Однопереходные транзисторы и их аналоги. Теория и применения - Дьяконов В.П.

Автор: Дьяконов В.П.
Теги: электротехника радиоаппаратура (радиоэлектронная аппаратура) общая технология основы промышленного производства электроника транзисторы однопереходные транзисторы
ISBN: 978-5-91359-004-6
Год: 2008
Похожие
Лавинные транзисторы и их применение в импульсных устройствах
Операционные усилители и их применение.
Схемотехника и применение мощных импульсных устройств
Конденсаторы. Справочник
Текст
                    Серия «Компоненты и технологии»
В. П. Дьяконов
Однопереходные транзисторы
и их аналоги
Теория и применение
Москва
СОЛОН-ПРЕСС
2008
УДК 621.396.6.032.98
ББК 32.844-04:30.67
Д 93
В. П. Дьяконов
Однопереходные транзисторы и их аналоги. Теория и применение. —
М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. — 240 с.: ил. — (Серия «Компоненты
и технологии»)
ISBN 978-5-91359-004-6
Справочная монография, отражающая почти 60-летний период разр
ботки и развития одного из старейших негатронов — однопереходно
транзистора (ОПТ) и его схемотехнических аналогов. Впервые, наряду
описанием обычных ОПТ (двухбазовых диодов), детально описаны н
вейшие программируемые ОПТ, оптроны на фото-ОПТ, интегрирова,
ные с тиристором ОПТ, функциональные схемы на ОПТ в интегральнс
исполнении, транзисторные аналоги ОПТ и многочисленные схемы npi
менения приборов этого класса. Наряду с достоинствами приборов объе.
тивно описаны их недостатки и ограничения. Для инженеров, студенте
аспирантов и преподавателей вузов и университетов, специализирующи
ся в области промышленной, авиационной, энергетической и бытовс
электроники, а также для подготовленных радиолюбителей.
КНИГА - ПОЧТОЙ
Книги издательства «СОЛОН-ПРЕСС» можно заказать наложенным платежом (оплата
при получении) по фиксированной цене. Заказ оформляется одним из трех способов:
I.	Послать открытку или письмо по адресу: 123242, Москва, а/я 20.
2.	Оформить заказ можно на сайте www.solon-press.ru в разделе «Книга — почтой».
3.	Заказать по тел. (495) 254-44-10, 252-73-26.
Бесплатно высылается каталог издательства по почте. Для этого присылайте конверт
с маркой по адресу, указанному в п. 1.
При оформлении заказа следует правильно и полностью указать адрес, по которому
должны быть высланы книги, а также фамилию, имя и отчество получателя.
Желательно указать дополнительно свой телефон и адрес электронной почты.
Через Интернет Вы можете в любое время получить свежий каталог издательства
«СОЛОН-ПРЕСС», считав его с адреса www.solon-press.ru/kat.doc.
Интернет-магазин размещен на сайте www.solon-press.ru.
По вопросам приобретения обращаться: ООО «АЛЬЯНС-КНИГА КТК»
Тел: (495) 258-91-94, 258-91-95, www.abook.ru
Сайт издательства «СОЛОН-ПРЕСС»: www.solon-press.ru
E-mail: solon-avtor@coba.ru
ISBN 978-5-91359-004-6	© Дьяконов В. П., 2008
© Макет и обложка «СОЛОН-ПРЕСС», 2001
Предисловие
«солон»
Однопереходной транзистор (ОПТ, он же двухбазовый диод)
[I] был предложен Генрихом Велькером в его французском патен-
те еше в 1948 г. Это был один из первых полупроводниковых не-
гатронов — приборов с S-образной ВАХ и с отрицательным диф-
ференциальным сопротивлением [2].
Интерес к прибору резко возрос в 60-х годах прошлого века,
когда появились первые типы серийных ОПТ и были созданы
основы их схемных применений. Уже тогда выпуск ОПТ только
фирмой General Electric достигал многих миллионов штук в год и
приборы широко использовались в авиационной и зарождающей-
ся аэрокосмической промышленности. Применение ОПТ в элект-
ронике самолетов экономило до $8000 на каждый выпущенный
самолет. В СССР пик популярности ОПТ пришелся на 70-е годы
и нашел отражение в нашей литературе [3—16]. Тогда же был
освоен массовый серийный выпуск классических ОПТ серий
КТ117 и КТ119, доживших до наших дней.
В 80-е годы интерес к ОПТ заметно ослаб, хотя эти приборы,
как «рабочие лошадки», продолжали широко применяться в раз-
личной аппаратуре, прежде всего в источниках электропитания с
фазоимпульсным методом регулирования. Они использовались
также в схемах запуска тиристоров, в устройствах автоматики и в
других устройствах промышленной, бытовой и военной электро-
ники. Приборы высоко ценились специалистами за дешевизну,
высокую надежность, неприхотливость устройств на их основе,
малый уровень создаваемых помех, высокую стабильность частоты
релаксационных генераторов и широкий диапазон рабочих темпе-
ратур (от -60 до +125 °C).
Ослаблению интереса к этим приборам способствовала разра-
ботка интегральных микросхем — как общего применения, так и
специального, например, микросхем высокостабильных интеграль-
ных таймеров, схем запуска тиристоров и т. д. У нас ослабление ин-
тереса к ОПТ приняло застойный и длительный характер из-за по-
следовавших в 90-е годы геополитических процессов, приведших к
распаду СССР, резкому падению производства наукоемкой продук-
ции и к фактическому развалу некогда могучей советской науки.
В результате этого после выпуска трех небольших книг (точнее
Даже брошюр) по ОПТ и их применению [6—8] выпуск книг спе-
3
Предисловие
Ж 2 циально по этим приборам прекратился. В наше время многие
просто стали забывать о существовании такого прибора, как ОПТ.
А некоторые анонимные «специалисты», обосновавшиеся на Ин-
тернет-форумах, обычно дают искаженную информацию об этих
приборах и перспективах их развития, весьма далекую от истинно-
го положения дел.
Между тем жизнь не стояла на месте и начался новый виток
развития ОПТ. За рубежом к массовому выпуску новых типов
ОПТ приступил целый ряд крупных фирм: General Electric, Moto-
rola, ASI, On Semiconductor, Philips и др. Число типов выпускае-
мых ОПТ достигло многих десятков, если не сотен. Некоторые
ОПТ, например 2N2646, 2N2647 и др. стали международным стан-
дартом на приборы этого класса. Давно известный аналог ОПТ на
основе р-и-р-и-структуры был, наконец, реализован в виде нового
типа приборов — программируемых однопереходных транзисто-
ров. Их название, прямо скажем, очень неудачное (переходов-то в
новом приборе три!), привилось как в нашей, так и в зарубежной
литературе. Классическим вариантом этих приборов стали про-
граммируемые ОПТ 2N6027/6028 фирмы Motorola. Их описания в
нашей литературе практически нет.
На рубеже 21-го века наша электронная промышленность пре-
одолела кризис и приступила к выпуску ряда новых типов ОПТ и
даже микросхем на их основе. Этому способствовали невысокие
требования к технологии производства полупроводниковых при-
боров и интегральных схем, в частности геометрическое разреше-
ние достаточное на уровне микрона и более. Появились оптроны
на базе фото-ОПТ (приборы типа ЗОТЮ2, АОТЮ2), тиристоры,
интегрированные с ОПТ (приборы серии КУ206), аналоги попу-
лярных за рубежом классических ОПТ 2N2646 и 2N2647 (приборы
КТ132/133), функциональные схемы на ОПТ (К295) и, наконец,
новейшие типы программируемых ОПТ —	КУ125/126,
ММВТ6027/6028 (аналоги популярных во всем мире приборов
2N6027/2N6028). Эти приборы выпускает российское ОАО «Пла-
нета», минское объединение «Интеграл» и другие предприятия
электронного профиля. Описание этих новых приборов, некото-
рые из которых появились уже в 21-м веке, в нашей, теперь уже
российской, литературе отсутствует. И это большой ее пробел!
За многие годы развития ОПТ их схемотехника устоялась и
определились наиболее рациональные области их применения —
релаксационные генераторы, пороговые устройства и устройства
4
на их основе. Следует отметить, что в конце 20-го века появился Ж /
ряд работ по транзисторным аналогам приборов с отрицательным
сопротивлением [32—37]. Эти работы внесли заметный вклад в
развитие схемотехники устройств на приборах с отрицательным
сопротивлением, но в тех областях, где перспективность примене-
ния ОПТ была.изначально сомнительна — в генераторах синусои-
дальных колебаний, фильтрах без катушек индуктивности, линей-
ных усилителях и корректорах линейных искажений. Такие
устройства выходят за рамки тематики данной книги (ОПТ и их
полноценные аналоги) и потому не рассматриваются.
Указанные обстоятельства побудили автора подготовить эту не-
большую монографию по ОПТ, их аналогам и, главное, основам
их схемотехнического применения. Традиционно в советских кни-
гах почти не приводились данные описанных в них схем и их па-
раметры. Как правило, перспективы описываемых устройств завы-
шались.
Автор счел нужным отойти от этой традиции — почти все схе-
мы описаны с приведением данных (в том числе справочных) об
их компонентах и детальных «многолучевых» осциллограмм, полу-
ченных с помощью самых современных цифровых запоминающих
электронных осциллографов: 4-канальных 200 МГц TDS-2024B
фирмы Tektronix и 2-канальных 250 МГц DS-1250 фирмы EZ Digi-
tal [51]. Благодаря этому представлены детальные, точные и на-
глядные сведения о динамике работы всех описанных в моногра-
фии схем. Кроме того, в книге дается реальная оценка перспектив
устройств на ОПТ, а описание некоторых, в наше время уже не
перспективных устройств, например запоминающих устройств на
ОПТ, кольцевых счетчиков и др., просто опущено, и они лишь
упомянуты. В то же время, наряду с известными лучшими схем-
ными решениями, описан и ряд новых схем на ОПТ и их транзи-
сторных аналогах. Достаточно подробно, но с практическим укло-
ном, изложены теоретические и расчетные сведения о физике ра-
боты описанных устройств и их проектировании.
Книга ориентирована на довольно широкий круг читателей —
специалистов в области проектирования электронных схем, сту-
дентов и преподавателей вузов и университетов технического про-
филя и на радиолюбителей, как подготовленных, так и начинаю-
щих.
5
Глава 1. Однопереходные транзисторы
“солон“	и их аналоги
1.1.	Двухбазовые диоды и обычные
однопереходные транзисторы
Однопереходной транзистор (сокращенно ОПТ) — один из дав-
но известных полупроводниковых приборов, относящихся к клас-
су активных приборов и негатронов (приборов с отрицательным
дифференциальным сопротивлением). Поначалу он именовался
двухбазовым диодом и даже нитевидным транзистором. Германие-
вые двухбазовые диоды были предложены и описаны Шокли,
Пирсоном и Хайнсом еще в 1949 г. — см. ссылки в [I].
Теоретически и экспериментально было установлено, что такой
прибор имеет коэффициент передачи тока более I (практически в
несколько единиц). Однако в роли усилительного прибора ОПТ
применения не получил, поскольку быстро выяснилось, что уси-
лительные свойства у него намного хуже, чем у обычного бипо-
лярного транзистора, к тому же намного хуже и частотные свойст-
ва прибора. С появлением планарных и планарно-эпитаксиальных
структур прибор стал называться однопереходным транзистором
(Unijunction Transistor).
ОПТ стал одним из первых полупроводниковых приборов фун-
кциональной электроники, относящихся к классу негатронов [2],
т. е. приборов с каким-либо отрицательным параметром. ОПТ
имеет входную управляемую S-образную вольт-амперную характе-
ристику (ВАХ), которая характеризуется зависимым от входного
тока отрицательным дифференциальным сопротивлением. Многие
полупроводниковые приборы, например, тиристоры [I, 2] и ла-
винные транзисторы [4, 5], также имеют такие ВАХ. Однако на
тиристорах сложнее реализовать устойчиво работающие и стаби-
льные по частоте релаксационные генераторы. Лавинный транзи-
стор намного превосходит ОПТ и тиристоры по скорости пере-
ключения, но имеет большие уровни рабочих напряжений, в том
числе остаточных. Реализация на них низковольтных схем сильно
затруднена, хотя и, в принципе, возможна [4, 5, 44].
Как прибор с S-образной ВАХ ОПТ позволяет в принципе со-
здавать любые устройства: усилители, генераторы синусоидальных
6
Однопереходные транзисторы и их аналоги
колебаний, релаксационные генераторы импульсов, двухстабиль-
ные устройства — триггеры, кольцевые счетчики и т. д. и т. п. Од-
нако из-за невысокого быстродействия (частоты до 200—300 кГц)
многие из этих устройств не выдержали конкуренции с устройст-
вами на обычных биполярных и полевых транзисторах, особенно
реализованных в виде интегральных микросхем. В частности, это
относится к схемам триггеров и кольцевых счетчиков.
Схемные применения ОПТ широко описывались в зарубежной
литературе по электронике еще 60-х годов (см. детальный обзор
литературы в [6]) и в нашей литературе 70-х годах [6—14]. Ныне
ОПТ стал простым, массовым и надежным твердотельным прибо-
ром, позволяющим строить генераторы импульсов с довольно вы-
сокой стабильностью частоты повторения импульсов с частотами
до 200-300 кГц.
Казалось бы, на фоне целого ряда приборов, способных рабо-
тать с частотами в сотни и тысячи МГц (обычные биполярные, ла-
винные и полевые транзисторы), ОПТ мало перспективны. Но
жизнь показала, что это вовсе не так. Прежде всего, надо отме-
тить, что есть очень важные и перспективные направления элект-
роники, где столь высокие частоты не только не нужны, но и
вредны, поскольку ведут к нестабильности работы схем, паразит-
ной генерации и сильным помехам.
К низкочастотным относятся всевозможные устройства быто-
вой электроники, системы управления промышленными и техни-
ческими объектами, источники электропитания и преобразователи
электрической энергии, реле времени, напряжения и тока и т. д.
Для них важны функциональные возможности применяемых при-
боров, их неприхотливость и высокая надежность. А это именно
то, что присуще ОПТ — как старым, так и новым программируе-
мым. И число разработок таких приборов постоянно растет. Так,
ниже описано множество новых типов ОПТ, их аналогов и прибо-
рах на их основе, упоминания о которых просто нет в ранее из-
данных книгах по этим приборам [6—8, 45—48].
Тут сразу стоит отметить, что термин «программируемый ОПТ»
для новых модификаций ОПТ (на основе р-л-р-л-структуры)
очень неудачный. Эти новые приборы не имеет отношения к циф-
ровым устройствам и приставка «программируемый» запутывает
знакомящихся с этим прибором разработчиков электронных схем.
Более правильно было бы назвать прибор управляемым динисто-
ром. К однопереходным транзисторам новый прибор прямого от-
7
Гпаеа 1
Ж J ношения нс имеет. По структуре это типичный тиристор со струк-
турой, имеющей три /^-//-перехода, а вовсе не один, у которой на-
ружу выведен вывод от второго слоя сверху, а не снизу. Однако
S-образные ВАХ обычных транзисторов и однопереходных тран-
зисторов очень похожи как по внешнему виду, так и уровням ра-
бочих напряжений (от единиц В до 20—30 В).
1.2.	Структуры однопереходного транзистора
Простейший ОПТ можно представить в виде стержня из полу-
проводникового материала л-типа, в середине которого имеется
p-область (эмиттер) (рис. l.l, а). Снизу и сверху стержня имеются
контакты к базовым областям — база I и база 2. Эти области при
нулевом токе эмиттера имеют сопротивления 7?вi= ^61 и /?В2 = ^62
(далее эти обозначения считаются идентичными). Обозначение
ОПТ представлено на рис. 1.1, б.
Рис. 1.1. Стержневая структура однопереходного
транзистора (а) и его графическое обозначение (б)
Между базами подается постоянное UBB=UBB напряжение
примерно от 4 до 30 В. В области р стержень имеет потенциал
П^вв> где ц — внутренний коэффициент деления напряжения
имеющий значения от 0,5 до 0,9. Значение rj = 0,5 имеют приборы
с симметричным расположением области эмиттера, но чаще
структура ОПТ бывает несимметричной.
Обозначение ОПТ (рис. 1.1, б) похоже на обозначение полево-
го транзистора с управляющим р-п-переходом. Однако есть отли-
чие — стрелка (эмиттер) в обозначении ОПТ имеет наклон. Наи-
8
Однопереходные транзисторы и их аналоги
менованис электродов «эмиттер», «база I» и «база 2» относятся к Ж f
двухбазовым диодам, но нередко применяются и для однопереход-
ных транзисторов. Впрочем, у последних чаще используются обо-
значения, присущие транзистору, — база, эмиттер и коллектор.
Наконец, иногда применяются и другие названия — анод для
эмиттера, катод для базы 1 и управляющий электрод для базы 2.
Эти же названия присущи тиристорам.
Источник напряжения в цепи эмиттера (/Е показан на рис. 1.1,
а условно, поскольку (см. далее) в этом случае цепь с ОПТ будет
нестабильной и имеющей два состояния устойчивого равновесия.
Для обеспечения однозначности ВАХ обычно используется пита-
ние от источника тока, т. е. S-образная ВАХ оценивается как за-
висимость t/E(/E). Ток /Е часто задается с помощью высокоомного
резистора, подключенного к источнику напряжения Е.
Недостатки структуры рис. 1.1, а вполне очевидны. Эта струк-
тура легко реализуется по устаревшей технологии изготовления
сплавных диодов и транзисторов, дающей большой разброс пара-
метров приборов. При этом размеры прибора велики и они имеют
большие (десятки мкс) времена включения и выключения. Поэто-
му сплавные ОПТ широкого применения не нашли и уже давно не
выпускаются.
Были разработаны более перспективные структуры ОПТ, пред-
ставленные на рис. 1.2. Кольцевая диффузионно-планарная струк-
тура ОПТ (рис. 1.2, а) имеет круглую первую базу и кольцевые
эмиттер и вторую базу. Размеры структуры могут быть малыми, но
все же они намного больше, чем размеры внутренней структуры
Рис. 1.2. Круговая диффузионно-планарная (а)
и эпитаксиальная (б) структуры ОПТ
9
Глава 1
современных планарных транзисторов. Поэтому ожидать высокого
JZW быстродействия и у такой структуры ОПТ не приходится. Впро-
чем, это справедливо и для еще более совершенной эпитаксиаль-
но-планарной структуры ОПТ, показанной на рис. 1.2, б.
Простота структур ОПТ и невысокие требования к технологии
позволяют легко осваивать серийный выпуск приборов и повыша-
ют их надежность. Интенсивность отказов ОПТ характеризуется
значениями от Ю~8 до Ю-7 отказов в час. Широкий температур-
ный диапазон и умеренный разброс параметров также относятся к
достоинствам ОПТ.
1.3.	Вольт-амперные характеристики
однопереходного транзистора
1.3.1.	Общий обзор ВАХ
Простейшая стержневая структура ОПТ может рассматриваться
как его физическая модель, из которой можно найти выражения
для S-образной ВАХ [I]. Основным параметром модели является
внутренний коэффициент деления напряжения Е/вв:
и =	= ^й|	(| | )
Я». + Яв2
Пока напряжение на эмиттере (относительно первой базы)
меньше внутреннего порогового уровня цС/вв, эмиттерный переход
закрыт и через него протекает малый ток порядка /о (доли мкА
при комнатной температуре). Однако если ток эмиттера превыша-
ет уровень тока в пике ВАХ, то начнет превышать т|(/вв, эмит-
терный переход начинает инжектировать в нижнюю часть стержня
дырки. Они вызывают понижение сопротивления /?bi этой части
стержня (модуляцию сопротивления), что ведет к уменьшению на-
пряжения на эмиттере с ростом тока эмиттера и формированию
падающего участка ВАХ (рис. 1.3).
Однако при больших токах эмиттера сопротивление нижней
области стержня падает до конечного уровня, которое (вместе с
напряжением на р-п-переходе) определяет остаточное напряжение
t/ocr. Его минимальное значение составляет около 2—5 В и задает
координаты точки впадины ВАХ (Uq, /в)- Отношение к току в
пике ВАХ //у достигает многих десятков, что облегчает построение
на ОПТ автоколебательных релаксаторов.
10
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Рис. 1.3. S-образная входная ВАХ ОПТ
1.3.2.	Анализ S-образной ВАХ
Входная S-образная ВАХ ОПТ может быть получена с помощью
эквивалентной схемы, показанной на рис. 1.4. Здесь: Gn и Gp — из-
быточные проводимости электронов и дырок в области между
эмиттером и первой базой, диод представляет эмиттерный переход.
Данная эквивалентная схема неплохо отражает физическую суть
возникновения S-образной ВАХ, но не учитывает изменения, свя-
занные с включением в цепи баз внешних сопротивлений.
Рис. 1.4. Физическая эквивалентная схема ОПТ
Обозначим через у эффективность, с которой дырки двигаются
эт эмиттера к первой базе. Пренебрегая диффузией, рекомбина-
цией и поверхностными эффектами, проявляющимися в ОПТ сла-
5о, запишем уравнения токового узла для верхней точки эквива-
^нтной схемы:
11
Гпава 1
/е, =	-и,)в2,
! Е + ! В2 = ^2^1 + р + G п )•
Введем следующие соотношения:
GP И, /,
(1.2)
(1.3)
Из выражений (1.1)—(1.3) нетрудно найти напряжение U^-
U2 =Л^ВВ
+ 1 _1\/ Rbi Rb2
Rbb
(1.4)
Для напряжения на эмиттерном переходе можно использовать
известное выражение
Upn =Фг1п(/£//0),	(1.5)
где <рг = kT/q — тепловой потенциал (примерно 0,025 В при ком-
натной температуре), к — постоянная Больцмана, Т — абсолютная
температура и q — заряд электрона. Теперь нетрудно найти напря-
жение на эмиттере как сумму напряжений, заданных (1.4) и (1.5):
UE =nUBB +	+	ln(/f//0).	(1.6)
*)	RBB
1.3.3.	Область отсечки и параметры пика
Как видно из рис. 1.3, заштрихованная область ВАХ с токами
ниже некоторого пикового значения /ц является областью отсеч-
ки, т. е. областью, в которой ОПТ закрыт. В большей части этой
области закрыт и эмиттерный переход, так что входной ток прибо-
ра равен обратному току насыщения /о этого перехода. Однако по
мере увеличения напряжения до значения, близкого к напряже-
нию пика (/п» эмиттерный переход открывается, входной ток начи-
нает расти и, в конце концов, ВАХ переходит в область с отрицате-
льным дифференциальным сопротивлением (падающий участок).
В точке пика S-образной ВАХ dU E/dI Е, что позволяет вычис-
лить значения тока и напряжения в точке пика S-образной ВАХ:
1Н,
12
Однопереходные транзисторы и их аналоги
ип =	+ ф, 1п(/г//0).	(1.8)
Ток пика у серийных ОПТ обычно мал и составляет от неско-
льких мкА до двух-трех десятков. Второй член формулы (1.8) отра-
жает прямое падение напряжения на р-п-псреходс ОПТ. Ввиду
малости его (доли В) напряжение 67п в точке пика приближенно
равно rji/вв-
1.3.4.	Ток впадины и область насыщения
Падающий участок ВАХ формируется благодаря модуляции со-
противления второй базы, которое уменьшается с ростом тока
эмиттера. Однако этот процесс прекращается при конечном со-
противлении базы довольно малой величины. В результате форми-
рование падающего участка ВАХ прекращается и при достижении
тока впадины /в ОПТ входит в состояние насыщения.
Ток впадины приближенно можно найти из выражения для 1/2,
приравняв его нулю:
--------------•	(1-9)
i+„+1 'Ъ
у — + 1 - - КВ1
Обычно этот ток составляет несколько мА и растет с ростом
напряжения t/вв- Если принять, что сопротивление /?В2 достигает
конечного значения, то его приближенное значение будет равно:
(110)
* НАС * 0
На рис. 1.5 представлены экспериментальные ВАХ ОПТ с q =
0,6 при двух значениях температуры в +25 и +125 °C. Обращает на
себя внимание малая температурная зависимость ВАХ, что следует
и из рассмотрения физических особенностей ОПТ — в частности
идентичной температурной зависимости сопротивлений баз и
практически не зависящего от температуры параметра q.
1.4.	Дифференциальное отрицательное
сопротивление ОПТ
При 6/2=0 ВАХ вырождается в ВАХ прямо смещенного р-л-пе-
Рсхода с некоторым последовательно включенным сопротивлени-
ем. Но при 1Ь > 0 формируется хорошо выделяющийся падающий
13
Гпаеа 1
Рис. 1.5. Экспериментальные ВАХ ОПТ с г| = 0,6 при двух
значениях температуры в +25 и +125 °C
участок ВАХ. Наличие на входной ВАХ участка с дифференциаль-
ным отрицательным сопротивлением (dwe/d^E или	озна-
чает возможность применения ОПТ для построения автогенерато-
ров почти синусоидальных сигналов и релаксационных автогене-
раторов. В связи с этим полезно оценить значение
дифференциального отрицательного сопротивления.
Для падающего участка S-образной ВАХ более удобной и на-
глядной является эквивалентная схема, показанная на рис. 1.6.
Различия в обозначениях на этой схеме очевидны и в особых ком-
ментариях не нуждаются.
Падающий участок ВАХ обусловлен действием источника тока
а/э (/э = ^е)- Для дифференциального сопротивления прямосме-
Рис. 1.6. Эквивалентная схема для падающего участка
S-образной ВАХ
14
Однопереходные транзисторы и их аналоги
щенного в области падающего участка ВАХ эмиттсрного перехода
нетрудно найти, дифференцируя (1.5), значение:
,-л =-*2—= —(Ml)
" (/j + /„) <?(/,+/„)
Заметим, что эта составляющая входного дифференциального
сопротивления положительна и падает по величине с ростом тока
эмиттера. Коэффициент усиления по току а определяется выраже-
нием:
а=у₽4т1=4|+—
Е I ^pj
(1.12)
Вычисление ВАХ по описанной методике на практике затруд-
нено, поскольку в формулах фигурируют электрофизические пара-
метры ОПТ, которые в справочниках [9, 10] не приводятся. В свя-
зи с этим нередко вычисляется приближенное значение отрицате-
льного сопротивления с применением для этого значений
напряжений и токов точек пика и впадины:
~и.в.	(1-13)
* П 1 в
Формула (1.13) описывает падающий участок ВАХ при его ли-
нейном приближении.
1.5.	Выходная ВАХ однопереходного
транзистора
Теория приборов с отрицательным дифференциальным сопро-
тивлением показывает, что если входная (или выходная) ВАХ ока-
зывается S-образной, то выходная (или входная) будет N-образ-
ной. Изучение ОПТ показало, что это правило соблюдается. При
входной S-образной ВАХ ОПТ имеет выходную N-образную
ВАХ — рис. 1.7 [6].
Аналитически выходная ВАХ описывается системой из уравне-
ний, заданных параметрически с параметром — током эмиттера /Е:
U вв =и.
UЕ - <рг In — + 1
I Л)
(1.14)
™В\ J
15
Гпава 1
U,. -Ф/ ln[^ + l] - lERKi
V 'о )
к
(1.15)
' НВ = Л
Рис. 1.7. Выходная N-образная ВАХ ОПТ при двух значениях
напряжения на эмиттере
Форма выходной N-образной ВАХ ОПТ не очень благоприятна
для применения приборов с такой характеристикой — мало отно-
шение токов пика и впадины, участок отрицательной проводимо-
сти выражен не очень четко, мал и диапазон напряжений, задаю-
щих область падающего участка. Видимо, не случайно, полезных
применений ОПТ в роли негатрона с N-образной ВАХ не описа-
но. Однако знание особенностей этой ВАХ помогает понять осо-
бенности работы схем на ОПТ.
1.6.	Параметры однопереходных транзисторов
1.6.1.	Статические параметры однопереходных
транзисторов
Анализ статических ВАХ (в основном входных S-образных) по-
зволяет сделать вывод о наличии ряда статических параметров
ОПТ. Они нередко имеют различные обозначения в различной
литературе. Ниже, в таблице l.l, представлены основные статиче-
ские параметры с их обозначениями, принятыми в различной ли'
тературе, и с краткими определениями параметров.
16
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Таблица /./. Основные статические параметры ОПТ
Параметр	Обозначение	Краткое определение
Межбазовое сопротивление	Явв, ЯББ	Сопротивление между базами при отключенном эмиттере. Имеет отрицательный температурный коэффициент изменения сопротивления
Сопротивление баз	*ВЬ ЯВ2 гбЬ гб2	Сопротивление области полупроводника снизу и сверху эмиттера
Внутренний коэффициент деления	П, ^тока	Отношение напряжения в области эмиттера к напряжению между базами. От температуры практически не зависит
Ток пика	Ab Азкл	Ток в точке пика S-образной ВАХ
Напряжение пика	^вкл	Напряжение в точке пика S-образной ВАХ
Модулированный межбазовый ток	Лз2М, /В2М	Ток второй базы при работе ОПТ в области насыщения при фиксированном токе эмиттера
Напряжение на переходе	Uo, t/д	Падение напряжения на эмиттерном переходе при токе эмиттера, равном току пика
Обратный ток эмиттера		Аэо	Ток эмиттерного перехода при обратном смещении на нем
Ток впадины	/в, /у	Ток в точке минимума (впадины) входной S-образной ВАХ
Максимальная амплитуда тока эмиттера	Ль Ашкс	Максимально возможная амплитуда импульса тока эмиттера при заданной большой скважности
Напряжение впадины	^В, ^V, Мзыкл	Напряжение в точке минимума (впадины) входной S-образной ВАХ
Межбазовое напряжение	^ВВ> ^В2> ^ББ	Напряжение между внешними выводами второй и первой баз
Напряжение насыщения	^ESAT, ^НАС	Падение напряжения между эмиттером и выводом первой базы при открытом ОПТ и некоторых заданных токе эмиттера и напряжении на второй базе
17
Гпаеа 1
«солон»
Параметр	Обозначение	Краткое определение
Напряжение на первой базе	^ВЬ ^Б1	Напряжение на первой базе при включении в ее цепь резистора	
Максимально допустимая мощность рассеивания		Рм, Рмдкс	Мощность, рассеиваемая прибором, при которой температура полупроводника не превышает допустимую	i
Тепловое сопротивление	/?Т	Отношение приращения	. температуры к приращению мощности в 1 мВт
Диапазон рабочих температур	Т	Диапазон температур (от	 минимальной до максимальной) в пределах которого обеспечена работоспособность ОПТ
Помимо указанных в табл, l.l параметров, ОПТ характеризуют-
ся рядом и других эксплуатационных и конструктивных парамет-
ров, например, влажностью окружающей среды, типом корпуса и
его геометрическими размерами, допустимым ускорением и т. д.
1.6.2.	Измерение статических параметров
Статические параметры ОПТ естественно измерять на постоян-
ном токе. Схема установки для таких измерений представлена на
рис. 1.8 [6]. Она позволяет снимать входные и выходные характе-
ристики ОПТ. Работа с установкой вполне очевидна.
К сожалению, из-за саморазогрева ОПТ точность снятия пара-
метров ОПТ на постоянном токе оказывается небольшой. Реко-
Рис. 1.8. Схема установки для измерения параметров ОПТ
на постоянном токе
18
Однопереходные транзисторы и их аналоги
мендустся для уменьшения погрешности от саморазогрева пред у- Ж
сматривать крепление ОПТ на теплоотводяшем радиаторе. Но и в
этом случае снятие параметров ОПТ в области больших токов за-
труднительно. Особенно это относится к измерению напряжения
и тока в точке впадины S-образной входной ВАХ. Как недостаток
метода измерения на постоянном токе следует отметить и трудо-
емкость измерений ВАХ в множестве точек с последующим по-
строением графиков ВАХ.
Осциллографический метод построения семейства ВАХ иллю-
стрирует функциональная схема характериографа, показанная на
рис. 1.9. Генератор ступенчатого напряжения задает неизменное
на время снятия одной кривой напряжение на второй базе ОПТ.
Пульсирующее (выпрямленное) напряжение, поданное через вы-
сокоомный резистор /?Регь обеспечивает задание пульсирующего
тока в цепь эмиттера. Характериограф позволяет снимать семейст-
во входных ВАХ ОПТ и наблюдать его на экране аналогового
осциллографа с электронно-лучевой трубкой [10].
Для преодоления трудностей снятия напряжения и тока впади-
ны, связанных с сильным разогревом ОПТ, в [6] предложен импу-
льсный метод. Он представлен измерительной схемой рис. 1.10.
Рис. 1.9. Функциональная схема характериографа для снятия
семейства входных ВАХ ОПТ
19
Гпава 1
«солон»
Рис. 1.10. Измерение параметров впадины входной ВАХ ОПТ
импульсным методом
В цепь эмиттера и в цепь базы одновременно подаются прямоуго-
льные импульсы одинаковой длительности. При достаточно боль-
шой скважности импульсов разогрев ОПТ становится незначите-
льным. Регулируя амплитуду импульса в цепи эмиттера, можно
наблюдать момент начала генерации релаксационных колебаний,
возникающих из-за наличия конденсатора в цепи эмиттера. В этот
момент напряжение на эмиттере (контролируется обычным
осциллографом) и принимается равным напряжению впадины.
К сожалению, промышленные приборы (в частности, характе-
риографы) редки и стоят очень дорого. Поэтому исследователи
вынуждены изготавливать их самостоятельно. Это вполне под силу
и достаточно опытным радиолюбителям.
1.6.3.	Динамические параметры однопереходных
транзисторов
Недостатком простого стержневого ОПТ прибора являются бо-
льшие времена переключения (единицы мкс) и большое остаточ-
ное напряжение во впадине (до 4—6 В). Поэтому были разработа-
ны приборы с более совершенной и современной структурой, на-
пример, планарные ОПТ, с временами переключения в сотни
наносекунд. Их рабочие частоты были повышены до сотен кГц, а
остаточное напряжение приборов было снижено до 1,5—3 В.
Динамические параметры ОПТ изучены довольно слабо. Отча-
сти это связано с низким быстродействием приборов, что ограни-
чивает их применение в высокочастотных и скоростных устройст-
вах, где эти параметры принципиально важны. В справочных дан-
ных на приборы приводится обычно два параметра: время
20
Однопереходные транзисторы и их аналоги
включения /В1С1 и максимальная частота генерации релаксацион-
ных колебаний/м акс-
Время включения оценивается как интервал времени нараста-
ния тока эмиттера от значения 0,1 от максимального значения до
0?9 от этого значения. Это время составляет от долей мкс до не-
скольких мкс. Для измерения времени включения нередко испо-
льзуют установку, показанную на рис. 1.11. Разумеется, возможно
применение и других типов импульсного генератора и осциллог-
рафа.
Рис. 1.11. Схема установки для измерения импульсных
параметров ОПТ
В данной установке использовались генератор произвольных
сигналов типа AFG3101 (в роли генератора импульсов) и 4-кана-
льный 200-мегагерцевый цифровой запоминающий осциллограф
TDS 2024В фирмы Tekronix. Приборы подключаются к персональ-
ному компьютеру через высокоскоростной порт последовательной
шины USB, что позволяет с помощью компьютера обрабатывать и
распечатывать осциллограммы и даже управлять приборами. Кро-
ме того, приборы имеют порты для подключения очень удобных в
эксплуатации карт флэш-памяти.
Все осциллограммы в данной книге получены с помощью этих
приборов. При этом осциллограф обеспечивает автоматизацию до
И измерений импульсных параметров и имеет встроенный циф-
ровой частотомер. Это позволяет отказаться от целого ряда прибо-
ров, обычно используемых при исследовании и отладке различных
электронных устройств. Однако схему рис. 1.11 можно реализо-
вать, применяя менее дорогие приборы.
Осциллограмма процесса включения ОПТ представлена на
Рис. 1.12. На нем верхний луч — импульс генератора, средний —
импульс на первой базе и нижний — импульс на второй базе. Им-
пульс на эмиттере должен превышать по амплитуде напряжение
21
Глава 1
ДГ Г включения ОПТ. Можно отмстить, что, наряду с быстрым рсгенс-
ративным включением ОПТ за время около 2 мкс, наблюдается
медленная стадия установления, связанная с накоплением зарядов
во второй базе.
Рис. 1.12. Осциллограммы процесса включения ОПТ
В [7] для расчета временной зависимости тока эмиттера пред-
ложено использовать метод заряда. При этом зависимость сопро-
тивления первой базы от накопленного в ней заряда носителей Q
аппроксимируется выражением:
RbSQ> = R„ + /?в1(1 + Я0	(1.16)
Уравнение заряда в этом случае записывается в виде:
'э(')=^ + —=	(1-17)
dt Ъ
где R'„ = Rx + R„ и RH — сопротивление насыщения первой базы и
тр — время жизни дырок, инжектированных эмиттером в область
первой базы. Подставляя (1.16) в (1.17), получим уравнение
=----------------Д	(1.18)
dt Rx + R'H(\ + HQ) тр
Решение (1.18) графическим или численным методом позволяет
найти временную зависимость заряда 0(г), а применение (1.17) по-
зволяет найти временную зависимость тока эмиттера. По форме она
22
Однопереходные транзисторы и их аналоги
практически повторяет форму перепада напряжения на резисторе в
цепи первой базы — см. среднюю осциллограмму на рис. 1.12.
На рис. 1.13 представлены осциллограммы, дающие общий об-
зор переходных процессов — как включения, так и выключения
опт. Резкий выброс в конце стадии выключения, отчетливо вид-
ный на осциллограммах рис. 1.13, связан с коротким задним
фронтом импульса, поданного на эмиттер и спадом напряжения
на эмиттере до нуля. При этом накопленный в области первой
базы заряд дырок сравнительно медленно рассасывается и ведет к
характерной задержке стадии выключения ОПТ.
Рис. 1.13. Осциллограммы, дающие общий обзор переходных
процессов
1.7.	Параметры серийных однопереходных
транзисторов
1.7.1.	Параметры однопереходных транзисторов
КТ117/2Т117
Еще во времена СССР у нас был освоен выпуск двух серий
ЭПТ — корпусного КТ117 и бескорпусного КТ119 [I8, 19]. Пер-
вый продается и поныне, например, в магазинах сети «Чип и
5ип». Различные типы ОПТ KTI17 отличаются только значением
1араметров г) (от 0,5 до 0,9) и Явв (от 4 до 12 кОм). Выпускаются
23
Глава 1
также приборы 2TII7 для ответственных применений. Ochobhi^
параметры ОПТ типа КТ! 17 представлены в табл. 1.2.
Таблица 1,2, Параметры ОПТ типа КТ117 (2Т117)
Тип ОПТ	П	7?ВВ, кОм	^вв, в макс.	Ль мкА	г- - 1 Ль	( мкА	Ль мВт
КТ117А	0,5-0,7	4—9	30	20	> 1	< 1	300
КТ117Б	0,65-0,9	4-9	30	20	>1	< 1	300
КТ1 17В	0,5-0,7	8-12	30	20 20	> 1	< 1	300
КТ117Г	0,65-0,9	8-12	30		> 1	<1	300
2Т117А	0,5-0,7	4-7,5	30	20	>1	< 1	300
2Т117Б	0,65-0,85	4-7,5	30	20	>1	<1	300
2TI17B	0,5-0,7	6-9	30	20	> 1	<1	300
2Т117Г	0,65-0,85	6-9	30	20	>1	< 1	300
ОПТ КТ117/2Т117 имеют температурный диапазон от -60 до
+ 125 °C, тепловое сопротивление Rj = 0,33 °С/мВт, максимальное
значение тока эмиттера 50 мА, максимальное импульсное значе-
ние этого тока до 1 А, время включения до З' М-кс и максимальную
частоту релаксационных колебаний до 200 кГц. Внешний вю
ОПТ этих серий и размеры корпуса представлены на рис. 1.14.
На рис. 1.15 представлены графические зависимости ряда пара-
метров ОПТ серий КТ117/2Т117 от температуры окружающей сре-
ды. Эти параметры позволяют судить о возможностях ОПТ данно-
го типа в различных схемах.
24
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Рис. 1.15. Температурные зависимости параметров ОПТ серий
КТ117/2Т117: тока включения (а), тока выключения (б),
напряжения эмиттера при насыщении (в) и тока модуляции (г)
«солон»
1*7.2. Параметры бескорпусных однопереходных
транзисторов КТ119
Для построения гибридно-пленочных микросхем предназначе-
ны бескорпусные ОПТ KT1I9A, Б (рис. 1.16). Приборы KTI19A
имеют т| = 0,5 — 0,65, a KTl 19Б соответственно от 0,6 до 0,75, диа-
пазон значений /?вв от 4 до 12 кОм. Рассеиваемая мощность не
э°лее 60 мВт, диапазон рабочих температур от —45 до +85 °C. Вес
приборов всего 0,01 г.
Зависимости ряда параметров этих ОПТ от температуры окру-
жающей среды представлены на рис. 1.I7. По частотным свойст-
’ам ОПТ серии KTl 19А,Б немного лучше, чем ОПТ серии KTI17.
25
Гпава 1
«солон»
База 1 База 2 Эмиттер
Рис. 1.16. Внешний вид и размеры бескорпусного ОПТ КТ119А, Б
5
4
3
2
1
О
10	20	30	40 1э .макс,мА
в)	г)
Рис. 1.17 Зависимости от температуры некоторых
параметров бескорпусных ОПТ: тока выключения (а), тока
включения (б), напряжения насыщения (в)
26
Однопереходные транзисторы и их аналоги
1,7.3. Параметры однопереходных транзисторов
КТ132/133
Параметры десятков типов ОПТ,
появившихся еще в 70-х годах про-
шлого века, приведены в [6*|. Ныне
число типов выпускаемых в мире ОПТ
заметно возросло. Данные о них мож-
но найти в поисковых системах Ин-
тернета, задав для поиска тип прибора.
Следует отметить, что в наше время
зарубежные ОПТ стали доступны на
нашем рынке. Параметры около полу-
сотни приборов, выпускаемых веду-
щими полупроводниковыми фирмами
мира, можно найти в [47, 48].
К новым разработкам в странах
СНГ относятся однопереходные тран-
зисторы КТ132 и КТ133, выпускаемые
минским объединением «Интеграл».
Внешний вид и размеры этих прибо-
ров представлены на рис. 1.18.
Основные параметры ОПТ
КТ132/133 представлены в таблице 1.3.
Они являются аналогами широко рас-
пространенных зарубежных ОПТ
2N2646, 2N2647 [20, 21], 2N4870 и
2N4871. Параметр г) у наших ОПТ обо-
значен как Атока-
Рис. 1.18. Внешний вид
и размеры ОПТ
КТ132/133
Таблица 1.3
Параметры однопереходных транзисторов КТ132/133
Параметр	КТ132А	КТ132Б	КТ133А	КТ133Б
Аналог	2 N 2646	2 N 2647	2N4870	2N4871	!
_Амах. мВт	300	300	300	300	!
Мчсж.баз, В	35	35	35	~~~3* 1
имп, А	2,0	2,0	1,5	1,5	1
ОБР, мкА	12	0,2	0,1	°,!
27
Глава 1
«солон»
1 Параметр	КТ 132 А	; КТ132Б	KT133A	КТ133Б
_^°ctJL		:	0,7...3,5	1	0,7...3,5	0,7...3,5	0,7...3,5
^ТОКА	|	0,56...0,75	| 0,68...0,82	: 0,56...0,75	0,7-0,85
о н	-60...+ 125	j -60...+ 125	-60...+ 125	-60...+ 125
Корпус	Case 22А-01	Case 22А-01 -J	 				|	TO-92 j	।	TO-92
Как видно из приведенных данных, новые ОПТ, по сравнению
с приборами КТ117, имеют более низкое остаточное напряжение
и больший максимальный ток эмиттера.
Из представленных данных очевидно, что ныне на нашем рын-
ке присутствуют все типы обычных ОПТ, причем как разработок
стран СНГ, так и зарубежных фирм. Это облегчает выбор прибо-
ров для конструирования тех или иных электронных устройств.
1.8.	Программируемые однопереходные
транзисторы
1.8.1.	Структура программируемого однопереходного
транзистора с выходной S-образной ВАХ
Программируемыми ОПТ называют приборы, у которых напря-
жение включения (пика входной ВАХ) t/n задается внешним де-
лителем или источником напряжения и резистором. Не стоит пу-
тать это с модным понятием программирования с помощью циф-
ровых устройств и программ для компьютеров.
Фирма Motorola (США) разработала и выпускает ставшие ныне
массовыми программируемые однопереходные транзисторы 2N6027
и 2N6028. Совсем недавно эти приборы стала выпускать крупная
фирма ON Semiconductor (http://onsemi.comm) и ряд других зару-
бежных фирм. Приборы 2N6027 и 2N6028 стали международным
стандартом для программируемых ОПТ. Отечественными аналога-
ми этих приборов являются программируемые ОПТ КУ!25 и
К6027/6028. Данные об этих приборах можно найти в [22—31].
Как уже отмечалось, название приборов, прямо скажем, нс
очень верное, поскольку они являются уже не устройствами с од-
ним переходом, а приборами на основе совмещенных р-п-р- и
л-р-л-структур, т. е. приборами с тремя переходами Л, J2 и J3 с
выведенным наружу управляющим электродом (см. рис. 1.19).
28
Однопереходные транзисторы и их аналоги
А
А
К
а)
к
б)
Рис. 1.19. Транзисторный аналог программируемого ОПТ
«солон»
Более того, их правильнее было бы назвать тиристорами с вы-
ходными ВАХ, подобными S-образным входным ВАХ ОПТ. Это
видно, кстати, и из общепринятого обозначения данного прибора
(см. далее). Параметр r| = /?2/(/?] + /?2) У этих приборов задается
внешним делителем напряжения R\, Л2 — см. рис. 1.20. S-образ-
ную выходную ВАХ приборы имеют со стороны анода.
Рис. 1.20. Основные схемы включения программируемого ОПТ
Казалось бы, нет особой нужды в программируемом ОПТ, если
его может заменить простая схема на двух транзисторах, как на
Рис. 1.19, которая дешевле обычного ОПТ с одним переходом. Од-
нако анализ, выполненный еще в [6] и представленный ниже, по-
казывает, что у такой схемы, при использовании современных
тРанзисторов с большим В (коэффициентом передачи тока базы),
отношение 1^/ЦЛ у мало (порою всего 2—3), малы и токи. Это
означает необходимость применения больших по номиналу заряд-
29
Гпава 1
пых резисторов R в релаксаторах — порядка сдиниц-десяткоц
МОм. Разброс токов велик и достигает нескольких раз. В связи с
этим импульсные схемы на таких аналогах ОПТ нередко зависаю^
во включенном или выключенном состоянии, ненадежны в работе
и дискредитировали полезность схемы рис. 1.19, б, выполненной
на обычных транзисторах.
