Автор: Гарин Е.
Теги: электротехника военное дело военная наука военная подготовка
ISBN: 978-5-7638-4449-8
Год: 2021
Текст
Военно-техническая подготовка. Военно-технические основы
построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Изложены теоретические основы радиоэлектронной
борьбы, построения радиопередающих, радиоприемных устройств, антенно-фидерных систем автоматизированных станций помех КВ- и УКВ-диапазонов и комплексов РЭБ-Н. Рассмотрена современная элементная
база аппаратуры станций помех.
ВОЕННО-ТЕХНИЧЕСКАЯ
ПОДГОТОВКА
Военно-технические основы
построения средств и комплексов
радиоэлектронного подавления
Министерство
обороны РФ
1 / 40
Министерство науки и высшего образования Российской Федерации
Сибирский федеральный университет
ВОЕННО-ТЕХНИЧЕСКАЯ
ПОДГОТОВКА
ВОЕННО-ТЕХНИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
ПОСТРОЕНИЯ СРЕДСТВ И КОМПЛЕКСОВ
РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
Рекомендовано ВУНЦ ВВС «Военно-воздушная академия имени
профессора Н. Е. Жуковского и Ю. А. Гагарина» (г. Воронеж) в качестве
учебника для курсантов (студентов) учебных военных центров (военных
кафедр, факультетов военного обучения) при высших учебных заведениях
Министерства науки и высшего образования Российской Федерации,
обучающихся по специальностям 11.05.01 «Радиоэлектронные системы
и комплексы», 11.05.02 «Применение и эксплуатация средств и систем
специального мониторинга». Рег. № 84 от 29.09.2020
Под научной редакцией доктора технических наук, профессора
Е. Н. Гарина
2-е издание, переработанное и дополненное
Красноярск
СФУ
2021
УДК 621.396.969(07)
ББК 68.520.1я73
В634
Авторы:
Е. Н. Гарин, А. С. Осипов, А. Б. Гладышев, А. Н. Фомин,
Е. Д. Михов, Д. С. Ермоленко, С. В. Серебринников, В. П. Молчанов,
П. Ю. Зверев, В. М. Бацылев
Рецензенты:
И. Н. Ищук, доктор технических наук, доцент, начальник кафедры
ВУНЦ ВВС «Военно-воздушная академия им. профессора Н. Е. Жуковского и Ю. А. Гагарина»;
Ю. Л. Ратеев, доктор технических наук, профессор кафедры РТВ ВКС
Военного учетного центра СФУ
В634 Военно-техническая подготовка. Военно-технические основы
построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления : учебник / Е. Н. Гарин, А. С. Осипов, А. Б. Гладышев [и др.] ;
под науч. ред. Е. Н. Гарина. – 2-е изд., перераб. и доп. – Красноярск : Сиб. федер. ун-т, 2021. – 478 c.
ISBN 978-5-7638-4449-8
Изложены теоретические основы радиоэлектронной борьбы, построения радиопередающих, радиоприемных устройств, антенно-фидерных систем автоматизированных станций помех КВ- и УКВ-диапазонов и комплексов РЭБ-Н. Рассмотрена
современная элементная база аппаратуры станций помех.
Предназначен для студентов военных учебных центров, обучающихся по специальностям 11.05.01 «Радиоэлектронные системы и комплексы», 11.05.02 «Применение и эксплуатация средств и систем специального мониторинга». Может быть
полезен преподавателям, а также студентам других радиотехнических специальностей.
Электронный вариант издания см.:
УДК 621.396.969(07)
http://catalog.sfu-kras.ru
ББК 68.520.1я73
ISBN 978-5-7638-4449-8
© Сибирский федеральный
университет, 2021
ВВЕДЕНИЕ
В настоящее время и в обозримом будущем радиоэлектронные
средства (РЭС) составляют и будут составлять основу систем управления войсками (силами) и боевыми средствами (оружием) во всех видах
вооруженных сил.
Обеспечивая высокие оперативно-тактические показатели оружия, радиоэлектронные средства являются в то же время одним из
наиболее уязвимых элементов систем управления, поскольку они обнаруживаются по излучению и им может быть оказано противодействие
радиотехническими методами (средствами радиоэлектронной борьбы –
РЭБ). Появление РЭБ диалектически обусловлено динамикой борьбы
средств нападения и защиты.
В начале XX в. после внедрения в армии и на флоты средств радиосвязи воюющие страны стали в боевых действиях вести радиоразведку и создавать радиопомехи. Помехи радиосвязи затрудняли, а иногда
срывали управление войсками (силами флота) по радио, что влияло на
успех их боевых действий.
Первые случаи создания радиопомех отмечены в 1905 г. в ходе
Русско-японской войны. Дальнейшее развитие они получили во время
Первой и особенно Второй мировых войн. Период, соответствующий
Второй мировой войне, и первые послевоенные годы можно считать начальным этапом в развитии средств и способов РЭБ в нашей стране. Последующее их развитие также имело место в соответствии с законами
диалектики.
По мере появления в войсках и на флотах новых РЭС связи,
средств радиолокации, навигации, управления оружием и военной
техникой деятельность и возможности радиоразведки и радиопомех
неуклонно расширялись, влияние их на боевые действия возрастало.
Одновременно совершенствовались меры обеспечения скрытности от
разведки и сохранения работоспособности РЭС своих войск (сил) в условиях воздействия радиопомех. В области радиоэлектроники развернулась напряженная борьба, получившая название радиоэлектронной
борьбы (по терминологии, принятой в некоторых зарубежных армиях, –
радиоэлектронной войны).
Таким образом, диалектика борьбы, меры и контрмеры в данной
области военного дела привели к образованию РЭБ, рассматриваемой
3
Введение
как первоначальный вид оперативного и боевого обеспечения, который
в последующем начал перерастать в новый элемент содержания операций и боевых действий.
В настоящее время РЭБ определяется как комплекс мероприятий
и действий конфликтующих сторон, направленных на выявление и радиоэлектронное подавление (РЭП) РЭС управления войсками (силами)
и боевыми средствами, в том числе и высокоточным оружием (ВТО)
противника, а также на радиоэлектронную защиту (РЭЗ) своих РЭС
и других радиоэлектронных объектов от технической разведки, преднамеренных и непреднамеренных помех. Последнее предполагает обеспечение электромагнитной совместимости (ЭМС).
Радиоэлектронное подавление может быть достигнуто:
`` созданием преднамеренных помех (активных, пассивных, ложных целей);
`` уменьшением радиолокационной и тепловой заметности;
`` изменением электрических и магнитных свойств среды (условий
распространения электромагнитных волн).
Радиотехническая разведка (РТР) во взаимодействии с другими
видами технической разведки должна решить двойную задачу: выявление и анализ излучений РЭС в интересах их радиоэлектронного подавления; выявление и анализ помеховых излучений в интересах повышения уровня радиоэлектронной защиты своих РЭС в динамике РЭБ.
РТР также проводится с целью получения исходной информации для последующей разработки, в том числе и синтеза, оптимальных
структур и алгоритмов РЭС, предназначенных для работы в данной
помеховой обстановке. Информация, поступающая от РТР и других
средств технической разведки, во многом обеспечивает базы данных
ЭВМ, входящих в системы управления средствами РЭБ, в системы РЭЗ,
от преднамеренных помех и средств технической разведки.
Уровень боевой готовности и эффективности применения техники
РЭБ существенно зависит от успешного освоения этой техники, принципов организации ее эксплуатации, качества выполнения технического
обслуживания и ремонта, что, в свою очередь, зависит от теоретических
знаний, умений и навыков обслуживающего персонала.
Специфика сложной комплексной проблемы РЭБ такова, что далеко не все ее аспекты могут излагаться с одинаковой степенью подробности в общедоступной литературе. В частности, в общедоступной
литературе недостаточно полно, на взгляд авторов, в систематизирован4
Введение
ном виде уделено внимание вопросам формирования помех аналоговым
и дискретным каналами связи с повышенной помехозащищенностью,
основам и принципам построения средств РЭП линий радиосвязи КВи УКВ-диапазонов.
Раздел «Военно-технические основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления» – составная часть дисциплины
«Военно-техническая подготовка».
Последняя является основной дисциплиной обучения граждан
по программе подготовки офицеров запаса и предназначена для изучения устройства, принципов работы, тактико-технических и эксплуатационных характеристик техники РЭП, правил эксплуатации и обслуживания вооружения и военной техники (ВВТ).
В данном учебнике изложены теоретические основы радиоэлектронной борьбы (глава 1); вопросы, связанные с современной элементной базой аппаратуры станций помех (глава 2), а также основы построения радиопередающих, радиоприемных устройств, антенно-фидерных
систем автоматизированных станций помех КВ- и УКВ-диапазонов
и комплексов РЭБ-Н (глава 3).
В прил. А проанализировано применение сил и средств радиоэлектронной борьбы в локальных и воздушных конфликтах, в прил. Б
приведены основные формулы и понятия.
За основу были взяты материалы по РЭБ, опубликованные в открытой печати, изложенные в признанных и популярных в широких
кругах специалистов книгах и монографиях авторов А. И. Палия1,
С. А. Вакина, Л. Н. Шустова2, М. П. Атражева, В. А. Ильина, Н. П. Марьина3, А. И. Куприянова, А. В. Сахарова4, в учебнике для специалистов воинских частей РЭБ под общей редакцией А. В. Осина5, в учебнике для студентов военных кафедр по профилям ВВС под редакцией
Н. Ф. Николенко, учебном пособии «Основы теории систем и комплек1
Палий А. И. Радиоэлектронная борьба. – 2-е изд., перераб. и доп. – М. : Воениздат,
1989. – 350 с. : ил.
2
Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической
разведки. – М. : Изд-во «Сов. радио», 1968. – 448 с.
3
Атражев М. П., Ильин В. А., Марьин Н. П. Борьба с радиоэлектронными средствами. – М. : Воениздат, 1972. –272 с.
4
Куприянов А. В., Сахаров А. В. Теоретические основы радиоэлектронной борьбы : учеб. пособие. – М. : Вузовская книга, 2007. –356 с. : ил.
5
Учебник сержанта воинских частей радиоэлектронной борьбы / ред.
А. В. Осин. – М. : Военное изд-во, 2008. – 448 с.
5
Введение
сов радиоэлектронной борьбы» Южно-Уральского государственного
университета под общей редакцией доктора технических наук, доцента
С. Н. Даровских и др.
В данной книге в систематизированном виде изложены теоретические и военно-технические основы построения средств и комплексов РЭП.
Учебник предназначен для курсантов (студентов) военных учебных центров, обучающихся по военно-учетной специальности «Применение соединений, воинских частей и подразделений, вооруженных
наземными средствами радиоэлектронной борьбы с наземными системами управления войсками и оружием».
6
Глава 1
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ БОРЬБЫ
1.1. РОЛЬ И МЕСТО РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
В СИСТЕМЕ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ БОРЬБЫ
1.1.1. Общие сведения
Изобретение радио способствовало в начале ХХ в. внедрению
в вооруженные силы радиоэлектронных средств. Применение радиоэлектроники в войсках и на флотах стимулировало разработку и внедрение способов их радиоразведки и подавления радиопомехами.
В связи с этим в армиях промышленно развитых государств интенсивно разрабатываются, совершенствуются, применяются способы
и техника разведки и подавления в боевых действиях РЭС противника, а также обеспечения устойчивости действия аналогичных средств
и систем своих войск (сил) и оружия, составляющие основу РЭБ. Как
показывает анализ зарубежной печати, под РЭБ понимается комплекс
мероприятий и действий по РЭП противника и защите своих войск (сил)
и систем оружия от РЭП. Составными частями РЭБ являются радиоэлектронное поражение (РЭПр), радиоэлектронная защита (РЭЗ) и радиоэлектронно-информационное обеспечение РЭБ.
Структура проблемы РЭБ и взаимодейсвие ее составляющих приведены на рис. 1.1.1.
Радиоэлектронное подавление представляет собой мероприятия
и действия, проводимые войсками (силами) по подавляющему и дезинформирующему воздействию на РЭС и системы противника энергией
электромагнитного (акустического) излучения.
В современных боевых действиях для воздействия на РЭС противоборствующие стороны совместно со средствами РЭП используют
7
Глава 1
РЭБ
РЭР
РЭПр
РЛР
ОЭР
Поражение ЭМ
излучением
Защита
от ФП
Поражение
акустическим
излучением
ЭМС
РЭП
Радиотепловая
(инфракрасная)
разведка
Акустическая
и гидроакустическая
разведка
Защита
от РЭПр
ФП
РТР
РР
РЭЗ
Защита
от самонаводящегося
оружия
Применение
радиопомех
Поражение
самонаводящимся
оружием
Применение
ОЭП
Применение
акустических
помех
Рис. 1.1.1. Структура проблемы РЭБ
и различные средства поражения, прежде всего самонаводящиеся на источники электромагнитного (акустического) излучения снаряды.
Радиодезинформация в системе РЭП проводится для введения
противника в заблуждение путем ложной работы РЭС своих войск
(сил), изменения режимов их работы и имитации работы РЭС противоборствующей стороны. Основными способами радиодезинформации
считаются: показ ложных демаскирующих признаков РЭС, объектов
и обстановки; преднамеренное вхождение в радиосети и радионаправления противника, передача в них ложных информаций и команд, искажение сведений, сигналов и позывных; повышение интенсивности
работы РЭС на второстепенных направлениях при сохранении режима
работы на главном.
Перечисленные мероприятия в совокупности с другими мерами
по дезинформации могут вызвать у противника впечатление о сосредо8
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
точении войск и подготовке операций там, где в действительности этого
нет. Из истории минувших войн известно, что радиодезинформация может иметь успех только при одновременном и комплексном подавлении
дезинформируемых средств помехами, имитирующими наличие и движение целей, а также маскирующими передаваемые сигналы для введения в заблуждение операторов РЭС.
По мнению иностранных военных специалистов, радиодезинформация может быть успешной только в том случае, если она проводится в сочетании с такими мероприятиями по введению противника
в заблуждение, как ложные агентурные данные, распространение необоснованных слухов, подвоз или вывоз грузов, сооружение ложных
складов, демонстрация занятия войсками исходного положения, соответствующая активность авиации и т. п.
Способы, методы и приемы радиодезинформации в открытой отечественной и зарубежной печати широко не публикуются.
Радиоэлектронная защита – это комплекс мероприятий по обеспечению эффективного и устойчивого функционирования РЭС в условиях воздействия на них РЭП противника. Она достигается скрытием РЭС от радиоэлектронной разведки (РЭР) и защитой их от РЭП,
а также контролем за излучениями РЭС своих войск (сил) и систем
оружия.
Мероприятия по обеспечению РЭБ (радиоэлектронно-информационное обеспечение) предусматривают различные виды радиоэлектронной разведки: радиотехнической, радио- (РР), радиолокационной
(РЛР), оптико-электронной (ОЭР) и других видов разведок (рис. 1.1.1), –
а также поиск, перехват и анализ излучений, опознавание, определение
местоположения РЭС противника, оценку создаваемой ими угрозы для
последующего РЭП и выдачи целеуказания средствам поражения, а также управление своими силами и средствами РЭП.
Мероприятия РЭБ, проводимые в сочетании с огнем и маневром,
считаются существенным фактором повышения боевой мощи войск
(сил) и оружия. Их разделяют на наступательные (активные) и оборонительные (защитные, пассивные). К наступательным мероприятиям,
являющимся главной составной частью РЭБ, относят РЭП противника,
к защитным – радиоэлектронную защиту, направленную на обеспечение
устойчивой работы РЭС своих войск (сил) и оружия. Все мероприятия
и действия РЭБ взаимно увязываются и согласуются с боевыми действиями войск, авиации и флота.
9
Глава 1
В связи с возрастанием масштабов применения в армиях капиталистических государств РЭС, а также автоматизированных систем
разведки, управления и высокоточного оружия возможности и роль
РЭП и РЭЗ значительно возрастают. Империалистические государства
организовали непрерывный перехват, анализ электромагнитных и акустических излучений и радиопеленгование их источников с помощью
наземных, самолетных, корабельных и космических разведывательных
систем. С учетом полученной информации разрабатываются (совершенствуются) средства и способы РЭБ. Это оказывает существенное
влияние на ход и исход операции (боя), что подтверждается опытом локальных войн, развязанных империалистическими государствами в различных регионах мира.
Радиоэлектронное поражение, как следует из рис. 1.1.1, включает
в себя функциональное поражение (ФП) и РЭП.
В зависимости от видов излучений, воздействующих на РЭС,
РЭП подразделяют на электромагнитное подавление, использующее
энергию электромагнитных волн (ЭМВ), и акустическое, использующее энергию акустических волн. Акустическое подавление РЭС,
применяемых в водной среде, называют гидроакустическим подавлением (ГАП). Электромагнитное подавление можно условно разделить
на радиоподавление (РП), осуществляемое в диапазонах радиоволн,
в которых работают РЭС (радиосвязи, радиолокации, радионавигации,
радиоуправления и др.), и световое (оптико-электронное) подавление
(ОЭП) – в оптическом (световом) участке спектра ЭМВ, где функционируют оптико-электронные средства (инфракрасные, ультрафиолетовые, лазерные).
1.1.2. Основные термины и определения
РЭБ является видом оперативного обеспечения действий войск
в операциях (боевых действиях).
Мероприятия РЭБ планируются заблаговременно и проводятся
как в период подготовки, так и в ходе операций (боевых действий).
РЭБ – совокупность согласованных мероприятий и действий
войск (сил) по радиоэлектронному поражению радиоэлектронных
объектов противника, радиоэлекронной защите своих радиоэлектронных объектов, а также по противодействию техническим
средствам разведки противника (радиоэлектронные объекты – радио10
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
электронные средства, размещенные на одной позиции или на одном
носителе и функционально связанные решением единой задачи).
Цели РЭБ:
`` дезорганизация управления войсками (силами) и оружием противника;
`` снижение эффективности ведения разведки и применения оружия;
`` обеспечение устойчивого управления своими войсками (силами)
и оружием.
РЭБ осуществляется в тесном сочетании с огневым поражением (захватом, выводом из строя) основных объектов систем и средств
управления войсками и оружием, разведки и РЭБ противника, другими
видами оперативного обеспечения.
Цели РЭБ достигаются выполнением ряда задач, основными из
которых являются:
`` вскрытие (выявление) радиоэлектронной обстановки;
`` РЭП систем и средств управления войсками, оружием, разведки
и РЭБ противника;
`` разрушение, уничтожение и (или) искажение программного обеспечения и информации в автоматизированных системах управления противника;
`` снижение эффективности применения противником средств РЭП;
`` комплексный технический контроль состояния защиты ВВТ
и военных объектов от технических средств разведки противника
и противодействие им;
`` обеспечение электромагнитной совместимости (ЭМС) РЭС.
Составными частями радиоэлектронной борьбы являются:
`` радиоэлектронное поражение;
`` радиоэлектронная защита и противодействие техническим средствам противника;
`` радиоэлектронно-информационное обеспечение.
На рис. 1.1.2 показаны составные части радиоэлектронной борьбы в современной интерпритации.
Радиоэлектронное поражение осуществляется воздействием на
радиоэлектронные объекты систем управления войсками и оружием
противника средствами функционального поражения, радиоэлектронного подавления, самонаводящимся на излучение оружием, а также
изменением условий распространения (отражения) электромагнитных
(акустических) волн.
11
Глава 1
Рис. 1.1.2. Составные части РЭБ
Функциональное поражение заключается в разрушении (повреждении) элементов и узлов радиоэлектронных средств и целостности
информации воздействием электромагнитным излучением и специальными программными средствами, включает поражение электромагнитным излучением и средствами программного воздействия.
Поражение электромагнитным излучением заключается в разрушении (повреждении) устройств и функциональных узлов радиоэлектронных объектов противника мощными излучениями специальных средств;
поражение средствами программного воздействия – в затруднении функционирования или временном выводе из строя автоматизированных систем управления войсками и оружием противника, нарушении работоспособности программного обеспечения, целостности информации и ее
носителей путем применения специальных программных средств.
Радиоэлектронное подавление заключается в снижении эффективности (качества) функционирования радиоэлектронных объектов
противника путем воздействия на их приемные устройства активными
и пассивными радиоэлектронными помехами.
12
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
В зависимости от используемого диапазона частот (длин волн)
и среды их распространения радиоэлектронное подавление подразделяется на радиоподавление, оптико-электронное подавление и гидроакустическое подавление.
Радиоподавление ведется в диапазоне радиоволн и проявляется
в нарушении работы радио, радиорелейных, тропосферных, спутниковых средств связи, средств радиолокации и радионавигации, технической разведки, радиовзрывателей авиационных, артиллерийских и инженерных боеприпасов противника путем воздействия на их приемные
устройства электромагнитными излучениями.
Оптико-электронное подавление ведется в видимом и инфракрасном диапазонах длин волн и заключается в снижении эффективности функционирования оптико-визуальных, телевизионных, лазерных и тепловизионных систем и средств разведки, наблюдения, связи
и управления оружием противника путем воздействия на них активными помехами и применением ложных целей и ловушек.
Гидроакустическое подавление ведется в диапазоне акустических волн и заключается в нарушении работы гидроакустических
средств обнаружения и связи, гидроакустических систем самонаведения
противолодочного оружия противника путем создания гидроакустических помех автономными, самоходными, дрейфующими, буксируемыми
или бортовыми средствами гидроакустического подавления подводных
лодок и надводных кораблей.
Поражение самонаводящимся на излучение оружием заключается в уничтожении (выводе из строя, повреждении) радиоизлучающих
устройств радиоэлектронных объектов противника авиационными, ракетно-артиллерийскими системами.
Изменение условий распространения (отражения) электромагнитных (акустических) волн заключается в изменении свойств
среды их распространения (отражения) путем применения средств постановки пассивных помех, создания в атмосфере искусственных ионизированых образований и изменения свойств контрастности объектов
в различных физических полях.
Радиоэлектронная защита осуществляется проведением мероприятий по устранению (ослаблению) воздействия на свои радиоэлектронные объекты средств радиоэлектронного поражения противника,
электромагнитных и ионизирующих излучений, возникающих при применении ядерного оружия, устранением (ослаблением) непреднамерен13
Глава 1
ных (взаимных) радиопомех (обеспечение электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств своих войск), а также защитой войск
и объектов от технических средств разведки противника.
Защита от средств радиоэлектронного поражения противника
заключается в снижении эффективности воздействия на свои радиоэлектронные объекты средств функционального поражения, радиоэлектронного подавления и самонаводящегося на излучение оружия противника.
Защита от средств функционального поражения заключается
в предотвращении (снижении) последствий поражения наших радиоэлектронных объектов мощным электромагнитным излучением и средствами программного воздействия противника.
Защита от радиоэлектронного подавления заключается в предотвращении или снижении последствий воздействий на приемные устройства
своих РЭС активных и пассивных радиоэлектронных помех. Защита от поражения самонаводящимся на излучение оружием заключается в предотвращении уничтожения (вывода из строя, повреждения) радиоизлучающих
устройств своих радиоэлектронных объектов боеприпасами с пассивными
радиотехническими (гидроакустическими) системами наведения.
Защита от электромагнитных и ионизирующих излучений,
возникающих при применении ядерного оружия, заключается в проведении организационных мероприятий и принятии технических мер,
направленных на ослабление влияния электромагнитных импульсов
и ионизирующего излучения ядерных взрывов на функционирование
радиоэлектронных средств наших войск.
Защита от непреднамеренных радиопомех (обеспечение ЭМС
РЭС своих войск) заключается в проведении организационных мероприятий и технических мер, направленных на снижение (исключение)
взаимного влияния РЭС при их совместном применении в группировках своих войск.
Защита войск и объектов от технических средств разведки
противника заключается в проведении организационных мероприятий
и принятии технических мер, направленных на исключение или существенное затруднение добывания противником с помощью технических
средств разведки охраняемых сведений о войсках, вооружении, военной
технике и военных объектах.
Радиоэлектронно-информационное обеспечение осуществляется проведением мероприятий по выявлению и контролю функционирования радиоэлектронных объектов противника и наших войск, сбору,
14
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
анализу и обобщению данных радиоэлектронной обстановки, необходимых для организации и ведения РЭБ.
Радиоэлектронно-информационное обеспечение включает:
`` техническую разведку радиоэлектронных объектов противника;
`` комплексный технический контроль состояния функционирования своих радиоэлектронных объектов и состояния защиты от
технических средств разведки противника;
`` сбор, анализ и обобщение данных радиоэлектронной обстановки.
Техническая разведка радиоэлектронных объектов заключается в проведении радиотехнической, радиолокационной, оптикоэлектронной, гидроакустической разведки и подразделяется на общую
и непосредственную (исполнительную).
Объектами радиоэлектронной борьбы являются объекты радиоэлектронного поражения – радиоэлектронные (автоматизированные)
системы, комплексы и средства противника различного функционального назначения с их информационными и программными ресурсами;
объектами радиоэлектронной защиты – аналогичные системы и комплексы своих войск.
Контрольные вопросы и задания
1.
2.
3.
4.
5.
Какова роль и значение РЭБ?
В чем заключается суть РЭП?
Что понимается под РЭП?
Что является объектами РЭП?
Перечислите составные части радиоэлектронной борьбы в современной интерпритации.
1.2. РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ ПОМЕХИ
1.2.1. Классификация радиоэлектронных помех.
Общие сведения о заградительных помехах
Радиоэлектронные помехи – это непоражающие электромагнитные или акустические излучения, которые ухудшают качество функционирования РЭС, управляемого оружия и военной техники или систем
обработки информации. Воздействуя на приемные устройства, помехи
15
Глава 1
имитируют или искажают наблюдаемые и регистрируемые оконечной аппаратурой сигналы или изображения, затрудняют или исключают выделение полезной информации, ведение радиопереговоров и обнаружение целей с помощью РЭС, снижают их дальность действия и точность работы
автоматических систем управления. Под воздействием различных видов
помех РЭС и системы могут перестать быть источниками необходимой
информации, несмотря на их полную исправность и работоспособность.
Так как подавить разнообразные РЭС помехами одного вида невозможно, то применяют специальные виды помех, предназначенные
для подавления радиолокации, радионавигации, радиосвязи, лазерной,
инфракрасной техники и т. д.
Более того, для подавления средств одного и того же класса, но
использующих различные виды сигналов и способы их обработки, применяются отличающиеся друг от друга виды помех.
Классификация радиоэлектронных помех
Радиоэлектронные помехи классифицируют по различным признакам (рис. 1.2.1). По происхождению различают естественные и искусственные помехи.
Естественными являются помехи природного происхождения:
`` атмосферные, образуемые электрическими процессами в атмосфере, главным образом грозовыми разрядами;
`` космические, вызываемые электромагнитным излучением Солнца, звезд и Галактики;
`` спорадические (нерегулярные) электромагнитные излучения околоземного пространства, вызываемые потоками заряженных частиц в ионосфере и магнитосфере;
`` радиоизлучения полярных сияний и радиационных поясов Земли;
`` отражения от метеорологических образований (дождь, снег, град,
облака), земной и водной поверхности;
`` акустические шумы океанов, морей и др.
Искусственные помехи создаются устройствами, излучающими
энергию электромагнитных (акустических) колебаний, или отражателями, рассеивающими энергию падающих на них волн. В зависимости
от источника образования эти помехи бывают непреднамеренными,
вызываемыми источниками искусственного происхождения (посторонними передатчиками РЭС, установками электрооборудования и др.),
и преднамеренными, создаваемыми специально для подавления РЭС.
16
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Радиоэлектронные помехи
Сильные
Средние
По
интенсивности
Слабые
Импульсные
По структуре
излучения
Непрерывные
Прицельно-заградительные
Заградительные
Прицельные
Имитирующие
Маскирующие
Пассивные помехи РЭС
Активные помехи РЭС
Акустические
Электромагнитные
По соотношению
По эффекту
По способу
По виду
спектра помех
(характеру)
излучений формирования
и полезных
(реализации) воздействия на РЭС
сигналов
Рис. 1.2.1. Классификация радиоэлектронных помех
Рассмотрим только преднамеренные искусственные помехи, создаваемые при ведении РЭБ.
По виду используемых излучений, энергия которых воздействует
на РЭС, радиоэлектронные помехи подразделяют на электромагнитные и акустические. Электромагнитные и акустические помехи – это
непоражающие электромагнитные и акустические излучения, которые
ухудшают качество функционирования РЭС, работающих на принципе
приема, усиления и преобразования энергии электромагнитных (акустических) волн. Электромагнитные помехи, создаваемые в диапазоне радиоволн, называют радиопомехами, в диапазоне световых (оптических)
волн – световыми (оптико-электронными) помехами. Акустические помехи, создаваемые в водной среде, называют гидроакустическими.
По способу формирования (реализации) искусственные помехи
подразделяют на активные, генерируемые специальными передатчиками помех, и пассивные, образуемые в результате рассеяния (отражения) различными объектами электромагнитных (акустических) волн,
излучаемых РЭС.
По эффекту (характеру) воздействия на РЭС различают маскирующие и имитирующие помехи.
Маскирующие помехи ухудшают характеристики приемного
устройства РЭС, что увеличивает количество принятых символов, сни17
Глава 1
жающих информативность сообщения, создают фон, на котором затрудняется или полностью исключается обнаружение, распознавание,
выделение полезных сигналов или отметок целей. При увеличении
мощности помех их маскирующее действие возрастает.
Имитирующие (дезинформирующие) помехи – это сигналы, излучаемые станцией помех для внесения ложной информации в подавляемые средства. По структуре они близки к полезным сигналам и поэтому
создают в оконечном устройстве РЭС сигналы или отметки ложных целей, подобные реальным, снижают пропускную способность системы,
вводят в заблуждение операторов, приводят к потере части полезной информации, увеличивают вероятность ложной тревоги.
Воздействуя на средства управления оружием, они срывают автоматическое сопровождение целей по направлению, дальности, скорости
и перенацеливают их на цели, имитируемые помехой, а также вызывают
ошибки сопровождения цели.
При воздействии имитирующих помех характеристики приемного устройства не ухудшаются. Эффект воздействия помех ухудшает качество обрабатываемой информации в результате ее разрушения либо
старения, что увеличивает степень неопределенности при принятии решений.
В зависимости от способа наведения помех, соотношения ширины
спектров помех Δfп и полезных сигналов Δfс (рис. 1.2.2, а) маскирующие
помехи подразделяют на заградительные (рис. 1.2.2, в) и прицельные
(рис. 1.2.2, б; 1 – помеха совпадает по частоте с сигналом; 2 – помеха не
совпадает по частоте с сигналом РЭС).
Кроме указанных классификационных признаков, часто используется и такой, как интенсивность воздействия помехи на РЭС. Согласно
этому признаку все помехи подразделяются на слабые, средние, сильные и подавляющие.
Слабой считается такая радиопомеха, энергетический уровень
помехового сигнала которой в точке приема существенно меньше полезного сигнала. При воздействии данной радиопомехой имеют место
кратковременные перебои в использовании РЭС как источника информации, а на экранах РЛС затрудняется выделение отметок от реальных
целей. При этом снижение достоверности принимаемой противником
информации составляет не более 10–15 %.
Средней считается радиопомеха, уровень помехового сигнала которой меньше полезного сигнала. При воздействии такой радиопомехой
18
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
fc
fc
∆fс
∆fс
1
2
f
а
1
2
fп
fп
∆fп
∆fп
f
б
∆fп
f
в
Рис. 1.2.2. Прицельные и заградительные помехи
имеют место перебои в использовании средств связи и радиолокации
противника. При этом достоверность принимаемой противником информации снижается в пределах от 15 до 50 %.
Сильная радиопомеха создает на входе подавляемого приемного
устройства помеховый сигнал, по амплитуде соизмеримый с полезным
сигналом. При воздействии такой радиопомехой периодически теряется управление войсками (силами) и оружием противника в отдельных
звеньях и на отдельных направлениях, а на экранах РЛС наблюдаются
не все цели. При воздействии сильной радиопомехи достоверность принимаемой противником информации уменьшается с 50 до 80 %.
Подавляющая радиопомеха создает в точке приема такой уровень
помехового сигнала, при котором противник полностью теряет управление войсками (силами) и не может эффективно применять управляемое
оружие.
Подавляющие радиопомехи приводят к снижению достоверности
принимаемой информации не менее чем на 80 %. При воздействии по19
Глава 1
давляющих радиопомех прием полезного сигнала (выделение цели на
экране индикатора) становится практически невозможным. При этом
резко снижаются боевые возможности войск (сил) и боевых средств
противника. Таким образом, с технической точки зрения воздействие
помех может проявляться в виде следующих явлений:
`` искажение формы полезного сигнала и изменение его основных
параметров;
`` подавление полезного сигнала (уменьшение отношения «сигнал –
помеха») при прохождении сигналов и помех через нелинейные
элементы;
`` перегрузка приемника, его отдельных элементов (усилителей,
преобразователей и др.), процессоров обработки сигналов и данных, индикатора.
С тактической точки зрения действие помех на радиолокационные системы может приводить либо к маскировке полезного сигнала
(цели) помехами, либо к имитации полезных сигналов за счет формирования ложных сигналов (ложных целей).
С точки зрения теории передачи и преобразования сигналов воздействие помех на РЭС имеет линейные и нелинейные эффекты. Линейные эффекты, как правило, наблюдаются при малом уровне помех
и состоят в том, что в приемные каналы добавляются мешающие колебания в виде независимых аддитивных составляющих. В этих случаях выходной эффект действия помех не зависит от действия сигнала
и может рассматриваться самостоятельно. Искажение формы полезного
сигнала за счет аддитивного сложения с помехой относится к линейным
эффектам. Остальные проявления воздействия помех связаны с нелинейными эффектами.
Заградительные помехи
Заградительные помехи имеют ширину спектра частот, значительно превышающую полосу, занимаемую полезным сигналом, что
позволяет подавлять одновременно несколько РЭС без точного наведения передатчика помех (ПП) по частоте. Их можно создавать, не имея
полных данных о параметрах сигналов подавляемых РЭС.
Особенностью заградительных помех является то, что при неизменной мощности ПП их спектральная плотность мощности Gп (Вт/МГц)
уменьшается по мере расширения спектра излучения. При равномерном
спектре она представляет собой отношение энергетического потенциа20
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
ла передатчика помех PппGпп к ширине спектра частот помехи Δfп. Для
сплошной заградительной помехи
Gп = PппGпп / Δfп.
(1.2.1)
Например, если ПП, имеющий эквивалентную мощность 5 000 Вт,
создает заградительные помехи в диапазоне частот от f1 = 9 500 МГц до
f2 = 10 000 МГц (Δfп = 500 МГц), то Gп = 5 000 / 500 = 10 Вт/МГц.
Прицельные помехи имеют ширину спектра, соизмеримую (равную или в 1,5–2 раза превышающую) с шириной спектра сигнала подавляемого РЭС. Например, прицельные помехи радиолокации имеют
спектр 5–10 МГц. Эффективность их воздействия зависит от точности
совмещения по частоте с сигналом, спектральной плотности мощности
и способов обработки сигналов в приемнике РЭС. Допустимая ошибка
в настройке ПП при заданном эффекте подавления зависит от ширины
спектра помехи и отношения спектральных плотностей мощности помехи к сигналу подавляемого РЭС. Для некоторых видов передач она не
должна превышать половины ширины полосы пропускания приемника,
а средняя частота спектра помехи должна примерно совпадать с несущей
частотой подавляемого устройства. Так как РЭС имеют возможность быстро перестраиваться по частоте, то в составе станции прицельных помех применяется сложная аппаратура обнаружения сигналов, перестройки и наведения по частоте передатчика в широком диапазоне волн.
Прицельные помехи характеризуются высокой спектральной
плотностью мощности. Поскольку прицельные помехи излучаются
в узкой полосе частот, то могут быть реализованы маломощными ПП.
Например, передатчик радиопомех, имеющий мощность излучения всего лишь 150 Вт и коэффициент усиления антенны Gпп = 100, способен
создать в полосе 5 МГц плотность мощности, равную 3 000 Вт/МГц,
а в полосе 0,5 МГц – 30 кВт/МГц.
Одним из способов формирования заградительных помех является применение скользящих по частоте помех, образуемых при быстрой
перестройке передатчика узкополосных помех в широкой полосе частот. Благодаря этому в полосе частот каждого канала многоканального
РЭС или нескольких станций последовательно сосредоточивается достаточно высокая плотность мощности, необходимая для их подавления. Однако при наличии схем защиты эффективность этих помех может оказаться ниже, чем заградительных, создаваемых передатчиком, не
имеющим перестройки по частоте.
21
Глава 1
Недостатком прицельных помех является то, что они одновременно
могут подавлять только одно РЭС, работающее в данном диапазоне волн.
По временной структуре излучения радиоэлектронные помехи
подразделяют на непрерывные и импульсные. Непрерывные помехи
представляют собой непрерывные электромагнитные и акустические
излучения, модулированные по амплитуде, частоте или фазе. Импульсные помехи имеют вид немодулированных или модулированных радиоимпульсов.
В зависимости от интенсивности воздействия на РЭС маскирующие помехи подразделяют на слабые, средние и сильные (см. рис. 1.2.1).
1.2.2. Активные и пассивные помехи
Активные помехи. Способы формирования
Активные помехи бывают немодулированными и модулированными. Первые характеризуются неизменными амплитудой, частотой
и фазой излучаемых колебаний, а вторые – изменяемыми параметрами
излучения.
Немодулированные помехи создаются непрерывными гармоническими колебаниями, излучаемыми на рабочей частоте подавляемого
РЭС или в требуемом диапазоне частот. Такие помехи могут иногда
применяться для подавления некоторых систем радиотелеграфирования и прослушиваются в виде тона разностной частоты, затрудняющего
прием передаваемых сообщений.
Модулированные помехи создаются изменением одного или нескольких параметров несущего колебания ПП. Они могут иметь вид непрерывных или импульсных электромагнитных колебаний.
Непрерывные помехи представляют собой колебания, модулированные по амплитуде, частоте (фазе) или одновременно по амплитуде
и частоте (фазе). В соответствии с видом модуляции различают амплитудно-модулированные (AM), частотно-модулированные (ЧМ), амплитудно-частотно-модулированные помехи и т. д. В качестве модулирующего напряжения может использоваться и напряжение шума – шумовые
помехи.
Амплитудно-модулированные помехи формируются в простейшем
случае модуляцией амплитуды несущего колебания ПП гармоническими колебаниями или полосовым шумом. В результате модуляции оги22
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
бающая высокочастотных (ВЧ) колебаний изменяется в соответствии
с видом модулирующего напряжения и в канале происходит маскировка
сигнала помехой.
В результате воздействия AM-помех сигнал маскируется или иска
жается. Кроме того, вследствие разности частот сигнала и помехи они вызывают в приемном устройстве (так же, как и немодулированные помехи)
перегрузку усилителя промежуточной частоты (УПЧ), сопровождаемую
подавлением сигналов и искажением их формы. Такие помехи могут быть
использованы, в частности, для подавления радиосвязи. При воздействии
на средства радиосвязи они вызывают маскирующий эффект.
Частотно-модулированные помехи формируются изменением во
времени несущей частоты ПП в соответствии с законом изменения частоты модулирующего колебания. Основная ее энергия сосредоточивается в полосе частот, примерно равной удвоенному значению девиации
несущей частоты. При модуляции несколькими низкочастотными колебаниями ЧМ-помехи на выходе приемника прослушиваются как звуковые сигналы различных тонов.
Шумовые помехи представляют собой непрерывные электромагнитные (акустические) колебания с хаотическим изменением по случайному закону амплитуды, частоты, фазы, поэтому их часто называют
флюктуационными.
Напряжение шумовой помехи uп(t) на входе приемника представляет собой случайный процесс, имеющий нормальный закон распределения мгновенных значений и равномерный частотный спектр в пределах полосы пропускания приемного устройства подавляемого РЭС.
Шум, параметры которого сохраняются примерно постоянными
в широком диапазоне частот (гладкий шум), называют белым из-за сходства его частотного спектра со спектром белого света, который в видимой части является сплошным и равномерным. Этот шум обладает наибольшими маскирующими свойствами среди других видов помех.
Поскольку по своей структуре шумовые помехи близки к внутренним флюктуационным шумам приемных устройств, их часто трудно
обнаружить и принять меры к ослаблению влияния на работу РЭС.
Влияние шумовых помех на РЭС сказывается в маскировке или
подавлении полезных сигналов. Маскировка достигается наложением
случайного процесса (шума) на сигнал, который смешивается с помехой, и поэтому его сложно выделить. При этом полезный сигнал частично изменяет или теряет характерные для него признаки либо наблюдает23
Глава 1
ся полное пропадание внутренних шумов радиоприемного устройства,
что характерно для УКВ-диапазона.
В зависимости от принципа генерирования различают прямошумовые помехи и модулированные помехи в виде несущей, модулированной шумовым напряжением (модулированная шумовая помеха).
Прямошумовые помехи, как правило, образуются в результате
усиления собственных шумов, возникающих в электронных приборах
(электровакуумных лампах, полупроводниковых диодах и транзисторах). Такие помехи позволяют при сравнительно высокой спектральной
плотности мощности перекрыть достаточно широкую полосу частот.
Характер изменения их амплитуды во времени uп (t) зависит от значений
средней частоты спектра ωп и фазы ψп помех:
uп(t) = Uп cos(ωпt + ψп(t)).
(1.2.2)
Прямошумовые помехи не получили широкого применения из-за
сравнительно низкой мощности источников первичного шума, необходимости его последующего многоступенчатого усиления и трудности
сохранения высоких энтропийных свойств.
Шумовые модулированные помехи создаются модуляцией ВЧколебаний ПП по амплитуде, фазе или частоте флюктуационным шумовым напряжением. На практике часто используют комбинированную
амплитудно-частотную или амплитудно-фазовую модуляцию.
Амплитудно-модулированные шумовые помехи представляют собой незатухающие гармонические колебания, модулированные по амплитуде шумом. На входе приемника
uп(t) = Uп (1 + Ка ΔUмод (t)) cos(ωп t),
(1.2.3)
где Ка – крутизна модуляционной характеристики передатчика помех;
ΔUмод (t) – модулирующее напряжение, поступающее от генератора шума.
Частотно-модулированные шумовые помехи создаются при модуляции несущих гармонических колебаний шумовым напряжением
с переменной частотой. Фазомодулированные шумовые помехи представляют собой ВЧ-колебания, модулированные по фазе шумом.
Эффективность шумовых помех зависит от отношения мощностей помехи к полезному сигналу. Воспринимаются они как по главному, так и по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны
(ДНА) подавляемых средств, маскируя полезные сигналы в системах
радиосвязи.
24
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Импульсные помехи (ИП) представляют собой серию немодулированных или модулированных высокочастотных импульсов. Модуляцией по амплитуде, частоте следования, длительности высокочастотных
импульсов помех или по нескольким из этих параметров повышается
эффективность их воздействия на РЭС. Можно так подобрать амплитуду и длительность излучаемых импульсов помех, что отличить их от
истинных сигналов практически невозможно. Поскольку при создании
ИП передатчик излучает электромагнитную энергию кратковременно,
при незначительной его средней мощности можно получить высокую
импульсную мощность. Применяются такие помехи для подавления работы радиолокационных, радионавигационных, радиорелейных и других РЭС, работающих как в непрерывном, так и в импульсном режимах.
Различают синхронные ИП, у которых частота следования импульсов равна или кратна частоте следования сигналов подавляемого
средства, и несинхронные, когда частоты следования помех и сигналов
не совпадают.
Синхронные ИП на экране индикатора наблюдаются в виде неподвижных или движущихся ложных отметок, аналогичных отметкам
реальных целей. Несинхронные хаотические импульсные помехи
(ХИП) представляют собой последовательности радиоимпульсов, параметры которых (длительность, амплитуда, временные интервалы между
импульсами) изменяются случайным образом. ХИП могут эффективно
воздействовать на командные системы радиотелеуправления, средства
радиосвязи и некоторые типы РЛС. При воздействии на системы радиотелеуправления они подавляют передаваемые команды, образуют ложные команды, изменяют параметры модуляции поднесущих колебаний.
В системах радиосвязи эти помехи маскируют передаваемые сообщения. В РЛС они образуют хаотически разбросанные по экрану отметки
ложных целей. Чтобы отметки помех и целей меньше отличались друг
от друга, помеховые импульсы модулируются по амплитуде. В результате отметки помех флюктуируют так же, как отметки целей.
Импульсные помехи могут генерироваться ПП или ретрансляторами сигналов, принятых от подавляемой станции (ответные помехи).
Применяют однократные ответные помехи, когда в ответ на каждый
принятый сигнал подавляемого РЭС излучается с некоторой задержкой
один помеховый импульс, и многократные, когда происходит излучение
на каждый сигнал серии импульсов помех, идентичных с ним по форме, длительности и мощности. В однократных ответных помехах время
25
Глава 1
задержки обычно изменяется так, чтобы имитировать движение целей.
При мощности помех, достаточной для воздействия через боковые лепестки ДНА, на экране РЛС возникает несколько движущихся ложных
отметок, затрудняющих выделение истинных целей.
Одной из разновидностей имитирующих помех, используемых
для подавления радиоэлектронных станций (РЛС) управления оружием,
являются уводящие помехи. Они вносят в подавляемые РЭС ложную
информацию и нарушают работу систем автоматического сопровождения целей по дальности, скорости и направлению.
Изменение параметров высокочастотных колебаний при создании
хаотических импульсных помех показано на рис. 1.2.3.
Шумовое напряжение, вырабатываемое источником шума (ИШ),
усиливается и ограничивается в широкополосном усилителе-ограничителе (У-О), на выходе которого образуется последовательность импульсов с постоянной амплитудой и случайными периодом повторения
и длительностью (рис. 1.2.4).
Uп (t)
τи1
Ти1
τи2
Ти2
τи3
0
t
Рис. 1.2.3. Хаотическая импульсная помеха
Рис. 1.2.3. Хаотическая импульсная помеха
ИШ
А
26
У-О
Устройство
обнаружения
Устройство
пеленгования
Устройство
технического
ПП
анализа
ПУ
Устройство
технического
распознавания
СФМИ
Антеннофидерная
Рис.
1.2.4. СтруктурнаяУстройство
схема передатчика хаотических импульсных помех
система
информационнотехнического
сопряжения
Усилитель
мощности
Устройство
формирования
радиопомех
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Эти импульсы поступают на пороговое устройство (ПУ) и далее
на схему формирования модулирующих импульсов (СФМИ). Модулирующие импульсы подаются на передатчик помех (ПП). В результате
образуются радиоимпульсы со случайными длительностью и периодом
повторения.
Пассивные радиоэлектронные помехи
Пассивные помехи образуются вследствие воздействия на РЭС
энергии электромагнитных (акустических) волн, рассеянных (отраженных) искусственными и естественными отражателями (объектами) или
отражающими средами. Их применяют для радиоэлектронного подавления РЛС.
Отражателем ЭМВ может быть любое тело с электрическими
параметрами, отличными от параметров окружающей среды. Падая на
отражатель, ЭМВ наводят в нем электрические токи (в проводниках)
или электрические заряды (в диэлектриках). Облучаемый объект становится источником переизлучения волн, создающих пассивные помехи.
Интенсивность излучения зависит от размеров, конфигурации объекта,
его ориентации в пространстве и электрических свойств материала, из
которого он изготовлен.
Создаются пассивные помехи только тем РЭС, которые действуют на принципе приема рассеянных электромагнитных (акустических)
волн, например, радиолокационным (гидроакустическим) средствам.
В зависимости от источника образования различают естественные и искусственные пассивные помехи. Естественные помехи возникают вследствие рассеяния электромагнитных (акустических) волн земной
и водной поверхностью, различными местными предметами, облаками,
каплями дождя, частицами снега и неоднородностями атмосферы, ионосферы (океанов, морей). Искусственные пассивные помехи являются результатом рассеяния электромагнитных (акустических) волн дипольными,
уголковыми и линзовыми радиоотражателями, отражающими антенными
решетками, ионизированными средами и аэрозольными образованиями.
Дипольные радиоотражатели
Дипольные радиоотражатели (ДРО) представляют собой тонкие
пассивные вибраторы, изготовленные из металлизированной бумаги,
металлизированного стеклянного волокна, алюминиевой фольги, нейлонового волокна, покрытого серебром, и других материалов.
27
Глава 1
Длину и толщину дипольных радиоотражателей выбирают такими, чтобы обеспечить наиболее эффективное рассеяние радиоволн при
меньших размерах. Максимальное значение эффективной площади рассеяния (ЭПР) имеют ДРО с длиной, близкой к половине длины волны
подавляемой РЛС (рис. 1.2.5), при которой наблюдается резонансное
рассеяние (рис. 1.2.6). Для получения резонанса тока диполь укорачивают до значения, несколько меньшего половины длины радиоволны.
Степень укорочения зависит от поперечных размеров ДРО.
γ
r
E
r
П
β
r
H
П – вектор
E
Рис. 1.2.5. Полуволновый (дипольный) радиоотражатель:
Прадиоволны; E – вектор напряH
плотности
облучающей
потока мощности
П электрического
E
женности
поля; H – вектор напряженности магнитного
Kпн = (Uп / Uс)вх min
поля; γ – угол поляризации радиоволны; β – угол падения радиоволны
Kпн = (Uп / Uс)вх min =
σ / λ2
1,0Pс.вх =
( Pп / Pc )вх min .
Pпс Gпс Gпр λ 2
(4π) 2 Dсв2
Pс.вх =
=
( Pп / Pc )вх min .
(1.3.2)
2 =
Pпс Gпс GпрPλс.вх
(4π(1.3.3,
) 2 Dсв2 а)
( Pп / Pc
Pпс Gпс Gпр λ 2
(4π) 2 Dсв2
Pпп Gпп ν п ∆f прGпр λ
2
Pfп.вх
=
Pпп Gпп ν п ∆
G
λ
2 2
пр пр
2 Pп.вх =
; (4π) Dп ∆f п
P
G
ν
∆
f
G
λ
2 2
0,6
пп пп п пр пр
(4π)(1.3.3,
Dп ∆f пб)
Pп.вх =
;
(4π) 2 Dп2 ∆f п
Pпп Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
0,4
;
Pпп Gпп Dсв2 ν пK
∆f=пр
2
K=
; Pпc Gпc Dп ∆f п
Pпп Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
2
0,2
Pпc Gпc (1.3.3,
Dп ∆f п в)
K=
;
Pпc Gпc Dп2 ∆f п
P G D 2 ∆f п
2 = K п пc пc п
0,3 0,4 0,5 0,6 0,7
0,8 l /λ Pпc GPпcппDmin
∆
f
п
п
Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
Pпc Gпc Dп2 ∆f п Pпп min = K п G D 2 ν ∆f .
PРис.
= Зависимость
Kп
пп(1.3.3,
св п г) пр
пп min
1.2.6.
ЭПР РО. от его длины
Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
P G ν ∆f
Dνпcп ∆
=f прDсв пп пп п пр
Pпп Gпп
Dпc = Dсв
. Pпc Gпc ∆f п K п
P G ν ∆f
Pпc Gпc(1.3.4)
∆f п K п
Dпc = Dсв пп пп п пр .
Pпc Gпc ∆f п K п
T
1 c
Tc
ρ
=
Si (t ) S j (t ) dt ,
ij
1
E ∫
T
0,8
28
Kпн = (Uп / Uс)вх min =
H
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
σ
Полуволновые резонансы
1-й
2-й
3-й
0
l
Рис. 1.2.7. ЭПР длинных РО
Так как для уменьшения массы и объема пачек толщину ДРО делают как можно меньше, то укорочение оказывается незначительным.
Поперечные размеры ДРО, выбранные из условия обеспечения максимальной удельной ЭПР, составляют десятые, а иногда и сотые, доли
миллиметра. На практике длина тонких ДРО равна 0,47 λ. При увеличении длины ДРО их ЭПР изменяется волнообразно с максимумами на
расстояниях, примерно равных λ / 2, возрастая при последующих резонансах (рис. 1.2.7). Однако ЭПР возрастает с меньшей интенсивностью
по сравнению с увеличением длины лент. Длинные ДРО позволяют расширить диапазонность пассивных радиопомех.
Эффективность пассивных помех возрастает при использовании
ДРО в виде спирали, рассеиваемых так, чтобы образовать облако в виде
паутины из многих лент.
Уголковые радиоотражатели
Уголковый радиоотражатель (РО) состоит из жестко связанных
между собой взаимно перпендикулярных плоскостей. Важнейшим свойством уголковых отражателей является то, что значительная доля ВЧэнергии, падающей на них с любого направления в пределах внутреннего
угла, отражается обратно, в сторону облучающей РЛС. Благодаря этому
уголковые РО даже небольших размеров обладают значительными ЭПР.
Простейший уголковый РО представляет собой двугранный угол
(рис. 1.2.8, а). Наибольшее отражение в нем происходит в том случае,
когда ЭМВ падают параллельно биссектрисе угла отражателя. Интен29
Глава 1
σ, м2
70
28
11
4,4
1,8
0,7
–40
а
б
–20
0
+20
+40
θ, град
в
Рис. 1.2.8. Принцип действия уголкового радиоотражателя: а – двугранного; б – трехгранного; в – диаграмма рассеяния энергии радиоволн трехгранным отражателем
сивность рассеяния волны можно изменять в некоторых пределах вращения РО в одной из плоскостей. Особенность двугранного уголкового
РО состоит в том, что он рассеивает основную часть энергии в сторону
источника облучения в том случае, если она приходит с направления,
перпендикулярного ребру.
Поляризация волн, вектор напряженности электрического поля
которых лежит в плоскости падения, после двукратного отражения от
обеих граней остается неизменной. При однократном отражении волны
от граней поляризация рассеянной волны совпадает с поляризацией падающей. Вследствие этого РЛС с линейной поляризацией волн хорошо
наблюдают двугранные РО.
Основной недостаток двугранных РО – узкая диаграмма рассеяния в плоскости ребра. Его можно избежать, если к двум его граням добавить третью, в результате чего образуется трехгранный уголковый РО
(рис. 1.2.8, б, в).
Чаще всего используют симметричные уголковые РО, имеющие
квадратную, треугольную или сферическую форму металлических (металлизированных) граней (рис. 1.2.9).
Внутренние поверхности граней, если их размеры значительно
превышают длину падающей волны, образуют систему из трех зеркал.
При падении на них радиоволн после трехкратного отражения от граней формируется пучок лучей, распространяющийся обратно в направлении источника облучения в достаточно широком секторе.
Диаграммы рассеяния (ДР) в горизонтальной и вертикальной плоскостях имеют три максимума. Центральный максимум образуется вол30
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
а
б
в
Рис. 1.2.9. Формы симметричных уголковых РО: а – треугольная;
б – сферическая; в – квадратная
ной, падающей параллельно оси симметрии отражателя, в результате
трехкратного, а боковые лепестки – двукратного отражения падающей
волны от граней.
1.2.3. Упрощенная структурная схема станции
активных радиоэлектронных помех
Активные помехи создаются станциями помех, конструкция, габаритные размеры и масса которых определяются назначением, диапазоном волн и возможностями носителей, где они устанавливаются.
На рис. 1.2.10 представлен вариант структурной схемы станции помех.
В приведенной схеме на рис. 1.2.10 показаны основные системы
и устройства, входящие в состав автоматизированной станции помех.
Аппаратура обнаружения этих станций состоит из приемника
и анализатора технических (спектральных, структурных) характеристик
сигнала для определения вида помехи. Приемник (как правило, с автоматическим поиском сигналов по частоте, пространству и времени) служит для обнаружения излучений РЭС, выделения сигнала, его усиления
и обработки. В зависимости от назначения станции помех приемник
(как правило, панорамный) выполняется по схеме прямого или супергетеродинного усиления. Анализатор служит для технического анализа
параметров обнаруженных сигналов (длительности кодового интервала,
частоты следования) и выбора структуры помех. По результатам анализа сигналов принимается решение на создание помех.
Устройство формирования помехи используется для формирования различных видов помех и их структур для типовых структур сигналов РЭС.
31
Рис. 1.2.3. Хаотическая импульсная помеха
Глава 1
Устройство
обнаружения
Антеннофидерная
система
Устройство
пеленгования
Устройство
технического
анализа
Устройство
технического
распознавания
Устройство
информационнотехнического
сопряжения
Усилитель
мощности
Устройство
формирования
радиопомех
Рис. 1.2.10. Структурные схемы станции помех
Рис. 1.2.10. Структурные схемы станции помех
1
Аппаратура управления служит для сбора, обработки информации о сигналах и их источниках, отображения на индикаторах совместно сигнала и помехи, обеспечения необходимой точности наведения помехи на сигнал, а также для включения станции помех.
Передатчик помех излучает непрерывные или импульсные модулированные ВЧ-колебания требуемой
мощности в заданном диапазоне
n = 117 (69)
частот. Он состоит из синтезатора и устройства формирования помех
(модулятора). Модулятор (амплитудный, частотный, фазовый) форми2 рует
3 спектр
4
5
100 управления
101 в 102
117
ВЧ-колебаний
помехи. Аппаратура
зависи(52)
(53)
(54)
(69)
мости от параметров принятого сигнала определяет
наиболее
эффекИнформационные
элементы управляющие работой
Проверочные
тивный вид помехи,
вырабатывает напряжения,
элементы
передатчика, и настраивает передатчик на рабочую частоту подавляемой станции. При несовпадении частот помехи и сигнала аппаратура
m вырабатывает управляющее
K =напряжение,
96 (48) которое, воздействуя
L = 16
C
на генератор помех, перестраивает его так, чтобы частота помехи совпадала
(с заданной точностью) с частотой подавляемого РЭС.
В современных
станциях
активныхблока
помех данных
используются синтезаРис. 1.6.7.
Структура
торы помех, поэтому аппаратура совмещения обеспечивает только контроль точности совмещения помехи с сигналом.
32
1
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Имеются наземные, авиационные и корабельные станции, а также
передатчики помех одноразового использования. Они предназначены
для создания маскирующих (как правило, шумовых) и имитирующих
(преимущественно импульсных) ответных помех средствам радиосвязи,
радиолокации, радионавигации и другим РЭС.
Боевые возможности средств активных помех определяются техническими и оперативно-тактическими показателями. К техническим
показателям относятся: вид создаваемых помех; излучаемая мощность,
или энергопотенциал; перекрываемый диапазон частот; скорость перестройки; ширина и скорость перемещения ДНА. Оперативно-тактическими признаками являются дальность и сектор обнаружения и подавления РЭС, количество одновременно подавляемых целей.
Контрольные вопросы и задания
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
Что такое пассивная помеха?
Что такое активная помеха?
Назовите особенности заградительных и прицельных помех.
Перечислите виды активных помех.
Что представляют собой модулированные и немодулированные
активные помехи?
Как формируются АМ-помехи?
Как формируются ЧМ-помехи?
Что представляют собой шумовые помехи?
Что такое прямошумовая помеха и модулированная шумовая помеха?
Что представляют собой импульсные помехи? Перечислите виды
импульсных помех.
Поясните работу станции помех по упрощенной структурной схеме.
1.3. ХАРАКТЕРИСТИКА ПРОЦЕССА
РАДИОПОДАВЛЕНИЯ РАДИОЛИНИЙ
1.3.1. Каналы воздействия преднамеренных помех
Объектом воздействия помех, создаваемых радиолиниям радиосвязи, является приемное устройство.
33
Глава 1
Системы радиосвязи могут подавляться шумовыми помехами,
модулированными по амплитуде (рис. 1.3.1), частоте, фазе, или передачей нервирующей музыки, искаженной речи и звуковых сигналов
с примесью шума. Радиолинии передачи данных подавляются ретранслируемыми импульсами, имитацией кодовых посылок, многократным
повторением записанной передачи, ретрансляцией сигналов с дополнительной фазовой модуляцией. Линии радиосвязи и передачи данных могут подавляться ХИП, а также помехами, имитирующими радиопередачи.
В станциях помех радиосвязи (см. рис. 1.2.10) приемное устройство обеспечивает прием сигналов подавляемых радиосредств. Анализатор определяет вид модуляции (манипуляции), ширину спектра и другие
параметры принятых сигналов. Передающее устройство генерирует модулированные ВЧ-колебания помех. Его мощность должна быть достаточной для того, чтобы в точке приема помеха по мощности превышала
или была соизмеримой с сигналом, приходящим от передатчика системы
радиосвязи. Антенная система обеспечивает излучение в пространство
ВЧ-энергии, подводимой фидером (двухпроводной, коаксиальной линией). Антенный переключатель (при его наличии) позволяет подключить различные типы антенн к приемному и передающему устройствам,
а также эквивалент антенны, обеспечивающий настройку передающего
устройства без излучения энергии радиоволн в пространство.
Слуховая радиосвязь обладает повышенной помехоустойчивостью
по сравнению с другими видами радиосвязи, так как человеческое ухо
может различать полезные сигналы даже при наличии достаточно высокого уровня помех.
Виды модуляции колебаний, формируемых генератором шумового напряжения и модулятором, как правило, определяются видом модуляции сигналов, передаваемых в линиях радиосвязи, и условиями такого ухудшения разборчивости речи, при котором невозможно принять
переданное сообщение. Разборчивость речи определяется соотношением энергетических спектров сигнала и помехи, формирующихся на выходе приемного устройства.
Основное влияние на разборчивость речи оказывают спектральные составляющие, заключенные в полосе частот от 300 до 2 400 Гц1.
Обычно радист перестает понимать смысл сообщения при потере на
приеме около 50 % информации.
1
Быков Ю. С. Теория разборчивости речи и повышение эффективности радиотелефонной связи. – М. : Госэнергоиздат, 1959.
34
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Uм
Uогр
t
а
U1
t
б
U2
t
в
Рис. 1.3.1. Амплитудно-модулированная шумовая помеха: а – модулирующее
напряжение; б – модуляция неограниченными шумами; в – модуляция
ограниченными шумами
35
Глава 1
Основной характеристикой качества связи является разборчивость
речи (артикуляция), под которой понимается относительное количество
правильно принятых элементов речи из общего количества переданных
элементов. В связи с тем, что речь является случайным процессом, имеет смысл говорить только об ее статистических характеристиках.
Одной из важных характеристик речи считается ее формантный
спектр, получающийся в результате статистической обработки большого числа реализаций. На рис. 1.3.2 приведен энергетический спектр
русской речи.
Как следует из рисунка, наибольшая часть энергии речи заключена в довольно узкой полосе частот от 0 до 1 000 Гц. Однако на разборчивость речи, как было сказано выше, существенно влияют даже те
спектральные составляющие, энергия которых невелика. Установлено,
что наиболее важными для разборчивости являются составляющие речевого спектра, лежащие в полосе частот 400–800 Гц. Разборчивость
речи обычно определяется экспериментальным путем с помощью артикуляционных таблиц. В условиях помех разборчивость речи, естественно, ухудшается; при некотором пороговом значении отношения
мощности помехи к мощности сигнала на входе приемного устройства
в пределах его полосы пропускания наступает нарушение радиосвязи,
т. е. оператор на приемной стороне перестает понимать смысл передаваемого сообщения.
S (f)
0,8
0,4
0
400
800
1200
Рис. 1.3.2. Энергетический спектр русской речи
36
f, Гц
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Отношение Kп = (Рп / Рс)вх называется (см. п. 1.3.2) коэффициентом
подавления радиолинии связи.
Величина коэффициента подавления радиолинии связи определяется видом помехи и ее спектральными характеристиками, расстройкой
помехи относительно резонансной частоты подавляемого приемного
устройства, видом модуляции, применяемой в радиолинии.
Линиям телефонной радиосвязи могут создаваться следующие
виды помех:
`` амплитудно-модулированная шумовая;
`` частотно-модулированная шумовая;
`` хаотическая импульсная;
`` прямошумовая.
S (ω)
Помеха
Сигнал
∆Ωп
0
ωс
ωп
ω
а
S (ω)
Помеха
Сигнал
Биения
∆Ωп
0
∆Ωп
Ωб = ω с – ω п
∆Ωп < Ωб
ω
б
Рис. 1.3.3. Маскирующее действие помех
Нарушение радиосвязи за счет маскирующего действия сигнала помехой показано на рис. 1.3.3: на рис. 1.3.3, а изображен исходный спектр
37
Глава 1
помехи и сигнала на входе подавляемого устройства, а на рис. 1.3.3, б –
результирующий спектр сигнала на выходе детектора. Из рисунка
следует, что при достаточно большой расстройке по частоте сигнала
и помехи маскировка сигнала за счет биений устраняется. Поэтому
в процессе создания радиолиниям связи прицельных помех требуется
удовлетворить довольно жестким требованиям в отношении точности
настройки амплитудно-модулированной помехи на несущую частоту
сигнала. Аналогичные выводы могут быть сделаны и в отношении других видов помех.
Экспериментальные зависимости коэффициента подавления Kп
приемных устройств линий связи с амплитудной модуляцией от величины расстройки помехи относительно резонансной частоты подавляемого приемника представлены на рис. 1.3.4. Эти экспериментальные
зависимости получены для различных видов помех: хаотической импульсной помехи (кривая 1), частотно-модулированной шумовой (кривая 3) и комбинированной (амплитудно-частотно-модулированной –
кривая 2) помех.
Радиолинии управления и связи служат для передачи команд
управления на борт истребителя-перехватчика или ракеты. Радио-
Kп
1
3
2
3
2
1
0
0,3
0,6
0,9
1,2
∆f р
∆f пр
Рис. 1.3.4. Экспериментальные зависимости Kп для различных видов помех
38
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
противодействие им во многих случаях может привести к размыканию
контура наведения, что очень усложняет условия функционирования
всей системы ПВО.
Современные радиолинии управления работают обычно в режимах, при которых команда управления, поступающая на радиолинию
с выхода счетно-решающего прибора системы наведения, используется
в шифраторе радиолинии для модуляции поднесущих частот, которые,
в свою очередь, модулируют несущие колебания радиолинии.
Излучаемые передатчиком радиолинии колебания принимаются
бортовым приемником, усиливаются, детектируются и поступают на
дешифратор, где вырабатывается команда, воздействующая, например,
на автопилот истребителя или ракеты.
В радиолиниях управления и связи применяют различные виды
модуляции. Часто встречаются устройства, в которых величина команды заключена в различных параметрах сигналов или импульсных последовательностей. К ним относятся линии с широтно-импульсной, кодово-импульсной и фазово-импульсной модуляцией.
Сигнал радиолинии в общем случае представляет собой две последовательности кодовых групп сигналов. Первая последовательность
является опорным, а вторая – рабочим сигналом линии.
Воздействием помех на радиолинии управления можно забить
кодовые посылки опорного или рабочего (исполнительного) кода, что
исключит исполнение команд, или сформировать ложные команды
управления, что приведет к значительному увеличению ошибки наведения.
По признаку попадания в рабочий диапазон частот радиолинии
помехи делят на прицельные и заградительные. В первом случае несущая частота передатчика помех должна совпадать (с точностью до
полосы пропускания радиолинии) с несущей частотой радиолинии.
Во втором случае помеховым излучением закрывается целая область
частотного диапазона, в пределах которой работают радиолинии связи
и управления противника.
По виду модуляции различают шумовые, импульсные и ретрансляционные (прицельные по коду) помехи.
Наиболее распространенной модуляцией помехового сигнала
в настоящее время остается модуляция шумовым колебанием. При создании шумовых помех нет необходимости в разведке типа и параметров
модуляции рабочего сигнала радиолинии, что позволяет значительно
39
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 1
упростить разведывательную часть аппаратуры помех. Интенсивная
шумовая помеха может подавить опорные и исполнительные коды
радиолинии или создать выработку ложных команд управления. Если
шумовая помеха ставится в широком диапазоне частот, она может подавить одновременно несколько радиолиний, работающих на близких
частотах.
Примерно таким же эффектом противодействия обладают импульсные помехи в виде хаотической последовательности сигналов,
параметры которых изменяются по случайному закону (хаотические
импульсные помехи).
При создании ретрансляционных помех (прицельных по коду)
помеховый сигнал должен отличаться от рабочего сигнала радиолинии
лишь величиной или знаком команды, по всем же остальным параметрам – совпадать с ним. Такой сигнал помехи принимается приемником радиолинии и обрабатывается дешифратором точно так же, как
и рабочий. В результате на рули ракеты или на автопилот истребителя
поступает команда, отличная от той, которая передавалась передатчиком линии.
Аппаратура для создания таких помех должна иметь устройства для измерения всех параметров сигнала подавляемой радиолинии
и в соответствии с ними изменять параметры модуляции сигнала помехи. Наиболее просто это достигается использованием ретрансляторов,
которые принимают сигналы радиолинии, усиливают их и излучают
в направлении подавляемого приемника. Помехи должны так изменять
структуру сигнала радиолинии, чтобы сохранились неизменными все
его параметры, за исключением величины и знака команды. Эти параметры сигнала должны соответствующим образом изменяться в процессе
ретрансляции. Для этой цели в аппаратуру помех вводят специальные
помеховые модуляторы ретранслируемого сигнала.
Много радиолиний управления работают в телефонных режимах,
где команды управления передаются голосом. В телефонных режимах
работает также значительное число радиолиний связи. Помехи таким
станциям создаются на несущей частоте, с точностью до полосы пропускания, совпадающей с несущей частотой подавляемого устройства радиолинии. Виды же модуляции помехи могут быть различными. В простейшем случае помеха может представлять собой немодулированные
колебания с частотой подавляемой станции. Она перегрузит усилительные каскады приемника, понизит его чувствительность, не позволит
40
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
или затруднит прием сигналов. Такие помехи могут быть достаточно
эффективными, однако требуют излучения значительных мощностей,
усложнения аппаратуры. В некоторых случаях их воздействие можно
устранить включением в приемник фильтра-пробки, настроенного на
частоту помехи.
Могут применяться помехи, модулированные, например, по амплитуде, одним или несколькими тонами (тонально-модулированные
помехи). Частота модулирующего напряжения должна быть в пределах
диапазона, в котором находятся частоты, модулирующие сигнал подавляемой станции (например, при подавлении телефонной радиосвязи или
широковещательных передач – в пределах диапазона звуковых частот).
При достаточной мощности помехи и глубине модуляции в оконечном
устройстве подавляемой радиолинии будет регистрироваться (например, прослушиваться) тон помеховой модуляции, затрудняющий или
исключающий выделение сигнала корреспондента.
При подавлении радиосистем связи наиболее широко используют
помехи, модулированные шумом, поскольку у них наилучшие маскирующие свойства; кроме того, обычно не требуется большой точности
совмещения несущей частоты передатчика помех с несущей частотой
подавляемой станции.
Ширина спектра рабочего сигнала радиолиний связи, работающих в телефонном режиме с амплитудной модуляцией, невелика, поэтому и спектр шума, модулирующего помеховый сигнал, выбирается
относительно узким. Исключение составляют случаи, когда ставится заградительная помеха, предназначенная для того, чтобы закрыть целый
участок диапазона. Спектр модулирующего шума приходится также
расширять, когда нельзя достаточно точно измерить несущую частоту
подавляемой радиолинии.
Создание помех радиолиниям связи имеет некоторые особенности. Так, правильно организованная постановка помех РЛС целесообразна всегда, когда самолет или ракета попадает в зону действия
радиолокационного обнаружения ПВО; вопрос же о целесообразности
подавления помехами линий радиосвязи в каждом случае должен решаться индивидуально. Если передаваемые противником сообщения
не являются непосредственно исполнительными командами (например,
при наведении истребителя) и их можно раскодировать, то часто бывает
более выгодно перехватить передаваемую информацию, чем подавить
его линии радиосвязи помехами.
41
Глава 1
Энергия, излучаемая передатчиком подавляемой станции радиосвязи, не обязательно направляется на источник помех, как это бывает
при радиопротиводействии радиолокационным устройствам. Передатчики помех линиям радиосвязи лишены этого преимущества. Кроме того,
передатчик помех может располагаться на значительно большем расстоянии от подавляемого приемника, чем передатчик подавляемой радиолинии. Это следует учитывать, поскольку потери мощности помехи при
распространении над землей могут возрастать пропорционально четвертой (и даже шестой) степени расстояния. Поэтому аппаратура помех
конструируется так, чтобы она могла излучать значительные мощности.
По этим причинам мощность передатчиков помех радиолиниям управления и связи оказывается соизмеримой с мощностью передатчиков помех
радиолокационным устройствам, а в ряде случаев и превосходит ее.
1.3.2. Условия радиоподавления
Дальность действия активных радиопомех
Дальность РЭП зависит от многих факторов, в том числе от мощности радиопередающих устройств РЭС и средств РЭП, характеристик
их антенных систем, чувствительности приемных устройств, условий
распространения электромагнитных волн, видов излучения и способов
обработки сигнала, длины рабочей волны, способов помехозащиты.
Кроме того, на дальность РЭП оказывают влияние интенсивность помех
от местных предметов, земной (водной) поверхности и внеземных источников, характер излучения и рассеяния электромагнитных волн целями, наблюдаемыми РЭС. Учесть все перечисленные факторы чрезвычайно трудно. В связи с этим дальность подавления РЭС и необходимая
мощность средств РЭП оцениваются математически по усредненным
параметрам и уточняются в процессе натурных испытаний и смешанного моделирования.
Радиоэлектронные средства могут подавляться средствами РЭП
только в том случае, когда отношение мощности помехи, попадающей
в полосу пропускания радиоприемника, к мощности сигнала превышает
некоторое минимально необходимое значение, характерное для данного
вида помехи и сигнала.
Минимально необходимое отношение мощностей маскирующей
помехи Рп и сигнала Рс на входе подавляемого приемника в пределах по42
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
лосы пропускания его линейной части, при котором достигается требуемая степень подавления РЭС, называют коэффициентом подавления
по мощности, который рассчитывают по формуле
Kп = (Рп / Рс)вх min.
(1.3.1)
На практике
иногда применяют
понятие «коэффициент подавле
П
E
H
ния по напряжению»:
( Pп / Pc )вх min ..
(Uп п/ /UUс)с)вхвхmin
Kпн==(U
Kпн
min =
(1.3.2)
(1.3.2)
Помеха считается эффективной,
отношение ее мощноP G G если
λ2
(1.3.3, а)
Pс.вх сигнала
= пс пс 2напр2 входе приемного устройства
сти к мощности полезного
(4π) Dсв
K = (Рп / Рс)вх больше коэффициента подавления K > Kп. Значение Kп зависит от вида помехи и сигнала, а также от характеристик
приемника
2
Pпп GK
Gпр λпрочих
пп ,νтем
п ∆f пр(при
равных
условиях)
подавляемого РЭС. Чем
меньше
п
Pп.вх =
;
(1.3.3, б)
(4π) 2 Dп2 ∆f п в пределах которого K > Kп,
легче подавить РЭС помехой. Пространство,
называется зоной подавления РЭС, а при K < Kп – зоной неподавления.
Pппуровне,
Gпп Dсв2 νкогда
Граница этих зон проходит на
п ∆f пр K = Kп. Зоной подавления
K
=
;
(1.3.3, в)
2
считают область пространства,Pв пределах
которой
РЭС подавлена
с заG
D
∆
пc пc п f п
данной эффективностью.
Если известен Kп, то можно определить
Pпc Gпc Dп2 ∆f пзону подавления, в предеPппэффективные
.
(1.3.3,
г)
min = K п
лах которой создаются
помехи данному
РЭС. Для
этого
Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
надо установить зависимость K от параметров и взаимного пространственного положения станции помех и подавляемого РЭС.
G ν ∆f на входе радиоприемного
Определим значение Kп = P(Р
Dпc = Dсв ппп /ппРс)пвх пр
.
(1.3.4)
устройства при воздействии помех
Pпcна
Gпcлинию
∆f п K п радиосвязи. На рис. 1.3.5
приведена схема создания помех радиосвязи.
Предположим,
что радиоволны
Tc
распространяются в свободном
П
E1
H
ρij = полезного
(1.4.2)
S
t
S
dt ,
(
)
пространстве. Тогда мощность
(без учета потерь)
на
i
j (t )сигнала
Eс ∫0
устройства в пределах его повходе Рс.вх подавляемого радиоприемного
Pпп / Pcc )вх
Kпн = (Uпопределить
/ Uс)вх min = по( формуле
(1.3.2)
вх min
min .
лосы пропускания можно
Tc
Tc
Ес = ∫ Si2 (t ) dt = ∫ S 2j (t )22dt
Pпс
пс Gпс
пс Gпр
пр λ
0
0
PPс.вх
;
с.вх =
22 22
(4π) Dсв
св
q02 = 2Ес / Nп,
22
Pпп Gпп
пп ν пп∆f пр
прGпр
пр λ
=2 пп
;;
PPп.вх
п.вх =
2 2
(4сπ/) 2PDп)пп2 ∆
Nfcпп
q0 = 2(P
K=
22
Pпп
Dсв
ппuG
пп N
св νпп ∆fпр
пр
к пп
;
22
Pпc
G
D
∆
f
пc пc
пc пп пп
n
H (A) = −∑ P(ai )log P22(ai ) ,
Pпc Gпc
пc Dпп ∆f пп
P пп min = iK=1пп пc
.
2
G D 2 ν ∆f
(1.3.3,
(1.3.3,а)а)
(1.5.1)
(1.3.3,
(1.3.3,б)б)
(1.5.4)
(1.3.3, в)
43
(1.7.2)
(1.3.3, г)
(4π) Dсв
2
P G ν ∆f G λ 2
PPп.вх
= Pпппп Gпппп ν2пп ∆2fпрпрGпрпр λ ; ;
п.вх =
(4
(4ππ)) 2DDп 2∆∆f fп
Глава 1 п п
(1.3.3,
(1.3.3,б)
б)
2
P G D 2ν ∆f
KK== Pпппп Gпппп Dсвсв2νпп ∆fпрпр;;
2
(1.3.3,
(1.3.3,
(1.3.3,в)в)в)
PPпc GGпc DDп ∆∆f fп
пc пc п
п
2
P G D 2∆f
PP
== K Pпcпc Gпc2пc Dпп ∆fпп . .
Pпппп
ппmin
min
min = Kп
(1.3.3,
(1.3.3,
(1.3.3,г)г)г)
пG D 2ν ∆f
Gпппп Dсвсвνпп ∆fпрпр
В формуле (1.3.3, а) и на рис 1.3.5 Рпс – мощность передатчика
P G ν п ∆∆f fпр
п пр .
радиосигнала; Gпс и Gпр
DD–пcпcкоэффициенты
== DDсв Pпппп Gпппп νусиления
(1.3.4)
. антенны передатчи(1.3.4)
св
PпcпcGGпcпc∆∆f fппKKпп
ка радиосигнала в направлении наPрадиоприемник
и приемной антенны
в направлении на радиопередатчик; Dсв – расстояние между передатчиT
ком и приемником линии радиосвязи
11 Tc c (дистанция связи). Если подавляеρ
=
(1.4.2)
((t t))SSj ((t t))dtdt, ,
ij
ρij = E на
(1.4.2)
∫ SSiземной
мый радиоприемник находится
или водной поверхности,
то
i
j
Eсс 0∫0
необходимо учитывать влияние подстилающей поверхности.
спектром шириной Δfп на вхоМощность помех Рп с Tравномерным
Tc
c
T
Tc
c
2
2
де приемника в пределах
полосы
пропускания
ЕЕсс== ∫ SSi 2((t t))dtdt==∫ SSj 2((t t))dtdt его линейной части Δfпр
i
∫ j
определяться
по формуле (1.3.3, б).
(при условии, что Δfп > Δfпр)0∫0будет
0
0
Здесь Рпп – мощность передатчика помех; Gпп – коэффициент усиления
антенны станции помех в направлении
пода, приемное устройство (1.5.1)
qq022 ==2Е
2Есс/ /NNпна
(1.5.1)
п,
0
вляемой станции; Dп – расстояние между передатчиком помех и приемучитывающий различия поляризации
ником сигнала; νп – коэффициент,
(1.5.4)
qq022 ==2(P
2(Pсс/ /PPпп))NNcc
(1.5.4)
0
помехи и сигнала (может иметь
значение
от единицы (при совпадении поляризации помехи и сигнала) до нуля (когда поляризации ортогональны
uuкк NN
Рс, Рп
n
n
P(ai ) ,
HH(A)
(A)== −−∑
∑PP((aai )log
i )log P ( ai ) ,
Dп
Dсв
Gпс
(1.7.2)
(1.7.2)
Приемник
радиосигнала
Gпр
i =1
i =1
11
Gпп
Рпс
Передатчик
радиосигнала
Pпп
Передатчик
радиопомех
Рис. 1.3.5. Схема создания помех радиосвязи
44
E
П
H
Kпн = (Uп / Uс)вх min =
( Pп / Pc )вх min .
(1.3.2)
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
P G G λ2
пс пс пр
(1.3.3, а)
Pс.вх = вращения
или различны по направлению
при круговой поляризации);
(4π) 2 Dсв2
если в станции помех применяется антенна с круговой поляризацией,
а в приемном устройстве – с линейной, то νп = 20,5).
P G ν п ∆f прGпр λ
в формулу K =; (Рп / Рс)вх, получим
от-б)
Подставив значение
Рс иппРп пп
Pп.вх =
(1.3.3,
(4π) 2 Dп2 ∆fсигнала
ношение мощности помехи к мощности
на входе приемного
п
устройства РЭС в полосе пропускания – см. формулу (1.3.3, в).
P G D 2подавления,
ν ∆f
Приравняв K к коэффициенту
можно найти миниK = пп пп св 2 п пр ;
(1.3.3, в)
мально необходимую для подавления
РЭС
мощность
передатчика поPпc Gпc Dп ∆f п
мех – см. формулу (1.3.3, г).
Дальность подавления линийPрадиосвязи
G D 2 ∆f п будет различной в завиPпп min потенциалов
= K п пc пc2 ип форм
. ДНА станций (1.3.3,
симости от энергетических
радио-г)
Gпп Dсвν п ∆f пр
связи и помех и их взаимного пространственного
положения:
Pпп Gпп ν п ∆f пр
D
Dпcпc = Dсв
Pпc Gпc ∆f п K п
.
(1.3.4)
(1.3.4)
T
Если подкоренное выражение
формулы обозначить через β, то
1 c
ρ
=
(1.4.2)
S
t
S j (t ) dt , станции помех меньше,
(
)
ij
при β < 1, т. е. когда энергетический
i потенциал
Eс ∫0
чем потенциал радиопередатчика линии связи, зона подавления радиосвязи Dпc представляет собой окружность радиусом Rп = DАВ β / (1 – β2)
Tc
Tc
с центром, смещенным в сторону,
противоположную направлению
Ес = ∫ Si2 (t ) dt = ∫ S 2j (t ) dt
на передатчик радиосвязи, на
величину0 dп = Rпβ (рис. 1.3.6). При β > 1,
0
когда энергетический потенциал ПП превосходит потенциал передатчи-
q02 = 2Ес / Nп,
(1.5.1)
q02 = 2(Pс / Pп) Nc
(1.5.4)
С
dнп
D свuк
A
DAB
n
N
Dп
п
Rн
Pпс
Рпп
B
H (A) = −∑ P(ai )log P(ai ) , dп
Rп
(1.7.2)
i =1
β >1
D
β =1
β <1
1
Рис. 1.3.6. Зоны подавления радиосвязи
45
Глава 1
ка радиостанции, зона подавления занимает всю плоскость, за исключением окружности радиусом Rнп = DАВ β (β2 – 1), т. е. зоны неподавления.
Центр окружности в этом случае смещен относительно местоположения передатчика подавляемой липни радиосвязи в сторону, противоположную направлению на передатчик помех, на величину dнп = Rнп / β.
При β = 1 граница зоны подавления проходит посередине между передатчиком помех и станцией радиосвязи.
Зоны подавления радиосвязи (показаны штриховыми линиями)
при различных значениях β приведены на рис. 1.3.6.
Коэффициент подавления
Коэффициент подавления есть минимально необходимое отношение мощности помехи к мощности сигнала на входе приемника
в пределах полосы пропускания его линейной части, которое обеспечивает заданный ущерб информации. Уясним, какое отношение мощности помехи к мощности сигнала используется в определении.
Полоса пропускания Δfпр приемника выбирается так, чтобы сигнал проходил неискаженным. В то же время ширина спектра помехи
Δfп либо должна быть равна ширине спектра сигнала (для имитирующих помех), либо превосходить ее (у маскирующих помех). Однако на
приемник воздействует энергия только той части спектра помехи, которая лежит в пределах полосы пропускания, и следовательно, только эту
часть можно учитывать.
Если бы в расчет принималась вся мощность помехи в точке
приема, то могло бы получиться так, что помехи с широким и узким
спектром, но одинаковые по мощности, давая одинаковое отношение
мощности помехи к мощности сигнала в точке приема, приводили бы
к различному ущербу, так как мощности помех, попадающих в приемник, в обоих случаях были бы разными (см. рис. 1.3.7, где Sш(f) – спектр
широкополосной помехи; Sу(f) – спектр узкополосной помехи; А(f) – амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) приемника).
Площади, ограниченные кривыми Sш(f), Sу(f) и осью абсцисс,
пропорциональны мощностям помех и равновелики (рис. 1.3.7). При
этом условии площади, ограниченные АЧХ и относящиеся к широкополосной и узкополосной помехам, различаются на величину заштрихованной площади, которая пропорциональна разности мощностей узкополосной и широкополосной помех, воздействующих на приемник
(рис. 1.3.7).
46
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
A(f)
A(f)
Sу(f)
f0
Sш(f)
f
Рис. 1.3.7. Спектры помех и АЧХ приемника
Полоса пропускания приемника берется только для его линейной
части, т. е. до амплитудного (или частотного) детектора. При таком условии исключается необходимость учета характеристик нелинейного
элемента – детектора. Эти характеристики в значительной степени индивидуальны для различных детектирующих приборов, что затрудняет
учет преобразования спектров сигнала и помех, возникающих в результате взаимодействия различных частотных составляющих сигнала и помехи в нелинейном элементе.
Оценка отношения мощности помехи к мощности сигнала на входе приемного тракта обусловлена тем, что исключается учет коэффициента усиления тракта при различных значениях входного воздействия,
т. е. его амплитудной характеристики.
Условие определения коэффициента подавления по минимально
необходимому отношению мощности помехи к мощности сигнала связано с тем, что коэффициент подавления должен быть пороговым значением этого отношения, чтобы с его помощью можно было определять
границу зоны подавления.
Важнейшим вопросом определения коэффициента подавления является понятие наносимого ущерба информации. Это понятие зависит
от вида подавляемого радиоэлектронного средства и выполняемых им
функций.
Контрольные вопросы и задание
1. Поясните принцип формирования и воздействия помех на каналы
связи.
47
Глава 1
2. Какие виды помех применяются для подавления аналоговых каналов связи?
3. Какие виды помех применяются для подавления дискретных каналов связи?
4. Что такое коэффициент подавления?
5. От чего зависит дальность подавления линий радиосвязи?
1.4. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОЛИНИЯХ
И СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ
1.4.1. Принцип воздействия преднамеренных помех
на аналоговые и дискретные каналы связи
Радиотехнические системы в соответствии с их назначением применяют для передачи, извлечения или разрушения информации, содержащейся в сообщениях. Для передачи и приема информации служат
системы радиосвязи или радиотехнические системы передачи информации. Извлечение информации о координатах объектов производится
в системах радиолокации и радионавигации. С помощью систем радиопротиводействия осуществляется разрушение информации за счет создания помех работающим радиосредствам противника. Системы радиоуправления, предназначенные для управления движением объектов,
являются более сложными радиотехническими системами, чем предыдущие. В их состав входят системы передачи и извлечения информации.
Радиолинией называют совокупность технических средств,
предназначенных для передачи сообщений с помощью радиоволн.
Радиолинии являются основой функционирования любых радиотехнических систем. Они состоят из передающих, приемных и антенно-фидерных устройств. Связующим элементом между передатчиком
и приемником является атмосфера или космическое пространство. Радиолиния может быть одноканальной или многоканальной, если она используется для передачи множества сообщений от разных источников.
Радиоканалом называют совокупность радиосредств (в составе радиолиний), предназначенных для передачи одного сообщения.
Классификацию радиолиний производят по диапазонам радиоволн, видам применяемой модуляции, способам передачи информации.
48
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Диапазоны волн в радиолиниях
Диапазон радиоволн или рабочих частот выбирают, исходя из
назначения радиолинии и предъявляемых к ней требований по дальности действия, помехоустойчивости, пропускной способности и т. д.
При этом учитывают также характер распространения радиоволн
(табл. 1.4.1).
Радиоволны километрового (длинные волны), мириаметрового
(сверхдлинные волны) диапазонов используются для связи и навигации
на расстояниях 1–10 000 км. Гектометровый (средние волны) и декаметровый диапазоны радиоволн применяются для целей радиовещания.
Декаметровые (короткие) волны используются также в системах радиосвязи. Радиоволны короче 3 м распространяются в пределах прямой
видимости. Следует отметить, что волны метрового диапазона рассеиваются ионосферой. Это позволяет осуществлять связь на расстояниях
1 000–2 000 км.
Таблица 1.4.1
Классификация диапазона радиоволн
Наименование
диапазона радиоволн
Мириаметровые
Километровые
Гектометровые
Декаметровые
Метровые
Дециметровые
Сантиметровые
Миллиметровые
Диапазон длин волн
Диапазон рабочих частот
10–100 км
1–10 км
10–1 000 м
10–100 м
1–10 м
10–100 см
1–10 см
1–10 мм
3–30 кГц
30–300 кГц
300–3 000 кГц
3–30 МГц
30–300 МГц
300–3 000 МГц
3–30 ГГц
30–300 ГГц
Волны сантиметрового и дециметрового диапазонов также распространяются в пределах прямой видимости, однако наличие явления
их рассеяния в тропосфере позволяет осуществить связь на расстояниях
только до 200–500 км. Особенностью радиоволн короче 3 см является их
сильное поглощение в атмосфере из-за влияния гидрометеоров (дождь,
снег, туман), что уменьшает дальность действия радиосистем. Однако
миллиметровые волны применяются в радиолокационных станциях для
повышения их разрешающей способности.
В линиях связи применяют также электромагнитные волны короче 1 мм. С развитием лазерной техники широкие перспективы откры49
Глава 1
ваются перед системами связи и локации оптического (λ = 0,4–0,7 мкм)
и инфракрасного (λ > 0,76 мкм) диапазонов.
Используемый в радиолинии диапазон волн определяет габариты
антенно-фидерного устройства, конструкцию передатчика, приемника
и других узлов.
В системах радиосвязи и радиолокации наиболее широко используются радиоволны ультракоротковолнового (УКВ) диапазона
(0,01–10 м). Использование УКВ-диапазона позволяет реализовать
широкополосные виды модуляции, что повышает помехоустойчивость
и пропускную способность систем связи. При этом количество каналов
в многоканальной системе связи может достигать нескольких тысяч.
В радиолокации применение УКВ позволяет получить большие
коэффициенты усиления и узкие ДНА. При этом возрастает дальность
действия, разрешающая способность и точность измерения координат
объектов.
Виды модуляции сигналов в радиолиниях
Вид применяемой модуляции в значительной степени определяет помехоустойчивость радиолинии. В радиотехнических системах используются непрерывные и импульсные радиосигналы.
При непрерывных сигналах применяются AM-, ЧМ- и фазовая
(ФМ) модуляции несущих колебаний сообщением. Повышение помехоустойчивости систем связано с расширением спектра передаваемого
радиосигнала. Поэтому в многоканальных системах радиосвязи применяют ЧМ, которая при большой девиации частоты является более помехоустойчивой по сравнению с AM.
Импульсный радиосигнал представляет собой последовательность радиоимпульсов. Импульсная модуляция широко применяется
в радиолокации и радиосвязи. Она позволяет существенно повысить помехоустойчивость систем передачи информации.
Наряду с простыми узкополосными импульсными радиосигналами, у которых величина базы Nс = 1, используются сложные сигналы
с Nс >> 1. Величина базы сигнала определяется соотношением Nс = FcTc,
где Fc – ширина спектра сигнала; Tc – длительность сигнала.
Узкополосные сигналы имеют заполнение в виде отрезка синусоидального колебания несущей частоты. В сложных сигналах имеет место
внутриимпульсная ЧМ или ФМ несущего колебания. При этом ширина
спектра Fc >> 1 / Tc, где Тс – длительность сигнала. Такие системы яв50
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
ляются широкополосными. Корреляционная функция сложного сигнала
при специальных законах модуляции приближается к функции белого
шума, поэтому сложные сигналы называют также шумоподобными.
Они позволяют увеличить помехоустойчивость, скрытность и точность
работы радиотехнических систем. В системах радиосвязи шумоподобные сигналы широко используются при разделении каналов в цифровых
радиолиниях. Сложные сигналы применяются также в радиолокации
и радионавигации.
В системах передачи информации часто применяют модуляцию последовательности импульсов сообщением U(t). Импульсы с постоянным
периодом повторения Тп модулируются по амплитуде, длительности или
временному положению. Поэтому различают следующие виды импульсной модуляции (рис. 1.4.1): амплитудно-импульсную (АИМ), широтноимпульсную (ШИМ) и время-импульсную (ВИМ).
U (t)
АИМ
A1
ШИМ
ВИМ
t
A3
A2
τ
Тп
2Тп
τ1
τ2
τ3
Тп
2Тп
3Тп
3Тп
t
t
τ
∆t1
Тп
∆t2
2Тп
∆t3
t
3Тп
Рис. 1.4.1. Виды импульсной модуляции
51
Глава 1
В системах радиосвязи при многоканальной передаче сообщений
с помощью одного несущего колебания применяется несколько ступеней модуляции. При этом получаются сложные виды модуляции. Например, АМ – ЧМ, ЧМ – ЧМ, ВИМ – АМ и т. д. Первая часть обозначения
показывает вид модуляции сообщением низкочастотного поднесущего
колебания данного канала, а вторая – вид модуляции высокочастотного
несущего колебания суммарным сигналом поднесущих всех каналов.
Способы передачи информации в радиолиниях
По этому признаку радиолинии подразделяют на три типа.
В радиолиниях первого типа (рис. 1.4.2, а) передатчик и приемник разнесены в пространстве на определенное расстояние R. Передача
информации производится из пункта А в пункт В. Радиолинии первого
типа применяются в системах радиовещания, телевидения, радиосвязи
и пассивной радиолокации. Необходимо отметить, что в случае пассивной радиолокации передатчик отсутствует, а источником излучения
радиоволн является цель.
Радиолинии второго типа (рис. 1.4.2, б) отличаются тем, что сообщения из пункта передачи А попадают на конечный пункт В посредством активной ретрансляции, т. е. приема и передачи радиосигналов
промежуточными станциями А1, А2 и т. д. Принимаемый сигнал в пункте
ретрансляции усиливается и излучается, как правило, на другой частоте
в направлении следующей станции. Линии второго типа применяются
в радиорелейной связи. При работе в сантиметровом диапазоне волн
промежуточные станции располагают в пределах прямой видимости
а
А
б
А
в
А
R
B
А2
А1
R
Рис. 1.4.2. Типы радиолиний
52
B
O
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
на расстоянии 50–60 км. При использовании для приема и передачи сигналов разных частот осуществляется одновременная передача информации как из пункта А в пункт В, так и в обратном направлении.
Радиолинии второго типа используются также в системах радиосвязи с активными ретрансляционными спутниками и в радиолокации
с активным ответом. В этом случае имеется только одна ретрансляционная станция (или ответчик), которую устанавливают на космическом
объекте, летательном аппарате или на Земле. При радиолокации с активным ответом передатчик (запросчик) и приемник ответного сигнала
устанавливают в одном пункте.
В радиолинии третьего типа излученный радиосигнал отражается от объекта О и поступает в приемное устройство. Отражение
происходит вследствие того, что объект отличается по своим электрическим параметрам от окружающей среды.
B радиосвязи такими объектами выступают ионосфера, тропосфера и ионизированные следы метеоритов. Тропосферные и ионосферные
радиорелейные линии являются комбинацией линий второго и третьего
типов (рис. 1.4.2, б, в). При этом передатчик и приемник располагаются
в разных пунктах. Передача сигнала из пункта А в пункт А1 происходит
за счет рассеяния радиоволн в тропосферных или ионосферных слоях
(объект О). Принятый в пункте А1 сигнал ретранслируется по цепочке
станций в направлении к пункту В.
Широкое применение линии третьего типа находят в активной
радиолокации, причем передатчик и приемник расположены в одном
пункте А (рис. 1.4.2, в). При этом отражающими объектами являются
самолеты, корабли, ракеты, поверхность Земли и т. д. В импульсных
радиолокаторах излучение и прием производятся на одну антенну.
В радиолокационных станциях с непрерывным излучением для передачи и приема используются разные антенны. Радиолинии третьего типа
применяются также в полуактивной радиолокации, однако в этом случае передатчик и приемник располагают в разных пунктах.
Роль передающих, приемных и антенно-фидерных устройств
в радиолинии
Основное назначение радиолинии – передача и прием сообщений.
С этой целью радиосигналы подвергаются соответствующим преобразованиям. Для проведения таких преобразований радиолиния содержит
ряд функциональных устройств: радиопередающие, антенно-фидерные,
53
Глава 1
радиоприемные устройства. Кроме того, в составе аппаратуры радиосистемы имеются выходные устройства, контролирующая аппаратура
и источники питания. Схемы и конструкция этих устройств весьма разнообразны и зависят главным образом от объекта установки. Такими
объектами могут быть наземные сооружения, летательные аппараты,
автомашины и корабли.
Радиопередающие устройства предназначены для генерирования несущих колебаний. Они модулируются в системах радиосвязи
сообщением. В радиолокации и навигации модуляция осуществляется
пространственным положением и движением объектов, местоположение которых определяется.
Основными техническими характеристиками радиопередающих
устройств являются: диапазон рабочих волн, стабильность частоты,
мощность и коэффициент полезного действия, уровень паразитного излучения. Требуемая дальность действия радиолинии обеспечивается созданием необходимой мощности колебаний на входе антенно-фидерной
системы. Надежность радиосвязи достигается резервированием основных узлов передатчика и увеличением стабильности несущей частоты.
Высокое качество передачи сообщений обеспечивается уменьшением
различного рода частотных и нелинейных искажений передаваемого
радиосигнала.
По виду модуляции различают передатчики импульсных и непрерывных колебаний. При работе в непрерывном режиме уменьшаются
потребляемая мощность, масса и габариты передатчика, повышаются
надежность и срок службы. В системах радиосвязи широко используется непрерывное излучение. В радиолокации большое распространение
получил импульсный режим работы.
Применение техники высоких напряжений вызывает необходимость такого выполнения конструкции передающих устройств, которое
обеспечивает безопасность работы обслуживающего персонала. Другая
особенность конструкции мощных передатчиков заключается в необходимости обеспечения хорошего теплоотвода от радиоэлементов большой мощности. В некоторых случаях для этой цели применяется жидкостное охлаждение.
В качестве усилителей мощности в радиопередатчиках на частотах до 1 000 МГц применяются электронные лампы специальной конструкции. В сантиметровом диапазоне для этой цели служат клистроны
и лампы бегущей волны (ЛБВ). Нестабильность частоты передатчика
54
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
вызывает необходимость расширения полосы пропускания приемника,
что уменьшает дальность действия системы. Для стабилизации частоты
применяют кварцевые генераторы, имеющие относительную стабильность 10–5–10–6. При термостатировании стабильность частоты такого
генератора возрастает до 10–7–10–9. При этом увеличиваются масса, габариты и энергопотребление задающего каскада передатчика.
В связи с увеличением мощности передатчиков и количества
одновременно работающих радиосредств важное значение приобретает проблема ЭМС. Решение этой проблемы связано с уменьшением
уровня взаимных помех, создаваемых различными системами. Поэтому
при конструировании передатчиков большое внимание уделяют уменьшению неосновных (паразитных) излучений за пределами необходимой
полосы пропускания передатчика.
Эти излучения распространяются через антенно-фидерный тракт,
по цепям питания и коммутации. Неосновные излучения возникают на
гармониках основной частоты и за счет паразитной модуляции несущей
частоты шумовым напряжением. Для борьбы с неосновными излучениями применяют волноводные и коаксиальные фильтры, уменьшают
общее число умножителей частоты, вводят дополнительные затухания
в соответствующие цепи передатчика.
Антенны предназначены для излучения и приема радиоволн.
Их классифицируют по диапазонам волн, особенностям конструкции,
форме ДНА. Техническими характеристиками антенн являются: входное сопротивление, полоса пропускания, коэффициент усиления, ширина диаграммы направленности, уровень боковых лепестков.
Для защиты антенн от влаги, осадков, загрязнений нагрева под
действием солнца применяют специальные диэлектрические покрытия
(обтекатели). При этом уменьшаются флюктуации излучаемой мощности, но возрастают вес и стоимость антенны. Для улучшения параметров ЭМС важное значение имеет рациональное размещение антенн
и увеличение коэффициента развязки между передающими и приемными антеннами. Необходимо также принимать меры по предотвращению
вредного воздействия мощного электромагнитного излучения на обслуживающий персонал.
Для передачи энергии от передатчика к антенне и от антенны
к приемнику служат фидерные линии. В качестве фидерных линий на
сантиметровых волнах применяют волноводы, на дециметровых и метровых волнах – коаксиальные и двухпроводные кабельные линии.
55
Глава 1
Для обеспечения режима бегущей волны в фидере и увеличения КПД
при передаче электромагнитной энергии необходимо согласовывать
входное сопротивление антенны и волновое сопротивление фидера.
При плохом согласовании появляются искажения сигнала за счет вторичных отражений и наблюдаются пробои. Наряду с фидерной линией
и антенной в диапазоне сантиметровых волн в тракт передачи и приема
электромагнитной энергии могут входить дополнительные элементы:
вентили, циркуляторы, направленные ответвители и антенные переключатели.
КПД антенно-фидерного тракта в случае согласованной линии
имеет максимальное значение. Для уменьшения потерь необходимо сокращать длину тракта, т. е. располагать входное устройство приемника
по возможности ближе к антенне, совершенствовать конструкцию линии, избегать вращающихся и уменьшать количество неподвижных соединительных узлов.
Приемные устройства. Основными функциями радиоприемных
устройств являются: селекция полезных сигналов по частоте, усиление,
преобразование и детектирование высокочастотных сигналов. Наибольшее распространение получили cyпepгeтеродинные приемники. Основные технические характеристики приемного устройства – диапазон
рабочих частот, чувствительность, избирательность, динамический диапазон принимаемого сигнала.
Чувствительность приемника определяется уровнем тепловых
шумов и существенно зависит от конструкции и технологии изготовления входных каскадов.
Качественные показатели приемников зависят от рациональной
компоновки его элементов, обеспечивающей правильный выбор теплового режима и малый уровень внутренних помех в аппаратуре. При
увеличении чувствительности приемных устройств возрастают требования к обеспечению ЭМС. В радиоприемниках внутренние помехи могут возникать за счет неосновного излучения гетеродина, которое воздействует на входные каскады через цепи питания и коммутации. Для
борьбы с этими излучениями применяют специальные фильтры в цепях
питания смесителя и гетеродина, а также производят тщательную экранировку отдельных узлов приемника.
Из-за недостаточной избирательности и нелинейных свойств
смесителя в приемниках имеют место неосновные каналы приема.
Они обусловлены нелинейными процессами взаимодействия напряже56
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
ний мешающего сигнала, полезного сигнала и гетеродина. Для борьбы
с этими явлениями применяют полосовые и режекторные фильтры.
Повышение помехоустойчивости приема достигается согласованием полосы пропускания УПЧ с шириной спектра сигнала. Для уменьшения влияния нестабильности гетеродина в радиоприемниках используют системы автоматической стабилизации промежуточной частоты.
Современные приемные устройства должны работать при большом
динамическом диапазоне изменения мощности входного сигнала. Для
нормального функционирования приемника в этих условиях применяют системы автоматической регулировки усиления, логарифмические
усилители, ограничители. Маломощные каскады УПЧ, детекторные
и низкочастотные цепи выполняют на полупроводниковых приборах
и интегральных схемах.
Дальнейшая обработка видеосигналов, поступающих от приемника, производится в выходном (оконечном) устройстве радиосистемы. Выходное устройство предназначено для извлечения информации,
которая содержится в сообщении. Тип и конструкция этого устройства
определяются назначением системы. В качестве выходных устройств
применяют электронно-лучевые, цифровые и стрелочные индикаторы,
громкоговорители, печатающие устройства и т. д.
В состав радиосистемы также входят измерительные приборы для
контроля, испытания и технической диагностики отдельных устройств
и блоков.
Источники питания аппаратуры радиосистемы делятся на первичные и вторичные. Первичные источники используют электрическую
энергию сети с частотой 50 или 400 Гц. Вторичные источники предназначены для питания отдельных устройств и представляют собой выпрямители постоянного тока.
Системы радиосвязи
Системой радиосвязи называют совокупность радиотехнических устройств, с помощью которых осуществляется передача сообщений из одного пункта пространства в другой. Как отмечалось, системы
радиосвязи называют также радиотехническими системами передачи
информации.
По назначению системы радиосвязи подразделяют следующим
образом: системы радиовещания, системы радиотелефонной и радиотелеграфной связи, телевизионные системы, командные радиолинии си57
Глава 1
стем радиоуправления, радиотелеметрические системы, радиорелейные
линии связи, космические линии радиосвязи.
Системы радиовещания состоят из сети вещательных радиостанций и приемников. Они предназначены для передачи по радио
речи и музыки. В диапазоне декаметровых (коротких) и гектометровых
(средних) волн (см. табл. 1.4.1) передача ведется с помощью AM. В диапазоне УКВ для радиовещания используется ЧМ.
Системы служебной радиотелефонной и радиотелеграфной
связи работают на декаметровых волнах, в них широко используются
сигналы с двухполосной и однополосной AM, а также ЧМ. Радиосвязь
в этом диапазоне является основным видом межконтинентальной связи.
При этом широко применяют устройства для автоматического подавления помех вследствие замираний. Длинные (километровые) и сверхдлинные волны используются для глобальной связи с объектами, находящимися на любом расстоянии от передатчика на поверхности Земли.
Телевизионные системы предназначены для передачи по радио
различных изображений. Эти системы состоят из сети телевизионных
станций и приемников. Передача ведется на метровых и дециметровых
волнах.
Командные радиолинии систем радиоуправления предназначены
для передачи команд управления на борт летательного аппарата.
Радиотелеметрические системы служат для передачи на Землю информации, характеризующей состояние летательного аппарата
и окружающей среды. Они применяются при испытаниях летательных
аппаратов, в метеорологических и космических исследованиях.
Радиорелейные линии связи являются одним из основных видов
связи. Они состоят из цепочки приемопередающих станций, находящихся в пределах прямой видимости. Промежуточные станции радиорелейных линий работают автоматически и управляются по сигналам
телеуправления с главных станций. С помощью радиорелейных линий
передаются телевизионные, телефонные, телеграфные и другие сообщения по большому числу каналов. Связь осуществляется на сантиметровых волнах (в диапазоне СВЧ).
Для дальней связи на метровых волнах применяются ионосферные и метеорные станции, а в дециметровом и сантиметровом диапазонах – тропосферные станции с ЧМ.
Космические линии радиосвязи с кодово-импульсной или частотной модуляцией используются для связи с космическими объектами,
58
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
а также при ретрансляции телевизионных и телеграфных сигналов на
большие расстояния.
Командные, телеметрические, радиорелейные и космические линии выполняют многоканальными. Они работают на волнах в диапазоне
от 3 см до 3 м, причем наибольшее распространение получили системы
сантиметрового диапазона.
Создаются также системы связи с использованием электромагнитных волн светового диапазона.
В зависимости от характера передаваемых сигналов системы радиосвязи, как отмечалось, делятся на аналоговые и дискретные (цифровые). В аналоговых системах сообщение является непрерывным во
времени и при передаче может принимать любое значение в заданном
диапазоне уровней. Передача осуществляется путем непрерывной (AM,
ЧМ, ФМ) или дискретной во времени (импульсной) модуляции параметров радиосигнала сообщением. При импульсной модуляции передаются дискретные во времени значения сообщения.
Так как спектр любого сообщения ограничен, то в соответствии
с теоремой В. А. Котельникова необходимо передавать значения сообщения через интервалы времени не более
Δt = 1 / (2Fmax),
(1.4.1)
где Fmax – максимальная частота спектра сообщения. Передача осуществляется за счет модуляции одного из параметров импульсной
последовательности с периодом Δt = Tп. После демодуляции этой последовательности в приемнике сообщение выделяется в непрерывном
виде.
В цифровых системах передаются дискретные значения сообщения как по времени, так и по уровню. При этом применяется
кодово-импульсная модуляция. Если цифровая радиолиния используется для передачи непрерывных сообщений (телефонных, сигналов от
телеметрических датчиков и т. д.), то предварительно осуществляется
квантование сообщения по уровню и по времени. Интервал квантования по времени принимают не более Δt = 1 / (2Fmax), а число дискретов
по уровню выбирают, исходя из требуемой точности передачи.
Дискретные значения уровней сообщения представляются в виде
последовательности импульсов, которая соответствует записи уровня
в двоичном коде. Модуляция несущих колебаний осуществляется кодовой последовательностью. В приемной части системы производится
59
Глава 1
демодуляция и декодирование сигнала, а также преобразование кодов
сообщения в аналоговый вид.
Цифровые системы широко используются в системах радиотелефонии, телеметрических, командных и космических линиях связи.
Передача сообщений в дискретной (цифровой) форме приводит к усложнению системы связи.
Основным преимуществом цифровых систем является наличие
порогового эффекта. До тех пор пока отношение «сигнал – шум» на выходе приемника превышает некоторое значение, помехи и искажения
радиосигнала в линии и аппаратуре системы практически не приводят
к искажению принимаемого сообщения. Каждая позиция кодовой группы имеет лишь два значения: «0» или «1». Эти значения легко разделяются на приемной стороне, поэтому точность цифровой передачи в основном определяется количеством уровней квантования непрерывного
сообщения при его кодировании.
В аналоговых системах, в отличие от цифровых, искажения сигнала в аппаратуре и при распространении всегда приводят к искажению сообщения. Кроме того, в цифровых системах можно повысить
помехоустойчивость, применяя корректирующие коды и шумоподобные
сигналы. Возможность широкого применения логических элементов
радиоэлектроники позволяет широко использовать методы микроминиатюризации при конструировании аппаратуры дискретных систем связи.
Цифровые системы связи дают возможность автоматизировать
процесс обработки и запоминания информации с помощью ЭВМ, что
имеет особенно важное значение в радиотелеметрии и системах радиоуправления космическими объектами.
Тактико-технические требования к различным системам радиосвязи определяются их назначением. Общими требованиями являются:
точность воспроизведения сообщения, достоверность приема информации, скорость передачи информации, помехоустойчивость, дальность
действия системы, надежность и экономичность.
Основными техническими характеристиками систем радиосвязи
являются: диапазон рабочих частот, вид применяемой модуляции, количество каналов в многоканальных системах.
