Текст
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
г. с. цыкин
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ИЗДАНИЕ ЧЕТВЕРТОЕ, ПОЛНОСТЬЮ ПЕРЕРАБОТАННОЕ
Допущено Министерством связи СССР в качестве учебника для электротехнических институтов связи
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ» МОСКВА 1971
УДК 621.375.1(075.8)
УДК 621.375.1(075.8)
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Г. С. Цыкин
Год издания 1971
В книге рассматриваются теоретические основы и принципы действия современных усилительных устройств с транзисторами и электронными лампами, приводятся схемы, дается анализ их свойств, выводятся расчетные формулы и дается методика расчета наиболее употребительных схем. Содержание книги и расположение материала в ней соответствуют утвержденным учебным программам по одноименному курсу для высших учебных заведений.
Табл. 4, илл. 193, библ. 50.
3—3—12 14—71
СОДЕРЖАНИЕ
От автора.................................................................. 7
Глава 1. Классификация и показатели усилителей
1.1. Основные определения............................................. 8
1.2. Классификация усилителей.............................. . . , 9
1.3. Основные технические показатели усилителей....................11
Входные и выходные данные ........................................ II
Коэффициенты усиления и коэффициенты полезного действия . . 12
Частотная и фазовая характеристики.............................13
Переходные характеристики и переходные искажения...............18
Связь между частотной, фазовой и переходной характеристиками . 20
Собственные шумы усилителя.....................................21
Амплитудная характеристика и динамический диапазон .... 24
Нелинейные искажения...........................................25
Литература.........................................................29
Г л а в а 2. Обратная связь в усилителях
2.1 . Основные определения.............................................30
2.2 Влияние обратной связи на свойства усилителя.......................32
Коэффициенты усиления..............................................32
Нелинейные искажения, фон и помехи.................................36
Нестабильность усиления .......................................... 39
Входное и выходное сопротивления...................................40
Частотная, фазовая и переходная характеристики.....................44
Литература.............................................................47
Глава 3. Принципы построения усилительных схем
3.1 . Блок-схема, принципиальная и монтажная схемы усилителя .
3.2 . Схемы цепей питания и стабилизации.........................
Питание цепей коллекторов ...................................
Подача смещения во входные цепи транзисторов.................
Стабилизация точки покоя в транзисторных каскадах Питание анодных и сеточных цепей..........................
Питание цепей накала ........................................
Питание цепей полевых (канальных) транзисторов . . . .
3.3 Схемы межкаскадной связи.....................................
Назначение межкаскадной связи и ее разновидности Каскады с гальванической связью..............................
Резисторные каскады..........................................
Трансформаторные каскады.....................................
Дроссельные каскады..........................................
Резисторно-трансформаторные каскады..........................
3 4 Типы усилительных каскадов.................................
Однотактные каскады..........................................
Двухтактные каскады................................. . . .
Инверсные каскады............................................
Литература.......................................................
48
50
50
51
52
61
64
65
66
67
68
69
70
71 71 72
77
77
Глава 4. Работа усилительного элемента в схеме
4.1 Динамические характеристики...........................................78
Общие сведения...................................................... 78
Выходные динамические характеристики..................................79
Входные динамические характеристики...................................84
Сквозные динамические характеристики . 85
Проходные динамические характеристики.................................88
4.2. Определение гармонических составляющих выходного тока Способы нахождения гармонических составляющих .... Методы пяти и трех ординат......................................
4.3. Режимы работы усилительного элемента........................
Режим А......................................................
Режим В......................................................
Режим С .....................................................
Ключевой режим...............................................
Работа с токами сетки........................................
4.4. Эквивалентные схемы и параметры усилительных элементов . Эквивалентные схемы усилительных каскадов.......................
Основные параметры биполярного транзистора...................
Основные параметры лампы и полевого транзистора ....
4.5. Эквивалентные схемы и свойства усилительных элементов при раз личных способах включения ..........................
Транзистор с общим эмиттером ......................•
Транзистор с общей базой..................................
Транзистор с общим коллектором...............................
Точные выражения и сравнение свойств транзистора при различном включении....................................................
Составные транзисторы .......................................
Лампа с общим катодом........................................
Лампа с общим анодом.........................................
Лампа с общей сеткой.........................................
Полевой транзистор при различных способах включения .
Литература.......................................................
Глава 5. Каскады мощного усиления
5.1. Общие сведения . . ................<
§2. Однотактные каскады мощного усиления.........................
Каскад с непосредственным включением нагрузки .... Резисторный каскад...........................................
Дроссельный и трансформаторный каскады . . ' .
5,3. Двухтактные каскады мощного усиления........................
Коэффициент гармоник двухтактного каскада....................
Каскад с непосредственным включением и резисторный каскад . Трансформаторные каскады.....................................
Ламповые двухтактные каскады с токами сетки..................
Особые схемы трансформаторных каскадов.......................
Бестраноформаторные двухтактные каскады . . ...
Литература ..................................................... ,
Глава 6. Каскады предварительного усиления
6.1. Общие сведения..............................................
Основные требования и режим работы . . ...
Определение частотной, фазовой и переходной характеристик
6.2. Резисторный каскад . ..................................
Свойства, применение, схемы..................................
Нижние частоты...............................................
Средние частоты..............................................
Верхние частоты.................... .........................
в.З. Трансформаторный каскад.....................................
Свойства, применение, схемы..................... . .
Нижние частоты..................... .........................
Средние частоты..............................................
Верхние частоты................ .............................
Расчет трансформаторов, работающих в режиме В Нелинейные искажения, вносимые трансформатором ....
6.4. Резисторно-трансформаторный и дроссельный каскады
89
89
89
92
92
93
95
96
97
97
97
99
102
103
103
107
ПО
113
115
118
119
120
121
121
122
125
125
127
129
137
137
140
141
150
155
157
162
163
163
164
166
166
171
175
177
188
188
192
196
200
208
209
214
Резисторно-трансформаторный каскад...............................214
Дроссельный каскад................................................216
Литература.......................................................... 219
Г л а в а 7. Широкополосные каскады
7.1. Основные сведения................................................220
7.2. Схемы низкочастотной коррекции...................................223
7.3. Схемы высокочастотной коррекции..................................227
Высокочастотная коррекция индуктивностью..........................227
Высокочастотная коррекция обратной связью.........................234
7.4. Эмиттерный, катодный и истоковый повторители.....................239
Литература............................................................245
Глава 8. Усилительные каскады специального назначения
8.1. Каскады распределенного усиления . . 246
8.2. Специальные схемы повторителей . 248
Эмиттерные повторители с повышенным входным сопротивлением . 248
Повторитель с повышенным усилением предыдущего каскада . . 250
Сложные повторители ... .... 250
8.3. Каскодные схемы . . 252
8.4. Инверсные каскады . . 254
Трансформаторный инверсный каскад...............................254
Инверсный каскад с разделенной нагрузкой......................255
Инверсный каскад с эмиттерной (катодной) связью...............257
Инверсный каскад с общим эмиттером (катодом)....................260
Литература............................................................261
Глава 9. Избирательные усилители и усилители постоянного тока
9 1 Избирательные усилители...........................................262
Основные свойства, применение и типы..............................262
Резонансные усилители.............................................262
Усилители с частотнозависимой обратной связью ................... 265
9 2 Усилители постоянного тока................................. .... 268
Основные свойства, применение и типы..............................268
Усилители достоянного тока прямого усиления.......................269
Дрейф нуля и способы его уменьшения...............................273
Усилители постоянного тока с преобразованием .................... 277
9 3. Магнитные и диэлектрические усилители...........................279
Литература ... ........................................282
Глава 10. Вспомогательные цепи усилителя щ его каскадов
10 1 Каскад с сопротивлением в цепи эмиттера (катода) .... 283
Каскад с резистором в цепи эмиттера (катода) .... 283
Каскад с цепочкой RC в эмиттере (катоде, истоке, экранирующей сетке)........................................................ 285
10 .2. Регулировка усиления и тембра .... .... 290
Назначение регулировки усиления . . . . ?...............290
Потенциометрическая регулировка . ......................290
Регулировка изменением положения точки покоя .................. 295
Регулировка обратной связью . . 297
10 .3 Регулировка тембра . 298
Литература............................................................301
Глава 11. Многокаскадные усилители
111. Особенности многокаскадных усилителей............................302
11.2. Коэффициент усиления усилителя..................................302
11.3 Суммирование искажений и их распределение по каскадам . . 303
Суммирование искажений в многокаскадном усилителе .... 303
Распределение искажений по каскадам..............................306
5
Взаимная коррекция каскадов ....................................
11.4. Устойчивость усилителей с обратной связью.....................
Самовозбуждение усилителя с обратной связью.....................
Критерии устойчивости...........................................
Способы обеспечения устойчивости . . . . . '..............
11.5. Собственные шумы усилителя и способы их уменьшения Тепловые шумы .....................................................
Шумы усилительных элементов....................................
Противошумовая коррекция........................................
14.6. Паразитные связи в усилителе и их ослабление..................
Виды паразитных связей.........................................
Электростатические (емкостные) связи...........................
Индуктивные (магнитные) связи..................................
Электромагнитные связи ........................................
Электромеханические связи .....................................
Связи через общие источники Литания............................
Основы расчета развязывающих фильтров..........................
14.7. Требования к источникам питания усилителя.....................
Основные требования ...........................................
Допустимая пульсация источника питания.........................
Расчет фильтров усилителя на сглаживание пульсаций . . . .
Литература..........................................................
307 ЗЮЗЮ
318
318
319
322
326
326
326
327
328
329
330
334
338
338
340
342
346
Глава 12. Конструкция и испытание усилителей
12.1. Конструкция усилительных устройств.....................347
Конструктивное оформление усилителей....................347
Навесной и печатный монтаж . . ..........................348
Миниатюризация электронной аппаратуры; микромодули . . . 349
Микроэлектроника; гибридные и интегральные схемы .... 350
12.2. Примеры схем усилителей................................353
12.3. Надежность усилительных устройств и ее повышение .... 359
12.4. Испытание усилителей...................................361
Проверка исправности готового усилителя .................... 361
Снятие частотной, фазовой и амплитудной характеристик , . . 362
Измерение переходных искажений . . . ...... 365
Измерение коэффициента гармоник..................................366
Литература............................................................367
ОТ АВТОРА
Широкое использование усилителей электрических сигналов в современной технике требует хорошей подготовки в этой области инженеров ряда технических специальностей. Поэтому курс «Усилительные устройства» введен в программы многих высших учебных заведений, являясь базовым для изучения ряда специальных дисциплин — радиоприемных и радиопередающих устройств, телевидения, радиовещания, радиолокации и радионавигации, электронных вычислительных машин и т. д.
Для институтов связи этот курс является базовым для многих специальных дисциплин факультетов: радиосвязи и радиовещания; автоматической многоканальной электрической связи; автоматики, телемеханики и электроники. Поэтому содержание книги, являющейся учебником по курсу «Усилительные устройства» указанных выше факультетов, в основном соответствует существующим программам курса для специальностей 0702, 0703 и 0708; однако развитие и совершенствование транзисторной техники заставило изменить расположение материала и внести в него ряд изменений и дополнений, соответствующих современному состоянию техники и требованиям народного хозяйства.
Настоящий учебник построен с учетом специфики транзисторных усилительных устройств; устаревший и неактуальный материал, во многом относящийся к вышедшим из употребления ламповым схемам, исключен.
Поэтому здесь обобщен теоретический анализ схем с биполяр* ными и полевыми транзисторами, а также электронными лампами, вынесены в начало курса основы обратной связи, сокращены сведения по трансформаторам в связи с развитием бестрансфор-маторных схем, переработан материал по каскадам мощного усиления, введены элементарные сведения по интегральным схемам и микроэлектронике и многие другие дополнения и изменения.
Все отзывы и пожелания по книге просьба направлять по адресу: Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2, издательство «Связь».
Глава 1
КЛАССИФИКАЦИЯ И ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЕЙ
1.1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Современная техника широко использует принцип управления энергией, позволяющий при помощи затраты небольшого ее количества управлять энергией, во много раз большей.
Частный случай управления энергией, при котором процесс управления непрерывен, плавен и однозначен, называют усилением; устройство, осуществляющее процесс усиления, называют усилителем.
Форма как управляющей, так и управляемой энергии может быть различной — электрической, механической, световой и т. д.; усилители, у которых как управляющая, так и управляемая энергия являются электрической энергией называют усилителями электрических сигналов.
Усиление сигналов осуществляется в усилителе при помощи усилительных элементов — особых устройств, обладающих управляющими свойствами.
Управляющий источник энергии, от которого сигналы, которые нужно усилить, поступают на усилитель, называют источником сигнала, а цепь усилителя, в которую эти сигналы вводят, — входной цепью или входом усилителя. Устройство, являющееся потребителем усиленных сигналов, называют нагрузкой усилителя, а цепь усилителя, к которой подключают нагрузку, — выходной цепью или выходом усилителя.
Мощность усиленных сигналов, отдаваемая усилителем в нагрузку, всегда больше мощности сигналов, подводимой ко входу, так как в противном случае усилитель не нужен.
Источник управляемой энергии, преобразуемой усилителем в энергию усиливаемых сигналов, называют источником питания усилителя или основным источником питания. Кроме основного, усилитель нередко имеет вспомогательные источники питания, энергия которых не преобразуется в усиливаемые сигналы, а используется для приведения усилительных элементов в рабочее состояние (например, источник питания цепей накала электронных ламп, источник напряжения смещения и т. д.).
Усилители электрических сигналов используются во многих областях современной науки и техники. Они находят широкое при-8
менение в радиосвязи и радиовещании, радиолокации, радионавигации, телевидении, проводной связи, аппаратуре записи и воспроизведения звука, измерительной аппаратуре, электронных вычислительных машинах, следящих и управляющих устройствах, аппаратуре геофизической разведки, точного времени, медицине и многих других случаях.
1.2. КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усилители можно классифицировать: по характеру усиливаемых сигналов, по полосе усиливаемых частот, по назначению усилителя, по роду используемых усилительных элементов.
По характеру усиливаемых сигналов различают.
1. Усилители гармонических сигналов, или гармонические усилители, предназначенные для усиления непрерывных периодических и квазипериодических электрических сигналов, гармонические составляющие которых изменяются много медленнее длительности нестационарных процессов в цепях усилителя. К гармоническим усилителям относятся микрофонные и вещательные усилители, усилители аппаратуры записи и воспроизведения звука, многие усилители измерительной аппаратуры и т. д.
2. Усилители импульсных сигналов, или импульсные усилители, предназначенные для усиления электрических импульсов различной формы и величины. Нестационарные процессы в цепях таких усилителей должны протекать настолько быстро, чтобы форма усиливаемых сигналов этими процессами почти не искажалась К импульсным усилителям относятся: усилители импульсных систем связи, импульсных радиолокационных и радионавигационных систем, усилители электронно-вычислительных машин, телевизионные видеоусилители, многие усилители регулирующих и управляющих устройств и т. д.
По ширине полосы и абсолютным значениям усиливаемых усилителем частот различают:
1. Усилители постоянного тока (точнее, усилители медленно изменяющихся напряжений и токов), усиливающие электрические колебания любой частоты в пределах от низшей частоты >-0 до высшей рабочей частоты ^в, т. е. усиливающие как переменные составляющие сигнала, так и его постоянную составляющую.
2. Усилители переменного тока, усиливающие лишь переменные составляющие сигнала в полосе частот от низшей рабочей частоты )н до высшей рабочей частоты fB.
3. Усилители высокой частоты, предназначенные для усиления электрических колебаний модулированной высокой частоты, например, радиосигналов, принимаемых приемной антенной радиоприемного устройства.
4 Усилители промежуточной частоты, предназначенные для усиления электрических сигналов модулированной промежуточной (преобразованной) частоты, например, применяемые в радиопри
9
емных устройствах супергетеродинного типа. Усилители как высокой, так и промежуточной частоты характеризуются малой величиной отношения высшей рабочей частоты к низшей (обычно —<1,1) и подробно рассматриваются в курсах радиоприемных и to
радиопередающих устройств.
5. Усилители низкой частоты, предназначенные для усиления непреобразованных (первичных) электрических колебаний, несущих передаваемую или принимаемую информацию. В настоящее время этот термин оказывается неподходящим для многих усилителей непреобразованных сигналов, так как частота последних не является низкой. Например, частота сигналов телевизионного изображения достигает 34-10 Мгц; усилители этих сигналов обычно называют видеоусилителями.
Название «усилитель низкой частоты» было введено в начале развития радиотехники, когда эти усилители применялись лишь для усиления сигналов речи, музыки, телеграфных сигналов, частоты которых по сравнению с частотой радиосигналов действительно являются низкими.
К усилителям низкой частоты относятся усилители звуковых частот, усиливающие электрические сигналы в полосе звуковых частот, т. е. в полосе частот, воспринимаемой человеческим ухом.
Усилители с высшей рабочей частотой порядка мегагерца и выше и низшей рабочей частотой порядка килогерца или меньше имеют очень большое отношение высшей частоты к низшей; такие усилители называют широкополосными.
Избирательными или селективными называют усилители, усиливающие сигналы в очень узкой полосе частот, усиление которых резко падает за пределами этой полосы; их подразделяют на резонансные, частотная характеристика которых имеет вид резонансной кривой, и полосовые, усиление которых почти постоянно в узкой полосе частот и резко падает за ее пределами.
Усилители, в которых сигналы усиливаются без преобразования их частоты, называют усилителями прямого усиления; усилители, в которых частота усиливаемых сигналов преобразуется, называют усилителями с преобразованием.
По назначению усилители подразделяются на магнитофонные, телевизионные, радиолокационные, измерительные, проводного вещания, дальней связи и т. д.
И, наконец, по роду используемых в усилителе усилительных элементов различают транзисторные, ламповые, магнитные, диодные, молекулярные и т. д. усилители. Как транзисторные, так и ламповые усилители объединяют общим названием — электронные усилители, так как принцип действия используемых в них усилительных элементов основан на электронных процессах в полупроводнике и вакууме.
Транзисторные и ламповые усилители являются наиболее универсальными, могут работать в очень широком диапазоне частот, J0
просты в устройстве и эксплуатации, а поэтому являются наиболее распространенными. Их устройство, принцип действия, свойства и основы расчета рассматриваются в настоящей книге, магнитные, диодные, молекулярные и другие типы усилителей, имеющие более узкие, специальные области применения, изучаются в специальных курсах.
1.3. ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЕЙ
Входные и выходные данные
При усилении сигналов усилитель несколько изменяет их форму; отклонение формы выходного сигнала от формы входного называют искажениями Данные, характеризующие свойства усилителя и вносимые им искажения, называют показателями Основными показателями усилителя являются, входные и выходные данные, коэффициенты усиления и полезного действия, частотная, фазовая и переходная характеристики, уровень внутренних помех, нелинейность, стабильность, надежность
Входными данными усилителя являются: его входное напряжение [7ВХ, входной ток /вх и входная мощность сигнала Рвх, при которых усилитель отдает в нагрузку заданную мощность, ток или напряжение, а также входное сопротивление усилителя ZBX. Входное сопротивление усилителя в общем случае комплексно, но входную мощность, ток и напряжение обычно определяют в условиях, при которых входное сопротивление можно считать активным и равным Рвх‘, в этом случае
]] _J р . р ___ Рвх . р __ I ] J
*“УВХ 7BX^BXJ ^вх , > г вх ^вх'вх-
I вх
Источник сигнала, подключаемый ко входу усилителя, характеризуется электродвижущей силой £Ист и внутренним сопротивлением ZHCT-
К выходным данным относятся расчетная, т. е заданная техническими требованиями, мощность сигнала РНагр> отдаваемая усилителем в нагрузку и называемая выходной мощностью усилителя, выходное напряжение сигнала (7ВЫх или выходной ток сипна-ла отдаваемые усилителем при работе его на расчетное сопротивление нагрузки ZHarp, а также выходное сопротивление усилителя ZBbIX-
Сопротивление нагрузки усилителя в общем случае комплексно, но выходную мощность, ток и напряжение также обычно определяют в условиях, при которых нагрузку можно считать активной И равной 7?нагр’, при этом
и2
U —j р р —j J] =/2 р ___________________
'-'вых 'вых''нагр> 'негр 'вых^вых вых 'нагр „
'митр
11
Выходное сопротивление усилителя в общем случае также комплексно, однако оно редко является существенным показателем, а поэтому обычно не указывается
Коэффициенты усиления и коэффициенты полезного действия
Коэффициент усиления напряжения К, называемый обычно просто коэффициентом усиления усилителя, представляет собой отноше ние установившегося значения напряжения сигнала на выходе к напряжению сигнала на входе устройства
Сквозной коэффициент усиления напряжения К* представляет собой отношение выходного напряжения к эдс источника сигнала Вист:
(1.2) Еист
Отношение установившеюся значения тока сигнала на выходе к току сигнала на входе представляет собой коэффициент усиления тока К?, а отношение мощности сигнала в нагрузке усилителя к мощности сигнала на входе — коэффициент усиления мощности Лм:
__ I ВЫХ If ^НаГР .
Л Т — . ♦ Л М —
^Вх Ввх
Коэффициенты усиления напряжения и тока являются комплексными величинами, так как выходное напряжение и ток из-за наличия в нагрузке и цепях усилителя реактивных составляющих сопротивления сдвинуты по фазе относительно входных значений
В связи с тем что восприятие органон чувств человека подчиняется логарифмическому закону, абсолютную величину (модуль) коэффициентов усиления нередко выражают в логарифмических единицах — децибелах или неперах, для чего пользуются соотношениями:
^б] = 201§К; KT[(36] = 2Olg/CT; /<и[ед = 101g/<M;
Км[неп] = О,51п7<м. (1.3)
10°'°5К1дб^ ^еК[неп1. _ JQ°’OSK’[56J _ еКЦ«е'’1
где е — основание натуральных логарифмов.
Из (1.3) следует, что
= 10 М[Л5] = е м[неп]; (К; Кт; Км)[кеп] = 0,115 (Д'; /<т; Ды)[йб],
(1.4)
12
Коэффициент полезного действия'выходной цепи усилительного каскада t] представляет собой отношение мощности сигнала Р~, отдаваемой выходной цепью, к потребляемой ею мощности Ро от источника питания выходной цепи'
n=-t <‘.5)
го
Кпд выходной цепи является важным показателем экономичности работы «аскада и используется для оценки свойств различных режимов работы усилительных элементов. Для оценки экономичности работы мощных усилителей используют понятие коэффициента полезного действия усилителя т]ус, равного отношению отдаваемой усилителем в нагрузку мощности сигнала РНагр к суммарной мощности SP, потребляемой им от всех источников питания:
0-6)
Частотная и фазовая характеристики
Форма сложного гармонического сигнала на выходе линейного четырехполюсника отличается от формы сигнала на его входе, если| 1) гармонические составляющие входного сигнала изменяются (усиливаются или ослабляются) четырехполюсником неодинаково. Изменения формы сигнала, вызванные этой причиной, называют частотными искажениями;
2) вносимые четырехполюсником фазовые сдвиги изменяют взаимное расположение гармонических составляющих в выходном сигнале. Вызываемые этим изменения формы выходного сигнала называют фазовыми искажениями.
Так как частотные и фазовые искажения могут возникать в линейной электрической цепи, не содержащей нелинейных элементов, их называют линейными искажениями.
Представив выходное напряжение усилителя на частоте со как вектор, сдвинутый на угол <рш по отношению к вектору входного напряжения Йих, на основании (1.1) получим
л 11 i <р
‘ ивых иВЫХ(1) е Ш WL, У- / . . . ч /1
= = —= е ш =Л'Ш(СОЗФШ+131ПФШ) , (1.7)
^ВХ ивх
откуда видно, что коэффициент усиления на любой частоте rz ^выхш является вектором, характеризуемым модулем —-
зовым углом фш, представляющим собой угол сдвига фазы
также и фа-между
выходным и входным напряжениями усилителя.
Если отложить вектор коэффициента усиления усилителя К«> в плоскости комплексных чисел или полярной системе координат, то при изменении частоты сигнала а от Одо оо конец вектора опи-
13
Шет кривую, называемую частотно-фазовой характеристикой усилителя или его годографом коэффициента усиления (рис 1.1) Частотно-фазовая характеристика содержит полную информацию как о зависимости величины коэффициента усиления от частоты, так и об изменении с частотой вносимого усилителем угла сдвига фазы, характеристики такого типа (годографы) удобны для анализа устойчивости усилителей с отрицательной обратной связью и определения некоторых их показателей. Для суждения о вносимых уси
лие 1 1 Частотно фазовая характери стика усилителя
Рис 1 2' Частотная характеристика усилителя
лителем линейных искажениях частотно-фазовую характеристику не используют, так как для этой цели она недостаточно наглядна.
Оценку вносимых усилителем частотных искажений производят по его частотной характеристике (называемой также амплитудно-частотной характеристикой), представляющей собой график зависимости модуля коэффициента усиления К от частоты (рис 1.2), где по вертикальной оси откладывают К в линейном или логарифмическом масштабе (или выходное напряжение USblx, соответствующее неизменному значению входного напряжения (7ВХ) и по горизонтальной оси — частоту f в герцах (или угловую частоту © = 2nf) в логарифмическом масштабе. Необходимость применения логарифмического масштаба на оси частот диктуется широким диапазоном рабочих частот современных усилителей.
Диапазоном рабочих частот усилителя гармонических сигналов называют полосу частот от низшей рабочей частоты до высшей рабочей частоты fB, в пределах которой абсолютная величина (модуль) коэффициента усиления, а иногда и его фаза не должны выходить за пределы заданных допусков.
Диапазон рабочих частот, а следовательно, и частоты и /в определяются назначением усилителя; их выбирают в соответствии со спектральным составом усиливаемых сигналов В табл. 1 1 приведены ориентировочные данные диапазона рабочих частот некоторых типов усилителей гармонических сигналов.
Вносимые усилителем частотные искажения определяются неравномерностью его частотной характеристики в диапазоне рабочих частот, идеальной частотной характеристикой, при которой 14
ТАБЛИЦА I I
Назначение усилителя /н.гч Г„. «ч
Коммерческая телефония 150—300 2,5—5
Запись и воспроизведение звука среднего качества 70—100 5—8
Высококачественная запись и воспроизведение речи и музыки 20—50 10—20
Электронный осциллоскоп невысокого качества 30—50 100—500
Широкополосный ламповый вольтметр 10—30 10000 и выше
Широкополосный электронный осциллоскоп 0—20 10000 и выше
усилитель не вносит частотных искажений, является прямая, парад» дельная горизонтальной оси.
Для анализа частотных свойств усилительных схем удобно ис» пользовать понятие относительного усиления в комплексной фор* ме Y, представляющего собой отношение коэффициента усиления К на рассматриваемой частоте в комплексной форме к коэффициенту усиления в области средних частот Кср:
(1.8)
Аср
Оценку частотных искажений, вносимых усилителем на любой частоте, производят при помощи модуля относительного усиления Y, равного отношению модуля коэффициента усиления на рассматриваемой частоте к коэффициенту усиления в области средних частот:
Y = T~- (1-9)
А ср
В расчетных формулах удобнее оказывается обратное отношение, обозначаемое через М и называемое коэффициентом частот-* ных искажений:
М = = ± • (ЫО)
А *
Чем больше величина Y или М отличаются от единицы, тем больше вносимые усилителем частотные искажения; на частотах, где Y=M= 1, частотные искажения отсутствуют.
Относительное усиление и коэффициент частотных искажений часто выражают в логарифмических единицах; для перевода их из относительных значений в децибелы и обратно пользуются соотношениями:
= M(dej = 201gM;
0,057’,,., 0,05М
Y =10 t]; М= 10 Г<56] (1.11)
15
Частотные искажения пропорциональны абсолютной величине и Л4«?б] и отсутствуют при У(дб] = М[дб] =0.
Допустимая величина частотных искажений зависит от назначения усилителя и предъявляемых к нему требований и изменяется в широких пределах. Так, например, для усилителей звуковых частот радиовещательной аппаратуры среднего качества допускают в полосе рабочих частот частотные искажения порядка ± (24-4) дб, почти незаметные на слух, для измерительных усилителей, используемых в измерительной аппаратуре, допустимые частотные искажения определяются необходимой точностью аппаратуры и могут составлять десятые и даже сотые доли децибела
Для практических расчетов удобны нормированные или обобщенные частотные характеристики, у которых по вертикальной оси откладывают относительное усиление Y (модуль), а по горизонтальной — нормированную частоту X, представляющую собой про
изведение частоты на электрические величины, входящие в схему усилительного каскада (см., например, рис. 6 20, рис. 7 4а). Нор-
мированная частотная характеристика схемы остается неизменной при любых значениях электрических величин входящих в схему деталей, что позволяет использовать ее для анализа свойств и расчета элементов схемы по заданной частотной характеристике.
Оценку фазовых искажений, вносимых усилителем, производят по его фазовой характерис
Рис. 1 3 Фазовые характеристики и оценка фазовых искажений на ча стотах
а) нижних, б) верхних
тике (фазово-частотной), представляющей зависимость угла сдвига фазы ср между выходным и входным напряжениями от частоты (рис. 1.3), построенный в линейном масштабе по обеим осям Использование линейного масштаба, необходимого для правильной оценки фазовых искажений, заставляет фазовую характеристику строить отдельно для области нижних частот
(рис. 1.3а, диапазон частот от нуля до средних частот) и области верхних частот (рис. 1.36, средние и верхние частоты) Исполь-
зуемые для практических расчетов и анализа фазовые характери-
стики также можно строить в нормированном виде, для чего на горизонтальной оси откладывают нормированную частоту X
Ниже показано, что идеальной фазовой характеристикой усилителя, при которой он не вносит фазовых искажений, является прямая, проходящая под любым углом через начало координат Поэтому вносимые усилителем фазовые искажения оценивают не по абсолютному значению угла сдвига фазы т, а по разности ор-16
а)
динат фазовой характеристики и касательной к ней, проведенной через начало координат. В области верхних частот фазовые искажения Фв обычно оказываются много меньше вносимого усилителем угла сдвига фазы на этих частотах <рв (рис. 1.36); в области же нижних частот касательная к фазовой характеристике вследствие сильного растяжения масштаба горизонтальной оси практически сливается с горизонтальной осью, и фазовые искажения Фн характеризуются абсолютным значением вносимого усилителем угла сдвига фазы <рй (рис.
1 За).
Слух не реагирует на изменение фазовых соотношении между гармоническими составляющими сложного сигнала в широком диапазоне интенсивности звука, несмотря на то, что при этом изменяется форма сигнала; поэтому в усилителях звуковых частот фазовые искажения не ограничивают. В видеоусилителях и усилителях электронных осциллоскопов фазовые искажения отражаются на качестве или форме изображения, почему их 'необходимо ограничивать. Однако вследствие связи фазовой характеристики устройства с его частотной характеристикой и в этих случаях редко пользуются фазовой характеристикой, так как заданием частотной характеристики определенного вида обычно удается удержать фазовые искажения в допу
стимых пределах. По указанным причинам фазовые характеристики в настоящее время используют в основном лишь для усилителей с обратной связью, где они полезны для определения устойчивости устройства, и для усилителей фазомегрической аппаратуры.
Пусть мгновенное значение сложного гармонического сигнала, подаваемого на вход усилителя п=р
“вх=2 UWms]nTmt- 0 12)
Если коэффициент усиления усилителя для всех гармонических составляю щих входного сигнала одинакО(В и равен К (т е. усилитель не дает частотных искажений), а вносимый им угол сдвига фазы <р=^запсо, мгновенное значение выходного напряжения составит
п—р
«вых = К 2 UWm sm п (<й 1 + <₽) = * 2 U^m Sin П “ <xt ~ <заП^ • 13)
п= 1 П=1
Сравнив (1 12) с (1 13) убедимся, что в этом случае выходной сигнал по •форме не отличается от входного, а лишь запаздывает по отношению к послед.
17
(Т''
Рис 14 К вопросу о фазовых искажениях
нему на время /зап, называемое временем запаздывания, фазовые искажения при этом отсутствуют Запаздывание выходного сигнала в большинстве случаев не отражается на работе устройства, в котором используется усилитель, и поэтому не учитывается, в тех же случаях когда время запаздывания оказывается вредным, его ограничивают
Отсутствие фазовых искажений при пропорциональности <р частоте поясняется рис 1 4, на рис 1 4а сплошной линией изображен входной сигнал, состоящий из синусоидального колебания и его третьей гармоники (рис 1 4а, пунктир) Если при прохождении через усилитель это колебание и его третья гармоника сдвинутся на одинаковый угол, например, на 90° (рис 1 46, пунктир), то форма выходного сигнала (рис 1 46, сплошная линия) будет резко отличаться от формы входного Если же основное колебание сдвинется на 90°, а его третья гармоника на 90X3 = 270°, т е сдвиг фазы будет пропорционален частоте (рис 14в), выходной сигнал по форме не отличается ют входного лишь запаздывая по отношению к нему на время /зап
Переходные характеристики и переходные искажения
В усилителях импульсных сигналов линейные искажения усиливаемых импульсов обусловлены переходными процессами установления токов и напряжений в цепях, содержащих реактивные сопротивления. Поэтому частотные и фазовые характеристики, опреде-
ляющие свойства усилителя в установившемся режиме, здесь непригодны. Для оценки линейных искажений, называемых в импульсных усилителях переходными искажениями, используют переходную характеристику, представляющую собой зависимость мгновенного значения выходного напряжения (тока) сигнала от времени при мгновенном скачкообразном изменении напряжения (тона) во входной цепи усилителя, т. е при сигнале во входной цепи, имеющем вид единичной функции 1(Q.
Общий вид переходной характеристики [«вых(Д)] и усилителя переменного тока изображен на и у), и у) рис 15; здесь же показан и входной
1 ь№г\1_______ивыгН} сигнал типа единичной функции
] ~ «ВХ = 1 ("О'
/ Для анализа и практических рас-
/ ____________________ четов обычно используют нормирован-
0ные (по одной или обеим осям) переходные характеристики. При норми-
Рис 15 Общий вид переход- ровании вертикальной оси по ней ной характеристики усилитетя откладывают отношение у мгновенно-
переменного тока
го значения выходного напряжения «вых к его установившейся величине
«вых уст, а при нормировании горизонтальной оси на нее наносят безразмерное отношение х, называемое нормированным временем и представляющее собой отношение времени t к совокупности электрических величин схемы, имеющей размерность времени (см., например, рис 6 21, рис. 7.46).
Переходные искажения разделяют на искажения фронтов и искажения вершины усиливаемых импульсов. Ввиду того что у большинства усилителей процесс установления фронта происходит за
18
время, много меньшее длительности усиливаемых импульсов, для оценки искажений фронтов пользуются переходной характеристикой за малый отрезок времени с сильно растянутым масштабом горизонтальной оси (рис 1.6), которую называют переходной характеристикой в области малых времен, а для оценки искажений вершины импульсов — переходной характеристикой за большой отре
Рис 1 6 Переходная характеристика усилителя в области малых времен и определение по ней ис кажений фронтов импульса
Рис 1 7 Переходная харак тер,истина усилителя в об ласти больших времен и оп ределение по ней искаже ний вершины импульса
зок времени, с сильно сжатым масштабом по горизонтали (рис 1.7), называемой переходной характеристикой в области больших времен.
Искажения фронтов импульса характеризуют временем установления ty и выбросом 6 фронта импульса. За время установления принято считать время, в течение которого выходной сигнал нарастает от 0,1 до 0,9 величины, имеющей место по окончании процесса установления фронта, т е. нормированное значение ординаты у переходной характеристики в области малых времен изменяется от 0,1 до 0,9 (см. рис. 1.6):
Zy = Z(0,9) АоД) • (1-14)
Время установления выражают в секундах (микросекундах, наносекундах) или нормированной безразмерной величиной.
Выброс фронта б оценивают относительной величиной разности максимальной ординаты переходной характеристики и ее значения по окончании процесса установления фронта (см рис 1.6); его выражают относительной величиной или в процентах
б = уМакс-1; 6, = 1006. (1.15)
При сигналах небольшой амплитуды, когда усилитель можно считать линейным устройством, время установления и выброс фронта одинаковы как для переднего, так и для заднего фронтов усиливаемых импульсов; при сигналах большой амплитуды, для которых усилитель обладает значительной нелинейностью, время установления и выброс у переднего и заднего фронтов усиливаемых импульсов могут сильно отличаться.
19
Искажения вершины усиливаемых импульсов определяют по переходной характеристике в области больших времен и оценивают относительной величиной А изменения ординаты в течение длительности Т прямоугольного импульса (см рис. 1 7), что в зависимости от вида переходной характеристики приводит к выражениям
для характеристики типа рис. 1.7а (спад)
А=1—Ут; А%=-100А; (1.16)
для характеристики типа рис. 1.76 (подъем)
А = ут—1; А% =100 А; (1.17)
для характеристики типа рис 1.7s (изменение ординаты)
Л = УмаКс— Ут, А% = 100А. (1.18)
Кроме указанных величин, являющихся основными видами переходных искажений, для оценки свойств усилителей импульсных сигналов иногда используют так называемое время задержки t3, в течение которого ордината нормированной переходной характеристики в области малых времен у достигает значения 0,5, а также обратный выброс 60бр, представляющий собой относительную величину максимальной ординаты противоположной полярности, имеющей место на выходе усилителя после окончания поданного на вход одиночного прямоугольного импульса (рис. 1.8).
Допустимая величина переходных искажений зависит от назначения усилителя и предъявленных к нему технических требований Так, например, в усилителях импульсных осциллоскопов допускают время установления не выше 0,34-0,5 от наименьшего времени установления исследуемых этим осциллоскопом процессов, выброс — не более 14-2%, искажения вершины — не выше 24-3% для импульсов наибольшей длительности. У телевизионных видеоусилителей время установления не должно превышать 0,54-0,7 от длительности элемента телевизионного изображения, а выброс и искажения вершины допускают порядка 54-10%.
Связь между частотной, фазовой и переходной характеристикам»
Из основ теории электрических цепей известно, что частотная, фазовая и переходная характеристики большинства используемых на практике линейных электрических цепей однозначно связаны между собой, а следовательно, одна из характеристик однозначно оп-
20
ределяет две другие (1.1, стр. 63—72; 1.2, стр. 129—164] *) Вследствие этого выражение, определяющее зависимость коэффициента передачи напряжения цепи (или ее коэффициента усиления) от частоты, т. е уравнение частотной характеристики цепи, может быть преобразовано в операционное изображение, оригиналом которого является уравнение переходной характеристики Это позволяет по одной из указанных выше характеристик найти две остальные; однако аналитическое определение уравнений неизвестных характеристик по известной оказывается несложным лишь для простейших цепей, уравнение коэффициента передачи напряжения которых содержит произведение ко в невысокой степени.
Для нахождения переходной характеристики цепи по экспериментально полученным частотной и фазовой характеристикам, аналитическое выражение которых неизвестно, а также для определения частотной и фазовой характеристик по имеющейся переходной разработаны приближенные методы [1.1, стр. 410—421]. Существуют также способы определения переходных искажений как по известному уравнению, так и по известному графику частотной характеристики, не требующие большой затраты времени и дающие удовлетворительную точность [1 3].
Собственные шумы усилителя
Если ко входной цепи работающего усилителя не подводить сигнала, вольтметр достаточной чувствительности, подключенный на его выход параллельно нагрузке, всегда покажет присутствие на нагрузке постороннего напряжения, называемого напряжением собственных шумов усилителя. Напряжение собственных, или внутренних, шумов не позволяет усиливать сигналы малой амплитуды, заглушая (маскируя) последние, поэтому'ири проектировании и конструировании усилителей принимают все возможные меры для снижения уровня собственных шумов
Напряжение собственных шумов усилителя имеет целый ряд составляющих, основными из которых являются: наводки, фон, шумы микрофонного эффекта, тепловые шумы, шумы усилительных элементов.
Наводками называют напряжения ,в выходной цепи, появляющиеся от воздействия на усилитель и его цепи посторонних источников сигналов и источников помех — соседних усилителей, электродвигателей, генераторов и т. д. Так как причиной наводок служат паразитные электрические, магнитные, гальванические и другие сцязи цепей усилителя с источниками наводок, напряжение наводок можно всегда снизить до допустимой величины удалением усилителя от источников наводок, экранированием усилителя и его
*) Эта связь неоднозначна лишь для цепей неминимального фазового сдви га, определение которых дано там же, цепи с неминимальным фазовым сдвигом в практических условиях встречаются сравнительно редко
21
цепей, введением в цепи литания развязывающих фильтров, о чем .подробнее сказано в гл. 11.
Фоном, называют напряжение в выходной цепи, гармонические составляющие которого имеют частоты, кратные частоте сети переменного тока, от которой питается усилитель. Основными причинами появления фона являются: недостаточно хорошее сглаживание выпрямленного напряжения источников питания, наведение напряжения фона в цепях усилителя электрическими и магнитными полями трансформаторов выпрямителей, сетевых проводов и соседних приборов, питание цепей накала электронных ламп переменным током. Для снижения напряжения фона до допустимого значения улучшают сглаживание питающих напряжений, удаляют и экранируют от источников фона опасные в отношении наводок цепи усилителя, используют отрицательную обратную связь (см. гл. 2), применяют специальные лампы и схемы при питании накала переменным током или питают накал постоянным током (см. стр. 64—65).
Шумами микрофонного эффекта называют напряжения, появляющиеся в выходной цепи при воздействии на усилитель и его детали механических толчков и вибраций. Сильным микрофонным эффектом обладают электронные лампы, в особенности экономичные лампы прямого накала. При воздействии толчков или вибраций на лампу ее электроды начинают колебаться, расстояние между ними периодически изменяется, что вызывает появление в анодной цепи электрических колебаний сложной формы. Микрофонным эффектом иногда также обладают входные трансформаторы усилителей, в особенности с сердечником из пермаллоя, преобразующие вследствие магнитострикционного эффекта механические колебания в электродвижущую силу.
Для снижения уровня микрофонных шумов в усилителе, особенно в первом его каскаде, следует применять усилительные элементы, практически не обладающие микрофонным эффектом (транзисторы) или имеющие слабый микрофонный эффект (подогревные лампы с жесткой конструкцией электродов), амортизировать и за-щитать инерционными экранами лампы первых каскадов и входные'трансформаторы, если последние обладают микрофонным эффектом.
Напряжением тепловых (термических) шумов называют флуктуационное (хаотически отклоняющееся от среднего статистического значения) непериодическое напряжение, существующее на зажимах любого электрического проводника, цепи, элемента схемы. Так как всякий проводник, цепь, элемент схемы обладают электрическим сопротивлением, хаотическое тепловое движение имеющихся в проводнике свободных электронов создает на его концах беспорядочно изменяющееся напряжение с равномерным и непрерывным частотным спектром в полосе частот от f=0 до f = oo. Хотя все цепи усилителя создают напряжение тепловых шумов, практическое значение обычно имеют лишь тепловые шумы входной цепи, 22
в основном определяющиеся активной составляющей внутреннего сопротивления источника сигнала (см. стр. 318—319).
Снизить напряжение тепловых шумов входной цепи можно уменьшением сопротивления источника сигнала, его охлаждением, сокращением полосы пропускаемых устройством частот. Но полоса рабочих частот определяется назначением усилителя и не может быть произвольно сокращена. Уменьшение сопротивления источника сигнала снижает его эдс и может даже ухудшить отношение сигнал/шум на входе усилителя. Понижение температуры заметно снижает тепловые шумы входной цепи и источника сигнала лишь при охлаждении источника и цепи до температур порядка десятков или даже единиц градусов Кельвина, что технически сложно, сильно удорожает устройство и оправдывается только в особых случаях (например, в аппаратуре космической связи).
Таким образом, в отличие от ранее рассмотренных разновидностей собственных шумов, снизить напряжение тепловых шумов до1 любой величины в обычных случаях не удается.
Шумы флуктуаций проводимости создают широко используемые в усилительной и другой электронной аппаратуре непроволочные резисторы (например, резисторы типов ВС, УЛМ, МЛТ и т. д.). Проводящий слой таких резисторов обычно имеет зернистую структуру, и при прохождении через резистор тока сопротивление контакта между зернами изменяется, что создает шумовое напряжение с почти равномерным частотным спектром, практически пропорциональное текущему через резистор току. При отсутствии тока напряжение шумов на таких резисторах снижается до напряжения теплового шума, определяемого ф-лой (11.23); при токе, соответствующем допустимой рассеиваемой на резисторе мощности, шумы флуктуаций проводимости могут превышать напряжение тепловых шумов резистора на 2-4-3 порядка [1.4, стр. 194]. Наибольшие шумы флуктуаций проводимости имеют композиционные углеродистые резисторы, наименьшие — металлопленочные [1,5, стр. 59]; в проволочных резисторах шумы флуктуаций проводимости практически отсутствуют. Для снижения шумов этого, рода до допустимого значения подбирают подходящий тип резистора, снижают силу тока в нем, отбирают малошумящие экземпляры резисторов.
Шумы усилительных элементов имеют несколько составляющих, обусловливаемых как физикой действия усилительного элемента, так и его конструкцией и технологией производства; у транзисторов и электронных ламп они имеют сходную природу и аналогичный спектральный состав (см. стр. 319—322). Напряжение шумов усилительных элементов, как и напряжение тепловых шумов, нельзя снизить до любой величины; его можно лишь уменьшить правильным выбором типа усилительного элемента и специальным режимом его работы. Несмотря на то, что все усилительные элементы многокаскадного усилителя шумят, на уровень собственных шумо» р усилителя обычно влияют лишь шумы первого (входного) усили
23
тельного элемента, так как шумы остальных усиливаются меньшим количеством каскадов.
Из сказанного следует, что напряжение собственных шумов Um правильно сконструированного усилителя определяется лишь тепловыми шумами входной цепи и шумами первого усилительного элемента.
Амплитудная характеристика
и динамический диапазон
Амплитудной характеристикой усилителя называют зависимость амплитуды (или действующего значения) напряжения сигнала на выходе от амплитуды (или действующего значения) напряжения сигнала на входе. Так как коэффициент усиления идеального усилителя представляет собой постоянную .величину, не зависящую от
величины входного сигнала,
Рис. 1.9. Амплитудная характеристика усилителя
его амплитудная характеристика представляет собой прямую, проходящую через начало координат под углом, определяемым усилением усилителя (рис. 1.9, пунктир).
Амплитудная характеристика реального усилителя (рис. 1 9, сплошная линия) не проходит через начало координат, а изгибается при малых входных напряжениях, пересекая вертикальную ось в точке t/дь так как при отсутствии входного сигнала выходное напряжение усилителя равно напряжению собственных шумов в его выходной цепи (Ап- При слишком
больших входных напряжениях реальная амплитудная характеристика также расходится с идеальной, изгибаясь вследствие перегрузки нелинейных элементов, содержащихся в схеме усили-
теля, в основном потому, что амплитуда сигнала на последнем (выходном) усилительном элементе при этом выходит за пределы рабочего участка его характеристик.
Из рис. 1.9 видно, что реальный усилитель может усиливать подводимые к его входу сигналы с напряжением не ниже [7ВХМИН, гак как более слабые сигналы будут маскироваться (заглушаться) напряжением собственных шумов усилителя и не выше ПВХМакс, так как иначе усилитель будет вносить очень большие нелинейные искажения (см. стр. 25—28). Отношение £7ВХмакс/Пвхмин характеризует диапазон напряжений сигнала, усиливаемых данным усилителем без чрезмерных помех и искажений, и называется динамическим диапазоном усилителя:
Ду =
вх макс
^вх мин
Ду[дб] = 201g4y = 201g
^вх макс ^вх мин
(1-19)
24
В большинстве случаев напряжение сигнала, подводимэе ко входу усилителя, не является постоянной величиной, а изменяется от наибольшего значения (Лшгн.макс до наименьшего ^вигя.мжи. Отношение наибольшего напряжения к наименьшему характеризует рабочий диапазон напряжений данного источника сигнала и называется динамическим диапазоном сигнала:
До = "сиги.маке . = 201g Дс = 261g . (1.20)
^сигн.мин ^сирн.мин
Чтобы усилитель мог усиливать весь диапазон напряжений источника сигнала, динамический диапазон усилителя должен быть больше или равен динамическому диапазону сигнала, т. е. ДУ^ДС-Если это требование удовлетворить не удается, то для усиления с допустимыми искажениями и помехами сигналов, поступающих на усилитель, динамический диапазон сигнала сжимают при помощи автоматического регулятора усиления; иногда для этой р;ели используют ручной регулятор.
Динамический диапазон сигналов, подводимых ко входу усилителя, зависит от типа источника сигнала; так, магаример, угольный микрофон телефонного аппарата дает сигналы с динамическим диапазоном порядка 20-^30 дб; звукосниматель проигрывателя грампластинок при пластинке среднего качества, а также амплитудный детектор обычного радиоприемника — порядка 35—40 дб; звукоснимающая головка высококачественного студийного магнитофона и высококачественный студийный микрофон при передаче музыки симфонического оркестра— 60 дб и более.
Нелинейные искажения
Нелинейными искажениями сигнала называют изменения его формы, вызываемые нелинейными элементами, входящими в схему усилителя Основными причинами появления в усилителе нелинейных искажений являются: нелинейность характеристик транзисторов, .электронных ламп или других усилительных элементов и нелинейность характеристики намагничивания магнитных материалов сердечников трансформаторов и дросселей усилителя.
На рис. 1.10а показано, как нелинейность входной характеристики транзистора при подведении к его входной цепи синусоидального напряжения (7ВХт приводит к нелинейным искажениям формы входного тока; так как выходной ток транзистора в первом приближении пропорционален входному току, нелинейные искажения последнего передаются в выходную щепы
Снижение коэффициента усиления тока при больших амплитудах подводимого к транзистору сигнала приводит к тому, что даже при синусоидальной форме входного тока выходной ток оказывается несинусоидальным, а следовательно, содержит нелинейные искажения, возникающие уже в выходной цепи. Это иллюстрируется рис. 1.106, из которого видно, что при синусоидальности входного тока (положительная и отрицательная полуволны по 3 ма) у выходного тока сплющивается верхушка верхней полуволны, а не
25
•лижнеи, как это имеет место при нелинейных искажениях, вносимых входной цепью (рис. 1.10а). В результате при подаче на транзистор сигналов большой амплитуды вершина нижнего полуперио-
Рис. 1 10 Нелинейные искажения сигналов вследствие а) нелинейности входной характеристики транзистора; б) непостоянства коэффициента усиления тока транзистора
да выходного тока притупляется от криволинейности начала входной характеристики, а вершина верхнего — от сближения выходных характеристик при больших токах.
При работе электронной лампы без сеточных токов, что обеспечивается подачей на управляющую сетку отрицательного смещения относительно катода, равного или превышающего максимальное напряжение входного сигнала, во входной цепи лампы нелинейных искажений не возникает. Вносимые лампой нелинейные искажения при этом обусловлены только нелинейностью ее выходной „цепи, т. е. нелинейной зависимостью анодного тока от напряжений на аноде и управляющей сетке. Вследствие сближения статических характеристик анодного тока лампы в области малых токов, при подаче во входную цепь лампы синусоидальной эдс притупляется нижняя полуволна тока, т. е. возникают нели-26
нейные искажения такого же вида, как на рис. 1.10а. Из-за изгиба* характеристик экранированной лампы в области малых анодных напряжений может притупляться и верхняя полуволна анодного тока, верхняя полуволна в ламповых каскадах также может притупляться от влияния сеточных токов, текущих часть периода сигнала в цепи управляющей сетки лампы при работе ее с отрицательным смещением на сетке, меньшим положительной амплитуды сигнала, или без отрицательного смещения (см. стр. 97).
Таким образом, электронные лампы так же, как и транзисторы, могут притуплять оба полупериода анодного тока: нижний — из-за сближения характеристик при малых токах, верхний — из-за изгиба при малых анодных напряжениях и от влияния сеточных токов.
Чем больше вносимые усилителем нелинейные искажения, тем сильнее отличается от синусоиды форма выходного сигнала при введении во входную цепь синусоидальной эдс и тем больше относительная величина высших гармоник в выходном сигнале. Поэтому нелинейность усилителя и вносимые им нелинейные искажения можно оценивать коэффициентом гармоник кГ, представляющим собой отношение действующего значения всех высших гармоник выходного сигнала к действующему значению его первой гармоники при включении во входную цепь усилителя источника синусоидальной эдс и активном сопротивлении нагрузки, не зависящем от частоты:
V -Ь -Ь -ф- ... I и2 ф-и34* ... ,.9.,
к, =---------Т1---------=----------------------U 1)
где /], /2, h ит. д. — действующие или амплитудные значения соответственно первой, второй, третьей и т. д. гармоник выходного тока; (71, U2, U3 и т. д. — действующие или амплитудные значения соответственно первой, второй, третьей и т. д. гармоник выходного напряжения.
При расчетах иногда используют коэффициенты второй гармоники кГ2, третьей кгз и т. д., равные-
кг2=А=^2; к Л = к . . . (1.22)
Л и. I. и.' д и,
Нетрудно видеть, что
= / + к?з + + • • •
(1.23)
В технике проводной связи нелинейность усилителя принято оценивать затуханием нелинейности Ь или затуханием нелинейности второй &2, третьей Ь3 и т. д. гармоник, выражаемыми обычно в неперах:
27
b = In 1 = In ......... 1
[Hen] V i22^i23^i2^ • • Vifci&ify .
b . = In — = In —; b„ r , — In — = In и т. д. 2[неп] , у ’ 3[неп] / fj
‘2 u2 *3 U3
Допустимая" величина коэффициента гармоник зависит от назначения усилителя. В усилителях высококачественного усиления речи и музыки допускают .коэффициент гармоник порядка0,14-1 %, в звуковых усилителях среднего качества — до 54-8%. В усилителях дальней проводной (многоканальной) связи для устранения взаимного влияния каналов затухание нелинейности отдельных гармоник должно быть порядка 74-10 ней., что соответствует коэффициенту гармоник в 0,24-0,01%.
Рис. 1.11. Оценка нелинейности импульсных усилителей
Существует также метод оценки нелинейности усилителя по от-шлитуды комбинационных частот, появляющихся в выходной цепи при воздействии на входную цепь двух не кратных по частоте синусоидальных эдс.
При усилении импульсных сигналов нелинейность усилителя сказывается иначе, чем при усилении гармонических сигналов. В некоторых случаях, например при усилении прямоугольных или почти прямоугольных импульсов постоянной амплитуды, нелинейность усилителя практически не отражается на форме выходных импульсов, а поэтому обычно и не ограничивается. При усилении прямоугольных импульсов различной амплитуды нелинейность усилителя изменяет соотношение амплитуд усиленных импульсов в выходной цепи, что в телевидении приводит к изменению относительной плотности полутонов (искажение световых градаций) изображения. При усилении импульсов с наклонными краями (пилообразных, треугольных,
трапецеидальных и других) нелинейность искривляет наклонные края.
Поэтому для импульсных усилителей оценка нелинейности по искажениям синусоидального сигнала (при помощи коэффициента гармоник кг) непоказательна, и для них используют другие методы. Простейшим способом оценки нелинейности таких усилителей является оценка последней коэффициентом нелинейности у, представляющим собой относительное изменение крутизны зависимо
28
сти выходного тока iBbix от эдс сигнала во входной цепи в пределах размаха сигнала (рис. 1.L1):
tgp-tga
У tg₽ * Y tg₽
Такой метод оценки нелинейности используют для усилителей осциллоскопов, видеоусилителей и т. д.; в телевидении применяют и другие, более сложные способы оценки нелинейности [1,6, стр. 608—609].
ЛИТЕРАТУРА
1.1. Ризкин А. А. Основы теории усилительных схем М., «Советское радио», 1954.
1.2. Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах. М., Связьиздат, 1963.
1.3. Мигулин И. Н. Корреляционный метод оценки качества переходных процессов. Киевский дом научно-технической пропаганды, 1963.
1.4. Эрглис К. Э., Степаненко И. П. Электронные усилители. М., «Наука», 1964.
1.5. Рейнфельдер В. А. Разработка малошумящих входных цепей на тран^ зисторах. М., «Связь», 1967.
1.6. Лурье О. Б. Усилители видеочастоты. М., «Советское радио», 1961.
Глава 2
ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
2.1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
В большинстве случаев усиление, даваемое одним усилительным элементом, для практических целей оказывается недостаточным, и
в усилителе используют несколько таких элементов, включив их
так, что усиленные первым элементом сигналы подводятся ко вто
рому, затем к третьему и т. д.; часть схемы усилителя, составляю-
щую одну ступень усиления, называют усилительным каскадом или просто каскадом.
Обратной связью называют такую связь между цепями усилителя, посредством которой энергия передается из последующих
цепей или каскадов в предыдущие, т. е. в направлении, обратном тому, которое имеет место при процессе усиления сигналов (рис. 2.1), Обратная связь может очень сильно влиять на свойства и характеристики усилителя, а поэтому ее
Р.ис. 2.1. Структурная схема устройства с обратной связью:
К — коэффициент усиления усилителя; (1 — коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи
часто намеренно вводят для изменения свойств последнего.
Обратная связь может иметь место в усилителе вследствие:
1) физических свойств и особенностей конструкции усилительных элементов; в этом случае ее называют внутренней обратной связью;
2) введения специальных цепей, намеренно создающих в каскаде или усилителе обратную связь для изменения их свойств в нужном направлении; обратную связь такого вида называют внешней обратной связью;
3) паразитных индуктивных, емкостных, гальванических и т. д. связей между цепями, создающих пути для обратной передачи энергии; такие связи называют паразитными обратными связями.
Как внутренние, так и паразитные обратные связи могут изменять свойства усилительного каскада или усилителя в нежела-
тельном направлении, поэтому при конструировании усилительных элементов и самих усилителей принимают меры для их ослабления.
Цепь обратной связи вместе с частью схемы усилителя, которую она охватывает, образует замкнутый контур, называемый
зо
петлей обратной связи. В зависимости от количества петель обратной связи, имеющихся в усилителе, различают однопетлевую и многопетлевую обратную связь (рис. 2.2); петли обратной связи могут быть независимыми, а также частично или полностью входить одна в другую. Если в петле обратной связи, охватывающей
усилитель или его часть, имеются кад, их называют местными обратными связями (рис. 2.26, первый и третий каскады).
Цепь обратной связи может быть подключена ко входу и вы
петли, охватывающие один кас-
Рис. 2.3. Способы снятия обратной связи:
а) по напряжению; б) по току;
в) комбинированная (смешанная) по выходу обратная связь
Рис. 2.2. Виды обратной связи:
а) однопетлевая; б) многопетлевая (в первом и третьем каскадах — местная обратная связь)
ходу усилителя различными способами. Если вход цепи обратной связи присоединен к выходу усилителя параллельно нагрузке, напряжение на выходе цепи обратной связи будет пропорционально напряжению на нагрузке; обратную связь такого вида называют обратной связью по напряжению. Если же вход цепи обратной связи подключен к выходу усилителя последовательно с нагрузкой, напряжение обратной связи пропорционально току в нагрузке; такую обратную связь называют обратной связью по току. Возможна и комбинация этих способов, при которой напряжение обратной связи имеет как составляющую, пропорциональную напряжению на нагрузке, так и составляющую, пропорциональную току в ней; такую связь называют комбинированной по выходу обратной связью (рис. 2.3).
Если выход цепи обратной связи подключен ко входу усилителя последовательно с источником сигнала, связь называют после
31
довательной обратной связью; при подключении выхода цепи обратной связи параллельно входу усилителя связь называют параллельной обратной связью. При комбинированном способе введения обратной связи во входную цепь усилителя ее называют комбинированной по входу обратной связью (рис. 2.4).
Рис. 2 4. Способы введения обратной связи
а) последовательная; б) параллельная, в) комбинированная (смешанная) по входу обратная ,связь
Изменение некоторых свойств усилителя зависит от способов подключения обратной связи ко входу и выходу усилителя, поэтому для определения влияния последней на свойства усилителя необходимо точно установить, какая обратная связь имеет место в схеме Для определения способа снятия обратной связи с выходной цепи усилителя иногда полезно мысленно оборвать цепь нагрузки, а затем мысленно закоротить ее. Если обратная связь исчезает при обрыве нагрузки — в схеме обратная связь по току, если обратная связь исчезает при коротком замыкании нагрузки — в схеме обратная связь по напряжению. Если же обратная связь остается как при коротком замыкании нагрузки, так и при ее обрыве — в схеме комбинированная по выходу обратная связь
Аналогичным способом можно пользоваться и для определения способа введения обратной связи во входную цепь Если при коротком замыкании источника сигнала обратная связь исчезает, в схеме параллельная обратная связь; если обратная связь исчезает при обрыве цепи источника сигнала, то обратная связь в схеме последовательная Если же обратная связь остается как при обрыве так и при коротком замыкании источника сигнала, то в схеме комбинированная по входу обратная связь
2.2. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА СВОЙСТВА
УСИЛИТЕЛЯ
Коэффициенты усиления
Рассмотрим влияние обратной связи на коэффициенты усиления напряжения и тока в простейших схемах последовательной и параллельной обратной связи (рис. 2.5).
Предположим, что усилитель и цепь обратной связи строго линейны; тогда при подключении ко входу усилителя с последова-32
тельной обратной связью (рис. 2.5а, точки в и е) источника синусоидальной эдс £Ист с внутренним сопротивлением ZHct на выходе усилителя и на выходе цепи обратной связи между точками ж, з и е, д) появятся синусоидальные напряжения соответственно ЙВых
Рис. 2.5 К определению влияния последовательной fa) и параллельной (б) связи на коэффициент усиления
и UCB, сдвинутые по фазе относительно Еист при наличии реактив* ных сопротивлений в схеме. Коэффициент усиления напряжения усилителя без обратной связи К, коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи р и входной ток схемы /вх определятся выражениями:
р = /вх=/ие1='— . (2.)
Ubx ^ВЫХ J Zbx
Произвольно приняв, что эдс источника сигнала направлен^ снизу вверх, и полагая что ни усилитель, ни цепь обратной связи не меняют полярности сигнала, т. е. считая К и р положительными, получим направления токов и напряжений, указанные на рис. 2.5a стрелками. Обойдя контур абвгдеа по часовой стрелке и приравняв нулю сумму эдс и падений напряжения в этом контуре, найдем, что
^-ист ЛюТ^ИСТ ВХ СВ 0, ^иет Встанет ^ВХ откуда, учитывая (2.1), получим
ЕИсТ=~гисг + йВх-^ивх = ивх ( ггист^гвх . (2 2)
^вх \ ^вх /
2—456
33
Сквозной коэффициент усиления напряжения устройства с обратной связью К‘св, равный отношению выходного напряжения к эдс источника сигнала, составит
г>* _^вых _ 1 а К К* ,п о\
Лев— — —J—~-------Г— =----.. —------—— > (4.0)
Е^т 6ВХ ист—вх--рК) 1-а₽К 1-М*
V ^ВХ /
рде а = —----525- — коэффициент передачи напряжения входной
^ист Ф ^вх
цепи и К* = аК — сквозной коэффициент усиления напряжения этого же устройства без обратной связи; в последнем легко убедиться, положив р=0 в ф-лах (2.3).
Полученный результат показывает, что введение в устройство обратной связи изменяет его сквозной коэффициент усиления напряжения в 1—$К* раз. Это правило, доказанное в данном случае для схемы последовательной обратной связи по напряжению, остается справедливым для всех способов введения обратной связи во входную цепь и всех способов ее снятия с выходной цепи. Произведение рЛ’*, представляющее собой коэффициент усиления напряжения вдоль всей петли обратной связи, называют петлевым усилением.
Если произведение рА* чисто вещественно и положительно, обратную связь называют положительной; при этом, как видно из рис. 2.5а, направление напряжения обратной связи совпадает с направлением эдс источника сигнала и ПСв складывается с Еаст, в результате чего входное и выходное напряжения усилителя возрастают. Поэтому положительная обратная связь увеличивает усиление устройства.
Если же произведение рА* вещественно и отрицательно, обратную связь называют отрицательной; при этом направление ОСв оказывается противоположным направлению Ёист и L/CB вычитается из Ёист. В результате этого £7ВХ и (7Вых уменьшаются, а следовательно, отрицательная обратная связь уменьшает усиление устройства.
При положительной и при отрицательной обратной связи последнее выражение в ф-ле (2.3) соответственно принимает вид:
Ь-. __ К* . К* ,
псв 1 — рк* ’ Лосв 1 v ‘ 7
Из первой ф-лы (2.4) следует, что положительная обратная Связь увеличивает усиление лишь при 0<рА*<1; при $К* = 1 коэффициент усиления устройства становится бесконечно велик, что физически соответствует самовозбуждению устройства. При усилитель с положительной обратной связью превращается в генератор незатухающих колебаний, который уже не может усиливать подводимые к нему электрические сигналы; поэтому са-34
мовозбуждение усилителя в эксплуатационных условиях недопустимо. Критерии устойчивости (отсутствия самовозбуждения) усилительных устройств с обратной связью и способы обеспечения устойчивости таких устройств рассматриваются в гл. 11.
Из второй ф-лы (2.4) видно, что отрицательная обратная связь снижает усиление устройства в 1 + $К* раз при любой величине рК*; сумму 1 + рК* в усилителях с отрицательной обратной связью называют глубиной обратной связи.
Из предпоследнего выражения ф-лы (2.3), полученного для схемы рис. 2.5а, следует, что последовательная обратная связь наиболее сильно влияет на усиление (а также и на другие свойства устройства, как показано ниже) при ZHCT<s;Zвх» так как при этом а«1; ее влияние исчезает при бесконечно большом сопротив-лении источника сигнала (а->-0).
Из схемы рис. 2.5а также видно, что последовательная обратная связь не изменяет коэффициент усиления тока устройства Ат = /вых//'ист, не отличающийся здесь от коэффициента усиления тока усилителя, равного /вых/Лш так как в этой схеме /Ист = /вх.
Для простейшей схемы параллельной отрицательной обратной связи по напряжению, нередко встречающейся в усилителях в виде, изображенном на рис. 2.56, аналогичным путем нетрудно найти, что сквозной коэффициент усиления напряжения для устрой-ства с обратной связью Л*в определяется выражением, аналогичным (2.3):
^*в=_________дК______________________А*____________ А* , (2.5)
ZhctZbx (А 4» 1) ! К ?ИС1 ___I 1 4- р К*
Zcb(Z„ct^Zbx) ZcB L ^истф’ ^BXj
где
й=£ист Г] ---------£вх-----1 . (2.6)
V Zcb L **(Z«ct^Zbx) J
Из (2.5) следует, что параллельная обратная связь наиболее сильно влияет на усиление устройства при большом внутреннем сопротивлении источника сигнала (Zhct^Zbx); ее действие исчезает при ZHct = 0. Параллельная обратная связь не изменяет коэффициент усиления напряжения K = Uma.lUm> так как здесь напряжение на входе устройства как при наличии обратной связи, так и при ее отсутствии одно и то же.
Хотя последовательная обратная связь, как было показано выше, не изменяет коэффициент усиления тока всего устройства, а параллельная не меняет коэффициент усиления напряжения, введение как той, так и другой связи в устройство изменяет напряжение сигнала на выходе и ток сигнала в выходной цепи в (1—Р-К*) раз, т. е. во столько раз, ,во (Сколько при этом изменяется сквозной коэффициент усиления напряжения устройства Кс1. Так, например, введение в устройство последовательной отрицательной обратной связи при неизменных данных источника сигнала и нагрузки уменьшит напряжение на иа-грузке, а следовательно, и ток сигнала в ней в(1+ДК*) раз, хотя последова-2* 35
тельная связь и не меняет усиление тока Здесь нет противоречия, так как введение последовательной отрицательной связи, как показано на стр. 40 увеличивает эквивалентное входное сопротивление усилителя, в результате чего ,в (1+рК*) раз падает ток сигнала во входной цели. При параллельной отрицательной обратной ©вязи эквивалентное входное сопротивление, наоборот, снижается, что уменьшает напряжение сигнала на входе усилителя, а следовательно, и на его выходе, хотя коэффициент усиления напряжения схемы К=^Вых/{7вх при этом н остается неизменным
Петля обратной связи при изменении частоты может вносить фазовые сдвиги, достигающие многих сотен градусов, поэтому петлевое усиление, отрицательное на одной частоте, превращается в положительное на другой, на которой сдвиг фазы изменяется на ±180°. Следовательно, отрицательная обратная связь превращается в положительную на частоте, где сдвиг фазы петли обратной связи изменяется на ±180°.
Во избежание ошибок вводимую в устройство обратную связь аринято называть положительной или отрицательной по тому, какой она является на средних частотах рабочего диапазона частот, где частотнозависимые фазовые сдвиги петли обратной связи практически отсутствуют, т. е. ср₽/< ~0.
Если петлевое усиление $К* имеет комплексный характер, обратную связь называют комплексной. Если коэффициент передачи цепи обратной связи р действителен и не зависит от частоты, обратную связь называют частотнонезависимой; если же р комплексно и зависит от частоты, обратную связь называют частотнозависимой.
Нелинейные искажения, фон и помехи
Предположим, что усилитель при синусоидальном сигнале на входе £7ВХ создает на выходе, кроме синусоидального напряжения Оъых, также напряжение гармоники, фона или другой помехи йг Введем в такой усилитель обратную связь (рис. 2.6); при последо-
Рис. 2.6. К определению влияния обратной связи на нелинейные искажения и помехи
эательной обратной связи для сохранения того же входного на-иряжеиия сигнала, а следовательно, и неизменных выходного напряжения и выходной мощности усилителя эдс источника сигнала ири этом потребуется изменить в соответствии с ф-лой (2.3) в (1—рЛ*) раз.
%
Обозначим напряжение гармоники, фона или помехи на выходе устройства с введенной обратной связью через ЙГСв; считая устройство квазилинейным, и пренебрегая на этом основании составляющими высших порядков в выходной цепи, получим, что Ur св должно быть равно сумме напряжения 0г, создаваемого усилителем, и напряжения UFCs, прошедшего через цепь обратной связи, входную цепь и усилитель, а следовательно, помноженного на Р = _ с— , a=Z№/(Zhct + Zbx) и 7<== б/вых/^вх-'
^ВЫХ
Огсв=йг+йгсв^к=иР+айРев .
Решив последнее уравнение относительно йгсв и в (2.3), аК через К*, найдем, что
ft - °? _ й?
и г св . . 7 ;,
1 — ₽ К* ( _ вх ^св
Zhct Ф ^вх
и заменив, как
(2.7)
Сравнив (2.7) с (2.3), убедимся, что обратная связь изменяет искажения и помехи, возникающие в устройстве, охваченном ею, во столько же раз, во сколько изменяется сквозной коэффициент усиления устройства, т. е. во столько раз, во сколько введение связи изменяет выходной ток и выходное напряжение сигнала. Это правило, доказанное здесь для последовательной обратной связи по напряжению, справедливо и для всех других способов введения и снятия обратной связи.
При отрицательной обратной связи произведение $К* отрицательно, знак минус в знаменателе выражения (2.7) превращается в плюс, а следовательно, отрицательная обратная связь уменьшает гармоники, фон и помехи, вносимые усилителем. Уменьшая вносимые усилителем гармоники, отрицательная обратная связь во столько же раз уменьшает коэффициент гармоник усилителя; поэтому, если на частотах вносимых усилителем гармоник фазовые сдвиги петлевого усиления невелики, а динамическая характеристика устройства имеет небольшие отклонения от линейности, коэффициент гармоник устройства с отрицательной обратной связью кгсв можно найти через коэффициент гармоник кг того же устройства и в том же режиме работы, но без обратной связи по выражению
Krсв~ 1 ♦₽/(* "~~ йёГ' (2'8)
1 ф----------—
^ист Ф 2ВХ UBK
Снижение нелинейных искажений, фона и других помех отрицательной обратной связью объясняет ее широкое применение в мощных усилителях, работающих в экономичных режимах В и В2, усилителях многоканальной связи, специальных измерительных усилителях и других устройствах. Использование отрицательной
37
обратной связи позволяет получить высокую линейность усиления, малый уровень фона, большой динамический диапазон и ряд других достоинств, о которых сказано ниже, снижение усиления, вызываемое введением отрицательной обратной связи, легко компенсируется добавлением дополнительного каскада предваритель-
ного усиления
Приравняв коэффициент гармоник усилителя с отрицательной связью кг СЕ допустимому коэффициенту гармоник кг доп, решив (2.8) относительно рК* и подставив в результат значение последнего, а также положив ZBX=^№ 2Ист=^ист и Zcb = /?Cb, что обычно допустимо для основной части диапазона рабочих частот устройства, получим расчетные формулы, первая из которых определяет напряжение обратной связи, которое необходимо ввести во входную цепь, и относится к последовательной отрицательной связи по схеме рис. 2.5«, а вторая определяет величину сопротивления резистора связи и относится к параллельной отрицательной связи по схеме рис. 2 56:
_ ц Rhct Ф Rbx / Кг j \ _ у<г2От^ст^вх 0+К) 0)
Явх \ КГ ДОП / (Кг Крдоп) (^?НСТ -Ь ^вх)
Рис 2 7 Уменьшение отрицательной обратной связью нелинейных искаже ний и собственных помех усилителя
Более строгий анализ [2.1, стр. 19—30] показывает, что при значительных отклонениях сквозной динамической характеристики устройства от линейности, снижение как нелинейных искажений, так и усиления от влияния отрицательной обратной связи обычно получается меньшим, чем это следует из ф-л (2.8) и последней ф-лы (2 4); однако разница в большинстве случаев оказывается небольшой, почему ф-лы (2.4) и (2.8) вполне пригодны для практических расчетов
Уменьшение отрицательной обратной связью нелинейных искажений и собственных помех устройства можно пояснить графически Пусть усилитель при синусоидальном сигнале на входе ивх (рис 2 7а) создает на выходе, кроме синусоидального напряжения сигнала также напряжение помехи или ис кажений (рис 2 76) Введем в устрой ство отрицательную обратную связь и увеличим подводимое ко входу напряжение сигнала настолько, чтобы выходное напряжение и выходная мощность остались неизменными (рис 2 7в, пунктир), напряжение обратной связи, подводимое ко входу усилителя и вычи-
38
так>щееся из входного, при этом будет содержать создаваемую усилителем помеху (рис 2 Те, точки) Результирующее напряжение на входе усилителя, представляющее собой разность пунктирной и точечной кривых, также будет содержать помеху, но уже в обратной фазе (на рис 2 7в, сплошная кривая), что частично скомпенсирует помеху в цепи выхода (рис. 2 7г)
Нестабильность усиления
Коэффициент усиления усилительного устройства изменяется от воздействия ряда факторов, называемых дестабилизирующими К дестабилизирующим факторам относятся, изменение напряжения источников питания, изменение температуры окружающей среды, старение компонентов схемы и усилительных элементов, замена тех и других и т д. Непостоянство (нестабильность) коэффициента усиления оценивают относительным изменением усиления от воздействия того или иного дестабилизирующего фактора бесконечно малой величины; для усилителя без обратной связи нестабильность сквозного коэффициента усиления напряжения
_<*[**] к* ’
где с?[№*] — дифференциал сквозного коэффициента усиления напряжения Нестабильность сквозного коэффициента усиления устройства с отрицательной обратной связью найдем по аналогичному выражению, подставив в него значение Ксв из второй ф-лы (2.4) и продифференцировав результат:
dqCB = —
^СВ
• к*
1 К*
1 -ОК*
rf[K*] 1
К* 1 -о к*
dq
1 о к* *
(2.10)
Следовательно, отрицательная обратная связь уменьшает нестабильность усиления устройства во столько же раз, во сколько она снижает его сквозной коэффициент усиления напряжения.
Это свойство отрицательной обратной связи позволяет создавать усилительные устройства с очень высокой стабильностью коэффициента усиления, находящие применение в электронных измерительных приборах, электронных вычислительных машинах, системах многоканальной связи и т. д. Так как действие отрицательной обратной связи на коэффициент гармоник и нестабильность усиления одинаково, в чем нетрудно убедиться, сравнив ф-лы (2.8) и (2.10), необходимое напряжение обратной связи при последовательной связи по схеме рис. 2.5а и необходимая величина сопротивления резистора RCb при параллельной связи по схеме рис. 2.56 определяются по известной нестабильности усилителя без обратной связи dq и допустимой его нестабильности dqwn по выражениям, которые нетрудно получить тем же путем, что и ф-лы (2.9):
Ц Кяст ♦ Rbx ! dq___j \ , __ ^доп^ист^вх (1 К) (211)
Rbx 1^?доп / (dq —- 4</доп) (Rbct Rbx)
39
При положительной обратной связи знак перед произведением РК* в ф-ле (2.10) обращается в минус, откуда видно, что положительная обратная связь увеличивает нестабильность усиления.
При очень глубокой отрицательной обратной связи (рК*3>1) коэффициент усиления устройства почти не зависит от величины коэффициента усиления самого усилителя без обратной связи, практически определяясь коэффициентом передачи напряжения цепи обратной связи р. Это легко показать, пренебрегая во втором выражении (2.4) единицей ло сравнению с рК*:
Лев 1 -ь ₽ к* ₽ к* ₽
Входное и выходное сопротивления
Обратная связь изменяет как входное, так и выходное сопротивления устройства, которое она охватывает. Характер изменения входного сопротивления определяется способом введения связи во входную цель и не зависит от способа ее снятия с цепи выхода: характер же изменения выходного сопротивления определяется способом снятия связи с выходной цепи и не зависит от способа ее введения в цепь входа.
Для оценки изменения входного сопротивления последовательной обратной связью используем схему рис. 2.5а, из которой найдем, что
______ U б^вх б/св ^вх ( 1 ^св\ 7 ( 1 б^св' 7/1 a тг\ вх св . — . I 1 . ) ^вх I 1 . I — ^вх \1 Р Л /•
бвх Iвх Дх \ ^вх / \ ^вх'
При отрицательной связи РК отрицательно и
Zbxcb=zbx(1+pk)=zbx[i +
что показывает, что последовательная отрицательная обратная связь увеличивает входное сопротивление той части устройства, которую она охватывает. Когда ZBX имеет активную и емкостную составляющие, что на практике часто встречается, последовательная отрицательная обратная связь, увеличивая в[1 + раз полное входное сопротивление без изменения его фазы, увеличивает активную составляющую входного сопротивления и уменьшает входную емкость:
Двх св = /?вх (1 + —; Свх св = Свх (2 12)
Вл Со 'ВХ I I tj I > оХ Со т . » . 1 £* J
\ ‘-'вх 1 —
б^ВХ
Увеличение входного сопротивления при последовательной отрицательной обратной связи физически объясняется тем, что здесь напряжение обратной связи вычитается из подводимого ко входу устройства напряжения U, вследствие чего напряжение на входе усилителя уменьшается и ток входной цепи /вх падает, что эквивалентно увеличению входного сопротивления.
40
Для -параллельной обратной связи нетрудно найти, что входная проводимость устройства с обратной связью t/BxcB=l/ZBXCB определяется через входную проводимость усилителя yBX=il/ZBX и проводимость цепи обратной связи yCB=l/ZcB выражением
__ /ист __ /ВХ 4^ /св _ /вх I //ВХ //вых
Увх св г 7
С/ВХ UBX <-'ВХ ^свивх
= г/вх + Усв(1-Ю.(2.13)
При отрицательной связи (рис. 2.56) минус перед К обращается в плюс и
1 7 7
УвХ СВ = f/BX + f/св (1 + КУ св = — = 7 Л " 7 • (2-14)
!/вх св ^вх U Л) ’Т’ ^св
Выражение (2.14) показывает, что при параллельной отрицательной обратной связи входная цепь усилителя шунтируется уменьшенным в (1 + К) раз сопротивлением обратной связи, что обычно уменьшает входное сопротивление той части устройства, которая охвачена обратной связью.
Эквивалентное уменьшение в (1+-К) раз сопротивления ZCb, шунтирующего входную цепь при параллельной отрицательной связи, физически объясняется тем, что к Zcb приложено напряжение сигнала //вх-|-/7Вых . в (1-|-К) раз превышающее входное, что увеличивает ток сигнала через это сопротивление -в (1+/<) раз.
Параллельная положительная обратная связь, как нетрудно видеть из выражения (2.13), в зависимости от значений усв и К может уменьшать входное сопротивление усилителя, увеличивать его, делать бесконечно большим и даже отрицательным.
Последовательную отрицательную обратную связь широко используют для увеличения входного сопротивления усилительных устройств, а также для уменьшения их входной емкости; для этой цели входной каскад усилителя нередко выполняют в виде эмит-терного или катодного повторителя, являющегося каскадом с глубокой последовательной отрицательной обратной связью.
Для определения влияния обратной связи на выходное сопротивление устройства воспользуемся методом холостого хода и короткого замыкания, применяемым в электротехнике. При последовательной обратной связи по напряжению (рис. 2.5а) выходное напряжение усилителя при холостом ходе (бесконечно большом сопротивлении нагрузки выходной цепи) t/BbiXXX определится через входное напряжение при холостом ходе (7ВХХХ и коэффициент усиления напряжения Дхх усилителя при холостом ходе выражением: £/ВыХхх= /VHXXXKXX; при коротком замыкании выходной цепи ее эдс равна произведению входного напряжения при коротком замыкании йВхкз на Кхх и ток короткого замыкания выходной цепи составит
J _____ двх кз Кхх
1 вых кз 7 >
^вых
где ZBbix — выходное сопротивление усилителя без обратной связи.
41
При последовательной связи, как видно из рис. 2.5а, входное напряжение при холостом ходе и коротком замыкании выходной цепи связано с напряжением обратной связи [7СВ и эдс источника сигнала Еист соотношениями:
йвх хх = (£ист + J ) = а + йсв J; (2.15)
йвх КЗ = (£ист + ^св кз) (7 Z^7 = а СЁист + кз). (2.16)
\Zhctv* ZvxJ
Выходное сопротивление устройства с обратной связью равно отношению /Увыххх к /Вых кз при включенной обратной связи, что с учетом (2.15) и (2.16) даст
7 __^вых хх ^вх хх^хх 7 7 Еист ± ^св хх /9 1 7\
^ВВХ СВ . . . ^"ВЫх ^вЫХ . . •
ЙыХ КЗ ^ВХ КЗ /^ХХ ^ИСТ Л~ ^СВ КЗ
Определив из (2.15) Еист и учитывая, что при связи по напряжению ЙСв кз = 0, после подстановки значений Еист и ЙСВкз в (2.17)
получим
7 _ ^вых______ __ ^вых _______ ^вых
ВЫХСВ“ t/свхх- 1-а₽Яхх 'l-PC/
1 — а —- хх
Ubx XX
(2.18)
где К^ — аКхх — сквозной коэффициент усиления напряжения уси
лителя при холостом ходе.
Выражение (2.18) в последнем варианте пригодно как для последовательной, так и для параллельной обратной связи. Если связь отрицательная, минус в знаменателе обращается в плюс, откуда видно, что отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление устройства. Положительная обратная связь по напряжению, как видно из (2.18), в зависимости от величины рЛхх может увеличивать выходное сопротивление, делать его бесконечно большим или даже отрицательным.
На свойстве отрицательной обратной связи по напряжению
уменьшать выходное сопротивление основано ее использование в устройствах, работающих на нагрузку, меняющуюся в широких пределах, — усилителях, работающих на трансляционную сеть, измерительных генераторах и т. д.; применение отрицательной обратной связи по напряжению позволяет получить очень низкое выходное сопротивление устройства, превращая его как бы в генератор
не меняется при изме-
мощного усиления с тран-в [2 2, стр 289—290] метонапряжения усилителя при
эдс, выходное напряжение которого почти нении сопротивления нагрузки.
При ^вых^/иагр, что имеет место в каскадах зисторами и экранированными лампами, описанным дом можно найти, что для возрастания выходного /^вых XX - ,
—----- раз выходной каскад должен быть ох-
^вых связью по нагаряжению, снижающей усиление
полном сбросе нагрузки в Н = вачен отрицательной обратной
К* Н
устройства в ’ » ’ --------
Ксв И-------I
раз.
42
Например, для получения коэффициента сброса нагрузки //=1,1, т е для возрастания выходного напряжения при сбросе нагрузки ,в 1,1 раза или на 10%, выходной каскад нужно охватить обратной связью по напряжению, снижающей
Н 1,1
усиление в —-~ = —----- = 11 раз.
' п — 1 1,1 — 1
При обратной связи по току t7CBxx = 0; найдя из (2.16) £Ист и подставив эти значения в (2.17), получим
4HXCB = ZBbIxfl-a—• (2-19)
Если связь отрицательна, знак в скобке обращается в плюс, а следовательно, отрицательная обратная связь по току увеличивает выходное сопротивление устройства; при положительной обратной связи по току, в зависимости от значения множителя при а, т. е. в зависимости от глубины связи, выходное сопротивление может уменьшиться, стать равным нулю и даже сделаться отрицательным.
Влияние обратной связи на выходное сопротивление можно пояснить следующим образом При увеличении сопротивления нагрузки выходной цепи напряжение сигнала на ней возрастает, что при обратной связи по напряжению приводит к увеличению напряжения обратной связи. Это при отрицательной обратной связи уменьшает коэффициент усиления устройства и выходное напряжение, в результате чего последнее растет значительно меньше, чем при отсутствии связи, что эквивалентно уменьшению выходного сопротивления устройства При связи по току уменьшение тока в нагрузке, вызываемое увеличением ее сопротивления, приводит к уменьшению 'напряжения обратной связи, что при отрицательной связи увеличивает выходное напряжение устройства; в результате при отрицательной обратной связи по току выходное напряжение при изменении нагрузки меняется сильнее, чем при отсутствии связи, а это эквивалентно увеличению выходного сопротивления устройства.
Рассмотренные выше свойства обратной связи показывают, что при использовании отрицательной связи для уменьшения коэффициента гармоник, снижения нестабильности усиления и т. д. с ее помощью одновременно можно изменить как входное, так и выходное сопротивления устройства в нужную сторону, для чего достаточно применить соответствующий способ ее введения и снятия. Если изменение входного или выходного сопротивления при простейших способах введения и снятия оказывается слишком большим, а также в случаях, когда эти сопротивления желательно оставить неизменными, используют комбинированную по входу или выходу обратную связь; из ур-ния (2.17), например, видно, что при 17Свхх= ^свкз выходное сопротивление устройства при введении связи не изменяется. Это свойство комбинированной обратной связи используют в усилителях многоканальной связи, где при большой глубине отрицательной обратной связи, необходимой для обеспечения высокой линейности и малой нестабильности усиления устройства, требуется получить определенные входное и выходное сопротивления для создания нормального режима работы линий связи.
43
Частотная, фазовая и переходная характеристики
Обратная связь, изменяя коэффициент усиления и другие свойства усилительного устройства, также изменяет его частотную, фазовую и переходную характеристики. Формула (2.3), определяющая сквозной коэффициент усиления с обратной связью в комплексном виде, позволяет рассчитать частотную и фазовую характеристики устройства с обратной связью по известным частотной и фазовой характеристикам части устройства, охваченной связью, и частотной, и фазовой характеристикам цепи обратной связи. Входящие в выражение (2.3) и другие формулы значения К, К* и ₽ находят пц эквивалентным схемам устройства методами, описанными на стр. 164—165.
Для построения частотной и фазовой характеристик по ф-ле (2 3) в нее подставляют значения К* и р в комплексном виде, найдя их по частотным и фазовым характеристикам охватываемой связью части устройства без обратной связи и цепи обратной связи для того значения частоты, на котором находят /Сев- Определив Лев , находят модуль сквозного коэффициента усиления КСв и его фазовый угол <рСв; повторив указанные расчеты для других частот, получают точки для построения частотной и фазовой характеристик устройства с обратной связью.
Не следует забывать, что обратная связь изменяет частотную и фазовую характеристики только той части устройства, которая входит в петлю обратной связи; характеристики остальных каскадов, не входящих в петлю, остаются неизменными, что нужно учитывать при расчете характеристик устройства с обратной связью.
Аналитический метод расчета частотной и фазовой характеристик усилителя с обратной связью по ф-ле (2 3) требует значительного количества вычислений тригонометрических и комплексных величин, а поэтому оказывается довольно трудоемким. Поэтому на практике построение частотной и фазовой характеристик усилителя с обратной связью часто производят более простым и
Рис 2 8. К построению частотной и фазовой ха рактеристмк усилителя с частотнозависимой отрицательной обратной связью
44
наглядным графическим способом, основанным на том, что вектор 1/Л^ов геометрически представляет собой разность векторов 1/Х и Р, что нетрудно видеть, приведя выражение (2.3) к виду
_1__ e~itPcB = — е-1<₽к—р ei<₽|3, С к*
где фев, фк и фр — углы сдвига фазы соответственно усилителя с обратной связью, усилителя без обратной связи и цепи обратной связи Характер построения зависит от того, в какой цепи изменяется полярность сигнала, что превращает обратную связь в отрицательную, но результат построения от этого не зависит; на рис. 28 дано построение для случая изменения полярности в цепи обратной связи. Расчеты и запись результатов удобно вести по такой форме:
f X* 1 F Ф° ₽ <p₽ i с ф G тев
fl
fa
fa
От центра полярной системы координат (см. рис. 2.8, точка 0) в удобном для построения масштабе откладывают модули значений 1//С* под углами фК для различных частот, считая положительным направлением модуля направление вправо по горизонтали и положительным значением угла фк направление по часовой стрелке. Линия, соединяющая концы отложенных векторов, будет являться годографом вектора 1/К* (годографом называют линию, описываемую концом вектора). Затем от точки 0 откладывают модули значений р под углами фрдля тех же частот, считая положительным направлением р направление влево по горизонтали и положительным значением фр направление против часовой стрелки; линия, соединяющая концы векторов р, явится годографом этого вектора. Соединив точки годографов 1//С* и р, соответствующие одинаковым частотам, получают искомые векторы 1/Х.., длина которых в выбранном масштабе определяет модуль коэф* фициента усиления усилителя с обратной связью, а угол по отно-
45
шению к горизонтали — его фазовый угол на данной частоте. Если началом вектора 1//<Св считать точку годографа 0, положительным направлением 1/ХСв будет направление вправо по горизонтали и положительным направлением срСв — направление по часовой стрелке.
Таким образом производят построение при частотнозависимой Обратной связи; при частотнонезависимой обратной связи построение упрощается. В последнем случае, построив, как указано выше, годограф вектора \/К*, откладывают на горизонтали слева от точки 0 на расстоянии от нее, равном 0 в выбранном масштабе, точку В, соединяя которую с точками годографа 1/К* для различных частот, получают векторы 1/КСв
Частотнонезависимая отрицательная обратная связь (при которой коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи 0 действителен и не зависит от частоты), уменьшая усиление устройства, в которое она введена, улучшает частотную, фазовую и переходную характеристики последнего, расширяя полосу пропускаемых устройством частот. Это вызывается тем, что на частотах, где усиление усилителя без обратной связи падает, уменьшается глубина обратной связи, что приводит к значительно меньшему снижению усиления устройства с обратной связью; подъемы на характеристике уменьшаются, так как на их частоте глубина отрицательной связи возрастает (рис. 2.9а).
О г ° п 1 f
о ZtvTc
Рис. 2 9. Влияние отрицательной обратной связи на частотную характеристику устройства
а) частотнонезависимой, б), в) и г) частотнозависимой
Частотнозависимая отрицательная обратная связь изменяет частотную характеристику устройства, в которое она введена, по закону, обратному закону изменения с частотой коэффициента передачи цепи обратной связи 0. Так, например, если цепь обратной 46
связи имеет вид, изображенный на рис. 2.96, на частоте последовательного резонанса цепочки LC напряжение обратной связи ею практически закоротится, а на очень высоких частотах (7Св будет расти, стремясь к ияЫХ вследствие стремления к нулю при этом сопротивления конденсатора Сь В результате частотная характеристика модуля коэффициента передачи напряжения такой цепи обратной связи будет иметь вид, представленный на рис. 2.9в, а частотная характеристика устройства с этой цепью отрицательной обратной связи, при горизонтальной частотной характеристике усилителя без обратной связи, примет вид, изображенный на рис. 2.9г и обратный частотной характеристике цепи р.
Этим свойством частотнозависимой отрицательной обратной связи объясняется ее широкое использование для всевозможных изменений частотных характеристик усилителей — для корректирования (исправления) характеристик в области нижних, средних и верхних частот, для конструирования избирательных усилителей и Т. д.
Ввиду того что частотные, фазовые и переходные характеристики электрической цепи между собой связаны (см. стр. 20—21), обратная связь одновременно с частотной изменяет фазовую я переходную характеристики устройства.
ЛИТЕРАТУРА
2.1. Цыкин Г. С. Отрицательная обратная связь и ее применение. М., Связь-издат, 1940.
2.2. Цыкин Г. С Электронные усилители. М, «Связь», 1965.
Глава 3
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ
3.1. БЛОК-СХЕМА, ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ И МОНТАЖНАЯ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЯ
Для упрощенного изображения схем электронных устройств, в том числе и усилительных схем, нередко используют блок-схему, называемую также функциональной или структурной схемой, на которой прямоугольниками с надписями показывают основные части (узлы) устройства (рис. 3.1). Рассмотрим (назначение и структуру основных узлов усилительного устройства, изображенных на рис. 3.1.
Рис. 3 1. Блок схема усилительного устройства
Входное устройство служит для передачи сигнала от источника во входную цепь первого усилительного элемента. Его применяют, когда непосредственное подключение источника сигнала ко входу усилителя невозможно или нецелесообразно. Входное устройство в виде симметрирующего трансформатора используют для превращения несимметричной входной цепи усилителя в симметричную (для симметрирования входа). Входное устройство в виде обычного трансформатора широко применяют и для согласования (или получения условий, близких к согласованию) выходного сопротивления источника сигнала и входного сопротивления первого усилительного элемента, что иногда является необходимым для источника сигнала, а также позволяет получить наибольшее напряжение сигнала на входе усилителя. Входное устройство используют также для предотвращения прохождения постоянной состав-48
ляющей тока или напряжения смещения первого усилительного элемента в источник сигнала и попадания постоянной составляющей от источника на вход усилительного элемента, нарушающих правильный режим работы источника сигнала и выводящих рабочую точку усилительного элемента из ее правильного положения, если входное устройство применяют только для разделения постоянных составляющих источника сигнала и входной цепи, его выполняют более просто — в виде разделительного конденсатора. При возможности непосредственного включения источника сигнала во входную цепь усилителя входное устройство не применяют.
Назначение предварительного усилителя — усилить напряжение, ток и мощность сигнала до величины, необходимой для подачи на вход мощного усилителя. Предварительный усилитель может состоять из нескольких каскадов предварительного усиления; количество последних определяется необходимым усилением. Если напряжение, ток и мощность, отдаваемые источником сигнала, достаточны для подведения ко входу мощного усилителя, предварительный усилитель в составе устройства отсутствует
Мощный усилитель предназначен для отдачи в нагрузку необходимой мощности сигнала. Транзисторные усилители с выходной мощностью несколько ватт и выше обычно имеют 2—3 каскада мощного усиления, так как последний каскад требует подачи на вход значительной мощности сигнала, которую должен отдавать предыдущий каскад, являющийся в этом случае также каскадом мощного усиления. Когда нагрузкой усилителя является небольшая емкость (например, емкость модулятор—катод кинескопа или емкость между отклоняющими пластинами осциллоскопической трубки), на нагрузке требуется обеспечить лишь напряжение сигнала определенной величины, а не заданную выходную мощность; в этом случае мощный усилитель не нужен и выходной каскад усилительного устройства представляет собой каскад предварительного усиления.
; Выходное устройство служит для передачи усиленного сигнала из выходной цепи последнего усилительного элемента в нагрузку и применяется тогда, когда непосредственное подключение нагрузки к выходной цепи невозможно или нецелесообразно. Выходное устройство в виде симметрирующего трансформатора применяют при работе несимметричного выходного каскада на симметричную нагрузку, например симметричную линию связи. Выходное устройство в виде выходного трансформатора очень часто используют для создания усилительному элементу выходного каскада наивыгоднейшего сопротивления нагрузки, при котором этот каскад отдаст необходимую мощность при высоком коэффициенте полезного действия и малых нелинейных искажениях, а иногда и при необходимости согласования выходного сопротивления усилителя с сопротивлением нагрузки.