В связи с этим структура рис. 1.19 это лишь удобная модель, а
реальные программируемые ОПТ имеют специальную структуру и
ее электрофизические свойства, обеспечивающие ВАХ, как у обыч-
ного ОПТ, — с четко выраженным участком отрицательного диф-
ференциального сопротивления, но с напряжением включения, за-
даваемым внешним делителем напряжения. Это расширяет функ-
циональные достоинства программируемых ОПТ, хотя и ведет к
некоторому усложнению схем — добавлению пары резисторов.
1.8.2.	ВАХ программируемого однопереходного
транзистора
Основная схема включения программируемого ОПТ представ-
лена на рис. 1.20. В ней для задания нужного напряжения включе-
ния используется внешний делитель напряжения на резисторах Я|
и Т?2- Это несколько усложняет простые схемы, но позволяет более
точно задавать параметры схем и изменять их изменением номина-
лов резисторов R\ и /?2- Последнее повышает функциональные воз-
можности ОПТ, и это важнее, чем небольшое усложнение схем.
Выходная ВАХ программируемого ОПТ по виду подобна вход-
ной ВАХ ОПТ и содержит три четко различаемых участка. Нача-
льный участок ВАХ формируется при обоих закрытых транзисто-
рах. На большей его части ток эмиттера верхнего транзистора Т|
равен /э0 и весьма мал. Однако надо отметить, что при использо-
вании современных кремниевых планарных транзисторов это
справедливо лишь при напряжениях, меньших напряжения про-
боя закрытого эмиттерного перехода, которое составляет обычно
7—8 В у диффузионных транзисторов.
Оценка пикового значения тока входной S-образной ВАХ до-
статочно сложна, поскольку требует учета зависимостей коэффи-
циентов передачи базового тока у транзисторов Т! и Т2 в области
малых токов. Этот учет лишен практического смысла, поскольку
модель рис. 1.19 является лишь формальной моделью реального
программируемого ОПТ. Установлено, что ток в пике ВАХ (как Н
30
Однопереходные транзисторы и их аналоги
у обычного ОПТ) мал и обычно составляет единицы мкА. Напря-
жение в пике ВАХ равно
Un + ц.Е,	(1.19)
где
Пя = R2(Ri 4- Л2).	(1.20)
Практически это те же соотношения, что и у обычного ОПТ,
только вместо напряжения на эмиттерном переходе используется
напряжение отпирания Т1 — £/эо, а вместо параметра г| — пара-
метр t|r. Малые обратные токи переходов транзисторов не учиты-
ваются.
При напряжении на входе, немного превышающим напряже-
ние в средней точке делителя /?|, /6, транзистор Т] начинает от-
крываться, что ведет к открыванию и транзистора Тз. Растущий
ток коллектора Т2 ведет к уменьшению напряжения в средней
точке делителя, а это означает уменьшение потенциала базы Т|.
Если эмиттер Tj запитывается от источника тока, то это означает
понижение напряжения на эмиттере с ростом тока эмиттера — та-
ким образом формируется падающий участок выходной ВАХ. При
питании эмиттера от источника напряжения это ведет к регенера-
тивному включению транзисторов и росту их токов до наступле-
ния насыщения.
Для напряжения на эмиттере в области падающего участка ВАХ
нетрудно получить следующее приближенное выражение:
иэ(1э)=ип - R'\ B>Bi ~'l3.	(1.21)
/\| +	1J-) + 1
Второй член этого выражения дает оценку величины отрицате-
льного дифференциального сопротивления на среднем участке
выходной ВАХ программируемого ОПТ. Ориентировочно оно рав-
но сопротивлению делителя, умноженному на значение В\.
Спад напряжения на эмиттере Т] возможен до тех пор, пока
транзисторы не войдут в насыщение. После этого формируется
третий участок ВАХ в области больших токов. На этом участке на-
пряжение на эмиттере Т| приближенно равно:
W = +иэБ2	(1.22)
гДе первые два члена это напряжения на эмиттерных переходах
транзисторов, а /?п — последовательное сопротивление, прибли-
31
Глава 1
<1 женно равное параллельному соединению сопротивлений базовых
.-соЛ областей транзисторов (гБ|||гБ2).
Ток впадины можно найти из совместного решения (1.21) и
(1.22):
/ = п эь\ ~	+ I)	/] 23 \
в '(ЯЛ - 1)(Л,||Л2) 4- В2(В> + 1)/?/
Вычисления по формуле (1.23) показывают, что при сопротив-
лениях делителя в единицы-десятки кОм и В транзисторов более
50 ток впадины оказывается малым — десятки мкА. В результате
отношение /в//п оказывается малым, что затрудняет построение
автоколебательных релаксаторов с достаточно широким диапазо-
ном плавного изменения частоты. Из-за этого перспективы непо-
средственного применения аналога рис. 1.20,6 невелики.
Однако сказанное не относится к серийным программируемым
ОПТ — у них приняты меры для устранения этого недостатка и
приборы работают в импульсных устройствах стабильно. Доста-
точно отметить, что диапазон изменения питающих напряжений,
при которых сохраняется работа импульсных устройств, составля-
ет от 2—3 В до 30—40 В.
Средний участок ВАХ с падающим участком у программируе-
мого ОПТ более линейный, чем у обычного ОПТ. В частности,
менее плавным оказывается переход из этого участка в участок на-
сыщения прибора с малым положительным дифференциальным
сопротивлением. Эти особенности надо учитывать при проектиро-
вании схем, работа которых связана с применением отрицательно-
го дифференциального сопротивления.
1.8.3. Параметры программируемых однопереходных
транзисторов КУ125
Внешний вид современных программируемых ОПТ показан на
рис. 1.21. Приборы выполнены в миниатюрных пластмассовых
корпусах, в том числе предназначенных для поверхностного мон-
тажа на печатные платы. Заметим, что обычные ОПТ серии КТ117
выполнены в более дорогих металлических корпусах.
Основные параметры наиболее распространенных отечествен-
ных программируемых ОПТ серии КУ 125 и их зарубежных анало-
гов представлены в таблице 1.4. Обратите внимание на некоторые
отличия в обозначениях параметров приборов. Они не принципи-
32
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Рис. 1.21. Корпуса и внешний вид современных
программируемых ОПТ
«солон»
льны, но их надо учитывать. В России выпуск приборов освоен
[а ОАО «Планета» [27].
Таблица 1.4
Параметры программируемых однопереходных транзисторов
КУ 125
Параметр	КУ125А	КУ125А9	КУ125Б	КУ125Б9
Аналог	2N60276		2N6028	
Рмах, мВт	300	300	300	300
[&к.тах, В	±40	±40	±40	±40
i/gkr.max, В	40	40	40	40
Ugar.max, В	-5	-5	-5	-5
Ugar.max, В	40	40	40	40
4.МАХ, мА	150	150	150	150
Лгт.тах, А	2	2	2	2
/пик, мкА	4,0...5,0	4,0...5,0	0,7...1,05	0,7...1,0
£/пр, В	0,8...1,5	0,8...1,5	0,8...1,5	0,8...1,5
i/вых, В	6,0... 11	6,0...11	6,0... 11	6,0... 11
Осм, В	0,2...0,35...0,6	0,2...0,35...0,6	0,2...0,35...0,6	0,2...0,35...0,6
/min, мкА	70...150	70... 150	25...150	25...150
Корпус	ТО-92	SOT-23	ТО-92	SOT-23
зак. 252
33
Гпава 1
Ш ( 1.8.4. Параметры программируемых однопереходных
2Z* транзисторов К6027/6028
Современными отечественными разработками программируй
мых ОПТ являются приборы серий К.6027 и К6028. Обозначен^
их и вид корпусов представлены на рис. 1.22. Приборы также вы.
пускаются российским ОАО «Планета».
Обозначение КПТ ?, схемах
А
V
К6027-9 - K602S-9
А-анод, К-катод,
У-управляюший электрод	1-А, 2-У, 3-К
корпус КТ-46 (SOT-23)	корпус КТ-26 (ТО-92)
Рис. 1.22. Обозначения и корпуса программируемых ОПТ серии
К6027/ 6028
Выполненные в современных пластмассовых корпусах, эти
приборы имеют параметры (табл. 1.5), аналогичные параметрам
наиболее массовых зарубежных приборов этого типа 2N6027 и
2N6028 [7, 8]. В табл. 1.5 представлены также предельно допусти-
мые параметры этих приборов. Обозначение параметров дано в
форме, представленной в документации на эти новые приборы.
Таблица 1.5
Параметры программируемых однопереходных транзисторов
К6027/ К6028
Наименование параметра	Условное обозначение	Значение тип./макс	Единица измерения
Ток переключения при £/ук = 10 В, Ry = 10 кОм К6027//К6028	Л1РК	5/1	мкА
Постоянное напряжение в открытом состоянии при токе /ос = 150 мА	Uoc	0,8/1,7	В
Постоянный ток между управляющим электродом и анодом в закрытом состоянии при £/ = 40 В			Л'А.ЗС	-/10	нА
34
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Наименование параметра	  	' 1 Условное обозначение	= Значение тип./макс	Единица измерения	
Постоянный ток между управляющим электродом и катодом в закрытом состоянии при U = 40 В	/уи,зс	5/50	нА ;	
Пиковое выходное напряжение при U = 30 D, Uy = 20 В и С = 0,2 мкФ	М>	6/11	.	-j в	1 1
Время включения при U= 20 В, С = 0,2 мкФ	'вкл	-/80	1 нс	:	1 [
Прямое напряжение между катодом и анодом при Иду = 1 кОм	^АК,ПР	40	в	
Обратное напряжение между катодом и анодом при отключенном управляющем электроде	^АК,ОБР	-40	в	
Прямое напряжение между управляющим электродом и катодом	^УК,ПР	40	в	
Обратное напряжение между управляющим электродом и катодом	^УКТОБР	-5	в	
Постоянный прямой ток	foe	150	мА	
Повторяющийся прямой импульсный ток при скважности Q = 100 и длительности импульсов /и = 20 мкс	Аэс,п	2	А	
Постоянный ток управляющего электрода в открытом состоянии	/у	+50	мА	
Рабочая температура р-п-перехода	ТП	-50...+ 100	°C	
Рассеиваемая мощность К.6027-9, К6028-9 К6027, К6028 1 , 		 , 		Рос	250 500	мВт 	J	
По предельным частотам генерации импульсов программируе-
мые ОПТ немного уступают обычным ОПТ, но заметно превосхо-
дят тиристоры. Они позволяют задавать rj в пределах от примерно
\3 до 0,9 с помощью внешнего резистивного делителя и имеют
Пониженное напряжение 11ц во впадине S-образной ВАХ — неред-
ко около 1 В и даже ниже. Благодаря этому работоспособность
35
Гпаеа 1
1У У схем на них сохраняется в рекордно широком диапазоне питан,
щих напряжений — от примерно 1,5 В до 30—40 В. Однако след\
ет отметить, что температурный дрейф параметра г| определяете
температурными коэффициентами внешних резисторов /?] и R2.
при неудачном выборе резисторов может оказаться заметно боль
шим, чем у параметра г| обычных ОПТ.
На рис. 1.23 и 1.24 представлены зависимости тока пика S-об
разной ВАХ программируемых ОПТ класса 2N6027 и 2N6028 о
напряжения питания и температуры. Управляющий электрод под
ключей к источнику напряжения Е через резистор Rq (в случае
делителя напряжения в цепи управляющего электрода R& -
Л111Л2).
Ряд других характеристик этих ОПТ представлен на рис. 1.25
Эти зависимости, как и показанные на рис. 1.23 и 1.24, полезнь
при оценке параметров импульсных схем на этих приборах.
Рис. 1.23. Зависимость пикового тока программируемых
ОПТ 2N6027 от напряжения питания делителя (а)
и температуры (б)
Рис. 1.24. Зависимость пикового тока программируемых
ОПТ 2N6028 от напряжения питания делителя (а)
и температуры (б)
36
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Рис. 1.25. Некоторые характеристики приборов класса
2N6027 и 2N6028: тока впадины от напряжения питания
(в вольтах) — а, тока впадины от температуры — б,
напряжения на эмиттере включенного ОПТ от максимального
импульсного тока эмиттера — в и амплитуды импульса
релаксационного генератора на ОПТ от напряжения питания
на нагрузке 20 Ом — г
«СОЛОН»
1.8.5.	Параметры программируемых однопереходных
транзисторов ММВТ6027
К новым разработкам программируемых ОПТ относятся также
приборы ММВТ6027, выполненные в миниатюрных корпусах
SOT23 с жесткими балочными выводами. Такие транзисторы
очень удобны для одностороннего монтажа на печатные платы.
Детальный чертеж корпуса и его размеры даны на рис. 1.26.
Параметры приборов, в основном, аналогичны параметрам
программируемых ОПТ 2N6067. Они обеспечивают довольно ма-
лые времена нарастания импульсов в схеме релаксационного гене-
ратора: от 40 до 80 нс при разряжаемой емкости 0,2 мкФ и напря-
жении питания Е = 20 В. Амплитуда импульса на нагрузке 20 Ом
составляет от 6 до 11 В, рассеиваемая мощность приборов
300 мВт.
37
Гпава 1
1. Анод
2. Управляющий электрод
3. Катод
Рис. 1.26. Корпус SOT23 программируемых ОПТ типа ММВ6025
1.9.	Специальные типы однопереходных
транзисторов и их аналоги
1.9.1.	Однопереходный транзистор, интегрированный
с тиристором, — 2У106
Одним из наиболее распространенных применений ОПТ явля-
ется запуск тиристора. Интересно отметить, что у нас уже давно
выпускаются ОПТ, интегрированные с маломощным тиристором.
Это приборы серии КУ106 и 2У106 (рис. 1.27). Они предназначе-
ны для применения в схемах релаксационных генераторов умерен-
ных частот. При этом тиристор дает этой комбинации те свойства,
которых нет у ОПТ: уменьшенные значения остаточного напряже-
ния, возможность работы в двухстабильном режиме, повышенные
уровни выходных напряжений и токов.
Прибор 2У106 выполнен так, что, наряду с совместным приме-
нением ОПТ и тиристора, можно использовать эти приборы и раз-
Б2 А
Б1,У К
а)
Рис. 1.27. ОПТ, интегрированный с тиристором (а),
и его корпус (б)
38
Однопереходные транзисторы и их аналоги
цельно. ОПТ прибора имеет при комнатной температуре параметр
1^ 0,5 - 0,7 для 2У106А/В и ц = 0,65 - 0,85 для 2У106Б/Г. Межба-„^>
зовое сопротивление от 4 до 12 кОм, ток включения до 20 мкА,
максимальное межбазовое напряжение 30 В, максимальный импу-
льсный ток эмиттера при большой скважности I А. Тиристор име-
ет максимальное напряжение на аноде в закрытом состоянии 50 В
для 2У106А/Б и 100 В для 2У106В/Г при максимальном импуль-
сном токе до 1 А. Рассеиваемая прибором мощность 400 мВт.
Время включения тиристора 1 мкс, а время выключения 25 мкс.
На рис. 1.28 представлен ряд графических характеристик при-
боров 2У206. Эти зависимости характеризуют температурные из-
а)
б)
в)
г)
Рис. /.28. Графические характеристики приборов 2У206:
зависимость минимального тока от температуры (а),
зависимость тока включения ОПТ от температуры (б),
зависимость напряжения на открытом тиристоре
от температуры (в) и зависимость минимального тока
в открытом состоянии от температуры (г)
39
Гпаеа 1
менения некоторых параметров прибора, которые надо учитывав
при разработке электронных устройств, работающих в широко^
диапазоне изменения температуры окружающей среды.
На рис. 1.29 представлены зависимость отпирающего ток-
управляющего электрода тиристора от температуры и его завись
мость от времени задержки. Последняя характеризует инерциоц.
ные свойства тиристора при его включении.
Рис. 1.29. Зависимость отпирающего тока управляющего
электрода тиристора от температуры (а) и его зависимость
от времени задержки (б)
1.9.2.	Программирование однопереходного транзистора
с помощью обычного транзистора
Программировать напряжение включения обычного ОПТ мож-
но с помощью дополнительного обычного транзистора (рис. 1.30).
Напряжение пика здесь задается равным (6/у+ £/бэо)> гДе ^бэО — на-
пряжение база-эмиттер транзистора Т]. Оно должно быть меньше
напряжения Un ОПТ.
Схема рис. 1.30 позволяет уменьшить значение параметра rj и
задавать его с помощью внешнего делителя напряжения на рези-
сторах R\ и /?2- Если входное напряжение достигает уровня, задан-
ного резисторным делителем, то транзистор отпирается и напря-
жение на второй базе начинает уменьшаться до тех пор, пока нс
включится ОПТ.
Анализ схемы рис. 1.30, выполненный в [12], дает следующее
выражение дл тока пика, определяемого как ток базы Т| в момент
включения ПТ:
40
Однопереходные транзисторы и их аналоги
/ Е ч 1 I 1 1
" = BR. ’ Snp.; + R„J
Напряжение пика равно:
(Д + 1)М
U П = Uv + пирГ In
В наше время обычный не очень высокочастотный кремниевый
транзистор стоит в несколько раз меньше, чем ОПТ. Поэтому
применение дополнительного транзистора экономически вполне
оправдано. Желательно, чтобы транзистор имел достаточно высо-
кое значение параметра В — коэффициента передачи базового
тока.
Рис. 1.30. Программирование напряжения включения ОПТ
с помощью транзистора
При использовании ОПТ КТ117Г с параметрами ц = 0,8 и
Ибб ~ 8 кОм и транзистора КТ312В с параметрами В = 200, 1эо =
0,1 мкА для схемы рис. 1.30 с Rq = 2 кОм, Е = 20 В и Uy = 10 В
расчет по этим формулам дает 6/п = 10,52 В и 1ц = 11 мкА. При
этом ток пика может быть даже меньше, чем ток пика самого ОПТ
(он меньше 20 мкА). Как показано в [12], применение программи-
рования с помощью дополнительного транзистора позволяет в не-
сколько раз уменьшить разброс Иц при смене ОПТ и повысить
стабильность частоты релаксационных генераторов, построенных
на основе схемы рис. 1.30.
1-9.3. Аналог однопереходного транзистора с входной
S-образной ВАХ
В [5, 6] предложен и детально описан простой и оригинальный
аНалог ОПТ на двух транзисторах с входной S-образной ВАХ. Его
с*ема показана на рис. 1.31, а. В отличие от аналога рис. 1.19,6 с
41
Гпаеа 1
«солон»
Рис. 1.31. Схема аналога ОПТ на двух транзисторах разного
типа проводимости (а) с S-образной входной ВАХ (б)
выходной S-образной ВАХ, аналог рис. 1.31, а имеет входнук
S-образную ВАХ. Она показана на рис. 1.33, б. Следовательно
физически, топологически и схемотехнически он является куд<
более полным аналогом ОПТ, чем широко распространенная схе
ма аналога ОПТ рис. 1.19, б.
ВАХ аналога ОПТ рис. 1.31, а имеет три характерных участка
На участке 1 транзисторы Т1 и Т2 закрыты и входной ток равен
4oi, если напряжение на входе
U<Ux=v\E + R3IkQ2 - Л W,oi = ЧЕ,	(1.24
где
Г| = Лз/СТ?! + Я2 + Я3).	(1.251
Когда напряжение U начинает чуть превышать уровень t/|
транзистор Т\ открывается и его растущий ток эмиттера открыва-
ет транзистор 72. Оба транзистора оказываются в активном режи-
ме, и в схеме действует положительная обратная связь, осуществ-
ляемая через делитель напряжения с отрицательным дифференци-
альным сопротивлением.
Поясним его возникновение, полагая заданным во входную
цепь ток /. С ростом I (это ток базы Т1) растет ток коллектора Т1
и уменьшается напряжение на его коллекторе из-за падения на-
пряжения на резисторе R\. Напряжение на базе Т2 также понижа'
ется. Учитывая, что при открытых Т1 и Т2 падение напряжения на
их эмиттерных переходах невелико (доли вольта) и почти постояН'
но, то можно сделать вывод, что напряжение на базе Т1 (это вхоД'
ное напряжение U) также понижается. Формируется падающий
участок ВАХ — 2. Так продолжается до тех пор, пока Т1 не войде1
42
Однопереходные транзисторы и их аналоги
насыщение. При этом действие положительной обратной связи
рекрашается и отрицательный наклон ВАХ сменяется положите-
ьным наклоном в области больших токов — участок 3 ВАХ.
На рис. 1.32 показаны эквивалентные схемы данного аналога
)ПТ для участке 2 ВАХ (рис. 1.32, а) и участка 3 ВАХ (рис. 1.36,
j). Для участка 2 ВАХ коллекторные токи и сопротивления эмит-
еров определяются хорошо известными выражениями:
D	D
Л, =^77^! + Лои /*2 = 577^ + /*02	(1-26)
гэ| + inf 2d + inf М.	(1.27)
л IM I, UoJ
Рис. 1.32. Эквивалентные схемы аналога ОПТ рис. 1.21 ,а для
участка 2(a) и 3(6) его ВАХ
Здесь коэффициенты т\ и m2 учитывают рекомбинацию носи-
телей в базовых областях транзисторов Т] и Тз.
Для эквивалентной схемы рис. 1.36, а можно записать следую-
щие уравнения:
/ = ЛМ	+ 1)-Л0|,	(1.28)
U +	г,21, +URs,	(1.29)
=7?3/s,+п(£-Л|),	(1.30)
Ie2 = IЭ/(В2 + Г) - Iк02.	(1.31)
Из решения системы уравнений (1.26)—(1.31) найдем выраже-
ние для напряжения U на падающем участке 2 аналога ОПТ:
43
Гпава 1
«СОЛОН»
U = /И,(р7 In
(Z?, +!)(/ +/А0,)
J()l
. + !)(/ + /А(Р) _
т2у Т In —=--------------+ г|Е +
+ ^зЛ()2
n/?,(5, +|)-/?3^Ltl /И( _ nA,B, -Я,^1 /
£?->+!	D -) + I
(1.32
Если принять /koi = /ко2 = 0 и й]»1 и ^2>>1, то выраженц
(1.32) упростится к следующему очевидному выражению:
и = UM + ийП + Г|Е - r\R,BJ.	(1.33
Для участка 3 ВАХ, воспользовавшись эквивалентной схемо|
рис. 1.36, б, можно получить следующее выражение:
Я3(I + —I - Я3 —[ I + — -	+ и
и -Ir.}+U'l+ I	*'	'
j Яз в2
+ Я? Я? Я2 + I
При Z?2>> I
и = Ir6. + US}. + f/ft2( 1 + -У + —| / + — |.
61	031	я2^ я2 + ц e,J
. (1.34!
(1.35|
Определим величину дифференциального сопротивления Яд.
что нужно для определения координат особых точек ВАХ:
dU <рг(/и, +/и2)(Я, +1)	Я,+1	,
--------у---------+	<1-36.
С ростом / и /э первый член (1.36) быстро уменьшается и
Яд -> Яо =-т|Я,Я,.	(1.37)
В точке перегиба (включения) ВАХ а Яд = 0. Приравнивая
(1.36) нулю и подставляя полученное при этом значение /э в
(1.28), получаем координату точки а по току, т. е. ток пика:
j =	Фг(^| + т2)______ц>Т(т, + т2)	3g)
п цЯ.Я, -Я3(Я, +1)/(Я2 +1) “ цЯ.Я,
Из (1.33) и (1.38), пренебрегая малыми токами 4oi и /к02, нахо'
дим напряжение пика:
и a =им + ^6Л +	-Фг(^| + w2).	(1.39'
В основном оно определяется членом г|Е.
44
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Точка впадины б соответствует границе между активным режи-
foM Работы транзистора Т] и его насыщением. Для этой точки
Справедливы одновременно уравнения (1.33) и (1.35). Приравни-
вая их, можно найти ток впадины ВАХ:
= цЕ-Ulb2R,/R2 ~	1
Подставляя (1.40) в (1.35), найдем напряжение впадины ВАХ:
и Е и и (1 Лз 1 2Л3Е
£/< — Г-. — + U-• । + U~ 7 1 + — +------.	(1.41)
'1 /?, Jl Д R2) (B2+\)R,
Отношение
к = h/Io = П^/Фт^, + т2)	(1.42)
характеризует возможное перекрытие по частоте релаксаторов на
аналогах ОПТ. Достоинством данного аналога является большая
величина этого отношения, обычно около 100 раз и более. Это на-
много больше, чем у обычного аналога ОПТ, схема которого при-
ведена на рис. 1.19.
Рассчитанные по приведенным выше формулам семейства ВАХ
аналога ОПТ рис. 1.31, а показаны на рис. 1.33. Эти ВАХ получе-
ны при следующих данных аналога: Т, КТ315Б, Т2 П416Б, т\ = 2,
Рис. 1.33. Расчетные и экспериментальные (пунктир)
семейства ВАХ аналога ОПТ рис. 1.31 ,а при разных
напряжениях Е = 10, 15 и 20 В (а) и при разных
температурах (б)
45
Гпава 1
т? ~ L щ — 0,025 В, /|<о] — 0,01 мкА, /j<02 — l мкА, /*б] — 100 O\
/?| = 8,2 кОм, Л? = 2,2 кОм, /?з = 5, l кОм.
Температурная стабильность ВАХ обусловлена, в основном, щ
мснснием напряжений (/бэ| и (/бэ2, что ведет к параллельно^
сдвигу ВАХ. Интересно, что при этом разница (t/a — Uq) остаетс;
практически неизменной, что способствует получению высока
стабильности частоты у релаксационных генераторов на аналог;
ОПТ этого типа.
1.10.	Функциональные микросхемы
на однопереходных транзисторах
1.10.1.	Однопереходный фототранзистор и оптроны
АОТЮ2/ЗОТЮ2 на его основе
Довольно очевидным способом управления параметром г| ОПТ
является освещение одной из областей баз. Освещение приводит к
генерации электронно-дырочных пар, что ведет к уменьшению со-
противления той или иной области базы. Например, освещение
области первой базы будет приводить к уменьшению сопротивле-
ния этой области, уменьшению параметра г| и напряжения пика
оптически управляемого однопереходного транзистора.
На базе оптически управляемого ОПТ были созданы оптроны,
содержащие наряду с ОПТ светодиод. Такие оптроны обеспечива-
ют гальваническую развязку цепи управления с самим ОПТ, что
необходимо при проектировании ряда электронных схем, напри-
мер источников электропитания. На рис. 1.34 показан вид корпуса
Рис. 1.34. Оптрон на основе однопереходного
фототранзистора (а) и его корпус (б)
46
Однопереходные транзисторы и их аналоги
! схема оптронов серии АОТЮ2/ЗОТ102, выпускаемых нашей
Промышленностью [10].
Оптроны этого типа классифицируются по значению параметра
п диапазону рабочих температур и допустимой мощности рассеи-
вания. Соответствующие данные даны в табл. 1.6.
Таблица 1.6
Квалификационные параметры оптронов серии
АОТЮ2 / ЗОТЮ2
Тип прибора	п	j4 °	С	/рас, мВт	,
" АОТЮ2А	0,51-0,59	-45 -	+55	300 при Т<35 °C
АОТЮ2Б	0,57-0,67	-45 -	+55	300 при Т<35 °C
АОТЮ2В	0,64-0,75	-45 -	+55	300 при Т<35 °C
J АОТЮ2Г	0,72-0,85	-45 -	+55	300 при Т<35 °C
АОТЮ2Д	0,7-0,78	-45 -	+55	300 при Т<35 °C
АОТЮ2Е	0,77-0,85	-45 -	+55	300 при Т<35 °C
ЗОТЮ2А	0,51-0,59	-45 -	+70	165 при Т=70 °C
ЗОТЮ2Б	0,57-0,67	-45 -	+70	165 при Т=70 °C
ЗОТЮ2В	0,64-0,75	-45 -	+70	165 при Т=70 °C
I ЗОТЮ2Г	0,72-0,85	-45 -	+70	165 при Т=70 °C
Оптроны имеют напряжение изоляции до 500 В в диапазоне
температур от минимальной до 35 °C и 200 В в диапазоне темпера-
тур от 35 °C до 70 °C. При и^ь = 10 В изменение параметра г| до-
стигает 15% при изменении входного тока от 0 до 15 мА и 30%
при изменении входного тока от 0 до 30 мА. Выходной ток вы-
ключения при £/бб = 20 В не менее 1 мА, выходное остаточное на-
пряжение при токе 50 мА не более 4 В, ток утечки эмиттера менее
' мкА, межбазовое сопротивление от 4 до 12 кОм, максимальное
межбазовое напряжение и напряжение на эмиттере до 30 В, импу-
льсный ток эмиттера до 1 А при длительности импульса до 10 мкс
и скважности не менее 100. Время включения при токе эмиттера
^0 мА не более 5 мкс, максимальная частота генерации 200 кГц.
^Рсенид-галлиевый светодиод оптрона при токе 15 мА имеет на-
пряжение не более 2 В, максимальный входной постоянный ток
Светодиода 40 мА, импульсный не более 150 мА.
47
Гпаеа 1
«солон»
Рис. 1.35. Зависимость межбазового сопротивления (а)
и зависимость изменения (в процентах) параметра г| (б)
от тока светодиода
На рис. 1.35 показаны две важные зависимости, характеризую-
щие работу однопереходного транзистора: зависимость
межбазового сопротивления и зависимость изменения (в процен-
тах) параметра ц от тока светодиода. Заштрихованной показана об-
ласть изменения параметров.
Температурные зависимости токов выключения и включения
оптрона с однопереходным фототранзистором представлены на
рис. 1.36, а температурные зависимости остаточного напряжения и
тока утечки оптопары на рис. 1.37.
Эти зависимости полезны при проектировании схем на основе
оптрона с однопереходным фототранзистором. Более подробные
Рис. 1.36. Температурные зависимости токов выключения (а)
и включения (б) оптрона с однопереходным
фототранзистором
48
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Рис. 1.37. Температурные зависимости остаточного
напряжения (а) тока утечки (б)
данные по оптронам серии АОТЮ2/ЗОТЮ2 можно найти в спра-
вочных данных [10] и в технических данных на это изделие.
1.10.2.	Функциональные микроэлектронные устройства
серии К295АГ1
Нашей промышленностью выпускается и ряд функциональных
микроэлектронных устройств, в которых применяются ОПТ. При-
мером может служить наша микросхема серии К295АГ1, вид кор-
пуса которой представлен на рис. 1.38.
Эта микросхема предназначена для построения генераторов
импульсов с гальванической развязкой входной цепи запуска от
остальной части схемы. Принципиальная схема устройства пока-
зана на рис. 1.39. Устройство содержит оптрон на фототиристоре и
тиристор, управляемый однопереходным транзистором. Есть так-
Рис. 1.38. Вид корпуса и расположение выводов
функциональной микросхемы К295АГ1
49
Гпава 1
«солон»
Рис. 1.39. Принципиальная схема микросхемы К295АГ1
же набор резисторов для построения тиристорного мультивибра-
тора с разными напряжениями питания.
На рис. 1.40 показаны зависимости от температуры окружающей
среды тока включения (а) и напряжения включения (б) микросхе-
мы К295АГ1. Штриховкой обозначены зоны разброса параметров.
Рис. 1.40. Температурные зависимости тока включения (а)
и напряжения включения (б)
Типичный пример применения микросхемы К295АГ1 показан
на рис. 1.41. Это схема мультивибратора на тиристорах с гальвани-
ческой развязкой цепи запуска и времязадаюшей цепью R|, С]. По-
казанные на схеме соединения применяются при напряжении пи-
тания +48 В. Для питания напряжением 27 В надо соединить выво-
ды 11 и 12, а при питании от напряжения 12 В — выводы 11 и 13.
Приведенные выше данные показывают, что в наше время
ОПТ выпускаются не только как самостоятельные приборы, но и
50
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Рис. 1.41. Принципиальная схема мультивибратора
на микросхеме К295АГ1
как компоненты функциональных приборов (оптроны, генераторы
импульсов и т. д.), реализованных в виде интегральных микро-
схем. При этом такие приборы выпускаются серийно. Это говорит
о том, что ОПТ прочно сохраняет свои позиции как прибор мас-
сового применения для построения сравнительно низкочастотных,
но надежных и стабильных устройств военной, промышленной и
бытовой электроники.
1.10.3.	Однопереходные транзисторы с магнитным
управлением
Чувствительность однопереходных транзисторов к магнитному
полю была детально изучена и описана в [3]. Было показано, что
особенно сильно магнитное поле влияет на межбазовое сопротив-
ление и ток выключения ОПТ. На рис. 1.42 показано семейство
выходных N-образных характеристик симметричного германиево-
го ОПТ. Хорошо заметно сильное влияние магнитного поля на
выходную ВАХ.
На другом рисунке (рис. 1.43) показано влияние магнитного
поля на ряд других характеристик германиевого ОПТ.
В [3] отмечается, что исследований кремниевых магнитоуправ-
ляемых ОПТ не было в 70-х годах прошлого века. К сожалению,
Установить наличие выпускаемых промышленностью кремниевых
опт с магнитным управлением не удалось. Видимо, это связано с
°тсутствием слишком явных преимуществ ОПТ в такой роли пе-
Рсд многочисленными другими приборами, чувствительными к
Магнитному полю.
51
Глава 1
«солон»»
Рис. 1.42. Семейство выходных N-образных ВАХ германиевого
ОПТ при различных напряженностях магнитного поля (в кгс)
Рис. 1.43. Влияние магнитного поля на ряд характеристик
германиевого ОПТ: межбазовое сопротивление (1),
остаточное напряжение (2), напряжение срыва (3) и ток
срыва (4)
52
Глава 2. Основы анализа схем на ОПТ
«СОЛОН»
2.1.	Устойчивость и режимы работы ОПТ
2.1.1.	Малосигнальные эквивалентные схемы
однопереходного транзистора на падающем
участке ВАХ
Для анализа динамики ОПТ прежде всего важно установить эк-
вивалентную схему этого прибора. Малосигнальные эквивалент-
ные схемы ОПТ полезны при проектировании некоторых
устройств на них: LC- и кварцевых генераторов, двухстабильных
(триггерных) схем, релаксационных генераторов и др. устройств.
Все эти устройства в принципе могут строиться на ОПТ, но, как
правило, испытывают острую конкуренцию со стороны подобных
схем на обычных биполярных и полевых транзисторов и предназ-
наченных для их реализации интегральных микросхем.
ОПТ можно рассматривать как прибор, накапливающий в от-
крытом состоянии заряд дырок, и управляемый этим зарядом.
При этом скорость изменения заряда во времени d(?/dr равна раз-
ности между внешним током эмиттера, вводящим в структуру
ОПТ заряд и скоростью исчезновения заряда 2/тр вследствие ре-
комбинации (здесь тр — время жизни носителей в области первой
базы). Таким образом, уравнение заряда можно записать в виде:
Обычно считается, что при переходных процессах в схемах на
ОПТ в приборе сохраняется распределение носителей, близкое к
стационарному (т. е. при d(?/d/0). В этом случае накопленный за-
ряд пропорционален току эмиттера:
Q = тр/э.	(2.2)
Электрическим эквивалентом ОПТ, как прибора, накапливаю-
щего заряд, естественно считать конденсатор, заряд которого ра-
вен
Qc=Cuc.	(2.3)
Поскольку рассматривается эквивалентная схема на перемен-
ном токе, то можно записать следующие выражения:
53
Гпава 2
Л (	dQ = тр с1/э и d(?c = Cdz/c-	(2.4)
«сол5^ Уподобляя ОПТ конденсатору, мы должны положить dQ = dQc
и du = dwc. Отсюда следует, что
С = т =
" du, |/?о|’
(2.5)
где Rq — отрицательное дифференциальное сопротивление ОПТ в
рабочей точке (на падающем участке S-образной ВАХ).
Итак, малосигнальная эквивалентная схема ОПТ на падающем
участке его входной S-образной ВАХ может быть представлена от-
рицательным дифференциальным сопротивлением в рабочей точ-
ке Rq, с параллельно включенной отрицательной емкостью С
(рис. 2.1, а). Их произведение дает постоянную времени тр, кото-
рая задает и постоянную времени экспоненциальных переходных
процессов при малых изменениях тока эмиттера.
Рис. 2.1. Малосигнальные эквивалентные схемы ОПТ
на падающем участке входной S-образной ВАХ
Полное сопротивление ОПТ со стороны эмиттера можно опре-
делить как:
Z =-----гА—г + 7е0—Н—,—г-	(2.6)
1 + со2Я2С2 1 + со2Я2С2
Годограф такой эквивалентной схемы располагается в третьем
квадранте графика частотной характеристики полного сопротив-
ления Z на комплексной плоскости. Однако, как известно, в том
же квадранте располагается и годограф эквивалентной схемы, ко'
торая состоит из отрицательного сопротивления /?$ и последовате'
льно включенной с ним индуктивности Q (рис. 2, б). Полное со*
противление такой цепи:
Z, =-/?.,+ jaLs.	(2.7’
54
Основы анализа схем на ОПТ
Приравнивая Z и Z$, нетрудно найти значения /?$ и L$:
R, =-|/?J/(l + со2/?;С2),	(2.8)
Ls =|С|/?2/(1+со2/?2С2).	(2.9)
Итак, в этой эквивалентной схеме отрицательное сопротивле-
ние на падающем участке ВАХ и индуктивность на этом участке
оказываются частотно зависимыми. На низких частотах, однако,
Rs -> R„ и £s -+\C\R;	(2.10)
Rs и Ls перестают зависеть от частоты. Поскольку ОПТ использу-
ется только в низкочастотных схемах, то (2.10) вполне применимо
и эквивалентная схема в виде отрицательного сопротивления и
последовательной индуктивности (рис. 2,6) вполне корректна.
2.1.2.	Устойчивость основной схемы
Основной схемой на ОПТ является схема, представленная на
рис. 2.2. В ней эмиттер ОПТ подключен к источнику напряжения
питания +Е через цепь RC, а на базу 2 через резистор 7?б2 подается
напряжение (/бб- В зависимости от величины напряжения источ-
ника Е и величины сопротивления R схема рис. 2.1 может выпол-
нять функции различных устройств, например триггера или релак-
сационного генератора (релаксатора).
Рабочая точка схемы рис. 2.1, выбранная на участках ВАХ с по-
ложительным дифференциальным сопротивлением, всегда абсо-
лютна устойчива. Поэтому анализ устойчивости достаточно про-
водить только для рабочих точек, расположенных на участке ВАХ
с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Для этого
Можно использовать эквивалентные схемы, показанные на
рис. 2.3.
Рис. 2.2. Основная схема на ОПТ
55
Гпаеа 2
«солон»»
Рис. 2.3. Эквивалентные схемы: с двухполюсником
с S-образной ВАХ (а) и малосигнальная (б)
Эквивалентная схема рис. 2.3, а представляет ОПТ как двухпо-
люсик с S-образной ВАХ, а схема рис. 2.3, б является малосигна-
льной эквивалентной схемой. В ней ОПТ представлен отрицатель-
ным сопротивлением и индуктивностью, включенными последо-
вательно.
Уравнение для малых приращений тока эмиттера i для схемы
рис. 2.3, б можно представить в виде:
где
(2.11)
(2.12)
Характеристическое уравнение этой схемы имеет вид:
X2 + оХ + р = 0,	(2.13)
Корни характеристического уравнения равны:
Хи=~±^--р.	(2.14)
Устойчивость рабочей точки возможна, если действительная
часть обоих корней характеристического уравнения отрицательна.
Из (2.14) следует, что это возможно при одновременном выполне-
нии двух условий:
Я> |/?ol, Ж Ls/RqC.	(2.15)
Первое из них является условием устойчивости по постоянно-
му току, а второе — по переменному току. Объединяя эти условия,
получаем условие абсолютной устойчивости рабочей точки
\R0\< R< LS/ROC.	(2.16)
56
Основы анализа схем на ОПТ
2.1.3.	Диаграммы устойчивости и режимов работы lit /
В зависимости от выбора рабочих точек на различных участках•‘солони
ВАХ и характера их устойчивости, основная схема рис. 2.2 может
работать в различных режимах. Для импульсных устройств пред-
ставляют интерес следующие режимы работы схемы:
•	двухстабильный (триггерный);
•	ждущий релаксационный;
•	автоколебательный релаксационный;
•	режим схемы временной задержки;
•	режим нелинейного управляемого сопротивления.
От характера устойчивости рабочих точек зависит не только ре-
жим работы, но и принципиальная возможность построения тех
или иных устройств на лавинных транзисторах. Поэтому вопрос
об устойчивости рабочих точек весьма важен, как в теоретиче-
ском, так и практическом аспекте.
На рис. 2.4 представлена диаграмма зон работы схем рис. 2.1 в
различных режимах.
На рис. 2.5 показаны возможные варианты расположения на-
грузочной прямой для схемы рис. 2.2. Вместе с диаграммой
рис. 2.4 этот рисунок дает хорошее представление о существую-
щих режимах работы основной схемы рис. 2.2.
В табл. 2.1 представлены основные режимы работы основной
схемы рис. 2.1 в различных зонах ее устойчивости и отмечены со-
ответствующие положения нагрузочной прямой резистора R. Эти
Rue. 2.4. Диаграмма зон устойчивости и режимов работы
схем рис. 2.1 и 2.4
57
Гпава 2
«солон»»
Рис. 2.5. Возможные положения линии нагрузки резистора R
для схемы рис. 2.2
данные в первую очередь необходимо учитывать при проектирова-
нии различных устройств на ОПТ.
Таблица 2.1
Режимы работы основной схемы рис. 2.1
Зона устойчивости	Положение линии нагрузки	Режим работы
1	а, б	Переключение
1 I	а, б	Переключение
I I 1	г	Апериодическое усиление
IV	г	Избирательное усиление
V	г	Генерация синусоидальных колебаний
VI	а, в, г, д	Генерация релаксационных колебаний
Не стоит забывать, что здесь речь идет о принципиальных воЗ'
можностях ОПТ работать в тех или иных схемах и режимах. Прак
тическая целесообразность, разумеется, диктуется и другими фак
торами. В частности, наличием или отсутствием тех или иных пре
имуществ перед схемами на других приборах и, прежде всего, н*
специализированных интегральных микросхемах.
58
Основы анализа схем на ОПТ
2.1.4.	Особенности выбора положения линии нагрузки
Теперь рассмотрим некоторые особенности выбора положения «солон»
линии нагрузки резистора R на S-образной ВАХ схемы рис. 2.2 и
ее эквивалента рис. 2.3. Они задаются значением напряжения пи-
тания и величиной сопротивления /?.
Вариант а положения линии нагрузки (см. рис. 2.5) соответст-
вует трем точкам пересечения нагрузочной прямой с ВАХ. Точка 1
всегда устойчива, так как находится на участке, соответствующем
положительному дифференциальному сопротивлению. Точка 2
всегда неустойчива, так как R < |7?о1- Точка 5, в зависимости от со-
отношения параметров схемы, может быть как устойчивой, так и
неустойчивой. В первом случае схема будет работать как двухста-
бильная переключающая схема (триггер), во втором — как жду-
щий релаксационный генератор, исходное состояние которого со-
ответствует устойчивой точке 7.
Вариант б является наиболее подходящим для построения двух-
стабильных схем (триггеров), так как обе точки 7 и 3 на участках
положительного сопротивления устойчивы при любой емкостной
нагрузке схемы. Однако в ряде случаев в точке 3 рассеиваемая
транзистором мощность превышает допустимую. Вариант а также
соответствует двухстабильному режиму работы, но точка 3 устой-
чива условно лишь при малой емкости С.
Вариант расположения нагрузочной прямой в соответствует
ждущему режиму работы релаксационного генератора с закрытым
в исходном состоянии ОПТ. После запуска отпиранием ОПТ кон-
денсатор С быстро разряжается через ОПТ и формируется разряд-
ный импульс. После этого рабочая точка возвращается в свое ста-
бильное положение 1.
Ждущий режим работы возможен и в том случае, если нагру-
зочная прямая совпадает с прямой д, при этом единственная рабо-
чая точка 3 устойчива и соответствует включенному состоянию ла-
винного транзистора. В таком режиме ОПТ запирается запускаю-
щим импульсом, после чего накопительный- конденсатор С
н&чинает заряжаться. Когда напряжение на нем достигнет напря-
жения 7/п, ОПТ включается, конденсатор разряжается и рабочая
т°Чка возвращается в исходное состояние. Разряд конденсатора
происходит с задержкой на время заряда, что позволяет использо-
Вать этот режим в схеме временной задержки.
59
Гпава 2
^(22. Анализ основной релаксационной схемы
на ОПТ
2.2.1.	Влияние внешних сопротивлений в цепи баз
Релаксационными обычно называют устройства, содержащие
накопитель энергии и устройство для его разряда. Работа релакса-
тора имеет две медленные стадии — накопления энергии и ее по-
глощения (релаксации). Накопителем энергии у приборов с S-об-
разной ВАХ является конденсатор, а у приборов с N-образной
ВАХ — индуктивность. Далее рассматриваются только емкостные
релаксаторы.
Выполненный в главе I анализ ВАХ на основе физической мо-
дели ОПТ не дает полного представления об особенностях ВАХ
при включении в цепи баз внешних сопротивлений. Между тем
такое включение часто осуществляется, например, с целью снятия
разрядных импульсов и температурной стабилизации частоты ко-
лебаний релаксационного генератора (рис. 2.6).
Рис. 2.6. Схема релаксатора на ОПТ с включенными в цепи
баз внешними резисторами
Уравнение для ВАХ можно легко получить, если известна завП'
симость сопротивления Rb i от эмиттерного тока. В [3] предложен^
простая аппроксимация для этой зависимости:
Л4,(Ъ) =	+	(2.Г
где /?БШ — минимальное сопротивление первой базы (сопротШ5
ление насыщения), m — коэффициент, задающий степень модуля
ции первой базы. Для ОПТ КТ117, к примеру, /?Б1 = 3,6 к0>*
/?Б1Н = 21 Ом, т = 1,31 1/Ом.
60
Основы анализа схем на ОПТ
Из рис. 1.1 и 2.6 нетрудно получить уравнение входной ВАХв^Т
ОПТ в схеме рис. 2.6:	«-ОР
—-МЬ1) <-8>
Л62 + R, + (/?С2 + Л2 )(1 + ml,) + Л5|
где последний член — это падение напряжения на эмиттерном пе-
реходе ОПТ.