Радиосигналы, несущие сообщения, подвергаются различным искажениям. Основными источниками искажений являются: искажения
при распространении радиоволн, действия внешних и внутренних шумов радиоприемника, искажения сигнала при прохождении через аппа60
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
ратуру. Наличие этих искажений ограничивает точность воспроизведения сообщений и скорость передачи информации.
Большое влияние на развитие теории связи оказали труды К. Шеннона и В. А. Котельникова. В их работах впервые были рассмотрены вопросы о пропускной способности канала связи и наилучшие способы
приема при заданных способах передачи информации.
Для обеспечения требуемой точности и достоверности приема система должна обладать помехоустойчивостью, т. е. способностью противостоять действию внешних и внутренних помех. Помехоустойчивость
обратно пропорциональна минимальному отношению «сигнал – помеха»
на входе приемника, при котором сообщение воспроизводится с заданной точностью.
Пропускная способность определяется максимальным количеством информации, которое может быть передано в единицу времени
по системе связи. В аналоговых системах скорость передачи информации определяется количеством каналов и величиной полосы частот
сообщений, передаваемых по каждому каналу; в цифровых системах –
количеством двоичных единиц информации, которые передаются по каналу связи за одну секунду.
Введение избыточности в передаваемый сигнал за счет применения избыточных кодов, повторений сообщения и проверочной обратной
связи повышает помехоустойчивость и достоверность приема дискретных сообщений. Однако при этом уменьшается скорость передачи информации в цифровой линии радиосвязи.
Повышение помехоустойчивости за счет увеличения энергии сигнала при сохранении высокой разрешающей способности достигается
при применении сложных (шумоподобных) сигналов с величиной базы
Nc >> 1, которые по своим свойствам приближаются к белому шуму.
В системах связи для повышения помехоустойчивости широко используются широкополосные виды модуляции несущих колебаний: частотная, импульсная и кодовая.
Проблема, связанная с ростом потоков передаваемой информации
и большой загрузкой различных диапазонов волн и, следовательно, ростом числа одновременно действующих линий связи, решается с помощью многоканальных систем радиосвязи. Одновременная и независимая передача большого числа сообщений с помощью одного несущего
колебания производится через одну радиолинию с одним передатчиком,
приемником, передающей и приемной антеннами. Многоканальная ра61
Глава 1
диосвязь является более экономичной, так как заменяет работу соответствующего количества одноканальных радиолиний связи.
Из всего многообразия систем радиосвязи рассмотрим подробно
наиболее важные – многоканальные.
1.4.2. Многоканальные системы связи
Многоканальная связь получила распространение в результате освоения диапазона УКВ (сантиметровые, дециметровые и метровые волны), который обладает широким спектром частот. Современные систе
число каналов.
мы позволяют реализовать
большое
Для одновременной
П
E
H
и независимой передачи
сигналов
по Hотдельным каналам производитП
E
ся уплотнение сигналов в передающей части системы и их разделение
Kпн = (Uп / Uс)вх min = ( P / P )
.
(1.3.2)
в приемной части.Kпн = (Uп / Uс)вх min = ( Pп / Pcп) c вх. min
(1.3.2)
вх min
Многоканальные системы в зависимости от вида передаваемого
2
Pпс Gдискретные
пс Gпр λ
сообщения подразделяют на аналоговые,
(цифровые) и ком(1.3.3, а)
Pс.вх
Pпс=Gпс Gпр λ2 2 2
(1.3.3, а)
бинированные. Разделение
сигналов
различных
каналов
осуществляетPс.вх =
(4π) Dсв
2 2
(4π) Dсвпризнаков, присущих только
ся на основе различения определенных
данному сигналу. Наиболее общим
является
разделение сигPппспособом
Gпп ν п ∆f прG
λ2
2 пр
P
=
;
(1.3.3, б)
P
G
ν
∆
f
G
λ
п.вх
налов по форме (структурное
разделение).
пп пп п пр2 пр2
Pп.вх =
(1.3.3, б)
(4π) Dп ∆f п ;
2 2
(4π) Dп ∆f п
Уплотнение и разделение каналов
Pпп G2пп Dсв2 ν п ∆f пр
Различают структурное,
временнόе,
частотное
и структурноK
;
(1.3.3, в)
Pпп=G
пп Dсв ν п ∆f пр
=
(1.3.3, в)
Pпcканалов.
G2пc Dп2 ∆;f пСтруктурное разделение
временнόе уплотнение иKразделение
Pпc Gпc Dп ∆f п
применяют в дискретных системах
связи. При структурном разделении
P G Dп2 ∆вfобщей
сигналы всех каналов передаются
одновременно
полосе частот.
п
Pпп min =Pпc
.
(1.3.3, г)
K пGпcпcDп2пc
∆f
Для разделения используются
сигналов
отдельных
ка-г)
Pпп min =различия
(1.3.3,
Gв2ппформе
Dсв2 νпп.∆
f пр
Kп
Gпп Dсв(составные)
ν п ∆f пр
налов. При этом применяются сложные
сигналы, близкие
к ортогональным.
Pпп Gпп ν п ∆f пр
. коэффициент вза-(1.3.4)
Pсв
f
ν п ∆сигналов
Для ортогональных иDблизких
к пп
ним
пc = D
пп G
Gпc пр
∆f п. K п
Dпc или
= Dсвблизок кPпcнулю.
(1.3.4)
имной корреляции равен
Коэффициент
взаимной
Pпc Gпc ∆f п K п
корреляции двух сигналов Si (t) и Sj (t) определяют по формуле
T
1 c
ρij1 =Tc ∫ Si (t ) S j (t ) dt ,
(1.4.2)
dt,,
(1.4.2)
ρρijij =
(1.4.2)
SEiс(t0) S j (t ) dt
Eс ∫0
Tc
Tc
c =
где Ес – энергия сигналов, ЕЕTсcс ==2 ∫ Si2 (t )Tdt
S 2 (t ) dt ; Тс – длительность
2 ∫ j
=
Е
S
(
t
)
dt
=
S
(
t
)
с
∫ i 0
∫ j 0 dt
сигналов.
0
62
0
q02
= 2Ес / Nп,
q02 = 2Ес / Nп,
(1.5.1)
(1.5.1)
q02 = 2(Pс / Pп) Nc
q02 = 2(Pс / Pп) Nc
(1.5.4)
(1.5.4)
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Знание формы составных сигналов, спектры которых могут перекрываться, позволяет осуществить их разделение с помощью пассивных
согласованных фильтров или корреляторов. При этом используется такое свойство, при котором коэффициент корреляции двух одинаковых
сложных сигналов ρii = 1, а для невзаимосвязанных сигналов ρij = 0.
Недостатком структурного разделения каналов является необходимость приема сигнала «в целом», что требует применения для каждого отдельного вида сигнала Si (t) своего согласованного фильтра. При
корреляционной обработке необходимо на каждый коррелятор подавать
опорный сигнал соответствующей формы Si (t) от специального генератора. При большом числе каналов это приводит к усложнению системы.
В качестве составных сигналов при структурном разделении широко применяются частотно-временные сигналы (ЧВС), которые являются широкополосными сигналами с большой базой. Такие сигналы
в командных радиолиниях позволяют осуществлять передачу командной информации в виде параллельного двоичного кода. Структурное
разделение с помощью ЧВС может использоваться также для одновременной радиотелефонной и телеграфной связи между многими абонентами.
При этом каждому объекту присваивается своя форма сигнала
(адрес), выделяющая его среди других абонентов. Адресные системы
связи позволяют увеличить число одновременно действующих радиосвязей в заданной полосе частот и успешно бороться с замиранием
сигналов на декаметровых волнах. В адресных системах речевые аналоговые сигналы преобразуются в двоичные коды, которые передаются
по цифровой радиолинии связи с помощью ЧВС.
Временное и частотное разделение каналов используется как
в аналоговых, так и в дискретных системах.
Для передачи сигналов отдельных каналов при этом применяются ортогональные сигналы, которые не перекрываются во времени или
по частоте. При временнóм разделении используется импульсная модуляция и кодово-импульсная модуляция (КИМ) сигналов сообщением,
при частотном – непрерывные виды модуляции и КИМ.
Структурно-временное (кодовое) разделение каналов применяется в импульсных аналоговых и дискретных системах. Для разделения используются составные сигналы различной формы. Так как эти
сигналы не являются полностью ортогональными, то для уменьшения
междуканальных помех сигналы отдельных каналов передаются в раз63
Глава 1
личные моменты времени, т. е. наряду с различной формой используется временнóе разделение.
В цифровых радиолиниях возможны два режима работы: синхронный режим, когда сигналы разных каналов передаются периодически
и последовательно во времени; асинхронный режим работы, при котором порядок передачи сигналов отдельных каналов в процессе передачи
изменяется. При временнóм разделении и синхронном режиме работы
радиолинии для синхронизации каналов часто применяются составные
сигналы. В этом случае имеет место кодовое разделение каналов.
Асинхронный режим применяется в адресных командных радиолиниях и радиотелеметрии. При этом возрастает информационная
гибкость системы связи. Адрес получателя сообщения (номер канала)
в асинхронных системах определяется формой соответствующего составного сигнала, что также обеспечивает кодовое разделение каналов.
Структурная схема многоканальной линии связи
Система состоит из передающей и приемной частей (рис. 1.4.3).
Сообщения S1 (t), S2 (t), ..., Sn (t) при помощи канальных модуляторов М1,
М2, ..., Мп осуществляют модуляцию поднесущих и преобразуются в соответствующие канальные сигналы k1 (t), k2 (t), ..., kn (t).
При частотном разделении каналов используются гармонические
поднесущие колебания, при временнóм разделении – импульсные под-
k1 (t)
S1 (t)
P1
M1
k1 (t)
S2(t)
M2
Σ
k2 (t)
Sn(t)
Mn
kn (t)
G (t)
a(t)
G (t)
Ппер
Ппр
k2 (t)
P2
S2(t)
G (t)
kn (t)
G (t)
Pn
Рис. 1.4.3. Структурная схема многоканальной линии связи
64
S1 (t)
Sn(t)
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
несущие в виде последовательности видеоимпульсов с периодом повторения Тп. После сложения в аппаратуре уплотнения каналов Σ образуется групповой сигнал G (t), осуществляющий модуляцию несущих
колебаний передатчика Ппер. Модуляция несущей производится по амплитуде, частоте или фазе, в результате чего образуется линейный сигнал a (t), который излучается через передающую антенну.
На приемном конце линии связи с помощью приемника Ппр из линейного сигнала выделяется групповой сигнал G (t). Затем при помощи аппаратуры разделения каналов P1, Р2, ..., Рn из группового сигнала
выделяются соответствующие канальные сигналы k1 (t), k2 (t), ..., kn (t).
После демодуляции канальных сигналов сообщения S1 (t), ..., Sn (t) поступают к получателям сообщений.
Контрольные вопросы и задания
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Что называется радиолинией?
По каким признакам классифицируются радиолинии?
Какие виды модуляции применяются в радиолиниях?
Какие сигналы называют шумоподобными?
Что называется системой радиосвязи?
Назовите особенности аналоговых и дискретных систем радиосвязи.
7. Поясните необходимость уплотнения и разделения каналов.
1.5. СИСТЕМЫ РАДИОСВЯЗИ С ПОВЫШЕННОЙ
ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬЮ
1.5.1. Применение сложных сигналов
в системах радиосвязи
В качестве составных (сложных) сигналов применяются импульсно-временные (ИВС), частотно-временные и шумоподобные сигналы (ШПС) (рис. 1.5.1).
Составные сигналы образуются манипуляцией по амплитуде,
частоте или фазе поднесущего гармонического колебания кодированной
последовательностью видеоимпульсов.
65
Глава 1
fc
Δ Fc
U
τи
t
Δt2
Δt1
τи
t
а
U
1 1
1 0 1
τc
б
U 1
0 0 1
1
0
1
t
τc
Tc
в
1
0
0
1
t
Tc
г
Рис. 1.5.1. Составные (сложные) сигналы
Импульсно-временные сигналы образуются амплитудной модуляцией гармонического колебания, последовательностью однополярных
видеоимпульсов с длительностью τи. Количество видеоимпульсов n
в модулирующей последовательности и интервалы между ними (Δt1,
Δt2 и т. д.) могут быть различными. Последовательность видеоимпульсов
с определенными значениями n, τи, Δt1, Δt2 и т. д. образует импульсновременной код (ИВК). Сигналы ИВК применяют для повышения помехоустойчивости в аналоговых радиолиниях с временным разделением
каналов. Такие сигналы можно использовать также в цифровых радиолиниях при кодировании адресов отдельных сообщений.
Частотно-временной сигнал представляет собой последовательность следующих друг за другом радиоимпульсов длительностью τи.
Эти импульсы передаются на различных частотах, причем полоса частот
каждого импульса составляет ΔFc. Также возможна одновременная передача нескольких импульсов на разных частотах. ЧВС обычно изображают с помощью частотно-временной матрицы, определяющей закон
кодирования импульсов по частоте и времени.
ЧВС используются при работе систем связи в условиях мощных
сосредоточенных помех. Они позволяют также бороться с замираниями
при многолучевом распространении радиоволн. Частотно-временные
66
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
сигналы применяют для селекции сигналов (по форме) при работе большого количества многоадресных систем связи в общей полосе частот.
Шумоподобные сигналы образуются за счет внутриимпульсной
частотной или фазовой манипуляции гармонического колебания псевдослучайной последовательностью видеоимпульсов. Наибольшее распространение получили ШПС с фазовой манипуляцией. Они образуются
манипуляцией по фазе гармонического колебания последовательностью
двуполярных видеоимпульсов длительностью τc. Период повторения
последовательности равен Тс. Видеоимпульсам положительной полярности соответствует фаза 0 гармонического колебания, отрицательной
полярности – фаза π.
Закон чередования положительных («1») и отрицательных («0»)
видеоимпульсов отличается хаотичностью и определяется принятым
псевдошумовым кодом (код Баркера, М-коды, Д-коды и др.) По своим
свойствам псевдослучайные видеосигналы, образованные на основе
псевдошумовых кодов, приближаются к видеошуму. Формирование
псевдослучайной последовательности видеоимпульсов производится
с помощью элементов цифровой техники.
Рассмотрим два метода генерации псевдослучайного или псевдошумового кода (рис. 1.5.2).
Первый метод действует следующим образом. При каждом тактовом импульсе содержимое предварительно загруженного четырехразрядного регистра сдвига перемещается на одну позицию слева направо.
Сразу же после сдвига выходной бит поступает на первую и вторую позиции. Он вводит новый бит в первую позицию и добавляется по модулю 2 к новому содержимому позиции 2, благодаря чему изменяется
содержимое регистра. Начальная загрузка «1100» задает псевдослучайную последовательность 15 бит, которая постоянно повторяется.
Периодичность последовательности задается следующим образом. Длина последовательности равна 2N – 1, где N – количество разрядов в регистре сдвига. Следовательно, для четырехразрядного регистра
последовательность повторяется каждые 15 бит.
Чаще используется метод, когда содержимое двух последних или
более разрядов складывается по модулю 2, и результат возвращается на
вход регистра.
Чтобы сформировать зашифрованный текст, результирующий
псевдослучайный шифр микшируется первоначальными данными сообщения по модулю 2 вторично. Если скорость тактовых импульсов для
67
Глава 1
Тактовый
импульс
1
1
0
ПШ-код
100011110101100
0
(читать справа налево)
Цифры
а
Тактовый
импульс
1
N
2
Разряды
+
Длина кода = 2N–1
Например : N = 5
длина = 31 буква
ПШ-код
Сумматор по Зашифрованный
текст
модулю 2
(иск. ИЛИ) +
Нешифрованный текст
в двоичном коде
б
Рис. 1.5.2. Генерация псевдошумового кода
регистра сдвига точно такая же, как скорость в битах прямого текстового
сообщения, биты прямого текстового сообщения меняются на те, которые получены суммированием по модулю 2. Но если скорость регистра
сдвигов больше, чем скорость прямого текста в битах, то к зашифрованному тексту прибавляются дополнительные биты. Для криптоаналитика
теперь нужно больше времени, чтобы оценить сообщение. Цена, которую нужно заплатить для лучшей безопасности, – это либо уменьшение
эффективной скорости сообщения в битах, либо увеличение общей скорости в битах, следовательно, требуется более широкая полоса.
Микширование зашифрованного текста с помощью аналогичного
генератора псевдослучайных чисел в приемнике восстанавливает первоначальный текст.
Примечание. Сложение по модулю 2: сумматор по модулю 2 – это логический элемент «исключающее ИЛИ», который дает логическую единицу на выходе, когда на одном
входе логическая единица, а на другом – логический ноль. Когда на обоих входах одинаковое значение, логический элемент дает на выходе логический ноль.
68
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
При сложении по модулю 2 количество входов не ограничивается
двумя. Можно сложить любое количество бинарных чисел. Если в строке нечетное число логических единиц, то на выходе будет логическая 1,
во всех остальных случаях на выходе будет 0.
Схема реализации М-последовательности, представленной на
рис. 1.5.1, в, состоящей из 7 элементов (n = 7), приведена на рис. 1.5.3.
Схема формирования такой М-последовательности (рис. 1.5.3)
выглядит следующим образом: генератор тактовых импульсов (ГТИ)
управляет работой регистра сдвига, состоящего из триггеров Тг1–Тг3;
обратная связь осуществляется с помощью сумматора по модулю два Σ;
период повторения тактовых импульсов равен длительности элементарного сигнала τc, а период псевдослучайной последовательности Тс = 7 τc.
База ШПС определяется величиной Nс = n = Тс / τc, где n – число видеоимпульсов в последовательности. Шумоподобные сигналы
с большой базой (до нескольких тысяч) применяются для синхронизации каналов и кодирования адресов команд в цифровых радиолиниях. Декодирование таких сигналов производится либо на радиочастоте
с помощью многоотводной линии задержки, либо на видеочастоте после
демодуляции.
После декодирования длительность видеоимпульса на выходе
схемы равна τc, т. е. длительность сигнала уменьшается в n раз по сравнению с периодом последовательности. Таким образом, происходит
сжатие сигнала во времени.
ГТИ
1110100
Тг3
Тг2
Тг1
∑
Рис. 1.5.3. Схема реализации М-последовательности
69
Pп.вх =
Pпп Gпп ν п ∆f прGпр λ 2
(4π) 2 Dп2 ∆f п
;
(1.3.3, б)
Глава 1
Pпп Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
K
=
;
(1.3.3, в)
2
Малое значение коэффициента
корреляции псевдоPпc Gпc Dпвзаимной
∆f п
случайных видеосигналов позволяет осуществить кодовое разделение
каналов. Например, для М-последовательностей
величина этого коэфPпc Gпc Dп2 ∆f п
.
/ n,= т.Kе.
при
увеличении(1.3.3,
базы. г)
фициента составляет ρijP=пп1min
п уменьшается
Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
Автокорреляционная функция псевдослучайного
сигнала имеет узкий
центральный пик длительностью τc. Уровень боковых лепестков автоP G
корреляционной функции достаточно
мал.ν ∆f
Dпc = Dсв пп пп п пр .
(1.3.4)
Шумоподобные сигналы
с фазовой
используются
Pпc Gпc ∆манипуляцией
fп Kп
для разделения лучей при многолучевом распространении радиоволн
в системах связи и радионавигации,
для подавления сосредоточенных
T
1 c
помех и построения систем
скрытой
связи.
таких сигналов проρij =
(1.4.2)
S
t
dt ,
(
i ) S j (t ) Прием
Eс ∫0 фильтров.
изводится с помощью согласованных
При согласованной фильтрации все гармонические составляющие
Tc
Tc
сигнала становятся синфазными.
Согласованный
фильтр устраняет сложЕс = ∫ Si2 (t ) dt = ∫ S 2j (t ) dt
ную внутриимпульсную модуляцию сигнала. Отношение «сигнал – шум»
0
0
на выходе фильтра определяется выражением
q02 = 2Ес / Nп,
(1.5.1)
(1.5.1)
где Ес – энергия сигнала; Nп – спектральная
плотность помехи.
Nc
(1.5.4)
q02 = 2(P
с / Pп)позволяет
Согласованная фильтрация
ШПС
успешно бороться
с целым рядом помех. Мощные узкополосные помехи в широкой полоuк N режекторными фильтрами. При
се частот ШПС Fc >>1 / Tc устраняются
применении шумоподобных сигналов эти помехи приводят к уменьшеn
нию отношения «сигнал
– шум»
на выходе фильтра. В случае испольH (A)
(1.7.2)
= −∑ P(ai )log P(ai ) ,
зования простых сигналов с полосой
частот Fc ≈ 1 / Tc узкополосные поi =1
мехи привели бы к нарушению связи.
При наличии помех, отличающихся по форме от принимаемого
ШПС, происходит разрушение фазовой структуры помехи. При этом
сжатия помехи согласованным фильтром не происходит. Выделение полезного сигнала на фоне помехи осуществляется
тем лучше, чем выше
1
база сигнала Nc = FсT с.
Рассмотрим действие на систему радиосвязи организованной
прицельной помехи с конечной мощностью Рп:
Рп = NпFc.
(1.5.2)
Энергия шумоподобного сигнала определяется выражением
Ес = РсТс.
70
(1.5.3)
Ес =
Tc
Tc
0
0
2
2 = K
j (t ) dt п
∫ Si (t ) dt =P∫ппSmin
Pпc Gпc Dп2 ∆f п
.
Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
(1.3.3
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Pпп Gпп ν п ∆f пр
(1.5.1)
q02 = 2Ес / Nп,
.
пc = Dсв
Учитывая предыдущие формулы,Dполучим
Pпc Gпc ∆f п K п
(1.5.4)
(1.5.4)
q02 = 2(Pс / Pп) Nc,
(1.3
T
1 c
где Nc – величина базы сигнала.
ρ
=
,
ij
∫ Si (t )S j (t ) dtполосы
N
uк следует,
Eс расширение
Из предыдущего выражения
что
ча0
стот ШПС за счет увеличения егоnбазы Nc позволяет повысить помехоусTc
Tc
тойчивость системы. При
этом
что мощность
помехи
Рп
H (A)
(1.7.2)
= −предполагается,
∑ P(aотметить,
i )log P ( ai2) ,
Ес = ∫ Si что
= ∫ S 2j (t ) dt Рп в ряде
(t ) dtувеличение
имеет постоянное значение. Следует
i =1
0
0
случаев затруднительно, так как средства радиопротиводействия
имеют
ограниченную мощность.
2Есприем
/ Nп, при входном
q02 = их
Применение ШПС позволяет осуществить
отношении «сигнал – помеха», много меньшем единицы, т. е. при весь2
2(Pис /NPc п=) N
500
ма низком уровне сигнала. Например,
1 при q0 = 10
c из последнего выражения следует, что величина Рс / Рп = 0,01. Очевидно, что при
достигается
таком значении Pс обеспечение требуемой энергии
N
uк сигнала
увеличением длительности Тс.
n
Уменьшение мощности принимаемого сигнала
позволяет при задан−
P
(
ai )log Pт.
(aе.,
H
(A)
=
∑
i ) , в принной дальности действия уменьшить излучаемую мощность,
i =1
ципе, затрудняется разведка излучения передатчика противником и повышается скрытность передачи. Помехозащищенность системы повышается
за счет уменьшения вероятности организации радиопротиводействия.
Выражение получено в предположении, что прием осуществляется согласованным фильтром. Если противник не знает тонкой структуры
1
ШПС, то прием будет неоптимальным. Поэтому отношение «сигнал –
шум» на выходе разведывательного приемника оказывается значительно меньшим, чем его значение, определяемое по формуле.
1.5.2. Частотное и временное разделение каналов
Частотное разделение каналов
Частотное разделение каналов (ЧРК) широко применяется в аналоговых системах. Одновременная передача нескольких сообщений
осуществляется размещением их в разных полосах частот. Для этого
используют разнесенные по частоте поднесущие гармонические колебания f1, f2, …, fn, каждое из которых модулируется своим сообщением
с полосой частот Ωн – Ωв. В результате около каждой поднесущей получают полосу частот (рис. 1.5.4).
71
(1.4
(1.5
(1.5
(1.7
Глава 1
При правильно выбранном разносе между отдельными поднесущими спектры канальных сигналов не перекрываются (рис. 1.5.4).
Сообщения Si (t), (i = 1, 2, …, n) модулируют по амплитуде или частоте поднесущие в канальных передатчиках (рис. 1.5.5). В аппаратуре
уплотнения (АУ) образуется суммарный групповой сигнал, который модулирует несущее колебание передатчика. Наиболее часто применяется
частотная модуляция несущей. Частоту несущего колебания выбирают
значительно выше максимальной частоты спектра группового сигнала.
Полученный линейный сигнал передается по радиолинии связи Л.
На приемном конце производится демодуляция несущего колебания. Полученный групповой сигнал, состоящий из более низких поднесущих частот, поступает на полосовые фильтры ПФi. Полосы пропускания этих фильтров соответствуют канальным сигналам. Полосовые
фильтры осуществляют разделение каналов по частоте. Сигналы от-
Sc(f)
2-й канал
1-й канал
f1 – Ωв
f1
f1+ Ωв
n-й канал
fn
f
ПФ1
Ппер1
S1 (t)
ПФ2
Ппер2
S2 (t)
ПФn
Ппер n
Sn (t)
f2
f1+ Ωн
f1– Ωн
Рис. 1.5.4. Частотное разделение каналов
S1 (t)
Ппер1
S2 (t)
Ппер2
Sn (t)
Ппер n
АУ
Л
Рис. 1.5.5. Структурная схема системы с частотным разделением каналов
72
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
дельных каналов поступают на соответствующие приемники Ппр i (i = 1,
2, …, n). Здесь канальные сигналы усиливаются, детектируются и преобразуются в сообщения Si (t).
По принципу частотного уплотнения построен блок уплотнения
каналов радиорелейной станции Р-415В, входящей в состав автоматизированных станций помех и пунктов управления.
В системах с ЧРК применяются различные виды модуляции:
АМ – ЧМ, ЧМ – ФМ и т. д. В радиорелейных линиях при уплотнении
телефонных каналов количество каналов может достигать 2 700.
Временное разделение каналов
Временной способ разделения каналов применяется в аналоговых
импульсных и особенно широко в цифровых системах. При временном
разделении каналов (ВРК) (рис. 1.5.6) радиолиния посредством коммутации поочередно предоставляется для передачи сигналов по каждому
каналу. Для синхронизации работы коммутаторов в передающей и приемной частях системы должны передаваться специальные сигналы синхронизации. Частота канальных импульсов при передаче аналоговых
сообщений выбирается в соответствии с теоремой Котельникова. Синхронная коммутация каналов на передающем и приемном концах радиолинии обеспечивает разделение каналов.
В аналоговых линиях квантование сообщений по времени осуществляется с помощью последовательности видеоимпульсов с постоянным
S1(t)
М1
S2(t)
М2
Σ
КР
Sn(t)
Ппер
Ппр
S1(t)
Д2
S2(t)
Дn
Sn(t)
ФСС
Мn
ГСИ
Д1
КР
Рис. 1.5.6. Структурная схема системы с временным разделением каналов
73
Глава 1
периодом повторения (импульсная поднесущая). В первой ступени модуляции производится изменение одного из параметров импульсной последовательности в соответствии со значениями сообщений в моменты
появления импульсов. При этом используются импульсные виды модуляции: АИМ, ШИМ или ВИМ (см. рис. 1.4.1).
В промежутках времени между импульсами одного сообщения
в общий тракт поступают импульсы других каналов и сигналы синхронизации. Таким образом образуется групповой сигнал. Вторая ступень
модуляции производится посредством модуляции несущего колебания
импульсной последовательностью группового сигнала. Модуляция несущей осуществляется по амплитуде или частоте.
В командных и телеметрических линиях широко применяются
системы с модуляциями ВИМ – АМ, ШИМ – ЧМ, АИМ – ЧМ; в радиорелейной связи – системы с модуляцией ВИМ – АМ.
Сообщения Si (t) поступают на канальные модуляторы – квантователи. Период и моменты квантования сообщений различных каналов
определяются импульсами, поступающими с канального распределителя КР.
Распределитель образует ряд импульсных поднесущих, каждая
из которых модулируется своим сообщением. В результате модуляции
на выходе Мi образуется последовательность канальных импульсов i-го
канала, где i = 1, 2, …, n. Переключение каналов производится последовательно во времени. Распределитель КР управляется синхронизирующими импульсами генератора ГСИ.
В аппаратуре уплотнения Σ производится суммирование синхронизирующих и канальных импульсов и их нормализация по амплитуде
(при модуляции ВИМ или ШИМ) или по длительности (при модуляции
АИМ). Образованный групповой сигнал модулирует в передатчике Ппер
несущее колебание и излучается.
На другом конце радиолинии принятый радиосигнал усиливается
и детектируется, в результате чего образуется групповой сигнал. Синхронизирующие импульсы отличаются по форме (ИВК) или по длительности от канальных. В каскаде ФСС осуществляется формирование
принятых синхронизирующих сигналов, которые управляют работой
распределителя каналов КР приемной части.
Коммутаторы КР на приемном и передающем концах линии работают синхронно. Групповой сигнал поступает на разделение каналов
с помощью канальных демодуляторов Дi. Демодуляция канальных им74
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
пульсов осуществляется в строго отведенный каждому каналу интервал
времени по сигналам распределителя КР.
Преимущество систем с ШИМ по сравнению с АИМ заключается в возможности применения ограничения импульсов по минимуму
и максимуму. При этом исключается влияние помех, искажающих амплитуду импульсов.
ВИМ обладает наибольшей помехоустойчивостью из всех видов
импульсной модуляции. При демодуляции сигналов с ВИМ с целью
увеличения амплитуды выходного сигнала предварительно производится преобразование ВИМ и ШИМ. В дальнейшем осуществляется
демодуляция сигналов, имеющих широтно-импульсную модуляцию.
В системах с ВИМ синхронизирующие и канальные импульсы могут
быть представлены в виде импульсно-временных кодов, что повышает
помехоустойчивость радиолинии.
Системы с ВРК имеют до 100 каналов, т. е. гораздо меньше, чем
при частотном разделении. При увеличении числа каналов при ВРК
сложность аппаратуры уплотнения и разделения каналов существенно
возрастает. Однако эта аппаратура в системах с ВРК значительно проще, чем в системах с ЧРК. При этом широко применяются логические
элементы цифровой техники.
В радиолиниях с ВРК предъявляются высокие требования к точности синхронизации каналов. Аналоговые системы с ВРК применяются в телеметрических и командных радиолиниях. Преимуществом
использования ВРК в радиорелейных линиях связи является возможность выделения любого числа каналов на промежуточных станциях.
Требования к приемным устройствам и нелинейности тракта в системах
с ВРК менее жестки, чем при частотном разделении.
1.5.3. Особенности дискретных (цифровых)
систем связи
Рассмотрим особенности многоканальных цифровых систем
связи. В таких системах широко применяется кодово-импульсная модуляция. Для улучшения энергетических характеристик в радиолинии
обычно используется временнόе разделение каналов с последовательной передачей во времени отдельных позиций кодового слова. КИМ
представляет собой совокупность амплитудно-импульсной модуляции
и кодирования.
75
Глава 1
В связи с простотой аппаратурной реализации широко применяется двоичное кодирование амплитуды импульсов, полученных в результате временного квантования непрерывного сообщения (рис. 1.5.7).
Непрерывное сообщение S (t) квантуется по времени с периодом
T0, который определяется по теореме Котельникова (рис. 1.5.7, а). Полученные сигналы с АИМ (рис. 1.5.7, б) преобразуются в кодирующем
устройстве в последовательный двоичный код (рис. 1.5.7, в). Длительность кодового слова равна T0. В приведенном примере каждое кодовое
слово состоит из четырех разрядов. Например, импульс с амплитудой
в 5 единиц представляется в виде кода «0101».
Каждый элемент кодового слова может быть представлен символом «0» (отрицательные видеоимпульсы) или «1» (положительные
видеоимпульсы). Номер позиции кода определяется соответствующим
положением символа во времени. Отдельные разряды двоичного кода
передаются последовательно во времени. В многоканальной линии
S(t)
7
6
5
4
3
2
1
0
а
б
АИМ 6
5
4
3
2
1
0
2
T0
3
4
6
5
4
1
1
T0 3
2
4
0000 000 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0
КИМ
в
1
0
1
3
2
4
T0
Рис. 1.5.7. Квантование и кодирование сообщений
76
t
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
КИМАМн
1
0
1
1
а
t
КИМЧМн
1
0
1
1
б
t
КИМОФМн
в
1
0
1
1
t
Рис. 1.5.8. Манипуляция поднесущего колебания
видеоимпульсы КИМ используются для манипуляции поднесущего колебания по амплитуде, частоте или фазе (рис. 1.5.8). В режиме передачи
сигналов с амплитудой манипуляцией КИМ-АМн с пассивной паузой
(рис. 1.5.8, а) при передаче символов «0» сигнал отсутствует.
При передаче с активной паузой символам «0» соответствуют
колебания с другой частотой или фазой. При частотной манипуляции
КИМ-ЧМн (рис. 1.5.8, б) поднесущие частоты для символов «0» и «1»
будут различными. Наряду с фазовой манипуляцией ФМн (рис. 1.5.1, г)
широко применяется относительная фазовая манипуляция ОФМн.
При КИМ-ОФМн (рис. 1.5.8, в) изменение фазы колебания на π
производится лишь при появлении положительных видеоимпульсов,
т. е. в случае появления символов «1». В случае появления «0» фаза не
изменяется. Применение ОФМн позволяет уменьшить ошибки при демодуляции шумоподобных сигналов, которые могут возникать.
В цифровых системах, наряду с информационными кодовыми
словами, которые служат для передачи дискретных сообщений, передаются сигналы кадровой, пословной и посимвольной синхронизации.
Сигналы синхронизации при временнόм и кодовом разделении каналов
показаны на рис. 1.5.9.
77
Глава 1
Сигнал
синхронизации
U
n-й канал
1-й канал
0 1 0 1
111 0 1 0 0
11 0 1
а
t
T0
T0
Tc
1-й канал
U
б
Адресная часть
ИВК1
2-й канал
Информационная
часть
1 0 0 1 0
Δt1
Δt2
Tc
T0
Адресная часть
ИВК2
Δt3
Δt4
Информационная
часть
00 1 10
T0
t
Δt5
Tc
Рис. 1.5.9. Сигналы синхронизации
При временнόм разделении (рис. 1.5.9, а) каждый канал передается в течение определенного времени T0. В каждом такте передачи сообщений по n каналам сначала передается кодовое слово кадровой синхронизации длительностью Tс. Для повышения надежности выделения
информационных кодовых слов передаются также сигналы пословной
синхронизации (заштрихованные импульсы).
При асинхронной передаче каналы могут передаваться в произвольном по времени порядке (рис. 1.5.9, б). В данном случае каждое
кодовое слово состоит из адресной и информационной частей. Код
адреса определяет номер передаваемого канала (или адрес получателя).
Информационная часть представляет собой двоичный код соответствующего дискретного сообщения.
78
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Обработка информационных сигналов обычно осуществляется
поэлементно, т. е. в процессе приема определяется, какое значение («0»
или «1») передано на каждой позиции кода.
В качестве слов кадровой синхронизации и адресов часто используют составные сигналы. На рис. 1.5.9, а показано применение
псевдослучайного видеосигнала (М-последовательность) при кадровой
синхронизации. Для кодирования адресов могут применяться также импульсно-временные коды (рис. 1.5.9, б).
Использование составных сигналов повышает помехоустойчивость и точность синхронизации многоканальной системы связи. Обработка сигналов синхронизации осуществляется «в целом» и основана
на знании внутренней структуры этих сигналов. Для приема составных
сигналов используются пассивные согласованные фильтры.
Следует отметить, что сигналы пословной и посимвольной синхронизации, а также отдельные символы кодового слова могут быть
представлены составными сигналами.
Рассмотрим структурную схему многоканальной цифровой радиолинии (рис. 1.5.10).
Система состоит из передающей и приемной частей. Аналоговые
сигналы с датчиков (от источников сообщений ИС) Uд (t) поступают
ПС
ИС
Uд(t) Uдк(t) G(t)
М
Σ
КУ
Uс(t)
Uск(t)
ГН
ГС
Uс(t)
Uд(t)
А1 А2
a(t)+n(t)
a(t)
Прм
G(t)
Дм
ДУ
Uс(t)
ДС
КС
Рис. 1.5.10. Структурная схема многоканальной цифровой радиолинии
79
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 1
в кодирующее устройство КУ, управляемое сигналами синхронизации
Uc (t), которые поступают с генератора синхроимпульсов ГС. Сигналы
синхронизации служат для квантования сообщений по времени и коммутации каналов при временном разделении. В кодирующем устройстве
осуществляется уплотнение каналов (за счет применения АИМ) и квантование сообщений по уровню.
Преобразование «аналог – код» обычно осуществляется после
уплотнения каналов, так как при этом упрощается техническая реализация системы. Современные кодирующие устройства позволяют преобразовывать плавно изменяющиеся напряжения с ошибкой, не превышающей 0,1 %, что соответствует 10 двоичным разрядам. Кодирование
синхроимпульсов производится в кодирующем устройстве КС. На выходе суммирующего устройства Σ образуется низкочастотный групповой сигнал G (t), содержащий кодированные сигналы сообщений Uдк (t)
и синхронизации Uск (t).
При двухступенчатой модуляции в модуляторе М осуществляется
модуляция несущего колебания групповым сигналом КИМ по частоте,
амплитуде или фазе. Несущее колебание вырабатывается в генераторе ГН. Радиочастотный сигнал a (t) излучается антенной A1 и принимается на приемном тракте антенной А2. Искажение сигнала в радиолинии, влияние помех, окружающей среды и нестабильности аппаратуры
системы учитываются в виде помехи n (t), приведенной к входу приемника Прм.
После демодуляции несущего колебания в демодуляторе Дм групповой сигнал G (t) поступает в декодер синхронизирующего импульса
ДС. В декодирующем устройстве ДУ осуществляется разделение каналов и их декодирование с помощью преобразователя «код – аналог».
Непрерывные сигналы Uд (t) поступают к получателям сообщений ПС.
Наиболее важными и сложными устройствами в аппаратуре цифровых радиолиний являются кодирующие и декодирующие устройства, включающие преобразователи «аналог – код» и «код – аналог».
При КИМ резкое ухудшение стабильности работы отдельных элементов и системы в целом может привести к существенному возрастанию
ошибок при воспроизведении сообщений, так как цифровые системы
обладают пороговым эффектом.
Передающая и приемная части систем с КИМ обычно сложнее,
чем при других видах модуляции из-за наличия кодера КУ и декодера
ДУ. При передаче по цифровой линии дискретных сообщений, напри80
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
мер, данных от ЦВМ, аппаратура существенно упрощается, так как отпадает необходимость в преобразователях аналоговых величин в цифровые и обратно.
Контрольные вопросы и задания
1. Нарисуйте временную диаграмму импульсно-временного сигнала.
2. Нарисуйте временную диаграмму псевдослучайной последовательности видеоимпульсов.
3. Что представляет собой частотно-временной сигнал?
4. Нарисуйте временную диаграмму шумоподобного сигнала с фазовой манипуляцией.
5. Поясните принцип ЧРК по структурной схеме.
6. Поясните принцип ВРК по структурной схеме.
7. Что такое кодово-импульсная модуляция?
1.6. СПОСОБЫ РАДИОПОДАВЛЕНИЯ
ЛИНИЙ РАДИОСВЯЗИ С ПОВЫШЕННОЙ
ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬЮ
1.6.1. Способы радиоподавления линий радиосвязи
со скачкообразным изменением рабочей частоты
Радиотехнические системы со скачкообразным изменением рабочей частоты эффективны в условиях мощных сосредоточенных помех,
в борьбе с замираниями при многолучевом распространении радиоволн.
В таких системах используются (см. п. 1.5.1) ЧВС (рис. 1.6.1), представляющие собой последовательность следующих друг за другом радиоимпульсов длительностью τи. Эти импульсы передаются на различных частотах, причем полоса частот каждого импульса составляет ΔFc. Также
возможна одновременная передача нескольких импульсов на разных частотах. ЧВС обычно изображают с помощью частотно-временной матрицы, определяющей закон кодирования импульсов по частоте и времени.
ЧВС применяют также для селекции сигналов (по форме) при работе большого количества многоадресных систем связи в общей полосе
частот.
81
Глава 1
fc
Δ Fc
t
τи
Рис. 1.6.1. Частотно-временные сигналы
Pп
ПП3
ПП2
ПП1
fп
а
Pп
ПП1
ПП2
ПП3
б
fп
Рис. 1.6.2. Режимы наложения и рассредоточения излучений передатчиков
82
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Для подавления таких систем необходимо иметь либо определенное количество прицельных по частоте передатчиков помех, либо создавать мощную заградительную помеху, имеющую ширину спектра, перекрывающую диапазон перестройки частоты подавляемого приемника.
Возможно применение скользящей по частоте помехи, образуемой при быстрой перестройке передатчика узкополосных помех в широкой полосе частот. Однако при наличии схем защиты эффективность
скользящих по частоте помех может оказаться ниже, чем заградительных. Режимы наложения и рассредоточения излучений передатчиков
помех в диапазоне подавления представлены на рис. 1.6.2.
1.6.2. Способы радиоподавления линий радиосвязи
с широкополосными фазоманипулированными
сигналами, помехоустойчивым кодированием,
логической обратной связью
Широкополосные фазоманипулированные, линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ) сигналы являются сложными сигналами
с большой величиной базы, т. е. сигналами, у которых произведение ширины спектра на длительность много больше единицы.
Причины появления сложных сигналов в РЭС:
1) необходимость обмена динамического диапазона РЭС на полосу пропускания, связанная с ограничением на пиковую (импульсную)
мощность;
2) необходимость обеспечения наибольшего различения между
сигналом и помехой.
Впервые сложные сигналы стали применяться в радиолокации.
Рассмотрим особенности подавления широкополосных РЭС с кодированием на примере РЛС. Широкополосные РЛС с кодированием возникли в связи с проблемой увеличения разрешающей способности
по дальности с одновременным увеличением или сохранением дальности обнаружения малоразмерных целей.
Увеличение разрешающей способности по дальности, в принципе, может быть достигнуто двумя способами.
Первый классический способ основан на уменьшении длительности зондирующего импульса τи. Однако этот способ имеет существенный недостаток, заключающийся в том, что для сохранения дальности
действия РЛС при уменьшении τи необходимо увеличивать импульсную
83
Глава 1
мощность РЛС Ри. Увеличение импульсной мощности сталкивается
с принципиальными и техническими трудностями, связанными с генерированием и передачей высокочастотных электромагнитных колебаний большой мощности. В настоящее время пределом импульсной мощности является Ри порядка нескольких десятков мегаватт.
Второй способ увеличения разрешающей способности основан на специальном кодировании излучаемого импульса относительно
большой длительности τк и соответствующей (оптимальной) обработке
принимаемого сигнала в приемном устройстве РЛС, обеспечивающей
сжатие этого импульса до длительности τик. На рис. 1.6.3 показаны импульсы на входе (τк) и выходе (τик) оптимального приемника РЛС с кодированием сигналов.
В системе со сжатием импульсов генерируется и пeредается кодированный импульс, имеющий длительность τк и ширину спектра частот
Δfк, причем τкΔfк >> l. После соответствующей обработки в приемнике
возникают короткие импульсы длительностью
τик = 1 / Δfк << τк.
Импульс длительностью τик на выходе приемника характеризует
разрешающую способность РЛС. Энергия сигнала определяется импульсной мощностью излучаемого импульса и его длительностью τк.
Таким образом обеспечивается возможность увеличения энергии сигнала за счет увеличения длительности импульса без ухудшения разрешающей способности по дальности.
Отношение N = τк / τик называется коэффициентом компрессии
(сжатия).
u
1
2
N-1 N
3
τк
uк
t
τик
t
Рис. 1.6.3. Широкополосные сигналы
84
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Следует иметь в виду, что при заданной средней мощности передатчика РЛС второй способ увеличения разрешающей способности РЛС
(кодирование) не приводит к каким-либо особым энергетическим выигрышам по сравнению с первым (пропорциональное увеличение мощности при уменьшении длительности импульса). Более того, вследствие
потерь при компрессии во втором случае будет иметь место некоторый
энергетический проигрыш по сравнению с прямым методом – увеличением энергии импульсного сигнала. Однако за счет возможности значительного расширения спектра и увеличения средней мощности широкополосные РЛС имеют более высокую помехозащищенность.
Примером подобного рода устройств может служить система
с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией. В этой системе
несущая частота излучаемого импульса длительности τк изменяется
по линейному закону в некотором диапазоне частот f1–f2 (рис. 1.6.4, а).
f
f2
а
f1
τк
t
Vгр 2
б
Vгр 1
f1
f2
f
Рис. 1.6.4. Внутриимпульсная линейная частотная модуляция
85
Pс.вх =
Pпс Gпс Gпр λ
(4π) 2 Dсв2
Pпп Gпп ν п ∆f прGпр λ 2
(1.3.3, а)
; Глава 1
(1.3.3, б)
(4π) 2 Dп2 ∆f п
На приемной стороне сигнал пропускается через оптимальный
фильтр, обладающий
свойствами, у которого, как изPпп Gпп Dсв2 ν пдисперсионными
∆f пр
K
=
; скорость распространения
(1.3.3, в) волны Vгp завивестно, групповая (фазовая)
2
Pпc Gпc Dп ∆f п
сит от частоты.
Приведенная на 2рис. 1.6.4, б дисперсионная характеристика
P G Dп ∆f п быстрое прохождение (меньшее время зафильтра
Pпп minобеспечивает
= K п пc пc2 более
.
(1.3.3, г)
G
ν п ∆f пр спектра сигнала. В сочетании с законом
пп Dсвчастот
паздывания) высоких
изменения несущей частоты генерируемого импульса (рис. 1.6.4, а) это
дает, в принципе,
возможность
сжатия (компрессии) импульса на выPпп G
пп ν п ∆f пр
.
(1.3.4)
пc = Dсв (линии) до некоторой
ходеDфильтра
длительности
τик = τк / N, где N >> 1.
Pпc Gпc ∆f п K п
Заметим, что при заданной спектральной плотности шумового
помехового сигнала
отношение мощности полезного сигнала к мощT
1наc выходе линейной части приемника остается одинаконости ρшума
(1.4.2)
(t ) dt ,
ij =
∫ Si (t )S jРЭС
вым как дляEобычной
с узкополосными (простыми) сигналами, так
с 0
и для широкополосной РЭС с кодированием, если их средние мощности
Tc
Tc
и разрешающие
способности
одинаковы.
2
ЕРассмотрим
= ∫ S 2j (tфазоманипулированного
) dt
с = ∫ Si (t ) dt случай
сигнала (рис. 1.6.5, а).
0
0
Если сигнал с амплитудой uк, манипулированный по фазе так, как показано на рис.
1.6.5, а, подать на линию задержки с N = 7 отводами,
= 2Е
(1.5.1)
q02 из
с / Nп, (4, 5 и 7) включены фазоинверторные
в некоторые
которых
цепи, то
в силу когерентности сигналов и их синфазности только в течение вре2
= 2(P
Nc
с / Pп)сумматора
выходе
(рис. 1.6.5, б), (1.5.4)
подключенного к этим
мени τк / qN0 на
отводам, в первом приближении получим импульс длительностью τк / N
и амплитудойuuкк N . После сумматора свернутый импульс поступает на
вход оптимального для данного импульса фильтра. В результате рассмоn
тренного преобразования
энергия свернутого импульса, реализуемая
H (A) = −∑ P(ai )log P(ai ) ,
(1.7.2)
в сопротивлении
1
Ом,
равна
энергии входного сигнала Е = uк2 τк / 2.
i =1
Отсюда следует вывод об энергетической эквивалентности в отношении подавления шумовыми помехами РЭС с кодированием и обычных импульсных РЭС, если они имеют одинаковые средние мощности,
оптимальную обработку сигналов в приемно-индикаторном тракте
и одинаковое время
обработки. Необходимо отметить, что этот вывод
1
является прямым следствием теории обнаружения.
Произведем оценку коэффициента подавления шумовыми помехами широкополосных РЭС с кодированием. Согласно данному ранее
определению под коэффициентом подавления понимается минимально необходимое отношение мощности помехи к мощности сигнала
в пределах полосы пропускания линейной части приемного устройства,
Pп.вх =
86
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
uк
1
2
3
–
+
–
τк
+
N
Pс =
+
–
+
–
–
–
+
–
–
+
+
Условное изображение
фазоманипулированного
радиоимпульса
t
+
–
–
–
+
+
+
–
+
–
–
+
+
+
+
+
+
+
τк
+
+
–
+
–
–
+
–
–
–
+
N
uк
uк
+
τк
N
№ отвода
линий
1
2
3
4 (–)
5 (–)
6
7 (–)
t
N–1 N
–
Фазоманипулированный
радиоимпульс
–
–
–
–
+
+
Импульс на выходе
отводов линии
задержки
–
+
–
+
–
uк
–
N
τк
N
N
Результат суммирования
импульсов
+
–
–
–
–
t
а
2
0,5 uк
1
2
3
Pш uш1
uш2
uш3
uс1
uс2
uс3
N–1 N
uшN
uсN
uс1 = uс2 = ... =
∑
uс вых =
Pс N
uш1 = uш2 = ... =
uш вых =
Pш
N
uк
Pш
=
N
N
Pш = uш эф
Оптимальный фильтр
б
Рис. 1.6.5. Фазоманипулированный сигнал и его обработка
87
Глава 1
в данном случае оптимального фильтра. Мощность сигнала на входе
РЭС с кодированием будет определяться мощностью несвернутого импульса амплитудой uк. Поскольку мощность несвернутого (длинного)
импульса в N раз меньше мощности свернутого (короткого) импульса,
то в силу установленной ранее энергетической эквивалентности коэффициент подавления широкополосной РЭС с кодированием будет в N
раз больше, чем обычной РЭС с той же средней мощностью и с той
же разрешающей способностью. Практически в силу неидеальности
операции свертывания импульса коэффициент подавления будет всего
в (0,6–0,8) N раз больше, чем коэффициент подавления соответствующей обычной РЭС.
Потребный же энергетический потенциал передатчика шумовых
помех останется неизменным, если не изменяется средняя мощность
РЭС при кодировании и спектральная плотность шума постоянна.
Системы радиосвязи с обратной связью (ОС) приведены на
рис. 1.6.6. Идея состоит в проверке качества передаваемых сообщений
с коррекцией на передающем конце.
Наличие каналов ОС позволяет повысить помехозащищенность
за счет увеличения времени передачи. В какой-то степени это эквивалентно введению корректирующих кодов (избыточности).
Условия применения ОС (требования):
1) время распространения сигналов по прямому и обратному каналам должно быть небольшим;
2) каналы ОС должны быть либо нешумящими, либо помехи в канале ОС должны быть коррелированными с помехами в прямом канале.
Следовательно, для подавления систем радиосвязи с ОС необходимо ставить мощную заградительную помеху.
Кодер
Модулятор
Канал
Демодулятор
Декодер
Информационная ОС
Решающая (управляющая) ОС
Рис. 1.6.6. Структурная схема системы радиосвязи с обратной связью
88
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Особенности информационной ОС. Назначение – получение
информации о помехах в канале. При быстрых некоррелированных помехах в канале можно получить информацию о помехах (как о случайных процессах), что позволит управлять мощностью передатчика с целью разумного ее использования. При коррелированных или медленных
помехах получают информацию о мгновенных значениях мощности помех с последующей компенсацией.
Один из видов информационной ОС. Передаваемая кодовая
комбинация по цепи информационной ОС поступает на вход, где происходит сравнение: при несовпадении комбинаций – повторение, при совпадении – передается следующая комбинация, но при этом возрастает
время передачи. Сигналы информационной ОС передаются без учета
принятых решений, т. е. до декодера. Пропускная способность канала
ОС должна быть такой же, как прямого, и при этом канал ОС должен
быть нешумящим.
Более экономична решающая (логическая) ОС. Если в каналах
с информационной ОС коды могут быть любыми, то в каналах с логической ОС коды должны обнаруживать ошибки: только после появления
запрещенных комбинаций на приемном конце передаются сигналы ОС,
т. е. в логической ОС должны использоваться коды с избыточностью
и должен быть декодер.
Таким образом, в логической ОС сигналы ОС будут передаваться только в случае ошибок. Уменьшение потока информации упрощает
создание канала ОС, позволяет повысить пиковую (импульсную) мощность передатчика. По каналу решающей ОС надо передавать не кодовые комбинации, а 0 – принятие или 1 – непринятие, где сигналы 1 –
сигналы переспроса, сигналы 0 – квитирующие сигналы (квитанции).
Отсюда следует вывод: для подавления таких систем нужно ставить
заградительные по коду помехи, или ХИП, или ретрансляционные помехи.
Рассмотрим процесс передачи данных в автоматизированных
станциях помех.
Прибор АИ-011, входящий в аппаратуру передачи данных (АПД),
обеспечивает работу в дуплексном, симплексном и попеременно симплексном (полудуплексном) режимах.
В дуплексном режиме обеспечивается одновременно передача
и прием блоков данных, в симплексном режиме – либо передача, либо
прием блоков данных, а в попеременно-симплексном – попеременно
передача и прием.
89
Устройство
обнаружения
Устройство
пеленгования
Устройство
технического
распознавания
Устройство
технического
Глава
1
анализа
Антенно-
В дуплексном
режиме
возможна передача данных в подрежиме
фидерная
Устройство
со стираниемсистема
(режим ДРС)
и в подрежиме с обратной связью (режим
информационноДРО), а в симплексном итехнического
попеременно-симплексном – только со стирасопряжения
нием (ДРС).
Устройство
Структура блокаУсилитель
данных. Данные,
поступающие от оконечного
формирования
мощности
оборудования данных, преобразуются
в АПД в блоки данных добавлерадиопомех
нием служебных и проверочных элементов.
Блок данных содержит 69 или 117 единичных элементов (рис. 1.6.7)
Рис. 1.2.10. Структурные схемы станции помех
и включает 5 служебных элементов (элементы m и С), 48 или 96 информационных элементов (рис. 1.6.8) и 16 проверочных. Служебные элементы выполняют две функции (табл. 1.6.1).
n = 117 (69)
1
2
3
4
5
100
(52)
Информационные элементы
m
101
(53)
102
117
(54)
(69)
Проверочные
элементы
C
L = 16
K = 96 (48)
Рис.1.6.7.
1.6.7. Структура
Структура блока
Рис.
блокаданных
данных
1
Рис. 1.6.8. Структура информационного слова
Таблица 1.6.1
Назначение элементов
С = 0, работа без адреса
m1 – признак работы ДРС
m2 – признак работы ДРО
m3 – признак передачи квитанции
m4 – признак состояния канала
90
С = 1, работа с адресом
m1, 2, 3. 4 – код адреса корреспондента от 1
до 15 сравнивается со значением на табло,
при несовпадении – игнорируется
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Если элемент С = 1, то элементы m указывают адрес корреспондента в двоичном коде. При приеме блока данных АПД АИ-011 сравнивает адрес в блоке данных с адресом, установленным переключателями
на АПД, и при несовпадении адреса блок данных игнорируется.
Наличие адреса позволяет подключать к одному каналу связи
до 16 АПД, каждая из которых может обслуживать своего абонента
(в составе комплекса этот режим не применяется).
При работе без адреса, т. е. когда элемент С = 0, первый и второй элементы m определяют подрежим АПД: первый элемент – подрежим ДРС, второй – подрежим ДРО.
Третий и четвертый служебные элементы используются только в дуплексном режиме. Третий элемент применяется для передачи квитанции
принимаемых блоков данных, четвертый – для характеристики канала связи.
Контрольные вопросы и задания
1. Какие помехи целесообразно применять для подавления линий
радиосвязи со скачкообразным изменением частоты?
2. Назовите особенности подавления широкополосных линий радиосвязи с кодированием.
3. Каковы особенности подавления cистем радиосвязи с обратной
связью?
4. Что представляет собой система с внутриимпульсной линейной
частотной модуляцией?
5. Каковы особенности обработки фазоманипулированного сигнала?
1.7. ОСНОВНЫЕ ПОЛОЖЕНИЯ ТЕОРИИ ЭФФЕКТИВНОСТИ
СРЕДСТВ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
РАДИОСВЯЗИ
1.7.1. Общие понятия и определения
теории эффективности средств
радиоэлектронного подавления радиосвязи
Общая характеристика критериев. Средства РЭП в результате
своего применения не приводят к материальным разрушениям и могут
91
Глава 1
лишь изменить количество информации, циркулирующей в объекте
действия. Изменение количества информации, проходящей через радиотехнические звенья, приводит к изменению количества информации во
всей системе управления, что в конечном итоге снижает боевую эффективность обслуживаемых системой средств поражения ПВО.
Это отражает, по существу, основной принцип радиопротиводействия – уменьшение радиотехническими методами боевой эффективности средств поражения противника путем изменения количества информации в его системе управления.
Для определения критериев оценки эффективности РЭП необходимо установить зависимость между параметрами средств РЭП и степенью их влияния на боевую эффективность подавляемых РЭС противника.
Существуют две группы критериев – информационные и оперативно-тактические.
Информационные критерии позволяют оценивать качество конкретных помеховых сигналов и качество мероприятий по нанесению
противнику информационного ущерба.
Оперативно-тактические критерии являются исходными при
разработке принципов вооружения средствами радиопротиводействия.
Они позволяют оценивать качество мероприятий по организации радиопротиводействия в бою и операции.
Количество информации и её мера – энтропия. Любое передаваемое с помощью радиосигналов сообщение представляет собой совокупность сведений о состоянии некоторого материального объекта. Допустим, что состояние объекта известно заранее; тогда, очевидно, нет
смысла и передавать сообщение. Теперь представим себе, что состояние
объекта заранее неизвестно, для получателя сообщения оно случайно.
В этом случае сообщение приобретает смысл. Оно будет содержать
какие-то новые сведения, т. е. информацию об объекте.
Таким образом, с точки зрения получателя информации, объект
случайным образом может оказаться в том или ином состоянии. Объекту должна быть заведомо присуща какая-то степень неопределенности.
В результате получения сведений об объекте неопределенность его состояния уменьшается. Чем больше объем полученных сведений, тем
менее неопределенным становится состояние объекта. Из этого положения делаем следующий общий вывод: количество информации можно
измерить уменьшением степени неопределенности объекта.
92
Pпп min = K п
Pпc Gпc Dп2 ∆f п
.
Gпп Dсв2 ν п ∆f пр
(1.3.3, г)
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
P Gпп ν п ∆f пр
Dпcначальная
= Dсв ппнеопределенность
.
Предположим, что
некоторого(1.3.4)
объPпc Gпc ∆f п K п
екта А известна до получения сведений о нем. Такую неопределенность
называют априорной (доопытной). Обозначим начальную неопределенTc
ность объекта H (A)нач. ρ = 1 S (t ) S (t ) dt ,
(1.4.2)
ij
i
j
Конечная неопределенность
Eс ∫0 объекта, оставшаяся после получения о нем сведений, называется апостериорной (послеопытной). ОбоTc
Tc
значим конечную неопределенность
этого
же объекта H (A)кон.
2
2
Ес = ∫ Sинформации
t
dt
=
S
t ) dt
(
)
Количество полученной
объекте А обозначим I (A).
i
∫ j (об
0
0
Согласно изложенному
(1.7.1)
I (A) = 2H (A)нач – H (A)кон.
(1.5.1)
q0 = 2Ес / Nп,
Первоначальное неполное знание состояния объекта может заме(A)с кон
в нуль. В этом случае
ниться полным знанием. Тогда
/ Pобратится
(1.5.4)
q02 =H2(P
п) Nc
количество информации I (A), согласно (1.7.1), будет равно H (A)нач.
Мера неопределенности для
А выражается следующей
N
uк объекта
формулой:
n
H (A) = −∑ P(ai )log P(ai ) ,
i =1
(1.7.2)
(1.7.2)
где P (ai) – вероятность того, что объект А примет состояние ai, P (ai) =
= P (A ~ ai).
1.7.2. Характеристика показателей
эффективности
1
средств радиоподавления
Информационные критерии
В зависимости от вида помехового сигнала и класса подавляемого
радиоэлектронного средства могут иметь место различные информационные критерии.
Качество маскирующих помех удобно оценивать с помощью энтропии помехового сигнала (см. прил. Б).
Маскирующие помеховые сигналы должны исключать возможность обнаружения полезного сигнала с вероятностью, превышающей
заданное значение, при некоторых ограничивающих условиях. Непременным условием является априорное знание полезного сигнала. Степень этого знания может быть различной, но, тем не менее, некоторые
априорные сведения о полезных сигналах, законах распределения част93
Глава 1
ных видов сигналов, принадлежащих данному классу, должны быть известны всегда. В противном случае не представляется возможным обеспечить работоспособность информационной системы.
Идеальные маскирующие помеховые сигналы должны создавать
такие условия, при которых апостериори, после приема полезного сигнала, априорная неопределенность в системе информационного обеспечения сохранялась бы. Иными словами, маскирующие помеховые
сигналы должны содержать элемент неопределенности. Чем больше неопределенность помехового сигнала при заданных ограничениях, тем
меньше потенциальных возможностей для его устранения и тем при
большей неопределенности приходится принимать решения.
Как известно, мерой неопределенности случайной величины или
случайного процесса является энтропия (1.7.2).
В случае дискретного распределения случайной величины, описываемого полной конечной вероятностной схемой,
A1... Ai , ..., An
(1.7.3)
,
(1.7.3)
A=
P1... Pi , ..., Pn
A ... A , ..., A
A = A11...n Aii , ..., Ann ,
(1.7.3)
Pi P
–n вероятность
того, что значегде Ai – значение случайной
P1... Pi , ...,
,
A =величины;
(1.7.3)
1.
(1.7.4)
P ...∑ PP
i =
ние Ai будет иметь место;
i , ..., Pn
1
i =1
n
n P =n1 .
(1.7.4)
(1.7.4)
i
= 1, P...,
. log
(1.7.4)
i
=
1 P
(1.7.5)
−i A
P
H (A)
.
=
A
A1...
i
i
i
n
i =1
A
=
,
(1.7.3)
i
=
1
P ...
Энтропия H(A) случайной
величины
Аопределяется по формуле
n Pi , ..., Pn
1
(1.7.5)
n
− Pi log Pi .
H (A) = +∞
(1.7.5)
(1.7.5)
H
(A)
=
−
i =1 Pi log Pi .
n
(1.7.6)
H (X) = − p ( x)log p ( x)dx .
i
=
1
P = 1.
(1.7.4)
−∞ i
+∞
i =1
При прочих равных условиях
среди маскирующих помеховых
+∞ p ( x )log p ( x ) dx .
(X)
=
(1.7.6)
H
−
+∞ +∞тот, энтропия которого больше.
сигналов лучшим является
(1.7.6)
H (X) = −−∞ p (nx)log p ( x)dx .
H (X) = − величина
(1.7.7)
xn )log p ( x1 ,...,непрерывным
xn )dx1...dxn . законом
... p ( x1 ,...,
Если случайная
(1.7.5)
Pi log Pi .
H (A) −∞
= х− описывается
−∞ −∞ p (x), то ее энтропия
распределения с плотностью
i
=
1
+∞ +∞
∑
∑ ∑
∫ ∫
∑
∑
∑∫
∫
∫
∑
H (X) = − +∞
(1.7.7)
x )log p ( x1 ,..., xn )dx1...dxn .
∫ ......+∞∫ pp((xx1,...,
A1...xn )log
Ai , ...,
xn )dx1...dxn .
+∞
H (X) = −−∞
(1.7.7)
p ( xA1n,...,
−∞
n
∫H (X)
∫ A == −1,...,
,
(1.7.6)
( xn )dx .
(1.7.6)
−∞ −∞
Pi , ...,pP
P∫1...p ( x)log
−∞
A ... A , ..., A
A = A11... Aii , ..., Ann ,
Следовательно,+∞для+∞
случайной
..., Pn , характеризуемой мноA = P1... n Pi ,величины,
x ),
P
P
...
,
...,
(x1P
,(n…,
гомерной плотностью
распределения
p
nx ) dx ...dx .
1 ∑
H (X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,...,
(1.7.7)
xnP)log
x1,...,
i i= 1 .p
n
1
n
−∞
94
i =1
n
n P = 1.
i
A1i =...
=ni 1, ...,
. An
1 Pi A
A=
,.
H (A)i ==1 − Pi log P
P1... iP=i1, ..., Pn i
n
H (A) = − n P log P .
−∞
∑
∑
∑
i=1 i=1
+∞
n
H (A) = −∑ Pi log Pi .
i =1
Pi log
H (X)H=(A)
− ∫= p−(∑
x)log
p (Pxi).dx .
i =1
+∞
(1.7.5)
(1.7.5)
(1.7.6)
−∞ радиоэлектронной борьбы
Теоретические основы
+∞
+∞
+∞
H (X) = − ∫ p ( x)log p ( x)dx .
x)logp (px( x,...,
)dxx. )dx ...dx .
H (X) = − ∫ H
... (X)
1
n
1
n
∫ p(=x1−,...,∫+∞xpn()log
+∞
−∞
−∞
−∞
(1.7.6)
−∞
(1.7.6)
(1.7.7)
(1.7.7)
H (X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,..., xn )log p ( x1 ,..., xn )dx1...dxn .
−∞
−∞
+∞ +∞
Обычно при осуществлении
радиосвязи
имеется априорная неопре... Ai , ..., An
( xA1,...,
(X) = − известна
p
x
p
x
dxn .
...
)log
(
,...,
деленность иHаприори
некоторая
вероятность
i-го(1.7.7)
сигA
=
,
n
1
1
∫ ∫ P ... P , ..., P xn )dx1...принятия
−∞ A −∞
i
1
nA1... в Aпринятии
нала. Обозначив через
состоящее
i , ..., An i-го сигнала,
i событие,
A=
,
можно составить вероятностную схему А,
априорные
P1...учитывающую
Pi , ..., Pn
A1n... Ai , ..., An
сведения о сигнале (1.7.3),A (1.7.4):
=
,
Pi1, ...., Pn
P∑
1...Pi =
n
A1... Ai =i1, ..., An
(1.7.3)
, ∑ Pi = 1 .
AA==
P1... Pi , ..., Pn
i =1
(1.7.7)
n
Pn = 1 .
− i P log Pi .
Hn(A)неопределенности,
=∑
i =1 ∑ i
Количественной мерой
n даваемой вероятност= 1 .i =1 H (A) =известной
(1.7.4)
∑ Piопределяемая
−∑ Pi log формулой
Pi .
ной схемой, является энтропия,
(1.7.5):
i =1
n
i =1
Pi v. n ) ,
H
(A)nv==) −=∑p1P(i vlog
(A)
1 , ...,
, …,
(1.7.8)
Λ (v1H
n
i =1pP(.v , ..., v )
H (A) = −∑ Pi log
0i 1
n
p1 (v1 , ..., vn ) (1.7.5)
,
1, …, vn) =
i =1 Λв(v
Если бы работа происходила
отсутствие
то в результате
pпомех,
0 (v1 , ..., vn )
v , ,...,
vn )dvn была бы полностью
обработки сигналов Qаприорная
…, vp)(dv
…,
(1.7.9)
p0 (v1,неопределенность
0 = ∫+∞
vn) = n1 1 1
,
(1.7.8)
Λ (v1, …,
R1
снята, чему соответствовало
бы
равенство
нулю
апостериорной
p
(
v
,
...,
v
)
1 .
n
(1.7.6) неH (X) = − ∫ p ( x)log
Q0 =p (∫0xp)dx
0 (v1, …, vn) dv1, …, dvn
определенности H(B). В этом
опыта мы получили бы ис−∞ случае после
R1
черпывающие сведения
Количество
сведений,
получаемых
QQ1 0==о∫ сигнале.
v
)
dv
,
…,
(1.7.10)
pp1 (v(v1,1,…,
n
1
n.n
…, vn) dv1, …,dv
dv
(1.7.9)
∫ 0 оценивается
+∞ +∞сигналов,
R0R
в результате приема
количеством
информации,
1
Q1 = ∫ p1 (v1, …, vn) dv1, …, dvn.
= − ∫ случае
(1.7.7)
... ∫ p ( xимеет
p ( x1 ,..., xвид:
котороеHв(X)
данном
следующий
n ) dx1...dxn .
1 ,..., xn )log
R0
−∞ −∞
= 1ε=C0 Qp0 (v
(RI11,=
)…,
+H(1
ε) 1C, 1…,
Q1dv
(Rn.0),
(1.7.11)
CQ
vn–) dv
(1.7.10)
(A).
∫
1
R0
εC
Q0 (R1) + (1
CA ,=...,
An0 радиосвязи
A1...средствам
i
помех
– ε) C1 Q1 (R0),
При созданииA =
после приема сигна,
P ... P , ..., P
лов и их обработкиCнеопределенность
полностью
не
перi
n
1
= ε C0 Q0 (R1) + (1 – ε) C1 Q1 (R0), снимается. В(1.7.11)
вом приближении энтропия, соответствующая апостериорной неопре2
деленности, равна энтропии
n воздействующего шумового помехового
2помех количество полусигнала Hп. Поэтому в условиях
.
∑ Pi = 1воздействия
чаемой информации равно i =1
2
I = H (A) – Hп.
n
log Pi .
(A) = −∑ Piполучаемой
Таким образом,Hколичество
информации может быть
i =1
уменьшено за счет увеличения энтропии помехового сигнала.
Введение энтропии как характеристики качества маскирующих
p (v1 , ..., vn ) потенциальные возможнопомеховых сигналов
…, vn) = 1оценивать
,
(1.7.8)
Λ (v1,позволяет
p0 (v1 , ..., vn )
Q0 =
∫ p0 (v1, …, vn) dv1, …, dvn
R1
(1.7.9)
95
(1.7.8)
(1.7.9)
(1.7.10)
(1.7.11)
Глава 1
сти помех безотносительно к конкретным способам их обработки в подавляемых устройствах. Непосредственной характеристикой качества
использования располагаемой мощности для создания маскирующих
помех (создание неопределенности) является энтропийная мощность
помехового сигнала. Применение энтропии помеховых сигналов позволяет в известной мере оценивать их потенциальные помеховые возможности.
Удобство информационных критериев качества помеховых сигналов состоит, прежде всего, в том, что у разработчика помеховых средств
практически всегда имеется необходимая информация для проведения
конкретных расчетов по этим критериям.
Особое преимущество рассмотренных информационных критериев, как это уже отмечалось ранее, состоит в том, что они позволяют
оценивать качество помеховых сигналов без привязки к конкретным подавляемым устройствам и принципам принятия решения противником
в условиях помех. Чтобы применять эти критерии к оценке качества
имитационных помеховых сигналов и ложных целей, необходимо знать
апостериорные статистические характеристики последних.
Энергетические характеристики помеховых сигналов
Важной энергетической характеристикой помеховых сигналов
является коэффициент подавления. Под коэффициентом подавления
понимается (см. п. 1.3.2) минимально необходимое отношение энергии
данного помехового сигнала к энергии полезного сигнала на входе приемного устройства подавляемого РЭС в полосе пропускания его линейной части, при котором имеет место заданный информационный ущерб.
Информационный ущерб, порождаемый воздействием помех,
проявляется в маскировке, имитации, образовании ошибок, перерывов
в поступлении информации и др.
Характер информационного ущерба зависит от вида помехового
сигнала и подавляемого средства.
Заданный (приемлемый в некотором смысле) информационный
ущерб определяется предварительно с помощью оперативно-тактических критериев.
Удобно выражать коэффициент подавления через отношение
мощностей помехового Рп и полезного сигналов Рс на входе приемного
устройства (в виде минимально необходимого отношения мощностей
помехового и полезного сигналов):
96
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Kп = (Рп / Рс)вх min,
где Рп – мощность помехового
... Ai , ...,РсAn– мощность полезного сиг Aсигнала;
A= 1
,
(1.7.3)
нала.
P1... Pi , ..., Pn
Численные значения коэффициента подавления могут быть найдены лишь для заданного помехового
сигнала и заданного подавляемого
n
устройства.
1.
(1.7.4)
∑ Pi =критерий,
Таким образом, энергетический
в отличие от информациi =1
онного, требует знания конкретных характеристик подавляемых систем.
n
Если система известна, ее можно
подавить с меньшими энергети(1.7.5)
H (A) = −∑ Pi log Pi .
ческими затратами, применяя соответствующие
помеховые сигналы, не
i =1
обязательно оптимальные по информационному критерию.
+∞
Когда известны вероятностные
характеристики помехового и по.
(1.7.6)
H (X) =характеристики
− ∫ p ( x)log p ( x)dx
лезного сигналов, а также
преобразования
сигнала
−∞
и помехи в радиоэлектронном устройстве,
то можно найти минимально необходимые энергетические соотношения с помощью теории ста+∞ +∞
тистических H
решений.
Так, для маскирующих помех коэффициент(1.7.7)
по(X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,..., xn )log p ( x1 ,..., xn )dx1...dxn .
давления определяют −∞
в два
этапа.
Первоначально
по
информационным
−∞
критериям обеспечивается наилучшее качество помехового сигнала.
После этого для оптимального
критерию помеAi , ..., An
... информационному
Aпо
= 1
,
хового сигнала находитсяAкоэффициент
подавления
им данного радио
P1... Pi , ..., Pn
электронного устройства. Полученное
численное значение коэффициента будет приближенным, причем степень приближения для различных
n различной.
критериев принятия решения будет
Pi = 1 . альтернативными гипотезами
∑
Как известно, выбор между двумя
i =1
(помеха или сигнал + помеха) на основании анализа данной выборки,
представляющей собой сумму полезного и помехового сигналов, может
n
быть произведен с помощью
критериев
Pi log Pi . (Байеса, минимаксного,
H (A)ряда
= −∑
Неймана – Пирсона, Котельникова –i =Зигерта,
Вальда). Во всех критери1
ях решение принимается по величине отношения правдоподобия:
Λ (v11, …, vnn) =
p1 (v1 , ..., vn )
,
p0 (v1 , ..., vn )
(1.7.8)
(1.7.8)
где p1 (v1, …, vn) и p0 (v1, …, vn) – многомерные плотности распределения
Q0 = ∫ p0 место
(v1, …,соответственно
vn) dv1, …, dvn в случае аддитив(1.7.9)
напряжения (тока), имеющие
ной смеси сигнала и шума Rи1 только одного шума.
Делая выбор между двумя альтернативными гипотезами по данQ1 = ∫ p1 решение
(v1, …, vn)может
dv1, …,допустить
dvn.
ной выборке, принимающий
ошибки (1.7.10)
двух
R0
родов.
C = ε C0 Q0 (R1) + (1 – ε) C1 Q1 (R0),
(1.7.11)
97
1 . p ( x)dx .
H (X) = −∑
∫ pP(i x=)log
H (X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,...,
i =1 xn )log p ( x1 ,..., xn ) dx1...dxn .
−∞
−∞
+∞
(1.7.4)
(1.7.6)
(1.7.7)
−∞
+∞
n
(1.7.5)
−x∑
=...Глава
Ai 1,P...,
( xA,...,
i log
H (X) = − ∫ ... ∫Hp(A)
(1.7.7)
pA(nPxi1.,..., xn )dx1...dxn .
n )log
A = 11
,
i =1
−∞ −∞ P ...
P
P
,
...,
i
n
1
Ошибка первого рода (ложная
тревога). Предполагается, что
+∞
справедлива вторая гипотеза
место
A ...p ( xA
A(помеха
(имеет
i , ..., p
nx) dx . + сигнал), в то время
(1.7.6)
H (X)
)log
A ==− 1∫n (имеет
, только помеха).
как справедлива первая гипотеза
место
P
P
P
...
,
...,
−∞
∑
i .
n
1 Pi = 1
Ошибка второго рода (пропуск
цели). Предполагается, что спраi =1
+∞ +∞
ведлива первая гипотеза,
в то время как имеет место вторая гипотеза.
n x )log p ( x ,..., x ) dx ...dx .
H (X)
= − ∫ ...в∫ данном
(1.7.7)
p ( x1 ,...,
Принять
решение
случае – 1это значит
граn
1 определить
n
Pnni = 1 .
∑
−∞
−∞
выборки
(реализации) v1, …, vn,
ницы области R0 значенийHпараметров
Pi .
(A) =i =−1 ∑ Pi log
соответствующих первой гипотезе,i =и1 границы области R1 значений этих
An
A ... Ai , ..., гипотезе.
же параметров, соответствующих
A = 1 второй
n
,
PpiP
P...,
,(...,
P1=...−∑
Вероятность ошибкиHпервого
рода
(вероятность
ложной тревоги)
nP
log
(A)
. )
v
,
i
iv
1 1
n
(1.7.8)
Λ (v1, …, vn) =по
i =1 области R1, плотности распределеQ0 определится интегрированием
p0 (v1 , ..., vn )
ния p0 (v1, …, vn):
n
Pi =p11 (. v1 , ..., vn )
∑
Q
(1.7.9)
Q00Λ= (v∫1,p…,
(v1v1i,,=n1…,
dv11,, …,
…, dv
dv
(1.7.9)
)…,
= vvnn)) dv
, nn.
(1.7.8)
0 (v
p0 (v1 , ..., vn )
R1
Вероятность ошибки второгоn рода (вероятность пропуска) Q1
(v1=
dv1,1P,…,
…,dv
dvn.n
(1.7.9)
QQ1 0== ∫H
,1,…,
(1.7.10)
−…,
log
0(v
∫pp1(A)
∑vvnP)ni)dv
определится интегрированием
по
области
Ri .0 плотности
распределения
R0R1
i =1
p1 (v1, …, vn):
(v
(1.7.10)
=Q11ε=C0∫Qp01 (R
+ (1vpvnn–))(vdv
ε)
(Rnn0..),
(1.7.11)
C Q
(v11,,)…,
…,
dv, 1C
…,
dv
(1.7.10)
1,, 1…,
...,
vQn 1)dv
,
(1.7.8)
Λ (vR10, …, vn) = 1 1
p0 (v1 , ..., vn )
В зависимости от применяемого критерия отношение правдопо(1.7.11)
C = ε C0 Q0 (R1) + (1 – ε) C1 Q1 (R0),
добия выбирается так,
по тем или иным
Q0чтобы
= ∫ p0 обеспечить
(v1, …, vn) dvприемлемые
(1.7.9)
1, …, dvn
соображениям вероятности
R1 ошибок
2 первого и второго рода. Для того
чтобы сделать оптимальный выбор между двумя альтернативными гипотезами («только помеха»
«помеха + сигнал») с помощью критеQ1 = ∫ pили
(1.7.10)
1 (v1, …, vn) dv1, …, dvn.
рия Байеса, принимающий
2 должен знать средний риск:
R0 решения
C = ε C0 Q0 (R1) + (1 – ε) C
C11 Q
Q11 (R
(R00),
(1.7.11)
(1.7.11)
где ε – априорная вероятность справедливости первой гипотезы (только
помеха); (1 – ε) – априорная вероятность справедливости альтернативной гипотезы («помеха + сигнал»); C0 – цена ошибки первого рода (лож2 единицах измерения (может быть
ной тревоги), выраженная в условных
выражена и в рублях); C1 – цена ошибки второго рода (пропуска цели),
выраженная в тех же единицах, что и C0.
Наблюдатель, использующий критерий Байеса, выбирает границу
между областями R0 и R1 таким образом, чтобы обеспечить минимум
98
R1 +∞
+∞
H (X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,..., xn )log p ( x1 ,..., xn )dx1...
.
(1.7.7)
+∞dxn+∞
−∞ −∞
H
(X)
=
−
...
p
(
x
,...,
xn )log p ( x1 ,...,
1
∫ ∫(1.7.10)
Q1 = ∫ p1 (v1, …, vn) dv1, …, dvn.
R0
Теоретические
основы радиоэлектронной
A ... A , ..., A борьбы
−∞
−∞
i
n
A= 1
,
A1... Ai , ..., An
Pi , Q
..., P(R
ε C0 Q0 (R1) +(1P1...
– ε)
C
среднего риска C .=Соответствующее
этому
отношение
A(1.7.11)
= прав,
1 условию
1 n 0),
P1... Pi , ..., Pn
доподобия называется пороговым и обозначается через Λ0:
n
p (v , ..., v )
Λ00 (v1, …, vnn) =∑ 1Pi =1 1 . n .
p
i =1 0 (v1 , ..., vn )
2
(1.7.12)
(1.7.12)
n
∑ Pi = 1 .
i =1
Рассмотрим случай∞одномерных случайных
величин.
v0
n
Величину порогового
в слуC = εC0 ∫ p0значения
(vH)dv
(1 отношения
−∑
ε)CP1 log
v. правдоподобия
)dv .
−
(A)+ =
∫ pp1P1 (i(v)
n
iи
(v)
находят,
дифференчае одномерных случайных
величин
p
0
v0
−∞
i =1
H (A) = −∑ Pi log Pi .
цируя выражения для среднего риска по R0 = v0. Формула для среднего i =1
риска при выборе между двумя альтернативными
p1 (v1p, ...,
vn ) гипотезами на осноC
Λ0 (v1Λ, …,
v
(1.7.12)
1 (v1 , ...,.vn )
n)==Cmin представленных
вании анализа двух случайных
величин,
одномерными
,
(1.7.8)
(v1, …, vn)p =(v , ..., v )
0 1p (v ,n..., v )
p (v , ..., vn )
n
0 следующий
1
вид:
законами распределения p0 (v) и p1 (v), имеет
Λ (v1, …, vn) = 1 1
p1 (v0 )
εC0
p0 (v1 , ..., vn )
=
= Λ0v0(v0);
∞
p
(
v
)
(1
−
ε
)
C
Q
=
(v
,
…,
v
)
dv
,
…,
dv
(1.7.9)
p
C = εC00 ∫ 0p0 0 (v∫)dv0 + 1(1 −1 ε)Cn1 ∫ p11 (v)dv ,. n
R1
Q0 = ∫ p0 (v1, …, vn) dv1, …, d
v0
−∞
R1
p1 (v)
.v , ..., v )
Λ(=
p
v
,
...,
v
)
p
(
1
1
n
1
1
n
где p0 (v) – плотность
распределения
случайной
величины
v,
если
спра(1.7.10)
v) .vn) dv1, …,
10, (…,
Λ0 (v1, …,
Λ0vQ
(v
,=…,
. dvn. (1.7.12) (1.7.12)
n)11=
∫ C(pvv1n)=(v, =p...,
C
p
v
)
min
p
(
v
,
...,
v
)
R
0
1
n
распределения
ведлива первая гипотеза; p1 (v)0 – плотность
Q1 =случайной
p1 (v1, …, vn) dv1, …, d
0 1
n
∫
p1 (v1 , ..., vn )
величины
справедлива
C (v,
v0 если
)
C (Λ
ε10) (v1, …,вторая
Cvn()ε)= гипотеза.
C ′(ε1 ) .
C ′(ε0 ) R0 (1.7.12)
v
p
(
ε
C
v0 vn )
∞
∞v0 )
0p0 (v1 , ...,
1
0
= ε vC0=0иQприравнивая
(1Λ–0 (v
ε)производную
C Q1 (R0), нулю, опре(1.7.11)
Дифференцируя C по
0 (R1) +=
0);1
. p1 (v ) dv .
C = εCпри
ε)−C+ε1 )(1
p ε()vC)dv
p(1(v−)(1
dv
p)dv
C−
0 ∫Cp=
0 (εvC
0 (∫v+
1 ∫минимум
∫
0 )0обеспечивается
11
=
ε
C
Q
(R
) + (1 – ε) C1 Q1
C
.
Существоваделим условия,
которых
0
0
1
+ (1 – ε1)−∞
C (ε1 )v0 = ε1 C0∞vQ0 [v0 (ε1)] −∞
v0C1 Q1 [v0 (ε1)],
0
ние минимума легко
доказать
путем непосредственного
анализа формуC = εC p (v)dv +p(1(v−)ε)C1 ∫ p1 (v)dv .
лы для среднего риска. 0 ∫ 0 Λ
1
v0
C ′(ε=) = C (ε1. ) −∞
v)
Оказывается, что C = CminC, 1если
=pC0 (min
2
2
(ε1=)]C+ (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
C ′(ε ) = ε C Q0 [v0C
C (v0 ) p11(v0C) (ε1p)10(εvC
(εC
) min C ′(ε1 )
C ′(ε0 )
0 )0 C=
=
Λ00 (v0);= Λ00 (v
=
00);
p0 (v0 ) p(10 (−v0ε))C1 (1 − ε)C1
v00Λ
) [v
ε=C0+p1(1(v–0 )ε.1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
C (ε1 ) = ε1 Cp10(Q
0=(v
0)1)]
0 (ε
pC0 (v=0 )Λ0 (v0); значением отношения
Λ0 (v0) в данном примере
p0 (v0является
p)1 (v)(1 − εp)1пороговым
(v1 )
Λ=
.
Λ .=
правдоподобия:
p0C
(v′()ε1 ) =p0C(v()ε1 )
Pош = ε Q0 +p (1
–
(v) ε) Q1.
Λ= 1 .
′(ε10 )[v0 C
[v20C(ε
)])p′2(0+ε(1v(1
(ε′1()],
C (v0 ) C (v0C)C
(ε′1()ε1 ) =
C)0(εQ)0 m
)) 2–Cε)′(εCC
C (εε1C
(1εC
ε0 )
11) Q
кг = U cm U п1 ,
Наблюдатель, Cиспользующий
критерий
Байеса, ведет
расчет
(ε01C)(ε1Q
C (ε)]
C ′()ε0C
) 1Q
(1vQ
0)
)]0 +[v(1
ε)12)+pC1(1
)],1 [v0C(ε′(1ε)],
C (εC1 )(v=0 )εC1 (C
ε10)Q=0 ε[v
0–)1ε[v
1По0 принятой
0 (ε–
1=
1 1 (ε
1 определяет
)
.
Λ0 (v
следующим
образом.
реализации
отношение
0 Uп
1p (v )
0 0
с пороговым значением
правдоподобия Λ (v1, …, vn), которое сравнивает
Q
[v
(ε
)]
+
(1
–) ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
C (ε1 ) = εC
1C
0
0
0
1
′
ε1 ) v2= )C
(′(εΛ
))(v= C
C
ε
(
ε
1
1
1
<
,
…,
v
),
то
принимается
первая
гиΛ0 (v1, …, vn). Если Λm(v2 1, (…,
2
2
2
2
1
n
,
(1.8.5)
Uошcmn= (εUQп100 ++U
=U
нкг =P
(1п2–) ε)
Qc1m. 2σгипотеза.
потеза, в противном случае
принимается
вторая
Пороговому
′((ε
C(1
ε ) ε)
= +C
(1εQ
)1 ε)
1–
ε ′C
)]0 +[v
C(1
[v0C(ε1 1Q
)],1 [v0 (ε1)],
C ′(ε1 ) = C
ε 0C(ε0 1Q
(ε01 )Q=
0 [v
0 1–1)]
2
2 2
22
Uкгп1), .
mm
= =(mUнкг
cm m
ω кг
99
C ′(ε1 ) = ε C0 Q0 [v
p 0((ε
v 1))] +p(1
(v–)ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
Λ0 (v0) =Λ0 1(v00∗) =.2 1∗ 0 .
u
u
p0 (v00 U
) п1 p0п(v0 )
p (v )
Λ0 (v0) = 1 0 .
p
v0ε)
) Q21.
2
2
2
2
Pош = ε QP0ош+ =(1ε–Qε)
Q(1
10.2(–
0+
Глава 1
значению отношения правдоподобия может быть приведено в соответствие отношение энергии полезного сигнала к энергии помехового сигнала. Это отношение в радиолокации принято называть коэффициентом
различимости.
Создающему помехи или разрабатывающему помеховую аппаратуру необходимо интересоваться такими отношениями энергии помехи
и энергии сигнала (если речь идет о маскирующих помехах), при которых имеет место неравенство Λ < Λ0. Пороговому значению отношения правдоподобия можно также привести в соответствие некоторое
значение отношения энергий помехового и полезного сигналов, которое
и следует рассматривать как минимально необходимое. Это
p (vминималь, ..., vn )
Λ0 (v1, …, vn)подавления.
= 1 1
.
но необходимое отношение определяет коэффициент
Легко
p
(
v
0 1 , ..., vn )
p
(
v
,
...,
v
)
1 1
видеть, что коэффициент
дляn маскирующих
помех
является
Λ0 (v1, …, vподавления
.
(1.7.12)
n) =
p0 (v1 ,различимости.
..., vn )
обратной величиной коэффициента
v0
∞
вероятностях
При неизвестных точно C0 и С1,Cа=также
εC0 ∫ pаприорных
(
v
)
dv
+
(1
−
ε
)
C
0
1 ∫ p1 (v ) dv .
v0
∞
ε и (1 – ε) используют
минимаксный
критерий,
когда минимизируют
−∞
p1 (v1 , ...,
vn ) v0
.
C =по
εCпорогу
p01(, v…,
)иdvмаксимизируют
).dvаприорным
Λ
v+n)(1=− ε)C1 ∫ p1 (vпо
(1.7.12)
0 ∫0 (v
средний риск
вероятностям
p
(
v
,
...,
v
)
p
(
v
,
...,
v
)
n
v0
0 1−∞
Λ0 (vn1, …, vn) = 1 1
.
ε и (1 – ε).
(v1 , ..., vn )
C p=0C
min
Сущность критерия
может быть v0пояснена следующим образом.
∞
= C+min
Допустим, что
решение
РЛС не знаC =принимающий
εC0 ∫ p0 (C
v)dv
(1
− ε)C1 ∫ ∞на
p1 (vподавляемой
)dv .
p1 (v0 )
εC0 v0
ет априорной вероятности
ε и произвольно
выбирает
значение
= .ε1.
=
=
);
v0
C = εC−∞
p
(
v
)
dv
+
(1
−
ε
)
C
vε)0dv
0((v
0∫ 0
∫ Λp1решение
p0 (v0принимающего
) (1 − ε)C11 −∞
В этом случае величина
среднего
риска
p1 (v0 )
εC0
v0(для
p
v
,
...,
v
)
1 1
n
= Λ0 (v1, …,=vnΛ
(v0);
) 0=для
.
(1.7.12)
определится формулой,
записанной
распределения,
p0 (v0 ) (1
− ε=)CC1
p0 (одномерного
v1 , ..., vn )
C
p
(
v
)
min
1
их значения,
в которую вместо Q0 (v0) и Q1 (v0) необходимо подставить
C =ΛC=minp (v) .
соответствующие принятой∞величине
априорной
вероятности
ε = ε1.
0
v
p
(
v
)
0
p1 (v0 )Λ = ε1C0 .
Указанная подстановка
тем,
что
величина
v0, мини=
Λ
(v
);
.
C = ε=C0 ∫pp0обусловлена
(
v
)
dv
+
(1
−
ε
)
C
p
(
v
)
dv
0
0
)
p1 (v0 ) 1 ∫ ε1C0
p0 (vриск
(1vC−(vε0(v))C
0)
1определяется
′);(1ε: 1 )
,
значением
ε
=
мизирующая средний
C
(
ε
)
C
(
ε
)
C
C ′(ε0 )
=
=
Λ
(v
−∞
0 0ε
0
1
0
p0 (v0 ) (1 − ε)C1
′(ε1 0[v
C (v0 )
C (ε1 ) = ε1 C0CQ(ε0)[v0p(ε(v1)]
C+′(ε(11 ) – ε1) CC
) 0 (ε1)].
1 Q
()ε.1 ) = ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
Λ = 1 CC
= Cmin
p (v )
p0 (v)априорной
В том случае, когда значение
вероятности
= 1 . ε не равно ε1,
C (ε1 ) = ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1) C1 Q1 [vΛ
0 (ε1)],
) C (εбольше,
величина среднего риска может оказаться как значительно
так
C ′p(ε01()v=
1)
p1 (v0 )
εC0′
и меньше,
C (v0 ) чем C (ε1 ) .
C (ε) =
C (ε1 ) = Λ0 (vC0);′(ε0 )
)среднего
CC′((εpv10)()v=0C
(ε1(1)C−(εε)C
1
вероПримерная зависимость
(ε) от априорной
C ′(ε1 )
C ′(ε0 )
0
ε C0 QC
C ′(ε1 ) 1=) риска
0 [v0 (ε1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
ятности C
ε случае
байесовского
и
минимаксного
критериев
приведена
на
(ε1 ) = ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
p
(
v
)
Q0 [v0этой
(ε1)]C+кривой
(1
–
ε)
C
Q
[v
(ε
)],
C ′(εКаждая
1
1
1
0
1
рис. 1.7.1.
есть
минимальный
средний
риск,
1 ) = ε C0точка
(ε1Λ
) ==ε1 C0 Q.0 [v0 (ε1)] + (1 –p ε(1v) C
1 Q1 [v0 (ε1)],
1 0)
(v )
. ε. ВыΛ0 (vвероятности
соответствующий данному
0) =
C ′(ε1значению
) = C (ε1 ) p0априорной
p0 (v0 )
p1 (v0 ) соответствует
оси
ординат
минимальное
знабранному значению εΛ1 на
C ′(ε1 ) = C (ε1 )
.
0 (v0) =
′
′
.
Если
значение
априорной
вероятности
ε не
чение среднего
риска
p
v
(
)
C
(
v
)
C
(
ε
)
C
(
ε
)
C
(
ε
)
C
(
ε
)
0 – ε) C Q [v 1 (ε )],
0
C ′(ε1 )0 = ε C0 Q0 [v10 (ε1)] 0+ (1
1 P
1 ош 0= ε1 Q0 + (1 – ε) Q1.
C ′(ε1 ) = ε C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
Q00 Q
+ 0(1[v–0 (ε
ε) Q .
C (εP1 )ош==εε1 C
2Q1 [v02 (ε1)],2
p (v1)]) 1+ (1 – ε1) Cm1кг
= U cm U п1 ,
100
Λ0 (v0) = 1 0 .
p1 (v0 )
p
v
(
)
2
.
0 (v0) =
mкг
= U c2m CU′0(п2ε1 ,0) = C (ε Λ
1
1)
20)
pU
0 (v
п1
Pош = ε Q0 + (1 – ε) Q1.
2
(1.7.
P ... P , ..., P
A ... Ai , ..., An
nn p ( x ,..., x ) dx ...dx
H
)log
A= 1
, (X) = − ∫ ... ∫ 1p( x1,...,i xn(1.7.3)
1
n
1
n
P1... Pi , ..., Pn
−∞ −∞ H (A) = − ∑ Pi log Pi .
i =1
n
∑PAi =...+∞1 . A , ..., A ,
Теоретические основыPрадиоэлектронной
борьбы A i==1
∑ i = 1.
P , ..., P
P ... (1.7.4)
H (X) = − ∫ p ( x)log p ( x)dx .
i =1
n −∞
С (ε)
H (A) = −∑ Pi log
n
p (Pvi ., ..., vn )
Λ0+∞
(v1, +∞
…, vi =∑
.
P (1.7.5)
= 11 . 1
n1) =
H (A) = −∑ Pi log Pi .
p0 (v1 , ..., vn )
p1 (v1 , ...,
v
)
n
i
=
1
xn )log p ( x1 ,..., xn )dx1
Λ0 (v1, …, vn) = С' (ε) H (X). = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,...,(1.7.12)
+∞
p
p0 (v1 , ..., vn )
−∞ −∞
Λ
0 (v1v, …, vn) =
∞
(X)
=
.
H
−
p
(
x
)log
p
(
x
)
dx
+∞
p (v , ..., v )
p
∫((1.7.12)
Λ0 (v1, …,
vn)==− 1 p1( x)logn p.( x)dxC. = εC pH−∞
−∑
P εlog
(A)
=+
.
v)dv
(1
−
)CP
(1.7.6)
H (X)
1 ∫ p1 (v ) dv .
p
v 1 (v1 , ..., vn0)∫ 0
∞
p
(
v
,
...,
v
)
∫
A
A
A
...
,
...,
1
i (1.7.12)
Λ (v0 1, 1…, vnn) =
v.
−∞ n ,
C = εC0 ∫ p0 (0v−∞
)dv + (1 − ε)C1p∫0 (pv11(,v...,
)dv
∞
С (ε)
v .) A = P ... P , ...,
P
+∞ +∞ n
i
n
1
v
−∞
C
=
ε
C
p
(
v)dv + (1 −
v
∞
0
0
∫
С (ε ) +∞ +∞
H (X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,..., xn )log p ((xv1 ,...,
, ...,xvn ) dx1...dxn .
v
) =C
,
Λ (v , …,Cv =
C = εC0 ∫ p0 (v)dv + (1 −∞ ε)C1 ∫ p1 (v)dv . −∞
v
−∞...dx .
min
H (X) = − ∫ ... ∫ p ( x1 ,..., xn )log p ( x1 ,..., xn )dx
(1.7.7)
p (v , ..., v )
n
1
n
v
−∞
C = εC0 ∫ p0 (v)dv + (1 − ε)C1 ∫ p1 (v)dv .
−∞ −∞
C = Cmin
∑ P = 1.
n
1
i
n
1
i
n
n
i =1
i
n
0
i =1
0
0
1
0
0
0
i
1
n
0
i
1
1
0
1
i
0
n
n
C
,i =...,
Λ
01 vA
Qp01 (=v0A∫)1...
dv
p=0 (v1A,εi…,
n)n=
1, …,
n = Cmi
(v dv
); C
С (ε)
A
=
p
(
v
,
...,
v
)
, 0 0
1
1
n
A0i , ..., An.
R)
p0 (v0P
(1
−
ε
)
C
1 ...
P
P
,
...,
1... εC
1
Λ0 (v1, …,pA1Cv(vn==
)0 )=CAmin
(1.7.12)
i
n
1
Λ0,(v0);
vn==P
)C
=p0 (v1 ,P...,
εC0
...,
n p1 (v0 )
p0 (v0 ) P1...
(1 − ε)i ,CC
n min
1
= n.
Q1 = ∫ pH1 (v
,(v…,)Pdv
1, …,
1log
vn)) dv
P
(A)
=p1−(v∑
.
p1 (v0 )
εC0
p
(1
−
ε)C1
. i0 0 i
=
=ε Λ0v(v
);
R0 n Λ =
(v1 , ..., vn )
∞
0 0
i =1
ε
ε
1,0
p
(
v
)
ε
C
1
0
p
(
v
)
p (v ) (1 − ε)C11n 0 p=1 (v) 0
.
(1.7.12)
. Λ0 (v0); ∑ Pi = 1 .0
C = εC00 ∫ 0p0 (v)dv + (1Λ
− =ε)C1 ∫ p.1 (v)dv =
(v1 , ..., vn )
=1
p
(
v
)
(1
−
ε
)
C
1
P
=
.
0
0
1
p
(
v
)
Рис.
риска C (ε)
= ε C0 iQ
(R0=), p1 (v
∑ i 0среднего
v0 1.7.1. Зависимость
−∞
0 (R1) + (1 – ε) C1 Q1 Λ
p
(
v
,
...,
v
p1 (vi =)1 вероятности
′
′
C
(
v
)
C
(
ε
)
C
(
ε
)
C
(
ε
)
1
1
n ) pC
ε
от
априорной
0
1 Λ (v , …, v ) =
1
v0
, 0 ((v
.
Λ=
1
n
n
p
(
v
)
p
(
v
,
...,
v
)
p
(
v
)
1
0 1
n
C (v0 )
C (ε1 )
C ′(ε )
C ′(ε0 )
0 C (ε)
ε)C1 ∫ p1 (v)dv .
−(ε
C = Cmin n Λ = pC(vε)1). = ε H
∑1)]Pi +log
C0(A)
Q(0v=[v
(1(P
–i .),ε1) C1 QC1([v
равно ε1, по которой осуществляется
минимизация
C
C
ε
ε)0 (ε1
1среднего
0 1
−∞
0 )0риска
1
i =1
H (A) = −∑ Pi log Pi .
′(ε1 ) –будет
′(ε ) Q0 =1)],∫ pординатами
определяться
то
C (соответствующий
v0 )
CC((εε11)) = εсредний
C (ε) риск iC
ε1) CC
0 (v1,2…, vn) dv1, …, dvn
1 Q10 [v0 (ε
=1 + (1
p (v )1 C0 Qε0C[v0 (ε1)]
точек прямой, Cкасательной
(v10 ) 0 = C (кε10кривой
) = Λ0C(v(0ε);) в точке
C ′(ε1,) т. е. RC
′(ε′((ε1ε1)0)=) =Cε(1ε1C) 0. Q0 [v0 (ε1)] + (
1C
p (v , ..., v )
p0 (v0 ) получается
(1 − ε)C1
Уравнение
прямой
формулы,
в нее
= ε1 C
)],
C (ε1 ) этой
vn)вместо
= 1 1мно- n ,
(v1, …,
0 Q0 [v0 (ε1)] +
1)
C ′(1
(ε1–) ε=из
C(C
(vε11,Q
)...,1 v[v0) (εΛ1если
p
p
v1(1
, ...,
n
1
1
n )C
ε):
жителей ε1 и (1 – ε)Cподставить
Q1–01QQ
=10[v
v–n)vε)
dv
…,
1,1C
ε1 Cv0nсоответственно
Q
+ ′(1
CC
(Λ
ε1(v
) 1=, …,
) =0 [v0 (ε1)] C
+(1.7.8)
Q′(1εdv
[v n.(ε
(ε1–),ε ε=и1)ε(1
∫[v0p0(ε1(ε(v11)],)]10, (…,
1 ) 0= C1
p
(
v
)
p
(
v
,
...,
v
)
R0
1
n
0
1
= Λ0 (v0);
′(0ε=1Q) 0=[vC0((ε
Λ
ε .))] + (1 – ε) C
C ′(ε1 ) = εCC
C11 Q11 [v00 (ε11)],
)].
p0 (v) 11 C ′(ε ) = C (εQ
, …, dvn
0 = ∫ p0 (v1, …,′ vn) dv
C )(ε=1 ) p=1 (1εv0C)0.Q0 [v
1
1)
0 (ε1)] + (
(v
Λсоответствую0Q
0 (R )(1.7.9)
R1(ε
Q
=
(v
,
…,
v
)
dv
,
…,
dv
p
=
ε
C
+
(1
C
Чтобы
не
допустить
потерь,
больших
чем
),
0
1
n
1
n
0
0
1
0
∫ 1)]0 + (1 – ε)pC1 (1vQ0 )1 [v0 (ε1)],
p0 (v0 )– ε) C1 Q1 (R0),
C ′(ε1 ) = ε C0 Q0 [v0 (ε
R1 (εΛ
(v0) =C ′(ε1 ) . решение
щих
C (v0максимуму
)
C (ε1кривой
) C ′(ε )C
) ,0принимающий
C ′(ε0 ) должен ориенти.
p
0 (ε
1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
1 = ε C0 Q0 [vp
0 (v0 )
)
Λn0. (v0) = 1
роваться на значение априорной
вероятности
εQ=1 =ε0. ∫ pP1 (v1=, …,
ε Qv0 n+) dv
(11–, …,
ε) Qdv
p1 (v0 )
ош
1.
p0
=1 (v+1определяющая
В
среднего(1.7.10)
риска
QΛ
=
,(1…,
dv1 1Q
, …,
dv
0 (v
0)p
[v
(ε
– εv.1n)) C
(εn1.)],R0
C (этом
ε1 ) = εслучае
1 C0 Q
01 прямая,
0∫
1)]
1p[v
0значения
p
v
(
)
P
=
ε
Q
+
(1
–
ε)
Q
1 (1.v0 )
ош
0
0
Λ0 (v0) =
оси. абсцисс,mт.
C ′(ε1 )
C ′(ε0 ) для значений ε ≠ εR00, будет параллельна
2 е. средний
2
2
p0 (v0 )
кг = U cm 2U п1 ,Pош = ε Q0 + (1
=
ε
C
Q
(R
)
+
(1
–
ε)
C
C
(ε
).
риск ни при каких значениях
ε
не
превысит
0
0
1
1 Q1 (R0),
0
ε1 ) +=m(1
C2 (–=ε1U
) 2Q U
2
Pош =Cε′(Q
ε)
0
1. п ,
кг
c
m
1
=
ε
C
Q
(R
)
+
(1
–
ε)
C
Q
(R
),
(1.7.11)
C
(ε
)
есть
минимальный
средний
риск,
соответствуюПоскольку
0
0
1
1
1
0
0
1 – ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
2
2
Pош = ε Q0 + (1 – ε) Q1.
mкг
= U cm
U п21среди
кроме
того,
максимальный
щий априорной
вероятности
=(1ε2–0 и,
2 (ε )]2 ε
Q
[v
+
ε)
C
Q
[v
(ε
)],
C ′(ε1 ) = ε C
0
0m 0 = 1U
,2 1 1 0 1
кг по cаприорным
m U пU
1
всех минимизированных
вероятностям средних рисков,
п2
ε1 )
2
m1кг
= U c2m U п21 m
, 2 = U 2 (U 2 + U 2 ) = U 2 2σ2 U
, п1
его условились называть минимаксным
средним
риском.
нкг
cm Чтобы
п1
пнайcm
2
2 p1 (v0 )
2
2 0 (v
2п
=
.U 2 ) = U 2 2σ2 ,и соответствующее
пороговое значение
отношения
правдоподобия
0)U
(1.8.5)
mΛ
(U(пv212+
1 – ε) C1 Q1 [v0ти
(ε1)],
нкг = U cm 1 p
п2
cm
0 ) минимаксного
2
2
2
2
U п21
критерия,
ему граничное значение v = v0 0для
. cm (U п1 + U п
mω2 = (необходиmнкгmm
) 2U
нкгкг =
2
2
2
2
2
2
2 п ) = U cm 2σ2 ,
(1.8.5)
mнкг =PU cm= (εUQ
+U
п1 m
v0 )
=2 (–m
ε) Q m. ) . 2
ош
02 +ω(1
2 нкг 1 2 кг
2
2
.
,
m
=
U
(
U
+
U
)
=
U
2
σ
нкг
cm
п1
п2
cm
mω2 = (mнкг
u0∗
uп∗101 (1.8.5)
v0 )
2 2
2
2
2
∗ ), . ∗
mm
= (=mUнкгcm m
ω кг
uUкг
0п1 2 uп
mω = (mнкг mкг ) 2 .
– ε) Q1.
u0∗
u
∗
∗
2
u0 U uп
v0
п
−∞
3
p0 (v)
C (v0 )
C (ε1 )
C ′(ε1 )
C (ε)
C ′(ε0 )
Глава 1
C (ε1 ) = ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
мо продифференцировать выражение для среднего риска по ε и приравнять производную нулю. CПолученное
′(ε1 ) = C (ε1 ) трансцендентное уравнение
C0 Q0 (v0) = C1 Q1 (v0) позволяет найти искомое значение v0, соответствующее максимуму минимизированного среднего риска и определяющее
C ′(ε1 ) = ε C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
пороговое отношение
правдоподобия:
Λ00 (v00) =
p1 (v0 )
.
p0 (v0 )
Очевидно, что, ориентируясь на априорную вероятность ε = ε0,
Pош = ε Qработу
ε)наиболее
Q1.
0 + (1 – в
создающий помехи предполагает
выгодных для себя
условиях. Коэффициент подавления,
соответствующий
ε0, может ока2
2
mкг
=других
U c2m Uзначений
п1 ,
заться меньшим, чем для любых
ε.
Применение минимаксного критерия не снимает неопределенU п21
ности в расчетах коэффициента подавления,
поскольку создающему помехи, как правило, неизвестны значения цен C0 и C1, на которые ориен2 сторона.
тируется подавляемая
(1.8.5)
mнкг
= U c2m (U п2 + U п22 ) = U c2m 2σ2 ,
Критерий Котельникова 1– Зигерта
(«идеального наблюдателя») предполагает равенство
цен ошибок первого и второго рода
mω2 = (mнкг mкг ) 2 .
среднего риска эквивалентна
(C0 = C1). В этом случае минимизация
минимизации полной вероятности принятия ошибочного решения Рош.
∗
u0∗
uграницу
«Идеальный наблюдатель» выбирает
между областями R0 и R1
п
таким образом, чтобы минимизировать среднюю вероятность ошибочного решения:
Pош = ε Q0 +3 (1 – ε) Q1.
Критерий Котельникова – Зигерта применяется в системах радиосвязи. Так же, как и в случае критерия Байеса, организующий помехи,
рассчитывая коэффициент подавления по критерию «идеального наблюдателя», может допустить ошибку в силу неточного знания априорной вероятности ε, на которую ориентируется подавляемый.
Если в радиосвязи допустимо оценивать одинаково ошибки первого и второго рода, то в радиолокации ложная тревога и пропуск цели –
события принципиально разной значимости. Кроме того, в радиолокации встречаются трудности с определением, а часто и с однозначным
толкованием априорных вероятностей. В силу указанных обстоятельств
в радиолокации основным критерием для определения порогового отношения правдоподобия и соответствующего ему коэффициента различимости является критерий Неймана – Пирсона.
102
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Критерий Неймана – Пирсона требует так выбирать границу
между областями R0 и R1, чтобы обеспечить минимум вероятности пропуска сигнала при заданной вероятности ложной тревоги.
Наблюдатель Неймана – Пирсона функционирует следующим образом. По данной выборке (реализации) определяется отношение правдоподобия Λ. Если Λ больше Λ0, определяемого по заданной вероятности ложной тревоги Q0, то принимается вторая гипотеза, в противном
случае считается справедливой первая гипотеза.
Создающий помехи, рассчитывая коэффициент подавления в соответствии с критерием Неймана – Пирсона, может допустить ошибку за счет
неточного знания принятого на подавляемой стороне значения вероятности ложной тревоги. В практических расчетах коэффициента подавления
никогда не следует ориентироваться на самые легкие условия. Величина
коэффициента подавления должна выбираться с таким расчетом, чтобы
обеспечить подавление соответствующего радиоэлектронного средства
в наиболее неблагоприятных для создающего помехи условиях, если вероятность существования таких условий достаточно велика (не менее 0,5).
Критерий Вальда, или «последовательного наблюдателя»,
применим только к процедурам многократного наблюдения, которые
возможны при наличии некоторой избыточности сигнала (информации), при этом необходимо получить выигрыш в помехоустойчивости.
Следует отметить, что информационные критерии качества помеховых сигналов и энергетические критерии различны по своей природе и между ними нет непосредственной функциональной зависимости.
Однако знание некоторых информационных критериев качества помеховых сигналов накладывает вполне определенные ограничения на
возможный диапазон значений соответствующих критериев теории статистических решений, т. е. в радиопротиводействии необходимо применять как информационные критерии, так и критерии теории решений.
Вместе с тем следует подчеркнуть необходимость иметь энергетические характеристики оптимизированных по информационному критерию помеховых сигналов, позволяющие производить соответствующие расчеты помеховых средств.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое энтропия?
2. Перечислите особенности информационных критериев.