Для разделения постоянных составляющих тока и напряжения выходной цепи и нагрузки используют выходное устройство в виде 49
разделительного конденсатора, при возможности непосредственного включения нагрузки в выходную цепь оконечного каскада выходное устройство не применяют
На принципиальной схеме усилителя, называемой также его электрической схемой, показывают все электрические детали, входящие в усилитель, и соединения между ними (см , например, рис 12 1, 12 5 и др ) На этой схеме нередко указывают основные электрические данные компонентов, например, для конденсаторов— их тип, номинальную емкость, рабочее напряжение и т д, иногда детали на принципиальной схеме лишь снабжают номером, а данные компонентов указывают в прилашемой к схеме спецификации
При сборке и ремонте усилителей, кроме принципиальной схемы, также пользуются так называемой монтажной схемой, на которой в масштабе показано расположение деталей усилителя и всех монтажных соединительных проводников между ними
3.2. СХЕМЫ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ И СТАБИЛИЗАЦИИ
Питание цепей коллекторов
Для усиления транзистором электрических сигналов произвольной формы между его выходными электродами (коллектором и базой при включении транзистора с общей базой, коллектором и эмиттером при включении с общим эмиттером и с общим коллектором) прилагают постоянное напряжение Е от внешнего источника, на-
Рис 3 2 Питание выходных це пей усилительных элементов от общего источника питания Е че рез развязывающие фильтры Сф/?ф
зываемого источником питания цепи коллектора
В качестве такого источника наиболее часто используют выпрямитель, питаемый от сети переменного тока, так как он является наиболее дешевым в эксплуатации, долговечным и надежным источником питания, в переносных усили телях, работающих при отсутствии сети, для питания цепи коллектора используют гальванические элементы или аккумуляторы, что значительно дороже Иногда в качестве источника коллекторного питания используют термоэлементы, солнеч ные батареи, атомные генераторы
Для упрощения и удешевления усилительных устройств все цепи коллекторов многокаскадных усилителей питают от одного общего источника питания, цепи коллекторов всех каскадов обычно подключают к общему источнику параллельно, так как при этом влияние каждого из каскадов на остальные минимально Связь между каскадами через общий источник питания даже и при параллельном подключении их к источнику, как показано в
50
гл И, может сильно ухудшить показатели усилителя и даже сделать его неработоспособным, для ослабления этой паразитной связи до допустимой величины коллекторные цепи каскадов, за исключением последнего, обычно защищают развязывающими фильт рами КфСф (рис 3 2)
Подача смещения во входные цепи транзисторов
Для установления нужной величины тока покоя выходной цепи между базой и эмиттером транзистора достаточно создать определенную разность потенциалов, находимую по его статическим характеристикам У транзисторов типа р-п-р база должна иметь отрицательный потенциал относительно эмиттера, у транзисторов типа п-р-п — положительный потенциал, необходимая величина смещения база—эмиттер (7об для германиевых транзисторов обыч но лежит в пределах 0,1—0,5 в, и для кремниевых транзисторов в пределах 0,5—1 в
Для упрощения и удешевления схемы смещение во входные цепи транзисторов целесообразно подавать от источника коллекторного питания, при этом усилитель будет иметь только один источник питания Простейшие способы такой подачи смещения показаны на рис 3 3 а и б
Рис 3 3 Простейшие способы пощачи смещения во входную цепь Транзистора
а) фиксированным током базы, б) фиксированным напряжением база—эмиттер, в) фиксированным током эмиттера
На рис 3 За отрицательное смещение на базу транзистора подается через резистор /?,, сопротивление которого во много раз больше сопротивления участка база—эмиттер постоянному току При этом ток смещения базы /об, текущий через Ri, приближенно равен Е Ri и не меняется при изменении температуры, старении и замене транзистора, поэтому такой способ подачи смещения называют смещением фиксированным током базы Сопротивление резистора R\, необходимое для получения заданного значения тока покоя коллектора /Ок или тока покоя эмиттера /Оэ при смещении фиксированным током базы, можно рассчитать по выражению
р ___ Поб) Е U06 (3 1)
Дк (1 hzib) До Дэ (1 Агхо) — До
51
где Е — напряжение питания между точкой присоединения резистора Ri и общим проводом; Л216 — абсолютная величина статического коэффициента усиления тока транзистора для включения с общей базой; /ко — остаточный (неуправляемый) ток коллектора, (7об — напряжение смещения база—эмиттер, необходимое для получения заданного тока покоя, определяемое по статическим характеристикам транзистора.
На рис. 3 36 смещение на базу подается от делителя напряжения, образуемого резисторами R[ и Rz и подключенного к источнику коллекторного питания. Если сопротивление делителя, равное по отношению к цепи базы параллельному соединению Ri и Rz, много меньше сопротивления участка база—эмиттер постоянному току, напряжение смещения база—эмиттер (7об практически не будет меняться при изменении температуры, старении и замене транзистора. Этот способ смещения называют смещением фиксированным напряжением база—эмиттер; сопротивление резисторов R] и Rz здесь можно найти по формулам:
R £-Чоб R2 = 4rt (3.2)
/об-Е /д Е
где /об = /ок 1 ~^216- =/Оэ(1—^21б)—ток покоя цепи базы, /д— ток Л21б
через резистор Rz (ток делителя), который берут равным (0,34-3) — амплитуды тока сигнала цепи базы /б макс при максимальном расчетном сигнале; остальные обозначения здесь те же, что в ф-лах (3.1).
Третий способ подачи фиксированного смещения на транзистор показан на рис. З.Зв; если сопротивление резистора R3, включенного в цепь эмиттера, взять во много раз больше сопротивления участка эмиттер—база транзистора постоянному току, ток через R-„ равный току эмиттера 1оэ, практически определится как E^Ra, где Ес —- напряжение источника смещения, и не будет зависеть от температуры и экземпляра транзистора. Такой способ смещения носит название смещения фиксированным током эмиттера, сопротивление резистора Ra здесь определяется выражением
Г) Eq /^21б^*С
Э / /
20Э 'ОК
Стабилизация точки покоя в транзисторных каскадах
Ток покоя выходной цепи усилительного каскада в рабочих условиях (при изменении температуры, старении усилительных элементов, их замене и т. д.) не должен сильно отклоняться от величины, обеспечивающей нормальную работу, так как иначе свойства каскада ухудшатся и он даже может стать неработоспособным. Чрезмерное снижение тока покоя ведет к росту нелинейных искажений, уменьшению тока, напряжения и мощности сигнала на вы-52
ходе, падению усиления; увеличение тока покоя снижает кпд каскада, приводит к перегреву усилительного элемента и также может повысить нелинейные искажения из-за снижения постоянной составляющей напряжения между выходными электродами Отклонения тока покоя от нормального (расчетного) значения в режиме А (см. стр. 92—93) обычно допускают не больше ±10% в каскадах мощного усиления и не выше ±20% в маломощных каскадах предварительного усиления.
У транзисторных каскадов при включении с общей базой и общим эмиттером выходной цепью является цепь коллектора, а при включении с общим коллектором — цепь эмиттера; поэтому при первых двух способах включения в рабочих условиях не должен сильно изменяться ток покоя коллектора а при последнем— ток покоя эмиттера /оэ-
Многие типы современных транзисторов имеют разброс статического коэффициента усиления тока при включении с общим эмиттером /г21э = ^21б/(1—^21б) у различных экземпляров в 3±5 и более раз; так как замена транзистора в каскаде со-
смещением фиксированным током базы может изменить ток покоя коллектора в пять раз и больше, что совершенно недопустимо. Изменение температуры транзистора на 30±50°С при этом способе подачи смещения также может привести к изменению токов покоя коллектора и эмиттера в несколько раз; по этим причинам смещение фиксированным током базы не применяют в усилительной аппаратуре, выпускаемой промышленностью. Такую подачу смещения лишь иногда используют в несложных лабораторных: схемах, работающих в комнатных условиях, подобрав сопротивление резистора к примененному экземпляру транзистора.
При смещении фиксированным напряжением база—эмиттер замена транзистора и изменение температуры много меньше изменяют ток покоя выходной цепи, обычно не более чем в 1,5±2 раза, что в некоторых случаях допустимо (например, при работе каскада в режиме В); поэтому смещение фиксированным напряжением эмиттер—база, несмотря на расход мощности питания в делителе, находит применение в промышленной аппаратуре.
Высокую стабильность тока покоя выходной цепи при замене транзистора, его старении и изменении температуры может обеспечить лишь схема рис 3.3s — смещение фиксированным током эмиттера Однако из-за необходимости иметь дополнительный источник питания ее на практике используют очень редко.
При питании от одного источника достаточную стабильность тока покоя выходной цепи (или, что то же самое, достаточную стабильность положения точки покоя на семействе статических выходных характеристик транзистора), обеспечивающую работоспособность транзисторных каскадов при изменении температуры и замене транзисторов, можно получить только при использовании схем, стабилизации тока покоя выходной цепи (схем стабилизации точки покоя).
53
Простейшей и наиболее экономичной из таких схем является коллекторная стабилизация (рис. 34), в которой стабилизация положения точки покоя осуществляется параллельной отР^телднои обратной связью
по напряжению.
а)
снимаемой с коллектора транзистора. Здесь к резистору Ri приложена разность напряжения источника питания Е и падения питающего напряжения на сопротивлении коллекторной нагрузки Z (или эмиттерной нагрузки Za) Если почему-либо ток
покоя выходной цепи стремится возрасти, падение напряжения на Z увеличивается, приложенное к Rt напряжение уменьшается и ток смещения базы падает, что не дает току покоя сильно увели-
Рис 3 4 Коллекторная стабилизация точки по коя при включении транзистора
а) с общим эмиттером, б) с общим коллек тором, в) с общей базой, г) с общим эмит тером, не снижающая усиления каскада
читься, при стремлении тока покоя уменьшиться описанный процесс автоматического регулирования происходит обратным образом.
Коллекторная стабилизация удовлетворительно действует лишь при большом падении напряжения питания на коллекторной нагрузке (порядка 0,5Е и выше), не слишком больших изменениях Е (не более чем в 1,5ч-2 раза) ра не выше 20-4-30°С При включении транзистора с общим эмиттером коллекторная стабилизация снижает входное сопротивление каскада и его усиление из-за прохождения усиленного сигнала через Rr во входную цепь; для устранения этого недостатка Ri делят на две части, между которыми и общим проводом включают блокировочный конденсатор Сб достаточно большой емкости (рис. 3 4г)
Более высокую стабильность точки покоя обеспечивает схема эмиттерной ста-
•21Э и изменении температуры транзисто-
Z
Си
Рис 3 5 Эмиттерная стабилизация точки покоя при включении транзистора а) с обшим эмиттером, б) с общим кол лектором, а) с общей базой
С об
Е
54
билизации (рис. 3.5), находящая наиболее широкое применение. Эта схема может обеспечить работоспособность каскада при изменении /г21Э транзистора в 54-10 раз и изменении его температуры на 704-100°С. Здесь стабилизация осуществляется отрицательной обратной связью по току, снимаемой с резистора Ra, включенного в цепь эмиттера, а необходимое отрицательное смещение на базу относительно эмиттера подается с делителя из резисторов 7?! и АД подключенного параллельно источнику коллекторного питания. Для устранения обратной связи в рабочей полосе частот, снижающей усиление каскада, резистор Ra обычно шунтируют конденсатором Сэ большой емкости, практически «закорачивающим» 7?э для частот сигнала. Действует схема эмиттерной стабилизации следующим образом: при стремлении тока покоя выходной цепи от влияния какого-либо фактора сильно возрасти растет падение напряжения на Ra; в результате смещение база—эмиттер Доб, равное в этой схеме разности напряжения на Т?2 и падения напряжения на Ra, сильно уменьшается, что эффективно подавляет возрастание выходного тока, стабилизируя его значение. Эмиттерная стабилизация хорошо действует как при большом, так и при малом падении питающего напряжения на нагрузке, а поэтому применима и для трансформаторных каскадов, где коллекторная стабилизация непригодна. Стабилизирующее действие эмиттерной стабилизации увеличивается с увеличением сопротивления
резистора Ra и с уменьшением сопротивления делителя RiRz-
Схема коллекторно-эмиттерной или комбинированной стабилизации (рис. 3.6) представляет собой комбинацию рассмотренных выше способов стабилизации; она имеет место, например, при включении в каскад с эмиттерной стабилизацией резистора фильтра Дф и обеспечивает стабильность выходного тока, даже немного большую, чем схема эмиттерной стабилизации
Основными причинами изменения тока покоя выходной цепи в условиях эксплуатации (при старении транзистора, его замене, изменении температуры) являются: изменение статического коэффициента усиления тока транзистора Лги, изменение напряжения смещения база—эмиттер [/об, изменение остаточного тока коллектора До- Ток покоя растет с увеличением /z2i8, До и уменьшением необходимого смещения, а поэтому наименьшее возможное его значение, имеющее место при /г21Эмин, До мин и ДОб макс, берут равным расчетному току покоя коллектора Дк, обеспечивающему нормальную работу каскада. Сопротивление резистора Д для рассмотренных выше схем можно рассчитать по формулам:
Рис. 3.6 Комбинированная (коллекторно - эмиттерная) стабилизация точки покоя при включении транзистора с общим эмиттером
55
__ ^21Э МИН (£- ^об макс) 0 ^21Э мин) ^ОК .
/ко
__ ____^2 [^21Э МНН (Е ^рб макс) (1 Й21Э мин) /?э/рк] .
(14> ^21ЭМНн) (Rs 4- Rz) /flK ^21Э мнн (Rz^qk ^обмане) 1,„ Q.
__ Rz [^21Э мин (£ — Ц»б макс) (1 4~ h2i9 мин) (Rs 4* /?ф) /рк — }
1 (1 4- ^21Э мин) (Rs 4" Rz) ^РК I
-- [ft 21Э мин^об макс 4* U 4~ ^213 мин) #3/рк1
hzis мин (Rz^ok ^об макс)
первая из которых относится к схеме коллекторной стабилизации, вторая—к эмиттерной и третья — к комбинированной [3.1]. Здесь и далее /? есть сопротивление постоянному току импеданса Z, включенного в провод коллектора или эмиттера (см. рис. 3.4—3.6).
Сопротивление резистора R3 находят по допустимому на нем падению Ua напряжения питания:
(3.4)
'ОЭ 'ок
беря С7Э= (0,05н-0,15) f в каскадах мощного усиления и (0,14-4-0,3)/: в предварительных каскадах. Сопротивление резистора R? рассчитывают по формуле
,.(^Ho6) , (3 5)
^Д
беря ток делителя /д=(14-3)/об в каскадах мощного усиления и {34-Ю)/Об в предварительных каскадах. Значение /г21ЭМин берут из справочных данных используемого типа транзистора, t/об макс находят из выражения
С/% макс UОб + 0,0022 (20 -Тмин),
(3.6)
где С/об — напряжение смещения база—эмиттер, необходимое для получения расчетного тока покоя коллектора /ок, найденное по статическим характеристикам транзистора, обычно соответствующим 20°С; Тмин — минималыная температура транзистора (окружающей среды); выражение (3.6) пригодно как для германиевых, так и кремниевых транзисторов.
каскада в наиболее небла-коллекторного перехода и
При необходимости проверки работоспособности гоприятных условиях (при наивысшей температуре наибольшем возможном значении ftzia), находят максимальный ток покоя коллектора по выражениям:
. _ ftzia макс (Е — //об мин) 4(14 ftaia макс) (R 4* Ri] /ко макс .
°КМаКС~ (1 4-Й21Э макс)/? + /?1
. _ flzis макс[5/?2—[/об мин(/?14-/^2)14^(14^/121эмакс)[/?э(/?14‘/?2)4;,/?1/^2]/комако .
ок макс —
(1 -Ь ^21э макс) (Ri -Ь Rz) Rs 4- RiRa
. __ макс (RRz — Щ>б мин) 4~ U hzis макс) 4/Ко макс
(1 4" ftaia макс) A ftaiaMaKc^iTa
А = Кэ (/?i 4* Rz 41 Тф) 4* Rz (Ri 4* /?ф); а — Ri Ф Rz 4 /?ф»
.56
относящимся к схемам коллекторной, эмиттерной и комбинированной стабилизации соответственно. После этого определяют минимальное напряжение покоя между коллектором и эмиттером при токе /ок макс по следующим формулам для коллекторной, эмиттерной и комбинированной стабилизации:
г _______ р d (1 макс) (А)к макс ко макс) .
ок мин — £ R . >
^21э макс
п V, о (! + 7*219 макс) (7ок макс /ко макс)
^ок мин — Ь Wok макс W
Йгтэмакс
//ок мин — Е 7?/ок макс D ^об мин (/?э “Ь /?ф 'Ф Л-2 \
(1 + /1213 макс) (/ок макс 'ко макс)
/1цэ макс
Если UaK мин положительно и достаточно для нормальной работы каскада, последний будет работоспособным и в наиболее неблагоприятных условиях. В приведенных выражениях U06 мин — напряжение смещения для наибольшей температуры коллекторного перехода /'к макс*
//об мин //об 0 > 0022 (Тк макс /'с) >
а /ко макс — наибольший остаточный ток коллектора при температуре перехода Тк макс, приближенно находимый для германиевого и кремниевого транзисторов соответственно по соотношениям:
Т —Т к макс с
/ я-: / .9 В * 10
' ко макс ~ 1 ко “ >
Т —Т к макс с
Z ~ / Ч Ю 1 ко макс ~ 1 ко ° >
здесь /ко — наибольший остаточный ток коллектора при температуре перехода Гс, приведенный в справочных данных транзистора. Указанные приближенные соотношения могут давать большую погрешность в широком температурном, диапазоне, а поэтому желательно определять /ко макс экспериментально при максимальной расчетной температуре коллекторного перехода.
В многокаскадных усилителях при непосредственной (прямой}
передаче сигнала от предыдущего каскада к последующему нередко удается упростить схёмы подачи смещения и стабилизации а отдельных каскадах; несколько примеров такого упрощения показано на рис. 3.7.
Оба транзистора двухкаокадных усилителей, изображенных на рис. 3.7а и б, имеют эмиттерную стабилизацию, но резистор 7?i эмиттерной стабилизации у второго транзистора на рис 3.7а одновременно является коллекторной нагрузкой первого транзистора, а роль резистора Ri выполняет выходная цепь первого-транзистора; в схеме рис. 3 76, где транзисторы имеют разный характер проводимости, нередко можно исключить и резистор в коллекторе первого транзистора, показанный пунктиром. В схеме рис. 3.7в, где первый транзистор используется как эмиттерный повторитель, оба транзистора охвачены одной схемой эмиттерной стабилизации; здесь иногда удается исключить резистор (см. рис 3 7в, пунктир) в эмиттере первого транзистора. На рис 3 7г стабилизация, осуществляется резисторами R3i, R3z и /?с; последний создает в схеме отрицательную обратную связь, охватывающую оба каскада. Прямая связь и большая глубина обратной связи позволяют здесь получить очень высокую стабильность рабочих точек [3.2, стр. 49-^52].
57
Рассмотренные выше схемы стабилизации точки покоя транзисторных каскадов отрицательной обратной связью по постоянному току широко применяются лишь в тех случаях, когда постоянная составляющая тока выходной цепи не зависит от амплитуды сигнала (режим А, см стр. 92). Их очень редко попользуют в режиме В, так как в этом случае смещение во входной цепи каскада
Рис
3 7. Примеры упрощенных схем стабилизации точки покоя
меняется при изменении амплитуды сигнала, что приводит к зависимости положения точки покоя, а следовательно, и усиления от величины сигнала, в результате амплитудная характеристика каскада оказывается сильно искривленной и пропорциональность между выходными и входными сигналами нарушается.
Когда требуется уменьшить нестабильность положения точки покоя, вызываемую лишь изменением температуры, а не заменой транзисторов и их старением, можно использовать схемы температурной компенсации Последние также применяют, когда рассмотренные выше способы стабилизации обратной связью неудобны или неприемлемы, а иногда и совместно с ними.
Для температурной компенсации используют различные сопротивления с большим температурным коэффициентом: резисторы из медного провода, непроволочные резисторы с отрицательным температурным коэффициентом, термисторы, полупроводниковые диоды. Один из простейших способов температурной компенсации с помощью резистора из медного провода показан на рис. 3 8а; так как температурный коэффициент напряжения смещения у германиевых и кремниевых транзисторов составляет примерно
58
—2,2 мв/°С, а температурный коэффициент сопротивления медного провода равен + 0,004/°С, для точной компенсации изменения положения рабочей точки при изменении температуры необходимо иметь падение напряжения питания на резисторе /?эм, выполненном из медного провода, равное 2,2 -10—3/0,004 = 0,55 в. В действительности, вследствие необходимости компенсировать не только изменение смещения, но и изменение начального тока коллектора, падение напряжения на медном резисторе приходится брать несколько больше.
Рис. 3 8. Температурная компенсация изменения положения точки покоя в транзисторных каска
даж:
а) резистором /?эм из медного провода, б) тер-морезистором с отрицательным температурным коэффициентом или термистором, в) обратным сопротивлением диода, г) прямым сопротивлени-
ем диода
При использовании для температурной компенсации непроволочных терморезисторов с отрицательным температурным коэффициентом (или термисторов) их можно включать в нижнее плечо, делителя смещения (рис. 3.86), подбирая соотношение между 7?т и для получения нужной температурной зависимости смещения от температуры. При повышении температуры сопротивление температурнозависимого резистора падает, что уменьшает величину напряжения смещения база—эмиттер, компенсируя рост тока покоя.
На рис. 3.8s и г даны два варианта температурной компенсации с помощью полупроводниковых диодов. В первой схеме рост обратного тока диода, имеющий место при повышении температуры, увеличивает падение напряжения на R3, что уменьшает смещение, подаваемое во входную цепь, компенсируя возрастание тока покоя. Здесь к диоду не приложено напряжение сигнала, а поэтому он не снижает усиления и не может вызвать дополнительных нелинейных искажений вследствие своей нелинейности. Во второй схеме снижение прямого сопротивления диода с ростом температуры уменьшает смещение во входной цепи, что и требуется для поддержания постоянства тока покоя.
5а
При использовании схем температурной компенсации можно получить полную компенсацию и даже перекомпенсацию изменения положения рабочей точки, тогда как в схемах стабилизации обратной связью полной компенсации получить нельзя. Однако в практических условиях обратной связью (эмиттер-ной стабилизацией) можно уменьшить изменения тока выходной цепи от влияния всех факторов в неаколько десятков раз, схемы же температурной компенсации позволяют уменьшить только изменения положения рабочей точки от влияния температуры, да и то лишь в несколько раз вследствие разброса тем пературных коэффициентов транзисторов и компенсирующих сопротивлений, и их изменения со временем
Кроме того, следует иметь в виду, что температурная компенсация действует лишь в том случае, если температура транзистора и компенсирующего со противления изменяются одинаково и одновременно, что имеет место при изменении температуры окружающей среды; если же транзистор греется проходящим через него током, а температура компенсирующего сопротивления неизменна, никакой компенсации не будет. Для компенсации изменений положений рабочей точки вследствие нагрева транзистора выделяющейся в нем мощностью необходим хороший тепловой контакт между транзистором и компенсирующим сопро тивлением, который не всегда возможно осуществить
Смещение во входную цепь транзистора можно подавать как параллельно источнику сигнала, так и последовательно с ним (рис 39). При параллельной подаче входная цепь транзистора
Рис 3 9 Подача смещения во входную цепь’ а) параллельно источнику сигнала, б) последовательно с источником сигнала
'Шунтируется цепью смещения, что несколько снижает входное сопротивление каскада и его коэффициент усиления, но здесь через источник сигнала не проходит постоянная составляющая входного тока транзистора. Параллельная подача возможна при источнике сигнала, как соединенном с общим проводом, так и не соединенном.
Последовательная подача возможна лишь при источнике сигнала, не соединенном с общим проводом, и при ней постоянная составляющая входного тока проходит через источник сигнала, что не всегда допустимо. При эмиттерной стабилизации и последовательной подаче смещения внутреннее сопротивление источника сигнала постоянному току суммируется с сопротивлением делителя смещения, что может заметно ухудшить стабильность рабочей точки, по указанным причинам последовательную подачу на практике применяют реже.
. БО
Питание анодных и сеточных цепей
В ламповых усилителях небольшой мощности все цепи анодов, управляющих и экранирующих сеток ламп обычно питаются от одного общего источника питания — выпрямителя, сети постоянного тока, аккумуляторной батареи и т. д.; в усилителях с большой выходной мощностью (порядка киловатта и более) обычно используют несколько источников питания, так как питающие напряжения отдельных каскадов здесь сильно разнятся.
Анодные цепи всех ламп усилителя обычно подключают параллельно к общему источнику питания, и для ослабления паразитной связи каскадов через этот источник все анодные цепи за исключением последней, как и цепи коллекторов транзисторных усилителей, защищают развязывающими фильтрами R<$C$ (см. рис. 3.2).
Так как управление анодным током электронной лампы производится изменением потенциала управляющей сетки относительно катода и ток в ее цепи вовсе не является необходимым, большинство ламп конструируют так, чтобы рабочий диапазон анодных токов имел место в области отрицательного потенциала управляющей сетки относительно катода. Это позволяет получить у маломощных ламп практически бесконечно большое входное сопротивление (порядка ЮОн-ЮООО Мом на низких частотах) и устранить нелинейные искажения от сеточных токов.
Наиболее распространенным способом подачи отрицательного смещения на управляющую сетку лампы является подача его с резистора R^ включенного в цепь катода (рис. 3 10а). Падение
Рис 3 10 Подача отрицательного смещения на управляющую сетку лампы а) от цепочки катодного смещения Ck,Rk', б) от делителя напряжения RuRk, в) от стабилитрона с делителем напряжения
напряжения, вызванное прохождением через этот резистор анодного тока, через источник сигнала или резистор утечки сетки Rg попадает на управляющую сетку полностью, так как ток в цепи последней отсутствует. Такой способ подачи отрицательного смещения на сетку называют катодным смещением или автоматическим смещением.
Введение RK в цепь катода лампы так же, как и введение стабилизирующего резистора R9 в цепь эмиттера транзистора, сни
61
жает усиление каскада, для устранения потери усиления параллельно /?к обычно включают конденсатор Ск большой емкости, практически «закорачивающий» RK для всей полосы рабочих частот каскада.
Резистор катодного смещения, как и резистор эмиттерной стабилизации, стабилизирует ток покоя анодной цепи лампы; при установке в каскад лампы с меньшим анодным током или уменьшении анодного тока вследствие старения лампы падение напряжения на Рк и отрицательное смещение на сетке уменьшаются, что препятствует снижению анодного тока. В связи со сравнительно небольшим разбросом анодного тока отдельных экземпляров ламп одного типа при одинаковой величине смещения на управляющей сетке (обычно не более ±20н-±30%) и практическом отсутствии влияния температуры окружающей среды на параметры стабилизирующее действие катодного смещения оказывается вполне достаточным для обеспечения работоспособности ламповых усилителей при замене ламп и значительно увеличивает срок службы последних. Поэтому в ламповых усилительных каскадах с катодным смещением специальных мер для стабилизации анодного тока не применяют.
Сопротивл.ение резистора катодного смещения рассчитывают, исходя из необходимой величины отрицательного смещения на управляющей сетке Uqc, обеспечивающей расчетное значение тока покоя анодной цепи
Як=^-С, (3.7)
Аж где /ок — ток покоя катодной цепи, равный току покоя анодной цеди в случае триода (так как ток управляющей сетки отсутствует) и представляющий собой сумму тока покоя анода и тока покоя экранирующей сетки в случае тетрода и пентода.
Если невозможно включить параллельно RK блокировочный конденсатор Сю для снижения потери усиления от RK смещение можно снимать с делителя RnRK (рис. 3.105), что позволяет уменьшить Rk, а следовательно, и потерю усиления от его влияния. Можно также снимать смещение со стабилитрона, включенного в цепь катода или с присоединенного параллельно стабилитрону делителя; это практически устраняет потерю усиления вследствие низкого сопротивления стабилитрона для частот сигнала (рис. 3.10s). Однако в первом случае, наряду с дополнительным расходом энергии на делитель, ослабляется стабилизирующее действие RK, а во втором стабилизация отсутствует, так как смещение не зависит от величины анодного тока. Поэтому указанные способы на практике используются редко.
Схема катодного смещения широкого применяется в усилительных каскадах с подогревными лампами; в усилителях с лампами прямого накала, нити накала которых обычно питают постоянным током, смещение на управляющую сетку можно снимать с 62
включенных последовательно в цепь накала резисторов (при параллельном соединении нитей накала ламп, рис. 3.11а) или с нити накала соседней лампы (при последовательном их соединении, рис. 3.116).
Рис. 3.11. Подача отрицательного смещения на управляющую сетку от цепи накала:
а) при параллельном; б) при последовательном соединении нитей накала ламп
Наиболее простым и экономичным способом подачи положительного потенциала на экранирующую сетку относительно катода является непосредственное присоединение ее к положительно-
Рис. 3.12. Подача напряжения на экранирующую сетку от источника анодного питания:
а) непосредственно; б) через общий развязывающий фильтр; в) через цепочку Rt>Kp, С8КР; г) через делитель напряжения RiR2; д) через добавочный резистор /?дОб со стабилитроном
му полюсу источника анодного питания (рис. 3.12а). В этом случае напряжение на экранирующей сетке [70экр оказывается равным Е — Uqc, где Uac— падение напряжения на резисторе катод-
63
ного смещения 7?к- При наличии фильтра R$C$ в анодной цепи лампы напряжение на экранирующую сетку можно подать с его выхода (рис. 3.126), отчего оно снизится на величину падения напряжения U$ на резисторе фильтра 7?ф.
При необходимости подать на экранирующую сетку меньшее напряжение в ее цепь включают гасящий резистор RaKP (рис. 3.12 s}, сопротивление которого рассчитывают по выражению
,7?экр = (/-^оэкр-бое) , (3 8)
6'Р Экр
где /Срэкр — среднее значение тока экранирующей сетки за период сигнала. Включение в цепь экранирующей сетки резистора 7?ЭКр снижает усиление каскада так же, как и включение RK в цепь катода; для устранения этого между экранирующей сеткой и общим проводом (или катодом) включают конденсатор Сэкр большой емкости, «закорачивающий» RaKp для частот сигнала. Резистор RaKp, как и Rk, стабилизирует величину анодного тока, уменьшая его изменения при старении или замене лампы.
В тех случаях, когда среднее значение анодного тока лампы изменяется в широких пределах (например, при работе каскада в режиме В), ток в экранирующей сетке также сильно изменяется и для получения на ней неизменного потенциала, меньшего Е, ее подключают к достаточно низкоомному делителю R1R2, присоединенному параллельно источнику анодного питания (рис. 3.12г); можно также стабилизировать напряжение на экранирующей сетке при помощи стабилитрона (рис. 3.126).
Питание цепей накала
Питание цепи накала электронных ламп производят как постоянным, так и переменным током. При питании накала от гальванических элементов или аккумуляторов обычно используют экономичные лампы прямого накала, так как электрическая энергия химических источников тока имеет высокую стоимость.
При низковольтных источниках питания накала нити ламп включают параллельно (см. рис. 3.11а), при питании от выпрямителя с включенным параллельно аккумулятором (буферном питании) — последовательно (см. рис. 3.116), нередко вводя в цепь накала барретер Б для стабилизации тока накала, а иногда и резистор /?Доб, гасящий избыток напряжения. При буферном питании вследствие меньшей стоимости электроэнергии часто используют и подогревные лампы.
При питании цепей накала переменным током от специальной обмотки 2, помещаемой на силовом трансформаторе выпрямителя питания анодных цепей, почти всегда применяют подогревные лампы, так как маломощные лампы прямого накала при питании нитей переменным током дают недопустимо высокий уровень фона. Лишь очень мощные лампы прямого накала, имеющие толстую 64
нить накала с большой тепловой инерцией, допускают питание накала переменным током, да и то при условии принятия специальных мер, уменьшающих фон (присоединение минуса источника анодного питания к средней точке обмотки накала, питание нитей накала двухфазным или трехфазным током).
При питании цепей накала подогревных ламп от обмотки накала подогреватели ламп обычно соединяют параллельно; для уменьшения фона в усилителях с малым усилением (до нескольких десятков раз) один из выводов подогревателя присоединяют к минусу источника анодного питания и катоду. Так как эта точка является общим проводом схемы и присоединяется к корпусу (шасси), накал при этом можно подводить к лампам одним проводом, используя в качестве второго провода шасси (рис. 3.13а).
В усилителях с коэффициентом усиления напряжения порядка 103 и более однопроводная схема питания накала дает недопустимый уровень фона, а поэтому здесь используют симметричную
Рис. 3.13. Питание цепей накала подогревных ламп:
а) по огнепроводной схеме; б) по двухпроводной симметричной схеме со средней точкой
двухпроводную схему со средней точкой обмотки накала, к которой присоединяют цепи катодов ламп и минус источника анодного питания, являющийся общим проводом схемы (рис. 3.136); оба проводника накала свивают для компенсации их электрических и магнитных полей.
Дальнейшего снижения фона можно добиться применением в первом каскаде усилителя лампы, имеющей низкий уровень фона, и питая ее от отдельной обмотки накала, снабженной регулируемой средней точкой, соединенной с общим проводом, а также подачей на подогреватель положительного потенциала в 10-г-4-30 в относительно катода. Указанные меры позволяют снизить напряжение фона от цепи накала, приведенное к управляющей сетке лампы, до величины порядка десятка микровольт; если такой уровень фона недопустим, подогреватель лампы каскада питают хорошо сглаженным выпрямленным током.
Питание цепей полевых (канальных) транзисторов
При усилении сигналов полевым транзистором на его выходные электроды подают постоянное напряжение, полярность которого определяется типом транзистора. Для установления необхо-3—456 65
димой величины тока покоя выходной цепи во входную цепь вводят смещение, которое обычно получают от общего источника питания выходных цепей.
Полярность напряжения смещения, а также схема его подачи зависят от типа полевого транзистора и могут быть те же, что и
Рис 3 14 Схемы питания полевых транзисторов
а) транзистора с управляемым р-п-переходом и базой n-типа, б) транзистора с изолированным затвором
и базой р-типа
у электронной лампы (рис. 3.14а), или такие же, как у биполярного (обычного) транзистора (рис. 3.146).
3.3. СХЕМЫ МЕЖКАСКАДНОЙ СВЯЗИ
Назначение межкаскадной связи и ее разновидности
Для передачи сигнала от одного каскада многокаскадного усилителя к другому, от источника сигнала на вход первого усилительного элемента и от выходной цепи последнего усилительного элемента в нагрузку применяют различные схемы, называемые схемами межкаскадной связи. Эти схемы одновременно служат и для подачи питающих напряжений на электроды усилительных элементов, а также придания усилителю определенных свойств. Существует четыре основных вида схем межкаскадной связи: гальваническая, резисторная, трансформаторная, дроссельная; используются также комбинации и видоизменения этих схем.
Название усилительного каскада определяется примененной в нем схемой межкаскадной связи (например, резисторный каскад, трансформаторный каскад и т. д.).
Каскады с гальванической связью
Схемами гальванической межкаскадной связи называют такие, в которых связь между каскадами осуществляется посредством элементов, обладающих проводимостью для сколь угодно медленных изменений тока (например, проводников, проволочных и непроволочных резисторов, стабиловольтов, стабилитронов, гальванических элементов и т. д.). Каскады с гальванической связью разделяются на каскады с прямой или непосредственной связью, в которых выходной электрод предыдущего каскада соединяется с входным электродом последующего непосредственно, а питание и смещение на них поступают через резистор R (рис. 3.15а) и каскады с потенциометрической связью (рис. 3.156), где сигнал на следующий каскад передается через потенциометр (делитель напряжения) из резисторов /?п и 1?с, а питание выходной цепи и сме-66
щение во входную цепь подаются через резисторы R и соответственно. На рис. 3.15 и дальнейших, элементы схемы каскада, следующего за рассматриваемым, снабжены индексом «сл».
Основным достоинством каска-
дов с гальванической связью является их способность усиливать сигналы сколь угодно низкой частоты наряду с усилением средних и высоких частот; их серьезным недостатком, нарушающим нормальную работу усилителей с такими каскадами, является дрейф нуля (см. гл. 9). К дополнительным недостаткам каскада с прямой связью принадлежит сложность обеспечения нормального режима работы усилительных элементов в многокаскадном усилителе с одним источником питания, нередко приводящая к ис
пользованию их в невыгодных усло-
виях работы при малом коэффици- Рис- 3-15- Каскады с гальваниче-енте усиления. Недостатком каска- транзисторный, с прямой дов с потенциометрической связью связью; б) ламповый, с потен-являются немного пониженное уси- циометричеокой связью ление и необходимость наличия дополнительного источника питания.
Гальваническую связь используют в усилителях постоянного тока прямого усиления для межкаскадной связи и в качестве входного и выходного устройств, так как другие схемы связи здесь непригодны; в усилителях переменного тока из-за указанных недостатков гальваническою связь применяют сравнительно редко.
Резисторные каскады
В резисторных каскадах (рис. 3.16) используется резисторная (точнее резисторно-конденсаторная) схема межкаскадной связи; здесь
3*
Рис. 3.16. Резисторные каскады:
а) транзисторный, с эмпттерной стабилизацией; б) ламповый, с катодным смещением
67
через резистор R на выходной электрод усилительного элемента подается питающее напряжение, и на этом резисторе выделяется напряжение усиленного каскадом сигнала. Разделительный конденсатор С преграждает путь постоянной составляющей напряжения из выходной цепи на вход следующего каскада; емкость этого конденсатора берут такой, чтобы усиливаемые сигналы проходили через него на следующий каскад без заметного ослабления. Через резисторы Ricn, Т?2сл, Rg на вход следующего усилительного элемента подается напряжение смещения.
Резисторные каскады свободны от недостатков каскадов с гальванической связью; они не обладают дрейфом нуля, передаваемым на следующий каскад, и без затруднений позволяют обеспечить необходимые напряжения на усилительных элементах при питании многокаскадного усилителя от одного источника. Они могут усиливать сигналы в очень широкой полосе частот, потребляют малую мощность питания, нечувствительны к магнитным полям, имеют малые габариты, вес и стоимость.
Однако коэффициент усиления у резисторных каскадов ниже, чем у трансформаторных, и они мало пригодны для мощного усиления из-за очень низкого коэффициента полезного действия (см. стр. 427—'Г29).
Вследствие простоты, дешевизны и хороших характеристик резисторные каскады являются наиболее употребительным типом каскада предварительного усиления. Резисторная схема связи, кроме того, широко используется в качестве входного и выходного устройств в усилителях переменного тока.
Трансформаторные каскады
В трансформаторных каскадах (рис. 3.17) для межкаскадной связи используется трансформатор Тр, через первичную обмотку которого, включаемую в выходную цепь усилительного элемента каскада, на выходной электрод подается напряжение питания, а ко вторичной присоединяют входную цепь следующего каскада. Переменная составляющая выходного тока, проходя через первичную обмотку, создает на ней напряжение сигнала, трансформирующееся во вторичную обмотку и подающееся на вход следующего каскада.
В транзисторных трансформаторных каскадах, работающих на следующий транзистор, при последовательной подаче смещения нижний вывод вторичной обмотки трансформатора соединяют с общим проводом через блокировочный конденсатор С& достаточной емкости, шунтирующий цепь смещения для частот сигнала (рис. 3.17а), а при параллельной подаче (рис. 3.176) включают в провод базы разделительный конденсатор С, так как без него смещение, подаваемое на следующий транзистор, закоротится вторичной обмоткой трансформатора.
68
В ламповых трансформаторных каскадах, работающих на следующую лампу (рис. 3.17а), резистор утечки сетки следующей лампы -Rg и разделительный конденсатор С не нужны, так как отрицательное смещение на следующую лампу здесь подается по
Рис. 3.17. Трансформаторные каскады:
а) трансформаторный, с эмиттерной стабилизацией и последовательной подачей смещения; б) то же, с параллельной подачей смещения; в) ламповый, с последовательной подачей смещения
следовательно через вторичную обмотку трансформатора. Для изменения свойств каскада или упрощения конструкции трансформатора одну из его обмоток в ламповых схемах иногда шунтируют резистором Rm (см. рис. 3.17s, пунктир).
Коэффициент усиления напряжения у трансформаторных каскадов обычно в 2-у-Ю раз выше, чем у резисторных, но усиливаемая полоса частот много уже. Размеры, вес и стоимость трансформатора обычно во много раз больше размеров, веса и стоимости деталей резисторного каскада; трансформатор чувствителен к наводкам от внешних магнитных полей. Но применение трансформатора с соответствующим коэффициентом трансформации позволяет создать для усилительного элемента каскада наивыгоднейшее сопротивление нагрузки и получить в последней наиболь
шую мощность сигнала при хорошем кпд.
Поэтому, несмотря на значительные размеры, вес и высокую стоимость, трансформаторные каскады очень часто используют для мощного усиления сигналов с неширокой полосой частот (например, звуковых); кроме того, трасформаторы нередко применяют в качестве входного и выходного устройств в усилителях переменного тока для симметрирования и согласования цепей.
Дроссельные каскады
Дроссельные каскады, как и резисторные, имеют две основные детали: дроссель L в цепи коллектора или анода, через который подается напряжение питания на выходной электрод, и конденса-
69
тор С, через который усиленный сигнал передается на следующий каскад (рис. 3.18). Дроссельная схема связи позволяет повысить напряжение питания на усилительном элементе вследствие малого сопротивления дросселя постоянному току и получить
Рис. 3 18 Дроссельные каскады а) транзисторный, б) ламповый
даже более высокий кпд, чем у трансформаторного каскада. Коэффициент усиления дроссельных каскадов немного выше, чем резисторных; полоса усиливаемых частот меньше резисторных, но больше трансформаторных. По чувствительности к наводкам, габаритам, весу и стоимости они почти не отличаются от трансформаторных каскадов.
В настоящее время дроссельные каскады редко используют, так как для предварительного усиления обычно целесообразнее применять резисторные каскады, дающие практически то же усиление и пропускающие более широкую полосу частот, но имеющие меньшие размеры, вес и стоимость. Для мощного усиления дроссельные каскады оказываются лучше трансформаторных лишь при работе на сопротивление, равное наивыгоднейшему сопротивлению нагрузки выходной цепи усилительного элемента; однако в этих условиях обычно выгоднее использовать бестрансфор-маторные двухтактные схемы (см. стр. 157—162), имеющие лучшие показатели и меньшие габариты и вес.
Резисторно-трансформаторные каскады
Примером использования комбинированной схемы межкаскадной связи может служить резисторно-трансформаторный каскад, принципиальная схема которого показана на рис. 3.19; здесь через резистор R на выходной электрод усилительного элемента поступает питающее напряжение и на этом резисторе выделяется напряжение усиленного сигнала, которое далее через разделительный конденсатор С и трансформатор Тр подается на вход следующего каскада. В таком каскаде через первичную обмотку трансформатора не проходит постоянная составляющая тока выходной цепи, а поэтому сердечник трансформатора свободен от постоянного подмагничивания; это позволяет уменьшить разме-70
ры трансформатора по сравнению с трансформаторным каскадом. <
Резисторно-трансформаторный каскад позволяет получить частотную характеристику с подъемом в области нижних частот, что
невозможно в резисторном или трансформаторном каскадах. Полоса усиливаемых частот, размеры, стоимость и вес у него того же порядка, что и у трансформаторного каскада, а кпд даже хуже, чем у резисторного. Хотя усиление он дает немного меньшее, чем трансформаторный, в таком каска-
Рис 3 19 Резнсторио-травсформатор ный каскад предварительного усиле ния с пентодом
до 300-4-700 раз. Однако из-за
де предварительного усиления можно применить пентод, что дает возможность получить коэффициент усиления напряжения в полосе звуковых частот
высокой стоимости, больших размеров и узкой полосы усиливаемых частот резисторно-трансформаторные каскады в настоящее
время применяют очень редко, так как получить частотную характеристику с подъемом на нижних частотах можно более простыми и дешевыми способами (см. стр. 223—226, 298—301).
3.4. ТИПЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
Однотактные каскады
Рассмотренные выше схемы усилительных каскадов, содержащие один или несколько параллельно включенных усилительных элементов, на вход которых подают одно входное напряжение сигнала, и с выхода которых снимают одно выходное напряжение, называют однотактными каскадами.
Транзистор и электронная лампа — трехполюсные устройства, у которых один из проводов входной цепи объединен с проводом выходной в так называемый общий провод. Потенциал сигнала на общем проводе относительно поверхности нулевого потенциала (земли) считают равным нулю, так как этот провод обычно соединяют с шасси (металлическим корпусом) прибора, имеющим относительно земли большую электрическую емкость. Поэтому входная и выходная цепи однотактных транзисторных и ламповых усилительных каскадов несимметричны относительно поверхности нулевого потенциала, т. е. однотактные транзисторные и ламповые каскады имеют несимметричные вход и выход.
Если необходимо сделать вход однотактного каскада симметричным, можно включить во входную цепь симметрирующий трансформатор е первичной обмоткой, имеющей две одинаковые
71
половины (рис. 3.20а), точка соединения которых не имеет потенциала сигнала относительно общего провода (этого можно добиться, например, соединив ее с общим проводом). Точно так же можно сделать симметричным выход однотактного каскада, включив в его выходную цепь трансформатор с симметричной вторичной
Рис. 3.20. Симметрирование цепей:
а) симметрирование входной цепи трансформатором; б) симметрирование выходной цепи трансформатором; в) симметрирование входной цепи эквивалентом входного сопротивления
обмоткой (рис. 3.206). Однако симметрирование цепей трансформатором из-за сравнительно узкой полосы пропускаемых им частот невозможно в широкополосном устройстве. Даже и при полосе частот, которую трансформатор может пропустить, его использование для симметрирования часто нецелесообразно вследствие больших размеров, веса и стоимости.
Симметрировать входную цепь однотактного каскада можно и другим способом, теоретически пригодным для широкой полосы частот, включив последовательно с входной цепью сопротивление ZBX, имеющее те же активную и реактивную составляющие, что и входная цепь (рис. 3.20з). Этот способ используют редко, так как, кроме бесполезной потери половины мощности входного сигнала, практическое осуществление симметрии такой цепи в широкой полосе частот очень затруднительно.>
Двухтактные каскады
Двухтактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента или две группы параллельно включенных усилительных элементов, работающих на общую нагрузку, ток сигнала в выходной цепи которых имеет противоположное направление, т. е. при синусоидальном сигнале сдвинут на 180°.
Простейшие двухтактные каскады представляют собой как бы два одинаковых однотактных каскада с объединенными общим проводом и источником питания, работающие в противофазе; эти однотактные каскады образуют плечи двухтактной схемы, симметричные относительно общего провода (рис. 3.21). Такие двухтактные каскады при использовании в них гальванической или резисторной межкаскадной связи позволяют осуществить малогабаритные и недорогие схемы с симметричными входом и выходом, имеющие очень широкую полосу рабочих частот. 72
Наличие одинаковых деталей в плечах двухтактной схемы позволяет многие из них объединить, а некоторые даже и исключить. Так, например, трансформаторы и дроссели плечей здесь объединяют в общий трансформатор или дроссель, поместив на общем сердечнике две одинаковые обмотки, включаемые в плечи каскада. В транзисторном каскаде с эмиттерной стабилизацией
Рис. 3.21. Двухтактные каскады:
а) резисторный с транзисторами в режиме А с общим эмиттером и эмиттер-ной стабилизацией; б) резисторный ламповый в режиме А с общим катодом и катодным смещением; в) трансформаторный с транзисторами в режиме В с общей базой и смещением фиксированным напряжением
можно объединить резисторы эмиттерной стабилизации, включив один общий резистор /?эо в общий провод эмиттеров (рис. 3.21а); в ламповых каскадах с катодным смещением используют общий резистор А?к0 (рис. 3.216). Так как плечи двухтактной схемы работают в противофазе, одинаковые по величине и противоположно направленные токи сигнала в общем проводе эмиттеров или катодов (при работе без отсечки тока в выходной цепи) компенсируются, напряжение сигнала на /?-)0 и Rko отсутствует, а потому эти резисторы при работе двухтактного каскада в режиме А (см. стр. 92) не нуждаются в шунтировании конденсаторами Сэ и Ск большой емкости. В транзисторном двухтактном каскаде с входным трансформатором можно объединить делители, подающие смещение во входные цепи транзисторов (рис. 3.21 в).
Следует заметить, что двухтактные каскады с общим резистором эмиттерной стабилизации не допускают установки транзисто
73
ров в плечи без подбора, так как при различии параметров транзисторов коллекторные токи плечей могут очень сильно разниться, хотя суммарный ток коллекторов будет стабилизирован. Даже при подобранных транзисторах каскады мощного усиления с общим Rao работают неустойчиво, так как старение транзисторов и изменение их температуры нередко вызывают сильную разбалансировку выходных токов плечей схемы. Ламповые же двухтактные каскады с общим RK0 вследствие меньшего разброса параметров отдельных экземпляров ламп одного и того же типа и отсутствия влияния температуры на параметры работают устойчиво.
Большинство двухтактных каскадов, кроме симметричности входа и выхода, обладает другими полезными свойствами; в них компенсируются:
1) четные гармоники, вносимые усилительными элеьментами;
2) помехи (в том числе и фон), поступающие на каскад от источника питания и других источников помех;
3) нечетные гармоники тока сигнала в источнике питания и идущих от него к каскаду проводах;
4) постоянное подмагничивание сердечника выходного трансформатора.
Компенсация четных гармоник позволяет использовать в двухтактных каскадах экономичные режимы (например, режим В, см. стр. 94), дающие большой процент четных гармоник и поэтому не всегда применимые в однотактных схемах.
Компенсация помех увеличивает динамический диапазон усилителя и повышает допустимую переменную составляющую напряжения источника питания; последнее упрощает и удешевляет сглаживающие фильтры выпрямителей, питающих двухтактные каскады.
Компенсация нечетных гармоник тока сигнала в источнике питания и его проводах снижает паразитную межкаскадную связь, что позволяет упростить и удешевить развязывающие фильтры усилителя. В самом каскаде при работе его без отсечки тока в выходной цепи это позволяет исключить блокировочные конденсаторы цепей питания, смещения и стабилизации и устраняет вносимые этими цепями частотные, фазовые и переходные искажения.
Компенсация постоянного подмагничивания сердечника выходного трансформатора позволяет повысить в нем переменную составляющую магнитной индукции, что сокращает размеры, вес в стоимость трансформатора.
Эти преимущества настолько существенны для мощных усилителей, что, несмотря на применение двух усилительных элементов и усложнение схемы, транзисторные каскады мощного усиления с выходной мощностью порядка 2-ьЗ вт и выше почти всегда делают двухтактными. В некоторых случаях, например при питании от химических источников тока, двухтактная схема мощного каскада оказывается целесообразной и при выходной мощности в доли ват-74
та, так как ее использование позволяет применить экономичный режим В, в несколько раз сокращающий потребление питающей энергии. В ламповых усилителях каскады мощного усиления делают двухтактными обычно при выходной мощности свыше 3—5 вт.
Двухтактные схемы также применяют в каскадах мощного усиления широкополосных усилителей и в широкополосных выходных каскадах, работающих на симметричную нагрузку, когда использование трансформаторов невозможно из-за их ограниченной полосы пропускания.
Во входных каскадах и каскадах предварительного усиления двухтактную схему применяют лишь в тех случаях, когда это необходимо из-за ее меньшей чувствительности к помехам, симметричности и других достоинств.
Докажем указанные выше свойства для идеальной (совершенно симметричной) двухтактной схемы. Представим зависимость выходного тока /вых усилительных элементов каскада от входного тока сигнала iBX в виде степенного ряда:
= + + + • •> (3-9)
где /о — ток покоя выходной цепи. Введя во входную цепь усилительных элементов (рис. 3.21а) косинусоидальный ток сигнала:
1БХ1 их COS ® /, Т*вх2 4x1 ' ^вх COS ® /, (3.10)
после подстановки значения zBxi в (3.9) получим выходной ток верхнего усилительного элемента:
1вых1 = ^о + «4хС05СО/4- W3xcos2®/4-cFxcos3 ®/4</Пх cos4 и гр . . .
(3.11) Учитывая, чю
cos2 to t = — (1 4- cos 2(о t); cos3 co t — — (3cos co t + cos 3® t);
cos4 и/ = — (3 + 4cos2® t + cos4иt) и т. д., 8
после замены в (3.11) степеней косинусов этими значениями и суммирования членов, содержащих косинусы одинаковых углов, найдем
*вах1 =4Р+mIвхcos®/ + n/2xcos2®/ + pPxcos3® /+<7Z4xcos4®/+. . .=
= /ср 1Xm cos ® t -(- cos 2® 14~ /зт cos 3® 14~ 1cos 4® 14- . . . *
(3.12) где /СР — среднее значение выходного тока за период сигнала, равное /0 4- у Ы2ВХ+ dIL+ •’> m’ п< Р> Р
— коэффициенты, полученные в результате суммирования; Лт, hm, hm и т. д. — соответственно амплитуды первой, второй, тре
75
тьей и т. д. гармоник выходного тока. Подставив в (3.9) значение гВХ2 из (3.10) и проделав аналогичные действия, получим выходной ток нижнего усилительного элемента:
1'вЫх2 = ^ср Лтп COS (О Ifyn COS 2(0 t — I$m COS 3(0 t ICOS 4(0 t— . . .
(3.13)
Из (3.12) и (3.13) видно, что выходные токи усилительных элементов верхнего и нижнего плечей при подаче на вход каскада косинусоидального сигнала содержат постоянную составляющую, отличающуюся от тока покоя, ток основной частоты и токи четных и нечетных гармоник.
Выходные напряжения плечей двухтактного резисторного каскада иВых 1 и z/Bbix2 равны произведению выходного тока на сопротивление нагрузки плеча за вычетом постоянной составляющей, не пропускаемой разделительными конденсаторами:
^вых! = 1вых17? = (Лт COS (О /-|~ 1%т C°S 2(0 t -р 1зт COS 3(0 COS 4(0 ..)/?;
мвых2 = *вых2# = (—Лт COS (0 t + 1^ COS 2(0 t— 1Ът COS 3(0 Z-|- /4mCOS4(O^—...)/?. (3-14)
Входное Ubx и выходное Мвых напряжения каскада равны разности напряжений плечей:
^ВХ ^вх! ’ ^вх2 = ^вх! ( ^вх1) = 2ивх1>
^вых ^вЫх! '^вых2 (24^ COS (О t -р 2/gm COS 3(0 t -р , , .)/?. (3.15)
Таким образом, несмотря на то, что выходные токи и выходные напряжения плечей содержат как четные, так и нечетные гармоники сигнала, выходное напряжение каскада четных гармоник не содержит. Ток через источник питания, равный сумме выходных токов плечей и токов делителей смещения:
^27Д-Н вых! + ^'вых2 = 27д—р 2/ср + 2АОТ cos 2(01 -f- 2/4m cos 4oj £-p . ., как указывалось выше, не содержит тока сигнала основной частоты, представляя собой удвоенную постоянную составляющую плеча и удвоенные четные гармоники.
В выходном трансформаторе двухтактного каскада половины первичной обмотки наматывают в одинаковом направлении. Выходные токи плечей, проходя от выходных электродов к источнику питания, обегают сердечник трансформатора в противоположных направлениях, создавая магнитодвижущие силы противоположных знаков. Отсюда суммарная мдс, наводящая магнитный поток в сердечнике,
Я = 0,4л(1ВЫх1Ш1П—iBblx2Win) = 0,4лш1п(2/1отcos(£>/+2/3^033(о/+- . . ), где ачп — число витков половины первичной обмотки. Так как суммарная мдс не содержит четных гармоник, наводимая магнитным потоком во вторичной обмотке эдс также их содержать не будет.
76
Ввиду того что суммарная мдс не имеет постоянной составляющей, магнитный поток в сердечнике выходного трансформатора двухтактной схемы при отсутствии сигнала исчезает и сердечник не имеет постоянного подмагничивания. Кривая намагничивания магнитных материалов симметрична, а поэтому выходной трансформатор двухтактного каскада вносит лишь нечетные гармоники, тогда как выходной трансформатор однотактного каскада, имеющий подмагничивание, вносит как четные, так и нечетные гармоники. В результате нелинейные искажения, вносимые трансформатором двухтактной схемы, оказываются значительно ниже.
Так как выходное напряжение двухтактного каскада представляет собой разность выходных напряжений его плечей, всевозможные наводки на цепи схемы, а также фон и помехи от источников питания, попадая синфазно в оба плеча, компенсируются.
Из-за разброса параметров усилительных элементов и допусков на детали двухтактные каскады всегда немного асимметричны; поэтому четные гармоники, фон и помехи в двухтактных схемах не уничтожаются, а лишь уменьшаются. При использовании простейших мер обеспечения симметрии плечей фон, наводки, четные гармоники в выходной цепи двухтактной схемы снижаются в 34-5 раз, а при специальном симметрировании плечей— в 104-20 раз по сравнению с однотактной схемой.
Инверсные каскады
Рассмотренные выше двухтактные схемы требуют подачи на вход симметричного напряжения сигнала. Поэтому для пере-
дачи сигнала с выхода однотактных схем на вход двухтактных используют специальные каскады, имеющие несимметричный вход и симметричный выход (рис. 3.22); такие каскады называют инверсными. Инверсные каскады применяют не
ТОЛЬКО ДЛЯ перехода ОТ однотактной схе- рис 322. Структурная схемы к двухтактной, но также и для пере- ма инверсного каскада дачи сигнала от однотактного каскада к симметричной нагрузке, т. е. для работы на симметричную нагрузку. Простейшим инверсным каскадом является однотактный каскад с выходным трансформатором, имеющим симметричную вторичную обмотку; такие инверсные каскады довольно часто используют в транзисторных усилителях звуковых частот. В сов-
ременных транзисторных и ламповых усилителях применяются также бестраисформаторные инверсные каскады, различные схемы которых рассмотрены в гл. 8.
ЛИТЕРАТУРА
3 1. Цы кин Г. С, Цзян Жун Фу Расчет схем стабилизации рабочей точки в транзисторных каскадах. — «Электросвязь», 1962, № 4.
32 Ч аповский М 3. Улучшение качественных показателей транзисторных усилителей Изд «Связь», 1968 г.
77
Глава 4
РАБОТА УСИЛИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА В СХЕМЕ
4.1. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Общие сведения
Динамическими характеристиками усилительного кашада называют графики зависимостей между мгновенными значениями напряжений и токов в цепях усилительного элемента при наличии внешних сопротивлений в этих цепях, т. е. линии, по которым перемещается рабочая точка усилительного элемента в рабочих условиях.
Динамические характеристики используют при графическом анализе работы усилительного каскада и при практических расчетах. Например, по динамическим характеристикам находят положение точки покоя на семействе статических характеристик усилительного элемента и определяют вносимые усилительным элементом нелинейные искажения; по ним можно найти усиление каскада, отдаваемые им напряжение и мощность сигнала, необходимые напряжение, ток и мощность во входной цепи, потребляемую мощность от источника питания и т. д.
Существует большое количество типов выходных, входных, проходных и сквозных динамических характеристик, но при анализе и расчетах усилительных каскадов обычно используют лишь выходные и сквозные динамические характеристики.
Сопротивление внешней цепи, подключаемой к электроду усилительного элемента в общем случае комплексно; эта цепь всегда проводит постоянный ток, так как через нее на электрод поступает питающее напряжение. Для постоянной составляющей тока сопротивление внешней цепи активно; назовем величину этого активного сопротивления сопротивлением цепи постоянному току и обозначим через Д=.
Для полосы частот усиливаемого сигнала сопротивление внешней цепи обычно отличается от сопротивления ее постоянному току; обозначим его через Z и назовем сопротивлением цепи переменному току. Обычно Z имеет активную и реактивную составляющие сопротивления и X, а именно: Z = R~ + \X.
Динамические характеристики каскада для бесконечно медленных изменений тока и напряжения, характер которых определяется сопротивлением цепи постоянному току Д=, назовем динамиче-78
скими характеристиками постоянного тока. Динамические же характеристики для частот сигнала, определяющиеся сопротивлением цепи переменному току Z, назовем динамическими характеристиками переменного тока.
Так как почти всегда сопротивление внешних цепей усилительного элемента для постоянного и переменного токов различно, динамические характеристики каскада для постоянного тока обычно отличаются от его динамических характеристик для переменного тока.
Сопротивление внешней цепи переменному току может быть активным, комплексным или реактивным; в соответствии с этим существует три вида динамических характеристик переменного тока — для активной, комплексной и реактивной нагрузок.
Выходные динамические характеристики
Выходными динамическими характеристиками называют графики зависимости выходного тока усилительного элемента от напряжения между его выходными электродами при наличии нагрузки в выходной цепи. К выходным динамическим характеристикам можно отнести нагрузочную линию постоянного тока и нагрузочную линию переменного тока, широко используемые при анализе и расчете транзисторных и ламповых усилительных каскадов и представляющие собой зависимости выходного тока от напряжения между выходными электродами при различных значениях входного тока или входного напряжения.
Нагрузочную линию постоянного тока используют для определения положения точки покоя на семействе выходных статических характеристик при известных: напряжении питания выходной цепи, сопротивлении выходной цепи постоянному току, напряжении или токе смещения входной цепи. Способ построения
Рис 4 1 Нагрузочная прямая постоянного тока
а) принципиальная схема каскада, б) построение нагрузочной прямой постоянного тока и определение положения точки покоя О на семействе статических выходных характеристик усилительного элемента
79
нагрузочной линии постоянного тока поясняется рис. 4.1, на котором изображены принципиальная схема выходной цепи усилительного каскада и семейство выходных статических характеристик усилительного элемента для примененного способа его включения.
Обозначив через «вых напряжение между выходными электродами усилительного элемента (рис. 4.1а), 1ВЫх — ток в его выходной цепи, /?=-_- — сопротивление постоянному току, включенное в выходную цепь, Е — напряжение питания, найдем
^вых isblxR—- (4-1)
Это выражение является уравнением нагрузочной линии постоянного тока; в координатах гВЫх, «вых оно представляет собой прямую, отсекающую на оси /Вых отрезок E/R= и на оси «вых отрезок Е Положение этой прямой на семействе характеристик определяется значениями Е и R. Так, нагрузочная линия постоянного тока прямолинейна, ее нередко называют нагрузочной прямой постоянного тока.
Для построения нагрузочной прямой постоянного тока на горизонтальной оси семейства статических выходных характеристик усилительного элемента откладывают напряжение питания выходной цепи Е (рис. 4.16), а на вертикальной оси — ток I, равный E/R=; проведенная через эти две точки прямая и будет нагрузочной прямой постоянною тока. При изменении R= изменяется наклон нагрузочной прямой; при изменении Е она перемещается вправо или влево без изменения наклеена.
Точка пересечения нагрузочной прямой постоянного тока со статической выходной характеристикой для заданного тока или напряжения смещения входной цепи определяет положение рабочей точки на семействе статических выходных характеристик усилительного элемента при отсутствии сигнала на входе и называется точкой покоя (см. рис. 4.1 б, точка 0) Координаты этой точки определяют ток покоя 10 выходной цепи и напряжение покоя Ua между выходными электродами усилительного элемента, связанные уравнением:
IqR=- (4-2)
Перейдем к рассмотрению нагрузочных линий переменного тока. В зависимости от схемы каскада сопротивление выходной цепи усилительного элемента переменному току Z может быть меньше, равно или больше сопротивления этой цепи постоянному току
В каскаде с включенным непосредственно в выходную цепь резистором R (см. рис. 4.1а) при условии, что внутреннее сопротивление источника питания Е ничтожно по сравнению с сопротивлением этого резистора, сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного элемента переменному току активно и равно соп-80
ротивлению нагрузки выходной цепи постоянному току, так как оба они равны сопротивлению резистора R:
Z~R~ = R==-R.
В резисторном каскаде с развязывающим фильтром в выходной цепи (рис. 4.2а) постоянная составляющая выходного тока проходит последовательно через R и /?ф, и сопротивление выходной цепи постоянному току
+ (4.3)
Сопротивление выходной цепи переменному току в этом случае определяется входящими в схему резисторами и конденсаторами и в общем случае комплексно. Однако, если сопротивление конденсаторов С и Сф ничтожно по сравнению с соп-
Рис 4 2 Нагрузка выходной цепи усилительного элемента
а) резисторной межкаскадной связью, б) трансформатором, работающим на ак тивное сопротивление нагрузки
ротивлением включенных последовательно с ними резисторов Rg сл и R, что обычно имеет место в большей части полосы рабочих частот каскада, нагрузкой выходной раллельно соединенные сопротивления R и Rg сл.
цепи переменному току окажутся па-
Z __ R — RRg сл
(4.4)
* -Г «£ сл
Сравнив (4.3) и (4 4), убедимся, что в резисторном каскаде сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току меньше, чем постоянному.
В трансформаторном каскаде, нагруженном на активное сопротивление 7?нагр (см. рис. 4.26), сопротивлением нагрузки выходной цепи постоянному току является омическое сопротивление первичной обмотки трансформатора гь так как постоянная составляющая выходного тока протекает через первичную обмотку:
/?= = Г1. (4.5)
Сопротивлением на1рузки выходной цепи переменному току здесь является входное сопротивление первичной обмотки переменному току, также в общем случае комплексное, но, как показано в гл. 6, в большей части полосы рабочих частот каскада практически активное:
Z^^«r1+r' + 7?'arp, (4.6)
где г'2 и А!„агр —соответственно приведенные к первичной обмотке активное сопротивление вторичной обмотки трансформатора и
81
сопротивление его нагрузки Сравнив (4.5) и (4 6), увидим, что в трансформаторном каскаде сопротивление выходной цепи переменному току много больше, чем постоянному
Из приведенных примеров видно, что, несмотря на комплексность сопротивления выходной цепи усилительного элемента в схеме каскада, сопротивление этой цепи в большей части полосы рабочих частот обычно практически активно. Поэтому нагрузочную линию переменного тока обычно строят для активного сопротивления нагрузки выходной цепи переменному току R~, определяемого для резисторного и трансформаторного каскадов выражениями (4 4) и (4 6).
При подаче на управляющий электрод усилительного элемента, кроме смещения, также и сигнала, мгновенное значение выходного тока в любой момент времени
^вых - Л) А 1'вЫх>
где ЛгВых—мгновенное значение тока сигнала в выходной цепи. В этом случае уравнение нагрузочной линии примет вид:
мвых = £—(JoR= + & гвЫх7?~) = Uo-—Д 4ых^- • (4.7)
В координатах гВых, «вых ур-ние (4.7) представляет собой прямую, проходящую через точку покоя Эта прямая и является динамической выходной характеристикой переменного тока для активной нагрузки, ее обычно называют нагрузочной прямой переменного тока
Следовательно, нагрузочные прямые постоянного и переменного токов всегда пересекаются в точке покоя; это можно использовать для построения на!рузочной прямой переменного тока Отложив ток Г-ЕЖ^ на вертикальной оси семейства выходных
Рис 4 3 Построение нагрузочной прямой переменного тока а) параллельным переносом в точку покоя (резисторный каскад, б) по точке ее_пересечения с горизонтальной осью (транс форматорный каскад,
82
статических характеристик, на котором построена нагрузочная прямая постоянного тока и отмечена точка покоя О (рис 4 За), воединяют прямой точку Е на горизонтальной оси с точкой /' на вертикальной (рис 4 3а, пунктир), что определяет угол наклона нагрузочной прямой переменного тока Проведя через точку покоя прямую, параллельную пунктирной, получают нагрузочную прямую переменного тока, отмеченную на рис. 4 36 знаком
Можно построить нагрузочную прямую переменного тока и по точкам ее пересечения с горизонтальной или вертикальной осями, на основании (4.7) для этих точек:
Чых = 0, А 1вых = I(j, ИвЫк= ^0 АД'"-!
^вых ~ 0, А = Пд, AtnbIX Uq/R~.
Отложив на горизонтальной оси вправо от точки Uo отрезок /о/?~ или на вертикальной оси вверх от точки /о отрезок проводят через конец отложенного отрезка и точку покоя прямую, являющуюся нагрузочной прямой переменного тока на рис 4.36)
Нагрузочные прямые переменного тока всегда используют при расчете усилительных каскадов, работающих при большой амплитуде сигнала. В этих случаях зависимость выходного тока от входного сигнала сильно нелинейна и аналитические методы расчета по малосигнальным параметрам усилительного элемента могут дать очень большую ошибку.
При комплексном характере нагрузки выходном цепи усглительного элемента нагрузочная линия, являющаяся траекторией движения рабочей точки на семействе выходных характеристик, уже не представляет собой прямую вследствие появления сдвига фазы между током и напряжением сигнала в выходной цепи Вид нагрузочной линии в этом случае может быть чрезвычайно раз нообразным, определяясь характером нагрузки, формой выходных характеристик, типом входно-го__сигнала. __ _ _________________________
Pine 4 4 Нагрузочные линии усилительного каскада при комплексной нагрузке выходной! щеп и
а) принципиальная схема каскада, б) и в) — соответственно форма входного сигнала и тра ектория движения рабочей точки при синусоидальном ситначе, г) и д) — то же, при прямо
угольном сигнале
83
Так, например, при комплексной нагрузке, имеющей активную и емкостную составляющие сопротивления (рис. 4.4а), и синусоидальном или косинусоидальном входном сигнале траектория движения рабочей точки на семействе выходных характеристик близка к эллипсу, который рабочая точка обегает против часовой стрелки (рис. 4.46, в). При натрузке с индуктивной составляющей сопротивления и таком же сигнале форма нагрузочной линии также эллиптическая, но рабочая точка обегает эллипс в направлении часовой стрелки [4.1, стр. 85—• 87]. При комплексном характере нагрузки и входном сигнале в виде прямоугольных импульсов форма нагрузочной линии близка к ромбической (рис. 4 4г, д).
Из сравнения рис. 43 и 44 видно, что при комплексной нагрузке и той же амплитуде входного сигнала используемая область выходных характеристик оказывается большей, чем при активной нагрузке с тем же сопротивлением; это увеличивает вносимые усилительным элементом нелинейные искажения.
Однако ввиду того что в большей части полосы рабочих частот нагрузка выходной цепи обычно практически активна, нагрузочную линию переменного тока строят для активного сопротивления R~, пренебрегая ее «раскрытием» в эллипс или другую фигуру на краях рабочего диапазона частот. В редких случаях, когда нагрузка выходной цепи комплексна или реактивна почти во всей или во всей полосе рабочих частот, для упрощения расчетов построение нагрузочной линии можно производить для активного сопротивления RM, равного модулю сопротивления имеющейся комплексной нагрузки, что обычно дает допустимую погрешность.
Входные динамические характеристики
Входной динамической характеристикой называют график зависимости входного тока усилительного элемента от напряжения между его входными электродами при наличии нагрузки в выходной цепи. Так как каскады с электронными лампами обычно работают с отрицательным смещением на управляющей сетке и токи сетки при этом практически отсутствуют, входные характеристики в основном используют при расчете транзисторных каскадов, где по этим характеристикам определяют все необходимые входные данные'—напряжение смещения, входное сопротивление, напряжение, ток и мощность входного сигнала.
При изменении сопротивления нагрузки выходной цепи транзистора изменяется его входное сопротивление, а следовательно, и угол наклона его входной динамической характеристики, определяемый входным сопротивлением. Однако изменение входного сопротивления значительно лишь при сопротивлении нагрузки, сравнимом с внутренним сопротивлением транзистора. В транзисторных же усилительных каскадах сопротивление нагрузки выходной цепи обычно ничтожно по сравнению с внутренним сопротивлением транзистора, и последний работает практически в режиме короткого замыкания выходной цепи.
В этих условиях (при 7?~~0) динамическая входная характеристика практически совпадает со статической, а поэтому определение входных данных транзисторного каскада с общей базой и с общим эмиттером производят по статической входной характеристике транзистора для примененного способа включения; при расчете каскада с общим коллектором пользуются статической 84
входной характеристикой транзистора для включения с общим эмиттером.
Так как статические входные характеристики различны для разных напряжений между выходными электродами транзистора, в справочных данных обычно дают две статических входных характеристики для включения транзистора с общей базой (иКб=0 в и иКб = 5 в) ,и две для включения его с общим эмиттером (Uk3 = 0 в И Икэ = 5 в).
Рис. 4.5. Семейство статических входных характеристик германиевого транзистора малой мощности для включения.
а) с общим эмиттером; б) с общей базой
На рис. 4.5, на котором даны семейства статических входных характеристик типового маломощного германиевого транзистора, видно, что три включении с общим эмиттером входная характеристика неизменна при изменении напряжения коллектор—эмиттер в пределах от 0,2 до 10 в, т. е во всем рабочем диапазоне коллекторных напряжений. При включении с общей базой входная характеристика практически неизменна при изменении напряжения коллектор—база от 0 до 10 в.
По указанным причинам для расчета транзисторных каскадов используют приводимые в справочных данных статические входные характеристики для напряжения между выходными электродами от 3 до 10 в (обычно 5 в), так как эти характеристики практически справедливы для всего рабочего диапазона выходных напряжений транзистора.
Сквозные динамические характеристики
Сквозной динамической характеристикой назовем график зависимости выходного тока усилительного элемента от эдс источника сигнала входной цепи при наличии в выходной цепи сопротивления нагрузки [4.2, ст(р. 33—35]. На стр. 25—26 было показано, что в транзисторных каскадах нелинейные искажения возникают как во входной, так и в выходной цепях; сквозная дина-
85
мическая характеристика транзисторного каскада, представляющая собой зависимость выходного тока транзистора от эдс сигнала в его входной цепи, дает возможность определить' нелинейные искажения, вносимые совместным действием нелинейности входной и выходной цепей транзистора.
Сквозную динамическую характеристику не применяют при расчете ламповых усилительных каскадов, работающих без токов управляющей сетки; нелинейные искажения, вносимые в этом случае только выходной цепью лампы, определяют непосредственно по нагрузочной прямой переменного тока.
Построение сквозной динамической характеристики производят с использованием нагрузочной прямой переменного тока и входной характеристики транзистора. Для точек пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными характеристиками отмечают значения выходного тока Дых (Д на рис. 4.6о), а для соответствующих им точек статической входной характеристики транзистора — входные напряжения ит и входные токи Дх («бэ и Д на рис. 4.66). Эдс источника сигнала входной цепи для каждой из точек находят по выражению
^ЙСТ «вх Д" Дх^ист,
где Диет — внутреннее сопротивление источника Сигнала переменному току для входного каскада, равное выходному сопротивлению переменному току предыдущего каскада для последующих каскадов. В обоих случаях ДИст определяют с учетом цепей смещения и стабилизации каскада, для которого строят сквозную характеристику. Отложив точки с найденными значениями Дых и ^ист в координатах (Дых/ аист) и соединив их плавной линией, получают сквозную динамическую характеристику переменного тока для имеющегося значения /?ист (рис. 4.6s).
Пример 4 1. Построим нагрузочные прямые постоянного и переменного токов, а также сквозную динамическую характеристику для трансформаторного транзисторного каскада с общим эмиттером, имеющего следующие данные: напряжение покоя коллектор—эмиттер (Л>=10 в, ток покоя коллектора /о=0,04 а, сопротивление выходной цепи транзистора постоянному току /?=, равное омическому сопротивлению первичной обмотки трансформатора п=25 ом, сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току R~ =250 ом и сопротивление источника сигнала Raet, равное выходному сопротивлению предыдущего каскада переменному току Л'вых~=900 ом. Семейство статических выходных характеристик использованного в каскаде транзистора и его статическая входная характеристика для напряжения коллектор—эмиттер иКэ=5 в приведены на рис. 4.6а и б.
Отложив на семействе выходных характеристик точку покоя с координатами {Д=10 в и /о=4О ма (точка 0) и на горизонтальной оси семейства отрезок !oR= = 40-10~3-25 = 1 в вправо от Ut> и соединив конец отложенного отрезка с точкой покоя прямой линией, получим нагрузочную прямую постоянного тока (рис. 4.6а, прямая /). Точка пересечения нагрузочной прямой постоянного тока с горизонтальной осью даст значение напряжения питания коллекторной цепи Е=11 в без учета падения напряжения на резисторе эмиттерной стабилизации. Для получения нагрузочной прямой переменного тока достаточно отложить на горизонтальной оси вправо от точки Uo отрезок IoR~ =40-10~3-250=10 в и про-86
P.ic. 4.6. К построению динамических характеристик транзисторного каскада примера 4.1: а) статические выходные характеристики транзистора и нагрузочные прямые постоянного (1) и переменного (2) тока; б) статическая входная характеристика транзистора; в) сквозная динамическая характеристика переменного тока
вести через конец этого отрезка и точку покоя прямую 2, и представляющую собой нагрузочную прямую переменного тока.
Для построения сквозной динамической характеристики каскада отмечают на статической входной характеристике транзистора точки а', б', в', г' ,и д' (рис. 4.66), соответствующие точкам пересечения а, б, в, г и д нагрузочной прямой переменного тока со статическими выходными характеристиками транзистора для io—0,02; 0,5; 1; 1,5 и 1,8 ма. Если на семействе характеристик транзистора отсутствуют характеристики, соответствующие концам рабочей области нагрузочной прямой, эти характеристики .вычерчивают приближенно, используя метод интерполяции, как это и сделано на рис. 4.6а для 1б = 0,1)2 ма и its — = 1,8 ма. Для каждой из точек пересечения по ур-нию (4.8) рассчитывают еЯсг; так, например-, для точек а и а' получим: 1ЗЫх = »к=2 ма; /ох = (,-,=0,02 ма; авх = Ибэ=0,11 в, еЯст=О,И+0,02-10~3-900=0,128 в. Найдя аналогичным образом
87
значения 'к и еИСт для остальных точек пересечения, получим следующие данные-
Точки а и а' б И б' вив' а и г' д и д'
<б, ма 0,02 0,5 1 1,5 1,8
iK, ма 2 27 49 68 77
U63. в 0,11 0,22 0,25 0,28 0,29
^яст > 6 0,128 0,67 1,15 1,63 1,91
Нанеся полученные значения iK и еист в координатах ih; еИст и соединив нанесенные точки плавной линией, получим изображенную на рис. 4.6в сквозную динамическую характеристику переменного тока для =250 ом и 7?Яст = =900 ом Как видно, сквозная динамическая характеристика каскада оказалась 5-образной Ее верхний изгиб вызван падением коэффициента усиления тока транзистора Л21э в области больших токов коллектора, т е «сгущением» статических выходных характеристик при больших токах, этот изгиб распрямляется при уменьшении сопротивления источника сигнала Нижний изгиб сквозной характеристики вызывается кривизной начального участка входной характеристики транзистора и распрямляется при увеличении сопротивления источника сигнала.
Проходные динамические характеристики
Проходной динамической характеристикой назовем зависимость выходного тока от напряжения между входными электродами при наличии нагрузки в выходной цепи. Для электронной лампы эту характеристику нетрудно построить, пользуясь нагрузочной прямой, путем переноса точек пересечения последней со статическими характеристиками лампы из координат ia, и.л в координаты га, «с (рис. 4.7). При этом горизонтальную ось семейства статических выходных характеристик лампы продолжают влево и, нанеся на ней масштаб напряжений на управляющей сетке, отмечают на нем значения, соответствующие статическим выходным характе-
Рис. 4.7. Построение проходной динамической характеристики
ре
ристикам. Считая масштаб вертикальной оси общим для обоих графиков, переносят параллельно горизонтальной оси на вертикали отмеченных входных напряжений точки пересечения нагрузочной прямой с выходными характеристиками (точки а, б, в, г). Соединив перенесенные точки а', б', в', г' плавной линией, получают проходную динамическую характеристику для того сопротивления нагрузки выходной цепи, для которого построена нагрузочная прямая. Проходной динамической характеристикой, называемой также динамической характеристикой прямой передачи, удобно пользоваться для построения формы кривой выходного тока по заданной форме входного напряжения.
4.2. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ГАРМОНИЧЕСКИХ СОСТАВЛЯЮЩИХ ВЫХОДНОГО ТОКА
Способы нахождения гармонических составляющих
Для расчета коэффициента гармоник усилительного каскада кг нужно найти гармонические составляющие выходного тока, имеющие место при подключении к его входу источника синусоидальной эдс. Найти гармонические составляющие выходного тока можно, построив кривую зависимости выходного тока от времени и разложив ее на гармонические составляющие при помощи графоаналитических методов гармонического анализа, например [4.3, стр. 424—430]. Однако такой способ требует затраты большого количества времени и труда, длительных вычислений и дает точность значительно выше необходимой.
Поэтому при расчете коэффициента гармоник обычно пользуются упрощенными способами гармонического анализа, дающими достаточную для практики точность и не требующими построения зависимости выходного тока от времени.
При усилении сигналов без преобразования их формы отсечка части усиливаемого колебания не должна иметь места: в этих условиях выходной ток при синусоидальной эдс источника в основном состоит из постоянной составляющей, первой, второй и третьей гармоник. Четвертая гармоника при этом обычно не превышает 1% от первой, а пятая и более высокие гармоники настолько малы, что практически не влияют на коэффициент гармоник.
Методы пяти и трех ординат
Для определения первых четырех гармоник выходного тока и его постоянной составляющей достаточно использовать пять значений зависимости выходного тока от времени. Поэтому упрощенный метод гармонического анализа, использующий пять ординат и дающий вполне достаточную точность для расчета коэффициента гармоник, называют методом пяти ординат.
При определении гармонических составляющих выходного тока методом пяти ординат (называемым также методом Клина по
89
Рис. 4 8, К расчету гармонических составляющих выходного тока а) транзисторного каскада по сквозной динамической характеристике переменного тока, б) лам нового каскада по нагрузочной прямой переменного тока
имени его автора) на сквозной динамической характеристике транзисторного каскада (рис. 4.8 а) отмечают пять точек, соответствующих:
1) расчетной амплитуде эдс источника сигнала £Истт,'
2) половине амплитуды эдс источника сигнала 0,5/Гист т;
3) точке покоя (отсутствию эдс сигнала);
4) половине отрицательной амплитуды эдс сигнала — 0,5 Евст т,
5) отрицательной амплитуде эдс источника сигнала —- Евстт. Значения выходного тока в этих пяти точках обозначают соответственно через /Макс, /ь /о, /г и /мин Постоянную составляющую (среднее значение за период сигнала) выходного тока и амплитудные значения его первой, второй, третьей и четвертой гармоник находят по формулам:
г _ [(/макс ЛйНН ^2(^/2)] .
ср “ 6 •
г [/макс /мин 4* /1—/р] ,
т __ [/макс 4^/мин 2/0J
'2m-------------------•
4
т __ [/макс “/мин—2 (/х—/2)] ,
/ 3m------------------------•
j ___[/макс 4*' /мин — 4(/г -ф- /2) 4* 6/0] (4 9)
Проверку правильности вычислений по ф-лам (4.9) можно произвести по выражению
/ср + Лт + ^Зт “Ь ^Зт “Ь ^im ~ /макс (4.Ю)
В случае лампового каскада отмечают пять точек на нагрузочной прямой переменного тока (рис. 4.86), соответствующие: расчетной амплитуде напряжения сигнала на входе [/вхт, половине амплитуды сигнала 0,5 UBXm> точке покоя, половине отрицательной амплитуды — 0,5 UBXm; отрицательной амплитуде напряжения сигнала на входе — Usxm- Значения анодного тока в этих точках, как и в случае транзисторного каскада, обозначают через /макс, Л, 90
Io, I2 и /М1га, после чего расчет гармонических составляющих анодного тока и проверку вычислений производят по ф-лам (4.9) и (4.10), а затем находят коэффициент гармоник каскада по выражению (1.21).
Заменив во второй, третьей и четвертой ф-лах (4.9) разности токов отрезками а, б и в, пропорциональными этим разностям (рис. 4 8), и поделив третью и четвертую формулы на вторую, согласно-(1.22) найдем 0,75 (а—б) а -> б—2в
Кг3 — --------- .
а б 4- в 2(а -> б -> в)
4.11),
Из (4.11) видно, что:
1) вторая гармоника исчезает при а = б;
2) третья гармоника исчезает при а-фб = 2 в.
При проектировании каскадов мощного усиления следует стремиться к соблюдению этих соотношений, что позволяет значительно снизить величину коэффициента гармоник каскада.
Для доказательства ф-л (4 9) и (4 10) достаточно представить зависимость выходного тока от эдс источника сигнала степенным рядом, что после исполь зования метода, примененного для вывода ур-ния (3 12), даст
/вых = Ар 4- Jim cos co t 4‘ lm cos 2co t 4- 13m cos 3co t ф- Im COS 4co t 4- . . , (4.12)
Ограничив число членов этого ряда первыми пятью и взяв пять значений л л 2л
at, равных 0, —, —— , л, после подстановки в него значений at получим 3 2 3
систему пяти уравнений
г'вых == /махе — Ар ф Ат 4" /ют 4" Ат 4 / im,
гвых = А = /ср 4" 0,5/1ОТ 0,5/— /зот — 0,5/цп*
(вых = А = /ср Am b /цп’
/вых — А — Ар 0,5/im — 0,5/гт 4" Ат — 0<Ыцп>
Аых = /мин /ср — Ат 4 Ат — Ат 4 Ат >
решая которую относительно /ср, Jim, Jim, 1зт, Jim, потупим ф-лы (4 9); первое уравнение системы является доказательством ф лы (4 10).
2
Если взять только значения at, равные 0, — , л и ограничить число чле-л
нов ряда (4 12) первыми тремя, то после решения системы из трех уравнений-получим формулы, определяющие вреднее значение выходного тока и амплитуды его первой и второй гармоник
, /макс 4*/мин 4" 2/0 , /маке — /мин . , /макс 4- /мин 2/0
'сс= , > ‘1т— „ , ‘zm = ~ ~ •
4 2 4
Так как при этом методе используют лишь три значения выходною тока, его называют методом трех ординат Этот метод может дать удовлетворительную точность лишь в том случае, если сквозная динамическая характеристика
9L
транзисторного каскада (нли проходная динамическая характеристика лампового) очень близка к параболе, так как только при этом третья и четвертая гармоники, не учитываемые методом, близки к нулю Действительные же динамические характеристики усилительных каскадов обычно сильно отличаются от параболы, а поэтому методом трех ординат не следует пользоваться при расчете коэффициента гармоник, так как рассчитанное при помощи этого метода значение кг может оказаться во много раз меньше действительного
4.3. РЕЖИМЫ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА
Режим А
Режимом класса А, или короче режимом А, называют такой режим работы усилительного элемента или усилительного каскада, при котором ток в выходной цепи течет весь период сигнала и крайние положения рабочей точки не выходят за пределы рабочей, сравнительно прямолинейной части сквозной или проходной динамической характеристики (рис. 4.9). При входном сигнале, имеющем оба полупериода одинаковой амплитуды, для обеспечения сказанного точка покоя должна находиться в середине линейного участка характеристики, что достигается подачей соответствующего тока или напряжения смещения во входную цепь.
Из рис. 4.9 видно, что в режиме А амплитуда переменной составляющей выходного тока /маКс не может быть больше тока покоя /о, среднее значение тока выходной цепи 1ср здесь почти не изменяется при изменении амплитуды сигнала и мало отличается от тока покоя вследствие почти равной площади положительной и отрицательной полуволн переменной составляющей выходного тока.
Из-за большой величины тока покоя как при сигнале, так и без него коэффициент полезного действия режима А, равный отношению отдаваемой усилительным элементом мощности сигнала к мощности Ро, потребляемой им от источника питания выходной це-92
пи, оказывается небольшим, что является основным недостатком этого режима Достоинствами режима А являются, малые нелинейные искажения вследствие работы усилительного элемента на почти линейном участке его характеристики, в результате чего форма выходного тока почти не отличается от формы входного сигнала, а также возможность применения как в однотактных, так и двухтактных каскадах при усилении сигналов любой формы.
Вследствие указанных свойств режим А применяется в каскадах предварительного усиления, а также каскадах мощного усиления с небольшой выходной мощностью, где использование двухтактной схемы нецелесообразно. В каскадах мощного усиления с выходной мощностью выше нескольких ватт режим А не применяют из-за низкого кпд
Режим В
В расположе-конце идеали- * (спрямленной) характеристи-/Да/(-во входную
величины.
прямолинейной д—
вых
ист
Рис
4 10 Работа усилительного элемента в режиме В
~90°
Режимом класса В называют такой режим работы усилительного элемента или каскада, при котором ток в выходной цепи существует в течение половины периода сигнала (рис. 4.10); точка покоя в режиме на на нижнем зированной динамической ки, для чего цепь вводят смещение необходимой
При
сквозной или проходной динамической характеристике ток покоя в режиме В равен нулю, при подаче во входную цепь косинусоидальной ЭДС Вист = Вист т COS (i)t ВЫХОДНОЙ ток прекратится в точке со/=л;/2. Угол, соответствующий моменту прекращения выходного тока, называют углом отсечки и обозначают через 0. Следовательно, при идеальном режиме В угол отсечки равен л/2 = 90°, а выходной ток существует в течение полупериода. Однако в действительности из-за нижнего изгиба характеритики ток покоя /о в режиме В оказывается не равным нулю, а составляет 34-15% от максимального значения выходного тока I 'мякс (см. рис 4.10, точка В),
а угол отсечки немного превышает 90°.
Из-за того что в реальном режиме В угол отсечки превышает 90°, его иногда называют режимом АВ, так как он как бы является промежуточным между режимом А и идеальным режимом В.
93
Разложение в ряд Фурье идеализированных импульсов выходного тока режима В при косинусоидальном входном сигнале, представляющих собой косинусоидальные импульсы с углом отсечки 90°, дает:
iBBx = 0,3187'аке + 0,5Г акс cos со t + 0,2\2Гмам cos 2со Z—
-0-0424Z:aKCcoS4co/ + 0,0182/;aKCcos6co/- . .=
= ^Cp + ^imcos<ot4-/2fncos2coi—iim cos 4&t + l6m cos 6a>i— . .
Отсюда видно, что при идеальном режиме В выходной ток содержит постоянную составляющую и первую гармонику, а также четные гармоники, выраженные через максимальное значение выходного тока, они равны.
Дч>~0>3!8/макс; = 0,5/макс, 72m = 0,212ZHaM,
—0,0424Гакс и т. д. (4.13)
Из (4.13) нетрудно найти, что амплитуда первой гармоники выходного тока в режиме В в 1,57 раза превышает его среднее значение (постоянную составляющую), а коэффициент гармоник, вычисленный по выражению (1 21) с учетом лишь второй и четвертой гармоник, превосходит 43%
Вследствие малой величины тока покоя и меньшего среднего значения тока, потребляемого от источника питания при равной величине первой гармоники выходного тока, кпд каскада, работающего в режиме В, значительно выше чем при режиме А. Но большой процент содержания четных гармоник в выходном токе позволяет использовать режим В в однотактных схемах усиления гармонических сигналов лишь при резонансном усилении -узкой полосы частот, когда нагиузкои каскада является параллельный резонансный контур, настроенный на основную частоту сигнала (или одну из его гармоник при умножении частоты). В этих случаях напряжение сигнала на нагрузке оказывается практически синусоидальным, так как для нерезонансных частот параллельный контур имеет очень малое сопротивление Режим В в о'дно-тактной схеме пригоден также для усиления импульсных сигналов одной полярности
В усилителях гармонических сигналов различных частот, а также в усилителях биполярных импульсных сигналов использование режима В возможно лишь в двухтактных схемах В этом случае одно плечо схемы работает в течение положительного полупериода сигнала, другое — отрицательного, и форма сигнала на нагрузке при прямолинейной сквозной или проходной динамической характеристике не отличается от формы эдс источника сигнала (рис 4.11). Вследствие непрямолинейности действительных динамических характеристик указанных типов и неодинаковости усилительных элементов и деталей в плечах двухтактной схемы режим В дает нелинейные искажения как по четным, так и не-94
четным гармоникам. Коэффициент гармоник двухтактного каскада в режиме В оказывается выше, чем в режиме А вследствие использования большего участка характеристик усилительного элемента, включая и криволинейный
Из-за высокого кпд режим В широко применяется в каскадах мощного усиления, каскады мощного усиления гармонических сигналов различных частот или биполярных импульсных сигналов при выходной мощности выше 3-4-5 вт экономи
чески выгодно использовать в режиме В несмотря на необходимость применения двухтактной схемы. В переносных устройствах, питаемых от химических источни-
коз тока, использование режима В нередко при выходной мощности каскада порядка 0,1
Рис 111 Усиление гармонических сигпа лоз произвольной формы двухтакт им каскадом в режиме В а) форма входного сигнала б) ток выход ной цепи первого плеча, в) ток выход! ой цепи второго плеча, г) ток в нагрузхе
целесообразно даже st и ниже.
Режим С
При режиме С точка покоя располагается на горизонтальной оси, левее точки пересечения спрямленной динамической сквозной или проходной характеристики с горизонтальной осью (рис. 4 12), и ток выходной цепи при отсутствии сигнала, а также при слабых сигналах равен нулю При косинусоидальном сигнале большой амплитуды угол отсечки выходного тока здесь меньше 90°, разложение импульсов выходного тока в ряд Фурье даже при прямолинейности сквозной характеристики в этом случае дает, кроме постоянной составляющей, также четные и нечетные гармоники Использование двухтактной схемы здесь не дает возможности получить в выходной цепи сигнал той же формы, что и подаваемый во входную цепь, почему режим С не применяют для усиления гармонических сигналов произвольной формы Однако этот режим может быть использован в однотактной схеме для усиления прямоугольных импульсов одной полярности в том случае, если пропорциональность выходных импульсов входным не является необходимой
Отношение амплитуды первой гармоники выходного тока к его
95
Рис. 4.12. Работа усилительного элемента в режиме С
среднему значению в режиме С выше, чем в режиме В и растет с уменьшением угла отсечки. Вследствие этого, а также из-за отсутствия тока покоя кпд режима С еще выше, чем режима В.
Из-за высокого кпд, достигающего 80 и более процентов, режим С широко применяют в мощных резонансных усилителях (например, в радиопередающих устройствах), где нагрузкой является параллельный резо-
нансный контур, настроенный на частоту подаваемого на вход синусоидального колебания или на одну из его высших гармоник.
Ключевой режим
Ключевым режимом или режимом D называют такой режим работы усилительного элемента, при котором он во время работы находится только в двух состояниях: в полностью закрытом, когда ток в его выходной цепи практически отсутствует, или в полностью открытом, когда падение напряжения между выходными электродами близко к нулю. В таком режиме потери энергии в усилительном элементе ничтожны, так как в обоих состояниях выделяющаяся в нем энергия очень мала, а поэтому кпд усилительного каскада можно получить очень близким к единице.
Однако ключевой режим можно использовать для усиления лишь прямоугольных импульсов произвольной длительности и скважности; напряжение усиленных импульсов в выходной цепи при этом получается практически равным напряжению источника питания и не. зависит от амплитуды импульсов на входе. Такое усиление прямоугольных импульсов с ограничением их по максимуму широко используется в электронных вычислительных машинах, а также во всевозможных управляющих, регулирующих и следящих устройствах, где ключевой режим вследствие высокого кпд и малого потребления энергии находит основное применение.
Для усиления гармонических сигналов произвольной формы и амплитуды ключевой режим можно использовать, если этими гармоническими сигналами промодулировать ,по ширине прямоугольные импульсы постоянной амплитуды, имеющие частоту следования в несколько раз выше наивысшей частоты усиливаемых сигналов. Промюдулированные прямоугольные импульсы усиливаются каскадом, работающим в режиме D, а затем преобразовываются с малой поте-96
рей энергии (дамодулируются) в первоначальный гармонический сигнал, использованный для модуляции [4.4].
Однако модулирующие и демодулирующие устройства, применяемые при использовании режима D для усиления гармонических сигналов, сложны и требуют точной регулировки для получения высококачественного усиления. Поэтому в настоящее время для усиления гармонических сигналов ключевой режим пока используют лишь в экспериментальных устройствах.
Работа с токами сетки
В ламповых усилительных каскадах с большой выходной мощностью на вход каскада выгодно подавать амплитуду сигнала больше напряжения отрицательного смещения, а иногда даже и не подавать смещение. Это позволяет увеличить амплитуду тока сигнала в цепи анода, снизив за этот счет напряжение анодного питания, или повысить снимаемую с каскада мощность, иногда увеличив и его кпд.
При амплитуде сигнала, превышающей напряжение отрицательного смещения, в те моменты, когда управляющая сетка ока-зывается положительной относительно катода, в ее цепи появляется ток; поэтому рассматриваемый режим работы лампы называют работой с токами сетки. Недостатками такой работы являются: увеличение нелинейных искажений из-за нелинейности сеточного тока лампы и необходимость применения особой схемы предыдущего каскада, дающей малые искажения сигнала при нагрузке токами сетки.
Работу с токами сетки обозначают индексом «2» у буквы, характеризующей режим; например, режим В2 есть режим В с токами сетки. При работе без токов сетки у обозначения режима ставят индекс «1» или не ставят никакого индекса (режим Si или режим В).
Работу с токами сетки используют в ламповых усилительных каскадах большой мощности, работающих в режимах В или С, так как это позволяет уменьшить размеры, вес и стоимость усилителя, а также снизить стоимость его эксплуатации. Поэтому ламповые каскады с выходной мощностью порядка 0,1 кет и выше, предназначенные для усиления гармонических сигналов различных частот, почти всегда работают в режиме В2 и выполняются двухтактными. Резонансные усилители радиопередатчиков обычно работают в режиме С->, что позволяет лучше использовать лампу; двухтактная схема здесь необязательна, так как резонансный контур отфильтровывает ненужные гармоники.
4.4. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ПАРАМЕТРЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Эквивалентные схемы усилительных каскадов
Наиболее простым и употребительным способом анализа свойств и характеристик многокаскадных усилителей является ана-4—456 97
лиз свойств и характеристик отдельных его каскадов с последующим определением по свойствам и характеристикам каскадов показателей всего усилителя.
Свойства и характеристики усилительного каскада, входящего в состав многокаскадного усилителя, зависят от свойств и параметров используемого в каскаде усилительного элемента: эти свойства и параметры различны для разных способов его включения. Кроме того, свойства и характеристики каскада определяются также схемой и электрическими данными входящей в каскад схемы межкаскадной связи, а также данными источника сигнала и нагрузки.
При определении свойств и расчете многокаскадного усилителя его удобно делить на каскады, как бы разрезая каждый усилительный элемент и относя к каскаду выходную цепь предыдущего усилительного элемента, схему межкаскадной связи и входную цепь следующего усилительного элемента (рис. 4.13). При
этом последний каскад состоит из выходной цепи последнего усилительного элемента, выходного устройства и нагрузки, а источник сигнала, входное устройство и входная цепь первого усилительного элемента образуют входную цепь усилителя, коэффициент передачи которой и свойства, как и свойства каскадов, влияют на свойства усилителя.
Из рис. 4.13 видно, что в многокаскадном усилителе существует три типа каскадов, работающих в различных условиях, а именно: входные каскады, источником сигнала для которых является входная цепь усилителя, а нагрузкой — вход следующего каскада; промежуточные, источником сигнала для которых является выход предыдущего каскада, а нагрузкой — вход следующего, и выходные (оконечные), источником сигнала для которых служит выход предыдущего каскада, а нагрузкой — выходная цепь усилителя. Амплитуда усиливаемых сигналов минимальна на входе первого (входного) каскада и максимальна на выходе последнего (выходного) каскада.
Вследствие различных условий работы, свойства, оптимальные режимы работы и наилучшие варианты схем для входных, промежуточных и выходных каскадов обычно оказываются различав
ними, что учитывают при конструировании многокаскадных усилителей.