Дифференцируя (2.18) по току эмиттера /э и приравнивая про-
изводную нулю в области малых токов, где	найдем ток
пика:
<Рг
п
(2.19)
[(А, + А£1)(А2 + Я52)]
кп (^i + Rs\ + Rb\h
где
Л/7 = ^Б\ + ^Б2 + ^Б1Н +	+ &)•	(2.20)
Обычно А2<<Аб2 и	Тогда из (2.19) и (2.20) можно по-
лучить несколько более простое выражение для тока пика:
RB\ ^Б2 mERB\ _ J
&Б\ + &Б2 _^Б\ + &Б\
Подставляя в (2.18) значение /э = и считая падение напря-
жения на эмиттерном переходе практически постоянным и рав-
ным t/д, найдем напряжение пика ВАХ ОПТ:
Un = г\кЕ + ид.	(2.22)
Теперь найдем максимально возможный ток эмиттера вклю-
ченного ОПТ /м- Для этого подставим (2.22) в (2.18). Получаемое
пРи этом квадратное уравнение имеет два корня. Один, равный 0,
Дает ток пика при t/д = const, другой значение
j = t\rERB\ (^5i +	+ (^i +	^rE + RsJm
"	Rrih +	~ Кб\н +	;
Для нахождения тока впадины вновь продифференцируем
’2.18), но при падении напряжения на эмиттерном переходе, рав-
И°М ид = const. Приравняв производную нулю и решив получен-
61
Глаеа 2
( ное квадратное уравнение, находим ток 1В, соответствующий по.
ложнтсльному корню:
________Кц_________+ м
Rf--, + /?-> + /?| J Rh, + R, + R}
*//
Rb, + R-> + А ।
(2.24)
При малых
Я] и Яз имеем:
mhl
। "Пл
(2.25)
Подставляя /п в (2.18), можно найти напряжение в точке
впадины.
2.2.2.	Анализ переходных процессов
автоколебательного релаксатора на ОПТ
Основная схема автоколебательного релаксационного генерато-
ра на обычном ОПТ была представлена на рис. 2.6. Величину ре-
зистора Я берут такой, чтобы рабочая точка ОПТ располагалась на
падающем участке S-образной входной ВАХ. При этом конденса-
тор С периодически заряжается через резистор Я от напряжения
впадины ВАХ Ug (вначале от 0) до напряжения пика ВАХ £/п =
П/?^бб + ^э(//7), а затем разряжается от этого уровня до (/д. На
рис. 2.6 показаны все три варианта включения дополнительных
резисторов для съема с них коротких импульсов (обычно исполь-
зуется один или два варианта).
В ОПТ, задолго до появления интегральных таймеров, были ре-
ализованы два основополагающих принципа стабилизации перио-
да релаксационных колебаний: применение внутреннего делителя
напряжения для задания порогового напряжения включения и до*
стижение пропорциональности между порогом включения и на-
пряжением источника питания.
Времена заряда и разряда С при отсутствии дополнительны'
резисторов приближенно равны:
F - U
t = RC\n —	(2.2?
E-U„
И
t„ =CR„K,\n^f-.	(2.2*
и в
62
Основы анализа схем на ОПТ
Эти формулы соответствуют временам заряда и разряда в клас-
сическом релаксаторе на безынерционном приборе с S-образной
gAX (даже на неоновой лампе). Сопротивление ОПТ во включен-
ном состоянии /?во<</?, поэтому период колебаний при
И /?Б2<<^ББ:
Е - U	I
/0 - г, 4- tn = t = RC In-в- = RC In —!—.	(2.27)
°	3 P 3	E-Un	1-n,
Итак, при сделанных допущениях период колебаний не зависит
от напряжения питания Е. Однако, поскольку эти допущения со-
блюдаются не совсем точно (особенно это касается условия
[/в<<£), то некоторая зависимость /о от Е все же имеет место. Тем
не менее, релаксатор рис. 2.6 относится к числу высокостабильных
(по частоте) импульсных схем. Для получения высокой стабильно-
сти желательно задавать Е > 10 В и уменьшить значения R\ и R^.
Максимальное и минимальное значение R можно оценить из
следующих очевидных выражений:
= (E-Un )/fn и	= (Е - ив)/Гв. (2.28)
На температурную стабильность напряжения С/п влияют два
фактора — изменение напряжения на р-л-переходе и изменение
сопротивления R^. Если выбрать 7?б2 = ^ббЛ1/?^бб> где К= 0,3 —
0,7 то можно получить взаимную компенсацию этих факторов и
высокую стабильность t/n в широком диапазоне температур. Чуть
позже мы рассмотрим термостабилизацию релаксатора более по-
дробно.
2.2.3.	Экспериментальное исследование релаксатора
на ОПТ
Хотя схемы на обычных ОПТ давно известны, в советской лите-
ратуре [1—3] очень мало данных об их конкретных параметрах и
Реальных формах генерируемых импульсов. В этой книге предпри-
нята попытка восполнить этот пробел — в ней дается не только те-
оретическое описание схем, но и приводятся наглядные осциллог-
раммы переходных процессов, снятые с помощью новейшего циф-
рового запоминающего осциллографа TDS 2024В фирмы Tektronix.
Оценим реальные параметры и форму импульсов, генерируе-
мых релаксатором рис. 2.6. Осциллограммы импульсов на базе 2
вверху) при С = 6800 пФ, R = 100 кОм (переменный резистор),
^62 = 2 кОм, /?б1 = /?р = 200 Ом и на конденсаторе С (сверху) пред-
63
Гпаеа 2
< Averages
1 Г“ Т !
chi zoo? " ‘сн2 20.W м ibojus.СН1 X ШУ
СНЗ 1JJOV СН4 1.00V	3-Jan-0717:42 1.ttWLH<
Рис. 2.7. Осциллограммы импульсов релаксатора
при достаточно большой емкости конденсатора С = 6800 пФ
(общий обзор переходных процессов)
ставлены на рис. 2.7. Частота повторения импульсов генератора
была близка к 20 кГц и может плавно меняться в десятки раз при
применении переменного резистора R.
Напряжение на конденсаторе С имеет классический для релак-
сатора вид — экспоненциальное медленное нарастание при заряде
конденсатора С с постоянной времени CR и затем быстрый спад
при его разряде с постоянной времени CRp. Таким образом гене-
рируются импульсы с высокой скважностью — отношением /3//р
Однако короткие импульсы на резисторе R^2 имеют довольно бо-
льшие времена нарастания и спада из-за невысокого быстродейст-
вия ОПТ при его включении и выключении. Их конкретные зна-
чения равны примерно 1,6 и 1 мкс. Эти импульсы можно исполь-
зовать, например, для запуска тиристора или биполярного
транзистора. Для получения импульсов положительной полярно-
сти можно включить резистор небольшой величины (сотни Ом -
единицы кОм) в цепь базы 1.	'
На рис. 2.8 показаны осциллограммы релаксатора, характеризу-
ющие переходные процессы в схеме релаксатора в области разряд
С. Они полностью подтверждают сделанное выше описание.
Практически работа релаксатора возможна при увеличении ем-
кости С до десятков и сотен мкФ. Однако при уменьшении емко
сти С до десятков-сотен пФ работа релаксатора ухудшается из-^
инерционности процессов включения и выключения ОПТ. ЭТ1’
прекрасно видно из осциллограмм переходных процессов релакс3'
тора при С = 100 пФ, представленных на рис. 2.9. Здесь уже <*
видно резких переходов между стадиями заряда и разряда С, иМ'
64
Основы анализа схем на ОПТ
Рис. 2.8. Осциллограммы импульсов релаксатора
при достаточно большой емкости конденсатора С = 6800 пФ
(переходные процессы в области разряда С)
«солон»
Рис. 2.9. Осциллограммы импульсов релаксатора
'‘'при достаточно малой емкости конденсатора С = 100 пФ
пульсы разрядного тока имеют меньшую амплитуду, и разница
между временами нарастания и спада их практически исчезает.
Используя метод заряда, можно рассчитать переходные процес-
сы при малых С путем математического моделирования их. Одна-
ко вряд ли это имеет большую практическую ценность, поскольку
Работа релаксатора на ОПТ в вырожденном релаксационном ре-
жиме дает параметры импульсов, едва ли полезные для практиче-
ских целей. Заметим, что частота автоколебаний для релаксатора
На ОПТ КТ117 в этом случае приближается к максимально огово-
ренной в технических условиях частоте в 200 кГц (осциллограммы
РИс. 2.9 соответствуют частоте около 125 кГц).
Приходится констатировать, что релаксаторы на ОПТ —
Устройства низкочастотные и вряд ли стоит их применять на час-
3 ’вк. 252
65
Гпаеа 2
Л I тотах выше десятков кГц. В то же время гладкость переходи
процессов в релаксаторе рис. 2.6 гарантирует минимальные имг
льсные помехи и способствует устойчивости работы систем, в
торых применяются такие релаксаторы. При О 0,01 нФ релак^
тор на ОПТ ведет себя как идеальный релаксатор на прибор^
S-образной ВАХ и обеспечивает хорошую форму импульсов.
при этом частота их повторения не превышает 10—20 кГц.
2.2.4.	Температурная стабилизация частоты
релаксатора на ОПТ
Рассмотрим упрощенную схему автоколебательного релаксат
ра на ОПТ, показанную на рис. 2.10, а. В ней оставлены миним
льно необходимые элементы. Заметим, что удаление резистора)
цепи первой базы позволяет получить минимальное остаточщ
напряжение на включенном ОПТ.
Рис. 2.10. Упрощенная схема автоколебательного
релаксатора на ОПТ (а) и вариант схемы с иным включение*
конденсатора С
Вариант схемы рис. 2.10, б отличается включением конденсате
pa С. Обе схемы рис. 2.10 равнозначны и имеют одинаковые вре
менные зависимости напряжений. Однако следует учитывать, чт
схема рис. 2.10, б создает в цепи источника питания Е сильны
броски тока, что может порождать сильные импульсные помех!
Поэтому предпочтительной является схема рис. 2.10, а.
В схемах рис. 2.10 оставлено сопротивление /?2 в цепи второ1
базы ОПТ. Его включение позволяет наряду с экспоненциальны^1
пилообразными импульсами, снимаемыми с конденсатора С, rtf
лучать еще и короткие импульсы, возникающие в моменты разряд
конденсатора из-за понижения межбазового сопротивления ОП^
Эти импульсы и снимаются со второй базы ОПТ при наличии Я?
66
Основы анализа схем на ОПТ
Но включение Ri нередко преследует и еще одну важную
цель — температурную стабилизацию напряжения включения
ОПТ и, соответственно, периода и частоты колебаний релаксато-
ра. Остановимся на этом вопросе более подробно.
Напряжение пика S-образной ВАХ в схеме рис. 2.10, а при /?2 =
О определяется как
кТ ( /	А
U п =x\E + U Г1 = nE + — In + 1 .	(2.29)
<7	изо	)
Температурная стабильность параметра г| очень мала, посколь-
ку внутренние резисторы /?бi и 7?б2 выполнены на основе одного и
того же полупроводника и параметр г| = /?б1/(^Б1 + ^Б2) остается
неизменным при одинаковом изменении этих сопротивлений при
изменении температуры. На самом деле возможны различия в
температурных коэффициентах этих сопротивлений на уровне не-
большой неоднородности полупроводника. Однако, как показали
многочисленные исследования, температурный коэффициент из-
менения параметра т| не превышает 0,01%/ °C.
Таким образом, основным источником температурного измене-
ния £/п является температурный дрейф напряжения на эмиттер-
ном переходе t/д, который определяется вторым членом в выраже-
нии (2.29). Заметим, что ток Тэо экспоненциально растет с ростом
температуры Т, в результате чего напряжение t/д не растет с рос-
том температуры вследствие наличия Т в множителе перед лога-
рифмом, а, напротив, падает. Величина температурного дрейфа t/д
составляет —(2—2,5) мВ/ °C. Это ведет к уменьшению t/д с ростом
Г, уменьшению времени /з и повышению частоты колебаний ре-
лаксатора рис. 2.10 при = 0.
На рис. 2.11 [6] показаны температурные зависимости t/n,
скомпенсированного t/пк и 7?бб для двух ОПТ — ОПТ1 и ОПТ2.
Кривые 1 и 2 показывают, что пиковое напряжение t/n без ком-
пенсации падает практически линейно в диапазоне температур от
"60 до +120 °C, а кривые 5 и 6 демонстрируют практически ли-
нейный рост межбазового сопротивления в том же диапазоне из-
менения температуры.
При включении R^ напряжение на второй базе с ростом темпе-
ратуры будет расти из-за положительного температурного коэф-
фициента изменения /?бб- Это, при определенном выборе Л2, по-
зволяет получить практически постоянное значение t/пк — кри-
fibie 3 и 4 на рис. 2.11.
з*
67
Гпаеа 2
Рис. 2.11. Температурные зависимости Un,
скомпенсированного Упк и &бб для двух ОПТ — ОПТ^ и ОПТ2
Оценим значение R2, необходимое для термокомпенсации на
пряжения пика [8]. Для этого напряжения в схеме рис. 2.10 можнс
записать:
Еп
уЕ
1 +
(2.30

Введя температурные коэффициенты для напряжения t/д, со
противления и межбазового сопротивления 7?бб, можно запи
сать выражения для изменения напряжении U^.
dUn dUn ~
dT dUj Uj
dUn
dURi
dUn
дКББ
a r
КББ
(2.311

Из (2.30) и условия dUn/ОТ можно найти искомое значение R2
^Uj Ед RBB
(kRc -kRi)r\E
(2.32'
Здесь k\ — относительное изменение каждого /-го параметра
Если пренебречь температурным изменением сопротивления Ry
то можно получить:
_ К;, \RSb
(2.33'
При известных параметрах аи и kR имеем:
Я2 =0,375 Я^/цЕ.	(2.34)
68
Основы анализа схем на ОПТ
Эффективность температурной
компенсации изменений частоты
иллюстрирует рис. 2.12, на кото-
ром представлены температурные
зависимости частоты при выборе
fo различной величины. Для ОПТ
КТ117 величина обеспечиваю-
щая термокомпенсацию напряже-
ния пика, составляет сотни Ом.
Из рис. 2.12 видно, что термо-
стабилизация наступает при Л2 не-
много менее 1 кОм. Заметим сра-
зу, что описанный метод термо-
стабилизации возможен при
применении обычных ОПТ, но не
применим для схем на программи-
руемых ОПТ. В связи с этим более
детальный анализ условий ком-
пенсации в наше время теряет
свою актуальность. К тому же по-
лучение более точных условий
Рис. 2.12. Зависимости
частоты релаксатора
на ОПТ от температуры
при разных значения R2
«солон*
компенсации обесценивается разбросом параметров ОПТ и необ-
ходимостью практического подбора величины /?2 для приемлемой
компенсации. Термокомпенсация возможна и при включении
(рис. 2.6) достаточно малой величины.
2.3.	Внешнее управление релаксатором на ОПТ
2.3.1.	Синхронизация автоколебательного релаксатора
на ОПТ по цепи эмиттера
Рассмотренный выше автоколебательный релаксационный ге-
нератор генерирует импульсные колебания без какого либо внеш-
него воздействия. При этом стабильность периода и частоты коле-
баний оказывается довольно низкой (порядка 10“3 в относитель-
ных единицах). Для повышения стабильности частоты
Релаксационных колебаний и, одновременно, обеспечения их
синхронности с некоторыми внешними колебаниями использует-
ся два основных метода: синхронизации автоколебаний и ждущего
запуска релаксатора.
69
Гпаеа 2
Вначале рассмотрим суть синхронизации, т. е. синхронной р
боты в простейшем случае двух источников сигналов — самого pt-
лаксатора и некоторого генератора внешнего (синхронизирую^
го) сигнала. Синхронизация может быть полезной во многих
чаях, например:
•	получения повышенной стабильности частоты релаксациор
ных колебаний, равной стабильности частоты синхронизм^
ющего сигнала;
•	обеспечения синхронности работы устройств, например, ге
нератора развертки осциллографа и исследуемого сигнала;
•	применения релаксатора в качестве делителя частоты син
хронизирующего сигнала и т. д.
В простейшем случае для синхронизации релаксатора достаток
но ввести в хронирующее напряжение заряда конденсатора син
хронизирующий сигнал. В качестве примера рассмотрим схему ре
лаксатора, показанную на рис. 2.13. В ней синхронизирующие
сигнал в виде коротких отрицательных импульсов подается чере:
конденсатор малой емкости Q прямо на времязадающий конден
сатор С.
На рис. 2.14 показаны осциллограммы напряжений в различ
ных точках релаксатора рис. 2.13. Показаны сверху вниз: синхро
низирующие импульсы, импульсы на второй базе ОПТ, импульсь
на времязадающем конденсаторе С и импульсы на первой базе
Особенно характерна осциллограмма на времязадающем конден
саторе — она наглядно поясняет суть синхронизации. Она заклю
Рис. 2.13. Релаксатор,
синхронизированный
импульсами, поданными
на времязадающий
конденсатор
Тек -TL.^.BWd, ._МРоя40вЛдк ACQUrt
СН1 * СН2 50.0V ' М 25.0дм	A'CH4/360mV
СНЗ 10.0V СН4 2J30V	10-J^-07 22^5	10.0001 kHz
Рис. 2.14. Осциллограммы
напряжений в различных
точках релаксатора
70
Основы анализа схем на ОПТ
(ается в том, что напряжение периодически достигается не то- Ж /
|Ько за счет экспоненциального роста хронирующего напряжения
<а этом конденсаторе, но и за счет быстрого нарастания напряже-
ния на конденсаторе за счет наложенных на хронирующее напря-
жение импульсов.
Из осциллограммы хронирующего напряжения отчетливо вид-
но, что в данном случае кратность синхронизации равна 5, т. с.
включение ОПТ достигается через каждые пять импульсов син-
хронизирующего сигнала. Таким образом, частота колебаний ре-
лаксатора ровно в 5 раз ниже частоты синхронизирующих импуль-
сов. Они подавались с генератора произвольных функций
AFG3101 фирмы Tektronix, стабильность частоты которого соста-
ляет 10"6 в течение года и при изменении температуры в рабочем
диапазоне температур. Можно сказать, что релаксатор рис. 2.13
выполняет функции делителя частоты.
2.3.2.	Синхронизация автоколебательного релаксатора
на ОПТ по цепи второй базы
Другой вариант подачи синхронизирующего сигнала показан
на рис. 2.15. В этой схеме релаксатора синхронизирующие импу-
льсы подаются на вторую базу ОПТ и вызывают периодическое
снижение напряжения ОП ОПТ. Включение ОПТ происходит в
момент, когда хромирующее экспоненциально нарастающее на-
пряжение дорастает до ближайшего уровня, пониженного за счет
синхроимпульса напряжения С/п-
Осциллограммы напряжений в схеме рис. 2.15 показаны на
рис. 2.16. Здесь показан случай синхронизации с кратностью, рав-
ной 1. В этом случае частота релаксационных колебаний равна ча-
2.15. Синхронизация релаксационного генератора подачей
синхроимпульсов на вторую базу ОПТ
71
Гпава 2
Рис. 2.16. Осциллограммы
напряжений в схеме рис. 2.15
при кратности
синхронизации, равной 1
Тек Л_	О Trig J	М Роя 406Ди$ ACCiiJipj
’ТТТТП ЛТГГГГПТПТГПТТ1 А
CHI	СН2 sOv	МЭЫЬи '	CH4/S6toV
СИЗ SOOmV О« 2MV	10-Jan-07 212»	1ОЛОО11сНг
Рис. 2.17. Осциллограммы
напряжений в схеме рис. 2.15
при кратности
синхронизации, равной 10
стоте синхроимпульсов и обеспечивается наиболее устойчивая
синхронизация.
Осциллограммы рис. 2.17 показывают еще один пример син-
хронизации релаксатора — с кратностью 10. Эта кратность при ис-
пользовании релаксатора в роли делителя частоты близка к преде-
льной. При большей кратности не исключен сбой синхронизации.
Синхронизированные релаксаторы на ОПТ можно включать
последовательно, что позволяет получить большие коэффициенты
деления, порядка многих тысяч. Благоприятным фактором тут яв-
ляется довольно высокая стабильность частоты автоколебаний ре-
лаксатора на ОПТ при изменении как напряжения питания, так и
температуры. В этом ОПТ заметно превосходят большинство ра-
нее применяемых релаксационных схем на транзисторах, напри-
мер обычных мультивибраторов или блокинг-генераторов. Правда,
это справедливо лишь для частот не более 100—200 кГц.
Как правило, для получения устойчивой синхронизации каждо-
го каскада (релаксатора) нужно выполнять резистор R в виде по-
следовательно включенных постоянного и переменного резисто-
ров. Возможно деление только почти постоянной частоты. Если
частота меняется, то будет наблюдаться скачкообразное изменение
коэффициента деления.
В настоящее время делители частоты на основе синхронизиро-
ванных релаксаторов применяются редко, поскольку есть куда бо-
лее стабильные и не требующие настройки делители частоты на
основе пересчетных схем, например триггеров со счетным запус-
72
Основы анализа схем на ОПТ
ком* Тем нс менее, отдельные применения синхронизируемых pc-
таксаторов не исключены. В частности, это относится к схемам
фазового управления тиристорами, применяемым в преобразова-
телях электроэнергии и в источниках электропитания.
2.3.3.	Ждущие релаксаторы с нормально закрытым ОПТ
Наиболее известным способом внешнего управления релакса-
ционным генератором является внешний запуск, реализованный в
ведущем режиме работы релаксатора. Два основных варианта жду-
щего релаксатора показаны на рис. 2.18.
а)	б)
Рис. 2.18. Ждущие релаксаторы на ОПТ с запуском
на базу (а) и на эмиттер (б)
В обоих вариантах резистор R подключается к источнику на-
пряжения Е < t/fj = i/д + Пи^бб- Это соответствует положению на-
грузочной прямой г на рис. 2.5. Рабочая точка 1 при этом находит-
ся на первом восходящем участке S-образной ВАХ, она устойчива
и соответствует нормально закрытому ОПТ. Таким образом, обес-
печивается исходное стабильное состояние при закрытом ОПТ.
Варианты схемы рис. 2.18 отличаются местом подачи запускаю-
щего импульса и его полярностью. В схеме рис 2.18, а запускаю-
щий импульс отрицательной полярности подается через раздели-
тельный конденсатор С3 на вторую базу ОПТ. Это вызывает уме-
ньшение 67п до уровня менее Е, что приводит к отпиранию ОПТ и
Развитию регенеративного процесса его включения и последую-
щему разряду С. Таким образом, формируется один цикл колеба-
НИЙ. При подаче следующего запускающего импульса (спустя вре-
мя восстановления /в = 3/?Q возможен очередной запуска релак-
Сатора и т. д.
В схеме рис. 2.18, б запускающий импульс положительной по-
лярности подается на эмиттер и конденсатор С. Для этого генера-
73
Гпава 2
«СОЛОН»
Тек _П_ В Т;>9 МРоя40Л0ди ACOUlF;[
Рис. 2.19. Вариант схемы
ждущего релаксатора
с одним источником питания
СНЗ 2.00V СН4 5XI0V	25-J«h07 08Ю5 UiOOOIkHz
Рис. 2.20. Осциллограммы
импульсов релаксатора
рис. 2.19
тор запускающих импульсов должен обладать малым (желательно
около 50—100 Ом) выходным сопротивлением и амплитудой им-
пульсов, достаточной для того, чтобы напряжение на С превысило
уровень t/n ОПТ. Это ведет к отпиранию ОПТ и формированию
цикла колебаний.
Нередко наличие двух источников питания в схемах рис. 2.18
нежелательно. Этого недостатка решен вариант схемы ждущего
релаксатора, показанный на рис. 2.19. Здесь для уменьшения на-
чального уровня напряжения на конденсаторе С используется де-
литель напряжения на резисторах R\ и Aj, создающий начальное
напряжение на С, равное ERi/(R\ + Ri)- Это напряжение должно
быть несколько меньше, чем t|r£. В остальном работа этого вари-
анта релаксатора подобна работе схемы рис, 2.18, б. Время восста-
новления этого варианта релаксатора ?в = 3CR\Rz/(Ri + R?).
Осциллограммы импульсов ждущего релаксатора с одним ис-
точником питания и нормально закрытым ОПТ показаны на
рис. 2.20. Показаны импульсы запуска, напряжения на конденса-
торе С и базах ОПТ.
2.3.4.	Ждущий релаксатор с нормально открытым ОПТ
Ждущий режим можно реализовать и при нормально открытом
ОПТ (рис. 2.21). В этой схеме величина резистора R уменьшена
настолько, что ток эмиттера в исходном состоянии задается боль-
ше тока впадины t/в S-образной входной ВАХ ОПТ. Это соответ-
74
Основы анализа схем на ОПТ
тВует линии нагрузки д на
цс. 2.5 и рабочей точке 3 исход-
ного состояния.
При включенном ОПТ в его
структуре накапливается заметный
заряд дырок. Поэтому режим за-
пуска оказывается намного более
тяжелым, чем в случае запуска ре-
Рис. 2.21. Схема ждущего
релаксатора с включенным
в исходном состоянии ОПТ
лаксатора с нормально выключен-
ным ОПТ. Запуск релаксатора с
нормально включенным ОПТ тре-
бует импульса запуска с большей
амплитудой и большей длительностью и сопровождается заметной
временной задержкой. Все это хорошо иллюстрируют осциллог-
раммы процессов запуска релаксатора рис. 2.21, показанные на
рис. 2.22.
Из рис. 2.22 хорошо видно, что при запуске отрицательным им-
пульсом (запирающим ОПТ) запуск начинается с начала импуль-
са. На осциллограммах баз отчетливо видно медленное развитие
процессов запуска из-за инерционности ОПТ. Хорошо видно и
просачивание импульса запуска, из-за чего экспоненциальный
рост напряжения на конденсаторе С искажен импульсом запуска.
Любопытно, что запуск релаксатора возможен и положитель-
ным импульсом (рис. 2.23). В этом случае запускающий импульс
вначале усиливает отпирание ОПТ. Его входное сопротивление
остается низким, в результате чего запускающий импульс диффе-
ренцируется. Отрицательный продифференцированный импульс
СИЗ 2JJOV СН4 20.0V	13-Jan-07 10:43 МОООЗкНг
^Uc- 2.22. Осциллограммы релаксатора рис. 2.21 при запуске
отрицательным импульсом
75
Гпава 2
«СОЛОН»
СНЗ 2JOOV СН4 20.0Y	13-Jan-0710:36	ЗОЛООЭкНх
Рис. 2.23. Осциллограммы релаксатора рис. 2.21 при запуске
положительным импульсом
запирает ОПТ, и формируется процесс экспоненциального заряд»
конденсатора С. Таким образом, фактически запуск производите»
по заднему фронту запускающего импульса.
Естественно, что при повышении емкости конденсатора С и
длительности формируемых импульсов, намного большей, чем по-
казано на осциллограммах, форма импульсов улучшается. Однако
из-за малого номинала резистора R релаксатор с нормально от-
крытым транзисторов не очень подходит для создания импульсо»
большой длительности. Если использовать продифференцирован-
ные импульсы, снимаемые с баз, то такой релаксатор может при-
меняться в качестве схемы временной задержки.
2.3.5.	Генерация релаксатором серии импульсов
Еще одним способом внешнего управления релаксатором н»
ОПТ является режим формирования серии импульсов. В этом слу-
чае релаксатор в исходном состоянии не должен генерировать им-
пульсы и переходить в режим генерации импульсов во время дей-|
ствия запускающего импульса. Длительность последнего и период
колебаний релаксатора на стадии генерации импульсов определя-
ют число импульсов в серию. Обычно желательно, чтобы генера-
ция серии начиналась с некоторой задержкой. Генераторы сери'1
импульсов по существу являются простейшими преобразователя
ми длительности импульсов (или времени) в число импульсов. Та-
кие схемы часто применяются в цифровых и измерительны'
устройствах.
Схема простейшего формирователя серии импульсов на основ1'
релаксатора на ОПТ КТ117Д показана на рис. 2.24. Формирова
76
Основы анализа схем на ОПТ
тедь запускается от генератора за-
текающих импульсов, который
не должен иметь на входе раздели-
тельного конденсатора и выходное
сопротивление которого должно
быть намного меньше сопротивле-
нИя резистора /?2 (50 Ом на схеме),
резистор /?2 взят переменным, что
позволяет плавно регулировать за-
держку начала генерации серии
импульсов.
В исходном состоянии (до по-
дачи импульса запуска положите-
льной полярности) напряжение на
эмиттере ОПТ устанавливается
равным:
Рис. 2.24. Простейшая
схема формирователя
серии импульсов
(2.35)

— v\RE + Uд .
При выполнении условия (2.35) ОПТ в исходном состоянии за-
крыт и генерация импульсов отсутствует.
При появлении запускающего импульса напряжение делителя
возрастает до предельного уровня
R	R
Еэм = E-jT-hr + V> > U" =	+  <236>
При этом конденсатор С начинает заряжаться по экспоненциа-
льному закону:
М')=^0 +(£эд, -иэо)е-'^,	(2.37)
гДе R3 = RiR2/(Rl + R2). Когда напряжение на С достигнет уровня
Un, начнется генерация первого импульса. Конденсатор С начи-
нает разряжаться через открывшийся ОПТ и релаксатор переходит
8 генерацию в автоколебательном режиме. Время задержки
F -U
t, = R3C In -=^—(2.38)
Е эм ~ U п
Период колебаний примерно равен:
/„ = /?эС1п	+(Яз +	(2.39)
£ эм	п	в )
77
Гпава 2
«СОЛОН»
СНЗ SMmV CM IOjOV 26-Jw-O? ОЫЗ I.HWOtHi
Рис. 2.25. Осциллограммы работы схемы рис. 2.24
при амплитуде запускающего импульса, равной 3 В
Осциллограммы импульсов, снятые при амплитуде запускаю-
щих импульсов 3 В показаны на рис. 2.25. Сверху вниз показаны:
запускающий импульс, импульсы на эмиттере и конденсаторе С и
импульсы на второй и на первой базе. Осциллограммы прекрасно
иллюстрируют описанные выше процессы работы схемы рис. 2.24.
В частности, хорошо виден начальный участок роста напряжения
на эмиттере, который порождает задержку /3.
Из описания работы схемы рис. 2.24 вытекает ее существенный
недостаток — зависимость периода повторения импульсов не то-
лько от параметров релаксатора, но и от амплитуды запускающего
импульса. Это связано с тем, что она входит в выражение для
Еэм, задающее уровень напряжения, к которому стремится напря-
жение конденсатора С при его заряде. Для подтверждения такой
зависимости на рис. 2.26 приведены осциллограммы работы схемы
Рис. 2.26. Осциллограммы работы схемы рис. 2.24
при амплитуде запускающего импульса, равной 5 В
78
Основы анализа схем на ОПТ
Рис. 2.27. Схема формирователя серии импульсов, период
повторения которых не зависит от амплитуды, запускающих
импульсов
рис. 2.24, снятые при амплитуде запускающего импульса, равной
5 В. Отчетливо заметно уменьшение периода колебаний релакса-
тора и возрастание числа импульсов в серии с 4 до 5.
Иногда зависимость периода колебаний в серии от амплитуды
запускающего импульса может быть полезной, но обычно она все
же нежелательна. Для устранения этой зависимости достаточно в
схему формирователя серии импульсов добавить отсекающий диод
D (КД503А) - рис. 2.27.
Здесь исходное состояние ОПТ определяется теми же фактора-
ми, что и в схеме рис. 2.24 (если не учитывать небольшое падение
напряжения на нормально открытом диоде D). При подаче запус-
кающего импульса достаточной амплитуды (обычно несколько В)
Рис. 2.28. Осциллограммы, иллюстрирующие работу
формирователя серии импульсов рис. 2.27
79
Глаеа 2
f диол D закрывается и заряд С идет только через резистор Л|. р
2_ЛРбота релаксатора при этом происходит аналогично работе класс
ческого варианта релаксатора. Осциллограммы импульсов для эт
го случая показаны на рис. 2.28.
2.4.	Работа ОПТ в двухстабильном режиме
2.4.1.	Триггер на ОПТ
ОПТ может работать в двухстабильном режиме и выполнять фут
кции триггера — устройства с двумя устойчивыми состояниями. Д,
этого нужно выбрать линию нагрузки R такой, чтобы ее линия пер;
секала S-образную ВАХ в трех точках, при этом две из них распод
гались на участках ВАХ с положительным дифференциальным с(
противлением. Это соответствует положению линии нагрузки a f
рис. 2.5. Возможно положение линии нагрузки б, когда точка
включенного ОПТ находится на участке ВАХ с низким отрицатед
ным сопротивлением, но тогда ее устойчивость не гарантируется.
Как видно из рис. 2.5, для обеспечения двухстабильного реж!
ма работы нужно также, чтобы напряжение питания цепи эмитп
ра было несколько ниже напряжения пика. Для этого нужно по:
ключить R к отдельному источнику питания либо подключить
эмиттеру делитель напряжения R\, /?2 У которого R\R2/(R\ + Rt)
R и ER2/(R\ + Rz) < цЯе- Такой вариант схемы триггера представ
лен на рис. 2.29.
Поскольку триггер на ОПТ довольно критичен к положена
линии нагрузки, в схеме рис. 2.29 резистор делителя /?2 сдела
подстроечным. Это позволяет подстраивать работу триггера пр
смене ОПТ, имеющих заметный разброс параметров — особенн
параметра т|.
Рис. 2.29. Триггер на ОПТ
80
Основы анализа схем на ОПТ
2.4.2.	Динамика работы триггера на ОПТ	ДГ /
Обычно триггеры используются в двух режимах работы: разде- «солон,
пьного и счетного запусков. При раздельном запуске один им-
пульс запуска обеспечивает выключение ОПТ, а другой — его
включение. Таким образом, для каждого акта переключения испо-
тьзуется свой запускающий импульс. Раздельный запуск триггера
рис. 2.29 осуществляется просто подачей через конденсатор Сз
прямоугольных импульсов. Их дифференцирование создает разно-
полярные импульсы, перебрасывающие триггер из одного состоя-
ния в другое, а затем наоборот. Осциллограммы, иллюстрирующие
такой способ переключения триггера, представлены на рис. 2.30.
Рис. 2.30. Осциллограммы, иллюстрирующие процессы
переключения триггера на ОПТ
Наиболее информативной является вторая сверху осциллограм-
ма переключения триггера. Времена включения и выключения
триггера составляют около 1,5 мкс. Хорошо видно заметное про-
никновение продифференцированных фронтов запускающего им-
пульса на эмиттер и на обе базы. Осциллограммы импульсов
Рис. 2.30 показаны при частоте запускающих импульсов 100 кГц.
Нетрудно заметить, что она может быть повышена в 2—3 раза и
достигать предельных для примененного ОПТ КТ117 частот около
200—300 кГц.
3'4.3. О построении пересчетных схем на ОПТ
Триггеры со счетным запуском и пересчетные схемы также мо-
быть построены на ОПТ. По крайней мере, принципиально и
3 том же диапазоне частот, что и триггеры. Однако перспектив-
81
Гпаеа 2
Л ( ность таких схем еще ниже, чем обычных пересчетных схем щ
основе интегральнььх схем. К тому же в наше время такие схемы
на ОПТ дороже и работают менее устойчиво, чем, например, ло-
гические ТТЛ или КМОП микросхемы. В связи с этим схемы та-
кого рода в данной книге нс описаны. Их описание можно найти
в старой литературе, например, в книге [6].
В целом можно сказать, что триггер на ОПТ в роли запомина-
ющего устройства не является перспективным устройством, не-
смотря на простоту и принципиальную работоспособность. Это
связано с тем, что обычные микросхемы триггерных устройств
(например, на основе ТТЛ- или КМОП-логики) многократно пре-
восходят триггеры на ОПТ по устойчивости работы, скорости пе-
реключения и удобству применения. Однако двухстабильный ре-
жим работы ОПТ используется в некоторых схемах на их основе,
например в генераторах прямоугольных импульсов и мультивибра-
торах. Он широко используется и при построении пороговых
устройств (см. главу 5), выполняющих функции регенеративных
формирователей импульсов из входного, например синусоидаль-
ного, напряжения.
2.5.	Особенности работы ОПТ,
интегрированного с тиристором (прибор
КУ206)
2.5.1.	Исследование ОПТ микросхемы КУ206
Выпускаемая отечественной промышленностью микросхема
КУ206 содержит выполненные в одном приборе ОПТ и маломощ-
ный тиристор. Внутренние соединения выполнены так, что оба
прибора можно использовать как раздельно, так и совместно. Это
повышает функциональные возможности микросхемы.
Основной схемой включения ОПТ микросхемы КУ206 является
типичная схема релаксационного генератора, показанная на
рис. 2.31. Параметры ОПТ этого прибора, отмеченные в главе I
показывают, что в прибор входит обычный ОПТ, возможности и
основные параметры которого весьма близки к возможностях!
прибора KTI17.
Исследование релаксатора рис. 2.31 показало, что он работо-
способен при изменении напряжения питания от 5 до 30 В
82
Основы анализа схем на ОПТ
1Сциллограммы импульсов на
миттсре ОПТ, его двух базах и
грядном резисторе при указан-
ье на рис. 2.31 данных схемы по-
даны на рис. 2.32.
В н и м ател ьн ы й	проем отр
сциллограмм (см. также рис. 2.33)
оказывает, что ничем выдаю-
(имся ОПТ микросхемы КУ206
е обладает. Остаточное напряже-
ие, определяемое по минимуму
апряжения на конденсаторе С
ри его разряде, составляет около
Рис. 2.31. Релаксационный
генератор на ОПТ
Рис. 2.32. Осциллограммы импульсов на эмиттере ОПТ, его
двух базах и разрядном резисторе релаксатора на ОПТ
микросхемы КУ206
Рис. 2.33. Осциллограммы области переключения ОПТ
микросхемы КУ206
83
Гпава 2
3 В, что типично для дискретных ОПТ КТ117. А время выхода щ
насыщения даже несколько больше, чем у последнего, и при СЧ
6800 пФ составляет немного более 10 мкс.
2.5.2.	Релаксатор на ОПТ микросхемы КУ206
с разрядным тиристором
ОПТ и тиристор (если он задействован) в микросхеме КУ2О6
нельзя рассматривать как дискретные и отдельно функционирую-
щие приборы, просто помещенные в один корпус. На самом деле
эти приборы интегрированы и их взаимодействие придает микро-
схеме новые свойства. К примеру, тиристор можно использовать
для существенного ускорения разряда накопительного конденса-
тора в схеме релаксатора или в качестве триггера с двумя устойчи-
выми состояниями, уменьшенным остаточным напряжением и до-
вольно большим током во включенном состоянии. Этот ток впол-
не достаточен для включения различных нагрузок, например
светодиода или электромагнитного реле.
Мы не раз вернемся к теме совместного применения ОПТ и
тиристора, а пока рассмотрим схему емкостного релаксатора на
ОПТ, в которой для разряда С, помимо ОПТ, используется еще и
тиристор микросхемы КУ206. Для этого его катод заземлен, а анод
подключен к эмиттеру ОПТ — см. рис. 2.34.
На рис. 2.35 показаны осциллограммы импульсов, формируемых
релаксатором рис. 2.34 при тех же данных схемы, что и для приме-
ненных в схеме рис. 2.32. Хотя частота повторения импульсов и ка-
Рис. 2.34. Схема релаксатора на приборе КУ206
с тиристором, усиливающим разряд накопительного
конденсатора
84
Основы анализа схем на ОПТ
«солон»
СИЗ ZOOV СН4 ZOOV 11-feb-O7(№05 детдом
Рис. 2.35. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 2.34
(общий обзор)
явственный вид осциллограмм почти не изменились, видно суще-
ственное улучшение работы релаксатора: остаточное напряжение
упало почти вдвое, соответственно возросла амплитуда всех импу-
льсов (кроме импульса на резисторе Л] (она упала, т. к. теперь рези-
стор зашунтирован управляющим электродом тиристора). Но глав-
ное — заметно уменьшение времени разряда С в несколько раз.
Детали ускоренного процесса разряда можно проследить по
осциллограммам рис. 2.36, на которых показана область разряда
конденсатора С. Сравнение этих осциллограмм с приведенными
на рис. 2.33 показывает, что время разряда С сократилось в неско-
лько раз (обратите внимание на то, что хотя масштаб осциллог-
рамм по горизонтали уменьшился в 2,5 раза с 2,5 мкс/дел до
I мкс/дел, область разряда занимает на рис. 2.36 намного меньшее
место, чем на рис. 2.33).
СНЗ 2j00V СН4 ZOOV 11-Feb-07 (№07	163175М
Рис. 2.36. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 2.34
(область разряда С)
85
Гпава 2
dr / Таким образом, динамика переходных процессов включения п
релаксаторе рис. 2.34 с подключенным тиристором развивается за-
метно лучше, чем в схеме рис. 2.32. Это позволяет генерировать
более мощные импульсы и с более высокой частотой повторения.
Исследования показали, что работоспособность схемы сохранясь
ся при изменении напряжения питания от 5—6 В до 25—30 В. Од.
нако оптимальным является напряжение питания от 9 до 18 В.
При уменьшении напряжения питания до 6 В заметно падает
эффективность работы тиристора. В результате осциллограммы
импульсов (рис. 2.37) напоминают (как по виду, так и временным
соотношениям) осциллограммы релаксатора с отключенным тири-
стором.
СНЗ 2.00V СН4 SOOmV	06Л6	13 7155Ж?
Рис. 2.37. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 2.34
при Е = 6 В
При больших Е заряд, накопленный на конденсаторе С перед
его разрядом, оказывается достаточным для сильного насыщения
тиристора. В результате (см. рис. 2.38, осциллограммы которого
получены при Е = 25 В) после разряда С на зависимости uq(() на-
блюдаются характерные горизонтальные полочки, соответствую-
щие довольно длительным временам выхода тиристора из состоя-
ния насыщения (в нашем случае эти времена доходят до
25—30 мкс).
Приведенная типовая схема релаксатора на приборе КУ206 ра-
ботоспособна при изменении емкости конденсатора Сот 300—500
пФ до практически неограниченных значений. На рис. 2.39 приве-
дены осциллограммы импульсов схемы при С = 510 пФ. При этом
частота повторения импульсов превышает 112 кГц и близка к пре-
дельным частотам порядка 200—300 кГц.
86
Основы анализа схем на ОПТ
«СОЛОН»
Тек _TL Dlnjc MPw:1.621m$ ACQURE
Sample
CHl W’ 4 “CH2 iOOa.V М25ДЙ ' ’cHiX22$V
CH3 200V CH4 5.00V TI-fetH)? «33	ШГ.52И:
Рис. 2.38. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 2.34
при Е=25 В
Рис. 2.39. Осциллограммы импульсов релаксатора
при С = 510 пФ
Заметим, что на частоте порядка 100 кГц сохраняется характер-
ная форма импульсов, хотя осциллограммы, естественно, стано-
вятся более плавными. При емкости С порядка 100—200 пФ воз-
никновение колебаний становится жестким и устойчивая работа
Релаксационных схем нарушается. Разумеется, как и в схемах на
°бЫчных ОПТ, возможен ждущий режим работы релаксаторов и
Их синхронизация внешними сигналами.
2*5.3. Простой мультивибратор на ОПТ и триггере
на тиристоре
На рис. 2.40 приведена простая схема мультивибратора, кото-
содержит триггера на тиристоре и каскад временной задержки
ЧаОПТ. Нормально тиристор включен, напряжение на его выходе
87
Гпава 2
dr 6 мало. и поэтому подключенный
^2-JP через резистор R к аноду тиристо-
ра конденсатор С практически
разряжен. Мультивибратор нахо-
дится в исходном стабильном со-
стоянии. Линия нагрузки резисто-
ра R3 должна пересекать ВАХ ти-
ристора в трех точках.
Запуск производится отрицате-
льным импульсом, подаваемым на
анод тиристора через конденсатор
С3. Он кратковременно понижает
потенциал анода и ведет к запира-
нию тиристора. Напряжение на
аноде возрастает, и конденсатор С
заряжается через резисторы R и
Ry Спустя время
t3 = (R + R3) In
__1
I -Пя
Рис. 2.40. Простая схема
ждущего мультивибратора
на ОПТ и триггере
на тиристоре
(2.40|
ОПТ включается, и разрядный импульс, поступивший на рези-
стор R\ и управляющий электрод тиристора, открывает последний.
Схема приходит в исходное состояние.
Осциллограммы импульсов мультивибратора (сверху вниз: за-
пускающий импульс, напряжение на конденсаторе С, импульс на
второй базе и импульс на аноде тиристора) показаны на рис. 2.41
Они хорошо подтверждают описание работы схемы.
Рис. 2.41. Осциллограммы импульсов мультивибратора рис. 2.^
88
Основы анализа схем на ОПТ
Эта схема имеет серьезный недостаток — нс очень надежный
запУск на ан°Д включенного тиристора. Чтобы запуск произошел,
нужна большая амплитуда импульса запуска. Последний просачи-
вается на анод тиристора и заметно искажает нарастающий пере-
пад напряжения на аноде закрывающегося тиристора. В главе 3
будет описана схема мультивибратора, лишенная этого недостатка.
Приведенные схемы хорошо иллюстрируют возможности при-
бора КУ206. Этот, до сих пор не очень известный прибор откры-
вает новые возможности применения негатронов S-типа, к коим
относятся как ОПТ, так и тиристор. В то же время надо отметить,
что применение этого прибора, к сожалению, не позволяет стро-
ить схемы с существенно большим быстродействием, чем у схем
на обычных ОПТ.
2.6.	Схемы на оптронах с ОПТ
2.6.1.	Управляемый и синхронизируемый релаксатор
на оптроне с ОПТ
Появление оптронов с фото-ОПТ открывает некоторые новые
возможности в применении ОПТ. Так, простой релаксатор на ОПТ
такого оптрона, показанный на рис. 2.42, имеет такое ценное каче-
ство, как вход с гальванической развязкой от самого ОПТ. Заме-
тим, что управляющий сигнал можно подавать на светодиод и не
подключая его катод к земле — даже от незаземленного источника.
Если источником сигнала является постоянный ток /д или на-
пряжение t/д, то действие управляющего сигнала сводится к уме-
ньшению параметра д ОПТ (см. рис. 1.15). При изменении тока /д
)т2до 25 мА можно получить изменение частоты в несколько раз.
^Днако надо учитывать, что это сопровождается изменением амп-
^туды экспоненциальных пилообразных импульсов на конденса-
R
Рис. 2.42. Релаксатор на оптроне с фото-ОПТ
89
Гпава 2
ШТ Y топе С. Разумеется, в цепи разряда конденсатора можно устан(
вить дополнительные резисторы для снятия разрядных импульсе.
Аналогичным образом нетрудно построить и релаксаторы
синхронизацией. При этом через светодиод пропускаются импу.^
сы тока, которые и являются сигналом синхронизации.