103
Глава 1
3. Опишите критерии Байеса.
4. В чем заключается суть минимаксного критерия?
5. Дайте характеристику критерия Неймана – Пирсона. Какова область его применения?
6. Опишите критерий Котельникова – Зигерта.
7. Опишите критерий Вальда.
8. Имеется двоичный канал, заданный априорными вероятностями
передачи 0 и 1; Р(0) = 3/8, Р(1) = 5/8. При отсутствии шумов при
передаче 0 загорается красная лампочка, при передаче 1 – зеленая лампочка. За счет шумов искажается 2/5 «1» и 1/3 «0». Какова
вероятность передачи 1, если зажглась зеленая лампочка? Какова
вероятность передачи 0, если зажглась красная лампочка?
9. Найдите энтропию шума с нормальным законом распределения.
10. Найдите энтропию шума с равновероятным законом распределения.
1.8. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА МЕР ПОМЕХОЗАЩИТЫ
1.8.1. Постановка задачи. Основные определения.
Когерентное и некогерентное обнаружение сигналов
Помехоустойчивостью в общем случае называют способность
радиотехнической системы противостоять мешающему воздействию помех. При одном и том же уровне помех вероятности ложного обнаружения и пропуска сигнала могут быть различными в зависимости
от метода обнаружения и способа модуляции сигнала. Задача заключается в создании такой радиотехнической системы, которая обеспечивает
надежное обнаружение сигнала.
Наличие и отсутствие сигнала на входе системы можно рассматривать как соответственно два значения сигнала – uc1 и uc0. Тогда вероятность неправильного решения выразится следующим образом:
Рнепр = Р(uc1) Р(uc0 / uc1) + Р(uc0) Р(uc1 / uc0),
(1.8.1)
где Р(uc1) и Р(uc0) – априорные вероятности появления сигналов uc1 и uc0;
Р(uc0 / uc1) и Р(uc1 / uc0) – условные вероятности того, что при наличии сигнала uc1 регистрируется сигнал uc0 и наоборот.
104
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Для вероятности правильного решения запишем
Рправ = 1 – Рнепр.
(1.8.2)
В общем случае можно исходить из равенства априорных вероятностей Р(uc1) = Р(uc0) = 0,5. Задача заключается в определении вероятностей Р(uc0 / uc1) и Р(uc1 / uc0).
Когерентное и некогерентное обнаружение сигналов. Во всех
случаях радиотехническая система обнаруживает сигналы на фоне помех.
Будем считать, что полезный сигнал имеет частоту, равную резонансной частоте настройки системы ωc = ω0. Начальную фазу положим
равной нулю:
uc (t) = Uc m sin ω0t.
Помеха может быть представлена в следующем виде:
uп (t) = Uп m (t) sin [ω0t + φп (t)] = Uп1 sin ω0t + Uп2 cos ω0t,
где
(1.8.3)
Uп1 = Uп m (t) cos φп (t); Uп2 = Uп m (t) sin φп (t).
Uп1 = Uп m (t) cos φп (t); Uп2 = Uп m (t) sin φп (t).
(1.8.4)
Для суммы сигнала и помехи можно записать следующее выражение:
ucп (t) = uc (t) + uп (t) = (Uc m + Uп1) sin ω0t + Uп2 cos ω0t.
Таким образом, помеха относительно регулярного сигнала может
быть разложена на две составляющие:
синфазную с сигналом составляющую
с амплитудой Uп1; ортогональную к сигналу составляющую с амплитудой Uп2.
Каждому конкретному виду помех соответствует своя статистическая структура
амплитуд Uп1 и Uп2.
Векторная диаграмма суммы сигнала и помехи изображена на рис. 1.8.1.
Здесь Uсп m и φсп – амплитуда и фаза суммарного колебания сигнала и помехи.
Такое представление помехи относи-
U п2
U п1
Uп m
φп
φсп
Uсп m
Uс m
Рис. 1.8.1. Векторная диаграмма
суммы сигнала и помехи
105
1)
C (ε1 )
C (ε)
C (vC0 )′(ε1 )
p (v )
′(ε ) ΛC=(ε) 1 . C ′(ε )
C (εC
1) 0
1
p (v )
0
C ′(ε0 )
= ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1C) (Cε11 )Q=1 [v
0 (ε1)],
′(1ε)],
C (v0 )
Cε(1ε1C) 0 Q0 [v0C(ε(Глава
ε1)]
) +1(1 –Cε′1()ε1C) 1 Q1 [v0C(ε
0)
C ′(ε1 ) = C (ε1 )
C ′(ε1 ) = C(1(ε–1 )ε ) C Q [v (ε )],
C (εпозволяет
тельно сигнала
разделить
методы
сигналов
0 [v0 (ε1)] +все
1
1 обнаружения
1
0 1
1 ) = ε1 C0 Q
на две основные группы: методы когерентного обнаружения; методы
ε1 ) = ε C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε)CC′(1εQ
1 [v0 (ε1)], [v0 (ε1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
1 ) = ε C0 Q0 C
некогерентного обнаружения.
′(ε1 ) = C (ε1 )
Когерентное обнаружение полностью исключает ортогональную
p (v )
p1 (vпредусматривает
)
) = 1 0составляющую
.C ′(ε1 ) = ε C0 Qпомех.
Λ0к(v0сигналу
(ε0)1)]
+ (1
–0 ε). C1 Q1 [v0 (ε1)],реагирование
=Оно
0Λ[v
0 0(v
p
v
(
)
p
v
(
0
лишь на0 колебание,
равное сумме амплитуды
сигнала Ucm и синфазной
0 0)
сигнала
над помехой при косоставляющей помехи Uп1. Превышением
p1 (v0 )
Pош = герентном
ε Q0 + (1 – обнаружении
ε) Q1.
) 0=+отношение
PошΛ=0 (v
ε 0Q
(1 – ε). Q1.
называется
p0 (v0 )
2
mкг
= U c2m U п21 ,
2
mнкг
= U c2m
m 2 = U 2 U 21 ,,
Pош = εкг Q0 +cm(1 – пε)
Q1.
где U п21 – дисперсия амплитуды
2 синфазной
U2п21 U 2 , составляющей.
mкг
=U
cm
п
При некогерентном обнаружении1 реагирование происходит на
2 2 колебания
амплитуду
суммарного
сигнала
и помехи U . Превышением
,нкг = U c2m (U п2U
(U п21 + U п22 ) =
U c2m 2σm
(1.8.5)
+2(1.8.5)
U п22 ) = U c2m 2σ2 , сп m
1 п следующее
сигнала
над помехой будем
называть
отношение:
1
mω2 = (mнкг mкг ) 2 .
2
2 2
2
. 2σ2 ,
= (2m+нкгU 2m)кг=)U
mнкг
= U c2mmω(U
п1
п2
cm
(1.8.5)
(1.8.5)
∗
∗
∗
u0∗ σ2 –uдисперсия
2
где
каждой из
Uп1 и Uп2.
п
mω2амплитуд
=u(0mнкг umппомехи
кг ) .
Сравнительная оценка помехоустойчивости. В ряде работ получены формулы для расчета помехоустойчивости
радиотехнических
u0∗
uп∗
систем при когерентном и некогерентном
обнаружениях для различных
3
3
случаев модуляции сигналов. Результаты
расчетов по этим формулам
представлены на рис. 1.8.2, 1.8.3. Они позволяют дать сравнительную
оценку помехоустойчивости систем3 при различных методах обнаружения сигналов.
Зависимость помехоустойчивости от способов модуляции.
На рис. 1.8.2, а приведены графики вероятности неправильного обнаружения для флюктуационных помех. Графики рассчитаны для следующих условий: 1 – амплитудная модуляция при некогерентном обнаружении; 2 – амплитудная модуляция при когерентном обнаружении;
3 – частотная модуляция при некогерентном обнаружении; 4 – частотная
модуляция при когерентном обнаружении; 5 – фазовая модуляция при
когерентном обнаружении.
Из графиков следует, что наиболее высокой помехоустойчивостью
обладают системы с фазовой модуляцией. Они обеспечивают выигрыш
мощности сигнала, равный двум, для систем с частотной модуляцией;
равный четырем – для систем с амплитудной модуляцией.
106
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Рнепр
Рнепр
1
1
3
–1
10
2
–2
10
1
–3
10
5
–4
10
4
–5
10
0
1
2
3
4 mнкг mкг
10
–1
10
–2
10
–3
10
–4
10
–5
2
0,5
0
а
1
1
1,5
2
mсп
б
Рис. 1.8.2. Графики вероятности неправильного обнаружения
для флюктуационных (а) и импульсных (б) помех
mω2
1,5
1
–8
10
–6
10
–4
10
–2
10
Рнепр
Рис. 1.8.3. Зависимость помехоустойчивости
от когерентности обнаружения
Графики вероятности неправильного обнаружения для импульсных помех представлены на рис. 1.8.2, б. Графики даны для следующих
случаев: 1 – амплитудная модуляция при когерентном обнаружении; 2 –
частотная модуляция при когерентном и некогерентном обнаружениях.
Здесь
mсп = Uс m / Uп m.
Помехоустойчивость систем с амплитудной и фазовой модуляциями относительно периодических помех оценивается аналогично случаю
воздействия импульсных помех.
107
p0 (v0 )
Pош = ε Q0 + (1 – ε) Q1.
2 Глава
mкг
= U c2m1 U п21 ,
Зависимость помехоустойчивости
от когерентности обнаруU п21 указаны соотношения мощностей
жения приведена на рис. 1.8.3. Здесь
сигналов при некогерентном и когерентном обнаружениях. Эти мощ2
ности соответствуют
одинаковой
тех
mнкг
= U c2m (U п21вероятности
+ U п22 ) = U c2m ошибки
2σ2 , при одних и(1.8.5)
же условиях модуляции:
mω2 = (mнкг mкг ) 2 .
Наибольшее различие в ∗помехоустойчивости
некогерентного
u0
u∗
обнаружения сигналов получается
в побласти относительно больших
значений вероятности неправильной регистрации. Максимальный выигрыш в мощности сигнала при когерентном обнаружении равен двум.
Выигрыш уменьшается при уменьшении
вероятности неправильного
3
обнаружения.
1.8.2. Оценка помехозащищенности
Рассмотрим некоторые обобщения по помехоустойчивости РЭС
при воздействии организованных (активных помех).
Средства противодействия. Для противодействия радиотехническим системам военного назначения применяют различные методы противодействия: защитные покрытия; ложные отражатели; генераторы помех.
Генераторы помех создают колебания, которые приводят к перегрузке приемной части радиотехнической системы. Такие помехи могут
маскировать сигнал либо создавать ложные сигналы.
Помехи, создаваемые специальными генераторами, бывают двух
типов: заградительные и прицельные.
Заградительные помехи предназначены для подавления радиотехнических систем, когда невозможно установить значение их рабочей
длины волны. Заградительные помехи используют также при применении сменных частот. Эти помехи имеют спектр частот, значительно превышающий полосу пропускания приемного тракта.
Ширина спектра прицельных помех того же порядка, что и полоса пропускания приемного тракта, поэтому с энергетической точки
зрения прицельная помеха более выгодна. Однако при использовании
прицельных помех требуется точная настройка генератора помех на несущую частоту радиотехнической системы, что не всегда возможно.
Одним из наиболее эффективных средств противодействия являются генераторы для создания ретрансляционных помех. В такого
108
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
вида помехах мешающий сигнал оказывается «копией» полезного сигнала.
Различают два типа ретрансляционных помех. При организации
помех первого типа должна быть известна структура полезного сигнала,
поэтому необходимо, чтобы в состав аппаратуры входило устройство для
анализа параметров сигнала. Кроме того, требуется устройство, воспроизводящее копию этого сигнала с соответствующими его искажениями.
При организации ретрансляционной помехи второго типа нет
необходимости в определении структуры подавляемого сигнала. Последний принимается специальным устройством. Далее он усиливается
и переизлучается с определенной временной задержкой.
В наиболее простом случае организованная помеха может представлять собой немодулированное гармоническое колебание. Однако
такие помехи далеко не всегда являются эффективными. Более эффективны модулированные помехи.
В зависимости от метода модуляции существуют следующие помехи: шумовые, частотно-модулированные, амплитудно-модулированные, импульсные.
У шумовых помех мешающий сигнал представляет собой несущую, промодулированную шумовым колебанием. В качестве помехи
может быть также использовано просто шумовое колебание. Для организации шумовой помехи требуется минимум исходных данных о рабочих частотах подавляемой радиотехнической системы.
Непрерывная частотно-модулированная помеха с малой, по сравнению с полосой пропускания подавляемой системы, девиацией частоты используется как прицельная помеха. Помеха с девиацией частоты,
значительно превышающей полосу пропускания, используется как заградительная помеха.
Эффект воздействия частотно-модулированной помехи можно
повысить, применяя дополнительную амплитудную модуляцию. Такой
вид воздействия особенно действен при подавлении радиотехнических
систем, в которых используются радиоимпульсы с изменяющейся частотой несущего колебания.
Возможно также создание хаотической импульсной помехи.
С точки зрения затрачиваемой мощности импульсная модуляция приводит к определенному выигрышу. Этот вид модуляции особенно эффективен при подавлении радиотехнических систем с импульсной модуляцией.
109
p (v , ..., vn )
Λ (v , …, vn) = 1 1
.
p1 (v1 , ...,0vn )1
p0 (v1 , ...,
vn )
Λ0 (v1, …, vn) =
.
(1.7.12)
p0 (v1 , ..., vn )
∞
Глава 1
(1.7.12)
v0
C = εvC0 0 ∫ p0 (v)dv + (1 − ε)C1 ∫ p1 (v)dv .
Оценка помехозащищенности.
Все организованные помехи по
−∞
C = εC0 ∫ p0 (v)dv + (1 − ε)C1 ∫ pv10 (v)dv .
характеру их воздействия на радиотехническую систему подразделяют
v0
−∞
на две группы. К первой группе относят помехи, действие которых полC = Cmin
ностью нарушает работу радиотехнической
системы, ко второй – те орC = Cпомехи,
ганизованные
которые не полностью нарушают работу радиоmin
v0 ) снижают
εC0
технической системы, pа1 (лишь
ее эффективность. В качестве
=
= Λ0 (v0);
p1 (v0 )
εC0 помехозащищенности
численной
меры
примем
вероятность сохранения
p
(
v
)
(1
−
ε
)
C
1
=
= Λ0 (v00);0
работоспособности
p0 (v0 ) (1 − ε)C1 системы.
Рассмотрим случай, когда воздействует
организованная помеха
p (v )
Λ= 1 .
первой группы.
следующие
обозначения
для соответствующих
p1 (Введем
v)
p0 (v)
.
работы
радиотехнической
системы при возсобытий:ΛА=* –p нарушение
0 (v )
*
*
–
организация
помех;
действии
организованных
помех;
Б
C (v0 )
C (ε1 )
C (ε)
C ′(ε1 )
C ′(ε0 )В – перекрыпропускания
радиоприемного устройства;
′(ε1 )
C (v0 )
C (тие
ε1 ) спектром
C (ε) помехCполосы
C ′(ε0 )
Г* – превышение мощностью помех порогового уровня.
C (ε1 ) = ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
Вероятность
полного нарушения работы системы выразится так:
C (ε1 ) = ε1 C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε1) C1 Q1 [v0 (ε1)],
*
) P (В*) P (Г*),
(1.8.6)
P (А*) =CP′(ε(Б
1 ) = C (ε1 )
′
C
(
ε
)
=
C
(
ε
)
где P (Б*), P1 (В*), P1(Г*) – вероятности соответствующих событий.
C ′(ε1вероятность:
) = ε C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
Обозначим
C ′(ε1 ) = ε C0 Q0 [v0 (ε1)] + (1 – ε) C1 Q1 [v0 (ε1)],
(1.8.7)
1 – P (В*)p=(vPсп) .
Λ0 (v0) = 1 0 .
pP1сп(vспектральной
p0 (v0 )
0)
защищенностью
радиотехнической
Назовем
.
Λ
0 (v0) =
p
v
(
)
системы. Соответственно,
вероятность равна
0 0
Pош = ε Q0 +*(1 – ε) Q1.
(1.8.8)
1 – P (Г ) = Pэ,
Pош = ε Q0 + (1 – ε) Q1.
2
mкг
= U c2m U п21радиотехнической
,
системы.
где Рэ – энергетическая защищенность
2
2
2
mкг = U cm выражение
U п1 ,
Запишем
для помехозащищенности:
∞
2
U п21
Pспп1) (1 – Pэ) P (Б*).
P'защ = 1 – (1 – U
(1.8.9)
Рассмотрим помехи
второй группы. В этом случае следует оце2
(1.8.5)
mнкг
= U c2m (U п21 + U п22 ) = U c2m 2σ2 ,
нить
снижение
эффективности
системы при воздействии организован2
(1.8.5)
mнкг
= U c2m (U п21 + U п22 ) = U c2m 2σ2 ,
ных помех. Численной оценкой эффективности служит вероятность вы2
2
= (mнкг mстоящих
полнения радиотехническойmωсистемой
перед ней задач.
кг ) .
2
2
m
mкг ) .
Введем
следующие
обозначения событий: u* – выполнение систеω = ( mнкг
мой стоящих перед ней задач; u0∗ – тоuп∗же, но при отсутствии организованных помех;
u0∗
uп∗ – то же, но при наличии помех на рабочей частоте.
Вероятность выполнения радиотехнической системой поставленных перед ней задач
3
3
110
2
2
2 p1 (v202)
mнкг
=U
m=пнкг
+=UUп2cm) .=(U cп2m1 +2Uσп222 ,) = U c2m 2σ2 ,
Λc0m(v0()U
1
p0 (v0 )
(1.8.5)
(1.8.5)
2 2
2
.
mω2 = (mосновы
нкг mm
кг
ω) =. ( mнкг mкг )борьбы
радиоэлектронной
PТеоретические
ош = ε Q0 + (1 – ε) Q1.
∗
P (u*) = 2P =( uU0∗ )2 PU
(1.8.10)
2 P (Б
u*0∗) P ( uп∗) (1 – Pсп).
спu+
п
кг
п1 , – P ).
P (u*) = P ( u0∗ ) Pсп + Pm(Б*)
P∗c(muп∗ ) (1
(1.8.10)
сп
∗
P (u*)
(u*) =
=P
P (( uu0∗ )) P
Pсп +
+P
P (Б*)
(Б*) P
P (( uuп∗ )) (1
(1 –– P
Pсп).
).
(1.8.10)
P
(1.8.10)
Перепишем
последнюю
следующим
образом:
сп
сп
0 2 формулу
п
U п1 P(u ∗ )
P(uп∗ )
∗
. (u∗∗ ) (1.8.11)
P (u*) = P(u0∗ ) Pсп +
P∗(Б∗ ) − 3 P(п∗u∗∗P
P(Б
) P
∗
∗3 P
∗
п )) сп
п
* P (u )
P
(
u
P
(
u
)
(u
)
=
(1.8.11)
(1.8.11)
PP(u*)
(u*)
P
(
u
∗ ) Pсп +
п∗ P (Б∗ ) − (uп∗ ) Pсп P (Б∗ ) .
0
0
P
0
2
2 (u0 ) 2Pсп + 2P (u ) P
2 (Б ) −
2 P (u ) Pсп P (Б ) .
=
P
∗
(1.8.5) (1.8.11)
mнкг = U cm (Uп1 + U пP
)(u=0∗U
cm 2σ ,P (u 0 )
)
2
0
0
P(uп∗ )
∗
Обозначим m 2∗ = =
Пуст и Pназовем
помехоустойчивостью систе(2u∗ )
P(uω0 ) (mнкг mкгP)(u.пп∗ )
мы. Тогда
P((uu0∗ ))
P
0
∗
∗
∗ P (u*) = P ( u ) {1u– (1 – Pсп) [1 – Пуст P (Б*)]}.
(1.8.12)
P (u*) = P ( u0 ) {1 – (1 – Pсп)0∗[1 – Пп уст P (Б*)]}.
(1.8.12)
u
P
(u*)
=
P
(
(1.8.12)
∗ ) {1 – (1 – Pсп) [1 – Пуст P (Б*)]}.
0
P (u*)
= P ( u0 ) {1скобках
– (1 – Pсппредставляет
) [1 – Пуст P (Б*)]}.
(1.8.12)
Выражение
в фигурных
собой помехозащищенность
системы:
′′ = радиотехнической
Pзащ
1 – (1 – Pсп) [1 – Пуст
P (Б*)].
(1.8.13)
′′
P
=
1
–
(1
–
P
(1.8.13)
сп) [1 – Пуст P (Б*)].
3
защ
*
′′
Pзащ = 1 – (1
(1.8.13)
(1 –– PPспсп) [1
[1 –– П
Пуст
(Б )].
(1.8.13)
уст P (Б*)].
µ
λ − ( λ+µ )t
e оценки
+
=
(1.9.1) в формулы
ДляP0количественной
входящих
µ , параметров,
λ
λ+µ )t
λ + µ λ +Pµ0 = µ + λ e−−((λ+µ
(1.9.1)
)t ,
(1.8.9) и (1.8.13), необходимо
конкретные
условия тактичеe
+
,
(1.9.1)
P0 = λ +учитывать
µ λ
λ+
+µ
µ
λ
+
µ
ской обстановки. Кроме того, на их величину оказывают влияние техμ=1 t
tоб
ническиеобхарактеристики
систем и средств противоμ=
= 1 tоб радиотехнических
tоб
μ
1 tоб
действия. Нужно также
учитыватьtобуровень естественных помех.
µ
.
(1.9.2)
µ
µ
λ
+µ
P
.
(1.9.2)
Контрольные вопросы
и
задания
0=
P0 = λ + µ .
(1.9.2)
λ+µ
1. Что такое помехоустойчивость?
1 − P0
.
(1.9.3)
tоб =
1−
−P
P0
2. Охарактеризуйте
сигналов.
λPкогерентное
(1.9.3)
tоб =
= 1обнаружение
0 .
0
.
t
об
λP
P0 обнаружением сигналов? (1.9.3)
3. Что понимают под некогерентным
λ
0
4. Какие системы λµ
обладают наиболее высокой помехоустойчивостью
q
=
.
(1.9.5)
λµ
и почему?
λµ
λ+µ
q
=
.
(1.9.5)
q = λ+µ.
(1.9.5)
λ+µ
(1.9.6)
P (τ < t) = 1 – e –χt.
–χt
1.9. ПРИМЕНЕНИЕ ТЕОРИИ
МАССОВОГО
ОБСЛУЖИВАНИЯ
(1.9.6)
P
(τ
<
t)
=
1
–
e
–χt .
(1.9.6)
P (τ < t) = 1 – e .
ЗАДАЧ
РАДИОТЕХНИЧЕСКОЙ РАЗВЕДКИ
χК=РЕШЕНИЮ
1 tˆож ;
tˆож
ˆож
χχ =
= 11 ttˆˆож ;;
ttˆож
ож
P0 =
1.9.1. Назначение и задачи радиотехнической
t
разведки dP(τ < t ) = χe−χdP
. (τ < t )
(1.9.7)
−χt
dP(τ < t ) = χe−χ
dt
(1.9.7)
= χe tсоставной
..
(1.9.7)
Радиотехническая разведка
является
частью войсковой
dt
dt
разведки. В отличие от1 всех других видов войсковой разведки инфорtˆож = ;
ˆож = 11 ;
χ
ttˆож
= χ;
χ
111
4
Глава 1
мацию о противнике в случае РТР получают, анализируя сигналы его
радиоэлектронных средств.
Назначением РТР является:
`` выявление системы радиоэлектронного обеспечения противника;
`` определение параметров РЭС.
Кроме РТР, существуют и другие виды разведки с применением
РЭС, например:
`` радиолокационная разведка, осуществляемая с помощью самолетных РЛС с целью выявления объектов противника;
`` телевизионная разведка, осуществляемая с помощью самолетных
и других телевизионных устройств.
Радиотехническая разведка является одним из основных способов
получения информации о параметрах и дислокации РЭС противника
и их координатах.
С помощью РТР решаются следующие задачи:
`` определяется несущая частота;
`` измеряется направление прихода волны (местоположение радиоэлектронного устройства);
`` опознается образ разведываемого радиоэлектронного устройства;
`` производится измерение (оценка) параметров разведываемых
радиоэлектронных устройств (частота повторения, длительность
импульсов, структура боковых лепестков антенны, поляризация,
вид модуляции и т. д.);
`` производится запись данных разведки в запоминающем устройстве для последующего анализа.
Результаты РТР используются для принятия решения о выборе
способов радиопротиводействия в сложившейся боевой обстановке,
а именно:
`` устанавливается необходимость подавления выявленных радиоэлектронных средств;
`` определяется наряд сил и средств для радиопротиводействия;
`` выбирается оптимальный режим работы передатчиков помех (вид
помех, вид помеховой модуляции, момент включения и выключения передатчиков помех).
Структурная схема станции радиотехнической разведки.
Упрощенная структурная схема станции помех приведена в п. 1.2.3 на
рис. 1.2.10, а, б. Типовая структурная схема станции РТР представлена
на рис. 1.9.1. Она состоит из антенного устройства, приемника, анализа112
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
А
Прм
Ан
У30
К
П
ТУ
К аппаратуре
помех
Рис. 1.9.1. Структурная схема станции радиотехнической разведки
тора параметров принимаемого сигнала, пеленгационной части, устройства запоминания и обработки полученной информации, телеметрического устройства, аппаратуры контроля, блоков питания.
Антенное устройство (А) должно быть широкополосным, обладать высокой пропускной способностью и обеспечивать пеленгацию источника с необходимой точностью. Кроме того, антенна станции РТР должна иметь минимальные боковые лепестки и хорошую
развязку по высокой частоте от полей, порождаемых передающими
антеннами других РЭС (в противном случае возможно ложное определение направления на пеленгуемый источник). Удовлетворить всем
требованиям с помощью одной антенны часто бывает невозможно,
поэтому обычно применяют несколько антенн, перекрывающих весь
разведываемый частотный диапазон. Для целей пеленгации разведываемых устройств в ряде случаев используют специальную остронаправленную антенну.
Приемники станций радиотехнической разведки (Прм) характеризуются следующими основными параметрами:
`` перекрываемым диапазоном частот;
`` временем перестройки (пропускной способностью);
`` чувствительностью;
`` точностью определения параметров принимаемых сигналов;
`` разрешающей способностью;
`` способом поиска разведуемого сигнала по несущей частоте и вероятностью его обнаружения.
Наиболее важной технической характеристикой разведывательного приемника является полный диапазон частот, в котором с его помощью можно осуществлять поиск разведываемых сигналов. Желательно,
113
Глава 1
чтобы один разведывательный приемник перекрывал по возможности
более широкий диапазон частот, в котором могут работать наиболее
важные радиоэлектронные устройства противника.
Анализатор (Ан) параметров принимаемого сигнала служит
для оценки параметров и опознавания образа разведываемого РЭС.
С его помощью, например, могут измеряться временны́е, спектральные
и энергетические параметры принимаемых сигналов, а также производится определение поляризации излучения разведываемого устройства.
К временны́м параметрам сигналов относятся длительности сигналов
и временны́е интервалы между ними, а также вид модулирующей функции. К спектральным параметрам сигналов относятся высокочастотный
спектр и спектр огибающей сигнала. Энергетической характеристикой
принимаемого сигнала является его функция спектральной плотности.
Анализаторы характеризуются количеством измеряемых параметров,
диапазоном измерений, точностью и разрешающей способностью.
Пеленгаторное устройство (П) служит для определения угла
прихода радиоволн, а следовательно, и определения местоположения
разведываемого устройства. К пеленгаторам предъявляются высокие
требования по следующим параметрам:
`` быстродействию (возможность измерения пеленга по одному импульсу);
`` точности пеленгации;
`` разрешающей способности.
Устройство запоминания и обработки полученной информации (УЗО) обеспечивает автоматическое запоминание параметров
принимаемых сигналов: частоты, длительности импульсов, периода
следования и т. д. Это устройство на основании данных, выдаваемых
анализатором, должно производить опознавание образа разведываемого
устройства. Опознавание образа часто выполняется оператором станции
разведки. В принципе, возможно автоматическое опознавание образа
с помощью электронных цифровых вычислительных машин (ЭЦВМ).
Наиболее важной с точки зрения радиопротиводействия характеристикой устройства запоминания и обработки полученной информации является точность и продолжительность запоминания несущей
частоты. Для этой цели в настоящее время разработано довольно много
различных устройств.
Многие параметры принимаемых сигналов могут запоминаться
записью их на магнитную ленту с помощью видеомагнитофонов или
114
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
фотографированием экранов индикаторов. Результаты РТР могут быть
также зарегистрированы в памяти ЭЦВМ.
Телеметрическое устройство (ТУ) служит для передачи разведывательной информации. Особое значение имеют телеметрические
устройства при ведении предварительной РТР с помощью искусственных спутников Земли и беспилотных самолетов-разведчиков. В станциях РТР, непосредственно обеспечивающих средства помех, телеметрические устройства могут отсутствовать, так как разведывательная
информация в этом случае используется непосредственно в процессе
преодоления ПВО противника для организации радиопротиводействия.
Аппаратура контроля (К) обеспечивает автоматический или полуавтоматический контроль за работой отдельных блоков. С ее помощью осуществляется управление станцией разведки в целом. Важной
функцией аппаратуры контроля является выдача необходимых сигналов
на аппаратуру для создания помех.
1.9.2. Принципы создания одноканальных
и многоканальных систем радиотехнической
разведки с позиций теории массового обслуживания
Применение теории массового обслуживания к решению задач
радиотехнической разведки
Высокая насыщенность современной системы ПВО радиоэлектронными средствами приводит к необходимости рассматривать проблему РТР в рамках теории массового обслуживания. Теория массового
обслуживания разработана достаточно полно, однако в РТР она начала
применяться сравнительно недавно. Элементы теории массового обслуживания в форме, удобной для применения в РТР, излагаются в работах Е. С. Вентцель1. Как уже было отмечено ранее, в задачу РТР входит
обнаружение и определение параметров соответствующих РЭС путем
приема и анализа их сигналов. Прием сигналов и их анализ можно рассматривать как своеобразное обслуживание.
Применение теории массового обслуживания позволяет обоснованно подойти к решению следующих наиболее важных задач РТР:
1) по заданным параметрам потока сигналов, поступающих на
вход разведывательного устройства, и заданной вероятности разведки
1
Вентцель Е. С. Введение в исследование операций. – М. : Сов. радио, 1964.
115
Глава 1
определить минимально необходимое число каналов разведки и максимально допустимое значение среднего времени обработки принятого
сигнала в одном канале;
2) для заданного разведывательного устройства и вероятности
РТР определить максимально допустимое число разведываемых с его
помощью РЭС, чтобы привести в соответствие пропускную способность станции разведки с потоком разведываемых сигналов.
Применение теории массового обслуживания возможно, если
известны характеристики потока запросов на обслуживание, в данном
случае потока радиосигналов разведываемых средств, и характеристики
самого средства обслуживания – разведывательной аппаратуры.
Время обслуживания
Одной из основных характеристик радиоразведывательного
устройства как средства обслуживания является время обслуживания
(время приема и анализа сигнала). Из-за наличия собственных шумов
в радиоразведывательном устройстве и случайных внешних воздействий на приемник время обслуживания будет случайной величиной.
Вероятность РТР, определяемая вероятностью правильного обнаружения сигнала разведуемого РЭС в шумах и вероятностью опознавания
образа (Рр) как функция времени разведки (времени обслуживания tр),
представлена кривыми на рис. 1.9.2. Параметром семейства кривых
Pр
1,0
tр
Рис. 1.9.2. Зависимость вероятности РТР от времени разведки
116
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
может быть, например, среднее время обслуживания или отношение
мощности разведываемого сигнала к мощности шума. Отсюда становится очевидной правильность высказанных суждений о случайности
времени разведки. Приведенные кривые позволяют также учитывать
кратковременность работы разведываемых РЭС, сокращающую предполагаемое время обслуживания.
Время ожидания в очереди
Следующей характеристикой системы обслуживания является
время ожидания в очереди. Это время в общем случае также является
величиной случайной. Время ожидания в РТР определяется временем
работы разведываемого радиоэлектронного устройства, т. е. временем
пребывания разведываемого средства в системе обслуживания (разведки). Причем «обслуживаемые» сигналы могут в любой момент времени
не только выбыть из очереди, но и прервать процесс обслуживания, не
дожидаясь его окончания.
Различают два основных класса систем массового обслуживания – системы обслуживания с отказами и системы с ожиданием.
В системах обслуживания с отказами заявка, пришедшая в момент, когда система занята, не обслуживается ни в данный момент времени, ни
в последующие. Применительно к РТР это означает, что разведываемое
средство не будет обнаружено, если порождаемый им сигнал поступает
в систему обслуживания (разведки) в тот момент, когда в нем обрабатывается сигнал другого РЭС. Практически отмеченное обстоятельство
может иметь место в случае разведки кратковременно работающих РЭС
(например, радиолиний передачи разовых команд и др.) и, особенно,
в случае разведки, проводимой для создания прицельных помех. Значительное количество РЭС работает продолжительное время, поэтому
проблема разведки подобного рода устройств должна рассматриваться
в плане теории систем массового обслуживания с ожиданием.
Рассмотрим характеристику типовых потоков сигналов, подлежащих разведке, и процессы обработки информации в разведывательном
устройстве. Параметры потока сигналов в существенной мере зависят
от театра военных действий (ТВД), высоты полета летательного аппарата, осуществляющего разведку, чувствительности разведывательного
устройства. Для заданных ТВД, высоты полета и разведывательного
устройства поток сигналов на входе системы разведки с достаточной
точностью можно считать простейшим (стационарным пуассоновским).
117
Глава 1
Поток называется простейшим, если он стационарен, ординарен
и в нем отсутствует последействие.
Поток называется стационарным, если средняя плотность потока сигналов не зависит от времени, т. е., иными словами, вероятность
попадания некоторого числа сигналов на интервал времени τ зависит
только от длины этого интервала и не зависит от его положения на оси
времени.
Поток называется ординарным, если вероятность одновременного попадания двух и более сигналов на малый интервал времени является величиной второго и более высокого порядка малости
по сравнению с вероятностью попадания одного сигнала. На основании сформулированного условия вероятность прихода одного сигнала
за время Δt примерно равна λΔt, где λ – плотность потока импульсов.
Вероятность же прихода двух сигналов соответственно пропорциональна Δt2 и т. д.
Последействие в потоке отсутствует, если число сигналов, приходящих в данный интервал времени, не зависит от того, какое их число
приходило в другие, неперекрывающиеся интервалы времени. Иными
словами, вероятность прихода сигнала в данный момент времени не зависит от того, имел или не имел место приход какого-либо сигнала во
все предшествующие моменты времени.
Плотность потока λ в процессе разведки изменяется в связи
с тем, что изменяется число станций, облучающих разведывательное
устройство. Поэтому, строго говоря, в условиях разведки, например,
с летательного аппарата входной поток сигналов не будет простейшим,
т. е. практически условие стационарности не выполняется, в то время
как остальные два условия в первом приближении выполняются, что
позволяет реальный поток сигналов рассматривать как нестационарный
пуассоновский поток. Учитывая медленный характер изменения λ(t) во
времени, для ориентировочных расчетов можно полагать λ(t) = const.
Во многих станциях РТР имеет место многоэтапная обработка последовательности сигналов, в результате чего после каждого этапа обработки часть сигналов отсеивается. Например, это может иметь место
за счет фильтрации по высокой частоте. На регистрирующее устройство
поступает в значительной степени разреженный поток сигналов. Не исследуя процесс прохождения последовательностей сигналов в разведывательном устройстве по этапам, будем рассматривать станцию РТР как
единое устройство, характеризуемое временем обслуживания и про118
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
пускной способностью, на вход которого поступает простейший поток
сигналов.
Как уже отмечалось выше, одной из основных характеристик разведывательного устройства как средства обслуживания является время
обслуживания. Чтобы отчетливее представить, чем это время определяется, а также уяснить основные принципы опознавания образа РЭС
в устройствах РТР, рассмотрим в общем виде процесс обработки информации в разведывательном устройстве. Основные задачи РТР сводятся
к обнаружению сигналов радиоэлектронного устройства, опознаванию
образа обнаруженного средства и к оценке его основных параметров.
Под обнаружением сигналов в данном случае понимается перехват разведывательным устройством сигналов заданного РЭС. Процесс перехвата сигналов требует некоторого времени; как правило, наибольшее
время необходимо для опознавания образа.
Процесс РТР можно представить в виде двух основных операций.
Первая операция обеспечивает преобразование множества входных
сигналов в множества параметров и признаков, характеризующих образы разведываемых средств. Вторая операция приводит в соответствие
группы (подмножества) параметров (признаков) с конкретными образами РЭС. К этой же операции можно отнести оценку параметров разведываемых средств.
Каждое РЭС однозначно определяется некоторой совокупностью
независимых параметров (несущая частота, угол прихода радиоволн
в данную точку наблюдения, ширина луча, поляризация, мощность,
длительность импульса, частота следования импульсов, угловая скорость вращения антенны и др.). Эти параметры с помощью разведывательного устройства преобразуются либо к виду, удобному для
наблюдения оператором, который их соответствующим образом регистрирует, либо к виду, удобному для записи на фотопленке или магнитной ленте, либо в напряжения и токи, которые, в свою очередь, кодируются двоичным кодом и записываются в виде чисел двоичной системы
в памяти ЭЦВМ.
Каждому РЭС данного класса, характеризуемому заданным множеством из n независимых параметров, можно привести в соответствие
вектор признаков в n-мерном метрическом пространстве. В качестве
базиса пространства целесообразно выбрать указанные n независимых
параметров, регистрируемых разведывательным устройством. Чтобы
построить в процессе разведки вектор признаков, соответствующий об119
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 1
разу разведываемого РЭС, требуется сравнительно большое время. Чем
больше времени будет затрачено на формирование вектора признаков,
тем больше вероятность правильного решения об образе РЭС. Вместе
с тем увеличение времени на опознавание образа уменьшает пропускную способность станции РТР и тем самым увеличивает вероятность
пропуска разведываемого средства.
Кроме параметров, каждому радиоэлектронному устройству свойственны некоторые специфические признаки. Наиболее характерными признаками РЭС являются форма импульса, форма диаграммы направленности, тонкая структура спектра последовательности сигналов.
Иными словами, сигналы каждого из РЭС имеют свои особенности. Это
позволяет в ряде случаев ограничиться, например, анализом формы всего одного импульса для принятия окончательного решения, что существенно сокращает время РТР.
Рассмотрим наиболее характерные для РТР системы:
`` одноканальную систему массового обслуживания с отказами;
`` многоканальную систему с ограниченным временем ожидания.
Первоначально выведем уравнения для простейшего случая одноканальной системы.
Одноканальная система радиотехнической разведки с отказами
Одноканальная система практически имеет место, когда применяются радиоразведывательные приемники с очень быстрой или очень
медленной перестройками. Одноканальным в смысле теории массового
обслуживания будет и разведывательное устройство, представляющее
собой совокупность нескольких десятков приемников прямого усиления, каждый из которых обеспечивает прием импульсных сигналов
в сравнительно узком диапазоне частот (система одновременного поиска по несущей частоте).
Несущая частота разведываемого РЭС определяется примерно
с точностью до половины полосы пропускания высокочастотного фильтра соответствующего приемника из указанной совокупности. Среднее
время обслуживания одним приемником равно нескольким периодам
следования импульсов разведываемого РЭС.
Устройство РТР, подобное устройству массового обслуживания,
нельзя назвать в полном смысле многоканальным, поскольку отдельные
каналы не взаимозаменяемы. Каждый из приемников совокупности обслуживает только PЭC данного поддиапазона, и он не может обслужить
120
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
сигналы PЭC другого диапазона. В теории же массового обслуживания
многоканальной считается система, в которой каждый из каналов, сво∗
обслужить
любой сигнал,
P (u*)бодный
=PP(u*)
( u0∗ )=вPPспданный
(+u0∗P) (Б*)
Pсп момент
+PP( u(Б*)
) (1времени,
P–( uP∗ ) ).(1 –может
Pсп). (1.8.10)
(1.8.10)
∗
= Pп( u0∗ ) Pсппсп+ P (Б*)
P ( uсигналов.
(1.8.10)
п ) (1 – Pсп).Фактически
принадлежащийP (u*)
к обслуживаемому
потоку
мы
должны в этом∗ случае∗ рассматривать
столько
независимых
потоков
сиг
∗
P(uп ) P(∗uп ) P(u∗п∗ ) P(uп∗∗)∗
налов,
сколько
имеется
приемников.
приемник
РТР
. P∗(Б∗ )P
(1.8.11)
.(u ) Чтобы
(1.8.11)
P (u*) =PP(u*)
+0∗ ) Pсп
+P(Б )∗−∗независимых
(u0∗ )= PP
P(Б ∗) −PспPP(u(Б∗п ) )P
сп(u
сп
∗
(1.8.11)
= P(u0P) (uPсп) + P(u ∗) P(Б ) − п∗ Pсп P(Б∗ ) .
PP(u(u*)
0 ) P (u0 )многоканальным
0
0
было
можно
считать
устройством
в
смысле
теории
P(u0 )
P(u0 )
массового обслуживания, необходимо, чтобы каждый из его каналов
∗
∗
P(uлюбой
мог обслужить
заданного класса.
п ) P (uиз
п ) сигналов
P(uп∗ )
∗
∗
Будем Pсчитать,
что
на
вход
одноканального разведывательного
(u0 ) P(u0 )
P(u ∗ )
приемника поступает пуассоновский0 поток импульсов. Первоначально
∗
∗ не будем требовать стационарности потока сигналов, одP (u*) =для
PP(u*)
( uобщности
P (–u(1
–{1Pсп
– )(1[1––PП
) [1P–(Б*)]}.
Пуст P (Б*)]}. (1.8.12) (1.8.12)
0 )={1
0 )P
(u*)
= Pон
( uсп0∗уст
) {1 ординарным
– (1
– Pсп) [1 –и П
P (Б*)]}.
(1.8.12)
уст последействия.
нако потребуем,
чтобы
был
без
Тогда вероятность P0 (t) того, что система обслуживания будет
′′свободна
′′(1 в=– 1момент
Pзащ
= 1 P–защ
Pсп
– )(1[1––Pвремени
П
) [1P–(Б*)].
Пуст
P (Б*)]. разведываемого
(1.8.13) (1.8.13)
t прихода
будет
′′сп=уст
Pзащ
–+
PспP)(Б*)
[1 – PП(уст
(1.8.13)
uп∗P) (Б*)].
P (u*)
P= (1u–0∗ )(1
P
(1 – Pсп). сигнала, (1.8.10)
сп
определяться по формуле
µ
λ
µ − ( λ+µ
λ
µ )t ,∗ λ
e+ ∗ )t ,e − ( λ+µ
(1.9.1)
P0 = P0 =+
)tu ∗ )
P((1.9.1)
,п P P(Б∗ ) .
(1.9.1)
= + P(u+п ) P(Б∗e)−−( λ+µ
(1.9.1)
P
λ+µ
λ +=µP(uλ0 )+0µP
(1.8.11)
P (u*)
сп λ + µ ∗ λ + µ
сп
∗
P
(
u
)
P
(
u
)
0
0
время обслуживания.
μ = где
1 tобμ = 1 tоб , tоб – среднее
tоб
μ = 1 tоб
t ∗
Полученное решение
позволяет
Pоб
(uп ) определить основные параметры
системы РТР в том случае, когда
P
(ее
u0∗ )можно представить в виде одноµ
µ
µ
канальнойPсистемы
с отказами
(однократный
P0 =.обслуживания
.
(1.9.2)
(1.9.2) поиск, раз0=
P0 =
.
(1.9.2)
λ + µ λ +крайне
µ∗
ведка РЭС, работающих
ограниченное
время).
λ
+
µ
P (u*) = P ( u0 ) {1 – (1 – Pсп) [1 – Пуст P (Б*)]}.
(1.8.12)
Относительная пропускная способность системы РТР с после1 − P0 1 − P0 поиском равна Р . По определению, отнодовательным
1 − P0
0(1.9.3) (1.9.3)
.
tоб =однократным
tоб .=
.П P (Б*)].
(1.9.3)
λP0 Pзащ
P01 – (1 t–обP=сп) системы
′′ λ=
[1
–
(1.8.13)
уст
сительная пропускная
способность
есть отношение среднего
λP0
числа обслуженных сигналов к среднему числу сигналов, поступивших
λµ
λµ
µ
λ Поскольку заявка
на вход разведывательного
быть
q=
q =. P0 =. устройства.
(1.9.5) может (1.9.1)
+ λµ .e − ( λ+µ )t(1.9.5)
,
(1.9.5)
λ + вµ том
λ+
µ λ +qкогда
обслужена лишь
случае,
свободна, т. е. с вероятноµ= λλ+система
+µµ
стью Р0, то численные значения относительной пропускной способно(1.9.6) (1.9.6)
(τ < t)P=(τ1μ<
–=et)1–χt
=t.об1 – e –χt. tоб
сти и РP0 совпадают.
(1.9.6)
P (τ < t) = 1 – e –χt.
В установившемся режиме обслуживания (t → ∞)
χ = 1 tˆожχ;= 1 tˆож ; tˆож
tˆ
χ = 1ожtˆож ;
tˆож µ
..
(1.9.2)
P0 =
(1.9.2)
λ+µ
dP(τформулой
< tdP
) (τ <−χtудобно
)
Этой
определения
dPtпользоваться
= χe t . = χe −χ
.(τ < 1t )− P −χtдля(1.9.7)
(1.9.7) потребного
= χ0 e .
(1.9.7)
dt
dtобслуживания,
среднего времени
обеспечивающего
заданное
значение
.
(1.9.3)
tоб
dt =
λP0
1
1
1
tˆож = ;tˆож = ;
121
tˆож =λµ ;
χ
χ
q=
(1.9.5)
χ .
λ+µ
P (τ < t) = 1 – e –χt.
(1.9.6)
P (u*) = P ( u0 ) {1
λ +– µ(1 –λP+спµ) [1 – Пуст P (Б*)]}.
(1.8.12)
μP
=′′1 t=об 1 – (1 – Ptоб) [1 – П P (Б*)].
сп
уст
защ
(1.8.13)
Глава 1
µ
λ
µ − ( λ+µ )t
e.
,
(1.9.1)
P0 = P0 =+
(1.9.2)
вероятности
разведки
Р
данном
пуассоновском
потоке сигналов
∗
∗
∗
0 ∗при
λ
+
µ
λ
+
µ
u
u
P (u*) =PP(u*)
( u0 =
) PPсп( u+0 P
) P(Б*)
+
P
P
(
(Б*)
)
(1
P
(
–
P
)
(1
).
–
P
).
(1.8.10)
(1.8.10)
сп
сп
п
п сп
плотностью λ = const:
P (u*) = P ( u0∗ ) Pсп +t P
(Б*) P ( uп∗ ) (1 – Pсп).
(1.8.10)
∗ μ = 1∗ tоб
∗
об∗1 − P0
(1.9.3)
P
(
u
)
P
(
u
)
P
(
u
)
P
(
u
)
.
(1.9.3)
t
=
п ∗
.
(1.8.11)
P (u*) =P P
(u*)
(u0∗ )= P
Pсп(u+0∗ ) Pспп∗ +P(Б∗п∗) −P(Б∗п∗) −Pоб
P) 0 .P(Б∗ ) (1.8.11)
сп P (Б
∗ λPсп
∗
∗
P(u0 ) P(u0 ) P (u0 ) P
P((uu0 ))
P (uп )
п
(1.8.11)
P (u*) = пропускная
P(u0∗ ) Pсп + способность
Pсп P(Б∗ ) . системы
µP(Б∗ ) − одноканальной
∗
∗
Абсолютная
P0P=(u0 )λµ .
(1.9.2)
P(u0 )
∗
∗
λ
+
µ
q = обслуживаемых
.
(1.9.5)
разведки (число
в среднем
за единицу времеP(uсигналов,
п ) P (uп )
λ+µ
∗
∗
ни) в установившемся
режиме
P(u0 ) P(u0 )
P(1u−п∗ )P
0 –χt
.
(1.9.3)
t
=
(1.9.4)
q
(1.9.6)
P (τ об< t)
P=(=P
uλ0∗01P)λ,– e .
∗
∗
0
P (u*) =PP(u*)
( u0 =
P (–u0(1) {1
) {1
– P–сп(1
) [1– –Pсп
П)уст
[1P–(Б*)]}.
Пуст P (Б*)]}. (1.8.12)(1.8.12)
или
χ = 1 tˆ ;∗
tˆ
P (u*) = Pож
( u0 ) {1 – (1ож–λµ
Pсп) [1 – Пуст P (Б*)]}.
(1.8.12)
.
(1.9.5)
(1.9.5)
q=
′′ = 1Pзащ
Pзащ
–′′ (1=–1P–сп(1
) [1– –Pсп
П)уст
[1P–(Б*)].
Пуст P (Б*)].
(1.8.13)
(1.8.13)
λ+µ
′′ =радиотехнической
Pзащ
1 –dP
(1(–τ <
Pспt )) [1 – −χ
Пtуст P (Б*)].
(1.8.13)
Многоканальная система
в случае
= χe –χtразведки
.
(1.9.7)
(1.9.6)
< t)
µ
µ
λ
λ )tP (τ
( λ+µ
)t = 1 – на.входе приемника
ограниченного
dtсигналов
+e −ожидания
,e − ( λ+µ
,
(1.9.1) (1.9.1)
P0 = P0 =+времени
λ + µ λλ++µµ λ + µ µ
λ − ( λ+µ )t
Не останавливаясь
радиоразведывательном
e
,
(1.9.1)
P0; =на многоканальном
χ = 1 tˆож
tˆ+
ож 1
λ
+
µ
λ
+
µ
ˆ
t
=
;
по ож
принципу функционирования многоμ =приемнике,
1 tобμ = 1 tоб эквивалентном
tоб
tоб
χ
канальной системе обслуживания с отказами, перейдем к изучению
μ
=
1
t
t
об
dPосуществляющих
(τ < об
t)
многоканальных устройств,
РТР радиоэлектронных
= χe −χt .
(1.9.7)
µ
µ
устройств,Pработающих
непрерывно
в
течение
некоторых
конечных отdt
P
=
=
.
.
(1.9.2)
(1.9.2)
0
0
λ + µ случае распределенных
резков времениλи+вµ общем
по случайному заµ
P0 = 4 1радиотехнической
.
(1.9.2)
кону. Рассматриваемые ниже условия
разведки являλ
+
µ
tˆож = ;
1
−
P
1
−
P
ются типовыми.
0
χ
.
(1.9.3) (1.9.3)
tоб = tоб0 =.
λP0
λP0 времени
Закон распределения
работы разведывае1 −непрерывной
P0
.
(1.9.3)
tоб = времени
мых РЭС, как и закон распределения
обслуживания,
для удобλP0
λµсчитать экспоненциальным (см. прил. Б). Это
ства вычисленийλµбудем
q=
q =.
.
(1.9.5) (1.9.5)
значит, что вероятность
работы разведываемого РЭС в теλ + µ λ +непрерывной
µ
4λµ
q=
.
(1.9.5)
чение времени t, равна
λ+µ
.
(1.9.6)
(1.9.6)
P (τ < t)P=(τ1<–t)e –χt
= .1 – P
e –χt
(τ < t) = 1 – e –χt,
(1.9.6)
–χt
(1.9.6)
P (τ < t) = 1 – e .
время непрерывной работы разведываемых
χχ =; 1 tˆож ;; tˆож – среднее
χ =где
1 tˆож
tˆож
РЭС (среднее время ожидания).
χ = 1 tˆож ;
tˆож
Следовательно, плотность
распределения
времени непрерывной
dP(τ < dP
t ) (τ < −χ
tпо
)t формуле
работы рассчитываем
= χe .= χe −χt .
(1.9.7) (1.9.7)
dt
dt
dP(τ < t )
−χt
(1.9.7)
= χe .
(1.9.7)
dt
1
1
tˆож = t;ˆож = ;
χ
χ
1
tˆож = ;
χ
122
4
4
P0 =
μ = 1 tоб
µ
λ − ( λ+µ )t
e
+
,
λ+µ λ+µ
(1.9.1)
t
Теоретические основы об
радиоэлектронной борьбы
В теории массового обслуживания
µ аналогом подобного рода схе=
.
мы разведки является системаPс0 ограниченным
временем ожидания(1.9.2)
обλ+µ
служиваемого средства в системе обслуживания. Причем речь идет об
ожидании именно в системе обслуживания,
а не в очереди, обслуживае1 − P0
.разведки имеет n независимых
(1.9.3)
=
мой отдельным каналом. Пустьtобсистема
λP0
каналов, каждый из которых может обслужить любой сигнал из заданного пуассоновского потока сигналов
λµ на входе. Возможны следующие
q=
.
(1.9.5)
состояния системы РТР:
λ+µ
А0 – сигналы на входе системы отсутствуют, все каналы свободны;
сигнал, обслуживается он
А1 – на вход системы поступил один
(1.9.6)
P (τ < t) = 1 – e –χt.
в одном из каналов, остальные n – 1 каналы свободны, очереди нет;
РТР поступило
i сигналов, все они обслужиAi – на вход системы
χ = 1 tˆож ;
tˆож
ваются i каналами, произвольно
выбранными
из n, очереди нет;
Аn – обслуживается n сигналов, очереди на входе системы разведки нет;
dP(τ < t )
= χe −χt .
на входе системы(1.9.7)
РТР
Аn+1 – все n каналов заняты обслуживанием,
dt
имеется один сигнал. Среднее время пребывания сигнала в системе
1
tˆож = ;
χ
An+k – все каналы заняты обслуживанием; кроме того, на входе
имеется k сигналов, ожидающих обслуживания ограниченное время.
Количество возможных состояний системы бесконечно велико
4 потока разведываемых сигналов.
в силу неограниченности во времени
Предполагая характер потока сигналов на входе системы разведки пуассоновским, можно определить вероятности того, что в момент времени
t + Δt система будет находиться в каждом из указанных состояний, если
в предшествующий фиксированный момент времени t она находилась
в каком-либо из возможных для нее в данных условиях состояний.
В итоге получается бесконечная, но счетная система дифференциальных уравнений для вероятностей состояний многоканальной системы, осуществляющей радиотехническую разведку радиоэлектронных
средств, работающих ограниченное время.
Сигнал, поступивший на вход системы разведки, может быть обнаружен и обработан (обслужен) и может быть пропущен, может уйти
из очереди, не будучи обслуженным. Если обозначить через Рр вероятность того, что пришедший сигнал или группа сигналов будут приняты и обработаны в приемнике РТР, а через Рн – вероятность пропуска
123
Глава 1
сигнала (вероятность того, что принятый сигнал уйдет из очереди, не
будучи обслуженным), то всегда
Рр + Рн = 1.
Обычно нас интересует величина Рр, характеризующая пропускную способность системы. Чтобы ее найти, сначала определим вероятность пропуска разведываемого сигнала Рн. Вероятность Рн можно
найти как отношение среднего числа сигналов, уходящих из очереди,
к среднему числу сигналов, поступающих в систему в единицу времени,
для чего необходимо решить систему уравнений относительно вероятностей P0, P1, …, Pn, …, Pn+k, … и аналогично получить соотношение для
пропускной способности.
Соответственно пропускная способность системы РТР будет
определяться по формуле
q = 1−
χ ∞
∑ kPn+k ..
λ k =1
(1.9.8)
(1.9.8)
Естественно, что пропускная способность системы с ожиданием
ξ = π∆f пр γ ,
выше, чем системы с отказами.
По мере того как время ожидания уменьшается, система с ожиданием приближается к системе с отказами.
′
Тдоказывается,
γ
В теории массового обслуживания
что в системах
пр
с неограниченным временем ожидания не всегда имеет место стационарный режим. Стационарный ∆режим
ω d существует,d если среднее число
(1.11.1)
ΔΨ = ω Δτ = ω0 = 0 sin φ = 2π sin φ,
заявок, поступающих в0 течение
равного среднему
времени обсвремени,
с
λ
служивания одной заявки, не превышает числа каналов системы обслуживания, т. е. если λ / µ < n.
∆
χ
Во многих случаях произведение
с nµ в сотни раз больше , что позволяет существенно упростить формулы.
Итак, видим, что разработанный
в теории
обслуживаc∆Ψ
λ∆Ψмассового
= arcsin
(1.11.2)
= arcsin дает возможность
.
ния математическийφаппарат
решать
многие
задачи
ω0 d
d 2π
РТР, непосредственно связанные с боевым применением и проектированием соответствующей аппаратуры.
f − fн
100 %.
(2.1.3)
Δf = в
fв + fн
Контрольные вопросы и задания
( Pc / Pш )вых
kш = решаются
1. Назовите задачи, которые
с,помощью РТР.
( Pc / Pш )вх
2. Какие задачи РТР можно решать,
применяя теорию массового обслуживания?
(P / P )
(2.1.6)
Kш = 10lg c ш вых
( Pc / Pш )вх
124
kш =
Pш.вых
.
Pш.вх k р
(2.1.7)
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
3. В чем состоит суть систем массового обслуживания с отказами
и с ожиданием?
4. В каких случаях на практике используется одноканальная система?
5. В каких случаях на практике применяется многоканальная система?
1.10. СПОСОБЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ЧАСТОТЫ
1.10.1. Ощие сведения о способах
определения частоты
Определение и запоминание несущей частоты разведываемого радиоэлектронного устройства является одной из наиболее важных
функций станции РТР. Применяемые в РТР способы определения и запоминания частоты являются специфическими. Специфичность методов определения и запоминания несущей частоты обусловлена, с одной
стороны, ограниченностью времени разведки и, с другой стороны, широким диапазоном разведываемых частот.
В настоящее время применяются два основных способа определения частоты: беспоисковый и поисковый.
Беспоисковый способ позволяет определять несущую частоту
практически мгновенно, а поисковые способы определения частоты
требуют некоторого времени в связи с необходимостью перестройки
приемника. Беспоисковый способ определения частоты значительно
сокращает время разведки, однако это сокращение либо ухудшает точность и разрешающую способность измерений, либо увеличивает объем аппаратуры.
Поисковые способы, напротив, при значительном времени разведки позволяют измерять несущую частоту с большой точностью
и обеспечивают высокую разрешающую способность.
Многообразие задач, решаемых с помощью средств радио- и радиотехнической разведки (РРТР), определяет многообразие типов используемых приемных устройств. Так, некоторые системы непосредственной поддержки РЭП работают в таких условиях, когда от РРТР
требуется только обнаружение работающих РЭС противника (например, для оповещения экипажа самолета о радиолокационном облучении). При этом могут использоваться одноканальные широкополосные
125
Глава 1
приемники. Полоса пропускания таких приемников перекрывает весь
частотный диапазон, в котором могут работать РЭС объектов разведки.
Для более детальной разведки применяют устройства с узкополосными
приемными каналами – сканирующие и многоканальные приемники.
1.10.2. Поисковые способы определения частоты
Поисковый способ определения частоты обычно реализуется
в так называемом панорамном приемнике (рис. 1.10.1).
Панорамный приемник в простейшем случае представляет собой
супергетеродин, перестраиваемый автоматически или вручную в полосе разведываемых частот.
В процессе поиска частоты перестройка приемника в простейшем
случае осуществляется с помощью электрического мотора М, который
по определенному закону согласованно изменяет настройку входной
цепи ВЦ, усилителя высокой частоты УВЧ и гетеродина Г. Одновременно мотор управляет устройством формирования частотной развертки ЧР
на экране электронно-лучевой трубки.
Принятый сигнал после усиления в УПЧ, детектирования в детекторе Д и дополнительного усиления в видеоусилителе ВУ подается на
вертикально отклоняющие пластины индикатора, в результате чего на
экране образуется импульс, положение которого на частотной развертке
определяет несущую частоту разведываемого устройства (рис. 1.10.1).
Современные сканирующие приемники (рис. 1.10.2) настраиваются по программе на все частоты в диапазоне разведки. Чаще всего
программа перестройки сводится к последовательному просмотру всех
частот разведываемого диапазона Δfр (панорамный последовательный
частотный анализ), но возможны и другие алгоритмы работы. Например, перестройка с пропуском участков диапазона, в которых работают
неинформативные для разведки РЭС. Портативные сканирующие приемники способны вести разведку в полосе частот Δfр = (100 кГц...2 ГГц).
Для приемников РТР этот диапазон шире, так как он перекрывает все
возможные рабочие частоты РЭС, т. е. простирается до 30 ГГц и выше.
Разрешающая способность приемника определяется полосой пропускания УПЧ и может изменяться в зависимости от сигнальной обстановки в разведываемом диапазоне, требуемой точности измерения частоты, ширины спектра разведываемого сигнала, которая, в свою очередь,
определяется видом и индексом модуляции, а также от времени анализа.
126
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
А1
ВЦ
УВЧ
М
СМ
УПЧ
Г
Д
К анализатору
ВУ
ЧР
Рис. 1.10.1. Структурная схема панорамного приемника
fвых
fвх
ВЧ часть приемника
fгет
Гетеродин
(синтезатор частот)
УПЧ
Индикация
и регистрация
Программа
перестройки
Рис. 1.10.2. Структурная схема современного сканирующего приемника
Важной характеристикой панорамного приемника является время
поиска несущей частоты (время разведки).
Обычно просмотр всего рабочего частотного диапазона производится периодически с периодом Тп по пилообразному закону (рис. 1.10.3
и 1.10.4). Поэтому при разведке несущей частоты непрерывного сигнала
максимальное время поиска не превышает Тп. Более сложным является
определение несущей частоты кратковременно действующих сигналов.
Наглядное представление об этом дает частотно-временная диаграмма
поиска частоты, изображенная на рис. 1.10.3. Как видно из рисунка, непрерывный сигнал fн обнаруживается с вероятностью, равной единице,
в то время как обнаружение (а следовательно, и измерение частоты) импульсного сигнала не всегда возможно. В общем случае процесс обнаружения и измерения частоты импульсного сигнала носит вероятностный
127
Глава 1
f
fи
∆fр
tп
fн
∆fпр
Tп
t
Рис. 1.10.3. Просмотр рабочего частотного диапазона
f
Ти
fс
T'пр
∆fр
∆fпр
Tп
t
Рис. 1.10.4. Частотно-временная диаграмма (медленный поиск)
характер. В зависимости от соотношения периода перестройки и длительности сигнала разведываемого устройства различают три поисковых способа определения частоты
`` медленный поиск;
`` быстрый поиск;
`` поиск со средней скоростью.
Медленный поиск
При медленном поиске частоты (частотно-временная диаграмма,
иллюстрирующая медленный поиск, показана на рис. 1.10.4) время пе128
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
рестройки приемника Т'пр на ширину его полосы пропускания больше
периода следования импульсов Ти (рис. 1.10.4), т. е. Т'пр >Ти.
Если частоту можно определить по одному импульсу, то медленный поиск обеспечивает вероятность обнаружения периодического импульсного сигнала P = 1 за время перестройки Тп. Серьезным недостатком медленного поиска является большое время обслуживания, малая
пропускная способность и, следовательно, малая вероятность разведки
кратковременно работающих РЭС.
Для уменьшения времени разведки при заданных диапазоне
и скорости перестройки необходимо расширять полосу пропускания
приемника, поэтому панорамные приемники с медленным поиском, как
правило, являются широкополосными. Ширина полосы таких приемников рассчитывается по формуле
∆fпр = (0,1÷0,01) ∆fр,
где ∆fр – диапазон перестройки (диапазон разведываемых частот).
Точность определения несущей частоты с помощью таких приемников невелика – она составляет примерно половину полосы пропускания приемника, т. е.
(δf)max = 0,5∆fпр = 0,5(0,1÷0,01) ∆fр.
Чувствительность приемных устройств с медленным поиском
вследствие значительной полосы пропускания не может быть высокой.
Часто эти приемники выполняются также по схеме прямого усиления
с перестраивающимися входными цепями. Время гарантированного обнаружения при медленном поиске определяется периодом перестройки Тп.
Быстрый поиск
При быстром поиске (частотно-временная диаграмма, характерная для быстрого поиска частоты, показана на рис. 1.10.5) время перестройки приемника во всем рабочем диапазоне частот ∆fр меньше длительности принимаемого сигнала, т. е. Тп < τи.
Скорости перестройки в этом случае чрезвычайно большие (сотни и тысячи мегагерц в микросекунду). Такие скорости могут быть обеспечены только электронными способами.
Скорость перестройки не может быть бесконечно большой. Она
ограничивается допустимыми пределами снижения чувствительности,
129
Глава 1
f
Δ fпр
Δ fр
τи
t
Tп
Рис. 1.10.5. Частотно-временная диаграмма (быстрый поиск)
точности и разрешающей способности при определении частоты, имеющих место вследствие инерционности резонансных устройств.
Резонансные устройства, находящиеся под воздействием сигналов
с изменяющейся частотой, характеризуются динамической частотной
характеристикой, под которой понимают зависимость отношения выходного напряжения к входному от расстройки относительно собственной
резонансной частоты системы при фиксированной скорости перестройки.
Динамическая характеристика зависит как от параметров резонансной системы (например, ширины статической полосы пропускания), так и от скорости перестройки∞ или скорости изменения частоты
χ
внешнего сигнала (рис. 1.10.6).
q = 1 − ∑ kPn+ k .
(1.9.8)
λ k =1 коэффициент ξ, который опредеПараметром семейства является
ляется по формуле
ξ = π∆f пр γ ,
где Δfпр – ширина полосы пропускания
статической
характеристики коТ′
γ
лебательного контура на уровне 0,707; γ –прскорость изменения частоты
воздействующего напряжения (скорость перестройки).
∆ ω0 d
d
Из анализа
=
sinхарактеристик
φ = 2π sin φ,можно сделать
(1.11.1)
ΔΨприведенных
= ω0 Δτ = ω0 частотных
с
с
λ
следующие выводы:
`` при увеличении скорости перестройки максимум характеристики
∆
сдвигается в сторону изменения частоты (в данном случае в сторос
ну увеличения), а величина выходного
напряжения уменьшается;
130
φ = arcsin
c∆Ψ
λ∆Ψ
= arcsin
.
ω0 d
d 2π
Δf =
fв − fн
100 %.
fв + fн
(1.11.2)
(2.1.3)
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
K (∆f)
ξ=∞
1
0,9
0,7
0,5
(Статическая
характеристика)
0,5
ξ = 0,25
0,3
0
∆f, Гц
Рис. 1.10.6. Семейство динамических частотных характеристик
одиночного колебательного контура
ширина полосы пропускания на уровне 0,707 также увеличивается при возрастании скорости перестройки;
`` наблюдаются дополнительные максимумы частотных характеристик.
Перечисленные особенности являются причиной ухудшения характеристик разведывательного приемника рассматриваемого класса:
`` уменьшается чувствительность приемника;
`` ухудшаются точность и разрешающая способность;
`` ограничивается скорость перестройки, а следовательно, и время
разведки;
`` искажаются параметры разведываемого сигнала (форма, длительность).
У панорамных приемников с быстрой перестройкой существует
взаимосвязь между полосой пропускания резонансной системы и скоростью перестройки; увеличение скорости перестройки ведет к потере
точности измерения несущей частоты и снижению чувствительности.
Действительно, оптимальная полоса пропускания Δfпр радиоприемника
``
131
Глава 1
χ ∞
1 − ∑ kPn+ k .
q =быси длительность импульса τ, образующегося на выходе в результате
λ
трой перестройки, в случае аппроксимации формы импульса и частот- k =1
ной характеристики приемника прямоугольниками, связаны в первом
ξ = π∆f пр γ ,
приближении следующим соотношением: Δfпр = 1/τ.
Длительность импульса при заданной скорости перестройки γ и по′
лосе пропускания Δfпр равна τ = Δfпр / γ. Отсюда следует, что Δfпр = γ .
Т пр
Таким образом, каждой скорости перестройки соответствует своя
оптимальная полоса. Сокращается время поиска, но уменьшается точ∆ ω0 d
=
sin φ = 2π
ΔΨ =точности
ω0 Δτ = ωопре0
ность определения частоты, и наоборот, при увеличении
с
с
деления частоты одновременно увеличивается время разведки.
Для уменьшения динамического эффекта необходимо при неиз- ∆
менной скорости перестройки γ увеличивать полосу пропускания резо- с
нансной системы, но это, в свою очередь, ведет к уменьшению чувствительности приемника и точности измерений.
c∆Ψ
λ∆Ψ
= arcsin
φ = перестройarcsin
Одновременное обеспечение значительной скорости
ω0 d
d2
ки и высокой разрешающей способности по частоте успешно может
быть достигнуто в приемнике со сжатием импульсов. Здесь, по сути, исfв − fн
100 %.
Δf = что
пользуется тот же принцип увеличения разрешающей способности,
fв + fн
и в широкополосных РЛС с кодированием.
Как уже было отмечено выше, быстрый поиск приводит к ухуд(P / P )
шению характеристик разведывательного приемника. Кроме медленноkш = c ш вых ,
( Pc / Pш )вх
го и быстрого, возможно применение и вероятностного поиска (поиска
со средней скоростью), обеспечивающего лучшие условия для компро( Pc / Pш )вых
мисса между скоростью перестройки и точностью определенияKчастоты
ш = 10lg
( Pc / Pш )вх
при заданной вероятности РТР.
Поиск со средней скоростью
P
kш = ш.вых .
Этот вид поиска по частоте наиболее характерен для РТР. Время Pш.вх k р
перестройки разведывательного приемника Т'пр на ширину его полосы
пропускания при поиске со средней скоростью определяется P
следую- kT ∆f ⋅ k p + Pш
kш = ш.вых = 0
щим соотношением:
kT0 ∆f ⋅ k p
Pш.вх k р
kТс > Т'пр > τс,
k (T0 + Tш )∆f ⋅ k p + Pш.ус
где Тс – период следования импульсов; τс – длительностьkшразведываемых
=1
=
kT0 ∆f ⋅ k p
импульсов; k = 1, 2, 3.
Отличительной особенностью поиска со средней скоростью явkш2 − 1 kш3 − 1
ляется отсутствие гарантированного обнаруженияk работы
импульсной
+
+…+
ш = kш1 +
k p1приемk p1k p 2
k
РЛС в течение одного периода перестройки разведывательного
132
5
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
f
fс
∆fпр
Tп
U
t
T'пр
δ
Tп
U
τс
Tс
t
t
Рис. 1.10.7. Частотно-временная диаграмма (поиск со средней скоростью)
ника. Иными словами, вероятность обнаружения разведываемого сигнала в рассматриваемом случае, в принципе, всегда меньше единицы.
По этой причине поиск со средней скоростью иногда называют вероятностным поиском (рис. 1.10.7).
Анализ поиска со средней скоростью удобно проводить с помощью теории случайных импульсных потоков. В рассматриваемом случае имеется два потока импульсов (рис. 1.10.7). Первый характеризует
поток импульсов разведываемого устройства с длительностью τс и периодом следования Тс; второй – готовность разведывательного приемника
обслужить поток сигналов. Параметрами этого потока являются период
перестройки Тп и время перестройки приемника Т'пр на величину, равную полосе пропускания.
Обнаружение происходит в моменты «зацепления» потоков. Если
длительность «зацепления» достаточна для надежной работы разведывательного приемника, то одновременно с обнаружением может быть
определена и частота разведываемого устройства.
133
Глава 1
1.10.3. Беспоисковые способы определения частоты
Сущность беспоискового способа определения частоты состоит
в том, что разведка ведется одновременно во всех участках рабочего
диапазона частот.
Приемные устройства, использующие беспоисковые способы
определения частоты, обеспечивают одновременный прием в широком
диапазоне рабочих частот без перестройки гетеродинов или фильтров.
Время разведки частоты при беспоисковых способах может быть очень
малым, так как все составляющие спектра принимаемого сигнала выявляются одновременно и практически мгновенно. В настоящее время
известны следующие беспоисковые способы определения частоты:
`` применение частотных различителей;
`` функциональные (интерференционные) способы;
`` применение многоканальных приемников.
Возможность определения частоты с помощью частотных различителей обусловлена свойством последних преобразовывать отклонения частоты от заданного значения в напряжение, пропорциональное
этому отклонению.
Простейшими устройствами определения частоты могут служить
обычные частотные дискриминаторы.
В основу интерференционного способа определения несущей частоты положена известная зависимость сдвига фаз от длины пути и частоты.
Разведка несущей частоты с помощью селективных приемников
прямого усиления для целей радиотехнической разведки использует два
типа приемников прямого усиления:
`` одноканальные широкополосные приемники;
`` многоканальные приемники.
Одноканальный широкополосный приемник
Простейший одноканальный широкополосный приемник прямого
усиления (апериодический приемник) состоит из антенны, кристаллического детектора, видеоусилителя и индикатора (рис. 1.10.8).
Преимуществом этого приемника является возможность полностью
воспроизводить информацию, заключенную в принимаемом сигнале.
Однако чувствительность его весьма мала, а точность измерения частоты низка и определяется примерно половиной ширины полосы пропускания антенны или входного фильтра.
134
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
А
Усилитель
Детектор
Индикатор
Рис. 1.10.8. Одноканальный широкополосный приемник
f
Фильтры
f
Усилитель
Индикатор
Детектор
Усилитель
Детектор
Рис. 1.10.9. Двухканальный приемник
Одноканальные широкополосные приемники прямого усиления
применяются лишь для обнаружения самого факта облучения.
В отличие от одноканального приемника двухканальный имеет
два канала приема (рис. 1.10.9).
В каждом канале имеется резонансный фильтр. В первом канале
резонансный контур настроен на самую низкую, а во втором – на самую
высокую частоту разведываемого диапазона (рис. 1.10.10, б). Сигналы
с выходов обоих каналов поступают на различные группы отклоняющих пластин осциллографа. Угол отклонения линии развертки на экране индикатора является однозначной функцией измеряемой частоты.
Естественно, что точность измерения частоты в этом случае уменьшается при увеличении диапазона разведки.
Многоканальные приемники
Бόльшая точность и разрешающая способность могут быть получены с помощью многоканального приема (рис. 1.10.11, 1.10.12). В этом
случае весь диапазон разведываемых частот разделяется системой
фильтров на ряд поддиапазонов. Полосы прозрачности фильтров примыкают друг к другу так, как показано на рис. 1.10.10, в.
Напомним, что многоканальный приемник (рис. 1.10.11, 1.10.12)
в данном случае не эквивалентен многоканальной системе массового
обслуживания.
135
Глава 1
K(f )
а
fmin
fmax
f
fmin
fmax
f
K(f )
б
K(f )
1
2
3
4
5
6
7
в
fmin
Δf
fmax
Δfp
f
Рис. 1.10.10. Частотные характеристики входных фильтров: а – одноканального;
б – двухканального; в – многоканального
I
II
m
А1
Избирательные
Усилители
фильтры
А2
Аm
Детекторы
Видео- Индикаторы
усилители частоты
Ф1
У
Д
ВУ
f1
Ф2
У
Д
ВУ
f2
Фm
У
Д
ВУ
fm
Рис. 1.10.11. Структурная схема многоканального приемника прямого усиления
Ширина полосы прозрачности Δf каждого фильтра выбирается из
условия получения заданной точности определения частоты δf:
Δf = 2δf.
136
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
УПЧ1
ВЧ часть приемника
УПЧ2
fвых
fвх
fгет
Гетеродин
(синтезатор частот)
УПЧ3
Индикация
и регистрация
Рис. 1.10.12. Структурная схема многоканального приемника
супергетеродинного типа
Число фильтров m зависит от заданной точности определения
частоты δf и диапазона разведываемых частот Δfр. При идентичных каналах приемника
m = Δfр / 2δf.
Многоканальные приемники позволяют раздельно наблюдать
(разрешать по частоте) сигналы РЭС, если разнос их рабочих частот не
меньше Δf. Число каналов в них достигает нескольких десятков. Широкое использование полупроводниковых приборов, интегральных микросхем при построении многоканальных приемников указывает на перспективность рассмотренного направления.
В станциях РТР сантиметрового диапазона применяются схемы,
соединяющие преимущества матричных и многоканальных приемников. Это матричные приемники. Блок-схема матричного приемника изображена на рис. 1.10.13. Особенностью матричного приемника является
его возможность обеспечивать большую точность определения частоты
по сравнению с многоканальным при меньшем числе фильтров.
Матричный приемник содержит набор элементарных ячеек,
состоящих из фильтров Фij, индикаторов Иij, гетеродинов с частотами fij и смесителей (в общем случае m-строк, n-столбцов). Фильтры
1-го столбца разбивают весь разведываемый диапазон частот на m равных полос (поддиапазонов).
Все сигналы с выходов этих фильтров гетеродинируются на одну
и ту же промежуточную частоту. Таким образом, входной диапазон
137
Глава 1
1
И11
1
Ф11
И21
2
И12
И13
f11
И22
f12
Ф22
Ф21
f23
Иm3
Фm2
fm1
f13
Ф23
Иm2
Фm1
И23
f22
f21
3
Ф13
Ф12
Иm1
m
2
Фm3
fm2
fm3
Рис. 1.10.13. Структурная схема матричного многоканального приемника
шириной Δfр сворачивается в m раз более узкую полосу Δf1. Второй столбец трансформирует процесс из полосы Δf1 в полосу Δf2 и т. д. В последнем n-м столбце сигнал наблюдается в очень узкой полосе Δfn. При таком
построении приемник обеспечивает разрешение по частоте Δf = Δfр / mn
при использовании mn-фильтров. В чисто многоканальном приемнике
для такого же разрешения требуется фильтров mn > mn.
Для обнаружения сигнала и указания его частоты служат индикаторы Иij. Срабатывание индикатора означает обнаружение сигнала на частоте соответствующего фильтра Фij в его полосе.
Матричные приемники представляют собой достаточно сложные
устройства. Наибольшие трудности при разработке и настройке многоканальных матричных приемников могут возникать из-за взаимного
влияния между каналами, порождающего неоднозначность измерений.
Эта трудность преодолевается с помощью специальных схем устранения неоднозначности, отделяющих нужные сигналы от помех, а также
усовершенствованием полосовых фильтров и применением специальных развязывающих схем.
Матричный приемник обеспечивает лучшую чувствительность
и разрешающую способность по частоте по сравнению с обычным
138
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
многоканальными приемниками. Однако время разведки (время обслуживания) у такого приемника несколько больше, чем у обычного многоканального приемника.
Итак, используемые для РРТР сканирующие панорамные приемники перестраиваются со скоростью 20–30 частотных каналов в секунду при полосе каждого канала в пределах от 50–500 Гц до 50–1 000 кГц.
Противоречие между скоростью перестройки по частоте, которую
для повышения оперативности разведки нужно выбирать как можно
большей, и разрешающей способностью устраняется в многоканальном
приемнике РРТР.
Параллельные УПЧ на выходе смесителя перекрывают своими
полосами пропускания весь частотный диапазон. При такой схеме построения приемник позволяет раздельно наблюдать (разрешать по частоте) сигналы РЭС, если только разнос рабочих частот этих РЭС не
меньше Δf.
Время разведки не может быть меньше времени установления
переходных процессов в каждом фильтре. Можно определить, что при
одинаковой разрешающей способности время анализа многоканальным
приемником оказывается примерно в N раз (N – число каналов) меньше времени обзора полосы сканирующим одноканальным приемником.
Увеличение оперативности разведки ведет к усложнению аппаратуры.
Совершенствование элементной базы радиоэлектронной аппаратуры, а также методов и алгоритмов обработки сигнала позволяет в настоящее время решить многие задачи РРТР с помощью цифровых приемников.
В цифровых приемниках сигналы в широкой полосе (в предельном случае – во всей полосе разведки) с выхода УПЧ преобразуются
в цифровую форму и дальше обрабатываются (фильтруются, обнаруживаются, демодулируются) с использованием алгоритмов, реализуемых
специальными цифровыми сигнальными процессорами. Преимущества
цифровых методов обработки общеизвестны: высокая точность и стабильность характеристик аппаратуры, возможность запоминания, хранения и воспроизведения сигнала.
Недостатки цифровых методов (зависимость ширины частотного
диапазона разведки от быстродействия цифровых схем, дополнительные погрешности, обусловленные шумами вычислений, аналого-цифровыми и цифро-аналоговыми преобразованиями) обычно компенсируются преимуществами цифровых приемников. Цифровая обработка
139
Глава 1
сиrнала позволяет для реализации многоканальнoгo приемника применить процедуру вычисления дискретного преобразования Фурье.
Аналого-цифровое преобразование, необходимое при переходе
к цифровой обработке, предусматривает дискретизацию сигнала по времени и квантование по уровню. Поэтому процедура вычисления преобразования Фурье в N дискретных по частоте точках эквивалентна преобразованию сигнала в N параллельных фильтрах.
1.10.4. Запоминание и измерение частоты
Целью РТР может быть не только определение значения несущей
частоты разведываемых радиотехнических устройств, но и запоминание этой частоты, например, для того, чтобы обеспечить возможность
создания активных помех.
В простейших станциях помех запоминание несущей частоты и настройку на нее передатчика помех осуществляет оператор. В этом случае
процесс запоминания частоты и наведения (настройки) передатчика помех требует большого времени. В настоящее время имеется возможность
настройку передатчиков помех на несущую сделать автоматической.
Количественными характеристиками различных способов
и устройств запоминания частоты являются следующие:
`` время настройки;
`` время запоминания (памяти);
`` точность настройки;
`` точность удержания частоты;
`` диапазон запоминания;
`` разрешающая способность (способность одновременной настройки на несколько частот).
Применяются следующие методы запоминания частоты:
`` метод АПЧ по отклонению (с помощью автоподстройки генератора);
`` метод АПЧ по экстремуму (путем автоматической подстройки
генератора по экстремуму сигнала);
`` многоканальный способ.
Запоминание несущей частоты методом АПЧ по отклонению.
Этот метод использует известный принцип автоматической подстройки
частоты гетеродинов приемников и широко применяется в настоящее
время. Схема построена таким образом, чтобы при возникновении рас140
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
согласования управляющее воздействие сводило его к нулю. Таким образом частота генератора помех поддерживается близкой к частоте несущей подавляемого РЭС.
Описанная схема требует значительной развязки приемной и передающей антенн. Недостатками такого одноканального устройства являются:
`` малая ширина диапазона запоминания, ограничиваемая возможностями схем электронной и механической подстройки частоты;
`` недостаточная разрешающая способность (схема запоминает
только одну частоту).
Запоминание несущей частоты методом АПЧ по экстремуму.
Принципиальная возможность применения методов экстремального регулирования для целей запоминания частоты обусловливается относительной простотой получения экстремума сигнала с помощью элементов, обладающих частотной избирательностью (фильтры, резонансные
контуры и т. п.), а также реализации поисковых устройств, например,
путем электронной перестройки гетеродина или электромеханической
перестройки колебательного контура.
Многоканальный способ запоминания частоты. Рассматриваемый способ запоминания является развитием многоканального метода
разведки частоты (рис. 1.10.14). Диапазон запоминания перекрывается
системой фильтров. Напряжение с выхода этих фильтров поступает после усиления и детектирования на реле Рл1, Рл2, ..., Рлm.
А1
А2
Аj
Аm
Ф1
У1
Д1
У1
Рл1
Г1
Ф2
У2
Д2
У2
Рл2
Г2
Фj
Уj
Дj
Уj
Рлj
Гj
Уm
Рлm
Фm
Уm
Дm
Гm
А1′
А′2
А′j
А′m
Рис. 1.10.14. Многоканальный способ запоминания частоты
141
Глава 1
Если в каком-либо j-м канале обнаруживается сигнал, то срабатывает реле Рлj и включается соответствующий генератор помех Гj
(рис. 1.10.14). Точность запоминания частоты при таком способе определяется шириной полосы пропускания входных фильтров.
Основным недостатком данного устройства является значительный объем аппаратуры, если речь идет об обеспечении запоминания
с высокой точностью в широком диапазоне частот.
Цифровые способы измерения частоты обеспечивают высокую точность и хорошо сопрягаются с вычислительными устройствами
последующей обработки сигнала. Для измерения частоты применяют
схемы, реализующие различные модификации двух основных методов.
Это методы цифрового частотомера (рис. 1.10.15) и цифрового периодомера (рис. 1.10.16).
Линейная часть
приемника
Формирователь
Измеритель
и индикатор
&
Tизм
Рис. 1.10.15. Структурная схема цифрового частотомера
Линейная часть
приемника
Формирователь
Начало измерений
Генератор счетных
импульсов
Счетчикделитель на n
&
Tизм
Тг
fсч
&
Измеритель
и индикатор
Рис. 1.10.16. Структурная схема цифрового периодомера
142
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Входной формирователь (рис. 1.10.15) создает короткие импульсы
в моменты перехода сигналом через нулевой уровень снизу вверх (с положительной производной). Эти импульсы через схему совпадений, открываемую стробом на время измерения Тизм попадают на счетчик. Результаты подсчета числа импульсов за время Тизм выводятся в качестве
оценки частоты:
F* = N / Тизм,
где N – число подсчитанных импульсов.
Ошибка дискрета измерений по методу частотомера соответствует ошибке в один счетный импульс, т. е. равна одному периоду входного
сигнала за время измерения.
Для уменьшения ошибки дискрета цифрового измерения частоты
используют метод периодомера. Периодомер подсчитывает число импульсов N частоты fсч >> fс за время Тизм = Тсч = nТс = n / fс, т. е.
N = fсч Тсч = n fсч / fс,
а частота сигнала может быть оценена:
fс = fсч n / N.
Контрольные вопросы и задания
1.
2.
3.
4.
Перечислите особенности медленного поиска частоты.
Каковы особенности быстрого поиска частоты?
Какова особенность поиска частоты со средней скоростью?
В чем состоит сущность беспоисковых способов определения частоты?
5. Назовите способы запоминания частоты.
1.11. ПЕЛЕНГАЦИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ
В ИНТЕРЕСАХ РАЗВЕДКИ
1.11.1. Способы пеленгации
Знание угловых координат РЭС позволяет определять их местоположение и в случае необходимости наводить на них антенны передатчиков помех.
143
Глава 1
Пеленгационные устройства станций РТР должны удовлетворять
следующим основным требованиям:
`` обеспечивать измерение пеленга за возможно короткое время;
`` иметь достаточно высокую точность и разрешающую способность по угловым координатам в широком диапазоне частот.
В радиотехнической разведке используются беспоисковые и поисковые способы пеленгации источников излучения.
Беспоисковые способы пеленгации позволяют определять направление на источник излучения мгновенно при любом расположении
источника относительно антенны пеленгатора (в пределах дальности
радиотехнической разведки). Поисковые способы пеленгации позволяют определять направление на источник путем последовательного
просмотра разведываемого пространства. Определение пеленга источника излучения в этом случае требует некоторого времени. Оба способа
определения направления могут использовать все виды радиопеленгации: амплитудный, фазовый и частотный. Наиболее часто используются
амплитудные и фазовые радиопеленгаторы.
1.11.2. Методы пеленгации
Амплитудный метод
Пеленгаторы служат для определения пространственных координат объектов разведки. Все пеленгаторы (радиотехнические измерители
угловых координат объектов, излучающих или отражающих радиоволны) и радиосистемы углового сопровождения отождествляют направление прихода сигнала с направлением нормали к фронту волны, созданной источником излучения. Различие методов пеленгования и типов
пеленгаторов сводится к техническим особенностям определения ориентации этой нормали. К пеленгаторам предъявляются высокие требования по быстродействию (возможность измерения пеленга по максимально короткой реализации сигнала, в пределе – по одному импульсу),
точности пеленгации, разрешающей способности.
Исторически самым первым был амплитудный способ
радиопеленгации. Амплитудный способ, как следует из самого названия, основан на анализе амплитудного распределения поля, создаваемого пеленгуемым сигналом на раскрыве приемной антенны: уровень
сигнала максимален в том случае, когда раскрыв антенны параллелен
144
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
фронту падающей волны. Известны три разновидности амплитудного
способа: пеленгование по максимуму, минимуму и пеленгование на основе сравнения.
Способ максимума может применяться средствами РРТР, работающими с остронаправленными антеннами. ДНА F(φ, θ) такой антенны показана на рис. 1.11.1, где φа – угол ориентации максимума ДНА; φи – угол
между заданным направлением и направлением на источник излучения
(истинный пеленг источника); φ – угол между направлением максимума
ДНА и направлением на источник излучения (измеренный пеленг).
При пеленговании пространственное положение ДНА изменяется и направление максимума совмещается с направлением на источник излучения. По угловому положению ДНА отсчитывается пеленг.
При использовании метода максимума ДНА обеспечивается большая
дальность пеленгации, поскольку средство РРТИ работает с большим
уровнем сигнала, но точность пеленгации невысока, так как она определяется крутизной ДНА в окрестности максимума и составляет, как
считается, несколько процентов от ширины ДНА по уровню половинной мощности.
Способ минимума применяется, когда можно сформировать ДНА
с ярко выраженным минимумом приема (рис. 1.11.2). Для пеленгования
ДНА поворачивается до положения, при котором уровень сигнала на
выходе приемника имеет минимальное значение.
Пеленгация по способу минимума обеспечивает более высокую
точность измерения, поскольку в окрестности минимума ДНА имеет
РЭС
φ
φ
φа
∆φ
φи
РЭС
ДНА
ДНА
Рис. 1.11.1. Пеленгование по максимуму
Рис. 1.11.2. Пеленгование по минимуму
145
Глава 1
бόльшую крутизну, но дальность действия пеленгаторов по минимуму
меньше, чем пеленгаторов по способу максимума: уровень принимаемого ими сигнала ниже. Как уже говорилось, угловые координаты определяются при ориентации ДНА пеленгатора на объект разведки. Чаще
всего (но не всегда) угловое положение ДНА изменяется за счет механического поворота антенной системы.
+φ0
РЭС
F1 (φ)
– φ0
ДНА
F2 (φ)
Рис. 1.11.3. Пеленгование на основе сравнения
E1 – E2
– φ0
φ
0
φ0
Рис. 1.11.4. Дискриминационная характеристика
амплитудного пеленгатора
146
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Сущность амплитудного метода пеленгования на основе сравнения показана на рис. 1.11.3. ДНА такого пеленгатора имеет два одинаковых главных лепестка соответственно F1 (φ) и F2 (φ), максимумы которых развернуты в пространстве на углы ±φ0 относительно некоторого
среднего направления. При φ = 0 F1 (0) = F2 (0) и направление φ = 0 называется равносигнальным (РСН).
Амплитуды сигналов, принимаемых лепестками диаграммы направленности такой антенны с некоторого направления φ, будут иметь
значения Е1 и Е2 (рис. 1.11.4).
Фазовый метод
Фазовый способ пеленгования основан на использовании зависимости разности фаз сигналов, принимаемых двумя одинаковыми антеннами (А1 и А2 на рис. 1.11.5), которые разнесены в пространстве на
некоторое расстояние (базу) протяженностью d. Если объект разведки
(ОР) удален от середины базы пеленгатора
на очень большое расстояние
χ ∞
1 −волны
kP
q =им
(1.9.8)
R >> d, то∞фронт излученной
около
∑ n+k . антенной системы пеленλ k =1
χ
гатора
плоским. Различие
длин трасс распространения
kPnсчитать
q = 1 − можно
(1.9.8)
∑ источника
+k .
сигналаλот
излучения до ∞двух антенн пеленгатора А1 и А2
k =1
χ f пр γ ,
π∆
Δ = dsinφ (рис. 1.11.5) приведет
принятые этими антеннами
q ξ= =1к− тому,
(1.9.8)
∑ kPчто
n+ k .
λ k =1 по фазам. Разность фаз сигналов
сигналы
s1f(t)
ξ = π∆
γ ,s2 (t) будут различаться
пр и
пеленге
на несущей частоте ω0 при истинном
′ φ определяется соотношеТ пр
γ
ξ = π∆f пр γ ,
нием
′
Т пр
γ
∆ ωd
d
Δτ = ω0 = 0 sin φ = 2π sin φ,
(1.11.1)
ΔΨ == ω
ω00 Δτ
(1.11.1)
ΔΨ
′
γ с
с Т пр
λ
∆ ω0 d
d
sin φ = 2π sin φ,
(1.11.1)
ΔΨ = ω0 Δτ = ω0 =
с
λ
где Δτс – временнáя
задержка
прихода
сигналов
на разнесенные
антенны;
∆ ∆ω d
d
(1.11.1)
ΔΨ = ω0 Δτ = ω0 = 0 sin φ = 2π sin φ,
с сс
λ
∆
Δτ = ω0 ; с – скорость света; λ – длина волны излучения объекта разведки. с
c∆Ψ ∆
λ∆Ψ
= arcsin
(1.11.2)
φ = arcsin
на источник
.
Из формулы (1.11.1)
следует,
что
пеленг
определяется
ω
d
d 2π
с
λ∆Ψ
c∆Ψ
0
выражением
= arcsin
(1.11.2)
φ = arcsin
.
ω0 d
d 2π
c∆Ψ
f −f
λ∆Ψ
(1.11.2)
φφ == arcsin
(1.11.2)
100 %.
(2.1.3)
Δf = в =нarcsin
.
ωf0вd+ f н
d 2π
fв − fн
100 %.
(2.1.3)
Δf =
f вКак
+ f нследует из последнего соотношения, для определения пеленга
f в( P−c /f нPш )вых
разность
фаз ΔΨ принимаена РЭС необходимо измерить
частоту
ω
100
(2.1.3)
Δfkш==
,
0 и %.
f в(+
Pc f/приема.
( Pc / Pш )вых
нPш ) вх
мых
сигналов
в
разнесенных
точках
kш =
,
( Pc / Pш )вх
( P (/PP/ )Pш )вых
,
(2.1.6)
Kшk=
10lgc c ш вых
ш=
147
( Pc(/PcPш/ )Pвхш )вх
( Pc / Pш )вых
(2.1.6)
Kш = 10lg
( Pc / Pш )вх
( Pc / Pш )вых
P
(2.1.6)
Kш =kш10lg
= ш.вых
.
(2.1.7)
P( P k/ P )
d
sin
φ
Глава 1
φ
A1
s1 (t)
A2
s2 (t)
d
Линейная часть
приемника
Линейная часть
приемника
Измерение Ψ
Рис. 1.11.5. Фазовый пеленгатор
Функция arcsin(–) в правой части соотношения неоднозначная,
поэтому разным значениям измеренной разности фаз ΔΨ могут соответствовать разные пеленги на источник излучения. Для исключения
неоднозначности отсчета пеленга используют антенную систему с несколькими различными по величине базами.
При пеленговании с помощью двух разнесенных ненаправленных
антенн (рис. 1.11.5) могут быть использованы не только фазовые, но
и амплитудные соотношения.
1.11.2. Беспоисковые и поисковые
способы пеленгации
Беспоисковые способы пеленгации
В простейшем случае беспоисковое определение направления на
источник может быть осуществлено с помощью многоканального пространственно-избирательного устройства. Структурная схема такого
устройства, предназначенного для определения направления в одной
148
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
плоскости, представлена на рис. 1.11.6, а. Прием сигналов производится антеннами (А1, А2, …, Ат) со всех направлений. ДНА изображены
на рис. 1.11.6, б. Точность определения направления и разрешающая
способность при этом определяется половиной ширины ДНА на уровне
0,1–0,05.
Высокая точность определения пеленга может быть обеспечена
с помощью большого количества антенн, а следовательно, и приемных
каналов. Это является существенным недостатком описанной схемы.
Данный способ реализован, в частности, в станциях помех РЭП сантиметрового диапазона.
Хорошие характеристики имеет так называемое функциональное пеленгаторное устройство, принцип работы которого основывается на функциональной зависимости выходного суммарного напряжения
двух или нескольких антенн от направления прихода радиоволн.
Примером функциональных пеленгаторных устройств могут служить известные из радионавигации автоматические радиопеленгаторы
с Н-образной антенной системой, а также автоматические радиокомпасы, использующие для определения направления рамочный радиопеленгатор.
Функциональные пеленгаторы имеют высокую точность определения направления и позволяют пеленговать два радиопередатчика,
работающие на одной и той же частоте. Они успешно применяются
в диапазоне метровых волн в различных наземных радиотехнических
А1
А2
Аm
Прм1
И1
Прм2
И2
Прмm
Иm
Аm
а
А1
А2
А3
А4
б
Рис. 1.11.6. Беспоисковое пеленгование
149
Глава 1
устройствах. Практическое применение их на самолетах в метровом
диапазоне волн вызывает серьезные трудности, обусловленные габаритами антенн и неодинаковым влиянием корпуса самолета на диаграмму
направленности по частотному диапазону.
Рассмотрим такого рода пеленгаторы, поскольку именно они чаще
всего применяются в станциях помех КВ- и УКВ-диапазонов.
Особую группу приемных устройств составляют радиопеленгаторы, позволяющие определять направление на работающую радиостанцию. Простейшим радиопеленгатором является радиоприемник
с рамочной антенной. Вращая рамочную антенну вокруг вертикальной
оси, по минимуму слышимости принимаемого сигнала определяют направление на радиостанцию.
Приведем некоторые характеристики радиоволн.
Амплитуда – это максимальное значение напряженности переменного электромагнитного поля.
Фаза – это величина, определяющая состояние колебательного
процесса в каждый момент времени. Фаза измеряется в градусах или
радианах. Применительно к переменному току (напряжению) фаза характеризует мгновенное значение переменного тока (напряжения).
Если на одинаковом расстоянии от передающей антенны соединить все точки в пространстве, в которых фазы радиоволны одинаковы,
то полученная поверхность будет называться фронтом радиоволны
(рис. 1.11.7). Фронт радиоволны распространяется со скоростью ее распространения. Будем считать, что волна распространяется от источника
радиоизлучения вдоль земной поверхности под углом θ по отношению
к северному направлению магнитного меридиана. Этот угол нам и необходимо определить.
На практике в радиопеленгаторах применяются четыре антенны
(вибраторы), которые соединяются между собой в две пеленгационные
пары: одна пара ориентируется по направлению «север – юг», вторая
по направлению «восток – запад» (рис. 1.11.7). Из рисунка очевидно, что
фронт волны достигнет в первую очередь северного вибратора, затем
восточного, затем западного и в последнюю очередь южного. Следовательно, амплитуда ЭДС в каждой отдельной антенне и в определенный
момент времени зависит от угла прихода волны и от фазы колебаний.
Полученную информацию необходимо обработать на основе измерения
амплитуды сигнала или фазы. Известны разные методы пеленгования:
фазовый, амплитудный и комбинированный.
150
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
С
Радиоволна
Поверхность Земли
θ
С
З
В
Ю
Фр
онт
рад
иов
олн
ы
Ю
Рис. 1.11.7. Принцип пеленгования
Рассмотрим принцип построения и работы трехканального пеленгатора, который применяется в одной из изучаемых автоматизированных станций помех (АСП) (рис. 1.11.8, а). Каждая антенна подключена
к специальному входному устройству, входящему в состав антенно-фидерной системы (АФС) или пеленгатора. Основу входных устройств
составляют суммарно-разностные устройства на основе суммирующих и вычитающих трансформаторов (рис. 1.11.8, б). На выходе такого устройства в трехканальном пеленгаторе формируются следующие
сигналы: разностный сигнал от пары «север – юг», пропорциональный
функции sin θ (вертикальный канал); разностный сигнал от пары «запад – восток», пропорциональный функции cos θ (горизонтальный канал). Эти сигналы называются пеленговыми, содержат информацию об
угле прихода волны θ и подаются в соответствующие тракты радиоприемного устройства для преобразования, усиления и селекции.
В третьем трансформаторе складываются суммы сигналов пеленговых каналов и образуют ненаправленный канал, в котором отсутствует информация об угле прихода волны. Ненаправленный канал аналогичен пеленговым каналам. К нему может быть подключен слуховой тракт
для обеспечения слухового приема соответствующих видов передач.
151
152
В
з
в
ю
с
С
(трансформаторы)
Входное
устройство
TΣ
TΔ
(НК)
cos θ (ГК)
sin θ (ВК)
ЕΣ
Слуховой
тракт
Система
АВФ
Ненаправленный канал
Горизонтальный канал
Вертикальный канал
Система
АВУК
Трехканальное
радиоприемное
устройство
Источник
контрольного
сигнала
к антенне
Система
АСП
Код пеленга
θ
Рис. 1.11.8. Трехканальный пеленгатор: АСП – автоматический съем пеленга; АВФ – автоматическое выравнивание фазы; АВУК –
автоматическое выравнивание усиления каналов; ВК – вертикальный канал; ГК – горизонтальный канал; НК – ненаправленный канал
Ю
З
к антенне
ЕΔ
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
Если в качестве индикатора пеленга используется электроннолучевая трубка (ЭЛТ), то к выходу вертикального канала подключены вертикально отклоняющие пластины, а к выходу горизонтального
канала – горизонтально отклоняющие пластины ЭЛТ. Под воздействием двух напряжений на отклоняющую систему ЭЛТ на экране
индикатора получим радиальную линию пеленга под углом θ. Сигнал
ненаправленного канала подается на модулятор трубки (управляющий
электрод) и фазирован так, что гасит половину изображения пеленга
на экране. Это делает отсчет пеленга однозначным. Значение пеленга
может быть отсчитано в градусах непосредственно по круговой шкале
индикатора.
Современные пеленгаторы также имеют систему автоматического
счета пеленга, которая позволяет автоматизировать процесс съема пеленга и отображать результат цифровыми индикаторами, а также выдавать код пеленга на внешние устройства.
Поисковые способы пеленгации
Эти способы широко применяются в самолетных станциях
РТР. Определение направления на источник излучения производится
с помощью вращающейся остронаправленной антенны, сопряженной
с электронно-лучевым индикатором, в котором линия развертки перемещается синхронно с вращением антенны, образуя координатную шкалу. Отметка принятого сигнала может быть амплитудной или яркостной
(рис. 1.11.9).
РЛС
θс
θп
П
Ωп
Ωс
Рис. 1.11.9. Поисковое пеленгование
Обычно пеленгация производится методом максимума. Пеленг
на радиопередатчик в этом случае определяется угловым положением
остронаправленной антенны, при котором сигнал разведываемого радиоэлектронного средства на выходе пеленгатора (П) достигает максимальной величины.
153
Глава 1
1.11.3. Определение местоположения
Местоположение РЭС противника может быть определено как прямыми, так и косвенными методами. Под прямыми методами понимают
измерения местоположения источника в результате непосредственной
обработки принимаемых сигналов. В косвенных методах определение
местоположения источника производится по формулам, связывающим
координаты источника с его пеленгами, произведенными из нескольких
точек, и расстояниями между точками измерения пеленгов.
Прямые методы определения местоположения
источников излучения
Примером этого метода может служить так называемый вертикальный способ просмотра пространства, применяемый при РТР с помощью искусственных спутников Земли (ИСЗ). Этот способ требует
пролета ИСЗ над разведываемым РЭС (рис. 1.11.10). Перехват сигналов
осуществляется узконаправленной антенной. В момент перехвата сигналов производится запись местоположения точки перехвата.
Район неопределенности географического положения обнаруженного источника излучения характеризуется так называемой геогра-
ИСЗ
À
Рис. 1.11.10. Определение местоположения с помощью ИСЗ
154
Теоретические основы радиоэлектронной борьбы
фической разрешающей способностью системы, которая определяется
площадью (А) района, просматриваемого одновременно приемной антенной станции РТР.
При однократном пролете точность определения местоположения
источника невелика. Она может быть повышена за счет многократности
обзора заданного пространства с взаимным перекрытием площадей, охватываемых приемной антенной при каждом пролете.
Косвенные методы определения местоположения
источников излучения
Наиболее распространенной является пеленгация источника излучения из двух или более точек, расположенных на известной базовой
линии, с последующим вычислением его местоположения методом триангуляции (рис. 1.11.11). Такой способ определения местоположения
создает область неопределенности (А) в месте пересечения диаграмм
направленности приемной антенны. Можно показать, что наилучшая географическая разрешающая способность будет получена, если моментам перехвата будут соответствовать пеленги на источник θ1 = θ2 = 60°.
Косвенный метод пеленгации реализован в изучаемых АСП КВ- и УКВдиапазонов.
R
А
θ1
t1
θ2
l
t2
Рис. 1.11.11. Косвенный метод определения местоположения
155
Глава 1
Итак, отметим основное различие между прямым и косвенным
методами определения местоположения: в первом случае местоположение может быть определено по направленному приему сигнала в одной точке, а в косвенном методе требуется определить пеленг минимум
в двух точках пространства.
Контрольные вопросы и задания
1. Какие требования предъявляются к пеленгационным устройствам?
2. Каковы особенности беспоисковых способов пеленгации?
3. Назовите методы, которые положены в основу пеленгации источников излучения. В чем их сущность?
156
Глава 2
ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА АППАРАТУРЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
2.1. УСИЛИТЕЛИ СВЕРХВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
2.1.1. Основные параметры усилителей
Основное функциональное назначение усилителя (англ.
amplifier) – увеличение уровня (размаха колебаний, амплитуды или
средней мощности) входного сигнала без искажений его формы, спектрального состава или ухудшения отношения «сигнал – шум». Интеграция проектных параметров устройства и характеристик сигналов определяет типы используемых активных элементов – полупроводниковых
различных модификаций или электровакуумных приборов. Выбор типа
активного элемента зависит от области применения, вида усиливаемых
сигналов, рабочей полосы частот, требуемой мощности. Потому большое значение имеет корректное определение технических параметров
и классификация усилителей сигналов.
С точки зрения теории СВЧ-цепей усилитель представляет собой
четырехполюсник. Однако при применении усилителей, их испытаниях
и выдачи технических заданий на проектирование используется не непосредственно матрица рассеяния, которая характеризует усилитель как
четырехполюсник СВЧ, а применяют другие параметры, более удобные
на практике.
Рассмотрим основные наиболее важные параметры усилителей.
Под коэффициентом усиления по мощности (англ. gain) KP понимается число, показывающее, во сколько раз выходная мощность Pвых
больше мощности, поступающей на вход усилителя Pвх. Коэффициент
усиления рассчитывается по формуле
KP = Pвых / Pвх.
(2.1.1)
157
Глава
χ ∞2
q = 1 − ∑ kPn+ k .
(1.9.8)
λ k =1
Для удобства расчетов и измерений коэффициент усиления выражают в децибелах, т. е.
ξ = π∆f пр γ ,
(2.1.2)
KP [дБ] = 10lg Pвых / Pвх.
′
γ (полосой)Т пр
Под рабочим диапазоном
частот
усилителя понимается диапазон, в котором он обеспечивает параметры не хуже величин,
гарантированных производителем.
диапазон
по умолчанию
∆ ωРабочий
d
0d
= максимального
= ωдБ
sin φ = 2π значения
sin φ,
(1.11.1)
ΔΨуровню
= ω0 Δτ –3
0 от
определяется по
коэффицис
с
λ
ента усиления KPmax, что соответствует снижению KP в 2 раза (рис. 2.1.1).
Рабочий диапазон частот задается
двумя граничными частотами:
∆
частот вычисляется или в абнижней fн и верхней fв. Величина полосы
с
солютных единицах:
cΔf
∆Ψ= fв – fн, λ∆Ψ
= arcsin
(1.11.2)
φ = arcsin
.
ω0 d
d 2π
или относительно средней частоты диапазона:
Δf =
fв − fн
100 %.
%.
100
fв + fн
(2.1.3)
(2.1.3)
По критерию относительной полосы частот различают узкопо( Pc / Pш )вых
лосные усилители, для которых
kш = коэффициент
, перекрытия по частоте
( Pc / Pш )вх
(сверхширокополосные)
kf = fв / fн << 1; октавные kf ≈ 2 и многооктавные
с kf > 2. Для ряда моделей усилителей как минимальная указывается
( Pc / Pсмысл
ш ) вых и необходимо учитывать
нулевая частота, в этом случае
kf теряет
(2.1.6)
Kш = 10lg
(
P
/
P
)вх
c и шподключения
частотные свойства схем блокирования
питания.
Коэффициент усиления не является постоянной величиной, он заPш.вых
висит от входной мощности, kчастоты
сигнала,
электрического режима
.
(2.1.7)
ш=
и некоторых других факторов. Для Pхарактеристики
изменения усиления
ш.вх k р
KP, дБ Pш.вых kT0 ∆f ⋅ k p + Pш.ус
,
kш =
=
kT0 ∆f ⋅ k p
Pш.вх k р
KP max
kш =
3 дБ
k (T0 + Tш )∆f ⋅ k p + Pш.ус
T
=1+ ш .
kT0 ∆f ⋅ k p
T0
k − 1 kш3 − 1
k
−1
kш = kш1 + fш2
+
+ f…
+ шNf−1
,
нk
в
k
k
k
⋅⋅⋅
k
p1
pN −1
p1
p1 p 2
Рис. 2.1.1. Типичная частотная зависимость коэффициента усиления
158
5
(2.1.8)
(2.1.10)
(2.1.12)
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
в рабочем диапазоне частот используется понятие перепад коэффициента усиления (неравномерность усиления). Он показывает, на сколько
максимальное усиление отличается от минимального в заданном диапазоне частот и выражается в децибелах:
ΔKP = KPmax – KPmin.
Часто перепад коэффициента усиления представляют относительно среднего значения коэффициента усиления, тогда он имеет два
знака. Например, коэффициент усиления характеризуют таким образом:
KP = (23±1,5) дБ.
При усилении полосового сигнала возможны линейные искажения, которые обусловлены неравномерностью усиления и отклонением
от линейного закона частотной зависимости фазового набега в усилителе φ (f) (φ = φвых – φвх). Количественной характеристикой отклонения от
линейного закона служит значение неравномерности групповой задержки τгр = dφ / dω (англ. group delay) в рабочем диапазоне частот, которая
выражается в секундах.
Согласование усилителя с СВЧ-трактом численно характеризуется с помощью коэффициента отражения по входу и по выходу.
Но наиболее часто для характеристики согласования используется
коэффициент стоячей волны напряжения на входе КСВНвх и на выходе КСВНвых.
Под выходной мощностью усилителя понимают мощность (непрерывную или импульсную), которая выделяется на согласованной
нагрузке при усилении сигнала в рабочей полосе частот. Характер зависимости выходной мощности от мощности входного сигнала называется амплитудной характеристикой. Типовые зависимости выходной
мощности и коэффициента усиления от входной мощности приведены
на рис. 2.1.2.
Часто выходную мощность Pвых 3дБ определяют по уменьшению
коэффициента усиления на 3 дБ относительно усиления малого сигнала (рис. 2.1.2). Важным параметром усилителя является максимальная
входная мощность в линейном режиме, она характеризует верхнюю границу линейности амплитудной характеристики (верхняя граница динамического диапазона).