Определение свойств и характеристик усилительного каскада производят по его эквивалентной схеме, называемой также схемой замещения На основании сказанного выше следует, что эта схема состоит из:
1) эквивалентной схемы выходной цепи предыдущего усиди* тельного элемента (или эквивалентной схемы источника сигнала в случае входного каскада);
2) эквивалентной схемы цепи межкаскадной связи;
3) эквивалентной схемы входной цепи следующего усилительного элемента (или эквивалентной схемы нагрузки усилителя в случае выходного каскада).
Составление достаточно точных для практических расчетов схем замещения источника сигнала и нагрузки усилителя, а также схем замещения цепей межкаскадной связи для полосы частот от 0 гц до 10'0-4-200 Мгц обычно не представляет особых затруднений, так как в этом диапазоне частот при хорошо выполненной конструкции и правильном монтаже все электрические величины компонентов указанных схем можно считать сосредоточенными и независящими от частоты.
Эквивалентные . схемы входной и выходной цепей усилительного элемента и электрические данные этих схем различны для транзистора и электронной лампы и зависят от способа их включения в схему, а также от их параметров в рабочем режиме.
Основные параметры биполярного транзистора
Из теории электронных приборов известно, что усиление мощности подводимых к транзистору сигналов может иметь место при включении его по схеме с общим эмиттером, общей базой и общим коллектором; полевой транзистор усиливает мощность сигналов при включении по схеме с общим истоком, общим затвором, общим стоком; электронная лампа — при включении по схеме с общим катодом, общей сеткой и общим анодом. В дальнейшем транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером для сокращения, будем называть транзистором, включенным с общим эмиттером или просто транзистором с общим эмиттером; аналогичные сокращения будем использовать и для других способов включения усилительных элементов. Каскад или схему, содержащую транзистор с общим эмиттером или лампу с общим анодом будем называть каскадом или схемой с общим эмиттером или общим анодом соответственно, и т. д. Для расчета усилительного каскада при любом способе включения усилительного элемента необходимо иметь входные и выходные характеристики и основные параметры последнего.
При расчете транзисторных каскадов как с общим эмиттером, так и с общей базой пользуются приводимыми в справочниках 4* 90
семействами входных и выходных характеристик транзистора для включения с общим эмиттером и включения с общей базой; расчет каскадов с общим коллектором ведут по характеристикам для включения с общим эмиттером, как указано на стр. 84—85. Расчет ламповых каскадов, работающих без токов управляющей сетки, при любом способе включения лампы производят по семейству ее выходных характеристик для включения с общим катодом, приводимому в справочнике; при расчете ламповых каскадов большой мощности, работающих с токами сетки, используют также характеристики сеточного тока, приводимые в справочных данных мощных ламп.
К основным параметрам транзисторов, используемым при расчете коэффициента усиления и основных характеристик транзисторных каскадов, относятся: статический (при коротком замыкании выходной цепи) коэффициент передачи тока при включении с общим эмиттером h2i3=di к/di б (обозначаемый также через ₽) или статический коэффициент передачи тока при включении с общей базой h2i^ = dIKldl3 (обозначаемый также через а); объемное сопротивление базы на высоких частотах г'б (меньшее сопротивления базы на низких частотах /&); дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода гэ; частота fT, на которой статический коэффициент передачи тока при включении с общим эмиттером hZia равен единице (или граничная частота при включении с общим эмиттером fhzia, на которой h2i3 падает до 0,707 от своего значения на низких частотах, или граничная частота при включении с общей базой fhziK, на которой Л21б равен 0,707 своего значения на низких частотах); емкость коллектор-база Ск; дифференциальное сопротивление коллектор — база /?Кб или дифференциальное сопротивление коллектор — эмиттер /?1:э.
Наименьшее (а иногда также и наибольшее) значение h21a или Л21б на низких частотах указывается в справочных данных транзистора; соотношение между /г21Э и h2l5 определяется выражениями:
; i 7^216 I — . ; 1 + Л21Э~ —-—-—•— ; (4.
1 — IЛз1б1 1 4" h2i3 1 — |Л21б|
последнее из равенств (4.14) определяет величину абсолютного значения статического коэффициента передачи тока при включении транзистора с общим коллектором. Современные транзисторы имеют /г21э, обычно лежащее в пределах от 10 до 200; разброс значений h2ia у различных экземпляров транзисторов одного типа обычно указывается в справочных данных и достигает 24-10 раз. Однако, как видно из (4.14), /г21б при этом изменяется мало, оставаясь близким к единице.
Наибольшая величина г’б указывается в справочниках данных маломощных транзисторов; среднее значение г'6 у низкочастотных маломощных германиевых транзисторов составляет примерно 100 ом, а у таких же высокочастотных — в 2-4-3 раза меньше. 100
Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, как показывает теоретический анализ процессов в транзисторе, обратно пропорционально току эмиттера 1Э [4.5, стр. 98]: гэ = Т/(11600/э), где Т — температура перехода в градусах Кельвина. При комнатной температуре (20°С)
~ 26 Гэ[ом] ~ [ э[ма)
(4.15)
Граничные частоты Дам и Д2!б определяются при работе транзистора от генератора тока, т. е. от источника сигнала с бесконечно большим сопротивлением, и коротком замыкании выходной цепи. Анализ процессов в транзисторе показывает, что граничная частота при включении транзистора с общей базой более чем в 1+^21э раз превышает граничную частоту при включении с общим эмиттером [4.6, стр. 333—337]:
f/1216 = /n(l +^213)f/i2b, (4-16)
где tn — числовой коэффициент, определяемый физикой процессов в транзисторе, зависящий от технологии его изготовления и лежащий в пределах от 1,1 до 2.
Значения fT, /Л21э или f/l2i6 указываются в справочных данных транзистора; иногда вместо них дается минимальное значение h'2l3
много большей fhzt3; это дает возможность опреде-
на частоте f', лить fT или
ft — ^21э f ’
й21эГ ~ /т /121Э ^21Э
(4-17)
fft2b
а затем, если нужно, и Д21б на основании (4.16). У мощных низкочастотных транзисторов [т= 100-4-500 кгц, у маломощных низкочастотных — 0,5-42 Мгц, у мощных высокочастотных — 20— 4-100 Мгц и выше, у маломощных высокочастотных — 504-4-1000 Мгц и более.
Максимальное значение емкости коллектор-база Скмакс также обычно указывается в справочных данных; ее нормальное значение обычно составляет примерно 0,7 от максимального. Для маломощных низкочастотных транзисторов Ск имеет величину порядка 30 пф, для очень высокочастотных типов — 1442 пф и
меньше.
Внутреннее сопротивление цепи коллектор — эмиттер переменному току на низких частотах 7?кэ определяется конструкцией и технологией изготовления транзистора и изменяется примерно обратно пропорционально току коллектора. Его нетрудно найти, проведя через точку покоя касательную к статической выходной характеристике для включения с общим эмиттером и неизменного тока базы и поделив друг на друга катеты треугольника, образуемого касательной с осями. Можно также найти на основании ур-ния (4.28) через обычно указываемую в справочных данных транзистора его выходную проводимость при включении с
101
общей базой обратную сопротивлению коллекторного перехода переменному току /?кс>-
/?кэ = —L- =----!------= —~кб— . (4.18)
^22Э [(1 + Ла1э) ^22б] (1 4" А21э)
Основные параметры лампы и полевого транзистора
Основными параметрами электронной лампы, используемыми при расчете основных характеристик усилительных каскадов и указываемыми поэтому в справочных данных, являются: статический коэффициент усиления напряжения ц при включении лампы с общим катодом, статическая крутизна характеристики анодного тока S по напряжению на управляющей сетке при том же включении, дифференциальное сопротивление цепи анод—катод /Д (внутреннее сопротивление) в тех же условиях и статические межэлектродные емкости лампы: управляющая сетка — катод Сяк» управляющая сетка — анод Cga анод—катод Сак и катод — подогрев Скп для подогревных ламп.
Эги данные вместе с семейством статических выходных характеристик для включения с общим катодом приводятся для трехэлектродных ламп (триодов). Для экранированных ламп (тетродов, пентодов) значение р обычно не указывается, так как не используется при расчете каскада с такой лампой и очень сильно зависит от положения рабочей точки. У экранированных ламп емкость управляющая сетка — анод называют проходной, обозначая ее СДъ а вместо CgK указывают статическую входную емкость для включения с общим катодом Свх, в основном складывающуюся из емкостей управляющая сетка — катод и управляющая сетка — экранирующая сетка, так как последняя для частот сигнала обычно соединена с катодом. Для экранированных ламп также нередко указывают статический коэффициент усиления напряжения в триодном соединении рТр, используемый при расчете электрических деталей цепи экранирующей сетки.
У триодов р практически не зависит от положения рабочей точки и указывается в справочнике, откуда и берут его значение; величина Яг сильно меняется при изменении положения точки покоя, и ее необходимо находить в точке покоя по касательной, проведенной к статической выходной характеристике. Считать Rt равным приведенному в справочнике значению можно лишь при работе лампы в типовом режиме, указанном в справочнике.
Статическая крутизна характеристики лампы растет с увеличением анодного тока приблизительно пропорционально корню квадратному из его величины:
S^AVh, (4.19)
где А— коэффициент пропорциональности, S находят для точки покоя по семейству статических выходных характеристик или определяют по известным ц и Яг, используя зависимость, связываю-102
щую основные параметры электронной лампы:
р = 5 = Р//?г. (4.20)
У экранированных ламп р, и Ri очень сильно зависят от положения рабочей точки и обычно не могут быть найдены по приводимым в справочнике характеристикам; поэтому основным расчетным параметром для экранированной лампы служит статическая крутизна характеристики анодного тока в точке покоя S, легко определяемая по семейству выходных характеристик. Считать S равным приведенному в справочных данных значению можно лишь в случае, если лампа работает в указанном в справочнике типовом режиме.
Внутреннее сопротивление не является важным параметром экранированной лампы, всегда работающей на нагрузку с сопротивлением, во много раз меньшим в этих условиях изменение последнего в несколько раз практически не влияет на свойства каскада, а поэтому при расчете можно использовать ориентиро-зочное значение Ri, обычно указываемое в справочных данных.
Характеристики полевых транзисторов аналогичны характеристикам экранированных ламп; поэтому основными параметрами, используемыми при расчете усилительного каскада с полевым транзистором, являются: статическая крутизна характеристики S тока стока по напряжению между затвором и истоком и между-электродные емкости затвор—исток Сзи, затвор — сток Сзс и сток— ИСТОК Сси-
Параметры лампы и полевого транзистора до частот 100— 200 Мгц можно считать частотнонезависимыми, а эквивалентные схемы их входной и выходной цепей при любом способе включения — состоящими из параллельно соединенных сопротивления и емкости. На более высоких частотах параметры лампы и полевого транзистора становятся комплексными и частотнозависимыми, а их эквивалентные схемы усложняются.
4.5. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И СВОЙСТВА УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ ПРИ РАЗЛИЧНЫХ СПОСОБАХ ВКЛЮЧЕНИЯ
Транзистор с общим эмиттером
При включении транзистора с общим эмиттером и подаче на базу относительно общего провода отрицательного потенциала сигнала (рис. 4.14) ток базы увеличивается и растет ток коллектора, а значит ток сигнала в выходной цепи течет в том же направлении, что и ток питания. Выходной ток сигнала, проходя через нагрузку ZHarp в указанном стрелкой направлении создает на выходном проводе относительно общего провода положительный
103
потенциал; отсюда видно, что при включении с общим эмиттером транзистор изменяет полярность усиливаемых сигналов на обратную.
При включении с общим эмиттером сопротивление эмиттер-
ного перехода ra создает в
Рис. 4.14. Изменение полярности усиливаемых сигналов транзистором, включенным с общим эмиттером
транзисторе внутреннюю последовательную отрицательную обратную связь по току, увеличивающую входное и выходное сопротивления транзистора и изменяющую их при изменении сопротивлений нагрузки и источника сигнала. Увеличение сопротивления нагрузки ослабляет связь по току, тем самым уменьшая входное сопротивление; увеличение сопротивления источника сигнала ослабляет последовательную связь
и уменьшает выходное сопротивление транзистора.
Зависимость входного и выходного сопротивлений транзистора, включенного с общим эмиттером, от сопротивлений нагрузки и источника сигнала на низких частотах, где еще не сказывается инерционность процессов в транзисторе, показана на рис. 4.!5,.
Рис. 4.15. Зависимость входного и выходного сопротивлений транзистора с общим эмиттером от сопротивлений нагрузки и источника сигнала
В транзисторных каскадах с общим эмиттером так же, как и в каскадах с экранированными лампами, включенными с общим катодом, сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току обычно не превышает (0,054-0,1)^Кэ; при этом, как видно из рис. 4.15а, входное сопротивление транзистора с общим эмиттером практически не зависит от сопротивления нагрузки выходной цепи:
^вхэ +А21э)~гб Н----21э) =гб + т—~ > (4.21)»
' э|.«а] '1фиа]
104
что объясняется тем, что ток через эмиттерный переход в (1Н-Л21э? раз больше входного тока.
Анализ происходящих в транзисторе процессов показывает, что й21э и /1216, постоянные и действительные в области низких частот при повышении частоты приобретают комплексный характер, уменьшаясь с частотой по довольно сложному закону. Однако с допустимой для технических расчетов погрешностью комплексные значения коэффициентов передачи тока h2laf и h2i6f на частоте f и их модули h2i3f и /г21б; можно аппроксимировать выражениями:
• ^213 ^21э/ ~ г 1 +^7^-/Л21Э : ^216 1, ^213 ' f , 1э7 Г Г F ]2 1+'г 11+Г~ ; /Л21б L/fmal Г2 ’ (4-22) и • + г . /71216 J
где fhZla И fh2i6 — граничные частоты транзистора при общем
эмиттере и общей базе соответственно.
Падение й21я с ростом частоты, как видно из (4.21), приводит
к уменьшению на высоких частотах входного сопротивления транзистора, включенного с общим эмиттером (рис. 4.16а). Изменение /г21э и Zbx с частотой достаточно точно отражается эквивалентной схемой входной цепи, изображенной на рис. 4.17а, где Гбэ —
Рис. 4.16. Зависимости для транзистора с общим эмиттером:
а) отношений модулей ZBX и Лап на частоте / к их значениям на низких частотах; б) отношения модуля ZBbIX на частоте f к его значению на низких частотах
Рис. 4.17. Эквивалентные схемы транзистора с общим эмиттером-
fl) входной цепи; б) выходной цепи, с генератором тока (пригодна и для общей базы); в) то же, с генератором эдс
105
эквивалентное сопротивление перехода база—эмиттер, определяемое выражением:
(4.23}
Гбэ = Гэ(1 Н-Лиэ).
UB — управляющее напряжение на эмиттерном переходе, прямо пропорциональное току сигнала в выходной цепи, и Сбэ— эквивалентная емкость эмиттерного перехода, вызывающая изменение с частотой как входного сопротивления, так и управляющего напряжения, пропорционального h2is.
Эквивалентная емкость эмиттерного перехода Сбэ у транзистора, включенного с общим эмиттером и имеющего нагрузку в цепи коллектора, представляет собой сумму статической емкости эмиттерного перехода Сэть определяющей граничную частоту fhzia, и емкости Ссв, растущей с увеличением сопротивления нагрузки и обусловленной параллельной отрицательной обратной связью по напряжению коллектора с базой через емкость Ск.
При эквивалентной схеме входной цепи, изображенной на рис. 4.17а, и коротком замыкании выходной цепи граничная частота транзистора }л21э представляет собой граничную частоту параллельного соединения Гбэ и Сэп+Ск, так как при отсутствии нагрузки в выходной цепи емкость Ск подключена параллельно эмит-терному переходу. Записав, что на частоте fhzia сопротивление параллельного соединения Гбэ и Сэп-|-Ск уменьшается в |/ 2 раза по сравнению со своим значением на низких частотах, т. е. становится равным 0,707 Гбэ, и решив записанное уравнение относительно Сэп нетрудно найти, что
с ~______!______с
иэп л £ иК'
2л fh 217бэ
Так как на основании сказанного на стр. 41 емкость Ссв равна Ск(1+А), эквивалентная емкость перехода база—эмиттер транзистора, включенного с общим эмиттером, определится выраже-
ниями
Сбэ = сэп + Ссв =------------!-------F Скк ~ °-16-
2 л /й21эГбЭ /<121Э Гбэ
! th13R~ 0,16 !
(4.24)
где К — коэффициент усиления напряжения транзистором, равный ^ziaR | ^21б| R~ г, -----=---------; a — сопротивление нагрузки цепиколлек-
Гбэ Г Э ’
тора переменному току (току сигнала).
Выходное сопротивление транзистора с общим эмиттером при увеличении частоты падает, как и входное (рис. 4.166). Поэтому эквивалентная схема выходной цепи транзистора здесь может быть представлена генератором тока или генератором эдс с внутренним сопротивлением /?вых, шунтированным емкостью СВЫх-Значения 7?Вых и СВЬ1Х в этой схеме, однако, не только зависят от сопротивления источника сигнала, но и являются частотнозависи
106
мыми, уменьшаясь с ростом частоты. Например, СВых на низких частотах при сопротивлении источника, равном нулю, определяется первым из выражений (4.25), а при бесконечном его сопротивлении — вторым:
СВЫХ^СК|1 СВЫХ«СК(1+Й21Э). (4.25)
! (те 4“ гбэ) J
Но если эдс или ток генератора сигнала в выходной цепи считать пропорциональными управляющему напряжению на эмит-терном переходе [7П, то это эквивалентно подключению параллельно Гбэ генератора эдс с нулевым сопротивлением, и Свых при этом определится первой ф-лой (4.25), в которой Гб нужно считать равным нулю, положив также равными нулю ZHCT и Гб в ф-ле (4.34) для Zвых найдем, что в этом случив.
^вых ~ Ск; ZBMx = /?вых = гк = (4.26)
При этом эквивалентные схемы выходной цепи транзистора с общим эмиттером принимают вид, изображенный на рис. 4.176 и в; все параметры этих схем частотнонезависимы, что очень удобно для анализа и практических расчетов. Здесь 5П — крутизна характеристики выходного тока по напряжению на эмиттерном переходе, не зависящая от частоты; цп — статический коэффициент усиления напряжения транзистора Значения 5П и цп определяются выражениями
= pn = 5n7?K6 = /i216^=/z213^-3. (4.27)
Гэ Гбэ Гэ гэ
Транзистор с общей базой
При включении транзистора с общей базой сопротивление базы Гб создает в нем внутреннюю последовательную положительную обратную связь по току, уменьшающую входное и выходное сопротивления транзистора и изменяющую их при изменении сопротивлений нагрузки и источника сигнала. Увеличение сопротивления нагрузки, ослабляя связь по току, увеличивает входное сопротивление, а увеличение сопротивления источника, ослабляя последовательную связь, увеличивает выходное сопротивление. Зависимость входного и выходного сопротивлений транзистора с общей базой от сопротивлений нагрузки и источника сигнала для низких частот, на которых еще не сказывается инерционность процессов в транзисторе, показана на рис. 4.18.
Транзистор, включенный с общей базой, можно рассматривать как транзистор, включенный с общим эмиттером, но у которого весь ток сигнала выходной цепи подается параллельно во входную цепь (рис. 4.19). Из рис. 4.19 видно, что входной ток /вх здесь равен сумме выходного тока /к и тока базы а поэтому транзистор с общей базой представляет собой транзистор с общим эмиттером, охваченный полной параллельной отрицательной обратной связью по току.
107
Эта связь уменьшает коэффициент передачи тока транзистора в 1+/г21э раз до величины ]Zz2i61 = /z2i3/(l + /г21э), меньшей единицы, увеличивает его внутреннее сопротивление /?Кб во столько же раз: ^кб = ^кэ (1 +/*21э), (4.28)
и уменьшает вносимые транзистором нелинейные искажения. Однако сильное снижение нелинейных искажений имеет место лишь
Рис. 4.18. Зависимости для транзистора с общей базой-а) входного сопротивления от сопротивления нагрузки, б) выходного сопротивления от сопротивления источника сигнала
б)
при источнике сигнала с сопротивлением, много большем .вход-
ного сопротивления транзистора; при источнике с сопротивлением,
равным нулю, нелинейные искажения и выходное сопротивление
Рис. 4.19. Схема, показывающая, что транзистор с общей базой представляет собой транзистор с общим эмиттером, имеющий полную параллельную отрицательную обратную связь по току
здесь те же, что и при общем эмиттере (см., рис. 4.25, 4.156 и 4.185), так как в этом случае параллельная обратная связь не действует, что указывалось на стр. 35
Из рис. 4.19, на котором обозначены направления токов и напряжений сигнала во входной и выходной цепях, видно, что при включении с общей базой
транзистор не меняет полярность усиливаемых сигналов.
В транзисторных каскадах с общей базой сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току обычно не превосходит 0,01 7?Кб; при этом, как видно из рис. 4.18а, входное сопротивление
транзистора практически не зависит от сопротивления нагрузки
^вхб~
гб ______ Rbx3
1 -4- 1 -f" ^213
(4.29)
При включении транзистора с общей базой и малом сопротивлении нагрузки модуль /г21б с увеличением частоты падает по за-
108
кону (4.22), а модуль входного сопротивления ZBX растет (рис. 4.20а). Увеличение входного сопротивления с ростом частоты вызывается .падением /г21э на высоких частотах, что увеличивает ток сигнала через Гб при генераторе тока во входной цепи, а это увеличивает падение напряжения сигнала между эмиттером и базой.
Рис. 4.20. Зависимости для транзистора с общей базой:
а) отношений модулей h2ie и ZBx на частоте f к их значениям на низких частотах; б) отношение модуля 7Вых на частоте f к его значению на низких частотах
При подаче на вход транзистора с общей базой сигнала от источника с сопротивлением, равным нулю, на частоте, где модуль ZBX возрастает в ; 2 раза по сравнению со значением на низких частотах, входной ток сигнала падает во столько же раз. Так как на этой частоте модуль /г21б практически тот же, что и на низких частотах (рис. 4.20а), выходной ток сигнала /,ых, а с ним и крутизна характеристики выходного тока по напряжению на входе 5вх = /вых/Пвх падают в ; 2 раза. Эту частоту называют граничной частотой крутизны транзистора и обозначают через fs', из сказанного на стр. 106 и эквивалентной схемы рис. 4.17а следует, что
fs^fhUa ( 1 + — ''j .
\ гб /
(4.30)
Крутизна же характеристики выходного тока по напряжению на эмиттерном переходе 5п = /Вых/Пп при включении с общей базой та же, что и при общем эмиттере, и от частоты не зависит.
Зависимость входного сопротивления, /г2!б и крутизны SBX от частоты при включении с общей базой удовлетворительно отражается эквивалентной схемой, изображенной на рис. 4.21а, где
с - 0 16
^эп »
/Й21бГ Э
0,16/nrg 0,|6fg 0,16fg
А б ~----------
/h2l6 ^21эЛ121Э /т
(4.31)
Входное сопротивление транзистора с общей базой имеет на высоких частотах действительную и индуктивную составляющие; однако, так как сопротивление источника сигнала обычно много больше входного сопротивления транзистора с общей базой, на
103
частотах до fs индуктивность L& почти не изменяет ток входной цепи, а поэтому при использовании транзистора с общей базой на частотах не выше fs эквивалентную схему его входной цепи можно считать состоящей лишь из сопротивления Гэ + ^б(1—^21б), не
зависящего от частоты (рис. 4.216).
Выходное сопротивление транзистора с общей базой с ростом частоты падает (рис. 4.206); эквивалентная схема его
Рис 4 21. Эквивалентные схемы входной цепи транзистора с общей базой а) пригодная до частот порядка fhzte; б) упрощенная, для частот ниже fs
выходной цепи может быть представлена в виде генератора эдс или генератора тока с некоторым
внутренним сопротивлением, шунтированных емкостью. Если ток или эдс этого генератора обозначить через Sn^n или цп^ть как и
при общем эмиттере, то эквивалентная схема выходной цепи транзистора с- общей базой и все входящие в нее элементы полностью совпадут с таковыми для общего эмиттера (рис. 4.175 и в, ф-лы 4.27).
Транзистор с общим коллектором
вых введено последовательно
Рис 4 22. Схема, показывающая, что транзистор с общим коллектором представляет собой транзистор с общим эмиттером, имеющий полную последовательную отрицательную обратную связь по напряжению
Транзистор, включенный с общим коллектором, можно рассматривать как транзистор, включенный с общим эмиттером, у которого все выходное напряжение сигнала во входную цепь и, складываясь с напряжением сигнала база — эмиттер (7бэ, образует входное напряжение UBX (рис. 4.22). Следовательно, транзистор с общим коллектором представляет собой транзистор с общим эмиттером, имеющий полную (стопроцентную) последовательную отрицательную связь по напряжению, уменьшающую коэффициент усиления напряжения каскада и его коэффициент гармоник, увеличивающую входное сопротивление транзистора, уменьшающую его выходное сопротивление и изме
няющую эти сопротивления при изменении сопротивлений нагрузки и источника сигнала.
При коротком замыкании выходной цепи обратная связь по напряжению исчезает, и входное сопротивление, а также входная емкость транзистора приобретают те же значения, что и при об-по
щем эмиттере; при бесконечно большом сопротивлении источника сигнала последовательная обратная связь перестает действовать и выходное сопротивление и выходная емкость остаются теми же, что при общем эмиттере.
Вследствие большой глубины обратной связи в транзисторе с общим коллекторм входное и выходное сопротивления изменяются в очень широких пределах; если при общем эмиттере и общей базе входное и выходное сопротивления при изменении сопротивлений нагрузки и источника сигнала изменяются всего в несколько раз (см. рис. 4.15 и 4.18), то при общем коллекторе — в несколько сотен или тысяч раз (рис. 4.23).
тера, б) выходного сопротивления от сопротивления источника сигнала
Эквивалентная схема входной цепи транзистора с общим коллектором аналогична эквивалентной схеме входной цепи при общем эмиттере; эквивалентная схема выходной цепи при активном сопротивлении источника сигнала аналогична эквивалентной схеме входной цепи для включения с общей базой и содержит индуктивность, отражающую снижение h2l3 на высоких частотах; при обозначениях рис. 4.22 эти схемы имеют вид, показанный на рис. 4.24. Входящие в них величины, а также входное и выходное сопротивления транзистора с общим коллектором при и
/?э~ что почти всегда имеет место, достаточно точно определяются выражениями:
/?=(гэ + ^э~)(1+Й2ь); г = гб; 7?вхк^гб + (гэ + 7?э~)(1+/г21э);
г> „ I гб Ч* R»CT . ____L с .
емкость С = СВых здесь очень мала и из-за низкого выходного со-
И11
противления транзистора при таком включении на свойства каскада заметно не влияет.
Из рис. 4.22. на котором обозначены направления токов и напряжений сигнала во входной и выходной цепях, видно, что при включении с общим коллектором транзистор не меняет полярность усиливаемых сигналов.
Имеющаяся при общем коллекторе последовательная отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент гармоник каскада, который на основании ф-лы (2.8) здесь определяется через коэффициент гармоник транзистора в том же режиме при общем эмиттере кгэ выражением-
Л’гэ ^вых ^вх э ^бэ ^нст 4” ^вх э
э (^ист + *вх э)
^нст + ^БХЭ + (1 + Л21э)^э^.
«ГЭ [/?ист 4~ гб 4~ гэ (1 ^>1э)]
^ист + r6 'F Фэ + (1 + Лг1э)
(4.33)
Наименьший коэффициент гармоник при общем коллекторе получается при RnCT = 0, и при малом сопротивлении источника да
же при полном использовании транзистора может составлять де-
сятые доли процента. Однако обычно много больше, чем RBxa, в результате чего коэффициент гармоник при общем коллекторе нередко оказывается значительно выше, чем при общей базе, где обратная связь в указанных условиях действует сильнее. Для иллюстрации ‘сказанного на
Рис. 4.25. Ориентировочный характер зависимости коэффициента гармоник транзисторного каскада от сопротивления источника сигнала при различных способах транзистора
Рис. 4.24. Эквивалентно схемы транзистора с общим коллектором:
а) входной цепи; б) выходной цепи
рис. 4.25 даны графики зависимости коэффициента гармоник транзистора в одном и том же режиме от соотношения Дист/^вха при различных способах включения.
Наличие минимума на кривых рис. 4.25 обусловлено тем, что вторая гармоника от влияния изгиба входной ха‘рактеристики, падающая с увеличением /?Яст. компенсируется второй гармоникой от влияния сближения выходных характеристик транзистора при больших выходных токах, имеющей противопо-112
ложную фазу и растущей с возрастанием 7?Ист; в результате при определенном зчачении /?ист вносимая транзистором вторая гармоника полностью исчезает, что и создает минимум на кривой «г.
При расчете транзисторных каскадов следует иметь в виду, что не только гн, 7?кэ и /?ко зависят от условий работы транзистора. Емкость коллекторного перехода Ск приблизительно обратно пропорциональна корню степени п из напряжения коллектор— база, причем п для диффузионных транзисторов близко к 2, а для дрейфовых — к 3. Поэтому напряжение коллектор—эмиттер для улучшения частотных свойств транзистора желательно брать возможно высоким.
Граничные частоты транзистора обычно медленно растут с увеличением тока коллектора, резко падая при уменьшении его ниже определенного значения; h2l3 также сильно падаег при очень малых токах. Поэтому ток покоя коллектора широкополосных каскадов с маломощными транзисторами, работающих при малой амплитуде сигнала, обычно берут равным 24-3 ма, так как при меньшем токе граничная частота маломощных высокочастотных транзисторов обычно резко уменьшается. Ток покоя коллектора низкочастотных каскадов предварительного усиления обычно берут порядка 1 ма, так как при меньшем токе у маломощных низкочастотных транзисторов падает h2t3 и ухудшается стабильность положения точки покоя.
Из-за изменения закона распределения тока в объеме полупроводника Гб падает с увеличением тока коллектора, но при токах порядка миллиампер его можно считать неизменным. При токах эмиттера порядка десятков ма и выше г3 становится очень малым, и входное сопротивление транзистора с общим эмиттером и общей базой в основном определяется величиной заметно зависящей в этом случае от тока.
Поэтому при токе коллектора в десятки ма и выше входное сопротивление транзистора с обшей базой и общим эмиттером следует находить графически в точке покоя, а не рассчитывать по ф-лам (4.21) и (4.29), дающим в этом случае большую погрешность. При токе же коллектора ниже 54-10 ма входное сопротивление следует находить по ф-лам (4.21) и (4.29), обеспечивающим здесь достаточную точность; графическое определение /?вх при 10к в 14-3 ма нередко дает ошибку в несколько раз.
Точные выражения и сравнение свойства транзистора при различном включении
Точные формулы, определяющие входное и выходное сопротивления транзистора, а также его коэффициенты усиления напряжения и тока на низких частотах при любом способе включения можно получить методом, используемым в теории линейных электрических цепей, рассматривая транзистор как активный четырехполюсник [4.7, стр. 94—101], что учитывает все обратные связи, имею-113
щие место в схеме. Для включения с общим эмиттером эти формулы имеют вид:
Рэ= ;
^4'6
^213 —
fy~~
Гк --ry
гк Ф ^дагр______
гк — ?у Ф гэ Ф -^иагр
^выхэ Гу + Гэ
!/у Ф гб Ф £нст
ГЭ Ф О> Ф £ист
к3
______________(гэ /у) ^нагр_______________
Гб (ГК-- гу Ф ГЭ Ф ^нахр) ф 'э (гк Ф ^нагр)
. ts_________У 'э
» Лтэ— . k „ >
гэТгк — гу Ф ^иагр
(4.34)
для включения с общей базой:
_ тб4гу тб4ту . 7
Рб~—7----> “216—------;—,
Тэ4гб Тб4гк
ZTv — Т э — 2ирт вых б = гк rg - - ;
Тб 4 Тэ 4 ИСТ
гк Ту 4- ^нагр .
Г6 4 Гк 4 2нагр (Гб^ Ту) ^нагр
/<* = -
гб(гк — гу 4 гэ 4 ZHarp) 4 Тэ (тк 4 2Нагр)
-Гб-^Гу----- ; (4.35)
гб Ф Ф ^нагр
и для включения с общим коллектором:
Тк
Рк
1 + й21э=-——; zBXK
4 тк тэ 4 гк — Ту
Тэ 4 ^нагр
Тк Гу4Гэ4^иагр
^BX 9 4~ ^"э
7 ^вых к
Гб Ф ^ИСТ J ф <б Ф ^нот
Тк^на1 р
Гк
Кк =--------------------; Дтк = —
Тб (гк Ту 4 гэ 4 ^нагр) 4 гк (Тэ 4 ^нагр) гэ 4 гк Ту 4 ^нагр
(4.36)
В ф-лах (4.34) — (4.36) ц — статический коэффициент усиления напряжения транзистора, гк — его внутреннее сопротивление при включении с общей базой, гу — сопротивление в эквивалентных схемах транзистора, выражающее его усилительные свойства:
Г к — Дкб 0 4~ ^21э) Дкэ» Гу = ^21б^кб = ^21эДкэ* (4*37)
Наибольшее усиление мощности сигнала имеет место при одновременном равенстве входного сопротивления транзистора внутреннему сопротивлению источника сигнала и выходного сопротивления транзистора сопротивлению нагрузки, ДИст и /?Нагр, при которых усиление мощности максимально, назовем оптимальными и обозначим Диет оп>- и Днагропт, эти сопротивления нетрудно найти, приравняв Дист=ДВх и ДВых=Днагр и решив полученную систему уравнений [4.7, стр. 95].
Для сравнения свойств транзистора при различных способах его включения можно использовать табл. 4.1, данные которой рассчитаны по ф-лам (4.34) — 114
ТАБЛИЦА*1
Параметр транзистора Включение
общая база общий эмиттер общий коллектор
Статический коэффициент усиления на-
пряжения р, 7810 —7810 0,9999
Статический коэффициент усиления тока /г21б=-0,976 й21э=40 й21к= 41
(при Янагр=0 27,4 ом 1125 ом 1125 ом
Входное сопротивлен ие при ВНЯГр пт =
J =^ист опт 58,4 ом 375 ом 33,4 ком
При ^нагр__>'х 125 ом 125 ом 1 Мом
(при /?нст=° 219 ком 219 ком 27,4 ом
Выходное сопротивление) ^нст 0Пт== —^нагр опт 467 ком 73,1 ком 816 ом
При /?ист~>ос 1 Мом 24,4 ком 24,4 ком
Коэффициент усиления!
напряжения К 5310 —1950 0,968
Коэффициент усиления „
тока Кт ПрИ киагропт —0,666 10 —39,6
Коэффициент усиления
мощности Км 3540 19500 38,3
{4 36) для маломощного германиевого транзистора, имеющего гч=25 ом (/<ж~
1 ла); го—100 ол, гк = /?кб=10в ом, Л21Э = 40 (гу=0,9756 10е ом), графики входных и выходных сопротивлений, данные на рис 4.15, 4 18 и 4 23, рассчитаны для этого же транзистора по тем же формулам
Составные транзисторы
Некоторые свойства транзистора можно улучшить, соединив два или большее количество их определенным образом (рис. 4.26), в результате такого соединения получается как бы один транзистор
Рис. 4.26. Составные транзисторы.
а) с общим эмиттером; б) с общей базой; в) с общим коллектором
115
с тремя внешними электродами — базой, эмиттером и коллектором, который, как и обычный транзистор, для усиления сигналов можно включить с общей базой, общим эмиттером или общим коллектором. Однако свойства такой схемы, называемой составным транзистором, отличаются от свойств транзисторов, из которых схема составлена.
Несложный анализ показывает, что статические коэффициенты передачи тока составного транзистора, состоящего из транзисторов с коэффициентами передачи тока А2161 (или /22191) и /12162 (или /12102) при включении схемы с общей базой fa), общим эмиттером (б) и общим коллектором (в) оказываются соответственно равными [4.5, стр. 127; 4.8]:
а) /*216 СОСТ = ^2161 +/*2162 ^2161/121621
б) ^21э сост ^21э1 4- /1г1э2 4~ /121э1/*21э21 (4.38)
в) /l21K сост 1 + /^21Э сост — 1 ^21э1 + /^21э2 4~ /i2131/^2132-
Если, например, в области низких частот /z2i3i=/12132=30, составной транзистор будет иметь |/z2i б сост | ~ 0,999; h21 э сост = 960. В схеме из трех транзисторов, имеющих коэффициенты передачи тока /г21 эь /^21э2 и /г21 эз, усиление тока при включении составного транзистора с общим эмиттером превысит произведение /121 э1/*2132^21 эз и может достичь 105 и более раз. Отсюда видно, что составной транзистор дает большой эффект лишь при включении его с общим эмиттером или общим коллектором; при общей базе его усиление мало отличается от усиления одиночного транзистора.
Анализ ур-ний (4.38) показывает, что граничная частота составного транзистора при включении его с общей базой 21 б сост немного превышает граничную частоту более высокочастотного из использованных в схеме транзисторов, а при общем эмиттере и общем коллекторе оказывается немного ниже наиболее низкочастотного из примененных. Хотя произведение /1г1эсост на граничную частоту ^213 сост составного транзистора при включении его с общим эмиттером оказывается много больше )т каждого из использованных в схеме транзисторов, составной транзистор не позволяет усиливать более высокие частоты, чем одиночный, так как его усиление с ростом частоты падает много быстрее. Резкое падение усиления затрудняет корректирование частотной и переходной характеристик составного транзистора, что препятствует использованию его в широкополосных схемах.
Входное сопротивление составного транзистора для частот сигнала при общем эмиттере и общем коллекторе и невысоком сопротивлении нагрузки на низких частотах оказывается значительно больше, чем у используемых в схеме транзисторов, достаточно точно определяясь выражениями:
#вх э сост ~ Г61+ ( 1 4~ /*2131) [(ГЭ1 + Гбг) + (1 + /^2132) бЭ2], к сост ~гб14~(1 +/*2131) [(ГЭ1 + 652) -Ь ( 1 +^2132) (G2+/?s>~1,
116
где /?э~ — сопротивление нагрузки цепи эмиттера для частот сигнала; выходное же сопротивление при общем коллекторе
п r | Гб2 Ф <31 ] Гб1 Ф #ИСТ
/'вых к сост' э2~Г ... -Г ,, . . . ,, . , . >
1 Ф Ф1Э2 (1 ф hzl31) (1 Ф Алэг)
где /?ист — сопротивление источника сигнала.
Одним из недостатков составного транзистора является больший остаточный (начальный) ток коллектора, равный при разомкнутой цепи базы и включении с общим эмиттером:
^ко сост = Фо1Ф1э1 Ф Фо1 ( 1ф ^2131) Ф1э2 ф Фо2^21э2
~ А<01 О Ф ^2131) Ф1э2 Ф До2^21э2, (4.39)*
где 7К01 и /К02 — остаточные (начальные) токи коллектор—база первого и второго транзисторов при разомкнутых цепях их эмиттеров, указываемые в справочных данных. Для германиевых транзисторов при повышенной температуре остаточный ток строенного (а иногда даже и сдвоенного) составного транзистора может оказаться настолько большим, что нарушит нормальную работу схемы; для уменьшения остаточного тока целесообразно собирать, составной транзистор из транзисторов разной мощности. Если площадь перехода второго транзистора взять в l+feioi раза больше площади перехода первого, оба слагаемых последнего варианта выражения (4.39) скажутся равными, и остаточный ток составного транзистора будет лишь вдвое больше остаточного тока второго транзистора, равного /козФнэг-
Для уменьшения остаточного тока составного транзистора можно использовать кремниевые транзисторы, так как последние имеют /ко на 24-3 порядка меньше германиевых; или шунтировать цепи эмиттер—база резисторами; однако шунтирование снижает коэффициент усиления составного транзистора.
Выполнение составного транзистора из одинаковых транзисторов не только сильно увеличивает остаточный ток, но и понижает усиление схемы, так как при работе последнего транзистора с нормальным для него коллекторным током предыдущий будет иметь ток коллектора примерно в h2i3 раз меньше нормального,, что обычно приводит к сильному снижению Л21э этого транзистора, а следовательно, и к уменьшению усиления тока составным транзистором; при этом также могут ухудшаться и другие свойства, схемы, например может понизиться граничная частота и т. д. Шунтирование входа последующего транзистора резистором позволяет поставить предыдущий транзистор в нормальный или близкий к нормальному режим, но несколько снижает усиление и* входное сопротивление схемы.
Вследствие указанных особенностей составные транзисторы широко применяются лишь при усилении сравнительно узкой полосы, частот, преимущественно в схемах с глубокой отрицательной обратной связью, препятствующей сильным изменениям остаточного тока при изменении температуры, замене и старении транзисторов, 117’
например, в транзисторных стабилизаторах напряжения и тока, эмпттернык повторителях с большими выходными токами, бес-трансформаторных каскадах мощного усиления звуковых частот и т. д.
Лампа с общим катодом
При включении с общим катодом (рис. 4 27а), наиболее часто используемым в ламповых усилительных каскадах, и увеличении входного напряжения (подаче на управляющую сетку положи-
Рмс 4 27 Включение электронной лампы: а) с общим катодом; б) с общим анодом
тельного потенциала сигнала по отношению к катоду) ток анода и падение напряжения на сопротивлении анодной нагрузки растут, а напряжение анод—катод, являющееся выходным, уменьшается. Это показывает, что электронная лампа, включенная с общим катодом, как и транзистор с общим эмиттером, меняет полярность усиливаемых сигналов на обратную.
Входная цепь лампы, включенной с общим катодом (см. рис. 4 27а), имеет эквивалентную входную емкость, обусловленную входной межэлектродной емкостью лампы CgK и параллельной отрицательной обратной связью по напряжению через проходную емкость Се,
Свх , = сак 4- Cga (1 + Д') = свх + Спр (1 4 /<); (4.40)
Рис 4 28 Эквивалентные схемы для э [ектронной лампы.
а) входной цепи при любом способе включения, б) входной цепи для включения с общим катодом и общим анодом, упрощенная; в) выходной цепи для любого способа включения
первое выражение справедливо для триода, второе — для экранированной лампы. Действительная составляющая входного сопротивления здесь обусловлена токами управляющей сетки и несовершенством изоляции вывода сетки и ламповой панельки (рис. 4.28а). Однако при работе с отрицательным смещением, превышающим положительную амплитуду сигнала на 0,5 в-=-1 в, использовании хороших изоляци-
118
онных материалов и при нормальном атмосферном давлении и влажности действительная составляющая входного сопротивления маломощных ламп измеряется сотнями и тысячами Мом, достигая у электрометрических ламп 1014 и более ом.
Высокая действительная составляющая сопротивления, подключенная параллельно входной емкости лампы, обычно не влияет на свойства усилительного каскада, а поэтому эквивалентную схему входной цепи в указанных условиях считают состоящей лишь из емкости Свхэ (рис. 4.286).
Эквивалентная схема выходной цепи электронной лампы при любом способе включения может быть представлена генератором эдс с электродвижущей силой ц/^вх и внутренним сопротивлением ^вых, шунтированным выходной емкостью лампы С ВЫХ (рис. 4.28в); при включении с общим катодом:
Р = р; = Свых = Сак. (4.41)
Лампа с общим анодом
При включении с общим анодом (см. рис. 4.276) лампа, подобно транзистору с общим коллектором, не меняет полярность усиливаемых сигналов; эквивалентные схемы входной и выходной цепей здесь те же, что и при включении с общим катодом (см. рис. 4.28). Вследствие имеющейся при включении с общим анодом полной последовательной отрицательной обратной связи по напряжению коэффициент усиления напряжения 7< = ПВых/Пвх здесь всегда меньше единицы, входное сопротивление больше, а входная емкость и выходное сопротивление меньше, чем при общем катоде. Электрические данные эквивалентных схем входной и выходной цепей определяются выражениями:
/<«=я(1 +cBX,=cga+cgK(i-ю=спр+
\ ugK / * А
+ Свх(1-^«Спр + Свх(1-0,67Ю; / =
i -г
^вых — . / ~ ; 0>ых — ^ак 4" Скп.
1 + н s
(4.42)
Первый вариант выражения для Свхд относится к триоду, второй — к экранированной лампе с конденсатором С9Кр между экранирующей сеткой и катодом, и третий — к экранированной лампе в триодном соединении или с конденсатором Сэкр между экранирующей сеткой и общим проводом; третий вариант справедлив при условии, что емкость управляющая сетка — экранирующая сетка Cga вдвое меньше емкости управляющая сетка—катод CgK, что обычно имеет место
Так как входное сопротивление лампы при включении как с общим катодом, так и с общим анодом несравненно выше сопротивления источника сигнала, напряжение сигнала на входе Пвх
119
(см. рис. 4.27) оказывается практически равным эдс источника сигнала ЕаСт, а следовательно, сквозной коэффициент усиления напряжения Д’* = t/вых/Юст здесь не отличается от коэффициента усиления напряжения К = Uef,.x/U„x. По этой же причине выходное сопротивление лампы, определяемое ф-лами (4.41) и (4.42), при включении с общим катодом и общим анодом не зависит от сопротивления источника сигнала, как это имеет место у транзистора, а коэффициент гармоник лампы с общим анодом кГа снижается •сильнее, чем у транзистора с общим коллектором, так как при ф-ла (2.8) принимает вид:
кга«—= «гк (1-Ю. (4.43)
f ^вых
CgK
где /( — коэффициент усиления напряжения каскада с общим анодом, и «гк — коэффициент гармоник лампы в том же режиме при включении с общим катодом.
Лампа с общей сеткой
При включении лампы с общей сеткой (рис. 4.29), как и у транзистора с общей базой, весь выходной ток сигнала подается во входную цепь. Так как ток сигнала управляющей сетки обычно
практически отсутствует, коэффициент усиления тока лампы при таком включении Кт равен единице, а коэффициент усиления напряжения оказывается даже немного выше, чем при общем ка-
Рис. 4.29. Включение электронной лампы с ТОде. Из-за ПОЛНОЙ ПЭ-общей сеткой р аллельной отрицатель-
ной обратной связи по току, имеющей место при таком включении, входное и выходное сопротивления лампы с общей сеткой изменяются при изменении сопротивлений нагрузки и источника сигнала, как и у транзистора. Значения электрических величин, входящих в эквивалентные
•схемы входной и выходной цепей лампы с общей сеткой (см. фис. 4.28а и б) при действительных сопротивлениях нагрузки и /Источника сигнала (ZHarp = Днагр', 2ист = Яист) и выходной ток здесь
определяются выражениями:
RBX = ; 7?вых = R. + /?нст ( 1 + р);
1 + н
Свх э ~ CgK + Скп ; Са,; ( 1 Д’); Свых ~ Rga 4~ Сак f 1-
\ к J
I = ^НСтО+р) ,д ДДА
™ R,+ (!+/)«,„ ' . <4Л4)
Я 20
Входное сопротивление лампы, включенной с общей сеткой, очень мало; при как видно из первой ф-лы (4.44), оно
близко к 1/S и при 5=154-30 ма;в составляет лишь десятки ом. Из-за этого включение с общей сеткой не применяют в качестве самостоятельного усилительного каскада, а используют лишь в специальных схемах (каскодная схема, инверсный каскад с катодной связью, параллельный балансный каскад и т. д.), так как при работе на столь низкое входное сопротивление предыдущий каскад не дает усиления. Выходное сопротивление лампы с общей сеткой, как видно из формулы для Д?ВЬ1Х, выше, чем при других способах включения.
При включении с общей сеткой, как видно, из рис. 4.29, лампа не меняет полярность усиливаемых сигналов, сквозной коэффициент усиления напряжения ПИ = £?вых/£цст, как и у транзистора.. здесь не равен К = <7вых/
Полевой транзистор при различных способах включения
Ввиду идентичности свойств и статических характеристик полевого транзистора и экранированной лампы сказанное на стр. 1'18— 121 для электронных ламп справедливо и для полевых транзисторов как с р-и-переходом, так и с изолированным затвором. Приведенные на этих страницах формулы и эквивалентные схемы, относящиеся к триодам, пригодны для полевых транзисторов при замене Cga, CgK и CaK на емкости затвор — сток Сзс, затвор—исток СЗИ и сток—исток Сси соответственно; сказанное-для лампы с общим катодом справедливо для полевого транзистора с общим истоком, для лампы с общим анодом — для включения с общим стоком и для лампы с общей сеткой — для включения с общим затвором.
Вследствие высокого дифференциального сопротивления цепи стока основным расчетным параметром полевого транзистора, как и экранированной лампы, является крутизна характеристики S тока выходной цепи (цепи стока) по напряжению затвор—исток.
ЛИТЕРАТУРА
4.1. В о й ш в и л л о Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах-М., Связьиз1дат, 1963.
4.2. Цыкин Г. С. Выбор режима, расчет нагрузки и определение нелинейных искажений в каскадах усиления с полупроводниковыми триодами плоскостного типа. — «Радиотехника», 1955, № 8.
4.3. Смирнов В. И. Курс высшей математики, т. 2. ГИТТЛ, 1956.
4.4. Лабутин В. К. Усилитель класса Д. М., Госэнергоиздат, 1956.
4 5. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем М., Госэнергоиздат, 1963.
4.6. Риз кин А. А. Основы теории и расчета электронных усилителей. М, «Энергия», 1965.
4.7. Цыкин Г. С. Электронные усилители. М., «Связь», 1965.
4.8. Филиппов А. Г. О частотных свойствах составных кристаллических триодов.— «Радиотехника», 1957, № 8.
12?
Глава 5
КАСКАДЫ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ
5.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Основным требованием, предъявляемым к каскадам мощного усиления, является отдача в заданное сопротивление нагрузки заданной величины мощности сигнала. Эта мощность должна отдаваться при допустимом уровне как нелинейных, так и частотных или переходных искажений, а также при возможно меньшем потреблении мощности от источников питания.
Поэтому режим работы, положение точки покоя на характеристиках усилительного элемента, а если возможно и сопротивление нагрузки его выходной цепи у каскада мощного усиления выбирают, исходя из указанных выше требований. При этом коэффициент усиления обычно оказывается много ниже, чем у каскада предварительного усиления с тем же усилительным элементом. С этим приходится мириться, так как для каскада мощного усиления коэффициент усиления является второстепенным показателем.
На вход каскада мощного усиления поступает большая амплитуда сигнала, захватывающая всю рабочую область характеристик усилительного элемента, вследствие чего его параметры за период сигнала изменяются в широких пределах. Поэтому расчет всех показатегей каскада мощного усиления следует производить графически, так как аналитические расчеты с использованием малосигнальных параметров усилительного элемента (параметров в точке покоя) дают здесь очень большую погрешность.
Вследствие сказанного для каскадов мощного усиления очень важен точный и правильный выбор рабочего режима усилительного элемента, напряжения питания, сопротивления нагрузки выходной цепи, смещения во входной цепи, амплитуды входного сигнала и т. д.; поэтому содержанием настоящей главы и является рассмотрение этих вопросов.
Анализ же частотных и переходных характеристик каскадов мощного усиления, а также расчет электрических данных деталей схемы (резисторов, конденсаторов, трансформаторов и т. д.) не отличается от излагаемого в дальнейших главах расчета для каскадов предварительного усиления.
Каскады мощного усиления сигналов произвольной формы могут работать как в режиме А, так и в режиме В; при усилении прямоугольных импульсов постоянной амплитуды наиболее вы-122
годным является режим D. Каскады мощного усиления с выходной мощностью от милливатт до сотен ватт конструируют как с транзисторами, так и с электронными лампами (трехэлектродными или экранированными); при выходной мощности от сотен ватт до сотен киловатт используют мощные электронные лампы в режиме В с токами сетки.
Наиболее употребительным в каскадах мощного усиления является включение транзисторов с общим эмиттером, дающее наибольшее усиление мощности сигнала, а поэтому требующее наименьшей выходной мощности от предыдущего каскада и наименьшее усиление от предварительного усилителя. Предыдущий каскад при этом обычно может быть сделан резисторным, что упрощает и удешевляет все устройство. Включение с общей базой позволяет получить меньшии коэффициент гармоник и очень малое изменение свойств каскада при изменении температуры, напряжения питания, старении и замене транзистора; однако при таком включении входной ток сигнала очень велик, чго обычно заставляет предыдущий каскад делать трансформаторным, а также приводит к необходимости иметь большее усиление предварительного усилителя и большую выходную мощность предыдущего каскада. Включение с общим коллектором здесь не имеет особых преимуществ, а поэтому применяется редко.
Электронные лампы в каскадах мощного усиления почти всегда включают с общим катодом.
Способ расчета каскада мощного усиления зависит от схемы каскада, типа используемого усилительного элемента и режима, в котором он работает.
Выделяющаяся в усилительном элементе во время его работы электрическая энергия преобразуется в тепловую и нагревает усилительный элемент (главным образом, коллектор транзистора и анод лампы). У маломощных ламп тепло от анода отводится в основном лучеиспусканием; при этом анод нередко нагревается до нескольких сотен градусов Цельсия, что, однако, практически не отражается на работе лампы.
У мощных ламп анод охлаждают продуваемой через его радиатор воздушной струей; лампы очень большой мощности конструируют с водяным охлаждением анода.
У маломощных транзисторов тепло от коллекторного перехода передается корпусу, имеющему контакт с окружающет! средой и охлаждающемуся в основном конвекцией; у мощных транзисторов поверхность корпуса для этой цели недостаточна, и корпус охлаждают при помощи специального радиатора или отводят от него тепло на металлическое шасси устройства.
На пути от коллекторного перехода к окружающей среде тепловой поток создает разность температур Д/, практически пропорциональную как величине потока, а следовательно, и выделяемой в транзисторе мощности Р, так и тепловому сопротивлению Рт
123
проходимого потоком пути:
&t = Tn—Tc = Р/?т = тпк + ЯКр + Ярс); (5.1)
здесь Тп и Тс — соответственно температуры коллекторного перехода транзистора и окружающей радиатор среды; А)пк, 7?кр и Rpc — соответственно тепловые сопротивления переход—корпус, корпус—радиатор и радиатор—окружающая среда.
Тепловое сопротивление между коллекторным переходом и корпусом Rni;, выражаемое в градусах Цельсия повышения температуры перехода на ватт выделяющейся в транзисторе мощности, указывается в справочных данных транзистора. Величина ДКр при хорошо выполненном креплении транзистора на радиаторе примерно на порядок меньше Rm( и RpC, а поэтому при расчете радиатора ею обычно можно пренебречь.
Тепловое сопротивление /?рс гладкой чистой вертикальной металлической пластины, охлаждающейся с обеих сторон окружающим ее воздухом при нормальном атмосферном давлении равно:
/?
“р
(5-2)
где Пр — суммарная поверхность пластины радиатора в см2 с -обеих сторон. Приравняв в ур-нии (5.1) температуру Тс максимальной температуре окружающего воздуха ТСМцКС, пренебрегая величиной RKp и положив Тп равной выбранной максимальной температуре коллекторного перехода Тп макс, после подстановки в (5.1) значения Rpc и решения результата относительно Пр, получим приближенную формулу, определяющую необходимую поверхность радиатора:
п __________________1400P___________
Р[см*] (т 'р рп \
Un макс — 1 с макс— ~
(5.3)
Для уменьшения размеров радиатор нередко делают ребристым (рис. 5.1)- наиболее подходящим материалом для него является алюминий и его сплавы, обладающие малым удельным весом, хорошей теплопроводностью и легко поддающиеся механической обработке.
Для большего уменьшения размеров и веса радиатор иногда охлаждают струей воздуха, прогоняемой через него предусмотренным для этой цели вентилятором.
Если значение Пр, найденное по ф-ле (5.3), равно или меньше поверхности корпуса транзистора, то радиатор не нужен, так как его роль будет выполнять корпус транзистора.
Для снижения теплового сопротивления контакта Дкр между корпусом транзистора и радиатором поверхность радиатора в месте крепления транзистора шлифуют и транзистор при помощи винтов или обоймы плотно прижимают к охлаждающей поверхности. Воздушную прослойку между транзистором и радиатором полезно заполнить веществом с более высокой теплопроводностью, 124
Рис. 5.1. Простейшие конструкции теплоотводов для мощных транзисторов а) радиатор; б) радиатор, частично отводящий тепло на шасси; в) боковая стенка шас си с фрезерованными или литыми ребрами и вырезами в них для крепления транзисторов
чем воздух; для этого перед креплением транзистора на радиатор место контакта покрывают тонким слоем кремнеорганического соединения или эпоксидной смолы.
Корпус мощных транзисторов обычно имеет электрический контакт с коллектором; поэтому при использовании для охлаждения транзисторов металлического шасси устройства, а также при установке на общий радиатор транзисторов двухтактной схемы корпус электрически изолируют от теплоотвода, крепя транзисторы на шасси че
рез слюдяную прокладку толщиной порядка 0,05 мм, которую для снижения теплового сопротивления полезно с обеих сторон покрыть кремнеорганическим соединением. Для устранения слюдяной прокладки, ухудшающей охлаждения транзистора, можно изолировать радиаторы от общего провода схемы или изменить схему каскада таким образом, чтобы коллекторы транзисторов непосредственно соединялись с общищм проводом [5.1, стр. 237].
5.2. ОДНОТАКТНЫЕ КАСКАДЫ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ
Каскад с непосредственным включением нагрузки
Простейшим способом подключения нагрузки к каскаду мощного усиления является ее непосредственное введение в выходную цепь усилительного элемента без выходного устройства (рис. 5.2а и б). К достоинствам такой схемы можно отнести ее простоту, отсутствие дополнительных деталей, потерь мощности в выходном устройстве, дополнительных нелинейных, частотных и переходных искажений и возможность усиления сигналов в широкой полосе частот, а к недостаткам — протекание через нагрузку постоянной составляющей тока питания и наличие на нагрузке постоянного потенциала по отношению к общему проводу, а также невысокий кпд схемы.
Предположим, что сопротивление нагрузки /?вагр не имеет реактивных составляющих, усилительный элемент идеален и его остаточные напряжение и ток равны нулю. В этом случае при работе
125
выходную цепь
а) транзисторный, б) ламповый, в) к опреде лению максимального кпд таких каскадов ip т
синусоидальном сигнале
в режиме А, токе покоя выходной цепи 1о, напряжении ее питания Ео и синусоидальном входном сигнале наибольшая мощность сигнала при отсутствии нелинейных искажений (отсутствии отсечки) будет отдаваться в нагрузку при таких амплитуде входного сигнала и сопротивлении нагрузки, при которых нагрузочная прямая выходной цепи верхним концом касается вертикальной, а нижним горизонтальной оси семейства выходных характеристик усилительного элемента (рис. 5.2s). При этом выделяемая в нагрузке мощность сигнала Рвагр, равная в данном случае отдаваемой усилительным элементом мощности сигнала Р~, составит:
Р =Р — л нагр макс 1 ~макс —
0>5/|ы;<^/?иагР 0,5/внх~^вых~
= 0,5/о-0,5Ео = 0,25/оЕо, (5.4)
что ясно из рисунка, так как потребляемая выходной цепью от источника питания мощность Ру> здесь равна !оЕо, максимально возможный кпд выходной цепи в режиме А составит:
п _ 0’25/°£° = о 25
'1дмакс ро Г г U,ZO.
ЛА
Сопротивление нагрузки, необходимое для получения такого кпд, имеющего место лишь при полном использовании как тока, так и напряжения питания, равно.
D Ео
''нагр ~ •
'пых^ 21о
Изменение сопротивления нагрузки в любую сторону от этой величины или уменьшение амплитуды входного сигнала снижают 126
кпд; наличие остаточных (см. рис. 5.4) напряжения и тока также уменьшает максимальный кпд каскада.
Следует отметить, что кпд каскада мощного усиления зависит не только от схемы каскада и режима работы усилительного элемента, но и от характера усиливаемых сигналов Нетрудно убедиться, что в каскаде типа рис. 5.2 при усилении меандра (прямоугольного сигнала с равной длительностью и равной амплитудой полуволн) предельный кпд равен уже не 25%, а 50%; при прямоугольных сигналах с большой скважностью он стремится к 100%, а при треугольных и пилообразных сигналах составляет 16,7%.
Каскадом типа рис. 5.2 сигналы произвольной формы можно усиливать лишь в режиме А; сигналы одной полярности можно усиливать и в режиме В, а прямоугольные импульсы одной полярности и постоянной амплитуды — также и в режиме D.
При отсутствии у нагрузки индуктивной составляющей сопротивления максимальное напряжение между выходными электродами усилительного элемента в каскаде типа рис. 5.2 при любой форме входного сигнала не превосходит напряжения источника питания Е; поэтому последнее здесь можно брать равным 0,84-0,9 от допустимого напряжения между выходными электродами. Ток покоя выходной цепи здесь берут равным сумме /ВЫх и остаточного тока /мин, что на основании (5.4) для транзистора дает /о= (1,45-4-1,55) 1/^Д“£Р, и для ламп % = (1,64-1,7) т/Рнагр , где
' Т’нагр ' Т’нагр
"нарр — заданная мощность сигнала в нагрузке и /?Нагр — сопротивление нагрузки. Напряжение питания выходной цепи Ео для такого каскада определяют по выражению:
Eq ^мин V^2PHarp/?Harp /7МИИ,
Где Ь'мин — остаточное напряжение между выходными электродами, найденное по семейству выходных характеристик. Усилительный элемент для каскада берут допускающим ток /макс ~ /мин 4" 4-2/Вых~ и выдерживающим напряжение источника питания, нагрузочные прямые постоянного и переменного токов здесь совпадают.
Практический кпд, получаемый от каскада с непосредственным включением нагрузки, меньше предельного из-за наличия остаточных тока и напряжения; он обычно не превышает 20% при транзисторах, 12% при экранированных лампах с учетом мощности накала и 7% при триодах.
Ввиду малого кпд и недопустимости в большинстве случаев протекания постоянной составляющей тока питания через нагрузку, схему непосредственного включения, несмотря на отмеченные достоинства, на практике используют редко.
Резисторный каскад
В резисторном каскаде мощного усиления (рис. 5.3) /?пагр включают в выходную цепь через резисторно-конденсаторное выходное устройство RC; ток питания здесь через нагрузку не проходит и
127
последняя соединена с общим проводом схемы, что нередко необходимо.
Резисторный каскад прост, не требует дорогих и габаритных деталей, обладает широкой полосой рабочих частот, но имеет
Рис. 5.3. Резисторные каскады мощного усиления-а) с транзистором; б) с экранированной лампой
очень низкий кпд, не превосходящий 8,7% при синусоидальном сигнале и идеальном усилительном элементе [5.2]. Практически от резисторного каскада при использовании транзистора редко
удается получить кпд выше 5-4-6%. а при использовании ламп —• выше 2-4-3%.
Поэтому, несмотря на достоинства, резисторные каскады мощного усиления применяют только при очень малой выходной мощности, обычно не выше десятков или сотен милливатт.
В таком каскаде наи-выгоднейшая величина сопротивления резистора 7? =1,41 7?нагр, емкость
Рис. 5.4. К расчету резисторного каскада мош- разделительного КОНДен-ното усиления с транзистором сатора С рассчитывают
по заданной частотной или переходной характеристике (см. стр. 174); нагрузочные прямые постоянного и переменного токов здесь не совпадают (рис. 5.4) и точка покоя О расположена выше середины нагрузочной прямой постоянного тока.
Необходимая величина тока покоя, сопротивление резистора R, напряжение питания выходной цепи Ео здесь можно найти по заданной мощности в нагрузке /%агр и ее сопротивлению /?нагр по
выражениям:
I 28
1,41/?нагр; /0~2,41 1/2W+/mhh;
Eo « 4,83 ]/ PHarp7?Harp + U№1 + I^R-, 4,83 V+ ZMHH,
r *VHai p
где Л,ип — остаточный ток, обеспечивающий отсутствие отсечки при изменении напряжения питания, температуры, параметров усилительного элемента; Umm — остаточное напряжение между выходными электродами при максимальном токе /макс (см. рис. 5.4), определяемое по семейству статических выходных характеристик.
Пример 5.1. Рассчитаем резисторный каскад мощного усиления с общим эмиттером, отдающий мощность синусоидального сигнала Р=О, 1 вт в нагрузку А?нагр = 75 ол; по ф-лам (5.5) для этих данных получим: R = 106 ом, /о = О,О88 я+ +/мин; /макс = 0,176 Ео=13,2 вдб^мин4-/мин/?. Задавшись /ние^
= 0,005 а = 5 ма, найдем, что /о = 93 ма, /мане =1181 ма. Если используемый транзистор при таком /макс имеет ЕМИн=1 в, Ео составит 14,7 в (рис. 5.4). При эмиттерной стабилизации к величине Ея нужно прибавить падение напряжений на /?э; взяв его равным 1,5 в, получим напряжение источника питания Е=16,2 в. Следовательно, для каскада необходим транзистор с подходящей полосой рабочих частот, допустимым напряжением коллектор—эмиттер не ниже 17—Н18 в и допустимым током коллектора не ниже 200 ма; кпд каскада без учета мощно-сги, потребляемой делителем смещения RiRz составит 0,1 : (16,2-0,093) ~0,066= = 6,6%. Выделяемая в транзисторе мощность при отсутствии сигнала It>Uo~ = !о(Ео—E)R) »0,45 вт, которую и должен рассеивать транзистор.
Дроссельный и трансформаторный каскады
Более высоким кпд обладают дроссельный и трансформаторный каскады мощного усиления (рис. 5.5а и б); при идеальном дросселе или трансформаторе (/?= = 0) напряжение покоя между выходными электродами Бо здесь равно напряжению питания выходной цепи Ео (рис. 5.5). При синусоидальном входном сигнале, работе в режиме А и полном использовании тока покоя (/МИн=0) необходимое сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току, наибольшая выходная мощность и максимальный кпд здесь определяются выражениями:
R.
бвых^ £ б0 /вых^. ф !0
^-макс = 0,5С'Бых._ /вых~ = 0,5?ф U0I0-,
йдм акс
Р
— макс
Ро
О.5£фбо/о
—т-р------- =0,5§ф,
/0ZS0
(5.6)
где £ = БВых~ /Ц> — коэффициент использования напряжения пи-ТЗНИЯ, И ” Iвых-'- До — коэффициент использования тока покоя.
Ток питания выходной цепи в этих схемах через нагрузку не течет и последнюю можно присоединить к общему проводу схемы; максимальный кпд (при g = v|?=l) здесь вдвое выше, чем при непосредственном включении и почти вшестеро больше, чем у резисторного каскада. Однако полоса усиливаемых частот у дроссельного каскада меньше, чем у резисторного, а у трансформаторного еще 5 — 456 129
меньше; стоимость же, вес и размеры как дроссельного, так и трансформаторного каскадов много больше, чем резисторного. Имея почти те же размеры, вес и стоимость, что и дроссельный, трансформаторный каскад имеет большое достоинство: при соот-
Рж. 5 5 Каскады мощного усиления’
а) дроссельный, с триодом, б) трансформаторный, с транзистором, в) к определению кпд таких каскадов
ветствующем коэффициенте трансформации выходного трансформатора он может работать с высоким кпд на сопротивление нагрузки практически любой величины.
По этой причине трансформаторные каскады мощного усиления, несмотря на высокою стоимость и сравнительно узкую полосу рабочих частот, широко используются в качестве выходных каскадов как транзисторных, так и ламповых усилителей.
Из рис. 5.5в видно, что при синусоидальном входном сигнале наибольшее напряжение между выходными электродами [7макс У дроссельного и трансформаторного каскадов при оптимальном сопротивлении нагрузки выходной цепи переменному току почти вдвое превышает Uo. Это объясняется тем, что при убывании тока выходной цепи UaAiC складывается из (Jo и противоэдс индуктивности дросселя или первичной обмотки трансформатора, стремящейся поддерживать убывающий ток.
При неодинаковой амплитуде обоих полуволн (например, при усилении импульсных сигналов с большой скважностью), а также 130
при сопротивлении нагрузки, превышающем R~, определяемое соотношением (5.6), [7макс у таких каскадов может получаться во много раз выше Uq. Например, в каскадах мощного усиления генераторов строчной развертки телевизионных приемников UMaK0 нередко в 8ч-10 раз превосходит напряжение источника питания Е.
Поэтому в трансформаторных каскадах, особенно транзисторных, где чрезмерное приводит к необратимому пробою транзистора, при усилении гармонических сигналов с примерно одинаковыми амплитудами полуволн С/о берут не больше (0,35-4-4-0,4) допустимого значения между выходными электродами для используемого способа включения, а также принимают меры для предотвращения возрастания R~ на верхних частотах, нередко имеющего место.
Расчет дроссельного каскада мощного усиления в режиме А при заданном сопротивлении нагрузки /?наГр, равном здесь сопротивлению нагрузки выходной цепи переменному току Р~ и заданной мощности сигнала в нагрузке Рнагр, практически не отличающейся от мощности Р~ , отдаваемой усилительным элементом, производят на основании соотношений (5 6), решение которых при R~ =^?нагр/ Р~ =73лагр/ Л> = Iвых~ + /мин, Ао=/7вых~ + ^мин ДаеТ.
/о = ]/+'мин; = /2Риагряиагр+^мнн;
t/'мин находят по семейству выходных характеристик для /макс = = 2,83 +/мин; усилительный элемент для каскада берут с
' Л’иагр
допустимым током выходной цепи не ниже найденной величины /макс И допустимым напряжением между выходными электродами не меньше 2,5 Uq.
Так как мощность, подводимая к усилительному элементу от источника питания в режиме А практически не зависит от амплитуды входного сигнала, выделяемая в усилительном элементе мощность Р, представляющая собой разность подводимой и отдаваемой, здесь максимальна при отсутствии сигнала, когда Р ~=0 и, следовательно. P = !qU0; па рассеивание этой мощности и должен быть рассчитан анод лампы или радиатор транзистора.
В трансформаторном каскаде сопротивление нагрузки выходной цепи R~ определяется величиной /?Нагр и коэффициентом трансформации выходного трансформатора п, равным отношению числа витков вторичной обмотки w2 к числу витков первичной a»i; это позволяет брать любую величину напряжения питания при заданном /?пагр. Отдаваемая усилительным элементом мощность сигнала Р~ здесь больше выделяемой в нагрузке мощности ВНагр, так как кпд трансформатора rjTp меньше единицы (см. стр. 197—198).
(5-7)
Рнгч р Итр
(5-8)
5
131
Транзистор для трансформаторного каскада мощного усиления берут с допустимой мощностью рассеяния на коллекторе Т’кдоп^ ^2,5 экранированную лампу — с допустимой мощностью рассеяния на аноде Ра доп= (34-4) триод — с Ра доп = (44-6)Р~ . Напряжение покоя между выходными электродами в случае транзисторного каскада желательно брать наибольшим допустимым, так как при этом его коэффициент усиления максимален, нелинейные искажения и необходимая входная мощность сигнала минимальны, а выпрямитель питания устройства наиболее экономичен и дешев. При включении с общим эмиттером и общей базой это также позволяет получить наибольший коэффициент усиления мощности каскада, что уменьшает необходимую входную мощность сигнала и коэффициент усиления предварительного усилителя. Поэтому па основании сказанного на стр. 131 Uo берут порядка (0,3-4-0,4) от допустимого напряжения между выходными электродами.
В ламповых трансформаторных каскадах мощного усиления Uo обычно берут равным рекомендуемому в справочных данных лампы.
Необходимое напряжение источника питания выходной цепи дроссельного и трансформаторного каскадов, как видно из рис. 5.5а и 5.56, равно сумме Uo, падения напряжения на резисторе эмиттерной стабилизации или катодного смещения и падения напряжения на омическом сопротивлении дросселя или первичной обмотке трансформатора:
£~Ц) ф- / ОРК -ф /од гг; Uo + I0R3 4- Vi, (5-9)
где ri — омическое сопротивление обмотки дросселя или первичной обмотки трансформатора; первая формула относится к ламповому каскаду с общим катодом и катодным смещением, вторая — к транзисторному с общим эмиттером и эмиттерной стабилизацией.
Пример 5.2. Для иллюстрации к сказанному рассчитаем транзисторный трансформаторный каскад мощного усиления звуковых частот (4 = 80 гц, fB=7 кгц) для работы в комнатных условиях (Гс мин = 45°С, Тс макс+30°С), имеющий выходную мощность Рнагр = 2 вт и коэффициент гармоник кГто8%; нагрузкой каскада является звуковая катушка электродинамического громкоговорителя с сопротивлением /4аг?=3 ом.
Взяв согласно рекомендациям стр 19=8 кпд выходного трансформатора на мощность 2 вт равным 0,8, найдем, что отдаваемая транзистором мощность сигнала Р~ = 2,5 вт, а допустимая мощность рассеяния на его коллекторе Рк дои^2,оР— =6,25 вт.
Для получения наибольшего усиления и упрощения предыдущего каскада транзистор включим с общим эмиттером, что возможно при заданном значении кг и предусмотрим эмиттерную стабилизацию точки покоя для обеспечения работоспособности каскада при установке в него любого исправного экземпляра транзистора. В заданном диапазоне температур окружающей среды пригоден германиевый транзистор, чтобы его входная цепь при общем эмиттере не вносила на верхней рабочей частоте больших частотных искажений, транзистор следует взять со значением ffв = 7 кгц
Предположим, что выбранный по справочнику на основании этих показателей тип транзистора имеет РКдоп = 10 вт, /КДОи=1,5 а, С/Кэдоп=30 в, 132
/й216>200 кгц, Й21»мяя=20, /?пн=3,5°С/вт, Гп Яоп= 100°С; усредненные статические выходные и входные его характеристики для 7П=0О°С изображены на рис. 5.6.
Рис. 5.6 К расчету трансформаторного каскада мощного усиления в (режиме А с транзистором'
а) семейство статических выходных характеристик транзистора и нагрузочная прямая,
б) статическая входная характеристика транзистора,
в) сквозная динамическая характеристика каскада
Взяв напряжение источника питания £=0,4>Ь'Кэ доп= 12 в и приняв сумму падений напряжения на резисторе эмиттерной стабилизации и первичной обмотке трансформатора равной 2 в, получим 1Л = 10 в, ориентировочно приняв остаточное напряжение на транзисторе Умии при максимальном токе порядка 1 в, получим 1/вых~=(/о—Умин=9 в, = I2P _=>16,2 ом и
133
= 6/вых~/‘^~ = 0,556 а. Взяв ток покоя коллектора /о равным 1,05/вых_== =0,58 а, найдем, что /макс «/о+/вых~ = 1,14 а и не превосходит допустимых для транзистора 1,5 а. Из рнс. 5.6а видно, что при /макс = 1,14 а значение Умии близко к ориентировочно взятому 1 в, а поэтому уточнение в расчет вносить не требуется.
Проведя через точки /макс и /о нагрузочную прямую переменного тока, соответствующую /?<*,= 16,2 ом и перенеся ее крайние точки /макс=1,14 а макс=39 ма) и /мии=0,025 а (1бмин=1 ма) на статическую входную характеристику (рис. 5.66), найдем, что необходимый размах входного напряжения сигнала 2(7вх~ «0,74 в.
При траНЗИСТОре С Й21э мин = 20 значения /б макс «/макс/^21э мин И 1*бмин« «/мии//121э мии составят 57 и 1,25 ма соответственно, что даст необходимый размах входного тока сигнала 2/Вх~«56 ма, входное сопротивление транзистора переменному току /?вхе«2(7вх~/2/Вх~ «13 ом и необходимую входную мощность сигнала РВх«0,125-21/Вх~-2/Вх— «5,2 мет, которую должен обеспечить предыдущий каскад.
Если предыдущий каскад сделать трансформаторным, то для него будет пригоден любой маломощный низкочастотный транзистор, так как при допустимом напряжении питания 64-12 в он легко отдаст необходимые с учетом кпд трансформатора и полуторного или двойного запаса 104-15 мет при токе коллектора в несколько ма. Если же предыдущий каскад сделать резисторным, ток покоя его коллекторной цепи потребуется порядка 404-50 ма, так как амплитуда входного тока сигнала рассчитываемого каскада /вх~ при Л21эмин=20 достигает 28 ма и 104-45 ма может составить ток сигнала, текущий через делитель смещения и резистор коллекторной цепи; в этом случае транзистор в предыдущем каскаде потребуется более мощный.
Предположим, что сопротивление источника сигнала для входной цепи рассчитываемого каскада, найденное после окончания расчета предыдущего каскада, оказалось равным 30 ом; тогда, рассчитав значение еаст для точек а, б, е, г и д нагрузочной прямой рис. 5.6а способом, указанным на стр. 86, и построив сквозную динамическую характеристику каскада, получим ее в виде, изображенном на рис. 5.6в. Спроектировав крайние точки а" и д" этой характеристики на горизонтальную ось, разделив проекцию на 4 равных отрезка и восстановив перпендикуляры из точек стыка отрезков до пересечения с характеристикой, получим уточненный ток покоя коллектора /о «0,56 а, при котором по нагрузочной прямой рис. 5.6а найдем уточненное 1/о=1О,2 в и токи Л = = 0,86 а, /2=0,29 а, необходимые для расчета коэффициента гармоник.
Расчет гармонических составляющих выходного тока по ф-лам (4.9) при /макс=1,14 а,/1=0,86 а, /о=О,56 а, /2=0,29 а, и /мин—0,025 а дает: /1м — 0,562 а, /2м =0,01125 а, /зм=—0,0042 a, h-a=—0,00625 а и /ср=О,578 а. Коэффициент гармоник каскада, рассчитанный по ф-ле (1.21), при этом оказывается около 2,4%. что много меньше допустимых 8%.
Расчет омического сопротивления первичной обмотки трансформатора по ф-ле (6 64) при с=О,5 (см. стр. 197, 198), Р~=>16,2 ом и rjTp=0,8 дает значение п = 1,28 ом, поэтому при среднем значении тока коллектора /Ср=0,578 а необходимая величина сопротивления резистора эмиттерной стабилизации составит:
Е — IE — /срг! 12— 10,2 —0,578-1,28 --------7^,-----”------------” 1 '
1 "ф Йдхэ
так как среднее значение тока эмиттера /Срэ«/с₽----7----«0,6 а.
«213
Коэффициент трансформации выходного трансформатора п, найденный по ф-ле (6.64) и обеспечивающий R ~= 16,2 ом оказывается равным 0,48; необходимая поверхность радиатора для транзистора, рассчитанная по ф-ле (5.3) при Тпмакс=70°С и P=Uo/o = 10,2-0,56«5,7 вт получается около 400 см‘.
Так как ток смещения базы /об в точке покоя 0 согласно рис. 5.6а /об« «18 ма, а напряжение смещения при этом токе согласно рис. 5.66 1/Об=0,58 в, сопротивление резистора R2 делителя смещения, рассчитанного по ф-ле (3 5) при /д=2/Об = 36 ма и 5%=/эРэ«0,6-1,8= 1,08 в составит 46 ом, что близко к стан-134
дартному резистору в 47 ом, а сопротивление резистора Ri, найденное по второй ф-ле (3.3) при напряжении на делителе £=11 в составит 144 ом, что округлим до стандартного в 150 ом
Необходимая емкость конденсатора Сэ, шунтирующего резистор эмиттерной стабилизации, рассчитанная по ф-ле (10.14) при MHa=l,09, 7?ист=30 ом, fs — = 80 гц, составит около 4000 мкф (см. стр. 289), конденсатор столь большой емкости даже при рабочем напряжении в несколько вольт имеет значительные габариты, вес и стоимость. Если для удешевления каскада этот конденсатор из схемы исключить, то входное сопротивление транзистора при h2ls МЯн= = 20 увеличится до RbX—(-(1+^21э)^э=51 ом и при тех же резисторах Ri и Rz будет необходим ток покоя коллектора предыдущего резисторного каскада свыше 100 ма, что заметно повысит потребляемую устройством мощность питания, а усиление предварительного усилителя из-за создаваемой резистором Ra отрицательной обратной связи согласно ф-ле (10.2) придется увеличить в 1+5эс 7?э=1,9 раза; коэффициент гармоник рассчитанного каскада во столько же раз уменьшится и появится возможность введения в нем эмиттерной высокочастотной коррекции (см. стр. 235—236).
При расчете трансформаторного каскада мощного усиления с экранированной лампой, выбрав подходящий ее тип по отдаваемой мощности или допустимой мощности рассеяния на аноде Радон и взяв напряжения покоя анод—катод Uo и экранирующая сетка-катод t/оэкр немного ниже максимально допустимых, находят ток покоя цепи анода из выражения
г __, (0,8,4-,0,9) Ра доп
°
(5.10)
Отложив точку покоя с координатами Uo, 1о на семействе статических анодных характеристик (рис. 5.7), по ее положе-
Рис. 5.7. К расчету трансформаторного каскада мощного усиления в режиме А с экранированной лампой
нию находят необходимое отрицательное смещение на управляющей сетке Uoc и, взяв амплитуду напряжения входного сигнала t7Bx~ =
= U0C получают крайние положения рабочей точки на статических характеристиках Ug=0 и ug=2.Uос (рис. 5.7).
Отдаваемая экранированной лампой мощность сигнала Р~ , равная 0,125-2/вых~-2(7вых ~ — 0,12о f/макс Iмин )27М и пропорциональная площади треугольника АБВ на рис. 5.7, близка к
максимальной, когда верхний конец нагрузочной прямой переменного тока проходит через сгиб нулевой характеристики. Неболь-
шое изменение величины в это-м случае почти не меняет от
135
даваемую мощность, но сильно влияет на вносимые лампой нелинейные искажения Расчет гармонических составляющих выходного тока по ф-лам (4 9) для различных значений R~ показывает, что третья и четвертая гармоники монотонно растут с увеличением R~, а вторая, как указывалось на стр 91, исчезает, когда отрезок а нагрузочной прямой равен отрезку б (рис. 5 8).
Из рис 5 8 видно, что отдаваемая однотактным трансформаторным каскадом с экранированной лампой мощность сигнала близка к максимальной, а коэффициент гармоник минимален при значении R^ , меньшем того, при котором кГ2 = 0, оптимальная величина R~Oni i соответствует такому наклону нагрузочной прямой, при котором отрезок а в 1,14-1,2 раза больше отрезка б.
Рис 5 8 Зависимость выходной мощно сти и коэффициента гармоник от R ~ для трансформаторного каскада мощно го усчтения в режиме А с экранирован ной тампой
Рис 5 9 Зависимость отдаваемой мощности, кпд и коэффициента гар моник трансформаторного каскада мощного усиления в режиме А с триодом от величины R —
Пример 5 3. Рассчитаем трансформаторный каскад мощного усиления с экранированной лампой, отдающий в нагрузку /?Нагр=10 ом мощность не ниже 2,8 вт при «г^8°/о При rjTp = 0,8 (стр 198) от лампы потребуется мощность сигнала не меньше 2,8 0,8=3,5 вт Так как допустимая мощность рассеяния на аноде в этом стучае лежит в пределах (3—4)Р~ =10,5—14 вт, для каскада подойдет экономичный пальчиковый подогревный лучевой тетрод 6П1П, имеющий Радоб—12 вт, допустимую мощность рассеяния на экранирующей сетке Рэкрдоп = 25 вт, рекомендуемое напряжение на экранирующей сетке и аноде Uo—Ui) экр = 250 в, семейство статических выходных характеристик этой тампы приведено на рис 5 7
Подав на экранирующую сетку Un экр = 4-250 в от положительного полюса него шика анодного питания без гасящего сопротивления, получим напряжение анод—катод Uq меньше U<s зкр на величину падения напряжения на омическом сопротивлении первичной обмотки трансформатора, положив это падение ориентировочно равным 15 в, получим (7о = 235 в Ток покоя цепи анода, найденный по ф ле (5 10), составит около 44 ма, отметив точку покоя с этими координатами на семействе характеристик лампы, найдем, что она соответствует напря-136
жению смещения на сетке Uoc = —<12 в При амплитуде напряжения сигнала на входе, равной 12 в, крайние точки нагрузочной прямой будут расположены на характеристиках лампы для ue = Q и ие = —24 в
Проведя нагрузочную прямую через точку покоя так, чтобы отрезок а в 1,15 раза превышал отрезок б (рис 5 7), получим /макс=85 ма /мИа = 8 ма и сопротивление нагрузки анодной цепи переменному току /?~=2С'в,,1-( ~/2/Вых~ та та4900 ом, при этом Р~=0,125 (/маьс—Аин)2^~=3,63 вт, что достаточно Отметив на нагрузочной прямой точки, соответствующие половине расчетной амплитуды сигнала, т е точки для ug=—6 а и ug = —48 в, найдем соответст вующие этим точкам токи Zi = 67 ма и /г=21 ма Расчет гармонических состав ляющих анодного тока по ф-лам (4 9) при /«акс=85 ма, Л = 67 ма /о=44 ма /2=21 ма и /мин=8 ма дает /Ср = 44,8 ма, Лм = 41 ма, /гм = 1,25 ма, /зм = =—2,5 ма, /4м = 0,42 ма и вычисленную по ф ле (121) величину Гсг = 6,9% что по условию допустимо
Среднее значение тока экранирующей сетки за период сигнала /Ср эьр при полном использовании рабочего участка характеристик экранированной лампы даже в режиме А значительно превышает ток покоя этой сегки /оэкр, прибли женно /Ср экр можно найти по ф ле (4 9) для /ср, подставив в нее вместо mi но венных значений анодного тока значения тока экранирующей сетки в те же моменты времени Найдя по характеристикам тока экранирующей сетки /акрмакс=31 Ма, /экр!=11 Ма, /экр2“3 Ма, /экриин35! Ма, получим /срэкр = = 10 гма и мощность, выделяющуюся на экранирующей сетке />Экр=/ср экр//0 ЭКр = = 2,5 вт, что допустимо Сопротивление резистора катодного смещения найдем, поделив напряжение отрицательного смещения управляющей сетки на сумму средних значений токов анода и экранирующей сетки, что даст 223 ом (стан дартный резистор 220 ом на 1 вт так как выделяемая на нем мощность равна 0,65 вт) необходимая емкость блокировочного конденсатора Сэкр определится ф лой (10 14)
Анализ работы триода в трансформаторном каскаде мощного усиления показывает [5 3, стр 122—125, 5 1, стр 222—225], что при заданной величине напряжения источника анодного питания триод отдает наибольшую мощность при сопротивлении нагрузки анодной цепи переменному току R~=2Ri, где Rz— внутреннее сопротивление триода переменному току в точке покоя, кпд выходной цепи каскада с триодом растет при увеличении R~, а его коэффициент гармоник падает с ростом R~ (рис 5 9).
Отсюда следует, что в трансформаторном каскаде мощного усиления с триодом величину R~ следует брать порядка (2,5— —4) Ri, так как при этом отдаваемая лампой мощность близка к максимальной, коэффициент гармоник достаточно мал, а кпд выходной цепи достаточно велик Сопротивление резистора катодного смещения в каскаде с триодом находят, поделив необходимую величину отрицательного смещения на сетке на среднее значение анодного тока при максимальном расчетном сигнале, в остальном расчет каскада с триодом не отличается от расчета каскада с экранированной лампой
5.3. ДВУХТАКТНЫЕ КАСКАДЫ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ
Коэффициент гармоник двухтактного каскада
Коэффициент гармоник двухтактного каскада определяется не только нелинейностью усилительных элементов, использованных в его плечах, но и схемой каскада, а также режимом работы и раз
137
личием свойств плечей, главным образом, различием свойств ис
пользованных в плечах усилительных элементов.
Все двухтактные каскады можно разделить на два типа:
1) каскады, в которых входной сигнал подается на оба плеча
схемы от одного и того же внешнего источника, управляющего сразу обоими плечами (см. рис. 3.21, рис. 5.10 и др.). Каскады такого типа назовем двухтактными каскадами с параллельным управлением;
2) каскады, в которых напряжение сигнала от внешнего источника поступает на вход первого плеча, а вход второго плеча получает сигнал с выхода первого плеча (см., например, рис. 5.24). Такие каскады назовем двухтактными каскадами с последова
тельным управлением.
Указанные на стр. 74 свойства двухтактных схем отно-
сятся к каскадам с параллельным управлением; в таких каскадах с совершенно одинаковыми плечами нелинейные искажения по четным гармоникам полностью отсутствуют. В практических услови
ях, однако, из-за неодинаковости параметров усилительных элементов и деталей в плечах схемы искажения по четным гармони
кам не уничтожаются, а лишь уменьшаются, что учитывают при расчете коэффициента гармоник двухтактных каскадов.
Если назвать коэффициентом ассиметрии относительную разницу токов первого I' и второго /" плечей двухтактной схемы, имею
щую место из-за допусков на параметры усилительных элементов и детали схемы, обозначив ее через v = р—1, и предположить,
что параметры и детали отличаются от номинальных одинаково и в противоположные стороны, ТО ТОКИ /макс, /1, /о, /г, /мин, входящие в ф-лы (4.9), будут отличаться от найденных по характеристикам, имеющимся в справочнике: у одного плеча в !+— и у другого —
в
1
раза. Гармонические составляющие
токов плечей при
этом будут отличаться от своих номинальных значений во столько же раз.
Так как нечетные гармоники выходного тока в двухтактной схеме складываются, а четные вычитаются, при коэффициенте асимметрии v отдаваемый в нагрузку ток нечетных гармоник окажется равным удвоенному току плеча, а ток четных гармоник — номинальному, умноженному на v. Отсюда расчетное выражение для коэффициента гармоник двухтактного каскада с параллельным управлением, работающего в режиме А, принимает вид:
V W-MWW
(5.11)
138
При работе двухтактной схемы в режиме В одно плечо усиливает един полупериод сигнала, а второе — другой; здесь для определения гармонических составляющих выходного тока можно использовать тот же метод пяти ординат, если через /макс и h обозначить токи одного плеча, соответствующие расчетной амплитуде входного сигнала и ее половине, а через /мпн и /2 — аналогичные токи другого плеча. Так как токи плечей текут через нагрузку в противоположных направлениях, /МИн и /2 по отношению к /макс и /1 являются отрицательными.
Учитывая сказанное, при токах /^акс, /J, Го, найденных по характеристикам усилительного элемента и соответствующих расчетной амплитуде входного сигнала, ее половине и точке покоя, Значения /макс, /(• /о, /2, /мин, входящие в ф-лы (4.9), для двухтактного каскада с параллельным управлением, работающего в режиме В, определяют по выражениям:
/макс = /'макс(1 + у) J 71 = + “г") ’
^2 =—/£ ------—у, ^мин = ^макс • (5.12)
Рассчитав по ф-лам (4.9) Лм, /2м, /зм, Av, находят коэффициент гармоник каскада:
к _ ;2М + /1м + /4М . (5 13)
Г /1М ’
среднее же значение тока выходной цепи /ср одного плеча схемы в режиме В
^р~-^/;акс«0.318/;акс. (5.14)
Из принципа действия двухтактных схем с последовательным управлением видно, что они могут работать только в режиме А. Коэффициент гармоник ведущего плеча этих схем, с которого снимают сигнал на ведомое плечо, определяется так же, как у обычного однотактного каскада. Ведомое плечо здесь получает входной сигнал уже с нелинейными искажениями, четные гармоники которых компенсируются как и у двухтактной схемы с параллельным управлением, а нечетные удваиваются. Так как ведомое плечо отдает в нагрузку половину всей выходной мощности схемы при удвоенных нечетных гармониках и скомпенсированных четных, а ведущее плечо — вторую половину мощности при нормальной величине гармоник, нечетные гармоники в нагрузке оказываются в (24 1)/2 = 1,5 раза больше, а четные — в 2 раза меньше, чем у однотактного каскада в тех же условиях. Отсюда формула, определяющая коэффициент гармоник двухтактного каска
139
да с последовательным управлением, работающего в режиме А, приобретает вид:
к « /(°'5Am)2 + (1.5W + (0,5/4m)2 _ (5 15)
г Лм
Из выражения (5.15) видно, что коэффициент гармоник двухтактного каскада с последовательным управлением будет почти вдвое меньше, чем у однотактного каскада, если усилительные элементы вносят нелинейные искажения в основном по четным гармоникам; если же усилительные элементы вносят в основном третью гармонику, его коэффициент гармоник получится примерно в 1,5 раза больше, чем однотактного.
Значение коэффициента асимметрии v, входящего в ф-лы (5.11) и (5.12), зависит в основном от типа усилительных элементов и от условий их работы. В транзисторных каскадах с общей базой при внутреннем сопротивлении источника сигнала 7?ист, много большем входного сопротивления транзистора 7?вх (что обычно и имеет место), если транзисторы в плечах схемы не подбирают, величина v не превышает 0,1; при |/?Ист<^вхИ в этих же условиях v может увеличиться до 0,34-0,5. При включении с общим эмиттером и общим коллектором величина v в основном определяется различием /i2i9 транзисторов, включенных в плечи схемы, почему для уменьшения асимметрии транзисторы в плечах обычно подбирают по h2la; при отношении значений h2i9 не более 1,2 величина v обычно не превышает 0,2.
В ламповых двухтактных каскадах, если лампы в плечах схемы не подбирают и не принимают мер для симметрирования плечей, что обычно имеет место в каскадах с выходной мощностью до нескольких десятков ватт, значение v может достигать 0,4. В каскадах же с выходной мощностью порядка 100 вт и выше средние значения токов плечей схемы обычно контролируются измерительным прибором, что дает возможность сделать их равными или почти равными регулировкой смещения на одном плече или подбором ламп; при отношении токов плечей не более 1,05 значение v можно считать равным 0,14.
Каскад с непосредственным включением и резисторный каскад
Двухтактные каскады мощного усиления с симметричным выходом и непосредственным включением нагрузки в выходную цепь очень редко используются на практике, так как они могут работать лишь на нагрузку, допускающую протекание постоянной составляющей выходного тока и имеющую среднюю точку, присоединенную к источнику питания выходной цепи.
Резисторные двухтактные каскады мощного усиления, несмотря на низкий кпд (г|макс~8,7°/о), иногда используют в широкополосных каскадах мощного усиления с симметричной нагрузкой и малой выходной мощностью.
140
Двухтактные каскады как с непосредственным включением нагрузки и симметричным выходом, так и резисторные работают в режиме А, так как только при этом сигнал в нагрузке аналогичен входному. Выбор усилительных элементов, напряжения питания, точки покоя, смещения и т. д. для таких каскадов производят точно так же, как для аналогичных однотактных (стр. 125—129), но считая выходное напряжение сигнала (Лых~, выходную мощность Р~ и сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного элемента равными половине величины, заданной для всего каскада.
При использовании транзисторов здесь применяют как коллекторную, так и эмиттерную стабилизацию точки покоя; при включении резистора эмиттерной стабилизации в общий провод каскада блокировочный конденсатор Сэ не требуется. В ламповых каскадах этих типов используют общий резистор катодного смещения без блокировочного конденсатора (см. рис. 3.21а и б).
Трансформаторные каскады
Двухтактные трансформаторные каскады мощного усиления с параллельным управлением при усилении гармонических сигналов произвольной формы могут работать как в режиме А, так и в режиме В.
Расчет плеча такого каскада в режиме А производят точно так же, как однотактного трансформаторного (стр. 129—139), но на мощность, равную половине той, которую должен отдавать каскад, а в ф-ле (6.65) для п= ~_ = выходного трансформатора
2ш1п
(рис. 5.10а) Р~ заменяют на 2/?~ . Для стабилизации точки по-
Рис. 5.10. Двухтактные трансформаторные каскады мощного усиления для работы в режиме А:
а) с общим эмиттером и бестрансформаторным предыдущим инверсным каскадом; б) с общей базой и трансформаторным инверсным каскадом
коя таких каскадов в режиме А используют эмиттерную стабилизацию с индивидуальными делителями смещения при бестранс-форматорном предыдущем каскаде (рис. 5.10а) и с общим дели
141
телем при трансформаторном инверсном каскаде (рис. 5.106).'Для уменьшения разбалансировки плечей схемы при нагреве транзисторов и их старении в эмиттеры каждого транзистора полезно включить резисторы R'3 с сопротивлением порядка (0,54-1) от сопротивления резистора R3o, включенного в общий провод эмиттеров. Для выравнивания коллекторных токов плечей один из резисторо-в R'3 или Ri делают регулируемым; изменение сопротивления резистора Дю позволяет изменять ток коллектора обоих плечей в одну и ту же сторону.
У двухтактного каскада с экранированными лампами в режиме А оптимальное сопротивление нагрузки плеча схемы переменному току Д~опт2 меньше, чем у однотактного каскада (см. рис. 5.8), так как вследствие компенсации двухтактной схемой четных гармоник наименьшая величина кг здесь имеет место при отрезке а в (1.34-1,5) раза превышающем отрезок б (рис. 5.7), что соответствует более крутой нагрузочной прямой.
При анализе двухтактного трансформаторного каскада в режиме В удобно рассматривать только работающее плечо схемы;
в следующую половину периода сигнала включится второе плечо, а первое выключится, а следовательно, расчет каскада можно вести для половины периода по семействам статических ха-
Рис 5 12 Зависимость выделяющейся на выходном электроде мощности Р от амплитуды вход ного сигнала при работе каскада в
режиме В
/
Рис 5.11. К анализу работы двухтактного трансформаторного каскада мощного усиления в режиме В
рактеристик усилительного элемента одного плеча схемы, получая результат, справедливый для всего каскада за период сигнала.
При синусоидальном входном сигнале, идеализированных (линейно-ломаных) характеристиках усилительного элемента, трансформаторе без потерь (R^ = ri = Q) и точке покоя, расположенной в 142
точке С’о на горизонтальной оси семейства выходных характеристик (рис. 5.11) полное использование характеристик усилительного элемента имеет место при сопротивлении нагрузки выходной цепи плеча переменному току:
= = , (5.16)
^макс ^макс
где Uвых- /Uв — коэффициент использования напряжения пита-
ния.
Мощность сигнала, отдаваемая работающим плечом за полупериод, а следовательно, и всем каскадом за период, при этом равна:
U.^. (5.17)
Так как средний ток плеча за период /Ср= —7^акс > среднее
значение тока, потребляемое каскадом от источника питания, оав-2
но-—/ и подводимая к выходной цепи каскада мощность
л MdKC
2
питания Ро~=—lvRr..c'Jo, то максимальный кпд выходной цепи л
трансформаторного каскада в режиме В
ЛвмаКе = ^^- = 4 В = 0,785g, (5.18)
чго более чем в 1,5 раза превышает кпд такого же каскада в режиме А.
