость Ст от тока коллектора (рис. 2.3) гри
C^ = C'K6(U'JUK6Y, (2.25)
где С'б —емкость коллекторного перехода при некотором напряжении £/'б > а — показатель степени, зависящий от типа транзистора.
Рис. 2.3. Зависимость модуля отрицательной емкости от тока коллектора npa/?6=var. fy-0, fT=220 МГц. СкС=8 пФ, Овб—Б В,а=1/3.
Черными кружками показаны результаты экспериментальных отсчетов Ст.
Из рис. 2.3 следует, что зависимость CT=if(/K) близка к линейной. По мере роста тока и при увеличении Rs наблюдается преобладающий рост емкости Со по сравнению с емкостью СМ- Экспериментально емкость Ст отсчитывалась в момент возникновения колебаний на участке ВАХ, соответствующем отрицательному сопротивлению при ее компенсации положительной емкостью.
Из приведенных рассуждений видно, что учет инерционности лавинного транзистора с помощью эквивалентной отрицательной емкости удобен для проведения измерений и анализа устойчивости. При измерении Ьэ необходима специальная аппаратура, работающая в широком диапазоне частот.
2.2. Устойчивость и режимы работы основной переключающей схемы на лавинном транзисторе
В зависимости от выбора рабочих точек на различных участках ВАХ и характера их устойчивости основная схема рис. 2.1 может работать в различных режимах. Для импульсных устройств представляют интерес следующие режимы работы схемы: 1) двухстабильный (триггерный) [26, 37, 107], 2) ждущий релаксационный [28, 31, 39, 40, 76, 78], 3) автоколебательный релаксационный [28, 30, 45, 48, 49, 73], 4) режим схемы временной задержки [42, 54, 46], 5) режим нелинейного управляемого сопротивления [100—102].
От характера устойчивости рабочих точек зависит не только режим работы, но и принципиальная возможность построения тех или иных устройств на лавинных транзисторах. Поэтому вопрос об устойчивости рабочих точек весьма важен [26, 99]
Рабочая точка, выбранная на участках ВАХ с положительным дифференциальным сопротивлением, всегда абсолютно устойчива. Поэтому анализ устойчивости достаточно проводить только для рабочих точек, расположенных на участке ВАХ с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Для этого можно использовать эквивалентную схему, показанную на рис. 2.2,6.
Рис. 2.4. Схема, эквивалентная изображенной на рис. 2.1.
Рассмотрим схему на рис. 2.4, для которой принято jjh=iPk=|O. Кроме того, здесь емкость С включает в себя емкость См, емкость нагрузки Сн и паразитную емкость монтажа. Транзистор представлен двухполюсником S, свойства которого описываются уравнением (2.9). Для схемы рис. 2.4 справедливьщнелинейные уравнения:
= (сс0 М — 1) wT 1К — а0 MwT /б, dliKS __ Ек Скэ /к
di ~ СЕ С ’
(2.26)
(2.27)
решение которых в общем случае связано с большими трудностями. Однако при анализе достаточно ограничиться рассмотрением устойчивости только особых точек, соответствующих пересечению ВАХ с нагрузочной прямой. Поскольку рассматривается устойчивость в малом, то обозначим исходные координаты таких точек по напряжению и току через UQ и Л:н и придадим им небольшие приращения v и i. Тогда
— U0 + v,
Для особых точек можно записать
[(Ек-По)/Я]-^ = 0, IKR = “О М° У(а0 М0 — 1)>
(2.28)
(2.29)
(2.30)
(2.31)
где, как и ранее, 7И0 есть М для фиксированного значения UKa=U0.
Подставляя, с учетом этих условий, (2.28) и (2.29) в (2 26) и (2.27) и учитывая разложение в ряд Тейлора зависимости
/14(П0 + о)^/Ио + 4^И
(2.32)
получаем систему линейных относительно малых приращений v и i дифференциальных уравнений
—-=(аоЛ1о—1)ш7. i + cn.owTI3—v, (2.33)
dt г 1 dv
— =---------------— (9.34}
dt С
RC
Характеристическое уравнение этой системы имеет вид № + <т% + р = 0, (2.35)
где а = [ 1 IRC — (а0 М, — 1) wr], (2.36)
и 1 Г дМ (а0М0—1)С4'Г 1
р — с |а°/8 J . (2.37)
Корни характеристического уравнения равны
1 ° . 1/^ * 1 Г 1
л1,2 — 2 ± V 4 2 LЛС
— («оМо — 1)w 1+ Г(«оЛ10 — 1)wT — -У* —
J z 1/ L J
~ 4 * * * В f г дМ (“о Мо — 1) “'г 1 /о оо\
с [соа’т^э Р J ’ (2.38)
или
Л,2 =4-Rao7W°—1)“V— -irl+v V z l J z p L
n 1 Г 4(a0M0—1)^ 1 1 TV"
I)u’r pcj C 4#ol Я/ *(2-39)
Устойчивость рабочей точки возможна, если действительная часть обоих корней характеристического уравнения отрицательна. Из (2.39) следует, что это возможно при одновременном выполнении двух условий:
R > | Ro R < 1 /(«о Мо - 1) wT С. (2.40)
Первое из них является условием устойчивости по постоянному току, а второе — по переменному. Объединяя эти условия, получаем условие абсолютной устойчивости рабочей точки
|Rol<R< l/(a0M0— 1)и>гС, (2.41)
откуда следует |Ro|<R<L3a/RoC, (2.42)
где Ьэа — значение L3 при Ст = Са (L»a=—CaR^).
В зависимости от положения нагрузочной прямой относительно ВАХ лавинного транзистора и устойчивости, точек их пересечения возможны различные режимы работы. Подробно эти режимы рассматриваются стр и ог.и-
сании соответствующих схем. Поэтому здесь ограни
чился только основными положениями о возможности
осуществления различных режимов основной схемы (рис. 2.1), вытекающими из теории устойчивости.
На рис. 2,5 показаны возможные варианты располо
жения нагрузочной прямой для схемы рис. 2.1. Вариант а соответствует трем точкам'*пересечения нагрузочной
прямой с ВАХ. Точка 1 всегда устойчива, так как находится на участке, соответствующем положительному дифференциальному сопротивлению. Точка 2 всегда неустойчива, так как 7?<|i/?o|. Точка 3, в зависимости от соотношения параметров схемы, может быть как устойчивой, так и неустойчивой. В первом случае схема будет работать как двух-
Рис. 2.5. Нагрузочная прямая для различных режимов работы.
стабильная переключающая схема, во втором — как
ждущий релаксационный генератор, исходное состояние которого соответствует устойчивой точке 1.
Вариант б является наиболее подходящим для построения двухстабильных схем,’ так как обе точки / и 4 на участках положительного сопротивления устойчивы при любой емкостной нагрузке схемы. Однако в большинстве случаев в точке 4 рассеиваемая транзистором мощность превышает допустимую. Поэтому такой режим возможен при специальном формировании ВАХ. Это
достигается включением последовательно с лавинным
транзистором сопротивления, компенсирующего отрицательный наклон ВАХ (например, RK в схеме рис. 2.1).
Ждущий режим работы возможен и в том случае, если нагрузочная прямая совпадает- с прямой в. При этом единственная рабочая точка 4 устойчива и соответствует включенному состоянию лавинного-транзистора. В таком режиме лавинный транзистор запирается запускающим импульсом запирающей полярности, после чего накопительный конденсатор Сн начинает заряжаться. Когда напряжение на нем достигнет напряжения лавинный транзистор включается, конденсатор разряжается и рабочая точка 'возвращается в исходное состояние. Разряд конденсатора происходит с задержкой на
время заряда, что позволяет использовать этот режим в схемах временной задержки.
Если нагрузочная прямая пересекает ВАХ в одной точке на участке дифференциального отрицательного сопротивления (прямая г), то возможны несколько режимов работы схемы рис. 2.1. При устойчивой рабочей точке схема может использоваться в качестве усилителя, индуктивного элемента и компенсатора потерь во внешней электрической цепи. Если же рабочая точка неустойчива, то схема будет работать в автоколебательном режиме, генерируя релаксационные или гармонические колебания.
При больших /б 'в области максимума ВАХ появляется характерный участок с малым положительным дифференциальным сопротивлением. Можно так расположить нагрузочную прямую (прямая д), что рабочая точка 5 будет находиться на этом участке. Очевидно, что она устойчива. При этом рассматриваемая схема работает как ждущий релаксационный генератор, причем транзистор автоматически выполняет роль стабилизатора начального напряжения Uo на конденсаторе Сн, которое стабилизируется на уровне, близком к VM- Релаксационные генераторы в этом случае не критичны к изменению напряжения питания Ек. Однако их недостатком является 'большая мощность, рассеиваемая транзистором в исходном состоянии, и возможность модуляции амплитуды импульсов шумами коллекторного перехода, обусловленными его пробоем.
2.3. Анализ основной релаксационной схемы на лавинном транзисторе
Малосигнальная теория устойчивости неприемлема для анализа формы импульсов в релаксационных схемах на лавинных транзисторах. При генерации релаксационных колебаний рабочая точка движется по нелинейным участкам ВАХ и дифференциальные уравнения, описывающие работу схемы, становятся нелинейными «в большом». Поэтому релаксационный процесс удобнее анализировать с помощью метода заряда, который для рассматриваемых схем впервые был применен в работе [28}, и затем развит в [20—33, 78].
В работах ,[28—32] разбирается физическая модель релаксационного генератора на лавинном транзисторе при отсутствии сопротивления в разрядной цепи и достаточно малой величине накопительной емкости С. При этом показано, что амплитуда импульсов прямо пропорциональна величине С, а длительность не зависит от последней. Был обнаружен интересный эффект полного разряда 'накопительного конденсатора, противоречащий классической теории релаксационных схем на безынерционных приборах с S-образной ВАХ. Последняя предсказывает разряд накопительного конденсатора до напряжения, близкого к U& .
В большинстве практических схем релаксационных генераторов '(рис. 2.6) нагрузочное сопротивление служит для съема коротких выходных импульсов. Кроме того, в ряде случаев бывает необходимо использовать большие значения накопительной емкости С. В такой
ситуации ранняя теория не только количественно, по и качественно отличается от экспериментальных наблюдений. Предлагаемая теория лишена этих недостатков [33, 73].
Полный цикл работы релаксационного генера-юра в ждущем режиме можно разбить на шесть характерных этапов с различными длительностями:
1) исходное состояние
(to), 2) подготовка (Е), 3) рост разрядного тока (tp), 4) спад разрядного тока (tc), 5) задержка восстановле-
ния (t3), 6) восстановление (tB) (рис. 2.7). В автоколебательном режиме работы транзистор включается автоматически и можно принять ^) = А = 0.
В исходном состоянии эмиттерный переход закрыт, если выполняется условие
4 « E6/R6 10к = (FK - U0)lRK. (2.43) В этом случае схема устойчива, так как рабочая точка (см. точку 5 на^рис. 2.5) находится на участке S-образ-Ной ВАХ с положительным дифференциальным сопротивлением. Конденсатор С запяжен до начального на-
пряжения Uo, близкого к UM. При подаче запускаюц го импульса ток /с уменьшается и рабочая точка пом дает на участок отрицательного дифференциального с
Рис. 2.7. Характерные формы импульсов в схеме рис. 2.6 при малой (-и большой (--------------------------) емкости С.
противления, в результате чего транзистор включаете и разрядный ток увеличивается.
Стадии роста разрядного тока предшествует стади1 подготовки, обычно имеющая очень малую длительное!! tR. Тем не менее в ряде случаев порядок /п полезно оце нить. Для этого воспользуемся эквивалентной схеме!
входной цепи лавинного транзистора, показанной рис. 2.8,о. Здесь Свх— общая входная емкость схемы» включающая в себя входную емкость транзистора,
кость диода Дб И монтажа (при использовании высокочастотных транзисторов Свк имеет величину ~10 пФ). Двухполюсник с TV-образной ВАХ, показанной на рис. 2.8,6, отражает нелинейное входное сопротивление лавинного транзистора и диода Дб. Участок а дТ-образной ВАХ является частью ВАХ трайзистора, а участок б — прямой ветвью ВАХ диода. Нагрузочная прямая в и рабочая точка 1 соответствуют исходному состоянию схемы. При этом напряжение на базе к моменту запуска равно падению напряжения на диоде
«б (0) = ид = In (/д/70 + 1), (2.44)
где, считая UR малым (десятые доли вольта), имеем 1ц——Лш=£б/Дб—<(ЕК—Uq)/Rk.
При подаче запускающего импульса тока i3(t) отпирающей полярности диод Дб закрывается и начинается заряд емкости Свх, который описывается нелинейным дифференциальным уравнением
с^~~ IM + (2.45)
at Kq
В процессе заряда Свх нагрузочная прямая в смещается, пока не займет критическое положение г, соответствующее критическому положению рабочей точки 2 (дальнейшее смещение нагрузочной прямой приводит к скачку рабочей точки в положение 3 и включению лавинного транзистора). В этот момент напряжение ug равно Uf,(tR). Время /п определяется из (2.45) как время, в течение которого Ыб меняется от начального уровня Пб(0) = £7д до конечного
«б<°)
/П = СВХ f -------------. (2.46)
‘ J г8(О + ^б(«б)-(^б + «б)/Лб
“б( 'п)
Для определения tD сделаем ряд допущений. Учитывая, что в точке 2 u§(tR) мало (не более 0,1—0,15 В), можно принять U6(tB)=0 и Еб1>Иб- В течение основной части fn рабочая точка из положения 1 двигается в положение 2 по горизонтальному участку TV-образной ВАХ, что позволяет считать 1б(иб) =/ок= (Ек—U0)IRK—const. Полагая, что запуск происходит током i3(t) =/3=const, находим
I ___________Свхбд________ zg
П /з + (£к-60)/Т?к-£б/«б '*
или при сильном запускающем сигнале
ta = Стил113. (2.48)
Например, при /3=50 мА (такой ток обеспечивается при амплитуде запускающего импульса 5 В и выходном сопротивлении источника 100 Ом), В и Свх=
= 10 пФ имеем £п=0,1 нс. Следовательно, задержка оказывается очень малой, что является достоинством схемы. Еще меньшую величину tn можно получить, исключив диод Дб и источник смещения базы, а также уменьшив Дб и Ек (последнее необходимо для перевода генератора в ждущий режим). В этом случае при использовании специальных лавинных транзисторов, например, ГТ338, ta можно сделать меньше 0,05—0,1 нс при 10 мА.
После включения лавинного транзистора развивается релаксационный процесс разряда конденсатора. Он протекает в два этапа роста и спада разрядного тока, для которых характерна большая величина разрядного тока i, на несколько порядков превышающая токи /ок и /б, протекающие через резисторы и 7?б- Поэтому ими можно пренебречь и для указанного случая представить физическую модель генератора в виде, показанном на рис. 2.9,щ где учтено последовательное сопротив
Рис. 2.9. Физическая модель релаксационного генератора (а) и его эквивалентная схема ( б).
ление Rt лавинного транзистора в области больших токов. Емкость коллекторного перехода СК^<^С не учитывается, так как для современных лавинных транзисторов она мала.
На стадии роста тока инжектируемые эмиттером дыр-Хй двигаются в базе по направлению к коллекторному переходу. Часть дырок по пути рекомбинирует с электронами, а часть остается в базе, создавая в ней пространственный заряд неосновных носителей. Входя в коллекторный переход, дырки иницируют ударную ионизацию в нем, что приводит к зарождению вторичных электронно-дырочных пар. Вторичные дырки переносятся в коллектор, а вторичные электроны — в базу. Появление в базе заряда основных носителей вызывает снижение потенциального барьера эмиттерного перехода и встречную инжекцию новых дырок.
Протекание токов во внешней цепи и 'внутри транзистора связано с переносом и накоплением зарядов подвижных носителей. Математический анализ модели рис. 2.9,а упрощается, если рассматривать приращения зарядов: носителей, протекающих во внешней цепи dQ, неосновных носителей, накапливающихся в базе, dQs, и неосновных носителей, входящих в коллекторный переход, dQmc. Баланс приращений зарядов описывается уравнениями:
dQs — nydQ — dQmc, dQ = MdQmc, (2.49) где у— эффективность эмиттера, и— коэффициент переноса. В первом уравнении .(2.49) умножением dQ на х<1 учтена рекомбинация носителей, а во втором — умножением dQmc на М^1 учтено умножение носителей в коллекторном переходе. Эффективность эмиттера определяется отношением
У = ^эр/(Чр ^эл)> (2.50)
где iap и ian — дырочная и электронная составляющие эмиттерного тока..
Если емкость С сравнима с СКб, то вместо второго Уравнения (2.49) следует использовать уравнение [28,29]
dQ = CMdQmcl(C + Скб) = M3^dQmc, (2.51)
учитывающее, что часть заряда Qmc накапливается в обедненном слое коллекторного перехода и не участвует в создании вторичных носителей. Из последнего выражения следует, что учет емкости СКб 'в последующем анализе сводится к замене М на эффективный коэффициент умножения |МЭфф, равный
Л4эфф = СМ/(С + Скб).
Из уравнений ('2.49) имеем
dQs = (иу — l/M)dQ. (2.52)
iB стадии, предшествующей регенеративному росту тока, эмиттерный переход закрыт, гэр^0, у» О и dQs<0. Это означает, что при любом начальном умножении М=М0 регенеративное накопление зарядов в базе транзистора невозможно и исходное состояние стабильно. При подаче запускающего импульса isp растет, у увеличивается и в некоторый момент времени достигает критической величины
укр=1Ш10. (2.53)
Начиная с этого момента, приращение dQs становится положительным, что означает регенеративное накопление заряда неосновных носителей Qs в базе и рост разрядного тока i. Уже в само.м начале этого процесса у достигает установившейся величины (уо>укр) и и = = ху->а0. Для современных транзисторов, используемых б лавинном режиме, можно принять, что при токах выше 5 мА a=iao = const (спад а при больших токах учитывается введением в модель рис. 2.9 сопротивления /?т). Однако ток не может увеличиваться безгранично из-за разряда конденсатора С и спада напряжения на транзисторе ит. Последнее приводит к уменьшению М. В конце стадии роста тока М падает до критической величины
М = Мр = 1/zyo = 1/а0, (2.54)
соответствующей спаду напряжения на транзисторе до уровня «т=|Пр. '.При дальнейшем снижении ит М становится меньше Мр и dQs меняет знак (dQs<0 при М<МР), что означает спад разрядного тока и уменьшение заряда неосновных носителей, накопленных в базе. Это объясняется тем, что при уменьшении интенсивности ударной ионизации в коллекторном переходе недостает вторичных электронов, входящих, в базу, для полного покрытия их потерь из-за рекомбинации и выхода из базы через эмиттерный переход.
Для последующего физическую модель рис. 2.9,a удобно представить в более простом виде, показанном на рис. 2.9,6. Здесь двухполюсник с S-образной ВАХ следует рассматривать как .«черный ящик», внутри которого накоплен заряд Q,. Поскольку на стадиях роста и спада разрядного тока транзистор работает в активной
области, то для Qs можно с некоторым приближением записать [5]
Qs = i хт =.. = i/wT =.. , (2.55)
эфф I т эфф ’ v •
где ту эфф — эффективное время пролета, w-гэфф— эффективная предельная частота.
В общем случае ттэфф отличается от обычного времени пролета ту. !В лавинном режиме работы существует ряд механизмов, приводящих к этому различию. Например, внутреннее поле в базе, обусловленное входом в базу вторичных электронов, может привести к некоторому ускорению движения дырок. На величину ттэфф существенно влияет сдвиг границ коллекторного перехода с ростом тока [32, 36, 108], растекание носителей от их кратчайшего пути к периферийным областям структуры и другие эффекты. Поэтому ттэфф является интегральным параметром, при правильном выборе которого мож-гю учесть указанные эффекты. Если же эти эффекты ОТСУТСТВУЮТ, ТО МОЖНО СЧИТаТЬ Т-р эфф = Тт=|1/Щт.
Баланс зарядов в схеме рис. 2.9,6 определяется выражением
Qc + Qs = O70. (2.56)
Для момента, когда i=Iv, считая, что за время tp общий заряд CU0 не успевает заметно измениться, находим заряд Qcp, оставшийся на обкладках конденсатора:
QCp = CU0 /р хт Эфф, (2.57)
соответствующий напряжению на конденсаторе
ыср = VC = ’’-г эфф IC- (2.58)
Для рассматриваемого момента
/Р = (ыСр-^Ж + ^т). (2.59)
что после подстановки .(2,58) дает важную зависимость между амплитудой импульсов разрядного тока /р и параметрами схемы и транзистора (рис. 2.10)
/р = Эфф/С(7?н + /?т)]-1, (2.60)
где ’ ’ l
/Р max = (U. ~ + /?т), ' (2.61)
КтаХ — максимальное значение 1Р при С—>оо. Коэффициент k характеризует отношение постоянной времени
Рис. 2.10. Обобщенная зависимость амплитуды импульсов разрядного тока от нормированной постоянной времени разрядной цепи.
внешней цепи C(Rk+Rt) к эффективному времени пролета Тт эфф
£ = С(/?т + /?н)/^эфф-(2.62)
На рис. 2.10 показаны точки экспериментальных измерений амплитуды импульсов разрядного тока для ряда релаксационных генераторов, выполненных на транзисторах различного типа. Из
сопоставления их с теоретической кривой следует, что выражение (2.60) дает впол-
не приемлемую точность.
Из (2 55) и (2.60) можно найти величину заряда, накопленного к моменту, когда i=Iv
Qsp — ^рт7-эфф Qspmaxp + т/эфф/^(^н + (2.63)
При увеличении постоянной времени (RH+RT)C ток в разрядной цепи /р стремится к предельно возможной величине Ipmax, а заряд — к максимальной величине, равной
Qsp max = Ip тах tj- эфф ~ (U0 Up) эфф /(^н + ^?т)- (2.64)
Перейдем к анализу формы импульсов. Так как при отключенном выводе базы (рис. 2.9) ток эмиттера I3(t) в любой .момент времени равен току коллектора Д(7) = = a(t)MI3(t) (где «(/) — переходная характеристика коэффициента передачи эмиттерного тока), то имеем следующее уравнение динамики переходного процесса:
a(t)M = 1.
(2.65)
Для ca(t) можно использовать известное выражение [Н4]
а (0 = а0[1 - exp (- (t — tm)/xT эфф )] о (t — fj, (2.66)
где ст(^—t3a) равно 0 при t<t3a и 1 при a —
начальная задержка.
С помощью (1.29) из уравнения (2.65) можно получить
«т(0 = ^|/Л1—«о
1 —exp
Г эфф
"('"Ча)-
(2.67)
Последнее выражение описывает временную зависимость опада напряжения на транзисторе с момента (f-0) отпирания эмиттерного перехода. Характерно, что при /</за напряжение uT(t) не меняется. При расчете формы импульсов и времени нарастания t можно не учитывать (faa удобно считать частью tn). При t-*-oo имеем Таким образом, полагая f8a=0, из
(2.67) можно найти нормированную временную зависи-
а
Рис. 2.11. Обобщенные зависимости #(т) при ао=0,98 и п —3, 4, 6 (а) и семейство обобщенных форм импульсов разрядного тока (б).
мость перепада коллекторного напряжения, возникающего при включении лавинного транзистора (рис. 2.11,а): Mt)-iy ? =
1 ао 0 е т) % । gg1
1-^Т=7Г0
Где т = tlx? эфф.
Форму иМпульсов разрядного тока можно найти как форму импульсов тока в дифференцирующей RC цепоч ке, вoзбvждйeмoй перепадом напряжения у{х). Анали
тически это сделать не удается ввиду сложности и зависимости (2.68). Однако с достаточной для практических ра-счетов точностью зависимость у(х) можно аппроксимировать экспонентой, причем
Iff Ml = 1—exp (— thn хт эфф) = 1 — ехр (— т/т), (2.69) где множитель пг учитывает отличие постоянной времени аппроксимирующей экспоненты от ттэфф. Величинаm зависит от ас и п и должна подбираться по наилучшему совпадению аппроксимирующей зависимости с теоретической, например по совпадению интервалов т, измеренных на уровнях £/|(т), равных 0,1 и 0,9.
При экспоненциальной аппроксимации u^(t) форма импульсов разрядного тока i(t) может быть легко найдена как реакция дифференцирующей цепочки (/?н+^т)С на экспоненциальный перепад напряжения uT(t). .Полагая, что в момент времени С=0 ит (0) =<U0, можно записать
ит (0 = (Uo - С/р) (1 - эф*) - Uo, (2.70)
или, переходя к операторной форме,
Un — U о
щ (s) =--------?----. (2.71)
m ТТ эфф (s + ТТ эфф )
Для схемы рис. 2 9,6 справедливо уравнение
i (s) (/?, + RH) + i (s)/sC = wT (s), (2.72)
откуда
*(*) =-------
1
s
4” /?н m Xj- Эфф (s + l/m Xj- эфф ) [s + 1/C (/?t + J?H)]
(2.73)
Оригинал этого выражения дает временную зависимость разрядного тока i(t) Uo — Со i(t) = —---------------В-
+ «н 1 mXj, эфф /С (/?т -р R„)
1
, с(«т+«н)_е ™Гэфф
(2.74)
или после нормировки
f(T) = Jp^
1 — m/k
т m ___т
m k п m
— е
(2.75)
fa рис. 2.11,6 видно, что при й^>1 время нарастания импульсов близко к величине /р=2,2ттт:1фф~ЗтТЭфф, но при Л<С'1 оно может быть заметно меньшим ттТЭфф-рйс. 2.1'1,б наряду с зависимостью (2.60) позволяет най-1И амплитуду импульсов разрядного тока. Однако между значениями /р, полученными этими двумя способами, существует 'Некоторое отличие, обусловленное тем, что в обоих случаях были приняты несколько различные допущения. В большинстве случаев погрешность эксперимента, обусловленная, в основном, разбросом и неточностью измерения ттэфф и других параметров транзисторов, не позволяет отдать предпочтение тому или иному способу расчета /р.
Для приближенной оценки длительности импульсов необходимо определить постоянную времени спада разрядного тока. На этой стадии формулу (2.55) удобно представить в виде Qs=i-r;T^C/C=Ui:C, где
UT = 1^?ЭКВ> ^ЭКВ = ^7" экв^" (2-76)
Величина ыт представляет собой напряжение, падающее на лавинном транзисторе, a iRBKB— его эквивалентное сопротивление на стадии спада разрядного тока. Для рис. 2.9,6 можно составить следующее уравнение: Uc + uR + -Ыт=0 или
J idt + iC (RT + RH) + i тг m = 0. (2.77)
Уравнение (2.77) описывает экспоненциальный характер спада разрядного тока
i(0 = 7pexp(-f/Tc), (2.78)
где постоянная времени спада
тс = С(7?т + /?н+тГэфф/С). (2.79)
Уравнение (2.78) позволяет оценить длительность спада импульсов разрядного тока. Оценивая ее на уровне 0,5/дэ, из (2 78) и (2.79) можно получить
tc = 0,690 (tfT + Ra + тт эфф /С). (2.80)
Из t(2.79) следует, что при уменьшении постоянной времени Ci(i/?t+i7?h) длительность спада импульсов стремится к предельной величине
/ст1-„ = 0,69тГэфф, (2.81)
если выполняется условие
' С(7?т + 7?н)«тГэфф . • (2.82)
При больших С
^н)»*гэфф. (2.83)
и длительность спада импульсов становится пропорциональной постоянной времени С(/?т+7?н).
В процессе уменьшения разрядного тока напряжение uT(t) при малых С падает от .Пр до 0. В этом случае определенную роль играет эффект Эрли —- расширение активной области базы при уменьшении «т. 'Последний приводит к уменьшению градиента концентрации неосновных носителей, накопленных в базе, и, следовательно, к дополнительному спаду разрядного тока. Это можно учесть соответствующим увеличением достоянной времени спада тс.
У диффузионных транзисторов, которые в основном используются в лавинном режиме, ширина базы слабо меняется при изменении ит и влиянием эффекта Эрли можно пренебречь.
Для оценки правильности расчета формы импульсов целесообразно сравнение теории с экспериментом проводить на относительно низкочастотных лавинных транзисторах, так как в этом случае обеспечивается более точное измерение временных интервалов. Поэтому в эксперименте использовались сплавные транзисторы МП20А. Данные четырех транзисторов и параметры импульсов, полученных при включении их в схеме рис. 2.6, приведены в табл. 2.1.
Таблица 2.1
U„ в ур . в fr , МГц. при ит-10В ГТ. МГц, при ’Г эфф, НС Гр, А, при Дн=78 Ом Обозначение точек иа рис. 2.12
115 43 1,8 2,55 88,5 1,05 +
131 40 1,96 2,65 81 1,16 •
112 41 1,77 2,35 90 0,9 д
140 40 1,88 2,7 95 1,27 о
Предельная частота fT измерялась при двух значениях напряжения на коллекторе «т, что позволило оценить влияние эффекта Эрли. В результате этого эффек-
сущест-принци-Зависи-сплав-
МП20А
та на стадии спада разряд- fa,юсе кого тока постоянная тс уве-дичйвается примерно в 1,4 раза, что для указанных транзисторов имеет венное, хотя и не пиальное, значение, мость (2.80) для иых транзисторов (рис. 2.12) построена для тт эфф=0,09 мкс, соответствующего средней величине для четырех транзисторов, используемых в экспериментальном макете генератора с поправкой в 1,4 раза.
На рис. 2,13 показаны семейства совмещенных осциллограмм напряжения на коллекторе (верхний луч) и нагрузке (нижний луч). Осциллограммы рис. 2.13,а сняты
Рис. 2.13. Осциллограммы импульсов, формируемых релаксационным генератором при малых (а, в) и больших (б) значениях емкости С Верхний луч — импульсы на коллекторе, нижний — на нагрузке. Масштаб осциллограмм (а) 20 В/дел по вертикали, 0,2 мкс/дел по горизонтали, для (б) 50 В/дел и
1 мкс/дел.
при С=500, 1500, 2500, 3500, 4500 и 5500 пФ, а рис. 2.13,6 при С=5000, 15 000, 25 000, 35 000, 45000 и 55 000 пФ. Исследовалась-схема на транзисторе МП°0А, имеющая Данные: 7?б=36 кОм, RK=75 кОм, /?н=75 Ом, Де — ЛОГ, ^бМОО В, £к=—200 В, Сз=51 пФ. На осциллограммах
хорошо заметна зависимость амплитуды импульсов 07, емкости С, полный разряд последней при малых С |(рис. 2.13,а) и неполный при больших С >(рис. 2.13,6). Осцид. лограмма рис. 2.13,в, снятая при С=500 пФ, наглядна иллюстрирует наличие задержки восстановления.
Из приведенных экспериментальных данных видно, что при средних значениях емкости С конденсатора oij практически полностью разряжается и напряжение щ уменьшается до нуля. Это объясняется тем, что к концу стадии спада разрядного тока в базовой области транзистора может сохраняться не успевший рекомбинировать избыточный заряд QH неосновных носителей. Рассасывание этого заряда происходит так же, как и в обычном насыщенном транзисторном ключе. Пренебрегая второстепенными деталями этого процесса, можно считать, что Qu уменьшается из-за рекомбинации и вывода носителей из базы. Спад QH=Qs(0) происходит по экспоненциальному закону с постоянной времени тн, характеризующей эффективное время жизни неосновных носителей в базе в режиме насыщения:
Qs (О = Q63 + IQ (0) - Q63] > (2.84)
где Q63 = — тт Е JRc,. (2.85)
В момент, когда Qs(t) достигает критического значения
Qkp= тнадк, (2.86)
транзистор выходит из режима насыщения и процесс рассасывания Qu прекращается. Из (2.84) можно получить
t3 = тн in [(QH - Q63)/(QKp - Q63)]. (2.87)
Из выражения (2.87) следует, что время задержки восстановления t3 уменьшается при увеличении запирающего тока базы /б='£б/^б, характеризующего значение заряда Q63-
Определение точного значения заряда QH связано со значительными трудностями. В [28, 30] эта задача решалась для частного случая, когда (Rt + Rh) =0. При этом, пренебрегая рекомбинацией заряда Qs в базовой области, полный разряд С можно получить из условия
(2.88)
и конечное напряжение на конденсаторе иск = 0.
С>С„,„ = свС(г/„) [ — <*—v> (
При больших значениях С(/?т+7?н) лавинный транЗИ-стор можно считать практически безынерционным. В этом случае иСк определяется параметрами статической .ВАХ и обычно близко к /7р .Изменение иСк от О до //р происходит в довольно, ограниченном диапазоне емкости конденсатора С, для которого аналитические зависимости Ои и иСк от С не удается получить.
После окончания стадии спада разрядного тока при больших С или стадии задержки восстановления при малых С транзистор закрывается и конденсатор С начинает заряжаться. Процесс заряда описывается уравнением
ис(/) = ыс(оо)— (uc(oo)— uc(0)]e </Тз, (2.89)
где
uc (оо) = £к — /кОср7?к, (2.90)
ис (°) = иск’ тз = С (/?к + 7?в) ~ С7?к.
В (2.90) /ко ср — среднее в интервале напряжений ит от иСк до 'Uq значение обратного тока коллектора (Аоср>/ко вследствие лавинного умножения, но эта разница не очень велика, так как заметное умножение имеет место лишь при ит, близких к U0^UM). Стадия восстановления заканчивается при uc(t) = uc(tB) = Uo. Из (2.89) получим
= С7?к In [(Ек /к0 ср/?к uCKj/(EK /,{0 ср/?к С/о)]> (2.91) или в области нормальных и низких температур, когда Ao ср мал,
'в « С7?к In [(£к - иСк)/(Ек - Ео)]. (2.92)
В автоколебательном режиме работы период колебаний Т можно принять равным tB, так как остальные стадии обычно имеют пренебрежимо малую длительность в сравнении с
2-4 Расчет импульсных, схем на лавинных транзисторах с ио чощью ЭВМ
Анализ и экспериментальное исследование быстродействующих и существенно нелинейных импульсных це-вей на лавинных транзисторах весьма сложны. Поэтому
значительный интерес представляет возможность расчета импульсов, формируемых такими цепями, с помощью аналоговых ЭВМ. Аналоговая ЭВМ, например, может быть использована для моделирования схемы рис. 2.6. Модель этой схемы (подобная рис. 2.9,6) должна содержать дифференцирующую RC цепочку, возбуждаемую генератором нормированного перепада напряжения у(т). Последний может быть выполнен на основе интегратора, вырабатывающего линейно растущее напряжение, и блока нелинейности аналоговой ЭВМ, преобразующего это напряжение в нормированный перепад у(т). Это преобразование осуществляется путем линейной аппроксимации графически заданной зависимости у(т), показанной на рис. 2.11.
Практически моделирование схемы рис. 2.6 было выполнено на аналоговой ЭВМ типа МН-7. Линейная аппроксимация зависимости j/(r) осуществлялась 10 отрезками с погрешностью порядка 1—2%. Обработка результатов моделирования (рис. 2.14) показала, что принятая в § 2.3 экспоненциальная аппроксимация зависимости у(т) вполне приемлема для практических оценок формы и основных параметров импульсов.