Поскольку измерить с высокой точностью конец линейного участка очень сложно, то принято считать верхней границей линейности
амплитудной характеристики максимальную входную мощность, при
159
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 2
Pвых
B
Pвых IP3
Pвых 1 дБ
Насыщение
Pвых 3 дБ
Линейный
режим
Продукты
3-го порядка
Pвых min
Pвых ш
Собственный
шум
Pвх IP3
Pвх min
Pвх
KP
1 дБ
3 дБ
B
Pвх 1 дБ
Pвх
Рис. 2.1.2. Зависимости выходной мощности и коэффициента
усиления от входной мощности
которой коэффициент усиления изменяется не более чем на 1 дБ относительно усиления в линейном режиме (рис. 2.1.2, точка А). В технической литературе чаще приводится максимальная выходная мощность
Pвых 1дБ, которая соответствует уменьшению коэффициента усиления на
1 дБ. Тогда Pвх 1дБ = Pвых 1дБ / KP.
Под чувствительностью (англ. sensitivity) усилителя понимают
величину входной мощности, при которой обеспечивается ее превышение над мощностью собственных шумов, приведенных ко входу, в несколько раз (например, в два раза, т. е. на 3 дБ).
160
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Динамическим диапазоном (англ. dynamic range) входного сигнала D линейного усилителя по умолчанию считается выраженное в децибелах отношение:
D = 10lg (Pвх 1дБ / Pвх min).
(2.1.4)
При увеличении мощности входного сигнала начинают проявляться нелинейные свойства усилителя. Это приводит, в частности,
к возникновению интермодуляционных искажений – появления в частотном спектре многотонального сигнала комбинационных составляющих с частотами, которые равны сумме или разности основных и гармонических частот входных сигналов. Для узкополосного или октавного
усилителя интермодуляционные искажения оценивают при подаче на
вход двух гармонических колебаний одинакового уровня с близкими частотами f1 и f2.
Спектр мощности выходного сигнала содержит при этом следующие составляющие:
`` основные на частотах f1 и f2;
`` компоненты удвоенных частот 2f1 и 2f2;
`` комбинационные компоненты второго порядка с частотами
|f1 ± f2|;
`` интермодуляционные продукты третьего порядка с частотами
|2f1 ± f2| и |f1 ± 2f2|;
`` интермодуляционные продукты более высоких порядков.
Уровень интермодуляционных продуктов третьего порядка, частоты которых лежат в рабочем диапазоне |2f1 ± f2| и |f1 ± 2f2|, оценивают значением такой входной мощности Pвх IP3, при которой суммарная
мощность была бы равна мощности основных компонент в отсутствие
явления насыщения (на рис. 2.1.2 точка В – пересечение пунктирных
прямых). Вместо характерного уровня входной мощности обычно указывают соответствующее значение выходной мощности Pвых IP3 = KP · Pвх IP3.
Указанные выше мощностные параметры выражают, как правило,
в децибел-милливаттах. Децибел-милливатт (дБм) – это логарифмическая мера мощности по отношению к 1 мВт, т. е. PдБм = 10lg (P / 1 мВт).
Для многооктавных усилителей применяется более сложная методика оценки уровня интермодуляционных компонент, которая предусматривает подачу на вход трех или четырех гармонических колебаний.
Напряжение питания E0 и ток I0, который отбирается от источника, характеризуют энергопотребление усилителя.
161
q = 1−
ξ=
ξ=
k =1 kP
∑
n+ k .
λ k =1
(1.9.8)
π∆f пр γ ,
π∆f пр γ ,
Глава 2
χ ∞ Т′
γ
q = 1 − ∑ kPn+пр
(1.9.8)
k′ .
γ
λ k =1 Т пр
Для оценки экономичности
усилителей
используется значение ко∆ КПД:
ωd
d
эффициента полезного действия
(1.11.1)
ΔΨ = ω0 Δτ = ω0 = 0 sin φ = 2π sin φ,
∆
ωсf0 d γ ,
d
с
ξ
=
π∆
пр /sin
(1.11.1)
ΔΨ = ω0 Δτ = ωη0= P=вых 1 дБ
P0,φ = 2π λ sin φ,
(2.1.5)
с
с
λ
∆
от источника питания,
где P0 – мощность, которая потребляется
′
Т пр
γ
∆
P0 = E0 · I0.
с
При прохождении сигнала через
усилитель к нему добавляются
с
∆
ω0 d
d
собственные шумы
усилителя,
и
соответственно,
мощности
c
∆Ψ
λ∆Ψ отношение
=
=
ω
sin
(1.11.1)
ΔΨ = φ
ω0=Δτ
(1.11.2)
arcsin 0 с =сarcsinφ= 2π λ .sin φ,
λ∆Ψ
на
выходе
меньше,
чем
на
входе.
Шумосигнала Pс к мощности шума Pcω
ш∆Ψ
(1.11.2)
φ = arcsin 0 d = arcsin d 2π .
вые свойства усилителя наиболее
коэффициентом
ω0 d часто характеризуют
d 2π
∆
шума. Коэффициент шума (англ.f вNoise
− f н Figure, NF) для указанной часто(2.1.3)
Δf
=
сf 100 %.
ты определяется как соотношение
– шум» на входе, отнесенное
f −«сигнал
(2.1.3)
Δf = f вв + f нн 100 %.
к такому же соотношению на выходе.
fв + fн
c∆Ψ
λ∆Ψ
arcsin
(1.11.2)
φ = arcsin
( P =/ P
)
.
ω0 d c ш вых , d 2π
kш =
((PPc // PPш ))вых
kш = c ш вх ,
(P / P )
f − cf ш вх
или (в децибелах)
(2.1.3)
Δf = в ( Pнc /100
P )%.
f в + f н ш вых
(2.1.6)
Kш = 10lg
(P / P )
вх
(2.1.6)
Kш = 10lg ( Pcc / Pшш )вых
(2.1.6)
( Pc / Pш )вх
( P / Pш )вых
kш = c Pш.вых
,
при условии, что шум на входе
шум являются белыми.
Pc / Pш )вх.
kши=(внутренний
(2.1.7)
P
ш.вых
kв р относительных
Коэффициент шума выражают
единицах (2.1.7)
или
kш = Pш.вх
.
Pш.вх
kр
в децибелах. Если четырехполюсник
то
k
ш = 1, Kш = 0 дБ. Раз( Pcне
/ Pшумит,
)
ш вых
(2.1.6)
Kш = 10lg
kT
⋅ k)p (2.1.6)
+ P на мощность сигнала
делим числитель и знаменатель
Pш.вых выражения
0 ∆/f P
(
P
c
(2.1.8)
kш =
= kT ∆f ⋅шk вх+ Pш.ус ,
на входе, тогда получим PPш.вх
k р = 0 kT0 ∆fp ⋅ k p ш.ус ,
(2.1.8)
kш = ш.вых
Pш.вх k р P kT0 ∆f ⋅ k p
kш = ш.вых ,.
(2.1.7)
(2.1.7)
k (T0 + Tш )∆f P⋅ш.вх
k p k+рPш.ус
Tш
(2.1.10)
kш = k (T + T )∆f ⋅ k + P = 1 + T .
kT
0
ш ∆f ⋅ k p
ш.ус
= 1 + Tш0 .
(2.1.10)
где учтено, что kp =kшP=с.вых / Pс.вхkT
. 0 ∆f ⋅ k p
p f ⋅ k p + Pш.ус T0
Pш.вых 0 kT
0∆
=
P
k
,
а
k
=
1.
Другими
Если усилитель
идеальный,
то
P
ш.вых
ш.вх
p
ш
,
(2.1.8)
kш =
=
kш2P − 1kхарактеризует
kш3 −kT
1 0 ∆f ⋅ kстепень
kшN −1 возрастания
−1
p
словами, коэффициент
шума
ш.вх +
р
kш = kш1 + шума
+
…
+
,
(2.1.12)
k k − 1 kkш3k− 1
k N −1k − 1
2 + … + k p1ш⋅⋅⋅
pN −1 ,
p1
на выходе за счет
шумов
kш = внутренних
kш1 + ш2
+ p1 pусилителя.
(2.1.12)
k
k
k
k
⋅⋅⋅две
k pN −составляющие.
p1 T
1
p 2+ Pсодержит
Шум на выходе kусилителя
(T0p1+ Tш )∆f p1⋅Pkш.вых
p
ш.ус
= 1 + шмощность
.
(2.1.10)
kш = kТ Δf · k – это усиленная
шума
исПервая составляющая
kT0 ∆
0
p f ⋅ kp
T0
точника kТ0 Δf · kp, а вторая – собственный шум усилителя Pш.ус. Потому
выражение (2.1.7) можно
(считая, что
k переписать
− 1 kш35− 1следующим
kшNобразом
−1 − 1
kш =на
kш1входе
+ ш2 является
+
+
…
+
,
причиной шума
тепловой
шум
источника
при(2.1.12)
норk
k p15k p 2
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1
мальной температуре Т0): p1
162
5
∆( Pc / Pш )вх
с
Pш.вых
kш =
.
(2.1.7)
c∆ΨPш.вх k р λ∆Ψ
Элементная
аппаратуры радиоэлектронного
подавления
= arcsin
.
(1.11.2)
φ =база
arcsin
ω0 dχ ∞
d 2π
kP + k .+ P
(1.9.8)
Pq = 1 − λkT∑
0 ∆f ⋅nk
p
ш.ус
(2.1.8)
kшш = ш.вых f= −
k =1
,
(2.1.8)
f
нkT0 ∆f ⋅ k p
PΔf
kр в
ш.вх=
100 %.
(2.1.3)
fв + fн
ξ = π∆f пр γ ,
где k – постоянная Больцмана,
=P
1,38·10–23;TТ0 – нормальная темk (T0 + TшДж/К,
)∆f ⋅ k kp +
ш.ус
=1+ ш .
(2.1.10)
kш =К; Δf – полоса
пература, К, Т0 = 293
( P частот.
/P )
T0
kγшkT=0 ∆f c⋅ k p ш вых
,
′
Т
Определение коэффициента
( Pcшума,
/ Pш )вхпрсогласно выражению (2.1.7),
является официально признанным по рекомендациям международноk − 1 kш3 − 1
kшN −1 − 1
d +
d
го Институтаkшинженеров
и электронике
of
= k + ш2по электротехнике
+∆ ω
, (Institute
(2.1.12)
Pш…
)φвых+
=p1(kPp0c2 / sin
= 2π
(1.11.1)
ΔΨ =ш1ω0 ΔτkK=p1шω=0 10lg
k
k
⋅⋅⋅sin
k pNφ,
(2.1.6)
p1 λ
−1
Electrical and Electronics Engineers
IEEE).
с –(сP
c / Pш ) вх
Часто удобнее шумовые свойства усилителей характеризовать шу∆P что слагаемое Pш.ус в (2.1.8) можно
мовой температурой. Исходя из того,
kш = с ш.вых
.
(2.1.7)
трактовать как результат повышения
температуры
источника шума
на
Pш.вх k р
величину Тш
5
c∆Ψ
P
=
kТ
Δf · k , λ∆Ψ
(2.1.9)
ш.ус
=ш0arcsin
(1.11.2)
φ = arcsin
∆f ⋅ k pp+ Pш.ус .
Pш.выхω d kT
d 2π ,
(2.1.8)
kш =
0=
kT0 ∆f быть
⋅ k p представлено в виде
Pш.вх kшума
выражение для коэффициента
может
р
fв − fн
%.
(2.1.3)
k (T0Δf+=Tш f)∆+f ⋅fk p 100
+ Pш.ус
T
в
н
=1+ ш .
(2.1.10)
kшш =
(2.1.10)
kT0 ∆f ⋅ k p
T0
(P / P )
k = c ш вых , Tш называется температуТаким образом, шумовой
kш2 −ш1 температурой
−1
kшN −1 − 1
(kP
ш3
c / Pш )+вх… +
kш = kна
,
(2.1.12)
ш1 +которую +нужно
ра (в Кельвинах),
дополнительно подогреть
соглаk p1
k p1k p 2
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1
сованное сопротивление на входе идеального усилителя, чтобы на его
( Pc / Pш )вых
выходе мощность шумов K
была
такой же,
как у реального усилителя(2.1.6)
с сош = 10lg
( Pc / при
Pш )вхнормальной температуре Т .
гласованным входным сопротивлением
0
При известном значении kш шумовую температуру можно вычислить следующим образом: kш = P5ш.вых .
(2.1.7)
Pш.вх k р
(2.1.11)
Tш = (kш – 1) Т0.
kT ∆f ⋅поступающий
k p + Pш.ус
Для каскадного усилителя
шум,
на вход вместе
P
,
(2.1.8)
kш = ш.вых = 0
с сигналом, усиливается
всеми
каскадами.
Шум,
вносимый
отдельным
kT
f
k
∆
⋅
Pш.вх k р
0
p
каскадом, усиливается последующими каскадами. Суммируя все мощности шумов и приводяk (их
шума реального усилителя, поT0 +к Tмощности
Tш
ш ) ∆f ⋅ k p + Pш.ус
= 1 + каскадного
.
(2.1.10)
kш =
лучим формулу для
оценки коэффициента шума
усилителя
kT0 ∆f ⋅ k p
T0
(формула Фриисса):
kшш = kш1
ш1 +
kш2 − 1 kш3 − 1
k
−1
.,
+
+ … + шN −1
k p1
k p1k p 2
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1
(2.1.12)
(2.1.12)
163
5
Глава 2
Величину kш2 – 1 / kр1 в этом уравнении называют эффектом второго каскада. Если усиление первого каскада велико, то эффект второго
каскада будет незначительным. Потому приемник с высокой чувствительностью практически всегда начинается с усилительного каскада
с большим коэффициентом усиления.
Выражение (2.1.12) можно переписать для шумовых температур
следующим образом:
TTшш==TTш1
ш1 +
Tш2
T
TшN −1
,
+ ш3 + … +
k p1
k p1k p 2
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1
(2.1.13)
(2.1.13)
где Тш1, …, Тш N–1 – шумовые температуры каскадов.
2
Следует помнить, чтоs12коэффициент
s21 < 1 − s11 , шума выражает шумовые
свойства относительно входного источника шума, т. е. он не является
абсолютной мерой шума. Таким образом,2для сравнения устройств по
s12 s21 < Поскольку
1 − s22 , при согласовании kТ Δf,
шумам необходимо иметь эталон.
0
то по рекомендации IEEE принято определять коэффициент шума для
2
2
293 К), при этом
источника при эталонной
Т02=−290
(2.1.14)
s12 s21 < 1 +температуре
s11s22 − s12 s21
s11 К−(аsне
22
–21
kТ0 = 4,0003·10 Вт/Гц (–174 дБм/Гц). При других температурах используется эксплуатационный (реальный) коэффициент шума.
2
2
2
В зависимости 1от
другими его
11s22 − s12применения
+ sобласти
s21 − s11 −усилителя
s22
k
=
.
(2.1.15)
c
важными параметрами являются: сопротивления
входной
и выходной
2 s12 s21
цепей, коэффициент обратного прохождения, время готовности, коэффициент «самозащиты», время восстановления после действия мощных
( I max − I min )(Uотmax
− U minработы
)вых (напряжения пиимпульсов, зависимость
режима
.
(2.2.1)
P = параметров
8 и др.), массогабаритные паратания, температуры, вибрации, радиации
метры, возможность каскадирования и др.
L [дБ]⋅ N
10
,
2.1.2. Классификация ηусилителей
∑ = 10
сверхвысокой частоты
(2.2.2)
mU 0 m
mU 0 m
sin (ω0параметров
+ 2πF) t + и требований
sin (ω0 к–усилителям
2πF) t. (3.1.2)
u = UРазнообразие
0m sin ω0 t + интеграции
2
2
СВЧ существенно затрудняет их классификацию. Обыкновенно сопоставление усилителей выполняют по фундаментальным параметрам,
∆U m
.
=
назначению, конструктивномуmисполнению,
типу активных элементов
U0m
(рис. 2.1.3).
Фундаментальные параметры, к которым относят коэффициент
∆f
усиления, полосу частот, шумовые свойства,
M = m . мощность в нагрузке и уровень нелинейных искажений, определяют
F основные свойства усилителей.
164
ρт =
ρ1 ρ2
+
+
С = 10lg Pосн
.
Pвсп
(3.2.3)
Рис. 1.6.8. Структура информационного слова
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Усилители СВЧ
Узкополосные
Полоса
частот
Октавные
Многооктавные
Шум
Малошумящие
Средн. уровня шума
Маломощные
Мощность
Средней мощности
Двунаправленные
Гибридная
интегральная
микросхема
Трансимпедансные
П/п
интегральная
микросхема
Видеосигнальные
Операционные
Мощные
Экономичные
Импульсные
С высоким усил.
Усиление
Каскадированные
Управляемые
Линейность
Высоколинейные
Ограничивающие
Конструкция
На дискретных элементах
Тип АЭ
Квантовые
парамагнитные
Полупроводниковые
Назначение
Бескорпусный
Без внешних
цепей
Специализированные
Блок
Логарифмирующие
Модуль
Параметрические
БТ
ПТШ
Клистрон
Вакуумные
Параметры
Клистрод
Амплитрон
ЛБВ
Рис.
2.1.3.
Классификация
усилителей
Рис.
2.1.3.
Классификация
усилителей
СВЧ СВЧ
К малошумящим усилителям (МШУ) обычно относят усилители
2
с коэффициентом шума меньше 4–5 дБ, который в значительной мере
зависит от верхней граничной частоты, входной мощности и температуры внешней среды. Для современных транзисторных МШУ с шириной
диапазона рабочих частот 10–20 %, выпускаемых серийно, лучшие результаты по коэффициенту шума составляют 0,3 дБ на частотах порядка
1 ГГц и до 4–5 дБ – на 40 ГГц. Следует отметить, что лучшие экспериментальные макеты усилителей, реализованные в лабораторных условиях, имеют значительно меньший коэффициент шума.
К усилителям средней мощности относят усилители с выходной
мощностью от 50 мВт до 10 Вт. Экономичные усилители отличаются
достаточно большим КПД. В случае высокого усиления усилитель может быть реализованным в одном модуле, а каскадированные усилители
165
Глава 2
имеют одинаковый входной и выходной импедансы и могут включаться
последовательно.
В управляемых усилителях коэффициент усиления изменяется
внешним аналоговым или цифровым сигналом. Высоколинейные усилители отличаются широким динамическим диапазоном, ограничивающие – работают в режиме насыщения (например, для уменьшения влияния изменения мощности входного сигнала).
По назначению различают усилители:
`` двунаправленные, в которых сигнал усиливается в обоих направлениях распространения;
`` трансимпедансные – это преобразователи тока в напряжение,
предназначенные для согласования фотодетектора волоконнооптической линии передачи с СВЧ-выходом;
`` специализированные – выпускаются для радиосистем конкретного стандарта (GPS, IEEE 802.11, Wi-Fi, WLAN, WiMAX и др.);
`` операционные – предназначены для обработки сигналов произвольной формы в диапазоне частот от постоянного тока до единиц
гигагерц;
`` логарифмирующие – применяются в трактах промежуточной частоты для компрессии динамического диапазона входного сигнала
или для организации автоматического регулирования уровня выходной мощности.
Критерий конструктивного исполнения характеризует массогабаритные показатели и показатели соединений:
`` гибридная интегральная микросхема (ГИС) выполняется с навесными корпусными или бескорпусными активными элементами;
`` полупроводниковая интегральная микросхема уступает гибридным по шумовым показателям и повторяемости параметров;
`` бескорпусное исполнение предназначено для поверхностного
монтажа или соединения с микрополосковой линией;
`` исполнение без внешних цепей предполагает необходимость применения блокирующих компонент и цепей подачи питания;
`` блочная конструкция предполагает наличие корпуса с разъемами
для подсоединения к СВЧ-тракту и подачи напряжения питания;
`` модульная конструкция – функционально завершенный узел
радиоэлектронной аппаратуры; например, приемный модуль выполняет функции усиления, преобразования частоты, фильтрации и обработки сигналов; модули реализуются в основном по
166
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
гибридно-интегральной технологии, т. е. они содержат несколько
кристаллов, размещенных на общей диэлектрической подложке
и соединенных между собой с помощью отрезков микрополосковых лиий.
Тип активного элемента (АЭ) определяет параметры источника
питания и условия применения усилителя.
Квантовые парамагнитные усилители (КПУ) образуют отдельную
группу. В них регенеративное усиление обеспечивается за счет преобразования внутренней энергии возбужденных частиц вещества (например, кристалла рубина) в электромагнитную энергию сигнала. Для возбуждения частиц применяется генератор накачки. Для снижения уровня
шума используется криогенная техника. Шумовая температура может
сотавить около 4–6 К. КПУ обеспечивают наивысшую чувствительность приемника диапазона СВЧ, которая может быть достигнута в настоящее время. Они применяются преимущественно в радиоастрономии и в системах дальней радиолокации.
Усиление сигнала в полупроводниковом параметрическом усилителе (ППУ) базируется на преобразовании энергии высокочастотных
колебаний генератора накачки в энергию входного сигнала с помощью
нелинейной емкости перехода параметрического диода.
ППУ обеспечивают наименьшую шумовую температуру в приемниках без специальных охлаждающих устройств, а при охлаждении несколько уступают КПУ (шумовая температура 7–8 К при охлаждении жидким
гелием, который имеет температуру кипения 4,2 К). ППУ в конструктивном плане значительно проще и более экономичные, чем КПУ, поскольку
для них не требуется специальный источник сильного магнитного поля.
В радиоприемных устройствах систем радиосвязи и телевидения
ППУ вытесняются более простыми и надежными транзисторными малошумящими усилителями, которые почти не уступают им по шумовым
параметрам.
Транзисторные усилители отличаются высокой чувствительностью, низким энергопотреблением, малыми габаритами и массой,
высокой надежностью и стойкостью к механическому воздействию,
сравнительно невысокой стоимостью. Активные элементы усилителей – биполярные транзисторы (БТ) или полевые транзисторы с затвором Шоттки (ПТШ) (MESFET – metalized semiconductor fieldeffect
transistor) – удобно сопрягаются с полосковыми линиями передачи,
резонансными устройствами и элементами интегральных схем. Крем167
Глава 2
ниевые БТ используются на частотах до 7 ГГц, наиболее широкое применение находят ПТШ на арсениде галлия.
Отметим основные преимущества ПТШ в сравнении с БТ. Благодаря более простой и усовершенствованной технологии изготовления
ПТШ имеют меньший разброс электрических параметров. Ток в них
течет не через n-p-переходы, а между омическими контактами – в однородной среде канала. Благодаря этому ПТШ имеют более высокую линейность амплитудной характеристики, в них практически отсутствуют
дробовые шумы. Подвижность электронов арсенида галлия (GaAs) в два
раза выше, чем в кремнии (Si), а вместо емкостей эмиттерного и коллекторного переходов в ПТШ есть сравнительно малая емкость обратно смещенного затвора на барьере Шоттки. Вследствие этого ПТШ способны
работать на более высоких частотах – реализованы усилители, которые
работают на частотах до 200 ГГц. Внутренняя обратная связь через паразитные емкости в ПТШ незначительная, усилители работают устойчиво
в широком диапазоне частот. Лучшие образцы ПТШ на арсениде галлия
характеризуются минимальным коэффициентом шума 0,1–1 дБ на частотах 0,5–18 ГГц и 2–5 дБ – на частотах миллиметрового диапазона.
2.1.3. Однокаскадный транзисторный усилитель
На рис. 2.1.4 приведена структурная схема усилителя, которая
содержит собственно усилитель СВЧ, источник сигнала Еис с внутренним сопротивлением Zис, нагрузку Zн и блок питания. Источник сигнала
и нагрузка подключены к усилителю с помощью отрезков линии передачи с волновым сопротивлением W, обычно W = 50 Ом. В режиме согласования Zис = W и Zн = W.
Упрощенная структурная схема однокаскадного транзисторного
усилителя состоит из транзистора, согласующих цепей (СЦ), цепей питания (ЦП) и разделяющих элементов (РЭ).
СВЧ-транзистор характеризуется S-параметрами – комплексными
элементами матрицы рассеяния. Производители транзисторов сообщают
S-параметры и шумовые параметры транзистора для дискретного ряда
частот при оптимальных режимах по постоянному току. Транзистор способен обеспечить свои потенциальные характеристики только в случае,
когда он правильно нагружен, т. е. когда сопротивления входного и выходного СВЧ-трактов в плоскости транзистора имеют определенные значения. Согласующие цепи служат для трансформации сопротивлений
168
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Питание
ЦП1
ЦП2
Входной
СВЧ-тракт
Zис
Eис
Выходной
СВЧ-тракт
транзистор
з
с
в
W
РЭ1
СЦ1
СЦ2
РЭ2
W
Zн
Усилитель
Рис. 2.1.4. Структурная схема усилителя
входного и выходного СВЧ-трактов к оптимальным значениям. Если
в СЦ происходит поглощение энергии, то они называются диссипативными, при отсутствии потерь – реактивными, а если в них присутствуют
активные элементы и имеет место внешняя подача энергии – активными.
Поскольку для узкополосных усилителей наиболее важным является коэффициент шума, то СЦ таких усилителей должны иметь минимум активных потерь, потому они строятся на реактивных элементах,
как правило, с распределенными параметрами. Обычно узкополосные
согласующие цепи выполняются в виде Г-образных соединений или
других комбинаций отрезков микрополосковых линий. Для этого широко применяются короткозамкнутые и разомкнутые шлейфы и четвертьволновые трансформаторы полных сопротивлений.
Цепи питания должны вносить минимальные рассогласования
и потери в СВЧ-трактах в рабочем диапазоне частот при возможности
подачи через них постоянного напряжения на электроды транзистора.
Простой ЦП является LC-цепь, подключенная к СВЧ-тракту.
Разделительные элементы должны обеспечивать минимальные
рассогласования и потери в СВЧ-трактах в рабочем диапазоне частот
и полную развязку по постоянному току цепей питания с входным и выходным СВЧ-трактами. Наипростейшим разделительным элементом является последовательно включенный конденсатор.
169
Глава 2
При применении усилителя сопротивления нагрузки и источника сигнала могут отличаться от стандартного волнового сопротивления
СВЧ-тракта, для которого разрабатывался усилитель, потому необходимо анализировать устойчивость усилителя для всех возможных при эксплуатации сопротивлениях нагрузки и источника сигнала.
Устойчивость транзистора определяется S-параметрами и сопротивлениями, на которые он нагружен. На сравнительно низких частотах транзистор обладает явными невзаимными свойствами, а усилитель
работает устойчиво. В диапазоне СВЧ-транзистор в значительной мере
утрачивает невзаимные свойства из-за наличия паразитных обратных
связей (как внешних, так и внутренних), потому при некоторых Zис и Zн
в плоскости транзистора усилитель может возбуждаться.
Самовозбуждение возможно только тогда, когда активная часть
входного и (или) выходного сопротивления транзистора становится отрицательной. Отрицательному активному сопротивлению соответствует
коэффициент отражения, модуль которого больше единицы. Различают
понятия безусловной и условной устойчивости усилителя. Усилитель
считается безусловно устойчивым (абсолютно устойчивым) в заданном
диапазоне частот, если он не возбуждается в этом диапазоне при подключении каких угодно комплексных сопротивлений Zис и Zн с положительными активными составляющими.
Если существуют значения
сопротивлений
ZTис и Zн, при которых
T
T
−1
Tш = Tш1
+T ш2 + T ш3 +он…является
+ T шNусловно
(2.1.13)
усилитель способен
самовозбуждаться,
устойчиT
T
T
ш2
ш3
ш
NN−−k
11
⋅⋅⋅
k
k
k
k
ш2
ш3
ш
T
=
T
+
+
+
…
+
(2.1.13)
p
1
p
1
p
2
p
1
pN
−
1
ш
ш1
T
=
T
+
+
+
…
+
(2.1.13)
T
T
T
ш
ш1
вым (потенциально
устойчивым,
потенциально
неустойчивым).
ш3
шNk−1
Tш = Tш1
+ kkш2
(2.1.13)
⋅⋅⋅
kpN
p11 + kkpp11kkpp22 + … + kkpp11⋅⋅⋅
pN−−11
Условия безусловной
имеk pp1устойчивости
k p1k p 2 в терминах
k p1 ⋅⋅⋅ S-параметров
k pN
−
1
2
ют следующий вид:
s12 s21 < 1 − s112 ,
2
ss1212ss2121 <<11−− ss1111 2 ,,
s12 s21 < 1 − s11 ,2
s12 s21 < 1 − s222 ,
ss1212ss2121 <<11−− ss2222 22,,
s12 s21 < 1 − s22 2 ,
2
2
(2.1.14)
s12 s21 < 1 + s11s22 − s12 s212 − s112 − s222 .
(2.1.14)
(2.1.14)
ss1212ss2121 <<11++ ss1111ss2222 −− ss1212ss2121 22 −− ss1111 22 −− ss2222 22
(2.1.14)
s22 − s12 sзаписывать
паПоследнее sнеравенство
kс > 1, где (2.1.14)
12 s21 < 1 + s11принято
21 − s11 −вsвиде
22
2
2
2
раметр
1 + s11s22 − s12 s212 − s112 − s222
2
2
2
kc =1 + s ss −− ss ss −− ss −− ss
.
(2.1.15)
12
11 2
22 2
11 22
22
12
122s−
2s21
s21
kkkccc=== 11++ ss11
(2.1.15)
21 s 11 − s 22 ..
(2.1.15)
(2.1.15)
11s22 − s12
21
11
22
22 ss1212ss2121
kc =
.
(2.1.15)
2 s12 s21
( I − I min )(U max −(англ.
U min )stability
вых
называется коэффициентом
factor).
.
(2.2.1)
P = ( I maxустойчивости
−− IImin
)(
U
−−U
))вых
(
I
)(
U
U
max
max
min
8
max
min
max
min
вых
(2.2.1)
PP == ( I − I )(U − U ) ..
(2.2.1)
min вых
.
(2.2.1)
P = max min 88max
8
170
L [дБ]⋅ N
10⋅⋅NN ,
[дБ]
η∑ = 10LL[дБ]
10
L [дБ]
⋅N ,
10
ηη∑∑ == 10
10
,
η∑ = 10 10 ,
(2.2.2)
(2.2.2)
(2.2.2)
(2.2.2)
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Условие kc > 1 является необходимым, но недостаточным для
безусловной устойчивости усилителя. Это значит, что возможно одновременное комплексно-сопряженное согласование на входе и выходе
транзистора. При kc < 1 транзистор можно согласовать только с одной
стороны. Случай kc = 1 является граничным, когда двустороннее согласование становится возможным.
Нарушение любого условия (2.1.14) указывает на то, что усилитель является условно устойчивым, т. е. при определенных сопротивлениях источника и нагрузки он может самовозбуждаться. В случае условной устойчивости усилителя важно определить области допустимых
сопротивлений на входе и выходе в плоскости транзистора, при которых
транзистор будет работать устойчиво.
При разработке усилителей СВЧ желательно применять транзисторы, которые находятся в области безусловной устойчивости. Если
транзистор не удовлетворяет условиям безусловной устойчивости, его
переводят в эту область последовательным или параллельным включением стабилизирующего резистора в выходную цепь. Стабилизирующий резистор компенсирует отрицательную действительную часть выходного сопротивления во всем частотном диапазоне, благодаря чему
эквивалентный активный элемент станет абсолютно устойчивым. Соответствующим выбором параметров согласующих цепей СЦ1 и СЦ2
(см. рис. 2.1.4) можно обеспечить разные режимы работы усилителя.
Наиболее часто используются режимы экстремального усиления и минимального шума.
Режим экстремального усиления реализуется в случае, когда не
ставится задача получения минимальных шумовых параметров (например, при проектировании оконечных каскадов или усилителей мощности). Тогда согласующие цепи СЦ1 и СЦ2 разрабатывают так, чтобы
коэффициенты отражения на входе и выходе транзистора были равны
нулю.
Коэффициент шума усилителя зависит от сопротивления источника сигнала, приведенного к электродам транзистора, и может быть
минимизирован выбором этого сопротивления. Обеспечение возможно
меньшего коэффициента шума называют оптимальным рассогласованием по шумам. При разработке малошумящих каскадов усиления
входная СЦ1 стоится таким образом, чтобы она трансформировала сопротивление источника сигнала к некоторому оптимальному значению,
а выходная СЦ2 (так же, как и в предыдущем случае) – для достижения
171
Глава 2
минимального выходного коэффициента отражения. При этом в общем
случае не достигается максимально возможное усиление.
В усилителях на биполярных транзисторах используется преимущественно схема включения с общим эмиттером, при котором обеспечивается безусловная устойчивость в широком диапазоне частот.
В широкополосных усилителях применяется включение транзисторов
по схеме с общим эмиттером и с общей базой.
Для примера на рис. 2.1.5 приведена принципиальная схема однокаскадного МШУ на биполярном транзисторе. Транзистор включен по
схеме с общим эмиттером. Режим по постоянному току обеспечивается
резисторами R1, R2, R3, конденсаторы С2 и C3 – блокирующие (обеспечивают короткое замыкание на СВЧ и разрыв цепи по постоянному току).
Согласование транзистора и настройка его на заданный частотный
диапазон осуществляется с помощью конденсаторов С1, С4 и отрезков
микрополосковых линий длиной l1, l2, l3 и l4, приблизительно равных
четверти длины волны на центральной частоте рабочего диапазона. Конденсаторы С1 и С4 также выполняют роль разделяющих (обеспечивают
развязку по постоянному току цепи питания с входной и выходной линиями). На входе Г-образная СЦ1 образована отрезками микрополосковых
линий длинной l1, l2, аналогично на выходе СЦ2 образована отрезками
микрополосковых линий l3, l4. Короткозамкнутые на СВЧ (через С2 и C3)
шлейфы l1 и l4 одновременно служат для подачи питания на электроды
транзистора. СЦ1 и СЦ2 обеспечивают согласование микрополосковых
линий стандартного волнового сопротивления W, которые подведены
к транзистору, с входным и выходным сопротивлениями транзистора.
Резистор R4 является стабилизирующим резистором для предотвращения самовозбуждения усилителя.
C1
Вход W
R4
C2
W Выход
l4
R2
+
C3
Рис. 2.1.5. Однокаскадный МШУ
172
C4
l2
l1
R1
l3
Eпит
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Коэффициент шума усилителя больше, чем минимальный коэффициент шума транзистора, на котором реализован усилитель. Это
обусловлено невозможностью точной реализации в диапазоне частот
оптимального сопротивления источника. Кроме того, потери в цепях,
которые включены перед транзистором, также вносят вклад в увеличение коэффициента шума каскада. В усилителе с полосой усиления 10–
50 % коэффициент шума превышает обычно коэффициент шума транзистора не более, чем на несколько десятых децибела.
2.1.4. Балансный усилитель сверхвысокой частоты
Противоречие между согласованием по мощности и рассогласованием по шумам, которое имеет место в схеме однокаскадного усилителя,
преодолевается в балансном усилителе. Балансный усилитель (рис. 2.1.6)
состоит из двух квадратурных мостов и двух одинаковых активных элементов. К одному из плеч мостов подключены согласованные нагрузки.
Прохождение СВЧ-сигнала через балансный усилитель показано
на рис. 2.1.6. Сигнал амплитудой А, который подается в плечо 1 входного моста, делится на две равные части по мощности в плечах 2 и 3.
Причем, согласно свойствам квадратурного моста, если фаза сигнала,
который поступает в плечо 2, равна (–φ) относительно входного сигнала
в плече 1, то фаза поступающего сигнала в плечо 3 равна (–φ – 90°).
С выходов входного моста сигналы поступают на усилительные элементы с одинаковыми коэффициентами передачи Ge –jφ. Усиленные сигналы
поступают в плечи 3 и 2 выходного моста. Поскольку мост симметричный, то при прохождении сигнала из плеча 3 в плечо 4 и из плеча 2 в плечо 1 фаза изменяется на (–φ). А при прохождении из плеча 3 в плечо 1
и из плеча 2 в плечо 4 фаза изменяется на (–φ – 90°). В результате в плече
Вход
A
Входной
мост
2
1
А e –jφ
2
AG
АЕ
А –jφ – 90°
e
2
R=W
4
3
2
AG
2
e –jφ – jФ
Выходной
мост
R=W
3
4
AG
e –jφ – jФ – 90°
АЕ
2
2
1
e –j2φ – jФ – 90°
Выход
Рис. 2.1.6. Балансный усилитель
173
Глава 2
4 выходного моста колебания не возбуждаются, поскольку сигналы, которые поступили с плеч 2 и 3, находятся в противофазе. В плече 1 имеем
усиленный сигнал с дополнительным сдвигом по фазе (–2φ – Ф – 90°).
Реальные усилительные элементы не являются идеально согласованными с СВЧ-трактом по входу и выходу, поэтому имеют место отраженные
сигналы. Рассмотрим прохождение сигналов, отраженных от входов усилительных элементов. Эти равные по амплитуде сигналы делятся пополам и
суммируются в плече 1 входного моста противофазно, а в плече 4 – синфазно. Аналогично сигналы, которые отражаются от выходов усилительных
элементов, поглощаются в нагрузке плеча 4 выходного моста.
Таким образом, при идеальных характеристиках мостов и одинаковых усилительных элементах балансный усилитель полностью согласован по входу и выходу. В реальных конструкциях применение балансной схемы позволяет значительно уменьшить коэффициент стоячей
волны на входе и выходе усилителя.
Балансная схема по сравнению со схемой однокаскадного усилителя имеет следующие основные преимущества:
`` в два раза увеличивается максимальная выходная мощность независимо от ограничения типом используемого АЭ или напряжением
питания;
`` низкий коэффициент стоячей волны (КСВ) входа и выхода усилителя.
Недостатки балансной схемы:
`` в два раза большее количество элементов схемы, что повышает
массогабаритные показатели, большая трудоемкость изготовления и вероятность отказа;
`` в два раза больше потребляемый ток.
Контрольные вопросы и задания
1. Каковы основные параметры твердотельных СВЧ-усилителей?
2. Дайте определения понятиям коэффициента шума усилителя
и его шумовой температуры.
3. Какова классификация усилителей сверхвысокой частоты?
4. Охарактеризуйте устойчивость усилителя СВЧ для всех возможных
при эксплуатации сопротивлениях нагрузки и источника сигнала.
5. Перечислите способы согласования усилителя с СВЧ-трактом
по входу и выходу.
174
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
2.2. ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ ШИРОКОПОЛОСНЫЕ
СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
НА ОСНОВЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ GaN-ТЕХНОЛОГИИ
2.2.1. Преимущества использования GaN-технологии
изготовления транзисторов
Твердотельные широкополосные СВЧ-усилители мощности являются важным звеном аппаратуры радиотехнических систем для различных применений, поэтому к ним предъявляются особенно высокие требования. СВЧ-усилители мощности, построенные на основе мощных
транзисторов или модулей, – это устройства, определяющие важнейшие
параметры системы, такие как излучаемая и потребляемая мощность,
ширина полосы рабочих частот, габариты и масса, долговечность надежность и стоимость.
Революционным направлением в развитии мощных компонентов
СВЧ стало направление широкозонных полупроводниковых материалов
(карбида кремния SiC и нитрида галлия GaN) и приборов на их основе.
Сегодня ведущие компании мира по производству компонентов, применяемых в твердотельных усилителях мощности развивают прежде всего
технологии на основе нитрида галлия GaN. Совершенствование GaNустройств на основе GaN-on-SiC HEMT-технологии идет в следующих
направлениях:
`` увеличение максимальных мощностей, плотности мощности,
максимального напряжения;
`` увеличение верхнего диапазона сверхвысоких частот (перспективные разработки направлены на достижение C, X, Ku диапазонов длин
волн); уменьшение стоимости до уровня один доллар за один ватт;
`` повышение надежности, радиационной стойкости (см. табл. 2.2.1);
`` уменьшение габаритов изделий.
История развития GaN-технологии насчитывает вот уже более
30 лет. В 1993 г. появился первый светодиод GaN-LED, а в 1997 г. –
первый образец GaN-транзистора и образцы усилителей на его основе.
Военные и государственные программы позволили активно развивать
и внедрять в жизнь GaN-технологию.
Первые демонстрации эффективных транзисторных гетероструктур AlGaN/GaN, выявляющие их основные преимущества и перспекти175
Глава 2
вы, относятся к началу 1990-х гг. В конце 1990-х гг. появляются первые
образцы компонентов, одновременно формируются и начинают выполняться военные и государственные программы развития данного направления.
В то же время практически все ведущие мировые электронные
компании, так или иначе связанные с производством GaAs и Si компонентов, начинают собственные инвестиции в технологию GaNприборов. Эти инвестиции приносят свои плоды, и в 2006–2007 гг.
анонсируются, а затем и появляются на рынке реальные коммерческие
GaN-продукты: корпусированные мощные транзисторы в диапазоне
частот от 2 до 4 ГГц с выходной мощностью от 5 до 50 Вт (несколько
позднее и до 120–180 Вт).
Учитывая современные требования, в последние годы заметно
активизировались исследования широкозонных полупроводников (карбида кремния, нитрида галлия, нитрида алюминия и др.) и приборов на
их основе. Уникальные свойства этих полупроводниковых материалов
(большая ширина запрещенной зоны, высокие значения подвижности
носителей заряда и их скоростей насыщения, большие коэффициенты
теплопроводности и т. д.) обеспечивают создание на их основе приборов с рекордными значениями мощности, напряжения и тока.
Интенсивные исследования в области разработок полевых транзисторов на основе GaN, активно поддерживаемые военными, позволили создать промышленные образцы приборов с рекордными значениями
мощности, которые предполагается использовать в современных системах связи, оборонных и космических технологиях.
Наиболее перспективным широкозонным материалом в настоящее
время является нитрид галлия, имеющий ширину запрещенной зоны
около 3,5 эВ, подвижность и скорость насыщения электронов – около
2 000 см2/В·с и 2,7·107 см/с, теплопроводность – более 1,5 Вт/м·К. Отметим далее физические свойства широкозонных полупроводниковых
соединений в общем, и GaN в частности, позволяющие добиться реального улучшения характеристик приборов по сравнению с традиционными кремнием и арсенидом галлия (табл. 2.2.1).
Максимальная ширина запрещенной зоны (в три раза больше, чем
у кремниевой технологии) обусловливает возможность работы транзистора при высоких уровнях температуры и радиации. Теоретически
транзисторы на основе GaN с шириной запрещенной зоны 3,5 эВ должны сохранять работоспособность при температурах до 500 °С. На прак176
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
тике же в настоящее время максимальная температура стабильной работы транзисторов, изготовленных на подложках из карбида кремния,
составляет более 200 °С.
Таблица 2.2.1
Сравнение свойств полупроводниковых материалов
Характеристики материала
Металл
Si
GaAs
SiC
GaN
Ширина запрещенной зоны, эВ
1,1
1,4
3,2
3,5
Критическая напряженность электрического поля, ·106 В/см
0,3
0,4
3
3,3
Теплопроводность, Вт/м·К
Подвижность электронов, см2/В·с
Дрейфовая скорость насыщения электронов, ·107 см/с
1,5
0,5
4,9
>1,5
1 350
8 500
700
2 000
1,0
2,0
2,0
2,7
В совершенствование конструкций СВЧ-усилителей мощности на
основе транзисторов и монолитных интегральных схем (МИС), а также
в развитие необходимых для этого полупроводниковых технологий в течение последних десятилетий вкладывались значительные средства и интеллектуальные силы ведущих мировых электронных компаний и университетов. Этот класс устройств во многих радиотехнических системах
определяет важнейшие тактико-технические параметры системы, такие
как излучаемую и потребляемую мощность, ширину полосы рабочих
частот, габариты и массу, надежность и стоимость.
Твердотельные СВЧ-усилители мощности вообще, а широкополосные приборы в особенности, часто являются «критическим звеном»
аппаратуры, возможность реализации параметров которого позволяет
(либо не позволяет) реализовать систему в целом.
К категории широкополосных усилителей принято относить приборы, имеющие относительную ширину полосы рабочих частот более
40 % (перекрытие по частоте – отношение верхней и нижней границ диапазона от 1,4 : 1 и более, вплоть до нескольких декад). От своих более
узкополосных собратьев широкополосные приборы отличаются следующими конструктивными особенностями:
`` сложной схемой построения выходного каскада. Возможности
широкополосного согласования активного элемента (транзистора)
177
Глава 2
существенно ухудшаются с ростом его выходной мощности (и как
следствие – ширины затвора, емкостей активной структуры), что
часто приводит к необходимости применения многоканальных
сумматоров мощности, усложняющих конструкцию прибора
и вносящих дополнительные потери;
`` использованием в качестве активных элементов транзисторов
с малыми дополнительными реактивностями (кристаллов дискретных транзисторов и МИС в средней и верхней частях сантиметрового диапазона и МИС в миллиметровом диапазоне,
и корпусных транзисторов в дециметровом и нижней части сантиметрового диапазона);
`` необходимостью применения дополнительных мер (и схем) подавления отраженных волн. При согласовании в широкой полосе
невозможно получить низкий уровень отраженной от входа транзистора волны использованием реактивных согласующих цепей
(СЦ). Приходится применять схемные «излишества» в виде реактивно-диссипативных СЦ, уменьшающих усиление каскада, обратных связей, ухудшающих и усиление, и выходную мощность,
и КПД каскада, квадратурных схем сложения, увеличивающих
габариты и усложняющих конструкцию прибора, схем распределенного усиления, ухудшающих КПД.
Названные особенности приводят к тому, что электрические параметры широкополосных приборов оказываются заметно хуже таковых
у узкополосных усилителей, а габариты и стоимость – заметно (иногда
в разы) выше.
Тем не менее существует целый ряд систем, в которых применение широкополосных усилителей крайне необходимо, – это системы
радиоэлектронного подавления (РЭП), сверхширокополосная радиолокация, аппаратура тестирования на электромагнитную совместимость,
специальные системы передачи данных, измерительная техника.
В силу своей сложности широкополосные усилители мощности
являются и определенным «двигателем» полупроводниковых технологий в попытках создать все более мощные и широкополосные интегральные «кирпичики» для построения этих приборов.
Перечень мощных СВЧ дискретных и монолитных компонентов
непрерывного режима, пригодных для использования в широкополосных усилителях и выпускаемых серийно в промышленном производстве, приведен в табл. 2.2.2.
178
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Таблица 2.2.2
Промышленные технологии мощных СВЧ-транзисторов и МИС
Диапазон
частот,
ГГц
Диапазон
выходных
мощностей, Вт
Si
Универсальные корпусные транLDMOS зисторы
0–2
5–15
60
28
GaAs
Универсальные корпусные транMESFET зисторы
0–14
До 14,5
40
8–10
0–2,5
1–8
35
14–28
Технология
Типы компонентов
Типовой НапряКПД
жение
транзи- питания,
стора, %
В
GaAs
HFET
Универсальные корпусные транзисторы
GaAs
HFET
Транзисторы в виде кристаллов
До 10,5
в SMD-корпусах
До 10
55
8–10
Универсальные корпусные транзисторы, транзисторы в виде
кристаллов и в SMD-корпусах,
МИС в виде кристаллов в различных корпусах
До 15
55
8–10
До 10
40
9
GaAs
HFET
pHEMT
GalnP
0–50
Универсальные корпусные транДо 10,5
зисторы и МИС x-диапазона
Универсальные корпусные транSiC
зисторы, транзисторы в виде
MESFET
кристаллов
0–4
До 60
40
48
Универсальные корпусные транзисторы, транзисторы в виде
кристаллов и в SMD-корпусах,
МИС в виде кристаллов в различных корпусах
0–20
До 100
60
28–50
GaN
HEMT
Кремниевые полевые транзисторы с боковой диффузией
(Si LDMOS) прочно заняли нишу базовых элементов в широкополосных
усилителях с частотами до 1 000 МГц. Данные транзисторы отличаются
низкой ценой при массовом производстве, высоким КПД, высокой допустимой рабочей температурой кристалла (200 ºС). В то же время они
имеют низкие предельные рабочие частоты (до 3,5 ГГц) и существенно
более высокие (на порядок и более), чем приборы других технологий,
удельные емкости активной структуры, что создает серьезные трудности их широкополосного согласования.
179
Глава 2
Арсенид-галлиевые полевые транзисторы с однородным легированием (GaAs MESFET), бывшие в прошлом веке наиболее
массовым строительным материалом широкополосных усилителей
СВЧ-диапазона, постепенно утратили свои позиции, вытесненные арсенид-галлиевыми псевдоморфными гетероструктурными полевыми
транзисторами (GaAs pHEMT).
Кристаллы дискретных MESFET-транзисторов в настоящее время
выпускаются компаниями Sumitomo Electric (традиционные серии FLC,
FLX, FLK фабрики Fujitsu), Excelics, остаются в производстве несколько серий корпусных транзисторов нижней части сантиметрового диапазона (например, популярные модели MGF0910A, MGF0911A компании
Mitsubishi Electric).
Номенклатура МИС мощных широкополосных усилителей отличается высокой надежностью, высокой линейностью передаточной
характеристики, но уступают pHEMT-транзисторам по частотному диапазону, КПД, усилению. Имеют рабочие температуры кристалла до
175 ºС и удельную выходную мощность 0,4–0,6 Вт/мм. Мощные транзисторы и МИС по этой технологии выпускаются рядом российских
производителей (ФГУП «НПП "Пульсар", ФГУП «НПП "Исток", ОАО
«Октава»).
Отдельной «веточкой» некогда могучего «дерева» MESFET технологии является достаточно редкая технология высоковольтных (с рабочими напряжениями до 28 В) арсенид-галлиевых MESFET полевых
транзисторов, здесь основным серийным производителем приборов
выступает компания AMCOM Communications. В силу высоковольтности и малых емкостей активной структуры транзисторы хорошо подходят для использования в широкополосных усилителях, но частотный
диапазон ограничен значениями 2,5–3 ГГц.
GaAs pHEMT-транзисторы до середины прошлого десятилетия
были (и пока остаются) самым массовым строительным материалом
в классе широкополосных приборов.
Существенное снижение стоимости приборов, изготавливаемых
по этой технологии с размерами затвора 0,1–0,25 мкм и ставшее следствием промышленного освоения процессов обработки пластин диаметром до 150 мм, а также достижения высокого процента выхода годных
схем распространили эти приборы практически во все секторы применения: от мобильных телефонов и базовых станций до радаров, систем
РЭП и систем связи миллиметрового диапазона.
180
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Данная технология стала стандартной и предоставляется практически всеми фирмами, выполняющими услуги по контрактному производству (англ. foundry) МИС СВЧ.
Использование этой технологии позволило наладить серийный
выпуск монолитных усилителей в диапазонах до 32 ГГц с мощностями
до 4–7 Вт.
Ведущими компаниями (TriQuint Semiconductor, Excelics, Agilent
Technologies, Hittite Microwave, Sumitomo Electric, RFMD, Mimix
Broadband, UMS, Transcom и рядом других) выпускаются сотни типов
мощных транзисторов и МИС сантиметрового и миллиметрового диапазонов в виде кристаллов, являющихся сегодня основным «кирпичиком» для построения широкополосных усилителей мощности на частотах выше 2 ГГц. Основные их достоинства:
`` высокое усиление и КПД;
`` высокие граничные частоты, пригодны для работы в классе АВ;
`` рабочая температура кристалла до 150 ºС;
`` удельная выходная мощность до 1 Вт/мм.
Индий-галлий-фосфорные гетеробиполярные транзисторы и МИС
(GaInP HBT) дополняют картину промышленных технологий мощных
приборов. В сантиметровом диапазоне компанией United Monolithic
Semiconductors (UMS) выпускаются два типа специализированных
МИС 10-ваттных усилителей диапазона 8,5–11 ГГц для радаров с активной фазированной решеткой (CHA7010 и CHA8100). Кроме того,
данная технология концентрируется на универсальных трактовых усилителях (англ. gain-blocks) диапазона 0–6 ГГц с мощностями менее 1 Вт.
Карбид-кремниевые полевые транзисторы с однородным легированием (SiC MESFET) по частотному диапазону применения вклиниваются между Si LDMOS приборами и приборами на арсениде галлия
и нитриде галлия. Их основные преимущества: рабочая температура кристалла до 255 ºС; высокое рабочее напряжение; очень малые удельные
емкости активной структуры; удельная выходная мощность 2–3 Вт/мм.
Недостатки: не очень высокий КПД; низкие предельные частоты, обусловленные малой подвижностью электронов в канале; высокая цена;
выпускаются единственным производителем – компанией CREE Inc.
(серия CRF24-xxx) в виде кристаллов и в универсальных малогабаритных фланцевых корпусах.
Данные транзисторы являются подходящим «кирпичиком» для
создания широкополосных усилителей мощности с высокими техни181
Глава 2
ческими характеристиками в диапазонах до 2,5 ГГц с выходной мощностью до 100–150 и более Вт, предназначенных для тяжелых условий
эксплуатации. Частотные характеристики выходной мощности одного
из разработанных в ЗАО «Микроволновые системы» экспериментальных усилителей с выходной мощностью более 100 Вт и КПД более 26 %
в диапазоне частот 0,8–1,6 ГГц приведены на рис. 2.2.1.
80
Выходная мощность, Вт
140
Pвых
70
120
60
100
50
80
40
КПД
60
30
40
20
20
10
0
800
900
1000 1100 1200 1300 1400 1500 1600
КПД, %
160
0
Частота, МГц
Рис. 2.2.1. Частотные характеристики выходной мощности и КПД усилителя РМ0816
Нитрид-галлиевые гетероструктурные полевые транзисторы
(GaN HEMT) и МИС на их основе, освоенные к сегодняшнему дню
в серийном производстве компаниями Cree Inc., TriQuint Semiconductor,
Sumitomo Electric, Nitronex, RFMD, открывают новую страницу в развитии параметров мощных широкополосных усилителей СВЧ-диапазона.
В этой технологии соединяются преимущества, важные для проектирования приборов:
`` высокое напряжение питания (28–50 В);
`` высокий КПД (более 60 %);
182
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
возможность работы в классе АВ с малой начальной рассеиваемой мощностью;
`` частотный диапазон до 20 ГГц (в лабораторных образцах с шириной затвора от 0,1 мкм – до 150 ГГц);
`` высокое усиление, малые емкости активной структуры, максимальная из существующих технологий удельная выходная мощность на единицу ширины затвора (более 5 Вт/мм2).
К разряду недостатков серийных приборов можно отнести «затянутую» динамическую характеристику (снижение коэффициента усиления транзистора начинается при выходной мощности существенно
меньшей, чем максимальная) и несколько большую цену на единицу
мощности, чем у хорошо освоенных GaAs-приборов.
В качестве иллюстрации полученных (и предельных для промышленных образцов) сочетаний параметров «полоса частот – выходная мощность» на рис. 2.2.2 приведены конструкции и характеристики МИС усилителя мощности TGA2570 фирмы TriQuint Semiconductor. Полученный
уровень выходной мощности по меньшей мере на порядок превышает
тот, что демонстрирует в этих диапазонах частот GaAs-технология.
Таким образом, на рынке «кирпичиков» для построения широкополосных (да и всех других) усилителей мощности сантиметрового диапазона складывается напряженная конкурентная ситуация между GaAs
pHEMT и GaN HEMT технологиями, в которой техническими преимуществами владеет вторая, а производственными – пока первая.
Сравнительный анализ двух технологий показывает, что свойства
GaAs- и GaN-транзисторов с одинаковыми размерами затвора с точки
зрения проектирования усилительных «кирпичиков» очень близки; многие проекты и технические решения в части схем и конструкций согласующих цепей, разработанные для GaAs-транзисторов и МИС, могут
быть с минимальными изменениями применены для GaN-транзисторов
с равной (или на 20–50 % большей) шириной затвора.
При этом в случае близкой длины затвора обоих типов активных структур будут получены те же полосовые, усилительные и массогабаритные параметры, но при выходной мощности в несколько раз
большей и с большим КПД. Эксперименты и разработки, проведенные
в ЗАО «Микроволновые системы», подтверждают это предположение.
Различия становятся видны при более детальном рассмотрении
параметров «второго эшелона» (динамика уровней гармоник, фазовых
и интермодуляционных искажений, способы отвода тепла, форма дина``
183
Глава 2
Рис. 2.2.2. Конструкция и характеристики монолитного усилителя TGF2570
мической характеристики и т. д). В качестве примера на рис. 2.2.3 показаны динамические характеристики двух мощных усилителей диапазона
2–4 ГГц с выходной мощностью 20 Вт и усилением 43 дБ в линейном
режиме – серийно выпускаемого ЗАО «Микроволновые системы» GaAsусилителя типа РМ24-С8 (синие кривые) и разработанного в 2009 г. экспериментального GaN-усилителя типа РМ24-G2 (красные кривые).
Усилитель на GaN-транзисторах имеет более плавное «вхождение» в режим насыщения и на 5–10 дБ более низкий уровень интермодуляции третьего порядка (IM3) при максимальной выходной мощности.
184
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Выходная мощность, дБ/мВТ
50,00
Pвых
40,00
Pвых
IM3
30,00
20,00
IM3
10,00
PМ24-С8
PМ24-G2
0,00
–10,00
–20
–15
–10
–5
0
5
10
15
Входная мощность, дБ/мВТ
Рис. 2.2.3. Сравнение динамических и интермодуляционных характеристик
GaAs- и GaN-усилителей мощности диапазона ГГц
Однако при выходной мощности в 2–3 раза меньшей, чем максимальная, GaAs-усилитель становится явным лидером с точки зрения
линейности. Отличаются усилители и по характеру фазоамплитудных
характеристик, и по тепловым режимам, и по ряду других параметров.
Отличия проявляются в системных тонкостях применения приборов,
в целом же сходство преобладает.
2.2.2. Суммирование выходной мощности
транзисторных СВЧ-усилителей на основе
многоканальных сумматоров мощности
Сложность кристаллов МИС СВЧ диапазона в настоящее время
уже достигает предела и связана в первую очередь с ограничением максимальной площади кристалла (25–30 мм2), при которой он (при толщине 50–100 мкм) становится очень сложным для монтажных манипуляций, а процент выхода годных при монтаже МИС резко падает.
185
Глава 2
Физическая ширина кристалла транзистора или МИС (что
определяется физической шириной транзистора выходного каскада)
при этом составляет 4–6 мм. Максимальная мощность, снимаемая
с кристалла (имеющего максимальную физическую ширину в своем
классе приборов), может быть оценена величинами, приведенными
в табл. 2.2.3.
Таблица 2.2.3
Максимальная выходная мощность, снимаемая с кристалла МИС
Ширина
Максимальная
Выходная
затвора
выходная
мощность,
(выходного
мощность
Вт
каскада), мм
с кристалла, Вт
Технология
Физическая
Тип транзистора
ширина кри(МИС)
сталла, мм
GaAs
MESFET
MAAPGM0079
M/A Com
8,15
–
20
20
GaAs
HFET
TGF4260
TriQuint
Semiconductor
2,4
9,6
5
–
GaAs
pHEMT
CHA7114
United Monolitic
Semiconductor
3,31
–
8
–
SiC
MESFET
CRF240600
Cree inc.
5,26
30
60
100
GaN
HEMT
TGF2023-20
TriQuint
Semiconductor
4,5
20
100
200
Если принять максимальной физическую ширину кристалла,
равную 8 мм, то максимальная выходная мощность, снимаемая с кристалла МИС, конструктивно ограничена величинами, приведенными
в последней колонке табл. 2.2.3. Оценка, очевидно, достаточно грубая,
поскольку плотность компоновки кристалла зависит и от сложности согласующих цепей, и от длины «пальца» встречно-штыревой структуры
транзистора, оптимальной для конкретного диапазона частот, и от достигнутой удельной мощности, но в практическом приложении представляется корректной.
Следующий шаг в наращивании выходной мощности транзисторных СВЧ-усилителей – разработка эффективных многоканальных сумматоров мощности.
186
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Схемы сложения мощности для монолитных
интегральных СВЧ-усилителей
Часто требования к выходным усилителям мощности радиопередающих систем превышают возможности элементной базы. Данная проблема особенно актуальна при проектировании монолитных устройств,
T монолитного
T
TшN −1 обычно не претак как мощность единичного
транзистора
Tш = Tш1 + ш2 + ш3 + … +
(2.1.13)
вышает нескольких
ватт kи ограничена
не
только
используемой
полуk p1k p 2
k p1 ⋅⋅⋅
k pN −1
p1
проводниковой технологией, но и проблемами, связанными с нагревом
транзистора, его согласованием и т. п. В этом
случае применение схем
2
11 ,
s12 s21 стать
< 1 − sединственно
суммирования мощностей может
возможным выходом из сложившейся ситуации.
2
На сегодняшний момент
существует
s12 s21
< 1 − s22 ,огромное количество схем
суммирования. Но не все из них применимы для проектирования СВЧ
монолитных интегральных схем, так как2 монолитная
технология на2
2
s12 s21 < 1 + s11
− s12 s21 − s11схемы
− s22 суммирования(2.1.14)
кладывает ряд ограничений
наs22используемые
–
планарность, размеры, возможность настройки и пр. В данной работе
рассматриваются способы построения2 СВЧ 2монолитных
усилителей
2
1
+
s
s
−
s
s
−
s
−
s
с суммированием выходной11мощности.
22
12 21
11
22
kc =
.
(2.1.15)
Выходная мощность
транзистора
2 s12 s21зависит от максимального размаха напряжения и тока (Imax и Umax) и равна
PP ==
( I max − I min )(U max − U min )вых
.
8
(2.2.1)
(2.2.1)
Таким образом, повышая размах выходного напряжения и тока,
L [дБ]В
⋅ Nсвою очередь, эти параметры
можно увеличить выходную мощность.
(2.2.2)
η∑ = 10 10 , материала и технологии
зависят от выбранного полупроводникового
производства приборов. Так, например, GaN- и SiC-транзисторы могут
иметь размах напряжения
mU 0 mдо сотен вольт, в то время
mU 0 m как в обычных GaAs
sin (ω0 + 2πF) t +
sin (ω0 – 2πF) t. (3.1.2)
u = U sin ω0 t +
мощных0mтранзисторах
размах
не
превышает
нескольких
десятков вольт.
2
2
Кроме того, можно не только повышать максимальное напряжение Umax, но и снижать минимальное
∆U m напряжение Umin (напряжение
.
m=
на полностью открытом транзисторе),
U 0 mтакже влияющее на выходную
мощность и КПД транзистора. Понижение напряжения Umin обычно
актуально для малогабаритных приемопередатчиков (мобильных теле∆f
фонов и др.), так как при этом снижаются
M = m . требования к питанию транF устройства.
зисторов и повышается эффективность
Максимальный выходной ток Imax зависит не только от выбранρ1 ρ2 повысить путем увеличения
ной технологии производства;ρего
т = можно
+
+
С = 10lg Pосн
.
Pвсп
U 2′ и U 2′′
(3.2.3)
187
Глава 2
Рис. 2.2.4 Увеличение максимального тока транзистора путем повышения числа
единичных затворов N (слева) и ширины единичного затвора Wg (справа)
суммарной ширины затвора транзистора Wtotal (либо увеличением
числа единичных затворов N, либо ширины единичного затвора Wg –
см. рис. 2.2.4).
Увеличение общей ширины затвора – это распространенный способ повышения выходной мощности. Однако здесь есть «подводные
камни» и ограничения:
1) увеличение ширины единичного затвора не дает сильного увеличения в выходной мощности, но снижает усиление и КПД транзистора;
2) увеличение числа «пальцев» дает больший прирост мощности,
но вместе с тем растет рассеиваемая на транзисторе мощность, что может привести к выводу его из строя.
Из-за ограниченной мощности отдельного транзистора главным
способом повышения выходной мощности СВЧ-усилителей мощности
(УМ) является применение схем суммирования (сложения) мощности.
Классификация схем суммирования мощности
При построении интегральных (в частности, монолитных) СВЧ
УМ следует различать суммирование мощности от отдельных транзисторов, расположенных в пределах одной ИС (т. е. на одной подложке),
и суммирование мощности от отдельных устройств – ИС (усилителей,
чипов транзисторов), расположенных на разных подложках.
Устройства суммирования мощности транзисторов, которые используются при построении СВЧ УМ в интегральном (в частности,
монолитном) исполнении, можно разделить на три основные группы:
`` сумматоры параллельного типа (рис. 2.2.5, а).
`` сумматоры последовательного типа (цепочечные, или сумматоры
бегущей волны, – рис. 2.2.5, б).
188
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Вход
а
Вход
Выходной
сумматор
Выход
Вход
Выход
Делитель
Выход
Сумматор
в
б
Рис. 2.2.5. Классификация устройств суммирования мощности транзисторов для построения
СВЧ УМ в интегральном исполнении: а – сумматор параллельного типа; б – сумматор
последовательного типа; в – «корпоративный» сумматор
устройства суммирования со структурой типа «дерево», или «корпоративные» сумматоры (рис. 2.2.5, в).
В сумматорах параллельного типа (рис. 2.2.5, а) сигналы от всех N
складываемых по мощности генераторов (транзисторов) одновременно
по разным путям поступают в канал, к которому подключена общая нагрузка. Примером таких сумматоров являются N-полюсные мосты Вилкинсона.
В сумматорах последовательного типа (рис. 2.2.5, б) происходит поэтапное, постепенное наращивание мощности сигнала. Сначала
мощность первого генератора суммируется с мощностью второго, затем
суммарная мощность этих двух генераторов складывается с мощностью
третьего и т. д.
Корпоративные сумматоры (рис. 2.2.5, в) обычно образованы последовательным включением бинарных элементарных сумматоров, позволяющих сложить мощности только двух генераторов. При этом в корпоративном сумматоре выделяются ступени (каскады): в первой ступени
сигналы N транзисторов складываются с помощью N / 2 бинарных сумматоров; во второй ступени полученные N / 2 сигналов суммируются
``
189
Глава 2
Выход
2N устройств
N ступеней сумматора
Рис. 2.2.6. Выделение ступеней в бинарном «корпоративном» сумматоре
с помощью следующих N / 4 бинарных сумматоров и т. д. (рис. 2.2.6).
В результате получается разветвленная структура типа «дерево».
Заметим, что в общем случае в корпоративном сумматоре могут
использоваться M-арные (M-канальные) элементарные сумматоры, позволяющие складывать мощности M генераторов.
В этом случае при числе ступеней сумматора K он позволяет суммировать мощности от M ∙ K транзисторов. Делители мощности строятся по таким же принципам и являются «зеркальными» по отношению
к сумматорам.
Другим признаком классификации суммирующих устройств является тип элементарных ячеек (цепей), из которых составляется схема сумматора-делителя. В качестве таких ячеек могут использоваться
различные четырех-, шести- и восьмиполюсники: например, мостовые
и гибридные устройства, направленные ответвители, реактивные согласующие цепи (СЦ) и др.
Характеристиками, определяющими возможности и качество
устройства суммирования в «корпоративном» сумматоре, являются ко190
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
личество объединяемых транзисторов в элементарном сумматоре M,
количество ступеней суммирования K, потери и КПД суммирования, коэффициенты отражения по входу и выходу, изоляция (развязка) между каналами, разбаланс амплитуд и фаз сигналов в каналах суммирования и др.
Рассмотрим конкретные реализации отмеченных общих схем суммирования мощностей в СВЧ УМ.
Параллельные сумматоры на основе мостов Вилкинсона.
Суммирующее устройство параллельного типа для N транзисторов может быть основано на мостах Вилкинсона (рис. 2.2.7) – его радиальном
(рис. 2.2.8, а) или планарном (рис. 2.2.8, б) вариантах (цифрами от 1 до
N на рисунках обозначены зажимы подключения транзисторов).
Методики расчеты таких сумматоров, а также особенности их
использования изложены в статье И. Шахновича1. Радиальная схема (обобщенная схема сумматора Вилкинсона) моста Вилкинсона
(рис. 2.2.8, а) обладает низкими потерями, симметричной структурой
(что приводит к фазовой стабильности) и хорошей изоляцией. Однако ее применение затруднено из-за наличия общего сопротивления R,
λ/4
Z0
ZL
R
R
Z0
ZL
ZS
R
R
Z0
ZL
Z0
ZL
Рис. 2.2.7. Устройство суммирования для N транзисторов (обобщенная схема
сумматора Вилкинсона)
1
Шахнович И. Твердотельные СВЧ-приборы и технологии. Состояние и перспективы // Электроника: НТБ. – 2005. – № 5. – С. 58–64.
191
Глава 2
λ/4
Z
Z
Z0
Z
Вход /
Выход
Z
1
R
R
R
R
R
R
Z
N
а
Z0
Вход /
Выход
λ/4
λ/4
λ/4
Z01
Z02
Z0М
Z01
R1
Z02
R2
R1
Z02
R2
1
RМ
RМ
R2
R1
Z01
Z0М
Z0М
2
M=N–1
RМ
N
б
Рис. 2.2.8. Устройства суммирования для N транзисторов: а – радиальная схема моста
Вилкинсона; б – планарная схема моста Вилкинсона
которое при практической реализации требует непланарной конструкции. Это уменьшает удобство и снижает электрические характеристики
рассматриваемой схемы при сложении мощностей N транзисторов.
Отметим, что в статье И. Шахновича приведен вариант радиального сумматора, который не требует использования непланарной конструкции. К сожалению, конструкция все равно остается трехмерной
и не подходит для применений в СВЧ МИС.
С этой точки зрения планарная конструкция моста Вилкинсона
(рис. 2.2.8, б) гораздо практичней. Однако для лучшей развязки необходимо использовать (N – 1) · N элементарных ячеек Вилкинсона, которые
при реализации занимают много места на подложке. Если же разработчику не важна развязка, число элементарных ячеек может быть минимальным (т. е. 1 · N), как показано на рис. 2.2.9.
192
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
λ/4
Z01
Z0
Z01
Вход
λ/4
R0
R0
Z01
Планарный
делитель
Вх. СЦ
Вых. СЦ
R0
R0
Z01
Z01
Z0
Выход
Z01
Планарный
сумматор
Рис. 2.2.9. УМ, использующий N-канальный сумматор
Отметим, что в любом случае при реализации сумматора на мосте
Вилкинсона требуется линия передачи длиной λ / 4, которая на относительно низких частотах будет иметь слишком большую длину.
Параллельный сумматор типа «шина». N-канальный сумматор
параллельного типа на основе структуры типа «шина» (рис. 2.2.10) состоит из широкой микрополосковой линии, соединяющей все активные
элементы.
Главное преимущество такой структуры заключается в том, что эту
же широкую микрополосковую линию можно использовать в качестве
питающей структуры. Мощность на выходе структуры типа «шина» объединяется в один канал с помощью элементарных сумматоров; это могут
быть мосты Вилкинсона или параллельные СЦ. Более подробную информацию о таких сумматорах можно найти в труде Б. А. Данилова и др.1
Сумматор бегущей волны на гибридных устройствах. Схема,
изображенная на рис. 2.2.11, представляет собой реализацию сумматора последовательного типа с использованием гибридных устройств,
например, направленных ответвителей. Схема суммирует мощности от
N-транзисторов, используя N – 1 последовательных сумматоров с возрастающим коэффициентом связи (от 3 до 10log10 (N) дБ) и фазовращателей Ф, для выравнивания фаз суммируемых сигналов. В результате
получается N-канальный сумматор, каждая ступень которого добавляет
1
Широкополосные транзисторные усилители СВЧ-диапазона: смена поколений //
Электроника: НТБ / Б. А. Данилов, Е. М. Ильина, В. В. Пензяков [и др.]. – 2010. – № 2.
193
Глава 2
(1 / N)-часть от общей выходной мощности. Более подробную информацию о сумматорах такого типа можно найти в статье И. Шахновича.
Корпоративные сумматоры. Как уже отмечалось, корпоративные сумматоры состоят из ступеней элементарных M-канальных (обычно M = 2 или 3) сумматоров, объединяющих M ∙ K источников мощности
(см. рис. 2.2.6).
I1
С0
I2
О1
I3
С1
I4
О2
I5
С2
I6
О3
I7
С3
I8
О4
Выход
С4
Рис. 2.2.10. Сумматор типа «шина»
2
3
4
N
Ф
Ф
Ф
Ф
1
3 дБ
4,78 дБ
Коэффициенты связи
6 дБ
а
10log10 (N) дБ
б
Рис. 2.2.11. Последовательный сумматор (а), или сумматор бегущей волны,
и его реализация (б)
194
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
а
б
в
Рис.Схемы
2.2.12. СВЧ
Схемы
СВЧиспользующих
УМ, использующих
корпоративные
сумматоры
на основе:
Рис. 2.2.12.
УМ,
корпоративные
сумматоры
на основе:
а – мостов
а –Вилконсона;
мостов Вилконсона;
б – направленных
ответвителей;
в – параллельных
б – направленных
ответвителей;
в – параллельных
СЦСЦ
При реализации корпоративных сумматоров для интегральных
СВЧ УМ используются различные схемы элементарных сумматоров:
например, 2- или 3-канальные мосты Вилкинсона (рис. 2.2.12, а), направленные ответвители или гибридные мосты, в частности, ответвители Ланге (рис. 2.2.12, б), параллельные СЦ (в общем случае реактивные многополюсники, образованные параллельным соединением
3
195
Tш = Tш1 +
Tш2
T
TшN −1
+ ш3 + … +
k p1
k p1k p 2
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1
Глава 2
(2.1.13)
2
s12 s21 < 1 − s11 ,
нескольких одинаковых четырехполюсных СЦ на входе или выходе, –
рис. 2.2.12, в), и др.
2
s12 s21 < 1 −применение
s22 ,
Также допускается совместное
различных типов элементарных сумматоров. Например, при проектировании монолитных СВЧ
2
2
2
УМ часто совместно
используются
(2.1.14)
s12 s21
< 1 + s11s22 −параллельные
s12 s21 − s11 СЦ
− иs22ответвители Ланге.
Различные варианты структурных схем и методики расчета корпоративных сумматоров приведены в статье И. Шахновича1, методики
2
2
2
расчета параллельных1СЦ
– sв22работе
Б.2А.
+ s11
− s12 s21
− Данилова
s11 − s22 и др. .
k
=
.
(2.1.15)
c
Не следует забывать
о том, что в каждом сумматоре есть потери
2 s12 s21
(имеются ввиду общие потери в сумматоре). C ростом числа суммируемых транзисторов потери в корпоративном сумматоре увеличиваются,
( I − I min )(U max − U min )вых
эффективность такой
.
(2.2.1)
P =цепиmaxпадает.
8 анализ КПД корпоративного
В статье И. Шахновича3 проведен
сумматора, формула для расчета КПД выглядит следующим образом:
ηη∑∑ = 10
L [дБ]⋅ N
10
,
(2.2.2)
(2.2.2)
где L – потери от одного
mU 0 mисточника, дБ; N – число
mU 0 m источников (транзиsin (ω0 + 2πF) t +
sin (ω0 – 2πF) t. (3.1.2)
u = U0m sin ω0 t +
сторов).
2
2
На рис. 2.2.13 приведена зависимость КПД «корпоративного»
сумматора в зависимости от количества суммируемых транзисторов N
∆U m
и общих потерь сумматора L. m =
.
0m
выполнено
также сравнение эффекВ труде М. П. Атражева и др.4 U
тивности последовательных и корпоративных сумматоров. Показано,
что корпоративные сумматоры имеют∆fбольший
КПД при прочих равных
M= m.
условиях (рис. 2.2.14).
F
Анализ устойчивости СВЧ УМ со схемами суммирования мощности
ρ1 ρ2
ρт =
При использовании схем сложения мощности в СВЧ УМ образуется множество обратных связей между
всеми
суммируемыми транзи+
+
= 10lg Pосн
.
(3.2.3)
Pвсп
сторами, в частности, из-заСнеидеальной
развязки
сумматоров и т. д. Это
может приводить к неустойчивости УМ.
U 2′ и U 2′′
Шахнович И. Указ. соч.
Улучшение технических характеристик широкополосных ЛБВ // Актуаль2 L2 / А. Б. Данилов, А. Ю. Михайлов,
ные проблемы электронного приборостроения
r
≥
,
А. Д. Рафалович, Л. А. Штерн. – Саратов. – С. 99–106.
λ
3
Шахнович И. Указ. соч.
4
Атражев М. П., Ильин В. А., Марьин Н. П. Борьба с радиоэлектронными средствами. – М. : Воениздат, 1972. – 272 с.
1
2
196
6
Эффективность сумматора
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
1,0
0,9
L = 0,1 дБ
0,8
0,2 дБ
0,7
0,3 дБ
0,6
0,4 дБ
0,5
0,5 дБ
0,4
Количество 1
устройств (M = 2) 2
2
4
3
8
4
16
5
32
6
Количество
секций N
7
128
64
Эффективность сумматора
Рис. 2.2.13. КПД корпоративного сумматора в зависимости от количества
суммируемых транзисторов N и общих потерь сумматора L
Корпоративный сумматор
(Tree-type)
1,0
0,9
L = 0,1 дБ
0,8
L = 0,2 дБ
0,7
0,6
0,5
0,4
L = 0,3 дБ
Последовательный
сумматор
(Chain-type)
L = 0,3 дБ
2
4
L = 0,1 дБ
L = 0,2 дБ
8
16
32
64
Количество устройств
128
Рис. 2.2.14. Сравнение КПД последовательного и корпоративного сумматоров
Анализ устойчивости таких разветвленных активных структур – это
серьезная теоретическая проблема, практическая проверка устойчивости
197
Глава 2
СВЧ УМ с использованием коммерческих САПР в общем случае представляет собой сложную и затратную по времени процедуру. При использовании некоторых типов сумматоров проблема упрощается. В частности,
в случае применения бинарных (2-канальных) сумматоров структура УМ
симметрична, что позволяет снизить сложность и время решения задачи.
Существуют эффективные способы борьбы с неустойчивостью
СВЧ УМ на основе корпоративных сумматоров, которые лишь незначительно снижают общие характеристики УМ. Например, это включение
резистора сопротивлением R = 10–20 Ом между стоками транзисторов
в каждой из петель обратной связи.
Применение N-канальных сумматоров параллельного и последовательного типов чревато тем, что структура усилителя часто получается несимметричной. Это приводит к неустойчивости, и при планарном
исполнении необходимо следить за выполнением фазовых соотношений
между суммируемыми каналами, что довольно проблематично.
Перспективы развития широкополосных усилителей
высокой мощности
Широкополосные усилители высокой мощности (от 10 Вт выходной мощности и выше) применяются в системах радиоэлектронного
подавления, системах испытаний на электромагнитную совместимость,
а также в некоторых новых радиолокационных системах, использующих широкополосные сигналы или сигналы с широкоим диапазоном
перестройки частоты. Производством таких приборов за рубежом занимаются специализированные или частично специализированные
на усилительной тематике компании, в числе которых Aethercomm,
AML Communications, Amplifier Research, CAP Wireless, Cernex, CTT,
EMPower RF Systems, Keragis, MilMega, Ophir RF, QuinStar Technology,
RFCore, Stealth Microwave и некоторые другие.
В России также имеется ряд компаний, специализирующихся на
разработке и производстве широкополосных усилителей высокой мощности: ЗАО «Микроволновые системы» (Москва), ФГУП «НПП "Исток" (Фрязино) выпускают несколько типов мощных широкополосных
усилителей и ОАО «Октава» (Новосибирск).
Параметры некоторых наиболее мощных промышленных образцов широкополосных усилителей приведены на диаграмме (рис. 2.2.15).
На диаграмме приведены данные усилителей, имеющих различный конструктивный облик. Это и традиционные СВЧ-модули компакт198
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Выходная мощность, Вт
1000
500
200
100
50
20
10
5
1
2
4
6
8
10
12
Частота, ГГц
15
20
25
30
Рис. 2.2.15. Уровень выходной мощности непрерывного режима современных
широкополосных транзисторных усилителей
ных габаритов, и описанные выше экзотические конструкции на основе
объемных многоканальных сумматоров, и агрегаты, собранные в стационарные блоки с питанием от промышленной сети путем суммирования
мощностей большого числа модулей.
Вместе с развитием технологий GaAs МИС за первое десятилетие
XXI в. выходная мощность сверхширокополосных усилителей диапазона 6–18 ГГц выросла в 10–20 раз при одновременном росте КПД с 3–5
до 10–15 %.
Освоение технологии GaN МИС в ближайшие годы позволит
в этом популярном диапазоне сделать еще один скачок в уровне мощности в 3–4 раза и поднимет КПД приборов до 35 % и более.
В диапазоне от 1 до 4 ГГц использование GaN-транзисторов дает
уже сегодня существенное сокращение габаритов и массы усилительных модулей.
Упомянутый выше экспериментальный GaN-усилитель РМ24-G2
разработки ЗАО «Микроволновые системы» имеет по отношению
199
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 2
Рис. 2.2.16. Сравнение габаритов усилителей
РМ24-С8 (GaAs) и РМ24-G2 (GaN)
к своему GaAs «собрату» РМ24-С8 в 2 раза меньшие габариты и массу
(рис. 2.2.16), на 40 % меньшую себестоимость (несмотря на относительно
высокие цены на сами GaN-транзисторы) и на 30–40 % меньшую мощность потребления от источника питания. При этом остальные параметры
обоих приборов очень близки (за исключением «затянутой» динамики).
С появлением на рынке корпусных GaN-транзисторов многие
фирмы-производители мощных усилителей (Aethercomm, EMPower RF
Systems, Ophir RF) вывели на рынок широкий спектр моделей в диапазонах 0,8–2,5 ГГц, 1–3 ГГц, 0,5–2,5 ГГц с выходными мощностями 50–
100 Вт и габаритами, сравнимыми с более старыми GaAs-приборами,
имевшими в этих диапазонах мощности 20–25 Вт.
Смена поколений мощных транзисторов и МИС СВЧ диапазона
дает основание ожидать в предстоящем десятилетии следующих изменений на рынке разработок и производства широкополосных усилителей мощности:
1) начнется активное вытеснение транзисторными усилителями широкополосных ЛБВ из класса приборов с выходной мощностью
10–100 Вт;
2) появятся разработки компактных твердотельных усилителей
в популярных частотных диапазонах 1–4, 2–6, 4–12, 6–8, 2–20 ГГц с выходной мощностью до 100 Вт и КПД, габаритными размерами, надежностью и ценой, составляющими в совокупности серьезную конкуренцию ЛБВ в большинстве радиотехнических систем;
3) параметры надежности GaN транзисторов и МИС будут доведены за счет совершенствования технологии и материалов до уровня,
200
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
характерного для традиционных GaAs-технологий; появятся приборы,
аттестованные для использования в условиях повышенной радиации,
что расширит и закрепит GaN-технологию на рынке военных и космических систем;
4) GaN МИС заменят GaAs в приемопередающих модулях АФАР
трехсантиметрового и двухсантиметрового диапазонов, подняв выходную мощность последних до 50–100 Вт и КПД до 45–50 %, чего давно
и пока безуспешно добивались разработчики радарных систем от традиционных технологий;
5) будет создаваться «проектная инфраструктура», необходимая
для эффективного проектирования GaN и дальнейшего расширения
применения устройств; у производителей появятся нелинейные модели
выпускаемых транзисторов, расширится количество фабрик и технологий изготовления заказных микросхем (foundry), расширится число производителей приборов, будут постепенно снижаться экспортные ограничения на поставки компонентов;
6) будут реализованы в конкретных транзисторах и МИС разработанные, необходимым образом испытанные и освоенные в производстве
наработки российских организаций промышленности и науки (среди
них: ФТИ им. А. Ф. Иоффе РАН, ОАО «Светлана-Рост», ФГУП «НПП
"Пульсар"», ФГУП «НПП "Исток"», ЗАО «Элма-Малахит», ИСВЧПЭ
РАН, ФГУП «Гиредмет», ИФП РАН и ряд других организаций), проводящих при поддержке государства исследования в области материалов
и технологий мощных GaN-приборов.
Смена технологических поколений мощных СВЧ-транзисторов
сантиметрового диапазона, обеспечивающая качественный скачок в параметрах мощных усилительных устройств, началась и проходит ускоренными темпами. На очереди алмазный транзистор.
Контрольные вопросы и задания
1. Каковы конструктивные особенности широкополосных СВЧтранзисторов?
2. Опишите нитрид-галлиевые гетероструктурные полевые транзисторы, их достоинства и недостатки.
3. Перечислите способы суммирования выходной мощности транзисторных СВЧ-усилителей на основе многоканальных сумматоров
мощности.
201
Глава 2
4. Назовите способы борьбы с неустойчивостью СВЧ-усилителей
мощности на основе корпоративных сумматоров.
5. Каковы перспективы развития широкополосных твердотельных
усилителей высокой мощности?
2.3. ЭЛЕКТРОННО-ВАКУУМНЫЕ ПРИБОРЫ
С ДИНАМИЧЕСКИМ УПРАВЛЕНИЕМ
2.3.1. Лампы бегущей волны
В электронно-вакуумных приборах с динамическим управлением,
в отличие от обычных электронных ламп, пролетные явления играют положительную роль. В них осуществляется длительное взаимодействие электронного потока с электромагнитной волной высокочастотного сигнала1.
Применяются они в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн.
Несмотря на успехи в развитии широкополосных транзисторных
усилителей, которые практически полностью заменили малошумящие
лампы бегущей волны, вакуумные приборы остаются востребованными
во всех направлениях радиоэлектроники, включая связь, радиолокацию
и системы радиоэлектронного противодействия.
Эти усилители отличаются сочетанием ширины полосы усиливаемых частот, уровня мощности и высокого коэффициента усиления,
улучшенными массогабаритными характеристиками.
ЛБВ в системах радиоэлектронного противодействия используются для усиления и генерации высокочастотных колебаний. Лампой
бегущей волны типа О называют электронный прибор СВЧ-диапазона,
в котором используется длительное взаимодействие сгруппированного
потока электронов, движущихся в продольных электрическом и магнитном полях, с прямой гармоникой сигнала (бегущей волной), распространяющейся вдоль замедляющей системы.
Усилительная ЛБВ (рис. 2.3.1) состоит из следующих основных
элементов:
а) электронной пушки, включающей в себя обычно катод 1, управляющий электрод и один или несколько анодов 2, обеспечивающих хорошую предварительную электростатическую фокусировку электронного луча;
1
202
Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства. – М. : Сов. радио, 1969.
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
б) замедляющей системы 5, с высокочастотным полем которой
взаимодействует электронный поток;
в) коллектора 4, на котором рассеивается кинетическая энергия
электронного потока после прохождения им замедляющей системы;
г) входного и выходного устройств, служащих для ввода усиливаемого и вывода усиленного сигнала;
д) фокусирующего устройства в виде соленоида или постоянных
магнитов 3, создающих продольное магнитное поле;
е) источника постоянного напряжения U0, энергия которого с помощью ЛБВ преобразуется в энергию высокочастотных колебаний;
ж) короткозамкнутых поршней 6 для согласования.
Рассмотрим физическую сторону явлений, протекающих в ЛБВ,
работающей в качестве усилителя.
Электронная пушка обычно состоит из катода, управляющего
электрода, одного или двух анодов. В зависимости от требуемой формы
электронного пучка (цилиндрической или лентообразной) эти электроды могут отличаться по форме. В ЛБВ, изображенной на рис. 2.3.1,
электронный пучок цилиндрический.
Катод выполнен в виде цилиндра, дно которого вогнутое, сферическое, покрыто оксидным слоем. Управляющий электрод и аноды выполняются в виде дисков с отверстиями или цилиндров с перегородками, снабженными в центре небольшими отверстиями – диафрагмами.
Управляющий электрод играет роль управляющей сетки и находится
2
Вход
Выход
3
1
_
6
U0
5
6
4
+
Рис. 2.3.1. Устройство ЛБВ
203
Глава 2
обычно под небольшим отрицательным потенциалом, регулируя величину которого можно изменять интенсивность электронного потока.
На анод подается положительное напряжение. Вследствие разности потенциалов между управляющим электродом и анодом образуется
система электростатических линз, обеспечивающая предварительное
фокусирование электронного луча. В случае применения второго анода поле между ним и первым анодом также представляет собой электронную линзу. Таким образом, после второго анода поток электронов
оказывается сфокусированным в узкий цилиндрический луч, который
затем мимо замедляющей системы движется к коллектору – положительно запряженному электроду, расположенному в противоположном
конце ЛБВ. Для окончательной фокусировки луча используется магнитное поле длинной катушки, намотанной на металлический каркас. Сама
лампа помещается внутри этого соленоида. В качестве замедляющей
системы в усилительных ЛБВ чаще всего используется спираль.
В начале и конце шаг спирали постепенно увеличивается, спираль плавно переходит в два цилиндра, которые образуют связь спирали
с входной и выходной линиями.
Высокого уровня выходной мощности (десятки и сотни ватт)
спиральные ЛБВ смогли достичь только после появления в середине
60-х гг. XX в. металлокерамических конструкций.
Появилась типовая конструкция: спираль из тугоплавкого материала типа вольфрам или молибден, закрепленная тремя керамическими
стержнями из окиси бериллия (ВеО) или пиролитического нитрида бора
(АПНБ) в упругой вакуумноплотной оболочке (рис. 2.3.2).
Оболочка
Стержень
Спираль
Рис. 2.3.2. Конструкция замедляющей системы спиральной ЛБВ
204
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
СВЧ-колебания, подлежащие усилению, поступают на вход ЛБВ
и далее распространяются вдоль замедляющей системы, образованной
спиралью и каркасом фокусирующей катушки. Групповая скорость Vгр
распространения электромагнитной волны вдоль провода, свернутого
в спираль, равна скорости света. Фазовая скорость Vф волны, т. е. скорость ее движения вдоль оси спирали, естественно, в πd / l раз меньше
d – диаметр, l – шаг спирали). Параметры спирали l и d выбирают такими, чтобы обеспечить нужное замедление, но дисперсия должна быть
небольшой, так как требуется равномерное усиление в широкой полосе
частот при неизменном ускоряющем напряжении.
Для получения эффективного взаимодействия электронного потока с волной требуется примерное равенство фазовой скорости волны
и скорости электронов. По мере движения электронов внутри спирали
в поле бегущей волны они взаимодействуют с этой волной. Электроны при входе в спираль, в зависимости от фазы сверхвысокочастотного электрического поля, тормозятся или ускоряются этим полем. В результате разности скоростей электронов происходит их группирование
в сгустки. При правильно выбранных скоростях движения электронов
и волны сгустки образуются в той части бегущей волны, где электроны
претерпевают торможение.
Таким образом, при дальнейшем движении электронов они постепенно тормозятся, передавая кинетическую энергию волне, амплитуда которой непрерывно увеличивается. На выходе лампы амплитуда волны достигает величины, значительно превышающей амплитуду сигнала на входе.
z
а
Ez
б
Ez
Ez
z
Рис. 2.3.3. Картина электрического поля в спиральной замедляющей системе (а)
и зависимость Ez = f (z) (б)
205
Глава 2
В случае хорошего согласования замедляющей системы с входным и выходным устройствами при подаче на вход высокочастотных
колебаний вдоль замедляющей системы распространяется электромагнитное поле, структура которого в общем случае достаточно сложна
и зависит от конструкции системы.
Электронный поток, создаваемый электронной пушкой, движется
вдоль замедляющей системы, например спирали, взаимодействуя с осевой (продольной) составляющей электрического поля бегущей волны.
Вследствие периодической структуры замедляющей системы распределение поля бегущей волны вдоль нее также имеет периодический характер: области поля, тормозящего электроны, чередуются с областями, где
поле оказывает на электроны ускоряющее действие.
Электронная пушка обеспечивает введение в замедляющую систему практически равномерного по плотности электронного потока,
который в процессе взаимодействия с полем бегущей волны группируется: в электронном потоке образуются области с повышенной и пониженной плотностью пространственного заряда, или, как говорят, образуются электронные сгустки. Однако это взаимодействие приводит
к нарастанию амплитуды бегущей волны по мере ее движения вдоль
лампы только при условии, если скорость электронов несколько превышает фазовую скорость движения волны. Весьма серьезной проблемой
в усилителях на лампах бегущей волны является согласование замедляющей системы с волновым сопротивлением входного фидера и сопротивлением нагрузки. При неполном согласовании лампы с нагрузкой часть энергии СВЧ-колебаний отражается, появляется отраженная
волна, движущаяся от выхода ко входу, и возникает обратная связь. При
выполнении условий баланса фаз, который при длинной замедляющей
системе может легко удовлетворяться для ряда частот, в усилителе могут возникнуть автоколебания. Во избежание этого замедляющая система согласуется с входным и выходным фидерами весьма тщательно.
Обычно в усилителях на ЛБВ предусматриваются специальные устройства в виде короткозамкнутых отрезков волноводов или коаксиальных
линий, включаемых параллельно входу и выходу (см. рис. 2.3.1). Длина
таких отрезков может изменяться с помощью подвижных короткозамыкающих поршней. С изменением длины l входное сопротивление параллельной линии меняется; оно может быть подобрано таким по величине
и знаку, чтобы компенсировать рассогласование замедляющей системы
с фидерной линией.
206
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Если потери мощности в поглотителе обозначить через L, то выражение для коэффициента усиления по мощности можно записать
в виде
Kр = 47,3 СN – 9,54 – L дБ.
Из этого соотношения видно, что для повышения коэффициента
усиления необходимо стремиться к увеличению параметра С (т. е. обеспечить по возможности большую величину сопротивления связи Rc
и увеличивать ток I0) и длины l замедляющей системы. Однако при
слишком большой длине спирали в ее конце ухудшаются условия передачи энергии от электронов волне; электроны теряют свою скорость, попадают в ускоряющую фазу поля, рост амплитуды волны замедляется.
В реальных ЛБВ С ≈ 0,02–0,5, N выбирается равным 10–30, а величина
L ≈ 4–10 дБ. При этих условиях коэффициент усиления достигает значения 30–40 дБ.
Выходная мощность. Величина выходной мощности служит
важным параметром в случае использования ЛБВ в качестве оконечных
усилителей мощности передатчиков помех.
Мощные выходные ЛБВ способны обеспечить на выходе мощность порядка 10 кВт в непрерывном и более 10 МВт – в импульсном
режимах.
Полоса рабочих частот. Усилители на ЛБВ выгодно отличаются
от клистронных усилителей возможностью усиления сигналов в широкой полосе частот. Это достоинство – результат использования в лампах бегущей волны нерезонансных колебательных систем, обладающих
достаточно слабой дисперсией. Спиральные замедляющие системы,
используемые в ЛБВ, характеризуются, как правило, очень слабой дисперсией, так что нарушение условия синхронизма за счет изменения фазовой скорости волны при изменении частоты практически слабо влияет на процесс усиления.
Снижение коэффициента усиления на частотах ниже рабочей обусловлено, в частности, увеличением длины волны λв в замедляющей
системе и уменьшением вследствие этого параметра N (3–19). С увеличением частоты сигнала высокочастотное поле как бы прижимается
к виткам спирали, амплитуда его вблизи оси падает и взаимодействие
электронов с волной становится менее эффективным.
На величину полосы рабочих частот влияют, кроме того, и условия согласования замедляющей системы со входом и выходом лампы.
207
Глава 2
Согласующие устройства обладают собственным частотным диапазоном, ширина которого относительно невелика. Это обстоятельство не
только ограничивает общую полосу рабочих частот, но и нередко приводит к немонотонности частотной характеристики в пределах рабочего
диапазона. Допустимые отклонения коэффициента усиления от среднего, номинального значения в пределах полосы рабочих частот не должны превышать 3 дБ.
Все же реальные усилители на ЛБВ обладают весьма широкой полосой рабочих частот: 60 % от ω0 и более.
Все источники питания для широкополосных ЛБВ построены по
схеме преобразования частоты питающей сети, имеют стабилизированные источники питания замедляющей системы, анода и коллектора,
отвечают требованиям, предъявляемым к соответствующей их применению аппаратуре по механическим и климатическим воздействиям,
снабжены устройствами защиты и контроля.
Охлаждение во всех мощных ЛБВ непрерывного действия, разработанных ОАО «НПП "Алмаз"», различное – кондуктивное (безвентиляторное с радиатором на весь корпус), воздушное или жидкостное.
Для приборов с выходной мощностью более 500 Вт используется только жидкостное охлаждение. В приборах в диапазонах 1–4 ГГц
используется конструкция «труба в трубе» (рис. 2.3.4), когда охлаждающая жидкость пропускается между вакуумной оболочкой из меди
Зазор для охлаждающей
жидкости
Рис. 2.3.4. Конструкция системы жидкостного охлаждения мощной ЛБВ
типа «труба в трубе»
208
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
и наружной оболочкой из стали, на которую надеты магнитные наконечники, зазор для охлаждающей жидкости показан стрелкой.
Охлаждающая жидкость заводится в выходную части прибора,
поэтому прибор состоит из двух частей. Входная секция собрана методом триангуляции, выходная секция – методом «горячего обжатия».
Снаружи выходной секции надевается внешняя оболочка из нержавеющей стали. Охлаждающая жидкость проходит между внешней оболочкой и медной оболочкой замедляющей системы, в которой с наружной
стороны сделаны канавки.
В табл. 2.3.1 приведены основные параметры отечественных спиральных ЛБВ, разработанных за последние 20 лет ОАО «НПП "Алмаз"».
Таблица 2.3.1
Параметры отечественных спиральных ЛБВ
Наименование
УВ-А3001
Рабочий Выходная
Усиление,
диапазон, мощность,
дБ
ГГц
Вт
Размеры,
мм
Вес,
кг
Охлаждение
1–2
400
40
1040×82×86
10
Жидкостное
0,8–2,4
250
35
1040×82×86
10
Жидкостное
УВ-А3002
1–2
1 000
30
977×88×128
14
Жидкостное
УВ-А3023
2–4
100
40
522×60×55
3
Жидкостное
УВ-А3003
2–4
400
40
642×82×86
7
Кондуктивное
1,8–5,4
300
35
642×82×86
7
Жидкостное
2–4
1 200
30
862×100×128
12
Жидкостное
УВ-А3001М
УВ-А3003М
УВ-А3004
УВ-А3004М
1,8–5,4
1 000
30
862×100×128
12
Жидкостное
УВ-А3025
4–12
100
30
500×74×100
3
Воздушное
УВ-А3009
8–18
50
47
300×30×45
0,9
Кондуктивное
УВ-А3009М
8–18
40
40
270×60×60
0,9
Воздушное
УВ-А3026
6–18
100
30
425×74×100
2,6
Воздушное
УВ-А3024
8–18
100
40
425×60×82
2,6
Кондуктивное
УВ-А3018
7,5–18
250
33
450×55×75
3
Кондуктивное
УВ-А3018М
8–12
600
35
460×81×83
6
Жидкостное
УВ-А3020
8–26
10
30
350×54×80
2
Воздушное
УВ-А3021
26–40
10
35
350×54×57
2
Кондуктивное
209
Глава 2
Высокие требования, предъявляемые к перспективным системам
и комплексам различного функционального предназначения, выполненным на основе ЛБВ (информационным системам, системам высокоточного оружия, радиолокационным головкам самонаведения, системам
РТР, РЭП и др.), требуют дальнейшего расширения рабочей полосы частот, увеличения выходной мощности и повышения КПД.
2.3.2. Пролетные клистроны
В клистронах, магнетронах и ЛБВ в процессе управления электронным потоком значительную роль играет модуляция электронного
потока по скорости, которая в результате длительного (по сравнению
с периодом колебаний) движения электронов приводит к группированию электронного потока или, как говорят, к модуляции по плотности.
Генераторы, в которых в процессе взаимодействия имеют место подобные кинематические и динамические явления, называются генераторами с динамическим управлением, или генераторами пролетного
типа.
Пролетные клистроны являются эффективными усилительными приборами дециметрового и сантиметрового диапазонов
(рис. 2.3.5, 2.3.6). Они обеспечивают получение большого коэффициента усиления при достаточно высоком КПД.
Пространство
дрейфа
1
3
2
4
Вход
_
+
Выход
U0
Рис. 2.3.5. Устройство двухрезонаторного пролетного клистрона: 1 – катод;
2 – коллектор; 3, 4 – входной и выходной резонаторы
210
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
d2
d1
z
Sгр
Рис. 2.3.6. Схема расположения резонаторов в клистроне
Практическое применение находят пролетные клистроны с двумя,
тремя и, значительно реже, с четырьмя резонаторами. При увеличении
числа резонаторов возрастает коэффициент усиления клистронов и повышается КПД.
Электронная пушка создает узкий электронный поток с высокой
плотностью пространственного заряда. Для бόльшей концентрации
луча, т. е. для уменьшения его радиального размера, с помощью соленоида создается постоянное магнитное поле, направленное вдоль электронного потока. Электронный поток проходит через два тороидальных
резонатора, разделенных пространством, в котором практически отсутствует высокочастотное поле, называемое пространством дрейфа.
После прохождения второго резонатора электронный поток попадает
на коллектор, где выделяет остатки своей кинетической энергии в виде
тепла.
При работе клистрона в качестве усилителя высокочастотное напряжение подается в первый резонатор посредством специальных элементов связи, например, петли связи 3 (рис. 2.3.7, а). Выходная мощность выводится из второго резонатора также с помощью элементов
связи.
В маломощных клистронах для обеспечения эффективного взаимодействия электронного потока с полем резонатора в емкостной части
резонатора устанавливают специальные сетки 2 (рис. 2.3.7, а). В мощных клистронах обычно сетки не используются, так как они существенно снижают токопрохождение и, кроме того, увеличивая емкость зазора, уменьшают добротность резонаторов. Наиболее распространенным
211
Глава 2
3
2
а
1
4
б
в
Рис. 2.3.7. Объемные резонаторы клистронов: а, б – тороидальные резонаторы с сетками;
в – прямоугольный резонатор без сеток
типом резонатора, применяемого в мощных клистронах, является прямоугольный резонатор, перестраиваемый с помощью контактного или
неконтактного поршня 4 (рис. 2.3.7, в).
Пролетные трубы, входящие внутрь резонатора, образуют зазор
резонатора, в котором происходит эффективное взаимодействие высокочастотного поля с электронным лучом.
Настройка резонаторов может осуществляться с помощью поршня 4 (рис. 2.3.7, в) или подстроенных винтов 1 (рис. 2.3.7, а).
Использование хорошей электронной пушки вместе с магнитной
фокусировкой позволяет получить коэффициент токопрохождения порядка 0,8–0,9.
Следует заметить, что «оседание» электронов на резонаторах
можно было бы уменьшить, увеличивая проходные отверстия в них, однако это невыгодно с точки зрения эффективности взаимодействия высокочастотного поля с электронами луча, так как при этом существенно
снижается высокочастотное поле в центре луча.
Рассмотрим принцип действия пролетного усилительного клистрона. В пролетном клистроне, как и в обычном ламповом генераторе,
происходит преобразование энергии источника постоянного напряжения в энергию высокочастотных колебаний. В этом смысле он является
генератором с независимым возбуждением.
212
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Равномерный по плотности поток электронов, выходящий из
электронной пушки, под влиянием сильного постоянного электрического поля, создаваемого внешним источником постоянного напряжения,
приобретает к моменту входа в рабочий зазор первого резонатора большую скорость.
Очевидно, что величина энергии, которую источник постоянного
напряжения передает электронному потоку, определяется кинетической
энергией последнего.
В первый входной резонатор, который иногда называют группирователем (или модулятором), от внешнего возбудителя поступают колебания высокой частоты, в результате чего между сетками резонатора
(в рабочем зазоре) будет действовать переменное напряжение, изменяющееся по гармоническому закону
u1 = U1 sin ωt.
Проходя между сетками входного резонатора, электроны получают ускорение, величина и направление которого зависят от амплитуды и фазы действующего между сетками переменного напряжения.
Электроны, попадающие во входной резонатор в положительный полупериод, когда поле в зазоре ускоряющее, несколько увеличивают свою
скорость, а электроны, попадающие в отрицательный полупериод, наоборот, несколько ее уменьшают.
Таким образом, в зазоре входного резонатора электроны луча под
действием переменного поля изменяют свою скорость, или, как иногда
говорят, в электронном потоке осуществляется модуляция по скорости.
Однако из-за малого времени пролета электронов в зазоре они не успевают существенно изменить взаимного расположения в луче, т. е. сгруппироваться. Этот процесс группирования в основном протекает в пространстве дрейфа.
В пространстве дрейфа, ограниченного пролетной трубой – проводящим цилиндром, соединяющим входной и выходной резонаторы, внешнее электрическое поле отсутствует и электроны движутся по инерции.
Для того чтобы наглядно представить себе процесс группирования, обратимся к пространственно-временной диаграмме движения
электронов в клистроне (рис. 2.3.8). По вертикальной оси диаграммы
отложено пройденное электроном расстояние вдоль пролетной трубы,
по горизонтальной оси – время. Ниже, под диаграммой, изображено
переменное напряжение, действующее в зазоре резонатора.
213
Расстояние в пространстве дрейфа
Глава 2
Центр
второго
резонатора
Центр
входного
резонатора
1
2
3
t
u1
t
Рис. 2.3.8. Пространственно-временная диаграмма
Пространственно-временные диаграммы электронов, движущихся в пролетной трубе с постоянной скоростью, представляют собой
прямые линии, наклон которых определяется величиной скорости: при
увеличении скорости прямые идут круче.
В результате прохождения предварительно немодулированного
электронного потока через зазор резонатора, в зависимости от фазы
вхождения в зазор, часть электронов приобретает дополнительную скорость, а часть – уменьшает свою скорость вследствие взаимодействия
с высокочастотным полем резонатора. На некотором расстоянии от
входного резонатора в пространстве дрейфа происходит образование
уплотнений (сгустков), т. е. модуляция электронного потока по плотности. В результате взаимодействия сгруппированного электронного по214
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
тока с полем выходного резонатора происходит торможение электронных сгустков, которые часть своей кинетической энергии, полученной
от внешнего источника постоянного напряжения, передают резонатору.
Оставшуюся часть кинетической энергии электроны выделяют в виде
тепла на коллекторе.
В настоящее время изготовляются главным образом пролетные
многорезонаторные клистроны, которые сложнее двухрезонаторных по
устройству, но обладают некоторыми преимуществами. У многорезонаторных клистронов первый резонатор служит входным, а последний выходным. Промежуточные резонаторы соединены только с положительным полюсом источника питания (рис. 2.3.9).
Под действием пульсирующего электронного потока в них возникают колебания и создается переменное электрическое поле, которое
дополнительно модулирует электронный поток и способствует группированию электронов, поэтому в выходной резонатор попадают более
плотные сгустки электронов. В результате КПД и коэффициент усиления мощности клистрона возрастают.
Современные пролетные клистроны различаются по режиму работы (импульсный или непрерывный), выходной мощности, типу и числу резонаторов, способам фокусировки электронного потока, ввода
и вывода энергии СВЧ, перестройки частоты, охлаждения и по другим
особенностям.
– Up +
P1
P2
P3
P4
ФЭ
А
К
ФК1
ФК2
ФК3
ФК4
Рис. 2.3.9. Принцип устройства многорезонаторного пролетного клистрона:
ФК – фокусирующая катушка; ФЭ – фокусирующий электрод
215
Глава 2
При импульсной работе частота следования импульсов обычно
бывает от десятков до тысяч герц, а длительность импульса – от долей
микросекунды до миллисекунд. Пролетные клистроны разделяются на
маломощные, средней мощности, мощные и сверхмощные. Мощность
в импульсе у них менее 10 кВт, от 10 кВт до 1 МВт, от 1 до 100 МВт
и свыше 100 МВт соответственно. Для режима непрерывной работы
мощности в 1 000 раз меньше. Приведенные значения мощности относятся к пролетным клистронам дециметрового диапазона волн. На сантиметровом диапазоне они снижаются. Фокусировка электронного потока может быть электростатическая, электромагнитная (фокусирующей
катушкой) или с помощью постоянных магнитов. Ввод и вывод энергии
СВЧ делают коаксиальным, волноводным или комбинированным (коаксиально-волноводным). Резонаторы бывают внутренние, смонтированные в самом клистроне, и внешние. Наиболее распространены пролетные
клистроны на фиксированную частоту, но изготовляются также и перестраиваемые клистроны с механической настройкой резонаторов на различные частоты. Однако такая перестройка сложна и позволяет изменять
частоту не более чем на 15 %. Охлаждение мощных пролетных клистронов бывает естественным или принудительным (воздухом или водой).
Коэффициент полезного действия многорезонаторных пролетных клистронов достигает 50 %, но у многих типов он заметно меньше. А коэффициент усиления мощности у таких клистронов составляет
иногда несколько десятков тысяч. Практически трудно получить усиление более чем в 106 раз. Для мощных клистронов, особенно импульсных, требуется напряжение питания в десятки и даже сотни киловольт.
Пролетные клистроны имеют очень узкую полосу частот пропускаемых колебаний, что объясняется наличием нескольких настроенных
резонаторов. Обычно полоса частот не превышает нескольких мегагерц.
Путем расстройки резонаторов возможно расширение полосы частот, но
с неизбежным снижением усиления. Для увеличения выходной мощности делают многолучевые клистроны, в которых через поле одних и тех
же резонаторов проходят параллельно несколько электронных потоков.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое коэффициент шума?
2. Чем ограничивается частотный диапазон работы электронных
ламп?
216
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
3. В чем проявляется влияние индуктивностей вводов и межэлектродных емкостей электронных ламп?
4. В чем проявляется влияние времени пролета электронов на работу
лампы?
5. Опишите принцип работы пролетных и отражательных клистронов.
6. Опишите принцип работы ЛБВ.
2.4. ЦИФРОВАЯ И АНАЛОГОВАЯ СХЕМОТЕХНИКА
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
2.4.1. Общие сведения
об интегральных микросхемах
Интегральная микросхема (интегральная схема) – ИМС
(ИС) – микроэлектронное изделие, выполняющее определенную функцию преобразования и обработки сигнала, имеющее высокую плотность упаковки элементов и соединений между ними, рассматриваемое
как единое целое с точки зрения требований к испытаниям, приемке,
поставке и эксплуатации (ИППЭ).
Элемент ИС – часть микросхемы, реализующая функцию какоголибо электрорадиоэлемента, которая не может быть выделена как самостоятельное изделие с точки зрения требований к ИППЭ.
Компонент ИС – часть микросхемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента, которая может быть выделена как самостоятельное изделие с точки зрения требований к ИППЭ.
Подложка – основание из полупроводника, на поверхности или
в объеме которого создаются элементы ИС.
Полупроводниковая ИМС – микросхема, все элементы которой
выполнены в объеме и на поверхности полупроводника.
Пленочная ИМС – микросхема, все элементы и соединения которой выполнены в виде пленок, нанесенных на поверхность подложки.
Гибридная ИМС – микросхема, которая содержит кроме элементов компоненты ИС.
Корпус ИС – часть конструкции ИС, предназначенная для ее защиты от внешних воздействий и для соединения с внешними электрическими цепями посредством выводов.