Выделяемая на выходном электроде усилительного элемента мощность определяется как полуразность Ро и :
Р - 0,5(Ро-Р_.) = 0,3187„„Со-0.25/ДДЫ; (5.19)
первый член этого выражения пропорционален амплитуде входного сигнала, а второй — ее квадрату (рис. 5.12). Поэтому выделяемая в усилительном элементе мощность в режиме В максимальна при определенной амплитуде входного сигнала; для определения условий, при которых это имеет место, заменим в (5.13) 1’макс на
-вых~, что даст
Р-п
, Р= (5.20)
Продифференцировав по g выражение в скобках и приравняв производную 1плю, найдем, что Р достигает наибольшей величины при значении g = g*, где g* = 2/n = 0,637.
Подставив Г = 2/л в ф-лу (5.20), получим максимальную мощность, выделяемую в режиме В на выходном электроде уси-
143
лительного элемента:
( Уп \ ! 1 2 I 2 \ \
Ллакс = IT--------------4-4) = °,Ю1 М- . (5.21)
\ к~п / \ л л 4 л2/ \ )
У транзисторов и экранированных ламп при максимальной расчетной амплитуде сигнала j обычно превышает 0,637. Поэтому в каскадах мощного усиления, работающих в режиме В с изменяющейся амплитудой сигнала (например, усиливающих широковещательную программу), наибольшая мощность выделяется в усилительном элементе при сигнале, соответствующем £, = 0,637. Расчет радиатора для транзистора и проверку пригодности лампы для таких каскадов производят по РМакс, находя ее значение по ф-ле (5.21).
В каскадах же с изменяющейся амплитудой сигнала, имеющих при максимальной расчетной амплитуде сигнала £^0,637, а также в каскадах, работающих только при максимальной расчетной амплитуде, расчет радиатора и проверку пригодности лампы производят по мощности Р, определяемой выражением (5.19).
Формулы (5 19) — (5 21) справедливы для действительной величины сопротивления нагрузки каскада, при комплексном ее сопротивлении выделяемая на выходных электродах мощность возрастает При чисто реактивной нагрузке, а также при коротком замыкании последней вся потребляемая каскадам от источника питания выходной цепи мощность выделяется на выходных электродах
Поэтому короткое замыкание или сильное уменьшение сопротивления нагрузки каскада, работающего в режиме В, так же, как и приобретение нагрузкой комплексною или реактивного характера очень опасно, так как может привести к выходу из строя усилительных элементов вследствие выделения в них мощности недопустимой величины Защита усилителя плавкими предохранителями или быстродействующими выключателями здесь не приносит пользы, так как вследствие высокого внутреннего сопротивления усилительных элементов ток выходной цепи при ее коротком замыкании почти не возрастает и предо хранители и выключатели не срабатывают
В ламповых усилителях режима В защита от короткого замыкания и реак тивности нагрузки возможна термическим выключателем, разрывающим цепь питания при чрезмерном повышении температуры анодов ламп мощного каскада Защита транзисторных усилителей оказывается значительно более сложной, так как транзисторы мощных каскадов, работающих в режиме В, при ука занных видах перегрузки выходят из строя практически мгновенно вследствие вторичного пробоя [5 4, стр 129], и температура их корпуса при этом не успе вает возрасти
Надежным способом защиты транзисторов таких усилителей от выхода из строя вследствие перегрузки являются только апециальные быстродействующие транзисторные схемы [5 5, стр 164—466], мгновенно уменьшающие сигнал, подводимый к мощному транзистору при перегрузке последнего (см также транзисторы Т5 и Т8 с резисторами Ris—Яго и Rzs—Яго на рис 12 2)
У симметричного двухтактного трансформаторного каскада, работающего в режиме В, нагрузочная прямая переменного тока плеча схемы оканчивается в точке Uo на горизонтальной оси, не проходя через точку покоя О (см рис. 5 14а), так как магнитодвижущая сила, создаваемая протеканием тока покоя плеча через первичную обмотку трансформатора компенсируется такой же мдс обратного знака, создаваемой током второго плеча, текущим через такую же первичную обмотку в обратном направлении.
144
Двухтактные каскады, работающие в режиме В, дают малые нелинейные искажения и имеют наиболее линейную амплитудную характеристику при таком положении точек покоя, в котором крутизна характеристики плеча схемы близка к половине крутизны при большой амплитуде сигнала, так как в этом случае суммарная крутизна характеристики каскада остается почти неизменной в течение всего периода сигнала Для германиевых транзисторов при комнатной температуре это достигается при напряжении смещения во входной цепи в 0,14-0,2 в; при слишком низком положении точки покоя каскад сильно искажает сигналы малой амплитуды (рис 5 13), а слишком высокое положение точки покоя увеличивает потребление энергии питания, что невыгодно
Использование режима В в каскадах мощного усиления, работающих при изменяющейся произвольным образом амплитуде сигнала (например, в оконечных каскадах усилителей трансляционной сети, усилителей грамзаписи, магнитофонных усилителей и т. д.) позволяет очень сильно уменьшить средний расход энергии на питание выходной цепи. Снижение расхода энергии по сравнению с режимом А здесь обусловлено в основном тем, что каскад в режиме В при слабых сигналах и их отсутствии потребляет от источника питания очень малую мощность, тогда как в режиме А потребляемая мощность от амплитуды сигнала практически не за
висит. В результате этого, а также вследствие более высокого кпд средний расход энергии на питание каскада в режиме В при той же максимальной выходной мощности в рассматриваемых условиях может уменьшиться в пять и более раз по сравнению с режимом А [5.6, стр. 254—260]; расход энергии сокращается тем сильнее, чем больше динамический диапазон передачи и чем меньше ток покоя каскада.
Особенно сильно экономичность режима В ощущается в транзисторных устройствах, так как в ламповых схемах расход энергии на цепи накала ламп значительно уменьшает получаемый эффект.
Столь большое различие в расходе энергии питания приводит к тому, что в транзисторных каскадах с выходной мощностью свыше нескольких ватт, работающих с изменяющейся амплитудой сигнала, всегда используют режим В, несмотря на необходимость применения при этом более сложной двухтактной схемы, и повышенные нелинейные искажения; в переносных приборах, питаемых от химических источников тока, применение режима В оказывается целесообразным при мощности даже в доли ватта.
В каскадах же с неизменной амплитудой усиливаемых сигналов экономия энергии питания в режиме В значительно меньше и
145
л V ^,1,,^- »
гт
Рис 5 13 Искажения синусоидального сигнала малой амплитуды двухтактным каскадом в режиме В при слишком низком положении точки покоя
зависит от характера сигналов и их формы, из выражений (5 6) и (5 18) следует, что при синусоидальных сигналах максимальной расчетной амплитуды использование режима В уменьшает потребляемую от источника питания мощность лишь примерно в 1,5 раза при той же мощности сигнала в нагрузке.
В двухтактных трансформаторных каскадах, работающих в режиме В, наибольшее напряжение между выходными электродами усилительного элемента С\1акс при усилении сигналов любого характера и формы примерно вдвое превышает напряжение покоя Uo, складываясь из Uo и почти равного ему максимального напряжения сигнала на первичной обмотке работающего плеча схемы. Нестационарные процессы, имеющие место в трансформаторе при переключении импульсов тока сигнала из одной половины первичной обмотки в другую каждые полпериода, могут сильно увеличить указанную величину наибольшего напряжения и явиться причиной пробоя транзисторов Для предотвращения этого в двухтактных транзисторных каскадах, работающих в режиме В, применяют меры, уменьшающие или устраняющие перст апряже-ния, создаваемые переключением первичной обмотки выходного трансформатора (см. стр 212).
Так как напряжение покоя гиежду выходными электродами Ua на основании сказанного на стр. 131 желательно иметь наибольшим, в двухтактных трансформаторных транзисторных каскадах мощного усиления, работающих в режиме В, его обычно берут порядка (0,354-0,45), допустимого между выходными электродами для используемого способа включения транзисторов Смещение во входную цепь здесь обычно подают фиксированным напряжением через делитель от источника питания выходных цепей (см. стр. 52).
Пример 5 4. Для иллюстрации сказанного расочитаем трансформаторный двухтактный каскад мощного усиления в режиме В для усиления широковещательных передач, отдающий в нагрузку мощность Рнагр=80 вт при напряжении сигнала на ней (7нагр = 60 в Каскад должен допускать установку в плечи схемы любых исправных экземпляров транзисторов без их подбора, и его коэффициент гармоник не должен превышать 6%, наибольшая теиперат, ра окружающей среды Тс макс=30°С
При кпд выходного трансформатора для мощности 80 вт т|Тр=0 92 (сто. 198) отдаваемая транзисторами мощность Р~ должна быть не ниже 80 0,92 = =87 вт; такую мощность при Тсмакс = 30°С можно снять с германиевых транзисторов типа П210, имеющих: (7кб доп=65 в, = в, /кдоп=12 а,
Тпдон=85°С, /?пк=1°С/вт, /г21мии=15, 7>кдоп=50 вт. Так как к каскаду предъявлено требование установки транзисторов в плечи без подбора, заданное кг можно обеспечить лишь при включении транзисторов с общей базой, что потребует трансформаторной межкаскадной связи с предыдущим каскадом; для получения малых нелинейных искажений при слабых сигналах во входную цепь введем смещение фиксированным напряжением от делителя R1R2, и схема каскада примет вид, изображенный на рис. 3 21 в.
Ввиду того что при такой схеме практически все напряжение источника питания приложено между коллектором и эмиттером, берем (7» = 0,4. (7Кэдоп = =0,4-60 = 24 в; тогда на основании (5 17) и (5 16) приближенное значение максимального тока коллектора
146
2Р~ 2Р^ 2Р~ 2Р_
1ЫЯКС = -«--------------------------------= 7,25 яэ 7,3а
Цых~ ВЦ) Ц — Пмин Uo
Из рис 5 14а видно, что при включении транзисторов П210 с общей базой /макс =7 3 а величина (7мин«0 и £«1, а поэтому точное значение 1 макс остается равным 7,3 а и для выбранных транзисторов допустимо Так как на основание (5 16) сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току для
а) семейство статических выходных характеристик транзистора П210 для включения с общей базой и нагрузочная прямая плеча двухтактной схемы, б) статическая входная характеристика транзистора П210 при включении с обще,") ба
зой и 17Кб = 5 в
плеча схемы составляет 24/7,3 = 3,29 ом, для ’того сопротивления и (7о = 24 в построим нагрузочную прямую плеча на семействе статических выходных ха рактерисгик транзистора (рис 5 14а) Из рис 5 14а видно, что для получения Лике = 7,3 а требуется /вх~=/э~«7,6 а что по входной статической характеристике (рис 5 146) соответствует напряжению эмиттер—база около 1 в Подав во входную цепь напряжение смещения (7ао = О,2 в для уменьшения нелинейных искажений при слабых сигналах, получим необходимую амплитуду сигнала между эмиттером и базой (7Вх~ = 1—0,2=0,8 в, подводимую к входной цепи транзисторов мощность сигнала 7>вх=0,5/вх~ б'вх^=3,04 вт и ток покоя цепи коллектора 10 примерно равный току покоя цепи эмиттера /эо=О,2 а
Расчет коэффициента гармоник каскада по сквозной характеристике плеча схемы, построенной по указаниям стр 85—88 для любого сопротивления ис точника сигнала, превышающего в 5 или более раз входное сопротивление пле ча /?вх=——’ —0,1 ом, что обычно и имеет место, при коэффициенте асиммет-
рии v=0,l (стр 140), дает значение кг, меньшее допустимых 6% При со противлении нагрузки плеча J?^,n=3,29 ом, сопротивлении внешней нагрузки кас када /?нагр — ^нагр IPиагр — 45 олт и кпд выходного трансформатора т]тр — 0,92, вычисленные по ф-лам (6.98) сопротивления первичных обмоток г1п плечей и
147
сопротивление вторичной обмотки г2 окажутся равными 0,153 ом и 1,65 ом соответственно, а напряжение источника питания цепей коллектора, как видно из схемы рис. 3.21в,
Е =У0 + аоэ+/ог1 = 24+ 0,2+ 0,2-0,153 = 24,23 в,
что практически равно Uo- Если взять то-к делителя 1Я, текущий через резистор Rz, равным максимальному току базы /б макс=7 макс/й21э мин = 7,3/15 = =0,436 а, то сопротивление этого резистора должно быть равно иая'1я = = 0,41 ом, а сопротивление резистора Ri, через который, кроме тока /д, в том же направлении течет удвоенный ток покоя базы 2/»б=2/0: й21э мив=0,027 а должно составлять б’о/(7д+27об) =46,7 ом. Мощность, выделяемая на резисторе Ri, при этом будет равна UqIRi= 12,4 вт, что необходимо учесть при выборе типа этого резистора или его конструировании.
Прн сопротивлении резистора /?2=0,41 ом и /бмакс = 0,486 а падение напряжения сигнала на Rz составит 0,41-0,486=0,2 в, что потребует амплитуду сигнала на вторичных обмотках входного трансформатора t,2=0,8+0,2=il в, и отдаваемая входным трансформатором мощность сигнала составит О,5772/э~ = =0,5-1-7,6 = 3,8 вт.
Большая -мощность, потребляемая делителем RiRz, сильно увеличивает расход энергии на питание каскада; для ее уменьшения можно снизить ток делителя /д до 0,5/б макс, что уменьшит потребляемую делителем мощность примерно до 6,5 вт, однако при этом вдвое возрастет падение напряжения сигнала на Rz, и мощность сигнала, отдаваемая входным трансформатором, должна быть увеличена до 4,56 вт. Можно также исключить делитель смещения из каскада, подав смещение во входную цепь транзисторов от специального низкоомного выпрямителя; это еще боиьше уменьшит расход энергии, но несколько усложнит и удорожит каскад
Так как при широковещательной передаче амплитуда сигнала изменяется в широких пределах, выделяемая на коллекторе мощность максимальна при £=0,637, ее расчет по ф-ле (5 21) дает /’макс=117,7 вт, что при максимальной температуре коллекторного перехода Тпмакс в 70° и остальных данных настоящего примера потребует для каждого из транзисторов, согласно выражению (5 3), радиатор с поверхностью охлаждения /7Р« 1100 см2.
Для предотвращения роста нелинейных искажений каскада на верхних частотах от влияния индуктивности рассеяния между половинами первичной обмотки выходного трансформатора (и индуктивности рассеяния между половинами вторичной обмотки входного) и уменьшения перенапряжений на транзисторах от нестационарных процессов первичные обмотки выходного трансформатора, а также вторичные обмотки входного следует намотать двумя проводами, соединив затем концы этих проводов так, чтобы получить последовательно соединенные обмотки со средними точками (см. стр. 212).
Отрицательное смещение на управляющих сетках ламп двухтактного каскада в режиме В следует брать таким, при котором третья гармоника анодного тока при максимальном сигнале отсутствует; как следует из второго равенства (4.11), это имеет место при = Поэтому отметив на ординате семейства
характеристик лампы 1{ = ®,51'М1МС и проведя через отметку горизонталь до пересечения с нагрузочной прямой плеча (см. рис. 5.15), находят смещение ugi, соответствующее характеристике, проходящей через точку пересечения; необходимое напряжение смещения при этом
Hgc = Wgl + (Wgl' WgMaKc) = ^Ugi WgMaxo (5.22)
148
а максимальная расчетная амплитуда напряжения входного сигнала
^сигн макс 2 (^£макс ^gl)> (5.23^
где Ugмакс — смещение на управляющей сетке при наибольшей амплитуде 1входного сигнала. (При работе без токов сетки обычно берут UgMaKc=lO; при этом, как видно из (5.212) -и (5.23),. ^сигнмакс=—^ос, т. е. амплитуда сигнала равна отрицательному смещению на сетке. При таком способе выбора смещения как у экранированных ламп, так и у триодов крутизна в точке покоя обычно оказывается близкой к половине крутизны в линейной части характеристики, и нелинейные искажения при слабых сигналах невелики.
Сопротивление нагрузки анодной цепи для одного плеча схемы при экранированных лампах находят, проведя нагрузочную прямую плеча из точки Uo на горизонтальной оси семейства характеристик лампы через середину сгиба нулевой характеристики (характеристики для ня = 0):
где I' — ток, соответствующий точке пересечения нагрузочной прямой с вертикальной осью семейства. Для каскада с триодами в режиме В величину R~n обычно берут порядка (1,5-?4)/?г-с, где Дгс — выходное сопротивление триода переменному току в середине рабочего участка характеристики, находимое по касательной к этому участку, а также обычно указываемое в справочных данных лампы. Наибольшая мощность сигнала триодами в режиме В отдается при /?~п но увеличение R ~п увеличивает кпд каскада и уменьшает его коэффициент гармоник [5.1, стр. 251—252].
Отрицательное смещение на управляющие сетки ламп каскада,, работающего в режиме В, обычно подают от отдельного выпрямителя смещения, нагруженного резистором, потребляющим ток порядка 10% среднего значения анодного тока каскада при максимальном расчетном сигнале. Этот резистор обеспечивает путь сеточным токам, заряжающим выходной конденсатор фильтра выпрямителя смещения при чрезмерной амплитуде входных сигналов; при отсутствии резистора отрицательное смещение на сетках в этом случае растет и каскад переходит на длительное время в-режим С, что сильно увеличивает нелинейные искажения, в особенности при слабых сигналах.
В двухтактных ламповых трансформаторных каскадах мощного усиления с небольшой выходной мощностью (до нескольких десятков ватт), работающих в режиме В, отрицательное смещение на управляющие сетки для упрощения и удешевления устройства иногда подают от деточки катодного смещения CKRK, включенной в общий катодный провод каскада, как и в режиме А. Однако при этом положение точки покоя оказывается зависящим от амплитуды поступающих на вход каскада сигналов: прн слабы? сигналах, а также при их отсут-
14»
-ствии среднее значение анодных токов, а следовательно, и смещения мало, и каскад работает в режиме, близком к режиму А. При максимальном расчетном сигнале анодные токи и смещение возрастают и каскад переходит в режим В, но при сигнале выше расчетного он работает уже в режиме С. Из-за увеличения отрицательного смещения на сетках при возрастании амплитуды сигнала средняя крутизна характеристики анодного тока ламп за период падает, в результате чего амплитудная характеристика каскада с катодным смещением в режиме В сильно искривляется. В таком каскаде необходимо проверять мощность, выделяющуюся на анодах при отсутствии сигнала [5.1, стр. 249—250 стр 258].
В каскаде с экранированными лампами среднее значение тока экранирующих сеток в режиме В приближенно можно найти по первой из ф-л (4.9), как и в режиме А (см. стр. 137); так как среднее значение тока экранирующих сеток здесь очень сильно растет с увеличением амплитуды сигнала, напряжение на них в режиме В следует подавать непосредственно от источника анодного питания или использовать для этой цели другой источник с низким внутренним сопротивлением, обеспечивающий изменение напряжения на экранирующих сетках не более чем на 54-10% при изменении амплитуды сигнала от нуля до максимальной расчетной. Использование гасящих сопротивлений в цепи экранирующих сеток в режиме В совершенно недопустимо.
Ламповые двухтактные каскады с токами сетки
В каскадах мощного усиления с большой выходной мощностью (порядка сотен ватт и выше), используемых в модуляторах мощных радиопередающих устройств, в усилителях сети проводного вещания и т. д. можно применять электронные лампы различных типов — триоды с малым ц (левые или модуляторные триоды), триоды с большим ц (правые или генераторные триоды), а также тетроды или пентоды.
Для уменьшения размеров и стоимости таких каскадов в них обычно используют двухтактную трансформаторную схему в режиме В с параллельным управлением; для снижения напряжения анодного питания, удешевляющего и упрощающего усилитель, и полного использования эмиссии катодов ламп на их управляющие сетки подают напряжение сигнала, превышающее отрицательное смещение, а в некоторых случаях отрицательное смещение на сетки не подают.
Так как вид статических анодных характеристик триодов при положительных напряжениях на сетке не отличается от вида анодных характеристик экранированных ламп, методика расчета ламповых каскадов с токами сетки одинакова для всех типов ламп.
При работе с сеточными токами максимальная величина анодного тока /^акс ограничивается лишь током насыщения (эмиссии) катода лампы Is, всегда указываемым в справочных данных мощной лампы. Ввиду того что Is сильно уменьшается как при недокале лампы, так и при ее старении, значение Гкакс в каскадах с токами сетки не следует допускать выше 0,7 Is- Отметив на вертикальной оси 150
Рис. 5.15. К расчету двухтактного трансформаторного каскада мощного усиления в режиме В с токами сетки
семейства анодных характеристик лампы необходимое значение ^макс’ проводят через отметку горизонтальную прямую и находят статическую характеристику исмакс, которую проведенная прямая пересекает примерно в середине сгиба (рис. 5.15); пересечение: прямой и этой характеристики определит верхнюю точку нагрузочной прямой плеча (рис. 5.15, точка Л).
Напряжение покоя между анодом и катодом Uo, практически равное здесь напряжению источника анодного питания Е, при работе с токами сетки берут допустимое для используемых ламп, а иногда и ниже допустимого, если при этом обеспечивается необходимая отдаваемая мощность. Отметив выбранное значение <70 на горизонтальной оси семейства характеристик лампы, проводят нагрузочную прямую плеча через точки А и Uo; поделив Uo на ток Г, отсекаемый на вертикальной оси продолжением нагрузочной прямой, находят необходимое сопротивление нагрузки плеча схемы переменному току 7?~п.
Остаточное напряжение на аноде UMm у триодов, работающих с токами сетки, получается примерно таким же, как у экранированных ламп, а поэтому кпд триодов, работающих с токами сетки, оказывается примерно тем же, что и у экранированных ламп при работе без токов сетки, достигая в режиме В 604-65%.
Для снижения нелинейных искажений при максимальной амплитуде сигнала за счет устранения третьей гармоники тока сигнала в нагрузке отрицательное смещение на управляющей сетке здесь желательно определять из условия = 0,5Дакс , как и при работе без токов сетки в режиме В, что приводит к ф-лам (5.22) и (5.23) для расчета напряжения отрицательного смещения [7()С и максимальной амплитуды входного сигнала Дсиш-макс- Однако в лампах большой мощности из-за сближения характеристик в области больших анодных токов такой выбор напряжения смещения иногда приводит к слишком низкому положению точки покоя, вызывающему отсечку или сильные искажения слабых сигналов; если это имеет место, смещение уменьшают до получения крутизны характеристики анодного тока в точке покоя порядка 0,3-у0,4 от крутизны при больших сигналах.
При использовании в каскадах с токами сетки генераторных триодов с высоким ц. необходимое смещение на сетке иногда оказывается равным нулю или очень малым. Это позволяет исключить из схемы выпрямитель смещения и является преимуществом
151
-правых триодов; к сожалению, современные правые триоды большой мощности имеют очень большие сеточные токи при положительных напряжениях на сетке (до 20-^30% анодного тока) что повышает нелинейные искажения от влияния токов сетки и сильно увеличивает необходимую выходную мощность предыдущего каскада, делая усилитель более дорогим и громоздким.
Наименьшая величина сеточных токов получается при использовании в каскадах, работающих с токами сетки, экранированных ламп. Несмотря на наличие при этом двух дополнительных выпрямителей (смещения и экранирующих сеток) предыдущий каскад здесь настолько упрощается и удешевляется, что все устройство оказывается более компактным и экономичным, чем при использовании триодов.
Напряжение смещения па управляющие сетки ламп каскада, работающего с токами сетки, подают от выпрямителя с невысоким внутренним сопротивлением, который для быстрого стекания зарядов от сеточных токов нагружают током порядка половины среднего значения анодного тока каскада при максимальном сигнале.
Для получения малых нелинейных искажений от влияния сеточных токов и постоянства напряжения смещения необходимо, чтобы предыдущий каскад, нагружаемый сеточными токами, и называемый далее предмощным каскадом, имел низкое выходное сопротивление как для переменного, так и для постоянного токов. Кроме того, вследствие использования в мощных усилителях глубокой отрицательной обратной связи для улучшения их показателей, частотная и фазовая характеристики предмошного каскада не должны затруднять обеспечение устойчивости устройства.
Простейшей схемой предмошного каскада, могущей обеспечить низкое выходное сопротивление для переменного и постоянного токов является трансфор*маторный инверсный каскад. Однако неблагоприятные с точки зрения охвата отрицательной обратной связью частотная и фазовая характеристики трансформаторного каскада, а также необходимость применения в нем трансформатора значительных размеров и сложной конструкции для обеспечения малых дополнительных нелинейных искажений позволяют использовать трансформаторный каскад в качестве предмощного лишь в усилителях с неглубокой обратной связью и низкими качественными показателями.
Предъявляемым к предмощному каскаду требованиям наиболее полно удовлетворяют каскады типа двухтактных дроссельных катодных повторителей, работающих без токов управляющей сетки; в них могут быть использованы как триоды, так и экранированные лампы (рис. 5.16), работающие в режиме А или в режиме В. Ввиду того, что основной нагрузкой ламп повторителя является ток присоединенных к их катодам управляющих сеток оконечного каскада, текущий лишь в положительный полупериод сигнала, ток покоя в цепи анода лампы дроссельного катодного повторителя да-152
же при работе его в режиме А обычно достаточно иметь в 7н-10 раз-меньше наибольшего значения тока управляющей сетки оконечного каскада [5.7, стр. 542—546]. При работе ламп предмощного каскада в режиме В их ток покоя берут еще меньше, что мало влияет на максимальное значение катодного тока, но заметно уменьшает среднее потребление мощности питания предмощным каскадом.
Лампы для каскадов типа рис. 5.16 берут с анодным током при нулевом смещении на управляющей сетке, обеспечивающим с до-
Рис. 5.16. Предмощные каскады типа двухтактного дроссельного катодного повторителя:
а) с триодами; б) с экранированными лампами
статочным запасом максимальное значение тока управляющей сетки оконечного каскада; напряжение источника анодного питания повторителя берут достаточным для обеспечения необходимой амплитуды напряжения сигнала на входе оконечного каскада.
Из-за глубокой местной отрицательной обратной связи в обоих плечах двухтактного катодного повторителя асимметрия его плечей даже при произвольном выборе ламп очень мала и он практически не вносит четных гармоник. Его коэффициент гармоник в основном определяется третьей гармоникой и может быть найден по известным выходному сопротивлению «повторителя переменному току /?выхп и максимальному значению тока управляющей сетки оконечного каскада ig макс при наибольшей расчетной амплитуде напряжения сигнала (Лиги макс между управляющей сеткой и катодом ламп оконечного каскада.
^зм макс Квых п lg маисовых п
КгпЯКгз— . — „ --
' 1м ос,сигн макс ч lg макс^вых п оисигн макс
Выражение (5.24) нетрудно получить из ф-лы (4.14) для кгз, учтя что в режиме В при симметричности плечей и угле отсечки тока управляющей сетки Эс^60°, что почти всегда имеет место, a=6~UetiTB макс и в= (Лиги макс + +('« маисовых п.
При работе двухтактного дроссельного повторителя в режиме В значение Квыхп для подстановки в (5.24) находят как /?>/(1+ц) при использовании в повторителе триодов; при использовании в нем экранированных ламп по схеме рис. 5.166 йвыи находят как 1/S, где R-. и S—соответственно внутреннее сопротивление и крутизна характеристики анодного тока ламп повторителя при максимальном расчетном значении анодного тока. При работе повторителя в. режиме А и сопротивлении обмотки катодного дросселя г выходное сопротпв-
15В
ление уменьшается, определяясь выражения-ми:
= 2к_ Л ~ 1 1
вых п 1 < р 2Rt + г (1 + р) ~ 5 2 + rS ’ так как при этом импульс сеточного тока оконечного каскада распределяется между обоими плечами повторителя [5.7, стр. 534, 538].
Пример 5.5. Рассчитаем выходной каскад усилителя, работающего через понижающий трансформатор на сеть проводного вещания и способный отдать з последнюю мощность сигнала РНагр=12 кет; при кпд трансформатора для такой мощности порядка 0,975 (стр. 198) отдаваемая лампами мощность должна быть равна 12,3 кет. Такую мощность смогут отдать две экранированных генераторных лампы типа ГУ47Б в двухтактной схеме, работающие в режиме В с токами сетки. Данные лампы ГУ47Б: напряжение накала 6,3 в; ток накала 60 а, максимальное напряжение анодного питания 6 кв; максимальное напряжение на экранирующей сетке 1,2 кв; максимальная мощность рассеяния: на аноде 4 кет, на экранирующей сетке 300 вт, на управляющей сетке 50 вт; ток эмиссии катода 15 а; охлаждение анода и других электродов воздушное принудительное.
Возьмем напряжение на экранирующей сетке 5факр = 8О0 в; характеристики анодного, экранного и сеточного токов для такого Уоэкр даны на рис. 5.17.
Рис. 5.17. К примеру расчета двухтактного трансформаторного каскада мощного усиления в режиме В с токами сетки
взяв напряжение покоя анод—.катод С/о = 5 кв и -остаточное напряжение на аноде С7мин=|1 кв, найдем, что для получения от ламп мощности сигнала 12,3 кет
2Р 2Р 2-12300
потребуется импульс анодного тока -----== = '
U0—Uma 5000— 1000
J54
= 6,15 а, что не превышает 0,7 тока эмиссии катода, а поэтому допустимо. Ответив в координатах рис. 5.17 точку А, соответствующую <а = /мак0 =6,15 а и иа = ^мви=1 кв найдем, что эта точка расположена на сгибе анодной характеристики ДЛЯ Ug макс = +55 в.
Соединив прямой точку А с точкой иа = /Л = 5 кв на горизонтальной оси, //вых..
получим нагрузочную прямую плеча, соответствующую /?^n=------------ =»
/®ых~
Uo — ^мин 5000 — 1000
= —------- ='----------- =650 ом. Отметив на этой прямой точку В, для
^макс 6,15
которой ia = /1=0,5/макс =3,07 а, увидим, что эта точка лежит на характеристике анодного тока для ugi=—20 в. Отсюда по ф-лам (5.22) и (5.23) найдем напряжение смещения на управляющей сетке //»с =—95 в и необходимую амплитуду напряжения сигнала на ней Z/сиги макс = 1'50 в. Точка покоя С, соответствующая //» = 5 кв и Ut>c=—95 в определит ток покоя анодной цепи, равный примерно 0,5 а, чго дает мощность рассеяния на аноде одной лампы в режиме покоя около 2,5 кет; крутизна характеристики анодного тока в точке покоя близка к половине крутизны в рабочем участке, что обеспечивает отсутствие нелинейных искажений при слабых сигналах.
Однако, так как в усилителях такого типа для стабилизации выходного аапряжения и снижения нелинейных искажений используют глубокую отрицательную обратную связь, для сокращения расхода энергии на питание точку токоя можно опустить немного ниже, увеличив отрицательное смещение на управляющей сетке до 105 в и повысив амплитуду максимального входного сигнала до 160 в для сохранения выходной мощности. Это снизит ток покоя тампы примерно до 0,3 а, уменьшив рассеиваемую на аноде мощность при отсутствии сигнала до 1,5 кет на лампу.
Максимальная .мощность, выделяемая на аноде каждой из ламп при сиг-тале, соответствующем g=0,637, составит 0,101//ц//? ~п =3,88 кет, что допустимо. Максимальное значение тока экранирующей сетки при и^ = +55 в и /7мин=1 кв, как видно из характеристик тока экранирующей сетки, равно примерно 1,6 а, а ток управляющей сетки в этих же условиях близок к 0,4 а. Построив зависимости токов экранирующей и управляющей сеток от времени при синусоидальном входном сигнале через каждые 10° для /7ос=—105 в и //сигн макс= 160 в, нетрудно при помощи планиметрирования (графическим интегрированием) найти, что выделяемая «а экранирующей и управляющей сетках мощность составляет 250 вт и 3 ат соответственно, что также допустимо.
Таким образом, от предмощного каскада потребуется импульс тока сигнала, равный 0,4 а при амплитуде напряжения 160 в, при использовании в качестве предмощного каскада двухтактного дроссельного катодного повторителя в режиме В в нем можно применить любые лампы, обеспечивающие при нулевом потенциале на управляющей сетке относительно катода анодный ток не меньше 0,5-н0,6 а и способные отдать в цепь сетки оконечного каскада амплитуду напряжения сигнала порядка 200 в.
Особые схемы трансформаторных каскадов
Если в двухтактном каскаде с экранированными лампами экрани-рующие сетки присоединить к отводам от первичных обмоток выходного трансформатора (рис. 5.18), на экранирующих сетках появится напряжение отрицательной обратной связи, уменьшающее коэффициент усиления каскада, его коэффициент гармоник и выходное сопротивление; снижение последнего улучшает демпфирование подвижной системы электродинамического громкоговорителя, обычно являющегося нагрузкой каскада. Такой каскад назы--Вяч'-г ультралинейным; оптимальное положение отводов от первич-
155-
Рис 5 18 Ультралинейныи каскад
такой намотке, из-за вы
ной обмотки, при котором показатели каскада сильно улучшаются, а необходимая амплитуда входного сигнала не слишком велика, здесь зависит от типа примененных ламп и определяется экспериментально [5.8, стр. 10 — 14]. Для получения от ультралинейного каскада низкого коэффициента гармоник в режиме В необходимо иметь малую индуктивность рассеяния между первичными обмотками выходного трансформатора, что усложняет его конструкцию и удорожает последний.
В двухтактных трансформаторных ламповых каскадах мощного усилителя ликвидировать нелинейные искажения, возникающие из-за отсечки тока в плечах при работе в режиме В посредством намотки половинок первичной обмотки двумя проводами, как это делают в транзисторных каскадах, нельзя, так как в ламповых каскадах большая емкость первичной обмотки, имеющая место при окого сопротивления нагрузки плеча соз
дает недопустимые частотные искажения на верхних частотах.
Однако устранить большую емкость первичной обмотки при таком способе намотки можно, разделив пополам каждую из первичных обмоток и включив одну из половинок в цепь катода, а другую — в цепь анода противоположного плеча [5.1, стр 269—270, 5 9 стр. 175]. Изоляция наматываемых вместе проводов здесь должна выдерживать приложенное между ними напряжение источника анодного питания, что нс позволяет использовать эту схему при напряжении питания свыше 300-4-400 в.
Хотя коэффициент гармоник такой схемы получается малым, выходной трансформатор оказывается сложным в производстве и дорогим, и каскад требует очень большую амплитуду напряжения входного сигнала.
Устранить нелинейные искажения, вызываемые отсечкой тока в режиме В, можно и другим способом, соединив параллельно для переменной составляющей выходного тока половинки первичной обмотки выходного трансформатора; в этом случае процесс переключения половинок обмотки отсутствует, а поэтому нелинейные искажения, вызываемые этим процессом, исчезают. Соединение половинок первичной обмотки выходного трансформатора параллельно осуществляют через конденсаторы большой емкости, сопротивление которых для частот сигнала ничтожно; лампы по отношению к источнику питания здесь могут быть включены как параллельно, так и последовательно [5.1, стр. 271—272, 5 9, стр. 176].
Недостатком схем этого типа является необходимость подачи на вход двух напряжений сигнала uBXi и иу.л2, между источниками которых оказывается приложенным все выходное напряжение кас-156
када. Это усложняет как схему предыдущего (инверсного) каскада, так и подачу смещения во входные цепи оконечного каскада [5 9, рис XI. 10].
Бестрансформаторные двухтактные каскады
Непосредственное включение внешней нагрузки в выходную цепь
усилительного элемента позволяет устранить вносимые выходным
трансформатором частотные, переходные и нелинейные искажения,
а также избавиться от потерь мощности в трансформаторе и от искажений, вызываемых отсечкой тока в режиме В. Но при однотактной схеме через нагрузку в этом случае протекает постоянная составляющая выходного тока, обычно недопустимая и сильно снижающая кпд каскада (см. рис. 5.2).
Прохождение постоянной составляющей тока через нагрузку, а следо-
Рис 5 19 Бестрансформа торный двухтактный транзисторный каскад с несим метричным выходом и двумя источниками питания (или одним источником со средней точкой)
вательно, и снижение кпд исключаются в бестрансформаторных двухтактных каскадах с несимметричным выходом, простейший вариант схемы которого, требующий два источника питания выходной цепи или один источ-
ник питания со средней точкой, приве-
ден на рис. 5.19. В таких каскадах постоянная составляющая выходного тока через нагрузку Хнагр не протекает, так как средние значения выходного тока плечей /Cpi и /Срг равны и через нагрузку
текут в противоположных направлениях, вследствие чего полностью компенсируются. Это позволяет видоизменить схему, включив нагрузку к общему проводу через разделительный конденсатор С и применяя источник питания без средней точки, как это показано на схемах рис. 5 20а и б Переменные же составляющие токов плечей и 1^2 в этих схемах протекают через нагрузку в одном и
Ряс 5 20 Бестрансформаторные двухтактные каскады с несимметричным выходом и одним источником питания
а) транзисторный, б) ламповый
157
Юм же направлении, вследствие чего складываются.
Каскады типа рис. 5.19—5.20 требуют подачи на вход двух равных напряжений сигнала uBXi и иы2 противоположных полярностей от специального инверсного каскада.
При работе в режиме А предельный кпд таких каскадов равен 50%, а при работе в режиме В — 78,6%, как и у трансформаторных каскадов, ко реальный кпд обычно оказывается выше, чем у трансформаторных из-за отсутствия потерь в трансформаторе.
Для подачи сигнала на вход транзисторных каскадов типа рис. 5.19—5.20, работающих в режиме А, пригодны как трансформаторные, так и резисторные инверсные каскады; при работе же в режиме В сигнал на них необходимо подавать от трансформаторного инверсного каскада или от резисторного инверсного каскада, снабженного диодами разряда конденсаторов межкаскадной связи (см. рис. 8.6s).
Если в плечи бестрансформаторного двухтактного каскада с несимметричным выходом включить транзисторы с одинаковыми параметрами, но разным характером проводимости (п-р-п и р-п-р, рис 5.21), то входные цепи плечей можно объединить, и при по
Рис 5 21 Бсстрансформаторные двух! акт ноге каскады с несимметричными выходом и входом (с дополнительной симметрией) а) с двумя источниками питания, 6j с од ним источником питания
Рис 5 22 Бестрансформаторный двухкаскадный усилитель с выходным каскадом, работающим в режиме В
даче на вход напряжения сигнала схема будет работать как двухтактная, так как сигнал, открывающий транзистор типа п-р-п, будет закрывать транзистор типа р-п-р. Схемы типа рис. 5.21 представляют собой двухтактный каскад с несимметричными выходом и входом, их также называют двухтактными каскадами с дополнительной симметрией Такие каскады мощного усиления при работе как в режиме А, так и в режиме В позволяют использовать в качестве предыдущего каскада не инверсный, а обычный однотактный резисторный каскад как с конденсатором межкаскадной связи, так и без него (рис. 5.22).
В двухтактных каскадах с дополнительной симметрией при подведении входного сигнала к точкам А и Б (см. рис. 5 21) тран-158
выходе оконечного ка-
Рис 5 23 Бестрансфор-маторчый двуктактчый каскад с несимметрич-ИЫМ1И выходом и входом, испотьзующий мощные тпа1изисгоры одинаковой проводимости
зисторы каскада оказываются включенными с общим эмиттером, но такая подача сигнала осуществима лишь при трансформаторной связи с предыдущим каскадом, что обычно нецелесообразно и не всегда возможно, при резисторной межкаскадной связи, как видно из рис. 5.22, входной сигнал подводится к точкам А и В, в результате чего транзисторы оконечного каскада оказываются включенными с общим коллектором, а это заставляет подводить к входной цепи напряжение сигнала, превышающее выходное. Так как максимальная амплитуда напряжения сигнала на скада здесь близка к 0,5Е, на его вход приходится подавать максимальное напряжение сигнала порядка 0,55 Е, а такое напряжение резисторный предыдущий каскад при источнике питания с напряжением Е отдать не в состоянии; в результате использование питающего напряжения в оконечном каскаде получается неполным и кпд каскада снижается.
Для устранения этого недостатка верхний конец резистора R (см. рис. 5.22) присоединяют к нижнему концу сопротивления нагрузки Алтагр, это увеличивает максимальное напряжение между верхним концом резистора R и общим проводом почти в 1,5 раза и уменьшает ток сшнала через этот резистор, снижая напряжение сигнала на нем. При этом сигнал на входе оконечного каскада по
лучается достаточным для хорошего использования напряжения питания, и кпд каскада оказывается близким к теоретическому пределу.
При отсутствии мощных транзисторов с идентичными свойствами и разным типом проводимости в двухтактном каскаде с несимметричными входом и выходом можно использовать маломощные транзисторы Ti и Т2 с разной проводимостью, включив после них мощные транзисторы Т3 и Т~4 с одинаковой проводимостью (рис. 5 23); в этом случае для каскада требуется четыре транзистора, и его схема усложняется.
Двухтактную схему с несимметричными входом и выходом, позволяющую обойтись без инверсного каскада, можно осуществить и с транзисторами одной проводимости, а следовательно, и с электронными лампами, если сигнал от предыдущего каскада подавать на в^од одного плеча схемы (называемого ведущим плечом), а сигнал на вход второго плеча (называемого ведомым) снимать с выхода ведущего плеча. Если сопротивление резистора R, с которого снимают сигнал противоположной полярности на вход ведомого плеча, взять таким, чтобы амплитуда сигната на входе ведущего и ведомого плечей оказала"ь одинаковой, схема будет работать как
159
двухтактный каскад с последовательным управлением [5 2, стр 99]; транзисторы в таком каскаде можно включить с общим эмиттером •или общим коллектором, а лампы — с общим катодом или общим анодом (рис. 5 24) Двухтактные каскады с последовательным управлением, как указывалось на стр 139, могут работать лишь в режиме А; их предельный кпд, как и у каскадов с параллельным управлением типов рис 5 19—5 21 в режиме А, равен 50%.
Рис 5 24 Бестрансформаторные двухтактные каска ды мощного усиления с последовательным управле нием
а) транзисторный с общим эмиттером, б) транзи сторный с общим коллектором, в) ламповый с об щим катодом, г) ламповый с общим анодом
Для бестрансформаторных двухтактных каскадов мощного усиления типов рис 5.19—5.24 при работе их в режиме А ток покоя выходной цепи плеча схемы /0, максимальное значение тока выходной цепи плеча /макс, напряжение покоя между выходными электродами усилительных элементов Uo, необходимое напряжение источника питания выходных цепей Е при заданном сопротивлении нагрузки каскада /?Нагр и мощности сигнала в нагрузке Рнагр определяют из выражений:
нагр । 1 > \ 1 мин,
<Haip
макс
2Р нагр J г р ~Т *мин, ^иагр
160
Uo =V2P^Raarp + UMBH-, Е= 2(|/2Риагр/?пагр + ^мин)+ U, (5.25) где Дшч — остаточный (минимальный) ток выходной цепи, обеспечивающий отсутствие отсечки выходного тока в эксплуатационных условиях, имш — остаточное напряжение при токе выходной цепи /макс, находимое по семейству выходных характеристик усилительного элемента в верхней точке нагрузочной прямой, построенной для сопротивления нагрузки плеча, равного 2 /?Нагр и напряжения покоя между выходными электродами Uo (рис. 5.25а); U — падение напряжения питания на сопротивлениях, включенных в цепь питания последовательно с выходными цепями усилительных элементов (например, на резисторе эмиттерной стабилизации, резисторе подачи сигнала на ведомое плечо схемы и т. д.).
Для бестрансформаторных двухтактных каскадов мощного усиления типов рис 5.49—5 23 при работе их в режиме В максимальное значение тока выходной цепи плеча IШкс (равное амплитуде тока сигнала в нагрузке /Вых~), напряжение покоя между выходными электродами Uo и необходимое напряжение источника питания выходных цепей Е при заданных сопротивлении нагрузки каскада /?нагр и мощности сигнала в нагрузке РНагр находят мулам:
по фор-
J
'макс = 7вых~ = у ; и0 = /2Рнагр/?нагр + {/мин; Е = 2 (]/2Н^агр7?нагр + (7МИН) + и,
(5.26)
где [7Мин и U — то же самое, что и в ф-лах (5.24), но [7МИН определяют по семейству выходных характеристик в верхней точке /м'ако нагрузочной прямой, построенной для сопротивления нагрузки плеча, равного 7?нагрл и напряжения покоя между выходными электродами Uo (рис. 5.256).
Допустимое напряжение между выходными электродами усили-
Рис 5 25 Нагрузочные прямые для бестрансформаторных двухтактных каскадов, работающих на сопротивление нагрузки RBaTP
а) для каскадов типа рис 5 19—5 24 в режиме А, б) для каскадов типа рис 5 19—5 23 в режиме В
6—456
101
тельных элементов, применяемых в схемах рис. 5.20—5.24, должно быть не ниже (1,05-4-1,1) Е, а допустимый ток выходного электро-ДЗ — Нв меньше /макс (или /^аке в слУчае режима В). Частотные свойства усилительных элементов, используемых в этих схемах, должны соответствовать требованиям, предъявляемым к частотной или переходной характеристикам устройства.
Пример 5.6. Определим основные данные усилителя, выполненного по схеме рис. 5 22 и отдающего в режиме В в нагрузку с сопротивлением RHarp = «=10 ом мощность гармонического сигнала РНагр=1,5 вт. Максимальное значение тока коллектора транзисторов Т2 и Т3 на основании формул (5.26) при
1 Л2-1 5
Этом составит г' _ I/ --------«0,55а, и если используемые в оконечном кас-
макс Г Ю
«аде транзисторы при таком 7маке имеют Цмиа«0,5 в, необходимое напряжение источника питания Е будет равно 2(^2-1,5-104*0,5) «12 в, а наибольшая рассеиваемая на коллекторе каждого транзистора мощность при переменной
[V 2Р нагрКнагр ’Ф* ^мин) амплитуде сипнала составитрмакс3—0,101 &— = 0,101--------------------------=
_________ Янагр
м 0 ю] (1^2-1,5-1 9+ 0,5)—дб ет^ £сли выбранные по этим данным
Транзисторы Т2 и Т3 имеют Л21эмии=40, ток покоя коллектора транзистора Tj , _ / макс п
достаточно взять порядка 1,5 -----«20 ма, а сопротивление резистора к,
Лггэмин
падение напряжения питания на котором при токе в 20 ма должно быть равно 0,5£=6 в, составит 300 ом Для получения напряжения смещения база—эмиттер на транзисторах Т2 и Ts по 0,15 в сопротивление температурнозависимого ре-
0,15-2
зистора смещения потребуется взять равным =15 ом
ЛИТЕРАТУРА
5 1. Цыкин Г. С Электронные усилители. М., «Связь», 1965.
5.2. Цыкин Г. С. Широкополосные каскады мощного усиления. — «Радиотехника», 1968, № 5.
5.3. М а р к М Г. Усилители низкой частоты М, Связьиздат, 1935.
5.4. Николаевский И. Ф. Эксплуатационные параметры и особенности применения транзисторов. М, Связьиздат, 1963.
5.5. Bailey A. R. Output transistor protection in A. F. amplifiers. «Wireless World», June, 1968.
6.6. Розкин А. А. Основы теории и расчета электронных усилителей. М., «Энергия», 1965.
5.7. Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах. М., Связьиздат, 1963.
5.8. Лабутин В. К. Новое в технике высококачественного усиления. М., Гос-энергоиздат, 1957.
5.9т Цыкин Г. С. Трансформаторы низкой частоты. М, Связьиздат, 1955.
Глава 6
КАСКАДЫ
ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Основные требования и режим работы
Как указывалось на стр. 49, назначением каскадов предварительного усиления является усиление тока или напряжения сигнала, создаваемого источником сигнала, до величины, необходимой для подачи на вход каскада мощного усиления.
Для уменьшения количества каскадов предварительного усилителя коэффициент усиления каждого каскада желательно иметь наибольшим. Для этого в каскадах предварительного усиления используют усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления (транзисторы с большим статическим коэффициентом усиления тока й21э или лампы с большим статическим коэффициентом усиления напряжения ц) и так выбирают режим работы, положение точки покоя и электрические данные схемы межкаскадной связи, чтобы получить от каскада наибольшее усиление при допустимых частотных или переходных искажениях.
Вследствие малой амплитуды сигнала в цепях каскадов предварительного усиления расчет коэффициента усиления, тока и напряжения выходного сигнала таких каскадов обычно производят аналитически, без построения динамических характеристик перемен» ного тока, используя малосигнальные параметры усилительных элементов, найденные для точки покоя (или взятые из справочника, если используется указанный в справочнике типовой режим).
Для уменьшения нелинейных искажений и повышения стабильности усилителя в каскадах предварительного усиления почти всегда используют режим А; это не вызывает затруднений с энергетической точки зрения, так как потребление мощности питания каскадами предварительного усиления даже в этом случае оказывается невелико. Из-за малой амплитуды сигнала и работы в режиме А вносимые каскадами предварительного усиления нелинейные искажения ничтожны и расчет коэффициента гармоник таких каскадов обычно не производят.
Транзисторы в каскадах предварительного усиления обычно включают с общим эмиттером, а лампы — с общим катодом, так как при работе на входную цепь следующего каскада это дает воз-6* 16S
мощность получить наибольшее усиление. Включение транзистора с общей базой здесь целесообразно лишь для входных каскадов, работающих от источника сигнала с очень низким внутренним сопротивлением (порядка входного сопротивления сранзистора при таком включении), в этом случае сквозной коэффициент усиления каскада может оказаться не ниже, чем при включении с общим эмиттером, а многие показатели каскада улучшатся. Включение транзистора с общим коллектором и лампы с общим анодом в каскадах предварительного усиления используется лишь в особых случаях для входных или выходных каскадов усилителя, когда эти каскады должны иметь специальные свойства (см. стр. 239).
Напряжение источника питания оконечного (выходного) каскада усилителя обычно оказывается вполне достаточным и для питания всех каскадов предварительного усиления с учетом включения в цепь питания последних развязывающих и сглаживающих фильтров Для сокращения расхода энергии питания усилительные элементы в каскадах предварительного усиления применяют маломощные, а ток покоя их выходной цепи берут возможно малый, лишь обеспечивающий как необходимую для подачи на следующий каскад амплитуду тока или напряжения сигнала, так и удовлетворительные частотные и усилительные свойства примененного усилительного элемента.
В ламповых каскадах предварительного усиления для обеспечения отсутствия дополнительных нелинейных искажений от сеточных токов напряжение отрицательного смещения между управляющей сеткой и катодом должно на 0,54-1 в превосходить наибольшую расчетную амплитуду напряжения входного сигнала каскада.
Определение частотной, фазовой и переходной характеристик
На стр. 97, 98 указывалось, что анализ свойств и характеристик многокаскадных усилительных устройств обычно производят по-каскадно, находя затем показатели всего устройства по известным свойствам и характеристикам отдельных его каскадов и цепей; для этой цели каждый каскад или цепь заменяют эквивалентной схемой, подвергаемой анализу.
Для получения уравнений частотной и фазовой характеристик каскада, необходимых для определения свойств и расчета усилителей гармонических сигналов, предполагают, что на вход каскада от внешнего источника сигнала подано установившееся синусоидальное электрическое колебание известной амплитуды и частоты t/Bx= м sin (tit и, составив для эквивалентной схемы каскада систему уравнений Кирхгофа в комплексной форме для контурных токов и узловых напряжений, решением этой системы находят установившееся значение выходного напряжения сигнала ЙВых= = ивЫх м sin ((о/+ ф) для произвольной частоты <о. После этого, поделив t/вых на иъх или Диет, получают уравнение частотно-фазовой 164
характеристики K=Fi(a>) или ^* = Е2((о), приводимое затем к нормированному виду Y = F3(a) или Y=Fi(X). Выражения, определяющие модули К, К* или Y, являются уравнениями частотной характеристики анализируемого каскада в обычном или нормированном виде соответственно, а выражения, определяющие вносимый каскадом угол сдвига фазы <р=7?5(со) или q> = F6(X),—уравнениями его фазовой характеристики. Аналогичным способом находят коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи р и значения его модуля р и аргумента <рр для усилителей с обратной связью.
Решив уравнение частотной характеристики относительно электрических данных деталей принципиальной схемы каскада, получают формулы для расчета электрических данных деталей по допустимым частотным искажениям на нижней сон и верхней сов рабочих частотах.
Для получения же уравнения переходной характеристики каскада, необходимого для определения свойств и расчета усилителей импульсных сигналов, полагают, что на вход от источника сигнала поступает мгновенный скачок напряжения «вх. Составив по эквивалентной схеме каскада систему уравнений Кирхгофа для мгновенных значений контурных токов и узловых напряжений, описывающих процессы их установления, решением этой системы находят зависимость мгновенного значения выходного напряжения от времени uBax=F(t), представляющую собой переходную характеристику каскада. Решив уравнение переходной характеристики относительно электрических данных деталей принципиальной схемы, получают формулы для расчета электрических данных деталей по допустимым искажениям фронта и вершины усиливаемых импульсов.
Если уравнение частотно-фазовой характеристики каскада У= = Е(со) уже имеется, для получения уравнения переходной характеристики можно использовать операционный метод. В этом случае в уравнении частотно-фазовой характеристики заменяют Y на F(p) и ico на оператор р, что превращает уравнение частотно-фазовой характеристики в операционное уравнение (изображение) нормированной переходной характеристики каскада. Найдя по таблицам решений операционных уравнений [например, 6.1, стр. 319— 393] оригинал, соответствующий полученному операционному уравнению, получают переходную характеристику каскада в нормированном виде.
Анализ характеристик усилительного каскада при помощи указанных выше методов составления уравнений контурных токов и узловых напряжений прост и нагляден, но оказывается удобным лишь для несложных схем. В сложных схемах, нередко содержащих несколько усилительных элементов, обратную связь, вспомогательные детали, такой метод приводит к очень громоздким, сложным вычислениям и преобразованиям; в этих случаях большую пользу 165
приносит использование математического аппарата матричной алгебры, значительно упрощающее и облегчающее вычисления. Матричный метод в настоящее время широко используется для анализа линейных электрических цепей [6.2; 6.3 и т. д.]; примеры его применения для анализа свойств усилительных каскадов можно найти во многих работах по усилителям [6.4; 6.5 и др.].
При анализе сложных схем применяются также и топологические методы анализа, основанные на использовании элементарных свойств линейных графов схем [6.6, стр. 118—151].
6.2. РЕЗИСТОРНЫЙ КАСКАД
Свойства, применение, схемы
На стр. 68 указывалось, что вследствие простоты, дешевизны, хороших частотных и переходных характеристик, малых размеров и веса резисторный каскад является основным типом каскада предварительного усиления как в транзисторных, так и в ламповых усилительных устройствах; он применяется и в качестве выходного каскада.
Для резисторных каскадов предварительного усиления пригодны любые маломощные усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления — транзисторы со средним или большим hzia> триоды со средним или большим ц, экранированные лампы.
Если резисторный каскад является последним (выходным) каскадом усилителя, то его нагрузкой оказывается нагрузка усилителя, обычно представляющая собой параллельное соединение активного сопротивления 7?нагр и емкости СнагР; для остальных каскадов нагрузкой является входная цепь следующего каскада, а для резисторных входных цепей — входная цепь первого усилительного элемента.
Рис 61 Принципиальные схемы резисторных каскадов предварительного усиления' а) транзисторного; б) лампового
Приципиальные схемы транзисторного и лампового резисторных каскадов, работающих на следующий каскад, даны на рис. 6.1; детали, определяющие характеристики анализируемого каскада, здесь изображены сплошной линией.
166
Вспомогательные цепи, имеющиеся на схемах рис. 6.1 (цепочки фильтров Сф, Кф, цепочки катодного смещения Ск, Дк, эмиттер-ной стабилизации С9, Ra и т. д.), не являются обязательными для резисторного каскада и могут в нем отсутствовать; поэтому анализ свойств каскада целесообразно производить без учета влияния этих цепей, которое удобно учесть отдельно. Для этого достаточно предположить, что емкость блокировочных конденсаторов этих цепей Сф, Сю Сэ бесконечно велика; тогда их сопротивление для частот сигнала будет равно нулю и резисторы Дф, Rk, Rb окажутся для переменного тока накоротко замкнутыми и не войдут в эквивалентную схему каскада. При этом условии эквивалентные схемы каскадов, изображенных на рис. 6.1, составленные с учетом сказанного на стр. 98, 99, примут вид, показанный на
Рис 6 2. Эквивалентные схемы резисторных каскадов
а) транзисторного, работающего на следующий транзистор с общим эмиттером; б) лампового, работающего на лампу или полевой транзистор
рис. 6.2;, здесь емкость монтажных проводников и деталей схемы относительно шасси усилителя или общего провода отражена емкостью монтажа См, подключенной параллельно нагрузке каскада.
Величина емкости монтажа зависит от геометрических размеров и конструкции усилительных элементов и деталей, а также от их расположения. У транзисторных каскадов с впаянными транзисторами при миниатюрных деталях и правильном их расположении См=24-4 пф-, у каскадов с пальчиковыми лампами, вставленными в панельки при малогабаритных деталях, См = 5-=-7 пф, и у каскадов с оцоколеванными лампами и крупными деталями См = = 9-4-12 пф.
Емкость конденсатора межкаскадной связи С резисторного каскада обычно на несколько порядков больше емкостей, включенных между верхним и нижним проводниками эквивалентных схем рис. 6.2; поэтому все имеющиеся между верхним и нижним проводниками схемы рис. 6.26 емкости можно без заметной погрешности заменить суммой этих емкостей С0=СВых + См4-Свхэсл. Для схемы рис. 6.2а такая замена также допустима, несмотря на нали-167
Рис 6 3. Обобщенные эквивалентные схемы резисторных каскадов, работающих на а) транзистор с общим эмиттером; б) лампу, полевой транзистор или внешнюю нагрузку
чие в пей сопротивления Гб сл, так как здесь СбЭсл^Ск + См, а следовательно, Со~Сбэсл. Для упрощения схемы рис. 6.2а в ней полезно заменить параллельно включенные сопротивления делителя
R R
смещения одним сопротивлением ₽Дсл =—1СЛ гсл— .
^1СЛ + ^2СЛ
После указанных упрощений эквивалентные схемы рис. 6.2 можно представить в виде, изображенном на рис. 6.3, где Ur представляет собой эдс генератора сигнала, равную цС/п для транзисторного каскада и цСвх для лампового, a RT — внутреннее сопротивление генератора сигнала, равное Rk6 для транзисторного каскада и /?г для лампового.
Из-за влияния Гб сл, имеющегося в эквивалентной схеме транзисторного каскада, свойства и характеристики резисторных входных цепей и каскадов, работающих на входную цепь следующего транзистора,
сильно отличаются на высоких частотах от свойств и характеристик резисторных входных цепей и каскадов, работающих на входную цепь лампы, полевого транзистора или на внешнюю нагрузку.
При подаче на вход резисторного каскада напряжения сигнала неизменной амплитуды различных частот эдс [7Г остается неизменной, так как ц лампы и транзистора в рабочем диапазоне частот усилительного элемента почти не меняется, но напряжение на выходе каскада Свых или на переходе база-эмиттер следующего транзистора Uaca из за изменения сопротивления емкостей С и Со с изменением частоты будет изменяться.
При понижении частоты сигнала увеличение сопротивления конденсатора межкаскадной связи С, включенного последовательно с выходными зажимами схемы, снижает выходное напряжение резисторного каскада, вследствие чего коэффициент усиления последнего с понижением частоты падает (рис. 6.4а, левая часть характеристики), при повышении частоты выходное напряжение и коэффициент усиления падают из-за уменьшения сопротивления емкости Со, подключенной параллельно выходным зажимам (рис. 6.4а, правая часть характеристики). Так как сопротивление емкостей С и Со обратно пропорционально частоте, снижение усиления от влияния конденсатора С при понижении частоты стремится к пределу, равному 6 дб на октаву (усиление падает вдвое при уменьшении частоты в два раза); к такому же пределу стремится снижение усиления от влияния емкости Со при повышении частоты. 168
Из теории электрических цепей известно, что сдвиг фазы, вносимый рассмотренными цепями, стремится к пределам, равным + л/2 и —л/2 (т. е. +90° и —90°) при безграничном понижении и повышении частоты соответственно.
Рис. 6 4 Характеристики резисторного каскада: а) частотная, б) фазовая
Для сохранения постоянства коэффициента усиления резисторного каскада в рабочей полосе частот емкость Со стремятся сделать столь малой, чтобы она не сильно снижала усиление на верхней рабочей частоте /в, а емкость конденсатора С берут настолько большой, чтобы он не сильно уменьшал усиление на низшей частоте fB. При этом всю область частот можно разделить на три участка: нижние частоты, на которых на усиление влияет только конденсатор межкаскадной связи С; средние частоты, где усиление практически постоянно, и верхние частоты, на которых на усиление влияет только емкость Со.
Вследствие этого для облегчения анализа свойств резисторного каскада полные эквивалентные схемы рис. 6.3 можно преобразовать в более простые, справедливые лишь для одной области частот. Удалив из схем рис. 6.3 емкость Со, получим схемы для нижних частот; удалив Са и замкнув накоротко С, получим схемы для средних частот, а оставив Со и закоротив С, получим -схемы для верхних частот. Такое преобразование полной эквива
169
лентной схемы в частные схемы для нижних, средних и верхних частот удобно при анализе усилительных каскадов с любой схемой межкаскадной связи, а поэтому часто используется на практике.
Ток сигнала, текущий через конденсатор С, из-за возрастания емкостного сопротивления конденсатора при понижении частоты опережает эдс сигнала UT на нижних частотах на угол ф, стремящийся к 90° при безграничном понижении частоты; поэтому и выходное напряжение резисторного каскада ивьгх, равное произведению этого тока на Ro (рис. 6.6а) опережает входное на тот же угол. На верхних частотах выходное напряжение, представляющее собой падение напряжения сигнала на емкости Со, отстает от тока сигнала через эту емкость, и угол сдвига фазы ср между выходным и входным напряжениями при повышении частоты увеличивается, стремясь к —90° (см. рис. 6.46}.
При подаче на вход резисторного каскада скачка напряжения емкости С и Со от воздействия этого скачка заряжаются. Процесс заряда малой емкости Со происходит быстро, и напряжение на ней, являющегося выходным напряжением каскада, достигает установившегося значения через очень малый промежуток вре-
Рис. 6 5. Нормированные переходные характеристики резисторног> каскада:
а) для области малых времен; б) для области больших времен, в) вносимые каскадом искажения одиночного прямоугольного им
пульса
мени (рис. 6.5а). За это время разделительный конденсатор С, имеющий большую емкость, не успевает заметно зарядиться, и напряжение на нем в процессе заряда емкости Со можно считать 170
равным нулю. Это позволяет закоротить С, исключив тем самым его из схемы при рассмотрении процесса заряда емкости Са; эквивалентная схема каскада при этом превращается в эквивалентную схему для верхних частот. Поэтому:
1. Переходная характеристика каскада в области малых времен, определяющая его время установления, определяется эквивалентной схемой каскада для верхних частот.
Так как заряд конденсатора С длится большее время, чем заряд малой емкости Сй, то при рассмотрении процесса заряда конденсатора С емкость Со можно считать уже заряженной и удалить из схемы; при этом схема превратится в эквивалентную схему для нижних частот. Поэтому:
2. Переходная характеристика каскада в области больших времен, определяющая искажения вершины усиливаемых импульсов, определяется эквивалентной схемой каскада для нижних частот.
По мере заряда конденсатора С выходное напряжение резисторного каскада, равное разности напряжения скачка между точками М я N (рис. 6.36), и напряжения на конденсаторе С, снижается, вследствие чего переходная характеристика каскада в области больших времен экспоненциально падает при увеличении времени t (рис. 6.55).
Из-ва переходных искажений, вносимых емкостью Со и конденсатором С, одиночный прямоугольный импульс, прошедший через резисторный каскад, приобретает вид, показанный на рис. 6.5в.
Так как эквивалентная схема для верхних частот определяет частотную и фазовую характеристики каскада на верхних частотах, а эквивалентная схема для нижних частот — его частотную и фазовую характеристики на нижних частотах, из правил 1 и 2 следует, что:
3. Частотная и фазовая характеристики каскада на верхних частотах определяют его переходную характеристику в области малых времен, а следовательно, его время установления и выброс
4 Частотная и фазовая характеристики каскада на нижних частотах определяют его переходную характеристику в области больших времен, а следовательно, и искажения вершины импульса.
Таким образом, частотная и фазовая характеристики каскада оказываются жестко связанными с его переходными характеристиками; правила 1—4, доказанные для резисторного каскада, справедливы для каскадов с любой схемой межкаскадной связи.
Нижние частоты
Из основ электротехники известно, что генератор с эдс U" и внутренним сопротивлением R*, шунтированный сопротивлением Лпь эквивалентен нешунтироваиному генератору с эдс t78KB и внутрен
171
ним сопротивлением R3hB, определяемыми выражениями:
U V*R т? - R*R™ экв Я* + Яш’ экв Я* + Яш
(6.1)
Удалив из эквивалентных схем рис. 6.3 емкость Со и заменив в них сопротивление цепи справа от конденсатора С через Ro, равное сл сл +Гбэсд) для транзисторного каскада и Rg для лам-Кд СЛ + Гб СЛ + Гбэ сл нового, получим эквивалентную схему резисторного каскада для
нижних частот, справедливую как для транзисторных, так и для ламповых каскадов (рис. 6.6а). Хотя в схеме рис. 6.3а при такой замене ис-
чезнет напряжение СПСл, Рис. 6 6. Эквивалентные схемы резисторного управляющее следующим каскада для нижних частот: -
а) первоначальная; б) приведенная к эивива- тРа'НЗИСТОром, на ней ОС-лентному генератору тается напряжение (/вых,
пропорциональное исчезнувшему и совпадающее с ним по фазе, а следовательно, схема рис. 6.6а будет иметь те же частотную и фазовую характеристики, что и схема рис. 6.3а.
Для упрощения анализа заменим на схеме рис. 6.6а генератор с эдс Ur и внутренним сопротивлением Дг эквивалентным. На основании (6.1) найдем, что эдс эквивалентного генератора для нижних частот Днэкв и его внутреннее сопротивление Днэкв будут равны:
г/ UiR *' р RrR q,
^нэкв~ + ’ ₽нэкв“ Rr + R ; (6’2)
после этого эквивалентная схема резисторного каскада примет на нижних частотах вид, изображенный на рис. 6.66.
Из рис. 6.65 видно, что ток I равен эдс UB3i!B, деленной на полное сопротивление цепи, а выходное напряжение t/вых есть произведение этого тока на сопротивление Ro, т. е.
у /4 экв у. ^иэкв^о
1= ---------------— ; е;вь1х = /Ко =-----------------[- • (6.3)
/^НЭКВ “Ь Rq - 1 ^НЭкВ + Д) ' 7,
(О С (ОС
На средних частотах, где сопротивление конденсатора С становится ничтожно малым, мнимая составляющая знаменателя выражений (6.3) исчезает и выходное напряжение обращается в:
,, __ Уя экв^о
Овых Ср — п р •
экв “Г 'Ч
Поделив (6.3) на t/вых ср, получим выражение, определяющее относительное усиление в комплексной форме для резисторного 172
каскада на нижних частотах:
1 1 1
. 1 —= 1 ..................°— <6-4)
со С (/?„ Экв -J- Ro) сот,, X
где тн имеет размерность времени и представляет собой постоянную времени резисторного каскада на нижних частотах, а X есть нормированная частота:
т„ = С (R„ экв + 7?0); Х=соС(7?нэКВ + 7?о)- (6.5)
Модуль выражения (6.4) есть уравнение частотной характеристики резисторного каскада или цепи на нижних частотах, а величина, ему обратная, — зависимость коэффициента частотных искажений на нижних частотах от частоты:
Из (6.6) следует, что относительное усиление резисторного каскада на нижних частотах изменяется от 0 до 1 при изменении частоты сигнала о в пределах от 0 до оо.
Уравнение фазовой характеристики резисторного каскада на
нижних частотах получим, уничтожив мнимость в знаменателе выражения (6.4) умножением его числителя и знаменателя на сопряженный множитель 1 -ф i — и сравнив полученный резуль-тат с записью значения Y в тригонометрической форме: i
1+1 х _ X2 : 1
1 , LL? 1 4- Д Н 1 X + I X)
=y(cos(p + isin<p) = ’y coscp(l + itgcp); (6.8)
отсюда видно, что tgqp равен отношению множителя при мнимой части выражения, определяющего У, к его действительной части:
tg<P=-y; T = arctg±- = arctg 1 • (6.9)
Л Л (ВС (Кц Экв + Кп)
Из (6.9) следует, что при изменении частоты сигнала и от О до ос (для области нижних частот это соответствует изменению частоты от постоянного тока до средних частот) тангенс ср меняется от оо до 0, а угол сдвига фазы ф между выходным и входным напряжениями — от +90° до 0° соответственно, что подтверждает сказанное на ст,р. 170.
Для нахождения уравнения переходной характеристики резисторного каскада в области больших времен заменим в (6.4) У на
173
F(p) и i® на p, в результате чего получим операционное изображение переходной характеристики:
1 i <в
Y =---------------=--------------
। • 1 • 1
1 — 1------- 1 со + —
(ОТн Тд
F(p) =—4-
Из таблиц решений операционных уравнений [например, 6.1, стр. 3.19] найдем, что оригинал, соответствующий этому изображе-нию и представляющий собой уравнение переходной характеристики резисторного каскада в области больших времен, имеет вид
__/____________t
F(0=e тн =е С(^экв+Л>) ; у = f (х) = е~х, (6.Ю)
где
тн С (7?н экв 4" Ro)
является нормированным временем. Приравняв в (6.10) t=T, на основании (1.16) найдем, что спад вершины прямоугольного импульса, вносимый резисторным каскадом
т
Д = 1 — ут = 1 —е с('днэкв+д‘) . (6-12)
Положив в (6 7) М = МН, ®®н и в (6Л2) Д = ДТ и решив результат относительно С, получим формулы для расчета емкости конденсатора межкаскадной связи по допустимому коэффициенту частотных искажений Мн на низшей рабочей частоте ®ь и по допустимому спаду вершины Дт прямоугольного импульса длительностью Т:
с ___________1_____________________0,16______
МКнэкв + КоЭ/мЬ7! ~ /н(ЯНэКв + Яо) /М2-1
(6.13)
с =
т
(6-14)
При ДТ<С1, что обычно 6 чем нетрудно убедиться ф-ла (6.14) упрощается:
(Rh экв 4 Ro) 1П । _д
имеет место на практике,1п^—L разложением этой функции в ряд, и
Л.
т
(Rh Экв Rq) Д'
(6.15)
Формула (6.15) дает немного завышенное значение С, но завышение даже при Дт = 0,1 составляет всего лишь около 5%; поэтому ф-лой (6.15) обычно и пользуются при практических расчетах.
Решив (6 15) относительно Дт, получим полезное соотношение:
т
т
Дт
(Rsk-b + Ro) с
(6.16)
174
из которого следует, что спад приближенно равен отношению длительности импульса к постоянной времени каскада на нижних частотах. Например, для получения спада в 1 % при длительности импульса в 1 миллисекунду необходима постоянная времени каскада, в 100 раз превышающая длительность импульса и, следовательно, равная 0,1 сек.
Полученные выше для области нижних частот расчетные формулы справедливы не только для резисторных каскадов предварительного усиления, изображенных на рис. 6.1, но и для резисторных выходных каскадов, работающих на внешнюю нагрузку из параллельно соединенных /?наГр и Снагр, а также для резисторных входных цепей как транзисторных, так и ламповых усилителей. В случае резисторных выходных каскадов Ro во всех полученных выше формулах считают равным Рнагр,' при этом Ur=\iU№ для транзисторного каскада и pt7BX для лампового. Для резисторных входных цепей Днэкв равно эдс источника сигнала ДИси а Днэкв его внутреннему сопротивлению Рист/ Ro здесь определяется так же, как и у каскадов предварительного усиления.
Средние частоты
Удалив из схем рис. 6.3 емкость Со и закоротив в них С, получим эквивалентную схему резисторного каскада для средних частот (рис. 6.7а), в которой Ro имеет те же значения, то и в схемах рис.
Рис. 6 7. Эквивалентные схемы резисторного каскада для средних частот а) первоначальная; б) упрощенная
6.6. Заменив в схеме рис. 6.7а параллельно соединенные R и Ro на R~, представляющее собой сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного элемента переменному току (рис. 6.76):
R~ = R^—, (6.17)
Я-Mo
найдем, что ДВых, равное падению напряжения на есть ток
в цепи 1=1г~пГп-> умноженный на R~: «г т
• (6.18)
Расчетным коэффициентом усиления напряжения К лампового каскада считают отношение выходного напряжения каскада в об-
175
ласти средних частот к входному; заменив в (6.18) для электронной лампы Ur на ц[7вх и /?г на внутреннее сопротивление лампы в точке покоя Ru и поделив результат на 17вх, найдем
вых R^
Лер =-------= Р -------
Р ^вх Ri + R,
(6.19)
Выражением (6.19) пользуются для расчета коэффициента усиления ламповых резисторных каскадов с триодами, так как для них ц. постоянно и указывается в справочнике, а определение /?г Не представляет затруднений.
Для экранированных ламп полученное выражение неудобно, так как у них ц и Ri очень сильно зависят от положения рабочей точки и найти их трудно; заменив в (6.19) ц на SR,, где 5 — статическая крутизна характеристики анодного тока лампы в точке покоя, получим
R R
=SR* -в, (6.20)
Ri +
где /?вэкв — есть сопротивление параллельного соединения Ri и R~ (а следовательно, сопротивление параллельного соединения
R и Ro), являющейся сопротивлением эквивалентного генератора да верхних частотах, как показано на стр. 177. В каскадах с экранированными лампами Ri'J>R., а поэтому в знаменателе ф-лы (6.20) можно пренебречь величиной R~ по сравнению с /?г, что дает
R.R
K^S-±~ = SR~. (6.21)
Формулой (6.21) обычно и пользуются для расчета коэффициента усиления резисторного каскада с экранированной лампой, так как определение S в точке покоя несложно; эта формула пригодна и для расчета коэффициента усиления напряжения К=иъ^и^ транзисторных каскадов. В широкополосных ламповых каскадах, работающих на следующую лампу или на высокоомную внешнюю нагрузку /?иагр, сопротивление утечки сетки следующей лампы Rg или /?нагр во много раз больше сопротивления резистора R в анодной цепи; в этом случае, как видно из (6.17), R~~R, а поэтому коэффициент усиления широкополосных резисторных каскадов с экранированными лампами обычно рассчитывают по более простому выражению
K^SR. (6.22)
При расчете транзисторных каскадов обычно пользуются коэффициентом усиления тока Кт, представляющим собой отношение тока сигнала в цепи базы транзистора следующего каскада /бел или тока сигнала в нагрузке /н к току сигнала в цепи базы
176
транзистора рассчитываемого каскада /б (рис. 6.1а): т _____, ^ВЫХ ____ __,^21Э^б^~ . ZZ _ ^бсл -.г,
'бел--------------------—--------1 ''т----у— ~Z----- >
^вх тр ел ^вхтрст ^вх тр ел *б ^вх тр сл
(6.23) где 7?ВХтрсл есть входное сопротивление транзистора следующего каскада или сопротивление нагрузки, а — сопротивление нагрузки цепи коллектора рассчитываемого каскада для тока сигнала.
Коэффициент усиления напряжения транзисторного каскада К также можно найти, поделив Йвых на [/вх или умножив /<т на от-цошение входного сопротивления транзистора следующего каскада к входному сопротивлению транзистора рассчитываемого каскада 7?вхтр-
К___^вых IfonRex тр сл _ д- Rbx тр сл 24.)
^вх ^Rbx тр Rbx тр
Для резисторных входных цепей коэффициенты усиления обращаются в коэффициенты передачи тока и напряжения, определяемые для входной цепи транзисторного усилителя, имеющей делитель подачи смещения R1R2 выражениями:
= <6-25)
Aon- ^НСТ ^ВХ Тр
где Ro =--------Д^Яю тр--------- , и для входной цепи лампового
R1R2 Ж RiRbx тр ^2^ВХ тр
усилителя с сопротивлением утечки сетки Rg:
К = (6-26>
Kg V* Кист
Верхние частоты
Закоротив в схеме рис. 6.3а конденсатор С, заменив 7? и 7?дсл одним сопротивлением R' = - R^-cn - =----------ЯЯклЯасл--------
Я+ Яд СЛ ЯЯ1Сл + ЯЯгсл + ЯхслЯгсл
и заменив генератор UT, шунтированный сопротивлением R', эквивалентным генератором, сложим ГбсдВ которое превращается Гбсл на высоких частотах, с полученным сопротивлением эквивалентного генератора, и еще раз заменим эквивалентным генератором первый эквивалентный генератор, шунтированный сопротивлением Гбэсл- После этого эквивалентная схема для верхних частот транзисторного резисторного каскада, работающего на следующий транзистор с общим эмиттером, примет вид, изображенный на рис. 6.8, где
Рис. 6 8. Эквивалентная схема резисторного каскада для верхних частот, приведенная к эквивалентному генератору
177
ГбЭ CsRrR' + гб сл гбэ СЛ (Rr "f" R') RrR' 4* ( гб сл + Гбэ сл) (Rr + R )
При Rr^>R', что всегда имеет место в резисторном каскаде предварительного усиления с транзистором, выражение для Кв эк» можно упростить:
R* экв« Гбэсл-(г^^-1- , (8.27)
Гбэ СЛ + Гб СЛ "Г- R' а для входной цепи транзистора с общим эмиттером и делителем смещения R>Rz на входе:
ГбэКистКд "Ф" гб гбэ (Кист + Кд) /с оо\
Квэкв =--------------------------- > (0.28)
КистКд -Г ( Гб Гбэ ) (Кист + Кд)
где Яд= (R1R2)/(Ri+Rz).
Эквивалентная схема для верхних частот лампового резисторного каскада, а также резисторного каскада с транзистором, работающих на внешнюю нагрузку, которую нетрудно получить аналогичным путем из схемы рис. 6.36, не отличается от схемы рис. 6.8, но из-за отсутствия здесь rg сопротивление эквивалентного генератора для верхних частот представляет собой результат параллельного соединения сопротивлений Rr, R и Rg или А!нагр:
п - ____________RRpKg_____
вэкв RRr + RRg + RrRg
(6.29)
Выходное напряжение ЙВых эквивалентной схемы рис. 6.8 есть произведение тока 1с через емкость Со на сопротивление последней:
. . U в экв I
г Ьвэкв . r'l г '
1С — j , 17 вых — ‘схс~~
Rb экв 1 77" Кв экв
<вС0
1 \
_______6В Экв____
I . 1 i й) C0RB экв
<вС0 (6.30)
На средних частотах множитель при I в знаменателе выражения (6.30) становится ничтожно малым по сравнению с единицей, а следовательно, [7ВЫхср делается чисто действительным и равным НвэквУ поделив Йвых, определяемое ф-лой (6.30), на Нлыхср, найдем относительное усиление резисторного каскада в области верхних частот в комплексной форме:
Y______^ВЫХ ____ 6БЬ|Х__________1_________ 1 ________
^вых ср 6В экв 1 i о C0RB3KB 1 i ft)TB 1 i X
Здесь тв — постоянная времени резисторного каскада на верхних частотах, имеющая размерность времени, а X — нормированная частота:
I
• (6.31)
тв CqR вэкв‘, X — итв со CqRb экв.
(6.32)
178
Модуль (6.31) представляет собой уравнение частотной характеристики резисторного каскада в области верхних частот, а обратная ему величина — зависимость коэффициента частотных искажений от частоты:
Y = —________L . =- = г 1 =г ; (6.33)
И + (“С0Явэкв)2 /1+%2
М = у- = V 1+(®С07?вэкв)2 . (6.34)
Выражение (6.33) показывает, что относительное усиление резисторного каскада на верхних частотах изменяется от 1 до 0 при изменении частоты сигнала от 0 (средние частоты) до оо.
Для нахождения уравнения фазовой характеристики на верхних частотах поступим так же, как и при определении фазовой характеристики на нижних частотах (см. стр. 173); это даст:
У=------!-----= -—— ; tg®=— X- cp = arctg( — Х) =
= —arc tg (со С0/?в экв).
(6.35)
Отрицательное значение угла сдвига фазы свидетельствует о том, что на верхних частотах выходное напряжение отстает от входного; при Х-»-0 (средние частоты), <р->-0, а при Х->оо, <р_^—90°.
Относительное усиление У и коэффициент частотных искажений М на любой частоте можно найти через граничные частоты (называемые также частотами среза) резисторного каскада, т. е. через частоты, на которых усиление каскада снижается до 1/ 2=
= 0,707 от усиления на средних частотах. Положив в ф-лах (6.6) и (6.33) значение У = 0,707, нетрудно найти нижнюю и верхнюю граничные частоты резисторного каскада соответственно:
С (КН Экв Н‘“ Яо) __ 1
ГР Р п ’
Ь0Ав Экв
£ __ Гр __________J_______ .
/нгр 2л “2лС(/?нэкв + /?0) ’
_ I р ____1______
огр~ 2л 2лС0Явэм>
Учитывая эти равенства, ф-лы (6.6), (6.7), (6.33) и (6.34) мо-жно записать в виде:
179
где fH и fB — нижняя и верхняя рабочие частоты каскада, а Ун, Ув, и Мв — относительные усиления и коэффициенты частотных искажений каскада на этих частотах.
Операционное изображение переходной характеристики резисторного каскада в области малых времен получим, заменив в ур-нии (6.31) Y на F(p) и i® на р:
1
1 -Г Р
Из таблиц [6.1, стр. 319] найдем, что оригинал, соответствующий этому изображению и являющийся уравнением переходной характеристики резисторного каскада в области малых времен, имеет вид:
___г
F(t)=\—e тв ; y = f(x)=\— е~х , (6.37),
где х — нормированное время, равное:
Тв CqRb экв
Из (6.37) видно, что процесс установления фронта импульса на выходе резисторного каскада происходит монотонно, а следовательно, у резисторного каскада выброс фронта отсутствует. Нормированные переходные характеристики резисторного каскада в области больших и малых времен, построенные по ур-ниям (6.10) и (6.37), даны на рис. 6.5а и б.
Нормированное время установления резисторного каскада ху найдем с помощью ур-ния (6.37), определив из него Xi, соответствующий значению z/i = 0,l и Хъ соответствующий у2=0,9:
yi = 0,l = l—е-*1; х1 = 1п1,11; у2 —0,9=1—х2=1п 10.
Отсюда, в соответствии с (1-14):
ху = х2—Хх = 1п 10 — In 1,11 = In 9 — 2,2; /у = xyTB = 2,2тв = 2,2СО7?В экв.
(6.38)
Решив (6.34) и (6.38) относительно /?нжн, получим формулы, позволяющие найти его необходимое значение по заданной верхней рабочей частоте fB и коэффициенту частотных искажений Л4В на этой частоте или по да ty:
заданному времени установления каска- 0,159/Л12 — Г /у
(6.39)
ВЭКВ /в-о
Найдя /?вэкв и используя соотношения (6.27) — (6.29), можно выбрать сопротивления резисторов схемы, обеспечивающие удовлетворение предъявленных к каскаду требований.
Найдем связь между переходными и частотными искажениями в резисторном каскаде. Если период прямоугольных колебаний с равной длительностью положительной и отрицательной по-180
луволн равен 2Г сек, длительность полуволны составит Т сек, а частота колебаний будет равна —-— гц. Пусть резисторный каскад при усилении таких колебаний дает относительный спад вершины импульсов Ат = 0,1; тогда на основании (6.16) получим
А 1 7* 1 Л < л
Ат = 0,1 =—=------—------; 0)Т„=— = 31,4.
тн 2/ тн опн 0,1
Для синусоидальных колебаний такой же частоты, согласно ур-ниям (6.7) и (6.9), будем -иметь:
2
1
2
= 1,0005;
31,4
V L J у
<p = arctg—— = arctg ——== l°50z~2°. ытн & 31,4
Следовательно, спад вершины импульса в 10% соответствует частотным искажениям синусоидальных колебаний той же частоты в 0,05% и фазовому сдвигу менее 2°. Отсюда видно, насколько хорошую частотную и фазовую характеристики должен иметь каскад на низких частотах, чтобы давать малый спад вершины импульсов.
Для определения зависимости времени установлен,ия резисторного каскада от его верхней граничной частоты fBrp (частоты, на которой относительное усиление УвгР = 0.707) положим в (6.34) Л4 = Л4Вгр=]/ 2; со = (овгр. Решив результат относительно CoRBSKB и подставив полученное значение СОРВЭКВ в (6.38), найдем:
1 2,2 о,35
бЖГр; ^ = 2,2С°^вэкв = 4~Ж^ = 7ГГр’
усилителен.
приведенный выше анализ ре-заметной погрешности для це-для транзисторных выходных
Ум2 __ 1 Г Р — к вгр ° О7'в экв гп
шв гр
Отсюда следует, что каскад с верхней граничной частотой в. 1 Мгц имеет время установления 0,35 мксек или 350 нсек; соотношение (6.40) приближенно справедливо и для каскадов с коррекцией, а также для многокаскадных
Для частот, не превышающих 100=200 Afeij, зисторного каскада на верхних частотах не дае,т пей и каскадов ламповых усилителей, а также каскадов, так как в этой области частот эти цепи и каскады могут быть представлены эквивалентной схемой с сосредоточенными параметрами, что и было сделано при анализе.
Анализ процессов диффузии и дрейфа носителей зарядов в полупроводнике приводит к эквивалентной схеме транзистора для -верхних частот, содержащей линию задержки с распределенными постоянными, вследствие чего действительная зависимость модуля и фазы h2is от частоты (рис. 6.9а) отличается от приближенных кривых, построенных по ур-ниям (4.20) и эквивалентной схеме рис. 4.21а [6.7, стр. 94—98 ; 6.5, стр. 331-—337]. По этой причине переходная характеристика статического коэффициента усиления тока транзистора Л21б в области малых времен оказывается сходной с переходной характеристикой много-. каскадного резисторного лампового усилителя (рис. 6.96), отличаясь от показанной на рис. 6.5а наличием времени задержки /3 [6.7, стр. 97, стр. 135—136;.
181
6 8, стр. 266—270]. Величина t3 зависит от типа транзистора, составляя пример-0,035
но -------- сек для транзисторов, принцип действия которых в основном опре-
//1216
0,1-5-0,15
деляется процессом диффузии носителей, и —---------------- сек для дрейфовых ти-
/Й216
пав. Присутствие линии задержки в эквивалентной схеме транзистора приводит к тому, что время задержки при общем эмиттере и общей базе остается
Рис. 6.9. Точные (сплошные) и приближенные (пунктирные) зависимости для биполярных транзисторов:
а) модуля и фазы Л21б от частоты; б) мгновенного значения/г21б от времени в области малых времен
одним и тем же, но в ур-нии (4.16), связывающем граничные частоты при общем эмиттере и общей базе, а также в выражении, связывающем времена установления управляющего напряжения на переходе эмиттер—база при этих способах включения
1уэ яа Губ (1 + й21э) т (6.41)
появляется множитель т (см. стр. 101), превышающий единицу. Из последнего выражения следует, что при общем эмиттере величина задержки по отношению к времени установления много меньше, чем при общей базе
Вследствие сказанного действительные частотная и фазовая характеристики на верхних частотах, а также переходная характеристика в области малых времен, работающих на транзистор с общим эмиттером резисторных входных цепей и каскадов, отличаются от характеристик, определяемых ур-ниями (6.33), (635) и (6 37). Однако это отличие для частотной и переходной характеристик невелико, и его обычно можно не учитывать; сильно отличается от ур-ния (6 35) лишь фазовая характеристика на очень высоких частотах, что следует иметь в виду при оценке устойчивости транзисторных схем с глубокой отрицательной обратной связью
Расчет резисторного каскада с транзистором, включенным с общей базой и работающего на внешнюю нагрузку или на транзистор с общим эмиттеро/и не отличается от расчета каскада с общим эмиттером, так как эквивалентная схема каскада с общей базой та же, что и с общим эмиттером, но в формуле для 7СТ за-282
меняют /г21э на hu§, вследствие чего коэффициент усиления тока каскада здесь получается меньше единицы.
Однако свойства и расчет резисторной входной цепи или каскада, нагруженных входной цепью транзистора, включенного с общей базой, отличаются от рассмотренных выше, так как в этих случаях эквивалентная схема цепи или каскада принимает другой вид (рис. 6.10); такие цепи и каскады нередко встречаются в транзисторных схемах. При низкоомном источнике сигнала (омы или десятки ом) входной транзистор усилителя иногда целесообразно включить с общей базой, что сильно увеличивает верхнюю граничную частоту входной цепи; сквозной коэффициент усиления напряжения первого каскада при этом может даже повыситься вследствие лучшего согласования сопротивления источника сигнала с входным сопротивлением транзистора. Работа транзистора с общим эмиттером на транзистор с общей базой также имеет место в некоторых специальных схемах (например, каскодной схеме, инверсном каскаде с эмиттерной связью и др.).
Эквивалентная схема рис. 6.106 на нижних частотах превращается в эквивалентную схему для нижних частот, полностью сов
Рис. 6 10. Резисторная входная цепь или предыдущий каскад, работающие на транзистор с общей базой'
а) принципиальная схема; б) эквивалентная схема
падающую со схемой рис. 6.66, а поэтому расчет частотных и переходных искажений, вносимых конденсатором С в схеме рис. 6.10 а и расчет необходимой емкости этого конденсатора производят по ф-лам (6.7), (6.16), (6.13) и (6.15), в которых полагают /?нэкн —^ист, a Ro равным сопротивлению параллельного соединения R3 и входного сопротивления транзистора с общей базой /?НХб-
Из приведенного выше анализа следует, что верхняя граничная частота каскада или цепи, работающих на транзистор с общим эмиттером, растет при уменьшении сопротивления источника сигнала, изменяясь от fhu3 йри /?Ист= °° до fs при 7?Ист = 0; граничная же частота каскада или цепи, работающих на транзистор с общей базой, наоборот, растет при повышении сопротивления источника, меняясь от fs при 7?Исг = 0 до fnziG при /?Ист= Найти граничную частоту резисторного каскада или цепи, работающих на транзистор с общей базой, можно по приближенному выражению
183
Rbx6 + Ri
frp 6 '—'fs f
Rbx 6 4~ -----Rb
fhix6
где Rth — сопротивление источника сигнала для транзистора, равное для схем рис 6 10 сопротивлению параллельного соединения А’ист и Rs После этого нетрудно определить коэффициент частотных искажений Л4В на высшей рабочей частоте /'в и время установления каскада или цепи по формулам, вытекающим из выражений (6 36) и (6 40)
мв= уЛ1 +
~ /в I2 .
7гр б.
0,35 /гр б
(6 42)
При усилении неширокой полосы частот (например, звуковой), когда резистор R выбирают по допустимому на нем падению напряжения питания, транзисторные резисторные каскады предварительного усиления обычно дают усиление тока /Ст^О,8/^13, при /г21э= ЮО достигающее на каскад 80 и более раз Каскады с триодами (трехэлектродными лампами) в этих условиях дают усиление напряжения Х= (0,/—0,85) ц, что при ц = 30—100 позволяет получить от каскада усиление напряжения в 20—80 раз.
Резисторные каскады с экранированными лампами при напряжении источника питания 1504-300 в и малом напряжении на экранирующей сетке (20—50 в) в полосе звуковых частот могут дать усиление до 300—700 раз, но цепь экранирующей сетки усложняет и удорожает схему и увеличивает частотные искажения на нижних частотах, почему экранированные лампы для усиления звуковых частот используют редко
Для иллюстрации методики расчета и практических рекомендации по расчету резисторных каскадов предварительного усиления рассмотрим несколько примеров
Пример 6 1. Рассчитаем резисторный каскад предварительного усиления, работающий на следующий каскад с транзистором МП41 с общим эмиттером и смеющий эмиттерную стабилизацию точки покоя (рис 6 1а, транзистор Г2), у которого 7?1сл = 4,7 ком, /?2сл = 1,2 ком, коэффициент усиления напряжения
Ксл=5 входное сопротивление транзистора в рабочих условиях /?ВХтрсл =
= 150 о», юк покоя коллектора /оксл = 15 ма и расчетный входной ток сигнала /осл=0 4 ма Полоса рабочих частот — от /н=70 гц до (в = 8000 гц, частот чые искажения на частотах fH и fB— не более 1 дб (Л4пеС1,12 Л4В^1,12) Ко эффициент \ си тения тока рассчитываемого каскада Кт должен быть не ниже
20, напряжение питания каскада Е= 111 в
Так как у резисторного каскада с транзистором обычно < . . Кт 20
каскада необходим тип транзистора с т~ = ~~т
0,о 0,о
Кт ^0,8/l2la, для = 25, имеющий
Uxa максЗг 1,15= 12,1 в Этим условиям удовлетворяет транзистор МП41 для КОТОРОГО Л21э мин =30, Й21Э макс = 60, (7кэмакс=15 в, f/i216^1 Мгц, t g ~ 150 ом
Чтобы каскад, предыдущий рассчитываемому, не bihocht слишком больших частотных искажений на частоте fB, применяемый транзистор должен иметь /л2»в>2/в/г21э макс, чему МП41 также удовлетворяет, так как для него //.216^1 Л4гц>2)в/г21э макс = 2 8000 60 = 960 000 гц Поэтому возьмем для рас считываемого каскада транзистор МП41, однотипный с транзистором следуюше
184
, равный при схеме рис 6 1а сум-и токов сигнала через резисторы /?iCJi, Rzcn и R, последние определим,
го каскада, что удобно с точки зрения сокращения номенклатуры деталей усилителя
Для обеспечения работоспособности каскада при установке в него любого исправного экземпляра МП41 используем эмиттерную стабилизацию, взяв на резисторе R3 падение напряжения //э=0,2Е=2,2 в, а напряжение покоя между выходными электродами транзистора Uo Кэ=0,4Е=4,4 в
Р Для выбора тока покоя коллектора рассчитываемого каскада найдем необ ходимый ток сигнала его цепи коллектора /к — ме /бел поделив напряжение сигнала l/цеч на входе Тг на сопротивления резисторов
//вх сл = /б сл^вх тр сл = 0,4 10 3 • 150 = 0,06 в', /1 = //вх сл//^1сл = 1,28 10 3 а
/г =//вх сл//?2сл “ Ю 5 а, / ~ //Бх сл//? «г 5* 10 ® а,
/к^, = /р сл Ч- Л Ч* /г 0,513-10 3 а,
так как сопротивление резистора R еще неизвестно, ток сигнала через него можно приближенно считать равным току через Rzcn, что и сделано выше
Для обеспечения отсутствия отсечки выходного тока при замене транзисто ров, их старении, нагреве и т д ток покоя коллектора /ок (в режиме А при на личии стабилизации следует брать не ниже 1,1—1,3/к~, что в данном случае составит ~ 1,2 0,513«0,62 ма Найденный /01, не должен превышать допустимого для транзистора значения, если же он оказывается меньше рекомендуемой для транзистора минимальной величины, при которой гарантируются справочные данные, его увеличивают до /ок мин Для МП41 /ок макс ,в режиме усиления равен 20 ма, а /ок мин, как и у ряда других маломощных низкочастотных транзисторов, равен 1 ма У маломощных высокочастотных транзисторов (П403, П416, ГТ313 и т д) величина /ок мин = 2—5 ма По указанной причине увеличиваем /ок рассчитываемого каскада до 1 ма
Для получения от каскада наибольшего усиления сопротивление резистора R желательно брать наибольшим, если при этом частотные искажения на высшей частоте не превышают допустимых, поэтому найдем R, исходя из допустимого на нем падения напряжения питания
E_U3-U0K3 Ц-2,2-4,4
R =--------;-------=------------------ = 4400 ом>
Л)К
что округтим до ближайшего стандартного значения 4,3 пом Так как выделяемая на R мощность P»I^KR=4,3 10~3 вт, резистор R берем наименьшего
возможного размера (на мощность 0,12 или 0,25 вт) Сопротивление резистора /?э также найдем по падению напряжения на нем, что даст /?э = //э//оэ«//э//ок = =2,2 ком, являющееся стандартной величиной, /?э также возьмем с допустимой мощностью рассеяния 0,12 или 0,25 вт, так как выделяющаяся на нем мощность /дэ меньше, чем на резисторе R
Для предотвращения снижения усиления от влияния резистора R3 зашун-тируеы последний конденсатором Са, тогда частотные искажения на нижних частотах в каскаде будут создаваться как конденсатором С (эти искажения обозначим А4НС), так и конденсатором Сэ (обозначим их /Инэ), конденсатор фильтра Сф в полосе рабочих частот искажений обычно не вносит Возьмем /ИВс=А/на=р< А/н=1,06 и рассчитаем емкость конденсатора С по ф ле (613),
в ней Mh=A/Hc = 1,06 и найдя для схемы рис 6 1а /?НЭкв=-----------
г, /?1Сл/?2Сл/?ВХ ТО СЛ , . .
