/
Автор: Войшвилло Г.В.
Теги: электроника электричество усилители ламповые усилители линейные цепи
Год: 1959
Текст
Г. В. ВОЙШВИЛЛО
УСИЛИТЕЛИ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
ГОСУДАРСТВЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО ЛИТЕРАТУРЫ
ПО ВОПРОСАМ СВЯЗИ И РАДИО
МОСКВА 1959
Георгий Валериановая Вайшзилло
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОИ ЧАСТОТЫ
НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
Отв. редактор Г- С- Цыкин
Редактор /А. А. Кскушкин ___________
Сдаао з^а бор 14 1V 1959 7, Подпнеаво в печ З'ХГ-
Форм, бум 6(Ь'92/16 4.7.25 печ. л- 45.3 '
Тираж 20000 Sus. Т-11213 Зак. изд. 7766 _ Цена 24 руб-коп.
Саязьнзцат, Москва-центр» Чистопрудный бульвар. 2. _7_ . _
Набрано ^типографий Связьизлата, Москна нентр, ул, Кирова. ДО. Зак>
Отпечатано в типографии «Московский рабочий» Москва! Петровка, д/*;.
Техн, редактор Ф. С-
Корректор Я. В. Сафронова* С- Н. BppbfuHa
ОТ АВТОРА
Настоящая книга посвящена усилителям низкой частоты*
г е. усилителям смодулированных сигналов.
При построении материала автор исходил из того, что уси-
лители, с точки зрения их назначения и предъявляемых к нпм ос-
новных требовании, следует подразделить на два вида — усиди*
тели гармонических сигналов и усилители импульсных сиг-
налов,
К первому виду отнесены усилители, рассчитываемые на рав-
номерное пропускание отдельных составляющих частотного
спектра сигнала при отсутствии требования неизменности формы
кривей, например, усилители звуковых сигналов (звуковой час-
тоты), усилители, используемые в измерительной аппаратуре
(генераторах, вольтметрах, фазометрах и пр.).
Ко второму виду — усилителям импульсных сигналов —
предъявляется более жёсткое условие — сохранение формы кри-
вой усиливаемых сигналов, что в первую очередь необходимо
при усилении сигналов изображения. i
В первых главах наряду с описательным материалом, в ко-
торый входят классификация усилителей, их основные показа-
тели, а также и принципы построения схем, значительное место
отводится и общетеоретическим дисциплинам, в частности эле-
* ментам теории ценен, включающим такие вопросы, как теория
переходных процессов (на основе преобразования Лапласа) и
связь между частотными и фазовыми характеристиками, на кото-
рых базируется последующее рассмотрение разделов, посвящён-
ных усилителям с обратной связью и усилителям импульсных
сигналов.
Вследствие того, что обратная связь находит применение (или
встречается как паразитная связь) практически почти ео всех
усилителях низкой частоты, оказалось целесообразным выделе-
ние общей теории обратной связи в отдельную главу, пред шест*
еующую главам, посвящённым исследованию я расчёту кон-
кретных усилительных устройств — усилителей напряжения н
мощности гармонических сигналов, усилителей импульсных сиг-
налов, а также усилителей постоянного тока.
3
Автор ставил перед собой задачу создавия инженерного курса
ламповых усилителей низкой частоты, что нашло свое отраже-
ние ^приведённой почти везде сравнительной оценке свойств тех
йля итах усилительных схем и выявлении возможной области
ИХ применения, а также в рассмотрении техники расчёта отдель-
ных каскадов некоторых видов усилителей и трансформаторов
3 ву ков oil час тот ы , кот о р о е и л л ю ст р и р у етс я мн огоч и елейны м а
Примерами или числовыми данными. Для облегчения расчётов
в приложениях приводятся основные справочные сведения по
лампам, радиодеталям, магннтопроводам и обмоточным про-
водам.
Вопросы проектирования усилителей и их испытания в книге
не рассматриваются.
Автор пользуется случаем выразить свою искреннюю призна-
тельность рецензенту Н. 1L Чистякову и ответственному редак-
тору Г. С. Цыкину за ряд полученных весьма ценных замечании.
Все предложения и замечания по книге прошу направлять в
Связьиздат (Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2).
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
§ L1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Управление энергией, столь часто встречающееся в совре-
менной технике, как правило, характеризуется тем, что управляе-
мая мощность значительно превышает мощность, требующуюся
для управления. Вместе с тем формы энергии управляемой и
управляющей в одних случаях одинаковы, в других — различ-
ны. И, наконец, само управление может быть как резким, скаЧ'
кообразным, так и постепенным, плавным.
Если, например, в последовательной электрической цепи на-
ходятся генератор, выключатель и нагрузка, то управление энер-
гией электрического тока возможно только скачкообразное. При
замене выключателя реостатом управление энергией тока в цепи
из резкого превращается в постепенное, плавное, В обеих опи-
сываемых цепях управляемая электрическая энергия может в '
огромное число раз превосходить механическую энергию, за-
трачиваемую на изменение положения выключателя и реостата.
Вполне очевидно, что здесь формы управляемой и управляющей
энергий различны,
К частному виду управления энергией относится усиление.
Отличительными особенностями усиления являются, с одной
стороны, превышение управляемой мощности над управляющей
и, с другой, плавность процесса управления, независимо от того>
одинаковы пли различны формы управляемой и управляющей
энергий,
- При этом усилитель представляет собой устройство, предна-
значенное для осуществления функции плавного управлений
энергией источника последней, при котором управляемая мощ-
ность превышает управляющую.
Широкое применение находят усилители, характеризуемые
электрической формой управляемой и управляющей энергий, ко-
5
мы дадим объединяющее название «электрические уси-
.збстёли*.
Устройства же, способные осуществлять функции только пре-
рывкотЬ, скачкообразного управления, не относятся к категории
усилителей; в частности, при электрической форме обеих энергий
рли получили название реле.
Назначением усилителя является в копейном счёте повыше-
ние мощности первичного источника посредством использования
его энергии для управления более мощным вторичным источни-
ком, питающим нагрузку.
Первичные источники электрической энергии, встречающиеся
в установках связи, радиовещания, радиолокации, телеуправле-
ния, автоматика и пр., мощность которых требуется увеличить,
характеризуются тем, что их эд с представляет собой сумму ряда
составляющих различных частот, фаз и амплитуд. Мощность та-
кого рода первичных источников в большинстве случаев неве-
лика, она бывает и ничтожно малой величины, например порядка
вт, а требуемое повышение мощности может доходить
до 10[7 и больше. Возможность же увеличения мощности путем
объединения нескольких источников или перехода на более мощ-
ные источники крайне ограничена, и в подавляющем большин-
стве случаев она вообще исключена. Единственно возможным
методом повышения мощности здесь является усиление, осущест-
вляемое посредством применения усилителей и соответствую-
щих источников их питания.
На основании вышеизложенного мы приходим к заключению,
что усилитель пресетавллет сооой преобразователь энергии
Рне. 1.1. Общая схема усилителя
дения усилителя, а отдаваемую
возбуждения.
вторичного источника G?
(рис Л I), управляемый первич-
ным источником и отдающий
нагрузке Za требуемую мощ-
ность, превышающую мощ-
ность первичного источника.
Вместе с тем усилитель яв-
ляется генератором с незави-
симым возбуждением, причем
роль возбудителя играет пер-
вичный источник Gj. В даль-
нейшем генератор G] мы будем
называть источником во$буж-
ИМ МОЩНОСТЬ — мощностью
Усилитель, вообще говоря, должен быть устроен так, чтобы
мощность, выделяющаяся в его нагрузке Z2, иначе — выходная
мощность P2l зависела от режима возбуждения, в частности, от
напряжения возбуждения U}, При отсутствии возбуждения
(1/1=0) обычно требуется, чтпбы Р% было равно нулю или на-
чальному постоянному значению
8
В качестве источника возбуждения могут встречаться такие
устройства как микрофон, детектор иди другой демодулятор,
звукосниматель, фотоэлемент, термопара, передающая телеви-
зионная трубка, электрическая линия, предшествующий усили-
тель и др. Типы нагрузок также разнообразны; в качестве тако-
вых применяются громкоговоритель, телефон, модулируемый
каскад, пишущая головка магнитофона, рекордер, электронно-
лучевая трубка, неоповая лампа, электронный коммутатор,
электрическая линия, последующий усилитель, гальванометр,
осциллограф, реле и пр.
Некоторые из перечисленных выше источников возбуждения
развивают очень низкое напряжение, например термопара — от
десятых долей микровольта и выше, фотоэлемент — порядка
единиц микровольт и больше, микрофон — 0,1—0,5 мв, пере-
дающая телевизонная трубка ~ 2—5 мв, — всё при ничтожно
малой мощности. Такие же источники, как, например, предшест'
вующий усилитель, развивают значительно большее напряжение,
доходящее до нескольких десятков и сотен вольт при заметной
величине выходной мощности.
Пределы значений напряжения и мощности на выходе уси-
лителя велики. Выходное напряжение в одних случаях может
быть порядка долей вольта, в других — оно оказывается порядка
десятков и сотен вольт.
Свойством, присущим большинству видов нагрузки, является
потребление мощности; эта мощность у одних видов нагрузки,
например телефона, составляет сотые доли ватта, у других бы-
вает порядка десятков и даже сотен киловатт (городская сеть
проводного вещания, модулируемый каскад мощного радиопере-
датчика). Всё же встречаются типы нагрузок, практически не
потребляющих заметной мощности; к их числу относятся- после-
дующая усилительная лампа, работающая при отсутствии элек-
тронного сеточного тока, электронно-лучевая трубка и некото-
рые другие.
§ 12. КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ
1.2.1, Виды электрических усилителей
Группу электрических усилителей составляют усилители
электронные, электромеханические (например, микротелефоп-
11ые), электрона ши иные (амплидины), магнитные я, наконец,
диэлектрические.
Преимущества электронных усилителей столь многообразны,
что здесь затруднительно перечислить их полностью. Прежде
всего отличительной чертой их является огромное усиление мощ-
ности, обусловленное низкими потерями во входной цепи, что
особенна характерно для ламповых усилителей. Кроме того,
^тектронные усилители характеризуются широкими возможно-
СТЯМИ их использования для усиления как чрезвычайно медлен-
Мцх, тая и весьма быстрых колебаний, без внесения искажений,
о сохранением формы колебаний; при необходимости эти же
уЁЙЭДНтёли могут выполнять функции преобразования усиливаем
мых колебаний по заданному закону с высокой степенью ^точ-
ности.
В силу своих значительных достоинств и универсальности,
именно электронные усилители являются основным, наиболее
распространённым видом усилителей в радиотехнических устрой-
ствах. Всё наше последующее рассмотрение будет относиться
только к одной разновидности электронных усилителей — к уси-
лителям на электронных лампах.
1.2JL Усилители гармонических и импульсных сигналов
Источник возбуждения усилителя характеризуется тем, что
его эдс £i, а следовательно, и напряжение ^1 = ^(7), называемое
sxoSkwjw напряжением, изменяются во времени по сложному
закону. Действительно, передача сообщений, посылок, команд и
других сигналов была бы невозможной , если бы напряжение
u\(t) оставалось неизменным пли являлось Йы периодической,
неограниченно долго существующей функцией времени.
Однако в случае, когда промежуток времени, в течение кото-
рого амплитуды и частоты составляющих напряжения сохраня-
ют неизменные значения, заметно превышает длительность пере-
ходного процесса, входное напряжение u}(t)t взятое в некотором
интервале времени, вполне возможно рассматривать как перио-
дическую функцию времени (или сумму таких функций).
Периодические же напряжение Uj(/), согласно теореме Фурье,
может быть представлено суммой конечного или бесконечно боль-
шего числа гармонических составляйщих, имеющих, частоты .fr, 2ff>
ЭД., , . . , где fr — основная частота ряда, с амплитудами
^ьизт * - , и фазами ^г, ^3, . . . , включая и постоян-
ную составляющую t/lcf7J равную среднему значению функции иДО
за период Гг = bfr.
Непериодическое же напряжение представляет собой сумму бес-
конечно большого числа гармонических колебаний, имеющих беско-
нечно малые амплитуды dUi О) = F («>) dm и определённые фазы ф (ш),
зависящие от частоты. Частоты этих составляющих занимают
сплошной спектр от ш = 0 до ш = оа, так что рядом стоящие со-
ставляющие по частоте бесконечно мало отличаются между собой,
т. е.
СО
«1(0= [ f if (ш) cos [ш f — Ф <«>) J}.
cj - Q
В результате мы приходим к выводу, что напряжение на входе
усилител я представляет сс бей сумму отдел ьных составляющих,
образующих дискретный или сплошной спектр, простирающийся от
8
/лун А° fMaKC> причем в отдельных случаях fMUfl > 0 (когда отсутст-
вует постоянная составляющая), a fMafi£ равно или не равно беско-
нечно большой величине.
В определённых условиях работы к усилителю предъявляется
требование сохранения формы кривой усиливаемых сигналов, т, е.
получение зависимости напряжения и* (Z), называемого выходным
напряжением, отличающейся от ид/) только в отношении масштаба
по оси ординат и расположения на оси абсцисс.
Подобие в таком смысле кривых и2(/) и Ui(f) обеспечивается
при соблюдении следующих условий:
1) когда между мгновенными значениями выходного и входного
напряжений существует прямая пропорциональность, иначе отпсше-
ние u2!ut не является функцией и г (здесь предполагается, что зави-
симссть Ua = /(ul) берётся для определённого мсмента1 Времени);
2) когда отношение действующих значений выходного и
входного напряжений UdU\ (при возбуждении усилителя, на-
пример, синусоидальным напряжением) не зависит от частоты
в пределах спектра частот входного сигнала и
3) когда все составляющие спектра частот входпого сигнала
при прохождении через усилитель запаздывают на одно и то же
время,
Сигналы, для неискажённой передачи (усиления) которых в
принципе требуется сохранение формы кривой, принято назы-
вать импульсными сигналами; к таковым, в частности, относятся
сигналы, передающие изображение (видеосигналы).
Другой разновидностью являются гармонические сигналы,
для неискаженного усиления которых неравномерное смещение
во времени отдельных составляющих спектра вполне допустимо,
несмотря на происходящее при этом изменение формы кривой.
К категории гармонических сигналов относятся в первую оче-
редь звуковые сигналы, слуховое восприпятпё которых можно
считать не зависит от различия времени запаздывания состав-
ляющих частотного спектра.
В зависимости от вида подлежащих усилению сигналов уси-
лители подразделяются на усилители гармонических сигналов и
усилители импульсных сигналов (сокращённо импульсные уси-
лители) .
Различие между отмеченными видами сказывается, напри-
мер, в подходе к проектированию и испытанию.
Анализ и расчёт усилит елей гармонических сигналов, как
правило, ведётся, исходя из рассмотрения стационарного режи-
ма; в таких же условиях производится н испытание усилителей,
т ,е. при возбуждении одним (или несколькими) синусоидальным
напряжением, частота которого может регулироваться.
В случае усилителей импульсных сигналов наибольший инте-
рес представляет рассмотрение переходного режима. Разумеет-
ся, что и методы испытания этих усилителей также имеют свои
особенности.
9?
JJ2-3, Усилители постоянного и переменного тока
Усилители, обладающие способностью усиливать весьма
медленные колебания, в том числе и «нулевой частоты^, принято
Вызывать усилителями постоянного тока, даже и в том случае,
если они в первую очередь предназначены для усиления мощ-
ности или напряжения. Прочие же усилители од аналогии долж-
ны быть названы усилителями переменного тока.
1,2.4, Усилители низкой и высокой частоты
С точки зрения сосредоточенности занимаемого спектра чао
тот как гармонические, так и импульсные сигналы оказываются
либо низкочастотными, либо высокочастотными колебаниями
(сигналами).
Низкочастотные сигналы характеризуются относительно боль-
шей протяжённостью занимаемого ими частотного диапазона.
Другими словами, отношение граничных частот fwattc/f IWK у та-
ких сигналов сравнительно велико и, как правило, значительна
больше единицы.
Высокочастотные же сигналы представляют собой перемен-
ное напряжение (ток) условно одной определённой частоты, на-
зываемой несущей частотой, амплитуда, частота пли фаза кото-
рого сравнительно медленно изменяется. Иначе, высокочастот-
ные сигналы являются колебаниями, модулированными по амп-
литуде, частоте или фазе. Сигналами такого рода являются ток
в цепи передающей антенны, эдс, индуктируемая в приёмной ан-
тенне, и пр.
Отличительная черта высокочастотных сигналов — сосредо-
точенность по спектру, выражающаяся в том, что отношение гра-
ничных частот fMn-c^MuH в большинстве случаев довольно близко
к единице. Так, например, при несущей частоте /(1— JODO кец и
а м пл итул ной моду-
Рис. 1.2. Формы кривых некоторых видов низко-
частотных (о, 61 и высокочастотных (я, г?) сигналов
ляцгги, частоты ко-
торой, допустим, за-
ключены в пределах
50-^10 000 ад Гра-
нины частотного
спектра высокочас-
тотного сигнала (они
же — крайние бо-
ковые частота) ока-
жутся следующими-
- W00 - 10=
=990 кг и и /
=]000J-10-IOJ0 кец;
при этом отношение
f мия ПОЛУЧИТСЯ
равным 1,02.
10
На рис, 1.2 изображены формы кривых некоторых видов низ-
кочастотных и высокочастотных сигналов. Спектральный харак-
тер аналогичных сигналов приведён на рис, 1.3.
В соответствии со свойства-
ми рассмотренных сигналов
усилители удобно разделить
на усилители низкой частоты
(УНЧ) н усилители высокой
частоты (УВЧ).
Усилители низкой частоты
рассчитываются на пропуска-
ние спектра частот с относи-
тельно большей протяжён-
ностью; в таких усилителях в большинстве случаев содержатся
цепв, не обладающие свойствами колебательности (апериодиче-
ские цепи), например, активные сопротивления в сочетании с
ёмкостями и пр. Поэтому усилители низкой частоты иногда на-
~ 44 Ьам
Рлс. 13. Спектральный характер низко*
частотного и высокочастотного сигналов
зывают апериодическими усилителями.
Усилители высокой частоты обычно выполняются как поло-
совые фильтры, срезающие частоты, выходящие за пределы от-
носительно узкого спектра сигнала для того, чтобы задерживать
посторонние колебания (помехи). Отмеченным свойством усили-
тели высокой частоты обладают благодаря использованию в ка-
честве анодных нагрузок колебательных систем <— резонансных
контуров, пьезокварцев, коаксиальных и объёмных резонато-
ров и др.
Усилители высокой частоты в зависимости от способа наст-
ройки и числа колебательных систем, приходящихся на одну
лампу, принято называть резонансными или полосовыми уси-
лителями [76],
L2.5. Узкополосные и широкополосные усилители
Подобно электрическому фильтру всякий усилитель способен
пропускать некоторую ограниченную полосу частот, заключённую в
пределах от fw до fr/ Очевидно, что при этом разнссть A F = fH
есть не что инее, как полоса пропускаемых частот.
На практике принято называть усилитель узкополосным, если
полоса пропускаемых им частот уже, чем это минимально необходи-
мо для правильного воспроизведения звуковых сигналов, например,
если A F не превышает 2000 -2500 гц в случае УНЧ л 5000 ац
в случае УВЧ.
При значениях полосы пропускаемых частот, далеко выходящих
за пределы, требуемые для наиболее точней передачи звуковых сиг-
налов, например, при А /г>20—50 кац для УНЧ и A F > 40—100
для УВЧ — усилитель называют широкополосным.
11
1.2.6- Усилители напряжения, тока, мощности
Настоящий признак классификации имеет в виду в общем
смысле предназначение усилителя.
Так, если определяющим свойством усилителя является по-
вышение, 1. е. усиление напряжения (тока), то усилитель назы-
вается усилителем напряжения (тока).
Под усилителем мощности обычно понимается усилитель (или
его оконечная выходная часть), рассчитанный на отдачу в цепь
внешней нагрузки определенной мощности при соответствующей
величине напряжения источника возбуждения,
§ 1.3. ВИДЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
Простейший усилитель, содержащий один усилительный
Рте, 1,4. Блок-схема усилительного
каскада
элемент, в качестве которого
используется электронная
лампа, кристаллический триод
и пр. и, не во всех случаях,
некоторый четырёхполюсник
связи, расположенный между
усилительным элементом н на-
грузкой (например, трансфор-
матор), гюспт название усили-
тельного каскада (рис. 1.4),
Наряду с рассмотренными встречаются и более сложные усилительные
каскады, содержащие два, три и более усилительных элемента, соединённых
параллельно или но двухтактной схеме, расматриваемой в пл. 3.2.2 я ;3»2.4.
Если усиления, получаемого от одного каскада, недостаточ-
но, то усилитель выполняют из нескольких каскадов, как пока-
зано на рис, 1,5.
Рис. 1.5. Блок-схема усилителя
В зависимости от своего основного назначения каскады под-
разделяются на три вида:
Первый вид— каскад усиления напряжения, — как Следует
из названия, предназначается для усиления подводимого К нему
напряжения от источника возбуждения. Такой каскад обладает
12
следующими свойствами: мощность возбуждения Р[ практиче-
ски равна нулю, внешней нагрузкой (Z2) Для каскада является
цепь, также не потребляющая мощности, значит, выходная мощ-
ность каскада усиления напряжения /V—0.
Вообще говоря, равной нулю мощность Р» может быть толь-
ко в случае работы на внешнюю цепь, обладающую реактивным
сопротивлением, например, если такой цепью является проме-
жуток сетка — катод лампы при отсутствии сеточного тока, от-
у си ли теля
Ряс. L6. Схема однокаскадного лампового усилителя
клоняющая система электронно-лучевой трубки и пр. Такого
рода внешняя цепь не потребляет мощности, но вместе с тем
и не проводит постоянный ток, и на анод лампы не поступает
напряжение от питающей батареи Б * (рис. 1.6), Поэтом у-то и
возникает необходимость применения четырехполюсника связи
между лампой и внешней нагрузкой, который в данном случае
должен обладать следующими свойствами: 1) его входная н
выходная проводимости для постоянного тока и входное сопро*
лишение для переменного тока не равны нулю, 2) четырехпо-
люсник пропускает переменное напряжение и задерживает посто-
янное 4,
Очевидно, что здесь лампа генерирует колебательную мощ-
ность, но вся эта мощность выделяется в четырёхполюснике
связи и не отдаётся во внешнюю цепы Таким образом, при уси-
9 Это требование отпадает, если лампа используется как усилитель
постоянного тока.
13
лении напряжения усиливается и мощность, но усиленная мощ-
ность не используется во внешней цепи (в нагрузке) .
Так как у каскада усиления напряжения мощность Р2т по-
требляемая внешней нагрузкой, практически равна нулю» то
коэффициент усиления мощности
при Р|й=0 оказывается неопределённой величины и не представ-
ляет интереса. Поэтому каскад усиления напряжения Прежде
всего характеризуется величиной коэффициента усиления напря-
жения, сокращённо коэффициента усиления*
к = ^
1Л
и максимальным уровнем самих напряжений Ui и U2*
Второй вид — каскад усиления мощности — предназначается
для генерирования определённой мощности, отдаваемой внеш-
ней нагрузке.
Каскады усиления мощности встречаются двух родов. К перво-
му роду отнесём такие, которые практически не расходуют мощно-
сти на возбуждение (/\ 0) и характеризуются величиной выходной
мощности Д и напряженней возбуждения Щ. Вторгй род каска-
дов — усиления мс щнссти характеризуется потреблением заметной
мощности от своего источника возбуждения (/\^0); к основным ве-
личинам, определяющим их свойства, относятся Рь Р2, иъ а также
и коэффициент усиления мощности
Третий вид— каскад усиления тока ~ отличается тем» что
входнс е сопротивление, равное отношению входного напряжения к
входному току»
Ряс. L7. Блок-сзема усилителя полного состава
значительно меньше внутреннего соппотивления источника воз-
буждения (рис. Ll)t за счёт чего входное напряжение оказы-
вается очень малым С другой стороны» такой каскад
работает на нагрузку, сопротивление которой весьма мало, что
позволяет принять £Л~0. Основные показатели каскада—вели-
чины входного и выходного токов, а также и коэффициент уси-
ления токи
К/
Л '
Рассмотрим теперь, как располагаются каскады различного'
вида в усилителе.
В усилителе наиболее полного состава в качестве первых
используются каскады усиления напряжения, которые вместе со-
ставляют усилитель напряжения (рис. 1.7). За усилителем на-
пряжения, назначением которого является повышение напря-
жения низковольтного источника возбуждения, следует каскад
усиления мощности первого рода» обеспечивающий возбуждение
ближайшего к нему каскада усиления мощности второго рода.
Каскады усиления мощности образуют усилитель мощности,
Число каскадов усиления мощности второго рода, вообще гово-
ря, может быть любым, но практически в ламповых усилителях
низкой частоты ограничиваются использованием, как максимум,
одного каскада главным образом при большой выходной мощ-
ности (?2>10—50 зт). При сравнительно небольшой выходной
мощности (Pi < 10—50 вг) нет необходимости в применении ус-
ложняющих усилитель каскадов усиления мощности второго
рода.
При работе же усилителя на нагрузку, не потребляющую
мощности, отпадает необходимость применения усилителя мощ-
ности вообще. В других случаях, если источник возбуждения
развивает напряжение, достаточное для возбуждения каскада
усиления мощности первого рода, не требуется усилитель напря-
жения, а при достаточно большой мощности источника возбуж-
дения может быть исключён каскад усиления мощности первого
рода.
Таким образом, к любому краю блок-схемы усилителя пол-
ного состава (рис. 1.7), устанавливающей последовательность
расположения элементов в усилителе, может быть прибавлено
г.1 и отнято любое количество каскадов соответствующего вида»
вплоть до получения од но каскад кого усилителя.
Усилитель тока в большинстве случаев выполняется однокас-
кадпым. В частности, электронный фотометр содержит олнокас-
жадный усилитель, возбуждаемый от весьма высокоомного фото-
^темента, а нагрузкой в анодной цепи лампы служит чувстви-
тельный гальванометр (микроамперметр), сопротивление кото-
рого очень мало. Несмотря на простоту такого устройства, удаёт-
ся получить коэффициент усиления тока /Сгпорядка 10* н больше.
Более сложные усилители тока содержат несколько кас-
кадов.
15
ПеЙ8^ каскад, обладая весьма низким ' вводным сояротив-
управляемый током, в выходной цепи создаёт
Йадр^ЙСеиие, достаточное для возбуждения второго каскада,
как и последующие, выполняется в виде каскада уси-
^лёййя напряжения. Замыкающим схему усилителем является
каскад, не потребляющий на входе мощности, на лампе с боль-
шой крутизной, что повышает эффективность при работе на на-
грузку (измеритель тока) малого сопротивления. Коэффициент
усиления тока у развитых усилителей может превышать 109.
1) Получение относительно малой величины |2вд.| обычай достигается
шунтированием входных зажямоэ усилителя тлмческим сопротн^лснвём.
ГЛАВА ВТОРАЯ
ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЕЙ
§2.1. ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЯ ПРИ РАБОТЕ В УСТАНОВИВШЕМСЯ
РЕЖИМЕ
2ЛЛ. Общие сведения
Изучение всякого усилителя, вообще говоря, возможно при
»рй.боте его как в установившемся, так и в переходном режиме.
Рассматривая поведение усилителя в установившемся режи-
обычно исходят из того, что возбуждение ведётся гармоннче-
ским напряжением или рядом таких напряжений, образующих
13^кретпый спектр. Теоретически такое напряжение должна быть
ВЙЁЯЙчепо в момент t= — со.
В .случае же исследования переходного режима прсдпола-
что па вход усилителя подаётся напряжение ступенчатой
фОйа (в частности, единичное напряжение) или периодическое
н^^жение формы прямоугольной волны т).
> силу того что для неискажённого воспроизведения гармо-
ш^еких сигналов имеет значение не различие времени запаз-
дш&нйя отдельных составляющих спектра частот, а равномер-
усиления, то свойства усилителя гармонических сигпа-
лойЬ^-первую очередь определяются характеристиками устано-
вивш^грся режима, а не переходного. Этому способствует также
и яд^’ЧТО гармонические сигналы в первом приближения обла-
да1^ евопстпамп периодической функции времени идя суммы
тайЙКфутппшй
'ДЬйтому н возможно исходить из того, что установившийся
реЖШй является основным режимом работы усилителя гармони-
чески сигналов.
I) > последнем случае ыы, естественно, имеем установившийся режим,
который '.Иногда мжет оказаться весьма близким к переходному.
2 —237 17
К числу основных электрических показателей, характеризу-
ющих работу усилителя или его отдельных каскадов н устано-
вившемся режиме, относятся: 1) коэффициента усиления, 2) ра-
бочий диапазон частот, 3) динамическая, частотная, фазовая,
частотцо-фазовая и амплитудная характеристики, 4) уровень ли-
нежных я нелипейпьгх искажений, 5) выходные и входные данные,
6) динамический диапазон.
Сущность некоторых показателей в общих чертах была обри-
сована в предыдущем рассмотрении.
2-L2. Коэффициенты усиления
Усилительные свойства усилителя оцениваются рядом вели-
чии, к которым относятся коэффициент усиления, равный отно-
шению действующего значения выходного напряжения U<> к дей-
ствующему значению гармонического входного напряжения *)
затем коэффициент усиления тока, представляющий собой отно-
шение действующих значений выходного тока к входному, т. с.
и коэффициент усиления мощности
где Pj и Р2 — отдаваемая я потребляемая усилителем мощно-
сти соответственно-
Одни из перечисленных показателей применимы только к уси-
лителю в целом или к некоторым из его каскадов, другие имеют
универсальное значение и к ним относится в первую очередь наи-
более употребительный параметр — коэффициент усиления К,
Нетрудно убедиться в том, что коэффициент усиления усили-
теля К равен произведению коэффициентов усиления его као
кадов
В самом деле, как следует, например, из рассмотрения блок-
схемы на рис. 1Д коэффициент усиления первого каскада
Л\ =
О [ 2
Ч При других ^оэффгшиеятов усиления (кроме
К'$эфф|щиента усиления мощности} пре,тполатается, что с.иотяетствугснла.н вы
ходкая величина f ) представляет собой яейстзующее ^изчеюте составляю-
щей частоты, с которой изменяется гармоническая входная величина (Vj).
18
второго
I/ _ ^3»
t-iJo
третьего
K>= £
i) всего усилителя
/Г — —\ -=: А г У.&
r e.
K=KMS.
Вообще говоря, фазы напряжений Uit Ut2> ^гзт ве совпа-
дают, поэтому коэффициент усиления является величиной ком-
плексной. Предыдущие выражения были написаны для модулей
коэффициентов усиления. При необходимости определить фазо-
вые сдвиги между напряжениями выражения для К пишутся в
комплексной форме
х=^ = /GKeK3...
U1
Коэффициент усиления ьющвостн Л'р является аещественнаи величиной и
соотношение
Кр — Kjp Л’2Г Кзр - -
справедливо для усилители мощности, образованного из ряда каскадов усилений
мыднсепк
Широкое применение находит выражение коэффициента усиления
в логарифмических единицах — децибелах (дб) и неперах (гел).
Усиление, выраженное в децибелах, Кдб равно двадцати де-
сятичным логарифмам абсолютного значения коэффициента усиле-
ния Л
= 201g к = 20 Ig .
L't
Усиление, выраженное в неперах, Кнгл представляет собой
натуральный логарифм абсолютного значения коэффициента усиле-
ния
Л\сЯ = 1п Л' = ,п = 7 ® •
Между величинами единиц vcivichiih децибелом и непером су-
ществуют следующие соотношения:
1 дб^= 0,115 неп н 1 неп = 8,7 дб
или
^6 = S,7^,n и A'Hfn = 0,115 К,^
Из -этих единиц более распространённой в радиотехнике яв-
ляется децибел; единица непер используется главным образом
в технике проводной связи.
Представление коэффициента усиления в логарифмических
единицах даёт преимущество в том отношении, что при нахож-
дении общего усиления в децибелах пли неперах следует просто
алгебраически суммировать величины усилений отдельных кас-
кадов. Действительно, пусть
K=KiK2K3 - > ,
тогда в децибелах
201нК-20№ + 201gK, + 20Ig К. • .
и
Допустим, что Ki = Ю, /Сз = 100 и /Са = ОЛ, тогда Кл_^ = 20 до,
= 40 дб. — — 6 дб и = 20 (-40 — 6 = 54 дб, т. е.
# = 500,
Логарифмические единицы, в частности децибелы, применя-
ются не только для выражения коэффициента усиления. Они
особенно удобны в тех случаях, когда интересуются относитель-
ным изменением какой-либо величины, пропорциональной квад*
ратному корню из мощности колебаний или самой мощности.
Впервые логарифмические единицы были введены потому,
чти вследствие физиологических особенностей нашего органа слу-
ха субъективное впечатление изменения громкости ближе всего
соответствует логарифму отношений интенсивности звука, оце-
ниваемой мощностью колебаний
Если мощность звуковых колебаний изменяется от Р2 до Р3, то
громкость возрастает на определённую величину, пропорциональную
ig— . Логарифм отношения мощностей условились выражать в
?!
белах. Бел оказался стишком крупной единицей, вместо него ввели
децибел. Таким образом, относительное изменение мощности в де-
уз
цибелах равно 10 1g —. Так как мощность пропорциональна
Р1
квадрату напряжения, то
ю IgA = 201g-3-.
Л Ч
•Разумеется, коэффициенты усиления тока и мощности так ? могут $ыть вы-
ражены в логарифмических единицах. Действительно,
Яда =20 1g К, = 201g А
'1
HQ
Лр(,Г7= m g = ioig А .
О
20
2.1 Л Рабочий диапазон частот
Рабочий диапазон частот (иначе диапазон пропускаемых час-
тот) представляет собой некоторый интервал значений частоты
от [н до fe, внутри которого коэффициент усиления изменяется
по определенному закону с известной степенью точности.
Например, усилитель звуковой частоты должен характеризо-
ваться законом K=const в диапазоне частот сигнала от =
= 16 гц до20 000 ац. Но конструирование микрофона, уси-
лителя и громкоговорителя на такой диапазон связано с боль-
шими затратами, поэтому устройства, работающие в полном
акустическом диапазоне, встречаются в виде эксперименталь-
ных установок. Как показали исследования [J], отличное каче-
ство воспроизведения речи и музыки обеспечивается при нерав-
номерности усиления до 5 do в диапазоне 50—10 000 гч для всего
тракта от микрофона до громкоговорителя. Удовлетворительные
же результаты получаются при неравномерности 5 дб в диапа-
зоне 240—8000 гц или 120—6000 гц. К самому усилителю предъ-
являются более жёсткие требования. Таки согласно
ГОСТ 5968—51, современные усилители проводного вещания
1-го класса характеризуются неравномерностью усиления не
свыше =Ь2 дб в рабочем диапазоне от 50 до 10 000 гц.
Усилители, используемые в телефонии, где существенным
является разборчивость речи, а не её натуральность. выполня-
ются на более узкий рабочий диапазон: от 300 до 2700—3400 гц-
Границы рабочего диапазона частот телевизионных усилите*
лей выбираются в зависимости от числа кадров в секунду, числа
гтр»к и коэффициента формата кадря.
Hot строго говоря, при усилении любого вида импульсных
сигналов определяющими величинами являются не /н и а
соответствующие условия допустимого искажения формы сигнал
лов, рассматриваемые ниже,
1
2ДД- Характеристики усилителя при работе
в установившемся режиме
1
Как уже отмечалось, к характеристикам усилителя при ра-
боте его в установившемся режиме относятся: 1) динамическая
частотная, 3) фазовая, 4) частотно-фазовая и 5) амплитуд-
ная.
Вид этих характеристик показан из рис 2.L
Динамическая характеристика усилителя представляет собой,
зависимость мгновенного значения выходного напряжения иа от,
Мгновенного значения входного Ui при гармоническом изменении
последнего, т. е. при= «{f0 = Uim sin (w t — 0)*
Вид динамической характеристики зависит от того,
возникает или нет внутри усилителя смещение по фазе усиля-
21
ваемого колебания, а также и от того, насколько, усилитель
близок к линейной системе.
Допустим сначала, что усилитель не вносит фазового сдвига
и обладает линейными свойствами. При этих условиях динами-
ческая характеристика представляет собой прямую линию
f/2 = coiist Ui, угловым коэффициентом которой, очевидно, являет-
ся коэффициент усиления.
Рис. 2J. Характеристики, спнсгдвающие свойства усилителя при
работе его в устаяопившеиея режиме: a—динамическая, б—частот-
пая, в—фазовая, г—частотно-фазовая, д—амплитудная <
Но у всякого реального усилителя динамическая характери-
стика не может являться прямой линией при любых значениях «ь
Обычно эта характеристика прямолинейна при малых величинах
Н] (пначе{Дт ), по при сколько-нибудь значительных значениях
Н) лампы и другие нелинейные элементы «перегружаются» и кон-
цевые участки характеристики рапс или поздно искрив-
ляются (рис. 2.1,а). Таким образом, всякий усилитель строго го-
воря, представляет собой нелинейную электрическую систему.
Тем не менее допустимо в известных условиях работы, напри-
мер, при ограниченно малых значениях (U]tt} ) считать, что
усилитель обладет линейными свойствами. В дальнейшем, гово*
ря о линейном усилителе, мы будем иметь в виду усилитель, об-
ладающий при условии компенсации вносимого нм фазового
сдвигаt прямолинейной динамической характеристикой в интер-
вале рабочих, т. е, фактических значений входного напряжения1).
Если же не компенсировать вносимый фазовый сдвиг (при^ =£ 0),
!) Очевидно, чтс усилитель является линейным, если его поведенне опи-
сывается линейным дифференциальным уравнением.
22
тс и у линейного усилителя динамическая характеристика при-
нимает форму эллипса, о чём подробнее будет'сказано в п. 4Л.4,
Частотная характеристика (рис. 2.16) выражает зависимость
коэффициента усиления от частоты
к = = V ([),
^-1
найденную в предположении! что на вход усилителя подаётся гар-
коническое напряжение.
Фазовая характеристи ка представляет собой зависимость от
частоты сдвига фазы ? между выходным и входным напряжениями
линейного усилителя (рис. 2.1 е).
Положительным значениям © соответствует опережение выход-
ного напряжения ио отношению к входному. Например, если на
данной частоте f сдвиг по фазе равен н иД/) = sin (ш t— г^)
t o (f) = К Uljn cos (w f - Н <?)
Частотно-фазовая характеристика связывает в одну зависи-
мость изменения коэффициента усиления К = 4J {/) и фазового сдви-
га ? = происходящие при изменении / от 0 до со. Частотно-
фазовая характеристика
К = Ф(?) (2.1)
находится посредством исключения переменной [ в функциях
д; V (J) и ср — f (f). Весьма наглядным оказывается представле-
ние зависимости Л" = Ф (<?) в полярных координатах или на плоско-
сти комплексных чисел (рис. 2.1г), что вполне возможно, так как
комплексный коэффициент усиления
К = К^ <2-2>
характеризуется модулем К и аргументом <?.
Следует отметить, что понятия о частотной, фазовой н частот’
но-фазовой характеристиках становятся определёнными лишь тго
отношению к линейному усилителю.
Амплитудная характеристика усилителя выражает зависи-
мость амплитудного зпаченгтя первой гармоники выходного на-
сряжелия от амплитудного значения гармонического входного
напряжения = f Вместо амплитуд практически удоб-
нее оперировать с действующими значениями, что п даётся на
рчс. 2.16, где изображена рассматриваемая характеристика.
2Л.5< Частотные и фазовые искажения
В общем случае под искажениями усиливаемого сигнала по-
'П1мается его изменение, обусловленное несовпадением реальных
акт ер нети к усилителя с соответствующими идеальными ха-
’‘йк.теристи'Ками. В зависимости от вида реальной и идеальной
характеристик, между которыми существует расхождение, ис-
кажения при работе усилителя в установившемся режиме под-
разделяются на частотные, фазовые и нелинейные.
Частотные искажения, вообще говоря, возникают, если реаль-
ная частотная характеристика усилителя в какой-то мере откло-
няется от идеальной характеристики в пределах заданного,
обычно рабочего, диапазона частот.
Рис. 2-2. Частотные характеристики усилителен: а—идеального. 6t
в, г—реального; последние две являются приведёнными
Под идеальной частотной характеристикой обычно понимает-
ся горизонтально расположенная прямая линия ,(ркс. 2,2а).
В реальных же условиях частотная характеристика отличается
от идеальной некоторым изменением коэффициента усиления,
особенно заметным на краях рабочего диапазона частот
(рис, 2.26). Для числовой оценки частотных искажений, представ-
ляющих в рассматриваемом случае неравномерность усиления,
в рабочем диапазоне частот используются коэффициенты частот-
ных искажений М н и Л1у1 равные отношению коэффициента уси-
ления па средних- частотах Л'о к его значениям на граничных
частотах А\ и Л' :
Мн = —в, Л4„= **-. (2,3)
А'« Кв k
Для более полного суждения о частотных искажениях удоб-
но пользоваться приведённой к единице частотной характери-
стике
Ко ~ М
(2.Д
где у — относительное усиление (рис 2.2 s).
24
Особенно удобным является выражение относительного усиления
в децибелах, как показано на рис. 2,2г,
Ум = 201g у = 20 1g - 20 1g Л1 = С ([). (2.5)
^0
Значение относительного усиления в децибелах на граничных
частотах и ул^ также могут быть использованы для количе-
ственного выражения частотных искажений.
Введённое здесь относительное усиление yti6 может относиться
как к усилителю, так и к отдельным его каскадам> Подобно
результирующая величина у,}6 равна алгебраической сумме соответ-
ствующих величин, относящихся к отдельным каскадам, т. е.
Ум = Уш -Ь Уш Т Уш + • (2-б>
Влияние частотных искажений сказывается различно в зави-
мосги от характера усиливаемых колебании.
В случае акустических сигналов частотные искажения ощу-
щаются на слух как изменение тембра. Недостаточное усиление,
как говорят «срезанием, нижних частот приводит к заметному
ослаблению басовых нот, тембр приобретает металлический от-
тенок. Наоборот, при уменьшенном усилении верхних тонов звук
становится глухим, исчезает присущая некоторым инструментам
о бойкость, передача принимает сбасящийр характер.
Однако сравнительно небольшая неравномерность усиления
или совсем не обнаруживается человеческим ухом, или ощуща-
ется в весьма малой степени.
Соответствующие исследования показывают, что частотные ис-
кажения почти незаметны на слух, если их абсолютное значение
I не выходит за предехты 2—3 дб. Тем не менее к усилителям,
особенно к его отдельным каскадам, нередко предъявляют более
жёсткие требования, задавая порядка 0,1—1 до. Это
объясняется тем, что частотные искажения в тракте передачи от
микрофона до громкоговорителя создаются пс только усилите*
леи, представляющим лишь одно звено в сложной цепи, по и
другими звеньями, и все эти искажения суммируются. Для того
чтобы общий эффект искажений был мал, нужно либо осущест-
вить взаимную компенсацию искажений, что не всегда возможно,
а ибо свести к минимуму искажения в каждом звене тракта, и том
'inejc и усилителе.
*
В измерительном усилителе, например, входящем в состав
чувствительного лампового вольтметра, частотные искажения
приводят к появлению частотных ошибок. Норма искажений
-десь определяется, исходя из требуемой точности прибора.
Фазовые искажения в общем смысле есть не что иное, как из-
менение формы кривой сигнала, вызванное отсутствием совпаде-
Н1'я между реальной и идеальной фазовыми характеристиками
25
усилителя в заданном диапазоне частот. Так же как и частот-
ные искажения, фазовые искажения относятся к категории ли-
нейных искажен ни.
В случае усилителя, пе предназначенного для преобразова-
ния сигналов, фазовые искажения представляют собой изменение
формы кривой усиливаемых колебаний, вызванное различием
времени запаздывания отдельных составляющих спектра частот
сигнала, при прохождении их через усилитель.
Рис. 2.3. Влияние фазовых искажений на форму усиленного сигнала
Для того чтобы уяснить физическую сущность фазовых иска-
жений, представИхМ себе, что входное напряжение Uj равно сум-
ме двух составляющих (рис, 2.3л), имеющих частоты f (кривая 1)
и 2[ (кривая 2), при этом напряжение щ представлено кривой 3.
Допустим дальше, что в процессе прохождения составляющих
сигнала через цепи усилителя фаза второй гармоники изменилась
на четверть периода по отношению к составляющей основной
частоты (рис. 2-36), Тогда временная диаграмма выходного на-
пряжения и2 примет вид кривой 3 на этом рисунке.
Фазовый сдвиг ® между выходным и входным напряжениями
усилителя равен алгебраической сумме фазовых сдвигов, соз-
даваемых отдельными каскадами
? = + ?Е “Г - - -
Это свойство вытекает из того положения, что коэффициент
усиления усилителя равен произведению коэффициентов отдель-
ных каскадов:
= ... - Kte^K2e,4j ... -
Яри постоянном значении коэффициент^ усиления форма
кривой сигнала не искажается, если фазовый угол усилителя из-
\ меняется прямо пропорционально частоте
<? = af, (2.7)
где а — любое постоянное число, включая нуль.
26
Действительно, если на входе усилителя поддерживается на-
пряжение
«1(0- t/imsinu)ZT
то напряжение на выходе будет изменяться по такому закону:
и2 (0 = sin (ш i + tf) = U2fn sin (2iT ft + a}\
t. e.
ws(0 — U2m sin 2kf
Последнее равенство показывает, что независимо от частоты вы-
ходное напряжение опережает входное (при а>0) или отстаёт от
него (при й<0) на некоторое время фазового пробега
при этом взаимное расположение синусоид различных частот, а
следовательно, и форма кривой не подвергаются изменению.
Так как напряженке на выходе не’может возникнуть раньше,
чем на (входе, то при существовании зависимости 7 — af всегда
L1 "(Г-’ и.
Стало быть, если К = const, то единственной причиной линей-
ных искажений импульсных сигналов является отступление от
уравнения идеальной фазовой характеристики (2.7).
Вследствие физиологических свойств органов слуха фазовые
искажения обычно не сказываются при усилении акустических
сигналов и обычно не принимаются во внимание при разработке
усилителей звуковой частоты, или в общем случае — усили-
телен гармонических сигналов.
Фазовые искажения не влияют и в случае использования уси-
лителя в непи вольтметра, реагирующего на действующее зна-
чение измеряемого напряжения, по снижают точность измерения,
если показания выходного прибора пропорциональны пиковым
значениям напряжения на его зажимах.
Линейные искажения импульсных и других сигналов отсутству-
ют при соблюдении Двух условий: К const в е = af при а — const;
^ти условия должны выдерживаться в диапазоне частот пт fV[Jli до
/ ifr„r. где / ц„ч и — границы частотного спектра сигнала,
В большинстве случаев, например, при прямоугольной форме
импульсов, fплкс теоретически равно бесконечности, а удовлет-
filjpiiTb условиям идеальности характеристик удаётся лишь до неко-
Tfрой частоты Это означает, что при усилении импульсных сиг-
налов полностью устранить линейные искажения не удаётся.
При усилении импульсных сигналов критерием искажений, в
4 астпоста линейных искажений, непосредственно является ха-
рактер изменения формы кривой самих сигналов, который очень
Сложно и не всегда известным образом зависит от степени час-
27
тотных и фазовых искажений в конечном диапазоне частот. В то
же время известно, что вполне определенная связь, выражаемая
интегралом Дюамеля, существует между изменениями формы
кривой сигнала, пропускаемого через некоторую линейную си-
стему, и переходной характеристикой этой системы. Поэтому в
настоящее время для количественной оценки линейных иска-
жений импульсных сигналов, как правило, используются данные
переходной характеристики усилителя, что впервые было пред-
ложено О. Б. Лурье в 1936 г, [53].
2.1.6. Нелинейные искажения
Нелинейные искажения в усилителе возникают вследствие
нелинейности его динамической характеристики, так как иде-
альным законом зависимости и2 от tq является прямая пропор-
циональность.
Основными элементами усилителя, создающими нелинейные
искажения, являются электронные лампы из-за криволинейности
и ограниченности их характеристик. Кроме того, нелинейные ис-
кажения, обычно менее заметные, возникают в электрических
цепях, содержащих трансформаторы или дроссели с сердечни-
ками из листав трансформаторной стали, вследствие нелинейно-
сти характеристики где И — напряжённость поля, а
В — магнитная индукция.
На рис. 2.4 дана диаграмма режима работы усилительной лам-
пы, показывающая, как влияет нелинейность зависимости анодного
Рис. 2.4. Возникновение искажений, обусловлен-
ных нелинейностью динамической характеристики
анодного тока
тока, ifJ от сеточного на-
пряжения ur (кривая 1)-
Кривая 2, представляю
щая собой синусоиду v
вы раж ает измен е пне во
времени напряжения из
сетке. Кривая 3 являет-
ся временной диаграммой
анодного тока; по виду
кривой ia = (f) можно
судить о том, что пуль-
сации анодного тока не
я вл яются гармонически -
ми колебаниями; помимо
сснсвнсй частоты* тон ia
содержит гармоники —
вторую, третью и т, д.
Сложнее механизм возникновения искажений, вызванных нели-
нейностью характеристики сеточного тока. Представим, что к сетке
лампы усилительного каскада приложено переменное напряжен не
от источника возбуждения G (рис. 2,5а), обладающего внут-
ренним сопротивлением гЛ41ЫГ и постоянное отрицательное напряже-
28
ние Ц.о, называемое напряжением смецения> Если амплитуда здс
источника возбуждения то полное напряжение па сетке
окажется положительным в течение небольшой части /1 периода,
и сеточный ток будет возникать в виде кратковременных импульсов
: jic. 2.5, Возникновение нелинейных искажений, вызванных действием сеточного
тока
я].юдолжительностью, близкой к Zj (рис, 2.56 и #), Как видно из
схемы, между напряжением и эдс et, существует соотношение
Чг — ~ ЙЫЛ^С*
В интервале t2 полное напряжение па сетке ur = 4/r0 + ut._ <0
и сточный ток отсутствует, следовательно, на сотку поступает вся
ъдс источника возбуждения, т. е, = ^; возникающий же влро
Якутке G сеточный ток создаёт падение напряжения га6ыл1е на
Bli< прением сопротивлении генератора, В этом случае <£г.
Рис. 2,5# показывает, что кривая ис^ = ИО 110 является сину-
^идощ
Ясно, что чем заметнее проявляются нелинейные искажения,
ТС : больше будет относительная величина вновь возникших коле-
— гармоник. Поэтому количественно степень нелинейных
1,(-’-Жжений удобно оценивать в вида квадратного корня из отио-
ши общей мощности всех гармоник, появившихся вследствие
'^линейного усиления, к мощности основного колебания. Это
29
х йзййрййадае называется коэффициентам гармоник. Лг. Согласна
цркщедённаму определению коэффициент гармоник
* - —77— 1
где Plt P&t Ря> , . — мощности на выходе усилителя, развиваемые
1, 2, 3) . . . гармониками» Если сопротивление выходной нагрузки
одинаково для частот всех этих колебаний, то коэффициент гармо-
ник по току выражается так:
_»2E3ZZ_• ,2s,
7I 'ffll
Здесь Ль /3> . . .—действующие и /щ3, * . — амплитуд-
ные значения гармоник, а Л й Iml — те же значения основного ко-
лебания.
Аналогично представляется выражение для коэффициента гармо-
ник по напряжению
Vui + + ... =
tA _ Vmr
Некоторые другие причины возникновения нелинейных иска-
жений будут рассмотрены ниже (в п( 8,2.5).
в
2.I.7. Гармонический анализ нелинейных искажений
При подаче на вход нелинейного четырёхполюсника, несколь-
ких синусоидальных колебаний па его выходе, кроме этих основ-
ных колебаний, появятся ещё и колебания суммарных и разно-
стиых частот, так называемые комбинационные тоны (частоты). 1
Это доказывается следующим образом. Пусть динамическая характеристика
усилителя fja = I нелинейна и входное напряжение изменяется па закону
Hi — Сггл cos (йт/ л- L^jCOs wa Л (2.10)
Зависимость — f (urf удобно апроксимировать полиномом целых степеней ।
us — Cfo + ад ч- 4- ЛэИ? -Г ’ > (2 10
Подставляя (2.10) к (2.11) я выполняя обычные преобразования, молено пи-
лу чепь следующее выражение:
L'cp 4~ Pirn "г "S'" со.1* 2u>{? 4" Lcos 4’
+ cos 3irl? 4- cos 3 ’Л -T- 6miJ cos (’°J — i 4- L%u cos (04 + / 4-
4- cos (tt»j — 2io2) z 4- LrwJa cos 4- 2<-»s) / 4- ?Лт?г1 cos (2шд — f 4“
ГШ21 cos (2h>j 4- <o£) t 4-. , , (2Л2)
30
Величины» входящие п выражение (2,12), имеют такой смысл: Мг/| — среднее
значение» т, е. постоянная составляющая выходного напряжения, причём
и?р = (и'ту + а2 (lQ2 + .. . .
(2.13)
f jk( и 6'^tI — амплитудные значения основных колебаний /\ е /2.
Очевидно, что
3 3
Um I = «1ЦП -I- V «з и,)3 + V’°3 6 - (с «)2 +............. <2- н>
> da>
3 3
, ^яйИ^зЛ^ представляют [собой амплитуды вторых (2/,, 2/3) и
третьих (3/3i 3/„) гармоник, Легко заметить, что
(2.16}
(2-17}
Наконец, амплитуды простых комбинационных частот (/г ± /2) равны
а сложных—(fa + 2/л), (2/j 4- /3) имеют значения К причем
kjTiii ' nj k\jj t
Q
[/ffll2=Tasf/4^
k'/7m = ^3 fam )^AT I
(2Л8}
(2ЛП)
В итоге имеем на выходе 12 колебаний, из которых 10 появились как
следствие нелинейного усиления,
В данном рассмотрении мы огратпгчидись четырьмя членами разложения: учёт
ч’i-iiOB более высоких степеней . . . о4ц* + j_ т не дал ш1чеГо [прии-
'^^г.гально нового п привел бы лишь к тому, что количество гармоник и комби-
Н5*;лпнзц4Х частот оказалось ещё больше.
При подаче на fjxoa усилителя не одного и не дв}гх, а целого
PJUa колебаний — на выходе, в результате нелинейных искаже-
[{1|п, появляется громадное число паразитных колебаний — гар-
м*няк и комбинациогтных частот, влияние которых сказывается
Различно в зависимости от назначения установки.
31
При усилении звуковых сигналов, с точки зрения обнаружения
нелинейных искажений, наибольшую роль играют колебания
комбинационных частот. Возникновение гармоник в процессе
усиления сказывается на характере звучания меньше. Это
Объясняется тем, что вообще гармоники (обертоны) являются
составной частью сигналов, действующих в тракте передачи при
воспроизведении перед микрофоном музыки, пения, речи и т. д.
Таким образом, в реальных условиях на вход усилителя посту-
пают напряжения, уже содержащие обертоны, и те гармоники,
которые возникают в результате нелинейного усиления, просто
суммируются с начальными и сравнительно мало ухудшают ка-
чество передачи.
Наоборот, колебания комбинационных частот (в особенность
разностных или, иначе, дифференциальных типа /i—/а, />—2/а.
2fj—fi - - -) представляют собой новые колебания, впервые по-
явившиеся в процессе усиления, и поэтому они то главным обра-
зом и создают эффект искажённого звука.
Иллюстрацией к сказанному может служить явление, наблю-
даемое при прослушивании радиопередачи. Даже при низком
качестве аппаратуры мало заметны искажения исполняемых
сольных номеров, однако искажения явно обнаруживаются в
виде хрипов, дребезжания и т, д. при оркестровом и особенно
хоровом исполнении.
Несмотря па то, что восприятие на слух искажений в основ-
ном зависит от интенсивности комбинационных частот, за меру
нелинейных искажений часто принимают коэффициент гармоник,
величина которого, как было показано, определяется относитель-
ной интенсивностью гармоник. В этом нет противоречия, если
учесть, что величины амплитуд комбинационных частот и. гар-
моник зависят от одних и тех же коэффициентов, характеризую-
щих степень нелинейности. В частности, амплитуды вторых гар-
моник 2/ь 2fz и комбинационных частот пропорциональны
коэффициенту а? при U{2 в ф-ле (2.11).
При одной и той же величине коэффициента гармоник нели-
нейные искажения на слух более заметны, если преобладает
влияние нечётных степеней, т\ е, членов вида ази?> ’«з^р когда ди-
намическая характеристика имеет симметричную форму
(рис. 2.6а), характерную, в частности, для пентодов и сказывают-
ся меньше при преобладающем влиянии чётных степеней у ,
, т. е. при несимметричной форме динамической ха-
рактеристики (рис. 2,66).
f Поэтому при более топком анализе нелинейных искажений аку-
стических сигналов интерес представляют величины коэффициентов
отдельно взятых гармоник k2 = и k3 = При рассмотрении
^Г711 ^ПП
влияния нелинейности в области верхних частот эти коэффициенты
й коэффициент гармоник k. У интереса не пред-
32
ставляют по двум причинам: во первых, интенсивность звуковых
колебаний высокого тона, как правило, меньше, чем на средних
частотах, поэтому мало вероятна перегрузка усилителя и работа в
области нелинейных, обычно концевых, участков динамической ха-
рактеристики на одних верхних частотах; во-вторых; гармоники ос-
новной высокой частоты окажутся вне диапазона слышимых частот.
Рис. 2,6. Форш динамических хара]стернстик в случае симметричных (а)
и несимметричных (6) искажений
Ухудшение качества звука вследствие нелинейных искажений
к области верхней частя диапазона обусловлено модуляцией от-
носительно слабых колебаний высокого тона, более мощными
колебаниями низких или средних частот. Рассмотрим это явле-
ние для наиболее простого случая, полагая, что на вход усили-
теля подаётся напряжение
~ 1Гт sin + U‘m sin
представляющее собой сумму двух слагаемых, из которых первое
имеет малую амплитуду Um и высокие (звуковую) частоту fп а
второе большую амплитуду U'^t но более низкую частоту /2. По-
строение, приведенное на рис. 2,7, показывает, что амплитуды быст-
рого колебания на выходе усилителя содержат пульсации с часто-
той медленного колебания, что и характеризует модуляцию. Прос-
тейшее модулированное колебание представляет собой сумму трёх
незатухающих (синусоидальных) колебаний: основной частоты и
боковых частот; левой fi — fz и правой fj + f2; боковые частоты,
очевидно» и есть не что иное, как комбинационные тоны,
Амйлптуда основного тона* (7т1 высокой частоты в случае несимметрич-
ных искажений (рис. 2.66) когда ^ = 0, согласно (2Л 4), будет равна
3^237
33
tip# этом амплитуда комбинационного колебания частоты Л — ;2 и /д -г /«
как показывает выражение (2ЛЙ)» равна
L mH —
Коэффициентом комбинационного тона khOJi^ мы назовем отношение змпли-J
туда комбинационного тона к амплитуде основного ксиебаняя более высокой
частоты 1
Рнс. 2»7. Нелинейные искажения сложного напряжения
i
Если бы на входе усилителя сушествоязло напряжение только одной частоты j
и такой же амплитуда. как более мощное из рассматриваемых — то коэффн- J
циент Л3г оп же коэффициент гармоник, был бы равен отношению к £/тн .’
На основании выражений (2.14) я (2.16) при ц3 - 0. имеем |
_т^>\ П;
й1^т
(2.21)
* Сопоставление ф-л (2.20) н (2.21) показывает, что в случае «есиядш/яркадых
ита^кий коэффициент комбинаипонпогп тоня рпвен удвоенной величине
коэффициента гармоник --- k2 н обратно
v <-ед
Ль
В случае симметричных искажений (рис. 2J5aL —п4 = ... = 0 и коьь
бинацяонные частоты рзцны /] — 2/г н fy -'- 2/2-
34
Аналогичным исследованием можно показать, что коэффициент сложного
язи ионного тона и коэффициент гармоник находятся тяк:
д’ _ л ккпмп — t г' ml = :: w'
k =k -= - L’ a’^[' = 77»
Следовательно, при симметричном характере искажений коэффициент слоЖ’
кого кг?м6ина1гкавного тона равен утроенной величине коэффицяекта гар-
моник = k$ и обратно
1 ,
А, — k3 _ з fc#K04J(p
(2.23)
Таким образом, при одной н той же величине коэффициента гармоник в
среднем относительная интенсивность комбинационных колебаний в полтора раза
больше при симметричных искажениях по сравнению с несимметричными.
Несмотря на все эти тонкости, в большинстве случаев качество работы элект-
роакустических приборов: усилителей, громкоговорителей, генераторов звуковой
частоты и др. характеризуют величиной коэффициента гармоник k?, тем более,
что измерение именно этого показателя значительно проще, чем измерение Аа,
&комд. . -
Нелинейные искажения на слух незаметны, если коэффициент
гармоник невелик (порядка 2—3%).
Интересно, что в случае более узкого диапазона пропускае-
мых частот нелинейные искажения акустических сигналов обна-
руживаются в меньшей степени. Поэтому наименьшее значение
2% допускают для высококачественных усилительных уста-
новок, рабгтгающпх в широком диапазоне звуковых частот. В рас-
пространённых установках вещателыюго типа в зависимости от
класса /ег допускают в диапазоне до 100 гц в пределах 4—10%,
-а более высоких частотах (100—3000 гц)—до 2,5—8%> При
необходимости повысить кпд усилителя, что важно, например,
при питании от автономных источников <— гальванических иля
аккумуляторных батарей <— в отдельных случаях коэффициент
гармоник может допускаться до 10%. В установках для пере-
дачи телефонных разговоров общий коэффициент гармоник до-
пускается ещё большей величины (10—15%).
Естественно, что нелинейные искажения возникают не только
ф усилителе, ио и в других элементах тракта передачи; пр иве*
-|-!шые цифры относились главным образом к усилителям.
Общий коэффициент гармоник тракта оказывается ещё боль
11И\ однако его вычисление но значениям, относящимся к от дел ь-
звеньям, не всегда возможно или представляет большие
‘Нудности. Во всяком случае общий коэффициент гармоник не
превышает арифметической суммы коэффициентов гармоник от-
дельных элементов тракта передачи.
2.1.8. Выходные и входные данные
При повышении уровня входного сигнала увеличиваются на-
пряжение и мощность в выходной цепи усилителя в, как пра-
вило, возрастает уровень нелинейных искажений. Одной из ве-
личин, характеризующих данные усилителя, является номиналь-
ная выходная мощность (напряжение), представляющая собой
мощность (напряжение) на выходе при заранее заданном уровне
нелинейных искажений.
Другая величина, ©тносящаяся к выходным данным, пред-
ставляет собой сопротивление нагрузки Z%. В общем случае дол-
жны быть известны частотная зависимость модуля и фазового
угла этого сопротивления в диапазоне рабочих частот.
Подобно электрическим машинам переменного тока и трансфор-
маторам под выходной мощностью усилителя понимается кажущаяся
мощность Р& = Pz/cqs выражаемая в вольтамперах. Свойство
ламп таково, что именно номинальная, т» е, максимальная кажу-
щаяся мощность Ptf слабо зависит от фазового угла нагрузки <р2-
Очевидно, что номинальная кажущаяся мощность в напря-
жение связаны с сопротивлением нагрузки Z2 определённым
соотношением
гр
п ______ 2 «лк
(2sj .
и из этих трёх величин должны быть заданы две, чтобы охаракте-
ризовать выходные данные усилителя на рассматриваемой частоте f
В более редких случаях интерес представляет величина номи-
нального выходного тока
г _____ .нам___ / Руд ио <<
Зна* \%\ \/ izj '
Кроме того, усилитель, как и всякий четырёхполюсник, харак-
теризуется величиной выходного сопротивления ZShtr играющего
роль внутреннего сопротивления генератора по отношению к на-
грузке Z3, Модуль выходного сопротивления и его фазовый
угол в общем случае являются функциями частоты.
К входным данным относятся входное сопротивление Zrtjr, но-
канальное входное напряжение при котором на выходе со-
здаётся номинальная мощность (напряжение), номинальный входной
ток
Г _____ MO-W
lw" 1Д.Т|
и, наконец, номинальная кажущаяся входная мощность (мощность
возбуждения)
Р — — f л г
' . 7 | М1 ffOM 1 tiCW
36
Величина входного сопротивления усилителя
I *7 । _, мо.«
I t'ex J ~ т
* 1 нам
и его фазовый угол также в общем случае являются функция-
ми частоты*
В ряде случаев усилитель рассчитывается на работу от опре-
делённого источника возбуждения, характеризуемого электро-
движущей силой £i и внутренним .сопротивлением = е1
Эти величины косвенно отображают свойства и самого усили-
теля,
2-1.9* Внутренние помехи
Собственные помехи в усилителе возникают по разным прю
чинам. Основные виды помех таковы: 1) фон, 2) контурный
шум, 3) внутренний шум ламп и 4) микрофонные помехи.
Фон представляет собой постороннее напряжение в выходной
пени усилителя, частоты составляющих которого обычно низки
(порядка 50—100 гц), возникающее при питании анодных и се*
точных цепей от источников с недостаточно сглаженным (пуль-
сирующим) напряжением, а также при питании нитей накала
ламп переменным током. Другой причиной возникновения фона
является наведение переменной аде: особенно в цепях первых
каскадов, посторонними магнитными и электрическими полями,
в частности, от питающей сети переменного тока* Вопрос о допу-
стимых величинах пульсаций питающих напряжений рассматри-
вается в соответствующей литературе [21, 82],
По современным физическим воззрениям проводник состоит
из неподвижных положительно заряженных иопов и свободных
электронов, совершающих хаотическое тепловое движение, что
равносильно существованию в проводнике электрического тока,
меняющего свою величину и направление по сложному закону.
Такого характера ток принято называть флуктуационным, что
значит — хаотически отклоняющийся от средней статистической
величины. Так как проводник обладает сопротивлением, то флук-
туационный ток создаёт на зажимах проводника флуктуацион-
ное напряжение при отсутствии внешней эдс.
Напряжение внутренних шумов, возникающее в какой-либо
пени, обладающей сопротивлением Z=r+u, зависит только от
Активной составляющей сопротивления и абсолютной темпера-
туры Т окружающей среды. Флуктуационное напряжение не яв-
ляется периодическим и его составляющие образуют равномер-
ный сплошной спектр от f4fJrt=0 до f ЛЛЯГ «оо, но те состав-
’Шющие шума; па частотах которых коэффициент усилегшя ра-
нулю, не представляют интереса.
37
Если в пределах относительно узкой полосы Л/ активная со-
ставляющая сопротивления рассматриваемой цепи Z = г 4-ix прак-
тически сохраняет неизменное значение г, то квадрат составляющих
аде контурного шума» заключённых в интервале if, находится из
выражения 1?6|
A£lL - 4kTr&f. (2.24)
Здесь k — постоянная Больцмана, равная 1,38-10~23 джоулей на
градус, Т — абсолютная температура, причём ЛЕШЛ. выражено в
вольтах, г —в омах и Af — в герцах.
В том случае, когда сопротивление находится при комнатной
температуре (Т == 293еК), выражение (2.24) может быть приведено
к более простому виду
(2.25)
О
Таким образам, любую электрическую цепь следует рассматри-
вать как генератор шумовой эдс ^EttiK, частоты составляющих ко-
торой заключены в промежутке А/, а внутреннее сопротивление
равно Z = г^- ix на некоторой частоте f, отвечающей середине про-
межутка Af.
Если электрическая пепь содержит две параллёльные ветви,
проводимости которых соответственно равны g и \Ь, то
Z1 —*—.
У gl+ W
В этом случае более удобным оказывается представление не о
генераторе шумовой эдс, а о генераторе шумового /пока, присое-
динённом параллельно Z.
Генератор шумового тока обладает бесконечно большим
внутренним сопротивлением и создаёт ток, квадрат которого на-
ходится следующим образом-
. ,2 _ SEw _ 4ATMJ
ШК |Zf- '
т. е.
*4В = WFg&f. (2.26)
Непроволочные сопротивления, обладающие сложной струк-
турой, подобна угольному микрофону создают более высокий
уровень шума по сравнению с сопротивлениями проволочными,
но этот эффект сказывается лишь при прохождении через сопро-
тивление тока.
Ламповый шум вызывается в основном дробовым эффектом,
т. е, неравномерным движением электронов. Число электронов,
попадающих на анод пли сетку в течение малого промежутка
времени, беспорядочно откланяется от средней величины. Одной
38
из причин дробового эффекта является изменение условий от-
рыва электронов от поверхности катода, что опять-таки связано
£ тепловым движением частиц материи.
Двухэлектродная лампа обладает внутренним сопротивле-
нием Д\ = да,/д1„ и по этой причине может рассматриваться как
источник (Ш/ма. Но диод с точки зрения шумовых явлений не
эквивалентен обычному активному сопротивлению г, находяще-
муся при комнатной температуре Т, так как температура като-
да Т к значительно въгше ?• Теория п эксперимент показывают,
что эффективная температура ненасыщенного диода Те как шу-
мящего сопротивления в случае оксидного катода примерно в
2,5—3 раза выше комнатной. Поэтому двух электродная лампа
с оксидным катодом должна представляться генератором шум о*
жш эдс, квадрат которой в полосе if равен
AfiLi = 4kTcfi^f 4А (ЗТ) 7?/АЛ
При этом диод как генератор шумовой эдс обладает внутрен-
ним сопротивлением, равным
Так же, как и при рассмотрении эффекта контурного шума,
может оказаться удобным представление диода в виде генера-
гора шумового тока
Afia = 4/гТ, gjAf 4fe (ЗТ) ёЛ
пунтирующегс диод, обладающий внутренней проводимостью
(крутизной)
' 1
п, = — = —.
2 Л7
При работе диода в режиме насыщения анодного тока квад-
рат флуктуационного тока, накладывающего на постоянную
'оставляющую, находится из следующего выражения:
- 2*Ш (2-27)
где е — заряд электрона, равный 1J5'10“1&( к,
7,— тек насыщения.
Промежуток сетка—катод усилительной лампы, с точки зре-
ния шумовых свойств, эквивалентен насыщенному диоду; но при
отрицательных значениях сеточного потенциала возникает об-
ратный (ионный) сеточный ток. Таким образом, в общем случае,
т точный ток представляется как алгебраическая сумма двух со-
ставляющих
+ С
Здесь — прямой и Гс— обратный сеточные токи. В отноше-
флуктуационных явлений можно считать, что токи ic и i"e
39
статистически независимы и источниками. их являются два па-
раллельно, но включённых навстречу диода.
Квадрат результирующего шумового тока в сеточной цепи у"
лампы с оксидным катодом оказывается равным следующей ве-
личине:
= Л/ц£С 4' -^Л^4£ ~ 2е {1СО 4- 'J /го |) А/, (2.28}
При этом генератор шумового тока зашунтирован внут-
ренней проводимостью промежутка сетка—катод
Флуктуации анодного тока усилительной лампы тока приво-
дят к возникновению на выходе усилителя шумового нал ряже- !
над. Эти флуктуации заметно сильнее выражены у ламп, элект-
ронный поток которых распределяется между несколькими элект-1
родами, находящимися под положительным напряжением, в |
частности, у пентодов. 1
Для упрощения расчета и получения наглядности при Срав- j
нении отдельных типов ламп удобно пользоваться понятием об I
эквивалентном шумовом сопротивлении усилительной лампы [76]. I
Эквивалентное шумовое сопротивление лампы гшд1 подключённое!
к промежутку сетка—катод лампы, является источником пекоторо- J
го напряжения, величина которого, пропорциональная V гша, долж-
на отвечать уровню действительных флуктуаций анодного така.
Если S — крутизна характеристики анодного тока {ма/в), lflQ —
анодный и /50 — экранирующей сетки токи покоя (ла), то шумовое ;
сопротивление ламп с оксидным катодом в килоомах оказывается
следующим: j
у триода
2,5
— s ’
у пентода
Как видно из этого выражения, у пентода шумовое сопротивле-
ние обычно в 3—5 раз больше, чем у триода с такой же крутиз-
ной.
Флуктуационный эффект анодного тока наиболее удобно отоб-
ражать генератором эдс
AfL = UTr^f, (2.30У
включённым последовательно в цепь управляющей сетки.
Схемы, изображённые на рис. 2*8, дают представление о взаи-
модействия трёх рассмотренных факторов шума. Здесь генераторы
40
тока Gx и Ой являются источниками контурного шума и шума се*
точного тока, а генератор эдс G3 отображает шум анодного тока1).
Квадрат результирующего напряжения шума на входе усили-
теля, отнесённый к узкой полосе Af равен сумме трёх слагаемых
А/2
д;2
^шк
ЛО'ш,
2
иш*
Ркс< 2,3. Входная цепь усилителя (н) п её эквивалентная шумовая
схема (6)
В развернутом виде выражение для получим,
д/;4ХК1 Д/1с и &Е1м. их значениями, согласно ф-лам (2.26),
выражая
(2.28) и
(2.30),
4- (/^-Ь Hcq I)
(ё + ^)а + ь*
+ 4тшл д/.
Умножая А/7щ| на X* и вводя df вместо Д/я получаем следую-
щее выражение для вычисления квадрата суммарного шумового
напряжения на выходе усилителя ишЪ относящегося ко всему
диапазону частот,
= J + 4/егг“"1 w (2,31 1
о
В ф-ле (2.31) проводимости g и b и коэффициент усиления уси-
лителя К являются функциями частоты; все величины, входящие в
зту формулу, выражены в практических единицах, причём Г^ЗОСГ,
К -= 1,38-10-23 дж/град и е = 1,6-10”1у к.
Если коэффициент усиления первого каскада JG мал (Xi < 2—5),
'го может сказаться влияние шумовых факторов второго и реже
последующих каскадов. В этом случае производится расчёт выход-
н^г£) напряжения шума цепей первого каскада по ф-ле (2.31),
^тем подобным же образом и для второго каскада но с под-
’) Генераторы тока здесь я дальше изображаются в виде двух окружностей с
Сходящимся внутри их знаком синусоиды.
4).
становкой величин g, b, gCK. .., относящихся к входной цепи и
лампе этого каскада, полагая, что здесь место К, занимает отно-
шение K'Ki- Общее напряжение шума от первого и второго кас-
кадов будет равно
= ГЖТШТ
Специфическим свойствам ламп с активированным, особен-
но оксидным, катодом является так называемый эффект «мер-
цания*, обусловленный медленными изменениями состояния ра-
бочей поверхности катода. Каждый участок поверхности катода
излучает то большее, то меньшее число электронов. Это объяс-
няётся тем, что на поверхность катода нерегулярно попадают
инородные атомы, изменяющие эмиссионные свойства его от-
дельных участков. В отличие от контурного и дробового шума,
изменение анодного тока, обусловленное эффектом мерцания
катода, вызывает помехи главным образом очень низких частот,
нарушающие нормальный режим работы усилителей постоян-
ного тока. На частотах выше 1000 гц эффект мерцания катода
практически ле сказывается.
Микрофонные помехи (иначе, микрофонный эффект) пред-
ставляют собой наведение в цепях главным образом первого
каскада мешающего напряжения в результате воздействия на
шасси и лампы усилителя механических колебаний а виде зву-
ковых волн, вибраций, ударов и пр.
При механическом воздействии на лампу ее электроды сме-
щаются, что ’грпвсдпт к изменению напряжённости электриче-
ского воля и анодного тока. Другой причиной возникновения
микрофонных помех является изменение ёмкости как между
электродами лампы, так и между проводниками, присоединён-
ными к лампе, особенно к её сетке, и корпусом, обычно имею-
щем одинаковый потенциал с катодом. Так как сетка лампы на-
ходится под некоторым напряжением по отяошеняю к катоду,
то изменение рассматриваемой ёмкости приводит к образованию
переменного тока, создающего на внутреннем сопротивлении ис-
точника сигнала напряжение, поступающее на вход усилителя.
Арматура лампы, а также и отдельные части корпуса усили-
теля представляют собой механическую систему с большим-чис-
лом степеней свободы, характеризуемую множеством резонанс-
ных частот в пределах порядка 0J—10 кгг$. Очевидно, что меха-
ническое воздействие на частотах, близких к резонансным, ска-
зывается особенна сильно.
Внутренние помехи усилителя ограничивают его чувствитель-
ность, так как не позволяют усиливать сколь угодно слабые сиг-
налы, Для борьбы с внутренними помехами применяются сле-
дующие меры.
Фан устраняется повышением эффективности сглаживающих
фильтров и экранированием соответствующих проводников и
деталей, в частности, путём рационального расположения эле-
42
центов усилителя на металлическом шасси и соединения с по-
следним катодов ламп или минуса источника питания анодных
цепей ламп.
Снижение фона, особенно возникающего в последних каска*
дах усилителя, может быть достигнуто путём использования сто
рпиательной обратной связи (см, л. 6.2.11).
Ламповый и контурный шум, а также шум непроволочных
сопротивлений может быть снижен посредством уменьшения
ширины полосы пропускаемых частот, ибо выходное напряже-
ние шума
£4Й const у Г— f«-
Для уменьшения шума, обусловленного флуктуациями сеточ-
шл о тика, следует применять лампы с высоким вакуумом, по-
имжать анодное напряжение п анодный ток — тогда обратный
<ионный) сеточный ток окажется меньше, а электронный ток
может быть практически сведён к нулю путём подачи на сетку бо-
лее высокого отрицательного напряжения смешения UfQ, С этой
же точки зрения полезен недокал катода и, в определенных ус-
ловиях работы, уменьшение полного сопротивления Z внешней
части сеточной цели.
Для уменьшения шума, вызванного дробовым эффектом,
обычно применяются лампы с меньшим числом электродов и
иритам обладающие большей величиной крутизны S и меньшим
значением тока экранирующей сетки 1^.
Если усилитель возбуждается от источника, обладающего
высоким внутренним сопротивлением, например фотоэлемента
к,ш приёмной телевизионной трубки» то увеличение активного со-
противления, включённого между сеткой и катодом в качестве
нагрузки для источника возбуждения, является основным сред-
ством повышения отношения сигнал/шум, на что впервые обра-
тил внимание Г. В. Брауде [145 17], предложивший метод проти-
исшумовой коррекции, рассматриваемой в п. 9.2.3, Действитель-
но, напряжение полезного сигнала на сетке лампы будет расти
практически пропорционально 7?, а напряжение контурного
шУма пропорционально в итоге отношение сигнал/шум бу*
пс-г, » п. 1 г—
Дет повышаться с увеличением л:------ — const 1//?.
шум г
Уменьшение у ровня микрофонных помех может быть достиг-
нуто путём выбора ламп с наиболее жёсткой конструкцией элект-
pC-ion, например с подогревным катодом, особенно серий П и Б
(последние буквы обозначения}, а также подбором подходящего
экземпляра из ламп выбранного типа (уровень помех у отдель-
ных экземпляров очень сильна отличается). Хорошие результаты
Дает амортизация ламповой панельки, однако одновременно
Увеличивается вибрация выводных проводников» которые в этом
случае не должны быть жёсткими, что может привести к увели- К
43
ь
ададо ’Мелиающего. ёмкостного тока; в таких условиях .целесооб!
разни выполнять весьма жесткий монтаж пеней источника сиг!
нала и неамортизованной первой лампы, располагая их пнутрД
массивной коробки, крепящейся к основному шасси на резина!
вых амортизаторах. t
Другая мера борьбы с микрофонными помехами ёмкостногд
происхождения — уменьшение внешнего сопротивления сеточ-
ной цепи Zr— в большинстве случаев оказывается действенной!
но не всегда возможной с точки зрения общих условий работьй
в ход и ой цеп и ус ил я тел я. |
В случае применения избирательного усилителя среднюю частот^
диапазона fejf = V7,A следует выбирать по возможности вдали от
собственных частот механических резонансов ламп. I
В технических условиях на усилитель обычно указывается уро4
вень внутренних помех на выходе в децибелах ио отношению к!
номинальном)7, т. е. максимальному, уровню сигнала. Например, если!
задано, что уровень помех ниже номинального уровня на 50
то отсюда
201g= — 5056
S И04.
и
0,00316 USt№M.
2.1.10. Динамический диапазон
Динамическим диапазоном передачи Dn называется превы-
шение в децибелах максимального уровня сигнала над мини
мяльным его уровнем. Наиболее очевидным представляется гю-'
нятне о динамическом диапазоне акустического сигнала — зву-
ковых колебаний. Здесь верхний уровень отвечает максямаль
ной громкости звучания, а нижний — минимальной.
Если интенсивность звуковых колебаний выразить амплитуд-
ным значением звукового давления рт. то
D„ = 201g
Аи.лгду
Pm JtUH
где prtIJW#tr —максимальная величина звукового давления при фор-
тиссимо, а ртЛ1и/1 — минимальная — при пнаниссимо. Наибольшая
величина динамического диапазона присуща симфоническому оркест-
ру Dn 70 дб\ динамический диапазон человеческого голоса не
превышает 50 дб.
Динамический диапазон, пропускаемый усилителем Dytt пред-
ставляет собой превышение в децибелах номинального уровня сиг*
нала на выходе усилителя (или /Зчои) над его минимальным
уровнем £4 чпн (или ещё различимым на фоне посторонних
колебаний (помех), создаваемых самим усилителем.
44
В усилителе верхний предел мгновенного или действующего
учения напряжения на выходе ограничивается заданной нор^
^ой нелинейных искажений, Низший предел связан с уровнем
собственных помех. Действительно, нет смысла подводить к уси-
лителю напряжение настолько низкое, при котором полезное
выходное напряжение окажется меньше напряжения помех на
выходе и*»* создающего шум, фон (гудение) и т, п. Сами по*
резные, сигналы при наличии помех просто не будут обна-
ружены.
В электроакустических установках уровень наиболее низкого
выходного напряжения сигнала должен быть, по крайней мере,
на 6—10 дб выше уровня помех* Иначе, слабые звуки будут
.слышны неотчётливо млн вовсе не будут обнаружены.
При усилении акустических сигналов динамический диапа-
зон, пропускаемый усилителем, должен быть не меньше дина-
мического диапазона самого сигнала* В тех случаях, когда это
соотношение не выдерживается, в частности, за счёт высокого
уровня помех, динамический диапазон подвергают сжатию пег
средством ручной или автоматической регулировки усиления»
•\ е* по существу регулировки уровня сигнала. При этом прав-
да, несколько ухудшается качество звукового воспроизведения,
но не в такой.степенщ как при перегрузке усилителя или подав*
лсяии наиболее слабых звуков помехами.
Устройство, предназначенное для автоматического равномер-
ного сжатия динамического диапазона, принято называть сжи-
мателем (компрессором) [33, 34]). Разновидностью сжимателя
является логарифмический усилитель [Б5], применение которого
даёт большие удобства при непрерывном измерении или осцил-
щ.трзфпрованнн какой-либо величины, изменяющейся в большое
члело раз.
Для защиты усилителя, работающего в тракте проводного
вещания или радиотелефонного передатчика, от перегрузки, ваз-
кчкающей при быстром возрастании уровня передачи, которое
птдпо предотвратить посредством ручной регулировки усиле-
ния, в современных устройствах применяются ограничители мак-
симального уровня, автоматически уменьшающие коэффициент
усиления одного из каскадов при превышении входным елгна-
та определённой величины [5, 28J* Примерный вид амплитудной
характеристики такого рода ограничителей был показан на
рис. 2.1d.
Свойствами ограничителя обладает и сам усилитель за счёт
нелинейных свойств ламп и некоторых других элементов. Од-
ген из причин нелинейности амплитудной характеристики уси-
лителя является изменение режима питания ламп, сказываю-
щееся при высоком уровне сигнала* Данное свойство уси-
лителя, очевидно, описывается его амплитудной характери-
стикой*
<5
§ ^ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЯ ПРИ РАБОТЕ В ПЕРЕХОДНОМ
РЕЖИМЕ ।
2.2.1. Переходная характеристика I
Как известно, в электрической целя возникает переходный
процесс, если эта цепь находится под действием напряженяя!
не являющегося периодической или почти периодической функЗ
пней времени, т, е_ напряжения, составляющие которого образу!
ют сплошной спектр *)♦ 1
Для исследования переходного режима усилителя /шжой|
частоты наиболее удобным видом непериодического входного на-1
пряжения Н\(1) является напряжение в форме одиночной сту-1
пеньки^ иначе, ступенчатое напряжение, изменяющееся во вре!
меня но такому закону ]
(2-32)]
где t/0=const а 1(0 представляет собой единичную функцию, onpe-j
делаемую из условий: |
1 (/) = 0 при t 0 |. (2.33)
1 (?) = 1 при t > о!
Единичная функция от аргумента i — к е. I (/ — /,), равна
нулю при t <. £f и равна единице при f>7r
Если в (2.32) £/0 равно выбранной единице измерения, то *М0
представляет собой единичное напряжение и тогда, как обычно
записывается.
ui(i) - 1 (2.34)
Рис. 2 П Переходные характеристики усичятеля переменасго’тока (tri я усилите-
ля постоянного тока (о)
График зависимости нх(/) = 1 (0 показан из рис, 2,9 линией h
1) Пети периодическая функция обладает дискретным спектром, но частоты
составляющих не находятся я рациональном соотношения, например, «»в === К 2 и
т. Ди Естественно, что как периодические, так и почти периодическая функции
понимаются как существующие вечно (начиная с / ^э, при рассмотрении яв-
лений, например, при t 0).
46
Выбор единичного напряжения в качестве входного при ис-
следовании переходного режима усилителя низкой частоты вьь
зз:}н тем, что в этом случае переходный процесс проявляется
наиболее ярко, а описывающие его соотношения получаются
сймыми простыми. Наконец, особое значение единичной функ-
ции. по сравнению с другими видами, объясняется возмож-
ностью представления любой футткцин времени сумм oil конеч-
ного или бесконечного большого числа слагаемых, изменяющих-
ся по закону единых функций от аргументов Z, /—6, t—t*
J3 частности, прямоугольный импульс напряжения (рис. 1.26}
выражается алгебраической суммой двух величин:
= CZO1 (Z —/0 —tzoi (^—
Поведение в переходном режиме некоторой электрической» ме-
ханической или иной системы, содержащей реактивные параметры,
обычно списывают переходной функцией представляющей
собой изменение. во времени некоторой выходной величины системы
обусловленное изменением входной величины по закону еди-
ничной функция (Z) = 1 (/), В частном случае усилителя переход-
ной функцией является переходный коэффициент усиления k($\
равный выходному напряжению (/), изменяющемуся во времени
под воздействием приложенного к входным зажимам единичного
напряжения Ui (/)=!(/), т. е,
*«-[“>(01.,,, (2.351
Графически представленная переходная функция носит название
переходной характеристики. Вид переходных характеристик усйт
лнтелеп переменного и постоянного тока показал кривыми 2 и 3
на рис. 2,9, Так как у усилителя переменного тока о‘-=О,тп
при включении постоянного напряжения th (0—1(0 напряжение
= ^(0 в конце переходного процесса оказывается равным ну-
лю. з отличие от усилителя постоянного тока, где оно стремится к
такой величине:
K{f)t = 0-/<(0).
2.2.2. Переходные искажения
Переходные искажения, являющиеся разновидностью липей*
Е|!ях искажений, представляют собой изменение формы кривой
Усиливаемых сигналов, обусловленное влиянием реактивных
Дементов. Если бы эти элементы в усилителе отсутствовали, то
еыходиое напряжение изменялось бы так же, как и входное,
г е. в идеальном случае переходный коэффициент усиления нз-
Мн-шлия по закону единичной фукции. Поэтому количественная
°иеги<а переходных искажений обычно основывается на том, в
мере реальная переходная характеристика отличается от
бальной, описываемой уравнением 1(0* где km =const.
47
Уровень переходных искажений, как было предложено О. Б. Лу-
рье, принято выражать, во-первых, величиной времени установления^
ty (рис. 2J0a), в течение которого переходный коэффициент усиления1
изменяется от 0,1 до 0,9 от своего установившегося (или макси-
мального) значения /<0, во-вторых, относительной величиной наибольше-
го выброса £г возникающего при колебательном характере установле-
ния, и, в-третьих, относительным стайки (или подъёмом гД
образующимся за определенный промежуток временя Tt (рис. 2 Л Об),
Рис. 2.10. Фронт (а) и плоская часть (б) переходной характеристика
Время установления и выброс характеризуют искажения фронта
<в идеальном случае, очевидно, = 0 и е = 0), а спад или подъём
выражают искажения плоской части; в случае усилителя постоял- 5
кого тока искажения плоской части отсутствуют (рис. 2.96). Так
как обычно время установления t? и время образования обуслов-
ленного спада {или подтема) 7\ отличаются весьма значительно (у
телевизионных усилителей это различие выражается сотнями тысяч ,
и миллионами раз), то для показа фронта и плоской части переход- j
ной характеристики приходится использовать два отдельных графи- i
ка с масштабами времени, отличающимися на несколько порядков.
При передаче телевизионных сигналов время у становления
псего тракта не должно заметно превышать длительности пе-
редачи одного элемента изображения , определяемой из вы- j
ражения J
= -Л • 12.36)
где k—коэффициент формата кадра, п — число кадров в секунду
и г — число горизонтальных строк. По принятому в СССР телеви-
зионному стандарту k — 4/3. п= 25 и а—625, что двет t[0,08 мксек.
При относительно большой величине времени установления
> 6) наблюдается размытие резких границ между различными
градациями яркости,
48
Суммирование времени установления отдельных звеньев тракта
передачи, как было установлено О. Б. Лурье [531, происходит при*
близительно по квадратичному закону, т. е. время установления
всего тракта /ул{^ равно квадратному корню из суммы квадратов
значений времени установления отдельных звеньев:
й + & + ---Кл'- ’ <2-37>
Формула (2.37) относится к случаю, когда установление у
сдельных звеньев носит апериодический характер, При коле-
бательном характере установления iy получается несколько
меньше; соответствующие выражения для определения этого
[сказателя приводятся в главе девятой (см. п. 9,1.2).
В случае колебательного характера установления возникает
гпк называемая окантовка изображения («пластика»), прод-
ел являющая собой образование светлых я тёмных полос у гра-
ницы между тёмным и светлым. Практически установлено, что
fpn выбросе результирующей переходной характеристики теле-
визионного тракта, не превышающем 5%, искажения такого типа
на глаз незаметны.
Свойство некоторой системы, выполненной из одинаковых (в смыс-
ле фронта переходных характеристик) каскадов, удобно выражать
величиной так называемого критического выброса характеризуе-
мого тем, что при выброс системы не растёт с увеличением
числа каскадов jV, наоборот, при е одного каскада, превышающем zJ£t
имеет место увеличение результирующего выброса с возрастанием
У наиболее употреби-
гельных в импульсных уси- ЩМк J
ли гелях каскадов критичес-
кий выброс обычно не пре-
вышает I — 4 %.
Искажения плоской части
имг1ул1,са, определяелгые’ ве-
личиной спада иля подъ-
ёма eff за время Tit равное
половине периода состав-
ляющей сигнала самой низ-
кой частоты, проявляются,
например, в неравномерной
яркости изображения круп-
ных однородно ярких обь*
ектов. Практически, в част-
ности, при расчёте (испы-
тании) осипл ло графических
усилителей искажения плос-
кой части удобно выражать
величиной спада г^или подъ-
ёма выходного напряже-
4—237
ние. 2. JL Искаженно периодического напря-
жения ф<фМЫ ПРЯМОУГОЛЬНОЙ ЯО.11ГЫ *
49
ния при возбуждении усилителя периодическим напряжением формы1
прямоугольной волны (рис. 2, L1) наиболее низкий частоты f/). Им*
пульсы, имеющие более высокую частоту, при этом будут иска-
жаться уже в меньшей степени.
Допустимые значения величин, характеризующих искажения^
плоской части импульса, обычно выбираются в пределах 5—20%?
на весь усилитель; при такого порядка величинах результирую-
щий спад (подъём) оказывается достаточна близким к сумме
значений спада (подъёма) отдельных каскадов
£гяо^~есл1+ ' + (2.38)
2.2.3. Нелинейные искажения импульсных сигналов
В действительных условиях работы в усилителе возникают
одновременно как линейные, так и нелинейные искажения. Од^
нака рассмотрение нелинейных искажений при влиянии реак-
тивных параметров равно как рассмотрение линейных, в част-
ности, переходных искажений в нелинейных системах в боль-
шинстве случаев представляет значительные трудности. Поэтому
Обычно линейные и нелинейные искажения рассматриваются
обособленно, для чего создаются соответствующие условия: ли-
нейные искажения изучаются при
слабом уровне сигнала, а не-
линейные — при возбужде-
нии усилителя прямоуголь-
ными или пилообразными,
периодически повторяющие
мися импульсами такой дли-
тельности, когда можно пре-
небрегать переходными ис-
кажениями фронта н плос-
кой части [46, 60].
Для того чтобы уяснить
влияние нелинейности
усилени и им иульсных
налов, предположим,
сигнал, приложенный к
ке лампы, отображает
сколько равных ступенек яр-
кости. Из построения, при-
ведённого на рис. 2,12, вид-
но, что ступеньки анодного
тока, отвечающие равным
г неодинаковыми. Это озна-
телевизионных
Рис. 2.12, Влшшие? нелинейных свойств
лампы при усилении телевизионного сиг,
нала (контрастные и сна леей ня)
при
сиг-
что
сет-
не*
изменениям яркости, оказываются
чает, что влияние нелинейности при. усилении
В некоторых случаях показатели и srt могут совпадать с и
находимых из переходной характеристики (рис. 2ЛОД.
50
сигналов сказывается на изменениях относительной яркости,
что приводит к изменению контрастности изображения.
Интересно, что нелинейность не влияет на геометрию изобра-
жения, так как моменты времени, отвечающие изменениям яр-
кости, не претерпевают смещения.
Переходя к количественной оценке нелинейных искажении, еле*
дтет отметить, что такие показатели* как коэффициент гармоник
нлп коэффициент комбинационного тона, здесь вообще теряют смысл.
Достаточно сказать, что характер искажений, видимых глазу, будет
различен для зависимостей ta = f(u€), описываемых кривыми I и 2
па рис. 2.12, хотя численные значения показателей могут
при этом оказаться одинаковыми.
Далее следует иметь в виду, что определённого характера
нелинейность усилителя может оказаться даже полезной, Дели
н том, что качество изображения, с точки зрения контрастности,
определяется результирующей динамическом характеристикой
гпа кта
всз = Г(вое).
где BIl3 и Впб обозначают яркости передаваемого объекта и его
изображения; отдельные же элементы тракта передачи могут обла-
дать нелннейиостао, колгпенсация (иначе, коррекция) которой возмож*
па в других элементах, в частности, в усилителях. Допустим для
простоты, что телевизионный тракт состоит из передающей трубки,
одного усилителя я приёмной трубки, динамические характеристики
которых описываются уравнениями:
«1 = kx В]^
* * <1й
U3 = Ag
^из И р J
(2.39)
Очевидно, что уравнение результирующей характеристики примет
ТаК0В°“ ' («о>
У передающих трубок показатель Yi близок к 0,5, а у приёмных
Ts ^2 — 3, поэтому s отдельных случаях когда требуется получить
коэффициент контрастности у равным единице, а ул уА =4= 1, уси-
литель в принципе должен обладать нелинейной динамической 'ха-
рактеристикой при значении показателя в пределах
0.67 — ।. Фактически же, как показал опыт одноцветной фотографии
кино JT телевизионного вещапия. для большинства изображений
наилучшпе результаты получаются при коэффициенте контрастности
7- Lo — 2. Так как наивыгоднейшее значение у в общем зависит
01 содержания передаваемого изображения, то в телевизионном
Тракте, в частности, s одном или нескольких усилителях целесооб*
PS3Ho применение каскадов с регулируемым показателем нелйней-
rTf1vni называемых контрасгпорами.
Таким образом, под нелинейными искажениями при усилении
телевизионных сигналов следует понимать изменение формы кривой
сигналов, обусловленное нессвпаденйем реальной динамической ха-
рактеристики усилителя = с его идеальной характеристикой
параметром которой является показатель нелинейности ц(з-
Числовая оценка, особенно в смысле допустимого уровня, здесь,
обычно затруднена, вследствие того, что оптимальное значение уа-:
зависит от содержания передаваемой программы и субъективных^
свойств оператора и радиоарнтеля.
При усилении радиолокационных к подобных нм импульс-
ных сигналов даже заметная нелинейность усилителя, если она
не выходят за определённые границы, не представляет вреда-
наоборот, в большинстве случаев эта сигналы подвергаются не-
линейному преобразованию, например амплитудному ограниче-
нию по максимуму или минимуму и т, д.
В случае же осциллографических, измерительных и тому подоб-
ных усилителей урсвень нелинейных искажений целесогоразно оце-
нивать величиной относительного изменения крутизны (производной)
динамической характеристики. Например, если динамическая ха*
рактернстика имеет симметричную S-образную форму (рис. 2.6п)? то
при ut 1= 0 производная — достигает максимальной величины /г0,
на краях —3 становится ранным некоторой величине йх < йь при
d«x
этом фактор нелинейности, как было предложено В. Л. Крейце-
ром J45), находится следующим образом:
В более сложном случае несимметричных искажений (рис, 2.6(5)
du9 ..о - ,
производная —5 монотонна; если ее крапине значения равны £Й11Я
и ^.чпкг' т0 фактор нелинейности выражается так:
j кми иг (2 42)
4“ bjxiili
2.2.4, Коэффициент усиления. Входные и выходные данные
В качестве коэффициента усиления в переходном режиме
удобно выбрать такое его значение, которое отвечает идеально-
му случаю отсутствия реактивных параметров. Таким значени-
ем с достаточной степенью точности оказывается переходный
коэффициент усиления Л'о, отвечающий плоской части кривой
k(t) (miс. 2.9 и 3.10).
Это значение оказывается в то же время весьма близким к вели*
чине коэффициента усиления в стационарном режиме (рис. 2.26),
52
отвечающей области средних частот. Коэффициент усилении в пере-
ходном режиме /<0 может быть определён и в случае возбуждения
усилителя напряжением формы прямоугольной волны как отношение
высоты перепада напряжения гл(?) к высоте перепада входного на-
пряжения «Д0 (рис. 2.11).
К входным данным усилителя, работающего в переходном ре-
жиме, относятся прежде всего параметры входного сигнала — его
номинальный уровень я поляр-
ность. определяемые значениями
и и1»нн> кяк показано для
некоторых случаев на рис 2-13,
затем длительность импульсов
(лги длительность одного эле-
мента изображения), частота
t,.j давания (чередования) 1/7^ и
скважности равная отношению
Т. к tf] в случае импульсов
треугольяой или тралецеидаль-
н- й формы одним из пара-
метрсв входного сигнала я в-
Рис, 2-13. Параметры входного сигнала
ляется крутизна фронтов, выражаемая величинами Кр
ГС1ГО, в число входных данных обычно входят входная ёмкость
усилителя Crtx и обратная величина активной составляющей его
входной проводимости /?wv, нередко называемая входным сопротив-
лением (здесь предполагается, что как так и J?ar параллельно
подключены к входным зажимам усилителя).
Выходные данные усилителя включают в себя главным образом
номинальные уровни выходного напряжения и ^MxrwJ опреде-
ляемые подобно uljiaKC и и данные входной нагрузки, в боль-
шинстве случаев (для усилителя импульсных сигналов) представля-
ющей собой параллельное соединение сопротивления /?2 и ёмко-
сти С2-
/V/ЛЛА ГРЕТЬЯ
ПОСТРОЕНИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ
§ ЗЛ. СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНОЙ ЛАМПЫ
Из рассмотренной схемы одпокаскадного лампового усили-
теля (рис* 1.6) видно, что лампа, используемая в качестве уси-
лительного элемента, представляет собой электрическую цель,
имеющую три вывода (зажима). Второй вывод от нити накала
здесь, естественно, не принимается во вниманье; у более слож-
ных ламп — тетродов, пентодов — экранирующая в защитная
сетки при обычных условиях работы оказываются эквипотен-
циальными катоду (в отношении переменных напряжений), еле-
довательно, п эти лампы могут рассматриваться как трёхполюо
ные цепи. Источники же возбуждения и иагруэка являются двух>
полюсниками и поэтому могут быть присоединены к лампе
шестью различными способами, как показано на рпс, 3.1, где
для упрощения не изображены источники питания.
Из возможных шести вариантов включения рассмотренных
элементов усилительными свойствами обладают такие,-у кото-
рых нагрузка находится в дели анод—катод лампы, а один из
выводов источника, возбуждения присоединён к сетке лампы,
т. е- схемы рис. 3.1а, б, в. (Схема рис* ЗЛд является здесь как
бы исключением, так как и опа не позволяет получить усиление.)
Таким образом, для дальнейшего представляют интерес только
три схемы включения лампы: рис. 3.1а, б, в,
К характерной особенности рассматриваемых схем относится
наличие общей точки О, к которой присоединяются выводы от
одного из электродов усилительного элемента, от источника воз-
буждения и от нагрузки; в соответствии с этим схемы рис. 3,1ш б
я а носят название усилительных схем, иначе, каскадов, с общим
катодом, общей сеткой а общим анодом.
Схема с общим катодом позволяет получить наибольшее
усиление мощности и поэтому предпочтительнее других, однако
в определённых условиях работы более выгодным может ока-
54
здться применение схемы с общей сеткой, впервые использован-
ной М. А, Бопч-Бруевнчем в 1929 г., или с общим анодом, пред-
ложенной П, Ы Куксенко в 192S г.
Ламповый каскад с общим анодом в технической литературе
получил название катодного ионтритгля.
Рис 3.L Возможные способы. подключении источника возбуждения и яагрузкд к
димае, рассматриваем он как трёхнолюспый усилительный элемент: а и г—схемы с
/’тлим катодом, £ п tf—схемы с общей сеткой, а и е —схемы с общим диодом
Количество источников питания при выполнении усилителя
из нескольких каскадов получается наименьшим, если общие
точки отдельных каскадов соединятся вместе через общий про-
вод. к которому для уменьшения электростатических наводок
к вредных дополнительных связей между каскадами, как пра-
вило, присоединяются: металлический корпус (шасси) усили-
теля, экранирующие оболочки ламп и проводников и т. п. В этих
условиях общий провод играет роль «местной земли»1), в силу
чего нередко вместо «общий* пользуются термином «заземлён-
ный», например «каскад с заземлённым катодом».
§ 3.2, ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМ ЛАМПОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
3.2.1. Схемы однотактных каскадов усиления напряжения
Внешняя нагрузка, на которую работает усилительный кас-
кад, может быть либо непосредственно включена в анодную цепь
лампы (рис. 1.6), либо связана с ней через четырёхполюсник
связи, как показано на рис. 1.4,
г) Соединение общего пронодэ с землей н общем полезно, но не обязательно.
В случае применения в качестве четырёхполюсника связи транс*
форматора мы имеем трансформаторный каскад усиления напря-
женин (рис. 3.2), Первичная обмотка трансформатора проводит
Рис, 3,22. Схема трансформаторного каскада усиления напряжении
постоянный ток, что обеспечивает питание лампы, входное сопро-
тивление трансформатора для переменного тока не равно нулю,
значит, при пульсациях анодного тока, вызванных переменным се*
точным напряжением на зажимах первичной обмотки возникнет
переменное напряжение Ц,ь которое будет трансформироваться во
вторичную цепь и поступать на сетку лампы Лг, Вместе с тем
сеточная цепь лампы Л2 изолирована (для постоянного тока) от
анодной цепи лампы Лл и благодаря проводимости для постоянного
тока вторичной обмотки трансформатора на сетку лам™ Д> пода->
ётся напряжение смещения Блокировочный конденсатор Сф
относится к питающей цепи; его назначение рассматривается в-
п. 3-3.3.
Трансформаторный каскад усиления напряжения обладает
рядом недостатков, ограничивающих область его применения.
К ним относятся, например, конструктивная сложность и зна-
чительная неравномерность усиления в сколько-тшбудъ широком
диапазоне частот.
Для получения более равномерного усиления в отнгсителъно
широком диапазоне частот должны применяться такие четырёхполюс-
ники связи, у которых входное сопротивление и передача напряже-
ния мало зависят от частота. В наибольшей степени этим
требованиям, наряду с ранее сформулированными ^см. §1,3), удов-
летворяет четарёхполюсник, сспгвными элементами которого явля-
ются простые активные сопротивления.
Каскад, в котором в качестве основного элемента четырёх полюс^
ника связи используется активное сопротивление Rff (рис. 3,3),
56
лазывэется реостатным (иначе, резистивным) каскадом усиления
ряжения.
Но одного сопротивления /?„ недостаточна. В: самом деле, на
анояе Д1 лампы входящей в состав рассматриваемого реостатно-
Рис. 3.3 Схема реостатного каскаде усиления напряжения
гс- каскада, существует постоянное по отношению к общему прово-
ду О напряжение 6\0 4 |^<о| порядка 50—250 <?; поэтому в цепь
щ — с2 необходимо включить разделительный конденсатор Се с
ёмксстью, дсстатсчной для того, чтобы не ослаблять переменное
напряженке внутри четырёхполюсника связи, и с высоким сопротив-
лением изоляции для того, чтобы изолировать сетку сй*втсрой лам-
пы от положительного напряжения + существующего на
ан оде й?1 первой лампы*
Потенциал сетки относительно её катода к* должен быть
[Шен определённой величине Ц 0Е, что обеспечивается только при
наличии проводимости для постоянного тока но внешней части цепи
между сеткой и катодом; для этой цели и применено сопротивле-
ние Таким образом, является сопротивлением, предназначен-
ным для подачи на сетку cs лампы исследующего каскада опреде-
лённого напряжений смещения (включая и нуль) относительно
4 катода.
Элементы схемы
С,., 7??ф Сэ и об-
разуют питающие це-
пи каскада.
Реостатный кас-
кад, будучи в кон-
с т р уктиин ом от п р -
шепни значительно
проще трансформа-
торного, обеспечива-
ет получение равно-
мерного и притом
сравнительно боль-
шого усиления в до-
вольно широком
Ряс. 3 4- Дроссельного каскаде усиления на-
пряжения
57
1
диапазоне частот. Поэтому реостатный каскад, исключительна
широко применяемый, следует рассматривать как основной вил
лампового каскада усиления напряжения. j
Дроссельный каскад усиления напряжения, с точки зрения
схемы, отличается от реостатного тем, что вместо сопротивлЦ
ния/?дв анодную цепь лампы включается дроссель Д, (рис. 3.4) J
что позволяет несколько улучшить режим питания лампы и полу^
чить более высокое выходное напряжение и больший коэффи^
ниент усиления (последнее — при использовании пентодов).
3,2.2. Схемы двухтактных и инверсных каскадов усиления
напряжения
Рнс 3 5. Оси поперечной (ДЛ) и продольной (С£>)
симметрии четырехполюсника
Рассмотренные каскады, имеющие несимметричные вход п вы-
ход, не исчерпывают всего многообразия других известных более
сложных схем, в частности, двухтактных каскадов, усиления по-
стоянного, точнее медленно изменяющегося, напряжения (тока)
и каскадов широкополосных и импульсных усилителен.
В теория электричес-
ких пенен принято сим*
хетричным считать че*?
тырехполюсник, свойства
которого не изменяются,
если источник возбужде-
ния G н нагрузку Zs
(рис. 3,5) поменять ме-
стами , иначе, существо,
ванне симметрии рассмат*'
ривается относительно
поперечной оси ЛВ; там]
же четырёхполюсник,,
симметричный относи*-
тельно продольной оси.!
CD, называется у равна-
вешенны-м.
В радиотехнике же
цеп и, обл а д зюш ие свой-
ством продольной сим-
метрии, непринято назы-
вать уравновешен нымв.
их просто называют сим-
метричными, понимая под этим симметрию зажимов а и
(или а' п У) относительно внешней проводящей поверхности. Усло-
вием такой симметрии является равенство по величине и противо-
положности по фазе (по знаку) напряжений 0л и Uti (рис, 3*6), су-
ществующих между поверхностью О я каждым проводом1),
J) Через (-Р) и ( -) обозначается мгновенная полярность переменного наяря^
женял.
Рис. 3.6. Условие симметрия цепи' —
58
Продольно симметричная цепь, как известно, в меньшей сте-
пенп подвержена влиянию внешнего переменного электрическо-
го полят т. е. лучше защищена от воздействия помех.
Рис. 3.7. Образование двухтактного шести полю скика С из
двух одинаковых несимметричных четырёхполюсников
Два одинаковых несимметричных четырёхполюсника Л и В.
включённые по .схеме, изображённой на рис. 3,7, образуют еди-
ный симметричный по входу и выходу двухтактный шестиполюс-
ник С. причём шестой зажим 0е в некоторых случаях может
"казаться неиспольэовапньш-
Весьма существенным преимуществом двухтактного шести*
Ш)люсника является невозможность возникновения в нем пе-
симметричных нелинейных искажений. Докажем это положение.
Пусть к входным зажимам аОЬ приложено симметричное от-
носительно общего провода О напряжение, мгновенное значе-
ние которого равно
Wi = Uj_a U-Lbt
щлчём по условию симметрии u1Zl — -
Дальше считаем, что в идентичных четырёхполюсниках А и
В возникают как симметричные, так и несимметричные нели-
нейные искажения, т, е^ выходное напряжение у них зависит от
входного следующим образом:
и2а — 0Q -й 4” 4~ а3^]д + < ' 1
и<ъ = а0 + £Z3UJZ, 4- ti24- a3« it + —
Так как выходное напряжение
U3 = U*u "
a = — ц1д?
та
мг = га^ - 2й3а ‘(1 + . . .
59
Вместе с тем
—— 2ulrt,
ПОЭТОМУ
Но ур-нию (ЗЛ) отвечает случаи симметричных искажения
(рис, 2Хш), значит, несимметричные искажения отсутствуют.
Рассмотренное свойство двухтактных цепей является оченЛ
ценным и широко используется в усилительной технике. Kad
кад, объединяющий два несимметричных и в принципе идеи]
тнчных четырёхполюсника, образующих единый симметричный
по входу пяти’ или шестяполюсник, называется двухтактными
Для возбуждения двухтактного каскада требуется источник
(например, предшествующий каскад) с симметричным выходом;
т. е. источник двухфазного напряжения. Полагая, по-прежнему,
что «вход каскада» представляет собой промежуток сетка—катод
лампы, приведём классификацию усилительных каскадов по
признаку свойств симметрии их входа и выхода.
Одпотактпым называется каскад с несимметричными входом
и выходом. Рассмотренные уже каскады (рис, 3.2—3.4). оче*
видно, являются однотактными.
Ряс. 3.8. Схемы двухтактных каскадов уенлелии напряжения с сны-
ме1 ручным пьзходом: я—реостатного, 6— трансформаторного
Обычно двухтактные каскады усиления напряжения имеют
симметричный вход (рис. 3.8), а каскады усиления мощности ।
встречаются как с симметричным, так и несимметричным выхо-
дами.
Наконец, каскад с несимметричным входом и симметричным
выходом, независимо от вида элементов связи, мы будем назы-
60
яать инверсным, На рис. 3,9 изображена схема инверсного
трансформаторного каскада, симметричный выход у которого
патчен путем отвода О от середины вторичной обмотки транс*
форматора.
Известно много схем инверсных
рсстатпых каскадов, широко приме*
и и е м ы х п с ов р ем ен и ы к ус и л нте л я х;
перенося пх рассмотрение в § 7.6, мы
ограничимся здесь рассмотрением схе-
мы одного из них (рис. 3.10).
Отличие данного инверсного каскада
сп реостатного состоит в том, что ос-
н< »в11 ое сопротивление анодной н а грузки
разделено на два равных элемента /?„ и
Rвключённых в анодную ц катодную
цепь лампы Л(. В соответствии с этим,
Рнс. 3.9. Схема инверсно-
го трансформаторного кас-
када усиления напряжения
или усиления мощности
анодного тока окажется
схема содержит по два разделительных
конденсатора Сг и сопротивления Л\..
Допустим, что переменяло напряжение
u j источника возбуждения G попадает на
сетку лампы J72 в рассматриваемый момент
времени со знаком (Ч-). Тогда приращение
положительным и его переменная слагающая ia~ будет совпадать
рис. ЗЛО, Схема инверсного {адшк|нзш,то> реостатного кас-
када с нагрузками в анйдноп Rfi и катодной Z?A. цепях
по направлению с постоянной слагающей. На сопротивлениях /?а и
Rv возникнут равные напряжения иа^ ии ^, противоположные по
Фазе по отношению к общему проводу О, В результате, на сетки ламп
61
и последующего двухтактного каскада будет поступать дну
фазное, т. е. симметричное, напряжение следовательно, каск;
на лампе JJV обладает свойством симметричного выхода.
3.2.3 Схемы входных цепей усилителя
Вид схемы входной цепи зависит от свойств источника возбу^
денпя и требований, предъявляемых к усилителю, в частности,
того, каков нижний предел диапазона пропускаемых частот fH,
именно, равно ли f4 нулю или больше нуля.
Рис. 3,11. Схемы непосрсдствеЕпюго входа усилителей постоянного
тока |/я—0}
В первом случае (fK — 0) находит применение схема только пе|
посредственного входа (рис. 3Л1), особенностью которой является
прямое соединение сетки лампы с одним из полюсов источника
возбуждения (между ними также возможна связь через элемент
цепи, обладающий проводимостью по постоянному току)» J
В случае возбуждения усилителя от фотоэлемента нагрузочной
сопротивление Л?г играет такую же роль, как и /?у в анодной целй!
лампы, находящейся в реостатном каскаде. Сопротивление в$
входной цепи усилителя лампового вольтметра требуется для сох-’
ранения постоянства режима работы лампы при свободных зажи-
мах а ~ Ь. у
Схема непосредственного входа встречается и в усилителях!
переменного тока, например звуковой частоты, видеочастоты н другши
(рис* 3.12). Здесь нагрузочное сопротивление необходимо пример
пять, если источник возбуждения не обладает проводимостью дляз
постоянпогб тока (пьезомикрофон, пьезозвукосниматель). Кроме тогоя
в любом случае сопротивление в виде потенциометра може^
понадобиться, если требуется регулировать усиление (громкость).
62
Схему непосредственного входа избегают применять. ее,ни сред-
нее значение напряжения источника возбуждения Uit,p не "равно
нулю (детектор, фотоэлемент), особенно когда оно совершает значи-
Рнс. 3J2. Схемы непосредственного входя усилителей звуковой частоты
тельные по величине, но 'медленные или нерегулярные изменения,
ье являюциггя полезным сигналом, Колебания в этих условиях
приводят к нежелательному изменению режима работы первой лам-
Tpyfaa Тиммр^еЗо.-
3.13. Схемы реостатно-ёмкосткиго-и нелосреэстпенного входа усилителей
<1—фотоэлектрического, б—осциллографического, в—телевизионного
63
пн. Чтобы обеспечить постоянство режима работы лампы, применяя
ется разделительная цепь С/?, (рве. 3.13). Прнвоэбужденпн усиа
литеяя от фотоэлемента или передающей телевизионной трубки!
кроме элементов С(1^, в цепи источника возбуждения может нахо-
диться сопротивление 1
Особенностью рассмотренных на рис. 3.11—3.13 несиммет^
ричных схем непосредственного и реостатного входа является
подверженность их электростатическим наводкам, что особенна
заметно, если сопротивление внешней части цепи между ееткоЭД
лампы п общим проводим О велико, а также в случае высокой
чувствительноегп усилителя, т. е> при низком входном аапрят
женин.