217
218
гибридные
совмещенные
цифровые
(ЦИС)
сверхбольшие
(СБИС)
аналоговые
(АИС)
большие
(БИС)
По применению
средние
(СИС)
По степени интеграции
малые
(МИС)
Рис. 2.4.1. Классификация ИС
специализированные
По функциональному
назначению
пленочные
универсальные
полупроводниковые
По технологическому
признаку
Интегральные схемы ИС
219
К
2
24
НТ
1
(2–3 цифры)
тип микросхем по конструктивно-технологическому признаку:
1, 5, 7 – полупроводниковые, 2, 4, 6, 8 – гибридные, 3 – прочие
порядковый номер серии
функциональное назначение (две буквы)
отличие по параметрам
порядковый номер разработки микросхемы
в серии (1–2 цифры)
основные элементы
Рис. 2.4.2. Условное обозначение ИС
указывает условия приемки серии и особенности конструктивного исполнения
(отсутствие буквы или одна-две буквы)
К, КР, КМ – ИМС широкого применения с различными вариантами исполнения корпуса;
Б – бескорпусные ИМС
ЭК – ИМС на экспорт (с шагом выводов корпуса 2,54 мм)
В
обозначение серии ИМС
Глава 2
Усилители
Наборы элементов
УВ – высокой частоты
УР – промежуточной частоты
УН – низкой частоты
УИ – импульсные
УЕ – повторители
УТ – постоянного тока (ОУ)
УД – ДУ
УМ – индикации
УЛ – считывания, воспроизведения
УП – прочие
НД – диоды
НТ – транзиторы
НР – резисторы
НЕ – конденсаторы
НК – комбинированные
НП – прочие
Генераторы сигналов
Логические элементы
ГС – гармонических
ГГ – прямоугольных
ГЛ – линейно изменяющихся
ГФ – специальной формы
ГМ – шума
ГП – прочие
ЛИ – элемент И
ЛЛ – ИЛИ
ЛН – НЕ
ЛА – И-НЕ
ЛЕ – ИЛИ-НЕ
ЛБ – И-НЕ / ИЛИ-НЕ
ЛС – И-ИЛИ
ЛР – И-ИЛИ-НЕ
ЛК – И-ИЛИ-НЕ / И-ИЛИ
ЛМ – ИЛИ-НЕ / ИЛИ
ЛД – расширитель
ЛП – прочие
Триггеры
ТВ – типа JK
ТР – RS
ТМ – D
ТТ – Т
ТЛ – триггер Шмитта
ТК – комбинированные
ТП – прочие
Элементы цифровых
устройств
ИР – регистры
ИЛ – полусумматоры
ИМ – сумматоры
ИЕ – счетчики
ИВ – шифраторы
ИД – дешифраторы
ИК – комбинированные
ИП – прочие
Рис. 2.4.3. Буквенные обозначения ИМС
Кристалл (чип) – часть подложки, на которой размещаются все
элементы, соединения и контактные площадки одной микросхемы.
Серия ИС – совокупность типов микросхем, которые могут выполнять различные функции, имеют единое конструктивно-технологическое исполнение и предназначены для совместного применения, что
означает их согласование по входным и выходным сигналам, а также по
источникам питания.
Интегральные схемы можно классифицировать по различным
признакам (рис. 2.4.1). Условные и буквенные обозначения ИМС соответственно приведены на рис. 2.4.2. и 2.4.3.
220
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
2.4.2. Аналоговые интегральные схемы
Аналоговые интегральные схемы (АИС) предназначены для различных преобразований электрических сигналов (усиления, модуляции,
генерирования, детектирования и др.). Выходной сигнал в них является
непрерывной функцией входного сигнала. Одна из возможных классификаций АИС показана на рис. 2.4.4.
Усилители в интегральном исполнении
Широко распространенным устройством аналоговой схемотехники является усилитель. В любом усилителе рабочая точка характеристики активного элемента выбирается: а) в середине активной области при
усилении двухполярного сигнала; б) на границе активной области, если
усиливается сигнал одной полярности.
В качестве активного элемента наиболее часто применяют биполярные транзисторы n-р-n-типа.
Особенность интегральных усилителей заключается в непосредственной связи между каскадами. Это обусловлено тем, что трансформаторная связь в АИС невозможна, а емкостная связь используется
очень редко, так как конденсаторы занимают слишком много площади
кристалла. Непосредственные связи между каскадами в аналоговых схемах являются причиной некоторых неудобств: приходится принимать
специальные меры для устранения влияния постоянной составляющей,
присутствующей в сигнале предыдущего каскада.
АИС
Генераторы
Модуляторы
Фильтры
Усилители
Детекторы
Преобразователи
Ключи,
коммутаторы
Источники
питания
(вторичные)
Схемы
задержки
Рис. 2.4.4. Классификация аналоговых интегральных схем
221
Глава 2
К усилителям предъявляется ряд требований, которым они должны удовлетворять. Усилитель должен иметь:
`` хорошую стабильность тока;
`` большой коэффициент усиления по напряжению;
`` приемлемые частотные свойства;
`` малое выходное Rвых и большое входное Rвх сопротивления.
Рассмотрим особенности построения самого простого усилительного элемента аналоговой интегральной схемотехники – усилителя постоянного тока (УПТ).
Схема УПТ приведена на рис. 2.4.5. В состав УПТ входит транзистор VT, нагрузочный резистор Rк, резистор в эмиттерной цепи Rэ и два
отдельных источника для питания коллекторной и эмиттерной цепей
+Ек и –Еэ соответственно. Входной сигнал Uвх поступает с предыдущего
каскада, имеющего эквивалентное выходное сопротивление Rвых n–1.
+Eк
Iк
Iб
Uк
Uб
U*
Rвых n–1
Iэ
Rк
VT
Uэ
Rэ
Uвх
–Eэ
Рис. 2.4.5. Усилитель постоянного тока
Следует отметить, что данная схема по своим параметрам не удовлетворяет предъявляемым к усилителям требованиям, в частности, по
коэффициенту усиления. Кроме того, одновременная реализация всех
этих требований простыми схемами УПТ проблематична. В этой связи
широкое распространение получили различные схемы дифференциальных и операционных усилителей.
222
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
R2
VT 2
13
7 8
R5
9
10 3
R1
1
R4
10
VT 1
VT 2
12
3
R7
6
4
R3
9
R6
R3
R2
R4
11
R5
13
VT 3
R1
2
VT 1
14
5
Рис. 2.4.6. ИМС К118УН2А (слева) и КР119УТ1 (справа)
Принципиальные схемы некоторых применяемых в РЭТ УПТ
приведены на рис. 2.4.6.
Эмиттерные повторители (ЭП). Еще одним типом широко используемого усилительного каскада является ЭП, который имеет:
`` коэффициент усиления по напряжению, близкий к 1;
`` большой коэффициент усиления по току, определяемый параметрами используемого транзистора (для кремниевых транзисторов
типичное значение 100);
`` большое входное сопротивление;
`` малое выходное сопротивление.
Вход и выход ЭП (рис. 2.4.7) являются несимметричными,
т. е. входное и выходное напряжения отсчитываются относительно нулевого уровня (корпуса).
Особенностью ЭП является раздельное питание коллекторной Ек
и эмиттерной Еэ цепей. Если напряжения Ек и Еэ равны по величине
и противоположны по знаку, то такой источник называется расщепленным источником. Расщепленный источник реализуется проще, чем два
223
Глава 2
+Ек
Uвх
VT
Uвых
Rэ
– Еэ
Рис. 2.4.7. Схема эмиттерного повторителя
независимых источника. Если Ек и Еэ разные по величине, то такое питание называется двуполярным питанием.
Микроэлектронные ЭП в основном используются с расщепленным питанием.
Составные транзисторы. Источником сигнала для ЭП чаще всего является источник напряжения со слабой способностью отдавать ток
(с большим внутренним сопротивлением Ri), так как в других случаях применение ЭП нецелесообразно. Если ЭП работает от источника
сигнала с большим Ri, то Rвых также будет иметь повышенное значение.
Следовательно, выход ЭП в данном случае является источником напряжения с ограниченной способностью отдавать ток. Решение задачи увеличения входного и уменьшения выходного сопротивлений может быть
достигнуто каскадированием эмиттерных повторителей. Чтобы достичь
предельных значений практически достаточно каскадирования двух ЭП
(рис. 2.4.8). При каскадировании двух ЭП на каждый из них возлагаются различные задачи. ЭП на VT1 должен иметь по возможности более
высокое входное сопротивление, чтобы не нагружать источник входного
сигнала. При этом величина выходного сопротивления не играет роли,
важен только тот факт, что сопротивление источника входного сигнала
для второго ЭП будет уменьшено в (β + 1) раз.
Чтобы Rвх VT1 было большим, резистор Rэ1 должен иметь по возможности большую величину. В принципе, он может отсутствовать
224
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
+Ек
+Ек
VT1
VT1
VT2
Rэ1
Rэ2
–Eэ
Рис. 2.4.8. Каскадирование двух ЭП
VT2
Rэ
–Eэ
Рис. 2.4.9. Схема Дарлингтона
вообще (что практически и делается), а его роль может выполнять входное сопротивление второго ЭП (рис. 2.4.9). Для увеличения входного
сопротивления ЭП на VT1 транзистор должен иметь большое значение
коэффициента β1. При этом транзистор VT2 будет работать в режиме
больших коллекторных токов, так как его базовый ток Iб2 является эмиттерным током VT1. Следовательно, базовые токи VT1 и VT2 отличаются
приблизительно на два порядка. Для облегчения электрического режима
транзистора VT2 в цепь его базы часто включают источник стабильного
тока (рис. 2.4.10). Такое соединение транзисторов называется составным, или схемой Дарлингтона (на схеме обведено пунктиром, см. также
рис. 2.2.17, а). Рассмотренный составной транзистор на двух транзисторах n-р-n-типа ведет себя как один транзистор n-р-n-типа. Можно получить составной транзистор с аналогичными свойствами, соединив соответствующим образом транзисторы n-р-n и р-n-р-типов (рис. 2.4.11).
Такая схема, называемая иногда схемой Шиклаи, ведет себя как один
транзистор р-n-р-типа с результирующим коэффициентом усиления
по току, равным βэкв = β1 β2 + β1.
Источники стабильного тока (ИСТ). Источник тока – это устройство, способное поддерживать неизменный (стабильный) ток в нагрузке
независимо от ее величины. Кроме того, этот ток не должен зависеть
от изменений (пульсаций) питающего напряжения и температуры.
225
Глава 2
К
К
Б
Б
VT1
VT2
I0
Э
Э
Рис. 2.4.10. Составной транзистор
Рис. 2.4.11. Схема Шиклаи
Iн
I0
б
а
Рабочий диапазон
0
Uт
Рис. 2.4.12. ВАХ источника стабильного тока
Идеальный источник тока имеет горизонтальную ВАХ (рис. 2.4.12).
Однако реально получить горизонтальную ВАХ невозможно. Характеристики реальных источников (рис. 2.4.12) имеют наклон и конечный
рабочий участок (а–б), за пределами которого угол наклона ВАХ резко
увеличивается. На рис. 2.4.12 Uт – это напряжение на токостабилизи226
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
рующем элементе (на выводах источника тока). Участок ВАХ, который
характеризуется минимальным и постоянным углом наклона, является
рабочим участком источника тока. Диапазон напряжения Uт на выводах
источника тока, соответствующий этому участку, называется рабочим
диапазоном по напряжению. На рис. 2.4.12 это участок а–б. С целью эффективного использования источников питания желательно, чтобы рабочий диапазон по напряжению по возможности был ближе к величине
питающего напряжения. При практическом применении электронных
схем один из полюсов источника питающего напряжения соединяют
с корпусом, за исключением уже упомянутого расщепленного источника.
Рассмотрим случай заземления отрицательного полюса источника
питания (рис. 2.4.13, а).
Источник тока питает нагрузку, второй вывод которой соединен
с корпусом. Источники тока, предназначенные для питания таких нагрузок, называются источниками тока для заземленной нагрузки.
Если соединить с корпусом положительный полюс источника питания (рис. 2.4.13, б), то такой источник будет называться источником
тока для незаземленной нагрузки. Несмотря на простоту приведенных
схем, практические реализации источников тока для заземленных и незаземленных нагрузок оказываются различными.
Номинальным режимом источника тока является режим короткого замыкания. При этом Uн = 0, a Uт = U1. Отсюда следует, что питаю-
+
U1
Ri
Ri
Rн
_
Rн
ИСТ
_
U1
+
ИСТ
а
б
Рис. 2.4.13. Схемы включения источников стабильного тока
227
Глава 2
щее напряжение U1 должно находиться в пределах рабочего участка источника тока, т. е. внутри участка а–б вблизи точки б (рис. 2.4.12). При
увеличении сопротивления нагрузки Rн на ней возрастает падение напряжения и источник тока уменьшает напряжение на стабилизирующем
элементе так, чтобы через нагрузку протекал неизменный ток I0.
В реальных источниках тока в качестве токостабилизирующих
элементов используются транзисторы. Существует много разновидностей источников тока, однако наиболее широко применяется источник
тока, известный под названием «токовое зеркало», или отражатель тока.
В силу своих положительных качеств (относительной простоты и хорошей технологичности) токовое зеркало практически вытеснило все
остальные типы источников тока.
Токовое зеркало (ТЗ) – это источник тока, величина которого
управляется внешним током Iу.
Схема ТЗ на транзисторах n-р-n-типа приведена на рис. 2.4.14.
Транзисторы VT1 и VТ2 должны работать в активном режиме.
Следовательно, коллектор VT2 должен подключаться к положительному
полюсу источника питания (т. е. это источник тока для незаземленной
нагрузки). Основой ТЗ является согласованная пара однотипных транзисторов, размещенных на одной пластине в непосредственной близости друг от друга. Идентичность параметров транзисторов автоматически достигается в процессе планарной технологии производства ИМС.
+ Eк
Iу
Iб2
VT1
Iэ1
Rн
I0
VT2
U1*
U 2*
Iэ2
Рис. 2.4.14. Схема ИСТ – токового зеркала
Каскады сдвига уровня предназначены для сдвига уровня постоянной составляющей и передачи переменной составляющей без искажений.
228
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
+ Eк
Uвх
VT
U*
U*
VD
Uвых = Uвх – 2U*
Rэ
_
Eэ
Рис. 2.4.15. Каскад сдвига уровня
Основой схемы сдвига уровня является эмиттерный повторитель
(рис. 2.4.15).
Выходные каскады должны обладать:
`` максимально возможным выходным напряжением, близким к напряжению питания, с целью увеличения динамического диапазона;
`` низким выходным и высоким входным сопротивлением;
`` максимальным ресурсом выходного тока для согласования с различными нагрузками;
`` малой потребляемой мощностью при отсутствии входного сигнала (наибольшим КПД и экономичностью). Поэтому выходные
каскады, работающие в режиме класса А, применяются редко. Типичным примером выходного каскада класса А является рассмотренный ранее ЭП, у которого рабочая точка выбрана в середине
активной области.
Наиболее распространены двухтактные схемы классов В и АВ.
Их основу составляет последовательное соединение двух транзисторов
n-р-n и р-n-р) с общим управлением (рис. 2.4.16), каждый из которых
229
Глава 2
i
I
+ Eк
VT1
Uвх
VT2
Uвх
0
Rн
_
а
0
t
U*U*
Eэ
б
Рис. 2.4.16. Выходной каскад класса В
работает в режиме ЭП, усиливающего одну из полуволн (VT1 – положительную, VT2 – отрицательную) входного сигнала. Это выходной каскад
класса В. Выходные характеристики транзисторов VT1, VT2 изображаются различными ветвями ВАХ и имеют зону нечувствительности
±0,6 В, обусловленную пороговыми значениями р-n-переходов «база –
эмиттер». В итоге выходной токовый сигнал имеет значительные нелинейные искажения, а каскад, несмотря на свою экономичность (при
Uвх = 0 потребляемая мощность тоже равна нулю, так как транзисторы VT1, VT2 заперты), нечувствителен к слабым сигналам менее 0,6 В
(на рис. 2.4.16 эта область заштрихована).
Для устранения этого недостатка выходной каскад усложняют,
вводя раздельные смещения на базы транзисторов с помощью схем
сдвига уровня (рис. 2.4.17, б) и тем самым переводя каскад в режим
класса АВ. Напомним, что под классом АВ понимают промежуточный
случай между классами А и В, когда рабочая точка лежит не на границе
отсечки (класс В), а в области прямых смещений эмиттерного перехода,
но при токах, значительно меньших, чем в классе А.
Введенные диоды смещения VD1 и VD2 так сдвигают ВАХ транзисторов (VT1 и VT2), что используются только линеаризованные участ230
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
+Ек
I
Uвх
VT3
VT1
VD1
0
Uвх
VD2
+U
*
–U *
VT2
Rн
R
–Еэ
а
б
Рис. 2.4.17. Выходной каскад класса АВ
ки ВАХ (рис. 2.4.17, а), а выходная характеристика соответствует экономичному каскаду с минимумом нелинейных искажений.
Дифференциальные усилители
При рассмотрении УПТ были отмечены трудности, связанные
с реализацией минимальной величины дрейфа нуля. Было показано,
что уменьшение дрейфа нуля возможно за счет снижения коэффициента
усиления. Для устранения этого противоречия был разработан новый
класс усилителей – дифференциальные усилители (ДУ), ставшие типовыми широко применяемыми элементами интегральной схемотехники.
ДУ предназначен для усиления разности напряжений, действующих на входах. В основу ДУ заложен новый подход к снижению дрейфа нуля – его взаимокомпенсация за счет тщательного предварительного симметрирования элементов схемы. Классический ДУ, в отличие
от обычного УПТ, имеет симметричный вход и симметричный выход
(рис. 2.4.18).
231
Глава 2
+Eк
1
1
Uвх= Uд
2
U1
ДУ
Uвых
_
2
Eэ
U2
Рис. 2.4.18. Дифференциальный усилитель
+Ек
Rк1
Iк2
Iк1
Rк2
Uвых
Iб1
VT1
Iэ1
Iб2
VT2
Rэ
Iэ
Iэ2
–Еэ
Рис. 2.4.19. Дифференциальный каскад
Классическая схема симметричного ДУ показана на рис. 2.4.19:
фактически она представляет два идентичных УПТ (см. рис. 2.4.5), у которых эмиттеры соединены вместе.
Операционные усилители
Операционные усилители (ОУ) в настоящее время являются наиболее универсальными из всех известных усилителей (рис. 2.4.20). Применение ОУ не ограничивается только усилительными функциями. ОУ
232
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
а
б
в
Рис. 2.4.20. Операционный усилитель
ДУ
Каскад
сдвига
уровня
ДУ
Выходной
каскад
а
ДУ
Каскад
усиления
Выходной
каскад
б
Рис. 2.4.21. Структурные схемы ОУ: а – первого поколения; б – второго поколения
представляет собой дифференциальный усилитель постоянного тока
с большим коэффициентом и несимметричным выходом по напряжению.
Минимальное число сигнальных выводов в ОУ три: два входа
(инвертирующий и неинвертирующий) и выход. Четвертый сигнальный вывод – корпус (земля) – может быть реализован либо физически
(рис. 2.4.20, б), либо потенциально с помощью расщепленного источника (рис. 2.4.20, в).
ОУ можно классифицировать по различным признакам в зависимости от их схем, возможных применений, технологии изготовления и т. д.
Исходя из определения ОУ, его структура очевидна: первым каскадом должен быть ДУ; для большего усиления нужно последовательно соединить несколько каскадов; осуществить переход от симметричного входа к несимметричному выходу. Выходным каскадом может быть ЭП, так
как он обладает наименьшим выходным сопротивлением (рис. 2.4.21).
233
Глава 2
2.4.3. Цифровые интегральные схемы
Цифровые интегральные схемы (ЦИС) предназначены для преобразования и обработки дискретных (цифровых) сигналов. Основой
для их построения являются электронные ключи, обладающие тем
свойством, что они могут находиться в одном из двух состояний и под
воздействием входных сигналов могут переходить из одного состояния
в другое. Одному из двух состояний ключа соответствует одно из двух
фиксированных значений выходной электрической величины, которым
присваиваются 0 или 1 (рис. 2.4.22).
Полярность напряжения источника питания
Вид логики
Положительная
Отрицательная
+
1
1
0
0
1
0
0
1
Два источника
питания
–
1
0
0
1
Рис. 2.4.22. Виды логик
В общем случае цифровые устройства представляют собой совокупность логических элементов (ЛЭ) и элементов памяти. ЛЭ выполняют простейшие логические операции над числами, а элементы памяти
служат для их запоминания и хранения.
ЛЭ можно классифицировать по различным признакам (рис. 2.4.23).
234
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
ЦИС
По типу
используемых
компонентов
По виду
используемых
сигналов
Потенциальные
Импульсные
Импульснопотенциальные
РТЛ
ДТЛ
ТТЛ
ТЛ
По способу
соединения
транзисторов
По виду
связи
Со связанными
НСТЛ
коллекторами (непосред(КСЛ, И2Л)
ственные)
ДСТЛ
(диодные)
РСТЛ
Со связанными (резисторные)
эмитерами
РКСТЛ
(ЭСЛ или ПТТЛ) (резисторноемкостные)
Рис. 2.4.23. Классификация логических элементов
Основные характеристики ЦИС (ЛЭ): среднее время задержки
сигналов, выходные напряжения, помехоустойчивость, потребляемая мощность, нагрузочная способность, коэффициент объединения
по входу.
Транзисторно-транзисторная логика
Элементами транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ) называют
ЛЭ, во входной цепи которых используются многоэмиттерные транзисторы (MЭT).
По принципу построения и работы схемы ТТЛ близки к схемам
диодно-транзисторной логики (ДТЛ): в них эмиттерные переходы МЭТ
выполняют функции диодов входной логики, а коллекторный переход –
функцию смещающего диода. На базе ТТЛ создан ряд серий интегральных схем: 130, 133, 155 и др. Схема базового ТТЛ ЛЭ «И-НЕ» для
235
Глава 2
+ Eк + Eк
Rб
Rк
y
VT1
VT2
х1
х2
х3
Rб
R1
R3
VT3
VT1
VT2
х1
х2
х3
VD4
VT4
y
R2
VD1 VD2 VD3
Рис. 2.4.24. Схемы базовых ТТЛ логических элементов
положительной логики с простым инвертором показана на рис. 2.4.24, а,
со сложным инвертором – на рис. 2.4.24, б.
Транзисторная логика
Эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ). Элементы ЭСЛ обеспечивают наибольшее быстродействие за счет исключения режима насыщения
транзисторов, а также благодаря применению в выходных каскадах элементов ЭCJI эмиттерных повторителей, ускоряющих процесс заряда емкости нагрузки. Повышению быстродействия способствует также сравнительно небольшое значение перепада между уровнями напряжения
логического нуля и логической единицы.
Основной составной частью ЭСЛ элемента является переключатель тока, отчего логические элементы еще называют ПТТЛ – транзисторная логика на переключателях тока. ЛЭ ПТТЛ – симметричная
схема, в которой заданный ток Iэ протекает либо через транзистор VT1,
либо через транзистор VT2 в зависимости от напряжения Uвx. Опорное
напряжение +Е0 поддерживается неизменным (рис. 2.4.25, а, б).
ЛЭ с инжекционным питанием. Схемы с инжекционным питанием, или схемы И2Л (инжекционная интегральная логика), представляют
собой микросхемы на биполярных транзисторах, в которых энергия, необходимая для преобразования сигнала, обеспечивается током, подводимым специальной схемой, называемой инжектором (на схеме рис. 2.4.26
инжектор обведен пунктиром).
236
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Rк1
VT1
Uвх(x)
Uбэ1
y2
y1
Iэ1
VT1
х1
х2
Rэ1
Iэ
t2 t
t1
U0 = E – IэRк
VT3
+ E0
Rэ
Uвх0
Uк1(y1)
U1 = E
R
E – Iэ к
2
+E
Rк2
VT2
+ E0
Uбэ2
Rэ
Rк1
VT4
Uвх(x)
Uвх1
E0
VT2
Iэ2
Uэ
Iэ
y1
Rк2
Iк2
Iк1
+E
Rэ2
VT5
t
Uк2(y2)
U1 = E
y2
R
E – Iэ к
2
U0=E – IэRк
t
Рис. 2.4.25. Схемы логических элементов ЭСЛ: а – ЛЭ «НЕ» на переключателе тока;
б – временные диаграммы; в – ЛЭ «ИЛИ-НЕ/ИЛИ»
y=x
VT2
+ Eи
VT1
К
VT1
x
Iи
х
y
0
1
1
0
Рис. 2.4.26. Схема ЛЭ «И2Л» (инвертор)
237
Глава 2
Обычно в качестве ключа К используется транзисторный ключ.
Кодирование двоичной информации производится следующим образом:
если транзистор закрыт, то считается, что он находится в единичном
состоянии, и наоборот, если транзистор открыт, то он находится в нулевом состоянии. Очевидно, что схема, приведенная на рис. 2.4.26, а,
представляет собой инвертор (элемент «НЕ»). В дальнейшем инжектор
(источник тока) будет изображаться так, как показано на рис. 2.4.26, б.
VT1
x1
Iи
y=x1 ∨ x2
VT3
VT2
x2
Iи
Iи
x1
x2
y
0
0
1
1
0
1
0
1
0
1
1
1
Рис. 2.4.27. Схема логического элемента «ИЛИ»
x1
x2
VT1
VT2
y
VT3
VT4
x1
x2
y
0
0
1
1
0
1
0
1
0
0
0
1
Рис. 2.4.28. Схема логического элемента «И»
238
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
Схемы ЛЭ И2Л, реализующих другие логические операции, приведены на рис. 2.4.27–2.4.29.
Использование многоколлекторных транзисторов позволяет получить более компактные схемы и с большими логическими возможностями. Приведенная на рис. 2.4.29 схема ЛЭ реализует одновременно
функции «ИЛИ» и «ИЛИ-НЕ». В качестве инжектора используется один
многоколлекторный транзистор.
VT1
x1 ∨ x2
x1
x1 ∨ x2
VT2
VT3
x2
VT4
+ Eи
Рис. 2.4.29. Схема логического элемента «ИЛИ-НЕ/ИЛИ»
К2
Б
К1
И
Б
К1
n
p
И
n
К2
n
p
n
+ Eи
Рис. 2.4.30. Структура и конфигурация типичной схемы с инжекционным питанием
239
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 2
Одним из основных преимуществ схем И2JI является высокая степень интеграции элементов. Достигается она технологически за счет совмещения функций р-п-переходов (рис. 2.4.30).
ЛЭ на МДП-транзисторах
Широко используются в настоящее время и интегральные схемы
на МДП-транзисторах. Здесь можно выделить три направления: ИС
на МДП-транзисторах р-типа, ИС на МДП-транзисторах n-типа и ИС
на комплементарных МДП-транзисторах (КМДП).
Значение первого направления к настоящему времени существенно снизилось, второе и третье направление конкурируют друг с другом,
причем по мере возрастания плотности размещения и увеличения числа
элементов на кристалле третье направления все больше опережает второе. Есть все предпосылки считать, что КМДП-технология станет доминирующей технологией больших интегральных схем и сверхбольших
интегральных схем.
ЛЭ на МДП-транзисторах n-типа. Логические схемы на МДПтранзисторах относятся к схемам с непосредственными связями (НСТЛ).
Такие схемы обладают большими функциональными возможностями.
Основой ЛЭ на МДП-транзисторах одного типа проводимости
являются ключи, в которых в качестве нагрузки применяются МДПтранзисторы той же структуры, что и основные транзисторы. Это повышает технологичность за счет однотипности деталей и уменьшает размеры ИС (рис. 2.4.31, 2.4.32).
+E
VT3
y = x1 ∨ x2
x1
VT1
x2
VT2
x1
x2
y
0
0
1
1
0
1
0
1
1
0
0
0
Рис. 2.4.31. Типовая схема ЛЭ «ИЛИ-НЕ» на МДП-транзисторах
240
Элементная база аппаратуры радиоэлектронного подавления
ЛЭ на комплементарных МДП-транзисторах. Основой схем на
КМДП-транзисторах является ключ – инвертор, в котором применены
транзисторы разного типа проводимости: ключевой транзистор – с каналом n-типа, нагрузочный – с каналом р-типа. В обоих состояниях всегда
один транзистор открыт, а другой – закрыт, т. е. цепь источника тока разомкнута, а ключ в статическом режиме почти не потребляет мощности.
На основе схемы инвертора строятся базовые ЛЭ «ИЛИ-НЕ», «И-НЕ»
на КМДП-транзисторах (рис. 2.4.33, 2.4.34).
+E
VT3
y=x1x2
VT2
x1
VT1
x2
x1
x2
y
0
0
1
1
0
1
0
1
1
1
1
0
Рис. 2.4.32. Типовая схема ЛЭ «И-НЕ» на МДП-транзисторах
+E
VT2
x2
VT 4
y = x1 ∨ x2
x1
VT1
VT3
Рис. 2.4.33. Типовая схема ЛЭ «ИЛИ-НЕ» на КМДП-транзисторах
241
Глава 2
+E
VT3
x2
VT4
VT2
y=x1x2
VT1
x1
Рис. 2.4.34. Типовая схема ЛЭ «И-НЕ» на КМДП-транзисторах
Преимуществами ЛЭ являются хорошее быстродействие, минимальное потребление мощности, высокая помехоустойчивость и нагрузочная способность.
Контрольные вопросы и задания
1. Охарактеризуйте аналоговые и цифровые интегральные схемы,
дайте их классификацию.
2. Каковы основные характеристики и параметры цифровых интегральных схем?
3. Перечислите требования к выходным каскадам усилителей аналоговых ИС.
4. Каковы функциональные возможности интегральных схем на
МДП-транзисторах?
242
Глава 3
ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ СРЕДСТВ
И КОМПЛЕКСОВ
РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
3.1. РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
КВ˗ И УКВ˗ДИАПАЗОНОВ
3.1.1. Назначение, классификация и основные
параметры радиопередающих устройств
Радиопередающие устройства предназначены для создания колебаний ВЧ. Применяются они в системах радиосвязи, радиолокации,
радионавигации, телеметрии, в телевидении и т. д.
Существуют два вида работы передающих устройств: непрерывный (энергия излучается непрерывно в течение передачи сигнала передатчиком) и импульсный (энергия излучается в виде отдельных кратковременных импульсов).
По диапазону длин волн передатчики делятся на следующие виды:
ДВ – длинноволновые, СВ – средневолновые, КВ – коротковолновые,
УКВ – ультракоротковолновые; по назначению: вещательные, связные,
телевизионные, радиолокационные и т. д.; по мощности: малой, средней, большой мощности (мощность определяет дальность действия
и надежность работы, например, систем связи); по схемному построению (числу каскадов): однокаскадные (рис. 3.1.1, а), многокаскадные
(рис. 3.1.1, б); по виду используемой модуляции: амплитудно-модулированные – АМ, частотно-модулированные – ЧМ, фазомодулированные –
ФМ, импульсно-модулированные – ИМ и т. д.
В общем виде радиопередающее устройство КВ- и УКВдиапазонов (рис. 3.1.2) состоит из возбудителя, усилителя мощности
и элементов согласования (связи) усилителя с антенной, управляющего
243
Глава 3
ЗГ
БК
УСИЛИТЕЛЬ
УМНОЖ.
МОДУЛЯТОР
а
МОДУЛЯТОР
УСИЛИТЕЛЬ
МОЩНОСТИ
ЛИНИЯ
ПЕРЕДАЧИ
АВТОГЕНЕРАТОР
СИСТЕМА
АПЧ
б
Внешние источники передаваемой информации
(микрофон, телеграфный
или фототелеграфный
аппараты, ТЛГ ключ и др. )
Рис. 3.1.1. Структурные схемы построения передатчиков: ЗГ – задающий генератор;
БК – буферный каскад; УМНОЖ. – умножитель; УСИЛИТЕЛЬ – усилитель, АПЧ – автоматическая подстройка частоты
Устройство модулирующих
сигналов
Возбудитель
Модулятор
(манипулятор)
Усилитель
мощности
Антенна
Элементы
согласования
с антенной
Источники питания устройств
передатчика переменным
и постоянным током
Рис. 3.1.2. Структурная схема радиопередающего устройства КВ- и УКВ-диапазонов
устройства (модулятора, манипулятора или устройства модулирующих
сигналов), источников питания и антенно-фидерной системы. Управляющие устройства могут входить в состав возбудителя.
К основным параметрам радиопередающих устройств относятся
диапазон рабочих частот, стабильность частоты генерируемых колебаний, выходная мощность, коэффициент полезного действия, уровень
побочных колебаний и др.
244
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
3.1.2. Принципы построения радиопередающих
устройств КВ- и УКВ-диапазонов
3.1.2.1. Схемы генераторов с самовозбуждением.
Классификация схем
В современных радиопередающих устройствах используются
главным образом трехточечные схемы, в которых контур подключается
к лампе тремя точками.
При составлении генератора с самовозбуждением необходимо выполнить условие равновесия (баланса) фаз, которое сводится к следующему: напряжение, возникшее на базе транзистора, должно вызвать
новое напряжение на базе, снимаемое с колебательного контура и совпадающее по фазе с первоначальным.
Генераторы с самовозбуждением всегда работают на частотах,
близких к собственной частоте контура, и поэтому можно полагать,
что напряжение, приложенное к базе генератора, вызывает противоположное по фазе напряжение на коллекторе. Следовательно, баланс
фаз будет выполняться, если напряжение, действующее на коллекторе,
вызывает, в свою очередь, противоположное по фазе напряжение на
сетке базы.
Указанный сдвиг фаз между напряжениями обеспечивается колебательным контуром генератора и может быть получен при трех различных схемах связи контура с базой транзистора: трансформаторной,
автотрансформаторной и емкостной. Отсюда различают три основные
схемы генераторов с самовозбуждением: с трансформаторной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью. Для краткости в дальнейшем будем называть указанные генераторы трансформаторными,
автотрансформаторными и емкостными.
На практике часто встречаются двухконтурные и трехконтурные
схемы.
Транзисторные генераторы с самовозбуждением
``
Данные транзистора имеют ряд существенных особенностей:
рабочая частота транзисторного генератора, как правило, отличается от резонансной частоты колебательной системы в большей
степени, чем у ламповых генераторов, что объясняется большей
величиной емкости р-п-переходов;
245
Глава 3
на работу транзисторного генератора оказывают весьма существенное влияние инерционные свойства транзистора, связанные
с диффузионным характером движения носителей в области базы;
`` емкости р-п-переходов не только значительно превышают межэлектродные емкости ламп, но и в значительно большей степени
зависят от режима транзистора и температуры, что отрицательно
сказывается на стабильности частоты автогенератора.
Практическое применение находят автогенераторы с трансформаторной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью, схемы которых изображены на рис. 3.1.3– 3.1.5 соответственно для транзисторов
типа р-п-р.
``
Сб
Сб
+
R1
Iб0
R2
R3
_
Сб
+
Eк
_
Рис. 3.1.3. Схема автогенератора
с трансформаторной обратной связью
R1
R3
R2
+
Eк _
Сб
Рис. 3.1.4. Схема автогенератора
с автотрансформаторной обратной связью
В приведенных схемах потенциометр R1, R2 служит для подачи
на базу небольшого смещения, обеспечивающего достаточно высокую
крутизну характеристики транзистора в исходном режиме и легкость
возбуждения колебаний. Ток базы Iб0 (рис. 3.1.3), протекающий через
сопротивление R3, создает положительное автоматическое смещение,
обеспечивающее получение необходимого угла отсечки коллекторного
тока в автоколебательном режиме генератора.
Генераторы с внешним возбуждением на биполярных транзисторах
В таких генераторах применяются схемы с ОБ, ОЭ, ОК (реже) –
рис. 3.1.6, а, б, в.
246
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Lб
_
Сб
C1
R2
C2
+
R3
C3
R1
Рис. 3.1.5. Схема автогенератора с емкостной обратной связью
iк
iк
iэ
ω
iб
iб Сб
Сб
_
+E
ω
_
Eк
б
+
iэ Сб
Сб
_
Eб
а
+
+
Eк
_
б
iэ
iб
ω
iк Сб
Сб
+
Eб
_
_
в
Eк
+
Рис. 3.1.6. Транзисторные генераторы с внешним возбуждением
247
Глава 3
Кварцевый генератор
Стабильность частоты лампового генератора в основном определяется качеством колебательной системы: ее эталонными свойствами
и добротностью. Эталонные свойства и добротность обычного электрического колебательного контура в ряде случаев оказываются недостаточными для обеспечения необходимых норм по стабильности частоты.
В генераторах с электрическими колебательными контурами относительная стабильность частоты редко превышает 10–4.
В тех случаях, когда требуется более высокая стабильность, применяются механические колебательные системы. Из таких механических колебательных систем наиболее широко используется кварц,
который обладает пьезоэлектричеством, т. е. при давлении на его поверхности возникают электрические заряды. Пьезоэлектрическое свойство кварца позволяет связать его механические колебания с электрическими колебаниями генератора.
Для стабилизации частоты кварцевую колебательную систему начали применять с 1923 г. Первые кварцевые генераторы имели относительную стабильность частоты порядка 10–4. С улучшением технологии
обработки кварца, а также в ходе дальнейшего усовершенствования
кварцедержателей стабильность частоты кварцевых генераторов из года
в год повышалась. В настоящее время кварцевые генераторы мобильных радиостанций имеют стабильность 10–6 и выше. Кварцевые же генераторы стандартов частоты имеют стабильность 10–8 и выше.
Механическая колебательная система, применяемая для стабилизации частоты в ламповом (полупроводниковом) генераторе с самовозбуждением, должна удовлетворять следующим основным требованиям.
Прежде всего, такая механическая колебательная система должна обладать свойствами, которые позволяли бы простым способом превращать
механические колебания в электрические, и наоборот. Только в этом
случае можно связать механические колебания с электрическими и тем
самым обеспечить самовозбуждение генератора.
Применяемая механическая колебательная система должна обладать высокими эталонными свойствами и большой добротностью, так
как только в этом случае колебательная система в состоянии обеспечить
высокую стабильность частоты генератора.
Наконец, применяемая механическая колебательная система
должна иметь удобные габариты. Она не должна быть слишком большой или слишком малой. В первом случае она будет громоздкой и будет
248
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
увеличивать размеры задающего генератора. Во втором же случае эта
система может оказаться слишком хрупкой, не обладающей достаточной механической прочностью. Всем указанным требованиям отвечает
кварц.
Кварцедержатели и термостаты
Кварцевый стержень или пластинка, применяемые для стабилизации частоты, помещаются в специальные кварцедержатели. Показатели
кварца как колебательной системы в значительной степени зависят от
качества кварцедержателя.
При конструировании кварцедержателей необходимо учитывать
следующее: кварцедержатель не должен значительно увеличивать затухание кварца, не должен иметь значительную шунтирующую емкость
(как будет показано ниже емкость, шунтирующая кварц, затрудняет его
возбуждение); должен обладать достаточной теплопроводностью и отводить тепло от кварца.
Существуют два основных типа кварцедержателей: с воздушным
зазором и без воздушного зазора.
В кварцедержателе с воздушным зазором пластинка располагается на плоском горизонтальном электроде. Второй электрод размещается
сверху над пластинкой. Между вторым электродом и пластинкой сохраняется воздушный зазор. Наличие воздушного зазора иногда приводит
к значительным потерям энергии.
Чаще всего применяются кварцедержатели без воздушного зазора. В этом случае кварцевая пластинка кладется на один из электродов
кварцедержателя и посредством специальной пружинки слегка зажимается вторым электродом. Пластинка может перемещаться между электродами. Следует иметь в виду, что давление электродов увеличивает
затухание кварца.
Для уменьшения затухания иногда крепление пластинки выполняют с помощью специальных иголок, размещаемых в тех местах, в которых кварц не испытывает механических перемещений. Для этой же
цели применяются металлизированные пластинки.
В тех случаях, когда требуется особенно высокая стабильность
частоты, кварц помещают в специальный термостат, внутри которого
расположена обмотка электронагревателя. Температура в термостате
поддерживается постоянной посредством специального терморегулятора. Температура внутри термостата обычно поддерживается равной
249
Глава 3
50–60 °С. Инерционность термостата и, следовательно, необходимость
предварительного включения являются его существенными недостатками.
Схемы кварцевых генераторов
Различают две основные схемы кварцевых генераторов: осцилляторную и схему с затягиванием.
В осцилляторной схеме возбужденный кварц полностью определяет условия самовозбуждения генератора.
В схеме с затягиванием самовозбуждение генератора не определяется возбуждением кварца. Кроме кварцевой колебательной системы
такая схема часто имеет еще обычный колебательный контур, который
может обеспечить условия самовозбуждения генератора. Недостатком
таких генераторов является трудность определения факта генерирования колебаний с участием кварца и в случае потери пьезоэлектрических
свойств последнего.
Осцилляторную схему нужно составлять так, чтобы ее возбуждение было возможно только в том случае, когда эквивалентный контур,
заменяющий кварц, представляет собой индуктивное сопротивление
Rб1
Cк
Rк
_
VT
Cб
L
Cбл
Rб2
Cэ
Rб1
Rэ
Ек
+
Rк
VT
Cбл
Cк
C
Rб2
Cэ
Рис. 3.1.7. Осцилляторные схемы кварцевых генераторов
250
_
Rэ
Ек
+
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
(в противном случае будет происходить срыв колебаний при потере
пьезоэлектрических свойств кварца).
Широко применяются две осцилляторные схемы на биполярных
транзисторах (рис. 3.1.7), в которых кварц включается либо между коллектором и эмиттером транзистора, либо между коллектором и базой
(наибольшее практическое распространение).
3.1.2.2. Диапазонные возбудители с кварцевой стабилизацией
Классификация возбудителей, основные характеристики
и требования к ним
Возбудитель является элементом радиопередатчика и предназначен для формирования радиосигналов при различных видах работы,
синтеза сетки частот в заданном диапазоне и переноса сформированного сигнала на рабочую частоту. На вход возбудителя подается первичный сигнал от оконечной передающей аппаратуры, на выходе должно быть обеспечено получение соответствующего радиосигнала при
различных способах модуляции (манипуляции) во всем рабочем диапазоне передатчика. В последующих каскадах передатчика происходит
усиление мощности сигнала до требуемой величины.
Возбудитель определяет многие из основных технических характеристик передатчика: диапазон, шаг сетки рабочих частот, виды сигналов. В ряде передатчиков усилительные тракты строятся широкополосными, поэтому и такие характеристики передатчика, как уровень
внеполосных побочных излучений и шумов, целиком определяются
возбудителем.
Современные возбудители являются достаточно сложными
устройствами. При их построении применяются разнообразные методы, но в большинстве случаев в составе структурной схемы возбудителя
можно выделить устройство для формирования сигналов при различных видах работы, тракт преобразования сигнала на рабочую частоту
и синтезатор частот.
Устройство формирования сигналов обеспечивает формирование
радиосигналов всех видов на сравнительно невысокой фиксированной
частоте. Номинал этой частоты во многих возбудителях стал стандартным – 128 кГц. Для переноса сигнала в рабочий диапазон применяется
несколько преобразований частоты с помощью эталонных колебаний,
поступающих от синтезатора.
251
Глава 3
Синтезатором частот называют устройство, которое создает
выходные колебания, когерентные с колебанием эталонного опорного
генератора.
Относительная нестабильность частоты выходных колебаний
синтезатора равна относительной нестабильности частот опорного генератора. Следовательно, нестабильность частоты сигнала на выходе
возбудителя будет также определяться опорным генератором. Исключение составляют сигналы, для формирования которых используются
отдельные генераторы.
Поскольку устройства формирования сигналов и синтезатор частот являются составными частями возбудителя, рассмотрим некоторые
основные технические характеристики возбудителей, требования к ним
и роль отдельных элементов возбудителя в обеспечении выполнения
этих требований.
Виды сигналов, используемых в системах радиосвязи
Современные возбудители рассчитаны на формирование непрерывных и дискретных радиосигналов. В настоящее время широко
применяется телефонная однополосная работа и телефонная работа
с частотной модуляцией. При телеграфной работе используется амплитудное, частотное, фазовое телеграфирование.
В качестве переносчика сообщений используются высокочастотные электромагнитные колебания (радиоволны) соответствующего диапазона, способные распространяться на большие расстояния.
Колебание несущей частоты, излучаемое передатчиком, характеризуется: амплитудой, частотой и начальной фазой. В общем случае оно
представляется в следующем виде:
i = Im sin(ω0 t + Ψ0),
(3.1.1)
где i – мгновенное значение тока несущего колебания; Im – амплитуда
тока несущего колебания; ω0 – угловая частота несущего колебания; Ψ0 –
начальная фаза несущего колебания.
Первичные сигналы (передаваемое сообщение, преобразованное
в электрическую форму), управляющие работой передатчика, могут изменять один из этих параметров.
Процесс управления параметрами тока высокой частоты с помощью первичного сигнала называется модуляцией (амплитудной, частот252
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
ной, фазовой). Для телеграфных видов передач применяется термин
«манипуляция».
В радиосвязи для передачи информации применяются следующие
виды радиосигналов: радиотелеграфные; радиотелефонные; фототелеграфные; телекодовые; сложные виды сигналов.
Радиотелеграфная связь различается по следующим способам:
телеграфирования; манипуляции; применения телеграфных кодов; использования радиоканала.
В зависимости от способа и скорости передачи радиотелеграфные связи делятся на ручные и автоматические. При ручной передаче
манипуляция осуществляется телеграфным ключом с использованием
кода Морзе. Скорость передачи (при слуховом приеме) составляет 60–
100 знаков в минуту. При автоматической передаче манипуляция производится электромеханическими устройствами, а прием – с помощью
печатающих аппаратов. Скорость передачи составляет 900–1 200 знаков
в минуту.
По способу использования радиоканала телеграфные передачи
подразделяются на одноканальные и многоканальные.
По способу манипуляции к наиболее распространенным телеграфным сигналам относятся сигналы с амплитудной манипуляцией (АТ – амплитудный телеграф – А1), частотной манипуляцией (ЧТ
и ДЧТ – частотная телеграфия и двойная частотная телеграфия – F1
и F6) и относительной фазовой манипуляцией (ОФТ – фазовая телеграфия – F9).
По применению телеграфных кодов используются телеграфные системы с кодом Морзе, стартстопные системы с 5- и 6-значным кодом и др.
Телеграфные сигналы представляют собой последовательность
прямоугольных импульсов (посылок) одинаковой или различной длительности. Наименьшая по длительности посылка называется элементарной.
Основные параметры телеграфных сигналов: скорость телеграфирования (V); частота манипуляции (F); ширина спектра (2Δf).
Скорость телеграфирования V равна количеству элементарных
посылок, передаваемых за одну секунду, измеряется в Бодах. При скорости телеграфирования 1 Бод за 1 с передается одна элементарная посылка.
Частота манипуляции F численно равна половине скорости телеграфирования V и измеряется в герцах: F = V / 2.
253
Глава 3
Амплитудно-манипулированный телеграфный сигнал имеет
временнýю диаграмму и спектр (рис. 3.1.8). В спектре, кроме несущей
частоты f0, содержится бесконечное множество частотных составляющих, расположенных по обе стороны от нее, с интервалами, равными
частоте манипуляции F. На практике для уверенного воспроизведения
телеграфного радиосигнала достаточно принять, кроме сигнала несущей частоты, по три составляющих спектра, расположенных по обе стороны от несущей. Таким образом, ширина спектра амплитудно-манипулированного телеграфного ВЧ-сигнала равна 6F. Чем больше частота
манипуляции, тем шире спектр ВЧ телеграфного сигнала.
u
Ia
Отпустить
Нажать
f0
f0 + 3F
0
f0 + 2F
t
f0 + F
0
t
f _2F
0
_
f0 F
ia
_
f0 3F
0
6F
f
Рис. 3.1.8. Амплитудно-манипулированный телеграфный сигнал и его спектр
При частотной манипуляции ток в антенне по амплитуде не
изменяется, а меняется только частота в соответствии с изменением манипулирующего сигнала (рис. 3.1.9). Спектр сигнала ЧТ (ДЧТ)
представляет собой как бы спектр двух (четырех) независимых амплитудно-манипулированных колебаний со своими несущими частотами
(рис. 3.1.9). Разность между частотой «нажатия» и частотой «отжатия» называется разносом частот, обозначается 2∆f и может находиться
в пределах 50–2 000 Гц (чаще всего 400–900 Гц). Ширина спектра сигнала ЧТ составляет 2(∆f + 3F).
Для повышения пропускной способности радиолинии применяются многоканальные радиотелеграфные системы. В них на одной
несущей частоте радиопередатчика можно передавать одновременно
две и более телеграфные программы. Различают системы с частотным
254
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
u
Ia
Отпустить
Нажать
t
0
iа
fнаж
f
0
fнаж
fотж
3F
t
0
f0
∆f
fнаж
3F
∆ f
2(∆ f + 3F)
fотж
Рис. 3.1.9. Частотно-манипулированный телеграфный сигнал и его спектр
уплотнением каналов, временным разделением каналов и комбинироT
T
TTшN −1 Tш3
TшN −1
ванные системы.
Tш = Tш1 + ш2 + ш3 Tш+=…Tш1
+ + ш2
+
+ …(2.1.13)
+
k p1
k p1k p 2системой kявляется
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1
Простейшей двухканальной
двойноp1k⋅⋅⋅
p1 k pN k
−система
1p1k p 2
го частотного телеграфирования (ДЧТ). Сигналы, манипулированные
2
по частоте в системе ДЧТ, передаются 2изменением несущей частоты
s12 s21 < 1 − s11 ,
s12 s21 < 1 − s11 ,
передатчика вследствие одновременного воздействия на него сигналов
двух телеграфных аппаратов.
2
2
21 < 1 − s22работаs12 s21то,
< 1что
− s22
,
s12 sаппаратов,
,
При этом используется
сигналы
двух
ющих одновременно, могут иметь лишь четыре сочетания передаваемых посылок. При таком способе в любой
момент
времени
излучается
2
2
2
2
2
2
11s22 − s12 s21 −(2.1.14)
s12 s21 < 1 + s11s22 − s12 s21 s12−s21s11< 1−+ ss22
s − s22
сигнал одной частоты,
соответствующий определенному
сочетанию 11
манипулированных напряжений. В приемном устройстве имеется дешифратор, с помощью которого формируются
телеграфные
посылки
посто2
2
2
2
2
2
11s22 − s12 s21 − s11 − s22
1 + s11s22 − s12 s21 − s11 1−+ss22
янного напряжения
каналам. kc =
kc = по двум
.
(2.1.15) .
2 s12 s21 сообщений применяются
2 s12 s21 в осДля передачи радиотелефонных
новном АМ и ЧМ высокочастотные сигналы. Модулирующий НЧсигнал представляет (собой
I − совокупность
I )(U − Uбольшого
()I max − Iколичества
)(U max −сигнаU min )вых
. min
(2.2.1) .
P расположенных
= max min вmax
P min
= вых
лов разных частот,
некоторой
полосе.
Ширина
спектра
8
8
стандартного НЧ телефонного сигнала, как правило, занимает полосу
0,3–3,4 кГц.
L [дБ]⋅ N
L [дБ]⋅ N
Амплитудно-модулированный
сигнал. Общая формула
АМ10
10
10
10
=
,
=
, (2.2.2)
η
η
∑
∑
сигнала имеет следующий вид:
sinωω00 tt ++
u u==UU0m0msin
mU 0 m
mU
mU00mm
mU 0 m
sin
(ω
sin
(ω
––2πF)
(ω
sin2πF)
2πF)
ω0 ttt+++
sin
sin(ω
(ω000+
2πF)
2πF)t.tt.+(3.1.2)
(3.1.2)
sin (ω0 – 2π
usin
=U
0m
00 +
2
22
2
m=
M=
∆U m
.
U0m
∆f m
.
m=
M=
∆U m
.
U0m
∆f m
.
255
8
L [дБ]⋅ N
10 10
η∑ = Глава 3
,
(2.2.2)
mU 0 m
mU
Величина m называется
коэффициентом
модуляции
и показывает,
0m
sin (ω0 + 2πF) t +
sin (ω0 – 2πF) t. (3.1.2)
u = U sin ω0 t +
какую 0m
часть от амплитуды
напряжения несущей2 частоты U
0m составляет
2
приращение амплитуды модулированного напряжения ΔUm:
mm ==
∆U m
.
U0m
Временнáя диаграмма АМ-сигнала приведена на рис. 3.1.10.
∆f
Общая формула показывает,
АМ телефонного сигнала
M = чтоmспектр
.
F 3.1.10):
состоит из суммы трех колебаний (рис.
`` несущей частоты f0;
= ρ1 ρ2
`` верхней боковой полосыρт(ВБП);
`` нижней боковой полосы (НБП).
–
Ширина спектра АМ-сигнала
2Fmax (6,8 кГц), где Fmax(3.2.3)
+
+
С = 10lg Pсоставляет
осн Pвсп .
максимальная частота в спектре модулирующего
НЧ-сигнала (3,4 кГц).
Ширина спектра АМ-сигналов радиовещательных станций может соU 2′ и U 2′′
ставлять до 9–10 кГц.
Спектр АМ-сигнала не рационален.
2 L2 колебание несущей частоты, коВо-первых, присутствует мощное
r≥
,
торое используется лишь при детектировании
сигнала в приемнике: при
λ
коэффициенте модуляции 100 % 2/3 мощности передатчика приходится
на долю несущей частоты и 1/3 – на долю двух боковых полос частот.
uнч
6Uнч
F
U0
t
Fmin
uАМ
∆Um
U0m
Ia
Um max
Fmax
0,3 кГц
3,4 кГц
Рис. 3.1.10. АМ-сигнал и его спектр
2Fmax
f0 + Fmax
f0
f0 + Fmin
f0 – F
min
f0
f0 – Fmax
t
Um min
256
f
f
Iа
Пилот- сигнал
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Iа
f
f0 – Fmax
f0+Fmax
f0+Fmin
f0
f0 – Fmin
НБП
ВБП
а
f0 ТЛГ
канал
ТЛГ
канал
f
б
Рис. 3.1.11. Однополосные сигналы
Во-вторых, боковые полосы частот АМ-сигнала дублируют друг
друга, поэтому достаточно передать одну боковую полосу частот (ВБП
или НБП), т. е. перейти на однополосную телефонную передачу.
Спектр однополосного сигнала (рис. 3.1.11) занимает полосу частот, в два раза меньшую полосы частот обычного АМ-сигнала. В спектре однополосного сигнала отсутствуют одна боковая полоса и несущая
частота f0.
Несущее колебание может быть полностью или частично (передача с пилот-сигналом) подавлено (спектр однополосного телефонного
(ТЛФ) сигнала с ВБП и полностью подавленной несущей – рис. 3.1.11, а;
спектр однополосного сигнала с НБП и частично подавленной несущей
при вторичном уплотнении канала связи двумя телеграфными (ТЛГ) каналами – рис. 3.1.11, б). Для приема таких сигналов применяются приемные устройства, в которых производится восстановление несущего
колебания.
Однополосные передачи имеют ряд преимуществ:
1) спектр частот для передачи одного телефонного канала в два
раза меньше спектра частот с АМ; это позволяет в приемном устройстве иметь узкую полосу пропускания, что повышает качество приема,
в особенности при наличии радиопомех;
2) увеличивается возможное количество каналов связи в одном
и том же диапазоне частот;
3) при однополосной передаче получается значительный энергетический выигрыш:
`` на передающем конце получается выигрыш, эквивалентный увеличению мощности передатчика в четыре раза;
257
Глава 3
полоса пропускания приемника уменьшается в два раза, что эквивалентно выигрышу по мощности в два раза;
`` потребление энергии от источников питания однополосным передатчиком уменьшается из-за того, что в момент молчания излучения электромагнитной энергии нет; это дает выигрыш по мощT
TшN −1
ности еще на 25 %;Tш2
Tш = Tш1 +
+ ш3 + … +
(2.1.13)
`` на коротких волнах
в
пункте
приема
при
обычной
k p1
k p1k p 2
k p1 ⋅⋅⋅ k pN −1 амплитудной
модуляции нарушаются фазовые соотношения между несущей
частотой и боковыми составляющими,
что приводит к замирани2
11 ,
s12 s21 < 1 − sпередачах
ям сигналов; при однополосных
эти замирания значительно уменьшаются, что дает выигрыш в мощности передатчика
примерно в два раза. s s < 1 − s 2 ,
12 21
22
Таким образом, для радиотелефонной однополосной работы получается выигрыш в мощности передатчика
по2 сравнению
с обычным
2
2
12 s21 <раз.
(2.1.14)
1 + s11s22 − s12 s21 − s11 − s22
АМ примерно в s10–20
Однополосную радиотелефонную связь труднее перехватывать
и прослушивать.
2
2
2
1 + s11s22 является
− s12 s21 помехозащищенной
− s11 − s22
Однополосная передача
вследствие
kc =
.
(2.1.15)
значительного выигрыша по мощности
2 s12 s21полезного сигнала.
АМ- и однополосные сигналы применяются в основном в КВдиапазоне. Однополосные сигналы – основные сигналы, применяемые
( I − I )(U max − U min )вых
. перестройкой ра(2.2.1)
= maxв томmin
в военных системахP связи,
числе с программной
8
бочей частоты (ППРЧ).
Частотно-модулированный сигнал представляет собой ВЧ[дБ]⋅ N
сигнал, в спектре частот которого Lприсутствуют
несущая частота f0
, f0 ± 3F и т. д.) при воздей(2.2.2)
F; f010± 2F;
и множество боковых частотη∑(f0=±10
ствии на f0 сигналом тональной частоты F.
mU 0 m воздействует спектр
mU 0 m звуковых частот, то
Если при модуляции
sin (ω0 + 2πF) t +
sin (ω0 – 2πF) t. (3.1.2)
u = U sin ω0 t +
спектр0m
ЧМ-колебания 2(рис. 3.1.12)
будет шире и2 весь промежуток
будет
заполнен комбинационными частотами. Максимальное приращение
частоты радиосигнала Δfm относительно
∆U m ее исходного значения называ.
m=
ется девиацией частоты. Соотношение
U 0 m амплитуд в этом спектре зависит
от индекса частотной модуляции М, который определяется по формуле
``
M ==
M
∆f m
.
F
Спектр ЧМ телефонного сигнала шире спектра АМ-сигнала,
ρ1 ρ2
ρт =(величины
зависит от индекса модуляции
управляющего модулиру258
+
+
С = 10lg Pосн
.
Pвсп
U 2′ и U 2′′
(3.2.3)
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
ющего напряжения) и мало зависит от ширины полосы модулирующего сигнала:
2Δfчм = 2(М + 1)F, или 2Δfчм = 2Δfmax + 2Fmax.
ЧМ-сигналы в основном применяются в УКВ-диапазоне.
Временнáя диаграмма ЧМ-сигнала приведена на рис. 3.1.12.
Ia
F
u
2∆fчм = 2(М + 1)F
f0
f0 + F
f0 + 2F
f0 + 3F
2F
f0
f0 _ F
t
ia
_
f0 3F
U0
f
t
f0
fmax
fmin
Рис. 3.1.12. ЧМ-сигнал и его спектр
Фазовую модуляцию можно рассматривать как разновидность
частотной модуляции. При фазовой модуляции изменяется фаза высокочастотного колебания.
В качестве переносчика сообщений может использоваться периодическая последовательность радиоимпульсов, которая характеризуется амплитудой, длительностью, частотой следования импульсов, положением импульсов во времени относительно положения импульсов
немодулированной последовательности, т. е. фазой импульсов.
Изменяя один из перечисленных параметров, можно получить
четыре основных вида импульсной модуляции: амплитудно-импульсную модуляцию, частотно-импульсную модуляцию, фазоимпульсную
модуляцию, модуляцию импульсов по длительности. Импульсные виды
модуляции широко используются в многоканальных радиорелейных
и тропосферных линиях связи.
Рассмотренные виды передач являются простейшими, незащищенными от радиоперехвата и используются с целью получения доступа к информации, а каналы связи имеют низкую пропускную способность и помехозащищенность.
259
Глава 3
В настоящее время ведущая роль принадлежит цифровым видам
связи. В общем случае любой сигнал может быть преобразован в последовательность дискретных сигналов – электрических импульсов постоянного тока (цифровую форму), закодирован кодовыми комбинациями
(зашифрован), сжат и передан по каналу связи. На приемном пункте производится обратное преобразование и восстановление сигнала, включая
исправление обнаруженных ошибок.
Возможности возбудителя определяются его назначением. Количество видов формируемых сигналов существенно влияет на сложность
устройств формирования сигналов.
Диапазон частот и шаг сетки. Диапазон частот определяется назначением возбудителя: должен охватывать частоты всех передатчиков,
для которых предназначен возбудитель. В современных возбудителях
обеспечивается дискретная установка частоты с определенным интервалом – шагом сетки. Шаг сетки обычно выбирается кратным 10 Гц: 10 Гц,
100 Гц, 1 кГц. Величина шага сетки соизмеряется с шириной спектра
самого узкополосного сигнала, применяемого в возбудителе. Таким сигналом является сигнал при амплитудном телеграфировании (А1). Ширина его спектра при скорости телеграфирования 15–20 Бод составляет
примерно 45–60 Гц. Необходимо, чтобы сигналы двух передатчиков, работающих на соседних частотах, были без заметного влияния приняты
приемниками своих корреспондентов. Поэтому для многих возбудителей достаточно иметь шаг сетки 100 Гц. Однако, если предполагается
применение телеграфирования с очень малыми скоростями, может оказаться необходимой сетка частот с шагом 10 Гц.
Стабильность частоты. Требования по стабильности частоты
возбудителя в основном определяются видом применяемых сигналов.
Наиболее высокая стабильность частоты необходима при формировании
однополосных сигналов, когда телефонный канал уплотняется многоканальной телеграфной или другой аппаратурой. В этом случае допускается
расхождение несущих частот в радиолинии не более 10–12 Гц. Следовательно, абсолютная нестабильность частоты возбудителя должна быть
порядка 5–6 Гц. Стабильность частоты возбудителя определяется синтезатором и, прежде всего, применяемым в нем опорным генератором.
Уровень побочных колебаний и шума. Учитывая, что усилительный тракт передатчика может быть широкополосным, к возбудителю предъявляются очень жесткие требования по подавлению побочных
колебаний и шума на выходе. Выходное колебание идеального возбуди260
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
теля должно содержать только один полезный компонент – сигнал. При
отсутствии модуляции – это гармоническое колебание, спектр которого
состоит из одной спектральной линии. Спектр выходного колебания реального возбудителя включает в себя спектр полезного сигнала, множество узкополосных спектров побочных колебаний и сплошной спектр
шумов.
Источниками шумов и побочных колебаний в возбудителе являются синтезаторы и тракт формирования и преобразования частоты сигнала. Особенно опасны побочные колебания, образующиеся в последнем смесителе возбудителя, так как их подавление в выходных цепях
возбудителя сопряжено с большими трудностями.
По существующим нормам подавление побочных колебаний шумов должно быть не менее 80 дБ в области частот, примыкающей к рабочей частоте возбудителя (при расстройке от ±3,5 кГц до ±25 кГц, при
больших расстройках подавление должно возрасти до 100–140 дБ).
Время перестройки. В возбудителях, где применяется запоминание нескольких рабочих частот и автоматический переход с одной рабочей частоты на другую, достигается время перестройки в пределах
0,3–1 с. Время перестройки определяется, прежде всего, синтезатором
и зависит от его типа и структуры, метода установки частоты и применяемой системы автоматического управления возбудителем.
3.1.2.3. Основные методы синтеза частот
В синтезаторах частот, применяемых в технике радиосвязи, частота выходного колебания принимает множество дискретных значений
с равномерным интервалом – шагом сетки.
В первых разработках для создания дискретного множества рабочих частот использовалось такое же множество кварцевых резонаторов,
коммутируемых в схеме автогенератора в зависимости от требуемой
рабочей частоты. Этот принцип кварцевой стабилизации в диапазоне
частот получил название «кварц-волна», так как для каждой рабочей
частоты применялся свой кварцевый резонатор. Недостатки этого метода очевидны: требуется большое количество кварцевых резонаторов,
а в этом случае невозможно обеспечить высокую стабильность частоты
генерируемых колебаний.
В последующих разработках стремились yмeньшить число кварцевых резонаторов за счет преобразования частоты исходных колебаний
(рис. 3.1.13, 3.1.14).
261
Глава 3
Кварцевый
генератор
fкв
Преобразователь
частоты
fинт
n fкв ± m fинт
Интерполяционный
генератор
~
~
Г1
fвых
Г2
Рис. 3.1.13. Интерполяционные схемы диапазонных возбудителей
с кварцевой стабилизацией
Кварцевый
генератор 1 (ВЧ)
Кварцевый
генератор 2 (НЧ)
fкв
Фильтр
Смеситель
Fкв
f1 = fкв1
f2 = fкв2
fmin
fmax
f1 – F2 f1 – F1 f2 – F2 f2 – F1 f1 + F1 f1 + F2 f2 + F1 f2 + F2
F1 = Fкв1
F2 = Fкв2
Рис. 3.1.14. Принцип формирования сетки частот
Можно показать, что относительная нестабильность частоты выходного колебания в основном определяется относительной нестабильностью частоты более высокочастотного генератора Г1. Это значит, что
требования к стабильности частоты менее высокочастотного генерато262
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Кварцевый
генератор
fкв
Смеситель
ГПД
Фильтр
fГПД
Рис. 3.1.15. Схема возбудителя с генератором плавного диапазона
ра Г2 могут быть менее жесткими, чем к генератору Г1. Поэтому при
синтезе частот в схемах рис. 3.1.13, рис. 3.1.14 иногда в качестве генератора Г2 применяют обычный LC-генератор плавного диапазона (ГПД)
(рис. 3.1.15).
В этом случае обеспечивается непрерывное изменение частоты выходного колебания без существенного ухудшения стабильности частоты,
достигнутой в генераторе Г1. Недостатком синтезатора, собранного по схеме рис. 3.1.13–3.1.15, является достаточно большое число применяемых
кварцевых резонаторов. При таком методе синтеза частот трудно обеспечить относительную нестабильность частоты выходного колебания меньше, чем 10–5–10–6. Если требуется более высокая стабильность частоты,
то оказывается значительно проще и экономичнее применять в синтезаторе частот один высокостабильный опорный кварцевый автогенератор.
Практические схемы синтезаторов частот, разработанные до настоящего времени, весьма разнообразны, но по методу образования
выходного колебания их можно разделить на две основные группы:
синтезаторы, выполненные на основе метода прямого синтеза, и синтезаторы, выполненные на основе метода косвенного синтеза. Синтезатор частоты считается выполненным на основе метода прямого синтеза,
если он не содержит автогенераторов и его выходные колебания получаются в результате суммирования, умножения и деления частоты входных
колебаний, поступающих от эталонного генератора или датчиков опорных частот. Другое название этого метода – пассивный синтез частот.
При косвенном синтезе выходное колебание синтезатора создает
автогенератор, нестабильность частоты которого устраняется. С этой
целью частота генератора с помощью системы (тракта) приведения
преобразуется к частоте некоторого эталона, сравнивается с этим эталоном, а полученная ошибка используется для устранения нестабильности генератора. В схемах с автоподстройкой частоты этот генератор
263
Глава 3
называется управляемым, а в схемах с компенсацией нестабильности
частоты – вспомогательным. Другое название метода косвенного синтеза – активный синтез.
В синтезаторах косвенного синтеза приведение частоты генератора к эталону может осуществляться за счет преобразований частоты, где
с помощью колебаний от датчиков опорных частот производится последовательное уменьшение (вычитание) частоты. Такой тракт приведения
называют трактом вычитания частоты.
Приведение частоты генератора к эталону может производиться
и делением частоты, причем в настоящее время в качестве делителей
частоты применяются делители типа счетчиков импульсов, построенные на базе цифровых интегральных схем. Поэтому синтезаторы с трактом деления частоты принято называть цифровыми.
Синтезатор, собранный по методу прямого синтеза, содержит несколько датчиков опорных частот, каждый из которых дает на своем выходе колебание одной из десяти частот (рис. 3.1.16). Колебания от датчиков поступают на смеситель, на выходе смесителя с помощью полосового
фильтра выделяется комбинационное колебание суммарной частоты.
Выходное колебание синтезатора, собранного по методу косвенного синтеза, создает ГПД (рис. 3.1.17). В тракте приведения частоты
ГПД к эталону частота ГПД понижается. В фазовом детекторе (ФД)
происходит сравнение преобразованной частоты ГПД и частоты эталонного колебания. Такой синтезатор позволяет получить меньший уровень
побочных излучений, так как проще реализуется их фильтрация.
Любой синтезатор содержит датчик опорных частот. Датчик по своему назначению тоже является синтезатором, только функции его ограничены формированием всего десяти частот. Датчики строятся так же,
как и синтезатор в целом, – на основе методов прямого или косвенного
синтеза. Чаще применяются наиболее простые схемы прямого синтеза,
напримep, умножители частоты. Иногда датчики формируют 100 и более опорных частот, тогда их устройство усложняется и для построения
применяются оба метода синтеза частот.
В синтезаторах, построенных по методу косвеннoгo синтеза, для
автоматической перестройки ГПД используется так называемое устройство поиска, которое изменяет частоту ГПД до попадания ее в полосу
захватывания системы фазовой автоподстройки (ФАП) или частотной
автоподстройки (ЧАП). Устройство поиска обычно вырабатывает пилообразное напряжение, которое подается на реактивный элемент ГПД
264
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
fвых = f2 + f1 + k2 10 кГц + k1 1 кГц
ОГ
f1 + k1 1 кГц
1 кГц
~
Делители
частоты
Г
~
~
Датчик 1
fвых
f2 + k2 10 кГц
10 кГц
Датчик 2
Рис. 3.1.16. Схема синтезатора, собранного по методу прямого синтеза
fпр2 = fГПД – ( f2 + k2 ∆ f2)
f0
fпр1
ФД
UФД
~
Ф1
~
~
Uупр
fпр1 = fГПД – ( f2 + k2 ∆ f2) – ( f1 + k1 ∆ f1)
СМ1
fпр2
f1 + k1 ∆ f1
Датчик 1
Ф2
~
~
~
СМ2
ГПД
~
Г
fГПД
f2 + k2 ∆ f2
Датчик 2
Рис. 3.1.17. Схема синтезатора, собранного по методу косвенного синтеза
и изменяет частоту ГПД в широких пределах. Оно включается при больших расстройках, когда на выходе фазового детектора отсутствует постоянная составляющая напряжения. После установления синхронизма
в системе устройство поиска выключается, но управляющее напряжение, соответствующее моменту окончания поиска, запоминается и подается на реактивный элемент ГПД. В процессе дальнейшей работы
начальная частота ГПД (частота ГПД при разомкнутом кольце ФАП)
может изменяться в более широкой полосе, чем полоса захватывания,
но не должна уходить за границы полосы удержания.
В современных синтезаторах перестройка ГПД производится
с помощью варикапов, ее пределы ограничены. Реально полоса перестройки составляет 10–30 % от средней частоты ГПД, поэтому в широкополосных синтезаторах применяется не один, а несколько управляемых генераторов. Каждый из них работает в определенном участке
диапазона частот, переключение генераторов происходит автоматически, в зависимости от установленной частоты.
265
Глава 3
Принцип компенсации и его использование
при построении синтезаторов
В ряде современных возбудителей и радиоприемников при построении тракта стабилизации частоты применяется метод компенсации. Сущность этого метода состоит в том, что в создании сетки стабильных частот участвует вспомогательный нестабилизированный
генератор (ВГ), ошибка настройки которого компенсируется при формировании частоты выходного сигнала.
Структурная схема наиболее простого устройства, где используется
метод компенсации, показана на рис. 3.1.18. Такую схему часто называют
компенсационной, или схемой с двойным преобразованием частоты, обеспечивающей эффективную фильтрацию полезного колебания.
Задача данного устройства заключается в следующем: на вход подается гармоническое колебание со стабильной частотой, чтобы на выходе получить гармонику этого колебания с номером k.
В формирующем устройстве из гармонического колебания создается последовательность коротких импульсов с периодом Т0 = 1 / f0.
Фильтр Ф1 играет в данной схеме вспомогательную роль: он обеспечивает предварительное выделение группы гармоник вблизи гармоники
f0
~
t
1
Т0 =
f0
k f0
Ф1
~
~
СМ1
fг
t
Ф2
~
~
BГ
Г
СМ2
Ф3
~
~
fвых = k f0
fг
~
Рис. 3.1.18. Структурная схема синтезатора, построенного по методу компенсации
fг – (k + 1) f0
fг – k f0
fг – (k – 1) f0
Рис. 3.1.19. Фильтрация k-й гармоники сигнала
266
f
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
с номером k и подавление тех гармоник, которые могут служить зеркальной помехой для рассматриваемого устройства (рис. 3.1.19).
Вспомогательный генератор настраивается так, чтобы в смесителе
СМ1 преобразовать гармонику k f0 в промежуточную частоту fпр = fг – k f0,
лежащую в полосе пропускания фильтра Ф2 (рис. 3.1.19).
При этом соседние гармоники с номерами (k + 1) и (k – 1) имеют
промежуточные частоты, лежащие за пределами полосы пропускания
фильтра, и поэтому эффективно подавляются.
Фильтр Ф2 настраивается на фиксированную частоту fпр, он должен иметь полосу пропускания шириной не более чем f0 и достаточно
большое затухание за пределами этой полосы.
При втором преобразовании частоты в СМ2 выделяется колебание с частотой fвых = fг – fпр, но, учитывая, что fпр = fг – k f0, fвых = k f0.
Фильтр Ф3 настраивается на частоту k f0 и предназначен для подавления
побочных колебаний, возникающих на выходе СМ2.
Чтобы изменить частоту выходного колебания, достаточно перестроить вспомогательный генератор.
Цифровые синтезаторы частоты
Широкое распространение получили синтезаторы, выполненные
на основе метода косвенного синтеза с трактом деления частоты и импульсно-фазовой автоподстройкой частоты генератора плавного диапазона. В этих синтезаторах большая часть элементов выполняется на
цифровых интегральных схемах, поэтому синтезаторы с трактом деления частоты принято называть цифровыми (рис. 3.1.20).
ФУ
f0
ИФД
f0
~
ФНЧ
fг
N
ДПКД
fг
N
f
fг
ФУ
~
fг
ГПД
Г
~
fг
~
Рис. 3.1.20. Структурная схема цифрового синтезатора: ГПД – управляемый генератор
плавного диапазона, создающий гармонические колебания; ФУ – формирующие устройства, преобразующие гармонические колебания в последовательность импульсов с той
же частотой следования; ДПКД – делитель с переменным коэффициентом деления;
ИФД – импульсно-фазовый детектор; f0 – частота опорного колебания, являющаяся
частотой сравнения
267
Глава 3
Колебания ГПД, преобразованные в импульсную последовательность с частотой следования fг, поступают на ДПКД, где происходит деление частоты следования импульсов. На выходе ДПКД, имеющего коэффициент деления N, формируется новая последовательность с частотой
следования импульсов fг / N, которая поступает на один из входов ИФД.
На второй вход ИФД подается импульсная последовательность с эталонной частотой следования f0.
В ИФД происходит сравнение этих колебаний. В стационарном
режиме при наступлении синхронизма в системе обеспечивается равенство частот входных импульсных последовательностей f0 = fг / N.
Опорный
генератор
fЭТ
Сравнивающее
устройство
f
f
ГПД
а
УУ
ФНЧ
Опорный fЭТ
генератор
ЧАП
СМ
f
ГПД
f
ФАП
Опорный fЭТ
генератор
f – fЭТ
ЧД
ФНЧ
в
УУ
г
ГПД
Умножитель
Ф1
Делитель
1:10
Умножитель
Ф2
Делитель
1:10
Умножитель
Ф3
f
СМ1
f2
f3
ГПД
f
УУ
ФНЧ
f1
КГ
f
UФД
UЧД
б
ФД
f
f – f1
СМ2
УУ
f – f1 – f2
ФД
ФНЧ
f = f1+ f2+ f3
Рис. 3.1.21. Схемы диапазонных возбудителей: ФНЧ – фильтр нижних частот; ЧД – частотный детектор; ГПД – генератор плавного диапазона; СМ – смеситель; УУ – управляющее
устройство; ФД – фазовый детектор; Ф – фильтр; КГ – кварцевый генератор
268
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Настройка ГПД на номинальную частоту fг = f0 / N происходит автоматически за счет того, что ИФД создает управляющее напряжение,
зависящее от разности фаз сравниваемых колебаний.
Для изменения частоты ГПД достаточно изменить коэффициент деления. При изменении коэффициента деления ДПКД от Nmin до Nmax частота выходного колебания синтезатора изменяется в пределах от fг min = Nmin f0
до fг max = Nmax f0 (с шагом f0).
На рис. 3.1.21 представлены другие возможные схемы диапазонных возбудителей с автоматической подстройкой частоты (ЧАП –
рис. 3.1.21, б и ФАП – рис. 3.1.21, в, г).
Контрольные вопросы и задания
1. Какие требования предъявляются к радиопередающим устройствам?
2. Чем обусловлена необходимость применения многокаскадной
схемы построения КВ-передатчиков?
3. Каковы особенности построения схем возбудителей КВ- и УКВпередатчиков?
4. Дайте классификацию схем генераторов с самовозбуждением.
5. Перечислите свойства кварцевых резонаторов.
3.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ТРАКТ
3.2.1. Назначение, типы и параметры
длинных линий
Длинными линиями называются линии передачи, геометрическая
длина которых l >> λ (λ – длина волны). На практике, если l = (3–5)λ,
то линия считается длинной.
Линии передачи (ЛП) – устройства, предназначенные для передачи энергии электромагнитных волн.
В настоящее время используются следующие типы ЛП:
`` двухпроводные открытые и экранированные;
`` коаксиальные;
`` прямоугольные и круглые волноводы;
`` полосковые волноводы.
В линии передачи, независимо от ее типа, процесс передачи электромагнитной энергии вдоль линии всегда имеет волновой характер.
269
Глава 3
3.2.1.1. Типы линий
Двухпроводные и коаксиальные линии
Двухпроводные (симметричные) линии могут выполняться как в открытом, так и в экранированном варианте. Конструкции открытых (неэкранированных) фидеров даны на рис. 3.2.1, экранированных – на рис. 3.2.2.
В настоящее время открытые фидеры используются в основном
для питания симметричных связных длинноволновых, средневолновых
и коротковолновых антенн. Открытый фидер крепится либо на жестких
изоляторах, либо фиксируется при помощи оттяжек с изоляторами.
Коаксиальный (несимметричный) фидер может быть жестким
или гибким. В жестком коаксиальном фидере (рис. 3.2.3) внутренняя
жила крепится на диэлектрических шайбах (рис. 3.2.3, а) или на металлических изоляторах (рис. 3.2.3, б). Последние представляют собой
замкнутые накоротко отрезки фидера с электрической длиной lиз = λ / 4.
Сопротивление поддерживающего отрезка (изолятора) можно рассчитать по формуле
Zвх. из = 4ρ2 / βλ,
(3.2.1)
где ρ – волновое сопротивление; β – коэффициент затухания для фидера
изолятора.
2r
2r
d
Δ
d
D = 2R
d
L
d
а
L
B
A
б
Рис. 3.2.1. Открытая
двухпроводная линия
270
Рис. 3.2.2. Экранированная двухпроводная линия:
а – с круглым экраном; б – с ленточными проводниками
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Δ
2r
2R
L
а
2R
2r
λ/4
б
Рис. 3.2.3. Коаксиальная линия
Так как ρ >> βλ, то Zвх. из >> ρ и изолятор практически не шунтирует основной фидер.
Гибкий коаксиальный фидер состоит из гибкой наружной металлической оплетки и внутреннего провода, поддерживаемого изоляторами. Чаще всего изоляция выполняется в виде сплошного заполнения
диэлектриком типа полиэтилена.
Полосковые линии
Полосковые линии применяются обычно в схемах СВЧприемников и выполняются методами печатного монтажа. Преимущество этих линий – хорошая технологичность и малые габариты. Они
легко сочленяются с коаксиальными и волноводными линиями. Недостаток – малая электрическая прочность и довольно большие потери.
Применяются несимметричные (рис. 3.2.4, а) и симметричные
(рис. 3.2.4, б) полосковые линии.
Волноводы
Волновод – это полая металлическая труба, используемая для передачи электромагнитных волн. В качестве волновода можно использо271
Глава 3
b
a
а
a
b
б
Рис. 3.2.4. Полосковые линии
вать трубу с любой формой поперечного сечения. Конструктивно более
удобны прямоугольные волноводы. Круглые волноводы используются
чаще всего там, где необходима осевая симметрия волновода (например, во вращающихся сочленениях). Вдоль волновода могут распространяться колебания, если длина их волны λ меньше некоторой критической длины волны λкр.
Значение λкр определяется поперечными размерами и типом колебания, распространяющегося в волноводе. Чем меньше поперечные размеры и чем сложнее картина поля колебания, тем меньше критическая
длина волны.
Волноводы применяются для передачи волн дециметрового, сантиметрового и миллиметрового диапазонов.
272
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Основными параметрами двухпроводных и коаксиальных линий
являются: волновое сопротивление ρ; длина волны в линии λл; коэффициент укорочения ξ = λ / λл; допустимое напряжение Uдоп; коэффициент
затухания β.
3.2.1.2. Напряжения и токи в линии передачи
От генератора к нагрузке распространяется падающая волна.
В длинной линии с потерями амплитуда падающей волны убывает
в сторону нагрузки (рис. 3.2.5). Если нагрузка не согласована, то часть
мощности отражается и возникает отраженная волна (рис. 3.2.6).
U+
t = t1
t = t2
U 0+ e −βz
U 0+
z
0
t2 > t1
Рис. 3.2.5. Падающая волна
U
_
U 0− eβz
t2
t1
_
U0
z
0
t2 > t1
Рис. 3.2.6. Отраженная волна
273
Глава 3
Режим бегущих волн
Если нагрузка согласована с ЛП и полностью поглощает падающую на нее мощность, то отраженной волны не будет и в линии установится режим бегущих волн. Амплитуды напряжения (тока) вдоль линии
остаются постоянными (рис. 3.2.7). Меняется только фаза колебания
вдоль линии.
Режим стоячих волн
Если нагрузка не рассеивает активную мощность и полностью отражает падающую волну, то амплитуда отраженной волны будет равна
амплитуде падающей.
В точках, где фазы напряжений падающей и отраженной волн
совпадают, амплитуда результирующей волны удваивается. Указанные
точки отстоят одна от другой на расстоянии, равном λ / 2. Амплитуда
тока в этих сечениях равна нулю.
Аналогично для точек, где фазы напряжений падающей и отраженной волн противоположны, результирующая амплитуда напряжения
равна нулю (Umin = 0), а амплитуда тока имеет максимальное значение
(Imax = Umax / ρ).
Таким образом, результирующее напряжение и ток в случае полного отражения (коэффициент отражения |Г| = Uотр / Uпад = 1) представляют картину стоячих волн с узлами и пучностями (рис. 3.2.8).
Смешанный режим
Если нагрузка на конце линии часть мощности поглощает, а часть
отражает, то значение модуля коэффициента отражения находится
в пределах 0 < |Г| < 1.
Получившийся режим (рис. 3.2.9) – промежуточный между режимом бегущих и стоячих волн. Сечения максимумов и минимумов называются характерными сечениями. В сечениях, где амплитуда напряжения максимальная, амплитуда тока минимальна и наоборот. Расстояние
между двумя соседними максимумами (минимумами) Δz = λ / 2.
Характеристики режима в линиях передач
Режим принято характеризовать значениями коэффициента отражения Г, коэффициента бегущей волны (КБВ), который численно равен
отношению минимальной амплитуды напряжения (или тока) к максимальной.
274
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
U+, I+
U+
I+
0
z
Рис. 3.2.7. Режим бегущих волн
I
U
∆z =
z
λ
4
λ
2
Рис. 3.2.8. Режим стоячих волн
Umax
U
Umin
∆z =
λ
2
I
z
Рис. 3.2.9. Режим смешанных волн
Величина, обратная КБВ, называется коэффициентом стоячей
волны (КСВ).
Указанные параметры, а также величина выходной мощности
измеряются в станциях помех с целью контроля состояния антеннофидерного тракта.
275
Глава 3
Входное сопротивление линии в сечении Z – это сопротивление
линии длиной l – z, нагруженной на сопротивление Zн.
3.2.2. Элементы ВЧ-тракта
Рассмотренные ниже элементы волноводного тракта используются для построения антенно-фидерных систем станций помех дециметрового и сантиметрового диапазонов.
Волноводные секции
Для изменения направления волноводов при их монтаже применяют специальные изогнутые секции и прямоугольные изгибы
(рис. 3.2.10), включаемые между прямолинейными участками волноводов.
Для предотвращения изменения структуры поля в волноводе и появления в связи с этим нежелательных отражений изогнутые секции
и прямоугольные изгибы должны обеспечивать плавный переход энергии с одного участка волновода в другой.
Поворотные изогнутые секции и прямоугольные изгибы волновода можно делать как в плоскости электрического поля (Е-плоскости),
так и в плоскости магнитного поля (Н-плоскости).
На рис. 3.2.10, а показана изогнутая поворотная секция прямоугольного волновода для Е-плоскости, а на рис. 3.2.10, б – для
Н-плоскости, на рис. 3.2.10, в – секция прямоугольного изгиба для
Е-плоскости, а на рис. 3.2.10, г – для Н-плоскости.
В тех случаях, когда требуется изменить направление электрического поля в прямоугольном волноводе, применяют скрученные секции.
На рис. 3.2.11 показана скрученная секция для изменения направления
а
б
в
Рис. 3.2.10. Волноводные секции
276
г
2
s12 s21 < 1 − s22 ,
s s
< 1 + s s − s s
2
− s
2
− s
2
(2.1.14)
12 21
11 22 и комплексов
12 21
11
22
Основы построения
средств
радиоэлектронного
подавления
λ
1 + s11s22 − s12 s21 − s11 − s22
.
4
2 s12 s21
2
kc =
l=2λ
P=
2
2
( I max − I min )(U max − U min )вых
.
8
ρ1
ρт
η∑ = 10
Рис. 3.2.11. Скрученная секция
L [дБ]⋅ N
10
,
(2.1.15)
(2.2.1)
ρ2
(2.2.2)
Рис. 3.2.12. Четвертьволновый трансформатор
mU 0 m
mU 0 m
sin (ω0 + 2πF) t +
sin (ω0 – 2πF) t. (3.1.2)
u = U0m sin ω0 t +
2
вектора электрического
поля на 90°. Чтобы2структура поля в волноводе
заметно не изменялась, длина секции должна быть не менее двух длин
∆U m
волн.
.
m=
U 0 mдва волноводных отрезка с различЕсли необходимо соединить
ными сечениями, то между ними так же, как и в фидерных коакси∆f
альных линиях, включают согласующий
трансформатор (рис. 3.2.12).
M= m.
Длина согласующего трансформатора
берется равной λ / 4 или нечетF
ному числу четвертей длины волны. Волновое сопротивление согласующего трансформатора ρт = ρ1 ρ2 , где ρ1 – волновое сопротивление
первого волновода; ρ2 – волновое сопротивление второго волновода. Со+
+
гласующие трансформаторы
применяются
станций
С = 10lg
. также в ВЧ-трактах (3.2.3)
Pосн
Pвсп
КВ- и УКВ-диапазонов.
Разветвления волноводов
U 2′ и U 2′′
В ряде случаев энергию от 2основного волновода надо подавать
2L
по двум, а иногда и по трем
направлениям. Разветвления
r ≥различным
,
λ
волноводов выполняются при помощи
так называемых тройников или
Т-образных соединений.
Тройники образуются присоединением одного волновода к прорези (щели) на широкой или узкой стенке другого волновода. Если
один волновод присоединен к 6другому со стороны широкой стенки,
т. е. в плоскости электрического поля (рис. 3.2.13, а), то в этом случае
разветвляются силовые линии электрического поля, а входной волновод носит название Е-плеча. Энергия при поступлении через Е-плечо
передается в боковые ветви так, что поля на равных расстояниях от
оси симметрии волноводного соединения находятся в противофазе
(рис. 3.2.13, б).
277
Глава 3
E
E
а
Ось
симметрии
б
Рис. 3.2.13. Е-тройник: а – конструкция; б – структура электрического поля
H
Ось
симметрии
а
б
Рис. 3.2.14. Н-тройник: а – конструкция; б – структура магнитного поля
Если один волновод присоединен к другому со стороны узкой
стенки, т. е. в плоскости магнитного поля (рис. 3.2.14, а), то в этом случае разветвляются силовые линии магнитного поля, а входной волновод носит название Н-плеча. Энергия при поступлении через Н-плечо
передается в боковые ветви так, что поля на равных расстояниях от оси
симметрии волноводного соединения находятся в фазе (рис. 3.2.14, б).
Если нагрузки, подключаемые к боковым плечам на равных расстояниях от оси симметрии, равны между собой, то мощность делится
поровну между боковыми плечами.
Следует отметить, что энергия иногда подводится к тройникам
не через Е- или Н-плечо, а со стороны боковых плеч разветвления; Еи Н-плечи в этом случае будут выходными.
278
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Пусть со стороны боковых плеч навстречу друг другу распространяются электромагнитные волны. Если амплитуды сигналов одинаковы
и их поля на равных расстояниях от оси симметрии находятся в фазе,
то в Е-плечо Т-образного Е-разветвителя энергия поступать не будет,
а в Н-плечо Т-образного Н-разветвителя энергия поступать будет. Если
амплитуды сигналов равны, а их поля на равных расстояниях от оси симметрии находятся в противофазе, то энергия будет поступать в Е-плечо
Т-образного Е-разветвителя, а в Н-плечо Т-образного Н-разветвителя
энергия поступать не будет.
Волноводные мосты
Волноводные мосты используются для развязки генераторов,
имеющих разные частоты и работающих на общую нагрузку, для измерения рассогласований, а также в качестве элементов антенных коммутаторов и балансных смесителей. Наиболее часто применяются Т-мост
и щелевой мост.
Т-мост (рис. 3.2.15, а) представляет собой комбинацию из двух волноводных тройников. Если к плечам 3 и 4 моста подключить согласованные нагрузки и питать его со стороны плеча 2, то из-за симметрии моста
энергия в плечо 1 проникать не будет. При питании со стороны плеча 1
энергия пойдет к плечам 3 и 4 и не пойдет в плечо 2. Таким образом, при
симметричных нагрузках плеч 3 и 4 плечи 1 и 2 оказываются развязанными.
Если питать мост через плечо 2, то рассогласование в одном из
плеч 3 или 4 вызывает появление СВЧ-энергии в плече 1. Это явление
позволяет использовать мост в качестве индикатора рассогласования.
Недостаток Т-моста – необходимость применения, дополнительного согласующего устройства и жесткие требования к точности изготовления.
Щелевой мост. Наиболее распространена конструкция в виде
двух волноводов, имеющих общую узкую стенку, часть которой вырезана (рис. 3.2.15, б). В центральной части стоит емкостный штырь,
компенсирующий отраженные волны, возникающие в месте сочленения
узкого и расширенного участков. Аналогичная конструкция существует
и в коаксиальном исполнении.
Щелевой мост можно рассматривать как направленный ответвитель с распределенной связью и переходным ослаблением С = 3 дБ.
Если питать мост со стороны плеча 1 и в плечи 3 и 4 включить согласованные нагрузки, то в плечо 2 энергия не пойдет.
279
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 3
2
3
1
4
а
I
2
1
lщ
I-I
4
b
B' = 2b
B'=2b
b
3
I
а
б
Рис. 3.2.15. Т-мост (а) и щелевой мост (б)
Длина щели lщ моста выбирается из условия, чтобы мощность, поступающая в плечо 1, делилась поровну между плечами 3 и 4. При этом
фазы колебаний в плечах будут отличаться на 90°. В плечо 2 сигнал не
проходит. Если одна из нагрузок в плече 3 или 4 окажется несогласованной, то появляется отраженная волна, часть которой пойдет в плечо 2.
Таким образом, по выполняемым функциям щелевой мост аналогичен
Т-мосту. Преимуществом щелевого моста являются простота конструкции и хорошая диапазонность.
Необратимые элементы линий передачи
В настоящее время в линиях передачи получили развитие устройства, где в качестве диэлектрика используются анизотропные материалы, свойства которых различны для волн разных направлений.
Наиболее часто в качестве анизотропного материала используется
намагниченный феррит. Феррит – магнитодиэлектрик с кристаллической структурой, напоминающий по внешнему виду керамику. Анизотро280
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
пия намагниченного феррита проявляется в том, что волны с различным
направлением вращения плоскости поляризации распространяются
в феррите с неодинаковыми фазовыми скоростями и по-разному поглощаются. В частности, если подмагничивающее поле (А/м) выбрать в соответствии с соотношением
Н0 ≈ 28,6 f,
(3.2.2)
где f – частота колебаний волны (МГц), то в этом случае для волны одного из направлений имеет место интенсивное поглощение, обусловленное ферромагнитным резонансом в феррите.
Изменяя подмагничивающее поле, можно менять соотношения параметров распространения для волн прямого и обратного направлений.
В линиях передачи, заполненных ферритом, наиболее часто используются следующие эффекты:
`` невзаимный (т. е. разный для прямых и обратных волн) поворот
плоскости поляризации;
`` невзаимное фазовое запаздывание;
`` невзаимное поглощение.
Невзаимный вращатель. Устройства, обеспечивающие невзаимный поворот плоскости поляризации, называются невзаимными вращателями. Наибольшее распространение имеют вращатели, основанные
на использовании эффекта Фарадея (рис. 3.2.16, a). Bpaщатель этого
типа представляет собой отрезок круглого волновода, работающего на
волне Н11, в центре которого размещен продольно-намагниченный
ферритовый стержень.
Изменение наклона плоскости поляризации осуществляется изменением подмагничивающего тока в катушке.
Невзаимный фазосдвигатель и поглотитель. Устройство, обеспечивающее невзаимное фазовое запаздывание волн, называют невзаимным (однонаправленным фазосдвигателем, или невзаимным фазовращателем).
Наиболее удобны фазовращатели в виде отрезка прямоугольного волновода с поперечно-намагниченной ферритовой пластиной
(рис. 3.2.16, б). Разница фазовых запаздываний волн противоположного
направления определяется величиной подмагничивающего поля, при
этом напряженность Н магнитного поля берется много меньше резонансной (Н0), чтобы поглощение было примерно одинаковым и малым
для волн как прямого, так и обратного направления.
281
Глава 3
Феррит
Подмагничивающая
катушка
а
Феррит
Н0
б
Рис. 3.2.16. Невзаимные вращатель, фазосдвигатель и поглотитель
3
4
2
1
_
3
I
1
а
0
0° _
НФ1
90° _ 90°
90°
4
II
2
90°
НФ2
б
Рис. 3.2.17. Циркулятор: НФ – необратимый фазовращатель
Устройства, по-разному поглощающие прямые и обратные волны,
называются невзаимными ослабителями (аттенюаторами отраженной волны).
282
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Простейший ослабитель можно получить, если в рассмотренном
выше устройстве (рис. 3.2.16, б) в виде отрезка прямоугольного волновода с поперечно-намагниченным ферритом увеличить значение подмагничивающего поля до величины Н ≈ Н0, что будет соответствовать
условию ферромагнитного резонанса и интенсивного поглощения для
одной из волн (например, отраженной). При этом прямая волна будет
проходить с малым ослаблением.
Циркулятор – волноводное устройство, в котором вследствие
использования необратимых элементов волна, подводимая к одному из
плеч, распространяется внутри циркулятора по иному пути, чем распространялась волна, выходящая из этого плеча. Циркулятор с четырьмя питающими плечами схематически изображен на рис. 3.2.17, а. Циркулятор, в котором используется эффект невзаимного фазового сдвига,
показан на рис. 3.2.17, б.
Если питать его со стороны плеча 1, то сигнал поступает в плечо 2. В то же время при питании циркулятора со стороны плеча 2 сигнал
поступит уже не в плечо 1, а в плечо 3 (или 4) и т. д. Таким образом, прохождение сигнала в циркуляторе определяется схемой 1–2–3–4–1.
Циркулятор можно использовать в качестве антенного переключателя, если передатчик подключить к плечу 1, антенну – к плечу 2,
приемник – к плечу 3, а к плечу 4 подсоединить поглощающую согласованную нагрузку. Циркулятор можно использовать также в качестве
однонаправленного поглотителя – согласующего устройства.
Направленные ответвители
Направленные ответвители служат для передачи части электромагнитной энергии из одного волновода (коаксиала) в другой. Вследствие направленных свойств падающая и отраженная волны основного
волновода вызывают, в свою очередь, во вспомогательном волноводе бегущие волны различных направлений. Если в основном волноводе существует волна одного направления, то при идеальной направленности во
вспомогательном волноводе появится волна только одного направления.
В реальных ответвителях при этом возникнет небольшая по амплитуде
волна нежелательного направления. Отношение мощности волн, распространяющихся во вспомогательном волноводе в желательном и нежелательном направлениях, характеризует направленность ответвителя D (дБ).
Для идеального ответвителя D = ∞. Обычно величина D = 20–
40 дБ.
283
U 0m
∆f
M =Глава 3m .
F
Связь (дБ) между основным и вспомогательным волноводами хаρт = ρ1 ρ2
рактеризуют переходным ослаблением:
+
+
.
10lg Pосн
СС==10lg
Pвсп
(3.2.3)
(3.2.3)
Величина С может принимать
от С = 0 (полная передача
U 2′ и значения
U 2′′
энергии из основного волновода во вспомогательный) до С = 50–70 дБ,
когда передается во вспомогательный2 волновод (10–5–10–7) часть основ2L
ной мощности.
r≥
,
λ
Если в одно плечо вспомогательного
волновода направленного ответвителя включить поглощающую согласованную нагрузку А1, а в другое плечо – индикатор, то такое устройство будет реагировать только на
одну, например, падающую волну. Если развернуть этот же направленный ответвитель так, чтобы выходной
фланец оказался подключенным
6
к генератору, получим устройство, реагирующее только на одну отраженную волну.
Рассмотрим ответвители с четвертьволновым разносом элементовсвязи. Простейший ответвитель подобного типа – двухдырочный,
с отверстиями связи в узкой стенке прямоугольного волновода, работающего на основной волне (рис. 3.2.18). В нем направленность достигается за счет того, что волны, прошедшие через отверстия, в нужном
направлении складываются в фазе, а для обратного (нежелательного)
направления за счет разности электрических путей Δl = 2λв / 4 = λв / 2
оказываются противофазными и взаимно компенсируются.
Падающая волна
Отражающая волна
Детектор
А1
λв / 4
Рис. 3.2.18. Направленный ответвитель
284
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
В станциях помех КВ- и УКВ-диапазонов направленные ответвители применяются для контроля и измерения параметров антеннофидерного тракта.
Контрольные вопросы и задания
1. Что называется длинной линией?
2. Перечислите условия возникновения режима бегущих, стоячих
и смешанных волн.
3. Что такое КБВ?
4. Каковы назначение и принцип работы направленных ответвителей, Т-мостов, щелевых мостов, аттенюаторов, циркуляторов,
ферритовых вентилей?
3.3. РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
КВ- И УКВ-ДИАПАЗОНОВ
3.3.1. Назначение, классификация и основные
характеристики радиоприемных устройств
Большое многообразие радиоприемных устройств связывает общность построения их структурной схемы. Назначение системы радиосвязи состоит в том, чтобы наиболее точно восстановить на
выходе приемного устройства передаваемое от датчика сообщение
(рис. 3.3.1). С помощью сообщения модулируется один из параметров
высокочастотного колебания. Такое модулированное колебание называется радиосигналом, который формируется в передающем устройстве
и излучается в окружающее пространство. При прохождении в системе
радиосвязи радиосигнал искажается. Эти искажения обусловлены следующими причинами:
`` техническим несовершенством аппаратуры системы радиосвязи;
`` различными неоднородностями среды, в которой происходит распространение радиосигнала;
`` мешающим действием внешних помех (атмосферных, промышленных, специально организованных и т. д.);
`` мешающим действием принципиально неустранимого собственного шума радиоприемного устройства.
285
Глава 3
Источник внешних помех
Радиосигнал
Датчик
сообщений
Передающее
устройство
Радиосигнал + помеха
Радиоприемное
устройство
Принятое
сообщение
Рис. 3.3.1. Упрощенная схема системы радиосвязи
Блок питания
Тракт высокой
частоты
Детектор
Тракт низкой
частоты
Исполнительное
устройство
Рис. 3.3.2. Обобщенная структурная схема радиоприемного устройства
Радиоприемное устройство может быть представлено с помощью
структурной схемы (рис. 3.3.2), назначение отдельных узлов в которой
определяется основными функциями, выполняемыми каждым радиоприемным устройством. К ним относятся:
1. Преобразование электромагнитного поля сигнала в высокочастотные токи или напряжения. Такое преобразование выполняет приемная антенна.
2. Выделение колебаний с частотой принимаемого сигнала и эффективное подавление сигналов на других несущих частотах,
т. е. осуществление частотной избирательности сигнала. Эта задача решается избирательными системами, входящими в тракт
высокой частоты.
3. Детектирование принятого сигнала, т. е. выделение напряжения,
соответствующего модулирующему сигналу, с помощью которого передается полезное сообщение. Эта задача в зависимости от
вида модуляции сигнала решается амплитудным, частотным или
фазовым детекторами.
286
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
4. Ослабление мешающего действия помех, спектр которых частично или полностью перекрывает спектр сигнала, т. е. обеспечение
помехоустойчивого радиоприема. Все способы повышения помехоустойчивости основаны на использовании каких-либо различий
между сигналом и помехой. Реализация этих способов заключается в соответствующем выборе электрических характеристик отдельных блоков радиоприемника и введении специальных схем
обработки принимаемых колебаний. Эти схемы могут быть включены как в высокочастотный, так и в низкочастотный тракт.
5. Усиление принятого сигнала с целью обеспечения нормальной
работы исполнительного устройства, воспроизводящего принятое
сообщение, и вспомогательных схем защиты от помех. В общем
случае усиление может производиться в трактах как высокой, так
и низкой частоты.
Основная обработка принятого сигнала, как следует из изложенного, производится в трех основных звеньях радиоприемного устройства: в ВЧ-тракте, детекторе и НЧ-тракте. Эту часть (она выделена на
рис. 3.3.2 пунктиром) принято называть радиоприемником. Конкретное
схемное выполнение радиоприемника определяется общими требованиями, предъявляемыми к радиоприемному устройству в целом.
В зависимости от схемного выполнения высокочастотного тракта радиоприемники разделяются на два основных типа: приемники
прямого усиления и супергетеродинные приемники.
По области применения приемники делятся на вещательные,
связные, радиолокационные, телевизионные и т. д.; по диапазону – на
приемники ДВ и СВ, КВ, УКВ, СВЧ (рис. 3.3.3).
При радиоприеме широко используется также деление диапазона
на две категории частот: диапазон умеренно высоких частот и диапазон
сверхвысоких частот. Граница между этими частотам расположена в области метровых волн.
Диапазон умеренно высоких частот применяется для связи и радиовещания. Для таких приемников характерно следующее:
`` работа с АМ-сигналами;
`` узкая полоса пропускания (до 10 кГц);
`` высокая избирательность по соседнему каналу;
`` сравнительно низкое усиление.
В диапазоне сверхвысоких частот используются все виды модуляции, ширина спектра сигнала может измеряться десятками мегагерц,
287
Глава 3
рост усиления ограничивается здесь внутренними шумами приемника,
частотная избирательность по соседнему каналу не играет существенной роли. Таким образом, для приемников СВЧ-диапазона характерна
работа как с узкополосными, так и широкополосными сигналами; возможно использование всех видов модуляции; понижены требования
к частотной избирательности; возможно получение высокого усиления.
МЕЖДУНАРОДНАЯ КЛАССИФИКАЦИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН
Видимый свет
Инфракрасные
лучи
ОНЧ
НЧ
СЧ
кГц
10 100
107
ОВЧ
УВЧ
СВЧ
КВЧ
Ультрафиолет
γ-излучение
Радиочастоты
Звуковые
частоты
Гц
ВЧ
Космические
лучи
1
10 100 1
МГц
МГц
10 102 103 104 105 106 107 108 109 1010 1011 1012 1013 1014 1015 1016
106 105 104 103 102 10
м
м
Название диапазона
радиочастот
Крайне низкие – КНЧ
Рентгеновское
излучение
1 10–1 1
Диапазон
радиочастот
3–30 Гц
см
10–2
10–4
10–6
10–8
см
10–10
Название диапазона
радиоволн
Декамегаметровые
Сверхнизкие – СНЧ
30–300 Гц
Мегаметровые
Инфранизкие – ИНЧ
0,3–3 кГц
Гектокилометровые
Очень низкие – ОНЧ
3–30 кГц
Мириаметровые (сверхдлинные – СДВ)
10–10
Диапазон
радиоволн
100–10 Мм
10–1 Мм
1 000–100 км
100–10 км
Низкие – НЧ
30–300 кГц
Километровые (длинные – ДВ)
10–1 км
Средние – СЧ
0,3–3 МГц
Гектометровые (средние – СВ)
1–0,1 км
Высокие – ВЧ
3–30 МГц
Декаметровые (короткие – KB)
100–10 м
Очень высокие – ОВЧ
30–300 МГц
Метровые (ультракороткие – УКВ)
1 0 –1 м
Ультравысокие – УВЧ
0,3–3 ГГц
Дециметровые
1–0,1 м
Сверхвысокие – СВЧ
3–30 ГГц
Сантиметровые
1 0 –1 с м
30–300 ГГц
Милиметровые
10–1 мм
Крайне высокие – КВЧ
Гипервысокие – ГВЧ
300–3 000 ГГц Субмилиметровые
Рис. 3.3.3. Международная классификация волн по диапазонам
288
1–0,1 мм
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Основными характеристиками радиоприемных устройств являются чувствительность, избирательность.
Чувствительность – это способность приемника принимать слабые сигналы. Чувствительность определяется минимальной величиной
входного сигнала, которая обеспечивает нормальное функционирование
исполнительного устройства при заданном превышении сигнала над помехой.
Чувствительность приемника ограничивается его шумами. Шумовые свойства самого приемника принято оценивать коэффициентом
шума, который показывает степень уменьшения отношения «сигнал –
шум» на выходе линейной части приемника по сравнению с этим отношением на входе. Следует отметить, что шумовые свойства приемника в основном определяются первыми каскадами, где собственный
шум по уровню соизмерим с сигналом. Кроме того, шумовые свойства
приемника определяются не только коэффициентами шума отдельных
каскадов, но и их коэффициентами усиления по мощности.
Избирательность радиоприемника. Все способы избирательности основаны на том, что радиоприемное устройство отличает сигнал от
помехи по некоторым признакам, свойственным только сигналу.
Основные виды избирательности: частотная, пространственная,
поляризационная, амплитудная, временная, по форме сигнала.
Рассмотрим технические требования к радиоприемным устройствам.
1. Диапазон рабочих частот. Рабочие частоты приемника могут
быть заданы частотным диапазоном, в пределах которого должна обеспечиваться плавная перестройка (вещательные приемники), или набором фиксированных частот (телевизионные, связные приемники). Часто
приемники предназначаются для приема сигналов одной частоты (приемники радиовысотомеров).
Полный диапазон перестройки приемника обычно разбивается на
ряд поддиапазонов. Отношение крайних частот поддиапазона называется коэффициентом перекрытия поддиапазона: Kпд = f0 max / f0 min.
При проектировании приемника коэффициент перекрытия поддиапазона выбирают обычно не более Kпд = 2–3. Такое ограничение величины Kпд впервую очередь обусловлено конструктивными возможностями
переменных конденсаторов, с помощью которых перестраивается частота
приемника. Как правило, максимальная (Сmax) и минимальная (Сmin) емкости переменного конденсатора находятся в следующем соотношении:
Сmax = (25–50) Сmin.
289
Глава 3
При этом условии коэффициент перекрытия поддиапазона не может превзойти величины 5–7.
В действительности величина Kпд оказывается меньше, так как колебательный контур неизбежно шунтируется так называемой схемной
емкостью Ссх, обусловленной собственной емкостью катушки индуктивности, емкостью монтажных проводов и т. д.
2. Качество воспроизведения модулирующей функции. Определяется нелинейными, частотными и фазовыми искажениями в каскадах
приемника.
3. Стабильность характеристик. Обычно это стабильность частоты настройки приемника и стабильность его коэффициента усиления.
4. Регулировки в приемнике. Подразделяются на ручные и автоматические. Кроме органов настройки на рабочую частоту, в перечень основных ручных регулировок приемника входят: регулировка усиления
ВЧ-тракта, регулировка уровня выходной мощности (или напряжения),
регулировка частотной избирательности, регулировка пространственной избирательности.
К наиболее распространенным видам автоматических регулировок в приемниках относятся автоматическая регулировка усиления
(АРУ) и автоматическая подстройка частоты (АПЧ).
3.3.2. Типовые схемы приемников станций помех
КВ- и УКВ-диапазонов
3.3.2.1. Приемники прямого усиления
В приемниках прямого усиления высокочастотный тракт содержит минимальное число блоков, необходимых для осуществления перечисленных функций радиоприемного устройства (рис. 3.3.4).
Приемник прямого усиления характеризуется тем, что его высокочастотный тракт осуществляет усиление и частотную избирательность
непосредственно (прямо) на частоте принимаемого сигнала. Этим объясняется название приемников такого типа.
Входная цепь и усилитель радиочастоты являются составными частями не только приемников прямого усиления, но и приемников других
типов. Рассмотрим назначение входной цепи и усилителя радиочастоты
и требования, предъявляемые к ним, несколько подробнее. В первую
очередь определим назначение входной цепи.
290
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
ВЦ
УРЧ
Д
УЗЧ
Рис. 3.3.4. Структурная схема приемника прямого усиления: ВЦ – входная цепь;
УРЧ – усилитель радиочастоты; Д – детектор; УЗЧ – усилитель звуковой частоты
Известно, что на выходе приемной антенны помимо сигнала могут действовать помехи на различных частотах от многих передающих
устройств. Ламповый или транзисторный каскад усилителя радиочастоты, в принципе, является нелинейным устройством. Если предположить, что сигнал и помехи с выхода антенны непосредственно поступают на вход первого каскада УРЧ, то их взаимодействие может вызывать
эффект перекрестной модуляции. Внешнее проявление этого эффекта
заключается в том, что модуляция помехи «переходит» на колебание
принимаемого сигнала. Таким образом, входная цепь должна обеспечить высокую частотную избирательность до входа первого каскада
УРЧ с целью ослабления помех и исключения эффекта перекрестной
модуляции. Кроме того, входная цепь должна выполнять роль согласующего устройства, обеспечивающего, например, максимальную мощность сигнала, поступающего из антенны на вход УРЧ. Отметим, что
с помощью входной цепи возможен другой вид согласования, позволяющий минимизировать влияние собственного шума первого каскада УРЧ.