ком и Ro=r ~r"Tr" r-------------Тр" r-------- 30 ом'
'Х1сл('2сл -г 'Хгсл'Хвх тр сл "Г 'Хгсл'Хвхтрсл мкф. Конденсатор С для уменьшения его размеров и
положив
Я + #кб
«/? = 4,3
С = 1,47
это даст
стоимости
возьмем электролитический, с рабочим напряжением не ниже напряжения пита ния (11 в), присоединив его отрицательный электрод к коллектору транзистора, так как в схеме рис 6 1а потенциал котлектора ниже потенциала базы следую
щего транзистора
185
Емкость конденсатора Сэ можно найти по ф-ле (10.14) лишь после расчета предыдущего каскада, что определит сопротивление источника сигнала для транзистора рассчитываемого каскада; если 7?ист=2,3 ком, при данных настоящего примера расчет даст Сэ»100 мкф. Конденсатор Св также берут электролитическим, на рабочее напряжение не ниже (Л-
Для определения вносимых каскадом максимальных частотных .искажений на высшей рабочей частоте (что имеет место при Й21эмакс и fhzie мин транзистора следующего каскада) найдем Со«Свэ и Rb экв; последнее для схемы рис 6 1а определяется выражением (6.27). Так как входящие в это выражение
' 26/гг1э макс 26-60 RtexRzen
Гр сл—150 ож, Гбэ сл~ , — —104 од/, /?д сл— — 955 ом
1 Ок сл(ма) 15 Ricn 4" ”гсл
и Д=4300 ом, расчет дает /?ВЭкв=94 ом. Величину Со«Сбэсл найдем по ф-ле (4 24);
6'бэ слв ~ 4" Сксл^ел
th'i.ia'бэ сл
« 0,-6?-+скслк£л=45~ 10~12-5 ~1 -°4-1°~7 *-/й21бгэсл 1-10». 1,7
так как tn для МП41, являющегося диффузионным транзистором, близок к 1,1, у 26
его типовая емкость коллектор—база ск = 45 10~12 ф и гя— —------------------ =
10ЭСЛ (ял)
26Алэ макс 26-60
*=>—.-------7гт-.---------г =----------= 1,7 ом Расчет вносимых каскадом ча-
А)к ел(ла) (НЛпвиакс) 15 (1-ф» 60)
стотных искажений на fB=8000 гц по ф-ле (6.34) при этих данных дает Мв — = 1,11 в наихудших условиях (при ftzia макс=60), а следовательно, R~ выбрано правильно; если бы Л4В оказалось велико, его можно было бы снизить уменьшением R.
При расчете резисторных каскадов с fB порядка 105 и выше или с tr порядка микросекунды и меньше, без высокочастотной коррекции, транзисторы , г - I. 0,2Л21эмакс „ , ,а
можно брать с /л21б^0,5|Гв«21э макси, найдя по ф-ле (039)
Гу
Rb эиб, решить (6.27) относительно R, что даст формулу для определения R по заданным частотным искажениям на частоте )в или заданному времени установления tyt
Rb экв^?дсл ( Гб сл4" гбэсл) Rxcnre сл гбэ сл
7? = ---------------------;--------------------------- • (6.43)
гбэ сл (7?д сл 4- гб с л) экв (Яд с л 4" СЛ^бЭ сл)
7/ок
Сопротивление Rz рассчитаем по ф-ле (3.5), что при 7д = 7/об = ~--------=
“21Э МИН
=2,33-10-4 а и Uоб—0,16 в, найденном по входной характеристике МП41 для
7об=~—------= 3,33-10-5 а, даст стандартный резистор 10 ком; Ri найдем по
“21Э МИН
второй ф-ле (3.3). Если наименьшая температура транзистора равна -(-10°С, то Uos макс согласно (3.6) составит 0,182 в, и при падении напряжения на R$ в I в входящее в формулу для Ri значение Е составит 11—1 = 10 в. Расчет при этих данных даст Ri=27 ком, что также является стандартным.
При установке в .каскад транзистора с Л21эмив=30 коэффициент усиления 126
тока согласно (6.23) составит 30— =25,2, так как R~, представляющее собой в 150
данном случае сопротивление параллельного соединения /?вхтрсл, Rica, Rien и R равно 126 ом; это удовлетворяет заданию.
Входное сопротивление транзистора рассчитанного каскада определится выражением (4 21), что при гб~Гб «150 ом, /ок=1 ма и /г21эмин=30 даст 7?жхтр =
186
0,4-10-3
=930 ом. Так как входной ток сигнала транзистора 1б— - — 25 2 — = 1,59-10~5 а, напряжение сигнала на его входе составит 930-1,59-10~5 = =0,0148 в, и согласно (-6.24) наименьший коэффициент усиления напряжения рассчитанного каскада
„___^вх сл 0,06 . „ „ ^ВХ Тр сл ПГ О 150 . ПГ
Л = — -----= ——— = 4,Обили К=КТ---------------—= 25,2— = 4,05.
17вх 0,0148 т RBXTp 930
Пример 6 2. Рассчитаем резисторный каскад предварительного усиления с триодом (рис. 6.16), имеющий /и = 30 гц, fB=20 кгц, AfH^l,06, AfB^l,06. Каскад работает на входную цепь пальчикового оконечного пентода, имеющего С'вх = 12 пф, СПр=0,3 пф с учетом емкости ламповой панельки и монтажа, Rg макс — 0,5 Мгом, коэффициент усиления напряжения в схеме Ксл = 26, необходимое напряжение сигнала на входе (7ВХсл = 5 в. Коэффициент усиления рассчитываемого каскада должен быть не .ниже 20, напряжение источника питания £=180 в.
Так как для получения К20 необходим триод с —о~85 = 0~^7—0~85 =
= 29=23, возьмем для каскада экономичный пальчиковый триод 6С1П, имеющий ц=26, СВЫх=1,4 пф, внутреннее сопротивление по данным справочника /?гс = 11,6 ком, его выходные характеристики даны ,на рис 6.11.
Сопротивление резистора R в анодной цепи такого каскада берут от 5 до 10Rlo, но не выше 200 ком; возьмем его равным 100 ком. Резистор Rg в цепи сетки следующего каскада возьмем равным 0,47 Мгом, что немного меньше мак-
симально допустимого При падении напряжения питания на Rф порядка 0,1£«20 в подводимое к каскаду напряжение Е' составит 160 в, что и отложим на горизонтальной оси рис 611 Нагрузочная прямая постоянного тока для R=100koS« пройдет из точки Е' горизонтальной оси в точку I'—E'IR— 1,6 .ма
на вертикальной оси. Так как напряжение сигнала на сетке рассчитываемого (7вх сл 6
каскада составит примерно = ^07~Q85) 26 = 0,275=0,226 в, отри-
цательное смещение на сетку для предотвращения появления сеточных токов следует дать по крайней мере на 0,75 в больше амплитуды сигнала, т. е. порядка 1 в. Но при смещении в —1 в точка покоя будет находиться близ верхнего конца нагрузочной прямой; сдвинем точку покоя к середине, увеличив смещение на сетке до —2 в, что даст /о«1 'ма и (Л «60 в (рис. 611, точка 0). Внутреннее сопротивление лампы в точке покоя Rt, определяемое наклоном касательной к характеристике в этой точке, оказывается равным 19 ком.
Так как сопротивление нагрузки анодной цепи переменному току R~ для
„ RRt 100-470
схемы рис. 6 16 R~ = ~------— = ;-------г =82,4 ком, коэффициент
1 R ф R, 100 ф 470
напряжения каскада, рассчитанный по ф-ле (6.19), составит 21,1, что
ствует заданию. Отрицательное смещение на сетку Uoc = 2 в подадим ог цепочки катодного смещения RK, Ск. Сопротивление резистора RK найдем, поделив Uoc
усиления
соответ-
на ток покоя цепи катода Iqk, в данном случае равный току покоя анода /оа, т. е. 1 ма\ это даст для Rb стандартную величину в 2 ком.
Частотные искажения на нижних частотах будут создаваться в каскаде разделительным конденсатором С и конденсатором катодного смещения Ск; поделив допущенные на каскад на низшей частоте искажения поровну между этими конденсаторами (Л4в=1,03 на каждый из конденсаторов), по выражениям (6.13) и (10.14) рассчитаем необходимую их емкость, что даст С^=4,28-10~8 ф~ «0,05 мкф и Ск^12 мкф. Конденсатор С следует взять на рабочее напряжение порядка напряжения анодного питания (160=180 в), так как при непрогре-той или потухшей лампе между его электродами приложено это напряжение; его сопротивление изоляции должно быть очень высоким, не ниже 1000Rg, так как в противном случае ток утечки этого конденсатора заметно изменит смеще-
187
Рис. 611. К расчету лампового резисторного каскада предварительного усиления
нне на сетке Этому условию удовлетворяют конденсаторы с бумажным или пластмассовым диэлектриком, хорошо защищенные от влаги, электролитические конденсаторы здесь непригодны Конденсатор Ск обычно берут электролитическим, на рабочее напряжение не ниже С7ос-
Определив эквивалентную входную емкость следующего каскада Свх Э С Л = Сух СЛ~|"Спр сл (1+Ксл) =112+0,3 (1+26) « 20 пф, найдем нагружающую каскад емкость, приняв емкость монтажа при пальчиковых лампах равной 6 пф; это даст Со = СВЬ1х + См + +Свх э с л = 1,4+6+20 ~ 27,5 пф.
Для рассчитанного каскада Двэкв представляет собой сопротивление параллельного соединения Цг, R и Rg Сл, и при /?г=19 ком, R = = 100 ком и /?8сл = 470 ком сос-
тавляет 15,4 ком Расчет коэффициента частотных искажений каскада на выс шей рабочей частоте /в=20 кгц по ф-ле (6 34) при Со=27,5-10-12 ф и RB Экв = = 15,4 ком дает А4В = 1,ОО14, что много меньше допустимого по заданию
6.3. ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ КАСКАД
Свойства, применение, схемы
Вследствие большей стоимости, размеров и веса, а также из-за худших частотных и переходных характеристик трансформаторный каскад предварительного усиления в транзисторных усилителях используется значительно реже резисторного, а в ламповых почти не применяется. В основном его используют в качестве инверсного каскада для работы на двухтактный транзисторный каскад в режиме В или на ламповый с токами сетки, так как обычные резисторные инверсные каскады здесь непригодны из-за высокого выходного сопротивления и зарядки разделительных конденсаторов импульсами базового или сеточного токов.
В транзисторных каскадах мощного усиления, работающих на следующий каскад (рис. 6.12а), использование трансформатора для межкаскадной связи позволяет примерно на порядок повысить усиление мощности сигнала, применить транзистор меньшей мощности и снизить расход энергии питания; при работе на транзистор с общей базой межкаскадный трансформатор необходим, так как от резисторного каскада в этом случае требуется слишком большой ток сигнала.
Однако как в транзисторных, так и в ламповых усилителях широко используются трансформаторные выходные каскады, где трансформатор служит выходным устройством, связывающим выходную цепь последнего усилительного элемента усилителя с 188
внешней нагрузкой и позволяющим получить для усилительного элемента оптимальное сопротивление нагрузки, согласовать выход с сопротивлением нагрузки, а также симметрировать выходную цепь (рис. 6.126 и в).
Рис. 6.12. Трансформаторные каскады и входные цепи.
а) промежуточный транзисторный каскад; б) оконечный (выходной) транзисторный каскад, в) оконечный ламповый каскад, г) входная цепь лампоного усилителя
Нередко трансформатор используют в качестве входного устройства, особенно в ламповых усилителях (рис. 6.12г); это позволяет лучше согласовать источник сигнала с входной цепью уси
лительного элемента, что снижает необходимую величину усиления и увеличивает динамический диапазон усилителя, а также дает возможность симметрировать входную цепь.
В трансформаторных каскадах обычно используют транзисторы или экраниро
Рис. 613 Эквивалентная схема нагруженного трансформатора, приведенная к его первичной обмотке
ванные лампы; триоды в них применяют редко, так как триодные каскады мощного усиления менее экономичны. Транзисторы в трансформаторных каскадах обычно включают с общим эмиттером или общей базой, лампы — с общим катодом; включение с общим коллектором и общим анодом здесь используют редко.
Эквивалентная схема для переменного тока трансформатора, нагруженного со стороны вторичной обмотки сопротивлением Инагр и приведенная к его первичной обмотке, известная из основ
1В9
электротехники, показана на рис. 6.13. Здесь /ц и г2—активные сопротивления первичной и вторичной обмоток, обычно практически равные их сопротивлению постоянному току; Lsi и Z-S2 — индуктивности рассеяния первичной и вторичной обмоток; Li и гс— индуктивность первичной обмотки трансформатора и сопротивление потерь в его сердечнике соответственно. Штрихами на рис. 6.13 отмечены приведенные из вторичной обмотки в первичную электрические величины; они определяются выражениями:
г% — гФп2\ 2нагр =ZHarp/n2;
^нагр ==^нагр/л2; ^нагр ~ ^нагг/Л /вых = Лыхя! U(6.44) где п — коэффициент трансформации, равный отношению числа ВИТКОВ вторичной обмотки ©2 к числу ВИТКОВ первичной Wi:
п = (6.45)
ИД
Схема рис. 6.13 справедлива лишь для частот, не превышающих нескольких сотен герц; чтобы сделать ее пригодной для частот в десятки кгц и выше, необходимо учесть электрическую емкость трансформатора, имеющую несколько составляющих, основными из которых являются емкости: первичной и вторичной обмоток, между обмотками, между обмотками и сердечником; емкости обмоток являются распределенными. Однако для практических расчетов обычно допустимо все эти емкости заменить одной эквивалентной сосредоточенной емкостью Стр, подключенной ко вторичной обмотке и примерно так же влияющей на свойства трансформатора. Эта эквивалентная емкость Стр, называемая собственной емкостью трансформатора, зависит от многих факторов — использованных в трансформаторе материалов, способа намотки обмоток, конструкции трансформатора, порядка включения концов обмоток и т. д. и практически не поддается расчету, но легко измеряется [6.9, стр. 360—362].
У малогабаритных трансформаторов Стр обычно лежит в пределах от 15 до 40 пф, у трансформаторов средних размеров — от 40 до 150 пф [6.9, стр. 294—302]. При намотке двухтактных трансформаторов в два провода, применяемой для уничтожения индуктивности рассеяния (см. стр. 212) Стр сильно возрастает, достигая нескольких тысяч и даже десятков тысяч пф у трансформаторов малых и средних размеров.
Заменив генератор сигнала, трансформатор и входную цепь следующего усилительного элемента или нагрузку их эквивалентными схемами без учета вспомогательных цепей, как это было сделано для резисторного каскада, получим, как и в том случае, две обобщенных эквивалентных схемы, изображенные на рис. 6.14а и б, на которых UT, Rr и Ст — соответственно эдс, внутрен-190
Рис. 6 14. Эквивалентные схемы трансформаторных каскадов и цепей: <а) каскада или входной цепи, работающих на транзистор с общим эмиттером, б) каскада или входной цепи, работающих на внешнюю нагрузку, лампу или полевой транзистор
нее сопротивление и выходная емкость генератора сигнала, См — емкость монтажа трансформаторного каскада, обычно лежащая в пределах 10-4-30 пф.
Так как Сг обычно много меньше Сбэсл и Стр, влиянием Сг можно пренебречь, исключив ее из схемы; кроме того, в трансформаторных схемах влияние гс на свойства каскада очень мало, а поэтому его также можно исключить. Перенеся после этого на схеме рис. 6.14а С^р и С'м вправо за г'6 и объединив с Cg3CJI в 4-СбЭСЛ, что ввиду малости С’^> и г'ь не вно-
сит большой погрешности, получим упрощенную эквивалентную схему рис. 6.15а; заменив на схеме рис. 6.146 С’ + СЫ'+С' через С' и исключив С, и гс, получим упрощенную схему рис. 6.156.
Рис 616. Упрощенные эквивалентные схемы трансформаторных каскадов и цепей.
а) каскада или входной цепи, работающих на транзистор с общим эмиттером; б) каскада или входной цепи, работающих на внешнюю нагрузку, лампу или полевой транзистор
191
В области нижних частот сопротивление индуктивности первичной обмотки трансформатора aLlt падающее с понижением частоты, приводит к снижению выходного напряжения [7ВЫх на низких частотах (рис. 6.16а, левая часть характеристики). В области верхних частот растет сопротивление индуктивностей рассеяния LSi и L'S2, включенных последовательно с нагрузкой каскада, и падает сопротивление емкости С' , включенной параллельно выходу; в зависимости от добротности резонансной системы, образуемой индуктивностями рассеяния и емкостью С'о, это различным образом может изменять выходное напряжение на высоких часто-
Рис. 6.16. Характеристики траисформаторного каскада:
а) частотная; б) фазовая при активной нагрузке трансформатора (1) и при емкостной нагрузке (2)
тах (рис. 6.16а, правая часть характеристики). У трансформаторов, используемых в усилительной аппаратуре, Li^>Ls1-}-L'S2, а поэтому на частотной характеристике трансформаторного каскада есть область, в которой выходное напряжение практически неизменно,, так как на него уже не влияет Li и еще не влияют LSi, L's2 и С'о (рис. 6.16а, средняя часть характеристики).
Нижние частоты
Пренебрегая в области нижних частот влиянием LSi, L'S2 и С* , из схем рис. 6.15 получим эквивалентные схемы трансформаторных каскадов и цепей для нижних частот (рис. 6.17а и б).
192
Для упрощения анализа рассмотрим зависимость от частоты не напряжений С/Псл и ивъ1Х1 а напряжения U на зажимах индуктивности Lit прямо пропорционального первым двум и совпадающего с ними по фазе. Заменив генератор с эдс Ur и сопротивлением Rr+ri, шунтированный цепочкой активных сопротив-
Рис. 6.17. Эквивалентные схемы для нижних частот трансформаторных каскадов и цепей:
а) каскада или входной цепи, работающих на транзистор с общим эмиттером; б) каскада или входной цепи, работающих на внешнюю нагрузку, лампу или полевой транзистор; в) обобщенная, приведенная к эквивалентному
генератору
лений, эквивалентным генератором для нижних частот с эдс ^нэкв и внутренним сопротивлением /?Нэкв, получим обобщенную эквивалентную схему трансформаторного каскада или цепи, изображенную на рис. 6.17s. Значение /?Нэкв для схем рис. 6.17а и 6.176 согласно (6.1) здесь определяется выражениями:
D (Rr + Г1) ( Г2 4> гб сл + г бэ сл) __ (RrГ1) ( r2 4s-RHarp )
^НЭКВ - , , , , , • (b.4b|
Rr + rl + r2 + r6 сл + r&> сл Rr 4- + Г2 + RHarp
Из обобщенной эквивалентной схемы рис. 6.17s следует, что
й—и ' mLi____________
и и экв . ,
1 ы щ Ц- RH экв
На средних частотах сопротивление индуктивности icoZ-i во много раз превышает 7?Нэкв и множитель при 0нэкв обращается в единицу; следовательно, на средних частотах U превращается в (7Гр=^нэкв. Поделив U на Ucv, получим уравнение, определяющее относительное усиление трансформаторного каскада на нижних частотах:
Y — 'M — 1 = 1 _____ 1__
1 СО Li -ф- RH ЭКВ , . Rh экв - . 1 . 1 "(6.47)
1 — 1 — 1—1 1— 1—-
СО М <ВТН А
В ур-нии (6.47) rH~Li/Rn экв имеет размерность времени и яв* ляется постоянной времени трансформаторного каскада на ниж-7—456 193
них частотах, а А' = итн=!»^1//?нэкв есть нормированная частота. Модуль выражения (6.47) представляет собой уравнение частотной характеристики трансформаторного каскада на нижних частотах, а обратная ему величина — зависимость коэффициента частотных искажений М от частоты:
"=7^/ 1+1М
(6.48)
(6.49)
Угол сдвига фазы, вносимый трансформаторным каскадом на нижних частотах, определим тем же методом, что и для резисторного каскада; так как выражение (6.47) не отличается от (6.4), определяющего У для резисторного каскада, ур-ние (6.8) справедливо и для трансформаторного каскада, откуда
tg<p=v; ф-= arctg = arc tg . (6.50)
л л <в
Из (6.48) и (6.50) видно, что относительное усиление трансформаторного каскада на нижних частотах изменяется от 0 до 1 при изменении частоты о от 0 до оо, а вносимый им угол сдвига фазы при этом изменяется от +90° до 0 (рис. 6.166).
Такую зависимость фазового сдвига от частоты в трансформаторном каскаде на нижних частотах физически можно пояснить так: при стремлении частоты к нулю полное сопротивление схемы рис. 6.17а стремится к /?НЭКв и ток в цепи оказывается в фазе с 17наКв. Падение напряжения на индуктивности U будет при этом опережать ток, а следовательно, и Uu акв па 90°. При частоте, стремящейся к бесконечности, RB экв станет ничтожно малым по сравнению с сопротивлением индуктивности wLi, и U практически совпадет по фазе с входным напряжением UB экв.
Заменив в (6.47) У на F(p) и ico на р, получим операционное изображение переходной характеристики в области больших времен:
1 —i----- 1 со 4-— Р4- —
сотн тн тн
оригинал которого, являющийся уравнением переходной характеристики трансформаторного каскада в области больших времен, равен [6.1, стр. 319]:
t р
---- — Н ЭКВ I
F(t) = e тн=е £, • г/ = ^(х)==е-ж, (6.51)
t R
где х = — ”Экв-1 представляет собой нормированное время.
Положив в (6.51) t=T, согласно (1.16) получим значение вносимого трансформаторным каскадом спада вершины прямоуголь-194
ного импульса
_ экв
Д=1—ут=1—е L‘ . (6.52)
Решив (6.49) и (6.52) относительно Li и считая Л4 = Л4н, и = (он и Д = Д.Г, получим формулы для расчета необходимой индуктивности первичной обмотки трансформатора по допустимому коэффициенту частотных искажений Мн на низшей рабочей частоте <вп и допустимому спаду вершины Дт импульса с длительностью Т секунд:
J Экв 0,16/?н экв _ „
: (6-53)
L! = ~ (6.54)
In-—-
Для трансформаторной входной цепи, нагруженной на транзистор с общим эмиттером или общей базой, входящее в (6.53) и (6.54) значение /?НЭкв находят по выражению:
п __ (#ист + г1) ( г2 + М
*41 ЭКВ, Rhct ~г ri + г2 + RBX
(6.55)
где /?вх — входное сопротивление транзистора в рабочих условиях, а R'^R^In2. Для трансформаторной входной цепи, нагруженной входом лампы с общим катодом, работающей без сеточных токов, при шунте /?ш на вторичной обмотке трансформатора (рис. 6.12г) ф-ла (6.55) остается справедливой при замене R'BX на R^ =/?ш/л2; При ОТСУТСТВИИ Шунта /?нэкв = /?ист + бь
У транзисторных оконечных (рис. 6.126) и промежуточных (рис. 6.12а) каскадов мощного усиления с общим эмиттером и общей базой внутреннее сопротивление усилительного элемента Rkq ва много раз больше сопротивления нагрузки выходной цепи пере* менному гоку R~; это имеет место и у каскадов мощного усиления с экранированными лампами (рис. 6.12н), где Rt^>R— Во всех этих случаях выражение для ДНЭкв можно упростить:
экв ~ Г2 ~Ь^нагр Г1
и ур-ния (6.53) и (6.54) для расчета индуктивности первичной обмотки выходного трансформатора в таких каскадах принимают
вид:
. 0,1б(/?~ —г,) _ Т (R~ — гр Дт
(6.56)
Спад плоской вершины импульсов, прошедших через трансформатор, физически объясняется тем, что нарастающий по экспоненциальному закону в течение вершины импульса ток первичной обмотки стремится к установившемуся 1” 195
значению, определяемому активным сопротивлением цепи. Поэтому напряжение яа втбричной обмотке, пропорциональное протиъоэлектродвижущей силе первичной обмотки, а следовательно, и первой производной тока первичной обмотки по времени, падае! по закону (6 51), стремясь к нулю при
Следует отметить, что выражение (6.51), а следовательно, и ф-лы (6.53), (6.54) и (6 56) справедливы лишь для линейных систем. При подаче на трансформатор прямоугольного импульса напряжения индукция в его сердечнике линейно растет со временем, достигая к концу импульса значения
UT
Вт я Во +-----, тл, (6.57)
Mt
где Вт—индукция в магнитном материале сердечника в момент окончания импульса амплитудой U, в и длительностью Т, сек; Во — остаточная индукция в сердечнике, тл; Wi— число витков первичной обмотки трансформатора; qc — чистое сечение магнитного материала сердечника, м2.
Так как характеристика намагничивания магнитных материалов нелинейна, ток намагничивания трансформатора нарастает со временем по кривой, отличающейся от экспоненты, вследствие этого и спад вершины импульса в действительности происходит по более сложному закону, чем (6.51). Отличие действительного спада от (6.52) невелико, если Вт значительно меньше индукции насыщения материала сердечника. Если же величина Вт, определяемая выражением (6 57), близка к индукции насыщения, ток намагничивания трансформатора в конце импульса резко растет и спад сильно увеличивается из-за снижения индуктивности первичной обмотки Увеличение спада также имеет место s том случае, если растущий ток намагничивания доводит усилительный элемент до режима ограничения.
Средние частоты
Рис. 6.18. Обобщенная эквивалентная схема трансформаторного каскада или цепи для средних частот
^вых — ==
Исключив из схем рис. 6.15 Li, Lsi, Lsz и Со, не влияющие на свойства каскада на средних частотах, получим из этих схем обобщенную эквивалентную схему трансформаторного каскада для области средних частот (рис. 6.18), где 7?нагр в случае схемы рис. 6.15а представляет собой ГбслД-+ ГбЭсл. Из рис. 6.18 следует, что
р'
TJ' — и ^-нагр, ВЫХ Г , ,
Rr + О + r2 + RHarp
р' ^нагр
Rr + О + r2 + RHarp
Отсюда, заменив Сф на |ШНХ и Rr на Rr, получим коэффициент усиления напряжения лампового трансформаторного каскада в виде
--------^££-----_ = ,, п _^р_ , (658)
R; О + г’2 + Янзгр R< + R~
196
(6.60)
где R~ =г1+г2+^нагР—входное сопротивление первичной обмотки трансформатора переменному току.
Выражением (6.58) пользуются для расчета коэффициента усиления каскада с триодом. Для каскада с экранированной лампой пренебрегая суммой П+г'г+^нагр в знаменателе выражения (6.58) по сравнению с Ri, получим для трансформаторною каскада с экранированной лампой.
к = i = nSR-n = , (6.59)
где S — крутизна характеристики экранированной лампы в точке покоя.
Коэффициент усиления тока транзисторного трансформаторного каскада для схем рис. 6.12а и б на основании соотношений (6.44) определится выражением
Кт Д слКй Дых/Д Дых/^Д=
где Ктт — коэффициент усиления тока транзистором.
Для трансформаторной входной цепи,1 работающей на транзистор при последовательной подаче смещения, на основании (6.58) и (6.60) нетрудно найти, что
КТ = Д/ДСТ = Мп; К = Мвх/Д„С1 = (л/?;хтр)/(/?нст+'-1+''2+^вХТр )> (6-61> где Rвх тр = R'BXтр п2—входное сопротивление транзистора, 7?Ист—сопротивление источника сигнала; при параллельной подаче смещения учитывают шунтирование трансформатора цепью смещения. Для ламповой входной цепи с шунтом на вторичной обмотке трансформатора (рис 6.12г) коэффициент передачи напряжения входной цепи К находят по выражению (6.61), заменив в нем /?'хтр на = = Rmfn2; при отсутствии шунта на вторичной обмотке здесь К — п.
Из эквивалентной схемы рис. 6.18 нетрудно видеть, что коэффициент полезного действия (кпд) трансформатора т]тр, представляющий собой отношение мощности /Да гр, отдаваемой трансформатором в нагрузку, к мощности Р~, отдаваемой усилительным элементом:
П /'2 Р* Р* р*
__ гнагр вых хнагр хнагр ^нагр (g g2)
Р~ Дых (Г1 + г2 -Ь ^нагр ) Г1 -Ь г2 + Дгагр Р~
где R- =Г14-Гз-.- /?иагр =/?Bxi — сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного элемента току сигнала, равное входному сопротивлению первичной обмотки трансформатора переменному току на средних частотах. Обозначив отношение сопротивления первичной обмотки G к приведенному сопротивлению вторичной г'2 через с и решая (6.62) относительно п и Гг, получим удобные формулы для расчета допустимых сопротивлений обмоток форматора по заданному значению кпд:
г — Г? С (1 — Т1тР,) • Г _г" rfl_ Р
г> , > Га Д ^нагр .. . ,
1 + С (1 -ф- с) Т]тр
'2 п' вых Анагр
транс-
1 —ЛтР
(6.63)
197
При отсутствии постоянной составляющей тока в обмотках трансформатора величину с в ф-лах (6.63) берут равной единице, так как при этом размеры, вес и стоимость трансформатора минимальны [6.9, стр. 199—201]. Во входных и межкаскадных трансформаторах предварительного усиления, где постоянная составляющая тока невелика или отсутствует и расход энергии питания ничтожен, значение с также берут равным единице. В выходных же трансформаторах однотактных и двухтактных каскадов мощного усиления, работающих в режиме А, через первичную обмотку течет постоянная составляющая тока питания, создающая значительное падение напряжения иа омическом сопротивлении обмотки, что снижает кпд каскада; в этих случаях для снижения падения напряжения питания на первичной обмотке и повышения кпд каскада значение с берут от 0,6\до 0,8.
Чем выше кпд трансформатора, тем меньше теряется в нем дорогостоящей энергии сигнала и тем больше коэффициент усиления напряжения каскада с трансформатором, но зато тем больше его размеры, вес и стоимость. Исследования показали, что экономически наивыгоднейшее значение кпд трансформатора растет с увеличением его мощности [6.9, стр. 190—198]; оптимальные значения кпд и сопротивления обмоток для трансформаторов различного назначения и мощности даны в табл. 6.1 и 6.2.
ТАБЛИЦА 6.1
Тип и мощность трансформатора 1тр В устройствах
стационарных портативных
Входные, межкаскадные и выходные трансформаторы малой мощности (до 1 вт) с активной нагрузкой или шунтом па вторичной обмотке 0,7-5-0,8 0,6-е0,75
Выходные и межкаскадные трансформаторы с отдаваемой мощностью от 1 до 10 вт 0,75-5-0,85 0,70-5-0,80
Выходные трансформаторы с отдаваемой мощностью: от 10 до 100 вт от 100 до 1 кет от 1 до 10 кет выше 10 кет 0,84-5-0,93 0,92-=-0,96 0,95-5-0,98 0,97 и выше 0,75-5-0,85 0,854-0,90
Необходимый для каскада мощного усиления коэффициент трансформации выходного трансформатора определяют по найденному из расчета каскада сопротивлению нагрузки выходной цепи переменному току используя соотношения (6.62):
^нагР _ ^нагр _ ।~\[ ^нагР
«21ЪрЯ~ ’ г I (6.64)
R —Г, =r' + R’ = ГЛ±/?наг-Р • П = 1/г2 + #нагр ~ 2 ' нагр „2 - \ R~-r,
198
ТАБЛИЦА 6.2
Тип и назначение трансформатора в г2
Входные, межкаскадные и выходные трансформаторы без активной нагрузки или шунта на вторичной обмотке в ламповых стационарных устройствах То же, в ламповых портативных устройствах То же, в транзисторных малогабаритных устройствах 'р 'о "о *• ~и> ю •I- -I- ООО оо >0 йз Л s S S 3 5 3
Примечание /?Нст — сопротивление источника сигнала для первичной обмотки трансформатора. Указанные в таблицах значения кпд и сопротивлений обмоток даны для трансформаторов с сердечником из трансформаторной стали и низшей рабочей частотой 304-200 гц.
Коэффициент трансформации входных трансформаторов и трансформаторов каскадов предварительного усиления, имеющих активную нагрузку, рассчитывают также по ф-лам (6.64), приняв в них R~ равным сопротивлению источника сигнала или выходному сопротивлению усилительного элемента, так как при том коэффициент передачи напряжения входной цепи и коэффициент усиления напряжения каскада максимальны [6.9, стр. 41].
Из эквивалентной схемы рис. 6.18 и соотношений (6.44) следует, что выходное сопротивление трансформаторного каскада на средних частотах
Квьх = + Г2) И2.
Подставив сюда значение п + из (6.62), положив /?Вых= = Янагр и решив результат относительно п, получим расчетную формулу для определения коэффициента трансформации выход ного трансформатора, работающего на нагрузку, требующую со гласования (равенства выходного сопротивления трансформатора /(вых сопротивлению нагрузки /?нагр/’
[ п = У (2тЬр- О КнагР / (6 65)
' При расчете п по ф-ле (6.65) сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току
п /?иагр ____„ । r2 -f“ /?нагр
—------гх-|-------- ,
. Л2Т)тр п2
что необходимо учитывать при построении нагрузочной прямой каскада и расчете отдаваемой им мощности.
Из последнего выражения следует, что, например, при т] = 0,75 значение~ =2/?г, а следовательно, R~ близко к оптимальному лишь для каскадов мощного усиления с триодами. При использовании транзисторов и экранированных ламп согласование выходного сопротивления усилителя с сопротивлением нагрузки по-199
средством коэффициента трансформации, равного найденному из (6 65), производить нецелесообразно, так как при этом резко падаем отдаваемая каскадом мощность. В этих случаях согласование осуществляют шунтированием выхода активным сопротивлением нужной величины или введением в выходной каскад обратной связи необходимого вида и нужной глубины.
Коэффициент трансформации входных трансформаторов с емкостной нагрузкой и трансформаторов предварительного усиления с емкостной нагрузкой определяют по заданной частотной или переходной характеристике (см. стр. 207).
Для транзисторных каскадов предварительного усиления с активной нагрузкой и общим эмиттером или базой оптимальный коэффициент трансформации, при котором усиление каскада максимально, об_ычно неосуществим. Эго объясняется тем, что при большой величине оптимального сопротивления нагрузки транзистора при этих способах включения (см. табл. 4.1) для получения хорошей частотной характеристики каскада на нижних частотах требуется очень большая индуктивность первичной обмотки неосуществимая в небольшом трансформаторе. Поэтому коэффициент трансформации п здесь следует определять, исходя из допустимых размеров трансформатора. Взяв сердечник допустимых размеров, рассчитывают число витков первичной обмотки, которое можно на нем разместить, отведя на эту обмотку примерно 0,75 полезной площади окна и взяв провод наименьшего допустимого диаметра, после чего находят индуктивность обмотки Li по известному числу ее витков и дан ным сердечника Зная L, находят из ф-лы (6.53) значение Дпэкв, прибавив к к которому ri, получают R~, подставляемое во вторую ф-лу (6 64), вместо /?пагр в эту формулу подставляют входное сопротивление транзистора, на которое работает трансформатор, а значение с при расчеде гг берут порядка 0,25 Найденное таким образом значение п будет оптимальным для трансформатора выбранных размеров, обеспечивающим наибольшее возможное усиление
Верхние частоты
Исключив из схем рис. 6.15 индуктивность первичной обмотки Li, объединив в них LS1 и L'S2 в индуктивность рассеяния трансформатора Ls и заменив последовательно соединенные активные сопротивления сопротивлением для верхних частот 7?в, получим обобщенную эквивалентную схему трансформаторного каскада для верхних частот, изображенную на рис. 6.19а. Здесь в случае схемы 6.156 /?B = -Rr+G + r2 , а в случае схемы 6.15а /?в=/?г4-г1 + г2 +гбсл И ^?нагр ~/*бэ сл-
Если па высшей рабочей частоте fB сопротивление емкости С» втрое или более превосходит включенное параллельно ей активное сопротивление 7?Нагр-
хс = —1— > 37?наг„; 7? < яг —— , (6.66)
с у-. 'нагр, 'нагр о г п
wb^o ЗсовСо 30/в Cq
то влияиие емности на выходное напряжение в рабочей полосе частот трансформатора будет ничтожно, и из эквивалентной схемы Со можно исключить. Трансформатор, для которого удовлетворяется условие (6.66) назовем трансформатором с активной нагрузкой; его обобщенная эквивалентная схема для верхних частот изо-200
бражена на рис. 6.19 б. Трансформатор, для которого условие (6.66) не удовлетворяется, будем называть трансформатором с емкостной нагрузкой.
Рис. 6 19. Обобщенные эквивалентные схемы для верхних чз стот для трансформатора
а) с емкостной нагрузкой; б) с активной нагрузкой
Трансформаторами с активной нагрузкой являются почти все выходные трансформаторы каскадов мощного усиления, а также входные и межкаскадные трансформаторы, работающие на вход транзисторов с общей базой.
Входные и межкаскадные трансформаторы, работающие на вход транзистора с общим эмиттером являются трансформаторами с активной нагрузкой в том случае, если граничная частота 0,16 .
входной цепи транзистора, равная -----------, втрое или бо-
ЭквО'бЭ сл лее превосходит высшую рабочую частоту здесь __ (Rrn2 -> 1\П2 + Г2 4- Гб) Гбэ
Rrn2 + г,п2 г2+ г'б -f> гбэ
Входные и межкаскадные трансформаторы, работающие на лампу без токов сетки, при отсутствии шунта на вторичной обмотке относятся к трансформаторам с емкостной нагрузкой. При наличии шунта с большим сопротивлением нагрузка остается емкостной, переходя при малом сопротивлении шунта в активную; характер нагрузки здесь определяется условием (6.66) и может выбираться произвольно.
Выбор характера нагрузки трансформатора в этих случаях производят, исходя из того, что при активной нагрузке трансформатор ’дает меньшие фазовые сдвиги на верхних частотах и обладает мало изменяющимся входным сопротивлением в рабочей полосе частот; при емкостной нагрузке трансформаторная входная цепь имеет в 2ч-3 раза больший коэффициент передачи напряжения и позволяет получить частотную характеристику с подъемом
на верхних частотах.
Определяя из эквивалентной схемы рис. 6.196 выходное напряжение П'ых получим:
U
ВЫХ
==[/г
^нагр
-L /?' 4- i СО L.,
Ш С\нагр 6
(6.67)
201
На средних частотах iwLs ничтожно мало по сравнению с остальными слагаемыми знаменателя, в результате чего 7/ВЫхср»
»t/r----5512—; поделив (6.67) на t/BbIXcp, получим относительное
+ 7?нагр
усиление на верхних частотах трансформаторного каскада с активной нагрузкой:
Д —— 1Ш ,
4“ ^нагр t-S где тв =------;— —постоянная времени каскада на верхних
+ ^нагр
(О с частотах, а X —-------— —нормированная частота.
К» + ^нагр
Модуль выражения (6.68) представляет собой уравнение частотной характеристики на верхних частотах трансформаторного1 каскада с активной нагрузкой, а обратная ему величина — зависимость коэффициента частотных искажений от частоты:
Rb + ^нагр
1 [ <в 2 / Г cole I2
М = —=1/1 + ---------------- =1/1+ -----------S— • (6.69>
У V [Яв+Янагр] Г |Л+*~] Г
Угол сдвига фазы, вносимый каскадом, найдем методом, примененным на стр. 173 для определения фазового сдвига резисторного каскада; это даст
со Lo
(p=-arctg- • (6.70>
"г" ‘'нагр
Отсюда следует, что при изменении частоты от 0 до оо вносимый трансформаторным каскадом с активной нагрузкой на верхних частотах угол сдвига фазы должен изменяться от 0 до —90% как и у резисторного каскада; отрицательное значение угла соответствует отставанию выходного напряжения от входного.
При стремлении частоты к бесконечности сопротивление цепи схемы рис 6 196 становится практически индуктивным и ток в ней отстает от эдс на угол, стремящийся к 90°, поэтому угол сдвига фазы выходного напряжения, совпадающего по фазе с током, стремится к —90° при безграничном повышении частоты.
Положив в (6.69) co = (oB = 2nfB, М=МВ и решив результат относительно Ls, получим формулу для расчета допустимой индуктивности рассеяния трансформатора с активной нагрузкой по заданному значению Л1В на высшей рабочей частоте fB:
Ls = /JpZ+1 = gr+л^ /мрл . (6.71>
6,28/в Г B 6,28/B F
202
У транзисторных каскадов мощного усиления с общим эмиттером и общей базой ^в+^мгр=^кб+Г1+г2^>нагр настолько велико, что для выходных трансформаторов усилителей звуковых частот найденное из (6.71) значение Ls оказывается во много раз больше действительной индуктивности рассеяния трансформатора, а поэтому находить допустимую индуктивность рассеяния по ф-ле (6.71) в этих случаях не имеет смысла. По этой же причине частотные искажения таких каскадов на высшей рабочей частоте, определяемые выражениями (6.69), оказываются столь малы
ми, что их можно считать отсутствующими.
Эквивалентная схема для верхних частот трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой отличается от схемы рис. 6.196 лишь присутствием в ней емкости Со (рис. 6.19а/ Определяя обычным образом для этой схемы выходное напряжение, после несложных преобразований получим
п'ых=--------------гп— ----------й------------• <6'72)
ых Р Г /
1 — "Д/ ~г ’ (1) I + G/B (i cd)2 Ls Cg
Щгагр L ^нагр
Обозначив через:
и подставив эти обозначения в (6.72), найдем, что
U’ = С7Г—Лв-----------------------= Ur -----------~. (6.74)
вы 1 ав (о| -р i со rfB to2 -р I2 со2 1 + ав 1 + i X dB — А2
На средних частотах значение А' ничтожно по сравнению с единицей, откуда U' ^Ur- Ив—; поделив (6.74) на U' , дай-* выл ср j | ' ВЫЛ ср »
дем относительное усиление на верхних частотах для трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой:
___________«2________________= 1
со^ + i <а dB со2 + (i со)2 1 + i A dB — X2
(6.75)
Угол сдвига фазы выходного напряжения относительно входного найдем как арктангенс отношения множителя при мнимой части выражения (6.75) к его действительной части (см. стр. 173): ср = arc tg (------------_. — arc pg —— /g .76)
т 1 —х2) 6 1 — X2 v ’
Из (6.76) следует, уто при изменении частоты от 0 до оо угол 203
сдвига фазы трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой изменяется от 0 до —180°, а не до —90°, как при активной нагрузке.
При безграничном росте частоты сопротивление цепи рас 6 19а становится почти чисто индуктивным, и ток в ней отстает от эдс Ur на угол, стремящийся к 90° Сопротивление же разветвления на котором падает Uвых при
этом почти чисто емкостное, поэтому Пвых отстает от тока в цепи почти на 90° В результате выходное напряжение трансформатора отстает от эдс, совпадаю щей по фазе с входным напряжением, на угол, стремящийся к —180° при стрем пении частоты к бесконечности
Эквивалентные схемы рис 6 14 и 6 15 не точны, так как имеющееся в трансформаторе большое количество емкостей заменено в них одной емкостью Со Поэтому полученные выше уравнения частотной и фазовой характеристик на верхних частотах достаточно точны лишь в рабочей области, где частотные искажения не превышают нескольких дб давая большую ошибку на очень вы соких частотах, особенно сильно отличается от расчетной фазовая характери стика
Измерения показали, что на частотах ЗО/в-т-КЮ/в при активной нагрузке трансформатор вносит фазовый сдвиг до 200—300°, а при емкостной — до 500° и выше, что в 3—4 раза превосходит расчетный Поэтому при необходимости иметь частотную и фазовую характеристики трансформаторного каскада на частотах, во много раз выше /в что, например, требуется при конструировании усилителей с глубокой отрицательной обратной связью, эти характеристики следует снимать экспериментально на макете каскада
Модуль выражения (6 75) является уравнением нормированной частотной характеристики на верхних частотах трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой, а обратная ему величина — зависимостью коэффициента частотных искажения от частоты
Y = , М = — = | / (1' . (6.77)
У (}~x^ + x*dl у 1 в
Из семейства характеристик, построенного по выражению (6 77) для различных значении <7В и приведенного на рис. 6 20, видно, что частотная характеристика на верхних частотах у трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой зависит от величины dB При dB<zV 2 на характеристике появляется подъем, растущий при уменьшении коэффициента dB, характеризующего затухание цепи, этот подъем вызывается последовательным резонансом цепи, содержащей Ls и Сф и называемым резонансом рассеяния трансформатора
Исследование ур-ний (6 77) показывает, что величина dB, необходимая для получения подъема на частотной характеристике с максимальным значением УмаКс, определяется выражением [6 10, сгр. 154—155]
dB = 1 f 2- У ”Г- (6 78)
г макс
Однако найденная из (6 78) величина dB может быть физически осуществлена, а следовательно, и заданный Умакс получен лишь в том случае, если коэффициент нагрузки ав удовлетворяет 204
Рис 6 20 Семейство нормированных частотных характеристик для верхних частот трансформатора с емкостной нагрузкой
Рис 621 Семейство нормированных переходных характеристик трансформатора в области малых времен
неравенству
ав>Ц-------1. (6.79)
d2B
Для получения операционного изображения переходной характеристики заменим в выражении (6.75) У на F(p) и i<o на р;
COj -У р Лъ <о2 -ф р2
Из таблиц операционных соотношений [6 1] найдем, что оригинал, соответствующий этому изображению и представляющий собой уравнение переходной характеристики трансформаторного каскада в области малых времени, имеет три значения
а) при dB>2 переходная характеристика имеет апериодический характер
о р— а х п—Ьх
б) при <Д=2 имеет место критический режим:
y = f(x)^l-(\+x)e-x-t (6.81)
в) при Д<2 переходная характеристика приобретает колебательный характер’
0,5 к с?в
г/=Д(х)=1— -------sin/mx + arctg——) ; (6.82)
205
в выражениях (6 80) — (6 82) обозначения следующие а = 0,5 (dB+ 6=0,5(^-/5Г--4);
m=|/Al—0,25 d;;; х=ш2Е
Рлс 6 22 Зависимости нормированного времени установления и выброса трансформаторного каскада от величи
НЫ б/ц
Семейство нормированных переходных характеристик трансформаторного каскада в области малых времен, рассчитанное по выражениям (6.80) — (6 82), приведено на рис. 6.21; из него видно, что при dB<2 процесс установления фронта импульса сопровождается выбросом, величина которого растет с уменьшением dB; время же установления каскада с уменьшением dB уменьшается.
Зависимость нормированного времени установления ху=(О221у и выброса 6 от dB, вычисленные с помощью ур-ний (6 80)—'(6.82), даны на рис. 6.22; из них видно, что при dB = что соответствует частотной характеристике без подъема, выброс немного превышает 4%, а нормированное время установления равно примерно 2,2.
Если в выражении (6.73) для dB первое слагаемое скобки много больше второго и с?в^>2, влияние емкости Со на процесс установления фронта
импульса очень мало. Переходная характеристика в области малых времен при этом определяется индуктивностью рассеяния трансформатора, ее уравнение нетрудно получить обычным путем из выражения (6 68):
y = f(x)=l —е х ,
(6.83)
g .-к
где х=—Ц—нагр_^— нормированное время. Формула (6.83) не ю
отличается от (637), а следовательно, переходная характеристика в области малых времен в этом случае такая же, как у резисторною каскада. Найдя выражение для времени установления способом, аналогичным использованному на стр 180 и решив его относительно Ls, получим
'у = 2’2 ПГТТЙ— ; ^3= ty (RB 4- Z?;arp). (6.84) Т ^нагр
Указанные условия соблюдаются для большинства выходных трансформаторов каскадов мощного усиления, а поэтому их время установления и допустимую индуктивность рассеяния при усилении импульсных сигналов находят по ф-лам (6.84).
206
Брать любое значение ав и получать нужную величину ds, обеспечивающую частотную характеристику с требуемым подъемом или переходную характеристику с заданным выбросом, обычно удается лишь у входных трансформаторов, работающих от источника сигнала с невысоким внутренним сопротивлением на полевой транзистор или лампу; у трансформаторов, работающих на транзистор с общим эмиттером или общим коллектором ав и в основном определяются входными данными транзистора, что и задает вид частотной и переходной характеристик схемы. Например, у транзисторного трансформаторного каскада предварительного усиления, изображенного на рис. 6.12а, даже при емкостной нагрузке трансформатора редко удается получить частотную характеристику с подъемом на верхних частотах, так как здесь обычно /?в7>/<'агр , а следовательно, ав<<1; подъем же возможен лишь при с/в< 2, что согласно (6.79) требует ав>1.
Решая ур-ния (6 77) относительно Ls и п [6.10, стр. 156—157] и заменив R? внутренним сопротивлением источника сигнала /?Ист. получим формулы, определяющие необходимую индуктивность рассеяния и коэффициент трансформации входного трансформатора с емкостной нагрузкой, работающего на лампу или полевой транзистор:
а) для трансформатора с шунтом на вторичной обмотке и частотной характеристикой с заданным подъемом на частоте /в
^з
Т^ист “Р ^2
3,14/в
Vi -0,5 4
1 f „ 4
0,159]/ 1—0,54
п=-------- ---
f* Г+~ав LsC«
(6 85)
б) при отсутствии шунта на вторичной обмотке и характери
стике с заданным подъемом:
Rhct + Г1 -Р г2 1
6.287 | "7
П=-----------—г ]/4^; (6.86)
/?нет -Р rl -Р г'2 Со
подставляемое в (6 85) и (6.86) dB
находят по выражению (6.78),
в) для трансформатора с шунтом на вторичной обмотке, характеристикой без подъема и заданном значении Л1В на частоте /в:
7s
V==
RnCT + г, + г; У 1
4’44/в 1 ± ' 1 + ав
при отсутствии шунта и характеристики без подъема: умри; -----------1
«•л. г • „ .
(6.87)
2LS
(6.88)
п =
---5— L С
1 +aB bsGo
207
В ф-лах (6.85) и (6.87) для Ls берут перед корнем знак + ; при этом Ls оказывается меньше, но п, а следовательно, и коэффициент передачи напряжения трансформатора увеличиваются; минус приходится брать в том случае, если знак плюс дает слишком малую, практически невыполнимую Ls
Расчет трансформаторов, работающих в режиме В
Приведенный выше анализ относился к трансформаторам, первичная и вторичная обмотки которых работают в режиме А. Однако его можно распространить и на выходные трансформаторы двухтактных каскадов, работающих в режиме В и имеющих два плеча первичной обмотки и одну вторичную обмотку. Если в этом случае считать коэффициентом трансформации плеча отношение Числа витков вторичной обмотки к числу витков плеча первичной:
Пп = -^- , (6.89)
И»1П то формулы приведения примут вид: г' = -^—; R' ; U' =4^- и т. д. (6.90)
2 9 ’ 'нагр 9 ’ вых _ V '
«п Пп Пп
Сопротивление плеча первичной обмотки переменному току, определяющее наклон нагрузочной прямой плеча, здесь составит
Я~п = Г1п + гЗ /?'агр, (6.91)
а сопротивление эквивалентного генератора плеча для нижних частот
__ (Яг + Гш)(4^КнагР) + (/?~П-Г1П)
^иэквп , , п j. р »
ЛгГ1П-Ь г2Лнагр +
где Rr — среднее выходное сопротивление усилительного элемента плеча схемы в течение рабочего полупериода; для транзисторных каскадов с общим эмиттером и общей базой и для каскадов е экранированными лампами с общим катодом
/?иэквп«Я~п —rin- (6-93)
При таких обозначениях формулы для расчета коэффициента частотных искажений трансформаторного каскада мощного усиления в режиме В принимают вид ма нижних частотах
М = 1/1 + Г ^НЭКВП-Г , (6.94)
L ш T-ш J
и на верхних частотах
Л4=1 / /' + MLSn Rr -Е R~n 2 (6.95)
208
где Am — индуктивность плеча первичной обмотки и LSa — индуктивность рассеяния трансформатора по отношению к плечу первичной обмотки, определяемая выражением:
Г — Т \J’—T -I_____— •
^Sn ^Sln^ S2 .Sin I „2 ’ "п
(6.96)
здесь LSin — индуктивность рассеяния одного плеча первичной об
мотки.
Следует заметить, что LStIj определяющая частотные свойства на верхних частотах у трансформатора, работающего в режиме В, есть индуктивность рассеяния между одним плечом первичной обмотки и всей вторичной обмоткой; это нужно помнить при расчете LSa по конструктивным данным трансформатора.
Формулы, определяющие необходимую индуктивность плеча первичной обмотки, допустимую индуктивность рассеяния, коэффициент трансформации плеча здесь принимают вид:
L = 5^-^ |/М2—1 ;
Sn 6,3 /в " в
0,159 /?н экв п
/и /мГ77
п
г2 + Rwn р R~n — Г1П
(6.97)
Сопротивление плеча первичной обмотки и сопротивление вторичной находят из выражений:
г1п = 0,58^п(1-Лтр); га = 0,42/?нагр^^, (6.98)
. 4тр
обеспечивающих наименьший расход материалов на трансформатор [6.9, стр. 201—203J.
У трансформатора с первичной обмоткой, работающей в режиме А, и двумя плечами вторичной, работающей в режиме В (входные трансформаторы двухтактных транзисторных каскадов в режиме В), формулы для расчета R~, rit r2Tb пп имеют вид:
= 4--^-; = 0,427?^ (1~Лтр);
И *
г2п — 0,58 /?вх п —«п = -^= |/ Г2рп + Д?вхп , (6.99) Птр »»1 V R~—rx
где /?нхп — сопротивление плеча входной цепи, равное отношению амплитуды входного напряжения плеча к амплитуде входного тока.
Нелинейые искажения, вносимые трансформатором
Кроме частотных, фазовых и переходных искажений, трансформатор в определенных условиях может вносить большие нелинейные искажения. Существует два вида нелинейных искажений, 209
вносимых трансформатором: искажения, вызываемые сердечником, и искажения из-за отсечки тока в обмотках.
Причина появления нелинейных искажений, вызываемых сердечником, заключается в следующем. Ввиду того что у магнитных материалов, используемых для изготовления сердечника, зависимость индукции от тока намагничивания нелинейна, при включении источника синусоидальной эдс /Гцст в цепь первичной обмотки ток намагничивания трансформатора ;иям оказывается нелинейным, т. е. содержит высшие гармоники. Проходя .через источник эдс, этот ток создает падение напряжения гармоник на внутреннем сопротивлении источника и напряжение на первичной обмотке ивх, а следовательно, и на нагрузке трансформатора получается несинусоидальным (рис. 6.23а и б).
Рис. 6.23. Нелинейные искажения, вносимые трансформатором вследствие нелинейности характеристики намагничивания материала сердечника:
а) упрощенная эквивалентная схема; б) зависимости тока и напряжения от времени; в) нелинейные искажения от влияния индуктивности рассеяния при работе трансформатора в режи-
ме В
Гак как индукция в сердечнике обратно пропорциональна частоте сигнала и прямо пропорциональна его амплитуде, а нелинейность характеристики намагничивания быстро растет с увеличением индукции, вносимые сердечником нелинейные искажения максимальны при наибольшей амплитуде сигнала низшей рабочей частоты.
При усилении гармонических сигналов сложной формы нелинейность характеристики намагничивания, как и нелинейность усилительного элемента, приводит к появлению в выходном сигнале не только высших гармоник, но и ряда комбинационных частот. 210
Для снижения вносимых сердечником нелинейных искажений до допустимой величины индукцию в сердечнике берут не выше определенного значения, зависящего от материала сердечника и условий работы трансформатора [6.10. стр. 470]. Так как искажения этого вида ничтожны на всех частотах, кроме самых низких, при расчете коэффициента гармоник каскада их не учитывают.
Оценку нелинейных искажений, вносимых сердечником, производят при помощи коэффициента гармоник кг; методика их расчета описана в специальной литературе [6.9, стр. 153—184].
В выходных трансформаторах двухтактных каскадов, работающих в режиме В, каждое из плечей первичной обмотки должно работать в течение полупериода сигнала, отключаясь от схемы на вторую половину периода. При подаче на вход каскада синусоидальной эдс, строго линейных усилительных элементах, чисто активной нагрузке и отсутствии в трансформаторе реактивных сопротивлений (Ls = 0; Со =0) как эдс, так и ток сигнала в выходных цепях обоих плечей представляют собой неискаженные половинки синусоиды. Трансформируясь во вторичную обмотку, эти половинки образуют в цепи нагрузки чисто синусоидальные ток и напряжение.
Если же каждое плечо первичной обмотки имеет индуктивность рассеяния LSm, форма импульсов тока в плечах искажается, а их длительность увеличивается и плечи в течение некоторого времени работают вместе. Трансформируясь во вторичную обмотку, искаженные импульсы создают в цепи нагрузки несинусоидальные ток и напряжение сигнала, содержащие нечетные гармоники (рис. 6.23в).
Нагружающая трансформатор емкость Со увеличивает нелинейные искажения этого вида, образуя с индуктивностью рассеяния контур, собственные колебания которого трансформируются в цепь нагрузки. Эти колебания могут сильно повысить максимальное напряжение между выходными электродами усилительных элементов, что увеличивает возможность пробоя транзисторов.
Искажения, вызванные отсечкой тока, растут с увеличением отношения реактивного сопротивления плеча к активному и обычно становятся ощутимыми лишь на верхних частотах, достигая наибольшего значения на высшей рабочей частоте.
Анализ процесса переключения плечей первичной обмотки трансформатора, имеющего индуктивность рассеяния LSa, показал [6.11, 6.12, 6.13], что порядок величины коэффициента гармоник, вносимого выходным трансформатором двухтактного каскада в режиме В из-за отсечки тока
со «готс-0,4 п , (6.100)
«I +
где 7?г — выходное сопротивление переменному току усилительного элемента плеча схемы за рабочий полупериод. Формула (6.100)
211
является очень приближенной; в действительности значение кГотс определяется не индуктивностью рассеяния Lsn, а индуктивностью рассеяния между работающими поочередно первичными обмотками Agin-
Устранить нелинейные искажения и перенапряжения на усилительных элементах, вызываемые отсечкой тока в трансформаторе, работающем в режиме В, можно тремя способами: а) устранив индуктивность рассеяния между работающими поочередно обмотками; б) устранив процесс переключения тока в обмотках (схемы, описанные на стр. 156); в) используя бестрансформаторные двухтактные схемы (рис. 5.19—5.23).
Простым и удобным способом почти полного устранения индуктивности рассеяния между половинками первичной обмотки выходного трансформатора двухтактного каскада, работающего в режиме В, является намотка требуемого для одной из половинок первичной обмотки числа витков сразу двумя проводами. Соединив начало одного из проводов е концом другого, получают среднюю точку первичной обмотки; оставшийся конец первого провода и начало второго образуют концы обмотки, присоединяемые к выходным электродами усилительных элементов каскада.
Недостатком такого способа намотки является очень большая собственная емкость намотанной таким образом обмотки, достигающая нескольких тысяч, а иногда даже и десятков тысяч пф; однако такая собственная емкость оказывается вполне допустимой в транзисторных каскадах мощного усиления звуковых частот, а поэтому первичную обмотку выходных трансформаторов транзисторных двухтактных каскадов в режиме В всегда следует наматывать таким способом. Этот же способ намотки используют для вторичной обмотки входных трансформаторов двухтактных транзисторных каскадов, работающих в режиме В, так как при-обычных способах намотки эти трансформаторы также вносят нелинейные искажения из-за отсечки тока.
В ламповых усилителях указанный способ намотки непригоден из-за слишком большой емкости, что заставляет использовать здесь более сложные способы (см. стр. 156).
Для иллюстрации сказанного выше приведем примеры расчета трансформаторов с активной и с емкостной нагрузками.
Пример 6.3. Рассчитаем электрические данные выходного трансформатора для однотактного каскада мощного усиления, имеющего сопротивление внешней нагрузки 7?нагр и отдаваемую в нее мощность Рнагр, равные 4 ом и 2 вт соответственно, низшую и высшую рабочие частоты )н и fB — 70 и 8000 гц, коэффи-циенТЬ частотных искажений на этих частотах МП и Мв — не более 1,12 (1 дб), сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току 7? ~ и выходное сопротивление усилительного элемента Rr — 25 ом и 1 ком соответственно.
Чтобы убедиться в активности нагрузки трансформатора, найдем наибольшую суммарную емкость Со, при которой нагрузку еще можно считать активной, решив (6.66) относительно С»:
Сп <------!----=-------------= 1,56-10—6
° 20/Б/?„агр 20-8000-4
ф = 1560000 пф.
212
Действительная емкость Со, складывающаяся нз собственной емкости трансформатора, емкости нагрузки и емкости монтажа, не превзойдет нескольких сотен пф, что в тысячи раз меньше найденной величины; следовательно, нагрузка трансформатора активна.
Взяв г]тр=0,78 для мощности 2 вт (стр. 198) по ф-лам (6.63) рассчитаем! допустимые сопротивления первичной и вторичной обмоток, приняв с=0,7 ввиду большом постоянной составляющей тока в первичной обмотке; расчет даст г 1 = 2,26 ом и Гг = 0,665 ом. Коэффициент трансформации определим по ф-лд» (6.64), откуда найдем, что п— — =0,452.
Необходимую индуктивность первичной обмотки трансформатора в соответствии со сказанным на стр. 195 определим по выражению (6 56), что даст 7-1 = 0,103 гн; это превосходит точное значение, найденное то ф-ле (6 53), лишь на 2%. Как указано на стр. 203, допустимую индуктивность рассеяния трансформатора здесь определять нет смысла, так как ее действительное значение будет много меньше допустимого, и частотные искажения на высшей частоте у каскада будут практически отсутствовать. Действительно, положив Ls «0,017-1, что обычно имеет место в простых по конструкции и недорогих трансформаторах, получим Ls ~0,001 гн; подставив это значение в (6.69), найдем, что Л4в= 1,0012» 1.
Пример 6 4. Рассчитаем входной трансформатор для усилителя с полосой рабочих частот от /и = 40 гц до fs~ 12 кгц, работающий от источника сигнала с сопротивлением Рист = 600 ом на входную цепь полевого транзистора или лампы, имеющую Свхэ=25 пф-, частотные искажения на низшей и высшей рабочих частотах допустимы в 0,5 дб (A4H = AfB = 1,06), шунт на вторичной обмотке не 1 ребуется.
При практически бесконечно большой активной составляющей входного сопротивления полевого транзистора и лампы и отсутствии шунта на вторичной обмотке трансформатора его нагрузка будет емкостной. Положив для настоящего примера в соответствии со сказанным на стр. 190 ССт«30 пф и считая-емкость монтажа экранированного трансформатора См порядка 15 пф, найдем, что нагружающая вторичную обмотку емкость Со = Сст + См + СВх 9 составит 70 пф.
Возьмем согласно стр. 199 для малогабаритного трансформатора Г1=г2ка‘
~0,4/?ист=240 ом; так как характеристика на верхних частотах задана без подъема (Кь=-— = 0,945), по ф-лам (6.88) найдем, что Ls и п должны быть
равны 0 006 гн и 12 соответственно. Вторичная обмотка трансформатора в на-
шем примере не имеет активной составляющей сопротивления нагрузки, а поэтому коэффициент передачи напряжения входной цепи RBX = n (см. стр. 197), если, например, эдс источника сигнала £Ист=0,5 мв, то напряжение сигнала на входе усилительного элемента составит 77вх = ЕИет.КВх = £и<:тП=О,5-12=6 мв
Так как для входного трансформатора без нагрузки и шунта на вторичной обмотке экВ = /?ист4-''1 = 840 ом, расчет необходимой индуктивности первичной обмотки по выражению (6 53) даст 7-1 = 9,6 гн; это соответствует коэффициенту
рассеяния трансформатора
о=-р = 6,25-10-'*,
что для трансформатора с сер-
дечником из высоконикелевого пепмаллоя легко обеспечивается.
Если бы частотная характеристика трансформатора была задана с подъемом. Кмакс = Кв = 1,25 на частоте Св при неизменных остальных требованиях, то перед расчетом Ls и п следовало бы найти dB по ф-ле (6.78), что для Кмакс = = 1,25 даст dB=0,9. Подставив найденное dB в выражения (6.86), получим 7.s = 0,0123 гн и п=11,1, что даст a=l,28-li0-3 и 7/вх = 5,55 мв; остальные данные трансформатора не изменятся
При расчете трансформатора с емкостной нагрузкой и шунтом на вторичной обмотке после выбора г1 и г2 задаются величиной ав, удовлетворяющей ур-нию (6.79), и находят Rm =RBX=aB(RncT+ri4-r2), после чего рассчитывают Rhbkb по выражению (6.55) и Li, а затем Ls и п по ф-лам (6.85) или (6.87): сопротивление шунта определяют по выражению Rm = 7?II1n2. 213-
6.4. РЕЗИСТОРНО-ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ И ДРОССЕЛЬНЫЙ КАСКАДЫ
Резисторно-трансформаторный каскад
Принципиальная схема, свойства и применение резисторнотрансформаторного каскада были рассмотрены на стр. 70—71; его
эквивалентная схема так же, как и принципиальная, отличаются
от эквивалентных схем трансформаторного каскада, изображен-
ных на рис. 6 15 лишь двумя дополнительными элементами — сопротивлением R и емкостью С (рис. 6.24а).
Заменив в схеме
Рис. 6 24. Эквивалентные схемы резисторно трансформаторного каскада или цепи, работающих на лампу, полевой транзистор или внешнюю нагрузку
а) полная; б) для нижних частот
рис. 6 24а генератор эдс Ur, шунтированный сопротивлением R, эквивалентным генератором с параметрами:
^КВ = П(
R
Rr ’£ R R
Rr + R
и исключив из нее элементы Lsi, L’s2 и
(6.101)
С'0>
влияющие на свойст-
7? экв R]
ва каскада только на верхних частотах, получим эквивалентную
схему резисторно-трансформаторного каскада для нижних частот,
показанную на рис 6 246 Из этой схемы видно, что разделительная емкость С здесь образует с индуктивностью первичной обмотки Li последовательный резонансный контур, частота резонатора которого находится в области нижних частот При достаточной добротности этого контура частотная характеристика резисторнотрансформаторного каскада приобретает подъем на нижних частотах (рис. 6 25).
Фазовый сдвиг, вносимый резисторно-трансформаторным каскадом при частоте сигнала, стремящейся
стотных характеристик для чижиих частот резисторно трансформаторного каскада или цепи
214
к нулю, стремится не к +90°, как у трансформаторного и резисторного каскадов, а к +180°, так как сдвиг фазы тока в последовательной цепи CLi при понижении частоты стремится к +90°,. а выходное напряжение, пропорциональное и синфазное напряжению U на Lb опережает ток на угол, также стремящийся к + 90°, что в сумме и дает -4-180°.
Находя для схемы рис. 6.246 относительное усиление резисторно-трансформаторного каскада на нижних частотах обычным образом, после несложных преобразований получим [6.9, стр. 101]
1
1 +1X4—№ ’
]/(1 -X^-^X^d* 2 * 4’
Ф = агс tg —(6.102) 1 — Л2
где
V _ 1 1/ «н . . 1/ qH / Ри I R1 \ .
со г (1 + ан) 4 С ’ н V 1 + ан \ ан 7?! рн / ’
р _ р' ir. „ — Rnarp . _ 1/ Li
Al — Аэ Т г1, «и — ~--, Ри “ Г •
К1 ' ь
Сравнив (6.102) с (6.75), (6.76) и (6.77), видим, что частотная и фазовая характеристики в области нижних частот резисторно-трансформаторного каскада и частотная и фазовая характеристики в области верхних частот трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой определяются аналогичными выражениями. Отсюда следует, что характер частотной и фазовой характеристик такого каскада зависит от коэффициента <4, при значении которого меньше V 2 на частотной характеристике появляется подъем; величина подъема растет с уменьшением 4 и связана со значением последнего выражением, аналогичным (6.78).
Семейство нормированных частотных характеристик резисторно-трансформаторного каскада, построенное по ур-нию (6.102) для У изображено на рис. 6.25; однако для обеспечения возможности получения заданного подъема характеристики необходимо иметь достаточно большую величину сш, определяемую выражением, аналогичным (6.79), что возможно лишь при условиях, указанных на стр. 207.
Расчетные формулы, определяющие индуктивность первичной обмотки трансформатора и емкость разделительного конденсатора для резисторно-трансформаторного каскада, имеют вид [6.9, стр. 104—106]:
а) для трансформатора с шунтом на вторичной обмотке при частотной характеристике с наибольшим подъемом Умакс на низшей рабочей частоте /н
0,318 R1 ——--- 0,0253 —
j __ 1 ан. q 1 + ан _
4 V 1-0,54(4 ± У Li (1 ~°Х)
215*
б) для трансформатора с шунтом на вторичной обмотке при •частотной характеристике без подъема
Otu
0,225 Ri--s--- 0,0253 -—2—
j _, ______________1 ~Г aH__________ . Q___ ________ан_______ .
(1±
в) для трансформатора без шунта на вторичной обмотке при характеристике с подъемом Умакс на низшей рабочей частоте fB
j __ 0,159 Rt с
/н V d2H-0,5df ' 1 R2
г) для трансформатора без шунта на вторичной обмотке при характеристике без подъема.
. 0,1125 Rx . г 2 Lr
4-—---- ’ р2
/Н/М2- 1
В выражениях пунктов а и б для Lf экономически выгодно брать перед корнем в знаменателе знак плюс; входящее в расчетные формулы значение dH определяют по ф-ле (6.78), убедившись по выражению (6.79) в его осуществимости.
Эквивалентные схемы для средних и верхних частот резисторно-трансформаторного каскада не отличаются от аналогичных схем трансформаторного каскада при условии замены Ur и /?г на ^экв и R3KB, определяемые выражениями (6.101). Поэтому сопротивление обмоток трансформатора, его коэффициент трансформации, индуктивность рассеяния, а также частотную и фазовую характеристики и коэффициент усиления резисторно-трансформаторного каскада рассчитывают по формулам обычного трансформаторного каскада (стр. 196—208), заменив Ur на UaI!B и Rr на Raits) •
Получение у резисторно-трансформаторного каскада характеристики с подъемом на низких или высоких частотах возможно лишь при условиях, указанных на стр. 207.
Дроссельный каскад
Из принципиальной схемы дроссельного каскада, показанной на рис. 3.18, видно, что такой каскад отличается от резисторного заменой резистора R дросселем L. В дроссельном каскаде, как и в трансформаторном, напряжение покоя между выходными электродами усилительного элемента почти равно напряжению источника питания вследствие малого падения питающего напряжения на активном сопротивлении г обмотки дросселя. Поэтому при равном напряжении питания максимальная амплитуда выходного сигнала у дроссельного каскада в 2-1-3 раза больше, чем у резистор
'216
ного; это свойство, а также хорошие частотная и фазовая характеристики на верхних частотах делают дроссельный каскад удобным для предварительного усиления в ламповых усилителях большой мощности, требующих подачи на вход мощного каскада большой амплитуды напряжения сигнала.
Эквивалентная схема дроссельного каскада, составленная как. и для резисторного без учета вспомогательных цепей, изображена на рис. 6.26а. Здесь г — активное сопротивление обмотки дрос-
Рис. 6.26. Эквивалентные схемы дроссельного каскада: а) полная; б) упрощенная, для нижних частот
селя, практически равное ее сопротивлению постоянному току; Со — полная емкость, нагружающая каскад, в данном случае равная сумме: выходной емкости усилительного элемента каскада Свыхл емкости монтажа См, собственной емкости дросселя Сдр и эквивалентной входной емкости следующего усилительного элемента Свхэсл- Сопротивление потерь в сердечнике гс, как и в трансформаторном каскаде, здесь настолько велико, что на свойства каскада в рабочей полосе частот практически не влияет, а.поэтому из эквивалентной схемы исключено.
Активное сопротивление обмотки дросселя г даже на низшей рабочей частоте во много раз меньше его индуктивного сопротивления wLi; исключив из схемы рис. 6.26а сопротивление г, а также емкость Со, получим упрощенную эквивалентную схему для нижних частот дроссельного каскада (рис. 6.266).
Определяя для схемы рис. 6.266 выходное напряжение t/вых, а затем и относительное усиление на нижних частотах обычным образом, нетрудно найти [6.10, стр. 173—174], что
1 X2
(6.103>
где
1 1 / ан . юг (1 -f> ан) LC ’
Сравнив (6.103) с (6.102), увидим, что относительное усиление дроссельного каскада выражается той же формулой, что и резисторно-трансформаторного, а следовательно, их частотные характеристики одинаковы; у дроссельного каскада при dH< К2 на нижних частотах также появляется подъем, величина которого
связана с уравнением, аналогичным (6.78). Однако для полу-р
чения подъема необходимо согласно (6.79) иметь аи = —г->1, т. е. 7?г>7?в, что имеет место, в противоположность резисторнотрансформаторному каскаду, при высоком выходном сопротивлении усилительного элемента (транзистор с обшей базой или общим эмиттером, экранированная лампа).
На частотах, много ниже низшей рабочей частоты ур-ние (6.103) из-за влияния активного сопротивления дросселя г становится неверным. На этих частотах сопротивление цепи CR0 обычно во много раз больше сопротивления цепи rL, а поэтому относительное усиление и угол сдвига фазы дроссельного каскада здесь приближенно можно найти как произведение относительных усилений и сумму углов сдвига фазы цепей Rr rL и С Ro (рис. 6.26а), •что дает
1 __ т [ 1 + X2 X2 М V а2 + Х2 Ь2 + Х2 ’
. (а — 1)Х , , b
Ф = arc tg -~Т2— + arc tg -у,
(6.104)
где
. , L у (£> L>
а = 1 Н------- ; ,о —------------; Л = — .
г гСЯ0 г
Рис. 6.27. Частотная и фазовая характеристики дроссельного каскада в области очень низких частот для а=Ь= 10
Из рис. 6.27, на котором изображены частотная и фазовая характеристики дроссельного каскада, построенные по ф-лам (6.104) для а=10 и £=10, видно, что угол сдвига фазы в таком каскаде стремится к +90° при стремлении частоты сигнала к нулю, как и у резисторного каскада, но проходит при этом через максимум, достигающий + 130° при указанных значениях а и Ь.
Эквивалентные схемы дроссельного каскада на средних и верхних частотах отличаются от тех же схем
резисторного лишь тем, что в них отсутствует сопротивление R. Поэтому упрощенные схемы для средних и верхних частот дроссельного
каскада совпадают со схемами резисторного (рис. 6.76 и 6.8), в'результате чего расчет коэффициента усиления, частотных искажений на верхних частотах и переходных искажений в области малых времен дроссельного каскада можно производить по формулам резисторного, положив в них R = oo. Так как /?ВЭКЕ и С0 у дроссельного каскада оказываются боль
ше, чем у резисторного, его частотная характеристика на верхних частотах и переходная характеристика в области малых времен
получаются немного хуже, чем у резисторного.
218
ЛИТЕРАТУРА
6.1. Теумин И. И. Справочник по переходным электрическим процессам. М., Связьиздат, 1951.
6.2. 3 е л я х Э. В. Основы общей теории линейных цепей. Изд. Ак. Наук СССР, 1951.
6.3. Атабеков Г. И. Теория линейных электрических цепей. М., «Советское радио», 1960.
6.4. Лев А. Ю. Усилители проводной связи. М., Связьиздат, 1963.
6.5. Риз кин А. А. Основы теории и расчета электронных усилителей. М'., «Энергия», 1965.
6.6. Реза Ф., Сили С. Современный анализ электрических цепей. М., «Энергия», 1964.
6.7. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М., Госэнергоиздат, 1963.
6.8. Мамон кин И. Г. Усилительные устройства. М., «Связь», 1966.
6.9. Цы кин Г. С. Трансформаторы низкой частоты. М., Связьиздат, 1955.
6.10 Цыкин Г. С. Электронные усилители. М., «Связь», 1965.
6Л1. Pen Tung Sah A. Quasi—Transients in class В audio frequency push-pull amplifiers, «PIRE», November, 1936.
6.12. Писаревскин A. M. Исследование нелинейных искажений, обусловлен-, ных устанавливающимися процессами в мощных усилителях класса В.—. «Радиотехника», 1947, № 2.
6.13. Эйленкриг А. И. Модуляционное устройство класса В. ИЭСТ, 1940, № 9.
Глава 7
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ
КАСКАДЫ
7.1. ОСНОВНЫЕ СВЕДЕНИЯ
‘Современная техника нередко требует усиления электрических сигналов, имеющих очень широкую полосу частот — от единиц или десятков герц до многих мегагерц.
Рассмотренные выше схемы межкаскадной связи не обеспечивают равномерное усиление столь широкой полосы частот; поэтому для широкополосного усиления используют резисторный каскад, обладающий очень хорошей частотной и переходной характеристиками, и расширяют полосу усиливаемых им частот добавлением в него специальных цепей, называемых корректирующими.
Цепи, расширяющие полосу пропускания каскада в сторону низких частот, а следовательно, улучшающие его переходную характеристику в области больших времен, называют цепями или схемами низкочастотной коррекции.
Цепи, расширяющие полосу пропускания в сторону высоких частот, улучшающие переходную характеристику в области малых времен, называют цепями или схемами высокочастотной коррекции
Для широкополосного усиления применяют специальные транзисторы, имеющие высокую граничную частоту и называемые высокочастотными (П403, П416, ГТ311, ГТ313 и др.), или лампы, имеющие большую крутизну характеристики анодного тока и малые входную и выходную емкости (6Ж1П, 6Ж9П, 6Ж53П и т. д.).
Транзисторы в широкополосных каскадах обычно включают с общим эмиттером (общим истоком), лампы — с общим катодом.
Из ф-лы (6.39) видно, что чем шире полоса усиливаемых каскадом частот (чем больше значение fK), тем меньше должно быть /?вэкв- Но уменьшение Двэкв, согласно (6.20), снижает коэффициент усиления каскада; поэтому широкополосные каскады обычно имеют сравнительно небольшой коэффициент усиления, тем меньший, чем больше верхняя рабочая частота каскада fB.
Очень важным показателем широкополосного каскада, характеризующим качество как самого каскада, так и схемы используемой в нем высокочастотной коррекции, является произведение сквозного коэффициента усиления напряжения каскада в области средних частот на его верхнюю граничную частоту fBrp, пропорциональное площади частотной характеристики и называемое 220
Площадью усиления каскада П:
П = К^ВГ. (7.1)
Так как сквозной коэффициент усиления напряжения многокаскадного усилителя равен произведению сквозных коэффициентов усиления напряжения отдельных его каскадов [7.1, стр. 86],
верхних частот резисторного каскада с транзистором, включенным с общим эмиттером
анализ выражения, определяющего сквозной коэффициент усиления напряжения однокаскадного усилителя, позволяет выяснить основные требования, предъявляемые к усилительным элементам широкополосных усилителей, и определить оптимальные условия их работы.
Из эквивалентной схемы резисторного усилительного каскада с транзистором, включенным с общим эмиттером, изображенной на рис. 7.1 и справедливой для средних и верхних частот при R, много меньшем выходного сопротивления транзистора, нетрудно найти, что сквозной коэффициент усиления напряжения такого каскада в области средних частот
rs* ^ВЫХ ^21 э R
Ср С г ’
£ист /?ист + Гб + гбэ
а его верхняя граничная частота на основании (4 24) и (6.40)
f 1 _ Rhct + гб~^~ Гбэ
2 Л Сбэ Rb экв „ /_____1_____ . „ ^21Э R \ / п , '\,
2 Л 4- Ск I (RhCT 4- Гд) Гбэ
\ 2 Л э Гбэ ГдЭ '
Подставив в (7 1) значения Л’ср и )вг, получим для резисторного каскада с транзистором
/7 = /<;pfBr= --------- . (7.2)
(—, 4" 2 л Ск Л21 э R) (Rhct 4- гб)
\ /А»1Э /
Из выражения (7.2) видно, что площадь усиления резисторного каскада с транзистором зависит как от сопротивления источника сигнала Raci, так и от сопротивления нагрузки каскада R. В многокаскадном усилителе с одинаковыми каскадами сопротивление нагрузки любого промежуточного каскада является сопротивлением источника сигнала для следующего каскада, а поэтому
221
здесь R1!<yr = R. В этих условиях ур-ние (7.2) принимает вид:
Л = ^ = 0,35-^- = ------------------!---------— , (7.3)
у /1 \ I гб \
—+ 2лСк R 1 t —-
\ /т / \ А /
где fT = ^21э fh!2a-
Анализируя ур-ние (7.3) на максимум, найдем, что оптимальное сопротивление нагрузки коллекторной цепи, при котором площадь усиления резисторного каскада с транзистором максимальна:
^опт= "|/
площадь усиления каскада при этом значении R определяется выражением
^макс = ,----4Т.___• (7-5)
( 1 + У гф
’Например, для транзистора, имеющего fT= 1 Ггц, Гб = 50 ом и Ск= 1 пф, по ф-лам (7.4) и (7.5) найдем, что /?Опт~90 ом, а площадь усиления каскада при R=RNct = Rom составляет 411 Мгц.
Зависимость площади усиления транзисторного каскада от сопротивлений источника сигнала и нагрузки не позволяет в ряде схем высокочастотной коррекции полностью использовать усилительные свойства транзистора, что необходимо иметь в виду при выборе схемы коррекции в широкополосном транзисторном каскаде (см. стр. 234—235).
У лампового резисторного каскада, а также у резисторного каскада с полевым транзистором сквозной коэффициент усиления напряжения на средних частотах равен отношению выходного напряжения к входному, т. е. К* = /<ср;
^нст ^вх
так как согласно (6.20) для таких каскадов КСр = 5/?вэкв, напишем равенство (6.39) для верхней граничной частоты /вгр, на которой А4Егр=}/ 2, и помножим обе его части на S:
ег> - °-159 5
° Ав экв А ср , р > /в гр Со
откуда
/7 = A”cofBrp=^cP/BrP = 0,35^p- -0,159|-. (7.6)
Гу св
Выражение (7.6) показывает, что площадь усиления резисторного каскада с экранированной лампой пропорциональна отношению крутизны характеристики лампы к нагружающей каскад емкости и не зависит от сопротивлений источника сигнала и нагрузки.
Указанное правило справедливо лишь для предварительных каскадов с лам пами, имеющими малую проходную емкость. При RCp каскада порядка 5 и выше 222
эквивалентная входная емкость экранированной лампы с общим катодом, определяемая выражением (4.40), оказывается значительно меньше, чем у триода, а ее площадь усиления соответственно больше. Поэтому в широкополосных ламповых каскадах с общим катодом обычно используют экранированные лам цы, так как они в равных условиях позволяют получить от каскада большее усиление.
Однако прц очень широкой полосе усиливаемых частот, когда ХСр каскада оказывается порядка 2 и ниже, динамическая входная емкость триода, а с ней и нагружающая каскад емкость С» получаются меньше, чем у экранированной лампы, и площадь усиления триода превышает площадь усиления экранированной лампы Несмотря на это, в таких каскадах все же обычно применяют экранированные лампы, так как сильная обратная связь выходной цепи с входной через емкость Cag затрудняет настройку и снижает устойчивость широкополосного усилителя с триодами.
Площадь усиления лучших современных широкополосных ламп (6Ж9П, 6Ж53П) с учетом емкости монтажа каскада близка к площади усиления наиболее высокочастотных транзисторов (ГТ311, ГТ313 и др.), но расход мощности питания в широкополосном транзисторном каскаде малой мощности составляет 10—20 мег (ток коптектора 2—4 ма, напряжение коллектор—эмиттер 4—5 в), тогда как маломощный широкополосный ламповый каскад потребляет с учетом накала порядка 24-4 вт, т. е. примерно в 200 раз большую мощность.
7.2. СХЕМЫ НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
Для расширения полосы пропускания усилительного каскада' в сторону низких частот, т. е. для улучшения его частотной характеристики на низких частотах, а следовательно, и для улучшения переходной характеристики каскада в области больших времен можно использовать последовательную корректирующую цепочку Rmt, Снк, включив ее параллельно входной цепи каскада (рис. 7.2а), или цепочку развязывающего и сглаживающего фильтра в выходной цепи усилительного элемента (рис. 7.26). Последняя схема применяется значительно чаще, так как не требует добавления в каскад дополнительных деталей, увеличивающих стоимость схемы и снижающих ее надежность и усиление.
Принцип действия обеих схем одинаков; в схеме рис. 7.26 полное сопротивление цепочки Яф, Сф, растущее при понижении частоты, увеличивает сопротивление нагрузки выходной цепи работающего на эту цепочку усилительного элемента, в результате чего коэффициент усиления напряжения последнего с понижением частоты возрастает. Это компенсирует снижение усиления на низких частотах от влияния конденсатора межкаскадной связи С и блокировочных конденсаторов цепей стабилизации и смещения (рис. 7.3); при правильном выборе 7?ф и Сф такая схема коррекции позволяет расширить полосу пропускания резисторного каскада в сторону низких частот в 3-4-5, а иногда и в десятки раз, и сильно уменьшить или даже устранить спад импульсных сигналов при неизменной емкости разделительных и блокировочных конденсаторов каскада. При усилении очень низких частот (единицы герц) или импульсов большой длительности, а также при миниатюризации схемы применение низкочастотной коррекции нередко оказывается необходимым.
223
с
a)
Схема рис. 7.26 наиболее сильно расширяет полосу рабочих частот каскада без потери усиления при RSarp^>R<^iRi, где Ri— выходное сопротивление усилительного элемента переменному току; уменьшение отношения RIR$ = b также повышает эффективность действия схемы [7.2, стр. 376—380; 7.3, стр. 178—182]. В указанных условиях, как показывает анализ эквивалентной схемы каскада с такой коррекцией для области нижних частот, уравнения нормированных частотной и фазо-
Рис 7 2 Схемы низкочастотной коррекции
а) цепочкой RBK CSK, включенной параллельно входной цепи каскада; б) развязывающей и сглаживающей цепочкой
7?ф Сф, в) эквивалентная схема для низких частот каскада с коррекцией по схеме (б)
Рис 7 3 Корректирование частотной характеристики в области нижних частот
а) частотная характеристика цепочки С Rbx ИЛИ С Rhbbp; б) частотная характеристика каскада до этой цепочки, в) результирующая частотная характеристика каскада Сплошные линии — критическое значение Сф, пунктирные — значение Сф меньше критического
вой характеристик скемы рис. 7 26 принимают вид:
(1-f-Ь)2-£ гл2 X2 X2
Г ~ V Ь2 ф m2 X2 1 -ь X2 ;
,1 , tn X
tp = arc tg---arc tg-------------,
Т S X S b^b2^m2X2
(7.7)
а уравнение нормированной переходной характеристики для обла-
сти больших времен
у = [(х) =
______ь_
е т
(7.8)
224
где т= (C$R)l(CRnarp) — отношение постоянных времен корректирующей цепи и цепи нагрузки, b = R/R$, Л'=(оС7?Нагр — нормированная частота, х = t/(CRnarp) — нормированное время.
Исследование ур-ний (7.7) и (7 8) показывает, что при т = = У1+26 схема имеет наилучшую частотную характеристику с наиболее широкой полосой усиливаемых частот, но без подъема, а при т=\ начало переходной характеристики для области больших времен параллельно горизонтальной оси, что можно видеть из семейств частотных и переходных характеристик схемы, построенных по ур-ниям (7.7) и (7 8) для 6 = 0,5 и различных значений т, приведенных на рис 7 4 (кривая для т = 1,4 на рис 7 4а и для т=1 на рис. 7.46)
Уменьшение емкости конденсатора Сф от критических значений, соответствующих указанным величинам коэффициента т, вызывает появление подъемов на частотной и переходной характеристиках каскада, эти подъемы растут с уменьшением Сф, а следовательно, и с уменьшением т, чго также видно из рис. 7.4.
Так как схема низкочастотной коррекции рис. 7.26 наиболее эффективно действует при R^arv~^>R<^Ri, она дает наилучшие результаты в резисторных каскадах предварительного усиления с экранированными лампами, где указанное неравенство наиболее легко обеспечивается В транзисторных каскадах схема наиболее эффективна при работе каскада на высокоомное сопротивление нагрузки /?нагр, а также на входную цепь каскада с полевым транзистором. В каскадах с трансформаторной межкаскадной связью цепочка Сф /?ф не корректирует характеристики, а вносит дополнительные частотные и переходные искажения.
Расчет электрических данных деталей каскада с низкочастотной коррекцией цепочкой Сф R$ при любом возможном виде частотной или переходной характеристики удобно производить по семействам нормированных частотных и переходных характеристик, рассчитанных для /?нагр>R <Ri и приведенных в [7.4, 7.2 и 7.3], где также дается методика и примеры расчета; расчет коррекции такого типа для каскадов, в которых это условие не соблюдается (например, транзисторные каскады, работающие на входную цепь следующего биполярного транзистора с общим эмиттером), можно производить по этим же семействам характеристик методами, описанными в [7 5] и [7 6] Использование резистора /?ф для коллекторной стабилизации ухудшает частотную и переходную характеристики каскада и вызывает необходимость введения в расчет поправок [7.7].
Пример 7.1 Определим данные широкополосного каскада с низкочастотной коррекцией цепочкой Сф, /?ф, работающего на высокоомную нагрузку (А!нагР3>, например на вход каскада с полевым транзистором или лампой, и имеющего /?=103 ом, AJHaip=106 ом, допустимое падение напряжения на /?Ф= 10 в, постоянную составляющую тока выходной цепи 5 ма Отсюда нахо-10 1000
дим, что /?ф= —10~з -=2000 ом и Ь= ^^ = 0,5
8—456
225
Рис. 7.4. Семейства нормированных частотных (а) и переходных (б) характеристик каскада с низкочастотной коррекцией по схеме рис 7 26 при /?иагр»7? для 6=0,5 и различных значений т
Если каскад рассчитывают для усиления гармонических сигналов при наилучшей частотной характеристике и Гв=0,85 на частоте fB=10 гц, из рис 7.4а для 6=0,5 находим, что наилучшая характеристика имеет место при т—1,4, а
226
значение Хв при этом т и Ув=0,85 равно 0,5; отсюда:
С =-----2—
Rnarp тХ
Сф = — =
«н R
=-----—------- «8-10-9 ф;
6,28-10-Ю6
1.4-0,5 к
---:’-------- « 11 • 10-6 ф. 6,28-10-103
Если же каскад предназначен для усиления импульсных сигналов с наибольшей длительностью ТМакс = 10~3 сек, при изменении амплитуды вершины ±3% из рис 7 46 находим яг = 0,8, а х, соответствующий t/=0,97 при этом tn, равен 0,82; отсюда:
q___ Тмакс
^-Rirarp
10-3
0,82.10е
1,2 10~9 ф;
Сф =
тТмакс xR
0,8-10~8
0,82-10s
Ф.
7.3. СХЕМЫ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
В широкополосных усилителях гармонических и импульсных сигналов низкочастотная коррекция используется довольно редко, так как в большинстве случаев заданные характеристики усилителя можно получить и без ее применения, практически ничего при этом не теряя; высокочастотная же коррекция увеличивает площадь усиления каскада, а следовательно, повышает его коэффициент усиления при заданной полосе усиливаемых частот, что позволяет уменьшить количество каскадов в усилителе, а также снизить потребляемую усилителем мощность питания. Поэтому высокочастотная коррекция почти всегда используется в каждом каскаде транзисторных и ламповых широкополосных усилителей.
Высокочастотная коррекция индуктивностью
Давно известными и широко используемыми в ламповых широкополосных усилителях являются схемы высокочастотной коррекции, осуществляемой введением индуктивности в цепь межкаскадной связи Простейшая из схем этого типа, называемая схемой параллельной высокочастотной коррекции индуктивностью или простой высокочастотной коррекцией, изображена на рис. 7.5а, б. Корректирующая индуктивность L, вводимая последовательно с резистором R, образует в эквивалентной схеме каскада для верхних частот параллельный резонансный контур с емкостью Со, нагружающей каскад (рис. 7.5в) Это увеличивает сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного элемента в области верхних частот, расширяя полосу пропускания каскада и улучшая частотную характеристику на этих частотах, а также уменьшая время установления импульсных сигналов.
Параллельная высокочастотная коррекция индуктивностью максимально расширяет полосу пропускаемых каскадом частот и наиболее сильно увеличивает его площадь усиления при 7?Нагр>7?<С^», что обеспечивается в каскадах предварительного усиления с экранированными лампами, выходных каскадах с экранированными 8* 527
лампами, работающими высокоомную нагрузку и в выходных транзисторных каскадах с общим эмиттером и общей базой, работающих на высокоомную нагрузку; в этих случаях увеличение площади усиления каскада при наилучшей частотной характеристике составляет 1,72 раза.
Рис 7.5 Параллельная высокочастотная коррекция индук т ива остью:
а) в ламповом каскаде; б) в транзисторном каскаде, в) эквивалентная схема для верхних частот каскада с коррекцией при R нагр
Так как частотная характеристика каскада с коррекцией падает круче, чем некорректированного, выигрыш в коэффициенте усиления каскада, даваемый коррекцией, зависит от допустимого значения Ув; равный 1,72 раза при Ув = 0,707 (—3 дб), он увеличивается до 2,3 при Ув = 0,894 (—1 дб), а при Ув = 0,998 (—0,1 дб) достигает почти четырех раз [7,2, стр. 359].
Анализ эквивалентной схемы резисторного каскада для верхних частот с такой коррекцией при Rnarp^R^Rt (рис. 7 5в) п/и-водит к уравнениям нормированных частотной и фазовой характеристик, имеющим вид [7.3, стр. 183—188]:
Y = У" 1 ^(1 — 2а)Х2>ч2Х* ; —arctgХ(1fl" V ;, (7.9,
где a=L/(C0R2) — коэффициент коррекции, X = aC0R — нормированная частота. Наилучшая частотная характеристика без подъема имеет место в таком каскаде при критическом значении коэффициента коррекции Якр=К 2—1 = 0,414; при а>0,414 частотная характеристика каскада имеет подъем в области верхних частот. Величина максимального подъема растет с увеличением а, определяясь выражением
Гмакс= щ______ а- —• - (7.Ю)
У 2 /2а 4- а2 — 2а — 1
Переходная характеристика для области малых времен каскада с коррекцией такого типа описывается тремя выражениями: при 228
<К0,25 она апериодична, не имеет выброса и определяется уравнением
l-d 1-J-d
+ 20 '-p-^Le 2a X; (7.11)
при критическом для переходной характеристика значении акр= = 0,25 переходная характеристика также апериодична и не имеет выброса; ее уравнение при этом имеет вид
y = f(x)=l-(l + x)e-2x; (7.12)
и при а>0,25 переходная характеристика приобретает колебательный характер с выбросом, величина которого растет с увеличением а:
X
г/.,\ 1 Д —2а . т . т. \ 2а
« = /(х)=1— ------Sinx----Ч-cosx— е ; (7.13)
\ т Ча 2а /
величина выброса при этом' определяется выражением
arc tg1 т—л
6 = /ае т . (ЧЛЬ)
В ф-лах (7.11) — (7.14) применены следующие обозначения:
d = У 1 — 4а; т = У 4а— 1; х = —-— .
Со R
Семейства частотных и переходных характеристик, рассчитанные по ур-ниям (7.9) и (7.11) — (7.13) для различных значений а, приведены на рис. 7.6а и б; на рис. 7.6в даны графики зависимостей от а максимального подъема частотной характеристики, выброса и нормированного времени установления, соответствующие ур-ниям (7.10) — (7.14).
Из рис. 7.66 видно, что введение корректирующего дросселя в выходную цепь усилительного элемента уменьшает время установления каскада. Это объясняется тем, что в момент появления скачка напряжения в выходной цепи дроссель препятствует ответвлению тока в резистор R, направляя весь скачок тока в емкость Со, вследствие чего последняя заряжается быстрее. Чем больше индуктивность дросселя, тем дольше он препятствует ответвлению тока в R и тем сильнее уменьшается время установления.
Из графиков рис. 7.6а следует, что наименьшее нормированное время установления каскада с параллельной коррекцией при отсутствии выброса, имеющее место при а = 0,25, равно 1,55, что в 1,42 раза меньше чем для каскада без коррекции.
При проектировании многокаскадных импульсных усилителей очень важным является так называемый критический выброс бкр-Так называют выброс, при котором многокаскадный усилитель с одинаковыми каскадами имеет выброс, равный выбросу одного каскада, т. е. выброс, не изменяющийся при изменении числа каскадов усилителя. Для параллельной коррекции индуктивностью 6Кр~ 1 %; такой выброс соответствует значению а=0,35 и норми-
229
рованному времени установления ху= —1,31, что в 1,68
раза меньше, чем для резисторного каскада без высокочастотной коррекции.
Пример 7.2. Определим данные широкополосного каскада с параллельной высокочастотной коррекцией индуктивностью, имеющего R^R. и ча-
стотную характеристику с наибольшим подъемом Умакс = 1,1 на частоте fB = =5-106 гц, амплитуду выходного сигнала С7Вых м = 10 в и работающего на емкость нагрузки СНагр = 4 пф при емкости монтажа См = 5 пф. Если выходная
Вис. 7.6 Параллельная высокочастотная коррекция индуктивностью.
а) семейство нормированных частотных характеристик, б) семейство нормированных переходных характеристик, в) зависимость Ху, & И Ууакс от а
емкость усилительного элемента каскада СВЫх=5 пф, то Со = С’ВЬ1Х4-См4-СНагр = = 14 пф Найдя по графикам рис. 7.6а, что характеристика, имеющая Умак0 = = 1,1, соответствует а=0,6, по этой характеристике находим, что Хв, соответ
230
ствующий Кмакс=1,1, равен 0,8; отсюда:
X» 0,8
R = —- =--------------;-------,5- и 1800 ом;
<ввС. 6,28'5-10»-14-10~12
L = aC0R2 = 0,6-14-10~12-1800а « 27- КГ-6 гн,
и необходимая для получения (7Выхм=10 в амплитуда тока сигнала в выход-10
нойцепи1»ых~= ' =5,5-10-3 а, что потребует ток покоя выходной цепи
loUv
/о вых порядка 1,2/Вых~, т. е. около 7 ма.
Выбрав усилительный элемент, обеспечивающий такой ток покоя и амплитуду выходного напряжения ±10 в, определяют необходимое напряжение питания и уточняют Свых, пересчитав, если необходимо, полученные значения R, L и /о вых. Если крутизна характеристики выходного тока усилительного элемента в точке покоя равна 10 Maje, коэффициент усиления напряжения каскада составит примерно S7?= 10-10-3-1800= 18.
Если же каскад предназначен для усиления импульсных сигналов обеих полярностей с С/Выхм=10 в при времени установления ?у = 2-10-8 сек и критическом выбросе бкр—1%, то, найдя по графикам рис. 7.6в для 6=1% значения ху = 1,31 и а=0,35, при Со=14 пф, получим:
ty 2-Ю-8
R =----- =----------------- « 1100 ом;
ХуС0 1,31 • 14-10-12
L = aC0R2 = 0,35-14-Ю-12-11002 = 5,9-Ю-6 гн.
Для обеспечения импульсов выходного напряжения обеих полярностей с амплитудой 10 в при таком значении R потребуется ток покоя выходной цепи порядка 11 ма, и коэффициент усиления напряжения каскада при 5=10 ма/в составит около 11.