Кроме того, аналоговые ЭВМ применяют для расчета формы импульсов сверхбыстродействую-
Рис. 2.14. Осциллограммы импульсов, ЩИХ СХ6М, ИСПОЛЬЗуЮЩИХ снятые с аналоювой модели релакса- ттд т'гля1ютлг*'тг>т т г*
ционного генератора на лавинном ЛЭВИННЫе ТраНЗИСТОрЫ С транзисторе. Ттвфф<1 НС. В ЭТОМ СЛу-
Верхний луч — перепад y(t), ниж- qop ua d)ODMV ИМПЧПЬСОВ ний — импульсы разрядного тока в импульсов
лс цепи при й=ь,5 и п=з. решающее влияние начинают оказывать паразитная индуктивность Ап схемы и емкость Ске коллекторного перехода. При малых ттэфф, что типично для лавинных транзисторов со сквозным пробоем [15, 38], индуктивность Ап может заметно превышать эквивалентную индуктивность L3KB лавинного транзистора.
Рассмотрим расчет с помощью аналоговой ЭВМ схемы релаксационного генератора на лавинном транзисторе со сквозным пробоем (рис. 2.15,а) [15]. Эквивалентная схема генератора на рис. 2.15,6 учитывает суммарную
индуктивность L транзистора и схемы и емкость СКб коллекторного перехода. Последнюю считаем .постоянной и равной емкости коллекторного перехода, усредненной
рис. 2.15. Упрощенная схема релаксационного генератора для расчета иа ЭВМ (а) и его эквивалентная схема (б).
в диапазоне возможных изменений коллекторного напряжения.
Для схемы рис. 2.15,6 нетрудно составить систему нелинейных интегрально-дифференциальных уравнений:
— f (i — i')dt + / (i) — О, ^кб d
(2.93)
± f (i _ Г) dt + L 4L + _L f (f _ i) dt = 0; (2.94) C J dt C J
Ri" + -~ f(i" — i)dt = E,
(2.95)
точность решения которых на аналоговой ЭВМ зависит прежде всего от возможности аппроксимации ВАХ f(i). В аналоговых ЭВМ наиболее приемлемой является ку-
сочно-линейная аппроксимация ВАХ, при которой реальная ВАХ заменяется ломаной, составленной из нескольких отрезков с различной крутизной. Пример кусочно-ли-
Рис- 2.16. Аппроксимированная ВАХ для расчетов на ЭВМ.
нейной ВАХ, «используемой в дальнейших расчетах, показан на рис. 2.16. Здесь ВАХ на участке отрицательно-г° сопротивления аппроксимирована четырьмя отрезками в соответствии с приведенными данными:
Область токов, мА 0—7,5 7,5—25 25—50 50 и выше
Яо, Ом —800 —250 —10 0
При решении уравнений (2.93)—г(2.95) аналоговая ЭВМ работает с трансформацией реального масштаба времени, осуществляемой генератором ВАХ, медленно меняющим сопротивление Яо, соответствующее различным участкам ВАХ на рис. 2.16. Поэтому форма импульсов может быть получена на экране низкочастотного осциллографа.
Форма импульсов токов i и i', полученная в результате моделирования схемы рис. 2.15,а, работающей в ждущем режиме, «а аналоговой ЭВМ. приведена на рис. 2.17(15]. Она получена при следующих исходных параметрах схемы: Е = 40 В, 7? = 1 кОм, L—10 нГ, СКб= 1 пФ, C=Q пФ. Форма импульсов при Е=.ЗО В, /? = 200 Ом,
Рис. 2.17. Форма импульсов, полу- Рис. 2.18. Форма импульсов, полученных при моделировании схемы ченных на ЭВМ, для автоколеба-на рис. 2.15, а на ЭВМ, для жду- тельного режима работы.
щего режима работы.
L = 2 нГ, Скб = 1 пФ и С=2 пФ, полученная при моделировании схемы в автоколебательном режиме работы, показана на рис. 2.18.
В табл. 2.2 приведены результаты расчета на аналоговой ЭВА! времен нарастания и амплитуд токов I и i'-а также времени задержки фронта импульса тока i' по отношению к фронту импульса тока I.
Приведенные расчеты показывают, что параметры импульсов тока i' значительно хуже параметров импульсов тока i. Однако последние нельзя использовать, так как включить нагрузку последовательно с емкостью Скб коллекторного перехода .практически невозможно. Ухудшение параметров импульсов тока Г обусловлено наличием индуктивности L транзистооа и схемы Г.
\ Таблица 2.2
( Данные схемы Параметры импульсов для токов
£ £
время нарастания, пс амплитуда, мА время задержки, пс
£=Ю нГ, £=1 кОм, £=40 В 10 260 » -» 150 10 — 280
£=2 нГ, £=100 Ом, £=30 В 10 140 175 40 — НО
£=0,5 нГ, £=200 Ом, £=30 В 10 50 175 25 — 60
нием L до 0 можно приблизить время нарастания импульсов тока I' к предельной величине — 10 пс, определяющей время нарастания импульсов тока i.
У высокочастотных транзисторов L определяется в основном конструкцией корпуса лавинного транзистора if общей длиной выводов эмиттера и коллектора внутри и извне корпуса. Для отечественных лавинных транзисторов ГТ-338, в правильно сконструированной схеме общая индуктивность при длине внешних выводов 2 мм составляет -примерно 8- '10 н-Г. Поэтому минимальное время нарастания, без учета времени пролета носителями области базы, составляет лг0,25—0,3 нс. Экспериментально были получены времена нарастания импульсов порядка 0,'5 нс. Таким образом, возможности отечественных лавинных транзисторов по быстродействию близки и предельным для данного типа корпуса.
Форма импульсов, -полученных при моделировании быстродействующих' импульсных схем на аналоговых ЭВМ при очень малых емкостях С, получается более близкой к реальной, чем идеализированная форма импульсов, полученных при расчете методом заряда. В частности, моделирование на ЭВМ указывает на наличие
существенного колебательного характера импульсов тока i', что может привести к выбросам тока обратной полярности. При достаточно малых С такие выбросы наблюдаются в реальных схемах.
2.5. Эффекты в области больших токов
Несмотря на большое количество работ по исследованию лавинного режима работы транзисторов [15—111], долгое время оставались не вполне ясными причины, вызывающие резкое отличие эффективного времени пролета эфф в лавинном режиме от хт в обычном режиме. Например, сплавные транзисторы МП103, МП! 13, П406, П407, часто имеют тГЭфф на два-три порядка меньше тг, что первоначально объяснялось обычным эффектом смыкания .переходов [15, 16, 21, 31, 35, 38, 70]. Кирком [36] описан эффект возрастания времени пролета с ростом плотности тока в обычном режиме. В [.32, 68, 94] утверждается, что эффект Кирка имеет место и в лавинном режиме работы диффузионно-сплавных транзисторов. Последние исследования [85, 108] показали, что резкое уменьшение тГЭфф наблюдается при лавинном режиме работы планарных и особенно планарно-эпитаксиальных транзисторов.
Важное значение параметра тТВфф, определяющего быстродействие лавинных транзисторов, требует выяснения причин резкого отличия тТВфф от тт. Исследования зависимости плавающего потенциала эмиттера от напряжения на коллекторе показали, что обычный механизм смыкания переходов при Uc<UM наблюдается лишь у небольшой части транзисторов. Совсем недавно обнаружен и качественно описан в [108] новый вид сквозного пробоя, обусловленный расширением коллекторного перехода не с ростом напряжения, как обычно, а с ростом плотности тока коллектора. .Этот эффект возможен только в лавинном режиме, и в основном именно он вызывает резкое уменьшение времени тТэфф пролета.
Анализ нового эффекта проведем для транзисторов с высокоомной равномерно легированной базовой областью. Выводы этого анализа частично применимы и к другим типам транзисторов. Положение базовой границы %б коллекторного перехода (рассматриваем п-р-п структуру, типичную для кремниевых транзисторов, у
которых обычно наблюдается рассматриваемый эффект) можно определить, решив уравнение Пуассбна
= —I—Ррр-пр], (2.96)
иХ 88g
где NP — концентрация акцепторной примеси в базе, pf и пР — концентрация дырок и электронов.
Плотность тока J=i/S, где-S эффективная площадь коллекторного перехода, определяется выражением
J = MPJ р + MnJ „ — р(Мр— 1) Ц- Jn(Mn— 1),
(2.97)
где JP и 1п — плотности составляющих дырочного и электронного токов первичных носителей, JP(MP—1) и Jn(Mn—1) — плотности составляющих дырочного и электронного токов вторичных носителей:
Первичные носители, входя в переход со стороны соответствующей границы '(дырки со стороны коллектора и электроны со стороны базы), проходят всю область объемного заряда. При прохождении области эффективного умножения, находящейся вблизи металлургической границы х=0 между областями р и п, первичные носители иницируют ударную ионизацию, приводящую к зарождению вторичных дырок и электронов. Вторичные дырки, составляющая плотности тока которых равна [(Мр—1)/р-Н(Мп—1)/п], переносятся в базовую область перехода, а вторичные электроны — в коллекторную. Таким образом, через базовую область перехода дрейфуют первичные дырки и электроны, создающие составляющие /г< и Jn, и вторичные дырки. При большой напряженности поля в переходе скорости дрейфа дырок vp и электронов vn можно считать постоянными [12]. Тогда рр и пр определяются из выражений:
р __ (Мр 1) /р । {Мп 1) Jn Jp ^2 gg)
Я^р Я^р Я^р
Пр = Jnlqvn. (2.99)
Подставляя (2.98) и .(2.99) в i(2.96), находим
______4NP । 7П Г(Мп 1)_____11 JpMp ^2 JQQ) dx ее0 ее0 [ vp vn ] ее0 vp
Дважды интегрируя (2.100) с учетом обычных для резко несимметричного перехода граничных условий по
полю Ер(хб)=0 и потенциалу ср(О) (срк—U) ~—V, по-
лучаем
„ Г 2ее0 | U | Г дг MPJP Jn Г(Мп — 1) 1 ] 1 —1
хб « 1/ ---------j1 v₽----------------------------1 .
У q I qUp q V vp »nJJ
(2.101)
Уравнение '(2.401) описывает зависимость хе от составляющих Jp и Jn плотности тока .первичных носителей с учетом их умножения в лавинном режиме. При когда Мр и Мп близки к единице, рассматривая изолированный коллекторный переход и пренебрегая малыми составляющими Jp = Jp0 и Jn = Jno обратного тока перехода, из 1(2.101) получаем известное выражение, определяющее ширину резкого несимметричного перехода,
хбW = V 2^\U\!qNp (2.102)
При развитом лавинном пробое изолированного перехода Мр»4 и Мп>1. Полагая, что составляющие = и Jn~Jno обусловлены обратным током изолированного перехода, из .(2.101) имеем
хб « /(2eeo|t7|/9)[2Vp- 4Р/^РГ* , (2.103)
где Jup^iMpJpo+MnJno) — плотность тока лавинного пробоя.
Из (2.103) следует, что с ростом /пр хд увеличивается и при Jnp-^NpiqVp Хб->°о. Это объясняется тем, что динамический объемный заряд вторичных дырок, обратный по знаку объемному заряду акцепторной примеси (qNp), приводит к уменьшению общей объемной плотности зарядов, расширению базовой области перехода и, следовательно, к уменьшению тТЭфф. В отличие от эффекта Эрли это расширение может быть значительным и привести к смыканию базовой границы с эмиттером и даже омическим контактом базы.
Экспериментально смыкание базовой границы коллекторного перехода с эмиттером легко наблюдать по резкому возрастанию плавающего потенциала эмиттера после пробоя перехода, тогда как обычный эффект смыкания приводит к росту плавающего потенциала при Uc<Um, т. е. до пробоя. Приравнивая Хб конструктивной ширине базы We, из (2.103) находим зависимость критического тока /кр от напряжения на переходе U
1кр « S (qvpNp - 2ее0 vp | U |/F2). (2.104)
Для большинства транзисторов зависимость hv(U), если ее 'построить на одном графике с семейством S-об-р-азных ВАХ |(рис. 1.16), не пересекает последнее. Это говорит о том, что при снятии статических ВЛХ эффект расширения коллекторного перехода не проявляется, что связано с особенностями статических S-образных ВАХ (токи в предпробойной области малы, а при больших токах
В релаксационных схемах (рис. 2.6) уже в начале разряда конденсатора С, когда Um, разрядный ток может превысить значение 1кр. При этом с ростом тока коллектора наблюдается заметное расширение коллекторного перехода и сужение эффективной ширины базовой области. Из (2.161) следует, что в области больших токов этот эффект будет иметь место, если выражение, стоящее в квадратных скобках, больше нуля, т. е. при условии
M>MKP = (vp + vn)lvn, (2.105)
или
U>UKp = Uu 71-ЛДр1- (2.Ю6)
Таким образом, при ,1У>Г7кр рост тока коллектора приводит к сужению активной области базы вплоть до смыкания областей объемного заряда коллекторного и эмиттерного переходов, что в свою очередь вызывает дальнейший рост тока. Процесс приобретает регенеративный характер. Если принять, что активная область базы полностью перекрывается расширяющимся коллекторным переходом, то эффективное время пролета тт Эфф можно считать равным
тгэфф~11/ооз/о„, (2.107)
где Ц7ООЗ — общая ширина объемного заряда сомкнувшихся переходов (при Np<g.Nn Жюз~ We).
Для большинства транзисторов рассчитанное из (2.107) время пролета тГзфф составляет доли наносекунды. Это и объясняет малые времена нарастания у формируемых импульсов в условиях, когда наблюдается эффект сквозного пробоя.
Согласно [12, 43] для кремния Op = 7,5-106 см/с, vn= = 1.107 см/с, а для германия vp=(4—6) • 106 см/с, vn — = 6.106 см/с. Из (2.105) и (2.106) можно найти значения и UKp для различных типов переходов .(табл. 2.3).
Таблица 2.3
Тип перехода Кремниевый Германиевый
-р р+-п -р -п
Л1кР 1,75 2,34 1,67—2 2—2,5
УкР 0,65(7^ 0,85(7w (0,86—0,89) UM (0,79-0,84)
Для р-п-р транзисторов необходимо сменить индекс р на п и наоборот.
Указанные значения Л1кр являются 'приближенными, так как существует ряд трудно учитываемых факторов, которые могут привести к уменьшению значений Мкр и UK[>: локализация умножения при больших плотностях тока, перекрытие эпитаксиальной пленки в эпитаксиальных транзисторах областью объемного заряда, приводя
щее к преимущественному расширению перехода в сторону эмиттера, и др. Не вполне корректным, особенно относительно области перехода вблизи границы хд, является предположение о постоянстве и vn. Например, у кремния и германия vp начинает заметно падать при значительно меньших напряженностях поля, чем vn [12]. Поэтому интегральное значение ир отличается от максимального сильнее, чем соответствующие значения vn-Как видно из (2.106) ,это приводит к меньшим значениям 7Икр и Икр для п-р-п транзисторов и большим для
р-п-р. Наиболее существенна
Рис. 2.19. Семейство импульсов, наблюдаемых при сквозном пробое транзисторов в области больших токов.
роль расширения коллекторного перехода у п-р-п кремниевых сплавных и эпитаксиальных транзисторов.
Влияние эффекта смыкания на форму импульсов, генерируемых схемой рис. 2.6 легко проследить, плавно меняя начальное напряжение Uo на коллекторе путем изменения Ен-При С7о<ДКр амплитуда импульсов мала и линей
но рдстет с ростом Uo (рис. 2.19), а иМпуЛьсй! имеют большое время нарастания и спада. При Un^U19 форма импульсов резко меняется: скачком возрастает амплитуда, уменьшается время нарастания и епада. Подобные скачки наблюдаются и при t70==const, если плавно менять /?н или С.
Зависимости б/и=/р7?н для ряда типов транзисторов показаны на рис. 2.20. Все исследованные диффузионносплавные германиевые транзисторы (П403, П411, П416,
Рис. 2.20. Зависимости амплитуды импульсов U от начального напряжения Uо для транзисторов различных типов.
П423, jTT308, ГТЭ13-И другие ) имеют линейную зависимость Ua от По, соответствующую теоретической (2.60). J этих приборов 1Т Эфф~тт, что свидетельствует о незначительной роли эффекта расширения коллекторного перехода. Иногда он проявляется в начале регенеративного процесса, когда и приводит к более быст-
рому росту тока на небольшом начальном участке переднего фронта импульсов (см. форму импульсов, показанную на рис. 2J9 пунктиром).
Эпитаксиальные транзисторы (КТбОЗ, КТ312, КТ315, 1 Т338 и др.) имеют разрывной характер зависимости С7И От Uo. При t/0<L7Kp эта зависимость хорошо согласуется
с расчетной '(2.60), если принять т-гафф^т-г. Скачок аМ-плитуды импульсов происходит при 170л;С7Кр, причем значения UKp достаточно хорошо согласуются с приведенными в табл. 2.3. Далее зависимость UB от Uo вновь становится линейной. Она по-прежнему согласуется с зависимостью (2.60), если предположить уменьшение U^ и ттэфф, что объясняется описанным механизмом сужения базовой области. Уменьшение Up связано с тем, что при сужении базовой области коэффициент переноса Z--M. Кроме того, при смыкании может возрастать эффективность эмиттера у, так как увеличивается перепад удельных сопротивлений областей р-п эмиттерного перехода (область р обедняется, и ее удельное сопротивление растет). Это приводит к увеличению и,
следовательно, уменьшению Up . Экспериментально обнаружено, что в условиях сквозного пробоя Up падает в 1,5—2 раза и для исследованных кремниевых транзисторов с UM= (90—160) В, Up — (20—40) В против Up = = (40—70)/В в обычных условиях.
Интересной особенностью ряда транзисторов .(особенно планарно-эпитаксиальных) является возникновение S-образных ВАХ при включении с оборванным внешним выводом эмиттера. При этом приборы генерируют мощные релаксационные колебания. Например, кремниевые планарно-эпитаксиальные транзисторы формируют в таком включении импульсы с амплитудой до 100 В на нагрузке 75 Ом и до 30 А на нагрузке 0,5—1 Ом при времени нарастания не более 2—3 нс [108].
Исследования показали, что этот эффект также является следствием расширения коллекторного перехода и его смыкания с эмиттерным переходом, что поясняется рис. 2.21,а. После смыкания переходов рост коллекторного тока приводит к росту напряжения запирающей полярности на эмиттере. Когда это напряжение достигает напряжения лавинного пробоя эмиттерного перехода (у планарных транзисторов оно не превышает 6—8 В), в периферийных областях последнего возникает лавинный пробой, образуются зоны ударной ионизации и зарождаются электронно-дырочные пары (показанные на рис. 2.21,а). Электроны через эмиттерную область переносятся в коллекторный переход, а дырки — в базовую область, что приводит к дальнейшему росту тока, и процесс пробоя приобретает регенеративный характер: появляется S-образная ВАХ (рис. 2 21,6).
Если омический контакт базы лежит почти на одном уровне с эмиттером, то возможно смыкание и с омическим контактом, также приводящее к возникновению 5-образных ВАХ. На основе лавинных транзисторов ГТ338 были выполнены экспериментальные образцы диодов с S-образной ВАХ, у которых эмиттерный пере
Рис. 2.21. К вопросу о пробое
Масштаб 12,5 мА/см по
эмиттерного перехода при обрыве внешнего вывода:
вертикали и 30 В/см по горизонтали.
ход вообще отсутствовал. Приборы генерировали релаксационные колебания с частотой повторения до 300 МГц при накопительной емкости С=10—20 пФ.
С пробоем эмиттерного перехода при обрыве внешнего вывода эмиттера необходимо считаться при проектировании схем на лавинных транзисторах. Следует по возможности избегать такого включения, так как пробой эмиттерного перехода происходит по периферийным областям, которые обычно содержат большое число дефектов структуры, вызывающих локализацию пробоя. В отдельных случаях наблюдались выходы планарноэпитаксиальных транзисторов из строя из-за выгорания эмиттерного перехода при лавинном пробое коллекторного перехода. Пробой эмиттерного перехода легко устранить, включив диод между базой и эмиттером (см., например, схему рис. 2.6).
Глава 3
ЭКСПЛУАТАЦИОННЫЕ ПАРАМЕТРЫ, КОНСТРУКЦИЯ И СВОЙСТВА ЛАВИННЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
3.1 . Конструкция' и параметры лавинных, транзисторов
Принципиальной разницы в конструкции и структуре специальных лавинных и обычных транзисторов нет. Однако при конструировании лавинных транзисторов приходится применять ряд мер для более успешной реализации потенциальных возможностей лавинного режима, в частности для получения высокого. быстродействия и большой амплитуды импульсов [13, 23]. Транзистор, предназначенный для работы в лавинном режиме, должен иметь высокую однородность переходов, устраняющую возможность сильной локализации тока, малое последовательное сопротивление коллектора и выводов, малые паразитные индуктивности и емкости корпуса и малое тепловое сопротивление. По технологическим особенностям лавинные транзисторы могут подразделяться на сплавные, микросплавные, микросплавные с диффузионной базой, диффузионно-сплавные, меза, планарные и эпитаксиальные. Возможна комбинация этих признаков.
Первыми в лавинном режиме были использованы сплавные транзисторы [28, 34, 35]. Основное их достоинство — высокая степень легирования коллектора, позволяющая получать малые значения г'к и большую амплитуду импульсов. Однако сплавные транзисторы имеют недостаточно однородные переходы с заметной поверхностной утечкой. .Это приводит к нестабильности характеристик транзисторов в лавинной области и в ряде случаев к невозможности эффективного использования йх в лавинном режиме. Повышенные требования к однородности переходов предъявляются к высокочастотным сплавным и микросплавным транзисторам, так как без этого невозможно получить тонкую базу. Поэтому некоторые типы современных сплавных высокочастотных транзисторов (например, транзисторы МП20—-МП21, П406, П407 с улучшенной технологией изготовления) имеют удовлетворительную стабильность характеристик в лавинной области.
Особенностью сплавных транзисторов является большое удельное сопротивление базовой области, приводя-
Ке к расширению обедненного слоя коллекторного Пё-хода, в основном в сторону базы. Поэтому минимальную ширину базы выбирают таким образом, чтобы в нормальном режиме работы исключить возможность смыкания обедненных слоев коллекторного и эмиттерного переходов. У некоторых образцов сплавных транзисторов, например у кремниевых п-р-п транзисторов М.П103, Mill 13, смыкание может происходить при напряжениях, меньших UM, что приводит к искажению формы ВАХ и большому разбросу параметров. Однако при этом резко увеличивается быстродействие, что можно полностью реализовать только в приборах специальной конструкции.
Из описанного ясно, что, хотя разработка сплавных лавинных транзисторов и возможна, их конструкция не является оптимальной. Заметно лучшие характеристики в лавинной области имеют лавинные транзисторы с диффузионной базой [21, 32, 68, 78, 86, 93—95]. Наряду со специальными большинство типов современных обычных диффузионных транзисторов имеют стабильные характеристики в лавинной области и могут использоваться в качестве лавинных. Развитие меза, планарной и планарно-эпитаксиальной технологии заметно улучшило характеристики таких транзисторов.
У многих типов диффузионных транзисторов область коллектора легируется слабо. При этом обедненный слой коллекторного перехода при увеличении напряжения расширяется в основном в сторону коллектора. В результате обычный эффект смыкания переходов и связанная с этим нестабильность характеристик отсутствуют. Однако высокое удельное сопротивление коллектора приводит к большим значениям /и, что значительно уменьшает предельную амплитуду импульсов 1-ртах в релаксационных схемах. Этот недостаток устраняется у эпитаксиальных транзисторов, имеющих слоистую структуру коллектора, состоящего из толстой низкоомной подложки с нанесенной на нее тонкой высокоомной эпитаксиальной пленкой. 'Кристаллическая структура пленки повторяет структуру подложки. Благодаря большому Удельному сопротивлению эпитаксиального слоя можно ПолучИТЬ высокое напряжение лавинного пробоя при малой емкости коллекторного перехода. Вместе с тем, так Как основная область коллектора — подложка низкоом-1!а> обеспечиваются малые значения сопротивления г'„
При достаточно тонкой эпитаксиальной области она может полностью перекрываться обедненным слоем коллекторного перехода. При этом ослабляется влияние сдвига границ коллекторного перехода с ростом плотности тока коллектора, так как низкоомная подложка ведет себя как барьер, препятствующий перемещению обедненного слоя. Такая мера позволяет также уменьшить г' и увеличить амплитуду импульсов.
Разработанные в СССР лавинные транзисторы ГТ338 (А—iB) [93—95] представляют собой высокочастотные германиевые меза-диффузионно-сплавные эпитаксиальные транзисторы типа р-п-р. Конструкция этих транзисторов разработана для получения высокого быстродействия.
Низкоомная подложка 1 (рис. 3.1, р=0,002 Ом-см3) лавинного транзистора выбрана достаточно толстой (порядка 160—180 мкм), что обеспечивает высокую механическую прочность структуры. Эпитаксиальная пленка 2 (р= 14-3 Ом-см3), имеющая толщину порядка 12—20 мкм, наращивается на подложку методом прямого эпитаксиального наращивания. Этот метод позволяет получить высокую однородность электрофизических параметров эпитаксиального р слоя. Диффузионная п область базы 3 имеет ширину рабочей части ^6=1,5 мкм. Эмиттер 4 изготавливается методом сплавления, после сплавления утопает так, что ширина высокоом-составляет всего »2 мкм
(см. распределение примесей на рис. 3.2). Площадь коллекторного перехода равна « I0-4 см2, что позволяет по-
3 о
Рис. 3.1. Структура высокочастотного эпитаксиального диффузионно-сплавного лавинного мезатранзистора.
причем эмиттерный переход вглубь эпитаксиального слоя ной области коллектора
лучить емкость коллекторного перехода менее 2 пф при напряжении 17=5 В на частоте 10 МГц. Меза-структура лавинного транзистора имеет размеры вершины 80X X 1'10 мкм.
Травление поверхности транзистора для образования меза-структуры проводится на глубину, несколько превышающую толщину эпитаксиального слоя. В резуль
тате вне активной области он отсутствует. В месте выхода коллекторного перехода на поверхность образуется характерная фаска — поверхность, расположенная
Рис. 3.2. ной N.
А
Распределение концентрации и донорной примесей в
лавинного транзистора.
акцептор-структуре
под углом к вертикальной оси. Такая мера уменьшает вероятность поверхностного пробоя коллекторного перехода.
По своим малосигнальпым параметрам лавинные транзисторы близки к параметрам высокочастотных транзисторов ГТ313, в корпусе которых они выполнены [93—95]. Однако благодаря эпитаксиальной структуре они имеют значительно меньшее остаточное напряжение при насыщении, не превышающее 0,25 В при токе коллектора 10 мА и токе базы 3 мА. Максимально допустимая мощность рассеивания транзисторов составляет 100 мВт, а тепловое сопротивление /?г=0,43°С/мВг. Амплитуда импульсов тока в лавинном режиме не должна превышать 1 А. Работоспособность транзисторов в лавинном режиме сохраняется в очень широком температурном диапазоне ют —<196 до +90°С, хотя нормируется Диапазон температур от —40 до +50° С.
Малая ширина высокоомной области коллектора существенно уменьшает вредное влияние эффекта Кирка [36]. (Предельная частота fT лавинных транзисторов в обычном режиме падает до 50—100 МГц при токе кол
лектора, равном «4-00 мА. Например, у неэпитаксиаль. ных транзисторов ГТ313 fT при таком токе падает д( 20 МГц и ниже.
Таким образом, отечественные лавинные транзистор^ имеют высокие технические характеристики как в лавин, ной области, так и в области низких напряжений, где они успешно могут использоваться в обычных схемах В схемах релаксационных генераторов '(типа изобра^ женных на рис. 2.6) лавинные транзисторы на 75-омной нагрузке формируют импульсы с амплитудой до 10—40 В и временем нарастания порядка 0,5—0,8 нс Транзисто-ры могут использоваться в сверхбыстродействующих схемах с частотой повторения импульсов выше 100 МГц.
Высокое быстродействие и еще лучшую температур, ную стабильность могут иметь кремниевые планарно-эпитаксиальные лавинные транзисторы. Процесс эпитаксиального наращивания на кремнии разработан гораздо лучше, чем на германии, и позволяет получать более тонкие и однородные эпитаксиальные пленки. Это особенно ценно при разработке лавинных транзисторов, использующих эффект смыкания переходов, лавинных транзисторов со сквозным пробоем и низковольтных лавинных
транзисторов интегральных схем.
Один из японских кремниевых лавинных транзисторов со сквозным пробоем — ECL-1239 [15] имеет толщину эпитаксиального слоя 4 мкм. Эмиттерный переход его залехает на глубине 1,5 мкм, а толщина базы составляет 0,5 мкм. Статический коэффициент передачи базового тока В='100, fr —880 МГц и Сс^1 пФ. Расчетнох напряжение лавинного пробоя коллекторного переход; С'м=34 В а напряжение сквозного пробоя £7с=2С В Амплитуда генерируемых импульсов составляет ~3 В при времени нарастания =С0,5 нс, а максимальная ча стота повторения превышает 200 МГц.
Приведенные данные свидетельствуют о высокое быстродействии специальных типов лавинных транзи сторов. Следует отметить, что параметры лавинных траН зисторов со сквозным пробоем пока далеки от потен циально возможных (потенциальное быстродействие oue нивается в 0,01 нс [45]). -Недостатком их является значи тельно меньшая амплитуда импульсов, чем у транзисто ров с большим напряжением смыкания Uc>Um-
Основными Параметрами лавинного режима работ, транзисторов являются; напряжения пробоя UM, £7р
величина показателя п в формуле Миллера, эффек-т0»ное время пролета ттэфф и последовательное сопротивление 7?т '(см. § 4.3). Из 'параметров обычного режима важны обратные токи переходов До и Уэо, коэффициент передачи тока эмиттера а0; 'предельная частота fr и емкость СКб коллекторного перехода. Учитывая связь •еЖДУ этими параметрами и параметрами импульсов в релаксационных генераторах, .-можно в качестве основных характеристик использовать последние, приведенные для типовой схемы релаксационного генератора (рис. 2.6).
Параметры различных типов отечественных и зарубежных специальных лавинных транзисторов приведены в табл. 3.1 [93, 95].
Параметры некоторых типов обычных транзисторов в лавинном 'режиме работы приведены в табл. 3.2. Там же приведены параметры типичного кремниевого транзистора микромощных интегральных схем М.Т-4 1[77].
В Для тех транзисторов, которые исследованы в большом количестве '(порядка 50 шт., и более) в табл. 3.2 Доставлены границы разброса параметров. В эти границы укладывается 80% от общего числа транзисторов. Остальные данные получены при исследовании небольшого числа транзисторов порядка 5—40 шт. и являются ориентировочными.
3.2 Надежность лавинных транзисторов
Одной из причин, затрудняющих использование лавинного режима работы транзисторов, является слабая изученность некоторых вопросов физической и эксплуатационной надежности. Это особенно проявляется на нынешнем этапе развития схемотехники лавинных транзисторов, когда в качестве последних часто используются обычные транзисторы.
Помимо общих причин, снижающих надежность всякого транзистора, в лавинном режиме потенциально возможны дополнительные причины ухудшения надежности:
1) возможность дополнительной локализации тока вз за неравномерного пробоя коллекторного перехода;
2) разброс лавинных параметров, слабо контролируемых в процессе производства обычных транзисторов;
3) возможность возникновения вторичного пробоя;
4) температурная нестабильность характеристик.
Наименование и тип прибора Основные параметры Режим измерения в ре> лаксационной схеме
им-в "р в в *Р’ нс с. пФ «в, Ом 10к, мА
ГТ338А, р-п-р, германиевый мезаэпитаксиальный >25 — >10 <1 30 75 1
ГТ338Б >25 — >15 <1 30 75 1
ГТ338В >10 — >5 <1 30 75 1
ASZ23, р-п-р германиевый диффузионный 25 — 3,5 <0,7 33 50 0,5
2N2369, BSX21 п-р-п, кремниевые диффузионные 60 18 35 <1 — 75 —
BSY34, п-р-п, кремниевый диф фузионный 150 40 90 <1 — 75 —
NSUI0—NS1I16, п-р-п, кремниевые диффузионные 90—190 30—70 до 100 <1 100 50 0,7
2SA411, р-п-р, германиевый мезаэпитаксиальный со сквозным пробоем 25 — 10 2,2 100 50 —
2N1468, п-р-п, кремниевый диффузионный 10 — 50 <1 5000 50 0,6
2SA252, р-п-р, германиевый микросплавной со сквозным пробоем (С/с=14В) 24 8 3 <1 20 50 —
ЕСЫ 239, кремниевый планарно- эпитаксиальный со сквозным пробоем (Uc= 20 В) 34 — 2,8 0,45 — — —
2N2368, п-р-п кремниевый диффузионный — 2,5 <1 — 50 —
наименование транзистора в в Лт, Ом НС С, пф Ом В Тип транзистора
' “ [112, П406, Ц407 37-50 15—23 2—10 56 75 5 р-п-р германиевые сплавные
х ' 1ЛП21 107- 155 46—60 5-10 25—100 1000 75 60
МП42Б 70-ЮС 25—35 5—10 80—250 1000 75 10-30
мпюз мппз 57-ЮС 25—55 5—10 1—5 51 75 20—30 п-р-п кремниевые сплавные
П414 П414А П414Б 35-70 45-65 55-63 16—25 15—24 17—22 20—100 20—60 20-50 5—30 5-20 5—20 1000 1000 1000 75 75 75 20 20 20 р-п-р германиевые диффузионные
П416Б 50—58 15—18 20-50 5—15 100 75 4-8
П420 П422 45-65 35—52 20—38 20-27 25-50 20-50 5—20 5—20 10000 юооо 75 75 11-23 8—15
ГТ320 45 12 20 5 100 75 15-30
ГТ313 25-30 10-12 50 5-7 30 75 7
ГГ311Ж 30 20 10 1-3 30 75 10 п-р-п, германиевый диффузионный
КТ312В 80- 130 20—60 2-5 1-5 560 100 60—100 п-р-п, кремниевые планарно-эпитаксиальные
КТ315Г 70—120 20—60 2—10 1-6 560 100 40—60
КТ603 95-150 30—60 2-5 1-3 560 100 70—100
Транзистор “«игральных микробный —— 45-50 13—15 е 5 2—3 560 75 20 ч-р-п, кремни-гвый планарно ° эпитаксиальный
Рассмотрим, насколько существенно влияние Этих причин на работоспособность транзисторов в лавинном режиме. Существует ряд причин, приводящих к нарушению однородности коллекторного перехода (например, неравномерность концентрации примесей по площади перехода). Это приводит к тому, что в отдельных дефектных участках перехода напряжение лавинного пробоя оказывается меньшим, чем в других, бездефектных участках. Степень дефектности того или иного участка можно охарактеризовать величиной
t = (VM-UMk)IUM, (3.1)
где 'Dm — напряжение лавинного пробоя бездефектных участков, UMk — напряжение лавинного пробоя дефектного i/г-го участка.