Рассмотрим основные требования, предъявляемые к усилителю
радиочастоты. Помимо обеспечения частотной избирательности усилитель радиочастоты должен усилить принимаемый сигнал, мощность
которого на входе приемника на много порядков меньше той, которая
необходима для нормальной работы исполнительного устройства. Как
уже было сказано, сигнал может быть усилен как в высокочастотном,
так и в низкочастотном тракте. Распределение общего усиления между
этими трактами весьма важный вопрос, решаемый при проектировании
приемника.
Основное требование, которым руководствуются при выборе коэффициента усиления высокочастотного тракта, состоит в обеспечении
нормальной работы детектора. Поясним это на примере диодного детектора АМ-колебаний, который наиболее часто используется в приемниках. Граничное значение амплитуды входного сигнала, начиная
с которой электрические покaзaтeли детектора становятся достаточно
291
Глава 3
высокими, соответствует величине 0,5–1 В в зависимости от типа диода. Таким образом, резонансный коэффициент усиления УРЧ целесообразно выбирать так, чтобы напряжение на выходе УРЧ обеспечивало
режим линейного детектирования. Поэтому обычно выходное напряжение УРЧ принимают равным граничному или близким к нему. Уровень сигналов на входе приемника очень мал и обычно лежит в пределах 1–100 мкВ. Резонансный коэффициент усиления УРЧ в этом случае
должен быть равен K0 УРЧ = 106–104. Коэффициент усиления УРЧ сверх
этой величины обычно не повышают, так как это вызывает серьезные
трудности, связанные с устранением паразитной обратной связи, вызывающей неустойчивую работу УРЧ.
В простейшем варианте низкочастотный тракт приемника состоит из УЗЧ, который усиливает выходное напряжение детектора до
уровня, необходимого для нормальной работы исполнительного устройства. Если исполнительное устройство требует для своей работы значительной мощности, то последний каскад УЗЧ должен быть усилителем
мощности. Обычно выходное напряжение, поступающее на исполнительное устройство или усилитель мощности, не превышает десятков
вольт. Требуемый коэффициент усиления УЗЧ при этом не превосходит
KУЗЧ = 100. Сопоставив приведенные здесь типичные значения для K0 УРЧ
и KУЗЧ, можно сделать вывод, что основное усиление в приемнике, как
правило, происходит в высокочастотном тракте.
Приемники прямого усиления были широко распространены примерно до 1935 г. К этому времени были освоены более совершенные
супергетеродинные радиоприемники. Сейчас, когда к радиоприемным
устройствам предъявляются весьма высокие требования и интенсивно
осваиваются новые частотные диапазоны, радиоприемники прямого усиления из-за присущих им недостатков применяются весьма ограниченно.
Покажем основные недостатки приемников прямого усиления.
Не касаясь пока вопроса о количественной оценке частотной избирательности, можно утверждать, что полоса пропускания приемника не должна превосходить ширину спектра принимаемого сигнала (рис. 3.3.5).
Если это условие будет нарушено, то избирательность приемника по соседнему каналу окажется неудовлетворительной, так как приемник не сможет освободиться от мешающего действия сигналов на
частотах f' и f''.
Рассмотрим с этой точки зрения возможности достаточно распространенного варианта (из-за простоты его реализации) приемника
292
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Низкая избирательность
f'
Высокая избирательность
fс
f"
f
Спектр сигнала
Рис. 3.3.5. Амплитудно-частотные характеристики УРЧ
прямого усиления, частотная избирательность которого обеспечивается
n-каскадным усилителем радиочастоты с идентичными одиночными колебательными контурами, настроенными в резонанс.
Отметим, что из-за сложности реализации перестройки большого
количества каскадов их число обычно не превышает 3–4. В этой связи
приемлемая избирательность при заданной полосе пропускания приемника может быть обеспечена на частотах не свыше 2–2,5 МГц. Таким
образом, приемник прямого усиления может обеспечить требуемую
частотную избирательность по соседнему каналу только в начальном участке всего радиочастотного диапазона (до КВ-диапазона).
Кроме того, следует отметить, что такие важные характеристики
приемника, как коэффициент усиления и полоса пропускания, существенно меняются при перестройке приемника прямого усиления.
Можно считать, что в пределах диапазона перестройки (Kпд = 3–4)
коэффициент усиления одного каскада увеличивается пропорционально резонансной частоте. Для многокаскадных схем УРЧ при
Kпд = 3–4 коэффициент усиления может изменяться в несколько десятков раз.
При заданном числе n каскадов УРЧ изменение его полосы пропускания численно определяется отношением граничных частот диапазона. Изменение же полосы пропускания приемника в 3–4 раза (при
Kпд = 3–4) в большинстве случаев считается недопустимым.
3.3.2.2. Супергетеродинные приемники
При исследовании особенностей приемника прямого усиления
установлено, что ухудшение его электрических характеристик связано
с необходимостью перестройки и работой на высоких частотах. Когда
прием производится на фиксированной и достаточно низкой частоте,
293
Глава 3
приемник прямого усиления освобождается от ранее отмеченных недостатков. Это очевидное свойство лежит в основе метода супергетеродинного радиоприема.
Структурная схема супергетеродинного приемника показана на
рис. 3.3.6. Основное усиление и частотную избирательность приемника
обеспечивает так называемый усилитель промежуточной частоты (УПЧ).
Напряжение с промежуточной частотой образуется в одном из
первых каскадов супергетеродинного приемника – в преобразователе
частоты (ПЧ).
Отличительной особенностью супергетеродинного приемника
является то, что независимо от частоты принимаемого сигнала промежуточная частота фиксирована и величину ее выбирают так, чтобы
обеспечить требуемые усиление и избирательность. Таким образом, супергетеродинный приемник представляет своего рода комбинацию из
преобразовательного каскада и приемника прямого усиления, работающего на фиксированной частоте. Роль такого приемника выполняет
УПЧ и последующие за ним каскады. Усилитель радиочастоты, изображенный на рис. 3.3.6, не обязательно входит в состав супергетеродинного приемника.
Рассмотрим в общих чертах процесс преобразования частоты
принимаемого сигнала. Преобразовательный каскад состоит из двух
устройств: смесителя СМ и гетеродина Г, представляющего собой маломощный генератор. Сигнал основной частоты fс преобразуется в колеПЧ
ВЦ
УРЧ
СМ
УПЧ
Д
УЗЧ
Г
Рис. 3.3.6. Структурная схема супергетеродинного приемника: ВЦ – входная цепь; УРЧ –
усилитель радиочастоты; ПЧ – преобразователь частоты; СМ – смеситель; Г – гетеродин;
УПЧ – усилитель промежуточной частоты; Д – детектор; УЗЧ – усилитель звуковой частоты
294
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
бание промежуточной частоты fпр при одновременном воздействии сигнала и гетеродинного напряжения на смеситель. В качестве смесителя
используются диоды, триоды, многоэлектродные лампы или транзисторы. Выбор типа смесителя определяется конкретными требованиями
к приемнику, а также во многом зависит от частотного диапазона, в котором должен работать приемник.
По отношению к сигналу, вследствие малости его амплитуды,
смеситель можно рассматривать как линейное устройство, параметры
которого изменяются во времени с частотой под воздействием гетеродинного напряжения. В выходной цепи смесителя образуется множество колебаний с комбинационными частотами типа
f = | тfс ± nfг |,
(3.3.1)
где т = 1, 2, 3, ...; п = 1, 2, 3, ...
Одно из этих колебаний используется в качестве напряжения промежуточной частоты и выделяется на нагрузке смесителя, представляющей собой резонансную систему, настроенную на выбранное значение fпр. Требуемое значение fпр может быть обеспечено соответствующим
выбором величин fг, m, n и знака в правой части уравнения (3.3.1). В основе этого выбора лежат следующие соображения.
Как правило, промежуточную частоту стремятся сделать меньше
частоты сигнала. Очевидно, что этого можно достичь, если в качестве
промежуточной частоты выбрать из выражения (3.3.1) одну из разностных комбинаций:
f = | тfс – nfг |.
В цепи смесителя интенсивность высших гармоник сигнала весьма мала, поэтому для сохранения высокого усиления приемника преобразование всегда производится на 1-й гармонике сигнала (т = 1). Режим
преобразования при n > 2 используется весьма редко, например, когда
по каким-либо соображениям выполнение гетеродина на нужную частоту затруднено или невозможно.
Рассмотрим наиболее распространенный случай, при котором
преобразование осуществляется при m = п = 1:
fпр = | fс – fг |.
(3.3.2)
В диапазонных приемниках для поддержания величины промежуточной частоты постоянной при перестройке сигнальных контуров не295
Глава 3
обходимо также перестраивать контурную систему гетеродина. Обычно
эта перестройка осуществляется одновременно с помощью одной ручки
управления.
Обладая большими принципиальными преимуществами, супергетеродинные приемники не лишены некоторых недостатков. В первую
очередь отметим наличие паразитных (дополнительных) каналов приема. Основной паразитный канал приема носит название зеркального,
или канала симметричной станции (рис. 3.3.7, а).
Частота fз.к зеркального канала отличается от частоты fс сигнала
на удвоенное значение промежуточной частоты (рис. 3.3.7, а). При этом
условии в соответствии с выражением (3.3.2) колебание с частотой fз.к
преобразуется так же, как и сигнал, в колебание с частотой fпр. Другими словами, супергетеродинный приемник оказывается настроенным
на две частоты: fс и fз.к, симметрично расположенные относительно
частоты гетеродина. Ослабление помех, действующих на частоте зеркального канала, возможно только с помощью избирательных систем,
включенных до преобразователя, т. е. сигнальных контуров входной
цепи и УРЧ. Частотная характеристика этих блоков показана пунктиром
на рис. 3.3.7. Степень подавления помех, действующих на частоте зеркального канала, можно повысить, увеличив промежуточную частоту
fпр
fпр
fc
fг
fз.к
f
а
fпр
fc
б
fпр
fг
Рис. 3.3.7. Появление зеркального канала приема
296
fз.к f
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
(рис. 3.3.7, б). Однако при этом надо иметь в виду, что увеличение fпр может привести к недопустимому расширению полосы пропускания УПЧ
и снижению избирательности по соседнему каналу (так же, как и в приемнике прямого усиления при увеличении частоты сигнала). Указанное
обстоятельство влияет на выбор промежуточной частоты – высокая или
низкая. Обычно выбирается компромиссное значение fпр, обеспечивающее требуемую избирательность как по соседнему, так и по зеркальному каналу.
Другой недостаток супергетеродинных приемников состоит в возможности возникновения так называемых комбинационных свистов.
Основной мерой для подавления этого эффекта является снижение
уровня гармонических составляющих гетеродинного напряжения и сигнала за счет выбора соответствующего режима работы смесителя.
Наконец, следует отметить, что гетеродин как маломощный генератор может создавать помехи для близко расположенных радиоприемных устройств. Этот недостаток сравнительно легко устраним за счет
применения экранировки и развязывающих цепей.
Таким образом, преимуществом супергетеродинного приемника
является способность обеспечить более высокие усиление и избирательность.
3.3.2.3. Входные цепи
Общие сведения о входных цепях
Входная цепь приемника – цепь, посредством которой связывают
антенну или антенно-фидерную систему со входом первого каскада приемника. Первым каскадом может быть усилитель высокой частоты, преобразователь частоты или детектор. Расположение входной цепи между
выходом антенны или антенно-фидерной системы и входом первого каскада определило ее название (рис. 3.3.8).
Основные функции входной цепи заключаются:
а) в предварительном выделении принимаемого полезного сигнала из всей совокупности сигналов, возникающих в антенной цепи;
б) передаче энергии полезного сигнала ко входу первого каскада
с наименьшими потерями и искажениями.
В общем случае входная цепь – некоторый пассивный четырехполюсник, включающий в себя резонансную систему и элементы связи.
В зависимости от диапазона частот резонансная система выполняется
297
Глава 3
Антенна
Фидер
Входная
цепь
Первый
каскад
приемника
Антенно-фидерная
система
Рис. 3.3.8. Месторасположение входной цепи
на сосредоточенных или распределенных элементах и состоит из одного или нескольких колебательных контуров или резонаторов. Элементы связи обеспечивают связь антенной цепи с контуром или резонатором, а при нескольких резонансных элементах также связь между ними
и первым каскадом приемника. К основным характеристикам входной
цепи относятся: коэффициент передачи напряжения (или мощности);
постоянство резонансного коэффициента передачи по диапазону; диапазон рабочих частот; избирательность и полоса пропускания; величина связи антенны с входной цепью.
Коэффициентом передачи входной цепи по напряжению K называют отношение напряжения сигнала Uс на входе первого каскада
к величине ЭДС Е генератора, эквивалентного антенной или антеннофидерной системе:
K = Uc / E.
(3.3.3)
При неизменной настройке входной цепи величина K(f) изменяется в зависимости от частоты приходящих сигналов, достигая максимума
K0 на резонансной частоте f0.
Частотная избирательность входной цепи определяется формой
резонансной кривой. В супергетеродинных приемниках наиболее важна избирательность по двум дополнительным каналам приема – симметричному (или зеркальному) каналу и каналу прямого прохождения на
промежуточной частоте. Для ослабления влияния сигнала на частоте fпр
во входную цепь иногда вводят специальные фильтры (режекторный,
фильтр-пробку). По форме резонансной кривой можно как определить
избирательность входной цепи, так и оценить частотные искажения полезного сигнала. Достаточной характеристикой избирательных свойств
часто может служить полоса пропускания П, обычно определяемая
298
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
по уровню 0,707. Неравномерность усиления составляющих спектра
сигнала в пределах полосы пропускания не превышает 3 дБ.
Диапазон рабочих частот (f0 max–f0 min) обеспечивается, если входная цепь может быть настроена на любую рабочую частоту приемника
при удовлетворении требований, предъявляемых к изменению коэффициента передачи, полосы пропускания и избирательности в пределах
диапазона рабочих частот.
Величина связи с входной цепью определяется только параметрами входной цепи. В настоящее время в технике радиоприема применяются различные антенны: от простейших проволочных вертикальных
до параболических отражателей и других сложных антенн.
Согласно общей теории антенн можно рассматривать входные
цепи применительно к двум основными случаям: сопротивление антенны (антенно-фидерной системы) имеет активный характер; сопротивление антенны имеет реактивный характер. В случае реактивного
характера сопротивления антенны во входную цепь вносится некоторое реактивное сопротивление, за счет которого изменяется резонансная частота последней; вносимое активное сопротивление приводит
к ухудшению избирательности входной цепи. Величина вносимых сопротивлений может изменяться в больших пределах, поскольку приемник часто эксплуатируется с разными антеннами, параметры которых
заранее не известны. Поэтому для уменьшения влияния параметров
ненастроенных антенн на входную цепь выбирают достаточно слабую
связь между ними. При активном сопротивлении антенны условия работы входной цепи другие. В этом случае во входную цепь не вносится расстройка и величину связи между входной цепью и настроенной
антенной, сопротивление которой задается однозначно, выбирают из
условия получения наибольшей мощности сигнала на входе первого
каскада. Связь, при которой обеспечивается это условие, называется
оптимальной.
Схемы входных цепей
Наиболее распространенными схемами входных цепей являются
схемы емкостной, индуктивной (трансформаторной), индуктивно-емкостной (комбинированной), автотрансформаторной связи с антенной
или антенно-фидерной системой (рис. 3.3.9, а, б, в, рис. 3.3.10).
Отметим, что простейшая схема образуется при непосредственном подключении антенны к входной цепи. Вследствие отсутствия эле299
Глава 3
ментов связи в ней нельзя обеспечить малое влияние антенны на входную цепь, поэтому такая схема редко используется на практике.
Входные цепи различаются между собой не только по характеру
связи (Lсв, Сcв), но и по числу используемых в них контуров. В настоящее время наиболее часто применяется одноконтурная входная цепь.
К важным преимуществам такой цепи, по сравнению с многоконтурной
цепью, относятся простота конструктивного выполнения и обеспечение
более высокой чувствительности. Последнее обусловлено тем, что рост
числа контуров увеличивает, как правило, потери сигнала до входа перА
A
A
_
E
R1
Cсв
Lк Cк
R2 U
U
Lсв
Lк
а
_
Cсв
E
R1
C
Cк
R3
Lсв
Lк C1
C2
U
R2
б
C
R3
в
Рис. 3.3.9. Входные цепи приемников умеренно высоких частот
Ко входу первого
каскада
Ссв
Экран
Lсв
Lк1
Ск1
A
Lк2
Ск2
Lк
U
A
а
б
Lк
С2
С1
в
Рис. 3.3.10. Разновидности входных цепей
300
U
Ск
U
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
вого каскада. Одноконтурная входная цепь обеспечивает также постоянство резонансного коэффициента передачи в сочетании с удобством
перестройки приемника в рабочем диапазоне частот. Многоконтурная
входная цепь позволяет получить форму резонансной характеристики,
при которой достигаются наименьшие искажения спектра полезного
сигнала при высокой избирательности по отношению к мешающим
сигналам, что является ее важным преимуществом. Вследствие этого
она применяется в высококачественных приемниках, работающих, как
правило, на фиксированных частотах. Наиболее распространенной является двухконтурная входная цепь (рис. 3.3.10, а). В этой схеме контуры Lк1, Ск1 и Lк2, Ск2 настраиваются на частоту принимаемого сигнала,
а внутриемкостная связь между контурами осуществляется через конденсатор связи Ссв. При использовании указанного полосового фильтра
в других схемах входных цепей он может быть связан с антенной иным
способом, например, посредством емкостной связи.
Принципиальные схемы входных цепей, изображенные на
рис. 3.3.9, типичны для радиовещательных и других приемников умеренно высоких частот, работающих с ненастроенными антеннами.
Среди них схема емкостной связи с антенной (рис. 3.3.9, а) – наиболее простая в конструктивном выполнении. В ней за счет выбора достаточно слабой связи антенны с входным контуром, осуществляемой
через конденсатор связи Ссв, можно обеспечить, с одной стороны, малое
влияние антенны на контур и, с другой, что не менее важно, – постоянство характеристик входной цепи при работе приемника с различными антеннами. Однако при весьма малой величине связи уменьшается
коэффициент передачи, а следовательно, снижается чувствительность
приемника. Обычно Ссв выбирают из условия Ссв < 10–40 пФ. К серьезному недостатку схемы относится значительное непостоянство
коэффициента K в диапазоне рабочих частот; последнее обусловило
использование схемы при малых значениях коэффициента перекрытия
диапазона. Схема индуктивной связи с антенной (рис. 3.3.9, б) является
наиболее распространенной. При достаточно слабой связи между катушками связи и входного контура можно получить практически одинаковый коэффициент передачи по диапазону рабочих частот, что часто
и используется на практике. Это обеспечивается соответствующим выбором параметров антенной цепи.
Схема комбинированной связи с антенной (рис. 3.3.9, в) позволяет обеспечить достаточно высокое и практически постоянное значение
301
Глава 3
величины резонансного коэффициента передачи K0 во всем диапазоне
рабочих частот. Недостатком схемы является ухудшение избирательности по симметричному каналу приема по сравнению с избирательностью, обеспечиваемой схемой с трансформаторной связью. Неполное
подключение электронного прибора первого каскада (лампы, транзистора) к входному контуру ослабляет влияние его входного сопротивления
на входную цепь и позволяет обеспечить заданную полосу пропускания; это подключение осуществляется с помощью автотрансформаторной связи (рис. 3.3.9, б), емкостного делителя (рис. 3.3.9, в) или трансформаторной связи.
Схемы трансформаторной и автотрансформаторной связи с антенной широко применяют в профессиональных приемниках декаметровых и метровых волн, работающих на фиксированной частоте или
в узком диапазоне частот. При работе с симметричными настроенными антеннами трансформаторная связь позволяет использовать, что
является ее достоинством, симметричные (рис. 3.3.10, а) и несимметричные приемные фидеры. В последнем случае один конец катушки
связи, подключаемой к выходу несимметричного фидера, заземляют
вместе с внешней его оболочкой. Схему с автотрансформаторной связью (рис. 3.3.10, б) применяют при работе с несимметричными (коаксиальными) фидерами и наиболее часто используют на практике.
При работе с настроенными антеннами величину связи выбирают,
как уже отмечалось, из условия передачи максимальной мощности от
источника сигнала к входу первого каскада, т. е. к нагрузке.
Настроенные антенны обладают острой диаграммой направленности, и во входных цепях с использованием трансформаторной связи
возникает иногда необходимость в установлении электростатического
экрана между катушками Lсв и Lк (рис. 3.3.10, а).
В коротковолновой части метрового диапазона волн (λ = 1–3 м)
может использоваться схема входной цепи с последовательным включением индуктивности (рис. 3.3.10, в). В ней входной контур образуется
индуктивностью Lк и двумя последовательно включенными емкостями
С1 и С2, причем емкость С2 – входная емкость первого каскада. На частоту принимаемого сигнала контур настраивают, изменяя индуктивность.
Благодаря такому включению элементов контура Lк, C1и С2 уменьшается результирующая емкость контура по сравнению с емкостью обычной
схемы при параллельном соединении С1и С2. Это позволяет увеличить
индуктивность контура Lк или (при некоторой величине Lк min и мини302
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
A
Ко входу
первого
каскада
l2
l1
Сп
U
Рис. 3.3.11. Принципиальная схема входной цепи приемника
дециметрового диапазона
мально возможной емкости Ск) повысить частоту настройки входного
контура.
На частотах f > 250–300 МГц во входных цепях используют системы с распределенными элементами. На этих частотах добротность
обычных контуров резко снижается, что связано с сокращением размеров катушек индуктивности, возрастанием потерь из-за поверхностного
эффекта и излучения.
Во входных цепях приемников дециметрового диапазона волн
широко применяются резонаторы в виде открытых с обоих концов полуволновых отрезков и преимущественно в виде четвертьволновых замкнутых на одном конце отрезков коаксиальных линий. Они выполняются из полых, обычно медных, концентрических труб, открытые концы
которых часто насаживаются на дисковые выводы катода и сетки специального маячкового триода, используемого в качестве электронного
прибора первого каскада.
На рис. 3.3.11 изображена принципиальная схема, в которой отрезок коаксиальной линии l1 < λ0 / 4 вместе с емкостью Сп представляет
контур высокой добротности (Q = 300–400), а фидер антенны, подключаемый к этому контуру на расстоянии l2, образует с ним автотрансформаторную связь. Настройка на частоту сигнала может осуществляться
емкостью Сп или поршнем, короткозамыкающим конец отрезка линии.
Связь фидера с резонатором может быть трансформаторной и емкостной и обеспечивается с помощью витка или штыря, помещаемых в пучности магнитного или электрического поля соответственно.
303
Глава 3
3.3.2.4. Усилители радиочастоты
Общие сведения
Каскад усилителя радиочастоты (УРЧ) состоит из усилительного
прибора (УП) и резонансной нагрузки (рис. 3.3.12, а). В качестве усилительных приборов могут быть использованы: электронная лампа, транзистор, полевой транзистор. Нагрузкой каскада является входное сопротивление следующего каскада.
Применение резонансного контура необходимо для получения
частотной избирательности и повышения коэффициента усиления каскада. При настройке нагрузки в резонанс на частоте сигнала компенсируется вредное влияние распределенной емкости каскада и значительно
увеличивается усиление по сравнению с усилением при нерезонансной
нагрузке. Частотная характеристика каскада приведена на рис. 3.3.12, б.
Она соответствует частотной характеристике контура, который шунтируется сопротивлениями схемы.
Выходное сопротивление усилительного каскада и входное сопротивление следующего каскада шунтируют контур, что увеличивает его
затухание, расширяет полосу пропускания и уменьшает резонансное
сопротивление, снижая коэффициент усиления каскада. Поэтому связь
контура с УП и входом следующего каскада выбирают из условия допустимого увеличения затухания.
Все УП имеют внутреннюю обратную связь, поэтому величина связи УП с контуром влияет на устойчивость работы каскада. При сильной
связи увеличивается коэффициент усиления каскада, что может привести
к генерации (самовозбуждению). Следовательно, связь УП с контуром
L
УП
Uвх
УП
Ск
Общая точка для входа и выхода
Усилительный каскад
а
1 K / K0
0,7
Uвых
f0
П
б
Рис. 3.3.12. Схема каскада усилителя радиочастоты и его частотная характеристика
304
f
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
выбирается из двух условий: получения допустимого увеличения
затухания контура и обеспечения устойчивой работы каскада.
Лампы и полевые транзисторы имеют относительно большие входное и выходное сопротивления, но связь их с контуром выбирают относительно небольшой для выполнения условия устойчивой работы каскада.
Биполярные транзисторы имеют относительно малые входное
и выходное сопротивления и значительную внутреннюю обратную
связь, поэтому применяют слабую связь с контуром со стороны выхода
транзистора и входа следующего каскада.
Для упрощения схемы приемника каскады УРЧ выполняют с одним контуром, а их число не должно превышать трех-четырех.
УРЧ должен:
`` усиливать полезный сигнал;
`` снижать коэффициент шума приемника и тем самым повышать
его чувствительность;
`` обеспечивать избирательность по зеркальному каналу.
Электрические характеристики УРЧ
Резонансный коэффициент усиления по напряжению K0 (или по
мощности)
K0 = Uвых / Uвх,
(3.3.4)
где Uвх, Uвых – напряжения на входе и выходе каскада при резонансе.
Избирательность по зеркальному каналу показывает, во сколько раз резонансный коэффициент усиления каскада K0 больше коэффициента усиления на частоте зеркального канала.
Диапазон рабочих частот считается перекрытым, если при настройке УРЧ на любую частоту диапазона его характеристики изменяются в допустимых пределах.
Коэффициент шума характеризует шумовые свойства УРЧ: чем
меньше коэффициент шума, тем выше чувствительность.
Линейные искажения определяются АЧХ и ФЧХ усилителя.
Нелинейные искажения обусловлены нелинейностью амплитудной характеристики усилителя.
Устойчивость характеризуется отсутствием самовозбуждения.
Динамический диапазон – отношение максимальной амплитуды
входного сигнала, при которой искажения допустимы, к входному сигналу, соответствующему чувствительности приемника.
305
Глава 3
Кроме того, УРЧ должен потреблять малую мощность от источника питания, быть механически прочным, иметь небольшие габариты
и вес, стоимость и т. п.
УРЧ классифицируют по следующим признакам:
`` способу включения нагрузки к УП;
`` виду связи УП с контуром;
`` виду связи входа следующего каскада с контуром.
При различном включении нагрузки к УП получаются разные общие точки для входа и выхода и, следовательно, разные схемы каскадов:
с общим катодом, общим эмиттером и т. п.
В большинстве случаев УРЧ работают в диапазоне частот f0д min–
f0д max, который разбивают на поддиапазоны; а в отдельных случаях –
на одной или нескольких фиксированных частотах. Настраивать контур
можно, изменяя его индуктивность или емкость. При изменении индуктивности контура резко меняются при изменении частоты его затухание, полоса пропускания и резонансное сопротивление. Поэтому контур
настраивают, изменяя емкость. Диапазон частот приемника с коэффициентом перекрытия диапазона Kд = f0д max / f0д min разбивают на поддипазоны
(см. п. 3.3.1).
Смену поддиапазонов осуществляют переключением катушек
индуктивности, а настройку внутри поддиапазона производят конденсатором переменной емкости Ск (рис. 3.3.13). Фиксированные частоты
обеспечивают включением контуров, настроенных на заранее выбранные частоты.
1
2
3
L1
Cп1
1
L2
2
Поддиапазоны
Cп2
L3
Cп3
3
Рис. 3.3.13. Разбиение на поддиапазоны
306
Cк
Cсх
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Для выравнивания начальной емкости контуров и подгонки их индуктивности при регулировке приемника в заводских условиях параллельно каждой катушке включают подстроечный конденсатор Сп, а катушки выполняют с сердечником из магнитодиэлектрика или латуни.
В зависимости от рабочего диапазона частот применяют различные резонансные системы:
1. f < 300 МГц – контуры с сосредоточенными параметрами. Параметры контура: затухание dк > 0,01, Kпд < 3.
2. f > 300 МГц – возможно применение контуров с сосредоточенными параметрами в микроисполнении.
3. f = 300–3 000 МГц (дециметровый диапазон) – резонансные линии:
коаксиальные, полосковые симметричные и несимметричные. Параметры резонансных линий: добротность Qл < 1 000, Kпд < 4.
4. f = 3 000–30 000 МГц (сантиметровый диапазон) – объемные резонаторы. Параметры объемных резонаторов: Qр = 10 000, Kпд < 3.
Схемы каскадов усилителей радиочастоты
Различные включения нагрузки (резонансного контура) УП приводят к разным схемам каскадов. При включении нагрузки УП между
анодом и катодом лампы, коллектором и эмиттером транзистора и стоком и истоком полевого транзистора (рис. 3.3.14, а) получаются следующие схемы каскадов, обладающие общими свойствами:
`` с общим катодом (ОК);
`` общим эмиттером (ОЭ),
`` общим истоком (ОИ).
При включении нагрузки УП между анодом и сеткой лампы, коллектором и базой транзистора и стоком и затвором полевого транзистора (рис. 3.3.14, б) получаются следующие схемы каскадов, обладающие
общими свойствами:
`` с общей сеткой (ОС);
`` общей базой (ОБ);
`` общим затвором (ОЗ).
В этих схемах общей точкой для входа и выхода являются соответственно катод, эмиттер, исток, сетка, база и затвор. Отсюда схемы
и получили названия: ОК, ОЭ и т. д.
Схемы каскадов с общим анодом, общим коллектором и общим
стоком не применяют из-за малого усиления и неустойчивой работы,
вызванной внутренней положительной обратной связью.
307
Глава 3
К
а
С
А
Uвх
Uвх
Uвых
К
Uвых
Э
Uвх
ОЭ
ОК
Uвых
И
ОИ
Общая точка для входа
и выхода
б
Uвх
С
К
А
Uвых
С
Uвх
Uвых
Uвх
Uвых
З
Б
ОС
ОЗ
ОБ
Рис. 3.3.14. Схемы каскадов УРЧ
_E
R3
Rф
VT1
Lcв
m1
Uвх
С2
R2 R1
Cф Uси
L
Cк
Uвых= U к
C1
а
C1
Uвх
R1
VT1
C2
L
m1
Ucз
L'
Cк
Cф
Uвых = U к
R3 R2
Rф
б
_E
Рис. 3.3.15. Схемы каскадов УРЧ на полевых транзисторах
308
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Связь УП и входа следующего каскада с контуром может быть
трансформаторная, автотрансформаторная и непосредственная. Наиболее часто применяют трансформаторную и автотрансформаторную
связь УП и входа следующего каскада с контуром. На декаметровых
и метровых волнах вход следующего каскада имеет обычно непосредственную связь с контуром.
Для уменьшения коэффициента шума приемника на частотах
f < 1 000 МГц применяют триоды в схеме с общей сеткой.
_E
R3
C2
Rф
VT1
Lсв
L'
Cф
R2
Uвх
VT2
m1 L
m2
Cк
Uк
Uкэ
R1 C1
Uвых
Усилительный каскад
а
Rф
m1 L
m2
L'
L
R3 VT1
C2
Uвх
R2
_
Uкэ
R1 C1
M1
E
Cк
св
Cф
Uк
Uвых
б
C1
Uвх
R1
VT1
R3 R2
L
m1
L'
Uкб
C2
m2
Cф
Rф
Uк
Lсв
Cк
Uвых
_
E
в
Рис. 3.3.16. Схемы каскадов УРЧ на биполярных транзисторах
309
Глава 3
Биполярные транзисторы используют на частотах f < 1 000 МГц
в схемах с общим эмиттером и общей базой. Последнюю схему применяют на более высоких частотах, а первую – на более низких частотах.
Полевые транзисторы применяют часто в схеме с общим истоком.
Рассмотрим схемы каскадов. Следует отметить, что к настоящему
времени схемы на биполярных и полевых транзисторах в диапазонах
декаметровых и метровых волн вытеснили схемы на ламповой элементной базе. Кроме того, при построении приемных устройств применяются дифференциальные и операционные усилители на интегральных
микросхемах.
Схема каскада с ОИ при трансформаторном включении контура
к полевому транзистору и непосредственном включении входа следующего каскада приведена на рис. 3.3.15, а, схема каскада с ОЗ и автотрансформаторным включением контура – на рис. 3.3.15, б.
Схема каскада с ОЭ при трансформаторном включении контура
к транзистору и автотрансформаторном включении следующего каскада
приведена на рис. 3.3.16, a, схема каскада с ОЭ при автотрансформаторном включении контура к транзистору и трансформаторном включении
следующего каскада – на рис. 3.3.16, б, схема каскада с ОБ и автотрансформаторным включением контура к транзистору и трансформаторным
включением входа следующего каскада – на рис. 3.3.16, в.
3.3.2.5. Усилители промежуточной частоты
УПЧ работают на фиксированной (промежуточной) частоте, что
позволяет упростить их конструкцию и применить сложные резонансные системы. УПЧ усиливают принимаемый сигнал до величины, необходимой для нормальной работы детектора, и осуществляют основное
усиление ВЧ-сигнала.
УПЧ должен усиливать принимаемый сигнал и обеспечивать избирательность по соседнему каналу.
Коэффициент усиления по напряжению УПЧ обычно равен 102–106,
поэтому число каскадов доходит до десяти.
Полоса пропускания супергетеродинного приемника определяется в основном полосой пропускания УПЧ, поэтому полоса пропускания
УПЧ должна быть не меньше полосы спектра частот сигнала, и следовательно, она зависит от типа сигнала и его модуляции.
Промежуточная частота (резонансная частота усилителя) зависит
от типа приемника, и ее значения обычно лежат в пределах от 110 кГц
310
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
до 200 МГц, причем широкие полосы пропускания выполнимы при высоких промежуточных частотах, а узкие – при низких промежуточных
частотах.
Радиовещательные приемники амплитудно-модулированных сигналов (АМС) имеют fпр = 465 кГц, а при приеме частотно-модулированных сигналов (ЧМС) fпр = 6,5 МГц. Радиолокационные приемники
имеют fпр = 10–100 МГц и выше.
По ширине полосы пропускания усилители делят на узкополосные
и широкополосные. К узкополосным условно относят усилители с относительной полосой пропускания Δfпр / fпр < 0,05, к широкополосным –
с Δfпр / fпр > 0,05.
Избирательность супергетеродинного приемника по соседнему
каналу (малые расстройки) определяется формой частотной характеристики УПЧ. Для получения хорошей частотной избирательности усиление должно резко уменьшаться за пределами полосы пропускания. Следовательно, частотная характеристика усилителя должна приближаться
к прямоугольной (рис. 3.3.17): Δfпр 0,1 / Δfпр 0,7 → 1.
В УПЧ применяют одиночные контуры, связанные контуры – полосовые фильтры и фильтры сосредоточенной избирательности. Полоса
χ=
K
K0
0,707
0,1
0
f
Δfпр 0,7
Δfпр 0,1
Рис. 3.3.17. Частотная характеристика УПЧ
311
Глава 3
пропускания и форма частотной характеристики усилителя должны совпадать с шириной и формой спектра сигнала. В большинстве случаев частотную характеристику усилителя стараются выполнить близкой
к прямоугольной.
Поскольку частотная характеристика высокочастотного тракта
приемника определяется УПЧ, то частотные и переходные характеристики, а следовательно, линейные и нелинейные искажения сигналов
определяются также УПЧ.
Модулированный высокочастотный сигнал усиливается УПЧ,
затем детектируется, на выходе детектора получается низкочастотный
сигнал, соответствующий промодулированному параметру (амплитуде, частоте, фазе). Поэтому в УПЧ искажения промодулированного
параметра высокочастотного сигнала должны быть минимальными.
Например, при АМС важны искажения его огибающей, при фазомодулированном сигнале (ФМС) – искажения изменения фазы во времени,
а при импульсно-модулированном сигнале – искажения огибающей
импульсов.
Схемы каскадов УПЧ на полевых транзисторах имеют автотрансформаторную связь или непосредственную связь с выходным контуром.
Вход следующего каскада с выходным контуром предыдущего каскада
имеет непосредственную связь. Схемы каскадов усилителей на биполярных транзисторах имеют автотрансформаторную связь с выходным
контуром или непосредственную связь с ним при широкой полосе пропускания. Связь контура с входом следующего транзисторного каскада,
у которого малое входное сопротивление, слабая и обычно трансформаторная.
В узкополосных усилителях коэффициент усиления каскада ограничивается устойчивым коэффициентом усиления, а в широкополосных – он небольшой и не всегда ограничивается устойчивым коэффициентом усиления. Устойчивость усилителей обеспечивают снижением
коэффициента усиления каскада до устойчивого значения, которого
достигают, уменьшая коэффициент трансформации на выходе УП или
увеличивая емкость контура (уменьшая эквивалентное резонансное сопротивление контура).
Основные электрические характеристики УПЧ
Коэффициент усиления определяется произведением коэффициентов усиления отдельных каскадов.
312
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Избирательность по соседнему канaлу показывает, во сколько
раз резонансный коэффициент усиления усилителя больше коэффициента усиления на частоте соседнего канала.
Полоса пропускания должна быть не меньше ширины спектра
частот сигнала. Полоса пропускания приемника равна полосе пропускания УПЧ.
Степень искажений сигнала. Для AМC и ЧМС – это степень частотных и нелинейных искажений, а для импульсных сигналов – степень искажений переднего фронта импульса и его выброс.
Коэффициент шума УПЧ должен быть минимальным.
Устойчивость работы – отсутствие возможности самовозбуждения и стабильность формы частотной характеристики в процессе нормальной эксплуатации.
Динамический диапазон характеризуется отношением максимальной амплитуды входного сигнала, при которой искажения сигнала
допустимые, к амплитуде входного сигнала, соответствующей чувствительности приемника.
Кроме того, УПЧ должен потреблять малую мощность от источника питания, быть механически прочным, иметь небольшие габариты
и вес, стоимость и т. п.
Усилители с одиночными контурами, настроенными на одну
частоту, состоят из п каскадов, содержащих одиночный контур, причем
все контуры настроены на одну частоту, которая является промежуточной fпр.
Усилители промежуточной частоты с одиночными попарно
расстроенными контурами состоят из четного числа каскадов с одиночными контурами (рис. 3.3.18), и в каждой паре каскадов один контур
настроен на частоту ниже f0, а другой – на частоту выше f0 (рис. 3.3.19).
1
УП
Uвх
f1 < f0
g1
Cк1
2
m1 УП
m2
L1
Пара каскадов
f2 > f0
g2
Cк2
m1
m2
n–1
УП
n
f1 < f0
m2
УП
L2
f2 > f0
m2
Uвых
Пара каскадов
Рис. 3.3.18. Эквивалентная схема n-каскадного усилителя
313
Глава 3
K01
K0
K02
Δf0
f1
Δf0
f0
f2
f
Рис. 3.3.19. Одиночные попарно расстроенные контуры
Усилители промежуточной частоты с одиночными контурами, настроенными на три частоты, состоят из каскадов с одиночными контурами, и их число должно быть кратно трем. Контуры каждой
тройки каскадов настроены на разные частоты. Один контур настроен
на резонансную частоту усилителя f0, а два других симметрично расстроены относительно f0 и образуют пару расстроенных каскадов, которые формируют частотную характеристику с глубоким провалом на
частоте f0. Третий каскад, настроенный на частоту f0, частично или полностью устраняет провал частотной характеристики тройки каскадов
(рис. 3.3.20). Следовательно, тройка каскадов состоит из резонансного
и пары симметрично расстроенных каскадов.
K01
K03
Δf0
Δf0
f1
K02
f0
f2
Рис. 3.3.20. Одиночные контуры, настроенные на три частоты
314
f
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Усилители промежуточной частоты с двумя связанными
контурами в каждом каскаде состоят из п каскадов, каждый из которых содержит два связанных контура, настроенных на f0. Наиболее
распространенной связью между контурами является индуктивная
(рис. 3.3.21).
М
gвых1
Uвх
m1
gш1
U2
Y21
Uк1
C1
L1
gк1
m2
L2
gш2 gвх2
gк2
C2
Uк2
Uвых
Рис. 3.3.21. УПЧ с двумя связанными контурами
Самым простым конструктивно и для настройки является усилитель с одиночными контурами. Однако такой усилитель имеет низкую
частотную избирательность по сравнению с другими рассмотренными
схемами.
3.3.2.6. Преобразователи частоты
Общие сведения
Преобразователь частоты линейно переносит спектр радиосигнала с одной несущей частоты на другую частоту, называемую промежуточной. Для данного приемника промежуточная частота постоянна,
в большинстве случаев она ниже частоты сигнала.
Форма напряжений на входе и выходе ПЧ и спектры частот при амплитудной модуляции сигнала одной частотой приведены на рис. 3.3.22,
из которого видим, что спектр сигнала и форма его огибающей не изменились. При этом спектр сигнала сместился с высокой частоты на более
низкую промежуточную.
Преобразование частоты может сопровождаться усилением сигнала, но может быть и без усиления. Преобразователи частоты представляют собой нелинейные системы или линейные системы с переменными параметрами, периодически изменяющимися во времени. При
использовании последней системы преобразование частоты называют
315
Глава 3
F
F
t
Uвх
Преобразователь Uвых
частоты
t
fc
fпр < fc
U 0 пр
U0с 1
1
mU 0 c
mU 0 c
2
2
fc –F fc fc + F
1
mU 0 пр
2
f
1
mU 0 пр
2
f пр – F fпр fпр + F
f
Рис. 3.3.22. Преобразование частоты
параметрическим. Преобразование частоты сводится к умножению
двух сигналов, частόты которых отличаются на величину промежуточной частоты. Напряжение последней выделяется резонансной
нагрузкой.
Итак, схема преобразователя частоты должна содержать
(рис. 3.3.23): смеситель – нелинейный элемент или элемент с переменным параметром; гетеродин; резонансную нагрузку.
Гетеродин – автогенератор, выполненный на лампах, транзисторах, туннельных диодах, клистронах.
По принципу преобразования частоты схемы преобразователей
делят на две группы. К первой группе относятся схемы, в которых
смеситель выполнен на нелинейных элементах. Процесс преобразования частоты происходит при воздействии суммы напряжений сигнала
и гетеродина на нелинейный элемент. Нелинейными элементами являются: электронные лампы, транзисторы, полевые транзисторы, полупроводниковые диоды и параметрические диоды (нелинейная емкость).
Ко второй группе – немногочисленный класс параметрических преобразователей на многосеточных лампах. Напряжения сигнала и гетеродина
воздействуют на разные сетки лампы. Напряжение гетеродина изменяет
крутизну лампы, что создает элемент с переменным параметром.
316
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
fпр
fc
Uc
Резонансная
нагрузка
Смеситель
Uг
Uпр
fг
Гетеродин
Рис. 3.3.23. Структурная схема преобразователя частоты
По характеру проводимости преобразователи делят на два типа:
преобразователи с нелинейной активной проводимостью;
`` преобразователи с нелинейной реактивной проводимостью.
В первом типе преобразователей используются электронные лампы, транзисторы, полевые транзисторы и полупроводниковые диоды; во
втором – параметрические диоды (нелинейная емкость).
Перечислим электрические характеристики преобразователей.
Коэффициент передачи преобразователя по напряжению
и мощности. Если преобразование частоты сопровождается усилением,
то его величину характеризуют коэффициентом усиления преобразователя. Усилением обладают преобразователи на усилительных приборах,
у диодных преобразователей усиление отсутствует.
Диапазон рабочих частот определяется диапазоном частот приемника. Перестройкой частоты гетеродина обеспечивают постоянство
промежуточной частоты в рабочем диапазоне частот.
Избирательность по соседнему каналу определяется видом частотной характеристики резонансной нагрузки. Специфической особенностью преобразователя является получение промежуточной частоты на
разных частотах сигнала при одной и той же частоте гетеродина, что создает дополнительные каналы приема. Прием по этим каналам можно значительно ослабить, повышая избирательность перед преобразователем.
Комбинационные свисты. На определенных частотах сигнала
в преобразователе образуется колебание промежуточной частоты и изза взаимодействия гармоник напряжений гетеродина и сигнала колебание комбинационной частоты близко к промежуточной. Разность этих
частот дает звуковую частоту (свист).
``
317
Глава 3
Линейные и нелинейные искажения в преобразователях аналогичны искажениям в резонансных усилителях.
Коэффициент шума определяет шумовые свойства преобразователя, в особенности при отсутствии усилителя радиочастоты.
Двойное преобразование частоты
Особенностью радиоприемных устройств автоматизированных
станций помех КВ- и УКВ-диапазонов является использование двойного преобразования частоты.
Двукратное преобразование частоты применяется при необходимости значительного (в сотни раз) снижения частоты сигнала, компенсации отклонений частоты первого гетеродина, тонального приема
телеграфных сигналов, организации точной настройки радиоприемного
устройства по нулевым биениям, разделения каналов в многоканальных
радиоприемных устройствах с частотным уплотнением, а также в панорамных приемниках.
WA
ВЦ
На
стр
fc
СМ2
УРЧ
СМ1
fc
f г1
ка
ПФ2
fг2
f пр1
ПЧ1
Д
УПЧ2
f пр2
Г2
f пр1
Г1
ой
УПЧ1
ПФ1
f пр2
Fм
УЧМ
Fм
ПЧ2
Рис. 3.3.24. Структурная схема приемника с двойным преобразованием частоты: WA –
антенна; ВЦ – входная цепь; УРЧ – усилитель радиочастоты; ПЧ – преобразователь
частоты; СМ – смеситель; Г – гетеродин; УПЧ – усилитель промежуточной частоты;
Д – детектор; УЧМ – усилитель частоты модуляции
318
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Двойное преобразование частоты в радиоприемных устройствах
связано с включением в его состав двух ПЧ и двух УПЧ (рис. 3.3.24).
Первую промежуточную частоту выбирают значительно выше
второй. При этом частота первого зеркального канала fз.к1 = fc + 2fпр1
имеет высокое значение и эффективно подавляется в преселекторе (ВЦ,
УРЧ). Напряжение с частотой fз.к2 второго зеркального канала создает
помехи радиосигналу лишь в том случае, если оно попадает на вход второго ПЧ. При этом возможны два пути прохождения напряжения с частотой fз.к2 (рис. 3.3.25).
Первый – это когда напряжение с частотой второго зеркального
канал может непосредственно проходить через ВЦ, УРЧ, ПЧ1 и УПЧ1.
Очевидно, что на этом пути напряжение с частотой fз.к2 будет эффективно подавлено.
f пр1 _ 2f пр2
АЧХ
преселектора
f пр1
0
fпр1
fпр2
fc
fпр1
f з.к2
fг1
fз.к1
f
fпр1
f
АЧХ УПЧ1
fпр2
0
fпр2
fпр2
fг2
f з.к2
АЧХ УПЧ 2
0
fпр2
f
Рис. 3.3.25. Спектральные диаграммы приемника с двойным
преобразованием частоты
319
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 3
Второй путь состоит в воздействии на вход приемника помехи
с частотой, которая во втором ПЧ преобразуется в колебания с частотой второго зеркального канала. В этом случае только УПЧ1 может
обеспечить избирательность по второму зеркальному каналу.
Таким образом, в приемнике с двойным преобразованием частоты
избирательность по первому зеркальному каналу обеспечивается преселектором, по второму – УПЧ1.
При высоких значениях частоты гетеродина на качество радиоприема может оказывать влияние его нестабильность, на которую особенно сильно влияет первый гетеродин. Уменьшить влияние нестабильности частоты первого гетеродина можно исполнением гетеродина
в виде синтезатора частоты с заданным шагом перестройки (п. 3.1).
К недостаткам многократного преобразования частоты следует
отнести большое число побочных каналов приема и сложность схемы
радиоприемного устройства.
3.3.2.7. Детекторы
Общие сведения
Детектирование электрических колебаний – одна из важнейших
функций любого приемника. Необходимость детектирования вытекает
из основного назначения приемника, заключающегося в извлечении
полезной информации из сигнала, поступившего на его вход. Полезная
информация передается с помощью амплитудной, частотной, фазовой
и других видов модуляции. Соответственно этому различают амплитудные, частотные, фазовые и другие виды детекторов.
Амплитудные детекторы
Служат для детектирования непрерывных гармонических и импульсных сигналов без амплитудной модуляции и с амплитудной модуляцией. Такие детекторы применяются в основных каскадах приемника, во вспомогательных устройствах автоматических регуляторов
усиления, являются составной частью частотных и фазовых детекторов
и используются в других устройствах.
Амплитудное детектирование может осуществляться в нелинейных системах и в системах с периодически изменяющимися параметрами. Нелинейные детекторы, преимущественно используемые на практике, состоят из резистивного нелинейного элемента, которым служит
320
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
электровакуумный или полупроводниковый прибор, и линейной пассивной цепи, являющейся нагрузкой. К основным нелинейным детекторам относятся детекторы на ламповых и полупроводниковых диодах,
сеточные, анодные и катодные на триодах или пентодах и детекторы на
транзисторах. Примером линейного детектора с переменными параметрами является синхронный детектор.
Простейшим и широко используемым на практике является нелинейный диодный детектор, имеющий последовательную или параллельную схему включения диода. В последовательном детекторе
(рис. 3.3.26, а) нелинейный элемент – ламповый или полупроводниковый
диод – и нагрузка включены последовательно с источником входного высокочастотного напряжения, причем нагрузка представляет параллельное
включение активного сопротивления R и емкости конденсатора С.
В схеме параллельного детектора (рис. 3.3.26, б) по принципу
действия аналогичной схеме рис. 3.3.26, а напряжение подается через
конденсатор С в цепь, состоящую из параллельного соединения диода
и резистора нагрузки R. В такой схеме детектор можно подключать непосредственно к зажимам, находящимся под высоким постоянным напряжением и, что не менее важно, постоянная составляющая тока диода
в этом случае не протекает через контур, с которого снимается входное
напряжение. Как правило, напряжение, подводимое к детектору, снимается с контура, являющегося нагрузкой выходного каскада усилителя
промежуточной частоты.
Приложим к входу детектора (рис. 3.3.26, а) напряжение высокой
частоты ивх = U0 sin (ωt + φ). Заметим, что величина емкости С нагрузки
должна быть выбрана такой, чтобы сопротивление нагрузки детектора для
u
C
VL
Lк
Cк
uвх
i
R
+
C uвых
_
Lк
Cк
а
uвх
i
VD
R
uвых
б
Рис. 3.3.26. Амплитудный детектор
321
Глава 3
токов высокой частоты было достаточно малым. В этом случае практически все высокочастотное напряжение будет приложено к зажимам диода,
поскольку сопротивление нагрузки детектора пренебрежимо мало. Из-за
униполярной проводимости диода под действием приложенного напряжения в цепи детектора будет протекать пульсирующий ток в виде периодической последовательности косинусоидальных импульсов. Этот несинусоидальный ток содержит постоянную составляющую, которая, протекая
через резистор R, вызывает на нем дополнительное падение напряжения.
Очевидно, что каждому значению амплитуды высокочастотного
сигнала U будет соответствовать некоторое значение выпрямленного тока
I. Зависимость I от U называют детекторной характеристикой, являющейся важнейшей характеристикой любого детектора. При больших
сопротивлениях нагрузки R характеристика почти линейна, что свидетельствует о наличии пропорциональности между приращением амплитуды высокочастотного напряжения и приращением выпрямленного тока.
Частотные детекторы
Применяются в радиоприемниках, выполняют обычно одну из
следующих двух функций: 1) преобразование частотно-модулированного сигнала в напряжение, которое изменяется во времени в соответствии
с законом изменения частоты входного сигнала; 2) преобразование отклонения несущей частоты сигнала от ее номинального значения в постоянное напряжение, величина и знак которого характеризуют величину и знак
этого отклонения. Первая функция характерна для частотных детекторов-демодуляторов, входящих в состав приемников частотно-модулированных колебаний. Вторая функция необходима для выработки сигнала
ошибки слежения в системах АПЧ. В этом случае частотный детектор
используется в качестве частотного дискриминатора системы АПЧ.
Важнейшей характеристикой частотного детектора является его
детекторная характеристика (рис. 3.3.27), представляющая собой зависимость постоянного напряжения на выходе детектора от отклонения
частоты ω входного сигнала от ее номинального значения ω0 при неизменной амплитуде сигнала. Это номинальное значение, как правило,
равно номинальной промежуточной частоте приемника. Частота ω0, при
которой выходное напряжение частотного детектора обращается в нуль,
называется переходной частотой.
В качестве рабочего участка детекторной характеристики выбирается ее прямолинейная часть, лежащая между обеими экстремальными
322
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Uвых
А
C
B
ω–ω0
Рис. 3.3.27. Детекторная характеристика
точками (горбами). Располагая детекторной характеристикой, можно
определить два параметра частотного детектора: крутизну Sч.д детекторной характеристики и ее раствор Пд.
Под раствором характеристики частотного детектора, строго говоря, следует понимать область частотных отклонений, в пределах которой отклонение детекторной характеристики от прямой не превышает
заданной величины. При ориентировочных оценках возможностей частотного детектора можно считать раствором интервал частот, лежащий
между горбами его детекторной характеристики.
Требования, предъявляемые к параметрам Sч.д, Пд и ω0, могут быть
в общих чертах сформулированы следующим образом: для данных Пд
и ω0 крутизна Sч.д должна быть возможно бόльшей; раствор Пд должен
соответствовать тому диапазону частотных отклонений Δω, которые
возможны в условиях эксплуатации приемника; переходная частота ω0
должна быть достаточно стабильной.
В принципиальном отношении требования, предъявляемые к частотному демодулятору, отличаются от требований к частотному дискриминатору. Это отличие связано с формой входных сигналов: демодулятор должен реагировать на сигнал сложной формы, а дискриминатор
должен вырабатывать реакцию на синусоиду при отклонениях ее частоты от номинальной.
В зависимости от назначения частотного детектора роль перечисленных параметров различна. Например, при детектировании частотномодулированных колебаний необходимо, чтобы частотный детектор не
вносил искажений в передаваемое сообщение. Для этого требуется высо323
Глава 3
кая линейность детекторной характеристики при довольно большом растворе Пд, а также линейная и безынерционная передача всех компонентов
спектра полезного сообщения. В этом случае требования к крутизне Sч.д
и стабильности переходной частоты ω0 ослаблены. Проигрыш в крутизне легко компенсируется увеличением коэффициента усиления каскадов
в тракте низкой частоты, расположенном за частотным детектором. Нестабильность переходной частоты ω0 приводит к появлению на выходе детектора постоянной составляющей, которая отфильтровывается дальнейшими
каскадами приемника. Применение частотного детектора в качестве дискриминатора системы АПЧ сопряжено с необходимостью обеспечивать
высокую стабильность переходной частоты ω0, возможно большую крутизну Sч.д и исключить пульсации в выходном напряжении. Отклонение ω0 от
заданного значения вызывает систематическую ошибку измерения частоты
принимаемого сигнала. При малой крутизне Sч.д частотного дискриминатора ухудшается качество работы системы АПЧ. Во избежание этого вслед за
детектором можно включить УПТ, что усложняет систему АПЧ в целом.
Как будет показано далее, крутизна детекторной характеристики
для большинства схем детекторов зависит от амплитуды входного сигнала. Такая зависимость приводит к тому, что частотный детектор реагирует не только на изменение частоты, но и на паразитную амплитудную
модуляцию сигнала. Тем самым частотный детектор вносит искажения
в передаваемое сообщение при демодуляции сигнала; при использовании
его в качестве дискриминатора изменяет характеристики системы АПЧ.
Для устранения чувствительности к амплитудной модуляции прибегают
к одной из следующих мер: снимают амплитудную модуляцию сигнала,
вводя в схему приемника амплитудный ограничитель, предшествующий
частотному детектору, или применяют специальные схемы частотных детекторов, малочувствительные к амплитудной модуляции сигнала.
В настоящее время известны способы непосредственной демодуляции ЧМ-колебаний и способы, осуществляющие преобразование ЧМсигнала в сигнал с иным видом модуляции с последующим детектированием его. Вторичным видом модуляции является амплитудная, фазовая
или временно-импульсная модуляция. Среди указанных наибольшее распространение получил способ преобразования ЧМ-колебаний в колебания
с амплитудной модуляцией. Частотные детекторы, работающие по этому
принципу, относятся к группе частотно-амплитудных детекторов.
Детектирование ЧМ-сигнала в таком детекторе происходит следующим образом. Сначала входное колебание подается на избирательную
324
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
систему, преобразующую частотную модуляцию в амплитудную. Эта
операция является линейной. Далее происходит детектирование AMколебания в амплитудном детекторе.
Большинство частотных детекторов построено по дифференциальной схеме с вычитанием напряжений на низкой частоте. Это позволяет получить на переходной частоте нулевое напряжение, расширить
линейный участок детекторной характеристики и уменьшить величину
комбинационных составляющих в выходном напряжении.
Существующие схемы частотных детекторов отличаются принципом построения преобразователя вида модуляции, а также способом
включения амплитудных детекторов.
Частотные детекторы с двумя связанными контурами
Одна из наиболее распространенных схем частотного детектирования приведена на рис. 3.3.28.
В данной схеме оба контура настроены на номинальную промежуточную частоту ω0 приемника. Напряжение этой частоты на каждом
из диодов является суммой напряжения на коллекторе транзистора, которое поступает на среднюю точку 2-го контура и дроссель Др через
конденсатор С0, и напряжения на соответствующей половине 2-го контура. Последнее возникает за счет взаимоиндукции М, существующей
между катушками L1 и L2. Ток, выпрямленный диодом VD1, проходит
через резистор R1, дроссель и верхнюю половину катушки L2. Выпрямленный ток нижнего диода VD2 замыкается через резистор R2, дроссель
и нижнюю половину катушки L2. Напряжения, созданные этими токами
С0
L1 L2
С1
u1
M
Др
R1
u2′
u2′′
С
VD1
С2
U вых
VD2
R2
С
E
Рис. 3.3.28. Схема частотного детектора
325
Глава 3
на резисторах R1и R2, включены последовательно и имеют противоположную полярность. На выходе действует их разность.
Если промежуточная частота совпадает со своим, номинальным
значением, т. е. с собственной частотой ω0 контуров детектора, то напряжения на обоих диодах имеют одинаковую амплитуду. В этом можно
убедиться, рассматривая векторную диаграмму (рис. 3.3.29).
Ток I1 в катушке 1-го контура отстает по фазе от напряжения U1 на
ней приблизительно на 90°. ЭДС взаимоиндукции ЕМ, наводимая этим
током во 2-м контуре, отстает от тока I1 на 90°. Ток I2 во 2-м контуре
при резонансе совпадает по фазе с ЕМ. Напряжения U'2 и U"2 на обеих
половинах катушки L2 сдвинуты относительно тока I2 на 90° и взаимно
противоположны по фазе, если отсчитывать их от средней точки катушки. Напряжение на каждом из диодов получается геометрическим сложением вектора U1 с одним из векторов U'2 и U"2. Векторная диаграмма
показывает, что напряжения UI и UII на обоих диодах имеют одинаковую
величину и поэтому разность напряжений, выпрямленных обоими диодами, оказывается равной нулю. Следовательно, на переходной частоте
ω0 выходное напряжение частотного детектора равно нулю.
Если промежуточная частота отличается от своего номинального
значения, то контуры частотного детектора оказываются расстроенными.
Взаимное расположение векторов I2, U'2 и U"2 остается при этом неизменным, как и взаимное расположение векторов U1, I1 и ЕМ. Однако расстройка 2-го контура вызывает появление сдвига фаз между векторами
ЕМ и I2 на угол φ. Знак этого угла зависит от знака расстройки. Если про-
U'2
U"2
U1
I2
EM
Рис. 3.3.29. Векторная диаграмма
326
U'2
UII
UI
UI
U"2
U1
UII
Рис. 3.3.30. Векторная диаграмма
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
межуточная частота выше собственной частоты контуров, то векторная
диаграмма принимает вид, показанный на рис. 3.3.30.
Теперь напряжение на диоде VD1 больше, чем на VD2, и на выходе детектора появляется положительное напряжение, возрастающее
при увеличении расстройки.
При противоположном знаке расстройки преобладает выпрямленное напряжение диода VD2 и на выходе детектора действует отрицательное напряжение.
Детекторная характеристика схемы имеет вид, показанный на
рис. 3.3.27. Сгибы ее неизбежны, поскольку при больших расстройках
амплитуды напряжений на обоих диодах падают.
Контрольные вопросы и задания
1. В чем состоит преимущество приемников супергетеродинного
типа по отношению к приемникам прямого усиления?
2. Что такое зеркальный канал приема?
3. В чем заключаются основные функции входной цепи приемников?
4. Каково назначение УРЧ?
5. Назовите функции УПЧ.
6. Чем вызвана необходимость преобразования частоты?
3.4. АНТЕННО-ФИДЕРНЫЕ СИСТЕМЫ СРЕДСТВ
РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
3.4.1. Назначение, классификация
и основные параметры антенн
3.4.1.1. Назначение передающей и приемной антенн
Любая радиолиния (см. рис. 3.4.1) состоит из двух устройств –
передающего и приемного, связь между которыми осуществляется с помощью электромагнитных волн, распространяющихся в пространстве.
Модулированные высокочастотные колебания, вырабатываемые
передатчиком, по фидерному тракту подводятся к передающей антенне,
которая излучает в окружающее пространство свободно распространяющиеся ЭМВ.
327
Глава 3
ФИДЕРНЫЙ
ТРАКТ
ПЕРЕДАТЧИК
Передающая
антенна
СРЕДА
Приемная
антенна
ФИДЕРНЫЙ
ТРАКТ
ПРИЕМНИК
Рис. 3.4.1 Структурная схема типовой радиотехнической системы
Основным назначением передающей антенны является преобразование связанных (направляемых фидерным трактом) ЭМВ в ЭМВ,
свободно распространяющихся в пространстве.
Основным физическим процессом, протекающим в передающей
антенне, является взаимодействие зарядов с ЭМП. При излучении токи
высокой частоты, протекающие в элементах передающей антенны, возбуждают ЭМП в окружающем пространстве.
Единство и обратный характер физических процессов в передающей и приемной антеннах определяет их свойство обратимости. Это
значит, что одну и ту же антенну можно использовать как для излучения, так и для приема ЭМВ. Такие совмещенные (приемопередающие)
антенны часто применяются в радиолокации.
Практическое значение свойства обратимости состоит также
в тесной взаимосвязи с характеристиками и параметрами антенны, работающей в режимах излучения и приема. Это позволяет ограничиться
изучением основных характеристик и параметров антенны при работе
ее в одном из режимов.
Если передающая антенна преобразует энергию токов высокой частоты в энергию свободно распространяющихся электромагнитных волн,
то приемная антенна выполняет обратную задачу – преобразует энергию
свободно распространяющихся электромагнитных волн в энергию токов
высокой частоты. В обоих случаях основным физическим процессом
в антенне является взаимодействие зарядов с электромагнитным полем.
В случае передающей антенны токи, текущие в антенне, возбуждают электромагнитное поле в пространстве. Так как поле распространяется, «уходит» от антенны, то необходимо все время поддерживать
его, что осуществляется благодаря передаче энергии от движущихся
в антенне зарядов полю.
В случае приемной антенны поле приходящих радиоволн воздействует на имеющиеся в антенне свободные заряды. Под влиянием этого
328
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
поля заряды приобретают составляющую скорости в направлении действия электрического поля, т. е. в антенне возникает переменный ток.
При этом часть энергии падающей волны поступает в антенну, которая,
в свою очередь, передает ее с определенным КПД приемнику.
Наряду с отмеченным выше основным предназначением антенн
они выполняют и ряд других функций. Важнейшей из этих функций
является концентрация излучаемой мощности в определенных направлениях при заданной поляризации ЭМВ или преимущественный
прием ЭМВ с определенных направлений при заданной их поляризации.
На протяжении менее века, в силу своих направленных свойств,
антенна из простейшего средства увеличения дальности радиосвязи
в первых радиоаппаратах А. С. Попова превратилась в определяющее
звено радиоэлектронных средств (РЭС). В частности, предельные возможности современных РЭС по дальности действия, точности определения угловых координат, разрешающей способности, помехозащищенности определяются технически достижимыми характеристиками
и параметрами антенных систем.
Кроме того, антенная система в значительной степени определяет
такие показатели РЭС, как надежность, мобильность и стоимость.
3.4.1.2. Классификация антенн по диапазонам волн
Основные сведения
В соответствии с используемым диапазоном волн различают антенны длинных, средних, коротких волн, антенны УКВ и антенны оптического диапазона.
На длинных, средних и коротких волнах антенны представляют
собой системы тонких проводов, которые преобразуют токи высокой
частоты в радиоволны и формируют диаграмму направленности. Отношение линейного размера антенны L к длине волны λ здесь меньше
или порядка единицы (для антенн длинных, средних волн L / λ < 1, для
антенн коротких волн L / λ ~ 1).
Антенны УКВ можно разделить на антенны метровых волн
и СВЧ-антенны, к которым мы отнесем антенны дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волн.
Для антенн УКВ-диапазона (особенно СВЧ-антенн) характерны
следующие особенности:
329
Глава 3
`` размер
их обычно значительно больше длины волны (L / λ >> 1),
что позволяет обеспечить высокие направленные свойства антенны;
`` вместо линейных токов, текущих по тонким проводам, широко используются поверхностные токи, обтекающие большие металлические поверхности;
`` преобразование токов высокой частоты в радиоволны и формирование диаграммы направленности производится часто разными
элементами антенны. Так, в зеркальных или линзовых антеннах
источником излучения является обычно вибратор, щель, рупор
(или система вибраторов, щелей, рупоров). Диаграмма же направленности этих антенн формируется зеркалом или линзой.
Диапазон УКВ, являющийся основным для радиолокации, а также для станций помех сантиметрового диапазона волн, характеризуется большим разнообразием применяемых в нем типов антенн. Это обусловлено, с одной стороны, широкими возможностями варьирования
относительных размеров антенны, а с другой – весьма разнообразными
требованиями, предъявляемыми к антеннам таких станций.
Следует отметить, что антенна является одним из наиболее важных устройств, определяющих в значительной мере тактико-технические данные станции. Основные тактико-технические требования
к станции помех: дальность действия, точность определения координат,
разрешающая способность, помехозащищенность, скорость обзора пространства и т. д., в значительной мере обеспечиваются надлежащим выбором антенны. Правильный выбор антенны имеет существенное значение и с точки зрения надежности, удобства эксплуатации, мобильности
и стоимости станции. Стоимость современной станции в значительной
мере определяется стоимостью антенного устройства.
В отличие от ряда других узлов станции антенна не может быть
«спрятана» и поэтому наиболее подвержена как воздействию различного рода метеофакторов, так и огневому воздействию со стороны противника. Нередко это вынуждает применять различные меры защиты
антенны, например обтекатели.
Классификация антенн УКВ
Как уже отмечалось, диапазон УКВ отличается большим разнообразием применяемых в нем типов антенн. Дадим краткую характеристику основных классов антенн УКВ (рис. 3.4.2).
330
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Антенны
УКВ
Проволочные
антенны
Антенны
акустического
типа
Вибраторные
антенны
Спиральные
антенны
Решетки
поперечного
излучения
Решетки
осевого
излучения
Антенны
оптического
типа
Щелевые
антенны
Антенны
поверхностных
волн
Волноводные
антенны
Зеркальные
антенны
ФАР
Рупорные
антенны
Линзовые
антенны
Антенны
с обработкой
сигнала
Рис. 3.4.2. Классификация антенн УКВ
Проволочные антенны. Этот класс антенн (который также широко применяется и в КВ-диапазоне) можно разбить на два основных
подкласса: вибраторные и спиральные.
~λ / 2
Рис. 3.4.3. Симметричный полуволновый вибратор
В подклассе вибраторных антенн основным элементом является
симметричный вибратор длиной около λ / 2 (рис. 3.4.3). Ряд таких вибраторов, одинаково ориентированных и размещенных на некотором расстоянии друг от друга, образуют вибраторные решетки. Эти решетки
могут быть двух основных типов: с поперечным и осевым излучением.
В решетках первого типа максимум излучения направлен по нормали к плоскости решетки или отклонен от нормали на некоторый
угол. Пример такой решетки – антенна «синфазное полотно» – дан на
рис. 3.4.4.
Вибраторы в решетках первого типа питаются синфазно. Максимум излучения направлен по нормали к плоскости полотна. Для того
331
λ/2
Глава 3
Рефлектор
Активный вибратор
~
~
Рис. 3.4.4. Антенна «синфазное полотно»
Директоры
Рис. 3.4.5. Директорная антенна
чтобы излучение в подобных антеннах было в одну сторону, применяют
рефлектор (металлический лист, сетку или аналогичную решетку вибраторов), установленный на расстоянии примерно четверть длины волны
от решетки.
В решетках с осевым излучением вибраторы питаются бегущей
волной. Максимум излучения направлен вдоль линии расположения вибраторов. Примером подобной системы является весьма простая по конструкции директорная антенна (рис. 3.4.5). В этой системе питается
лишь один «активный» вибратор, поле которого возбуждает остальные
«пассивные» вибраторы. Необходимые фазы токов в вибраторах обеспечиваются подбором длин вибраторов и расстояний между ними.
Помимо простоты конструкции преимуществом антенн осевого
излучения является формирование сравнительно узкой диаграммы направленности одновременно в двух взаимно перпендикулярных плоскостях за счет увеличения лишь одного линейного размера – длины
антенны, в то время как в антеннах с поперечным излучением для этого
необходимо увеличивать оба размера полотна.
Недостаток антенн осевого излучения (по сравнению с антеннами
с поперечным излучением) – большой уровень боковых лепестков.
Рассмотрим спиральные антенны. Наиболее типичным их представителем является цилиндрическая спираль (рис. 3.4.6). Обычно такая
332
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Рефлектор
Рис. 3.4.6. Спиральная антенна
спираль применяется с рефлектором. Если длина витка спирали приблизительно равна длине волны в свободном пространстве, то максимум
излучения направлен вдоль оси.
Помимо цилиндрической используются и другие виды спиральных антенн: коническая, с переменным углом намотки, плоская и т. д.
Наиболее ценными качествами спиральных антенн являются их
диапазонность и круговая поляризация поля, создаваемого ими в направлении оси спирали.
К проволочным антеннам относятся также антенны, состоящие из
тонких проводов или металлических лент – прямолинейных или изогнутых в виде зигзага, рамки и т. п.
Антенны акустического типа. К ним относятся волноводные излучатели и рупорные антенны.
Простейшим волноводным излучателем является открытый конец
прямоугольного или круглого волновода (рис. 3.4.7, а, б). Направленность излучения такой антенны невелика. Кроме того, она плохо согласована со свободным пространством. Для увеличения направленности
и улучшения согласования открытый конец волновода снабжают рупором, который в конструктивном отношении подобен акустическому
рупору. Возможны различные типы рупоров: пирамидальный, секториальный, конический и т. д. (рис. 3.4.8, а, б, в).
Рупорные антенны просты, широкополосны, широко применяются как самостоятельные антенны (особенно в измерительной технике),
так и в качестве элементов более сложных антенн (в станциях помех
сантиметрового диапазона).
333
Глава 3
а
б
Рис. 3.4.7. Волноводные излучатели
а
б
в
Рис. 3.4.8. Рупорные антенны
Недостатком рупорных антенн является трудность получения узких диаграмм направленности.
Антенны оптического типа. К антеннам оптического типа относятся зеркальные (рефлекторные) (рис. 3.4.9) и линзовые антенны
(рис. 3.4.10). Принцип работы этих антенн заимствован из оптики. Антенны состоят из двух элементов: первичного источника (облучателя)
и зеркала или линзы, преобразующих расходящийся от точечного облучателя пучок лучей в параллельный на выходе системы.
Зеркальные и линзовые антенны получили весьма широкое распространение, в частности, в станциях помех сантиметрового диапазона.
Зеркальные антенны являются основным типом антенн, применяемых
в настоящее время в радиолокации, космической связи, радиоастрономии. Это обусловлено простотой и механической прочностью конструкции этих антенн, их диапазонностью, высоким КПД и возможностями
сравнительно несложными способами создавать различные диаграммы
направленности.
334
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Зеркало
F
Рис. 3.4.9. Зеркальная антенна
Линза
Облучатель
F
Рис. 3.4.10. Линзовая антенна
На рис. 3.4.1 отдельно выделены два весьма перспективных класса антенн: ФАР (фазированные антенные решетки) и антенны с обработкой сигнала. Эти антенны представляют собой сложные устройства
с разветвленной схемой управления и обработки сигнала. В качестве же
излучающих элементов здесь используются рассмотренные выше типы
антенн.
335
2
2
s12 s21 < 1 + s11s22 − s12 s21 − s11 − s22
2
2
(2.1.14)
2
1 + s11s22 − Глава
s12 s213 − s11 − s22
.
2 s12 s21
3.4.1.3. Основные параметры антенн
kc =
2
(2.1.15)
Как было отмечено ранее, в настоящее время существует множе( I − I minне
)(Uменее
max − U
min ) выхуказать ряд основных
ство различных типов
можно
.
(2.2.1)
P антенн.
= max Тем
8
присущих любой антенне электрических параметров, характеризующих
свойства антенны как преобразователя энергии и ее направленные свойL [дБ]⋅ N
ства.
10
10
=
, определяются при электри(2.2.2)
η
∑ обычно и
Значения этих параметров
ческом расчете или экспериментальном исследовании антенны. Они поmU
mU 0 mсвойства антенны, со0m
зволяют
и количественно
оценивать
sin (ω0 + 2πF)
t+
sin (ω0 – 2πF) t. (3.1.2)
u = Uкачественно
0m sin ω0 t +
2
2 и производить выбор
поставлять различные типы антенн между собой
целесообразного типа антенны.
∆U m
Рассмотрим основные параметры
.передающей антенны. В соотm=
U0m
ветствии с принципом взаимности параметры
антенны в режиме приема
можно определить по ее параметрам в режиме передачи.
∆f m
M = по мощности
.
Диаграмма направленности по полю,
и фазовая
F
Диаграммой (или характеристикой) направленности (ДН)
ρт = ρ1 ρ2 амплитуды поля, излучаемого
по полю f (θ, φ) называется зависимость
антенной, от пространственных углов θ и φ при постоянном расстоя+ условиях
+
нии до точек наблюдения иС
неизменных
возбуждения антенны.
= 10lg Pосн
.
(3.2.3)
Pвсп
Понятие ДН антенны имеет место только в дальней зоне, где
r >> λ. Однако для реальных антенн
для границы дальней зоны
U 2′ иформула
U 2′′
имеет вид
r≥
2 L2
,,
λ
где L – максимальный линейный размер антенны.
Необходимо отметить, что при увеличении размера L излучающей
системы граница дальней зоны быстро отодвигается, например:
6
L
= 10,
10 то дальняя зона начинается с r > 200 λ;
если
λ
L
10
зона начинается с r > 20 000 λ.
(θ, ϕ ) λ = 100,
, ϕ )дальняя
Sесли
E 2 (θто
Ψ (θ, φ) =
= F2 (θ, φ).
(3.4.2)
= 2
Выполнение
(θ, ϕ ) Emaxданного
Smax
(θ, ϕ ) условия является важным требованием при
экспериментальном
ДН с помощью пробной антенны, переме, ϕ)
S (θ, ϕ )
E 2 (θснятии
сферической
Ψ (θ, φ)щаемой
=
= F2 (θ, φ). вокруг исследуемой
(3.4.2)
= 2
по
поверхности
антенны.
, ϕ )илиE H (θ, ϕ )
Smax (θE
Диаграммаmax
направленности (ДН) по полю f (θ, φ) представляет со комплексной
бой 4модуль
может быть выражена либо ана)
4ДН,
πF 2 (θ
πf 2 (которая
θ, ϕ )
E, ϕили
H=
D (θ, φ) =
.
(3.4.6)
2
2
∫ F (θ, ϕ2)sinθd θd ϕ ∫ f (θ, ϕ2)sinθd θd ϕ
π
4336
4π
4πF (θ, ϕ )
4πf (θ, ϕ )
=
D (θ, φ) =
.
(3.4.6)
2
2
∫ F (θ, ϕ)sinθd θd4ϕπ ∫ f (θ, ϕ)sinθd θd ϕ
4πD
4π
.
(3.4.7)
max =
2
∫ F (θ, ϕ)sinθd θd ϕ
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
литически (в виде определенной формулы), либо графически (в виде
определенной поверхности).
Весьма удобным является использование так называемой нормированной диаграммы направленности. Под нормированной ДН понимается отношение значения ДН в произвольном направлении к максимальному значению ДН. Нормированная ДН имеет следующий вид:
F (θ, φ) = f (θ, φ) / fmax (θ, φ).
(3.4.1)
Очевидно, что наибольшее значение нормированной диаграммы
направленности равно единице. Использование нормированных ДН облегчает сравнение направленных свойств различных антенн.
Кроме ДН по полю, широко используются также ДН по мощности.
Диаграммой направленности по мощности называется зависимость плотности потока излучаемой мощности S от пространственных углов θ и φ при постоянном расстоянии до точек наблюдения и неизменных условиях возбуждения антенны.
Для удобства сравнения направленных свойств различных антенн
L ДН, определяемой отношением знавводится понятие нормированной
= 10
чения ДН f (θ, φ) в произвольномλ направлении к ее максимальному fmax
значению:
S (θ, ϕ )
E 2 (θ, ϕ )
(θ, φ)
φ) =
=F
(3.4.2)
ΨΨ(θ,
F22(θ,
(θ,φ).
φ).
(3.4.2)
= 2
Smax (θ, ϕ ) Emax (θ, ϕ )
Обычно антенны имеют
сложную
многолепестковую ДН
E или
H
(рис. 3.4.11). Наибольший лепесток называется главным, а направление,
в котором поле имеет наибольшую
величину, носит
название направле4πF 2 (θ, ϕ )
4πf 2 (θ, ϕ )
=
D (θ,
φ) =
(3.4.6)
ния главного
максимума.
Остальные
лепестки
–
боковые,
или .побочные.
2
)sinθd θd ϕ ∫противоположном
f 2 (θ, ϕ )sinθd θd ϕ главному,
∫ F (θв, ϕнаправлении,
Если существует лепесток
4π
4π
то его называют задним лепестком.
Направления, в которых антенна4πне излучает, называются нулевы.
(3.4.7)
ми направлениями. Dmax =
F 2 (θ, ϕ )sin
θd θизображения,
dLϕ
L
Пространственная ДН ∫неудобна
для
поэтому
на
==10
10
4π
λλ сечениями, проходящипрактике, как правило, пользуются ее плоскими
ми через направление главного максимума.
λ SS(θ(θ, ϕ, ϕ) )
EE2 (2θ(θ, ϕ, ϕ) )
22
Обычно для антенн, излучающих
линейно поляризованное
поле,
расΨΨ(θ,
(θ,φ)φ)=
=
(θ,φ)
φ). .
=
=
4 SS (θ(θ, ϕ, ϕ) ) EE2 2 (θ(θ, ϕ, ϕ) )==FF (θ,
сматривают ДН в электрической и магнитной
плоскостях.
Эти
плоскости
max
max
max
max
(называемые также главными)
и проходят через
λ max взаимно перпендикулярны
λ min
.
l
≈
l
≈
или
соответственно.
направление главного
максимума
и
векторы
EE или
или HH
max
min
4
4
44ππFF2 (2θ(θ, ϕ, ϕ) )
44ππf f2 (2θ(θ, ϕ, ϕ) )
== 2 2
337 . .
)sin
)sin
θθddθθddϕϕ ∫ ∫f f (θ(θ, ϕ, ϕ)sin
θθddθθddϕϕ
∫ ∫FF (θ(θ, ϕ, ϕ)sin
φ)≤==(0,20–0,25).
DD(θ,
(θ,ρφ)
22
4 π4 π
L
Dmax = A ,
λ
2θ°0,5
λ
=B
L 4π
4π
4 π4 π
(3.4.11)
(3.4.2
(3.4.2
(3.4.6
(3.4.6
Глава 3
Боковые лепестки
Главный лепесток
F (θ 0,5P ) = 0,707
Задний
лепесток
2θ0
F(θ) = 1
2θ 0,5P
Ну
лев
Направление
главного максимума
ое
нап
рав
лен
ие
Рис. 3.4.11. Диаграмма направленности
а
в
б
г
Рис. 3.4.12. Формы диаграмм направленности
Диаграмму направленности характеризуют формой главного лепестка и шириной его в двух взаимно перпендикулярных плоскостях,
а также уровнем боковых лепестков в определенном секторе.
Форма главного лепестка может быть разной: тороидальной,
игольчатой, веерной, специальной (например, косекансной, воронкообразной и т. п.).
Тороидальная ДН (рис. 3.4.12, а) характерна отсутствием направленности излучения в одной из главных плоскостей; при игольчатой ДН
338
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
(рис. 3.4.12, б) главный лепесток приблизительно одинаков в главных
плоскостях; в случае веерообразной ДН (рис. 3.4.12, в) главный лепесток в одной плоскости значительно шире, чем в другой; при косекансной ДН (рис. 3.4.12, г) форма главного лепестка ДН по полю в одной из
плоскостей изменяется по закону сosecθ.
Важным численным параметром антенны, характеризующим степень ее направленности, является ширина ДН (ее главного лепестка).
Ширина ДН отсчитывается на некотором условном уровне oтносительно
ее максимального значения.
Обычно ширина ДН в данной плоскости определяется как угол
между направлениями, в которых плотность потока мощности уменьшается в два раза, десять раз или до нуля по сравнению с направлением
главного максимума. Следовательно, принято использовать следующую
терминологию, определяющую ширину ДН: «по половине мощности»
(2θ0,5Р), «по 0,1 мощности» (2θ0,1Р) или «по нулям» (2θ0). Чаще всего используется величина 2θ0,5Р.
Уровень боковых лепестков определяют как отношение максимумов боковых лепестков к главному максимуму и выражают эту величину
в процентах или децибелах. Обычно боковые лепестки характеризуются
уровнем первого из них (ближайшего к главному, имеющего, как правило, наибольшую величину).
В последнее время нередко интересуются средним уровнем бокового излучения в определенном секторе. Наличие боковых лепестков в диаграмме направленности крайне нежелательно, так как они «уносят» бесполезно много энергии, могут привести к ложному пеленгу цели, снижают
помехоустойчивость и разведывательную устойчивость РЭС, мешают
нормальной работе расположенных рядом радиотехнических устройств.
Одной из важных задач при конструировании антенн является задача получения главного лепестка заданной формы при минимальном
уровне боковых лепестков.
Рассмотрим способы изображения ДН. Обычно ДН в выбранной
плоскости представляют в полярной (рис. 3.4.13, а) или прямоугольной
(рис. 3.4.13, б) системе координат.
В полярной системе координат изображение ДН нагляднее. В прямоугольной системе координат изображение ДН менее наглядно, но
удобно при высокой направленности антенны, так как масштаб по оси
абсцисс можно растянуть. Это позволяет более полно отобразить детали
ДН, число и уровень боковых лепестков.
339
Глава 3
2θº0,5P
–20º
0º
–10º
20º
10º
0,8
–30º
0,6
–40º
30º
F(θ)
Ψ(θ)
40º
0,4
–50º
50º
–60º
60º
0,2
–70º
70º
80º
90º
100º
–80º
–90º
–100º
а
F(θ) 1
0,6
F 2 (θ), дБ 2θº0,5Р
2θº0,5Р
–5
F(θ)
Ψ(θ)
–10
–15
0,4
–20
0,2
–120 –90
–60 –30
0
30
60
90
б
–30º
θº
120
–120 –90
–60 –30
–10º
0
10º
–3 дБ
30
60
в
2θº0,5Р
–20º
0
20º
30º
–5 дБ
–40º
–10 дБ
40º
–50º
–15 дБ
50º
–60º
60º
–70º
–25 дБ
–80º
–90º
70º
80º
90º
–100º
100º
г
Рис. 3.4.13. Графическое представление диаграмм направленности
340
90
θº
120
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Для этой же цели весьма часто используют логарифмический масштаб. Изображение ДН в логарифмическом масштабе может производиться как в прямоугольной (рис. 3.4.13, в), так и в полярной (рис. 3.4.13, г)
системах координат. Пересчет в децибелы производится по формуле
Ψ (θ, φ) = 10lgΨ (θ, φ) = 20lgF (θ, φ).
(3.4.3)
Значение Ψ (θ, φ) в дБ везде будет отрицательным за исключением
направления главного максимума, где оно равно нулю. Логарифмический масштаб особенно удобен при изображении ДН, у которых уровень боковых лепестков очень мал.
Фазовой ДН (фазовая характеристика) антенны Ф (θ, φ) называется зависимость начальной фазы поля от пространственных углов θ,
φ при фиксированном расстоянии от начала координат и неизменных условиях возбуждения антенны. Фазовая ДН представляет собой аргумент
комплексной ДН. Для характеристики фазы излучаемого поля удобно рассматривать также эквифазные поверхности, тесно связанные с фазовой ДН.
Эквифазная поверхность (фронт волны) представляет собой поверхность в пространстве, во всех точках которой в данный момент
времени фаза поля одинакова.
Коэффициент направленного действия и коэффициент усиления
Коэффициент направленного действия (КНД). В теории антенн
используются два эквивалентных друг другу определения КНД. В обоих случаях рассматриваемая антенна сравнивается с изотропной.
Первое определение:
D (θ, φ) = PΣ0 / PΣ при E (θ, φ) = E0,
(3.4.4)
т. е. КНД показывает, во сколько раз мощность PΣ0, излучаемая изотропной антенной, должна быть больше мощности PΣ, излучаемой
рассматриваемой антенной, при условии равенства возбуждаемых ими
в направлении θ, φ полей.
Второе определение:
D (θ, φ) = E2(θ, φ) / E02 = при PΣ0 = PΣ,
(3.4.5)
т. е. КНД показывает, во сколько раз плотность потока мощности, излучаемой антенной в направлении θ, φ, больше плотности потока мощности, излучаемой изотропной антенной, при условии равенства мощностей, излучаемых обеими антеннами в окружающее пространство.
341
L
= 10
λ
Глава 3
E 2 (θ, ϕ )
S (θ, ϕ )
Ψ (θ, φ) =
F2 (θ, φ).
(3.4.2)
= 2 часто= используемому
Второе определение
тождественно
в литеSmax (θ, ϕ ) Emax
(θ, ϕ )
ратуре определению КНД как отношению мощности, излучаемой в еди L θ, φ,к средней по всем направлениям
ницу телесного угла в направлении
= 10H
E или
мощности, излучаемой антенной:
λ
2
2
4πF (θ, ϕ )
4πf (θ, ϕ )
2
D
D(θ,
(θ,Ψφ)(θ,= φ) = 2 S (θ, ϕ ) = E =(θ, ϕ ) 2 = F2 (θ, φ).
∫F
4π
2
, ϕ()sin
S(θmax
θ, ϕθ) d θdEϕmax
(θ∫, ϕf) (θ, ϕ )sinθd θd ϕ
.
(3.4.6)
(3.4.6)
(3.4.2)
4π
следующие
Данная формула позволяет сделать
выводы:
E или
H
4
π
`` КНД определяется
лишь
ДН
и
отличается
от
по. нее по мощности
(3.4.7)
Dmax =
2
стоянным множителем;2∫ F (θ, ϕ )sinθd θd ϕ 2
4πF 4(πθ, ϕ )
4πf (θ, ϕ )
= соответствует
D (θ, φ) = значение
.
(3.4.6)
`` максимальное
КНД Dmax
направлению
2
2
f φ)
(θ,=ϕ )sin
ϕ )sin
θd θd ϕ F2∫(θ,
∫ F (θ,для
1. θd θd ϕ
главного максимума,
которого
4π
4π
λ
Следовательно,
4
4π
(3.4.7)
Dmax
=
.
(3.4.7)
max
2
λ
F
(
,
)sin
θ
ϕ
θd θd ϕλ min
max ∫
lmax ≈
lmin ≈
.
4 4π
4
Ориентировочные значения Dλmax для некоторых типов антенн приρ ≤ (0,20–0,25).
ведены в табл. 3.4.1.
4
Величину КНД часто выражают в децибелах Dmax дБ = 10 lgDmax.
Иногда КНД антенны определяют
λ КНД элементарного
λ max= A L , относительно
Dmax
(3.4.11)
2θ°0,5 =l B ≈ λ min .
≈
вибратора или КНД
полуволнового
lmax
λ вибратора.
min L
4
4
λв
λв
, ρb ≈≤ (0,20–0,25)
, где λв = .λ0 ε r
a ≈ Типы
2 антенн
2 и значения КНД
Наименование антенны
L
°
n
2θ = B
Элементарный вибратор Dmax =PA(A) ,= lim
λ N →∞0,5N
Полуволновый вибратор
Директорная антенна
λ
Зеркальная антенна (обычная)λ в
, b ≈ в , где λв = λ0
a≈
Зеркальная антенна крупных радиотелескопов
2 A 2
λ
L
Таблица 3.4.1
КНД Dmax
1,5
1,64
20–40
1 000–50 000
ε r До 108
(3.4.11)
P = P (A, B) / P (B)
B
n
Коэффициент усиления
(КУ).
P (A)
= limКоэффициент усиления показыN →∞ N
вает, во сколько раз мощность,
подводимая
к изотропной антенне,
∑ P ( Ai ) = 1.
не имеющей потерь, должнаi быть больше мощности, подводимой
к рассматриваемой антенне, при условии равенства полей, возбуждае A
мых этими антеннами в Pнаправлении
B)φ.
/ P (B)
= P (A, θ,
B
7
342
∑ P ( Ai ) = 1.
i
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Таким образом, при определении КУ сравниваются мощности,
подводимые к изотропной и рассматриваемой антеннам, в то время как
при определении КНД сравнивались мощности, излучаемые этими антеннами.
Так как КНД изотропной антенны принят равным единице, то
G (θ, φ) = P0подв / Pподв = PΣ0 PΣ / PΣ Pподв = D (θ, φ) η,
(3.4.8)
т. е. КУ антенны представляет собой произведение КНД на КПД. Для
большинства антенн УКВ-диапазона величина η ≈ 1 и значение G мало
отличается oт D.
Сопротивление излучения антенны
Сопротивление излучения RΣ вводится обычно для проволочных
антенн.
Сопротивление излучения RΣ – это коэффициент, с помощью которого, зная ток в антенне, можно определить излучаемую мощность PΣ
по обычной формуле теории цепей:
PΣ = I2RΣ / 2.
(3.4.9)
Входное сопротивление антенны
Входное сопротивление Zвх определяется как отношение комплексной амплитуды напряжения Uвх к комплексной амплитуде токa Iвх
на входе антенны:
Zвх = Uвх / Iвх = Rвх + jXвх.
(3.4.10)
Активная составляющая входного сопротивления характеризует
расходуемую в антенне активную мощность, которая представляет собой сумму мощности излучения и мощности потерь, реактивная составляющая входного сопротивления – реактивную мощность, сосредоточенную вблизи антенны.
Поляризационная диаграмма антенны
Важной характеристикой антенны является поляризация излучаемого ею поля. В общем случае поле антенны в дальней зоне и соответственно векторная ДН имеют две ортогональные составляющие по θ и φ
сферической системы координат.
343
Глава 3
Величины Eθ и Еφ в общем случае различной амплитуды и сдвинуты друг относительно друга по фазе. При этом поле антенны поляризовано эллиптически – конец вектора напряженности электрического
(магнитного) поля описывает за период высокой частоты эллипс, лежащий в плоскости, перпендикулярной направлению распространения
(картинной плоскости).
L определяется следующими
Поляризационный эллипс (рис. 3.4.14)
= 10
L
λ
параметрами:= 10
L
λ
`` коэффициентом
равномерности (эллиптичности,
поляризации)
2 = 10
(
,
)
(θ, ϕ ) b к2 большой а:
S
E
θ
ϕ
λэллипса
р, равным 2отношению
малой
полуоси
Ψ (θ, φ) =
(3.4.2)
L= 2 (θ, ϕ ) = F (θ, φ).
S (pθ,=ϕ )b / a; E (θ, ϕ )
Smax
max
10 2
Ψ (θ, φ) =
= F2 (θ, φ)
. (θ, ϕ ) =E(3.4.2)
= 2
S (θλ, ϕ ) β; E (θ, ϕ )
(θ, ϕ ) наклона
S`max
Emax (θ,большой
ϕ ) Ψ (θ,
` углом
полуоси
φ) = эллипса
= F2 (θ, φ).
(3.4.2
=
2
(θ, ϕ ) H Emax
(θвращения
, ϕ)
`` направлением вращения вектораSE
.
Направление
вектоили
max
2
S (образом:
E (θ, смотреть
θ, ϕ )
ϕ)
2 вслед ухора E определяется
или H
Ψследующим
(θ, φ) =
(θ, φ).
(3.4.2)
= если
=F
2
2 (θ, ϕ )
2
S
(
,
)
E
θ
ϕ
вращающимся
дящей волне и видеть при этом
вектор
max H 4πf (θпо
4πmax
F (θ, ϕ ) E или
, ϕ )часовой
=
D (θ, φ) = иметь
.
(3.4.6)
2
4πFстрелке,
(θ, ϕ ) то поле будет
4πf 2 (θF, ϕ2 )(θэллиптическую
, ϕ )sin
f 2 (θ, ϕ )sinθdправого
ϕ поляризацию
θd ϕ
θ2d θd(3.4.6)
∫
∫
=
D (θ, φ) =
.
2
стрелки
или
(θ, ϕ ) H часовой
4πf 2 (θ, ϕполе
)
π вектора
4)sin
4π
fD2 ((θ,
ϕ )sinθd θd ϕпри∫вращении
θ, ϕφ)
θd θd ϕ4πEF против
∫ F (θ,вращения;
=
=
.
(3.4.6
2
2
имеет эллиптическую
поляризацию
левого
вращения.
Направле4π
4π
F
(
,
)sin
d
d
f
(
,
)sin
d θd ϕ
θ
ϕ
θ
θ
ϕ
θ
ϕ
θ
∫
∫
ние вращения (правое или левое)
4πF 2 (θможно
, ϕ ) 4πуказать,44πприписывая
πf 2 (θ, ϕ ) ус.
(3.4.7)
Dmax42 π=
=
D
(θ,
φ)
=
.
(3.4.6)
2
2
ловно тот 4или
π иной знак (плюс
F минус)
(θd,θ(3.4.7)
ϕd)sin
θd∫θdf ϕ(θ, р.
F (θ,или
ϕ∫)sin
θ
ϕ величине
ϕ )sinθd θd ϕ
∫
.
Dmax =
2
ПриFпереходе
пространства
4к4ππ другой параметры
4π
π
4точки
(θ, ϕ )sinθот
d θdодной
ϕ
∫
=
.
(3.4.7
Dmax
2
поляризационного
эллипса изменяются.
4π
F (θ, ϕ )sinθd θd ϕ
∫
Зависимость
коэффициента
λ 4π
r
4π
.
(3.4.7)
Dmax =
24
равномерности
поляризационного
элλ iθ
F (θ, ϕ )sinθd θd ϕ
∫
липса
углов θ
λ
4
4 π от пространственных
и φ называют4поляризационной
диаλ max
λ min
r
β
lmax ≈ граммой
lmin ≈
.
антенны.
λ
λ max
λ
4
Emin . 4
lmax ≈
lmin ≈
указать,
что
λ знание
4
4
4 l ≈ λ maxСледует
lmin ≈ min .
свойств
r maxполяризационных
4 антенны
ρ ≤4 (0,20–0,25).
а
i
b
весьма
важно.
Например,
если
плоλ
λ
φ
ρ ≤ (0,20–0,25).
max
min
lmax ≈ скости
поляризации
lmin ≈полей
. двух ан4
Lρ ≤ (0,20–0,25)
λ. 4
Dmaxтенн
= A взаимно
, 2θ°0,5 перпендикулярны,
=B
то (3.4.11)
L
λ
λ (3.4.11)
L
Dmax = A , 2θ°0,5 = B
одна
не
будет
принимать
излучение
.
ρ ≤ (0,20–0,25)
L
λ
λ
L
Dmax = иA наоборот.
, 2θ°0,5 Аналогично
(3.4.11
=B
этоРис. 3.4.14. Поляризационный эллипс λ другой
λв λ
L
в
ε
, b ≈антенна,
, где λизлучающая
=
λ
a ≈ му
в
данном
в
0
L
λ
λ
λr
D2max = A 2поляризации,
, 2θ°0,5 = B не примет пада- (3.4.11)
где λсв некоторым
= λ0 ε r эллипсом
aнаправлении
≈ в , b ≈ в ,поле
λ
λ
2 на нее
2 с этого направленияa волны,
≈ в , где
λв =Lλ0 ε r которой
≈ в , λbэллипс
ющей
поляризации
n
2
2
P (A) = lim
является «обратным»
первому (т. е. повернут
на 90° и имеет противопоn
λ
λ N →∞ N
P (A) = lim
a ≈ в , b ≈ в , где λв = λ0 ε r
n
N →∞ N
2
P2 (A) = lim
N
→∞
N
344
A
n
P (A,
B) / P (B)
P P =(A)
= lim
B
A
N →∞ N
P = P (A, B) / P (B)
B
A
P = P (A, B) / P (B)
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
ложное направление вращения). Это обстоятельство необходимо учитывать при выборе приемной и передающей антенн для той или иной
радиолинии.
Рабочий диапазон частот антенны
Антенна обычно рассчитывается для работы в некотором диапазоне частот. При изменении частоты изменяется распределение тока (или
поля) в антенне, что приводит к изменению ее параметров.
Интервал частот, в котором заданные параметры антенны не
выходят из заданных границ, называется рабочим диапазоном частот
антенны (полосой пропускания).
Весьма часто рабочий диапазон определяют по изменению входного сопротивления антенны Zвх. Изменение Zвх сказывается на режиме
работы передатчика, что может привести к его нестабильной работе.
При определении рабочего диапазона по входному сопротивлению исходят из допустимого в фидерной линии значения коэффициента стоячей волны Kсв. В зависимости от выбора допускаемого значения Kсв получим то или иное значение полосы пропускания Δf (рис. 3.4.15).
Обычно в фидерных трактах наземных РЛС допускается значение Kсв до 1,5, в самолетных – до 1,2. В изучаемых станциях помех КВи УКВ-диапазонов данный параметр измеряется.
В зависимости от назначения радиотехнического устройства исходными при определении рабочего диапазона могут быть также допустимые границы изменения КНД, ширины главного лепестка, уровня
боковых лепестков и т. п.
Kсв
Kсв.доп
1
fmin
f0
Δf
fmax
f
Рис. 3.4.15. График зависимости коэффициента
стоячей волны от частоты
345
Глава 3
При использовании антенн с вращающейся поляризацией параметром, определяющим рабочий диапазон, является обычно коэффициент
равномерности. Если заданы границы изменения нескольких параметров, то рабочий диапазон будут определять те из них, которые быстрее
всего изменяются при изменении частоты, причем верхнюю границу fmax
может определять один параметр, а нижнюю fmin – другой.
Если ширина полосы пропускания Δf менее 10 % по отношению
к средней частоте диапазона f0, то антенну условно называют узкополосной. Антенны с полосой пропускания 10–50 % называют широкополосными. Если отношение fmax / fmin больше двух, то антенну называют диапазонной. Для диапазонных антенн вводится коэффициент перекрытия
диапазона K = fmax / fmin. Антенны с коэффициентом перекрытия больше
пяти называют частотно-независимыми.
В настоящее время обеспечение широкой полосы пропускания является одним из важнейших требований, предъявляемых к антеннам. Связано
это с необходимостью изменения рабочей частоты при наличии активных
помех, а также внедрением в современных РЭС широкополосных сигналов.
Допустимая величина излучаемой мощности
При повышении мощности, излучаемой антенной, растут токи
и заряды на элементах антенны, а следовательно, и напряженность электрического поля возле антенны. Если токонесущие части антенны окружены воздухом, то при Е > 30 кВ/см наступает электрический пробой,
который нарушает нормальную работу антенной системы.
Таким образом, предельно допустимая мощность излучения определяется из условия Е < 30 кВ/см в точке максимальной напряженности
поля вблизи поверхности антенны. Рабочую мощность антенны выбирают в 2–3 раза меньше предельно допустимой.
Величина предельно допустимой мощности излучения обычно
определяется экспериментально.
3.4.2. Типы антенн, применяемых
в автоматизированных станциях
помех КВ- и УКВ-диапазонов
У большинства антенн в качестве основных излучающих (принимающих) элементов применяются симметричные или несимметричные
вибраторы.
346
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Симметричный вибратор состоит из двух проводников одинаковой длины, между которыми включается питающая линия – фидер,
соединяющая антенну с передатчиком или приемником (рис. 3.4.16).
Симметричный вибратор длиной λ / 2 называется полуволновым
(рис. 3.4.16, б).
Вследствие отражения тока и напряжения у концов проводов антенн вдоль проводов устанавливается стоячая волна (полуволна) тока
и напряжения. Несимметричный вибратор имеет один проводник, соединенный с передатчиком (приемником), второй зажим которого соединяется с землей (противовесом) – рис. 3.4.17, а.
l=λ
Ток
Фидер
l = λ/2
Фидер
Напряжение
а
б
Рис. 3.4.16. Симметричный вибратор: а – равный длине волны; б – полуволновый
iсм
iпр
L
iпр
Фидер
iпр
iсм
iпр
iпр и iсм
а
б
в
Рис. 3.4.17. Несимметричный вибратор: а – устройство; б – антенна с заземлением;
в – антенна с противовесом
347
Глава 3
120º
90º
60º
150º
180º
а
б
в
Рис. 3.4.18. Штыревая антенна и ее диаграмма направленности в полярных координатах:
а – антенна; б – ДН в вертикальной плоскости; в – ДН в горизонтальной плоскости
Приемник
Противовес
Rн
Основной
лепесток
Задний и боковые
лепестки
90º
а
180º
0º
Мачта
270º
б
в
г
д
Рис. 3.4.19. Виды антенн и их ДН: а – приемная антенна бегущей волны; б – λ-образная
передающая антенна бегущей волны; в – логопериодическая антенна; г – ДН в горизонтальной плоскости направленных антенн; д – ДН в вертикальной плоскости
направленных антенн
348
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
На характеристики антенн существенное влияние оказывают земная поверхность и близкорасположенные предметы. В зависимости от
длины волны земля может рассматриваться как проводник (λ > 100 м)
или как диэлектрик (УКВ-диапазон). В общем случае земля является
полупроводящей средой.
Путь тока в антенне (рис. 3.4.17, б, в) можно разбить на три участка: провод антенны, по которому течет ток проводимости (iпр); воздушный промежуток между антенной и поверхностью земли, через который
протекает ток смещения (iсм); почва, в которой текут токи проводимости
и смещения. Особое значение имеет участок у основания антенны, куда
стекаются все токи, идущие в земле. Поэтому часто приходится искусственно увеличивать проводимость близлежащих к антенне участков
земли, укладывая провода заземления или сооружая противовес – систему проводов, расположенных под антенной вблизи земли, но изолированных от нее (рис. 3.4.17, в).
В станциях помех КВ- и УКВ-диапазонов широко применяются
антенны типа «штырь» (рис. 3.4.18, а), λ-образная бегущей волны, логопериодическая (рис. 3.4.19, б, в).
Штыревая антенна является простейшей ненаправленной антенной. В горизонтальной плоскости антенна излучает во все стороны
одинаково, а в вертикальной плоскости максимальное излучение направлено вдоль поверхности земли. В зенит антенна практически не излучает.
Проволочная антенна бегущей волны (рис. 3.4.19, а) в простейшем случае представляет собой прямолинейный провод, подвешенный
на высоте нескольких метров (1–3 м) над поверхностью земли. Длина
провода должна в несколько раз превосходить длину волны.
Конец линии нагружен на сопротивление Rн, равное волновому
сопротивлению линии (примерно 400 Ом). Противовес составлен из
изолированных проводов длиной 1–3 м, веером раскинутых по земле.
Максимум излучения направлен вдоль провода антенны в сторону нагрузки.
Антенна, замкнутая на поглощающее сопротивление, называется
апериодической антенной1. Поглощающее сопротивление должно равняться по величине волновому сопротивлению антенны.
В противоположность антеннам, настроенным в резонанс с рабочей частотой, антенны с поглощающим сопротивлением можно рассма1
Ротхаммель К. Антенны. – М. : Энергия, 1969. – 312 с.
349
Глава 3
тривать как линию передачи, где вторым проводником служит земля.
Так как эта линия замкнута на сопротивление, равное ее волновому сопротивлению, то ток во всех точках линии одинаков.
Известно, что согласованная линия питания не является излучающей системой. Однако в случае апериодической антенны оба проводника (собственно антенна и земля) разнесены на такое большое расстояние, что их магнитные поля не уничтожаются, и следовательно, вся
система становится излучающей и может применяться в качестве передающей или приемной антенны.
Входное сопротивление апериодической антенны очень слабо
зависит от частоты. Таким образом, такая антенна является широкополосной, что в некоторой степени уменьшает тот ее недостаток, что некоторая часть высокочастотной энергии поглощается активным сопротивлением.
Коэффициент усиления апериодической антенны увеличивается
по мере увеличения длины проводника относительно длины рабочей
волны. Благодаря нагрузке линии на сопротивление, равное волновому,
в ней устанавливается режим бегущей волны. Зеркальное изображение
линии достаточно удалено от самой линии, особенно в случае плохой
проводимости почвы, а потому часть энергии излучается в пространство. Излучение происходит преимущественно в направлении провода –
от передатчика к нагрузке.
ДН имеет в вертикальной плоскости вид лепестка, прижатого
к земле (рис. 3.4.20, а), а в горизонтальной плоскости она изображается
основным лепестком с максимумом вдоль провода и несколькими побочными лепестками, выраженными слабо (рис. 3.4.20, б).
Коэффициент усиления антенны в направлении максимума излучения зависит от отношения длины провода к длине волны и возрастает
при увеличении этого отношения. На метровых волнах, например, антенна длиной 30 м дает значительное усиление (в 5 и более раз по сравнению со штыревой четвертьволновой антенной). При расположении
провода непосредственно на земле коэффициент усиления уменьшается
до значений 0,05–0,15.
Для получения удовлетворительной направленности на коротких
волнах следует брать такую антенну длиной в 100 м и более.
Входное сопротивление антенны бегущей волны, как известно из
теории линий передачи, равно примерно 400 Ом и мало зависит от длины волны.
350
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
а
б
Рис. 3.4.20. Диаграмма направленности антенны бегущей волны
Разновидностью антенн бегущей волны является λ-образная антенна с одним или несколькими лучами1. В зависимости от конструкции антенной системы нагрузочным сопротивлением может быть заземленный коаксиальный кабель (до 100 м в диапазоне КВ).
Если провод антенны бегущей волны поднять над землей, прикрепив его в одной точке через изолятор к мачте, то коэффициент усиления вдоль земной поверхности увеличится при прежнем характере ДН
(главный лепесток приблизится к земле). Такая антенна с симметричными скатами (рис. 3.4.21, а) называется полуромбической, а с несимметричными скатами (рис. 3.4.21, б) – λ-образной (лямбдаобразной).
На рисунках даны выгодные соотношения размеров обеих антенн. Мы
видим, что для полуромбической антенны требуется мачта высотой 2λ,
а для λ-образной – лишь 0,6λ. Полуромбические и λ-образные антенны
применяются для передачи и приема на метровых и на коротких волнах.
В применяемых антеннах ширина ДН находится в пределах от 60°
до 180°, КБВ в фидерном тракте составляет не менее 0,2.
Логопериодическая антенна представляет собой систему вибраторов различной длины, синфазно подключенных к собирательной
двухпроводной линии для получения направленного излучения. Электрические свойства антенны периодически изменяются так же, как
и функция логарифма частоты. Антенна является широкополосной.
Широкополосность обеспечивается тем, что при работе антенны
активно излучает вибратор, длина которого ближе всего к 0,5λ. Вибратор, который длиннее активного, является рефлектором, а который короче – директором. При изменении длины волны активная область перемещается по антенне.
1
Изюмов Н. М. Курс радиотехники. – 3-е изд., перераб. и доп. – М. : Воен. изд-во,
1958. – 689 с.
351
Глава 3
3λ
3λ
2λ
R
а
2,5
0,8
λ
λ
0,6 λ
R
б
Рис. 3.4.21. Полуромбическая (а) и лямбдаобразная (б) антенны
Наибольшая рабочая длина волны антенны λmax несколько меньше
удвоенной длины самого большого вибратора антенны, а наименьшая
длина волны λmin – несколько больше удвоенной длины наименьшего
вибратора. У антенн КВ-диапазона ширина ДН составляет 60–120° в горизонтальной плоскости при КБВ в фидерной линии 0,3.
Таким образом, логопериодические антенны относятся к классу
широкополосных направленных антенн со сплошным перекрытием
по частоте и обладают коэффициентом перекрытия (отношение верхней
рабочей частоты к нижней), равным 10 и более.
Рабочая полоса частот антенны со стороны нижних частот ограничена размерами наибольшего вибратора, входящего в антенное полотно.
Верхняя рабочая частота теоретически не ограничена и определяется на
практике конструктивными возможностями установки достаточно коротких вибраторов.
352
ln–1
l2
2α
ln
l1
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
d1
dn–2
d2
d n–1
а
КЗ-перемычка
Изолятор
А
Узел А
б
Рис. 3.4.22. Логопериодическая антенна: а – структура антенного полотна;
б – конструкция антенны
В настоящее время известно большое число разновидностей логопериодических антенн, отличающихся в основном формой вибраторов.
На практике применяются линейные разрезные вибраторы, вибраторы
треугольной и трапецеидальной формы и др.
Один из простейших вариантов логопериодической антенны показан на рис. 3.4.22. Основой антенны является антенное полотно логопериодической структуры, состоящее из ряда параллельных линейных
разрезных вибраторов, подключенных к двухпроводной линии с после353
Глава 3
довательной переменой фазы напряжения. Для удобства подключения
половинок вибратора проводники двухпроводной линии разнесены
в вертикальной плоскости.
Структура антенного полотна характеризуется определенными
геометрическими соотношениями. Длины вибраторов и расстояния
между ними уменьшаются в направлении к точкам подключения кабеля
снижения в геометрической прогрессии со знаменателем τ, называемым
периодом структуры (рис. 3.4.22, а).
Диаметры вибраторов также должны уменьшаться в направлении
к точкам подключения кабеля снижения в геометрической прогрессии
со знаменателем τ. Однако в целях упрощения конструкции допустимо
изготавливать все вибраторы из трубок одинакового диаметра.
Вибраторы логопериодической антенны вписываются в равнобедренный треугольник. Основанием треугольника служит наиболее
длинный вибратор, размеры которого составляют около половины длины волны, соответствующей низшей рабочей частоте. Размеры наиболее короткого вибратора составляют около половины длины волны, соответствующей высшей рабочей частоте.