2.6.2.	Ждущий релаксатор на оптроне с ОПТ
Вполне очевидно и построение
ждущего релаксатора на оптроне с
фото-ОПТ. Схема такого релакса-
тора показана на рис. 2.43.
Для обеспечения ждущего ре-
жима эмиттер ОПТ подключен к
источнику питания Е через дели-
тель напряжения Я|, /?2- Выбор ре-
зисторов ничем не отличается от
ранее описанного для обычного
релаксатора на ОПТ. Запуск осу-
Рис. 2.43. Ждущий
релаксатор на оптроне
с фото-ОПТ
ществляется импульсами, поданными на светодиод оптрона. До-
стоинством такого запуска (не считая возможности гальваник
ской развязки) является отсутствие просачивания запускающей
импульса в цепь баз ОПТ и отсутствие сильных искажений имп|
льсов на базах вследствие такого просачивания.
2.6.3.	Некоторые замечания по применению оптронов
с ОПТ
Не следует переоценивать применение оптронов на фото-ОП
Они полезны только в том случае, когда действительно ва$
обеспечить гальваническую развязку сигналов управления и
синхронизации от цепей, построенных на ОПТ. Она нужна, н
пример, при построении устройств защиты источников электР
питания или устройств с резко повышенной помехозащишенн
стью.
Во всех других случаях надо учитывать, что оптроны упраи
ются токами, которые на порядок выше тока базы обычного ОП1
Так что экономичность устройств на оптронах хуже, чем устрой^
ва на обычных ОПТ. Да и применение некоторых методов
шения характеристики схем на ОПТ может оказаться невозМс
ным при использовании фото-ОПТ оптронов.
90
Глава 3. Функциональные устройства
на однопереходных транзисторах солон
3.1. Генераторы синусоидальных колебаний
3.1.1. LC-генератор
Отр и цате л ьное сопротивление
на падающем участке входной
S-образной ВАХ ОПТ можно ис-
пользовать в схемах АС-генерато-
ров для компенсации положитель-
ного по знаку сопротивления по-
терь колебательного контура.
Рабочая точка ОПТ должна в этом
случае выбираться на падающем
участке ВАХ. Это соответствует по-
ложению линии нагрузки г на
рис. 2.5 и рабочей точки 2 (единст-
венной и расположенной на пада-
ющем участке S-образной ВАХ).
Рис. 3.1. Схема
LC-генератора на ОПТ
Поскольку при таком выборе рабочей точки прибор создает от-
рицательное сопротивление (а не проводимость), то для возбужде-
ния колебаний к ОПТ надо подключать последовательный АС-кон-
тур. Это и приводит к схеме АС-генератора, показанной на рис. 3.1.
Частота колебаний последовательного контура, как известно,
приближенно равна:
f ~____!___
7° ' 2л7ас'
(3.1)
Из (3.1) следует, что частоту контура можно менять изменением
Индуктивности А и емкости С. От них также зависит добротность
Контура, которая определяет остроту пика резонансной кривой (за-
висимости модуля полного сопротивления контура от частоты):
g 2лЛА 1/2ЯЛС
(3.2)
гДе г _ последовательное сопротивление резонансного контура,
второе обычно на его схеме не показывается. Оно определяется
91
Гпава 3
омическим сопротивлением катушки индуктивности и сопроти^
^Я^лением потерь конденсатора. Чем выше значение активного со.
противления контура г, тем меньше добротность контура и тс\
хуже фильтрующие свойства контура.
Выражения (3.1) применительно к схеме рис. 3.1 являются при.
ближенными, поскольку не учитывают влияние ОПТ на парамст.
ры контура. Наиболее существенным является влияние эквивален.
тной индуктивности Аэ ОПТ, которая суммируется с индуктивно,
стью контура L. Это означает некоторое понижение генерируемо)
частоты Уо и возможность генерации почти синусоидальных коле
баний даже при отсутствии внешней индуктивности L.
К сожалению, схему рис. 3.1, несмотря на ее простоту и опре-
деленные достоинства (например, отсутствие цепи положительно!'
обратной связи), назвать перспективной нельзя. Схема работает е
весьма ограниченном диапазоне частот — до 200—300 кГц. И этс
связано с тремя принципиально важными обстоятельствами:
•	частотные свойства ОПТ сами по себе ограничены несколь
кими сотнями кГц;
•	большое по модулю отрицательное сопротивление входе
ОПТ согласуется только с большим сопротивлением потерьг
у низкочастотных контуров;
•	сильная нелинейность S-образной ВАХ затрудняет получе
ние синусоидальных колебаний с малым числом гармоник.
Однако из возможностей той или иной схемы всегда можно из
влечь пользу. К примеру, схему на ОПТ можно использовать дл^
получения почти синусоидальных колебаний в контурах без эле')
ментов внешней положительной обратной связи, например
основе единичной катушки индуктивности. Такие схемы есть и н:
обычных транзисторах, но они достаточно сложны и не очень на
дежно работают на низких частотах — там, где, как раз, и возмож
но применение ОПТ. Низкочастотные схемы полезны, например
при контроле катушек индуктивности, дросселей и трансформат^
ров на магнитных сердечниках в ходе их производства.
В исследованном генераторе рис. 3.1 в качестве катушки индУЕ
тивности была применена первичная обмотка выходного трансфер
матора от портативного транзисторного радиоприемника «СпиДе
ла». Частота колебаний составляла около 200 кГц. Хотя это зна*’
ние близко к предельной частоте 200 кГц (надо учитывать, что
частота дана для релаксационных колебаний), формы временно
92
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.2. Формы временных зависимостей LC-генератора на ОПТ
зависимостей везде заметно отличаются от чисто синусоидальных
рис. 3.2. Это связано с довольно низкой добротностью колебатель-
ного контура на данной частоте. Данные схемы: ОПТ К.Т117, С =
330 пФ, L = 86 мГн, R = 22 кОм, R\ = 200 Ом и /?2 = 2 кОм.
«солон*»
3.1.2.	Спектр сигнала LC-генератора
Ввиду отличий генерируемых колебаний от чисто синусоидаль-
ных полезно исследование их спектра. Примененный для исследо-
вания схем, описанных в этой книге, осциллограф TDS 2024В име-
ет возможности построения спектров исследуемых сигналов. На
рис. 3.3 показана спектрограмма напряжения на конденсаторе С
колебательного контура. С помощью этой спектрограммы нетруд-
но оценить как уровень первой, так и других гармоник генератора.
Из рис. 3.3 видно, что, кроме первой гармоники, по крайней
мере еще пять гармоник сигнала имеет заметную амплитуду. Более
высокочастотные гармоники имеют уже очень низкий уровень.
Rue. 3.3. Спектрограмма напряжения на конденсаторе
LC-контура
93
Глава 3
ЛГОписанные свойства ЛС-генератора позволяют сделать вын(
что такой генератор можно применять для некоторых спецназ
ных применений, например, для возбуждения контуров с низ^
добротностью, электромеханических, пьезокерамических и квд.
цевых резонаторов, а также некоторых других устройств. Кощ
рировать с современными ВЧ- и СВЧ- генераторами на обычщ
транзисторах он не может.
3.1.3.	LC-генератор на ОПТ с истоковым повторителем
Схема АС-генератора на одном
ОПТ рис. 3.1 имеет еще один серь-
езный недостаток — очень низкую
нагрузочную способность. Под-
ключение к ней нагрузки даже в
сотни кОм серьезно нагружает ре-
зонансный контур и резко снижает
его добротность. На рис. 3.4 пока-
зана схема £С-генератора на ОПТ,
в которой использовано стандарт-
ное решение для увеличения на-
Рис. 3.4. LC-генератор
на ОПТ с истоковым I
повторителем
грузочной способности — выход
подключен к конденсатору С кон-
тура через истоковый повторитель,
который имеет очень высокое (де-
сятки — сотни МОм) входное со-
противление и практически не нагружает контур.
Выходное сопротивление повторителя примерно равно !/]
где So — крутизна полевого транзистора в рабочей точке. Обыч
она составляет от I до 5 мА/B для маломощных полевых трам
сторов, что обеспечивает выходное сопротивление от 200
1000 Ом, вполне достаточное для применения такого АС-генера1
ра. Входное сопротивление повторителя на полевом транзис™
очень велико и практически не шунтирует контур.
3.1.4.	Кварцевый генератор с кварцем в цепи эмиттер*1
ОПТ
Кварцевый резонатор (рис. 3.5) как изделие в наши дни к
зотическим» устройствам уже не относится — освоен промыт^
ный выпуск многих сотен типов таких резонаторов на диап^
94
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.5. Современные кварцевые резонаторы в герметичных
корпусах
частот от единиц кГц до сотен МГц. На высоких частотах кварце-
вые генераторы строятся на биполярных и полевых транзисторах,
TTL-микросхемах и на многих других активных приборах. В этой
области применение ОПТ особых перспектив не имеет.
Однако, с позиций обычной схемотехники устройств на диск-
ретных приборах, кварцевый резонатор несомненно устройство
очень необычное. Прежде всего, потому, что очень высокая стаби-
льность частоты у этого резонатора обусловлена его чисто механи-
ческими свойствами — частотой колебаний кварцевой пластины,
обычно помещенной в вакуумный баллон и имеющей очень малые
температурные зависимости изменения ее механических свойств.
Весьма необычна и эквивалентная схема резонатора, показан-
ная на рис. 3.6. С первого взгляда кварцевый резонатор напоми-
нает обычный конденсатор с емкостью Со между обкладками по-
рядка единиц-десятков пФ. Однако, благодаря сегнетодиэлектри-
ческим свойствам кварца, колеблющаяся пластинка оказывается
эквивалентной еще и последовательному колебательному контуру
с необычными параметрами.
Она характеризуется очень бо-
льшой эквивалентной индуктив-
ностью Aq (доли-единицы Гн) и
°Чень малой эквивалентной ем-
костью Cq (доли пФ). Эквива-
ЛеНтное сопротивление потерь у
Ярцевых резонаторов невелико
десятки-сотни Ом), а вот доб-
ротность очень велика — сотни
Ть1сяч, а иногда и миллионы!
резонатора
Cq
Рис. 3.6. Эквивалентная
схема кварцевого
95
Гпаеа 3
Л[ £ Из описанного ранее очевидно,
что построение высокочастотных
«солон»
схем кварцевых генераторов неце-
лесообразно, а порою и просто не-
возможно. Однако на низких час-
тотах до сотен кГц такое примене-
ние вполне возможно и даже дает
некоторые преимущества в виде
простоты схемных решений и лег-
кости возбуждения низкочастот-
ных кварцевых резонаторов отри-
цательным дифференциальным
сопротивлением ОПТ на падаю-
щем участке ВАХ.
На рис. 3.7 представлена схема кварцевого генератора н;
ОПТ. В ней применен кварцевый резонатор на частоту 100 кГи
которая вполне соответствует частотным возможностям приме
ненного ОПТ.
В отличие от обычного последовательного £С-контура высока
добротность кварцевого резонатора обеспечивает очень высокук
фильтрующую способность. К сожалению, доступа к Cq у кварце
вого резонатора нет, но чистый синусоидальный сигнал мож
снять с резистора, включенного последовательно с кварцем. Эг
хорошо иллюстрирует осциллограмма генератора рис. 3.7, пом
занная на рис. 3.8. Во всех других точках схемы форма колебание
Рис. 3.8. Осциллограммы кварцевого генератора рис. 3.7
при выборе рабочей точки вблизи седловины S-образной ВА^
(R = 9,1 кОм)
96
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.9. Осциллограммы кварцевого генератора рис. 3.7
при выборе рабочей точки вблизи середины S-образной ВАХ
(R = 15 кОм)
сильно отличается от синусоидальной и сильно зависит от поло-
жения рабочей точки на падающем участке S-образной ВАХ.
При выборе рабочей точки вблизи седловины S-образной ВАХ
среднее значение модуля отрицательного сопротивления можно
получить небольшим, что облегчает согласование ОПТ с сопро-
тивлением потерь rq кварцевого резонатора. Однако в ходе умень-
шения тока эмиттера рабочая точка в динамике попадает в область
с большим дифференциальным сопротивлением, что порождает
характерные нелинейные искажения, описанные ниже. Как уже
этмбчалось, ввиду высоких фильтрующих свойств кварца пере-
менная составляющая тока эмиттера (и кварцевого резонатора)
остается синусоидальной.
Если выбрать рабочую точку близко к середине падающего уча-
стка S-образной ВАХ, то амплитуда колебаний на эмиттере усили-
вается настолько, что в пиках переменной составляющей синусои-
дального тока рабочая точка переходит с падающего участка ВАХ
на участок, соответствующий запиранию ОПТ. Это создает на
Осциллограмме эмиттерного напряжения весьма характерное паде-
ние уровня сигнала в виде провала напряжения на эмиттере ОПТ
80 время его положительной полуволны.
3’1.4. Кварцевый генератор с кварцем между
эмиттером и второй базой ОПТ
Возможна и схема кварцевого резонатора, показанная на
),,с- 3.10. В ней кварцевый резонатор включен между эмиттером и
3т°Рой базой. Каких-либо особенностей эта схема не имеет. В ней
'”*•252
97
Гпава 3
«солон»
Рис. 3.10. Схема кварцевого генератора с резонатором,
включенным между эмиттером и второй базой
Q Tng'il
М Рос 40&0.W
ACQUK
PeakDetect
СН2 2.00? ‘ MZ50JW
СН4 200m? 11-Jan-07 09ЮЗ
CHI /5 Э2\-
зэ.зогкнг
Рис. 3.11. Осциллограммы сигналов кварцевого генератора
с резонатором, включенным между эмиттером и второй базой
нет выхода с чисто синусоидальным сигналом, что к достоинствам
схемы, конечно, не относится.
Осциллограммы напряжений в этой схеме представлены на
рис. 3.11. В принципе, возможно построение кварцевых генерато-
ров, работающих на гармониках и субгармониках кварцевых резо-
наторов. Но и такие схемы остаются низкочастотными.
3.2.	Релаксаторы на ОПТ с дополнительным
транзистором
3.2.1.	Релаксатор на ОПТ с эмиттерным повторителем
При снятии напряжения с времязадающего конденсатора релаК'
сатора нагрузочная способность последнего оказывается крайне
низкой. Это связано с тем, что выходное сопротивление в данно'*
98
Устройства на однопереходных транзисторах
случае определяется значением сопротивления R, которое у релак-
саторов на ОПТ составляет обычно десятки-сотни кОм. Нагрузка
примерно той же величины снижает предельное напряжение заряда
С настолько, что происходит просто срыв автоколебаний.
Простейшим способом повышения нагрузочной способности
релаксатора является подключение нагрузки через эмиттерный
повторитель на биполярном транзисторе Т (рис. 3.12). Нагрузоч-
ная способность релаксатора в этом случае возрастает примерно в
(5+0 раз, гДе В ~ коэффициент передачи тока базы биполярно-
го транзистора.
Напряжение ивых(0 практически повторяет uc(t) со сдвигом на
почти постоянную величину иэб в доли В. Осциллограммы этих
напряжений и напряжения на второй базе ОПТ представлены на
рис. 3.13. Нетрудно заметить, что выходное напряжение эмиттер-
ного повторителя немного меньше, чем напряжение на конденса-
торе С, поскольку коэффициент передачи повторителя при малых
сопротивлениях нагрузки несколько меньше 1.
Рис. 3.12. Релаксатор с эмиттерным повторителем
Рис. 3.13. Осциллограммы напряжений на конденсаторе С,
•в выходе эмиттерного повторителя и на второй базе ОПТ
99
Гпава 3
Е
15В
2к ЮОк
150
-о—
Юк
КТ312Б
Выход
Рис. 3.14. Релаксатор
на ОПТ с разрядным
транзистором
Л (3.2.2. Релаксаторы на ОПТ с разрядным транзистором
«сол№ Хорошей идеей является при-
менение дополнительного транзи-
стора для ускорения разряда кон-
денсатора С в схеме релаксатора.
Простейшая реализация этой идеи
представлена на рис. 3.14. При
включении ОПТ включается раз-
рядный транзистор и ток разряда
конденсатора С увеличивается,
поскольку разряд теперь происхо-
дит током эмиттера ОПТ и током
коллектора транзистора Т.
Осциллограммы импульсов ре-
лаксатора рис. 3.14 представлены
на рис. 3.15. Применение транзистора позволяет заметно снизить
длительность импульса, который формируется на первой базе
ОПТ и уменьшает время разряда С. Однако нагрузочная способ-
ность по основному выходу (напряжение с конденсатора С) при
этом не улучшается. Для повышения нагрузочной способности
можно применить эмитгерный повторитель, как в схеме рис. 3.12.
Может показаться, что применение разрядного транзистора по-
зволяет уменьшить остаточное напряжение на конденсаторе С.
Однако это не совсем так. Если транзистор высокочастотный, то
он выключается, как и ОПТ, при достижении напряжением на С
уровня, близкого к Uq. При этом ток первой базы резко падает и
падает ток базы дополнительного транзистора.
СН1' 2.Vov * 0(2 5/J0V	М 25.0.1И * “ ' ~ СН1 < 520’•
15-JM-07 00:13 г.ТО052кНг
Рис. 3.15. Осциллограммы импульсов релаксатора на ОПТ
с разрядным транзистром
100
Устройства на однопереходных транзисторах
Можно, однако, искусственно
отпирать разрядный транзистор
после запирания ОПТ. На
рис. 3.16 показана схема, в которой
в цепи базы разрядного транзисто-
ра установлена АС-цепь с диодом.
Импульс с первой базы ОПТ
через диод заряжает конденсатор в
цепи базы транзистора, напряже-
ние на котором поддерживает раз-
рядный транзистор во включен-
ном состоянии даже после выклю-
чения ОПТ. Это и позволяет
Рис. 3.16. Схема
релаксатора на ОПТ
с почти полным разрядом
конденсатора С
разрядить основной конденсатор
почти до 0. Осциллограммы импульсов этой схемы представлены
на рис. 3.17.
Рис. 3.17. Осциллограммы импульсов релаксатора на ОПТ
с разрядным транзистором, разряжающим конденсатор С
почти до нуля
3'2.3. Релаксаторы на ОПТ с формирующим
транзистором
Недостатком описанных выше релаксаторов является отсутст-
выхода прямоугольных импульсов. Между тем, такой выход
ЛеПс0 организовать с помощью дополнительного формирующего
транзистора, используемого в ключевом режиме. На рис. 3.18 по-
*азан вариант схемы, в которой для получения прямоугольных
иМпульсов используется и-р-и-транзистор Т, отпираемый импуль-
101
Гпаеа 3
Л( сом, снимаемым с первой базы.
JZW3tot импульс положительной
полярности инвертируется, так
что на коллекторе транзистора
Т получается импульс отрица-
тельной полярности.
Следует отметить специфику
выбора резистора, включаемого
в цепи первой базы ОПТ. По-
скольку даже при закрытом
ОПТ в базовой цепи его проте-
кает ток, то величина резистора
должна быть небольшой (обыч-
но от 100 до 300 Ом). При этом
Рис. 3.18. Релаксатор
на ОПТ с п-р-п-формирующим
транзистором
падение напряжения на резисторе
должно быть меньше порога отпирания биполярного транзистора
Т, которое для кремниевых транзисторов составляет 0,5—0,7 В.
При открытом ОПТ базовый ток резко возрастает из-за уменьше-
ния сопротивления первой базы и напряжение на резисторе в
цепи базы возрастает настолько, что транзистор Т отпирается и
входит в состояние насыщения. На его коллекторе формируется
импульс достаточно хорошей прямоугольной формы (рис. 3.19).
Вариант релаксатора на ОПТ с формирующим р-л-р-транзисто-
ром показан на рис. 3.20. Тут запуск ключа на транзисторе Т осу-
ществляется со второй базы ОПТ и прямоугольные импульсы,
снимаемые с коллектора транзистора Т, имеют положительную
полярность.
СНЗ 500mV СН4 10.0V	12-Jan-07 13:44 2?,43fi0rtii
Рис. 3.19. Осциллограммы релаксатора рис. 3.18
(на конденсаторе С, коллекторе Т и базах ОПТ)
102
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.20. Релаксатор на ОПТ с формирующим
р-п-р-транзистором
3.3.	Мультивибраторы на ОПТ
3.3.1.	Мультивибратор на приборе с S-образной ВАХ
первого типа
Мультивибраторами обычно называют релаксационные генера-
торы, генерирующие сигналы, содержащие большие число гармо-
нических составляющих — вибраторов. Обычно это генераторы
прямоугольных или других не простых (несинусоидальных) коле-
баний. Как и релаксаторы вообще, мультивибраторы могут рабо-
тать в автоколебательном и ждущем режиме, могут синхронизиро-
ваться и управляться внешним сигналом. Простые схемы мульти-
вибраторов могут строиться на приборах с S-образной ВАХ,
например на динисторах, тиристорах, однопереходных и лавинных
транзисторах.
Рассмотрим вначале обобщенную схему мультивибратора на
приборе с S-образной ВАХ, показанную на рис.3.21. Назовем ее
мультивибратором первого типа. Схема имеет диод D для отделе-
ния цепи разряда С от прибора с S-образной ВАХ при его включе-
нии. Работа мультивибратора в автоколебательном режиме харак-
теризуется двумя медленными стадиями (заряда и разряда С) и
Двумя быстрыми (включения и выключения ОПТ).
На медленной стадии заряда конденсатора С он заряжается че-
рез открытый диод D и эквивалентное сопротивление заряда Лэ =
Яз||Яр до напряжения £э = ER?/(R^ + Лр). Оно должно быть боль-
1116 ^вкл в точке А (рис. 3.22), иначе релаксатор переходит в жду-
щий режим работы. После стадии заряда прибор с S-образной
103
Гпава 3
Рис. 3.21. Схема мультивибратора на приборе с S-образной
ВАХ (а) и временные диаграммы его работы (б)
ВАХ включается и напряжение на его эмиттере падает до напря-
жения, немного большего напряжения £/qct во впадине S-образ-
ной. Положение линии нагрузки резистора /?э должно соответст-
вовать положению 1, показанному на рис. 3.22. Рабочая точка
включенного ОПТ должна быть на падающем участке, но вблизи
точки впадины S-образной ВАХ.
При открытом приборе с S-образной ВАХ диод D закрывается
и разряд С осуществляется через резистор R^. при предельном на-
пряжении, равном 0. Когда напряжение на С достигает значения
t/ост в точке 5, диод D открывается и его сопротивление начинает
уменьшаться. Когда оно достигнет значения, равного значению
модуля дифференциального сопротивления S-образной ВАХ, раз-
Рис. 3.22. Иллюстрация к выбору положения линии нагрузки
прибора с S-образной ВАХ
104
Устройства на однопереходных транзисторах
вивастся регенеративный процесс выключения прибора. Действи-вЕТ
тельно, включение диода ведет к уменьшению тока прибора с
S-образной ВАХ. Напряжение на нем увеличивается, что усилива-
ет ток через диод и т. д.
Пренебрегая малым напряжением на открытом диоде, можно
считать, что на стадии заряда С он происходит по экспоненциаль-
ному закону, при котором напряжение на конденсаторе С растет от
уровня, примерно равного Мэсъ Д° уровня i/вкл с постоянной вре-
мени /?эС и при предельном уровне Eg- Нетрудно найти это время:
F - U
Т} =CR3 In-^—(3.3)
Е Э ~ U ост
На стадии разряда С конденсатор разряжается от напряжения
f/вкл Д° ^ост с постоянной времени СЛР и при предельном уров-
не напряжения разряда, равном 0. Обратным током диода Д мож-
но пренебречь. Поскольку разряд идет до напряжения Ебсъ т°
время разряда будет:
Т = CR„ In	(3.4)
Р	Р т т	V 7
и ОСТ
Период колебаний Т = Г3 + 7> + /Вкл + Фыкл, где /Вкл и
^выкл — времена включения и выключения прибора с S-образной
ВАХ (порядка 1 мкс для ОПТ типа КТ117/119).
К сожалению, в общем случае наблюдается взаимосвязь между
временами заряда и разряда С, связанная с тем, что изменении RP
влияет как на значение времени заряда (из-за изменения 7?э), так
и на значение времени разряда. Поэтому независимо устанавли-
вать времена 7з и 7р нельзя. Рекомендуется вначале устанавливать
время Тр изменением Rp, а затем 7з изменением Ry
Мультивибратор позволяет получать импульсы с малой (поряд-
ка единиц) скважностью с периодом колебаний То = ТР+ Ту Сле-
дует особо отметить случай, когда Rp»R^ и генерируются импуль-
сы с большой скважностью, определяемой как (Тр + Т$)/Ту В этом
случае зависимость времен заряда и разряда С исчезает и время за-
ряда можно определять из формулы (3.3), полагая Ry = Ry Макси-
мальная скважность импульсов может достигать десятков единиц.
3.3.2.	Мультивибраторы первого типа на ОПТ
В зависимости от включения диода можно различать два типа
Мультивибраторов на ОПТ. Принципиальная схема мультивибра-
105
Гпава 3
Л ( топа первого типа на ОПТ прсд-
ставлена на рис. 3.23. Времена за-
«СОЛОН»	1	г
ряда и разряда С в ней рассчиты-
ваются по формулам (3.3) и (3.4)
при /?з = Л| и /?р = /?2-
Проведем небольшое исследо-
вание мультивибратора на ОПТ.
На рис. 3.24 показаны осциллог-
раммы импульсов, генерируемых
мультивибратором рис. 3.23 для
случая малой скважности. Они
Рис. 3.23. Мультивибратор
первого типа на ОПТ
сняты при следующих параметрах
схемы: ОПТ КТ117, D КД503А, Rx = 30 кОм, Л2 = Ю0 кОм, Л3 =
2 кОм, /?4 = 200 Ом, С = 6800 пФ и Е = 12 В. Сверху вниз показа-
ны следующие временные зависимости: напряжение на конденса-
торе С и напряжения на эмиттере и базах ОПТ. Осциллограммы
хорошо соответствуют расчетным зависимостям напряжений, по-
казанным на рис. 3.21, б.
При /?з = 100 кОм, Лр = 680 кОм генерируются импульсы с бо-
льшой скважностью (рис. 3.25).
Наконец, на рис. 3.26 представлены осциллограммы мульти-
вибратора, снятые при малой емкости С = 100 пФ. В этом случае
получена частота автоколебаний около 162 кГц и видно, что ее
можно поднять до 200—250 кГц. Это говорит о том, что по преде-
льным частотам данный мультивибратор не уступает простейшей
схеме релаксатора на ОПТ рис. 2.6.
Рис. 3.24. Осциллограммы импульсов мультивибратора
рис. 3.23 для случая малой скважности
106
Устройства на однопереходных транзисторах
Тек _П_
М Ро$: -60.00л)$
□ Tiu'd
ACQUIRE
Sample
CHI' i.QUV..CH2"5j)GV" M250ju$"	’ Ci Г / v.v-i
CH3 lOOmV CH4 1.OOV	3-Jan-07 21:23	1.00ЧгЖг
Рис. 3.25. Осциллограммы импульсов мультивибратора
рис. 3.23 для случая большой скважности
Рис. 3.26. Осциллограммы импульсов мультивибратора
рис. 3.23 для случая малой емкости конденсатора С
На рис. 3.27 показана усовершенствованная схема мультивиб-
ратора первого типа на ОПТ. Усовершенствование заключается в
Применении ключевого транзистора Т. Он включается при вклю-
чении ОПТ и позволяет формировать на резисторе Л» импульсы с
амплитудой, практически равной напряжению питания Е, и с до-
статочно малыми временами нарастания и спада (доли мкс).
Осциллограммы импульсов напряжения на конденсаторе С и
>ia коллекторе Т представлены на рис. 3.28 (ОПТ KTI17Д, Т
2Т326А, С = 1 нФ, R\ = 27 кОм, /?2 = 68 кОм, 7?з = 620 Ом, =
4,3 кОм). Осциллограммы сняты с помощью цифрового 250-мега-
герцевого осциллографа DS-1250 фирмы EZ Digital. Следует отме-
тить хорошую прямоугольную форму импульсов, снимаемых с
Коллектора транзистора Т, без малейших выбросов и колебаний.
Амплитуда импульсов близка к напряжению питания схемы. На
107
Гпаеа 3
«солон»
Рис. 3.27. Усовершенствованная схема мультивибратора на ОПТ
Рис. 3.28. Осциллограммы напряжений на конденсаторе С
и на коллекторе транзистора Т мультивибратора рис. 3.27
частотах до десятков кГц можно получить хорошую прямоуголь-
ную форму импульсов.
3.3.3.	Мультивибратор на приборе с S-образной ВАХ
второго типа
Недостатком мультивибратора первого типа (рис. 3.21, а) явля-
ется взаимосвязь цепей разряда и разряда. Этот недостаток отсут-
ствует в мультивибраторе второго типа на приборе с S-образной
ВАХ, схема которого приведена на рис. 3.29. Благодаря иному
включению диода D в этой схеме цепи заряда и разряда (точнее,
перезаряда) конденсатора С разделены.
Заряд конденсатора С в этой схеме осуществляется через рези'
стор R\ и диод Д. При включении прибора с S-образной ВАХ на'
пряжение на нем падает с уровня t/вкл Д° уровня t/выкл- Возник'
ший отрицательный перепад через конденсатор С поступает на
анод диода, что ведет к его запиранию. Затем отрицательное на'
108
Устройства на однопереходных транзисторах
пряжение на диоде начинает экс-
поненциально расти из-за переза-
ряда конденсатора С через рези-
стор /?2- Когда напряжение на
диоде переходит через 0, диод от-
пирается и происходит регенера-
тивный процесс выключения при-
бора с S-образной ВАХ. Далее
процессы повторяются. Времен-
ные зависимости напряжений на
приборе с S-образной ВАХ и дио-
де этого мультивибратора показа-
ны на рис. 3.30.
Рис. 3.29. Мультивибратор
второго типа на приборе
с S-образной ВАХ
Рис. 3.30. Временные диаграммы работы мультивибратора
рис. 3.29
Постоянные времени перезаряда С обозначены как 0] = CR\ и
Й2 = С/?2- Они могут устанавливаться независимо изменением зна-
чений сопротивления резисторов Я] и R^. Поскольку процессы пе-
резаряда конденсатора экспоненциальные, то времена t\ и мед-
ленных стадий переходных процессов легко находятся аналитиче-
ски:
F - U
t =CR, In ——(3.5)
I	1 г _ IT	'	'
n U ВКЛ
109
Гпава 3
Е + U НК.’! U НЫК. I е
Е - е
= CR2\nE + Ullk\ U . (3.6)
«СОЛОН»
Е
где ?од — напряжение на открытом диоде D (обычно ?од<<е)- Пе-
риод колебаний Т= Г| + /2 + 'вкл + 'выкл, где гВкл и Гвыкл — вре-
мена включения и выключения прибора с S-образной ВАХ (по-
рядка 1 мкс для ОПТ типа КТ117/119).
3.3.4. Мультивибратор второго типа на ОПТ
Практическая схема мульти-
вибратора второго типа на ОПТ
показана на рис. 3.31. С точки
«Выход» можно снимать почти
прямоугольные импульсы, време-
на нарастания и спада которых
определяются временами включе-
ния и выключения ОПТ. Времен-
ные диаграммы напряжений на
эмиттере ОПТ и на диоде подоб-
ны приведенным на рис. 3.30, при
этом напряжения включения (/вкл
и f/выкл определяются с учетом
специфики S-образной ВАХ ОПТ.
Рис. 3.31. Схема
автоколебательного
мультивибратора второго
типа на ОПТ
Осциллограммы импульсов на эмиттере ОПТ, диоде Д и базах
ОПТ, показанные на рис. 3.32, подтверждают выполненный выше
анализ схемы мультивибратора. Осциллограммы сняты при следу-
Рис. 3.32. Осциллограммы импульсов мультивибратора
второго типа на ОПТ при С = 6800 пФ
ПО
Устройства на однопереходных транзисторах
1ощих параметрах компонентов схемы: ОПТ КТ! 17, D КД503А,
/{j - 100 кОм, /?2 = 30 кОм, С = 6800 пФ и Е = 12 В.
На рис. 3.33 показаны осциллограммы перепадов напряжения,
которые формируются при переключении ОПТ. Нетрудно заме-
тить, что длительность перепадов оказывается около 1 мкс и опре-
деляется сравнительно невысокой скоростью переключения ОПТ
типа КТ 117.
Приведенные на рис. 3.33 осциллограммы показывают, что ми-
нимальный период колебаний составляет несколько мкс. Это под-
тверждают и осциллограммы мультивибратора, снятые при малой
емкости конденсатора С = 100 пФ. Частота колебаний в этом слу-
чае превышает 200 кГц и близка к предельной для ОПТ КТ117.
Естественно, что форма колебаний при этом уже далека от идеа-
льной.
Chi IC'OV*" СН2 100V	M100.U5
СНЗ 200mV СН4 100V	10-Jin-07 15:1?
Рис. 3.33. Осциллограммы перепадов напряжения
мультивибратора второго типа на ОПТ при С = 6800 пФ
СНЗ 200mV СН4 100V	10-Jan-0? 1525	>1Э.Т Н-Нг
Рис. 3.34. Осциллограммы импульсов мультивибратора
второго типа на ОПТ при С = 100 пФ
111
Глава 3
ЛГ С 3.3.5. Мультивибратор второго типа на ОПТ
и транзисторе
«солон»
От мультивибратора второго типа на ОПТ можно получить х<
рошие прямоугольные импульсы с малой длительностью фронте
(десятки нс), если заменить диод транзистором. Схема такого щ
рианта мультивибратора представлена на рис. 3.35.
Благодаря работе транзистора в резко нелинейном (ключевое
режиме, времена нарастания и спада коллекторного тока получают
ся в десятки раз меньше, чем у ОПТ, — правда, только при малых
умеренных значениях емкости времязадающего конденсатора С.
Осциллограммы импульсов, иллюстрирующих работу релакса
тора рис. 3.35, показаны на рис. 3.36 (данные схемы: ОПТ КТ1 Г
Т КТ312А, R] = 75 кОм, R2 = 18 кОм, R3 = 2 кОм, С= 1000 пФ
В целом они соответствуют приведенному выше описанию работ!
релаксатора рис. 3.35. Выбросы на осциллограммах связаны с рас
сасыванием в базе транзистора Т избыточных зарядов при выход
его из режима насыщения. Однако форма импульсов на коллекто
ре Т весьма близка к прямоугольной.
Рис. 3.35. Мультивибратор второго типа на ОПТ и транзисторе
Рис. 3.36. Осциллограммы напряжений в различных точках
мультивибратора рис. 3.35
112
Устройства на однопереходных транзисторах
{.3.6. Ждущий мультивибратор второго типа на ОПТ
и транзисторе
На ОПТ легко построить и
<дущие релаксаторы, которые
имеют стабильное исходное состо-
1ние и запускаются запускающи-
ми импульсами. Одна из таких
;хем представлена на рис. 3.37.
3 ней линия нагрузки в исходном
состоянии задается эквивалент-
ным сопротивлением делителя
/?э= /?2 ^з/(/?2 + Лз) и напряжения
£э = ЕЛ3ДЛ2 + Яз)- Ее положение
должно соответствовать положе-
нию линии нагрузки в на рис. 2.5.
Рис. 3.37. Ждущий
мультивибратор с
нормально закрытым ОПТ
ОПТ при этом в исходном состоянии закрыт.
Запуск производится импульсом отрицательной полярности,
поданным через разделительный конденсатор Сз на вторую базу
ОПТ. Он включается, и перепад напряжения (E-UOCT) через
конденсатор С поступает на диод D и закрывает его. Этап форми-
рования длительности импульсов характеризуется перезарядом
конденсатора С через резистор Rj до тех пор, пока отрицательное
напряжение на диоде не перейдет через нуль и диод откроется.
Это приводит к регенеративному выключению ОПТ и переходу в
стадию восстановления. Осциллограммы напряжений (на входе
запуска, второй базе ОПТ, его эмиттере и на диоде) показаны на
рис. 3.38.
Slope
Mode
БОВ
\/	CoupSng
v из
СНЗ \ -6d0mV
СНЗ 2J0V СН4 2.00V	10-Jan-0716:46	1.50002kHz
Рис. 3.38. Ждущий мультивибратор с запуском на вторую
базу ОПТ
ИЗ
Глава 3
ЖЛ 3.4. Генераторы пилообразного напряжения
«солон»
3.4.1.	Классификация генераторов пилообразного
напряжения
ОПТ позволяют легко построить генераторы пилообразного на-
пряжения, которые широко применяются в измерительной технщ
ке, например в преобразователях напряжения в длительность ихь
пульсов, генераторах развертки измерителей АЧХ или низкочао
тотных осциллографов [17, 38]. Принцип построения таких
устройств довольно прост — заряд или разряд С по возможности
неизменным током. Простейшая схема генератора пилообразного
нарастающего напряжения показана на рис. 3.39.
Рис. 3.39. Простейшая схема генератора пилообразного
напряжения (а) и типичная форма последнего (б)
Как видно из рис. 3.39, генератор почти линейно нарастающего
положительного напряжения содержит конденсатор С, заряжае-
мый через резистор R от источника напряжения (ЭДС) Е. При по-
строении генераторов линейно падающего положительного напря-
жения разрядное устройство и резистор R меняются местами. При
этом разрядное устройство становится зарядным. Разумеется, воз-
можно и построение генераторов линейно изменяющегося отри-
цательного пилообразного напряжения (при Е < 0).
Параметрами пилообразного напряжения являются:
•	Uq — начальное напряжение;
•	Um — амплитуда пилообразного напряжения (не надо путать
с напряжением лавинного пробоя);
•	7п — время прямого хода;
114
Устройства на однопереходных транзисторах
•	То — время обратного хода;
•	Тбл — время блокировки (в случае ждущего режима);
•	Гр — общее время одного цикла развертки.
Кроме того, характерным параметром развертки является коэф-
фициент нелинейности пилообразного напряжения
= (du/dt),, -(du'dt)K J0(	= /„ - iK j 00%
(du/dt),,	iH
Он определяется относительным изменением крутизны пило-
образного напряжения в начале и в конце его и часто обычно вы-
ражается в процентах. Вторая форма записи (3.7) основана на’вы-
ражении:
Z(/)=c£M0	(3.8)
dt
Из последнего выражения очевидно, что для получения идеаль-
ного пилообразного напряжения надо заряжать (или разряжать)
конденсатор С от источника неизменного тока /(г) = /. При заряде
конденсатора С от источника напряжения Е через резистор R
(рис. 3.39, а) коэффициент нелинейности будет равен:
p = u„
100%
(E-Uo)
(3.9)
Помимо параметра р нередко для характеристики генераторов
пилообразного напряжения используют еще один параметр — ко-
эффициент использования питающего напряжения
кЕ = (UM/E) 100%.	(3.10)
У «идеального» генератора пилообразного напряжения р->0 и
^Е~>1. У простейшего генератора с зарядной цепью — резистором
ПРИ Uq«E имеем р = к^.
Например, если Um — 10 В и 1/о = 2 В (типично для схем на
ОПТ), то для получения коэффициента нелинейности в 10% допу-
^мое значение Е должно составлять 80 В. При этих оценках
пРедполагается, что генератор пилообразного напряжения нагру-
би на нагрузку с бесконечно большим сопротивлением, что дале-
*0 не всегда имеет место. Для повышения нагрузочной способно-
генераторов приходится использовать эмиттерные повторите-
на биполярных транзисторах или истоковые повторители на
клевых транзисторах.
115
Глаеа 3
< / Обычно для построения генераторов пилообразного напря^
^ния используют три метода:
•	применение токостабилизирующих двухполюсников и.1,
трехполюсников (например, биполярных транзисторов в схе>
ме с обшей базой, полевых транзисторов или интегральна
стабилизаторов малого тока) [39];
•	применение цепей с компенсирующей ЭДС, чаще всего со.
здаваемой эмиттерным повторителем на выходе генератора:
•	включение конденсатора С в цепь отрицательной обратно^
связи усилителя постоянного напряжения (в простейшем
случае просто каскада с общим эмиттером).
Считается, что эти методы примерно равноценны. Но такое
мнение не вполне корректно, и сравнение методов будет сделано
при их описании.
3.4.2.	Простейший генератор пилообразного
напряжения
Практическая схема простейшего автоколебательного генерато-
ра пилообразного (точнее сказать, экспоненциально нарастающе-
го) напряжения на ОПТ представлена на рис. 3.40 [11]. Для полу-
чения коэффициента нелинейности порядка 10% напряжение пи-
тания (и предельное напряжение заряда Q выбрано большим -
60 В. Для указанного значения р максимальная амплитуда выход-
ных импульсов напряжения на конденсаторе С должна быть около
6 В или менее. Поэтому вторая база подключена не прямо к ис-
точнику питания Е, а к делителю напряжения.
Рис. 3.40. Простейший генератор пилообразного напряжения
на ОПТ
116
Устройства на однопереходных транзисторах
Заметим, что легко обеспечивается синхронизация генератора. Ж /
необходимая при его использовании в качестве генератора развср-
тки (например, электронного осциллографа).
Полезно обратить внимание на то, что при изменении напря-
жения питания Еу этой схемы почти линейно меняется амплитуда
пилообразных колебаний, тогда как их частота меняется слабо.
Однако от генераторов пилообразного напряжения часто требует-
ся обратное — стабильной должна быть амплитуда пилообразного
напряжения и его крутизна изменения. Для получения такого
свойства достаточно заменить сопротивление нижнего резистора в
цепи второй базы ОПТ на кремниевый стабилитрон, который ста-
билизирует межбазовое напряжение ОПТ. Разумеется, может ис-
пользоваться и стабилизация напряжения питания Е.
3.4.3.	Генераторы пилообразного напряжения
с токостабилизирующим биполярным транзистором
В качестве источника почти неизменного тока чаще всего ис-
пользуется биполярный транзистор, включенный по схеме с об-
щей базой. Если в цепи эмиттера такого транзистора задан ток /э,
то коллекторный ток можно определить по формуле:
I к№ к) ~ а э + ко + U к / R выход >	(3-11)
где последний член отражает влияние конечного выходного со-
противления транзистора в схеме с общей базой. Это сопротивле-
ние составляет обычно сотни кОм — единицы МОм и определяет
предельную ЭДС щ^эЕвыход-» к которой стремится напряжение на
С в ходе его заряда. Отношение амплитуды пилообразного напря-
жения к этой ЭДС и задает значение коэффициента нелинейно-
сти. Малым обратным током коллекторного перехода /ко обычно
пренебрегают. Заметим, что этот ток частично компенсируется об-
ратным током эмиттерного перехода /эо ОПТ.
К сожалению, включение транзистора по схеме с общей базой
требует применения дополнительного источника напряжения для
питания цепи эмиттера. Поэтому обычно применяют схему с об-
щим эмиттером и с фиксированным (относительно эмиттера) по-
тенциалом базы и задающим ток эмиттера резистором в цепи
эМиттера. Подобная схема автоколебательного генератора линейно
Нарастающего напряжения представлена на рис. 3.41. Фиксиро-
ванное (при Е = const) напряжение между базой и эмиттером то-
Костабилизирующего транзистора создается на резисторе /?5, а ре-
117
Глаеа 3
«солон»
Рис. 3.41. Схема автоколебательного генератора
пилообразного напряжения с токостабилизирующим
транзистором
зистор /?з задает ток эмиттера. В данной схеме его можно менять в
достаточно широких пределах (до 10—20 раз) изменением сопро-
тивления переменного резистора Ry
На рис. 3.42 показаны осциллограммы импульсов на конденса-
торе С и на резисторе R\. Последние ничего необычного не обна-
руживают, а вот вид напряжения на конденсаторе С соответствует
(по крайней мере, на глаз) его линейному, а не экспоненциально-
му изменению. Впрочем, нелинейность менее 1—2% на глаз опре-
делить трудно.
Следует отметить некоторые особенности схемы рис. 3.41. При
изменении напряжения питания частота пилообразных импульсов
меняется незначительно, тогда как амплитуда импульсов оказыва-
ется практически пропорциональной напряжению питания. Если
Рис. 3.42. Осциллограммы импульсов на конденсаторе С
и на первой базе ОПТ (масштаб по вертикали 2 В/дел
для верхнего луча, 1 В/дел для нижнего луча и 50 мкс/дел
по горизонтали)
118
Устройства на однопереходных транзисторах
надо обеспечить постоянство крутизны изменения пилообразноговСД
^пряжения, то надо обеспечить стабилизацию тока заряда кондсн-
;атора- Это можно сделать, применив вместо резистора R$ кремнис-
0ь1Й стабилитрон. Он должен быть низковольтным, чтобы в процес-
се заряда Стокостабилизирующий транзистор оставался в активном
режиме работы и не входил в состояние насыщения в момент, когда
напряжение на коллекторе достигает потенциала базы.
Ток коллектора токостабилизирующего транзистора в схеме
рис. 3.41 примерно равен:
IK =апЕ.-----------
Л 0 1 R3(R4 + Rs)
(3.12)
При записи (3.12) не учтены малый обратный ток коллекторно-
го перехода токостабилизирующего транзистора и напряжение на
его открытом эмиттерном переходе. Длительность прямого хода
(пилообразного роста напряжения на конденсаторе С) можно най-
ти как:
_ ^(^ ВКЛ ~ ОСТ ) ~ С./?3(/?4 + ВКЛ ~^ост) /3 13}
	а0Е,/?5
Вариант схемы рис. 3.41 на ОПТ типа КТ117 показан на
рис. 3.43. Помимо отличий в номиналах компонентов эта схема
имеет дополнительный диод D|, задача которого заключается в
компенсации напряжения f/вэ токостабилизирующего транзисто-
ра. Это простое усовершенствование резко ослабляет зависимость
частоты колебаний этой схемы от изменения напряжения питания
и температуры. Так, при изменении напряжения питания в 5 раз
3

5—0^1
+12
R5
7,5к
Ф D1
“ГКД503А
КТ3107И 51 °°К
Выход
Т1
КТ117
R2
2к
R3
Юк
R1 --------
150 -L с
-----3~6800
F
'ис. 3.43. Генератор пилообразного напряжения на ОПТ
КТ117 с токостабилизирующим транзистором
119
Гпаеа 3
«солон»
СИ!	СК lu.Ov М 25-OJUS
СНЗ 5.00V	13-Jdn-071432
CHI х Ш¥
Рис. 3.44. Осциллограммы импульсов на эмиттере и базах
ОПТ генератора рис. 3.43
(от 5 до 25 В) частота колебаний менялась от 7,95 до 8,44 кГц. Эк
делает эту схему интересной не только в качестве простого генера
тора пилообразного напряжения, но и в качестве высокостабиль
ного релаксационного генератора.