Разделим мысленно структуру лавинного транзистора на т участков, часть которых будет дефектными, а часть — бездефектными. Положим, что
т > S/Sfl) (3.2)
где S — общая площадь коллекторного перехода, 5Д — площадь наименьшего дефектного участка.
Поскольку нас интересует только дополнительная локализация тока из-за неравномерности лавинного умножения, то будем считать, что плотность потока первичных носителей, входящих в коллекторный переход, одинакова по всей площади перехода. Тогда ток, вытекающий из некоторого /-го участка перехода, после умножения носителей будет равен
h = Ml (о0/э + ^Ko)/m- (3.3)
При однородном пробое все коэффициенты умножения Л11—Мт были бы одинаковы и равны Mi. Если пробой неоднороден, то через участки разбиения протекают раз-
личные токи: /Общий ток Л = Mi (cio/g + /* = Mk(a0I3 + 1к0)/т, 11 = Ml (а0/э + /ко)/т. 4n = Л1т(ао/э + (3.4)
= /1+ /г+ • •+ im= ^+.^1 V (3.5)
m m—l
Коэффициенты лавинного умножения равны
Мм = О - Жим]"}"' ={1-[П/^(1-б)р}-1. (3.6)
Введем понятие о (коэффициенте локализации тока, равном отношению плотности тока в некотором дефектном й-м участке к плотности тока в бездефектном Z-м участке, .
(3.7)
Очевидно, что для бездефектного l-го участка 6 = 0. Поэтому из (3.6) и (3.7)
k = =. HW (3,8)
1 — [CZ/CZ^ (1—<у)]«
.Обобщенная зависимость &л от Uj:UM приведена на рис. 3.3. Из (3.8) .следует вывод, что величина £л никогда не превышает величины коэффициента лавинного ум-
ножения в дефектном участке, (Поэтому заметная локализация тока наблюдается при работе только в тех областях ВАХ, где Мь заметно превышает 1.
Рис. 3.3. Зависимость коэффициента локализации тока при неравномерном умножении носителей в коллекторном переходе от напряжения на нем:
Кривая 1 рассчитана при и =0; 2 — при 0=0,02; 3 — при (У=0,05 и 4 — при 0=0,1.
К
При U^-Umk kjr^-oo. Это говорит о том, что при напряжении, близком к напряжению лавинного пробоя дефектного участка U^k, ток может почти полностью локализоваться в дефектном участке. Если при этом абсо
лютная (плотность тока велика, то возможен прожог такого участка и выход транзистора из строя. Этим, в частности, объясняется низкая надежность многих обычных схем при 'повышении рабочего напряжения.
Принципиально иная картина имеет место в большинстве устройств на лавинных транзисторах, использующих ВАХ с дифференциальным отрицательным сопротивлением. Особенностью таких .ВАХ является то, что напряжениё на транзисторе, близкое к пробивному, имеет место только при малых токах, протекающих че
рез транзистор (вблизи, например, максимума US-образной ВАХ со стороны коллектора). При этом абсолютная плотность тока, протекающего через дефектные участки, весьма мала и даже при большой величине отсутствует возможность прожога этих участков. По мере увеличения тока напряжение на транзисторе уменьшается, что ведет к уменьшению Лл. Таким образом, на участке отрицательного сопротивления имеет место автоматическое выравнивание плотности лавинного тока в отдельных участках по мере роста общей плотности тока. Это обстоятельство объясняет потенциально повышенную надежность лавинных транзисторов при . работе в импульсных схемах.
В импульсных схемах максимальное значение тока достигается при -U=\Up что соответствует величине
k„ = <х0/[1 - (1 - а0)(1 - 6ГП] . (3.9)
Это выражение .показывает, что в наиболее тяжелом для работы таких схем случае дополнительной локализацией тока из-за неравномерности лавинного умножения можно практически пренебречь, так как 1.
Следует отметить, что проделанный анализ характеризует крайний случай. .В действительности, даже при U-bUMh kjt всегда конечен. Объясняется это наличием ряда причин, ограничивающих локализацию тока и не учтенных при анализе. Одна из причин заключается в растекании тока от дефектных участков с повышенной плотностью тока к близлежащим бездефектным участкам. Две другие причины: влияние последовательного сопротивления полупроводника и тепловой механизм выравнивания плотности тока по площади перехода [14] — были описаны в § 1.1.
Из сказанного видно, что выгорание дефектного участка коллекторного перехода у лавинных транзисторов мало вероятно. Поэтому на надежность влияют те же факторы, что и при работе в обычном режиме. Однако следует иметь в виду, что неравномерность пробоя может привести к уменьшению напряжения (7^ в максимуме S-образной ВАХ и появлению нестабильности ВАХ в этой области. (Поэтому контроль напряжения необходим в производстве лавинных транзисторов.
Другой причиной снижения надежности является разброс напряжений лавинного пробоя UM и U&, вызываю
щий разброс .параметров импульсных схем. Хотя у большинства обычных транзисторов напряжения UM и „с всегда контролируются, это не означает, что оии могут иметь произвольные значения. Объясняется эТо тем, что напряжения UM и С7р зависят от ряда электрофизических параметров транзисторов, которые влияют и на обычные параметры, например на обратные токи переходов, величину а0 и другие, которые в условиях серийного производства обычных транзисторов жестко контролируются.
Исследования большого числа обычных транзисторов показали существование явной связи между разбросом обычных и лавинных параметров. Чем уже нормы на разброс обычных параметров, тем меньше разброс параметров лавинного режима. Характерно, что, например, разброс напряжений ~UM и Up у некоторых типов обычных транзисторов .(Т1416Б, П414Б и др.) с хорошо отработанной технологией меньше разброса соответствующих напряжений у специальных типов лавинных транзисторов. Из ги-стограмм напряжений С1М и для диффузионно-сплавных транзисторов П4-16Б и П414Б, а также для сплавных транзисторов МП20 (рис. 3.4) видно, что
₽ис. 3.4, Гистограммы разброса напряжений Utf и C/g для диффузионно-сплавных транзисторен П416Б (а) н сплавных МП21 (6)*
разброс напряжений пробоя у диффузионно-сплавных транзисторов П416Б и П414Б не превышает ±10% для 80% транзисторов. Незначительный отбор может резк0 уменьшить разброс параметров этих транзисторов в ла-винном режиме.
Сравнительно мал и разброс параметров импульсов генерируемых диффузионно-сплавными транзисторами в типовой схеме релаксационного генеоатора '(рис. 35 3.6, 3.7).
Рис. 3.7. Гистограммы разброса напряжения U для лавинных тран-М
знсторов ГТ338.
Рис. 3.6. Гистограммы разброса амплитуд импульсов лавинных транзисторов ГТ338 в схеме релаксационного генератора (С«=30 пФ, -RH=75 Ом).
У отечественных лавинных транзисторов разброс параметров прежде всего обусловлен разбросом удельного сопротивления эпитаксиальной пленки, которое может меняться от «4 до 3 Ом-см3 и пока трудно контролируется. Заметный разброс параметров специальных ла-
ринных транзисторов вызывает необходимость в разбивке транзисторов на несколько групп. В настоящее время лавинные транзисторы ГТ338 делятся на три группы (Д, Б и В) (табл. 3.1), в пределах каждой из которых разброс параметров несколько меньший, чем показанный на рис. 3.6 и 3.7. Приведенные данные относятся к этапу освоения производства - и.що мере совершенствования технологии разброс параметров специальных типов лавинных транзисторов будет заметно уменьшен.
Исследования 'вторичного пробоя сплавных и диффузионных транзисторов [17—19, 22] показали, что у последних он при малых длительностях носит нетепловой характер и объясняется дополнительной инжекцией со стороны неидеального омического контакта коллектора. Реальная структура диффузионно-сплавного транзистора является структурой р-п-р-т и близка по своим свойствам к структуре р-п-р-п тиристора. Как и у последних, переключение в область малых напряжений (вторичный пробой) происходит при выполнении условия
«ЭфФ= уи 7И + утМ > 1, (3.10)
где ут — эффективность инжекции неидеального омического контакта коллектора, растущая с ростом тока коллектора. Для транзисторов, у которых отсутствует вторичный пробой, ут~0 и аЭфф может быть больше единицы только в лавинной области из-за возрастания М. Если ут>0, то аэфф может превысить единицу при любом даже очень малом напряжении на коллекторе, когда Л4^1. Очевидно, что чем меньше ух=а0 отличается от единицы, тем больше вероятность того, что при ничтожном отклонении ут от нуля возникнет вторичный пробой. Так как коэффициент передачи тока базы равен
В = ухЛ4/(1—ухТИ), (3.11)
то следует ожидать, что с ростом В вероятность вторичного пробоя инжекционного характера будет возрастать и при В—>-оо, когда ухЛ1->1, она будет стремиться к 100%. Такой характер вероятности вторичного, пробоя является подтверждением его инжекционного характера (рис 3.8). Малое остаточное напряжение (рис. 3.9) и положительное дифференциальное сопротивление в области больших токов также согласуются с инжекционным механизмом вторичного пробоя.
Исследования показали, что инжекционный механизм вторичного пробоя не приводит к разрушению тран-
зисторной структуры. Так, анализ некоторых образцов транзисторов, через которые длительное время пропус. кали ток порядка 0,3—0,5 А, показал, что выход их из строя обусловлен выгоранием тонкого эмиттерного вы-вода при сохранении исправной самой транзисторной структуры. При этом время развития вторичного пробоя
Рис. 3.8. Зависимость вероятности вторичного пробоя от величины В для транзисторов П414.
Рис. 3.9. ВАХ четырех образцов транзисторов П414 Б в области вторичного пробоя.
у диффузионно-сплавных транзисторов мало и доходит до 50 нс, что невозможно при тепловом характере вторичного пробоя.
При ограничении амплитуды импульсов вторичный пробой диффузионно-сплавных транзисторов не опасен. Fro можно устранить соответствующими технологическими мерами. У многих типов современных маломощных диффузионных транзисторов он вообще не наблюдается.
Количественные данные по надежности работы транзисторов в лавинном режиме ограничены и имеются не ПО' всем типам транзисторов. Специальные типы лавинных транзисторов имеют высокую надежность.. Так, например, при исследовании на надежность большой партии (300 шт.) отечественных лавинных транзисторов ГТ338 в схеме релаксационного генератора в течение 5000 ч работы не было отмечено выходов из строя из-за отказа приборов. В [16] отмечено, что японские лавинные транзисторы со сквозным пробоем ECL-1239 при испытании на надежность изменяли свои параметры не более чем на 20% за 6000 ч непрерывной работы.
Достаточно высокой надежностью обладают обычные диффузионно-сплавные транзисторы. Было проведено исследование на надежность 50 транзисторов П416Е. работающих в схеме релаксационного генератора длительное. время. Для выяснения влияния режима работы
fla обычные параметры транзистора каждый из «их периодически отключался от схемы и измерялись параметры До, В, iUM и С/р (рис. 3.10).
г Отсутствие заметно выраженных изменений этих параметров свидетельствует о том, что нет каких-либо специфических признаков деградации параметров транзисторов при длительной работе'в'лавинном режиме.
,3а 10 000 ч. непрерывной .работы было отмечено два катастрофических отказа. Первый отказ произошел через 2500 ч и был обусловлен коротким замыканием нагрузки. Точную причину второго отказа установить не удалось. Таким образом, ориентировочная интенсивность отказов составляет менее (1—2)-10-61/ч, что подтверждает достаточно высокую надежность работы обычных диффузионных транзисторов в лавинном режиме. Достаточно высокая надежность сплавных транзисторов отмечена в [72, 116].
3.3. Температурная стабильность параметров лавинных транзисторов
Большинство параметров транзисторов зависит or температуры. Анализ ВАХ лавинного транзистора показывает, что основными параметрами, температурные изменения которых важно учитывать, являются обратные токи /1:0 и /80 переходов, напряжение UM, тепловой потенциал <рг и коэффициент передачи а0 тока эмиттера.
Для |расчета температурной зависимости обратных токов можно использовать выражения
/ко (Т) = /к0 (20°С) ехр [а(Т~ 20°С)], (3.12)
До (Л = /э0(20°С)ехр [а(Т — 20°С)], (3.13)
где а=0,08- 1/град для германиевых транзисторов и а = =0,1 • 1/град для кремниевых. Температурная зависимость напряжения пробоя UM определяется формулой
им (П= им (20°С) И + (Г- 20"С)], (3.14)
гДе рм»'1 • 10~3,’1/град для германиевых и рм~(6—9) X X 10~4-4/град для кремниевых транзисторов с 4^20^30 В.
ixo^rfi
16
74 -
# "x- _o№21
и ------о №M _,
Ср 7 2 3 4 t*1O},4
Рис. ЗЛО. Типовые временные зависимости параметров В. и,.к^а КО» р
транзисторов П416Б при испытании на надежность.
Зависимость <срт(Т) удобно .представить в нормиро-ванном виде
фг(Т) = 0,025 + (Т— 20°С)/11600°С. (3.15)
Точное аналитическое выражение для записи мости ао(7) не найдено, однако эксперимен-г показывает, что для специальных лавинных транзисторов
Во(Л= ао(Т)/[1 - ао(Т)], (3.16)
меняется по почти линейному закону
Во (Т)« Во (20°С) [1 + kB (Т — 20°С)]. (3.17)
Для большинства обычных диффузионных транзисторов зависимость (3.17) оказывается также вполне приемлемой вплоть до значений Т »40-? 50°С. При большей температуре у некоторых типов транзисторов, например у П416, наблюдается более резкий рост Во (при Г>40—50°С).
Зависимости До (Т), 1э0(Т) и В0(Т) для обычных транзисторов приводятся в справочной литературе. Для специальных лавинных транзисторов они показаны на рис. 3.11. Использование этих зависимостей совместно' с
Рис. 3.11. Температурные
зависимости параметров транзисторов ГТ338.
' В и U.. лавинных ко» м
Уравнениями ВАХ позволяет рассчитать температурную зависимость ВАХ и других параметров транзисторов.
Изменения формы ВАХ при изменении температуры носят разнообразный характер. Поэтому целесообразно Рассмотреть основные черты температурного изменения основных параметров .ВАХ: напряжения включения U& и напряжения ‘пробоя при обрыве базы [7р.
В автоколебательных релаксационных схемах источник запирающего смещения в цепи базы, как правило,
отсутствует. В этом случае /у = 0 и в соответствии f (1.80)
и/п=им(Т) X
п/ ао<Т)1эо (Т) |ехр + 1 j—1| Ч-/к0(7’)
Х I/ <РГСО ЛДП 7 Г/коЮ^б+'б) T~V
F {Rg + Гб) + ао(Т) +'эо(Ц«ф[ Фг (7)а0(7) +1_Н|
(3.18)
Анализ соотношения (3.48) с учетом реальных вели-чин (параметров транзистора показывает, что преобладающее впадение в нем имеют зависимости UM[T\ 1м(Т), 1эд(Т). В области сравнительно низких температур (до ~40°С) токи 1ко(Т) и ISO(T) малы и практически С/р (Т) = UM(T). Поэтому при 1 <3(40—60°С) напряжение t/p (Т) растет с температурой в соответствии с зависимостью (3.14). '
При Г> ('40—50°С) и типовых 7?б~14-5 кОм пренебречь токами 1кв(Т) и 1эо(Т) уже нельзя Из (3.18) видно, что при увеличении этих токов уменьшается величина £7р При большом 7?б это уменьшение может быть очень резким и даже .привести к исчезновению участка ВАХ с дифференциальным отрицательным сопротивлением. Однако при /?б 1—5 кОм (для маломощных германиевых диффузионных и специальных лавинных транзисторов) С/р падает незначительно. При этом наблюдается определенная температурная компенсация увеличения С/р (Т) за счет роста UM(T). Оценка величины С?б. при которой напряжение С/р меняется незначительно, представляет существенный интерес. Очевидно, что для получения высокой температурной стабильности необходимо выбрать настолько малым, чтобы падение напряжения на нем при увеличении обратных токов переходов было недостаточным для самооткрывания транзистора при напряжениях, меньших С/р.
Для оценки максимальной величины Аг> можно воспользоваться зависимостью тока /к коллектора в области малых коллекторных напряжений от сопротивления Яб {23]
/ = 'ко П , М1"”/)____________1 (3до)
К I ( (1 — ар) qy (1—-ЯрЯ/)//до/?^ J
где — инверсный коэффициент передачи тока эмиттера. При 7?о=0
/к = /ко/(1-аоа/), (3.20)
или 7к~/ко> так как ог<С'1. При /?б=°о
/« = /;□ = /ко/(1 (3.21)
и, как было показано ранее, участок с отрицательным сопротивлением исчезает, если «о—const.
Для определения максимальной величины Аб зададимся допустимым возрастанием /к за счет самооткры-вания на 10% (разумеется, эта граница достаточно условна) относительно /к при /?б=0. Это из ^3.19) соответствует условию
-------ао^~И/)---------^0,1. (3.22)
(1 — «о) + Фг О — а0«/ )Дэо£б
Отсюда, учтя, что ia0~l и coCl, получим
(гб + Кб) < ^бтах = maJ э0 max’ (3.23)
где (рт-тах и 1э0max — значения и /э0 для максималь-
;ой температуры окружающей среды.
; Например, для специальных лавинных транзисторов, имеющих типичное значение тока /эо(6О°) «0,5 мкА, t?6max~5 кОм, для транзисторов П416, ГТ308, П422, П40Ь—П403 и других Ar>mnx~l кОм. Если условие (3.23) выполняется, то напряжение U& (Т) меняется с температурой незначительно.
Температурная зависимость напряжения опреде-
ляется из выражения
^(Л = им(Т^ (3.24)
Рост 67p (Т), обусловленный ростом UM(T) при увеличении температуры, частично компенсируется обратным влиянием зависимости ао(Т’). Поэтому напряжение т[в(Л отличается повышенной температурной стабильностью. У транзисторов П416Б, например, напряжение вд(Л меняется .примерно на 1—3% в диапазоне температур от —60 до 4-i60°C.
Указанные особенности температурных изменений “АХ хорошо согласуются с экспериментом. Например, Из рис. 3.12 видно, что в диапазоне отрицательных температур напряжение растет с ростом Т, тогда как в
диапазоне температур от 20°С до 65°С оно почти не меняется. В 'целом величина £7р колеблется на 8—10% в диапазоне температур от —80 до +65СС.
Рис. 3.12. ВАХ лавинного транзистора ГТ338А при различных температурах окружающей среды (/?б-4,3 кОм, /у-0).
Рис. 3.13. ВАХ транзистора П416Б при различных температурах окружающей среды (^б = 1,1 кОм, /у—0).
Высокая температурная стабильность ВАХ характерна и для обычных диффузионных транзисторов, при выполнении условия (3.23) (рис. 3.13).
В тех случаях, когда в цепи базы включен источник запирающего смещения Еб, температурная стабильность ВАХ обеспечивается, если выполняется условие Аб+^эб—/коЛ1б(Аб+^б) ^0, откуда, ориентируясь на максимальную температуру, получаем
Аб + Аэб 1кОтахМо(Кб + гб)- (3.25)
При выполнении условия (3.25) напряжение
mUM(T) .(рис. 3.-14) В противном случае температурная нестабильность ВАХ при большом Аб может оказаться очень существенной. На рис. 3.15 для наглядности пунктиром показаны ВАХ для Аб=2 В и Аб=600кОм; когда условие (3 25) не выполняется (в этом случае Ар падает на 10 В при температуре 60°С).
Проведенное рассмотрение показывает, что при правильном выборе Аб и Re можно легко обеспечить высокую температурную стабильность ВАХ от—60 до + 60°С-Следует отметить, что работоспособность транзисторов и лавинном режиме сохраняется в гораздо более широком диапазоне температур. Например, специальные транзисторы сохраняют работоспособность от —196 до +110°С-Для кремниевых лавинных транзисторов этот диапазон расширяется.
I Температурная стабильность < ттэфф У лавинных транзисторов пока достаточно не изучена. Однако эксперимент показывает, что в диапазоне температур от - 60 до +60°С время нарастания импульсов в релаксационных схемах на лавинных транзисторах меняется незначительно (не более чем на 5—10%). Изменение амплитуды импульсов при изменении температуры определяется, в основном, темпе-
Rf0,8МОм R^40k0m
ратур'ньгм дрейфом ВАХ. Достаточно высокой темпера-/рной стабильностью обла-
Рис. 3.14. ВАХ транзистора П416Б при различных температурах окружающей среды (J?g=40 кОм,
В):
Пунктиром -показана -ВАХ для случая (.Rg =800 кОм, Eg =4 В).
дает и .V-образная ВАХ лавинного транзистора. Ее изменения в основном обусловлены изменением тока /к0 и падения напряжения на эмиттерном переходе. Последнее
3.15. Гистограммы относительного изменения амплитуды импульсов при Изменении температуры для релаксационного генератора на лавинных транзисторах ГТ338.
приводит к горизонтальному сдвигу .V-образной ВАХ, который составляет л: 2 мВ па 1°С (см. рис. 1.25).
К Таким образом, лавинные транзисторы имеют 'высокую. температурную стабильность параметров. Это яв-лйется реальной предпосылкой к созданию импульсных Устройств на лавинных транзисторах с повышенной температурной стабильностью и высокой надежностью.
3.4. Особенности работы в лавинном режиме кремниевых планарных транзисторов
В настоящее время наиболее перспективны планар. ные .и планарно-эпитаксиальные кремниевые транзисто. ры. Они являются важнейшим активным элементом интегральных схем. Прецизионная фотолитография и диффузионная технология позволяют в едином технологическом процессе изготовлять до нескольких сотен приборов, что удешевляет их и снижает разброс параметров. Ряд достоинств планарных транзисторов обусловливает целесообразность их применения в лавинном режиме. Характерной особенностью планарных кремние-вых транзисторов является хорошая защита переходов изолирующей пленкой двуокиси кремния. Это резко снижает поверхностную рекомбинацию носителей, уменьшает обратные токи переходов и стабилизирует ВАХ на участке пробоя. Планарные транзисторы имеют ничтожно малые обратные токи переходов (порядка долей наноампера) и малую зависимость коэффициентов передачи а и В от тока.
iB ряде работ [18, 64, 69] рассматривается возможность использования кремниевых лавинных планарных транзисторов в микрорежиме при токах колектора около 1мкА и меньше. В обычном режиме работа при таких токах неэффективна из-за резкого уменьшения а. Простая формула, описывающая зависимость а от тока, предложена в [142]
а(/э) = ао/Р/(Г + /Р)- (3.2(5)
где коэффициент р~ 0,94-3,2 зависит от характера поверхностной провдимости эмиттерного перехода; параметр Гх (1—10)-10-7А характеризует эффективность эмиттерного перехода.
При работе в лавинном режиме а возрастает в М раз и может иметь близкие к единице значения при токах эмиттера менее 1 мкА. Из рис. 3.16 видно, что близкое к Up остаточное напряжение на транзисторе можно получить при токе коллектора порядка 10—45 мкА, что на два порядка меньше, чем у диффузионно-сплавных германиевых транзисторов. Это говорит о возможности построения микромощных переключающих и триггерных схем на планарных транзисторах.
Особыйинтереспредставляютразработка низко-вольтных лавинных полупроводниковых негатронов. Один из таких приборов — лавинно-рекомбинационный диод (ЛРД) — имеет структуру планарного транзистора, у которого отсутствует внешний вывод базы. S-об
Рис. 3.16. Семейство S -образных ВАХ кремниевого планарного транзистора со стороны коллектора.
Рис. 3.17. ВАХ инверсно включенных планарных транзисторов прн обрыве базы.
разная ВАХ у ЛРД получается за счет действия двух (эффектов: лавинного умножения носителей в коллекторном переходе и рекомбинации, создающей зависимость «(./) в эмиттерном переходе. Уравнение ВАХ ЛРД описывается'выражениями (1.56) и 1(3.26).
В качестве низковольтных ЛРД могут использоваться инверсно включенные обычные планарные транзисторы [77, ПО]. В инверсном режиме коллектор выполняет функции эмиттера. Такой комиттер» имеет большую площадь, чем «коллектор», что усиливает роль рекомбинационных процессов. Лавинное умножение носителей наблюдается при напряжениях пробоя эмиттерного перехода более 4—6 В, т. е. когда пробой носит лавинный характер (рис. 3.17). Сравнительно большое отношение Yfj'UM объясняется малым значением cto~0,3—0,6 в инверсном включении.
Интересной особенностью инверсно включенных планарных транзисторов и ЛРД является высокая температурная стабильность ВАХ. Например, у транзисторов КТ317 напряжение в точке максимума ВАХ £7 g ~74-8 В Меняется всего на 50—s100 мВ в диапазоне —80--Н65°С.
ВАХ сохраняет свою форму при нагреве до температур около 250°С. Эта особенность объясняется ничтожным^ обратными токами переходов и близким к нулю темпе-ратурным коэффициентом напряжения пробоя UM (прч С/м~б4-7 В механизм пробоя является лавинно-поле-вы.м, что объясняет малые значения температурного коэффициента напряжения пробоя).
Таким образом, на базе планарных транзисторов могут выполняться микромощные схемы, которые легко реализуются в интегральном исполнении. Низковольтные приборы позволяют строить схемы с рабочими напряжениями, согласующимися с напряжениями обычных интегральных схем. При этом можно построить переключающие схемы с потребляемой мощностью менее 0,1 мВт па ячейку и релаксационные с потребляемой мощностью менее 0,01 'мВт.
Наряду с уменьшением рабочих токов и напряжений планарные, особенно планарно-эпитаксиальные, кремниевые транзисторы имеют преимущества при построении генераторов мощных импульсов. Это связано с возможностью получения больших напряжений Um (до 200 В и более) и малых сопротивлений г'. Особенности работы планарных транзисторов в релаксационных схемах были описаны в § '2.5.
Глава 4
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ и РАСЧЕТА ОСНОВНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ СХЕМ НА ЛАВИННЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
4.1. Двухстабильные схемы на лавинных транзисторах
Основная двухстабильная схема на лавинном транзисторе (рис. 4.1,а i[37]) может использоваться для получения перепадов напряжения или тока. В первом случае нагрузка включается параллельно лавинному транзистору, а во втором — последовательно с ним. На эквивалентной схеме триггера (рис. 4.1,6)
экв = W(*h + ^к); ЭкВ = + *к)- (4-
Расчет триггера сводится , к определению параметров схемы по известным значениям сопротивления и еМ
кости нагрузки или отдаваемого в нагрузку тока. При !этом следует учитывать, что устойчивость включенного состояния лавинного транзистора существенно зависит от тока, протекающего через транзистор.
Выбор транзистора производится по величине требуемого перепада выходного напряжения или тока. Ориентировочно целесообразно принять
^вых^р—tfp; Лых<-Рдоп/^р. (4.2)
При расчете допустимой мощности рассеивания следует ,учитывать, что она зависит от температуры окружающей среды Т-.
Pw = (Tmax-T)/Rt, (4.3)
где Ттах — максимально допустимая температура перехода, Rt — тепловое сопротивление транзистора.
Лавинный транзистор, применяемый в схеме триггера, должен обладать ВАХ с возможно более резким спадом напряжения на коллекторе при увеличении тока. Желательно, чтобы уже при токе —2 мА напряже-
ние на коллекторе падало до значения, близкого к U Это требование удается выполнить далеко не всегда. Большое остаточное напряжение ухудшает устойчивость включенного состояния транзистора и уменьшает перепад выходного напряжения. В настоящее время для триггерных схем подходящими являются диффузионно-сплавные и планарные транзисторы, имеющие большое значение ао и слабую зависимость «о от тока. К ним относятся транзисторы П403, П422, П423, П416А, П416Б, ГТ320А, ГТ320Б и др. Выпускаемые отечественной промышленностью специальные лавинные транзисторы име
ют характеристики, оптимальные для работы в релаксационных схемах, но практически они мало пригодны для использования 'в триггерных схемах из-за потери устойчивости при весьма малых емкостях нагрузки СИ1 сравнимых с паразитными монтажными емкостями. Хо-рошими характеристиками для работы в триггерных схемах обладают интегральные кремниевые планарные транзисторы с относительно малым 1)м.
Для сохранения .работоспособности триггера при максимальной температуре Ттах окружающей среды следует задаться ваитирающим током /б, исходя из условия (3.2'5). Напряжение Вб -можно выбирать любым, -но желательно, чтобы выполнялось условие
Вб 5/Уэб.
Тогда для расчета /?б можно использовать
о -- _________________________
6 С 77 ~ /ко (20°С) ео{7’-20°с>
(4.4) выражение
(4.5)
Обычно для всех типов транзисторов условие (4.4) выполняется при Дб^2 В. Диод Де, устраняющий пробой эмиттерного перехода, необходим, если выбранное значение £б превышает напряжение пробоя эмиттерного перехода. Последнее у диффузионных германиевых транзисторов не превышает (1,5—3) В, а у кремниевых доходит до (5—6) В.
Ток коллектора /Квыкл и напряжение на коллекторе Пквыкл выключенного лавинного транзистора рассчитываются по формулам:
/квыкл = /коП — (Дкэкв/Дм)"]'1, (4.6)
UK БЫкЛ Дк ЭкВ /к вЫкл^к Экв- (4.7)
Наихудшие условия при работе триггера получаются при 1ко=1котах, т. е. при наивысшей температуре окружающей среды.
Током /Квкл включенного транзистора рекомендуется задаться, учитывая, что большая величина его улучшает устойчивость, быстродействие и нагрузочную способность триггера, однако ухудшает его экономичность. Потребляемая триггером мощность во включенном состоянии равна
Дпотр = Дк/квкл- (4.8)
Обычно /вых ~/квкл, поэтому При Выборе /квкл можно использовать условие (4.2).
Остаточное напряжение U0CT на включенном лавин-йом гтранзисторе находится из уравнения (2.4), что при /ко=О
Uoct = Um 1/1 — а0~(1 + /б/ 7К вкД (4-9)
Напряжение питания £к выбирается из условия
Um min ^-> Ек экв £7ОСТ. (4.19)
При расчете следует учитывать разброс UM и Ек, а также температурный дрейф напряжения UM- Последнее следует рассчитывать для минимальной температуры окружающей среды в соответствии с формулой (3.14). Ориентировочно
ик экв «(0,7 -0,9)им, (4.11)
RK экв = (Ек экв - U^)/IK вкл. (4.12)
Если нагрузка включена последовательно с лавинным транзистором и достаточно мала, можно считать, что
экв — Ек и Rk3kb=<Rk. Если нагрузка включена параллельно, то, используя уравнения (4.1), нетрудно, при заданном Rn найти RK и Ек. Перепады напряжения и тока обеспечиваемые триггером, уточняются из выражений
UK вкЛ Uoc<It 7вых 7К ВкЛ 7К выкл-
Емкость нагрузки триггера ,СН должна удовлетворять условию устойчивости (2.41), где следует брать R=RK экв и учесть, что С= (См+Св). Из-за большего значения ^кэкв, при использовании диффузионно-сплавных транзисторов быстродействие триггера определяется в основном параметрами схемы, а не быстродействием транзистора. Постоянные времени включения и выключения могут быть рассчитаны из выражений
*^вкл Е'н (^Т поел) "4" эфф, (4* 15)
"СвЫк-Ч = UBRK Экв, (4.16)
а длительности фронтов импульсов на коллекторе, при включении и выключении триггера — из выражений
4кл « 2,2твкЛ, (4.17)
*выКл « 2,2твыкЛ. (4.18)
(4-13)
(4.14)
Для триггеров всегда соблюдается условие
экв ПОсЛ> (4.19)
поэтому
Твкл ”^выкл> ^вкл Аыкл- (4.20)
В ряде случаев условие устойчивости (2.41) получается невыполнимым. Однако при любом значении Св устойчивость обеспечивается, если рабочая точка будет располагаться на участке ВАХ с положительным дифференциальным сопротивлением. Такой участок можно сформироваать, если выполнить условие
Rr поел I Ro 1( ^к=/квкл). (4-21)
При этом остаточное напряжение на коллекторе лавинного транзистора несколько возрастает из-за падения напряжения на сопротивлении Rн поел- Значение Пост определяется выражением
ПОст = RМ (Хо(1 “Ь 7б//к вкл) 4“ (4 вкл ^б) Rr поел- (4.22)
Улучшить ВАХ лавинного транзистора в схеме триггера можно, включив кремниевый диод Дэ в цепь эмиттера. Иногда в этом случае (при 104-50 кОм) можно отказаться от источника смещения Ее. Однако такой вариант триггера имеет пониженную температурную стабильность и может работать при температуре не более 45—50°С (при использовании германиевыхтранзисторов).
Проведя расчет для различных значений и Ек, можно построить зоны работоспособности триггера (рис. 4.2). Эти зоны определяют крайние значения RK и Ек, при которых еще возможен двухстабильный режим. Расчеты показывают, что при £б=0 зона работоспособности получается минимальной. Действительно, увеличение Ре, выгодное для уменьшения U0CTj приводит в то же время к уменьшению U& и значительному ухудшению температурной стабильности. Максимальная зона работоспособности обеспечивается при большом Рб^50 кОм и при £б>0.
Рис. 4.2,а соответствует схеме, в которой £6 = 0, a Re равно 1 и 5 кОм. Из него хорошо видно, что увеличение Re улучшает один параметр схемы (Пост) и в то же время ухудшает другой (Пр). Так как Ек должно быть меньше П' (иначе транзистор будет включаться самопроизвольно), то увеличение Re при £е=0 практически
не увеличивает зоны работоспособности. В схеме с /?б = 300 кОм и Е^—6 В (рис. 4.2,6) удается получить зону работоспособности намного шире. Почти такую же зону можно получить и при Ев = 0 и /?б=39 кОм, если в цепь эмиттера включить кремниевый диод Д223 (рис 4.2,в). Однако такая схема, как уже указывалось, имеет худшую температурную стабильность.
Триггерные схемы на лавинных транзисторах выгодно отличаются своей простотой, так как содержат всего один транзистор. При использовании диффузионносплавных транзисторов можно получить перепады напряжения до 2-0-—30 В и тока до 2—10 мА. Работоспособность схемы сохраняется при колебаниях Ек на ±30% и в широком диапазоне изменения сопротивления RK. При Сн«100 пФ время нарастания импульсов при включении транзистора составляет примерно 20 нс, а при выключении— около 100 нс. Таким образом, по быстродействию триггеры на лавинных транзисторах заметно
превышают триггеры на динисторах и тиристорах [5, 6]. Преимуществом последних, однако, является значительно меньшая величина U0Ci и отсутствие нестабильности во включенном состоянии. Параметры триггерных схем можно значительно улучшить при разработке специальных транзисторов, особенно низковольтных с UM «а »10-J-15 В и cto^O,99. Однако в настоящее время такие транзисторы не выпускаются.