Электрические параметры антенны зависят от угла 2α при вершине треугольника, в который вписаны вибраторы, и от периода структуры τ, равного отношению длин рядом расположенных вибраторов
(более короткого к более длинному). Чем меньше угол 2α и чем ближе
период структуры τ к единице, тем больше коэффициент усиления антенны. Однако при уменьшении угла 2α и увеличении периода структуры τ возрастают габариты и масса антенны. Поэтому угол 2α и период
структуры τ выбираются из условий компромисса между габаритами
и массой антенны, с одной стороны, и электрическими параметрами –
с другой. Обычно угол 2α составляет от 3 до 60°, а период структуры τ
от 0,7 до 0,9.
Важным параметром логопериодической антенны является параметр а, называемый относительным расстоянием и равный отношению расстояний между любой парой вибраторов к длине большего из
них. Параметр а связан с периодом структуры τ и половиной угла при
вершине треугольника α. Таким образом, при выбранных τ и а угол α
определяется однозначно.
Рассмотрим принцип действия логопериодической антенны, изображенной на рис. 3.4.22, считая, что антенна работает в режиме передачи.
354
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Такую антенну удобно трактовать как линейную решетку симметричных вибраторов монотонно изменяющейся длины, возбуждаемых
двухпроводной линией с перекрещивающимися проводниками. Линия
возбуждается от генератора со стороны вибраторов меньшей длины.
Конструктивное исполнение такой плоской антенны не требует
специального симметрирующего устройства. Для объяснения действия
вибраторной логопериодической антенны следует вначале выделить активную область с наибольшими излучающими токами.
В первом Lприближении
эта область включаетLв =себя
= 10
10 вибратор реλ (размер плеча около λ / 4) и пару λвибраторов, примызонансной длины
кающих к нему с двух сторон. Другие вибраторы из-за значительной
, ϕ)
)
S (θвозбуждаются
E 2 (θ, ϕслабее,
S (θ,на
E 2 (θ, ϕ ) поле неϕ ) излучаемое
расстройки
и(θ,их
Ψ (θ,
φ) =
= FΨ2 (θ,
φ)
φ)влияние
.=
(3.4.2)
= F2 (θ, φ).
= 2
= 2
Smax (θ, ϕ ) Emax (θ, ϕ )
велико. Smax (θ, ϕ ) Emax (θ, ϕ )
Условия возбуждения и взаимное влияние вибраторов активной
области сочетаются
образом, что более длинный
ведет
H
E или вибратор
H
L E или таким
= 10 и ток в нем опережает по фазе ток резонансного
себя как рефлектор
λ
вибратора.
4πF 2 (θ, ϕ )
4πf 2 (θ, ϕ )
4πF 2 (θ, ϕ )
4πf 2 (θ, ϕ )
=
=
D (θ, φ) = Напротив,
D
(θ,
φ)
=
.
(3.4.6)
.
ток в более коротком
вибраторе
отстает по фазе2от тока
2
2
2
SF(θ(,θϕ,)ϕ )sinθEd2θ(dθ,ϕϕ ) ∫ f 2(θ, ϕ )sinθd∫θdFϕ (θ, ϕ )sinθd θd ϕ ∫ f (θ, ϕ )sinθd θd ϕ
∫
и
короткий
играет роль 4директора.
Ψ (θ, φ)резонансного
= 4π
=F
(θ, φ). вибратор
(3.4.2)
=вибратора
2
π
4π
Smax (θ, ϕ )излучение
(θ, ϕнескольких
) 4π
Emax
Совместное
вибраторов активной области усиливается в направлении
4πвершины антенны и компенсируется
4π в обратном
.
= длинных
(3.4.7)
.
Dmax E= или
Dmax
направлении,
т.F е.
в
сторону
расположения
более
вибраторов.
2 H
2
(θ, ϕ )sinθd θd ϕ
F (θ, ϕ )sin
θd θd ϕ
∫
∫
Форма4измеренной
ДН в плоскостях Е и Н4для
одного из образцов
π
π
4πF 2антенны
(θ, ϕ )
4πна
f 2 (рис.
θ, ϕ )3.4.23. В плоскости Е ДН получается
плоской
показана
=
D (θ, φ) =
.
(3.4.6)
направленных
F 2 (из-за
(θ, ϕ )sinодного
θ, ϕ )sin
θd θd ϕλ ∫ f 2свойств
θd θd ϕ вибратора в этой
λ плоскости.
∫у́же
Рабочая полоса
частот
вибратора
логопериодической
антенны сниπ
4π
4
4
4
зу ограничивается допустимыми габаритами самых больших вибраторов
4π
λ max(3.4.7)
λ
Dmax =λ max
. λ min
– размерами
самого
вибратора lmin ≈ min .
. lmax ≈малого
lmin ≈
lmax ≈
2 (иθ,сверху
F
ϕ
)sin
θ
d
θ
d
ϕ
4
4
4
∫4
Однако
для сохранения удовлетворительного направленного дей4π
ствия на крайних
частотах
. рабочего диапазона
(0,20–0,25).за вибраρ ≤ (0,20–0,25)
ρ ≤установить
λ
тором, резонирующем
на самой длинной волне, еще один-два более
4
длинных вибратора-рефлектора,
а перед вибратором, резонирующем на
L
L
λ
λ
°
самойDкороткой
волне
–
два-три
более
коротких
Dmax = Aвибратора-директора.
=
A
,
(3.4.11)
, 2θ°0,5 = B
=
2θ
B
max
0,5
λ
λ
L
L
λ maxПрактически
удаетсяλ min
в 10-кратном
диапазоне длин волн с помо lmax ≈
lmin ≈
.
4
щью 4вибраторных
логопериодических
антенн получать почти неизменλ
λ
λв
λ
ныеaхарактеристики
при
λв = λ0 ε r
, b ≈ в , где отражения
λв = λ0 ε r на
≈ в , b ≈ в , гденаправленности
a ≈ коэффициенте
2
2
2
входе ρ 2≤≤ (0,20–0,25).
(0,20–0,25)
.
n
LP (A) =° Nlim
λ
→∞
N
Dmax = A , 2θ 0,5 = B
λ
L
a≈
λв
λ
εr
, bP≈ A в ,=где
λв =B)λ/0 P (B)
P (A,
n
P (A) = lim
N
→∞
N
(3.4.11)
A
P = P (A, B) / P (B)
355
(3
Глава 3
90°
60°
30°
Плоскость H
кость
Плос
0,2
90°
0,4
60°
E
0,6
0,8 1,0
θ=0
30°
Рис. 3.4.23. Форма измеренной ДН логопериодической антенны
в плоскостях Е и Н
Конструкция антенны показана на рис. 3.4.22, б. Двухпроводная
линия изготовляется из труб диаметром 18–22 мм. Половинки вибраторов крепятся к двухпроводной линии либо с помощью скоб из листовой
стали толщиной 1,5–2 мм, либо сваркой.
В КВ-диапазоне собирательная линия и вибраторы логопериодических антенн изготавливаются из медного провода МГ6.
Конические антенны – частный случай широкополосных вибраторов (рис. 3.4.24). Поле излучения создается токами, обтекающими конус,
а диск играет роль экрана и почти не излучает. При угле α = 60° достигается наибольший коэффициент перекрытия диапазонов, равный примерно 5, при КБВ – 0,5 в фидере с волновым сопротивлением 50 Ом. При
этом максимальная длина волны равна 3,6b. Диаграмма направленности
дискоконусной антенны КВ и УКВ примерно такая же, как и у обыкновенного штыря. Коническая (конусная, дискоконусная) антенна по ширине полосы частот является альтернативой логопериодической антенне.
Особую группу антенн составляют приемные пеленгаторные
антенны1, которые используются для измерения пеленга (направления) на работающий радиопередатчик. Процесс преобразования при1
См. также: Мейнке Х., Гундлах Ф. В. Радиотехнический справочник : в 3 т.
Т. 1. – М.-Л. : Гос. энергетич. изд-во, 1960. – 416 с.
356
а
b
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
α
в
б
Рис. 3.4.24. Конические антенны: а – конструкция антенны; б – ДН в Е-плоскости;
в – структура антенны
емной ненаправленной антенны в простейшую пеленгаторную поясняет рис. 3.4.25, где показаны приемное устройство со штыревой
антенной (а), приемное устройство с рамочной антенной (б), приемное
устройство с комбинированной антенной (в).
Если штыревую антенну из провода изготовить в виде рамки с одним или несколькими витками, то ее диаграмма направленности будет
иметь вид восьмерки. Однако в данном случае имеется неоднозначность
при определении направления прихода волны. Для исключения двухзначного отсчета пеленга применяют комбинацию антенн: одну направленную, например рамочную, а вторую – штыревую.
Результирующая диаграмма имеет вид кардиоиды (рис. 3.4.25, в),
в которой имеется один максимум и один выраженный минимум приема. Пеленг определяют, вращая антенну до получения максимальной
или в данном случае минимальной (для повышения точности) слышимости сигнала.
В настоящее время применяют систему из ненаправленных неподвижных антенн (Н-образные и U-образные антенные системы типа
357
Глава 3
Приемное
устройство
Приемное
устройство
а
б
Приемное
устройство
в
Рис. 3.4.25. Образование пеленгаторной антенны
с
з
в
ю
Фидерная линия
а
б
Рис. 3.4.26. Н-образные и U-образные антенные системы типа Эдкока – Комолова
Эдкока – Комолова) – рис. 3.4.26, а и б соответственно. Н-образная антенна состоит из четырех симметричных вибраторов.
Противоположные вибраторы соединяются между собой в пеленгационные пары «север – юг» и «восток – запад».
Для уменьшения ошибок пеленгования могут применяться восемь вибраторов, в каждой пеленгационной паре по четыре вибратора.
Совместно с входными устройствами пеленгаторов, основу которых составляют суммарно-разностные трансформаторы, ВЧ-энергия сигнала
358
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
преобразуется в напряжение, содержащее информацию об угле прихода
волны.
U-образную антенну можно рассматривать как Н-образную антенну, у которой нижние половины вибраторов заменяет земля.
Директорная антенна, или антенна типа «волновой канал»
(в иностранной литературе – антенна Яги или Уда-Яги), представляет собой дальнейшее развитие системы «активный вибратор – пассивный вибратор» с целью сужения ДН и повышения КНД.
Антенна применяется в диапазоне волн от 30–40 см до 4–5 м
(рис. 3.4.27).
На металлической стреле крепятся активный вибратор (обычно
шлейф-вибратор Пистолькорса) и ряд пассивных вибраторов. Один из
них является рефлектором (иногда роль рефлектора выполняет металлический экран).
Постановка более одного рефлектора не эффективна, так как поле
за рефлектором слабое. Рефлектор располагается на расстоянии (0,15–
0,25)λ от активного вибратора. Число директоров обычно не превышает
10–12, расстояния между ними – (0,1–0,35)λ.
Направленные свойства антенны определяются числом директоров, расстояниями di и длиной пассивных вибраторов. Обычно активный вибратор на 3–5 % короче полуволнового; директоры укорочены на
5–15 %, а рефлектор на 2–5 % длиннее полуволнового.
Рефлектор
Активный вибратор
Директоры
θ
d1
0
d2
1
d3
2
N –1
Рис. 3.4.27. Директорная антенна
359
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Глава 3
120°
90°
60°
30°
150°
θ=0
180°
210°
270°
300°
330°
Рис. 3.4.28. АДН директорной антенны
Директоры возбуждаются волной, распространяющейся вдоль
оси, образуя своеобразный «волновой канал». В этом отношении директорная антенна аналогична антенне бегущей волны.
Результирующая амплитудная диаграмма направленности (АДН)
директорной антенны может быть определена перемножением множителя системы и ДН полуволнового вибратора (рис. 3.4.28). Из рисунка
видим, что рассматриваемая антенна имеет довольно высокий уровень
боковых лепестков (в некоторых случаях он достигает −3 дБ). Типичное
значение ширины главного лепестка по уровню половинной мощности
составляет 25–30°.
Директорные антенны довольно критичны к выбору размеров
вибраторов и расстояния между ними. Наилучшие характеристики достигаются, если длина рефлектора (0,48–0,52)λ, длина директора (0,40–
0,58)λ при расстоянии между активным вибратором и рефлектором
(0,15–0,25)λ, а между активным вибратором и первым директором такая
же, как и между директорами и равно (0,1–0,3)λ.
Количество директоров обычно не превышает 10. Это объясняется тем, что токи, наведенные в директорах, убывают при увеличении их
номера, и следовательно, влияние их ослабевает.
При указанных параметрах активная часть входного сопротивления антенны из-за взаимного влияния вибраторов уменьшается по сравнению с сопротивлением одиночного активного вибратора в 2–3 раза.
В этом случае для согласования директорной антенны со стандартным
360
4π
4π
Dmax =
4π
∫F
2
(θ, ϕ )sinθd θd ϕ
.
(3.4.7)
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
4π
коаксиальным фидером, имеющим волновое сопротивление 75 Ом, в каλ
честве активного вибратора обычно используется однопетлевой вибратор Пистолькорса. Симметризация4 питания активного вибратора осуществляется с помощью U-колена.
λ max
λ min
Как уже отмечалось,
директорные
.
lmax ≈
lантенны,
характеризующиеся
min ≈
4 (АБВ). Как будет
линейным ФР, относятся 4к антеннам бегущей волны
показано ниже, максимальный КНД и ширину главного лепестка АДН
(0,20–0,25)
.
ρ с≤помощью
таких антенн можно оценить
следующих
соотношений:
D
Dmax
max = A
L
,
λ
2θ°0,5 = B
λ
.
L
(3.4.11)
(3.4.11)
λ длиныλ антенны влияние крайних директоров
По мере увеличения
a ≈ в , b ≈ в , где λв = λ0 ε r
на ее направленные свойства
ослабевает.
По этой причине коэффициен2
2
ты А и В в приведенных равенствах являются функциями волнового разn
мера антенны (рис. 3.4.29). Учитывая
P (A) = limприведенные выше соображения
N →∞ N
относительно числа вибраторов и расстояний
между ними, несложно
подсчитать, что Dmax ≤ 20.
Большие значения КНД, а также АДН специальной формы можно
A
получить, применив несколько
P (A, B) / P (B)антенн, скомпонованных
P =директорных
в определенные системы. ВBчастности,
в РЛС метрового диапазона широкое применение нашли многоканальные одноэтажные и двухэтажные
директорные антенны (рис. 3.4.30).
∑ P ( Ai ) = 1.
i
10
А
B
7
8
80
6
60
4
40
2
20
0
1
2
3
4
5
L
λ
Рис. 3.4.29. Зависимость коэффициентов А и В многовибраторной
антенны от ее длины
361
Глава 3
а
б
Рис. 3.4.30. Многоканальные одноэтажные и двухэтажные директорные антенны
Такие антенны представляют решетки излучателей, и их диаграммы направленности могут быть рассчитаны с применением теоремы
перемножения.
Многоканальные одноэтажные антенны при синфазном питании каналов позволяют получить веерные ДН, узкие в горизонтальной плоскости
и широкие в вертикальной. Двухэтажные многоканальные антенны применяются с целью ослабления влияния ЭМВ, отраженных от земной поверхности, что достигается за счет разной высоты этажей относительно земли.
Микрополосковые антенны. Разработка и освоение микрополосковых антенн (МПА) различного диапазона волн связаны с микроминиатюризацией антенно-волноводной техники и снижением массы
и габаритов антенн и питающих их линий передачи. При изготовлении
МПА широко используется интегральная технология, что при серийном
производстве антенн обеспечивает высокую степень идентичности их
геометрических и электродинамических параметров. МПА имеют относительно малую стоимость. Они способны излучать и принимать ЭМВ
с линейной, круговой и эллиптической поляризацией. Конструктивные
особенности позволяют использовать МПА в качестве элементов ФАР
со сложной формой излучающей поверхности.
В настоящее время освоено большое число различных типов
МПА. Составными частями простейшей МПА (рис. 3.4.31) являются:
362
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
L
= 10
λ
b
1
a
S (θ, ϕ )
E 2 (θ, ϕ )
Ψ (θ, φ) =
= F22 (θ, φ).
= 2
Smax (θ, ϕ ) Emax (θ, ϕ ) 3
h
EВход
или H
а
D (θ, φ) =
(3.4.2)
Вход
3
2
1
б
2
2
Рис. 3.4.31.
МПА с 4прямоугольной
пластиной с возбуждением
4πF Конструкция
(θ, ϕ )
πf (θ, ϕ )
= кабелем
. линией
(3.4.6)
коаксиальным
(а) и полосковой
(б)
2
2
∫F
(θ, ϕ )sinθd θd ϕ
4π
∫
f (θ, ϕ )sinθd θd ϕ
4π
металлическая пластина 1, диэлектрическое основание (подложка) 2
и экран 3.
4π
. весьма разнообразна.
(3.4.7) Наиболее расDmax =металлических
2
Форма
F
(
θ
,
ϕ
)sinθdпластин
θd ϕ
∫
пространены пластины
прямоугольной, квадратной, круглой и эллипти4π
ческой форм. Возбуждение МПА может осуществляться с помощью коаксиальной линии через
λ отверстие в экране 3 и подложке 2 (рис. 3.4.31, а)
или с помощью полосковой
линии передачи в плоскости пластины 1
4
(рис. 3.4.31, б). Изменением положения точки питания добиваются изменения
сопротивления
и тем самым обеспечивают
λвходного
λ min МПА
max
lmax ≈
lmin ≈
.
согласование
4 МПА с используемой
4 линией передачи. В качестве подложки обычно применяются диэлектрики с большой диэлектрической
и малыми потерями (tg δ = 10–4–10–3).
проницаемостью
(ξr = 2,5–10,0)
.
ρ ≤ (0,20–0,25)
При этом толщина подложки может достигать (0,1–0,01).
МПА в большинстве случаев являются резонансными излучатеL
λ
°
лями. Геометрические
МПА обычно выбираются
Dmax = A , 2θразмеры
(3.4.11) так, чтобы
0,5 = B
λ
L Например, в МПА с пластиной пряобеспечить резонанс
низшего типа.
моугольной формы (рис. 3.4.31) низкий тип резонанса достигается, когλ
λ
гдеλλвв==λλ00 ε r − длина волны в полосковой линии
да a ≈a λ≈в / 2,в ,bb≈≈λв /в2,, где
2
2 волны генератора.
передачи; λ0 − длина
Строгий электродинамический расчет МПА сложен. Это обуn
(A) = lim
словлено как Pразнообразием
конструкций МПА, так и тем, что в МПА
N →∞ N
входят тела с различными электрическими свойствами. Вследствие
этого интегральные уравнения для токов возбуждения имеют сложный
вид, а их численное
решение требует значительных вычислительных
A
ресурсов.P = P (A, B) / P (B)
B
Среди различных инженерных методов исследования МПА наибольшее распространение получил резонаторный метод.
∑ P ( Ai ) = 1.
i
363
7
Глава 3
Резонаторный метод анализа МПА обеспечивает удовлетворительное совпадение расчетных и экспериментальных данных (особенно
для МПА с пластинами простой формы). Отличие расчетных и экспериментальных данных в основном обусловлено тем, что поле в МПА
выходит за пределы объема, определяемого пластиной. В частности,
поскольку диэлектрическая подложка на экране представляет замедляющую систему, то в МПА образуется поверхностная волна, создающая
паразитное излучение.
На КПД МПА влияют три вида потерь мощности: омические потери в пластине и экране; потери в неидеальном диэлектрике подложки; потери, обусловленные ответвлением части подводимой мощности
в поверхностную волну.
В результате КПД МПА сравнительно невысок и составляет 0,5–
0,8, причем меньшие значения соответствуют более тонким подложкам.
МПА могут использоваться для излучения волн с круговой (эллиптической) поляризацией. Для этого достаточно в резонаторе соответствующей МПА возбудить колебания двух ортогональных линейных
поляризаций с взаимным фазовым сдвигом ±90°.
В МПА на рис. 3.4.32 устройство питания представляет трехдецибельный квадратурный НО. Каждому из развязанных между собой
входов соответствует излучение с правым или левым вращением вектора поляризации. В другой конструкции (рис. 3.4.32) пластина имеет сто-
L
L+∆
3 дБ
L+∆
Вход
Вход
Рис. 3.4.32. Конструкция МПА круговой поляризации
с квадратной пластиной
364
Вход
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
роны, отличающиеся на малую величину Δ. В результате резонансные
частоты для волн двух ортогональных линейных поляризаций несколько отличны друг от друга и оказываются соответственно выше и ниже
рабочей.
Разницу в резонансных частотах (или, иначе, величину Δ) выбирают из условия получения фазового сдвига 90° между колебаниями
линейных поляризаций. Размещение точки питания в углу пластины
обеспечивает возбуждение ортогональных составляющих с равными
амплитудами.
Диапазон частот, в котором используются МПА различного типа,
составляет от 300 МГц до 20 ГГц. Исследования в области теории и технологии МПА ведутся в направлении совершенствования методов расчета конструкций МПА, отвечающих заданным требованиям разработки и освоения МПА для миллиметрового диапазона волн.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое диаграмма направленности?
2. Что такое коэффициент направленного действия?
3. Назовите типы антенн, которые применяются в КВ- и УКВдиапазонах.
4. Что представляет собой директорная антенна?
5. Что представляет собой логопериодическая антенна?
6. Что представляет собой λ-образная антенна?
3.5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ И ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ
СТАНЦИЙ ПОМЕХ РАДИОСВЯЗИ
3.5.1. Структурная схема станции помех.
Состав и назначение ее элементов
Для создания активных радиопомех линиям (каналам) радиосвязи
применяются специальные станции радиопомех. Их конструкция, габаритные размеры, масса определяются назначением, мощностью, диапазоном волн, применяемой элементной базой, возможностями транспортной базы.
365
Радиорелейная
станция
АПДС
ПЭВМ
Рис. 3.5.1. Структурная схема станции помех
УКВстанция
Линейный
ввод
Манипулятор
Принтер
Клавиатура
Монитор
Устройство сопряжения
Аппаратура управления станцией
(УУС)
Навигационная
аппаратура
КС-100
Аппаратура канала дистанционного управления
и связи
АФС
Приемник
слухового
контроля
Аппаратура
технического
анализа
Приемопеленгаторная
аппаратура
Приемопеленгаторная
АФС
Аппаратура
приемного тракта
Системный
блок
366
Отопительвентилятор
Электростанция
Кондиционер
ФВУА
Устройство
моделирующих
сигналов
Возбудители
Блок
коммутации
Усилитель
мощности
Коммутатор
передающих
антенн
Передающая
АФС
Аппаратура передающего тракта
Эквивалент
нагрузки
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
К основным системам и устройствам современной станции
(рис. 3.5.1) относятся:
`` аппаратура приемного тракта и анализа;
`` аппаратура управления станцией;
`` аппаратура передающего тракта;
`` аппаратура канала дистанционного управления и ведения служебной связи;
`` аппаратура и оборудование системы электропитания;
`` аппаратура системы навигации;
`` аппаратура и оборудование системы жизнеобеспечения;
`` контрольно-измерительная аппаратура.
Аппаратура приемного тракта и анализа предназначена для
приема сигналов источников радиоизлучения (ИРИ) в заданном частотном диапазоне, их усиления и обработки. В состав аппаратуры входят:
приемопеленгаторная антенно-фидерная система (набор антенн); приемопеленгаторные устройства с аппаратурой технического анализа.
Приемопеленгаторная антенно-фидерная система предназначена для приема сигналов и преобразования ВЧ-энергии в ВЧ-напряжение,
содержащее информацию о пеленге на ИРИ.
Приемопеленгаторные устройства и аппаратура технического
анализа могут составлять комплект отдельных приемных, анализирующих и пеленгаторных устройств; устройств обработки и преобразования
сигналов в нужную форму, объединенных общей системой управления.
В современных станциях применяется многофункциональная аппаратура, выполненная единым моноблоком и выполняющая параллельно или
последовательно:
`` цифровую обработку поступившего от антенной системы сигнала
с целью получения информации о пеленге на ИРИ;
`` визуальное отображение ИРИ и его работы в удобной форме (например, на экране монитора);
`` определение вида сигнала ИРИ и его параметров.
С целью обеспечения слухового контроля и регистрации передачи
может устанавливаться отдельное приемное устройство.
Приемопеленгаторное устройство в период поиска (разведки) работает обычно в панорамном режиме и ведет обнаружение и обработку
сигналов в заданном участке (нескольких участках) диапазона и азимутальном секторе (секторах) с высокой скоростью. Высокая скорость
перестройки и цифровая обработка сигналов позволяют обнаруживать
367
Глава 3
и распознавать не только традиционные сигналы, но и сигналы с программной перестройкой частоты, и сигналы малой длительности. Режимы работы приемной, пеленгаторной и анализирующей аппаратуры
обычно выбираются (задаются) оператором в зависимости от выполняемой задачи по разведке и подавлению, а также определяются конструктивными особенностями станции.
Аппаратура управления станцией предназначена для управления составными частями станции по заданному алгоритму с целью выполнения задач по разведке и подавлению в различных режимах с поста
оператора. Может представлять специальное устройство управления
станцией, работающее по жестким алгоритмам.
В современных станциях основу системы управления составляет бортовая ЭВМ на базе персонального компьютера со специальным
программным обеспечением. Компьютер обменивается информацией
с составными устройствами станции обычно через дополнительные
устройства управления и сопряжения. С помощью компьютера может
производиться диагностирование аппаратуры станции.
Аппаратура передающего тракта предназначена для формирования и излучения сигналов помехи с параметрами, обеспечивающими эффективное радиоподавление. В состав аппаратуры передающего
тракта большинства станций помех входят: устройство модулирующих
сигналов (УМС); несколько возбудителей или один многоканальный (до
четырех); блок коммутации или коммутатор-усилитель; усилитель мощности; коммутатор передающих антенн; передающая антенно-фидерная
система; эквивалент нагрузки. Несколько возбудителей применяются
с целью возможности создания квазиодновременной (почти одновременной) помехи на нескольких частотах (по количеству возбудителей)
из числа назначенных для подавления.
УМС предназначено для формирования различных видов сигналов помехи, обеспечивающих эффективное подавление различных видов передач, как правило, на так называемых промежуточных частотах
(215, 128 кГц – для КВ-диапазона), и имеет число выходных каналов
по числу возбудителей. В качестве первичных модулирующих сигналов широко применяются сигналы шумовые и имитирующие различные телеграфные передачи, копии реально принимаемых сигналов или
внешние модулирующие сигналы от специальных устройств. Вид сформированной помехи обычно назначается оператором по результатам обработки и анализа или автоматически системой управления станции.
368
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Возбудители при их самостоятельной конструкции обеспечивают
преобразование сигнала помехи, поступающего от УМС на промежуточной частоте в ВЧ-сигнал рабочего диапазона станции. УМС и возбудители могут объединяться в одно устройство, а в некоторых станциях
возбудители входят в состав аппаратуры приемного тракта.
Усилитель мощности (УМ) предназначен для усиления сигналов
помехи, поступающих с возбудителей через блок коммутации до требуемой мощности. Для повышения быстродействия применяются широкополосные, не перестраиваемые по частоте усилители, выполненные
по схеме усилителя с распределенным усилением (усилители бегущей
волны). Перестройка заключается в ручном или автоматическом выборе
поддиапазона усилителя за счет переключения специальных фильтров
подавления гармоник с помощью ВЧ-реле. Усилители имеют, как правило, полное дистанционное и частичное местное управление. Подключение нужного возбудителя к входу УМ производится с помощью блока
коммутации по командам аппаратуры системы управления. В состав современного УМ входят: тракт усиления; система электропитания переменным и постоянным током; система управления, блокировки и сигнализации (УБС); система контроля и защиты.
Передающая антенно-фидерная система предназначена для излучения в пространство ВЧ-сигнала помехи. Для эффективного излучения сигнала во всем рабочем диапазоне станции, особенно в диапазоне
коротких волн, может применяться несколько типов антенн. Выбор типа
антенны производится автоматически с помощью коммутатора передающих антенн по сигналам управления. Предусматривается ручное переключение антенн.
Эквивалент нагрузки предназначен для обеспечения работы УМ
во всех режимах без излучения в эфир, представляет собой активное сопротивление и устанавливается обычно на станциях средней мощности
(до 1 000 Вт). Подключается к выходу УМ вместо антенны вручную или
дистанционно.
Аппаратура канала дистанционного (централизованного)
управления и ведения служебной связи в зависимости от конструкции станции предназначена для обмена цифровой информацией в виде
кодограмм и обеспечения служебной связи между станцией помех и автоматизированным пунктом управления при работе в составе комплекса
РЭП или между однотипными станциями, одна из которых может выполнять роль пункта управления (ведущей станции). Обычно включает
369
Глава 3
малоканальную радиорелейную радиостанцию и аппаратуру передачи
данных и синхронизации (АПДС).
В зависимости от типа применяемой аппаратуры каналы радиорелейной станции могут использоваться для обмена цифровой информацией, обеспечения служебной связи и передачи (приема) синхронизирующих сигналов раздельно друг от друга или в отдельных случаях может
использоваться один широкополосный канал группового спектра.
АПДС предназначена для преобразования цифровой информации
к виду, пригодному для передачи по стандартным телефонным каналам,
и для защиты передаваемой информации от ошибок, а также в некоторых случаях обеспечивает служебную связь с цифровым кодированием
передаваемой информации в телефонном канале. С помощью передаваемого в канале управления синхронизирующего сигнала обеспечивается синхронная работа станций по циклам «разведка-подавление» при
работе их в составе комплекса РЭП.
Для обеспечения связи на марше, а в некоторых случаях и между позиционными районами станций при работе в комплексе РЭП в комплект
аппаратуры входят УКВ-радиостанции достаточной мощности (до 30 Вт).
Аппаратура и оборудование системы электропитания станций
предназначена для обеспечения их электропитания переменным трехфазным током частотой 50 Гц, напряжением 380/220 В как от внешней
промышленной сети, так и от собственных электропитающих станций
(подвижных, на прицепах, контейнерных).
Аппаратура системы топопривязки (навигации) предназначена для быстрого автоматического определения координат местоположения станции с возможностью их ввода в память компьютера с целью
топографической «привязки» станции на местности.
Аппаратура и оборудование системы жизнеобеспечения является стандартным оборудованием кузовов-фургонов (бронированных
объектов), предназначена для обеспечения нормальных температурных
режимов внутри объектов и для защиты личного состава от поражающих факторов оружия массового уничтожения. В состав входят кондиционеры, отопители-вентиляторы, фильтровентиляционные установки.
Контрольно-измерительная аппаратура может включать в свой
состав электроизмерительные приборы различного назначения, выносные контрольные гетеродины (генераторы), оптические приборы
и предназначена для проверки работоспособности станции при подготовке ее к работе или при техническом обслуживании.
370
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
3.5.2. Принципы построения и функционирования
станции помех
Станции помех имеют два основных режима: режим «разведка»
и режим «разведка-подавление». Каждый из режимов может иметь,
в свою очередь, специальные подрежимы работы.
Для обеспечения работы в память управляющих устройств аппаратуры сначала вводятся исходные данные и выбирается вид управления (автономный или централизованный) и род работы.
В зависимости от типа станции и степени ее автоматизации в качестве исходных данных могут быть:
`` частотный диапазон разведки (один или несколько);
`` секторы разведки или координаты зон разведки и подавления при
работе в комплексе РЭП;
`` координаты местоположения станции и необходимые данные топографических карт; картографическая информация (обычно вводится заранее в зависимости от театра военных действий и хранится в памяти бортовой ЭВМ);
`` запрещенные для анализа и подавления значения частот (участки
диапазона частот); назначенные для подавления значения частот
с параметрами помехового сигнала;
`` приоритеты зон подавления; секторов разведки и подавления
и частот, назначенных для подавления;
`` пороговые уровни сигналов и другие данные.
В станциях нового поколения с помощью специального программного обеспечения включается в конфигурацию необходимый состав аппаратуры для работы и назначается соответствующий режим
работы. Одновременно происходит программное тестирование аппаратуры с индикацией ее состояния до отдельных устройств (плат).
В режиме «разведка» приемопеленгаторная аппаратура включается в режим поиска. Полностью обрабатываются и фиксируются сигналы
тех источников, которые принадлежат разрешенным участкам диапазона и секторам разведки (зонам при расчете координат местоположения
ИРИ) и если значения частот обнаруженных ИРИ не занесены уже в память как обработанные ранее или запрещенные для анализа.
В зависимости от типа станции приемопеленгаторная аппаратура
при обнаружении работы ИРИ (в том числе только заданного типа) может прекращать перестройку, выдавать параметры сигнала для анализа
371
Глава 3
оператору и обеспечивать слуховой контроль на неограниченное время
для принятия по нему решения или вести непрерывный поиск и отображать обнаруженные источники условными знаками на специальных
панорамах монитора или на фоне карты местности.
Особенно сложным является поиск и обнаружение новых видов передач, например, с программной перестройкой рабочей частоты
(ППРЧ). В этом случае применяется параллельно-последовательный
поиск (одновременно несколькими приемниками, сдвинутыми по частоте настройки) в достаточно широкой полосе частот и с максимальной скоростью. Основным критерием распознавания таких сигналов
является однозначность пеленгов и одинаковая длительность сигналов
по обнаруженным частотным позициям.
В любом случае оператор должен вести непрерывный анализ получаемой информации по обнаруженным источникам, максимально используя возможности приемной и анализирующей аппаратуры с целью
выявить из общей массы сигналы, принадлежащие радиоэлектронным
средствам противника, и принять верное решение.
Значения частот ИРИ (с параметрами сигнала или без них), по которым принято решение, как правило, заносятся в соответствующий
банк данных аппаратуры управления (запоминающее устройство) с целью дальнейшего их использования для подавления или исключения из
обработки при их повторном обнаружении.
Если на частоте обнаруженного ИРИ будет организовано подавление, то с помощью комплекта анализирующей аппаратуры будут измерены параметры сигнала (ширина спектра, разнос частот, скорость
телеграфирования, тон звучания, длительность посылок) с целью правильного назначения вида помехового сигнала. При отсутствии параметров помехового сигнала при автоматическом подавлении обычно назначается ЧМ шумовая помеха с определенной девиацией частоты для
всех видов сигналов.
В режиме «разведка-подавление» автоматизированные станции
работают циклически. Цикл «подавление» чередуется с циклом «пауза».
На временнόй диаграмме (рис. 3.5.2) представлен в упрощенном
виде принцип работы серийной станции помех.
В паузе «500 мс» передатчик заперт и устройством управления вырабатывается ряд команд, под действием которых аппаратура приемного
и передающего тракта станции выполняет следующие основные функции: поиск сигналов с их обработкой аналогично режиму «разведка»
372
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Пауза 500 мс
Излучение помехи
по случайному закону
1,0–1,7 с
Разведка, контроль и целераспределение
f1
t
Импульсы помехи ("УКОЛЫ") дительностью
0,5–2 мс
t
f10
Рис. 3.5.2. Временнόй цикл работы АСП
(«доразведка»); выбор частоты из списка подавляемых по случайному
закону с учетом присвоенного приоритета для контроля работы на ней
ИРИ; трансляция кода этой частоты на приемник контроля; настройка
приемника контроля; контроль работы с выработкой команд «работаетне работает»; подсчет циклов контроля и индикация результатов контроля; выбор возбудителей, трансляция на них кодов частот по результатам
контроля и настройка возбудителей.
Затем включается цикл «подавление», который в данном примере
от цикла к циклу меняется по случайному закону и составляет 1,0–1,7 с.
Настроенные возбудители поочередно подключаются к входу передатчика, помеха является дискретизированной и почти одновременно
создается четырем линиям связи. Длительность импульсов меняется
по случайному закону от цикла к циклу.
В специальных режимах может иметь место дополнительный контроль наличия работы также и в цикле «подавление» (при подавлении
373
Глава 3
высокоскоростных передач). В следующей паузе «500 мс» по результатам контроля производится новое целераспределение. Подавление прекращается автоматически на тех частотах, на которых работа ИРИ не
обнаружена.
Станции, способные создавать помехи каналам связи с ППРЧ,
обеспечивают подавление только одного канала, независимо от числа возбудителей. Все выявленные частотные позиции канала сводятся
в специальный банк.
Приемная аппаратура ведет сканирование участка диапазона
с максимальной скоростью и в случае обнаружения сигнала на короткое
время включается излучение помехи, а затем снова контроль. При наличии сигнала вновь возобновляется подавление (подавление способом
«погоня» по обнаруженным частотам). Естественно, что интервалы времени «контроль-подавление» в таких станциях будут значительно меньше, чем время работы ИРИ на одной частотной позиции.
Некоторые характеристики автоматизированных станций помех
приведены в табл. 3.5.1.
Таблица 3.5.1
Характеристики станций помех
Параметр
Станция помех
Р-378А(Б) Р-378БМ Р-325У Р-330Б(Т) Р-330БМ Р-934БМ
1,5–30
1,5–30
1,5–30
30–100
30–100
130–200
100–400
Точность настройки /
определения частоты не
хуже, кГц
0,3
0,2
0,3
3
3
±12,5
Выходная мощность, Вт
1 000
1 000
5 000
1 000
1 000 (200)
≥ 500
Количество одновременно подавляемых традиционных линий связи из
числа назначенных
4 из 10
4 из 40
4 из 10
4 из 10
4 из 256
4 из 20
Возможность подавления линий связи с ППРЧ,
количество линий/сканирований в секунду
нет
1 лин. /
30 ск/с
нет
нет
1 лин. /
100 ск/с
1 лин. /
10–30 ск/с
Точность пеленгования
не хуже, град.
4°
4°
4°
3°
2°(10°)
2°
Диапазон частот, МГц
374
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Окончание табл. 3.5.1
Параметр
Аппаратура управления
Станция помех
Р-378А(Б) Р-378БМ Р-325У Р-330Б(Т) Р-330БМ Р-934БМ
УУС
ПЭВМ
УУС
Дальность подавления,
км
30–40
30–40
до 60
Потребляемая мощность,
кВт
16
16
45
Транспортная база
Время развертывания/
свертывания, мин
УУС
ПЭВМ
ПЭВМ
25–30
25–30
70–200
(воздух)
16
16
9
Автом.
Автом.
БронеМТ-ЛБу
Броне«Урал»
«Урал»
трансп.
(автом. МТ-ЛБу трансп.
и автом.
(МТ-ЛБу) МТ-ЛБу
«Камаз»)
МТ-ЛБу
«Камаз»
55/45
(60/50)
60/50
120/100
35/25
35/25
15/15
Контрольные вопросы и задания
1. Перечислите основные устройства современной станции помех.
2. Каково назначение систем и устройств современной станции
помех?
3. Каков принцип работы станции помех в режиме «разведка»
и «разведка-подавление»?
4. Перечислите исходные данные, вводимые в память управляющих
устройств аппаратуры.
3.6. ОБЩАЯ СТРУКТУРА И ОСНОВНЫЕ ФУНКЦИИ
КОМПЛЕКСОВ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
3.6.1. Назначение и общие принципы
функционирования комплексов
радиоэлектронного подавления
Под комплексом РЭП понимают совокупность технических
средств (узлов, постов, станций, пунктов управления), объединенных
определенными функциональными связями с целью решения задач РЭП
посредством обнаружения и обработки сигналов ИРИ радиоэлектрон375
Глава 3
ных средств противника, формирования и излучения преднамеренных
помех, воздействующих на эти радиоэлектронные средства.
Основными параметрами комплексов РЭП являются:
`` структура комплекса;
`` характеристики составляющих элементов комплекса;
`` число и содержание внутренних и внешних связей комплекса;
`` порядок управления в комплексе, его качественные и количественные показатели.
По признаку подчиненности и управления выделяют децентрализованные, централизованные и смешанные структуры комплексов.
Децентрализованными называют комплексы, в которых решения
отдельными элементами комплекса принимаются независимо и не корректируются элементами более высокого уровня.
При централизованной структуре управление отдельными элементами комплекса осуществляется элементом более высокого уровня.
В комплексах со смешанной структурой управление рядом функций, этапами их реализации осуществляется централизованно, а остальные функции выполняются элементами комплекса самостоятельно
(децентрализованно). Среди различных структур комплексов РЭП наиболее часто встречаются комплексы с иерархической структурой, централизованным или смешанным управлением.
В зависимости от постоянства состава технических средств и связей между ними выделяют комплексы с жесткой и изменяемой структурами. Изменение состава технических средств комплексов может осуществляться в соответствии с изменением целей и задач, стоящих перед
комплексом.
Общая структура и основные функции комплексов РЭП
Комплекс РЭП может быть представлен в виде трех основных
подсистем (рис. 3.6.1):
`` управления с входящей в нее подсистемой связи;
`` радиоразведки;
`` радиоэлектронного подавления.
Подсистема управления предназначена для управления всеми
процессами ведения радиоразведки и радиоподавления в соответствии
с этапами работы комплекса.
Подсистема радиоразведки предназначена для ведения радиоэлектронной разведки.
376
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Комплекс РЭП
ВОУ
Подсистема управления
Подсистема РЭР
Подсистема РЭП
Цели РЭП (объекты РЭБ)
Рис. 3.6.1. Общая структура комплекса РЭП: ВОУ – внешнее
оперативное управление
Подсистема радиоподавления предназначена для создания преднамеренных радиопомех и обеспечивает формирование оптимальной
структуры помехи в соответствии со структурой сигналов подавляемой
линии связи.
Взаимодействие этих трех подсистем формирует алгоритм работы
комплексов РЭП, который включает следующие этапы:
`` подготовки;
`` планирования;
`` ведения радиоразведки;
`` радиоподавления.
Возможности комплексов РЭП
Эффективность комплекса РЭП зависит от возможностей по радиоразведке, радиоподавлению и маневру, которые определяются:
`` по радиоразведке – техническими характеристиками средств радиоразведки, загруженностью диапазона, обученностью операторов,
количеством сил и средств, используемых для ведения радиоразведки, а также наличием пеленгаторных пар в КВ- и УКВ-диапазонах;
`` по радиоподавлению – показателями по глубине подавления и количеству подавляемых радиосвязей противника. Возможности
по глубине подавления зависят от взаимного расположения пунктов управления (ПУ) противника (дистанции связи), энергетиче377
Глава 3
ских показателей станций радиопомех и связи и ограничиваются
границами зоны действия комплекса. Возможности по количеству
подавляемых частот определяются техническими характеристиками станций помех;
`` по маневру – временем, затрачиваемым на свертывание средств
комплекса, временем перемещения (марша) в новый позиционный
район и временем развертывания в новом позиционном районе.
3.6.2. Особенности построения подсистем
разведки, подавления и управления средств
радиоэлектронного подавления
При решении боевых задач силы и средства комплекса могут применяться централизованно, в составе выделенных групп (сопряженных
пеленгаторных парах) и автономно.
В зависимости от организационно-штатной структуры подразделения, количества и типов применяемых средств, решаемых задач комплексы при боевом применении могут иметь трех- или двухуровневое
построение.
Трехуровневое построение включает: пункт управления батальона; ротные пункты управления; автоматизированные станции помех.
При трехуровневом построении управление процессами радиоразведки и радиоподавления комплекса в целом (получение разведывательной информации, ее обработка и целераспределение при радиоподавлении) осуществляется батальонным пунктом управления (БПУ)
через ротные пункты управления (РПУ).
Двухуровневое построение включает: пункт управления; автоматизированные станции помех.
При достаточном количестве пунктов управления и станций
радиопомех, а также в зависимости от поставленной задачи часть
средств (один ПУ и несколько АСП) могут выводиться из состава комплекса для выполнения самостоятельной задачи на отдельном направлении, образуя так называемую «выделенную группу» двухуровневого
построения.
Основу технических средств управления в комплексе составляет
внутрикомплексная система обмена информацией (ВКСОИ), которая
представляет собой совокупность устройств, установленных на средствах комплекса и обеспечивающих обмен, обработку и хранение ин378
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
формации в соответствии с заложенным алгоритмом по радиорелейным
направлениям, двухпроводным и четырехпроводным линиям связи.
Для организации связи и обмена информацией в комплексе разрабатывается схема связи комплекса, в которой определяются средства комплекса (ПУ и АСП), которые будут участвовать в обмене информацией,
а также способы организации связи и обмена информацией в комплексе.
Для организации ВКСОИ необходимые данные включаются в задание операторам пунктов управления и станций помех.
Для ведения радиоразведки и радиоподавления комплекс развертывается в боевой порядок, который включает батальонный пункт
управления и боевые порядки рот радиопомех. Боевой порядок должен
обеспечивать эффективное применение средств радиоразведки и радиопомех. Для развертывания комплекса в боевой порядок назначаются, как
правило, два-три основных и два-три запасных позиционных района
и районы размещения подразделений обеспечения. Расстояние между
районами по фронту может составлять 10–30 км. Средства радиоразведки и радиопомех размещаются в позиционных районах на расстояниях,
исключающих непреднамеренные помехи между ними, позволяющих
организовать устойчивое управление, надежную охрану и оборону,
а также тыловое и техническое обеспечение. Расстояние между соседними станциями разведки и помех должно быть не менее 500 м, при
этом станции разведки не должны находиться в створе ДН излучающих
антенн станций помех.
Батальонный ПУ располагается на удалении 8–10 км от позиционных районов рот, подразделения обеспечения – вблизи батальонного
ПУ на удалении от него до 500 м. Обмен информацией между станциями помех, находящимися в разных позиционных районах, организуется
по радиорелейному каналу (10–30 км). Комплексу назначается зона ответственности, в пределах которой батальонный ПУ осуществляет сбор
информации о радиоэлектронной обстановке (РЭО) от подчиненных
средств, ее обобщение, обработку и целераспределение.
3.6.3. Автоматизированные комплексы частей
радиоэлектронной борьбы
Рассмотрим автоматизированный комплекс Р-330МВ.
Назначение комплекса Р-330МВ. Автоматизированный комплекс радиоэлектронного подавления КВ- и УКВ-радиосвязи такти379
Глава 3
ческого и оперативно-тактического звеньев управления (ТЗУ и ОТЗУ)
Р-330МВ предназначен:
`` для вскрытия и глубокого анализа радиоэлектронной обстановки
на заданных направлениях путем обнаружения, определения местоположения источников радиоизлучения и оперативно-тактической принадлежности узлов связи, радиосетей и линий КВ, УКВ
наземной и УКВ авиационной радиосвязи тактического и оперативно-тактического звеньев управления, радиолиний сотовой
и транковой связи, работающих на фиксированных частотах с традиционными способами их изменения, а также в режимах АПРЧ,
ППРЧ (в КВ-диапазоне – со скоростью перестройки до 30 ск/с
и временем работы на одной частоте не менее 30 мс; в УКВ диапазоне – со скоростью перестройки до 1 000 ск/с и временем работы на одной частоте не менее 1 мс), а также в режиме передачи
коротких телекодовых сообщений;
`` подавления радиосвязи путем создания радиопомех линиям
КВ, УКВ наземной, УКВ авиационной радиосвязи тактического
и оперативно-тактического звеньев управления, линиям сотовой
и транковой связи, работающим на фиксированных частотах, в режимах АПРЧ, ППРЧ (в КВ диапазоне – со скоростью перестройки
до 30 ск/с и временем работы на одной частоте не менее 30 мс;
в УКВ диапазоне – со скоростью перестройки до 300 ск/с и временем работы на одной частоте не менее 2,5 мс) или передачи коротких телекодовых сообщений.
Дополнительно с использованием технических средств комплекса
могут решаться задачи:
`` технического контроля РЭО, создаваемой радиоэлектронными
средствами противостоящей группировки войск и своих войск
в районе размещения комплекса;
`` вскрытия намерений противника (направление главного удара)
по концентрации (или интенсивности работы) РЭС противника;
`` активной помехозащиты своих средств радиосвязи путем создания помех аппаратуре радиоразведки противника (задача
контр РЭБ);
`` противодействия техническим средствам разведки противника
при проведении испытаний своей техники.
Состав комплекса. Автоматизированный комплекс РЭП Р-330МВ
состоит из автоматизированного пункта управления Р-330КМВ и авто380
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
матизированных станций помех типа Р-378БМВ, Р-325УМВ, Р-330БМВ,
Р-934БМВ.
Количественно комплекс не имеет жесткой структуры, количество
и типы СП, входящих в его состав, определяются оргштатной структурой подразделений (частей) РЭБ и особенностью решаемых ими задач.
Состав комплекса приведен в табл. 3.6.1.
Таблица 3.6.1
Состав комплекса РЭП Р-330МВ
Наименование изделия
(составной части)
Количество по вариантам поставки
I
II
Ш
IV
1 АСП Р-330БМВ
2
4
4
–
2 АСП Р-378БМВ
2
2
4
–
3 АСП Р-934Б (комплект поставки 19)
2
2
–
2
4 АСП Р-325УМВ
2
–
–
4
5 ПУР-330КМВ
1
1
1
1
Внешний вид пункта управления ротой ПУ Р-330КМВ в развернутом состоянии на позиции показан на рис. 3.6.2, в свернутом состоянии
для марша – на рис. 3.6.3.
Рис. 3.6.2. Пункт управления ротой ПУ Р-330КМВ
в развернутом состоянии на позиции
381
Глава 3
Рис. 3.6.3. Пункт управления ротой ПУ Р-330КМВ в свернутом
состоянии для марша
Технические характеристики и боевые возможности комплекса. Технические характеристики и боевые возможности комплекса
Р-330МВ определяются составом технических средств комплекса в соответствии с организационно-штатной структурой подразделений (частей) РЭБ.
Основные технические характеристики комплекса Р-330МВ в составе ПУ и четырех разнотипных пар СП приведены в табл. 3.6.2.
Таблица 3.6.2
Основные технические характеристики комплекса Р-330МВ
Характеристика
Значение характеристики
КВ
УКВ1
УКВ2
УКВ3
1. Диапазон разведываемых частот, МГц
1,5–30
30–100 100–400 400–960
2. Диапазон подавляемых частот, МГц
1,5–30
30–100 100–400 400–520
3. Дальность обнаружения (с одновременным
пеленгованием) наземных ИРИ (на равнинной
местности по типовым объектам), км
До 30
4. Дальность обнаружения воздушных ИРИ
(при высоте полета не менее 500 м), км
До 150
5. Точность определения координат наземных
ИРИ, % от дальности
6–12
382
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Окончание табл. 3.6.2
Характеристика
6. Дальность подавления прицельными помехами типовых объектов РП при типовых дистанциях связи, км:
– наземных ТЗУ (на равнинной местности)
– наземных ОТЗУ (на равнинной местности)
– воздушных (при высоте полета Н ≥ 500 м)
7. Количество одновременно подавляемых ЛРС
ТЗУ/ОТЗУ:
– с ФЧ, АПРЧ, ТЛК, сотовых, транковых;
– ППРЧ
8. Среднее время реакции на интервалах подавления при создании прицельных помех на контролируемых приемником контроля частотах:
– при создании помех ЛРС, работающим в режиме ППРЧ в пределах полосы одновременного
обзора
(в составе комплекса / автономно), мс;
– при создании помех ЛРС, сменившим частоту
(ФЧ/АПРЧ), с
Значение характеристики
КВ
УКВ1
УКВ2
УКВ3
До 25
До 25
До 25
До 25
1 100
До 75–
До 6/4
1–2/1
До 6
1/–
До 3
1/–
До 3
1/–
25
25
25
25
15/8
1,3/0,8
1,3/0,8
1,3/0,8
5/5
3/–
3/–
3/–
9. Время развертывания и подготовки к работе
(включая установление связи ПУ с СП) ТЗУ/
ОТЗУ, мин
До 30 / до 60
10. Время свертывания ТЗУ/ОТЗУ, мин
До 30 / до 60
Устройство и работа комплекса. Структура построения комплекса и взаимодействие составных частей педставлена на рис. 3.6.4.
Комплекс представляет собой информационно-техническое объединение согласованно действующих систем связи, управления, радиоразведки и радиоподавления.
Структурно комплекс состоит из автоматизированных СП (количеством до восьми единиц) типа Р-378БМВ, Р-325УМВ, Р-330БМВ,
Р-934Б к.п. 19, действующих в составе сопряженных пар или самостоятельно под общим управлением ПУ Р-330КМВ.
Пункт управления осуществляет автоматизированное управление
станциями помех посредством системы внутрикомплексной связи, при
этом обеспечивается:
383
Глава 3
``
управление станциями помех комплекса по цифровым каналам
связи с использованием:
– станций ВКИО при информационной скорости передачи данных 48 Кбит/с и достоверности передачи данных 10–6 BER1* на
расстояниях не менее 3 км с использованием всенаправленной
(1,5 МГц – 3,0 ГГц)
(1,5 МГц – 3,0 ГГц)
Система радиоразведки (приемопеленгационные АФУ, аппаратура
сбора, обработки и анализа
информации)
Система радиоподавления
(аппаратура формирования
помеховых сигналов, усилители
мощности, АФС станций помех)
Система связи (аппарутура
ВКИО, АПДС, аппаратура
внутренней и служебной связи)
Система управления
АРМ, аппаратура СП и ПУ
~ 380 В
~ 220 В
= 27 В
Система энергоснабжения (первичные
источники питания, силовые щиты,
сетевые фильтры, устройства
коммутации, вторичные источники
питания)
Рис. 3.6.4. Схема взаимодействия систем комплекса
Коэффициент битовых ошибок (англ. аббр. BER – Bit Error Ratio или Bit Error
Rate) – показтель достоверности приема двоичных символов, используемый для
оценки качества каналов связи на физическом уровне. Численно определяется, как
отношение количества ошибочно принятых битов к общему числу переданных.
Обычно выражается десятичной отрицательной степенью.
1
384
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
антенны; на расстояниях не менее 20 км – с использованием секторной антенны;
– АПДС4 и проводных линий связи на расстояниях до 0,5 км со
скоростью передачи данных 1,2 Кбит/с;
`` управление станциями помех старого парка типа Р-378Б в. исп. 3,
Р-330Б в. исп. 2, Р-934 БМ8 по цифровым каналам связи с использованием АПДС1 и проводных линий связи на расстояниях до
0,5 км со скоростью передачи данных 1,2 Кбит/с;
`` цифровая радиосвязь с вышестоящим органом управления с использованием радиостанции Р-168-25У и АПД Т-236В на дальностях до 20 км при скорости передачи данных в цифровых каналах
связи 1,2 Кбит/с;
`` телефонная маскированная радиосвязь с ВОУ с ведущими СП
и с пунктом управления взаимодействующего комплекса на расстояниях до 20 км с использованием радиостанции Р-168-100У.
При выходе ПУ из строя его задачи в ограниченном объеме может выполнять одна из АСП. Станции помех комплекса объединяются
в сопряженные пеленгационные пары, разнесенные на местности и работающие в режиме «ведущая СП – ведомая СП» под управлением ПУ
Р-330КМВ. Такое применение средств комплекса обеспечивает наиболее
высокую потенциальную эффективность решения задач радиоразведки
и радиоподавления. ПУ Р-330КМВ по цифровым каналам системы внутрикомплексного информационного обмена (ВКИО) осуществляет автоматизированное управление четырьмя сопряженными парами АСП.
При разворачивании на местности удаление ведущих АСП от пункта управления может составлять 3 км и более, а расстояние между СП
в сопряженных парах – 20 км.
Сопряженные пары могут составлять одноименные АСП, или
пары АСП Р-378БМВ и Р-325УМВ, АСП Р-330БМВ и Р-934Б к.п. 19.
Это обусловлено применением протоколов информационно-технического сопряжения и унифицированной аппаратуры радиоразведки в КВи УКВ-диапазонах. Применение разнотипных АСП в сопряженной паре
обеспечивает повышенную боевую устойчивость комплекса, так как
в случае выхода из строя одной из АСП, сопряженная пара может быть
организована с применением исправной АСП другого типа.
Режимы работы комплекса и перечень автоматизированных
функций в различных режимах. Радиоразведка и радиоподавление
средств и линий КВ- и УКВ-радиосвязи должны осуществляться по
385
Глава 3
фронту в полосе до 20 км и на глубину 15–20 км. В зависимости от
поставленной задачи и конкретных условий боевого применения средства комплекса могут быть развернуты в одном, двух либо трех позиционных районах. Взаимное удаление между позиционными районами
определяется их количеством, необходимостью обеспечения работы
средств в пеленгаторных сетях с возможностью определения координат
на требуемую дальность, необходимостью обеспечения ЭМС в группировке средств помех комплекса, реализуемыми дистанциями радиосвязи между средствами комплекса при использовании аппаратуры ВКИО
и радиостанций Р-168-100У и Р-168-25У. При размещении средств помех комплекса в двух или трех позиционных районах взаимное удаление ведущей и ведомой станций сопряженной пары может составлять
15–20 км.
Количество организуемых позиционных районов определяет возможность реализации конкретного способа РП. При размещении всех
средств комплекса в одном позиционном районе реализуется секторный
способ РП, основанный на частотно-пеленговой селекции ИРИ и излучении помех на всем множестве частот разведанных в заданных секторах ИРИ-объектов РЭБ.
При размещении средств комплекса в двух или трех позиционных
районах возможна реализация более эффективных способов РП (зонального или зонально-выборочного), основанных на частотно-координатной селекции объектов в заданных зонах (с возможностью вскрытия
конкретных радионаправлений между РЭС соседних зон) и излучении
помех на множестве частот разведанных объектов РП, сосредоточенных
внутри заданных зон подавления.
Алгоритмами функционирования комплекса предусмотрены следующие режимы работы:
`` «Подготовка»;
`` «Планирование РП»;
`` «Анализ РЭО»;
`` «Создание помех»;
`` «Тренаж».
Режимы «Планирование РП» и «Тренаж» предусмотрены только
для ПУ. При работе ПУ в режиме «Планирование РП» на СП решаются
задачи, предусмотренные режимом «Подготовка». При работе комплекса в режиме «Создание помех» обеспечивается выполнение всех функций режима «Анализ РЭО».
386
Основы построения средств и комплексов радиоэлектронного подавления
Контрольные вопросы и задания
1.
2.
3.
4.
Что понимается под комплексом РЭП?
Опишите общую структуру и основные функции комплексов РЭП.
Каково назначение, состав и ТТХ комплекса Р-330МВ?
В каких режимах могут использоваться АСП, входящие в состав
комплекса Р-330МВ?
387
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Все составляющие радиоэлектронной борьбы (радиоэлектронная
разведка, радиопротиводействие, радиомаскировка и радиоэлектронная
зашита) динамично изменяются. Причем в динамике развития средств,
систем и методов РЭБ просматриваются как медленные, эволюционные
изменения, так и быстрые, революционные трансформации. Эволюции
связаны с развитием элементной базы и совершенствованием частных
технических решений при построении средств радиоэлектронной борьбы.
Радиоэлектронная борьба как вид оперативного и боевого обеспечения переросла в настоящее время в новый элемент содержания операций и боевых действий.
Проблема РЭБ сложна и многообразна. Над ее решением работают специалисты различных областей знаний, поэтому изначально
авторы не ставили перед собой задачу написания учебника для подготовки специалистов по разным направлениям РЭБ. Такая работа просто невыполнима. Рамки данной книги ограничены военно-учетной
специальностью «Применение соединений, воинских частей и подразделений, вооруженных наземными средствами радиоэлектронной борьбы с наземными системами управления войсками и оружием». Главное
внимание уделено теоретическим основам РЭБ, вопросам, связанным
с современной элементной базой аппаратуры станций помех, а также
основам построения радиопередающих, радиоприемных устройств,
антенно-фидерных систем автоматизированных станций помех КВи УКВ-диапазонов, входящих в состав существующих комплексов РЭП.
Вопросы тактики применения средств РЭП, проектирования средств
радиоэлектронной разведки и подавления рассмотрены поверхностно.
За основу учебника взяты опубликованные в открытой печати труды известных ведущих специалистов в области РЭБ, антенной техники, приемных и передающих устройств.
Авторы надеются, что учебник заинтересует в первую очередь
студентов (курсантов) военных учебных центров (военных кафедр, факультетов военного обучения) – будущих специалистов частей и подразделений РЭБ, готовящихся к эксплуатации и техническому обслуживанию средств и комплексов радиоэлектронного подавления, стоящих
на вооружении. Книга может быть полезна студентам, обучающимся
по другим военно-учетным радиотехническим специальностям.
388
Заключение
Военная наука предсказывает, а опыт учений, локальных войн
и вооруженных конфликтов подтверждает, что с течением времени для
успеха в операциях и боевых действиях возрастает значение такого
фактора, как превосходство над противником в управлении войсками
(силами) и оружием, захват и удержание инициативы в борьбе за это
превосходство.
Для достижения такой глобальной цели, как обеспечение и удержание превосходства над противником в управлении, необходима координация мероприятий по РЭБ с другими мерами и действиями как по
дезорганизации управления войсками и оружием противника, так и по
повышению эффективности и качества управления своими войсками
и оружием.
Возрастание роли и значения РЭБ в вооруженной борьбе достигло в наши дни такого уровня, что крупный успех в ведении РЭБ может
предопределить разрешение локального конфликта (войны) в целом
(пример тому события в Ливане летом 1982 г.).
Назревший скачок в военном деле, связанный прежде всего с широкомасштабным созданием, применением новейших крупных систем
высокоточного оружия и комплексной автоматизацией процессов управления войсками и оружием, коренным образом меняет как условия ведения, так и возможности влияния РЭБ на ход и исход операций (боевых
действий).
Опыт ведения РЭБ в локальных войнах и конфликтах показывает, что в современных условиях существенно меняется ее содержание
и структура, характер действий по радиоэлектронной борьбе различных
органов управления войсками. Практическая реализация этих новых
возможностей может и должна поднять эффективность РЭБ в изменившихся условиях.
Очевидно, главными уроками изучения боевого опыта локальных
войн и конфликтов должны быть выводы об основных принципах организации и ведения, планирования, подготовки вооруженных сил к ведению РЭБ.
389
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Аграновский, К. Ю. Радиотехнические системы : учеб. пособие /
К. Ю. Аграновский, Д. Н. Златогурский, В. Г. Киселев. – М. :
Высш. шк., 1979. – 333 с. : ил.
2. Атражев, М. П. Борьба с радиоэлектронными средствами /
М. П. Атражев, В. А. Ильин, Н. П. Марьин. – М. : Воениздат,
1972. – 272 с.
3. Бова, Н. Т. Антенны и устройства СВЧ / Н. Т. Бова, Г. Б. Резников. – К. : Вища шк. 1977. – 260 с. : ил.
4. Булычев, А. Л. Электронные приборы / А. Л. Булычев. – М. : Воениздат, 1982. – 416 с.
5. Вакин, С. А. Основы радиопротиводействия и радиотехнической
разведки / С. А. Вакин, Л. Н. Шустов. – М. : Изд-во «Сов. радио»,
1968. – 448 с.
6. Дэвис, Дж. Карманный справочник радиоинженера / Дж. Дэвис,
Дж. Дж. Карр ; пер. с англ. – 4-е изд., стер. – М. : Издат. дом
«Додэка ХХI», 2007. – 544 с. : ил.
7. Коротковолновые антенны / Г. З. Айзенберг [и др.] ; ред. Г. З. Айзенберг. – 2-е изд., перераб. и доп. – М. : Радио и связь, 1985. – 536 с. : ил.
8. Куприянов, А. В. Теоретические основы радиоэлектронной борьбы : учеб. пособие / А. И. Куприянов, А. В. Сахаров. – М. : Вузовская книга, 2007. –356с. : ил.
9. Куприянов, А. И. Радиоэлектронная борьба. Основы теории /
А. И. Куприянов, Л. Н. Шустов. – М. : Вузовская книга, 2011. –
800 с. : ил.
10. Левин, Б. Р. Теоретические основы статистической радиотехники / Б. Р. Левин. – 3-е изд., перераб. и доп. – М. : Радио и связь,
1989. – 656 с. : ил.
11. Мартынов, В. А. Панорамные приемники и анализаторы спектра /
В. А. Мартынов, Ю. И. Селихов ; ред. Г. Д. Заварин. – 2-е изд.,
перераб. и доп. – М. : Сов. радио, 1980. – 352 с. : ил.
12. Новое поколение полупроводниковых материалов и приборов.
Через GaN к алмазу / А. Васильев [и др.] // Электроника: НТБ. –
2007. – № 4. – С. 68–76.
13. Осипов, А. С. Электроника. Основы микроэлектроники : курс
лекций / А. С. Осипов. – Красноярск : КАТК ГА, 2003. – 162 с. : ил.
390
Библиографический список
14. Осипов, А. С. Электронные приборы, микроэлектроника и элементы электронной техники : конспект лекций / А. С. Осипов. –
Красноярск : КВКУРЭ ПВО, 1993. – 108 с. : ил.
15. Основы теории радиоэлектронной борьбы : учебник / ред. Н. Ф. Николенко. – М. : Воен. изд-во, 1987. – 351 с.
16. Основы теории систем и комплексов радиоэлектронной борьбы:
учеб. пособие / С. Н. Даровских, А. Ю. Кудрявцев, А. Ю. Карманов [и др.] ; под ред. С. Н. Даровских. – Челябинск : Изд. центр
ЮУрГУ, 2017. – 91 с.
17. Палий, А. И. Радиоэлектронная борьба / А. И. Палий. – 2-е изд.,
перераб. и доп. – М. : Воениздат, 1989. – 350 с. : ил.
18. Радиоприемные устройства : учебник для вузов / ред. В. И. Сифоров. – М. : Сов. радио, 1974. – 560 с.
19. Радиотехнические системы : учебник для вузов по специальности «Радиотехника» / Ю. П. Гришин, В. П. Ипатов, Ю. М. Казаринов [и др.] ; ред. Ю. М. Казаринов. – М. : Высш. шк., 1990. –
496 с. : ил.
20. Радиоэлектронная борьба в Вооруженных Силах Российской Федерации : тематический сб. – 2014. – 225 с.
21. Радиоэлектронная борьба. Силовое поражение радиоэлектронных
систем / В. Д. Добыкин [и др.] ; ред. А. И. Куприянов. – М. : Вузовская книга, 2007. – 468 с.
22. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория : справ. /
Я. Д. Ширман [и др.] ; ред. Я. Д. Ширман. – М. : ЗАО «МАКВИС»,
1998. – 828 с. : ил., библ. 539 назв.
23. Рафалович, А. Д. Улучшение эксплуатационных характеристик
широкополосных фазоидентичных ламп с бегущей волной и комплексированных усилителей на их основе : дис. … канд. техн.
наук / А. Д. Рафалович. – Саратов, 2014.
24. Румянцев, К. Е. Радиоприемные устройства : учебник / К. Е. Румянцев. – М. : Академия, 2006. – 336 с.
25. Тихонов, В. И. Статистическая радиотехника / В. И. Тихонов. –
2-е изд., перераб. и доп. – М. : Радио и связь, 1982. – 624 с.
26. Улучшение технических характеристик широкополосных ЛБВ /
А. Б. Данилов, А. Ю. Михайлов, А. Д. Рафалович, Л. А. Штерн //
Актуальные проблемы электронного приборостроения : материалы
Междунар. науч.-техн. конф. 20–21 сентября 2006 г. Саратов. –
С. 99–106.
391
Библиографический список
27. Учебник сержанта воинских частей радиоэлектронной борьбы /
ред. А. В. Осин. – М. : Воен. изд-во, 2008. – 448 с.
28. Цифровые радиоприемные системы : справ. / под ред. М. И. Жодзишского. – М. : Радио и связь, 1990.
29. Шахнович, И. Твердотельные СВЧ-приборы и технологии. Состояние и перспективы / И. Шахнович // Электроника: НТБ. – 2005. –
№ 5. – С. 58–64.
30. Ширман, Я. Д. Теория и техника обработки радиолокационной
информации на фоне помех / Я. Д. Ширман, В. Н. Манжос. – М. :
Радио и связь, 1981. – 416 с.
31. Широкополосные транзисторные усилители СВЧ-диапазона: смена
поколений / Б. А. Данилов, Е. М. Ильина, В. В. Пензяков [и др.] //
Электроника: НТБ. – 2010. – № 2.
32. Шифрин, Я. С. Антенны / Я. С. Шифрин ; ВИРТА ПВО. – Харьков : ВИРТА ПВО, 1976. – 407 с.
392
СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ
АМ
АМн
АМС
АПУ
АПЧ
АРУ
АСП
АСХ
АХ
АИМ
АЧМ
АЧХ
БТ
ВАХ
ВВТ
ВИМ
ВРК
ВТО
ВЧ
ГАП
ГСН
ДНА
ГПД
ДРО
ДУ
ДЧТ
ИВК
ИВС
ИМС
ИП
ИРИ
ИШ
КБВ
КСВ
КИМ
– амплитудная модуляция
– амплитудная манипуляция
– амплитудно-модулированный сигнал
– автоматизированный пункт управления
– автоматическая подстройка частоты
– автоматическая регулировка усиления
– автоматизированная станция помех
– анодно-сеточная характеристика
– анодная характеристика
– амплитудно-импульсная модуляция
– амплитудно-частотно-модулированный
– амплитудно-частотная характеристика
– биполярные транзисторы
– вольт-амперная характеристика
– вооружение и военная техника
– время-импульсная модуляция
– временное разделение каналов
– высокоточное оружие
– высокочастотный
– гидроакустическое подавление
– головка самонаведения
– диаграмма направленности антенны
– генератор плавного диапазона
– дипольный радиоотражатель
– дифференциальный усилитель
– двойная частотная телеграфия
– импульсно-временной код
– импульсно-временной сигнал
– интегральная микросхема
– импульсная помеха
– источник радиоизлучения
– источник шума
– коэффициент бегущей волны
– коэффициент стоячей волны
– кодово-импульсная модуляция
393
Список сокращений
КНД
КПД
КПУ
ЛБВ
ЛЧМ
ЛЭ
МИС
МПА
МШУ
НК
ОБ
ОЭ
ОК
ОФМн
ОЭП
ОЭР
ПКР
ПОИ
ПП
ППП
ППРЧ
ППУ
РО
РСН
РЭС
РЭБ
РЭПр
РЭП
РП
РЭЗ
РТР
РРТР
РЭР
РР
РЛС
РЛР
СХТ
СЦ
394
– коэффициент направленного действия
– коэффициент полезного действия
– квантовый параметрический усилитель
– лампа бегущей волны
– линейно-частотно-модулированный
– логический элемент
– монолитные интегральные схемы
– микрополосковая антенна
– малошумящий усилитель
– надводные корабли
– общая база
– общий эмиттер
– общий коллектор
– относительная фазовая манипуляция
– оптико-электронное подавление
– оптико-электронная разведка
– противокорабельная ракета
– передатчик одноразового использования
– передатчик помех
– полупроводниковый прибор
– программная перестройка рабочей частоты
– полупроводниковый параметрический усилитель
– радиоотражатель
– равносигнальное направление
– радиоэлектронное средство
– радиоэлектронная борьба
– радиоэлектронное поражение
– радиоэлектронное подавление
– радиоподавление
– радиоэлектронная защита
– радиотехническая разведка
– радио- и радиотехническая разведка
– радиоэлектронная разведка
– радиоразведка
– радиолокационная станция
– радиолокационная разведка
– статическая характеристика транзистора
– согласующая цепь
Список сокращений
ТВД
ТЛ
ТТЛ
УПТ
УПЧ
УРУ
УРЧ
УКВ
УТ
ФАП
ФД
ФП
ФМ
ФМС
ФМн
ХИП
ЦВМ
ЦИС
ЧАП
ЧВС
ЧД
ЧМС
ЧМн
ЧМШ
ШИМ
ШПС
ШПУ
ЦП
ЧРК
ЭМВ
ЭМС
ЭП
ЭПР
– театр военных действий
– транзисторная логика
– транзисторно-транзисторная логика
– усилитель постоянного тока
– усилитель промежуточной частоты
– усилитель с распределенным усилением
– усилитель радиочастоты
– ультракороткие волны
– униполярные транзисторы
– фазовая автоподстройка
– фазовый детектор
– функциональное поражение
– фазовая модуляции
– фазо-модулированный сигнал
– фазовая манипуляция
– хаотическая импульсная помеха
– цифровая вычислительная машина
– цифровая интегральная схема
– частотная автоподстройка
– частотно-временной сигнал
– частотный детектор
– частотно-модулированный сигнал
– частотная манипуляция
– частотно-модулированный шумовой
– широтно-импульсная модуляция
– шумоподобный сигнал
– широкополосный усилитель
– цепь питания
– частотное разделение каналов
– электромагнитная волна
– электромагнитная совместимость
– эмиттерный повторитель
– эффективная поверхность рассеяния
395
Приложение А
ПРИМЕНЕНИЕ СИЛ И СРЕДСТВ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ БОРЬБЫ
В ЛОКАЛЬНЫХ ВОЙНАХ
И ВООРУЖЕННЫХ КОНФЛИКТАХ
После Второй мировой войны в мире было развязано более семи
десятков локальных войн. В большинстве из них участвовали американские вооруженные силы или их военная техника и оружие. В ходе
этих войн проверялись и совершенствовались существующие и изыскивались новые средства и способы боевого применения родов войск, ведения боевых действий и операций.
В ходе боевых действий применялись все виды оружия и военной техники, имеющиеся в распоряжении воюющих сторон. Это были,
прежде всего, средства РЭБ и радиоэлектронное вооружение американского и советского производства. Наряду с другими видами оружия
в локальных войнах интенсивно использовались новейшие средства
радиолокации, радиосвязи, радиопомех, телевизионной, инфракрасной,
лазерной техники, предназначенные для обнаружения живой силы, военной техники, наведения оружия, управления силами и средствами
авиации, ВМС, частей сухопутных войск, войск ПВО и РЭБ. В локальных войнах велись настоящие «сражения» в эфире между средствами
радиоэлектроники и радиоэлектронного подавления. Боевые действия
велись с учетом основных положений тактики и оперативного искусства, принятых как в армиях государств НАТО, так и в армиях бывшего
Варшавского договора.
В связи с этим изучение боевого опыта, полученного в локальных
войнах, его творческое использование будет способствовать дальнейшему совершенствованию техники и тактики радиоэлектронной борьбы в Вооруженных силах России. Боевой опыт также показал, что для
396
Приложение А
стран, подвергшихся нападению, важной задачей являлось сохранение
боеспособности своих радиоэлектронных систем в условиях ведения
радиоэлектронной войны со стороны противника.
Далее приведены основные примеры применения сил и средств
РЭБ в Англо-Аргентинском конфликте, в вооруженной агрессии США
против Ливии, в зоне Персидского залива, в военных действиях на Балканах, в войне с Ираком (2003 г.) и в Грузино-Осетинском конфликте
(2008 г.).
А.1. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА
В АНГЛО-АРГЕНТИНСКОМ КОНФЛИКТЕ
За последние 60 лет, несмотря не небольшую продолжительность,
военные действия в борьбе за Фолклендские (Мальвинские) острова характеризовались значительными масштабами привлечения военно-морских сил, а основные задачи войны враждующими сторонами достигались главным образом с помощью флота и в борьбе с флотом. Особая
роль отводилась надводным кораблям (НК). В ходе конфликта с обеих
сторон участвовало до 180 кораблей и судов, было уничтожено 13 боевых кораблей и судов, 23 повреждено.
В операции английских экспедиционных сил по захвату Фолклендских (Мальвинских) островов в 1982 г. английская авиация и НК
применяли различные средства и способы РЭБ (см. рис. А.1.1).
Готовя вторжение, англичане установили на корабли, самолеты
и некоторые типы вертолетов («Чинук», «Си Кинг» и «Линкс») ПП РО,
устройства для выбрасывания ДРО, ИК-излучателей и передатчиков
одноразового использования (ПОИ). Эти средства затем применялись
для подавления РЛС управления огнем зенитных средств, а также для
отклонения от кораблей ПКР «Экзосет».
Бомбардировщики «Вулкан» были оборудованы американскими
станциями радиопомех ALQ-101 (-I3I). При высадке десанта на Восточный Фолкленд английская авиация и ВМС осуществляли разведку и радиоэлектронное подавление РЛС аргентинской стороны корабельными
и самолетными средствами РЭБ и обеспечивали РЭЗ систем управления
войсками, авиацией и ВМС.
Военно-морские силы Великобритании при подготовке и в ходе
боевых действий проводили мероприятия по скрытию истинных пла397
Приложение А
Рис. А.1.1. Схема боевого применения сил и средств РЭБ в операции английских
экспедиционных сил по захвату Фолклендских (Мальвинских) островов
нов и намерений командования по применению экспедиционных сил.
До минимума были сокращены радиопереговоры, строго соблюдались
радиодисциплина и режим излучения РЭС.
Радиопомехи показали достаточно высокую эффективность
в борьбе с противокорабельными ракетами (ПКР), применяемыми аргентинской авиацией. Ввиду ограниченного количества аргентинские
ВВС применили всего лишь шесть ПКР типа «Экзосет» АМ-39, из которых три поразили цель, три были отклонены от целей пассивными
радиопомехами.
Аргентинская авиация для скрытия от радиолокационной разведки и уменьшения времени на применение противником зенитных огневых средств совершала полет за складками местности на предельно
малых высотах (10–15 м). Кроме того, налеты выполнялись, как правило, с западного и юго-западного направлений в конце дня со стороны заходящего солнца. В результате 167 боевых вылетов без средств
РЭБ аргентинская авиация потопила эсминец УРО «Ковентри», фрегаты
«Ардент» и «Антилопа». При этом было потеряно 117 самолетов.
398
Приложение А
Англичане, применяя средства РЭБ, потеряли всего 10 самолетов
и вертолетов. Кроме того, пассивными радиопомехами были спасены
авианосец «Гермес», эсминец УРО «Глеморган» и другие корабли английского оперативного соединения ВМС.
Для защиты НК от ракет английские ВМС применили три тактических приема РЭБ созданием пассивных помех с помощью неуправляемых ракет типа «Корус», «Сифэн» и «Стокэйд», начиненных ДРО
из металлизированного стекловолокна и алюминиевой фольги, а также
механическим выбросом ДРО. При этом пассивные помехи в нормальных метеоусловиях действовали около 6 минут.
Первый прием заключался в создании маскирующих пассивных
помех для снижения вероятности захвата ГСН защищаемого корабля
при групповой атаке ПКР. После обнаружения приближающихся ракет
на дальности 1–2 км вокруг корабля с помощью пусковой установки
типа «Протиан» образовывалось до четырех облаков ДРО на различной
высоте и дальности.
Данный прием использовался 25 мая при отражении удара пары
самолетов «Супер Этандард» по корабельной группировке. Соединение
кораблей было обнаружено бортовыми РЛС аргентинских самолетов на
дальности 80 км. С расстояния 45 км с самолетов были выпущены три
ракеты «Экзосет» (см. рис. А.1.2) по английскому противолодочному
авианосцу «Гермес», находящемуся в ордере. Ракеты были обнаружены корабельной РЛС. После этого их ГСН были подавлены с помощью
большого количества ДРО, выброшенных кораблями оперативного соединения и активных радиопомех, созданных вертолетом «Линкс».
Одна ракета была отведена от авианосца и затем сбита ракетой
«Си вулф», запущенной с кораблей охранения. Вторая ракета прошла
мимо ордера кораблей. Третья после выхода из облака ДРО «захватила»
и потопила находящийся в четырех милях от авианосца контейнеровоз
«Атлантик Конвейдр» вместе с находившимися на борту пятнадцатью
вертолетами. Корабли английского флота начали интенсивно создавать
пассивные радиопомехи при угрозе воздушного нападения противника, после того как 4 мая был потоплен эсминец УРО «Шеффилд». Для
непрерывного пополнения ДРО английская фирма «Плесси аэроспейс»
в течение месяца работала круглосуточно.
Второй прием предназначался для срыва автосопровождения цели
ГСН ракеты после ее захвата. На дальности до 2 км от корабля с помощью ракет, запускаемых корабельными пусковыми установками «Ко399
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Приложение А
Рис. А.1.2. Противокорабельная ракета типа «Экзосет» АМ-39
рус», создавалось облако ДРО так, чтобы корабль и облако оказывались
в пределах строба ГСН ракеты по дальности. В результате ракета наводилась на облако, корабль выходил из него и одновременно выполнял
противоракетный маневр. Этот прием был использован эскадренным
миноносцем УРО «Глеморган» при обстреле позиций аргентинских войск в районе Порт-Стенли 12 июня. Из четырех ракет «Экзосет», запущенных по миноносцу с наземной ПУ, три были отведены от корабля
пассивными помехами, и только одна попала в кормовую надстройку, но
корабль остался на плаву.
Третий прием предусматривал совместное использование пассивных и активных радиопомех для увода ракет от кораблей. Корабль с помощью неуправляемой ракеты выставлял облако ДРО на удалении 400 м
и одновременно включал станцию активных радиопомех, работающую
в режиме увода ракеты за это облако. В результате ложная и реальная
цели образовывали как бы один протяженный объект. На его центр наводились ПКР, которые проходили мимо кораблей. Данный прием показал высокую эффективность в борьбе с одиночными ракетами.
Одновременно выстреливались ложные ИК-цели, имеющие уровень теплового излучения больше, чем у защищаемого корабля. После
приводнения они удерживались на поверхности воды и уводили на себя
ракеты с тепловыми ГСН.
В боевых действиях активные помехи создавали также английские
бомбардировщики «Вулкан» с помощью станций радиопомех, переставленных со штурмовиков «Буканир» и самолеты «СИ Харриер» (см. рис. А.1.3),
оборудованные приемниками предупреждения о радиолокационном об400
Приложение А
лучении и автоматами для выбрасывания ДРО. При налете на аэропорт
Порт-Стенли бомбардировщики подавили РЛС наведения ЗРК «Роланд»
и «Тайгеркэт», защищавших аэродром, и нанесли бомбовый удар.
В ходе конфликта стратегические бомбардировщики «Вулкан» нанесли два удара по РЛС ТРS-43F противорадиолокационными ракетами
«Шрайк» AGM-45 (см. рис. А.1.4), но через два дня станция возобновила свою работу, а перед последующими ударами вообще выключалась.
При нанесении по кораблям авиационных ударов, по данным визуального наблюдения (а не РЛС), средства РЭП не могли повлиять на
Рис. А.1.3. Тактический истребитель «Харриер-GR.5»
Рис. А.1.4. Противорадиолокационная ракета «Шрайк»
401
Приложение А
результаты удара, и корабли несли потери. Так был потоплен 21 мая
фрегат УРО «Ардент», по которому был нанесен удар неуправляемыми
ракетами и авиабомбами со штурмовика «Аэромакки» в то время, когда
он вел артиллерийский огонь по позициям аргентинских войск в районе
г. Сан-Карлос. Аналогично были потоплены эсминец УРО «Ковентри»
ударом авиабомб со штурмовика «Скайхок» и фрегат УРО «Антилопа»,
а два корабля были повреждены.
Изучив опыт ведения РЭБ в Фолклендском конфликте, английские
вооруженные силы направили основные усилия на совершенствование
средств РЭП; на повышение чувствительности аппаратуры радиоразведки, увеличение точности пеленгования РЭС до значения менее 1°, увеличение мощности и расширение диапазона частот ПП, разработку комбинированной системы радиопомех, состоящей из станции активных помех
и пусковой установки для запуска неуправляемых ракет, начиненных
ДРО и ИК-излучателями для защиты кораблей от ракет с ГСН.
Тепловые ловушки выпускаются с характеристиками, максимально приближенными к реальным тепловым портретам НК. Создаются
пассивные ложные цели со скоростью, приближающейся к скорости
защищаемых самолетов. Разрабатываются комплексные системы РЭБ,
способные обеспечить защиту кораблей и самолетов от ракет, оборудованных радиолокационными, тепловыми и лазерными ГСН.
Вместе с тем за рубежом считают, что существующими средствами РЭБ можно отвлечь от защищаемых кораблей лишь до 80 % атакующих ракет с радиолокационными и ИК головками самонаведения. В период Англо-Аргентинского конфликта применялись также космические
средства РЭР.
Так, благодаря информации с разведывательных спутников США
о местонахождении аргентинских кораблей 2 мая 1982 г. английской
подводной лодке удалось торпедировать аргентинский крейсер «Генерал Бельграно». Из 1 042 членов экипажа удалось спастись лишь 400.
Контрольные вопросы и задания
1. Перечислите средства и способы РЭБ в операции английских
экспедиционных сил по захвату Фолклендских (Мальвинских)
островов в 1982 г.
2. Опишите опыт ведения РЭБ английскими вооруженными силами
в Фолклендском конфликте.
402
Приложение А
3. Каковы три тактические приема РЭБ созданием пассивных помех
с помо щью неуправляемых ракет типа «Корус», «Сифэн» и «Стокэйд»?
А.2. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА В ВООРУЖЕННОЙ
АГРЕССИИ США ПРОТИВ ЛИВИИ
В апреле 1986 г. по указанию администрации США был совершен
пиратский авиационный удар по различным объектам Ливии с целью
физического устранения неугодного ей ливийского правительства. Удар
наносился авиацией военно-воздушных и военно-морских сил под защитой радиоэлектронных помех. В нем участвовали истребители-бомбардировщики F-111, базирующиеся в Великобритании на авиабазе
Лейкенхит, и штурмовики А-6Е «Интрудер» с авианосцев «Америка»
и «Коралси», находившихся в Средиземном море. Ударную авиацию
поддерживали две группы РЭБ. Первая группа в составе трех самолетов ЕF-111A вылетела с аэродрома Аппер-Хейфорд (Великобритания),
а вторая в составе четырех самолетов ЕА-6В – с авианосцев.
Во взаимодействии с самолетами РЭБ действовали палубные
штурмовики А-7Е и истребители F-18, вооруженные противорадиолокационными ракетами, а также истребители прикрытия F-14 и F-18.
Контроль воздушного пространства и управление нападающей авиацией обеспечивали два палубных самолета дальнего радиолокационного
обнаружения и управления Е-2С «Хокай». В операции принимали участие также два авианосца, на борту которых базировались 170 боевых
самолетов, подводная лодка типа «Лос-Анджелес», самолеты радиоразведки, самолеты-заправщики КС-1О, I35 и другие средства.
Результаты удара оценивали разведывательные ИСЗ и самолеты
стратегической разведки SR-71 (см. рис. А.2.1) и RC-135. Всего в операции принимали участие около 200 самолетов, 36 кораблей и судов. Удар
наносился в приведенной ниже последовательности.
14 апреля в 21 час 15 минут с авиабаз Милденхолл и Фэрфорд
взлетели 28 самолетов-заправщиков (КС-135), а через 20 минут с авиабазы Лейкенхит – 24 истребителя-бомбардировщика F-111F и 5 самолетов РЭБ ЕF-111A. После первой дозаправки топливом в воздухе шесть
F-111F и два EF-111A, находившиеся в резерве, возвратились на свои
авиабазы. Остальные самолеты в режиме полного радиомолчания с тре403
Приложение А
Рис. А.2.1. Самолет стратегической разведки SR-71
мя дозаправками в воздухе продолжали полет на большой высоте над
Атлантикой через Гибралтар и Средиземное море. Такой сложный протяженный маршрут полета был выбран не случайно. Конечно, прямой
путь из Англии к берегам Ливии лежит через воздушное пространство
Франции, но по нему невозможно осуществить скрытый полет из-за необходимости вести радиопереговоры с наземной диспетчерской службой воздушного движения. Выбранный маршрут обеспечил полную
скрытность операции вплоть до начала активных действий. В районе
Тунисского залива они начали снижаться до высоты 50–60 м и развертываться в боевой порядок для нанесения удара звеньями. 15 апреля в 1 час
54 минуты, за шесть минут до удара, самолеты ЕF-111А (см. рис. А.2.2)
ударной группы и ЕА-6В, поднявшиеся с авианосцев «Америка» и «Корал Си», начали создавать активные помехи РЛС дальнего обнаружения и наведения зенитных ракет, а палубные штурмовики А-7Е и F-18
с авианосцев, стоявших у берегов Ливии, произвели пуск 48 противо404
Приложение А
Рис. А.2.2. Самолет радиоэлектронной борьбы EF-111A
радиолокационных ракет «Шрайк» и ХА РМ по РЛС зенитно-ракетных
комплексов системы ПВО на северном побережье Ливии.
Под защитой радиопомех 18 истребителей-бомбардировщиков
F-111 и палубные штурмовики в 2 часа 00 минут нанесли удары управляемыми и неуправляемыми авиабомбами и ракетами по объектам
г. Триполи – резиденции ливийского правительства, международному
порту, академии ВМС (18 самолетов F-111) и в г. Бенгази (14 самолетов
А-6Е) – по международному аэропорту и воинским казармам.
Всего нападающей авиацией было сброшено 150 тонн авиабомб калибра от 500 до 2 000 фунтов. В ходе удара проходили испытание новые
кассетные авиабомбы калибра 500 фунтов Мк.20 «Рокай», предназначенные для разрушения покрытия аэродромов с наведением по лазерному
лучу с борта F-111. Использовались также бомбы замедленного действия
4к.82 того же калибра. Самые тяжелые бомбы калибра 2 000 фунтов
(900 кг) 4к.84 «Пэйввэн» имели лазерные системы наведения.
В ходе удара прошла боевое испытание новейшая установка для
обнаружения и опознавания цели, наведения на нее оружия в любых
метеорологических условиях AVQ-26 «Пэйв Тэк» на борту F-111. Самолеты А-6Е «Интрудер» имели на борту многозональную систему обнаружения и сопровождения цели по лазерному лучу. Штурмовики А-7Е
(см. рис. А.2.3) были оборудованы инфракрасной системой переднего
обзора.
405
Приложение А
Рис. А.2.3. Палубный штурмовик А-7Е Corsair
В результате варварского удара в Триполи и Бенгази были разрушены жилые дома и повреждены здания посольства Австрии, Ирана, Финляндии, Югославии, убито 50 и ранено 100 мирных жителей.
Но главная цель удара – физическое устранение руководства Ливии – не
была достигнута.
Контрольные вопросы и задания
1. Какова была основная цель пиратского авиационного удара США
по различным объектам Ливии в апреле 1986 г.?
2. Опишите опыт применения противорадиолокационных ракет
«Шрайк» и ХА РМ по РЛС зенитно-ракетных комплексов системы ПВО Ливии.
3. Дайте характеристику опыту испытания новых кассетных авиабомб калибра 500 фунтов с наведением по лазерному лучу.
А.3. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА В ЗОНЕ
ПЕРСИДСКОГО ЗАЛИВА «БУРЯ В ПУСТЫНЕ»
Подготовка к войне в зоне Персидского залива осуществлялась
в течение пяти с половиной месяцев в рамках операции «Щит пустыни».
Проведением этой и последующей операций многонациональные
силы (МНС) должны были обеспечить защиту территории Саудовской
406
Приложение А
Аравии, заставить Ирак вывести свои войска из Кувейта и стабилизировать обстановку в регионе.
Операция «Щит пустыни» практически началась с момента принятия президентом США решения о стратегическом развертывании вооруженных сил в зоне конфликта. Основой операции являлся заблаговременно разработанный план объединенного центрального командования
(ОЦК) ВС США по действиям в чрезвычайной обстановке.
В зоне конфликта была создана группировка американских частей и подразделений разведки и радиоэлектронной борьбы, в состав
которой входили одна бригада, восемь батальонов, две отдельные роты
разведки и РЭБ, три эскадрильи самолетов – постановщиков помех, две
эскадрильи самолетов типа «Уайдл-Уилз» общей численностью около
7 000 человек. Группировка (см. рис. А.3.2) насчитывала до 160 постов
радиоэлектронного подавления, свыше 250 постов радио- и радиотехнической разведки, свыше 100 самолетов и 30 вертолетов – постановщиков
помех. Сухопутными войсками других государств в составе многонациональных сил средства радиоэлектронного подавления не применялись.
Для ведения воздушной разведки и наведения авиации применялись:
`` самолеты Е-3А «Авакс» (см. рис. А.3.4) ВВС США, Саудовской Аравии (5 самолетов), самолеты Е-2С «Хокай» с авианосцев ВМС США;
`` новейшие самолеты Е-8А (2 самолета, см. рис. А.3.1) из эскадрильи
специального назначения ВВС США, оснащенные разведыватель-
Рис. А.3.1. Самолет разведки Е-8А
407
Приложение А
ными РЛС бокового обзора типа «Джистарс» с дальностью ведения
разведки 250 км и точностью определения координат 1–2 м;
`` стратегические самолеты разведки КС-135 (6 самолетов), ТР-1
(8 самолетов), которые вели радио-, радиотехническую, фотои радиоэлектронную разведку с интенсивностью шесть – восемь
Рис. А.3.2. Группировка сил сторон накануне боевых действий
Рис. А.3.3. План воздушно-наземной операции многонациональных сил
408
Приложение А
вылетов в сутки, а также свыше сорока тактических и палубных
самолетов-разведчиков;
`` три отряда беспилотных летательных аппаратов морской пехоты
США типа «Пионер-1» для ведения разведки целей, корректировки и передачи данных на соответствующие пункты управления
в реальном масштабе времени;
`` искусственные спутники земли (ИСЗ) типа «Лакросс» (радиолокационной разведки), «Кихоул-М» (оптико-электронной разведки), «Имеюс» (засечки пусков оперативно-тактических ракет), «Лендсат» и «Спот» (исследования природных ресурсов),
«Феррет-Д», «НО СС/ ССУ», «Аквакейд», «Шале» и «Вортекс»
(радио- и радиотехнической разведки).
Всего орбитальная группировка насчитывала до 25 ИСЗ – разведчиков, в том числе оптико-электронной разведки – 3, радиолокационной – 1, радио- и радиотехнической – 21. Средствами космической
видовой разведки обеспечивался просмотр объектов территории Ирака
с периодичностью до 20 мин и разрешением 0,3–0,4 м.
Сигналы, передаваемые на землю спутниками РР ТР, принимались без предварительного преобразования наземными мобильными
станциями приема и обработки данных космической разведки. Время
доведения информации до потребителя с момента сбора ИСЗ обычно
составляло не более одного часа.
Рис. А.3.4. Самолет Е-3А «Авакс» ВВС США
409
Приложение А
Тактические истребители F-4G, предназначенные для поиска,
распознавания, определения координат и уничтожения средств системы
ПВО, наряду с самолетами РЭБ EF-111A «Рейвен», EC-130H «Компас
Колл», тактическими разведчиками RF-4C, после освоения экипажами
ТВД были включены в системы разведки МНС. В процессе подготовки
к боевым действиям они выполняли полеты вдоль границ Саудовской
Аравии с Ираком и Кувейтом и добывали дополнительные сведения
о противнике.
Осведомленность американцев о системе ПВО, тактико-технических характеристиках, диапазонах частот радиоэлектронных средств
позволила перед началом операции на полигонных учениях проверить
эффективность авиационных средств РЭБ и отработать конкретные тактические приемы по нейтрализации объектов ПВО Ирака.
Для разгрома ВС Ирака была разработана операция «Буря в пустыне». В основе замысла лежала концепция «воздушно-наземной операции (сражения)».
Ее главная особенность состояла в том, что решение основных
задач было возложено на стратегическую, тактическую и палубную
авиацию с широким применением вертолетов огневой поддержки для
достижения одновременного поражения войск Ирака на всю глубину
их оперативного построения, выполнения сухопутными группировками
задач по освобождению Кувейта и овладению приграничной иракской
территорией по реке Евфрат (см. рис. А.3.3). Операцию предусматривалось провести в два этапа.
На первом этапе планировалось в ходе воздушной наступательной
операции нанести массированные удары по ключевым объектам и войскам на территории Ирака и Кувейта, подавить систему ПВО, завоевать
господство в воздухе, дезорганизовать систему государственного и военного управления, нанести максимально возможное поражение южной
группировке иракских войск.
Командование авиацией многонациональных сил при ведении
воздушной войны против Ирака использовало тактику, которая в максимальной степени учитывала преимущество в бортовом радиоэлектронном оборудовании и авиационных системах вооружения.
План быстрого подавления иракской системы ПВО предусматривал первоочередное уничтожение ЗРК ударами с малых высот и исходил из возможности получения союзными войсками максимальных преимуществ за счет возможности проведения ночных атак американской
410
Приложение А
авиацией с применением ВТО, а также за счет широкого использования
средств РЭБ. После подавления ПВО самолеты антииракских сил могли наносить бомбовые удары со средних высот, оставаясь за пределами
зоны досягаемости зенитной артиллерии и ПЗ РК противника, т. е. наносить удары с применением ВТО практически в полигонных условиях.
Нанесение массированных ракетно-бомбовых ударов сопровождалось самой крупной в истории радиоэлектронной войной. Активные
радиопомехи ставились во всех диапазонах частот (от 70 МГц до 18 ГГц),
в которых могли работать радиолокационные средства ПВО Ирака.
Постановка помех осуществлялась с самолетов РЭБ EF-111А «Равен»
и ЕА-6 В «Проулер», а также ЕС-I30-Н «Компас Колл» (см. рис. А.3.5).
Первоочередной задачей РЭБ было подавление и дезорганизация
системы управления ПВО Ирака в масштабах страны с последующим
переносом основных усилий на систему ПВО группировки иракских войск в Кувейте.
На втором этапе в ходе воздушно-наземной операции предполагалось обходящими ударами сухопутных войск и морской пехоты, одновременной высадкой в тыл многочисленных оперативных и тактических десантов окружить и уничтожить по частям группировку иракских
вооруженных сил в Кувейте и на юге Ирака.
В составе ВС Ирака для решения задач РЭБ имелись батальоны,
оснащенные в основном устаревшей техникой иностранного производства.
Рис. А.3.5. Самолет РЭБ ЕС-130Н
411
Приложение А
Самолеты ВВС Ирака были оборудованы средствами постановки пассивных помех, противорадиолокационными ракетами и ракетами с радиолокационными головками самонаведения, однако в период
боевых действий активное использование даже этих средств не было
отмечено.
К началу войны иракцы смогли создать достаточно крупную оборонительную группировку сухопутных войск, боевые возможности которой незначительно уступали группировке МНС. Что же касается ВВС
и ВМС, то в этих компонентах превосходство было на стороне коалиционной группировки.
Боевые действия были начаты ночью нанесением массированных
ракетно-авиационных ударов с целью максимального использования
качественного преимущества авиации МНС, большинство самолетов
которой были способны эффективно действовать в любое время суток.
Со стороны Ирака только небольшая часть истребителей ПВО могла
участвовать в отражении ударов.
Результаты воздушной наступательной операции:
`` было завоевано и в дальнейшем прочно удерживалось господство
в воздухе;
`` выведены из строя посты дальнего радиолокационного обнаружения;
`` уничтожены известные объекты производства и хранения ядерных компонентов и химического оружия;
Рис. А.3.6. Самолет РЭБ «Атлантик» ВВС Франции
412
Приложение А
разрушены и заминированы взлетно-посадочные полосы ряда аэродромов; уничтожены объекты системы связи, базы снабжения;
`` разрушены часть узловых пунктов, линий коммуникаций, а также
некоторые объекты легкой и пищевой промышленности.
В боевых действиях принимало участие 1 736 самолетов тактической авиации, из них 1 100 самолетов ВВС США, 266 стран НА ТО
и 370 тактических самолетов стран Персидского залива. В основном
тактическая авиация при нанесении ударов по объектам в Ираке и Кувейте действовала небольшими группами в составе 2–12 самолетов.
Интервалы ударов не превышали 30 минут. Ударные самолеты прикрывались истребителями, самолетами РЭБ. Глубина ударов составляла от
500 до 1 200 км.
Большое внимание уделялось прикрытию ударных групп средствами РЭБ. В боевых действиях принимали участие самолеты РЭБ ЕF-111A
«Равен», ЕС-130Н «Компас Колл», F-4 (ВВС США), ЕА-6 В «Проулер»
(авиации ВМС США) и «Атлантик» (ВВС Франции, см. рис. А.3.6).
Заслуживают внимания действия самолетов ЕF-111 и F-4. При обнаружении работающих РЛС системы ПВО Ирака экипажи самолетов
поражали их высокоскоростными противорадиолокационными ракетами ХА РМ, а РЛС с высокой вероятностью подавлялись аппаратурой
РЭБ самолетов ЕF-111. Подобные действия мешали средствам ПВО
Ирака обнаруживать, следить и наводить на воздушные цели свои средства поражения.
В боевых действиях участвовало более 1 660 вертолетов МНС,
в том числе около 900 боевых вертолетов, вооруженных ПТ УР. В ходе
наземной наступательной операции основные усилия армейской авиации были направлены на непосредственную авиационную поддержку
наступающих войск. Главной задачей боевых вертолетов было уничтожение в первую очередь бронетанковой техники в первой полосе обороны иракских войск.
При проведении операции «Буря в пустыне» осуществлялись
практическая проверка и испытания новых и еще не принятых на вооружение систем: разведывательных, навигационных, контроля боевых
действий, обнаружения наземных целей с передачей координат в реальном времени для воздушных средств поражения.
При первых массированных налетах и в процессе последующих
боевых действий РЭБ обеспечила МНС явное преимущество в противоборстве с Ираком. По сути, был реализован принцип «радиоэлектронно``
413
Приложение А
го удара», в результате которого удалось создать благоприятные условия
для внезапного применения авиации и сухопутных группировок войск
(сил), высокоточного оружия и добиться в целом превосходства в управлении.
Активные радиопомехи ставились во всех диапазонах частот
(от 70 МГц до 18 ГГц), в которых могли работать радиоэлектронные
средства ПВО Ирака. Постановка помех осуществлялась с самолетов
РЭБ EF-111A «Рейвен» (Ворон) и ЕА-6 В «Проулер», а также ЕС-130
«Компас Колл». Для провоцирования работы РЛС ПВО на излучение
в намеченных коридорах прорыва иракской обороны использовались
специальные демонстративные группы в составе беспилотных самолетов и крылатых ракет.
Работающие на излучение РЛС засекались и уничтожались самолетами F-4G, F/A-18 и «Торнадо» из состава групп огневого подавления
ПВО. Следующим эшелоном прорыва были группы самолетов РЭБ, которые осуществляли постановку прицельных помех при подходе групп
ударных самолетов к границам зон обнаружения иракских РЛС. Все
самолеты из состава ударных групп также были оснащены средствами
РЭБ. В замыкающем эшелоне находились самолеты-разведчики, регистрировавшие результаты ударов.
С переходом к наземным действиям части разведки и РЭБ корпусов и дивизий, наряду с самолетами ВВС и ВМС, вели массированное
радиоэлектронное подавление каналов управления армейских корпусов
и систем ПВО Ирака во всем диапазоне рабочих частот. Основу комплекса средств РЭБ наземной группировки составили мобильные наземные
и установленные на вертолетах станции помех радиосвязи КВ- и УКВдиапазона, состоящие на оснащении формирований разведки и РЭБ дивизионного и корпусного звена СВ США. Боевое применение наземных
станций, как правило, осуществлялось из боевых порядков батальонов
первого эшелона на удалении 3–5 км от линии боевого соприкосновения сторон (удаление маршрутов полета составляло до 20 км).
Развернутые сухопутными войсками США силы и средства РЭБ
обеспечивали подавление радиосетей на глубину дивизий первого эшелона иракской группировки. Одновременно осуществлялось огневое
поражение пунктов управления и узлов связи. Для исключения непреднамеренных помех от своих средств радиоэлектронного подавления
управление многонациональными силами в этот период осуществлялось в основном по каналам спутниковой связи, а там, где это было
414
Приложение А
возможно, и проводной. Бурное развитие технологии средств связи,
повышение мобильности войск, рост потребностей в предоставлении
информации в реальном времени вывели на первое место спутниковую
связь, причем основное значение придавалось радиочастотной службе
(РЧС). Однако до настоящего времени она практически никогда не принималась во внимание при планировании боевых действий.
Каждый из видов вооруженных сил, подразделения и части которого прибывали на театр военных действий, перебрасывал свою систему
радиочастотной службы, при этом ни одна не была взаимно совместима
с другой. Специалисты оперативного звена практически не имели опыта
работы в масштабе такого крупного театра. Как правило, они отрабатывали свои действия на небольших учениях (типа проводимых в Египте
«Брайт Стар»). Количество заявок на использование частот буквально
захлестнуло службу. На начальном этапе работа практически сводилась
к учету и регистрации заявок, передаваемых в центр по анализу электромагнитной совместимости министерства обороны США. Но этот процесс, рассчитанный на работу со стационарными средствами связи, никак
не мог удовлетворить запросы сотен мобильных органов, да еще и работающих вблизи друг от друга. В итоге задачи распределения частотного
спектра были возложены на центр радиочастотной службы ВВС США.
В ходе операций «Щит пустыни» и «Буря в пустыне» каждый из
видов вооруженных сил занимал те частоты, которые наилучшим образом подходили для выполнения задач, совершенно не принимая во
внимание потребности и состояние дел своих коллег. Фактически полностью отсутствовала координация во всех эшелонах от уровня командующего ОЦК до тактического.
Штаб ОЦК пытался решить эту проблему, однако жестко централизованная радиочастотная служба, ориентированная на мирное время,
была сломлена потоком информации. В базе данных радиочастотной
службы ОЦК учитывались радиосредства по их дислокации, а распределение частот, осуществляемое из США, совершенно не удовлетворяло
требованиям, предъявляемым совместной операцией такого масштаба.
Создавшаяся ситуация не могла существовать долго. Были приняты временные меры по исправлению ситуации – штаб ОЦК распределял
между подразделениями блоки частотного диапазона, в пределах которых они сами осуществляли диспетчерские функции.
Отсутствие радиочастотной службы оказало свое негативное
влияние и на ведение «радиоэлектронной войны». Практически невоз415
Приложение А
можной оказалась задача составления объединенного списка запретных
частот (на которых запрещена постановка помех). В результате иногда
допускались срывы в проведении операций РЭБ.
В целом опыт войны подтвердил известные взгляды командования США на РЭБ как неотъемлемую часть боевых действий любого
масштаба, на способы ее организации и ведения, которые в последние
годы практически отрабатывались на многих учениях США и НАТО.
Военный конфликт наглядно показал, что активное и умелое применение сил и средств РЭБ в значительной степени предопределило
успех боевых действий МНС. И, наоборот, отсутствие достаточного
количества сил и средств РЭБ, а также недостаточная ее организация
и пассивное ведение со стороны ВС Ирака явились одними из основных причин значительных потерь в живой силе, вооружении и военной
технике.
Таким образом, анализ хода и результатов боевых действий в зоне
Персидского залива, а также положения дел в области теории и практики
борьбы дает основание утверждать, что назрела необходимость уточнения содержания и задач радиоэлектронной борьбы, разработки теории
борьбы с системами боевого управления противника и его составной части – борьбы с разведкой как одной из задач вооруженной борьбы.
Боевые действия в зоне Персидского залива еще раз показали на
практике, что радиоэлектронная борьба переросла из средства оперативного (боевого) обеспечения в средство ведения вооруженной борьбы.
Комплексное применение средств огневого поражения, разведки и РЭБ
позволило нарушить управление войсками и оружием Ирака и обеспечить оперативную внезапность действий МНС.
Контрольные вопросы и задания
1. Каков состав группировки американских частей и подразделений
РЭБ в ходе боевых действий в зоне Персидского залива?
2. Каковы способы и средства создания активных радиопомех радиолокационным средствам ПВО Ирака?
3. Охарактеризуйте РЭБ как неотъемлемую часть боевых действий любого масштаба по опыту проведения операции «Буря в пустыне».
4. Назовите уточнения содержания и задач радиоэлектронной борьбы по анализу хода и результатов боевых действий в зоне Персидского залива.
416
Приложение А
А.4. ОРГАНИЗАЦИЯ И ПРОВЕДЕНИЕ ОПЕРАЦИИ
ПРОТИВ ИРАКА «ЛИС В ПУСТЫНЕ»
После войны в зоне Персидского залива 1991 г. в США не прекращали попыток устранить с политической арены режим С. Хусейна.
Комплекс военных и иных акций, проведенных с 1992 по 1997 г., заметных результатов США не принес. В феврале 1998 г. объединенная
англо-американская группировка была приведена в полную боевую
готовность к проведению воздушной наступательной операции «Гром
в пустыне», но уступки Ирака в допуске инспекторов ООН к проверке
объектов, на которых предположительно могло находиться и разрабатываться оружие массового поражения, на этот раз отсрочили начало
военных действий.
Не дожидаясь результатов работы инспекторов, США приняли решение на подготовку силовой акции против Ирака.
Формальным поводом для назначения сроков начала военных действий поступило выступление 15 декабря 1998 г. в Совете Безопасности
ООН руководителя спецкомиссии ООН Р. Батлера о нарушении иракской стороной условий соглашения по допуску специалистов международных организаций к проверяемым объектам (ряд свидетельств, в том
числе доклад МАГАТЕ, указывает на предвзятый характер его доклада).
Во второй половине дня 16 декабря был окончательно оформлен
приказ на нанесение воздушных ударов по Ираку. Военные действия
против Ирака были спланированы и организованы в рамках операции
«Лис в пустыне».
Главной целью операции было официально заявлено уничтожение оружия массового поражения, имевшегося, по мнению Пентагона,
на вооружении иракской армии и хранящегося в арсеналах. Основу операции составляла воздушно-наступательная операция.
Истинной целью операции против Ирака по характеру избранных
130 целей (среди которых только 10 % являлись объектами, которые, по
данным ЦРУ, могли быть связаны с производством и хранением ОМП)
являлось, по нашему мнению, создание условий для устранения с политической арены С. Хусейна и, как следствие, укрепление американских
позиций в зоне Персидского залива и на Ближнем Востоке. Следует заметить, что в качестве других задач можно назвать задачу проверки способности ВС США к ведению военных действий ограниченным соста417
Приложение А
вом сил передового присутствия и испытание новых образцов оружия
и специальной техники.
Необходимо подчеркнуть, что войска ПВО, ВВС и Сухопутные
войска Ирака к началу военных действий не располагали современными
средствами для ведения борьбы в воздухе.
В составе войск Ирака на 1 января 1998 г. имелось 9 зенитных ракетных бригад, оснащенных ЗРК типа С-75 «Волга», С-125 «Печора»,
«Квадрат», «Кроталь», «Роланд-2» (всего 124 ПУ ЗУР), 5 зенитных (всего 468 орудий ЗА), а также 4 радиотехнические бригады, на вооружении
которых находились РЛС старого парка типа: П-12, П-14, П-18, П-19,
П-35, П-37, П-40, ПРВ-11.
Группировка радиотехнических войск Ирака обеспечивала сплошное радиолокационное поле над территорией страны с нижней границей
1–2 км. Маловысотное поле с нижней границей 100–200 м обеспечивалось только в районах дислокации наиболее важных объектов и вдоль
западной границы.
Самыми современными средствами радиолокационного обнаружения являлись РЛС «Оборона» и радиовысотомеры ПРВ-16 (5 % от
всего парка РЛС). Слабыми сторонами группировки радиотехнических
войск Ирака являлись:
`` низкая помехозащищенность радиоэлектронной техники. Даже
при относительно невысокой спектральной плотности активных
шумовых помех (10–15 Вт/ МГц) средства РТВ полностью подавлялись;
`` малая глубина радиолокационного поля в сочетании с неавтоматизированным сбором и обработкой информации приводили к запаздыванию выдачи информации для огневых средств ПВО на
5–10 мин;
`` низкие возможности по обнаружению цели типа Е-117А «Стелс»
и крылатых ракет. Даже в условиях отсутствия помех максимальная дальность обнаружения целей типа КР морского базирования
«Томагавк» на высоте 500 м составляла 25–47 км, а в помехах она
уменьшалась на 35–60 %;
`` отсутствие средств защиты от противорадиолокационных ракет
«Харм».