На рис. 3.44 показаны осциллограммы импульсов на эмиттер
и базах ОПТ генератора рис. 3.43. Форма импульсов на эмиттер
ОПТ (и конденсаторе Q вполне удовлетворительная, но даже н
частоте около десяти кГц заметно, что время разряда составляе
заметную часть от времени заряда С.
3.4.4.	Улучшенные схемы генераторов
с токостабилизирующим транзистором
Ряд приемов улучшения схемотехнических решений генерал
ров пилообразного напряжения можно найти в [17]. На рис. 3.1
показана типовая схема автоколебательного генератора пилообраз
ных импульсов с разрядным ОПТ Tj (KTl 17). Стабилизатор ток
выполнен на транзисторе Т2 (КТ361К). Кремниевый стабилитро
D] (КС175Ж) стабилизирует напряжение питания эмиттерно
цепи, что приближает свойство схемы стабилизатора тока к свой
ствам схемы с общей базой. Нагрузочная способность генератор1
улучшена включением эмиттерного повторителя на транзисторе 1
(КТ315Е). Диод D2 (КД503А) устраняет затягивание обратно11
хода генератора.
Генераторы пилообразного напряжения на ОПТ имеют, к
жалению, довольно большое время обратного хода (разряда ко11
денсатора Q. Для уменьшения его можно использовать дополН1’
тельный транзистор Т3 для ускоренного разряда С (рис. 3.^
120
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.45. Генератор пилообразного напряжения
с токостабилизирующим транзистором и эмиттерным
повторителем
«солон»
Рис. 3.46. Генератор пилообразного напряжения на ОПТ
с дополнительным разрядным транзистором
роме того, в этом генераторе уменьшена сильная нелинейность
°нечного этапа заряда конденсатора С из-за заметного нараста-
ият*ока эмиттера ОПТ перед его включением. Уменьшение нели-
ейности достигнуто включением дополнительного эмиттерного
°вторителя на транзисторе Т4. На нагрузочную способность гене-
атора этот повторитель не влияет.
Переменный резистор R в схемах рис. 3.45 и 3.46 включен для
Попечения термокомпенсации. На вторую базу ОПГ в этих схе-
можно подавать синхронизирующие импульсы. Если вместо
применить оптроны (например, АОТЮ2/ЗОТ102), то для по-
импульсов синхронизации можно использовать гальваниче-
1(11 Развязанный от ОПТ вход светодиода.
121
Гпава 3
ШГ ( Как уже неоднократно отмечалось, нагрузочная способное-
генераторов пилообразного напряжения с токостабилизирующц^,
двухполюсниками мала. Применение простых эмиттерных noinf
ритслей се улучшает незначительно. Для существенного улучц^
ния се надо использовать специальные схемы повторителей,
пример схему, показанную на рис. 3.47 [40]. Ес основой являет^
истоковый повторитель на полевом транзисторе с дополните.^,
ным каскадом на биполярном транзисторе, усиливающим дейс:.
вие отрицательной обратной связи повторителя.
Рис. 3.47. Высококачественный повторитель напряжения
на полевом и биполярном транзисторах,
Входное сопротивление повторителя рис. 3.47 может превью
шать 20 ГОм, что обеспечивает практически полную развязку ви
хода генераторов пилообразного напряжения от нагрузки. КромН
того, с помощью резистора R3 можно (правда, в ограниченно^
диапазоне частот) осуществить установку точно единичного коэф
фициента передачи повторителя.
Применение всех этих мер ведет к заметному усложнению схеН
генераторов пилообразного напряжения на ОПТ. При этом гла*1
ный недостаток ОПТ (невысокие частоты генерации) остается в*"
устранимым. В связи с этим для построения широкодиапазонн^
схем генераторов пилообразного напряжения более целесообрз?
ным является построение их на специализированных интеграф
ных микросхемах, например на интегральных таймерах [41].
3.4.5.	Генератор пилообразного напряжения на основе
мультивибратора на ОПТ
Генераторы пилообразного напряжения могут строиться та*^1
на основе мультивибраторов на ОПТ с заменой разрядного или^
рядного резисторов токостабилизирующими биполярными тр^
122
устройства на оонопереховных транзисторах
«солон»
Рис. 3.48. Генератор линейно падающего напряжения
на основе мультивибратора первого типа
зисторами. На рис. 3.48 показана схема такого генератора на осно-
ве мультивибратора рис. 3.23, у которого разрядный резистор за-
менен схемой стабилизации тока на транзисторе Т2.
Генератор рис. 3.48 при отсутствии диода D2 работает в автоко-
лебательном режиме. Если ОПТ закрыт, то закрыт и транзистор
Т2, поскольку напряжение на резисторе /?] недостаточно для его
отпирания. При этом конденсатор Q заряжается через резистор
Лз и открытый диод D|. Время заряда приближенно равно
=С,Л31п|^£«сГ.	(3.14)
£ I U вкл
Когда в конце стадии заряда напряжение на конденсаторе С
Достигнет значения напряжения включения Ubkjh ОПТ включает-
ся и напряжение на его эмиттере упадет до уровня £/ост- Диод Д|
закрывается, и конденсатор Q начинает разряжаться почти неиз-
менным током
/К2 sao(l/,, -ием)/Я4.	(3.15)
Здесь
U Л,	+ B-ББВКЛ +	(3.16)
Время линейного разряда С| определяется как
tp =С\Щ Вкл - Uост)/1 К2-	(3.17)
Если в схеме есть диод D2 и напряжение фиксации Е® < t/вкл,
т° генератор обеспечивает работу в ждущем режиме. В этом случае
после заряда С] ОПТ остается выключенным и напряжение на
^Нденсаторе С фиксируется на уровне (Е® + 6/д2). Отрицатель-
123
Гпава 3
ный импульс запуска, поданный на вторую базу ОПТ, открывав
2_J^onT, и напряжение на нем падает до уровня 6/qct- Диод D] з;
крывается и наступает стадия разряда С| до уровня 6/ост- Это сч
ответствует прямому ходу генератора. В его конце ОПТ регенерс
тивно запирается и формируется стадия восстановления. Ее врем
составляет
= С, /?3 In

F - U
। иост
F - F - U
\ ф и л 2
(3.1S
Спустя это время напряжение на конденсаторе С достигав
уровня Еф + Ед2 и фиксируется диодом D2 на этом уровне. Схем
приходит в исходное состояние и ожидает прихода следующего за
пускающего импульса.
3.4.6.	Генератор треугольного напряжения на основе
мультивибратора на ОПТ
На основе мультивибратора на ОПТ первого типа нетрудно по
строить многофункциональный генератор треугольного напряжс
ния, к которого как заряд, так и разряд конденсатора осуществлю
ется практически неизменным током. Схема такого генератора по
казана на рис. 3.49.
В этом генераторе, построенном на основе мультивибратор
рис. 3.23, для заряда конденсатора Q используется токостабили
зирующий транзистор Т3, а для разряда — транзистор Т2. Регули
Рис. 3.49. Генератор треугольного напряжения на основе
мультивибратора на ОПТ
124
Устройства на однопереходных транзисторах
'ис. 3.50. Осциллограммы импульсов генератора треугольного
напряжения: симметричного (а) и несимметричного (6)
уя /?4 и /?з, можно менять времена заряда и разряда конденсатора
\ делая их равными (рис. 3.50, а) или разными (рис. 3.50, б),
резисторов /?1 и /?2 можно снимать прямоугольные напряжения.
Если применить фиксирующий диод D2 и источник фиксирую-
щего напряжения Еф < t/вкль то генератор рис. 3.49 можно пере-
йти в ждущий режим работы. При запуске формируется вначале
инейный спад напряжения на конденсаторе С\, а затем линей-
ый рост (рис. 3.51).
ИВшиз
P*c. 3.51. Осциллограммы напряжения генератора рис. 3.49
в ждущем режиме работы
125
Глава 3
ЛГ ( 3.4.7. Генераторы пилообразного напряжения
с токостабилизирующим полевым транзистором
Почти неизменный ток для заряда или разряда конденсатор
можно получить с помощью полевых транзисторов с управляв
щим переходом [ 17|. Простейшая схема автоколебательного гсце
ратора линейно нарастающего напряжения показана на рис. З.у
В качестве источника зарядного тока здесь использован полсв0|
транзистор с каналом д-типа, у которого исток подключен к За
твору через резистор, создающий отрицательную обратную связ!
по току.
Рис. 3.52. Автоколебательный генератор линейно
нарастающего напряжения с токостабилизирующим полевьи
транзистором
При R\ = 0 выходное сопротивление полевого транзистора ока
зывается в несколько раз меньше, чем /?выход У биполярной
транзистора в схеме с общей базой. Однако при включении R\ oW
возрастает в (1 + S$R\) раз и может достигать значений до несДО
льких МОм. Однако на практике такое выходное сопротивлени
использовать невозможно из-за паразитного шунтирования ко^
денсатора С сопротивлением нагрузки (оно редко бывает намн^
больше 1 МОм) и даже собственным сопротивлением утечки. ।
Осциллограммы импульсов на эмиттере ОПТ (конденсатора
и на второй базе показаны на рис. 3.53.
Стоит сказать несколько слов об улучшении схем генератор
пилообразного напряжения с токостабилизирующими транзит
рами. Для улучшения стабильности тока и уменьшения влияНГ
наводок можно использовать улучшенные схемы стабилизатор1
тока на полевых транзисторах, показанные на рис. 3.54.
126
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.53. Осциллограммы напряжений генератора рис. 3.52
при Rt = 7,5 кОм
«СОЛОН»
Рис. 3.54. Улучшенные схемы стабилизаторов тока
на полевых транзисторах: с р-канальным транзистором (а)
и двумя полевыми транзисторами (б)
Схема рис. 3.54,а подобна схеме стабилизатора тока, применен-
ной в генераторе рис. 3.52. Однако в последней схеме резистор в
Цепи истока подвешен и подвержен наводкам — особенно если
3W> переменный резистор. В схеме рис. 3.54,а этот недостаток от-
сУТствует, и резистор одним выводом подключен к источнику пи-
Ши.
В схеме рис. 3.54,6 двухполюсник выполнен на двух полевых
^анзисторах, причем второй транзистор усиливает действие отри-
цательной обратной связи по току. Это позволяет получить диф-
ференциальное выходное сопротивление двухполюсника до десят-
Ков и даже сотен МОм. Чтобы реализовать возможности такого
5вУХПолюсника (и даже более простых вариантов токостабилизи-
РУЮщих двухполюсников), нагрузку к генераторам надо подклю-
ать через эмиттерный или истоковый повторитель, нередко на
°сТавных транзисторах.
127
Гпаеа 3
3.4.8.	Генераторы пилообразного напряжения
с интегральным стабилизатором тока КЖ101
Для стабилизации малых
токов (доли мА) в настоящее
время наша промышленность
выпускает специализирован-
ную микросхему КЖ101А
(рис. 3.55), которая является
полевым транзистором со
структурой металл-диэлект-
рик-полупроводник (МДП) со
встроенным каналом, кото-
рый оптимизирован для ста-
билизации тока в очень ши-
роком диапазоне напряжений
сток-исток — от 2 до 230 В.
встроенным каналом
резистор защиты затвор
термостаб авизирующий
резистор для компенсац^,
температурной зависи-
мости порогового напря-
жения
исток
UTBOP
Рис. 3.55. Микросхема
стабилизатора тока КЖ101&
VT 1 — ДМОП транзистор со
Рекомендуемые схемы применения микросхемы стабильного
тока КЖ101А представлены на рис. 3.56. Основная схема включе-
ния (рис. 3.56, а) задает начальное нормированное значение тока от
95 до 165 мкА. Схема рис. 3.56, б обеспечивает повышение стабили-
зируемого тока и его регулировку, а рис. 3.56, в понижение тока.
Практическая схема генератора пилообразного напряжения на
ОПТ с микросхемой КЖ101А показана на рис. 3.57. Микросхема
включена так, что с помощью переменного резистора позволяет
получать плавное изменение тока как меньшего, так и большего,
чем номинальный ток.
Рис. 3.56. Основные схемы включения микросхемы КЖ101А
128
Устройства на однопереходных транзисторах
«солон»
Рис. 3.57. Генератор пилообразного напряжения на ОПТ
и микросхеме стабилизатора тока КЖ101А
Ниже представлены замеры тока (в мкА) на выходе интеграль-
ного стабилизатора тока при разных напряжениях на нем (верхняя
строка таблицы, напряжение в В) для трех значений номинально-
го тока. Нетрудно заметить, что ток практически стабилизируется
при напряжениях более 1,5—2 В.
и, в	0	0,3	0,5	1	1,5	2	3	5	10
I, мкА	0	60	96	192	285	369	379	374	365
1, мкА	0	13	21	42	64	86	105	104	102
1, мкА	0	4	8	16	20	20	20	20	20
Осциллограммы импульсов напряжения на эмиттере (конден-
саторе Q и на базе 2 ОПТ представлены на рис. 3.58. Форма на-
пряжения на конденсаторе С выглядит близкой к идеальной, но
стоит заметить, что получение нелинейности менее 1—2% у такой
простой схемы все же затруднительно. Иногда для повышения ли-
Рис. 3.58. Осциллограммы напряжения на базе и эмиттере
ОПТ схемы рис. 3.57
5 эак. 252
129
Глава 3
нейности и нагрузочной способности подобных генераторов при.
меняют буферные эмиттерные повторители на одном обычно^
или составном биполярном транзисторе.
Осциллограммы импульсов напряжения на базе и эмиттере
ОПТ показаны на рис. 3.58. Вид осциллограмм характерен для по-
добных схем. К сожалению, как и другие схемы таких генерато-
ров, эта схема имеет низкую нагрузочную способность, и для ее
повышения стоит применять повторители напряжения.
3.4.9.	Генератор пилообразного напряжения
с компенсирующей ЭДС
Метод компенсирующей ЭДС — еще один хорошо известный
метод повышения линейности пилообразного напряжения. Его
суть легко понять, если предположить, что заряд С в схеме
рис. 3.39 происходит от источника напряжения Е, последователь-
но с которой подключена компенсирующая ЭДС. Тогда ток заряда
С будет равен:
.с(»-£ + "‘('?''с(,).	(3.19)
А
При д/к(0 = 0 имеем обычный экспоненциальный заряд С, в
ходе которого зарядный ток уменьшается по мере роста напряже-
ния При wk(0 = wc(0 ток /*с(0 = E/R = const и формируется
строго линейно нарастающее напряжение. Для получения компен-
сирующей ЭДС надо использовать дополнительный усилитель с
коэффициентом усиления К, близким к 1. В этом случае нк(0 =
Kuc(t). Нетрудно показать, что в этом случае коэффициент нели-
нейности рк = Р(1 — А)-»0 при К->\.
Естественно, что в роли усилителя может использоваться тот
или иной повторитель напряжения, например эмиттерный. Оче-
видно, что он может использоваться и для повышения нагрузоч-
ной способности генератора пилообразного напряжения. С перво-
го взгляда все это говорит в пользу построения генераторов пило-
образного напряжения с компенсирующей ЭДС. Однако с этим
выводом стоит повременить.
Рассмотрим типовую схему генератора с компенсирующей
ЭДС, представленную на рис. 3.59. Для создания компенсирую'
щей ЭДС в качестве усилителя с почти единичным усилением ИС'
пользован эмиттерный повторитель на биполярном транзисторе*
Компенсирующая ЭДС с его выхода через конденсатор С2 боль'
130
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.59. Простейшая схема генератора пилообразного
напряжения с компенсирующей ЭДС
шой емкости подается в точку а, что вызывает рост напряжения на
ней по мере роста выходного напряжение (действие компенсиру-
ющей ЭДС).
Осциллограммы напряжения на конденсаторе С, выходе эмит-
терного повторителя и на второй базе ОПТ КТ117 показаны на
рис. 3.60. Можно заметить даже на глаз, что коэффициент переда-
чи повторителя меньше 1, а нелинейность выходного напряжения
значительна. Это связано с тем, что при довольно низком сопро-
тивлении в цепи эмиттера (/?з = 2,2 кОм параллельно с Лд =
7,5 кОм) входное сопротивление повторителя при В транзистора
около 100 составит заметно меньше 200 кОм. Такое сопротивле-
ние сильно шунтирует цепь заряда конденсатора и сводит почти
на нет действие компенсирующей ЭДС.
LH1 2C/V СНЗ 5.00V М 50.0jus
СН4 2.00V	14-Jan-07 0524	4 * ч
Рис. 3.60. Осциллограммы напряжения на конденсаторе С,
выходе эмиттерного повторителя и на второй базе ОПТ
КТ 117
Гпава 3
4(1 Есть сшс один серьезный недостаток схемы рис. 3.60 — при м;ь
2.JPдых uc(t) транзистор повторителя закрывается и на пилообразно^
напряжении снизу образуются характерные горизонтальные по.
дочки. Есть и еще один недостаток — нелинейность пилообразно,
го напряжения возрастает из-за заряда разделительного кондснса-
тора С?. Чтобы этого нс происходило, сскость конденсатора С
должна быть в десятки-сотни раз больше емкости конденсатора
С|. Часто конденсатор С? берется электролитическим.
3.4.10.	Улучшенные варианты генераторов
пилообразного напряжения с компенсирующей
ЭДС
Улучшенная схема генератора пилообразного напряжения по-
казана на рис. 3.61. Здесь вместо резистора Л4, шунтирующего вы-
ход повторителя, применен диод D, который закрывается, когда
напряжение в точке а начинает возрастать и становится больше
напряжения питания Е. Другое улучшение — подключение рези-
стора в цепи эмиттера повторителя к дополнительному источнику
напряжения отрицательной полярности. Это исключает запирание
транзистора при малых напряжениях на конденсаторе С\ и устра-
няет полочки пилообразного напряжения.
Еще одна схема (рис. 3.62) считается одной из лучших в классе
генераторов с компенсирующей ЭДС. В ней эта ЭДС подается в
точку а не через конденсатор, напряжение на котором меняется, а
через кремниевый стабилитрон Dj. Напряжение на стабилитроне
практически не меняется, и потому ухудшения линейности не
D
КД503А
--- f °
20..,25В
-Еэ 5В
Рис. 3.61. Улучшенный вариант схемы генератора
пилообразного напряжения с компенсирующей ЭДС
132
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.62. Улучшенный вариант схемы генератора
пилообразного напряжения с компенсирующей ЭДС, поданной
через стабилитрон
«солон»
происходит. Однако недостаток этой схемы заключается в умень-
шении коэффициента использования напряжения питания и не-
обходимости его увеличения.
К сожалению, и в схеме рис. 3.62 получить коэффициент нели-
нейности менее примерно 5% не удается из-за недостаточного вы-
сокого входного сопротивления повторителя и его коэффициента
передачи, меньшего 1. Можно заметно улучшить работу этой схе-
мы, применив улучшенные варианты повторителей, например на
составных транзисторах или повторитель на полевом и биполярном
транзисторах (рис. 3.47). Все это усложняет схемы генераторов.
Довольно простая схема генератора пилообразного напряже-
ния, показанная на рис. 3.63, использует положительную обрат-
ную связь через резистор R3 на среднюю точку емкостного делите-
Рис. 3.63. Схема генератора пилообразного напряжения
с возможностью получения нулевого коэффициента
нелинейности
133
Гпава 3
ДГ Т ля. При этом лаже при коэффициенте передачи повторителя чуть
меньше 1 глубина обратной связи может превышать 100%. В этом
случае крутизна изменения пилообразного напряжения будет воз-
растать во времени. Можно подобрать номинал R3 так, что коэф-
фициент нелинейности станет равным 0. Однако это возможно в
ограниченном диапазоне частот генерируемых колебаний.
3.5.	Генераторы и преобразователи
напряжения в частоту с емкостной
обратной связью
3.5.1.	Принцип построения генераторов с емкостной
обратной связью
Часто необходимо генерировать импульсы с низкой и даже
сверхнизкой частотой повторения. В обычных релаксационных ге-
нераторах на ОПТ для этого приходится использовать времязада-
ющий конденсатор С большой емкости, в результате чего увели-
чиваются его размеры. Кроме того конденсаторы большой емко-
сти имеют невысокую стабильность и большие токи утечки.
Другой возможностью является увеличение емкости схемным
путем с помощью специальных умножителей емкости. Последние
обычно являются усилителями постоянного тока (УПТ), охвачен-
ными емкостной обратной связью. Особенностью таких схем явля-
ется включение ОПТ в качестве разрядного ключа не на входе, а на
выходе УПТ. Это позволяет резко уменьшить время разряда хрони-
рующего конденсатора, поскольку на стадии разряда умножения
емкости не происходит и усилитель (обычно однополярный) заперт.
Если в цепь входа ввести источник тока управления /у, то можно
получить заряд С током, очень близким к /у, и обеспечить генера-
цию линейно нарастающего напряжения с высокой линейностью.
Рассмотрим работу обобщенной схемы релаксатора с «умножи-
телем» емкости, в состав которого входят УПТ и хронирующий
конденсатор С (рис. 3.64, а). Конденсатор С заряжается током /с>
который является частью полного тока 7, протекающего через хрО'
нирующее сопротивление /?. Другая часть /4 полного тока ответв-
лястся в выходные цепи УПТ.
Таким образом, качественно роль УПТ заключается в уменьши
нии тока /с, в результате чего возрастает время заряда конденсате'
134
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.64. Эквивалентная схема релаксационного генератора
с накопительным конденсатором в цепи обратной связи УПТ
(а) и ее упрощенный вариант (б)
pa С. При этом напряжение на выходных зажимах 2-2 УПТ повы-
шается, пока не достигнет уровня включения t/вкл разрядного
ключа К. Последний замыкается, и конденсатор С начинает разря-
жаться через низкое сопротивление ключа гк и диод D, включен-
ный параллельно входным зажимам УПТ, до тех пор, пока напря-
жение на нем не упадет до уровня £/выкл> после чего ключ размы-
кается и конденсатор вновь начинает заряжаться. В этой стадии
УПТ не влияет на работу схемы и постоянная времени разряда
остается малой и равной тр « гкС, что обеспечивает малое время
разряда. Из сказанного следует, что начальное и конечное напря-
жения на конденсаторе (без учета малого падения напряжения на
адоде Д) определяются пороговыми напряжениями ключа i/вкл и
Рвыкл не меняются при введении УПТ. Таким образом, примене-
ние УПТ сказывается лишь на этапе заряда С.
. Проанализируем процесс заряда конденсатора С в схеме
рис. 3.64, а. При анализе учтем входное rux и выходное гвых сопро-
тивления УПТ, источник тока /у на входе и внешнее сопротивле-
ние 7?у, влияющее на распределение тока во входных цепях УПТ.
Обозначим
= /2//|,	(3.20)
N = м гвх + Лу).	(3.21)
Составляя уравнение Кирхгофа для этапа заряда емкости и
Учитывая (3.20) и (3.21), получаем следующее дифференциальное
Уравнение:
duCK иСк Еэ	..
—— + —(3.22)
135
Гпава 3
Ш. ( где
«солон»
= R,
(3.23)
с, =С\Г..../(/? + /_)|	4- /;_)//?/;_ 4- I + W. |, (3.24)
EJ = ErelJ(R 4- гных) 4- Iy + NK,Rr^/(R 4- г_ч)]. (3.25)
Уравнение (3.22) тождественно уравнению, описывающему за-
ряд емкости в простейшей /?С-цспи, содержащей элементы R3,
и Еэ, определяемые из (3.23) — (3.25). Это позволяет представить
анализируемую схему в более простом виде, показанном па
рис. 3.64, б. При одинаковых параметрах и пороговых напряжени-
ях £фкл и t/выкл ключа, закон изменения напряжения на емкости
Сэ в схеме рис. 3.64, б тот же, что и в схеме рис. 3.64, а. Это позво-
ляет свести расчет линейности, начальной скорости роста напря-
жения и других параметров схемы рис. 3.64, а к соответствующему
хорошо известному расчету простейшей схемы рис. 3.64, б. Так.
для основных параметров генератора: коэффициента нелинейно-
сти р, начального наклона выходного напряжения uqk и времени
заряда /3 — можно записать
Uр ЦСк
Е j ~ ЦСк
£ -----вЫХ----
R + Гвых
(3.26)
Ej -чСк
ЧСи = —-----—
Л.С.
£ --------вЫХ_
вых
Rrmx
R + Г«ых
Nr('R + r«-d + 1 + TV/f,.
Rrmx
+ ly Nrex + NKt
RC—
R + гтх
- Ча
(3.27)
t1 = R,C, ln[(£5 -uCk)/(E, -U,)].
(3.28)
Выражения (3.26)—(3.28) позволяют проанализировать работу
схемы при различных значениях тока /у и сопротивления /?у. В ча-
стности, видно, что при /у = 0 линейность не улучшается, но />
резко возрастает из-за увеличения эквивалентной емкости Сэ. При
/у > 0 возрастает Еэ, что приводит к уменьшению р и /3. Следовате-
льно, в этом случае улучшается линейность хронирующего напря-
жения, что является ценным свойством при использовании этой
схемы в генераторах пилообразного напряжения. Улучшение лш
нейности имеет место до тех пор, пока /у остается меньшим >
В противном случае УПТ запирается и нормальная работа схемы
136
Устройства на однопереходных транзисторах
Прекращается. Легко видеть, что улучшение линейности в пределе
составляет (1 + NK,). если г|!Ь|Ч ? R ? rllv
Изменение тока /у можно использовать для построения широ-
кодиапазонных преобразователей"тока в частоту. Так, если прене-
бречь малым временем разряда С, то частота колебаний будет поч-
ти пропорциональна /у:
f=Iy/C(UHU-UllhlKJ).	(3.29)
Поскольку потенциал входа усилителя близок к нулю (правда,
не всегда), то ток /у можно задавать с помощью источника вход-
ного напряжения Uy и резистора Ry. Таким образом, легко по-
строить простой генератор с частотой, управляемой напряжением
и при достаточно качественном усилителе с большим построить
и преобразователь напряжения в частоту (ПНЧ).
3.5.2.	Генераторы пилообразного напряжения
с емкостной обратной связью и с разрядным ОПТ
Для построения широкодиапазонных генераторов линейно из-
меняющегося напряжения и АНЧ применялись преобразователи с
емкостной обратной связью и разрядным лавинно-рекомбинаци-
онным диодом [42]. Однако напряжения у них i/вкл и ^выкл име-
ли большой разброс и узкий диапазон значений. Эти недостатки
отсутствуют у ОПТ, и их можно легко применять в таких схемах
практически без изменения последних (просто меняя лавинно-ре-
комбиационный диод на ОПТ).
Простейшая схема генератора пилообразного напряжения на
ОПТ и УПТ на транзисторе, включенном по схеме с общим эмит-
тером, показана на рис. 3.65. В ней желательно применение тран-
Рис. 3.65. Простейшая схема генератора пилообразного
напряжения на ОПТ с емкостной обратной связью
137
Гпава 3
Ш ( зистора с большим В, поскольку этот параметр определяет коэф.
^—ЛЕфициент усиления каскада по току.
Осциллограммы импульсов генератора рис. 3.65 представлены
на рис. 3.66. Можно отметить хорошую форму линейно нарастаю,
щего напряжения на участке прямого хода — верхняя осциллог-
рамма. Но на участке обратного хода присутствует характерный
выброс в конце обратного хода. Как правило, он не мешает при-
менению генератора и обычно легко гасится импульсом, снимае-
мым с второй базы ОПТ (средняя осциллограмма). Из нижней
осциллограммы видно, что во время обратного хода транзистор за-
крывается и разряд С происходит через ОПТ и открытый на этой
стадии диод в цепи базы транзистора.
Рис. 3.66. Осциллограммы работы генератора рис. 3.65
Схемы этого класса обладают рядом достоинств. От них можно
получить коэффициент нелинейности порядка 1% и менее.. При
этом схемы имеют достаточно высокую нагрузочную способность.
Однако к таким простым схемам, как показанная на рис. 3.65, это
относится лишь частично. Для получения коэффициента нелиней-
ности менее 1 % нужно применение прецизионных усилителей по-
стоянного тока, например на основе интегральных операционных
усилителей.
3.5.3.	Преобразователи напряжения в частоту
с емкостной обратной связью и с разрядным ОПТ
При использовании схем с емкостной обратной связью в каче-
стве преобразователей напряжения в частоту нужно учитывать не-
которые особенности их работы. Прежде всего, в простой схеме
рис. 3.67 надо учитывать большое напряжение смещения нуля У
138
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.67. Схема простого преобразователя напряжения
в частоту
усилителя, которое составляет доли В (это напряжение 6/БЭо от-
крытого транзистора). Для компенсации смещения нуля преду-
смотрена цепь задающая в цепь базы ток, плавно регулиру-
емый переменным резистором /?2.
На практике существует ряд факторов, влияющих на линей-
ность зависимости частоты от управляющего напряжения Uy в
схемах такого рода. Это конечное время разряда конденсатора /р,
нелинейность усилителя постоянного тока, зависимость напряже-
ния включения от скорости изменения напряжении при его росте
и др. Наиболее существенно влияние времени /р, что видно уже из
Приближенного выражения для частоты:
_ ВКЛ U выкл}
(3.30)

Этот фактор особенно существенен при использовании в схеме
ОПТ или лавинно-рекомбинационных диодов, имеющих сравни-
тельно большие времена разряда конденсатора. Погрешность пре-
образования напряжения в частоту имеет порядок величины нели-
нейности р. Однако особо следует выделить случай, когда зависи-
мость Д/у) калибруется по двум точкам — одна вблизи нулевой
частоты, а другая вблизи максимальной частоты. В этом случае
Максимальная погрешность наблюдается в середине частотного
Диапазона и в несколько раз меньше величины р.
Скомпенсировать нелинейность, обусловленную конечным
вРеменем Гр, можно, включив последовательно с конденсатором
Резистор Л». Тогда напряжение на эмиттере ОПТ в момент вклю-
чения будет равно (С/вкл — и выражение для частоты примет
вид;
139
Гпаеа 3
НКЛ	НЫК.!
'у
- CRA + t р
(3.31)
Отсюда ясно, что при выборе /?д = Гр/С частота будет пропор.
циональна току /у: — см. (3.29).
На практике для точной компенсации нелинейности надо под.
бирать номинал резистора Яд. Питать схему надо от источника
стабилизированного напряжения, поскольку изменение (t/вкл "
£/выкл) У ОПТ в данном применении нежелательно.
Недостатком преобразователя рис. 3.67 является сравнительно
большой температурный дрейф частоты, обусловленный дрейфом
входного каскада УПТ. На рис. 3.68 показана схема преобразова-
теля с дифференциальным УПТ, выполненным на транзисторах
Т\ — Ту Применение дифференциального УПТ снижает темпера-
турный дрейф на порядок. При Uy = (Т-10 В преобразователь имеет
перекрытие по частоте не менее 2000 и погрешность от нелиней-
ности не более 0,1%. Входное сопротивление преобразователя
20 кОм.
Преобразователи напряжения в частоту, использующие ОПТ,
могут быть полностью выполнены в виде монолитных или гибрид-
ных интегральных схем. В этом случае удается получить малый тем-
пературный дрейф, так как операционные УПТ в интегральном ис-
полнении имеют на два-три порядка меньший дрейф, чем простей-
шие УПТ с дифференциальным входом. Однако в таких
Рис. 3.68. Схема широкодиапазонного преобразователя
напряжения в частоту с уменьшенным дрейфом
140
Устройства на однопереходных транзисторах
Преобразователях удельный вес ОПТ в наборе компонентов стано-
вится далеко не решающим и в них могут использоваться более
Прецизионные импульсные устройства. Следует отмстить, что в на-
стоящее время освоено производство множества микросхем ПНЧ с
высокой стабильностью и малой нелинейностью. Они широко при-
меняются. например, в цифровых мультиметрах для измерения на-
пряжений постоянного тока с погрешностью 0,1% и менее.
3.6.	Применение ОПТ совместно
с импульсными схемами
3.6.1.	Генераторы импульсов со скважностью 2 на ОПТ
и триггере со счетным запуском
ОПТ могут эффективно использоваться с рядом обычных им-
пульсных устройств, например триггерами и мультивибраторами,
как на обычных транзисторах, так и устройствах, выполненных в
виде интегральных микросхем. Роль ОПТ в таких устройствах сво-
дится к построению задающих генераторов или схем временной
задержки.
Довольно часто нужны прямоугольные импульсы со скважно-
стью, точно равной 2. Иногда такие разнополярные импульсы
именуют меандром. Известен и простой способ получения таких
импульсов — запуск триггера со счетным запуском. На рис. 3.69
Рис. 3.69. Схема генератора прямоугольных импульсов
с° скважностью 2 на основе генератора на ОПТ и триггера
со счетным запуском
141
Глава 3
показана такая схема с применением триггера на дискретна
транзисторах [6]. Триггер работает в режиме счетного запуска 3,
счет подачи отрицательных импульсов от генератора тактовых им.
пульсов на ОПТ в эмиттерную цепь триггера.
Строго говоря, устройство генерирует не меандр, а однополяр,
ныс прямоугольные импульсы, в которых одинаковы длительность
импульса и длительность паузы. Меандр можно получить, исполу
зуя разделительную RC-цепь с большой постоянной времени. П<т
добное устройство легко построить и на базе подходящего триггс-
ра, выполненного в виде интегральной микросхемы.
3.6.2.	Генераторы импульсов с регулируемой
скважностью на ОПТ и триггере со счетным
запуском
На основе триггера со счетным запуском можно строить схемы
генераторов с регулируемой скважностью. Один из принципов по-
строения таких генераторов заключается в поочередном измене-
нии одного из параметров времязадающей цепи. На рис. 3.70 по-
казана схема такого генератора, у которого меняется предельное
напряжение заряда времязадающего конденсатора С.
Другой способ — поочередное изменение напряжения на вто-
рой базе ОПТ реализован в схеме, показанной на рис. 3.71. Поско-
льку базовая цепь ОПТ имеет довольно низкое сопротивление
(единицы кОм), то между делителем Я], /?2 и второй базой ОПТ
включен эмиттерный повторитель на транзисторе Т2. Частота ко-
лебаний генератора регулируется изменением сопротивления рези-
стора /?з, и при этом скважность импульсов остается неизменной.
Иногда необходимо изменение скважности при постоянстве
частоты колебаний. Это свойство реализует схема, показанная на
Рис. 3.70. Генератор импульсов с регулируемой путем
изменения предельного напряжения заряда конденсатора С
скважностью
142
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.71. Генератор импульсов с регулируемой путем
изменения напряжения на второй базе ОПТ скважностью
«солон»
Рис. 3.72. Схема генератора с регулируемой путем
переключения сопротивлений времязадающих цепей
скважностью
рис. 3.72. При изменении сопротивления /?з и при R\ = Ri сопро-
тивление одной зарядной цепи возрастает, а сопротивление другой
настолько же уменьшается. В связи с этим длительность одного
полупериода колебаний растет, а другого уменьшается при сохра-
нении их суммы.
Расчет этих схем вполне очевиден, и вдаваться в его детали не
стоит. Подробности такого расчета можно найти в [8].
3.6.3.	Генератор импульсов с раздельно задаваемой
частотой и длительностью
Наиболее часто применяются генераторы прямоугольных импу-
льсов с раздельно задаваемой частотой и длительностью. На
Рис. 3.73 показан вариант такой схемы на основе задающего гене-
ратора на ОПТ и обычного ждущего транзисторного мультивибра-
тора. Генератор на ОПТ задает частоту колебаний, которая регу-
лируется переменным резистором R\, а ждущий мультивибратор
^ает длительность импульсов.
Выбор ждущего мультивибратора далеко не ограничивается
^Риведенной на рис. 3.73 схемой классического мультивибратора,
таким же успехом могут применяться мультивибраторы в интсг-
143
Гпаеа 3
Рис. 3.73. Генератор прямоугольных импульсов с раздельно
задаваемой частотой и длительностью на основе задающего
генератора на ОПТ и транзисторного мультивибратора
ральном исполнении, интегральные таймеры и другие такие
устройства.
3.6.4.	Ждущие мультивибраторы на основе триггера
и ОПТ
Для построения ждущих мультивибраторов можно использо-
вать триггер, запускающий времязадающую цепь с ОПТ. Очевид-
ный и простейший вариант такой схемы представлен на рис. 3.74.
Рассмотрим работу этой схемы.
D1
Рис. 3.74. Ждущий мультивибратор на основе триггера и ОПТ
В исходном состоянии триггер вырабатывает на выходе yj сиГ'
нал логического нуля, близкий к 0. При этом ОПТ Т| закрыт и эт°
состояние схемы устойчиво. Запускающий импульс перебрасывав
триггер в новое состояние. При этом напряжение на выходе yj
вышается до уровня U], которое должно быть выше i/вкл- ^оН
денсатор С начинает заряжаться, и, когда напряжение на нем Л0'
144
Устройства на однопереходных транзисторах
,т0гнет уровня t/вкл, ОПТ включается и конденсатор С быстро ДГ _£
1азряжается до напряжения t/ост- Разрядный импульс, снимае-
х1Ь1Й с резистора /?2, сбрасывает триггер в исходное состояние.
Длительность интервала заряда С, очевидно, равна:
t, =/?,C, In-—.	(3.32)
U I u bk:i
Это время задает длительность импульса. Заметим, что в общем
случае она зависит от постойной времени зарядной цепи и двух в
обшем случае нс коррелированных напряжений U\ и i/вкл- Впро-
чем, если триггер и ОПТ питаются от одного источника, то эти
напряжения будут меняться согласованно, что позволяет получать
высокую стабильность длительности импульсов.
Восстановление схемы происходит в два этапа:
tB = tp +	(3.33)
Здесь первый член — довольно малое время разряда С\ через
включенный ОПТ. В ходе этого процесса напряжение на конден-
саторе падает с t/вкл Д° ^ост- При этом (/ост близко к (/выкл и
может составлять 2—3 В. Окончательный разряд С\ происходит
довольно медленно через резистор и время разряда доходит до
З^Сь
В принципе, генератор можно запускать и спустя время (Гз +
/р), но в этом случае длительность импульса будет зависеть от час-
тоты запуска, поскольку от нее будет зависеть начальное напряже-
ние на Cj перед запуском. Этого не происходит только при пол-
ном окончании стадии восстановления.
^Uc- 3.75. Ждущий мультивибратор на основе триггера и ОПТ
с уменьшенным временем восстановления
145
Гпаеа 3
От указанных недостатков свободна схема генератора, показа^
ная на рис. 3.75. В ней делитель /?2 и диод D| позволяют уста
навливать начальное напряжение на конденсаторе равным
(или близким к нему). Это исключает вторую стадию разряда Ср
существенно уменьшает время восстановления.
Есть и другое достоинство — заряд С происходит от напряже
ния 4-Е, питающего ОПТ. Поэтому длительность импульсов (заря.
да Q определяется так же, как у обычного релаксатора на ОПТ, Р
слабо зависит от напряжения питания.
3.6.5.	Ждущий мультивибратор на триггере
и сбрасывающем ОПТ
Описанная в [43] простая схема ждущего мультивибратора
(рис. 3.76) до сих пор является одной из лучших, поскольку в мак-
симальной степени использует возможности ОПТ и формирует
импульсы с высокой стабильностью. Основой схемы является
обычный симметричный триггер на транзисторах Т| и Т2. В схеме
нет отдельных цепей сброса триггера, что упрощает ее реализации.
В исходном состоянии Т] закрыт, а Т2 открыт и насыщен. Вре-
мязадающий конденсатор С разряжен практически до 0. При запу-
ске триггера транзистор Т2 закрывается, а Т] открывается и входит
в насыщение. При этом на коллекторе Т] устанавливается напря-
жение U\, которое несколько меньше напряжения питания Е. Его
точное значение не важно, поскольку от него длительность заряда
С до момента включения ОПТ не зависит:
Рис. 3.76. Ждущий мультивибратор на триггере
и сбрасывающем ОПТ
146
Устройства на однопереходных транзисторах
и1	।
t, =(/?, + /?,)С1п ,	=(/?, + /?,)С1П---.	(3.34)
и - 1] и		1 - >1	«солон»
Ввиду малого начального напряжения на конденсаторе С эта
формула, в отличие от обычного релаксатора на ОПТ), точна и от-
ражает факт очень малой зависимости длительности импульсов от
напряжения U\ и, соответственно, от напряжения питания Е.
Когда напряжение на конденсаторе достигает уровня (/ВКл =
q[/1? ОПТ включается и сопротивление между его базами резко
уменьшается. Это создаст отрицательный перепад напряжения на
коллекторе Тз и приводит к запиранию Tj, а затем и отпиранию и
насыщению Т2. Триггер приходит в исходное состояние.
Время восстановления (разряда С) состоит из двух стадий. На
первой конденсатор С довольно быстро разряжается от уровня
[/ВКл до ^ост- Длительность этой стадии равна
Gl =(^Н\НАС + ^3	In (U ВКЛ /UОСГ	(3.35)
А на второй стадии он разряжается от напряжения f/ocr Д° 0 за
время 3(/?| + /?2)С. Хотя мультивибратор можно запускать до
окончания этой стадии, это ведет к некоторому уменьшению дли-
тельности импульсов. Простой способ почти устранить этот недо-
статок заключается в введении диода Dj, резко уменьшающего
длительность второй стадии процесса восстановления.
Осциллограммы импульсов данного мультивибратора показаны
на рис. 3.77. Нетрудно заметить, что при достаточно удачном вы-
боре компонентов генератор рис. 3.76 имеет очень малое время
восстановления даже при отсутствии диода Dj.
Рис. 3.77. Осциллограммы импульсов мультивибратора
рис. 3.76
147
Гпаеа 3
Л[ ( 3-6.6. Ждущий мультивибратор на тиристоре
и однопереходном транзисторе
При низких частотах повторения импульсов (до десятков кГц,
для построения генераторов импульсов можно использовать мало,
мощные тиристоры. При этом тиристор позволяет строить тринСр
с низким (порядка 1 В) остаточным напряжением и достаточно
большим током во включенном состоянии. На рис. 3.78 представ,
лена схема генератора прямоугольных импульсов на основе триг.
гера на тиристоре и времязадающего устройства на ОПТ.
Рис. 3.78. Ждущий мультивибратор на тиристоре
и однопереходном транзисторе
В исходном состоянии транзистор Tj открыт и насыщен, тири-
стор также открыт. Малое напряжение на открытом тиристоре
поддерживает напряжение на конденсаторе С на уровне меньше
бвкл- Схема находится в стабильном исходном состоянии.
Отрицательный импульс запуска на короткое время (единицы
мкс) закрывает транзистор, что ведет к закрыванию тиристора
Триггер на тиристоре переходит в квазистабильное состояние. На-
чинается и происходит заряд конденсатора Сэ через резисторы #
и Я3. Этот процесс задает длительность формируемого импульса:
= (R, R3 )С, In Е ~ U°cr = R3C, In —!—,	(3.36)
23 '	32	1-п/
где приближенное выражение справедливо при Uqcj«E и пр11
R2«Ry
При включении ОПТ разрядный импульс, снимаемый с рез^"
стора /?4, включает тиристор и схема возвращается в исходное с°'
148
Устройства на однопереходных транзисторах
сТоянис. Время восстановления у этой схемы велико и определя-
йся выражением (3.33). Для уменьшения времени восстановления
можно зашунтировать резистор /?з диодом (как в схеме рис. 3.74).
Этот мультивибратор может строиться как отдельно на ОПТ и
тиристоре, так и на основе интегральной микросхемы 2У106, со-
держащей в одном корпусе маломощный тиристор и ОПТ. Приме-
нение этого прибора несколько упрощает построение подобных
импульсных схем.
3.6.7. Многофазные мультивибраторы
На основе триггеров и ОПТ можно строить многофазные гене-
раторы импульсов. Схема четырехфазного мультивибратора, иллю-
стрирующая идею такого построения, представлена на рис. 3.79 [8].
В основе схемы лежат два включенных последовательно триггера со
счетным запуском, которые запускаются от схемы на ОПТ Т|.
Рис. 3.79. Четырехфазный мультивибратор
С помощью дешифратора на логических элементах весь цикл
к°Лебания разбивается на 4 части, и на каждой части сигнал логи-
есКой единицы вырабатывается на одном из выходов дешифрато-
а- При этом время заряда конденсатора С| определяется как:
149
Гпава 3
«солон»
/, = С, R, In
Ut -U;. ~U0Cr
-U.1 -Ubk/
(3.3-
где / = 1...4 и t/д — падение напряжения на включенном дио^
Период колебаний Tq = t\ +	+ /3 + /4, при этом длительно^
каждого такта задается соответствующим резистором R\. Для пс
вышения стабильности длительности импульсов питание ОПТ
лательно от того же источника питания? от которого питаются
гические микросхемы дешифратора.
3.7. Формирователи и генераторы
ступенчатого напряжения
3.7.1. Простейший генератор ступенчатого напряжения
Ступенчатое напряжение применяется при построении анала
го-цифровых устройств, для построения характериографов, дели
телей частоты и др. устройств. Выше уже отмечалась возможной
построения делителей частоты на основе синхронизированных ре-
лаксаторов. Однако у них деление возможно только при фиксиро
ванной частоте синхронизирующего напряжения или когда ее из
менение составляет не более нескольких процентов. Такое приме-
нение часто встречается при необходимости поделить частот
кварцевого генератора.	I
Применение генераторов ступенчатого напряжения в качеств
делителей частоты позволяет получить деление при изменении ча
стоты в несколько раз, а порою даже в десятки раз. Впрочем, сто-
ит отметить, что у делителей частоты на основе триггерных ячеек!
со счетным запуском такого ограничения вообще нет — они спо
собны делить частоты от 0 до некоторой предельной величины
Однако стоят микросхемы с такими ячейками заметно доро*е
чем схемы на ОПТ.
Простейшая схема формирования ступенчатого напряжен^
представлена на рис. 3.80. В ней такое напряжение получается $
счет заряда конденсатора С\ через резистор /?| от источника имП)
льсов с большой скважностью. Диод D! предотвращает разряд
во время паузы. Когда ступенчатое напряжение достигает уровН*
t/вкл ОПТ, он включается и разряжает конденсатор С| до уровН-
^ост-
Амплитуда первой ступеньки равна:
150
Устройства на однопереходных транзисторах
Рис. 3.80. Простейшая схема генератора ступенчатого
напряжения
Af/, = (UU - ПД - U0CT)e~,,,/C'R'.	(3.38)
Из-за нарастания напряжения на конденсаторе С амплитуда
второй ступеньки будет немного меньше:
дг/, = (иИ -и Д -и0СТ	(3.39)
ит. д. Таким образом, ступеньки постепенно уменьшаются по ам-
плитуде (высоте) и их огибающая оказывается экспоненциальной.