Триггер на лавинном транзисторе является составной частью многих импульсных схем: генераторов прямоугольных импульсов, схем временной задержки, управляемых ключей переменного тока и др. Самостоятельное применение триггера на лавинном транзисторе, например, как основного элемента пересчетных и запоминающих схем ЭВМ, пока ограничено присущими ему недостатками: большим U0CT, критичностью к разбросу параметров транзисторов и др. В значительной степени этих недостатков лишены микромощные триггеры, выполненные на интегральных кремниевых планарных лавинных транзисторах. Основным достоинством последних является возможность работы при малых (порядка 15—20 мкА) токах во включенном состоянии, что позволяет создать триггеры с потребляемой мощностью во включенном состоянии менее 0,3—0,5 мВт.
4.2. Релаксационные генераторы
Лавинные транзисторы очень удобны для построения разнообразных релаксационных схем. Релаксационные генераторы на лавинных транзисторах могут работать в автоколебательном и ждущем режимах, генерировать импульсы любой полярности в широком диапазоне амплитуд, частот повторения и длительностей [20, 21, 30, 34, 38, 39, 43—47, 56—64].
Основные варианты релаксационных генераторов, работающих в автоколебательном режиме и использующих S-образную ВАХ лавинного транзистора, приведены на рис. 4.3. В схеме рис. 4.3,а конденсатор С заряжается через резисторы RK и RH<C'RK и быстро разряжается через лавинный транзистор и нагрузку RH. В схеме рис. 4.3,6 заряд С происходит только через резистор RK-Включение нагрузки в цепь коллектора или эмиттера определяется требуемой полярностью выходного импульса.
В схемах рис. 4.3,в и г конденсатор вначале быстро заряжается через лавинный транзистор и резистор 7?н, а затём медленно разряжается через резистор (и в схеме рис. 4.3,в). В ходе разряда напряжение на лавин
Рис. 4.3. Схемы релаксационных генераторов, использующих со стороны коллектора.
г
S-образную ВАХ
ном транзисторе возрастает, .и, как только достигнет уровня Up , последний вновь включается и конденсатор заряжается.
Для работы в автоколебательном режиме рабочая точка лавинного транзистора должна располагаться на участке, соответствующем отрицательному дифференциальному сопротивлению. Это возможно только в том случае, если выполняется условие
(Ек - > Г или (Ек - Up)/R3 >Г , (4.23)
где 1'к — ток в точке максимума ВАХ. Эта точка должна быть неустойчивой.
При любой емкости конденсатора С необходимо, чтобы отрицательное дифференциальное сопротивление лавинного транзистора превышало по модулю сопротивление нагрузки
| Ео | > R„. (4.24)
При (1004-200) Ом условие (4.24) всегда выполняется в пределах средних токов коллектора, допустимых с точки зрения рассеиваемой на транзисторе мощности.
Изменяя величину сопротивления RK или Rs, можно в широких пределах менять частоту повторения импульсов. Кратность такой регулировки определяется допустимыми значениями зарядного тока, ограниченного сопро
тивлением или Rs, при которых 'Положение рабочей точки удовлетворяет условиям 'нестабильности и -макси-мально допустимой мощности рассеяния. Снизу это значение тока ограничено' током Гн, соответствующим максимуму ВАХ по напряжению и обычно не превышающим нескольких десятков микроампер. Максимальный зарядный ток не должен превышать нескольких миллиампер, так как при большем токе 'рассеиваемая мощность превышает допустимую (значения тока указаны для маломощных транзисторов,имеющих Адоп^150 мВт).
При уменьшении Ек до величины U& >EK>t7p 'Генераторы начинают работать в ждущем режиме. Однако в этом случае удобнее использовать схему с запирающим источником напряжения в цепи базы (рис. 2.6), которая может работать и в автоколебательном режиме, если выполняется условие, обратное (2.43). Если условие (4.24) не выполняется, то включенное состояние лавинного транзистора в схеме рис. 2.6 будет стабильным, что соответствует режиму работы генератора как устройства временной задержки. В этом случае при подаче запирающего импульса лавинный транзистор закрывается и конденсатор С начинает заряжаться. Спустя некоторое время задержки t3 напряжение на конденсаторе достигает уровня (7р ~ Um, лавинный транзистор включается, конденсатор разряжается и устройство приходит в стабильное исходное состояние.
Учитывая экспоненциальный характер напряжения на конденсаторе, во всех описанных схемах время восстановления, соответствующее закрытому состоянию лавинного транзистора, можно рассчитать по формуле (2.92), в которую вместо Uo можно подставить Um~'U0, а для схем рис. 4.3,в и г заменить R3. Частоту повторения импульсов можно принять равной f=l/(/B + M, а параметры импульсов и их форму рассчитать по формулам, приведенным в § 2.3. Проведенный в нем анализ формы разрядных импульсов справедлив для любой схемы релаксационного генератора на лавинном транзисторе, использующей конденсатор в качестве накопителя энергии.
Важным моментом при проектировании релаксацион ных генераторов на лавинных транзисторах является расчет средней мощности, рассеиваемой на транзисторе и нагрузке. Найдем эту мощность для наиболее общего
сЛучая ждущего режима работы схемы рис. 2.6. Средняя величина ее определяется усреднением за период следования запускающих импульсов Т3 следующих составляющих рассеиваемой мощности: мощности рассеиваемой в исходном состоянии, мощности Рс рассеиваемой при разряде конденсатора до конечного напряжения uClt, мощности Р3, рассеиваемой на -Этапе задержки восстановления, мощности Рв, рассеиваемой на этапе восстановления. Таким образом,
Р, = Рв + Рс + Р3 + Рв. (4.25)
Мощность, рассеиваемая на транзисторе на этапе задержки восстановления,
Р3 = uTEKt3/RKT3. (4.26)
Так как на этом этапе нт«0, то можно пренебречь составляющей мощности Р3~0. На этапе 'восстановления лавинный транзистор закрыт и через него протекает очень малый ток. Поэтому можно пренебречь и составляющей мощности Рв~0. Таким образом,
РтъРа + Рс. (4.27)
Поскольку разряд конденсатора происходит очень быстро, можно считать, что
i0 = T3~tB. (4.28)
Мощность Pv, очевидно, равна
Рв = Poto/T3 = Ро (1 - /э/в), (4.29)
где
/3=1/ТЭ, (4.30)
P0 = UM(EK — UM)/RK. (4.31)
вИющность, рассеиваемая на транзисторе за счет разрядов конденсатора, равна
Рс = Wc. /Тэ = /эН7Ст , (4.32)
где WCt — энергия, отдаваемая транзистору при одном разряде конденсатора. Подставляя (4.29) и .(4.32) в (4.27), получаем
Рт = /э(^Ст-7вРо) + Ро. (4.33)
С учетом эквивалентной схемы релаксационного генератора на этапе разряда конденсатора С (рис. 2,9,6) для FcT имеем •
- ^эС(^-иСк)2/2(7?тэ+7?н),
(4-34)
где
7?тэ = Кт 4~ 4фф/С- (4.35)
Используя полученные выражения, из (4.33) находим
Г Ria С (—- «£К )2 '~Zsb?is+«n 2
£xr "1 ЕК Л/f
-Ct7M(EK-C/M)ln-A_^l+t7M^AL. (4.36) гк им j
Из уравнений (4.33) и (4 36) можно сделать ряд полезных выводов. В частности, видно, что при определенных условиях Рт уменьшается при росте частоты запускающих импульсов. Это может иметь место в том случае, если EK~>UM и генератор работает в ждущем режиме. Для подобного случая необходимо, чтобы выполнялось условие
1^т<Ро4, (4-37)
что возможно, если Ктэ мало в сравнении с £н. Так как £тэ в соответствии с (4.35) зависит от емкости конденсатора С, то очевидно, что этот случай будет наблюдаться в основном при больших С, когда £тэ мало.
Если ждущий режим обеспечивается снижением Ек до уровня EK<UM, то £о~0 (при EK<UM формула (4.31) теряет смысл) и общее уравнение (4.36) упрощается:
Рт = f3WCT = /э£тЭС (£к - пСк)2/2 (£тэ + 7?н). (4.38)
В этом случае мощность определяется только составляющей мощности, обусловленной разрядом конденсатора, и пропорциональна f3. Формула (4.38) сохраняет силу и при работе генератора в автоколебательном режиме. Очевидно, что при этом
Тэ = КкС In [(£к - иск)/ (£к - Д')], (4.39)
Ртэ(и’л — “/-„У Г / £к —«СкХ!-1
Рт = Рп =-----2Т?КIn ------------------ . (4.40)
Ятэ + Ян [ \£к—Ор/
Из уравнения (4.40) можно сделать вывод, что £та в автоколебательном режиме (схемы рис. 4.3) зависит от емкости разряжаемого конденсатора, так как £тэ зависит от С. При малых С->0 £тэ->-оо и
Рта -> Ртьгпах = (t/p- М2/2^к In I С* . (4.41)
При большой величине С->оо РТЭ-^РТ и
Рта-Рта^=ЭД-ыск)2/(^+^)27?к1пт-^- • <4-42)
Для расчета мощности, рассеиваемой лавинным транзистором, удобно использовать обобщенные зависимости рассеиваемой мощности от емкости конденсатора С Б автоколебательном режиме и от частоты повторения импульсов f3 в ждущем режиме работы. Используя выражения (4.35), (4.40) и (4.41) для первой зависимости, получаем
Р™— = 1 -|----------1-1 . (4.43)
Рта макс (/?Т*4“ эфф/С) J
Из рис. 4.4 видно, что при уменьшении емкости С мощность Рта может значительно возрастать, что ограничи-
Рис. 4.4. Зависимость рассеиваемой на транзисторе мощности в автоколебательном режиме работы от емкости разряжаемого конденсатора (а) и в ждущем режиме от частоты запуска (б).
вает возможности увеличения частоты релаксационных колебаний.
Для ждущего режима работы из (4.33) можно получить
P«e fsmax = 1/^в.
(4.44)
(4.45)
Зависимость P-JPo от fs/fsmax Для различных значений P-tsJPo приведена на рис. 4.4,6.
Большая мощность, рассеиваемая транзистором основной схемы в исходном состоянии (рис. 4.4,6), является ее недостатком. Последний устраняется несколькими способами: фиксацией потенциала коллектора на уровне U0<:UM с помощью кремниевого стабилитрона, включенного параллельно транзистору, диодной фиксацией и применением дополнительного транзистора для заряда С, что позволяет увеличить RK (см. описанные в § 5.8 схемы, рис. 5.53 и рис. 5.54) В схемах с фиксацией необходимо рассчитывать по формуле (4.38).
Для получения релаксационных колебаний можно использовать включение лавинного транзистора со стороны эмиттера (рис. 4.5). Генераторы (рис. 4.5,аиб) работают в ждущем режиме, если и отличаются
включением нагрузки 7?н и полярностью выходного импульса. При подаче в цепь базы отрицательного запускающего импульса лавинный транзистор включается и конденсатор быстро заряжается до напряжения UCm, соответствующего максимуму ВАХ (см. рис. 1.22) в области больших токов. После этого конденсатор С разря-
дается в два этапа. На первом этапе эмиттерный перевод лавинного транзистора пробивается и разряд происходит через резистор Ан и резисторы Re и R3, включенные параллельно. Длительность этого этапа равна
ti^C [7?и + адЖ+Яо)] In (UcmlU* пр), (4.46)
где Дэбпр — напряжение пробоя эмиттерного перехода. После окончания первого этапа ток пробоя эмиттерного перехода уменьшается и разряд конденсатора до конечного уровня иСк завершается через резисторы R3 и iRe. Длительность второго этапа
t2^C (7?э + Ra) In (Дэ пр/иСк) . (4.47)
Полное время восстановления равно
tB = А + 4- (4.48)
Из-за пробоя эмиттерного перехода время восстановления tB таких генераторов может быть более чем на порядок меньшим, чем генераторов, схемы которых приведены на рис. 4.3. В автоколебательном режиме генераторы, использующие хронирующую RC цепочку в цепи эмиттера, могут генерировать импульсы с частотой повторения до 100—200 МГц. Схемы автоколебательных генераторов приведены на рис. _Е
4.5,в и г. Чтобы (Перевести рабо- /
чую точку на участок, соответст- рщ
вующий отрицательному сопро- г т*
гивлению, необходимо подать от- /? L пирающее смещение в цепь базы ирис. 4.5,в) или эмиттера (рис. 5 *15,а). Параметры зарядного им-
Пульса рассчитываются так же, Рис- «6. Схема релаксацион-о иого генератора с индуктив-как И ДЛЯ схемы, показанной на ным накопителем, рис. 2.6, так как эквивалентные схемы генераторов в области больших токов идентичны Можно построить релаксационные генераторы с индуктивным накопителем энергии (рис. 4.6), в которых лавинный транзистор включается со стороны базы, в результате чего получается входная Мобразная ВАХ. Однако такие генераторы не обладают преимуществами перед ранее рассмотренными, так как индуктивности ме-Гее удобны для применения в релаксационных генераторах, чем конденсаторы.
4.3. Мультивибраторы на лавинных транзисторах
Здесь мультивибраторами названы релаксационные генераторы на лавинных транзисторах, форма колебаний которых близка к форме колебаний классических мультивибраторов и определяется в основном параметрами хронирующих цепей. От классических описанные далее мультивибраторы отличаются простотой, высоким быстродействием и возможностью получения импульсов большой амплитуды.
Рис. 4.7. Схема мультивибратора на одном лавинном транзисторе (а) и временные диаграммы (б) для автоколебательного режима его работы.
В мультивибраторе (рис. 4.7,а) при подаче Ек конденсатор С заряжается через открытый диод Д. Эквивалентное сопротивление и э.д.с. зарядной цепи равны
^ЭЭ = ЯэЯр/(Яэ + Яр), £кэ = + 7?р). (4.49)
Когда напряжение на конденсаторе достигает уровня Up (рис. 4.7,6), лавинный транзистор включается и напряжение в точке а падает до уровня Uo, который может быть определен с помощью линии нагрузки с наклоном построенной на графике ВАХ лавинного транзистора. Обычно сопротивление резистора Ra выбирается малым (2?н< |7?о[), a . После включения ла-
винного транзистора диод Д закрывается и конденсатор-С разряжается через резистор R-S1. Когда напряжение на конденсаторе достигнет уровня Uo, диод Д отпирается и конденсатор оказывается подключенным к лавинному транзистору. Условие устойчивости включенного состояния нарушается, и лавинный транзистор выклю
чается. Диод Д выбирается кремниевым, что позволяет пренебречь его обратным током.
Учитывая экспоненциальный характер заряда и разряда конденсатора С и пренебрегая малым падением напряжения на открытом диоде Д, для времени заряда Т3, разряда Гр и периода колебаний Т в автоколебательном режиме можно получить выражения:
А = R33C In «ЕкЭ - ДзэДбр - ?7о)/(£кэ - Добр - ^)], (4.50)
Tp = RpCln(UfilU0), (4.51)
Т = Т34-ТР, (4.52)
где /об₽ — усредненное значение обратного тока закрытого транзистора.
Если ЕКэ<Др . то мультивибратор будет работать в ждущем режиме, в котором исходное состояние схемы ^соответствует закрытому лавинному транзистору. При запуске коротким отрицательным импульсом, поданным на базу, транзистор включается и конденсатор С разряжается от начального уровня (ЕКэ—ДзДобр) до конечного ('о. Время разряда, определяющее длительность прямоугольного импульса на нагрузке, находится из выра-кения
Тр = RpC In [(Е^ - Дзэ/Обр)/?70], (4.53)
а время восстановления
TB^3CR33. (4.54)
Оценим пределы плавной регулировки величины Др. Пренебрегая малым током /Обр, минимальное значение можно определить из (4.49) по допустимому уменьшению начального уровня (£Кэ- -Л>брДзэ) ~ Екэ в ждущем режиме или из условия Екэ> Др Для автоколебательного режима. Максимальную величину RP=RP max можно найти из условия выключения лавинного транзистора при отпирании диода Д
- | Ео | + Дн + Дд = 0, (4.55)
где Дд='<рт//д — дифференциальное сопротивление диода в момент выключения транзистора.
В предельном случае IR=‘Ug/Rpmax и из (4.55)
Яртах = tfp( I Яо | — Офг (4.56)
Величину /?3 можно найти, задавшись током /КЕКл включенного лавинного транзистора,
Ъ » — Uf, )IIK вкл. (4.57)
При этом следует учитывать, что с ростом /квкл напряжение Uo на включенном лавинном транзисторе приближается к Up, а |/?о| уменьшается (см. § 1.4). Обычно снизу значение /?3=</?зт{п ограничено допустимой мощностью рассеивания
^зт1-п>(£к-^)^/^оп. (4.58)
Для диффузионно-сплавных транзисторов при
» (14-2) кОм /Квкл целесообразно выбирать в пределах 1,5—5 мА. При этом перепад напряжения на конденсаторе доходит до 25—50 В, а амплитуда импульсов на нагрузке 2?н= 500 Ом до 2—2,5 В. Сопротивление Rv может меняться в широких пределах, например от (50— 100) кОм до единиц мегом. Предельная скважность импульсов (Т3+Тр)/Т3 может доходить до 50—100. Мультивибратор может генерировать (при соответствующем
Рис. 4.8. Схема мультивибратора на двух лавинных транзисторах («) и временные диаграммы (б) работы его в автоколебательном режиме.
выборе /?р) симметричные прямоугольные импульсы с Та'=Тр. Максимальная частота генерации порядка 2—5 Мгц. Температурный дрейф частоты в диапазоне температур от 20 до 55°С не превышает 5—10%.
Схема мультивибратора на двух лавинных транзисторах показана на рис. 4.8,а, а на рис. 4.8,6 приведены
временные диаграммы работы схемы в автоколебательном режиме. Такой режим возможен, если
£К1 —U м
—-----₽1_>г
К
Rk2
к2>
(4.59)
где индексы 1 и 2 относятся соответственно к транзисторам Л и Т2. Последовательности работы мультивибратора рассмотрим, пренебрегая обратными токами транзисторов и полагая, что транзистор 7\ включен, a Т2 выключен. В этом случае на коллекторе транзистора Л Останавливается остаточное напряжение Uoi, которое при соответствующей величине RKi близко к t7pi. Так как г2 закрыт, то хронирующий конденсатор С заряжается через резистор RKZ и напряжение на коллекторе Т2 экспоненциально возрастает. В момент времени t0 оно достигает величины напряжения включения U'^2 транзистора Т2. Напряжение на конденсаторе в этот момент равно
uc(M = ^p2-t7oi. (4.60)
В момент t = t0 транзистор Т2 включается и напряжение на его коллекторе быстро падает с величины Vдо Uo2- Быстрый 'перепад напряжения с коллектора включившегося транзистора Т2 передается через конденсатор С на коллектор транзистора 7\, уменьшая напряжение на нем до величины
(4) ~ 6^02-Uc (t0) = UQ2 + UOi — ?Тр2 . (4.61)
После этого транзистор 7\ выключается, а на коллекторе включившегося транзистора Т2 устанавливается остаточное напряжение СЛе. Конденсатор начинает перезаряжаться в обратном направлении, через сопротивление RKi. Напряжение на конденсаторе С меняется по «экспоненциальному закону
ис(^о—4)=4Ki—U02—(£Ki— U 02 + Ug2 — 6^oi) ехр(— t/RKiC) (4.62)
гДе за момент времени £ = 0 принимается момент t=t0. Ток, протекающий через конденсатор, равен
1с(4 - 4) = (Ек-По2+П;2-С/о1) ехр(— t/RK1Q. (4.63) Полный ток, протекающий через включенный транзистор, определяется выражением
4 (4 — 4) = (Д<2 — Uq2)/RK2 4~ (4 — 4),
оГкудй
4(4-4)=-^-?2 ^K2
TrI k,U2 b U/}2 ^41
RkI
(4.64) Напряжение на эмиттерном сопротивлении J?02
ИЭ2 = R^Z (4--4) = (RazlRrf) (Ек2-U02) “Ь
^{R^/Rys) (Ец1 —U02 + f/₽2—Uoi) exp ( t/RKiC). (4.65)
Напряжение на коллекторе транзистора 7\ равно сумме напряжения U02 и напряжения на конденсаторе uc(to—tC). Следовательно, из (4.62)
“Ki(4~ 4) = Ек1—(EKi— U02+Up2—U01)exp(—t/RK1C). (4.66)
Это напряжение экспоненциально возрастает и в момент времени £=4 становится равным напряжению включения U'^ транзистора Л. Из (4.66) можно получить формулу для расчета длительности 7\ первого полупериода работы мультивибратора
Ti = 4 — 4 = RKiC 1П К^к1 — 6^02 + t/g2 —• U oi)/{EKi — U pj)].
(4-67)
В момент времени ti транзистор Л включается и на его коллекторе возникает перепад напряжения, включающий транзистор Т2. При этом напряжение на конденсаторе равно
«с(4) = П'1-П02. (4.68)
В промежутке времени (4—t2) конденсатор С перезаряжается через резистор Лкг-
В силу симметричной структуры схемы рис. 4.8,а временные зависимости для стадии (ti—t2) можно получить из рассмотренных выражений, поменяв взаимно индексы 1 и 2 и записав вместо времени t время (t—ti). Тогда
t— 4\ .
RvsP /
(4.69)
(4 4- 4) — (Rai/Rui) (EKi—U01) +
+ (адв2) (EK2- uol + C/'j-C7O2)exp[-(*-4)/ад; (4.70) ык2 (4 4- 4) — Ek2 — (£r2 — 7414-44 U02) exp [—(t ti)lRK2p\
(4.71)
£k2—б'огЧ- Um — UB2 -------------к-------exp
4(44-4) = ^—^
^K1
^K2
I1 Тг = ^2 — — RE^ 1° К^к2 — Uoi + — Uoi)l{EK2 — E^)];
(4.72)
uc(Q==C/;2-J701. (4.73)
Последнее выражение совпадает с выражением (4 60), с которого был начат анализ, что свидетельствует о завершенности анализа одного' полного цикла колебаний.
Из проделанного рассмотрения видно, что временные зависимости всех токов и напряжений содержат экспоненциальные члены. Поэтому, строго говоря, напряжения Uol и U02 непостоянны. Однако, поскольку они близки к напряжениям ^pi и U?,2, учитывать это обстоятельство при практических расчетах нецелесообразно. При достаточно больших EKi и Екг форма импульсов на конденсаторе приближается к треугольной, а на резисторах Rai и |7?э2 — к прямоугольной. Время нарастания и спада импульсов определяется в основном временем Переключения транзисторов.
Для обеспечения ждущего режима работы мультивибратора достаточно уменьшить Ек1 или Ее2 до уровня, меньшего напряжения включения соответствующего тоанзистора. Если, например, Ек1<и'^, то в исходном состоянии 7\ будет закрыт, a Т2 открыт. При подаче запускающего импульса 7\ открывается и перепад напряжения с его коллектора поступает через конденсатор С на коллектор Т2, выключая его. Конденсатор С начинает заряжаться через резистор Re2, пока напряжение на коллекторе Т2 не достигнет величины При этом Т2 включается, 7\ выключается и схема приходит в исходное состояние. Приведенные ранее расчетные выражения сохраняют свою силу.
Мультивибратор на двух лавинных транзисторах удобен для построения генераторов прямоугольных импульсов и схем управляемой временной задержки. В литературе описано большое число подобных схем (41, 62].
Если оба напряжения EKi и Ее2 сделать меньшими чем соответственно 17^ и 17р2, то схема рис. 4.8,а по принципу действия становится подобной триггеру. При включении одного из транзисторов второй автоматически выключается из-за того, что перепад коллекторного напряжения с первого транзистора передается через конденсатор С, уменьшает напряжение на коллекторе транзистора Т2. Подавая запускающие импульсы порознь или
одновременно на базы транзисторов, можно реализовать как раздельный, так и счетный запуск подобной схемы.
Элементы базовых цепей мультивибратора и энергетический расчет схемы производится аналогично описанному ранее расчету триггера с учетом скважности генерируемых импульсов. Предельная частота повторения импульсов в автоколебательном режиме может достигать нескольких мегагерц. Естественно, что источники и Ею, а также Ем и EKZ могут быть объединены. Поскольку в о'писаной схеме мультивибратора можно выбирать RH> то амплитуда прямоугольных импульсов может быть увеличена до 5—7 В увеличением Ra до 1,5—2 кОм.
Заменив лавинный транзистор Tz на диод Д, получим еще одну схему мультивибратора (рис. 4.9,а). Вре
Рис. 4.9. Схема мультивибратора на одном лавинном дывающим конденсатором (а) и временные диаграммы колебательном режиме.
транзисторе с опрски-
(б) работы его в авто-
менные диаграммы работы его показаны на рис. 4.9,6.
Анализ схемы рис. 4.8,а применим и для этой схемы, если положить U'p2 =<U^2—Q.
4.4. Генераторы прямоугольных импульсов
Получение прямоугольных импульсов с малым временем нарастания является важной технической задачей. Применение лавинных транзисторов в генераторах прямоугольных импульсов позволяет формироватв импульсы с временем нарастания менее 1 нс и широким диапазоном амплитуд, длительностей и частот повторения.
fc форма импульсов, генерируемых простейшими релаксационными генераторами, отлична от прямоугольной. Приблизить ее к прямоугольной можно, заменив накопительный конденсатор на накопительную линию ^рис. 4.10). Накопительная линия может быть как с со-
Рис. 4.10. Схема генератора с накопительной линией с сосредоточенными (л) и распределенными (б) параметрами.
средоточенными, так и распределенными постоянными L и С. В последнем случае используется отрезок коаксиального кабеля или полосковая линия.
। При использовании линии с сосредоточенными по-гоянными для расчета амплитуды импульсов разрядного тока можно использовать формулу
Д, = (U'o ~ U$(R, + /?н + ₽л), (4.74)
де </?л — волновое сопротивление линии, определяемое из выражения
Я, = уL[C, (4.75)
Длительность прямоугольных импульсов, формируемых эи разряде линии, равна
2пУЬС, (4.76)
>'де п — число ячеек линии.
Время восстановления генератора определяется временем заряда суммарной емкости Со линии, равной пС, Через сопротивление
*» = 7?КСО In [(Ек - иСк)1(Ек -Vo)]. ”(477)
Для 'правильной работы генератора следует выполнить
+ (4.78)
В этом случае отражения в линии из-за несогласован с нагрузкой ие нарушают работу схемы. Длительное? фронтов импульса определяется полосой пропускали линии. Однако длительность переднего фронта легко зц? чительно уменьшить, включив конденсатор Ск. Емкосп его удобно подобрать экспериментально по наилучщ^ форме импульсов. В этом случае длительность передцеГ(, фронта импульса определяется лишь параметрами да. винного транзистора.
При использовании широкополосных линий с распре, деленными постоянными включение конденсатора Ск Мо. жет не потребоваться. Расчет генератора в этом случае аналогичен ранее приведенному. Разница только в том что под L и С нужно понимать погонную индуктивность и емкость линии, а под п-ее длину.
При точном согласовании линии с нагрузкой (7?т +J?n) амплитуда выходных импульсов
Ц, = Ян (Uo - U^)/2 (/?т + /?н). (4.79)
Эта амплитуда является предельной. Конечное напряжение иск, как и в схеме релаксационного генератора (рис. 2.6) зависит от общей величины емкости Со. В приближенных расчетах его можно принять равным нулю, что даст несколько завышенное значение tB-
При формировании прямоугольных импульсов большой длительности габариты линии резко возрастают. Уже при /и^10 мкс применение линии становится затруднительным. В этом случае для формирования импульсов можно использовать генератор с RC задержкой (рис. 4.11,а), в котором режим работы включенного тран-
Рис, 4.11. Схема генератора прямоугольных импульсов с RC задержкой (в* й временные диаграммы ее работы (б).
jjcfopa выбирается таким же, как в двухстабильных Енах. В исходном состоянии лавинный транзистор
^ючен и диоды Д2 и Дз открыты. Напряжение и-г на ВХлекторе включенного транзистора близко к Пр |рйс 4.11,6). Конденсатор С заряжен до начального на-, ужения
П0«Ер + Е3(Е2-Ер)Мф %). (4.80)
Лри подаче запускающего импульса запирающей полярности лавинный транзистор и диоды Д2 и Дз закрываются, а конденсатор С начинает заряжаться по экспо-Вщиальному закону
uc(0 = Ea —(Еа —t/0)exp(—//ВД, (4.81)
,-де /=0 соответствует моменту запуска схемы.
Через некоторый промежуток времени tn, определяющий длительность импульсов, напряжение на конденсаторе достигнет величины ЕрлПм. Транзистор Включает-H. диоды Дз и Дз открываются и конденсатор С разряжается. Схема приходит 'в исходное состояние. На рези-горе i??2 при этом формируется импульс почти правиль-®й прямоугольной формы с длительностью
tn = Т?4С 1п [(Еа - Ер)/(Еа — Ер]. (4.82)
вопротивление резистора Дз для обеспечения устойчи-®сти включенного состояния транзистора должно пре-Е1шать |Ео|- Время восстановления /в определяется врежем разряда конденсатора С через этот резистор и 1ВНО
/в^ЗС(/?з + Ет). (4.83)
7ри наличии заметной нагрузочной емкости Сн длительность переднего фронта импульсов определяется временем ее заряда через резистор Дз
tH « 2,2Д2СН. (4.84)
Длительность заднего среза tc определяется временем
Разряда С через лавинный транзистор:
/с«2,2(7?тСн + 4фф). (4.85)
Так как Дз^Дт, то длительность переднего фронта им-
1]Ульсов в этой схеме больше заднего. При С„~ 100 пФ Можно получить tH порядка десятых долей микросекунды, a tc — порядка сотых долей микросекунды (при использовании в схеме транзисторов П416Б).
Амплитуда прямоугольных импульсов на резисто^ J\3 равна
пр > (4.86)
а пилообразных, снимаемых с конденсатора С,
Пи пил Uo- (4.87)
Достоинством генератора с RC задержкой является малое время восстановления, обычно не превышающее длительности /и импульсов, большая амплитуда импульсов и возможность плавной регулировки 1И в широких пре-делах. Однако недостатком генератора является большая длительность переднего фронта импульсов. Генераторы с PC задержкой можно использовать в качестве генераторов пилообразного напряжения и схем временной задержки.
Помимо описанных схем для формирования прямоугольных импульсов используются уже известные нам мультивибраторы, работающие в ждущем режиме [62]. Применяются также схемы, в которых прямоугольные импульсы формируются из экспоненциальных, генерируемых с помощью простейшего релаксационного генератора, путем вырезания узкого участка с помощью диодов с накоплением заряда [43, 44]. Некоторые из таких схем описаны 'далее.
Генераторы прямоугольных импульсов на лавинных транзисторах перекрывают весьма широкий диапазон длительностей — от наносекунд до единиц и более секунд. Хорошая форма импульсов, большая амплитуда и простота схем являются существенными достоинствами таких устройств.
4.5. Релаксационные генераторы с хронирующим конденсатором в цепи обратной связи У ПТ
Часто необходимо генерировать импульсы 'с низкой частотой повторения. В обычных релаксационных генераторах на лавинных транзисторах для этого приходится использовать хронирующий конденсатор С большой емкости, в результате чего увеличиваются его размеры и при малых сопротивлениях нагрузки появляется опасность выхода лавинного транзистора из строя из-за разогрева во время разряда конденсатора.
I ДрУг°й возможностью является увеличение емкости темным путем с помощью специальных «умножителей». Последние обычно являются усилителями постоянного тока (УПТ) и охвачены емкостной обратной связью. Особенностью таких схем является включение лавинного транзистора в качестве разрядного ключа не на входе, а на выходе УПТ. Это позволяет рбзко уменьшить время раз-ряда хронирующего конденсатора. Рассмотрим работу обобщенной схемы релаксатора с «умножителем» емкости, .в состав которого входят УПТ и хронирующий Вбйденсатор С (рис. 4.12,а). Конденсатор 'С заряжается
Рис. 4.12. Эквивалентная схема релаксационного генератора с накопительным Ьнденсатором в цепи обратной связи УПТ (о) и ее упрощенный вариант (6)
оком ic, который является частью 'полного тока I, про-гекающего через хронирующее сопротивление R. Другая асть 4 полного тока ответвляется в выходные цепи УПТ. Таким образом, качественно роль УПТ заключается в меньшении тока 1с, в результате чего возрастает время аряда конденсатора С. При этом напряжение на выходах зажимах 22 УПТ повышается, пока не достигнет Уровня включения U& разрядного ключа К. Последний замыкается, и конденсатор С начинает разряжаться через низкое сопротивление ключа гк, и диод Д, включенный параллельно входным зажимам УПТ, до тех пор, пока напряжение на нем не упадет до уровня иск, после 'его ключ размыкается и конденсатор вновь начинает заряжаться. В этой стадии УПТ не влияет на работу схемы и постоянная времени разряда остается малой 11 равной тр^ГкС, что обеспечивает малое время разряда. Из сказанного следует, что начальное и конечное Напряжения на конденсаторе '(без учета малого падения Напряжения на диоде Д) определяются пороговыми напряжениями ключа и иск и не меняются при введе
нии УПТ. Таким образом, применение УПТ сказывает^ лишь на этапе заряда С.
Проанализируем процесс заряда конденсатора С в схеме рис. 4.12,а. При анализе учтем входное гВх и вы. ходное Гвых сопротивления УПТ, источник тока /у на вхо-де и внешнее сопротивление i/?y, влияющее на распреде. ление тока во входных цепях УПТ. Обозначим
Ki = «2/1'1, (4.88)
/V =. /?у/(гвх + Ry}. (4.89)
Составляя уравнения Кирхгофа для этапа заряда емкости и учитывая (4.88) и (4.89), получаем следую, щее дифференциальное уравнение:
+ = (4.90)
dt Г ЯэСэ /?ЭС9’ 7
где R3 = R, (4.91)
Сэ — C[rBbIX/(/? + «вых)] 1/У/вх(/?+«вых)//?гвых+1 + К7Ki], (4.92)
Д>=Ermy.l(R + гиых) Т ly [/VrBX + NKiRrBb]xl(R 4- ^ВЫх)1« (4.93)
Уравнение (4.90) тождественно уравнению, описывающему заряд емкости в простейшей RC цепи, содержащей элементы R3, Сэ и Еэ. Это позволяет представить анализируемую схему в более простом виде, показанном на рис. 4.12,6. При одинаковых параметрах и пороговых напряжениях и иск ключа, закон изменения напряжения на емкости Сэ в схеме рис. 4.12,6 тот же, что и в схеме рис. 4.12,а. Это позволяет свести расчет линейности, начальной скорости роста напряжения и других параметров схемы рис. 4.12,с к соответствующему хорошо известному расчету простейшей схемы рис. 4.12,6-Так, для основных параметров генератора: коэффициента нелинейности р, начального наклона выходного напряжения «сн и времени заряда t3 — можно записать
Р Еэ — иСк ("₽ « + гвых +
+ fy (/VrBx+ - и J ,
\ Л “I 'вых J
(4.94)
__ & иСк llc^ Яасэ
^вых
Е + гвых
!У
М-ВХ+ЛТ(£ 1-«Ск
К “И Г ВЫХ _
RC-----
R 4 Гвых
М*ВХ (Е 4~ гвых) Rrвых
+ 1 + МКс
; .. (4.95)
t3 = R3C3 In [(Еэ - иСк)/(Ё; - Г/')]. (4.96)
Выражения (4.94) — (4.96) позволяют проанализировать работу схемы при различных значениях тока /у и сопротивление Ry. В частности видно, что при /у=0 линей-сть не улучшается, но t3 резко возрастает из-за уве-дЛ'ения эквивалентной емкости С3. При /у>0 возрастает Вэ, что приводит к уменьшению р и t3. Следовательно, этим случае улучшается линейность хронирующего наряжения, что является ценным свойством при использовании этой схемы в генераторах пилообразного напряжения. Улучшение линейности имеет место до тех Вр,! пока /у остается меньшим i. В противном случае IT запирается и нормальная работа схемы прекра-ается. Легко видеть, что улучшение линейности в прежде составляет (1 + NKi), если rBbIx^z?^>rBX.