Для борьбы с наводками применяется экранирование самого
нсточпика, лампы а проводников, находящихся по отношениям
к общему проводу под напряжением сигнала. Другим средством?
борьбы с наводками электростатического происхождения явн
ляется применение симметричного входа. * ]
Симметричный вход может быть получен при использовании?
входного тратгеформатара, первичная обмотка которого обычно'
имеет отвод от середины, эквипотенциальный общему провоз
ду О (рис. 3.14). Трансформаторный вход особенно удобен для*
усилителей диапазона звуков
в ьгх ч а г.тот, воз буж д а ем ы х от
источника, обладающего низ*<
ким внутреапим одп ротквлеJ
ннем, например, электродн-;
намяческого иля угольпого’
микрофона, двухпроводной
Рис, 3.15. Пример схемы симмет-'
ручного веиосредстаенного входа
Рис. 3.14. Схемы симметричного трансфор-
маторного и хода
линии и пр. Трансформатор, являясь элементом согласования
между высоким входным сопротивлением усилительного каскад
да и низким выходным сопротивлением источника возбуждения*
позволяет получить большую полез-нучо мощность от источника
€4
возбуждения и тем самым повысить напряжение сигнала на
сотке первой лампы усилителя, иногда даже в несколько десят-
ков раз.
Статический =?кран, устраняющий емкостную связь между
обмотками трансформатора, способствует повышению симмет-
ричности входа и уменьшению влияния наводок.
При большой величине отношения граничных частот про-
пускаемого диапазона и высоком внутреннем сопротивлении
источника возбуждения ( >100 ко.ч) трансформаторный
пход сказывается неэффективным. Симметричный вход может
быть получен и без применения трансформатора, если только
первый каскад усилителя является двухтактным (рис. 3.15) *
Более сложные схемы входных цепей рассматриваются ниже.
3.2-4, Схемы каскадов усиления мощности
Мощные усилительные каскады при сравнительно неболь-
шой выходной кажущейся мощности (Ркз<3—6 ва) обычно бы-
вают одпотактными и не потребляют мощность ео входной це-
пи, т. е. они являются каскадами усиления мощности 1-го рода.
Рас. 3.16. Схемы однотактных каскадов усиления мощности: а—с
непосредственной связью, б—дроссельного, а—реостатного н г—трнс-
форшторного
Вид схемы о.тпотактного каскада усиления мощности зависит
от способа связи анодной цепи лампы с внешней нагрузкой
(рис. 3.16).
5-237 65
В наиболее простых случаях, особенно при очень малой вы-,
ходной мощности, нагрузка включается непосредственно в анод-'
ную цепь лампы.
Для получения большой выходной мощности н высокого кпд
мощного каскада сопротивления нагрузки Z2 должно иметь
определённую наивыгоднейшую величину . Одним из нс-,
достатков каскада усиления мощности с непосредственной
связью является необходимость применения нагрузки опреде-
ленной величины, близкой к . Другим недостатком яв-
ляется то, что внешняя цепь находится вод высоким анодным
напряжением по отношению к общему проводу Ол нередко за-
земляемому. От последнего недостатка избавлены схемы дрос-
сельного и реостатного каскадов усиления мощности, в кото-
рых изоляция внешней нагрузки от анодного напряжения до-
стигается посредством применения разделительного конденса-
тора С. Элементы же и 7?л обеспечивают проводимость
входной цели четырёхполюсника связи для постоянного
тока.
Реостатный каскад усиления мощности обладает чрезвы-
чайно низким кпд и применяется при минимальной величине
выходной мощности, например, при использовании головного
телефона в качестве нагрузки.
Рис- 3.17» Схема двухтактного трансформаторного
каскада усиления мощности с катодным смещением
Наиболее совершенным при работе в диапазоне звуковых и
ультразвуковых частот является трансформаторный каскад
усиления лшарюстщ позволяющий выдержать условия согласо-
вания лампы с внешней нагрузкой при .тобой величине сопро-
тивления последней, что достигается соответствующим выбором
коэффициента трансформации. Внешняя цепь здесь полностью
изолирована от цепей питания усилителя, а возможность полу-
чения симметричного выхода вполне очевидна.
При больших величинах выходной мощности применяются
исключительно двухтактные трансформаторные каскады.
6G
При небольшой выходной мощиосги (Р2<10—50 вт} обычно
используется катодное смещение (рис. 3.17), рассматриваемое
ниже в п. 3.3.3.- При больших мощностях применяется фнксиро-
Рис. 3.18. Схемы двухтактных трансформаторных, каскадов усиления мощности,
работающих при фиксироианном смешении
ааппое смещение посредством подачи па сетки лампы напря-
жения U о от отдельного источника (рис. 3.18а)! который не
требуется, если С/^о=О (рис. 3.186),
§ ЗЛ СХЕМЫ ПИТАЮЩИХ ЦЕПЕЙ
ЗвЗЛ, Общие соображения
При выборе схемы питающих цепей усилителя руководству-
ются стремлением применять возможно меньшее число источ-
ников тока — батарей, выпрямителей и проч. Все жё исполь-
зование только одного источника в ряде случаев оказывается
невыгодным, так как цепь накала ламп, в отличие от анодной
пепп, характеризуется низким напряжением и относительно
сильным током. Один источник для полного пшания приме-
няется главным образом тогда, когда кпд допускается неболь-
шой величины, например, при непосредственном (бестрансфор-
маторном) питании маломощных усилителей от сети перемен-
ного иди постоянного тока.
Большие удобства получаются при питании анодных цепей
и цепей всех сеток, включая управляющие, от общего источ-
ника. Только в сравнительно мощных усилителях цепь управ-
ляющих сеток ламп оконечной* двухтактной ступени питается
от самостоятельного источника.
г,*
67
3.3,2. Схемы питания нитей накала
При использовании элементов или аккумуляторов наиболь-
шее применение находят лампы с катодами прямого накала и
более распространенной является схема параллельного вклтсн
Рис. ЗД9. Параллельное включение нитей наняла при пита-
нии от источника постоянного тока
нения нитей лакала (рис. 3.19). Реостат накала я вольт-
метр V в ряде случаев оказываются излишними.
В установках проводной связи при пшания от батарей 24
или 48 & более удобным оказывается последовательное включе-
Рис. 3.20. Последовательное включение нитей накала при тггаинп ся-
ясточнггка постоянного тока
Рис. 3.21. Параллельное включение пн*
гей накала ламп с подогревным катодом
пяе нитей накала (рис. 3.20);
вместо реостата накала здесь
используется бареттер.
Нити лакала ламп с подо-
гревным катодом преимущест-
венно также включаются па-
раллельно (рис. 3.21), по если
источник питания имеет высо-
кое напряжение, выгоднее сое-
динять нити последовательно
(рис. 3.22).
Хотя лампы с подогревным катодом в основном рассчитаны
на питание нитей переменным током, тем не менее иногда их
питание осуществляется (например, в усилителях высокой чув-
ствительности) и от источников постоянного тока — батарей, вы-
прямителей и генераторов или сети постоянного тока.
При питании цепи накала переменным током, там, где это
возможно, избегают применения ламп с катодом прямого на*
кала. Наиболее мощные лампы имеют катод прямого из кала.
0
Рис. 3.22. Последовательное включение нитей накала ламп с подогревным
катодом
Для уменьшения пульсаций анодного тока, вызывающих
появление фона, сеточная и анодные цепи присоединяются к
средней точке с обмотки трансформатора (рис. 3.23) или со-
противления ./? (порядка нескольких десятков ом).
При питании нитей
лакала ламп с подо-
гревным катодом с об-
щим проводом соеди-
няется либо один из
выводов от нити, либо
средняя точка с.
Если усилитель об-
ладает высокой чувст-+^
вительяостыо, то по*
лез п о применение не
сопротивления с псь
егоянным выводом от
середины, а потенцио-
метра, позволяющего
И о лоб рать па ивы ГОД- Рнс‘ 3 “3' Схемы п”тания riHTeil накала лаып с
1 катодом прямого лакала от сети переменного тока
Непшее положение от- г 1
воза с (рис, 3.24а),
При наличии в катодной цепи элементов С*7?А. надо счи-
таться с тем, что сама пить излучает электроны, попадающие
ла катод, находящийся в схеме рис. 3.24а под положительным
^’тенцналом по отношению к нити. Так как пита пне произво-
дится переменным током, то электронный поток в промежутке
нить—катод совершает глубокие пульсации, следовательно, на
'зажимах элементов CVRK (или только одного ) возникает
беременное напряжение, поступающее на сетку лампы и по-
рождающее Фон.
л
69
Для устранения этого явления необходимо либо применять кон^
денсатор С р с возможно большей ёмкостью, либо гадать на нить
накала относительно катода положительное напряжен ле велм-
Рис. 3.24, Схемы включения ннтей и
катода. лампы первого каскада чувствитель-
ного усялвтеля
чина которого должна быть
порядка 10—20 е. Кроме',
того, обычно требуется
включение блокировочного
конденсатора СЯг уменьшаю-
щего переменное напряже-
ние между точками с — 0,,
наведённое питающей сетью;
переменного тока, В такойв
схеме уровень помех, име-J
ющнх частоты 50— J00
отнесёнпый# к сетке лампы г:
получается все же порядка
5—15 яке, поэтому в наи-
более чувствительных уси-
лителях нити накала ламп
первых каскадов пята гот от
источника постоянного тока.
3.3*3» Схемы питания анодных и сеточных цепей
Примерная схема питающих цепей для случая применения дамп
с катодом прямого накала и источников постоянного тока изобра-
жена на рис. 3.25. Для получения напряжений смещения £/|0 и
Рис. 3.25. Схема пнтаюгцих пеней усилителя па лампах с катодом прямого
накала и источниках, постоянного тока
L’fos 0 Цепь между общим проводом О п минусом батареи включены
сопротивления смещения 7? , и Общин ток цепей' анодов и эк^
Kt ' а.
70
рапирующих сеток проходя через Эти сопротивления, создаёт
напряжения —— /?кТ/0 и /ф02 = —+ ^)/0> поступающие
через сощютивления и и элементы 7?^, R? четырёхполюсни-
ков связи на сетки ламп.
Для ослабления вредных побочных связей между выходными и
входными цепями отдельных каскадов и усилителя в целом через
сопротивления 7?Kj и 7?^ в сеточные цепи включаются развязываю-
щие фильтры Cl} R2, С” * Сопротивления фильтров обычно
берутся порядка ОД — 1 Altw, а ёмкости конденсаторов — до
О J — 1 мкф.
Развязывающие фильтры применяются также и в анодных цепях,
главным образом ламп первых каскадов. На схеме рис. 3.26 такой
фильтр представлен сопротивлением (порядка 3—100 кол() и
конденсатором Сф(0,5—100 мкф).
В анодной цепи лампы оконечного каскада (рис. 3,25) вместо
развязывающего фильтра применяется только блокировочный кон-
денсатор С„-. Развязывающие фильтры и блокировочный конденсатор
С,.,-, кроме того: весьма полезны и с точки зрения сглаживания пуль-
саций при питании анодных и сеточных цепей от выпрямителя или
генератора постоянного тока,
Наконец, сопротивление R3 (рис. 3.25) предназначено для полу-
чения на экранирующей сетке напряжения U более низкого, чем
па аноде, за счёт падепия напряжения Z?3ZjQ, где /^ — постоянная
слагающая тока экранирующей сетки.
Для сохранения нормальных параметров пентода или тетрода
напряжение между катодом и экранирующей сеткой должно быть
неизменным* Но ток is подобно анодному току ia зависит от напря-
жения на управляющей сетке, поэтому в рабочих условиях при
иг 0 ток будет пульсировать, что приведёт к изменению на-
пряжения и* на экранирующей_сетке, так как
«9 = Eat) — Ч Ь.
Для поддержания постоянства напряжения на экранирующей
сетке между этой сеткой и катодом (или общим проводом) вклю-
чается блокировочный конденсатор Обычно ёмкость конденсато-
ра Сз лежит в пределах 0,05—10 мкф.
При посчедовательном включении нитей накала (рис. 3.20) для
питания сеточных цепей удобнее использовать батарею накала Б^.
На сетку первой лампы относительно минусового вывода ее ка-
тода подаётся напряжение, теряемое на нити накала второй лам-
пы а на сетку лампы Л%-—напряжение 6^ = — /?/н. Схема
получает большую гибкость в случае применения делителя напря-
жения, подключённого параллельно точкам d — О*
71
Схема питания анодных и сеточных цепей, представленная на
рис. 3.25, с успехом может быть использована применительно Ki
лампам с подогревными катодами; не меныпее распространение на<
ходит схема питания сеточных цепей, оспованная па включении
катодные цепи автономных сопротивлений /?к, как показано?
на рис. 3.26, известная под названием «схемы катодного (а$тома*
ггшческого) смещениям
Ряс. 3.26. Схема питающих цепей, основанная за применении автояошплх сопро-
тивлеяш! смещении /?г.
На сопротивлении постоянный катодный ток = /й0 4-
создаёт напряжение
которое просом приложено к катоду лампы и минусом к сетке пер-
вой лампы (через сопротивление /?£); второй лампой здесь является
триод, поэтому
Для устранения вредного ослабляющего влияния переменной
Слагающей катодного тока сопротивления /?к> > если они не
являются полезными нагрузками, шунтируются конденсаторами С* ,
. большой ёмкости (5— 1000 мкф).
Схемы делителей и стабилизаторов напряжения рассмотре-
ны в специальной литературе [31].
§ ЗЛ, СХЕМЫ РЕГУЛЯТОРОВ УСИЛЕНИЯ
Общим -назначением регулировки усиления, широко приме-
няемой в элементах тракта передачи сигнала, в том числе и в
усилителях, является изменение уровня сигнала. Например, в
72
случае радиопередающего устройства с амплитудной модуля-
цией уровень модулирующего сигнала подбирается таким, что-
бы коэффициент модуляции доходил до единицы, ио не воз-
никала бы псрембдуляция (/л<1); при механической записи
звука максимальный уровень отклонения бороздки от своего
среднего положения имеет определённый предел, который дол-
жен быть достигнут, но не превзойдён и т. д.
В потцебителнеких устройствах звуковой частоты (радио-
приёмниках, электрограммофопах и пр.) регуляторы усиления
используются для изменения громкости звука; при приёме те-
левизионных изображений регулировка уровня сигнала позво-
ляет изменять среднюю освещенность и динамический диапа-
зон градаций яркости,
В осциллографических усилителях регулировка уровня сиг-
нала позволяет получать изображение рассматриваемого про-
несся с подходящими размерами ио высоте и ширине.
Наконец, в усилителях, применяемых в измерительных уста-
новках, регулировка усиления предназначается для изменения
пределоз измерения, а также для калибровки, т, е. приведения
чувствительности к определённому стандарту.
Регулировка усиления подразделяется па ступенчатую и
плавную, последняя может быть ручной или автомат теской
и. е. зависящей от уровня сигнала). Само регулирование уси-
ления (изменение уровня сигнала) чаще всего основывается на
использовании делителя напряжения с изменяемой величиной
коэффициента деления напряжения или па изменении режима
работы лампы с целью воздействия на её усилительные свой-
ства (например, за счёт изменения крутизны) ]). Во избежание
перегрузки последующих каскадов (в смысле возрастания не-
линейных искажений) регулировка усиления обычно произвол
лите я во входной непя усилителя и в цепях первых его каскадов.
Ступенчатая регулировка усиления обладает тем преиму-
ществом, что позволяет изменять коэффициент усиления от
одной ступени к другой в любое требуемое число раз. В то же
время получение большего числа градаций усиления здесь за-
труднительно. Схема простого ступенчатого регулятора усиле-
ния была показана на рис. ЗЛ L Более специальные ступенчатые
регуляторы, обладающие неизменными входным и выходным со-
противлениями здесь не рассматриваются [5].
В широкополосных усилителях и усилителях, предназначен-
ных для усиления кратковременных импульсов (осциллографи-
ческих. телевизионных), ступенчатый регулятор усиления вы-
полняется как частотно-независимая цепь, для чего влияние
входной ёмкости усилительного каскада CS1. компенсируется
]) Реже используется регулировка усиления, основанная на изменении
глубины отрицательной обратной связи, сущность которой рассматривается
и главе шестой.
73
подключением к отдельным секциям делителя дополнительный
ёмкостей. Так как входная ёмкость ламп не постоянна (велед-1
ствие несовпадения междуэлектродных ёмкостей у отдельных?
экземпляров ламп и зависимости этих ёмкостей от пигшощшй
напряжений, особенно £Д), то обычно шунтируются и те сек-1
шт делителя, которые подключаются к входу лампы. Одна иф
возможных схем подобного рода представлена на рис. 3,27^
Рис. 3.27. Схема ступенчатой и плавной регул кровки усиле-
ния, нряменеянол в осциллографе ЭО-7
Часгптпо-независимое действие рассматриваемого делителя е£
области верхних частот (без учета влияния конденсатора С/}
достигается при подобии треугольников проводимостей отдели^
вых секций делителя; для показанного положения переключав
теля это условие, очевидно, имеет такой вид:
— j~ i w (Ci ф- CflX) ,
где a = const,
Для осуществления ступенчатой регулировки в широких прм
делах и для получения небольшой и постоянной входной ёмко-J
ств устройства применяется делитель с явухполюспыМ пере*!
ключателем секций. Схема входной цени широкополосного элек-]
тронного осциллографа ЭО-53, содержащей такой делитель#
изображена на рис. 3.28. Для лучшей подгонки ёмкостных ветг
вен плеч делителя в некоторых случаях применены кондеисато-;
ры полупеременной ёмкости. Для уменьшения входной ёмкости
прибора (примерно в 10 раз) при подаче входного напряжения
через коаксиальный кабель, обладающий большой ёмкостью, во
сходную головку введено ещё одно разветвление, состоящее из:
ёмкости и сопротивления (о ио вносит ослаблен не также £
74
JO раз). Входная емкость этого осциллографа составляет 20 пф,
а рабочий диапазон частот заключён в пределах од 2 до
10* 10й
При использовании потенциометрической плавной регули-
ровки усиления соответствующий потенциометр (рис. 3.125 и
3.136). обычно высокоомный непроволочныщ например, типа
Рис. 3.25. Схема ступенчатой в (главной регулировки усилений, прачененной в
осциллографе ЭО-53
СГ]Э ВК или ТК применяется с показательной зависимостью
коэффициента передачи напряжения от угла поворота 9
Лв = ^ = аеь\
в их
Это обеспечивает постоянство относительного изменения
коэффициента передачи напряжения, т. е. изменения громкости
на Г угла поворота во всём диапазоне, так как
что означает получение неизменной величины логарифмической
производной.
В схемах на рис. 3.27 и 3.28 наряду со ступенчатой регули-
ровкой усиления имеется и плавная регулировка, осуществляе-
мая потенциометрами, включёнными в выходную цепь катод-
ных повторителей, что сделано для получения меныпей частот-
ной зависимости. Следует обратить внимание на небольшую
личину сопротивления потенциометра в схеме на рнс. 3.28, рас-
75
считанного на равномерное пропускание полосы частот д<Й
10 Мгц.
Для осуществления регулировки усиления, основанной нй
изменении режима работы лампы, обычно используется потен!
цнометр, с помощью которого удаётся менять напряжение на
уиравдяющеГ! сетке (смещение) или на экранирующей сетке!
В отличие от рассмотренной регулировки с делителями мапря*
жения, регулировка, ведущаяся путём изменения режима рабо?,
ты ламп, обладает теми достоинствами, что она обычно не соз
провождается изменением частотной и переходной характери-
стик усилителя в может осуществляться практически с любога
расстояния. Недостатком этого вида регулировки усиления ям
ляется возможность возникновения значительных нелинейный
искажений при сколько-нибудь высоком уровне сигнала. Прак!
тическн амплитуда напряжения на сетке не должна быть выше
ОД— 0,5 я при работе ламп в изменяющемся режиме питания!
Автоматическая же регулировка усиления, в частности, при!
меняемая в устройствах для сжатия динамического диапазона]
(см. п. 2.L10), основывается па том, что отрицательное иапрд!
женле, управляющее смещением, а следовательно, и усилитель!
ными свойствами лампы, получается от детектора, подключён^
ного к выходным зажимам усилителя. Таким образом, здесь
тематически коэффициент усиления зависит от уровня сигналам
на более высоком уровне усиление становится меньше, что »
требуется для сжатия динамического диапазона.
ОСНОВЫ ТЕОРИИ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА
§ 4Л. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
4ЛЛ. Виды динамических характеристик
Одним из методов исследования усилительного каскада яв-
ляется графический метод» основанный на использовании дина-
мической характеристики.
Применительно к лампе, работающей в усилительном каскаде»
динамической характеристикой анодного тока называется зависи-
мость анодного тока от напряжения на сетке при наличии
сопротивления (нагрузки) в анодной цепи Za и постоянстве напря-
жения источника питания этой цепи £а0 = const и напряжений на
остаи/ных электродах.
Как известно» анодный ток лампы зависит от напряжений на
всех её электродах
i„ = гр (u„ иа, и,.,. Г/и),
по в рабочих условиях изменяются только иг и utl> Например» в
случае пентода обеспечивается постоянство напряжений на экрани-
рующей сетке нэ, на защитной сетке ис^ а также н на нити накала
Ltr Поэтому в обычных рабочих условиях при использовании в
каскаде любого типа усилительной лампы анодный ток является
функцией сеточного и анодного напряжений
= fP(“^
Обращаясь к схеме простейшего усилительного каскада (рис. 4 J)t
мы видим, что напряжение на аноде лампы иа при условии Еfj0 =
= cons! н Ztt == 0 зависит только от анодного тока» г. е.
иа =
Исключая в зависимости = tia), графически представляет
щей семейство статических характеристик, переменную tia = Ц/Лд
получим уравнение динамической характеристики анодного тока
*д = [/ = const-
^=Q
Вид динамической характеристики анодного тока зависай
от скорости изменения сеточного напряжения и свойства nil
грузки в анодной цепи лампы.
При сколь yroAzHo медленном
изменении сеточного напряжен
ния играет роль сопротивлв£
пне нагрузки постоянном!
току /?&, и динамическая
характеристика называете^
динамической характеристик
кой постоянного тока. Л
Если же изменение сет
точного напряжения пройм
ходит по гармоническому
закону с не слишком малой
частотой, то сопротивление
нагрузки, вообще говоря^
оказывается комплексный^
но в частном случае оно может быть активным. В соответствий
с этим, различают два вида динамической характеристики пере£
менного тока: 1) при комплексной и 2) при активной нагрузках^
(-й
I------------------
ис
“и
'--0 &—1-----------------»
% *
Рпс. 4.1. Схема простейшего усилительного^
каскада
J
т
4.1.2. Динамическая характеристика постоянного тока
Динамическая характеристика постоянного тока представь
л нет собой график зависимости анодного тока от постоянного?
точнее, бесконечна медленно изменяющегося напряжения на сет^
ке при неизменном значении па пряжения Еал источника, пита-
ющего анодную цепь, и при наличии в этой цепи на гр уз/и 2?л ^Ojj
Как показывает схема на рис* 4Л, напряжение на аноде ламщ»
u„ = Eu0—iuRa. (4.li
Уравнения (4.1) ещё недостаточно, чтобы найти 1а и и„\ но прц
каком-нибудь значении = Ul0 = const анодный ток определённым,
образом зависит от unf я кривая
I1?] 0*я)] const
является статической характеристикой лампы.
Уравнения (4.1) и (4.2) образуют систему, которая решается
графически. Уравнение (4,1) в системе координат ia— иа представ
78
ляет собой прямую at отсекающую на осях отрезки Eit$ a/D =
= (РНСи 4.2)< Корнями системы являются координаты и
и точки пересечения линий а и b [построенной по ур-нию (4.2)],
т/k точки 4. Если бы на сетке лампы было установлено другое
значение постоянного напряжения 1/^ г то координаты некоторой
тачки /V оказались бы новыми корнями.
Рис. 4.2. Вид шита мп чес них характер в стяк псстеятшогп тска
Таким образом, при медленных изменениях сеточного напряже-
ния величины анодного тока /д0 и анодного напряжения С/л0
определялись бы координатами ряда точек Л', А", 4, рас-
положенных на прямой cz, которая в данной системе координат и
должна рассматриваться как динамическая характеристика постоян-
ного тока, правда, в неявной ф°рме, В явной форме
!ц ~ f (Me)
динамическая характеристика, изображаемая в системе координат
i.r — ис (рис> 4.26), может быть получена посредством переноса то-
чек А\ А", Л, Д'1'..., лежащих на динамической прямой а.
Динамическая характеристика постоянного тока в явной форме
С/ f (wr) может понадобиться лишь при рассмотрении режима ра-
боты лампы, находящейся в усилителе постоянного тока.
Если же динамическая характеристика постоянного тока исполь-
зуется для определения координат t/rttp начальной рабочей
точки А, при наперёд выбранных значениях £ri(J1 и U£(J. то наи-
более простое решение задачи получается в системе i„~ua, следо-
вательно, в таких случаях график на ряс, 4.26 не используется.
Построение динамической характеристики постоянного тока не
вызывает затруднений. Например, дано £д0 = 250 /? и Ra = 50 кол(;
тогда откладываем на оси абсцисс расстояние от начала ОС0 =
— 250 в (рис. 4.2а) и по оси ординат
ОВ0 = лг = --------= ° ми = Ъ
. — 50 дО/Н
79
и соединяем точки 50 и Со динамической прямой. Если выбранй
напряжение смещения i7(Q =— 6 в, та координаты начальной рабам
чей точки А будут таковы: (7л0^е 140 & и /^^2,2 лга. j
Наклон динамической прямой, как видно из рис, 4.2а, зависит;
от величины сопротивления нагрузки /?л, При /?я = 0 прямая распо-
лагается вертикально, при -> она спивается с осью абсциссу
а вообще
ctg = Ъ,- (М
<u [
I J
Строго говоря, следовало бы писать так:
cig.% ,
где 1Ь и 1а—соответственно длины, отвечающие в принятом мас^
штабе Iff и 1а. Таким образам, в выражении (4,3) clg^0 следует
понимать условно, т. е. не как тригонометрическую функцию угла &
а как символ ^отношения ^катетов Ел0 к /0 — —— .
4.1.3. Динамическая характеристика переменного тока при
активной нагрузке
Пусть на сетку лампы, в анодной пели которой находится наг-
рузка с сопротивлением переменному току Z;, =r(J (рис. 4.1), подано
постоянное смещающее напряжение C't0 и переменное
ис^ = Um£ sin и Д
Анодный ток и напряжение будут пульсировать, причём в вы*
рзжениях:
л Л,о 'г
Ua = —’
где /ff0 и UaQ— начальные (при = 0) значения, a ilt^ и t{a-^
приращения соответственно анодного тока н напряжения. Так как
Нн г/0 f ц -"Til ^*(0 (Сг
TO
<«—Л,о =------(4.4)
Согласно положениям аналитической геометрии (4,4) представ’1
ляет собой уравнение прямой, проходящей через начальную рабо-
чую точку A {UaQ, /fj0). Угловой коэффициент прямой —l/rfi < 0
ВО
следовательно, прямая образует с осью абсцисс угол jilt превышаю-
щий ~/2 (рис. 4,3). причём
Введём угол 3 = Тогда
tg* =— < ^ = ru.
(4,5)
динамическая
Таким образом,
рем с иного тока при активной
лам и чес. кая характеристика пп-
.-о я ин ого тока, представляет со-
бий прямую BCf проходящую че-
щ-з начальную рабочую точку Л
। образующую с осью абсцисс
мш р, котангенс которого
।условно) равен величине сопро-
тивления нагрузки.
Динамические характеристики
состояиного и переменного тока,
:сегда пересекаясь п точке /б
могут совпадать или нс совпадать
ь зшшсимостн от того, равны пли
отличаются сопротивление на-
! DV
характеристика пе-
нагрузке так же, как и дя-
Рпс. 4.3. Вид динамической харак
герметики переменного тока
I в анодной целя постоянному току
7?(t и активное сопро-
тивление переменному току гп (при x{J =0, что само собой разу-
щ-ются).
Выясним теперь, при каких условиях сопротивление одной и
тоГе же цепи (нагрузки) получается различным для постоянного
•А*,) и переменного (rj токов. В простейшем, сравнительно редком,
случае ггрн использовании Ft качеств? нагрузки безындукционного и
бюьё\1 костного, например, / етрово•'одного сопротивления иа нс
нн-Jh большой частоте можно получись гл =- Ra. В большинстве
же случаев анодная цепь имеет сложную схему; сна состоит из
ат скольких сопротивлений и ёмкостей (индуктивностей)-
Hj пример, в случае репстататного каскада, схема которого
’‘юбражена па рис. 3.3. сопротивление нагрузки постоянному току
разно А\, а сгпротивление переменному току, строго говоря, имеет
комплексный характер. Но, если для данной частоты колебаний
сопротивление конденсатора Сс достаточно мало f—— <6./?rV а
\ <1* Сс /
ссп;;тинзенпе междуэлектредчых ёмкостей ламп велико, то
81
и можно считать, что г
нпго соединения Ra и 7?г
г
предо тавл яет собой резуль тат пара лл ел ы
(3
При включении в анодную цепь лампы в качестве 'нагрузки па
раллелъного колебательного
контура lc q)HC. имеем к(1 —
где А*,—сспротивление катушки конД
тура постоянному току; для перемени
ного тока сопротивление конгура бу4
дет активным только при резонансе
и равным
гр« = 77 = Qw°L’
L- f
гд,е г — общее сопротивление потери
в индуктивной и ёмкостной ветвяхJ
з Q — добротность контура. . Очевшь!
но, что здесь
Рис. 4-4. Параллельный < олеба-
тельный контур как пример на-
грузки ^обладающей Гд »
Для построения динамической характеристики переменного тока
должны быть известны координаты начальной рабочей точки
Л t/rt0 и /й0, выбранные непосредственно или найденные nyw^j
построения динамической прямой постоянного тока, и сопротивлений
нагрузки та>
Далее следует задаться произвольной величиной 7приращення
анодного тока Д/д (или аподного напряжения At/J и найти изме^
тонне анодного напряжения A U0 = rG А /л или A 1в = ( как
это показано на рис. 4.5. Через точки /1 и С проводится Аданами?
ческая прямая.
На данном графике показано расположение динамических ’ пря*
мых переменного тока для трёх случаев: 1) 2) ra < R(I й
3) = 0. ” ‘ 1
Динамическая характеристика перелоя кого тока при4^активной
нагрузке непосредственно используется не только для установлений
соотношений между амплитудными значениями UrfrjJ Uam и nd
и для определения среднего значения 1аср н амплитуд высших rapi
моник- 1ат^... анодного тока, что необходимо для расчёт^
основных показателен, особенно оконечного каскада, в частности*
коэффициента усиления по анодной цепи
^,7пт
82
выходной колебательной мощности
Рис» 4.5. Динамические характеристики: переменного тока (£0 н
постоянного тока |ДеСй)
и коэффициента гармоник
Взаимосвязь переменных величин и иа видна нз диаграм-
ме, в которой представлены динамические характеристики в обеих
Диаграмма режима работы при активной. нагрузке: ВАС—динамические
ха ранте рн стики п временного тока
координатных системах (рис, 4,6)» Амплитуда тока основная часто-
"гы /„w равна »аяаяе —4о или /а0 — ia М/М, но только в том случае.
Г1‘ 83
когда динамическая характеристика в системе — ие прямолинейна.
Диаграмма на рис. 4.6 показывает» что колебательный
ток» точнее, его первая гармоника, находится в фале с переменным
напряжением на сетке, в то время как анодное напряжение изме^
няется с фазой прямо противоположной.
Действительно» в момент максимума (точка В) колебатель-
ный анодный ток iu~ и полный анодный ток ia = + ia^ достиг
тают максимума, при этом на сопротивлении (рис. 4.1) тей
ряется наибольшее напряжение, а ии и иа^ достигают минимума!
т. е. при -Н Urm, в аподной цепи = + 1ат и иа^ = -4
4.1 Л. Динамическая Характеристика при комплексной нагрузке
В общем случае сопротивление анодпой нагрузки имеет
комплексный характер. Только при определённых значениях
частоты нагрузка становится чисто акт изной, например. прц:
компенсации ёмкостной проводимостью индуктивной, т. с. при
резонансе.
Как мы уже видели» при активной нагрузке в момент макси*
мума анодного тока (точка В на рис. 4,6) падение напряжения на
нагрузке rain^. которое находится в фазе с токсм, достигает мак*
сималиного значения. Переменная же составляющая анодного на?
пряжения, изменяясь с противоположной фазой (иа_~^—
в точке В достигает минимума.
При комплексной нагрузке ток Iafn и па пряжен не на нагрузке
ZflZa/n отличаются по фазе на угол
<?я = arctg ,
G*
вектор же анодного напряжения йпт и здесь имеет сдвиг по отпсь
шенню к вектору равный 180\ Если принять, что напряже-
ние на зажимах Z, изменяется по закону
=lzJLms>nwf,
то переменная составляющая анодного напряжения окажется про*
тивоположной фазы
= — I Za | Глт sin ы I = — Uam sin ы t. (4.6)
Вектор тока I ,,m при этом отстаёт от вектора напряжения |Za|
1ат на угол ®о, т. е.
=/amsin(fj)/ — ?<«)• М
84
Для того чтобы получить уравнение динамической характеристики
в виде f Чг-Р-О, следует исключить время Л входящее
параметрически в систему (4.6), (4Л)--
Из выражений (4.6) и (<7) следует, что
или
/^ccstafsin%
Преобразовываэ! последнее выражение, приходим к равенству
^ж
А ^<1 -* г J —
2--------- - cos
{ f 1
L- нт 1 tim
-X— = sur ?a
г
t) IM
(4.8)
npi дгтавляющему собсн уравнение наклонённого эллипса, центр
которого находится в начале координат* Так как in^ н отсчи-
тываются от начальной рабочей точки Д тс последняя и является
центром эллипса (рис. 4.7),
^.7. Диаграмма режима работы при ксмгк^с.чсй нагрузке. Контур J, 2< 3*
-Л б, 6 прехстйаляет c<i6uft динамическую характеристику
В координатной систем? i.f — ис динамич-ская характеристика
имеет икже форму эллипса* Из диаграммы на рис. 4.76 видно, что
в риссматривземом случае комплексной нагрузки переменные ссстзв^
ляшщие анодного тока и сеточного напряжения не совпадают по
фазе*
85
Форма динамического эллипса зависит от параметров нагрузки,
а в системе ia —ещё и от параметров лампы. При чисто реак-1
тинной нагрузке га = 0, = 90 ° ур-ние (4.7) принимает вид обыч-
ного уравнения эллипса, осн которого параллельны координатным!
осям
Чип *ат
= 1. (4.9)
Рис. 4.8. Вид динамического эллипса
при чисто реакгкнкоя нагрузке
и
Т^ = |2„|-гв,
*от .
Диаграмма длядслучая га — 0:
представлена на рис. 4,8, При
уменьшении реактивной состав-,
ляющей хл фазовый угол vft О
выражение (4+8) вырождается
в уравнение прямой
^ufn f ил:
из которого на основании соот-
ношений:
л
“а- —
h AjO
легко получить относящуюся к случаю активной нагрузки зависи-
мость (4,4). На диаграмме, представленной в системе ia — при
Хд-^0, динамический эллипс, постепенно сжншясь, в пределе пре-
вращается в прямую линию. Следовательно, динамическая прямая
есть не что иное, как частный случай динамического эллипса.
Размеры динамического эллипса, как вытекает из общего выра*
женин (4.8) и его графической интерпретации на рве. 4.7, зависят
от амплитуд колебаний, в частности, от амплитуды напряжения
возбуждения UCftL.
Если в момент покоя режим работы лампы определяется
координатами начальной рабочей точки, то при возбуждении
каскада рабочая точка из начального положения А переходит
на эллиптическую орбиту, совершая вращение, направление ко-
торого зависит от характера реактивной составляющей.
В случае нагрузки индуктивного характера а полное напряже-
ние вначале достигает минимума (отрицательного максимума),
отмеченного тачкой У на рис. 4.7, далее максимумов достигают на-
пряжение на сетке (точка 2) и анодный ток (точка 3), При на-
грузке ёмкостного характера вращение рабочей точки по эллип-
су происходит против часовой стрелки.
Как правило, при практических расчётах динамический эллипс строить не
приходится. С одной стороны, построение эллипса по точкам, определяемым нз
ур-ния (4.81, затруднительно, а с другой стороны, надо считайся с тем, что
вследствие полинейппсти характеристик лама, при достаточно ннтененпных коле:
86
Даниях динамический эллипс теряет спою правильную форму, причём уравнение
реальной динамической фигуры не модат быть нзйдепо аналитически. Поэтому
при выполнении каких-либо графических расчётов, относящихся к режиму работы
каскада па комплексную нагрузку, целесообразно вместо эллиптической хиракте-
ристикн в системе — ил негкмьзовать динамическую прямую., соответствующую
некоторой эквивалентной активной нагрузке гл^
Напйолыиее приближение к действительным условиям работы триодов полу-
чится. если условием эквивалентности принять неизменность отношения Iam K'Uem*
Pre. 4.9, Принципиальная (о) и эквивалентная (б) схемы усилительного каскада
тю М, А. Бонч-Бруевичу
Как показал М. А. 1>онч-Бруейич Ц, лалгпо. работающая в усилигпемном
декаде' (ряс. 4.9а), эквивалентна генератор!^ развивающему эдс# s р раз боль-
:иую приложенного к. cetrttcs напряжения 0C!J}t обладающему внутренним ctmpG
тлением, равным внутреннему сопротивлению лампы Rlf и работающему ни
-щ^тнюю нагрузку Z^.
Указанное свойство усилительного каскада доказывается в курсе электрова-
куумных приборов-
11з приведённого определения следует, что амплитудное значение анодного тока
Р
I Три этом зк$шш<жтная e.veita усилительного каскада принимает вид, нзобрз-
кенцый на ряс. 4.96. Сопротивление внешней на грузки ZiIt нахе _1ящснся в анодной
icTiw. в эквивалентной схеме подключено к выходным зажимам ик генератора.
;.'i справедливо, если внутреннее сопротивление анодного источника питания ]Z0|
'’И? но меньше что обышю и выдержняаэтся.
Если Z{1 — гл -г 1 хл, то модуль тока
Лют
> Urn,
f.THo-iieinfe н полупится следующим:
Igm______________________
IJM Г (Я/-J-г л1 4-4
Ъ М. Л. Бпнч-Бруеппч ,ГС) теории расчёта катодных реле". ,,Радяотех-
Чяжэ", август, 1919.
Й7
Коли в другом случае вместо о анодной пени находятся активная н#
грузка to9, то
“ Щ.П 4- г.э
условию эквивалентности гtaкодим искомое слпротмЕ
ленне заметающей активней нагрузи
Полагая По
Рис, 4Т10. Расположение лннамвческой
прямой язя активно е ^кянвалентп лаг*
в случае триода
руэкн
Рае положен не эквивалентной ди
намячесией прямей £С отногнтйлънА
^ллиттеа изображено на рие. 1.10. Щ
рисунка видно, что фактическая пелтй
чина амплитуды •анолтюго напряжения
несколько больше, чем U .,„. othoi
CHiiierncfj к активному Z'KBiiittixeHTyJ
В еду чао пентод ив в лучеямх тетродов
jstq обстоятельстве! может прнрссти
заметной ошибке. так как у этих дамгг
папб ыеС искрил лепным участкам стати-'
ч сс к j i х х эра ктер з f сти к сое пъетс г ву ст
шп:юе йни-'жое напряжение tta. Пряк^
тв чески г елее образнее в качестве
активист л эквивалента нагрузки ленгс^
да нли тетрата сопротивление rtig брэтЯ
равным модулю ]£„].
rt.<
§ 4.2. ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ КОЛЕБАНИЙ
ПО ДИНАМИЧЕСКИМ ХАРАКТЕРИСТИКАМ
4.2Л. Гармонический анализ колебаний первого рода
В усилительной технике применяются наиболее простые ме-
тоды гармонического анализа, основанные на ис.гшлъз’опании»
динамической характеристики в пиле незамкнутой линии, соот-
ветствующей рибозе лампы па активную нагрузку.
Для общности рассмотрения представим динамическую характе-
ристику в виде зависимости
i f (е*).
£7 -'?(/)- Um COS -=t (4 . I О
и тогда
I f (u) = (f) ; /г;| I- cos -u / v /^ CQP 2.U / - . . , (4 Л 2Y
Задачей гармонического анализа, очевидно, является нахождение
коэфрндиЕптоз разюкения в ряд Фу ье: /t?11 /fljb , . Обычно
ограничиваются определением не Еолее чем первых пяти коэффи-
циентов.
S3
Если динамическая характеристика монотонна и не имеет тачек
разрыва в интересующем нас интервале от — UM до Um (рис. 4,11),
то наиболее удобным оказывается метод апроксямации, с скованный
на представлении зависимости £ = полиномом целых степеней
i = а0 Ь + ад;2 -j- . . ,
Высшая степень ’полинома должна
быть равна номеру высшей гармоники, а
переход от значений коэффициентов поли-
нома сг0, аь о,” • к коэффициентам раз*
лужения в ряд Фу рве 1е^ / mb /т2. . , в
г'Сгтинх чертах был рассмотрен в я, 2. В 7;
ни практически вычислять а0. пн а* . .
не требуется, так как более простым полу-
чается непосредственное нахождение ин*
тересук-щих нас величия /гз, /wV /гг» . . .
Определенно коэффициентов разложе-
ння/г/„/т1,/шг . . . производится IT/-
|ём решения системы п уравнений, при
составлении которых выбираем, в прин-
Рвс. 4.1 Ь Р-зсположеиие
отсчётных точек Ц, 4, С
при гармоническом гшалн.эе
но методу трёх ардвн^т
шшет произвольно значения аргумента . и*
"- в интервале от 0 до к и определяем отвечающие
Cl 1 . К* • . U и
этим значениям величины------= cosm fh - — =~ cos^h.. . =
Urn. Um
J П *1 •» ^1 UiL . U «
— coswhr Д;1я найденных таким путем величин —— ( — -, - • ---------
Um Um Um
гылисываем из графина i = f(u) значения ординат ц, , гл и
составляем систему уразнечшн:
= Л, 4- f,nL COS «> l1 4- /т3 COS с + ' I,n{rl . t) COS •»
‘г= <',Л C„jCOSe>/.> -L- /,„2cosw/, + . . . -I - COS
№
4 = Ср Л^СОЙ'Ч, + Лд-2 COS /„ 4- . . . + /„,(Я_0 cos tn
Рассмотрим теперь наяСюлее важные частные случаи применения
этого метода гармонического анализа, удобного при исслсдоганнн
режима колзгд'ки 1-го раОа, характеризуемых непрерывным сущест-
вованием тока в течение всего периода, как, например, показано
на рис, 4.6 я 4.7,
а
s 4/2.2, Метод трех ординат
Если динамическая характеристика i = [(ч) близка к параболе
второй степени, что характерно для триодов, то i = ч- а(н -Ьа2^
н, следовательно, нз высших гармоник наиболее ярко будет выра-
жена вторая, а третья, четвёртая и т. д.—отсутствуют. Для <эпре-_
89
дедения Ictlt Imi я удобно выбрать значения фазового углаш/хЦ
=-0т и>/2=-Г_я 1й^ = л (рис. 4.11). Обращаясь к общему выраА
жению (4,13), получим с таким решением систему трёх уравнений?
Л = hp + I +
— !со + ^mi'O 4’
*3= "Г ^ш2' 1-
Среднее значение (постоянная составляющая) функции
4
Амплитудные значения первой и второй гармоники:
г _________________________ h — h
2
(4.14)
GP
(4.15)'
«1 “
4
(4-16)
При графическом анализе режима работы триода ординаты ib
ы и i3 достаточно легко находятся из диаграммы в коордива-
тах1в-иа.
Как. например. видно из рис. 4.12. „пКГ = 67 мг> u *=/rtt>-=4L5 ,маг
н /5 = лгмя = 20.2 лю. Коэф-
фиииеипа же разложения в этом
примере таковы; среднее значе-
ние анодного тока
Ряс. 4Д2/'Раенолажаше отсчётных точек fl.
г _____г — ь
* a гр '— J<p — —
67 + 2-41.5 4- 20.3 л
—-------------------- =? 42, о ма
и амплитудные значения первой
я второй гармоник:
А С в координатах при использовании . _
метода трёх ординат / 7ffJn — Jтп -*1
67-^24f f5-L ЗЛ.2 4
— -------------------== ] ,05 лад.
4
U ри этом коэффициент гармония ранен отношению амплитудного значения
единственной из высших — второй гармоники к амплитуде основного кале
баяия, ъ е.
t, = = .L22 = OtO49 = 4 _ э%
ат 2л।4
30
Расчёт коэффициента k, может быть значительно упрощён, В
самом деле* из (4.15) а (4Л6) следует, что
h — f3
Aifrjg
1 цт
2 pi —- fa)
(; ] — Ц) — (/« ' *з)
2|(G
— *sl 4- О’# JaH
(4.17)
Диаграмма на рис. 4.12 показывает, что отношение отрезков АВ
и ВС равно отношению (Л—ц| к |гг — tj, поэтому на осно-
вании (4.17)
= ~ 1АР ~^с1 (4 ]Я\
: iltm 2(АВ+^С) '
В рассматриваемом примере АВ = 17 мм и ВС = 14 лм(, что
даёт прежнее значение k. = 0,049.
Из (4.18) следует, что
ДВ
(4.19)
Последнее соотношение позволяет при намеченной величине k.
остановить предел допустимого значения отношения верхнего отрезка
динамической прямой к нижнему. Например, при А;<5% должно
быть АВ:ВС< Н :9.
4.2.3, Метод пяти ординат
В случае S-образпсй или иной несимметричной формы динами-
ческой характеристики i — f(и), что характерно длят зависимости
= Дпг) у пентодов и лучевых тетро-
дов* из высших гармоник наряду
со второй сильно выражена третья
гармоника. Для определения 1ср1
и /ет3 достаточно принять
в рассмотрение координаты четы-
рёх течек; но для уп решения оп-
ределения системы (4.13) выгоднее
брать нечётное число точек* сим-
метрии^ расположенных относи-
тельно угла 90п. Поэтому берём
не четыре, а пять точек, что
попутно позволяет вычислить ам-
плитудное значение четвертей гар-
моники
Для составления системы урав-
нении выбираем пять значений ар-
гумента {в градусах) таким об-
разом. чтобы получить наибольшее
Упрощение, а именно: 0 , 60\ 90е
Рис. 4.13, Расчоложегше отсчётных
точек В, Д Clh С при гармо-
ническом анализе по методу пяти
ординат
91
120'^ и 180° (рист 4ДЗ), и тогда, согласно (433):
c'J "Ь ml" 1 т%' 1 “f'/iflS' 1 Лр4' К
= ^1*0,0 + A,S’( — 0.5) Н“ ^шз‘(— 1) + 4ti'(—0*^)'
?-я — ? ср + ‘0 -!- /m2'(— 1) -J- /тЯ 0 + /w4- 1,
*1 = ср + *1— 0*^) ^3’(^ 0,5) -1^' 1 4" Л/4‘(— 0,5)р
*й = hp + ^ml’l 1) "1“ J m2* 1 + //»»*(— I) + /Щ4’ 1
Корни этой системы сказываются следующими:
/ _ + + 2
с? 6
(4 — <?) -4 (ч — Л)
3
(Л + Ц - %з
4
(4.2G,
__: (ч — — 2 (/&—ц)
щЯ i б
*- U) + faa
При благоприятных условиях входящие в расчёт пяти орди?
нат 1Ъ i%t . . . , /4 могут быть найдены как точки пересечения дина-
Рпс. 444. Расположение отсчетных точек £ь Д С1( С,в коордниа'
tax itI—Ид при использовании метола пяти ординат
мнческой прямой в координатах — с соответствующими ста*
тичесоми характеристиками, что и показано на рис. 4,14, Здеек
*t= t'a^c = 107 ла; i2 — 8,5 лш; /3 =- /н(| — 67 лш; г( = 4,0
и z\ = MSJft = 2,2 <ча. Коэффициенты разложения вычисляем па,
92
ф-лзм (4.20):
. , 110,7 + 2.2)4-2 (Я .5 4-4.0)
~ --------L = 6-31 ма
, . (1.0,7— 2,2) 4-(8.5 — 4,0) ,
= -----------“T-------------=4,33 Ma,
4
(10.7 <2,2)-2-6.2 =0J25
4
г г (10,7 — 2.2}— 2 0.5 — 4,0) n AC!Q
{^ = fm3= x----------rJ-------=0,083 ЛЮ,
Q
Коэффициент гармоник находим из выражения
у '^2 + _ 1/м^+и,0^ + 03да
Но если есть сомнение в том, что точность нахождения ip га , . ,
иссь недостаточна, то динамическая характеристика переносите*!
систему i#—где п отсчитываются ординаты iit 1й , . . ,
4,2,4* Метод двух ординат
В случае симметричной динамической
характеристики (ряс. 4.15) начало коорди-
нат целесообразно перенести в начальную
рабочую точку А Венду нечётной симмет-
рии функции г ~ / (и), 4 = — f I, /| = —
гч = б и рассмотренный выше метод и я’-н
1фданат превращается в более простой
метод двух ординат. Симметричная дана-
ми чес кая ха р акте рис тик а свойс т венн а
двухтактному усилите/ю (каскаду), у
которого, как было установлено в н.3,2,2,
нелинейные искажения носят симметрич-
ный характер, что обусловлено взаимной
компенсацией чётных гармоник* Дей-
ствительно, выражения (4,20) показывают,
что при = —iir Д = — /8 и 0
амплитудные значения /т3. /nti н сред-
нее значение функции 1ср равны нулю.
Формулы же для расчёта коэффициентов
разложения /т1 н при этом значи-
Рис. 4.15, Расположение от-
счетных точек Л н при
гармоническом анализе по ме-
тоду двух ординат
93
тельао упрощаются:
(4.2|
Если = 160 дю и ц = 95 лаз, то
f ли —
2(160 +-95)
-----------=—= 170 .иа>
О
160-2-95
= 10 л«п
Очевидно, что ядесь коэффициент гармоник до;пкен находиться, как стш£
шение /тЭ к 1тл
^=-^-^= 0.059 = 5,9^.
'mi J'u
4,2.5. Гармонический анализ колебаний второго рода
по методу А. И. Берга
В некоторых случаях 'динамическая характеристика i = f(n) не"
является плавной монотонной функцией, и в определённом интер|
Рис. 4.16. Вид динамическойJхарактеристики и временной
диаграммы п режиме колебаний второго рода
вале от и до Ub < и 1fd<r i i0 = 0, как это показано на*
рис. 4.163 из которого видно, что изменение происходив
с вгпсечкощ что характерно для колебаний второго рода. При нзм^
нении во времени какой-либо периодической функции с отсечкой
на протяжении периода существует конечный промежуток в
котором данная функция равна нулю. Режим с отсечкой характед
ризуется прежде всего величиной угла отсечки У, представляющего
собой выраженную в угловом измерении половину тон доли периода}
в которой функция не равна нулю. Обращаясь к рис. 4д6, мы
видим, что i > 0 на протяжении интервала Т — следовательно^
У4
угол отсечки в радианах
2п: _ Т iit
2 Т ~ ' Т
И В градусах
;г = 180 И
Т
Угол, отсечки заключается в пределах от АишГ когда функция i
вообще равна нулю, до 180', если в течение всего периода
i > 0г исключая только момент, когда и = = ~, Зк , . .
для которого t равно нулю.
Изменение во времени е отсечкой характерно для сеточного
тока tr=f(ur) (рис. 2.5) и в определённых режимах работы для
анодного тока i(t = f(u£) и тока экранирующей сетки пентода или
тетрода i3 = f(ue).
Лпроксимания всей динамической характеристики одной за^
ниенмостыо здесь нецелесообразна, т^к как удовлетворитель-
ная точность может быть достигнута только при делении интер-
на л а 0—18(Г на большое число частей, что приводит к замет -
ному усложнению расчёта. Но вычисления значительно упро-
щаются, если выразить одним уравнением тольку ту часть ди-
намической характеристики, где £>0.
Одним из известных методов гармонического анализа коле
бзинн второго рода является метод А. И. Берга [8], основанный
па представлении динамический характеристики в виде ломаной
прямой CADB (рис. 4.16).
Из приведенной на рис. 4.16 диаграммы видно, что
1Л
cos fl = -р- , (4.22}
при чём при положительной величине напряжения отсечки Гугол
отсечки fl < 9О’\ а при fl > 90J напряжение отсечки отрицательно-
У равнение прямой BD таково:
но и a Un = C^cosfl, следовательно,
( =
ц (cos ш t — cos ft)
I — cos И
КрЭ(|х]лщиенты разложения в ряд Фурье функции находятся
аналитически.
Среднее значение функции (постоянная составляющая)
2и
ip -= — ( id(wZ) =
2* )
о
п
1 Р и (ст <Н — сой 11} <. л . sin &—ficosd
— I —--------------------а(ш0 - 1,х----------------,
тс J I — Cos ft (1 — cos 0)
(i
95
Вводя обозначение
sin fi — 8 со* и
1 — cos ft
(4.23S
где а0 ^безразмерный коэффициент среднего значения. являющийся
функцией только И или cos о, имеем
—(4*24$
Lt
Рис. <1 17, 1 рлфнкн кг^ффтаиентов 1л. »2 и нс-
гюльзуемые при ггпмошнеском анализе по методу
Л. И, Берга
Амплитудное значение A-и гармоники равно
т, е.
где
(СОЯ ш ( — соч ’Ц № Л ю / ., ..
---------------------------- а г)
— cos-----------------------'
— f l (4.23)
2 sin A ft cos — k соч k У sfn 3
3. = - Itik-— J)(| — eos 41) (4.26)
— оезразмерный коэффициент значения А-й
Расчёт /ept /m(t /т21 , . , производится
значениям iSt и определяемым нз
находим промежуточный параметр cos 1> =
кам на рис, 4,17 его функции аа, йь аа в
9G
гармоники,
следующим образом. Пр
диаграммы по рис, 4,
и затем по график
''т
я* - Далее вычнсл якн<3^
коэффициенты разложения а ряд Фурье:
L'P %
ml = Ml
Лиг —
тя = '1“й
(4.27)
Например, если i, = 2 ма, Utn = 50 в и Ц( = 4- 30 в, то найденные по
графику па рис. 4ЛЗ функции аргумента
о + 30
ц моют значения: -а0 = 0^213* — 0,391, гт2 — 0,276, а8- 0,138. Коэффициенты
Разложения, вычисленные по ф-лам (4.22h оказываются следующими: Л.д —
= 11,435 лш, /га1 = 0.782 I-- 0,532 ча и 1тъ = 0,276 лад.
Отметим, что рас смотрен (ты й метод применим только для анализа колебаний
второго рода, характеризуемых тем, что при и=имац (точка С на рис. 4Л6)
функция i всегда равна нулю.
§ 4Л. РЕЖИМЫ РАБОТЫ ЛАМПЫ В УСИЛИТЕЛЬНОМ КАСКАДЕ
4.3 Л. Общие сведения
Как было отмечено, лампа в усилителе может работать в
твух режимах — в режиме колебания первого рода и в режиме
колебаний второго рода.
Наряду с этим существует ещё одна более подробная клас-
еификационная система, содержащая восемь разновидностей
режима работы — Аь А2т Вь Bs, ABit АВ2> Ci и С->. Перечислен-
ные режимы отличаются друг от друга не только по условиям
работы (с отсечкой или без отсечки тока), но и по другим приз-
накам — величине угла отсечки и повелению лампы в отноше-
нии сеточного тока. Так, означает работу ламп при
о/сутспнш сеточного тока, т. е. при отрицательных значениях
напряжения на сетке. Индекс *2* относится к случаям работы
зсыш с током сетки и соответственно с заходом в область поло-
жительных сеточных потенциалов.
Рассмотрим теперь особенности отдельных режимов приме-
нительно к использованию их в усилителе низкой частоты.
4.3,2. Режим А
В режиме А лампа работает без отсечки анодного тока, что
отвечает режиму колебаний первого рода, при этом уровень
^biciiutx гармоник оказывается сравнительно небольшим, во
ncHscuM случае, значительно меньшим, чем в режимах В, АВ и Ct
являющихся режимами колебаний второго рода.
7-237 97
Так как в усилителях низкой частоты допустимый уровенJ
высших гармоник ограничивается небольшими значениями
(5—10%), то режим А широко используется, в частности, fid
всех одиотактных каскадах, для которых он вообще являетсй
единственно возможным режимом работы-
Режим А хараитерируется относительно низким кпд анод*
ной цели лампы, иод которым понимается отношение колеба-
тельной мощности ।
=4
к потребляемой мощности:
Ркатр = иаа1„ер, (4.29)
7| = -— = — -----------, (4.30}
Р 9 // / 4 г
1 пптр * V«<H а ср
где law—среднее значение (постоянная составляющая) анод-
лого тока в колебательном режиме, a UafJl и 1ат — амплитуды,
первых гармоник анодного напряжения и тока. Отношения ам-
плитудных значений первых гармоник анодного напряжения
и тока к соответствующей постоянной составляющей принято
называть коэффициентами использования. Вводя в (-4.30) коэф-
фициент использования анодного напряжения
Е = J (4.31)
^аП
н коэффициент использования анодного тока
(4.32)
Л» ср
получим таксе выражение:
(4.33)
Так как вообще < I, а в режиме А 1ап, < locpijoep^z 1о0),
О(,у
ТО Т|Д < 0,5.
Таким образом, а режиме А кпд анодной цени лампы не пре-
вышает 50%.
4.3.3, Режим В
В случае режима В начальная рабочая точка располагает-
ся так, что6111 при работе лампы с отсечкой анодного тока нечёт-
ные гармоники (кроме первой) отсутствовали я ли их уропень
оказался минимальным.
Напряжение смещения выбирается равным абсциссе
точки пересечения продолжения линейного участка динамиче-
ской характеристики с осью абсцисс.
98
Рис. 4.18. Расположение динамической характе-
ристики СДЬЙ при работе лампы в режиме В
При расчёте составляющих анодного тока лампы, работаю-
щей fi режиме В, обычно используется приближённый метол, ос-
цовшшын на апроксимацин динамической характеристики В А'С
/рис, 4.18) ломаной прямой ВАС, отдельно показанной ла
рис. 4.19,
Замела реальной динамический характеристики ломаной прямой,
правило, ле даёт заметной ошибки в результатах расчёта таких
показателей, как /Й1П,
- и -Р небольшая
тке в ебщем погрешность
з определении величин
I п -Р^о/яр» и Ptl оп-
равдывается значитель-
ным упрощением расчёта.
В режиме В угол от-
сечки, понятие о кото-
ром определено именно в
случае кусочно-л и пенней
динамической характери-
стики, очевидно» состав-
ляет 90 ‘ (рис, 4.19), и относительный уровень высших гармоник» что
характерно для режима колебаний второго рода» весьма велик.
По анодный ток в режиме В не содержит высших нечётных
гармоник — разложение ia в ряд Фурье здесь имеет такой вид:
ie = ^--L^ cos ш t Н—cos 2(о I-------cos 4Ш f, _ . , ,(4.34)
* ~ 2 1-З.т 3-5^ ' ' ?
Рос, 4 in. Расположение' 1!ДСализ11роЁайной
Mie, 4 in. Расположение пмялизпроЁлкнон дн-
нами ческой характеристике! при работе лампы s
режиме В
В отсутствии высших нечётных гармоник в составе анодного то-
ка при работе в режиме В можно убедиться, обращаясь к выражени-
ям (4.25) и (4.26), Под-
ставляя в -26) В = 90\
легко установить, Что
= 0 при любом печёт4
вом ki кроме k — L В
последнем случае» рас-
крывая неопределён-
ность, ПОЛУЧИМ iZ/f — 3L=
= 0,5, При любых дру-
гих значениях угла отсеч-
ки (исключая 0 = 0 и
& — 180 ) высшие нечёт-
ные гармоники не обра-
щаются в нуль. Чётные
же гармоники сущест-
как это видно на примере
вуют при всех значениях 0 < U < 180 »
Вторгщ гармоники вз рве, 4,17,
При использовании двухтактной схемы, как было показано
7* £Н>
с 3.2.2, происходит взаимная компенсация четных гармоник Я
силу невозможности возникновения несимметричных пскажЯ
ним), поэтому использование режима В в двухтактном каскйий
оказывается вполне возможным,
В режиме В, как вытекает из (4.34), коэффициент использб]
ваняя анодного тока (в идеальном случае, представленном нд
рис. 4,19) равен -^- .
Действительно,
£ __ат ___ т , т __ **
^агр 2 2
Поэтому предельно-максимальное значение коэффициент®
полезного действия в режиме В достигает = 0,785-
:--- ЕС = ——
2 4
т}& < 0,785,
т. е. в 1,57 раза больше, чем в режиме А.
В режиме В потребление энергии на единицу отдаваемо!
мощности оказывается значительно меньше, чем в режиме A, J
не только благодаря более высокому значению кпд. Дело в том
Что в реальных условиях работы, когда уровень сигнала изме-
няется, лишь в отдельные моменты достигая номинальной (т. q
максимальной} величины, средний за большой промежуток вреЗ
мени потребляемый ток оказывается значительно меньше tokaJ
потребляемого в момент номинального уровня сигнала,
I = — I .
' л гр 1 ш
Например, при передаче звуковых программ, как показали
исследования Н. М. Гольцман и Н. Л. Без л ад нов а [32], среднее
потребление энергии получается в 3—4 раза меньше, чем гтри£
усилении сигнала с непрерывно поддерживаемым максималь^
еым уровнем.
4.3.4, Режим АВ
Режим АВ является промежуточным между режимами А и В',
Этот режим находит применение при выполнении двухтактное^
каскада усиления мощности на экранированных лампах, у кси
торых динамическая характеристика в некоторых случаях не
имеет явно выраженного прямолинейного участка (рис. 4.20).,
Здесь уровень нечётных гармоник, как правило, мал только npsj
сравнительно большом токе покоя, что и является характерной
особенностью рассматриваемого режима. В режиме АВ постоянг
пая составляющая анодного тока при максимальном уровне
100
сигнала 1аСр сравнительно немного превосходят ток покоя /а&
ЭТо облегчает использование катодного смешения (рас. 3.17),
чт0 практически представляет интерес при небольшой выход -
ной мощности.
Рис. 4*20» Расположение динамической характеристики
ВА С при работе лампы в режиме АВ
4-3-5* Режим С
В случае режима С ток покоя лампы равен нулю, однако за
счёт тпгоФ что напряжение смещения устанавливается ещё более
высокое, чем в режиме В. лампы отпираются только при о и ре-
Рис. 4*21. Расположение динамической характеристики
СД'В при работе лампы н режиме С
Делённой величине амплитуды входного сигнала я угол отсвчкн
здесь оказывается меньше 90^ (рис. 4.21),
Режим С, характеризуемый значительным уровнем всех зъи>
anix гармоник, не пригоден для усилителей низкой частоты.
В то же время режим С отличается выажон экономичностью, Дело в том-
’’то коэффициент использования анодного тока £ = —-- г кок можно
до
101
установить из (4,23) и (4,26), стремится к 2 при U 0» следонателъно. nj
дельно максшлллькым значением т] является J (Ирл il 0), Режим С весьма п
роко используется в олтютактнш и дпу.чтяктных мощных: каскадах усплнтел
высокой частоты» применяемых в генераторах высокой частоты. Как отмечало!
такие усилителя, замечет наличия в них колебательных коптуроп, обллда
слоиста ми эффективной фильтрации всех высших гармоник, что и доп у сю
рботу в этом режиме,
§ 44. ПАРАМЕТРЫ И ПОКАЗАТЕЛИ ЛИНЕЙНОГО
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКА
4.4 Л. Связь между вторичными параметрами и показателями^
четырёхполюсника
Усилительный каскад представляет собой активный четырёэИ
лолюспик. При усилении слабых сигналов усилительный каска!
^усилитель) может рассматриваться как линейный активны^
четырёхполюсник.
Рис, 4.-22, Схемы прямого (я) и обратного (й) включгния четырехполюешпиь
Здесь Zx—ъыходкое сопротивление источника возбуждения, Z.2—сопротивление
внешней нагрузки
i
Начало и развитие теории линейных ?и<1 и иных четырёхпоЯ
люсникон было положено трудами советских учёных М. А. Бонч4
Бруевича [И], В. И. Ковалепкова [43], Э, В. Зеляха [41] и других.]
В отличие от пассивного четырёхполюсника активный четад
рёхнолюеннк («не автономный» по Э. В. Зеляху) характеризует-
ся четырьмя неззвисимы’мн параметрами, отгределяющихш вну^з
ренине свойства четырёхполюсника и не зависящими от внешний
условий работы, т, е. от значений внутреннего сопротивлений
источника возбуждения Zt (рис. 4,22а) на входе и сопротпвле?
ния нагрузки /я на выходе. Параметры четырёхполюсника удо&
но подразделять на первичные я вторичные.
К первичным параметрам относятся данные сопротивлений!
(проводимостей) .элементов, образующих принципиальную ил'М
эквивалентную схему четырёхполюсника, Например, в случдад
электронной лампы в число первичных параметров входят
Г]Г нт. п.
Под вторичными параметрами понимаются коэффициенты^
уравнений, связывающих токи и напряжения во входной и вы-
102
ходкой цепях четырёхполюсника. Из шести возможных систем
ур^рментш ня в более употребительной (применительно к иссле-
дованию ламповых усилительных каскадов) является следую-
щая система:
?1 — Vn/Zl У г/'s»
(4.37)
(4.38)
В этих уравнениях коэффициенты У;;, . . образуют систему
вторичных параметров.
К показателям четырёхполюсника мы отнесём величины, зави-
сящие от внешних условий работы, а именно: коэффициент усиле-
ния K,=U^Ui (ряс. 4.22а), полный коэффициент усиления /Сл =
= бга?£] (где £\— зде источника возбуждения)lj4a также входное
и выходное сопротивления Z^. = h — (6'2 Последняя
ве/шчпна находится при обратном включении Четырёхполюсни-
ка (рис. 4.226). Тогда соответствующие сопротивлениям проводимо-
с-!Н будут Улг= I jUt и Увмг = (/з/<А)лГр.
Система уравнений четырёхполюсника (4.37) и (4.38) позволяет
выразить показатели через параметры. Обращаясь к (4.38) и имея
в виду, что /г = -- УТ£\(рис. 4.22а)1),
откуда следует, что
K'V ~ГУ (4-39)
С' J I ЛП 'f J h
Представляя в (4.37) Д как ЛЧЛ, определим входную про-
нодпмоегь
(4.40)
иначе,
(4,41)
Для определения Уямт в системе (4,37) — (4.38) напряжение
в соответствии со схемой и рис. 4,225 полагается равным — Zj/Kr
что позволяет, путём исключения /ь установить связь между (/3 и
£ в следующем виде:
(4Л2)
Ъ Направление токия и поляряпстя напряжений в схеме на рис. 4.22# об>
^ачеиы применительно к об.цему случаю включения чгтырёхподтрсника, когда
л питание ведётся с обеих сторон.
103
При нахождении полного коэффициента усиления следует, учестЯ
что (рис. 4.22.а)
Г = KJC
L'l
где
г> 1
£ 1
м- (У а - yti (Уи + У-г-ГрУй.
ггредставлпет собой коэффициент передачи (напряжения)
цепи. Из (4.39), (4.42) — (4.44) следует, что
л - V*
(44
входы
fil
т- е.
__
п' £1
2J
(4.4^
4Л.2. Обобщённая формула коэффициента усиления
Во многих случаях эквивалентная схема усилительного кас£
када пли другой цепи по своему строению имеет вид двух noJ
следовательно соединённых Г-образных звеньев, как это пока*
Ззно на рис. 4,23. ’
Под обобщённой формулой коэффициента усиления (передачи,
мы будем понимать выражение для = U^U, Для определения)
Коб сначала найдём отношение напряжений Uf(b к LL Обращаясь
к схеме нз рис. 4.23т видим, что той
Рас. 4.23. Спо^ггЛиная эквивалент*
ная схема усилительного каскада
где — сопротивление цениг ра£
положенной
Умножив I
правее точек аб>
на ZBl„ найдём 0at>-^
откуда следует, что
__ м-
V ~ 1+^-
Так как
у* __ Zd J_ = _L + „L_, if, 6fa
в«ь Zc + Zd ' Zub Zt, Zc^Zd ' (, vgb jj
104
4* ^h!j
то
пли
________________________________________________ (4 47)
где 1% — 1'Z^ и 1zj =
Соотношение (4.17) т относящееся к цени, изображённой на
рис.. 4 23, в дальнейшем будет использовано для упрощения ана-
лиза различных конкретных схем ламповых усилительных кас-
кадов.
§ 4.5. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ, ПЕРВИЧНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
И ПОКАЗАТЕЛИ ЛАМПОВЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
4,5.1, Эквивалентные схемы усилительной лампы,
Междуэлектродные ёмкости и проводимости
На рис. 4.9 были показаны принципиальная и эквивалент-
ная схемы усилительного каскада с общим катодом» причём
Рис, *1.24, Принципиальная я эквивалентные схемы, выражающие свойства усили-
тельной лампы; здесь б3—генератор эдс p.Uri a G,—генератор тока SUC
данный вид эквивалентной схемы, воспроизведённой на
рис. 4.246, соответствует выражению закона Ома для анидной
иешг
+
U
(4.48)
где
^4? и Iit — — действующие значения переменных со-
ставлнющих сеточного напряжения и анодного тока.
Нетрудно убедиться в том, что выражению (4.48) отвечает
ещё один вид эквивалентной схемы усилительного каскада, в
105
котором усилительная лампа представлена генераторам тока а
развивающим ток неизменной величины S(jc и шуптиропаиндд
внутренним сопротивлением лампы Rt , что и показано Я
рис. 4.24а.
Действительно,
= 7+ 7,.„ (4.^
а отношение токов равно обратному отношению сопротивлений
L =^L
/а Ri
(•1.51
Исключая в (4,49) я (4.50) ток h находим выражение для Л
•г
(4-5Д
которое после несложного преобразования приводится к известнЯ
форме
Sf/r _ S ^г,_
Ri “ Ri т
til
Введённое здесь представление об эквивалентной схеме лашИ
в виде генератора тока Si), оказывается удобным при исследован»
усилительных каскадов, внешняя нагрузка которых образована Л
ряда параллельно соединённых ветвей.
Приведённые на рис. 4.9 и 4.24 эквивалентные схемы ли1И
в первом приближении описывают явления, происходящие 1
усилительном каскаде. При более строгом рассмотрении ела
дует принимать но внимание влияние междуэлектридиых при
Еодимостей лампы переменному току.
Как известно, между электродами лампы существуют ёмкости
например, у триода (рис. 4.25а) эти ёмкости таковы: между сетки
я катодом С1К, между анодом и сеткой проходная ёмкость СЯЙЦ
между анодом и катодом С<1К,
У более сложных ламп» в частности, у пентода, число междя
электродных ёмкостей значительно больше, по в нормальных раба
чих условиях ряд ёмкостей оказывается параллельно соединённым
в результате чего остаются три ёмкости: 1) 'входная ёмкость САЛ
(рис. 4.256), представляй ща я собой общую ёмкость между упрам
ляющей сеткой с. и всеми электродами, эквипотенциальными в ФЖ
ношении переменных напряжений катоду, К таким электрод™
относятся катод, защитная сетка c3j нормально соединённая с катЯ
106
дом, экранирующая сетка з при наличии блокировочного конденсато-
ра С-^ включённого на катод латы или на общий провод, если
последний эквипотенциален катоду (в схеме рис. 4.256 это условие
выдержано, так как сопротивление шунтировано конденсатором
£j и, наконец, проводящий баллон лампы; 2) выходная емкость
представляющая ёмкость между анодом и перечисленными
выше электродами, эквипотенциальными катоду; 3) проходная см-
Cltpi иначе, т. е. ёмкость между анодом и управляющей
сеткой с.
о)
Рис. 4,25, Между электродные емкости триода (о) и пентода (о)
Для общности рассмотрения в дальнейшем будем пользоваться
обозначениями Со., Слк и С , полагая, что в случае экранированной
Л а МП л! СдРд ж Н
Ясно, что за счёт наличия ёмкостей Ct7f С„г я CtiK между элек-
тродами лампы существуют проводимости реактивного характера:
f^.= r- Cn. Ь.г = тС(Г и bjK = wC^., Но междуэлсктродлые npino-
днмссти обладают и активными составляй щеми До., я Ак-
тивная составляющая входной проводимости лампы равна сумме
двух проводимостей
£ =/г’ ' (4.52)
из которых первое слагаемое — проводимость изоляции между соот-
ветствующими электродами лампы, а второе—обусловлено существо-
ван^ем сеточного токаЧ
Аналогично может быть найдена активная составляющая проход-
ной проводимости лампы
На сверх высок их частотах включает ещё одно слагаемое, отлб|>зжак>-
Шее &;-12-рйстз|тпе потерь за счёт влияния индуктивности катодного выгода я приб-
^В^кспия периода колебал нН к времени пролёта электронов через промежуток
катод—сетка [7бр
107
где междуэлектродпая гцкшодимостъ изоляции,
— — электронная проводимость промежутка сетка— анод.
Вообще говоря. — -г 0, что обусловлено, во-первых, завиЖ
а
мостыо 1С от иа я» вовтарых. излучением электронов с сетки
анод, которое имеет место у сравнительно мощных ламп с окснд^И
катодом в относительно небольшими расстояниями между элскт]И
даьш (6ПЗС, 6П1П н др.) при форсированном режиме рабатннИ
счёт сильного разогрева сетки, jT
Всё же в ряде случаев можно полагать, что g\ -J- ~^li
nc cfy.
Наконец, активная составляющая выходной проводимости лайя
Яск =
практически равна обратной величине внутреннего сопротивлении
лампы, так как проводимость изоляции промежутка анод — ка-пЯ
gQX, как правило, значительно меньше электронной проводимости
анодной цепи лампы gir
Таким образом^ полные проводимости между электродами ламЯ
определяются следлтощими выражениями:
= g„ + i w crt, (4.fl
r«c = g«c + i<»Cuc^i wCw, (4.^|
Схемы усилительного каскада с учётом междуэлектродных цдд
воднмостей лампы изображены на рис. 4.26.
j ?>
Рис. 4.26. Схемы усилительного каскада и лампы с показом междуэлектро.
проводимостей
Величины К*, Увй, КйЧ, S представляют собой первичные пар
метры активного четырехполюсника в виде лампового каскада.
Переходя от принципиальной схемы (рис. 4.26д) к эквивалента
схеме (рис. 4.266), промежуток анод — катод (между точками £
108
jufrtfibt представим в виде цепи, состоящей из параллельно соединён*
ПУХ генератора тока Git электронной проводимости = и Нро-
водимое™ выходной ёмкости. Очевидно, что суммарная про-
водимость двух последних ветвей, согласно (4.57), равна l'dKi
К этому же промежутку а — я присоединена и проводимость У'2
внешней нагрузки. Направление тока З'Ц. соответствует полярности
мгновенного значения входного напряжения Ut.>
Из принципиальной схемы (рис. 4.26а) видно, что проходная
проводимость 1 подключена к точкам са, а входная — к точ-
кам гач неё это и показано на эквивалентной схеме (рис. 4.266).
Наконец, к точкам с к подключён источник возбуждения GP
об;к-|Даюш-Ш[ выходной проводимостью.
4.5,2цКаскад с обшнм катодом
П ршщигшальная и эквивалентная схемы. Принципиальная й
эквивалентная схемы каскада с общим катодом изображены на
рис. 4.27. Эти схемы отличаются от схем, приведённых на рис. 4.26,
Рис. 4.27. Схемы каскада с общим катодом
обозначениями входного и выходного напряжений, кроме того, зна-
ком «земля» отмечен общий провод. Новые обозначения и направ-
ления токов /х и /3 вполне соответствуют общей схеме четырехпо-
люсника (рис* 4,22); направление же тона SGj от анода к катоду
лампы отвечает полярности мгновенного значения входного напря-
жения (,/р
Из схемы на рис. 4.276 следует, что
я
109
4 Ms - г + (к,,,+v.M
Сравнивая последние два уравнения с (4.37) и (4.38), влд|йД
что
Используя ф-лы (4.39) —(4.42)t находим выражения для коэ(
фициента усиления каскада с общим катодом и его входной и bj
ходнрй л рсво димостей:
К = = -^'S -'' У'пАг , (4.6
kj ja, 4“ Удр
= У1:к 4- (1 -Л) = Гск + Уае ~1^±nv~. (4.6$
гe(J, - Уак + Уас (4.6^
»
В большинстве случаев нет необходимости пользовался полиьЙ
ми ф-лами (4,62) — (4*64); эти выражения могут быть значителый|
упрощены, так как обычно:
S»|FaJ,
I -Г п I
] у I । у
4 Г1к I ' •• ! Я? тт 1 V IV *
[ ' агт j 1 ;
и тогда:
х' = Т-'->—Т5Г- НЖ
41 J .74° •• ’ 2
Остановимся на более подробном рассмотрении трёх последних?
выражении.
К№}н}шциент усиления. Согласно (4.57). Угг/_^— 4-i w Сак^
поэтому
= ------- (W
1 — +1» С,„. + У.
'ч
Проводимость выходной ёмкости Сдй удобно отнести к внешней
нагрузке Пусть
Г„-Г3 + 1шСдк, (4.69)
тогда
или
К = 4^ =--------(4.71}
t-Ч Я, I Za
ГДе
zu = —-, а ц = $/?(.
J ti
Знак минус перед правыми частями формул для К показывает»,
что между выходным U2=^&a и входным Ох = Ос напряжениями
каскада с общим катодом существует сдвиг фазы в ] 80\ дополня-
емый к фазовому углу (аргументу') комплекса Zn/(/?f-ZJ. Если
Zu представляет собой активнее сопротивление га» то Ua n Uc точ-
но противоположны по фазе (см. диаграмму на рис. 4,6 и схемы
на рис. 4.24).
Для определения коэффициента усиления каскада с общим ка-
тодом удобно использовать одну из эквивалентных схем, которые
даны на рис. 4.24.
Напримеру взяв в основу схему рис. 4.24#, увидим, что
SUC
откуда
S
совпадает с выражением (4.70).
а>7 прсводимасгпь. Для получения развёрнутого выраже-
ния для входной проводимости каскада с ебщим катодом обратнм-
я * ф-лам (4.66), (4.70), (4.55) и (4.50), из которых следует, что
= К,- -Ь Упе (1 - к) = g£Jt + i Ш Сек + i со Ctlc I I г ——-----------------
\ Р- KiI
(4.72)
lii
Проводимость анодной нагрузки, равная, согласно (4.69),
>-'a = y3b'Cw.
в общем случае комплексна, т. е.
Уа = ёа + '^‘а- (4.7&
V
Это значениеподставим в (4>72\ полагая — = g-T
^=?.. + i“C.,+ i»'Catll+ S Н-Й1
» 51 : £Л I И'д
Чтобы получить окончательное выражение для Kffr, следует нЯ
бавитъся от мнимости в знаменателе и сгруппировать вещественна^
и мнимые слагаемые- После такого преобразования подучим
где
и
(4.7{д
(47?|
&rtr = w Сот + w Сас
1 ~г
S(fl> 4-gn)
(&+ gar~ + i%
(4-7?!
Реактивная составляющая входной проводимости каскада nd
ложительна, следовательно, она представляет собой правсдимоста
некоторой ёмкости СЛд, являющейся входной ёмкостью усилитель
ного каскада. Очевидно, что
(Si + -г
(4.7^
Проведенное исследование показывает, что по отношению к иЙ
точпику возбуждения Cq (рис. 4,27) усилительный каскад (эдеги
с общим катодам) представляет собой нагрузку, содержащую пм
раллельно соединённые: сопротивление — и ёмкость Сах (рисА28М
•&с.г |
Из (4.78) следует, что входная ёмкость каскада зависит не толы
ко от параметров лампы S н g;=—, но и от данных нагрузки
в анодной цепи ga pi btr Последние две величины зависят от частив
ты, таким образом, в общем случае, =
Прп активном характере анодной нагрузки = 0) дрей^
—£ (gr + gJ равна модулю коэффициента усиления
(Si -г
К , (4-79)
St "Г go Н-
1J2
тогда ф-ла (4.78) заметно упрощается
СЙЛ- — Ct. -t- C4c (I - Д)(
(4.80)
При комплексной нагрузке (g„ =£ 0, blt 0) практически 'также
можно пользоваться ф-лой (4.80), которая в этом случае даёт отно-
сительную ошибку | AJ^ в величине коэффициента при Слс ввыраже-
нШ1 (4,78) не более - । 'т* . где 7 — фазовый угол комплекс-
ного коэффициента усиления 7(
этом |А|<6%1 что вполне до-
нес гимо.
Наличие ёмкости СЛл. небла-
гоприятно сказывается на режиме
ранеты предшествующего каскада
h/пт другого вида источника воз-
буждения. На верхних частотах
диапазона проводимость ^Гг=!шСЛ1,
сн у даёт заметную допол китель-
Обычно I 7, < 45 и А' 3» при
Рис. 4.2Я. Эквивалент плодной цепи
уснлитслыюго каскада
чую нагрузку, а это, как вытекает
ьн соотношения (4.70), приводит к уменьшению усиления предшест-
вующего каскада. Вообще спадание частотной кривой Л —-И/) в
ибпасти верхних частот (рис. 2.1 и 2/2) в большинстве случаев
обусловлено влиянием некоторой ёмкссти шунтирующей анидную
цепь, a является одной из составляющих Cfl.
Пусть для простоты рассуждения нагрузка н анодной цепи но-
сит активный характер (фо = 0 и тогда, как следует из
। 4.70),
Если в рассматриваемом каскаде находится триод, то обычно
г j = (1 — 4)А\ и /< = (0.5 — 0,8) р. Вместе с тем проходная ёмкость
'?.г у триодов сравнительно велика, поэтому s среднем входная
ёмкость каскада на триоде значительно больше, чем входная ём-
кость каскада на пентоде.
Так, например, у триода 6С2П р*. — 55, С^^5,5 пф и Слс —
-= 0.35 пф. Если считать Д' ~ 0,6 щ то К = 33 и Сйх = Сс* + Cai.
П -1- /<) = 5,5 Н- 0,35 (1 зз) = 17Д пф.
Генераторный же триод с водяным охлаждением ГУ-ll Л харак-
теризуется параметрами: у. = 55, СГЛ_—55 пф и Ctlf -- 45 пф. Если
Л = 0,6 и — 33, то
С*г -- 55 4- 45 (1 + 33) -- 2035 пф.
У пентодов и тетрсдов ёмкость Ст. значительно меньше; так
как в этом случае •> г11У то /< <; р. Практически каскад ня пен-
юде позволяет получить коэффициент усиления до 250.
* -237 ИЗ
Минимальным значением Сас обладают малом щные пентодьЙ
например типа 6КДП. £>>К1П и др. Первый из них позволяет полу!
чить К порядка 100, причем C/Jf=0,003o пф и С^=5,5 пф, Прй[
этих данных
CHV -= 5,5 |- 0,0035 101— 5.5 0,35 = 5.85 пф.
С другой стороны величины междуэлектрсдиых ёмкостей лучеЦ
вого тетрода 6ПЗС таковы: Сл.= И яф и Cwt. — ] пф. В режиме
усиления, мсщиссти этот тетрод даст 16т тогда
CffX=-. 11 + 1(1 + 16)^ 28 Пф.
Таким образом, входная ёмкопъ каскада на триоде может но-:
лучаться самой большей величины: причём главную роль играет'
динамическая составляющая Сае (1 /Q. У лучевых тетродов и
мощных пентодов ёмкость Cjrr значительно меньше, и сба слагае-
мые Сск и Ci/c (1 -Ь /() оказываются примерно одного порядка.
В случае же использования малсмсщных пентодов главное значение
имеет первое слагаемое С^, влиянием же Сас вообще можно пре-
небречь, полагая, что
С„ = СХ. (4.81)
Активная составляющая входной ппевгднмссти усилительного
каскада gsx< как следует из (4,52) и (4.76), раяна сумме трёх сла-
гаемых
। dir
Sfije — “ г
OUs
S &д_____
(£/ “Г &Ф* "г
(4.82)
Здесь gct; представляет собой проводимость изоляции, которая
в обычных условиях, так же как и электронная проводимость
* -
— при отрицательных значениях н . может быть принята равной
нулю. Только при возбуждении каскада от источника с очень боль-
шим выходным сопротивлением, например фотоэлемента, приходится
считаться с влиянием grx и —даже и при и. <; 0.
Допустим. 4TOg(K — 0 и — = 0, тогда
(?Ur
bfj
"5“ guF +
(4.83)
где grf—динамическая активная проводимость.
Если нагрузка в анодной цепи лампы носит активный характер,
то Ьа — 0 и g-tf :=(.). В случае комплексной нагрузки ёмкостного
характера 1\ > 0 и gj > 0, При индуктивном характере анодной
нагрузки Ьа < 0 и gj < 0, т. е. динамическая активная проводи-
мость становится отрицательной.
114
Как известно, отрицательное активное сопротивление, шун-
тцоунзтее колебательный контур, может вызвать при опреде-
лённых условиях возникновение незатухающих колебаний. Это
может произойти и с усилительным каскадом (усилителем), если
наряду с индуктивностью в анодной цепи в сеточной цепи лам-
пы также имеется индуктивность, образующая вместе с между-
..ь1гктродными ёмкостями контур, при условии, что потери в се-
гочпом контуре малы или ёмкость С tlc достаточно велика [22]-
Появление паразитных колебаний, т. е. самовозбуждение
vcn/штеля, не допустимо и следует заранее предусмотреть из-
местные меры борьбы с паразитной обратной связью ёмкост-
но го характера. Чем меньше по абсолютному значению динами-
ческая активная проводимость gd , пропорциональная тем
меньше вероятность возникновения паразиты oil генерации.
Так как С иг — не только ёмкость между электродами самой
.темпы, но включает в себя и внешнюю ёмкость между прово-
дами, присоединёнными к аноду' и сетке, то важно не допускать
параллельного и близкого расположения этих проводников и осо-
бенно проводников, относящихся к входным и выходным цепям
усилителя, состоящего из нескольких каскадов.
Полезно анодные и сеточные проводники заключать в экра-
ны, так же как и лампы и соответствующие детали, находящие-
141 в «активных» цепях каскадов. Экраны, естественно, следует
присоединять к общему проводу ’).
Устойчивость работы усилителя повышается при шунтиро-
вании индуктивностей активными сопротивлениями и ё м костя -
мн, так как я то и другое приводит к уменьшению добротности
образующихся в схеме колебательных'контуров.
В заключение отметим, что при рациональном монтаже на
металлическом шасси, применении экранов и активных шунти-
рующих сопротивлений в первых каскадах усилителя вероят-
ности самовозбуждения за счет влияния электростатической па-
р аз и твой обратной связи довольно мала. При технических же
расчётах каскадов, работающих при ff=0, допустимо принимать
-0.
Выходная проводимость. Согласно (4.67), выходная проводи-
мость усилительного каскада с общим катодом приближённо равна
выходной проводимости лампы
К,„Г = У ~J- + iwC
вЫХ ЛК £ 1 ок-
Напомним, что знаменатель выражения (4.65) для коэффициен-
та усиления Д' равен сумме где — прсвгдимостъ внеш-
ней нагрузки. Если реактивную составляющую выходной проноди-
’) Следует иметь в виду, что применение экранов не всегда возможно,
ибо экраны значительно увеличивают ёмкость входных и выходных цепей по
отношению к общему проводу, т. е. ёмкость Со (см. стр. 284,
Н5
мости относить к нагрузке, вводя, как это было сделано, обозпача
ние — К, -J- i о» Са'[о выходной проводимостью каскада будет
ЯВЛЯТЬСЯ внутренняя проводимость лампы gi= J-. Во всяком слщ
чае, надо принимать во внимание, что три проводимости:
и К2 находятся ъ параллельном соединении (см. рис. 4.26).
4,5.3, Каскад с общей сеткой
П ринщтиальная и эквивалентная схемы. Принципиальная
-эквивалентная схемы каскада с обшей сеткой приведены на рис, 4.Й
Входные зажимы кс шунтированы входной проводимостью ламп
Рис. 4.29, Схемы каскада с общей сеткой
У^_. К выходным зажимам ас присоединены апод и сетка лампьЦ
ъ проходная проводимость Наконец, внутренняя цепь лам»
гты (промежуток катод—анод) оказывается присоединённой к точ4
кам на. Согласно схемам рис. 4,26, этот промежуток эквиваленте™
цепи, состоящей из генератора тока SUf, а в данном случае St/Д
шунтированного выходной проводимостью лампы Кал;,
Направление тока SUX соответствует полярности мгновенного зна^
ченпя входного напряжения поступающего на сетку в рассмаляг
рнлаемый момент со знаком минус. Значит, направление переменно^
составляющей анодного тока противоположно направлению постоя
ной слагающей. Из эквивалентной схемы (рис. 4.296) видно, что
Л = Y^U1 + SUL
и
/2 = у„Д/3 - S и, - у-аД U, - 1л).
Обращаясь к уравнениям четырёхполюсника
видим, что в данном случае:
(4,37) и (4.3S), М1Й]
(4.84)
{4.85>
(4.86)
(4.87)
1 Hi
Далее на X. 1\:.. И Гны< основания (4.39)—(4.42) находим выражения для X - ~ — , (4.88)
>'.м = + S 4- Г (1 — к) = Y 4- (Ипг т2 < г (4.89) 1 ЙХ ' 4 ' ГХ V -V IV 1 f 1 у«е-Т Гг
(4.90)
В формулы, определяющее Л\ УйЛ я входит
' < Согласно (4*57), К =; ——j- i ш С > поэтому
.К ' f UK * «?С
сумма S —
№
Ri
j \ 2
Так как почти всегда S -j -- >
tfi Л ак
S + Y ^S + — = 1±£
/г,- /г,-
Кроме того, было показало [ф-лы (4*55) и (4.56)], что |
- »‘"С^ и Уог == i wСаг Можно также считать, что ^S4- — j >
(Г0^к +10 Принимая во внимание все эти соотношения,
можно упростить исходные выражения (4.88) — (4.90).
Коэффициент усиления
1
5 р —
К = » —----------------------------* (4.92)
-Р 1 <р (С/:к + Cflt) т Уа
Если ввести обозначение
Y = У, + 1ш(Г Д Свг) = — .
а - । \ fis ««/ 7
то получим
V
° \ i Й
1
+у'‘
(4.93)
(4.94)
117
Отсюда видно, что здесь лампа не создаёт дополнительного фа*
зового сдзига в ISO \ в отличие от каскада с общим катодом.
Для нахождения коэффициента усиления каскада с обшей сет*
кой можно также использовать эквивалентную схему. изображён*
ную на рис. 4.30.
Входная проводимости На основе принятых допущений'
ф-ла (4,89) принимает такой вид:
(5-Ь * + * “ £«4
Y,,^n 4- ---------— • <4-95>
' “4-^t + i ш(Сйк+Сое)
Как следует из (4.92). дробный коэффициент при 4-
в ф-ле (4.95) представляет собой коэффициент усиления К . поэ-
тому
ь
r., = *.+ i«C«+'?P'. + '“>c-)' (4'9Й
Рис. 4.3CL Эквивалентная схема, используемая для определения
к(ьф.(яодента усиления .каскада на лампе с обтёй. сеткой
В отличие от каскада с общим катод эм кажа д с общей сеткой
обладает значительно большей входной проводимостью. Действи-
тельно, сравнивая выражения (4.72) и (4.96), мы видим, что вместо
малой величины | Ync(1 — АГ)| н (4-96) входит значительно большая
|(Н> + i/СЛД так как обычно | У'г) ;> | Удг|= « Сас.
Так же, как и при исследовании каскада с общим катодом,
представим входную проводимость суммой двух слагаемых
Для вычисления составляющих g7r и в (4.96) подставим зна-
чение К из ф-лы (4.94), в которую вместо Уа и 1/ft введём gff-!
+ ibff и gh Используя, кроме того, равенство (4-93), получим:
(S т- Я/) Igtf (g/ 4 Я J -Г ьа (/Jtt — '!> С
'= к“+------- ^,7^--------
. г . (S + gj)«с,к(gi-t-sji
»«=»С„+-------------------
(4.97)
(4,98)
Активная составляющая входной проводимости положительна
при активной нагрузке, когда Ьа = 0. В случае комплексной нагруз-
ки динамическая активная проводимость
при значениях Ьа. заключённых в пределах
становится отрицательной, если только — (шC„N)- > -“Ь
4
Ио, как следует из (4.93),
=£а+1 Ьа= У2 + i to (C^. + C„f)=^s | (4Л01)
где и Ь2 — параметры внешней нагрузки Y2 (Yft следует рассмат-
ривать как суммарную нагрузку, включающую в себя ёмкост ггъге
проводимости лампы).
Соотношение (4.101) позволяет выразить ba через Ь2
ьа = ь2 \.^Сак^Саг). (4.102)
Используя (4JU2), приводим неравенство (4.100) к такому виду
w В1 » <£
Из последнего выражения вытекает, что динамическая ак-
тивная проводимость gd отрицательна только в определённом
диапазоне отрицательных значений проводимости т, е. при
индуктивном характере внешней, нагрузки. В усилителях
низкой частоты каскад с обще!; сеткой, как правило,
работает на активную внешнюю нагрузку, зашунтиро-
наиную емкостью, поэтому активная составляющая входной
проводимости рассматриваемого каскада обычно является по-
ложительной величиной, что обеспечивает устойчивую работу
усилителя. Реактивная же составляющая входной проводимости
каскада, как видно из (4.98), может иметь любой знак, т. е.
отвечать как ёмкости, так и индуктивности, шунтирующей со-
противление ----
Ян л
1 Ш
Выходная проводимость. Другой особеннссгъю каскада с общей
сеткой является ю, что выходная проводимость ЕдыЛ существенно
зависит от данных выходной проводимости источника. возбуждения
Ki. Сели условия работы таковы, что проводимости ёмкостей
и Cttc близки к нулю и == gc* -р i<^CrJr 0, то» как следует из
(4.90> и принятых выше обозначений,
где — — выходное сопротивление источника возбуждения.
Формула (4.103) показывает, что выходное сопротивление каскада
с общей сеткой
а я
Рис 4.3L Схемул каскада с общим анодом (катодного повторителя)
вообще говоря, больше, чем у каскада с общим катодом (в послед-
нем случае ZUWT^/?i).
4,5.4» Каскад с общим анодом (катодный повторитель)
Принципиальная и зквива.1ечт.чач схемы. Прияципяальпая и
эквивалентная схемы каскада с общим анодом даны на рис. 4.3 L
Переходя к эквивалентной схеме, мы видим, что проводимость
Ког промежутка сетка — анод оказывается подключённой к точкам
с и а. Выхсдная же проводимость У'^ как известно, шунтирует
промежуток анод — катод лампы, значит, в эквивалентной схеме
она должна быть подключена к точкам к и а. Одновременно этот
промежуток шунтирован генератором тока где
^С==(Л —(Л.
Наконец, входная проводимость лампы У'^ представляет собой
проводимость промежутка сетка—катод лампы, следовательно, эта
проводимость должна быть присоединена к точкам с и к схемы.
Из эквивалентной схемы следует, что
й = yJ.^ + r„(t7, - С'2)
120
и
(4.109)
, (4. НО)
(4.JHI
Ц - Г „ L's - S (иL - LL )- Г. JC.\ — (?«)•
Обращаясь к уравнениям четырёхполюсника (4.371 и (4,38b
сзнаём» что здесь: <
= (4.Юо>
rJS = -Yra. (4.1 Ofi)
Ги = - (5- KJ. (4.107)
r3E = S-|-r, + FK. (4.1 OR)
Используя ф-лы (4.39)—(4,42)» находим выражения для Л\Иаг,
}'жг рассматриваемого катодного повторителя:
ДЛ _ Ъ'ц _ ' J их
= уа{ г >;, (1 - к) =- уа, + уг:к
i г <а ' ал - ’
.. = у 45 - гм ) (Г„г + г, )
“*' ,,к 1
С целью упрощения последних выражений примем
S -р Y =к S.
f ГЛ
что возможно в обычных условиях работы, и, как и прежде, замку
ним Уи на — -г'НоСлл_, Коэффициент усилении
Ri
К =~ - ----------------. (4 112}
h 5 Т
Относя ёмкость Сш к нагрузке, введём обозначение
+ i luCUfi.
где — проводимость нагрузки в катодной цепи лампы, тогда .
X ----SJ_±?....._ . (4.J 13)
';i s - L У, <
R, * 1 - ц
где г
I к
Эквивалентные схемы, отвечающие выражениям (4,112) и (4.113),
показаны на рис. 4,32.
В отличие от каскада с общим катодом коэффициент усилении
катаного повторители всегда меньше единица Другой
121
особенностью рассматриваемого каскада является отсутствие до-
полнительного сдвига фазы в 180р; при активном характере сопро'
тивления нагрузки Zx выходное напряжение совпадает по фазе;
с входным напряжением Uy. Интересно, что напряжение на сетке:
Рве. 4,32. Эквивалентные схемы, используемые для определения коэффициента
усиления катодного пояторнтеля
лампы Ur меньше входного напряжения UL, Вообще напряжения
Ut, Uc и 02 связаны такими соотношениями:
6;.= (4*1)4)
и
U-. KUl —^67. (4.115)
1 — А
Входная проводимость. Полагая У cj< = gcK i w CCfi и ) ()Г =
=^1шСЛ₽ для входной проводимости, получаем ^следующее выраже-
ние:
- А) + i <« [CUf -I- С„(1 —АЛ]. <4. J IG)
которое^ показывает, что, вообще говоря, входная проводимость
катодного повторителя относительно невелика-
ь Для определения активной и реактивной составляющих прово-
димости У;1Х примем, что проводимость катодной нагрузки комплекс-
на, т. е*
У« = ^-Н^- (4.117)
Подставляя (4Д13) в (4.116) и учитывая (4.117), находим вели-
чины и btx:
~ + ?* ) (s + -4 + И -5 - Сск bK 4
(i + gi -I- 1-^
(ffH-g* )(S+g; -i gK)-rf£
_________Sc-r i>K
(s + gi + g,, )* -1- i>t
4.119)
где e<=
122
При активной катодном нагрузке (рл 0) коэффициент усиле-
ния становится вещественным и выражения (4.118) и (4,119) зна-
чительно упрощаются:
(4.120)
=шС„г + шС(Х(1-Л').- (4.121)
Из последнего равенства находится входная ёмкость катодного
повторителя
с„ = -^ =Caf + Cjl - К). (4.1221
ш
При комплексной нагрузке со слабо выраженной реактивностью
(gi + gK) (S + gi + £*)] расчёт Ce t можно вести по ф-ле (4.122).
однако здесь надо считаться с тем, что динамическая активная
проводимость
5 «> с ь
не будет равна нулю. Эта проводимость при ёмкостной катодной
нагрузке (Ьк > 0) оказывается отрицательной, что при неблагопри-
ятных условиях, вообще говоря: может привести к самовозбужде-
нию усилителя. Для повышения устойчивости здесь следует при-
менять те же меры, как и в каскаде с общим катодом, учитывая
только, что в данном случае роль проходной ёмкости играет ём-
кость которой пропорциональна проводимость
Выходная проводимость. Основным достоинством катодного
повторителя является небольшая величина. выходного сопротив-
ления Z&MX = у— - Правда, это преимущество в полной мере реа-
лизуется лишь при условии, что проводимость источника возбужде-
ния значительно больше входной проводимости лампы +
-f- itnC^. Если это условие соблюдается, то из (4.111) и с
того, ЧТО 5 + ~Я, можно получить
при этом выходное сопротивление каскада равно
7 = 1 — J1L-
i + u1
учетом
(4.123)
(4.124)
123
При больших значениях р выходная проводимость катодного
повторителя практически равна крутизне характеристики лам-
с ~ I
пы а выходное сопротивление —.
Б другом крайнем случае, когда источник возбуждения G (
обладает высоким значением выходного сопротивления (Kj^O)1).
(4.1 25)
Если одновременно | У'flc | <Z | что возможно при использо-
вании ламп с экранирующей сеткой, то
(4.126)
т. е. в этом случае выходное сопротивление катодного повторителя
2И1ЧТ оказывается таким же, как и у каскада с общим катодом,
4.5.5. Сравнительная оценка показателей различных
схем включения усилительной лампы
Из проделанного рассмотрения следует, что наиболее эф
фиктивным в обьвшых условиях работы является каскад с ось
щим катодом, обладающий! в общем высоким входным со про
Рнс. 4.31 Схема побуждения уси-
лительного каскада irr двух источ-
ников
тявлением и позволяющий полу-
чить большой коэффициент усн
ления. Выходное сопротивление
этого каскада практически рав-
но вн утреннем у сопротивлению
лампы.
Каскад с общей сеткой так-
же позволяет получить большой
коэффициент усиления. Тем не
менее в обычных условиях ра-
боты применение такого каска-
да оказывается неудобным глав-
ным образом вследствие того,
что его входное сопротивление
сравнительно мало, а выходное сопротивление велико (больше,
чем /?/). Этот каскад представляет интерес а те_х случаях, ког-
да требуется подавать на вход усилителя напряжение от двух
источников £7] н G-2t соединённых с общим проводом (рис. 4.33).
При этом по отношению к генератору G* мы будем иметь кас-
') Например, при воз буж дем ни катодного повтори Teas? пт фотоэлемента
124
ixLiJL с общей сеткой. Каскад этого типа нс вносит постоянной।
фазового сдвига.
Катодный повторитель также применяется только в спедналЬ'
иых случаях, когда выигрыш, получаемый и смысле уменьше-
ния выходного сопротивления (приблизительно в р раз), имеет
решающее значение, а отсутствие усиления [К~ 1} по условиям
работы допустимо. Преимуществом катодного повторителя яв-
ляются также сравнительно большая величина входного ссшри-
7 явлен и я и число схемное удобстве, связанное с тем, что один
;н зажим он внешней нагрузки непосредственно соединён с огт
мим проводом.
1J1ABA ПЯТАЯ
ЭЛЕМЕНТЫ ТЕОРИИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
§ 5.1, МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ
5.1.L Двойной интеграл Фурье
Как известно, периодическая функция, в частности Uj ffj,
удовлетворяющая условиям Дирихле1). может быть выражена
сходящимся рядом Фурье
Mj (О = Uiep + 2 C0S (л * — '!’») <5'11
rt=l
где
— —- — 2тт
* с
— угловая частота отвечающая периоду функции причём f£
представляет собой основную чсггпшпу ряда.
Коэффициенты разложения находятся следующим образом* Сред-
нее за период значение входного напряжения
Тс
(5.2).
i с J
О
амплитудное значение л-й гармоники (составляющей напряжения
частоты nft.)
/л.. = <s.3>
н её фаза
= arctg , (5.4)
J) Т, е< период функции w, (/) может быть разделен на конечное число ин-
тервалов, б каждом яд которых функция непрерывна и монотонна и во всякой»
точке разрыва р) существует цг {/ + 0) и (/ — 0).
126
ГД?
^:1тпс
И
^‘intns
2 С
лт I wi (0 c°s л г dt
£ J
1}
>с
□ р
— I их (О sin ыг tdt
Гг J
(5-5)
Выражение двойного интеграла Фурье выводится наиболее просто,
если воспользоваться формулами разложения в ряд, представленными
в комплексной форме.
Полагая в (5J)
СОЗ («И t — <Ы =
(S' Г Я' Л— £ \ С- Л''
(5.61
получим
+ (5.7)
п = 5
Далее введём понятие об отрицательной угловой частоте—яш.,
что возможно при пользовании символическим методом, ибо измене-
ние знака ш означает изменение знака реактивного сопротивления
цели. а следовательно, и знака её фазового угла.
Считая (l^ положительным, будем полагать п как положительным,
так и отрицательным целыми числами. Тогда амплитудные значения
напряжения при costnw^Z— фД ссзлиД и sinno\J, согласно (5.3)
и (5.4), будут связаны между собой следуоцим образом:
^imn = = t/ira„ e“'V (5.8)
= Uimnt -A = Ulmn егА . (5.9)
Кроме того, примем, что
<
тогда ряд (5.7) нам удастся привести к такому виду:
“l(0 = T S ^e4nV“<)'. (5.10)
иначе,
= y S (5J1)
rt =- Гр
127
Как видно из (5.8) и (5.5),
Г
О <* —_ ...
v,mn ' ш. (п.12)
г 5
Подставляя 15-12) в (5.11), получим выражение ряда
комплексной форме
(и -= л ш ,
Фурье н
(5,13)
Вводя обозначение
где <ц—угловая частота л-й
выражения ряда Фурье:
(5.14^
гармоники, получим следующую запись
- Г Тг
М0=ф£ dl
fl —ip A
(5.15)
e
Все предыдущие выражения относились к периодической функции.
Что же касается функции непериодической. то она может быть
представлена рядом Фуры? толью тогда, когда нас интересует ве
вся область изменения аргумента t. а лишь некоторый конечный
интервал его значений от до £>- Вне этого промежутка рад Фурье,
очевидно, описывает периодическую функцию с периодом 7Jг = /3-
Но ряд Фурье не может быть использован как для гармонического
анализа, так л для изебраженяя непериодической функции, сущест-
вующей на бесконечной осп от — со до *|- < или мтя бы на бес-
конечной полуоси от 0 до Н-ос.^
Непериодическая функция, в частности, напряжение Ui(0, удов-
летворяющая условиям Дирихле и в то же время абсолютно инте-
грируемая в бесконечных пределах1), может быть изображена не
рядом, а двойным интегралом Фурье.. Двойной интеграл Фурье для
бесконечной области значений аргумента i играет такую же роль,
что и ряд Фурье для конечного интервала Тг, Формула двойного
интеграла Фурье, легко выводится из выражения (5J5) для ряда
Фурье, представленного в символической форме. В (5.15) полагаем,
что период Tt, рассматриваемой функции ит(7) бесконечно возрастает.
Так как
ЗВ
J) У абсолютна инте1 рируеыий функции I | Uj (0 | di равен конечному числу
128
то при Тс со дробь — будет стремиться к пределу , где d w—
дифференциал угловой частоты, а I в выражении (5.15) превратится
в интеграл.
Таким образом, в пределах ври со выражение (5J5) при-
мет вид формулы двойного интеграла Фурье
— «в
- Г Л
е d«>.
(5.16)
——Л
Введём обозначение
—!«*/
«1(0₽
(5.17)
где Р(<>0 носит название спектральной функции или спектральной
плотности данной зависимости иД0. Тогда получим формулу ин*
теграла Фурье
«с (')==“ J
—«
a w.
(5.18)
Выражение (5*18) показывает, что непериодическое напряжение
«1 (0, удовлетворяющее условиям Дирихле и абсолютной интегри-
руемости, представляет собой сумму бесконечно большого числа
гармонических колебаний, имеющих бесконечно малые амплитуды
dUint = F(to)dto (5*19
и определённые фазы Фг (<п\ зависящие от частоты.
Частоты зтих колебаний занимают сплошной спектр от ш =
= 0 до ш = ос. так, что рядом стоящие бесконечно мало отлича-
ются между собой, В самом деле, из (5*17) и (5Д8) имеем
ut (0 = — ( р (i uj) еы du> = — ?Г F (щ)е J 4 ш, (5.20)
2 J 2 J
— со — се
т, е.
*• <Е
»1 (0 = -!- j F (id) CCS [ш i — (ш)| dcu т
2 J
+ »
- J F (tn) sin [w t — (w)j d w.
—
9—237
129
Ц-rt ft
Так как <|y(—ш) = — (ю), j" cos hi/ = 2 J cosm/^ш Д
-4? 6
-M
J sin ш 1 d™ = 0, to
—л
«1(0= ^F(»)cos [01/ - . (»>)j du>. (5J8|
0
Очевидно, что б последнем выражении F(^)d^ и является бё|Я
конечно малой амплитудой. Отсюда следует, что слектпралькД
плотность F (<и) представляет собой коэффициент пропорционалЯ
поста между бесконечно малой амплитудой dUlfn к днфференцщ
алом угловой частоты dw. I
ГрасЬик зависимости F 6Ф носит название частотного г?;екгп/ма
Рассмотрим теперь вид спектральных функций ступенчатого нД
вряжепня
»1<Л = С'о1(/) (5.2Я
и единичной функции.
Как видно пз ряс. 2.9, единица я функция п ступенчатое папрЛ
женпе не обладают свойствами абсолютней интегрируемости и нД
посредственное разложение пх с помощью интеграла Фурье нсвозможнЯ
Чтобы преодолеть это затруднение, введём экспоненциальный мня
житель е“₽/ , где р > 0( и напряжение на входе усилителя npcjjf
ставим и таком виде:
«!(;)= L'oe^' 1 (/).
Спектральную функцию вычислим по ф-ле (5Л7)+ Так как npi
£< 0 ^i(/) = 0, то
F(ii»)= -Г j’ u.^fT'^dl = -Т- f dt,
—JO 6
T. e.
F ,(l ui) = —
_____Mi______
” (3 ”T i
Из (5.23) находим модуль к аргумент спектральной функции:
F(W)=-------S=-/. (5.24)
“ р' р* ' О)
) = arctp . (5.25)
130
Полагая р 0, пряжения: находим решение для случая ступенчатого на- jP-(i <0) =-Д^—, (5.26) Г /»= Тк, (5.27) TL(tl к (ш) = ,£ (5.28)
Формулу интеграла Фурье для напряжения Ui(0 — 1 (О
найдем, подставив в (5*18) известное нам значение 5(iw) [выраже-
нле (5/23)],
+ чс
(/) = Со е'я -1(0= J- f F (i <0 ем di =
Полагая здесь е‘"'/ = cos t + i sin tt избавляясь от мнимости
в знаменателе л
ПОЛУЧИМ
<•
группируя вещественные п мппмые слагаемые,
откуда
(?) + i-0
й COS . 1Л f (fl J
—— ------а и> 4—— i --------------а Ф,
к? 2тт;• J • “Г^
— »
Вследствие чётности подынтегральных функций
«, (П=I'..-’ МО - (' Н f -а «.
Ь а
Как^пзвестно1), при t > 0
5С
J* COS (и/ . “
I---------- и (|> — — С ,
fi- + 2*
Ц См. В. И. Смирнов. высн:ей матемятикп*. Изд. 4*е* том Ill, ч. 2,
стр. 223. Гостемиздат. 1953.
<р 131
поэтому
и, (/) = Uo е~3' 1 (/) = е^' f dti) (5 2SiJ
2 " J rf го3
o
Полагая в (5.29) £ 0, получаем формулу интеграла Фурье для
с тупенчатото напря ження
U,(f) =1^1(1)-- (5.30).
2 Г J Q»
с
Разделив обе части равенства на Uo, получим аналитическое вы*
ражаше единичной функции, называемое в литературе интегралом
Дирихге,
](/) = — + — Г -d ш1).
2 тс J w
о
(531
5Л.2. Прямое и обратное преобразования Фурье
Прямое преобразование Фурье представляет собой отыскание
спектральной функции ^(iw) от некоторой функции времени, до-
пустим u(f)t удовлетворяющей условиям Дирихле и абсолютной ин-
тегрируемости.
-. UJ
Вообще F(iw)~ — j но для функции и(Д сущест-
во
вующен в правой полуоси времени, применяется одностороннее
преобразование Фурье
ос-
F(iw)- -L Г u(t}e^ldt.
If J
О
(5,32)
В дальнейшем под преобразованной по Фурье функцией мы бу-
дем понимать не F(iw) а увеличенную в тс раз спектральную функ-
цию, т. е. тс F (I ш).
_ „ г sin WI л
') Действительна, при / л О I ---------------- — — и !(/)=! а при
J £й 2 ' '
о
со
(* sin tu t п
/ < 0-------------и _------------|.f I (/) =0 .
J 2
о
132
Итак, прямое преобразование Фурье имеет запись
г*°
(5(10,)= irF(jUJ)= J di. (5.33
о
]-;ie — преобразованная по Фурье функция u (fl.
Обратнее преобразование Фу pie состоит в отыскании и (fl по
некоторой известной зависимости
Для обратного преобразования испалЕ^зуется ф-ла (5*16) двойного
интеграла Фурье, в которой отброшен индекс «1» при ut(fl и изме-
рь согласно (5,32), нижний предел внутреннего интеграла
itiit ।
е а ш.
(5.34)
Учитывая (5.33), получим
u(fl = -Г- I (i ш)е1'1' d
— 'X
Вводя символ i под знак дифференциала и соответственно изме-
няя пределы интегрирования, придём к окончательной формуле
обратного преобразования Фурье
-^i So
„(/)=_!_ I' (5.35)
2к i J
— iuO
Прямое и обратное преобразования Фурье ^пользуются для на-
нахождения wa(f) по известным зависимостям и Д{1 ш).
В самом деле. найденное посредством прямого преобразования
произведение
Фт (i о») d оз = тг F (i нз) d ш = к dUlm (i о?)
является величиной, пропорциональной бесконечно малой комплекс-
ной амплитуде составляющей частота <» входного напряжения.
Аналогичная величина, но относящаяся к выходному напряжению,
будет в К (1 ш) раз больше, т, е.
cf2(i <и) <7 w = -^(i ш) Д' (i uj)d m = к £/Сг2/тг(i w).
Мгновенное же значение выходного напряжения определится с
помощью обратного преобразования [ф-ла (5,35)]
т!х
~^1. ( т* О ш) е " (< Ч-
2п Е J
133
—ix5
следовательно,
-bi се
= f A'(i Н ?j (i <»} ul).
—i <x
(5.36)
5.1.3. Преобразования Лзнласа. Сущность операторного метода
Пусть дана функция врекэни u{l)t не удовлетворяющая условию
абсолютной интегрируемости, Помножим «(Z) на выбрав р так,
£й
чтобы J |н(01 ^fdt со. Новую функцию й(0е'₽\ очевидно,
с
можно преобразовать по Фурье на основе выражения (о.33)
?(hu) = J и (/) е-₽( е-'1ш' dt.
5
Пусть
р = ₽ -Н i ш. (5.37)
где р — оператор преобразования Лап щ?а, тогда
о (i tn) =- J u{t)e~p/dt.
u
Правая часть содержит интеграл, который является функцией р
(время / исключается при интегрировании), поэтому вместо s (i ш)
слева напишем U(p)
U (р) - j и (/) е'р/ dt, (5.38)
где U (р) представляет собой преобразованную по Лапласу функцию
и (ty а ур-ние (5,38) выражает собой прямее преобразование Лап-
ласа.
Обратнее преобразование Лапыга представляет собой нахож-
дение функшги и(1) по известной зависимости U (р), являющейся
результатом прямого преобразования.
В теории операционного исчисления функцию времени, например
и (/), принято называть оригинаюм, а преобразованную функцию
(здесь t'(p)J— её изобрела чием,
В частности [тираже ше е)ичичноео напрнжетн ид(/)= !(/),
как нетрудно установить, вычислив интеграл
f ^'dl.
о
равно —, т. е.