Если корректирующую индуктивность включить последователь-
но с нагрузкой или входной цепью следующего усилительного элемента (рис. 7.7), то емкость Со, нагружающая каскад, разделится индуктивностью на емкости Ci и С2. При этом эквивалентная схема каскада на верхних частотах окажется более сложной, чем
при параллельной коррекции, а уравнение частотной характери-
стики будет содержать ico в степени на единицу выше, чем у параллельной коррекции индуктивностью. Анализ такой схемы, которую назовем схемой последовательной высокочастотной коррекции индуктивностью, показывает [7.8, стр. 141—145], что при С1:С2 = 3 и С|:С2=1/3 такая схема дает несколько больший выигрыш в площади усиления и времени установления, чем параллельная коррекция.
Однако при отличающемся от указан- рис 7.7 Последовательная вы-ных значений отношении Ci К С2 по- сокочастотная коррекция ин-
следовательная коррекция дает меньший выигрыш, чем параллельная, а ее
дуктившостью
частотная характеристика может иметь провал с последующим подъемом; кроме того, она имеет менее стабильные в эксплуата-
231
ционных условиях характеристики. Поэтому последовательную индуктивную коррекцию в каскадах широкополосного усиления используют редко.
Одновременное использование в широкополосном каскаде параллельной и последовательной коррекции дает больший выигрыш, чем применение одной из них; такую схему коррекции с двумя индуктивностями называют параллельно-последовательной или сложной высокочастотной коррекцией индуктивностью (рис. 7.8).
Ри-с. 7.8. Параллельно-последовательная высокочастотная коррекция индуктивностью в ламповых и транзисторных каскадах:
а) основная схема; б) зеркальная схема
Вид частотной и переходной характеристик схемы рис. 7.8 в зависимости от электрических данных деталей может быть весьма разнообразным, и уравнения ее частотной и переходной' характеристик в общем случае оказываются неразрешимыми относительно электрических величин деталей. Однако при частотной характеристике без провалов и подъемом с наибольшей полосой пропускания (наилучшей характеристике) уравнение частотной характеристики решается, что дает возможность построить расчетные графики для определения электрических данных деталей схемы. Расчетные таблицы и графики составлены также и для каскадов с параллельно- последовательной коррекцией индуктивностью, имеющих критический выброс, что позволяет рассчитывать многокаскадные импульсные усилители с такой коррекцией.
Сложная коррекция, как и последовательная, дает наибольший эффект при определенном отношении Ci = CBbIX-|-CMi к С2=См2+ +Снагр, где СМ1 и СМ2 — частичные емкости монтажа выходной цепи усилительного элемента и цепи нагрузки соответственно. Для 232
схемы рис. 7.8а наилучшая частотная характеристика при различных значениях коэффициента п = С^(С}. + С2) = CilC0 имеет вид, изображенный на рис. 7.9; на этом же рисунке для сравнения да-
Рис. 7.9. Нормированные частотные характеристики широкополосных резисторных каскадов на верхних частотах:
1 — без высокочастотной коррекции; 2 — с параллельной коррекцией индуктивностью, 3—с параллельно-последовательной коррекцией индуктивностью по схеме рис 7.8 а при п=0,25; 4 — то же, при п—0,6
ны наилучшая частотная характеристика схемы параллельной коррекции и резисторного каскада без высокочастотной коррекции. Из рисунка видно, что сложная коррекция по схеме рис. 7.8а дает наилучшие результаты при « = 0,6; коэффициент усиления каскада или его полоса пропускания на уровне Ув = 0,707 при сложной коррекции и значении п от 0,25 до 0,6 в 1,34-1,5 раза больше, чем при параллельной.
При «>0,6 у схемы рис. 7.8а частотная характеристика немонотонна, а при «<0,25 применять сложную коррекцию нецелесообразно из-за малого даваемого ею дополнительного выигрыша по сравнению со схемой параллельной коррекции. Для получения монотонной частотной характеристики при «>0,6 достаточно поменять местами усилительный элемент и нагрузку; схема рис. 7.8а при этом обратится в свой зеркальный вариант (рис. 7.86), имеющий все свойства основного при условии замены п на 1—п. Следовательно, схема 7.86 при « = 0,7 имеет такую же частотную характеристику, как схема 7.8а при « = 0,3; при « = 0,4 выгодно применять схему 7.86, у которой характеристика будет такой, как у схемы 7.8а при « = 0,6, т. е. с наибольшей полосой пропускания
Критический выброс схемы сложной коррекции зависит от величины коэффициента «; для схемы 7.8а он лежит в пределах от 4,3% при « = 0,656 до 1,1% при «=0,25; нормированное время установления каскада со сложной коррекцией и критическим выб-233
росом также определяется величиной п, изменяясь от 0,93 для п= =0,656 до 1,21 при п = 0,25, что составляет от 71 до 92% времени установления каскад с параллельной коррекцией при критическом выбросе в 1%.
Давая небольшой дополнительный выигрыш в усилении по сравнению с параллельной коррекцией, схема сложной коррекции содержит больше деталей, сложнее в настройке, и ее характеристики сильнее изменяются в эксплуатационных условиях. Поэтому использование сложной коррекции целесообразно лишь в особых случаях, например, в выходных каскадах, потребляющих большую мощность: здесь сложная коррекция, кроме повышения
усиления, уменьшает расход мощности питания каскада, а иног-
да позволяет использовать и менее мощные транзистор или лампу.
Ее применение также целесообразно при очень высокой верхней
Рис. 7.10. Автотрансформаторная высокочастотная коррекция индуктивностью
рабочей частоте, когда коэффициент усиления каскада с параллельной коррекцией оказывается очень малым; сложная коррекция при этом позволяет сильно уменьшить число Каскадов усилителя.
Расчетные графики и фор-
мулы, методику и примеры расчета широкополосных каскадов усиления гармонических
и импульсных сигналов с параллельно-последовательной коррекцией можно найти в [7.2, стр. 364—368; 7.3, стр. 190—206] и другой литературе.
Наибольшую полосу пропускания и наименьшее время установления из применяемых схем высокочастотной коррекции индуктивностью имеет автотрансформаторная схема (рис. 7.10), содержащая индуктивности Li и Lz, связанные коэффициентом взаимной индукции М.
При n=Ci/(Ci + Cz)=0,4 и Ув = 0,9 она дает выигрыш в усилении в 2,1 раза больше параллельной коррекции и при выбросе в 1% имеет время установления в 1,74 раза меньше параллельной коррекции при том же выбросе.
Высокочастотная коррекция обратной связью
В широкополосных каскадах с индуктивной высокочастотной коррекцией сопротивление резистора R в выходной цепи усилительного элемента находят, исходя из верхней рабочей частоты или времени установления каскада; так как площадь усиления каскада с экранированной лампой от R не зависит, схемы индуктивной коррекции в ламповых каскадах дают большой и всегда одинаковый выигрыш при любом значении R. В транзисторных же каскадах, работающих на следующий транзистор, схемы индуктивной высокочастотной коррекции дают меньший выигрыш как
234
из-за низкоомности нагрузки каскада, так и вследствие отличия найденного по заданной частотной «ли переходной характеристике значения от оптимального, определяемого ф-лой (7.4), и обеспечивающего наибольшую площадь усиления транзистора.
Кроме этого, из-за большого разброса параметров транзисторов и их значительного изменения при колебаниях температуры, старении, замене, изменении напряжения питания и т. д. изменение характеристик транзисторных усилителей с индуктивной высокочастотной коррекцей в эксплуатационных условиях оказывается очень большим и обычно недопустимым. В микросхемах (интегральных или твердых схемах) индуктивная высокочастотная коррекция оказывается конструктивно невыполнимой.
Вследствие сказанного схемы индуктивной высокочастотной коррекции находят основное применение в ламповых каскадах, а в транзисторных усилителях используются лишь в выходных каскадах, работающих на высокоомную нагрузку.
В транзисторных широкополосных каскадах, работающих на следующий транзистор, значительно лучше результаты дают схемы высокочастотной коррекции обратной связью, из которых наиболее простой и удобной является схема эмиттерной высокочастотной коррекции.
В широкополосном каскаде с эмиттерной коррекцией в цепь (рис. 7.11), создающий в каскаде
коррекция:
а) принципиальная схема; б) частотная характеристика каскада без коррекции; в) частотная характеристика каскада с коррекцией, но при отсутствии вносимых транзистором частотных искажений; г) результирующая характеристика
глубокую последовательную отрицательную обратную связь по току, уменьшающую усиление во всей полосе частот. Присоединив параллельно RK3 конденсатор небольшой емкости Ска, ослабляют эту обратную связь на частотах, где усиление каскада снижает
235
ся от влияния входной емкости транзистора; это поднимает усиление на высоких частотах, компенсируя падение характеристики от влияния входной емкости. При определенном соотношении постоянных времени цепочки Скэ RK3 и входной цепи транзистора сбэ Rbbkb каскад с эмиттерной коррекцией имеет частотную характеристику без подъема с наиболее широкой полосой пропускания (наилучшую характеристику); выигрыш в площади усиления при этом эмиттерная коррекция обычно дает в 1,54-1,7 раза [7.1, стр. 92—93], т. е. практически столько же, сколько дает параллельная коррекция индуктивностью в ламповом каскаде.
При увеличении С1(Э по сравнению с критическим значением, соответствующим наилучшей характеристике, в области верхних частот на характеристике каскада появляется подъем, величина которого растет с увеличением Скэ (рис. 7.11, пунктир).
При эмиттерной коррекции сопротивление резистора R в коллекторе берут оптимальным, обеспечивающим наибольшую площадь усиления транзистора, что позволяет полностью использовать усилительную способность последнего; нужная полоса пропускания или время установления каскада здесь обеспечиваются выбором глубины обратной связи, создаваемой резистором /?кэ. Критический выброс у схемы эмиттерной высокочастотной коррекции, как и у параллельной коррекции индуктивностью, близок к 1%.
Отрицательная обратная связь, имеющая место в каскаде с эмиттерной коррекцией, снижает коэффициент гармоник, а также сильно уменьшает изменение коэффициента усиления и характеристик каскада при замене транзисторов, их старении, изменении температуры, режима питания и т. д., повышая надежность работы устройства [7.9, стр. 194—226]. Она также позволяет сильно-уменьшить емкость конденсаторов С и Сэ по сравнению со значениями, необходимыми в каскаде с индуктивной коррекцией при той же частотной или переходной характеристике.
Если падение напряжения питания на резисторе RK3 достаточно для обеспечения необходимой стабильности точки покоя, дополнительную цепочку RaCg из каскада исключают.
В ламповом каскаде коррекцию такого типа, называемую катодной высокочастотной коррекцией, осуществляют шунтированием резистора катодного смещения RK корректирующим конденсатором малой емкости Скк- Если в таком каскаде обозначить через:
1 . (1 Ь) Ср Rk экв _ 1
$к ЯК б*кк Rk w б*0 RB экв
где SK — крутизна тока катода лампы, то в области верхних частот уравнение частотной характеристики резисторного каскада с катодной высокочастотной коррекцией совпадает с ф-лой (7.7), а поэтому для расчета такого каскада можно использовать семейства частотных характеристик низкочастотной коррекции цепочкой C^Rot), приведенные в [7.4], как это сделано в [7.10, стр. 225, пример 7.4].
236
Катодная высокочастотная коррекция позволяет сильно повы-в цепи анода лампы, что при
ить сопротивление резистора R ысокоомной нагрузке и заданной амплитуде выходного сигнала на средних частотах дает возможность уменьшить ток покоя анода и мощность питания, исключить конденсатор большой емкости Ск и уменьшить емкость конденсатора Са в экранирующей сетке, если он имеется. Поэтому, а также учитывая снижение коэффициента гармоник и повышение стабильности показателей каскада и надежности его работы, можно рекомендовать применение катодной высокочастотной
Рис 7.12. Коллекторная высокочастотная коррекция
коррекции в ламповых усилителях, несмотря на меньший выигрыш в площади усиления по сравнению со схемами индуктивной кор-
рекции.
Высокочастотную коррекцию в транзисторном каскаде можне осуществить также параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, ослабляемой на верхних частотах последовательно включенной индуктивностью (рис. 7.12). Коррекция такого типа, которую назовем коллекторной высокочастотной коррекцией, также снижает коэффициент гармоник, увеличивает пле-щадь усиления каскада, стабильность его показателей и надежность работы, но уменьшает входное сопротивление транзистора, что заставляет увеличивать емкость конденсатора связи С.
Вследствии этого, а также из-за большей сложности схемы и наличия индуктивности, нежелательного в малогабаритных схемах, коллекторная высокочастотная коррекция в транзисторных усилителях не находит широкого применения.
Пример 7.3. Выберем транзисторы и определим данные выходного каскада с эмиттерной коррекцией для широкополосного усилителя, работающего через разделительный конденсатор на сопротивление нагрузки /?Нагр=150 ом (коаксиальный кабель с характеристическим сопротивлением р=150 ом, нагруженный на конце сопротивлением в 150 ож) Верхняя граничная частота выходного каскада fB гр должна быть равна 70 Мгц, максимальная амплитуда напряжения сигнала на нагрузке — не менее ! в.
Для получения удовлетворительного усиления от каскадов усилителя при такой верхней граничной частоте в каскадах следует использовать транзисторы с площадью уснлення не ниже 1504-200 Мгц, что согласно примеру, приведенному на стр. 222, соответствует значению fT порядка 300-4-500 Мгц Для обеспечения на /?Иагр=150 ом напряжения сигнала в 1 в пои резисторе RB в цепи
. „ #в-^нагр 300-150
коллектора выходного каскада в 300 ом — ------------------------ =---------— —
7?в + 'Тнагр 300 -ф- 150
= 100 ом) необходим ток сигнала в цепи коллектора, равный 0,01 а= 10 ма, что потребует ток покоя цепи коллектора порядка 12-4-13 ма
По этим показателям для усилителя подходят германиевые высокочастотные маломощные транзисторы типа ГТЗНж, имеющие (т = 300-~500 Мгц, Ск =
237
= 1,54-2,5 пф, г6=20-^-50 ом, /г21э = 504-200, Ркдоп=150 мет, максимальный ток покоя коллектора /ок макс=50 ма. При средних показателях (/т = 400 Мгц, С«=2 пф, гб=35 ом) оптимальное сопротивление нагрузки такого транзистора согласно ф-ле (7 4) составляет 83 ом; учитывая шунтирование делителем смещения следующего каскада, сопротивление резисторов R в цепях коллекторов каскадов предварительного усиления можно брать равным 100 ом.
При токе коллектора выходного каскада в 13 ма падение напряжения на /?в=300 ом составит 3,9 в, и при суммарном падении напряжения на резисторах Rs и 7?кэ в 1,1 в, что достаточно для эмиттериой стабилизации точки покоя выходного каскада, и при напряжении коллектор—эмиттер в 4 в, достаточном для обеспечения напряжения сигнала на нагрузке в 1 в, необходимое напряжение источника питания усилителя составит 3,9 +1,1+4 = 9 в
При сопротивлении резисторов делителя смещения выходного каскада я = 6,2 ком, 7?2сл = 1,5 ком и резисторе R=100 ом в цепи коллектора преды-[ \ " при /1213=100,
=гэ(1+/г21э) =2(14-100) =202 'ом и приГбсл = 'в акв окажется равным 78 ом.
0,16 ,100
- - - 12 =300-100~12ф.
Ri
дущего каскада значение R' в ф-ле '(6 27) составит 92,3 ом, Гэ=26//оа(ма)я26/13 = 2 ОМ, Гб'.
= 35 ом найденное по ф-ле (6 27) значение R „ 0,16 RK„
Так как Сбэ= -j— ж г -------
граничная частота входной цепи транзистора каскада, в данном случае практи чески неизменяющаяся выходным каскадом (так как сопротивление его нагрузки чисто активно и невелико), составит
' гр 2лСбэДвэКв 2.3,14-300-10~1278 4
Учитывая увеличение площади усиления эмиттерной коррекцией примерно в 1,6 раза, для получения от /в гр к = 70 Мгц необходимо . /в гр к 70 -1 О’
А
400-10’-2^ 210
корректировочного каскада граничной частоты снизить усиление каскада резистором /?кз в
6,43 раза, для чего потребуется сопротивление ре-
1 1
1.6/ВГр 1,6-6,8-10’
1 4-
17,7 я 18 ом.
(R' 4~ гб) 4~ (А — 1) =
[П~Б6(92’3 + 35)^2]х
зистора Rkh=
Х(6,43—1) =
Для получения от каскада наилучшей частотной характеристики без подъема резистор 7?ка нужно зашунтировать конденсатором Скя, необходимую емкость которого с учетом увеличения площади усиления каскада коррекцией в 1,6 раза можно с достаточной для практики точностью найти из выражения
достаточной для практики точностью найти из выражения 0,16 0.16 , „
= 1.27-1O-10 ф = 127 пф.
Вкэ (1 4* Л21э) + ^ист 4 Rbx э на R ~ =<100 ом необходим ток сигнала потребуется входной ток сигнала в цепи
Скэ 1,6АЯКЭ/Вгр 1,6-6,43.18-6,8-10»
Чтобы падение напряжения питания на резисторах в цепи эмиттера при токе эмиттера примерно в 13 ма составило 1,1 в, последовательно с А+э=18 ом придется ввести резистор Rs=66,5«68 ом, шунтированный конденсатором Сэ; емкость последнего, определяемая ф-лой (10 14), при эмигтерной коррекции потребуется примерно в А = 6,43 раза меньше, чем при высокочастотной коррек цией индуктивностью, так как введение RK3 уменьшает сквозную крутизну тока
С / 1 ^21Э
эмиттера г>ас (см стр. 284) до значения, равного ----------------------------
Для получения напряжения в 1 в цепи коллектора /к ~ = 10 ма, для чего 10 базы /вх б=/к~/Л21э= =0,1 'ма; при
ходного каскада с коррекцией, равном' /?вх= (^э ф /?кэ) (1 4 /^21 э) = 35 4- (2 -1- 18) (14100) яз 2050 ом,
напряжение сигнала на входе каскада составит 0,1 • 10~3-2050 = 0,205 в, что даст коэффициент усиления напряжения рассчитанного каскада K=Us-axlU3s.= = 1/0,205=4,88 238
в<одном сопротивлении транзистора вы
7.4., ЭМИТТЕРНЫЙ, КАТОДНЫЙ И ПОТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛИ
В гл. 4 было показано, что обычный (биполярный) транзистор с общим коллектором, полевой транзистор с общим стоком и лампа с общим анодом имеют повышенное входное‘сопротивление, пониженную входную емкость и малое выходное сопротивление.
Так как каскад с усилительным элементом, включенным этими способами, не изменяет полярности подаваемого на него сигнала, и коэффициент усиления напряжения такого каскада обычно близок к единице, выходной сигнал почти не отличается от входного ни по фазе, ни по амплитуде; по этой причине каскады рассматриваемого типа обычно называют повторителями (эмиттер-ным, истоксвым, катодным по названию электрода, в цепи которого получают «повторяемое» напряжение сигнала).
Вследствие малой входной емкости и очень низкого выходного сопротивления повторители имеют очень широкую полосу пропускаемых частот; поэтому, несмотря на отсутствие усиления напряжения сигнала, их используют в качестве входного каскада в усилителях с малой входной емкостью и высоким входным сопротивлением, а также в качестве выходного каскада при работе усилителя на нагрузку с малым сопротивлением (емкость значительной величины или коаксимальный кабель, нагруженный на конце сопротивлением, равным характеристическому, для предотвращения отражения сигнала). I
Глубокая отрицательная обратная связь, имеющая место в повторителе, снижает его коэффициент усиления напряжения в области средних частот до величины, меньшей единицы, определяемой выражениями:
^(1+^213) _ ~ (1 -Г ^21 э)
^ИСТ "Г Гб + (ГЭ + (1 "Г А21 э) Гб "Й (ГЭ -£ 4" ^21 э)
S'R~ --------- , (7.15)
1 -Г S’R~
из которых первые два определяют сквозной и обычный коэффициенты усиления напряжения эмиттерного повторителя, а третье— коэффициент усиления напряжения катодного и истокового повторителей, у которых вследствие очень высокого входного сопротивления К*— К- В выражениях (7.15) Ra~—сопротивление переменному току в цепи эмиттера, S'— крутизна тока катода или истока по напряжению между входными электродами и R~—сопротивление переменному току в цепи катода или истока.
Снижая усиление напряжения, отрицательная обратная связь настолько улучшает частотную и переходную характеристики повторителя, что он обычно не нуждается в высокочастотной коррекции даже при использовании в широкополосных усилителях. Экви-239
валентная индуктивность выходной цепи транзистора АВЬ1Х при наличии емкостной составляющей нагрузки улучшает частотную характеристику эмиттерного повторителя на верхних частотах, и при оптимальном сопротивлении нагрузки и источника сигнала и наивыгоднейшей емкости нагрузки площадь усиления транзистора в повторителе остается той же, что и при общем эмиттере [7.1, стр. 101]. Так как усиление напряжения здесь меньше единицы, верхняя граничная частота эмиттерного повторителя при оптимальной нагрузке численно превосходит площадь усиления транзистора.
При емкости нагрузки СНагР, превышающей определенную критическую величину СКР1, на переходной характеристике в области малых времен у эмиттерного повторителя появляется выброс, растущий с увеличением СНагР; при емкости нагрузки, превышающей Скр2, немного большее чем Скр ь на частотной характеристике в области верхних частот появляется подъем, растущий с увеличением Снагр- При Снагр = Скр2, соответствующей наилучшей частотной характеристике эмиттерного повторителя, выброс переходной характеристики не превосходит нескольких процентов.
При подключении нагрузки к повторителю через разделительный конденсатор С в цепь выходного электрода включают резистор R (рис. 7.43); сопротивление этого резистора желательно
Рис. 7.13. Повторители' а) эмиттерный; б) катодный; в) истоковый
брать значительно больше сопротивления нагрузки, чтобы последняя не шунтировалась сильно этим резистором. При такой схеме повторителя падение напряжения питания на резисторе R обычно превосходит необходимое напряжение смещения сетки чили затвора, и смещение приходится или снимать с части R, разделив этот резистор на R' и R" (рис. 7.13в), или компенсировать избыток смещения делителем RiR% (рис. 7.136).
При подаче смещения по схеме рис. 7.13в входное сопротивление повторителя на низких и средних частотах увеличивается от влияния обратной связи, вносимой резистором R", до величины
RbX = R
*(l^S'7?Harp) 2 -----------------------
^(HS'7?Harp)-S'7?Harp/?"
R = R' + R";
п • ^нагр
нагР п к. р
К "Г ^нагр
240
где S' — крутизна тока истока или катода; это следует учитывать при расчете каскада, работающего на входную цепь повторителя.
При подаче смещения по схеме рис. 7.136 входное сопротивление истокового и катодного повторителей снижается до величины Rp,x= (RiR2)/(Ri+R2), но возрастает стабильность положения точки покоя.
Эквивалентная схема эмиттерного повторителя на нижних и средних частотах совпадает с эквивалентной схемой резисторного каскада с общим эмиттером, а поэтому расчет частотных искажений на низких частотах и спада вершины импульса, а также расчет емкости разделительного конденсатора С можно производить по ф-лам (6.2) — (6.16), полагая в них ^г=гэ+ т-. НСт • На верхних же частотах эквивалентная схема эмиттерного повторителя при Я^>гэ-т Гб ^ист. ) чт0 точти всегда имеет место, 1 + ^21 Э
практически не отличается от эквивалентной схемы трансформаторного каскада с емкостной нагрузкой (рис. 6.19а); поэтому расчет его частотных искажений на верхних частотах, времени установления и выброса обычно можно производить по ф-лам (6.72) — (6.84), полагая в них при работе повторителя на следующий каскад с общим эмиттером:
п Гб 4" R«CT , . 0,16 ( Гб + 7?ист)
~Гэ+— гб сл’> Ls --------------)------;
1 “Г «21 Э /Т
С0~Сбэсл; /?нагр =''бэсл; (7.16)
при работе эмиттерного повторителя на внешнюю нагрузку из параллельно соединенных /?иаГр и Снагр в ф-лах (7.16) Гбэсл заменяют на /?Иагр, а Сбэ сл На Снагр-
При неширокой полосе рабочих частот (fu^0,01 обычно можно считать выходное сопротивление транзистора в повторите-4“ RhCT
ле равным г+—________— и рассчитывать частотную и переход-
' 1 + ^21 Э
ную характеристики эмиттерного повторителя по формулам резисторного каскада для верхних частот, пренебрегая индуктивной составляющей выходного сопротивления транзистора.
Входное и выходное сопротивления усилительного элемента в повторителе и его эквивалентную входную емкость находят по выражениям (4.32) и (4.42); при расчете входного и выходного сопротивлений повторителя учитывают шунтирующие вход и .выход схемы сопротивления.
Эквивалентная же схема катодного и истокового повторителей, изображенных на рис 7.136 и в, на всех частотах совпадает с эквивалентными схемами резисторного каскада, а поэтому расчет частотных и переходных искажений, а также электрических
241
данных деталей схемы здесь производят по формулам резисторного каскада, положив /?г= 1/S, где S — крутизна тока катода или истока по напряжению на сетке или затворе
Ввиду малой эквивалентной входной емкости лампы, включенной с общим анодом, в катодных повторителях как обычных, так и широкополосных усилителей почти всегда используют триоды или экранированные лампы в триодном включении (рис 7 136, 7 14а б) При включении экранированной лампы в повторителе
Рис 7 14 Вкчючение экранированной чачпы в катодном повторитете а) и б)—^триодное, в)—'пентодное
триодом схема и конструкция повторителя упрощаются, а нагружающая предыдущий каскад емкость возрастает незначительно (см ф-лы 4 42 для эквивалентной входной емкости)
Емкость Со, нагружающая катодный повторитель с подогревной лампой и определяющая его свойства в области верхних частот, складывается из выходной емкости лампы, емкости монтажа, емкости нагрузки и емкости катод-подогрев C0^CEbIX + 4“ С\, ф^нагр Ф СКП
При усилении повторителем импульсных сигналов большой амплитуды с малой длительностью фронта его время установления /уп может оказаться много больше расчетной величины, равной для катодного и истокового повторителей, как и для резисторного каскада, 2,2 C&Rв экв
Причина увеличения времени установления повторителя при сигналах большой амплитуды с крутыми фронтами заключается в том, что при подаче на повторитель мгновенного скачка напряжения выходное напряжение аВых в начальный момент из за присутствия емкости Со, шунтирующей нагрузку, равно нулю, и все напряжение подводимого к повторителю сигнала поступает на входные электроды усилительного элемента, уменьшаясь по мере заряда емкости Со до нормального установившегося значения При коэффициенте усиления напряжения повторителя /< = 0,9 начальное напряжение в 10 раз превышает установившееся напряжение между входными электродами
Эти выбросы напряжения уводят рабочую точку усилительного элемента либо в область насыщения, либо в область отсечки (рис 7 15), что как бы выключает усилительный элемент, во много раз 242
увеличивая время установления сигналов на выходе повторителя
Для устранения выбросов напряжения сигнала между входными электродами усилительного элемента, увеличивающих время установления повторителя и не позволяющих снять с него неискаженные сигналы большой амплитуды, достаточно расчетное время установления повторителя /уп сделать равным или меньшим времени установления подводимых к повторителю сигналов /Ус
£уп<Дус (7 16а)
Неравенство (7 16) должно удовлетворяться для повторителей,
которые должны отдавать максимально возможную амплитуду выходных сигналов, необходимое значение /уп обеспечивают выбо
ром усилительного элемента с достаточной крутизной характеристики в используемом диапазоне положений рабочей точки При Gn> удовлетворяющем неравенству (7 16), выбросы напряжения сигнала между входными электродами усилительного элемента практически исчезают
При малой амплитуде усиливаемых сигналов выбросы напряжения между входными электродами невелики по абсолютной величине даже при мгновенно нарастающих и спадающих импульсах и не уводят рабочую точку в нерабочую зону характеристик усилительного элемента, а поэтому в повторителях, усиливающих сигналы небольшой амплитуды, выполнение условия (7 16) необязательно
Для снижения напряжения на выходном электроде усилительного элемента, защиты каскада от паразитных связей, сглаживания пульсаций источника питания, в провод питания повторителя иногда включают цепочку Сф Кф Включение этой цепочки в повторителях не корректирует частот-
ивыг'
крутизна франта
Рис 715 Перегрузка повторителя импульсами большой амплитуды с крутыми фронтами а) упрощенная принципиальная схема, б) эпюры напряжений на входе, между входными электро да1ми и на выходе
ную характеристику на низких частотах, как в каскаде с общим эмиттером (катодом, истоком), а приводит к появлению дополни тельных частотных искажений в области низших частот, анало гичных искажениям, вносимым цепочкой эмиттерной стабилиза ции Ca Rs (см стр. 285—289) Поэтому расчет необходимой ем
243
кости конденсатора Сф в повторителях производят, исходя из допустимой величины дополнительных частотных искажений на низшей рабочей частоте или допустимой величины дополнительного спада вершины импульса [7.3, стр. 324—325].
Выбор усилительного элемента и положения точки покоя для повторителя зависит от того, входным или выходным каскадом
усилителя повторитель является.
Для повторителя, используемого на входе усилителя, применяют усилительный элемент с необходимой для усилителя полосой рабочих частот, возможно меньшей мощности и размеров; ток покоя выходной цепи берут минимальный, лишь обеспечивающий нормальные показатели усилительного элемента: так, напри-
мер, для эмиттерного повторителя звуковых частот с наименьшим уровнем шумов берут малошумящий транзистор и ток коллектора 0,3-7-0,5 ма, а напряжение коллектор-эмиттер [/окэ=2-?3 в; для широкополосного повторителя — ток коллектора 24-4 ма и Uo кэ = 4—5 в.
Усилительный элемент для выходного повторителя также бе-
рут с необходимой полосой рабочих частот, но ток покоя выходной цепи определяют по заданному сопротивлению нагрузки усилителя /?нагр и необходимой амплитуде выходного напряжения сигнала ^7вых м.'
J ~ 1 9 ^вых м . D'
‘О вых ~ ’ ^нагр
''нагр
£нагр
R £иагр
Напряжение покоя между выходными электродами усилительного элемента (70 здесь берут достаточным для обеспечения малых нелинейных искажений верхнего полупериода выходного сигнала наибольшей расчетной амплитуды, а напряжение источника питания Е должно обеспечивать малые нелинейные искажения нижнего полупериода.
Пример 7.4. Определим основные данные эмиттерного повторителя пред назначенного для повышения входного сопротивления транзисторного измерительного усилителя с малым входным уровнем сигнала, имеющего ком
и ]в=1 Мгц Входное сопротивление усилителя должно быть не ниже 15 кои, его входная емкость — не больше 15 пф, изменение усиления на частоте )в — не более 3% Следующий за повторителем каскад имеет Гбэс.т = 350 ом, гбсл= = 50 ом, Свэсл = 150 пф, напряжение питания £=10 в
Для обеспечения малой входной емкости и малых шумов используем з повторителе малошумящий высокочастотный транзистор ГТ310Е, имеющий Д>80 Мгц, /1213^=60, СкСбб пф, гб«*50 ом. Взяв для уменьшения шумов /<ц = = 1 ма и б'окэ = 2,5 в, найдем, что для получения такого режима в цепь эмиттера следует включить резистор 7? с сопротивлением в 7,5 ком. Так как при 7оэ=1 ма, г3~26 ом, по ф-лам (7.16) для указанных данных получим' £в = = 93,5 ом, Ls = 2,l-10-6 гн, /?наГр=350 ом> Со =350 пф. Расчет по ф-ле (6 73) дает при этом dB = l,01, а следовательно, частотная характеристика повторителя будет иметь наибольший подъем около 15% при Х=0,7 (см. рис. 6 19), что со-
„ 0,159Х
ответствует частоте f ~ ---- ---- =5 2 Мгц; на частоте )в = 1 Мгц, соот-
Y 1 + ав s со
244
ветствующей Х=0,135, подъем будет меньше 1%, что нетрудно найти по выражению (6.77) или графикам рис 6 20
Если входное сопротивление следующего каскада RBx сл с учетом делителя - РРвх сл
подачи смещения равно 360 ом, то = ~------------= 344 ом и входное сопро-
°_г' °вх сл
тивление транзистора повторителя согласно (4.32) будет не ниже 22,6 мм, что с учетом сопротивления резистора R> коллекторной стабилизации даст входное сопротивление повторителя около 20 ком при его входной емкости С порядка 10 пф (ф-ла 4 32), что удовлетворяет поставленным условиям
Пример 7.5. Найдем основные данные выходного повторителя лампового широкополосного усилителя, работающего на /?Нагр = 75 ом (коаксиальный кабель, нагруженный на конце резистором с сопротивлением, равным волновому сопротивлению кабеля) Амплитуда напряжения сигнала на выходе усилителя-(Чьп ч = 3 в, частотные искажения повторителя на частоте fB = 100 Мгц — не более 0,5 дб (Л1в 1,06)
Для получения на А>иагр = 75 ом напряжения 3 в от лампы потребуется так сигнала 3/75 = 0,04 а так как в цепи катода будет находиться резистор R, пропускающий постоянную составляющую катодного тока, для повторителя нужна лампа с током катода в рабочем режиме около 50 ма и высокой крутизной, чтобы не вносить сильного ослабления сигнала и обеспечить заданную частотную характеристику
Этим условиям удовлетворяет широкополосный пентод 6Ж52П, имеющий в-триодном включении при (7оа = (7оэ=150 в и Uoa=—1,2 в ток катода /ок~5О ма при крутизне катодного тока ,$к~65 ма/в, Ски~10 пф и Свъ1 х~2 пф При сопротивлении резистора R = 10/?нагр = 750 ом падение напряжения питания на нем-составит 50-10—3 750 = 37 в, что потребует напряжение источника анодного питания 150+37яз 190 в При нагружающей повторитель емкости Со = Свых+См +
RR
-фб?нагр-|- Скп ~ 2+8+0+ 10 = 20 пф И Rb экв= ~ то ~ 13 ои
R + г?нагр + гОхнагрЗк
расчет частотных искажений на частоте fB = 100 Мгц по ф-ле (6 34) даст Мв» 1,01, что удовлетворяет заданию, коэффициент, усиления повторителя согласно (7.15) составит примерно 0,8.
Расчет емкости разделительного конденсатора в цепи нагрузки производят по допустимым частотным искажениям на низшей рабочей частоте (выражение 6 13), считая Rh экв =R/(l +SVR) И /?0 = /?нагр
ЛИТЕРАТУРА
71 Войшвилло Г. В Анализ широкополосных и импульсных транзисторных усилителей Полупроводниковые приборы и их применение, сборник № 16, М, «Советское радио»,
7 2 Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах М, Связьиздат, 1963.
7 3 Ц ы к и н Г. С. Электроннйе усилители. М, «Связь», 1965
7 4 Цыкин Г. С. К расчету каскадов широкополосного и импульсного усиле ния о корректирующей цепочкой RC в цепи анода «Радиотехника», 1952, № 3.
75 Войшвилло Г В. Расчет транзисторных каскадов усиления гармонических сигналов с низкочастотной коррекцией «Радиотехника», 1968, № 2
76 Войшвилло Г. В. Универсальный метод расчета каскадов импульсных усилителей с низкочастотной коррекцией. «Радиотехника», 1967, Xs 8
7 7 Войшвилло Г. В. Влияние фильтра C$R$ на характеристики резисторного каскада при использовании для коллекторной стабилизации «Радиотехника», 1968, № 12
78 Лурье О Б Усилители видеочастоты. М, «Советское радио», 1961.
79 Фан Дин Тью нь. Эксплуатационные свойства схем высокочастотной коррекции в транзисторных каскадах, кандидатская диссестация, 1968 г
7 10 Ц ы к п н Г С Усилители электрических сигналов М , «Энергия», 1969 г
Глава 8
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ СПЕЦИАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
S.I. КАСКАДЫ РАСПРЕДЕЛЕННОГО УСИЛЕНИЯ
При высшей рабочей частоте порядка 200 Мгц даже лучшие современные лампы при использовании схем высокочастотной коррекции дают коэффициент усиления напряжения на каскад лишь немного больше единицы, а при более высокой верхней рабочей частоте и вообще не дают усиления. Кроме того, при ширине полосы .усиливаемых частот в несколько сотен мегагерц получение напряжения выходного сигнала в несколько десятков вольт вследствие малого сопротивления нагрузки каскада требует применения ламп с анодным током в сотни миллиампер, тогда как наиболее мощные лампы, пригодные для широкополосного усиления имеют ток покоя в десятки ма; параллельное включение нескольких ламп не решает задачу, так как при нем увеличивается Со, что заставляет снижать ДВЭкв, а следовательно, необходимый ток покоя каскада еще больше растет.
Широкополосное усиление с полосой усиливаемых частот вне-сколько сотен Мгц а следовательно, со временем установления порядка наносекунды позволяют осуществить лишь усилители, состоящие из каскадов с распределенным усилением (каскадов с бегущей волной), называемые также усилителями распределенного усиления (УРУ)
Принцип действия и устройство каскада с бегущей волной поясняются рис. 8 1 Здесь используют несколько одинаковых широкополосных ламп, аноды которых, а также и управляющие сетки разделены индуктивностями Га и Lc, образующими вместе с междуэлектродными и монтажными емкостями Са и Сс звенья двух искусственных линий. К началу сеточной линии подключают источник сигнала, создающий на входе первой лампы скачок напряжения <7ВХ и имеющий внутреннее сопротивление ДИст, равное волновому (характеристическому) сопротивлению сеточной линии рс Для предотвращения отражения сигнала от концов сеточной и анодной линий и создания в них режима бегущей волны, что необходимо для нормальной работы такого каскада, конец сеточной линии нагружают резистором Rc, имеющим сопротивление, равное рс, а начало и конец анодной линии — резисто-.ром Ra и сопротивлением нагрузки каскада Днагр, имеющими соп-246
ротивление, равное волновому сопротивлению анодной линии ра-Скорость распространения сигнала через звено анодной и звеносеточной линии должна быть одинакова; это обеспечивается при ^аСа : LcCc
Рис 8 1 К пояснению принципа действия каскада распределенного усиления (каскада с бегущей волной)
Когда на вход первой лампы придет скачок напряжения, им ющий величину ивх в, он изменит анодный ток первой лампы но Subx, где S — крутизна характеристики анодного тока лампы; напряжение на аноде лампы при этом изменится на величину Susx так как сопротивление нагрузки анодной цепи первой лампы, представляющее собой параллельное соединение Ra = pa и входного сопротивления анодной линии, равного ра, составляет ра/2. Полученный на аноде первой лампы скачок напряжения SuBX -у-будет распространяться вправо, и в тот момент, когда он дойдет до анода второй лампы, на ее сетку придет скачок напряжения ивх, прошедший через первое звено сеточной линии. Этот скачок изменит ток второй лампы на 5ивх и напряжение на ее аноде на SuBX —, так как ее нагрузкой являются параллельно соединенные два отрезка анодной линии (идущий вправо и идущий рлево), имеющие вместе сопротивление ра/2 В результате сложения скачков напряжение на аноде второй лампы изменится на SuBX -у-2 = 8ивхра, и этот удвоенный скачок будет распространяться дальше по анодной линии вправо, суммируясь со скачками напряжения, развиваемыми следующими лампами В конце анодной линии, на сопротивлении нагрузки каскада /?нагр скачок напряжения достигнет величины nSuBX , где п — количество использованных в каскаде ламп.
247
Вследствие присоединения электродов ламп к различным звеньям анодной и сеточной линий, емкости отдельных ламп не суммируются, а их крутизна характеристики, как показано выше, складывается, достигая у нагрузки каскада значения nS. В результате каскад с бегущей волной оказывается эквивалентным обычному каскаду с лампой, имеющей отношение S/Co в п раз больше, чем у каждой из используемых в каскаде ламп, а следовательно, имеет площадь усиления в п раз больше, чем каскад с -одной лампой.
Сложение токов сигнала отдельных ламп в анодной линии позволяет увеличить амплитуду напряжения выходного сигнала, облегчая задачу получения значительной амплитуды выходного напряжения при малом сопротивлении нагрузки каскада.
Для улучшения частотной и переходной характеристик каскада с бегущей волной звенья анодной и сеточной линий нередко делают более сложными, чем изображенные на рис. 8.1; схему и данные последних звеньев сеточной и анодной линий из этих же соображений иногда делают отличающимися от предыдущих звеньев [8.1, стр. 202—203].
8.2. СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ПОВТОРИТЕЛЕЙ
Эмиттерные повторители с повышенным входным сопротивлением
Делитель RiR& подающий смещение во входную цепь транзистора эмиттерного повторителя (рис. 7.13а), снижает входное сопротивление последнего, не позволяя получить его выше нескольких десятков ком, так как сопротивления резисторов делителя для получения достаточной стабильности положения точки покоя приходится брать не слишком большими. При использовании эмит-терною повторителя в качестве входного каскада и необходимости получить входное сопротивление усилителя порядка ста и более ком можно подать смещение на базу от делителя RiRz через добавочное сопротивление /?д (рис. 8.2а), присоединив точку соединения /?д с делителем через разделительный конденсатор Ср к эмиттеру транзистора. При этом последовательно с Rn оказывается введенным напряжение сигнала с выхода повторителя, и RiRz входная цепь транзистора шунтируется не сопротивлением ----—,
как у обычного повторителя, а сопротивлением /?д-------—— —
Пвх ^вых
— -, что при = (0,24-0,3) , не ухудшая заметно
1 — К. Ri + Rz
стабильности положения точки покоя, обычно позволяет сильно повысить входное сопротивление схемы.
Увеличение сопротивления конденсатора Ср при понижении частоты сигнала снижает входное сопротивление схемы на низких 418
частотах; для предотвращения значительного снижения входного-сопротивления на низшей рабочей частоте емкость конденсатора Ср должна быть достаточно большой. Приближенно определить необходимую величину емкости Ср можно по выражению:
Ср^(З-НО)
/н R1
Однако схема рис. 8.2а не изменяет входного сопротивления транзистора, а поэтому активная составляющая ее входного сопротивления всегда меньше 7?Кб транзистора, являющегося преде
Рнс. 8 2. Эмиттерные повторители:
а) с повышенным входным сопротивлением, б) двухкаскадная схема с высоким входным со противлением и малой входной емкостью; в) схема, обеспечивающая высокий коэффициент усиления тока предыдущего
каскада
лом выражения для ZBX из ф-л (4.36) при 2нагр=/?нагр—а ее входная емкость всегда больше Ск, так как определяется выражением для С из ф-л (4.32).
Получить активную составляющую входного сопротивления выше /?кб транзистора, а входную емкость меньше его Ск можно у двухкаскадной схемы, изображенной на рис. 8.26. Первый каскад схемы представляет собой эмиттерный повторитель с включенным в эмиттер резистором R, сигнал с которого через конденсатор С поступает на второй каскад, имеющий в эмиттере резистор R'. В коллектор первого каскада включают резистор Rk, нижний конец которого соединяют через разделительный конденсатор Ср большой емкости с эмиттером второго транзистора, что подает выходное напряжение схемы [7ВЬ1Х на коллектор первого транзи; стора. В результате между базой и коллектором первого транзистора оказывается приложенным не напряжение ПЕХ, a UBX—UBblx, что в UBXI{UBX—UBbiX) раз уменьшает как активную составляю
249
щую проводимости коллектор-база, так и емкость коллектор-база первого транзистора.
При достаточно большом сопротивлении резисторов 7?, R' и RK и использовании высокочастотных транзисторов с высоким значением h2ia эта схема позволяет получить входное сопротивление на низких частотах, равное нескольким мегомам, и входную «емкость меньше одной пикофарады. Чтобы не снижать делителем смещения высокого входного сопротивления схемы, ток смещения базы первого транзистора обычно задают резистором Ri коллекторной стабилизации. При желании получить на выходе схемы сигнал противоположной полярности входному, выходное напряжение снимают с коллектора второго транзистора, включив в его цепь резистор R к; при RK Z>R' схема дает усиление напряжения сигнала.
Повторитель с повышенным усилением предыдущего каскада
При использовании эмиттерного повторителя в качестве выходного каскада почти весь ток сигнала цепи коллектора предыдущего каскада вследствие высокого входного сопротивления повторителя идет через резистор RK, что сильно снижает коэффициент усиления тока этого каскада. Для устранения этого недостатка резистор RK можно разделить на две примерно равные части R' и R" (рис. 8.2s), присоединив точку соединения R' и R" через разделительный конденсатор Ср достаточной емкости к эмиттеру транзистора.
Чтобы конденсатор Ср заметно не ухудшал частотной характеристики устройства в области нижних частот, его емкость обычно достаточно брать порядка Ср~ (34- 10)/(fBR").
Сложные повторители
Так как выходное сопротивление лампы с общим анодом и полевого транзистора с общим стоком равно /?г-/(1+р) лП/S', где 3' — крутизна тока катода или истока, выходное сопротивление катодного и «стокового повторителей, имеющих схему рис. 7.13,
практически не зависит от внутреннего сопротивления источника
сигнала и равно —-----==1---— . Выходное сопротивление эмиттер-
О
ного повторителя, наименьшее при 7?Ист = 0, составляет вх - . б
где /?ВХб = г8+—------.
1 Ф Ьц э
Значительно более низкое выходное сопротивление и более близкий к единице коэффициент усиления напряжения при тех же усилительных элементах в том же режиме можно получить от слож-
250
них повторителей (рис. 8.3), принципиальная схема которых не отличается от бестрансформаторного двухтактного каскада мощного усиления с последовательным управлением, но у которых сопротивление резистора R берут не таким, при котором схема
Рис 8 3 Сложные по вторители а) эмиттерный; б) катодный, в) истоковый
работает как двухтактная (см. стр. 159, 160), а возможно большой величины.
Входное и выходное сопротивления, коэффициенты усиления, напряжения и тока, коэффициент гармоник сложных повторителей с достаточной для практики точностью можно определять па формулам обычных повторителей, считая, что сложные катодный и истоковый повторители эквивалентны обычному катодному пли истоковому с лампой или полевым транзистором, имеющими крутизну характеристики 5 в 1 + Ki раз больше крутизны ведомого усилительного элемента (лампы Л2 или транзистора Т2). Здесь /<1 — коэффициент усиления напряжения ведущего усилительного элемента, управляющего ведомым и равный‘отношению напряжений сигнала на входе Л2 и входе Лх или входе Т2 и входе л.
Сложный эмиттерный повторитель приблизительно эквивалентен обычному эмиттерному повторителю с транзистором, имеющим ^21э в 1 + Кт1 раз больше, чем у транзистора Т& где KTi есть коэффициент усиления тока транзистора 1\ в схеме каскада.
Сложные катодные повторители при триодах малой мощности с анодным током в несколько ма позволяют получить выходное 251
сопротивление схемы порядка 10 ом и ниже при коэффициенте усиления напряжения около 0,99; у сложных эмиттерных повторителей при токе коллектора в 14-3 ма можно получить выходное сопротивление менее 1 ом при коэффициенте усиления порядка 0,999 и очень высокой линейности.
8.3. КАСКОДНЫЕ СХЕМЫ
Каскодной схемой называют схему с двумя усилительными элементами, представляющую собой в сущности двухкаскадный усилитель; первый усилительный элемент, на который подается входной сигнал, включен в ней с общим эмиттером (или общим катодом), а второй, с которого снимается усиленный сигнал — с общей базой (или сеткой) По отношению к источнику питания усилительные элементы схемы могут быть включены как последо-
Рис 8 4 Каскодные схемы'
а) с последовательным включением транзисторов по постоянному току, б) с последовательным включением ламп, в) с параллельным включением транзисторов по постоянному току
вательно (рис. 8 4а и б), так и параллельно (рис. 8.4в); вариант с последовательным включением проще, а поэтому обычно и применяется на практике.
Достоинством транзисторной каскодной схемы является практически полная независимость ее входного сопротивления от сопротивления нагрузки; изменение входного сопротивления при изменении сопротивления нагрузки здесь в 100—1000 раз меньше, чем у каскада с общим эмиттером. Это свойство каскодной схемы практически устраняет влияние резонансного контура в выходной цепи на контур входной цепи в резонансных усилителях, искажающее частотную характеристику устройства в каскадах с общим эмиттером, приводящее к их самовозбуждению и не позволяющее хорошо использовать усилительные свойства транзисто-252
ра; По этой причине каскодная схема находит применение в усилителях высокой и промежуточной частоты транзисторных радиоприемных устройств.
В выходных каскадах транзисторных широкополосных усилителей, работающих на высокоомную нагрузку (модулятор кинескопа, отклоняющие электроды электроннолучевой осциллоскопи-ческой трубки <и т. д), каскодная схема увеличивает площадь усиления каскада, а также позволяет получить большую амплитуду выходного напряжения сигнала. Увеличение площади усиления здесь обусловлено тем, что транзистор 7Ь включенный с общим эмиттером и определяющий верхнюю граничную частоту каскада, нагружен на очень низкоомную входную цепь транзистора Т-2, включенного с общей базой, это сильно уменьшает эквивалентную входную емкость транзистора Т\, увеличивая площадь усиления схемы
Для получения большой величины выходного напряжения" транзистор Т-2 берут с высоким рабочим напряжением коллектор-база; то, что такие транзисторы имеют сравнительно небольшую fT, практически не отражается на верхней граничной частоте каскада, так как 72 включен с общей базой. Транзистор же Т-„ определяющий вер-хнюю граничную частоту схемы, берут с большой /т, а следовательно, с малым напряжением коллектор-эмиттер. Напряжение питания при этом не делят поровну между транзисторами 71 и Т2, как это делают в каскадах мощного усиления с последовательным управлением и в сложных повторителях, а подают на транзистор Ti лишь достаточное для его нормальной работы напряжение.
Транзисторная каскодная схема дает большее усиление, чем транзистор с общим эмиттером, так как транзистор Т2 здесь позволяет получить более высокий коэ(| {мциент усиления напряжения, а 7] дает усиление тока, практшески равное его Л21э. При использовании в широкополосных усилителях в каскодной схеме применяют эмиттерную или индуктивную высокочастотную коррекцию.
В ламповых широкополосных усилителях применение каскодной схемы в первом каскаде позволяет увеличить динамический диапазон устройства, повышая отношение сигнал/шум. В широкополосных усилителях с малым входным напряжением шумы первой лампы не позволяют усиливать слабые сигналы, уменьшая динамический диапазон передачи В этих случаях для снижения шумов желательно применить триод в первом каскаде, чго для широкополосного усилителя обычно нежелательно вследствие высокой динамической входной емкости триода.
Динамическая входная емкость каскодной схемы с триодами много ниже, чем у обычного каскада на триоде с общим катодом, так как в ней входной триод включенный с общим катодом, нагружен входной цепью триода Л2 с общей сеткой, имеющей сопротивление, близкое к 1/S; при Si = S2 коэффициент усиления 253
напряжения триода JIi близок к единице (/<?tSZHarp = Si— % 11 \ $г 1
и эквивалентная входная емкость схемы С,ЕхЭ = С,£к4-С'ак(1 +К) = — CgK + 2CaK практически не отличается от входной емкости экранированной лампы.
Сопротивление резистора R в анодной цепи триода Л2 рассчитывают так же, как в обычном каскаде с общим катодом, и коэффициент усиления напряжения этого триода оказывается практически таким же, как у экранированной лампы. В результате уровень шумов каскодной схемы получается примерно равным уровню шумов триода, а входная емкость и площадь усиления— как у экранированной лампы.
В широкополосной ламповой каскодной схеме обычно применяют высокочастотную коррекцию индуктивностью, а при необходимости — и низкочастотную коррекцию цепочкой Сф 7?ф. Для упрощения схемы и уменьшения ее габаритов в ней обычно используют двойной триод. Ламповую каскодную схему также применяют в резонансных усилителях высокой частоты метрового и дециметрового диапазонов.
8.4. ИНВЕРСНЫЕ КАСКАДЫ
Трансформаторный инв&фсный каскад
последнего, для подачи
Рис 8 5 Трансформаторный инверсный каскад
горного транзисторного
В транзисторных усилителях с большой выходной мощностью (десятки ватт и выше) для повышения стабильности свойств усилителя и улучшения частотной и переходной характеристик транзисторы выходного каскада нередко включают с общей базой; выходной каскад таких усилителей выполняется двухтактным и работает в режиме В.
Для уменьшения величины тока сигнала, снимаемого с предыдущего каскада, а. следовательно, и расхода энергии на питание сигнала па вход оконечного каскада в этих случаях целесообразно использовать понижающий трансформатор. Если у вторичной обмотки этого трансформатора выводят среднюю точку, то получают на выходе предоконечного каскада два одинаковых напряжения сигнала противоположной полярности, которые и подают на вход двухтактной схемы (рис. 8.5).
Расчет такого каскада, называемого трансформаторным инверсным каскадом, не отличается от. расчета трансформа-каскада мощного усиления, работающего
в режиме А, нагрузкой плеча вторичной обмотки здесь считают входное сопротивление плеча оконечного каскада, а коэффициен-254
гом трансформации — отношение числа витков плеча вторичной обмотки к числу витков первичной.
Для того чтобы коэффициент гармоник усилителя практически не отличался от коэффициента гармоник оконечного каскада, выбор точки покоя и расчет инверсного трансформаторного каскада целесообразно производить на выходную мощность, в 1,5—2 раза превышающую расчетную входную мощность оконечного каскада
Основными недостатками трансформаторного инверсного каскада, препятствующими его широкому применению, являются большие вес, габариты и стоимость, а также невозможность усиления широкой полосы частот
В ламповых усилителях использование трансформаторного инверсного каскада не дает ощутимых преимуществ по сравнению с бестрансформаторными инверсными схемами, а поэтому в настоящее время его в ламповых усилителях не используют.
Инверсный каскад с разделенной нагрузкой
Наименьшие размеры, вес и стоимость наряду с широкой полосой усиливаемых частот имеет инверсный каскад с разделенной нагрузкой (рис. 8.6), в котором одинаковые по величине и противоположные по полярности напряжения сигнала снимают с резисторов R и R', включенных в цепь коллектора и цепь эмиттера (или анода и катода).
Рис 8 6 Инверсные каскады с разделенной нагрузкой
а) транзисторный, для работы на каскад в режиме А или внешнюю нагруз ку, б) ламповый, в) транзисторный, для работы на двухтактный транзистор ный каскад в режиме В
Достоинствами такого каскада являются его простота, использование одного усилительного элемента, очень хорошие характеристики на верхних частотах из-за глубокой отрицательной обратной связи, имеющей место в каскаде, малый коэффициент гармоник. К недостаткам каскада относятся, затруднительность введения как низкочастотной, так и высокочастотной коррекции, отсутствие компенсации пульсаций источника питания, отсутствие
255
усиления напряжения сигнала, большое различие выходных сопротивлений плечей схемы.
Ввиду того что нижнее плечо схемы представляет собой повторитель, коэффициент усиления напряжения каскада с разделенной нагрузкой /С = С'ВЬ1Х2/(7Вх^ ^вых 1/^вх всегда меньше единицы. Значение К, входного сопротивления транзистора Двхтр, его выходного сопротивления по нижнему плечу R^.-x, коэффициента гармоник кг здесь достаточно точно определяются ф-лами (7.15), (4.32) и (4.33); коэффициент усиления тока верхнего плеча схемы можно найти по выражению (6.23).
При одинаковых сопротивлениях резисторов R и R' и одинаковых сопротивлениях нагрузки плечей коэффициенты усиления тока и напряжения нижнего плеча в (1 4-Zi2iэ)/^21 э раз больше, чем верхнего, так как ток сигнала цепи эмиттера во столько раз превышает ток сигнала цепи коллектора; при значениях h2i3 порядка 30 и выше эта асимметрия выходных напряжений практически не ощущается. Асимметрию нетрудно устранить, взяв R' немного меньше, чем R.
Вследствие большого различия выходных сопротивлений верхнего и нижнего плечей схемы при работе каскада на нелинейные входные цепи следующего каскада нелинейные искажения верхнего и нижнего плечей получаются различными, что увеличивает коэффициент гармоник следующего двухтактного каскада. Для устранения этого недостатка в нижнее плечо иногда вводят изображенный пунктиром на рис. 8.6а резистор, уменьшающий разницу выходных сопротивлений плечей.
Изображенные на рис. 8.6а и б каскады с разделенной нагрузкой пригодны для работы на’ симметричную внешнюю нагрузку, на двухтактный ламповый каскад без токов сетки, работающий как в режиме А, так и в режиме В, и на двухтактный транзисторный каскад, работающий в режиме А. Для подачи напряжения сигнала на вход двухтактного транзисторного каскада, работающего в режиме В, в схему необходимо ввести диоды Д1 и Д2 (рис. 8.6в), обеспечивающие разряд разделительных конденсаторов каскада, заряжающихся при работе каскада в режиме В импульсами входного тока транзисторов; при отсутствии этих диодов смещение во входной цепи будет меняться с изменением амплитуды сигнала, вызывая сильное увеличение нелинейных искажений и даже отсечку слабых сигналов; нижние резисторы делителей смещения выходного каскада, изображенные на рисунке пунктиром, можно брать величины, обеспечивающей текущий через них ток делителя /д порядка Д>б транзисторов выходного каскада, и рассчитывать верхние резисторы делителей на ток 27Об; можно нижние резисторы из схемы исключить, обеспечив необходимый ток смещения базы выходных транзисторов верхними резисторами.
Частотная и переходная характеристики инверсных каскадов с разделенной нагрузкой почти не отличаются от характеристик 256
повторителя и могут рассчитываться как у последнего; их входная емкость также близка к входной емкости повторителя.
Максимальное выходное напряжение плеча у таких каскадов вдвое меньше, чем у обычного резисторного при равном напряжении источника питания, так как напряжение сигнала, отдаваемое усилительным элементом, здесь делится пополам резисторами /? и R'.
Ток покоя коллектора в транзисторном варианте каскада выбирают, исходя из максимального расчетного тока входной цепи двухтактного каскада на высшей рабочей частоте; сопротивления резисторов R и R' обычно находят, исходя из допустимого падения на них напряжения питания. В ламповом варианте звуковой частоты R и R' обычно берут порядка нескольких десятков ком, в широкополосном — порядка нескольких ком; ток покоя анода выбирают так же, как в резисторном каскаде предварительного усиления.
Инверсный каскад с эмиттерной (катодной) связью
В инверсном каскаде с эмиттерной (катодной) связью используется два усилительных элемента; в транзисторном варианте входное напряжение [7ЪХ поступает на базу транзистора Tlt включенного с общим эмиттером, и на общий провод схемы (рис. 8.7а). На тран
Рис. 8.7. Инверсные каскады:
а) с эмиттерной связью; б) с катодной связью
зистор Т2, включенный с общей базой (так как его база соединена с общим проводом блокировочным конденсатором Сбл), подается сигнал противоположной полярности с резистора эмиттерной связи /?эс- Так как транзисторы Т\ и Т2 работают в противофазе, напряжение сигнала Uac на Rac определяется разностью эмиттер-ных токов сигнала:
Uac UBX 2 — (7Э1 /32) Rac — (UbxI U вк 2 ^as) Rx,
где t/BXi и [7Вх2 — напряжение сигнала на входе транзисторов 7\ и Т2; 5Э1 и S32 — крутизна их эмиттерных токов по напряжению на входе.
9—456 257
При одинаковых параметрах транзисторов Л и Т2 отношение Ubxi/Ubxz равно отношению выходных токов сигнала в“— и =
^ВЫХ 2
= '5э2=‘5э? при этом:
^ВХ 2 = (t/BX l-t/вх 2) 5Э Rx-, -i— = 1 ^Xl- 1 = (8.1)
ОЭ /Кэс Uох а 1 вых 2
где v — коэффициент асимметрии выходных токов плечей схемы
Отсюда следует, что выходной ток сигнала ведущего плеча схемы (плеча с транзистором Л) всегда больше тока ведомого плеча (с транзистором 72) и что асимметрия выходных токов каскада уменьшается с увеличением Дэс. Решив ур-ние (8.1) относительно 7?ас> получим формулу для расчета сопротивления резистора эмит-терной связи по допустимому коэффициенту асимметрии выходных токов:
Яэс=--1— • (8.2)
“ (V s3) '
При одинаковых сопротивлениях резисторов ведомого и ведущего плечей и одинаковых сопротивлениях их внешней нагрузки асимметрия выходных токов не отличается от асимметрии выходных напряжений.
v Л)Ь,Х 1 | ^'вых 1 |
Дых 2 ^ВЫХ 2
Допустимое значение коэффициента асимметрии обычно лежит в пределах 0,05-4-0,2, в зависимости от назначения каскада и предъявленных к нему требований; так как ПВХ2~ [7Вх/2, входной ток сигнала транзистора приблизительно вдвое меньше, чем в обычном резисторном каскаде с общим эмиттером, а следовательно, эквивалентное входное сопротивление транзистора 7\ здесь вдвое больше, а динамическая входная емкость вдвое меньше, чем в резисторном каскаде с общим эмиттером.
В инверсном каскаде с катодной связью (рис. 8.76), аналогичном каскаду с эмиттерной связью, используют как двойные триоды (в звуковых усилителях), так и экранированные лампы (в широкополосных устройствах). При одинаковых триодах и деталях в плечах их коэффициенты усиления напряжения определяются выражениями'
„ ____ И (й ^кс Rkc Н4, Ri R**)
1 С₽ “ 2^iC(l^f*)(R/^^)->(/?<^^)2 ’
_____ Н R~ (р Rkc Ф ^кс) 2СР~ 2ЯКС (1 р) (R, 4. (^ > Д~)2 ’
что дает коэффициент ассиметрии выходных напряжений плечей:
Ri + R~
(1 -£ р) /?ке
258
При экранированных лампах Rt^>R—RR^Rj.c женин для Клер, Кгср и v при этом упрощаются:
и p ^>1; выра-
, — 1
*SK Rks
1 -4- SK RKC 1^2SK/?KC
Sk Rkc
1 + 2 SK RKC
K2cp^SR,
Ki ср ~ *5 R~
где S и SK — статическая крутизна характеристики соответственно анодного и катодного токов лампы. Экранирующие сетки здесь обычно соединяют вместе, включив в их цепь общее гасящее сопротивление; блокировочный конденсатор в цепи экранирующих сеток в этом случае не вносит дополнительных частотных искажений на нижних частотах, а его отсутствие не снижает усиление [8.3, стр. 339—340].
Средний коэффициент усиления напряжения каскада, используемый при расчете коэффициента усиления усилителя, равен полусумме Kicp И К2ср-
к _fticp^2cp_
ер 2 2 ’
что ровно вдвое меньше усиления лампового резисторного каскада; это вызвано тем, что подаваемое на каждую из ламп напряжение сигнала здесь равно приблизительно половине подводимого ко входу схемы.
Эквивалентная входная емкость при триодах здесь практически вдвое меньше, чем у резисторного каскада, а при экранированных лампах около 0,67 эквивалентной входной емкости последнего (от 0,6 до 0,75 в зависимости от соотношения емкостей управляющая сетка—катод и управляющая сетка—экранирующая сетка).
Частотная и переходная характеристики каскадов с эмиттер-ной и катодной связью практически не отличаются от характеристик резисторного, а поэтому расчет деталей каскада и вносимых им частотных и переходных искажений производят по формулам резисторного каскада. При работе такого каскада в широкополосном усилителе на симметричную высокоомную внешнюю нагрузку в нем обычно используют высокочастотную коррекцию индуктивностью; можно в нем применять и низкочастотную коррекцию цепочной Сф /?ф. При равном напряжении источника питания и тех же усилительных элементах максимальное выходное напряжение сигнала у него почти вдвое выше, чем у каскада с разделенной нагрузкой.
Асимметрию выходных напряжений плечей на средних частотах можно устранить, взяв резистор R ведущего плеча с меньшим сопротивлением, чем в ведомом плече; на низких частотах в каскаде появляется дополнительная асимметрия выходных напряжений из-за конденсатора СбЛ, и на высоких частотах — из-за частотных искажений ведомого плеча. Каскад сильно ослабляет четные гармоники нелинейных искажений и фон от источника питания, как вследствие схемной симметрии плечей так и из-за отрицательной обратной связи, создаваемой падением напряжения этих гармоник и фона на резисторе эмиттерной или катодной свя-9* 259
Зи. Различие в коэффициентах усиления усилительных элементов здесь мало изменяет асимметрию выходных напряжений, так как каскад автоматически стремится устранить различие выходных напряжений плечей, т. е. обладает автобалансными свойствами [8.4, стр. 438.]
Инверсный каскад с общим эмиттером (катодом)
Инверсный каскад с общим эмиттером (катодом) представляет собой двухкаскадный резисторный усилитель, у которого коэффи-цент усиления напряжения второго каскада Аа=1. Симметричное напряжение здесь снимают между выходными электродами первого и второго каскадов (рис. 8.8). Выходное напряжение второго
Рис. 8.8. Инверсные каскады а) с общим эмиттером; б) с общим катодом (автобалансныи)
плеча ивЬ1х2 равно выходному напряжению первого плеча t/вых ь так как/(2=1 и имеет противоположную полярность, так как транзистор Т2 с общим эмиттером, как и лампа Л2 с общим катодом меняют полярность усиливаемых сигналов.
В транзисторном варианте каскада К2— 1 получают введением в эмиттер транзистора Т2 нешунтированного конденсатором резистора R3 (рис. 8.8а); межкаскадный конденсатор С здесь удается исключить из схемы, что устраняет асимметрию выходных напряжений плечей на низких частотах, имеющую место в. ламповом варианте. Введение в схему резистора /?в определенной величины позволяет получить равенство выходных сопротивлений плечей схемы [8.5, стр. 29; стр. 54—55].
При использовании каскада в широкополосных устройствах для расширения полосы пропускаемых частот и симметрирования выходных напряжений на верхних частотах можно применить эмиттерную или индуктивную высокочастотную коррекцию в обоих плечах схемы. Вследствие глубокой отрицательной обратной связи, вносимой резистором RB, изменение коэффициента передачи тока транзистора Т2 почти не меняет его выходное напряжение; следовательно, схема обладает автобалансными свойствами.
В ламповом варианте, для которого удобно использовать двойной триод, К2= 1 обычно получают введением во входную цепь триода Л2 делителя напряжения сигнала (резисторы R' и R" на 260
рис. 8.86}; для придания схеме автобалансных свойств между точкой соединения R' и R" и общим проводом вводят балансирующий резистор /?б- Ламповый вариант каскада, изображенный на рис. 8.86, обычно используется в усилителях звуковых частот, так как получить симметрию выходных напряжений в широкой полосе частот при введении коррекции здесь затруднительно.
Достоинствами инверсных каскадов с общим эмиттером и общим катодом является вдвое большее максимальное выходное напряжение по сравнению с каскадом с разделенной нагрузкой и вдвое больший коэффициент усиления напряжения по сравнению с каскадами с эмиттерной и катодной связью. К их недостаткам относятся: значительно худшая частотная и переходная характеристики по сравнению с каскадом с разделенной нагрузкой, отсутствие компенсации гармоник и фона переменного тока, затруднительность введения коррекции в ламповом варианте.
Так как плечи инверсного каскада с общим эмиттером (катодом) ничем не отличаются от резисторных каскадов, расчет его эквивалентной входной емкости, коэффициентов усиления тока и напряжения, частотных и переходных искажений, электрических величин компонентов схемы и т. д. можно производить по формулам обычного резисторного каскада предварительного усиления.
В дополнение на рис. 8.9 приведены схемы эмиттерного и исто-кового повторителей с низким выходным сопротивлением, обусловленным «усилением» крутизны характеристики транзистора дополнительным транзистором Т2; усиление напряжения здесь может быть сделано равным или даже превышающим единицу добавлением в схему резистора RK с небольшим сопротивлением.
Рис. 8.9. Повторители с низким выходным сопротивлением: а) эмиттерный; б) истоковый
ЛИТЕРАТУРА
8.1. Ризкин А. А. «Основы теории усилительных схем», М., «Советское радио», 1954.
8.2. Ц ы к и н Г. С. «Широкополосные каскады мощного усиления». Радиотехника», 1968, № 5.
8 3. Цыкин Г. С. «Электронные усилители». М., «Связь», 1965.
8.4. Войшвилло Г. В. «Усилители низкой частоты на электронных лампах». М., «Связь», 1963.
8.5. Войшвилло Г. В. «Методическое руководство по курсовому проектированию транзисторных усилителей звуковой частоты». ЛЭИС, 1964.
261
Глава 9
ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
И УСИЛИТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
9.1. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Основные свойства, применение и типы
'Избирательными или селективными называют усилители, усиливающие сигналы в очень узкой полосе частот и имеющие резко падающую частотную характеристику с обеих сторон полосы пропускания Избирательные усилители в основном применяют для усиления сигналов высокой и промежуточной частот, а поэтому их подробно рассматривают в специальных курсах радиоприемных и радиопередающих устройств.
Однако избирательные усилители иногда используют и для усиления непреобразованных сигналов низкой частоты — например, для определения баланса измерительных мостовых схем. По схемному выполнению избирательные усилители делятся на усилители с резонансными контурами, называемые обычно резонансными усилителями, и усилители с частотнозависимой обратной связью
Резонансные усилители
В резонансных усилителях нагрузкой выходной цепи усилительного элемента обычно является параллельный резонансный контур (рис 9 1). Для получения высокой избирательности и большого коэффициента усиления в них применяют усилительные элементы с высоким выходным сопротивлением и большим статическим коэффициентом усиления (транзисторы с общим эмиттером, экранированные лампы с общим катодом, полевые транзисторы с общим истоком).
Упрощенная эквивалентная схема каскада резонансного усиления показана на рис 9.1в Здесь R— сопротивление, шунтирующее резонансный контур, равное сопротивлению параллельного соединения выходного сопротивления усилительного элемента /?Вых> резонансного сопротивления контура RK и входного сопротивления следующего каскада RBxcn, пересчитанного при автотрансформаторном и трансформаторном включении следующего каскада; С»— 262
'емкость контура, равная сумме емкости конденсатора контура С, выходной емкости усилительного элемента СВых, емкости монтажа См и эквивалентной входной емкости следующего каскада СВХЭсл,
Рис 9 1 Каскады избира тельного усиления с парал дельным резонансным кон туром.
а) транзисторный, с трансформаторным включением следующего транзистора, б) ламповый, с прямым включением контура, в) упрощенная эквивалентная
схема таких каскадов
также пересчитанной при автотрансформаторном и трансформаторном включении:
^?вых Rk Rbx сл __с \ О । С | Г"'
К =--------------;---------;----> ь0 — С -f свых + см-у-свх эсл,
Rbmx Rk "Ф* Rk Rbx сл Rbmx ^вх сл
«вх сл = ^вх “ ’ Свх э сл Свх э сл ^2 ,
При ПРЯМОМ ВКЛЮЧеНИИ Двхсл=^?вхсл И Сизел = Свхэсл-
Для каскадов избирательного усиления основным показателем является избирательность 5И, определяемая как отношение усиления Ко, даваемого каскадом на резонансной частоте <ао> к его усилению Кп на частоте помехи соп; из эквивалентной схемы рис. 9,1 в нетрудно найти, что
Зи=1/1+Са(Хп-^)2. (9.1)
р
где Q = ——:— — добротность цепи межкаскадной связи, ®о = ©в£
= - , * — ее резонансная частота, Хп = — — нормированная
/Тсо <00
частота помехи.
263
Решив выражение (9.1) относительно Q, получим формулу для расчета необходимой добротности цепи межкаскадной связи по заданной избирательности:
так как Sa обычно много больше единицы.
В транзисторных резонансных усилителях для согласования выходного сопротивления рассчитываемого каскада со входным сопротивлением следующего, что позволяет получить от каскада наибольшее усиление при наименьшей потере избирательности, применяют трансформаторное или автотрансформаторное включение входной цепи следующего каскада (рис. 9.1а}. Пренебрегая активным сопротивлением обмоток контура, необходимый для этой цели коэффициент трансформации можно найти из приближенного выражения
„ _ W2 ____ 1/ КвхСЛ .
~ V /?вых ’
входящие сюда значения /?ВХсл и /?вых определяют на частоте и© для используемых в схеме способов включения усилительных элементов.
В резонансных усилителях с экранированными лампами или с полевыми транзисторами RBx сл^^вых, а поэтому в них обычно применяют прямое включение входной цепи следующего каскада (рис. 9.16).
Чтобы избирательность резонансного контура заметно не снижалась от влияния 7?вых и Квхсл сопротивление контура на частоте резонанса Rk=k>0LQ берут в 104-20 раз меньше /?Вых, откуда:
j __ Rk _ (0,05-i-0,l) /?вых . (j _ 1 .
«о Q ®о Q Wy L
С = С0-(Свых + См+Смэсл), (9.3)
где Свх э сл = Свх э сл^2.
Чтобы резонансная частота каскада соо мало менялась при замене усилительных элементов и изменении их параметров, емкость конденсатора С должна во много раз превышать сумму СВых + + СМ 4-СВхэсл ; если при расчете С по ф-лам (9.3) это не обеспечивается, увеличивают С до нужного значения и пересчитывают L, исходя из полученной величины Со.
Если один каскад избирательного усиления обеспечивает необходимую избирательность усилителя, но не дает достаточного усиления, в усилитель можно добавить один или несколько обычных резисторных каскадов; если же при расчете добротности контура по заданной избирательности (ф-ла 9.2) значение Q получается
264
индуктивность контура
слишком большим и не может быть получено от простого и недорогого контура, в усилителе используют два или больше резонансных каскадов. При настройке нескольких резонансных каскадов на одну и ту же резонансную частоту их результирующая избирательность равна произведению избирательностей отдельных каскадов; = ShZ, ...
Усилители с частотнозависимой обратной связью
Избирательные усилители с резонансными контурами просты и удобны при частотах сигнала порядка десятков килогерц и выше; при более низких частотах необходимая оказывается очень велика, и катушка с такой индуктивностью и требуемой добротностью имеет большие размеры, вес и стоимость и очень восприимчива к помехам и наводкам.
Поэтому избирательные усилители на низкие частоты, порядка килогерца и ниже, удобнее строить с использованием избирательных RC цепей; избирательные каскады такого типа, без индуктивности, также удобны для интегральных схем (см. стр. 352—353).
Наиболее распространенной и употребительной схемой такого вида является схема избирательного усиления с двойным Т-образ-ным RC мостом (рис. 9 2), включаемым в цепь отрицательной обратной связи.
Определяя из рис. 9.2 коэффициент передачи напряжения такого моста Р= ^вых при отсутствии нагрузки на выходе, для
ивх
схемы и обозначений рис. 9.2 получим
Ri
Рис 9 2 Двойной Т-образный RC мост
где Х = соCR— нормированная частота. При <л~--- =(ов значе-
RC
ние Х=1, и коэффициент передачи моста обращается в 0, а следовательно, на этой частоте мост сбалансирован. При включении такого моста в цепь отрицательной обратной связи последняя на частоте гоо исчезает и усилитель имеет такой же коэффициент усиления, как и без обратной связи; при отклонении же частоты от й0 в любую сторону в схеме начинает действовать отрицательная связь, увеличивающаяся с удалением частот от соо, а поэтому коэффициент усиления схемы быстро падает по обе стороны от частоты баланса.
Для получения уравнения частотной характеристики такой схемы достаточно подставить значение р из (9.4) во вторую ф-лу (2.4),
265
определяющую коэффициент усиления устройства с отрицательной обратной связью, и, полагая К* вещественным в рассматриваемой полосе частот, что допустимо, найти модуль полученного выражения Поделив этот модуль на К*, получим для нормированной частотной характеристики схемы
-----• (9 5>
Семейство частотных характеристик избирательного усилителя с двойным Т-образным RC мостом в цепи отрицательной обратной связи, построенное по ф-ле (9.5) для различных значений коэффициента усиления К* устройства, охваченного мостом, приведено на
рис. 9.3. Из рисунка видно, что чем больше усиление устройства, охваченного мостом, тем уже полоса пропускания схемы, а следовательно, тем выше ее избирательность.
Рис 9 3 Нормированные частотные характеристики избирательного уаилителя с мостом типа рис 9 2 в цепи отрицательной обратной связи
Рис 9 4 Избирательные усилители с двои ным Т-образным RC мостом в цепи отрицательной обратной связи а) транзисторный, б) ламповый
Уравнение (9 5) и характеристики рис. 9.3 справедливы для не-нагруженного моста, работающего от источника сигнала с сопротивлением, равным нулю; при нагруженном мосте, а также при работе его от усилителя со значительным выходным сопротивлением избирательность схемы падает. Исследования показали, что ур-ние (9.5) практически остается справедливым при /?вых^0,1 Ri и Янагр^Ю Ri, чем и руководствуются при выборе сопротивлений -резисторов—моетау-а—также входного и выходного- -сопротивлений 266
усилителя, охватываемого обратной связью через мост. В этих условиях в ф-ле (9 5) и далее можно полагать К* — К.
Сравнение частотных характеристик усилителя с двойным Т-об разным ДС мостом в цепи отрицательной обратной связи с характеристиками резонансного каскада избирательного усиления показывает, что усилитель с мостом при не очень больших отклонениях частоты от шо имеет такую же избирательность, как резонансный каскад с контуром, имеющим добротность
~ о, 25 Д'.
4
Таким образом, схема с двойным RC мостом в цепи отрицательной обратной связи эквивалентна каскаду с резонансным контуром, имеющим добротность, равную примерно четверти коэффициента усиления напряжения устройства, охваченного мостом; например, если К= 100, то Q«^25
Цепью отрицательной обратной связи через мост можно охватывать как один, так и несколько каскадов. Однако, хотя значение К при охвате нескольких каскадов можно получить очень большое, осуществление таким способом очень высокой избирательности затруднительно, так как при отклонении элементов моста от данных рис. 9.2 минимальный коэффициент передачи его не равен нулю. В зависимости от характера отклонения в устройстве при этом появляется положительная или остается отрицательная обратная связь, при больших значениях К сильно изменяющая усиление и полосу пропускания устройства, а иногда и вызыващая его самовозбуждение
Поэтому без особых затруднений в рассматриваемой схеме удается получить эквивалентную добротность лишь примерно до 100 (9 1, стр 411].
Две простых схемы избирательного усиления с двойным Т-образным мостом приведены на рис 9 4. В транзисторном варинте, где мост охватывает два каскада, для повышения сопротивления нагрузки моста транзистор Т\ включен с общим коллектором, и последовательно с источником сигнала введено дополнительное сопротивление В ламповом варианте нагрузкой моста является входное сопротивление лампы Лъ а поэтому при лампах с малыми сеточными токами здесь можно брать до нескольких мегом, что позволяет сильно уменьшить емкость при заданной частоте соо Сигнал здесь подается от повторителя с лампой в цепь катода лампы Л2
Для микроминиатюризации избирательных устройств наиболее удобными являются схемы типа рис 9.4 с полевыми транзисторами, так как входное сопротивление последних превышает 1010 ом, и они удобны при интегральном выполнении схемы (см стр 352— 353) Здесь Ri в соответствии со сказанным на стр. 266 можно брать до 109 ом, и даже при низких резонансных частотах емкость С щоказывается-тучень дталойтг-осущеетвймошщ-твердай-ехеме^ Так, 367
например, при /?i = 108 ом и со0=100, т. е. f0~16 гц, С
1
= Ю-10 ф= 100 пф.
<в0 Ri
Избирательное усиление можно получить и с помощью положительной обратной связи с р/С*, немного меньшим единицы. В этом случае на частоте fo, на которой сдвиг фазы петли обратной связи равен нулю, усиление устройства возрастет в—!— раз;
1 рл* например, при рК* = 0,99 усиление на частоте fo возрастет в 100 раз, резко падая при отклонении частоты от f0 в любую сторону. Такую схему избирательного усиления называют схемой типа не-довозбужденного генератора.
Однако для получения от недовозбужденного генератора высокой избирательности усилитель, охватываемой положительной связью, необходимо стабилизировать сильной отрицательной обратной связью, так как в противном случае даже при небольших изменениях параметров усилительных элементов и напряжения питания усиление и избирательность устройства будут очень сильно изменяться и возможно даже его самовозбуждение.
9.2. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Основные свойства, применение и типы
Усилителями постоянного тока, как указывалось на стр. 9,
называют усилители, усиливающие сколь угодно медленные электрические колебания. Коэффициент усиления таких усилителей
Рис. 9 5 Характеристики усилителя постоянного тока: а) частотная; б) амплитудная. (идеализи-ров анная)
при понижении частоты сигнала до нуля не обращается в нуль, как у обычных усилителей переменного тока, а остается тем же, что и в области средних и низких частот (рис. 9.5а). Их низшая рабочая частота fH = 0; высшая рабочая частота fB усилителей постоянного тока, как и усилителей переменного тока, определяется их назначением.
Так как усилитель постоянного тока усиливает как переменную, так и постоянную составляющие входного сигнала, при отсутствии сигнала на входе усилителя на его выходе должна отсутствовать как переменная, так и постоянная составляющие напряжения; в противном случае перемена полярности постоянной составляющей входного сигнала может не вызвать изменения полярности постоянной составляющей на "выходе? а также на~рушйтся~ пропорцией
268
нальность между выходным и входным напряжениями сигнала. Идеализированная амплитудная характеристика усилителя постоянного тока показана на рис. 9.56.
Усилители постоянного тока широко применяют в электронной аппаратуре; их используют в ламповых вольтметрах постоянного тока, осциллоскопах, схемах автоматической регулировки усиления радиоприемных устройств, электронных стабилизаторах тока и напряжения, управляющих, регулирующих и следящих системах, электронных вычислительных машинах и многих других случаях.
По принципу действия усилителя постоянного тока можно разделить на два типа: усилители постоянного тока прямого усиления (или прямого действия) и усилители постоянного тока с преобразованием частоты сигнала, короче называемые усилителями постоянного тока с преобразованием. К усилителям постоянного тока с преобразованием можно отнести и магнитные усилители, широко используемые в устройствах автоматического регулирования.
Усилители постоянного тока прямого усиления
Так как усилитель постоянного тока должен усиливать как переменную, так и постоянную составляющие входного сигнала, в его цепях нельзя применять электрические детали, сопротивление которых зависит от частоты в области низких и средних частот — конденсаторы, дроссели, трансформаторы; для межкаокадной связи здесь пригодны лишь детали, сопротивление которых в полосе частот от fH=0 до fCp практически неизменно.
В транзисторных усилителях постоянного тока прямого усиления применяется схема прямой (непосредственной) межкаскадной связи, в которой коллектор предыдущего каскада непосредственно соединяют с базой следующего (рис. 9.6). Для создания
Рис 9 6 Транзисторный усилитель постоянного тока с прямой 'СВЯЗЬЮ
между базой и эмиттером второго и третьего транзисторов напряжения смещения, требуемого для получения нужного тока коллектора, падение напряжения на эмиттерном резисторе Ra следующего транзистора берут больше-падей и я на Д, предыдущего
269
на разность напряжений коллектор—эмиттер предыдущего и ба за—эмиттер следующего (ом рис 9 6)
^2=^31+ (^31-^63 2) (9-6)
Стабилизацию точек покоя транзисторов осуществляют рези сторами R3i, Raz, Rsa Эти резисторы создают в каждом каскаде местную отрицательную обратную связь по таку, снижающую усиление, вследствие возрастающего падения напряжения на Ra глубина связи увеличивается в каждом последующем каскаде, в результате чего усиление третьего каскада обычно получается небольшим, а построение усилителей типа рис 9 6с числом кас кадов больше трех оказывается нецелесообразным
Делитель напряжения RtR2 в схеме рис 9 6 компенсирует па дение напряжения, поступающее на источник сигнала с резисто ра Дда и сохраняет смещение на входе транзистора Т\ неизменным при изменении внутреннего сопротивления источника сигнала Делитель RiR? компенсирует постоянную составляющую напряжения, поступающую на нагрузку усилителя с коллектора транзистора Ts при отсутствии сигнала на входе Для улучшения стабильности показателей такого усилителя в схему нередко вводят отрицательную обратную связь, охватывающую все три каскада, для чего верхние концы резисторов Rt и Rw присоединяют не к минусу источника питания, как это сделано на рис 9 6, а к коллектору транзистора Т3
В ламповых усилителях постоянного тока схема прямой связи типа рис 9 6 неосуществима, так как вследствие большого на пряжения между анодом и катодом лампы сопротивление компенсирующего резистора в катоде следующей оказывается настолько большим, что уже второй каскад не дает или почти не дает усиления из-за местной обратной связи по току
Следует заметить, что при симметричном (двухтактном) по строении схемы прямой связи типа рис 9 <6 и включении стабилизирующих режим транзисторов резисторов R3 в общие провода эмиттеров каждого из каскадов местные отрицательные обратные связи по току в каскадах устраняются, в результате чего все каскады такого усилителя дают полное усиление Поэтому в симметричном варианте схема типа рис 9 6 оказывается пригодной как для транзисторных, так и ламповых усилителей
Однако симметричные ламповые схемы усилителей постоянно го тока с прямой межкаскадной связью имеют удвоенное количество ламп и увеличенное количество резисторов, что ограничи вает их использование, в транзисторных же микроминиатюрных усилителях постоянного тока симметричные схемы с прямой связью оказываются наиболее простыми, удобными и надежны ми, а поэтому широко используются в твердых схемах (см стр 353)
Недостатками несимметричного варианта схемы усилителя постоянного така с прямой межкаскадной связью, кргш£_-4ша1кото-27<Э----
усиления второго и третьего каскадов, является отсутствие общего провода между входной и выходной цепями, необходимого при наличии общей точки между источником сигнала и нагрузкой.
Эти недостатки отсутствуют у усилителей постоянного тока с потенциометрической межкаскадной связью, где компенсация постоянного потенциала, поступающего с выходного электрода предыдущего каскада на вход следующего, осуществляется дополнительным источником постоянного напряжения £д через делители напряжения (потенциометры) из резисторов /?п и Л?с (рис 9 7а). Вместо двух источников постоянного напряжения в
Рис 9 7 Усилители постоянного тока с потенцию метрической связью
а) транзисторный, с дополнительным источником пи тания, б) ламповый, с одним источником питания, имеющим лскуоственную среднюю точку
схеме можно использовать один источник со средней точкой, соединенной с общим проводом, или источник с искусственной средней точкой, образованной резисторами Ri и Rz (рис 9 76). Недостатками потенциометрической связи являются большее количество резисторов в каскаде и в 1,54-2 раза меньшие коэффициенты усиления тока и напряжения по сравнению с обычным резисторным каскадом из-за потерь тока и напряжения сигнала в потенциометре RnRc
Для устранения снижения усиления от влияния потенциометров Ra й Rc резисторы Ra можно заменить стабилитронами с подходящим напряжением стабилизации, однако при этом может возрасти дрейф усилителя от изменеадй шитатоигего -напряжения-.—
271
Расчет сопротивлений резисторов R в коллекторе или аноде каскадов с прямой и потенциометрической связями производят так же, как в резисторном каскаде предварительного усиления; сопротивления резисторов /?п и Rc находят по известным напряжениям и токам выходной и входной цепей и напряжениям Е и £д. Резисторы и конденсаторы в цепи эмиттера (рис. 9 7а, пунктир) здесь используют для стабилизации режима и высокочастотной коррекции.
Например, если у транзистора Т\ (см. рис. 9 7а) нужно получить /ок i = “1 ма и (7окэ1 = 3 в, а транзистора Г2 имеет /об 2 = 0,03 ма и Уобэ 2 = 0,2 в, задавшись током /п1 = /ок1=1 ма через резистор Rai, при £=12 в и £д = 6 в, найдем
П __ - ~ икл __ _____12 3
1 ~/ОК1 +/п1 ~ l-io-3 4-1-й {/лкЭ! -------- ^обЭ2 3 — 0,2
Rm = ~ = 2800 ом;
6 + 0,2 1-10’
Е ^0КЭ1
= 4500 ом;
Ли п _ -^Д + Ц)бЭ2 _ С1~ /П1-/об2
.. = 6400
—0,03-10—1
ом,
что округлим до стандартных значений в 4,7 ком, 2,7 ком и ственно.
жения.
Коэффициент усиления тока такого каскада можно
6,2 ком соотвег-найти из выра-
Й21Э
Кт =
< , Rbx2 . Rnl Ф RbX2 , Rni + Rbx2 -----------------Р------ ----
"ci *4
RiRci
Лг1э = 60 транзистора Тlt RBX2=900 ом транзистора Т2 и стандартных
что при
сопротивлениях резисторов составит приблизительно 30
Частотная характеристика на верхних частотах и переходная в области малых времен у каскадов с прямой и потенциометрической связью не отличаются от характеристик резисторного каска-
да; поэтому расчет частотных и переходных искажений здесь производят по формулам резисторного каскада, считая в выражениях для /?вэкв у транзисторного каскада с прямой связью 7?д = оо, а
для транзисторного каскада с потенциометрической связью заменяют /?д на Rc и R на R + Rn- В ламповых каскадах с прямой связью 7?вЭкв=—для триодов и Rbskb^R для экранированных R v
ламп; в каскадах 'с потенциометрической связью /?вэкв =
_, Rb Ra (R Ri) + R Rt г» (R 4" Rn) Rc
= — при триодах и Rb3kb^ ' при эк-
(Rn-fRc) (R + Ri) + RR( r R+Rn + Rc
радированных лампах.
В широкополосных транзисторных каскадах как с прямой, так и с потенциометрической связью возможно применение высокочастотной эмиттерной коррекции (рис. 9.7а, пунктир); в широкополосных ламповых используют экранированные лампы и катодную или индуктивную высокочастотную коррекцию.
272 =------------= = =------—=------------=
Црейф нуля и способы его уменьшения
(Изменение параметров усилительных элементов и деталей схемы Вследствие их старения и колебаний температуры и изменение напряжения источников питания вызывают изменение напряжений
покоя на электродах усилительных элементов
В усилителях постоянного тока прямого усиления эти измене-
ния напряжения усиливаются следующими каскадами и поступают на выход. В результате на выходе отбалансированного уси
лителя при отсутствии входного сигнала появляется постороннее
напряжение, имеющее как медленно изменяющуюся постоянную составляющую U^, так и беспорядочные отклонения U,{0 от постоянной составляющей (рис. 9 8); точка баланса (нуля) выходно
го напряжения как бы смещается, дрейфует с течением времени. Это явление называют дрейфом нуля.
Для усилителей постоянного тока дрейф нуля представляет собой очень вредное явление, так как он неотличим от усиливаемых сигналов, искажает их и может даже привести к выходу точки покоя за пределы рабочего участка характеристик усилительных элементов; поэтому в усилителях постоянного тока исполь-
Рчс 9 8 Дрейф нуля в усилителе постоянного тока
зуют различные способы уменьшения дрейфа. В усилителях же переменного тока дрейф нуля отсутствует, так как
в них цепь межкаскадной связи не пропускает постоянной составляющей и медленных изменений
выходного напряжения.
Для оценки дрейфа его обычно приводят ко входной цепи, поделив напряжение или ток дрейфа на выходе на коэффициент усиления усилителя; для неискаженного усиления приведенные ко входу ток или напряжение дрейфа должны быть меньше минимального расчетного тока или напряжения входного сигнала. Так как сигнал минимален на первом каскаде усилителя, допустимый дрейф минимален для первого каскада.
Постоянная составляющая напряжения дрейфа [7ДП в основном обусловлена нагревом усилительных элементов и деталей после включения усилителя, разрядом источников питания при питании от батарей, уходом опорного напряжения при питании от стабили
зированного источника питания, старением усилительных элементов и деталей; ее обычно можно привести к нулю изменением сопротивления одного из резисторов выходной цепи (например /?са
273
на схеме рис 9.7а); однако это не всегда возможно в условиях эксплуатации аппаратуры.
Отклонения дрейфа [7д0 от среднего значения (постоянной составляющей) в основном вызываются колебаниями напряжения источников питания усилителя и эффектом мерцания эмитирующих электродов усилительных элементов.
Основными причинами, вызывающими наибольший дрейф в транзисторных усилителях постоянного тока, являются изменение температуры транзистора и изменение напряжения источника питания каскада
Изменение температуры переходов транзистора на 10°С из-за его прогрева или изменения температуры окружающей среды вызывает приведенное к входу транзистора напряжение дрейфа порядка 20 мв; дрейф такого же порядка вызывается изменением напряжения источника питания каскада на 1-4-2 в.
В ламповых усилителях постоянного тока основной причиной появления дрейфа является изменение напряжения источника анодного питания, а также изменение напряжения источника питания накала Изменение напряжения источника анодного питания на 10% вызывает появление приведенного ко входной цепи каскада напряжения дрейфа порядка 0,14-0,2 в; такого же порядка напряжение дрейфа имеет место при изменении напряжения накала ламп с оксидным катодом на 104-15%.
Широко используемыми на практике способами уменьшения дрейфа в усилителях постоянного тока прямого усиления являются: использование балансных (мостовых) и компенсационных схем, в особенности в первых каскадах усилителя, где дрейф наиболее опасен, и стабилизирование напряжения источников питания устройства
Дальнейшего уменьшения напряжения дрейфа можно добиться при помощи схем, в которых напряжение дрейфа снижается вспомогательной цепью, содержащей простейший преобразователь постоянного тока в переменный и усилитель переменного тока [9 2, стр. 296—300; 9.3, стр. 272—276]. Сильно снизить напряжение дрейфа также удается введением в усилительное устройство специального канала автоматической компенсации дрейфа, имеющего большую постоянную времени и управляемого напряжением дрейфа с выхода устройства в моменты подачи на вход импульсов, выключающих эдс сигнала [9.4, стр. 358—363]
Для уменьшения дрейфа нередко также используют предварительный прогрев устройства, а иногда и его термостатирование
В балансных каскадах для уменьшения дрейфа используется принцип баланса моста, два одинаковых усилительных элемента здесь образуют два плеча моста, а другими двумя плечами являются два одинаковых резистора R (рис 9 9). Напряжение питания каскада, подводимое к вертикальной диагонали моста, оказывается сбалансированным на горизонтальной его диагонали, яв-ляющейся выходом каскада. Поэтому изменения питающего на-274
пряжения и одинаковые изменения элементов схемы от колебаний температуры или старения теоретически не вызывают появления напряжения дрейфа в выходной цепи такого каскада.
Однако в практических условиях из-за неполной симметрии схемы, вызываемой различием параметров усилительных элементов и допусками на электрические данные деталей, а также неодинаковыми их изменениями при воздействии температуры и старе
Рис 9.9 Балансные каскады.
а) параллельный, ламповый; б) последовательный, транзисторный
нии, напряжение дрейфа балансных каскадов оказывается не равным нулю, а лишь уменьшается в 5Н-100 раз по сравнению с обычным резисторным каскадом, в зависимости от типа схемы и асимметрии элементов ее плечей.
В балансных каскадах усилительные элементы могут быть включены как параллельно, так и последовательно по отношению к источнику питания; в параллельном балансном каскаде (рис. 99а), аналогичном по схеме инверсному каскаду с эмиттерной или катодной связью, напряжение дрейфа между симметричными выходными проводами может быть уменьшено в несколько раз по сравнению с обычным несимметричным резисторным каскадом
Наилучшая компенсация дрейфа у параллельного балансного каскада имеет место при симметричном входе; при несимметричном входе вследствие асимметрии плечей каскада для переменной составляющей тока его компенсирующие свойства немного ухудшаются, но все же остаются очень хорошими. При работе же на несимметричную нагрузку компенсация дрейфа у него ухудшается очень сильно, а поэтому следующие за ним каскады нередко приходится делать двухтактными.
Коэффициент усиления параллельного балансного каскада не отличается от коэффициента усиления инверсного каскада с эмиттерной (катодной) связью, а частотная и переходная характеристики на верхних частотах у него такие же, как у обычного резисторного каскада.---------------------------------------------
275
Последовательный балансный каскад (рис. 9.96) при симметрии схемы симметричен как для постоянной, так и для переменной составляющей выходного тока, и имеет несимметричный выход, что позволяет следующий каскад делать однотактным или инверсным. Вследствие симметричности схемы такого каскада как для постоянной, так и для переменной составляющей тока он позволяет получить более высокую компенсацию дрейфа, чем параллельный балансный. Его коэффициент усиления обычно оказывается ниже, чем у последнего из-за обратной связи, вносимой резистором в эмиттере или катоде нижнего усилительного элемента и-потерь в резисторах R, но введение конденсатора небольшой емкости параллельно /?а позволяет здесь удобно и просто осуществить эмиттерную или катодную высокочастотную коррекцию.
В транзисторных каскадах усиления постоянного тока, как в обычных, таки'вбалансных, для дополнительного снижения температурного дрейфа нередко используют температурно-зависимые сопротивления (температурно-зависимые резисторы или полупроводниковые диоды [см. 9.3, стр. 459]. Транзисторы в усилителях постоянного тока прямого усиления желательно применять кремниевые, так как у них вследствие много меньшей величины остаточного тока коллектора температурный дрейф меньше, чем у германиевых.
В ламповых усилителях постоянного тока для снижения дрейфа от изменений напряжения накала нередко применяют компенсационные схемы, в которых обычно используют, как и в балансных каскадах, двойные триоды [9.1, стр. 673—676; 9.5, стр. 357— 358]
Применение в усилителях постоянного тока двухтактных каскадов позволяет не только устранить паразитную обратную связь между каскадами через общий источник питания и отрицательную обратную связь, вносимую стабилизирующими резисторами, но и уменьшить дрейф, так как двухтактные каскады вследствие своей симметрии обладают малым дрейфом; их дрейф может быть дополнительно снижен введением стабилизирующего резистора в общий провод эмитирующих электродов.
Для усилителей постоянного тока с балансным входным каскадом, имеющих симметричный вход (например, для дифференциальных и операционных усилителей (см. стр. 356—357, рис. 12.4), очень важным показателем является низкая чувствительность к синфазным напряжениям между входными зажимами; это свойство усилителя также обеспечивается введением резистора с достаточно большим сопротивлением в общий провод эмитирующих электродов входного балансного каскада, который в этих случаях делают параллельным.