Генератор, схема которого приведена на рис. 4.13,а,
содержит двухкаскадный УПТ с Ki> 1000, выполненный На составном транзисторе Т2. Ts. Источник тока /у отсутствует, поэтому УПТ выполняет только функции умно-&₽ния емкости. При изменении Ry период повторения импульсов плавно изменяется в 1000 оаз (от 0,015 до с). Подобная^схема может использоваться в качестве сецератора тактовых импульсов цифровых приборов. Ишлитуда импульсов на Rn= 100 Ом достигает 15—20 В
При времени нарастания порядка 50 нс. Скважность иад; пульсов в подобных схемах может доходить до 10е и более.
Недостатком схем без источника тока /у является низкая стабильность частоты, обусловленная в основное значительным изменением Ki с температурой. Этот це. достаток отсутствует в схеме рис. 4.13,6, в которой те. личина
/у « £у//?у (4.97)
не должна превышать минимальный зарядный ток, <пр0. текающий через резистор R,
imin = (EK— U'^IR. (4.98)
В схеме рис. 4.13,6 'При увеличении Ек вдвое 'длительность пилообразных импульсов изменяется на 37%. В обычном генераторе (при отсутствии УНТ на транзисторе 72) она увеличивается в 3,7 раза. Это говорит о заметном возрастании стабильности периода колебаний.
Интересной возможностью схемы рис. 4.13,6 и ей подобных является возможность изменения частоты повторения релаксатора путем изменения либо тока 1У, либо напряжения Бу. При применении УПТ с большим коэффициентом усиления по току (2000 и более) можно получить перекрытие по частоте около 1000 при нелинейности порядка десятых и даже сотых долей процента. Такие генераторы очень перспективны для использования в качестве линейных преобразователей напряжения в частоту в интегрирующих цифровых вольтметрах.
4.6. Схемы с дискретным зарядом емкости
Работа многих импульсных устройств, например генераторов ступенчатого напряжения, аналого-цифровых преобразователей, делителей частоты, квантователей сигнала по уровню и других 148—52), основана на дискретном Наряде или разряде накопительного конденсатора дозированными порциями заряда. Большинство известных схем такого рода либо принципиально не обеспечивают равенства доз заряда, либо значительно усложняют устройства.
Схемы дозированного заряда конденсатора можно упростить, используя принцип разряда дозирующего кон-
дейсатора на накопительный через устройство с S- образной ВАХ. Лавинный транзистор является одним из наиболее удобных для этого приборов. В настоящем разделе рассматриваются принципиальные особенности построения различных импульсных схем с дискретным зарядом (или разрядом) конденсатора.
Простейшая схема генератора ступенчатого напряжения, иллюстрирующая указанный принцип (рис. 4.14,а), содержит Накопительный конденсатор Сн, под-
Рис. 4.14. Схема простейшего генератора ступенчатого напряжения (а) и временные диаграммы ее работы (б).
ключенный к дозирующему конденсатору Сд через лавинный транзистор Т\. Для упрощения разрядное устройство накопительного конденсатора показано в виде ключа К. Рассмотрим работу устройства, предполагая, что в момент включения (t = 0) ключ К разомкнут и схема обесточена.
Конденсатор Са заряжается через резистор в результате чего в нем накапливается заряд, а напряжение возрастает по экспоненциальному закону. Как только напряжение на лавинном транзисторе, также растущее по мере заряда конденсатора Сд, достигнет напряжения Др, лавинный транзистор включается и конденсатор Ся быстро разряжается через него на конденсатор Сп до тех пор, пока напряжение на лавинном транзисторе не упадет до конечного значения иск, при котором последний выключается. В результате на накопительном конденсаторе формируется ступенька напряжения АД, после чего процесс повторяется.
Заряд, который теряет конденсатор Сд при разряде
<7д = сд (Up ~“ск — А и) (4-99)
где иск — конечное напряжение на Сд, а заряд, который воспринимает накопительный конденсатор,
<7Н='СНАСЛ (4.100)
Приравнивая qa и qH, получаем
А СЛ= Сд (Z7' - и„к)/(Сд + Сн). (4.101)
'Таким образом, благодаря разряду дозирующего конденсатора в неизменной разности потенциалов, определяемой лавинным транзистором, амплитуды всех ступеней одинаковы. В этом заключается существенное достоинство генератора.
Определим длительность произвольной, N-й, ступеньки tN. Пусть ей отвечает напряжение uCn на конденсаторе Сн- Считая, что моменту формирования ступеньки соответствует t=0, можно записать следующее выражение для напряжения на конденсаторе
исд (0 = £к — (Ек — uCN — uCK) exp (— t/RKCJ. (4.102)
В момент времени t=tN, ися=<и'р, откуда
= 1П [(Д< UCN иСгУ(Ек UCN ~~ Up )] . (4.103)
Если ключ К охарактеризовать остаточным напряжением и0, в частности равным 0, а под амплитудой ступеньки обозначить перепад напряжения Af7, то
uCN = Uo + N A U = Uo + NCn (Efp - иСк)/(Сд+Сн). (4.104)
Подставляя (4.104) в (4.103), получаем
tN = RKCn In [(Ек— ис~ Uo—N A uy(EK-U’-U0-N A i7)J, (4.105)
или
tN = Яксд In -£к-~ “CrK ~Uu- N-C^ U?~ ыск)/(Сл+ Сн). . (4.106) EK Up Uq — UCa ( Up — “ск)/(бд+ Сн)
Из приведенных выражений видно, что длительности сгупенек непостоянны и растут с увеличением порядкового номера, начиная с N—Q. Полное число ступенек п определяется остаточным напряжением Uo й напряже-
•щием включения UBK11 ключа К
б^вкл ^'о бд Ц СН ^ВКЛ to п =--------=------------,------. (4.10/)
д U Сд — иск
Благодаря высокому быстродействию лавинных транзисторов время нарастания ступенек Д обычно намного меньше их длительности. Это время определяется временем разряда конденсатора Сд. При CH^>Cn его можно определить из формулы
/н «(Сд7?т + 4ФФ) In (С/7«Ск) . (4.108)
Различные модификации описанной схемы (48—50] могут генерировать ступенчатое напряжение с амплитудой ступенек, изменяемой в очень широких пределах изменением отношения емкостей конденсаторов Ся и Сн. -Можно получить амплитуды ступенек AU от десятков -вольт до практически любой меньшей величины. Длительность ступенек может выбираться от десятков наносекунд до десятых долей секунды.
В проведенном анализе не учтен ряд эффектов, которые могут нарушить равномерность амплитуды ступенек и создать спад плоской части ступенек. Один из таких эффектов заключается в дополнительном подзаряде конденсатора Сн током протекающим через сопротивление /?к при открытом лавинном транзисторе. Дополнительное к величине АН напряжение определяется из выражения
1 с"
АГДОП = -^] (4.109)
о
При достаточно большом Ек ток подзаряда IK(t) можно считать постоянным:
Ik~(Ek-ucn-uCk)/Kk. (4.110)
Тогда для N-й ступеньки имеем
№ (1Н/СИЕК)[ЕК NCr(Uр— ^Ск)/(СД+Сн)— V0-— иСк].
(4.1И)
Для генераторов на лавинных транзисторах неравномерность амплитуды ступенек, обусловленная дополнительным подзарядом, достаточно мала (не превышает Десятых долей процента). Гораздо большее влияние на форму ступенчатого напряжения может оказать разряд
конденсатора Сн через сопротивление нагрузки обычно подключаемое параллельно этому конденсатору.
Спад напряжения N-й ступеньки из-за разрядки Сн через 7?а определяется из выражения
= (Uo + N Д U) [ 1 - exp (- tN/R„CH)]. (4.112)
Так как для нормальной работы генератора необходимо выполнять условие RHCK'^>tN, то, раскладывая экспоненциальную зависимость (4.112) в ряд, получаем
6N^(UB + NbU)tNlRHCn. (4.113)
Расчет показывает, что при /?н~ (0,5-4-1) МОм спад плоской части ступенек может достигнуть нескольких процентов. Поэтому там, где высокая равномерность ступенек особо необходима, следует увеличивать сопротивление нагрузки /?н или применять развязывающие схемы с большим входным сопротивлением. Большое /?н является недостатком описанной схемы, присущим, однако, всем схемам с емкостными накопителями.
Если в качестве ключа К использовать еще один лавинный транзистор, то генератор будет работать в автоколебательном режиме. В ряде случаев желательно, чтобы начало ступенчатого напряжения было привязано к определенному моменту времени. В схеме рис. 4.14,а осуществить это коммутацией ключа К трудно, так как процесс заряда и разряда Ся не сфазирован с работой ключа. Это создает неопределенность в моменте появления первой ступеньки.
На рис. 4.15,а показана схема генератора, в котором начало ступенчатого напряжения жестко сфазировано с фронтом прямоугольного запускающего импульса за
а 6
Рис. 4.15. Схемы управляемых генераторов ступенчатого напряжения с фази-ровкой начала ступенек (а) и переключением режимов
сиет одновременной коммутации конденсаторов Сд и Сн ’ помрщью ключевого транзистора Ti. При открытом Л конденсаторы Сд и Сн разряжены. При запирании Л запускающим импульсом на выходе генератора появляется ступенчатое напряжение. Так как в исходном состоянии Сд полностью разряжен, то нулевая ступенька имеет длительность '
4 = 7?кСд1п[Ек/(£к-Г')]. (4.114)
Управляемый генератор [50], схема которого показана 'на рис. 4.16,6, вырабатывает линейно-ступенчатое напояжение. Перевод генератора из режима генерирования линейно изменяющегося напряжения в режим генерирования ступенчато изменяющегося напряжения обеспечивается воздействием управляющего импульса на ключевой транзистор Tz.
При закрытом транзисторе Т2 дозирующий конденсатор отключен от коллектора лавинного транзистора 1\. Его рабочая точка становится устойчивой на участке дифференциального отрицательного сопротивления и процесс дискретного заряда Сн отсутствует. Напряжение на последнем при разомкнутом ключе К растет по экспоненциальному закону.
При подаче отпирающего импульса на базу транзистора последний открывается и конденсатор Сд оказывается подключенным к коллектору 7\. 'Генератор начинает генерировать ступенчатое напряжение, сфазирован-ное с фронтом управляющего импульса. Диод Д1 создает низкоомную цепь разряда конденсатора Сд.
Используя несколько дозирующих конденсаторов, коммутируемых отдельными ключами, можно создать енератор ступенчатого напряжения, обеспечивающий быстрое изменение амплитуды ступенек во время рабо-него хода. Такие генераторы представляют определенный интерес для информационно-измерительной техники.
\-7 Принципы построения управляемых импульсных кем повышенной стабильности
Стабильность основных параметров рассмотренных -хем зависит от1 стабильности пассивных элементов, стабильности параметров лавинного транзистора и стабильности питающих напряжений.
Применяя стабилизацию питающих напряжений и вы-сокостабильные пассивные элементы, можно сделать д0. минирующей нестабильность параметров лавинного тращ зистора. При изменении температуры окружающей ере-ды от •—60 до +60°С разность напряжений —иСк}
меняется не менее чем на 6—8%. Еще сильнее эта разность меняется при смене транзисторов. В результате стабильность рассмотренных элементарных импульсных схем мала.
В ряде случаев требуется стабильность (например, частоты повторения импульсов в релаксационных схемах) порядка десятых долей процента. Обеспечить такую стабильность обычно применяемыми мерами термокомпенсации бывает довольно трудно. Рассмотрим некоторые новые принципы построения высокостабильных схем, отличающиеся высокой эффективностью [53, 54 98, 103, 106].
Из проделанного ранее анализа следует, что основными параметрами лавинного транзистора в релаксационных схемах являются напряжение включения Д^ и конечное напряжение иСк разряда накопительного конденсатора. В принципе, стабилизацию их можно осуществить, стабилизируя отдельно и иСк. Для стабилизации напряжения вводят импульсную обратную связь, так как ВАХ лавинного транзистора управляема. Однако напряжение иск, зависящее от многих факторов, практически изменять нельзя.
В большинстве случаев стабильность параметров релаксационных схем зависит не от абсолютных величин Др и иск, а от их разности (U'$ —иСк). Например, в релаксационных генераторах и генераторах пилообразного напряжения именно эта величина определяет стабильность амплитуды выходных импульсов. Период колебаний, генерируемых релаксационным генератором (например, в схеме рис. 2.6,а), находится из выражения (2.92), которое для автоколебательных релаксаторов нетрудно представить в виде
Т = T?RC In [ I - (С7₽ - пск)/ (Ек - цСк)]-1. (4.115)
Так как для нормальной работы генератора должно выполняться условие Ек>Др и, кроме того, Др >«ск, т0 очевидно, что Ек^>ис^. Отсюда видно, что стабильность
дри стабильных напряжении питания Ек и параметрах $С цеци 'определяется также разностью (U^—иСк).
При стабилизации напряжения U&, которая может Ить достигнута только его уменьшением, нестабильность разности (17р—иСк) резко возрастает при U'^+Uck. нестабильность напряжения п-ск->при этом становится дЬминирующей. В схемах иа лавинных транзисторах, в отличие от обычных схем, конечное напряжение иск может быть довольно значительным. При достаточно больших величинах С оно близко к напряжению Пр. Все это -езко ограничивает возможности принципа стабилизации напряжения включения
I Эффективным методом стабилизации является стабилизация разности (Пр—иск) 1[53]. Такая стабилизация осуществляется выделением разности (Пр—иск), сравнением ее с некоторым управляющим напряжением С7У и поддержанием равенства
втоматическим изменением напряжения Пр .
В схеме на рис. 4.16,а [54] ждущий релаксатор, выполняющий функции устройства временной задержки, об-
Гис. 4.16. Функциональная Роговым напряжений ( Г/р—
схема автоматического управления разностью по-(«) и временные диаграммы ее работы (>6).
разовая зарядной цепью ЗЦ, хронирующим конденсатором С и устройством с S-образной ВАХ (лавинный транзистор с элементами, формирующими требуемую форму ВАХ). Схема выделения разности (U—иск), определяющей амплитуду пилообразного импульса на конденсате-
ре С, представляет собой пиковой детектор и Д Диод ДС выполняет функции сравнивающего элемента'
При запуске схемы перепад напряжения с конденсатора С через конденсатор Ci большой емкости передается в точку а, где складывается с управляющим напряжением Uy (рис. 4.16,6). Диод ДС закрыт, пока знак алгебраической суммы этих напряжений положителен В момент, когда
иск ~ (4.117)
Тде UR—падение напряжения на диоде в момент сравнения, устройство с S-образной ВАХ включается и конденсатор разряжается.
Из (4.115) и (4.117)
7 = 7?кС1п[1—(Пу + Пд)/(ЕК —пСк)]-‘ . (4.118) Поскольку Un достаточно мало (около 0,2 В для германиевых и 0,5 В для кремниевых диодов), то величина (Пу+<7Д) при стабильном Uy гораздо более стабильна, чем величина (U&-—иСк).
Если зарядная цепь выполнена в виде стабилизатора тока /3, то
7 = С(77у + Дд)/Д. (4.119)
Меняя Uy, можно в широких пределах менять Т, причем зависимость Т от Uy при стабилизации зарядного тока оказывается линейной.
Описанный принцип стабилизации разности (U&—uCv) можно с успехом использовать для построения высоко-стабильных релаксационных генераторов, управляемых схем временной задержки и генераторов пилообразного напряжения, стабилизации амплитуды ступенек в генераторах ступенчатого напряжения и в других импульсных устройствах. Однако из (4.118) и (4.119) можно сделать вывод, что Т зависит от среднего тока, заряжающего конденсатор, следовательно, и от напряжения источника питания.
Если амплитуда импульсов может изменяться, но требуется стабилизировать их длительность или частоту повторения, то можно использовать иной принцип построения стабилизированных схем [103]. Этот принцип заключается в автоматическом поддержании разности (f/p —иСк) пропорциональной среднему значению заряД" ного тока. Последний для простейшего релаксационного
генератора Можно найти, приравняв (4.118) выражению
Т^С(Г'-иСк)/7ср, (4.120)
откуда имеем екрг —(t/р иСк)/7?к7ср] = 1 ““ (^р ““ искУ ыск)‘ (4-121)
Раскладывая экспоненту в 'ряД, при условии /?К/Ср^> —иск), получаем
/ер«(Е-иСк)//?к. (4.122)
Для схемы со стабилизацией зарядного тока очевидно, что /Ср=Д. Если выполняется условие
(^-“Ск) = ^ср. (4.123)
то7 = ЛС (4.124),
совершенно не зависит от величины среднего зарядного тока. Это условие не нарушается приближением, принятым при расчете 7Ср для релаксационной схемы, что означает автоматическую самонастройку релаксационного генератора при любом изменении /ср, чем бы оно не вызывалось.
Практическая реализация это-
-£к -
зц
Рис. 4.17. Функциональная схема автоматической стабилизации периода колебаний релаксационного гене- -ратора.
го принципа (рис. 4.17) отличает-/,] [ ся от ранее рассмотренного тем, что управляющее напряжение выделяется на эталонном резисторе /?о, включенном последовательно с устройством с S-образной ВАХ. Усреднение t7y осуществляется шунтированием Ro конденсатором большой емкости Сш, за падения напряжения на сравнивающем диоде' ДС удается выполнить не идеальное условие i(4.123).H а условие (4.117), причем
причем /?оСшЗ>Г. Из-
uy = icxsR0, т3 = crq + сид^.
(4.125)1
(4.126))
Если в качестве зарядной цепи используется сопротивление RK, то •
/ср = (Ек - uCk)/(Rr + Ro). (4.127))
Отсюда для простейшего релаксационного Генератора
Т3=СЯО+ЬС(ЯК + 7?0) -Е "дц - - . (4.128)
(СК ыСк)
Так как 'UR<^(EK—иСк), то выигрыш в стабильности при изменении Ек может быть весьма большим.
Относительное изменение б периода Т3 определяется из выражения
X _ 'Тзвд 1 Д гз м 1 ?QA
где 7'3ид=/?оС — идеальное значение Т3 при 1Уд=0. Подставляя (4.128) в (4.129), получаем окончательно
б = —(1 + 11 + . (4.130)
hK иск \ Ro / £к \ Ro /
Описанные принципы стабилизации применимы к большинству из рассмотренных импульсных схем и к схемам, выполненным на других типах активных приборов. Выигрыш в кратковременной и долговременной стабильности у простейших релаксационных схем достигает двух порядков. Резко уменьшается нестабильность при изменении температуры и смене транзисторов. Еще большего улучшения стабильности можно достигнуть, применяя вместо диода сравнения сравнивающее устройство с более низким порогом сравнения (например диодно-регенеративное). Однако это заметно усложняет схемы стабилизированных генераторов.
Глава 5
ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ НА ЛАВИННЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
5.1. Триггерные и переметные схемы
На лавинных транзисторах помимо элементарных двухстабильных схем можно выполнить счетные триггеры, кольцевые счетчики, регистры сдвига и другие функциональные устройства [21, 37]. .В первой схеме (рис. 5.1) запуск 'Осуществляется импульсами отрицательной полярности и устойчив при двухкратном изменении амплитуды импульсов и при 'изменении длительности от 0,5 до ЛД мкс. Максимальная рабочая частота при счетном запуске составляет
20Э—300 «Гц. При J?k=i6,8 кОм перепад (напряжения на коллекторе j дохрдит до 20 В. Триггер сохраняет раб0тосл'осо(бность при измене-। ним напряжения питания на ±30%.
Рис. 5.1. Схема триггера со счетным запуском на коллектор.
Рис. 5.2* Схема триггера со счетным запуском на базу.
Рассмотрим, как осуществляется счетный запуск <в описанной схеме. Предположим, что транзистор вначале закрыт и напряжение источника питания меньше иапряжония Up ® максимуме ВАХ транзистора. Запускающий импульс, поданный па коллектор, доводит это напряжение до Up. Транзистор (включается, и его рабочая точка попадает па участок с малым дифференциальным сопротивлением. При этом (Напряжение на коллекторе падает до величины, несколько большей, чем напряжение Up Конденсатор Ск по окончании импульса разряжается до напряжения, установившегося на коллекторе. Следующий импульс через малое дифференциальное сопротивление лавинного транзистора во включенном состоянии разряжает конденсатор Ск до напряжения, близкого к амплитуде. По окончании его действия напряжение на конденсаторе падает ниже уровня Up и лавинный транзистор закрывается.
Особенностью описанной схемы является диод Да, включенный в цепь эмиттера лавинного транзистора и оптимизирующий его ВАХ Применение диода позволяет увеличить сопротивление в базе транзистора без особого ухудшения температурной стабильности, что в свою очередь увеличивает почти вдвое область работоспособности триггера при изменении Ек.
Счетный запуск можно осуществить и по цепи базы лавинного транзистора (рис. 5.2), что улучшает чувствительность схемы. Подобные схемы в ряде случаев можно соединять последовательно, для получения коэффициента пересчета,
большего двух. При использовании цепочки из нескольких схем, каждую последующую схему можно запускать импульсами, снимаемыми с диода Да.
Интерес представляют и схемы триггеров на двух лавинных транзисторах (рир 5.3), в которых транзисторы переключаются
Рис. 5.3. Схема триггера со счетным запуском на двух лавинных транзисторах.
поочередно. Если, например, Т1 открыт, то Т2 закрыт. .При подаче запускающего импульса 'в цепь эмиттера обоих транзисторов закрытый транзистор включается. Возникающий на его коллекторе перепад напряжения передается через конденсатор С н.а коллектор другого транзистора. Напряжение на -последнем становится меньше U& и 'Он выключается. Схема триггера н.а двух лавинных транзисторах работает при больших изменениях длительности запускающих импульсов, в частности при запуске от прямоугольных импульсов со скважностью около двух.
Особый интерес представляет .возможность построения кольцевых пересчетных схем на лавинных транзисторах |(рис. 5.4). В таких
. f/r -ЫВ
Рис. 5.4. Схема кольцевого счетчика «а лавииных транзисторах.
схемах независимо от числа разрядов (всегда 'Включен только один лавинный транзистор, что позволяет получить высокую экономич-ность счетчиков. Особенно удобны кольцевые десятичные счетчики, так как они не требуют дешифраторов при работе в десятичном коде. .При разработке специальных типов п-р-п лавинных транзисторов такие счегчики можно будет использовать непосредственно для управления газоразрядными цифровыми индикаторами. Кольцевые счетчики легко выполнить в интегральном .виде.
Для установки счетчика в исходное состояние на среднюю точку базового делителя транзистора Tt через диод Де подается отрицательный импульс с .амплитудой порядка 1—3 В, что достаточно для включения транзистора Ti по цепи базы, но ,недостаточно для включения транзистора Тп по цепи коллектора. Для увеличения надежности работы счетчика и обеспечения работоспособности при 'напряжении питания £к, большем UM, в счетчик .введена двойная блокировка 1выключенного состояния 'всех транзисторов, за исключением одного, .находящегося во включенном состоянии. С одной стороны, эта блокировка обеспечивается включением диода Дэ и резистора |£э в общую цепь эмиттеров всех транзисторов. При этом падение напряжения на этих элементах от тока, протекающего через включенный тпанзистор, обеспечивает надежное запирание остальных
транзисторов. С другой стороны, блокировка осуществляется (включением в общую цепь коллекторов сопротивления lRoK- Падение напряжения на Лок от тока включенного транзистора приводит к тому,-что Напряжение на общей шине сопротивлений lRKi—iRKn становится меньше напряжения t/p включения закрытых транзисторов. При правильном выборе i/?ok можно исключить возможность одновременного вк точения двух (транзисторов.
Рассмотрим работу счетчика при црдаче счетных импульсов, считая, что в исходном состоянии включен лавинный транзистор 7\. В этом случае конденсаторы СК2—Скп через резисторы l/?K2—iRKn заряжаются до напряжения, несколько меньшего 67р. Конденсатор Cki заряжается до меньшего напряжения, близкого к напряжений t/р на коллекторе 'включенного транзистора Ti, Запускающий импульс отрицательной полярности, поданный на резистор LRS, запирает1 диод Да- При этом транзистор Ti (выключается и конденсатор Сщ начинает заряжаться через резисторы l/?Ki и Д'ог. Зарядный ток конденсатора создает на резисторе Д'сг импульс, отпирающий последующий транзистор Та- Следующий импульс выключает транзистор Тг, а импульс тока, заряжающего конденсатор Clt2, включает последующий транзистор Тз и так далее.
Для четкой работы схемы необходимо, чтобы время заряда конденсаторов Cki—iCr.Ti превышало длительность запускающего импульса. В этом случае работа счетчика (некритична к изменению параметров запускающих импульсов. Однако слишком большой постоянную времени заряда конденсаторов выбирать нельзя, так как это приводит к уменьшению быстродействия счетчика. Поэтому, учитывая 'большую величину сопротивлений в цепи базы каждого транзистора, конденсаторы подключаются не непосредственно к базе, а к резисторам R'ei—’R'en, 'величина которых составляет малую часть общего сопротивления в цепи базы. Такая мера повышает стабильность работы и помехоустойчивость счетчика, так как уменьшается
чувствительность к -запуску.
Экспериментально исследовался пятиразрядный кольцевой счетчик |(р.ис. 5.4), который сохранял работоспособность при изменении питающего напряжения Ек на ±‘115%, изменении длительности запускающих импульсов от 0,15 ДО' (1,6 мкс и амплитуды от 5 до 10 В.. Предельная частота счета без обоев в работе доходила до 400— 900 кГц. Потребляемая мощность не превышала 800 мВт, а перепад выходного напряжения равен ~ 15—ВО В
В вычислительной технике и в сложных радиоэлектронных системах часто бывает необходимо использовать микрюмощные триггерные и пересчетные схемы. На германиевых лавинных транзисторах построить триггерные схемы с потребляемой мощностью менее 20—50 мВт трудно. Однако, используя кремниевые планарно-эпитаксиальные лавинные транзисторы интегральных схем, уже в (настоящее время удается (Выполнить триггерные схемы с потребляемой мощностью менее 0,3 мВт. г
Интегральная схема триггера с раздельным запуском разнопо-
Рнс. 5.5. Интегральная триггерная схема на лавинном транзисторе, работающая в микро-мощном режиме.
Лйр.иыми импульсами np»beieiTa ма рис. о.5. Диод Де, аклмНённыб в обратном направлении, создает запирающий ток /б базы, который должен в 10—20 раз превышать обратный ток /ко лавипного транзистора. С ростом температуры это соотношение 'автоматически выдерживается, так как обратные токи диода и транзистора .меняются почти .по .идентичному закону. Малое значение токов /о и /но обес
Рис. 5.6. Зависимости остаточного напряжения на включенном лавинном транзисторе от тока (а) н тока /п от напряжения питания (б) для интегральной
Рис. Б.7. Зависимости минимальной амплитуды запускающих импульсов от их длительности (а) н напряжения питания (tf) для интегральной триггерной схемы.
печивает достаточную устойчивость включенного состояния триггера при токе /к вил =116—20 мкА |(против 1,'5—12 мА для германиевых транзисторов).
Транзистор интегральной схемы имел следующие параметры:
—60 В, 6g =fli2 IB, /ко^О,П01 мкА, мГц. При
/?к=200 кОм устойчивый двухстабильный режим наблюдается при •изменении Ек от 18 до 46 |В (рис. 5j6). При этом ток включения /к вкл менялся от il6 до 176 мкА, что соответствует изменению потребляемой мощности от 0,27 до 8 imIBt. Перепад напряжения яа коллекторе менялся от 4 до 32 В. Таким образом, триггер обеспечивает сохранение работоспособности ib весьма широком диапазоне изменения параметров схемы.
При запуске триггера через разделительный конденсатор Со полярность запускающих импульсов обратна обычной, т. е. положительный импульс приводит к запиранию транзистора, а отрицательный—к отпиранию. .Это объясняется разрядом Со после воздействия запускающего импульса.
Зависимости минимальной амплитуды запускающих импульсов от их длительности и напряжения питания показаны на рис. 6.7
(сняты при Сб=100 пФ, /?б = 30 кОм). Сопротивление /?е~30 кОм в принципе может отсутствовать, но это ухудшает помехозащищен-нОс,ть триггера.
Бремя включения интерального триггера составляет единицы наносекунд, а время выключения ограничено постоянной времени нагрузки и доходит до десятков наносекунд. Можно ожидать, что при построении кольпевых интегральных счетчиков на 'базе опиоан-иой триггерной ячейки удастся значительно уменьшить емкости конденсаторов связи 'и повысить 'быстродействие счетчика.
Потребляемая интегральным 'триггером мощность .может быть доведена до 0,01—0,03 мВт при разработке специальных низковольтных кремниевых лавинных транзисторов, имеющих Дм=8— 12 В. В этом случае триггерные схемы на лавинных транзисторах легко согласуются по уровням рабочих напряжений с обычными логическими интегральными схемами. Дальнейшие исследования в области создания микромощных переключающих и логических интегральных схем на лавинных транзисторах могут создать предпосылки к широкому применению .их в вычислительной технике.
5.2. Генераторы коротких импульсов
Основной схемой генератора коротких импульсов является схема релаксационного генератора, показанная на рис. 2.6. В табл. 5Л приведены типовые параметры импульсов, генерируемых этой схемой при использовании в ней транзисторов различного типа.
Таблица 5.1
Тип транзистора с, пФ «и. Ом Амплитуда импульса, В Время нарастания #р, нс Длительность <0,6- НС
ГТ338А 10 75 10 0,5 3
ГТ338Б 40 75 25 0,9 7
ГТ338В 40 75 8 0,8 7
П12 56 75 5 4 15
П416Б 100 75 6 9 20
ГТ320В 100 75 30 5 20
МП21 100 75 29 40 60
МП21 1000 75 60 40 200
КТ603А 100 75 90 2—3 8
КТ603Б 1000 0,5 15 3—5 25
КТ312В 100 75 50 2—3 8
КТ315Г 100 75 35 2—3 9
Интегральный схемы ИП-1А 560 75 11 2—4
Интегральный gj> Мн МТ-4 560 75 20 2—4 ~—
Часто 'необходимо формировать серию импульсов, число которых пропорционально длительности запускающего импульса. Такие генераторы используются, например, при отладке переочетных схем [56, 94, 95]. Число импульсов в серии
А-ДП, (5.1)
где Т3—длительность запускающего импульса, fr— частота колебаний 'релаксационного генератора
При .амплитуде запускающего импульса 1/3~'7]5 (В простейший генератор .(рис. 5.8) формирует импульсы с частотой повторения
+Eg 16 В ~Ек150В
Рис. 5.8. Схема генератора серии импульсов с запуском на коллектор.
Рис. 5.9. Схема генератора серии импульсов с запуском на базу.
внутри серии порядка 50 МГц. При подборе транзисторов и уменьшении С до 2—3 пФ частоту повторения импульсов можно довести до »200 МГц.
Другая схема, требующая значительно меньшей -амплитуды запускающего импульса, показана на рис. 5.9. При подаче отрицательного запускающего импульса с 1/3«7,5 В генератор переходит ib автоколебательный режим работы и формирует серию импульсов с частотой повторения 40 МГц. Частоту можно менять, изменяя С, Дз и Ек.
Высокую частоту повторения -импульсов (fr до 150 МГц) -можно получить с помощью схемы ((рис. 5 10), имеющей S-образную ВАХ со стороны эмиттера [56]. При
Ек +120
указанных данных частота повторения 'импульсов ;fr=2O МГц, их амплитуда порядка 4—6 В, время нарастания менее 3 нс и длительность ~ 10—12 нс. Выход ПРИ Уменьшении ^-э до 4 пФ а, частота Д повышается до 70 МГц. Для получения им-IIIII пульсов отрицательной полярности нагрузку можно включить последовательно с кон-
Рис. 5.10. Схема генератора серии им- ДвНСатором Ск. пульсов с эмиттерной времязадающей При использовании хрони-цепочкой. г ,
рующего колебательного кон-
тура вместо конденсатора можно генерировать серии синусоидальных колебаний, частота fr которых слабо зависит от параметров схемы и определяется резонансной частотой колебательного контура. Схема такого генератора показана на рис. 5.11. При подаче запускающего импульса рабочая точка лавинного транзистора попадает на участок отрицательного
^противления, что приводит к возбуждению в контуре незатухающих колебаний. При fr=10 МГц .схема формирует на нагрузке ^,«75 Ом импульсы с амплитудой порядка 3—5 В. При отсутствии пускающих импульсов ® контур вносятся большие потери .и ко-ебания затухают практически за один период.
Рис. 5.11. Схема генератора серии синусоидальных колебаний.
' Для систем оптической локации и космической связи большой' IjTepec представляют генераторы 'мощных импульсов ма лавинных я; анзисгорах [39, 158, 59]. Они также широко .используются и в тех-!ике физического эксперимента.
На низкоомной нагрузке i(/?H = 0,5 Ом) простейшего релаксацион-эго генератора (.рис. 2.6) можно формировать импульсы тока с чплитудой до 10—30 А, если использовать .в нем сплавные тр дикторы МП20—>МПЙ1 или кремниевые планарно-эпитаксиальные Т312 и КТ603. Одними из лучших являются транзисторы 'КТ603, торые формируют импульсы длительностью в десятки наносекунд р.и времени нарастания около 2—>6 нс
Можно значительно увеличить амплитуду .импутьсов, включая рраллелыю несколько релаксационных генераторов. В подобных хешах из-за малости '7?н на форму импульсов существенно влияют олебательные процессы -на участке отрицательного сопротивления АХ Это приводит к .появлению заметного выброса на заднем срезе ыходчого импульса.
При использовании в схеме такого генератора |(рис. |5.;1Й) пяти плавных транзисторов МГГ21 .амплитуда импульсов иа напрузке и=0,5 Ом получена более '25 А при времени нарастания менее
Запуск
Рис. 5.12. Схема генератора мощных импульсов тока.