р
для •= ЦО- 1’-33;
Р
134
Итак, следует найти оригинал u(t) по его изображению U(p).
Обращаясь к формуле двойного интеграла Фурье (5.34), мы
должны слева вместо u(f) написать иСОе"^1
и(/)е-р/е“!"' dt d^
На основании (5.34) и (5.38) имеем
U(p) ew d*.
Умножая обе части равенства на не зависящий от частоты мно-
житель е?г я полагая ° 4- (ш=р, придём к выражению
d- ж
и (/)=4 }и d ш-
— а?
Из (5.37) следует, что w = (p— &);i и dw=(dp)/i; производя
замену переменной, что связано с изменением пределов интегриро-
вания, придём к формуле обращения
r + i л
и = ~2, " У ^Р' (5.40)
выражающей обратное преобразование Лапласа.
Сравнивая (5.33) с (5.38) и (5-35) с (5.40), мы видим, что если
в преобразованиях Фурье роль оператора играет ни, то в преобра-
зованиях Лапласа такое же место занимает оператор р ~ 3 + i ш.
Отсюда можно прийти к выводу, что преобразование Фурье пред-
ставляет собой частный случай преобразования Лапласа при чисто
мнимой величине оператора р = 3 4- i w, точнее, при т. е.
оператор преобразования Фурье
р = Нт (й 4- i ш)’
п-о'
Преимуществом преобразования Лапласа, по сравнению с
преобразованием Фурье, является то, что оно позволяет сразу
находить решение для абсолютно нешгтегрируемых функции
135
Ui (1)л и тп, что оно ие требует соблюдения ну левых начальный
условий1). Л
Кроме того, при использовании преобразования Лапласа мдд
тематическая запись оказывается проще, ибо па предал рмтель-Л
ном этапе действий отпадает необходимость обращения с iwj
место которого занимает комплексный оператор р, ।
Поэтому в дальнейшем мы и будем пользоваться прямым н>
обратны аг преобразованиями Лапласа, что равносильно пример
нению метода операционного исчисления, иначе, — операторной
го метода, основоположником которого является М. Е. Вашей*'
ко-3эхарченкоэ).
Сущность операторного метода, применительно к нсследо*.-
ванн ям. переходных процессов в усилителях, состоит: *
а) в прямом преобразовании Лапласа оригинала входного’.*
напряжения н3 (/) в его изображение U\ (р) но ф-ле (5.38)
ж
^(Р) = ,f u^e^di- (5.4 !)J
6
б) в нахождении изображения выходного напряжения
7 Ui(p) = K(p)U{{Pl (5.42)
где /<(р)“ коэффициент передачи напряжения в операторной
форме
К(р) ~ A"(i ш) при i w р;
в) в вычислении оригинала «2(/) по составленному изображению
бЛ(р) путём обратного преобразования на основе формулы обраще-
ния (5-40)
0 I Ijc
МО = -V ( c\(p}^dp. (5.43)
2я I J
fl — ’ ОС
Важно отметить, что как прямое, зак и обратнее преобразова-
ния Лапласа дают однозначные решения, т. е. гпреде/ённой функ*
ции и (/) отвечает единственная функция L' (р) и обратно.
5.L4. Техника применения операторного метода
Интеграл
з—i ж
М0=~~ ( £а(р) е^'с/р, (5.44)
2jl ।
a^i-л
*) Случаи ненулевых" начальных условий в нашил рассмотрениях не бу*
дтт встречаться,
*} Л-1. Е. Вашенко-Захарченко. Снмасшнгеские исчисление и приложение
его к интегриропэиша линейных дифференциальных уравнений, Киев, 1«62.
136
сражающий обратное преобразование Лапласа, является раз-
дпостыо контурного интеграла, что доказывается в теории
функцией комплексного переменного и курсах операционного
исчисления,
В случае систем с сосредоточенными постоянными, которые
годоко и будут встречаться в дальнейших рассмотрениях, К{р)
представляет собой рациональную функцию оператора р. равно как
и £ Пр) для интересующих нас видов входного напряжения «г(0 —
= 1 U)> = a^e’f 1 (t) {ri^ положительное целое число или нуль),
Uj cosw /e’1 1 (/>, i/j (t) = sh 1 (0 * , ,
Поэтому изображения выходного напряжения
Щ (р) = К (р) L', (р).
с которыми лам придётся иметь дело, будут также являться рацио-
наивными функциями оператора pf т. е.
и. (р) - - (р--,
A' (р)
(5 .4-5j
e.ie .VI (/?) и N (р)— многочлены целых положительных степеней р.
В курсах операционного исчисления показывается, что интеграл
г. 11). если С4(р) удовлетворяет условию (5,45), в общем случае
равен такой величине:
^eP'dp= 4-
1 •! /V (р) «о(Р1 --Ра) 1Л1—Ри1"'(Л
__М (ръ! е/)>1
«и (Ps ~ РJ (Р= ~ Pai)"' <Р". — Р>.^
1 | <Р*’' М (/>)
(«1 — 1)1 Rpai+I аа(р— PiH/i — Р2) . IP — p,l2)'G
"Де Рь Рг< • и Р,;1‘ Р№ • — простые и кратные корни уравнения
Л; {р) = щрп 4- 4 =
= «о (Р — pi) (Р — Pi! - • (Р — Р^"' {р — PAs)"s... -0. (5.47)
При использовании операторного метода последовательность вы
нолнения отдельных действий такова,
1, По заданной зависимости, т, е, оригиналу входного напряже-
ния цД/). находим соответствующее изображение, выполняя прямое
преобразование Лапласа
<7,(р) = [ Ц1(0е-Л,'Л. (5.48)
о
137
2. Исследуя данную электрическую цепь (усилитель), опр^
ляем коэффициент передачи полагая, что р играет такую j
как и j и) в случае обычного символического метода, т. е- бе
К(р) ~-= [K(i ш>и=р .
Находим изображение выходного напряжения
Л (р)
Решая уравнение N (р) = 0у определяем его простые
и кратные корни.
Оригинал ныходпого напряжения вычисляем по ф-ле (5.4б)|
роль,
3.
(5
4.
Рг - * J
5 -
Рассмотрим пример применения операторного метода.
Пример 5.L Определить изменение пи временя выходного напряжения ysfj
при условии, что входное напряжение имеет форму экспоненциального нмпуль^
wL(f) =: £/йе~7*.1 (/), усилитель состоит из двух каскадов н коэффициент усилен»
каждого из них а символической форме описывается уравнением
К 1.2 — ।
1 Ч’ —
I <»П
Решение проведем по пунктам.
I. Изображение входного напряжения Z/j (р) находим по ф-ле (5.48}
V*
(р) -- ] “1 (>) ?~р> dt j Ut е~*' e~p,dt -
О о
Коэффициент усиления я операторной форме
X (р) _ /-Лиь-Y _ —
2.
3.
Изображение выходного напряжения
Uг (Р) = К (р) U} (р) =-----•
Определение корней ураанення V (р) -= 0 в данном случае не представляет
4
затруднении, ибо знаменатель сам по себе оказался разложенным ня множители;
корпи уравнения V (р) = 0 таковы: первый простой pt = — 7 и второй кратный
р= — — при = 2.
5. Оригинал выходного напряжения находим с помпщъю выражения (5.46 }
г/т)- е~1' , t е fSp—|)е *
(Г-1Г + T--I + <7* —!>’
138
с <2 связь МЕЖДУ частотной и фазовой характеристиками
§ э
5*2*1* Общие соображения
Вилросу о связи между частотпой и фазовой характеристи-
кой было посвящено много работ в отечественной и иностран-
цпн литературе. Достаточно здесь сослаться на исследования
I А. Гамбурцева [25], А. А, Харкевича [85], М. Л. Антоколь-
ского [2], В. В, Солодовникова [80], а также Г. Боде [9].
Установление общих законов взаимозависимости частотной
п фазовой характеристик представляет большой теоретический
н практический интерес. С одной стороны, известно, что новеде-
ц[!^ какой-либо системы как в стационарном, так и переходном
режимах определяется ее частотной и фазовой характеристи-
ками. Но при экспериментальном исследовании в большинстве
случаев снятие частотной характеристики не представляет за-
труднений в отличие от фазовой, нахождение которой опытным
nvгем может оказаться очень сложным, например, на весьма
низких или высоких частотах, а также при исследовании элек-
тромеханических устройств (микрофонов, сейсмографов и пр.).
Ес пи же связь между этими характеристиками установлена,
то достаточно снять одну из них; вторая может быть найдена
путём соответствующего расчёта,
С другой стороны, три проектировании усилительных уст-
ройств с обратной связью знание законов, определяющих связь
между частотной и фазовой характеристиками, позволяет тео-
ретически обосновать способы повышения устойчивости и при-
дать соответствующему расчёту ясность и простоту.
5.2,2* Цепи минимального и неминимального фазового сдвига
С точки зрения связи между частотной и фазовой х а р акте’
|чгстиками электрические цепи следует делить на два вида:
ns пи минимального и неминимального фазового сдвига.
К цепям минимального фазового сдвига относятся такие, у
Доторых между частотной и фазовой характеристиками суще-
ствует определённая связь независимо от их вн) гренних свинств.
Иначе говоря, задание, например, частотней характеристики
иобого вида у такой цепи однозначно определяет и её фазовую
характеристику.
Цепи неминимального фазового сдвига характеризуются
тем, что для них не существует общего закона, связывающего за-
висимости К («У) и т, е. при одной и той же частотной
характеристике вид фазовой характеристики может быть раз-
нообразным в зависимости от конфигурации цепи и величии её
параметров.
139
Свойствами неминимально фазовых цепей, если говорить о
нейных четырёхполюс никах, обладают, во-первых, те из лих, у кА
торых модуль коэффициента передачи К О») =- -4- не зависит о:
^'1
часто™ при наличии реактивных элементов, вызывающих изменена
фазового угла ^(ш) между выходным н входным напряжениями
Например, в случае двухпроводной линии без потерь, нагружений)
па сопротивление, равнее характеристическому; коэффициент пере
дачи напряжения
/< (i ю) ~ — -= е
где 7 — постоянная распространения, равная 3-pis. а I — длина
линии. Так как линяя по условию не обладает потерями, то 7 =d
= i 5 == i w KZiCi, где L} и С\— соответственно значения индук-j
тивности в ёмкости на единицу длины линии, и
к ОЯ = —== е“ы - Ч .
Так как /\ (i w) =-- К (w) et?{’AlJ , то фазовый угол (и>)
ш J/ LiCil изменяется пропорционально частоте, между тем как
модуль коэффициента передачи равен единице и от частоты не за*
висит. Интересно, что наклон прямолинейной фазовой характеристика:
определяется длиной линия / п скоростью распространения f ।
= 1 j/ L tC 1,
9r / ':
Действительно, если /т то время запаздывания всех
составляющих будет одним и тем же я равным -- — , что
физически вполне закономерно. Характеристики /((f) я 7 (/) пред-
ставлены на рис. 5-1.
Другим примером четырёхполюсника, обладающего /((<о)—const,
является используемый в качестве фазорегулятора мост, изображённый
на рис, 5,2 (при /?а = /?4), Выходное напряжение в диагонали моста
находится как разность напряжений на элементах и Z.lt т. е.
Zj 4- Za. дя 4“ ^4
откуда коэффициент передачи напряжения
К(М =
l,!t + zt)
(5.51)
НО
В рассматриваемом мосте — Я
гю^толгу
Аиш) -----------------------.
Л + Ш
(5.52)
Если принять Кя = /?,1т то
L . (5,53)
2 L^ioiC^j
Рнс. 5.1. Частотные н фазовые ха-
рактеристики лвухггровсшшй линии
без потерь, нагруженной ва сопро-
тивление, равное характеристиче-
скому
Из (5.53) следует, что модуль
оэффнциента передачи
К (то) =- — = const,
2
между тем как фазовый угол,
ре зова мня комплексной дроби
находимый путём обычного преоб-
_ (1 __ i C3/?t)2.
1 -Ь i w C.Ri
I ф 4
Га дет зависеть: от частоты, так как
ъ (то) = — 2 arc tg (<о
(5.54)
Характеристики К (Л и ф (/}. изображённые на рис. 5.26, полезно
сравнить с зависимостями, показанными на рис. 5.1.
Рис. 5.2. Пример схемы неыянимзльно-фазсшого четырехполюсника
Кроме цепей с распределёнными постоянными, а также цепей,
содержащих реактивные сосредоточенные элементы, и характеризуй*
141
мых законом (ш) = const при rp(w)~var к сетырёхполюсникав
обладающим свойствами неминимально фазовой цепщ с?/пносл?м
те> у которых операторный коэффициент передачи Щр) об га
щаетсх в нуль хотя бы при одном значении д — р0 = Н-i u*0J
дей-ствитегьной частью Яо бальи е нуля,
Такими свойствами могут обладать четырёхполюсники моя
тового типа, например изображенный на рис, 5.2, а также схя
мы более сложного строения, образованные путём параллелй
него, параллельно-этажного и т. и. соединений простых Г\ 11
или П-ооразных четырёхполюсников и также в комбинации ^1я
с двухполюсниками; иначе говоря, к такого рода четырёхпет
люеппкам относятся цели, в которых ток от генератора попзд
дает в нагрузку несколькими путями.
Действительно, у четырёхполюсника, изображённого и!
рис. 5.2, как следует из (5.52),
j\(p) = —
(VW-Wi>
И
K(p) = 0
Яри р = ра = + = f!e.
Данный мостовой четырёхполюсник обладает тем свойством, чтй
при всех конечных и не равных нулю значениях его элементов /?д
С2, /?й и /?4 действительная часть р, обращающего К(р) в нулед
т. е. 8 ~ больше нуля, хотя при 7?3 коэффициент
передачи и будет зависеть от частоты.
Если же вместо сопротивления /?4 включить конденсатор С]
(рис. 5,3я), то Z4~—— и выражение (5,52) при i «> & р пример
I с4
такой вид:
(р\ ~\
“ЛИ'^Л)(1
Рис. 5.3. Пример схемы минимально фазового четырёхполюсника
Этот мост обладает уже свойством минимального фазового
сдвига; при любых значениях его элементов корни уравнения
112
Рис. 5.4. Пример схемы мо-
eTciBOro балапсслго ч&тъцСёхиь-
не содержат действительной частя, превышающей
нуль. Здесь частотная и фазовая характеристики однозначно
ь?аимпо связаны (рис. 5.36).
Интересно, что мостовые четырёхполюсники, обладающие
г-;ойст0О-ч баланса лишь на некоторой одной частоте, ш == »<>
и зависимости от соотношения между величинами их элементов
могут себя вести как минимально фазовые, так и неминимально
фазовые.
Простейшим примером мостовой ба-
лансной цепи может являться мост,
применяемый в приборах для измерения
коэффициента гармоник (рис. 5.4), у
которого Z( -- /?1т Z2 - - h
-|--'гД = - J?4. Выражение
J «• Си
р.51) для данного случая, после не-
которых преобразований, принимает сле-
дгющнй вид:
лесника
i о С.. t . . .
(i гк) -л —^iRi)~C ।
/((но) — --------------—----- —------------- (5.55)
I I H — | [ij k))2- -г 1<rj С? [Rx ~l_ "b" 1
ИЛИ
(1 - <Rr.R, - РДRj
К (i «0 — ;-— —------------------------------ (5.5b)
( 1 + — ^ 1(1 - *> A3Q) - i 0) C [Ri Л- О
Для того чтобы модуль ЛДч>) был бы равен нулю па частоте
= и>0, надо соблюсти два условия баланса: 1 —— 0 и
— ЯгДг^(). Но, если /?2/?з /?Д} то нм На какой частоте /<(ш)
не обращается в нуль.
Допустим, что основное условие баланса /?а/?з — /?1Д1 выдержано,
тогда нз (5,55) следует, что
К (р) --- К (i *) = -----P-JbQ +J--------------- (5.571
( I +£- ] * pC2iR, -| АУ + 1)
hv =p \ R$
Это выражение показывает, что ^(p) обращается в нуль при
чисто мнимых значениях р}< i-У^ Д2С2- а вещественная часть
pJJ? равна нулю, следовательно, данный .тотоваи балансный че-
тырёхлолюсник, при соблюдении основного условия баланса является
лтнимильт фазовой цепью. По этим свойством обладают любого
вида мостовые балансные деть
J43
Посмотрим, что будет, если основное условие баланса #3Яя -= Z?LJB
(рис. 5.3) не соблюдается. Для этого ггредставим выражение (5.5Я1
в операторной форме
К (Р) =
-J- * {/?2??з PiA\) Ч- 1
_____________А_а____________________________
I + -J-) А -|- /А (/?, - RJ -J- 11
и исследуем два случая: /?37?я > ЯАЯ4 и RtRz< RiRt*
Решая уравнение К (/>)== 0 относительно р> узнаем» что
^1,2
" м "" RlRrf -L
С '3
яа) --ад
#3
ад
сторон
кемши
1
Если #s2?3> /?2Т?4. то действительные части корней pY и р* от-
рицательны» следовательно, цепь окажется опять-таки минимально
фазовой, а при <. т. е при небалансе в другую
рассматриваемый балансный четырёхполюсник становится
мальпо фазивой цепью.
На частоте, равной собственной частоте контура а*0 =
при небалансе модуль коэффициента передачи достигает минималН
ной величины
~г 4- /?й)
которая может быть одной и той же при одном и другом знаке
небаланса» тогда и частотная характеристика может оказаться
в обоих случаях одинаковой, но вид фазовых характеристик бу-
дет совершенно различен, что и показано на рис, 5.5- Физически
это вполне понятно, так как отклонение от баланса в противопо-
ложную сторону приводит к изменению направления тока в вы-
ходной диагонали, т. е. к добавлению фазового сдвига 180°.
Более сложная мостовая балансная цепь, образованная путём
параллельного соединения двух Т-образных четырёхполюсников,
показана на рис, 5.6л. Для определения коэффициента передачи
проще всего осуществить преобразование имеющихся в цепи
звёзд в треугольники, что даёт следующий результат:
д- fp\ __ РЛ^1СдСд/?37?з/?д(ffi Чу Г (Ci Ч" Сэ) ~
где
Д CjCsRz (/?] {- /?3) -|- f?4 (Ci 4“ С-з) R1R2 + C2C3R1R3
в = (Сг + с3) R2 + с3 № г Яй) 4- C.R,
144
Рис. 5,5. Частотные н фазовые характеристики режимов минималь-
ной (/) и неминимальной {2) фазы мостового балансного четырёхпо-
люсника по схеме на ряс- 5.4
Рас, 5,6. Варианты схем мостовых балансных четырехполюсников
10—237
145
Уравнение К(р)~О получилось третьей степени, тем не мё4
нее вполне возможно установить, имеется ли хоть один корены
с положительной действительной частью или у всех корней оим
отрицательна. ]
С этом целью, согласно теореме Гурвица |48], следует найтй
знаки определителей 32, <вычисляемых по следующей схеме и прй
условии, что числитель выражения /<(р) равен Ь$р™ + +
+ btn^p + ьт = 0, прячём_&а > 0: ;
~ bir
Ms
д3
1\ &я
Ьо Ь} (
о !\ Ь„ I
Ьл b< Ь7|
/>0 /к Ьл |
о bi Ь,
0 £?q /?2 ь.$
4
(5.60 k
i <
К ьа . . . Ь^} I
Ь2 . . . bani^\
'I
I ...........I
JO 0 I
Далее коэффициенты й, имеющие индекс больший, чем т. эе-
меняются нулями. Если хотя бы один из определителей 32, ... t дот.
оказывается меньше пуля, то, по крайней мере, один корень уравне-
ния /<(Р) = 0 обладает положительной рещесчвенной частью, следо-
вательно. цепь относится к категории ^минимально фазовых.
В нашем случае требуется найти Лп и Очевидно, что
-1 — Ь± — СуСц 7?ц(/?i -j-
-— /*(]6з = С|С^/?ч (/?_! Ч" (С^ Сэ) — С
Лх Ьз о
ьй b e о
О 6 j
-= — baerI л2.
Определитель Аг всегда больше нуля» а и Д3 становятся от-
рилательными при /?а (Сх + С3) (/?j + и тогда цепь
приобретает неминимально фазовые свойства.
Если же /?2 (С14" Cg)(2?i ^?з) Cs^l-Rs» то = А3>-0 и цепь
обладает свойствами минимальной фазы»
Но соотношение
/?2 (Cl 4" С3) (/?! 4- 7?з) — CjRiRg.
(5.61|
является основным условием баланса! в чём нетрудно убедиться,
вычислив модуль числителя выражения (5,58)» полагая, что р^ iw.
Действительно» модуль числителя
V [ 1“ w* <дс3%7^+Т4ГдТ^21(с7ТСз) 7^VcДГс3адДЙ2
обращается в нуль на частоте
Ф =-^ =
I = / ~(CI + C3) A\
|/ № S-A’uF V С1СЧСз«1»«й®
(5.62)'
откуда и находится основное условие баланса (5.61).
Свойства другой схемы» представленной на рис» 5,66, ана-
логичны.
У всех цепей, изображенных на рис. 5/1 и 5Д частотная и
фазовая характеристики, в зависимости от соблюдения или не
соблюдения соответствующего основного условия баланса, подоб-
ны кривым на рис. 5.5.
На основании рассмотренного мы приходим к выводу, что
одной и той же частотной характеристике может отвечать бес-
численное множество фазовых характеристик, но только одна
чз них окажется характеристикой минимальной фазы, одно*
значка связанной с частотной характеристикой.
5.2,3, Выражение фазового угла через модуль коэффициента
усиления
Метод анализа, основанный на вычислении контурных интегра-
лов от Л' (р) dp. позволяет установить различные соотнашеиня,
связывающие Л' (<«) и цепей минимального фазового сдвига, ио
наибольший интерес представляют: 1) выражение для ^(си) в виде
функции от К (<”)> 2) выражения для К (<») п ?(<*) при задании в
одной части диапазона характеристики фазовой, а в другой—ча-
стотной
Вычисляя соответствующий контурный интеграл, можно показать,
что величина фазового угла на выбранной частоте выражается
так (9,80р
10*
147
I
lncth^li/я,
</u 2
(5.63)}
— 09
где
^ = lnK
и
и = In — .
/г
Выражение (5,63) показывает, что фазовый уго
крутизне частотной характеристики = Ф
при логарифмической шкале частот.
{5*64)1
(5.65)1
i
л пропорционален \
([) или К,)Й = Ф (0 ’
Но, так как интегрирование ведётся по всему диапазону, то ее- ।
Личина фазового угла зависит от крутизны характеристики на
всех частотах, однако влияние крутизны частотной характеристики'
в удалённых точках сказывается меньше потому, что функция веса
r = Incth—^ = 1п
2 / -Л
(5.66)
равная логарифмической бесконечности при f^=fxt т* е. при м=0
(рис. 5.7), быстро убывает при изменении частоты в любую сторону.
Рассмотрим некоторые применения ф-лы (5.63)*
Рис. 5.7. График функции веси №
Пусть частотная характеристика КЛ. (0* построенная
В логарпфмическрм масштабе частоты, имеет вид прямой линки,
тогда А' л—Kt„,„^au и — = д. где a=const. В этом случае
148
интеграл (5.63) вычисляется, ибо известно, что
при этом
х
(5.67)
(5.68)
Характеристики Klirn— F\ (и)
стоящему случаю, представлены
и ф == (ц), отвечающие ка-
па рис. 5.8.
Риг. 5-8. Бесконечные частотные характеристики постоянной крутизны а и отвеча-
ющие пм характеристики фазового угла
Так как /\неп —Кл неГ1 = аи, где и ~ In , то при а = 1 имеем
!п — = In —, откуда следует, что при а = 1 коэффициент усиле-
А'л / х
пня изменяется пропорционально частоте. Например, коэффициент
усиления изменяется, при изменении частоты на одну октаву, в два
газа, т. е. на 6,0206 - G дб, а при изменении частоты на одну
декаду —0 Ю раз, т. е- иа д$-
Характеристику коэффициента усиления при а — 1» соответст-
вующую изменению /(,м = 20 1g /( на 6 дб па октаву, назовём ха-
рактеристикой единичной крутизны, которой отвечает фазовый сдвиг
— — — const, Очевидно» что при й = — 1 коэффициент усиления
изменяется обратно пропорционально частоте н =--------- = const*
Другое примепенпе ф-лы (5.63) отнссится к случаю полубеско-
нечной характеристики постоянной крутизны t изображённой на
рис. 5.9. В интервале частот от 0 до [и (у а в другой части
ди
спектра от f„ до х —— = а, где и = )п--- .
/v
149
Обращаясь к выражению
емой характеристики, имеем
Рис, 5*9. Полубегконе^гяые частотные характе-
ристика постоянной крутизн
(5.63) и учитывая свойства нсследу-i
>^da,
2
(5.69?
где и„ 1п у-,
Последний интеграл не
может быть найден анали-
тически. Для приближён-
ного его вычисления сле-
дует ввести переменную
х=
/
и тогда
1 р , I I -г -V dx
«1п——
- J 1 I - .V Л'
" (5.70)
где хп *
/я
Выражение (5,70) показывает, что и здесь |].®зовый угол пропор
ционален крутизне частотной характеристики.
График функций = F (л\) F I —) и 7с =- Рг[ —) = F\ [ —
\ fa ' * v h
для а = 1 показан па рис. 5.10.
Полубесконечные характе-
ристики оказываются очень
удобными для приближённого
расчёта фазовой характеристики
по зада иной частотной ха ракте-
ристике К.К} — *Ь (f) (при лога-
рифмической шкале частот), ко-
торая в этом случае представ-
ляется ломаной прямой. При
выполнении такого расчёта вме-
сто графика удобно пользоваться
соответствующими таблицами
|80|.
При задании К№е„ (/) =
” const в интервале
значений частота { от 0 до /А
и o(f) = <р( ;х ) -—const в осталь-
ной частя диапазона частот
(о.' > f > fft) недостающие части
150
Рис. 5.10 Графгпс фазового угла s.v
пт ве ч аю г ги I й пол)' бескотш чип и х а ра к -
терисгнке единичной крутизны
характеристик (PI1C' 5.1lu) находятся из следующих выражений;
(5.71)
9
Л\н^ = *к<.п(°)-г- — ?С»)1п
• / гл:> 1л
Если принять, как показано на рис. 5.11/5, /<(/)=- К (с< ) = const
и '»(f) = <s (0) = const, то уравнения относительно Kr Nen и ?r в со-
ответствующих частях диапазона частот примут такой вид:
9 Г.
v v = а (0) arc sin — ,
Л о г~ ' >->
(5.73)
(5.74)
5.2Л Частотные и фазовые характеристики простейших
апериодических цепей
Нередко акттные я реактивные элементы отдельных каска-
дов (или же их сочетаний) образуют так называемые апериоди-
ческие цепи, наиболее интересным свойством которых, с точки
‘фения настоящего рассмотрения, является крайне простая фор-
ма взаимосвязи их частотных и фазовых характеристик.
У простейшей апертодтеский* цепи коэффициент передачи
(усиления) выражается следующим образом:
(5.75)
где В и D —постояянньте величины, a F (ш) является некоторой
вещественной функцией частоты.
Г51
Написан выражение (5,75) в таком виде:
В ,
Ad = — — COBS U
где
и
F (ц)
L>
(5,7И
(5.7^
(5.71
найдём сначала модуль комплексного коэффициента передачи
К = , (5.791
Н т
а затем и его аргумент ?» представляющий собой фазовый JyroA
между выходным 6’2 и входным U напряжениями. Так_как
^s_ # elr = К (ccs '4> ф i sin s)
(?
и
д- _ Кр ______ АП (J — । £)
I -р i X I -j- У4
ТО
tg 7 = — .v. (5.80)!
Из (5.79) и (5.80) видно, что
_ ~*Л\| __ К ц
Г I + х3 У1 -Mga?
откуда следует, что
К—K0cos<3. (5-81)
Таким образом, у простейшей апериодической цепи относительное
изменение модуля коэффициента передачи равно косинусу фазового
угла, т. е.
у = cos (5.82)
Л'п
_ F (tn) >.
Ври изменении частоты переменная х = —— в общем случае
может принимать различные значения от — оо до -у со, При х =
= — имеем — + 90 и у = — — 0; при х = 0 получим <у j= О
А о
и у == 1 щ наконец» при х — оо видим» что = —9СР и у —0.
Следовательно, изменения фазового угла коэффициента пе-
редачи апериодической цепи не выходят за пределы ±90°, лрн-
152
чем эти крайние значения достигаются при стремлении модуля
коэффициента передачи к нулю.
У апериодических цепей очень простои вид принимает час-
тотно-фазовая характеристика, имеющая форму полуокружности
или окружности (рис. 5.12).
Ряс. 5.12. Частотно-фазовые характеристики апериодических цепей
У наиболее простых апериодических цепей, изображённых
на рис. 5.13. мнимая часть знаменателя в (5.76) в общем виде
равна алгебраической сумме двух слагаемых, из которых одно
прямо пропорционально частоте, а другое изменяется по обрат*
пому закону
х — ш-й — —— t (5.83)
где тн и — постоянные времени соответственно нижних и верх-
них частот -
С точки зрения вида частотной, фазовой и частотно-фазовой ха-
рактеристик апериодические цепи, показанные на рис. 5. 3, следует
делить па три группы.
Цепи группы I характеризуются тем. что г4 = 0 и т* = 0. за
счёт чего обеспечипается равномерное пропускание только верхних
частот и опережение по фазе выходного напряжения (? > 0). Ча-
статно-фазовая характеристика при <р > 0 представляет собой полу-
окружность, расположенную над осью абсцисс (рис. 5.12й).
Особенностью цепей группы II является равномерное пропуска-
ние только нижних частот и отрицательное значение фазового угла
благодаря тому, что тч = <?«л н т„ 0, Частотно-фазовая характерис-
тика здесь также имеет форму полуокружности, но расположенной
в области отрицательных значений у (рис. 5.125),
Цепи группы III по своим свойствам объединяют первые две груп-
пы и характеризуются равномерным пропусканием средних частот-
Так как фазовый угол ©^0, то частотно-фазовая характеристика
обращается в окружность (рис. 5Л2а).
J53
Рнс. 5.13. Схемы. характеристики я параметры наиболее употребительных
зперязтняеских цепей: 7—цепи, пропускающие верхние частоты, U—цепи,
пропускающие нижвне частоты,, ///—цепи, пропускающие средние частоты
154
Показатели f0 и /<От описывающие свойства той или иной цепи,
имеют следующий смысл: f0 ~ чаппо/na нулевого фазового сдвига,
Ь> = ^0 = ^) (5-84)
/<,! — коэффициент передачи (усиления) на частоте нулевого фазового
равен
К0 = (ЮЖс (5’85)
Коэффициент передачи на частоте нулевого сдвига Ко одновре-
менно является и максимальным значением коэффициента передачи.
Из (5.83) следует, что
fo (f)* ° 2к ГТТЯ
(5,86)
ПОЭТОМУ 1й~ 0 при Тч = V; и =03 при “ 0.
На основании (5.76), (5.80), (5.8!) и (5.83) общие выражения для
комплексного коэффициента передачи напряжения» его модуля и фа-
зы у рассматриваемых цепей могут быть записаны в таком виде:
(5.87)
(3.88)
(5.89)
Апериодические цени из тех. которые представлены на рис 5.13.
характеризуются в общем случае тремя параметрами: Д^, tK и
частота же нулевого фазового сдвига f0 является производной вели-
чиной.
Определение параметров До, и не представляет затруднении.
Например, в случае цепи № 1 (рис, 5.13) коэффициент передачи ра-
вен отношению сопротивления 7? к полному сопротивлению цепи
—------Р 7?, т. е.
i fit С
£ = (к = я = . ________________1
— + Л J +1 ( - ——)
1<оС ( <оСН '
Сравнивая это соотношение с (5.87), легко заметить, что здесь
= L "к С/? и — О,
Ji В литературе встречается определение /0. как ..частота квазирезонанса11.
155
При исследовании цепей, образованных из двух Г-образных зпенЛ|
прсще всего воспользоваться сбсбщенной формулой козффицяед^
передачи И-47)
i ф С,
/<.= К*-.
В частности, у цепи AS 7 (рис. 5.13) р. = 1, Zrt =/?, У„ = i<u^
1 , Vd = -T-, поэтому
(Л _ 1
у Я СК . I
+ К"’ед+'(-'ж
—Г— (59(|
в> С./Л )
В типовом выражении (5.87) вешсстьенпая часть знаменателя pasi
единице, поэтому в (5.fc0) следует вынести за сксбкн 14’ — '
Ri
s CR
-г-----, тогда получим
К - -
it
JS7?
J?i Cj/?,
-+— 1
С/?, I ]1
(5.91>
Сопоставляя (5.91) с (5.87), видим, что
I С/?
7 +
'и
R
и
4»
CR
R CR
С1/?1
Л? 10 (рнс, 5.13) относятся
р-шешно четырёхлолкоднкпв
И т. д.
Схема
снизанных
рёхполюсника не сказывается на коэффициенте передачи первого. Другими слова-
ми имеется в виду, что отдельные четырёхполюсники находятся в разных каскадах
усиления. Тогда коэффициент передачи первого четырёхполюсника будет Ау =
йг . (J
=— второго К" ——^н, наконец, общий (т. е. дв^хкаскадной системы) Л'
U > С
Uc
U
к Последовательному включению двух не
так, что наличие в системе втор01"0 четы-
156
В частности, при исследовании схемы № W имеем:
- j -> с» =______________________-!________
О' 1 1
Я1 + : Т-"
1 С)
Из последнего раземства не представляет труда найти параметры Л'от а
т|Ь значения которых приведены на рис 5.13.
Интересно, чтоб отношен и и частотна-фазовых свойств апериодические теин,
кадящие .в группу /11, аяало ичны последовательному колебательному контуру,
v которого относительное изменение тока следующим образам зависит от частоты:
(5.92)
'де Q — a ///fl — fQff — расстройка.
Сравнивая (5.87) с (5.92), нетрудно установить, что у апериодической цепи
добротность определяется отношением постоянных времени
Q - 1/ (5.93)
Г Т* о>|}тя
Исследи панне равенства (5.93) при выражения и через параметры /?,
С. . . > показывает, что у мякой цпериоди жкой добротность оки^-аетвя
ныне О,И, что обусловливает отсутствие колебательности у переходной характе-
ристики (при Q < 0,5 у колебательного контура, а следовательно, и у апериоди-
чее кон цени переходный процесс носит апериодический характер).
Отметим ещё, что цени, ихплишне в группы / и //. не аналогичны последо-
з Отельном у колебательному контуру, но в отношении переходного процесса онн
также являются апериодически мн, т. е. не колебательными.
Для упрощения последующих рассмотрений и облегчения расчё-
та частотой и фазовой характеристик апериодических цепей пелесо*
образно ввести понятие о 'атомах среза.
Под частотой среза мы будем понимать таксе значение частоты,
при котором коэффициент передачи (усиления) /( составляет 1/1/ 2 =
= 0,707 от своего максимального значения Ко (г/ = Д7Д'а= 1/|/2 и
Как было показано, в общем случае [ф-лы (5.79) н (5.83)] у =
К I
— = -у т где х = шт. —
Кь И-г*а
157
Обращаясь к рис. 5.13, мы видим, что у цепей, пропускающей
верхние частоты, тл. = 0, следовательно, х =-------— и
Полагая в (5.94) u = —U, находим частное значение частотД
j, 2
^ = —. (5.95|
откуда следует, что л ---------— = — — = — ~ , поэтому
ття W /
где
(5.97)|
и представляет собой частоту нижнего среза.
Из (5.89) легко получить упрощённое выражение для фазового
Ряс. 5J4-. Обобщённые графики -частотной в фа*
aoEoii характеристик апериодических нелеп, про-
пуска к чин х серхние частоты
угла
у = arctg— . (5,98)
из которого видно, что?
на частоте нижмсг&
среза фазовый угол ptr
сеч 45 (и — 45 на час-
тоте верхнего среза у.
цепей. протекающих
верхние частоты).
Выражения (5.96) -—
(5,98) весьма удобны
для расчёта частотных
п фазовых характеристик
апериодических цепей
группы Л Но вместо
этих формул еще проще
пользоваться обобщён-
ными графиками, приве-
дёнными на рис. 5.14,
где по осн ординат отло-
жены значения не //, а
Подобным же образом исследуя цепи, пропускающие нижние
частоты, найдём, что
У
р.100)
Усе, ='
j = —arc 1g j—, (5,102)
1ег
где
^=7^ (5'103)
* а
является частотой tepx-
i-.e'o среза*
Соотве т с т в у ю щ н е
сообщённые графики, от-
ш.сядиеся к выражениям
(3.100) — (5.103) т пока-
заны на рис. 5J5.
Б идее сложным ока-
< ы е астс я после до ва нпе
/(Г/ e./t пропревающих
е;е^ие частиты, харак-
теризуемых двумя часто-
тами среза: нижнего
и верхнего [/;г.
Для нахождения
Рис. 5.15. Обобщенные графики частотной я
зоной характеристик апериодических ценой, прп-
частОт среза вычис- пускающих нижнпе частоты
,4im f при х3 = (цг^—
— — | = L ЭТ11 значения f оказываются следующими:
1 + 4->-И’ (5.104J
11’ -<> » г 'Ц
1 / \ /----4^ \
И-Ь-+1). (5.105)
-i7’ ‘Л г /
Отношение—'1 2 всегда меньше единицы; если ^<0,1 то с
точнгстеяО ± 1% ft;j. — ( 1 *--и I 1 + —’-) > Но
2 г-•’/j ' Tu 2"
обычно тй и отличаются в десятки и сотни раз, что позволяет
159
приняты
(5.98) или рис. 5*Э
стот, где f < f0 = —
г
Отсюда следует, что в ряде случаев (rtf << тк) расчёт характеров
стики апериодических цепей, пропускающих средние частоты, вполя
возможно вести по упрсщённым формулам: в области нижних <tfg
Т-=, по ф-лам (5.94)
и в области верхних частот, где f > f0> используя выражения
(5.100)— (5.103) пли рис. 5.15.
В более сложном случае расчета частотной и фазовой характеристик, когля
срзвнитальЕЮ близко к 4~Л1 мо?кно рекомендовать использовать выражении
45.107) и (5.108): ;
ffU6 = 20lg^- = -10Jg(l (5,l0f
Ло
— arc I g х, (5.1
в которых .1 = Q (f//, — /,//), Q = 1/г*. И /о = = .
Г-„ 2к у
Возможно также использовать графики, приведённые на рис, 5.15, откладД
пая w оси абсансе нместо абсолютное значение х, но здесь надо иметь 3
виду, что при х < 0 у > 0 и при х > 0 < 0, Например, при Q == 0.4 я
— *== 0,5 имеем х — 0,6. при атом по графику на рис. 5,15 — — 1,3 $б|
/о
и 9 = 4-ЗР.
Общим свойством всех рассмотренных апериодических цепе^
является то, что крутизна асимптотического наклона частотной
характеристики равна ±6 до/окт, как и должно быть ори прем?
лении фазового угля к предельным значениям ±90°, что хороша'
видно на рис. 5/14 и 5Л5.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ТЕОРИЯ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
§ вл. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
6.1 Л, Виды обратной связи
Обратная связь представляет собой связь, ирп которой васть
энергии усиленных колебаний из выходной цепи четырехполюс-
ника, обладающего усилительными свойствами, передаётся в
его входную цепь. Таким четырёхполюсником может являться
усилитель или его часть, например, один каскад.
На рис, 6,1 изображена упрощённая схема устройства с об-
ратной связью, где четырёхполюсник, обладающий ус длитель-
ны мн свойствами, назван просто усилителем.
Цепь обратной связи выполняется в большинстве случаев б
иле линейного пассивного четырехполюсника, по иногда она
представляет собой систему с меньшим или большим
полюсов. Стрелками на
ре дачи энергии.
При сложении из
входе усилителя коле-
бан и й, посту па ющи х
от источника возбуж-
дения и с выхода уси-
лителя через цепь об-
ратной связи, в случае
равной их фазы обрат-
ная связь оказывается
положительной, при
этом амилитуда коле-
баний на входе и на
выходе, как правило,
связи отвечает сложение рассматриваемых колебаний в проти-
вофазе, в этом случае амплитуда суммарных колебаний полу-
чается меньше, чем без обратной связи.
11—237
ЧИСЛОМ
рисунке указан путь и направление ле-
Рис. 6 Л. С хеы атн ц ес кр е п регстот л енне yen ли-
те льв or о устройства с г-братнои садэыо. Стрелки
показывают направление передачи энергии
повышается. Отрицательной обратной
КН
Следует иметь а виду, что вследствие зависимости фазозоа
угла усилителя ц цепи обратной связи от частоты, обратней
связь может изменять свой знак в пределах полного диапазона»
(О—ос) и не один раз. Но даже и в пределах рабочего диапЯ
зона возможно изменение характера обратной связи. Поэтом»
говоря об усилительном устройстве, например, с отрипатсльчрЗ
обратной связью, мы понимаем под таковым устройством, у кем
торого обратная снизь отрицательна в основной части рабочего
диапазона (особенно в средней его части), допуская при зтелй
существование положительно)! обратной в меньшей часть рзбо*
чего диапазона (скажем, на крайних участках) н тем более за
пределами последнего.
Отрицательная обратная связь в установках низкой часто*
ты используется значительно чаще, чем положительная. Это
объясняется тем, что введение отрицательной обратной связи
позволяет существенно улучшить свойства усилителя. К числу
таких улучшений, как будет показано дальше, относятся:
1, Повышение постоянства коэффициента усиления при из*
менеиеи частоты, питающих напряжений и сопротивления на-
грузки (не во всех случаях), а также при смене ламп.
2. Уменьшение фазового угла между выходным и входным
напряжениями,
3, Снижение уровня нелинейных искажений я собственных
помех, возникающих внутри той части усилителя, которая охва-
чена обратной связью.
4. Уменьшение переходных искажений, в частности, умень-
шение времени установления, спада и пр.
Введение отрицательной обратной связи вместе с тем нес-
колько усложняет усилитель, так как последний приходится рас-
считывать на получение большого коэффициента усиления для
того* чтобы компенсировать ослабляющее действие данного
вида обратной связи. Кроме того, иногда необходимо прини-
мать специальные меры обеспечения устойчивости в смысле не-
допущения паразитной генерации, которая может возникнуть
за счёт того, чго обратная связь, заданная па средних частотах
как отрицательная, вследствие присущих усилителю фазовых
сдвигав становится положительной.
Рассмотрим теперь блок-схемы усилительных устройств с
обратной связью.
В зависимости от способа соединения входных и выходных
зажимов усилителя и цепи обратной связи по отношению к ис-
точнику возбуждения и нагрузке существует четыре основных
вида обратной связи, как показано на ряс. 6.2.
Особенностью последовательной обратной связи является
последовательное соединение источника возбуждения с входом
усилителя и выходом цепи обратной связи. В то же время, от-
личительная черта параллельной обратной связи — параллель-
ное соединение тех же трёх элементов.
162
Обратная связь по напряжению ха рактернзуется тем, что
рыхпд усилителя, вход цепи обратной связи и нагрузка снеди-
непы параллельно, а при обратной связи по току .эти элементы
уходятся в последовательном соединении.
Рлс. 6.5. Осна'йные блок-схемы устройств с обратной связью; последовательная
ft/) к параллельная (б)—пс яапрЯг еяню, после; овательная р) в параллельная (г)
—по току. Полярности напряжений и направления токов здесь отвечают отршш-
тельиой обратной связи.
Чтобы не ошибиться при определении вида обратной связи,
примененной в каком-либо усилительном устройстве, достаточно
руководствоваться простым правилом: в режиме короткого за-
мыкания внешней нагрузки Z2 обратная связь по напряжению
исчезает, а по току — сохраняется п обратно: в режиме холо-
стого хода прекращается действие лишь обратной связи по то-
ку, но не по напряжению.
В обшем же случае могут сочетаться все четыре рассмотрен-
ные на рис. 6.2 принципа.
Так, смешанная по выходу обратная связь характеризуется
тем, чю входные элементы цепи обратной связи находятся в
последовательном и параллельном (смешанном) соединен ни с
выходом усилителя и внешней нагрузкой.
При смешанной но входу обратной связи выходные элемен-
ты её цепи находятся & смешанном соединении с источником
возбуждения п входом усилителя.
На рис. 6.3 изображена общая блок-схема устройства со
смешанной по входу и выходу обратной связью. Здесь цепь об-
ратной связи представляет собой шестиполюсник, т. е. электри-
И* 163*
ческую цепь, имеющую три входных (Л Я 3) и три выходив
(4t 5, 6) зажима.
Как видно из схемы па рис. 6.3» промежуток /—2 соединяя
последовательно с выход?
Усимюмъ
6. i
t
*
г
5
дом усилителя и нагруз-j
кой промежуток 2—3
включён па ралледьно Z%
промежуток 1—3 — па*
раздельно выходу усилим-
те л я и т. д* Следователь*
по. схема па рис. 6,3 дей*
ст&ительно является об*
н Iей, охватыва юте й все
возможные случал, от-
Рис, 6.3. блок-схема устройства со смешанной дельно показанные на
по пхолу и выходу обратной связью рис. 6.2>
6Л*2« Усиление при обратной связи. Свойства петли
обратной связи
Найдём выражение для коэффициента усиления при обратной
I/
связи /С<м — - -. взяв в основу рассмотрения устройство с последов
'А
вательнпй обратной связью по напряжению (рис. 6.2а). С целью
упрощения вывода будем считать, что входное сопротивление ^-цепи
значительно больше выходного сопротивления усилителя и что
входное сопротивление усилителя весьма велико по сравнению с
выходными ссп-ротявленлямн источника возбуждения Zt м 3-цепи,
В таких условиях подключение fJ’Uenu к выходной цепи усилителя
не создаёт для последнего дополнительной нагрузки, асе напряже-
ние от выхода Р’Цешг {(73) поступает на вход усилители и, следова-
тельно,
U^= С\ + (6.1)
При отрякптелыюй обратной евпзп, как показано па рис. 6.2а. фэзы напря-
жений (/\ и UA противоположны по отношению и вхпдвдм зажимам усилителя.
Но при общей исследовании удобнее полятять, пто напряжение на входе усили-
теля U предептяет сооэй геометрическую сумму напряжений и сопоетяв-
пение режимов положительной я отри дательной обратной связи дается ниже.
Свойство p-цепи в рассматриваемых условиях характеризуется
величиной коэрриииеннга переча ш цепи обратной связи р, равного
отношению выходного напряжения к входному, т. е.
р х= . (6.2)
164-
В то же время коэффициент усиления усилителя, как обычно,
равен отношению выходного напряжения к входному
К = — . (6.3)
’ и
Для определения коэффициента усиления при обратной связи
в равенстве (6.1) исключим промежуточные величины й и
£ rj
{Д. выражая их через Сы, при этом получим следующее уравнение:
— = +fc's,
Л
из которого найдём интересующее нас отношение напряжений U2 к
(6.4)
p-цепь, как видно хотя бы из схемы на рис. 6.2«л
«> _*4 _ К
иг l-Kfi
Выражение (6.4) для коэффициента усиления при обратной
связи является одним из наиболее важных в общей теории об-
ратной связи. В па писанном виде оно тюсит общий характер»
т. е. относится как к положительной, так и отрицательной об-
ратной связи.
Усилитель и
составляет замкнутую кольцевую цепь, которую условимся на-
ливать петлей обратной связи. Входящий же в знаменатель (6.4)
комплекс. К ? представляет собой усиление вдоль петли обрат-
ной связи, иначе, петлевое усиление, непосредственно вы ража ю-
щис характер обратной связи я её численное значение.
От модуля петлевого усиления
й=|КЗ| = 7(Т (6.5)
н его аргумента называемого фазой обратной связи, зави-
сит устойчивость устройства с обратной связью, что будет рас-
смотрено дальше. С другой стороны, изменения параметров и
показателей, обусловленные действием- об]) а твой связи» в той
или иной мере также зависят от петлевого усиления.
Петлевое усиление
♦ i
гг
а = ае
= = е " (6.6)
физически представляет собой отношение напряжения, сущест-
вующего в конце разрезанной в произвольном месте петли об*
ратной связи, к напряжению в начале разреза при условии, что
все элементы цепи, от которых зависит усиление или передача
напряжения (вдоль петли), остаются па своих местах или заме-
нены соответствующими эквивалентами. При этом внешнее на-
пряжение Ui полагается равным нулю.
165
Например, если разомкнуть (разрезать) петлю обратной евязЙ
по липни тп (рис. 6.2а) и прикладывать выше этих точек, образуй
ющих начало петли, некоторое напряжение. U (при — 0). то и!
выходе усилителя пслучится напр/Тженае, увеличенное в /< рам
т. е. ХМ которое окажется приложенным к входным зажимам
fj-цепи. На выходе же [>цсш1, т. е, в конце разрезанной петли
(ниже точек ш и п\ мы будем иметь напряжение, изменившееся s
р раз и достигшее величины Ua—-J\3U. Очевидно, что отношений
й3 к U и есть петлевое усиление, которое в данном случае равно'
К т. е.
(6.7)
№ соотношений (6.6) и (67) вытекает, что фаза обратной связи;
представляет собой фазовый угол между напряжениями (Л на
выходе p-цепи и U на входе усилителя, равный сумме фазовых
углов усилителя <р(С (между напряжениями (J« и (J) и p-цепи
(между напряжениями t/3 и СЛ), т. е.
ТЯ=?Л-^?р. (6-8)
Соотношения (6.7) и (6.8) справедливы я в случае замкнутой
цетлн обратной связи, но в этом случае не требуется полагать 6\ = О*
Число, показывающее, во сколько раз под влиянием обрат-
ной связи изменяется коэффициент усиления, принято называть
глубиной обратной связи. Обращаясь к общему выражению
(6.4), мы видим, что глубина обратной связи в комплексной
форме
Л = ] — /< а = I — i (6.9)
представляет собой разность между единицей и петлевым уси-
лением. Модуль глубины обратной связи
л = [ 1-л^1 = 1 i-«l (6.Ю)
непосредственно характеризует численное изменение коэффици-
ента усиления при введении обратной связи.
г При положительной обратной связи фаза её равна нулю
*й=0, (6.11)
но тогда, как вытекает из (6.4), (6.5) п (6.9),
и
Д=1 —К3=1—«. (5.13)
166
Как будет показано дальше, устойчивая работа при положи-
тельней обратной святи обеспечивается при Л’3 < 1, с чем следует
считаться при пользовании выражениями (6.12) я (6.13). Но при
1 КП1 > К, откуда следует, что все> те палажительнсй
обратной связи приводит к учели\е-иио коэффициента у иления.
13 случае же отрицательней обратной связи имеют место такие
соотношения:
?„= 180J, (6-14)
rz К _ К 1:0 !-)-/(? J+a’ (6-15)
Л = 1 +кр= 1 -i-a. (6.16)
Из этих соотношений видно, что при введении отрицательной
обратной связи коэффицие т усиления уменьшается.
В ебщем же случае комплексной обратной связи, когда не
равно 0~' и 180",
кр = к= к?(COS<₽л н- i sin оа)
и
к к =. к
сл 1— Хё >.— KHeosfa-b i sin^,) ’
г. е.
У 1 — 2К ji cos ?4 -НК ?)3 ’
(6.17)
Модуль глубины обратной связи А равен отношению К к КС8>
следовательно,
W 1 -2K(iccs?a4(/C^) .
(6.18)
Комплексную обратную связь, вызывающую увеличение ко-
эффициента усиления, назовём комплексной положительной
обратной связью, в отличие от комплексной отрицательной об-
ратной связи, введение которой даёт снижение коэффициента
усиления.
Найдём условия, при котором комплексная обратная связь по-
ложительна. В общем виде это условие выглядит так: Л'ГЙ > К или
Л < 1Т т. е.
/l-2Xpccs?4 + (/Q)3 < 1.
167
Произведя упрощающие действия, придём к соотношению
и -= К 3 < 2 cos
(6: il
= ZCOS?a
имеет место нейтральная обратная связь, HI
изменяющая коэффициента усиления п ска^
выдающаяся лишь нз фазе выходного па'
которое в пределе превращается в равенств
К У — 2 ccs являющееся уравнением скруЯ
пости в полярной системе координат, rtoJ
показано на рис. 6,4-,
Очевидно, что при
а ---= К [5 > 2соз ?а ЦЗ-2СГ
комплексная обратная связь отрицательно
а при
Ряс. G 4- РлоттС!лощение
окружности О АВС. раз-
деляющей области камп-
лексики положительной и
комплексной отрицатель-
ной обратной связи
пряжения.
График на рис. 6.4 показывает, что комплексная обратная!
связь положительна, если её фаза заключена в пределах ±90*1
(что является необходимым, но не достаточным условием),
модуль петлевого усиления сравнительно мал, а именно, j
Л £ < 2 cos
В случае комплексной отрицательной обратной связи её фаза,,
вообще говоря, не ограничена, но. модуль КЗ может быть любой-;
величины лишь при условии, что 90' 270\ а при других значениях
фазы /<£ должна быть больше 2ccs?rt.
Фаза обратной связи и модуль петлевого усиления зависят
от частоты, поэтому в одном и том же устройстве комплексная
обратная связь может быть как отрицательной. так и положи-
тельиор! па отдельных участках полного диапазона частот
(0- И-
Иногда оказывается удобным деление обратной связи на часрют.-
нонвзави-еимую и чш'тигпнозат1симую в зависимости от свойств
P-цепи, Если ^-цепъ не создаёт частотнозависимого фазового сдви-
га, т. е. ф3 = const, что возможно при ??1=0 или при -{|i= ISO',
то имеет место частотнонезависимая обратная связь. Для комплекс-
ной обратной связи другого вида характерно существование зависи-
мости угла от частоты.
В наиболее простых устройствах с обратной связью усили-
тель л цель обратной связи образуют только одну петлю, что и
было показано, в частности, на рис, 6,2, Такне системы назы-
ваются устройствами с ад копет левой обратной связью.
Вместе с тем известное применение находят и более слож-
ные системы, которые содержат 1несколвко петель обратной свя-
168
31Г^-это устройства с многопетлевой обратной связью. В случае
мц9гопетлевон обратной связи часть многокаскадного усилителя
и некоторая цепь обратной связи образую! устройство с обрат-
J1Gi! связью, составляющее вместе с другой частью усилителя и
ещё одной £-цепью более сложное устройство уже с двухлет-
,-jCbi и обратной связью и т, д.
Например, для -варианта двухкаскадного усилителя всё уст-
ренкгьи может содержать три петли обратной связи, из которых
и.-ща охватывает первый каскад, другая — второй и третья —
оба каскада вместе.
При большем числе каскадов число возможных вариантов
выполнения петель обратной связи резко возрастаем
В мыогопетлевом устройстве одновременно могут применять-
ся как отрицательная, так и положительная обратная связь.
Некоторые возможные комбинации подобного рода были про-
анализированы Г. С. Цыкиным [87],
В простейших случаях, в частности, для устройства, схема-
тически представленного на ряс. 6.5, коэффициент усиления при
со ратной связи находится без особых затруднений. Ра сем а три-
в;-1Я блоки Л'| и Pi как единое целое, определим коэффициент
усиления этого устройства, используя общее выражение (6.4)
~~ (6-22)
Прп этом коэффициент
усиления устройства в целом
выразится так:
Л\.а = , (6.23)
1 AjCitKi jSjf
т. е+
/< ,, = —----. (6.24)
1 - к, ?! -
Рис. 6.5. Пример блок-схемы устройства с
двухпетлеиои обратной связью. Злесь эле-
менты Л*ь 1ц образуют устройство с после-
довательной обратной связью по току, а
«<кьтадонателыюй обратной,
связью но напряжению
В заключение отмстим, что многопетлевым может являться
устройство с одиокаскадным усилителем, если в нем применя-
ется несколько обособленных петель обратной связи, которые
нельзя совместить в одну петлю, например, однокаскадное уст-
ройство со смешанной по выходу обратной связью (рис. 6.3)
однокаскадное устройство с положительной и отрицательной
обратной связью и т, п.
169
§ О. ПОКАЗАТЕЛЯ И ХАРАКТЕРИСТИКИ УСТРОЙСТВ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
6-2.1. Упрощенные эквивалентные схемы усилителя
В предыдущем параграфе влияние обратной связи было ОхЯ
рактеризовано в общих чертах, скорее с точки зрения классе
фикацин устройств с обратной связью. Теперь же нас пнтеД
сует установление количественных соотношений не только дЛ
коэфс|)итгейта усилентуь петлевого усиления и глубины обраЯ
ноя связи, но и для таких показателей, как входное и выходим
сопротивления, внутренний коэффициент усиления и иекоторед
другие величины. ।
Дальнейшие исследования будут основаны на том предам
ложенни, что усилитель н цепь обратной связи обладают лшгеЯ
ними свойствами, исключая, конечно, случай определения гйя
линейных искажении при обратной связи. 1
Всякий усилитель, представляя собой активным четырёхпм
люсмик, естественно, характеризуется четырьмя параметрами
например Уц, У12. Узь У£й. ’ У
Во многих случаях параметр У|д, выражающий связь межд^|
выходной я входной цепями, существующую внутри лампового
усилителя, может быть принят равным нулю, особенно при вбй
волнении усилителя из нескольких каскадов.
При этом эквивалентную
Рве. G.6. Блок-схема н эквивдлевт-
fibie схемы усилителя как активного
четырёхполюсника при равенстве
нулю проходной проводимости
схему усилителя можно предстад
вить в соответствии с рис, 6Д гдд
= -Ь = 4, (6.251
Т Н.Г /
= • (б-2в(
(6.27|
ZSKt=-l-=^. (6.28)
Sy
Входное напряжение здесь обо-
значено через (Л что соответст’
вует рис. 6.2. Направления токов1
SVU и полярность эдс отае<
чают случаю, когда пре/Г
ста вл яют ссбсй вещественные по*
лгжительные величины* Если же
усилитель вмесит постоянный
170
аНутреиний фазовый сдвиг, равный 1804 (например, если усилитель
состоит из нечетного числа каскадсв с сбщпми катодами)» то5\, н ау
тоад> или приближенно равны отрицательным вещественным вели-
чинам и тогда направление Л и полярность U-2 следует изменить
щютнвоположные, Кроме того, в новых схемах отсутствует
соединение между одним из входных и одним из выходных зажи-
мов. что возможно только при наличии трансформатора во входной
[fjj; в выходной цепи усилителя.
Очевидно, что для цепей, представленных* на рис. 6.6, справед-
ливо следующее выражение закона Ома:
/и/
“Г
(6.29)
з также и следующее выражение для коэффициента усиления:
__ S
U %ИЫХ “Ь 2а У /fw.r-Г 1Z5
(630)
6/2/2, Анализ последовательной обратной связи по напряжению
Обращаясь к схемам на рис. 6.2а и 6,6, составим эквпвз-
.еитную схему устройства с последовательной обратной связью
оо напряжению (рис. 6.7), в которой р-цепь, как это обычно
1елается, выполнена в виде делителя напряжения 2^ZB.
Рие. 6.7. Эквивалентная схема устройства с и ос ледова тель-
ной обратной связью но напряженно. Полярности эдс отве-
чают положительной обратной связи
При данном построении схемы полярности эдс относятся к
юложател>ной обратной с#яэи, если, конечно» где-либо внутри
рабочего диапазона pv становится вещественным положительным
числом. В режиме же отрицательней сбратнсй связи полярнехть эдс
генератора G3 изменяется на противоположную, и комплексный па-
раметр vtv на некоторой частоте, сбычно находящейся внутри ра-
171
бочсго диапазона, становится отрицательной вещее тленной величй|^^
(IS= !Av)'
При уирсщёпнсм исследовании рагсматрнваемсго устрсйи
(рис. 6.7) мы будем исходить из того, что выхгднее сопротпвл
источника возбуждения Zj _равно нулю, Е>цепь не представ
сколько-нибудь заметней нагрузки для усилителя1) в что вхс
сопротивление усилителя Zi;f значительно больше выходного со
тивлеиия :’Hienib
1Т,
Пренебрегая, таким образом, ответвлением тока в р-цепъ, ни;
что выражение (6.29) в данном случае справедливо.
Вместе с тем эквивалентная схема показывает, что при ZA
3*
(6
где
и
(6.Ш
+ ZB
поэтому
и = UL + Ё - и, -Ь i ZJS. (6^
Подставляя найденное значение U в (6-30), получим
ZtfNX + Zj
Решим уравнение (6.34) относительно /2
4* (1 ^yi') ^2
Это решение может быть представлено следующим образом:
I
где
и
(6.3$
(6.361
(6.371
’) Т. е. полагаем, что |Zz + Zn | £
й) Влияние сопротивления источника возбуждения Z| на величину пшилногЙ
сопротивления Z9MXC9 может быть учтено умножением р на дробь
172 ’ '
В результате проделанного рассмотрения мы нашли выражение
Закона Ома для устрсйспва с последевательней обратней связью
напряжению. Сравнивая (6*35) с (6.29), приходам Ft выводу, что
прн обратней связи параметры усилителя и ZJbfl изменяются и
принимают нс-вые значения [±fS и Z^A.r(J, определяемые
фолами (6.36) и (6*37).
Б част поста, при отрицательной обратной связи по напряжению
^утренний коэффициент усиления ргя, равный эффективному ко-
эффнгшенту усиления в режиме холостого хода, и выходное (внут-
реннее) сопротивление |ZyfiU.(.J становятся меньше, чем pv и Z^
грл отсутствии с братней сеявн, что в большинстве случаев являет-
ся благоприятным обстоятельством* Действительно, при отрицатель-
но! i с братней связи по
значит, и лгн = при
напряжению выходное напряжение а
изменении сопротивления нагрузки Z2t из-
меняются меньше, чем у усилителя без обратной связи.
Тот факт, что при введении отрицателыюй обратной связи
уменьшается выходное сопротивление, можно установить, не прибе-
гая к помгши эквивалентной схемы.
Рис. 6.8. Внсппяя характери-
стика ус».т?те,н (7j в хстрпйстпа
е отрицательной сНj^Tiwfi связью
пр напряжению i2j
Как известно, уменьшение сопротивления нагрузки |Z2] некого
генератора, в частности, усилителя или устройства с обратной
от-ныо при (Л = const, вызывает увеличение тока Ли снижение
напряжения Uа в цепи Z2, что обусловлено влиянием выходного
(инутреннего) сопротивления Zrth/r рассматриваемого генератора.
При равенстве фазовых углов сопротивлений Z.lif. и Z« и л иней-
];;’:с:ц последних внешня я -характеристика усилителя U2—F
Я.’ЛЧ'Т вид прямой (рис* 6-8), причём
17 т __„ _ з __
l^u.vl * ’ ’
"’2.
“Дг — напряжение холостого хо-
j.:j [1
/2 — ток короткого замыкания.
Допустим далее, <по введена от-
I н ательная обратная связь по напря-
жению, Ее ослабляв щее действие
<: жжется на величине напряжения
ь v. обращающегося в U*xt < L\vx ,
тогда как ток /3^ останется прежней
величины потому, что, как видно из
глемы на рис. 6*2а, в режиме Za = О обратная связь уже не
Действует, Диаграмма на ряс* 6,8 показывает, что выходное
с о=т j юти влеш I е Ztl4KC/J ок а з ыва ётс. я мен ь те вы х од и ого с о п ро ти н-
л^:-шя усилителя т. е.
ex ,
‘2K3 J‘iH3
173
Следовательно, при отрицательной обратной связи по калр?й&|
кию измелете сопротиеле .ия нагрузки Z2 приводит к
относительному изх.екению выходного напряге-мя* а это особеяш
полезно при работе устрсйстеа на переменную нагрузку. ”
Используя соотношение (6.35), легко выразить коэффицнеИ
усиления п[и с братней связи через параметры »iol и и согдд
тивленпе нагрузки Z2 1
< = — - - (б.Э|
Ui ^duxetit'^t
Выражение (6.38) показывает как коэффициент усиления пй
обратной связи зависит от 7а, Очевидно, что при очень малых зш
ченяях выходного сопротивления (|ZdTO.cJ |Zy) имеем
т. е. Ktil почты не зависит от Z21 что и характерно для устройся
с весьма глубокой отрицательной обратной связью ио напряжений
Практический интерес представляет один чистики случай, когда в «жсшечяа
каскаде усилителя применён пентод иди лучевой тетрод, а обратная связь ыссэд
дуемого вида — отрицательна ♦
Одной из особенностей пентода (тетрода) является непостоянство параметра
у и Pit значительна изменяющиеся аз протяжении цикла колебаний, что натру]
няет использование выражений (6.3G) и (6.37), так как внутренние параметры yq
лителя p-у ti тесно связаны (иногда просто равны или пропорциональны) с я
личинами и Rf. От этого неудобства, однако, легко избавиться благодаря томе
что в нормальном для пентода (тетрода) режиме работы сопротивление нагрузи
во мною раз меньше внутреннего сопротивления лампы. Это означает, что |Z*| I
< |ZdKJ| II тогда
Ид, Zt
(6.31
Глубина отрицательной обратной связи 1№) становится вешественяьД
числом, большим единицы [см. (j^^y (6 16)[, причём обычно Л = 1 + К j-j > 2-^1
и тогда Д* .1 > 1—2. Но > А\ поэтому fiy (; > 1. что позволяет значительно ум
ростить выражений (6x36) и (6.37) в Смысле исключения неопределённых велнчД
Ру И
Упрощённые выражения для рсй в Z^v^i примут такой вид:
f
Pcs ~ ~~ (бЛС®
г
и
I i) Jn
8У р
г) При отрицательной обратной связи, для случая применения которой ведёт--
ся наше рассмотрение, Sv подобно где-то внутри рабочего диапазона стано
вится отрицательным вещественным числом (Sy~ — S) и таким образом равен1
ство (6.4Л не свидетельствует о там, что ZtfWj^ оказывается отрицательным
сопротивлением, ко ргв продолжает оставаться отрицательным, следовательно, фа-
за выходного напряжения О’э противоположна фазе£п как н должно быть.
174
где
S - -
Знак минус перед правой частью (6.10) творит о том, что при схемном по-
сдеенииг 1!икаяашк1И из рис* 6.7. и отрпцателыюй обратной связи в пркн. ипе
ф.п11 тыходного напряжения t/3 (в средней части рабочего диапазона) протнвопо-
ir->}Kriii фазе входного напряжения Ь\
В заключение найдём входное сопротивление рассматривае-
мого устройства с обратной связью Очевидно, чти для внешнего
истичгшка возбуждения устройство представляет собой нагруз-
ка с сопротивлением* равным
ZeTfe^A_, (б.42)
Л
по, как видно, на схемы ряс* 6*7,
h=~ - (6.43}
^rtA'
а из соотношении (6.31), (6.32) следует, что
О = {7x4-йя = ut 4- руа = (I -+-
гак как Лг5= —— •
Было показано s (6-4), что
слитому
й ^{\ + —) Ох = . (6.44)
к 1-КИ 1-АД-
Объединяя устозия (6Л2), (6.43) и (6.44), опредалим_7ИЛ. С8
Z,rw = Z^(l-^) = Znl.A (6.45)
При положительной обратной связи модуль глубины Z< 1, зна-
Ч‘1т. ,'7ЙГ с, | < а при отрицаве^ьной обратной связи (по яеЗо*
^цельной} сходнее сопротивле п;е устройства оказывсепся 6oai-
чем у самого усилителя, так как Д> 1.
Возрастание входного сопротивления s большинстве случаев по-
лезно, но, с точки зрения настоящего приближённого исследования,
зто обстоятельство не имеет особого значения, так как мы исходим
из тсго, что |ZX| < [ZMJi а тегда влияние входного сопротивления
вообще незначительно.
175
Что же касается таких показателей, как петлевое усиление
лубина обратной связи Л = 1—а, то для рассмотренной pat
(ir.6,1.2) схемы рис. 6.2й. было установлено, что
а = Л?3,
т, е.
%яыа “Г^з
(вЯ
и что
Выражение (646) показывает, что петлевое усиление при обрат!
связи по напряжению зависит от Z% и достигает наибольшего з
чення в режиме холсстого хода (агт = 1^), в соответствии с э<|
глубина отрицательной обратной связи также максимальна ё
Z.- 7
% Если же при исследовании рассматриваемого устройства не пользоваться П
пятыми ранее допущениями, то выражения для показателей Л\.Л, Z5W
получаются довольно громоздкими.
Однако запись результатов может быть упрощена, если её представить в
де коэффициентов уравнений черырёхлоаюстшка па рис, 6-7. через кого]
па основании (<ЗЭ; — (-1.46) выражаются интересуюшие нас 1юказате_ти. Зтм
эффтщенты сказываются следующими:
В тститщ'ьх выражениях испотьзлтины обличения рис, 6.6 и рис. 6.7,; И
ког/ффициепт у определяется из ф-лы (6.32).
Петлевое же усиление достаточно просто выражается непосредственно черв
параметры усилителя и р-цепи
_______________ Г’ -h ____________________________________
а , ] __ ; . .
(lZ£lrf.r 4 ^Zs) (1 4~ ? ^d.r) 4” ~f Т К ?1
или
176
где
Следует иметь а виду, что во всех приведенных здесь выражениях параметры
н S'., при огряпатеяьжэй обратней связи в принципе являются дейстнитель-
нымя отрицательными величинами.
6.2*3. Анализ последовательной обратной связи по току
В случае обратной связи па току £-цепь обычно выполняется
как двухполюсник Zr что и показано в эквивалентной схеме на
Ряс. 6.9* Эквивалентная схема устройства с последова-
тельной обратной связью по нэку. Полярности эдс
отвечают положительной обратной связи
’ис. 6.9, при составления которой были использованы схемы, пред-
. гавлеппые на рис* 6.2г? и рис* 6.6,
В целях упрощения пос.педоваттпя примем, что ZL'^0 и что
тогда, обращаясь к схеме на рис. 6.9, мы видим, что
^ы.г Т" I ^2
Уз = 1с /2,
(j ~ СТ -f* С'з = С!14-Zc li-
(6.47)
(6.48)
/6.49)
Исключая О и О-з в системе ур-пий (6.47) — (6.49), найдем /г
Jb. й,_________
?илх Т 0 — Ну) 4“ Z-
(6.50)
Равенство (6.50) выражает закон Ома для устройства с после-
довательной обратной связью по току. Вводя обозначение
T(l~Hy)Zc, (6.51)
i2—2j7 177
где ZattvC(t представляет собой выходное сопротивление при
ной связи и
К?* Ну»
соотношение (6-50) приведем к следующему виду;
у _______Иг 4 ____
Zgb. х са 4"
что аналогично (6.35).
Выражения (6.53) и (6-52) показывают, что при обратной caj
по току изменяется ZShirt обращаясь в а = истает
неизменным. В частности, в случае отрицательней обратной сви
> |Z₽,J при этом стабилизируется ток /й (при весьма г?
боной отрицательной обратной связи J ^?> Zgbtx и изменением
почти не сказывается на величине /й). Наоборот, введение полоя
Рис. 6.10. Внешняя характерно*
тика усилителя (7) и устройства
с отрицательной обратной связью
по таку (2)
тельнси обратной связи приводит I
уменьшению выходного сопротнвленн
Увеличение выходного сспротивлей;
при отрицательней обратной связи 5
току можно установить и из рассмс
рения внешних характеристик, т. е. £
внешностей U2 от /й при иг = const. Т<
как ослабляящеевлияние отряцательн
обратной связи по току сказываем
только на величине тока короткого £
мыкания (рис. 6.10), а не на величи
напряжения холостого хода, в режн
которого обратная связь отсутствует,
поэтому
|7 I _ '^17 1__ _^я гх
1^ЙЫХСв| , .
1%сз
Возрастание выходного сопротивления, обусловленное дей!
станем отрицательной обратной связи по току, приводит к тому!
что при изменении сопротивления внешней нагрузки Z2 отпоснЗ
тельное изменение выходного тока 1% получается меньше, а выт
ходного напряжения U2 — больше. I
В большинстве случаев при изменении нагрузки более важЛ
ним оказывается обеспечение постоянства выходного напряжм
нпя, а не тока, поэтому отрицательная обратная связь осуще-1.
ствляется преимущественно по напряжению, но в определённых |
условиях работы может также оказаться полезной и отрицав
тельная обратная связь по току.
Равенство (6,50) позволяет найти выражение для коэффю
циеята усиления при обратной связи
= -7—-г'"--TV—7' ' О5’54’
Ц О] £йг<г *f (I “ Ну)
178
хоторое может быть представлено уже известной ф-лон (6*8)
К - *
1 — А?
если считать, что
% ___-
2вмл* Ч” 4“
1!
А 2с
0 = —-
~ 7
*-я
(6.55)
(6.56)
В отличие от обратней связи по напряжению множитель $
ндесь не является коэффициентом передачи £-цспн, а главнее ji за-
аисит от сопротивления нагрузки, то резко меняет характер изме-
нения петлевого усиления а и глубины обратной связи Л при из-
менении
Действительно, теперь уже петле&се усиление
%*ых + 2с 4“
(6.57)
достигает максимума в режиме не холостого хода, а короткого за-
( ' ^2С \ к
мыкания ахэ =--------—-— , точно так же и глубина отрицательной
Zesij; 4- Zc I
обратной связи.
Что же касается входного сопротивления, то оно н в данном
случае может быть определено из выражения (6.45), относящегося
вообще' к последовательней сбратнсй связи. Таким образом.
2Л;е,==г„Л(1-:л^). (6-58}
где К и р определяются ф-лами (6.55) и (6.56).
Если в оконечном каскаде усилителя находится пентад (тетрод), то можно
ввести существенные упрощения в ряд найденных соотношекнй, ибсь как и преж-
де, допустимо принять |Za[ < 1Z кроме туш, обычна |2С] < [2dW,|, поэтому
zw+3c+2> д Тогда получим:
Яч<
а я? -------= Sy Zc t (6.5$)
Л = I —а 1 - Sy Zc, (6.60)
к ~ hh- = sy Z,. (6.61)
Л" А
к" - ~Г ’ <6-и'
£ а## еи (1 “ Sy (6.63)
2й.г сл (I “* Sу Zq )< (6.64)
H’’ 17Й
Приближённые равенства (6.59) — (6,64) могут быть использоааны при 6ЙЙ
>ной связи любого характера н величины. л
При точном исследовании устройства с последовательной обратной сеязысу
току опять-такя удобнее интересующие нас показатели выразить через коэффщ
енты ур-ний (4.37), (4.3 3), как это описывают выражения (4.3Э) — (4.46), имея вйну
что здесь эти коэффициенты связаны с -параметрами усилителя и цепи обрат®
связи (рис. 6.6 и рис. 6.9) следующим образом:
ZcY„{Sy-Y^
* и - г вх т- :
! 4 + ^iijr+
%€ FdHJf
= ~ —:----------------------.
1 + ^<?(— 'Sy + ^JT +
I 4\ (” + УЙД- + Уаыл)
уге --------------------------
i+zc(-s +yejr+y,.Wir)
При этол» петлевое усиление достаточно просто выражается через параметре
усилится н непн обратной связи
-
ц = ,--------------------------;--------------——---------------
OS + T-J (V^+У,) 4-2с1У1У!1(Ъл+У4и.,.)+ Гвид. (У,+^]
ИЛИ
(Av Zc %tiX 2пыл
й ------------------------------------—------------------- t
(Z1 + Z. J (Z^x + 2г) + Zft (Z1Л + ZdwJ-+ Z. + Z„)
Тан же как в при исследовании связи по напряжению, следует считать, чтсй
при отрицательной обратной связи Sy я }лг, в принципе являются действитель*!
ними о гр к нательными величинами. ?
6,2.4. Анализ параллельной обратной связи но напряжению
।
В случае параллельной обратной связи по напряжению (3-цепь]
обычно состоит из одного элемента Za, как это показано н®!
ряс* G. Ид. Объединяя усипнтель и цепь обратной связи и заменяя со-
противления проводимостями, а генератор эдс — генератором тока>Г
приходим к эквивалентной схеме, изображённой на рис. 6. По, ана-?
логичной схеме каскада на лампе с общим катодом ( рис, 4-27).?
Сравнивая эти схемы, нетрудно заметить, что вместо проводимостей
Усч, в схеме рис. 6-11 включены проводимости FdrI Y& t
причём в силу противоположного направления токов и
S/J следует положить ~что отвечает режиму положнтель^
ной обратной связи.
Учитывая сказанное и принимая во внимание соотношения (4.62)—
(4*64), нетрудно установить, что в случае параллельной обратной
180
связи по напряжению показатели следующим образом
статических параметров:
„ „ ^ + У,7
л = Ллй ~ — —--------------------•
«Л
зависят ОТ
(6.65)
(6.66)
(6.67)
у ___________ у г у 1
г <?лм- га — т еы-г “Г J D v v ,
г лх -г & + у t
Рис. 6.11. Эквяиале!пт1ые схемы- устройства с параллельной
обратной связью по напряжению. Полярность элс U и на-
правление тока £v<? отйсщют положительной обратной связи
Наряду с этими величинами в дапнем случае представляет тате-
рес полный ксэффиииент усиления Кма = » который, будучи
найден из выражений (4Л5) и (4.58)—(4,61), сказывается равным
следующей величине:
к ______________V' & + Г >________________<6 681
"" £, (Г„^1'г + П)(Г.„ + 1'а+Г,)-^(5> + Уо)
Для определения петленого усиления а обратимся к эквива-
лентен схеме на рис. б. 116 и примем, что £, = 0. Далее, предпо-
ложим, что к входным зажимам усилителя ab сказалось приложен-
ным напряжение U — 01, (например, за счёт действия помех), кото-
рое вызовет появление тока S,. U в цели генератора тока йг П]
этом напряжение возникающее на выходе, будет равно одной
нию тока S\ U к общей проводимости цели» существующей мез
ду точками с и d. Очевидно, что
Под воздействием напряжения на входных зажимах ab спятй
появится напряжение, которое, согласно определению петлевого усн|
ления, в а раз больше первоначального 0, Таким образом.
<У8х + {Увых + Л) + (У.х + гр
откуда следует, что
U' s.,¥n
а — —— -------------------------------------— ---(6-69)
Ч"^£) <У
Выражение (6.69) показывает, что петлевое усиление, а значит,
к глубина обратной связи /1 = 1 —а зависят от внутреннего сопро-
тивления источника возбуждения Zi = 1/Kt- Особенностью же парал-
лельной обратной связи нал тетей то, что при равенстве нулю внут-
реннего сопротивления источника возбуждения (/j =-се) петлевое
усиление такжг равно пуло» что свидетельствует об отсутствии об-
ратной связи в этом режиме.
Если рассматривать пзвздение данного устройства в отрыве от
источника возбуждения, т. е. только от входных зажимов abr на-
пример» находить коэффициент усиления Kcs^ то в этомслу-
чае нельзя оонаружить влияния обратной связи. Действительно, для
того» чтобы перейти от Кл£л — к Кс„ = » в выражении
(6.68) нацо положить — 1 /Zt оо» ибо при Z^O t/i = £i и
но при как мы только что вицели» петлевое
усиление равно нулю, а значит, к нет обратной связи.
Отметим ещё, что если входная провримость усилителя У<д
равна нулю, то в этом случае имеет м?сго наиболее сильная об-
182
ратная связь, что видно хотя бы из выражения (6.69) для петлевого
усиления. Для уменьшения а приходится выбирать Y& соответству-
ющей, например, небольшой (по сравнению с величины. Слишком
малое значение YQ иногда может оказаться неудобным. В этом слу-
чае можно подключить к точкам ab некоторый добавочный элемент
пени —ещё одно сопротивление связи (кроме 2и).
Практически довольно часто соблюдаются соотношения:
С^ямл + ^гЬ 1^- + HI <что позволяет заметно
упростить ряд найденных выражений для показателей, принимаю*
:цих такой вид:
Г7___ ГЛ __ __ __ -JXt>
~ /\ у J_y 7 _^7
Удатге = У(?ых(1 Fy ?)•
(670)
(6.71)
(6.72)
Здесь:
т + ^1/ airfA + ^3)
(6.73)
(6.74)
(6.75)
В случае применения пентада в оконечном каскаде усилителя н в ре-
*д1ме отрицательной обратной связи можно ещё .больше упростить ф-лу (6.72)
подобно тому, как эго было сделано при рассмотрении последозательной об-
ратной связи по напряжению (п. 6/2.2), а именно дать ее в таком виде:
~Sy t*i. (6.76)
^емд- ла
6.2.5, Обзор различных видов обратной связи
При выводе всех выражений в настоящем параграфе фор-
мально мы полагали, что обратная связь положительна» что
удобнее с методической точки зрения. Но все полученные соот-
ношения легко распространить на случай отрицательной обрат-
ной связи, если исходить из того, что в средней части частотно-
го диапазона, где параметр р, (или Л\.) становится вещест-
венной величиной, его частное значение не положительно, а от-
рицательно.
Как уже отмечалось, влияние положительной и отрнцатель-
183
НОЙ обратной СВЯЗИ прямо противоположно. Если ПОЛО5КИТёЛ|
нал обратная связь приводят к возрастанию коэффициента \эдИ
ления, то отрицательная — к его уменьшению. Если, яалрадЯ
выходное (иля входное) сопротивление при обратной связи >ЗИ
него знака становится меньше, то обратная связь иротявом
ложного знака вызывает возрастание того же показателя и Т»Д
Из всех рассмотренных видов наибольшее применение иахВ
дит отрицательная последовательная обратная связь по напри
женито, ибо она характеризуется увеличением входного я умеиВ
шением выходного сопротивлений, что в большинстве случае
желательно. Но вместе с тем осуществление этого вида обраи
ной связи иногда представляет затруднение, особенно в одни
каскадном усилителе, вследствие того, что к общему проводя
(рис. 6.7 ) невозможно одновременно присоединить вывод од
источника возбуждения и входной зажим усилителя.
Отмеченное затруднение отсутствует в случае отрицателй
ной параллельной обратной связи по напряжению (рис. 6.11И
однако этой обратной связи свойственно уменьшение входиогд
сопротивления, что полезно для усилителей тока, например!
измерительных, но нежелательно для усилителей напряжена»]
Действие отрицательной обратной свази по току, как изве!
стно, приводит к возрастанию выходного сопротивления устрой-1
ства, что в ряде случаев неблагоприятно влияет, но нередко не
имеет никакого значения. Схемное же построение (рис, 6.9)
устройства с отрицательной последовательной обратной связью
по току, особенно в случае одпокаскадного усилителя на лампе
с подогревным катодом, оказывается очень простым.
Отрицательная смешанная по выходу обратная связь, с од-
ной стороны, позволяет получить выходное сопротивление уст-
ройства менышим? равным или большим, чем выходное сопро-
тивление усилителя, а, с другой стороны, при соблюдении усло-
вий баланса выходного моста ее глубина не зависит от Сопро*
тивлеппя нагрузки. Такое свойство полезно в сложных условиях
работы: при глубокой обратной связи и значительном изменении,
сопротивления нагрузки.
Использование отрицательной смешанной по входу и выхо-
ду обратной связи целесообразно лишь в редко встречающихся
условиях при большой глубине обратной связи, малой величи-
не входного сопротивления усилителя (по сравнению с и
значительных изменениях внутреннего сопротивления источни-
ка возбуждения и сопротивления нагрузки.
Схемное осуществление смешанной, особенно по входу и вы-
ходу, обратной связи обычно оказывается сложным.
В общем при выборе той или иной схемы устройства с об-
ратной связью и знака последней исходят из того, какие изме-
нения показателей требуется получить; одновременно прини-
маются во внимание возможности схемного осуществления и
другие соображения.
184
6.2.6. Стабильность коэффициента усиления
Коэффициент у сил сияя усилителя зависит от многих фак-
торов и не может рассматриваться как постоянная величина
[вменение этого показателя происходит за счёт старения н
смены ламп и вследствие колебаний питающих напряжений»
приводящих к изменению параметров ламп. Коэффициент уси-
депия является также функцией частоты п в пределах сколько-
нибудь широкого диапазона частот не сохраняет неизменного
-учения, Кроме того, в ряде случаев (например, при работе
усилителя на абонентскую сеть проводного вещания) внешняя
фчгрузка меняется с течением времени, что также сказывается
иа величине коэффициента усиления.
Известное влияние может оказывать изменение температу-
ры и влажности окружающей среды, особенно у кристалличе-
ских усилителей, но оно сравнительно невелико при нспользо-
га.чин электронных ламп и современных высококачественных
радиодеталей и материалов.
Между тем в определенных условиях работы требуется ио-
।учение высокой степени постоянства коэффициента усиления,
что важно для измерительных усилителей, в известной мере для
трансляционных усилителей и других.
Наиболее эффективным средством повышения стабильности
коэффициента усиления является применение достаточно глу-
бокой отрицательной обратной связи.
Для простоты рассмотрения возьмём устройство с последо-
вательной обратной связью по напряжению, коэффициент уси-
ления которого в простейшем случае, согласно (6.4), выражает-
ся так:
. {б.77)
Ь\ 1 —Л'0
причём петлевое усиление, как видно из (6-6), равно следующей ве-
личине:
В режиме отрицательной обратной связи её фаза равна 180" и
(6.78)
откуда следует, что модуль коэффициента усиления
Ка = ~ = —~— . (6.79)
U, 1Ч-№
а глубина обратной связи
Д = |1-а| = 1+Кр (5.80)
является знаменателем выражения для Кеа.
1Я&
Соотношение (6,79) показывает» что при изменении /( (практйк
ки здесь £ можно считать постоянной величиной) относительности
мененпе коэффициента усиления устройства Кеа получается менЯВ
чем самого усилителя.
Реализуемый выигрыш повышения стабильности коэффицйвя
усиления легко найти, дифференцируя KCfi по Л' и составляя’^И
ношение <1 KrJifK£ii, которое будет равно
/С, Л(1+Лр) ЛД ‘
Таким образом, относительное изменение коэффициента
ления устройства с отрицательной обратной связью получа^И
меньше, чем самого усилителя, в число раз, равное глубине дД
ратной связи, другими словами, нестабильность снижается |Н
столько раз, во сколько раз уменьшается коэффициент усйЯ|
ния под влиянием отрицательной обратной связи.
С точки зрения повышения стабильности коэффициента у<М
лення многокаскадного устройства выгоднее охватывать ejiM
ной обратной связью все намеченные каскады, а не каждый^
отдельности своей местной обратной связью.
Действительно, пусть усилитель состоит нз двух каскадов, причём oijffl
отельный уход коэффициента- усиления каждого каскада составляет ~Ии||
а всего усилителя ±20%. Для получения ухода, равного требуетИ
осуществить отряиЕтельиую обратную связь, если она охватывает оба кДГ
кала с глубиной, равной 20. Во столько же раз уменьшится н общий коэа
фникеит усиления.
Прихешя же местную обратную связь в каждом каскаде, получим Ш
uycTiJMvwi нестабильность на каскад с обратной связью ±0,5%, причем П®
герк усиления каждого каскада окажутся раднымн 20. При этом общая ЧЙ
стабильность ± 1% при таком решети будет достигнута за счёт уменьшу
кия результирующего усиления в 20,J=400 раз.
При очень глубокой отри нательной обратной связи коэффициент
усиления вообще очень мало зависит от ибо если К3^> 1, т<4
как видно из (6.79),
- TW = Т • <6-82*
Отметим, что соотношение (6.81) правильно отражает уменьшен
вне относительной нестабильности усиления только при условии,!
что фаза обратной связи равная сумм? фазовых, углов усилите^
ля и цепи обратной связи составляет ISO'.
Можно считать, что фаза обратной связи в общем сахраня-1
ется неизменной при колебаниях питающих напряжений, ста ре*
нии я смене ламп, а также при изменении величины активной
нагрузки.
Если же говорить об изменениях коэффициента усиления в
пределах некоторого диапазона частот, то такие изменения так-
же уменьшаются (правда, не всегда, как будет видно из п. 6,2.7) t
ио здесь, вследствие взаимной связи частотной и фазовой ха-
186
□акТ’Эристик* уже не соблюдается условие 180° — const и вы-
лаження (6.79) и (6.80) не дают правильного результата.
° рассмотрим, как сказывается изменение сопротивления нагрузки в случае
-грина i-e-ibHofi обратной связи по напряжению.
Для [1ростагы рассмотрения примем, что параметры усилители н цепи обрат
снязн вещественны (<xv — = а сопротивление нагруЗ'
кИ да'ит активный характер |7Ь — А^-ь
Тогда коэффициент усиления усилителя, согласно схеме на ряс. 6.6, выра
<ится таю
Н>(^в
А. =? --- я= -------— аз— -———— ,
lj -^aw.r Н~ ныл' 4"
Это значение К цодставим в (6,77) для того, чтобы определить коэффмии
йвт усиления при обратной связи. В результате получим
Ну #а
/? г т- 7?
I X
Г«<и,г +
Переходя к модулю, достаточна будет только изменить знак правой части
ибо все величины, содержащиеся в ней, вещественны
д. Р >
гвых 4" U 4" Ру н)^а
Далее полагаем, что сопротивление нагрузки варьируется от 7?аяик до
?s,uw^ при этом отношение минимального значения коэффициента усиления к
максимальному, одновременно равное при = const окажется
ледующкм:
f
^Сга лчя \ ^«м.г 4* (I 4" Я* -в^с! tf* пп>
у -----— » । ------—« । 3=- ------------—----------.—--— (
^еамикс ' Ьг(₽-сопн1 !г4Пх 4” (I 4~ !Лу Р) ^икил!
ле у— к&зффациент стлцбилмсти усиления.
Вводя в рассмотрение глубину отрицательной обратной связи при наименьшем
«ыачення сопротивления нагрузки
* . . ,г Л , , ПЛ
Амин = 1 4- &MUH ПН ' ТлГЬ ’ {6,84>
* Йй»х “Г ^3-WUK
ныраженне (6.83) приведём к виду, более удобному для расчёта
। _
4KBJI+^M’
\ '3NX '
(6.85^
Если исходить из некоторого значения коэффициента стабильности усиления
> то требуемое значение глубины отри дательной обратной связи легко может
быть найдено нз следующего выражении.
I__^0 НИИ
AMH =--------------------------- ,6.86!
,1 ч { 1 > “2-MU*/ i
187
Одновременно при проектирования при ходится определять и коэф
передачи напряжения й-цепя. Из (6x84) и (6.86) для Н получаем ел
выражение:
wtf V
^5 '*tlH
VllN ~~ J
3
Ну П
гае
tr Нч $$*»//
*маг£ — 1 п
f<r«c t *Чмин
В случае применения п оконечном каскаде усилителя пентодов (лу*Й
тетродов) практически возможно пренебречь по сравнению с единицей
„ это позволит упростить выражения (6.85) — (6.87). но надо счята
r wt
тем» что иногда может быть даже меньше» чем Въма^гвых*
6.2.7. Частотные я фазовые характеристики устройства
с частотнонезависимой обратной связью
Векторные диаграммы устройств с обратной связью. РгМ
личие между влиянием положительной я отрицательной обрД
иых связей становится особенно наглядным, если обратиться®
векторным диаграммам, связывающим /( и (Л наприм-Л
устройства с последовательной обратной связью по напрял®
нию.
Для коэффициента усиления такого устройства было иа^
депо выражение (6Л)
„ К
(A 1—Kfi
которое представим в таком виде:
кев к
(6.89J
Поскольку обратная связь частотно независима, то коэффицией»
передачи напряжения цепи обратной связи равен вещественном»
числу» положительному = 0) и .и отрицательному = 180*У|
Коэффициент усиления усилителя /( = характеризуется моду4
лем К и аргументом <?к» представляющим собой фазовый угол между
его выходным 0% и входным U напряжениями.
Для дальнейшего важно уяснять» как следует понимать фазовый
угол усилителя <?к. Представляя коэффициент усиления в символи-
ческой форме
K = ^-=K(i«)-Kf(4 + i W- (6.96;
188
□лучим известное выражение для тангенса фазового угла между
декадным и входным напряжениями
А г (М
и3 которого видно, что сам аргумент
(“») = arc tg
(«>)
не является определённой величиной вследствие многозначности
функции z/ = arctgx.
Поэтому аналитически из (6,90) представляется возможным най-
ти лишь главнее значение арктангенса, как известно, заключённое
в пределах
< . ?(\ {(д1) к
< <р(ш)= arc tg~:<v
Лг (ш)
и связанное с (w) следующим образом:
М1’) = ®(ш)+ (6.91)
С точки зрения нашего рассмотрения л равно 0 или 1, так
как добавление к h±2, ~4t . , , уже ничего не изменяет.
Чему именно равно п (0 или 1), проще всего установить пу-
Км рассмотрения полярности выходного напряжения при отсут-
ствии влияния реактивных элементов, полагая их сопротивления
г ли проводи мости равными нулю с таким расчётом, чтобы пгь
иучитъ в результате большее, а нс меньшее (или равное нулю)
шачепие коэффициента усиления. Если в таких условиях ш>-
! лрность U2 окажется совпадающей г полярностью U, то m =
- в противном случае fl.= L
Например, в случае однокаскадного реостатного усилителя
ipnc. 3,3) следует принять равными нулю ёмкостные сопротивления
конденсаторов Си Сч и CJ) и ёмкостные проводимости между-
i-лектродных ёмкостей лампы и ёмксстн монтажа- Выходное напря-
жение Сфй в этих условиях, вследствие свойства лампы вносить
фазовый сдвиг 180”'т будет точно противоположно входному <7г1,
значит, п = 1 и ;(г") = («и) + 180\ При наличии в усилителе двух
реостатных каскадов подобным же образом мы бы получили
= : (и), при наличии трёх каскадов = '?(<'») + ISOJ и т, д.
В случае трансформаторной связи (рис, 3.2) равенство пулю или
единице практически зависит от порядка включения выводов пт
первичной и вторичной обмоток.
О Сопротивления блокировочных конденсаторов н питающих ш?пях в
гаких случаях вообще полагаются ранными нулю.
189
В дальнейшем через ф, где мы будем обозначать
тотнозависимую составляющую фазового угла усилителя ф*ДИ
лагая, что или 180 \ в зависимости от «иолярн^В
усилителя»1). Вообще, если <?3 = 0, то в режиме отрицатели^
обратной связи
?,= ? + 180\ (6Ш
и. следовательно, усилитель должен вносить фазовый сдвиг, ранид
180е; при положительной обратной связи, естественно, здесь
Рис. 6Л 2. Векторные диаграммы устройств с чаетотнонезавиенмой =0) ком*
плексной положительной {и, б, в) и комплексной отрицательной (г, б, е) обратно#1
связью
Возвращаясь к нашему рассмотрению я переходя к векторной
диаграмме (рис. 6,12п), воспользуемся соотношением (6.89), Если
вектор ft характеризуется угловым положением — ф, то обрат-
ный вектор
JL = _J„ = 2_
К К е1? К
J) Обычно на некоторой средней частоте диапазона угол ? проходи через
нуль (рис 2Л). У усилителей постоянного тока /о—(L
190
1
Лг
к
будет расположен симметрично К по отношению
оСП, Складывая геометрически векторы — 3 при
иает частотно независимой обратной связи, и 4-
дим вектор 4- , Переход от вектора 4-
к горизонтальной
Ерр — 0, что отве-
(рис, 6J26), нахо*
вектору не
представляет затруднений. Для наглядности векторы К и пере-
несены на отдельную диаграмму (рис- 6,12й). пз которой видно, что
при комплексной положите !ьной обратной связи фазовый угол
между выходным и входным напряжениями больше, чем фазовый
ТЛ А 1
угол ф самого усилителя. Интересно, что при приближении —
л
к 3 и ф к нулю (рис, 6.126) петлевое усиление а = К р стремится
к единице, при этом модуль и угловое положение вектора 4-> а
шачит, и вектора /С((Г всё сильнее и сильнее зависят от данных
коэффициента усиления К и ф. При изменении по частоте коэффи-
циента усиления усилителя н его фазового угла изменения соответ-
ствующих показателей устройства становятся более резкими, осо~
бенно, если д =КЗ приближается к единице.
При рассмотрении /амт еъсной отрицательной обратной
связи будем опять-таки исходить пз соотношения (6.89), но учтём,
что теперь <?л. = ©+ 180 (рис. 6Л 2г). Далее производим сложение
векторов Д-и —й с тем, чтобы определить величину я угловое
К
положение вектора 4- (рис. 6,125). На рис. 6,12е отдельно показа-
ла
ны векторы К и и через фС|1 обозначена частотнозависимая сос-
тавляющая фазового угла устройства, которая связана с <?ГЙ одним
чз следующих равенств:
?ев = <Л 180й
(6.94)
или
(6.95)
в зависимости от того, вносит .пн усилитель постоянный сдвиг в
180° или нет. Например, при выполнении устройства по блок-схеме,
изображённой на рис. 6.2а, усилитель вносит сдвиг 180°, поэтому
и фазовый угол между выходным 6ТЙ и входным Z \ напряжениями,
т. е. фГ11, близок к 180".
Интересуясь же влиянием обратней связи, мы будем сравнивать
углы v и , т. е, частотнезаинсимые составляющие углов ф* и
?се, прядя к такому выводу: в режиме частотнонезависнмоц ком-
плексной отрицательной обратной связи частитнозависвмая состав-
ляюшая фазового угла между выходным и входным напряжениями
получается по абсолютному значеншо меньше, чем таковая
191
самого усилителя te. Величины фС4 и «рпол
одинакового знака: при увеличении глубины обратной связи
мер, за счёт возрастания р) угол стремится к иулкх
Таким образом, за счёт применения отрицательной обраЯи
связи можно получить значительное улучшение частотной и фаз^|
характеристик.
Построения, приведённые на рис. 6.12, относились к опредйЯ|
ной величине частоты, однако ими можно пользоваться и в сл^Н
нескольких значений /. Для этого требуется предварительно псе$Я
нть годографы секторов*) Д- я — Й или-------U и 3, произведя &
A' A'
следояательное суммирование последних для различных эначйд|
частоты.
При выполнении указанных действий запись удобно вести ДИ
форме, приведённой в табл. 6.L
Таблица вВ|
/ к J * ! Кги сз ъ* ч
Аналитическое выражение частотной и фазовой характер^
стик при частотаонезависпмой обратной свази. К выводя
относительно изменения частотней и фазовей характеристик во#
можно перейти и аналитически. С этой целью представим коэфф»
иисит усиления в символической форме
А' =А(ссе?я+ i sin oj
н подставил! это значение К в выражение (6.4), полагая, что^=-0.
т, е, fi = [1,
д A (cos <f4. + ! чin 'fK )
Ar„= ——~ ~~—
1 — К > 1 — A (cos a,- + i sin й
Выполняя далее обычные преобразования, найдём модуль и ар-
гумент комплекса Ка, — АТ« ^еп -
,, К
J/i-2Ai.Cos¥n4-(X-^ '
5 -=t«® —1£1т_
Tfrf ’Ь TfvJ „
cos ?15
(6.96)
(6.97)
’) Годограф вектора представляет с бой линию, описываемую концом векто-
ра. В ндших рассмотрениях годограф есть не что иное, кам ^астотно-фазоная
характеристика той или мной частотназааисимой величины.
192
При комплексной положительной обратной связи | <?d ] < 90о
(рис. 6-4), Т* е' I < 90' (ибо ?fi — 0) и ccs?* > °* поэтому
кан 5Т0 11 ^л0 найдено посредством построения
Uторной диаграммы,
В режиме комплексной отрицательной обратной связи = г? +
i iso , что позволяет от (6.96) и (6.97) перейти к следующим
эыра жени ям:
Ксл= — к (6.98)
" . 1 + 2 X р cos <н-(О51
cos ?
Из (6. 99) следует, что в режим? отрицательной обратной свя-
зи | Ц | всегда меньше абсолютного значения
Наряду с расчётом по выражениям .(6.96) и (6,97), а также
по диаграмме на рис. 6*12 в некоторых частных случаях оказы-
вается удобным рассчитывать частотную и фазовую характе-
ристики устройства с обратной связью на основе выражений,
найденных с помощью символического метода, особенно для
более простых систем.
В качестве такого частного случая рассмотрим случай при-
менения в устройстве с частотпонезависимой обратной связью
усилителя, состоящего из каскадов, обладающих свойства At и
апериодических цепей.
Ранее было показано, что коэффициент передачи (усиления)
апериодической цепи (каскада) выражается так:
д- = °* =
U 1+ ix*
где в общем виде
является функцией частоты» характеризуемой параметрами — посто-
янными времени и зависящими от физических данных цепи
(каскада), как было показано на рис. 5.13. Если усилитель состоит
из /V каскадов, идентичных в отношении величин и тЯ1 то при
комплексной отрицательной обратной связи
<61<к»
причем здесь Ло представляет собой общий коэффициент
-V-каскадного усилителя на частоте нулевого фазового
(при f =/0, <э = О).
Подставив (6*100) в известное соотношение
усиления
сдвига f0
13-237
133
где fi ~ (3-, получим выражение для коэффициента
ком виде:
Д' =_________________
Afs (1+ МЛ + М
усиления ВЖ1
(5.Я
Рассмотрим применение ф~лы (6.10!) при исследовайЯ
устройств с различным числом каскадов в усилителе.
В случае одпокаскаднаго усилителя и режима отрицатеЯ
ной обратной связи из (6.101) имеем
которое показывает, что под влиянием обратней
уменьшается коэффициент усиления (при f = /ц
в j4q раз( причём
~ 1 ~г Ко ?
связи, во-первйи
т. е при х
(6.1®
представляет собой глубину обратней связг? по частоте нулево]
фазового сдвига, а( во-вторых, происходит уменьшение перемени!
величины
1
Д' = шт, —
также в /0 раз, что означает снижение добротности Q и растим
ние полосы рапнемерного усиления. Другими слегами, нлияня
отрицательной обратней связи в однокаскадцсм устройстве зквиэа
лентно уменьшению постоянней времени верхних частот! — j
и возрастанию постоянней времени нижних частот = ПЯ
одновременном уменьшении ксэффлннета усиления на частот
нулевого фазового сдвига /в в такое же число раз {
Общий характер частотной кривей при этом сохраняется без взме
нений.
В соответствии с расширением полосы равномерного усилен
ния происходит и уменьшение (на любой частоте) фазового
угла между входным и выходным напряжениями- 1
Действуя подобным же образом, можно найти уравнения;
частотной и фазовой характеристик для устройств, содержащих!
усилитель с числам* каскадов, равным двум, трём в т. дм для
чего следует в (б. 101) подставить соответствующее значение AZ
и вычислить модуль и аргумент получившегося комплексного;
числа. Результаты подобного рода расчётов для Af^=2 н Л>=3
даются а виде характеристик на рис. 6.13, и 6Л4. При /V=2 частот-
ная характеристика имеет максимум, если Д}^ I >2; в слу-
чае трёхкаскадного усилителя максимум образуется при еже
меньшем значении глубины обратной связи (^>1,5).
194
Возникновение. максимумов у характеристик — ф (/)
рК /V > 2 и соответствующем значении физически объясня-
ли тем, чю при изменении частоты, начиная от f$f фаза об-
связи все больше и больше отклоняется от 180° прП’
?{jj(Th ;,лясь к 90° (270й) и дальше 0° (360°), т. е. комплексная об-
•ратная связь из отрп-
^т> дыши постепенно
ререходиг в положи-
тельную; из выраже-
но; (6.98} видно, что
ятя кое изменение угла
с дзет уменьшение зна-
ф?ниеля правой части
[р исходном положе-
нии. когда f^fcj в (6.98)
~ й при отрицател ь-
ной обратной связи].
Для уменьшсггия
с’лп'пя максимума час-
ТиТНОЙ кривой Кса =
~F(x) =гр(г) рекомен-
дуется выбирать кас-
кады с неравными ве-
личинами постоянных
времени или приме-
нять частотноаависи-
муш обратную связь,
на что впервые обра-
тил внимание Г. С. Цы-
к!-1нт весьма обстоя-
тельно исследовавший
частотные и фазовые
Рис. 6 КЗ. Частотные и фазоные характеристики
устройства с узгтт ^независимей отрицательной
обратной связью. Усилитель с^стпнт из двуя
апериодических каскадов
характеристики раз-
личных устройств с отрицательной обратной связью [87]. Полез-
ным также оказывается сочетание обоих способов;
6.2.8. Частотные и фазовые характеристики устройств
с частотнозависимой обратной связью,
Свойства ча^тотнозашымой обратной связи. При частотно-
независимой обратной связи fMienb представляет слбеп делитель нап-
ряжения, не создающий фаэсвсго сдвига и сбладгнщий поэтому
постоянством коэффициента передачи (£ = ₽ и — 0). что возмож-
но при выл ол нонин кепи из чисто активных ссп р стпвле н ий
или из сспротнвлений, шунтированных ёМксстями, при равных зна-
чениях постоянных времени плеч делителя1). В случае же часуот-
9 Например, плеч ZA и па рис. 6-7 и др»
13*
W5
независимой обрапюй связи [i-цепь обязательно содержит
ные элементы, причём постоянные времени плеч делителя
не равны между собой, поэтому модуль ^зависит от частоты и &
Частотнсеависимая, в основном комплексная отрниательн
ратная связь находит применение для
обратной связью. Усилитель состоит из
апериодических каскадов
Ряс. 6.14, Частотные и фазовые характеристики
устройства с частотнонеэзвнсимой отрицательной
" . Усилитель состоит из трёх
повышения устойчивое?!
рсйств, для устра
(или уменьшения) й
мумов частотной я
теристнки усиления j
= <r(f) или, наоборот
пол у чения послед!
Уменьшение
тельной величины
мума -- Kfd:.
функции Д'
важно не только для
ин।рекия диапазона .
номерного усиления
более точного всспг
ведения кратковреме
импульсов, но оно ве
повышения
ибо при
^ев vuht' К
устройство
СВЯЗЬЮ
дается.
Векторная диагр^Я
Ata устройства с ч
тотнозависилюй абр\
ной связью. В ре
комплексной отрииа
любой величины, как «
УСТОЙЧИВО®
стремя
бесконечно
с сбрат
самовозб"
ной обратной связи её фаза фй может быть
видно из рис. 6.4, но в типичном случае ?а относительно Слизко к IS
например, 90D<®„<270\ При этом па некоторой частоте /#, рас
ложенной обычно внутри рабочего диапазона, фазовый угол уад
теля ?А-= ?+180' становится равным 180°. а его частотноз
сима я составляющая 9 обращается в нуль. На частоте А
кь/о> 1?1 ие превышает ещё 90°,
за эти пределы. Равенство
,, близк
а | | обычно также не выход
J__
I
X
(слоя
показывает, что вектор —
Хее
1
и —£ 1 как это показано на рис. 6.15.
196
равен геометрической сумме вскторсД
на положение вектора
*3
(г-П
фа завой характеристик при ком-
частотпозавпсимпй отрицательной
обратной связи
Рис 6,15. Графический метод расчета ча-
стотной и т_----” ------------- — —
плексной
/орграф
Audocpatfi бешрра -I
ft
Интересно, что Фазовый сдвиг {1-цепи (®.( ) вызывает некоторое
^щенле вектора Л'„, но в сторону, противоположную фазовому
сДП|!1 ^ак' в настоящем построении с>0 н ?,, > О, угол
,у оказался меньше нуля, т. е. имеет место иерекомпсн-
**'*'* 1 t'rt sin
садпя фазы, наступающая ТЕри При sinp = ' ^~^~угол
ф' обращается в пуль, в чём нетрудно убедиться путем геомет-
русского построения. Влияние, же угла
д вообще, говоря, боль'
Ше, чем угла <р.
[ри рижский метод ра>
иста i-acniotnHou и фазовой
характеристик при часто-
тио зависимой обрат ной
Распространяя пост-
роения, приведенные на рис.
6.15, на случай ряда частот,
вместо двух отдельных то-
чек. фиксирующих соответ-
ственно положения векто-
ров К и 3, мы будем иметь
деде с годографами векторов
-!-п р, находя J- как геометрическую разность последних. Ta-
ft К™
кне построение приведено на том же рис. 6Д5, где сами векторы
изображены для значении частот f и f".
Концы векторов Д- и р при f = f‘ находятся в точках Л' и
К
В\ Соединяя эти точки, определяем длину и угловое положение
вектора Здесь ф > 0, ^>0и получилось также больше
н гдя. Частоте f = f" отвечают точка Л7 и В\ расположенные на
соответствующих годографах, определяющие новое положение и ве-
зичниу здесь мы имеем < 0, ® < 0 и ?„ < 0. При вьшол-
Кел
Таблица 6-2
Ш=Г)
XV®
t' / к 1 ft 1 Kcs ¥re
197
нении указанных действий удобно пользоваться формой запвдкЦЦк
ведённой в табл< 6.2.
На рис. 6.15 показано так же» как вести отсчёты углов ?S|^
8 отношении их знаков.
Аналитическое выражение частотной и фазовой характе
при ча шот.чшаянгалил} обратной связи. Представляя к
ент усиления
форме
и коэффициент передачи ^цеии в символ
/< = /< (cos i sin <рА.),
£ = р (cos 4- i sin 7Э),
значения К и б в (6.4), получив такой резу.
Л? ci
1 — A f- (cos - i sin f J(co* Тз г * sin ?- ) * '
1 ' r K1L'
Из (6.(05) будет нетрудно вычислить модуль и аргумент '
X
подставим эти
-
д’
f\, £ г> "" ___________________.________________ V
v 1 — эх fj cos (<fh. -й^ткщ3
, . sin?.. i-Xp sin %
•й'Г 4 Г — _ 7/Т ___- I
Г» Tea
™ — Н $ COS Яд
Выражение (6J06) пе представляет собой ничего
вспомнить, что (раза обратной связи
дулю петлевого усиления а = 7< 3 -
При комплексной тложштяяьной обратной связи
должно быть учтено при рассмотрении этого режима на ос:
выражений (6.103) и (6.107).
При комплекснсй отрицательной обратной связи т
соотношения (6.106) и (6.107) принимают такой вид:
К
НОВОГО. ‘
а Л" й равно
ф 181
= -________________________
у 1 Ч- 2K fiCQStf-r^ )-Ь(К?)а
К ₽
tef —-------—-
COs «р
тса
tg ?' „ =
Д ,1 cos ?я
I -I-------------
COS 7
J) Если выражение для К имеет вид К « *——“ » то аргумент
(л ’“j-
дится на уравнения
BC — AD
1g© —-----------*
АС + BD
198
Важно установить, какое влияние оказывает фазовый угол р
d ?г г)
вычисляя производную —/у
При = 0
видим, что ее частное значение
Тгд)
_
=—к?
= о
отрицательно, значит, внесение ^-цепыо некоторого фазового угла
| < 90 вызывает смещение углового положения /Сс4 в противо-
положную сторону. Из (6,109} также вытекает, что *Уд может быть
Tomi же или противоположного знака с ? и даже равным нулю,
в З'жчеимостп от соотношений между величинами sin 7 и /<{lsin^3.
Следователь но, данные fl-цспи могут быть подсбраны так, чтобы
щеучпть некоторую компенсацию (шш перекомпснсацию) фазового
cjnnra. вносимого усилителем.
[ 1то же касается влияния модуля петлевого усиления а = К 9, то оно
здесь получается сложным. Если [? Ч- | не превышает 90 то
при возрастании [з коэффициент усиления Л'гл надает, а при умень-
ши пин ;5 увеличивается, таким образем, частотная характеристика
= 6(f) До известной Степени обратна по форме характеристике
/ Л(/), но не во всех случаях,
В некоторых условиях работы требуется получить определен-
ного вида зависимость ^’!/(/}, заметно отличаЕсщуюся от гори-
чч г таль ной прямой в пределах рабочего диапазона частот. Пусть,
например, необходимо получить максимум расположенный на
sr.lx пей границе рабочего диапазона. Такой максимум легко создать
если 3-цепь выполнить в виде комплексного делителя напряжения,
коэффициент передач г! которого падает при повышении частоты;
hl видно, что при уменьшении р коэффициент усиления дол-
жен возрастать, особенно при глубокой отрицательной обратной
в^зп когда выражение (6,4) можно представить прибли-
жённо так:
кев
К
р
оказывается недостаточно точ-
следует пользоваться пол ным
Однако этот путь исследования
ным и при детальном рассмотрении
выражением (6.4)_
Рассмотрим характерный пример использования чаетотнозавнсимой отрипа*
гелънлй обратной связи, для полу пени я частотной характеристики <^ла“
лющей резко выраженным максимумом- Пусть fj-непъ в устройстве с последова-
тельной обратной связью по напряжению имеет иид мостового д рой наго Т -образ-
= :!’]<> четырёхполюсника, схема которого была показана на рис. 5.6а н усилитель
которого обладает независимым от частоты усилением, т. .е А = —А'о = const.
Если принять, как это обычно делается, что параметры используемой здесь
м-цепи связаны соотношениями
/?2 — — 2 /?* —
(6.110)
199
н
C1 = C3 = O.5C1; = G
то коэффициент передачи йм, найденный из (5,58) и (5.59)
етаковки р = i окажется разным следующей величине:
посредс
I — СТ?)2 -г I 4<» CR "
Вводя для сокращения записи обозначение
Рис* Б. 16, Частотные характеристики
усилителя (Ю. Pi-цепи (\) и устройства
с отрицательной обратней связыа(К^)
Z = u,C/?=i ,
/а
получим следующее выражение
₽ =-.—.
1 — & -J- i 4 z
Далее, воспользовавшись взнес
равенством (6.4) и вспоминая, что в да
случаев = — Ко, придём к такой
муле для Л^я:
Ко (1 — я* Ч i4c)
(1 4- Кв) (1 - *2) + i 4г
откуда определим модуль коэффициента усиления
(1 — 23) +- 16 2*
(I -да i- 1G*S
(ОЯ
Из соотношения (6-114) видно, что коэффициент передачи р-цепи обращзс
н нуль при z =J, т. е. на частоте / = /0 — Ка KOTD^' та*им Ы
sow, обратная связь отсутствует н Л’ге достигает максимальной величины, рэй|
Если же г стремится к нулю или бесконе1шости, то (1 стремится к един®
о Л*
а к t > jz '
I -г- лу
Для наглядности на рис, 6.16 даны частотные характеристики усилит^
р-пзепн я устройства с обратной связью для значения Лр - 9. Интересно, что J
виснмость Кс^ = 4- (/) вблизи частоты Ц {2 а: I) близка к резонансной крив
характеризуемой добротностью Q>wrf
Таким образом, мы акднм, что используя в усилителе низкой частоты чаМ
топюзавнеимую отрицательную обратную связь, можно получить устройств
обладающее свойствами усилителя высокой частоты, что в соответствующих
чаях используется на практике.
9 Это соотношение устанавливается ниже, в п. 7*5.5.
KfA —
(6'W
200
g £2Л Нелинейные искажения в устройствах с обратной связью
Одним из важных свойств отрицательной обратной связи
является уменьшение нелинейных искажений, возникающих а
усилителе. Физически этот эффект объясняется тем, что пара-
зитные составляющие выходного из пряжен к я (или тока ) —
рармопики и комбинационные частоты, обусловленные наличием
нелинейных искажений, при обратной связи попадают на вход
усилителя и слова появляются на выходе, но уже в фазе, про-
тивоположной их начальным (задающим) значениям.
Рассмотрим более подробна процесс суммирован ня паразитных
составляющих в выходной цепи усилителя. Допустим, что без об-
ратно и связи усилитель соз-
даёт на выходе паразитное
напряжение, одна из состав-
ляв щих которого характери-
зуется значением U2fl (рис.