Амплитуда ступенек получается почти постоянной только в том
случае, если амплитуда импульсов заряда в несколько раз превы-
шает амплитуду ступенек, которая равна (f/вкл — Мэст)-
На рис. 3.81 представлены осциллограммы работы схемы
рис. 3.80 при подаче на ее вход импульсов длительностью 20 мкс и
амплитудой 14 В. Резистор R\ (в эксперименте использовался пе-
ременный резистор с номиналом 47 кОм) выбирался так, чтобы
получить 5 ступенек ступенчатого напряжения. В данном случае
Тек _п_	Bwa mposVmm ассши
Hi [ И U [ Н -
4	।	Ла.
j--j	г- .	Peak Detect
' |	" I f J 63
I I	|	Average*
:	L-. I	L.; B
2.oev	МЭД»	\
CH3 10JJV CH4 100V	8-feb-07 11:41	4)0/.
Puc. 3.81. Осциллограммы генератора ступенчатого
напряжения рис. 3.80 при частоте повторения входных
импульсов 2 кГц
151
Гпава 3
«СОЛОН»
Тек -TL DTrVd MPo$:1368m$ ACQUIRE
JUULIJIJIJIJLjLJL
д	. JU
/-'	Релк Detec
Crti 2Ж	М
СНЗ ШОУ	CM 1OJOV 8-Feb-O71133
Рис. 3.82. Осциллограммы генератора ступенчатого
напряжения рис. 3.80 при частоте повторения входных
импульсов 20 кГц
частота генератора входных импульсов, равная 2 кГц делится в
раз, так что частота выхо!ных импульсов составляет 400 Гц.
На другом рисунке — рис. 3.82 показаны осциллограммы с увс
личенной в 10 раз частотой повторения. Нетрудно заметить, что
в этом случае коэффициент деления осталбя равным 5. Часта
повторения выходных импульсов повысилась также в 5 раз и с<
ставила 4 кГц.
3.7.2.	Генератор ступенчатого напряжения
с коммутируемым токостабилизирующим
транзистором
В некоторых случаях, например при построении характерного
фов, нужно получать одинаковую амплитуду ступенек. Для это!
можно использовать схему генератора, показанную на рис. 3.8
Рис. 3.83. Генератор ступенчатого напряжения
с коммутируемым токостабилизирующим транзистором
152
Устройства на однопереходных транзисторах
, ней для стабилизации амплитуды ступенек используется гоко-
абилизируюший транзистор Ть включенный по схеме с общей
К13ОЙ.
В этом случае заряд конденсатора С происходит одинаковыми
]0 плошади импульсами тока коллектора и амплитуда ступенек
ивна:
At/ =	(3.40)
-де
/э= (t/и - t/эьо- t/cT)/(/?r+ /?|).	(3.41)
К сожалению, у этой схемы, как и предыдущей, есть два серь-
зных недостатка: нарастание ступенек идет плавно за время Ги, и
щплитуда ступенек пропорциональна амплитуде и длительности
1мпульсов тока, заряжающих конденсатор.
3,7.3.	Генератор ступенчатого напряжения с импульсной
дозировкой заряда
От первого и частично второго недостатка схем с зарядом кон-
(енсатора импульсами тока избавлены генераторы ступенчатого
шпряжения с импульсной дозировкой заряда накопительного
лнденсатора от дозирующего конденсатора. Схема такого генера-
ора показана на рис. 3.84.
На стадии формирования ступенек дозирующий С| и накопите-
льный Ci конденсаторы включены последовательно и образуют
мкостной делитель напряжения. Для первой ступеньки нарастаю-
щий перепад напряжения от источника импульсного сигнала с ам-
яитудой t/и поступает на последовательно включенные конден-
соры С) и С?. Диод D? при этом открыт, а диод D| закрыт. На-
р
Uc- 3.84. Генератор ступенчатого напряжения с импульсной
дозировкой заряда накопительного конденсатора
от дозирующего конденсатора
153
Гпава 3
f пряжение на Сэ скачком возрастает и дает первую ступеньку с
2—Ж ам пл итудой:
«СОЛОН»	J	с
*L,'=U" qTc?	(3’42'
Во время формирования отрицательного перепада импульсного
сигнала диод D] открывается, а диод D2 закрывается, что ведет к
постоянству напряжения на накопительном конденсаторе и обсс.
печивает разряд дозирующего конденсатора. При втором нараста.
ющем перепаде амплитуда второй ступеньки (с учетом уже имею,
щегося на Сэ напряжения первой ступеньки) будет равна
= (Uи ~	(3.43)
с, + с2
В общем случае амплитуда каждой последующей ступеньки бу
дет меньше амплитуды предыдущей ступеньки, а огибающая сту-
пенчатого напряжения будет экспоненциальной функцией, преде-
льное значение которой (при пренебрежении напряжением на от-
крытых диодах) равно амплитуде импульсов импульсного
генератора Г.
Когда ступенчатое напряжение дорастает до уровня f/вкл ОПТ,
он включается и разряжает накопительный конденсатор до напря1
жения {/ост- После этого включается и снова начинается 'заряд С
дозированными порциями заряда. На рис. 3.85 показаны осцил-
лограммы генератора рис. 3.84 при следующих данных схемы;
ОПТ KTl 17А, Dj и D2 КД503А, Cj = 510 пФ, С2 = 6800 пФ и /?2*
2 кОм. Осциллограммы получены при частоте повторения вхо^
Тек _П_ BWd mpwijmtm thgger
Лшшплш
Source
вя
__Г	_ Г"""	:	Stope
_| КВШ
~ Mode
ЦЦ
Ц	у «. Gorging
и <	М100АЛ	CH3X4.40V
СНЗ 5JWV	CM 10.UV	8-Feb-0712Ю6	2Д)0003кШ
Рис. 3.85. Осциллограммы работы схемы рис. 3.84
при частоте повторения входных импульсов 10 к,ГЦ
154
Устройства на однопереходных транзисторах
jbiX импульсов, равной 10 кГц.
-хема реализует деление часто-
Гы в 5 раз.
На рис. 3.86 показаны
^циллограммы генератора
рис. 3.84 при частоте повторе-
ния входных импульсов 50 кГц.
Здесь по-прежнему формирует-
ся пять ступенек и реализуется
коэффициент деления частоты,
равный 5.
Можно наметить приемы
улучшения работы схемы
рис. 3.84. Первый прием —
применение эмиттерного по-
СНЗ 1MV СН4 1O0V 8-F«b-071152	1CU001LH?
Рис. 3.86. Осциллограммы
работы схемы рис. 3.84
при частоте повторения
входных импульсов 50 кГц
«СОЛОН»
вторителя для повышения ма-
лой нагрузочной способности генератора. Второй прием — под-
ключение анода диода Д| к выходу повторителя. Это позволяет
(при коэффициенте передачи повторителя, равном I) обеспечить
равенство амплитуд всех ступенек.
3.7.4.	Генератор ступенчатого напряжения с разрядом
дозирующего конденсатора на накопительный
Наиболее оригинальным и простым способом реализации гене-
рации ступенчатого напряжения с одинаковой амплитудой ступе-
нек является способ разряда дозирующего конденсатора на нако-
пительный через прибор с S-образной ВАХ. ОПТ относится к та-
ким прибором, но он плохо подходит для этого применения,
поскольку содержит встроенный резисторный делитель напряже-
ния с довольно низким сопротивлеием.
Однако для этого прекрасно подходят низковольтные лавинные
транзисторы и лавинно-рекомбинационные диоды (ЛРД), которые
^"Дизуются в виде кремниевых планарных транзисторов, работа-
(JHHx в лавинном режиме с инверсным включением [4, 5, 44].
ieuMa’ иллюстрирующая построение такого генератора, представ-
а на рис. 3.87.
^^Ирующий конденсатор Сд периодически заряжается через
К’ и> когда напряжение на ЛРД достигает напряжения его
^1ъ2еИИя СВКЛд, дозирующий конденсатор Сд разряжается на на-
ельный Сн, формируя ступеньку напряжения с амплитудой:
155
Гпава 3
«солон»
А и - BKJ.'l U НЫк.ц}	•
с/7 +с7
(3.4г
Это значение легко получить исходя из равенства заряда, кото
рый теряет при разряде дозирующий конденсатор Сд и приобрету
ет накопительный конденсатор Сн- В качестве устройства для раз
ряда Сд использован ЛПД, на
ставлена на рис. 3.88.
При использовании в каче-
стве ЛРД инверсно включен-
ного бескорпусного транзи-
стора 2Т317 и ОПТ КТ119 ге-
нератор рис. 3.87 позволяет
получать ступенчатое напря-
жение с амплитудой ступенек
около 0,4—0,5 В и длительно-
стью около 10 мкс (меняется
изменением £) ступенек от 5
до нескольких десятков (ме-
няется изменением напряже-
ния Сб).
Ступеньки имеют одинако-
вую амплитуду, но их длитель-
ность постепенно возрастает
из-за роста напряжения на Сн,
которое увеличивает уровень
напряжения, начиная с которо-
го заряжается Сд при формиро-
вании очередной ступеньки.
Подробный анализ этого явле-
ния дан в [4, 5]. Для получения
практически одинаковой длите-
льности ступенек достаточно
заменить резистор R любым
подходящим токостабилизиру-
ющим двухполюсником (они
описывались выше при описании
пряжения).
лальная часть ВАХ которого пред.
Рис. 3.87. Простая схема
генератора ступенчатого
напряжения с разрядом
дозирующего конденсатора
на накопительный через ЛРД
Рис. 3.88. ВАХ трех образцов
ЛРД (инверсно включенных
бескорпусных транзисторов
2Т317)
генераторов пилообразного
156
Глава 4. Устройства
на программируемых ОПТ и их аналогах “солон”
4,1.	Простейший релаксатор
на программируемом ОПТ и его работа
4.1.1.	Схема простейшего релаксатора
на программируемом ОПТ
Схема простейшего релаксатора
на программируемом ОПТ
(ПОПТ) приведена на рис. 4.1. От
схемы на обычном ОПТ (рис. 2.6)
она отличается уже отмеченным
ранее включением делителя на-
пряжения /?|, /?2, задающего зна-
чение параметра q = /?2/(^1 + Я2).
Выход со средней точки этого де-
лителя (и управляющего электрода
ПОПТ) функционально (но не
физически) эквивалентен выходу
от второй базы ОПТ. Его можно
использовать для получения почти
возникающих при отпирании ПОПТ
1ьного конденсатора С.
Рис. 4.1. Простейший
релаксатор на ПОПТ
прямоугольных импульсов,
во время разряда накопите-
Формально, без учета физических процессов в ПОПТ, работа
Релаксатора рис. 4.14 подобна работе релаксатора на обычном
ОПТ (рис. 2.6). Для обеспечения автоколебательного режима ра-
°°ты важен правильный выбор величины резистора R и напряже-
на питания времязадающей цепи (Е в рассматриваемой схеме),
•сложение рабочей точки должно соответствовать положению а
ЧагРУзочной прямой резистора R на рис. 2.5, т. е. рабочая точка
10лжна располагаться на падающем участке ВАХ ПОПТ.
Здесь уместно отметить, что значение тока впадины /в выход-
Н°й S-образной ВАХ ПОПТ зависит от выбора номиналов рези-
°Ров делителя Л], /?2 в цепи управляющего электрода. При низ-
°Мных сопротивлениях делителя ток впадины /в получается бо-
г при высокоомных — малым. Зависимости тока пика /п и
а впадины /в от напряжения питания, температуры и сопро-
157
Глава 4
тивлсния делителя Rq — R\R2/(R\ + Ri), представленные в главе
(см. рис. 1.23—1.24), позволяют легко осуществлять выбор значе.
ний Л, Е, /?| и Ri.
Рассмотрим работу релаксатора. При закрытом ПОПТ кондсн
сатор С заряжается через резистор R и напряжение на нем раст^
от уровня Еост Д° Евкл при предельном уровне Е (током ан<ц
выключенного ПОПТ пренебрегаем). Когда напряжение на кон.
денсаторе С достигает уровня Евкл = цЕ, ПОПТ открывается и ре.
генеративно включается. Начинается быстрый разряд конденсате,
pa С. Его анализ дан ниже. На резисторах /?р| и /?Р2 формируются
короткие разрядные импульсы. После разряда С наступает харак-
терная стадия рассасывания избыточных зарядов в структура
ПОПТ. Только после этого ПОПТ закрывается и начинается
вновь заряд конденсатора С от уровня t/ост Д° Евкл- Далее про-
цесс повторяется.
4.1.2.	Анализ переходных процессов релаксатора
на программируемом ОПТ
Время заряда конденсатора С от уровня Eqct Д° Евкл опреде-
ляется (с учетом экспоненциального характера заряда С с посто-
янной времени RQ очевидным выражением:
/3 = RC In — -Трсг. s rc ln _L	(4.I)
E — U вкл I - ц
У ОПТ напряжение t/ост имеет порядок I В и заметно ниже
уровня напряжения Ев у ОПТ. Поэтому приближенная формул*
(4.1) более корректна, чем в случае применения обычного ОПТ.
Это говорит о меньшей зависимости Гз от напряжения питания Ь
чем у релаксатора на обычном ОПТ.
Анализ стадии разряда С (точнее, роста тока при включена11
ПОПТ) довольно сложен и в доступной литературе не описан. ОД'
нако его можно выполнить методом заряда, если посчитать стрУк'
туру ПОПТ подобной структуре тиристора. Р-п-р- и л-р-л-транз11'
сторы этой структуры в динамике характеризуются времена*111
диффузии неосновных носителей в базах (диффузионными пост0'
янными времени):
г, = W^2Dp и т, =^Д/2/)„.
158
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Они определяются толщинами баз транзисторов и коэффици- вСХ
нтдми диффузии дырок Z)p и электронов Z)n. Общая постоянная
времени включения характеризуется их средним геометрическим:
т = 7tit2 •	(4.3)
Допустим, что в транзисторах накапливаются заряды, пропор-
циональные их коллекторным токам Q} * т,/А| и Q2 * т2/А2. В иде-
альных условиях (запуск структуры скачком напряжения, превы-
шающим напряжение включения):
dQJdt = Ik2 +1у и dQ-Jdt = IА1.	(4.4)
Дифференциальное уравнение заряда, описывающее рост тока
через структуру, имеет вид:
Л2 TjT2 т,
Характер изменения тока при включении ПОПТ соответствует
показанному на рис. 2.45. Ток растет вначале медленно, а затем
быстро нарастает, что соответствует развитию регенеративного
процесса. Он прекращается входом ПОПТ в насыщение, что фор-
мирует участок насыщения тока. На этот процесс обычно накла-
дывается экспоненциальный спад тока из-за разряда конденсатора
С через ПОПТ и разрядные резисторы Ар] и Лр2.
К сожалению, полная картина разряда конденсатора в схеме
Релаксатора требует численного решения (4.5) совместно с други-
ми уравнениями, описывающими работу схемы релаксатора. При
^ом надо учесть, что включение ПОПТ обусловлено не скачком
Спряжения, а плавным достижением уровня t/вкл в ходе заряда
4 2. Характерная временная зависимость роста тока
через ПОПТ в начале его включения
159
Гпава 4
< f С. Это делает момент включения не совсем определенным. Kpov
2_>того, входящие в уравнения (4.5) величины не указаны в техники
ских условиях на применение ПОПТ, а потому такое решс|(11
практического значения нс имеет. Заметим, что обычно нормир^
ется только время включения гВкл, за которое (см. рис. 2.45) прц
нимается время от 0 до момента, когда ток достигает значения
90% от максимального.
Заряд, накопленный в ПОПТ от разряда конденсатора С и тс.
ков, текущих через резистор R и делитель Я], /?2, рассасывается Н;
сразу после разряда конденсатора и приводит к характерной за.
держке выключения ПОПТ из-за рассасывания избыточных заря,
дов /рдс- Она может достигать нескольких мкс и даже более. Из
роста времени заряда С с ростом емкости конденсатора С эта за
держка заметна при умеренных значениях С, порядка сотен и ты-
сяч пФ. При больших значениях С задержка маскируется медлен-
ным зарядом конденсатора.
Период колебаний можно определить как:
/0 = RC In  -+ 3C(RP] + RP2 + RB/C/I) + tPAC.	(4.6)
1 -T|
Заметим, что в большинстве случаев применения ПОПТ в
сравнительно низкочастотных схемах период колебаний определя-
ется первым членом этого выражения. Роль времени гРАС сущест-
венно возрастает при малых С, когда первые два члена уменьша-
ются.
4.1.3.	Экспериментальное исследование релаксатора
на программируемом ОПТ
Теоретический анализ переходных процессов, особенно на ста-
диях включения ПОПТ и выхода его из насыщения, носит скор^
качественный, чем количественный характер. Поэтому его пол?3'
но дополнить экспериментальным исследованием.
На рис. 4.3 показана исследованная схема релаксатора с Ука'
занными на ней данными компонентов. Это стандартная cxe-'|j
релаксатора с достаточно типичными данными, некоторые из
торых могут меняться в широких пределах. Например, номиН3
резистора R может меняться от 20—30 кОм до сотен кОм и
многих МОм, С от десятков пФ до многих мкФ, разрядные Рс3|!
сторы от 0 до сотен Ом, резисторы делителя R\ и R^ от един1
кОм до сотен кОм.
160
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Рис. 4.3. Схема исследованного релаксатора на ПОПТ 2N6027
На рис. 4.4 показаны осциллограммы импульсов на аноде
ПОПТ, на управляющем электроде и на разрядном резисторе /?р2
при закороченном /?р| и Е= 15 В. Осциллограммы охватывают все
стадии процесса включения ПОПТ. Исключение резистора Лр|
позволяет наблюдать без искажений картину спада напряжения на
аноде и на конденсаторе С.
Рис. 4.4. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 4.3
*в аноде ПОПТ, на управляющем электроде и на разрядном
резисторе Rp2 при закороченном Rp/ и Е = 15 В
Наиболее информативной является осциллограмма импульсов,
Формируемых на резисторе Лрг, поскольку она дает представление
0 временной зависимости тока катода ПОПТ, состоящего из трех
составляющих. Участок 1 соответствует регенеративному включе-
нИю ПОПТ, в ходе которого ток быстро (за доли мкс) нарастает до
^аксимального значения, ограниченного значением резистора /?Р2
'‘алым сопротивлением включившейся структуры ПОПТ. Одно-
временно начинается разряд конденсатора С, что создает харак-
РнУю экспоненциальную стадию спада тока — 2.
6’*•252
161
Гпава 4
Ж ( Однако, в отличие от спада практически до нуля разрядное
2—JjjTOKa конденсатора, ток катода не прекращается с окончанием раз.
ряда конденсатора. В конце этой стадии отчетливо видна стадц(
динамического насыщения — 3. Ток катода на ней постоянен |,
определяется током, текущим через резистор R, и током делителя (
цепи управляющего электрода. Этот ток остается постоянным
пока в структуре ПОПТ остаются избыточные заряды носителей
поддерживающие ее во включенном состоянии. После рассасыва.
ния (рекомбинации и удаления этих носителей внешними токами
структуры) ПОПТ переходит в закрытое состояние — стадия 4. Она
состоит из небольшой по длительности регенеративной стадии
спада тока и стадии, в которой ПОПТ закрыт и его ток близок к О
Общая картина переходных процессов показана на осциллог-
раммах рис. 4.5. Прежде всего, видно, что даже в этом случае пе-
реходные процессы при разряде С занимают малую часть полного
периода колебаний и его длительность определяется, в основном,
временем заряда С от напряжения (/ост до (/вкл- Остаточное на-
пряжение (см. верхнюю осциллограмму) составляет около 1 В.
т. е. оно намного меньше, чем у релаксатора на обычном ОПТ. За-
метно меньше и напряжение на управляющем электроде ПОПТ,
благодаря чему импульс на нем имеет амплитуду, практически
равную (/вкл, и почти прямоугольную форму. Это несомненное
достоинство ПОПТ перед обычным ОПТ.
Теперь оценим возможности релаксатора на ПОПТ при изме-
нении напряжения питания Е. Оказалось, что схема рис. 4.3 рабо-
тоспособна при уменьшении напряжения питания до 1,5—2 В. На
рис. 4.6 представлены осциллограммы напряжений схемы рис. 4.3
....
CHI 5.00V СН2 2.00V MIOOjW " CHI X 4.00V
СНЗ 24MJV	12-feb-OT НМЛ 1.3944m
Рис. 4.5. Общая картина переходных процессов релаксатора
рис. 4.3 при Rpj = 0 и Е = 15 В
162
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
ACQURE
JL
Sample
PeakDetect
>......................................
СН1 20^9 СН2 200mV М 100дЛ	CHI X 110
СНЗ 500mV СН4 2O0mV 12-Feb-07 0007	W3**Mz
Рис. 4.6. Общая картина переходных процессов релаксатора
рис. 4.3 при малом напряжении питания Е = 2 В
при Е = 2 В. Нетрудно заметить, что никаких аномалий в работе
схемы, даже при таком низком напряжении питания, не отмечает-
ся. И лишь внимательное рассмотрение осциллограмм с учетом
масштабов осциллограмм по вертикали выявляет отличия, в
основном количественные, между осциллограммами при Е — 2 В и
Е = 15 В.
Область переходных процессов, соответствующая разряду С
при Е = 2 В представлена на рис. 4.7. Она свидетельствует также о
вполне нормальной работе схемы, несмотря на очень низкое на-
пряжение питания. Разве что немного более округлыми становят-
ся импульсы на управляющем электроде ПОПТ.
Наконец, на рис. 4.8 и 4.9 показаны осциллограммы работы ре-
лаксатора рис. 4.3 при Е = 25 В. И вновь можно убедиться в идеи-
СНЗ 500mV СЖ 2Q0mV 12-fdH)7 ООзОб
Uc- 4.7. Картина переходных процессов релаксатора рис. 4.3
малом напряжении питания Е = 2 В в области разряда
конденсатора
в»
163
Гпава 4
Рис. 4.8. Общая картина переходных процессов релаксатора
рис. 4.3 при напряжении питания Е = 25 В
aovuN ои м» п-гл-етаа wanm
Рис. 4.9. Картина переходных процессов релаксатора рис. 4.3
при напряжении питания Е = 25 В в области разряда
конденсатора
тичности работы релаксатора с описанными выше случаями. Раз-
личия носят только количественный характер — амплитуда импу-
льсов возрастает с ростом напряжения питания Е.
Заметим, что многие типы стандартных интегральных микро-
схем работоспособны в куда меньшем диапазоне питающих на-
пряжений, например 5 В ±10—20%. Интересно отметить, что при
изменении питания £ от 2 до 30 В частота колебаний (это видн°
по показаниям в окне осциллограмм встроенного в осциллограф
частотомера) менялась от 1,603 кГц до 2 кГц, а в диапазоне изМе'
нения напряжения питания от 10 до 20 В от 1,963 до 1,994 кГ*1’
Таким образом, релаксатор на ПОПТ превосходит релаксатор 113
обычном ОПТ по двум первостепенно важным параметрам: диап3'
зону рабочих напряжений и стабильности частоты при изменен»1
напряжения питания.
164
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
При малых емкостях С задержка выключения ПОПТ приобре-
тает большое и отнюдь не полезное значение. На рис. 4.10 показа-
Hbi осциллограммы общего вида переходных процессов при Е =
|5 В и сравнительно малой емкости конденсатора С = 120 пФ. Те-
перь горизонтальные полочки после разряда С стали отчетливо
видны и составляют значительную часть длительности периода ко-
лебаний.
Тек _П_ О	MPos: 1260ms ACQURE
СНЗ saw СН4 2.WV 12-r«tH)7 «MS W.52№H:
Рис. 4.10. Общая картина переходных процессов релаксатора
рис. 4.3 при напряжении питания Е = 15 В и малой емкости
С = 120 пФ
Возможность программирования напряжения t/вкл также отно-
сится к преимуществам релаксатора и повышает его функциональ-
ность. Однако это добавляет в схему два внешних резистора. Они
Должны быть достаточно точными, если проектируется высокоста-
бильный релаксатор. В релаксаторе на ПОПТ нельзя применять
получивший широкую известность прием термостабилизации час-
тоты колебаний, путем включения в цепь второй базы резистора.
Причина этого очевидна — у ПОПТ просто нет базовых областей!
Минимальное значение емкости С, при которой удавалось на-
блюдать работу релаксатора, составляет около 30 пФ. Минималь-
время нарастания разрядного тока (и напряжения на /?р = 20 —
'}Ом) достигало около 0,13 мкс.
4*1.4. Синхронизация релаксатора на программируемом
ОПТ
Как и релаксационные генераторы на обычных ОПТ, релакса-
Pbi на ПОПТ легко синхронизируются внешними сигналами. На
с- 4.11 показана схема релаксатора с синхронизирующим напря-
165
Гпава 4
Рис. 4.11. Синхронизируемый релаксатор на ПОПТ
жением, поданным через цепь С|Л3 на управляющий электрод
программируемого ОПТ.
Рис. 4.12 показывает осциллограммы импульсов синхронизиру-
ющего сигнала (с многофункционального генератора Tektronix
AFG3101 при С| = 1 нФ, Л3 =2 кОм) и напряжения на конденса-
торе С. В данном случае синхронизация происходит с кратностью,
равной пяти. В результате частота генерации релаксатора оказыва-
ется ровно в 5 раз более низкой, чем частота синхронизирующего
сигнала. При этом возможно получение очень стабильной часто-
ты — например, уход частоты генератора AFG3101 не превышает
10-6 в течение года в рабочем диапазоне температур.
Как уже отмечалось, релаксаторы с синхронизацией часто при-
меняются в качестве простых делителей частоты. Однако такому
применению обычно препятствует изменение частоты релаксатора
при изменении напряжения питания. Этот недостаток у релакса-
MEASURE
+4720V
-320.0тУ?
416.0 jus
83.00ju$?
цдуддд
2.403kHz
12.04kHz?
инпвиян
319-Ojus
I.OOOju*
I.OOOjus
IOOOjuj
Рис. 4.12. Осциллограммы импульсов на входе синхронизации
и на конденсаторе С релаксатора рис. 4.11
166
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
т0ров на ПОПТ почти отсутствует, и такое применение для них Ж С
пОдне возможно и .оправданно. Хотя оно нс является единствен -
HbiM и лучшим — более надежное деление частоты можно полу-
чить, используя описанные в конце этой главы схемы генераторов
сТупенчатого напряжения.
4 1.5. Ждущий релаксатор с нормально выключенным
ПОПТ
Часто нужны ждущие релаксаторы со стабильным исходным
состоянием, запускаемые внешним (запускающим) импульсом.
Одна из таких схем показана на рис. 4.13. Ждущий режим с за-
крытым в исходном состоянии ПОПТ достигается удалением ре-
зистора Л2, в результате чего напряжение в пике ВАХ становится
большим напряжения Е. Поэтому конденсатор С при включении
схемы заряжается до напряжения £, и программируемый ОПТ не
включается.
Рис. 4.13. Схема ждущего релаксатора с нормально
выключенным ОПТ
Для включения его и запуска релаксатора на управляющий
электрод через цепь /?3С3 подается запускающий импульс отрица-
тельной полярности. Он снижает напряжение пика ВАХ, програм-
мируемый ОПТ включается и разряжает конденсатор С. Это ил-
Л1°стрируют осциллограммы рис. 4.14. Из них хорошо видно, что
м°Мент разряда четко привязан к началу запускающего импульса.
Релаксатор рис. 4.13 легко запускается даже импульсами запус-
Малой амплитуды. Так, осциллограммы были получены при за-
Уеке импульсом с амплитудой всего 1 В. Как видно из рис. 4.14,
Р°сачивание запускающего импульса на выходы схемы практичс-
167
Гпава 4
«СОЛОН»
Тек JL flirt'd М Рок 37.60jw TRIGGER
~	~ Туре
ццщ
Source
Кб
_____К_______________________________
СНТ S.f)0¥	СН2 S.OOV	M W
СНЗ 10.0V	СН4 5.00V	12-Feb-07 2152
Mode
ВП
Coupling
—-	Ш
CH4X102V
200.003Hz
Puc. 4.14. Осциллограммы напряжений в схеме релаксатора
рис. 4.14
ски не наблюдается. Длительности фронтов составляют несколько
мкс и имеют тот же порядок, что и релаксатора на обычном ОПТ.
4.1.6.	Ждущий релаксатор с нормально включенным
ПОПТ
В принципе, возможно построение релаксатора с нормально
включенным ПОПТ, который используется в триггерном режиме.
Схема такого релаксатора показана на рис. 4.I5.
Поскольку ПОПТ имеет структуру тиристора, то он обладает
всеми его недостатками, присущими триггерам на тиристорах.
Главный недостаток — трудность выключения. Управляющий
электрод обеспечивает легкое включение, но не обеспечивает вы-
ключения прибора. Выключение ПОПТ, как и тиристора, возмож-
но либо при кратковременном отключении анода, либо при пода-
Рис. 4.15. Схема ждущего релаксатора с нормально
включенным ПОПТ
168
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Рис. 4.16. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 4.15
при запуске импульсом отрицательной полярности
«солон*
че кратковременно на анод напряжения обратной полярности.
Последний метод и лежит в основе запуска релаксатора рис. 4.16.
Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 4.15 показаны на
рис. 4.16.
Как нетрудно заметить из рис. 4.16, релаксатор имеет серьез-
ные недостатки: пролезание запускающего импульса в цепь кон-
денсатора С (вполне естественное, поскольку запускающий им-
пульс подается прямо на конденсатор С через конденсатор Сз не-
большой емкости) и характерная задержка запуска.
Этот релаксатор плохо приспособлен для получения больших
длительностей формируемых импульсов, поскольку сопротивле-
ние резистора R приходится выбирать малым.
СЙГЯЙУ' СН2 tOOV ' М 1Мдй...................СН4 \ 102V
СНЗ 2.00V	СН4 1MV 12-Feb-O? 2ЭС00	200003Hz
Лгс. 4.17. Осциллограммы импульсов релаксатора рис. 4.15
: при запуске перепадом отрицательной полярности
169
Гпава 4
«солон»
4.2.	Мультивибраторы на программируемых
ОПТ
4.2.1.	Мультивибратор на программируемом ОПТ
первого типа
Мультивибраторы на программируемых ОПТ являются ана.]С
гами мультивибраторов на обычных ОПТ и имеют аналогичны-
им принципы построения и расчета. В связи с этим их детально-
описание лишено смысла.
На рис. 4.18 показана схема мультивибратора на ПОПТ первое
типа. Эта схема хотя и работоспособна, к удачной не относит^
Дело в том, что специфика ВАХ ПОПТ такова, что падающий уча-
сток ее близок к линейному, что затрудняет выбор стабильно^
положения рабочей точки на ней с достаточно малым напряжени
ем. Это ведет к критичности настройки мультивибратора и умень
шению амплитуды импульсов.
rp п
470kLJ
D
КД503А
попт
2N6027
-L С
“’6800
П R2
Ц17,5к
Рис. 4.18. Мультивибратор на ПОПТ первого типа
Как уже отмечалось, недостатком этого мультивибратора явлЯ'
ется взаимосвязь между временами заряда и разряда конденсатор3
С. Изменение сопротивления резисторов Яз и Яр (зарядного и Ра?
рядного) ведет к сильному изменению положения рабочей точк11
на падающем участке ВАХ, что затрудняет регулировку времен
ряда и разряда и ведет к изменению амплитуд формируемых и*м'
пульсов.
Осциллограммы импульсов мультивибратора рис. 4.18 пока33
ны на рис. 4.19. Показаны временные зависимости следую^'
сигналов (сверху вниз): напряжения на аноде ПОПТ, конденсат0
ре С, управляющем электроде ПОПТ и на катоде ПОПТ.
170
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
_____: 
ь L-J l_J '
с Hi' Ш ' сн2 1 mV'' й ibbjw *'     * c hi Л z.szv
сиз iwv cm ixmjv 13-ftb-m 0*14 г-о^ннг
Рис. 4.19. Осциллограммы импульсов мультивибратора
на ПОПТ первого типа
4.2.2.	Мультивибратор на программируемом ОПТ
второго типа
Схема мультивибратора второго типа показана на рис. 4.20.
В этом мультивибраторе цепи заряда и разряда времязадающего
конденсатора разделены и работа мультивибратора намного устой-
чивее, чем мультивибратора первого типа. В частности, она прак-
тически не меняется при изменении напряжения питания в не-
сколько раз.
Осциллограммы импульсов мультивибратора рис. 4.18 показа-
ны на рис. 4.21. Показаны временные зависимости следующих
сигналов (сверху вниз): напряжения на аноде ПОПТ, аноде диода,
Управляющем электроде ПОПТ и его катоде. Обращает на себя
внимание хорошая форма импульсов, в частности, прямоугольных
на управляющем электроде и катоде ПОПТ, а также большая амп-
&чс. 4.20. Схема мультивибратора на ПОПТ второго типа
171
Гпава 4
«солон»
*____Г~1______________гт_.
(.Hl SWV СЮ 500mV Mmus	CH14S2W
СНЗ 5.00V СН4 5XOV 13-Г*-И (*» Ш.’ЗЯНг
Рис. 4.21. Осциллограммы импульсов мультивибратора
на ПОПТ первого типа
литуда импульсов (кроме импульса на катоде, в цепи которец
включен низкоомный резистор R%).
Этот мультивибратор может найти применение как достаточн
универсальная базовая схема, пригодная для модернизации, на
пример превращения ее в ждущий генератор, генератор серии им
пульсов, генератор пилообразного напряжения и т. д.
4.2.3.	Ждущий мультивибратор на программируемом
ОПТ
Для превращения мультивибратора рис. 4.20 в ждущий генер»
тор прямоугольных импульсов достаточно отключить резистор Ц
от земли и подать на него через разделительный конденсатор fl
(рис. 4.22).
Осциллограммы импульсов мультивибратора рис. 4.22 показ»
ны на рис. 4.23. Показаны временные зависимости следуюшИ
Рис. 4.22. Схема ждущего мультивибратора на ПОПТ втор0?
типа
172
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах

Тек -TL пьис м Рот: 148.0 acoure
CHI 'ССУ 500г.;¥	МОДм
СНЗ 10.0V	СН4 ЮСУ	13-Feb-0709:34
Рис. 4.23. Осциллограммы импульсов ждущего
мультивибратора на ПОПТ второго типа
сигналов (сверху вниз): напряжения на аноде ПОПТ, аноде диода,
управляющем электроде ПОПТ и его катоде.
Мультивибратор может использоваться как ждущий генератор
пилообразного напряжения, снимаемого с анода диода, а также в
качестве генератора прямоугольных импульсов. Запуск генератора
производится импульсом малой амплитуды (до 1 В), просачивание
запускающего импульса в цепи генератора практически отсутствует.
4.3.	Генераторы пилообразного и ступенчатого
напряжения на программируемых ОПТ
4.3.1.	Автоколебательные генераторы пилообразного
напряжения
Все способы генерации пилообразного напряжения на основе
применения релаксационных схем на ОПТ вполне пригодны и для
построения таких схем на программируемых ОПТ. На рис. 4.24
показаны две схемы таких генераторов: на ПОПТ с токостабили-
зиРУЮщим транзистором (рис. 4.24, а) и микросхемой стабилиза-
т°Ра тока КЖ101А (рис. 4.24, б).
На рис. 4.25 показана еще одна схема автоколебательного гене-
Ратора пилообразных импульсов с линеаризацией с помощью
компенсирующей ЭДС. Она создается эмиттерным повторителем
^составном транзисторе Т| КТ972 с большим В > 750. Резистор
270 Ом служит для предотвращения самовозбуждения повто-
р,*Теля. Компенсирующая ЭДС подается на резистор R через цепь
173
Гпава 4
«солон»
а)	б)
Рис. 4.24. Схемы генераторов пилообразного напряжения
на ПОПТ с токостабилизирующим транзистором (а)
и микросхемой стабилизатора тока КЖ101А (б)
С|/?з. С резистора /?э = 2,2 кОм снимаются выходные импульс
генератора.
На рис. 4.26 показаны осциллограммы импульсов на выходе п
нератора и на конденсаторе С при Еэ = 0. Нетрудно заметить, Ч1
импульсы на выходе имеют характерную небольшую полочку chi
зу, что связано с запиранием транзистора Т1 при малых напряж
ниях на С. Этот недостаток устраняется применением напряжена
Еэ = -(3 - 5)В отрицательной полярности.
Никаких особых преимуществ перед обычными ОПТ примем
ние в таких схемах ПОПТ не дает. Разве что меньшее остаточнс
напряжение позволяет получить большую (при заданном напряж
нии питания) амплитуду импульсов. Максимальная частота гем
рации пилообразных сигналов 100—150 кГц, т. е. несколько меш
Рис. 4.25. Генератор пилообразного напряжения на ПОП?
с компенсирующей ЭДС
Y14
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Рис. 4.26. Осциллограммы импульсов на выходе генератора
и на конденсаторе С при Еэ= О
«солон»
те, чем в схемах генераторов пилообразного напряжения на
обычных ОПТ.
4.3.2.	Генераторы ступенчатого напряжения на ПОПТ
Генераторы ступенчатого напряжения на ПОПТ также строятся
по полной аналогии с построением таких устройств на ОПТ. Для
получения ступенчатого напряжения используется заряд накопи-
тельного конденсатора от источников импульсов тока или порци-
ями заряда от дозирующего конденсатора. Последний вариант бо-
лее предпочтителен, поскольку обеспечивает работу генераторов
без подстройки в широком диапазоне частот.
На рис. 4.27 показана типичная схема генератора ступенчатого
напряжения на ПОПТ 2N6027.
Рис. 4.27. Типичная схема генератора ступенчатого
напряжения на ПОПТ 2N6027
175
Гпава 4
I Работа ПОПТ более стабильна, чем обычного ОПТ. В частно
2-JIJcth, благодаря меньшему уровню остаточного напряжения. KpoVl.
того, наличие внешнего делителя дает возможности изменения н^
пряжения включения в широких пределах даже при заданном На.
пряжении питания. Это позволяет увеличить число ступенек
10—20. На рис. 4.28 показаны осциллограммы ступенчатого на.
пряжения генератора рис. 4.27 при числе ступенек, равном 10. От.
четливо видно, что амплитуда ступенек постепенно уменьшает^
по мере роста номера ступенек. Схема делит частоту повторения
входных импульсов (10 кГц) в 10 раз.
Тек -П_	МРокбДМЮпп ACQUIRE
£!Г	СН2 UXOV	M250ju$
СНЗ 10.0V СН4 20Л7	15-Feb-07 20Ю5
Рис. 4.28. Осциллограммы напряжений в различных точках
схемы рис. 4.27: входного сигнала (меандра), ступенчатого
напряжения на аноде ПОПТ, напряжения на управляющем
электроде и на катоде
Схему генератора можно упростить, удалив резистор /?2 делите-
ля в цепи управляющего электрода. При этом напряжение вклю-
чения оказывается близким к напряжению питания. Оно должна
быть меньшим, чем амплитуда ступенчатого напряжения (в целом
а не отдельных ступенек). На рис. 4.29 показаны осциллограмм^
работы такой схемы при числе ступенек 5, напряжении питан^
+9 В и частоте входных прямоугольных импульсов 10 кГц.
Интересно проследить, как меняется работа генератора ступсН'
чатого напряжения в широком диапазоне частот. На рис. 4.30 п°'
казаны осциллограммы генератора при частоте входных импуль'
сов 50 кГц. Нетрудно заметить, что ступеньки немного округ”1'
лись, но в целом работа схемы не нарушилась и число ступсН^
осталось равным 5.
176
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Тек _П_ ni'ud мр<жб.ззбт$ acquire
члгоиишяги
Рмк Detect
__г ИД
A vet «дм
3“1-----------К------1
.—1-----------1------
снз iocv MiOto см1\Ш7
СНЗ ЮЛУ СН4 2O.CV 15-FetHJ? 2253
Рис. 4.29. Осциллограммы напряжений в различных точках
схемы рис. 4.27 при удалении резистора R2, напряжении
питания +9 В и частоте входных импульсов 10 кГц
Tbk JL . nw . . .Ap<«6^3TO. ACQUW
•тлжлллмгш ~
JU
Peak Detect
si
j	< Average*
j—ir~~Tj—
»——j-----------------
cm $Ж “ CH2 ‘liwv.мЬлм ..........cm \ «w
CHS 1OJOV CH4 2O.W 1S-f«b-O?22S<	10Ж’кН;
Puc. 4.30. Осциллограммы напряжений в различных точках
схемы рис. 4.27 при удалении резистора Rq, напряжении
питания +9 В и частоте входных импульсов 50 кГц
Практически работа генератора не нарушается при изменении
частоты повторения входных импульсов (меандра) от 1 до 50 кГц,
т. е. в 50 раз. На более низких частотах начинает сказываться раз-
ряд конденсатора во время действия каждой ступеньки через шун-
тирующее конденсатор сопротивление R (и входное сопротивле-
ние осциллографического пробника в 10 МОм). На рис. 4.31 пока-
заны осциллограммы напряжений при частоте входных
Импульсов, уменьшено до 200 Гц. Здесь отчетливо виден указан-
ный спад ступенек. Кроме того, его следствием стало увеличение
Числа ступенек с 5 до 6.
Заметим, что благодаря хорошей прямоугольной форме выход-
ных импульсов на управляющем электроде ПОПТ эти импульсы
177
Гпаеа4
Тек -TL □ Tns’J МРок47.00т$ ACQUIRE
ЧЛ .Л Л-Л-Л Л-ПЛГО
Peak Detect
Aver^es
'—I-------------1----- в
э»
CHI	CH2 1C>J)V М5Л0ГШ ' LHi\4St«V
CHS 10.0V CH4 20.0V	15-Feb-07 2257
Puc. 4.31. Осциллограммы напряжений в различных точках
схемы рис. 4.27 при удалении резистора R2, напряжении
питания +9 В и частоте входных импульсов 50 кГц
можно использовать для запуска последующего генератора ступен-
чатого напряжения. Таким образом, есть возможность каскадиро-
вания генераторов для получения больших значений коэффициен-
та деления частоты.
4.4.	Релаксаторы на ОПТ, программируемом
транзистором
4.4.1.	Релаксатор с заданным напряжением включения
Как отмечалось в главе I, возможно программирование напря-
жения включения обычного ОПТ с помощью дополнительного
транзистора — см. рис. 1.30. Это позволяет строить релаксацион-
ные генераторы, имеющие новые и полезные свойства.
На рис. 4.32 показана схема релаксационного генератора на
ОПТ, напряжение включения которого программируется с помо-
щью транзистора Т|. Напряжение питания релаксатора должно
быть выбрано таким, чтобы напряжение включения самого ОПТ
было ниже напряжения управления Uy, поданного на эмиттер
программирующего транзистора Т|.
Рассмотрим работу релаксатора. При заряде конденсатора С че-
рез резисторы R\ и Я? напряжение на нем экспоненциально возра'
стает начиная с уровня напряжения впадины U& ОПТ и кончая
уровнем (Uy + £/эо) « Uy- При достижении последнего транзистор
Т| открывается и его коллекторный ток растет, вызывая уменьиК'
ние напряжения на второй базе ОПТ. В результате напряжен^
178
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Рис. 4.32. Релаксатор на ОПТ с напряжением включения,
программируемым с помощью транзистора
«солон»
пика падает до уровня (t/y + t/эо) и начинается регенеративный
процесс включения ОПТ. Конденсатор С разряжается и далее
процессы повторяются. Если (t/y + 6/эо) > то транзистор Т|
будет всегда закрыт и программирование напряжения включения
отсутствовать.
Время заряда конденсатора С, в основном определяющее пери-
од колебаний, определяется выражением:
F - U
t = CR In-- - - -----.	(4.7)
Е-иу-иэБ.
Как известно, параметр ц ОПТ, определяющий напряжение пика
(fa, имеет заметный разброс, до ±(10—15)%. Это затрудняет постро-
ение релаксаторов с малым разбросом параметров при смене тран-
зисторов или при производстве изделий с такими релаксаторами.
Релаксатор рис. 4.32 гораздо менее критичен к смене ОПТ и транзи-
стора Т], поскольку его напряжение включения задается управляю-
щим напряжением Uy. Он пригоден для построения релаксацион-
ных схем со стабильной амплитудой импульсов на конденсаторе С.
Обычно это желательно при построении генераторов пилообразно-
го напряжения и преобразователей напряжения в частоту.
4.4.2.	Релаксатор с программируемым напряжением
включения, пропорциональным напряжению
питания
Для построения релаксаторов, период колебаний которых сла-
бо зависит от напряжения питания Е, желательно сделать напря-
жение включения пропорциональным напряжению питания. Это
179
Гпава 4
6 реализовано в обычном релаксаторе на ОПТ, но напомним, чг(
параметр пропорциональности ц имеет большой разброс.
Схема релаксатора с программирующим транзистором и про.
порциональным напряжению питания порогом представлена н;;
рис. 4.33. Пропорциональность достигнута подключением эмиттс.
ра к средней точке делителя напряжения на резисторах R д| и R .
Коэффициент пропорциональности гщ = ЯД2/(/?Д1 + /?Д2). Он до.ъ
жен быть меньше значения параметра г|, примененного ОПТ.
Рис. 4.33. Схема релаксатора с программирующим
транзистором и пропорциональным напряжению питания
порогом
Период колебаний у этой схемы:
Е - U	1
Т = = RC In-----*---------* RC In ——	(4.8)
Е ~ Ля _ Uэбъ	“ Л
Как и у обычного релаксатора на ОПТ и при тех же допущени-
ях, он мало зависит от напряжения питания.
Был исследован разброс параметра Т при смене 15 произвольно
выбранных ОПТ КТ119. В обычном релаксаторе разброс Т соста-
вил ±12%, а в схеме рис. 4.33 всего 2,3%, т. е. уменьшился более
чем в 5 раз. При изменении напряжения питания от 7 до 10 В час-
тота колебаний релаксатора рис. 4.33 менялась всего на ±0,16 т
относительно среднего значения 10 кГц, тогда как у обычного Ре'
лаксатора на ОПТ это изменение составило около 1%. Подмечен0*
что существенно уменьшается время выбега частоты после вкл*0'
чения схемы, обусловленное нестационарными тепловыми пр0'
цессами саморазогрева.
180
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
Диод D может включаться для компенсации напряжения U Э5() и ЛСД
его температурной нестабильности. В этом случае напряжение
включения ОПТ будет [/Вкл = (Е ~ ^до) Пи + ^эьо- Если выбрать
диод, имеющий падение напряжения (/д0 = ^эьо/пю то будем
иметь точное равенство i/вкл = существенно снижающее зави-
симость частоты колебаний релаксатора от напряжения питания.
4,4-	3. Релаксатор с регулируемым напряжением
включения
Схема релаксатора с регулируемым напряжением включения
показана на рис. 4.34. Переменным резистором Яд можно менять
напряжение включения примерно в 10 раз. При этом оно пропор-
ционально напряжению включения. Если подключить к внешнему
источнику напряжения, то можно сделать его постоянным.