Для уменьшения дрейфа, вызываемого колебаниями напряжения источников питания усилителя, последние стабилизируют при "помощи—электронных, магнитных или фер-рю^эеэецаяеных стабила-276
заторов напряжения. Колебания выходного напряжения источника питания, стабилизированного электронным или магнитным стабилизатором, можно сделать во много сотен и даже тысяч раз меньше, чем у нестабилизированного, что во столько же раз уменьшает и напряжение дрейфа, вызываемого этими колебаниями. Однако стабилизированные источники питания имеют значительно меньший коэффициент полезного действия, много больший вес, габариты и стоимость, большее количество деталей и более сложную схему. Поэтому использовать стабилизированные источники питания следует лишь при крайней необходимости.
Стабилизировать питание транзисторного усилителя проще, чем лампового, так как транзисторный усилитель обычно имеет один источник питания. У ламповых усилителей, кроме источника анодного питания, от которого обычно подают и напряжение на экранирующие сетки ламп, а также и отрицательное смещение на управляющие сетки, стабилизировать приходится и напряжение накала, снимаемое с понижающей обмотки трансформатора питания.
Усилители постоянного тока с преобразованием
Применение балансных и компенсационных схем и стабилизаци5г источников питания позволяют снизить напряжение дрейфа, приведенное ко входу усилителя постоянного тока прямого усиления,, до нескольких сотен, в лучшем случае десятков микровольт в час. Колебания напряжения дрейфа, вызываемые эффектом мерцания, при этом могут оставаться порядка ста микровольт.
Поэтому для усиления сигналов с напряжением ниже сотен микровольт усилители постоянного тока прямого усиления непригодны, и для этой цели приходится использовать усилители постоянного тока с преобразованием частоты усиливаемых сигналов, устройство и принцип действия которых поясняется рис. 9.10.
В таких усилителях напряжение усиливаемых сигналов, имеющих спектр частот от 0 до Й (рис 9.106, иъх), при помощи балансного модулятора БМ модулирует по амплитуде напряжение генератора Г несущей частоты со (см. рис. 9.106, иг), в результате че-гго на выходе модулятора получают модулированные колебания несущей частоты со спектром боковых частот ®±й (рис. 9.105, Ufs) •
Эти колебания подают на вход усилителя переменного тока У, рассчитанного на пропускание полосы частот о>±й; усиленные модулированные колебания (см. рис. 9.105, ну) детектируются балансным демодулятором БД (фазочувствительным детектором), выделяющим из этих колебаний усиленный сигнал первоначальной формы (см. рис. 9.106, uR), который после отфильтровывания остатка несущей частоты и ее гармоник фильтром Ф поступает в -нагрузку И (см- рис. 9.106, ин). Для неискаженного усиления не-
277
a)
сущая частота со должна по крайней мере в 5-4-10 раз превышать наивысшую частоту QB усиливаемых сигналов
Дрейф усилителей постоянного тока с преобра-
Рис 9 10 Усилитель постоянного тока с пре образованием
а) функциональная схема, б) форма тока в различных участках схемы
зованием в основном определяется дрейфом балансного модулятора При некоторых типах модуляторов удается получить дрейф усилителя порядка сотых долей микровольта в минуту, а иногда даже и ниже. Флуктуационные колебания напряжения дрейфа, отнесенные ко входу, в усилителях постоянного тока с преобразованием могут быть снижены до тысячных долей микровольта
К достоинствам усилителей постоянного тока с преобразованием можно отнести малый уровень дрейфа, отсутствие необходимости стабилизации источников питания, простоту введения
•обратной связи и регулировки усиления; их недостатком является
сложность устройства, включающего в себя, кроме усилителя, генератор несущей частоты, балансные модулятор, демодулятор и фильтр.
Рис 9 11 Вибрационный балансный модулятор
ВП — вибрационный пе ренлючатель, Тр — вход ной трансформатор уси лителя перемеччого тока
Простейшим устройством, выполняющим функции генератора несущей частоты, балансного модулятора и балансного демодулятора, является вибрационный переключатель, имеющий сдвоенный колеблющийся якорек и четыре неподвижных контакта. Один якорек и два контакта вместе с входным трансформатором усилителя переменного тока выполняют роль балансного модулятора, преобразуя усиливаемый сигнал в П-образные биполярные импульсы, имеющие частоту колебаний якорька переключателя (рис. 9.11). Второй якорек, механиче-
578
ски жестко соединенный с первым и колеблющийся с ним синхронно, вместе с выходным трансформатором усилителя переменного тока и второй парой контактов выполняют роль балансного демодулятора. Вибрация якорька поддерживается электромагнитным или электродинамическим устройством.
Частоту колебаний якорька вибрационного переключателя желательно иметь возможно более высокой, так как это упрощает и ► удешевляет усилитель переменного тока и расширяет полосу усиливаемых устройством частот, но при этом растет потребляемая переключателем мощность, сокращается срок его службы и уменьшается надежность действия. Указанные факторы заставляют брать частоту колебаний якорька обычно в пределах от 100 до 500 гц.
Вибрационные переключатели имеют наиболее низкий уровень дрейфа из всех известных в настоящее время типов модуляторов; их дрейф в основном обусловлен паразитными магнитными и электростатическими наводками на входную цепь, ее гермоэлектродвижущей силой, контактной разностью потенциалов замыкающихся контактов При тщательной защите входной цепи и хорошо сконструированном переключателе дрейф, приведенный ко входной цепи устройства, не превышает 10 9 в/мин
Другие типы балансных модуляторов и демодуляторов, применяемые в усилителях постоянного тока с преобразованием (диодные, транзисторные, ламповые и т. д.), имеют более высокий* уровень дрейфа, чем вибрационный переключатель, но зато допускают использование несущей частоты до 1 Мгц и выше, что позволяет сильно увеличить высшую частоту усиливаемых сигналов.
9.3. МАГНИТНЫЕ И ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
Кроме рассмотренных выше транзисторных и ламповых усилителей постоянного тока, для усиления электрических сигналов с полосой частот от Сн = О до /в применяю1 также и магнитные усилители, использующие для усиления нелинейность характеристики намагничивания магнитных материалов Принцип действия таких усилителей сходен с принципом действия усилителей постоянного тока с преобразованием, но усиление сигналов здесь осуществляется магнитным модулятором, иначе называемым дросселем насыщения.
Устройство и принцип действия магнитного модулятора поясняются рис. 9 12. На среднем стержне броневого сердечника из магнитного материала, имеющего резкий излом кривой намагничивания, помещают обмотку подмагничивания 1, питаемую от источника постоянного тока Е и создающую постоянную составляющую магнитодвижущей силы Но, что смещает точку покоя магнитного материала сердечника па середину сгиба кривой намагничивания (рис. 9.126, точка Л). На среднем же стержне сердечни
279*
ка помещают управляющую обмотку 2, к которой подводят усиливаемый сигнал
Подаваемый на обмотку 2 усиливаемый сигнал создает переменную составляющую магнитодвижущей силы Н~ , смещающую точку покоя А во время одного полупериода сигнала вправо (точ
Рис 9 12 Магнитный модулятор а) устройство, б) к пояснению принци па действия
ка М на кривой намагничивания) и во время другого полупериода — влево (точка N) Магнитная проницаемость ц материала сердечника для переменной составляющей магнитного потока в точке М определяется производной dBfdH в этой точке или тангенсом
угла наклона epi касательной к характеристике намагничивания в точке М, магнитная проницаемость в точке N определяется тангенсом угла <р2 касательной к кривой намагничивания в точке N Так как <Р2>Ф1, магнитная проницаемость за второй полупериод будет больше, чем за первый
Обмотки 3 и 3', помещенные на крайних стержнях сердечника, присоединяют к генератору Г синусоидальной эдс, являющемуся источником питания магнитного усилителя, для неискаженного усиления частота этого генератора должна в 5ч-10 раз превосходить наибольшую частоту усиливаемых сигналов. Обмотки 3
и 3' соединяют последовательно друг с другом таким образом, чтобы переменная составляющая магнитного потока, вызываемая прохождением тока питания от генератора Г через эти обмотки, была направлена в крайних стержнях в противоположные стороны (рис. 9 12а, пунктирные стрелки), а следовательно, не заходила в средний стержень Это устраняет наведение в управляющей обмотке эдс, имеющей частоту питания, а напряжение сигнала при этом не попадает в источник питания, гак как вызываемый обмоткой 2 магнитный поток направлен в обмотках 3 и 3' в одну и ту же сторону (см рис 9.12а, сплошные стрелки), в результате чего наводимые в этих обмотках эдс сигнала взаимно уничтожаются.
Индуктивность обмотки с сердечником из магнитного материа-
280
сердечника, поэтому индуктивность обмоток 3 и 3', называемых управляемыми обмотками, будет уменьшаться во время первого полупериода сигнала и увеличиваться во время второго полупериода (см рис 9 126) Так как управляемые обмотки соединены последовательно с нагрузкой, ток питания в цепи нагрузки будет увеличиваться во время первого полупериода и уменьшаться во
время второго, т е окажется промодулированным по амплитуде подводимым к управляющей обмотке 2 сигналом
Схема двухтактного магнитного усилителя изображена иа рис 9 13 Здесь и ММ2 — магнитные модуляторы, образую-
щие с трансформатором симметричную двухтактную схему Входной сигнал подают на управляющие обмотки модуляторов
таким образом, что если у MMi он уменьшает индуктивность уп-
равляемых обмоток, то у ЛШ2 он ее увеличивает, а следовательно, модуляторы работают в противофазе. При подключении управляемых обмоток к половинкам первичной обмот-
ки выходного трансформатора n v , .
г 'г г г рис 9 |з Устройство магнитного уси
и включении генератора пита- лителя
ния Г между точкой соедине-
ния управляемых обмоток и средней точкой его первичной обмотки
(рис 9 13) модуляторы и трансформатор образуют схему балансного модулятора, напряжение на выходе которого имеет форму,
совпадающую с кривой иу на рис 9 106
Включаемый между выходом балансного модулятора и нагрузкой Н балансный демодулятор БД с фильтром Ф восстанавливает первоначальную форму усиливаемого сигнала и направ ляет усиленный сигнал в нагрузку В качестве балансного демодулятора в магнитных усилителях обычно используют балансный кольцевой демодулятор с полупроводниковыми диодами
Ввиду того, что управляющие обмотки магнитных модуляторов обычно имеют большое количество витков провода, а управляемые — малое, для управления большими выходными токами при больших выходных напряжениях требуются малые токи и малые напряжения сигнала Поэтому магнитный усилитель может давать значительное усиление мощности подводимых к нему сигналов, достигающее многих тысяч раз в одном каскаде
Достоинствами магнитных усилителей являются низкий уровень собственных шумов, очень высокая надежность работы при практически неограниченном сроке службы, нечувствительность к вибрациям и ударам, мгновенная готовность к работе при включении питания К основным их недостаткам можно отнести не обходимость иметь частоту источника питания по крайней мере в 5—10 раз выше наивысшей частоты усиливаемых сигналов и сильное увеличение входного сопротивления с ростом частоты
281
Магнитные усилители очень удобны для усиления сигналов низких частот — от нуля до нескольких десятков или сотен герц; при этом их основной недостаток обращается в достоинство, так как /В качестве источника питания в этом случае используют дешевую энергию сети переменного тока с частотой 504-2000 гц без выпрямления.
Вследствие указанных выше свойств магнитные усилители широко применяются во всевозможных устройствах автоматического регулирования, управления и контроля — в стабилизаторах тока и напряжения, в регулирующих и управляющих механизмах судовых, авиационных, артиллерийских, ракетных и других специальных приборов.
В диэлектрических усилителях, сходных с магнитными усилителями по устройству, принципу действия и свойствам, вместо магнитных модуляторов для усиления сигналов используются диэлектрические модуляторы, представляющие собой нелинейные конденсаторы, емкость которых изменяется от приложенного к ним напряжения усиливаемого сигнала. Для получения от диэлектрического усилителя сколько-нибудь значительной выходной мощности необходимо иметь или генератор питания очень высокой •частоты или нелинейные конденсаторы большой емкости; так как и то, и другое затруднительно, диэлектрические усилители пока не находят широкого применения.
ЛИТЕРАТУРА
9.1. Войшвилло Г. В «Усилители низкой частоты на электронных лампах». М , Связьиэдат, 1963
•9.2. Goldberg Е. A Stabilisation of wide-band D. C. Amplifiers for zero and gain.— «RCA Review», June, 1950.
9.3. Эрглис К. Э, Степаненко И. П «Электронные усилители». М, «Наука», 1964
S 4. Beelitz Н. R. Monolithic sense amplifier for laminated-ferrite memories. — «RCA Review», September, 1968.
9.5. Цыкил Г. С. «Электронные усилители». М., «Связь», 1965.
Глава 10
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ. ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЯ И ЕГО КАСКАДОВ
10.1. КАСКАД С СОПРОТИВЛЕНИЕМ В ЦЕПИ ЭМИТТЕРА (КАТОДА)
Каскад с резистором в цепи эмиттера (катода)
Введение резистора /?э (рис. 10.1а) в цепь эмиттера транзистора,, включенного с общим эмиттером, создает в каскаде последовательную отрицательную обратную связь по току, стабилизирую--щую свойства каскада и его характеристики. Эта обратная связь»
Рис. 10 1. Каскады с сопротивленцам в цепи: а) эмиттера; б) катода; в) экранирующей сетки
увеличивает входное и выходное сопротивление транзистора & верхнюю граничную частоту каскада и уменьшает динамическую входную емкость транзистора, коэффициент усиления и коэффициент гармоник каскада.
Введение в цепь катода электронной лампы резистора RK (рис. 10.16), а также введение резистора в цепь истока полевого транзистора аналогично изменяют показатели каскадов с этими усилительными элементами.-
Входное сопротивление транзистора с общим эмиттером и сопротивлением R3 в цепи эмиттера при 7?<С^?вых приближенно равно:
RBX з гб + (,’э+ +^21э)> (Ю.1>
а следовательно, превышает входное сопротивление транзистора. Rb*9, имеющее место при отсутствии Rgb щ
RBX э
Rbx э
= r6-fr _ 1 I 5 £>
г6фг,(1 ^hil9) 3 3
«раз, где
'б
1 + Л.1»
1 Ф йп > _ 1
$вх э Rbx б
есть крутизна тока эмиттера по напряжению на входе транзистора, являющаяся обратной величиной входному сопротивлению ДВх б транзистора, включенного с общей базой. Введение Ra в эмиттер снижает коэффициент усиления напряжения транзисторного каскада К=—— также в 1 + SaRti раз, примерно во столько же ^вх
раз падает от введения Ra эквивалентная входная емкость транзистора. Сквозной же коэффициент усиления напряжения транзисторного каскада К*= ^вы-- а также и его коэффициент гаркнет
моник уменьшаются при введении /?э слабее, лишь в (1+ХэсДэ) раз-
----£-----; , (Ю.2) р 1^SmR '
где
1
. гб -Ф R«ct Гэ4 1>ЛИЭ
1 ~Ф э
Rbx э -ф Рнст
(10.3)
есть сквозная крутизна тока цепи эмиттера в схеме.
В каскаде с электронной лампой, работающей без тока управляющей сетки, введение RK в цепь катода уменьшает коэффициент усиления напряжения, сквозной коэффициент усиления и коэффициент гармоник в одно и то же количество раз, равное (Ц-Хдк^к), где Хдк — динамическая крутизна характеристики тока катода лампы. У триодов, работающих без тока управляющей сетки, 5дК не отличается от динамической крутизны анодного тока в точке покоя 5Я, определяясь выражениями
(Ю.4)
<? _ с ______И____________S
дк Rt^RK^R~
1 ♦ RT
где 5 — статическая крутизна характеристики анодного тока в точке покоя и R~ — сопротивление нагрузки цепи анода для токов сигнала.
Для экранированных ламп Rt^>RK + R~, вследствие чего у них динамическая крутизна характеристики практически не отличается от статической крутизны, и так как в рабочем участке харак-284 ---------------------------------------------------
геристик экранированной лампы ток экранирующей сетки приблизительно пропорционален анодному току, для нее
= , (Ю.5)
Ла Ла
где 5К — статическая крутизна тока катода в точке покоя, Лк — ток покоя катода, равный сумме токов покоя анода Ла и экранирующей сетки Лэ-
Выходное сопротивление транзистора с резистором Лэ можно найти по четвертой ф-ле (4.34), заменив в ней гэ на сумму бэ + Лэ; расчет показывает, что введение Лэ в цепь эмиттера увеличивает выходное сопротивление транзистора с общим эмиттером тем сильнее, чем меньше внутреннее сопротивление источника сигнала Лист-
Выходное сопротивление электронной лампы при введении Лк в цепь катода также растет; его нетрудно найти методом холостого хода и короткого замыкания, используемым в основах электротехники, поделив у каскада с резистором Лк в цепи катода выходное напряжение сигнала при холостом ходе выходной цепи на ток сигнала выходной цепи при ее коротком замыкании [10.1, стр 304—305], что дает
^;=/?/+(1+н)^к- (Ю.6)
Выражение (10.6) удобно для триодов, так как у них ц практически не зависит от режима работы и указывается в справочных данных. Так как у экранированной лампы р,^> 1, пренебрегая на этом основании единицей по сравнению с ц, подставив вместо последнего в (10.6) произведение 5Л, и заменив S на крутизну катодного тока SK, получим для экранированной лампы
л;^лд1 + зклк). (ю.7)
Введение резистора Лэкр в цепь экранирующей сетки экранированной лампы (рис. 10.Is) влияет на свойства усилительного каскада аналогично введению резистора Лк в цепь катода, так как ток сигнала экранирующей сетки, проходя через Лэкр, создает на последнем напряжение сигнала, приложенное к экранирующей сетке с полярностью, обратной полярности сигнала на управляющей сетке. В результате этого ток сигнала в цепи анода лампы уменьшается и коэффициент усиления каскада падает.
Каскад с цепочкой Л С в эмиттере (катоде, истоке, экранирующей сетке)
Для устранения потери усиления от влияния резисторов эмиттер-ной стабилизации Лэ и резисторов катодного смещения Лк их обычно шунтируют блокировочными конденсаторами Сэ и Ск большой емкости (см. рис. 10.1, пунктир), практически замыкающими накоротко эти резисторы для частот сигнала. Для устране--------------------------------1—'------'----------------285“
ния потери усиления от влияния гасящего резистора /?Экр в экранирующей сетке блокировочный конденсатор Сэкр большой емкости включают не параллельно резистору 7?Экр, а между экранирующей сеткой и катодом (см. рис. 10.1а), так как в этом случае цепочка CaKpRaKp одновременно выполняет роль развязывающего и сглаживающего фильтра, защищающего каскад от паразитной обратной связи через общий источник анодного питания и от пульсаций питающего напряжения.
Однако введение в каскад блокировочных конденсаторов Сэ и Ск большой емкости, устраняя отрицательную обратную связь от резисторов и /?к в рабочей полосе частот и восстанавливая усиление каскада, приводит к появлению дополнительных частотных искажений и дополнительного фазового сдвига на нижних частотах, а также дополнительного спада вершины усиливаемых им
пульсов.
Для определения дополнительных частотных и переходных искажений, вносимых цепочкой C3Ra в эмиттере достаточно найти зависимость от частоты напряжения U5 (см. рис. 10.1а), пропорционального выходному напряжению каскада иъых и совпадающему с ним по фазе в области низких и средних частот; из схемы рис. 10 1а следует, что:
Vб =---------------!-----, (10.8)
, х Янет 1ф5эс2э
где /?вхэ — входное сопротивление транзистора с общим эмитте-7 - - Ra
ром и Лэ ------“-------сопротивление параллельно соединенных
1 1 ф’ i со Сэ Rs
Сэ И Ra-
В области средних частот Z3-^-0, и U&, как видно из (10.8), обращается в£/бср~ 5ист—; определяя относительное усиление кас-
*<ВХ э
када в комплексном виде, найдем
у __ йв __________1____________1 i co Сэ 7?э . । „
s ^бср 1Д5эс2э 1 ->5эсРэф1озСэ/?э ’ ' 1
откуда модуль относительного усиления схемы рис. 10.1а и вносимый ею угол сдвига фазы равны соответственно:
= _L-|/...... 1 ^(шсэ/?э)2 2_ /______1_^х|_______
э тИэ V (1>5эс7?э)2 + (®Сэ/?э)2 V 1 '
Сэс Rs
co Сэ R? Ssc Фэ = arc tg-------------------------------------,
6 1^$эсЯэ4Ч<аСэЯэ)2 1^5эс/?э^х2
(10.11)
где Л'э = соСэ/?э — нормированная частота.
Заменив в (10.9) ico на р и найдя из таблиц решения операционных уравнений оригинал полученного изображения, будем
286
иметь уравнение переходной характеристики схемы рис. 10.1а для области больших времен в виде
1 (l + S^e-*), (10.12)
1 "Г оэс Кэ
где х = д^эс^э t _ нормированное время. Подставив в (10.12) зна-Сэ
l-pSoc гр
чение х= —-----1, соответствующее окончанию импульса длитель-
Сэ Яэ
ностью Т сек, получим ут, через которое найдем спад вершины импульса этой длительности:
[ 1+^ЭС^Э \
ср I С- Яэ I
Д=1— У =—^2—11—е . (10.13)
Решив (10 10) и (10.13) относительно С9, получим расчетные формулы, определяющие необходимую емкость этого конденсатора по заданным коэффициенту частотных искажений А4НЭ на низшей рабочей частоте fH и спаду вершины Д8 импульса длительностью Т
Сэ = —--«н Ra
(1 -ф-ЗэсЯэ)2— м„э _ 0,159
[н Ra
__ г (1 4- Сэс Ra)
<-1
(10.14)
„ . _______Дэе Ra____
Дэе Ra — Дэ (1 4“ Дэе Ra) При Дэ<0,1, что обычно имеет место
Дэе Ra_________ д 1 4* 5эс Ra
Дэе Ra — Дэ (1 •ф’ Sac Ra) Дэе Ra
в результате чего последний вариант выражения (10.14), а также ф-ла (10.13) упрощаются, принимая вид:
Сэ^7-^-; Дэ^7^ . Дэ Сэ
(10.15)
Из (10.15) следует, что при малой величине спада его значение не зависит от сопротивления резистора а определяется только емкостью блокировочного конденсатора Сэ и сквозной крутизной характеристики тока эмиттера Sac
- Вид нормированных частотных, фазовых и переходных характеристик каскада с цепочкой C3R3 в эмиттере, изображенного на рис. 10.1а, построенных по выражениям (10.10), (10.11) и (10.12) для двух значений произведения S8CT?8, равных 1 и 10, приведен на рис. 10.2. Из рис. 10.26 видно, что угол сдвига фазы <рэ, вносимый цепочкой С:/?э, стремятся к нулю как при повышении частоты, так и при ее понижении, и максимален при определенном ее значении, зависящем от величины произведения SacRa.
287
Для определения нормированной частоты Х'э, при которой угол фЭ максимален, достаточно продифференцировать (10.11) по Хэ и приравнять производную нулю; подставив значение Х'5 в (10 И), найдем фэмакс-’
= фэмакс=arctg —(Ю.16)
& V х “Г оэс
Полученные для каскада с цепочкой CaR3 в эмиттере уравнения частотой, фазовой и переходной характеристик, а также расчетные формулы для определения необходимой емкости блокировочного конденсатора по дополнительным частотным и переходным искажениям справедливы и для схем с другими усилительными элементами — для лампового каскада с цепочкой катодного смещения Ск/?ю лампового каскада с цепочкой Сэкр^экр В экранирующей сетке, каскада с полевым транзистором и цепочкой CBRn в цепи истока. Это объясняется тем, что физические явления, вызывающие в таких каскадах частотные, фазовые и переходные искажения, одинаковы.
При использовании ф-л (10.9) — (10.16) для лампового каскада с цепочкой Ск. Rk в катоде в этих формулах заменяют Сэ и Ra на Ск и Rk, Мвэ и Ма на тИнк и фнэ и фэ На фнк и фк, Дэ на Дк, 5ЭС и S3 на 5дк и Sb-; значение 5ДК для триода и полевого транзистора нахо-
Рис 10.2. Характеристики каскада с целой-ДЯТ по ф-ле (10.4), а ДЛЯ кой Сэ Ра в эмиттере, изображенного на экранированной
_„г___г________ лампы —
, 10'1а' ч по ф-ле (10.5). Для каска-
al частотные, б) фазовые, в) переходные 1 „
да с экранированной лам-
пой и цепочкой Сэкр/?экр в экранирующей сетке S3C считают равным —-------где цтр—статический коэффициент усиления ис-
'лтр 'оэ ---------------
288
пользуемой экранированной лампы в триодном соединении, обычно указываемый в справочнике. Значение р,тр можно найти, имея статические характеристики анодного тока лампы для двух значений напряжения на экранирующей сетке [10.1, стр. 309].
Следует отметить, что для транзисторного каскада с цепочкой Са /?э в эмиттере ур-ния (10.9) — (10.12) представляют собой сквозные частотную, фазовую и переходную характеристики, определяющие изменение выходного напряжения или угла сдвига фазы каскада по отношению к величине или фазе эдс источника сигнала Еист. При желании полечить обычные частотную, фазовую или переходную характеристики транзисторного каскада, определяющие изменение выходного напряжения по отношению к величине или фазе входного напряжения UBx, в ф-лах (10.8) —(10.16) полагают А>ист = 0, т е. заменяют 5ЭС на S3. У ламповых каскадов, работающих без тока управляющей сетки, и у каскадов с полевыми транзисторами вследствие очень высокого входного сопротивления сквозные характеристик совпадают с обычными.
Из выражения (10.3) видно, что при увеличении /?Ист сквозная крутизна характеристики тока эмиттера 5ЭС уменьшается, в результате чего уменьшаются вносимые транзисторным каскадом частотные, фазовые и переходные искажения, определяемые выражениями (10.10), (10.11), (10.13) и (10.15). Из ф-л (10.14) и (10.15) следует, что при этом также уменьшается необходимая емкость конденсатора Сэ, что упрощает и удешевляет каскад. При 7?ИОт^-°о частотные, фазовые и переходные искажения от влияния Са, а также и необходимая емкость последнего стремятся к нулю. Это объясняется тем, что введение // практически не меняет коэффициент усиления тока каскада, а лишь снижает его коэффициент усиления напряжения вследствие повышения входного сопротивления транзистора; при очень большом А?Ист повышение входного сопротивления транзистора практически не изменяет величину тока сигнала в цепи базы, а следовательной и выходной ток.
Пример 10 1. Определим необходимую емкость блокировочного конденсатора Са эмиттерной стабилизации для транзисторного каскада мощного усиления, рассчитанного на стр 132—,135, если допустимый коэффициент дополнительных частотных искажений Мнэ от влияния Са на частоте (H=80<?z{ равен 1,09, выходное сопротивление предыдущего каскада с учетом его шунтирования делителем смещения рассчитываемого каскада составляет 7?пСт=30 ом, 7?8=),8оЖ, входное сопротивление транзистора в точке покоя 7?Вхэ=13 ом, hua мин=20, падение напряжения на Ra— около 1,1 в
Определив сквозную крутизну характеристики эмиттерного тока по ф-ле (103), и убедившись, что она равна 0,457 a/в, по выражению (10 14) найдем,что
°Э59 л /(1+0,457-1,8)2—1,092 „ ,
Сэ~80-1,8 V 1,092— 1 — 3,74-10 ф,
а следовательно, для каскада требуется конденсатор с емкостью 4000 мкф на рабочее напряжение не ниже 1,1 в.
10—456
289
10.2. РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ И ТЕМБРА
Назначение регулировки усиления
Регулировка усиления, имеющаяся в большинстве современных усилительных устройств, используется для:
1) поддержания усиления устройства неизменным при замене усилительных элементов, их старении, изменении питающего напряжения ИТ. д.,
2) изменения уровня выходного сигнала при постоянном входном сигнале или поддержания неизменным уровня выходного сигнала при изменении входного;
3) предохранения устройства от перегрузки при чрезмерном повышении уровня входного сигнала.
Усиление устройства можно регулировать плавно или ступенями (скачками); регулировку усиления первого типа называют Плавной, регулировку второго типа — ступенчатой Наиболее широкое применение имеет плавная регулировка усиления, осуществляемая обычно при помощи непроволочных резисторов с переменным сопротивлением. Ступенчатая регулировка усиления конструктивно сложнее плавной, так как требует использования специального переключателя и большее количество деталей; поэтому ступенчатую регулировку применяют лишь там, где необходимо Изменять коэффициент усиления скачками в определенное количество раз, где надежность плавной регулировки оказывается недостаточной и где плавная регулировка не удовлетворяет предъявляемым к устройству требованиям.
Отношение коэффициентов усиления устройства в двух крайних рабочих положениях регулятора усиления называют глубиной регулировки или по иным затуханием, регулятора усиления и выражают обычно в децибелах или неперах:
Др = 4=Ы ДР1й]-20)8Др. Амин
Для предотвращения перегрузки усилительных элементов при увеличении амплитуды входного сигнала регулятор усиления обычно вводят во входную цепь или в первые каскады усилителя. ' Основными и наиболее распространенными способами регулировки усиления являются- потенциометрическая регулировка, регулировка изменением положения точки покоя, регулировка обратной связью.
Потенциометрическая регулировка
Наиболее распространенным типом регулировки усиления является потенциометрическая регулировка, осуществляемая введением во входную или межкаскадную цепь усилительного устройства потенциометра Rp с переменным коэффициентом деления напряже
ния (рис. 10.3а). В качестве потенциометрического регулятора усиления может быть использован резистор, шунтирующий вторичную обмотку входного трансформатора или резистор, нагружающий источник сигнала, резистор утечки сетки электронной лампы или полевого транзистора, резистор нагрузки эмиттерного или ка-годного повторителя и т. д.
Рис 10 3 Плавная регулировка усиления: а) потенциометрическая; б) последовательны» переменным резистором
Для плавной потенциометрической регулировки обычно используют непроволочные резисторы с переменным сопротивлением, изменение сопротивления которых производится вращением рукоятки, перемещающей скользящий по поверхности резистора ползунок.
Достоинствами плавной потенциометрической регулировки усиления являются ее простота и возможность получения довольно большой глубины регулировки; к ее недостаткам относятся изменение частотной и переходной характеристик устройства при изменении положения рукоятки регулятора и появление на выходе устройства шумов при вращении рукоятки регулятора вследствие непостоянства контактного сопротивления ползунка.
Плавную потенциометрическую регулировку широко применяют в усилителях звуковых частот и других усилительных устройствах с верхней рабочей частотой до нескольких десятков килогерц, так как в этом диапазоне частот вносимое ею изменение характеристик невелико; в широкополосных усилителях ее удается использовать лишь в низкоомных регуляторах, являющихся нагрузкой эмиттерных или катодных повторителей. Из-за вносимых ею шумов такой регулятор не следует вводить в цепи с минимальным напряжением сигнала ниже сотен микровольт
При использовании регулировки для поддержания неизменного коэффициента усиления при замене усилительных элементов и деталей схемы, а также при их старении необходимая глубина регулировки усиления обычно не превышает 104-20 дб, что соответствует изменению коэффициента усиления устройства в 34-10 pas, В этих случаях в качестве регулятора усиления обычно применяют непроволочные резисторы с линейной зависимостью введенного в цепь сопротивления от угла поворота рукоятки регулятора (переменные резисторы типа А, см. рис, 10.4, график а),
10* 29S
Ввиду того что ощущение громкости звука пропорционально логарифму уровня сигнала, при использовании регулировки для изменения громкости воспроизведения звука желательно иметь изменение усиления в децибелах 6[<ед пропорциональным углу поворота рукоятки tp, откуда при работе регулятора на высокоомную входную цепь:
= ЛФ = 2°lgA/< = 20]g~^l
Кс 1
— А ?
/?х = 7?р-10 2о=Яр-10
(10.17)
*(3б)
20
где А — коэффициент пропорциональности, Д/< — относительное изменение усиления, Rv и Rx— полное и введенное в цепь сопро-
Рис. 10.4. Зависимость введенного в цепь сопротивления от угла поворота рукоятки для переменных резисторов:
а) типа А; б) -пипа Б; в) типа В
тивления регулирующего резистора соответственно. Из (10.17) видно, что изменение Rx в этом случае должно подчиняться показательному закону; поэтому в усилителях звуковых частот и ряде других случаев в качестве регуляторов усиления применяют непроволочные резисторы с показательным законом изменения сопротивления от угла поворота рукоятки (рис. 10.4в, переменные резисторы типа В). Такие резисторы обеспечивают рабочий диапазон регулировки усиления порядка 40 дб (изменение усиления в 100 раз) при удовлетворительной ее равномерности, что для усилителей звуковых частот обычно вполне достаточно.
Как указывалось, одним из недостатков плавной потенциометрической регу
лировки является зависимость частотных и переходных искажений
каскада, в котором эта регулировка установлена, от положения регулятора усиления. При крайнем нижнем положении ползунка регулятора сопротивление Rx, с которого снимается напряжение сигнала, стремится к нулю, а поэтому частотные и переходные искажения, вносимые разделительным конденсатором С, в таком положении регулятора максимальны, так как 7?Нэкв в ур-ниях (6.7) и (6.16) при этом также стремится к нулю.
Частотные же и переходные искажения, вносимые эквивалентной входной емкостью следующего каскада, будут наибольшими в том положении ползунка, где выходное сопротивление регулятора максимально. При RP>RacT, что обычно имеет место, максимальное выходное сопротивление регулятора 7?выхмакс = = 0,25(|/?Ист + ^р) [10.1, стр. 438] и вносимые емкостью Свхэсл максимальные частотные и переходные искажения определятся ур-ниями (6.34) и- (6.38), - в -которых -Rb экв^пргг этом -Лудетмгаибольшим=
292
Поэтому в каскаде с плавной потенциометрической регулировкой усиления, имеющем на выходе регулятора разделительный конденсатор С, необходимую емкость этого конденсатора следует определять, исходя из допустимых частотных искажений на низшей рабочей частоте или допустимого спада вершины импульса по ф-лам (6.13) и (6.15), полагая в них ДЭкВ = 0. Полное сопротивление регулятора Др в этом случае берут не больше величины, при которой при максимальном выходном сопротивлении регулятора, равном 0,25 (ДИст + ДР) значение ДВ8КВ не превзойдет определяемого ур-ниями (6.39) по допустимым частотным искажениям на высшей рабочей частоте или допустимому времени установления каскада.
Из сказанного выше следует, что для того, чтобы частотные и переходные искажения усилительного устройства сильно не изменялись при изменении положения регулятора усиления, в каскаде с потенциометрической регулировкой не следует допускать значительных частотных и переходных искажений.
При нагрузке цепью с невысоким входным сопротивлением Ro (например, входной цепью транзистора с общим эмиттером) увеличение громкости передачи по закону, близкому к линейному, при вращении рукоятки регулятора по часовой стрелке позволяет получить регулировка усиления последовательным переменным резистором, изображенная на рис. 10.36 и использующая переменный резистор с логарифмическим законом изменения сопротивления (рис. 10.4, кривая 6). При заданной глубине регулировки Др необходимое сопротивление резистора регулятора Др здесь определяется выражением-
Яр = (ЯнэквН- До) Др, (10.18)
где Ro и Дтьв — величины, входящие в ф-лы (6.3) — (6.16).
При регуляторе типа рис. 10.36 наибольшие частотные и переходные искажения от конденсаторов С и Сэ имеют место при замкнутом накоротко Др (наибольшая громкость), а наибольшие искажения от влияния СВХЭсл — при полностью введенном Др (наименьшая громкость), что следует учитывать при расчете вносимых каскадом искажений и определении необходимой емкости разделительного конденсатора С и конденсатора эмиттерной стабилизации Сэ.
Когда усилитель должен иметь несколько фиксированных, строго определенных значений коэффициента усиления, что, например, требуется в измерительной аппаратуре для изменения пределов измерения, используют ступенчатую потенциометрическую регулировку усиления (рис. 10.5). Изменение усиления при переключении регулятора на соседнюю ступень в измерительной аппаратуре обычно берут в 2, 3 или 10 раз (скачок регулировки 6, 10 или 20 дб) в соответствии с предъявленными к прибору требованиями. При использовании такой регулировки в высококачественной и высоконадежной звуковой аппаратуре скачок регулировки берут
293
таким, чтобы он практически не ощущался на слух (1,5~е-2,5 дб).
При работе ступенчатого потенциометрического регулятора с полным сопротивлением Rp на высокоомную входную цепь (Ro^Rp) и ослаблении усиления на данной ступени регулятора, равном Ь[дб] величина сопротивления резистора Rx определяется последним равенством (10.17), по которому и производят расчет значения Rx для каждой из ступеней регулятора; ослабление усиления на первой, начальной ступени полагают равным 0 дб.
Рис. 10.5. Ступенчатая потенциометрическая регулировка усиления-а) с последовательно соединенными резисторами; б) с отдельными делителями
Как показано на рис 10.5, ступенчатую регулировку можно
сделать из ряда последовательно соединенных резисторов или из ряда отдельных делителей. Хотя первый вариант требует меньшее
Рис. 10.6. Ступенчатая потенциометрическая частотно-компенсированная регулировка усиления
количество резисторов и более простой (одноползунковый) переключатель, он используется редко вследствие сложности подгонки необходимого ослабления усиления, меньшей надежности и трудности ремонта, вызываемыми тем, что здесь все резисторы соединены последовательно и выход из строя
одного из них выводит из строя весь регулятор.
Ступенчатая потенцио-
метрическая регулировка с отдельными делителями становится частотнонезависимой, т. е. не вносит ни частотных, ни переходных искажений, если произведение емкости, шунтирующей верхний резистор ступени деления, на
сопротивление этого резистора равно произведению емкости, шунтирующей нижний резистор, на его сопротивление. Для выполнения этого условия параллельно верхним резисторам ступеней подключают полупеременные конденсаторы малой емкости (рис. 10.6, Ст2, Стз и т. д.), каждый из которых в готовом приборе регулируют до получения частотнонезависимого ослабления сигнала на
294
каждом из положений регулятора. При большой глубине регулировки для обеспечения указанного условия приходится включать .конденсаторы постоянной емкости и параллельно нижним резисторам (конденсаторы Сд2, Сд3 и т. д., рис. 10.6). Регуляторы усиления такого типа называют ступенчатыми потенциометрическими компенсированными регуляторами усиления и применяют в широкополосной измерительной аппаратуре (широкополосных вольтметрах, осциллоскопах и т. д.).
Достоинством ступенчатой потенциометрической регулировки усиления является возможность получения очень большой глубины регулировки, достигающей при хорошо сконструированном регуляторе 100-4-120 дб.
Возникающие при движении ползунка потенциометрического регулятора усиления шумы сильно возрастают, если через резистор протекает постоянная составляющая тока; поэтому для уменьшения вносимых регулятором шумов преграждают путь постоянной составляющей тока через резистор /?р.
Пример 10.2. Рассчитаем ступенчатый потенциометрический компенсированный регулятор усиления с входным сопротивлением 7?Вх = /?р = 1 Мом для широкополосного осциллоскопа, имеющий четыре ступени (ослабление входного сигнала 0 дб; 20 дб; 40 дб; 60 дб). Нагружающая регулятор входная емкость усилителя вместе с емкостью монтажа Снагр = 30 пф; собственную емкость резисторов делителей Ср вместе с их монтажной емкостью примем равной 2 пф.
При сопротивлении каждой из ступеней делителя 7?р = 1 Мом сопротивления нижних резисторов ступеней согласно ур-нию (10.17) должны быть равны _______________________о 20 _ 40
20 20 20=
(рис 10 6): Rxl=10e-10 =106 ом; 7?х2=106-10 = 105 ом; /?13=10’-10
60
20
= 104 ом; Т?х4=106-10 = 103 ом.
Отсюда верхние резисторы ступеней должны иметь сопротивления: Rp—Rxi = — О, Rp—Rx2=9-105 ом; Rp—7?хз=9,9-105 ом; Rp—Ах4=9,99-105 ол1«106 о'м.
Присоединив параллельно верхним резистором для компенсации частотных искажений триммеры со средней емкостью Ст=4 пф (минимальная емкость 2пф, максимальная — 6 пф), получим полную емкость, шунтирующую верхние резисторы Ср4-Ст = 24-4=6 пф Частотные искажения регулятора будут скомпенсированы, если емкости, шунтирующие нижние резисторы, будут равны: С2 =
(Ср 4-Ст) (Яр - ЯХ2) (2,54-3.5).9-105 „ (2^4)-9,9-105 _
= = — о4 Иф\ Ся —
Rx2 Ю5 10*
(2 -Ь 4) -10е
= 594 пф; С4 = -----= 6000 пф.
Так как входная емкость усилителя с учетом монтажа и емкости нижнего резистора равна СНагр4-Ср = 32 пф, параллельно нижним резисторам следует включить конденсаторы с емкостью: Сд2 = 54—32 = 22 пф; Сд3 = 594—32se560 пф; СД4=6000—32 ~ 6000 пф; разброс емкости монтажа верхних резисторов и допуски аа емкость дополнительных конденсаторов будут скомпенсированы подстройкой триммеров в собранном приборе.
Регулировка изменением положения точки покоя
Усиление устройства можно изменять, меняя напряжение смещения во входной цепи одного из усилительных элементов. При этом будет изменяться положение точки покоя на характеристике уси----------------------------- 245
покоя опускается, что уменьшает
Рис. 10.7. Регулировка усиления изменением режима:
а) в транзисторном каскаде, б) в каскаде с экранированной лампой
лительного элемента и крутизна характеристики выходного тока* в точке покоя, а следовательно, и коэффициент усиления каскада.
Регулировка усиления такого типа, называемая также регулировкой усиления изменением режима, используется как в транзисторных каскадах, так и в каскадах с экранированными лампами (рис. 10.7); в каскадах с триодами ее не применяют, так как усиление каскада с триодом при изменении смещения меняется мало и неравномерно. В каскаде с экранированной лампой регулировку изменением режима можно осуществить как в цепи управляющей сетки (изменением /?к), так и в цепи экранирующей (изменением Яэкр).
Принцип действия такой регулировки основан на том, что при введении в цепь эмиттера или катода сопротивления /?р точка зну характеристики коллекторного или анодного тока, а следовательно, снижает и усиление каскада. Однако этот способ не позволяет получить глубокую регулировку усиления, так как при чрезмерном снижении точки покоя она попадает на резкий изгиб характеристики, что вызывает сильное увеличение вносимых каскадом нелинейных искажений и неравномерность изменения усиления.
глубину регулировки (до
20-4-25 дб) при удовлетворительной ее равномерности здесь удается получить при использовании экранированных ламп с удлиненной характеристикой; при экранированных лампах с короткой характеристикой и транзисторах глубина регулировки усиления изменением режима сокращается до 104-15 дб.
Чтобы регулировка изменением режима не увеличивала вносимые устройством нелинейные искажения, ее вводят в каскады с малым уровнем входного сигнала (не выше 5-410 мв для транзисторов, 204-50 мв для ламп с короткой характеристикой и 504-100 мв для ламп с удлиненной характеристикой
Достоинствами регулировки усиления изменением режима являются: очень малое изменение частотных и переходных характеристик устройства при изменении усиления, отсутствие дополнительных шумов при движении ползунка регулятора. Отсутствие токов сигнала в резисторе Rp, шунтированном блокировочным конденсатором большой емкости, позволяет выносить регулятор из каскада, т. е. допускает дистанционность управления усилением. 296------ — = —
Вследствие сказанного регулировка изменением режима находит применение в широкополосных и высокочастотных усилителях. Если при вращении рукоятки регулятора по часовой стрелке усиление должно возрастать, в качестве регулятора лучше всего использовать переменный резистор типа Б (логарифмический); можно .применить и резистор типа А, но при этом регулировка будет менее плавной.
Так как усиление каскада с транзистором и экранированной лампой пропорционально крутизне характеристики выходного тока, при глубине усиления Др «крутизна при наименьшем усилении 5МИН будет в Др раз меньше крутизны при нормальном усилении S:
_ S 5мин — „
Др
Найдя Sana, по характеристикам усилительного элемента определяют омеднение во входной цепи, соответствующее этой крутизне, и ток эмиттера (катода), соответствующий полученному смещению. По известным смещению и току определяют полное сопротивление в эмиттере (катоде), вычтя из которого (или Rk), находят /?Р, обеспечивающее заданную глубину регулировки Др.
Регулировка обратной связью
Регулировка усиления отрицательной обратной связью (рис. 10.8) одинаково хорошо действует как в транзисторных каскадах, так и в каскадах с любыми электронными лампами. Простейшей схемой такой регулировки является введение в цепь эмиттера или
катода резистора с переменным сопротивлением, незашунтирован-ного конденсатором (рис. 10.8й, б). При увеличении введенного в эмиттер или катод сопротивления резистора R? увеличивается вносимая в каскад этим резистором отрицательная обратная связь и усиление каскада падает. Напряжение смещения входной при этом практически не ется, а поэтому положение покоя остается неизменным
кая регулировка не увеличивает,
цепи меня-точки и та-
а)
-1Ъ
Выход
Вход
Вход
Рис. 10.8. Простейшие схемы регулировки усиления обратной связью: а) в транзисторном каскаде; б) в ламповом каскаде
б)
Выход
;□ В,
а уменьшает вносимые каскадом нелинейные искажения.
По указанной причине регулировка усиления обратной связью
пригодна для каскадов как с ма-
лой, так и с большой амплитудой сигнала; она обеспечивает удовлетворительную равномерность изменения усиления при глубине регулировки до 15-4-20 дб.
Недостатком регулировки усиления обратной связью является возможность появления сильного подъема частотной характери-^етики-^аекалдшя- очень высоких частотах или большого выброса
297
фронта в импульсных усилителях при большой глубине регулировки усиления. Этот подъем вызывается шунтированием регулирующего усиление резистора емкостью С (рис. 10.8, пунктир), представляющей собой сумму собственной емкости резистора Rp и емкости его монтажа; у каскадов с подогревными лампами в эту емкость входит и емкость катод-подогрев лампы. Емкость С, несмотря на малую ее величину (54-10 пф у транзисторного каскада), замыкает Rp на очень высоких частотах, ослабляя обратную связь и поднимая усиление аналогично эмиттерной высокочастотной коррекции (см. стр. 235—236).
Подъем и выброс отсутствуют, если С меньше величины, соответствующей наилучшей частотной характеристике схемы эмит-терной коррекции; решая выражение, определяющее Скэ на стр. 238 относительно А = 1 +8эсКкэ= Др и положив Др, после за-
мены RK3 на Rp и Скэ на С, получим формулу для определения наибольшей глубины регулировки обратной связью, при которой отсутствуют подъем характеристики на верхних частотах и выброс фронта:
ДР <0,3]/^-, (10.19)
где /вгр—верхняя граничная частота регулируемого каскада. Значение §эс для транзисторного каскада находят по ф-ле (10.3); для лампового каскада 8ЭС заменяют на 8ДК, определяемую в случае триода по выражению (10.4) и в случае экранированной лампы — по выражению (10.5).
Для определения необходимой величины сопротивления резистора Rp по заданной глубине регулировки Др достаточно решить выражение, определяющее Др, относительно Rpt
Др=Ц-8эс/?р; Rp= Др~--- ; (10.20)
*->эс
подставляемое в (10.20) значение 8ЭС находят так же, как при проверке допустимой глубины регулировки по ф-ле (10.19). Переменный резистор для регулятора здесь обычно используют непроволочный с логарифмическим законом изменения сопротивления (типа Б); при небольшом диапазоне регулировки можно использовать и резистор типа А.
При переключении нижнего конца резистора, подающего смещение на базу или сетку, с верхнего конца Rp (рис. 10.8), на общий провод усиление регулируется как обратной связью, так и смещением. Такая комбинированная регулировка позволяет получить глубину до 20-4-25 дб при любом усилительном элементе.
10.3. РЕГУЛИРОВКА ТЕМБРА
В усилительных устройствах нередко требуется в рабочих условиях -изменять—частотную-^&арактеристику ла _нижних_или_верхних—час-298
готах. Это осуществляют при помощи регуляторов тембра, представляющих собой регулируемые частотнозависимые цепи, вводимые в межкаскадную связь или в цепь обратной связи.
Существует много схем регуляторов тембра, по различному изменяющих частотную характеристику устройства. Для снижения помех от соседнего канала в радиоприемниках и уменьшения шумов при воспроизведении грамзаписи используют регулятор тембра, плавно снижающий усиление на верхних частотах
при неизменном усилении на средних и нижних. Схема такого регулятора тембра, включаемого параллельно входной цепи любого каскада усилителя, и ее частотные характеристики для различных положений регулятора даны на рис. 10.9; сопротивление переменного резистора Rp и емкость конденсатора С этого регулятора тембра определяются приближенными выражениями:
Рис. 10 9. Регулятор тембра, снижающий усиление на верхних частотах:
а) принципиальная схема; б) частотные характеристики при различных положениях рукоятки регулятора
7?р~(104-20)А>сс,
/1 *\СС
(10.21)
где Rcc — сопротивление цепи, в которую включают регулятор, на средних частотах, между точками включения цепочки С Rp и ft — частота, на которой при закороченном Rp усиление на высо
Рис. 10.10. Регулятор тембра, повышающий усиление на нижних частотах:
а) принципиальная схема; б) частотные характеристики при различных положениях рукоятки регулятора
ких частотах падает на 1 дб.
Другой регулятор тембра, плавно поднимающий усиление на нижних частотах при неизменном усилении на средних и верхних, используют в усилителях воспроизведения звука для корректирования падающей примерно с 1 кгц частотной характеристики магнито
фонной и граммофонной записи. Несложная схема такого регулятора и ее частотные характеристики при различных положениях регулировки приведены на рис. 10.10. Регулятор тембра такого типа наиболее удобно включать на входе усилителя до разделительного конденсатора; его элементы можно рассчитать по
299
300
выражениям
r ___________Rp Rcc________
Rp Yu макс 4s (Ун макс 1) Rcc
r~ ».3i (10-22)
fiR
где Унмакс — наибольшее значение относительного усиления на нижних частотах при полностью введенном сопротивлении А?р и fi — частота, на которой усиление при этом возрастает на 1 дб.
Сопротивление переменного резистора /?р обычно берут близким к сопротивлению схемы на средних частотах Rcc между точками подключения регулятора.
Существуют и более сложные регуляторы тембра, позволяющие плавно уменьшать и увеличивать усиление как на нижних, так и на верхних частотах; один из регуляторов тембра такого типа, позволяющий изменять усиление на нижних частотах от —20 дб до +20 дб и на верхних частотах от —16 дб до +16 дб по отношению к средним частотам [10.1, стр. 599—601], показан на рис. 10.11.
ЛИТЕРАТУРА
10.1. Цыкин Г. С. «Электронные усилители». М., «Связь», 1965.
10.2. Bailey A. R. «High performance transistor amplifier». «Wireless World»j December, 1966.
Глава 11
МНОГОКАСКАДНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
11.1. ОСОБЕННОСТИ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усиление, даваемое одним усилительным каскадом, для слабых электрических сигналов обычно сказывается недостаточным, а яоэтому большинство современных усилителей являются многокаскадными.
При проектировании и конструировании многокаскадных усилителей возникает ряд вопросов, не встречающихся при рассмотрении отдельных усилительных каскадов. К таким вопросам, на-лример, относятся: определение коэффициента усиления многокаскадного усилителя; суммирование вносимых отдельными каскадами искажений в многокаскадном усилителе и распределение допущенных на усилитель искажений между его каскадами; паразитные связи между каскадами и их уменьшение; требования, лредъявляемые усилителем к источнику питания, и ряд других вопросов.
11.2. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ
Обозначим через К\, Кг, Кз,.Кп коэффициенты усиления напряжения отдельных каскадов n-каскадного усилителя (рис. 11.1):
—; Х3= — ..Х=-^ ; (11.1)
UBX U1 йг ип-л
Перемножив коэффициенты усиления всех каскадов, получим
КгКгКз. . ,Кп = ^-^-^ Ih иг
Рис. 11.1. К определению коэффициента усиления многокаскадного усилителя
302
= =7^ус) (112)
—1 С^ВХ
где Кус — коэффициент усиления напряжения всего усилителя, равный отношению его выходного напряжения к входному. Так как модуль произведения комплексных величин равен произведению модулей этих
величин, из (11.2) следует, что
Дус = Ki,.кп. (11.3)
Прологарифмировав (11.3) и помножив обе части полученного равенства на 20, учитывая (1.3), найдем, что
КуС [<?б] = Ki [56] + ^2[Л5] + К3 [56] + Кп [56]. (1 1.4)
Равенства (11.3) и (11.4) показывают, что коэффициент усиления усилителя в относительных единицах равен произведению, а в логарифмических — сумме коэффициентов усиления его каскадов
Это правило справедливо также для сквозных коэффициентов усиления напряжения [11.1, стр. 86], для коэффициентов усиления тока и для коэффициентов усиления мощности.
11.3. СУММИРОВАНИЕ ИСКАЖЕНИЙ И ИХ РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ПО КАСКАДАМ
Суммирование искажений в многокаскадном усилителе
Поделив обе части равенства (11.3) на Дерус, и учитывая коэффициент передачи входной цепи Двх, получим полный модуль относительного усиления усилителя в виде
Yy^Y^YzYs.-.Y", (11.5)
откуда
Мус = -^- = Л4вхМ1Л42Л43...Л4„; (11.6)
'ус
здесь Увх и Л4ВХ— относительное усиление и коэффициент частотных искажений входной цепи соответственно.
Прологарифмировав (11.5) и (11.6) и помножив обе части полученных равенств на 20, учитывая (1.11), найдем, что
I'yc [<?б] = ^вхсзб] + Yi'[66] + Y2 [d6j + Y3 [56] ф-... ф- Yп [(3б];
Чс [дб] = ^вх[йб] [66] + М2 [56] + М3 f56] + • • + Мп [дб] . (1 1.7|
Равенства (11.5) — (11.7) показывают, что относительное усиление и коэффициент частотных искажений усилителя в относи, тельных единицах равны произведению, а в логарифмических — сумме относительных усилений или коэффициентов частотных искажений его каскадов входной цепи
Так как аргумент произведения комплексных чисел равен сумме аргументов сомножителей, угол сдвига фазы усилителя равен сумме углов сдвига фазы его каскадов и входной цепи:
Фус = Фвх + Ф1 + фг + Фз+ ...фп. „ (11.8)
Полученные правила суммирования частотных искажений в большинстве случаев справедливы и для определения искажений
303
каскада, имеющего несколько источников искажений; например, в транзисторном трансформаторном каскаде с цепочкой Сэ, Ra в эмиттере частотные искажения на нижних частотах от влияния трансформатора и от влияния Сэ суммируются по указанным выше правилам так же, как и искажения от разделительного конденсатора С и блокировочного конденсатора Ск в ламповом резисторном каскаде.
Однако указанные выше правила неточны, когда цепи, вносящие искажения, непосредственно связаны и когда одна из цепей нагружает другую, примерами могут являться искажения, вызываемые конденсатором Сэ в цепи эмиттера и разделительным конденсатором С в цепи базы этого же транзистора [11 1, стр 106]; искажения от конденсатора катодного смещения Ск и конденсатора в цепи экранирующей сетки той же лампы СЭКр у каскада с экранированной лампой 111.2, стр 35], а также искажения от разделительных конденсаторов на входе и выходе эмиттерного повторителя. В этих случаях результирующие частотные искажения оказываются больше найденных по указанным выше правилам, а результирующий фазовый сдвиг—'меньше, однако получающаяся при использовании сформулированных выше правил ошибка и в этих случаях обычно оказывается невелика, и при округлении емкости рассчитанных конденсаторов до ближайшего стандартного значения в большую сторону ею почти всегда можно пренебречь.
Нелинейность многокаскадного усилителя определяется нелинейностью его компонентов. Точный расчет коэффициента гармоник частотнозависимой системы, которой является усилитель, очень сложен. Однако обычно наибольшие нелинейные искажения вносит последний (оконечный) каскад усилителя, и коэффициент гармоник усилителя в большинстве случаев можно считать равным коэффициенту гармоник его последнего каскада.
В тех случаях, когда коэффициент гармоник предыдущих каскадов того же порядка или превышает коэффициент гармон ik последнего каскада, коэффициент гармоник усилителя по отдельным гармоникам можно считать равным сумме коэффициентов гармоник каскадов по этим гармоникам, так как в худшем случае (при совпадении фаз составляющих суммируемой гармоники) он не превзойдет этой суммы, полный коэффициент гармоник усилителя при этом находят по выражению (123)'
Кггус ~ КГ2 + кг2 + кг2 • • •’ 'тзус ~ КГ3 + КГ3 “И кгЗ 4~ • • • I
Кг4 ус ~ КГ4 + кг4 + гсг4 'Г • • .; «гус » К «г2 ус + кгЗ ус + кг4 ус ’ О1-9) здесь кГ2 ус, Кгз ус, Кг4 ус — коэффициенты гармоник усилителя по отдельным гармоникам; кГ2, Кгз, кГ4 — коэффициенты гармоник каскадов по отдельным гармоникам; различным количеством штрихов отмечены коэффициенты гармоник различных (первого, второго, третьего) каскадов
Хотя частотную и фазовую характеристики усилителя можно рассчитать по известным характеристикам его каскадов при помощи простых соотношений (11.5) — (11.8), переходные характеристики многокаскадного усилителя с различными каскадами нельзя найти простым и точным способом по переходным характеристикам его каскадов Поэтому переходные характеристики импульсных усилителей обычно не определяют, а ограничиваются расчетом его переходных искажений по приближенным формулам, призм
веденным ниже и дающим достаточную для практических цепей точность.
Время установления и-каскадного усилителя tyyc состоящего из одинаковых каскадов, не имеющих выбросов, приближенно определяется через время установления одного каскада ty соотношением:
tyyc^tyn°’6. (11.10)
Время установления га-каскадного усилителя, состоящего из одинаковых каскадов с высокочастотной коррекцией и малыми выбросами (6= 1-4-2%) приближенно определяется соотношением, отличающимся от (11.10) лишь показателем степени при п:
tyycmtyn°’5 =ty]fn; (11.11)
при большем выбросе показатель степени при п становится еще меньше.
При различных каскадах, не имеющих выбросов, или имеющих малые выбросы (не выше нескольких процентов) время установления усилителя приближенно равно:
iy У с ~ / ^х+^1 + С+^з+---’ (11 •12)
1где^УвхЛуь ^уз — время установления входной цепи, первого, второго и т. д. каскадов.
Если каскады усилителя не имеют выбросов, то выброс усилителя бус также отсутствует:
61 = 0; б2 = 0; б3 = 0...; 8ус=0.
Если входная цепь и каскады усилителя имеют одинаковый выброс, равный критическому, то выброс усилителя равен выбросу одного каскада:
бвХ = 6i = б2 = • = 6кр; бус = бкр.
Напомним, что для резисторного каскада с параллельной высокочастотной коррекцией индуктивностью, а также для каскада с эмиттерной высокочастотной коррекцией критический выброс равен приблизительно 1%; для сложных схем коррекции он превышает эту величину.
Выброс усилителя, имеющего каскады с различными, но небольшими выбросами и мало отличающимся временем установления, приближенно можно найти по выражению
бус ~ / SL+SHS!+---- О1-13)
Следует подчеркнуть, что приведенные выше соотношения (11.10) — (11.13) совершенно не пригодны для усилителей, каскады которых имеют сильно различающиеся выбросы и очень различное время установления. У таких усилителей время установления и выброс могут быть меньше времени установления и выброса одного из каскадов (см. стр. 307—310).
305
Искажения вершины импульса в многокаскадном усилителе при небольшой их величине (Дус^0,1) приближенно равны алгебраической сумме искажений вершины, вносимых отдельными каскадами или цепями усилителя:
ДУс ~ Д+Д1 +^2 +Дз4~ (11.14)
где Двх, Д1, Дг и т. д. — искажения вершины, вносимые отдельными каскадами или цепями усилителя.
Сравнительно несложным способом построения переходной характеристики многокаскадного усилителя по известным переходным характеристикам его каскадов является графический способ ступенчатой аппроксимации При этом способе ось времени переходных характеристик двух каскадов или двух групп каскадов, общую переходную характеристику которых хотят получить, разбивают на одинаковые участки и отмечают на одной из характеристик среднюю высоту каждого участка at, а2, а3 и т д ; на второй характеристике отмечают высоту ординаты в конце каждого участка Ь2, Ь3 и т. д. Каждая ступенька первой характеристики даст на выходе второго каскада сигнал, совпадающий по форме с переходной характеристикой второго каскада, а по величине — пропорциональный высоте ступеньки первой характеристики Сложив ординаты сигналов от воздействия отдельных ступенек в конце каждого участка времени, получают общую переходную характеристику каскадов или групп каскадов [11 3, стр 283- -287] Точность этого способа при аккуратном построении графиков и достаточ ном количестве участков, на которые разбивают ось времени, достигает десятых долей процента, что достаточно даже для аналитических целей
Распределение искажений по каскадам
Распределение допустимых для усилителя искажений между отдельными его каскадами желательно производить так, чтобы размеры и стоимость усилителя были минимальны.
Поэтому на более дорогие и громоздкие каскады и детали, например на трансформаторные каскады, допускают частотные искажения на нижней рабочей частоте и искажения вершины импульса в 24-3 раза больше, чем на резисторные; при одинаковых каскадах частотные искажения на низшей частоте и искажения вершины импульса у всех каскадов можно брать одинаковыми и делать их поровну между вносящими эти искажения цепями. Если часть усилителя охвачена отрицательной обратной связью, то на каскады, входящие в петлю обратной связи, обычно можно допустить искажения в несколько раз большей величины, так как они будут уменьшены обратной связью.
Если при таком распределении частотных искажений на низшей частоте или искажений вершины импульса расчет показывает, что компоненты схемы получаются недопустимо дорогими и громоздкими, на каскады можно допустить искажения большей величины, скорректировав излишние искажения введением в усилитель низкочастотной коррекции.
Допустимые для звукового усилителя частотные искажения на высшей рабочей частоте обычно не распределяют по каскадам, а находят искажения, вносимые каскадами и входной цепью, рассчитав их и стожив; если суммарные искажения усилителя по--------
306
лучатся больше допустимых, заменяют вносящие наибольшие искажения транзисторы на более высокочастотные или вводят в каскады с этими транзисторами высокочастотную коррекцию.
В широкополосных усилителях для уменьшения размеров и стоимости устройства все каскады, за исключением повторителей, снабжаются высокочастотной коррекцией, схемы которой выбираются на основании сказанного в гл.7.
Взаимная коррекция каскадов
Равномерное распределение частотных искажений на высшей рабочей частоте или времени установления между отдельными каскадами широкополосного усилителя не всегда экономически целесообразно.
Так, например, в выходных каскадах широкополосных усилителей с большой амплитудой выходного сигнала, работающих на высокоомную нагрузку (на емкость небольшой величины) экономически выгодно допустить частотные искажения на высшей частоте или время установления, близкие к частотным искажениям или времени установления, допущенным для усилителя или даже превышающие их. Это позволяет взять в выходном каскаде много большее сопротивление резистора в коллекторе или аноде R, что сильно уменьшает необходимую для получения заданного выходного напряжения амплитуду тока выходного сигнала, а следовательно, позволяет уменьшить ток покоя выходной цепи и потребляемую каскадом мощность питания, а иногда даже использовать в каскаде менее мощный усилительный элемент. Коэффициент усиления выходного каскада при этом сильно возрастает, что также выгодно.
Большие частотные искажения или большое время установления выходного каскада нетрудно скорректировать одним или несколькими предварительными каскадами, получив в результате частотные искажения на верхних частотах или время установления и выброс не выше допустимых.
Наилучшая частотная характеристика на высших частотах (монотонная, без подъемов и провалов и с наибольшей полосой пропускания), а также и наилучшая переходная характеристика (с наименьшим временем установления и малым выбросом) имеют место при определенных соотношениях постоянных времени и параметров высокочастотной коррекции каскадов. Эти соотношения зависят от числа взаимно корректируемых каскадов и их схем [11.4];* чем большее количество каскадов входит во взаимно корректируемую группу, тем больше выигрыш в коэффициенте усиления и экономии питания.
Основным недостатком взаимной коррекции каскадов является то, что при изменении параметров усилительных элементов и компонентов, входящих в каскады, частотная характеристика на верхних частотах, а следовательно, время установления и выброс
307
здесь изменяются сильнее, чем у усилителя с одинаковыми каскадами [11.5, стр. 395—396], что снижает надежность устройства. Однако иногда изменения свойств взаимно корректированных каскадов в условиях эксплуатации оказываются допустимыми, окупаясь получаемой экономией.
Задача определения наивыгоднейших соотношений параметров взаимно корректированных каскадов очень сложна и решена в настоящее время лишь для нескольких простейших случаев. Приведем эти соотношения для двойки и для тройки взаимно корректированных каскадов с параллельной высокочастотной коррекцией индуктивностью.
В двухкаскадном ламповом усилителе гармонических сигналов с взаимно корректированными каскадами наилучшая частотная характеристика на верхних частотах имеет место при:
а1==1,12; «ОК = 0,27; /?х = 0,394 /?ок , (11.15)
o0i
а в трехкаскадном усилителе с взаимной коррекцией каскадов при:
^ = 2,28; а2=0,37; аок=0,25; = 0,237/?ок;
С01
R2 = 0,659 R0K , (11.16)
С'о 2
где <2Ь <22, <20ь — коэффициенты высокочастотной коррекции первого, второго и оконечного (выходного) каскадов; Ri, Rz, R0K — сопротивления резисторов в цепях анода первого, второго и оконечного каскадов; С0!, Coz, Со ок — емкости, нагружающие первый, второй и оконечный каскады.
Нормированные по выходному каскаду частотные характеристики двухкаскадного и трехкаскадного усилителей со взаимно корректированными каскадами, определяемые при соотношениях (11.15) и (11.16) уравнениями:
У _ 1 Г 140 ,268 X2 4-0,0142X4 .
И 1 4 0.268 Х2 4 0,0142Х4ф 0.0022Х8 ’
У 1 Г 1 4 0,413 X2-ф-0,039 X4 4 0,0011 X6
Гзк— у 1 4 0,413 X2 4 0,039Х4 4 0,0011 X6 4 0.000026Х12 ’ приведены на рис. 11.2.
Выигрыш в мощности питания и в усилении, даваемый взаимно корректированными парой и тройкой каскадов тем больше, чем меньшие частотные искажения допускаются на усилитель. При Увус = 0,9 взаимно корректированная пара каскадов дает выигрыш в усилении в 1,73 раза и экономию в мощности питания выходного каскада в 1,34 раза; взаимно корректированная тройка дает при Увус = 0,9 выигрыш в усилении более 3,7 раза и уменьшение мощности питания выходного каскада свыше 1,6 раза по срав-308
Рис. 11.2. Нормированные частотные характеристики взаимнокоррелированных парыСКгк) и тройки (Y3I<) каскадов при данных, определяемых соотношениями (11.15) и (11.16)
нению с усилителем ,с одинаковыми каскадами, имеющими а=0,414 [11.5,
стр. 395—397].
При расчете двухкаскадного и трехкаскадного усилителей гармонических сигналов со взаимно корректированными каскадами и высокочастотной параллельной коррекцией индуктивностью, выбрав лампы для каскадов, находят емкость Со ок, нагружающую оконечный (выходной) каскад, и определив по графикам рис. 11.2 значение X = ХБ = совСо0кА,ок соответствующее заданному на усилитель относительному усилению Увус на высшей рабочей частоте оы, находят сопротивление резистора Док в аноде оконечного каскада и индуктивность корректирующего дросселя в его анодной цепи Lok из соотношений:
RciK ~ 7Г ’ Lqk = йок О) ОК ®ВСООК
После этого, определив нагружающие остальные каскады емкости, из соотношений (11.15) и (11.16) находят Ri и Rz, а затем ииндуктивности корректирующих дросселей остальных каскадов:
Li = <21С01 Lz — azC^R^. (11.17}
В двухкаскадном усилителе импульсных сигналов с взаимно корректированными каскадами и выбросом фронта в 1 % наименьшее время установления усилителя /уус = 0,76 CoOKROK имеет место при:
(21=1,4; аок = 0,325; Я1 = 0,233 R0K , (11.18}
Coi
и в трехкаскадном усилителе импульсных сигналов с взаимно корректированными каскадами и выбросом фронта в 1 % наименьшее время установления усилителя ty ус = 0,475 C0oKROK получается при:
ai = 4,434; а2 = 0,953; aOK = 0,318; Ri = 0,0672R0K-^- ;
Col
Rz = 0,282 R0K . (11.19}
^*02
Даваемый двухкаскадным и трехкаскадным усилителями импульсных сигналов с взаимно корректированными каскадами выигрыш в усилении и экономия мощности питания по сравнению с усилителями из одинаковых каскадов с (2=0,35 и выбросом 1% имеет величину того же порядка, что и у взаимно корректированных усилителей гармонических сигналов [11.5, стр. 398].
3091
При расчете усилителя импульсных сигналов с взаимно корректированными каскадами, выбрав лампы для каскадов, находят нагружающую выходной каскад емкость Со0к и определяют сопротивление резистора /?оь и индуктивность корректирующего дросселя LnK в цепи анода выходного (оконечного) каскада:
D — ус • Р — ^у УС . Г — п (Г D2 .
'Ч)К 2к — .. _с г > 'ТокЗк ’ _ ' i'0K ок °ок 'окг
0,76 Соок 0,475 Соок
первое значение Rm. относится к двухкаскадному усилителю, второе — к трехкаскадному. Сопротивление резисторов Ri и R2 находят из соотношений (11.18) и (11.19), а индуктивность дросселей Li и L? по ф-лам (11.17).
При необходимости иметь у широкополосного усилителя возможно более стабильную частотную или переходную характеристику при замене деталей, их старении и т. д. взаимную коррекцию каскадов не используют, а делают каскады одинаковыми; в усилителе гармонических сигналов допустимые на усилитель частотные искажения на высшей рабочей частоте в этом случае делят на все каскады поровну (в децибелах) и берут для всех каскадов a = 0,414. В усилителе импульсных сигналов с возможно более стабильной переходной характеристикой в области малых времен, а также в импульсных усилителях без выброса все каскады делают с одинаковым временем установления при критической переходной характеристике fn = 0,25 при параллельной коррекции индуктивностью); время установления каждого из каскадов находят по заданному времени установления усилителя, используя соотношение
(11.20) у п
где п — число каскадов усилителя.
11.4. УСТОЙЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Самовозбуждение усилителя с обратной связью
Из соотношений (2.3), определяющих коэффициент усиления линейной системы с обратной связью в установившемся режиме, следует, что при р/<* = 1 коэффициент усиления системы становится бесконечно большим. При этом ничтожно малое входное напряжение частоты, для которой p>R* = \, должно привести к появлению на выходе бесконечно большого напряжения этой частоты. В действительности выходное напряжение не будет бесконечно велико, а ограничится верхним сгибом амплитудной характеристики системы.
Так как на входе устройства всегда имеется напряжение тепловых шумов с непрерывным частотным спектром, на его выходе -при—рК* — 1—и отсутствии входного сигнала возникают электри-310
ческие колебания с частотой, для которой петлевое усиление равно единице; это явление называют самовозбуждением устройства.
Самовозбуждившееся устройство не может усиливать подаваемые на его вход слабые электрические сигналы, так как оказывается полностью загруженным собственными колебаниями. Поэтому для усилительных устройств самовозбуждение недопустимо, и его предотвращение является одной из основных задач проектирования устройств с обратной связью.
Значение рД*>1 также обычно приводит к самовозбуждению устройства с обратной связью (особый случай, когда самовозбуждение при этом отсутствует, указан на стр. 312). Амплитуда выходных колебаний в этом случае нарастает до тех пор, пока верхний сгиб амплитудной характеристики устройства не снизит его усиления на столько, что рД* окажется равным единице; после этого нарастание амплитуды собственных колебаний прекращается, и колебательный процесс становится стационарным.
Устойчивым называют такое усилительное устройство с обратной связью, которое не самовозбуждается в рабочих условиях.
Введение в устройство отрицательной обратной связи, казалось бы, не может привести к его самовозбуждению, так как отрицательная обратная связь, как видно из второго ур-ния (2.4), всегда снижает усиление. Однако как указывалось на стр. 36, на частотах, где фазовый сдвиг петли обратной связи равен ±180°, отрицательная обратная связь становится положительной; и если на какой-либо из этих частот рД* превышает единицу, устройство с отрицательной обратной связью самовозбуждается.
Ввиду того что фазовый сдвиг петли обратной связи достигает ±180° обычно за пределами рабочей полосы частот устройства, самовозбуждение усилителя с отрицательной обратной связью обычно имеет место на очень низких или очень высоких частотах, далеко выходящих за пределы его рабочего диапазона частот.
Критерии устойчивости
Для суждения об устойчивости системы достаточно вывести ее из состояния равновесия и проследить за характером последующего ее поведения. Для суждения об устойчивости усилителя достаточно подать на его вход электрический импульс произвольной формы и определить имеющую место при этом зависимость выходного напряжения от времени.
Для определения устойчивости усилительного устройства аналитическим путем необходимо иметь аналитическое выражение его коэффициента усиления. Наиболее известными и наиболее общими аналитическими критериями устойчивости, определяющими устойчивость системы по уравнению ее коэффициента передачи или характеристическому уравнению, являются критерий Михайлова [11.6, стр. 82—84] и критерий Рауса-Гурвица [11.6, стр. 96—
---------------------------------------------------------
311
Рис Id 3 Годографы пет левого усиления (диаграммы Найивиста) для усили телей с отрицательной обратной связью а) устойчивого; б) иеустой чивого, в) условно устойчивого
Однако действительное уравнение коэффициента усиления усилительного устройства всегда отличается от полученного аналитическим путем вследствие ряда факторов, которые при анализе не удается точно учесть Поэтому наиболее точным и наиболее удобным для практического использования является критерий, позволяющий определить устойчивость устройства по его действительным, экспериментально снятым частотной и фазо вой характеристикам Так как частотная и фазовая характеристики многокаскадного усилительного устройства с достаточной для практики точностью могут быть определены и аналитическим путем, такой критерии может быть использован и для аналитическом проверки устойчивости устройства
Простой и удобный критерий устойчивости, позволяющий судить об усточивости устройства с обратной связью по частотно-фазовой характеристике петлевого усиления (годографу вектора рК*) был сформулирован Найквистом [11 7] в таком виде:
Если точка с координатами (7; 0) находится вне замкнутой кривой, описываемой концом вектора рК* при изменении частоты от 0 до оо, то устройство является устойчивым (рис. 11.3а)
Примером неустойчивого устройства, которое самовозбуждается в рабочих условиях, является устройство с годографом петлевого усиления, изображенными на рис 11.36, так как здесь точка (1, 0) находится внутри годографа
Найквист также доказал, что сущестсхют 'устойчивые системы с обратной связью, \ которых на некоторых частотам пеглеоое усиление вещественно и превышает единицу; примером являются устройства с годографом петлевого усиления, изображенным на рис. 11.Зе. Такие устройства в определенных условиях (например, при перегрузке) могут самовозбуждаться, а поэтому называются ___условно устойчивыми._________
~ Построение годографа петл евого усиления для проверки устои-312
чивости проектируемого усилителя с обратной связью производят следующим образом. Определив аналитически или экспериментально как модуль, так и аргумент р и К* для широкой полосы Ьастот, далеко заходящей за пределы рабочей полосы частот усилителя, находят модуль рК* как произведение модуля р на модуль К* для каждой из частот, и аргумент фрд как сумму углов сдвига фазы усилителя ф?< и цепи обратной связи фр. Отложив от начала координат модуль р/<* в выбранном масштабе под углом фр к, к горизонтальной оси для частоты fi, отмечают конец вектора точкой Проделав то же для ряда других частот и соединив отмеченные точки линией, получают годограф петлевого усиления устройства
Для предотвращения ошибок построение Iодографа следует начинать со средних частот, увеличивая частоту, построив таким образом половину годографа, возвращаются к средним частотам и строят вторую его половину, уменьшая частоту У усилителей переменного тока годограф петлевого усиления представляет собой замкнутую кривую, окончивающуюся в начале координат как при / = 0, так и при f=oo.
Построенный аналитически годограф петлевого усиления нередко значительно отличается от действительной частотно-фазовой характеристики петлевого усиления устройства, снятой экспериментально. В области низких частот это отличие в основном обусловлено паразитными межкаскадпыми связями через источник питания, которые трудно учесть, а в области высоких частот— влиянием паразитных и распределенных емкостей и индуктивностей проводников и деталей, не учитываемых при расчете усилительных каскадов, а также неточностью эквивалентных схем транзистора и трансформатора, используемых при анализе усилительных каскадов (см. стр.181 —182, стр. 204)
Поэтому после расчета усилительного устройства с обратной связью всегда изготовляют его макет или опытный образец, с которою снимают частотно-фазовую характеристику разомкнутой петли обратной связи, чтобы принять меры для устранения возможности самовозбуждения устройства в эксплуатационных условиях
Способы обеспечения устойчивости
Так как самовозбуждение устройства с отрицательной обратной связью возможно лишь при фазовых сдвигах в петле обратной -связи, равных и ш превышающих 180°, для облегчения обеспечения устойчивости устройства желательно:
1) охватывать обратной связью возможно меньшее количество каскадов, так как это уменьшает сдвиг фазы петли обратной связи,
2) охватывать обратной связью каскады, дающие возможно малые фазовые сдвиги._____________________________======
313
Однако количество каскадов, которые приходится охватывать обратной связью, зависит как от цели ее введения, так и от необходимой глубины связи. Например, хотя нелинейные искажения в основном вносит выходной каскад, для сильного снижения нелинейности устройства обратной связью приходится охватывать два-три, а иногда и четыре каскада, так как лишь при этом удается получить требуемую глубину связи. При использовании же обратной связи для повышения стабильности усиления устройства обратной связью приходится охватывать все его каскады, так как каждый из них почти в равной мере определяет стабильность усиления.
При необходимости охватить обратной связью большое количество каскадов, для облегчения обеспечения устойчивости одну общую петлю обратной связи можно разделить на две или большее их количество; однако при этом сильнее снижается усиление, а поэтому разделение петли применяют в крайних случаях.
Например, для повышения стабильности усиления пятикаскадного усилителя в 25 раз все его каскады необходимо охватить петлей обратной связи с глубиной A =il-)-p/C*=25, что может оказаться затруднительным с точки зрения обеспечения устойчивости и снизит усиление в 25 раз. При разделении одной общей петли на две глубину обратной связи каждой из петель придется оставить равной 25; это снизит усиление уже в 252 = 625 раз, что потребует введения в устройство шестого каскада, однако в каждую из петель с Л =25 будет входить лишь три каскада, и обеспечение устойчивости устройства не вызовет затр\дпений
Наилучшими с точки зрения устойчивости при охвате обратной связью являются каскады с прямой связью, а также резисторные, так как эти каскады вносят наименьшие и плавно изменяющиеся фазовые сдвиги, практически не превышающие 90° Дроссельные каскады несколько хуже для охвата обратной связью, так как у них емкость Со больше, чем у резисторных, а максимальный сдвиг фазы на нижних частотах больше 90°.
Наихудшими для охвата отрицательной обратной связью являются трансформаторный и резисторно-трансформаторный каскады, максимальные фазовые сдвиги которых на очень высоких частотах нередко превышают 500° при емкостной нагрузке трансформатора. При необходимости охватить трансформатор обратной связью его нагрузку следует сделать активной для улучшения фазовой характеристики. При охвате трансформаторного выходного каскада обратной связью последнюю лучше снимать с первичной обмогки трансформатора, а при охвате трансформаторного входного устройства — подавать во вторичную обмотку; при этом вносимые трансформатором фазовые сдвиги уменьшаются.
Указанные меры недостаточны для обеспечения устойчивости многокаскадного устройства, охватываемого глубокой отрицательной обратной связью Например, при охвате частотнонезависимой отрицательной связью лишь трех одинаковых резисторных каскадов и сдвиге фазы на каскад в 60° сдвиг фазы цепи рК* достигает isn-~ Нрн--5том. как-нетрудно найти из Д.6 6)_ и (6.9), (6.33) и 314
(6.35), относительное усиление каждого каскада составит 0,5, а относительное значение усиления усилителя — 0,53=0,125. Следовательно, такой усилитель потеряет устойчивость уже при (5^* = ~0~125 = ^’ С уЧеТ°М нео®ходимого запаса устойчивости величину рК* здесь нельзя брать больше 44-5. При охвате большего количества каскадов, а также при худших схемах межкаскадной связи допустимая глубина связи оказывается еще меньше.
Увеличения допустимой глубины отрицательной обратной связи в многокаскадном усилителе можно добиться, используя в нем каскады с различной полосой пропускания {11.8, стр. 46—51); так, например, при одном каскаде трехкаскадного резисторного усилителя с полосой пропускания в 10 раз больше (или меньше) полосы пропускания двух других, критическое значение рК* превышает 24, а следовательно, наибольшая допустимая величина рК* возрастает до 12ч-15. Однако сокращение полосы части каскадов ухудшает характеристики устройства, расширение же полосы удорожает усилитель; получаемое таким способом увеличение допустимой глубины связи, как видно из приведенного примера, невелико. Поэтому описанный способ не имеет широкого применения.
Более эффективной мерой, позволяющей очень сильно увеличить допустимую глубину отрицательной обратной связи в многокаскадном усилителе, является использование корректирующих цепочек, уменьшающих рК* на частотах, где сдвиг фазы петли обратной связи достигает 180°.
Схемы корректирующих цепей, используемых для этой цели, очень разнообразны, их синтез рассматривается в специальной литературе [например. 11.9] и является одной из сложных задач, не решенных до настоящего времени в общем виде.
Однако известно несколько простых цепей частотно-фазовой коррекции, дающих в большинстве случаев очень хорошие результаты. Например, включение в резисторный каскад последовательно с разделительным конденсатором С параллельной цепочки Сн (рис. 11.4а) снижает усиление каскада на нижних частотах, одновременно уменьшая фазовый сдвиг в опасной области частот. Аналогичные результаты имеют место на верхних частотах при включении параллельно входу следующего каскада последовательно цепочки CbRb 1рис. 114а, пунктир). Если обозначить через
Янэкв = —б~ &R, =
Яко Я ЯнЭКв4>Явхсл С
(О С (RH эКБ 4^ Rbx сл)
то зависимости модуля относительного усиления и угла сдвига фа-
делятся выражениями:
Y = - ..J - =_.= . ;
-| Г аХ2 \2 lv a2 b X \2 ’
У а2Ь2$-Х2) а2Ь2^-Х2 )
, а2 b -4 а2 Ь2 -Ф- X2 /11 nt \
Ф = arc tg - - , (11-21)
а2 Ь2 4* (1 ф «) л2
которые нетрудно получить обычным образом из эквивалентной схемы такого каскада для области нижних частот.
Рис. 11.4. Корректирование частотно-фазовой характеристики усилителей с глубокой отрицательной обратной связью:
а) принципиальная схема резисторного каскада с коррекцией; б) частотная и фазовая характеристики некорректированного (пунктир) и корректированного (сплошные) каскадов на нижних частотах
Частотная и фазовая характеристики такого каскада, построенные по выражениям (11.21) для а=6 и b — 0,1, показаны на рис. 11.46, где для сравнения даны характеристики того же каскада без корректирующей цепочки Св RB (пунктир). Из рисунка видно, что при сдвиге фазы корректированного каскада <рк = 60°
316
его относительное усиление Ук=0,072, а следовательно, критичес-
кое значение рК* для трехкаскадного усилителя с такими каска-
/ 1 \»
дами составит---------
\ 0,072 /
«2700, и имея на средних частотах $К* =
= 1000, он будет обладать почти тройным запасом устойчивости.
Коэффициент усиления и частотно-фазовая характеристика различных экземпляров усилительного устройства одного и того
же типа, выпускаемых производством, в условиях эксплуатации изменяются в довольно широких пределах вследствие ряда причин, основными из которых являются: старение компонентов схемы, допуски на их электрические величины, изменение питающих напряжений, изменение нагрузки, изменение температуры окружающей среды. Поэтому для гарантии отсутствия самовозбуждения в эксплуатационных условиях у любого экземпляра устройства с обратной связью это устройство должно обладать определенным запасом устойчивости.
Устройство с обратной связью, имеющее запас устойчивости, обеспечивающий отсутствие самовозбуждения в условиях эксплуатации у любого его экземпляра, называют абсолютно устойчивым. Вследствие того что точка (1; 0) может попасть внутрь замкнутой кривой годографа петлевого усиления как из-за изменения величины модуля рК*, так и из-за изменения ф330801,0 сдвига петли обратной связи, абсолютно устойчивое устройство должно иметь достаточный запас устойчивости как по модулю петлевого усиления, так и по его углу сдвига фазы.
Для ламповых усилителей со стабилизированными источниками питания, работающих на нагрузку определенной, неизменной величины, при имеющих место допусках на параметры ламп и допусках на электрические данные компонентов схемы в 10% минимально необходимый запас устойчивости по модулю петлевого усиления составляет примерно 3 дб на каждый из каскадов, входящих в петлю обратной связи. Запас по углу сдвига фазы петлевого усиления в этих условиях обычно достаточен порядка 10° на каскад [11.13, стр. 227—230]; при нестабилизированном питании, а также при изменяющейся нагрузке необходимый запас устойчивости увеличивается.
У транзисторных устройств с обратной связью при отсутствии подбора устанавливаемых в устройство транзисторов необходимый запас устойчивости оказывается больше, чем у ламповых, вследствие значительно более широких допусков на параметры транзисторов по сравнению с допусками на электронные лампы.
Описанные выше корректируюшие цепочки при подборе оптимальных значений коэффициентов а и b позволяют конструировать абсолютно устойчивые усилители с любым числом каскадов при глубине обратной связи до 105-=-106 раз; отрицательная обратная связь с глубиной такого порядка иногда используется в уси--лителях электронных вычиг-дительпых млтн-ин—~ ~ ==
317
Цепочки частотно-фазовой коррекции необязательно применять в каждом из каскадов, а также необязательно вместе использовать низкочастотные и высокочастотные; цепочки Сэ Ra и Ск, /?к влияют аналогично цепочки Сн Ra. Когда крутизна изменения петлевого усиления простейшими цепочками описанных типов оказывается недостаточной, используют более сложные корректирующие цепи, содержащие, кроме резисторов и конденсаторов, также и дроссели.
При очень большой глубине связи, порядка 10е раз и выше, обеспечение устойчивости устройства можно облегчить, разделив рабочую полосу частот на два или более поддиапазона, усиливаемые отдельными усилителями.
11.5. СОБСТВЕННЫЕ ШУМЫ УСИЛИТЕЛЯ
И СПОСОБЫ ИХ УМЕНЬШЕНИЯ
Тепловые шумы
На стр. 21—24 указывалось, что основными составляющими собственных шумов у правильно сконструированного усилителя являются тепловые шумы и шумы усилительных элементов, так как те и другие не могут быть снижены до сколь угодно малой величины при помощи несложных мер, как это имеет место в отношении фона, наводок и других составляющих собственного шума усилителя.
Действующее (среднее квадратичное) напряжение тепловых шумов в вольтах у любой электрической цепи, имеющей сопротивление Z, в полосе частот от fi до |f2 определяется выражением
U^=^4kT^r/df, (11.22)
h
где k — постоянная Больцмана, равная 1,374-10-23 дж)град, Т — абсолютная температура цепи (температура в градусах Кельвина), Г/ — активная составляющая сопротивления цепи в омах на частоте f.
Если в полосе частот Д/=Ц2—ft сопротивление цепи Z практически активно, постоянно и равно R, что нередко имеет место в цепях усилителей, для комнатной температуры в 20°С (293° по Кельвину), то заменив в выражении (11.22) г/ на R, после интегрирования и подстановки пределов получим простую формулу, которую обычно и используют для практических расчетов:
(11.23)
Хотя тепловые шумы генерируются всеми цепями усилителя, наибольшее значение обычно имеет тепловой шум его входной це-пи, тяк как пн угиливяртгя всеми кяскядями усилителя. Поэтому 318
при активности входного сопротивления устройства в рабочей полосе частот напряжение тепловых шумов последнего можно определить по выражению (11.23), подставив в него значение равное сопротивлению входной цепи на средних рабочих частотах, и считая что обычно не приводит к большой пог-
решности.
Шумы усилительных элементов
В отличие от тепловых шумов идеального активного сопротивле-
ния, характеризующихся равномерным распределением энергии шума в полосе частот от f=0 до f—oo (так называемый «белый» шум), энергия шумов усилительных элементов, вызываемых раз-
личными причинами, распределяется по частотному диапазону не-
равномерно.
Как у транзисторов, так и у электронных ламп спектральная плотность вносимого ими шума (мощность шума на единицу
частоты) обычно изменяется с частотой по закону, показанному на рис. 11.5. Возрастание шумов на частотах, меньших нижней критической частоты fHKp обусловлено тем, что в этой области частот шумы транзистора в основном определяются полупроводниковыми шумами, а шумы электронной лампы — эффектом мерцания катода (фликер-эффектом); спектральная же
плотности шумов от частоты для транзистора и электронной лампы
плотность полупроводниковых шумов и шумов мерцания растет примерно обратно пропорционально частоте (рис. 115, пунктир).
На частотах выше /нКр спектральная плотность шумов как
1ранзистора, так и лампы в довольно широком диапазоне частот остается неизменной. В этой области частот шумы транзистора в основном определяются: тепловыми шумами базы, дробовыми шумами эмиттера и коллектора и флуктуациями токораспределе-ния между электродами транзистора; все эти составляющие имеют равномерную спектральную плотность. Шумы электронной лампы ца частотах выше /нкрВ основном определяются дробовыми шумами и анодного и сеточного токов и флуктуационными шумами токораспределения. У экранированных и многоэлектродных дамп шумы токораспределения в несколько раз превышают шумы дробового эффекта, вследствие чего шумы таких ламп оказываются много больше шумов триодов.
Значение fHI(p у транзисторов зависит от типа транзистора, его конструкции и условий работы, и обычно находится в пределах^ ——=------------- 319
of сотен гц до нескольких кгц, у электронных ламп С Оксидным катодом /нкр обычно имеет величину порядка 1 кгц.
На частотах выше верхней критической частоты fBKp шумы транзистора и лампы с ростом частоты увеличиваются, что вызывается падением крутизны на этих частотах и другими причинами; £
у транзисторов частота /Енр имеет величину порядка -7==, а сле-
V «21 Э довательно, сильно зависит от типа транзистора, а у ламп лежит в области десятков или сотен мегагерц.
У большинства транзисторных и ламповых усилителей вся или почти вся полоса рабочих частот лежит в области между /н,!р и /вкр7 поэтому при расчете шумов усилителей обычно принимают во внимание лишь составляющие теплового шума, дробовых эффектов и токораспределения.
Удобным критерием оценки вносимых транзистором шумов является так называемый коэффициент шума транзистора F, показывающий, во сколько раз ухудшается отношение мощности сигнала к мощности шума в выходной цепи транзистора по сравнению с тем же отношением у ненагруженного источника сигнала. В соответствии со сказанным
U2 U2
F = с ист_ : (11.24)
и2 и2
где Uchct и U ш ист — соответственно квадраты действующих значений напряжений сигнала и шума на зажимах ненагруженного источника сигнала, а и2ъых и [/^BbIX — квадраты действующих значений напряжений сигнала и шума в выходной цепи транзисто-U2
_ с вых
ра. Так как транзистор вносит собственные шумы, — меньше, вых
и2 с ист чем — , а следовательно, коэффициент шума транзистора F
ист
всегда превышает единицу. Коэффициент шума обычно выражают в децибелах.
Fld6= lOlgF. (11.25)
Коэффициент шума транзистора сильно зависит от его типа, конструкции, технологии производства и условий работы; в каскадах с малым уровнем усиливаемых сигналов используют специальные малошумящие типы транзисторов, (например, П28, ГТ310 и др.), у которых наибольшее значение коэффициента шума указывается в справочных данных.
Наименьший коэффициент шума у малошумящих биполярных транзисторов имеет место при токе коллектора 0,24-0,5 ма и напряжении коллектор—эмиттер 1,54-3 в; увеличение как тока, так и напряжения сильно повышает шумы. У полевых транзисторов _коэ ф фициент шума от режима работы зависит меньше^ 320
Коэффициент шума транзистора также сильно зависит от величины внутреннего сопротивления источника сигнала; для бипо-гярных транзисторов с общим эмиттером, работающих в указан-юм выше малошумящем режиме наивыгоднейшее сопротивление источника сигнала, при котором коэффициент шума транзистора минимален, обычно имеет величину порядка тысячи ом. Изменение сопротивления источника в 1,5-н2 раза в ту или другую сторону от оптимального мало изменяет коэффициент шума, так как последний имеет довольно тупой минимум. У полевых транзисторов наименьший коэффициент шума обычно соответствует внутреннему сопротивлению источника сигнала порядка 1 Мом
У хороших современных малошумящих биполярных транзисторов, работающих в правильно выбранном режиме коэффициент шума не превышает 1,5—2 дб; у хороших полевых транзисторов он еще ниже.
При работе электронной лампы без токов управляющей сетки дробовой шум ее анодного тока, приведенный ко входной цепи удобно находить по ф-ле (11.23), заменив в последней сопротивление входной цепи R эквивалентным шумовым сопротивлением лампы Алю, приближенно определяемым для триода первым из приведенных ниже выражений, а для пентода — вторым {11.10, стр. 312—313; 11.11, стр. 200]:
г> —, 2'5 . р ,—, /р а /2,5, 20 /оэ \ ... па\
₽шл~/оа^/оэ(5 + s2 (Н.26)
где /оа и /оэ — соответственно токи покоя анода и экранирующей сетки, aS — крутизна характеристики анодного тока лампы в точке покоя.
Ток цепи управляющей сетки также создает дробовые шумы в анодной цепи, которые при высоком сопротивлении в цепи сетки могут значительно увеличить шумы лампы [11.11, стр. 201—210].
Несмотря на то что все усилительные элементы многокаскадного усилителя вносят шумы, основное значение обычно имеет шум усилительного элемента первого каскада, так как он усиливается всеми последующими каскадами. Поэтому собственные шумы многокаскадного усилителя обычно можно считать равными сумме тепловых шумов входной цепи и шумов первого усилительного элемента.
Пример 11.1. Найдем максимальное напряжение собственных шумов, приведенное ко входу транзисторного усилителя, имеющего практически активное сопротивление источника сигнала R в рабочей полосе частот усилителя от 1 кгц до 50 кгц, равное 1 ком с учетом шунтирования его делителем смещения входного каскада; коэффициент шума /'MaKc^] малошумящего транзистора первого каскада в соответственно выбранном режиме не превышает 3 дб.
Найдя по ф-ле (11.23) тепловой шум источника сигнала, равный С’шт-ОДЗ КТ49«0,91 мкв, определим наибольшее приведенное ко входу напряжение собственных шумов как Um = )А/'макс = 0,91 У" 2 яг 1,3 мкв, так
^макс [ дб] 3
как Амакс —10 10=» 10 W °" 2.
11—456 321
У лампового усилителя с тем же сопротивлением входной цепи R = Rncr — = 1 ком и той же полосой рабочих частот найдены по ф-ле (11.23) тепловой шум входной цепи (7шт составит те же 0,91 мкв-, если в первом каскаде применен пентод с S=ilO Maje, /оа= 10 ма, /оэ = 3 ма, то найденное по выражению (1126) Rmn составит 0,85 ком, а определенное по ф-ле (11.23) напряжение шумов пентода (7Шл окажется равным 0,13 "К 0,85-49=0,84 мкв. Полное напряжение приведенных ко входу собственных шумов в этом случае составит иш = = -ф = V 0,9124-0,842= 1,24 мкв, что практически не отличается от найденных выше шумов транзисторного усилителя.
Включение повышающего трансформатора на вход усилителя с электронной лампой или полевым транзистором в первом каскаде повышает динамический диапазон устройства, так как при этом напряжение сигнала вместе с тепловым шумом входной цепи возрастает, а шумы усилительного элемента остаются практически неизменными, что увеличивает отношение напряжения сигнала к результирующему напряжению собственных шумов.
Противошумовая коррекция
В тех случаях, когда источник сигнала имеет очень высокое внутреннее сопротивление, т. е. практически является генератором тока, а полоса рабочих частот устройства велика, существует возможность, как показал Г. В. Брауде, повысить отношение сигнала к шуму на выходе устройства при помощи так называемой противошумовой коррекции [11.12].
Принцип действия противошумовой коррекции заключается в том, что при высокоомном источнике сигнала (например, передающей телевизионной трубке) активное сопротивление входной цепи, состоящей из параллельно соединенных /?нх и нагружающей входную цепь суммарной емкости Свх (рис. 11.6а) берут не равным найденному из ур-ния (6.39) по допустимому для цепи коэффициенту частотных искажений Л1в на верхней рабочей частоте, а выбирают настолько большим, чтобы сопротивление входной цепи почти во всей полосе рабочих частот стало емкостным.
Указанная мера сильно повышает отношение напряжения сигнала к напряжению теплового шума, так как входной сигнал при увеличении /?вх резко возрастает, а напряжение тепловых шумов входной цепи почти не увеличивается, определяясь активной составляющей входного сопротивления, малой при емкостном сопротивлении цепи. Однако при увеличенном /?ЕХ входная цепь вносит очень большие частотные (а следовательно, и переходные) искажения, так как ее сопротивление падает почти обратно пропорционально частоте (рис. 11.66, кривая /). Для компенсации этих искажений усилитель делают с частотной характеристикой, обратной характеристике входной цепи (рис. 11.65, кривая 2); при этом результирующая частотная характеристика устройства, а вместе с ней и переходная оказываются скорректированными (рис. 11.65, кривая 3).