6.17), При обратной связи
на выходе усилителя уста-
новится напряжение, равное
не а какой-то другой
величине представ-
ляющей собой сумму U*>h и
Ртгс- 6,17. Блок-схема, поясняющая определе-
ние паразитного напрял ения при обрат-
ной связи
i где U2h — результат действия U$h rn, прошедшего через р-цепь
и усилитель.
В самом деле, если на выходе усилителя существует установив-
шееся напряженней^ то на выходе ^иепя и. следовательно,
на входе усилителя должно существовать напряжение Д£/Л =
= 3w которое, будучи усилено в Л раз, и окажется равным
А7Л1; — Таким образом, между начальным
(задающим) U^h и установившимся значениями паразитного
напряжения на выходе усилителя существует следующее соотно-
шение:
0^СЙ = М А - u2h + к?U^o. (6.117)
откуда следует, что
/7 _____б'а?!
^2/1 (Г</ — - , *“ i ’
1 —№ Я
(6*118)
Выражение (6.118) показывает, что какая-либо паразитная
составляющая выходного напряжения, возникающая в усили-
теле, в частности, вследствие нелинейности последнего при об-
ратной связи становится меньше в число раз, равное глубине
обратной связи Я. Так, при положительной обратной связи,
когда A<lt нелинейные искажения возрастают, а при отрица-
201
телыюй, характеризуемой значением Л>1, — уменьшаются Л
притом во столько же раз, во сколько уменьшается коэффи
цнент усиления (Л\.„ = К;А\
Начальное же значение какой-либо паразитной составляющей ТйМ
U$ti зависит от степени использования ламп в усилителе (главшЯ
образом лампы оконечного каскада}, которое определяется уровня
выходного напряжения сигнала (основной частоты) С'^ т. Я
Сравнивая показатели усилителя и устройства, например, с ой
рицательной обратной- связью, мы получим разные коэффициента
усиления для колебания основной частоты, а при неизменном Зо
ченнн напряжения источника возбуждения и несовпадающие зиата|
пня выходного напряжения U%. Эго приведёт к различию в велики
нах lAfJi и сравнение станет непоказательпым. Поэтому при сравни
ним нелинейных свойств этих систем, естественно, надо выдерживай
один и тот же режим выходной цепи в смысле равенства величя
(или /2)’ С этой целью при введении отрицательной обратной свя
зи напряжение источника возбуждения должно быть увеличено: 1
принципе во столько же раз, во сколько уменьшился коэффинийД
усиления, т, е. в А раз. Тогда Ог л должны получиться в сбей
их случаях соответственно одинаковыми, но Т;гЛсе будет отличатьсд
от U^.
Следует отметить, что выражение (б, 118) справедливо литЛ
при незначительном уровне нелинейных искажений, когда можно счЯ
тать, что усилитель обладает почти линейными свойствами и ецга
возможно (хотя это я нс строго) использовать принцип наложении
что и было принято при выводе (6. 118). В частности, при отрипм
тельной обратной связи (?д =- 18СГ и Хр = ~#£3), когда выражу
ние (6. 118} принимает вид
16Л1^
Фактически уменьшение какой-либо гармоники, при достаточна
интенсивной её начальной величине > 0,05 —О J)? получает^
ся не в /l=l-r/Q раз, а в меньшей степени, т, е, выражений
(6. 119) становится неточным.
Представляя зависимость выходного напряжения от входного усич
лителя полиномом
цд ~ tzjzz- 4- -J- . , ,
н используя соотношение, существующее в режиме отрицательной
обратной связи при = 180J п =0 (рве. 6.2 а)(
и 1 == и 4- tiэ = и 4* ^2» (6,120)
Г, С. Цыкин [87J аналитически установил зависимость между И
Ui и объяснил физический смысл неточности выражения (6. 119)*
202
В своём исследовании Г, С. Цыкин показал, что снижение, на-
пример, коэффициента гармоник в меньшей степени, чем падение
коэффициента усиления при введении отрицательной обратной связи,
объясняется тем, что компенсирующее действие*последней в основ-
ном зависит от жновенкого значения коэффициента усиленья
duL
иначе, от крутизны динамической характеристики (точнее, от мгно-
венного значении петлевого усиления 3^). Так, если дннамиче-
rfifj
екая характеристика представляет собой ломаную прямую вида, по-
казанного на рис. 18, то при подаче на вход Усилителя доста
точно высокого напряжения бу-
дут срезаны верхушки синусоиды
выходного напряжения, т. е. воз-
никнут нелинейные искажения.
Если теперь применить отрица-
тельную обратную связь. то коэф-
фициент усиления уменьшится
и для получения прежнего зна-
чения первой гармоники выход-
ного напряжения придётся повы-
сить напряжение источника воз-
буждения, так как никакое по-
вышение напряжения на входе
усилителя при указанной фор-
ме динамической характери-
Ряс. 6.18. Липами ческа я характернстиг
кз усилителя н характер нелинейных
искажении
стики не сможет привести к превышению выходным напряжени-
ем уровня 0%^ Поэтому коэффициент гармоник останется в точ-
ности таким же, как п при отсутствии отрицательней обратной
связи, Л ведь как раз в области концевых участков динамической
характеристики мгновенное значение коэффициента усиления
k = —равно нулю.
dut
В реальных условиях динамическая характеристика Uj=J (и)
не обладает резким изломом, имея вид плавных кривых с по-
степенным переходом в горизонтальную часть. При такого рода
характеристике компенсация нелинейных искажений при сла-
бом уровне колебаний, не захватывающих горизонтальных уча-
стков кривой «2=/ (и), будет примерно пропорциональна умень-
шению коэффициента усиления (в А раз). При повышении уров-
ня сигнала компенсация искажений будет становиться меньше,
особенно при использовании более пологих участков характе-
ристики ^2=( (и). Следует отметить, что и за счёт неравенства
180° на всех частотах фазы обратной связи (аргумента К Р)
уменьшение нелинейности искажений получается ещё меньше.
а> -•
203
Наиболее простым методом определения характера нелтгнеяньй
искажении при обратной связи является графический метод, осно
ванный на использовании следующего соотношения, относящегося
к устройству с отрицательной обратной связью при ?л, = 1Ь*0э i
= 0 (рис. 6.2 а) для частот основного колебания п соответс^й
вующнх гармоник
Л'
характеристики устройства с отрица-
тельной обратной связью
u1 = u + ^us, (6.1211
При графическом расчёте самого усилителя нетрудно найти era
динамическую характеристику а следовательно, и обрати
ную функцию u = F(u3)( тогда, записывая (6.121) в виде
«1 - F (а2) + 8 u. - Fcti (и.), (6Д 2М
и полагая 3 известным, произведём сложение функций F(ua) и
обращая выражение и i ~ДаД получим динамическую характё!
риетику устройства с обратной связью и2 — fCiS(uih дающую npejd
ставление о его нелинейный
свойствах.
Пример графического расчёте
динамической характеристики
устройства с отрицательней оСи
ратной связью даётся на рис. 6,1Я
где изображена динамическая
характеристика усилителя «й
= f(u) и прямая fiw2. Т
Складывая не ординаты, J
абсциссы точек, расположенный
на кривой и и прямой !$ и?, наход
ДИМ заВИСНМОСТЬ (UjW
представленную кривой я1! Для
большей наглядности та жефункЯ
дня Uz — f^fUt) после сжатия масштаба по оси абсцисс в три раза
изображена кривой Ь, ^наглядно иллюстрирующей линеаризирующее
действие отрицательной обратной связи.
Напряжение источника возбуждения здесь при введении обратЗ
нон связи увеличено во столько раз (т, е. в три раза), чтобы пиЗ
новые значения выходного напряжения оказались равными. хотя
амплитуды первых гармоник L\,nb найденные (ввиду симметричного
характера искажений) по методу двух ординат, не равны межд$
собой, но они отличаются сравнительно мало ({А^ — 56,7
— 51 >7 е). Находя далее тем же методом двух ординат аи*]
плитудные значения третьих гармоник, видим, что k7 =~i3 = ОД Ш
и = 0,0323, ъ е. уменьшение коэффициента гармоник получи*
лось в 3,65 раза, тогда как глубина отрицательной обратной связи
_ ’) Здесь мы исходим из того, *по нелинейные искажения пгсят симметрии
нын характер (рис. 2,6а). Поэтому ограничиваемся построением графика дл#
Ъ0лаж1ггелы1ых значений напряжения.
204
при и составляет — 1 4- £08 4 где k
rf«s\
tin /д-0
= 60
и
S = 0.05
6.2J0. Эффективные статические характеристики лампы
при отрицательной обратной связи. Схемы устройств
с однокаскадной отрицательной обратной связью
В п. 6.2,9 был рассмотрен графический метод анализа нели-
нейных искажений устройства с отрицательной обратной связью*
гснованный на нахождении динамической характеристики уст-
ройства по динамической характеристике усилителя (рис. 6.19).
Этот путь исследования в общем мало удобен, если требуется
рассмотреть ряд режимов, отличающихся в отношении величин
сопротивления внешней нагрузки. В последнем случае рацио-
нальнее оказывается метод построения эффективных статиче-
ских характеристик, ламп, особенно для устройств с одцокас-
казной отрицательной обратной связью. Метод построения эф-
фективных статических характеристик, кроме того, позволяет
найти внутренний коэффициент усиления !*ce я выходное со-
противление Z^Sta^
Наиболее часто встречающиеся схемы устройств с отрица-
тельной обратной связью по напряжению, охватывающей один
каскад, показаны на рис. 6.20 и 6,21.
Проводя исследование этих схем, а также и схемы с обрат-
ной связью по току, введём некоторые допущения; будем счи-
тать, что р*цепь не представляет заметной нагрузки для вы-
ходной цепи усилителя, т. е. будем полагать, что входная про-
водимость р-цепн равна нулю, так же как и входная проводи-
мость усилителя У&1.; кроме того, примем, что сопротивление
внешней нагрузки носит активный характер, а усилитель и
i-цепь не создают частот независимых фазовых сдвигов.
Обращаясь к первой схеме (рис. 6.20а), прежде всего убеж-
даемся в том, чти применённая параллельная обратная связь от-
рицательна, В самом деле, если входное напряжение усилителя
U (каскад на лампе Л) обращено знаком (Н~) к сетке лампы Д
то на аноде последней напряжение 0% будет противоположного
знака, при этом часть напряжения t/2 через элемент p-цепи
будет обратно поступать на сетку лампы Л со знаком (—}» т. е.
фаза обратно поданного напряжения окажется противополож-
ной фазе начального напряжения Ut получаемого от источника
возбуждения, т. е, от каскада на лампе Л'.
Анализируя это устройство, обратимся к выражению (6.74)
для полного коэффициента усиления
в . »
1 — К ji
205
где
Рпсч 6 г 20. Схемы устройств с стр и г та тельной
обратной связью по напряжении» параллель-
ной (ij) и последовательной (бФ я/
Рис. 6-21. Схемы катодный
повторителей а—на триоде!
б—на пентаде при трнстлиом
включении, в—па пентоде
В этих выражениях:
£х — эдс источника возбуждения, равная напряжению на его вы-
ходных зажимах ab ппи отсутствия обратной связи, когда
/? , = с<, т. е. £j — й\ при /?-, ~ (и при У^л. = о, что само
собою здесь подразумевается);
К — коэффициент усиления усилителя (каскада) на лампе Л, рав-
ный отношению б'й к U при отсутствии обратней связи;
Ух— внутренняя 'проводимость источника возбуждения; если
2О6‘
1;Ш С. << то можно принять, что
у А л А А
/?,-/ 1 Я,-
(6:123)
где Я(- — внутреннее сопротивление лампы Л' (в случае пептода
можно считать 1 /J?f ~ 0);
—протодимость элемента цепи обратней связи (рис, 6.11);
очевидно, что здесь
= (6.124)
Для дальнейшего будет важно найти коэффициент передачи
й-щги, т. е, fb Из (6.72), (6,123) и (6.124) видно, что & равно сле-
дуй щей вещественней величине:
? = -------~----------=-------J----. (6.125)
J_ 1 1 J R -s
Рассматривая вторую схему (рис. 6.20 б), легко убедиться в
тем, что я здесь г брат пая связь отрицательна, ибо напряжение ТД
исступакщее на сетку лампы, равно сумме Сд и а-обратно по
данное напряжение L;:J противспслсжпо по фазе напряжению нс.
тсчиика возбуждения А Если выдерживаемся соотношение
% А + . ТО
lh ^’н
А "Г
(6.126)
Наконец, третья схема, из представленных на рис. 6.20, харак-
теризуется тем, что часть витков А первичной обмотки выходного
трансформатора выключена в катодную цепь лампы; эта секция
используется одновременно п как обмотка обратной связи. Так как
вообще
? ut ’
то в данном случае
И.Г
... (6Л27)
Ч -'j
Естественно, что вывгды от секции должны быть правиль-
но рклкчены в цепь, в частности, если у верхней секции вывод,
сбсзняченный (—), является началом, то при намотке секций в
одном п том же направлении и у нижней секции началом должен
20Г
быть вывод с таким же знаком (—)* В цепь экранирующей е<
тетрода (пентода) включён фильтр МСут обеспечт ак щий неизл
ность напряжения £tG—|6\0г на экранирук щей сетке лаяй
Если 6% заметно меньше, чем £wU— |6%j, то дрсссель мо'
быть заменён сопротивлением /?, соответствующей величины.
На рис. 6.21 показаны варианты схем катодных повторите;
характеризуемых тем, что 100% выходного напряжения /Л
падает па вход с противоположной фазой по отношению к на!
жешпо источника возбуждения т. е. тем, что ls3 = U2 и
р=^- = 1, (6.1-Я1
*
если только У4Д. — 0 пли Yl = со.
Нагрузка Za = Z*. здесь включена в катодную цепь лампы»
схема катодпого повторителя на триоде (рис. 6*21 а) отличаеД
значительной простотой.
В случае пентода (лучевого тетрода) возможны два с по СОЯ
включения экранирующей сетки.
В первом случае (рис. 6216) экранирующая сетка в опЯ
шопня переменного напряжения эквипотенциальна аноду, т* Я
напряжение между этой сеткой и катодом изменяется (в та
кой же мере, как и на аноде), при этом экранированная ламе
приобретает свойства триода.
Во втором случае (рис. 6.21s) конденсатор Сг включён таЯ
что напряжение на экранирующей сетке поддерживается пеня
менным.
Если напряжение О'.0 должно быть равно UaOl то в случв
схемы рис. 6*215, экранирующая сетка просто соединяется Я
анодом и получается обычное триодное включение 'ПеД
тода; элементы Сэ R3 здесь уже окажутся излишними* Но Я
нормальном пентодном режиме {схема рис* 6.21в) при = СЯ
сопротивление /?л должно быть заменено соответствующая
дросселем.
Рассмотрим теперь способ построения эффективных статЯ
ческих характеристик лампы.
Во всех схемах, представленных на рис. 6.20 и 6.21, nanpsfl
жение на входе усилителя U представляет собой переменнуи
составляющую сеточного напряжения а выходное папря
жение Us есть не что иное, как переменная составляющая анода
ного напряжения 1?я*
Вместе с тем {* представляет собой ту долю изменения анода
ного напряжения, которая подается обратно в сеточную цепад
т. е.
МпН (6Л2$
SOB
При отрицательной обратной связи по напряжению напря-
^еппя на входе и выходе связаны известным уравнением
= и + fi
Для устройств, представленных на рис. 6.20 и 6.21, послед-
ffer соотношение запишем так:
«± = 4- '^иа^, (6.130)
T ie и,_и —мгновенные значения переменных составляю*
п<чх напряжений на сетке и аноде лампы Л.
'о.
Рис. 6,22. 3$t)eKTHBHfeie статические характеристики лучевого тетрода
при отрицательней обратной связи по напряжению
Предположим* что в качестве лампы Л используется луче-
=^>лЧ тетрод, например 6П6С, семейство характеристик которого
изображено на рис. 6.22,
Пусть начальная рабочая точка А отвечает обычному режиму
Работы этой лампы (£/rt0 = = 250 в. U^ = — 12,5 #).
Предположим теперь, что по какой-либо причине напряже-
ние на аноде лампы изменилось на некоторую величину, на-
пример на Дия =+25 н. За счёт того* что в данной схеме с<ь
। очная цепь связана с анодной цепью, напряжение на сетке
щкже изменяется, но на другую величину, равную
Если, например, 0= ОД, то прн Д иа = н- 25 & к иг = + 2,5 в.
Таким образом, при новом анодном напряжении величина анод-
ного тока будет определяться ординатой точки а. Увеличивая еш,ё
% годное напряжение, мы таким же порядком придём к точкам Ь, с
* < , а при уменьшении ufl — к точкам dr е, f > . , Кривую типа
ledAabc и следует понимать как эффективную статическую харак-
1 Г—237 209
тернстнку при обратной связи. Рассмотренная характеристика ой
ветствуст отсутствию па сетке переменного напряжения, прило^
ногп извне, т. е. ей соответствует значение f<_ ^0 и, следовать
но. i/i = 0 (через ut мы обозначили мгновенное значение начальй)
напряжения возбуждений Но если к каскаду подведено
менное напряжение с мгновенным значением uL, например ut =4
1-2,5 в, то при нг2-=О\0 анодный ток будет определяться не
кой At а новой точкой которой соответствует значение we
— 12.5 И- 2,5 = — 10 я, Взяв точку А± за исходную и дейст|
прежним способом, мы найдём положения точек /1т е1т ^bah1
через которые проходит другая эффективная статическая характе
стика для = + 2,5 в. Совершенно также находятся и все <i
тальные эффективные статические характеристики. Существенно j
что вид этих характеристик не зависит от положения начальной ;
бочей точки А; от положения точки А зависит лишь отсчёт !
вид характеристик (их наклон и расстояние между соседними к
выми) непосредственно зависит от величины При большом знй
нин характеристики сближаются я располагаются круче, a i
меньших величинах й они расходятся (увеличивается расстоя!
между ними вдоль горизонтали) и проходят более полого, На $
6,22 показаны пунктиром характеристики для значений £ = ОД
В случае устройства е одяокаскадной обратней связью и ОП^Н
деления выходного напряжения иа как напряжения в анодней Ц
лампы иа^. внутренними параметрами усилителя (каскада на ла?
Л) окажутся непосредственно параметры лампы, т. е, jav=—।
— Л,- Но при обратной связи происходит изменение параметру
в частности, для отрицательной последовательной обратной связно
напряжению были установлены соотношения (6.36) и (6/37):
» V л .
1 ljv^
7
7 __________
— 1 ' Ъ *
1 — Ву?
модули которых при настоящих условиях и вещественном £ имейЯ
следующий вид:
|Z^J= ТТЛ<6ЛЯ
1 -H-t?
Можно говорить, что здесь влияние обратной связи эквивалент
изменению параметров лампы, чему хорошей иллюстрацией являей
график на рис, 6. 22, Эффективные статические характеристики пД
ходят более круто, чем исходные характеристики лампы, что ей
детельствует об уменьшении внутреннего сопротивления
Вместе с тем более близкое (вдоль горизонтали) расположение й|
210
jyjx характеристик говорит и об уменьшении р, роль которого в но-
вом семействе играет р-ГА*
Непосредственно из графика нетрудно установить, что численно
параметры тетрода в начальной рабочей точке таковы: = 147, 7?^ =
;>5 кол и 5 = 4,2 Mai#* вместе с тем эффективные параметры в
гпй же точке при 0 О, L оказываются равными следующим вели-
чинам: рсл=9,4. /?/rfl=2?34 ком. Sf(=4,2 ма/в. Вычисление же
А?н са и SC!f по ф-лам (6,131) и (6.132) даёт те же самые зна-
чения, Интересно, что эффективная крутизна 5^ равна статиче-
ской 5, что вообще типично для устройств с обратной связью по
напряжению.
Удобство по вых характеристик в том, что с ними можно
одорировать совершенно так же, как с обычными статическими
характеристиками, в частности, они позволяют рационально
выбрать положение рабочей точки, сопротивление нагрузки и
на итн параметры pt.d и (параметр RiCft входит в электри-
ческий расчет выходного трансформатора). Кроме того, по-
строив соответствующую динамическую характеристику, можно
г.] л числить 'амплитуды основного колебания и гармоник а и од-
но io тока, найти выходную мощность, коэффициент гармоник—
в всё это непосредственно, т, е. без построения, показаппого на
рис. 6.19. Меньшая искривлённость эффективных статических
характеристик свидетельствует о снижении уровня нелинейных
искажений в любом режиме,
В принципе подобным же образом могут быть построены
эффективные статические характеристики лампы, применённой
триодном или пентодном катодном повторителе. Практически,
однако, такое построение может оказаться затруднительным,
од< как здесь 3=] и характеристики располагаются почти
i гртлкалыю. Во всяком случае, здесь можно рекомендовать
расчёт вести на диаграмме с растянутым против обычного мас-
штабом hg оси иа (в 5—10 раз),
У катодного повторителя, как видно из (6,131) и (6,132),
I!
= = <6'134)
1 -|— up ] -р р
Правая часть выражения (6.134) совпадает с (4.124), найденным
! аньше другим путем. Если prfF рассматривать как Д* при Z* =
— Z.t = то выражение (6.133) могло быть найдено из (4,113).
В противоположность отрицательной обратной связи по напряжению отрица-
’"/ -и^ая обратная снизь пи току вызывает возрастание эффективного выходного
противления, не изменяя внутреннего коэффициента усиления.
На рис. 6.23 л изображена распространенная схема устройства с одяокаскад-
ч :й отрицательной последовательной обратной связью по току, п которой прсяму-
ьествешю используются триоды. В этой схеме в катодную цепь включено сопри-
ip 211
тивлепяе обратной связи , не являющееся нагрузкой» роль которой игра
противление /л.
Для построения эффективных статических характеристик при обратной;
эи потоку выделим четырёхполюсник abed (рис. 6.233); четырёхполюснику
Рис» 6.23, Схема устройства
рицательной обра тиой
следующие соотношения, выт
Ъднокаскадной от-
1Язью по тику
ио:цне из схемы на
будем рассматривать» какД
ренет во, эквивалентное ш
торон новен усилители
лампе» уравнение семейр
характеристик которой
вид
С1^т0'1>
При выполнении тай
построения удобно намет]
некоторое значение Ui — ед
к последовательно задава^
величинами анодного тока -i
вычисляя и£ и ид, исполу
рис. 6,235,
ис = «! — Rc ia,
иа ~ и‘> Н' RC
(6.1Я
(6. л
Допустим, что построение требуется про етать для триода 6С2С» семейййИ
характеристик которого дано via рис. 6.24 при /?£ = I л'ож.
Выберем первое значение itt = 0 и затанзясь величиной тока (а—2 ма, Л
(6Г135) находим и,= 0 2-1 — — 2 в; при i 4 == 2 ма и ис = — 2 я — nairpoxn
нне из аноде иа = 64 & (точка а), а согласно (6.133Е = 64-j- 2-1 = 66
Откладывая иа вдоль ом Р—ЪД1 определим положение точки аг-
4^
Рис. 6.24. Эффзктявные статические характеристики
триода при отрицательной обратной связи по тику
2(2
Поддерживая = 0 н задаваясь ia = 4 ла. подобным же образом найдём
no.no;:eHS;e точек b и Ь\ затем < и с' -и т. п. Соединив а'Ь'с' . . . линией, полу-
чим первую эффективную статическую характеристику при ы1 = 0 —cohsl
Взяв далее = — 4 а, при ia — 0 получим ис = — 4 — 0-1 = —4^ причём
здесь (тачка &'); далее принимаем <д = 2 ма* тогда ис^-—4—-21 —
— 6 р иа = ! 43 а (точка б и иа =143 + 2j 1 = 145 /1 (точка Г) я т, д. и тем
самым найдём положение точек А', Г, лч\ . . , через которые пройдёт следую*
щдч характеристика Uj = — 4 в = const н т, д.
Если коэффициент усиления лампы р > 20г то ид цД1 и зтообстоятельст-
во позволяет значительно упростить построение.
Новое семейство характеристик, общим параметрам которого является /?с,=
есяы. дальше может быть использовано для различных расчётов. Например, в
некоторой точке Л могут быть найдены эффективные параметры рг^ = 19, /?, гн=
= 33.2 долг и 5rJJ= 0,573 ли//ц при этом статические параметры в той же точке
оказываются следующими р = 19, /?; = 13.2 лол н S = 1.44 яа/в« Легко у бе*
днться в том, что здесь соотношения (6.51) и (6.52) численно соблюдаются так
как выходное сопротивление усилителя Ztfbfr в данном случае равно внутреннему
сопротивлению лампы 7?J( а внутренний коэффициент усиления усилителя есть
не что ипое, как коэффициент усиления лампы, но с обратным знаком, т» е. р =
= — р. Тогда указанные соотношения примут следующий вид:
Р™ = Иг
ГД = Са = -]- /?£ (1 + р),
S р
™ = + Яс (1 Ч-Р) ‘
(6,137)
(6,138)
(6.139)
При большем значении характеристики типа а'Ь'с' . . . Л7'т/ . . . рас-
полагаются более полого, при меньшей же величине /?с они проходят круче.
6.2.11, Влияние обратной связи на внутренние помехи усилителя
Под действием внутренних помех на выходе усилителя воз-
никает некоторое постороннее напряжение, в общем случае об-
разованное из ряда составляющих различных частот. Пусть
действующее значение некоторой из этих составляющих при
отсутствии обратной связи равно U^i - При введении же обрат-
ной связи подобно паразитной составляющей f/ай* обусловлен-
ной нелинейными искажениями, на выходе усилителя устанав-
ливается напряжение другой величины U^e - Напряжение
связано со следующим соотношением, аналогичным с (6.117):
откуда
^2л« = ^2" +
(6.140)
(6.141)
Глубина отрицательной обратной связи Л>1 и С/2псл
т. е. при отрицательной обратной связи напряжение внутрен-
них помех, возникающих в с а мом усилителе, уменьшается и
притом во столько же раз, во сколько раз изменяется коэффн-
213
циент усиления, так как согласно (6.4),
л __ = *
Vrd L\’ 1— № А
В отличие от (6,117) и (6J18) соотношения (6.140) и (6.14Й
практически являются точными, ибо уровень помех но с рання
нию с максимальным уровнем сигнала сравнительно мал и адя
таких слабых колебаний усилитель и устройство с обратней
связью вполне возможно рассматривать как лилейную систем™
Следует отметить, что умешяпение уровня помех па выход!
усилителя благодаря применению отрицательной обратной езя
зи происходит лишь тогда, когда эта помехи возникают s ТЯ
части усилителя, которая охвачена петлей обратном связи.
Действительно, пусть без обратней связи напряжение сигнайД
на выходе £73= 10 я и напряжение помехи Ulltt = I в, тогда отнЯ
шение U%lU2n будет равно 10(20 дб).
Если применить отрицательную обратную связь с глубийЯ
А = 5, то напряжения сигнала и помехи уменьшатся в 5 раз. И
этом случае U^2 в и =0.2 в. Однако для получения прем
него значения (73=!0 з придется увеличить входное напряям
нне U[ в А раз, т. е. в 5 раз (например, за счёт повышения уСяЦ
ления первых каскадов, не входящих в состав рассматриваем®
го устройства с обратной связью, иля использования бол®
мощного, источника возбуждения). Увеличение U\ в Л раз Я
скажется на величине =0,2 et и теперь новое отношен»
сигнала к помехе будет составлять 10 в : 0,2 е = 50, т. е. в 4J
раз больше. Отсюда видно, что отношение сигнала к помедЯ
в сущности говоря, возрастает за счёт повышения уровня вход
ного сигнала U\t а действие обратной связи сводится к умей®
шению коэффициента усиления и для сигнала и для помехи.
Но, если внутренние помехи, например флуктуационные ШЯ
мы, возникают во входной цепи усилителя (в сеточной и а НОД
пой цепях его первой лампы), то применение обратной сия®
любого знака и величины не вызывает изменения отпошей®
сигнал/помеха в выходной цепи устройства.
Практически применение отрицательной обратной связи лСТ
воляет уменьшить па выходе устройства уровень фона, возН®
кающего вследствие пульсации питающих напряжений и пн1®
пня нитей накала переменным током или от "всякого рода пай®
док, если, 'конечно, источники этих помех находятся нм утри тЯ
частя усилителя, которая охвачена обратной связью. Всё
позволяет, в частности, облегчить дорогостоящие (в устройся
нах большой мощности) сглаживающие фильтры иля повыси®
отношение сигнал/помех а. Но повысить отношение сигнал/лЯ
меха удаётся не во Eteex случаях. Это зависит от схемы устро®
ства, в частности, от того, как выполнено начало цепи обрати®
связи н в каком месте находится источник помехи,
2М
Наиболее дорогим обычно является главный сглаживающий фильтр (фильтр
^ирймнтсля), через который ведется питание анодных цепей самих мощных. ламп
лампы) оконечного каскада, постом у оснодной интерес пре лети вл я ет рассмот-
рение влиянии пульсаций напряжения, питающего анод и экранирующую сетку
и j.iконечном каскаде.
На рис. 6.25 показаны основные варианты построения схемы устройства с
иfire-ресующей нас точки зрения, Источник пульсирующего напряжения питания
эиодней псин представлен здесь & виде генератора переклейной эд с Zi/r
Если входные зажимы л-цепи непоере^стпедшо присоединен^ к зажимам с и d,
к нГ'Т^рым подключена внешняя нагрузка Z^ (рис. 6.25а). то уровень фона под
клнитшем отрицательной обратной связи уменьшается в соответствии с соотноше-
нием (6.14-1),
Рис. 6,25. Влияние пульсации напряжений ва аноде и на экраниру-
ющей сетке в устройстве с отрицательной обратной
связью пр напряжению
Ви второй схеме (рис. 6.256) входные зажимы fi-цспк присоединены и точкам
с и IJ и здесь (как и вообще) уменьшение напряжения фона благодаря действию
отрицательной обратной связи получается на входных зажимах fl-цепи.
Так как Ер = 11^ -г L;fr„ то уменьшение Uea означает воз растение £/йт:(Г,
т е. при отрицательной обратной связи напряжение фона на зажимах выходкой
г । грузки Z2 становится несколько больше, а не меньше, ио сравнению с наладь-
н1.!^ напряжением фона UZtt, если вход р-цепи находится в последовательном
'"пинпенни с внешней нагрузкой н источником пульсаций.
При использовании в оконечном каскаде пентода илк тетрода (рнс. 6,25в)
’.'гаггную роль, играют пульсации напряжения па экранирующей сетке, поэтому,
несмотря на некоторое возрастание фона, обусловленного анодными пульсациями,
’бщцн уровень фона па зажимах Za при отрицательной обратной связи все же
^дет меньше. Это объясняется тем, что ослабление более сильного фона. аы-
з-йиного пульсациями напряжения на экранирующей сетке, во всех случаях про-
^<]дит в соответствии с соотношением (6.141).
*1.2.12, Переходные характеристики устройств с обратной связью
В силу того, что введение обратной связи вызывает изменение
частотной и фазовой характеристик, оно должно сказаться и на
Переходной характеристике /г(/)^ц2(/) при (/)=-- 1(0, т. е. на
реакции устройства на единичное или ступенчатое напряжение.
Для нахождения переходной характеристики устройства с обрат-
ной связью krn(t) необходимо в первую очередь получить выраже-
ние для эффективного коэффициента усиления в операторной форме
215
К*, (р)* Так. в случае устройства с обратной связью по напря
мы имеем выражение (6,4) для этого параметра в снмв
форме
К
/? 2а
1\ 1 — K-i
К (Н
J — К (Ьч) >
которое путём подстановки iw = р легко приводится к желае^^Ц
виду:
(в«
Изображение единичного напряжения, как следует из (5,39)
— 1 б, имеет вид г
^(Р)=у. (6.1Я1
Из (6.142) и (6,143) находим изображение выходного напря^И
ния
(р) = кса (р) и, (р) = —_, (6.1 ш
pH —К {£)?(₽)]
оригинал которого очевидно, и представляет собой интейИ
сующий нас переходный коэффициент усиления kes(f).
В качестве иллюстрации х сказанному рассмотрим пример.
Пример 6.L Требуется нэйтн переходную характеристику устройства с чЛ
тотнонезавнсимой отрицательной обратной связью по напряжению при условия
что усилитель состоит на двух одинаковых апериодических каскадов вида, о&Ж
взченного на рис, 5.13 под ЛЬ 3.
Коэффициент усиления одного апериодического каскада выражается так:
где в данном случае х —ютв. Переходя к двум каскадам, обозначим (Кз0)а^
= Ко и Ь> - р к получим
... i к»
Так как обратная связ?> частотяонезавксима, Tofl(iw)—— р— const, а тйЯ
скольку она отрицательна, го перед правой частью выражения для К (р) следуя#
взять знак минус.
Используя далее общее выражение (6.144), найдём
Ко
РКРч, )3+ 2/r.e + 1 4- a„J
Здесь ап — петлевое усиление ва частоте нулевого фазового сдвига /^.
а данном случае рзвиоп нулю. Отбрасывая знак минус перед праной частью
ражение для £/а(р) представим так:
L!2 (р) --------— ,
т; р {р - р.) (р - ps)
216
гве .V,- 1 = ’ I'11» К0Рай Уравнения pi} -J- 2/^ + 1 -{- u0 = 0.
Далее, используя (5.46) и выполняя обычные преобразования, приходим к
какому результату:
М)-—=1-е ( --!=sinya0“-+ COS ) , (6.145)
ЛсйО \ К «О **» '
Рис, 6,26.- Переходные характеристики устройства
отрицательной обратной связью. Усилитель состоит из
двух апериодических каскадов, пропускающих пнжнне
частоты
где — коэффициент усиления и д0 — L причем А0 есть глубина обрат
ной связи (/(t7ip, ц, п Д относятся к/==/(} — Q),
г/,?й (0 — переходной коэффициент усиления устройства, приведённый к единице.
График функции уе[) (?) при различных значениях /30 — I-hKo? представлен
на рис. 6.26. Кривая, данная для = 1+ очевидно, относится к самому усили-
телю. Семейство кривых на рис. 6.26 показывает, что за счет влияния отрица-
тельной обратной связи время установления заметно умешдпается. но зато появ-
ляется колебательность и связанный с ней выброс, Тзкт при глубине обратной
связи Ло — 10 выброс достигает 35%, но при Яо = 2 он равен 4,3%,
§ 8.3. устойчивость усилительных устройств с обратной
СВЯЗЬЮ
63,1. Критерии устойчивости
Всякая механическая, электрическая и т, д, система устой-
чива, если она, будучи выведена из состояния равновесия, после
217
прекращения внешнего воздействия стремится вернуться к сь«
ему прежнему положению. В
Так, например, усилительное устройство с обратной свя^ш
обладает свойствами устойчивости, если при выключении. ранет
приложенного к его входным зажимам, постоянного напряжет
ння изменение выходного напряжения (тока) принимает хараД
тер -апериодического разряда или затухающих колебаний, когз»
Hi (t) [ и/g (/Д стремятся к нулю. |
Наоборот, в неустойчивом усилительном устройстве с оЯ
ратной связью в отмеченных условиях возникает апериодичесед
нарастающее во времени напряжение (ток) или. же возникает
напряжение (ток) в виде колебаний с увеличивающейся во вра
меня амплитудой; такое устройство, очевидно, не может быет
использовано в качестве усилителя, в лучшем случае оно будет
представлять сабой генератор. |
Таким образом, основным требованием, предъявляемым Я
усилительному устройству с обратной связью, является ейя
устойчивая работа, т. е. отсутствие вредной (паразитной) гена
рации или эффекта самопроизвольного возрастания выходного
напряжения, приводящего, в конце концов, к зэпирапшо одной
из ламп усилителя, I
Грань, разделяющая режимы устойчивости и неустойчивоспп
формулируется в виде критерия устойчивости. Знание критея
рия устойчивости позволяет судить о том, как ведёт себя си!
стема при определённом значении её параметров. С прзктичеД
с.кой точки зрения критерий устойчивости ценен в том смысла
что он позволяет при разработке того или иного устройства 0
обратной связью выбрать его параметры так, чтобы в дальней?
•шем избежать неустойчивости изготовленного прибора.
Первая в мире работа, в которой правильно был решён во?1
прос об устойчивости механической системы с обратной связью^1
принадлежит It А, Вышнеградскому, предложившему мето^
анализа, основанный на составлении и решении системы ли-
нейных дифференциальных уравнеий, что, по существу, явля-
лось начальной фор мой операторного метода, В 1876 г,
И. А. Вышнеградский впервые сформулировал своя критерий
устойчивости, относящийся к наиболее важному для систем::
того времени случаю уравнения третьего порядка.
Критерии устойчивости, относящиеся к линейным системам
с сосредоточенными параметрами любого порядка, были пред-
ложены Раусом (1877 г.) и Гурвицем (1895 г,}. В 1932 г.
был опубликован критерий устойчивости Найквиста, также
относящийся к линейным системам, но не обязательно содер-
жащим только сосредоточенные параметры.
Дифференциальные уравнения реальных систем всегда" не-
линейны; лн-нсиные же дифференциальные уравнении описыва-
ют поведение лишь идеальной системы, так сказать, линейного
218
грцблпжеяпя реального устройства. И. А. Выитнегрялекий и
<го последователи для анализа устойчивости использовали ме^
т.а малых возмущений, при которых реальная система довода
jju близка к линейному приближению.
Вполне понятно, что в линейной устойчивой системе не-
Рюминой процесс всегда затухает, как бы велик не был начали-
jibiii отклоняющий толчок. В нелинейной системе устойчивость
для толчков любой величины сохраняется не всегда. Известны
системы, в том числе и усилительные устройства с обраткой
стязыо, характеризуемые тем, что возмущения малой величины
не вызывают неустойчивости, тогда как достаточно сильные
толчки приводят- к потере устойчивости.
Отсюда возникают понятий’ устойчивость в малом, (т. е. для
очень малых возмущений) и устойчивость е бодщнол; (т. е. для
возмущений конечной величины). Будет ли реальная система
остойчива в малом» если устойчиво её линейное приближе-
ние?
Точный ответ па этот вопрос впервые дал А. М, Ляпунов в
1892 г. в своей работе «Общая задача об устойчивости движе-
ния». Ляпунов доказал, что необходимым условием устойчи-
вости системы является устойчивость её линейного приближе-
ния; Ляпунов не интересовался величиной области допустимых
ьизмущений, ио п процессе исследования он нагнёл приём для
определения границ этой области, указав тем самым путь для
решения задач об устойчивости в большом.
3 настоящее время решено лишь ограниченное количество
частных задач об устойчивости в большом, в целом же эта про-
блема не разработана, и при многих исследованиях обычно
ограничиваются исследованием устойчивости в малом, точнее,
исследованием линейного приближения реальной системы.
Опыт показывает, что у большинства усилительных устройств
с обратной связью устойчивость в малом сопровождается и ус-
Еойчнвостью в большом. Однако проблема устойчивости в боль-
шом всё же не снимается, ибо могут встречаться па практике
(акне устройства, для которых анализ устойчивости в большом
необходим (в частности, для устройств» работающих в режиме
так называемой «условной устойчивости*),
В дальнейших рассмотрениях мы будем интересоваться устой-
чивостью в малом, т. е. мы будем исходить из того, что все эле-
менты усилительного устройства с обратной связью обладают
линейными свойствами; влияние нелинейных факторов будет
рассмотрело для одного частного случая — режима условий
ycToiiOEOCTH — и только качественно.
При исследовании усилительных устройств с обратной связью
наиболее удобными оказываются критерии Рауса—Гурвица и
Найквиста, к рассмотрению которых мы л приступим.
219
6.3.2. Критерий устойчивости Рауса—Гурвица
Чтобы определить, устойчива система иля нет, нужно пывесЯ
её из состояния покоя и, устранив внешнее воздействие, рассмоЯ
реть характер переходного процесса. Для того чтобы вьшесЯ
из состояния покоя усилительное устройство, к его входным зЖ
жимам достаточно приложить и через некоторое время выклм
чить постоянное напряжение, т. е. задать на входе прямоугодЯ
ный импульс постоянного напряжения, который, как пзвестнЯ
равен алгебраической сумме двух ступенчатых напряжений. (Я
здесь мы два раза будем наблюдать переходной процесс схоД
ного свойства (если система лтаейна) —при включении и Hf3
выключении. Поэтому достаточно рассматривать поведение усЯ
роиства только при включении постоянного напряжения, т/ 9
при воздействии на входную цепь ступенчатого напряжения и
«ДО - Ц>1 (0.
величина которого UQ для линейной системы не имеет значения.
При нахождении выходного напряжения еь(0 нужно сначаЛ
найти его изображение Ж
(6.141
где. согласно (5.39), t/i(p) = —, а КеАр)— коэффициент усилении
р I
в операторной форме. 1
Рассматривая, например, усилительное устройство с однопетли
вой последовательной обратной связью по напряжению, восполЯ
зуемся соотношением (6.144) и запишем равенство (6.146) в такой
виде: 1
(А (р) = —ТО1------= ф (6. ! 47З
Р {1 — К Ш (р) (р) 1
Если N (р) представляет собой многочлен целых положительный
степеней р, то, как можно установить из (5.46), оригинал выходя
ного напряжения равен
«2 (П = -
1 Г 2.1 ’ Л 1
/11 е -р /<2 е -7
Ou L
<«! — !} I
В- . 2 е 'W
—*________
Oh- 2)!
В — 1) I
+ + . . , .
(6.148)1
Очевидно, что усилительное устройство с обратной связью ус-
тойчиво, если при пДО—f-VfO и выходное напряжение^
ц3(0 стремится либо к нулю, либо к Krft (0) где Kfrt(0) — коэф%
фициент усиления на нулевой частоте (когда он не равен нулю, ।
как, например, у усилителей постоянного тока), что удовлетворяется^
220
действительные части корней уравнения N(p} — 0 отрица-
;Пс'
Мы провели исследование уравнения N(p)=0< которому экви-
тя/i/ieHTHO уравнение р|1 —К (р) -5 (р)| = 0. Следует o r метить, что
псовый простой корень р = 0 с точки зрения рассмотрения устой -
4l[pi iC'i и может быть и не принят во вштмание, ибо соответствующее
с.?йгаемое в ( 6.148), содержащее рь даёт постоянную величину»
ранную единице* Таким образом, достаточно заняться исследованием
^ийсгв корней уравнения
Д(р) = 1 — а(р) = 1 Л {р)3{Р) = 0< (6.149)
r.ie а{р} — петлевое усиление в операторной форме.
При этом надо иметь в виду, что выражения (6.144), (6.J47) и
г,.1-19) относятся к устройству с одной петлей обратной связи.
Вообще же при рассмотрении устройства с любым числом пе-
-ть обратной связи, обладающего сосредоточенными постоян-
ными, тем или иным способом мы находим выражение для ко*
Д'фшщеита усиления в операторной форме в виде дробпо-ра-
л;юналы]ой функции
AM (Р) =- “ = ~ (6-150)
" L\(p) Q(p)
-де Р(р) и Q(p)— многочлены целых положительных степеней р.
Окончательно же надо подвергнуть исследованию свойства кор*
ней уравнения
= Wn +W’’~! + • • + ^-1 Р Т 6т =0- (6.151)
ни зываемрго характеристическим уравнен ием системы, записав
лю так. чтобы коэффициент l)Q при высшей степени р был бы по-
л^жителен. С этой целью мы должны найти образованные нз коэф-
фициентов характеристического уравнения /»0, bL. , . определители
-Л,, д2. . „ . , Aw по схеме, описываемой ф-лой (5.60).
Согласно критерию устойчивости Рауса—Гурвица система устой-
те, если все определители. Аь is, ... ,Лт оказываются положи-
дельными, так как при этом действительные части всех корней
арактериапического уравнения Q (р) = 0 отрицательны.
Критерии Рауса—Гурвица позволяет исследовать вопрос об
стойчивости систем с сосредоточенными постоянными, поведе-
ние которых описывается (в операторной форме) .алгебранче-
ким уравнением того пли иного порядка. Этот критерий удобен,
<ли характеристическое уравнение Q (р)=0 задано аиалити*
чески и степень его т < 5. При больших значениях т соотно-
шения становятся настолько сложными, что практически их не-
возможно использовать для расчётов.
221
6,3.3. Критерий устойчивости Найквиста
Характеристическое уравнение Q (р)=0 иногда нельзя!
дать з виде рациональной функции, например, если снстевд!
держит элементы с распределёнными параметрами (в част
стп, трансформаторы), что не допускает использования км
рия Рауса—Гурвица. Кроме того, бывает и такое положи
когда не все параметры системы известны и уравнение У (рЯ
не удаётся составить. В этих случаях при соблюдении апрЯ
ленных условий, которые здесь будут рассмотрены, оказывая
удобным применение критерия устойчивости Найквиста. 1
Найквист предложил судить об устойчпвости системы по рад
ложенню частотно-фазовой характеристики петлевого усвдЗ
а(М = Х(Ь])(i™)= /<3, т- е. усиления вдоль разомкнутой па
обратной связи. При этом достаточно располагать не только I
лито чески установленной, но и найденной экспериментально хад
тернстикой a (i«*). 1
Частотно-фазовая характеристика петлевого усиления экй
риментально может быть определена только при условии, чта
разомкнутом состоянии система устойчива. 1
Как показал Найквист ]64|, усилительное устройство с обй
ной связью устойчиво, если частотно-фазовая характеристика]
усиления вдоль разрезанной петли обратной связи д =
-- К (if»)ф (Wy представленная в комплексной плоскости для о
Пазина частот от —> -J-cc, не охватывает точку Л1 с коор
ватами (1; 10), при условии, что в указанном разомкнутом
стоянии устройство также устойчиво.
Желая упростить рассмотрение, будем полагать, что в устр
стве применена однопетлевая обратная связь, при которой коэф
циент усиления в операторной форме выражается так [ф-ла (6.14!
км=-
L'l (р) = К(р)
V, U') I — Л О?} ?> (р)’
причём как Л'(р), так и f.(p) представляют собой пробно-рашИ
яалъные функции оператора р:
О’)
В(₽) = ^
\> и
Подставим эти значения К(р) и 13(р) в (6.142), что даст слД
дующий результат:
Ке, (Р) =
А1„ (Р)____________________
Nu (р) -V-;, (Р) — Л1л. (/>) Л4? (₽)
222
Дальше будем всходить из того, что в разомкнутом состояния
: устройство, т> е. его элементы — усилитель и fs-цепь — устойчивы*
• это означает, что действительные части корней характеристичес-
ких уравнений усилителя и р-цепн Л\ (/;) = 0>Л;(3 (р) = 0 отрицатель-
яЪГ1 следовательно, действительные части корней уравнения
WJp)^.v,(p)A'Up)-0
тоже отрицательны.
В замкнутой же состоянии устройство устойчиво» если такими
же свойствами обладают корня его характеристического уравнения
Q (Р) = (Р) (Р) - -Ч (р) М. (р). . (6. J54)
Вместо ур-ния (6.154) подвергнем исследованию несколько дру-
гое уравнение
„ . . . ЛЬ W М-, (р) /Vu (р) Л'й (д) — Afw (р) М (р)
А (р)= 1 — -------Е---------------------------
(Р) Л'р-fp) КК(Р)^(Р)
(6.155)
Так как степень многочлена
(6.156)
соответ-
Л4а(р) = Л1х(р) Л/Др)
v реальной системы не превышает степень многочлена
!^(р) = Мк(р)^(р),
то V дроби
Д (р) = AfJ ~~ М"
Л'о (р) Л’„ (р)
степени числителя и знаменателя равны, поэтому
д (М = (р—Р|Нр —рй) (р —Рш)
(р — Pj) (Р — Рй) (Р — Рт)
''Ле рр р*....р,„ и р\, р<2.....Рт~корни уравне!
ственно Na (р) — Мо (р) = 0 н Л'„ (р) = 0.
Действительные части корней р,, р.,,..., рт, согласно приня-
тому ограничению, отрицательны, значит, все нули функции Л/а(р)
[полосы функции А (р)[ расположены в левой половине комплексной
п.н-скостя. В устойчивой замкнутой системе также должны быть
расположены и нули числителя Q{p) = Wа(р) — Ме(р), что и пока-
тано па рис. 6.27а.
Как следует из соотношений (6.152), (6.153) и (6.156), Л(р)
представляет собой глубину обратной связи, т. е.
А (р) = 1 — К (р) £ (р) = 1 — а (р),
где а(р) — петлевое усиление.
223
Учитывая сказанное и заменяя р на im, приведём
тте (6,157) к такому виду:
A(iw) = 1 — a(i ч)) = - (i - .
(i«, — P) )(i u> — p2)... (i«. — prll)
выра-
(6Л
Рис. 6,27 Расположение корней уравнений Wf/(p)—Л>Нр^~О
и и одной fiapbi разностный векторов устойчивой
системы
Множители типа iw — р/и i<n— p\t очевидно, являются рам
костными векторами* При изменении со от — со до + со каждый
разностный вектор повёртывается на угол -ф к (рис. 6-276). так чта
общин поворот вектора A (im) = ] —ст (i го) будет равен ~Я
+ (—~т) = 0( поскольку число множителей (разностных вектором
у числителя и знаменателя выражения (6,158) одинаково. Таки»
образом. в случай устойчивости усилителя угол поворота вектоЛ
ра 4(1 о;) = 1 —а (но) при изменении частоты от — со до + ад
равен нулю.
Но, если хоть у одного корня уравнения №Л(р) — Л4Др) = М
действительная часть положительна, что отвечает неустойчивости^
то соответствующий разностный вектор числителя iw — р( соверши#
вращение на угол —я и общий угол функции A(it#>) — 1— аЦюЧ
при изменении <и от — со до -{- со не будет равен нулю.
Когда известна частотнофазовая характеристика петлевого уси^
ления, то нетрудно установить поведение вектора Л (i ш), ибо, кай
вытекает £га (6.158), !
a(iw) =X(i(i))ji(j(o) = ! ф- [—Л(1ш)], (6-159Х|
Так, при расположении точки /l<f (1, i 0) внутри частотно-фазо--
вой характеристики петлевого усиления, как показано на рис. 6.28а<
вектор — A{iw). а следовательно, и вектор A(im) при изменении;
и от —щ до + повёртывается на некоторый угол, кратный д;:
стало быть, действительная часть одного или нескольких корней
характеристического уравнения Q(p) = Na (р)— (р) ~ 0 положи-
тельна и система неустойчива.
224
у усилителей переменного тика К —0 приш--0иш = х,
г1()эюмУ частотно-фазовая характеристика представляет собой
замкнутый контур уже при положительных частотах я её диета-
1очм° рассматривать при изменении ю от 0 до
Pi?c. Ь.2Ч. Частотио-фэзовые характеристики неустойчивых устройств с обратной
связью. Рядом с точками на кривых даны значения частоты / в л-<?с{
В частности, диаграмма па рис, 6-28л относится к усилителю
।[г.?рг_пенного тока, фазовый угол которого изменяется в диапазоне tu
от 0 до ex, на ±90* но обратная связь на частоте л>о положи-
тельна г).
Вторая диаграмма (рис, 6.285) описывает свойства усилителя
постоянного тока, состоящего из трёх одинаковых апериодических
ки спадов вида № 3 (рис. 5.13) при частотпонезавнснмой отрпца-
тетиной обратной связи. Изменение фазового угла усилителя ? в
.нииазоне <•» от 0 до <х> происходит в пределах от 0 до 3-90° =
270J, а фазы обратной связи ?и — соответственно от 180° до
— 90 . Для получения замкнутого лепестка в данном случае вве-
д=л1Ы отрицательные частоты (от 0 до ~ оа). для которых годограф
автора a(io>) изображён пунктиром. Цифры, поставленные уточек,
расположенных на частотно-фазовой характеристике, показывают
значения частоты f в килогерцах для некоторых частных случаев,
Модуль петлевого усиления a (i си) = а = К здесь изменяется в
ищроких пределах, поэтому радиусы для значений а(ю)?>0,1 раз-
мечены в логарифмическом масштабе. В промежутке значений а(ю)
от 0 до 0.1 выдержана линейная шкала.
Из диаграмм, представленных на рис, 6^28, видно, что в первом
случае (рис. 6.28а) при положительных частотах вектор Z(ito) со-
вершает вращение на угол —2- [вращение вектора X(iw) происхо-
9 Это соответствует одноламповому автогенератору, содержащему колеба*
тельный контур.
15—237 225
дит с ростом частоты по часовой стрелке), а во втором ей
(рис. 6.285) этот ясе вектор (?ИВ) в диапазоне f от —оо до
поворачивается на — 3~ радиан.
В режиме устойчивости частотно фазовая характеристика
должна охватывать точку М (I, )0). и это может быть достягя
например, для устройств, описываемых диаграммами на рис.
путем общего уменьшения петлевого усиления £i ш) = АГ во 1
диапазоне так, чтобы на частотах, где
условие а — К (К L
г
бы выдерж
va 0, было
Диаграммы* относящиеся к режиму устойчивости, приведейИ
на рис, 629. Они построены для положительных частот и ОпД
сывают поведение устройства с одним (рис. 6.29п) я двумя
(рис, 6.296) апериодическими усилительными каскадами >Я
группы III на рис. 5.13 при частотнонезависимон отрицательной
обратной связи. Точка М (1, i 0) здесь не охватывается частоте
но'фззоэой характеристикой; интересно, что в данном случав
любое увеличение петлевого усиления не приводят к утратЯ
устойчивости.
Наконец, на рис. 6.30 показана частотно-фазовая характет
ристина петлевого усиления устройства, находящегося в режим»
условной устойчивости. Режим условной устойчивости характе»
ризуется тем, что на некоторых частотах, на которых фаза оба
ратной связи равна нулю, петлевое усиление й — больтйа
единицы, по точка Л1 (1, i 0) не находится внутри контура, отти!
сываехмого концом вектора. I
При рассмотрении диаграммы на рис. 6.28 мы видели, чт<й|
у некоторых систем устойчивость восстанавливается при уменье
шении петлевого усиления д = Иногда устойчивость теорем
тическн обеспечивается при любой величине усиления (рис. 6,29)т
226
Иначе себя ведёт система, находящаяся в режиме условной
устойчивости. Переход такой системы в неустойчивое состояние
^ступает при уменьшении петлевого усиления; возможно также
возникновение неустойчивости и вследствие возрастания петле*
Бого ¥силеямя (в частности» у системы, описываемой диаграммой
на рис. G.30 в области высоких частот), но это ле является отли-
чительной чертой таких систем.
------zz^j/й? —
Рис, 6,30, Частотлсьфлзовая характеристика устройства,
работа тоще го в режиме ус лонной устойчивости. Рядом
с точками на кривых даны значения / а кгц
Происхождение термина «условная устойчивость» связано с тем. что
вследствие нелинейности реальной системы, ее усредненные параметры, опре
деляюшие усиление в большинстве случаев уменьшаются при возраста-
нии уровня колебаний, являющихся усиливаемыми сигналами или возника-
ющих вследствие неустойчивости, и, таким образом» эти системы устойчивы
* малом н могут быть неустойчивы з большом.
Само включение усилительного устройства, находящегося в режиме
условной устойчивости, требует некоторой предосторожности. Ведь при ра-
Угреве ламп их усилительные свойства повышаются постепенно и в некого-
рьтй момент условия устойчивости нарушаются» возникает генерация, при
которой усреднённые параметры ламп яе возрастают настолько, чтобы пет-
левое усиление достигло достаточно большой величины, при которой обеспе-
швается устойчивость
*) Под усреднённой» в частности, крутизной следует понимать отноше-
ние амплитуды первой гармоники анодного тока к амплитуде первой гармо-
ники напряжения на сетке SCp = 11Г^ . Известно, что обычно Se/t падает
при увеличении Цгш-
15* 227
Поэтому в режиме условной устойчивости, например* может л
ваться производить включение источников питания при предварительно
мыканип накоротко входных зажимов одного из каскадов усилителя
fi цепи) па известный промежуток времени, вока не прогреются
Вместе с тем влияние нелинейности ламп может привести к самозозб^
пню и при случайной перегрузке усилителя вследствие сильного сигнала
помехи.
Возможность осуществление режима условной устойчивости инвест
J932 г* тем не менее ешё нс так давно полагали, что такой режим не
станляег никакого практического интереса.
Впервые режим условной устойчивости для практических целей был ;
лнзоиап в СССР. В 1947 г. Г. Р. Герценберг [271 показал* что прантич!
едннстБе!гиом возможностью полученпя в сложной системе весьма глу
отрицательной обратной связи (при значении петлевого усиления nopj
1(ХЮ) является псполъ.зонзние режима условной устойчивости. За гран
аналогичные исследования были опубликованы в 1950 г. [36j.
§ 6.4. ОБЕСПЕЧЕНИЕ УСТОЙЧИВОСТИ УСТРОЙСТВ С ГЛУБОКИ
ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
6-4.1. Основные практические данные устройств
с отрицательной обратной связью
При рассмотрении свойств усилительных устройств с обмИ
иой связью было отмечено, что одним из недостатков, присущ®
этим устройствам, является сложность разработки и налаживЯ
ния, обусловленная склонностью к самовозбуждению (воз ним
ковеншо неустойчивости) *
Отмеченные затруднения в первую очередь зависят от велм
чины глубины обратной связи на частоте нулевого фазовом
сдвига .4fj, которая обычно выбирается (задаётся) в начале прЛ
ектировання, исходя из желаемого изменения тех или иных пи
казателей (параметров) входящего в устройство усилителя. Я
Так, для усилителей звуковой частоты большой мощное™
первостепенное значение имеет уменьшение уровня фона и нЯ
линейных искажений; существенным обстоятельством являет™
также и снижение нестабильности выходного напряжения (К(Я
эффицнента усиления), яря изменении потребления выходной
мощности; происходящее при этом под влиянием обратной связЯ
изменение переходной или фазовой характеристики не представЗ
ляет интереса. 1
Наоборот, в случае импульсных усилителей самым важным
оказывается возможность улучшения переходной характеристик
кн; отчасти здесь нас интересует и возможность уменьшения
входной ёмкости и повышения линейности динамической харам
теристики* 1]
При проектировании же измерительного усилителя, напри-]
мер, применяемого в чувствительном ламповом вольтметре, оср-:
228
жде внимание приходится обращать на уменьшение нестабнль-
Ярспг коэффициента усиления, связанной с изменением питаю-
щих напряжений и старением п сменой ламп.
Используя установленные в § 6.2 соотношения» нетрудно пай-
ти ве/шчмпу глубины обратной связи, требуемую для опреде-
ленного изменения таких показателен, как коэффициент усиле-
ния, входное и выгодное сопротивления, частотная» фазовая и
динамплеская характеристики и уровень фона. Более сложный
вопрос о переходных характеристиках был пока рассмотрен н
общих чертях, что недостаточно для расчёта» и к этому вопросу
мы вернёмся при рассмотрении импульсных усилителей (в де-
вятой главе).
У усилителей звуковой частоты небольшой выходной мощ-
ности, в частности, у тех» что применяются в радиоприём ня нах»
глебина обратной связи на частоте нулевого фазового сдвига
обычно оказывается порядка 2—10» а у некоторых вадов из-
мерительных усилителен и усилителей постоянного тока — мо-
жет доходить до 1000.
Различие» наблюдается ив отношении числа каскадов» охва*
гьшаемых обратной связью, что зависит опять-таки в основном
сп величины чем больше глубина обратной связи» тем боль-
шее число каскадов приходится охватывать петлей обратной
СГНЗИ.
С одной стороны, это вызвано тем, что почтя всегда коэффициент не-
рсд?-'И1 цепи обратной связи р с 1, усиление одиночного каскада ограничено,
а глубина обратной связи Ло равна 1-г 7С0 р. так что для получения знача-
и-.г.ъгоп величины Дп одного каскада может просто оказаться недоетаточно.
С .яругой стороны, здесь надо учесть то обстоятельство» что напряжение на
г.м»дних зажимах устройства с обратной связью в рва больше, чем
«'апряженпе па входе усилителя U (рис. б-2а)> а с возрастанием числа кас-
ыинв U становятся меньше» что позволяет получить Ux не чрезмерно боль-
пюй величины. Сказанное ппяспим следующим примером.
Допустим, что Ло намечено взять равным 10, а усилитель состоит на
дя¥>: каскадов: первый — по реостатной схеме на лампе 6Ж1П с усиле:
кпем Кю—100 и второй — на тетроде 6П1П при величине его входного на-
пряжения 9 в. Если петля обратной связи будет охватывать только окояечг
|!ьп( каскад, то для возбуждения такого устройства потребуется напряжение
1 — До U = 10-9 = 90 (У. которое должно быть получено нй выходе ре-
-ватного каскада» что практически невозможно, так как от реостатного кас-
када на лампе 6Ж1П при обычной величине питающего напряжения Ел0—250 я
можно получить неискажённое напряжение до 4Q—50 в. При охвате обрат-
чой связью обоих каскадов Напряжение на входе усилителя получится
меньше: 4/=9 в: 100^=0,09 в, а от источника возбуждения потребуется под-
водить всего лишь = A$U =10- 0,09 е=0,9 т. е. э Лг^=100 раз мень
Дет чем в первом случае.
Таким образом» те иля иные устройства могут значительно
отличаться друг от друга в отношении требований» предъяви не-
мых к изменениям» вносимым обратней связью, величин её глу-
бины j4q и числа каскадов, входящих в петлю обратной связи.
Иллюстрацией к сказанному являются примерные данные, при-
водимые в табл, 6.3.
229
Общая характеристика усилительных устройств с отрицательной обратно^;)
с а § Назначение усилительных устройств с обратной связью Основная цель примене- ния обратной связи Число каска- доя, входящих в петлю об- ратной связи I -вне ддаГМнйц г _1
1 Усилители звуковой часто- ты небольшой мощности, применяемые а радиоприём- никах, звукозаписывающих и звуковоспроизводящих установках н т- п. Уменьшение нелинейных искажений, уровня фона и выходного сопротив- ления 1—2
2 Усилители звуковой часто- ты большой мощности. при- меняемые в радиопередат- чиках И СТШ1ПНЯХ провод- наго падения Уменьшение нелинейных искажений, уровня фона и нестабильности коэф* фшшента усиления, обусловленной изменени- ем внешней нагрузки 3—4
3 Усилители звуковой часто- ты небольшой мощности, применяемые в установках телефонной трансляции Уменьшение нестабил^ ностн коэффшшеята уси- ления 1 •V 1 со
4 Широкополосные усилите- ли, применяемые в установ- ках многоканальной теле- фонной трансляции Уменьшение нелинейных искажения я нестабиль- ности козффиннепта уси- ления, вызванной изме- нением питающих напря- жений, а также старени- ем я сменой лэмп* Улуч- шение частотной харак- теристики 3 100—5§И
5 Измерительные усилители, применяемые в ламповых вольты етра х, счёт ка-реша- ющнх устройствах и т- п. Умеяьшеяие нестабиль- ности коэффициента уси- ления, вызванной изме- нением питающих напря- жений, старением и сме- лой ламп, Увеличение входного сопротивления 2—4 30-100$
6 Импульсные ушшггелн, при- меняемые п осциллографи- ческих, телевизионных, ра- дислокаиисиздых н других установках Улучшение переходной характеристики< Умень- шение входной ёмкости 1-2 2—30
7 Усилителя постоянного то- ка разнообразного назначе- ния Уменьшение дрейфа на- чального выходного то- ка. Увеличение входно- го сопротивления 1—4 10—1000
230
6,4,2. Запасы устойчивости по модулю и фазе
Вопрос об обеспечении устойчивости, являющийся основным
параметром при проектировании устройств с обратной Связью,
мы рассмотрим для наиболее простого и вместе с тем распро-
са раненного случая одно петлевых систем с сосредоточенными
достоянными, устойчивых в разомкнутом состоянии. Как было
показано на рис. 6.29, у таких систем устойчивость обеспечи-
вается, если часто гпо-фазовая характеристика петлевого уснле-
ння и (i i±t) не охватывает критическую точку Л4 (Ц i 0).
Для обеспечения достаточного запаса устойчивости, необхо-
димого вследствие разброса и непостоянства параметров ламп
w элементов (ёмкостей, сопротивлений и пр.) цепей, частотно-
фазовая характеристика, рассчитанная при номинальных (сред-
них) величинах указанных данных, должна проходить в окрест-
ности точки Л1 (1, i 0) на известном от неё расстоянии. Други-
ми словами, устройство должно быть устойчиво при всех значе-
ниях параметров ламп и элементов цепей, ограниченных опре-
деленными допусками, а также при всех возможных по усло-
виям эксплуатации величинах сопротивлений — внутреннего
источника возбуждения и внешней нагрузки 7.% (рис. 6.2).
Петлевое усиление а =а (iw) характеризуется модулем а и аргу-
ментом причём как а, так и &а зависят от параметров ламп и
величин элементов цепей, включая Zj и Z2- Поэтому, как полагает
Г, Боде |9(. целесообразно ввести запас по модулю гп и по фазе
Необходимость введения запаса по модулю петлевого усиления
вполне очевидна, так как само усиление К, а значит, =
занизят от параметров ламп, отличающихся непостоянством- Можно
считать, что а~ Kh s первую очередь связано с крутизной харак-
теристики S, обычно задаваемой с точностью не хуже ±25%2),
чему примерно соответствует ± 2 дб.
Но усиление зависит также и от данных элементов цепей, в
кюбеннсстн за пределами рабочего диапазона частот, где обычно
частотно-фазовая характеристика максимально сближается с крити-
ческой точней М (1, 10), В самом деле, например, на очень высо-
ких частотах сопротивление анодной нагрузки | Ил | становится
пчень близким к ЬгшС0, где Со —общая шунтирующая ёмкость,
равная выходной ёмкости лампы рассматриваемого каскада Сог. .
сложенной с входной ёмкостью последующего каскада По
мере повышения частоты = 1 l/ZrJ | шС0 стремится к бесконеч-
ности, а в таких условиях, согласно (4.70), коэффициент усиления
практически равен [S//J ^ S/^Cu- Ёмкость Со в основном опреде-
ляется величинами между электродных ёмкостей ламп соответствую-
щих каскадов, а разброс этих ёмкостей может составлять примерно
f 10%, т, е. около ± 1 56.
*) С учётом изменения питающих напряжений в пре.телЗхХ ± 10%.
231
11
На очень низких частотах, например» в случае реосга*
каскада (рис. З^З) коэффициент усиления приблизительно пполб._
на чен коэффициенту передачи через летите ль напряжения
равный следующей величине:
~ 0) с^.
V R'i. + (l^C^
Допуск на элементы цепей бывает ±5, ±10 или ±20%Л|
устройствах с обратной связью желательно применение летз^В
с допуском не хуже ±10%. что с небольшим запасом отвечав
разбросу ± 1 до.
Суммируя сказа иное, дш приходим к выводу» что лшкил/дзц
на необходимый запас по модулю петлевого усиления орие^Н
ровочно составляет 3 дб на каждый каскад, входящий а гюуД
обратной связи, т. е.
m,)o-=3Na |йб],
EL
где А/^ — число каскадов усилителя, охваченных обратив
связью. Например, в случае трёхкаскадпого устройств
ти^ =9 дб и ги = 2,82+ Можно считать, что запас такого порядв
достаточен и с учётом возможных отклонений от номинала сЯ
противлений Zt и Zzt в принципе постоянных, т. е спецнальД
не изменяемых.
Если же а является функцией Z| или Z% и эти сопротивлений
в процессе эксплуатации заведомо изменяются (как, напрнме'Я
Z* при изменении потребления выходной мощности), то такоЯ
рода влияния должны быть также приняты во внимание на оснЯ
ве соответствующих главным образом экспериментальных даад
ных *
Что же касается необходимости введения запаса по фазе 81
го она вызвана следующими обстоятельствами.
Во-первых, фазовый угол между выходным н входным на4
пряжениями зависит от соотношения между активными р реата
тивными элементами цепей, а последние известны пям лишь й
некоторой точностью. Во-вторых, надо принять во внимание воз!
можпость влияния неучтённых малых параметров, например?
индуктивностей соединительных проводников и кондежзторой]
образующих вместе с неизбежно существующими междуэлекгч
родными и монтажными ёмкостями нечто вроде звеньев э.пскт4
рических фильтров, не вносящих в полосе прозрачности ослабь
ленищ по вызывающих фазовый сдвиг (на высоких частотах)*
В случаях, когда годограф вектора a(iw) максимально сбли-
жается сточкой М (I, i 0)» уже на сверхвысоких частотах не-:
благоприятно сказывается инерция электронов, вследствие ко-
торой лампа вносит отрицательный фазовый угол, ранный
<0^, где т,. — время пролёта электронов от катода дп сетки.
232
области очень низких частот дополнительные фазовые
яйпгп образуются из-за влияния блокировочных коядонсато-
”qB н питающих цепях и вообще за счёт дополнительной пара*
jjitjioh обратной связи между каскадами через общие питаю-
щие непи, что явится предметом особого рассмотрения в § 6.5
Запас по фазе й обычно оказывается достаточным порядка
(0е па каждый каскад, входящий в петлю обратной связи, т. е
р | - Л/д-10°. (6J62)
Физическая сущность введённых в рассмотрение запасов по
мил^дю гн и по фазе объясняется диаграммами на рис. 6.31
В случае рстои'шноп системы (рис. 6.31с?) частотно-фазовая ха
Р«с. 6.31. [Запасы устойчивости по модулю рл)’н фазе (И}; а—ус*
тойчивое устройство, б—условно устойчивое устройство
рактеристика не должна пересекать область BDEF, тогда уве-
личение модуля петлевого усиления в nt раз и измените но
фазе на -М пли — 0 могут привести устройство только к гра-
ш-це устойчивости, но не больше. Изменение же. петлевого уси-
лен ня в сторону уменьшения в зоне DOE здесь, очевидно, ни-
как не ограничивается. В режиме же условной устойчивости
(рис. 6.316) приходятся вводить ограничение (запас по моду-
лю) и на возможное уменьшение усиления также в m раз.
Для большей наглядности на ряс. 6.32 отдельно показана
частотная я фазовая характеристики петлевого усиления для
устойчивого устройства, представляющие собой разложение час-
тотно-фазовой характеристики, изображённой па рис. 6.31 а. В
233
точках D и G на
величины запаса
обоих графиках фаза обратной связи достй
а в точке D петлевое усиление на велщ
запаса по модулю пг^ме
Графики на рис. 6.3
рИС- 6,32 ОТНОСЯТСЯ КО ВТ!
ча ст и ч астот ного ди ап а зон
(7о — частота нули
фазового сдвига) до f —
Другими словами» эти
граммы описывают высокой
татиый обход критической '
к и М (1, i 0). Если /о = О,.
указанные кривые будут со
ветстновать устройствам, вк
чающим усилитель постоям!
го тока и ^-цепь, пропуск?
щую нулевые частоты ([ЦО)
0[. При рассмотрении 1
устройств с усилителем не
менного тока характерист
должны захватывать и перв;
часть диапазона, от /=0
f—fa, но ’в целях упрощения рис. 6.31 и ряс. 6.32 низкочастотн
ход критической точки М (1, i 0) там не был показан.
<?
л
Ъ ч
(э М*
га
$*-
♦зег
г
О)3
ад
и
&
-ниЦ. j_L_
4й* т /?
Рис. 6.32. Вид частотной и фазовой
рактериетнк петлевого усиления устой-
чивого устройства ирн запасах по мо-
дулю дб н по фазе Я^З(Г
-яг ;
'--аМ-
1® I
ха-
6АЗ. Допустимая величина глубины обратной связи
для устройства, усилитель которого выполнен
на апериодических каскадах
Общие замена и и я. Для достижения необходимых в®
личин запасов по модулю и фазе частотная- и фазовая характй
рнстики петлевого усиления должны удовлетворять определён
пым условиям. ! I
Рассмотрим более подробно, как должен происходить» нэд
пример, высокочастотный обход критической точки М (1,1 Од
для устойчивого устройства. При этом будем полагать, что уснЗ
литель состоит только из апериодических каскадов из группш
TJ или Ш на рис. 5.13» а Э-цепъ представляет собой частотной
независимый делитель напряжения (см. § 3.4), так что
= р = const и ®rj = 0. 1
Ранее (п.6.2.7) было показано, что фаза обратной связи
+ но в данном случае причем при отрицательной
обратной связи [ф-ла (6.92)[
? ^?+180\
1 ff 1 ’
234
гЛ ед овзт ел ь но,
? + 180\ (6.163)
где & представляет собой частотгтозависнмую составляющую фазо-
вого угла усилителя. Далее будем считать, что петлевое усиление
г £
a(i w) — K(i
По мере повышения частоты, начиная от f0, за счёт влияния
междуэлектродных ёмкостей ламп и других шум тирующих емкостей
др и а уменьшаются и возникает отрицательный фазовый сдвиг
доходящий при f^-co до —А^’£0 \ где Na — число каскадов уси-
лителя, охваченных обратной связыа
Одпокаскадное устройство. Если jVf, = 1, то частотнозависимая
составляющая фазового угла усилителя совершит изменение от О
(/= fu) до “90 (f =<хз), соответствующий пробег фазы обратной
связи согласно (6.163), будет от 180 ' до 90\ а петлевое уси-
ление а от й0 дойдёт до 0, как показано на рис. 6,29а Таким
образом. у однокаскадиого устройства запас по фазе ft получается
не меньше 90', что оказывается более чем достаточным. Поэтому
можно считать, что однокаскадное устройство с ча^тотнонезааи-
симой отрицательной обратной связью будет устойчиво при лю-
б1л:<. значениях петлевого усиления а0 на частоте нулевого фазо-
вого сдвига f0* Примером такого устройства является катодный
повторитель (рис. 6.21), характеризуемый значениями fl ~ 1 и а0 =
= Д'ов = Кп- Петлевое усиление катодного повторителя может
дост±1гать значений порядка 100 и больше, в зависимости от типа
применённой лампы и верхней границы рабочего диапазона.
Двухкаскаднэе устройство. При = 2 в интервале значений
частоты от / = f0 до / — со углы ? и изменяются соответственно
от 0 до —180 и от 180’ до 0\ но тем не менее, как видно из
рис, 6.296, частотно-фазовая характеристика петлевого усиления
a (i ш) обходит критическую точку M(l, iOp
Для того чтобы обеспечить устойчивость в реальных условиях,
следует ввести запасы по модулю wflcf = 3#а п по фазе ft = 10’.
Диаграммы на рис. 6.31а и рис, 6-32 показывают, что — и ft суть
/в
координаты точки D, расположенной на частотпо-фазовай характе-
ристике наиболее близко к точке AL Допустим сначала, что постоян-
ные времени каскадов одинаковы, тогда частотнозавнеимая состав-
ляющая фазового угла каскада в точке D, найденная из (6.163),
окажется равной
1 1 f |ОЛ.Л 8—180" .с |Р..
— ? = — (?л—I80 ) —--------5--- 16.1Ь4)
235
При рассмотрении апериодических цепей было установлено,, j
изменения модуля и фазы связаны простом соотношением (5*8.1)i
К Ко cos ф.
В настоящем рассмотрении через q обозначен фазовый
усилителя, а не отдельного каскада, поэтому связь между К
примет следующий ивд:
К = Яо COS=.
где Ко—общий коэффициент усиления обоих каскадов на чист
Умножая обе части последнего равенства на (dT найдем мод;
петлевого усиления
а = К £ — cos2 -7- = ай cos2 — ,
£ 2
На основании (6464) и учитывая, что при ол = 0 a = nfl
rrl
лучим
I й & — 180" . 2 & ,с
— cos3------------sin3—, (6Л6Я
т 2 2
откуда нетрудно определить максимально допустимое значение req
левого усиления а0
лэ sin” —
2
При намеченных величинах запасов zn=2 (6 Йб) и 0
получим а0=1б,6, Ло= 1 + 16,6 = 17.6 и =25 дб, Таким об4
разом, двухкаскаднае устройство с частотнонезависимой отр/i-i
цательной обратной связью при равных величинах
вующих постоянных времени каскадов обладает устойчивостью^
в реальных условиях (при т~2 и ft — 20°), если глубина обрати
ной связи не превышает 25 дб.
Более глубокая обратная связь при тех же запасах устой-
чивости может быть получена посредством введения различия &
величинах постоянных времени. У апериодического каскада
коэффициент усиления (5.76) выражается так:
I4-i*
где в общем виде на основании (5.83)
1
х = <^в —— .
tot*
236
В области верхних частот (/ >/0) можно пренебречь l/u>v
тогДл
х =
Пусть постоянная времени второго каскада отличается от постоян-
ной времени первого каскада в b раз, это значит, что
и
К(i= к^2 = . 16.166)
(! 4- I х) (1 -г 1 Ьх}
где Ао — ЛдЛзд — коэффициент усиления усилителя при / = f0.
Умножив обе части равенства (6,166) на 3 и введя перед праной
частью знак минус, в силу того, что обратная связь отрицательна,
найдём а (I ш)
й G ш> = К (I ю) f) = — ---------------------------------- .
(14 ix)(l | i bx) (I |- 1д1 (1 4- i Ьх)
В точке D, как видно нз рис, 6.31а. модуль c(i w) равен — ,
я аргумент т, е.
a (i =---------------------- = -Ь е’ ’’.
(1 4- ix/(i : i bx) т
откуда следует, чтб
— (1 + i х) (1 р i Ьх) = aQm (cos 1} — i sin И)-
Это равенство распадается на два, составленные относительно
действительных и мнимых слагаемых. что позволяет исключить пе-
ременную
f.
1 -Н>
и получить одно уравнение, связывающее а0. т и
*ag^sinsa = (1 4 a0/nccsfi)(l +&)*. (6.168)
из которого легка найти одну переменную, если задаться числен-
ными значениями Т[ёх остальных. Так, при т -- 2. 8 - 20" nfr =
— 10 (или & = 0J) из (6.168) получим ^=48,4. Если требуется
получить х4О(|5 — 40 дб< то а0 — 99 при гп = 2 и 9 = 20\ устано-
вим, что требуемое различие постоянных времени b ~ 22,8 и т. д.
Изображенная па рис. 6-295 частотно-фазовая характеристика
относится к двухкаскадному устройству, причем высокочастотный
обход точки /VI(1, i0) выполнен при Ь^\, ц при т — 2 запас по
фазе & составляет всего лишь 8\ Низкочастотный обход сделан
уже при b = 23,4 (или 6*^0.0427), и годограф вектора а(|ш) про*
ходит от точки М на значительно большем расстоянии (при т =2,
9 = 20е).
237
Повышение запаса устойчивости при расхождении постощЯ
времени объясняется тем, что частоты среза при высокочастбЯ
обходе точки /И— частоты верхнего среза (рис. 5.15) ЦЯ
— в b раа отличаются одна от другой. Пусть у второго каста
частота среза в 6 раз больше, т, е &r = bfz тгри b > 1; тоги
некотором интервале- частот с относительной протяжённостью, бл
кой к Ь, влияние второго каскада на ход частотной и фазЯ
характеристик будет мало сказываться, фазовый угол усилителя
окажется близким к —90 » при этом па каждую октаву измене!
частоты коэффициент усиления будет падать с крутизной 6 351
октаву (рис, 6.33), а фаза обратной связи будет далд
от предельного значения Я = 20\ Ясно, что чем больше 6, 1
большее число октав составит промежуток частот, в котором 4
спадает с крутизной —6 дб!окт. В случае же 6 = 1 уменьшу
afP- на частотах, следуемых за происходит более интенсивно;
при крутизне —12 dulotctn (рис, 6.34), однако дозволенная облас
(по частоте) такого спадания оказывается крайне ограниченной.
Сравнивая рис. 6.33 и рис, 6,34# нетрудно заметить, что» д<
ствителъно, при 6 = 23,4 величина —40 дб заметно превыше
^^ = 24,4 дб, относящееся к значению 6=1.
Рис. 6.33. Частотная и фазовая харак-
теристики петлевого усиления двухкас-
квдыого устройства при отличающихся
частотах среза
Рис. 6,34. Частотная и фазовая харак-
теристики петлевого усиления двухкас*
кадного устройства при равных часто-
тах среза
Применение отличающихся постоянных времени у отдельных
каскадов (т, е. различных частот среза), помимо того, что яв-
ляется одним из простых способов получения глубокой обрат-
ной связи при надлежащем запасе устойчивости, полезно также
и в смысле улучшения частотной характеристики = 9 (/)>
что отмечалось в своё время (см. п. 6.2.7).
23Й
Трёхкаскадное устройства. Прн исследовании двухкаскад
кого устройства с равными постоянными времени было найдено
^отношение (6.165)
I
— = а0 са$-
ffi
fl —
2
где ннфра 2 в качестве показателя степени и в знаменателе ар
гумента представляет собой число каскадов. Поэтому для трех-
каскадного устройства получим
I ч fl — 1&Г
откуда следует, что
Оо =-------J-----. (6,169)
№ — &
cos1---—-—
3
Руководствуясь ((5.161) и (6,162). берём mf)f, — 9 дб (чему соот-
ветствует m = 2,82) и 0 = 30’ и получим при этом я0==1,34 и
ДЬ11! = 7t4 дб. Стало быть, трёхкчгжадное устройство с частотно-
независимой отрицательной обратной связью при равных величи-
на о: соответствуют их Постоянных времени каскадов обладает
устойчивостью в реальных условиях (при т~2.82 и Ъ^30°),
при условии, что глубина обраткой связи не превышает 7,4 дб.
Интересно» что при отсутствии запаса устойчивости (н?=1 и
i’/ = 0") предельное значение а0, найденное из (6.16У), становится
равным 8 (т. е. примерно в 6 раз больше» чем при т=2,82 и
b = 30").
Само собой разумеется» что выбор неодинаковых значений
постоянных времени н в данном случае позволит получись боль-
nice значение глубины обратной связи при сохранении запаса
устойчивости.
Вводя различие частот среза, скажем, верхнего среза ,.
следует взять f ае у любых двух каскадов равными между собой
п большими, чем у оставшегося; отметим, что последователь-
ность расположения в схеме усилителя отличающихся а таком
смысле каскадов не играет роли» если только не принимать во
нпнмаине какие-либо другие соображения.
Меньшее значение частоты верхнего среза обозначим через
а остальные через f, „г = fs = trf^ где
i = A3«=-^, (6.170>
Аяг *2.^
Соответствующие частотная и фазовая характеристики петлевого
усиления показаны на рис. 6.35. Так как аналитический метод,
подобный изложенному в выражениях (6Л 66) — (6.168), приводит к
239
алгебраическим уравнениям высокого порядка, а потому
удобен, рассмотрим приближеннее
тельную точность при b > 25, т. е.
решение* дающее удовлея
при Л[)(?7; > 20 дб, если т
-= 9 до и Я = 30 . П{я
зоде приближённых I
ношений, будем счи
что b достаточно из
для того, чтобы на
те / — /j фазовый Д
первого каскада дсстиг'а
дельной постоянней эд
чины —90 , тогда как!
пустнмый фазовый сдвий_
остальных двух каскадов
равными между собой Я
стояниымя времени доля!
составлять — (90 — U)1
каждого каскада в отдя
кости — { 45—— ’j, Я
гласно (5.102). тангенс ш
зовего угла апериодичесЯ
го каскада на некотод
частоте / равен отношен»
f к взятому с сбра
яым знакам; примените^
рассматриваемой задаче это соотношение для f = fD выгл?
так:
e’
fl
a
-л $
% *
J fj> ffl£
г№
L Г -
^5 ^3
f
f
zti
Рис. 6.35. Частотная и фазовая характеристики
петлевого усиления трёх каскадного устройства
при отличающихся частотах среза
Г 0Г
+20---------
j'1;
но к
днт
$
*
Ляг
В то же время коэффициент усиления каждого из
каскадов изменяется по закону косинуса фазового
ф-лу (5.81)j, поэтому на частоте fD
/(2^<з ~ КгпК-.ъСоа2 f 45-—\ .
\ 2 /
Для вычисления коэффициента усиления первого
частоте f(3 воспользуемся соотношением (5Л00)
W ,— К F 1,вг
=7==2 Л .W “7-------
a; =
2
(6.171
ЭТИХ дну
угла j q«
каскада
Петлевое усиление а в точке D нормально должно
—, вместе с тем.
т
быть равно!
а =
240
T- е'
«ЛИ
и = — =- /<|(|КиКзаЗ cos3I 45" — —'l -TO
m 2 f э
aLtcos2|45-------)TO .
m \ 2 / ,j
(6Л72)
Используя (6.1/1) и (6.170), исключим в (6.172) величины fUc и
и тем самым установим зависимость между (д г<:, т и
й 'i
tr0 м cosE [45’ — —|
b . (6.173)
1Ц45С- y)
Если принять т = 2,82 (9 дб) и т> = 30’, то выражение (6.173)
примет совсем простой вид
b = 3,7й0 (6.174)
Например, если глубина обратной связи Л0Й1< должна со-
ставлять 20 дбг то ffo=9 и требуемое различие частот среза сту-
пеней должно составлять 33Д
Подобным же образом может быть исследовано устройство
; с большим числом каскадов. Кроме рассмотренной, возмож-
ны и другие комбинации распределения частот среза fHc и
ко ступеням, однако тогда дать какой-либо однозначный метод
расчёта окажется затруднительным. В та кик случаях задача
решается путем подбора наиболее благоприятного распределе-
ния частот f^c , . . . и отдельно ^rt ..........что значи-
тольпо облегчается при использовании трафаретов фазовых ха-
рактеристик. представляющих собой соответствующим образом
разграфлённые тонкие листы из прозрачного материала с про-
резанными кривыми ср, взятыми из рис. 5.14 и 5.15. Расчёт час-
тотной характеристики петлевого усиления возможно также
нести графически, используя трафареты кривых уд6 и а этих ри-
сунках, однако большого труда не представит вычисление кри-
той но двум нижеприводимым формулам, основой которых
вляются выражения (5.96) и (5.100).
Для низкочастотного обхода получим
bi—237
241
где Л'д — число каскадов, точнее, число независимых алернодичеаи
цепей, входяших в петлю обратной связи. ’) |
Разумеется: что в точке, где т. е, нормально на частя
f D (рис, 6-31 — 6.35). петлевое усиление не должно превышать 1/1
где т и 0 — принятые запасы по модулю и фазе. I
Следует отметить, что при большом числе каскадов (Л'п > ]
получение глубокой обратной связи с соответствующим запаса
устойчивости за счёт различия постоянных времени оказывай
ся всё же мало удобным. Это вызвано в первую очередь теа
что обход критической точки М происходит уже на доводы)
высоких частотах, где возникновение трудно учитываемых
волнительных фазовых сдвигов становится более реальный
Кроме того, при значительных разбросах постоянной времед
труднее подобрать элементы нагрузки так, чтобы эффектйвЙ
использовать лампы в отношении усиления или величины Щ
искажённого выходного напряжения или мощности и т. д.
При Л\>3 и достаточно глубокой обратной связи на npaj
тике предпочитают использовать более сложные межкаекздны
контуры, образованные из апериодических цепей с добавление;
специальных корректирующих элементов.
6.4.4. Наивыгодаеншая форма частотной и фазовой
характеристик петлевого усиления
Как известись к категории апериодических цепей относя: ся
такие цепи, которые создают фазовый сдвиг между выходным ш
входным напряжениями, из меняющийся в пределах от -г90с до?
—9СГ и полном дна па зоне частот. Типичный пример а периоду
ческой цепи — реостатный каскад (ряс. 3,3). Другого вида кас^
кады, вообще говоря, тоже могут обладать свойствами аперио-
дической цепи, но в большинстве случаев только в одной части'
полного диапазона. Так, например, у дроссельного каскада
(рис. 3.4) частотнозавмсимая составляющая фазового угла ®
изменяется от +180° до 0 (на средней частоте /о) н далее до
—90е; значит, этот каскад ведёт себя как апериодическая цепь
только на верхних частотах. Трансформаторный каскад
(рис. 3.2) в области нижних частот характеризуется пределы1
иым значением <?=-ь90о (при f-0), но на верхних частотах
доходит теоретически до —270°; фактически же имеет место
ещё болшпее изменение фазового угла при сравнительно мед-
ленном уменьшении коэффициента усиления.
Каскады, создающие хотя бы в одной части диапазона (0-г-
или /0^--оо) фазовые сдвиги, превышающие по абсолютному
значению дО \ мало удобны для использования в устройствах,
9 необязательно должно быть одинаковым на нижянх и верхних часто-
тах, например, у усилителя постоянного тока на ннзкних частотах Л\х —- 0, а на
верхних частотах Na > 1.
242
особенно c глубокой отрицательной обратной связью. Это объяс-
няется тем, что у таких каскадов в соответствующей части диапа-
зона уменьшение коэффициента усиления при изменении фазового
угла i '± от О ПРН / == /о Д° (1Ш до 1^0 “ ft) при / — 0 пли
*рН f = х получается сравнительно небольшие, что и ограничивает
величину глубины обратной связи.
J (ззестное улучшение» правда, здесь можно получить» ком*
бнннрея неаперноднческий каскад с апериодическим, сопрягая
их частотные и фазовые характеристики так, чтобы требуемое
спадание коэффициента усиления создавалось апериодическим
каскадом при предельном фазовом угле =90°. а прочие эле*
менты, входящие в петлю обратной связи, по возможности не
сносили фазовый сдвиг, допустимое значение которого, очевид-
но, составляет всего лишь 90° —
Однако и апериодический каскад не является всё же наиболее
эффективным типом цепи, так как асимптоты его частотной ха-
рактеристики (рис. 5,И и 5,15) обладают крутизной 6 Обц-кт
при t 90 - Наивыгоднёйшей же цепью была бы такая цепь, у
которой предельное значение фазового угла составило бы ±(180 —
— Иф а крутизна асимптоты частотной характеристики, согласно
(5Ж), была бы равна i дб/окт. Например» при О=30:*
крутизна асимптоты частотной характеристики достигает J 10 дб-икт
п для определённого уменьшения коэффициента усиления потре-
буется меньшее изменение частоты. Тем самым частота абхоца
критической точки Л1 (рис. 6,32) приблизится к соответствующему
краю рабочего диапазона и выйдет из области где существуют
вредные и трудно учитываемые дополнительные фазовые сдвиги.
Между тем физическое осуществление цепи с крутизной
lсимптомы, не краткой д:6 дб, невозможно, однако в ограни-
ченном диапазоне частот с топ пли иной степенью точности
вполне возможно получить изменение коэффициента усиления
I* любой величиной
шно фазового сдвига
I80 —
На рис. 6:36 пока-
зан вид теоретически
н а ивыгоднейших час-
тот ной и фазовой ха-
рактеристик петлевого
усиления. Петлевое
усиление неизменно
внутри рабочего диа-
пазона — fi[t а за
пределами последнего
фаза обратной связи
крутизны, отвечающей выбранному значе-
Рис. 6.36. Теоретически наипадгоднейгизя форма ха*
рактермстяк обхода критическом точки М
243
постоянна и отличает-
ся на & от критячес-
16’
кой величины 360е н 0°, Здесь имеет место случай задания часто™
ной и фазовой характеристик в двух различных частях полноЯ
диапазона» описанный в п,5,2.3 (рис. 5-11). Я
Ещё раз отметим, что даже приближение к подобного рода хЯ
рэктеристикам может быть достигнуто лишь в ограниченном диапЯ
зоне частот, а левее и правее так или иначе ход этих крм
вых изменится; однако это несущественно, ибо требуемые залаем
по модулю и фазе будут получены.
64.5. Получение характеристик петлевого усиления, I
близких к наивьтгоднейшей Ч
Обычного вида усилительные каскады, такие как реостата
ный, дроссельный» трансформаторный и др.» не обладают хаЯ
ранге р истинам и, сколько-нибудь близкими к теоретически назЯ
выгоднейшим, показа иным па рис, 6.36. Значительна лучшая
степень приближения к теоретически оптимальным кривым!
петлевого усиления может быть реализована посредством прть
м ененпя бол ее с лож п ых межкаскадных четырёхполюсников
связи. Обычно здесь попользуются минимально фазовые цепи?
у которых частотная и фазовая характеристики однозначно свя-
заны, поэтому в принципе достаточно добиваться получения
требуемой формы только одной характеристики, предопреде-
ляя тем самым ход второй кривой.
В обоих случаях мы сталкиваемся с задачей, известной под'
названием синтез цепи, когда по заданной частотной или фазо-
вой характеристике (или обеим вместе) требуется определить;
конфигурацию цепи и численное значение составляющих эле-
ментов, Впервые эта задача возникла в технике проводной свя-
зи при необходимости корректировать линейные искажения;
создаваемые длинными линиями, фильтрами и прочими четы-
рёхполюсниками. По синтезу цепей ведущими явились работы
М. Г. Цимбалистого [86], А’ Ф, Белецкого [6] и др+
При синтезе цепи мы задаёмся конечным числом точек, че*
рез которые должна пройти соответствующая характеристик^
Ht естественно, что чем больше выбрано таких точек, тем мень-
ше кривая рассчитанной (синтезированной) цепи будет иткло
мяться от воспроизводимой характеристики, по зато возрастает
сложность как расчёта, так и устройства самой цепи. Послед-
нее объясняется тем, что число уравнений н искомых элемен-.
тов цепи равно числу точек апроксимашпг
Если чрн этом исходить из частотной характеристики той
формы, что показана на рис, 6.36, то понадобится выбрать до-
вольно много точек точного совпадения рассчитываемой кривой
с идеальной для того, чтобы н фактическая фазовая характе-
ристина обеспечивала получение намеченного запаса # ,
244
Подобный метод расчета, разработанный иностранными ав-
торами [9. 36], отличается громоздкостью хода решения и слож-
ностью практического осуществления.
Советскими учёными 3. IL Миделем и С. В. Персоном ещё
r 1938 г. [61] были разработаны весьма простые и в то же время
эффективные методы получения глубокой обратной связи; ос-
нованные на применении реостатно-ёмкостных корректирующих
цементов, включаемых преимущественно в кепи усилительных
каскадов и реже в блок обратной связи ( 3 -иёгть) и предназна-
ченных для улучшения частотной и фазовой характеристик пет-
левого усиления ]).
Для каждой части частотного диапазона (О—/0 и /о — оа )
применяются самостоятельные пары корректирующих элемен-
тов, которые, однако, могут быть включены вместе в какую^тнбо
одну цепь, например, в усилительный каскад. Тем не менее
влияние какой-либо пары практически сказывается лишь в со-
ответствую щей части диапазона, а поэтому целесообразно при
исследовании (расчёте) пользоваться частными эквивалент-
ними схемами для нижних и верхних частот.
Рассмотрим в первую очередь вид такой цепи (рис, 6.37),
предназначенной для улучшения характеристик петлевого уси-
ления на верхних частотах, а затем и на нижних частотах.
Коррекция вообще означает исправление; в радиотехнике же
под этим принято подразумевать не только исправление, но так-
же и внесение каких-либо измене-
ний в усилитель (каскад) или дру-
гую цепь с целью получения новых
характеристик более специальной
формы. Гак. например, если исклю-
чить корректирующие элементы /?С
в схеме, изображённой на рис. G.37,
то получим обычную апериодиче-
скую цепь, пропускающую пижппе
частоты (рис. 5.13). Поэтому эле-
менты /?С, пре л назначенные для
получения нового типа характери-
стик, нс присущих нормальным апериодическим цепям, и были
назва ны корректору ниш i мн.
Каков же вид этих новых характеристик? Для выяснения
этого вопроса произведём анализ цепи, изображённой на
рис, 6.37. не совсем удачно па званной её авторами [61] «высоко^
частотным ограничителем»2). С этой целью найдём в оператор-
ной форме выражение для коэ(рфгшиента передачи
Рис. 6.37. Эквивалентная схе-
ма каскада с элементами ЯС
высокочастотно]] коррекция
’) Впоследствии в этп* работах приняли участие А. И. Лебедев-Карма^
нов я А. М. Пясаревский [62, 67].
3) Ограничителем обычно принято пазырать некоторый вид нелинейной
системы, цепь ;ке на рис. 6.37 обладает лнпеГшымп свойствами.
245
к (Pl = О! =. z^_
{_/' ЦП Zip)
1
1 ^РлУ(р) ‘
где
Yip} =
_J_
2 (?)
P Q
представляет сабин полную проводимость участка цепи, распЛ
ложеппогп правее точек ab. Два последних выражения позвя
ляют установить, что j
1 I
Р -г--- п
К (р) =-- -----------------—-------------------------- . (6.1?sj
' „ /J 1__________ 1 , 1 1
' СА> + C0AJ„ 'Р ! CWC.,7?,, J ' J
Обращая многочлены числителя и знаменателя в уравнении QTj
ноептельно р, найдём их корни, которые обозначим соответственна
через — w-p —<1^ и —(йг. Очевидно, что
ip - Ip uv)
(6 J 7S|
(6Л77М
I
(6.178);
(6Л79)
Далее перейдёхМ от операторной формы записи к символический
К (i ч>)
l*t! 4- I >|Ц
Сп /?п G'Vj -г t — i
______ ______ ________ь'/> ________
। '» \ । л? \
«С С, KJ I - — I | I —
(6.180)
Из теории апериодических цепей известно, чти др.тть виД1
I _______2„
Oi
1 - i — I - i —
1-.1 И)
246
сражает в комплексной форме закон изменения коэффициента пе-
редачи по модулю и фазе, аналогично соотношениям (5.100) и (5.102)э
причем в (6.181) fa играет роль частоты верхнего среза Естест-
венно. что с ростом частоты модуль 1/1z 1 +(№? падает, а фазо-
вый угол — arc tg(JX) стремятся к — 90 .
Вх од я тп ип в (6.180) множитель
1 Ь i — = 1
I- —
Ь
(6 Л 82)
ЕЗ.-шяет противоположно — яря повышении частоты модуль
] ’ Г-l увеличивается, а фаза arcig(/fj приближается к пре-
:1елу 4- 90 \ Частоту условимся называть частотой верхнего подъ-
,',ма.
Совместное действие всех трёх частопюзависимых множителей
в (6.180) вызывает следующие изменения коэффициента передачи:
где а данном случае
L- IЬ
(6.184)
.и по фазе
® -= — arc ig 4--
/ а
— arc tg ——arc tg-L ,
Л Л
(6Л 85)
Зависимости pfif- =
=- 201g у и 7 от частоты
проще Ьсего построить,
пользуясь трафаретами
кривых, взятых из рис.
5*15, но только здесь
надо учесть, что харак-
теристики, связанные с
частотой (рис. 6.38)
располагаются над осью
абсцисс* Разумеется, что
при на несении на график
кривых должны быть
известны опорные точки,
Рис. 6,34. Частотная и iJ^sohjh характеристики
каскада с элемента и и /?С вч корректив (рис. 6,37)
247
4ч
ГС
IU.'
Й:
сложен
запасом
понадсби*!
измене!
6.39); час
npi!
слада ния петлевого усиления чем
Рис. 6Л9. Частотная и фазовая характеристики
петлевого усиления устройства» содержащего два
апериодических каскада при неравных частотах
среза /1ас и f2lie и каскад с элементами ж кор-
рекции по схеме рис. 6<37
тч е. частота flt и fr или их отношение f„ : fb: (в послед
случае удобно принять равным усланной едшшне). Далее иесл<
но будет просуммировать по три функции для того, чтобы полу^
результирующие характеристики у#6 и ъ, отвечающие зависимое!
(6,183) и (6.185). На рис. 6.38 результирующие характеристики нзс(
жены сплошными линиями, а составляющие их кривые —пункт
Цепь, схема которой дана на рис, 6.38, обладает той особенное^
что частота подъёма расположена между частотами среза ftl и
что в общем определяет характер кривых уд6 и с. Цепным свойст
этой цепи является возможность получения на протяжении &
торого интервала частот от Р до Q (рис. 6,38) приблизительно
стоянной величины фазового угла ?0, не кратной 90 \ Например,
ставляя усилитель из такого рода каскада и ещё двух обычно а
риодических каскадов с частотами верхнего среза fliJf < ftl и fzae>
можно получить часть фазовой характеристики при почти песто;
ном значении частотиозавяснмой составляющей фазового утла у
лнтеля большем 90 д но не доходящем до 180 па величину
паса 11. Но при |^| > 90: будет обеспечиваться большая крутизн
|^| = 90 \ и для дос
жения определённой
личины «Oj<7.
с требуемым
модулю mlifV
ся менынее
частоты (рис.
тота обхода критически
точки f-j будет ни
чем прн более простой
решении-выборе обычны^
апериодических к ас к а др
с неодинаковыми часто
тамя среза,
Так, сравнивая гра-
фики па рис. 6.39 и 6.35,:
мы видим, что при ран-
ных значениях o04fJ
~ 40 сб. rtid6 Qduf irl
U 30’ отношение час- i
Т°Т Fd ' fа f d — верх-
няя частота диапазона,
найденная здесь из ус-
ловия: az,r](f 1/2 aQM=
— 20 дб) в случае нс*
пользования корректиру-
ющих ' элементов полу-
чается в 3,2 раза мень*
ше, чем при отсутствии
248
последних. Если взаимно поменять величины частот с flt
и fc с (Ркс 6.39), то получающееся при этом отношение частот
среза /2,г: /ьс< характеризующее различие постоянных времени, ста*
ffer равным 35; в то же. время при отсутствии корректирующих эле-
ментов (рис. 6.35) отношение f?yff: [1зс составляет 370, что менее
выгодно.
Вообще же использование каскадов с корректирующими элементами
по сравнению с обычными каскадами, выполненными с различием час-
тот среза, даёт следующие преимущества:
1. Частота / э обхода критической точки Л1 ниже (а при низкочас-
тотном обходе выше), благодаря чему дополнительные фазовые сдви-
ги, вызываемые трудно учитываемыми влияниями, становятся меньше,
а запас устойчивости больше,
2. Частоты среза (постоянные времени) отдельных каскадов отли-
чаются между собой в меньшей степени, что позволяет лучше исполь-
зовать лампы по усилению, если говорить о высокочастотном обходе1);
в случае низкочастотного обхода сближение постоя иных времени
способствует уменьшению ёмкостей, а значит, я габаритов раздели-
тельных кондесаторов (Cf н аналогичные)*
3. В рабочем диапазоне частот петлевое усиление подвер-
гается меньшему изменению, поскольку характеристики при-
ближаются к теоретически панвыгоднейшим, показанным на
рис. 6,36.
4. Число степеней Свободы при расчёте увеличивается, что
юлегчает получение характеристик петлевого усиления, близ-
ких к наивытодпейшим при фиксированном (заданном) р а сна-
бжении характеристик некоторых каскадов.
В случае глубокой обратной связи целесообразно приме-
нить корректирующие элементы не в одном, а и нескольких
j. ккадах. Таким образом как общее число каскадов, охвачен-
ных обратной связью, так и число каскадов, содержащих кор-
рсктирующие элементы, могут быть различными.
Если частота верхнего среза }сс
сногр из каскадов оказывается
!-‘'удобно малой величины (другими
'.рпиками,-полоса пропускаемы* частот
i.iTjdiire ограничена сверху)* то я
случае 3, И. Модель и С. В.
i 1^псон рекомендуют корректирую-
щие элементы RC включать по схе-1
яс- согласно рис. 6.40; при этом вы-
ГТг-кения (6.1831 и (6.185) будут тер-
ны и для новой цепи, на зил ш той её
авторами ..фазокомпенсатором'* ]62|.
цепи по рис. 6.40 между часто-
fa, и j£ существует одно из
Рис. 6.40* Эквивалентная схема каскада с
элементами А?С вч коррекции, известного
под названием ,.нч фазокомпенсатора1
г) Например, у реостатного каскада малое значение постоянной времени на
верхних частотах достигается за счёт выбора небольшой величины анодной нагруз-
ки А\ (рис, 3,3). по при этом понижается коэффициент усиления.
249
I<-
двух возможных соотношений; 1) < /л fa 2) Д < /„ < /г. Испол
рассматриваемой цепи я режиме первого соотношения нс представляет r
ибо характеристики получатся такого же вида* что и у цепи по рис*,
во устройство оказывается более сложным и менее зффекктнным в смысле
ления. ПозтоАгу фазокомпенсатор есть смысл применять только тогда* когд
буется получить частоту .подъема Н1гже ближайшей к ней частоты с
{/?? 'Лт и h<fc)- Если при этом выбрать элементы кепи так, чтобы ft
лось [ь где /кг — частота яерхнего среза (неудобно малой величины)
го из каскадов, то удастся, как бы . .повысить'J Л/до fa
В самом деле, уравнение частотной характеристики апериодического к
|согласна (5JQ0/J имеет следующий вид:
Уравнением же частотной кривой фазокомпенсатора является выраяс
(6J83U Производя перемножение правых частей (5.100) и (6.183}, получаем,
дующее уравнение, описывающее свойства объединенной системы,
в котором изложим /\—Л/, это даст следующий результат:
Очевидно* что выражение (6-1871 отисьтзет частотные свойства двухкэскй4
ного усилители (не содержащего корректирующих элементов), харлктеризуемоЦ
частотами верхнего среза /„ (где jsi — fa) и /г. ।
Нахождение частотной и фазовой характеристик высокочастотного фазокрм
пснсатора возможно по ф-лам (0.183? и (6.185). во более простым оно окажется од)
нсполЬэапаяии трафаретов кривых и и (рис. о. 15} и суммирования ссютвет.0
вующнх функтгй. как ^ылп показано на рис. 6.ЗЯ. В обоих случаях должны бьгй
известны частоты Ja и jc. а также усиление на частоте нулевого фазового слвй
га Кп. Эти данные следующим образом связаны с элементами рассматриваемой це
пн (рис. 6.40);
2-СК ’
(6.1&Я1Г
250
I
Г "/?+/?! А‘
( R ~
! fi.l'JO)
-* = (СС, 4- СО, 4- C,C,i /?Р(.
Рис. 6.41. Частотная и фазовая характеристики
каскада с элементами коррекции типа ,,вч фазоком-
пенсатораbi (рис. 6.40)
Если С >’ Cj 4- С2 (чему еоогретстпует $с /Д то при определении и /с
ложно пользоваться следующими приближёнными рявенстзши:
1 Rh-AS - Аа _ А> - А*3 .
2^ CP(/?j Г Я;)” ~ А
L Р17?-
2г. (Сг 4- сй} 4- Я3)
(6.193)
(6 194)
Как показано ни рпс. 6.41, при повышении частоты коэффициент усиления
фазокомпенсатора вначале цоэрзстзет, ври этом появляется положительный фазо-
вый сдвиг, не превышающий р 9U', дальше падает, з <? становится отрица-
тельным с предельным значением —90^. Положительных! фазовый )тол может быть
использован для компенсации отрицательного угла, создаваемого другими каска-
251
ламп: отсюда ясно провехожденпе термина ,, фа? оком пенса wp", Фактипеш
рассматриваемая цепь являет типично корректирующей я не только по хар
ристине 7, но н в равней мере по характеристике усиления Основный ♦
чеяяем фаэсисомпепсатора является, как уже фатю отмечено, расширение пол1
случае её недостаточности у какого-либо ка
J-io расширение полисы снязано с. потерей уси
в такое же или лаже большее число раз, поэтому
Нады по схеме, изображенной на рис. б.40,
ияютея сравнительно редко.
Эквивалентные схемы каскадов,
держащих элементы низкочастотной as
рекцип, представлены па рис. 6.42 !);
точки зрения частотных и фазовых хар
герметик эти цепи равноценны, одн
первая из них требует применения ;
сколько меньших ёмкостей кон ленса
ров С7 и С/, во второй схеме в слу
применения элементов коррекции в р
тотном каскаде под постоянным пап
женнем будет находиться только ой
конденсатор (С'г); поэтому при высок
анодном напряжении предпочтение CJ
дует отдать схеме рис. 6.42а
Найдём теперь уравнения частот
и фазовой характеристик ступени по с
ме рис. 6.42а. Коэффициент передачи у рассматриваемой не
выражается так:
К(р) =
г'
Рис, 6.42* Эквивалентные
схемы каскадов с элемет?
таш Rf С’ и /?" С"
низкочастотной коррекция
У(рИ%
где
/УВД 2(рН /<
(6.19
V (Р) =
1 V (р) Ъ. ’
1
- /Г
представляет собой прсвддимость разветвления, находящегося меа
ду точками ab.
После некоторых преобразований выражение для К{р) прпведё
к следующему виду:
1> (рн —+—— \
W) = —---------. (6Л9бВ
Р2 4" ( . + . -г • \ р г :—т-----
\ се л?еи сг R’ С' # ) Сс С'/?'
Ч По Моделю и Перангу схемы па рис 6.42 относятся к категории!
енмзкочастотнш а гр ан или тел eib, J
Далее, используя символическую форму записи, определим мо4
дуль и аргумент коэффициента передачи. Действуя так же, как Ия
252
прИ выводе соотношений (6.183) — (6,185), придам к таким резуль-
татам- __ _ _____________________
(6 Л 98)
(6 Л 99)
(6,200)
При расчёте характеристик и ф удобнее опять-таки сначала
намести на график составляющие кривые, определённые путём вы-
числения или с помощью трафаретов кривых, взятых из ряс, 5,15-
Однако функция
-- 201g
(6.202)
будет равна сумме трёх кривых, переходящих в полубесконечные
прямые, сложенных с одной бесконечной прямой 201g—про-
ходящей под наклоном -фб дб/окт Я-20 дб на декаду) через точ-
КУ (рис, 6.43), причём
[d = AjL . (6.203)
4
В построении, прнведёштом на рис, 6,43, составляющие кривые
изображены пунктиром^ причём как так и ? находятся как
253
ч
сумма четырех слагаемых. Расположение частоты подъёма }ь ме
частотами среза frt и не является случайным; у рассматриваем
цепи всегда соблюдается неравенство: fa <fb < ft.*
Фазовая характеристика Я
данном случае обладает плс?
ким участком P'Q', внутри ft
торого фазовый угол близ?
к величине не кратной 90
что позволяет при испо
зонании др у гн х каск а
апернод ическ ого ти па
лучить на очень низких
тотах обшнй фазовый уг(
<&• 180 — И = const
Рис. 6 43. Частотная и фазпная характе-
ристики каскада с элементами Л' С' и
J?" С" нч коррекции (рис. fL42}
(О
запас па фазе, обычно раып)
20" — 40~) в достаточна шир
ком интервале частот с те$
1ггобы обеспечить более бые
рое спадание петлевого ус
ления* как было показано д
с л у чз я вь] сок оча стоя’ н о го
хода (рис. 6.38 и 6.39}.
Выражения (6Л97)- (6.20
возможно распространить и 1
схему, представленную на рн
6.426, так как сё элементы о
ределснвым образом связаны с элементами схемы на рис. 6.42i
Приравнивая лол ные проводимости участков, заключении
между точками ab и cd, можно установить* что
(6.20<J
(6.20S|
251
Чго же касается низкочастотного фазокомпенсатора, то осуш
еп> лозможно, однако применение такого рода каскада с корректив___________________
-i.ii?’.китами практически не требуется.
§ 6.5. ПАРАЗИТНЫЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
6.5.1. Виды паразитных обратных связей
Под паразитной обратной связью понимается такая обрат-
ная связь, которая, существуя сама по себе, помимо нашего же-
..|ЯШ1Я, ухудшает работу усилителя. Ухудшения же, вызванные
влиянием той или мной паразитной обратной связи, сводятся к
следующему: 1) при сравнительно слабой связи — возникают
дон ол пит единые искажения линейные (например, частотные),
ь при соответствующих условиях и нелинейные; 2) достаточно
сильная связь почти всегда приводит к салю&озбуждению уси-
^ителя.
Возникновение дополнительных линейных искажений об у*
словлена изменением частотная, фазовой и переходной харак-
теристик усилителя под воздействием обратной связи. В § 6.2
была показано, что даже чзстотнопезаъисимая отрицательная
обратная связь вносит заметное изменение всех этих характе-
ристик. Паразитная обратная связь в большинстве случаен ока-
якшается частотпоза висим ой, что усугубляет её влияние на ход
характеристик особенно в тех участках диапазона, где опа
с т а но вится пол пж ид ел иной.
Возрастание пел ине иных искажений, очевидно, возможно
при условии, что паразитная обратная связь хотя бы в некото-
рой части рабочего диапазона положительна, что не является
I-едкостью.
Самовозбуждение же усилителя» обусловленное паразитной
об ратной связью, наступает только тогда, когда обратная связь-
‘Юложительпа и достаточна велика (на частоте, где ?rt=0, пет-
левое усиление д> I). Если паразитная снизь охватывает два
ллп больше каскадов, то её фа??з изменяется в широких пре-
делах, достигая 0° пли 360 и т. д, хотя бы па одной частоте.
Поэтому вероятность самовозбуждения, особенно многокаскад-
ного устройства, при сколько-нибудь большой величине пара-
зитной обратной связи, — весьма велика.
Практически недостаточно уменьшить (ослабить) паразит-
ную обратную связь настолько, чтобы устранить самовозбуж-
дение; паразитную обратную связь необходимо снизить до та-
*ой степени, чтобы её влияние на характеристики (показатели)
Усилителя оказалось исчезающе малым или диета точно малым
fipH введении соответствующих допусков. Тогда автоматически
11 большинстве случаев будет удовлетворяться с хорошим за*
г;асом и условие отсутствия самовозбуждения.
255;
В усилительных устройствах встречаются следующие вид
паразитных обратных связен: 1) электростатическая (шш
емкостная), 2) магнитная, 3) злеятромигнитная на сверхвМ
них частотах и 4) через цепи питания, . j
Паразитная обратная связь бывает как одпокаскадпая, Ti
н многокаскадная. Влияние обратной связи, охватывающей ]
одни, а несколько каскадов, значительно сильнее. Это ппол]
попятно, так как с ростом числа каскад св увеличиваются ;
только усиление, но также и фазовые сдвиги.
6.5.2, Электростатическая^ магнитная и сверхвысокочастотнЯ
электромагнитная обратные связи Я
Электростатическая связь. Электростатическая (иначе ёЛ
костная) обратная связь представляет собой параллельную ом
ратную связь пи напряжению (рас. 6,26), обусловленпуЯ
наличием ёмкости между выходным и входным зажимами уеД
лителя. В соответствии с этим, при электростатической обраЯ
ной связи её элемент 2^, образующий fi-цепь (рис. 6.11яЯ
сказывается ёмкостным сопротивлением.
В простейшем случае ёмкостная связь охватывает толь™
один каскад, и её элементом является проходная ёмкость лая
пы С a(7t проводимость которой на рис. 4.26 обозначена черЯ
Как уже отмечалось (см. п. 4.5.2), одпокаекадпая обраЯ
ная связь через проходную ёмкость Сае может привести к самИ
возбуждению только при наличии индуктивностей- во входной
(сеточной) и выходной (анодной) нолях лампы каскада и -J
прп сравнительно больших значениях C(iei характерных для
триодов. Естественно, что и внешние (монтажные) ёмкости меяя
ду сеточным и анодным проводниками и подключёнными к ння
деталями входят в состав Сяг, за счёт чего фактическая пеличм
п<- С f/e больше соответствует между электрод пой емкости лампы!
Хотя самовозбуждение усилителя за счёт однокаскадттой об
ратной связи через ёмкость CffC представляет сравтттельтгё
редкое явление, но тем пе менее влияние обратной связи здеа
сказывается на изменении таких показателей усилителя, как ег<
входная проводимость и особенно входная емкость C(!Xt что бы*
до детально разобрано в ть 4.5.2.