Рис. 4.34. Схема релаксатора с программирующим
транзистором и регулируемым напряжением включения
На рис. 4.35 показаны осциллограммы напряжений на эмиттере
и второй базе ОПТ релаксатора рис. 4.34 при установке резисто-
ром /?д напряжения (/у = 5 В. Осциллограмма напряжения на
эмиттере не содержит ничего необычного. Разве что, вращая ручку
Переменного резистора Кд, можно наблюдать изменение амплиту-
ды экспоненциального напряжения, связанное с изменением на-
пряжения включения.
А вот осциллограммы напряжения на второй базе содержат
особенность в виде выброса напряжения отрицательной полярно-
Сти. Он виден не очень четко, поэтому для более четкого наблюде-
ния на рис. 4.36 показаны растянутые осциллограммы в области
Сброса. На них выброс виден отчетливо. Он обусловлен действи-
181
Гпава 4
«СОЛОН»
Рис. 4.35. Осциллограммы напряжений на эмиттере и второй
базе ОПТ релаксатора рис. 4.34
14-Jin-OT IM? SJIXnHi
Рис. 4.36. Осциллограммы напряжений на эмиттере и второй
базе ОПТ релаксатора рис. 4.34 (область малых времен
в районе выброса)
ем транзистора Т(, коллекторный ток которого при включении
растет, что вызывает падение напряжения на второй базе ОПТ пе-
ред его регенеративным включением.
Наличие указанного выброса можно отнести к недостаткам
программирования напряжения включения ОПТ с помощью Д°'
полнительного транзистора, поскольку выброс затрудняет формИ'
рование из импульса на второй базе ОПТ импульса правильной
прямоугольной формы.
4.4.4.	Релаксатор с регулируемой разностью пороговых
напряжений
Из-за большого остаточного напряжения (напряжения впадин14
Uq), достигающего нередко 3—4 В, амплитуда напряжения на вРе'
182
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
^язадаюшсм конденсаторе релаксаторов оказывается заметно мс- IT Z
ньшей напряжения пика (включения) и недостаточно хорошо
контролируемой. В ряде случаев, например, при построении пре-
образователей напряжения в частоту, желательно стабилизировать
амплитуду пилообразных импульсов, т. е. разность пороговых на-
пряжений включения и выключения.
Управление разностью пороговых напряжений и ее стабилиза-
цию обеспечивает релаксационный генератор, схема которого
приведена на рис. 4.37. Главная отличительная особенность этого
релаксатора — подключение базы программирующего транзисто-
ра Т] не прямо к эмиттеру ОПТ, а через разделительную цепь
С1Д1, которая выделяет разность пороговых напряжений и опус-
кает нижнюю кромку пилообразного напряжения на нулевой
уровень. В результате включение транзистора Т] происходит, ког-
да разность пороговых напряжений (амплитуда пилы) достигает
уровня, заданного регулируемым напряжением на эмиттере тран-
зистора Ть
Рис. 4.37. Релаксатор с управляемой разностью пороговых
напряжений
На рис. 4.38 показаны осциллограммы напряжений в различ-
ных точкам схемы рис. 4.37: на эмиттере ОПТ (и конденсаторе Q,
На базе программирующего транзистора Tj и на второй базе ОПТ.
Осциллограммы сняты при управляющем напряжении Uy = 5 В.
Осциллограммы в области малых времен (в области разряда Q
п°Казаны на рис. 4.39. На них виден (см. нижнюю осциллограм-
му) выброс, возникающий в момент включения программирующе-
г° транзистора.
183
Гпава 4
«солон»
Рис. 4.38. Осциллограммы напряжений в схеме рис. 4.36
Рис. 4.39. Осциллограммы напряжений в схеме рис. 4.36
в области малых времен (разряда С)
Применение релаксаторов с программируемым транзистором
открывает новые возможности в разработке электронных схем
управления и контроля.
4.5.	Схемы на транзисторном аналоге
с базовой S-образной ВАХ
4.5.1.	Функциональный блок на транзисторном аналоге
с базовой S-образной ВАХ
Интересные возможности открывает транзисторный анал°г
ОПТ, схема которого представлена на рис. 1.31 [13]. Этот анал°г
имеет ВАХ со стороны базы, очень напоминающую ВАХ ОПТ 11
легко контролируемую выбором номиналов трех резисторов. ДаН
184
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
нь1й аналог гораздо меньше подвержен налипанию во включенном
состоянии, чем классический анало! ОПТ (рис. 1.19, 6). Однако
аналог рис. 1.31 известен намного меньше, гак что обсуждение его
возможностей остается актуальным.
На рис. 4.40 показан функциональный блок на основе аналога
рис. 1.31 с указанными типами и номиналами компонентов. Тран-
зистор Т2 взят германиевым для уменьшения остаточного напря-
жения и, разумеется, может быть заменен на кремниевый транзи-
стор. Семейство ВАХ этого аналога анализировалось в главе I и
представлено на рис. 1.33. Аналог позволяет получить малый ток
пика /п и большое отношение тока впадины /в к току пика.
Рис. 4.40. Функциональный блок с управляемой S-образной
ВАХ на основе аналога рис. 1.31
Возможность выбора транзисторов из обширной их номенкла-
туры позволяет строить такие функциональные с самыми различ-
ными свойствами, например с малым и высоким быстродействием.
4'5,2. Примеры применения функционального блока
на транзисторном аналоге с базовой S-образной
ВАХ
Наиболее важные схемные решения на основе функционально-
го блока рис. 4.40 описаны в [14] и представлены на рис. 4.41. Все
схемы показали хорошую работоспособность и практически
Античные со схемами на ОПТ параметры. Аналогичными оказа-
1Ись и осциллограммы формируемых импульсов.
рис. 4.41, а при R = 75 Ом дает изменение периода
300 до 312 мкс при изменении напряжения питания
Релаксатор
OjIe6a м и ы лт
185
Глава 4
«солон»
Рис. 4.41. Основные схемы на основе функционального блока
рис. 5.31: автоколебательный релаксатор (а), ждущий
релаксатор (б), триггер с раздельным запуском (в)
и генератор пилообразных колебаний с емкостной обратной
связью (г)
от 10 до 25 В, а при изменении питания от 25 до 40 В период ко-
лебаний практически от напряжения питания не зависит. При
стабильных R и С температурный дрейф периода колебаний был
менее 1%. При включении ускоряющего конденсатора С] релакса-
тор сохранял работоспособность при изменении сопротивления Л
от 10 кОм до 10—100 МОм, т. е. на 3—4 порядка.
Ждущий мультивибратор рис. 4.41, б формирует импульсы с
длительностью и временем восстановления, определяемыми
выражений:
tИ = [ R + гп + ———lc In
" t Ь1 В2 + 11 иБ
(4.9)
186
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах
=зс
«солон»
/?, + r2
Генератор устойчиво запускался импульсами с амплитудой до
7^-3 В и длительностью 2 и более мкс.
Построение двухстабильного устройства — триггера с раздель-
ном запуском а функционального блока в двухстабильный режим
работы нужно понизить сопротивление делителя в цепи базы и
обеспечить положение линии нагрузки, соответствующее положе-
нию б на рис. 2.5.
Генератор пилообразного напряжения рис. 4.41,г на основе ем-
костной обратной связи, позволяет генерировать импульсы с до-
статочно высокой линейностью. Он может также применяться в
качестве простого преобразователя напряжения в частоту. Так,
представленный на рис. 4.41, г генератор менял частоту от 1,5 до
20 кГц при изменении управляющего напряжения Uy от 0 до 10 В
при нелинейности не более 3,6%.
Приведенные примеры показывают, что данный аналог ОПТ
при построении большинства импульсных устройств более пред-
почтителен, чем аналог на основе тиристорного эквивалента.
Можно ожидать, что он будет реализован в виде прибора, выпол-
ненного по интегральной технологии.
187
Глава 5. Специальные применения ОПТ
солон”	и их аналогов
5.1.	Пороговые и сравнивающие устройства
5.1.1.	Классификация пороговых устройств
В устройствах автоматики и в измерительных устройствах ши-
рокое применение находят пороговые устройства. Они реагируют
на изменение некоторого параметра Р в соответствии с функцио-
нальной формулой:
Р < Рп Состояние I
Out = n	.	(5.I)
Р > Рп Состояние 2
где Рп — пороговое значение параметра Р.
Пороговые устройства делятся на классы в зависимости от типа
параметра и типа выходного состояния. Наибольший интерес
представляют пороговые устройства с такими типами параметров,
как изменяемые напряжения, токи, освещенность и температура.
По типу выхода пороговые устройства делятся на: не регенератив-
ные (типичные примеры это транзисторы и дифференциальные
усилители), триггерные с двумя значениями Out и регенеративные
(Out отражает отсутствие или наличие генерации). Пороговые
устройства с Рп = 0 часто называют нуль-индикаторами.
Важнейшее значение при проектировании пороговых устройств
имеет:
•	возможность плавного изменения (подстройки) порога;
•	чувствительность или зона переключения, т. е. приращение
параметра Р, гарантирующее переход порогового устройства
от одного состояния в другое (и наоборот);
•	температурная и временная нестабильность порога.
Значение имеют и другие параметры пороговых устройств, на-
пример входное сопротивление для пороговых устройств напря*е'
ния и тока, параметры выхода Out, динамические параметры и т.Т
5.1.2.	Пороговые устройства напряжения и тока на ОПТ
Схемы пороговых устройств на ОПТ и ПОПТ приведены
рис. 5.I. В схеме рис. 5.I, а пороговое напряжение задается вн)г
188
Специальные применения ОПТ и их аналогов
«солон»
Рис. 5.1. Схемы пороговых устройств на ОПТ (а) и ПОПТ (б)
ренним базовым делителем ОПТ, а в схеме рис. 5.1, б внешним
делителем /?], /?2- Вначале мы рассмотрим работу этих схем при
отсутствии конденсатора С или при малой его емкости, что гаран-
тирует отсутствие релаксационных колебаний при работе схем.
Решающее значение для правильной работы схем рис. 5.1 имеет
выбор величины сопротивления R и положения нагрузочных пря-
мых этого резистора при разных U^x относительно S-образной
ВАХ ОПТ или ПОПТ. Этот выбор иллюстрируется рис. 5.2. На
нем показаны критические положения линии нагрузки с накло-
ном 1/Л при включении порогового устройства (а) и при его вы-
ключении (б).
?ис. 5.2. К выбору положения линии нагрузки R относительно
S-образной ВАХ
При росте напряжения U^x линия нагрузки перемешается
Вгфаво, пока не займет критическое положение а. Далее при ма-
1еЙщем увеличении Ubx произойдет отрыв рабочей точки 1 и бы-
СТРЫЙ (регенеративный) переход ее в положение 2. Далее рабочая
*0<<Ка будет двигаться вправо по верхнему участку ВАХ с положи-
ельным дифференциальным сопротивлением.
При уменьшении f/вх линия нагрузки резистора R будет пере-
даться влево, пока не займет критическое положение б. Далее
189
Гпава 5
при малейшем уменьшении £фх произойдет быстрый (регенср^
тивный) переход рабочей точки из положения 3 в положение 4, lt
далее рабочая точка будет двигаться влево по нижнему участку
S-образной ВАХ.
Из рис. 5.2 видно, что критические точки 1 и 3 расположены
близко от пика и впадины S-образной ВАХ. Это позволяет опре.
делить статические пороги переключения из простых формул:
U//1 = U п + RI п ~	+ U эо + RI п *	(5.2)
П2 В + ^/7-	(5.3)
Анализируя перемещение рабочих точек при изменении
можно построить зависимость тока эмиттера ОПТ (или анода
ПОПТ) от этого напряжения. Она (с учетом скачков рабочих то-
чек) будет иметь гистерезисный характер, показанный на рис. 5.3.
Такие характеристики характерны для устройств класса несиммет-
ричных триггеров Шмитта и наглядно показывают области их
применения в качестве регенеративных пороговых устройств.
1вх
О	Un2	Un1 Ubx
Рис. 5.3. Гистерезисная зависимость тока от напряжения Ubx
5.1.3.	Работа пороговых устройств при синусоидальном
входном сигнале
В литературе практически отсутствуют конкретные данные °
работе пороговых устройств на ОПТ и ПОПТ, например, о часто*
тах, на которых они работают, динамике и форме переходный
процессов. Попытаемся восполнить этот пробел, применяя
исследования 4-канальных цифровой осциллограф Tektronix TD$
2024В и многофункциональный генератор произвольных функн141’
Tektronix AFG 3101. Последний использовался в качестве генери
тора входных синусоидальных, прямоугольных и треугольных сИг'
налов, а осциллограф применялся для многоканальной регистр3'
ции напряжений в разных точках схем пороговых устройств.
190
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Г!На рис. 5.4 показаны осциллограммы реакции порогового
устройства рис. 5.1,а на обычном ОПТ на синусоидальный сигнал
резкой частоты (200 Гц). Устройство было выполнено на ОПТ *
|(Т117Д и имело параметры R = 2 кОм, R1 = 150 Ом и R2 =
3^ кОм. Нетрудно заметить четкую работу порогового устройства
з точном соответствии с приведенным выше ее описанием.
Tbk ,JL nwd мрокмоо™ Асоиге
г*	I
CHI t'OCV	СН2 SbOrr.Y ' MijMWB	CH4 '/200mV
СНЗ 5.00V	CH4 5Л0У 15-ftb-010*10	13W3№
Puc. 5.4. Осциллограммы работы порогового устройства
(рис. 5.1,а) на ОПТ при частоте синусоидального входного
сигнала 200 Гц
Для наглядности на рис. 5.4 осциллограммы входного сигнала и
напряжения на эмиттере почти совмещены, что позволяет легко
оценивать пороговые уровни переключения. Используя курсорные
измерения, возможность которых есть у цифровых осциллографов
Tektronix TDS 2024В, можно точно измерить пороговые уровни.
Приятно отметить, что при синусоидальном сигнале напряже-
ние на второй базе имеет форму, близкую к прямоугольной. Та-
ким образом, регенеративное пороговое устройство рис. 5.1, а мо-
жет использоваться как формирователь почти прямоугольных им-
пульсов из синусоидального сигнала. При этом крутизна фронтов
прямоугольных импульсов практически не зависит от крутизны
^Одного сигнала в моменты переключения ОПТ.
С повышением частоты синусоидального сигнала четкость пе-
реключения, естественно, ослабляется. Но даже на частоте
*00 кГц работа порогового устройства вполне устойчива, о чем
СвйДетельствуют осциллограммы, показанные на-рис. 5.5. Конеч-
форма импульсов на базах здесь существенно ухудшилась, в
Четности, импульсы на второй базе имеют уже не четко выражен-
прямоугольную форму.
Теперь рассмотрим работу порогового устройства на ПОПТ
|<с- 5.1, б. На рис. 5.6 представлены осциллограммы работы этого
191
Гпава 5
«СОЛОН»
Рис. 5.5. Осциллограммы работы порогового устройства
(рис. 5.1,а) на ОПТ при частоте синусоидального входного
сигнала 100 кГц
порогового устройства при следующих его данных: ПОПТ 2N6O27,
R = 2 кОм, Я] = /?2 = 7,5 кОм, Е = 5 В. Ток впадины у ПОПТ ме
ныне, чем у ОПТ, поэтому выключение происходит менее выра-
жено и на осциллограмме напряжения на аноде оно почти не за-
метно. Однако выходные импульсы на управляющем электроде
имеют хорошую прямоугольную форму с чуть заметным просачи-
ванием входного сигнала.
Как и у пороговых устройств на обычных ОПТ, у порогового
устройства на ПОПТ предельная частота входного синусоидально-
го напряжения не должна превышать 100—150 кГц. При этом рез-
кость переключения теряется, хотя работоспособность устройств
сохраняется. На более высоких частотах подобные пороговые
устройства применять просто не стоит.
Рис. 5.6. Осциллограммы работы порогового устройства
(рис. 5.1,б) ПОПТ при частоте синусоидального входного
сигнала 200 Гц
192
Специальные применения ОПТ и их аналогов
$ >4. Работа пороговых устройств при треугольном
входном сигнале	IZ9
Определенными преимуществами обладает испытание порого-
вых устройств с помощью треугольных импульсов. Их можно по-
бить с помощью современных функциональных генераторов.
Треугольные импульсы создают сигналы с постоянной крутизной
роста и спада напряжения, что позволяет точнее определять дина-
мические показатели пороговых устройств и их изменения при из-
менении крутизны входных сигналов.
На рис. 5.7 показаны осциллограммы реакции порогового
устройства рис. 5.1, а на обычном ОПТ на треугольный однопо-
лярный сигнал низкой частоты (200 Гц). Устройство было выпол-
нено на ОПТ КТ117Д и имело параметры R = 2 кОм, R\ = 150 Ом
и Аг = 7,5 кОм. Нетрудно заметить и здесь четкую работу порого-
вого устройства. Пролезание входного сигнала заметно в импуль-
сах, создаваемых на первой базе, тогда как сигнал на второй базе
имеет хорошую прямоугольную форму.
crit ййу' сиг soomv mW	<5й / гооту
сиз гт	смыт	w-гл-игмт	тяяи
Рис. 5.7. Осциллограммы работы порогового устройства
(рис. 5.1,а) на ОПТ при частоте треугольного входного
сигнала 200 Гц
На частоте 100 кГц треугольного сигнала работа порогового
Устройства на ОПТ также обеспечена, хотя и не столь четко, как
Ча низких частотах. На это показывают осциллограммы, представ-
ленные на рис. 5.8 (сопротивление Аг уменьшено до 3,6 кОм).
На рис. 5.9 показаны осциллограммы реакции порогового
Устройства рис. 5.1,а на ПОПТ (рис. 5.1,6) на треугольный одно-
полярный сигнал низкой частоты (200 Гц). Устройство было вы-
полнено на ПОПТ 2N6027 и имело параметры А = 2 кОм, А| =
Гпава 5
«солон*
Рис. 5.8. Осциллограммы работы порогового устройства
на ОПТ (рис. 5.1,а) при частоте треугольного входного
сигнала 100 кГц
Т?2 = 7,5 кОм и R3 = 150 Ом. Работа устройства достаточно четкая,
но пролезание входного сигнала немного заметно уже в импульсах
на управляющем электроде. Хотя в целом это напряжение имеет
вполне приличную прямоугольную форму.
На рис. 5.10 показана реакция порогового устройства на ПОПТ
(рис. 5.1,6) на треугольный сигнал с частотой 100 кГц. Хотя рабо-
тоспособность устройства сохраняется, искажения импульсов явно
заметны. Очевидно, что такая частота близка к предельной.
СНЗ 200V СН4 5JOOV 15-ГеЬ-ОТ(В55	13ЭЛ8Н1
Рис. 5.9. Осциллограммы
работы порогового
устройства на ПОПТ
(рис. 5.1,а) при частоте
треугольного входного
сигнала 200 Гц
	
СНЗ 2JW СЖ 5JOOV 14-FeW? 1020	100001kHz
Рис. 5.10. Осциллограммы
работы порогового
устройства на ПОПТ
(рис. 5.1,6) при частоте
треугольного входного
сигнала 100 кГц
194
Специальные применения ОПТ и их аналогов
, 1.5. Релаксационные пороговые устройства
на обычных и программируемых ОПТ
Вернемся к схемам пороговых устройств рис. 5.1. Если вклю-
.|ИТЬ ранее отключенный конденсатор С, то регенеративные поро-
говые устройства превращаются в релаксационные, т. е. Устройст-
ва, в которых возникают релаксационные колебания заряда и раз-
ряда конденсатора.
Если выбор положений нагрузочных прямых соответствует по-
казанным на рис. 5.2, то устройство работает как релаксатор, фор-
мирующий один импульс разряда С в момент включения ОПТ или
ПОПТ. При большой емкости С амплитуда импульса может дохо-
дить до долей А у ОПТ и до 1 и более А для ПОПТ. Это создает на
резисторе в цепи первой базы ОПТ (или катоде ОПТ) выброс им-
пульса с большой амплитудой, вполне достаточной для запуска
тиристора. Поскольку рабочая точка ОПТ (или ПОПТ) попадает
затем на участок больших токов S-образной ВАХ, то в дальней-
шем релаксационных колебаний уже не возникает.
Можно перевести устройство и в режим управляемых релакса-
ционных колебаний. Для этого достаточно увеличить номинал ре-
зистора R так, чтобы рабочая точка при увеличении входного на-
пряжении выходила на падающий участок S-образной ВАХ (см.
положение линии нагрузки а на рис. 2.5). В этом случае в схеме
возникают релаксационные колебания и формируется серия раз-
рядных импульсов (рис. 5.11).
Рис. 5.11. Осциллограммы релаксационного порогового
Устройства рис. 5.1, а при R = 100 кОм и С = 6800 пФ
195
Глава 5
у 2 5.2. Схемы большой временной задержки
и реле времени
5.2.1. Схемы временной задержки на основе ОПТ
и электромагнитного реле
В устройствах автоматики широко применяются схемы 6o.iL
шой временной задержки и реле времени. Обычно это устройства
которые после включения создают достаточно стабильный интер.
вал времени, задающий включение или отключение некоторое
устройства после этого интервала. Типичный пример реле врсме-
ни — устройство для включения лампы накаливания фотоувелц.
чителя на время экспозиции фотобумаги.
Простейшие реле времени могут создаваться на основе схему
временной задержки на ОПТ и обычного маломощного электро-
магнитного реле. Две такие схемы показаны на рис 5.12.
В схеме рис. 5.12, а формирование интервала времени начина-
ется с момента замыкания кнопки К, подающей на схему питание
Конденсатор С начинает заряжаться через резистор R, и, когда на-
пряжение на нем достигнет уровня t/n9 ОПТ включается и возрос-
ший ток второй базы включает электромагнитное реле ЭР, кото-
рое самоблокируется с помощью показанных на схеме контактов.
Другие контакты могут использоваться для включения или вы-
ключения какого-либо устройства, например лампы накаливания.
Рис. 5.12. Простейшие реле времени на основе ОПТ
и электромеханического реле
196
Специальные применения ОПТ и их аналогов
0 схеме рис. 5.12,6 иначе включено реле и блокировка осушсств- Жf
1Яется подключением обмотки к источнику питания.
Обычно интерес представляют устройства такого рода с диапа-
зоном временной задержки от долей секунды до десятков секунд и
более. Это связано со спецификой применения таких устройств,
например, включения лампы накаливания при экспозиции фото-
бумаги, блокировки двери и т. д. Важное значение имеет возмож-
ность регулировки длительности отрезка времени и его стабиль-
ность. Схемы временной задержки на ОПТ обеспечивают легкость
получения нужных времен задержки и их достаточно высокую ста-
бильность.
Так, для представленных на рис. 5.12 схем время задержки равно:
Га = /?С1п—!—.	(5.4)
• - Пя
Если, к примеру, выбрать rjR = 0,63, то время задержки составит
величину RC. Так что если выбрать R = I МОм, то при г3 = Юс не-
обходимо применять конденсатор С= 10 мкФ. В настоящее время
выпускаются достаточно малогабаритные металлобумажные кон-
денсаторы такой емкостью с достаточно высокой ее точностью и
стабильностью. Применять миниатюрные электролитические кон-
денсаторы нежелательно из-за их низких точности и стабильности.
Максимальное значение R должно быть в несколько раз мень-
ше величины, задающей переход рабочей точки на участок отри-
цательного дифференциального сопротивления:
RKp =Е(1-Пл)//(5.5)
К примеру, если Е = 10 В, t|r = 0,63 и 1ц = 10 мкА, то получим
^Кр = 0,37 МОм. Таким образом, в данном случае максимальная
величина R составит около 0,1 МОм, а при жестких требованиях к
временной задержке и того меньше.
Для повышения максимальных значений R надо использовать
^ПТ с возможно меньшими токами пика 1ц. Например, ОПТ
2N2647 имеет ток пика не более 2 мкА, что позволяет задавать R =
' МОм и выше. Для регулировки времени Г3 резистор R делается
временным и последовательно с ним включается ограничиваю-
щей номинал R постоянный резистор. Обычно точность задания
3 около 5—10 % реализуется легко. Более высокая точность требу-
ет Применения высокостабильных резисторов и конденсаторов С.
197
Гпаеа 5
ДГ ( 5.2.2, Реле времени с большой выдержкой
«солЖ Основной путь увеличения длительности времени Г3 при задан,
ной емкости конденсатора С заключается в увеличении номинал
резистора R и сохранении условия, что ток включения ОПТ пре.
вышает ток /п в несколько раз. Разумеется, для простых схем тип<
показанных на рис. 5.12 это невозможно и требует специальны^
схемных решений для увеличения времени временной задержки.
Можно наметить три пути значительного увеличения длитеды
ности формируемого временного интервала при фиксированнои
емкости конденсатора:
•	применение в цепи эмиттера ОПТ эмитттерного повторителя;
•	наложение на хронирующий процесс заряда конденсатора им-
пульсов от высокочастотного дополнительного релаксатора;
•	заряд С импульсами заряда от накопительного конденсатора
или источника импульсов тока, т. е. переход к формирова-
нию ступенчатого времязадающего напряжения.
Первый способ достаточно прост — нужен дополнительный би-
полярный транзистор. Однако надо учитывать, что он должен ра-
ботать в режиме микротоков, что резко уменьшает коэффициент
передачи тока базы В. Эффект уменьшения тока пика ОПТ /п в
(5+1) раз из-за этого значительно снижается. Кроме того, неже-
лательными является увеличение напряжения включения на вели-
чину t/вэо транзистора и влияние обратного тока коллектора /ко-
Второй способ немного сложнее и обычно реализуется с помо-
щью дополнительного релаксатора на ОПТ. Он позволяет увели-
чить номинал резистора С до 100 МОм и выше и даже при С'
1 мкФ получить значения выдержки времени до 100 с и более.
В схеме рис. 5.13 [6] времязадающая цепь выполнена на ОПТр
а дополнительный релаксатор на ОПТ2. Транзистор Т2 нормально
открыт током, протекающим через резистор А], а тиристор 7? за-
крыт. Запускающий импульс, поданный на вход f/вхь открывав
тиристор, и он подает питание в цепи эмиттеров обоих ОПТ. Ре'
лаксатор на ОПТ2 с времязадающей цепочкой А5С3 сразу начинав
генерировать импульсы. Дополнительный конденсатор С2<<Сз с0'
здает на базе ОПТ1 отрицательные импульсы, периодически не'
много понижающие его напряжение включения.
Конденсатор С| времязадающей цепи C\R^ начинает заряжав'
ся от уровня Д| до напряжения включения ОПТ2. В этой схеме
используется регулировка времени задержки переменным резист0'
198
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Рис. 5.13. Схема реле времени с большой выдержкой
ром R4, поскольку переменные резисторы номинала 100 МОм по-
дыскать трудно. Вместо этого регулировка времени осуществляет-
ся изменением начального напряжения на Q с помощью низко-
омного переменного резистора Ry Время заряда равно:
/, = Л4с, In(5.6)
Е-Un
При включении ОПТ2 на выходе — резисторе R4 формируется
импульс разряда конденсатора С]. Он может использоваться для
запуска исполнительного устройства, например, тиристора или
электронного реле. Для возврата устройства рис. 5.13 в исходное
состояние надо подать импульс готовности на второй вход. Он
кратковременно закрывает транзистор Т2, что ведет к запиранию
тиристора Т| и переходу схемы в исходное состояние.
5.2.3. Реле времени с дискретным зарядом
конденсатора
Увеличение выдержки за счет дискретного заряда конденсатора
Реализовано в схеме рис. 5.14, а. Запуск реле осуществляется за-
иканием ключа К, подающего напряжение питания на схему. На
транзисторе Т] выполнена ранее описанная схема мультивибрато-
ра второго типа, которая вырабатывает импульсы хорошей прямо-
больной формы. Их период колебаний может быть в сотни раз
Меньше, чем длительность формируемой релаксатором на ОПТ2
^Ременной задержки.
Для дискретного заряда накопительного конденсатора С3 испо-
лЬзуется дозирующий конденсатор малой емкости С^«Су. Диод-
199
Гпаеа 5
«солон»
Рис. 5.14. Реле времени с дискретным зарядом конденсатора
ный коммутатор на диодах D] и D2 передает заряд конденсатора
С2 на конденсатор С3, вызывая появление на нем ступенчато на-
растающего напряжения. Этот процесс был детально описан в гла-
ве 3 при описании генераторов ступенчатого напряжения. Пока
ступенчатое напряжение не доросло до уровня пика импульсы
тока, создаваемые при заряде С2, идут на формирование очеред-
ной ступени. Но как только амплитуда ступенчатого напряжения
достигает уровня t/n, импульс разряда переводит рабочую точку
ОПТ2 на падающий участок, что ведет к включению ОПТ и разря-
ду С3 через ОПТ2. Чтобы обеспечить минимальный разряд С3 во
время формирования ступенек, включен разделительный кремни-
евый диод D3, а рабочая точка ОПТ2 выведена в область пика с
помощью высокоомного (10—20 МОм) резистора R$. Как и в пре-
дыдущей схеме, выходным является короткий импульс, запускаю-
щий то или иное исполнительное устройство.
5.3. Релейные устройства защиты
5.3.1.	Простое реле напряжения (тока)
В различных электротехнических установках и приборах, на-
пример в лабораторных источниках электропитания, широко при'
меняются реле напряжения и тока — как постоянного, так и пер^
менного. Часто они служат для фиксации напряжением или током
некоторой величины и выработки сигнала на включение исполни'
тельного устройства. Примером могут служить устройства отклЮ'
чения источников электропитания при превышении выходнь^
напряжением или током некоторой допустимой величины.
200
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Массовость таких устройств делает целесообразным разработку
для них простых схемных решений. Нередко погрешность сраба-
тывания не имеет решающего значения и вполне достаточны ее
значения порядка 5—10%. Но может иметь существенное значение
большой диапазон изменения порога срабатывания реле, а глав-
ное — надежность работы таких устройств. Случаи выхода из
строя дорогих установок из-за отказа в работе «копеечного» реле
перегрузки каждый может вспомнить в своей жизни и работе.
Применение ОПТ (или ПОПТ) позволяет резко упростить по-
строение реле напряжения или тока. Одна из простейших мостовых
схем такого реле показана на рис. 5.15, а. Мост образован перемен-
ным резистором и простейшим пороговым устройством на ОПТ.
Баланс моста соответствует равенству U\= U^. В этот момент ОПТ
включается и перепад тока создает на выходе миниатюрного транс-
форматора Тр импульс, сигнализирующий о достижении входным
напряжением (и его частью U\) заданного значения. Это значение
можно менять переменным резистором /?1. Резистор /?2 должен
обеспечивать двухстабильный режим работы ОПТ.
Изменение порога в широких пределах в этой схеме достигает-
ся за счет различий передаточных функций левой и правой поло-
винок моста. Левая половина вырабатывает напряжение U\, строго
пропорциональное входному напряжению. А правая половина
(ОПТ с термостабилизирующим резистором /?з) имеет тоже ли-
нейную зависимость порога включения ОПТ, но со сдвигом на ве-
личину падения напряжения на открытом эмиттерном переходе
t/д. Срабатывание ОПТ происходит в момент пересечения этих за-
Рис. 5.15. Простое реле напряжения или тока на ОПТ (а)
и определение порога срабатывания реле (б)
201
Гпава 5
висимостей — см. рис. 5.15, б. Напряжение срабатывания можно
определить из выражения:
----'---------hh--
/?! + R2 + Rh5
Реле рис. 5.15 может использоваться и для контроля за уровнем
переменного напряжения или тока. Для этого используется транс-
форматор (или трансформатор тока) и мостовой выпрямитель, по-
казанные на рисунке пунктиром. Фильтровать переменное напря-
жение не обязательно, но можно, если нужно, увеличить инерци-
онность реле и повысить помехозащищенность.
5.3.2.	Простое реле для защиты от перегрузки
по напряжению и току
На рис. 5.16 показано простое реле, которое защищает источ-
ник питания от перегрузки как по напряжению, так и по току.
Пороговое устройство на ОПТ) реагирует на превышение вход-
ным напряжением порога, заданного переменным резистором Л.
Другое пороговое устройства на ОПТ2 фиксирует превышение па-
дением напряжения на шунте заданного уровня напряжения
t/ш- Это означает фиксацию превышения током уровня
Разряд С] или Ci через ОПТ] или ОПТ2 создает на выходе общего
для пороговых устройств трансформатора импульс, свидетельству-
ющий о возникновении перегрузки.
Как и в ранее описанных схемах, в схеме рис. 5.16 не показано
исполнительное устройство, которое обеспечивает отключение за-
Рис. 5.16. Простое реле защиты от перегрузки
по напряжению и току
202
Специальные применения ОПТ и их аналогов
щишасмого устройства. Это может быть тиристорный ключ, от-
ключающий устройство или закорачивающий его для быстрого
срабатывания силового предохранителя.
5.3.3.	Реле максимального тока или напряжения
Типичная схема реле максимального переменного тока или на-
пряжения представлена на рис. 5.17. Входной сигнал подастся на
измерительный трансформатор и, через делитель напряжения /?],
R2, на мостовой выпрямитель с фильтрующим конденсатором С|
небольшой емкости. На выходе получается выпрямленное двухпо-
лупериодное напряжение, которое сверху ограничивается парамет-
рическим стабилизатором с токоограничивающим резистором /?4 и
кремниевым стабилитроном Д|. Напряжение стабилизации послед-
него должно превышать напряжение пика UH примененного ОПТ.
Рис. 5.17. Реле максимального напряжения или тока
Во время каждого выпрямленного полупериода напряжение на
эмиттере ОПТ растет и, если оно достигает напряжения пика f/n,
опт включается напряжение на его второй базе падает. Это ведет
к включению ключевого транзистора Т|, который включает испол-
нительное устройство — реле Р. При снижении напряжения до
определенного уровня, задаваемого значением (/?з + Ид) и током
впадины ОПТ, он выключается, что ведет к выключению реле Р.
Диод D2 гасит выброс напряжения на обмотке реле.
Для таких реле характерно различие порогов включения UI1BKJ1 и
выключения UI1BbIKJI. Их принято характеризовать коэффициентом
Возврата:
К В = U Пвык.1	Пвк.1 •
203
Гпава 5
ЛИ I Обычно < 0,8. Включение конденсатора С2 позволяет повьь
J—J^cMTb коэффициент возврата вплоть до 1.
5.3.4.	Реле минимального напряжения
Иногда необходимо контролировать спад напряжения ниже не-
которого порога. Это делают реле минимального напряжения. На
ОПТ можно строить такие реле. Одна из простых схем реле мини-
мального напряжения показана на рис. 5.18. В основе схемы ле-
жит пороговое устройство с нормально закрытым ОПТ. Контро-
лируемое напряжение подается на вторую базу ОПТ. Его умень-
шение уменьшает напряжение пика t/n ОПТ. Если оно становится
меньше напряжения, установленного потенциометром R\, Rz, то
ОПТ включается и включает тиристор Т|. Последний, в свою оче-
редь, включает реле Р.
Рис. 5.18. Реле минимального напряжения
Конденсатор Q, подключенный к эмиттеру ОПТ, создает при
его включении импульс разрядного тока, улучшающий включение
тиристора.
5.3.5.	Помехоустойчивое реле переменного напряжения
(тока)
Реле напряжения и тока, описанные выше, имеют характерный
недостаток — невысокую помехоустойчивость. Импульсные поме-
хи способны вызвать преждевременное срабатывание ОПТ, что
нарушает работу реле.
В [49] описан способ построения реле напряжения (тока) мгно-
венного действия с повышенной помехоустойчивостью. В его
основе лежит простая схема фазового управления, показанная на
рис. 5.19. Входное напряжение выпрямляется мостом с диодам11
204
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Рис. 5.19. Помехоустойчивое реле переменного напряжения
(тока)
через цепь Д5 и и подается на конденсатор С] релаксатора на
ОПТ. Если оно меньше напряжения пика ОПТ, то предусмотрен
разряд Ci с помощью транзистора Т, исключающий накопление
заряда на С\ от полупериода к полупериоду.
Если напряжение на С\ достигает порога ОПТ, он включается
и конденсатор С\ разряжается через эмиттерную цепь ОПТ и
трансформатор Тр, создающие выходные импульсы запуска ис-
полнительного устройства. Для повышения помехоустойчивости и
увеличения коэффициента возврата до 1 используется дополните-
льный конденсатор С2, на который с переменного резистора Л5
подается напряжение, обеспечивающее работу устройства при
низких входных напряжениях. Релаксатор на ОПТ питается от от-
дельного источника напряжения Еп> имеющего параметрический
стабилизатор напряжения на кремниевых стабилитронах Д^, Д7.
Схема реализует фазовое управление с углом регулировки от
140 до 160 электрических градусов. При таком угле регулировки
обеспечивается наивысшая помехозащищенность схемы и наличие
Практически равных порогов включения и выключения. Детали
Расчета этой схемы можно найти в [6, 49].
5*4. Схемы заряда аккумуляторов
5*4.1. Простая схема заряда аккумуляторов
С момента появления транзисторов непрерывно росло примене-
ние устройств с автономным питанием от аккумуляторных батарей.
205
Гпаеа 5
ДГ/ Заряд аккумуляторных батарей требует внимательного отношения
поскольку превышение времени заряда губительно сказывается щ
времени жизни дорогих аккумуляторных батарей. Поэтому заряд
аккумуляторов, должен быть, как правило, управляемым.
Одна из простых схем заряда аккумуляторной батареи пред,
ставлена на рис. 5.20 [6]. В начале заряда, т. е. после включения
схемы, начинает работать релаксационный генератор на ОПТ ц
его разрядные импульсы через трансформатор Тр2 запускают ти-
ристор, включенный в диагональ мостового выпрямителя на дио-
дах D] —Эд. Выключение тиристора происходит вследствие умень-
шения анодного тока при переходе сетевого напряжения через
нуль. Для питания релаксатора служит маломощный однополупе-
риодный выпрямитель на диоде D5 с конденсатором фильтра Сь
Релаксатор на ОПТ выполнен по обычной схеме с времязадающей
цепочкой /?), С2.
Рис. 5.20. Схема простого зарядного устройства
Для управления зарядом используется дополнительная цепь
/?5рб, настройка включения которой осуществляется подстроеч-
ным резистором Л5 и резистором, задающим порог Ид. Если в пр0'
цессе заряда аккумуляторной батареи напряжение на ней U пре'
высит заданный уровень, то цепь /^Эб задает в цепь эмиттера
ОПТ ток, переводящий рабочую точку из области отрицательного
дифференциального сопротивления в область ВАХ несколько
выше тока впадины. Релаксационные колебания прекращаются, и
206
Специальные применения ОПТ и их аналогов
тИРистоР перестает открываться. Заряд аккумулятора прекращает-
ся. Если в ходе разряда (и саморазряда) напряжение падает до
уровня, при котором рабочая точка ОПТ снова попадает на учас-
ток дифференциального отрицательного сопротивления, то начи-
нается генерация релаксационных колебаний и тиристор включа-
ется — начинается заряд аккумулятора.
Применение такой схемы позволят отказаться от присмотра за
зарядом аккумулятора, и он может находиться во включенном
устройстве неграниченно большое время. Устройство целесообраз-
но использовать для заряда аккумуляторных батарей с большой
мощностью.
5.4.2.	Устройство ускоренного заряда
Ni-Cd-аккумуляторов
Для питания портативных электронных устройств широкое
применение нашли Ni-Cd-аккумуляторные батареи небольшой ем-
кости — до 1000 мА/ч. Современные батареи этого типа позволяют
проводить ускоренный их заряд повышенным (до 10 раз против
типового) током. Однако при этом после ускоренного заряда необ-
ходима окончательная дозарядка батарей типовым током.
Одна из схем зарядных устройств такого типа показана на
рис. 5.21. На этапе ускоренного заряда тиристором управляет ре-
лаксационнй генератор на ОПТ). После достижения напряжением
на аккумуляторе заданного (резистором /?ц) напряжения, включа-
ется ОПТ2 и транзистор Tj. Он включает индикаторную лампочку
и шунтирует цепь Выбором постоянных времени заряда
Рис. 5.21. Схема ускоренного заряда NiCd аккумуляторной
батареи
207
Гпаеа 5
Л (RaC\ и разряда R-/C\ мультивибратора на ОПТ2 можно получиц
под за ряд аккумулятора в течение заданного времени.
Подобное устройство отличается простотой и надежностью. а
также возможностью работы в широком диапазоне температур ц
входных напряжений.
В настоящее время применение никель-кадмиевых аккумулято.
ров сохраняет свое значение, поскольку эти давно известные акку-
муляторы характеризуются высокой надежностью, длительным
сроком службы, малым саморазрядом и большим числом циклов
«заряд-разряд» (до 500—1000). Однако эти аккумуляторы имеют
невысокую удельную емкость (на грамм веса). Поэтому все боль-
шее применение находят никель-марганцевые и серебряно-никс-
левые аккумуляторы. Их заряд производится по достаточно слож-
ному закону с непременным контролем температуры корпуса. Для
зарядных устройств этих аккумуляторов простые схемы не подхо-
дят. Поэтому целесообразно применять специальные интеграль-
ные микросхемы для заряда таких аккумуляторов.
5.5.	Устройства фазового управления
мощностью
5.5.1.	Простая схема однополупериодного фазового
управления
Очень часто необходимо регулировать мощность, потребляе-
мую нагрузкой от источника переменного тока. Для обеспечения
малой мощности потерь для этого часто используется фазовое
управление мощностью с помощью тиристоров. Для построения
схем фазового управления уже давно используются ОПТ.
На рис. 5.22 показана простая схема однополупериодного фазо-
вого управления тиристором и упрощенные временные диаграммы
ее работы. Схема работает во время положительной полуволны пе-
ременного напряжения сети. Для управления тиристором служат
релаксационный генератор на ОПТ, который питается несглажен-
ным напряжением стабилизированным параметрическим стабили-
затором на стабилитроне D с токоограничивающим резисторов
/?4. Напряжение стабилизации стабилитрона должно быть вьппе
напряжения пика ОПТ.
В этой схеме при переходе от положительной полуволны к от-
рицательной тиристор закрывается и напряжение питания релаК'
208
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Рис. 5.22. Схема однополупериодного фазового управления
сатора падает почти до нуля. Поэтому релаксатор на ОПТ жестко
засинхронизирован сетью и работает только на положительной ее
полуволне. Заряд С| через резистор /?з до уровня пикового напря-
жения t/n создает на резисторе R\ разрядный импульс, включаю-
щий тиристор с задержкой, определяющей угол регулирования а.
Последний регулируется изменением сопротивления Л].
Показанные на рис. 5.22 вспомогательные цепи обеспечивают
увеличение пределов регулирования и повышение помехозащи-
щенности схемы. При отсутствии этих цепей фазовый угол регу-
лируется в пределах от 10—15 до 180 электрических градусов.
Ограничение его снизу связано с тем, что при малых углах кон-
денсатор С\ не успевает зарядиться до уровня пика ВАХ ОПТ.
Конденсатор ускоряет заряд Ci и позволяет уменьшить мини-
мальное значение фазового угла регулирования почти до 0 и обес-
печить регулировку в пределах всей положительной полуволны
Спряжения сети. Рекомендуется выбирать С2 из условия С\/(С\ +
^2) = г|. Это существенно улучшает помехозащищенность схемы.
5'5.2. О построении управляемых выпрямителей
Фазовое управление обычно используется для создания управ-
’ЯеМых и стабилизированных выпрямителей. Оценим их возмож-
,ости.
Напряжение на нагрузке в схеме рис. 5.22 определяется выра-
<еНием:
252
209
Гпава 5
«солон»
U „ =- cos| 2л/0Л',С 1П —L- | + 1
л	'	1 - П J
(5.8)
где Е — амплитуда входного напряжение (сети) и /0 ~ частота пи.
тающей сети (обычно 50 или 60 Гц).
Однополупериодное фазовое управление (угол в пределах от о
до 180 электрических градусов) характеризуется низкими энерго
тическими показателями и низкой частотой пульсаций, равной
Гораздо лучше в этом отношении двухполупериодное фазовое
управление, например с помощью симметричных тиристоров. Оно
обеспечивает выходное напряжение
UH = —[l + cos(a)]	(5.9)
Л
с удвоенной частотой пульсаций.
5.5.3.	Выпрямители-стабилизаторы и регуляторы
для паяльника
Несмотря на свои недостатки простые выпрямители-стабилиза-
торы с фазовым управлением находят применение, например для
питания паяльников, в паяльных станциях, в дешевых осветителях
с плавной регулировкой уровня света и в других тому подобных
устройствах.
На рис. 5.23 показана, схема такого устройства, предназначен-
ного для электропитания маломощного паяльника. Приведем дан-
ные компонентов схемы этого устройства: D|—D4 Д305, Т
КУ201К, ОПТ КТ117Д, CDi Д614А, С= 1 мкФ, 7?! = 100 Ом, R^
820 Ом, /?з = 51 кОм и /?4 = 10 кОм.
а)
Рис. 5.23. Простейшая схема выпрямителя-стабилизатора
для питания паяльника (а) и иллюстрация ее работы (б)
210
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Работа устройства рис. 5.23 аналогична работе описанногоЛС £
выше устройства, но релаксатор работает на обеих полуволнах вы -
прямленного мостовым выпрямителем (диолы D| — D4) напряже-.
ния. Однако питание баз ОПТ нестабилизированным напряжени-
ем ведет к тому, что напряжение 1}ц возрастает с ростом амплиту-
ды напряжения на нагрузке. Это приводит к росту угла отсечки и
росту угла регулирования а. Как видно из рис. 5.23,6, это ведет к
стабилизации мощности, пропорциональной площади заштрихо-
ванной области на рис. 5.23, б. Коэффициент стабилизации может
достигать значений 150—200. Так, при изменении входного напря-
жения от 100 до 200 В схема рис. 5.23 обеспечивала выходное на-
пряжение 35 В ± 1,5 В. Среднее значение выходного напряжения
можно изменять с помощью резистора Ry
Еще одна простая схема регулятора мощности паяльника (до
100 Вт) с фазовым управлением показана на рис. 5.24. Она работа-
ет следующим образом. Положительная полуволна питающего на-
пряжения проходит в нагрузку практически без ослабления через
диод VD. Релаксационный генератор питается пульсирующим на-
пряжением (в течение отрицательной полуволны), ограниченным
стабилитроном VD2 на уровне 24 В. С появлением каждой отрица-
тельной полуволны конденсатор Q начинает заряжаться через
цепь Rz, R4. Скорость зарядки можно регулировать переменным
резистором /?2- Как только напряжение на конденсаторе достигнет
порога открывания транзистора VTj, на управляющий электрод
тиристора VSj поступает положительный импульс и тиристор от-
крывается до конца полупериода. Таким образом, изменением по-
стоянной времени фазосдвигающей цепи R2C] осуществляется ре-
гулирование мощности, отдаваемой в нагрузку.