322
Найдем выигрыш в отношении сигнал/шум, получаемый в таком устройстве. Считая источник сигнала генератором тока входного сигнала /вх, определим входное напряжение как произведение
Рис. 11.6. К пояснению принципа действия противошумовой коррекции:
а) блок-схема устройства; б) его частотные характеристики;
1 — входной цепи; 2 — корректирующего каскада;
3 — всего устройства
тока сигнала на модуль сопротивления входной цепи:
П —.1 17 i = / _______
^вх 7вх1^вх1 2вх А /П—Гп—п—\Т" * у 1 ф (2л f RBX Свх)2
(11.27)
Для полной компенсации частотных искажений входной цепа коэффициент усиления устройства должен изменяться обратно пропорционально изменению |ZBx| с частотой:
K = tfo/l + (2nf/?B!tCBX)2. (11.28)
Определив выходное напряжение сигнала как входное, умноженное на коэффициент усиления устройства, и подставив в результат значения <7ВХ и к из (11.27) и (11.28), найдем что выходное напряжение сигнала от частоты не зависит
^вых — ^вх К — Л>х Rbx Ко- (11.29)
Действующее значение напряжения шумов на выходе устройства, складывающееся из усиленных напряжений: теплового шума входной цепи и дробовых шумов усилительного элемента первого каскада, найдем по ф-ле (11.22), подставив в нее значение/у, равное в данном случае сумме активной составляющей со-
противления входной цепи и эквивалентного шумового сопротивления усилительного элемента /?шу Помножив составляющие шумового напряжения на К и положив Л = 0, [г = ?в, найдем, что
вых
,(в
^вх
.2 + Ящу
K*df .
Подставив сюда значение К из (11.28) и проинтегрировав результат, получим
(11.30)
Поделив (11.29) на (11.30), после подстановки значения k= = 1,374-10—23 дж/град и 7 —-293°К, найдем отношение действующих напряжений сигнала и шума на выходе устройства при ной температуре (20°С): ^вых вых
вых
комнат-
788-10»/,* Rbx
сигнала
(11.32)
/в [Rbx -ф Ruiy -ф- 13,2 Rmy R^x ^вх /в]
Анализ выражения (11.31) показывает, что отношение к шуму растет с увеличением сопротивления нагрузки входной цепи устройства Rbx, но увеличение последнего выше значения
/?вх =-------1------
(4-6) Свх /2
йало изменяет отношение сигнала к шуму, но затрудняет корректирование частотной характеристики устройства [11.13, стр. 621 — 622]. Поэтому значение RBx шумов, называемом простой рают по соотношению (11.32).
Пример It.2 Если, например расчет Rbx по выражению (11.32)
при таком способе корректирования противошумовой коррекцией, выби-
Свх=20 пф, /?Шу = 250 ом, (в = 5-106 гц, то при коэффициенте 4 в знаменателе дает ??»х=105 ом, при этих данных и значении /вх=10~7 а расчет отношения сигнала X шуму по ф-ле (11.31) дает значение, равное 53,6 При отсутствии противошумовой коррекции для .получения на fB = 5-106 гц коэффициента частотных искажений Ms, равного 1,12 (1 дб) при Свх = Со=20 пф согласно ф-ле (6 39), потребуется RB bkb = Rbx=810 ом. При этом напряжение сигнала на входе составит 810-10-7 в=81 мкв, а напряжение шумов, приведенное к входной цепи, найденное по выражению (11.23) для R=RBx=Riny = 810+250= 1060 ом, окажется равным 0,13 V 1,06-5000=9,45 мкв, что дает отношение сигнала к шуму, рав-яое 8,57. Следовательно, простая противошумовая коррекция в данном случае повысила отношение сигнала к шуму в динамический диапазон усилителя на 16 дб.
Существуют различные схемы корректирующих каскадов, ис-яользуемые в устройствах с противошумовой коррекцией [11.14, етр. 433—453]; наиболее употребительным является потенциометрический корректирующий каскад, в котором увеличение усиления 324 “ ~
53,6
•- — 6,25 раза, увеличив тем самым 8,57
_1 ф (2 л/ 7?вх Свх)'
(11.31)
с ростом частоты обеспечивается резисторно-емкостным делителем напряжения (потенциометром).
У такого каскада (рис. 11.7) емкости делителя Сп и Cz берут близкие по величине друг к другу, а сопротивление резистора Rn выбирают во много раз больше чем Rz; в результате этого на
Рис. 11.7. Потенциометрические корректирующие каскады, используемые в устройствах с противошумовой коррекцией:
а) транзисторный; б) ламповый
низких частотах, где сопротивление емкостей Сп и С2 очень велико, коэффициент передачи напряжения делителя RBCn, RZCZ определяется отношением —Ri— , и п R^^R^ оказывается очень
малым. На высоких же частотах сопротивление емкостей Сп и Са становится много меньше сопротивления шунтирующих эти емкости резисторов, и коэффициент передачи напряжения делителя здесь можно получить близким к единице.
Емкости Ci и С2, а иногда и сопротивление Rz в потенциометрическом корректирующем каскаде образуются входными и выходными емкостями и входным сопротивлением следующего усилительного элемента в сумме с компонентами схемы.
Вследствие очень сильного уменьшения усиления корректирующих каскадов на низких частотах коэффициент усиления напряжения таких каскадов на низких частотах оказывается много меньше единицы, и они не усиливают, а ослабляют низкие частоты [11.13, стр. 627]. Поэтому если первый каскад устройства сделать корректирующим, получаемый на его выходе сигнал на низких частотах окажется много меньше входного сигнала, и шумы входной цепи второго каскада уменьшат или уничтожат выигрыш в отношении сигнала к шуму, даваемый схемой.
По указанной причине корректирующие каскады обычно включают после предварительного усилителя (рис. 11.6а), где уровень сигнала во много раз выше, чем на входе устройства, а поэтому опасность ухудшения корректирующим каскадом отношения сигнала к шуму отсутствует.
В тех случаях, когда отношение сигнала к шуму, обеспечиваемое рассмотренной выше схемой простой противошумовой коррекции, оказывается недостаточным, применяют схемы сложной
325
противошумовой коррекции, в которых в дополнение к большой величине 7?вх входную емкость устройства Свх разделяют на две частичные емкости последовательным включением во входную цепь корректирующей индуктивности LBX [11.14, стр. 453—458]. Это дает возможность повысить отношение сигнала к шуму в 1,5-?2 раза по сравнению с простой противошумовой коррекцией; однако схемы сложной противошумовой коррекции нуждаются в более сложном корректировании характеристик, труднее в наладке и менее устойчивы в эксплуатации, что делает их использование не всегда целесообразным.
11.6. ПАРАЗИТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЕ
И ИХ ОСЛАБЛЕНИЕ
Виды паразитных связей
Между отдельными цепями, деталями и каскадами многокаскадного усилителя существуют различные паразитные связи, которые могут столь сильно изменить свойства и характеристики устройства, что оно не будет удовлетворять предъявляемым к нему требованиям. Поэтому все виды имеющихся в усилителе паразитных связей должны быть настолько ослаблены, чтобы они практически не влияли «a свойства устройства.
Основными видами паразитных связей в усилителе являются: электростатические, индуктивные, электромагнитные, электромеханические и связи через общие источники питания.
Электро статистические (емкостные) связи
Существующая между любыми проводниками или деталями различных каскадов усилителя электрическая емкость образует в нем цепи емкостной паразитной параллельной обратной связи по напряжению. При петлевом усилении любой из петель этой об ратной связи, равном или превышающем единицу, усилитель может самовозбудиться; при сопротивлении хс емкости паразитной связи Са, много большем сопротивления цепи Z, в которую попадает напряжение паразитной связи, условие самовозбуждения примет вид:
К —-— ~ — = \KZ ® Сп| > 1, Z ф' Xq
где К — коэффициент усиления напряжения части усилителя, охваченной паразитной связью через емкость Сп. Отсюда достаточная для самовозбуждения устройства величина паразитной емкости между цепями
С — —1—. (11.33)
------- —--------------------nrZ-ff-- ------*----
326
Например, в усилителе с коэффициентом усиления К=104 при сопротивлении входной цепи Z=103 ом и благоприятной величине сдвига фазы на частоте <а=107 (f~l,5 Мгц) достаточная для самовозбуждения паразитная емкость между входной и выходной цепями согласно (11.33) составит —- ~ =
I О' • 103 1 О* = 10—14 ф=10~2 пф\ чтобы характеристики устройства заметно не изменились, паразитная емкость между этими цепями должна быть в 10 раз меньше, т. е не должна превышать 0,001 пф
Емкостная паоазитная обратная связь изменяет характеристики устройства иля вызывает его самовозбуждение на высоких частотах. Для ее ослабления детали и монтаж усилителя обычно помещают в металлическую коробку (шасси), соединяемую с общим проводом устройства, а каскады располагают один за другим в виде линейки, так как при этом имеет место наибольшее удаление опасных цепей друг от друга. При больших усилениях и высокоомных цепях это оказывается недостаточным; здесь входные и выходные цепи приходится электростатически экранировать, а также разделять входные и выходные цепи каскадов соединенными с шасси металлическими экранами.
У плохо сконструированного усилителя паразитные емкостные связи можно ослабить шунтированием входной цепи активным сопротивлением или небольшой емкостью; однако шунтирование изменяет свойства устройства, а поэтому его используют лишь в крайних случаях.
При размещении нескольких усилителей близко друг от друга, а также при расположении усилителя рядом с питающим его выпрямителем возникает паразитная емкостная связь, приводящая в первом случае к наложению одной передачи на другую, а во втором — к появлению на выходе усилителя фона переменного тока. Меры ослабления паразитных емкостных связей те же, что и паразитных емкостных обратных связей — взаимное удаление и электростатическое экранирование входных цепей и первых каскадов устройства от источников помех.
Индуктивные (магнитные) связи
Ток сигнала, проходя по проводам усилителя, создает переменное магнитное поле, наводящее эдс в соседних проводах. Поэтому взаимоиндукция, существующая между любыми проводниками, создает в усилителях паразитную индуктивную обратную связь. Однако- при правильно выполненном монтаже индуктивная связь между проводниками обычно настолько слаба, что не отражается на свойствах усилителя даже при очень большом усилении.
Магнитное поле рассеяния выходного трансформатора, попадая во входной трансформатор, наводит в обмотках последнего эдс сигнала, создавая таким образом в усилителе паразитную индуктивную обратную связь. При достаточном усилении эта связь изменяет характеристики устройства или даже вызывает его - самовозбуждение в области рабочих частот.
327
Рис. 118. Правильное рааположе-ние входного трансформатора (1) относительно выходного или силового (2) При креплении входного трансформатора на стальном шасси необходима немагнитная прокладка (3)
Очень опасной для усилителей с большим усилением также является индуктивная связь входного трансформатора с источниками переменных магнитных полей — трансформаторами питания, электродвигателями, выходными трансформаторами других усилителей. Эта паразитная индуктивная связь может привести к появлению напряжения помех на выходе усилителя, в согни раз превышающего допустимое.
Паразитные индуктивные связи между трансформаторами можно ослабить в десятки раз, располагая входной трансформатор возможно дальше от выходного и в особенности от трансформатора питания. Устанавливать входной трансформатор следует так, чтобы ситовые линии магнитных потоков рассеяния выходного и питающего трансформаторов проходили через входной трансформатор перпендикулярно оси его катушки (рис. 118). Дальнейшего уменьшения паразитных индуктивных связей и наводок на входной трансформатор можно добиться уменьшением его размеров и числа витков его обмоток; для этого сердечники входных трансформаторов усилителей с малым входным сигналом (микрофонных усилителей, усилителей вос-
произведения магнитной звукозаписи и т. д.) делают из специальных сплавов с очень высокой магнитной проницаемостью (пермаллой).
Еще сильнее можно ослабить индуктивные связи и наводки на входной трансформатор с сердечником из пермаллоя, поместив этот трансформатор в магнитный экран из того же материала; конструкция и расчет магнитных экранов для трансформаторов рассматриваются в специальной литературе [11.15, стр 332—351].
Электромагнитные связи
В усилителях с высшей рабочей частотой ниже десятков мегагерц паразитные электромагнитные обратные связи обычно проявляются в виде самовозбуждения отдельных каскадов на частотах порядка сотен мегагерц. У высокочастотных усилительных элементов с высокой крутизной характеристики электромагнитная связь между выводами электродов, представляющими собой для таких частот колебательную систему с распределенными и сосредоточенными емкостями и индуктивностями, нередко оказывается достаточной для самовозбуждения каскада на этих частотах.
Паразитная генерация этого вида обнаруживается по сильно
324
му снижению коэффициента усиления и выходной мощности генерирующего каскада и увеличению потребляемой им мощности питания, и иногда приводит к выходу усилительного элемента из строя; ее также обычно можно обнаружить по показаниям высокочастотного вольтметра, при приближении щупа его пробника к генерирующему каскаду.
Такую генерацию обычно удается устранить припайкой последовательно с входным или выходным выводом транзистора или лепестком ламповой панельки малогабаритного резистора с сопротивлением от нескольких ом до нескольких сотен ом; при параллельно включенных усилительных элементах и в двухтактных каскадах противогенерационные резисторы включают в каждом усилительном элементе.
В усилителях с высшей рабочей частотой в сотни мегагерц излучаемая проводниками и деталями каскада электромагнитная волна распространяется по шасси как по волноводу, по направлению ко входу устройства. Если усиление усилителя на единицу длины шасси больше затухания распространяющейся в обратном направлении электромагнитной волны, устройство самовозбуждает-ся. Для ослабления «волководной» обратной связи и вызываемого-ею самовозбуждения уменьшают ширину шасси, а также устанавливают внутри шасси поперечные перегородки, имеющие с шасси хороший электрический контакт.
Электромеханические связи
Электромеханические и электроакустические связи проявляются в усилителях, подвергающихся вибрации и сотрясениям, а также расположенных недалеко от подключенного к ним громкоговорителя. Механические колебания шасси, вызванные звуком или сотрясениями, передаются усилительным элементам; если последние обладают микрофонным эффектом, на выходе усилителя появятся электрические колебания, имеющие частоту механических сотрясений. При подключенном к выходу усилителя громкоговорителя микрофонный эффект замыкает петлю электромеханической или электроакустической обратной связи, нередко вызывающей самовозбуждение устройства в области средних звуковых частот.
I' Паразитные связи этого типа сильно проявляются в ламповых усилителях, особенно при лампах, обладающих сильным микрофонным эффектом (экономичные лампы прямого накала); при •подогревных лампах, особенно с жестким креплением электродов, они оказываются много слабее. В транзисторных усилителях электромеханические связи проявляются очень редко, так как хорошо сконструированные транзисторы микрофонным эффектом практически не обладают.
Для ослабления электромеханических связей в ламповых устройствах используют лампы с возможно меньшим микрофонным эффектом, амортизируют лампу первого, а иногда и следующих
329
каскадов, подвешивая их панельки на амортизаторах; громкоговоритель также амортизируют, чтобы его колебания не передавались на шасси.
При очень больших усилениях, чтобы звуковые колебания не передавались баллону лампы через воздух, первую лампу усилителя приходится окружать звуконепроницаемым экраном — толстым металлическим колпачком, не касающимся баллона лампы и крепящимся на ее амортизированной панельке.
В усилителях с очень большим усилением иногда приходится амортизировать входной трансформатор, который вследствие магнитострикционного эффекта иногда может преобразовывать механические колебания в электрические.
Связи через общие источники питания
Внутреннее сопротивление источника питания выходных цепей усилительных элементов во много раз ниже сопротивления нагрузки этих цепей; поэтому падение напряжения сигнала на источнике питания ничтожно по сравнению с напряжением сигнала на нагрузке и при анализе свойств каскада им можно пренебречь, что и было сделано выше.
Однако в многокаскадном устройстве даже ничтожное падение напряжения сигнала на источнике питания может резко изменить свойства усилителя и даже сделать его неработоспособным. Рассмотрим влияние внутреннего сопротивления общего источника питания выходных пепей на работу многокаскадного усилителя.
В многокаскадном устройстве с общим источником питания токи сигнала выходных цепей всех каскадов протекают через источник питания, создавая на внутреннем сопротивлении последнего падение напряжения сигнала. Так как амплитуда тока сигнала выходной пепи последнего (оконечного) каскада /Выхокм обычно во много раз больше токов сигнала всех других каскадов, амплитуду падения напряжения сигнала (7Пм на внутреннем сопротивлении источника питания Zn переменному току можно считать равной:
Аыахокм^п- (11.34)
Напряжение сигнала [7ПМ вместе с постоянной составляющей напряжения источника питания Е поступает через делители смещения и коллекторные резисторы обратно в цепь базы каждого из транзисторов, образуя число петель паразитной обратной связи, равное числу каскадов усилителя (рис. 11.9). Глубина обратной связи этих петель, как можно видеть из (11.34), зависит от внутреннего сопротивления источника питания Zn; при Zn — 0 эта паразитная обратная связь исчезает.
Наибольшая глубина паразитной обратной связи через источник питания обычно имеет место у самых больших петель, охватывающих весь или почти весь усилитель. Если на какой-ли-
330
жется действительным и равным или больше единицы, усилитель на этой частоте самовозбудится.
Паразитная связь через источник питания, недостаточная для самовозбуждения устройства, может вызвать недопустимые изменения его частотной и переходной характеристик. При отсутствии защитных мер в двухкаскадном усилителе, питающемся от неста-билизированного выпрямителя, она вызывает изменение частотной
иМС1,иПМ1 иММ'иПМ1 МСЗ’ пмз
Рис. 119 Паразитная обратная связь через общий источник питания iB многокаскадном усилителе
характеристики на нижних частотах, а при числе каскадов больше двух обычно вызывает самовозбуждение устройства.
Одной из защитных мер является уменьшение внутреннего сопротивления источника питания шунтированием его блокировочным конденсатором Сб большой емкости; однако расчет показывает, что даже при несложном трехкаскадном усилителе необходимое значение Сб достигает десятков тысяч микрофарад, что практически неприемлемо (см. пример расчета, стр. 332—333).
Второй, очень эффективной защитной мерой является использование источников питания с электронной стабилизацией выходного напряжения. Внутреннее сопротивление Zn таких источников току частот сигнала нетрудно сделать равным доле ома, что может обеспечить нормальную работу трех,- четырехкаскадного усилителя без дополнительных защитных мер. Но стабилизированные источники питания сложнее и дороже нестабилизированных и имеют более низкий кпд; несмотря на это их используют для питания многокаскадных усилителей при необходимости поддержания постоянства питающего напряжения и при невозможности защиты устройства от паразитных связей через источник питания развязывающими фильтрами.
Третьим, наиболее употребительным способом ослабления паразитной обратной связи через общий источник питания является использование для этой цели развязывающих фильтров Сф/?ф, включаемых в выходные цепи каскадов предварительного усиления. Развязывающие фильтры в многокаскадном усилителе можно включить последовательно друг с другом, параллельно или смешанно (рис. 11.10). Последовательное включение Фильтрон поч-
331
ти всегда оказывается более экономичным, так как здесь для первых каскадов используются фильтры последующих, а поэтому его обычно и применяют на практике. Недостатком последовательного включения фильтрующих цепочек является более сильное их влия-
Рис. 1'1.10. Включение развязывающих и сглаживающих цепочек в усилителе:
а) последовательное; б) параллельное; в) смешанное
ние на характеристики устройства в области низких частот: это затрудняет использование последовательного включения в широкополосных усилителях с низкочастотной коррекцией, которая при этом может нарушиться.
Для предотвращения нарушения низкочастотной коррекции при последовательном включении развязывающих фильтров необходимо, чтобы величина емкости конденсаторов развязывающих фильтров превышала емкость корректирующих конденсаторов не менее чем в 20н-30 раз; при параллельном включении фильтров емкость развязывающего конденсатора должна быть больше емкости корректирующего не менее чем в 104-15 раз. Если указанные соотношения удовлетворить не удается, развязывающие фильтры в усилителе не применяют, а используют источник питания с электронной стабилизацией.
Пример 11.3. Найдем допустимое внутреннее сопротивление источника питания для трехкаскадного усилителя, схема которого приведена на рис. 11.9. Наибольшей и наиболее опасной с точки зрения самовозбуждения устройства здесь является петля паразитной обратной связи, охватывающая источник питания и первый транзистор через делитель смещения RiRz. Напряжение паразитной обратной авязи, попадающее на вход первого транзистора, с учетом коэффициента передачи напряжения рм делителя RiR '2, где R% = вхтр1——•
•ф" Rbx тр1 сопротивление параллельного соединения резистора R2 и входного сопротивления первого транзистора R3T Tpi, здесь составит:
„ R'2
^ПМ1 — ^ПМ Рм — ^ПМ = IВЫХ ОК м^п “ •
----- --------R^R,,-----------------АфХ. = 332
Отношение l/nMi к напряжению сигнала на входе первого транзистора (7мм представляет собой петлевое усиление, при равенстве которого единице устройство может потерять устойчивость; положив С/Пм1=-(7мс1 и решив полученное выражение относительно Zu, найдем, что значение внутреннего сопротивления источника питания, при котором схема рис. 1'1.9 может потерять устойчивость.
^МС1 ( R1 ^2)
Zn = ; •
^ВЫХ ок М R2
Например, если (7мм = 10-2 в, 7вых0км=0,4 a, Ri = 30 кпм, R2—IO ком, ^?bxtpi=1 ком, то R2 составит 0,91 ком и расчет сопротивления источника питания, при котором схема рис. 11.9 теряет устойчивость, по приведенной выше формуле дает значение Zn~0,85 ом. Чтобы частотная характеристика схемы на низких частотах заметно не изменилась, сопротивление источника нужно иметь раз в 54-10 меньше найденной величины, т. е. порядка 0,2н-0,1 о .и; это нетрудно обеспечить при использовании источника питания с электронной стабилизацией выходного напряжения
Снижение внутреннего сопротивления выпрямителя до такого значения на низшей рабочей частоте усилителя fH=70 гц включением параллельно выпрямителю блокировочного конденсатора Ct, потребует емкость
С6 = —— =-------------------= (1,14-4-2,28). 10~2 ф = 11400 4- 22800 мкф,
wHZn 6,28-70-(0,2-г- 1) v '
что практически неосуществимо.
Самовозбуждение ламповых усилителей и изменение их характеристик иногда имеет место из-за паразитной обратной связи через общий источник питания цепей накала. Этот вид паразитной обратной связи обычно проявляется на частотах в десятки мегагерц и выше. Вследствие значительного индуктивного сопротивления цепи накала на этих частотах усиленный сигнал через паразитные емкости попадает в цепь накала, а с этой цепи таким же путем на управляющие сетки первых каскадов.
Для ослабления паразитной связи через цепь накала соединяют с шасси безындукционными конденсаторами емкостью 100-е-4-1000 пф оба лепестка накала каждой из ламповых панелек, или включают последовательно в цепь каждого из лепестков дроссели накала, представляющие собой однослойные цилиндрические спирали диаметром 5н-8 мм из 10—30 витков изолированного медного провода толщиной 0,4-е-0,7 мм. При однопроводной цепи накала (второй провод—шасси) конденсаторы или дроссели подключают лишь к лепестку, соединяемому с проводом накала.
Для ослабления паразитной обратной связи через цепь накала также используют емкостные шины накала. В этом случае проводники (или проводник) накала выполняют в виде прямых медных или латунных полосок, прижатых к шасси через изоляционную прокладку рядом с линейкой ламповых панелек. От шин накала делают возможно короткие отпайки к лепесткам накала каждой лампы: напряжение накала к шинам подводят со стороны выходного каскада.
Основы расчета развязывающих фильтров
Выходное сопротивление Zn для переменного тока обычного не-стабилизированного выпрямителя, определяющееся в основном сопротивлением выходного конденсатора его сглаживающего фильтра СЕ, в полосе рабочих частот обычно максимально на низшей рабочей частоте усилителя ин и равно:
(11.35)
(0H kB
Сдвиг фазы между напряжением паразитной связи [7П и напряжением сигнала Uc, поступающим на вход каскада, вызывается многими компонентами схемы устройства, и его расчет затруднителен. Поэтому при определении допустимой величины напряжения паразитной связи на входе каскада возьмем наихудший случай — положим сдвиг фазы между этими напряжениями равным нулю. Тогда наибольшее возможное значение коэффициента частотных искажений каскада А4П от влияния паразитной связи окажется равным 1 + —, откуда допустимое напряжение паразитной обратной связи на входе каскада С7Пд определится через допустимое значение коэффициента частотных искажений Л4ПД от влияния связи выражением:
Сод = (Мод-1)Сс. (11.36)
Но при отсутствии в усилителе развязывающих цепочек Сф 7?ф на вход каскада попадет на низшей рабочей частоте ин напряжение паразитной связи [7ПН, равное падению напряжения сигнала на источнике питания на низшей частоте 1/Пм~/выхокм^п» ~ ^выхокм , помноженному на коэффициент передачи рн этого на-
(ВнСв
пряжения цепью межкаскадной связи:
Спи = Рм t/пм « -Рм/вЫ: °КМ . (11.37)
(Он ^*в
Значение Спп, определяемое выражением (11.37), обычно во много раз больше допустимого напряжения паразитной связи на входе каскада [7ПД; поэтому включаемый в цепь питания развязывающий фильтр должен уменьшить напряжение Спн до величины Спд. Обозначив отношение напряжения паразитной связи на входе развязывающего фильтра к напряжению паразитной связи на его выходе через Фр и назвав это отношение коэффициентом развязки, найдем, что необходимое значение Фр для любого каскада многокаскадного усилителя составляет:
ф — ^пн _ Рм /ВЫХ OK М Z | J
р ипя <внад(мпд-1) k
При последовательном соединении развязывающих цепочек Сф А*ф можно считать, что их коэффициенты развязки перемно
жаются; поэтому после расчета Фр для каждого из каскадов многокаскадного усилителя можно найти коэффициенты развязки цепочек отдельных каскадов как отношение значений Фр соседних каскадов:
= фр2=-^- и т. Д.;
фр2 ^РЗ
для последней цепочки фр = Фр.
Из эквивалентной схемы рис. 6.8 и ур-ния (6.133) следует, что напряжение частоты со на емкости Св /1 + (©С/?)2 раз меньше напряжения этой же частоты, подводимого ко входу цепочки С R; отсюда коэффициент развязки, обеспечиваемый включаемой в цепь питания каскада цепочкой Сф /?ф на низшей рабочей частоте устройства ©н
0р=И + (о>нСф/?ф)2. (11.39}
Решив (11.39) относительно Сф, получим расчетную формулу для определения необходимой емкости конденсатора развязывающей цепочки по известному значению ее коэффициента развязки:
Ф «Н Яф
(11.40}
Стоимость и размеры непроволочного резистора /?ф не зависят от величины его сопротивления, а стоимость, размеры и вес конденсатора Сф снижаются с уменьшением его емкости. Поэтому для развязывающей цепочки с заданным коэффициентом развязки фр экономически выгодно брать R$ возможно больше, так как при этом значение Сф будет минимально, а следовательно, цепочка будет иметь наименьшие размеры, вес и стоимость.
По указанной причине подставляемое в ф-лу (11.40) значение /?ф берут максимально возможное, находя его по допустимому падению напряжения питания (7Ф на этом резисторе:
ЯФ = -^, (11.41}
'о
где /0 — постоянная составляющая тока питания, протекающая через рассчитываемый резистор /?ф. Если [7Ф не задано, его берут равным (0,05—0,2) Е для каждой из последовательно включенных развязывающих цепочек.
При параллельном включении цепочек Сф в ф-лу (11.40) вместо фр подставляют Фр, найденное по выражению (11.38) для рассчитываемого каскада, так как в этом случае фР = ФР, а падение напряжения Сф на резисторе R$ берут равным (0,1—0,3)Е.
Если последний каскад усилителя двухтактный и работает & режиме А, подставляемое в (11.38) значение /выхокм берут равным одной трети амплитуды тока сигнала в плече каскада.
В усилителе импульсных сигналов недостаточная для самовозбуждения паразитная связь через общий источник питания мо-
Жет привести к изменению спада вершины усиливаемых импульсов.
При длительности импульса Т, много меньшей постоянной времени фильтра выпрямителя, изменение напряжения на выходном конденсаторе выпрямителя Св в конце импульса равно
у /вЫХ ОК М Т
св
где /Вых окм — амплитуда импульса тока в оконечном каскаде усилителя. Изменение же напряжения на входе каскада от влияния паразитной связи равно ип, помноженному на коэффициент передачи цепи межкаскадной связи данного каскада:
«пп = ипрм- (11.42)
Допустимое изменение напряжения на входе каскада равно .допустимому спаду вершины от влияния паразитной связи Дп, .помноженному на напряжение импульса на входе каскада Сс.
(11.43)
Отношение цПп к цпд представляет собой требуемый для данного каскада коэффициент развязки Фр:
ф _ цпп _ Рм Z1 /вых ок м (11 44)
р Ыпд ЛПСВ(7О
Значение коэффициента развязки фр, обеспечиваемого развязывающей цепочкой СфЯф, и равного >в данном случае отношению изменения напряжения на входе цепочки «Вх к изменению напряжения на ее выходе ивых, найдем операторным методом. При подаче на вход цепочки Сф /?ф напряжения UBXj обусловленного прохождением через выходной конденсатор Св фильтра выпрямителя синусоидального тока оконечного каскада с амплитудой /вых окм напряжения на входе и выходе цепочки составят:
U„ = /выхокм. (j = ------------= ------4ыхвкм------ , J J 45)
вх 1соСв ах 1^1<оСф^ф icoCB(l ♦шСфЯф)
Заменив в формулах, определяющих С'нх и (7Вых произведение ico оператором р, получим операционные изображения, оригиналы которых представляют собой зависимость от времени напряжений на входе и выходе цепочки СфКф при разряде конденсатора Св током /вых окм. Найденные по таблице оригиналы указанных изображений имеют вид:
г __t\
uBX(t) = /выхок,Ч; uBm(t)= J 1 - ф ,
BxV/ св Св V t t J
где Тф = Сф/?ф — постоянная времени развязывающей цепочки. Поделив usx(t) на iu^(t) и заменив t длительностью импульса Т, 336
получим
фр
ЦВХ (0 ____________1 ___________
wbmx (0 ---—
ТФ
(11.46)
При фр^> 1, что обычно и имеет место, выражение (11.46) упрощается:
фр^2^=2-С|^. (11.47)
Определяя аналогичным образом значение коэффициента развязки Фр двух последовательно включенных цепочек с постоянными времени Тф1 = Сф1^?ф1 и Тф2=Сф2^ф, найдем, что
Фр =--------------!---1-------у » Qab, (11.48)
где а= 1*1 и Ь = 1^- . т т
При расчете трехкаскадного усилителя импульсных сигналов с двумя последовательно включенными развязывающими цепочками коэффициенты Фр для первого и второго каскадов находят по ф-ле (11.44). Емкость конденсатора Сф2 в выходной цепи предоконечного каскада определяют, решив (11.47) относительно Сф:
С -- Фр2 ____Фра 71
4,2 2/?ф2 ' 2/?ф2 ’
так как вторая цепочка — последняя, а поэтому фР2 = ФР2. Емкость конденсатора первой цепочки Сф1 находят, решив (11 47) и (11.48) относительно Сфь
(11.49)
г — *piт — ———-— .
3 Фрг 1?ф1
резисторов 7?ф! и /?ф2 рассчитывают по Е7Ф в соответствии с рекомендациями стр. 335.
(11.50)
Сопротивления ф-ле (11.41), взяв Количество последовательно включенных развязывающих цепочек, превышающее две, в усилителях импульсных сигналов встречается очень редко.
Таким образом, паразитная обратная связь через общий источник питания в многокаскадном усилителе может привести как к самовозбуждению устройства, так и к изменению его частотной характеристики на низких частотах и переходной характеристики в области больших времен. Расчет развязывающих цепочек усилителя производят по допустимому изменению характеристик, как указано выше, так как это условие обычно оказывается зна-12—456 337
чительно более тяжелым, и усилитель с рассчитанными таким образом цепочками имеет большой запас устойчивости.
Методику расчета развязывающих цепочек усилителя па его устойчивость (отсутствие самовозбуждения) можно найти в литературе по усилителям [11.5, стр. 411—414].
11.7. ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКАМ ПИТАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ
Основные требования
Важнейшим требованием, предъявляемым к источнику питания выходных цепей усилительных элементов многокаскадного усилителя (цепей коллекторов или анодов), является отдача им тока, необходимого дтя питания усилителя, при заданном напряжении.
Питание цепей коллектора и анода почти всегда осуществляют от источников постоянного тока; вследствие низкой стоимости и удобства трансформирования переменного тока большинство современных усилительных устройств питают от сети переменного тока, напряжение которой трансформируют до нужной величины, выпрямляют и, сгладив пульсации выпрямленного напряжения сглаживающим фильтром, используют для питания указанных цепей.
Так как ток питания выходного каскада устройства обычно значительно больше тока питания первых каскадов, а напряжения питания всех каскадов мало различаются, более удобным и экономичным является параллельное питание коллекторных или анодных цепей всех каскадов устройства от общего источника питания, почти всегда и используемое на практике.
При параллельном питании расчетный ток источника питания определяют как сумму средних значений токов питания всех коллекторных (или анодных и экранных) цепей и токов делителей, имеющихся в усилителе; при работе каскада в режиме А среднее значение тока обычно можно считать равным току покоя
Напряжение источника питания устройства при параллельном подключении каскадов к источнику питания обычно берут равным необходимому напряжению питания его оконечного (выходного) каскада, так как для нормальной работы предварительных каскадов достаточно меньшее напряжение, которое получают, потеряв часть напряжения источника питания на развязывающих и сглаживающих фильтрах предварительных каскадов. Напряжение же питания оконечного каскада, как показано в гл. 5, зависит от его схемы, складываясь из напряжения покоя между выходными электродами и падения напряжения на компонентах схемы [см. ф-лы (5.9) и (5.05), примеры 5.4 и 5.6].
При питании коллекторных или анодных и экранных цепей усилителя от источника с заданным напряжением все каскады и цепи рассчитывают на работу от этого напряжения.
338
При работе всех каскадов усилителя в режиме А внутреннее сопротивление источника питания коллекторных или анодных цепей постоянному току может быть любым, так как среднее значение потребляемого усилителем тока в этом случае практически не зависит ни от амплитуды сигнала, ни от сопротивления нагрузки усилителя. Сопротивление же источника питания однотактноро каскада, работающего в режиме А, для токов частоты сигнала не должно превышать С,05ч-0,1 сопротивления нагрузки выходной цепи усилительного элемента, так как в противном случае возможны изменения частотной и переходной характеристик каскада и уменьшение отдаваемой им мощности. При двухтактном каскаде, работающем в режиме А, сопротивление источника питания току частот сигнала может быть любым, так как ток сигнала такого каскада не проходит через источник питания.
Сопротивление источника питания двухтактного каскада, работающего в режиме В, должно быть малым как для постоянного тока, так и для тока частот сигнала. При отсутствии сигнала на входе каскада напряжение источника питания должно возрастать не более чем на 5-5-10, что и определяет допустимое сопротивление источника постоянному току. При более высоком сопротивлении источника питания постоянному току максимальная мощность, выделяющаяся на выходных электродах усилительных элементов,, заметно возрастает и имеет место при значении §<0,637.
Внутреннее сопротивление току частот сигнала источника питания двухтактного каскада, работающего в режиме В, не должно превышать 5ч-10 % сопротивления нагрузки плеча; в противном случае каскад может вносить значительные дополнительные нелинейные искажения, аналогичные искажениям, вносимым ламповым двухтактным каскадом в режиме В при недостаточной емкости блокировочного конденсатора катодного смещения.
Изменения напряжения источника коллекторного (анодного) питания при возможных изменениях нагрузки усилителя, температуры, напряжения питающей сети и т. д. не должны выходить за допустимые пределы; если же изменения напряжения превышают допустимую для усилителя величину, напряжение источника питания стабилизируют.
Основным требованием, предъявляемым к источнику питания цепей накала усилительных ламп, также являются необходимые для питания всех ламп устройства гок и напряжение накала Вследствие простоты трансформации напряжения и дешевизны энергии переменного тока питание цепей накала ламп в большинстве случаев осуществляется переменным током от предусматриваемой для этой цели на трансформаторе выпрямителя специальной обмотки (см. стр. 64—65).
При наиболее распространенном параллельном питании цепей накала от общего источника потребляемый от источника накала ток равен сумме токов накала всех ламп, а напряжение источник ка равно напряжению накала одной лампы; при используемом в 12*
бестрансформаторных устройствах и установках с централизованным питанием последовательном соединении цепей накала необходимое напряжение накала равно сумме напряжений накала всех ламп устройства и падения напряжения на барреторе, если последний включен в цепь для стабилизации тока накала.
Внутреннее сопротивление источника питания накала ламп усилителя практически не отражается на работе устройства и ограничивается лишь потерями энергии в истогнике.
Допустимая пульсация источника питания
Амплитуда переменной составляющей напряжения на выходе выпрямителя, обусловленная неполным сглаживанием выпрямленного напряжения сглаживающим фильтром выпрямителя (рис. 11.11), не должна превосходить определенной величины. Эта пере-f । /£ менная составляющая, обычно называемая
гу пульсацией, попадает во входные цепи уси-
( лительных элементов и вызывает появле-
ние фона в выходной цепи, заглушающего f слабые сигналы.
Так как сигнал минимален на входе уси-д\.______________£. лптеля, первый каскад допускает наимень-
шую пульсацию источника питания. Если Рис. 11.11. Зависимость все каскады усилителя питать непосредст-намряжения на выходе венно от источника питания, выпрямитель выпрямителя^ отпвреме- потребуется с пульсацией, допустимой для пульсации выпрямленно- первого каскада и измеряемой нередко го напряжения микровольтами. Такой выпрямитель сложен и дорог, так как нуждается в очень громоздком сглаживающем фильтре или электронном стабилизаторе напряжения.
Поэтому обычно выпрямитель конструируют с пульсацией, допустимой для последнего каскада усилителя, а дополнительное 'сглаживание пульсаций, необходимое для предыдущих каскадов, возлагают на развязывающие цепочки, включенные в эти каскады. При этом выпрямитель оказывается простым и дешевым, а пульсация на первых каскадах не превышает допустимой величины.
Так как из-за изменения полярности сигналов большинством усилительных каскадов создаваемый в них фон не складывается на выходе усилителя, порядок величины допустимой пульсации можно рассчитывать индивидуально для каждого каскада многокаскадного усилителя
Чтобы пульсация не искажала усиливаемые сигналы, ее напряжение в любой цепи усилителя не должно превышать примерно половины наименьшего напряжения сигнала в этой цепи. Так как наименьшее расчетное напряжение сигнала равно наибольше-му расчетному напряжению сигнала Uc, деленному на динами-340
ческий диапазон сигнала Дс, амплитуда допустимого напряжения пульсации в любой цепи усилителя
Вид-0,5^ Дс
(11.51)
Амплитуду допустимого напряжения пульсации источника питания Еам нетрудно определить для любой схемы оконечного каскада, используя его принципиальную и эквивалентную схемы и соотношение (11.51). Так, например, для резисторного оконечного каскада с транзистором, как видно из рис. <11.12а
Р ___ р Rae
ПД~ ПМ ’
(11.52)
2 Да
Рис. 11.12. К определению допустимой пульсации выпрямителя для усилителей: а) с резисторным выходным каскадом; б) с трансформаторным выходным каскадом
где КЕВ = #нагр#ВЬ1-Х— — сопротивление параллельного соедине-
^’нагр'Ф'В ВЫХ
ЛИЯ нагрузки /?нагр и ВЫХОДНОГО сопротивления транзистора Явых-Решив (11.52) относительно Еам и подставив в результат значение Впд из (11.51), получим формулу, определяющую допустимую амплитуду пульсации выпрямителя, питающего транзисторный усилитель с резисторным оконечным каскадом:
р _ (R Ф Rhb) । ।
"^вдТ ( 3)
где [7мн=ВЫ0 — амплитуда напряжения сигнала на нагрузке. Для транзистора с общим эмиттером и общей базой Явых -Внагр, а поэтому здесь МОЖНО считать ДпвЛ^нагр-
Для' выпрямителя, питающего транзисторный усилитель с трансформаторным выходным каскадом (рис. 11.126), аналогичным путем нетрудно получить выражение:
Дпм=^±^&-; (11.54)
2/?~Дс
где t/4i — максимальная амплитуда напряжения сигнала на первичной обмотке выходного трансформатора, Я~ — расчетное сопротивление нагрузки выходной цепи транзистора.
Формулы (11.53) и (11.54) справедливы и для ламповых усили-телей при условии замены^ выходного сопротивления, транзистора ?ых внутренним сопротивлением лампы Яг в рабочих условиях?
341
Если в выходном каскаде усилителя используется экранированная лампа, напряжение на экранирующую сетку которой подается непосредственно от выпрямителя, попадающая па экранирующую сетку пульсация также вызовет фон в выходной цепи. Допустимая амплитуда пульсации на управляющей сетке лампы оконечного каскада определится выражением (И 51), а допустимая пульсация на экранирующей сетке, в этом случае равная допустимой амплитуде напряжения пульсации выпрямителя Епмэ, будет в цтр раз больше, где цтр — статический коэффициент усиления используемой в оконечном каскаде экранированной лампы в триодном соединении:
ЕпмЭ=^^Ж; (Н55)
Де
здесь UCOK — максимальная расчетная амплитуда напряжения сигнала на управляющей сетке оконечного каскада. Найдя по ф-ле (1153) или (1154) значение Епм, а по выражению (11.55) величину Епмэ* для выпрямителя в этом случае останавливаются на меньшем значении пульсации
Соотношения (1153), (11.54) и (1155) справедливы для выпрямителей, питающих усилители с однотактными выходными каскадами, работающими в режиме А, а также для выпрямителей, питающих устройства с двухтактными выходными каскадами в режиме В. Для усилителей с двухтактными выходными каскадами, работающими в режиме А, найденное по указанным соотношениям напряжение пульсации можно увеличить по крайней мере втрое вследствие компенсационных свойств двухтактной схемы.
Амплитуду напряжения пульсации на выходе выпрямителя не следует допускать больше 5% от выпрямленного напряжения, так как это заметно снижает максимальную отдаваемую усилителем мощность и может привести к модуляционным искажениям сигнала; желательно, чтобы она не превышала 2% от Е
Расчет фильтров усилителя на сглаживание пульсаций
Напряжение пульсации выпрямителя, спроектированного в соответствии с приведенными выше рекомендациями, слишком велико для предварительных каскадов усилителя, поэтому развязывающие цепочки Сф Дф, находящиеся в цепи питания этих каскадов, должны обеспечить необходимое дополнительное сглаживание пульсации.
Допустимое для входной цепи любого каскада усилителя напряжение пульсации определяется выражением (1151); попадающее же на вход каскада при отсутствии цепочек СфДф напряжение пульсации равно рм Ет„ где рм — коэффициент передачи напряжения от зажимов источника питания во входную цепь, опре-д е л я с м ы i г схсжги if данными ксгмшлгептив’ Л1бжкаскздной связи.-
342
Отсюда необходимый коэффициент сглаживания пульсации Фс для любого каскада усилителя найдем, поделив пм НЭ СООТНО-шеиие (11 51).
Фс= 2 Рм £пм Дс . • (11.56)
Uc
При последовательном включении цепочек Сф можно считать, что их коэффициенты сглаживания перемножаются, а поэтому необходимый коэффициент сглаживания каждой из цепочек определяется как отношение значений Фс соседних каскадов, найденных по формуле (11 56)
^01 = -^; ^^ит.д; (11.57)
ФС2 ФсЗ
для последней цепочки фс = Фс При параллельном включении цепочек Сф/?ф необходимый коэффициент сглаживания цепочки равен найденному из (1156) значению Фс для этого каскада
0С1 = ФС1; ^С2 = ФС2 и т. д. (11.58)
Коэффициент сглаживания фс цепочки Сф /?ф, представляющий собой отношение напряжения пульсации на входе цепочки к напряжению пульсации на се выходе, определяется выражением (И 39), в котором ц>н заменяется основной частотой пульсации <ап, а коэффициент развязки фр — коэффициентом сглаживания фс-Решив (11 39) относительно С*, после указанных замен получим соотношение, определяющее необходимое значение емкости конденсатора Сф уже не по заданному коэффициенту развязки, как в выражении (1140), а по требуемому коэффициенту сглаживания фс-
с - ^2-1
* СОпЯф
(11.59)
Значение R$, входящее в это выражение, берут то же, что и в ф-ле (1140), из полученных по выражениям (11.40) и (1159) значений Сф выбирают большее, так как оно обеспечит как требуемою развязку, так и необходимое дополнительное сглаживание п\льсации
Основная частота пульсации соп, входящая в (11.59), равна произведению частоты питающей выпрямитель сети 0)с на число импульсов выпрямленного тока m за период частоты сети, обычно на-зываемо^ числом фаз выпрямления:
СОп = т«с. (11.60)
У подавляющего большинства выпрямителей с выходной мощностью от долей ватта до сотен ватт т = 2.
Пример 114 Рассчитаем данные выпрямителя и цепочек Сф R$ для трех-каскацного усилителя, схема которого изображена на рис. 119, а основные данные таковы сопротивления резисторов Ri, Rz, R3, Rs, Rs, Ri, Rs, Ris равны
30 ком, 10 ком, 4,7 ком, 4,7 ком, 1,5 ком, 300 ом, 300 ом и 100 ом соответственно; входные сопротивления первого, второго и третьего транзисторов /?вц, RBx2 и 7?вхз — 1 ком, 200 ом и 20 ол; их выходные сопротивления ДВыхь. /?вых2 и 7?выхз — 40 ком, 5 ком и 500 ом; расчетные напряжения сигнала на их входе Uci, UC2 и U— 0,01 в, 0,065 в и 0,25 в; нагрузка выходной цепи последнего транзистора R__= 22 ом; омическое сопротивление первичной обмот-
ки трансформатора п=3 ом; падение напряжения на резисторе эмиттерной стабилизации Rii выходного каскада (7эз=1,1 в; напряжение коллектор—эмиттер выходного транзистора /7оз=9,5 в; токи покоя коллектора первого, второго и третьего каскадов /ок i, /ок г, /ок з •— 1 ма, 18 ма, 0,42 а; максимальная амйли-туда тока сигнала цели коллектора выходного каскада /выхокм=О,4 а; динамический диапазон сигнала Дс = 100 (40 дб); низшая рабочая частота усилителя fH=70 гц; частота сети, питающей выпрямитель, — 50 гц; выходную емкость фильтра выпрямителя Св положим равной 2000 мкф.
Необходимое напряжение выпрямителя определится данными выходного каскада и составит:
£ = {/оз^£/Эз-^/окзг1 = 9,5-> 1,1 +0,42-3 = 11,86 « 12 в.
Потребляемый от выпрямителя ток, равный сумме коллекторных токов и токов делителей смещения, оказывается немного меньше 0,5 а (см. ниже). Так как амплитуда напряжения сигнала на первичной обмотке трансформатора //м1 = /Вых ок м/?=0,4-22=8,8 в, допустимая для усилителя амплитуда пульсации выпрямителя
( R~ ф Двыхз) (22 + 500) 8,8
Е„м =------------------= ----------------= 1,044 в;
2Д~Дс 2-22-100
это составляет 8,7% от выпрямленного напряжения, в соответствии со сказанным на стр. 342 останавливаемся на пульсации выпрямителя в 2% от Е, равной 0,24 в. Таким образом, выпрямитель должен быть рассчитан на напряжение 12 в, ток 0,5 а и напряжение пульсации на выходном конденсаторе фильтра Епм=0,24 в.
Найдем коэффициенты передачи напряжения от выпрямителя во входные цепи каскадов (Bmi, (Зм2 и рмз. Из рис. 119 следует, что pMi равно отношению сопротивления
, RsRbxi 10-1
Д, =---------- =----— =0,91 ком,
2 /?2 + Двх1 Ю+1
представляющего собой сопротивление параллельного соединения Rz и 7?Bxi к сумме /?1+Д2:
Д'
д /?2 II RBX1 0,91
Pmi — _ — —————> —_ — q 0295»
Ri R3 II Rbxi Ri + R^ 30+0,91
Так определяют рмх, если сопротивление подключаемого ко входу усилителя источника сигнала Диет во много раз выше входного сопротивления первого транзистора 7?Bxi; если же это не имеет места, в числителе и знаменателе выражения, определяющего pwi, заменяют R2||RBxi на ДиетHRsllRuxi.
Аналогично найдем, что-
о RbHXI Ц Rg II Rbx2 Rg II RbX2 - Q?.
Rs II Rs Rbuxi II Rg II Rbx2 Rs И Rs -ф Re И Rbx2
о =_________Rbhx2 Я Rio 0 Rbxs_ ~ Rio И Rbxs _________» ।
3= R7HRo^ Rbux2 II Rio 0 Rbxs R? П Ro "h Rio II Rbxs
Положив допустимый коэффициент частотных искажений на низшей рабо----------чей частоте от влияния пар а з итн ой связи через источник питания Мтпт = 1-03
344
(0,25 дб), найдем требуемые коэффициенты развязки для входных цепей первого, второго и третьего каскадов.
ф_________Pmi/вых ок м_________________0,0295 -0,4__________
р1 — сОиС^ст (МПд— 1) — 6,28-70-2-10~3-0,01 (1,03 — 1) “ ’ ’
= ----Рмг/выхокм--- = 1б3;
СВцСвНС2 (-^пд 1)
. Рмз^вых ок м _
Ф,„ — ------------------— =6,07.
₽3 <внСв(7сз(Мпд-1)
При последовательном включении цепочек Сф R$ их коэффициенты развязки должны быть равны:
ФО1 44,7 ФР2 16,3 „
ФР1 = -Л= —= 2,74; 0р2 =--^ = —- = 2,68; фрз = Фрз = 6,07.
Фр2 16,3 н Фрз 6,07
Так как ф-pi и фР2 очень малы, не будем включать цепочку Сф /?ф в первом каскаде, а обеспечим необходимую для входной цепи первого каскада развязку цепочкой второго каскада; тогда ее коэффициент развязки должен быть равен:
_ Фрх _ 44,07 _
”2 Фрз 6,07
Требуемые коэффициенты сглаживания для первого, второго и третьего каскадов будут.
2|Зм1£пмДе _ 2-0,0295-0,24-100 _
C1 Uci 0,01
2рМ2 ЕПМДС 2рмз-ЕпмДс 1Q 9
Фсг =------7~,------= 51,7; Фсз = -------------= 19.2,
б'сг исз
и так как в первом каскаде цепочка Сф /?ф отсутствует.
Фс1 142
</>с2— . — 1п 9 —7,4; фсз— Фсз — 19.2.
Фсз 19,2
Если взять падение напряжения на резисторах фильтров Ri2 и Ri2 по ОДЕ, г. е. по 1,2 в, токи делителей смещения приближенно составят:
0.8Е 0,8-12
Ли ~ ----------Г = 0,24- Ю"3 а;
д + 3104Д-104
0,8Е , , 0,9Е
= 1,55-10 3 а; /д3 =
Л12
Rs 4~ Re
= 27-10~3 а. Re + Rio
ток через резисторы Rl2 и Ris будет равен /Д14-/ок 1Д-/д2=2,8 ма и
Отсюда
1д14-7ок 1-Нд2+Л>к г+/дз=48 ма соответственно, что даст величину сопротивлений этих резисторов:
0,1-12 0,1-12
Я12 = 9ТПГ-3 = 428 ~ 430 ом’ R13 = ЛЯ 10=3’ = 25 ~ 24 ом.
Z,О•1V 4о•1U
Необходимая емкость конденсаторов фильтров С7 и С8 из условий развязки и сглаживания должна быть равна.
Е<&-|
= =
V 7 А2 — I о
4.28-70-430 38’8-1-
345
Фс2—Х / 7,42— 1
шпЯ12 = 6,28-430
1 /б,072— 1
coHR13 ~ 6,28-70-24
У^сз—1 К'19,22—1
= 27,1-10~6 ф;
= 567-10~6 ф;
= 1270-10~б ф, -"П'ЫЗ
так как <а!1 = щ<ас = щ2п.тс = 2-6,28-50= 628 рад/сек. Взяв из двух полученных значений большее и округлив их до ближайшего стандартного, найдем, что для С7 подойдет электролитический конденсатор с емкостью 50 мкф на рабочее напряжение 124-16 в, а для Са — электролитический конденсатор с емкостью 1000 мкф и таким же рабочим напряжением, чтобы коэффициент сглаживания последней цепочки при уменьшении емкости конденсатора до 1000 мкф нс снизился, сопротивление резистора R13 можно увеличить до 30 ом.
ЛИТЕРАТУРА
11.1. Войшвилло Г. В. Анализ широкополосных и импульсных транзисторных усилителей. Полупроводниковые приборы и их применение, сборник № 16. М., «Советское радио».
112. Цыкин Г. С. К расчету каскадов широкополосного н импульсного усиления с корректирующей цепочкой RC в цепи анода «Радиотехника», 1952, № 3.
113. Цыкин Г. С. Усилители электрических сигналов. М., «Энергия», 1969.
11.4. Muller F. A. High frequency compensation of RC amplifiers «PIRE», August, 1954.
11.5. Цыкин Г. С. Электронные усилители. М., «Связь», 1965.
11.6. Ризкин А. А. Основы теории и расчета электронных усилителей. М, «Энергия», 1965.
11.7. Nyquist HI. Regeneration theory. «BSTJ», January, 1932.
11.8. Цыкин Г. С. Отрицательная обратная связь и ее применение. М., Связьиздат, 1940.
11.9. Боде Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью. ГНИЛ, 1948.
11.10. Власов В. Ф. Электронные и ионные приборы. М., Связьиздат, 1960.
11.11. Эрг л ис К Э., Степаненко И. П. Электронные усилители М, «Наука», 1964.
11 12. Беа уде Г В. О возможности устранения шумов в ламповых усилителях. ИЭСТ, 1936, № 11
11.13. Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах. М., Связьиздат. 1963.
11.14. Лурье О Б. Усилители видеочастоты. М., «Советское радио», 1961.
11.15 Цыкин Г. С. Трансформаторы низкой частоты. М, Связьиздат, 1955.
Глава 12
КОНСТРУКЦИЯ И ИСПЫТАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
12.1. КОНСТРУКЦИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Конструктивное оформление усилителей
Конструктивное оформление усилителя зависит от его назначения, выходной мощности и предъявляемых к нему эксплуатационных требований.
Усилители очень большой мощности, имеющие выходную мощность в десятки киловатт и выше, вместе с их источниками питания обычно устанавливают в специальном помещении (зале), вход в который в соответствии с требованиями техники безопасности возможен лишь после выключения всех имеющихся в помещении источников питания и разряда всех высоковольтных конденсаторов устройства.
Усилители стационарного типа с выходной мощностью до нескольких киловатт монтируют в металлических шкафах, защищающих детали и монтаж и предохраняющих обслуживающий персонал от высокого напряжения. Шкаф надежно заземляют и снабжают автоматической блокировкой, отключающей питание и разряжающей высоковольтные конденсаторы при открывании дверцы шкафа. Выходные трансформаторы всех мощных усилителей, работающих на линию, для защиты линии и ее абонентов от высокого напряжения, попадающего на линию при пробое изоляции трансформатора, должны иметь заземленный металлический экран между первичной и вторичной обмотками.
Усилители средней мощности (до сотен ватт) стационарной конструкции обычно монтируют на металлических панелях, устанавливаемых вместе с питающими устройствами на металлических стойках стандартного размера; панели закрываются со стороны монтажа металлическими кожухами, экранирующими схему и предохраняющими детали и монтаж от повреждений. При напряжении питания выше 300-6-400 в кожухи снабжают блокировкой, выключающей питание и разряжающей высоковольтные конденсаторы.
Усилители небольшой мощности (до нескольких десятков ватт) портативной конструкции (например, переносные усилители для усиления речи) обычно монтируют на металлическом шасси с ----------------- 347
металлической же передней стенкой, на которой располагают органы управления, защиты и контроля (регуляторы, выключатели, переключатели, предохранители, контрольные приборы и т. д.). В транзисторных усилителях передняя панель иногда используется в качестве радиатора для охлаждения мощных транзисторов. Шасси с передней стенкой вдвигают в металлическую коробку (кожух), привинчиваемую к стенке винтами; при наличии высокого напряжения коробку снабжают блокировкой, делающей невозможным включение устройства со снятым кожухом.
Усилители малой мощности (до нескольких ватт), являющиеся частью какого-либо прибора или устройства (например, усилители радиоприемников, телевизоров, магнитофонов, вольтметров, осциллоскопов и т. д.), располагают в корпусе (шасси) самого прибора, где для усилителя предусматривают необходимое место.
Для защиты источника питания усилителя от короткого замыкания или перегрузки, могущих вывести из строя питающее устройство и даже привести к воспламенению подводящих проводов, цепь питания защищают плавкими предохранителями; предохранителями также защищают выходную цепь усилителей большой и средней мощности.
Цепи питания усилительного устройства включают и выключают выключателями соответствующей мощности и напряжения; для контроля включения усилитель обычно снабжают контрольной лампочкой, загорающейся при включении и исправности цепи питания.
Навесной и печатный монтаж
Усилители большой, средней и небольшой мощности, а также значительное количество усилителей малой мощности собирают и монтируют из отдельных, самостоятельно оформленных (дискретных) компонентов, производимых специализированными заводами (из транзисторов, ламп, конденсаторов, резисторов, трансформаторов и т. д.). Эти компоненты крепят на полу, в шкафу, на шасси или панели, соединяя затем припаиваемыми к выводам изолированными монтажными проводниками. Такой способ монтажа, называемый навесным монтажом, является наиболее старым: он используется во всех усилителях и другой электронной аппаратуре большой и средней мощности.
Достоинством навесного монтажа является его простота и отсутствие специального оборудования для его выполнения; к его недостаткам можно отнести невозможность механизации, возможность неправильных соединений, а следовательно, необходимость последующей проверки всех соединений, большую трудоемкость. В сложных схемах с большим количеством компонентов здесь сильно затрудняется доступ к отдельным деталям для их проверки или замены при выходе из строя. Недостатком навесного монтажа также является очень малая плотность размещения компо
нентов в объеме прибора, так как между деталями остается очень много неиспользованного пространства; в результате этого при навесном монтаже габариты и вес прибора получаются очень большими.
Первым шагом к механизации процессов сборки и монтажа электронной аппаратуры, что необходимо при ее массовом производстве, явилась разработка и использование способов печатного монтажа с применением навесных или впаиваемых в монтажную плату дискретных компонентов схемы. Печатный монтаж выполняют на пластинке (плате) из изоляционного материала (ге-тинакса, текстолита, стеклопластика и т. д.), покрытой с одной или с обеих сторон металлической фольгой, обычно фольгой из красной меди. На слое фольги фотографическим или типографским способом наносят изображение монтажа, после чего химическими реактивами растворяют фольгу в тех местах, где ее необходимо удалить; оставшаяся нерастворенной фольга образует на поверхности платы монтажные проводники и площадки (островки) для установки компонентов, куда и впаивают последние.
Печатный монтаж всегда однороден и правилен; его производство, а также установка и впайка компонентов схемы могут быть механизированы и даже в значительной степени автоматизированы, почему он может выпускаться массовыми тиражами. Неправильные соединения и обрывы проводников здесь очень редки, вызываясь лишь дефектами технологического процесса, в результате чего печатный монтаж дает малый процент брака и не нуждается в такой тщательной проверке и контроле, как навесной. Компоненты в нем не закрыты монтажными проводниками и легко доступны для проверки и замены даже при большом количестве компонентов и сложном монтаже; надежность печатного монтажа значительно выше надежности навесного.
Вследствие указанных достоинств печатный монтаж находит широкое применение в современной электронной аппаратуре, многие узлы которой выполняют в настоящее время в виде печатных плат с навесными компонентами.
Миниатюризация электронной аппаратуры; микромодули
Необходимость сокращения объема и веса электронной аппаратуры привела к разработке и производству малогабаритных компонентов — миниатюрных резисторов, конденсаторов, диодов, транзисторов и т. д., специально предназначенных для установки в малогабаритную аппаратуру с печатным монтажом. Это позволило сократить объем и вес аппаратуры в десятки раз при сохранении, а нередко даже и улучшении ее технических показателей.
Однако, вследствие того, что компоненты схемы на печатной плате обычно устанавливаются с одной ее стороны, а плату крепят к стенке или на шасси устройства, заполнение внутреннего объема аппаратуры компонентами при такой «двухмерной» конструкции оказывается невысоким.
.349
Дальнейшего снижения размеров и веса электронной аппаратуры удалось добиться при использовании трехмерной микромо дульной конструкции ее отдельных схем и узлов, в которой плоские миниатюрные компоненты крепятся на стандартных микро платах из изоляционного материала Расположив ряд микроплат одну над другой в виде колонки (этажерки), соединяют выводы компонентов проводниками, проходящими через пазы или отверстия, проштампованные на краях сторон микроплат Для увеличения механической прочности и защиты компонентов схемы от внешних воздействии собранный микромодуль опрессовывают пластмассой или заливают затвердевающим составом
Микромодули дают возможность значительно лучше использо вать объем аппаратуры — в одном см3 здесь удается разместить до десятка компонентов, однако при возникновении неисправности приходится заменять микромодуль целиком, так как заменить в нем вышедшую из строя деталь практически невозможно Серьезными недостатками микромодульной конструкции также являются повышенные паразитные связи между компонентами вследствие тесного их расположения и плохой отвод гепла от нагревающихся компонентов
Микроэлектроника; гибридные и интегральные схемы
Дискретные универсальные компоненты, используемые в элекрон-ной аппаратуре имеют очень низкое отношение объема активной части к общему объему, часто не достигающее даже 1%, так, например, маломощный транзистор при внешнем объеме порядка 1 см3 имеет объем активной части (кристалла) около 1 мм3, чго составляет лишь 0,1% объема транзистора Отдельные компоненты приходится соединять между собой монтажом, занимающим дополнительный объем и снижающим надежность схемы вследствие невысокой надежности внешних соединений
‘Поэтому объединение (интеграция) ряда универсальных компонентов вместе с соединяющими их проводниками в одну самостоятельную конструкцию позволяет сильно увеличить эффективность использования объема и значительно повысить надежность такой интегральной конструкции по сравнению с аналогичной схемой, собранной из универсальных компонентов
Практическое осуществление интеграции компонентов потребовало создания специальной микрофотографической и микролитографической аппаратуры высокой точности с достаточно большой разрешающей способностью, а также разработки и совершенствования ряда технологических процессов, связанных с нанесением и последующей обработкой металлических, полупроводниковых и изоляционных пленок в вакууме и газовых средах на изоляционную или полупроводниковую подложку
В первых конструкциях такого типа на изоляционную подложку (шлифованную и полированную фарфоровую пластинку с пло-350
щадью порядка 1 си2) «напылялись-» резисторы, а иногда также т конденсаторы схемы, соединительные проводники и контактные площадки Активные части более сложных дискретных компонентов, входящих в схему, например кристаллы готовых диодов или транзисторов приклеивались к подложке, и методом термоком-пресспоншой сварки тонкими проводничками соединялись с контактными площадками Внешние выводы схемы также соединялись с предусмотренными для этой цели контактными площадками термокомпрессионной сваркой Для защиты от внешних воздействий все устройство запрессовывается в пластмассу или герметизируется металлическим корпусом с выводами
Схемы такого типа, использующие наряду с интегральной конструкцией также и дискретные компоненты, получили название тибридных, объем и вес гибридной схемы в сотни, а иногда и в тысячи раз меньше объема и веса такой же схемы в обычном исполнении со стандартными дискретными компонентами
Однако в гибридных схемах не использованы полностью все возможности сокращения объема и веса аппаратуры и повышения ее надежности Совершенствование полупроводниковой технологии позволило, наряду с резким уменьшением размеров образуемых на подложке резисторов, изготавливать на ней же транзисторы и диоды, что привело к созданию технологии производства схем нового типа, называемых интегральными схемами (ИС) или схемами на твердом теле
В современной интегральной схеме на полупроводниковой подложке, имеющей площадь от одного до нескольких квадратных миллиметров, попеременно наносят металлические, полупроводниковые и изоляционные пленки, формируя затем из них резисторы схемы, соединительные проводники, диоды, транзисторы, контактные площадки для выводов, а иногда и конденсаторы небольшой емкости
На поверхности круглой кремниевой пластинки с диаметром от 25 до 40 мм, обычно используемой в качестве подложки для интегральных схем, одновременно формируют в едином технологиче ском цикле несколько сотен, а иногда и свыше тысячи совершенно оцнотйпных схем, расположенных правильными рядами на небольших расстояниях друг от друга По окончании процесса изго товления пластинку разрезают на отдельные схемы, каждая из которых проходит тщательную проверку всех цепей и компонен тов при помощи специальной контрольной аппаратуры, неисправные схемы отбраковываются
Готовые ИС герметизируют металлическим корпусом, сходным по конструкции с корпусом небольшого транзистора, но имеющим большее количество выводов, или опрессовывают пластмассой, в которую запрессовывают и наружные выводные проводники Наружные выводы соединяют с контактными площадками ИС тонкими проводничками при помощи термокомпрессии
Объем активной части небольшой ИС, представляющей собой
35 i
йикроэлектронную схему, и содержащей 5—15 транзисторов, несколько диодов, 10—15 резисторов и соединения, обычно не превышает 14-2 мм3-, герметизирующий корпус или пластмассовая опрессовка с выводами имеют объем и вес во много раз больше Активной части схемы. Несмотря на это, объем и вес ИС оказываются в сотни и даже тысячи раз меньше объема и веса обычной схемы, так размеры компонентов ИС измеряются микронами.
Несмотря на сложность и высокую стоимость оборудования для производства ИС, а также высокий процент брака при их производстве, стоимость интегральных схем при массовом выпуске оказывается много ниже стоимости аналогичных схем обычной конструкции, так как процесс производства механизируется и автоматизируется, а количество затрачиваемых на схему материалов ничтожно. Надежность ИС также оказывается значительно выше надежности обычной схемы вследствие отсутствия внешнего монтажа между компонентами.
Непрерывное усложнение современной электронной аппаратуры и все возрастающие требования сокращения ее размеров, веса и повышения надежности вызывают все более широкое использование интегральных схем в электронике. Однако применение ИС не вызывает затруднений лишь в аппаратуре малой мощности, так как вследствие очень малых размеров активной части схемы IB ней недопустимо выделение сколько-нибудь значительного количества тепловой энергии, которое может перегреть схему и вывести ее из строя Особенно удобно использование ИС в аппаратуре, содержащей большое количество однотипных узлов малой мощности — например, в электронных вычислительных машинах.
Интегральные схемы обычной конструкции имеют мощность рассеяния, обычно не превышающую нескольких сотен милливатт, однако в настоящее время выпускаются ИС и со значительной мощностью рассеяния — например, усилители с выходной мощностью до нескольких десятков ватт. В таких ИС полупроводниковый кристалл припаивается к металлической пластине, выведенной из пластмассы и играющей роль внешнего радиатора.
Наличие в схеме электронного устройства нескольких компонентов, не поддающихся микроминиатюризации — например, конденсаторов большой емкости, трансформаторов и т. д. не является непреодолимым препятствием для перевода его на интегральную схему; эти компоненты можно подключить к схеме снаружи, предусмотрев для этого у ИС соответствующие выводы.
Освоение технологии производства небольших ИС, насчитывающих несколько десятков компонентов, показало целесообразность изготовления на основе той же технологии более сложных узлов, содержащих несколько сотен компонентов; такие конструкции получили название больших интегральных схем (БИС).
Ввиду того, что некоторые компоненты электронных схем — трансформаторы, дроссели, конденсаторы большой емкости не под-да ются микроминиатюризации, а наружное подключение их к ИС же
усложняет устройство и снижает его надежность, микроминиатюризация электронной аппаратуры заставляет коренным образом пересматривать принципиальную схему устройства, исключая из нее неудобные компоненты, в том числе и дроссели высокочастотной коррекции. Это нередко приводит к необходимости увеличения в схеме количества резисторов, диодов, транзисторов, что не вызывает затруднений.
Вследствие значительного разброса параметров компонентов ИС, в схеме устройства желательно присутствие достаточно глубокой отрицательной обратной связи, стабилизирующей его показатели. Для усилителей здесь удобны симметричные (двухтактные) резисторные каскады с прямой связью; хотя такие каскады содержат большее количество транзисторов и других компонентов, что делает их применение нецелесообразным в предварительных усилителях обычной конструкции, для микроминиатюризации они удобнее, так как не содержат блокировочных и разделительных конденсаторов и в них слабее проявляется влияние паразитных емкостных и гальванических связей между компонентами, имеющих значительную величину вследствие очень малого расстояния между последними. Кроме того, в симметричных каскадах в значительной степени компенсируется напряжение дрейфа, что очень важно при прямой связи между каскадами.
Одним из факторов, сдерживающим в настоящее время повышение степени интеграции современных ИС являются внешние выводы. Рост количества компонентов схемы обычно связан с необходимостью увеличения количества внешних выводов, являющихся наименее надежным местом схемы, в основном и определяющим надежность ИС; поэтому рост количества выводов снижает надежность.
12.2. ПРИМЕРЫ СХЕМ УСИЛИТЕЛЕЙ
Для иллюстрации возможностей современной усилительной техники и диапазона используемых в ней схем и конструкций приведем краткое описание нескольких практических схем усилительных устройств
На рис. 12 1 приведена простая схема усилителя звуковых частот с выходной мощностью в несколько ватт, предназначенного для воспроизведения грамзаписи и собранного из дискретных компонентов. В первом каскаде здесь использован малошумящий транзистор, включенный с общим коллектором и имеющий коллекторную стабилизацию точки покоя, что позволяет получить высокое входное сопротивление усилителя, необходимое для пьезоэлектрического звукоснимателя и облегчающее корректирование частотной характеристики грамзаписи Еще более высокое вход-ное сопротивление и большее усиление можно получить, примепив-
353
в первом каскаде полевой транзистор, включенный с общим истоком.
Выходной каскад усилителя двухтактный, работает в режиме В через трансформатор Тр2 на громкоговоритель Гр-, транзисторы каскада Г4 и Г5 для снижения коэффициента гармоник и сохранения свойств устройства при старении и замене транзисторов
Рис. 12.1. Усилитель звуковых частот для воспроизведения грамзаписи
включены с общей базой. Это заставляет использовать трансформаторный инверсный каскад; его транзистор Т3 для получения наибольшего усиления включен с общим эмиттером. Второй каскад усилителя, использующий транзистор Г2, резисторный и имеет прямую связь с первым каскадом, позволяющую сократить количество компонентов схемы.
Резистор Pi здесь является потенциометрическим регулятором усиления, Р2 —• резистор коллекторной стабилизации, с резисторов R3 и Ре снимается усиленный сигнал, т?4 и Rs образуют делитель, снижающий напряжение питания первого каскада, /?7 С? и Rio С6 — цепочки эмиттерной стабилизации, R5C2 и РцС5 — раз вязывающие и сглаживающие фильтры, R$R9 и RizRu — делители подачи смещения, С\ и С4 — разделительные конденсаторы, Д — диод температурной компенсации смещения выходного каскада.
На рис. 12.2а изображена принципиальная схема высококачественного бестрансформаторного усилителя звуковых частот средней мощности, сконструированного из дискретных компонентов на печатной плате размером менее 10X10 см (за исключением транзисторов Tfi, 77 и Т10). При работе на нагрузке 7?н = 8 ом усилитель отдает мощность 30 вт, имея коэффициент гармоник в полосе частот от 20 гц до 20 кгц не выше 0,1 % (рис. 12.26). Частотные искажения в указанной полосе частот ничтожны, время установления усилителя — порядка 0,7 мксек, что соответствует верхней граничной частоте 0,5 Мгц; уровень собственных шумов не менее чем на 80 дб ниже уровня полной выходной мощности 112,1; 12 2]. ------------------------------------------------
354
Оконечный каскад усилителя работает в режиме В и представляет собой симметричный двухтактный эмиттерный повторитель с плечами, использующими составные транзисторы (Т6 и Т7, Т9 и Гю) противоположной проводимости; транзисторы Т5 и Т8 с резисторами Rt$, Rn, Rn, Ris> Ris, R20, R21, R2& R23, АД, Rzs, R20 06-
4, 7к
Рис. 12.2. Высолокачествелчый бестрансформаторвый усилитель с выходной мощностью
30 вт:
а) принципиальная схема; б) зависимость коэффициента гармоник от частоты при различных сопротивлениях нагрузки
разуют схему защиты мощных транзисторов от перегрузки в ненормальных рабочих условиях. Транзистор Л, крепящийся на радиаторе транзистора Т7 или Т10, обеспечивает температурную компенсацию положения точки покоя мощных транзисторов при их нагреве. Транзисторы Л и Л с резисторами Rio, Ru и Ri2 образуют каскады предварительного усиления; для обеспечения до-юточной амплитуды входного сигнала на мощном каскаде в цепь «иттера Г4 вводится выходной сигнал через конденсатор С4. Весь илитель охвачен отрицательной обратной связью через делитель транзистор Т2 использован для температурной компенсации В^кима входного транзистора и дополнительной фильтрации его напряжения смещения. Дроссель L, имеющий индуктивность около 3 мкгн и резистор R2& с цепочками С3 R9 и Св R27, обеспечивают устойчивость схемы при работе на любую нагрузку.
Гибридная интегральная схема усилителя типа ИС 1050А с номинальной выходной мощностью 50 вт и коэффициентом гармо-
ник 0,5% при работе на сопротивление нагрузки А,нагр = 8 ом изображена на рис. 12.3 [12.3, стр. 66—67]. Схема запрессована в пластмассу и имеет форму прямоугольного бруска с размерами 20X45X80 мм; одна из плоскостей бруска металлическая (алюминий) и прижимается к теплоотводящему шасси. Конденсаторы большой емкости, использованные в схеме, дискретные (выполнен-
Рис. 12.3. Схема высококачественного усилителя с выходной мощностью до 120 вт, выполненного в виде гибридной интегральной схемы равмеро1м 80X46X20 мм
ные в виде отдельных деталей), танталовые. Входящие в блок компоненты обведены на рисунке пунктиром.
Выходной каскад блока работает в режиме В на транзисторах 7\ и Гб одинаковой проводимости; сигнал на эти транзисторы поступает от транзисторов Т3 и 1\ с различной проводимостью, в цепи базы которых включен диод Д температурной компенсации положения точки покоя. Вся схема охвачена петлей отрицательной обратной связи, в которую при желании можно ввести дополнительные компоненты.
Выходные цепи оконечных транзисторов питаются'стабилизированным напряжением 62 в; остальные цепи в стабилизации питающего напряжения не нуждаются.
При работе на сопротивление нагрузки Дв=4 ом блок может отдавать мощность до 120 вт при продолжительности работы не более 10 мин.
Типичным примером интегральной схемы (ИС) может служить операционный усилитель типа СА 3015А, используемый в компараторах и электронных вычислительных машинах (ЭВМ) для выполнения различных математических операций (рис. 12.4). Он содержит 2 диода, 10 транзисторов и 16 резисторов; все это сформировано в пластинке с объемом меньше булавочной головки (около _______1 мм3), Усилитель герметизирован металлическим корпусом с 356 ==^===^--------------^===^=
мм и высотой ч,о мм и имеет
усилителя таковы: входное сопротивле-(выводы 5 и 8)/?вх=Ю ком, выходное
Рис 12 4. Принципиальная схема широкополосного операционного усилителя, выполненного в виде интегральной микросхемы
максимальным диаметром водов.
Электрические данные ние симметричного входа сопротивление (вывод ;2) — 85 ом, коэффициент .'усиления напряжения ‘70 дб (более 3000 раз), (полоса рабочих частот — ?от постоянного тока до !50 Мгц, максимальное выходное напряжение 14 о (от пика до пика, на частоте 1 к.гц, при напряжении питания ±12 в) диапазон рабочих температур от —55°до+125°С, '(Наибольшая рассеиваемая мощность 0,6 вт. ) Операционные усилители в настоящее время [начинают находить все
[более широкое применение в ряде других областей техники — на-[пример, в измерительной, регулирующей и управляющей аппаратурах, а также для синтеза электрических цепей и схем с заданными свойствами.
*Рис. 12 5. Схема лампового широкополосного усилителя для электронного осциллоскопа
На рис. 12 5 дана схема лампового трехкаскадного широкополосного усилителя для электронного осциллоскопа с частотноком-ренсированным ступенчатым потенциометрическим регулятором [усиления RtRzRsRiR^CiCiCsC^ на входе (для упрощения схемы показано лишь три ступени). Этот регулятор позволяет изменять Чувствительность осциллоскопа в широких пределах; его скачки
357
перекрываются плавным регулятором, использующим переменный резистор Re в цепи экранирующей сетки лампы «/71 (регулировка изменением режима). В усилителе использованы только экранированные лампы, так как они позволяют получить более высокое усиление на каскад, чем триоды, вследствие большей площади усиления.
Для получения симметричного выходного напряжения, необходимого для сохранения фокусировки электронного луча при его отклонении, в качестве выходного каскада в усилителе применен широкополосный инверсный каскад с катодной связью, осуществляемой резистором Rig; для снижения потребляемой осциллоскопом мощности питания в выходном каскаде использована параллельно-последовательная высокочастотная коррекция индуктивностью (дроссели L3, Li,, L5, L$ и резисторы R2o и R2t). В первом и втором каскадах применена параллельная высокочастотная коррекция (дроссели Ц и Е2). Конденсаторы С5, С10, С13, С16, С17 — разделительные, цепочки С6 R&', Си R14; Rle Ri8, Rze, R27 обеспечивают нужное смещение ла управляющих сетках ламп, CSRW, С]2 Ris, Си R22 — необходимое напряжение на их экранирующих сетках, С7, R7 и Cg, Rl3— цепочки развязывающих и сглаживающих фильтров, Rs, R12. R21, Rz?. — резисторы анодных нагрузок, R17 и R25 — противо-генерационные резисторы. Цепи накала всех ламп, не показанные на схеме, питаются параллельно от обмотки накала, помещенной на силовом трансформаторе выпрямителя; все остальные цепи получают питание от выпрямителя Е.
На рис. 12.6 изображена упрощенная принципиальная схема .лампового усилителя звуковых частот с большой выходной мощностью (25 кет). Выходной каскад усилителя здесь работает в режиме В с токами сетки; чтобы уменьшить мощность предыдуще-
Рис. 12 6. Упрощенная принципиальная схема усилителя звуковых частот с выходной мощностью 25 кет и отрицательной обратной связью глубиной в 20 дб, охватывающей четыре каскада
Зав
го каскада (двухтактного дроссельного катодного повторителя), в выходном каскаде использованы экранированные лампы. Резисто-. ры анодной нагрузки второго каскада /?? и Rs шунтированы дросселем Ь2 с большой индуктивностью, что сильно снижает паде-1 ние напряжения питания на этих резисторах и позволяет почти удвоить максимальное напряжение сигнала, отдаваемое каскадом. Для улучшения компенсации искажений обратной связью, охватывающей все четыре каскада усилителя, обратная связь введена симметрично в оба плеча схемы и весь усилитель выполнен двухтактным. Для уменьшения влияния входного и выходного трансформаторов на устойчивость усилителя обратная связь снимается с первичной обмотки выходного трансформатора и вводится во вторичную обмотку входного. Конденсаторы С7 и С$ небольшой емкости, а также цепочки Ci Лл/ С2 R2; С3 R3; С5 R3; Се R& корректируют частотно-фазовую характеристику устройства, обеспечивая его устойчивость в эксплуатационных условиях при глуби.-г не отрицательной обратной связи более 20 дб.
Цепочки Rn Rl2 и Ri3 Ru являются делителями напряжения обратной связи, Cg Ro и Сю Rio — разделительные с достаточно, большой постоянной времени, чтобы не ослаблять обратную связь-на низких частотах. Для уменьшения напряжения четных гармоник, синфазно подающихся на управляющие сетки ламп первого) жаскада, в его общий катодный л.ровод включен дроссель на котором падает почти все это напряжение. Для защиты линии, на которую работает усилитель, от высокого анодного напряжения, ^выходных лампы при пробое выходного трансформатора его вторичная обмотка защищена надежно заземленным экраном (изображен пунктиром).
12.3. НАДЕЖНОСТЬ УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ И ЕЕ ПОВЫШЕНИЕ
।
В современной электронной аппаратуре, в том числе и в усилительной, задача обеспечения достаточной надежности и безотказности работы имеет первостепенное значение.
j Современные электронные вычислительные машины, локационные устройства, системы управления космических ракет содержат Ьесятки тысяч, а иногда и сотни тысяч деталей и цепей, от исправности которых зависит работоспособность устройства. Доступ к ^компонентам и узлам аппаратуры, их проверка, регулировка и замена при выходе из строя нередко оказываются очень сложными,. I иногда невозможными — например, в случае искусственных Спутников Земли или космических ракет в полете; неисправность Ьдной детали из многих тысяч здесь может привести к бесполезной потере большого количества труда и средств.
| Поэтому основные детали и цепи сложных электронных уст-|рйств, определяющие работоспособность системы, должны обла-ВЗйтшгшстолько—високошлгадежностью—работыДчтобы верб7Гтн'бсТБ=
359*
отказа устройства в течение заданного времени его работы была достаточно мала
Потеря устройством работоспособности или, как говорят, его «отказ» обычно имеет место вследствие одной из двух основных причин. Одной из них является выход из строя какой-либо важной детали или цепи устройства, влекущий за собой мгновенное прекращение действия устройства, например, пробой транзистора или конденсатора, обрыв проводника или резистора и т. д. Такой отказ называют внезапным.
Второй причиной отказов является изменение электрических свойств деталей, входящих в устройство, в условиях эксплуатации — постепенное изменение параметров усилительных элементов, сопротивления резисторов, емкости конденсаторов с течением времени вследствие их старения, а также от изменения внешних условий (температуры, атмосферного давления, влажности и т. д.). Эта причина через некоторый промежуток времени приводит к столь значительному изменению показателей и характеристик устройства, что оно перестает выполнять свое назначение; такой отказ называют постепенным
Из сказанного видно, что одним из способов увеличения надежности аппаратуры является повышение надежности входящих в нее деталей; следовательно, при конструировании усилительных устройств высокой надежности необходимо использовать высоконадежные детали. Надежность устройства при данной надежности деталей зависит от количества последних, использованных в устройстве, уменьшаясь с ростом их количества; поэтому при конструировании высоконадежных устройств желательно использовать наиболее простые схемы, имеющие наименьшее количество деталей.
Надежность компонентов, а следовательно, и аппаратуры, в которой эти компоненты используются, сильно зависит от режима их работы (нагрузки), сильно возрастая при облегчении режима. Поэтому в высоконадежной аппаратуре не допускают предельных и близких к предельным режимов и нагрузок; например, наибольшее напряжение между электродами транзисторов в высоконадежной аппаратуре берут в 1,5-4-2 раза ниже максимально допустимого для транзисторов используемого типа. Это очень сильно снижает возможность выхода транзисторов из строя.
Надежность компонентов, а следовательно, и использующей эти компоненты аппаратуры можно сильно повысить жестким контролем деталей и тренировкой их в предельном или близком к предельному режиме; после тренировки компоненты вновь контролируют и отбирают для аппаратуры высокой надежности лишь те, которые не изменили заметно свои параметры после тренировки. Такой отбор особенно полезен для транзисторов и электронных ламп.
Уменьшение вероятности постепенных отказов, а следователь-фо, и повышения надежности электронной" аппаратуры можно до— 360
биться использованием в ней схем, мало изменяющих свои показатели при значительных изменениях электрических данных компонентов и больших допусках на них; по этой причине в высоконадежной аппаратуре целесообразно использование схем с глубокой отрицательной обратной связью, стабилизирующей показатели устройства, а применение схем, критичных к допускам на детали и изменению их электрических данных, например, схем взаимной коррекции каскадов, недопустимо.
Надежность электронной аппаратуры сильно зависит от условий ее эксплуатации. При обычных условиях эксплуатации стационарной и переносной аппаратуры и правильном выборе режима работы усилительных элементов и деталей надежность транзисторной аппаратуры значительно выше надежности аналогичной ламповой и близка к надежности магнитных усилителей; однако при работе в особых условиях (сильная вибрация, большие ускорения, значительные изменения температуры и давления, высокая радиация и т. д.) транзисторные усилители могут иметь более низкую надежность по сравнению с магнитными.
К наименее надежным компонентам электронной аппаратуры относятся усилительные элементы, наиболее низкой надежностью обладают электронные лампы, транзисторы имеют значительно более высокую надежность Работы по повышению надежности усилительных элементов и других компонентов, используемых в электронной аппаратуре, ведутся в течение многих лет.
Готовую электронную аппаратуру высокой надежности обычно тренируют в рабочем, а иногда и в более тяжелом режиме, после чего проверяют; это позволяет выявить наиболее слабые узлы и детали и заменить их перед установкой устройства в эксплуатацию.
Последним, наиболее дорогим и реже используемым способом повышения надежности электронного устройства является его дублирование (или дублирование наименее надежных его узлов). Однако, несмотря на резкое увеличение надежности, дублирование применяют лишь при крайней необходимости, так как при нем сильно возрастают габариты, вес и стоимость устройства.
12.4. ИСПЫТАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
Проверка исправности готового усилителя
После изготовления или ремонта готовый усилитель подвергают проверке и различным испытаниям, чтобы убедиться в том, что свойства усилителя соответствуют техническим требованиям. Основные этапы проверки и испытаний обычно включают в себя:
1) внешний осмотр конструкции и монтажа;
2) проверку правильности монтажа;
3) проверку режимов работы усилительных элементов;
4) снятие частотной и амплитудной характеристик;
361
5) измерение переходных искажений;
6)измерение коэффициента гармоник.
Проверку усилителя обычно начинают с осмотра его внешнего вида, состояния отделки и покраски, после чего проверяют качество выполнения монтажа, паек, надежность крепления деталей.
Правильность монтажа и исправность деталей схемы обычно контролируют портативным стрелочным омметром, которым проверяют все монтажные соединения устройства по его монтажной или принципиальной схемам, а также по картам напряжений и сопротивлений.
Режимы работы усилительных элементов проверяют портативным универсальным стрелочным измерительным прибором (тестером, авометром), присоединяемым к усилительному элементу. В устройствах с впаянными в схему усилительными элементами проверку тока в цепи производят косвенно, измеряя падение напряжения на каком-либо омическом сопротивлении, чтобы не отпаивать усилительный элемент.
Снятие частотной, фазовой и амплитудной характеристик
Частотная характеристика является одним из важнейших показателей усилителя гармонических сигналов, а поэтому, как правило, контролируется у готового или отремонтированного усилителя. Ее иногда снимают и у усилителей импульсных сигналов, например, в процессе разработки или испытания импульсных усилителей с обратной связью.
Для обеспечения правильности результатов измерения усилитель при снятии частотной характеристики необходимо поставить в условия, возможно близкие к рабочим: сопротивление источника сигнала и сопротивление нагрузки должны быть те же, что и в рабочих условиях; для усилителя, работающего от несимметричного источника сигнала на несимметричную нагрузку, схема испытания должна также быть несимметричной, для симметричного усилителя — симметричной.
Схема простейшей установки для снятия частотной характеристики усилителя изображена на рис. 12.7. Здесь Г — генератор си-
Рис. 12.7 Схема снятия частотной характеристики усилителя
нусоидальных сигналов с необходимым для испытания усилителя диапазоном рабочих частот; частоту и выходное напряжение это-го генератора можно плавно изменять.
362
Эдс сигнала, вводимую во входную цепь усилителя У, контролируют вольтметром переменного тока Vi с достаточным диапазоном рабочих частот; такой вольтметр нередко имеется в генераторе. Для имитации рабочих условий во входную цепь усилителя включают эквивалент внутреннего сопротивления источника сигнала /?ист, а иногда и эквивалент его выходной емкости СИСГг если это необходимо. К выходу усилителя подключают эквивалент сопротивления нагрузки 7?Нагр, а иногда и эквивалент ее емкости Снагр (у широкополосных усилителей). Параллельно нагрузке присоединяют вольтметр Уг> контролирующий напряжение сигнала на выходе усилителя.
Следует иметь в виду, что вольтметр У2 может заметно нагружать усилитель, а поэтому эквивалент нагрузки вместе с вольтметром должен иметь сопротивление и емкость, равные сопротивлению и емкости действительной нагрузки. Если в рабочих условиях один входной и один выходной зажимы усилителя соединены с общим проводом, при испытании усилителя их также соединяют с общим проводом.
При снятии частотной характеристики во входную цепь усилителя обычно подают эдс сигнала в 34-10 раз меньше максимальной расчетной, чтобы не выйти за пределы прямолинейного участка амплитудной характеристики; в этом случае верхний сгиб этот! характеристики не будет искажать результатов измерения. Кроме того, при слабых сигналах частотная характеристика на нижних частотах у многих трансформаторных каскадов оказывается наихудшей.
Частотную характеристику усилителя снимают следующим образом. Установив желаемую частоту генератора сигналов Г, с помощью вольтметра Vi устанавливают нужную эдс источника сигнала Еист и отмечают показание выходного вольтметра V2. После этого устанавливают следующее значение частоты генератора, и, поддерживая неизменной Еист, вновь отмечают показание вольтметра Кг- Изменяя далее частоту измерительного генератора и поддерживая Еист=:const, находят таким образом зависимость ивых= = F(f), представляющую собой частотную характеристику испытуемого устройства. Снятие частотной характеристики обычно начинают с самой низкой частоты, постепенно увеличивая ее до самой высокой.
Для визуального наблюдения частотных характеристик существуют специальные установки, автоматически воспрозводящие частотную характеристику исследуемого устройства па экране электронно-лучевой трубки, обладающей достаточно длительным послесвечением.
Фазовую характеристику усилителя снимают редко, обычно лишь при проектировании устройств с обратной связью. Снятие фазовой характеристики можно производить па установке для снятия частотной характеристика, лодключив ж-не» фазометр—Ф-(рис. 12.8) для измерения угла сдвига фазы между выходным на-
363
пряжением усилителя и эдс источника сигнала. Вместо фазометра для этой цели можно использовать электронный осциллоскоп, подав на вход усилителя вертикального отклонения выходное напряжение контролируемого устройства, а на вход усилителя горизонтального отклонения — эдс входной цепи и определяя угол сдви-'Т^П----------------------------------------
I .
Рис. 12.8. Схема снятия фазовой характеристики усилителя
га фазы между ними по изображению на экране электронно-лучевой трубки. Ввиду того что усилители горизонтального и вертикального отклонений осциллоскопа могут вносить неодинаковые фазовые сдвиги, для исключения возможной по этой причине ошибки исследуемые напряжения лучше подавать непосредственно на отклоняющие пластины трубки. Однако эдс входного сигнала для этой цели обычно слишком мала, и на пластины горизонтального отклонения приходится подавать эдс с входного делителя Д, имеющего регулируемый коэффициент деления. Коэффициент деления этого делителя удобно устанавливать равным коэффициенту усиления испытуемого устройства; в этом случае подаваемые на осциллоскоп напряжения сигнала будут одинаковы по величине. Делитель, разумеется, не должен вносить заметных фазовых сдвигов в диапазоне частот измерения.
Снятие фазовой характеристики обычно начинают со средних частот, постепенно понижая частоту, после чего, возвратившись к средним частотам, постепенно повышают частоту; иначе легко ошибиться на угол, кратный 180°. Как и при снятии частотной характеристики, эдс входного сигнала берут в несколько раз меньше максимальной расчетной.
При снятии фазовой характеристики цепи рК усилителя с отрицательной обратной связью отключают обратную связь от входа устройства, подключают взамен эквивалент ее выходного сопротивления и, нагрузив выход цепи обратной связи эквивалентом сопротивления входной цепи, подают напряжение с этой нагрузки на фазометр.
Амплитудную характеристику устройства обычно снимают при помощи установки для снятия частотных характеристик (р-ис. 12.7) на средней рабочей частоте устройства (400-4-1000 гц для усилителей звуковых частот). При этом, установив желаемое значение частоты генератора, изменяют вводимую во входную цепь эдс________
сигнала, контролируя последнюю вольтметром Vir и записывают 364
показания вольтметра Vz, соответствующие различным величинам входной эдс. Полученная таким образом зависимость Овых = = F(EaCT) и представляет собой сквозную амплитудную характеристику устройства. При желании получить зависимость £7Вых = замыкают накоротко эквивалент внутреннего сопротивления источника сшнала /?ист; в этом случае вольтметр Vi будет контролировать напряжение сигнала на входе устройства Пвх. Снятие амплитудной характеристики обычно производят до входной эдс в 1,24-1,5 раза больше максимальной расчетной, чтобы получить четко обрисованный верхний сгиб характеристики.
Для определения уровня собственных шумов усилителя замыкают накоротко провода схемы рис. 12.7, идущие к генератору Г; вольтметр Vi и генератор от этих проводов следует отключить. Показания вольтметра V2 при включенном питании испытуемого устройства определят напряжение его собственных шумов.
Измерение переходных искажений
При испытании усилителей импульсных сигналов снятие частотной .характеристики заменяют измерением вносимых усилителем переходных искажений — спада вершины импульса А, времени установления /у, выброса фронта импульса б. Измерение переходных
искажений также производят в условиях, возможно близких к рабочим.
Схема измерения переходных искажений показана на рис. 12.9. Здесь ГПИ — генератор прямоугольных импульсов, имеющий выходное сопротивление, равное внутреннему сопротивлению источника сигналов, на работу от которого рассчитан испытуемый усилитель
Рис. 12.9. Схема намерения переходных искажений, вносимых усилителем
У; ИО — электронный осцилло-
скоп для испытания импульсных усилителей, сокращенно называемый импульсным осциллоскопом; ZHarp—нагрузка, вместе с вход-
ным сопротивлением осциллоскопа, равная сопротивлению нагрузки усилителя в рабочих условиях.
При измерении переходных искажений усилителя на его вход подают от ГПИ импульсы нужной амплитуды, длительности и скважности. Эдс входных импульсов устанавливают с помощью контрольного вольтметра и делителя, имеющихся в Г ПИ. Выходные импульсы испытуемого усилителя подают на вход вертикального отклонения осциллоскопа; для получения на экране электроннолучевой трубки неискаженного изображения фронта выходных импульсов импульсный осциллоскоп снабжают генератором жду-щей развертки, запускаемым от ГПИ специальными импульсами
немного раньше появления импульса на выходе усилителя.
365
На экран электроннолучевой трубки осциллоскопа накладывают прозрачную пластинку с прямоугольной сеткой, по которой и производят отсчет спада вершины и выброса фронта. Для определения времени установления усилителя импульсный осциллоскоп обычно снабжают генератором меток времени, дающим на изображении импульса светлые или темные точки через определенные интервалы времени (например, через 0,01; 0,1; 1 мксек.). Сосчитав количество меток между 0,1 и 0,9 установившейся амплитуды выходного импульса, находят время установления испытуемого усилителя.
При измерении времени установления и выброса фронта на вход усилителя подают короткие импульсы с длительностью не больше 5—10ус и выбирают скорость развертки, обеспечивающую удобный отсчет времени установления и выброса. При измерении же спада вершины на вход подают импульсы наибольшей расчетной длительности и берут такую скорость развертки, чтобы на экране трубки умещалось одно или несколько изображений импульса.
Для получения правильных результатов измерений необходимо, чтобы время установления и спад вершины измерительных импульсов на выходе ГПИ, а также время установления и спад импульсного осциллоскопа были по крайней мере в пять раз меньше времени установления и спада вершины испытуемого усилителя. Выброс фронта импульсов ГПИ и импульсного осциллоскопа желательно иметь равным нулю, в худшем случае не более одного процента.
Существуют специальные установки для испытания усилителей импульсных сигналов, содержащие все необходимые для измерения переходных искажений приборы в одной общей конструкции.
Измерение коэффициента гармоник
Для измерения коэффициента гармоник усилителя на его вход по-
дают чисто синусоидальное напряжение от генератора синусои-
дальных сигналов Г (рис 12.10), а выход нагружают сопротив-
Рис. 1'2.10. Схема измерения коэффициента
гармоиик усилителя
лением /?Нагр, образующим вместе с входными сопротивлениями измерителя нелинейных искажений ИНИ и вольтметра Иг расчетное сопротивле-
ние нагрузки усилителя. Коэффициент гармоник
испытуемого усилителя отсчитывают непосредственно по показаниям ИНИ.
___При щзмеренщщкоэффициента гармоник для контроля исправности усилителя измерение обычно производят на средней рабо-
366
юн частоте при максимальной расчетной выходной мощности; при исследовании разрабатываемого устройства коэффициент гармоник нередко измеряют также на низшей и высшей рабочих частотах или снимают зависимость коэффициента гармоник от частоты. Иногда снимают зависимость коэффициента гармоник от -входного напряжения, выходной мощности или сопротивления нагрузки.
При исследовании усилителя удобнее пользоваться анализатором гармоник — более сложным и дорогим прибором, позволяющим отдельно измерить напряжение каждой из гармоник и все посторонние составляющие выходного напряжения (например, составляющие напряжения фона); при использовании анализатора гармоник коэффициент гармоник усилителя определяют по ф-ле (1.21).
Для получения правильных результатов измерения коэффициент гармоник используемого генератора синусоидальных сигналов должен быть по крайней мере в несколько раз меньше наименьшего значения коэффициента гармоник испытуемого усилителя; кроме того, генератор должен обладать достаточно высокой стабильностью частоты.
ЛИТЕРАТУРА
12.1. В a i 1 е у A. R. 30 watt high fidelity amplifier. «Wireless World», May, 1968.
12.2. Bailey A. R. 30 watt amplifier modification. «Wireless World», November, 1968.
12.3. Электроника, 1969, № 3 (русский перевод;.
Георгий Сергеевич Цыкин
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Редактор В. А. Лазарева
Техн редактор К. Г. Маркоч Корректор Af. Я Могильнер
Сдано в набор 28/Х 1970 г. Подписано в печ. 18/11 1971 г
Форм. бум. 60Х90Л6 23,0 печ л 23,0 усл -п. л. 24,47 уч -изд. л
Т-01874 Тираж 60 000 экз. Зак изд 13868 Цена 1 руб. 40 коп Издательство «Связь», Москванцентр, Чистопрудный бульвар, 2
Типография издательства «Связь» Комитета по печати при Совете Министров СССР. Москва-пентр. ул. Кирова, 40. Зак. тип. 456