Влияние ёмкостной обратной связи становится особенно за*
метпъщ при охвате ею нескольких каскадов, что имеет место,'
например, при близком расположении ламп первого и послед-
него каскадов или входного и выходного зажимов (проводниц
ков) усилителя. Даже при двух каскадах и тем более при боль*;
тем их числе для возникновения паразитной генерации между,
входным и выходным зажимами часто бывает достаточна еМ'*11
кость порядка долей пикофарады. ,
Меры борьбы с паразитной электростатической обратной!
256
связью очевидны — они сводятся к уменьшению емкости меж-
ду входными и выходными цепями как в пределах одного кас-
када так и всего усилителя в целом или его какой-либо части,
ч7о нормально обеспечивается при рациональном монтаже эле-
ментов усилителя, в частности, за счёт применения металличе-
ских экранов, разделяющих друг от друга лампы, проводники
и детали отдельных каскадов.
В тех случаях, когда экранирование (или удаление) элемен-
тов друг от друга затруднительно или оно доведено до предела
[I всё же недостаточно, полезным оказывается шунтирование
входных и выходных цепей отдельных каскадов (т. е. проме-
жутков типа с—к или а—к на рис. 4.26) активными сопротив-
лениями н ёмкостями Сш. Чем больше величины 1 и Cat,
тем слабее окажется величина обратной связи, (петлевое уси-
ление), но введение этих дополнительных элементов так или
иначе сказывается на величине коэффициента усиления, частот-
ной характеристике усилителя, что и должно быть принято но
внимание.
Магнитная связь. Магнитная связь может оказать заметное
влияние при близком расположении трансформаторов (в рав-
ной мере дросселей), находящихся во входных и выходных це-
пях какого-либо каскада, и особенно усилителя, состоящего из
нескольких каскадов. Как известно, трансформатор создаёт по-
ток рассеяния, а поэтому при воздействия внешнего перемен-
ного поля (потока) в его обмотках индуктируется эдс* Таким
образом, два трансформатора оказываются магнитно взаимо-
связанными. Несмотря на'то, что эта связь очень слаба, все же
мри соответствующих условиях (большое усиление, близкое рас-
положение входного я выходного трансформаторов) она может
оказаться достаточной для того, чтобы привести к самовозбуж-
дению.
Для ослабления магнитной обратной связи нужно устанав-
ливать трансформаторы возможно дальше один от другого, под-
бирая наивыгоднейшее расположение по угловым координатам,
а также применяя магнитное экранирование [89]. Отметим, что
при стержневой и двухкатушечной конструкциях одного или обо-
их трансформаторов магнитная связь получится более слабой
При креплении трансформатора на стальном шасси полезно
□ыдержать известное расстояние от шасси до сердечника или
экрана трансформатора с помощью немагнитной прокладки;
это также будет способствовать уменьшению магнитной связи
Электромагнитная связь на сверхвысоких частотах. Прово-
да, присоединяемые к выводам (электродам) лампы, обладают
индуктивностью и ёмкостью по отношению к общему проводу,
обычно эквипотенциальному катоду. По существу каждый вы-
водной провод и соответствующая проводящая поверхность об-
разуют колебательную систему, резонирующую обычно в диа-
пазоне частот порядка десятков мегагерц и выше. Анодный,
17—237 267 *
и сеточные выводы расположены у большинства ламп сраД
тельно близко, за счёт чего соответствующие «колебательМ
контуры» оказываются электрически и магнитно связанкш
достаточно сильно для того, чтобы возникла паразитная генЯ
ция на некоторой, обычно сверхвысокой частоте, что особое
характерно для мощных ламп и ламп с повышенной крутизн»
Паразитная генерация на свч недопустима, так как Я
кроме' излишней перегрузки оконечных ламп усилителя, вЯ
щей к снижению полезной выходной мощности и возрастата]
нелинейных пека женин, часто приводит к разрушению цокЯ
лампы и ламповой панели вследствие сильного нагрева диэлЯ
трика, находящегося в электрическом поле сверхвысокой чЗ
тоты, Я
Паразитная генерация на евч легко может быть обнаружД
по свечению небольшой неоновой лампочки (МН5, МНЗ и дД
подключаемой только одним своим выводом к различным элЯ
тродам лампы испытуемого каскада. Обычно рассматриваем™
вида генерация легко подавляется посредством включения»
провод, начинающийся от анодного вывода лампы, непроволД
ного сопротивления порядка 25—100 олг, вносящего силыД
потерн в колебательную систему. Если это оказывается шД
статочным, то такой же величины сопротивления вводятсяТ|
провода, идущие от управляющей и экранирующей сеток. Очей
важно защитные сопротивления располагать как можно бляД
к соответствующим выводам от лампы; лучше всего укорочД
ный до 10—15 Jbw выводной проводник самого защитного сопрД
тивления непосредственно припаивать к монтажному лелестД
ламповой панели. При параллельном или двухтактном соедЭ
нениях ламп в одной ступени защитные сопротивления ни 1
коем случае не следует объединять; у каждой лампы должзд
находиться отдельные защитные сопротивления,
6.5,3. Обратные связи через питающие цепи
Виды обратны? связей через питающие цепи. Рассмотренный
виды паразитной обратной связи — электростатическая, маг^
нитная и электромагнитна я на евч — не столь опасны и не»
приятны, т$к как их устранение пе представляет серьезны?!
трудностей, тем более, что при принятых заранее несложны^
главным образом конструктивных, мерах связи этого вида во-
обще мало отражаются на работе усилителя.
Иначе обстоит дело с обратными связями через питающие
цепи, которые сплошь и рядом пли существенно изменяют ха-
рактеристики усилителя, пли же вызывают самовозбуждение.
Устранение влияния обратных связей через цепи питания также
вполне возможно, но это связано с известными затратами —.
приходится пр1гмеяять блокировочные конденсаторы большой
26S
емкости, электронно-ионные стабилизаторы напряжения и даже
раздельные источники для питания отдельных частей многокас-
кадного усилителя. Поэтому важно произвести более подроб-
ное исследование настоящего вопроса с тем, чтобы получить
определённые соотношения, позволяющие рационально подхо-
дить к выбору необходимых средств подавления вредной об*
ратной связи.
Обратные связи через питающие цепи могут существовать
как в пределах одного каскада (связь между анодными и се-
точными цепями дайной лампы), так и между отдельными кас-
ка да м и у силител я.
Обратная связь через сопротивление катодного смещения. Сна-
чала мы рассмотрим случай однокаскадной обратной связи, обуслов-
ленной наличием сопротивления смещения в катодной цепи три-
ода (рис. б.44д). Ранее было показано (рис. 3.3), что сопрс-
пшленне катодного смещения 7?^ очень часто используется для по-
UlQ при питании анодной и сеточ-
течения напряжения сме
нон цепей лампы с подо-
гревным катодом от анод-
ного источника. Посто-
янное напряжение £/tOt
как известно, возникает
за счёт существования в
цели Т?А постоянного тока
I и ест о я иной составляю -
щей анодного тока). Но
при работе усилителя об-
разуется также, и пере-
менна я составляющая
анодного така, действую-
Рис, 6.44. Принципиальная и эквивалентная ехе-
ыы каскада с отрицательней обратной связь к >
пи току через сопротивление
щее значение которой обозначим через /д. Ток ltl создаёт на R*
переменное напряжение
L'a— Rja
< фазой, противоположной фазе тока, как видно из рис- 6.44а,
причём напряжение £/а попадает на сетку лампы. Очевидно, что
напряжение между сеткой и катодом Ос равно сумме двух напря-
жений; от источника возбуждения и от обратной связи £7з>т. е.
<4 - f>i + f>3 = £Л - ia.' (6.206)
Отсюда следует, что Uc получается меньше, чем i)lt значит,
сопротивление 7?* создаёт ослабляющее действие за счёт обратной
связи, а сама обратная связь оказывается отрицательной и при-
том по току* поскольку /?* не является внешней нагрузкой уси-
лителя и при Za — 0 обратная связь не прекращается.
1"* 259
Для усилительного каскада справедлив закон Ома, запись к-
рого согласно (4,48) имеет вид
I =
° 1
но в данном случае в анодной цепи находится ещё и сопротивдЯ
пне RK т поэтому I
1о =-----. (6.20М
Ri + R^+Z* 1
Внешним возбуждающим напряжением для рассматриваемого
устройства, очевидно, является а не Uc, поэтому следует я
(6.207) исключить что не представит труда, если учесть свяэя
между Uet 01 и 1а, описываемую равенством (6,206),
Решая совместно ур-ния (6.206) и (6.207), найдём, что
1а = -----— • (6.20^
Это равенство показывает, что ослабляющее действие паразита
ной отрицательной связи, возникающей в результате включения ем
противления в катодную цепь триода, сводится к кажущемуся
возрастанию внутреннего сопротивления лампы, принимающему нм
вое значение ,Я
= я, + (I + Ю Я, • (6.209Я
как это иллюстрируется эквивалентной схемой, приведенной ня
рис. 6.446* 1
С тем, чтобы получить представление о том, какого порядка
получается изменение внутреннего сопротивления, возьмём для прйч
мера триод 6C2Ct работающий в режиме £/д0 = 150 в и
—6,5 в н обладающий параметрами ji — 20 и Rt — 15 коле. В укаД
ванном режиме анодный ток /д0 — 2 ма, следовательно, сопротивдё!
нне смещения должно быть взято равным
R= — = 3,25 ком,
Лй 2
что даёт следующее значение эффективного внутреннего солротив^
лення;
Л,>в=^+(1+и)/?д = 15,+ (1+20)‘3,25 = 83,3 кол, '
т. е* в 5,6 раза больше, чем 7?, = 15^яол.
Далее нетрудно будет определить ослабление, создаваемое пара-
зитной обратной связью. При отсутствии обратной связи = О И.
ток в анодной цепи 1а получается максимальной величины
I =
J жите п 1 7
2G0
При RK =£ 0 ток выходное напряжение и коэффициент
усиления Kegt=Lf*/Ui уменьшаются в некоторое число раз, равное
модулю отношения к С где 1Д определяется из ф-лы (6.208)-
Величину этого отношения
макс _+ U 4~ !Л) + Za 210)
!л Ri + Za
при активной нагрузке (Za = га) обозначим через Очевидно,
что ослабление, вызванное паразитной обратной связью, при актив-
ной нагрузке окажется равным такой величине:
м =1+(-!±^. (6.211)
"° Ъ+'а.
Например, для того же триода 6С2С, работающего в режиме
Uu0 =150 в, Ul0 = —6.5 « = 20, = 15 кол), ослабление Л1Л
при R = 3,25 ком и га = 50 ком получается равным
. , (1 + рИ, . , О+201-3,25
-Л 1 Т -------------- ‘— I 1 -------------
*° /?, + гй 15 +
Обычно значения заключены в пределах от 1,5 до 2,5-
Влияние рассмат-
риваемого вида об-
ратной связи сказы-
вается не только в
смысл е умен ьшени я
коэффициента усиле-
ния; возрастание
внутреннего сопро-
тивления в ряде слу-
чаев сопровождается рис 6.45, Схема примене^я^конделситсра С« 2лп
изменением частот- ослабления отрицательной обратной сеизи iu) н экви-
Чой, фазовой и пере- валентная схема
ходкой характери-
стик каскада на триоде (а также статической и динамических
характеристик, как было показано в шт. 6.29. и 6.2JD,).
Возможны три способа уменьшения влияния братней связи через
сопротивление катодного смещения, а именно: I) шунтирование соп-
ротивления блокировочным конденсатором Ск; 2) пропускание
через /?к балластного тока; 3) применение дополнительной положи-
тельной обратной связи, компенсирующей 'паразитную отрицатель-
ную [71].
Первый способ является наиболее распространённым. Сущность
его состоит в том, что при наличии конденсатора (рис. 6-45) соп-
261
ротнвление находящегося в катодной цепи разветвления С J?
Ль о
на некоторой частоте f>f* может быть величиной настолько мало^
по модулю, что практически влияние обратней связи на частотах
будет сведено к нулю. Однако с понижением частоты сопрев
тивлёния ёмкости и всей катодной цепи. Z* будут увеличивать,
ся, что приведёт к возрастанию обратной связи.
При наличии конденсатора Ск место в выражении (6.211) за-
нимает Z* = — --------, В этих условиях ослабление становнт-
’ т» ' к
с я комплексным, равным М. , причём в случае триода
« =1 + ^±^_,т_________________________________.
• К,+ в,.)
Сравнивая (6.213) с (6.211), легко установить, что
= 5 1 —* Я*
‘ к~~ 1 + 1и>ск/?в “• i + iacA ’
откуда следует, что при и» — О М}. ~ > 1, а при
Мк = 1.
Так как Л1к выражает ослабление, вносимое обратной
через сопротивление 7Л , то при ZK = 0 (f = со) Л4. ~ 1, и коэффи-
циент усиления равен
К. - . (6.215)
А/-ГГЛ
(6.213)
(6.214).
и) = СО
СВЯЗЬЮ
На некоторой же частоте 0 сс имеем >4£Д>0, и ко-
эффициент усиления в комплексной форме К.3 будет в Л1я раз
меньше, чем Ло- т. е.
(6.216)
Выражение (6.216) в случае триодного каскада может быть так-
же найдено из эквивалентной схемы, приведённой на рнс. 6.455,* если
только положить Z,, = го и использовать соотношения (5.211) и (6.215)
Вводя обозначения
f» = 2дС J? (6.217)
К к
И
/я = =-2тА~ , (6.218)
Л м
262
отношение Кг„ к Л'п получим в таком виде:
. )-Х
у = =------L .
1 - i А-
(6.219)
Модуль комплекса ук1 очевидно, выражает уравнеиие^частотной
характеристики каскада, содержащего в катодной цепи лампы раз-
четвленяе С^., однако при выполнении расчёта удобнее брать //,.
я децибелах, т* е» пользоваться такой формулой:
У*м = 101g р 4-
Аргумент комплекса. ук представляет собой фазовый сдвиг, в но
/пмый элементами ЬСА.^ и численно равный следующей^ величине:
=arc tg^b —arc . (6.221)
(6.220)
Рассматривая^зависимости = Ф (f) н — F(/), представлен-
ные па рис* 6.45 для одного частного значения /И^, мы видам, что
изменение коэффициента усиления г ростом частота происходит
п одного асимптотическо-
го значения — меньшего,
к другому — большему и
чго фазовым угол, будучи
положительным, достига-
ет максимума на некото-
рой средней частоте
U = УШ=
Г^л-0
= Л>УХо’ (6.222)
па которой также ра-
вен средней величине •
Ук<Ры = — ‘0 )g Л^.
(6.223)
причём
)/д =—L-. (6.224)
л 1
А 36
Рис. 6.46. Частотная и фазовая характери-
стики каскада по схеме на рис. 6.45 при ак^
тявпей нагрузке
Исследование’функции ад. = F(f) [ф-ла (6.221)) на максимум
показывает,___что действительно ък = ,1ви. (рис. 6.46) при
/ = fcp = У.Мь » что
- А АХо ~-М (6.225)
2 J ' ЪсО
Из проделанного рассмотрения ясно, что ход частотной и фаЯ
вой характеристик определяется двумя величинами: частотой /1Д
ема равной 1/2?: ChJ?^ и наибольшим ослаблением Л1*о, созД
ваеммм обратной связью при 2^ f Ск = 0 (т. е. при [ — 0 или ifl
Ск = 0).
Что же касается максимального значения фазового сдвига
то оно увеличивается с ростам ослабления Л16Й, Так как сбычЯ
Л7_п = 1 5—2,5 то и ....... в большинстве случаев получаетЯ
порядка 11°—25°. Я
При расчёте блокировочного конденсатора С* могут 5ыть пряяЯ
ты во внимание различные соображения. Д
В случае усилителя гармонических сигналов удобно задавать®
величиной ослабления /И^, внссимого обратней связью на ннзШЯ
частоте рабочего диапазона численно равно отношению кЯ
эффициеита усиления Ко при отсутствии обратной связи (или пя
f со) к коэффициенту усиления К^лн на частоте Как видм
из (6.216),
м - к»
™ ксм V I + '
Решив ур-ние (6.226) относительно Ся,
получим
следующую
расчётную формулу:
С <
* V (
ЛЛ
Ослабление вместе с тем играет роль коэффициента чаф
тотных искажений, поэтому величина обычно выбирается,
довольно близкой к единице порядка 1,03—1,12, что соответст-'
аует дополнительным (т. е, вносимым паразитной обратной’
связью) частотным искажениям от —0t25 дб до —I дб. ;
Если данный каскад является составной частью усилитель-3
ного устройства с обратной связью, то ёмкость конденсатора С*
часто приходится выбирать с таким расчётом» чтобы частота
на которой фазовый сдвиг достигает максимальной величины
(рис. 6.46), оказалась в допустимом с точки зрения
устойчивости районе.
Наконец, при расчёте импульсного усилителя основной инте-
рес представляет переходная характеристика, точнее, её изме-
нения, обусловленные влиянием обратной связи и зависящие от
С*. Выбор С* с этой точки зрения рассматривается в девятой
главе.
Остановимся па примере расчёта блокировочного конденса-
тора С¥.
Пример 6.2. R реостатном усилительном каскаде применён триод 6СШ
с параметрами ц — 26 н <= 16 ao.w. причем со протии лен не нагрузки/„ состав-
ляет 59,4 лад я сопротивление смешения RK равно 2.7 лад. Требуется опреде
лить ёмкость блокиропочЕюго конденсатора Ск (рнс, 6.45), исходя из того.
264
на частоте !ц — 50 etf ослабление, вызванное паразитном обратном связью,
^превышало 0.2 Об, я далее найти /ь, fu, ,frp и «я#„„ (рис. 6.46).
Приступая к .расчёту, находим Л!^ по Ц>ле (6.2!!)
(1+р)Ря (1 + 26)2,7
Чо = 1 + ~Р, + Г~ = 1 + 16 + 59.4 -1’07-
Ослаблению 0,2 дб отвечает значение М*и— 1.02 (20 1g 1.02 0,2); это эна
чение Мкн подставим в ф-лу (6.227)
1
С*~ ШнЦ V M'L—1 6.28-50-2700 Г 1.02я — 1
ч *(С Arf
= 9,9-10“6 ф.
Выбираем по с орта жигу Ск — 10 миф. Далее расчёт частот /й я fcp ве-
дём по ф-лам (6.217), (6.218) и (6.222):
' 2г Ск = Г28-10-10-й '2760 = 5'7 Ец’
fa = M^fb= 1.97-5,9= Н.бгч.
= /а У Хй = 5.9 /Г97 = 8.25 гц.
Рис. 6Л7. Схема замены
блокировочного конденса-
тора Сц сопротивлением J?
Максимальное значение вносимого фазового сдвига найденное с по
мощью выражения (6.225), оказывается равным IS’0-
Применение блокировочного конденсатора Ск при очень малом значении /я
оказывается неудобным, особенно для усилителей постоянного тока, когда =
= 0. В таких случаях возможно использовать второй
способ уменьшения ослабляй mere действия паразит-
ной обратной связи, основанный на пропускании ч&
ре з сопротивление балластного тока ! пол уча*
ем ого от анодного источника. как показано на
рис. 6-47. При наличия тока обгний ток через ссора*
тннление равный /поН-/,ъ становится больше,
и для получения требуемого смешаюи.его напряжения
понадобится сопротивление смешения мень-
шей величины, что приведёт к снижению модуля
ослабления . Вместе с тем надо считаться со
слабой стороной этого способа — сравнительно боль*
шнм расходом питающего тока, растущим при при-
ближения AI^q к единице.
Следует отметить, что в случае двухтактного каскада (рис. 3.8 и 3J7)
первая гармоника анодного тока в ногти RK отсутствует, поэтому /?Л. , но только
при работе в режиме А, не создаёт ослабляющего действия и блокировочный
конденсатор Ск применять ве требуется.
Обратные связи через питающие цепи каскада с экранированной
лампой. В случае применения в усилительном каскаде экранированной
лампы ослабляющее действие создаёт не только сопротивление ка-
тодного смещения ЛЛ (рис, 6.48а), но также и понижающее сопро-
тивление в цепи экранирующей сетки /?=,. Последнее объясняется
тёмФ что переменная составляющая тока !& вызывает в зажимах /?,
265
напряжение U3, поступающее на экранирующую сетку с фа;
почти противоположной фазе напряжения сигнала Д, как покэЗ
на рис. 6. 486, где через ZK и Z, обозначены полные сопротивле
катодной цепи и цепи экранирующей сетки.
, Наиболее распространённым способом уменьшения ослабла
вносимого сопротивлениями в цепях катода и экранирующей сё
является применение блокировочных конденсаторов Ск и С.. В
лнчне от СА, конденсатор С3 включается параллельно не R,
промежутку экранирующая сетка —общий провод (корпус) или
рапирующая^сетка — катод; при этом элементы Сэ Я, одновремё
Рис. 6.48. Полнзя (а) и упрощённая (б) схемы питающих цепей^каска-
да на экранированной лампе
используются как фильтр, защищающий экранирующую сетку <Я
воздействия переменного напряжения (например, типа пульсаций®
поступающего со стороны источника анодного питания, * 1
Оба варианта включения нижнего вывода Сэ (на общйЯ
провод пли на катод) почти равноценны» предпочтительнее вс|
же вариант включения на общий провод, показанный на
рис. 6Л8а, характеризуемый более полной защитной управляю":
щей сетки от попадания на неё посторонних напряжений от аио>
ного источника. Кроме того» в этом варианте минусовый вывод
конденсатора Сэ соединён с корпусом, что удобнее в случае
применения в качестве С3 конденсатора электролитической
типа.
Перейдём теперь к определению ослабления, вносимого це-
пями катода и экранирующей сетки.
Так как изменение тока в цепи некоторого электрода ламщя
зависит от изменения напряжений на всех е-ё электродах, то из-
менение, в частности, анодного тока и тока экранирующей сетки
выразится так:
Д ta = А и. ди, * ди3 дна (6.228):
А * 4 Д ц = — А 4—-А«, • дч, 3 1 (6.229)
366
Защитная (третья) сетка пентода нормально соединена с катодом,
поэтому Ди^=0; влияние же анодного напряжения, как правило,
невелико и им можно пренебречь, полагая, что
— = — 0 и — 0.
диа Я/ дип
В рассматриваемых условиях под AirJ и Ди3 следует понимать
мгновенные значения соответствующих переменных составляющих.
При переходе от мгновенных значенпй к действующим равенства
j? 228) и (6-229) следует представить в символической форме:
/а=5,Д 4-$4!Д; (6.230)
/,=$^4-^,. (6-231)
5^ = ^, = = 5И=^-. (6.232)
dttt. &25 <?££а
Напряжения йг и £4 > поступающие на управляющую и экра-
нирующую сетки (рис. 6Л86), очевидно, зависят от токов ?а и /ч ,
^е = ^-2Д/а + /9), (6.233)
(;s=-Zlt0a^h)~^h (6-234)
Рассматривая (6,230), (6.231), (6.233) и (6.234) как систему урав-
нений отнссительно нейзеестных /й, L , йг и U3. в результате её
решения найдём следующее выражение для /0:
“ - 1 4- 3^л ч- S4SZ, 4- S«ZC Л SZs
где
AS=Sa-
£о 4- *$£1 -f- S42 -р Smi
причём, как видно из рис, 6Л8 и (6,212), входящие в (6,233) — (6.235)
полные сопротивления ZH и Z? следующим образом связаны с эле-
ментами цепи:
(6-236)
При = &, = 0 (или при RK ^0 и тА0( но при <oCrtж
и ^Сэ -> <х), ZK я обратятся в нуль и ток fa достигнет макси-
мальной величины
(6.237)
267
Из (6.235) и (6.237) следует, что на данной частоте f
цепями Zw и Zs ослабление равно
. _ _^Д Mftvr
* д I » Л '
При f = 0 или при Ск = Сэ == О Л1я становится
равном Мпй, которое равно
l + S^ + S^+S^AS/?.
Мпо =-------: 7 ~ .~77-------•
'•5
(6.
нанболь
(6.
Численные значения Мп0 могут доходить до 10 — 30 (20 — 30
При некоторых допущениях громоздкие и малоудойные для ра
та выражения (6.238) и (6-239) могут быть упрсщены.
Прежде всего можно пренебречь членами, содержащими A S,
тому что, как правило» A S < S4P Кроме того, суммар
крутизна So = Su 4- 521 4 S42 5^ может быть принята равной «S*
+ S31, т. е. крутизне характеристики катодного тока Sx. .
лагая в (6.239) А5 = 0 и So = S* и вводя обозначение вместо
получим
(6.
I'-
к
и при f -- О
(6.2>
Входящие в последние выражения параметры = д (ia + г
и 5Д = дЦ /ди3 могут быть найдены путём измерения1) или оп
лены приближённо следующим образом:
У.
7”Z j—
< 2 / (6.24«
5 ~ Я
1
где /а0, постоянные составляющие напряжений Я|
токов в цепях электродов лампы, a —ток экранирующей сетки!
при некотором, близком к (7s0, значении напряжения, на этой сет-Г
ке и3_
Номинальные (т. е. относящиеся к типовым режимам работы)!
значения параметра 5Э даются в приложениях 3 и 4. Если лампа!
работает не в типовом режиме, но известны величины коэффнцней* ,
та усиления К и сопротивления анодной нагрузки (ZJ, то S нахо-
дится. как отношение /( к При этом параметр можно счр-
тать величиной, иропорциональиой S.
Подставляя (6,212) и (6. 236) в (6.240), можно получить следу-
ющее выражение:
9 Метод измерения параметров SK п Sa у лампы, работающей а реостатном
каскаде, описывается в п, 7, кВ.
3€8
JWAo — 1 — I
(6.243)
где
и
(6.244)
(6.245)
A^l-r-V^.
Далее определяем модуль ЛТ„
Мп=]/11+
uCKZ?K *
1 + («>сЛ)а 1 + (<1>СД?а/
(6.246)
При расчёте ёмкостей Ск и Са удобно исходить из некоторой
величины М„н, отвечающей частоте /ч, задаваясь величиной отноше-
ния ёмкостей
/и = (6.247)
с*
а пределах от 50 до 200. Так как Л4ПМ обычно выбирается близким
к единице (1,03—1,12), а М^ — 1 обычно больше единицы и
•W — 1 1, то в выражении для Л4Л, взятом для w = можно
пренебречь‘единицей по сравнению с (шнСк 7?к)® и тем более, по
сравнению с 'L(<%C, а также членами, содержащими — (после
ын
раскрытия скобок).
с
Учитывая это и заменяя в (6.246) Са на получим следу-
ющее выражение для расчёта Ск:
С‘ = Тл
где
ЭДд- 1 +~"a <Mso~ 01 + 1Чо-1 + rt (M^ - I))» ,
(6.248)
n = m —
CXR*
Для расчёта "частотной и фазовой характеристик показателя
уп^\]Мп> учитывающего изменения, вносимые цепями питания» и
основу берётся выражение (6,243). которое удобно представить в
269
таком шда:
и
L С -------~ъ~---- - у ------2~“ ) ~ MM<r (5-
Аналогично переходу от (6.219) к (6.220) и (6,221) ,из выр;
нйя для можно получить:
При отсутствии в питающих цепях элементов ЛзС# (риса
ЗЛбг) расчет С* ведётся аналогично случаю триодного каскад!
(см, пример 6.2, стр. 264), за тем исключением, что вместо вираже?
ния (6,211) используется равенство (6.244). 1
Подобным же образом при расчёте ёмкости С5 у каскада, пе
содержащего автономных элемитов CnRK (рис, 3.25). может быть
использовано выражение
С 1 - п/
’ <»HRa V Af^-l
где Мд находится из соотношения (6.245), причём величину
следует выбирать из тех же соображений, что или Mnft.
Рассмотрим пример расчёта ёмкостей С* и
Пример 6.3. Требуется рассчитать ёмкости йтоккроадчныя конденсаторов
и С3 з реостатном каскаде на пентоде 6ЖШ, выполненном подсхеме соглао
но ряс. б,48я. исходя из тою, что на низшей рабочей частоте /н =^50 гц общее
вносимое ослабление составляло 0.34 дб (Л^ = j,04j п что при зкспернменталь
ном исследовании режима работы лампы были найдены следующие данные:
230 Bt —1,5 о, 64 а. /ц0 — 0.8 .но. -= 0.2 ж. 1,5 кол.
/?3 = 820 кем, SK = 1.73 ма>& и S9 ~ 0,Ш i лад/я:
270
Задаёмся величиной т = 200 и. используя выражения (6,24i), (6.244b
^,245), (6,248) м (6.247). находим ряд интересующих нас величин:
Л1Я{)^ 1 + W = 1 + 1,73-1.5+ДОП’82(^12,6;
= 1 + 5Лс = 1 + 1.73’1,5 = 3.6;
- I + 1 ~ 0.011-820= 10,
1 /' 2 1ЛС0—1 +/t2 (М^- 1) | + |.Мл0- 1 + М М^- !)|3
“я Як I АГ*„ — 1
1 /2,3,6— I + О.Ззб” (10 — |)| + 13.6—1 + О.Э36{1О— 1)р
5,28-50-1500 |/ 1,042 — 1
— 487 10“6 ф а: 50 миф,
Сс 50
Сэ =------= — = 0,25 .икф,
э т 200
Рис* 6.49. Частотные н фазовые характери-
стики каскага На пентоде. выражающие вли-
яние испей катода и экранирующей сетки по
данным примерз 6*3
Ряс. 6.50* Схема замены блоки-
ровочных конленсаторсн Ск п
сопротивлениями /? и Я'
Определение опорных частот, наполненное по ф-лам (6.249) я (6.250), даёт
следующие результаты: Д = 2,1 гц, /д = 0.8 гц, fti — 14 ец и Л = 1,5 гц.
Результаты расчета частотной и фаз о вей характеристик, учитывают их влия-
ние элементов п “Р^идледённого по ф-лам (6.251) и (6.252). представ-
лены на рис. 6.49,
При усиления постоянного тока или очень низких частот (например, ври
Л( <1 —5 гц) блокировочные конденсаторы и Со или оказываются бесполо
ними, пли требуемые величины их ёмкостей становятся неудобно большимиг н-
тогда, как и в случае трнола, возможно использование балластных токов в цепях
катода и экранирующей сетки и (рис, 6.50 )т при наличия которых сопро-
тивления
RR'
R+R' '
а также вносимые ослабления
стано-
вятся меньше.
и Ai^j
В случае двухтактного каскада при работе в режиме А» как уже отыечалрд
применение конденсатора а также и не обязательно- Я
Обратная связь через питающие цепи многокаскадного уса
лителя. Рассмотрим теперь, как проявляется влияние обратим
связей через питающие цепи в многокаскадном усилителе. EcJ
усилитель состоит из нескольких каскадов, питаемых от общи
источников, то при самой простой схеме питания, как, напримея
схема на рис. 6.51, переменные составляющие токов анода 1
экранирующих сеток всех ламп будут проходить через неточна!
анодного питания, обладающий на частоте / внутренним сопрб
Рис- 6.51, Внутреннее сопротивление источника питания Z^ как элемент
обратной связи в мйогохзскздясм усилителе
тинлеиием Z^ На зажимах источника при этом, очевидно, воз* '
айкает переменное напряжение О которое по питающим про-'
водам попадает в цепи анода и экранирующих сеток ламп всех,
каскадов.
Так как по мере прохождения колебаний от первого каскада ю
последнему происходит усиление, то наибольший колебательный ток}
будет создавать лампа оконечного /V-го каскада и в первом при-
ближении можно считать, что через Zz проходит ток только послед-
ней лампы тогда
^=—^Ллг
Переменное напряжение f7,, попав в анодную цепь лампы пер-
вого каскада, подвергнется делению в элементах /?а!, Ctl и
Ret н некоторая часть его, равная
- ---ъ---у—пт—г----------= (6-253)
’ + ^ + Г* + 6 + 7г)^Чг
х Яд / 1 <и СП/?(М
попадёт на вход второй лампы и, будучи усилена последующими кас-
кадами, вызовет в анодж й цепи лампы сконечного каскада ток
равный*/GKs , > . К(Л,_и UcS. где Ла. . . Л^_п—'коэффициенты
272
усиления промежуточных каскадов усилителя, a SrfV — динамичес-
кяя крутизна лампы JIN> Из написанных соотношений следует, что
а = — = - К2Кз • • AVo V-' (6.254)
На вместе с тем отношение 7^д, к InN представляет собой не
ито иное, как гечизеяе утле н:е устройства с обратной связью, су*
mi ствуишей благодаря тому, что источник питания обладает конеч-
величиной своего внутреннего сопротивления Z, =ь 0.
При соответствующих условиях рассматриваемая обратная
снять может привести к самовозбуждению усилителя.
L[ля обеспечения устойчивости, вообще говоря, достаточно,
-ъюы модуль петлевого усиления а оказался меньше единицы
н полном диапазоне частот от / = () до /=оо, я с этой точки зре-
ния, как видно из выражения (6.254), следует стремиться полу-
чпть Z, малой величины.
Внутреннее сопротивление источника питания может быть
уменьшено при подключении блокировочного конденсатора С/;
(или при увеличении ёмкости уже имеющегося конденсатора).
Прп использовании электрон па-ионно га стабилизатора напряже-
ния [31] Z, получается активным и чрезвычайно небольшим, по-
рндка 0,1 —10 сш, т, е. значительно меньше, чем сопротивление
анодных аккумуляторов, не говоря о выпрямителях.
Практически почти всегда источник питания шунтируется
блокировочным конденсатором, и тогда при повышении частоты
Z; стремится к нулю, откуда следует, что обратная связь отсут-
ствует на средних и, тем более, верхних частотах. Это позволяет
ограничиться рассмотрением действия обратной связи только в
области нижних частот.
В данных условиях обратная связь, зависимая от частоты*
будет неодинаково изменять коэффициент усиления в диапазоне
частот, что приведёт к возникновению дополнительных частот*
пых искажений. Так как на средних частотах петлевое усиление
близко к нулю и внутри рабочего диапазона максимально па
низшей частоте, то коэф финне нт дополнительных частотных
искажений оказывается равным глубине обратной связи на час*
готе / н
доп ~ А* = 11
Определение фазы обратной связи tDn в ряде случаев оказывает-
ся затруднительным, но глубина обратной связи при всех возмож-
ных значениях заключена в пределах
1 + а» < Ч < 1 “
Если ориентироваться на наиболее тяжёлый случай («л == 0 или
180 ), то тогда удастся допустимую величину петлевого усиления
(8—237 573
очень просто связать с коэффициентом частотных искажений М|
(4
который достаточно выбрать порядка 4:0,25—1 йл I
Для того чтобы получить представление о том, какого порй
должно быть внутреннее сопротивление источника питания, допуск
что усилитель выполнен по схеме, приведённой на рис. 6.52, прй
^2 = 20,5, Х^Л, 5^3 = \1т<№тЛл =3,36 лш/я и Л4^ 1,12 (К
Полагая, что на низшей частоте рабочего диапазона fн = 50
сопротивление разделительного конденсатора Cci всё ещё отэд
Рис, 6.52- Схема, питающих цепей трёхка скал кого усилителя
тельпо невелико, используя выражение (6.253), находим р, из
ближённого равенства
в котором можно в данном
Таким образом.
1
I j ^^••1 1 ^*71
случае принять 1/7?и = 0.
(6.2
1____
0,18
1.0
-----= о 847.
0,18
1.0
Так как — I] = 1 г 12— 1 = 0J2, то,
из (6.254),
|z I = —~------------------------------- = 2,06
KrW-i 20,5-3.36-10—^-0,847
как
OJW.
вытека'^
Если не пользоваться электронно-ионным стабилизаторов, tfl
сопротивление, равное 2,06 сш на частоте 50 гц, может быть полуу
чело при довольно большой величине ёмкости конденсатора С5
, = 1
с \г<\
1
314 2.06
= 0,00154 ф= 1540
мкф.
274
Интересно! что, с точки зрения устойчивости (в смысле от-
сутствия самовозбуждения) при суммарном сопротивлении дроо
сеЛя и выпрямителя, равном rf 4-гв=1 кож, и частотах среза
первого и второго каскадов порядка 16 ац, требуется ёмкость С£
около 700 мкф, т, е. меньшая, чем это необходимо с точки зрения
получения приемлемого уровня дополнительных частотных иска*
д<енш1 При использовании же источника питания с чисто актив-
1]ым внутренним сопротивлением (как это, например, практичен
c.Ksi получается при питании через электронно-ионный стабили-
затор) устойчивость обеспечивается при |Z;| —15 ом, вместо ве-
^ишпы 2.06 ом, удовлетворяющей усолвию получения заданных
частотных искажений.
Из рассмотренного можно сделать следующие выводы:
1) Допустимая величина внутреннего сопротивления источ-
ника питания практически может выбираться па основе условия
получения определённого уровня дополнительных частотных ис-
кажений, так как соответствующее значение |ZJ или С^оказы-
ласте я достаточным и для обеспечения устойчивости.
2) В случае усилителя с тремя и большим числом каскадов
эн утреннее сопротивление источника питания должно быть воз-
можно малой величины, получение которой за счёт включения
блокировочного конденсатора невыгодно, так как ёмкость пос-
леднего должна быть при этом чрезмерно большой; другим воз-
можным решением является применение электронно-нонного ста-
билизатора, однако здесь надо считаться с тем, что стабилиза-
тор отличается сложностью устройства и низким коэффициентом
полезного действия, ь силу чего он используется в специальных
случаях, например, при питании некоторых видов осциллогра-
Фических, телевизионных и других усилителей.
Чрезвычайно распространённым средством ослабления рас-
сматриваемой паразитной обратной связи является приме пений
развязывающих /?С-фильтров, главным образом в цепях анода
и экранирующей сетки ламп, находящихся в первых каскадах
усилителя.
Развязывающие фильтры позволяют значительно уменьшить
’бщую ёмкость конденсаторов при достижении определённого
вовпя дополнительных частотных искажений и обеспечении
устойчивости, Кроме того, развязывающие фильтры одповре-
‘жшю выполняют функции экономичных фильтров, сглаживаю-
щих пульсации, существующие при питании от выпрямителя,
fii'dpo преобразив а теля или генератора постоянного тока.
Например, в случае трёхкаскадпого усилителя развязываю-
щий фильтр первого каскада практически необходим,
как показано на рис. 6.53 (если, конечно, не имеется электронно-
энного стабилизатора),
С точки зрения снижения уровня частотных искажений и
обеспечения устойчивости, анодный фильтр в предоконечном кас-
iR* 475
кадо в ряде случаев не требуется, но он может оказаться па
ным как сглаживающий, фильтр в соответствующих услой
работы.
Вернёмся к рассмотрению принципа действия развязывают
фильтра CirR^ Как показало отдельно па рис. 6.54, фильтр п
ставляет собой апериодическую цепь» пропускающую нижние
Pitc. 6.53. Схема включения развязывающего фильтра Сф в
цепь первого каскада
тота (см. схему № 3 на рис. 5ЛЗ), коэффициент передачи напвЯ
жеивя которой выражается так:
1
л- __ । ш ______________1_____
ф~ и( +!
*
Фактически к конденсатору С{/( присоединена анодная цепь лай
пы J1Y (рис. 6.53), однако этой дополнительной нагрузЁЙ
можно пренебречь, что и было сделано при определении Кг
Сравнивая схемы усилителей на рис/6.51?
рис. 6.53, мы видим, что напряжение 6?, вс
обще говоря, ослабляется фильтром, и эт
сслаблеяпсе значение Ur попадающее
первого каскада, будет равно К,0\ из эторс
следует, что в правую часть выражения [6.254]
надо ввести коэффициент
щ = —1--------.
1 н- i ш
Рис. 6.54. Схема раз-
вязывающего фильтра
в щ
В случае усилителя, выполненного по схеме на рис. 6.53,!
петлевое усиление оказывается равным J
(6.25g)'
276
На низшей частоте диапазона, согласно (6.256), при l//?nct;0
о _ !
У1~’ ~
1 -Т ——
Ф V 1 + 1Чг j, Сф#ф
так как обычно (% 1.
Таким образом, на интересующей нас частоте fn
___________________,__________________
* { п '
^СфЯф 1 + тг
X Л* 1/
(6,259)
(6.260}
Если ёмкость конденсатора Сь равна 20 мкф7 то на часто-
re fм = 50 гц
1Z.| ?-----г - 159 ол.
' w„Cfi 6.28-50-20- 10“h
Для получения ач — 0,12 = 1,12) для уже встречавшихся
ранее значении /(s = 20.5t Sd3 =: 3,30*10 * ма,1&, /?fJi = 0,18 Мод и
/?г1 = 1 Мол потребуется такая величина постоянной времени
фильтра
^ф —
A'5Sj|Z, I
Ян /
20,5-3,35-10“3-159
0,12-314 11 -ф — j
= 0,246 сек.
“м 1 т
Так как через сопротивление фильтра протекает постоянный ток,
равный 1 лшт а падение напряжения на не должно превышать
35 в, то подходящей величиной окажется сопротивление = 33 ком.
при этом
С. = = 7,45. Ю“е Ф^8 мкф.
ф Цф 33 10»
Из приведённого расчёта видно, что применение развязываю-
щего фильтра позволило уменьшить количество высоковольтных
конденсаторов — вместо 1540 мкф, общая ёмкость те-
перь составляет всего лишь 28 мкф.
Если число каскадов усилителя оказывается больше трёх»
то для достаточного ослабления паразитной обратной связи
обычно требуется применение не менее чем двух развязываю-
щих фильтров. Некоторые возможные варианты включения
фильтров для .Лг = 4 представлены пз рис. 6.55.
Различие в показанных способах кроется не только в числе
фильтровых звеньев, но также и в отношении построения схемы
фильтра. У вариантов на рис, 6.55^ б все звенья включены по-
следовательно, в схеме рис. 6,55в — параллельно и, наконец, в
277
схеме рис, 6.55г — смешанное соединение звеньев, flonyiw
метим, что и при трёх каскадах воз.ложны различные ком^
ции и схема на рис. 6-53 не является единственно возможной
С точки зрения сглаживания пульсаций и получения опде
ленного небольшого уровня частотных искажений при мшшм;
Рис. 6.55. Соединение звеньев раэнязьь
вающего фильтра при питании четы-
ре кка ека лно го у ел ли тел я: п оследовате
льное. иначе, каскадное (а. б}, парал-
лельное (й) и смешанное (г)
ном числе конденсаторов,
ма рис, 6.55а является на
лее эффективной. Одм
вследствие большого фазед
сдвига, создаваемого мн
звенным фильтром, сточки
ния обеспечения устойчива
могут оказаться более вод
пымн другие варианты фи,
ров, что 'практически в пр
всего установить экспери
тально, производя испыта
собранного макета усилит
при различном выполнении
развязывающих цепей.
При N > 3 допол нителыа
частотные искажения внос
обратные связи, охватывают
различное число каскадов. Ь
пример, в случае усилите
выполненного по схеме
рис. 6.556, учитывая пу
а рн фметцческого сложи
влияние петель обратных ей
вей, в ключ а тощих каскады 2-^
А-
и.
и 3—4t находим
+ |Z| (6.26В
где и % — коэффициенты перед
дачи напряжения, определяемый
для реостатных каскадов по выражению (6.256), 1£.|~—L— t а?
Кфъ « - /—коэффициенты передачи напряжения фильтров, най^
денные для f=fH на основе соотношения (6.259), SJ4 — данами*.
ческая крутизна лампы последнего каскада.
При питании сеточных цепей через общее сопротивление
смещения аналогичным путём могут быть найдены соответствую*
1цне слагаемые петлевого усиления, учитывающие влияние* от-
дельных петель обратной связи. Гак, у усилителя, выполненно-
го по схеме рис. 3.25, петлевое усиление следующим образом
выражается через элементы цепей:
278
гЖ
5di -f’’
<^w Сг> /?2 ww $2
1 < = J
1 l+^Ч Rr"'
"я, fit* R«
(6.262)
(6.263)
причём ^—внутреннее сопротивление источника возбуждения, /?л
и /(] относятся к каскаду на лампе v7lt a Sja — динамическая
крутизна лампы Л^.
Следует отметить что только при небольшом числе каскадов
(,¥ ' 3) и фильтров параметры последних, найденные с точки зрения
допустимых частотных искажений и сглаживания пульсаций, ок азы-
каются достаточными в смысле обеспечения устойчивости и то лишь
[; том случае, если частоты нижнего среза отдельных каскадов не
меньше, чем (0,2 - 0,5)При относительно малых частотах среза,
Тн е, при больших значениях постоянных временя разделительных
испей приходится брать соответственно и большие значения
постоянных времени фильтров что приводит к удорожанию
усилителя- Можно считать, что при прочих равных условиях по-
стоянная времени фильтра является величиной, приблизительно
пропорциональной постоянной времени разделительной цепи.
Обеспечение устойчивости усилителя, состоящего из пяти,
шести п т, д. каскадов, при питании цепей анода и экраттнрую-
ш.их сеток от одного источника, несмотря на применение разня-
бывающих фильтров, представляет значительные трудности,
которые преодолеваются посредством перехода па дна источ-
ника, питающие отдельные части усилителя, либо за счёт пита-
ния первых каскадов или всего усилителя через электронно-ион-
ный стабилизатор. Хорошие результаты можно также получить,
подключая параллельно фильтровым и блокировочным конден-
саторам ионные стабилизаторы напряжения, например* типов
СГ1П, СГ2С и др.
В заключение отметим, что в случае выполнения оконечного
каскада по двухтактной схеме развязывающие элементы могут
быть несколько облегчены, так как при симметрии плеч каскада
через источник питания замыкаются только чётные гармоники
анодного тока. Фактически лампы не одинаковы и при расчете
можно полагать, что двухтактный оконечный каскад эквивален-
тен одпотактному, но при уменьшенной приблизительно в пять
раз крутизне SrfV.
AW BA С£ДЬЛМЯ
J
I
УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ ГАРМОНИЧЕСКИХ
СИГНАЛОВ
§ W* РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
7.1 Л, Основные свойства и принципиальная схема
Еще в общем обзоре схем каскадов усиления напряжен®
(и. 3*2.1) отмечалось, что реостатный каскад с электронной ла|
пой, включённой по схеме с общим катодом, следует раеомй
ривать как основной вид каскада усиления напряжения. Зч
объясняется тем, что по сравнению с другими видами, в чай
ности трансформаторным и дроссельным, реостатный каскад $
ладает следующими весьма существенными достоинствами.
Рис. 7*1. Прнншпшальная схема реостатного каскада
L Простота конструкции. Набор деталей, применённых в киб*
каде —Сг и Л?г, а также Ct и при использовании пента-'
да (рис* 7*1), по своему габариту, тесу и стоимости оказывает^#
меньше, чем, например, междуламповый трансформатор, 4
2* Незначительные частотные искажения, В диапазоне звуков
вых частот не представляет труда довести неравномерность усиления^
до 0,5 и даже 0,25 дб без существенного проигрыша в величине^
280
коэффициента усиления Кп* При значительной величине высшей
частоты рабочего диапазона 10 — 20 кац малых частотных иска-
жений можно достигнуть за счет снижения коэффициента усиления,
так как при ^>20 —50 кгц и определенной величине улд6
(рис. 2.2) произведение К^3 оказывается постоянной величиной.
:1 Относительно небольшое изменение фазового угла. Реос-
татный каскад в от ношен ни своей эквивалентной схемы относит-
ся к категории апериодических испей, пропускающих средние
частоты (рис. 5.13), у которых фазовый сдвиг не выходит за
пределы ±90*. У каскадов с общим катодом другого вида изме-
нение фазового угла, хотя бы с одной стороны полного дна па’
зона, получается больше. За счёт этого свойства реостатный нас-
гид в наибольшей степени удобен для применения в устройствах
с отрицательной обратной связью.
4. Нечувствительность к воздействию переменного магнитного
воля свойнтветша реостатному каскаду потому, что он не содер-
жит каких-либо катушек (сопротивления Rat Re и др., как пра-
вило, непроволочяые).
5. Небольшое потребление токов анода и экранирующей
сетки. Малое потребление анодного тока характерно для кас-
кв да диапазона звуковых частот. При больших значениях
потребление возрастает, но всё же нередко получается меньше,
чем у трансформаторного каскада.
Кроме того, следует отметить, что в отличие от трансформа-
торного и дроссельного каскадов реостатный каскад оказывает-
ся весьма удобным и для усиления импульсных сигналов.
Вместе с тем для реостатного каскада характерны такие не-
достатки:
L Коэффициент усиления KQ относительно невелик. При ис-
пользовании триодов Ло не превосходит 70—75, а у каскада, вы-
полненного на пентоде, особенно из серии ламп с подогревным
катодом, коэффициент усиления может быть до 150—250, если
только питающее напряжение £о0 не шоке 250 в.
2. Коэффициент усиления Ко сильно зависит от питающего
напряжения что особенно заметно при использовании пентода
и при сравнительно больших величинах /?я. Это свойство каскада
обусловлено тем, .что па сопротивлении анодной нагрузки /?а
теряется до 50 — 80% питающего напряжения £я0, а при неболь-
ших величинах анодного тока /я0 и анодного напряжения Un0,
равного разности Eae~^^tJao^ усилительные свойства лампы сни-
жаются,
3, Неискаженное выходное напряжен tie U^iav с сказывается
сравнительно яизкилг; одной из причин этого является потеря части
напряжения Д,о на сопротивлении 7?^ Поэтому получение более
высокого напряжения U^vaK€ возможно при переходе на большее
дначеЕше питающего напряжения Ея0. Например, при = 250 в
может быть получено порядка 40 - G0 в.
В реостатном каскаде используются маломощные лампы — триоды
20J
и пентоды» но последние оДяако предпочтительнее. Каскад на пеЛ
тоде позволяет получить большой коэффициент усиления, дохолЗИ
щий до 200 — 250 и выше, у триодного каскада обычно 1И
превышает 075 ji, т, е, получаемся не более 50 — 75, ВхоадД
ёмкость каскада на пентоде меньше» что облегчает получение болЯ
шей величины Максимальнее неискажённое напряжение ^сйи(Д
при определённом £„0= const получается несколько больше пЯ
использовании низкоомньтх триодов. Применение триода в реостатной
каскаде практически целесообразно тогда» когда нс требуется болЛ
того усиления при не превышающем 10 -50 кгц; схема трио»
ного каскада, естественно, проще, так как отсутствуют элемента
Сч и Кроме того, в ряде случаев оказывается целесообразный
использование сдвоенных ламп, но из тазовых выпускаются тодыад
двойные триоды (0НШ, 6Н2П. 6Н5П, 6Н8С, 6Н9С и др,), 1
Принципиальная схема реостатного каскада н назначения
входящих в неё сопротивлений и ёмкостей в своё время былЛ
рассмотрены (п. 3.2,1). Схема на рис. 7.1 отличается от ехеим
на рис. 3.3 лишь в отношении расположения некоторых элемем
тов, кроме того, в схеме рис. 7,1 для полноты картины показайЩ
развязывающий фильтр.
Рис, 7.2. СЙ5щал эквивалентная схема
реостатного каскада
7.1.2. Общая эквивалентная схема реостатного каскада
и его частотная и фазовая характеристики
Для вывода уравнений частотной и фазовой характеристик еле*
дует обратиться к эквивалентной схеме каскада (рис, 7.1), пред*-
ставленной на рис. 7.2. Эта эк^
Бивалентная схема ссстаглеиа пон
такому общему принципу, Лам-
па <7Ь входящая в рассматрива-
емый каскад, замелена генерато-ч
ром эдс. с бладаюшим внутренЧ1
пнм сопротивлением и эде1
р- Uf р как это даётся на рис, 7.2;;,
сопротивления переменному току:
питающих цепей, в частности»
равными нулю; выходная ёмкость
лампы сложенная с ёмкостью монтажа C1(i обозначена через
т ?
= (C«*-).-7, Т“ Q«l- U ]
^Влияние лампы Л2 отображено показом ёмкости С3, равной вход-
ной ёмкости каскада на лампе Лг, т. е. ёмкости (CDy в сумме
с монтажной ёмкостью С„г. Таким образом.
ёмкостей СА., и C3i приняты
— (Ql.tJj, + Си2-
(7.2)
282
Входящая в (7,2) ёмкость (CiX)j7 находится по ф-ле (4.80)
(С^ = [С™ + ад1 +Л)]Л/ (7.3)
причём данные Сек> Ciie я К относятся к каскаду на лампе */7а.
Сопоставляя схему на рис. 7.2 с обобщённой эквивалентной
е.чемой каскада, изображённой на ряс- 4.23, видим» что в данном
^лучае роль Za играет сопротивление Л?., роль — проводимость
—— 4~ i Cj и т. п. Таким сбразсм» имеем:
za = уь ~ ~ 4- > - Сг
" . (7.4)
Zr = ~ . Fd = ^ + iu,Cs
1 *' С- Я,
Эти значения Za> Y^ t Ze я Yd нужно подставить в обобщён-
ную ф-лу (4.47); но одясЕрсменно следует учесть, что U ~Uct и
<4 — т. е.
А’ = ~ = 7U (7.5)
где в (4.47)
KoS = TZz^’j, + zty7+ ZJW7+ zaYd ’ ' t7'6)
Соотношения (7.4), (7.5) и (7.6), оченндно, позволяют выразить
коэффициент усиления каскада К через параметры лампы 7?,)
и данные элементов цепи. Выполнив указанные подстановки, полу-
чим довольно громоздкое выражение для К
Численные значения ёмкостей и С® обычно не превосхо-
дят 10 200 пф. тогда как ёмкость конденсатора Сс в бслъшян-
стве случаев берётся не менее 5000 пф, поэтому в (7.7) можно
пренебречь членами, содержащими отношения СфСг и Сг/Сс; пола-
гая в (7,7) Ci/Cf = 0 и Са/Ср = 0 и вводя обозначение
Со = Ct + Са. (7.8)
283
рассматриваемое выражение для К приведём к более простому
/> _ ^€2 Р
К~Т^
ь- & н Ч- № -I- CaRt — (1 + - 1 _
Суши Сг 4- G = Co представляет собой общую шунтнрун
ёмкость, т. е. ёмкость участка цепи анод Л±— сетка Лп по ей
шению к общему проводу 0. Емкость Со подсчитывается так:
О \^акг,ц1 * r’-urk* г г W,w>
где —общая ёмкость монтажа, т. е. ёмкость проводника, $
шего от анода Л± до сетки /Л, включая внешнюю проводя
поверхность конденсатора Се по отношению к общему проводу/
Из (7,9) не представляет труда найти модуль и фазовый yi
комплексного коэффициента усиления:
(1
ис1
? = arctg
i\ 1
"I г п ~~ <0
а_£< Re__________ /*7 I
. , Л1 ' 1
”г Ra + Rc
Выражения (7.11) и (7J2) показывают, что О? зависят
частоты» причём зависимость Л = ф (/) подобна уравнению резонан
ней кривой 2), На лек
рей частоте f = [п, назы
ваемей частснюи
*/ азойого сдвига, мним
часть в (7.9) обращается i
нуль, при этом К достигаем
максимального эл ачел ня
а 7 становится равным ну*-:
лю» как показано на рис.7.3/
Что же касается часто-
та пулевого фазового сдви*
га, то её величина, как
видно из (7.12), оказывает-
ся равной
Рис. 7,3, Частотная и фазовая характеристики
реостатного каскада
2--
CvR&R,
(7.13)
Ri \ _J__
Л,' «ТЛ
: - (7
з •
Ч Строго говоря, перед правой частью следовало бы поставить знак минус,
учитывающие внесенье лампой постоянного фазового сдвига 180°.
э) Как было показано н теории апериодических лелей (гь5.2,-4), соответствуй^
тая добротность кривей ^(/), т. е. Q, всегда меньше 0ч5, значит, зависи-
мость является чрезвычайно растянутой резонансной кринов.
284
При этом коэффициент усиления на частота нулевого фазового
сдвига равен
*"“Г1Г7«Г- (7Л4)
л,Л я.
Обычно частота /0 расположена где-либо внутри (в средней
части). рабочего диапазона — f,r На крайних частотах полного
диапазона f — 0 и f = с-о коэффициент усиления обращается в нуль,
а фазовый угол достигает соответственно Ч- 90J и — 90\
На основании теории апериодических пеней рь5.2.4) выражений <7.11) — (7ЛЭ)
могут быть шшлсани в таком киде:
/ 1
у - arc tg ------
V
(7 Л 5)
(7.16)
(7-17)
де, как показывает схема Л? 9 на рис, 5.13 и относящиеся к ней соотношения,
(7.18)
(7.19)
(7.20)
Сштношсния (7.181 — (7.20) представляют интерес для тога сравнительно
редкого случая, когда нельзя пренебречь отношениями С( Сг н Сц Ct ; если же
такое пренсбрежегше возможно. то (7.18) обращается а (7,14), а (7,19) и (7.20)
дапясынаштся следующим образом;
Jk
R# Re
(7,2»)
(7.ад
где С& согластю (7.8) равно Cf +
285
7Л *3, Поведение реостатного каскада в области средних часто
К области средних частот относится интервал частот, близ!
к частоте нулевого фазового сдвига fQ (рис. 7.3). На cpejg
частотах можно считать, что К ^/Со —const и Но выра:
ине (7.14) для Ло не содержит ёмкостей, поэтому их не до
быть и в соответствующей эквивалентной схеме, гтредставл
на рис, 7Аа. Поскольку элементы нагрузки для лампы находя*
в параллельном соединении, то
удобнее окажется второй ва
Рис. 7.4, Разновидности эквивалентной схемы реостатного
каскада для средних частот (/ — /0)
(7.233
(7.24)
схемы на рис. 7.46, где лампа представлена генератором токй
Обозначая через Rtae общее сопротивление тройного разветвлений
где
/? = - - 1 Ъ
A+J_+„L
Ri Ra Rii %£
мы видам, что UC2 ~ S Uel > Riari откуда следует, что
Кв - SR,af = 7----.
+ &
Так как то правые части (7.24) и (7.14) тождественно
равны.
Выясним теперь, от каких факторов зависят коэффициент уси-
ления KQ, Выражения (7Л4) и (7.24) показывают, что Ко является
функцией параметров лампы ц и /?, (или S и в данных элемен-
тов нагрузки Z?w и 7?^. Параметры лампы, естественно, зависят от
положения начальной рабочей точки, т. е. от напряжений на элект-
родах Uati' я £7г0, но последние при const как-то связаны
с Rat следовательно, р, S, /?, в рабочих условиях при —const
надо рассматривать как функции /?д> Но величины Цо, . . . р,
< не зависят от Rc, так как в отличие Ra через Re не проте-
кает ток потребляемый лампой. Отсюда ясно, что для получе-
286
j
нпя большей величины /<0 следует увеличить Однако эта соп-
ротивление нельзя выбирать неограниченно большой величины.
С одной стороны надо считаться с тем, что само сопротивление
предназначено для подачи на сетку лампы Лй (рис* 7.1)
сметающего напряжения UtQl поэтому численно должно быть
Во много раз меньше, чем сопротивление изоляция (утечки) кондеи*
сатора а также ламповой панельки и цоколя. Сопротивления
изоляции перечне лепных элементов могут выражаться тысячами
миллионов ом, а /?г должно быть, во крайней мере, в 100, а луч-
ше в 1000 раз меньше, чем сопротивление изоляции (особенно, чем
сопротивление изоляции конденсатора Сс), и с этой точки зрения
величина сопротивления Дс не должна быть больше нескольких
мегом.
С другой стороны, если Л2 относится к категории ламп с до-
статочно мощным катодом, то следует иметь в виду, что управ-
Рис. 7,5. Зоннспмость коэффициента усиления в
максимального неискажённого выходного напряжении
от сопротивления анодной нагрузки
лающая сетка, рас-
л о, южепная доволь-
но близко от катода,
за счёт ее разогрева
способна излучать
электроны (на анод
или экранирующую
сетку), а при этом
сеточный ток эмисси-
онного происхожде-
ния протекает через
/?с в на правлении от
сетки Л2 к её като-
ду; при этом напря-
жение, возникающее
на выводах сопро-
тивления R будет
знаком плюс обращено к сетке Л^ что приведёт к уменьшению
отрицательного смещения. Если /?с велико, то наблюдается та-
кое снижение отрицательного смещающего напряжения, что за-
метно увеличивается анодный ток лампы Л^ растёт мощность
рассеяния на аноде л последний начинает постепенно раскали-
ваться, что в конечном счёте приводит к гибели лампы. Излуче-
ние электронов сеткой не вызывает вредных последствий лишь при
достаточно малой величине сопротивления /?г. Допустимое зна-
чение /? t- приводится для некоторых ламп в приложениях 3 я 4.
Выясним теперь, как влияет изменение сопротивления Ra при
const и const. При 7?fJ, близком к пулю, =
= const и коэффициент усиления Ко пропорционален 7?л (рис. 7-5).
При дальнейшем изменении R.? рост /<0 замедляется, а затем
падает.
В случае применения триода это объясняется тем, что при не
очень больших значениях Ra параметры лампы почти не зависят
287
от а переменная
Ло —
!*
монотонно возрастая, асимптотически стремится к пределу ——=
l+f
“я
Если же 7?л становится весьма большим, то работа лампы в
можгез только при очень мал ей величине анодного тока, кото
всегда меньше, чем £07?<|Т так как 7й0 — (ЕГ10 — //1й): /?rt; по
небольшом токе /д0 внутреннее сопротивление триода велико и4
начинает падать с ростом Рд. Наибольшее значение коэффицие
усиления триодного каскада обычно не превышает (0*7—0,8) ч-
В случае испол1азовання ге гнида можно пренебречь внутрен
проводимостью лампы, полагая gt = ]/7?z=r0T что позволяет
ствть выражение (7.24) и привести к такому виду:
к* = = SRae
Увеличение Ra сопровождается уменьшением анодного тока
д следовательно, и крутизны S. и практически при Ra > Rc коэ|9
фипнент усиления уменьшается при всзрастанин /?!а* "т|
Таким образом, для определённого типа лампы при фиксировали
ных значениях £,.о и коэффициент усиления достигает маком
мума при некотором значении анодного сопротивления /?9. След»
вательно, очень большие значения 7?л невыгодны и обычно Я
усилителях звуковой частоты анодное сопротивление выбирается йЯ
свыше 500 ком. Я
На том же графике показано, как происходит изменение максм
мального неискажённого напряжения от сопротивления
Кривые на рис* 7.5 показывают что для получения наибольшем
усиления следует брать /?„ примерно равным /?(,т но не большая
максимальное неискажённое вы ход нее напряжение достигает самам
большей величины при уже заметно меньшем, чем /?г* 1
В нашем исследовании также представляет интерес рассмотрение!
зависимости показателей и £/f2irflAT от питающего напряжения Ел$1
при неизменных значениях Rtl и На рис, 7.6 приведены эти]
зависимости для пентада и триода* У пентада Кй непрерывно всз-4
растает при увеличении Е а в случае триода увеличение /<0 про-
исходит при небольших значениях питающего напряжения; при ।
напряжении порядка 150 s (в Данном частном случае) начальная
рабочая точка достигает прямолинейного участка статической ха-
рактеристики триода и при ладнейшем повышении коэффициент
усиления практически уже не увелвчнрзется.
Выходное же напряжение Uc2MaKc с повышением Еа0 у обоих
типов ламп возрастает.
В заключение следует рассмотреть некоторые особен после свя-
занные с применением пентода в реостатном каскаде* При большой
релпчпне сопротивления /?гР как уже здесь отмечалось, лампа не-
избежно будет работать при небольшом токе /^0, тем более, что
I я |1 ря жение на ан оде
яалшы U„o = EftQ —
- /?г/г,0 не должно
оказаться чрезмерно
низким* j Ток покоя
пентода, вообще го-
воря, зависит от на-
пряжений и
I (0. Однако завнси-
месть /„о от Ut,a у
пентода выражена сла-
бн. поэтому можно
принять, что есть
функция только U3$ и
Требуемое малое
значение Itl(i может
|'(1[ть_получено либо за
счёт увеличения абсо-
Рис. 7.6» Заэка’мость коэффициента усиления я
максимального неискажённого выходного напряжения
от питающего напряжения
.потной величины </f01
либо посредством снижения UJtr Однако здесь надо считаться с тем,
что как малые, так и большие значения U.& и Uft) невыгодны, так
как наибольшие Й'о и Ur$.vaK£ достигаются при каких-то промежу-
точных величинах этих напряжений, как показана на рис. 7.7»
Физически ход кри-
вых на первом графи-
ке объясняется тем,
что при очень малых
значениях лампа
почти заперта и кру-
тизна её мала; при
повышении fA0 анод-
ный ток растёт, но
крутизна опять-таки
падает вследствие
уменьшения анодного
напряжения. Прибли-
«. имвлыюго неискажённого выходного напряжения от зительно также сказьь
напряжения па экранирующей сетке и от сметазоще- вдется изменение Се-
£70
&
Рис.
25
^?«2лГь
a
5S
Лениво б#8
f
ЙЯ?
50l
W 28 38
=3J5
&
-65 -f
2
де
я
7.7, Зависимость
усиления н мак-
го напряжения точного напряжения.
При больших винче-
ниях крутизна невелика, а приближение Ц1й к нулю приво-
дит к возрастанию /д0 н снижению 4/й(р что опять-таки ведёт к
уменьшению крутизны.
Таким образом, для получения наибольшего коэффициента уса-
19—237
289
ления от реостатного каскада на пентоде при фиксированных ве
чинах £и(р Rft и следует тщательно подсбрать не только
щающее, но и напряжение на экранирующей сетке,
НаивЫгоднейшее значение напряжения на экранирующей се
при больших значениях /?я (до 500 ко.ч) оказыпается донол]
низким—порядка 15 — 20 е; в случае меньших значений нал
жение U_Q становится выше и приближаете я к номинальной величии
обычно равной 100, 150 и 250 в (для мощных ламп). Превышед
номинального напряжения не может быть рекомендовано,
как оно приводит к недопустимо большой мощности рассеяния
экранирующей сетке.
Вследствие того, что наивыгоднос значение £Л0 зависит от
/?а и /?гт определение этой величины по каким-либо характерист
кам пентода чрезвычайно затруднительно. Действительно, для рей
пия такой задачи пришлось бы выпилишь ряд построений i
отдельных диаграммах, ос ноной которых являлись бы семейст
характеристик ia — при различных ие. причём каждое из <
мейств относилось к одному определённому значению U\^ Тол
сопоставляя отдельные решения, найденные для выбранных семейс1
характеристик (т* е. для выбранных значений (АД нам удалгеь (
найти наявыгоднейшую величину 6% графе аналитически. Для это]
предварительно пришлось бы снять ряд семейств характеристик т
ia z~ f №.) при ur = const, например, для 20 я, затем
t/s0 — 4Q в и т, д., так как в справочниках по лампам приводит
только одно семейство, относящееся к
(у большинства маломощных пентодов
100 а).
Поэтому наивыгоднейшие величины
экранирующей сетке следует находить
наличии заранее подготовленной установки займёт очень мало вр$
меня.
№114';,
поминальному значению
номинальное ДЛ0 составляв
напряжений смещения и
экспериментально, что щ
7-1,4, Поведение реостатного каскада в области верхних частей
При детальном изучении частотней и фаэсвгй характеристик pac-l
сматриваемого каскада удобно считать, что полный диапазон часто?
разделяется частотен пулевого фазового сдвига на две области—
нижних и верхних частот* Таким образом, в области верхний
частот имеем f > L
Обратимся теперь к выражению (7.9Г При ш — 2”мнимая часть-
равна нулю, ко вместе с тем порядок величии обычно таков, что каждое отдела
но взятое слагаемое мнимой части, например, юСЛ/ при ъ o>ft оказываете#1
во много меньше действительной части знаменателя 1 + /?,//?,, /? 'Я- По*;
этому влияние реактивных элементов на аргумент и модуль комплексного юзэф-j
фнииента усиленна становится заметным лишь ни частотах, в несколько раз^
отличающихся от А; и частности, из рис. 7 3 шпио. что внутри интервалу
300— 2000 ,?ц фазовый угол не превосходит 4°, а модуль /( =А'псо- а практик
чески остаётс1 неизменным Но {тли f в^ять. скажем, равным 5fn, то первое?
слагаемое мнимой части й (7 9} увеличится в 5 раз, а второе уменьшгггся в 5 раз
я им можно будет пренебречь.
290
Следовательно, рассматривая поведение реостатного каскада в об-
ласти верхних частот (/ > /0). вполне возможно не считаться с глия-
нием разделительного конденсатора С,, полагая, что его реактивное
сопротивление 1/шС^ равно нулю. Физически это вполне понятно,
так как в рассматриваемой области частота сравнительно велика,
а ёмкость этого конденсатора обычно также выбирается большой
величины.
При 1/с<Сг = 0 выражения (7.1]) и (7.12) упрощаются и прини-
мают такой вид:
ср = — arc tg
™ С0Я/
/?/
(7.26)
(7.17)
Для получения более наглядных физических представлений об-
ратимся к эквивалентен схеме реостатного каскада для верхних
частот। изебргжённей на рис. 7.8а, истирая составлена из обшей
схемы, прше^ённей на рис. 7.2 путем замыкания накоротко кон-
денсатора Ct, объединения ёмкостей и С* в одну общую ёмкость
Со и замены генератора
Переход к эквивалент-
ной схеме по рис, 7,86
не нуждается в пояс-
нениях. Схема на
рис, 7.86 показывает,
что уменьшение коэф-
фмниен та у еиления в
области верхних час-
эдс генератором тока (ЗЦ.£, /?,)•
Рис. 7,3. Эквивалентные схемы реостатного каскада
для верхних частот (/ л /0)
тот, происходящее при
повышении частоты,
объясняется шунтиру-
ющим действием ёмкости Со. Более подробно это представляется
так: с повышением частоты увеличивается ёмкостная проводимость
шС0, что приводит к всзрастанию полной проводимости разветвле-
ния С0^йГ (рис. 7.86), равной
1уо1= |/ (^- Г + ('"Со)2- (7.28)
I \ «Х/.ДС
Но лампа генерирует ток SLrrl неизменней величины, который,
проходя через сопротивление |Zoj = VfVDk создаёт напряжение 6'рй.
Естественно, что с ростом Уо' величина сопротивления |Z0| и вы-
ходное напряжение U 3 падают, а это приводит к уменьшению
коэффициента усиления К — U так как в таких рассмот-
рениях полагается не зависящим от частоты.
19* 291
Вместе с тем разветвление обладает комплексным соё
тнвлением ёмкостного характера, следовательно, ток Sf/fl олерз
ет по фазе напряжение 0^ существующее на зажимах этого
ветвления. Отсюда следует, что отстаёт по фазе от и
фазовый угол усилителя отрицателен (в области верхних чае
Одной из величин, описывающих поведение реостатного каск;
в области верхних частот является встречавшаяся уже частз
верхнего среза на которой Л' = /<0/Е 2 - 0.707 Ко и —41
Частота flfc может быть найдена из выражения (7.26). но проще
определить с помощью эквивалентной схемы на рис. 7,86, из
торой видно, что
It.
uf. = suM\=^,
и ol
откуда
Согласно (7.24) K0 = S/?/[2C, поэтому
К»___
/т+ъ с„ы
<7.ЗД|
Очевидно, что К = Д1
F 2
при 4U C0/?/wf = 1, следовательно.
Частота верхнего среза может рассматриваться как некоторая,
универсальная граница полосы «равномерного» (с точностью в 366)
усиления в области верхних частот. Соотношение (7*3]) показывает,
что верхняя граница полосы пропускаемых частот зависит от по-
стоянной времени С0/?я1г,
Для расширения полосы в области верхних частот следует
уменьшать Со и A?irtr. Ёмкость Со может быть уменьшена при сорт-*
ветствующсм монтаже (в частности, за счет отказа от металлическо-
го шасси), а также путем выбора наиболее подходящих типов ламп
п Л2 (рис. 7.1), т. е. пентодов или тетродов. Если все это пре-
дусмотреть заранее, то ёмкость Со в случае применения однотип-
ных ламп (Сдг^0) в рассматриваемом и последующем каскадах
I юлу чится равной
Со = С,.л + С„А. .-С„, (7.32)
а. в идеальных условиях, когда Сv 0. Са достигает предельной
величины Сгк+Сак.
ж
Таким образом» возможности уменьшения общей шунтирующей
ёмкости Со ограничены, и расширение полосы, как правило, до-
сжигается за счёт уменьшения общего сопротивления Rinr. Сопро-
тивление Riilf образовано параллельным соединением трёх ветвей
1рнс, 7.4 и рис* 7,8), т. е. как в (7,23)
*, Ч' Йо + Re
и переход к меньшему значению /?1ггг возможен за счёт уменьшения
Д. Ra и R{- В случае экранированной лампы вполне возможно
принять 1/7?^ -^= 0, а при использовании триода в первой? приближе-
нии /?г^г const. Таким образом, следует уменьшать либо Rte либо
7?г. Естественно, что более выгодным оказывается изменение (в
сторону меныпнх значении) сопротивления а не /?г, так как
при этом будет улучшаться режим питания лампы Ль и частности,
повысится анодное напряжение 7/й0 и увеличится ток покоя /ffD, а
крутизна S станет болыпе; при уменьшении Ra можно также пе-
рейти на более низкое питающее напряжение Д.о =Ц.о + 7?tf/u0
при неизменных и 1„а. Сопротивление же Re. включённое за
конденсатором СГ1 на режим питания лампы </7х никакого влияния не
оказывает.
Если изменять сопротивление Riai. так, чтобы крутизна лампы
оставалась неизменной. то в этом случае произведение коэффициен-
та усиления в области средних частот KQ на частоту верхнего
среза f-r окажется постоянной величиной. Действительно, перемно-
жая левые и правые части равенств (7.24) и (7.31), получим
(7'33>
Последнее выражение показывает, что ценой расширения диа-
пазона равномерного усилении является пропорциональное сниже-
ние коэффициента усиления в области средних частот.
При использовании пентодов или тетродов предельно малым
значением Сп явится сумма Со = С(^ Н- -Ь Cw при минимальной
величине ёмкости монтажа С 1{чГ1я, которая у пальчиковых ламп
при малогабаритных деталях близка к 6 пф, а у металлических
ламп при обычных деталях составляет 7—10 пф. Полагая в (7.33)
Ко = 1, мы получим в левой части этого равенства предельно мак-
симальное значение частоты верхнего среза, которое, очевидно,
равно следующей величине:
^~лг = Ао^- (7.34)
Частоту (ммакс следует рассматривать как особый параметр
лампы, характеризующий ее свойства в широком диапазоне частот.
293
Чем больше тем выше оказывается качество лампы с то)
зрения применения её в широком диапазоне частот. Значения f*
для наиболее употребительных экранированных ламп приводят^
табл. 7.L
Тиблицв,
Параметры некоторых пентодов я тетродов с иодогрепнымм катодами
Параметры Тип лампы iJ
6Ж8 6Ж2В 6Ж1Б 6Ж4 6Ж1Л 6П9 6Ж5П| иЖЭП
S, ма/д 1,65 3,2 4,8 9 5,2 11,7 9 17,5 за»!
Сск, Пф 6 4,9 4.8 И 4,35 13 10 8.5
Сдм пф 7 4,1 3,8 5 2,4x5 7,5 2.5 3.5 2,815
? См, пф 8 6 6 8 6 8 6 6 6 1
С$, пф 21 15 14,6 24 12,8 28,5 18,5 18 24.1
12,5 34 j 52.3 59.6 | 64,5 65,3 77.3 155
Как видно из табл. 7,1, к лучшим лампам относятся 6Ж5П
6Ж9П и 6Э5П. '
sr» Приведённые в табл. 7 Л значения /^,ЛЛАТ позволяют легко уст^
повить примерный порядок величины усиления при заданной полой
или решить обратную задачу, т. е. найти полосу при намеченная
усилении. Так, например, в случае пентода 6Ж1П и задании высшй
частоты рабочего диапазона == fnt: = 10 .Игц, мы сможем получип
от реостатного каскада коэффициент усиления согласно (7.34) в-
более чем 6,45
д. = = б35.
Лг ю
В реальных условиях определённый режим работы лампы, ваЛ
пример, номинальный (типовой) режим, выдерживается только приз
малых величинах /?л, порядка нескольких килоом. При сколько^
нибудь больших величинах /?;1 как уже отмечалось, приходитойЛ
снижать как ток покоя /так и анодное напряжение U/iQ, прйД
этом, естественно, крутизна и другие параметры будут изменятьсяЛ
вместе с 7?^ но соотношение (7.33) Kvf.e — 5/2*С0 при этом coxpa-ii
няется, хотя и не получается постоянным. Например, у од*1
кого из наиболее экономичных пентодов 6Ж1П номинальный режим
характеризуется данными U 0 = 120 в и 7rt0 = 7,5 ма\ если считать
наибольшее значение питающего напряжения равным Ew0 =: 3Q0
то в этом режиме не должно превышать (Е^о — £4о)/Л.о = кс>м'
При > 24 ком или Е 0 < 300 в придётся снижать £/w0 и 7(1й. что
и приведёт к уменьшению S.
В качестве ил люстрации к рассмотренному материалу относи-*
тельно поведения каскада н области верхних частот на рис. 7.9
294
приводится семейство частотных характеристик реостатного каскада»
^полненного на пентоде 6>К8 для Е^ = 250 a. Rc 500 ком,
: — 6 пф. Сак = 7 пф и Сх ~ 7 пф (Со = 20 пф). Асимптотой
каждой кривой на высо-
ких частотах является
прямая, проходящая под
наклоном — 6 до/окт и
описываемая уравнением
^2-/Са. Так как здесь
крутизна <5 непостоянна
из силу того, что £.0=
const)» то наклонные
асимптоты отдельных ха-
рак теристик не совпа-
дают (кроме двух послед-
них). Но при уменьше-
нии сопротивления анод-
।юй нагрузки R(l коэф-
фициент усиления Ко
падает, а частота верх-
него среза foe возрас-
Рнс. 7.9 Семейства частотных и фазовых харак-
теристик реостатного каскада в области верхних
частот
гает.
На том же рис. 7.9 представлено семейство фазовых характери-
стик, ход которых также зависит от частоты верхнего среза
tec = 1/27tCq7?Gj^
7J*5. Поведение реостатного каскада в области нижних частот
К нижним частотам, как было условлено, мы относим область
частот от / 0 до [ — /о- В области нижних частот влияние шун-
тир у ющих ёмкостей
и С* (рис. 7.2) вы-
ражено очень слабо,
обычно практически
вполне возможно при-
—~= 0 ИЛИ,
иначе, шС0 = 0, Одна-
ко в рассматриваемой
части диапазона нель-
зя пренебречь влия-
нием изменения реак-
тивного сопротивления разделительного конденсатора Сс> и соот-
ветствующая эквивалентная схема, найденная из обшей схемы на
рис. 7,2, принимает вид согласно рис. 7.10а. Общие выражения
295
Ряс- 7.10. Эквивалентные схемы реостатного каскада
для пюкнмх частот
пять, что при г <
(7Л) н (7,12) лри этом упрощаются и записываются так:
При понижении частоты f < f0. как показано на рис.
коэффициент усиления падает. Физически это объясняется'тем, <
ори стремлении f к нулю реактивное сопротивление конденсат
Сс возрастает, что ведёт к уменьшению тока / (рис. 7.10 а), паи)
женин Цй=7?у и коэффициента усиления
Ход частотной и фазовой кривых зависит не только от CJt :
также и от некоторого эквивалентного сопротивления 7?^, в nepi
приближении равного 7?f. В самом деле, коэффициент передачи
пряжения делителя CrJ?r равен отношению активного сопротинлеВД
7?^ к полному сопротивлению
Другими слонами, коэффициент передачи делителя C(.Rr завиед!
от соотношений между сопротивлениями плеч делителя я 1/шС^
При 7?r> l/<nCf коэффициент передачи близок к единице, a npi
U<i)Cf = Rc он равен 0,707, откуда следует, что частота ннжаеп
среза приближённо равна
Проведённое рассмотрение показывает, что для расширения дим
пазона равномерного усиления в сторону более низких частот, слёЛ
дует увеличивать постоянную времени Сг/?и выбирая большей
значение ёмкости конденсатора С£ или сопротивления /?г.
Но вышеприведённое заключение и соотношение (7.37) являются
приближёнными, для точного анализа необходимо учитывать вянянйё
элементов Ri и /?д+ входящих в рассматриваемую эквивалентную
схему на рис. 7Д0а. С этой целью на основании теоремы об экви-
валентном генераторе преобразуем часть цепи левее точек а и 0
(рис. 7.10а) и приведём сё к форме, показанной на рис. 7,106, где
p7?flt/rt;(/?f + 7?J есть напряжение на точках а-0в предыдущей
схеме в режиме холостого хода, а результат параллельного соеди*
296
нения Rt и очевидна, равен Сопротивлению части цепи левее
точек а — 0 на рис. 7,10а.
Входное напряжение U{$4 а стало быть, и коэффициент усиления
являются при Ucl = const величинами, проиоршюпзльными току Л
Но ход частотной характеристики тока / = 6 (/) зависит от соот-
ношения между эквивалентным активным
*4 ~ X»
(7.38)
и реактивным 1/ш Сс сопротивлениями. В частности, при =- Л[Ч|.
ток будет составлять 0,707 от своего наибольшего значения при
откз'да следует, что точное выражение для частоты
нижнего среза имеет вид
2-СЛо
(7.39)
В случае применения триода обычка соблюдается соотношение
Я<-* при котором получается Rr >> -к что
позволяет принять и считать соотношение (7,37) доста-
точно точным.
При использовании же пентода имеет место неравенство Rfl4' Rf.
на основании которого допустимо полагать, что R{Rj(R, Н-
= (7.40)
If
/ =----------‘---—. (7.41)
,г 2лСс(^.-н^)
То обстоятельство т что
в области нижних частот
фазовый угол положителен,
физически легко объясняет-
ся. Ведь ток / в схемах на
рис. 7.10 Опережает напря-
жение t\j, а выходное на-
пряжение снимается с
зажимов активного сопро-
тивления следователь-
но, находится в фазе с
током Z в опережает й'г1.
В заключение на
рис. 7,11 приведены се-
мейства частотных и фа-
Рнс. 7.11, Семейства частотных я фазовых хя-
рдктернстш; реостатного каскада в области шь
Жяях частот
зовых характеристик реостатного каскада для области нижних
частот. Интересно, что расширение ^диапазона равномерного усиле-
397
ния в сторону более низких частот не связано с изменением кояД
фициента усиления а области средних частот Л'о и достигается
путем увеличения ёмкости Сг При различных значениях части
среза остаётся постоянным. Однако не следует- f„c выбирай
I
излишне малой величины. Дело в том. что /Hf — ----где тн Д
/Я
Сг/?;0 — постоянная времени нижних частот, и для получения fЛ
малой величины придётся увеличить что будет связано с неодИ
ходимостью выбора большей величины постоянной времени развязав
вающего фильтра (см. п. 6.5.3), а последнее конструктивна
и экономически окажется невыгодным. 1
Поэтому излишний запас в величине fitc, иначе говоря, в велм
чине постоянной времени ~н =^С,7?0. вреден и обычно -н выбирается
так. чтобы на низшей частоте рабочего диапазона получить отнм
сительное усиление на каскад порядка — 0,25 — 0,5 дб, но Ц®
меньше. При частоте fH. не выходящей за пределы звукового дим
назона (fft > 16 ец), это даёт значение в пределах от 0.003 д®
0,04 В большинстве случаев (если речь идёт об обычных у ан
лителях звуковой частоты) tw выбирается не больше 0,01 — 0>02 сети
/иг = 8— *6 гч)-
7.1.6, Расчёт реостатного каскада
Вследствие того, что в усилителе нагрузкой для некоторого
промежуточного каскада является входное сопротивление после-
дующего каскада, определяемое его данными, то обычно рас-
чёт ведётся в такой последовательности: сначала рассчитывает^!
ея оконечный каскад, затем пр ед оконечный и т. д., так что пер-|
иый каскад рассчитывается в последнюю очередь. ч
Поэтому к числу заданных (наперёд известных) величин в]
настоящем расчёте следует отнести тип лампы Л2 (рис. 7.2), eel
междуэлектродпые ёмкости и коэффициент усиления каскада на
лампе Ло и входное напряжение UrZf являющееся выходным1
для рассчитываемого реостатного каскада. Тип лампы Л2 и вяД
смещения (фиксированного или катодного) определяют величн-1
ну сопротивления Re , в частности, по данным приложений 3 и 4г
Криме того, в задание на расчёт каскада входят: низшая я]
высшая /0 частоты рабочего диапазона, величины относительного]
усиления yHf/6 и улдг7 и, наконец, напряжение источника питания
£\0. Одновременно может быть задана примерная величина коэф?1
фнциента усиления Кп.
В процессе расчёта каскада выбирается тип лампы Лi и
определяется режим её работы, находятся величины всех сопро-
тивлений я ёмкостей конденсаторов, показанных па принципи-
альной схеме, а также рассчитываются частотная и фазовая ха-
рактеристики.
Выбор того или иного типа лампы определяется требования-
ми, предъявляемыми к каскаду. Большой коэффициент усиления
298
в широком, так и в более узком диапазоне частот получится
при использовании пентода. Триодный каскад, особенно при
-равпительно небольших значениях 7?г, при выборе лампы с
небольшим внутренним сопротивлением (6С2С, 6H8G, 6Н1П,
ЬНЗП в др.) позволит получить на выходе более высокое напря-
жение, Коэффициент усиления каскада па триоде практически
трудно получить свыше чем 0,7—0,8 ц даже при высоком
питающем напряжении. Наконец, надо считаться с тем, что из
спаренных усилительных ламп выпускаются только двойные
триоды с высоким, средним и низким значением и (от 20 до 97,5).
Двойные же триоды оказываются удобными лампами для при-
менения в инверсных каскадах н прочих схемах с триодными
парами.
Дальше надо решить вопрос о том, следует ли применять раз-
вязывающий фильтр руководствуясь соображениями, разбира-
емыми в п. 6.5.3. Если фильтр не ставится, то полное питающее
напряжение Еа0 равно £0 (рис. 7.1). Полное питающее напря-
жение Ert0, как видно из схемы на рис. 7.1, равно питающему
напряжению Eij0? сложешюму с абсолютным значением напряжения
смещения Цо. В случае каскадов усиления напряжения (7 0 J по-
лучается мн* го меяыпе, чем £.j0, поэтому вполне можно положить
Е/0 = Еа0. что мы и примем на дальнейшее. При наличии фильтра
необходимо предусмотреть некоторую потерю" напряжения на
сопротивлении /?г^; практически обычно принимается
^ = (0.8-0Ж (7.42)
Для определения сопротивления анодней нагрузки предвари-
le.nbHO следует найти общую шунтирующую ёмкость Со* руковод-
ствуясь ф*лой (7.10), и эквивалентное сопротивление Ria/r. С этой
целью обратимся к выражению (7.30), в которое вместо ш введём
тогда /( станет равным т. е.
д* ___________________
у 1 -j- К, c^R(cu:f
Отношение Ко к K(t обозначим через Mtif а С0/?мй на ссно-
займи (7.31) заменим на }JISC> получив следующее выражение:
М, = i = у 1 + (ш„ С<Л-Й= -. / 1 + ( i f, (7.44)
р /=!('
где Mti — коэффициент частотных искажений в области верхних
частот. В задании на расчёт было дано относительное усиление
<в децибелах) yrtd&l но величины Мй и уП(3$ связаны простой зави-
симостью, а именно:
Ум = 201g ул = 20 (g i = 201g i , (7.45)
Ao
299
откуда следует, что
М„ = 10 20
Например, если -0,75 дй, то /И, = 10n'№7S = 1,09.
Из (7.44) и (7.31) находим частоту верхнего среза и эквивалента
ное сопротивление Z?irar: ।
Ll
— 1
/? =- 1-
!цг ' 2r^Q
Последующие действия, выполняемые различно в зависимости!
От вида выбранной лампы, мы рассмотрим па числовых примерах^
начав со случая применения триода. i
Пример 7J, Требуется произвести расчёт реостатного каскада, исходя из
следующих данных: частотные искажения я диапазоне от fN 50 гц. до /й =4
— 10 000 atf. = — 0.5 дб, коэффициент усиления /<й=]0 -2(ЭД
напряжение источника питания £п - 265 номинальное (т. е. максимальное ан
искажённое) выходное напряжение не жнее 10 а. Нагрузкой для pacd
сматринаемого каскада является входная цепь оконечного каскада па тетроде бТПГЙ
(Сч. = 7,Я пф, Сае — 0,95 пф); коэффициент усиления каскада на лампе 6П1П||
~ 16,8. ।
Так как по заданию коэффициент усиления K# мал, то вполне подходящим;
окажется триод 6С1И, у которого р — 26 и C!tff = 1Д пф. Рассчитываемы# кас-
кад расположен непосредственно перед оконечным (см., например, рис. 6.53) Л
поэтому применение разнизывающего фильтра в анодной цепи не обязательно, ‘
При отсутствия развязывающего фи дыра питающее напряжение £'й0 равно на*
пряжению Ей — 265 й. что мы и примем за исходное.
Далее по ф-ле (7.10) находим общую шунтирующую ёмкость Со< считая ;
ёмкость монтажа Сч равной 6 пф
Со =- (Сл„)Л1 -Ь |Сск + Сае (I + /<)]Л1 + Си =
= 1,1 + 7,8 4- 0,95 (1 4- 18,8) 4-6 = 32 пф.
Расчет вели<птн Ms. flte и производим по ф-лам (7.46) — (7.48):
_ 0.5
Л1„ = 10 20 =ltf° = 1,06,
f Л 1^000
he- = -——---------- - —---------= 28 800 гц,
У . _ 1 “ VI да -1
Д;ис = ----1----- =------------------рг- = 172 000 ом.
2,-/3;Cd 6.2&-28 800-32-ltru
Как видно яз эквивалентной схемы на ряс. 7.4, R.(ie < но у триода 6СГП
внутреннее сопротивление составляет примерно 11 хо.н, т.е, значительно меньше,
чем требуемое значение = 172 люлп Поэтому при любой величине будем
получать Л\мг </?j < И доле исключая, конечно, весьма большие значения /?„ > /?г
300
яь/'Нрать которые совершенно нерационально. В таких случаях удойно взять R#
|Гпря^ка (5— 10) Riw*. где Rinn.v — номинальное внутреннее сонротяаление три-
ода (т.е. /?(нр«~ Ri в точке, расположенной на прямолинейном участке характе*
рисунки). Вместе с тем, 7?^ не должно быть больше /< (рис. 7.5),
Для тетрода 6П1П, согласно приложению 3, следует брать 7?f <. ОД Mug
..линчлтельно примем по ГОСТу (см. приложение 1) = 0,47 Л1оль У триода
<^[П RiHQu И ком, это даёт /?Л=55—ПО кол, останавливаемся на стан*
днрлюй величине сопротивления — 68
^itc. 7.12. Динамические ’характеристики лампы, находящейся в реостатом 'кас-
каде (к примеру 7.1)
Положение начальной рабочей точки Я определяется с помощью динамичес-
ки ^характеристики постоянного тока ВлСп (рис. 7.12й), наклон которой, как
бмяо показано в н. 4.1.2, зависит От величины RfI.
Перенося по точкам динамическую характеристику Я0ЯС0 в систему кбордтт-
наг7к(1 — ае (рис. 7Л2б)+ выделяем ее мало искривлённый участок, простирающий-
ся ст — 0 до «слс«.ч = —® При этим «ЛлГ«^т полагаем равным Д я. что
достаточно с точки зрения устранения влияния сеточного тока. Напряжение
смешения получаем из условия
что определяет остальные координаты
д.]0 L8 -««
начальной рабочей точки;' 0те1о = 144 Л И
[) Для выбора по сортаменту соответствующего неправолочтюго сопротивле-
ния необходимо найти также и мощность, теряемую в этой детали, а для этого
должна быть известна величина тока. В данном случае через Rff протекает ток
Лло — L8 -*ю (*тг> величина в нашем примере находится дальше), что дает Р/г —
--63-ID3 0 ,# 10—11 )* = 0.22 ять Очевидно, что придется взять сопротивление
мощностью 0.25 дщ. Ввиду простоты такого расчёта п дальнейшем его приводить
н? будем
301
S8-470
---------— 59,4 лож
68 + 470
Далее находим сопротивление анодной нагрузки переменному току (ня cdh
них частотах)
, _ о _
а "С /?„ г 7?,.
п строим динамическую харам гристику ВАС (см. п. 4.1.31. которую т®
переносим н систему координат и,. — и, для того, чтобы установить возмом
пределы изменения анодно; и напряжения: ~- 64 я в — 216 а
Применяя метод трёх ординат (см. п. 4,2.2), нетрудно установить, что
максимально возможней амплитуде входного напряжения (7гт = 4 г? а миля
выходного напряжения составляет иагп = 76 a {Un — 54 е зфф) при неболъ
коэффициенте гармоник
= — =0.026.
^a.tn 76
Так как заданная амплитуда выходного напряжения, составляющая /2*11
т 14 ш значительно меньше максимально возможной, то нелинейные искажу
окаж уте я г ] рен е б ре ж т; мо ма л ы м я.
Для расчёта коэффициента усиления по ф-ле (7.14) предварительно ог
деляем внутреннее сопротивление лзмпы в рабочей точке Л (С\о —— 5 б), кота
оказывается разным 16 лая. Таким образом.
'<и =
26
- 20,5.
, ло р<'
lV '/?.
Расчёт конденсатора С? ведётся на основе рассмотрения свойств 1саска$|
области нижних частот. Еынися в (7,35) из под знака корня сумму V
Pi /?. ?
+ 77“ -г z- | -и учитывая равенства (7.14) я (7.3И), получим
Ра Рс 1
При о — последнее равенство записывается так:
К.
Отношение /(р к обозначим через согласно (7.41) =
поэтому
Ч-«= |/ 1 + (у-Г .
откуда
he -- !н
И
1
Сг =----------.
302
(7.5|
1 -
2к (?,./?« Я
(7.5Й
(7 4
Г-4
Для расчёта ёмкости конденсатора С- должна быть известна (выбрана) вели*
ко^^ф'шнептя частотных искажений МГ1Г В задании было указано, что
— — U.S do и аналогично (7.4б) мы имеем
jirtt*'1
___
Л1„ = 10 2u , (7.54)
г-с Ч, — коэффициент частотных искажений в области нижних частот, при ка-
i,i->i<w смещении не равный Л1Г,. Дело в том^ что на нижних частотах частотные
Некаженля возникают за счет изменения проводимости не только ёмкости Сг. во
тякже и ёмкости блокировочного конденсатора в катодной цепи (рис. 6,45).
Практически, особенно при / Rc, допустима считать, что
Л1Н = Л1гдли. (7.55)
j те Л?,;у — коэффициент. ушттынаклций влияние пени Сл7?(- (см. п. 6,5.3)*
Пусть Л1ГЯ = 1,04, тогда 1.02 к
/w=/«]/^-l - 50 Г Ш=-1 = 14,1 гч.
В случае триодного каскада,
- 470 как. что даст следующую
как было показало, можно принять Rf0 =
величину Се:
1
С г =
2* /нгА%
б,28> 14.1-470- 10я
= 0,024. Ю-5 ф а 0,025 мкф.
При этом постоянная времени ссточней цепи получается атпллне приемлемой
величины
rN =-- C.Z?r0 - 0.025’0,47 - 0,0)2 Г£л\
Сопротивление катодного смешения находится по закону Ома
, _ I - 51
Л ' Ла, 1.8
а 2,7 кем.
Расчёт конденсатора С^. применительно к тайным настоящего примера был
рассмотрен раньше {см. пример 6.2) н дал значение С* = 10 л/лф,
Если бы смещение применялось фиксированное, то уравнения частотной я фа-
’".wifi характеристик в области нижних частот совпадали с цырзженикми (5.99)
и (5.98):
Г ' 2
i<^=-10lgl J -1 (у ) I. (7,56}
, jus
!f = arc ig- -.
(7.57)
Но при катодном смешении я у представляют собой сумму правых час-
гей соответственно выражений (7.56), (6.220) и (7.57), (6.221), т. е.
303
где опорные частоты н /я, по данным примеря 6*2, оказываются следуййй
Д=5*9 ац и /^=11,6 гц, Вместе с тем частота найденная но ф-ле (Т
получается ранной 13,5 гц>
Разумеется* что имеете ф-л (7.56)—(7.59) могут быть использованы год
рис. 5.М. Результат расчёта характеристик и 'f представлен на графйь
рис. 7.13.
Рис, 7.13* Частотная я фазовая характеристики реостатного каскада
на триоде по данным примера 7*1
В области верхних частот в качестве уравнений кривых !/^о=ф(/) и ^=гД
используются соотношения (5. IU1) и (5,102), а именно:
*
!/№— Ю1ё 1
(7.6Я
?= —arctg-.—. (7.6И
7w I
или кривые на рис. 5.15. 1
При подученных данных С£|=32 пф, 7?/=1б ком, 7?rt=68 ком, Rr=470 кед!
руководствуясь {7.23} и (7.31h получим:
16_______
16 J6
68 470
— 12,6 кол?
,_________1_____
'''*" 7r.cn??;nr
6,28-32- 1й-,я. 12600 ' 3;!2' '№ r ,<'
Частота верхнего с|зезз при этих данных оказывается чрезмерно высокой»
что, вообще говоря, неблагоприятно с топки зрения воздействия’ помех. Есля
же всходить из задания Q/£i — 0г5 на ец)< то. как показал
приведенный раньше расчёт по ф-ле (7*47j, должно быть равно 28 800 ец.’
Понижение частоты /г„, с 392 до 28*8 кгц легко достигается путём включения
шунтирующего конденсатора Cit между анодом лампы 6СШ с общим проеодом;
как показано на рис. 6.53. Очевидно, что ёмкость этого конденсатора должна
быте» определена из условия (7.31), написанного в таном виде:
2- /?|Г R; 6.28- 28 800 12
— 438 -10" ]2ф
Так как Сц=32 пф. то Сд —406^390 лф.
304
Характеристики и у, расе читанные пи ф-лам (7.60) н 0.61)г приведены
«а Рнс 713' . . _
Чти касается частоты нулевого ф^зттного сдвига, разделяющем ап ласти ннж-
лих п верхних часьтг, то её значение легко определяется пз следующей фор.п
,1Ь': -
/о = ! '/„; 17 621
Подставляя сюда 1нг —13,5 гц г /,,,.--28 800 e.q, полупим /ц^620 с<<.
Особенности расчёта каскада на пентоде рассмотрим также из числом ом при-
мере.
Пример? .2. Требуется приплести расчёт реостатного каскада, исходя пз еле-
[. ।инна данных: диапазон частот 50—30 000 гц, частотные искажения ун д6 =
7^/..,^——ПД напряжение источника питании £fl=265 /I, коэффициент уси-
лен ня последующего каскада на лампе 6С1П равен 20,5; величина ныходногп
н.хиря’жения особой роли не яграе’1. тяи как достаточно получить ^'г2Л//А.г иоряд-
ка 2—3 с\ но главный интерес представляет получение возможно большего коэф-
фициента усиления Л0>1<Ю; рассчитываемый реостатный каскад является мерным
к трёххэсквдном усилителе, поэтому необходим развязывающий фильтр.
Расчёт каскада начнём с выбора питающего напряжении /за0, кото[юе, с<Т’
ласно (7.42), удобно взять равным (0.8 — 0,9) £{11 у е. порядка 210—250 /?.- при-
мем £п0—230 в.
Коэффициент усиления Кп > 100 возможно получить только <гг каскада с пен
годом, что предопределяет выбор вида лампы. Из пятпэлектродных ламп с ше-
:тннольтовым напряжением накала для случая диапазона звуковых частот хорошо
чодходнт экономичный пальчиковый пентод 6Ж1П. у которого Сдк—2,45 пф.
Для нахождения общей шунтирующей ёмкости Со используем ф-лу (7.1.0)
имея в виду, что у триода 6СГП С^. — 1,38 пф и Саг~ 1,35 пф; ёмкость моита’
на полагаем ранной 6 пф.
+ с«г 11 + Л) ]Л1 -F С* =
-= 2Т45 -г 1.3R 1.35 (1 + 20,5) с 6 - 33.8 пф
Приведённое в задапин относительное усиление переводим т коэффтшлент
руководствуясь ф-лой (7.46):
।
L>0 4U
мй = J0 -Ю - 1,06.
По найденным величинам Мо и Со определяем эквивалентное силротнпление
[ф-ла(7Л8)|
f ль ; ГЕоё*=Т
-'7Т~С б.28-10-!0’-38.8-1(Г|а ' 1,'<1’Р'
Допустимое сопротивление в цепи сетки лампы 6СГП I 51ач, что н
принимаем на дальнейшее.
Рассчитыпая кзс[<£1д на пентоде, вполне допустимо пренебречь
проводимостью Лампы (1 01 г что позволит упростить вы ражен не
лагая, что ГД*
внутренней
(7.23i, по-
/<
А\7 R,
А’„ Ч;
17.6Л
откуда и находится
А’
лг
! 1Ю0-150
---------180 коч,
1000 -1.50
20- -237
Итак, мы нашли величины Еаь~Сп, Rta >< Rm и теперь надлежит од
делить напвыгоднейшлй режим работы пентода, а также коэффициент усиде
Ко и максимальное неискажённое выходное напряжение БгЭ 4WJfr
Как уже отмечалось, всё это значительно проще достигается путём 3Ki
римента, проводимого на соответствие щей установке, примерная схема кото
изображена на рис. 7.14.
Рис. 7J4, Упрощенная схема установки для определения на и выгоднейшего
режима работы экранированной лампы в реостатном каскаде
Для облегчения установления низкого напряжения Ucl в устройстве лредуе!
мотрен делитель напряжения, создающий десятикратное (7?х— 9 AJ или двадцатая
кратное ослабление- При использовании соответствующего генераторя
делитель и вольтметр могут не применяться. Сопротивления А“к , /?3, /?d и /йд
целесообразно выполнить в виде магазинов, позволяющих устанавливать велнчиЗ
ны а соответствии со шкалой номинальных значений (см. приложите 1). Магау
эняы сопротивлений /?к , J?j и могут применяться и допусками - 10%. а*маЛ
газин еппрптивлений /?г—с допуском + 20% (большая точность, чем 4 10%J
как правило, нигде не требуется). Сопротивление порядка нескольких мегом?
предназначено для уменьшения нагрузки каскада со стороны электронного осцил*
лографа, используемого для наблюдет» формы кривой выходного напряжения.
Вольтметр должен быть лампового типа, с высоким входным сопротивлением
например, типа ВКС-7Б или ВЛУ-2,
Основной задачей экспериментального исследования является определение
наивыгоднейших значений сопротивлений RK я измерение коэффициента уси-
ления 3 также токов /51} в максимально неискажённого выход*
кого напряжения н поэтому частота подаваемого синусоидального сиг-
нала некритична; практически удобнее ваять f порядка 400—1 000 гц.
Сам эксперимент ведётся в таком порядке: сопротивления /?й и А\ устанав-
ливаются равными ранее найденным значениям. Все переключатели переводятся
в положение замкнутого контакта путём соответствующей регулировки источник»
питапия иля внешнего потенциометра (не показанного на схеме!, напряжение Е^
поддерживается равным выбранной величине, Напряжение U устанавливается такг
чтобы напряжение на входе каскада U£i получилось порядка <>,05—C/J г?. Пом1ь
мо этого, ведется подбор сопротивлений и R9 с тем, чтобы получить максимум
выходного напряжения, а следовательно, и коэффициента усиления, Сопротивле-
ния н должны обеспечивать такой режим работы лампы, при котором
входное сопротивление Atw- jy- достаточно велико, например, превышает 2—
10 Молл в чём можно убедиться, вводя в цепь сетки сопротивление 7?$ величи-
ной порядка 0,1—0,5 ЛГам и наблюдая снижение выходного напряжения. Если
выходное напряжение при введении сопротивления /?3 снижается в п раз. то
входное со протии ленпе каскада равно
/?3
ц — 1
306
При недостаточно высоком входном сопротивлении следует установить блн
легшее большее значение сопротивления Rr и снова подрегулировать РА. доб»
tjjjjLb получсшея максимума 6',п и т. д.
После установления режима работы лампы записываются показания всо
риторов {при замкнутых переключателях) и, кроме того, находится ныходие*
нч; г ряжение при поочерёдно разомкнутых переключателях /7Д и
Измеряя максимальное неискажённое выходное напряжение Uc2 иак(., следует
ток подобрать напряжение t,\i, чтобы дальнейшее его повышение уже сопревдож-
далось .ад.метяым па глаз искажением формы кривой выходного напряжения-
В более ответственных случаях, естественно, возможно использование измерителе
ьо?ффнциента гармоник или гармонического анализатора.
При желании получить ог каскада наибольшее возможное значение
н абор величии RK и Rj ведётся в основном так же, ио при таком уровне вход-
ч .4'1} сигнала, при котором кривая выходного напряжения в какой-то малой степей
ди начинает отличаться от синусоиды.
Вместе с тем в данном исследовании введение в сеточную цепь сопротивле-
ния /?3 оказывается весьма полезным, так как при высоком уровне входаогс
.игнзлз влияние сеточного тока сказывается не только на снижении входного:
сопротивления, но также и в возникновении дополнительных нелинейных вскаже*
пни. как это было описано в п. 2J.6 (рис. 2,5).
Определение режима работы пентода производим опытным путем при следуй
тих исходных данных: 2?^—230 а. }—[ кгц, Ь’е1~^Л в. Ra = ISO и —
— ( Молт, результаты эксперимента оказываются следующими:
А\ —1,5 ко.ч. А’ч—820 лган, 0,8 чя, /^—0,2 зщ. L8 fl,
(требовалось же получение — 2— 3 <?}; при выключении ко»дея^атор&-
С\ выходное напряжение с 18 л падает до 5 яг а при отключенном С? |нсвклм>*
чённом С . ) оно составляет 1,8 в.
Введение в сеточную цепь сопротивления ^—0,1 Мом уменьшает вы ходячее
напряжение примерно в 1,02 раза, что отвечает достаточно высокому входному
сопротивлению лампы # х 5 Alow,
Коэффициент усиления рассчитываемого каскада получается сравнительно йедь*
шой величины
Ослабления, вносимые порознь сопротивлениями RK и были обгэлотеии
через Л!л£, (6.244) и AL0 (!>.245), причём
•4^14 S, Л\
А’,й - 1 + 5Э N,
Используя эти выражении в располагая числовыми значениями велнчнв-
(8
узнаём, что н данном режиме 5Д — 1.73 .«а/л и £*—O/JFF лд/tf.
Так кай в области ннжнпх частот частотные искажения возникают за piew
изменения проводимостей ёмкостей Сг> Сд и Cj , то заданный коэффициент час-
тотных искажений
_ _____________]
,М„ - 10 20 10 4d1 = 1,06
го* зе?
распределим на два множителя
— Л1пнМГВ1
яыбрав Л1ля = 1,04 я Mtrt — 1,02.
Частоту нижнего среза находим го ф-ле (7.52)
f чг =- Ic ]Лм*к - 1 -50 У' МЙ^ПГ = 10 гц.
Сопротивление
-I- * е>
fiVo в случае применения пентода, согласно (7.40), ра^
А\ о ~ 10Q0 -| 180 -- 1180 шь
Расчет ёмкости конденсатора С{ производим но ф-ле (7.53)
1
/ И[ А\-й
1
6*28- И)- 1180- 10"
13.500-10~12^
По сортаменту выбираем Q - 0.015 мкф. полупим при этом = 9 гц
постоянную времени сеточной цепи
_ С,? - 0.015- К)-‘< 1180-Ю3 - 0,018
что впейте приемлемо.
Расчёт конденсаторов С\ , См и Сф по да ины At настоящего примера был ш4
полнея раньше (см я- 6,5.3, в частности, пример 6.3) и привел к следующим
результатам; Ск = 50 мкф. С3 — От25 ,пкф п Сф — 10 д?уф.
Для расчёта частотной и фазовой характеристик в области нижних част
используются выражения, аналогичные (7.58) и (7.59), а именно:
Естественно, что отдельные слагаемые ьтпх двух сумм возможно находить
к по трафаретам кривых на рис. 5.14 Входящая в (7.6-1) и (7.65) частота ниж-
него среза была определена раныне (//1Г = 9 лц), а остальные опорные частоты
то данным примера 6»,3 оказались следующими: Д -- 2,1 !и " 9-8 г1<- Л/ =
— 14 гц и /7 = L5 гц.
Для расчёта характеристик п е] области верхних частот используются
'Р-ння (7-601 и (7>61) или кривые на рис. ,v!ч. В данном случае нв основании
7,31) мы получим следующую величину
_________I_________________________________
2^С(,/?,Пг ~ Ь.28-3’3,Г>-КПJ< 150-103 — J9 "'4
Частота нулевого фазового сдвига /и. найденная ио ф ле (7.62), оказывается
равной 510 гч-- Частотная и фазовая характеристики рассчитанного каскада на
теятоде 6ЖГП приведены на рис. 7Ло.
Ю8
При саотэетстпуюн;их благоприятных условиях (небольшой величине со
противления анодной нагрузки или наличии семейства статических харзкте
ристик uti— itl ггрн -пониженном напряжении на экранирующей сетке) расчёт кас
кала на пентоде может вестись в основном так я<ет как в в случае триодного
I, г::.тителя> но при выборе /?( на основе соотношения (7,63); кроме того, пр₽
построении диаграммы режима работы (рис. 7.12) напряжение должно
выбираться так, чтобы колебания не захватывали нижний криволинейный участок
динамической характеристики ц(( — / (нг), свойственный экранированным лампам.
При расчёте составляющих выходного напряжения здесь целесообразно пользо
наться методом пяти ординат (см п. 4.2.3),
§ 7,2, ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ КАСКАД УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
7.2.L Принципиальная схема и основные свойства
Принцип действия трансформаторного каскада усиления напря
женвя был рассмотрен в п. 3.2 Л. Здесь мы снова вернёмся к прин
ципизльной схеме этого
каскада, изобразив его
несколько подробнее
(рис. 7.16). Сопротивле-
ния /?! и /?->, называе-
мые шунтами в пер-
вичной и вторичной це-
пях трансформатора,
не являются деталями,
принципиально необходи-
мыми для работы кас-
када. Через иц и иь на
с^еые обозначены числа
витков первичной и вто-
ft
Рис. 7,16. Принципиальная схема трансформатор
ного каскада
ричной обмоток.
На средних частотах входное сопротивление трансформатора
очень велико (если только /?2 = в случае триода ано во много
309
раз больше йд поэтому отношение Ua к Uci при = оо и й
близко к р; сам же трансформатор повышает напряжение в п
где
ИЛ,
п — — ,
ЦУт
— коэффициент трансформации. Вместе с тем n^ufZ, п
му коэффициент усиления в области средних частот /<ч блтв
т, е.
Л] Л
= (7;
Так как коэффициент усиления пропорционален и, то на
йын взгляд представляется, что от трансформаторного каск
лутём выбора большой величины п можно получить весьма
сокое усиление. На самом деле эти не так, потому что при yi
лнчемии коэффициента трансформации, как будет показа
дальше, сокращается диапазон равномерного усиления (со
роны верхних частот), поэтому только при сравнительно
больших величинах /й удаётся получить Л'а порядка 100, 200
даже больше.
^Возможность получения довольно большого коэффициент
усиления в узком диапазоне частот является одним из преиэд
шеста трансформаторного каскада; однако ужо при порядв
10—20 обычно Кц получается не больше, чем у реостатно
каскада на пентоде.
К другим достоинствам трансформаторного каскада отпоен
йя возможность получения высокого неискажённого выходная
напряжения (до 100—200 и выше), а также и то, что при же
ланни оба выходных зажима, являющиеся выводами от вторив
ной обмотки, могут оказаться свободными от соединения с об-
щам проводом; благодаря последнему свойству трансформатор?
ный каскад чрезвычайно простым путём преобразовывается g
инверсный (рис. 3.9).
Следует еще отметить, что падение постоянного напряжения
на первичной обмотке трансформатора, обладающей малым
омическим сопротивлением, невелико и не превышает 10—20
Поэтому даже при сравнительно низком питающем напряжении
можно обеспечить удовлетворительный режим питания лампы>|
я её нормальные усилительные свойства.
Наиболее подходящим типом лампы для трансформаторного-1
каскада является маломощный триод со средними значениями
И /?: (6CHI, 6С2П, 6Н1П- 6НЗП и др.), Несколько болыцее
усиление, как показали исследования С. Н. Крпзс [47], можно
получить при не пользовании пентода, но в этом случае, помимо
применения шунта в первичной цепи п элементов R3 в цепи
экранирующей сетки, придётся пойти на увеличение размеров
трансформатора. При этом максимальное неискажённое выход-
ное напряжение получается больше у каскада на триоде, по-
скольку шупт в этих условиях нормально отсутствует.
ЗЮ
Наряду с указанными преимуществами трансформаторному
К;,1скз ду усиления напряжения пи сравнению г реостатным, при-
cvmn следующие недостатки:
г Значительная сложность конструкции: габарит, пес и
С7 с им ость трансформатора заметно превосходят эти данные у
л-!!>.гпа основных деталей реостатного каскада (7?,т, Rc, CJ.
1<тогот надо учесть, что при работе в условиях повышенной
3<।лгк11 псти происходит электролитическое разъедание провода
i-то вичпой обмотки, приводящее к обрыву; надёжная влагост oib
.толь достигается при заключении трансформатора в кожух с
-. рметнческихеи выводами, как это делается при изготовлении
. .>_н пенса торов, например, типа КБГ-МН к др., что вызывает
- де большее усложнение конструкиии трансформатора,
2, Часам ные искажения, как правило, больше, но это свой-
во не является неустранимой особенностью трансформаторного
.ткала. Делп в том, что у рассматриваемого каскада усиление,
тототные искажения и конструктивные данные находятся во
-а и мной связи. Так, например, частотные искажения можно
i/eern к минимуму за счёт уменьшения усиления или усложне-
ния конструкции- Но при желании получить сколько-нибудь
рачительное усиление -придётся прим яриться с относительно
.ттьшимп частотными искажениями, что обычно и делается.
Л, 73 области верхних частот трансформаторный каскад не
вляется манима л ьно-фа'заной цепью, что вызвано наличием у
. пансформаторй распределённых параметрон — ёмкости я ин-
дуктивности. Вследствие этого трансформаторный каскад ежж
. ываится крайне неудобным для устройств с отрицательной об-
^тгной связью (в случае расположения каскада внутри петли
«братной связи).
4. Трансформаторный каскад чувствителен к воздействию
(временного магнитного поля. За счёт этого возможно наведе-
ние в обмотках трансформатора паразитной эдс. что вызывает
фон на выходе усилителя или приводит к образованию частот-
ых искажений, и даже к самовозбуждению (см, и, 6.5,2), Этот
ie достаток может быть устранён пос редел ном экранировании
трансформатора, однако хорошие результаты получаются толь-
<о при сложных многослойнььч экранах [8?)].