Военно-политическое руководства Ирака предприняло ряд экстренных мер по подготовке страны и ее ВС к отражению возможных
ударов.
418
Приложение А
Важным элементом проведенных мероприятий была масштабная
маскировка войск и техники.
Воздушно-наступательная операция осуществлялась в 4 этапа.
Большинство объектов, планировавшихся к поражению, получили различные повреждения. Потери личного состава Иракских вооруженных
сил по различным источникам составили от 600 до 1 600 человек.
Решающую роль в достижении успеха операции сыграли высокоэффективная разведка, своевременное применение средств РЭБ (в том
числе огневого поражения) для подавления системы ПВО Ирака, высокоточное оружие ВМС и ВВС союзников, проведение психологических
операций и мероприятий информационной борьбы, высококвалифицированный, профессионально подготовленный личный состав.
По заявлениям американского командования, на 1998 г. операция
«Лис в пустыне» стала наиболее успешной за всю историю ВС США.
Тем не менее можно утверждать, что основные задачи операции решены
не были, как и не была достигнута основная ее цель – создание условий
для смены руководства Ирака.
Вместе с тем решение запланированных на военную компанию
задач позволило получить США и НАТО подтверждение возможности
подготовки и осуществления в кратчайшие сроки воздушно-наступательной операции авиационно-морской группировкой сокращенного
состава, а также оценить эффективность применения новых образцов
оружия, определить важность достижения внезапности нападения.
Разведывательное обеспечение сил и средств союзников осуществлялось постоянно действующей системой наземных, космических,
авиационных и корабельных средств разведки и наблюдения. Основу
разведывательного обеспечения составляла действующая орбитальная
группировка разведывательных космических аппаратов (3 КА «Киоул»,
2 КА «Лакросс») оптико-электронной и радиолокационной разведки.
До начала операции союзными войсками с использованием технических средств разведки были получены необходимые сведения и о системе управления Иракских войск, дислокации, частотных диапазонах и других технических характеристиках РЭС Ирака и прежде всего РЭС ПВО.
В операции были задействованы 11 самолетов радиоэлектронного
подавления ЕА-6 В, кроме того – все самолеты стратегической, тактической и палубной авиации союзников были оснащены средствами РЭП
индивидуальной защиты, каждый пятый истребитель нес на борту средство РЭП групповой защиты (контейнерного типа AN/ALQ-176).
419
Приложение А
К важному элементу группировки сил и средств, решающей задачи радиоэлектронной борьбы, следует отнести и наличие двух стратегических разведывательных самолетов со средствами РТР высокой
точности – RС-135 и двух U-2. В эшелоне прорыва для дезорганизации системы управления ПВО Ирака использовались самолеты ЕА-6 В
«Проулер» ВМС США и тактические истребители F-16 C/D ВВС США,
оснащенные радиолокационными ракетами «Харм». При этом применялась тактика, отработанная в операции «Буря в пустыне».
Базирующиеся на борту авианосца «Энтерпрайз» самолеты ЕА-6
В из зон барражирования подавляли РЛС воздушных целей ПВО Ирака,
при этом включение помех производилось в момент входа групп тактических истребителей в зону радиолокационного обнаружения. Истребители F-16, входя в зону обнаружения ПВО, провоцировали расчеты
станции наведения ракет на активную работу с излучением и затем поражали их противорадиолокационными ракетами.
Зоны действия ЗРК средней дальности преодолевались ударными
самолетами на малой высоте под прикрытием помех с самолетов ЕА-6
В. Радиолокационные станции зенитно-артиллерийских и зенитно-ракетных комплексов подавлялись бортовыми средствами электронного
подавления индивидуальной защиты самолетов, включая противорадиолокационные отражатели и ложные тепловые цели. Поражались ЗРК
ракетами «Харм» и «Аларм». Комплексное применение вышеназванных
средств позволило обеспечить высокую живучесть авиации союзников
и избежать потерь боевой техники и личного состава.
Применение приемников радионавигационной системы GPS «Навстар» в сочетании с данными космической разведки позволило обеспечить высокую точность наведения на цели ударных самолетов и КР МБ.
Высокая результативность нанесенных ударов позволяет сделать
вывод, что иракские ВС должным образом вести РЭБ не смогли, и это
один из важных фактов, обеспечивших высокую эффективность действий союзников.
В ходе операции «Лис в пустыне» командование ВС США устранило недостатки, выявленные в ходе операции «Буря в пустыне», прежде всего в части распределения частот и обеспечения ЭМС. Совершенствовались приемы и способы ведения РЭБ в ходе всех четырех этапов
воздушно-наступательной операции. Радиоэлектронная борьба подтвердила свою значимость, оставаясь важной составляющей военных
действий.
420
Приложение А
Контрольные вопросы и задания
1. Какова истинная цель ВС США проведения военной операции
против Ирака?
2. Опишите состояние войск ПВО, ВВС и СВ Ирака к началу военных действий.
3. В чем выразилась решающая роль в достижении успеха операции
для подавления системы ПВО Ирака?
А.5. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА В ВОЕННЫХ
ДЕЙСТВИЯХ НА БАЛКАНАХ
24 марта 1999 г. Генсек НАТО отдал приказ главнокомандующему
силами НАТО в Европе начать военную операцию против Союзной
Республики Югославии.
То, что в НАТО называют операцией «Союзническая сила», по
существу представляло собой агрессию самого мощного в мире военнополитического союза против одного из самых слабых в экономическом
плане государств Европы. В операции «Союзническая сила» принимали
участие 13 стран НАТО. Количественное и, главное, качественное соотношение сил не позволяло югославам надеяться на отражение агрессии.
Группировка НАТО к началу операции насчитывала 460 боевых
самолетов, дислоцированных на авиабазах в Италии, авианосцах «Эйзенхауэр» (ВМС США) и «Фом» (ВМС Франции).
ВВС США в составе группировки представляли стратегические
бомбардировщики В-52Н «Стратофортресс», каждый из которых был
оснащен 12 крылатыми ракетами АLМ-86С, и два стратегических бомбардировщика В-2 (выполнены по технологии «Стелс», делающей их
практически невидимым для радаров ПВО противника, см. рис. А.5.1),
способных нести 16 крылатых ракет АLМ-I29 или до 8 500 кг авиабомб, 12 тактических ударных бомбардировщиков-«невидимок» F-117
(см. рис. А.5.2).
Кроме того, для участия в операциях США выделили 64 истребителя F-15 и F-16, 10 штурмовиков А-I0, Германия – 14 истребителей-бомбардировщиков «Торнадо», Великобритания – 8 истребителей
«Харриер», Бельгия, Дания и Норвегия – 20 истребителей F-16, Италия – 80 истребителей-бомбардировщиков «Торнадо», Франция – 20 ис421
Приложение А
требителей-бомбардировщиков «Мираж-2000» и 15 штурмовиков
«Ягуар». Основную мощь морских сил альянса в операции составили
корабли 6-го флота США, оснащенные крылатыми ракетами «Томагавк» с дальностью действия 1 600 км.
В состав группировки сил НАТО входили средства навигации,
разведки и радиоэлектронной борьбы, такие как глобальная спутни-
Рис. А.5.1. Стратегический бомбардировщик В-2
Рис. А.5.2. Ударный бомбардировщик-«невидимка» F-117
422
Приложение А
ковая радионавигационная система США «Навстар», которая обеспечивала в реальном времени определение координат и высот (точность
7–10 м) любых объектов на поверхности Земли, в воздухе и околоземном космическом пространстве.
Самолет дальнего радиолокационного обнаружения и управления
ВВС США и НАТО Е-3 «Сентри» (АВАКС) применялся как воздушный
командный пункт объединенных ВВС НАТО.
Самолет радиолокационного обнаружения ВВС США Е-8С
«Джойнт Старс» применялся для обнаружения наземных целей. Высотный самолет-разведчик ВВС США U-2Р (рис. А.5.3) обеспечивал
вскрытие наземной обстановки на территории Югославии. Самолет
радиолокационной и радиотехнической разведки ВВС США RC-135
«Ривет Джойнт» обеспечивал вскрытие радиоэлектронной обстановки
над территорией Югославии и распределение объектов подавления (поражения) между самолетами РЭБ. Самолет радиоэлектронной борьбы
ЕА-6 В «Проулер» обеспечивал прикрытие ударных эшелонов путем
постановки помех средствам обнаружения и управления ВВС и ПВО
Югославии.
Вооруженные силы Союзной Республики Югославии насчитывали 138 тысяч человек и были объединены в три общевойсковые армии,
семь армейских корпусов, три дивизии, 34 бригады. Резерв составлял
400 тысяч человек.
ВВС Югославии имели на вооружении 238 боевых самолетов
и 56 боевых вертолетов, а также 8 дивизионов и 15 отдельных артполков
ПВО, прикрывающих аэродромы базирования. Основные силы и сред-
Рис. А.5.3. Высотный самолет-разведчик U-2P
423
Приложение А
ства ПВО насчитывали около двух тысяч орудий зенитной артиллерии,
1 000 пусковых установок зенитно-ракетных комплексов советского
и российского производства С-75, С-I25, «Куб», «Бук», «Тор», 60 переносных зенитно-ракетных комплексов «Игла» и «Стрела». ВМС Югославии состояли из флота и войск береговой обороны.
В 23.30 (время московское) 24 марта 1999 г. войска НАТО нанесли по территории Югославии первые ракетно-бомбовые удары, в ходе
которых было атаковано 40 объектов. Эти удары наносились преимущественно высокоточными крылатыми ракетами морского базирования
и лишь частично воздушного. До подавления ПВО Югославии американцы и их союзники по НАТО не рисковали самолетами и жизнями
своих пилотов.
Созданная еще за месяц до начала конфликта орбитальная группировка США (спутники-шпионы), оснащенная новейшими спутниками «Лакросс», провела детальную разведку местности. Удары наносились предельно точно.
Главная цель, преследуемая руководством НАТО, – испытание
в реальных условиях боя крылатых ракет, способных поражать заглубленные командные пункты, скрытые под землей и бетоном на 30–
Рис. А.5.4. Ударный вертолет АН-64 «Апачи»
424
Приложение А
40 метров. Еще армия США провела боевую проверку «U-бомбы». Этот
авиационный боеприпас, весящий около тонны, при взрыве выделяет
электромагнитный импульс огромной мощности, поражающий электронные приборы управления, разведки и связи противника в большом
радиусе.
Югославская армия сумела сохранить свою систему ПВО. Для
США и НАТО стало крайне неприятным открытием, что сербы внимательно изучили опыт войн в зоне Персидского залива. В 1991 г. Ирак
потерял более 90 процентов средств ПВО в первые же полчаса боевых
действий.
По мере разрастания вооруженной агрессии НАТО в Югославии
странами альянса во все больших масштабах применялось против суверенной страны оружие нового поколения, возникновение которого
считалось совсем недавно делом далекого будущего. Североатлантический блок во главе с США, помимо реализации своих амбиций под
вывеской защиты угнетенных национальных меньшинств, рассматривали Югославию как полигон по отработке применения новых средств
вооруженной борьбы, одним из которых явилось информационное противоборство.
По мнению американских военных экспертов, будущая мировая
война, репетицией к которой вполне могут стать региональные войны
с участием США, будет представлять собой столкновение информационных технологий. Они считают, что на первый план процесса ведения
боевых действий выдвигаются информационные системы, в то время
как человеческий фактор оказывается на заднем плане. Кроме того, такая война может представлять собой совокупность военных, политических и экономических аспектов жизнедеятельности людей, определяющих реальное применение военной силы в решении политических
споров и экономических проблем. Современный характер информационной войны (ИВ) будет определяться стремительным развитием информационных технологий и, соответственно, неизбежной революцией
в военных разработках.
Официальные представители руководства различных стран еще
не пришли к окончательному выводу, что же такое ИВ, но военные эксперты развитых государств мира, в частности стран НАТО, уже давно
пользуются этим термином в повседневной жизни.
По взглядам натовских специалистов, ИВ – это средство вооруженной борьбы, направленное на достижение военного превосходства
425
Приложение А
над противником и основанное на контроле и использовании информации.
По взглядам НАТО, вооруженные силы с информационными
технологиями в своей основе представляют собой новую категорию
войск с самостоятельной теорией ведения боевых действий, организационно-штатной структурой, уровнем подготовки личного состава и
вооружением, полностью отвечающим требованиям информационной
войны.
Опыт учений, а также анализ боевых действий армии США в Ираке и Югославии показал, что информационные технологии обеспечивают сокращение среднего времени подлета и подготовки к атаке ударных
вертолетов типа АН-64 (см. рис. А.5.4) с 26 до 18 минут, в то же время
увеличивается процент поражения целей ПТУРами с 55 до 93 %.
Обработка и передача донесений в вышестоящие штабы в звене
«рота – батальон» сокращается с 9 до 5 минут, вероятность дублирования телеграмм составляет 4 % вместо 30, передачи подтверждающей
информации по телефонным линиям – 22 % вместо 98.
Таким образом, войска, оснащенные информационными технологиями, имеют большой боевой потенциал с возможностями, троекратно
превышающими эффективность боевого применения обычных частей.
Однако, несмотря на многократный перевес войск стран – участников
агрессии против Югославии в личном составе и технической оснащенности, этот фактор еще не означал стопроцентного достижения желаемых результатов при ведении широкомасштабных боевых действий.
Овладение высокими технологиями вряд ли когда-либо сможет заменить собой осознание каждым военнослужащим внутреннего характера
войны.
Контрольные вопросы и задания
1. Каков был состав группировки НАТО к началу операции «Союзническая сила»?
2. Дайте определение понятию «информационная война».
3. Какова роль самолетов радиоэлектронной борьбы и дальнего радилокационного обнаружения при нанесении бомбовых ударов?
4. Охарактеризуйте будущую мировую войну как столкновение информационных технологий.
426
Приложение А
А.6. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА В БОЕВЫХ
ДЕЙСТВИЯХ НА СЕВЕРНОМ КАВКАЗЕ
Последнее десятилетие XX и начало XXI в. ознаменованы всплеском актов терроризма во всем мире.
Серьезная озабоченность мирового сообщества участившимися
случаями и расширением масштабов терроризма неоднократно поднималась и обсуждалась на встречах лидеров стран мира и СНГ. Современный терроризм опирается на мощные финансовые структуры с соответствующим их масштабам военным оснащением. Примеры борьбы
с терроризмом в Израиле, Афганистане, Таджикистане, Кыргызстане,
Косове, Чечне, Ираке убедительно показывают: террористические группировки способны вести весьма опасные диверсионно-террористические действия и участвовать в масштабных вооруженных конфликтах
в различных регионах мира, координируя их между собой.
Для Российской Федерации вопросы противодействия международному терроризму стали крайне актуальными. Террористические
акты в Москве, Буйнакске, Буденновске, Волгодонске, Каспийске, Беслане, выступление вооруженных бандформирований при поддержке
международного терроризма в Дагестане, Ингушетии и Кабардино-Балкарии получили резонанс не только в нашей стране, но и приобрели мировое значение.
Для ликвидации этого очага терроризма на региональном уровне
руководство Российской Федерации вынуждено было использовать все
силовые структуры государства, в том числе и ВС.
Особенности ведения разведки и РЭБ
в Первой чеченской кампании (1994–1996 гг.)
Организация и ведение разведки и радиоэлектронной борьбы
в интересах обеспечения операции по разоружению незаконных вооруженных формирований (НВФ) и восстановлению конституционного порядка в Чеченской Республике не являлась принципиально новой задачей. Вместе с тем, с учетом крайне ограниченных сроков на подготовку
операции, для ее разведывательного обеспечения были задействованы
все виды разведки: космическая, радио- и радиотехническая (стратегическая и оперативная), специальная, воздушная и разведка Войск ПВО.
427
Приложение А
Для централизованного управления силами и средствами разведки была создана оперативная группа на командном пункте Объединенной группировки войск. Эта оперативная группа осуществляла тесное
взаимодействие со всеми органами военной разведки, а также с ФСБ,
ВВ МВД, ФПС и ФАПСИ. В результате предпринятых мер, а также на
основании анализа уже имевшихся материалов удалось до начала операции вскрыть боевой и численный состав вооруженных формирований Д. Дудаева, их дислокацию, характер возможных действий как
в ходе выдвижения войск, так и при проведении действий по овладению
г. Грозным.
До всех соединений и частей были заблаговременно доведены необходимые разведывательные данные, в том числе данные по опорным
пунктам, узлам сопротивления, численности и вооружению размещенных в них группировок, маршрутам переброски подкреплений, об инженерном оборудовании местности, а также формуляры на основные
объекты системы республиканского управления и другие важные объекты в г. Грозном с фотоснимками и точными координатами.
Рис. А.6.1. Станция помех «Житель» на боевой позиции
428
Приложение А
В ходе боевых действий осуществлялось наращивание возможностей разведки, главным образом за счет усиления радио-, радиотехнической и воздушной разведки в интересах проведения операции. Кроме того, регулярно осуществлялось техническое дооснащение органов
и частей разведки различными средствами. Космическая разведка велась семью разведывательными ИСЗ, что позволило осуществить неоднократные съемки всей территории Чечни, по результатам которых
было изготовлено более 350 документов. Полученные материалы позволили уточнить планы городов и населенных пунктов, маршруты выдвижения войск, состояние объектов инфраструктуры и вооруженных
формирований Чечни с точным определением их координат.
Доведение данных космической разведки до штабов и войск осуществлялось по различным каналам, что позволило командирам частей
и подразделений использовать материалы фоторазведки прямо в ходе
боевых действий.
Доведение данных космической разведки до штабов и войск осуществлялось по различным каналам, что позволило командирам частей
и подразделений использовать материалы фоторазведки прямо в ходе
боевых действий. Для усиления разведки был использован космический
аппарат широкополосной фоторазведки, показавший высокую эффективность съемки больших территорий.
Базирование разведывательной авиации осуществлялось на четырех аэродромах СКВО (Моздок, Буденновск, Мариновка, Ростов-наДону). Это позволило несколько снизить зависимость воздушной разведки от метеоусловий, а также обеспечить широкий выбор вариантов
используемого разведывательного оборудования.
Разведывательной авиацией осуществлялись контроль результатов воздушных ударов, вскрытие опорных пунктов и узлов сопротивления как на подступах к Грозному, так и в самом городе. Однако на
эффективность воздушной разведки значительное влияние оказывали
неблагоприятные метеоусловия. Так, например, только в январе месяце
по этой причине воздушная разведка не велась 17 дней.
Особая роль в решении разведывательных задач принадлежит
оперативной радио- и радиотехнической разведке, которая велась силами СКВО. Уже к 10 декабря радиоразведкой были вскрыты основные
радиосети республиканского управления и управления НВФ, что позволило обеспечить командование Объединенной группировкой войск
данными о боевом составе и деятельности незаконных вооруженных
429
Приложение А
формирований. Постоянно вскрывались и освещались мероприятия по
подготовке и проведению террористических актов против федеральных
войск, сбору и докладу разведывательных данных об их боевой деятельности.
Данные радиоразведки учитывались при организации боевых
действий российских войск и даже использовались для огневого поражения выявленных объектов. Так, основываясь на данных радиоперехвата, 23 декабря был осуществлен огневой удар вертолетами армейской
авиации по одному из объектов в станице Николаевская, в ходе которого
была уничтожена большая группа полевых командиров и руководителей диверсионных разведывательных групп, прибывших на совещание.
В результате удара была частично дезорганизована система оперативного управления незаконных вооруженных формирований, на восстановление которой потребовалось около двух суток.
Радиоэлектронная борьба в операции на территории Чеченской
Республики была организована и велась в целях дезорганизации управления незаконными вооруженными формированиями, снижения эффективности применения ими оружия, боевой техники и средств разведки,
а также повышения устойчивости работы систем и средств управления
федеральных войск. При этом основные усилия были сосредоточены:
`` на выявлении и радиоэлектронном подавлении радиосетей,
средств управления ПВО НВФ;
`` обеспечении скрытного развертывания своих систем управления,
создаваемых группировок войск, устойчивой работы железнодорожного и воздушного пунктов управления, правительственной
связи, систем связи МВД и ФСК;
`` ведении радиоконтроля за работой незасекреченных телефонных
и телеграфных линий радиосвязи;
`` вскрытии нарушений правил СУВ федеральными силами и их
оперативном пресечении.
Непосредственное планирование, подготовку и боевое применение
подразделений РЭБ осуществляли службы РЭБ штабов СКВО, армейских
корпусов и 4-й воздушной армии (ВА) по подчиненности. Радиоэлектронная борьба была спланирована и велась по этапам операции.
На первом этапе операции осуществлялось развертывание группировки сил и средств РЭБ, подготовка их к боевому применению,
а также уточнение радиоэлектронной обстановки в регионе предстоящих действий.
430
Приложение А
Для решения задач радиоэлектронной борьбы к 7 декабря 1994 г.
в составе войсковых группировок, действующих на Моздокском, Владикавказском и Кизлярском направлениях, были развернуты группы РЭБ.
Успешной подготовке сил и средств РЭБ к боевым действиям
в значительной степени способствовала реализация плана формирования частей и подразделений РЭБ тактического звена. Вместе с тем
низкая укомплектованность личным составом, его слабая выучка, необеспеченность отдельными образцами средств радиоэлектронного
подавления, связи и управления, низкая техническая готовность состоящих на вооружении средств не позволили применять штатные подразделения РЭБ общевойсковых соединений. Это потребовало формирования сводных групп и организации их боевого слаживания уже в районах
сосредоточения.
В связи с этим в установленные сроки не удалось достичь полной
слаженности экипажей и готовности их к боевому применению. По распоряжению Генерального штаба в августе 1994 г. на аэродроме Моздок
были развернуты средства РЭБ 42 авиационного корпуса (АК), что позволило до начала конфликта вскрыть радиоэлектронную обстановку
и установить постоянное наблюдение за основными радиосетями НВФ.
В ходе планирования радиоэлектронной борьбы в операции были
уточнены и согласованы состав привлекаемых сил и средств РЭБ, их
задачи, маршруты выдвижения, порядок взаимодействия с частями разведки, ВДВ, ВВ, МВД и ФСК, а также мероприятия по обеспечению
электромагнитной совместимости важнейших РЭС в единой группировке федеральных войск, радиоэлектронной защите систем и средств
управления своими войсками и противодействию техническим средствам разведки НВФ. Были согласованы перечни частот, на которых
запрещено создание радиопомех, и радиоданные, необходимые для
ведения радиоконтроля. Кроме того, были подготовлены и доведены
рекомендации войскам по снижению эффективности применения НВФ
радиоуправляемых минно-взрывных заграждений.
Сосредоточение большого количества радиоэлектронных средств
на аэродроме Моздок без соблюдения установленных норм частотнотерриториального разноса потребовало довольно длительной координации по распределению полос радиочастот с целью обеспечения работы радиоэлектронных средств различных министерств и ведомств
без взаимных помех. С началом выдвижения группировок войск подразделения радиоэлектронной борьбы, следуя за авангардными мото431
Приложение А
стрелковыми батальонами в составе войсковых колонн, осуществляли
радиоэлектронную разведку и подавление радиосетей управления незаконными вооруженными формированиями.
Сосредоточение большого количества радиоэлектронных средств
на аэродроме Моздок без соблюдения установленных норм частотнотерриториального разноса потребовало довольно длительной координации по распределению полос радиочастот с целью обеспечения работы
радиоэлектронных средств различных министерств и ведомств без взаимных помех.
С началом выдвижения группировок войск подразделения радиоэлектронной борьбы, следуя за авангардными мотострелковыми батальонами в составе войсковых колонн, осуществляли радиоэлектронную
разведку и подавление радиосетей управления незаконными вооруженными формированиями. Радиоэлектронное подавление средств радиосвязи начиналось с момента обнаружения их работы, как правило, из
походных порядков войск без развертывания основных типов антенн.
В последующем, с учетом складывающейся обстановки, производилось
развертывание всех штатных антенн и элементов боевого порядка подразделений РЭБ.
При преодолении войсками водных преград (pек Терек и Сунжа)
группы РЭБ были выдвинуты на удаление 1–1,5 км от уреза воды, откуда вели разведку и подавление радиосвязей НВФ, обеспечивая действия
подразделений своих войск по захвату плацдармов на противоположном берегу.
С подходом федеральных войск к г. Грозному группы РЭБ были
развернуты на господствующих высотах Терского хребта, откуда продолжали выполнение боевых задач. Резервная группа РЭБ из позиционного района (аэродром Моздок) вела радиоразведку и подавление
радиосвязей оперативного и боевого управления НВФ на западном направлении.
По результатам воздушной радио- и радиотехнической разведки, подтвердившей работу наземных радиолокационных станций
типа П-18 и П-37 на аэродромах «Грозный – Северный» и «Ханкала»,
13 декабря был осуществлен вылет вертолетов – постановщиков помех (см. рис. А.6.2) на создание помех указанным PJIC из зоны барражирования. Вертолеты Ми-8 ППА и Ми-8 МТПБ применялись парами
на высотах 1 500–1 800 м в течение полутора часов, создавая активные
помехи в диапазоне 150–170 МГц и 2 700–3 660 МГц. После нанесения
432
Приложение А
ракетно-бомбового удара по аэродромам работа PJIC не отмечалась,
и вертолеты РЭБ больше не применялись.
Радиоэлектронная обстановка в районе боевых действий характеризовалась особой сложностью, обусловленной рядом обстоятельств:
`` горная местность;
`` использование незаконными вооруженными формированиями современных радиосредств и принципов организации связи;
`` применение большого количества маломощных портативных радиостанций, используемых на малых дистанциях связи;
`` передача коротких сообщений с частой сменой корреспондентами
своего местоположения;
`` ведение радиопереговоров на языках кавказских народов и отсутствие в частях РЭБ переводчиков со знанием этих языков;
`` широкое применение радиостанций, работающих в диапазонах
частот, не используемых в армиях иностранных государств, для
подавления которых средства РЭБ в ВС РФ не разрабатывались.
Следует указать и на то, что недостаточное взаимодействие между
частями радиоразведки и РЭБ не позволило полностью реализовать потенциальные возможности войск по ведению радиоразведки и нарушению управления организованным сопротивлением НВФ на территории
Чечни. Учитывая условия горной местности, а также дефицит личного
состава, радиопеленгаторные сети в группировке сил и средств РЭБ на
этапе выдвижения войск не создавались.
Рис. А.6.2. Вертолеты РЭБ Ми-8 ППА и Ми-8 МТПБ ВВС РФ
433
Приложение А
Вместе с тем отсутствие оперативного целеуказания от разведывательных частей по местонахождению средств связи органов управления незаконными вооруженными формированиями затрудняло радиоэлектронное подавление их радиосвязей.
Тем не менее в этот период силами и средствами РЭБ была вскрыта
работа и осуществлено радиоподавление радиосети оперативного управления незаконными вооруженными формированиями, радиосетей боевого
управления, радиосети управления действиями диверсионно-разведывательных групп, радиосетей гражданской обороны и военкоматов. В радиосетях передавалась информация о положении и действиях федеральных
войск, действиях незаконных вооруженных формирований, а также доводились распоряжения боевым группам на организацию сопротивления.
В системах управления НВФ наиболее интенсивно использовались средства связи диапазонов KB от 1, 5 до 9 и 27–29 МГц, УКВ – наземных 30–52
и 55–58 МГц, авиационной УКВ 100–180 МГц, телевещания 62–90 МГц.
Радиоподавление выявленных радиолиний осуществлялось более
чем на 115 частотах, а среднесуточное время подавления составляло
4,5 часа.
Подавление KB- и УКВ-радиосвязи в этот период было настолько
эффективным, что корреспонденты в радиосетях либо прекращали работу, либо осуществляли маневр частотами с целью отстройки от помех
или немедленно осуществляли переход на чеченский язык. Неоднократно на подавляемых частотах отмечались угрозы боевиков в адрес экипажей станций помех и командиров групп РЭБ. Подавление радиосети оперативного управления в диапазоне 100–200 МГц было затруднено из-за
низкой надежности станций помех Р-934У и невысокой эффективности
подавления ими наземных линий связи, так как они предназначены для
подавления авиационной радиосвязи. Поэтому для ее радиоподавления
привлекались бортовые станции связи Р-802 самолетов-ретрансляторов
Ил-22М11 из зон дежурства в воздухе.
После нанесения огневых ударов артиллерией и армейской авиацией по отдельным радиоэлектронным объектам этой радиосети с 24 по
27 декабря 1994 г. и со 2 по 3 января 1995 г. работа в ней была полностью сорвана. Так, в первых числах февраля 1995 г. на окраине ИтумКале была разгромлена автоколонна террористов с огромным количеством оружия, боеприпасов, средств связи и медикаментов.
– Это рэбовцы наши их вычислили, – рассказывал командующий
Южной группировкой войск генерал-майор Мухридин Ашуров. – А уж
434
Приложение А
десантники не промахнулись. Так что, сами видите, «Арбалет» многих
орудий стоит.
– Противник становится «прозрачнее», – утверждает переводчик с чеченского, – мы научились, анализируя материалы перехватов,
оценивать даже моральное состояние боевиков.
Когда бандитов зажали в горах, они занервничали. Материться
даже стали в эфире, что у мусульман вообще не принято. Истерика,
крик, мольба к главарям о помощи раненым, обмороженным. А вместо
поддержки Хаттаб организовал заградительные отряды. Много интересного мы узнали из первых рук…
Вот почему результаты ударов авиации и артиллерии по вскрытым разведчиками-рэбовцами целям вызывали у террористов растерянность, неуверенность и страх, а у наших командиров – безмерную благодарность.
Наряду с подавлением радиосетей оперативного и боевого управления НВФ постоянно велась разведка и осуществлялось радиоподавление КВ-радиосвязей, организованных радиолюбителями Чечни. В указанных радиосетях, работающих в диапазонах 1,6–4 и 5,6–8,5 МГц,
велся радиообмен между районами и населенными пунктами Чеченской
Республики, передавалась разведывательная информация о передвижениях и характере действий федеральных войск, о действиях диверсионно-разведывательных групп (ДРГ) и агентурной сети на территории
Северной Осетии и в районе г. Моздока, а также другая информация
в интересах обеспечения действий НВФ.
Сложность подавления любительских радиосвязей была обусловлена высокой профессиональной подготовкой корреспондентов и их умением обеспечивать связь в условиях воздействия преднамеренных помех.
Недостаточная эффективность радиоподавления отмечалась в радиосетях
с малыми дистанциями связи, характерными для ведения боя в городе.
Радиоэлектронная обстановка в зоне вооруженного конфликта постоянно наращивалась и усложнялась по мере приближения войсковых
группировок федеральных войск к г. Грозному. Непосредственно в городе
и районах, контролируемых НВФ, возрастала роль подвижной радиосвязи, организуемой ими с помощью индивидуальных, носимых и возимых
радиостанций отечественного и, особенно, иностранного производства.
Широкое применение находили сотовая связь и «радиоудлинители». Для организации связи в целях поиска внешних источников поставки людских ресурсов, оружия и боеприпасов НВФ не исключали воз435
Приложение А
можность применения спутниковой связи, в том числе принадлежащей
иностранным корреспондентам, а также государственных магистральных радиорелейных и кабельных линий связи, проходящих через территорию Чечни. Отмечалась активная работа любительских радиосвязей
и средств связи незаконных вооруженных формирований Д. Дудаева на
частотах российских войск, в том числе и в качестве средств разведки
и создания помех.
При ведении боевых действий в городе, в том числе за овладение президентским дворцом, эффективно велось подавление УКВрадиосвязей в диапазоне до 100 МГц, что приводило к нарушению радиосвязи боевиков, обороняющих президентский дворец с командованием
НВФ, находящимся за пределами зоны его блокирования.
Вместе с тем в ряде случаев радиоподавление радиосвязей НВФ
в городе было затруднено из-за экранирующего свойства городских
строений, наличия зон аномального прохождения радиоволн. Учитывая
наличие в городе большого количества переизлучателей и достаточно
высокую маневренность ведения боевых действий НВФ, радиопеленго-
Рис. А.6.3. Применение станции помех в населенном пункте
436
Приложение А
вание РЭС с целью определения их местоположения и последующего нанесения точечных огневых ударов было затруднено. Разведывательные
данные получались, в основном, в результате радиоперехвата переговоров командиров боевых групп в радиосети боевого управления, работа
в которой была организована с использованием подвижных и носимых
портативных средств связи импортного производства («Моторолла»,
США; «Айком», Швейцария; «Стандарт-FT», Япония и др.). Подавление
этих радиосвязей велось станциями помех Р-934У (см. рис. А.6.3), а также с использованием трофейной портативной радиостанции, захваченной во время боевых действий у боевиков, путем ведения «мешающих»
и дезинформирующих переговоров. Анализируя особенности первой чеченской кампании, необходимо отметить, что организацию применения
сил и средств РЭБ в ходе боевых действий и всестороннего обеспечения
осуществляли начальники служб РЭБ группировок войск на направлениях. В ходе боевых действий был приобретен определенный опыт и в организации работ по поддержанию и восстановлению техники радиопомех.
Опыт организации и боевого применения частей РЭБ в этой операции вскрыл ряд недостатков и нерешенных вопросов.
1. Части РЭБ СКВО содержались в мирное время укомплектованными личным составом на 30–40 %. В состав маневренных групп
был включен весь имеющийся личный состав срочной службы,
что с трудом позволило сформировать сводные подразделения из
различных частей РЭБ округа.
2. Отмечен низкий уровень технической готовности техники в частях РЭБ, а поэтому в состав маневренных групп включались
только боевые средства на бронебазе. Отсутствие автоматизированных ПУ и ограниченное количество станций помех не позволили в полной мере использовать возможности автоматизированных комплексов радиоэлектронной разведки и РЭБ, а также
осуществлять синхронное пеленгование работающих радиостанций и автоматизированное управление ими.
3. Существующая система технического обеспечения частей РЭБ
не соответствует требованиям боевой обстановки: ремонтные подразделения частей маломощны и не способны выполнять сложные виды ремонта, а в ротах РЭБ ОМСБр они вообще
не предусмотрены; в составе частей технического обеспечения
объединений Сухопутных войск отсутствуют подразделения для
ремонта средств РЭБ.
437
Приложение А
Опыт боевого применения средств радиоэлектронного подавления настоятельно диктует необходимость создания системы технического обслуживания и ремонта для поддержания требуемого уровня
технической готовности частей РЭБ.
4. Выявлена низкая эксплуатационная надежность станций помех
Р-934У, обусловленная ее конструктивными недостатками. Кроме того, требуют совершенствования антенно-мачтовые системы
средств радио- и радиотехнической разведки и РЭБ.
5. Техника РЭБ не обеспечивает работу в движении на марше, так
как у нее низкая мобильность из-за громоздких антенных систем.
Средства РЭБ тактического звена необходимо размещать на бронебазе, оснащенной штатными огневыми средствами. Подтвердилась
необходимость создания боеготовых высокомобильных сил и средств
РЭБ, способных решать многофункциональные задачи в масштабе времени, близком к реальному, в том числе и по подавлению радиоэлектронных средств отечественного производства.
6. Показано, что повышение эффективности РЭБ при ведении боевых действий в городе может быть достигнуто за счет широкого
применения забрасываемых передатчиков помех и контейнерных
средств РЭБ, размещаемых на бронеобъектах в боевых порядках действующих войск, а также в артиллерийских снарядах, на
БПЛА и парашютируемых средствах, оснащенных передатчиками помех широкого диапазона частот.
Особенности ведения РЭБ в контртеррористической
операции на Северном Кавказе (1999–2003 гг.)
Операция по целям, задачам, своему пространственному размаху
и численному составу Объединенной группировки войск оказалась соизмеримой с общевойсковой операцией армейского масштаба. Вместе
с тем она имеет множество специфических особенностей, которые отличают ее от «классической» общевойсковой операции, в том числе по
организации таких видов оперативного обеспечения, как радиоразведка
и радиоэлектронная борьба.
Так, например, заблаговременно, еще до начала операции, органами и частями разведки и РЭБ СКВО было организовано детальное изучение радиоэлектронной обстановки в Северо-Кавказском регионе, в ходе
которого выявлялись наиболее важные объекты в системе управления
438
Приложение А
и разведки незаконных военных формирований (НВФ). На основе добытых разведданных было установлено, что способность бандформирований в Чечне противостоять группировке Федеральных войск во многом
объясняется хорошо отлаженной системой управления, связи и разведки.
Во второй чеченской кампании имела место высокая степень готовности всей системы разведки, связи и управления НВФ к самой настоящей широкомасштабной вооруженной и информационной борьбе
против федеральных сил, которая, как видно из вышеизложенного, началась не сегодня и, к сожалению, даже не вчера, а значительно раньше.
Особое положение Чечни после заключения известных Хасавьюртовских соглашений позволило масхадовскому режиму, используя информационный беспредел, создать к 1999 г. широко разветвленную, четкую
систему разведки, управления и связи в интересах обеспечения боевых
действий НВФ. В это время органы Госсвязьнадзора РФ в республике не
действовали, решения Правительства РФ в отношении порядка использования частот, установленных правил приобретения и ввода в эксплуатацию систем и средств связи на территории Чечни не исполнялись.
Основу этой системы составили:
`` сеть сотовой радиосвязи стандарта NMT-450, имеющая выход на
соседние с Чечней регионы Российской Федерации;
`` системы транковой связи, основанные на РЭС ведущих зарубежных фирм;
`` радиорелейные и кабельные линии связи, стационарные и мобильные станции телевещания;
`` радиосети KB-радиосвязи производственно-технических структур
и даже международных организаций, например Красного Креста;
`` информационно-разведывательные радиосети НВФ на базе любительских KB-радиосредств;
`` носимые и мобильные средства радиосвязи, работающие в УКВ
диапазоне, а также радиотелефоны.
Сеть сотовой подвижной радиосвязи стандарта NMT-450 (две базовые станции, одна из которых располагалась в г. Грозном) сопрягалась с системой сотовой связи Ингушетии. Базовая станция сотовой
связи стандарта AMPS в Ингушетии обеспечивала радиотелефонную
связь боевикам, имеющим терминалы этой системы в Чечне. Все это
позволяло полевым командирам иметь в радиосетях от 20 до 60 корреспондентов, а в разведывательно-информационной сети КВ-диапазона –
60–80 активно действующих корреспондентов. Ее основу составляли
439
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)
Приложение А
корреспонденты-радиолюбители, действовавшие в интересах боевиков
для передачи по цепочке развединформации и сигналов оповещения.
Для увеличения дальности связи широко использовались ретрансляторы, установленные на господствующих высотах, что обеспечивало надежную и мобильную связь как на равнине, так и в горной части Чечни.
Спутниковая связь на территории Чечни была организована с использованием подвижных (переносных), наземных терминалов систем
глобальной сети спутниковой связи «Инмарсат» и «Иридиум». Благодаря этому у боевиков имелся доступ к междугородной и международной информационной сети «Интернет». Через нее распространялась
ложь, осуществлялась пропаганда и дезинформация, велись переговоры
с арабскими и мусульманскими странами, такими как Египет, Иордания,
ОАЕ, Пакистан, Афганистан, Турция. «Командующие фронтами» НВФ,
а также наиболее влиятельные полевые командиры имели собственные
мобильные ТВ-передатчики.
Бандформирования вели разведку с применением технических
средств ОЭ, ИК, РРТР и РЛ разведки. Центры и посты РРТР действовали в таких районах, как Грозный, Урус-Мартан, Шали, Зандак, Джугурты, Старый Ачхой и др. Они были оснащены современной зарубежной
аппаратурой разведки, пеленгования и регистрации. В структуре НВФ
имелись специальные силы и средства для ведения радиоперехвата
и подавления помехами радиосетей воинских формирований федеральных силовых структур.
Дежурные силы СКВО в период непосредственной подготовки
операции вели непрерывную разведку, сбор, обработку и анализ информации об источниках радиоизлучений в регионе, уточняли систему
управления НВФ, террористических и диверсионных групп, данные
крупных городов РФ, а также спутниковой телефонной связи с различными абонентами в странах арабского мира и западной Европы.
Для проведения антироссийской пропаганды на территории Чечни и трансляции враждебных передач НВФ использовали стационарные
станции телевизионного и радиовещания, мобильные телевизионные
и радиовещательные станции иностранного производства (в основном
французского). Эти средства позволяют уверенно передавать (принимать) программы и осуществлять трансляцию различных пропагандистских видеоматериалов в радиусе 20–30 км.
Анализ способов организации связи показал, что обмен информацией осуществляется с использованием таблиц позывных должностных
440
Приложение А
лиц, кодирования ключевых фраз на основе хорошего знания местности
на территории Чечни.
Для ведения разведки НВФ на всей территории республики были
развернуты посты радиоразведки, оснащенные техническими средствами иностранного производства. Практически все полевые командиры
и командиры групп имели в своем распоряжении широкополосные сканирующие разведывательные приемники.
Кроме того, было выявлено, что в структуре НВФ и в отдельных
отрядах боевиков имелись средства создания помех в радиосетях федеральных силовых структур.
Таким образом, в ходе подготовки операции было установлено,
что федеральным силовым структурам противостоит достаточно сильный, хитрый противник с хорошо отлаженной и разветвленной системой
разведки и управления, готовый не только к ведению широкомасштабных действий, но и к ведению информационной войны. Поэтому при
непосредственной подготовке операции штабом ОГВ были разработаны
детальные планы дезорганизации управления НВФ, радиоэлектронной
разведки и радиоэлектронного подавления.
Целями радиоэлектронной борьбы в операции являлись: снижение возможности незаконных вооруженных формирований по управлению силами и средствами, а также обеспечение устойчивости работы
важнейших радиоэлектронных средств объединенной группировки войск в условиях преднамеренных и взаимных помех.
Достижение этих целей предусматривалось обеспечить согласованными действиями сил и средств РЭБ родов войск и специальных войск ОГВ в ходе решения таких задач, как:
`` выявление и радиоэлектронное подавление (в сочетании с огневым поражением или отключением) важнейших радиоэлектронных средств незаконных вооруженных формирований;
`` проведение мероприятий по противодействию техническим средствам разведки иностранных государств и незаконных вооруженных формирований;
`` проведение мероприятий по радиоэлектронной защите.
Обеспечение электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств в объединенной группировке войск, выполнение запланированного комплекса мероприятий по огневому поражению, выводу
из строя (отключению), радиоэлектронному подавлению радиоэлектронных объектов НФП было направлено на снижение их возможно441
Приложение А
стей по управлению своими силами и средствами и повышение эффективности ударов федеральных войск по наиболее важным объектам
и районам скопления боевиков на территории Чеченской Республики.
При этом для определения координат объектов огневого поражения широко использовался банк данных о стационарных радиоэлектронных средствах на территории России, накопленный в штабе СКВО
и Главном управлении надзора за использованием радиосвязи. Одновременно выполнялись задачи по отключению коммерческих РЭС в создаваемой зоне безопасности на Северном Кавказе.
Для достижения поставленных целей и вытекающих из них задач РЭБ в Северо-Кавказском регионе была создана группировка сил
и средств радиоразведки и радиоэлектронной борьбы. Свои задачи во
время боевых действий на территории Дагестана она выполнила успешно. Вместе с тем с учетом накопленного опыта были созданы дополнительные группировки РЭБ для ведения боевых действий на территории
Чеченской Республики, распределенные по зонам безопасности. Были
сформированы маневренные группы от частей разведки и РЭБ, которые
включались в состав полковых и батальонных структур общевойсковых
соединений и внутренних войск на период ведения ими операций и действовали в их боевых порядках.
Силы и средства РЭБ с началом операции на территории Чеченской Республики вели непрерывную радиоразведку и контроль радиосетей, вскрывали изменения радиоэлектронной обстановки, определяли координаты узлов связи и пунктов управления, сосредоточения
живой силы и огневых средств террористов. Эти данные немедленно
использовались для огневого поражения и радиоподавления выявленных объектов управления и систем связи вооруженных бандформирований.
Добытая частями разведки и РЭБ разведывательная информация
позволила командованию ОГВ более тщательно спланировать и провести операцию по взятию Грозного, при этом максимально снизив потери
личного состава и боевой техники.
По данным радиоразведки было установлено местоположение
узлов связи «Хаким», «Центр», «Абусалам» и ретранслятора «Омега».
По этим целям 14, 15, 21 и 26 февраля были нанесены огневые удары,
полностью уничтожившие указанную технику противника.
В ходе проведения контртеррористической операции комплексным применением средств радиоэлектронной разведки, огневого по442
Приложение А
ражения и радиоэлектронного подавления ОГВ удалось разведать
и уничтожить наиболее важные радиоэлектронные объекты в системе
управления НВФ, подавить радиопомехами основные радиосети противника и в целом дезорганизовать управление бандформированиями
на направлениях действий Федеральных войск.
В частности, по результатам радиоперехвата и пеленгования было
вскрыто более 150 пунктов управления и радиоэлектронных объектов
НВФ. По всем выявленным объектам оказывалось огневое и радиоэлектронное воздействие, которое приводило к выводу их из строя.
Радиоэлектронное подавление наземных станций ССС «Инмарсат» также предусматривалось осуществлять станциями помех. Однако
их применение не всегда представлялось возможным ввиду отсутствия
соответствующих средств разведки, а также ограниченных возможностей по дальности подавления. Технические характеристики передатчиков помех обеспечивают достаточную эффективность радиоподавления,
но не всегда их удается реализовать. В частности, в описываемый момент передатчики помех необходимо было применять одновременно на
двух-трех направлениях с южной стороны района, занимаемого крупным бандформированием (спутниковые радиотелефоны «Инмарсат»
имеются, как правило, у высокопоставленных «полевых командиров»).
Такие условия имели место только при освобождении г. Грозного, а во
всех остальных случаях указанные станции помех не применялись изза невозможности обеспечить надежное охранение меневренных групп
(МГ) РЭБ. Для воздействия на РЭС KB- и УКВ-радиосвязи применялись
как станции наземных помех, так и размещаемые на вертолетах. Опыт
их применения показал, что радиоэлектронное подавление подвижной
УКВ-радиосвязи (сотовой и транковой) было наиболее эффективным,
когда помеха создавалась на частотах приема ретрансляторов. При этом
ретранслятор автоматически подавлял всех своих корреспондентов.
В боевой обстановке были проведены испытания опытных и экспериментальных образцов техники РЭБ, которая показала высокую эффективность при решении задач радиоразведки и радиоподавления систем и средств связи незаконных вооруженных формирований. Следует
отметить, что действия войск по огневому поражению (захвату, выводу
из строя и отключению) важнейших радиоэлектронных объектов стали основным способом борьбы со средствами радиорелейной, проводной связи, теле- и радиовещания. Этот способ воздействия на систему
управления НВФ использовался также в случаях, когда требуемая сте443
Приложение А
пень дезорганизации, в силу разных причин, не могла быть достигнута
применением штатных средств радиоэлектронного подавления.
Всего на территории Чеченской Республики к началу операции
подлежало огневому поражению 70 и радиоэлектронному подавлению
36 радиоэлектронных объектов. Кроме того, на территории Дагестана и Ингушетии предусматривалось отключить 18 радиоэлектронных
объектов, которые так или иначе использовались для управления НВФ.
В ходе операции было поражено 58 объектов (82 %), подавлены помехами основные РЭС НВФ, отключено 17 радиоэлектронных объектов,
используемых для управления бандформированиями.
Большая часть развединформации о противнике, получаемой
в ходе операции всеми видами разведки, добывалась частями и подразделениями РЭБ, так как они находились в непосредственной близости от противостоящего противника. Координаты вскрытых объектов
и скоплений бандитов своевременно доводились до штабов артиллерии
и авиации. Материалы радиоперехвата использовались также для оценки эффективности наносимых артиллерийских и авиационных ударов.
Развединформация, которая требовала немедленного принятия решения, сразу же докладывалась командирам полковых тактических групп.
Такой порядок позволял практически в реальном времени использовать
получаемые разведданные для огневого поражения и радиоэлектронного подавления РЭС противника.
Не будем раскрывать все способы, тактику действий подразделений разведки и РЭБ. Несомненным является то, что специалисты РЭБ
учились распознавать всякие хитрости боевиков, их попытки использовать ложную информацию, дезориентировать командиров и нарушать
управление нашими частями и подразделениями. Командование и штаб
СКВО, учитывая это, предприняли соответствующие меры еще до начала операции и умело противодействовали противнику. Однако профессионализм специалистов разведки, РЭБ и накопленный опыт – лишь
одна составляющая высокой эффективности их работы.
Другая составляющая – в технической оснащенности частей
и подразделений. Еще первая чеченская кампания 1994–1996 гг. наглядно показала, что состоявшая на вооружении частей РЭБ техника недостаточно эффективна для выполнения задач в современных условиях.
Кроме того, в частях РЭБ отсутствовали средства радиоэлектронного
подавления систем транковой, сотовой и спутниковой связи, которая
широко использовалась НВФ.
444
Приложение А
Уроки той кампании не прошли даром. В короткие сроки были созданы новые средства радиоэлектронной борьбы. К началу контртеррористической операции в части РЭБ ОГВ были поставлены новые образцы,
позволяющие эффективно решать задачи разведки и радиоподавления
в широком диапазоне частот. Качественным скачком стала появившаяся
возможность автоматизированно, в реальном масштабе времени определять координаты источников радиоизлучения и использовать их для разведки целей и выдачи данных целеуказания для артиллерии.
Таким образом, в тактическом и оперативном звеньях, по сути
впервые, были задействованы прототипы разведывательно-ударных комплексов, значительно повысивших эффективность огневого поражения
противника. Расчеты экспериментальных переносных комплексов радиопеленгования и радиоподавления «Арбалет-М», действовавшие в боевых
порядках подразделений как на равнинной местности, так и в горах, давали координаты боевых позиций, скоплений бандитов, позволяли контролировать их перемещение в ходе подготовки и ведения боя.
Опыт ведения радиоэлектронной борьбы в контртеррористической операции на Северном Кавказе, результаты действий федеральных
войск подтвердили правильность выбранного направления создания новых образцов техники разведки и РЭБ. Однако вскрылось и немало проблем, связанных с их эксплуатационной надежностью. Отчасти это объясняется тем, что большинство из вновь поступивших средств РЭБ еще
не прошли государственных испытаний и существовали только в виде
экспериментальных образцов и к тому же в ограниченном количестве.
В этой связи нельзя забывать драгоценный опыт ведения РЭБ,
накопленный в боевых действиях на Северном Кавказе, где основные
усилия направлялись на разведку и радиоэлектронное подавление радиосвязи в системах управления НВФ и взаимодействия бандформирований между собой, а также радиолиний подрыва мин и фугасов на
маршрутах движения колон.
Генерал-полковник Г. Н. Трошев, не понаслышке знающий особенности ведения боевых действий в Чеченской республике, в своей Книге «Кавказский рецидив» пишет: «Когда прибыли радиопередатчики
помех, позволяющие со стопроцентной гарантией подавлять сигналы, идущие на радиоуправляемые фугасы, в подразделениях ОГВ все
чувствовали себя чуть ли не мифическими Гераклами. А как же иначе, если 80 % подрывов на дорогах происходили благодаря использованию простейших механизмов из детских радиоуправляемых машинок.
445
Приложение А
Теперь подрывы радиоуправляемых фугасов должны были стать анахронизмом. Но закавыка в том, что все это – опытные образцы, которые прошли в Чечне только "обкатку"». Передатчиков радиопомех
хватает далеко не на каждую колонну. При этом они не вполне еще
совершенные, часто ломаются. Вот и выходит, что, если речь идет
об изготовлении штучных экземпляров, – пожалуйста, а вот серийное
производство – это уже проблема».
Опыт организации и ведения РЭБ в ходе контртеррористической
операции на Северном Кавказе красноречиво показывает и убедительно подтверждает основную закономерность того, что эффективность
дезорганизации систем управления противника в любом военном конфликте во многом определяется результатами воздействия на его радиоэлектронные средства систем управления, связи и разведки, а также на
ЭВМ и информационную базу данных современных автоматизированных систем управления войсками и боевыми средствами.
Контрольные вопросы и задания
1. Перечислите особенности ведения разведки и РЭБ в Первой чеченской кампании.
2. Какова роль космической разведки в ходе контртеррористической
операции на Северном Кавказе?
3. Назовите основные недостатки и нерешенные вопросы при организации и боевого применения частей РЭБ.
4. Каковы были основные цели радиоэлектронной борьбы в ходе Чеченской операции и способы их достижения?
5. Какова эфективность подавления средствами РЭБ KB- и УКВрадиосвязи, а также роль вертолетов РЭБ?
6. Почему уроки Первой чеченской кампании не прошли даром
и как это отразилось на развитии средств радиоэлектронной борьбы ВС РФ?
А.7. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА В ВОЙНЕ
С ИРАКОМ (2003 Г.)
Война против Ирака в период с 20 марта по 1 мая 2003 г. – это
вторая война в Персидском заливе после операции «Шок и трепет», по446
Приложение А
лучившая кодовое название «Свобода Ираку». Планирование операции,
как об этом сообщают зарубежные источники, началось в январе 2002 г.
в Комитете начальников штабов и Объединенном центральном командовании (КНШ и ОЦК) ВС США под руководством министра обороны Д. Рамсфелда и командующего ОЦК вс США генерала Т. Фрэнкса.
За 14 месяцев было разработано более 20 вариантов плана.
Окончательно план операции против Ирака был оформлен к 18 марта 2003 г. Основными официальными целями операции являлись:
`` смещение со своего поста Саддама Хусейна и ликвидация правящей
партии арабского социалистического возрождения (БААС) путем
оккупации Ирака, передача власти оппозиционным силам, лояльным к США, установление демократического правления в стране;
`` ликвидация наступательного военного потенциала страны, уничтожение ОМП (ядерного, химического, бактериологического)
и средств его доставки, которыми, как утверждали разведслужбы
США и Великобритании, располагал Ирак и разработку которых
активно осуществлял.
Официальная цель операции полностью соответствовала одной из
целей военной политики США в военной стратегии 2002 г. – нанесение
решительного поражения любому противнику, включая смену режима
враждебного государства или оккупацию его территории.
Фактической целью операции являлось овладение нефтяными ресурсами Ирака в интересах обеспечения максимально благоприятных
условий существования финансово-экономической системы США.
В ходе операции перед группировкой ВС США и их союзников
были поставлены следующие главные задачи: свержение режима Саддама Хусейна; сбор информации о глобальной сети тайного создания
ОМП, обнаружение, изоляция или уничтожение ОМП, средств его доставки и предприятий по производству и хранению ОМП на территории
Ирака; сбор информации о сетях террористов, обнаружение, захват или
уничтожение террористов, действующих с территории Ирака; оказание
гуманитарной помощи нуждающимся в ней гражданам Ирака; недопущение разрушения производственных мощностей и комплексов по
добыче и переработке нефти; создание условий для быстрого перехода
Ирака от тоталитарного государства к демократическому обществу по
американскому образцу.
Кроме того, в ходе операции ВС США и их союзников решали
и ряд частных практических задач: отработка новой тактики действий
447
Приложение А
всех видов вооруженных сил в ходе ведения боевых действий; проверка
эффективности новых образцов вооружения и военной техники в условиях реальной обстановки; определение путей дальнейшего строительства и развития видов вооруженных сил.
В общем виде замысел вторжения в Ирак (достижение военно-политических целей) предусматривал оперативно-стратегическое применение как видов вооруженных сил, так и других сил и средств США и их
союзников в рамках воздушно-наземно-морской кампании путем практически одновременного проведения шести взаимосвязанных операций:
`` информационная операция, начавшаяся 3 октября 2002 г. в Д-169;
`` операция ЦРУ и ССО ВС США и их союзников;
`` воздушная кампания (операция);
`` наземная наступательная операция;
`` морская десантная операция;
`` противоминная операция.
Для достижения поставленных целей в регионе конфликта были
созданы и развернуты группировки войск (сил) – общевойсковая, ВВС
и ВМС.
Что касается авиационной группировки, то необходимо отметить:
в ходе проведения операций «Буря в пустыне» (1991), «Лис пустыни»
(1998) и «Несгибаемая свобода» (2001) в зоне Персидского залива была
создана необходимая инфраструктура и постоянно дислоцировались
значительные силы ВВС и ВМС США и их союзников. Можно констатировать, что со второй половины 2002 г. на авиабазах Кувейта, Саудовской Аравии, Катара, ОАЭ, Бахрейна, Омана и Диего-Гарсия постоянно
базировалось не менее 250 боевых самолетов (см. рис. А.7.1, А.7.2).
Кроме того, в море курсировало несколько авианосных ударных
групп (с палубной авиацией на борту), в составе которых были и корабли – носители КРМБ, поэтому в данном случае процесс создания
и развертывания авиационной группировки представлял собой лишь ее
наращивание в регионе.
Для обеспечения защиты создаваемой в районе конфликта авиационной группировки от возможных ракетных и авиационных ударов
со стороны Ирака в январе 2003 г. на авиабазах Али аль-Салем и Ахмед
аль-Джабар, а также на полигоне Удейли Рэндж были развернуты три
батареи ЗРК «Пэтриот» (по 8 ПУ в каждой батарее. На территории Иордании были оборудованы стартовые позиции ЗРК «Пэтриот», развернуты РЛС дальнего обнаружения и средства радиоэлектронной борьбы.
448
Приложение А
Рис. А.7.1. Самолет ДРЛО в сопровождении группы истребителей
Рис. А.7.2. Самолет Grumman EA-6B Prowler, предназначенный для ведения
радиоэлектронной войны и разведки
Сводный боевой состав средств воздушного нападения ВВС
и ВМС США, Великобритании и Австралии в районе иракского кризиса
составлял: около 875 ударных самолетов ВВС и ВМС (в том числе 43 СБ
ВВС США) и 256 КРВБ; 35 носителей КРМБ «Томагавк» с суммарным
боезапасом до 870 ракет. Общая численность авиационной группировки
достигла 1 800 самолетов и вертолетов, в том числе около 200 вертолетов огневой поддержки.
449
Приложение А
В ходе создания авиационной группировки большое внимание
уделялось повышению эффективности применения высокоточного оружия. Так, если при подготовке первой войны в Заливе (1991) только некоторые американские самолеты (такие как F-117, F-111 и F-15E) были
оборудованы для применения высокоточного оружия (ВТО), то к началу
второй войны практически все ударные самолеты и многие вертолеты
США были способны использовать его для поражения целей. При этом
если в 1991 г., по расчетам американского командования, приходилось
решать вопрос о том, сколько самолето-вылетов необходимо назначить
для уничтожения конкретной цели, то в 2003 г. задача планирующих органов, как правило, состояла в том, чтобы определить, сколько целей
назначить самолету для поражения в одном вылете.
При выполнении ударных задач составом стратегической авиации новым направлением ее действий стало создание разведывательноударных комплексов. В Ираке стратегическая авиация являлась одновременно и ударным, и одним из основных разведывательных средств.
Так, самолеты В-1В с индикатором движущихся целей широко применялись в интересах ведения воздушной разведки, а самолет В-52Н применял для наведения на цель новую прицельно-навигационную систему
«Лайтнинг».
Распределение задач на ударные и разведывательные позволило
действовать разнотипным стратегическим бомбардировщикам США
В-1, В-2 и В-52 в единых боевых порядках. Разведывательные возможности стратегической авиации усиливались действиями беспилотных
летательных аппаратов «Глобал Хок», которые использовались для разведки и целеуказания.
Общесистемный анализ показывает, что при подготовке вторжения в Ирак созданную группировку ВВС можно лишь условно назвать
авиационной. С учетом массированного привлечения спутниковых
средств навигации, разведки и наведения крылатых ракет воздушного
и морского базирования, «умных» бомб, это фактически была группировка сил и средств воздушно-космического нападения, готовая к проведению воздушно-наступательной операции, в рамках которой предусматривалось нанесение нескольких массированных ракетно-авиационных
ударов (МРАУ).
Наличные силы и средства ПВО Ирака не могли представлять
сколько-нибудь серьезной угрозы для действий столь внушительной
группировки средств воздушно-космического нападения.
450
Приложение А
В ходе операции «Ирак фридом» замысел воздушной кампании
предусматривал на первом этапе проведение воздушной наступательной операции с последующим переходом к систематическим боевым
действиям в рамках воздушно-наземной наступательной операции. При
этом учитывалась более высокая оснащенность палубной авиации высокоточным оружием по сравнению с ВВС и авиацией морской пехоты
(87 % и около 60 % соответственно).
Основными задачами авиационной группировки являлись: борьба
за превосходство в воздухе (БЗПВ); авиационная поддержка наземного
компонента группировки (АП); воздушная разведка и управление силами (ВР и УС), а также воздушные перевозки (ВП).
По данным Пентагона, в авиационных налетах на Ирак после 20
марта 2003 г. принимали участие:
`` стратегические бомбардировщики В-52Н, временно дислоцированные на авиабазе Фэйрфорд (Великобритания);
`` стратегические бомбардировщики В-2А (авиабаза Уайтмэн, штат
Миссури) и с о. Диего-Гарсия (Индийский океан);
`` тактические истребители F-15, F-16, F-117, штурмовики А-10А,
самолеты-заправщики КС-135 и КС-10, самолеты сил специальных операций АС-130 с 30 авиабаз стран Ближнего Востока.
В ходе воздушной операции широко применялись беспилотные
ударные летательные аппараты более десяти типов, десятки тысяч боеприпасов точного наведения, крылатые ракеты «Томахок».
За 25 суток (20 марта – 13 апреля) авиацией ВВС и ВМС США
и их союзников было совершено более 40 тыс. самолето (вертолето)вылетов, применено почти 29 тыс. боеприпасов, до 70 % которых являлись высокоточными.
Несмотря на кратковременность этой войны, получили дальнейшее развитие вопросы проведения «информационных операций» и операций РЭБ. Это выразилось в совершенствовании способов комплексного радиоэлектронного и огневого подавления средств ПВО, нарушении
работы компьютерных сетей Ирака, организации с использованием модернизированных самолетов РЭБ ЕС-130Е «Компас Колл».
Радиоподавление средств связи и управления, а также проведение
операций «психологической войны» производилось с использованием
специальных самолетов ЕС-130Е Comando Solo, оснащенных аппаратурой «Ривет Рейдер», предназначенной для организации пропагандистского радио- и телевизионного вещания.
451
Приложение А
В ходе войны в Ираке была создана интегрированная авиационнокосмическая разведывательная система. Космические средства разведки
(радиотехнической и оптико-электронной), имеющие высокую периодичность просмотра заданных районов и оперативность доставки разведданных, практически в реальном времени выявляли местоположение необходимых объектов. Полученные данные о целях передавались
на пункты управления войсками и оружием и (или) непосредственно на
авиационные носители средств поражения, осуществлявших последующую доразведку и нанесение огневого удара.
Для разведки иракской бронетехники и выдачи данных целеуказания применялись три спутника видовой разведки «Кихоул-11», работающие в видимой и инфракрасной областях спектра, три спутника
«Лакросс», оснащенные бортовыми РЛС, а также самолет разведки наземных целей с РЛС «Пейв Мувер» в составе разведывательного ударного комплекса «Ассолт Брейкер» (рис. А.7.3).
Была создана мощная группировка разведывательной авиации,
включавшая самолеты U-2, RC-135, ЕР-ЗЕ, JSTARS и БЛА Global Hawk
(см. рис. А.7.4).
Кроме того, впервые для обеспечения приема данных от разведывательных БЛА «Предатор» и управления ими использовался самолет С-130. В Ираке использовалась новая контейнерная тепловизионная
станция целеуказания AN/AAQ «Литенинг», устанавливаемая на борту
самолетов F-16 и AV-8B. Точность определения координат цели такой
Рис. А.7.3. Боевое применение разведывательного ударного комплекса
«Ассолт Брейкер»
452
Приложение А
Рис. А.7.4. БЛА Global Hawk на авиабазе Али аль-Салем
станцией составляет около 6 м, что позволило использовать ее для наведения средств поражения, не имеющих собственных ГСН, таких как
JDAM и JSO/V. Кроме того, широко использовались разнообразные военные и коммерческие спутники наблюдения, связи, навигационные
и метеорологические аппараты, а также спутники предупреждения о ракетном нападении.
В войне с Ираком имело место широкое применение навигационной системы НАВСТАР в целях наведения высокоточного оружия.
По некоторым данным, доля такого оружия в нынешней войне составила 95 % (для сравнения – в войне 1991 г. она составляла 7 %). Однако,
по сообщениям средств массовой информации, сигналы системы GPS
подавлялись со стороны Ирака с помощью несложных устройств для
постановки помех, что повлекло промахи большого числа высокоточных ракет.
В данной локальной войне применялись и электромагнитные бомбы, но особой роли они не сыграли, так как иракские радиоэлектронные
средства практически бездействовали.
Созданная при подготовке вторжения в Ирак авиационная группировка, по оценкам специалистов РЭБ, полностью выполнила поставленные перед ней задачи. При этом следует особо отметить, что эта война была «игрой в одни ворота». Китайские специалисты из анализа
данной операции сделали вывод, что реализация военной мощи США
очень зависима от космической составляющей. Активное применение
453
Приложение А
противоспутниковых систем (боевые спутники-убийцы, пучковые противоспутниковые средства, оружие электронной атаки и т. д.), а также
современных систем РЭБ, включающих генераторы электромагнитного
импульса, кибернетическое сетевое виртуальное оружие, может просто
«ослепить» и «парализовать» современную американскую военную машину.
Контрольные вопросы и задания
1. Назовите официальную цель операции США в войне с Ираком
2003 г.
2. Каков замысел ВС США и их союзников при вторжения в Ирак?
3. Какие факторы свидетельствуют о том, что иракская война была
«игрой в одни ворота»?
А.8. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА
В ГРУЗИНО-ОСЕТИНСКОМ КОНФЛИКТЕ (2008 Г.)
На фоне роста национализма 10 ноября 1989 г. Юго-Осетинская
автономная область в составе Грузинской ССР изменила свой статус до
автономной республики и с 20 сентября 1990 г. объявила о независимости и создании Республики Южная Осетия. Далее на протяжении 12 лет
в зоне конфликта сохранялось относительное спокойствие, но с 2003 г.,
когда в результате «революции роз» к власти в Грузии пришел М. Саакашвили, ситуация вокруг самопровозглашенной республики начала
обостряться. Уже с 2006 г. существовал план «Бросок тигра», в соответствии с которым руководство Грузии, опираясь на поддержку США
и ОБСЕ, предусматривало захват всех крупных населенных пунктов
Южной Осетии.
В четверг, 7 августа 2008 г., М. Саакашвили в телеобращении
предложил руководству Республики Южной Осетии мирные переговоры, а 8 августа в 00.10 грузинские войска начали артиллерийский обстрел г. Цхинвали.
Парламент Грузии 9 августа 2008 г. единогласно утвердил указ
М. Саакашвили об объявлении военного положения и полной мобилизации на 15 дней. Их мотивацией была необходимость предотвращения
дестабилизации в регионе, вооруженных нападений на мирное населе454
Приложение А
ние и фактов насилия с целью защиты прав и свобод человека. При этом
политическое руководство Грузии заявило, что действия ее армии были
«вынужденным» ответом на нарушения режима прекращения огня со
стороны Ю. Осетии.
В ночь с 7 на 8 августа 2008 г. ВС Грузии в нарушение договоренности по поддержанию мира на границах с непризнанными государственными образованиями (Республика Абхазия и Республика Ю. Осетия) вторглись на территорию Ю. Осетии. Были нанесены авиационные
и ракетно-артиллерийские удары по городу Цхинвали и ряду других
населенных пунктов. Под 12-часовым огнем реактивной артиллерии
«Град» погибли сотни мирных жителей. По жилым кварталам, больницам, школам вели огонь 26 реактивных установок. Были совершены
заблаговременно спланированные нападения на подразделения миротворческих сил России (незадолго до ударов грузинские миротворцы
покинули свои места).
В целях пресечения варварской агрессии Грузии, защиты мирного
населения и предотвращения гуманитарной катастрофы Россия 9 августа ввела на территорию Ю. Осетии свои части и подразделения, тем
самым начав операцию «по принуждению агрессора к миру».
В конфликте применялись со стороны Ю. Осетии – до 3 000 в/сл.;
России – до 15 000 в/сл.; Абхазии – до 5 000 в/сл.; Грузии – до 29 000 в/сл.
В составе ВС Грузии имелись специальные формирования РЭР
и РЭБ. В конфликте были задействованы отдельный батальон радиоэлектронной разведки и мобильный пункт электронной разведки, развернутый в 8 км севернее г. Цхинвали (состоящий в основном из стандартных терминалов производства США).
Входящие в его состав средства электронной разведки, комплекс
радиоэлектронного контроля воздушного пространства, система передачи данных позволяли проводить общую оценку обстановки в масштабе времени, близком к реальному.
Кроме того, в г. Гори, в непосредственной близости от зоны грузино-осетинского конфликта, был развернут отдельный центр РЭР
и РЭБ США (ОЦ РЭР и РЭБ США). По своим возможностям этот объект способен перехватывать и регистрировать все радио- и телефонные
переговоры в регионе. В центр также поступала вся развединформация,
добытая подразделениями РЭБ, которая после обобщения и анализа
передавалась в аппарат МО и объединенный штаб вооруженных сил
Грузии. Сформированные маневренные группы РЭР и РЭБ действова455
Приложение А
ли в составе подразделений военной разведки Грузии в зоне конфликта (рис. А.8.1). Они были оснащены радиоприемниками типа АК-5000
и предположительно комплексом перехвата сотовых систем связи.
В Южной Осетии подразделения ВС РФ вступили в бой с элитой
грузинской армии в составе трех пехотных бригад, артиллерийской бригады, отдельной бронетанковой и трех противотанковых бригад. Десять
тысяч солдат этих соединений прошли «боевую практику» в Ираке. Хорошо экипированные и обученные грузинские части «копировали» способы
боевых действий, свойственные вооруженным силам США и НАТО.
Авиационные бомбежки и массированное поражение объектов
Ю. Осетии ракетно-артиллерийским огнем по исходным данным, добытым с помощью беспилотных летательных аппаратов, последующие
прорывы танков или «кочевые набеги на джипах», ряд других тактических приемов походили на тактику США в Ираке, Афганистане. После
прорыва элитных подразделений на территорию объекта атаки туда входили войска МВД Грузии и проводили «зачистки».
В исходной группировке ВС Грузии радиолокационное обнаружение, оповещение и управление боевыми действиями сил и средств ПВО
осуществлялось органами боевого управления и стационарными постами, на вооружении которых были РЛС советского и иностранного производства (преимущественно французские). Они размещались в районах городов Поти, Копитнари, Гори, Тбилиси, Марнеули.
Рис. А.8.1. Обстановка в Грузии во время конфликта 2008 г.
456
Приложение А
Для управления боевыми действиями использовались проводные
линии связи, радиостанции, работающие в защищенном режиме передачи
информации, средства связи и передачи данных гражданского назначения.
Для выявления и вскрытия группировки войск ВС Грузии широко
использовались средства радио- и радиотехнической разведки, беспилотные летательные аппараты типа «Гермес».
Учитывая особенности рельефа местности в районе конфликта,
руководство Грузии уделило особое внимание боеспособности группировки сил и средств ПВО.
К сильным сторонам системы ПВО Грузии следует отнести:
`` высокую мобильность средств ПВО и ее эшелонирование (наличие ЗРК малой дальности и ближнего действия, ПЗРК, ЗА);
`` наличие профессионально подготовленных боевых расчетов ЗРК
«Бук-М», «Оса-АКМ» (рис. А.8.2, А.8.3);
`` несовпадение частотного диапазона РЭС ЗРК Грузии (советского производства) с рабочим диапазоном ГСН УР класса «воздухРЛС» российской авиации (так как в основном они предназначены
для работы по частотам РЭС ПВО НАТО);
`` наличие у ЗРК «Оса-АКМ» оптического канала наведения ракет
и отсутствие у российских самолетов штатных средств РЭБ индивидуальной и групповой защиты в рабочем диапазоне частот
этого ЗРК;
Рис. А.8.2. «Бук-М» – самоходный зенитный ракетный комплекс, предназначенный
для борьбы с маневрирующими аэродинамическими целями на малых и средних
высотах (от 30 м до 14–18 км) в условиях интенсивного радиопротиводействия
457
Приложение А
наличие пассивной системы оповещения и целеуказания от
средств РТР украинского («Кольчуга») и американского («Скайнет») производства.
К слабым сторонам следует отнести достаточно низкую помехозащищенность ЗРК «Бук-М» и «Оса-АКМ», которая не позволила им
вести эффективные боевые действия в условиях активных и пассивных
``
Рис. А.8.3. «Оса-АКМ» – автоматизированный войсковой зенитный ракетный комплекс
(используется для отражения воздушных атак противника на малых дальностях)
Рис. А.8.4. Бронированный дозвуковой штурмовик Су-25
458
Приложение А
помех, а также относительно низкие пространственные характеристики
зоны поражения ЗРК «Оса-АКМ» (дальность до 10 км, высота до 5 км).
Кроме того, оказать противодействие нашей авиации на маршрутах полета и в районах нанесения удара могли следующие средства:
`` самолеты грузинских ВВС типа СУ-25 (см. рис. А.8.4) и Л-29,
имевшие пушечное вооружение, НУРСы и ракеты класса «воздух
– воздух» – Р-60С;
`` зенитные ракетные комплексы С-125 в районах городов Тбилиси,
Марнеули, Поти, а также дислоцированные для прикрытия наиболее важных государственных и промышленных объектов и транспортных коммуникаций ЗРК, Бук;
`` ПЗРК «Стрела-2, -3», «Игла», 57 мм орудия зенитной артиллерии
С-60, 23 мм ЗСУ «Шилка» (рис. А.8.5) и ЗУ-23–2, которые применялись, главным образом, в тактической зоне, а также с господствующих высот на маршрутах полета.
Тактика применения ЗРК малой и средней дальности была достаточно разнообразной и предусматривала действия из засад, поперемен-
Рис. А.8.5. Самоходная зенитная установка «Шилка», вооруженная счетверенной
автоматической 23-мм пушкой. Темп стрельбы установки – 3 400 снарядов в минуту
459
Приложение А
ную работу с перемещением, использование целеуказания от комплексов РТР и РЛС управления воздушным движением.
Проведенное накануне данного конфликта реформирование ВС
РФ привело к тому, что к его началу ВВС оказались практически без сил
оперативной радио- и радиотехнической разведки. Более того, должной
помощи от ГРУ ГШ органы разведки ВВС получить не смогли. При таком положении ВВС не могли иметь достоверных данных о расположении активных средств ПВО Грузии и организации управления ими. Это
явилось основной причиной боевых потерь нашей авиации.
В этих условиях положительную роль сыграли средства радиотехнической разведки РЭБ ВВС. Уже в первый день военных действий
была выявлена работа радиоэлектронных средств ЗРК «Оса» и «Бук»
в районе городов Гори и Тбилиси.
С началом военных действий в первых же вылетах силами авиации ВВС были выявлены и подавлены до пяти боевых ЗРК «Оса-АКМ»,
до трех боевых элементов ЗРК «Бук», а также ЗРК С-125. Все ЗРК были
либо полностью подавлены, либо предпринимали безуспешные попытки наведения ЗУР, что было зафиксировано по режимам работы и параметрам сигналов РЛС ЗРК. Следует заметить, что летчики авиационной
группировки, развернутой в этом районе, хорошо освоили район боевых
действий и полеты в горных условиях. В то же время экипажи вертолетов других объединений, переброшенные в район боевых действий, не
были подготовлены к выполнению полетов в условиях гористой местности, в связи с чем выполнение ими боевой задачи было сопряжено
с риском потери экипажей. Кроме того, вертолеты Ми-8 СМВ-ПГ (постановщики помех) не были оснащены средствами индивидуальной защиты, в том числе от ПЗРК.
Необходимо подчеркнуть, что средства РЭБ самолетов и вертолетов, планируемых к боевому применению на территории Грузии, не в полной мере отвечали требованиям по обеспечению защиты от средств ПВО.
Более того, прикрытие самолетами (вертолетами) РЭБ боевых порядков
ударной авиации из зон постановки помех на всем протяжении маршрута
полета было фактически невозможно в силу особенностей гористой местности. При этом необходимо было учитывать как малое время работы самих ЗРК «Бук», так и возможное включение в их состав средств разведки
и целеуказания в ИК (УФ) и оптико-электронном диапазонах.
Наибольшую эффективность в ходе боевых действий показал бортовой комплекс радиоэлектронной борьбы самолета Су-34 (см. рис. А.8.6).
460
Приложение А
Силами РЭБ осуществлялось радиоэлектронное подавление РЛС
Грузии 36Д6, П-37, 5Н87, П-18, 19Ж6, ПРВ-9, -11, -13, АSR-12 в районах городов Гори, Тбилиси и Марнеули. Вместе с тем в ходе РЭП РЭС
противника наблюдались помехи и нашим РЛС типа 5Н84, 5Н87, П-18,
П-37, размещенным на удалении 100–120 км от зон постановки помех
самолетами АН-12ПП.
Анализ боевого применения авиации в первые дни военных действий на югоосетинском и абхазском направлениях показал, что первичное планирование обеспечения боевых действий осуществлялось без
должного учета возможностей ПВО Грузии и особенностей применения
своих авиационных средств РЭБ по их подавлению. Результаты данного анализа позволяют выделить следующие существенные недостатки
в обеспечении живучести авиации:
`` отсутствие самолетов-разведчиков, способных вести детальную
радиотехническую разведку в реальном времени с высокой точностью определения координат РЛС;
`` несовпадение диапазонов частот РГС ракет класса «воздух – РЛС»
и РЛС ЗРК ПВО советского производства, отсутствие аппаратуры
управления и целеуказания;
`` недостаточное количество постановщиков помех;
`` малый потолок полета вертолетов-постановщиков помех, вследствие чего применение их в условиях гористой местности Южной
Осетии было затруднено;
`` отсутствие средств РЭП групповой защиты авиации из боевых порядков.
Важно учесть, что к планированию действий авиации недостаточно привлекались специалисты служб РЭБ. Радиотехническая разведка велась нерегулярно и не всеми имеющимися силами, без необходимой постановки пассивных и активных помех для уточнения
радиоэлектронной обстановки, состояния системы связи и управления,
дислокации РЛС РТВ и ЗРК, аэродромов базирования авиации грузинских ВВС.
Космический контроль районов ведения боевых действий, командных пунктов и пунктов управления, выявленных позиций РЛС, ЗРК
ВС Грузии должным образом не осуществлялся.
Перечисленные недостатки потребовали незамедлительного вмешательства в руководство действиями авиации представителей Главного командования ВВС, принятия неотложных мер к снижению боевых
461
Приложение А
потерь нашей авиации (в конфликте было потеряно 6 самолетов). К основным из них были отнесены:
`` исключение участия в ударах самолетов, не имеющих средств индивидуальной защиты;
`` выход из атаки самолетов Су-25 при массированном отстреле тепловых ловушек и минимуме времени работы на максимальных
тепловых режимах;
`` применение ударной авиации только под прикрытием групповых
средств защиты из зон самолетами и вертолетами РЭБ (Ан-12ПП,
Ми-8ППА, Ми-8 СМВ-ПГ) и из боевых порядков самолетами Су34 с комплексами РЭБ;
`` осуществление выполнения поставленных задач боевой авиацией
на максимальной скорости и на высотах, исключающих применение ПЗРК и зенитной артиллерии Грузии.
С учетом выработанных рекомендаций полеты авиации стали
осуществляться по маршрутам с обходом районов, прикрытых средствами ПВО, или над участками местности, где они были подавлены.
Высота полета, как правило, более 3,5 км при скоростях, обеспечивающих оптимальные условия для преодоления противодействия средств
ПВО. При этом повторные атаки проводились с разных направлений
с использованием рельефа местности и дымовых завес. Часто осуществлялся такой тактический прием, как внезапный пролет через
зоны обстрела с одновременным выполнением быстрого противозенитного маневра.
Нашли достаточно широкое применение атаки цели «с ходу»
в минимальное время с учетом естественного теплового фона при уходе
от цели (в сторону гор, облаков, освещенных солнцем). Был освоен полет по разным маршрутам к цели и обратно с использованием демонстративных и отвлекающих групп самолетов и вертолетов. Летчики старались исключить повторный заход с того же курса и полеты по одному
маршруту до цели и обратно.
Выполнение боевых задач с использованием средств РЭБ и САБ
осуществлялось, как правило, под прикрытием специально выделенных
групп самолетов (вертолетов). При этом по возможности экипажи старались исключить работу двигателей на максимальном режиме и форсаже.
При угрозе применения средств ПВО выполнялись противозенитный,
противоракетный маневры с одновременным отстрелом расходуемых
средств РЭБ в районах возможного применения ПЗРК или при обнару462
Приложение А
жении пуска ракет. Также при подходе к объекту удара и выходе из атаки широко применялся отстрел ППИ сериями из нескольких патронов
с минимальным интервалом между отстрелами.
В ходе конфликта для прикрытия ударной авиации от средств
ПВО вооруженных сил Грузии применялись: вертолеты МИ-8ППА со
станциями помех «Азалия» для подавления РЛС ОЦУ, Ми-8 СМВ-ПГ
со станциями помех «Смальта – ПГ» для подавления РЛС управления
оружием ЗРК «Бук-М1» и С-125. Барражирование самолетов РЭБ АН12 ПП в основном осуществлялось в следующих зонах: над побережьем
Черного моря на юге Абхазии, в районе главного Кавказского хребта над
Северной и Южной Осетией. Над территорией самой Грузии они осуществляли постановку помех на направлениях полета нашей авиации
при нанесении ею ударов по объектам.
Интенсивность применения группировки РЭБ ВВС была крайне
высокая.
Вертолеты – постановщики помех в воздухе дежурили практически круглосуточно, за исключением получасовых перерывов на заправку и отдых операторов, а самолеты – постановщики помех дежурили
в воздухе до 12–16 часов в сутки.
Усилиями этой группировки боевые возможности грузинской
ПВО были существенно снижены.
В частности, дальность обнаружения наших самолетов РЛС ОЦУ
П-37, 36Д6 и АSR-12 за счет применения САП «Азалия» была снижена в 6–10 раз (с 300 км в беспомеховой обстановке – до 30–50 км в условиях помех). Зона действия РЛС наведения ракет ЗРК С-125 и «БукМ1» при применении САП «Смальта – ПГ» уменьшилась в 1,5–2,5 раза
(с 25–30 км в беспомеховой обстановке до 10–15 км в условиях помех,
что эквивалентно снижению числа пусков ракет примерно в 2 раза).
Степень оснащенности самолетов средствами индивидуальной
защиты характеризуется следующим. Самолет Су-34 имеет бортовой
комплекс обороны (БКО) типа «Хибины». На самолетах Су-25 (штурмовая авиация) были установлены автоматы отстрела ложных тепловых
целей АСО-2 В. Самолеты Су-24 М (самолеты БА) и разведывательные – Су-24 МР имели как БКО «Карпаты», так и автоматы отстрела
расходуемых средств АПП-50 м.
Самолеты дальней авиации Ту-23 М3 были вооружены БКО
«Урал-М», теплопеленгаторами «Мак-УТ» и автоматами отстрела расходуемых средств АПП – 50А (в том числе на одном из них была САП
463
Приложение А
«Сирень» – семейство станций радиоэлектронного подавления индивидуальной защиты самолетов).
Главной задачей БКО «Урал-М» является защита летательного аппарата от ракет класса «земля – воздух», в том числе ракет переносных
ЗРК. Имеющиеся элементы комплекса способны следить за обстановкой, находить потенциально опасные объекты, производить обнаружение пусков ракет и принимать меры, необходимые для срыва атаки.
Автоматы постановки помех типа АПП-50 предназначены для защиты летательных аппаратов в полете от поражения авиационно-ракетными и зенитно-ракетными комплексами путем создания комбинированных
помех с помощью отстрела противорадиолокационных и ИК-патронов.
Объективно следует отметить, что в целом тактико-технические
характеристики бортовых средств РЭБ оставляли желать лучшего.
Были также недостаточными и возможности имевшихся самолетов-разведчиков Су-24 МР по ведению радиотехнической и оптической разведки. В то же время бортовой комплекс обороны «Хибины» на самолете Су-34 (рис. А.8.6) показал высокую эффективность по ведению
РТР, обеспечив вскрытие значительной части РЭС группировки ПВО
Грузии. Имели место недостатки в организации взаимодействия. Так,
с момента передачи управления сводной эскадрильей РЭБ на аэродром
«Гудаута» в оперативную группу «Сухуми» перестала поступать информация о выявленных и подавленных РЭС группировки ПВО Грузии на
абхазском направлении в штаб 4А ВВС и ПВО.
Рис. А.8.6. Многофункциональный сверхзвуковой
истребитель-бомбардировщик Су-34
464
Приложение А
К сожалению, в ходе конфликта непрерывного создания помех
РЛС ПВО Грузии достичь не удалось. Низок был и уровень эффективности групповой защиты авиации.
В данном конфликте на силы и средства РЭБ Сухопутных войск
возлагались следующие задачи:
`` вскрытие (выявление) радиоэлектронной обстановки в зоне боевых действий;
`` радиоэлектронное подавление систем и средств управления войсками, оружием, разведки и РЭБ ВС Грузии;
`` снижение эффективности применения противником средств
радиоэлектронного подавления; ведение комплексного технического контроля состояния защиты вооружения, военной техники
и военных объектов от технических средств разведки противника
и противодействие им;
`` обеспечение электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств.
Применением наземных средств РЭБ в тактическом звене удалось
снизить эффективность работы передовых авианаводчиков и корректировщиков артиллерийского огня противника.
Успешно действовал в вооруженном конфликте 1077-й отдельный
батальон РЭБ (рис. А.8.7) При проходе Рокского тоннеля его средствами
РЭБ были подавлены радиолинии управления БПЛА с потерей грузинами трех аппаратов.
Рис. А.8.7. Техника РЭБ 1077-го отдельного батальона
РЭБ на позиции
465
Приложение А
Обе стороны активно использовали системы РЭБ, в результате
связь часто просто отсутствовала. При этом грузины оказались в более
выгодном положении – у них частично работала спутниковая связь. Доходило до того, что переговоры шли по мобильным телефонам, причем
такой связью пользовались обе стороны. И прослушивали тоже.
Противодействие техническим средствам разведки противника
обеспечивалось:
`` путем радиоэлектронного поражения выявленных средств воздушной радиолокационной и радиотехнической разведки Грузии,
уничтожением БЛА «Гермес»;
`` поддержанием в местах дислокации войск и аэродромах базирования авиации повседневного режима работы радиоэлектронных
средств при подготовке и проведении операции;
`` введением ограничений на работу РЭС с излучением в новых
районах;
`` радиоподавлением средствами частей РЭБ СКВО каналов передачи разведданных, радиосвязи и управления Грузии;
`` специальной защитой технических средств передачи и обработки
информации;
`` выявлением технических каналов утечки информации и проведением мероприятий по их устранению.
Анализ эффективности действий сил и средств РЭБ в ходе конфликта вскрыл и ряд недостатков в их организации, основными из которых являются:
`` отсутствие исходной разведывательной информации о группировке вооруженных сил Грузии до начала боевых действий;
`` недостаточные возможности имевшихся станций помех по ведению разведки РЭС производства ведущих стран НАТО, состоящих на оснащении вооруженных сил Грузии и, как следствие,
низкая степень вскрытия (выявления) РЭО в ходе боевых действий;
`` отсутствие защиты объектов автомобильной техники на марше
(при движении в колоннах или индивидуально), а также личного
состава при его нахождении в местах применения радиоуправляемых взрывных устройств;
`` размещение РЭС группировки ВС РФ с нарушением требований
по ЭМС. Частые выходы из строя техники РЭП нового парка в условиях воздействия высоких температур (Р-330 и Р-934 УМ);
466
Приложение А
отсутствие надежного прикрытия своих войск и наиболее важных
объектов от воздушной радиолокационной разведки и прицельных ударов авиации вооруженных сил Грузии;
`` слабая организация восстановления и ремонта вышедшей из
строя техники РЭП;
`` низкие маневренные возможности техники РЭП в условиях скоротечности боя;
`` состоящая на вооружении техника РЭБ не имела возможности эффективного ведения радиоразведки и РЭП в движении;
`` отсутствие на начальном этапе конфликта средств РЭП аппаратуры спутниковой радионавигации, установленной на разведывательных БЛА ВС Грузии.
Комплексной оценкой результатов ведения РЭБ в данном конфликте может служить высказывание заместителя Главнокомандующего ВВС генерал-полковника А. А. Ноговицина: «Мы применяли системы РЭБ, но они у нас советского образца. Грузинские войска для борьбы
с российской авиацией применяли ЗРК "Бук" и "Тор" (рис. А.8.8). При
вскрытии их позиций как целей (а это наши советские образцы) наша
авиация испытывала определенные сложности. При этом сначала мы
понесли потери и только потом сделали соответствующие выводы».
``
Рис. А.8.8. Всепогодный тактический зенитный ракетный комплекс «Тор»,
предназначенный для защиты воинских частей, а также объектов промышленности и инфраструктуры от ударов с воздуха
467
Приложение А
В целом организацию радиоэлектронной борьбы и эффективность средств РЭБ, применяемых в ходе операции по принуждению
к миру, можно признать удовлетворительными. Хотя и запоздалые, но
принятые дополнительные меры позволили исключить дальнейшие потери авиации и способствовали обеспечению господства в воздухе нашей авиации.
На основе анализа материалов открытой печати и данных сети
«Интернет» по ведению РЭБ в последних локальных войнах и вооруженных конфликтах можно сделать следующие обобщающие выводы.
В первом десятилетии ХХI в. содержание, используемые силы
и средства, а также задачи радиоэлектронной войны в ВС США перестают быть адекватными по отношению к классическому термину «радиоэлектронная борьба». Так, основными отличительными признаками
радиоэлектронной войны (РЭВ) как аналога РЭБ являются следующие:
Радиоэлектронная война стала основной силой борьбы с системами боевого управления (БСБУ) («Информационной войны»).
Современное содержание РЭВ включает: радиоэлектронную атаку (ЕА), радиоэлектронную защиту войск (ЕР) и радиоэлектронное обеспечение боевых действий (EWS).
Средствами радиоэлектронной атаки, кроме средств радиоэлектронного подавления и радиоэлектронной дезинформации, являются:
огневые средства, самонаводящиеся на излучения различных радиоэлектронных устройств (например, излучения РЭС, излучения систем
зажигания автомобилей, БТР, танков, электропривода орудий и др.);
средства излучения новых видов направленной энергии; ИК, РЛ и ГА
ложные цели и другие средства пассивных помех.
На средства радиоэлектронной атаки возлагается задача воздействия не только на РЭС, но и на боевую технику, системы оружия, на
экипажи РЭС, боевой техники и на личный состав штабов, участвующий в подготовке принятия решения, планировании операций, руководстве боевыми действиями.
Радиоэлектронная защита стала включать в себя: средства, схемы и способы защиты от РЭП и случайных помех технических средств;
автоматизацию процесса приема, обработки и распределения информации; оповещение личного состава об облучении объекта в РЛ и оптическом диапазонах; контроль излучения РЭС и их ЭМС; радиоэлектронную маскировку; перепрограммирование средств радиоэлектронной
атаки.
468
Приложение А
Радиоэлектронное обеспечение боевых действий направлено на
информационно-разведывательное обеспечение принятия решения,
планирования операций и руководства войсками (силами), действий сил
и средств БСБУ в наступательных, оборонительных и специальных информационных операциях.
Контрольные вопросы и задания
1. Назовите сильные стороны системы ПВО Грузии.
2. Каковы основные причины боевых потерь нашей авиации?
3. Проанализируйте эффективность действий сил и средств РЭБ
в ходе конфликта, недостатки в их организации.
4. Поясните сущность понятия «информационная война».
469
λ max 4
λ
l ≈ min .
lmax ≈ρ ≤ (0,20–0,25)
. min
4
4
λ max
λ min
.
lmax ≈
lmin ≈
4
4
.
Lρ ≤ (0,20–0,25)
λ
Dmax = A , 2θ°0,5 = B
(3.4.11)
λ
. L
ρ ≤ (0,20–0,25)
L
λ
D = A , 2θ°0,5 = B
(3.4.11)
λ в max λ в λ
, b ≈L , где° λв = λ0 λ ε r L
a≈
2 = A 2, 2θ 0,5 = B
DВероятность
(3.4.11)
max
L
λв λ
λв
,b≈
, где λв = λ0 ε r
a≈
2(A) = lim
2 n – вероятность наступления события А.
P
λ
λ N →∞ N
λв = λ0 ε r
a ≈ в , b ≈ в , где
2
2
n
P (A,PB)
lim P (B) – для независимых событий А и В.
(A)= =P (A)
N →∞ N
n
A вероятность
Условная
limB) / P (B)
= (A,
=P
P P(A)
N →∞ N
B
A
P = P (A, B) / P (B) – для зависимых событий А и В.
BP( Ai ) = 1.
A ∑
P i= P (A, B) / P (B)
B группа несовместных событий А
Полная
i
∑ P ( Ai ) = 1.
Приложение Б
i
∑ P ( A7i ) = 1.
i
Формула полной вероятности
7
A
P (A) =7 ∑ P ( Bi ) P ;
Bi
i
A событий.
Bi – группа несовместных
P ( Bi ) P A ;
P
(A)
=
P
B
P
(
)
∑
P
A
B
,
i
B
B
(
)
iB
Формула
гипотез)
P i = Байеса i(теорема
= i
i .
A
P ( A)
A
∑ P ( B ) P A ; A
P (A) = ∑iPA( B i ) iPP( BiB)iP
P Ai , Bi ) ; Bi Bi
i P ( B () P
P (A)P= B∑
.
i = i Bi =
A
P A
A
P
A
P ( x < α < x + dx) ( )dF ( xP∑
)
P
B
B i p)(P(x)
i)
=
Ai( =
B Bi
, B(iB) ) dx
Bidx
P ( AP
i
P
i
.
A,B=i ) P A = Bi
Bi PP ( A
. P A
P Функция
=
= (x )
распределения
вероятности
P
B
(
)
A
PP
dF
( A( x) < α < xP+ Bdx)∑
A (i x) B
pi (x)
Pi= =
dx
p( x–i))интегральная
∑F∫ (x)
P (αF<(x)
x) ==dx
функция вероятности.
Bidx
i
−∞
P ( x < α < x + dx) x dF ( x)
== pp(x)
=2
(x) – плотность распределения вероP ( x < α < x + dxdx
) =F dF
x ( x)x
x) dx
(x)
1 (x) =− 2∫σ=2 pp(dx
dxF =
∫dxe x −∞ dx функция).
ятности (дифференциальная
σ 2π −∞
xF (x) =
∫ .p (x2x)−dxx22
1−∞
F (x) == ∫F p=( x) dx
2 σ dx
x
1σ 2π− 2σ∫2 e
p (x) −∞
=
e −∞
σ 2π x − x 2
12
2
470
x − x
e 2σ dxx2
1F = σ
2 ∫
− 2
σ
2
∞
π
2
1
F=
e =
dx
−∞
p∫ (x)
e 2σ
n
σn (x)
2π=−∞
m
x
p
x
dx
(
)
∫ σ 2π
−∞
2
1
−
x2
2
P =
= ∑ P ( Bi ) P B.
i
A
P ( A)
AB i
iP ( B
dx) ) ∑
dF
PP( x( x<<αα<<xx++dx
dF
xx) )i ) P i
(
P ( x <Pα( x<<xα+ <dxx)=+=dx
dF) ( xdF
)B(x)
) ==(pxp(x)
i
= p (x)
= ( x=)p (x)
dx
= )i dx
P ( xdx
<dxα < x + dx
dF
P ( x < dx
α < xdx
+ dx) =dF
x
dx ( )dx = p (x)
= p (x)
=
dx
dx
Приложение Б
P ( x < α <dxx + dxx )x dF (dx
x)
= p (x)
x = x
F(x)
(x)== ∫∫ pp(xx( x) dx
) dx
Fdx
Нормальный
F (x)
p ( x) dx
F (x)закон
=
( xp∫) dx
p (x)
∫= xp=распределения
−∞
F (x)−∞
x) dx
(
∫
−∞
−∞
F (x) = x ∫ p ( x) dx
−∞
2
F (x) = ∫−∞
x)2xdx
x xp (−x
1
1 −∞ x −2−σ2x2σ2x 2 −2 x2
dx
FF== 1 ∫∫1eex 2σ 2dx
2
x
− 2e 22 σ dx
F = σσF 2=2ππ1−∞−∞
xe −∫x dx
∫
σ
2
F = 1σ 2π∫ −∞
e22σ 2 dx
F =σ σ2π 2−∞
dx
x −e x
1 2π π∫−∞
σ
2
σ 22xdx
2
−∞
F=
e
x
11∫ − − x22 2 x2
(x)σ== 2π 1−∞ ee1−22σ2σσ2 x−2 2σ 2
pp(x)
(x)
p (x) =p σ
σ 2=2ππ1e −x2e 2
p (x) σ= 21πσ 2−eπ 22σ
p (x) = σ 2π−e x22σ
x
σ1 2πe 2σ 2
∞∞
p
(x)
=
n
∞
∞
n
Числовые
характеристики
(x)
)n dx случайных величин
== σ
mmn n(x)
∫x∞xx2=∞npπpp(∫(x(nxxx))dx
∫−∞
(x)
p ( x) dx
mn (x)m=n−∞
dx
∫
Начальные
моменты:
= x p ( x) dx
mn (x)−∞
=∞ ∫ ∫x n−∞p ( x) dx
mn (x)
−∞
(x) =∞∞ ∫−∞x n p ( x) dx – n-го порядка;
mnn (x)
∞
∞
(x)== ∫∫−∞
) dx==aa
mm1 1(x)
xxp∞p( x( x) dx
(x)
=
p ( x=) dx
m1 (x)m=1−∞
a =a
x
p
xx) dx
(
∞
∫
∫
−∞
m1 (x) = ∫ −∞
x p ( x) dx = a
m1 (x) =−∞
∞ ∫ x p ( x ) dx = a – 1-го порядка (математическое ожидание);
−∞
m1 (x) = ∫∞−∞∞x p ( x) dx = a
(x)==−∞∫∞∫xx2∞22pp(∞x( x) dx
)2 dx
mm2 2(x)
(x)
x–) dx
2-го порядка.
m22 (x)m=2−∞
∫=∞x=∫ p2x∫(2xxp)(dxpx)( dx
−∞
m2 (x)−∞
m2 (x) =∞ ∫ x −∞p ( x) dx
−∞
Центральные
∞
−∞
m2 (x)∞=
x 2 pмоменты:
( x) dx
∞ ∫ ∞ nn
(x)== ∫ ∫( x(−∞
x−−aa) )npp( x( x) ndx
) dx; ;
MMn n(x)
∞
(x)
p (;x) dx ;
Mn (x)M=n−∞
x −∫a()x −p (nax)) dx
∞(=
∫
−∞
Mn (x)−∞
= ∫ −∞
( x − an) p ( x) dx ;
Mn (x) =∞ ∫ ( x − a ) p ( x) dx ;
−∞
Mn (x) ∞=∞ ∫−∞( x − a ) n p ( x) dx ;
2
∞
∞
(x)== ∫ ∫(−∞
) dx==σσ222 22
MM2 2(x)
x(∞x−−aa) 2)2pp( x( x) 2dx
(x)
(x)
=
−
(
x
a
)
x=) dx
M2 (x)M=22−∞
σ =2 σ – дисперсия.
(
x
−
a
)
p
x
(
)
∞
∫= (∫x − a)2 p (dxpx)( dx
−∞
M2 (x)−∞
=σ
M2 (x)
=∞ ∫ ∫( x−∞− a ) 2 p ( x) dx = σ2
−∞
2
M2 (x)Смешанные
= ∫−∞( x − a ) моменты:
p ( x) dx = σ2
∞ ∞ −∞
∞ ∞
2
2
M2 (x1 x2) = ∫MM
∫2 2((xx(x111−xx2a2)18)8)8==( x∫2 8−∫ a( 2x1) −dxa11)2dx( x22 − a2 )2 dx
dx11 dx2 – центральный смешан−∞
8−∞ −∞
ный −∞
момент;
8
M 2 (8x1 x2 )
M 2 ( x1x2 ) взаимной корреляции.
ρ12
– коэффициент
12 =
σ1σ 2 ρ12 = σ σ
1 2
Понятие энтропии
A1... Ai ... An A ... A ... A
A=
. 1 i n .
P1...Pi ...PnA=событие;
P ...P ...P
xi – случайное
i
n
1
U (xi) – величина, несущая информацию;
n
H (A) = − ∑ P (HAi(A)
) log= P−(Ai),P ( A ) log P (A ),
i =1
n
∑
i =1
i
i
471
Приложение Б
U (xi) = V (P (xi)), где V (P (xi)) – функция от вероятности;
V = –log P (xi) – логарифмическая мера информации Шеннона.
При P (xi) = 1 V = 0; при P (xi) → 0 V → ∞.
V
∞ ∞
∞ ∞
M (x x ) =
( x − a ) 2 ( x − a ) 2 dx dx
M2 (x1 x22) =1 ∫2 ∫ ( x∫1 −∫ a1 )12 ( x21 − a22) 2 dx21 dx2 1 2
−∞ −∞
−∞ −∞
1
P (xi)
M 2 ( x1x2 )
ρM
12 2=( x1 x2 )
12 =
σ1мера
σ 2 неопределенности для объекта А, описываеВρобщем
σвиде
1σ 2
мого полной вероятностной схемой,
A ... A
A1...
An i n .
AA1=... Ai ...
A=
P ...P .....P
P1...Pi ...1 Pn i n
n
− P ( Ai ) log P (Aii),
H (A)H=(A)
− ∑= P (∑
A ) log P (Ai),
i =1i
n
i =1
где P (Ai) = Pi – вероятность того, что объект А примет состояние Аi.
472
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение................................................................................................... 3
Глава 1. Теоретические основы радиоэлектронной борьбы.......... 7
1.1. Роль и место радиоэлектронного подавления в системе
радиоэлектронной борьбы................................................................ 7
1.1.1. Общие сведения..................................................................... 7
1.1.2. Основные термины и определения....................................... 10
1.2. Радиоэлектронные помехи............................................................... 15
1.2.1. Классификация радиоэлектронных помех.
Общие сведения о заградительных помехах....................... 15
1.2.2. Активные и пассивные помехи............................................. 22
1.2.3. Упрощенная структурная схема станции
активных радиоэлектронных помех..................................... 31
1.3. Характеристика процесса радиоподавления радиолиний............. 33
1.3.1. Каналы воздействия преднамеренных помех...................... 33
1.3.2. Условия радиоподавления..................................................... 42
1.4. Общие сведения о радиолиниях и системах радиосвязи.............. 48
1.4.1. Принцип воздействия преднамеренных помех
на аналоговые и дискретные каналы связи......................... 48
1.4.2. Многоканальные системы связи........................................... 62
1.5. Системы радиосвязи с повышенной помехозащищенностью...... 65
1.5.1. Применение сложных сигналов в системах радиосвязи.... 65
1.5.2. Частотное и временное разделение каналов....................... 71
1.5.3. Особенности дискретных (цифровых) систем связи.......... 75
1.6. Способы радиоподавления линий радиосвязи с повышенной
помехозащищенностью.................................................................... 81
1.6.1. Способы радиоподавления линий радиосвязи
со скачкообразным изменением рабочей частоты.............. 81
1.6.2. Способы радиоподавления линий радиосвязи
с широкополосными фазоманипулированными
сигналами, помехоустойчивым кодированием,
логической обратной связью................................................ 83
1.7. Основные положения теории эффективности средств
радиоэлектронного подавления радиосвязи................................... 91
1.7.1. Общие понятия и определения теории эффективности
средств радиоэлектронного подавления радиосвязи.......... 91
473
Список сокращений
1.7.2. Характеристика показателей эффективности средств
радиоподавления . ................................................................. 93
1.8. Общая характеристика мер помехозащиты.................................... 104
1.8.1. Постановка задачи. Основные определения.
Когерентное и некогерентное обнаружение сигналов....... 104
1.8.2. Оценка помехозащищенности.............................................. 108
1.9. Применение теории массового обслуживания к решению
задач радиотехнической разведки................................................... 111
1.9.1. Назначение и задачи радиотехнической разведки.............. 111
1.9.2. Принципы создания одноканальных и многоканальных
систем радиотехнической разведки с позиций теории
массового обслуживания....................................................... 115
1.10. Способы определения частоты...................................................... 125
1.10.1. Ощие сведения о способах определения частоты............. 125
1.10.2. Поисковые способы определения частоты ....................... 126
1.10.3. Беспоисковые способы определения частоты................... 134
1.10.4. Запоминание и измерение частоты..................................... 140
1.11. Пеленгация радиоэлектронных средств в интересах разведки..... 143
1.11.1. Способы пеленгации............................................................ 143
1.11.2. Методы пеленгации............................................................. 144
1.11.2. Беспоисковые и поисковые способы пеленгации............. 148
1.11.3. Определение местоположения............................................ 154
Глава 2. Элементная база аппаратуры радиоэлектронного
подавления.............................................................................................. 157
2.1. Усилители сверхвысокой частоты................................................... 157
2.1.1. Основные параметры усилителей........................................ 157
2.1.2. Классификация усилителей сверхвысокой частоты .......... 164
2.1.3. Однокаскадный транзисторный усилитель......................... 168
2.1.4. Балансный усилитель сверхвысокой частоты..................... 173
2.2. Твердотельные широкополосные сверхвысокочастотные
усилители мощности на основе использования GaN-технологии.... 175
2.2.1. Преимущества использования GaN-технологии
изготовления транзисторов................................................... 175
2.2.2. Суммирование выходной мощности транзисторных
СВЧ-усилителей на основе многоканальных
сумматоров мощности........................................................... 185
2.3. Электронно-вакуумные приборы с динамическим
управлением ..................................................................................... 202
474
Список сокращений
2.3.1. Лампы бегущей волны........................................................... 202
2.3.2. Пролетные клистроны........................................................... 210
2.4. Цифровая и аналоговая схемотехника на интегральных
микросхемах...................................................................................... 217
2.4.1. Общие сведения об интегральных микросхемах................ 217
2.4.2. Аналоговые интегральные схемы......................................... 221
2.4.3. Цифровые интегральные схемы .......................................... 234
Глава 3. Основы построения средств и комплексов
радиоэлектронного подавления.......................................................... 243
3.1. Радиопередающие устройства КВ˗ и УКВ˗диапазонов................ 243
3.1.1. Назначение, классификация и основные параметры
радиопередающих устройств................................................ 243
3.1.2. Принципы построения радиопередающих устройств
КВ- и УКВ-диапазонов.......................................................... 245
3.1.2.1. Схемы генераторов с самовозбуждением.
Классификация схем................................................................... 245
3.1.2.2. Диапазонные возбудители с кварцевой
стабилизацией.............................................................................. 251
3.1.2.3. Основные методы синтеза частот................................. 261
3.2. Высокочастотный тракт.................................................................... 269
3.2.1. Назначение, типы и параметры длинных линий................. 269
3.2.1.1. Типы линий..................................................................... 270
3.2.1.2. Напряжения и токи в линии передачи.......................... 273
3.2.2. Элементы ВЧ-тракта . ........................................................... 276
3.3. Радиоприемные устройства КВ- и УКВ-диапазонов ................... 285
3.3.1. Назначение, классификация и основные характеристики
радиоприемных устройств.................................................... 285
3.3.2. Типовые схемы приемников станций помех
КВ- и УКВ-диапазонов . ....................................................... 290
3.3.2.1. Приемники прямого усиления...................................... 290
3.3.2.2. Супергетеродинные приемники.................................... 293
3.3.2.3. Входные цепи.................................................................. 297
3.3.2.4. Усилители радиочастоты............................................... 304
3.3.2.5. Усилители промежуточной частоты............................. 310
3.3.2.6. Преобразователи частоты.............................................. 315
3.3.2.7. Детекторы........................................................................ 320
3.4. Антенно-фидерные системы средств радиоэлектронного
подавления......................................................................................... 327
475
Список сокращений
3.4.1. Назначение, классификация и основные параметры
антенн...................................................................................... 327
3.4.1.1. Назначение передающей и приемной антенн.............. 327
3.4.1.2. Классификация антенн по диапазонам волн................ 329
3.4.1.3. Основные параметры антенн......................................... 336
3.4.2. Типы антенн, применяемых в автоматизированных
станциях помех КВ- и УКВ-диапазонов.............................. 346
3.5. Принципы построения и функционирования станций помех
радиосвязи......................................................................................... 365
3.5.1. Структурная схема станции помех. Состав и назначение
ее элементов........................................................................... 365
3.5.2. Принципы построения и функционирования станции
помех....................................................................................... 371
3.6. Общая структура и основные функции комплексов
радиоэлектронного подавления....................................................... 375
3.6.1. Назначение и общие принципы функционирования
комплексов радиоэлектронного подавления....................... 375
3.6.2. Особенности построения подсистем разведки,
подавления и управления средств радиоэлектронного
подавления.............................................................................. 378
3.6.3. Автоматизированные комплексы частей
радиоэлектронной борьбы.................................................... 379
Заключение.............................................................................................. 388
Библиографический список................................................................. 390
Список сокращений............................................................................... 393
Приложение А......................................................................................... 396
Приложение Б......................................................................................... 470
476
Учебное издание
Гарин Евгений Николаевич
Осипов Александр Сергеевич
Гладышев Андрей Борисович
Фомин Алексей Николаевич
Михов Евгений Дмитриевич
Ермоленко Дмитрий Сергеевич
Серебринников Сергей Владимирович
Молчанов Василий Петрович
Зверев Петр Юрьевич
Бацылев Владимир Михайлович
ВОЕННО-ТЕХНИЧЕСКАЯ
ПОДГОТОВКА
ВОЕННО-ТЕХНИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
ПОСТРОЕНИЯ СРЕДСТВ И КОМПЛЕКСОВ
РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ
Учебник
Под научной редакцией доктора технических наук, профессора
Е. Н. Гарина
2-е издание, переработанное и дополненное
Редактор А. А. Быкова
Компьютерная верстка О. А. Кравченко
Подписано в печать 30.03.2021. Печать плоская. Формат 60×84/16
Бумага офсетная. Усл. печ. л. 30. Тираж 500 экз. Заказ № 12580
Библиотечно-издательский комплекс
Сибирского федерального университета
660041, Красноярск, пр. Свободный, 82а
Тел. (391) 206-26-16; http://bik.sfu-kras.ru
E-mail: publishing_house@sfu-kras.ru
Powered by TCPDF (www.tcpdf.org)