0,1 мкс .и активной длительности импульсов 0,2 мкс. Регулируя код. лекторьое напряжение потенциометрами Ri—Rn, можно менять ур^' вень запуска релаксаторов и получать хорошую форму импульсов без 1замегнюго выброса на заднем фронте. Гашение выброса, имею, щего обратную полярность по отношению к рабочему импульсу, <юу. ществляется за счет задержки включения одного из транзисторов Амплитуду импульсов порядка 80 А можно получить от трех-четы-рех транзисторов .КТ-603. В зарубежной литературе описаны гене-р агоры, формирующие импульсы с амплитудой 50—200 А [58, 59]
Для формирования импульсов с большой амплитудой по напряжению можно использовать последовательное включение лавинных
Рис. 5.13. Схема генератора импульсов большой амплитуды.
транзисторов. Более удобно, однако, -использовать схемы, в которых заряд накопительных емкостей происходит па-р.аллельно, а транзи-сторы включаются последовательно (рис. 5.-13 [86, 108]). На нагрузке 75 Ом амплитуда импульсов доходит до 250 В, а на нагрузке 150 Ом — до 400 В пр.и -времени нарастания 2—3 нс и длительности «30 нс. Характерно, что амплитуда импульсов превышает напряжение источника питания, а пиковая мощность достигает 1000 Вт и более (при 7?н='150 Ом).
Большой интерес представляет разработка -импульсных схем на низковольтных лавинных транзисторах, реализуемых в мнтеграль-
Рис. 5.14. Схема низковольтного ждущего релаксационного генератора и инверсно включенном интегральном лавинном транзисторе («) и зависимое потребляемого им тока /п и времени восстановления Тц от напряжен питания Еи (tf).
Vn+10Bcmab.
R39k
ЮкГц
Rs10k
Рис. 5.15. Схема релаксационного делителя частоты на инверсно включенном интегральном лавинном транзисторе.
Ь’М исполнении (77, 110] (рис. 6jl4,a). Интересно, что при Ап=9 Ё |(*акая схема потребляет ток -порядка 2 мкА (рис. 6.14,б), что соот-Итствуе г потребляемой мощности менее 0,02 Мвт. Амплитуда им-лульсоь тока, формируемых схемой, доходит до 100 мА при времени нарастания 0,<12 мкс и длительности на уровне 0,5 от амплитуды порядка 0,35 мкс.
Схема делителя частоты 10 кГц «а 10, выполненная на инверсно источенном интегральном лавинном транзисторе (рис. 15.115), та со-тротивлении 7?н = 160 Ом формирует импульсы с амплитудой 2 В, временем нарастания 0,15 мкс и длитель кистью 1,2 мкс. В этой схеме деление Гчастоты осуществляется синхронизацией релаксационного генератора.
Приведенные схемы иллюстрируют принципиальную возможность создания низковольтных ннтеграль-йных релаксационных схем на лавинных транзисторах. Их недостатком вляется сравнительно низкое быстродействие, так как у используемых [1 инверсном режиме планарных транзисторов обычных интегральных схем
внутреннее поле в базовой области оказывается тормозящим, что кедет к увеличению тт Эфф. Параметры таких схем, особенно их быстродействие, могут быть значительно улучшены при использовании специальных кремниевых лавинных транзисторов с низким напряжением пробоя коллекторного перехода.
с о, он у Выход £\1кГц
Вход '•‘JO
'.3 Высокостабильные релаксационные генераторы
Рассмотренные релаксационные схемы имеют низкую стабильность частоты автоколебаний из-за нестабильности .напряжений U и «ск В значительно меньшей мере оказывается влияние обратного "ока /ко коллекторного перехода. Уход частоты при изменении температуры на ±60°С может достигать 1.0% и более, при изменении питающего напряжения на ±<10% превышает ±10%, а при смене ра-нзисторов доходит до ±150%. Между тем в ряде случаев требуется стабильность на два-тои порядка выше. Повысить стабильность можно несколькими способами.
|В простейшем случае можно осуществить запуск ждущего ре-аксационного генератора .или синхронизацию автоколебательного оператора от внешнего .высокостабильного генератора. Благодаря юрошо управляемой IBAX запуск и синхронизация релаксационных ’операторов на лавинных транзисторах осуществляется достаточно роста (например, подачей синхроннз1ирующего напряжения в цепь жзы или эмиттера лавинного транзистора), но требует наличия июшнепо высокостабильного 1 енератора.
Более лрос ы-м способом является автосинхронизация релакса-йоньых генераторов. Для этого в разрядную цепь генератора ,в<во-Гся хромирующее, устройство .(колебательный контур, кварцевый и электромеханический .резонатор), в котовом колебания возбуж-йются под воздействием импульсов, генерируемых релаксационным оператором. При этом на экспоненциальное хронирующее напря-
Экение йа накопительном конденсаторе .накладывается синусоида.^, (ное синхронизирующее напряжение, снимаемое с дополнительного хронирующего элемента. .При определенном выборе собственного Пе, риода автоколебаний происходит .автоматическая синхронизация ге, нератора на основной частоте или субгармониках .резонатора.
Простейшая схема генератора с автосинхронизацией от колебательного контура показана на рис. 5.116. Синхронизирующее напряжение формируется при разряде накопительного конденсатора через
Рис. 5.16. Схема релаксационного генератора с автосинхронизацией от колебательного контура.
Рис. 5.17. Схема высокостабильного релаксационного генератора с кварцевой автосинхронизацией.
колебательный контур LKCK. При резонансной частоте контура ^к=60 кГц 'нестабильность частоты составляет десятые-сотые доли процента.
(Наивысшей стабильностью обладают генераторы с кварцевой автосинхронизацией (рис. 5..17) [515]. Кварцевый резонатор .используется как фильтр в цепи обратной связи с (выхода релаксационного генератора .на вход (подача синхронизирующего напряжения в цепь эмиттера обеспечивает нужные фазовые соотношения в схеме). При автосинхронизации .на частоте кварцевого резонатора ^к=100 кГц нестабильность генерируемой частоты составляла .менее Й-10-5% при изменении напряжения питания ма ±|10%. (Работоспособность схемы сохранялась при изменении напряжения питания на 30—40%, Что, однако, приводило -к изменению вдвое амплитуды импульсов. При указанных на схеме данных амплитуда выходных импульсов Примерно равна 3 В три .времени нарастания менее 50 нс. Экспериментально работоспособность схемы была проверена в диапазоне частот fк от 50 кГц до 5 МГц. Для стабилизации частоты можно использовать задержанную импульсную обратную связь. Для этого выход релаксационного генератора подключается к входу через линию задержки. Выходной импульс с линии спустя время задержки t3 запускает генератор, который вырабатывает импульс, поступающий на вход линии, и т. д.
На рис. 5.18 показаны две схемы генераторов, описанные в [34, 60]. (Особенностью схемы рис. 6.118,а является цепочка С1(/?з Ди намического запирающего смещения, обеспечивающая самозапуск генератора. При включении генератор начинает работать в .автоколебательном режиме, который затем переходит ,в ждущий с запуском за счет цели имлу. (ьсной задержанной обратной связи, осуществляемой через линию задержки ЛЗ. .При /3=1 мкс частота колебаний равна 1 МГц, а амплитуда выходных .импульсов составляет «2,7 В.
IB схеме рис. 5.18,0 используется короткозгмкпутая хронирующая лирия задержки ЛЗ. При разряде С2 формирующийся иа сопротивлении Ri отрицательный импульс распространяется вдоль линии. Отразившись от короткозамкнутого конца и переменив полярность, вновь поступает на эмиттер, запуская генератор и т. д. (Период колебаний в этой схеме равен 2/3, что при заданной частоте генерации вдвое уменьшает ’..абариты линии задержки. Подобные схемы можно использовать и в режиме генерирования серии импульсов со
генерирования серии импульсов со
стабильной частотой заполнения. Их параметры могут быть намного улучшены при замене сплавных транзисторов на специальные лавинные.
Для генерации импульсов с высокой частотой повторения и большой амплитудой можно использовать несколько ждущих генераторов, запускаемых последовательно друг от друга через линии задержки. Суммируя их выходные импульсы можно в Л' раз увеличить частоту, где Л' — число генераторов. Подобные генераторы позволяют генерировать частоты от 10 до 5(Ю МГц [61].
Описанные способы стабилизации применимы в основном на частотах выше 10Э кГц. По мере уменьшения частоты резко возрастают габариты хронирующих элементов (линий задержки, колебательных контуров и кварцевых резонаторов). Даже на высоких частотах их габариты иногда исключают возможность применения этих способов, особенно при микроминиатюризации схем. Поэтому большой интерес представляют генераторы с автостабилизацией частоты, принципы построения которых были описаны в § 4.7.
Схемы релаксационных генераторов со стабилизацией разности (t/g —«си) показаны на рис. Б.119 [106]. iB этих схемах разнос’гь (Г/р—иск) выделяется пиковым детектором Ci, Дл и поддерживается равной управляющему напряжению 7/у. В схеме рис. 5.19,а Hy=const и равно напряжению пробоя кремниевого стабилитрона Дг, выполняющего функции элемента сравнения. iB схеме рис. 5.49,6 управляющее напряжение задается внешним источником, поэтому, меняя Uy, можно менять период колебаний.
Схемы рис. 5.19 эффективно стабилизируют амплитуду хронирующего напряжения при смене транзисторов и изменении темпера-
Рис. 5.19. Схемы высокостабильных релаксационных генераторов со стабилизацией разности пороговых напряжений.
туры окружающей среды. Эффективность схем при С/У='1О В видна из табл. 62, в которой приведены результаты измерений частоты, генерируемой нестабилизированной и стабилизированной схемами релаксационных генераторов, при использовании четырех различных транзисторов. Транзисторы намеренно выбирались с большим разбросом напряжений и иск ~ Ь'р
Таблица 5.2
Тип транзистора в uf>, в (с/₽~ и₽) в Частота без стабилизации, кГц Частота со стабилизацией, кГц Амплитуда импульсов на Ся, В
П416Б 36 15 21 10,4 20 9,5
П416Б 42 16 26 7,9 19,8 9,6
П422 59 25 34 5,6 18,8 9,5
П423 64 26 38 4,7 18,9 9,5
При стабильном Ек уход частоты за первый час работы менее 0,14%, за последующие 7 ч работы менее 0,05%, ,а минутная неста-бил! несть не превышает 0,01 % .(против соответственно 5; 0.5 и 0,2—0,3% для местабилмзированной схемы обычного релаксационного генератора). Из таблицы видно, что .выигрыш в стабильно:™ при .смене транзисторов составляет величину не менее ЙО. Такой же порядок имеет выигрыш по температурной стабильности.
В рассматриваемых схемах осуществляется стабилизация амплитуды пилообразных импульсов на конденсаторе Сг. При этом частота повторения импульсов с высокой точностью пропорциональна среднему значению зарядного тока /Ср, .равному току, потребляемому от источника питания —Ек ,(,рис. 5.20). ,'В схеме ре-ьшсациоиноп генератора импульсов со стабильной частотой повторения (рис. 5.21) управляющее напряжение Uy=ICpR-> выделяется на резисторе R& и пропорционально среднему значению зарядного тока ./ср. Если пренебречь малыми падениями напряжения на диодах Д1 и Дг, тО (17р—uCk)=IcvRs, а период колебаний равен CjRs и не зависит от /ср и Ек. Практически падение напряжения на диодах доходит Д°
Риг 5.20. Зависимости разности пороговых напряжений от пряжения (о) и частоты от потребляемого тока (б) для
управляющего на-схемы рис. 5.19.
1 В, что не позволяет полностью устранить зависимость частоты от Ек Ирис. 5.22,а).
Температурная зависимость парения напряжения на диодах позволяет частично компенсировать изменение частоты. При использовании в хеме рис. 5.21 слюдяного конденсатора С2=10 нФ (.fr ~ Ю кГц) уход частоты в диапазоне температур от 0 до 60°С не превышает 0,15% (рис. 522,6). При С2=0,1 мкФ генератор енерирует частоты /,.«'1000 Гц. При изменении Ек на ±20% уход частоты не превышает ±0,2%. Таким об-
; +Eo-lfOB ~Ек200В
Рис. 5.21. Схема высокостабиль
разом, несмотря на свою простогу него релаксационного генерато генератор (рис. 5.21) имеет высокую Ра с автоматическим управле-стабильность. нием разно"ЬяжеЖГОВЫХ на'
Описанные меры могут использо-
ваться не только для построения автоколебательных релаксациом’
ных генераторов, но и для построения ждущих генераторов н различных других устройств.
рис. 5.22. Зависимости частоты от напряжения питания (а) (кривая 1 снята при отключенном диоде Д 2) и изменения частоты от изменения температуры (О для схемы рис. 5.21.
5.4. Генераторы прямоугольных импульсов
Генераторы прямоугольных .импульсов на лавинных транзисторах перекрывают диапазон длительностей от единиц и долей наносекунды до единиц и .десятков секунд. В связи с этим они характеризуются разнообразием как методов формирования прямоугольной формы импульсов, так и схемной реализацией.
1В .микросекундном диапазоне длительностей при временах нарастания импульсов порядка десятков наносекунд простыми и удобными являются генераторы, построенные на основе мульт,ивибраторных схем. Их достоинством является хорошая форма вершины импульсов и широкий диапазон плавной и грубой регулировки длительности импульсов.
Простейшими являются схемы, выполненные на одном лавинном транзисторе (р.ис. 5.23 [42], § 4.4). Такие схемы формируют импуль-
Рис. 5.23. Многофункциональная импульсная зисторе.
схема на одном лавинном трав-
сы с амплитудой до 20—25 В. При емкости .нагрузки Сн«Ю0 пФ. время нарастания импульсов составляет »0,,3 мкс, а длительность среза — менее 0,1 мкс. Большое время нарастания переднего фронта объясняется тем, что он формируется при запирании лавинного транзистора. При этом рост выходного напряжения происходит с относительно большой (постоянной времени ^зСн.
С конденсатора Ci можно снимать импульсы пилообразной формы. (При изменении С1 длительность импульсов можно менять от долей микросекунды до единиц н более секунд. Плавно до 50 раз длительность импульсов изменяется при изменении напряжения Вг или сопротивления
Значительно меньшее -время нарастания импульсов (не более 30 нс) имеет ждущий мультивибратор (рис. 5.24) [41]. Передний фроь- импульса формируется при включении лавинного транзистора 7\, а задний — при включении транзистора Тг- Амплитуда генерируемых импульсов ~3 В, .а длительность ((при С2=510 пФ) около 6 мкс. При изменении С2 можно получить широкий .диапазон изменения длительности от долей микросекунды до тысяч миллисекунд и выше. Ценным свойством описанных схем является малое время .восстановления, которое может быть меньше длительности генери-оуемых импульсов.
Генераторы прямоугольных импульсов с хронирующими RC це-1ями имеют сравнительно низкую стабильность длительности импульсов, та^ как последняя зависит от параметров транзисторов и напря-
Рис. 5.24. Схема генератора прямоугольных импульсов на базе ждущего мультивибратора.
Рис. 5.25. Схема генератора прямоугольных импульсов с накопительной линией.
линий с малым волновым со-
жеиия питания. Высокую стабильность длительности импульсов имеют генераторы с накопительной линией. Такие генераторы перекрывают диапазон длительностей от долей наносекунды до десятков микросекунд. При большей длительности импульсов габариты линий заметно возрастают и -их применение становится нежелательным.
Типичная схема генератора прямоугольных импульсов с накопительной линией, выполменая на специальном лавинном транзисторе ГТ338Б, показана на рис. 5.25 [94]. Для получения импульсов обратной полярности нагрузку можно включить в цепь эмиттера. В табл. 5.3 приведены параметры ряда генераторов, выполненных на транзисторах различного типа.
При использовании коаксиальных
противлением R„ генераторы с накопительной линией можно использовать для формирования мощных импульсов тока прямоугольной формы. Для увеличения мощности включаются параллельно 'Несколько генераторов (рис 5.26 [57]). Генератор .на нагрузке RB~10 Ом формирует импульсы с амплитудой 60 В и временем нарастания и спада менее 1 нс. Длительность импульсов получена порядка 4 и 20 нс (зависит от применяемой линии). Особенностью схемы является включение развязывающих дополнительных линий задержки ЛЗ в цепи запуска и .в выходные цепи, что обеспечивает устранение взаимного влияния лавинных транзисторов в момент запуска. Импульс на нагрузке .появляется после того, как .регенеративный процесс .включения «всех транзисторов успевает устойчиво развиваться.
Для увеличения амплитуды 'импульсов по [напряжению можно использовать последовательное включение лавинных транзисторов
Таблица 5.3
Тип транзистора Тип линии ^л» Ом «н, Ом <и, НС *ф> нс Ун, В fr, кГц
П420 Сосредоточенная 1000 1000 3000 100 10 50
П21 Сосредоточенная 1000 1000 3000 100 45 10
П416Б Распределенная 75 50 100 10 12 200
МП103 Распределенная 75 75 10 1—3 25 500
ГТ338Б Распределенная 75 75 10 1 10 500
Интегральный кремниевый (Т/Л1=45 В) Сосредоточенная 600 600 1000 2—4 15 10
+20i№
Запуск
Fkc. Б.27. Схема генератора прямоугольных импульсов большой амплитуды.
дри разряде линии '(рис. 5.Й7), [86]. Такая схема формирует импульсы с амплитудой 65 В иа нагрузке i₽H=50 Ом, пр.н времени 'нарастания около 1 inc (использованы лавинные транзисторы iNSlilHO, параметры которых приведены в табл. 3.1). При использовании отечественных транзисторов (КТ603 можно получить такие же .результаты за исключением времени нарастания, которое доходит до —3 нс.
Генераторы с накопительной линией не лишены серьезных недостатков. К ним прежде всего относятся- большие габариты линий, [трудность плавной перестройки длительности импульсов .и вдвое меньшая ,(по сравнению со схемой емкостного релаксатора) амплитуда импульсов. iB последнее время для формирования прямоугольных наносекундных импульсов стали использоваться диоды с накоп-Глением заряда — ДНЗ [43, 44]. .Применение их совместно с лавинными транзисторами позволяет создавать простые и малогабаритные генераторы прямоугольных импульсов с плавной регулировкой длительности импульсов в широких пределах.
Процесс переключения ДНЗ с прямого направления на обрат-пое можно разделить на два этапа. На первом этапе накопленные в базе носители обусловливают весьма низкое сопротивление диода р обратном направлении при его переключении. При этом ток во внешней цепи ограничен ее солротивпением
= (5.2)
Первая стадия имеет длительность
In (1 + jnp/h). (5.3)
t где гР — время жизни дырок в 'базе диода, inp—стационарное зна--чение прямого тока через диод перед его переключением.
I Из (53) видна возможность изменения 'времени ii путем изме-внения прямого тока inp. В течение второго этапа происходит окон-I чательное рассасывание оставшихся в небольших количествах 'носителей и ток спадает по экспоненциальному закону
»2 (0 =* ii exp (— t/rc), __ (5.4)
где
Tc = (l/Dp) (kT/qE)*. (5.5)
— постоянная времени спада.
Если время спада оценивать на уровне 0,2 it, то длительность I «второй стадии
tz^(l,6/Dp) (kT/qE)\ (5.6)
Из (5.6) видно, что время /а сильно зависит от напряженности гормозящего поля Е и доходит до долей наносекунды. Напряженность поля в базе зависит от концентрации и закона распределения примесей в базовой области. У диффузионных диодов необходимое распределение примесей в базе создается ib процессе их изготовления. К диодам такого типа относятся диффузионные импульсные диопы 'КД503, Д310, Д314 и Д312. Так диод Ц312 имеет следующие параметры; тР =11504-1600 нс, Д =il04H100 нс '(в зависимости от величины iuP) и (г=Я—ЙО нс. Такие (параметры позволяют 'Использовать диод этого типа для формирования .импульсов с длительностью фронта порядка единиц .наносекунд |(рис. 5.28).
В схеме на рис. 6.28 релаксационный генератор выполнен на лавинном транзнс оре 7\ и работает в автоколебательном режиме. Он генерирует экспоненциальные короткие импульсы, поступающие на формирователь прямоугольных импульсов регулируемой длительности, выполненный на ДНЗ Д1, Дз и Д4. Развязка между ДНЗ осуществляется с помощью диодов Дз и Дз Прямой ток, обеспечи-
Рис. 5.28. Схема генератора прямоугольных импульсов с формирователем на ДНЗ.
вающий накопление носителей в базе диодов, подается через резисторы Д4—Ri от источника смещения —SO В. Генерируемый релаксатором импульс с длительностью .фронта пооядка 50 нс поступает на Дг и меняет его полярность на обратную. Однако в течение времени /г «ВО нс диод находится в стадии большой проводимости, поэтому напряжение на диоде остается близким к нулю. Затем диод резко восстанавливает свое высокое сопротивление и исходный импульс с укороченным на .30 нс фронтом поступает через развязывающий диод Дг на диод Дз с резким восстановлением. Последний •в свою очередь укорачивает еще на 30 нс фронт импульса. Суммарное время ti диодов Дг и Д3 порядка 60 нс несколько превышает длительность фронта исходного импульса. Поэтому формируемый на Дз импульс имеет фронт, длительность которого определяется •только временем восстановления обратного сопрот,1вления Д3 и «е превышает 3—4 нс. Таким образом, фронт импульса формируется в две стадии из пологого фронта исходного импульса.
|Вершина и спад импульса формируются ДНЗ Д4. IB момент прихода на него импульса с ДНЗ Дз полярность напряжения на ДНЗ Д4 меняется на обратную. Однако в течение 110—100 нс .(эго время регулируется изменением тока через Д4 с помощью резистора 7?т) диод находится в состоянии высокой проводимости и импульс релаксатора с сформированным крутым фронтом беспрепятственно проходит на нагрузку. Затем Д4 быстро восстанавливает свое высокое сопротивление и импульс на нагрузке обрывается. Длительность спада импульса определяется временем восстановления Дь и не превышает 3—4 щс.
Амплитуда импульса на нагрузке 76 Ом доходит до 20—30 В. Частота повторения импульсов может изменяться в 10—15 раз с изменением сопротивления Д3. Грубо ее можно менять, переключая емкость Ci. Таким образом легко получить частотный диапазон от 20 Гц до 20 кГц. Кроме того, частоту .повторения импульсов можно
рассчитать с помощью формулы
/г = { (Е2 + Rs) Ci In [ЕК/(ЕК — Ер)] }-1 . (5 7р
Г
Емкость Ct существенно влияет :на неравномерность вершины импульса. Поэтому ее нельзя брать меньшей 1 нФ, так как в противном случае длительность импульса релаксатора оказывается недостаточной для формирования импульса длительностью 100 нс. Генератор может работать -в ждущем 'режиме, если Tt запереть положительным напряжением на базе. *’
При использовании быстродействующих лавинных транзисторов,, генерирующих импульсы с временем нарастания менее 1 нс, функции формирователя переднего фронта импульсов целесообразно оставить за лавинным транзистором. iB этом случае ДПЗ используете» только для формирования заднего среза импульсов и хронирования* их длительности.
Схема генератора прямоугольных импульсов с ДПЗ, выполненная на лавинном транзисторе ГТ338Б (рис. 6.29 {44, 94]), генерирует-
Рис. 5.29. Схема генератора прямоугольных импульсов на лавинном транзи -сторе и ДНЗ.
импульсы с временем нарастания менее 1 нс и амплитудой до 15— 20 'В на RB = T5 Ом Полный разряд накопительного конденсатора С2-в подобных схемах нежелателен, так как приводит к увеличению' времени восстановления. Для устранения этого последовательно с Rs включается индуктивность L, которая выбирается из условия LfRs^>tB max, где /и max — максимальная длительность генерируемых импульсов. В схеме рис. 529 длительность импульсов плавно-регулируется от 5 до >100 нс, а частота запуска доходит до 30—50 кГц.
Иногда удобно формировать прямоугольные импульсы, длительность которых задана временным интервалом между двумя короткими импульсами: запускающим и сбрасывающим. На рис. 5.30 показана схема такого устройства. При запуске лавинный транзистор’ Tt включается и конденсатор Ci начинает разряжаться через него-и резисторы Rt и RB .(обычно =504-1100 Ом). Емкость конденсатора Ct выбирается большой (около 0,01—ОД мкФ), поэтому при малых .длительностях .формируемых импульсов спад плоской вершины незаметен. При включении Tt формируется передний фронт и плоская вершина прямоугольного 'импульса. Спустя время tB, определяющее длительность импульса, на базу лавинного транзистора-Т2 подается импульс сброса. Транзистор включается и на резисторе Rc^'Rt, формируется мощный отрицательный импульс. Диод Д2 от-
крывается и 'напряжение на коллекторе Тi падает примерно до нуля. В результате Tt выключается и на нагрузке формируется задний срез прямоугольного выходного импульса. Таким способом можно
Фис. 5.30. Схема формирователя прямоугольных импульсов с последовательным запуском лавинных транзисторов.
получить импульсы с временем нарастания и спада менее 1 нс (при использовании лавинных трап моторов .NSlilUl и N.Sll'lO), длительностью от 2—8 до 100—£00 нс и амплитудой до 40—<60 'В на нагрузке 50—400 Ом. Разновидности этой схемы описаны в {118, 102, 64, 80, 86].
-5.5. Генераторы пилообразных импульсов и схемы временной задержки
В качестве простейшего генератора пилообразного напряжения
можно использовать автоколебательный релаксационный генератор, схема которого приведена ща рис. 4.3,6 [94]. Шри использовании в схе-
ме лавинных транзисторов ГТ338В можно получить амплитуду пи-.лообразных импульсов примерно 30 В при нелинейности порядка .10%. Частота повторения импульсов может быть [(при уменьшении С) доведена до 10—20 МГц. Генератор имеет малое время об
ратного хода составляющее менее 0,02 от длительности рабочего
-Ек 60В
Рис. 5.31. Схема генератора пилообразных импульсов с токостабилизирующим транзистором.
хода .(заряд С). Если частотный диапазон ограничить частотами до 1—5 МГц, то в схеме можно использовать высокочастотные обычные транзисторы: П416Б, П422, П423, ГТ308, ГТ310, ГТ311, ГТ313, ГТ320 и др. Плавную регулировку частоты повторения импульсов удобно осуществлять изменением части зарядного сопротивлениями- Кратность регулировки обычно составляет не более 10—20.
Недостатками простейшей схемы являются необходимость высокого напряжения питания, малая линейность и низкий коэффициент использования питающего напряжения. В значительной степени от них можно избавиться, применив вместо зарядных сопротивлений простейший стабилизатор тока (46, 47, 94].
Схема генератора, имеющего нели-
ценность пилообразного напряжения порядка 1—2%, приведена на рис. 5.31. Стабилизатор тока выполнен на транзисторе Т t, включенном по схеме с общей базой.. Изменяя сопротивление резистора Rs, можно' в 10—20 раз менять величину зарядного тока и частоту повторения пилообразных импульсов.
В ждущих генераторах пилообразного 1напряжения часто требуется, чтобы после запуска сразу начинался прямой ход (заряд хронирующего конденсатора). .Это исключает возможность использования обычного ждущего генератора е'яормально закрытым лавин-!1ым транзистором.
.Рассмотрим простейшую схему ждущего генератора и временные диаграммы его работы ;(р,ис. 5.32 [46]). В этой схеме лавинный
Рис. 5.32. Схема простейшего ждущего генератора пилообразных импульсов (а) и временные диаграммы его работы {б).
транзистор в исходном состоянии открыт. Элементы Д1 и Re, как и в триггере, обеспечивают устойчивость рабочей точки транзистора чо включенном состоянии. При этом на транзисторе падает напряжение Ue, близкое к U g До этого же напряжения заряжен конденсатор С. |При подаче положительного запускающего импульса лавинный транзистор закрывается и конденсатор С начинает заряжаться. Спустя время
Т3 = RC In [(Ек - l/0) /(£к - Uр)]. (5.8)
где R = Rt + Re, (5.9)
напряжение на лавинном транзисторе достигает значения Up, он жлючается и конденсатор С разряжается. На эмиттере лавинного [транзистора формируется короткий экспоненциальный импульс с малым временем нарастания, задержанный на время Тз относительно запускающего импульса.
Амплитуда пилообразных импульсов в описанной схеме равна примерно (Up—Uo) и доходит до Й5 В при использовании транзисторов 1П416Б. Кратность регулировки не превышает пяти раз, так “как при большом значении R/, уменьшается ток, протекающий через включенный лавинный транзистор, и нарушается устойчивость вклю-'енного состояния.
На рис. 5.33 показана схема, лишенная указанных недостатков. В ней для управления лавинным транзистором используется триггер
Рис. 5.33. Схема ждущего генера-тора пилообразных импульсов на лавинном транзисторе с управлением от триггера на туннельном диоде.
на туннельном диоде Д1. В исходном состоянии рабочая точка туннельного диода находится на диффузионной ветви его ВАХ и напряжение на нем достаточно, чтобы лавинный транзистор был открыт. Конденсатор С разряжен практически до нуля. При подаче запускающего импульса триггер перебрасывается в другое состояние и лавинный транзистор закрывается. Конденсатор С начинает заряжаться, и, когда напряжение на нем достигнет величины Uр , лавинный транзистор включается. Конденсатор С разряжается, к импульс, снимаемый с резистора Rs, .возвращает триггер в исходное состояние. Амплитуда импульсов благодаря полному разряду С
равна L/р и доходит до 50 В. Кратность регулировки длительности равна примерно 15 и может быть доведена до 30. При изменении емкости конденсатора С длительность импульсов можно менять от 0,25 мкс до тысяч миллисекунд. Время задержки при запуске, г. е. время от момента подачи запускающего импульса до начала формирования пилообразного импульса, не превышает 50—70 нс. Нелинейность пилообразного напряжения доходит до 12%. Заметно улучшить параметры схемы можно, если заменить зарядные резисторы Rt и R5 токостабилизирующим транзистором, как это сделано в схеме на рис. 5.31.
Генераторы с токостабилизирующим транзистором имеют низкую нагрузочную способность. Лучшей нагрузочной способностью отличаются генераторы с емкостной отрицательной обратной связью (см. § 4.5). В них |(рис. 5.34) конденсатор С включен в цепь обрат
Запуск
Рис. 5.34. Схема ждущего генератора пилообразных импульсов с емкостной отрицательной обратной связью.
ной связи однокаежадного УПТ, выполненного на транзисторе Тг-Длительность импульсов приближенно равна
Т3 « CRJJp/Uy. (5.Ю)
генератора (рис. 5.35) +1ЧПК
Рис. 5.35. Схема генератора треугольных колебаний с линейным нарастанием * и спадом выходного напряжении.
Меняя напряжение t7y от 0 до а: 15 В, .можно в 20—30 раз менять Т?. Следует, однако, учитывать, что при (7У-+О линеаризирующие свойства транзистора Тг исчезают и его роль сводится только к увеличению эффективной емкости хронирующего конденсатора С.
На базе мультивибратора (рис. 4.7,а) можно построить очень простой генератор треугольных колебаний с линейно нарастающим и спадающим напряжением. Схема таг отличается от схемы мультивибратора’ включением конденсатора С в цепь обратной связи УПТ. УПТ выполнен на транзисторе Тг. Благодаря обратной связи конденсатор С заряжается по линейному закону. При включении лавинного транзистора Т\ меняется полярность входного тока Тг и направление интегрирования. Конденсатор начинает раз-ряжатаься по линейному закону.
Меняя Uy, можно менять времена заряда и разряда. При 1>’у=16 В получаются симметричные треугольные импульсы. Амплитуда импульсов при этом равна 15 В, а длительность 30 мкс. С коллектора лавинного транзистора можно снять прямоугольные импульсы с амплитудой 3,5 В.
Часто необходима управляемая напряжением временная задержка. При
этом желательно, чтобы с ростом управляющего напряжения линейно росло время задержки. Описанные схемы не обеспечивают такого характера регулировочной характеристики. Например, в схеме рис. 5.34 при увеличении Uy время Т3 не растет, а уменьшается.
Дчя получения линейной зависимости Ts(Uy) .используется принцип сравнения пилообразного напряжения с управляющим напряжением Uy. Схема временной задержки, реализующая этот принцип, приведена на рис. '5.36 [54] В ее основу положена схема рис. 5.32,а.
дополненная элементами импульсной обратной связи. |Пр.и запуске Ti запирается и нарастающее напряжение с конденсатора С подается через конденсатор Ct на диод сравнения ДС. На этот же диод подано положительное напряжение Uy. В момент, когда прираще
ние пилообразного напряжения становится равным Uy, диод Дд открывается, лавинный транзистор включается .и конденсатор С разряжается. Разрядный импульс появляется на выходе спустя время
7’з = /?С1п[1—(Uy + Д U)/(EK— i/р )]; 1 (5.11)
где Д(7»1б — погрешность сравнения, обусловленная падением напряжения на диодах Д1 и ДС.
Отклонение зависимости T3(Uy) от линейного характера обусловлено экспоненциальным характером хронирующего напряжения. Нелинейность управляющей характеристики определяется коэффициентом нелинейности
р к, Uymaxl(EK ).
(5.12)
Для приведенной схемы при Uy mox«60- -25 В р^10%. Значение р можно уменьшить до >1% и менее, если заменить сопротивление R
Рис. 5.37. Схема временной задержки, управляемой напряжением с высокой линейностью регулировочной характеристики.
токост а би лизирующим транзистором, как это сделано в схеме на •рис. 5.37, для которой
Т3 = С (Uy + Д U)ll3, (5.13)
где /3ssист/Я4, (5.14)
и С7Ст — напряжение стабилизации стабилитрона Дг. Максимальное значение Uy в этих схемах определяется минимальной разницей (<7р—Up) лавинного транзистора с учетом разброса параметров лавинных транзисторов При правильном выборе Uy работа схем рис. 5.36 и 5.37 практически ,не зависит от параметров транзисторов и Т3 меняется незначительно при их смене.
В генераторах пилообразного напряжения и устройствах временной задержки можно использовать и схему, показанную на рис 5.23. Ее достоинством является наличие отдельного выхода прямоугольных импульсов- с большой амплитудой.
5.6. Генераторы ступенчатого напряжения
Две простейшие схемы генераторов ступенчатого напряжения приведены на рис. 5.38. В схеме рис, )5.38,ct величину ступеньки можно грубо менять, изменяя отношение Св к Ся. В схеме рис. 5.38,6 амплитуда ступенек плавно изменяется до пяти раз с помощью пс-
Рис. 5.38. Схемы простейших генераторов ступенчатого напряжения.
ременного .резистора 7?бо При этом меняется эффективность действия тока «утечки», протекающего через резистор l/?y, и соответственно меняются напряжение (7рИ разность (t/p —иск), в пределах которой разряжается дозирующий конденсатор
В зависимости от выбора Сд и Св можно получить любое числа и любую амплитуду ступенек. Длительность ступенек может изменяться также в широких пределах '(от долей микросекунды до десятков миллисекунд и выше). Равномерность амплитуд ступенек . можно получить порядка долей процента при отсутствии нагрузки. При подключении к Св нагрузки iRH«1 МОм равномерность амплитуд ступенек ухудшается в несколько раз. 'Поэтому при использовании подобных схем нужно принимать меры к у Хранению шунти-• рующего влияния нагрузки, применяя, например, развязывающие усилители с большим входным сопротивлением (повторители на биполярных и полевых транзисторах и др.).