Рассмотрение всех этих свойств трансформаторного каскада
синения напряжения позволяет сделать вывод о том. что об-
ласть применения такого каскада крайне ограничена. Его при-
менение целесообразно, во-первых, в тех случаях, когда по ус до-
лях] составления схемы усилителя требуется располагать «нзо-
[нроваппым^ выходом (папрнмер, для возбуждения двухтакт-
ного каскада), во-вторых, при необходимости получить высокое
неискажённое выходное напряжение и. в-третьих, тогда, когда
требуется очень большое усиление. но в сравнительно узком
tnапазоне частот.
311
7.2.2. Общая эквивалентная схема. Частотная и
фазовая характеристики
Эквивалентная
жена на рис. 7.17.
схема
Часть
трансформаторного каска ла из
схемы, расположенная левее
Рис. 7.17. Полная .эквивалентная схема трансформатор*
нога каскада
ГЛ — 0 представляет собой эквивалент лампы лЛ, правее ц<Я
за а а эквивалентная схема трансформатора вместе с его н аг™
коя, приведённой к первичной цепи, к сопротивлением R\. В-1
ответствия с этим гЕ есть активное сопротивление первичной ft
моткитрансформатора. — индуктивность рассеяния той л
обмотки, гг —сопротивление, отображающее потери в магм
ной цепи, Aj — индуктивность первичной обмотки. 1
В теория трансформатора показывается, что в эквивалея
ной схеме, приведённой к первичной цепи, сопротивления, ota
сящнеся к вторичной цели, при перечислении их в первичтд
цепь, следует делить на п\ проводимости — умножать на п\|
напряжения — долить на /г
Сравнивая принципиальную (рис. 7.16) и экытв а лентяй
(рис. 7.17) схемы, мы видим, что шунт Т?2, находящийся в цй
вторичной обмотки трансформатора, па эквивалентной слез
имеет следующее значение:
л=—:. [U
«А
Совершенно так же перечисляется активное сопротивление в'
ричной обмотки
г, - . (7.(
п*
Индуктивность рассеяния вторичной обмотки пропорциона;
на сопротивлению xl2 = u>LjS, поэтому
/ 2 __
t ^-71
Существенное влияние на работу каскадд оказывает ёмкоезя
вторичной цепи С£. равная сумме ёмкостей; ёмкости вторичий|
312
Смотки — С1Г ёмкости входа каскада на лампе Л2— (СаДт2 и ём-
кости монтажа С1|й
C= = C;/.(.(CJ.13-l-Ct2. (7.71)
Распределён пап ёмкость вторичной обмотки Сп в зависимости
г/г размерен и конструкции трансформатора, по данным Г. С. 11ы-
Г1нна |89]> заключается в пределах от 18 до 250 пф.
Проводимость шС2 пропорциональна ёмкости Cs, поэтому при
перечислении ёмкости в первичную цепь её величина умножается
на п\ откуда следует, что
С2 = С,п\ (7.72)'
На эквивалентной схеме также показана ёмкость первичной це-
пи Сь равная сумме трёх ёмкостей
С\ = С; • /. 4-СИ1. <7.73)
еде С,— распределённая ёмкость первичной ебмотки,
—выходная емкость лампы и CtfJ —ёмкость монтажа.
Напряжение 0^ * существующее па выходе эквивалентной схе-
мы, в п раз меньше истинного выходного напряжения Ul2, т. е.
. -
, откуда
п
Д.. = п и... (7-74).
*
Следует отметить, что эквивалентная схема по рис, 7Л7У не-
мотря на её сложность, не отражает всех свойств трансформа-
торного каскада я её пало рассматривать лишь как первое
приближение; Основная неточность этой схемы заключается в
том, что ёмкости обмоток С} и Сп и индуктивности рассеяния
и представлены сосредоточенны мн параметрами, в то
время как эти элементы образуют цепи с распределёнными по-
стоянными.
Согласно эквивалентной схеме, трансформаторный каскад
представляет собой минимально-фазовую кепъ, характеризуе-
мую изменением ъ в полном диапазоне частот от Ч-90и до
—270°. Фактически же за счёт распределённости Ls и С эле-
ментов в области верхних частот трансформаторный каскад об-
ладает свойствами пемпллмально-фазоной цени, создающей фи-
ювый сдвиг, выходящий за пределы —270 ,
Эксперимент показывает, что в некоторых случаях фазовый
угол трансформаторного каскада превышает —500q (на часто-
тах /> 100 кгц) [67],
Кроме того, в рассматриваемой схеме никак не учитывается
влияние ёмкостной связи между поранчной и вторичной цепями.
ЗГЗ
' сказывающейся на ходе частотной и фазовой характерней
опять-таки на более высоких частотах.
Наконец, надо считаться н с тем, что параметры Llt rt., Я
•зависят от частоты, a Ll и гг ещё и от у ровня сигнала и велнчЯ
постоянной составляющей анодного тока /д0 (рис, 7-16). Я
В представленном на рис. 7.17 виде эквивалентная схема ели
ком сложна для исследования; для упрощения этой схемы ввеЯ
несколько допущении. Прежде всего исключим сопротивление и
что вполне возможно, так как потерн в магнитной цепи междул»
новых трансформаторов довольно малы. Индуктивности рассеян!
Ал и Ал2во много раз меньше индуктивности поэтому переде
верхнего вывода от its точки d в точку с не вызовет суще®
венных изменений, ни позволит объединить индуктивности 'АЛ
в одну индуктивность называемую индиь/т^нисыью рассеяв
(трансформатора), где
А-3 — ^-Fi П" ^2 — !—L
(77
Обычно ёмкость первичной цепи С\ невелика и её влияние скЛ
зывается довольно далеко за пределами рабочего диапазона, чтя
позволяет считать <wC2^0 и исключить С[ из схемы, I
Допустим далее, что шунты /?, и /?а отсутствуют. Назначении
и их влияние на работу каскада рассмотрим несколько позже;;
Сопротивления лампы и первичной обмотки rt в этом случае
-окажутся в простом последовательном соединении, что позволит
их объединить в одно сопротивле-
ние /?;н
г*
= (7.76>
В результате всех этих действий
эквивалентная схема трансформатор-
ного каскада примет вид рис. 7,18,
Рис. 7.18. Упреждённая эквнва- Сравнивая эквивалентные схемы на
лентная схема трансформатор- рис. 4.23 и 7.18, устанавливаем, что
него каскада
в данном случае:
При исследовании типовой эквивалентной схемы рис. 4.23 было
найдено выражение (4.47), s котором А; ,,- = L2 iA Очевидно, что в
настоящем рассмотрении U = и /,/г == поэтому
314
T-
г- _________________________________________________________________
- // n f
1 4- - p ш Ц -у /Ji o> C., T —— (' * L> + iUJ С-г#ы i * C,
I-/-! - i^Lt
Раскрывая скобки, группируя вещественные и мнимые слагаемые
- , rx
попутно пренебрегая членами 1шС\^й—- и — —, из кото-
Л| /-1
мл первый содержит отношение в большинстве случаев не
Л irBHinaioinee несколько сотых долей, а второй оказывается ещё
,<ньше;—получим следующее выражение для К:
Из (7.78) легко находятся уравнения частотной и фазовой ха-
:::п<тернстик;
к
и
]ХЛ
А^\й
Id )
(7.80)
С, Рjid -
i.u
ф = arc “T r
• 1 — игцС
(7.81)
Выражение (7.80) показывает, что -математически частотная ха-
рактеристика может иметь два максимума, обусловленные явлени-
ями резонанса. Из эквивалентной схемы на рис. 7.18 видно, что на
некоторой частоте резонирует параллельный контур LjC^. Часто-
та этого резонанса, называемого первым резонансом, находится из
условия обращения в нуль мнимой части в (7.781* т. е.
П, - -3-7^~ ~ , -1---, (7 .ад
2г. У £/?., п к /и£>г
так как /?м сравнительно д«ало отличается от 7?(V Частота /0, как
показывает (7.81), одновременно является часто той пулевого фазо-
вого сдвига; у звуковых трансформаторов численно ;0 обычно ле-
жит в пределах 500 = 2000 сц н близко к средней частоте рабочего
диапазона.
В области более высоких частот имеет место резонанс в после-
довательном колебательном контуре /<5С2, называемый вторым ре-
зонансом, иначе, резонансом рассеяния.
315
Частота второго резонанса
2- п /L£t
довольно велика и обы чяо расположена вблизи высшей част
рабочего диапазона /|Е, За счёт второго резонанса в случае
слишком малой добротности Q аос.е^атегьного контура RJsl
может образоваться значительный и довольно острый максим
отсутствующий при Q < 0,707. как показано на рис. 7.19.
Рис,. 7.19- ^Частотные и фазовые характеристики транс-
форматорного каскада.
7/2.3, Поведение трансформаторного каскада в области
средних частот
Как и прежде, к средним частотам отнесём частоты, близкий]
к /с. При можно пренебречь мнимой частью в выражений!
(778); на частотах f почти всегда ^L.C;i < 1, что позволяв]
принять 1 — ш2 1 и получить уже встречавшееся выражений
(7.67) для коэффициента усиления на частоте нулевого фазового]
сдвига (иначе в области средних частот)
к,
Если бы so вторичной цепи находилось сопротивление /?2, то;
в этом случае коэффициент усиления Л'() оказался бы равным’
меньшей величине
К =
р. л
(7-84>
316
денной из рассмотрения эквивалентной схемы для средних час-
тот (рис* 7.20).
Цна последних выражения показывают, что зависит от па-
оа.метров лампы* коэффициента трансформации и сопротивления
фунта; обычно берётся не меньше, чем (5 — 10) /?fw, что даёт ft0
^пядка (0,8—0t$)j к ??.
- 7.20, Эквивалентная схема
щнеформатораого каскада тли
средних частот (/
Рис. 7.21. Эквивалентная схема
грзиеффматораого каскада для
верхних частот if . Aj
7,2.4, Поведение трансформаторного каскада в области
верхних частот
К верхним частотам относятся частоты f > fo- В этой части
диапазона в ф-ле (7.80) вполне возможно пренебречь слагаемым
— ; физически это означает, что ток. протекающий через нндук-
Z. 1
явность первичной обмотки £г (рис. 7.181, оказывается значи-
тельно меньше, чем ток в цепи ёмкости Сф Полагая — ^х0.
"олучим более (простую эквивалентную схему (рис. 7.21), и соот-
ветственно более простые выражения для /< н гл чем (7.80) и (7.81):
К --------------. (7,85)
у (I - &,#,>)-
иСйА\,, (7.86)
?= — gretg——-— 17
J — w-Lajl.7
На частоте второго резонанса и коэффициент
.силепия становится равным А’;;, где
7</Л=_ -—-------. (7.87)
U,J f t-П /?(«
ГТ 1
Но —^=^~. ПОЭТОМУ
Г LA
,7.88)
н У Ч' Л 1
лк
т. е+ коэффициент усиления на частоте второго резонанса не э
снт от коэффициента трансформации*
Известно, что J/ ~ представляет собой волновое сопроти?
ние контура, а отношение волнового сопротивления к ак
ному есть не что иное, как добротность контура, В
пом случае, как показывает эквивалентная схема на рис, 73
активное сопротивление контура равно R{^ а волновое
следовательно.
Г ^2
Из (7,88) и (7.89) вытекает также, что
= р nQ - О. (7,Э|
Последнее выражение физически вполне очевидно — ведь напрм
жение на зажимах конденсатора в момент резонанса напряжешаи
в Q раз превышает введённую в контур эдс. Из (7.90) также слм
дует, что Kj; растёт с увеличением Q.
В последовательном контуре ток достигает наибольшего значД
ния при резонансе (f = //Л), однако напряжение на конденсатом
может стать максимальным только на более низкой частоте f w<fJ
или последний максимум вообще не существует. Для рассмотрения
этого вопроса введём обозначение 1
А = Х. pj
что наряду с использованием равенств (7.67) п (7.89) позволит вы!
ражепия (7.85) и (7.86) привести к такому виду: 1
К - —-------. (7.92)
(1 — -I- -q^-
•= ~аге 18 (7'93i
Исследуя функцию К = ф (-*> на максимум, найдём, что
при Л’ = .г,,, где ‘
х«~ i!s ~ V 1 Т 20s ' (7.94):
к*.," = (7>95)::
Г 1 “ 44р Г J 4Q*
Соотношение (7.94) показывает. чтохп вещественно при Q>0(707.
следовательно, максимум у зависимости К от f в области верх-
зга
частот существует только npuQ, Превышающем 0,70/, и чти
астата максимума f рг меньше частоты второго резонанса fn
фие- 7.19). Из (7.95) видно, что действительно больше,
Lie-м Kfr Различие между f;/1 KfF и \(,ЯАС. становится весьма
заметным при небольших значениях Q; например, при Q = 1 имеем
= 0,707 fzz а К_иик( = 1,15 Л‘/г
Частоту второго резонанса можно рассматривать как физическую
границу диапазона равномерного усиления в области верхних час-
н.п. Это объясняется тем. что при возрастании частоты сверх ре-
зонансной ff/ усиление быстро падает. Действительно, с ростом
i fJf увеличивается реактивное сопротивление контура ----------
w с,
f|inc. 7.21) н ток падает; выходное же напряжение
(;г = =
ц> С.-,
уменьшается ещё быстрее, так как оно пропорционально ёмкостпо-
I
сопротивлению ----. Таким образом, на частотах при-
ближённа будет изменялся по закону
а кривая при-
обретает асимптотический наклон, равный— 12 дб/окт, которому
г, минимально-фазовой цепи) отвечает фазовый сдвиг &=—180 \
Но частота второго резонанса fjr согласно (7.83), равна
- —, следовательно, для расширения диапазона равномер-
- ’ К > ^/-2
-ivo усиления в сторону бо/ее высоких частот необходимо выби-
вать коэффициент трансформации относительно небольшой ее-
шнины (рис. 7.19); у между ламповых трансформаторов п обычно
=ч- превышает 3—5. Кроме того, параметры трансформатора Ls в
f j должны быть доведены до возможно малых значений. но это
возможно только за счёт усложнения конструкции трансформатора.
Чалая величина Д. и С* достигается посредством секционирования обеих
1 и моток при поочерёдной укладке их секций, а также посредством
't.ioopa магнитного материала с высоким значением магнитной про-
••ицаемостя [89]. Для уменьшения Cir входящего слагаемым в CL>.
робуется также секционировать обмотки (в основном вторичную).
Этим самым подтверждается ранее высказанное положение о
-al что расширение диапазона равномерного усиления со л ровожда-
тся уменьшением коэффициента усиления или усложнением кон-
|рукции трансформатора.
Вид фазовой характеристики в области верхних частот
'рис. 7.19) с физической точки зрения объяснить несложно. Из
эквивалентной схемы на рис. 7.21 видно, что на частоте, меньшей
частоты второго резонанса ffr преобладает ёмкостное сопротивле-
319
иле, т.
1
U значит, ток t ц опережает эдс
на угол, меньший,
отстаёт от тока на
гдеству ет фа зовы Г1
ток /(2 совпадает по фазе с Л. .. . _______
дальнейшем возраста нети частоты фазовый \
отрицательным, достигая в пределе — 90 ,
стремление
чем 90 п Но напряжение U,± на всех част(
90 откуда следует, что между <у? и (Уг1
сдвиг 0 ? > — 90 ’. При втором резона
н и s составляет — ЭОЛ
угол тока стано
что и обуелов
7 к — 180Л Фактически жет как было отмечен^
н. 7.2.2, т иногда превышает даже —500\
7.2.5. Поведение трансформаторного каскада в области
нижних частот
В области нижних частот (от 0 до /с) сопротивление индук1
нести рассеяния очень мало. Замыкая в общей схеме:
рис. 7.18 L. накоротко, получим эквивалентную схему для ииж1
частот, представленную па рис. 7. 22. Одновременно выражу
(7 80) п (7.81) принимают более простой вид:
Л' - =
гл л
*
\ш * Li /
Влияние ёмкости С,Л сказывается вблизи а
частотах основную роль будет играть изменение
ротннлепия индуктивности первичной обмотки,
частоты сопротивление из Л, уменьшается, что
тока /л
пика Напряжение —|ц7/г1
на более низ
реактивного со
При пониже®
вызывает увеличен
и падение напряжения на внутреннем сопротивлении пета
— ’ которому пропорц
она ль но выходное напряже
Ut2, при этом станови
меньше, что и вызыва
у меи ьшение коэффициев
усиления (рис. 7.23). Если 1
в з ять бо л ыи ei i вел; (чипы,
ток I(t уменьшится, что л pi
ведёт к возрастанию Ua.
1.:г2 и Л', Такое же действй
вызовет умешлпенне /?(К.
пропускание наиболее низки
постоянней времени тн -
. Чем больше постоянная времени, тем шире окажется дета-
2 ••
каскад yujff нижних частот (/ /и)
f]nc 7.22. Экннвалеитнал схема транс?}юр.\<а-
Г'фНОГО
Из рассмотренного вытекает, что
астот рабочего диапазона зависит от
—
пазок равномерного усиления в области нижних частот.
320
Сравнение эквивалентной схемы на "рис. 7,22 (при Cj^O) со
схемой № 2 на рис, 5,13 позволяет сделать вывод о том, что в
опласти нижних частот трансформаторный каскад обладает свойст-
апериодической цели
пропускающей верхние час-
тоты). Частота нижнего сре-
яэ ^,на которой /(=0,707
Л „, очевидно г отвечает ра-
;_.ei!ству сопротивлений /?.ч
ss и. Л], откуда следует, что
В отличие от реостат-
[ого каскада расширение
диапазона равномерного
усиления в сторону более
низких частот, в случае
? рансформаторного кас-
када- достигается путём
з велнченья индуктивно-
-ти первичной обмотки,
Рис. 7.23. Семейства частотных я фазовых
характеристик трансформаторного каскадп в
области ннжяих частот
что связано с возраста ни-
-м размеров п веса транс-
форматора. Поэтому при
расчёте трансформатор-
ного каскада мы вынуждены вибирать для начала диапазона
'1^!н) сравнительно высокий уровень частотных искажений
') обычно берётся от —1 до —3 г?б).
Фазовая характеристика трансформаторного каскада в об-
ласти нижних частот не отличается от таковой у реостатного
каскада. Расположение этой характеристики (рис. 7.23),
Ц
естественно, зависит от величины постоянной времени “н“ - - .
7,2.6. Расчёт трансформаторного каскада
Как и при расчёте реостатного каскада, к заданным величинам
отнесём входную ёмкость каскада на лампе т. е, (С,Л.)^ вы-
ходное напряжение Ь'с2ча^с. а также границы рабочего диапазона
fH, и значения относительного усиления и Кроме того,
а число заданных величин входят питающее напряжение E‘iie) (или
Еп, если применяется развязывающий фильтр в анодной цепи) и
ёмкость вторичной обмотки трансформатора. При простой несекцио-
нярованпой обмотке ёмкость С/Л обычно равна 150—200 пф, а при
делении обмотки на несколько секций С/; в среднем составляет
50 пф.
21—237 321
При выполнении расчёта требуется выбрать тип лампы?
и её рабочим режим, найти параметры трансформатора л, .
Гь r-i 7ч и, если требуется, произвести ориентировочный ра^
яаститной ха рактсрнетики.
Для вывода некоторых расчётных формул мы должны пре^
всего вернуться к рассмотрению работы каскадов в области вё
них частот. Выражение (7.92) показывает, что ход частотной :
рактеристики в области верхних частот определяется двумя
метрами: частотой второго резонанса fn ( так как х = —
v 1п
добротностью контура Q. Допустим, что нас интересует получу
частотной характеристики без подъёма в области верхних част
В этом случае следует взять Q 0 <707. Выгоднее остановите™
на Q 0,707, при котором получается большей величины, i
способствует Упрощению конструкции трансформатора, Итак, nyt
гх 1
Q — —т= 1 тогда
дующии вид:
На граничной
равно
уравнение
К
частотной кривой (7.92) примет с
1
частоте L
о
I
е'
ка ма
имеем К =
(7.S
а отвош
1
Из последнего соотношения
находим частоту второго резонанс
(7J
где, согласно (7.46),
__У
Л1,. = 10 -
Рассмотрим теперь соображения о выпоре типа и режима
боты лампы Для этого сначала вылепим, как зависит коэффй
лиент усиления /\0 в области средних частот от параметров лампы
и величин ftii Л'1Я н С2.
Перемножая левые и правые части равенств (7.83) и (7.89), мЫ
получим уравнение относительно п со следующим решением:
л =
_ I_________
2 л CvRfjiQ
(7.101)
В (7,101) подставим принятое значение Q — а fit заменим
322
правой частью равенства (7Л00)- Это даст следующий результат:
F 2 Км- - 1 (7.Ю2)
Учитывая, что интересующий нас коэффициент усиления равен
Л'о р п, и вводя обозначение
^. = <?Лр (7.103)
где qA—коэффициент, обычно лежащий в пределах 1,2—2t из
(7.102) можем получить такое выражение:
&_____________________
К. = м = у Р-1Ы)
Последнее равенство показывает, что усиление, получаемое от
трансформаторного каска да, пропорционально квадратному корню
из добротности лампы цХи обратно пропорционально корню из
верхней частоты и ёмкости вторичной цепи. Кроме того, оказывает
влияние и величина коэффициента частотных искажений Mat про-
$
порцнонально V — 1 , т. е. в меньшей степени, чем у реостат-
fl _____________________________________________________
йоге каскада. Так, при Л1а = 1 ч2б (—2 56) имеем КМ* — 1 =0,935,
и____________________________________________
а при Мд = 1,06 (—0,5 56) получаем V — 1 = 0,768,
Таким образом» с тачки зрения получения возможна боль*
шего усиления, в трансформаторном каскаде следует применять
^импы с высокой добротностью р 5. Известно, что наибольшими
значениями рЗ обладают пентоды и тетроды, однако в ^чистом
ние» применение этих ламп неудобно- Дело в том. что ход
частотной характеристики в области нижних частот зависит от
частоты нижнего среза = —г-, следовательно, для пол уч е-
пня определённой частоты fhe требуется выбирать пропор-
ционально внутреннему сопротпилентпо лампы , так как
= (7.105)
а коэффициент qilf обычно численно равный 1Д — 1,5, в условиях
некоторого расчёта является величиной постоял пой.
Вместе с тем вес магнитной цени в всего трансформатора воз-
растает с увеличением т* е. с увеличением
У пентодов п тетродов внутреннее сопротивление весьма велико,
порядка 1 Л/сьи и больше, между тем ток покоя /fj0 в среднем
нисколько не меньше, чем у триодов.
Поэтому необходимые размеры и вес трансформатора в случае
применения пентода получаются неприемлемо большими. Кроме то-
21* 323
го, при высоком значении как видно из (7.102),
фициент трансформации п может получиться меньше едини
раз это так, то лучше вместо трансформатора поставить дрсйёя
что будет соответствовать п = 1, или выполнить каскад по рбос|
ной схеме. Попутно отметим, что максимальное неискажённое!
ходкое напряжение Ус2цакс пропорционально п и откуда с
дует» что получение больших значении &с^акс требует пример
пизкромных триодов.
Тем не менее, при наличии шунта /?! в первичной цепи трй
форматора можно добиться вполне удовлетворительных результат
по величине усиления при использовании пентода. з
При включении сопротивления /?1 участок цепи, расположен^
левее точек а—b на рис. 7.17, может быть представлен генера
ром, развивающим эдс p/Ucl и обладающим внутренним conpofi
лением Rr где на основании теоремы об эквивалентном resq
торе
/?: = /?. _. (7.10'
‘ Ri + Ri
Если в качестве лампы JJt выбран пентод, то обычно
(7.10®
Ri
и
(7.I09J
Величины [i' и /?. у лампы, защу вотированной сопротивлением 7?i,
играют такую же роль, как и её статические параметры р. и
Поэтому при — -J-- 0 коэффициент усиления каскада в соответст-
__________________________________________
вин с (7.104) будет пропорционалег! p/S, т. е.
Кп = const )%S. (7.110)
Очевидно, что в случае применения пентода с шунтом в пер-
вичной цепи выгоднее выбирать лампу с большим значением кру-
тизны S при высокоомном шунте. Однако с ростом придётся
увеличивать == const 7?±1 что приведёт к возрастанию веса транс-
форматора, в данном случае зависящего не от , a or .
Чтобы облегчить сравнение отдельных типов ламп с точки
зрения эффективности их применения в трансформаторном каскаде,
в табл. 7,2 даются соответствующие параметры для триодов и пен-
тодов из металлической и пальчиковой серий.
Сравнивая представленные в табл, 7.2 данные триодов, видим,
что по усилению наиболее эффективным оказывается триод 6С2П,
эта же лампа обеспечивает получение наибольшего значения Ус2Макс
324
Таблица 7-2
Параметры некоторых ламп, входящие в расчет трансформаторного каскада
Тип триола (/?!=*>) S ма№ } (а/в) 2 ком /а ми 2 7u0 ст 4) К 1* а ।
6С1П Ь'2 6Н5П ’Л 6Н1П 6НЗП «Л 6J12П ' 6С2П 26 27 35 37 97,5 55 2.25 3.5 3,2 4,9 0 12 0,242 0,307 0,335 0.425 0.442 0,812 11,6 7, 72 10,9 7,55 48,8 4,58 6,1 8 8 7.7 2,3 14.5 0,432 0,494 0.688 0,44 0,258 0,965 55.7 70,5 77 97,8 101 187 0,15 0,6 0.6 0,35 0.345 о*С
Тип пентода (/?! — Ю ком) сх 4 S ма /в у'Тз 2 (а/е)2 ком до ма * 2 /?г / г10 Л-в л я
6Ж1П 6Ж5П 52 90 5 9 0.52 0,9 10 10 7.5 )0 0,563 1 115 207 0.175 0,45
') Расчёт коэффициента усиления каскада был произведен по ф-ле (7 104) дла
— 1 И2, }Л = 10 С2 — 200 пф и = 1,5.
(/?, минимально); но трансформатор при её применении имеет мак-
симальный вес (увеличивающийся с ростом
Вес трансформатора оказывается наименьшим в случае примене-
ния триоду 1/2 6Н2П, у которого минимально ^7^, однако здесь
Rt довольно велико. Это может дать /t < 1, а главное потребует
для получения значительной величины Lv выполнения первичной
обмотки из очень тонкого провода, что не только затруднит про-
цесс намотки, по и снизит механическую прочность трансформатора.
Поэтому можно ожидать, что триод 1/2 6Н2П в большинстве слу-
чаев окажется малоудобным для трансформаторного каскада.
Что же касается выбора режима работы триода, то в принципе
желательно получить наибольшее значение pS при небольшой вели-
чине а это обеспечивается при расположении начальной рабо-
чей точки А на уровне, отвечающем переходу почти прямолинейного
участка характеристики в явно криволинейный. Выбрав таким путём
/й0. остаётся определить Uu(f и При выборе можно руко-
водствоваться приближённым соотношением
, (7. ] 1 i >
5
где tifl — напряжение приведения (см* дальше в п. 8. L3), обычм
близкое к 50 в. При выборе Цг0 напряжение смещения i7t0, tfM
видно, находится как функция /d0 и Urj0.
Возможно также сначала выбрать если задано Цг1 ^ДИ
исходя из условия W
1(О=-|У2’с;1.ЧЯЛТ+(О,5-н1)«]. (7.1-Я
При определении некоторых данных пентодов было выбраЯ
сопротивление = 10 коли Пз приведённых в табл. 7*2 ламп наибом
ший коэффициент усиления даёт лам на 6Ж5П, при этом пес трам
форматора будет- несколько меньше, чем при применении тряои
6С2П. Конечно, если можно пойти па увеличение веса трансфбЯ
матора, то £?t целесообразно взять большой величины: это иозваяй
увеличить /\'о и //,2 ltaKtr Но вообще Ц:3 „гМГ в случае применен»
пентода и шунта /^получается меньше но сравнению с низкоомн™
триодом. При выборе положения начальной рабочей тош<и центом
следует руководствоваться тем, что усиление пропорциона льм
а вес трансформатора растёт с увсличенией
/?лЛяь но при этом надо учитывать, что повышается и
ростом не только L'fl0, но и Zii0. Можно считать, что I
, (7.1J
г 2 * I
где Uum — максимальное неискажённое амплитудное значение
анодного напряжения, определяемое экспериментально или графил
чески (по методу пяти ординат). В последнем случае рассматрм
вается динамическая характеристика переменного тока пентода ш
системе координат ia — u/t при активной нагрузке, I
Итак, выбрав тип лампы и её режим ^боты, мы сможем найти
величины р в Rf в случае триода или [V и R. = в случае пек-)
тода. Кроме того, мы принимаем Q = 0.707 и определяем пФ
ф-ле (7.100).
Дальше нужно задаться значением Cff п найти С2 по ф-ле (7.71),,
Одновременно следует выбрать величины коэффициентов qH й?
исходя из того, что при возрастании qJt n q* увеличиваются'
сопротивления обмоток и уменьшаются диаметры проводов и общий «
вес трансформатора, но одновременно снижается /<0 |гм. ф-лы.
(7.7% (7,103) и (7Л04)].
Эти коэффициенты удобно выбрать в следующих пределах:
qH = 1,1 — 1,5 и q* = L2 — 2,0, что позволяет получить равным
0.7—0,9 от предельно возможной величины при г1 = г^ = 0, т* е.
при qti = qa~l.
Коэффициент трансформации п находится пз выражения (7.101),
а индуктивность рассеяния Д путём совместного решения ур-ний
(7.89) и (7,101), что даёт такой результат:
(7,114)
326
Для получения формулы расчёта индуктивности первичной об-
мотки мы должны вернуться к рассмотрению условий работы кас-
када в области наиболее низких частот рабочего диапазона.
При в (7,96) можно пренебречь членом <ьС2Л\в; одновре-
мгпно, используя соотношения (7.67) и (7.98), получим
Для расчёта частоты нижнего среза используется уже встре-
чавшееся выражение (7.52)т в котором AitW заменим на Л1Дд
= (7.U6)
; де Л1£ч — коэффициент частотных искажений, обусловленных
только изменением реактивного сопротивления индуктивности пер-
личной обмотки.
Прп выполнении каскада па триоде цепи питания обычно не
илот заметного снижения А\, поэтому можно [принять MLii = М„.
где
Мя = кГ^Г
В случае же использования экранированной лампы, так же как
и прп расчёте реостатного каскада, Мм распределяется на два
множителя
причём практически удобнее взять Л1Лч больше, чем Л1ин, например,
исходя из условия, что I = (0,G — 0.8){Л1Лк— 1).
Из известной величины легко определить
2с/^
Входящие в (7,102). (7.115) и (7J17) сопротивления Ria и Ritf
связаны с равенствами (7.103) и (7.105).
Расчёт сопротивлений обмоток производится по ф-лам (7.119) и
(7.120)1 полученным из соотношений (7.69), (7.76), (7.79), (7.103)
и (7.105):
r! = fe~W (7.1 IS)
~~ 120)
r3 = пгг2
Рассмотрим теперь числовой пример расчёта трансформаторного
каскада усиления напряжения.
Пример 7.3. Требуется произвести расчёт нпиерсного трансформаторного
каскада усиления напряжения, исходя из следующих данных: -- 70 гц,
-- 7000 , tjndfi — — 2 дбг ~-= — 1 $5, максимальное неискажённое выходное
327
напряжение 2(7^ иячг == SO в, 'ёмкость несекаионировашюй вторичной обмй1^
CJf = 150 пф. Рассчитываемый трансформаторный каскад предназначен для в
буждения двухтактного каскада на двух лампах 6С4С. питаемых от источника;,
напряжением £й - 350
При этом коэффициент ya
ления двухтактного каем
да
6'Хг
£С2/7
fa)
5C4
Рис. 7,24. Схема двухкаскадного усилителя. Расчёт
первого каскада рассматривается а примере 7.3
158
— = 2,55,
62
а между электродные ёмкй'
ст и триода 6C4C равны с л е*
дующим величинам СС1С^-
— 7,5 пф и С„г — 16,5 пфУ
Последние данные позво
ляг найти входную ёмкость!
каскада на лампах 6С4С: j
Д.?! -- К ’Р ^*UC П “fell
+К)]Л> = 7,5 + 16,5 (1 -Р
2,55) — 66 пфг
Ёмкость вторичной Цепи Сй, вообще говоря, следует определять по ф-ле
(7.71), но н да ином случае найденное значение (С^д)л =66 пф относится к п<ь‘
ловине вторичной обмотки, а в целом вторичная обмотка (рис. 7.24) нагружена нд
ёмкость 0.5 (СЙА)Л>=33 пф, поэтому
Cs = CfJ + 0,5 (Cd,f)^ + СЖ1 = 150 + 33 4- 10 200 пф.
Выходное напряжение задано сравнительно большой величины, поэтому вы-
бираем для рассчитываемого каскада нязкоомнын триод 6С2П.
Предварительно намечаем следующие координаты начальной рабочей точки;
♦ 7до — 7 ,ча. £/<0 = — 3 н и -= 180 в [96j. В выбранной рабочей точке 7?, —
— 6,6 ко.и и р =• 55.
Далине находим ftI из условия (7,100). предварительно определив Mfr по
ф-ле (7.46),
fA 7000
hi — 4 ’ ' = -д—— --------- 9800 гц.
куиуТ] у'Т7Ш^7
Задаваясь значениями коэффициентов qa — 1,5 и — 1,25. находим R^itt
Rha nt ЬуЛй. и £1( используя выражен и и(7П 03), (7.105!, (7.101). (7. И4|
(7.67), (7,116),(7.117) и (7.! 18),
— J.5-6,6 — 9,9
^j№ QjtRi 1-25-6,6 — 8,25 xo.w,
I 1
n ---~=—=-------— — — . =— -=---------^=_______- __ 3,4,
[/ 2^r! CJii„Q у 6.28-9800-200-10“12.9,9.1041,707
, QR^ 0,707-9.9-1 O’
’ = °'114 гн- ‘л = 55'M = 1S7'
При определения предварительно находится коэффициент частотных иска-
жений Л1*, который при — — 2 $6 равен 1,26, откуда следует, что
he^in /Л?£^Т=7О]/Ь26^1 -53.3 ан
328
L; -
Rin
8250
6,28 53,3
= 24,6 гн.
Коэффициент рассеяния
L
с = -у
ОД 14
24,6
= 0,0046
получился сравнительно небольшой величины» которая может быть реализована
на счёт выполнения сердечника нз пермаллоя, или путём секционирования
ибелх обмоток и поочерёдной укладки их секций1).
Сопротивления обмоток, согласно (7Л19) и (7.120), оказываются следующими;
г2 = — 1} /?; = <1,25 — 1) 6.6 = 1.65 ком,
— qH) = (L5 — 1,25) 6,6 — 1,65 кои»
г£ = п2г2 = 3,4s 1,65 = 19 ком.
При намеченной величине анодного напряжения t/n0 =180 а максимальное
неискажённое выходное напряжение, вычисленное по ф-ле (7. Ill), с учётом осо-
бенности схемы на ркс. 7.24, равное
~ (67дй- »я - ДЛ„) я _ (180-50-6,67) 3.4
люкс i/7T — । й’
значительна превышает требуемую величину и на выбранном положении началь-
ной рабочей точки вполне можно остановиться. На
матора теряется постоянное напряжение гД,^ =
= 1,65 -7 = И,5 напряжение, теряемое на
.ипротнвлешги (рве. 7.24}. составляет 3 л,
откуда следует, что полное питающее напряже-
ние должно быть равно
^л0 = + НЦо “I- | Цо I =_1й0 + 11,5 -p
+ 3= 195 s,
Напряжение источника питания, по условию
ранное £0 — 360 в, на 165 и превышает Л'д0;
jУбыток напряжения следует погасить в сопроя
। ин лени и которое должно иметь величину
“7 165
--— = — =23,6 aw. Принимаем
7
— 22 коль
первичной обмотке трансфера
Рис. 7.25. Эквивалентная
схема трансформаторного кас-
када с питающими пенями
для имжнях частот
Сопротивление смешения должно быть взято
равным следующей величине:
' _ HirS-I — — - 0.43 ком.
А / 7
7«0 *
Величины ёмкостей и следует выбирать на основе рассмотрения >кви-
залентной схемы на рис. 7-25, в которой сопротивление разветвления ана’
логично рис, 6 456 даётся увеличенным в (1 р) раз. Аналитическое выражение
для коэффициента усиления при такой схеме получается очень сложным.
Другим возможным решением является применение шунта во вторичной
Цепи, что рассматривается дальше в и, 7.2.7.
32&
Для того чтобы емкостные сопротивления не вызывали заметных изм<
при использовании трирдз достаточно выдержать
коэффициента усиления,
ношения.'
-—-<(0.05-0,1)^/.,
’*'*<-10
——< ({1,05-0,IJ^L,
яри которых получается 2,03 — <06 лигф и С(< -- 112— 224 ,aik$.
В случае каскада па пентоде величины ёмкостен С< и С< находится тэд
же путем, как н для реостатного каскада (см. пример 6,2); элементы же Сд
на частотную и фазовую характеристики практически влияния не оказывают,*
Для расчёта частотной и фазовой характеристик п области верхних чад
используются выражения (7.91)—(7.93>. причём, как видно яз (7^92).
Лг Г ла
Ум - 20 1g — -- - 10 )g (1 — х')“ + —
Ao L чг
Эти же зависимости для области ппжмих частот при 'отсутствии ьлемей
£\7?к и CfiRrfy рассчитываются по ф-лам {7.56), (7.57) и (7.98).
В случае применения катодного смешения и фильтра в анодной ш
для расчёта зависимостей и ? от частоты каскадов на триоде мой
и с пользовать следующие приближённые выражения:
где
i , 1 1
-МО \ ск ’н
~~r7^ <пр" A’s
(в I ^\2 'S
При выполнении каскада на пентоде с шунтом в первичной цепп и при ши
личин элементов С^/?Л- я Cd₽, расчёт и ср ведётся так же, как и н случае
реостатного каскада [см. ч>лы (/’.58), (7.59) н пример 6.2|, причём в этом
случае
f = = R-1 ~ Г1_
2kLj ’
330
7.2.7. Применение шунта во вторичной цепи
непосредственно перед око-
Pftc. 7.2tk Использование шунта А*а
во цторнчтюй цени в качестве ре-
г ул я тора усн теп и я
Выясним теперь назначение шунта /?2 во вторичной цепи и
-го влияние на работу трансформаторного каскада.
Применение сопротивления полезно, во-первых, с точки
пения повышения устойчивости, особенно в том случае, когда
Рассматриваемый каскад находится
гиштым, тоже трансформаторным
^скаком.
Во-вторых, сопротивление
: ,.lполненное в виде простого или
ложного потенциометра, может
лить применено в качестве регу-
лятора усиления (рис. 7,26).
В-третьих, при наличии шунта
о вторичной цепи можно допус-
кать большие значения штдуктив-
iHJi'Tn рассеяния что позво-
лит в конечном счёте упростить
конструкцию трансформатора.
В-четвёртых, шунт /?о позволяет получить входное сопротив-
ление трансформатора со стороны первичной обмотки активным
и приблизительно постоянным в рабочем диапазоне частот, что
может потребоваться, например, при работе от липни. В этом
случае входное сопротивление трансформатора
/?,t = n+ r* + R-
rr
принимается равным волновому сопротивлению линии.
Наконец, подбирая экспериментально подходящую величину
сопротивления шунта, мы располагаем средством изменения и
приведения к желательному виду частотной характеристики кас-
када с. одним и тем же трансформатором, переделывать или
заменять который неудобно.
Включение сопротивления /?2 уменьшает усиление на всех час-
тотах. Например, на частоте f0 коэффициент усиления без шунта
= р п,
а в случае применения шунта [по ф-ле (7.84)]
Влияние шунта на ход частотной характеристики становится
особенно заметным в области частот, близких к частоте второго
резонанса, так как при подключении /??э снижается добротность
331
контура (рис- 7.17). Примерный вид семейства частотных
рактеристик для нескольких значеииГг /?3 даётся на рис. 7,27.
X
251/
200-----
*50
где
If?2~
. /?{й ’-9,3 к*. л О, ।
о ш то
Кроме Ко. при введении шу
подвергаются юмененшо пара
ры fjj и Q,
ющие
значения
принимающие
R2J:
in
Ro
те
2rn
Рис. 7.27. Семейство частотных ха-
рактери ст i гк тра н сформаторн ого ка с-
гада при различных величинах со-
противления
и С2 = п2Сг.
л-
L
=
т;
с;
(7.127|
Л0
“Г ^2
Ы
В случае расчёта каскада с шунтом 1?/5, С2, /у/ nQ находятся^
как и прежде, но при определении /?0, Ls и п следует з даться од-
ной из этих величин.
Если шунт применяется для повышения устойчивости, то»
удобно задаться отношением
R,
- = 5-10
Rm
и потом еычислшь L£ и л, решив систему ур-ний (7Л26) и (7.127)-
Возмсжно также задаться гелнчнней Ls и найти 7?^ и л. Нап-
ример, Еыпслняя расчёт каскада в примере 7.3, мы получили срав-
нительно небольшой коэффициент рассеяния g = -^ = 0,0046. До*
_ _ _ __ -
пустим, что в результате конструктивного расчета или эксперимен-
та выяснилась, что при выбранном устрсйстпе обмоток Ls полу-
чается не 0,114 гя (что мы имели при отсутствии шунта), а 1 гнг
чему отвечает с = 0Д41, Тсгда искомые значения RtJ н л, найден-
332
иые из системы уришй (7.126) я (7,127). получатся следующими:
--------2-------- ----- —
Я/,<[
Q 2z/L5
9Й00 1— 9900 = 39 000 ом.
9900
1,41 —-----------
6,28 9800
Л =
з G .28 9ЙСЮГ । 2М- 1О12
Пои этом
А
= 1,32 -39 = 66 ко.и 68 кол.
Коэффициент усиления на средних частотах в случае примене-
на шунта, равный
Ао —
рп
।
9,9
1 __.
: 39
.ставляет лишь 30%
от этого показателя, полученного для слу-
Вполне понятно, что в новом варианте максимальное неиска-
жённое выходное напряжение ста пег значительно ниже, не
юлько за счёт меньшего п, но и вследствие того, что триод
место режима холостого хода будет работать па нагрузку гя =
— /?'2=39 ком; последнее обстоятельство следует учитывать при
выборе режима работы лампы.
7.2.8. Реостатно-трансформаторный каскад
Рис. 7.28. Принципиальная схема реостатао-
трз и с .фор матерного каскада
333
Принципиальная схема реостатно-трансформаторного кас-
када изображена на рис. 7.28. Как и в реостатном каскаде, здесь
имеются сопротивление анодной нагрузки Ra и разделительный
конденсатор С], однако
вместо сопротивления Re
включён трансформатор.
Шунт во вторичной цепи
может применяться по ме-
ре надобности ио тем же
соображениям, что я в
трансформаторном каска -
де.
Преимуществом рас-
сматриваемого каскада
является то. что в цспп первичной обмотки трансформатора
сутствует постоянная составляющая анодного тока; за счёт э
го динамическая магнитная проницаемость и индуктивность п
вичгюй обмотки L( оказываются заметно больше или же полу
ине определённой индуктивности L\ будет обеспечиваться
меныпсй затрате магнитного материала и меди. КрОхМС того, jj
заданном уровне частотных искажений в области нижних час
L\ в принципе можно взять меньшей величины благодаря в<
можности использования явления резонанса напряжений, в кс
Па
9
№
0
И/
ц.
1
L' Г* &
Рис. 7.29. Обшая эджпшлентпая схема
ресстл 1 ни тра i ic ф орм а то риого к ас на да
(о) н её производные для верхних (б) и
нижних рг) частот
с ран ней ию с трансформаторным каскадом реостата
трансформаторный каскад 6
ладает меньшей эффекти#^
стыо: коэффициент усилен
Ко и максимальное иенскажё
ное выходное напряж
Ц.2.„»Лг получаются заме
ниже, вместе с тем в облай
нижних частот фазовый сдв
при /=0 вместо предельно]
значения 4-90° достигает вел
чины + 180°,
Все это ограничивает
ласть применения реоста
трансформаторного каскада,
Репстатно - трансформатор
пьш каскад может быть выпоа
йен на триоде или пентоде,
последний тип лампы позвол
получить более высокие покй
затели, а поэтому предпопт
телытее.
На ряс. 7.29 изображена общая эквивалентная схема и выт
кающие из псе производные схемы для верхних н нижних частот
Рассматривая сначала поведение реостатно-трансформаторног
каскада в области верхних частот, можно принять ~~ = 0 ;
и
—— = О,
Одновременно на основании теоремы об эквивалентном генера4
торе преобразовываем часть цепи, расположенную левее точек а
Ьч получив в результате эквивалентную схему вида, показанного
па рис. 7.296, где
ЯЛ
а
я.
р' = р — — »
Л’/ I-
334
Рассматриваемая эквивалентная схема ничем не отличается от
схемы, изображённой на рис, 7,21, если не считать замены р. нз
ft ; отсюда следует, что в области верхних частот реостатно-транс-
форматорный каскад ведёт себя так же. как и обычный тралс-
форматорный каскад.
В области же нижних частот можно положить ш L. = 0 и
„С^ = 0. что определит впд соответствующей эквивалентной схемы
фИС. 7.30 в), в которой
<7128>
Kj “Г «а
Из последней эквивалентной схемы не представит труда найти
выражение для комплексного коэффициента усиления
= Л /-----фУ-----
} ш С[
откуда следует, что
(7.129).
б>2 LjCi i со £>!
Из (7.129) находим уравнения частотной и фазовой
стик:
характерн-
ого)
(7.131)
Резонанс напряжении а контуре имеет место на частоте
f = —‘ , (7.132)
па которой фазовый угол достигает величины Н-90°, По коэффи-
циент усиления достигает максимума гге при резонансе, а на не-
которой более высокой частоте
1
2Q?
(7,133)
где
Qt =
R/я
в чём можно убедиться, решив уравнение
(7.134)
гудг
— 0 относительно ш.
<1 и
335
При стремлении f к нулю ма частотах f < коэффициент
ления быстро падает (асимптотическая крутизна равна 12 dfjfti
а фазовый угол стремится к -h 18(]\
Вид частотной и фазовой характеристик рассматриваемого ;
када показан на рис, 7.30.
В зависимости от численных значений добротностей Qj и Q
етотная характеристика
форм. В частности
частот, равного
может иметь одну из четырёх возможна
существование максимума в области пилой
is ,_
I /---------------
(7.130
где (при отсутствии
как вытекает нз
Qi > 0707.
Если ввести обозначение
шунта Т?2)
Ко = / л> (7.136
соотношения (7.133), возможно только npi
л\ —
(7.1371
то выражение (7.130) удастся привести к более простому гиду
Л = • —г\. ==-, (7.138)
что аяалогичнсГпереходу от (7.85) и (7,92).
При желании получзггь частотную характеристику без подъема
в области нижних частот следует взять Q: <0,707; целесообразнее
-336
остановиться на Qi = 0,707 (это в конечном счёте даст наимень-
шее значение L0- Подставляя в (7*138) Q2 = 0.707f получим
Х = . (7.139)
Расчёт и в случае реостатно-трансформаторного каскада
при У — 0,707 выполняется по нижеприводимым формулам, найден-
ным из выражений (7.132), (7* 134), (7.137) и (7.139), взятых для
i =Jh-
, 0.707 RiK
L~ г ~~ •
2* Ik V — )
r 2£i
1-’F’
Выполняя расчёт трансформаторного каскада (см. пример 7.3),
мы получили при fH = 70 гц, М„ -= 1,26 (ун i)f> = — 2 дб) и
R.H = 8.25 коль Lt = 24f6 гн.
Подставляя цифровые данные примера 7,3. получим:
6,25-70 1.26-— 1
С J = ®-^=0,45-10"*</>.
8250й
Мы получили экономию в величине Lx в Ьб раза (24,6 : 15,3);
одновременно коэффициент рассеяния о увеличился с 0,0046 до
0.0075, что также способствует’ упрощению конструкции транс-
форматора.
§ 7,3. ДРОССЕЛЬНЫЙ КАСКАД усиления напряжения
7.3.1. Принципиальная схема и основные свойства
Принципиальная схема дроссельного каскада (рис. 7,31)
отличается от схемы реостатного каскада тем. что здесь вместо
сопротивления R п включён дроссель L* Замена сопротивления
дросселем придаёт каскаду новые свойства.
По сравнению с реостатным каскадом дроссельный каскад обла-
дает следующими преимуществами, позволяющими получить*
1. Высокий уровень усиления в сравнительно узком диапазоне
частот. Это свойство обусловлено тем* что за счёт небольшой
величины сопротивления обмотки дросселя rL постоян-
ному току удаётся получать напряжение на аноде лампы t/nG
22—237 337
Рис. 7.3L Принципиальная схема дроссельно-
го каскада
довольно близким к /:(Л (£/йв = — яаже при /д0, равйЯ
номинальной величине. Естественно, что при номинальных значёаН
ях t/a0 и лампа обладает наиболее высокими усилительныД
свсйствами. Отмеченное преимущество особенно заметно в случи
применения пентода,
2. Более высокое неискажённое выходное напряжение^ чяЯ
объясняется опять-таки простотой обеспечения нормального рея
жима работы лампы. Однако для реализации этин возмо?кностЯ
б дроссельном каскаде следует применять триод.
К недостаткам дроссельного каскада относятся:
I. Сложность конструкции, вызнанная тем, что дроссель пй
своему весу, размерам и стоимости превосходит заменяемое нй£
сопротивление
2, Произведение ^fea
получается меньше, чем $
реостатного каскада вслуе.
чае сколько-нибудь tuupfa
кого диапазона со стпронц
верхних частот. Вираже?1
ние (7.33)
кЛ.'е = -
Се,
найденное при рассмотрев
нии реостатного каскада,
справедливо и в данном
случае, однако значение Со у дроссельного каскада больше, чем
у реостатного, на величину распределённой ёмкости обмотки
дросселя CL. Но в случае узкой полосы (небольшое значение
у лампы, работающей в реостатном каскаде, за счёт большой велзь
чины Ra имеет место ослабленный режим питания и вследствие
этого крутизна S получается меньше номинальной величины. Таким
образом, при сравнительно малых значениях /^(порядка 5—15/сг?О
(-) >(-#)
Cq \ Сц pppfw
При больших значениях ftje (^ > 15—50 кец) величина сопро-
тивления анодной нагрузки у реостатного каскада уже относитель-
но невелика, что обеспечивает нормальный режим питания лампы*
При этом S близко к номинальной. величине, а «площадь усилениям
5
K0L. ------- получается уже больше, чем у дроссельного кас-
2тг Со
к ада,
3. Получение равномерного усиления в области нижних ча-
стот крайне затруднено. Так же, как в случае трансформаторного
каскада, для расширения диапазона равномерного усиления в
сторону более низких частот необходимо увеличивать иидуктив-
338
иость дросселя L или уменьшать коэффициент усиления в обла-
сти средних частот /(и (последнее при использовании пентода).
4. В области нижних частот фазовый сдвиг в некоторой ча-
tyUfi диапазона^ обычно при 0<f< frt, заметно превышает 9СГ,
иногда приближаясь к
5. Дроссельный каскад подобно трансформаторному чувстви-
телен к воздействию внешнего переменного магнитного поля.
Проводя сравнение трансформаторного каскада с дроссель-
ным, можно установить, что преимуществом последнего являете
обладание минимально-фазовыми свойствами во всём диапазоне
частот; в частности» в области верхних частот фазовый сдвHi-
не выходит за пределы —90°; в то же время к недостаткам рас-
сматриваемого каскада следует отнести следующие свойства:
[) невозможность получения выхода, не соединенного с общим
проводом, 2) более низкий уровень неискажённого выходного
напряжения и 3) возникновение в области нижних частот фазо-
вого сдвига большего, чем +90°,
В результате приведённого рассмотрения приходим к выво-
ду, что дроссельный каскад целесообразно применять» во-первых,
в тех случаях, когда требуется получить довольно высокое вы-
ходное напряжение при ограниченном фазовом сдвиге в области
верхних частот — практически главным образом в усилительных
устройствах большой мощности с обратной связью; наиболее
подходящим типом ламп для таких условий является триод; во-
вторых- при необходимости получения сравнительно большого
коэффициента усиления в суженном сверху диапазоне частот —
в этом отношении лучшие результаты будут достигнуты при ис-
пользовании пентода.
7.3*2. Эквивалентная схема» частотная и фазовая характеристик»
Общая эквивалентная схема дроссельного каскада изображена
на рис, 7.32. В этой схеме используются следующие элементы, не
фигурирующие па принципиальной схеме: гс—сопротивление, экви-
валентное потерям в сердечнике. rf — сопротивление обмотки дрос-
селя, Со — общая шунтирующая ёмкость, равная
Со = (СДя, + Сь-1 (С51.\^С„,
где Cf — распределённая ёмкость обмотки дросселя. (
С„—ёмкость монтажа.
Схема на рис. 7 32 слишком сложна для вывода общих урав-
нений частотной и фазовой характеристик, поэтому разделил?
весь диапазон частот на три области — нижних, средних и верх-
них частот с тем. чтобы исследовать более простые эквивалент-
ные схемы. Предварительно, исходя из того, что, за исключением
случая узкополосного (резонансного) усилителя, имеет место
22* 339
соотношение
1 < 1 X 1 ,
ГС К?
пренебрежём влиянием потерь в магнитной цепи, считая ]/rt.
Из эквивалентной схемы на рис. 7.32 видно, что элементы
Со образуют параллельный контур, резонирующий на частоте
fo
обычно расположенной внутри рабочего диапазона.
(7.1
. Практичен
можно считать, что вблизи /о находится область средних частот
Обычно порядок величин таков, что на средних часто
—— <g это позволит принять —— =0. В то же время солЙ
тивление параллельного контура ЬСйгг при f f0 очень велико
не представляет заметной нагрузки для лампы, шунтирова
сопротивлением
Учитывая сказанное, пр
дим к весьма простой экви?
лентной схеме для средних ча
тот (ряс. 7.33а), из которой сл
дует, что вообще
Ко = Rc— ,
R; I- R,-
а в случае пентода
K0^S/<. (7Л4Я
Здесь Ко — коэффициент усиления на ^средней» частоте /0, ож
повременно являющейся частотой нулевого фазового сдвига- *1
В области верхних частот if > f0) сильное влияние оказываем
проводимость шунтирующей ёмкости что определяет вид сосхй
ветствующеи эквивалентной схемы (рис. 7.336), аналогичной экв$
L
%
к
П
^2-
Рис. 7.32. Эквивалентная схема дрос-
сельного каскада
Рис. 7.33. Эквивалентные схемы дроссельного каскада: л— г;лн средних частот?
б—для верхних частот; & — для нижних частот
валентной схеме реостатного каскада в этой части диапазона. Раз-
личие в таком случае заключается лишь в определении сопротмвг
340
Ленин у дроссельного каскада Rlar - Rlc, где
R: ,
,г Я/ ; R<
а в случае пентода
(7.143)
Выражения (7.30), (7.31), (7.60) и (7.61), очевидно, справедливы
и в данном случае , т. е.
Л=——°---------- . (7.1441
/ (^7
|? - — агс!ц—- .
Z tv
где
f УС
1
(7.145)
(7.146)
— частота верхнего среза.
Наконец, на нижних частотах (f < fa) главную роль играют
изменения индуктивного сопротивления дросселя и ёмкостного
сопротивления конденсатора Сс, что и следует принять во внимание
при установлении вида эквивалентной схемы (рис. 733в). Для вы-
вода уравнении частотной н фазовой характеристик воспользуемся
обобщённой эквивалентной схемой (рис. 4.23) и отвечающим ей вы-
имеем:
Ya= — - .
“ Rc
ражением (4.47). В настоящем исследовании
Однако учёт влияния сопротивления rL приводит к значитель-
ному усложнению вывода, и пока что примем гт = 0, получив в
результате следующее выражение:
г/ ________________м ______________________
Я(. «а1С( /?г i и L )иС£/?с
(7.147)
которое при введении обозначений:
(7.148)
Ql =
:-:V
(7.149)
(7.150)
34 i
принимает такой же вит, как и уравнение (7Д38), описывакчЙИ
поведение реостатно-трансформаторного каскада j
i^=_—. (7.1^
к -
Совпадение выражений (7J38) и (7.151) показывает, *ifl
частотная и фазовая характеристики дроссельного каскада |
области нижних частот при rz — 0 получаются такого же вий,Я
как п соответствующие зависимости реастатн.о-трансформато|
наго каскада.
Рис. 7 34. Частотные (QP н фазовая (?) характеристики
дроссельного каскада щ н rfО
' Уравнение фазовой характеристики дроссельного каскада дл<
рассматриваемой области частот может быть найдено непосредстг
вечно из соотношения (7.147), но запись получится более корот-
кой. если воспользоваться обозначениями (7J48) — (7J50)
^arctg-------(7.152$;
Частотные и фазовая характеристики дроссельного каскада для
всего диапазона показаны на рис. 7.34.
Интересно, что необходимым (но не достаточным) условием по*
лучения максимума в области нижних частот является соблюдение
неравенства что практически удобно s случае применения'
пентода. Для каскада на триоде целесообразно /?,. взять больше,
чем /?t (в 5—10 раз), чему будет соответствовать кривая /((/) без
подъёма.
342
7,3.3. Расчёт дроссельного каскада
Рассмотрим ход расчёта дроссельного каскада на числовом примере-
Пример 7.4, Требуется рассчитать дроссельный каскад, исходя из следу-
ощях данных: диапазон рабочих частот Д — 50 гц, /\ = К) ООО гц; частотные
искажения -= =— 1 бб (ЛТ* — М, = 1J2J; входная ёмкость следующего
каскада <СУг)7 = 10 пф, максимальной неискажённое выходное напряжение
rr*MflKC З&З Употеть обмотки несекпионированпого дросселя С^ = 160 пф.
Приступая к расчёту, следует выбрать тип лампы н её рабочий режим. При-
' о л кой для данных расчёта лампой оказывается пентод ГУ-50, характеризуемый
1каченнимп 0 = ИЖ’1 в, С|£Л = УЛ5 и Лг.мс = 40 етл.
Принимая Сц = 20 пф, находим общую шунтирующую ёмкость
Q - (С\А)Л1 г Q ? (С^ -у Сн = 935 -и 160 + И) + 20 = 200 пф.
Из (7-47} и (7.146) следует* что
Л _ W
у I 1 Л2а — I
= 20
________ 1___________
15,28 20-!№• 200-10-12
» 40 000 ол.
t
)ак как у пентода ' — весьма мало, то Я/г Яг.
Рис. 7.35. Диаграмма режима работы лампы в дрос-
сельном каскаде по ганиым примеря 7.4
Сопротивление Re берём разным 39 ком. Амплитуда колебательного анодного
напряжения равна
I Дг/7/ = ) 2 t’e.’2 мг/хг “ 1,414-363 - 513 <?.
На средних частотах сопротивление нагрузки близко кА^ЗЭ каи, поэтому
амплитуда анодного тока получится • — •••• — -*
I _ и<1п>
• ит
следующем величины:
513
=----= 13,2 лю.
39
Для того чтобы нелинейные искажения были невелики, нужно ток покоя пы-
5рать заметно больше, чем /fjtw. Можно, например, остановиться на /й0 —30 ла.
Так как ток покои для данной лампы относительно невелик, то целесообразно
выбрать пониженное напряжение на экранирующей сетке (/^=150 а. Анодное
напряжение гюряд^са 7W в оказывается при этом достаточным, так при
343
иа — «алия =^ап —== 700 — 513 = 187 в характеристики tn / (uj ПРШ
тически ещё прямолинейны (рис. 7.3а). При этих данных напряжение емещйМ
должно быть взято равным — 25 at а амплитуда входного напряжения составляв
при незначительных нелинейных искажениях.
Коэффициент усиления в области средних частот находится по елсдующД
формуле:
513
Т-86'
ЛТД/ <7-
гг т
Ка = 7Г~
G Izm
В выбранном режиме крутизна характеристики лампы равна
- -
J?£. 39
Для расчёта параметров £ я Се пре.дварительно придётся вывести несколый^
формул, для чего воспользуемся обозначениями:
1 =. --
г1
f7.I53ji
где р — волновое сопротивление контура <.СГ.
Так как в области нижних частот
на без подъема, то следует выбрать
1/ L
Р = у . Уравнение (7.149) имеет
характеристика К if) должна быть полу
Qj < 0,707 и дальше из (7.149) най
решение
Р=*'\ 2«.
----7.
(7.I54JH
которое действительно при Qj < —
ся при выборе Qi.
В данном случае
чем я надо рзководстаоаать^
поэтому можно взять
лучается наименьшее
* = О такой вид:
Rl
любое Qi- Останавливаясь на
А, 1
, _____________._i Qj = 0.707. при котором пф;
находим р из выражения (7.L54), яргнптмаюшего np>(
р = Q1 f?f = 0.707’39 = 27.6
резонансной частоты контура
// Ао
х: на —- я Л на —-. где Л1н —
получим следующее выражение:
Для определения
(7.151), заменяя в нём
= ftt.
коя.
LCf используем
А'о
з
+ м; -1
V?
При Qj ±= 0,707 это выражение значительно упрощается
результате
(7J55)
У 1
1 - а
£
1
. В
h -/4
(7-156)
344
Подставляя сюда 50 гц и Л4Я —1,12, получим Ij — 35 Искомые
величины Lt и Сс находятся путем решения системы ур-ний (7. J48)jj ^7.153):
2-Jj |/ i -а 6.2в 35-1
1 I A
Cc =------------:---=--------------------= 0r 16310'’6 ф,
2^fj p у 1 - -i 6.28-35 2760U1
Рис. 7.36, Частотные и фазовые характеристики дрос-
сельного каскада при — 0 и — 1,5 ком по дан-
ным примера 7,4
Частотная и фазовая характеристики, отвечающие май денным параметрам и
вычисленные по ф лам (7.141), (7.144), (7.151), (7.145) и (7J52), изображены на
рис. 7.35 сплошными линиями.
Следует отметить, что влияние сопротивления rL {рис. 7.3 Зе), практически
незаметное в рабочем диапазоне частот, весьма сильно сказывается па частотах,
значительно Солее низких, чем [н. Если псслспопатъ полную эквивалентную схе-
му* для нижних частот, показанную на рис. 7.33 j, то можно установить, что час-
тотная и фазовая характеристики описываются ур-ниями 17.122), где в данном
случае:
Характеристики, вычисленные по ф-лам (7.122) для = 1500 o.+l
изображенные на рис. 7.35 пунктиром. дают представление о той ролгг, которую
играет сопротивление обмотки дросселя.
345
§ 7,4» КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНЫХ И ФАЗОВЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
7.4*L Виды корректирующих устройств i.
реактивные элементы, входящие в цеп
создают линейные искажения, из-за к<
Как уже от-лечалось,
усилительных каска до а,
торых изменяется форма кривой усиливаемых сигналов. 1
При усилении гармонических сигналов сохранение форма
кривой не обязательно: здесь оказывается достаточным лийи
равномерное усиление отдельных составляющих спектра спи
пала. Поэтому степень искажений в этом случае будет зависеть
от формы частотной характеристики, в частности, от величин
коэффициентов частотных искажений. I
Под коррекцией в радиотехнике понимают не только неправд
лен не тех или иных характеристик, но также л внесение пекото*
рых изменений в цепи усилителя (каскада) или другого устрой?-
ства с тем. чтобы получить новые характеристики более спецяЙ
альной формы. 1
Настоящая глава посвящена рассмотрению усилителей гар-;
конических сигналов, следовательно, основное внимание мы-,
должны уделить коррекции частотных характеристик; попутно
известное внимание будет уделено и коррекции фазовых ха рак-!
теристпк.
Коррекция частотных характеристик может применяться в тех
случаях, когда от усилителя требуется получить в заданном диапа-
зоне частот зависимость Ту —(f), весьма близкую к горизонталь-
ной прямой»
Из приведённых рассмотрений известно, что у каскадов усиле-
ния напряжения постоянство коэффициента усиления сохраняется в
средней части рабочего диапазона, а на нижних и верхних частотах
имеет место уменьшение коэффициента усиления илщ наоборот, его
возрастание с последующим спадом. Из рассмотренного известно
также и то, что частотную характеристику можно сколько угодно
сближать с горизонтальной прямой, но это будет связало с умень-
шением коэффициента усиления в об лага: средних частот /<ц (осо-
бенно при выравнивании в области верхних частот) или с конструк-
тивным усложнением (например, за счёт увеличения постоянных
времени СТ?,. и C^R^ иля увеличения Lj. Примере ше же коррек-
тирующих элеметгов, вообше говоря, позволяет снизить чатот-
ныв искажения в области верхних частот без потери усиления
на средних частотах или при. неизменном получить
большую величину /<0, иначе говоря, повысить «плгщадъ усиления»
Xof4; за счёт применения коррекции в области нижних на тит
удаётся уменьшить ча ипот чь е и каже <ия при опре 'елённом
С{ Rc ---const (или Li = const) либо при неизменном yHdtf получить
меньшие значения величин Cr T?f, C^R^, Ll и т. д.
346
Если усилитель состоит из нескольких каскадов, то получе-
ние небольших частотных искажений возможно также путём
уменьшенвя величин ум^ и *д.^,5 в каждом каскаде или за счёт
применения взаимной коррекции’ при которой коэффициенты
усиления v отдельных каскадов изменяются в противоположные
стороны; другими словами, при взаимной коррекции западание
<арактерпстпки на крайних частотах у одного каскада компеп-
ируется соответствующим подъемом характеристики у другого
и т. д. Наконец, способ взаимной коррекции может сочетаться
. о способом сведения к малым величинам частотных Искажений
у другой части каскадов. Кроме того, коррекция находит при-
менение, если от усилителя требуется получение частотной ха-
рактеристики специальной фирмы, заметно отличающейся от
горизонтальной прямой. Это встречается тогда, когда необходимо
с помощью усилителя компенсировать частотные искажения,
возникающие в других звеньях тракта передачи ’— линии, гром-
коговорителе, звукоснимателе, рекордере и т. д., з также в более
специальных случаях, — па при мер. для преобразования фазовой
модуляции в частотную, уменьшения шумов во входной цепи
видеоусилителя по методу Г. В. Брауде и др.
При слабом уровне воспроизводимого звука чувствительность
уха для нижних и верхних частот становится ниже по сравнению
с чувствительностью восприятия средних частот, поэтому даже
при полном отсутствии частотных искажений во всем тракте
субъективно передача кажется ненатуральной и в таких условиях
весьма полезно подчёркнутое воспроизведение крайних частот.
Последнее легко достигается за счёт подъёма усиления па ниж-
них, а иногда и верхних частотах. Практически повышение уси-
лен и я. в области верхних частот по всегда благоприятно, так как
оно приводит к подчёркиванию шумов и прочих помех, напри-
мер шипения при воспроизведении звукозаписи, радиопомех
и т. д. Поэтому при высоком уровне помех нередко вместо подъ-
ёма стремятся получить западание характеристики в области
верхних частот.
Коррекция в одних случаях бывает постоянной, в других —
подвергается регулировке, при которой изменяется частотная
характеристика усилителя, С одной стороны, это связано с тем,
что частотная характеристика уха зависит от громкости воспро-
изведения, так что при низком уровне передачи главным обра-
зом музыкальной, требуется подчёркивание, особенно нижних
частот, в котором нет надобности при большой громкости или
при воспроизведении речи п пеппя, С другой стороны, при отсут-
ствии помех ^срезание» усиления на верхних частотах, т. е. соз-
дание, вообще говоря, искажения, становится ненужным.
Наконец, тембр звука различных источников может быть
неодинаковым. Например, могут отличаться тембры передачи
различных радиостанций или различных граммофонных пласти-
нок и т. д.
347
Устройство, предназначенное для управления частотной ха-
рактеристикой усилителя звуковой частоты, принято называт^
регулятором тембра. Регуляторы тембра находят широкое при*
менение в радиоприёмниках, усилителях для записи и воспроиЗп
ведения звука, студийных установках и др. i
С точки зрения построения схемы и принципа действия, кам
кады, используемые для коррекции частотных характеристик!
удобно разделить на три группы. ।
К пер в oil группе схем относятся каскады, содержащие элф
менты, образующие один ил и несколько колебательных контур
ров того или иного вида.
К второй группе схем относятся каскады, содержащие
апериодические цепи, например, выполненные ио схемам, пред-1
ставленным на рис, 6.37, 6ДО и др.
Наконец, третью группу составляют одиночные каскады м
.V-каскадные усилители с обратной связью, особенно с частотно* I
зависимой отрицательной обратной связью, частично затронутым
в п+ 6.2.8, рассмотрение которых вынесено в п. 7.5. L 1
Следует отметить, что большинство схем, входящих в любунм
из перечисленных групп, обладает способностью корректировали
не только частотную, но также фазовую и переходную характер
ристики, однако численные значения элементов схем в принцип#
должны выбираться различно, в зависимости от того, какую
характеристик надлежит корректировать. На коррекции фаз№
вых характеристик мы остановимся в этом параграфе, что
касается коррекции переходных характеристик, то она б уде?)
рассмотрена в гл. 9, посвящённой усилителям импульсных сНГл
налов.
7.4.2, Общий метод коррекция частотных и фазовых
характеристик
Общий метод коррекции частотных и фазовых характеристик!
впервые был разработан в 1934 г. Г. В. Брауде [13], которым
были предложены также методы противошумовой [14, 17] и слож*1
ной высокочастотной коррекции, сыгравшие большую роль в соз-J
данип современного высококачественного телевидения.
В 1933 г. Р. Г. Шиффенбауэр была предложена и теоретик
чески исследована схема низкочастотной коррекции [91, 92], мен-
тол расчёта которой был s дальнейшем развит в работа/
Г. В. Брауде [15], В. Л, Крейцера [44] п др, i
Вопрос о применении обратной связи для коррекции пере^
ходим х характеристик впервые нашёл своё разрешение в трудах"
А. А. Ризкина [73] и О. Б. Лурье [54],
Рассмотрим сущность общего метода коррекции частотных;]
и фазовых характеристик, разработанного Г. В. Брауде. ;1J
Допустим, что вблизи некоторой частоты ™0 требуется получите
минимальное изменение коэффициента усиления, являющегося не КО*
348
горой функцией частоты f («>)- Разлагая эту функцию в ряд Тейло-
ра, получим
f W = f Ь) + Г~^ («> - - *o)s + •
11 •
. - - -Г + R,,(<>), (7.158)
rt!
где остаточный член при ограничении ряда ггй степенью равен
Н = 4—^ (<“ --о)" И • (7.159)
(rt-FD!
а
ш0 < £ < ш.
Наименьшее изменение функции, вообще говоря, имеет место
вблизи экстремальной точки, поэтому па частоте следует соз-
дать максимум или минимум функции /(иф т, е. обратить в нуль
производную [Г' (ML =(11 ='Г Ы-
Ряд Тейлора для первой производной от очевидно, имеет
такой вид:
Г(>) = Г (>по) + фу-(*-<1 + -Г' У (ш-*
I! £«
•. + — тг (‘° - ^Я“' + (7.160)
(л — 1)1
где
r; («>) = - tu°r • <7 1s i)
Далее Г. В. Брауде исходит пл того положения, что егцё мень-
шие изменения функции f(w) в районе частоты ш0 получатся тогда,
когда /'(<«) превратится в монотонную функцию о> при изменении
частоты в любую сторону от ш0, а для этого уравнение
Г (4= о
должно обладать только одним корнем <±> = <*>0, Как видно из (7.160)
и (7.161), уравнение f (w) = 0 обладает только одним корнем, притом
корнем я-й кратности, только тогда, когда все производные f' (<ой),
Г' * - f{n} (шо) равны нулю, В этом случае равенства
Г Ы = Г Ы = - - - = /<п' М = о (7.162)
позволяют найти нанвыгоднейшие значения элементов, входящих в
схему усилителя.
Квадрат коэффициента усиления всегда является дробнорацио-
нальной функцией от ш2( т, е.
L 4 + •’>П~г + ^м1_ . (7. J63)
+ ^-2 + ^-4 6- - + В., ^~2 + Bt
349
Вводя для сокращения записи величину Л <оФ где
о> — ш0 + Д ш,
ур-ние (7Д63) приведём к такому виду:
L'S 1'9 1 г«-’ Л “ + Сл-гд "г + + С1д ’ 4- <-(, А »>п
Л, /\
1 “Г j“+ rfm_2 А ® 4- . . . + <Л Л о.”^1 + ^1^
fl
(7Л63
В одной из своих работ Г. В. Брауде [16] отмечает, что сбщд^
условия (7J62) равносильны условиям равенства коэффициентов npjj
одинаковых степенях Дш в выражении (7.165), т. е. ~
Сл-]
Сп-2 ~ 2
(7.166)j|
Однако высшие степени пит, вообще говоря, не равны дру;
другу, что не позволяет получить Д'2, не зависящим от частот.
Если " о точно или приближённо равно нулю, то Д ш = и и npj
этом в выражении (7.165) выпадают члены, содержащие нечётны
степени Д ш, т. е.
№ = К*
I Ч- ’}- С п± iJ»4 + . . . + С2 « П 3 Ч- t 0 ЩП
1 Ь щК Ч" w4 у . , . у 2 + Dd шт
(7.167]^
Если ate —- ~ 0, то соответственно получим
1 + Сп-2 V + Gl~4 Т7 +' '+ г“
№ = Ко-------------—-------------------------j— . (7.168)
Очевидно, для случаев зависимостей (7.167) и (7.168) наилуч-
шие ча 'тотнье -характеристики будут получаться при pate ст-
ве возможно большего числа коэффициентов у одинаковых сте-
не; ей ш2, т. е. при
=1^-4
{7,169)
Метод коррекции фязовы^ характеристик, разработанный Г, В* В pay де, мы
рассмотрим в несколько другой редакции.
В некоторых случаях может представить интерес получение фазового с2вига>
близкого к нулю пли. наоборот, не рапного нулю, но изменяющегося пропирцно-
из ль по частоте.
350
В общем случае завяспмость ? от и> представляющая собой нечётную функ-
цию частоты, может быть описана одним из двух следующих уравнений;
(7.170)
(7.171)
Первая форма записи более удобна при рассмотрении фазовой характеристики
г> области нпжннх частот, а которой иногда требуется получение <р, близкого к
иулют до возможно меньших значений ш. Конкретно в таком смысле на ивы годней-
шая фазовая характеристика будет получена при равенстве нулю наибольшего
числа коэффициентов числителя, начиная со свободного члена Pnt т. е. при
Pn = 'i, рл_2=о.-..
(7.172)
Вторую форму зависимости (ш) целесообразно использовать при рассмотре-
ния фззоной характеристики в области верхних частот, когда желательно полу-
чить как величину, пропорциональную ш, В зтом случае фазовая характеристи-
ка будет оптимальной при обеспечении возможно меньшего изменения с частотой
производной Дяффсрен.1 и рун (7.171) по с», в правой части получим отно-
шение двух многочленов некоторых новых степеней н N и постоянный коэффи-
циент пропорциональности я0
d? 1 + г + . -г ш*
----= *0--------—----------—---------------7---лГ * (7-173)
1 +5л._2^ -г 5л,_4ш‘-Н . . t v
dp
Для обеспечения наименьшего изменения------ с ростом ш, т. е. 5ля лолг/че-
tfkd
ния наивыгоднейшей фазов&й характеристики в (области верхних частот, сле-
дует дописаться равенства еозлюл^яо большего чгц-ла лчхрффш^ленлюв при одина-
ковых степенях иЛ
#Л(-2= 5 ^2
(7.174)
С использованием пол ученных здесь соотношений мы ветре -
тимся дальше при исследовании наиболее употребительных схем
каскадов с корректирующими элементами.
Среди каскадов, содержащих элементы» образующие коле-
бательный контур, наибольшее распространение находят схемы,
известные под названием каскадов с простой я сложной высо-
кочастотной коорекциещ к рассмотрению которых мы и при-
ступим.
7.4,3» Простая высокочастотная коррекция
При рассмотрении трансформаторного, реостатно-трапсфор-
маторного и дроссельного каскадов было показано, что их экшь
валентные схемы содержат элементы последовательного киле-
351
бательного контура и что за счёт явления резонанса напряжбЕ
возможно получение частотных характеристик с подъёмом в j
ластях нижних и верхних частот (рис. 7.19, рис* 7,30 и рис. 7*3
Такого вида зависимости X от / могут быть использованы
возникающих в каскад
имеющих частотные
рактеристики с зап
ннями на краях рабоч
диапазона частот,
Кроме пе реч и сл енй
усилитель ] ты х каскад
известен ряд других сзф
дающих за счёт резон®
са подъём частотной
рактсрпстики на одном
краёв рабочего днава
на. Из таких схем на
больший интерес пре
добавления корректир
компенсации частотных искажении,
б-
4}
|^г
1
г £<*
'cz
Рис, 7,37. Схема каскада с простой высокоча-
стогной
коррекцией
ставляют схемы,
щих элементов к
образованные путём
обычной схеме реостатного каскада.
Если корректирующим элементом является катушка инду
тнвногтн* то она может быть включена последовательно в пров<
идущий от анода лампы Л| (рис, 7.1) к сетке лампы Л2 или
последовательно с сопротивлением анодной нагрузки (рис. 7.37,
Рис, 7.3?, Полная и упрощённая эквивалентные схемы
для верхних частот в кзекяде с простой вч коррекцией
Поскольку последний способ, как показал Г. В. Брауде, 5йи
ляется более выгодным, остановимся на его нс следован ни, J
Придерживаясь установившейся терминологии, схему НЙ
ряс. 7.37 будем называть схемой каскада с простой высокочаЁЯ
тотной коррекцией, '
Катушка L здесь выбирается настолько малой индуктивна*
сти, что се влияние оказывается только в области верхних
стот. На нижних и средних частотах рассматриваемая схема об?
л а дает такими же свойствами, как обычный реостатный каскад.
Таким образом, представляет интерес поведение данного каскада!
только в области верхних частот. Соответствующая эквивалент-
ная схема дана на рнс, 7.38а. Здесь Со — общая шунтирующая
ёмкость.
352
Полагая, что. как обычно, в этом каскаде применён пентод,
можно пренебречь шунтирующим действием внутреннего сопротив-
ления лампы. Кроме того, в большинстве случаев соблюдается со^
етпопгекие Rc & Ra, что позволяет считать 1;7?г = 0 и прийти к
эквивалентной схеме, приведённой на рис. 7.386. Входящая в схе-
му ёмкость Сй находится по ф-ле (7.10).
Переходя к выводу уравнений частотной и фазовой характерис-
тик, обозначим через проводимость колебательного контура
/ СОЯ,Г Очевидно, что
При этом выходное напряжение
р / z п = Sf j>L =______
у. ।
Ди + i щ L
Из последнего уравнения находим
,т 1 j П ।
* д = / ' = . (7.175)
1 I + i -у i ч* /. i «и Co
Далее введём обозначения:
/<о = 5 . = (К)_о, (7,176)
k = — L—, (7.177)
Л' = шС0/?(ТТ (7.178)
что позволит придать общий характер выражению (7.175)
К_____ 1 -у k i .v
Ко 1 -| I х - /г рл)-
(7.179)
где k— коэффициент. коррекции.
При этом уравнения частотной и фазовой характеристик прини-
мают следующий вид:
1 _ _____1/ J+*3x~
Л1 Ко Г 1-Н1— 2/еиЧНг1
& = — arc tg [(1 —/г) х -И Asx3],
(7.180)
(7-181)
Используя соотношения (7.167) и (7.169). нетрудно заметить, что
по Брауде нал лучшей частотной характеристикой окажется та, ко-
торой соответствует равенство коэффициентов при № = (ш си В
(7.180), т. г.
k2 - 1 - 2k,
23—237
353
дающее следующее значение коэффициента коррекции:
k = Г 2^ 1 - 0,414.
В то же время наивыгоднейшей фазовой характеристике $
чает равенство наибольшего числа коэффициентов при одипавй
степенях *г в выражении (7.173).
Дифференцируя (7,181) по а\ получим
d_y_
dx
1 = - 11 — kf X“ -I- 2k* (I — k) л1 + Z4 №
(ТИ
Приравнивая друг другу коэффициенты при №
и решая полученное уравнение, найдём значение коэффициента кйи
рекции, при котором фазовая характеристика оказывается наибсиЯ
близкой к прямой липин,
k =0,322. (7.1Я
Сопоставляя (7.182) с (7.184), мы видим, что
получить наивыгоднейишми частотную и фазовую характеристЛ
к и не удаётся.
При усилен ив гармонических сигналов, нас, естественно, ИД
тересует пол учение наилучшей ч-астотпой характеристики, а елЯ
довательно. коэффициент коррекции надо выбрать равным
0.4 14]). Я
Исследуя функцию (7.1:80) на максимум, мы получим следую!
щие выражения для координат экстремальной точки:
,г,;=2^.цС„/?д^- Е^ + а~' , (7.1аМ
и. = -= ~ -- --* <7’18В"
Л[| ] 2 № + 2k — (2t+ I)
Из (7.185) видно, что частотная характеристика получается <л
подъёмом ври k- 2k > I, т, е. при 2— 1 =0,414. Послем
нее означает, что наивыгоднейшая частотная характеристика явл$м
ется монотонной кривой, отвечающей предельно-макс легальным зяа^
ченням k и L.
Семейство обобщённых частотных характеристик, представлена
ное на рис. 7.39, а также выражения (7,185) и (7.186), позволяют
выбрать наиболее подходящее значение коэффициента коррекция да’
’j Получение нанлуhtjici’i фазовой характеристики может представить интерес в=-
редких специальных случаях, а при усилении импульсных сигналов следует сгре*
м кться но л учи ть на и л у чш у io п ерех< и гтую ха ра к терисп и< у. что обссп еч и ва ется,,
как показал О. Б. Лурье |53]. ттрн .4. близком к 0г35 Подробнее этот нопрос бу-
дет рассмотрен и гл. 9.
354
и определить величину по заданным значениям CUt f ц и y4ffKL
для случая, котла требуется получить частотную характеристику с
соответствующим максимумом в области верхних частот. При этом
индуктивность корректирующей катушки находится из выраже-
ния (7.177),
Для получения наиболее плоской частотной характеристики, как
было показано, k берётся равным У 2—1. Подставляя это значе-
ние k в (7,180), полушм
Рис, 7,39. Семейство частотных характеристик каскада с простой вч
коррекцией
На высшей частоте рабочего диапазона переменная х — 2r/C0/?rt
становится ранной
(7.188)
Величину, обратную у, обозначим, как и прежде, через М. Оче-
видно, что
ч г-Ю+т^г-^-- <7189>
Если задана величина Мк> то из ф-лы (7*189) можно найти со-
ответствующее значение х^
- |/У«1 )(11/’ ' Х";. ) 1ЛИ,!|)
23*
355
Приведённые соотношения позволяют произвести расчёт orf
каскадного усилителя по заданному уровню частотных искажен
Например, если дано Л1.. = 1/11 (у0 Jf7 = — 3 du), = 5 Л|
Со = 20 пф и 5 = 9 ма'в, то по ф-лс (7. J 90} находим х„ =
из равенств (7.188) и (7Л76) нетрудно установить, что 7?^ = 2,7 ц
и Л'о = 24,3. Наконец, определённая из (7,177) индуктивность L а
зывается равной 60 мкг и.
Выясним теперь, каково численное значение выигрыша в вй
чине «-площади усиления» KQf(ii получаемого за счёт применения к
ректяруюшей катушки L для £=^2—1.
Из (7Л76) и (7.188) для рассматриваемого каскада с коррею
ей получим
ч*
' <7j9i
х<. L{j -*
Пренебрегая, как и в случае реостатного каскада, проводимости
ми 1;А?. и 1//?г по сравнению с проводимостью 1 7?rt, на основанй
(7.23) получим = что позволит выражения (7.24) и (7,44
изменить следующим образом:
Ко (7,191
Ч- 4^ = (7.193
Из последнего уравнения имеем
(7.194)!
«Площади усиления» у сравниваемых каскадов, как видно иэ
(7.191), (7.192) и (7.191), являются величинами пропорциональными^’
Как только что было установлено, при Л1Л[ = 1,41 у каскада ё<
коррекцией = L72; у реостатного же каскада при таком же
согласно (7Л94), л\ = 1; отсюда следует, что применение коррек*
тирующей катушки L дает выигрыш в величине жлпщади усидев
пня» одиночного каскада в 1,72 раза при частотных искаг.
жениях z/nf76 = — 3 дб.
Некоторой иллюстрацией к сказанному может являться график
на ряс. 7,39, где частотной характеристикой реостатного каскада с:
равной величиной /<0 является кривая для k = 0.
Сравнение рассматриваемых каскадов при задании меньшего уров-
ня частотных искажений показывает, что выигрыш —4—^С,-наи-
C^sJp/’rnvR
денный Из (7,190) и (7.194), непрерывно возрастает при приближе-
нии Мп к единице. Так, при Л4и = 1,12 ((/,г-?/7 = —1 йй) имеем
~^орр 2.3, при Л1я = 1,012 (у,,м= —0,1 дб) {х^р = 3,96 и
огот 1 'я
T. Д,
356
В случае многокаскадного усилителя применение метода коррек-
ции позволяет не только уменьшить число ламп, но также и обес-
печить получение определённых показателей (KDf„ и Л46). зачастую
недостижимых без коррекции даже при любом числе каскадов.
Рассмотрим теперь основные соображения, связанные с рас-
чётом усилителя, состоящего из ряда каскадов с простой высо-
коч а ст отпой коррекцией.
Получение заданного общего усиления /<0 при фиксирован-
ной величине высшей частоты /е, вообще говоря, возможно при
различном числе каскадов /V. Одна ко частотные искаженья
окажутся наименьшими при определённом числе каскадов jVort,n .
Выражения (7.176) и (7.189) относятся к одникаскадному
усилителю Рассматривая одиночный каскад Af-каскадного уси-
лителя, обозначим его данные через А'ю и А/1г[( где
(7Л 95)
м ^УдГ = У 14------------. (7.196)
1,; е 5,83 + .^ v 7
В большинстве случаев довольно близко к единице (х{! близ-
ко к нулю), что позволяет принять
/И. — 1 xj
М. = 1 + ------ 1 4------L_ . (7.197)
Ее т N S 25s3 V >
Вместе с тем
In^ 1. (7-198)
Объединяя (7,197) с (7,198), получим
1пМя =
* 4
2 5.ЯЗ
(7.199)
Далее, используя равенства (7Д88) и (7.195), в ф-ле (7.199)
можно исключить д\ , получив в результате следующее выражение:
In М = Д- (*-. (7.200)
d 11,65\ S / 0 '
Для определения наияыгодненшего числа каскадов Nanrft и ми-
нимального значения модуля частотных искажений следует решить
уравнение
= 0. (7.201)
d Л'
в результате чего получается:
Уояш-41пЛп = 0.46Л й, (7.202)
1п /И = — [ ’j1 |П %а_ (7.203)
f'MUl 11.6ЕИ S 1
357
(7.2®
Uc'/ГШ
(7,20б)'
(7.207)
(7.208)'
установлены'
Выразим М;' и Кд в децибелах. Для этого заменяем ия|
рзльные логарифмы десятичными и умножаем обе части равен!
ва на 20 3
(7.J
I
Так как Л7Р/7т 41п Л%. a 7<io = /Q’? то коэффициент усщ
ния одного каскада (при оптимальном числе каскадов) равен кцй
четвёртой степени из основания натуральных логарифмов
। 1
А'1й = Л^о = J е = 1,284.
Отсюда следует, что увеличение числа каскадов при
ном общем усилении 7<0 позволяет снижать частотные
ния или расширять диапазон частот только ди тел пор. /юлЯ
А ч
коэффициент усиления едкого каскада Л'1И = J Ао превышает
1,284.
Исследуя подобным же образом усилитель, состоящий из реой
татных каскадов, исходя из встречавшихся соотношений J
М,ч- = ГМ7=/Т~Н^и л; = 2г/Х^ й!
трудно получить такие выражения:
V_( = 21nKo = O,23 AOdj;.
Kw- J'X = F ^= ‘^5.
Соотношения (7.20G) и (7.208) были впервые
Г. В. Брауде в 1934 г, (13].
Равенства (7.204) и (7.207), связывающие между собой коэффн-,.
циепт усиления усилителя Д'о, модуль его частотных искажений1
и высшую частоту /и, непосредственно показывают, каковы
возможности сравниваемых усилителей.
Рассмотрим два примера расчёта усилителей, состоящих из кас- 1
кадов с простой высокочастотной коррекцией.
Пример 7.5. Требуется произвести расчёт измерительного усилителя, нс*
холя из следующих условий: коэффициент усиления А'Р = ИЯЮ, частотные иска-
жения 31ЛЭН14 величиной ул — —0,7 дб на частоте /„ — 4 Лкщ.
Приступая к расчёту, прежде всего следует выбрать тип лампы. Из выраже-
ний (7.20’11 fl (7.2071 видна, что наиболее эффективней окажется лампа е наиболь-
шим отношением S/Co, где в случае ряда идентичных каскадов на пентодах
С^Сй + Сга4СЛ.
Руководствуясь /тинными табл. 7.1. останавливаем свой выбор на экономяч?
ним пентоде 6Ж1ПТ у которого 5 = 5.2 шРе и Со = 12.8 пф
5 58
Схема каскадов не задана, поэтому проведём два варианта расчёта—расечнта-
“ — - —" — коррекцией.
надо установить, удастся ли
реос та пюг о \ е пл и тел я. Для
м реостатный усилитель н усилитель с простой вч
p/jt iCjTj i/tu.iuWM. Прежде всего
jt ч ।г,щ.е удовлетворить заданным условиям в случае
.т.-.го найдём
.М.;,биии по ф-ле (7.207)
,, П I 2г-^С0 ?
Al,? de? .«;* - 2, j 2 I )
\ о
^2721
5,2-If“д
Ab лг; iww не превышает заданную величину
прим вне и и е ренета тн иго ус и л ( < те л >1 в оз мо ж по.
Ao ~
Так как
|,Г то
калив прпше всего найти на следующею неравенства.*
иб.
А1Й дб - — sifi —
Необходимое число
<7 209)
Л Л о -0,23
* - / j ।
гекающего из соотношений (7 18Я}, (7.195) и (7.198).
Вместе с тем Л; не должно' превышать A’ft]lrw, определённое из (7.2<И51.
Ь’ш = 0.23‘60 = 13,8 м.
В данном случае Afd ,-rf — П.024 i)6 мало отличается от ЛЬ^;-=0,7 дб>
-♦тому А’ должно пплуппьо! близким к И действительно наименьшее
чтение Л\ удовлетворяющее неравенству {7.2G9), оказывается равным 9. При
'|\м коэффициент усиления одиночного каскада получается довольно малой не*
РНИНЬГ
jV _ 9____
А'ш — у A\i — B.IUU = 2,15,
неё же превышающей у е -- 1*65, как и должно быть.
Ла^<?7« гдалнетсля <* л/ю<7лм7 trq коррекцн/’н. В этом случае мы долиты в
||щкшше повторить рассмотренный ход расчёта, используя лини» друню формулы.
Кроме того, здесь ёмкость монтажа надо принять ранний 7 пфл вместо б пф.
.чптывая этим самым дополните.тьную ёмкость, вносимую корректирующей катуш-
г ft При этом С’о - 13,8
Используя ф-лы (7.204) я (7.202), находим Л'^(7Д.ИЛЧ и A\„w:
Л1„ ^.«в« = 0.933 )\'0£>e-= 0,0011 .к
. A;lf,ln, — 0.-16 Л’,, rfS =--0,46-60 =: 27,6 = 2S.
Полученная величина A!tf _HXJW — 0ЛЮ11 знзчителдю меньше требуемой
(\7 f)6, поэтому число каскадов* определяемое из неравенства
Л7<Д < 1,34-------^L_ , (7.219)
\ s )
.юлжно оказаться заметно меньше A'ortm
Подставляя (7.210) известные пеличпны, придём к неравенству
4
"7 1,3 b 0.7
.V, lOfitl Л ---------------------?
6.28-4-IO"-13 г8- 1<Г12
5,2-10~и
которое удовлетворяется уже при Л' = 3.
359
Проведённые вычисления показывают, что за счёт применения трёх KOppg^H
рующих индуктивностей число каскадов усилителя удастся уменьшить с 9
получая значительную экономию не только ламп, но и других деталей, не гаЯН
уже о выигрыше в весе п объёме.
Считая второй вариант расчёта основным, доведём его до конца, Козфф|^|
ент усиления одного каскада равен
Л' _ 3____
Л'1О = У Ло = У 1000 = 10.
При этом сопротивление в анодной цепи должно быть взято такой гаеличй^В
Я1П Ю П
= 1,92 кош. I
Берём Ra = 2 кош н находим L из утопия (7.177)
L = АСОЙ; =0,414-13,8- 10“i2 2000= = 23,2-10“6 гн.
Сопротивление для лампы 6ЖШ не должно превышать I Ммг, что дЯ
статочяо, ибо желательно, чтобы зтосопротяпление было бы не меньше (20—50)
т. е. 0,4 — 1 Моя. Я
Расчёт ёмкости конденсатора Сг п прочих элементов схемы (рис, 7,37) ь™
полниется так же, как и в случае реостатного каскада.
Пример 7.6. Т рсбу ется най ги п ре дел ь но- макс и на явное зна че m ie ныешаД
рабочем частоты Д и число каскадов Лг = .\sfi7im усилителя с простой вч коррЙЯ
иней, исходя ив условий: ft0 = 100t j/rfr5f-; = —0,25 дб, тип лампы — пеитоЯ
6Ж5П (S — 9 лнд/вф Сск = Ю пф, Са< = 2,5 пф), ёмкость монтажа Си — 7 пфя
Расчёт начинаем с определения общей шунтирующей ёмкости Со:
Со = Сгч т Сак 4- См = 10 -*- 2,5 -j- 7 = 19,5 пф.
Частоту /е нахпдим из (7.204), так как /Л получается максимальным при ohS
тимальном числе каскадоп
*
г — г'1/’Мег)б.мин /79111?
'* 2* Cft V 1 ’ V
где ^.huw в данном случае (Л’ = jVrj/rm) равно
дб = ~ Ув ii6 ~ 0,25 дб.
Подставляя в (7.211) числовые данные, получим
4
/я =-----—----------1/= 20,6-10’ гц.
6.28-19.5-10-12 ' 0,933-40
Число каскадов находим по ф-ле (7,202)
Л'одш =0>46Л^о = 0,46-40 18.
Интересно, что н случае реостатного усилителя частота найденная из
ф-лы (7.207) при Сп = 18,5 пф, оказалась бы разной 3,72 Мвц. т, е, н 5,5 раза
ниже, правда, при числе каскадов, равном 9.
74.4, Сложная высокочастотная коррекция
В 1934 г. и затем в 1940 г, Г. В. Брауде был предложен-
и и следован ряд четырёхполюсных меж каскадных ценен
[13, 1 б]т более эффективные чем двухполюсная цепь L C{i Йа ¥
360
являющаяся основой схемы каскада с а рослой вч коррекцией
(рис. 7.37), Каскады с четырёхполюсниками связи, содержащими
lie менее двух индуктивностей, получили название каскадов со
t южной высокочастотной коррекцией х}л
Наиболее употребительные схемы этого рода изображены на
пис, 7ДО. Через С| и С2 здесь обозначены шунтирующие емкости,
разделённые дополнительной корректирующей катушкой £ь за-
шунтнроваппой ссш ротищ ле пн ем
Полагая, что и Лэ однотипные пентоды, получим.
Ci=C,1Y+CIfl, (7.212)
С3 = С^+СД3. (7.213)
где через Cwj и Cw3 обозначены соответствующие монтажные ёмкости.
Рассматривая поведение каскада а области, верхних частот, положим t /и> С,- —
r=Ur кроме того, как и прежде, пренебрежём проводимостями 17?( и L/7?f. по срав-
нению с проводимостью Вводя, кроме того, обозначения:
с„ = с, + с2, (7.214)
L
А , (7.215)
(7.216)
№ = — , (7.217)
с(
л — — э Со (7.218)
А'о — 57?^. (7-219)
Л‘ = ш Со^ (7,220)
я исследуя схему рис. 7.40^, получим следующее уравнение:
£ 1 — kftyTtx* ж i (k J- x
ЛГ0 1— (k --— я)а*-Н — n)|
из которого нетрудно определить фаюпый сдвиг в модуль коэффициента
инн, приведённого к единице,
(£ -|- Аун) х (1 -У k^FTit к — (kk^n 4- (1 — л) (хя
* ~ ат С Lg ; — А/щлх3 ЭГС 1 - (Н kLm -у ^п) хг -у (1 — п}х* 1
t( А ~ 1 4- ftigQ- М*
Ao г 14“ йрЧ41 “г Z*gX4 -|- Ь$хй — bjXA
(7/221}
усиле-
7 .222)
(7.223)
х) В общем случае к каскадам со сложной коррекцией относятся каскады, у
которых коэффициент усиления К содержит i и степени, более высокой, чем
вторая.
:i61
где
at = 4-
i^[ = (1 4— 2 (& “
6.» = (/c -- — /ij/i)3 -j~2 A/^u (I — n) —
— 2 (! -ь Л4 ш 1 |^t tn 4- kt rt (I — /1)|
b3 — [A'i^k i - £,/i f 1 — rji1 — 2^j n (1 — n) (A’ -4
Л4 — А-Ау:г (1 —’ h;j
к-ч
Наилулшая.
из метода Г. В,
т. е наглхмее плоская, чаегстная характеристика, как
Бри у де [см. ф-лы 17467), (7469) л |7.223j|- получится
= О]
— (71%
*□ ^(1
Рве 7.40г Схемы каскздоп со сложной вч кор-
рекцией
Решетите сне тем ед ур*нЯ
(7.225), выражаю шее КйэдЯ
фтШЕтетпы А\ Л] я т через 1Я
С| 1
вестиую величину r.i ——* аЯ
ЗЯ
представлено кривыми £Я
рис. 7.11 Ч, Ч
На рис, 7.-12 пре летает
лены, кроме того, зависШЙш
стт1 от п коэффициентов ht 3]
— t/p h2=u2 я Л.р ппрелет
л я ю и. и .х ход чз стоп юн хараЯ
ктеристикть J
Вторая схема (рис.
на основании теоремы вед
нм।тостн при перестановке ём-
костей С] н <4 обладает свой1
ствамтт первой схем$
(рве. 7,-Клй.
Отсюда следует, что если л выражениях 1.7.2211 — (7.224) поменять мостайц
п н л— 1, то они уже будут отиосятъен к второй схеме (рис. 7.4U5),
Каскад со сложной коррекцией даёт лучшие результаты при меньшей вёл№
чине коэффициента Поэтому, как видно пз рис. 7.42, первую схему (рис, 7,4£farJ
целесообразно применить для диапазонов значении н от 0 до 0,40$ и от 0,5 Ди]
0,597, тогда как вторая схема более подходит для 0, 403 s^n ^0,5 i] Cl597;l
В первом приближении об эффективности сложной кс^ррскиин можно судить,!
сравнивая частотные характеристики каскадов со сложной н простой коррекцией]
и реостатного каскада с равными величинами я С(| 4- С*- как i3указано Mj
рис* 7 -13. 1b кривых па рис. 7-43 видно, что, например* при — — 1 л]
Cj/'Cn —0,31/ каскад со сложной коррекцией позволяет подучить а значит, и J
произведение в 1.7 раза больше, чем с просто!! и в 4 раза больше по еравЛ
нению с реостатным каскадом.
Следует отметить, что вместе с тем сложной коррекции свойственен тот
недостаток, чти для получения хороших результатов требуется тщательный под-
бор всех элементов схемы. В частности необходимо экспериментальное пзхожде^
нпе часппЕяых ёмкостей и С™, катушки L п желательно применять полуне-
Ч При решении системы (7,225) удобнее н качестве известного варьируемого
параметра выбрать не л, а Л [24],
362
-iшие, как и показано на рис. 7. IVh подбирая их величины (шыгшлм путём,
I ; icro, например, особенно удобен прибор типа ИЧХ (<5tJi.
Пользуясь темя тке приемами, что и при выводе соотношений (7.202k (7.204),
j-; jV») и ’(7.21UI, и взяв за исходное р&пенстпо (7.223}, придём к нижеслвду-
. 11:н,м выражениям, удобным при расчёте усилителя со сложной нч коррекцией:
А о.™ —1 0 < 92 Afj дд.
ь
Л О ()#<
(7.227)
Рис. 7.-12. Графики коэффициентов <%,
Ъ2 и Г,
A'U^- ^'-9
• Т’с. 7.4k Графики ко эф фит [нои тогЛ^ф
и
Д’ ь
1#1б\ v = / Ко-_'(•> _ | .13.
$пт
(7.226)
(7.228)
к
VK, *’..
0.23 Ч,
1.1ст>ль.з0вз1зпе некоторые
и.* этик формул рассмотрим
чг1 числовом призере.
Пример 7,7, Трсбует-
я произвести расчёт усплн-
гетя си сложной коррекцией
Рис. 7.43. Частотные характеристики каскадов:
2—регк’гатного, 2—с простой вч коррекцией.
3 — со сложной бч коррекцией
1< лампечюму вольтметру
НКС-ТБ, исходя из следую-
\ тих данных: коэффициент
силены н — ЮО, тин
<шп — 6Ж51Г югзшаи час-
073 3= 30 НЫСП1П53 час*
ота Дг-311 Мгц, частотные искажения у# = yrt — 9,1 $5.
Приступая к расчёту» находим ёмкости СР С г.. и отношение емкостей я.
363
полагая* что частичные монтажные ёмкости составляют по 4 пф^;
Ci — Gatf”!" ^.ч! — 2,5 -J- 4 — 6,5 пф,
С. = + C,f3 =10 -Н = 14 пф,
С^С2 -НС2=6.5-Н 14 = 21,5 пф.
Для л = 0,317 единственно пригодной является первая схема
из графиков на оис. 7.41 и-рис. 7.42 имеем*, /г — 0.207, ^ = 0.86,
£>< = 0,00146.
Далее из (7.229) узнаем, что достаточно взять четыре каскада,
но* ггрп /V = 4 л’леем
3
(рис. 7*4э
щ = 0,23
г»;
Дейстэв^й
i7-W
т. е.
___ 9-10-1
4 ___
6.28-20,5- ({Г12 ] 100
&
=30*4 10е гц.
Г 0,00146*4
Если бы коррекция была простей. то в рвссматрущземых условиях (.V =
Л‘й = 100, CrtT=2CL5 пф, у.г = —0.4 г?5) частота /г оказалась равной 13*4 №
а в случае простои реостатной связи Ц достигало всего лишь 3,36 Afex{*
Возвращаясь к расчёту, мы должны определить параметры схемы. Так к
коэффициент усиления одного каскада
Л ' 4 __
К in -- Т Л’в = "!' 100 == 3,16,
то
А ю
Я
3*16
9-10 "а
= 350 о.м.
Из сортамента берем /?н = 360 аи.
Затем находим £.* £х и /?j из соотношений (7.215), (7.216) и (7.217):
L = kC^t = 0,207 20.5 10 —12 350* = 0,55 10~Е гл,
Lx = k.C,^ =0,86.20,5- 10~12-3fi0a w 2.3-10~5 ew,
А-я
fff
360
0,259
1390 o.u.
Выбираем вегтишпеу равной 1500 aw.
Для расчёта частотной характеристики в области верхних частот использует-
ся ф-ла (7.2*23); входящие в неё козффжпгентЕд =<то ё2 — так же как и bit
находятся из графика на ряс, 7.42. Частотная характеристика, рассчитанная для
одного каскада, показана на рис. 7.43; естественно, что для получения характе-
ристики усилителя надо умножить на 4.
Расчёт низкочастотной части рассмотренного усилителя дается в примере 7.&
Входная ёмкость вольтметра имеете с соответствующей ёмкостью монтажа
не превысит 14 пф, что позволяет считать все каскады одинаковыми,
364
7Д-5. Усилитель бегущей волны
Из рассмотрения широкополосных усилителей становится no-
ч. л, что возможности расширения диапазона равномерного уси-
тепия в общем ограничены. Например, кз графика на рис. 7.43
1Г1ЛНО, что при использовании лампы 6Ж5П л при —3 дб
<?стога f:a несколько превышает 50 Мгч$( а коэффициент усиле-
ния одного каскада равен 3,24. При дальнейшем расширении
силосы /<0 приближается к единице и применение усилителя
: га нон ится бесполезным
Слабым местом рассмотренных усилителей является также труд-
ность получения сколько-нибудь высокого неискаженного выходно-
го напряжения Uc2 при широкой полосе. Ведь расширение по-
лосы, помимо применения коррекции, достигается за счёт уменьшения
Но при малой величине сопротивления анодной нагрузки лампа
должна создавать весьма сильный ток 1 iim для того, чтобы
I юлучить напряжение
7 । = __I _ П /
с г 'И шшг 2* Г'“ ат
’прядка немногих десятков вольт. Так. если А?,; = 360 иль то
Достигнет 50 в уже при /,гта 200 лш. В этих сложных
условиях даже мощные лампы (6ПЗС. ГУ-29, ГУ-50) не всегда
называются достаточными.
Между тем выход может быть найден за счёт применения в
каждом каскаде нескольких ламп, включённых, одпако, не про-
сто параллельно, а так, чтобы их ме?кдуэлектродные ёмкости
Сь и индуктивности соответствующих катушек М, L2 обра-
зовывали звенья двух искус стаей пых линий, как показано на
рис, 7.44.
Рис. 7.44. Упрощённая схема каскада усиления усилителя бегущей волны
.Каждая линия с обеих сторон присоединена к сопротивле-
ниям /?я п . подобранным так, чтобы был получеп режим
бегущей волны.
365
Посредством выбора соответствующих величин L{ и £х
печнвается одинаковая скорость распространения бегущих
Принцип действия рассматриваемого мп с гол а мп ото го кай
заключается в томт что напряжение н'г1, приложенное от ш
ника, обладающего внутренним сопротивлением „ перед
по сеточной линии к сетке лампы Л} и одновременно вы sty
анодный ток Sf.i L.ь нерсдающийся по анодной линии. Так
скорости распространения по обеим линиям равны, то ано^
ток второй лампы находится в фазе с током первой лампы, :
шедшим одно звено, в результате в анодной цепи лампы Л %
исходит сложение токов. После прохождения п ламп создай
выходной ток, в п раз превышающий ток одной лампы без 3
л и ч етт и я шу нт и р у юще й е м кос т и,
S
отношения — в п раз.
б’о
Исследуя усилитель бегущей
зал, что от каскада, состоящего
6>К!П, удаётся получить коэффициент усиления порядка 2,8
диапазоне частот, простирающемся пт 0 до 200 Л1г/{. В то
время от каскада, работающего по принципу сложения
щих волн, значительно легче получить высокое неискажён-
выходное напряжение.
что з кв ива лентно у вел иче
волны, А, А. Ризкин [73] по
из семи-восьми пентодов
7.4.6, Каскады, содержащие корректирующие колебательные
контуры
Для получения резко выраженных максимумов или млннм]
моя частотной характеристики, особении в усилителях звуков^
частоты, удобно применение колебательных контуров, добавлю
мых к репста гному каскаду.
В случае параллельного колебательного контура (рис. 7.45)i
момент резонанса получается максимум коэффициента усилен®
(рис. 7.46), численно равный (при Re г RH и ЯД
где (при /?щ ~ ж)
Рис. 7.45. Схема каска дз^с иарал-
л ел т .п ьш кор рек тиру к ч ди . г кои -
туром LC/£
Ряс. 7*40. Частотные характеристики
каскада с параллельным корректируй
ющям контуром
366
Вдали от резонанса коэффициент усиления близок к
Ко = 3/?л.
Западании характеристики на нижних п верхних частотах
опытен НКУТСЯ об ПЕЧНЫМ и влияниями элементов Сг и Сй.
Острота максимума, естественно. зависит пт добротности
контура. Шунт в виде переменного сопротивления может
идти использован для регулировки высоти максимума, напри-
мер, в качестве регулятора тембра.
При пос ледова гелии ом включении в анидную пепь двух па-
раллельных контуров частотная характеристика получается с
шумя максимумами- которые могут быть использованы для ком-
пенсации снижения усиления в других звеньях: первый — в об-
ласти пижнпх частот, а второй — в области верхних частот: Оче-
видно, что в этом случае, при шунтировании контуров перемен-
ными сопротивлениями, можно получить практически независи-
мую регулировку участков характеристики на крайних частотах
диапазона, в частности, регулировку гем бра.
Рассмотрим ещё каскад с последовательным колебательным
контуром LC# (рис. 7.47). На резонансной частите контура /л
коэффициент усиления в случае пентода { —~0) достигает ми-
иималыгой величины
— + —
A’r R
Для участка частот, расположенного
₽ I
в районе f0 = -—
у
уравнение частотной характеристики имеет следующий вид:
Рис. 7.47. Схема каскада с
1 , послсдоа^тйгтьным корпектиру-
/Уи — 1 “С ’ "Т Д~ 4 ютим конпрпм ДСУ?
Л (nf# । Af.f
Частотная характеристика, построенная в логарифмическом мас-
штабе. симметрична относительно (рис. 7.48). Параметрами зави-
симости у = 6(/) являются /ц, г/0 и Q. От множителя ttn зависит
глубина минимума; добротность Q определяет ширину провала
характеристики: чем больше Qf тем острее получается минимум*
367
а
Для расчёта параметров корректирующего контура LCR да
точно выбрать частоту и глубину минимума
задаться координатами ещё одной точки /! (Д, i/i).
Рис. 7.48. Частотная характеристика каскада с последо-
вательным корректирующим контурам LCR
Например, пусть Fo=- 1000 гц. </0=Л1, /\ = 200 гц (или Л = 5000 £if) и J/i
= 4 (рис. 7.48). тогда:
L ля
— — — — — 4. о f
/0 Д 1000 200
<2 = Л
________= 1.35.
j *
- 1/1
Если А\. = 100 мм и /< = 470 лтдг, то:
(/о— 1)<А’я
100>470
{5— 1) (100 -Н 470)
и 20 коч .
1,35-20-10’
-----------— 4 4 3 г ч >
6.28-10’
1
с = —1
------------------------ = 0,059-10
6.28 Л(?- 1.35-20-10’’
По каталогу выбираем С равным 6200 пф.
7А.7. Низкочастотная коррекция
Низкочастотная коррекция обычно осуществляется путём
введения в схему реостатного усилителя дополнительной цени,
состоящей из конденсатора и сопротивления. Одна из схем по-
добного рода, которая преимущественно используется для полу-
чения максимума в области мнжппх частот, изображена на
рис. 7.49. Рассматриваемое устройство очень удобно для регули-
ровки тембра звука в области нижних частот, при которой в ка-
368
□сстве 7? применяется переменное сопротивление. Иногда коррек-
тирующая цепь /?С включается параллельно > а не Ra* но
-.гот способ даёт худшие результаты, так как для получения
определённого максимума коэффициент усиления на частоте ну-
,-сВого фазового сдвига Ко оказывается меньше.
Принцип действия схемы на рис. 7,49 основан на том, что на
.амих низких частотах ра*
'очего диапазона сопротив-
'енне корректнрующей це-
ни /?С очень велико и кас-
ьад ведет себя как обычный
реостатный, С ростом часто-
? L .г сопротивление
известным влиянием емкостей сг> и, и
* 1
начинает уменьшаться, ЧТО Ряс. 7.49. Схема каскада с элементами низ-
ирнводпт к падению К ОД- кочаститпой коррекция RC
и а ко Z стремится к пределу
/? и К, снова становится постоянным, но уже равным меньшей
величине /Со (кривая 1 на рис. 7.50), При дальнейшем повыше-
нии частоты, кроме того, сказывается влияние шунтирующей
ёмкости Со, за счёт которого при со коэффициент усиления
гадает.
Спад характеристики в области нижних частот определяется
Эквивалентные схемы
рассматриваемого каска-
да изображены на рис.
7.51, Изменение ём-
к ост н ы х сопротивлений
II 1
----, и ооыч-
.п сс ш------с&
но сказывается вблизи
а для интересующего
нас промежутка АВ
(рис. 7,50) допустимо при-
нять все эти сопротивле-
ния равными нулю. Шун-
тирующая же ёмкость Со
должна быть учтена при
рассмотрении поведения
каскада в области верх-
них частот. Таким обра-
Рис. 7.51. Полная и упрощённая (для средних час- 30 М' cPe^^Itx частот
тот) эквивалентные схемы каскада с нч коррекцией эквивалентная схема /Три-
do схеме рве. 7.49 обретает вид, согласно
Рис. 7.50. Частотные характеристики каскада с нч
коррекцией по схеме рис. 7,49
24-237
369
рис. 7.516, где
Эквивалентная схема на рис. 7,516 показывает, что
Вводя обозначения;
к> =
К| W* l «<
2- /ЙС <Z?4- П[- + /?)
J_
f*
(7.23Й
(7.234Й
(7.236^
(7.235)'
(7.237).
придадим уравнению частотней характеристики общий характер
(7.238)
Расчёт рассматриваемого каскада производится в таком порядке.
Лампа Ль се режим и сопротивления /?d и /?с выбираются как
обычно для реостатного каскада» что определяет величины 7?/rtr и
Д'о. Для нахождения параметров d и {/0» от которых зависит ход
частотной характеристики, следует задаться коэффициентами //ч
= Кн/К$ на частоте fH и j/t = Ki/Ko на некоторой_частоте также
выбираемой.
Например, допустим, что в качестве лампы Лг взят пентод
6Ж1П с параметрами 5= 1,2 -адМ и 1/7?^ О, причем сопротивле-
ния 7?(J и соответственно равны 180 п 1000 ком (см, при-
мер 7.2), что даёт 7?iwr= 150 кап, п = 180. Кроме того, дано
ун = 3,16 (10 66), f4 = 50 aq. tfi = 1,2 и 300 eq,
Подставляя в (7.238) сначала у~уй и x = fiJM = К а затем
уг — 1,2 и х ~ xL = /2,'^ — 300 :50 = 6, составим два уравнения
370
относительно неизвестных у0 и d с таким решением:
= 1 / ,
V & — и
/ .v;u+ <*®>-Г
й = —--------:-------•
(7.239)
(7.240)
Вводя в (7,239) и (7,240) заданные величины, получим d = 0,893
и = 4,6- Из (7.235) и (7.236) находим:
7?= Л"£1 = _122_ = 41,7^43 ком,
Уг,~ 1 4.6—1
С =-----------------------------—--------= 0,018- 10"Лд
2-/« (Лаг ч- /?И 6 ,28-50- 1S3-103,0.893
При этом Ло, определеннее из ф-лы (7.234). получается рав-
ным 40.
Для расчёта частотней характеристики в области нижних частот
складываются соответ ству к nine коэффициенты частотных пекяже*
вий, обусловленных влияниями Cfl Ск. и выраженные в децибе-
лах (см. пример 7.2) с величиной
. f Г / / \а’
Уде = 10 lg[l 4- ]-10Ig[l 4- (7.241)
где, как вытекает из выражений (7,233) —(7.238), fn ~---- и
ен
области верхних
частот соответствующая частота среза f
[см. ф-лу (7.60)] находится как отношение дроби ——
2“ Со
1 . 5 , 1 . 1
нои проводимости — -г ------Г
«г
к суммар-
Прн увеличения сопротивления /? до бесконечности частотная
характеристика следует по кривой 2 па рис* 7.50.