VD1 КД105
< * >-------------------<
Рис. 5.24. Дать подрисуночную
8»
211
Гпава 5
вГТ 5.5.4. Регулятор на симметричном тиристоре со схемой
2ZJP	управления на ОПТ
«солон»	*
Одна из первых схем регулятора на симметричном тиристоре со
схемой управления на ОПТ показана на рис. 5.25. Здесь нагрузка
питается переменным напряжением с фазовым управлением по
обеим полуволнам с помощью симметричного тиристора, напри-
мер, ВКДУС-150. Для его включения используется обычный тири-
стор подходящей мощности, например, КУ201А.
Рис. 5.25. Схема регулятора на симметричном тиристоре
со схемой управления на ОПТ
Принцип фазового управления с помощью релаксатора на ОПТ
тот же, что и у ранее описанных схем. Специфика данной схемы в
том, что цепь заряда ОПТ питается от дополнительного источника
напряжения Ei, которое в несколько раз превышает напряжение
пика ОПТ. Поэтому напряжение на С] меняется практически по
линейному закону и обеспечивается линейность регулировочной
характеристики в полных пределах регулирования с помощью пе-
ременного резистора Rj.
Вполне современная схема регулятора мощности нагрузки Д°
1 кВт с применением симметричного тиристора (симистора) КУ208Г
показана на рис. 5.26. Принцип действия ее аналогичен ранее опи-
санному. Любопытно, что в качестве маломощного стабилитрона в
схеме применен обычный диод VD] КД524, что назвать удачным Ре'
шением трудно, поскольку это довольно дорогой и редкий диод (с
накоплением заряда), предназначенный для формирования перепа-
дов напряжения с субнаносекундной длительностью фронтов.
212
Специальные применения ОПТ и их аналогов
«солон»
Рис. 5.26. Схема регулятора мощности до 1 кВт с запуском
симистора от схемы фазового регулирования на ОПТ
В данном регуляторе применена обратная связь по току с помо-
щью резистора R7. В качестве импульсного трансформатора мож-
но применить трансформатор МИТ-4 или выполнить его на маг-
нитопроводе типоразмера К16х10х4.5 из феррита М2000НМ. Об-
мотки содержат по 100 витков провода ПЭЛШО 0.12.
Для повышения надежности схемы и ее помехозащищенности
можно ввести оптическую развязку в цепь запуска симистора.
Схема такой развязки (взамен трансформатора МИТ4) с примене-
нием двух последовательно включенных оптронов АОУЮЗВ пока-
зана на рис. 5.27.
При отсутствии симистора или с целью увеличения мощности
регулятора до 2 кВт можно заменить симистор двумя тиристорами.
Это показано на рис. 5.28.
Рис. 5.27. Пример запуска симистора с гальванической
развязкой
213
Гпава 5
Рис. 5.28. Пример замены симистора двумя встречно
включенными тиристорами
Еще один современный вариант схемы регулятора показан на
рис. 5.29. Отличительной особенностью является запуск симмет-
ричного тиристора от дополнительного импульсного каскада на
транзисторе VT2, усиливающего разрядный импульс от релаксато-
ра на ОПТ VT], выполняющего функции фазового регулятора.
нагрузке
Рис. 5.29. Схема регулятора с фазовым управлением
и запуском симистора от трансформаторного каскада
на биполярном транзисторе
214
Специальные применения ОПТ и их аналогов
5.6.	Устройства управления нагревом
и освещением
«солон»
5.6.1.	Устройство управления нагревом электроплитки
Даже такое архаическое устройство, как обычная электроплит-
ка, нуждается в устройстве управления ее нагревом. Нередко но-
минальная мощность электроплитки оказывается избыточной —
например, при нагреве ранее приготовленной пищи.
Простая схема для управления нагревом плитки приведена на
рис. 5.30. Это типичная фазоимпульсная схема управления на
ОПТ двумя тиристорами. Нагрев плитки регулируется перемен-
ным резистором /?з, который меняет фазовый угол регулирования.
Два тиристора обеспечивают регулировку обеих полуволн напря-
жения сети.
Рис. 5.30. Схема управления нагревом электроплитки
5.6.2.	Автомат отключения света через заданное время
В связи с мировым дефицитом энергии, в том числе электро-
энергии, актуально применение устройств для ограничения време-
ни включений света. Подобные устройства (реле или автоматы от-
ключения) можно использовать, например, в общих коридорах об-
щежитий с целью экономии электроэнергии. Их можно
Использовать и для автоматического отключения других бытовых
И промышленных приборов.
215
Гпава 5
Ж/ Одна из возможных схем автоматического отключения нагрузки
представлена на рис. 5.31. Основой схемы является мультивибратор,
выполненный на ОПТ и тиристоре VS।. Свет включается нажатием
кнопки К, что ведет к включению тиристора VS। и через оптрон к
включению тиристора VS?, подающего напряжение сети на лампу.
КУ101А
Рис. 5.31. Автомат отключения освещения через заданное
время
Необходимое время включенного состояния устанавливается
подстроечным резистором Ry После заряда конденсатора до на-
пряжения включения ОПТ, т. е. после его включения, конденса-
тор С) разряжается и на короткое время создает на аноде тиристо-
ра VS] отрицательное напряжение и тем самым выключает его.
Это ведет к выключению тиристора VS2 и отключению нагруз-
ки — лампы.
5.6.3.	Автоматический регулятор освещенности
Как известно, зависимость уровня освещенности от напряже-
ния питания ламп накаливания очень нелинейная. Это уже давно
делает актуальной разработку автоматических регуляторов уровня
освещенности рабочих мест в цехах, так как от нее зависит произ-
водительность труда. Нередко бывает необходимо поддерживать и
малые уровни освещенности, например при использовании
ламп-ночников.
Показанный на рис. 5.32 простой автоматический регулятор
освещенности может найти применение на рабочих местах, гДе
216
Специальные применения ОПТ и их аналогов
высоки требования к постоянству освещенности. Принцип nerv- /
дирования тока осветителя и его мощности уже многократно опи-
сывался. Единственное отличие примененного в регуляторе
рис. 5.32 технического решения — это введение обратной связи по
уровню освещенности с помощью фоторезистора R7. Для повыше-
ния точности поддержания неизменного уровня освещенности ис-
пользуется усилитель по схеме с общим эмиттером на транзисторе
VT).
VD3
Д814Д
Рис. 5.32. Автоматический регулятор уровня освещенности
Все рассмотренные схемы, помимо создаваемых ими помех,
имеют один существенный недостаток. Так как через диоды мо-
ста течет ток нагрузки, их необходимо выбирать соответствую-
щей мощности или устанавливать на радиаторы, что ухудшает
массогабаритные показатели регуляторов и вызывает их нагрев.
В этом отношении регуляторы на основе симисторов более
предпочтительны.
5.7.	Схемы и регуляторы на транзисторных
аналогах ОПТ
5*7.1. Регуляторы нагрева на симисторе и аналоге ОПТ
Схема регулятора нагрева на симисторе и классическом аналоге
Опт, описанная в [50], представлена на рис. 5.33. Эта схема реа-
лизует принцип «включено-выключено», обеспечивая синхронное
Переключение тока в моменты времени, когда напряжение на си-
^Исторе переходит через нуль. При этом существенно уменьшает-
217
Гпава 5
«солон»
Рис. 5.33. Схема управления тиристором по принципу
«включено-выключено»
ся уровень импульсных помех, которые характерны при фазоим-
пульсном методе управления тиристором.
Аналог ОПТ на двух транзисторах имеет необычный «времяза-
даюиций» элемент — термистор. Он и задает частоту колебаний,
которыми включается симистор. Детали работы схемы можно най-
ти в [50].
Схема, показанная на рис. 5.34, представляет собой классиче-
ский вариант двухполупериодного выпрямителя с фазоимпуль-
сным методом регулирования. Эта схема выполнена на нашей эле-
ментной базе и может быть легко повторена радиолюбителями.
Рис. 5.34. Регулятор нагрева на основе двухполупериодного
выпрямителя с фазоимпульсным управлением на базе
релаксатора на аналоге ОПТ
218
Специальные применения ОПТ и их аналогов
5.7.2.	Устройство управления двигателем	<1Г Г
Схема рис. 5.35 служит для управления двигателем постоянного «солон»
тока. Используется однополупериодное выпрямление переменного
напряжения с помощью тиристора с фазоимпульсным управлени-
ем с помощью релаксатора на ОПТ [50].
Рис 5.35. Однополупериодная схема управления двигателем
постоянного тока
Вряд ли данную схему стоит рекомендовать для широкого при-
менения, поскольку она ухудшает cos(<p) сети и создает большие
импульсные помехи.
Применение подобных регуляторов для регулирования числа
оборотов двигателя имеет некоторые особенности. Во-первых,
коллекторные двигатели требуют расширения управляющего им-
пульса до конца полупериода во избежание нестабильности рабо-
ты из-за выключения тиристора или симистора при искрении ще-
ток, т. е. при разрыве цепи. Во-вторых, для стабилизации числа
оборотов независимо от нагрузки необходимо введение обратной
связи по току или по напряжению, т. к. с увеличением нагрузки
На валу падают обороты двигателя, уменьшается комплексное со-
противление нагрузки и соответственно увеличивается непроизво-
дительное потребление тока. Вариант подобной схемы на отечест-
Венной элементной базе представлен на рис. 5.36.
Подбором резистора Я] (обратная связь по напряжению) доби-
НаЮтся минимальной зависимости числа оборотов двигателя от
вменения нагрузки.
В заключение необходимо еще раз отметить, что все рассмот-
ренные регуляторы мощности имеют один существенный недоста-
219
Гпаеа 5
Рис 5.36. Однополупериодная схема управления двигателем
постоянного тока на отечественной элементной базе
ток — создают большие импульсные радиопомехи как в сети, так
и в окружающем пространстве, т. к. выключение симистора или
тиристора происходит по окончании полупериода, а их включение
за счет фазового регулирования, в пределах полупериода. Интен-
сивность радиопомех зависит от амплитуды мгновенного напря-
жения, при котором открывается тиристор, мощности нагрузки,
длины соединительных проводников и ряда других причин. Отсю-
да следует, что максимальные помехи возникают на среднем уча-
стке регулировочной характеристики.
5.8.	Схемы с программируемыми ОПТ
5.8.1.	Простой лабораторный источник регулируемого
напряжения
Программируемые ОПТ все чаще заменяют обычные ОПТ и их
аналоги в различных схемах регулирования. На рис. 5.37 представ-
лена типовая и очень простая схема лабораторного источника пи-
тания, обеспечивающего выходное регулируемое напряжение от О
до 18 В при максимальном токе 5 А.
Подобные устройства очень удобны при лабораторных испыта-
ниях различных электронных схем и устройств. Однако надо отмс'
тить, что стабильность напряжений у таких простых схем, как по'
казанная на рис. 5.37, не может быть очень высокой.
220
Специальные применения ОПТ и их аналогов
Рис. 5.37. Простая схема лабораторного источника
постоянного напряжения с регулировкой в широких пределах
«солон»
5.8.2.	Улучшенный лабораторный источник питания
Схема канала лабораторного источника питания с максималь-
ной выходной мощностью до 90 Вт (напряжение от 0 до 18 В, ток
до 4 А) представлена на рис. 5.38. Включение в цепь обратной свя-
зи операционного усилителя обеспечивает высокую стабильность
выходного напряжения, малое выходное сопротивление источника
и регулировку выходного напряжения в широких пределах.
Рис. 5.38. Схема улучшенного лабораторного источника
питания с мощностью до 90 Вт
221
Гпава 5
( 5.8.3. Лабораторный источник питания с регулировкой
1—9 напряжения и ограничением по току
«СОЛОН»	II	ж
Схема канала современного лабораторного источника электро-
питания с точной установкой выходного напряжения и ограниче-
нием тока показана на рис. 5.39. Схема управления тиристорами
на основе релаксатора на ПОПТ (PUJT) здесь вполне обычная.
Запуск тиристоров осуществляется с помощью импульсного
трансформатора.
1c1aadnb=1/2 DIODES ARE 1N4148
of a LM358 RESISTORS ARE 1/2 WATT DESIGNES BY ROB PAISLEY
Puc. 5.39. Схема современного лабораторного источника
электропитания
Для повышения стабильности выходного напряжения исполь-
зуется обратная связь с включением в ее цепь операционного уси-
лителя (верхняя половина интегральной микросхемы LM 358)-
Нижняя половина микросхемы используется в цепи ограничения
тока. Переменный резистор на ее входе обеспечивает задание по-
рога ограничения по току. Выходное напряжение задается время*
задающим переменным резистором в цепи анода ПОПТ в схсМс
релаксатора.
222
Специальные применения ОПТ и их аналогов
5.8.4.	Устройство управления электродвигателем	< Y
переменного тока
Еще одна современная схема применения программируемого
ОПТ представлена на рис. 5.40. Это устройство управления двига-
телем путем фазоимпульсной регулировки запуска симистора. Об-
веденная пунктирном часть схемы по существу является динами-
ческой нагрузкой, которая повышает ток возбуждения двигателя
при увеличении его механической нагрузки.
Рис. 5.40. Сх/ема управления электродвигателем переменного
тока с динамической нагрузкой
L/230B
М1
N/230B
0,55кВт
Схема фазоимпульсного регулирования на ПОПТ здесь вполне
обычная и в дополнительном описании не нуждается.
223
Заключение
Однопереходные транзисторы (ОПТ) в острой конкурентной
борьбе со многими полупроводниковыми приборами и интеграль-
ными микросхемами не только выжили, но и продолжили успеиь
ное развитие. Об этом говорит выпуск довольно широкой номенк-
латуры этих приборов, интегральных микросхем с ними и появле-
ние новых программируемых ОПТ.
Из-за невысокого быстродействия ОПТ оказались бесперспек-
тивными принципиально возможные линейные устройства на
них, использующие дифференциальное отрицательное сопротив-
ление ОПТ на падающем участке их S-образных. Не выдержали
конкуренции с более скоростными и более экономичными микро-
схемами устройства памяти на двухстабильных ячейках на базе
ОПТ. в то же время вполне востребованными оказались схемы
двухстабильных переключающих устройств, подобные триггерам
Шмита.
Из типовых импульсных схем на ОПТ перспективны, прежде
всего, релаксационные генераторы, работающие в автоколебатель-
ном и ждущем режиме, а также сравнительно низкочастотные ге-
нераторы прямоугольных и пилообразных импульсов. Широкое
применение ОПТ (в том числе программируемые) нашли в схемах
управления тиристорами, в том числе для фазового управления и
осуществления широтно-импульсной модуляции, а также в разно-
образных пороговых и измерительных устройствах.
В целом ОПТ и их аналоги стали отдельным классом приборов.
Их схемотехника достаточно установилась и нуждается в обобще-
нии, частично выполненном в этой монографии. Приборы пре-
вратились из новинок с непривычными характеристиками в «ра-
бочие лошадки» и нашли массовое применение в приборострое-
нии, автоматике, энергетике, импульсной технике и в других
важных отраслях науки и техники. Это и привело к возрастанию
интереса к ним в наше время. Можно ожидать, что разработки но-
вых типов ОПТ и их аналогов будут продолжены в направлении
уменьшения пикового тока, расширения диапазона возможных
токов впадины, уменьшения остаточного напряжения включенно-
го прибора, повышения стабильности основных параметров, а
главное — в повышении рабочих частот релаксационных схем
этих приборах.
224
Список литературы	yz
1.	С. М. Зи. Физика полупроводниковых приборов. Пер. с англ. “солон"
Под ред. А. Ф. Трутко. — М.: Энергия, 1973.
2.	Гаряинов С. А, Абезгауз И. Д. Полупроводниковые приборы
с отрицательным сопротивлением. — М.-Л.: Энергия, 1970.
3.	Стафеев В. И., Каракушан Э. И. Магнитодиоды. Новые по-
лупроводниковые диоды с повышенной чувствительностью к маг-
нитному полю. — М.: Наука. Физматлит, 1975.
4.	Дьяконов В. П. Лавинные транзисторы и их применение в
импульсных устройствах. — М.: Радио и связь, 1973.
5.	Дьяконов В. П. Лавинные транзисторы и тиристоры. Теория
и применение. — М.: СОЛОН-Пресс, 2007.
6.	Ольсевич А. Е, Михайлов В. В., Беличенко В. И., Фоменко
Г. П. Двухбазовые диоды в автоматике. — М.: Энергия, 1972.
7.	Недолужко И. Г., Сергиенко Е. Ф. Однопереходные транзи-
сторы. — М.: Энергия, 1974.
8.	Ерофеева И. А. Импульсные устройства на однопереходных
транзисторах. — М.: Связь, 1974.
9.	Дьяконов В. П. Импульсные устройства на полупроводнико-
вых приборах с отрицательным сопротивлением. — Смоленск,
СФМЭИ, 1975.
10.	Дьяконов В. П., Дроздов В. Д. Анализ мультивибратора на
приборе с S-образной вольт-амперной характеристикой. Известия
вузов, Приборостроение, № 3, 1973.
11.	Дьяконов В. П., Дроздов В. Д., Лещинский Ю. Б. Генерато-
ры пилообразного и треугольного напряжения на однопереходных
транзисторах. Приборы и техника эксперимента, № 2, 1974.
12.	Дьяконов В. П. Импульсные схемы с программируемыми
однопереходными транзисторами. Известия вузов, Приборострое-
ние, т. XVIII, № 5, 1975, с. 107 - 111.
13.	Дьяконов В. П. Транзисторный аналог негатрона. Радиотех-
ника и электроника, т. XXI, № 1, 1976, с. 188—192.
14.	Дьяконов В. П. Импульсные схемы на транзисторном ана-
логе негатрона. АН СССР. Приборы и техника эксперимента, №
5, 1975.
16. Programmable Unijunction Transistor. Semiconductor Technical
Data, Motorola, Inc. 1995.
17. Бондарь В. А. Генераторы линейно изменяющегося напря-
жения. — М.: Энергоатомиздат, 1988.
225
Список литературы
4(1	18. Полупроводниковые приборы. Диоды, тиристоры, оптоэ.
Электронные приборы. Справочник / А. В. Баюков, А. Б. Гитцеьь
ич, А. А. Зайцев и др. Под общ. ред. Н. Н. Горюнова. — М.: Радио
и связь, 1983.
19.	Иванов В. И., Аксенов А. И., Юшин А. М. Полупроводник
ковыс приборы. Оптоэлектронные приборы / 2-е издание, допол-
нснное и переработанное. — М.: Энергоатомиздат, 1988.
20.	2N2646. 2N2647. Silicon Unijunction Transistors. Comset Semi-
conductors.
21.	2N2647. Silicon PN Unijunction Transistor. ASI.
22.	2N6027, 2N6028. Programmable Unijunction Transistor.Semi-
conductor Components Industries, LCC, 2006, Rev. 6.
23.	2N6027, 2N6028. Programmable Unijunction Transistor. Semi-
conductor Technical Data. Motorola.
24.	2N6027, 2N6028. Programmable Unijunction Transistor. On Se-
miconductor, May 2000.
25.	MMBT6027. Silicon Programmable Unijunction Transistor
(PUT's) in Packages SOT-23. JSC Planeta.
26.	Programmable Unijunction Transistor. Guru/PEGCKTS/
PUT/February 2006.
27.	http://www.novgorod.net/~planeta/ru/products/
unijunction_transistors.html. Данные по программируемым ОПТ се-
рии КУ 125. ОАО «Планета», 2002.
28.	http://doc.chipfmd.ru/planeta/mmbt6027.htm. Данные по про-
граммируемым ОПТ серии ММВТ6027 ОАО «Планета».
29.	http://doc.chipfmd.ru/planeta/mmbt6028.htm. Данные по про-
граммируемым ОПТ серии ММВТ6028 ОАО «Планета».
30.	http://doc.chipfmd.ru/planeta/2n6027.htm. Данные по про-
граммируемым ОПТ серии 2N6027 ОАО «Планета».
31.	http://doc.chipfmd.ru/planeta/2n6028.htm. Данные по про-
граммируемым ОПТ серии 2N6028 ОАО «Планета».
32.	Бенинг Ф. Отрицательные сопротивления в электронных
схемах. — М.: Советское радио, 1975.
33.	Биберман Л. И. Широкодиапазонные генераторы на негат-
ронах. — М.: Радио и связь, 1982.
34.	Арефьев А. А. Радиотехнические устройства на транзистор-
ных эквивалентах р-п-р-п-структуры. — М.: Радио и связь, 1982.
35.	Серьсзнов А. Н., Степанова Л. Н. Электронные устройства
на элементах с отрицательным сопротивлением. — М.: 1992.
226
36.	Серьезной А. Н., Степанова Л. Н., Филинюк Н. А. и др. Нс-
ратроника. — Новосибирск: Наука. Сибирская издательская фирма
РАН, 1995. - 315 с.
37.	Касимов Ф. Д., Агаев Ф. Г., Филинюк Н. А. Физико-техни-
цескис особенности проектирования кремниевых микроэлектрон-
ных преобразователей на основе негатронов / Под редакцией док-
тора физико-математических наук, профессора Ф. Д. Касимова. —
Баку, 1999. - 234 с.
38.	Модель А. 3. Транзисторные генераторы развертки. — М.:
Энергия, 1974.
39.	Лурье О. Б., Мясников В. Н. Источники стабильного тока.
В сб. «Полупроводниковая электроника в технике связи». Под ред.
И. Ф. Николаевского. — М.: Радио и связь, вып. 21, 1981.
40.	Ridlcr Р. F., Rhod V., Eng С. Solid-state bootstrap sweep gene-
ration. ProcIEE, v. 114, № 12, 1967.
41.	Найдеров В. 3., Голованов А. И., Юсупов 3. Ф. и др. Функ-
циональные устройства на микросхемах. Под ред. В. 3. Найдеро-
ва. — М.: Радио и связь, 1985.
42.	Дьяконов В. П., Дадашева Ф. Ш. Преобразователи напря-
жения в частоту с разрядным лавинно-рекомбинационным дио-
дом. Известия вузов, Приборостроение, № 9, 1973.
43.	Дьяконов В. П. Генератор прямоугольных импульсов с при-
менением однопереходного транзистора. Приборы и техника экс-
перимента, № 6, 1974.
44.	Дьяконов В. П. Пути построения низковольтных импуль-
сных устройств на лавинных полупроводниковых приборах. Ра-
диотехника, № 6, 1973.
45.	http://www.saunalahti.fi/elepal/moottori/convlto3.htm
46.	http://home.cogeco.ca/~rpaisley4/SCRCircuits.html
47.	http://www.chipdocs.com/datasheets/datasheet-pdf/CENTR/
2N2417.html
48.	http://category.alldatasheet.com/datasheet-pdf/category/unijun-
ction.html
49.	Грейвулис Я. П., Путнынш В. Я. Способ построения реле
Тока (напряжения) мгновенного действия. Электричество, № 9,
1969.
50.	Блихер А. Физика тиристоров. — Л.: ЭНЕРГОИЗДАТ, 1981.
} 51. Дьяконов В. П. Современная осциллография и осциллогра-
фы. - М.: СОЛОН-Пресс, 2005.

227
Содержание
«солон» Предисловие.........................................3
Глава 1
Однопереходные транзисторы и их аналоги................6
1.1.	Двухбазовые диоды и обычные однопереходные транзи-
сторы ..............................................6
1.2.	Структуры однопереходного транзистора..........8
1.3.	Вольт-амперные характеристики однопереходного
транзистора........................................10
1.3.1.	Общий обзор ВАХ.........................10
1.3.2.	Анализ S-образной ВАХ...................11
1.3.3.	Область отсечки и параметры пика........12
1.3.4.	Ток впадины и область насыщения.........13
1.4.	Дифференциальное отрицательное сопротивление ОПТ.. 13
1.5.	Выходная ВАХ однопереходного транзистора......15
1.6.	Параметры однопереходных транзисторов.........16
1.6.1.	Статические параметры однопереходных
транзисторов....................................16
1.6.2.	Измерение статических параметров........18
1.6.3.	Динамические параметры однопереходных
транзисторов....................................20
1.7.	Параметры серийных однопереходных транзисторов.23
1.7.1.	Параметры однопереходных транзисторов
КТ117/2Т117.....................................23
1.7.2.	Параметры бескорпусных однопереходных
транзисторов КТ119..............................25
1.7.3.	Параметры однопереходных транзисторов
КТ132/133.......................................27
1.8.	Программируемые однопереходные транзисторы....28
1.8.1.	Структура программируемого однопереходного
транзистора с выходной S-образной ВАХ...........28
1.8.2.	ВАХ программируемого однопереходного
транзистора......................................30
1.8.3.	Параметры программируемых однопереходных
транзисторов КУ 125..............................32
1.8.4.	Параметры программируемых однопереходных
транзисторов К6027/6028..........................34
1.8.5.	Параметры программируемых однопереходных тран-
зисторов ММВТ6027................................37
228
Содержание
1.9.	Специальные типы однопсрсходных транзисторов
и их аналоги.........................................38	2^9
«солон»
1.9.1.	Однопереходный транзистор, интегрированный
с тиристором, — 2У106............................38
1.9.2.	Программирование однопереходного транзистора
с помощью обычного транзистора...............40
1.9.3.	Аналог однопереходного транзистора с входной
S-образной ВАХ...................................41
1.10.	Функциональные микросхемы
на однопереходных транзисторах.......................46
1.10.1.	Однопереходный фототранзистор и оптроны
АОТЮ2/ЗОТЮ2 на его основе...................46
1.10.2.	Функциональные микроэлектронные устройства
серии К295АГ1...............................49
1.10.3.	Однопереходные транзисторы с магнитным
управлением......................................51
Глава 2
Основы анализа схем на ОПТ...........................53
2.1.	Устойчивость и режимы работы ОПТ................53
2.1.1.	Малосигнальные эквивалентные схемы
однопереходного транзистора на падающем
участке ВАХ......................................53
2.1.2.	Устойчивость основной схемы...............55
2.1.3.	Диаграммы устойчивости и режимов работы...57
2.1.4.	Особенности выбора положения линии	нагрузки ...59
2.2.	Анализ основной релаксационной схемы на ОПТ......60
2.2.1.	Влияние внешних сопротивлений в цепи баз...60
2.2.2.	Анализ переходных процессов автоколебательного
релаксатора на ОПТ...............................62
2.2.3.	Экспериментальное исследование релаксатора
на ОПТ...........................................63
2.2.4.	Температурная стабилизация частоты релаксатора
на ОПТ...........................................66
2.3.	Внешнее управление релаксатором на ОПТ..........69
2.3.1.	Синхронизация автоколебательного релаксатора
на ОПТ по цепи эмиттера..........................69
2.3.2.	Синхронизация автоколебательного релаксатора
на ОПТ по цепи второй базы..................71
2.3.3.	Ждущие релаксаторы с нормально закрытым ОПТ.73
2.3.4.	Ждущий релаксатор с нормально открытым ОПТ ..74
229
Содержание
«солон»
2.3.5.	Генерация релаксатором серии импульсов.....7g
2.4.	Работа ОПТ в двухстабильном режиме.............<S()
2.4.1.	Триггер на ОПТ............................8()
2.4.2.	Динамика работы триггера	на ОПТ...........81
2.4.3.	О построении псресчетных	схем на	ОПТ......8|
2.5.	Особенности работы ОПТ, интегрированного
с тиристором (прибор КУ206)..........................82
2.5.1.	Исследование ОПТ микросхемы КУ206.........82
2.5.2.	Релаксатор на ОПТ микросхемы КУ206
с разрядным тиристором.....................84
2.5.3.	Простой мультивибратор на ОПТ и триггере
на тиристоре....................................87
2.6.	Схемы на оптронах с ОПТ........................89
2.6.1.	Управляемый и синхронизируемый релаксатор
на оптроне с ОПТ................................89
2.6.2.	Ждущий релаксатор на оптроне с ОПТ........90
2.6.3.	Некоторые замечания по применению оптронов
с ОПТ...........................................90
Глава 3
Устройства на однопереходных транзисторах...........91
3.1.	Генераторы синусоидальных колебаний............91
3.1.1.	LC-генератор..............................91
3.1.2.	Спектр сигнала LC-генератора..............93
3.1.3.	LC-генератор на ОПТ с истоковым повторителем ..94
3.1.4.	Кварцевый генератор с кварцем в цепи эмиттера
ОПТ..............................................94
3.1.4.	Кварцевый генератор с кварцем между эмиттером
и второй базой ОПТ...............................97
3.2.	Релаксаторы на ОПТ с дополнительным транзистором ...98
3.2.1.	Релаксатор на ОПТ с эмиттерным повторителем ....98
3.2.2. Релаксаторы на ОПТ с разрядным транзистором ..100
3.2.3.	Релаксаторы на ОПТ с формирующим
транзистором....................................101
3.3.	Мультивибраторы на ОПТ.........................103
3.3.1.	Мультивибратор на приборе с S-образной ВАХ
первого типа..................................103
3.3.2.	Мультивибраторы	первого	типа	на ОПТ....105
3.3.3.	Мультивибратор на приборе с S-образной ВАХ
второго типа..................................108
3.3.4.	Мультивибратор второго типа	на ОПТ......110
230
Содержание
3.3.5.	Мультивибратор второго типа на ОПТ
и транзисторе....................................
3.3.6.	Ждущий мультивибратор второго типа на ОПТ
и транзисторе....................................113 '
3.4.	Генераторы пилообразного напряжения...........114
3.4.1.	Классификация генераторов пилообразного
напряжения.......................................114
3.4.2.	Простейший генератор пилообразного
напряжения.......................................116
3.4.3.	Генераторы пилообразного напряжения
с токостабилизирующим биполярным транзистором. 117
3.4.4.	Улучшенные схемы генераторов
с токостабилизирующим транзистором..............120
3.4.5.	Генератор пилообразного напряжения на основе
мультивибратора на ОПТ..........................122
3.4.6.	Генератор треугольного напряжения
на основе мультивибратора на ОПТ................124
3.4.7.	Генераторы пилообразного напряжения
с токостабилизирующим полевым транзистором... 126
3.4.8.	Генераторы пилообразного напряжения
с интегральным стабилизатором тока КЖ101........128
3.4.9.	Генератор пилообразного напряжения
с компенсирующей ЭДС............................130
3.4.10.	Улучшенные варианты генераторов
пилообразного напряжения
с компенсирующей ЭДС............................132
3.5.	Генераторы и преобразователи напряжения в частоту
с емкостной обратной связью..........................134
3.5.1.	Принцип построения генераторов
с емкостной обратной связью......................134
3.5.2.	Генераторы пилообразного напряжения
с емкостной обратной связью
и с разрядным ОПТ...............................137
3.5.3.	Преобразователи напряжения в частоту
с емкостной обратной связью
и с разрядным ОПТ...............................138
3.6.	Применение ОПТ совместно с импульсными схемами ..141
3.6.1.	Генераторы импульсов со скважностью 2
на ОПТ и триггере со счетным запуском............141
3.6.2.	Генераторы импульсов с регулируемой скважностью
на ОПТ и триггере со счетным запуском............142
231
Содержание
«солон»
3.6.3.	Генератор импульсов с раздельно задаваемой
частотой и длительностью........................14]
3.6.4.	Ждущие мультивибраторы на основе триггера
и ОПТ..........................................144
3.6.5.	Ждущий мультивибратор на триггере
и сбрасывающем ОПТ..............................146
3.6.6.	Ждущий мультивибратор на тиристоре
и однопсреходном транзисторе....................148
3.6.7.	Многофазные мультивибраторы..............149
3.7.	Формирователи и генераторы ступенчатого
напряжения.........................................150
3.7.1.	Простейший генератор ступенчатого напряжения. 150
3.7.2.	Генератор ступенчатого напряжения
с коммутируемым токостабилизирующим
транзистором....................................152
3.7.3.	Генератор ступенчатого напряжения
с импульсной дозировкой заряда..................153
3.7.4.	Генератор ступенчатого напряжения с разрядом
дозирующего конденсатора на накопительный........155
Глава 4
Устройства на программируемых ОПТ и их аналогах....157
4.1.	Простейший релаксатор
на программируемом ОПТ и его работа...............157
4.1.1.	Схема простейшего релаксатора
на программируемом ОПТ.....................157
4.1.2.	Анализ переходных процессов релаксатора
на программируемом ОПТ..........................158
4.1.3.	Экспериментальное исследование релаксатора
на программируемом ОПТ.....................160
4.1.4.	Синхронизация релаксатора
на программируемом ОПТ..........................165
4.1.5.	Ждущий релаксатор с нормально выключенным
ПОПТ..........................................167
4.1.6.	Ждущий релаксатор с нормально включенным
ПОПТ..........................................168
4.2.	Мультивибраторы	на программируемых ОПТ......170
4.2.1.	Мультивибратор на программируемом ОПТ
первого типа....................................170
4.2.2.	Мультивибратор на программируемом ОПТ
второго типа....................................171
232
Содержание
4.2.3.	Ждущий мультивибратор
на программируемом ОПТ.........................172
4.3.	Генераторы пилообразного и ступенчатого напряжения
на программируемых ОПТ............................173
4.3.1.	Автоколебательные генераторы пилообразного
напряжения.....................................173
4.3.2.	Гейераторы ступенчатого напряжения на ПОПТ... 175
4.4.	Релаксаторы на ОПТ, программируемом транзистором .178
4.4.1.	Релаксатор с заданным напряжением включения.. 178
4.4.2.	Релаксатор с программируемым напряжением вклю-
чения, пропорциональным напряжению питания. 179
4.4.3.	Релаксатор с регулируемым напряжением
включения........................................181
4.4.4.	Релаксатор с регулируемой разностью пороговых
напряжений.......................................182
4.5.	Схемы на транзисторном аналоге
с базовой S-образной ВАХ..........................184
4.5.1.	Функциональный блок на транзисторном аналоге
с базовой S-образной ВАХ.......................184
4.5.2.	Примеры применения функционального блока
на транзисторном аналоге с базовой S-образной
ВАХ.......................................185
Глава 5
Специальные применения ОПТ и их аналогов...........188
5.1.	Пороговые и сравнивающие устройства..........188
5.1.1.	Классификация пороговых устройств......188
5.1.2.	Пороговые устройства напряжения и тока
на ОПТ...........................................188
5.1.3.	Работа пороговых устройств при синусоидальном
входном сигнале..................................190
5.1.4.	Работа пороговых устройств при треугольном
входном сигнале..................................193
5.1.5.	Релаксационные пороговые устройства
на обычных и программируемых ОПТ.................195
5.2.	Схемы большой временной задержки
и реле времени....................................196
5.2.1.	Схемы временной задержки на основе ОПТ
и электромагнитного реле.......................196
5.2.2.	Реле времени с большой выдержкой.......198
[
233
Содержание
5.2.3.	Реле времени е дискретным зарядом
конденсатора....................................199
5.3.	Релейные устройства защиты....................20()
5.3.1.	Простое реле напряжения (тока)..........20()
5.3.2.	Простое реле для защиты от перегрузки
по напряжению и току............................202
5.3.3.	Реле максимального тока или напряжения...203
5.3.4.	Реле минимального напряжения.............204
5.3.5.	Помехоустойчивое реле переменного
напряжения (тока)...............................204
5.4.	Схемы заряда аккумуляторов.....................205
5.4.1.	Простая схема заряда аккумуляторов.......205
5.4.2.	Устройство ускоренного заряда
Ni-Cd-аккумуляторов.............................207
5.5.	Устройства фазового управления	мощностью.......208
5.5.1.	Простая схема однополупериодного фазового
управления......................................208
5.5.2.	О построении управляемых выпрямителей....209
5.5.3.	Выпрямители-стабилизаторы и регуляторы
для паяльника...................................210
5.5.4.	Регулятор на симметричном тиристоре
со схемой управления на ОПТ.....................212
5.6.	Устройства управления нагревом
и освещением........................................215
5.6.1.	Устройство управления нагревом электроплитки ..215
5.6.2.	Автомат отключения света через заданное время ..215
5.6.3.	Автоматический регулятор освещенности.....216
5.7.	Схемы и регуляторы на транзисторных аналогах ОПТ...217
5.7.1.	Регуляторы нагрева на симисторе и аналоге ОПТ.217
5.7.2.	Устройство управления двигателем.........219
5.8.	Схемы с программируемыми ОПТ...................220
5.8.1.	Простой лабораторный источник регулируемого
напряжения......................................220
5.8.2.	Улучшенный лабораторный источник питания..221
5.8.3.	Лабораторный источник питания с регулировкой
напряжения	и ограничением по току...............222
5.8.4.	Устройство управления электродвигателем
переменного	тока........................223
Заключение.............................................224
Список литературы......................................225
234
ЕЖЕМЕСЯЧНЫЙ ЖУРНЫЖ
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ	‘л
ЕМОНТ
& электронной
техники
ЕРВИС
ООО Издательство «Ремонт и Сервис 21»
1 23001, г. Москва, а/я 82
Тел./факс: (495) 252-73-26
254-44-10
www.remserv.ru
E-mail: rem.servi4coba.ru
В продаже электронная версия
журналов «Ремонт & Сервис» на CD.
Подробности смотрите на сайте
Журнал выходит с 1998 года
Настоящее
и будущее	/ у/
электроники
Только в нашем журнале
уникальная информация по темам:
J компоненты и технологии
S автоэлектроника
S телефония
S теле-, аудио- и видеотехника
силовая электроника
J бытовая и офисная техника
J будни сервиса
J новости производителей
J измерительная техника и оборудование
S фототехника
Рекомендации по ремонту техники
Высококачественные схемные материалы
Уважаемые читатели!
Вы можете оформить подписку на наш журнал в редакции с любого месяца
СТОИМОСТЬ ПОДПИСКИ
НА 2008 ГОД - 960 РУБ.. НА ПОЛУГОДИЕ - 480 РУБ
Для этого Вам небходимо перевести (желательно, через Сбербанк) на счет редакции, согласно банковским реквизитам, необходимую
сумму с обязательным указанием Вашего почтового адреса (в том числе почтового индекса) и оплачиваемых номеров журнала
Наши банковские реквизиты
ПОЛУЧАТЕЛЬ ООО Издательство «РЕМОНТ и СЕРВИС 21». ИНН 7710287216 КПП 771001001.
РАСЧЕТНЫЙ СЧЕТ 40702810900000000016 в КБ «Природа» (ООО) г Мигква КОРР. СЧЕТ 30101810300000000455 БИК 044585455
ПОДПИСНЫЕ ИНДЕКСЫ по каталогу Роспечати 79249 (на полугодие) и 82455 (на год)
ПОДПИСНОЙ ИНДЕКС по объединенному каталогу прессы России 384 /2
В издательстве «СОЛОН-ПРЕСС»
вышли следующие книги серии
«Библиотека инженера»
Измерительные приборы и массовые
электронные измерения
Автор:	Афонский А. А.,
Дьяконов В. П.
ISBN:	5-98003-290-8
Дата выпуска: 3.2007
Формат:	70x100/16
Объем:	544 с.
Описаны самые современные измеритель-
ные приборы: измерители R, С и L, мульти-
метры, измерительные ВЧ- и НЧ-генераторы,
импульсные и функциональные генераторы, аналоговые и цифро-
вые стационарные и портативные осциллографы, в том числе уни-
кальные. Особое внимание уделено массовым дешевым (бюджет-
ным) приборам и технике измерений, в том числе с применением
виртуальных и компьютеризированных лабораторий, и их приме-
нению в практике электронных измерений. Ряд материалов посвя-
щен работе с современными цифровыми осциллографами и функ-
циональными генераторами. Рассмотрена современная элементная
база и схемотехника измерительных устройств. В книге около
шестисот иллюстраций и осциллограмм. Для работников служб
ремонта и сервиса сложной электронной техники, научных рабо-
тников и инженеров, студентов, аспирантов, преподавателей и ла-
борантов вузов и университетов, а также для подготовленных ра-
диолюбителей.
Транзисторные усилители мощности МВ и ДМВ
Автор:	Титов А.А.
ISBN:	5-98003-277-0
Дата выпуска:	8.2006
Формат:	60x88/16
Объем:	328 с.
В книге впервые систематически изложены вопросы схемотехни-
ческой реализации и расчета наиболее известных и эффективных
схемных решений построения отдельных уз-
дов сверхширокополосных и полосовых уси-
дителей мощности метрового и дециметрово-
го диапазонов волн: схем стабилизации режи-
мов; цепей коррекции, согласования,
фильтрации и формирования амплитудно-ча-
стотных характеристик; устройств защиты
усилителей от перегрузок; способов повыше-
ния выходной мощности. Приведены описа-
ния схемных решений, методики изготовле-
ния и настройки 28 различных вариантов
сверхширокополосных и полосовых усилителей
ставлением чертежей печатных плат и фотографий макетов усили-
телей.
Для разработчиков радиоаппаратуры, радиолюбителей, а также
студентов и аспирантов.
Транзисторные^
усилители мощног
МВнДМВ
мощности с пред-
Яитюк В.И., Яитюк Я.В.
5-98003-303-3
3.2007
60x88/16
592 с.

методы ЦИФРОЙ®)
МНОГОПРОЦЕССОРНОЙ
ОБРАБОТКИ АНСАЙБПЁЙ
РАДИосигниюв
Методы цифровой многопроцессорной обработки
ансамблей радиосигналов
Автор:
ISBN:
Дата выпуска:
Формат:
Объем:
Монография посвящена вопросам обработки на цифровых
многопроцессорных вычислительных системах (МВС) ансамблей
радиосигналов, полоса которых превышает быстродействие испо-
льзуемых цифровых функциональных узлов в заданное число раз.
При этом обработка может осуществляться
как в режиме работы вычислительной систе-
мы «скачущее» окно, так и «скользящее»,
причем сигналы могут быть представлены как
в многоразрядной, так и в бинарно-кванто-
ванной формах. С единых позиций рассмат-
риваются вопросы обработки ансамблей
сложных сигналов, поступающих с выходов
линейных трактов радиоприемных устройств
различного назначения. Рассмотрены виды
современных МВС, особенности современных
микропроцессоров, предназначенных для цифровой обрабо]
сигналов (ЦОС), дается математическое описание радиосигналов
подлежащих цифровой обработке. Представлены методы синтеза
цифровых многопроцессорных фильтров и анализаторов спектра,
осуществляющих обработку и анализ в режимах работы «скачу-
щее» и «скользящее» окно в условиях, когда на их входы поступи-
ют распараллеленные входные радиосигналы. Описываются мето-
ды синтеза и анализа устройств измерения параметров радиосиг-
налов при различных формах их цифрового представления.
Излагаются новые подходы по синтезу и анализу ансамблей слож-
ных сигналов и устройств их обработки с учетом особенностей
МВС применительно к задачам радиосвязи и радиолокации.
Данная монография рассчитана на научных работников, препода-
вателей, инженеров, аспирантов и студентов старших курсов ра-
диотехнических специальностей, работающих в области цифровой
обработки сложных радиосигналов на МВС.
Источники вторичного электропитания.
Схемотехника и расчет
Автор:	Гейтенко Е. Н.
ISBN:	978-5-91359-025-1
Дата выпуска:	12.2007
Формат:	70x100/16
Объем:	480 с.
Рекомендовано УМО по образованию в обла-
сти телекоммуникаций в качестве учебного
пособия для студентов высших учебных заве-
дений, обучающихся по специальности 200900
— Сети связи и системы коммутации, 201000
телекоммуникационные системы.
Излагаются принципы построения источников вторичного
электропитания радиоэлектронной аппаратуры. Приводятся мето-
дики расчета основных элементов устройств электропитания:
трансформаторов, выпрямителей, фильтров, стабилизаторов и
преобразователей. Рассмотрены вопросы анализа динамических
свойств устройств электропитания и их электромагнитной совмес-
тимости.
Изложенные материалы иллюстрируются практически важны-
ми для проектирования схемами. Даны примеры расчета
Источники
вторичного
электрошщ
Слгмопчника и рж чета
Многоканальные
устройств электропитания с использованием элементов огсчссг-
ренных и иностранных производителей. В приложении приведены
справочные данные элементов, используемых в источниках элект-
ропитания.
Для инженерно-технических работников, занимающихся проекти-
рованием источников электропитания, пре подавателей! и студен-
тов радиотехнических и телекоммуникационных специальностей.
Промышленные роботы. Кинематика, динамика,
контроль и управление
Автор:	Булгаков А. Г., Воробьев В. А.
ISBN:	978-5-91359-013-8
Дата выпуска:	12.2007
формат:	60x88/16
Объем:	488 с.
! it 
IlpoMbini.ieiiHiif
1
роооты
। Кшкми 1 нкя. динамики. s
I конт|юл1. и Mipaiiiciiiii'
В монографии изложены теоретические осно-
вы адаптации промышленных роботов для це-
лей строительства. Рассмотрены технологиче-
ские особенности строительных процессов и
задачи их роботизации, сформулированы тре-
бования к роботизации строительных процес-
сов и представлена структурная организация
роботов и РТК для автоматизации строитель-
ных процессов. Описаны манипуляционные
системы строительных роботов, алгоритмы
решения задач кинематики и динамики мани-
пуляторов и приводы промышленных роботов
строительного назначения. Особое внимание уделено информаци-
онно-измерительным системам строительных роботов. Рассмотре-
ны задачи планирования траекторий движений роботов при вы-
полнении строительных операций и особенности управления
строительными роботами.
Для инженерно-технических работников строительных, проект-
ных и научных организаций, занимающихся вопросами механиза-
ции, роботизации и автоматизации в строительстве, а также для
студентов и аспирантов вузов.
Серия «Компоненты и технологии»
Владимир Павлович Дьяконов
Однопереходные транзисторы и их аналоги
Теория и применение
Ответственный за выпуск
В. Митин
Макет и верстка
А. Иванова
Обложка
Е. Холмский
ООО «СОЛОН-ПРЕСС»
123242, г. Москва, а/я 20
Телефоны:
(495) 254-44-10, (495) 252-36-96, (495) 252-25-21
E-mail: Solon-avtor@coba.ru
По вопросам приобретения обращаться:
ООО «АЛЬЯНС-КНИГА КТК»
Тел: (495) 258-91-94, 258-91-95, www.abook.ru
ООО «СОЛОН-ПРЕСС»
103050, г. Москва, Дегтярный пер., д. 5, стр. 2
Формат 60x88/16. Объем 15 п. л. Тираж 1000 экз.
Отпечатано в ООО «Арт-диал»
143983, МО, г. Железнодорожный, ул. Керамическая, д. 3
Заказ № 252