Температурный дрейф амплитуды ступенек в схеме рис. 5.38,а составляет примерно 0,05—0,1% на 1ЧС. Поэтому в широком диапазоне температур .амплитуда ступенек меняется на 5—40%. Темпе-’ ратурный дрейф можно уменьшить почти на порядок, применяя дотирующий конденсатор с обратным знаком температурного коэффициента изменения емкости [TKEss—(0,05—0,1)% на 1°С]. Однако 1«астройка подобных схем достаточно сложна. Относительно большой температурный дрейф амплитуды ступенек обусловлен дрейфом напряжения включения U&, который в свою очередь обусловлен дрей-I фом напряжения Ум-
.Особенно малым температурным коэффициентом напряжения пробоя обладают инверсно включенные планарно-эпитаксиальные wpi мниевые транзисторы интегральных схем. Для них характерен дрейф напряжения порядка ОД—0,2% в температурном диапазоне ~ 1009С при (7м=$8 IB. Схема генератора ступенчатого напряжения на инверсно включенных транзисторах КТ317 (рис. 5,39) .отличается-
исключительной простотой и .высокой температурной стабильностью При указанных данных амплитуда ступенек составляет «0,4 В, дти-телыность 4 мкс, а число ступенек п=110.
Описанные схемы работают в автоколебательном режиме и не. удобны для использования в генераторах опорного напряжения ана-
Рис. 5.39. Схема генератора ступенчатого напряжения на инверсно включенных интегральных транзисторах.
лого-цифровых преобразователей. На рис. 5.40 показана схема управляемого генератора линейно-ступенчатого напряжения, которое генерируется только при подаче положительного запускающего импульса, запирающего ключевой транзистор Tt. Благодаря применению лавинного транзистора ГТ338 генератор имеет высокое быстродействие —'• длительность ступеньки около 1 мкс. При длительности запускающего импульса 10 мкс генерируется 10 ступенек. При изменения Ci и Cz параметрами ступенчатого напряжения можно варьировать в широких пределах.
При использовании генераторов в аналого-цифровых преобразователях некоторый
интерес представляет управление моментом
начала генерации ступенчатого напряжения, начиная с любого начального уровня ([50]. Управляемый генератор, обеспечивающий такую возможность (рис. 5.41), при закрытом транзисторе Т3 генери-
Рис. 5.40. Схема управляемого генератора ступенчатого напряжения.
рует пилообразное напряжение. Если на некоторое время открыть транзистор Ёз, то схема перейдет в режим генерирования ступенчатого напряжения. При этом момент появления и окончания ступенек жестко привязан к фронтам управляющего прямоугольного импульса.
Недостатком .рассмотренных схем является критичность к смене лавинных транзисторов, обусловленная большим разбросом разности (17р —иск). От это! о недостатка свободны схемы с автоматической стабилизацией разности (t/p—иСк) (рис. 5.42) Как и в ранее рассмотренных схемах с автоматической стабилизацией, здесь стабилизируется перепад напряжения на дозирующем конденсаторе Сд. При этом он практически равен напряжению пробоя кремниевого стабилитрона Да-
Температурная зависимость суммарного напряжения на ДибДё Д1 и эмигтерном .переходе лавинного транзистора по знаку обратна температурной зависимости напряжения пробоя стабилитрона Дг. Поэтому в подобных генераторах удается реализовать ТКН ампли-
Рис. 5.41. Схема управляемого те- Рис. 5.42. Схема генератора сту-нератора линейно-ступенчатого на- пенчатого напряжения со стабили-
пряжения. задней амплитуды ступенек.
туды ступенек порядка 0,003—0,01% на 1°С. Возможности .применения этого принципа стабилизации в управляемых генераторах ограничены большим .временем установления стационарного режима стабилизации.
5.7. Преобразователи напряжения в частоту
Широкое распространение частотно-импульсных измерительных приборов в известной степени сдерживается трудностью создания простых преобразователей напряжения в частоту. Эта задача при умеренной точности ^порядка десятых долей процента) легко .решается применением разрядных схем на лавинных транзисторах. Высокая стабильность достигается при использовании или схем автоматической стабилизации разности пороговых напряжений, или низковольтных лавинных транзисторов.
IB схеме преобразователя с токостабилизирующим <1\ и разрядным лавинным Т2 транзисторами (рис. 5.43) частота повторения им-
Рис. 5.43. Схема преобразователя напряжения в частоту с токостабилизирующим транзистором.
Пульсов на выходе преобразователя равна
f — (CiUerllc + *р) *> (5.15)
где 1с—ток заряда конденсатора Ct, UCT—напряжение стабилизации .стабилитрона Д4, определяющего разность пороговых напряжений (U^—иск) лавинного транзистора, ip— время .разряда конденсатора Ct через лавинный транзистор.
Благодаря применению лавинного транзистора время /р можно сделать весьма .малым, -поэтому
f 1с ст-
(5.16)
Ток 1с задается токостабилизирующим транзистором Tt и линейно связан с входным напряжением Uy. С помощью резистора 7?6
можно устанавливать начальное значение тока 1с, определяющее значение частоты if=/o при £/у=0. Зависимость f(Uy) дана при различных температурах окружающей среды на рис. 5.44. Частота повторения импульсов меняется от 4,5 до 32 кГц при изменении Uy от 0,5 до 30 В. Нелинейность этой зависимости менее 0,7%. Температурный дрейф в диапазоне температур от 20 до 60°С не превышает 0,9% (при (7у=30 В).
Преобразователи с токостабилизирующим транзистором не позволяют получить большого перекрытия по частоте. Это обусловлено гем, что минимальное значение зарядного тока 1С не может
Рис. 5.44. Зависимость частоты от управляющего напряжения для схемы рнс. 5.43.
превышать значения тока в точке перегиба ВАХ лавинного транзистора. Типичные пределы изменения 1С составляют от 0,1—0,2 до 2—3 мА, а перекрытие по частоте не превышает 20—30. В ряде же случаев необходимы преобразователи с очень большим перекрытием по частоте, доходящим до 1000— 5000 раз. Такие преобразователи можно построить с помощью структурной схемы, показанной на рис. 4.12,а. Полагая, что выполняется условие пренебрегая временем разряда конденса-
тора С, из выражений (4.90)—(4.93) и (4.96) находим зависимость частоты повторения импульсов от управляющего тока 1У для преобразователей с емкостной обратной связью
1// = Т3 = RsC3 in [ 1 + ( — иСк)/ (Еэ- 1/р)] , (5.17)
где Сэ=С(1+АК<), Ea=E+J^KiRIy. При любом /у (Еэ—t7p)3> ^’(5/р—иСк). Тогда, разлагая логарифм в .ряд, получаем
f = (*э U^/R3C3 ( Пр — иСк) — kly /0, (5.18)
C(1+AK£)(h'-Uck) ~ С(н;-пск)
(5-19)
/о = ( Е - Up)/КС (1 + M/Q) ( Up - Ыск). (5.20)
Из (5.18) следует, что зависимость f от /у линейна и сдвинута на частоту fa. С ростом У/С начальная частота fo, соответствующая /у=0, уменьшается. Для включения лавинного транзистора необходимо, чтобы ток /у не превышал значения lymax—t(E—Up)/R, при котором выходное напряжение УПТ становится равным Up. Значение f = fmax, СООТВеТСТВуЮЩее /у^/у тплах, равно '(il'+UKijifo. Следовательно, перекрытие по частоте fm'0'x/fo=.(lЧ-Л/Л,). Выбрав УПТ с соответствующим коэффициентом усиления по току К,, можно получить требуемое перекрытие.
Для простейшей схемы преобразователя с емкостной обратной связью (рис. 5.45) ток Iy=tUy/Rt задается управляющим напряжением иу. Однокаскадный УПТ имеет малый Л'т = р^ 10—20, так как
выполнен на высоковольтном кремниевом сплавном транзисторе типа МП 114. Разряд конденсатора Ct осуществляется релаксационным генератором со стабилизацией разности пороговых напряжений (Up—иск), выполненным на лавинном транзисторе Т2.
При изменении Uy от 0 до 20 В f меняется от/«5 иГц до f max—50 кГц (рис. ’5.46), следовательно, перекрытие по частоте равно «10. Погрешность от нелинейности зависимости (f—fo) от Uy ие превышает 0,6%, временной дрейф частоты не более 0,1% (при (7y=Q0 iB) за первые 20 -мин работы и 0,5% за последующие 7 ч непрерывной работы. Амплитуда выходных импульсов равна примерно 5 В .на нагрузке Кз=75 Ом при времени нарастания не более 50 нс. Импульсы можно использовать непосредственно для запуска счетчика. При включении резистора iRK, задающего компенсирующий входной ток 1Ук=Ек/Кк , можно сдвигать зависимость f от Uy параллельно самой себе. На рис. 5 16 приведена зависимость f от Uy при R = 1 МОм, иллюстрирующая .возможность компенсации начальной частоты (f пропорциональна 17у).-
Значительного улучшения параметров преобразователей с емкостной обратной связью можно достигнуть, используя в качестве разрядных устройств низковольтные лавинно-рекомбинационные диоды |(ЛРД). В качестве Л.РД можно использовать инверсно включенные интегральные кремниевые планарные транзисторы, например типа 2Т317. При этом значительно снижаются рабочие напряжения схем, улучшается температурная стабильность и появляется
Ряс. 5.46. Зависимость частоты от управляющего напряжения для схемы рнс. 5.45.
возможность применения в УНТ низковольтных транзисторов с большим значением Р, что позволяет получить большое перекрытие по частоте.
В схеме широкодиапазонного преобразователя с перекрытием по частоте порядка 5000 раз (рис. 5.47). УПТ выполнен на двух транзисторах различного типа проводимости. В первом каскаде применен кремниевый планарноэпитаксиальный транзистор КТ315Г, имеющий большое значе ние р=704-350. .Усилитель имеет К, ~ Ю 000. В качестве разрядного
устройства использован инверсно включенный бескорпусный интегральный транзистор Т3 (типа 2Т317В). Цепь Т?4Дг предназна
чена для компенсации нелинейности преобразователя, обусловленной конечным временем разряда конденсатора С, которое существенно
ввиду низкого быстродействия ЛРД.
Рис. 5.47. Схема широкодиапазониого преобразователя напряжения в частоту.
Преобразователь имеет следующие параметры: выходная частота 0—40 кГц при .входном напряжении О—10 В, входное сопротивление 20 кОм, погрешность от нелинейности «0.1 %, температурный дрейф частоты 0,2% от верхнего предела на ПС, нестабильность частоты ва 10 мин .работы не более 0,01% и за 7 ч работы не более 0,05%. В преобразователе предусмотрена установка нуля частоты с помощью потенциометра
Недостатком описанного преобразователя является сравнительно большой температурный дрейф частоты, обусловленный дрейфом входного каскада УПТ. На р,ис. 5.48 показана схема преобразователя с .дифференциальным .УПТ, выполненным .на транзисторах Ti—Т3. .Применение дифференциального УПТ снижает температур ный дрейф на порядок. При Пу=04-10 !В преобразователь имеет fmax=W кГц, перекрытие по частоте не менее 2000 и .погрешность от нелинейности не более 0,1 %- Входное сопротивление преобразователя 20 кОм Температурный дрейф частоты не более 0,026% на 1°С.
Преобразователи напряжения в частоту, использующие лавин-jo-,рекомбинационные диоды могут быть полностью выполнены в цде монолитных или гибридных интегральных схем. 1В этом случае
5.48. Схема широкодиалазонного преобразователя напряжения в ту с уменьшенным дрейфом.
часто-
удается получить еще меньший температурный дрейф, так как операционные УПТ в интегральном исполнении имеют на два-три порядка меньший дрейф, чем простейшие УПТ с дифференциальным входом.
Определенный интерес представляют высокочастотные преобразователи напряжения в частоту и генераторы импульсов качающейся частоты. Такие преобразователи используются, например, в резонансных уровнемерах и приборах для наблюдения частотных характеристик. Для них характерны частоты повторения импульсов до ~50 МГц, девиация частоты в пределах десятков процентов и нелинейность ~0,5—1%.
Высокочастотные преобразователи могут быть выполнены по схеме рис. 4.5,г, в которой целесообразно использовать низковольтные транзисторы (ГТ313 и др.). Уменьшение нелинейности достигается включением в цепь коллектора резистивно-емкостного фильтра, причем величина резистора Дф — 100—1000 Ом подбирается опытным путем
5.8. Дискриминаторы амплитуды и сравнивающие устройства
Быстродействующие и высокочувствительные дискриминаторы амплитуды, пороговые и сравнивающие устройства широко используются в ядерной электронике, импульсной и информационно-измерительной технике До настоящего времени эти устройства выполнялись на туннельных диодах и обладали рядом недостатков: низким входным сопротивлением, недостаточно высокой чувствительностью, очень малой амплитудой выходных импульсов, трудностью Плавной ре1у.лировки порога сравнения в широких пределах и дру-
гимн, этих недостатков в значительном мере лишены пороговые устройства и дискриминаторы на лавинных транзисторах [15, 40, 65 75, 83, 86].
Работа дискриминаторов на лавинных транзисторах основана на использовании //-обратной входной ВАХ в схеме с общим эмиттером (рис. 5.49,а) или S-образной входной ВАХ в схеме с общей
Рис. 5.49. Схема дискриминатора амплитуды на лавинном транзисторе (в) и входная N -образная ВАХ (б).
базой. IB исходном состоянии Uвх—0 1И нагрузочная прямая занимает положение, показанное на рис. 5.49,6 пунктиром. .При изменении «вх на ‘величину ЛиВх нагрузочная прямая смещается и занимает критическое положение, в котором она является касательной к ВАХ в точке 1. ‘При иВх>Лвх рабочая точка скачком переходит в точку 2, лавинный транзистор регенеративно включается и конденсатор С разряжается. На выходе формируется мощный импульс, параметры которого аналогичны параметрам импульсов, генерируемых обычным релаксационным генератором ^(например, рис. 2.6).
Из рис. 5.49,6 видно, что рабочая точка дискриминатора на лавинном транзисторе выбирается на участке ВАХ в области малых токов. В результате заметно увеличивается эффективное входное сопротивление дискриминатора перед его срабатыванием. Ток в точке 1 близок г: ЛТо/во, и, хотя Л-о сильно зависит от температуры, ввиду малости Л<о удается получить малый дрейф величины \RsMoIk» и высокую чувствительность, ©ти достоинства дискриминатора обусловлены принципиальным отличием А-образной ВАХ лавинного транзистора от А-образной ВАХ туннельного диода: у первого диф ференциальное сопротивление при малых напряжениях .велико, а у второго1—весьма мало.
Следует отметить, что говорить о высоком входном сопротивлении можно только при больших длительностях импульсов /и, когда При вх эффективное входное сопротивление из-за
влияния входной емкости 'Свх приб тижается к величине iRc-
Из рис. 5.49,6 видно, что статический порог сравнения (т. е. порог при достаточно большой длительности входных импульсов) соответствует условию
dt/б dL(JdIK 21)
dl6 ~ dl6fdIK ~ б’
Дифференцируя (4j104) и (1.103) по току 1К при Af=4M0 и приравнивая dUz/dlt, к можно найти гоординаты U6 и /с критической
рабочей точки 1. Порог сравнения
Дивх=| Пб| —|/б|Я6. (5,22)
Пренебрегая малыми До и /э0 и подставляя полученные значения U6 и /б в >(5.22), получаем
Д izBX « фг In{1 + In [ <pz /(/?6 -Кг6) (а0Л/„ — 1) /эо]}, (5.23)
где Мо = [1 — (£К/5Л{)"]~1 . (5.24)
Из выражения (5.ЙЗ) следует, что Аивх уменьшается с ростом
Ек и 1ВО. При больших или Ек &иВх может стать отрицательным, что означает переход схемы в автоколебательный режим работы. Динамический порог сравнения из-за влияния входной емкости транзистора всегда больше статического. Однако эта разница начинает сказываться лишь при малой длительности .входных импульсов, порядка единиц-десятков наносекунд.
Схема с запуском на эмиттер (рис. 5.50,6) позволяет дискриминировать импульсы положительной полярности -при использовании
Рис. 5.50. Схемы пороговых устройств с
б
запуском на базу (а) и эмиттер (6J
р-п-р лавинного транзистора |(ГТ338В, ГТ313А и др.). По своим характеристикам она почти идентична схеме с запуском на базу (рис. 5.50,а).
Характер экспериментальных зависимостей Дивх от Де. Ек, /и и Т '(рис. 5.51) для схемы .рис. 5J50,a хорошо согласуется с зависимостью (5.23). Из .рис. 5.51,в следует, что включение ускоряющего конденсатора С$ улучшает быстродействие дискриминатора Без принятия мер по температурной стабилизации дрейф порога сравнения может доходить до 1—2 мВ на 1ЧС, причем с ростом температуры Аивх уменьшается (кривая 1 на рис. 5.51,г). С помощью термистора Дт можно увеличить Ливх с ростом температуры (кривая 2 на рис. 5.51,г), так как сопротивление термистора при этом уменьшается. При параллельном .включении термистора и резистора $б 'Можно получить слабое изменение Ливх при изменении температуры (кривая 3 на рис. 5.51,г). Изменение Дивх в этом случае не превышает 2—3 мВ в диапазоне температур от 20 до й(ЛС.
Величину Дывх удобно изменять с помощью смещения, подаваемого в цепь эмиттера или базы. Для получения очень малых порогов можно подать в цепь эмиттера отпирающее смещение. При этом цепесообразно выбирать Ек заметно меньшим, чем Ек~1>м (см. рис. 5.51,6, из которого следует, что изменение Дивх не пре-
Рис. 5.51. Зависимости порога сравнения от сопротивления базы (а}, напряжения питания (б), длительности импульсов (в) и температуры (\г).
вышает ,6 мВ на 1 В .изменения Ек при Ен<30 В и 100 мВ ,на ,1 В изменения Ек при Ек<30 В). Уменьшение Ек способствует также уменьшению уровня шумов коллекторного перехода в предпробойном режиме. Эти меры позволяют довести чувствительность пороговых устройств до 1—2 мВ при длительности импульсов 10—20 нс и выше. Для получения высокой стабильности порога дискриминации напряжение Ек следует хорошо стабилизировать.
Часто необходимо, чтобы этот порог регулировался в широких пределах, например от десятков милливольт до единиц вольт. В схеме на рис. 5.52,а порог дискриминации меняется с помощью заш.
Рис. 5.52. Схема дискриминатора с регулируемым порогом дискриминации ( «) и зависимость порога от управляющего напряжения в ней (б)
рающего напряжения, которое вводится в цепь эмиттера. Зависимости амплитуды входного импульса u-b-l, вызывающего срабатыва-1т,ие дискриминатора, от Uy .(.рис. 5.52,6) практически линейна. Зона нечувствительности дискриминатора порядка 20—30 мВ, порог меняется на ±15 мВ при изменении Ек на ±10 -В. Перекрытие порога порядка 1200—,500 раз.
Разрешающее время описанных выше дискриминаторов, не менее долей—единиц микросекунды ((при С=40—<100 пФ). Оно ограничено постоянной времени Rv.C заряда'конденсатора. Уменьшение 1 разрешающего времени достигается фиксацией потенциала коллек гора, что позволяет заметно уменьшить RK и увеличить зарядный ток конденсатора .без увеличения начального тока коллектора транзистора.
(В схеме дискриминатора с диодной фиксацией <(р.ис. 5.'58) коллектора фиксируется на уровне Uo<UM, хотя Ev>.Um. Разрешающее время можно найти из выражения (2.92). При указанных на схеме данных разрешающее время не превышает 100 нс.
Рнс. 5.53. Схема дискриминатора с диодной фиксацией.
Рнс. 5.54. Схема дискриминатора с ускоренным зарядом накопительной емкости.
Другой способ уменьшения .разрешающего .времени заключается в динамическом заряде <С с помощью эмиттерного повторителя (рис. 5.54). При разряде С диод Д1 открывается, а транзистор Гх
повторителя закрывается. После запирания лавинного транзистора Ту конденсатор С начинает заряжаться. При этом диод Ду запирается, транзистор Т2 открывается и конденсатор С заряжается большим током эмиттера транзистора Т2. Когда напряжение на обкладках конденсатора С достигнет величины, близкой UM, транзистор Т2 закрывается В этой схеме постоянная времени заряда С уменьшается примерно в 0 раз, где .р — коэффициент передачи тока базы транзистора Тг.
Рис. 5.55. Схема балансного дискриминатора.
Интересная схема балансного дискриминатора описана в [86] Эта схема, показанная на рис. 6.65, предназначена для использования в качестве быстродействующего сравнивающего устройства аналого-цифровых преобразователей. На базу эмиттерного 'Повторителя Tt подается линейно растующее напряжение, а на базу лавинного транзистора Т2—напряжение Ux. >В момент равенства этих напряжений лавинный транзистор включается и на выходе при разряде С\ формируется мощный импульс. Температурный дрейф .входной ВАХ лавинного транзистора Т2 в этой схеме частично компенсируется дрейфом входной характеристики транзистора Л. Однако полной компенсации нельзя добиться, так как транзисторы Tt и Т2 работают в различных режимах.
Релаксаторы на лавинных транзисторах можно использовать в качестве дискриминаторов тока, если в цепь базы (рис. 5.49,а или 5.50,а) .включить источники опорного запирающего и дискримч-нирующего токов. При равенстве токов дискриминатор срабатывает. Нестабильность порога чувствительности по току AiBX определяется в основном обратным током Afo/KO коллекторного перехода и его температурной нестабильностью. <Пр.и использовании кремниевых транзисторов Д(вх можно довести .до единиц наноампер.
Рис. 5.56. Функциональная схема импульсного вольтметра с дискриминатором на лавинном транзисторе.
Используя дискриминаторы амплитуды импульсов на ла-винных
транзисторах, легко выполнить простые амплитудные вольтметры наносекундньх импульсов [75] (рнс 5.56). Входные импульсы с ам-
плитудой (7И запускают дискриминатор на лавинном транзисторе.
~Ек
Рис. 5.57. Схема диодно-регеие-ративного сравнивающего устройства иа лавинном транзисторе.
С его выхода импульсы через усилитель У и диод Дз постепенно заряжают конденсатор Сз. Когда напряжение с выхода эмиттерного повторителя ЭП, подключенного к Сз, достигнет уровня 't/у ~ (7И, дискриминатор прекращает генерировать импульсы. По мере разряда С3 дискриминатор изредка срабатывает, поддерживая напряжение на выходе ЭП близким к UK. В установившемся режиме выходное напряжение ЭП практически равно ип (с погрешностью, определяемой главным образом порогом ДиВх дискриминатора, его дрейфом и линейностью) Описанная схе-
ла можёг использоваться для построения импульсных вольтметров с минимальным пределом измерения от долей до единиц вольт и длительностью импульсов от единиц наносекунд и выше.
На лавинных транзисторах можно построить диодно-регенера-гивчую схему сравнения |(рис. 6.57) [65], имеющую высокое входное сопротивление на постоянном токе. |Рабочая точка лавинного тран-[зистора выбирается на участке, соответствующем отрицательному сопротивлению, и схема не генерирует-'до тех пор, пока сравнивающий диод Д1 закрыт. При равенстве поданных на диод сравниваемых напряжений диод открывается и его сопротивление начинает уменьшаться. В момент, когда дифференциальные сопротивления диода Д\ и лавинного транзистора сравниваются, схема начинает генерировать импульсы.
IB [65] показано, что разность между сравниваемыми напряжениями определяется из выражения
Д«вх = <Рт1п (фг/| Яо | Л) н 1) + <Рт-Я/I Яо I • (5-25)
Ток, текущий через диод Д1, в момент сравнения равен единицам микроампер, а величина ДиВх составляет десятые доли .вольта. Температурный дрейф Дивх может доходить до 2 мВ на 1|ОС. Порог чувствительности по току не превышает нескольких микроампер.
5.9. Аналого-цифровой преобразователь напряжения
Применение лавинных транзисторов может заметно упростить реализацию многих сложных устройств информационно-измерительной техники [96]. Особенно большой выигрыш достигается при комплексном использовании функциональных схем на лавинных транзисторах. В качестве примера можно привести схему простейшего аналоготц-кфрового преобразователя, описанную в [65] |(р.ис. 6.68,а). Измеряемое напряжение -17х сравнивается с опорным Uo, изменяющимся по равноступенчатому закону ’(рис. 5 58,6). Момент сравнения фиксируется сравнивающим устройством СУ, которое через триггер Т выключает генератор ступенчатого опорного напряжения ГСОД. Число импульсов на выходе равно Ux/AUo, где ДUo — квант опорного напряжения.
Принципиальная схема преобразователя показала на рис. 6.59. На лавинном транзисторе Ti выполнен триггер, на транзисторе Т3 — ГСОН, а -на транзисторе Ti— описанное ранее диодно-регенеративное СУ. В исходном состоянии Ti -включен и поддерживает ключевой транзистор Т2 в насыщенном состоянии. Накопительный конденсатор С2 ГСОН при этом разряжен до начального уровня напряжения, близкого к порогу сравнения СУ. Дозирующие конденсаторы С3 и С4 также разряжены. СУ не генерирует, так как | Пх.| >-| 17о|. При подаче запускающего импульса Ti и Т2 закрываются и ГСОН начинает генерировать ступенчатое напряжение, которое с конденсатора С2 поступает ма сравнивающий диод Д2. В момент сравнения СУ .выдает с резистора Д12 короткий отрицательный импульс, сбрасывающий триггер на транзисторе Ti в исходное состояние. На этом процесс измерения заканчивается. Короткие счетные импульсы снимаются с резистора Д9, включенного в разрядную цепь дозирующих конденсаторов.
Сброс
“ 1 Импульс запуска
Л к
Рис. 5.58. Структурная схема аналого-цифрового преобразователя (а) и временные диаграммы его работы (fT|.
Рнс. 5.59. Принципиальная схема аналого-цифрового преобразователя на лавинных транзисторах.
•Квант опорного напряжений в данной схеме и длительность ступенек определяются выражениями [65]
Л Uo= (С3 + С4) (Up Ыск)/Сг> (5.26)
Тдг « А, (С8 + С«) In [(Ек ыск Cx)/ (Ек Сх)] . (5.27) Для получения линейной зависимости числа импульсов на выходе N от Ux необходимо иметь ACo=eenst. Это обеспечивается схемой ГСОН Неравномерность Tn в данном случае не имеет значения.
Температурная стабильность преобразователя обеспечивается идентичностью диодов Д1 и Д2 и подбором конденсатора с отрицательным ТКЕ«1-10“3, обратным TKjH разности .(Ср—иСк) лавинного транзистора. При тщательном подборе ТКЕ температурный дрейф кванта можно снизить до «0,01 % па IX. При U^=—10 В преобразователь выдает на выходе 100 счетных импульсов.
Описанный преобразователь относится к устройствам сравнительно низкой точности i(0,5—1%) и лишь иллюстрирует возможности лавинных транзисторов в комплексной реализации аналого-цифровых преобразователей. Применение в подобных устройствах низковольтных лавинных транзисторов с малым разбросом и ‘высокой стабильностью параметров и реализация их в интегральном исполнении позволит создать высокоточные и простые преобразователи. Точность можно повысить за счет применения способа автоматического управления разностью пороговых напряжений (Пр—иск) лавинного транзистора .и .введения устройств автоматической калибровки и установки нуля. Эти меры, обычные для высокоточных аналого-цифровых преобразователей, позволяют построить преобразователи на лавинных транзисторах с погрешностью до ОД % и менее. Особый интерес представляет возможность заметно увеличить быстродействие, обусловленная высоким быстродействием импульсных схем на лавинных транзисторах.
ПРИЛОЖЕНИЕ
Лавинные полупроводниковые приборы с оптическим управлением
Оптическая связь, осуществляемая частицами (фотонами), не имеющими заряда, обладает рядом ценных свойств: глубокой гальванической развязкой цепей источника света и фотоприемника, ши-рокополосностью, однонаправленностью, возможностью пересечения каналов связи без их взаимного влияния и др. Эти свойства обусловили перспективность оптоэлектроники [122].
В настоящее время достигнуты значительные успехи в разработке быстродействующих (до 1 нс) и высокоэффективных (к.п.д. до 10—30%) источников света — инжекционных светодиодов и лазеров [123]. Однако успешное применение оптоэлектроники в ряде областей, включая импульсную и вычислительную технику, сдерживается отсутствием многофункциональных активных фотоприемников, сочетающих наносекундное быстродействие с большим внутренним усилением фототока 1.
В связи с этим существенный интерес представляет предложенная в [79, 124] идея оптического управления лавинными транзистора
ми. Лавинный фототранзистор имеет большое усиление фототока (А; 5= 106—108 для кремниевых приборов) вследствии как лавинного умножения фототока в М раз, так и внутренней положительной обратной связи. Важно, что усиление, обусловленное умножением, не приводит к потере быстродействия. Поэтому у лавинных фототранзисторов предельная частота усиления в линейном режиме может достигать 1—30 ГГц (большие значения для приборов со сквозным пробоем) ,[125], а время переключения в нелинейном режиме доходит до 1—10 нс и менее. Наряду с оптическим сохраняется возможность электрического управления.
Конструктивной особенностью лавинного фототранзистора является светочувствительная площадка базы и прозрачное окно в корпусе. Свет, воздействуя на эту площадку, вызывает фотоионизацию носителей, приводящую к росту обратного тока /КО(Е) коллекторного перехода, причем
1ко(Е)=1ко+Кв Е,
где Ке — интегральная фоточувствительность перехода, пропорциональная площади светочувствительной площадки, и £ — освещенность. Подставляя вместо JK0 1КС(Е) в соответствующие формулы гл. 1, можно получить уравнения оптически управляемых ВАХ и светопусковых характеристик лавинных фототранзисторов.
Наряду с непосредственным оптическим управлением (рис. П.1,а) возможно косвенное управление от внешних фотоприемников: фотодиодов (рис. П.1,б и в), фототранзисторов, фоторезисторов и др.
Рис. П.1. Схемы оптического управления: прямого (а) и косвенного от фото-
диодов (б, в).
При этом уменьшается быстродействие, но появляется возможность увеличения чувствительности к управлению, получения различных спектральных характеристик и применения серийных приборов. Увеличение чувствительности обусловлено оптимизацией структуры фотоприемника и лавинного транзистора, которая упрощается при разделении функций приборов.
Параметры опытных образцов лавинных фототранзисторов приведены в табл. П.1.
В ней указан диапазон изменения Е, при котором напряжение Uр в максимуме S-образных ВАХ (рис. П.2) в схеме рис. П.1,а меняется от 0,9 максимального значения до полного исчезновения падающего участка (Пр—>t/p ). Опытные образцы выполнялись на базе обычных транзисторов, структура которых далеко не оптимальна для такого применения (мала площадь светочувствительной площадки). Поэтому приборы имели небольшие значения КЕ. Тем не
Таблица ТТЛ
Tnrf прибора q tn а V в V мкА/лк Е лк «б. кОм и, В *ф- НС
Германиевый ме-за-эпитаксиальный ’ 40-60 25—50 1 1 о-3 (10—12)-108 5 10—3 0 I
Германиевый диффузионно-сплавной 45-55 20—25 2.410-3 < 5— 14) 1 О3 5 20—25 5
Кремниевый планарно- эпитаксиальный 35—45 15—18 1 • 1 о- 4 (4—7) -1 О3 IO8 15-20 10
менее, благодаря внутреннему усилению, рабочие уровни освещенности Е достаточно малы. Они падают при увеличении \Re и уменьше-НИИ /ко- Поэтому наиболее перспективными следует считать кремни-
евые планарно-эпитаксиальные лавинные фототранзисторы. При внешнем оптическом управлении уровни освещенности составляют десятки люкс при управлении германиевыми и доли—единицы люкс при управлении кремниевыми лавинными транзисторами |(данные приведены дл-я случая, когда управление осуществляется от кремниевого фотодиода ФД-9К в схемах, подобных рис. ПЛ,в).
Оптическое управление от светодиода позволяет выполнить на оптически управляемых лавинных транзисторах оптроны — негатроны с гальванически развязанной цепью управления (.рис. П.З). При
Рис. П.2. Семейство ВАХ германиевого лавинного диффузионно-сплавного фототранзистора (-------эксперимент).
использовании арсенид-галлиевых светодиодов ЗЛ107 с кп.д. ^5— 10% были получены токи управления оптрона (рис. П.З,а) не более 15 мА для германиевых и 8 мА для кремниевых лавинных фютот.ран-зисторов. Оптроны рис. П.З,б имели токи управления «0,1—6 мА, а оптрои рис. П.З,в — токи управления менее 0,1 мА.
Обладая управляемыми S- и А-образными ВАХ, а также ВАХ обычных транзисторов, оптически управляемые лавинные транзисторы и оптроны являются многофункциональными активными прибо-
рами. Они открывают новые возможности в разработке оптоэлектронных схем [111, 124]. Основные принципы построения их близки к изложенным ранее при описании электронных схем на лавинных транзисторах. Рассмотрение работы этих схем показывает, что специфичной особенностью оптического запуска является значительное
Рнс. П.З. Схемы оптрона на лавинном фототранзисторе (а) и лавинном транзисторе. управляемом’фотодиодом (<э) и фототранзистором (в).
возрастание длительности этапа подготовки tn, что объясняется малой величиной запускающего фототока. Для опытных образцов ла-виииых фототранзисторов £п ~ 2-5-100 нс. Безусловно, что оптимизация структуры лавинных фототранзисторов позволит заметно уменьшить /п. Параметры выходных импульсов не зависят от способа запуска.
Более полное рассмотрение специфичных и важных особенностей оптического управления требует проведения специальных исследований, выходящих за рамки данной книги.
Заключение
Разработка, исследование и применение лавинных полупроводниковых приборов является новым перспективным направлением, возможности которого трудно переоценить. В настоящей работе рассмотрена лишь часть этих возможностей. Целесообразно поэтому оценить пути развития данного направления в ближайшее время.
Дальнейшее повышение быстродействия по-прежнему будет оставаться важнейшей задачей при построении импульсных схем. Уже в настоящее время быстродействие лавинных транзисторов достигло предела, когда оно ограничивается монтажом схем. Дальнейшее повышение быстродействия требует уменьшения длины монтажных соединений и логически приводит к необходимости разработки микросхем. Поэтому перспективным направлением схемотехники лавинных транзисторов является создание микроэлектронных, в частности, интегральных схем [77, 91, 92, ПО].
Для микроэлектроники лавинный транзистор представляет большой интерес и в связи с его большими функциональными возможностями. По существу лавинный транзистор является типичным функциональным прибором. Очень важно, что технология изготовления лавинных транзисторов полностью совместима с технологией изготовления интегральных схем, а высокая культура технологии последних позволяет легко получить высокую стабильность основных характеристик кремниевых лавинных транзисторов.
Определенный интерес представляет разработка низковольтных лавинных транзисторов и других приборов, имеющих рабочие напряжения, типичные для обычных схем. Опыт показывает, что схемы на низковольтных приборах имеют ряд дополнительных преимуществ, таких как высокая температурная стабильность, экономичность и др. Уже в настоящее время имеются отд’ель-
ные разработки таких низковольтных схем с напряже-нием питания менее 10 В, в частности описанные в данной книге.