Рассматриваемый каскад может быть использован также и для
регулировки тембра в области верхних частот* В этом случае кон-
денсатор С берет с я меньшей ёмкости* Прн небольшой ёмкости С и
изменен ни /? от се до 0 частотная характеристика изменяет свой
вид, будучи заключенной между кривыми 3 и 2* Так, при проме^
жутечном значении сспротивления 7?(0 < /? <х) характеристика
принимает вид кривой ACDE.
Каскад с низкочастотной коррекцией по схеме рис* 7,52 с точ-
ки зрения частотной, фазовой и переходной характеристик рав-
ноценен каскаду по схеме рис. 7.49, так как двухполюсники, под-
24*
371
ключёшше к точкам ab (рис, 7.51 и 7 53) потенциально эквн§Я
лентяи. Практически, если ле требуется регулировка чэетотнМ
характеристики, то более удобным оказывается каскад по схеи
рис. 7.52, так как его корректирующая цепь одновременно йя
Рис. 7.52. Схема каскада с элементам;! низ- Рис. 7,53. Эквивалентная схема!
кг» частит ной коррекции для нижних частот каскада с шм
коррекцией ко рис. 7.52 ij
пользуется как сглаживающий фильтр (в схеме на рис. 7.494
через корректирующее сопротивление 7? постоянный ток I
не проходит, поэтому регулировка /? не приводит к изменение
режима лампы Л], а само сопротивление R работает в более \
лёгких условиях).
Рассмотрение второй схемы нас интересует с точки зрения
получения плоской частотной характеристики, т. е. осуществле-
ния коррекции, а также и в отношении возможности получения-
максимума в области нижних частот.
Фактически ход характеристик К ([) к (f) на нижних частотах
зависит не только от элементов, входящих в эквивалентную схему
на ряс. 7.53, но и от ёмкостей и однако их влияние мы
учтём несколько позже.
Для вывода уравнения частотно-фазовой характеристики в дан-
ном случае проще всего воспользоваться обобщённой эквивалентной
схемой (рис. 4.23) п относящимся к ней выражением (4.47). Под-
ставляя в (4.47) Z„ = Rt, Y6 = 1/[ Яи 4- R#/(1 + i »>Сф Rt6) I,
Zf = ----, Yd = — , U = Ucl и вводя обозначения:
I cn Cc Rc
и = SR#
] _f_ -! ] _| Ra |
+ Rlf ' /?, R; 1 Rc
' c=^'.
Rc
b=^, c=^, d=:—,
(7.242)
(7.243)
(7.244)
b . cZ+(l 4- ф
a a{ 1 4- £ T- d)
g 6 0 + g) +c
o(l c + d)
л w CjR>
£p Li
получим уравнение
s = are tg
(7.245)
(7.246)
(7.247)
(7.248)
(7.249)
(7.250)
Согласно принципу Г. В. Брауде [см. ф-лы (7.168), (7.169) и
(7.247)], наилучшей частотная характеристика будет получена при
| ? = ЛЙ — 2В
\ а /
или, в более развёрнутом виде, при
= ____, f & ( 1 +2/7+ 2(1 + еде + *i)
С& (1+с? |/ (1 + с)*'Г (1 |-£)4
(7.251)
(7.252)
В то же время фазовая характеристика, как вытекает из (7Л 70)
и (7.172), становится оптимальной, если
А — = 0, (7.253)
а
что равносильно условию
а = CttRil = 1 =1
С, -/?£ 1 + С Rq
1
Качество коррекции частотной характеристики тем выше, чем
меньше коэффициент при l/x4— в (7,249). а именно:
fis ) । \ _(
5 ___________
С,Я- ' А’я R, '
373
Для снижения В2 следует уменьшать отношение с = RaiRL
особенно b = RjR^ это значит» что применение пентода для й
када с низкочастотной коррекцией оказывается более выгодно
чем триода1). Что же касается дроби RjR& то её уменьшен
Достижимое за счёт увеличения ограничивается возможное!
питания каскада напряжением
<0 = и<* 4- Л-о (#« 4- 1^-о1
не свыше определённой величины (обычно Е'й0 < 300 — 450 а), 3|
снижение Ra ведёт к пропорциональной потере в величине усилен™
Кроме того, здесь надо считаться с тем» что при нЯ
большом 6 отклонение величии элементов схемы, например, С^г и
крутизны характеристики лампы от их расчётных значении привод
дит к более заметному изменению частотной и фазовой характера
стик. Практически не рекомендуется выбор конденсатора С& элей
тролитического типа b < 1 [88]. \1
Естественно, что в случае применения пентода в качестве лай
пы Л] (рис. 7-52) в выражениях (7.242)—(7.253) вполне возможвд
положить с = RjRi 0. 1
Сопротивление /?£1 в большинстве случаев берётся значительно!
больше при этом d Rit/Rr ~ 0. Для упрощения дальнейший^
выводов примем с — d — 0* что позволит уравнения частотной я-
фазовой характеристик написать так:
показывает,
(7.254)'
(7.255):-""
Решение уравнения
что
максимум
частотной характеристики имеет место при х =^^CvR(t равном
(7.256)
*) В случае триода более эффективным оказывается каскад по схеме на
рис. 7.56.
374
Из (7*256) следует, что максимум существует только при
а -<. (7*257)
что согласуется с условием получения ваивыгоднейшей частотной
характеристики (7*252)» принимающем при с d = 0 такой вид:
а = . (7.258)
Высота максимума при этом оказывается следующей:
__ Л MftfiT _(I
AS у о х- &)* (аа 4- 6Э) — &V /J4WTW+26 — trf ’
(7.259)
1\ак показывают равенства (7,254) и (7.255), параметрами час*
тотной и фазовой характеристик являются коэффициенты а и Ь,
причём» чем меньше bt тем эффективнее оказывается коррекция;
практически b = RjR# в большинстве случаев берётся не менее
0*05 по указанным выше причинам* На рис. 7*54 приводятся инте-
Рис. 7.54. Частотные я фазовые ха^ятеркстп’ки каскада с кч коррекцией по схе*
не на рис. 7.52;
I) а = сс — без коррекции;
2) 1д—случаи оптимальной частотной характеристики;
3) а = 1 — случай оптимальной фазовой характеристики;
4) « = 0,8 — случай перекимпенсяровзпной фазовой характеристики
ресующие нас характеристики для значения 6 —(XI1), при этом
коэффициент а выбран, исходя из условий получения наивыгодней-
шей частотной характеристики [ф-ла (7*258), и отдельно фазовой
[ф-ла (7*253)|* Там же приводятся характеристики скорректирован-
Более подробные характерястнюг для b от 0,1 до 2 даются в приложе-
нии 7.
375
кого каскада (а = \ СО1 что равносильно замыкавию н|^В
ротка разветвления С^Т?^ в схеме на рис. 7,53). Интересно,
перекомпенсация фазового угла получается при любом b. яМ
а < !; соответствующая характеристика также показана на риеЪ^И
В первом приближении выигрыш. реализуемый за счёт приэд^М
ния нч коррекции, можно оценить, сравнивая характеристики
када обычного (а = о?) и содержащего элементы
Для более подробного освещения этого момента гяесмотпЯ
ч исЛ овой пример, М
Пример 7.8. Требуется произвести расчёт усилителя на лампах 6ХДИД
состоящего из четырёх каскадов с низкочастотной коррекцией, исходя из у^Я
вин: частотные искажения = — 0,4 дб на частоте = ЗП гд, <ю>яротншийИ
анодной нагрузки 360 олг (см. пример 7.7), напряжение источника шггаЙЯ
£rtU 300 в, сопротивление в сеточной цепи лампы последующего каа^Я
/?4 — I Мом. Тй
Режим работы и параметры лаМпы 6Ж5П приводятся в приложенной
Очевидно, что □ данном случае анодное напряжение должно быть ниже вдйЯ
нального, составляющего 300 и. Если принять 7?^ = 10 /?й = 3,6 лая, то ано(Я
ное напряжение окажется равным я
= i^d + Rfi) Iа& (hid “Г — ^00 -
— (0.36 -3,6) 10 —0,16(10 + 2) 241.2
При 6^ = 241,2 н я сохранения величии остальных напряжений анодный
ток и ток экранирующей сетки, а также и параметры лампы существенно
изменятся, ।
Если элементы цепей питания CKR№ и отсутствуют, то расчёт величин
Cf и Сф ведётся весьма просто.
Совпадение величины параметра
6=^= 360^
R$ 3600
с приводимой ва одном из графиков приложения 7 делает возможным использо-
вание последнего, что даёт некоторое упрощение вычислений.
Выбирая я - aOftm = / b 1,D9 из графика для £ = 0,1, узнаем, что
при неравномерности усиления на ОД1Ж каскад —0.1 дб, т. е. при (/— 1/1,012=^
— 0,988. переменная х = ь>н CcRc составляет 0>45.
При аналитическом методе расчёта сначала находим коэффициент частотных
искажений, относящийся к одному каскаду
Aid —.
^2,, = ^ = умд, (7.260)
А1«
где по заданию
_ y^s °Д
W _20 = 1020 - 1,048.
Учитывая далее, что при й=оапя1 коэффициенты при 1/х* в (7.254)
равны, т. е.
376
приходим к следующему решению ур-ния (7.254) относительно х = CcRc'
/9
“ТЛТ^ ~Г~~ (“'Т’~у ~Т=I'
(1 + м* -11+1/ (1 + i>r I. Л-1* -1 I +4лоп(п8г ( Л1/ -1 )
Г (7.262)
Определив jz, находим постоянную времени разделительной цепи и ёмкость
конденсатора Сс на основе следующего выражения:
CcRc = — , (7.263)
т. е.
0.45
CfJ?r — ?= 0,0024
( 6,28-30
0.0024 сек
Сг ------= 0,0024 лскф = 2400 пф,
1
Емкость конденсатора фильтра определяется из условия (7,243)
aC,R, 1,09 0,0024
Сф= Ла = 350
= 7,3.10~ *ф.
При отсутствия коррекции для получения частотных искажений, оцениваемых
коэффициентам = 1,024 (для N =4), ёмкость конденсатора Сг, как это
можно установить из (7.52) и (7.53), при
Л*____ 4
Мсн /Л^ = -/ 1.048 = 1,012
в при
7?г0 = = I Л1аи
должна быть равна следующей величине:
С, --= -------7^-——-=----------------------------- = 0,034-10 - 5ф.
2^ЛК<,-1 6,28-30.1• / 1,012“ — 1
Сопоставление результатов расчёта показывает, что в данном случае приме*
некие низкочастотной коррекции позволило уменьшить ёмкость конденсатора С?
приблизительно в 14 раз. При больших значениях b и Л1* выигрыш в величине
6'г получается меньше/
При наличия в цепях питания элементов Си С^/?, расчёт низкочастотной
коррекции основывается на использовании графиков приложения 7. С этой целью
для намеченного значения b (в пределах от 0,1 до 2) выбирается величина па-
раметра а с таким расчётом, чтобы частотная характеристика оказалась с замет-
ным подъёмом, например, при 5 ~ 0,1 удобно взять о равным 0,7. Переменная х
берётся несколько больше абсциссы максимума для того, чтобы получить ре-
зультирующую частотную характеристику монотонно возрастающей* т. с. без
максимума в районе / .> jft, Для злого нужно х выбрать вблизи точки перегиба
функции if =; F (х). Так* при b = 0,1 и и — 0.7 можно остановиться на х = 1,
что даёт if = 1,3. Используя этот подъём для компенсации западания, яносимо-
го питающими цепями каскада, следует положить
1,3
н перейти к расчёт)1 величин С* н по методу, использованному в примере
6.3 (см. п. 6.5.3).
377
В случае лампы 62КаП исходные величины составляют: S ~ 9 лгп/я, /*-.
= 10 ми /i0 — 2 -мач $ ₽ lt\8 « 0,09 лш/я, t*.o =150 в, = IgQJ
(cal приложение 3) н при Л\ 0 ==- 300 « 7?? = 75 ш. При выборе fti = CjCa
100 получается С\. — 150 мкф к С? — 1,5 мхф.
Так как х = J f то
Рис. 7.55. Схема к данные каскада с ич и слож-
ной вч коррекцией по данным примерен 7.7 и 7.8
L' «н е,38-зо "у
0/3053 сек.
0,0053
Сс = —— 0/J053 ,1якф^
{
Для выбранных зиачеяжЯ
а = 0,7 и А’ц 350 ол л°лу?
паем
__ д С 7?,
Ч& ~~ /> “
0,7 9.0053
~~ 350
^10,3-10- 6 ф.
Схема и данные элементов одного каскада рассчитанного усилителя с яизк>
частотной коррекцией и сложной высокочастотной коррекцией приведены ка
рис. 7.55.
Расчёт" частотной и фазовой характеристик в области нижних
частот при а = а0Г17П ~ У 1 2Ь может быть выполнен па следу'
щнм ф-лам (7.254)—(7.263). что вытекает из (7.254) и (7,255)
и отчасти аналогично выражениям (7.64) а (7.65):
— arc tg-^—arc 1g
где
1
2п СеЯс ‘
(7-265)
(7,266)
78
Следует отмстить, что питание усилителя, состоящего из кас-
?.адов с нч коррекцией, необходимо осуществлять через элект-
ринло-иоиный стабилизатор, обладающий, как отмечалось, ма-
ым выходным сопротивлением. Питание от других источников
|риводпт к возникновению паразитной генерации или к резкому
г вменению частотной п фазовой характеристик.
Кроме приведённых на
рис. 7.49 я 7*52 схем каскадов
с нч коррекцией, известны еще
а другие их виды. Так, при
необходимости получения бо-
лее высокого неискажённого
выходного напряжения (на
средних частотах) и экономии
в величине питающего напря-
жения EtQ более удобными яв-
ляются разработанные Г. В.
Брауде [15] и А. Я. Брейтбар-
том [19] схемы с дросселем
Рис. 7.56. Схема каскада с элементами
нч коррекции включёнными в се-
точную цепь
шунтирующим сопротивление
/?[j5 (в схеме А. Я- Брейтбарта сопротивление 7? ,А вообще отсут-
ствует).
Накоиен, в случае применения пизкоомного триода или реос-
татного катодного повторителя (рис. 6.21) оказывается более
выгодным включение корректирующих элементов ие в анодную,
а в сеточную цепь, как показано на рис. 7.56 [55].
§ 7.5, УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
7,5,1, Каскады с корректирующей обратной связью по току
В усилителях напряжения и каскадах усиления па пряжения
обратная связь, как правило, отрицательная, применяется для
коррекции частотных характеристик (а также и переходных ха-
рактеристик, что рассматривав
ется в гл. 9) для повышения
Рнс. 7.57. Схема каскада с вч коррек-
тирующей обратной связью по току че-
рез элементы RtiC* при А?к
стабильности коэффициента
усиления и, в отдельных слу-
чаях, для соответствующего из-
менения входных и выходных
данных.
Одним из простых способов
осуществления высокочастот-
на й к о р рении и яв л яетс я п рн -
менешге комплексной отрица-
тельной обратной связи по то-
ку. Подобного рода схема по-
379
казана на рис. 7.57т где в качестве элементов обратной
используются сопротивление /?к н конденсатор
ёмкости Ск>
Сопротивление R* здесь одновременно выполняет фуякю
сопротивления смещения /?к, что возможно» если сопротивление (
ной связи и сопротивление смещения по расчёту" получаются,
ними. В противном случае выполнение катодной цепи
соответствовать схемам на рис. 7,58. Первая схема (а) не нуй5
ся в объяснении, во второй (б) сопротивление смещения RK Е
ственно уменьшено и доведено до величины, равной за
л # п # ё
JV
/f,
г1 сё л,
Яс
«,А
Pnc. 7.58. Выполнение катодной цепи для случаев, когда > /?Л (д\ б)
пропускания добавочного постоянного тока 1 В третьей схеме
приходится вводить элементы Сс Rc, так же как и в четвёртой
где требуемая величина искусственно увеличена до значея
равного посредством подачи на сетку лампы дополнительна
положительного напряжения от делителя R'R"T через которв
достаточно пропустить ток порядка долей миллиампера.
Как было показано
и. 6.5,3» некоторое сопротивд
вне 7?^, включённое в катоз
ную цепь лампы, па оснош
ним теории обратной связи та
току пересчитывается в анбЯ
ную цель путём умножения Ня
I -J- Р (рис. 6.44). В соответа
ствии с этим, эквивалентна!
Схема рассматриваемого каей
када принимает вид схемы1
приведённой на рис, 7.59.
Высокочастотная коррекция здесь осуществляется за счёт уменье
шения сопротивления разветвления (1 4- р), происходящего 6»
ростом частоты, что замедляет спад коэффициента усиления нлй§
приводит к появлению максимума у зависимости К от ft как покай
зано на рис. 6Л1, где удб = 20 1g .
л0
—г----------
fpi ’’^7' П/?^Л -<
cd fy?
Рис. 7,59. Эквивалентная схема для
верхних частот каскада па триоде
с высокочастотной корректирующей
обратной связью по току
ДГг •
380
Можно показать, что частотная и фазовая характеристики рас-
сматриваемого каскада в области средних и верхних частот описы-
ваются ур-ниями (6.183) и (6Д85), относящимися к цепи, показанной
на рис. 6.40* От этой цепи эквивалентная схема рассматриваемого
каскада отличается тем, что в ней отсутствует первая шунттфукидая
ёмкость (Ct = 0) и применены другие обозначения сопротивления и
ёмкостей. Опорные частоты fct образующие одно из неравенств
или f ь < fa < ff’ находятся из встречавшихся уже
выражений (6.188) и (6,189), причём в данном случае:
; = 1 4- Л' + ; (7.267)
^ас
^CtCM, (7.268)
I 1 Т + ад + (1 + и) 7?J. (7.269)
ГЛ?
R“="£!br’ (7.270)
С»"(С,„)Д+(С„)Л1+С,. (7.271)
Коэффициент усиления в области средних частот, где пренебре-
жимо малы проводимости ёмкостей Со и С\, равен
Ко = -------------------. (7.272)
Ч-(»+!*)«« + /?вг
При расчёте каскада удобно так подобрать опорные частоты,
чтобы получить наиболее подходящую для требуемых условий час-
тотную характеристику. Кроме того, целесообразно исходить из
определённого типа и режима работы ламп J]L и Лг, что позволит
установить численные значения параметров R- и CQ. Тогда, исполь-
чуя равенства (6,188), (6.189) и (7.267)—(7,269), удастся получить
юлное квадратное уравнение относительно 7?dr, коэффициенты ко-
торого выражаются через выбранные величины:
й = — ть Со'
ь=—к+и>г)ад-
с = Rr
Прочие параметры находятся уже совсем просто:
Г
А
1 _ L
3SJ
Дсли1/?^ или 7?х оказываются отрицательными или
числами, то следует соответственно несколько изменить одЙ
несколько из исходных величин. ]
Например, если = 100 шкт р ИЮ (гриид 6Г2 в режиме £/до^
Цо = — 1 .'2 в п 1аа = 0,3 лад), Со = 20 нф> flt = 25 кгц, ft, = 2,5 кгц
= 500кгч1), то коэффициенты уравнения относительно ]?дс. оказываются^
щимп: н = 19,4' Г| 1/ол, Ь = — 6,6 и г = 10s пм. Оба корня Rar =* tf
п /?„г =324 ко и физически осуществимей, но меньшее значение более удо<§
как для него меньшим будет и R.t t что выгоднее с точки зрения пвтанц
кадз, Итак, берём Rft{! = 17,5 од н находим = 10 кол, Ск — 6200 лф
= 1.55. Так как здесь RK = 3,9 auu < R#, то схема катодной цепи г£
выполняться по рис. 7.58rt или 7.58г. 1
В случае применения пентода в качестве лампы Л\
тельная обратная связь по току вносит ослабление Мп , xos
согласно (6.240), при 2Э —0 (т. е, при наличии блокироШ
конденсатора С3 достаточно большой ёмкости) оказы^
равным
1 +5^,
где S* — крутизна характеристики катодного тока,
надо понимать сопротивление разветвления
для средних и верхних частот мы
к =
<41
получим
SZ.
1 -Ь
в котором:
Rar
1 - J- i w Cq
#<
а
н Таким об!
следующее уравн
= —----------.
I Т i W
a Rac и CQ определяются выражениями (7,270) и (7.271)
венств (7.273) — (7,275) нетрудно получить уравнение час
характеристики в таком виде:
Л'
11=т.
1 + (* СМа
ш
\ а
1 + J J
где
тх S7?ef
1
(7
— коэффициент усиления на частоте нулевого фазового
расположенный обычно где-либо в средней части рабочего диапззо.
’) Данные опарных частот относятся к частотной характерастнме,
ведённой на рис. G.4]
332
Если ввести в рассмотрение опорные частоты (рис. 6*41):
(7-278)
(7*279)
(7*280)
то ур-ние (7.276) может быть приведено к виду (6Л83).
Соотношения (7.275) — (7.280) позволяют найти и
(или три каких-либо других параметра) по выбранным величинам fai
f\, и ft. и известным значениям Со и
Например, п случае пентода 6ЖЗП, работающего а номинальном режиме,
имеем 5^5 ма/в и = 6,4 .vti/a, Если прн этом Со = 20 пф, а опорные часто-
гьз равны /л = 500 /сгц, fo = 2,5 кгц и fc — 25 йэд (рве. 6-4]). то получим:
/?* = Л.___= ГГ5_______1,4 ком,
S. 6.4
сх = —!— = ---------------!--------~ 0,05-ю- 6ф,
2г. 6.2S-2500-1400
ДХ 1
/?« ~ Ъ 2г,/,С0
„ _ SRtir
Ао” изд.
--------------------г7 = 16 000 ЛИ
6,26-500-10^20 10“12
5’16
= ------------ = 8.
1 + 6,4’1*4
Так как сопротивление смешении RK— 200 1400 ом. то сеточжь
катодную дель следует выполнять по ряс* 7.58# или 7.58г* j
Поведение и расчёт каскада с обратной связью по току мы
рассмотрели сточки зрения получения частотной характеристики
с максимумом н области верхних частот. Вместе с тем может
представлять интерес получение плоской частотной характери-
стики, т. е. осуществляем не коррекции по Г. В. Брауде, что мы
рассмотрим для случая использования пентода. С этой целью
в (7.276) следует приравнять коэффициенты при ш2 в числителе
и знаменателе
(W + (rrfrrY =(С^' <7-281 >
\I+ oAKtf /
Воспользовавшись обозначением
А --= ! + (7*282}
приведём условие получения оптимальной частотной характеристики
(7.281) к такому виду:
СР (7.283)
Гл^-i
зга
Заменяя в (7.276) ш на 2т? и Л на К* и нспа
равенство (7,283). получим уравнение относительно Решая
уравнение и умножая корень на Ко, где, согласно (7.277) и (7;
1 4" StfRx
нам удастся представить площадь усиления как функцию коэф
циента частотных искажений — К0/Кн, глубины обратной с
До и отношения $/С0
(7.28^
(7
Последнее выражение показывает, что наивыгоднейшим значеннЙЦ
глубины обратной связи является
= (1 + ^^к)опт = V 2, (7-2$$
при котором площадь усиления равна
K’f- - dW-^V4' - j/'+TijT ) <7-287j
Сопоставляя (7,287) с (7Л92) и (7.194), мы видим, что применен
ние корректирующих элементов в катодной цепи при До =
= I 2 позволяет увеличить площадь усиления в
г=|/т(1+|/1+^Н (7:ш’
раз. Так, при уе&^^—3 дб (Л^ = 1,41) получаем незначительны^
выигрыш g= 1,1, однако для =— 1; — 0,5;—0,25 и—0,083 &ё
выигрыш соответственно будет g = 1,27; 1т42; 1,61 и 2.0L
Таким образом, применение обратной связи по току для
равнивания частотной характеристики практически будет оп4
Раедами если частотные искажения (дачного каскада) требуется
получить небольшими (порядка долей децибела).
Из соотношений (7.276), (7.283) и (7.284) удаётся установить,]
что в режиме оптимальной частотной характеристики коэффициент!
частотных искажений в*ыражается так:
(7.289)
Выражение (7.289) удобно для расчёта частотной характеристи-
ки в области верхних частот; при малом уровне частотных вскаже-
384
H1ui на граничной частоте }в допустимо считать, что
(7,290)
Соотношения (7.276) — (7.290) относятся к однокаскадному
усилителю.'
В случае же усилители, состоящего из V идентичных каскадощ так же как
при шгследчйзнни простой вч коррекции, можно показать, тго число каскадов /V.
ко j ii .1 lo s i и ен г yet I л ени я у си л i гтел я /Со и его коэ Ji фя1 i пент пас тот нь х иска женин
\1|| |Л; связаны с /у, Cfl и S выражением,-аналогичным (7.200),
4.34 4* ( 2t/„Cu у -L
л< * = л^—1 I —s—’ N К°
(7.291)
Далее нетрудно показать, что наименьшими частотные искажения будут при
\ где
Vimm=4b/(q = 0,46A0J(j. (7.292)
г ^кажутся равными
5,44Л* / 2^С0 V
М<5 дб мя "= 75 гН е (7.293)
/10 — 1 а у
ни аналогично или совпадает с. (7,202) и (7.2040 При этом коэффяпнент усв-
1 _
тения на каскад при /V №Оп/п по-прежнему составляет |/е — 1,284.
Сравнение выражений (7.2001 и (7-233) показывает, что применение коргек-
щрующей обратной связи по току менее эффективно, чем использование прос*
i'jji дч коррекции. В величинах Мв ж? пол у чае г си ухудшение даже
:ги! Ло —/!0.jnm— 1^2 в 23,3 раза, а при равных искажениях граничная часто-
4________________________
и /j оказывается л ^'23,3—2,2 раза меньше.
Преимуществом рассматриваемого каскада по сравнению с рео-
татным является то, что не требуется блокировочный конденсатор
j цепи смещения СЙ1 если только что особенно важно
(ри малых значениях и Мч df7. Несмотря на отсутствие этого
конденсатора коэффициент усиления при данном значении f„ полу-
чается не меньше, а даже несколько больше, чем у реостатного
аскада, содержащего Сл. Другое преимущество заключается в
нм, что отсутствует нестандартная деталь—корректирующая ка-
тушка.
Для получения независимой регулировки частотной характерно
ики (тембра) на нижних и верхних частотах очень удобным ока-
зываете и каскад, выполненный по схеме на рис. 7.СО.
В этом каскаде сопротивление обратной связи по току шутгти-
!'уется двумя (или одним в случае односторонней регулировки)
юследователиными колебательными контурами ЦС\г\ и
резонирующими на частотах /ftJ и f0.2, которые целесообразно совме-
25—237 3fi5
стйгь с граничными частотами рабочего диапазона и [й. На
них частотах вблизи частоты сопротивления ком;
оказываются значив
больше, чем /<г чц
зволяет не считал
их влиянием. По*
коэффициент уси,
на частоте анал
но (7.272). ранен
Рис. 7.60. Схема каскада двойного регулятора
тембра с отрицательной обратной связью ио tokv
_________.
Л/ 4- (1 4" Н) А’к +
(7;
где
Выражение (7,294) относится к триодному каскаду; при ней
зовании пентода Л'о находится по ф-ле (7.284)1).
По мере приближения f к собственной частоте одного из':
туррв, допустим первого, его сопротивление будет стремиться X
носительно небольшой ве-
личине г! = ги -Ь Я1 (Гд{—
активное сопротивление ка-
тушки АД При этом ослаб-
ляющее действие обратной
связи станет уменьшаться,
что вызовет возрастание
коэффициента усиления
(рис, 7.61), На резонансной
частоте f0] коэффициент
усиления достигает макси-
мальной вел ичины
''‘Л1ллгг1
Н Rar
р г
Rt + (1 +н) „V +/?яг
RK < Г1
(7.296)
Ряс. 7,61. Частотные характеристик^
кдекз да .выполненного по схеме
на рис. 7,60
Высота, мо не частота этого максимума, как видно из (7.2J
зависит от сопротивления rh составляющая которого /?1 вып
В случае применения пентода в качестве лзмпт.д Л] и в дальнейших С
ношениях, относящихся к рассматриваемому каскаду, следует р заменять
S7?^ а (1 на 5^/?/, полагая при этом, что /?, стремятся к бесконечно
ЗЯ6
няется в виде переменного сопротивления, если требуется регу-
лировать частотную характеристику па нижних частотах.
Подобным же об р а золе влияет второй контур в другой части
шапазона. При этом регулировка частотной характеристики на
нижних и верхних частотах практически получается независимой.
Если ещё при этом предусмотреть некоторые первоначальные
it. е, без коррекции) западания характеристики па нижних и
верхних частотах (за счет выбора соответствующих величин ём-
костей С* п Со), то удастся осуществить высококачественную
регулировку тембра, создавая приглушённое пли подчёркнутое
воспроизведение как низких, так и высоких тонов при сохранен
нии неизменного усиления на средних частотах.
Найдём теперь уравнение частотной характеристики. В области
частот f01<f < первый контур обладает сопротивлением
2у —. гу -4“ 1 I ------],
\ й1 Ci
коэффициент усиления равен
г-_ йс2 _ __________________________
Л ~ 777 А
^ + (1 + ^ * 1 4/?.
Л\ + Л
Вводя обозначения:
у . J____________________________/м_
!Лп /
(R/ 4 /?df)
Rl "Г U 4- F) Ч"
(7.297)
(7.298)
(7.299)
(7.300)
(7.301)
Q
_ u'bi
1 ИКв — ~ '
'» ак»
и используя равенства (7.297) и (7.298), уравнение частотной харак-
теристики получим в следующем виде:
л_ / /б
/Ci |/ 1 -г (Qj
(7,302):
где
I маю
мам =
Ч- (I + н) 4~ $<? -
п
/?/+(! 4--И) я*
(7,303)
тАс
Ход частотной характеристики (при f < f0) определяется тремя
параметрами: f01, и QlJWe- Если заранее выбрать Ап и
го неизвестной величиной останется эквивалентная добротность
25 * 387
Q( , для определения которой необходимо задаться координатам
еще одной точки как показано на рис. 7*61 f и найти
.Г1 = Л„А. (7.3М
/01 /1
Решение же ур-ния (7.302) при х = дд относительна Qj окд
зывается следующим:
Р.... = 1/ ^4- (7.«
При расчёте данного каскада выбирается тип лампы и её режД
работы, а также величина сопротивлений R„., и исходя И
имеющихся источников питания. После расчёта Qj 3/се (Q>3fC3) {Д
ф-ле (7.305)] находится (посредством решения снстйД
ур-ний (7.300) и (7,303)]
= _________(1 +jx)J?g________
Г'*“ ~ (Vi мм~ В1^+(1+!*)^ Н?да| ’
что позволяет определить Li(L2) из равенства (7.301). Добротности
катушки Lj (£2) определяется из соотношения
__ Qj 5^5
(1
Переменное сопротивление /?Д/?а) достаточно выбрать, исход»
из того, что при G —коэффициент усиления на резД
пансион частоте f01(fDi>) получился на 10 — 20% больше, мем Д
частоте /0. Для этого достаточно А?Д7?а) взять равным (10—20)/?Д
7.5.2, Двухламповое устройство с параллельной
обратной связью по напряжению
Наряду с обратной связью по току, с точки зрения коррекции
частотной и переходной характеристик, известный интерес пред|
ставляет примененне параллельной обратной связи по на пр Я*
жен ию.
Из двух реостатных каскадов, образующих подобного родйГ
устройство (рис. 7.62)- параллельной отрицательной обратной)
связью по ггипряжению охватывается только второй каскад нй|
лампе
38В
Можно показать, что у рассматриваемого устройства урав-
нение частотной характеристики имеет следующий вид:
_ -К ^ ______________1
у ~ Кв /I г +
гЛё
К J?— I) rt г*
/? т 4 г3 -|- =^з fi
(7.306)
(7.307)
С
Рис. 7.62, Двухламповое устройство с параллельной Обратной
связью по напряжению
С] П {/? ~1~ г2 (Я Н- 3
2 Cj Cj г
R + ri + Га ’г гj
Я + rt + г» + 53 гг г,
Ct С, г3 г± ft у
7? 4 4 г£ -|- *Ss 4 га /
(7.308)
(7.309)
£1 + (CF )j7u "1"
С. = <С„)л. + (С..)л.+ С.-
__ R<d
Яги -I-
У?е!}
з St и S2 представляют ссбсй значения крутизны пентодов Л, и Лз-
Осущестнляя высоксчастотную керрекцию с целью получения
нанвыгоднейшей частотной характеристики, мы должны обратить
в нуль коэффициент blt что даёт первое уравнение, связывающее
параметры рассматриваемого устройства
[С j fi (/? Ч- Гз) -|- q га (/? 4- г5)|- —
—- 2 С| С* Г/ Гз 7? (7? ~h Г1 ~1~ ^2 Ч- S г। /*).
(7310)
3BS
1>П||.ч
При составлении второго уравнения следует исходить из.
делённого уровня частотных искажений. Добавляя индекс
величинам, зависящим от частоты, в (7.306) и перевертывая д|
получим к
М1Й= — =
Ив Ко
4
От (7.309) и (7,311) приходим к второму уравнению
следу*
вида:
= Ci С* Г‘ Гд * = ~~ 1 IT
R +- Г, -t- rs + S. Г, г, ’
Если, как обычно, считать заданными Cbt?a>S2>ffl иЛ^,
неизвестными величинами окажутся гь гэ и располагая j
ур-ниями (7.310) я (7.312), мы вынуждены задаться числовым
чением либо одной из этих неизвестных, либо отношением .
величин. Удобно выбрать числовое значение отношения
г<» - --- t
п
Решение системы ур-ний (7*310), (7.312) и (7.313) даёт
щий результат:
- // + V & - 4НГ
где
и затем
с — — (Сх -j- m2 С2)>
(Cl 4“ Cg)
4
m C| £ у f — (£? f -j- C* rtt)
О, Б, Лурье, исследуя рассматриваемое устройство (54]т покейЙ
что коэффициент усиления на средних частотах мало зависни
/л = —. Увеличение m приводит к уменьшению усиления, Сйя
П Л
ааемого первой лампой (/<Д и возрастанию усиления, даваёлй
второй лампой но вместе с ростом при увеличении m буя
повышаться л максимальное неискажённое выходное напряайя
Поэтому при необходимости получения наиболее высок®
390
выходного’ напряжения'следует выбирать т 'возможно больййй'йе?
личины, порядка 10—10UJ). Если же выходное напряжение цедда^
Нс быть сравнительно^ высоким, а усиление требуется получить вйз*
можно большее, то "тогда J нанвыгоднейшим значением окажете^
т— Е при котором*Ко на 20—30% больше, чем при /тг=са.
Рассматриваемое устройство в отношении площади усиления
ь<ог\. заметно превосходит .двухкаскадный реостатный усилитель
<особенно при задания небольшого уровня частотных искаже-
ний), но несколько уступает двухкаскад пому усилителю с про,
пой вч коррекцией.
Наряду с этим настоящее устройство обладает следующимн
преимуществами по сравнению с усилителем, содержащим два
декада с простой вч коррекцией:
1) максимальное неискажённое выходное напряжение (при
иирокой полосе) можно получить в 3—5 раз выше;
2) мало удобные нестандартные детали — корректирующие
катушки — отсутствуют. Это дает упрощение конструкции и не
;ызывает необходимости устранения возможной паразитной
магнитной обратной связи между каскадами.
Недостатком двухлампового устройства с параллельной об-
। ат и о й связью является ухудшение частотной характеристики
tpit отклонении крутизны 5й от исходной величины, приводящем,
;ак видно из (7.308) и (7*310), к нарушению равенства Ь\ =0.
В заключение остаётся отметить, что проходная ёмкость соз-
даёт вредное влияние за счёт того, что обратная связь из частот-
независимой постепенно переходит в менее выходную частот-
юиезависимую связь, не создающую корректирующего действия.
3 работе О. Б. Лурье [54] показывается, что при С/С| = 0т05 в дан-
ной схеме время установления увеличивается на 20%. Можно
считать, что в такой же степени происходит снижение высшей
частоты . Получение малой величины С достигается за счёт
ведения к минимуму проходной монтажной ёмкости путём соот-
ветствующего конструирования.
Кроме того, следует иметь в виду» что отрицательная обрат-
гая связь снижает уровень частотных искажений, создаваемых
элементами С и С^, а также и нелинейных искажений
лампы Л2.
Наконец, обратная связь способствует повышению стабиль-
5 о ст и частичного усиления К20 при изменении крутизны 5^ въь
-ванном сменой лампы Л2, колебаниями питающих напряжений
; пр. Повышение стабильности усиления, естественно, зависит
'Т глубины обратной связи,
В области средних частот фаза обратной связи ©„«180°, и
дубина обратной связи .4 оказывается связанной с петлевым
М Наличие сопротивления 7?^ (рис. 7.62). строго гопоря. не пеззоляет при-
нять —оо, однако результат расчёта существенно не изменяется, если вместо
г 50—100 принять т. = сск что даст заметное упрощение в вычислениях.
усилением а простой зависимостью
Л = 1 + д.
вытекающей из соотношения (6.16). ____
В пашем случае глубина обратной связи на средних
равна
7.5.3, Двухкаскадное устройство с последовательной
обратной связью по напряжению
Рассмотренные выше устройства отличались применен
обратной связи сравнительно небольшой глубины, охватываюя
один каскад, что обеспечивало требуемое корректирующее д
ствие. 1
С точки зрения же получения удовлетворительной стам
пости эффективного коэффициента усиления, что важно дляЧ
мерительных, счётно-решающих и т. ш установок, однокаскадй
схемы оказываются в общем неподходящими, так как они не.:;!!
гут одновременно создавать большое усиление и глубокую □
ратную связь.
Вместе с тем, для усилительного устройства с обрат!
связью, предназначенного для повышения чувствительности Л1
/ /,
нового вольтметра
in
других 11 р лборов, об
весьма существенным^
ляется получение 6'Cg
шого входного eonpoTi
ления, и в частности,
ЛОЙ входной ёмкости,
может быть достипг
посредством примета
последовательной обр.
нон связи.
&
Таким образом.
рассматриваемых услав!
работы наиболее подход
щи ми оказываются yd
ронства с последоватей
дователънсй обратней связью по напряжению И отРии-а 1еЛЫК)И обр
пои связью, охватывав
щей несколько кэскадси
(прибор МНИ-10)
Схема одного из устройств подобного рода изображена Н;
рис. 7.63.
Усилитель устройства состоит из двух реостатных каскад-01
а цель обратной связи выполнена в виде делителя напряжений
392
верхним плечом которого является сопротивление 7?lt а ниж-
ним — параллельно соединённые сопротивление смещения Яг
и входное сопротивление первого каскада со сторона катодного
входа г „о1).
При указанном построении схемы обратная связь оказывает-
ся отрицательной только при чётном числе каскадов.
Выходной нагрузкой для данного устройства является ещё
один каскад (реостатный, выполненный по инверсной схеме*
показанной на рис* 3.10), работающий на анодный детектор с
гальванометром. Для подгонки эффективного усиления под тре-
буемое номинальное значение нижпее плечо делителя Р-цепи
[гыпплнепо в виде полуперемепного сопротивления. Назначение
конденсатора С не нуждается в объяснении.
Настоящее устройство работает в диапазоне частот от 30 до
100 000 ац,
7.5Л. Трёхкаскадное устройство с последовательной
обратной связью по току
Наряду с двухкаскадным устройством с обратной связью ши-
рокое применение находят устройства, содержащие трёхкаскад-
ный усилитель, с последовательной обратной связью но току, в
частности, используемые в чувствительных ламповых вольтмет-
рах [93]. Вариант схемы устройства подобного рода представлен
на рис. 7,64.
Рнс. 7.64. Трёхкпскудное устройство с последовательной обратной
связью по напряжению (ламповый вольтметр J1H9-2J
’) По отношению к иы.ходу р-иеля первый каскад должен рассматриваться,
как каскад на лампе Л] с общей, сеткой.
393
Показатели устройства с трёхкаскадаым усилителем
“быть получены более высокими за счёт того, что в петлю об]
ной связи третий каскад входит как катодный повторитель^
ладающпп, как известно, низким выходным сопротивление^
данном случае работающий на сопротивление обратной
весьма малой величины, За счёт этого частоты верх!
среза первых двух каскадов значительно отличаются от чаСт
среза последнего каскада, что позволяет осуществить
вольно глубокую обратную связь, порядка 30—40 до, при вес
устойчивой работе. Одновременно в области нижних частот;
сокая степень устойчивости обеспечивается за счёт того
внутри петли обратной связи находятся только два звена т
Сс Z?r, вносящие каждое максимально-фазовый сдвиг до.
устойчивой работе здесь способствует также и различие постй
вых времени = (В схеме на рис. 7.64 соггротивлед
в цепи сетки лампы Л3 отличается от такового в цепи сетки rii
пы Лг в 5 раз.)
Катушка L, находящаяся в анодной цепи выходной лам
предназначена для осуществления простой высокочастотной
ревдищ в данном случае весьма полезной» так как анодная це
лампы Лне охватывается обратной связью, а высшая раба
частота составляет 200 кгц (низшая рабочая частота рав
30 гц).
Выходной нагрузкой здесь является диодный детектор с rat
в анометром, не изображённый на схеме.
Для осуществления калибровки прибора (необходимой и
смене ламп) одно из сопротивлений [Ьцепи выполнено полу
ременным.
Питание рассматриваемого устройства ведётся от сети пе
менного тока, причем колебания сетевого напряжения на ±1
дают изменение чувствительности (усиления) на ±2,5%.
Рассмотрим расчёт трёхкаскадного усилительного устройся
с обратной связью на числовом примере.
Пример 7.5. Требуется спроектировать устройство с обратной свяэд
обеспечивающее получение усиления Ягп, равного 10, 100 и 1000 в диапаэ
'частот от 30 эд до 500 КЭД, предназначенного для повышения чувств нтельЙ
ст и лампового вольтметра ВКС-7Б. Дополнительно задаётся изменение у
дення прн колебаниях сетевого напряжения на ±10% и смена ламп nonfiji
±3%, Величина входной ёмкости должна быть не больше 1.5 пф.
Выбор схемы устройства типи лампы, определение глубины обрат
связи. Так как требуется получение небольшой входной ёмкости, то обрз
связь должна быть последовательной; на вариантов схем с последовател
обратной связью, представленных на рис. 7.63 if рис. 7.64, останавливаем
на последнем, так как при двух каскадах получение требуемых покаэат
не обеспечивается.
Ввиду сложности заданных условий (большое усиление прп сравните^
но широкой полосе частот) свой выбор останавливаем fra пентоде 6Ж5П, С
падающем высоким значением отношения 5 к j- Caii.
У пентода 6Ж5П крутизна характеристики £ равна 9±2 ма/в [96]; ftp
снижении напряжения пикала ид 10% она падает примерно в 1,5 раза.
394
Такны образом^ наибольшее уменьшение коэффициента усиления одоого кас
Л(1да получается
9
--->1,5 = 1,93.
7
Прн наличии катодного смещения и сопротивлений в цепях экранирующих
сеток аз счет местной отрицательной обратной связи по постоянному току нзме
пение крутизны, а следовательно, и коэффициента усиления при смене ламп и
колеба и и як питающего напряжения получается меньше предельно возможного
примерно на ID—30%.
Принимая изменение коэффициента усиления одного каскада равным 1,6, для
грех каскадов получим
А Лсг/Я
Из выражения (6.15) может быть найдено изменение коэффициента усиления
к.в таком виде; д ,, А A.in/rt сг^НЮ 1 4-А\,ых₽ ’
Но К А' НХр А
-иг-наму А КСЛ = Ксе — . Лс* Лсв 1+-А',шн₽
иначе. А Ага Ауцч s Агв (1 ф- ft)
Заменяя в правой части этого равенства КСР на К/Л и в на (Л — 1)//СФ пе-
'V'ihm уравнение относительно глубины обратней связи со следующим решением
\ Аддя / \ Аге /
Полстквляя сюда лзвестпые числовые дэнные, находим глубину обратной
:вязн и петлевое усиление нз средних частотах. Округляя! останавливаемся на
нелячпяе а t= а0 — 100 (40 й5), прн которой А /% = J0!.
Расчёт элементов ветла обратной связи, относящихся к верхним частотам
Расчёт элементов цепей рассматриваемого устроттства базируется на выражениях
усиления при обратной связи и петлевого усиления в виде функций от парамет-
ров ламп и цепей, которые могут быть пай /сны из рассмотрения упрощённой
.хеми устройства, представленной на рис. 7.65.
Схема устройства ласт возможность установить ряд соотношений, которые
три использовании пентодов принимают такой вид:
Ц) ~%С ( fai d~ Лм)*
t4i=Ui-t/a,
Л1 Ui!lt
= Si zuj йсх*
= '-*г ' t/j,
Л?3 =
= /ла /ля.
395
Составленные семь уравнений позволяют исключить промежуточные
к вычислить коэффициент усиления при обратной связи
аз
[14- Сч+ ^з)£с1
Рис. 7.65. Упрощённая схема тргхкаска тного усилительного устройства i
с последовательной обратной связью по току
Вводящая в правую часть этого выражения дробь
?Д1 Z,.ja Zn,
д- 1 r(Si + S*)Zc
предстазляет собой коэффициент усиления усилителя с учётом местной
связи по току, существующей й первом и третьем каскадах.
Нетрудно установить, что дробь, находящаяся в знаменателе
(7.314), представляет собой петление усиление с обратным знаком
Si 5д Z.jj Zfj*
r^S' + SJZc
-г Sj -f- ^4
Дг|я области средних частот рассмотренные выражения записываются слеД
ютим образом:
> - _А°_
, л
I -Ь Ай 4 А
где
ATq Р = Л\о Ago р,
г ________________________________________/<Д|
Азо =
А\1з
(7.31^
396
Так как наиболышгй коэффициент усиления при обратней сводя ==1090,
, петлевое усиление цн — 1Ш, то усиление усилителя будет равно
L + ор) Л;а fJ - 101 ’ ЮТ) - 10] 000 - л7
»
и коэффициент передачи 5s-цепи
(J-—Ч-С—______м
\Я< (,о а; ! \ woo 101000?
идалю г- гг\
Для двух других градаций коэффициента усилении = 100 я Kfe0 —10
получаем = 10 100» Ас =- 1010, й'Л - 0/Ю99 и fi' = 0,099*
Шунтирующие емкости в анодных цепях всех трёх каскадов получаются
?диого порядка
Со — Сак Н- СГА- 4- См 2,5 4~ Ш.+ - 20 пф.
(У третьего каскада место СГЙ занимает входная ёмкость вольтметра, состав
пяюгцая 7 лф, однако можно ожидать» что здесь емкость ыонгёжа будет несколь-
больше, поьтому Cus скажемся близкгм к 10 пф,)
Емкость же, шунтирхкшая ccnpcTi илские сСрпсй связи А*с. включает в
jeon удвоенною емкость промежутка катод— нить какала 2 С.ft = 22 пф, а также
-Чжссть монтажа, которая ышху болиисго ксллчсства деталей л проводников,
фи соединённых к катодам ламп Лх и Л^ здесь велика п по данным измерения
составляет 62 пф (с учётом ёмкости между оболочкой отрезка кабеля РК-ЬО
длиной 7С0 зьн к корпусом). Это даёт Сс = 84 пф.
Сопротивление анодной нагрузки последнего каскада не входит тз петлю
обратней связи, и его величину целесообразно выбрать как можно большей.
1СХОДЯ из величины коэффициента частотных искажений (Л?й — 1т01). При лсполь-
ювання простой высокочастотной коррекция при k — 0,4-14 этому требованию
г довлетворяет значение /?[|$ = 9,1 лол (С^ =20 пф, 1= 6S5 .икгя), при котором
коэффициент усиления третьего каскада оказывается равным
- 5а/?63 -9-9,1 - 8L9
Используя равенство (7 319), находим величины сопротивления связи для
грех известных значений Ji: А?с — ЭД0 олг, /?с = 90 ол и 9 ом.
Коэффициент усиления усилителя Л'о в периом положении меньше» чем н
|})стъем, в 100 ра’з(Ла^ 1010. Л'" = 101 000).
Изменение усиления целесообразно осуществить посредством варьирования
гфутнзны характеристики нернгй лампы за счет изменения режима её работы,
по не приводит к такому нежелательному явлению, кая увеличение ёмкости
а монтажа а анодной цени. Если при наибольшем усилении крутизна первой
лампы ранив номинальной ееличине Si — Sj — 9 ла/л» то крутизна при усн
лешш, в 100 раз меньшем, может быть найдена из следующего уравнения, выте
кающего из (7.317)
0<01
KiD " 1 +(SI + S^«c 1 + (5,45,) R'c
U.01Ko“.
397
Решая это уравнение относительно Sj . получи и
Л1 lioji+(s;'4)< ”
I 4- 90,9
— ‘—г---------------------— 0,755 .чоМ
1G0 П -а-(9 и^о.ооз] & g
Подобным же образом находится крутизна для второй градации усЙ
S j = 1,5 ма/е> j
Наиболее сложной* в смысле обеспечения устойчивости * является ш
градация усиления, у которой сопротивление максимально, а крутизна кгй
рнстикн первой лампы минимальна* что даёт наименьшую величину часто™!
него среза третьего каскада /Л4^ (по петле обрати и связи). Это объясш
тем* что частота з imicсиг от ёмкости Сс н общего сопротивления, обрйЗ
ного параллельным соединением входными сопротивлениями ламп Л^
между точками к—0 (рис. 7.65), которые а случае пентодов равны
т е,
Числовые значения частоты fs оквыззюгся следующим я: = 20ДД
«'W j
При отсутствии корректирующих элементов в четырёхполюсниках qs
между каскадами для получения запаса по модулю 9 дб (т = 2,82) и ail
Н = 30° (см. п, 6.4.2) требуется определённое различие между частотами Ч
отдельных каскадов (6.170) 5
А>,3 fJ4
П = —--- :=------h
71 dC т2,3д
величина которого находятся из условия (6.174):
b = 3,7 3.7 100=370.
Так как /-1яг=20.5 то частота срезз, например, первого каскада
f'asff 20,6
f l se = = 0,0554 Лкц
5 370
получается в 9 раз меньше высшей частоты рабочего диапазона fs= 0*5 Д|
что, конечно, совершенно неприемлемо. J
Как было показано в и 6,4.5, применение корректирующих элементов?]
я меж каска иных цепях (рис, 5 37j по.тволнег значительно уменьшить разл^
в частотах среза отдельных каскадов. Частотные я фззовые характеристик» I
кадов с элементами коррекции определяются величинами опорных частот &
н (рис. 6.38).
Прикидывая относительное расположение опорных частот, по которым c?i
мощью трафаретов кривых на рис 5.15 строятся чдеппнгые (показанные нз (
6.35 пунктиром) н суммарные характеристики, мы должны стремиться получ
Ч Необходимость сложения проводимостей 17/?^* 5L и при определе
вытекает из соотношения (7,316)* где -у- = -J— 4 i г<> CG .
398
частотную характеристику ллаской формы, но такую, чтобы угол (рис* 6-38)
был бы ло абсолютному значению иееколька меньше, чем 180^ ц где в данной
случае и = ЗСГ. Выбирая [yrt] < 150е, мы тем самым предусматриваем вместо*
для фазового сдвига, вносимого третыш каскадом, т. е элементами CG, j^G, 5t
S-, который равен
f f
Ь-= — arctg-------.
Одновременно здесь нужно принять во внимание то, что коэффициент ус и
дения каскада, как вытекает из (5.1^4), пропорционален отношению fb ^faic
поэтому дробь /г.'/0 желательно получить по возможности небольшой величины;
частота же должна быть несколько больше высшей рабочей частоты для
того, чтобы глубина обратной связи существенна не изменялась внутри рабочего
диапазона частот. Выполняя оба первых каскада одинаково, останавливаемся на
качениях — 17,8 /а, /г = 56,2 при которых получается порядка—135*.
Выбирая /я = 1,25 /4—0,625 Л?гц, получаем Д = И 1 Л4гц в /г = 35,1 Л1г«
Результирующие фазовые и частотные характеристики, построенные для
найлепных опорных частот, представлены на рис. 7.G6, из которого видно,^чти
н худшем случае при запасе по фазе и = 30° запас по модулю.состааляег
11 дб. что вполне достаточно.
При получении запаса по мо-
дулю меньше, чем 9 дб( следует
несколько повысить частоту 1ЛС, что
будет связано с некоторым умень-
шением коэффициента усиления,
избыточная же вёличинэ запаса по
модулю спидетельстсопала бы о том,
что имеющиеся у лампы возмож-
ности в смысле расширения полосы
или повышения усиления не исчер-
паны.
Уравнения (6.175 - (б. 178) поз-
воляют определить элементы цепей
Ял> ₽ и С:
R, = *«= Т Л Г ~
/д fc Cn
2^(Zc—Zb) (/* —/о) Co
Подставляя сюда известные
яеличины, получим /Jrtl = =
— 4,3 лож, J? = 360 а.и, С =
-43 пф.
При этом коэффяциен1ы уси-
ления на средних частотах, опре-
делённые' из выражений (7.317) и
1.7.318) для первой градации уси-
ления, окгзыиаются равными
Рпс, 7.66, Характеристик!5 вч обхода кри-
тической точки для всего устройства
(схема на рис. 7 65):
/—при Ал» = 10 (AV == 900 о.к):
2—при /C0=t 100 )/?х.= 90 оле);
3—при Кгь= 101Ю (7^,= Уаи);
4—без учета влияния третьего каскада
А-"।q = 0,332 и Л'5и — 38,7, что обеспечивает получение требуемого значения
Кд = 1010, так как А'10/<20А3()= 1050. Для следующих двух градаций усиление
получается в 10 и IG0 раз больше
399
Небольшой запас в величине усиления, ранный 4%, не играет никакой |Я
так как он бутет практически полностью устранён благодаря стабилнзнруклет
действию отрицательной обратной связи. Поэтому все полученные да иные ста
н параметров ламп принимаем за окончательные величины/ 3
Если бы усиление, получаемое при данных нагрузках, оказалось зедй
болЕяпе требуемого, то тогда следовало бы либо уменьшить крутизну хамй
рнстикн отной из первых ламп, либо снизить сопротивление или £.1й.
след нем случае необходимо пропорционально уменьшить соответствующее соя
тявленне корректнрутоигей пени и увеличить ёмкости Сп и С, что обеспет
сохранение прежних значений опорных частот. _1
Получение недостаточного усиления будет говорить о том, что uody
ленные требования не могут быть удовлетворены в что решение задачи возмЙ
во только прп снижения некоторых показателей, например, уменьшении fgi
и. 'i
Расчёт .wjifiwnoff де/клн лбршлнр^ сзяэ'Л отчогящпхел к wujfetf
4Ш7одтал!’ Проектируемое устройство по своей схеме в основном соот^
стпует рнс. 7.64, из которого видно, что входящие о систему две рйЙ
лите л иные не пи при понижении частоты от /0 до 0 изменяют ф:зу ал 19
Влияние этих пеней выражается их частотами среза fiHe и /а РГ. I
Но разовый един г создаётся также и цепями питаний Ск RK и С\ 7?^ ш
сяМость которого от частоты у каскап на пентоде, описываеман выражена
(6.252), пред стаз лена на ряс. 6,49. Ход фазовой и частотной характернее
|ф-лы (6.251J н (6.252) определяется двумя парами опорных частот: ннжнего д^
/д, fa и нижнего подъёма (характер кривых, выражающих срез (/J
подъём (/*) показан на рис. 6,46|.
У второго к скала рассматриваемого устройства опорные частоты
находятся нз выражений (6.249j и (6.250)
Значительно труднее в общем случае определение опорных частот у перйо
и третьего каска юв. Это объясняется тем, что в области нижних частот влияй
питающих цепей пентодного каскада характеризуется некоторым ослабленй
Al-j |см, флу (6.243) |, на которое, очевнтнэ, следует делить крутизну xap^’j
ристикв, а величины St и 5S в выражение относительно петлевого усидев
(7.316) входят не только п числитель, но п в знаменатель. Поэтому частот!
зависимый сомножитель, иходящнй в петлевое усиление и отображающий ВЛЙ
нне цепей питания первого п третьего каскадов, выражается сложно
П +(5,+ ^) /?г]
Данное соотношение с^ютанлено таким образом, что при / — ж tjn 13 **l(i
нижних я средних частотах Zc
Используя выражение (6.243) и вводя обозначения:
1 — т2 C^j 7^,
та — £*з
Т4 ” ifl
“1 SKJ
^2 — \г>
»3 ^зЭ'
<;сп -
— -Ь'а Rq ,
г? =
400
e во дим равенство (7.320) к такому виду:
U -I Ци 4~ Ци) (7 (? <- ~=) (3 ; ?э) (*7 + т=4
jV(^)
(7*321}:
i =е А'(ф—многочлен четвёртой степени <7*
Если корнями уравнения Af (17) = 0 являпттся з2, д%, </*, то
7.322}
^де
Н “ U “Ь 4 С] -Г Оу) (1 4" #1)8 4* Gg +- Oj) — Got
— коэффициент прн q* □ рассматриваемом уравнении.
Равенство (7*322) позволяет найти интересующие нас частоты подъема:
(7.323)
1 1
М - 2«, - 2д Cjd Л?д1
2~с^'
Г 1 1
/is" 2ята -2ЯС^^-
._____1_ = __1
!а* 2-т4 2*СяЪ* '
j также частота среза:
/д1 — Е ~' fei = л
2 п 2" </2
1 I
Лз “2^(
от которых з1висит фззовзя н частотная характеристики показателя
При расчете элемептпв, определяющих данные петли обратной связи в области
нижних частот, целесообразно использовать фазовые сдвиги и ослабленнят вносимые
питающим* цепями, для получения характеристик петли, близких к наивыгод-
пепшнм. ГГрн выполнении такого расчёта удобно выбрать приемлемые величины
ёмкостей в катодных щеттях я цепях экранирующих сеток всех трех каскадов,
построить получающиеся при этом характеристики, определяемые двенадцатью
опорными частотами faii . , , в потом подобрать частоты среза /1чг и
разделительных цепей с тем, чтобы были достигнуты определённые запасы по
фззе п по модулю. Крутизна характеристики катодного тока у пентода 6Ж5П
ранил — 10.8 ма/s. Ёмкостное сопротиплёпие конденсатора С*, ещ частоте
=30 гц должно быть, по крайней мере, в два-три раза меньше, чем J/S*. =
— - , • - 52,5 о л, что достигается при =200 мкф.
10.8 ’] О
Вместе с тем ёмкостное сопротивление 1/шкС^ следует получить меньше, чем
1
1
0,045-10^
22200 cw;
в этом случае подходящей будет ёмкость = 1 лл'ф.
26 237
401
Сопротлэления в катодных пенях, согласно справочным данным, додЯ
быть раины 160 ст, при этом напряжение смещения составляет—1,9 Ч
Напряжение. теряемое по анодной ня грузке лампы ,/7?, равно 4,3 ком Ю Л
43 < Так как Uaii — 300 в. то питающее напряжение £в следует взять JjS
ним 350 rJ. I
В цепь питания анода к экранирующей сетки первого каскада в пелён раУ
зыкающий фильтр, в котором винцу сложности условий работы конденсатора
заменён двумя п-зордэрядными стабилизаторами типа СГ2П, под дер ж ила кШш
напряжение 2’108-216 л. /
На сопротивлении /?4 (рис. 7.67) должно теряться напряжение 216—(150
-|-1,9)—61,1 й при прохождении тока, равного 2 лю, что получается при 7?-д?
39 ком. i
При найденных величинах емкостей СхЬ CS1 и сопротивлений 7?^, чяй
ты подъема /й1 и Лл практически получаются одинаковыми (постоянные праиф
Tt RKl =- 200-10-6.160= 32-I(F^ сек п •=,- СЭ1/?„ = МО" 6. 30-10»5
= 30- 1(Я сек очень мало отличаются), за счёт этого степень уравнения JV(^)»
снижается с четвёртой до третьей.
Сопротивления в цеп их экранирующих с сток ламп Л* и Л3, на котор)
должно теряться напряжение 350— (150-к1,9) — 198,1 а должны быть по 100к|
при этом постоянные времени цепей питания третьего каскада т3^Сл3 А*л?1 — 3S
Х10-J сек и т4 = С^/?($-Ю010“л значительно отличаются; но если бы q
были равны, то это привело бы к понижению степени уравнения jV(y)—0 с тй
тьей до второй. *•
Такого значительного упрощения расчёта можно достичь, заменяя сопротс
леняе делителем напряжения /?77?й, подобранным* исходя из того, что]
общее сопротивление
я.
1\ 7 “1“ ^?8
получилось близким к т4 г Cjs = 32’10® од*, а постоянное напряжение иа конДв
саторе С\э составляло 150 а, что будет иметь место при R- =51 ком и
= 82 ком. Теперь уже нее четыре постоянные времени оказались равными (о
= г2 = = тэ = т4 32 IO"’3 сек), уравнение А; (?) = 0 получилось квадра*
ным. ттр|щём его коэффициенты, как можно установить из (7.320), следующя
образом зависят от величин ц1( да, £г:(* аш, асз (7.323):
я = (1 aot т. д- (I -н с?п3 4- с* -г ^1 —ДС|П05 1
Ь - [fl -к ОоО (2 + оэ d--г (I I- (2 + tfi -к ^)1
£ — U +йо1 -к^оэ)
Подставляя сюда значения — 32 10 я сек, = л3 =
= 10,8* 10“3-160 1,73, пй = = 0,015*10^*30-10“J = 1,35,
= S эЯ 3 = 0.045’10^’33’10»^ 1,44. пП1 =ц^ = S^' = S^' = 9-10^*<
= 0,081, относящиеся к третьей градации усиления (Л£я0= 1000), находим
личины частот подъёма
и частот среза:
....... J
“5.28М2.10^=5
^и|-э = 2.-?1 = 6.28.0,006 = 25,5 гЦ'
1 1
Л| ч =----=-----------— — 23,5 гц.
/сМ 2^, 6.280,00677
402
26*
403
На второй и первой градациях усилении крутизна S, должна быть сшй
С 9 ми I? До Lon 0,/5j .«у,&г что может быть достигнуто, например. гпгг&Л
литенвя сопротивления смещенля ло S/О я ом при олнойемй
отключении блокировочное о конденсатора С41, как показало на рис 7 67- тай
тге уменьшенные значения S, уже учитывают влияние местной обратной!
по току, то при расчете коэффициентов уравнения /V (7) = о следует полей
<}j — 0; крутили же характеристики тока экранирующей сетки первой дамй
рассматриваемых градациях падает до 0,00815 в 0,(ЮЗ лга/в. При этом!
метр а. получается равным соответственно 0,215 и 0,0g, а параметры а,, д
4 У
Рис. 7.68. Харйктеристики’юг обхода критической точки для всего
устройства (рис- 7.67):
при Д7й“10; 2—при —при — 1000
вычисленные по ф-ле (7.321)* увеличиваются за счёт перехода на большие эд
ния сопротивлении обратной связи /?с (рапные 90 в 900 до o0J = 0.135,^
О,68 я %j = 0,Sl я ао3 = 8,1- Величины же t?t = 1,73 и я4=1,44 а
няютсн Неизменными на всех градациях усилении.
Вычисляя коэффициенты квадратного уравнения й, Ь, г и его корки, п
чаем следующие величины частот срезам
Лл,з = 18-5г[ь 4113 = 10,8гц,
/«1,з= 12'5 г‘<’ /т1.з = 6-5гЯ-
404
Что же касается- частот подъёма, то их значения, непосредственно зависящие
.я постоянной времени т = ccn4stT остаются такими же, кзк и на третьей града-
ции усиления-
Опорные частоты второю каскада, не имеющего местной обратной своди,
найденные ил (6.249) и (6.250} для Л\ — .vtrtf. 5’р^ — 0,045 .ма/«, 7?Л---
160 од, — (00 кач, Ск = 200 мкф и С\ = I мкф, оказываются следуяь
цнмн:
ta = 5 гч, /(Д= 1,59 eti.
fq, = 10,4 гг(. ft,, = 47?q.
Равенство величин tv т2 . > . приводит нс только к снижению степени уршъ
нения /V 0, но и к сокращению двух множителей п числителе и знаменателе
выражения (7,322), принимающего при учёте длин ни я элементов второго каскада
такой вид:
Фазовая характеристика, построенная по входящим сюда опорным частотам
для третьей грзданли усиления, характеризуемой наибольшими изменениями
|Ьазы, показывает, что для получения характеристики плоской формы ЛРЧ запасе
порядка 30^ частоты иижпего среза /,Яг н f±HC разделительных испей следует
взять равными 3,16 и 0,316 гц (рис, 7,68), что получается для Я?и = /?гз —
= 1 Мам при Cri = 0.05 мкф и С^= 0,5 мкф.
Подобным же образом строятся фазовые характеристики и для другях
градации усиления.
Частотные характеристики, построенные пи четырём частотам подъёма в
шести частотам среза, показывают, что при запасе по фазе # —30э запас по
модулю составляет вполне достаточную величину, равную Tia: первой, второй
и третьей градациях усиления соответствен но —-1-1. —20 и —30 <?о> При не-
достаточной величине запаса па модулю частоту следует несколько
уменьшить.
Принципиальная схема и вход н ы е д а п н ы е, В схеме рас-
считанного устройства, представленной на рис. 7. 67, делитель /?* — /?Г1 Ис-
пользуется для подачи на сетку лампы Л\ положительного напряжения, ком-
пенсирующего отрицательное (по отношению к сетке лампы Л]) напряжение,
теряемое на сопротивления связи А\; . Сопротивление обеспечивает луч-
ший режим зажигания era би л игре пев. Делитель 7?е—/?10 используется
для подачи на нити накала положительного напряжения, что даёт снижение
фона. Для этой же цели используется и полупсремеилып потенциометр /?ц.
Для уменьшения входной ёмкости оболочка входного кабеля присоски»
ннётся к точке к, находящейся под напряжен нем обратной спязн; увеличение
входного сопротивления достигается тем, что пижпнй вывод сопротивления
/?< (играющего роль входного ссжротивлепия усилителя) через развязываю-
щий фильтр, оказывается присоединённым не к общему проводу (корпусу), л
также к точке к.
Входи ап ёмкость устройства ив всех частотах получается небольшой,
она не превышает 1,5 пф; входное же активное сопротивление на Ннжйих и
средних частотах близко к ARC, где Д-100; однако на верхних частотах за
счёт фазовых сдвигов, возникающих в петле обратной связи, входная ёмко ст
идя проводимость усилители ш Cffpl (где --40 пф) преобразовывается в
отрицательную активную проводим ость, доходящую па нысшей частоте
ft =^500 serf до —2 лгкя/а, что отвечает минимальному значению входного со-
противления ОД Мом.
405
(7.324
73-5. Устройство с обратной связью через двойной Т-образ
мост
Устройства с отрицательной обратной связью, осуществлю
кой через двойной Т-образпъ?й мост (рис. 5,6с). находят
усилителях напряжения различное применение.
Прежде всего они оказываются очень удобными в качеств
резонансных усилителей с небольшой величиной резонансной чг
стоты /о (рис, 6 Л 6), обычно не выходящей за пределы ди а па
зона звуковых частот» а иногда и ещё более низкой.
Частотная характеристика такого резонансного усилителя
вообще говоря, близка к резонансной кривой колебательного ко
тура и ее вид практически (особенно при > 10) определяете
двумя параметрами f0 и Q^.g в соответствии с уравнением
где А / — f —ft — абсолютная расстройка.
При этом под шириной полосы пропускаемых частот A F обычно
понимают ширину резонансной кривой на определённой её высотй
а качестве которой удобно принять 1/ | 2 = 0.707 (—ЗЭб)М
Тогда A F будет связано с f0 и очень простой зависимостью r J
Д F = . (7.325J1
У рассматриваемых устройств добротность практически может
доходить до 50 (как максимум), что позволяет получать очень;
узкую полосу пропускаемых частот. Например, при /^ = 50 ац я
= 50 ширина полосы Д F составляет всего лишь 1 гц.
Такого рода резонансные усилители в конструктивном отио*
шенни, особенно при небольших величинах /0, оказываются зпаг
чительпо более простыми, чем каскады с колебательными ДС/?
контурами, в качестве катушек которых приходится в этих усло-
виях применять большие по весу м объёму дроссели» в отличие от
RC систем, чувствительных к воздействию внешнего переменного
магнитного поля.
В технике звуковых частот настоящие устройства могут ус*
пепшо использоваться в качестве полосовых фильтров малых ча*
стотг в частности, гармонических анализаторов с перестраивае-
мой резонансной частотой
С другой стороны, при незначительном изменении схемы ча*
стотная характеристика устройства принимает вид кривой на
рис. 7-48, что требуется, например, при измерении коэффициента
гармоник при несложной системе перестройки частоты /0.
Наконец, устройства с двойным Т-образным мостом находят
применение для коррекции частотных характеристики в частном
4W
,-лучае переменной коррекции— в качестве регулятьред тембра,
гак как частотная характеристика может быть получена с подъё*
мом (рис. 7.46) или провалом (рис 7.48) в известной части диа**
вазона, высоту и расположение которых возможно рсгулвро&а^.
Схема одного из вариантов устройства, обладающего резрна^
сними свойствами, изображена на рис. 7.69.
Усилителем, входящим в петлю в обратной связи, в данном
случае является каскад на лампе Л*, в качестве которого может
быть использован также и триод с высоким значением р.
В этом устройстве осуществлена последовательная отрица-
тельная обратная связь во напряжению в соответствии с блок-
схемой, представленной на рис. 6,2д, В качестве цепи обратной
связи использован двой-
ной Т-образный мост Р*
По отношению к источ-
нику напряжения рас-
сматриваемый усилйтельве-
хёт себя как каскад на
лампе с общей сеткой, поэ-
тому его входное сопротив-
ление rrtl.a на частоте балан-
са й-непи f0 оказывается
довольно малым. В самом
Рис 7.69. Схема устройства с обратной связью
через двойной Т-образный мост
деле, взяв в основу вывода
выражение 0.89) и полагая, что на средних частотах У^ = Ум< = О,
Уак = 1^1. V'. = г 1.где
^?д Ч"
(7*326)
и заменяя S на З31 получим
= ~ = (7.327)
J г,х 1 -ь На
В том случае» когда в качестве лампы Л2 используется пентод,
можно считать, что
^й,г2 с
Наиболее подходящим типом предшествующего каскада в
этих условиях работы является катодяый повторитель, обладаю-
щий» как известно, небольшим выходным сопротивлением. Так, у
катодного повторителя на триоде Л\, согласно эквивалентной схе-
ме, приведенной на рис. 4.32, выходное сопротивление и внутрен-
ний коэффициент усиления равны следующим величинам:
п ____ - _
га — ’ йых1 — 1 , '
I +fi
14- Hl
4G7
Из этой же эквивалентной схемы и принципиальной схй
рассматриваемого устройства видно, что коэффициент уснлш
каскада на лампе равен
На частоте баланса {i-цепи fe отрицательная обратная свяф
каскаде на лампе Л* отсутствует и коэффициент усиления каск,
при обратной связи Kcti достигает максимального значения !
и было показано на рис, 6Л6, Как видно из выражения (4.88)т
/ У2 \ __[О j~
х Я/г + Rut
или при использовании пентодного усилителя
Ко = SzRac'
(7.381
При этом в общем случае любой частоты коэффициент ус»э
^га находится из выражения (6Л), в котором, как п при эд
воде ур-ния (6,115), следует положить /С — — , Однако теп0{
петлевое усиление не будет равно — где р = -3
представляет собой правую часть равенств (6,112) и (6.114), Де?
в том, что сопротивление межкаскадной связи J), зашуптирон$|
ное выходным сопротивлением катодного повторителя rawtl> создан
дополнительную отрицательную обратную связь по току, дейстй
которой эквивалентно увеличению внутреннего сопротивления j
величину (1 -Д р2) 7?л0 ( рис. 6Л4), где под /?л0 следует пои
мать — *
Кроме того, по отношению к напряжению t;3 катод лампы *
заземлён, следовательно, I 4- р2 надо заменить us. Поэтому петл
вое усиление, вообще говоря, будет меньше, чем | —вво;
обозначение а р = — й0Э и принимая во внимание сказание
получим
_________fta Rar
причёхМ в случае применения пентода
т) Сопротивление одновременно используется я как соиротивлетше катод!
него смещения R*; если по условия^ работы лампы должно отличаться ФГ
то соответствующая часть схемы выполняется па рпс. 7.58,
408
0^3)
При рассмотрении частотнозависимой обратной связи (пА2-8)
было показано, что при = Rn = 2/?2 = /? и G — С3 0,5 С± = ’
С коэффициент передачи 3*neini равен
,7И4>
где
г = шС7?^ -L , (7.335)
/о
Подставляя (7.334) и (7.333), найдём уравнение частотной
характеристики рассматриваемого устройства
у = = 1 Г---------------------, (7,336)
Л'о у ,1+а^(1-г^4-1бг-
которое удобно привести к такому виду:
(7.337)
Вблизи резонанса -^- | г — 1 j значительно меньше единицы;
если эт1ш слагаемым пренебречь в числителе, то выражение (7.337)
обратится в обычное уравнение кривой резонанса, списывающей
изменение тока в последовательном колебательном контуре, причем
параметром, эквивалентным добротности, очевидно, окажется
। ______J 4- 1
г-ко j
(7.338)
Соотношения (7.334) — (7.337), как отмечалось, [выведены в предположении
что =: 2/?> — R и = С3 = 0.5 СД = С. В случае перестраиваемое
частоты что достигается иосредством одновременного изменения всех тре*
сопротивлений или емкостей, удобнее применять оцнотнпные регулируемые детали.
Если принять 4i R* = = 4, то тогда требуется взять С\ = Са — 0,25Сй = С.
при зтом = I/ИГСЯ и == (1 -Ь ас) 3 Г 2 0^236 (1 + е{|). В лругом ва-
рпанте. когда Ci=Cs=Cg^Ct следует брать 7?i.= 7?з — 4^ /?. что даёт
% = У 2/CR и Qrt&t также равное 0,236 (1 4* ап).
Если при этом разность
г h /
2Д S
принять равной —где — то преобразованное выраже-
ние (7.337) совпадёт с (7.324),
4О5>
Далее можно показать что у рассматриваемого двойного ToCpi
кого моста, ви на что не нагруженного (нагрузкой [з-цели со стд|
ны входа лампы Л2 на рис, 7,69, очевидно, можно пренебрег
при принятых соотношениях между его элементами (Т?А — /?$
= 27?3 =7? и Сх = Ся = 0,5С2 = С) входная проводимость вы;
жается следующим образом:
у = i 42 (1 Ч- i Н f7 ф
+142) '
На резонансной частоте f0 переменная г равна
единице и
Р<иг
Я /? ’
а при f = 0 и f — оо соответственно = 0 и Kfljc = 4/7?, ч
можно было бы установить сразу из схемы [5-цепи,
В случае соотношении Pj — /?2 — ^?3 — /? и Ст = С\ — 0,25 G = С п®
1 1 3
чается (Y?BI)f=h = — + -=- и (У^)/=в = — .а прн
1 1 >z2
и соответственно имеем — 4-—л (V
• 6
Я
За счёт дополнительной нагрузки усилителя на лампе Л2 вхсд
ной проводимостью ^-цепи, вообще говоря, происходит некотоэд
снижение коэффициентов усиления Ка и crD. Влиянием пракй
чески можно пренебречь, если сопротивление 7? будет больше» че
7?f/r в 10. в крайнем случае в 5 раз. Таким образом, при выбо[
данных В-цепи рекомендуется исходить из условии
7? = = 2/?3 > (5 — 10) 7?flr, (7.341
Вместе с тем сумма 2/? 4- Rc не должна превышать известней
допустимого значения, указанного для некоторых ламп в л рил*
женин 3.
Например, если лампа Ла т>шэ 6JK8 работает в режиме £ди = 250 a,
= 30 ьг. — — 1 в I„q = 0,5 дю п 1 = ОДЗ <нд, в котором 0,9
сопротивления нагрузок выбрани /?й — 7?^ = 220 иол, что даёт Rar= НО №
то сопротивление R> равное — 2/?3. достаточно выбрать впредь
от 550 до 1100 ко.ч. Оста павлина нс ь на 7? - 1 Мом и полагая, что задано
=500 гц, из условия /0 l/2zCR определим С - С2 Ся = 0,5 С2= 320 ТВ
при этом суммарное сопротивление в сеточной псп и лампы 2У? + ^Г составлю
2.22 Монг, чти ещё допустимо Для пе тола $ЖБ. Полагая дальше, что в калгест
лампы Л| выбран триод tjC2G (или U2 ЬНЯС), работающий в режиме
— 250 в, Ucq = —&,5 в и Л.о^ 7,5 лга с параметрами р, = 20 п = 8 kfl
а сопротивление связи R* равно 1 коле, используя ф-лы (7 <330). (7 >332)r (7»33i
(7.325) и (7.328), последовательно находим; Ко = 99, = 79, Q3K(f = 20, if
= 25 гч н А'о — 0.555.
В этих условия * результирующий коэффициент усиления устройства на рй
пансион частоте /0 оказывается равным
77" | = ЭД-0,55 = 54.5.
Ul Л=Г.
410
Ещё один вариант устройства с двойным ..
выполненный по так называемой каскадной схеме, иозб^ажён
чз р-ис. 7,70- В этом устройстве удобным оказывается хфйм^<
не-пие двойного триода. Вместе с тем добротность 4ёГйЬ *
может быть получена довольно высокой, правда, при сравни J
тел ь но небольшой величине усиления
г I
Яо =' — )
\ f=?r>
Учитывая, что каскад на триоде Л2 за счёт присутствия б её
катодной цепи ещё одного триода Л\ с внутренним сопротивле-
нием /?/1 существует отрицательная обратная связь по току, на-
ходим
д' _. / k't. ; _ _____pt /?ffr _
\ A fa ^/2 + (1 + Hl) Я/i J"
где R(IC определяется из выражения (7,326),
С другой стороны, петля обратной связи охватывает два кас-
када: на триоде Л± с усилением
к> =_^ ^1+^
Л ^3 О I
3 я,1+ —г— —
1 + Но
и на триоде Л2 с усилением
*Н Ч-Рз)
*\ — _ »
^7 ^?j2 4“ Нас
что даёт следующее значение петлевого усиления:
аа Л"К" - —М1±Ы^£-----------.
U Н" Psi +
При этом выражения (7.324) — (7.327) и (7.333) — (7,340)
оказываются полностью применимыми для исследования л рас-
чёта устройства по схеме на рис. 7,70.
Пусть, например, Лх и Л3 представляют собой полов илы двойного трлода
чН9С с одинаковым режимом работы, характеризуемым величина мл: 1Уай = 80 я1}*
;>Л — — ] я, //10 —0,25 мз, pi — = 70, А*а — 7?/± — 100 кем*, прн шпригянле’
пнях нагрузок На — 330 ком и Нс — 470 кям. При этих дачных Rltt = 144 кая
и сопротивление моста А — #1= #з = 2/?й можно взять равным 1 Atof. Оста ль-
не,re величины При этом оказываются следующего порядка: А'о = 1.84, йа= J3L
= 3Q и = 15 eq (при Д 500 aq).
Как было отмечено, устройство с обратной связью через двойной
Г-обраэный мост может обладать частотной характеристикой с весь-
ма остро выраженным минимумом. Для этого напряжение, являю-
J) У триода tj7t напряжение (74й не должно превышать допустимого значе-
ния напряжения нить — катод UKHt равного 90 я у лампы 6НРС.
411
щееся выходным, надо снимать с выходных зажимов .i-цепи,
гит словами, в этом режиме в схемах на рис. 7,69 и 7,70 i
выходным напряжением надо понимать U& а не U
Так как 6Г3 = 3£/а, то для рассмотрения схем уравнение ч
тот ной характеристики (7,333) должно быть заменено другим у
пением, а именно:
К.?.
и.
№
&
8*
(7.
II8 £7 ад w t а
?' -г
1 1
к- <-
Заменяя здесь [1 правой частью равенства (7.334) в переходя
У
41
Т Ст'
*в
(К
%
Рис. 7.70. Схема устройства е обратной
связью через двойной Т-обрззвый7 мост,
выполненного по каски дней схеме
Рис, 7,71. Частотные хирактерн
5’пени и устройства с обрат ной свя'3|
обл<[ да ющего атгг гт р езонанс вы м н
CTB3MEI
моду л то. по л у ЧП м
С.Ч1
1 ;
V
4
где по-прежнему z = i.oC7? — /Jo,
Выражение (7.342) показывает, что при f = f0Kr обращается
пуль, а при стремлении f к 0 я с: эффективное усиление прцбл
жается к довольно малой постоянной величине
(7М
Приводя частотную характеристик у к единиие_на
тотах. из (7,342) и (7.343) полупим
крайних за
к;
ЛсиО
По г 1
Z — —•
4 I г
J_
Z
4
412
Естественно, что и в данном случае при небедгъших расстрел
к ах z — Гз может быть принято равным 2Д f/fe, где
Что же касается остроты минимума, характеристики у-
п опа зависит от параметра (1 + ^0)/4 (рис, 7,7 Г), который соглаС-4
по (7.338) представляет собой добротность Q^.
Для получения нормальных показателей в любом режиме ра-
боты требуется правильная настройка двойного Т-образного мо-
ста. С этой целью достаточно к точкам с—О (рис, 7,69 и 7.70)
подключить электронный осциллограф или чувствительный лам-
повый вольтметр, а на вход подать напряжение определённой
частоты и такого уровня, при котором нелинейные искажения
практически незаметны, При этом элементы 3-цепи регулируют-
ся так, чтобы напряжение упало до нуля.
При другом способе настройки индикатор подключается к
точкам О—а и регулировка моста ведётся с таким расчётом, что-
бы на дайной частоте получить максимум напряжения U2-
Ojjjwkq здесь надо считаться с тем, что при отклонении мгста
от баланса в одну определённую сторону оп становится иемипи*
малыш фазовой цепью, и на частоте [0 минимума коэффициента
передачи напряжения ^=^UX/U2t не равного нулю, происходит, как
показано па рис. 5.5, опрокидывание фазы, приводящее к тому, что
на этой частоте обратная связь оказывается положительномt При
этом получается больше, чем /(о1) при обострении частотной
ха|Ш”геристикп.
В другом положении небаланса, отвечающего режиму минималь-
ной фазы, фазовый угол рассматриваемо!! мостовой ^цепи па ча-
стоте Д) равен нулю, но за счёт ненулевого минимума возникает
отрицательная обратная связь, В результате (A\^=fc становится
меньше Ао» а частотная характеристика делается более тупой. '
Очевидно, что критерием правильности настройки р-цепн является
совпадение с Ао (рис. 6.16), при котором напряжение
U2 не изменяется прн коротком замыкания выхода ^-цепщ т, е. 'то-
чек с — О (если только оно не приводит к изменен ню режима рабо-
ты ламп).
При использовании рассмотренных устройств как корректи-
рующих получение очень острых и глубоких максимумов и ми-
нимумов обычно пе требуется, п в этих условиях Р-цепь настраи-
вается в положение ненулевого минимума, но, естественно, так,
чтобы был получен режим минимальной фазы, соответствующей
найденному в п. 5.2*2 неравенству
<7i + cs . /7 345)
С? ' +
*) Это положение, как было показано в в. 5.2.2, имеет место при /?а(С1 +
413
§ 7,6. ИНВЕРСНЫЕ КАСКАДЫ
7.6.1. Виды инверсных каскадов
В, л. 3,2.2 отмечалось, что инверсный каскад имеет песимм
рнчнып вход и симметричный выход. Иначе инверсный каа
может быть охарактеризован как преобразователь однофазна
напряжения Uy в двухфазное (рис. 7.72).
Основное назначение инверсного каскада — возбужденно,
следующего двухтактного каскада. Кроме того, инверсный к
кад используется в качестве оконечного, если внешняя нагруз
симметрична, как, на пр им
электронно-лучевая трубкй
электростатическим управле
ем при симметричном вклад
нии отклоняющих пластин. 1
конец, инверсные каскады ок
эываются оч?яь удобным в д}
осуществления различного
да мостовых схем, в котор
отпт л: о тут за менять вход!
трансформатор с вторичной (
моткой, разделённой на д
равные Секции, и т. Д.
реостатные и трансформатора
с!
__1Ю
¥
14
fl.tfei
Рис. 7.72, Эквивалентная схема инвер-
сного каскада — преобразователя одно-
фазного напряжении в двухфазное
на
Инверсные каскады делятся
(рис 3.9, 3,10, 3.26 и 7.24).
Реостатные инверсные каскады используются для усиленй
напряжения; трансформаторные инверсные каскады могут пр
меняться как для усиления напряжения (п. 3 2.2 и 7.2.6), тй
и в качестве каскадов усиления мощности (что рассматривает
дальше в п. 8,3.2).
Инверсные каскады, главным образом реостатные, находи
применение в усилителях не только гармонических, но также
импульсных сигналов; поведение инверсных каскадов в режим
усиления импульсных сигналов будет рассмотрено далыпё
(в. п, 9.3.3).
Инверсные реостатные каскады так же, как и обычные рео-
статные, по сравнению с трансформаторными каскадами обла^
дают рядом преимуществ (конструктивной простотой, небольшие
ми частотными искажениями, хорошей симметричностью выхода',
в широком диапазоне частот и пр.) и поэтому применяются зва-*:
чительно чаще, особенно в усилителях сравнительно небольшой
мощности или широкого диапазона частот.
Известна довольно много видов схем реостатных инверсных
каскадов, среди которых наибольший интерес представляют^
1) каскад С разделённой нагрузкой, 2) каскад па лампе с общим
катодом и 3) каскад на лампе с общей сеткой, к рассмотрению
которых мы сейчас переходим.
414
7Л2. Инверсный каскад с разделённой нагрузкой.
Принципиальная схема этого каскада (рис. 3.10) показывай
что в ней существует отрицательная обратная связь по току, выз-
ванная присутствием в катодной цепи лампы Л1 сопротивления 7?к.
и некоторых других элементов с общим сопротивлением между
точками к — О, равным Z*. Действие этом обратной связи, как из-
вестно (рис. 6.45), эквивалентно внесению в анодную цепь три-
ода сопротивления (I +ji)ZA.. При наливши, кроме того, между
Рис. 7-73. Эквивалентные схемы инверсного каскада с разделённой. нагрузкой
точками О — а анодной нагрузки, основным элементом которой яв-
ляется #дт общее сопротивление анодной цегги, не считая /?Л сос-
тавит Za -ь (1 -f- р)2\.
Соответствующая упрощённая эквивалентная схема, приведён-
ная на рис, 7.73а, позволяет определить в общем виде ток и
напряжения 0а и
Для нахождения 0^ и и связанных с ними коэффициентов
усиления следует обратиться к развёрнутой эквивалентной схеме,
где должны быть показаны все элементы анодной и катодной наг-
рузок. что и сделано на рис. 7.736. При этом общие шунтирую-
щие емкости определяются из выражений:
со = ~(Сак)Л1 + [Сгс 4- Сас{ 1 ч- К)\ + Ся, (7.346)
Лл
с'!> = (с- + 4“ МЛ) н'[С™ + Сае(1 + Л)1л-+ с"' (7'347)
которые в обшем аналогичны (7.10), за исключением того, что вы-
ходная ёмкость лампы (приблизительно поровну распределённая
между Ra и 7?,) берётся вдвое меныпей, а Сй ещё содержит ём-
кость катод — вить накала, которая у большинства ламп лежит в
пределах 5 — 15 пф*
Из эквивалентной схемы на рис. 7,73и легко установить, что
условием симметричности выхода данного каскада является равен-
ство полных сопротивлений ZK — Zo, что получается при = Rtt и
415
Сл' =С0* Для достижения последнего равенства к точкам йг-МЯ
(рис. 3.10) достаточно подключить конденсатор с ёмкостью Сд== С^Д
-Со~(С.)л/ I
Во многих случаях не требуется высокая степень симметриям
сти и области верхних частот и тогда можно принять
C0^C>G>
где
С0= У(СЛНТС„к)Л1-НСск + Свг(| ..нюи + с,. (7.3^|
Полагая дальше равным Ra> получил! ZK = Za и
—5-----L\
ци. 6'j _ _ “ + !х
I ’ ’ R< . , ;
*
то для того, чтооы лриити к экв
совпадающей с соответствующей
Последнее выражение показывает, что при включении ламтщ
по схеме на рис. ЗЛО (и при соблюдении условии симметрий
происходит кажущееся изменение параметров лампы, которые прщ
обретают новые значения: —-— и —. Однако, если иод вы?
2 -- гх 2 -и гл
ходпым напряжением понимать не Uc*> а сумму 2 6с2
галентной схеме на рис. 7.74J
схемой реостатного каскад»
(рис. 7.2), следует у двоить!
внутренний коэффициент у си?
линия. При этом сумму ёмкос-
тей С\ 4- С2 нужно обозначит^
через Сгр как это и было слет
лано раньше [см. ф-лу (7,8)^
Таким образом, с точт
зрения величины коэффициент
та усиления и расположения
пои нагрузкой частотной и фазовой хара№*\
теристик инверсный каскада
по схеме на pucr 3d0 эквивалентен реостатному каскаду*
в котором находится лампа с параметрами
Рис. 7.74. Окончательный вид эквивалент-
ной схемы инверсною каскада с разделён*
= ’ (7-350);
и
(7.351)!
2 - ft
I
Такт в области средних частот, согласно (7.14), мы должны п<>:
416
рассматри-
счет суше-
лучить
_____________ 2 р-
Rica , ff/r* : Д< । Hi
/?« ! Яг
а частота верхнего среза равна
г (2лГ , -L^A ]
“ 2т: Cj /?, 1 $a J '
Из (7.352) вытекает, что коэффициент усиления
на ем ого инверсного каскада всегда меньше двух за
ствующей в пём глубокой отрицательной обратной связи (по то-
ку для верхнего плеча и ио напряжению для нижнего).
Достоинствами этого инверсного каскада являются конструк-
тивная простата, пбусловлепная наличием только одной лампы,
высокая степень симметрии и области средних в верхних частот
(последнее. при подборе ёмкости Са), а также малое выходное
сопротивление Rlcif, порядок которого я этом случае такой же,
как и при применении катодного повторителя, что особенно цен-
но при широкой полосе частот пли усилении кратковременных
импульсов, Кроме того, следует отметить, что за счёт глубокой
обратной связи нелинейные искажения при данном режиме ра*
боты лампы и сопротивлении Rfl получаются меньше, чем у
обычного реостатного каскада.
К недостаткам каскада следует отнести, во-первых, возмож-
ность возникновения фона при питании нити накала лампы ЛЕ
переменным током, что вызывается излучением* электронов ни-
тью на катод. Заметное снижение уровня фона может быть до-
стигнуто подачей на нить накала относительно общего провода
постоянного напряжения U(рис. 3.246), превышающего
падение постоянного напряжения на сопротивлении /?А. т что по*
лез нс и с точки зрения облегчения режима работы изолятора,
отделяющего катод от нити, допустимое напряжение на котором
UKti $оп обычно составляет 90—100 в. Во-вторых, Bid ход ное неиска-
жённое напряжение в силу разделения нагрузки па две
части получается вдвое меньше, чем у обычного реостатного кас-
када. В-третьих, у катода в области нижних частот возникает
асимметрия по модулю и особенно по фазе составляющих Z?f£K
за счёт того, чго в состав только анодной нагрузки входит
сопротивление цепей питания, в частности, блокировочного кон-
денсатора С^. Практически эта асимметрия перестаёт быть за-
метной, если ёмкость блокировочного конденсатора выбирается,
исходя из условия
«. > Аг? . (7.3531
27— 23"
417
Другой причиной асимметрии на всех частотах является допбл
нительная связь катодного плеча каскада с источником возбужде
ния через сопротивление (рис. 3.10]. 1
Можно показать, что при подключении нижнего вывода /?с й
катоду лампы (введение этого допущения даёт иезиачнтелыед
увеличение асимметрии и поэтому вполне оправдано) отношение вь|
ходных напряжений катодного и анодного плеч равно
К/ И
~_______
U\
f2 -А л
*
*4
асимметрии, который во избежание появлУ
где kA — коэффициент
ния заметных искажений у двухтактного каскада, особенно рабдЯ
тающего в режиме В, не должен превышать 1,05— 1 р 15. Подббц
подходящей величины сопротивления на основе вышеприведённого
выражения не представляет затруднений, I
При использовании в каскаде пентода нижний вывод конденсй^
тора С$ следует присоединять к катоду, как показано на рпс, б.;21 в,"
в результате чего сопротивление нагрузки нижнего плеча станолитт;
ся равным
1
в отличие от сопротивления
а
₽А- Я,
верхнего плеча, состоящего
— 1
] 1
fta + к,-
Для получения симметричного выхода следует так выбрать эле?
м енты цепей, чтобы имело место равенство
га = г*-
При учёте влияния сопротивления 7?; отношение выходных йй^
пряжений плеч каскада равно
fs-Ь— \ г,;
k = — =-------~.
t/d 5гя
инверсного
*=>
каскада в отношении acMMweft
г
достаточно объединить выход*
И
Для проверки любого
f г
рин величин А" —
L' 1 ;
ные зажимы: с, — с'2 (рис. 7.72) и подключить к точке их соединений!
418
ламповый вольтметр (второй вывод которого должен быть
динён к общему проводу). Степень симметричности будёт вд&щ^
достаточной, если напряжение на объединяемом выходе не
превышать во всем диапазоне 10—20% от напряжения Ju#
d/fQI получаемого при том же самом
Для измерения асимметрии по фазе достаточно выходные зажи-
мы каскада присоединить к системам отклоняющих пластин по
осям X и У электронно-лучевой трубки непосредственно или через
вспомогательные усилители с одинаковыми фазовыми сдвигами.
7*6.3. Инверсный каскад на лампе с общим катодом
Особенностью инверсного каскада, выполненного по схеме на
рис. 775, является применение в нём дополнительной лампы Л'' £
общим катодом, создающей необходимый фазовый сдвиг на 180е
во втором плече, Прн этом лампа Л\ с её цепями образует обычный
реостатный каскад, который может и не применяться, если величина
Рис. 7*75. Схема инверсного каскада на лампе Л/
с общим катодом
входного напряжения достаточна для возбуждения одного пле^
ча на лампе Л2 последующего двухтактного каскада. В этом слу.
чае отсутствуют Л\, Ка и Cft а точки и с, соединяются меж-
ду собой.
Но допустим, что. как это чаще встречается, имеется каскад
предварительного усиления на лампе Л|\ н напряжение Uci в рас-
.л*
J) Прн наличии каскада на лампе-7 j очень удобным оказывается йспользовв
ние в качестве гГ н двойного триод®.
27*
41Р
сматрешаемый момент времени поступает на сетку лампы со зна/
кам ( f). Тогда анодный ток этой лампы возрастёт, чему соответ-
ствует совпадение направлений его переменной и постоянных состав-
ляющих Л и /ло.
При этом на зажимах сопротивления появится переменное на-
пряжение, полярность которого связана с направлением тока Г . На
сетку лампы Л2 этб напряжение придёт со знаком (—); знак (+)
следует поставить у общего провода (точка О) ибо, как и прежде»
в отношении переменного напряжения точки Л и О благодаря при-
сутствию блокировочного конденсатора практически эквипотен^-
циальны.
Рассматриваемое напряжение U& одновременно оказывается прилов
женным к зажимам делителя напряжения и часть его, выде^
ляющаяся на 7?*? т. е. U&, попадает на сетку лампы Лг‘ со зна^=
ком (—Вследствие этого анодный ток лампы Л' уменьшится;!
что и определит направление его переменной составляющей J
навстречу току покоя Ро. Далее легко установить полярность ned
ременной составляющей напряжения на анодной нагрузке /?\ Оче*1
0нднот что у анода *27^ следует поставить знак ( , ) и у точки Л—J
соответственно (—). Через конденсатор С? переменное напряжений
передаётся в правую часть цепи и поступает на сетку лампы Л“ cqJ
знаком (-(-) и на её катод [через и со знаком (—)]. |
Таким образом, в этом устройстве используется известное свойт!
ство каскада с общим катодом вносить постоянный фазовый сдвиг, I
равный 180". Другими словами, здесь напряжение пт входных эле-1
ментов попадает на сетку лампы Л5, пройдя один каскад (на лам*|
пе 1Z7') и претерпев фазовый сдвиг 180°; в то же время напряжений
на сетке ламп Л* представляет собой результат прохождения входя
него сигнала через два каскада (на лампах Л\ и Л\), вносящим
дважды фазовый сдвиг 180\ что эквивалентно 0. .1
Но каскад на лампе Л" вносит нс только фазовый сдвиг 18[)М
но создает также дополнительное усиление по нижнему плечу
^v-
>
которое отсутствует в верхнем плече. Для того чтобы скомпенсйЛ
ровать это избыточное усиление и получить U”tl равным U1^ и прнД
меняется делитель напряжения Естественно, что
напряжения должен во столько раз ослаблять напряжение, бэт
сколько раз оно усиливается каскадом на лампе Ль Пос^едиея
означает, что условие равенства напряжений U'^ и U'^ имеет слй|
420
дующии вид:
где
— коэффициент усиления в области средних частот каскада на лам-
пе Л*' с параметрами р" и
Преимуществом рассматриваемого инверсного каскада является
возможность получения более высокого выходного неискаженного
напряжения, чем в случае разделения нагрузки между анодной и
катодной цепями. Кроме того, коэффициент усиления ^каскада, ран-
ный
К,-=^ = 2К,.
где
fS" _ » -- --------------
к,
может быть получен сравнительно большой величины, правда, ценой
применения двух ламп: в этом случае удобно использовать двойной
триод или двойной пентод.
Вместе с тем инверсный каскад на лампе с общим катодом об-
ладает рядом недостатков, а именно:
1. Отсутствием симметрии на крайних частотах, что объяс-
няется опять-таки наличием реостатного каскада на лампе Л'’ толь-
ко во втором плече: у этого каскада, как и у всякого реостатного
каскада, коэффициент усиления падает при изменении f от /0 до О
н от /D до со при одновременном возникновении частотнозависимо*
го фазового сдвига. Таким образом, на крайних частотах напряже-
ния U,2 и U& оказываются несимметричными не только по модулю,
но я в первую очередь по фазе. Всё это может привести к возрй’
ставню нелинейных искажений в исследующем двухтактном каскаде
или к другим нежелательным явлениям.
2. Возникновением асимметрии на средних частотах при сме-
не лампы Л\\ что объясняется разбросом параметров ламп, приводя-
щим к нарушению условия (7.3S4),
3. Отсутствием отрицательной обратной связи, поэтому нели*
нейпые искажения при определённом уровне выходного напряжения
получаются больше, чем в других инверсных каскадах с обратной
связью-.
42J
При расчёте рассматриваемого устройства выбирается лампа Л\ и1
связанные с ней элементы 7?'r R'c и Cf так же, как и в случае рас-1
чёта обычного реостатного каскада (см, il7.L6).
Расчёт же второго плеча на лампе (не обязательно такого
же типа, что и Л\у имеет ту особенность, что при выборе некоторых
его данных надо исходить из определённых допусков на асимметрию;
плеч.
Как показывается дальше (п, 8.2,5), на граничных рабочих часто-
тах и f* главную роль играет асимметрия по фазе, т. е. в данном
случае величины фазовых сдвигов, создаваемых каскадом на лам-
пе Л'\ Практически достаточно ограничить эти сдвиги следующими
значениями: < 3—б° I0J для того, чтобы даже в са-
мых сложных условиях (при поочерёдной в течение цикла работе
ламп Л2 и Л3‘), вызванные асимметрией искажения оказались бы не^
большими (kt < 3—5%).
В области верхних частот делитель нагруженный на входную емкость
каскада на лампе . равную Со- также вносит фазовый сдвиг, но последний
легко может быть скомпенсирован присоединением к сопротивлению Rr конден-
сатора небольшой ёмкости (С0|+Сц) /?•:/?!- За счёт выбора несколько
большей величины ёмкости этого конденсатора возможна частичная компенсация
фазового сдвига, вносимого выходной цепью каскада на лампе ,711 т. е, полу-
чение практически полной симметрии.
После того как определилось усиление каскада на лампе Л\ в
области средних частот [ф-ла (7.355)1, не представляет труда найти
данные плеч делителя напряжения, используя соотношение (7,354)
и учитывая, что /3? равно известной уже величине .
Например, если в основном исходить из условий примера 7.1, где мы имели
/„^50 гц и = JO ООО гц, полагая, что в качестве я Л„ используется
двойной триод 6НЗП с параметрами (в рабочей точке L/f20 = 100я, 0тга = — 1.5й),
37 в Rt = Ю fCDMt то при Ra = Ra = 47 ком и = ft" — 470 ко,нт
получим = Kq = 30
п Яс 470 ..
7?а = — % IО хая
к" 30
ло
н
Rt — — 470 — 16 ~ 454 ком.
По каталогу выбираем /?! равным 470 ком1).
Прн указанных данных = RifIC = в,25 лай = ₽/аг и Cjs — Cq =32 пф =
= Са) частота верхнего среза второго плеча 620 /йц. При таком значения
f^T согласно (7.61), на высшей рабочей частоте 10 кгц, фазовый сдвиг а: —
—0,016 рад =— 1° получится значительно меньше, чем допускается.
1) Сопротивления /?± н 7?й желательно выбирать с допускам ±5% нлн±
427
Для определения ёмкости конденсатора С" найдём частоту ниж*
него среза fflC, исходя из соотношения (7.57), задаваясь на f =; =
= 50 = 4\ Получим 3.5 гц. Ёмкость конденсатора -С^ (
найденная по ф-ле (7,53) при /?(,0 R‘ =470 коль оказывается впол*
не приемлемой величины: С’/^ ОД мкф.
В заключение отметим, что применение блокировочного кондеи-
*сагора С¥ в данном инверсном каскаде не обязательно. Конденса-
тор Ск здесь скорее полезен для уменьшения фона, вызванного до
лучением электронов с нитей накала на катоды; вполне можно обой-
тись без применения Сл., ограничившись подачей на нити накала
ламп Л\ и Л^г положительного потенциала соответствующей величи-
ны. Без конденсатора Ск сопротивление является ещё одним эле?
ментом связи между плечами каскада, за счёт чего повышается сим-
метричность, Во всяком случае конденсатор С\. в этих условиях
можно считать не вносит дополнительных частотных иска женин в
области нижних частот.
7.6.4, Автобалансный инверсный каскад на лампе
с общим катодом
Общая теория. В рассмотренном инверсном каскаде на лампе с
общим катодом для устранения избыточного усиления по второму
плечу применяется делитель напряжения RiR3, вносящий определён-
ное ослабление. Но необходимое ослабление может быть получено
и другим путём — посредством введения отрицательной обратной
связи, охватывающей каскад, образующий второе плечо.
Такой способ ослабления оказывается более эффективным,
так как, во-первых, в этом случае получается стабилизация уси-
ления второго плеча, при которой автоматически поддерживает-
ся симметрия (баланс) плеч при смене ламп и изменения питаю-
щих напряжений, п, во-вторых, асимметрия плеч на крайних,
особенно нижних, частотах в общем становится меньше.
Принципиальная схема каскада такого рода приведена на
рис, 7.76. Как и прежде, применение лампы Л/ и связанных €
ней элементов или однотипность ламп Л/ и Л/7 не является обя-
зательным. Блокировочный конденсатор Ск также может не
применяться.
При поступлении входного сигнала на сетку лампы Л / в дан-
ный момент времени со знаком ( + ) её айодный ток возрастет,
что определит направление его переменной составляющей
и полярности напряжений, возникающих на сопротивлениях Ra
и 7?^, , а также на сопротивлении связи /?} с зажимов которого
напряжение U попадает на сетку лампы Л” со знаком (—).
Подобным же образом устанавливается направление тока 1 *’ и
полярности напряжений, на зажимах /? " и
IJ (ь
423
Существование в нижнем плече отрицательной обратной с61
зи (параллельной по напряжению) объясняется тем, что тб)
протекающий через сопротивление и пропорциональный Bg
ходкому напряжению i/* , уменьшает входное напряжение й:
создавая на зажимах /? падение напряжения противоположно
полярности.
Лвтобалансиый инверсный катод впервые был исследовав
А. А. Рпзкиным [74], установившим соотношения, существующей
в каскаде в области средних частот. Однако для оценки свойсй
каскада этого недостаточно.
Для более подробного анализа нужно составить ебщую эквие$
л битную схему, С этой целью преобразуем предварительно эквнй
лентиые схемы отдельных плеч. Начав с первого плеча на лампе Л*
на основании теории реостатного каскаДа и теоремы об эквиналё*
тном генераторе цепь, представленную на рис. 7.77а, приводим i
виду рнс. 7.776, где
(7.35§|
(7.351|
Влияние ебщен ёмкости, ранной
СЙ = Ы- -I |СГК - сЯ1.(1 + Л')] с ,
(7.35^|
42^
подобным же образом скажется на изменении показателей’-pg и ^яг
которые следует умножить на коэффициент
(7.359Х
__________1___________
1 | | нСП/?' ’
Рис. 7.7у. Преобразование испей первого плеча аптсбалансксчм
инверсного каскаля пр схеме на рис. 7.76
Аналогично следует пресбразсвать цепь втсрсго плеча на лам-
пе <77, для которого имеем:
и и
Лс'к.
II II
Ъ Ь яп
c;=(Qv4c^С„<(|^Ю| ,+с;
'?
„ __ !
I ’ 1 Сц
(7.360)-
Общая эквивалентная схема инверсного каскада с учётом проде-
ланных преобразовании принимает вид согласна рис. 7,78. Рассматри-
вая эту схему, приходим к выводу, что существующие в ней токи
и напряжения связаны уравнениями;
W/'0,1=1^?+——
\ i <’> бт /
’ «ь
|Xr+ —- /?; \ г—и
\ i J
и = Rt/i =- Ry( i'- 7" )
+ U
(7.36I)-
425
г де ij находится из выражения
_______________________|_
1 '-iwCZ?1
(7.36в
в котором
С=|С™ -I- -Ю|Л1 +С (7.368
представляет собой входную ёу.кос:
каскада яа лампе Л\.
Решая систему ур-ний (7.361)» iti
лучим следующие выражения длятк<
эффициентов усиления первого и в*0
рого плеч инверсного каскада:
"Рис. 7,78* Эквивалентная схема
автобалансного инверсного кас-
када по схеме на рис 7.76
Отношение коэффициентов усиления второго и первого п,
равное отношению напряжений к 6'&, представляет col
.коэффициент асимметрии . Очевидно, что
426
Выражение (7,364) может быть значительно упрощено. Дело в
гам. что через сопротивление Ну (рис. 7.78) протекает разностный
гок / = Л — создающий довольно небольшое падение напряже-
ния ]t7|T примерно в ио раз меньше, чем напряжение
Поэтому в (7-364) вполне возможно принять Ну = 0, но тогда пер-
вое плечо превратится в обыкновенный реостатный каскад, харак-
теризуемый коэффициентом усиления на средних частотах
Кп = ~ = •----------т------г— (7.367)
fl & /?.
j частотами среза ;
к = ------. (7.368)
^СеА’,;0
fw =-------J ---- . (7.369)
^де на основании теории реостатного каскада:
=*, + —- *, ’ *<. (7-37«>
я. -
/?. =----------------------. (7.371)
/nc ill
4- h +
*с
Выражение же (7.366) также значительно упрощается, если рас*
сматривать асимметрию отдельно на средних, верхних и нижних ча-
с тотах.
Область средних частот. На средних частотах сопротивление
ёмкости как обычно, принимаем равным нулю, так же как и
проводимости шунтирующих ёмкостей ш С и ш Со, что даёт у — у —
= 1, при этом имеем
< + *)« -ь^') + О(> + >
Полагая = 1, получим уравнение, связывающее сопротивле-
ния 7?./?^ и 7? ' , Практически удобно сначала выбрать Нс и R и
определить 7?' из условия
- 1 - 2 —
R = R" --------------
Г ' 1 4- "
(7.373)
427
Для того чтобы установить, как сказывается на ксзффиод
асимметрии изменение коэффициента усиления , в (7.372) i
ним р0' на 4- , вместо введём правую часть равенства (7.
и, кроме того, пренебрежём членами, содержащими (Ар.” что
следующий резу лътат:
Последнее выражение показывает, что для приближения &
, единице следует повышать усиление второго плеча и сопрсливпё
связи А? выбирать болылей величины. Практически это сощютш
ние целесообразно взять порядка (0,3—1) 7?'\ так как при этоМЗ
стирается достаточная степень симметрии, а очень большая велий
сопротивления, находящегося в сеточных цепях ламп Л2 и Л£3
допустима. Во всяком случае, учитывая, что надлежит §
му /?с' + 27? выбирать не больше, чем допустимое значение
приведённое в приложении 3. I
Область верхних частот. По-прежнему полагая в (7.3
1/wCtf = 0. мы учтём влияние ёмкостей ChCJ, подставляя вш
у и у их значения, определяемые из (7,360) и (7.362). Заменяя
правой частью равенства (7.373) и пренебрегая влиянием малых
личин (с точностью до l прядём к следующим выражениям
носительно модуля коэффициента асимметрии kA и асимметрии
фазе . представляющей собой аргумент комплекса kA:
428
Из этих выражений видно, что асимметрия по модулю и фазб в
Сластя верхних частот зависит не только от частоты и ёмкостей,
i d и от величин и /?, которые выгодно выбирать больших зия-
пиний. Но и здесь увеличение /? свыше 7?^ не даст заметного вы-
игрыша.
Следует отметить, что асимметрия в области верхних частот
.згжет быть уменьшена посредством шунтирования сопротивле-
ния 7?г корректирующим конденсатором небольшой ёмкости (?
(рис. 7.76), величину которой практически проще определить
ч<сперп ментально.
Область нижних частот. Взяв в основу рассмотрения также
выражение (7,366). примем в последнем у — у" 1, одновременно
чамепяя правок частью равенства (7,373). Отбрасывая и в дан-
ном случае малые величины, шлучим следующие формулы, харак-
теризующие асимметрию в области нижних частот:
(7.377)
(7.378)
£ аснммет-
Очевидно, что и здесь при больших значениях u(f’ и
рая по модулю и фазе оказывается меньше.
Рассмотрим ход расчёта автобзлавсного инверсного каскада
па числовом примере.
Пример 7.10, Требуется произвести расчёт автрбалянсного инверсного кас-
када по схеме па рис. 7,76, исходя из следующих условий.
В качестве ламп Jj и используется двойной триод йНШ с параметрами
>,=37 J.7A J?j = 1(1 кая, 2,5 пф. CdJ1Л пф и 1,3 пф. Последующий
каскад выполнен на тетродах 6ШП, что определяет величины шунтирующих ёмкое'
гей (см. пример 7.1) С&= — 32 пф. Коэффициент асимметрии А4 вб всём
диапазоне ограничивается значениями 0,95— J.05, при этом асимметрия нн фазе
не должна выходить за следунлшие пределы: на низшей частоте 50 гц.
—4 л ня высшей частоте /fl = 10000 гц, = —6\
Приступая к расчету, пыбпраем сопротивления эноднш нагрузок 7?(, = 7?(j, —
47 коль Намечая далее величины сопротивлении и Л?, мы должны руко-
водствоваться тем, чтобы сумма Кс -f 2 Я не превышала /?г thtn, которое для
лампы ШИП составляет Б()0 коль Вместе с тем R, как уже отмечалось, удобно
ьзягь равным (0,3 —1}^. Останавливая свой выбор на /?с ~ 150 кай п
429
/? = 150 row и используя соотношения (7,356). (7.357). {7.360) и <7.373). послед)
телыю находим: /0 = р г = 30.5, Riit = 8,25 го.и и /?t - 130 row. При угоМ<
можно легко установить из ныражелия (7.374), для 4^ 7,4 коэффициент Ш
метрик А4 ранен 1,024 и не превышает заданной величины 1,1'5, что оирая
вает рацее сделанный шйор исходных данных.
Для определения асимметрии по фазе в области верхних частот предварит
но находим приближённую величину коэффициента усиления второго плеча и
входную ёмкость:
(Ю .
•*1
С = [CfK 4- CJf (I - /(JI - C.f = 2.5 - 1,3 (1 + 29) + 8 = 50 пф
Л1
Выполняя расчёт по ф-ле (7.376), узнаём, что на f ~ fs = 10 кгц fyj'
= —Г. а предельно допустимой (по заданию) величины — 6J асимметрия
фазе достигает на частоте около 60 гоц1), Эти данные показывают, что при '
же в общем условиях антобаланснын каскад э области верхних частот в данном й
чае не уступает инверсному каскаду на лампе с общим катодом, у которого на .
/ь= 10 гоч. как было показано. =— Г. а предельная величина =
получается на частоте порядка 60 кгц.
Емкость конденсатора Сг , вычисленная из ур-ния (7.378), взятого в сияй
малым значением — 4'г" = 0,07 рад, в следующем упрощенном виде:
24-------
/е
2n fit Р-(1
получается равной = 0,025 мкф, т. е, в четыре раза меньше, чем у инве
каскада на лампе с губщим катодом.
7,6.5. Автобалянсный инверсный каскад на лампе с общей сетгёИ
Общая теория. В инверсном каскаде, выполненном по схеме прйад
денной на рис. 7.79, второе плечо содержит лампу Л'1 с общей сетксЯ
Принцип действия этого устройства основан на том. что перЯ
мевяая составляющая анодного тока лампы Л\ создает на сопротии
ленив связи 7?я напряжение , которое поступает на сетидя
лампы Л\ со знаком ( — )♦ т. е. с полярностью, прешпюположзкя
полярности напряжения UcV 1|
Основным преимуществом настоящего инверсного каскада являет^
ся то, что определённое соотношение между выходными напряжФ
ниями плеч t/‘\ и U' достигнутое на средних частотах, легко м£^
I, с. '
J) При наличии удачно подобранной ёмкости корректирующего конденсатора
С (рис. 7.76) этот предел может быть превзойдён в 2—3 раза.
430
жет быть распространено на область нижних частот» вплоть до
f — 0 и притом без внесения асимметрии по фазе, а также н на
область верхних частот—до частоты /=/^. где фл в большинстве еду*
чаев не будет превышать нескольких градусов.
Кроме того, при схемно-симметричном выполнении плеч (с точ-
ки зрения подбора числовых значений элементов, т. е. при
и т- д.) устройство оказывается малочувствительным к пульсациям
питающего напряжения , а при питании накала ламп Л\ и
переменным током происходит значительное ослабление фона. Всё*
Рис. 7.79. Схема автобаланевого инверсного каскада
яа лампе Л/' с общей сеткой
это получается не только благодаря симметричности цепи, но также
и за счёт отрицательной обратной связи по току, создаваемой сопро-
тивлением /?* * Эта же обратная связь дзет заметное снижение не
линейных искажений, особенно чётных гармоник выходных напря-
жений.
Вместе с тем каскад обладает некоторыми недостатками, из ко*
торых самым серьёзным следует считать неравенство величин коле-
бательных анодных токов Га и Р* Это свойство объясняется тем.
что нагрузкой для катодной цепи лампы Л\ является параллельное
соединение сопротивления /?*, потребляющего ток 1к , и входа пле-
ча на лампе с общей сеткой, на возбуждение которого расхо-
дуется ток что и даёт Га = 1к 4- Ге
Очевидно, что при равенство напряжений и мо-
жет быть получено при неодинаковых величинах сопротивлений
и но это приводят к нарушению схемной симметрии, за счёт
431;
чего повышается уровень фона при пульсации напряжения н
танин нитей накала переменным током.