Следует особо выделить проблему создания микро-мощных схем. В настоящее время созданы триггеры на 'интегральных лавинных транзисторах с потребляемой мощностью во включенном состоянии менее 0,3 мВт и ждущие релаксационные генераторы со средней потребляемой мощностью 0,02 мВт. Это принципиально доказывает возможность построения весьма экономичных схем, что также представляет интерес для микроэлектроники.
Много новых возможностей открывает применение специальных типов лавинных полупроводниковых приборов, использующих некоторые новые физические эффекты. К таким приборам, например, относятся полевые лавинные транзисторы, у которых, эффект поля используется для управления напряжением лавинного объемного [88] или поверхностного [87] пробоя р-п перехода. Такие приборы, в отличие от обычных биполярных или полевых транзисторов, эквивалентны управляемому напряжением источнику э.д.с. Они сочетают свойственное полевым транзисторам высокое входное сопротивление с малым выходным сопротивлением, определяемым дифференциальным сопротивлением р-п перехода в области пробоя, и имеют высокое быстродействие (граничная частота до 10 ГГц).
Развитие полевых лавинных полупроводниковых приборов в будущем может привести к существенному обновлению элементной базы современных ЭВМ. В последние годы, например, были разработаны лавинно-инжекционные запоминающие МОП-структуры (ЛИЗМОП) |[92], обеспечивающие запоминание двух стабильных состояний при выключении источников питания. Время запоминания доходит до 10 лет и более.
ЛИЗМОП-структуры подобны полевым МОП-тран-зисторам с улучшенной изоляцией затвора, которая достигается исключением внешнего вывода затвора, и специальными технологическими мерами. В этом случае удается реализовать в полной мере эффект зарядовой памяти. В зависимости от того, имеются или нет на затворе неподвижные заряды, прибор между стоком и истоком имеет большое или малое сопротивление. Эти два ‘состояния сохраняются при приложении к прибору
напряжения, не превышающего некоторой критической (величйны (таким образом можно реализовать динамическое или статическое считывание информации с ЗУ).
Отсутствие внешнего вывода от затвора затрудняет введение на него зарядов, обеспечивающих зарядовую память. Эта проблема решена втЛИЗМОП-структурах путем использования эффекта лавинной инжекции зарядов. Если приложить между стоком и истоком импульс напряжения, превышающий критический уровень (уровень записи), то в цепи затвора развивается лавинный пробой, при котором возникают вторичные носители заряда. Оседая на затворе эти носители приводят к накоплению заряда, обеспечивающего память прибора. Стирание накопленных зарядов осуществляется, например, рентгеновским или световым облучением. В настоящее время созданы экспериментальные образцы приборов, у которых стирание производится импульсом напряжения, поданным на дополнительный электрод.
ЛИЗМОП-структуры и микромощные лавинные интегральные переключающие и триггерные схемы обладают высокой степенью интеграции. Так, например, в [91] сообщается, что при использовании лавинных структур достигнута плотность упаковки элементарных ячеек на подложке, позволяющая на одном кристалле площадью 3,1 мм2 выполнить оперативное ЗУ с емкостью 2000 бит. В [92] сообщается, чтона базе ЛИЗМОП-струк-тур выпускается долговременное ЗУ с емкостью 2048 бит и временем доступа к информации от 500 до 800 нс. ЛИЗМОП-структуры рассматриваются как возможные заменители магнитных элементов ЭВМ.
Новым направлением является разработка оптоэлект ронных схем на лавинных полупроводниковых приборах. Это направление базируется на возможности весьма эффективно управлять формой вольтамперных характеристик лавинного транзистора, непосредственно воздействуя на его структуру светом ([79,111]. Лавинные фототранзисторы, отличаясь весьма высоким быстродействием и хорошей чувствительностью, по-видимому, способны решать проблему создания сверхбыстродействующих оптоэлектронных ключевых схем. Можно управлять формой вольт-амперных характеристик и спомощью обычных фотоприемников: фотодиодов, фототранзисторов, фотосопротивлений и др. При этом появляется возможность согласовать приборы по спектральным характерис
тикам и оптимизировать структуры. На базе лавинных транзисторов и фототранзисторов целесообразно созда. вать оптроны, позволяющие обеспечить глубокую раз-вязку между цепями управления и выходными цепями электронных схем.
Вероятно, в ближайшем будущем получат применение и другие типы лавинных полупроводниковых приборов с неэлектрическим управлением. К ним относятся лавинные негатроны, управляемые давлением [90], лавинные термотранзисторы, датчики ионизирующего излучения и др.
Для формирования мощных импульсов большой интерес представляет эффект регенеративного роста тока в р-п переходе, у которого расширение области объемного заряда при лавинном пробое ограничено эмиттером или омическими контактами [108]. Такие приборы могут формировать импульсы с амплитудой до 100 В и более на нагрузке 75 Ом при времени нарастания около 1 нс. Подобные результаты, по-видимому, могут быть получены при использовании лавинно-инжекционных диодов, имеющих p-i-p или n-i-n структуру.
Таким образом, можно констатировать, что потенциальные возможности лавинных полупроводниковых приборов чрезвычайно велики, но, к сожалению, еще далеки от широкого использования. Многие из приборов не вышли из стадии лабораторных исследований. На пути к их серийному производству стоит ряд сложных научно-технических проблем. Безусловно, что их решение будет содействовать существенному прогрессу в радиоэлектронике и других областях науки и техники, использующих достижения полупроводниковой электроники.
Список литературы
4. Ицхоки Я. С., Овчине ик-ов Н. И. Импульсные и цифровые устройства. М., .'«Сов. радио», 1972.
2. -Гольденберг Л. М. Теория и расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах. М., «Связь», 19,69.
3. |Г а р я и но в С. А.. Абезгауз И. Д. Полупроводниковые приборы с-отрицательным сопротивлением.. М.—Д., «Энергия», 1S70.
4. Мор угии Л. А. Импульсные схемы на туннельных диодах. М., «Сов. радио», 1906.
5. Степаненко И. И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М., «Энергия», 1973.
6. -Управляемые полупроводниковые (вентили. Пер. с англ. Под ред. Б. М. Тучкегаич-а. М., «Мир», 1967. Авт. Ф. Джентри, Ф. Гут-ц в и л л ер, Н. .Г оленья к, 3. фон 3 астр о в.
7. М с. К а у К., М с. О f f е е К. Electron multiplication in silicon and germanium.—«Phys. Rev.», '1963, v. 9.1, N 5, p. 1(079.
8. M c. Kay K- Avalanche breakdown in Si. — «Phys. Rev.», 1954, v. 94, № 4, p. 877.
9. MillerS. L. Avalanche breakdown in Si. — «Phys. Rev.», 1955, v. 99, № 4, p. 1234.
10. Шотов А. А. Пробой электронно-дырочных переходов в германии на ударном напряжении. —«ЖТФ», 19,65, т. 26, № 8, с. 11634.
И. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых приборов. М. .«Сов. радио», ,1969.
1'2 . Т.агер А. С., В а ль д-Пер лов В. М. Лавинно-пролетные диоды и их применение в технике СВЧ. М., «Сов. радио», 1968.
:1, 3. Красилов А. В., Трутк-о А. Ф. Методы расчета транзисторов. М., «Энергия», 1964.
14. Gibbons J., М i s a w а Т. Temperature and current distribution in an avalanching p-n junction. — «Solid-State Electron», .1968, v. 11, № 111, p. .1007.
15. Kyroyanagi N., Watanabe M. High speed pulse Curcuit using Punch-through Avalanche Transistors. — «Rev. of the Elevtrioal Commun. Lab.», 196'6, v. 14, ,N il1—2, p. 97.
16. Сайдзи (Канаи, Минору Хираи, Макото Ватанабэ, .Гакуя Код зии а, -Матами Я ш ф у к у. Исследование лавинного с эффектом смыкания полупроводникового триода типа ECL—-1239. «-Кэнкю дзицуёко хокаку».
«Electr. Commun. Lab. Techn. J.», 1969, v. 19, 14, p. 1051.
17. Second breakdown. A comprehensive Review. — «Р1ЕЕЕ», 1967, v. 55, № 8, p. 4272.
IS. Николаевский И. Ф., Игумнов Д. В. Параметры и предельные режимы работы транзисторов. М., «Сов. -радио», 1971,
19. Т h о г n t о п С. J., Simmons С. D. A Anew high current
mode of transictor operation. — «IRE Trans.», 1958, v. ED-5, Kb r p. 6.
20. А ли - 3 а де /Г. А., Дьяконе® :B. П., Али-Заде Д. Г. Возможности и перспективы применения лавинных транзисторов. — «Радиотехника», 1969, т. 24, Кв 5, с. 05.
21. Дьякон о® |В. 1П. Принципы построения и расчета электронных схем ма лавинных транзисторах.—Канд. диссертация. Аз. ИНЕФТЕХИМ .(г. Баку), (1969.
22. Д ь я к оноib В. П. Вольтамлерная характеристика транзистора <в лавинном режиме — «Радиотехника и электроника», Г968, т. XIII, Кв б, с. 9411.
|23 . (Расчет -и проектирование полупроводниковых приборов. Пер. с англ. Под ред. Глебова Г. Д. М., Оборонгиз, (1063.
04. Дьяконов IB. П., А л и-За де Д. Г. Вопьтамперная характеристика лавинного транзистора со стороны эмиттера. — «Доклады АН Азерб. СС|Р», 4970, т. XXIV, Кв 17, с. 12.
25. Али-Заде Д. Г., Дьяконов В. П. Анализ К-образной вольтампермой характеристики лавинного транзистора..— «Радиотехника». 1971, т. 26, Кв 2, с. 87.
06. J а с k S. Т. Huang. Study of transistor Switching Curcuit Stability in the Avalanche Region. — «IEEE Journal of Solid—State circuit», 1967, v. SC-2, Kb 4, p. 110.
27. Дьяконов В. IE, Али-Заде Д. Г. Выходной импеданс транзистора при наличии ударной ионизации в коллекторном -переходе.— «Доклады АН Азерб ССР», 1969, т. XXV, № 7, с. 11.
28. Hamilton D. J., Gibbons J. F., Shockley W. Physical principles of avalanche transistor pulse circuit. — «PIRE», il959, v. 47, Kb 6, p. 11/162.
29. Shockley W., Gibbons J. Theory of transient Build- Up in Avalanche Transistors. — «Trans. А1ЕЕ», 1959, Ks 40, p. 993.
ВО. П и к у л и к IB. Г., III а ц С. Я- Релаксатор на лавинном транзисторе с заземленными эмиттером и базой. — «Радиотехника», 1963, т. 48, Кв Ы, с. 157.
31. Baranowski J. Analiza szybkich przebiegow w ukladzie relaksacyjnym z. tranzystorem lawinowym i pojemnascio. — «Archiwum Electrotechniki», -1967, v. XVI, Кв 3, 761.
32. Исследо1вамие лавинного режима работы германиевых транзисторов с диффузионной базой. — |В км.: Полупроводниковые приборы и их применение. Под ред. Я- -А Федотова. Вып. 20. М., ,«Сов. радио», '1968, с. 23. Авт.: Каменецкий Ю. А., (Кузнецов Ю. А., Смуль-сиий А. С., 'Киселева Е. Б.
33. Дьяконов iB. ;П., Али-Заде Д. Г Уточненная зарядная концепция лавинного транзистора. — «Известия АН Азерб. ССР. Сер. физ. тех-н. и матем. наук», 1.969, Кв б, с. ilUO.
34. П-ч кулик /В. Г Ш.ац С. Я. Использование лавинных свойств плоскостных транзисторов в импульсных устройствах. — «Электросвязь», 4964, № -5, с. 46.
35. Пикули-к В. Г., Шац С. Я. Лавинные свойства промышленных сплавных маломощных транзисторов.—«Радиотехника», 1966, т. 20, Кв 2, с. 62.
316. Kirk С. Т. A theory of transistor cut-off frequency (fT) fall off of high current densities. — «IRE Trans», 1962, v. ED-9, March, p. 1-64.
3'7. Дьяконов В. П. Исследование переключающих схем на лавинных транзисторах. — «Известия вузов СССР. .Приборостроение», 19(69, т. XII, Кв 8, с. 6.
38. Дьяк о .ji о в В. И. Лавинные транзисторы со сквозным пробоем в наносекундных импульсных схемах. — «Приборы и техника эксперимента», 1969, № 3, с. 214.
39. Дьяконов В. ;П., Али-Заде Д. Г. Генераторы мощных импульсов на лавинных транзисторах.—[«Приборы и техника эксперимента», 1970, № 4, с |1Ж.
40. А л и - 3 аде Д. Г., Дьяконов |В. И. Амплитудные дискриминаторы импульсов на лавинных транзисторах.—«Приборы и техника эксперимента», ЮТО, № 12, с. il08.
41'. Дьяконов .В. |П. .Генераторы прямоугольных импульсов на лавинных транзисторах. — «Приборы и техника эксперимента», 1969, Кв 4, с. 213.
42 Дьяконов В. П. Mhoi офункциональные импульсные схемы на лавинных транзисторах.—'«Пэиборы и техника эксперимента», 1971, № 2, с. 140.
43. Дьяконов В. П. Транзисторный генератор .прямоугольных наносекундных импульсов регулируемой длительности. — «П[ иборы и техника эксперимента», 1968, Кв 15, с. 101.
44. Дьяконов В. П. Генератор прямоугольных импульсов малой длительности. Авт. свидетельство СССР Кв 2621'57. — .«БИ», 1970, № 16.
45. Дьяконов В. П. Релаксационные генераторы на лавинных транзисторах с низкой частотой повторения импульсов. — «Известия втз'ов СООР. Приборостроение». 1969, т. XII, Ns ,6. с. ‘115.
46. Дьяконов В. П. .Применение лавинных транзисторов в генераторах пилообразного напряжения и схемах временной задержки. — «Известия вузов СССР. Приборостроение». 1970, т. XIII, № ill, с. 5.
4'7. Дьяконов В. |П. Лавинные транзисторы в генераторах пилообразного напряжения.—«Приборы и техника эксперимента», 1969, Ns 3, с. 215.
48 Дьяконов В. 1П. Транзисторный генератор ступенчатого напряжения. — «Приборы и техника эксперимента», 19616, Ns 2, с. 90.
49. Дьяконов В. ;П. Генератор равноступенчатого напряжения на лавинных транзисторах с плавно регулируемой амплитудой ступенек. — «Приборы и техника эксперимента», 1970, Ns 5, с. 94.
50. А л и - 3 а д е Г. А., А л и - 3 а д е Д. Г., Дьяконов В. П. Управляемый генератор линейно-ступенчатого напряжения на лавинных транзисторах. — «Известия вузов СООР. Радиоэлектроника» 1969, т. XII, Ns lil, с. '1307.
51. Дьяконов 'В. П., Шарифов Ч. А. Квантователи нели нейно-изменяющегося напряжения на приборах с S-образной вольт-амперной характеристикой. — .«Известия вузов СССР. Приборостроение», 197И, т. XIV, с. 19.
52. Дьяконов В. П. Генератор ступенчатого напряжения. Авт. свидетельство Ns Й21ОЭ7. — «БИ», 1968, Ns 21.
53. Дьяконов В. П. Высокюстабильный релаксатор. Авт. свидетельство Ns 262946. — «БИ», 1970, Ns 7.
54. Д ь я к о н о в В. 1П. Устройство временной задержки. Авт. свидетельство № 285969. — «БИ», 1970, № 34.
55. Дьяконов В П., Али-.Заде Д. Г. Релаксационный генератор на лавинном транзисторе с кварцевой автосинхронизацией. — «Приборы и техника эксперимента», 1971, Ns 3, с. 108.
56. Дьяконов В- П. Генераторы серии импульсов с высокой
частотой заполнения. — «Приборы и техника эксперимента». 1-971; № 2, с. 1214.
57. Prince Р. R. Paralleling Avalanche Transistors. — «РТЕЕЕ*, 1065, № 4, р 304.
68. Brown Н. Е., .Bond Е., Bloomquist J. Avalanche transistors drive laser diodes hard and fast. — «Electronics», 1965 v. 39, № 123, p. 1137.
'59. Hansen J. P., Schmidt W. A. A fast Risetime Avalanche transistor Pulse Generator for Driving Jnjction Lasers. — «Р1ЕЕЕ», 1967, v. 55, № 2, p. 216.
160. Шаш С. Я., Пикулик iB. Г, (Релаксатор на лавинном триоде. Авт. свидетельство № 1,55827. — «<БИ», 11963, № 14.
101. Пикулик В. Г., Пикулик Р Г. Генератор наносекунд-(ных .импульсов на транзисторах. — «Приборы и техника эксперимента», 4966, № 2, с. 88.
62. Hamilton D. J., Griffith Р J., Shaver F. Н. Avalanche transistor curcuits for generating rectangular pulses. — «Electr. Eng.», .1962t v. |34, № 4i!8, p. 808.
<63. Hamilton D. J. Current build—up in avalanche transistor with resistance load. — «IRE Trans. Electron. Comput.», il9C0, v. 9, № 4, p. 496.
64. Игумнов Д. ,B. Работа планарного транзистора в микрорежиме пр.и лавинном пробое коллекторного перехода. — «Радиотехника п электроника», 1968, т. Х1И, № 9, с. -1632.
65. Аналого-цифровой преобразователь напряжения на лавинных транзисторах. — («Известия вузов СССР. Приборостроение», 1969, т. XII, №8, с. ,01. Авт.: .Г. А. Ал и-За де, Д. 1Г. Али-Заде, Р. А. Багиров, Ф. III. Дадашева, В. П. Дьяконов, Ю. ,В. Троицк и й.
,06 . А ли - 3.аде Г А., Д ь я к он о.в В. П., Дадашева Ф. Ш. Преобразователь напряжения ,в частоту с разрядным лавинным транзистором и емкостной обратной связью. — «Известия вузов СССР. Прибор» троение», 107(1, т. XIV, № Й, с. 19.
67. Дьяконов <В. П., Шарифов Ч. А. Аналого-цифровой преобразователь амплитуды переменного напряжения. Авт. свидетельство № 303692. — «БИ», 19711, № .16.
168. 'К у з н ецюв Ю. А. Некоторые особенности расчета лавинных параметров германиевых транзисторов с диффузионной базовой областью. — «Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы», (1969, вып. № 6, с. 3.
69. Ермаков Ю. .В., Титов <В. А., Шведов А Н. Некоторые пути построения микромощных схем на лавинных транзисторах. — В кн.: Полуправодниковые приборы и их применение. Под ред. Федотова Я- А. Вып. 22, М., «Сов. радию», ,1969.
70. И л и с а.в с кий Ю. В. Лавинные триоды. — В кн.: Полупроводники в науке и технике. Под ред. Иоффе А.-Ф., ч. II, М., изд. АН СССР, 1968.
71. Зимовье (В Г. С. О лавинном режиме работы транзисторов.— В кн.: Полупроводниковые приборы и их применение. Под ред. Федотова Я. А. Вып. 12. М, «Сов радио», 1964.
72. Хризман С. С. Применение транзисторов в режиме электрического пробоя для управления цепями повышенных напряжений.— «Приборы ,и системы автоматики», 1966, № 14, с. 3.
73. Дьяконов В. П., Али-Заде Д. Г. Управляемый релак
сационный генератор на лавинном транзисторе. — «Известия вузой СССР. Приборостроение», 49711, т. XIV, № Oil, с. Б.
7^, Генераторы ‘высоковольтных импульсов с малым временем задержки. — «Приборы и техника эксперимента». 1074, Ns 4, с. 11.4. Авт.; Ю. Д. ‘Карпеко®, Г. П Макаров, Ю. Н. Симонов, Л. К. Турчак о в.
75. Ковтун А. К., Шкур о А. Н., Резник |П II. Цифровой (измеритель амплитуды импульсов .- на^осекун'дной длительности.— «Приборы и техника эксперимента», 1971, Ns 4, с. 1215.
76. Дь яко но-в В. П. Преобразователь амплитуды импульсов в число импульсов на лавинном транзисторе. — «Приборы и техника эксперимента», 1971, Ns б, с. >124.
77. Дьяконов В. П. Интегральные импульсные схемы на лавинных транзисторах.—«Приборы и техника эксперимента», .1974, № 6, с. 98.
78. Дьяконов В. П. Теория и расчет ре таксационных генераторов н-а лавинных транзисторах.—«Известия втооь СССР. Приборостроение», 197.1, т. XIV, Ns 9, с. 8.
79. Дьяконов В. П., Циг анков В А. Исследование вольт-амперных характеристик оптически управляемых лавинных транзисторов.^—-«Известия вузов СССР. Радиофизика». 1971, т. XIV, Ns 9, с. 1367.
80. Silver Sidney L. Avalanche transistor Cuircuits. — «Electron World», 1967, v. 78, Ns 3, p. 30.
81. Or rev all L. E. Generaring of nanosekund—pulser med lawintransistorer. — «Electron teori och prack», 1966, Ns 5, p. 65.
82. Сун ox apo Кио. .Импульсные генераторы на лавинных транзисторах и их расчет,—«Дэнси гидзюцу, Electron.», 1967, v. 9, Ns 2, p. 29 (японск.).
83. Kalisz J. Some application of avalanche transistor in high speed discriminators. — «Rept. Inst, badan Jardon PAN», 1965, Ns 593, p. 12.
84. В e 11 В r a i n H. Avalanche circuits are more versatile than you think. — «Electron Design», 4964, v. 2, p. 66.
85. F i b i c h W. Avalanche transistoren in Schaltungen zur Erzen-qung kurser und ncher stromim pulse. — «Frequenz», 1970, v. 24, Ns .1, p. 12.
86. Mitchell W. B. Avalanche transistors give fast pulses of high current and high voltage. — «Electron Design», 4968, v. 16, v. 4, p. 202.
87. Sh ok ley W Surface controlled avalanche transistors. Патент США, кл. 307-88,5, № 3339086, заявл. Ill.06.1964, опубл. 29.08.1967.
88. Sigmund Н., Heike! t M. New controlled avalanche, structure. — «Solid—State Electronics», 4970, v 13, № 7, p. 9,25.
89. Davidson Evan E. Sensitive light sensor biased into the avalanche mode by means of plurality of curnent sources. Патент США, кл. 250—214, № 35 35529, заявл. 32.01.1968 г. Опубл. 20.4011970.
90. Janaka Mosaru, Samasnita A k i a. Pressure sensitive bilateral negative resistance device.
Патент США, кл. 307—308 № 34i6£>17i6, заявл. 1.12.4966. Опубл. 2.09.1969.
91. Биполярный запоминающий элемент малого размера. Обозре-
liiuc электронной техники. — «Электроника США», 19711, т. 44, № 5, с. ill |(русск. перевод).
92. Frohman-Bentchkawsky. ROM can be electrically programed and reprogramed. — «’Electronics», 1971, v. 44, '№ 10, p. 91.
S3. Кузнецов Ю. А., Каменецкий Ю А., Смуль-ски й А. С. Германиевый лавинный транзистор типа ГТ-338. — «Электронная промышленность», 1971, № 4, с. 40—4 I.
94. Лавинный транзистор и его использование в схемотехнике. — В кн.: .Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. 1Под ред. Николаевского И. Ф. 1Вып. 9, М., «Связь», 1972. Авт.: |В. П. Д ь я к о н о в, IB. И. Бос ы и, Ю. А. Кузнецов, А. С. К о с -т,р юко в, В. А. Ц и г а и к о в
95. Параметры и свойства специальных лавинных транзисторов. — «Известия вузов СССР. Приборостроение», 1072, т. XV, № 6, с. 6. Авт.; iB. П. Дьяконов, В И Босый, А. С. Дострюков, В. А. |Ц|И1Г,ан ко в.
96. Али Заде Г. А., Дьяконов В. П. Применение приборов с отрицательным сопротивлением в информационно-измеритель-(ной и импульсной технике. — ^Измерительная техника», 1972, № 3, с. 43.
97. Пи кули к В. Г. Импульсная схема для измерения небольшой емкости конденсаторов с потерями.—«Измерительная техника», 1972, Кр 3, с. 01.
98. Дьяконов В. П. Стабилизация релаксационных генераторов на приборах с S-образной вольтамперной характеристикой. — «Радиотехника», 4972, т. 27, № .4, с. 25.
.99 . Дьяконов В. П. Анализ устойчивости в режимы импульсной цепи на лавинном транзисторе. — ’«Радиотехника», 19712, т. 27, № ,6, с. 37.
•ГОО . Дьяконов .В. П. Управляемые делители и ключи переменного тока на лавинных транзисторах.—|«Электро|Свявь», 1'972, № il, с. 164,
101. Д ь я к он о в >В П. Переключатель переменного напряжения. Авт. свидетельство № 259960. — «БИ», 1970, № 3.
'1 02. Дьяжонов В. П. Бесконтактный ключ переменного тока. Авт. свидетельство № .320052. — «БИ», 1971, № ЗВ
403. Дьяконю в iB. П. Генератор 'релаксационных колебаний. Авт. свидетельство № <30371118. — «БИ», il97il,-№ '16.
104. Дьяконов В. П. Детектор приращений. Авт. свидетельство i№ 690220. — «БИ», '1971, № 8.
105. Дьяконов В. П. Формирователь серии импульсов. Авт. свидетельство № 2962137. —«БИ», 1971, К» 18.
106. Дьяконов В. П. Высокостабильные .релаксационные генераторы на лавинных транзисторах. — «Приборы и техника эксперимента», -1972, № it, с. 98.
1107. Дьяконов В. П. Мультивибраторы и триггеры на лавинных транзисторах. -— «Приборы и техника эксперимента», 497'2, № 2, с. ®5.
108. Дьяконов |В. П. Формирование мощных наносекуадных импульсов лавинными транзисторами с ограниченной областью объемного заряда —«Приборы и техника эксперимента», 1972, № 3, с. 1'38.
109. Д ь я к оно в |В. ,П., Шарифов Ч. А. 'Квантующий преобразователь на лавинном транзисторе. — «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 4, с. 95.
ШУ. Дьяконов В. 11. импульсные генераторы на лавинных транзисторах .интегральных схем ИП-'1.— «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 4, с. 113.
f 111. Д ь як омо в iB. 1П., Ци г ан кю в |В. А. Оптически управляемые релаксационные генераторы на лавинных транзисторах._____«При-
боры «.техника эксперимента», 1972, № 4, с. 1Ы.
112. |Г у се в В -А., Г он ч ар у к И. 3., Л у б а ш евски й А. В. К теории коэффициента усиления транзисторов по току на малых уровнях инжекции. — В кн.: Полупроводниковая техника и микроэлектроника. Вып. '5.(Киев, .«Наукова думка», |197,1, с. 66.
:11В. Спиридонов Н. С., Вертоградов В. И. Дрейфовые транзисторы. М., «Сов радао», ‘1964.
11114. ШацС. Я. Транзисторы и основы их применения. Л., «Суд-промтиз». -I960.
1115. Ф а й з у л а е в В. Н. Переходные процессы в транзисторных каскадах. М., «Связь», 1968.
116. Ш а ц С. Я. Предельные режимы ,и потенциальное быстродействие транзисторов в импульсной технике. Докторская диссертация, Ленинград, 1965.
17. В у L. van В i 1 j a n. High V-I Characteristics of Transistors. — «Int. J. Electronics.», 1965, v. ilf), № 5, p. 501.
1965, y. 19, № 5, p. '501.
1118. Thomson J. The temperature dependence of avalanche current in silicon p-n Junction. — «Int. J. Electronics», .1968, v. 24, № 4, p. 097.
119. Webster W. On the variation of Junction transistor current amplification factor with emitter current. — «Proc. IRE», 1954.
120. Ebers J., Moll J. Large signal behaviour of Junction transistors. — «PIRE», 1954, v. 42, № 12, p. 1761.
101. IP я биниih Ю. А. Стробоскопическое осциллографирова-ние. iM., «Сов. радио», d.97'1.
122. Свечников С. В. Элементы оптоэлектроники. М., «Сов. радио», 1971.
123. Б е р г А., Д и н П. Светодиоды. М., «Мир», 1973.
124. Дьяконов В. П. Лавинные полупроводниковые негатроны и их применение (обзор). — «Приборы и техника эксперимента», 1973, № 3.
125. Мориидзуми Гаёхидэ. Лавинный фототранзистор.— «Эрэкутороникусу, Electron Mag.», 1972, v. 17, № 11, р. 1390.
Предметный указатель
Автосинхронизация 159, 160
Аппроксимация вольт-амперных характеристик 38
— спада коллекторного напряжения 70
Вольт-амперная характеристика лавинно-рекомбинационного диода 111
---- р-п перехода 17
---- транзистора в области больших токов 36, 37, 38
------ при вторичном пробое 26, 27, 102
----------— при обрыве базы 22, 31 —-----— эмиттера 22, 86, 87
------------— при сквозном пробое 25 ------со стороны базы 28, 47
--------коллектора 24, 29
------— эмиттера 27, 43
Время пролета 52
---- при сквозном пробое 83
----эффективное 67
Вторичный пробой 26, 101
Генератор высоковольтных импульсов 158
— высокостабильный 160—163
— коротких импульсов 155
— мощных импульсов 157
— напряжения пилообразного 170—172
----прямоугольного 164—170
---- ступенчатого 141, 175—177
— релаксационный с емкостным накопителем 118—125
----с индуктивным накопителем 125
— с автосинхронизацией кварцем 160
— — LC контуром 160
— серии импульсов 156
----синусоидальных колебаний 156
— с задержанной обратной связью '1.6’0, 1161
— с накопительной линией 165, 166
— с RC задержкой 164
---- треугольного 173
— с умножителем емкости 137
Гистограммы параметров 99
Делитель частоты 159
Динамические характеристики транзистора 51
Диод лавинно-рекомбинационный 111
---- с накоплением заряда 167
Диодно-регенеративное устройство сравнения 186
Дискриминатор амплитуды балансный 185, 186
---с малым временем восста-
новления 185
——с регулируемым порогом 184
Емкость коллекторного перехода 54, 55
— отрицательная 53
— входная 62
Запуск релаксатора 62
— триггера 154
— счетный 151
Заряд конденсатора дискретный 140—145
Зона работоспособности триггера 116
Индуктивность лавинного транзистора 55
Ионизация носителей 8
Коэффициент ионизации 8
— лавинного умножения 11, 12,
16
— локализации тока 97
— передачи тока базы 23
----эмиттера 22
— переноса 65
Лавинный транзистор 5
----дифузиоино-сплавной 89
----меза-эпитаксиальный 90
—— планарно-эпитаксиальный 92
—— со сквозным пробоем 92
— — сплавной 88
— фототранзистор 190
Локализация тока 96
Мультивибратор однот.ранви-
сторный 126, 132
— двухтранзисторный 128
— ждущий 165
Мощность, рассеиваемая транзистором 121
Надежность в лавинном режиме работы 93, 96—103
Напряжение лавинного пробоя перевода 13, 15, 16
--— коллектора 22
-----эмиттера 86, 87, 111
Ь- полевого пробоя 21
Область эффективного умножения 18, 81
Объемное сопротивление базы 29, 88
—коллектора 29, 89
Объемный заряд динамический 82
Переход линейный 14
— резкий 13
Переходная характеристика ко-' эффициента передачи тока эмиттера 68
Период колебаний 75
Порог запуска 182
Пороговое устройство 183
Предельная частота транзистора 02
Преобразователь аналого-цифровой 187—189
— напряжения в частоту 177— 181
Принципы стабилизации релаксаторов 145—150
Пробой вторичный 26, 101
— лавинный 13
— сквозной 25
— полевой 21
— эмиттерного перехода 86, 87
Пусковая характеристика 41, 42
Распределение поля '13, 14
— примесей 91
Расчет генераторов ступенчатого напряжения 140—145
---на ЭВМ 75—80
— мультивибраторов 126—132
— переключающих схем 112— 118
— •— прямоугольных импульсов 132—136
— релаксаторов 60—75, 118— 125, 136—140
Синтез вольт-амперных характеристик 34—36
Сопротивление дифференциальное со стороны коллектора 39, 40
—------эмиттера 45
Стабильность параметров температурная 103, 105—109
Стабилизация разности пороговых напряжений 148 — частоты 148, 159—163
Структура лавинного транзистора 90
.Счетчик кольцевой 152
Схема временной задержки 173
— основная импульсная 51
— эквивалентная релаксатора 64, 66
--- триггера 113
— — транзистора на токе переменном 53
-------постоянном 29, 53
Транзистор гтокоста билизирующий 170
Триггер двухтранзисторный 151
— интегральный 153 ’
— однотранзисторный 113, 151
— со счетным запуском 151
Ток критический пробоя вторичного 26
------— сквозно! о 82
— обратный 17, 20
— разрядный 62
— управляющий 29
Ударная ионизация 8
Умножитель емкости 137
Устойчивость рабочих точек 56—60
Формирователь прямоугольных импульсов на диодах с накоплением заряда 167—169 -------с последовательным запуском лавинных транзисторов 169
Частота транзистора предельная 52
Энергия разряда 121
Этап восстановления релаксатора 75
— задержки восстановления 74
— исходного состояния 66
— подготовки 62
— роста тока 65
— спада тока 74
Эффект расширения области объемного заряда с ростом плотности тока 80—87
Эффективность эмиттера 65
• В. П. ДЬЯКОНОВ
ЛАВИННЫЕ
ТРАНЗИСТОРЫ
И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
В, ИМПУЛЬСНЫХ
УСТРОЙСТВАХ
Под редакцией профессора С. Я- Ш-а Ц'а
МОСКВА «СОВЕТСКОЕ -РАДИО 1973
6Ф2 ДЭЗ
УДК '621.382.33
ДЬЯКОНОВ В. tl. Лавинные Транзисторы й йх прймененне в импульсных устройствах. Под ред. С. Я. Шаца. М., «Сов. радио», 1973, 208 с.
Книга посвящена изложению основ теории и схемотехники новых типов быстродействующих полупроводниковых негатронов — лавинных транзисторов. В ней анализируются статические 5- и Л'-образные вольт-амперные характеристики транзисторов в лавинном режиме работы и динамические характеристики в переключающих схемах. Описаны принципы построения и расчета основных импульсных схем с лавинными транзисторами: триггеров, простейших релаксационных генераторов, мультивибраторов, генераторов прямоугольных, пилообразных ш ступенчатых импульсов, схем врсмеииой задержки и др. Приведены данные об импульсных схемах повышенной стабильности и микроэлектронных схемах на лавинных транзисторах. Описано большое число практических схем.
Книга предназначена для специалис гов в различных областях радиоэлектроники, в частности в импульсной, информационно-измерительной и вычислительной технике, радиолокации и радиосвязи, ядерной электронике и др. Она может быть полезной студентам старших курсов вузов соответствующего профиля и подготовленным радиолюбителям.
Рис. 143, табл. 10, библ. 125 назв.
Редакция радиотехнической литературы
д 3312-088
046(01) -73
46-75
© Издательство «Советское радио», 1075