Физически вполне ясно, что для приближения тока У" к toi
/' = 1к -р У^ надо уменьшить 1к за счёт выбора большей велит
ны Ио в этом случае, как правило, требуемое сопротт
ление катодного смещения оказывается меньше, чем /?*,
для обеспечения нормального режима питания ламп приходи
ся усложнять цепи, например, используя одно из схемных ।
шеями, представленных на рис. 7.58в и г. При сравнительно бо;
Рнс\ Литобалзисньш инверсный каскад на лнмпе
с общей сеткой по схеме А. А. Ризкнни
-шой величине У?* каскад может оказаться достаточно симметричным
и без различия нагрузок его плеч, но при этом придётся нзрасходи
вать заметную часть напряжения источника питания анодной цеп|
на падение напряжения = 2У?к//|0. которое практически целедн
образно ограничить значением, не превосходящим допустимую величщ
ну потенциала UKtr у большинства ламп равного 100 Интересно
что в случае большой величины сопротивления нарушение сийа
метрин при изменении параметров лампы v7j оказывается нсзначйЯ
тельным, следовательно, рассматриваемой каскад обладает яетшм
балансными свойствами. J
Схема инверсного каскада на лампе с общей сеткой (с катоднбЙ
связью) для случая большого сопротивления /?й ^рис. 7,80) быЛЯ
предложена и теоретически исследована А, А, Ризкнным [73, 74]. J
В этом каскаде сетка первой лампы по перемен ном 5’ напряг
жепню с помощью развязывающего фильтра Z?! изолирована!
ы32
от катода (точки k') и имеет потенциал общего провода, что поз*
виляет сохранить от ослабления отрицательную обратную связь
по отношению к пульсациям и в том случае, когда источник воз*
буждения обладает весьма высоким внутренним сопротивлением.
Другой возможный вариант выполнения каскада при большой вели-
чине сопротивления /?х показан на рис, 7.8L По сравнению со ехе*
мой А, А. Ризкина число сопротивлений здесь на единицу болыне,
но зато имеются такие достоинства: достигнутая на средних часто-
тах степень симметрии полностью сохраняется на всех более низ*
к их частотах вплоть до f 0 при = 0 (при надлежащем подборе
элементов С. и CJ, конденсатор может быть взят значительно
меньшей ёмкости, а ём-
кость монтажа между
точками к и 0 благо-
даря отсутствию отво-
да от точки к\ как это
имеет место в схеме
рис. 7.80, получается
меньше, за счёт чего
у меньшается асимме-
трия на верхних часто*
тах.
Аналогичная схема,
но с меньшим коли-
чеством сопротивлений
(рис, 7.82) может быть
использована в тех
случаях, когда посто-
янное напряжение t/0,
существующее между
Рис. 7*81. Автобалаисный инверсный каскад на лам
ле с общей сеткой прн
анодом лампы предшествующей? каскада Л
и общим проводом 0 несколько меньше напряжения При отме-
ченном соотношении обе воловины лампы могут быть поставлены
в нормальный режим работы, так как напряжение смещения равно
^0 = - Чю +
Элементы С«/?| здесь являются развязывающим фильтром,
гак же как и в каскаде по схеме А, А. Ризкипа (рис. 7.80),
Однако настоящий инверсный каскад не обладает свойствами
усилителя постоянного тока и требует применения конденсатора
С] большей ёмкости, чем в схеме на рис, 7.81.
В смысле поведения в области средних и верхних частот меж*
ту вариантами схем инверсного каскада на лампе с общей сет-
кой (рис. 7.79—7.82) отсутствует какое-либо различие, поэтому
достаточно рассмотреть каскад, выполненный, например, по
рис. 7.79.
28—237 433
л;
л
ff,
фС,
- о «—
Сф + Ъ ~
*
Г*
*т
(7<
•V
Область среда
частот. Сопр
ння анодных нагрузи
для этой части
зона обозначим ч
Кс и где
}У _
Кас--~.---7
Яа+Яс
tie
Входное сопротв
леяие второго пл
каскада на лампе •
с общей сеткой, как известно [см. ф-лу (7,327)]» равное
Рис- 7-82. Автобалаясньтй инверсной каскад на
лампе с общей сеткой с непосредственной связью
с предшествующим каскадом
вх i + н" ’
соединённое параллельно с RK, образует сопротивление
связи по току, величина которого равна
(7.381
Rc обрати!
Rc = K - = — c -------------------------- . (7.38
+ RK R, + Ruc + 0 + il”)Rx
При этом выражение закона Ома относительно анодного тем
лампы Л\ имеет следующий вид:
I’ _________в' _________
а ^ + (1+н')Яс + /С
или в развёрнутом виде
г ________________н'
а . . (1 1-И(Д.-ЧС)^
"R Rtic i о и
Ri + «яг+(1
(7.383)|
Из последнего выражения легко находятся напряжение на выхо?]
де первого плеча J
(7.384)
R'i + <с + а +
434
и коэффициент усиления по первому плечу на средних частотах
, u+h(«;+o^
т' /г„с 4“ „ •
/(7.385)
Переходя к определению Ге воспользуемся свойством разветвлён-
ной цепи, в которой отношение токов равно отношению проводимое*
тей соответствующих ветвей, если последние находятся под одина-
ковым напряжением, в данном случае равном UK . Таким образом:,
или
Учитывая соотношение (7.383), получим
= _______________^u + iri^-O'._________________
(*; + яас) [/ + (I+и") як ]+и+и w+о
Нетрудно убедиться в том, что коэффициент усиления ивверс-
ного каскада при симметричном выполнении его цепей получается
, таким же, как у обычного реостатного каскада» Складывая U& с
U'^ и деля на £/ь получим
*
“1“ г1
° 1 Ri-$-R(rc
R<
где |л = / = P". /?,. = т?; = /г;, яас = кае = /с
(7.388)
Вместе с тем при сравнительно большой величине коэффици-
ент усиления по первому плечу Хо, при симметричном выполнении
цепей [как видно из (7.385)1, довольно близок к —------------, ъ е.
2 (/?/ 4-
К 0+5 Ла»
Коэффициент асимметрии проще всего определить, используя
равенство (7.386)
k = = га = (1
4 К-1- С + (1 '
28
435
Настоящее соотношение различным образом может быть исподу!
зовано для расчётов. В первом случае — симметричного выполнений
цепей (/?dc — R^ = /?^с и т. Д>) — можно выбрать /?* и найти
или же решить обратную задачу — намечая kA порядка 0,85 — 0,962
определить /? с помощью формулы
* ! н")' *
В другом варианте, основанном на принятии = 1, требуемое]
значение сопротивления нагрузки второго плеча определяется из уи]
ловия
R" ._. [п-н^)*к I ^'] С-
(1 4-и")йк-/?ис
Наконец, используя равенства (7389) и (7.391) и применяя трэд
же приём, что и при выводе соотношения (7.374), получим следунзчЭ
щее выражение:
Ар" д'.-Ня"
fe, = I 4--*---- .-----, (7.392И
1+.И" а* <9^+/?, +с
(7-391)1
которое показывает, что стабильность симметричного состояния по
вышлете я с ростом u", R* и уменьшением + 7?^.
Проиллюстрируем найденные соотношения некоторыми числовщ?
ми данными.
Допустим сначала, что инверсный каскад выполнен по схеме на,
ряс* 7:79 и в нём применён двойной триод 6НЗП со следующим.
режимов работы каждой половины: t/ii0 = 100 е, (У,о = — 1,5 в/
7л0 = 375 jwa, 11 37, /?,=--= 10 холь Очевидно, что
связи, оно же сопротивление смещения, должно быть
ГЧ 1 1.0 rt А А
7? = — =---------0,22 кол.
* 2/
сопротивление
взято равный
2-3,5
Если цепи выполнены симметрично и R'a = 7?л (с точки зрения
повышения симметричности выходных напряжений сопротивления /?д
и 7?и целесообразно выбирать небольшой величины, но это приво*’
дит к уменьшению коэффициента усиления и неискажённого выход*
ното напряжения), 7?с = R'c' t то имеем = R'^ 25,6 вдл/, при
этом коэффициент асимметрии
к = _________<1 + A?:;f j
А 1< + яис + (1
_ Д1 +37).0.52-25,6 _ 0 19
| JD ]-25 ;6 + (1 4 37} 0,22] 55,6
значительйо отличается о-т единицы.
436
Для получения = 1 придётся R'ae уменьшить в 1/0,19 = 5,26
раза, что даёт RI1C— 4,96 ком и Ra =5,1 ком. При найденном ада-,
чении R" коэффициент усиления получится небольшим |ф-да (7J3S5||
2 ис2 2 /?',
Ко = 2 К. = —— ---------------------------------- =
° . nW + Q,
"I" л «I
_________ 2 37 4,96______________ _ 17
”” Г7 (J + 37) (10 4 25.6) 0,22 “
10 | 4 ,96 + ---2--------------
V 10 [ 25,6 + (I F 37)0,22
Желая получить больший коэффициент усиления, более высокое
выходное напряжение и лучшую схемную симметрию, выполняем
каскад по схеме на рнс. 7,81, выбирая /?л так, чтобы питающее
напряжение £0 = 245 я оказалось достаточным, что получается при
Rfl < 27 кои, если = 6,8 ком.
В случае выбора равных нагрузок = /?''с = 25,6 кш! коэфф1ь
циент асимметрии теперь получается довольно близким к единице
ь» _________----------------~0,88.
я (10-1- 25.6 + 38 6.8) 25,6
При этих данных для получения kA = 1 нагрузку /?'/с придётся
немного уменьшить: место 25.6 ком следует взять
= 25,6 0,88 22,6 ком.
чему отвечает R'a 24 лчш н Л'о 2Ut^Uy = 42,5’),
При изменении у второй половины лампы 6НЗП коэффици-
ента усиления на ±20% коэффициент асимметрии [ф-ла (7*392) ]
будет в пределах 1 ±0,024, что более чем достаточно.
Область верхних частот. Практически асимметрию на край-
них. в частности, на верхних частотах, есть смысл учитывать
прежде всего по фазе и только тогда, когда на средних частотах
коэффициент kA близок к единице (/гЛ>0,8—0,9).
Основной причиной асимметрии на верхних частотах являет-
ся наличие ёмкости
С - + Схн )л ( + (Си + скн )л.. + СМ1 (7.393)
шунтирующей сопротивление связи Як ( а также отсутствие схемной
симметрия плеч каскада.
Вследствие этого фактическим сопротивлением связи окажется
комплексная величина
Z =--------------. (7.394)
1 I
5) Числовые данные разбираемого варианта приведены на рис, 7-8L
4x37
Рассмотрим сначала первый случал, характеризуемый равенствам
опять-таки комплексных сопротивлений анодных нагрузок Z^ Z*
где *
I 4-1ш Со Rac
ir
1 -н i «со R^
(7.39511
(7.396}:|
a Co и определяются из выражений (7.358) и (7.360).
Производя в (7.389) замену 7?^., Rilc и правыми частями рэ*
венств (7.394) — (7,396) и учитывая условие Z'==Zw, получим
= ._______________ *дН + .и,сХЛ__________________________,
[_ як| т?;'4(1। со' < + рс, я,.
(7.3971
Так, например, для встречающихся уже данных: р — 37» 7?^
= 10 кеш. R'ac #йс = 25,6 ком, RK — 6,8 ком при Сй = = 32
и С* = 40 пф на частоте верхнего среза инверсного
1 1
F — 1
/ д£ '
^С^-{ас 2^
каскада
(7.39$!
и равной I Мац, асимметрия по фазе $л. найденная из (7.397), cotj
ставляет всего лишь —2,8° при kA
Во втором, случае, основой которого является осуществление
полной симметрии в области средних частот (kA = \), выражений;
относительно kAt}4 принимает такой вид:
________1 4- i" Сй Г^;с ______________
Co^C^R" ] R" сХг+(*; I' С)сл*‘
';------------k I ш *----;--------------------
438
В частности, на той же частоте f = = 1 при
— 22,6 ком и = 25,6 KOAt и сохранении всех остальных данных,
получаем = — 5(5° и АЛгт1/ = 0,98. Несколько худшие результаты
s отношении фазовой асимметрии здесь вызваны несовпадением пос-
тоянных времени анодных нагрузок (С^Д
Остаётся еще отметить, что в инверсном каскаде по схеме на
рис, 7.81 асимметрия на верхних частотах становится значительной
при отсутствии или небольшой величине ёмкости блокировочного кон-
денсатора Сх; практически с этой дополнительной асимметрией мож-
но не считаться при удовлетворении неравенства
С2 > (20- 50)[Сск + СяД1 + К)]л...
Область нижних частот. В области нижних частот некоторая
асимметрия возникает только у каскадов, выполненных по схе-
мам рис. 7.80 и рис. 7,82 За счёт того, что напряжение^, суще-
ствующее на зажимах сопротивления связи /?* , передаётся на
сетку правого триода, пройдя через реактивный делитель на-
пряжения С^т, который обычно применяется с достаточно боль-
шой величиной постоянной времени.
Несколько упрощённое рассмотрение вопроса об асимметрии в
области ннжпих частот каскада, выполненного по схеме рис. 7.80,
позволяет полупить следующее выражение относительно фл (в ради-
анах) для случая |j/ = р" = |i я /?, = /?f' =
иГ 7?] Г "1
*„[++<1 +м [u ++> + д.1
(1+ 101(4-10 я, + к,; ]“С‘Л>
Например, ври р- = 37, A?d = /?л = 27 хан, RK — 6,8 холь /?i — Rr —
= 0,33 ЛЪ.н, / = 50 гц н =4° =,0,07 рад, требуемое значение^ оказывается
равным 0,04 .нк(Д.
У каскада же по схеме рис. 7.82
7?/ + ^ + C 1 1
(1 + + Rac + U 4" t1) -и Ci /?i
В инверсном каскаде на лампе с общей сеткой вполне воз-
можно применение экранированных ламп, что практически целе-
сообразно, например, в широкополосных усилителях
(f >0,5—1 Л1гц),
Экранирующие сетки ламп удобно соединить вместе, подавая на
них постоянное напряжение через „гасяшее1* сопротивление ^. Бло-
кировочный конденсатор С\ присоединяется одним выводом к экра-
нирующим сеткам, а вторым — к общему проводу, В этом случае
439
во всех выражениях, относящихся к рассматриваемому каскаду, сле*-|
дует заменить (1 + р) на 5я (значение «л заменяется на 57?,)
найти предел данной величины при Так, например, выра-
жения (7..385) и (7.392) после выполнения указанных действии при-
мут такой вид:
5' Нлс
1+s; кк
^-1 L— .
S" 1 +
отметим, что каскады, выполненные по схема^
как не вносящие асимметрии на нижних частота?
В заключение
рис. 7.79 и 7,81,
при изъятии элементов Cr/?v и Сс. R” , могут применяться и в усили-
телях постоянного тока. В частности, в таком более простом вь(э
полнении инверсные каскады оказываются очень удобными в качеств
ве оконечных, нагрузкой для которых является электронно-лучей
вая трубка с электростатическим управлением при не очень ппй
рок ой полосе частот (Д до 1—3 Мац). При таком использовании
каскада удаётся полностью устранить искажения в области нижннй
частот и получить очень простую регулировку смещения пятна, Bwj
поляяя делители напряжения Л1#3 и /?3/?4 (или один из них) в вй^
де потенциометров.
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ГАРМОНИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
§ 8Х ОДНОТАКТНЫЙ КАСКАД УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
8Л.Г Режимы работы однотактного каскада усиления мощности
Как мы видели, при выборе типа ламп, их режима и данных
элементов цепей каскадов усиления напряжения основное вни-
мание обращается на получение возможно большего коэффи-
циента усиления при небольших частотных искажениях в опре-
делённом диапазоне частот; в таких каскадах обычно приме-
няются маломощные лампы, потребляющие мало энергии от ис-
точников питания, при этом вследствие относительно невысокого
уровня колебаний мел инейные искажения в ряде случаев оказы-
ваются такого порядка, что ими можно пренебречь. Было пока-
зано (см. § 1,3), что каскад усиления напряжения работает на
внешнюю нагрузку, практически не потребляющую мощность,
мощность возбуждения также принимается равной нулю.
В то же время каскады усиления мощности предназначены
для работы на внешнюю нагрузку, потребляющую определенную
мощность, начиная от сотых долей вольтам пер а в одних случаях,
до десятков и даже сотен киловольта мпер — в других. Ввиду
этого в таких каскадах приходятся применять достаточно мощ-
ные лампы, а поскольку потребление энергии от источников пи-
тания оказывается значительным, стремятся получить по возмож-
ности высокий коэффициент полезного действия посредством
лучшего использования самих ламп. Но использование ламп в
таких режимах, когда амплитудные значения напряжения и то-
ка в анодной цепи приближаются к соответствующим постоянным
составляющим, а иногда появляется сеточный ток, обусловливает
возрастание нелинейных искажений, что и ограничивает величи-
ну полезной колебательной мощности, получаемом от каскада.
Мощные усилительные каскады обычно рассчитываются на
диапазон звуковых частот. В более специальных случаях, напря-
441
мер, при использовании усилителя в лабораторном генераторе]
рли другом измерительном устройстве» рабочий диапазон частот'
может захватывать и более высокие частоты (у генератора 3Г-12,
высшая частота составляет 200 кгц).
С точки зрения построения схемы и характера напряжений
возбуждения (однофазное, двухфазное) каскады усиления мощ-
ности делятся на одпотактные и двухтактные.
Однотактные каскады усиления мощности (рис, 3.16) удоб*
ны при сравнительно небольших уровнях выходной мощностй/
обычно не превышающих 3—6 eat более мощные каскады почтжп
всегда выполняются но двухтактной схеме (рис. 3.17 я 3.18),
В большинстве случаев сопротивление внешней нагрузки Zi
невелико (единицы, десятки clm) , и оно значительно меньше'
чем панвыгоднейшее значение сопротивления анодной нагрузки
очт , обычно составляющего несколько тысяч ом, что вызывает
ст необходимость применения выходного трансформатора. При
наличии выходного трансформатора со противление внешней на-
грузки, перечисленное в первичную цепь» становится величиной^
зависящей от коэффициента трансформации п = гсъ/гед
4 = 4- М
* /Г I
В этих условиях Z5\ которое является сопротивлением анод-
ной нагрузки, может быть получено (в зависимости от выбора п)!
любой величины, в том числе и равным Zjll)riTn,
Для усиления мощности именно трансформаторный (одно*-;
тактпый, двухтактный) каскад следует считать основным видом.-*
Поэтому рассмотрение будет относиться к трансформаторным]
каскадам усиления -мощности.
В каскадах усиления мощности находят применение лампы!
различного типа. При небольшой выходной мощности» порядка'
сотых и немногих десятых долей вольтампера, вполне возможно:',
использование ламп, предназначенных для усиления нал ряже-'
ния (триодов, пентодов). В пределах значений выходной мощ^
кости от десятых долей до нескольких вольтам пер применяются,
выходные лампы-триоды (6С4С и др.), лучевые тетроды (6ПЗС/
6П1П и др.), а также пентоды (6П9, СП14П и др.) Кроме то*
го, для использования в двухтактных каскадах иногда оказы-
ваются весьма удобными двойные триоды (1НЗС, 6Н13С, 6Н7С
я др.). Наконец, в двухтактных каскадах большой мащнойги
(РАг>50—100 ва) используются генераторные и модуляторные
лампы также различного типа — триоды, пентоды и лучевые
тетроды.
3) При отсутствии подходящих триодов могут использоваться экранирован-
ные лампы (тетроды, пентады) в триодном включении (т, е, прн соединении всех
сеток, кроме управляющей, с анодом).
442
Как было отмечено (§ 4.3), в однотактпом каскаде усилителя
низкой частоты находит применение только режим А, при M&Nt
режим А1 (иногда обозначаемый просто через А), особеяноетВДо
которого является работа лампы при отсутствии тока в цепи yiF
равляющей сетки, следует рассматривать как основной режим
пднотактного каскада усиления мощности. Только в более сйё-
циальных случаях (при низком анодном напряжении, например,
НО и особенно 24 в) оказывается целесообразным использова-
ние режима Aat характеризуемого работой лампы с сеточным
током. 7
Детально тот или иной режим работы лампы и каскада уси-
ления мощности определяется числовыми значениями ряда вели-
чин, часть из которых при расчёте каскада выбирается, а осталь-
ные находятся.
К таким величинам относятся прежде всего координаты началь-
ной рабочей точки Ua^ /д0 и Лп и зависящие от них мощ-
ности рассеяния на аноде и экранирующей сетке Р.о, статичес-
кие параметры S, р. и данные нагрузки в анодной цепи: сопро-
тивление постоянному току Ro и переменному току данной частоты
(в общем случае комплексное)
Лт ~Ь J
Динамический режим работы в основном определяется рядом сле-
дующих величин: амплитудные значения переменных составляющих
основной частоты Urm. Iат, Uam и их гар.моник /от1,1от3 Uan>3t
кажущаяся колебательная мощность
Р = —U I (8 2)
2 ат <1/п ^*^7
коэффициент гармоник
/2 р _
k = , (8.3)
/ят
средние значения токов (постоянные составляющие в колебательном
режиме) и 1.»срз мощность, потребляемая анодной цепью,
= ' (8.4
коэффициент использования анодного напряжения
£ . (3 5)
коэффициент использования анодного тока
С _ (8.6)
^4 ГР
т) Индекс *1» у первых гармоник для сокращения записи здесь и дальше не
даётся.
443
и коэффициент полезного действия анодной цепи
рк с03
т) = -------------------------=------~----- р
потр рпстр
где = arc tg —— фазовый угол анодной нагрузки.
Прочие величины, относящиеся главным образом к режиму
будут вводиться в рассмотрение дальше.
-8.1*2, Режим наибольшей чувствительности каскада усиления
мощности
Общая теория. Несмотря на то, что сопротивление внешне]
нагрузки ( рис. 3.16г) обычно носит комплексный характер
основным случаем при исследовании и расчёте каскада усилен^
мощности считают более простой случай активной нагрузки; oed
Рис. 8.L Принципиальная в эквивалентная схемы (для средних частот) однит
ноги каскада усиления мощности, работающего на активную нагрузку
бенности условий работы на комплексную нагрузку вкратцЯ
были рассмотрены в п. 4,1.4. Но если внешняя нагрузка Z* актии
на и равна R?, как показано на рис. 8.1а, то анодная нагрузи
всё же представляет собой комплексное сопротивление благодаЗ
ря влиянию реактивных элементов трансформатора и отчасти!
междуэлектродных и монтажных ёмкостей. Тем не менее в ocl
новпой части рабочего диапазона (условно на средних часто*!
тах) влияние индуктивностей трансформатора Ц и
(рис. 7Л8) пренебрежимо мало; штатируюшия ёмкость С/ также!
не сказывается вследствие того, что сопротивление внешней на*
грузки Rz. как правило, невелико и^доказывается значи^
тельно меньше, чем 1/шС^
В результате эквивалентная схема каскада принимает вид'
согласно рис. 8.15, где через и г2 обозначены сопротивления"
обмоток трансформатора. При этом сопротивление анодной на-
444
грузки оказывается активным и численно равным где
ги = Г1 + гг+Я?==пТ-^-. (^)
Выясним теперь, при каких условиях каскад усиления мощ-
ности обладает наиболее высокой чувствительностью.
Эффективность каскада, с точки зрения .чувствительности*
численно удобно оценивать величиной 5pt представляющей сср
бой отношение колебательной мощности к квадрату амплитуд-
ного значения входного напряжения. Очевидно, члю
Р
Р U2
ст
(8.9)
не зависит от Uem (до тех пор, пока параметры лампы постоянны),
но является функцией сопротивления анодной нагрузки гл, Для ус-
тановления зависимости S;, от гп обратимся к эквивалентной схеме
(рис. 8.16), из которой видно, что
^-7^7- (8-Ю)
И
Ч™ -r.,flin,= (8.11)
Ф + г»
Так как
то
— =------------------ (8,13)
Не представляет труда установить, что fnpn CfrFIf = const) и
(независимо от Ucm) достигают максимальных значений прн
Л? = Г a Dttm1
raOnm=R. ' (8.М)
Проведённое рассмотрение показывает, что каскад усиления
мощности обладает наиболее высокой чувствительностью при ра*
ненстве сопротивления анодной нагрузки внутреннему сопротив-
лению Лампы, 11рв этом сами максимальные значения Р— и Sfi
оказываются следующими;
(8.15)
(8.16)
445
Показатель SpMf/RCf составляющий одну восьмую часть качвдй
лампы, очевидно, наибольшим получается у экранированных лам®
пентодов и тетродов. Так, например, у лучевого тетрода 6ПЗС jtl
— J35 и S = 6 лш/й, что даёт SpMiiKC = 100 мет/в2 или = jf
при = 0,1 emt в то время как триод 6С4С с приблизите^
но такой же мощностью катода имеет: 11 = 4,15, 5 = 5,4 лй
Ермаке = 2‘8 М®П*6 11 ист = 6 6 при Р^^кс = 0,1 еГП.
Режим, характеризуемый равенством сопротивлений
несмотря на вполне очевидное достоинство — высокую чувств
тельностъ, применяется только в очень редких специальных слз
чаях, например, при использовании усилителя для повышен!
чувствительности термогальва но метра или другого прибора. Д|
ло в том» что пригд=/^ лампа, особенно экранированная, й
пользуется недостаточно полно: максимальная неискажённая ю
лебательная мощность и коэффициент полезного действия полз
чаются значительно меньшими, чем при другом соотношенй
между га и как это будет дальше показано.
8Л.З Однотактный каскад усиления мощности на триоде
Как уже отмечалось, важнейшими показателями работы каЯ
када усиления мощности являются неискажённая колебательная
мощность Р—' и коэффициент полезного действия (кпд) анод!
ной цепи и что в большинстве случаев основной интерес прёйЯ
стапляют режимы, обеспечивающие получение максимальной!
Р~ или 7Г
Режимы, позволяющие наиболее полно использовать триод Я
качестве лампы каскада усиления мощности, впервые были раЯ
смотрены А. И. Бергом [7]. В исследовании А. И. Берга бьыйи
показано, что, с точки зрения расчёта данных, определяющей
режим работы триода в мощном каскаде, следует различать
ты ре основных случая, которые мы здесь и рассмотрим» TJ
Первый случай. Режим А] при сравнительно нызксйЫ
анодном напряжении. Основные показатели каскада усиленйэд
мощности Р~- и vj зависят не только от сопротивления анодной
нагрузки, которое мы будем считать активным, и напряжения-
возбуждения UeffJt но и при полном использовании лампы она
зависят от координат начальной рабочей точки и UiQ, ПрЙ
исследовании настоящего мучая удобно исходить из того, чтдг
£Л,о=с0113^ что мн и сделаем. Далее, введём допущение: будем,:
считать, что характеристики триода прямолинейны и проходят»
параллельно на равных расстояниях при одних и тех же изме*!
нениях сеточного напряжения; это допущение позволяет пример
нить весьма простой и наглядный а на.литический метод иссладо-;,
вания.
44&
Отрезок, отсекаемый прямолинейной характеристикой npg'^'s-Q
I рис. 8.2), представляет собой напряжение приведения unt входящей
в аналитическое уравнение семейства прямых
л
(8.17)
где
= ctg f (8,18)
— есть внутреннее сопротивление, определяемое^из наклона прямо
линейных характеристик.
В режиме Aj лампа работает без отсечки анодного тока н"при
отрицательных значениях сеточного напряжения (последнее для того>
Рпс. 6.2. Расположение прямых, апроксимнрую-
iuhx характеристики триода; ип— напряжение
приведения
А под некоторым углом; зависящим от
том, что наибольшее использование лампы
чтобы не возникал сеточ-
ный ток), поэтому в ко-
лебательном режиме тра-
ектория движения рабо-
чей точки не должна вы-
ходить за пределы угла
EDu^
При фиксированном
значении 0аЬ начальная
рабочая точка А (рис. 8.3)
до л ж на бы ть рас пол о-
жена на прямой GF и
для некоторой произ-
вольна выбранной вели-
чины сопротивления анод-
ной нагрузки га динами-
ческая характеристика
переменного тока ВС бу-
дет проходить через точку
G, (ctg &J = г „у
Нетрудно убедиться в
получается при расположен ни начальной рабочей точки А в середи-
не отрезка ВС, не выходящего за пределы дозволенней области.
На рис. 8.3а показано излишне высокое расположение точки
Здесь UCfTt а /лт < /б0. При слишком низком расположений
точрт А получаем = /и01 ноб^ш <Щ^. Наконец, при серединном
расположении точки А (рис. 8.4) UCm = |б%| И hm ™ &&V
полное использование отрезка BCt при котором амплитудные ^значе-
ния колебательных величин (fjcrtl> Uitrft) оказываются наиболь-
шими.
Для определения т| и других величии прежде всего найдём
{7ЙГТ1, относительно которого, как видно из рис. ^8*4, существуют
следующие уравнения:
Ц,о = и„ и* -f- Uamt , (8.19)
ВН = 2/ = 2^ = — . (8.20)
Г'. Ъ
447
Исключая в (8.19) промежуточную неизвестную величину и\ узаа
ем» что
am
(/-‘'ЯП ----
(8*21)'
в *-
и колеб£
значение анодного тока
(8.2
а
(8.2а
la
Далее находим амплитудное
тельную мощность:
2/?i +
iZfl Uft ________________ г
№{Л ги
UtTl r-Л . L.J
1Л
1
Z?)
——
л 1
fil
Рис.^8.3. При расположении начальной рабочей точки Л не в середине отрезка"
ВС лампа используется не полностью
J
Исследуя последнюю зависимость, представленную на рис. 8.5». 1
на максимум устанавливаемт что при полном использование’
триода, работающего в режиме At, наибольшая калебагпельная\
мощность отдается нагрузке при сопротивлении последней глг 1
равном удвоенному значению внутреннего сопротивления лампы* i1
т, е. 1
<„^ = 2/?,. (8.24) I
Подставляя в (8.23) rd = 2/?^ находим
= <8-25)
Выражение (8*25) показывает, что для получения большей коле-
бательной мош пости следует применять нвзкоомные триоды и повы-
шать анодное напряжение.
Из триодов, специально предназначенных для мощных каскадов,
наименьшим значением обладают лампы 6С4С (/?, = 840 ож) и
6Н13С 1^-460 ом),
448
Что же касается возможности повышения анодного напряжения;
то она ограничена тремя обстоятельствами: 1) с рхтом U40f как
видно из (8,22), увеличивается анодный ток /я(|, а следовательно, я
мощность рассеяния на аноде Pti9 = которая не должна пре-
вышать допустимое значение Ра di,n\ 2) при некоторой величине
Рис, 8.^ Диаграмма режима работы каскада
усилении мощности на триоде
иа = ^«0 + &ат может ШЬ
ступить пробой между электро-
дами; естественно, что рабочее
значение иа панс должно быть
Рнс, 8.5, Зависимость колеба*
тельной мощности От сопротить
Левин анодной нагрузки
заметно ниже пробивного, откуда и находится допустимая величина
анодного напряжения Va 3) при равной мощности источника пи-
тания анодной цепи его сложность и стоимость с ростом Уя0 обыч-
но повышаются, поэтому иногда соображения об удобстве питания
также накладывают ограничение на величину
Значение этюдного напряжения, при котором мощность рассея-
ния на аноде равна допустимой величине, условимся называть кри-
тическим значением, обозначая его через .Как вытекает ю (8.22),
Pt,0 UuQIa0 = L^~^. - Ро ,оп. (8.26)
J Решая это уравнение относительно UaQ UaK , узнаем, что кри-
тическое значение анодного напряжения равно
UaK = Т h + /“я + 4Ра^(2й; +гв) j. (8.27)
Критическое значение анодного напряжения, найденное для
га = 27?(. и равное
4tB2 = у (“л + у ) (8.28)
является граничным, разделяющим области сравнительно низких и
высоких значений анодного напряжения.
29—237 44?
Разбираемый первый случай сравнительно низкого анодного H&J
пряжения как раз и относятся к любому значению UaQt меныпему^
чем UitK2\ при этом г110ят равно 2Rr
Так, у триода GC4C — 15 вт, 7?f = 840 ом и ип = 30
что даёт = 240 в. Следовательно, если выбранное значений
б\0 < 240 в, то гаепт равно 2/?; = 1680 шц при котором колййУ
тельная мощность = найденная по ф-ле (8*23) ддь
£/д0 = 240 в, составляет 3,28 вт. |
Следующей задачей исследования является определение кпд анод!
ной цепи. <1
Яяотр
(8.2Я
Так как Р^=~- ~UamIllm, а в случае триода Pn,ra/) = t/„0/ecP,
(8Д|
прн этом кпд весьма просто выражается через коэффициенты йен
зования анодного напряжения и анодного тока
(М!
Характеристики триода были приняты за прямые линии, и в
сматринаемом режиме А (ряс, 8.4) среднее значение анодного 1
1Л(.р (ПРИ колебаниях) равно току покоя /д0. который, в свою ।
редь, при полном использовании лампы совпадает с амплитуда
значениями fnar Таким образом, в данном случае коэффициент
пользования анодного тока просто равен единице, а кпд состав;
половину коэффициента использования анодного напряжения
х = — р. (ft
2 Uatl 2
Заменяя в (8,22) Uam правой частью равенства (8.21), полу
' W/l) rtl
(2/?f + r J ' 4
В режиме сравнительно низкого анодного напряжения, ко
^(1П/П 27?;, КПД
не превышает 25%,
Приведенное рассмотрение показывает, что в случае сравните
но низкого анодного напряжения, когда колебательная моща©
максимальна прп ra = 28^ кпд анодной цепи триода оказывав
довольно малым, обычно не выше 15 — 20%.
Второй случай. Режим А3 при сравнительно высоком йн*
ном напряжении. Под сравнительно высоким анодным напряжен#
450
что и„=30 6 И /\^Я==1О &Т1> получим
аде— до плоя с О4
-----------2-0,84 = 6,24 коль
41,7
найден пая но ф-ле
, составляет
как было условлено, понимается значение UeJh превышающее кри-
тическое определяемое выражением (8.28). Если t/.o > я
колебательное состоя пне лампы отвечает диаграмме па рис, &4; •»
соотношение rti *- 2/?, уже является неприемлемым, так каю оно
приводит к тому, что мощность рассеяния на аноде
пренью дет допустимую величину Py/}ojr Поэтому в рассматриваемых
услов: ях прежде всего следует исходить из условия
что и позволяет определить ток покоя лампы
Ло = . (8.35)
а затем на йти и наивътгадиетпиее значение сопротивления анодной
нагрузки из выражения (8.22)
Г™ = =^^.^L„2R.. (8.36)
^£Ш Q/ciwff
Например, у триода GC4C, как было показано, 47^ = 240
вместе с тем допустимая величина 1/лП составляет 360 а; принимая
I ',0 = 360 в и помня,
/д0 = 41Т7 ма и
опт
При ЭТОМ МОЩНОСТЬ
5,42 внц а кпд [ф-ла (8,33|] равен 36,1%.
Теоретически предельно максимальной величины 50% кпд достиг
гает при >qo и га ^оо, что одновременно даёт н предельно мак-
симальную величину колебательной мощности (Р^)пред = 0,5 Ра^оп.
Третий случай. Режим Л2 при сравнительно низком анодном напряжс-
тш. В режиме Аэ в пеггя сетки существует ш< в течение части периода, когда
напряжение на сетке положительно. При этой лампа используется более полно
и прн данном Uaif основные показатели Р^ и у листе я получить большими,
чем в режиме но зато усложняется предшествую шин каскад, в качестве кото
рого уже не пригоден каскад усиления шгпряркення. Практически использование
режима А пелесой бразяо только при небольших значениях а подло г о напряжения
L „о (24 -4 UQ rj)f при котором показатели Р^, и \ в режиме At оказываются не-
достаточными.
Известно, что при увеличении положительного напряжения на сетке и
уменьшении анодного напряжения быстро растет сеточный ток я в то же время
рост a uothoi и тока замедляется, что осьбеннб заметно при иГ1 близком к ил. Для
того ^ггобы ограничить максимальное значение сеточного тока ic wt,c (по избежа-
ние заметного усложнения предоконечного каскада) и степень нелинейных иска-
жений, обусловленных падением крутизны характеристики анодного тока, удобно
задаться величиной коэффициента напряженности режима
lif] мин
п =------.
Практически коэффициент п следует брать больше единицы. При небольших
значениях л колебательная мощность я кпд, как будет показано* оказываются
больше, по зато возрастают потери н сеточной цепи н уровень нелинейных иска-
жений.
29-
45Т
При выбранной величине л = const ограничивающей линией н режнвдй
является не характеристики (рис, 8,4), а новая прямая, располох?
левее и имеющая большую крутизну, В самом деле, из (8,17) следует, 1
уравнение (прямой цс = 0) имеет вид
«и — «й
В любой же точке новой ограничивающей ляпни ua = utl MiJtf и uc =
—; подставляя эта значения ия и uf а обшее ур-ние (8,17), полущу
n
=
— «л I- — w„
п
НЛП
«и-Г^
и
1 + гл/п
Вводя обозначения:
«А
1 ч <*/п ’
«; =
«fl
(8J
у равнение ограничивающей линия щнтпедём к более простому виду
Ч/ - «ч
Оно, подобно ур-нию (8-37), также является уравнением прямой, отсека
отрезки на координатных осях. Поэтому можно считать, что в режиме Д
точки зрения определения величин га = Л/с * - - , бы «эм
параметры триода нп и 7?/, принимающие новые значения utI н /Так,-
сравннтёльно низком анодном напряжения
1 / *
I/ <2 + 16Р„,,р„
наивыгоднейшая величина сопротивления нагрузки rft onfJl опять-таки равна уз
енному значению внутреннего сопротивления триода, только экви валентного, ti
опт =
— (8.23) я (8.33), определяются
Да лее, а на л огв чно
ат аО' - И т/
(8.21)
2/?£ -I* Гд
_ _ и<‘° - < _,
ат — — - — * at)f
+ га
(8.4Й
rt
«№
(t4o— «„)<„
!
452
№
(Ual> — ц'д)* ra
2 (2/?;-J-r»)1
2 '
\^ao~~ un)
ua0 (2??; +rj
(8.45)
(8.46)
Например, в случае использовали я триода ЕС4С = 30 е, Ра = 15 аъ,
— 840 oaj) в режиме Aj при f7ft0 - 110 е < U tt = 240 в нжем ra Ofjm = 2£/ j=±
— 1680 сми =0,476 бтп н \ — 16%.
В режиме же Ав при тех же пр о чих условиях и при п = р=4,15 получаем:
wfI =J5 в, #1 = 420 ом, — 166 е; так как < UaK2, то гд „лгп = 27?, ==
= 840 OHt Р= 1,34 &т и Yj — 22%,
Четвёртый случай. Режим As при сравнительно сысыюм анидном на*
пряжении. Этот резким, отвечающий условию йгиП > t/iK2 [см. ф-лу (8.41)}» был
также исследован А. И. Бергом [7] . Однако в современных условиях при ис-
пользовании абычнвд, т. с, триодов с ,, левей*1 характеристикой н одттотакпюм
каскаде и сравнительно высоком а водном напряжении, применение режима Аа
вряд ли может быть оправдано. В принципе же переход от 3-го случая к 4-му
производится так же» как от 1-го случая ко 2-му, по параметры ия и А/ ззме^
няются на ип и /?р определяемые из выражений (8.38) и (8.39),
Расчет мощного каскада на триоде. При расчёте мещяего кас-
када на триоде прежде всего вь.бпрается анодное напряжение» ко-
торое выгодно взять возможно большей величины. Дело в тем» что
с ростом СУй0 увеличивается не только и т^ но также и наивьн
годнейшее сопротивление анодной нагрузки rai;nm (при £/й0> ^алЁ).
При большей величине гЛ» ЕО-перных, снижается уровень нелиней-
ных искажений за счёт спрямления динамической характеристики
= F (ис) триода, а во-вторых» уменьшается изменение коэффициент
та усиления при сбросе нагрузки, т. е. при переходе в режим холос-
того хода. Действительно» из эквивалентной схемы на рис, 8.16
следует, что
Uпт _ Р
m Р; +- гсд
(8.47)
з в режиме холостого .wa КиШ)к откуда следует, что отно-
сительное изменение коэффициента усиления &JK., макс = rj (R( +
-г гь) при ги~^<х> получается ближе к 1, если начальное, т. е. ми-
нимальное значение г„//?Р выбрано большей величины. Так, при
<„//?, = 2 имеем К.а1К0 MOKt = 0,67, а при га/Я, = 4 соответственно
маке = °’з * * * * 8 * * 11 Т' А*
В действительных условиях работы, когда анодная нагрузка
комплексна, её сопротивление зависит от частоты, что вызывает из-
менение коэффициента усиления (частотные искажения). При боль-
453
шем значении "отношения jZfi частотные искажения, обуслсйЗ
ленные изменением Zfn становятся меньше*
Необходимо отметить, что увеличение 1! приводит и
поаышению напряжения возбуждения и смещения (Ucrrt = s
самом деле, из (8,21) и (8.47) следует. что 1
^сП^л\ = иа^ия- • . (8.4ЭД
сп ' ‘ и 2^ + г„ 4
Особенности расчёта одпотактного мощного каскада на триод®
разберем на числовом примере. ’ II
Пример 8.1. Требуется: произвести расчёт режима однотактного мощней
каскада, исходя из следующих условий: режим Аг тип лампы — триод 6С.4
анодное напряжение t/Hjn — 250 Кроме того, сташггся требование полу чад
макси малиной колебательной мощности при коэффициенте гармоник £ 7%,
Приступая к расчёту, проводим касательную к характеристике ис = 0 (рис. 8i-
и’узнаем, что иа = 3 J в н й, = 840 ом. Далее, исходя из того, что Рл i
= 15 алл, по ф-ле (8.28) находим Ул,^=240 <г. Так как</„о = 250 а > ZJn.fl4 1
в соответствии с выводами по 2-му случаю находим ток покоя и согтротвнлея?
нагрузки, используя выражения (8/35) и {8.36):
, Р<*
/а9~и
15
-— = 0,06 а,
250 '
Г а опт
250(250-30)
Р ' Н
д i)Grt
— 2840 = 2000 <хч.
При fPia = 250 д и /11Г| = 60 л(П напряжение смещения рашп £/ГГ1 = — 45 л/
а внутреннее сопротивление лампы в начальной рабочей топке несколько больше
першшчально принятого: Й; = 880 аи, последнюю велнтнпу принимаем эа 'окда
нательную
Ч^рез точку Д преходим динамическую характеристику переменного тока
К4С (см. и, 4.1.3), отвечающую нагрузке = 2 лю,и. Напряжение возбуждения
берем равным !t/rn| — 45 е, как это должно быть при использовании режима Al- .
Ввиду того что у триздл динами лесная характеристика в системе координат
— ic близка к п-зрпбэле второй сттеш!, расчёт составляющих анодного TOJJa-
Лк-р- /дта следует пралести по методу трёх ординат (см. рис. 4Л2 и ф-лы
454 *
(4,14) — (4Л6)|, после чета определяются показатели kv /fe
C* P.v| Ля pm/r n T(.
При гл = 2 ком из построения из рис. Кб имеем:
Л = E\i макс- = W<J t
1й = /дв = €0лй,
?и = 1ймин = 4,6 ?<ff.
Определив составляющие анодного тока:
4
= Н-1^
Д*71 " 2
4
130 — 4.6
= 62*7 лщ,
= 63.7 .иа.
2
130-2-60 4- 4*6
= 3*65 лщ *
4
4
ддг!
Рис. К7.
тактного
триоде 6С4С при
Завися мости показателен одно-
каскада усиления мощности на
тСш — 45 fj = const (при-
1мер 8J)
45
----0.68 кол.
63.7
I а ер —
= 15.9 etnt
3,93
=р—=^=0,247'
1 ПОтр *О I *
Сопротивление катодного смещения
и I^Zroj
. -
'd гр
Результаты расчета некоторых показателей для прочих значении га пред-
ставлены кривыми на рис. 8.7, показывающими, что с увеличением г(1 (при
Urm = const) ко&<М нцпснт гармоник налает, а величины и имеют максимум.
Для заданной величины k,^l% имеем та 1,8 лол^ = 4J emn q == 24,5%.
В заключение отметим, что при сокращенном рте чете колебательную мсяцностъ
удобно находить по ф-ле (8.49), вытекающей из метода трёх ординат (рнь 8,6),
D 30*47 ДИТЯ? МПКГ ~ иин
(К 49)
8
х) Коэффициент гарм&шж возможно также найти непосредственно то ф-ле
455
8Л.4. Однотактный каскад усиления мощности на экранированной)
лампе J
Общая теория. Основное отличие экранированной лампы of
триода заключается в форме статических характеристик ilt = f (aj]|
выпуклость которых обращена в противоположную старокуй
Кроме того, семейство характеристик тетрода и пентода вслед!
ответе значительного изменения (в поле диаграммы /„— ид) его w
раметров, в том числе и р- (у триода u ^rconst), не может быть оди^
сано достаточно простым, в частности, линейным уравнение^
что практически исключает целесообразность использования анй*
литического метода нахождения панвыгоднейшего режима'!
У экранированной лампы такие параметры, как р и /?, лисленйй
значительно больше, чем у триода с равной крутизной, ‘I
Вместе с тем, выходная мощность прн увеличении согтротивЯ
ленпя нагрузки возрастает, достигая максимальной величину
при весьма высоком уровне нелинейных искажений. 'Т|
Так, при небольшой величине гп (прямая на рис, 8<8)1
и при определённом значении Ucttl амплитуда колебательной™
анодного напряжения оказывается незначительной так же, как®
колебательная мощность, которую ввиду заметного различия
длин отрезков В'А и АС' следует находить из выражения (8,49м
правая часть которого представляет собой одну четвёртую частя
площади «большого» треугольника В'С'Е’.
большем значении rit наклон динамической характерйй*
Ряс, 8,8» Диаграмма режима работы однотактвого каскада усиления мощеюстэ
на зяраяировэяной дампе
При
стики, обозначенной ВС, становится меньше, колебательная моец^
ность увеличивается (пл* Д ВС£>пл, А^С'Е?), а за счёт сблф*
жени я длин отрезков ВЛ и АС нелинейные искажения снижаю*^
ся [вследствие уменьшения амплитуды второй гармоники, сог^
ласно (4Л8), пропорциональной разности АВ—АС].
456
Если взять ещё большую величину га ,которой отаетаея тгря-
мая В"С", то выходная мощность несколько возрастает, но
уровень нелинейных искажений оказывается настолько высоким/
что исключает возможность использования такого режима. .Нан*
выгоднейшее же значение сопротивления анодной нагрузку под
которым обычно понимается величина га , отвечающая миниму-
му нелинейных искажений (получаемому при В А ЛС), у экра-
нированной лампы значительно меньше, чем её внутреннее со-
противление в начальной рабочей точке.
Каскад усиления мощности на экранированной лампе оказывается
по ряду показателей более эффективным, чем каскад на триода.
Это объясняется влиянием экранирующей сетки, находящейся под
высоким и непзменяющимся напряжением ^01 за счёт чего анод*
ныв ток, во-первых, остаётся почти постоянным (при uf = const)
до сравнительно небольшого анодного напряжения илмия^£&^—UaiJlt
а, во-вторых, значение ia в момент иа ueJMUtf, равное ^^^2/^
относительно велико. В результате крайняя точка В (рис, 8.8) рас-
полагается левее и выше, чем соответствующая точка, лежащая
на характеристике = 0 триода с равной мощностью катода при
полном его использовании.
Очевидно, что прп небольшом иЯЛНИ велнйи амплитуда колеба-
тельного анодного напряжения коэффициент использования
анодного напряжения ? = и кпд анодной цепи
V _ X . . Ьг. . (8.50)
Благодаря значительной величине не только но в Л?т,
колебательная мощность, получаемая от экранированной лампы при
данной величине получается в несколько раз больше, чем от
триода с равной мощностью катода. Так, триод 6С4С прп (7flO=250e
п k, = 5,8% по расчёту отдаёт Р^ = 3,93 вт при отношении
P_jPR = 3,93/6,3 = 0,62; лучевой тетрод 6П1П позволяет получить
—4,41 вт при —10,2%, причём отношение P-dP* У него
составляет 1,57, т, е. в 2,5 раза больше.
Другим преимуществом экранированной лампы является бо-
лее высокая чувствительность. Для получения определённой ко-
лебательной мощности в случае пентода или лучевого тетрода
требуется значительно меньшее напряжение возбуждения 27^,
что особенно ценно для малоламповых устройств, в частности,
радиовещательных приёмников. Наряду с этим напряжение сме*
у) При учёте тока, потребляемого экранирующей сеткой, кпд цепи анод —
экранирующая сетка
I_____ЦД1
получается несколько меньше, чем ij. Однако у соврем еаяых ламп составляет
небольшую долю от 1аср*
457
щения обычно равное — оказывается более низким,
чем у триода, что даёт экономию в величине напряжения Е//Л
и мощности источника питания цепей анода и экранирующей
сетки в случае применения сопротивления катодного смещения
(рис, 8Ла).
Для- большей наглядности в табл. 8Л даётся сопоставление
основных показателей сравниваемых каскадов.
Таблица 5.Д
Показатели однотактных каска доз усиленна мощности на лучевом
тетроде 6П1П н триоде 6С4С
Тип лампы if /20 в рн fail Р^ &п % % «ч О’- ^'ет В S f~uA М6Ш&
рн
6П1П 250 2,8 4,41 1,57 84 38,8 10 12,5 28.2
6С4С 250 6,3 3,93 0,62 50 24,7 5,8 45 J г 94
Что же касается недостатков
мощного каскада на экраниро*
Рис. 8,9* Статическая и динамическая характе-
ристики тетродз ППИТпри тоех значениях
га\ (7)—0л5 (2)—5 долг (?)—15 ком.
458
ваттной лампе, то к их чпс*
лу прежде всего относит-
ся сложный характер це-
лине иных искажений, а
частности, остро вырав-
ненная зависимость коэф^
фнцмеата гармоник от
сопротивления анодной
нагрузки, достигающего
минимума при определён^
ном значении га , а такж£
значительное непостошЦ
ство коэффициента уси-
ления при изменении со^
противления rfl- ।
В отличие от триода У]
экранированной ла маш
сильно выражена третий
гармоника а подного ток$!
которая обычно окаМ
эывается больше, чем вто*'
рая //т3 . Это объясняет-
ся тем, что динамическая
х а р актеристнка, п редк
ставленная в системе КО*|
ординат ur — 1Г имей?
вид почти симметричной S-образной линии, особенно при
некоторых значениях г„ (рис. 8.9). В режиме короткого
замыкания (г„ —0) преобладает вторая гармоника, которая за-
дает с ростом ио зато /ДЛ|3 уве-
личивается, При некоторой ве-
личине сопротивления анодной
нагрузки вторая гармоника обра-
щается в нуль; при дальнейшем
изменен я и она быстро возра-
стает, имея уже противоположную
фазу, так как при большем г а
асимметрия становится обратной
случаю =0 (изменение анод-
ного тока в сторону возрастания
получается меньше изменения в
сторону уменьшения). На рис. 8.10
представлены зависимости коэф-
фициентов отдельно взятых гар-
моник kb и А4 и коэффициента
гармоник (общего)
/2 J- /2
«m2 - '«ниЗ __
ат
= + (8.51)
Рис. ,8ДО- Зависимость показателей
однотактного каскада усиленна мпм-
ностп на тетраде 6П1П при
Uem — 12,5 в = const (пример 8.2)
от сопротивления анодной нагрузки. Там же. для наглядности
приводятся кривые показателен Р — и .
В области средних частот прн активной нагрузке коэффи-
циент усиления каскада следующим образом зависит от rG (8,47):
К -- ^- = и .
Ucm Hi 'h
В интересующем нас случае экранированной лампы нормально
существует соотношение га < Т?2, при котором
К Srd.
(8.52)
Рассуждая подобным же образом, можно прийти к выводу, что
при комплексной нагрузке, имеющей сопротивление |ZJ << /?р
(8.53)
Выражение (8.53) показывает, что пра обычном для экрани-
рованной лампы соотношении Между её внутренним сопротивле-
нием и сопротивлением анодной нагрузки коэффициент усиления
приблизительно пропорционален сопротивлению последней. Со-
противление же нагрузки в ряде случаев зависит от частоты. На-
<159
пример, полное сопротивление электродинамических громкогово*
рителей в рабочей полосе частот изменяется в 4—6 раз, а голой-,
ного телефона даже более того, за счёт чего может возникать
значительная неравномерность коэффициента усиления, т, е- ча-
стотные искажения. Кроме того, Z а непостоянно, если изменяет^
ся число подключённых к каскаду потребителей. Непостоянств^
|Zff]t особенно возрастание !Zrt], как видно из рис. 8J0, прий0<
дит иногда к заметному повышению уровня нелинейных искаже*
ний.
Основным средством повышения стабильности коэффициента
усиления и уменьшения нелинейных искажений в условиях pa6t>
ты каскада па изменяющееся |ZJ является применение отрица<1
тельной обратной связи по напряжению,
В п, 6,2-2 было показано, что действие отрицательной обрат* J
ной связи эквивалентно уменьшению выходного (внутреннего);!
сопротивления усилителя (лампы). Так, в случае пентода (тег41
рода) его эффективное внутреннее сопротивление приблизим
телъно равно J
(«-МЙ
Оу Р 4
где Sy —крутизна усилителя, равная отношению колеба>1
тельного анодного тока в режиме короткого замыкания о
напряжению на входе усилителя, Подробности определения
обходимой глубины обратной связи при работе на изменяющую*]]
ся нагрузку были рассмотрены в п. 6:2.6. 1
Одновременно при отрицательной обратной связи по напряы1|
жению возрастание Zft приводит к увеличению коэффициента!
усиления и глубины обратной связи /1 = 11 — , за счёт чего автм
матически понижается иапряя
женне возбуждения усилителя
U (рис. 6.2а) t которое, как выЯ
текает из соотношений (6.1 Ом
и (6.44), обратно пропорциоЯ
нально Л. I
Кроме того, следует иметь!
в виду, что в случае внешней!
нагрузки индуктивного xapas^l
тера, когда её сопротивлений]1
растёт с повышением частоты»!
Рис. 8.11. Схиы каскада усиления мощ- хорошие результаты в СМЫСЛё"
нистн, работающего на индуктивную на- снижения частотных И неЛЯ*
грузку с #С-корректирующей цепью пейных искажений даёт при*
менепие корректирующей
цепи, подключённой к первичной обмотке выходного транс*;
форматора (рис, 8.11).
Выравнивающее действие корректирующей цепи обусловлено;
тем, что у нагрузки индуктивного характера полное сопротнвле^
460
ние возрастает с повышением частоты, тогда как у ЛСщепи оно
падает, в результате сопротивление такого рода раавеФэл^ийЯ
при удачно подобранных данных может подучиться йачти й<>-
стоя иным в сравнительно ши роком диапазоне частот* ЗРййййг7
корректирующей цепи рассматривается ниже в п. 8Л.5,
Расчёт мощного каскада на экранированной лампе, Присту*
пая к расчёту каскада на экранированной лампе следует выбрать
величины напряжений на аноде и на экранирующей сетке* С йен
вьгшепнем UaQ и показатели. и Р— возрастают, но за
номинальными значениями дальнейшее изменение этих напряг
женин в большинстве случаев не даёт существенного прироста
рассматриваемых показателей. Вместе с тем напряжения U и
4/д01 если это возможно, весьма желательно взять одинаковыми
для упрощения питающих пеней. Вполне понятно, что совершен-'
ио невыгодно, остановиться на таком режиме, когда напряже-
ние па экранирующей сетке окажется более высоким, чем анод-
ное, если пренебрегать небольшим падением напряжения пер-
вичной обмотке трансформатора, В то же время обратное соот-
ношение возможно, особенно при высоком анодном напряжено,
а также при использовании некоторых типов ламп, не рассчитан-
ных в поминальном режиме на равенство V и V (пентод
6П9 я др), однако в этом случае необходимо применение эле-
ментов 7?^ и С3, как показано, например, на рис. Зь25.
Далее выбирается класс режима работы каскада. Как и в
случае триода, основным режимом работы однотактного мощно-
го каскада па экранированной лампе является режим Aj; ис-
пользование режима Аз практически может быть оправдано толь-
ко при очень низких напряжениях Uf$ =^U порядка 24—ПО в.
Дальнейший ход расчёта каскада рассмотрим в процессе ре-
шения примера.
Пр я мер 8.2. Требуется рассчитать режим одпотактпого мощного каскада
при следующих условиях', режим Ап тип лампы—лучевой тетрод 6П1П, напря-
жение на аноде и экранирующей сетке Utiti = t/^D = 250 а, коэффициент гарно*
ник ограничен величиной — 10%,
Для определения напряжения смешения, равного полусумме максимального
и минимального значений сеточного напряжения, принимаемого, как это обычно
для режима Лп г^«ч* = О> и выбираем Вследствие того, что нижние
участки динами ческой н статической характеристик, рассматриваемых в сястёие
— i(1, сильно искривлены, использование по току должно быть ограничено.
Практически удобно задаться таким значением ur = при котором стати-
ческая характеристика ia = f (uj при ца = не слишком искр индена*
Условно можно считать, что соответствующая точка отделяет < прям о линейную»
часть характеристики от нижнего криволинейного колена.
Обращаясь к статической характеристике лучевого тетрода 6ПШ (кривая 1
на рис. 8.9), полагаем* что urtltIf{ возможно принять равным — 25 а, что даёт
fr ^-емпас г и£,югя 0 4“.( 25)
(/^=---------------=-------—- = — 12,5 в.
Это значение (7^ является пригодным, если мощности рассеяния на аноде
н экранирующей сетке не превышают соответствующие допустимые величины
С^д доп ~ йол = 2,5 йпт).
461
Используя семейство статических характеристик лампы 6П1П (рис. 842)
ys'faev, что /1в 42 ма и /_Ч) = 3,4 ми.
Тогда имеем:
= 250 42 4 0-< = 10,5 «т < Ра f)f^
= 250 3,4 10“*= 0,85 тп < Р&
45
-J*g
*4 j/a
ЛМ
4’-7^
4^
4" G дет ы
-07MI Г
у я/ = ,
О ZW £
Ч&яа
л. “Sff
MM
&2Ш
- is
—
I
--------------t/c=f5S
* -
Рис^ 8.12. Диаграмма режима работы пд интактного каскада усиления мощности
на тетроде 6П1П (пример 8.2)
что позволяет величину t/fQ — — 12,5 в принять как окончательную. С целъзо
получения небольших искажений динамическую характеристику ВАС падл ежи г
провести так. чтобы длина отрезка Л8 сказалась немного больше, чем ЛС, что
отвечает условию получения минимальных искажении (вторая гармоника ранпа-
нулю при ЛЙ—АС, но в данном случае угол наклона динамической характеристи-
ки целесообразно несколько увеличить для того, чтобы избежать работы лампы
и области расположенного слева изгиба характеристики).
Проводя динамическую прямую АС п её продолжения до пересечения с
ксордянаттгыми осями, видим, что ОЯ3 = 92 ма я (Х\ — 460 б, при этом
()С3 460
Г.. = -— —-------; 5
“ 0Вп 92
м
Следующим действием является определение составляющих анодного тока,
которое ведётся по методу пяти ординат |см. рис, 4.13, рис, 4.14 л ф-лы (4.20) |-
Зниченпя трёх ординат непосредственно отсчитываются из диаграммы на
рис. 8.12: jj — =-- 87 .ад г'3 = ^0_ = 42 .ча и = /д«м« — 9 №. Остальные
две для цс — — 6,25 « н нг = —18,75 в находим, выполняя перенос липами-
ческой характеристики в систему це — 4 (кривая 2 на рис. 8,9), получая ц =г
— 68 ма и 4—20 .ил. Расчёт составляющих анодного тока ведём по ф-лам (4.20);
(87 4- 9) 4- 2 (68 4 20)
-------- =45j4№,
пер “ I ср —
6
ат —
6
(87 — 9) 4(68 — 20)
= 42 жь
3
3
462
r I i'l I is) —2is
d№9 — '«2 — । .
96 — 2^42
~ ^ 3 ма<
1 ил 4 — ^4 —
(У i ~ /5) 4(-£ц "I ц) + бц
’ 12
<)6 — 4 '88 4- 6-42
= 0,33i№U’.
При этих данных показатели оказываются следующими:
V + {'jm< /> + зг + 0,33?
^ат 42
= 0J01 10%,
^ат — га^ат — 6-42 — 210 rt,
,л &и/п
к" = й~
ист
* /-/дст
210
----= 16.8,
12.5
210
— = 0.84,
nufrw ^аср 250-45,4' Ip 1 — 11,35 r:nt,
* ri = ~р
1 nc/mp
4.41
ГТ-чт “ ^t388.
постоянная составляю пая тока экранирующей
ток покоя /д0, что приводит гк возрастанию моЩ-
Чо? может быть вычислен по методу
В колебательном режиме
сетки / зачетно превышает
па этом электроде. Ток
соответствующие значения ' ординат находим из дПостроения^на
пости рассеяния
трёх ординат;
рис. 8.12:
•1 [ц.иикс —
ia — /з0 = 3,4 ма,
h = -04ж.
Подставляя
эти величины в ф-лу (4.14), узнаем, что
/t^2iai-b 24^23,4^0,4 _
S3ep — fср — A — - {. 8-W-
При этом макскмальвая мощность, рассеиваемая ла экранирующей сетке.
^WiiKT=^rp~^5O*7,8-lO-s - 1,95./и
не превышает Ре — 2?5 вгп.
С учётом потребления тока экранирующей сеткой получим
Р 4>41
______ -—_____ _ — ___________________ __ q 3^2
^(7^ + /^)_______250 (45 Д+7,8)'ID" 3
463-
2
Сопротивление смешения находим из выражения
lt/J 12-5
= ------—-------= ------------- ~ 0,24 как.
/acp + i^p 45,4 Н7.8
Разумеется, что при расчёте полезно исследовать режимы для нескольких
значений га с тем, чт^бы с большей уверенностью осгаповитьсч нз одном из них.
Результаты такого расчёта представлены кривыми на рис. 8.10, которые пока-
зывают, что rrf = 5mif являете! наиболее подходящим, так как нелинейные
искажения близки к минимальным, н имеется некоторый запас на увеличение гл,
при котором искажения ещё не слишком велики.
В начальной рабочей точке А внутреннее сопротивление лампы — 50 кол#,
однако к верхней крайней точке Я оно составляет всего лишь 1,2 ком.
При сокращённом расчёте колебательную мощность также можно находить
по ф-ле (849) н относящимся к ней рис. 8*6. Толька применительно к экрани-
рованной лампе ф ла (8.49) является приближённой, лающей Р_ меньше, чем
при расчёте на основе метода пяти ординат.
В заключение следует отметить^ что отыскание наивыгодиейшегб.
режима работ расчетным путём представляет достаточно сложную
работу, тем более что семейство статических характеристик обычно
даётся только для одного (номинального) значения U^, Более
простым является выбор режима, основанный на экспериментальном
обследовании зависимостей Р^ k. и от (7п0, и га.
Обычно производители ламп сами рекомендуют определён-
ные режимы, дающие наилучшие результаты. Способы расчета/
которые были рассмотрены, целесообразно применять в тех слу^
чаях, когда типовые режимы оказываются приему-либо непод-
ходящими пли когда экспериментальное определение данных ре*
жима представляет известные затруднения.
8.1,5< Частотная и фазовая характеристики однотактного
трансформаторного каскада усиления мощности.
Расчёт параметров трансформатора
Обир^е замечания. Исследование трансформаторного каскад ।
усиления напряжения было проведено на основе упрощенной
эквивалентной схемы (рис. 7.18). В данном же случае выходная
цепь эквивалентной схемы должна быть дополнена перечислен^
пым в первичную цепь сопротивлением внешней нагрузкй
/?з — Rz/fP. Наряду с этим целесообразно отбросить ёмкость втсн
ричной цепи С21 что внолпе допустимо, так как обычно сопротпив
ление нагрузки /?2 во много раз меньше ёмкостного сопротив-
ления l/из С21). В результате указанных изменений эквивалент*
пая схема мощного трансформаторного каскада принимает вид
по рис. 8.13, где Li — индуктивность первичной обмотки, L
индуктивность рассеяния, определяемая из выражения (7.75),f
}) Ёмкость G, есть смысл учитывать, если она входит в состав внешней загрузи#
и численно т2кона, что 1/^ Сй (при параллельном соединении /?а и СЛ; й
этом случае используется метод анализа, описанный в п. 7.2.7. См. также [89ф>
464
имеет такое же до-
определяет вид час-
Рис- 8,13. Экви валентная схема
трансформаторного каскада уси-
лен н я мощ пости, работающего
на активную нагрузку
остальные же элементы схемы уже рассматривались (рис, 8Д),
Эквивалентная схема мощного каскада
строение, каки схема № 8 на рис. 5.13, что
готной и фазовой хзрактеристиЕС кас-
када, в принципе не отличающихся от
соответствующих ха рзктеристик рео-
статного каскада (рис* 7.3). Однако
для более подробного исследования, в
ч а стности, оп редел ени я п ар аметр ов
выходного трансформатора полный
диапазон частот целесообразно разде-
лить на три области — средних, ниж-
них и верхних частот.
Область средних частот. К сред-
ним частотам относятся частоты, близ-
кие к частоте нулевого фазового сдвига fOf которая, как выте-
кает из теории апериодических цепей, с учётом различия обо-
значений элементов в схеме № 8 на рис. 5ЛЗ. и на рис, 8J3, ока-
зывается равной следующей величине:
- ___ 1 fi) ( rj 4- /?£ )
(8,55)
Эквивалентная схема, относящаяся к средним частотам
(рис. 8,1). показывает, что кпд трансформатора зависит от соот-
ношения между сопротивлением обмоток и нагрузки *)
или
— /2 R
р 9 Чш ^2
I т ~ “7^" ------------------------
"7" Л'™ [Г1 + г2 ^2 )
£t
>Т Г1 -|- Г2 Н- /?„ г3 ц-га
(8.56)
Коэффициент усиления каскада равен отнсшетппо U2.n к На
средних частотах, как показывает эквивалентная схема на рис. 8Л6
/\0 = — г'-п Тп‘ (8*57)
Ч- r(J 7?^ -г г а
Дробь u + га) представляет собсн коэффициент усиления
анодной цепи ctf^ поэтому
Ка vlT = Кип rcr (8.58)
9 Потерями в магнитной цепи мы ешё раньше условились пренебрегать.
30—237 465
Область нижних частот. Полагая» как и прежде, что абластй
нижних частот простирается от /=0 до примем
ибо, как известно из рассмотрения трансформаторного каскада!
усиления напряжения, влияние индуктивности рассеяния заметно!
сказывается в области верхних частот. Тогда эквивалентная cxeij
ма для нижних частот примет вид по рис. 8,14а, На оснований
Рис. 8-14. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада успле-
1Р1Я мощвостя^для нижних частот
теоремы об эквипалентном генераторе настоящая эквивалентная
схема может быть приведена к более простои схеме, показанной
на рис. 8.146. причём входящее в неё эквивалентное сопротив-
ление £? определяется из выражения
(/?t- 4- гг) ( г2 4- ₽2 )
Ri 4“ Л 4" г 2 4“ ^2
Так как га = гг + г’2 + R2 г то
п (Я/ + п) (Gr — g)
f? J7”
l Н" га
При этом коэффициент усиления каскада
к =
1)гт ^г*» + * ы ^-1
(8.59)
(8.60)
(8.61)
.Из последнего выражения находится модуль и фазовый угол
комплексного коэффициента усиления
<р = arc tg
ц> Lj
(8.62)
(8.63)
466
Коэффициент усиления достигает 0,707 от своего максимального
значения при = 1, откуда следует, что аналогично (7.98) час-
си » *
тота нижнего среза
f _
(8.64)
Очевидно» и здесь расширение диапазона равномерного усн*
ления б сторону нижних частот достигается
достаточно большо*
го зн ачения индук-
тивности первичной
об мотки; илл юстра -
цней к сказанному
может являться се-
м е й ство час тот н ы х
характеристик, пред-
посредством выбора
ставленное на рис. рнс< 8.15, Эквиввлентные схемы трансформаторного
7,23. каскада усиления мощности для верхних частот
Об ла (Яь верхних (/ > W
частот. В области
верхних частот, заключённой в пределах fQ—со, проводи-
мость индуктивности первичной обмотки весьма мала. Полагая
1/<в Lt = 0, получим эквивалентную схему, изображённую на
рнс. 8 15, которая путём простых преобразований приводится к
схеме на рис. 8Л56.
Из последней схемы видно, что
Ко___
i ц
+ Gj
откуда определяются модуль и фазовый угол коэффициента уси-
ления:
*0
(8-65)
а*
(8.66)
's — — arc tg —-
Ri + ra
(8.67)
Upfn
К =
а
Частота верхнего среза, на которой /( — Д707 /<01 отвечает ра-
венству сопротивлений + т. е.
: ___ Rf 4~ Га
(8.68)
Представленное на рис, 8J6 семейство характеристик пока-
зывает, что для расширения диапазона равномерного усиления
30* 467
0 сторону более высоких частот необходимо уменьшать индук-
тивность рассеяния трансформатора.
Расч-;т параметра трансформатора и элементов питающих
цепей. К исходным величинам при расчёте выходного трансформа-
Рис. S. tfi. Семейство частотны.х и ф новы к харак-
теристик тргтисфирматорпогг! кнсм*.1з усиления
мощности и области перхинх частот
тора относятся гранич-
ные частоты [г/ и frll ко-
эффициент частотных
искажений унЛб и у., 3tf,
дан н ые реж има рабо-
ты лампы 7?;т КП =
ат Ро ^яг1
S R? и сопротивление
внешней активной на-
грузки. Кроме тога, вы-
бирается величина кпд
трансформатора ^Т.
Г. С. Цыкин [89| реко-
мендует при небольшой
величине выходной мощ-
ности (Р- . 1 ет} брать
\ г порядка ОдЗ—0,8, а
при р^ I -н 10 вт —
в пределах 0,75— 0.85,
но здесь надо считаться
: тем.
что при oir
близком к единице,
сопротивления обмоток
оказываются очень малыми, а размеры и вес трансформатора сильно
увеличиваются.
Дчя того чтобы размеры и вес трансформатора не получились
*начнте;шпыми, приходится также допускать сравнительно большие
астогные искажения в области нижних частот; коэффициент у t не*
едко выбирается порядка — (2-:—}) д.\ при этом /ч получается относн-
ельно небольшой величины, так же как и размеры и нес трансфер-
гатора. (Размеры и вес трансформатора являются возрастающими
пункциями величин Л3/-и и Lpr, J
В число рассчитываемых величин входят гц гъ r2f /<(>, Llt
— L. L}, а также Ск и C\ при наличии этих элементов в питаю-
шх цепях каскада.
Расчёт перечисленных параметров производится следующим
бра зон.
Формула для расчета коэффициента трансформации и сопро-
!1вле1иш обмоток г0 находится из соотношения (8.56);
= 1/ .
lCl ’ V гг/
л
(8.69)
''n = '’i-1 4 = 0 — *(Г)4-
(8.70)
8
Хотя теоретически затрата меди на изготовление обмоток по-
лучается наименьшей при Г| = го = 0,5г0р целесообразно взять
несколько меньше для того, чтобы снизить падение напряжения
па сопротивлении первичной обмотки Г(/,.о и тем самым улуч-
шить режим работы лампы. Кроме того, обмотка меньшего со-
противления имеет больший! диаметр провода и поэтому
окажется более прочной, одновременно работая при меньшей
плотности тока. Практически удобно Г| находить так::
fi = аг0. (8-71)
При этом значение коэффициента а удобно выбрать в преде-
лах 0.25—0,5; сопротивления же г2 и г2 определяются из ус*
ловий:
Г. = Го - п (8,72)
г2 =</Л (8.73)
Далее частота нижнего среза и индуктивность первичной
обмотки транстЬорматора находятся по формулам, сходным с
/7.116) — (7] 18):
= Г (8.74)
Li = (8.75)
2= /«< 2- }„ ) мД - -1
.где Л!£л — коэффициент частотных искажений, вносимых индуктив-
ностью Ln связанный с общим коэфф'ациептом частотных искаже-
ний /У1., и коэффициентом искаженшц создаваемых цепями катодного
смещения и экранирующей сетки следующим соотношением:
М, =10
(8.76)
Очевидно/что и в данном случае нужно распределить модуль
между двумя множителями, из которых второй выгоднее взять
больше первого, чтобы получить возможно меньшее значение
Частота верхнего среза может быть найдена из равенств
(8.66) и (8.68), где К заменяется на Кн= a / на
Индуктивность рассеяния определяется из соотношения (8.68)
, _ ъ+гя = («/+м /л*-; -1
2- Лг 2к /3
469
При этом коэффициент рассеяния, как видно из выражений
(8,60) и (8.75), следующим сбразсм зависит от исходных данных:
° “ Ц -г
Так как гд обычно составляет определённую долю rtf< т, е.
Г1 = brtр где b = const, то
__ V Ь !" Га'Г [ft ggj
(*? Н' М1 ГЛ
Правая часть этого равенства становится минимальной при
гг = /?,, (1 — 2Л), приближённо при r(( R. - Это соотноше-
ние с точки зрения конструирования трансформатора или сни-
жения частотных искажений оказывается самым невыгодным.
Наоборот, при гн, заметно отличающимся от ₽:- (в сторону
уменьшения или увеличенияh представляется возможным ис-
пользовать более простой трансформатор» так как -а допускает-
ся большей величины, или могут быть снижены частотные иска-
жения или. наконец, расширен диапазон пропускаемых частот
т. е. увеличено отношение
Следует отметить, что расчет Lf по фле (R.73) применим в полной мере .тля
каскада на трииде. В случае нслпльзОЕании п мощном каска те пентода пли луче-
вого тетродл над.» считаться с тем, что внутреннее сопротивление лампы на про-
тяжении цикля значительно изменяется» резко пасая при иг. близком к и,
(точка /J на рис. Я. 12L что может привести к заметному визрзстаншо комбинз-
цноуяых частот. Так. при подаче на вход каскада двух напряжений—- сянигп
более высокого по уровню. но е частотой f>. достаточно низкой дли того, чтобы
не сказывалось нляннпе индуктивного сопротивлений •-]/-., и другого, сравнитель-
но с лабой I, ни имевшего частоту /3. близкую к — ослабление ^высокочастот-
нон > составляющей анодного тока, вносимое сопротивлением и\.1л. очеыино, будет
заметным в районе точки Л. гее Аф — ru достигает наименьшей величины
7?.. лл;ч -г- rl7. В результате амплитуда пи составляютl-п окажется промодулп-
ропани-лй <.нкзкон;> частотой /ь Но при наличии ноиуляиии (см. и. 2.1.7) возник-
нут боковые, т. е. комбика г ионные частоты Д, ±;ф> сиздзюгкпе эффект искаже-
ний. Для того чтобы уровень дополнительных комбннашюпных частот был бы
допустимо малым, достаточно соблюсти условие e-4L? < А\ )r/ifi 4- rl? откуда и нзхо-
дится
l,< /г (ag]i
/ u
где Р, irj/v — пнутреннее есчпрптт! пленке ^кряннроцанипй лампы и точке В !’рис. Я. 121.
Что же касается расчёта ёмкостей С* и СУ, то он ведётся ме-
тодом, рассмотренным в п. 6,5.3.
Рассмотрим теперь пример расчёта параметров выходного транс-
форматора и элементов питающих нелеп.
Пример. Я 3. Требуется произвести расчёт параметров выходного транс-
форматора _рлй мощного кгекаез на лучсеом тетриле 61П1 по данным примера
5.2 (₽.- = гО ко.ч, Р' V/1.M 1,2 кем, — 16,8, г.. = 5 S =
= ^,5 лчз//?, Д\. — 220 о.я. /(1е ^42 vtr, / (ft = 3.4 .чЩ. исходя из гс.лояий
\ =50 ei(t f({^= 5000 ги. — 3,5 t?6, уа — — 1 дб и /?в = 2,5 ом.
70
Приступая к расчёту, выбираем
используя выражения (8.6$)—(8.78),
находим рад следующих величин:
вел?
(8
2.5 г
---------= 0Д’2э,
0,8 ^00
пд трансформатора ^^0,8 и
0) и / (8 Л11. последовательно
= (1 — т1Г) гл = (I — 0 + S) 5000 1000 aw,
Г1 = i/Го = 0 >3* 1000 = 300 au,
тп, — — ЮО0 _ зоо = 700 о.ч,
= .гЛт,г2 о г Q252 700 = 0,44 я.1;.
Ло — K#rt? л = 16,8 0,8 0,025 = 0,335,
(R. — г\\ t гс, — гл (50 0,3) i5 — 0.31
-----------------------=-------------;-------------— 4.3 WAj.
R} “k ra оО I 5
Так как s данном случае Рд=0 (рис, 3,1), то — Л1?Л и Л1Ч — ^ь-н^Лн»
Па данной нормы (lf- ——\,5 дб па влияние А, отводим большую часть — 3 дб
4 чему отвечает Af . s — 1.41а — о,5 &'• ^т^-лъсм на уменьшение усиления
создаваемое сенью катодного смещения (т. е, принимаем ЯкН — I B<“i6j.
Продолжая расчёт, находим:
/-,< “ !ч У.аВ — 1 = 50 F 1.41s — I = 50 ?!{,
X- At
= 13«7 г/ь
С другой стороны, исходя из условия получения небольших нелинейных
искажении. вносимых иплуктивнпстъю А,с, получаем
Так как коэффициент рассеяния - = L.JLi — 0,2'13.7 = 0,015 нс чрезмер^ю
мал иля трансформатора с постоянным подмагничиванием (- ' 0.01), то получен-
ное значение 7,ч. — 0.2 мо^кян считать оссществнмым’.)
Расчёт ёмкости кониенгатора выполненный с помощью выражений (6,227),
(6.242'j и (6.244/. дает вполне и^дл'очятш'н результат С . = 50 л;.\ф.
В случае тройного усилителя ёмкость рекомендуется выбрать, исходя
из условия (7.1210
Для расчета частотной и фячппой характеристик в области нижних частот
могут быть псполъзп’&нь! выражения (7.122) — (7J2">t приведённые в л. 7.2.5,
а для верхних частот — (7.60) ц (7.61).
г) Окогпгательные величины Лг, ". Л1.; и = — 20 1gЛП устанавливаются
путём выпр-тнеиия конструкпганого расчёта трансформатора
471
В заключение рассмотрим особенности расчёта параметров
трансформатора при работе каскада па комплексную нагрузку-
индуктивного характера при наличии корректирующей цепи
(рис. 8.11). Соответствующая эквивалентная схема представле-
на на рис. 8.17* Кик известно, полное сопротивление параллель-
ного колебательного контура [Z.J не зависит от частоты, если
активные составляющие сопротивлений его ветвей и волновое
сопротивление равны между собой, т. е.
(8.82)
Рис. гЛ 17. Эквивалентаяя схема для сред-
них и перхню частот трз всф'.фм чтс-пного
каскада с Л’С-корр£кгн[ъ ющей
Коэффициент передачи на-
пряжения получается нсизмен-
ньг?ч при равенстве постоян-
ных времени трансформатора
и нагрузки
Г1 г. ~ ~ /?а ‘
(8.83}
Соотношения {8,82) и (8.83) наряду с теми, которые относи
лксь к случаю чисто активной нагрузки, позволяют определить
нее тт coo ход им ые данные.
Например, если г,. = 5 ксш+ — 2.5 о.ит А2Лх=0.25 .игщ т;?,= Гц8т тс
= VAVwZ= 0.025. Г; + 4 = (I - <г ) га - IfiCO олы = L3h/яг = 0.4 ?н,
А, 1 2.5
При этим сопритивленве корректирующей иепл н её ёмкость должны быть
ззяты таких значений
с = -CtTgiL = LLIlI = о, се. ю~й ф.
4 эйиС2
Так как параметры нагрузки АЭ и обычпо не сгрого постоянны. a L,
<ожет отличаться от найаеннгп наишлгоднейшей пеличнпы, то значения /? л С
голезно уточнить и утёк эксперимента*
§ 8.2, ДВУХТАКТНЫЙ КАСКАД УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
8*2.1. Принципиальная схема и основные свойства
Двухтактный мощный каскад по сравнению с каскадом од-
отактным характеризуется рядом преимуществ — более высо-
ки к ид, лучшим использованием ламп, мепывим весом выход-
го
Рис. 8. 18. Грпвипплальная схема лтухтактве*
го к;-сняла усиления мощности
каскада нам прядется ещё раз обра-
кого трансформатора и меньшей чувствительностью к пульса-
ции питающих напряжений. Некоторая сложность двухтактного
каскада» заключающаяся в необходимости применения минимум
двух ламп и выходного трансформатора с первичной обмоткой,
разделённой отводом на две секции, а также двухфазного источ-
ника возбуждения, в боль-
шинстве случаев не оправ-
дывает его выбор при не-
большой выходной мощ-
ности /Зл<2—3 ва. Hg
при значениях выходной
мощности, превышающих
5—10 яа, двухтактный '
каскад следует рассмат-
ривать как основной вид
каскада усиления мощ-
ности.
Особенности схемы
двухтактного каскада в
общих чертах уже рас-
сматривались (рис. 3.17 и
3.18). Тем не менее для
иодного выявления свойств
титъе.я к его принципиальной схеме, предстапленной на рис, 8.18,
где показано, что на сетках ламп л относительно их катодов cv-
1иесгв\-ют па пляжей ия:
• а
«, — ^.0 — = Со L*',:»! sin <>7 ]
'< = Цо — «г. Со ~ Сшsin vt) ’
(S.SH
Если в рассматриваемый момент времени напряжение и поло-
жительно, то по отношению к состоянию пситоя анодный ток пер-
вой лампы возрастает на некоторую величину . совпадающую
по направлению с начальным током / j)V в то врем;] как анодный
ток второй лампы уменьшится на т. е, ток будет нзправ-
лен навстречу току /J(li
Для суммирования эффектов изменения аподлых токов пер-
вичная обмотка выходного трансфермятпра на натыкается г
одну сторону и ит её середины делается отвод.
А1агнитное состояние сердечника трансформатора здесь
удобно охарактеризовать произведением числа витков па силу
тока, т. е величиной, которой пропорциональны магнитодви-
жущая сила и напряжённость магнитостатического поля.
Первичная обмотка таким образом разделена на две секции,
содержащие по №j/2 витков, через которые протекают следую
473
щие токи: полный анодный ток первой лампы
С = Л<0 +
н полный анодный ток второй лампы
= Ло
Токи и Г протекают всегда в неизменных направлениях: от
плюса источника анодного питания к анодам ламп: другими слова-
ми, направления полных токов и соответствующих токов покоя
и Го одинаковы. Очевидно, что магнитные действия токов i'lt и Г
взаимно противоположны. поэтому результирующая величина магнита-
движущей силы пропорциональна разности
/; — Г = (С — Г). (8,85)
Входящую в (8.851 разность полных токов удобно рассматривать
как некоторый эквивалентный намагничивающий ток L=i — Гв В
дальнейшем эту величину будем сокращённо называть разностным
током, Очевидно, что в общем случае разностный ток
О = *а ~ С = Ло ~ + О - + 'а -
представляется как сумма двух составляющих:
постоянной
г ___/"
J<jQ
я переменной
i + i'r -
•*- с 1 (J-*- ►
Если же динамические характеристики ламп совпадают, то /а0 =
“Со1 Си = 0 и разност и ый ток
G == Ь ± С~ (§»&)
пе содержит постоянно!] составляющей. Фактически это озна-
чает, что в момент покоя анодные токи ламп создают м а гни то-
статические поля, равные и вззнмно-лротнв.шоложпые но на-
правлению, вследствие чего ностлячное д(аг.чигост<7тич.ес/<ое поле
и сердечнике выходного трансформатора отсутствует. Отсутст-
вие постоя иного подмагничивания Сс-рдсчпнка выходного
трансформатора является весьма важным преимуществом, ибо
ia счёт разгрузки магнитной цепи трансфер ми тора увеличива-
ются магнитная проницаемость и нидукп.выость первичной об-
мотки Lif одновременно уменьшаются коэффициент рассеяния
i = LnIL{ и уровень нелинейных искажений, создаваемых са-
мим трансформатором. Всё это позволяет, в конечном счёте, по
474
лучить меньший вес и размеры трансформатора и снизить в
последнем частотные и нелинейные искажения.
Другим, не менее существенным преимуществом двухтаит'
того каскада является взаимная компенсация несимметричных
нелинейных искажений, т. е. отсутствие а выходной цепи чет-
ных гармоник и связанных с ними колиЗияационных частот, как
♦то было установлено раньше (см. я. 3.2,2).
Применительно к рассматриваемой принципиальной схеме
(рис. 8.18) это положение доказывается следующим образом
Зависимость а но л по го тока от напряжения на сетке может быть
чыражепа степенным рядом
Ь -= / Ог) = Г (Со + Wg-) = b<i + «1^ -г Н- •.
(8.87)
где 1,л =
Подобным же образом представляется зависимость анодного тока
второй лампы
С i ('<') = f С. о — Ч-Л « — «1!< — + йг«*~ — «з«Д т -.
(8.88)
Магнитостатическое поле транс форматора изменяется проперцпо-
лалыю разностному току который, как видно из (Ь.$7)
а (8.88), не имеет членов, содержащих ие^г в чётной степени
Ь = i’a - i", = 2iJjW,._ + 2оу;Д - - 2й.5;гД ~ . . . . (8.89.1
Полагая, что получим
ь =2 («г-1- -ф a^;m + ф т - •. I Cffl cos^ +
’- 2 i ф <Л-7,п+ 'Д т • 1 Uem cos 3i,if ч-
2 I Д + • 1 Г m cos 5» / + .. . . (8.90)
' Jb
В частном случае динамической характеристики в'форме ломаной
гтрямей (рис. 8.19), заданной уравнениями
(Г )«г-’ 0 = 5а- 11 KV 0 |:- (8-91)
и при ис^'= UL,tll CGStitf анодный ток может быть представлен рядом
Фурье
[ _ L^l д_ cos ш/ Н- —cos 2if/------ccs4«:i (8.92)
* 77 2 J 3-’ З ол
47 5
Соответственно изменяя фазу напряжения, т. е, вводя в (8.9Я
вместо t время / + Г,2, получим ряд относительно Г
г = cosшг + -^S-cos2wi + ДД"-cos 4<«>/ + . . .
" 2 I Зк 3 -
(8.9^
Ki.-s'r xi.iрл ктсрз।птнки в фирме л нманий гтрчугй С'ЛЯ
Очевидно, что и здесь разностный ток L — /п — Гт не содержит
чётных гармоник (а также и нечётных, начиная с третьей)
(8.94)
Из рассмотренного свойства —взаимной ком пенса пни чётных
гармоник — вытекает ряд очень важных следствий.
L При данной степени использования .лампы (прп рапных
значениях Р.__. на оли\ льмти j снижается уровень нелинейных
искажений, что особенно заметно при использовании триодов.
2. Лампы каскада могут работай:» как в режиме А, так и в
более экономичном режиме Ет характеризуемом повышенным
кпд н меньшим потреблением энергии от источника питания
анодной цепи.
Последнее обусловлено не только более высоким кпд» но
также и тем. что потребляемый ток как был-? указано в-
п. 4.3 3, почти пропг'рп.ионален амплитуде входного напряжения
Urfni которая при передаче каких-либо сигналов изменяется в
широких пределах, достигая максимального значения лишь в
отдельные непрсполжительные промежутки времени.
3. Колебательная мощность, получаемая от отдельно взятой
лампы при ее наиболее полном использовании и работе в ре-
жиме В значительно больше, чем в режиме А. Это объясняется
тем» что за счёт снижения потребляемой мощности отношение
отдаваемой! мощности Р к теряемой мощности рассеяния на
Ч Интересно отметить, что коэффициент гармоник анодного тока k,. опреде-
ляемый через коэффициенты ряда (Й.92ь составляет 43.6%.
476
аноде Ра получается сравнительно большей величины. Тогда
при наибольшем возможном значении Ра~Радоп колебательная
мощность, приходящаяся на отдельно взятую лампу, заметно
превышает эту величину^ получаемую в режиме Л.
Третьим преимуществом двухтактного каскада является
уравнительно небольшая чувствительность к пульсациям питаю
Дну напряжений. Теоретически (при полной симметрии плеч
каскада/ в состоянии покоя, т. е, при отсутствии сигнала, изме-
нения питающих нал ряжений не создают эд с во вторичной об-
Lmoiw трансформатора, Это свойство объясняется тем, что ко-
де б 1 я (п ул ьс a ц ни) л ю б сто из пи т а ю щи х н а п р я же я и й ( Е, ,0,
j вызывают одинаковые изменения анодных токов по-
коя ламп. Л' и Л"' (рис. 8,18), при этом разность токов — iu ,
которой Претории тальна напряжённость магнитостатического
поля, будет сохраняться равной нулю.
Понижение чувствительности к пульсациям позволяет у про-
дать конструкцию сглаживающих Фильтров, способслвует хмень-
ленню фона, вызванного питанием нитей накала переменным
1.Ж0М и г. д.
Наконец, к числу преимуществ двухтактного каскада сле-
дует сгнести то обстоятельство, что общий ток ф, протекающий
срез источник анодного питания (рпс 8.19 н не содержит со-
п являющей основной частоты. В самом деле, как вытекает из
8.87) (при ие^ = cos ib л нечётные гармоники анодных ток-.ш
'-меняются в противоположных фазах, в то время как состав-
чяюшле гокпв it: п Ф, частоты которых равны 2 j, 4 /..........
фытстаычяют собой синфазные колебания, т. е
!П Н? о Л™со—? + 1г cos2u^ + /,.,;3си3^ -Н . , ,
С = Кер — Ж СС1Ь О. + Л^гСс* 2;- r - /nroSCuS 30 — . , . .
При этом общин ток
'о =- К + С = 2Ы;; + 2/i!„.iSccs2-'t + . . . (8.95)
зообтпе не содержит нечётных гармоник. ОтсутстЕие в цепи
источника анодного питания тока основной частить] позволяет
.т.п некоюрой степени упростить питающие иски, в частности, об-
легчить развязывающие фильтры С П-} Аф„ применяемые в пер-
вых каскадах (см п. 6.5.3), исключить прп работе каскада в-
пежиме А блокировочные конденсаторы в цепях смешения и т, д.
Следует отметит!., что все отмеченные преимх шества в полной
мере реал иву к лея только при полной симметричности плеч кас-
када, в частности, ири одинаковых лампах. На практике мы
имеем лишь некоторое нршктпженпе к таким условиям н за счёт
асимметрии преимущества частично утрачиваются.
Повышение симметричности плеч каскада достигается путём
специального подбора ламп, а иногда посредством подгонки их
477
режима, в частности, за счёт подачи на сетки неодинаковых
пряжении смещения и и т. д. При подборе ламп дост»
точно исходить из того, чтобы постоянные составляющие диод?
пых токов плеч каскада в состоянии покоя к /dQt равно как
и в момент максимального уровня сигнала в соответ*
ственио отличались бы от своей средней величины не более чем
на ±20%.
В усилителях достаточно большой мощности всегда имеются
приборы для измерения постоя! г пой составляющей анодных то-
ков. При небольшой же выходной мощности контроль состоя-
ния симметричности плеч обычно не ведется.
8.2,2. Эквивалентная схема двухтактного каскада
В д в у хт ii кт н ом к а с к а л с в ьт ходи а я м о щ и ость ге и с р и р у етсяг
его двумя лампами (или некоторым четным числим ламп). Ба-
зируясь па привычном представлении об экннваленпюй схеме-
лампы, мы можем говорит в а том. что каскад содержит дин ге-
нератора, работающие вместе на общую нагрузку (R^ на
рис, 8.18). Естественно, что ври этом возникает вопрос: в каком
же соединении между собой находятся эти генераторы — парал-
лельном или поеледователином?
Па первый взгляд кажется, что лампы Л\ и соединены
последовательно, так же как it половины первично!! обмлткгг
трансформатора. Но такое представление физически обоснова-
но, лишь когда мгновенные значения переменных составляющих
i и I' одинаковы. Но в большинстве елхчаев это как раз w
</***• *' г
не соблюдается, так как характеристики ламп не обладают
свойствами нечётной симметрии относительно начальной рабо-
чей точки: далее при таком подходе не может быть объяс-
нён и тот факт, что каскад, особепяо в режиме А, продолжает
работать при резкой асимметрии нлеч, в частности, при отсут-
ствии лампы в одном из плеч.
Между тем напряжения па секциях первичной обмотки
трансформатора и оказываются весьма близкими вели-
чинами. В самом деле, если секции первичной обмотки жёстко
связаны между собой, т. е. их пронизывает общий магнитный
поток, то электродвижущие силы etI^ и индуктируемые в
этих секциях, будут в точности раины друг другу независима от
равенства или неравенства колебательных токов и . На-
пряжения же в общем случае могут быть и неравными между
собой, однако они довольно мало отличаются вследствие того,-
что сопротивления секций первичной обмотки 0,5 Г] относитель-
но невелики; таким образом, можно считать, что
» G
и и _
а--* d—-
478
Равенство этих напряжений заметно может нарушаться
только па верхних частотах за счёт возрастания реактивного
сопротивления рассеяния между половинами первичной обмотки.
Однако и в данном рассмотрении, относящемся скорее к обла-
сти средних частот, влияние реактивного сопротивления рассея-
ния не будет учитываться, но дальше мы вернёмся к этому во-
просу (и. 8.2.8).
Итак* считан напряжения uf^ и равными, мы вправе от
принципы альной схемы (рис, 8,1 S') последовательна перейти к
’Жвивалентным схемам, изображённым па рис, 8.20
Рас. 8.20. Пример-'точные эквивалентные схемы двух-
тз к I г юг п каскада
РИС • Ь-2 t. .^Км^ГЧ;1
яентнзн схема лв.\ к-
тЛ’.тного клскзда
для средних частот
На первой схеме лампы представлены генераторами. Равенство
напряжений ~ и ^_ = urj_ позволяет соединить параллельно эти
генераторы, как показано на второй схеме. Обшпп ток генерато-
ров равен сумме колебательных анодных токов и на основании
(8.86) представляет собой разностный ток
G = С- -! С— (8%)
Поэтому схема рис. 8.206 в отношении магнитодвижущей си-
лы эквивалентна основной принципиальной схеме. Это подтверж-
дается ещё и тем, что соотношение между числом витков 0,5 и11
и напряжением осталось без изменения, значит, сох рани-
лась и определенная величина магнитной индукции. Параметры
ламп н общем случае могут (при асимметрии! отличаться друг
от друга, поэтому на рис. 8.20 они различно обозначены.
Н а средн их ч а сто т а х вл ня н_и е и 11 ду кт и в 11 < ?сте й тра и с ф о р м а
тора может не учитываться, что позволяет перейти: к эквива-
лентной схеме, изображённой на рис, 8.21, в которой rflJ, пред-
ставляющее собой входное сопротивление со стороны одной
половины первичной обмотки нагруженного трансформатора,
условимся называть сопротивлением нагрузки для разностного
юна; объединенный же генератор, являющийся источником раз-
ностного тока, характеризуется внутренним сопротивлением
479
м коэффициентом усиления т который при одинаковых лам-
пах вследствие параллельного соединения исходных генерато-
ров будет равен просто р. Величины же 7? d и rtid находятся
различно в зависимости от рода режима работы ламп.
При использовании режима А лампы работают без отсечки
анодного тока, т. е, непрерывно pi поэтому при их параллельном
соединении общее внутреннее сопротивление получится равным
ЛЛ = Y (в.97>
1
Сопротивление же нагрузки для разностного тока будет вклю-
чать в себя сопротивление обеих половин первичной обмотки, соеди-
нённых параллельно, т. с. Ою/д : 2 — 0.25гт и сопротивление вторич-
ной обмотки и нагрузки г? — А перечисленные на одно плечо. Так
как соответствующий коэффициент “трансформации
г'„ = о= 2 — = 2.7, (В.98)
2 зч
то
W. ? '-Л
В случае режима В ^замгтьг работают пгчти поочерёдно, поэтому
из двух гепгратаров, показанных на рис. работает только
один и внутр-еш|ее сопротивление источника разностного тока полу-
чается равным внутреннему сопротивлению лампы
АА = А (^.100)
Вследствие пог-чегидней работы ламп и рассматриваемом режиме
в 1<акой<щбо хюмент времени ток с\шествует лишь в одной поло-
вине первичной абхготкн, имеющей со-п^чтивление С\-"г{; сопротивле-
ния же г2 и /?2 перечисляются па половину первичной обмотки так
же, как и в случае режима А. Поэтому
юл ? •’ • л 101)
2 4п-
Эквивалентная схема на рис. 8.21 позволяет установить связь
межд>’ колебательным анодным напряжением и разностным током
Ua^ = —г,3Л (8.102)
И
А.-Г8,ЮЗ)
8.2.3, Работа двухтактного каскада в режиме А
Условия работы лампы в двухтактном каскаде имеют свои осо-
□епшепг котсрые мы сейчас рассмотрим.
Как показывает эквивалентная схема двухтактного каскада,
сопротивление r(td г-рн работе в режиме А представляет собой
480
нагрузку на двух параллельно соединённых и непрерывно от-
пертых ламп (рис, 8,21), Поэтому сопротивление анодной на-
грузки, приходящееся на одну отдельно взятую лампу, равно
удвоенному значению гld , т. е.
= 2 (г J. = — - , (8,104)
причём гг1 есть не что иное, как отношение амплитуды колебатель-
него анодного напряжения к половине амплитуды разностного тока
0.5/ ^, которая, в свою очередь, па основании (8,96), при одинако-
вых лампах равна амплитуде колебательного анодного тока
и.З/x/jr, / и/т
Однак ч отдельно взятая лампа двухтактного каскада, в том
числе и при работе в режиме'Л, нагружена на нелинейное со-
противление, [Мгновенное значение которого r^- r.t. Это объ-
я сияет ся тем- что анодный ток в общем случае содержит все
гармоники, в частности чётные, поэтому сто измененья в сторо^
пу увеличения и уменьшения оказываются неодинаковыми; ле
ременное анодное напряжение, согласно (8.102), пролоршю-
нальни разностному току, и поэтому оно может состоять только
из нечётных гармоник, что обусловливает изменения с равными
размаха ми плево н вправо, как показано ла рис. 8.22.
Рас У.22. .Диаграмма режима работы двухтактного каскада о режиме Л
При отсутствии нечётных гармоник напряженней.^., суще-
ствующее на зажимах анодной нагрузки r{Jf изменяется по ’.-и-
нус’оидлльному закону, а ток протекающий через сопротпв-
31—237
481
ление г^. содержит чётные гармоники, что, естественно, возмож-
но при нелинейности этой нагрузки. Подтверждением сказанно-
му является также и криволинейность самой динамической ха-
рактеристики В'А'С'.
Нелинейность анпдпой нагрузки физически объясняется тем„
что на протяжении половины цикла колебаний динамические-
крутизны ламп претерпевают заметные и противоположно на-
правленные изменения, за счёт которых, как объясняет схема на
ряс, 8,206 и 8.21, общая нагрузка rild плавно перераспределяет-
ся между лампами.
При отсутстгши нечётных гармоник, что характерно для три-
одного усилителя, амплитуда первой гармоники анодного тока
вычисляется по методу трёх ординат, т. е, на основе выражения
(4 151
= I И — h
! 2
la *<7 .4«w
2
откуда, применительно к обозначениям рис. 8.22, можно yeja-
повить, что
f ат нт w iк utiti' (8,105)<
Ih последнего соотношения вытекает, что колебательная
мощность каскада равна площади треугольника B’DF.
= ££_5_L. (Н. ]06>
Метод трёх ординат позволяет определить также среднее
значение анодного токи и его вторую гармонику, для чего ис-
пользуются выражения (414) и (4.16) с учетом того, что в пан-
ком случае (2 = т. е.
1^р = ‘У" + , (8. 107}
t
>.. (S, 108}
4
Вместе с тем наклон прямых В'О1 и В'С [непосредственно оп-
ределяет величины нагрузок r{ii н Г, - 2г„?:]
0,^2^=^. (У. 110}
п г.
В отличие от (8.105) — (8,107) последние два соотношения
точны я при наличии нечётных гармоник.
В случае выполнения каскада из экранированных лампах
уровень нечётных гармоник, как правило, оказывается высоким*
48г
поэтому для определения составляющих анодного тока динами-
чеекую характеплстику В'А'С' следует перенести в сеточную си-
стеме координат, что покатано на рис. Я.23, где дополнительно
представлены динамические характеристики анодного тока вто-
рой лампы Q и разностного тока При отсутст-
вии нечётных гармоник в составе
анодных токов характеристика по-
имеет вил прямой линии, что сви-
детельствует об отсутствии нели-
нейных искажений.
Для получения динамической
характеристики анодного тока
В'А С (рис, 8.22) должны быть
известны величина сопротивления
анодной нагрузки, положение на-
чальной рабочей точки А’ и преде-
лы изменения сеточного напряже-
ния. Для такого построения про-
водится ряд параллельных прямых
под наклоном. отвечающим ве-
личине rtl так. чтобы пересека-
лись крайние статические характе-
ристики ис - чг,„ я ut, = ие ..ж,г
(рис. 8.24), Далее последовательно
находятся такие прямые, которые,
опираясь па симметрично распо-
ложенные относительно кривой
и с = С\.о характеристики, делятся
ри с. Я. 2 3. Дина м и ч еск и е ха ранте
p=iстики анодных токов и разност
вого тока
в точке пересечения с вертикалью
AF на две равные части. На
рис. 8.24 к таким прямым относят-
ся В'С\ (>с, /? с1 .... удовлетво-
ряющне условию В'Н = НС\ bh = йг в т, д. Искомая динамическая
характеристика проводится через точки В\ b, b\ Ьи, 6Ш, й™»
V JX ДН Д' 1
/1 , г . с , с , с , с и С
8.2.4. Работа двухтактного каскада в режиме В
R режиме В лампы работают поочерёдно, поэтому в тот мо
мент, когда анодный ток одной лампы достигает максимума
С Другая лампа оказывается запертой (/" —0), а мак-
гимальиое значение разностного тока совпадает с 1аЛ!ет^.
Но разностный ток является переменным током, и при неболь-
шом уровне его нечётных гармоник максимальное значение бу-
дет близко к амплитуде
f/П h/ W£TK£ hi *rt*u’c’*
.(8,1 И)
Разностный ток пог.оя равен нулю, а полное изменение анод-
ного напряжения, как следует пз (8.102), равно иначе,
^uffl ~ ratf Ci ЛИМТ' Ф-1 I 2)
Ряс. 8.24. Определение точек 6, /Г... .4с, С',
через которые проходит динамическая характеристика анодно-
го тока
Соотношениям (8.111) и (8.112) отвечает
ведённое на рис. 8.25н, где точка А является
“чей для разностного тока.
построение, при-
нячальной рабо-
Рнс. 8.25. Диаграммы режима работы двухтактного каскада в режиме В
Если то данная диаграмма отвечает режиму В2; ра-
5ота_ламп происходит в режиме Ва при ас > 0.
184
Из данной диаграммы видно, что колебательная мощность као;
када равна площади треугольника BE А
р^ВЕ^Л (8.113)
Динамическая характеристика анодного тока находится так
же, как и при режиме А; верхняя часть этой характеристики
сливается с прямой
Вид динамической характеристики анодных токов и разност-
ного тока в сеточных координатах показан на рис, 8.256.
При исследовании и расчёте двухтактного каскада, работа-
ющего в режиме В. весьма удобным оказывается использова-
ние аналитического метода, основанного па представлении ди-
намической характеристики анодного тока ломаной пр ямой:
САВ ('|.чк\ SJ9). При таким представлении зависимость разно-
стнпгй тока j’j от переменной составляющей сеточного напря-
жения получается линейной и лишь немного отличается от
реальной динамической характеристики г',, = F(uf^.). Так как
в режиме 17 ток пикон /;0 в общем довольно мал, то замена
реальной динамической характеристики анодного тока ломаной'
прямой даёт незначительную ошибку в расчёте таких величин,
ка* 71 11 Лс
Задачей аналитического исследования является установление
соотношений между основными показателями работы двухтактного
каскада в режиме В: r4jP P^t и
Из рассмотренного ясно, что колебательная мощность, генери-
руемая двухтактным каскадом, равна
Вместе с гем мощность. потребляемая каскадом, выражается
так:
Р^!р= ^'ао^Р- (8.115)
Но на основании (8.92) п рис. 8J9
ПОЭТОМУ
(3.117)
Мощность рассеяния на аноде одной лампы (или в общем слу-
чае применения в каждом плече нескольких ламп — мощность рас-
сеяния па анодах ламп одного плеча )3 очевидно, равна половине
4S5
разности мощностей Рпотр и т е.
। 7“ пптр Р
л л
(8.118)
или на основании (8.114) и (8.117)
а
/___________L г р
<КГ dm dm'
(8.119)
Выражения (8.114), (8.115) и (8,119) показывают, что мощ-
ности Р^, Рлотр и Pif зависят от уровня сигнала. В частности,
мощность рассеяния на аноде ламп сначала увеличивается с
возрастанием уровня сигнала, а потом начинает падать
(рис- 8.26), достигая максимальной величины РаК в критической
точке Л.
Из (8Л19) следует, что
' _ 2
(8,120)
ft
р -^1.
2 ДА’ ~~ п
(8.121)
Было показано, что под кпд понимается отношение PWfftp.
Учитывая (8.114) и (8.115), имеем
с.
т. =
4 t/u0 4
(8.122)
Так как 5 возможно получить порядка 0,9, то кпд в режиме В
практически может доходить до 70%, Напомним, что в режиме А
кпд не превышает^,5 (обычно < 40%).
Нетрудно установить, , что при 1
him*’ Т-
(рис, 8.26)
вительно,
что
4
Рве R26,
ногтей
уровня
dm
е, в критической точке К
кпд равен половине, Дейст-
из (8.103) и (8.122)
следует,
э при
2; dm
4
(8.123)
^j/ri
Зависимость мощ-
Рплтр* Р и Рл от
сигнала для случая
режима В
имеем
— . А Ул» 0,5.
4 (?г,п 7 riJc>
(8.124)
ч
Jw к
2
“ Г&1
486
При этом коэффициент использования анодного напряжения
► = 4^/тг равен
Ек = = -- = 0,637. (8.125)
Из рассмотренного вытекает, что если в момент максимального
уровня сигнала коэффициент использования анодного напряжения
превышает 0,637, то мощность рассеяния на аноде лампы оказы-
вается наибольшей не при максимальном уровне сигнала, а при
таком его значении, при котором Ufim = 0t6371/„0,
Обычно в режиме В коэффициент использования анодного
напряжения превышает 0,637, поэтому можно считать, что мощ-
ность рассеяния на аноде в критической точке является максималь-
ным значением этой мощности
jX?
(Р ) =Р (8,126)
1 “ *aite\ > J ак '
Для дальнейшего представляет интерес установить соотношение
’между колебательной мощностью и максимальной мощностью рас-
сеяния на аноде. Из (8,114) я (8,126) следует, что
/ \ 9 ^am^dm \ ?ft малт/ 1 *ir n гдй 1 UL = Л_^ = _Ща. (8.127) _L_^o 2 п® rad
При этом отношение колебательной мощности, получаемой от
одной лампы (ламп одного плеча), к максимальной мощности рас-
сеяния на аноде
(8-128>
уа .илкг/в 4
В режиме А потребляемая мощность теоретически не зависит
от уровня сигнала, так как поэтому мощность рассея-
ния на аноде оказывается максимальной в состоянии покоя, где
мл/ff ^л0^иОг
В этом же режиме Рт_ = при 1.1Щ ~ пдэтому
(2^) =4- (8.129)
Проводя сопоставление показателей режимов А и В, несложно
установить, что при равных значениях Ра = PfJ
(Р-)в _
?-)а 2
(8.130)
487
Рис. 8-27,ъ Диаграмма ренагма работы двух-
тактного каскада для случая использования
- триодов (режим BJ
Если принять, что в сравниваемых режимах коэффициенты ис-
пользования анодного напряжения и тока одинаковы, то отношение
мощностей будет близко к 5, Но в режиме В, особенно Вь обыч-
но имеется больше возможностей для получения наивысшего Е, чем
в режиме А, поэтому )а может превышать (Р^ )Л не в 5, а
в большее число раз.
Одним из условий получения высоких значении Е, и ва-
ляется выбор соответствующей величины сопротивления нагрузки.
В идеализированном слу-
чае прямолинейных харак-
теристик триода динамиче-
ская характеристика анод-
ного тока в режиме В при-
нимает вид ломаной прЯ’
мой. При этом статические
характеристики разностного
тока в верхней половине
диаграммы режима работы
совпадают со статическими
характеристиками анодного
тока (<f=i,7 п Я1(,= ЯД
как это показано на
ряс. 8.27. Из представление-
го здесь нестроения, относя-
щегося к
но, что1)
+ th -г
Тан как W1 = RJdm = a ]iim = L'am/r^
(8.131) получим
/ / L. f,y3 fad
и далее:
J __ ^ят КАи*] — Нд) Г ad
“Г г ad)
_ г ____Щт
жгмг J rfm1 j-» ,
Pi “T Gn/
Колебательная мощность, получаемая от
ПОЭТОМУ
р — г**<?
2 (Я/ -
режиму Ьь вид-
(К131)
то на основании
(8.132)*
(8.133)*
(8.134)*
каскада, равна
(8.135)*
Jj В последующих выражениях, относящихся только к триоду, отмеченных
знаком *, вместо Pi{£ будет фигурировать внутреннее сопротивление лампы
определённое через найлон прямолинейной части характеристики iu f для
= 0.
488
Коэффициент полезного действия также может быть выражен
через сопротивление нагрузки для рассматриваемого
нения триодов
У _ 77 _ _ ГС И л) га£
1 4 ~ 4 4- rad)
случая приме-
(8 Л 36)*
Исследование зависимости (8Д35) ва максимум показывает, что
в случае U = const колебательная мощность достигает наиболь-
шей величины P^lt/iKr при
опт *'/rf
причём
(8 .1 37)*
(8.138)*
При этом кпд в режиме ra(t = /?( получается сравнительно не-
большим
*г т < °’393' (8Л39Г
Для повышения кпд, как показывает выражение (8.136), следует
увеличивать сопротивление нагрузки rad, выбирая его заметно боль-
шим, чем но это вместе с тем приведет к снижению ко-
лебательной мощности, максимальной при если только
= ^nsL
Из выражений (8.135) и (8Л36) видно, что если const. то
одновременное достижение наивысших значений Р^ и невозможно,
и это действительно было бы так, если не принимать но внимание
такай фактор, как мощность рассеяния на аноде. Фактически же
условие Р(1ицКС <.PfJ<jr>n должно удовлетворяться, и для получения
возможно большей колебательной мощности, как видно из (8.127),
необходимо увеличивать коэффициент использования анодного на-
пряжения, что одновременно будет способствовать получению
наивысшего кпд, ибо ^0,785;.
Однако реализация этих сот ношений при использовании режима
Bi возможна только при сравнительно высоком анодном напряже-
нии. В самом деле, из (8,126) и (8,133) видно, что для получения
Ри jrrtAf = Ра fWJ при определённых величинах У?; и ип анодное
напряжение должно быть равно следующей величине:
с-" S+1Т р‘ (8-140)'
Например, при выполнении двухтактного каскада на триодах
типа ГМ-70 с параметрами Pt = 1500 <ш, ип — 80 Ptl-Jftn = 125 js/fi
и ^'адоа = 1500 £ для получения £ -^0,9 и наивысших значений tj
н Р^ в случае режима согласно (8.140), потребовалось бы анод-
ное напряжение £;jO = 4300 в, значительно превышающее
4й£
Если же выбрать ивй = = 1500 то для получения
наибольшей величины колебательной мощности сопротивления на-
грузки гла следует брать возможно ближе к Но при этом долягно
выдержинатЕ>ся соотношение Ра MtLKC <: Рл Само РаМлке связано
с rad различно в зависимости от величины коэффициента t в свою
очередь, согласно (8.133), являющегося функцией г£;4. Так, для
£ > 2Х т, е. для r(jJ > где, как вытекает из (8.133),
(8,141)*
соотношение между- PtlMf^c и rad определяется известным выраже-
нием (8.126), В случае же с < ~ на основании (8J19) и (8,134)
Рц макс следующим образом зависит от rad\
vu хлкг/ £ : — — f, ,
Е + fad)
— «лР
4 (/< +
(8.142)*
Используя соотношения (8.141)f (8.126) и (8,142), находим га£/,
при котором Рамакг = Р^Ых ~ 125 &п- Для найденного таким путём
= 1740 ом расчёт показателен £, и ти проведённый по
:ф-лам (8,133), (8335) и (8.136), даёт Р^ =168 erm Z = 0,51 и
т4 — 0,4.
Наконец, для = Uit доп = 1500 в. но при rad = 30 000 олс,
удовлетворяющему условиям получения практически наибольших
значений £ = 0,9 и г = 0,7, расчёт по ф-лам (8.135) п (8,126) пока-
зывает, что = 30,4 вт и Рамакс = 7,6 вт.
Таким образом, в условиях режима BL наивысшие значения Р^,
t я Tj получаются только при весьма высоком анодном напряже-
на и, о бы ч но п ревы i на ю щем д on уст и мую вел ин ин у. И аст рот, в
ре ж ц ме В2 аозлг о ж но д ост и жени е на иб ол ее вы соки х п окала тел ей
при допустимом для ламп анодном напряжении.
Аналитические соотношения здесь могут быть установлены
только прн выполнении каскада на триодах. В этом случае удобнее
исходить из некоторой велшшны коэффициента напряжённости
режима
fl „ t ( 8.143)
**<•* -itiiJ.T
значение которого берёгся обычно порядка 1,5—3.
В п.8.1.3 при рассмотрении третьего случая было показано, что
прн фиксированном значении п нулевая характеристика |^=/ (ня)
при = 0 , проходящая под наклоном, зависящим от Л?,, и отсе-
кающая отрезок it:j (рис. 8,2 и 8,27), заменяется новой прямой,
расположение которой определяется эквивалентными величина-
490
МП 1(3.38) и (8,39)|:
Эти параметры в режиме В2 (при п — const) играют такую же
Поль, что ип и в режиме В^
Так как мало по сравнению с Uu^ а pin обычно заметно
(ревышает единицу, то вполне возможно принять равным нулю,
1то мы и сделаем.
Выражения (8.133) — (8,136), относящиеся к режиму Вь при
замене 7?/ на /?, и ип на иа 0 принимают такой вид:
u ' dm
(8.144)*
(8.145)*
(8.146)*
.0 1 '£ \3
1 + j
i и
2 К + G.J 1 +
(8.147)
При этом выражения (8.114) — (8Л30) полностью применимы и
к рассматриваемому случаю режима В2.
Так. например, при выполнении каскада на триодах типа ГМ-70
(ч = 6,7; = 1500 сьи, = 1500 <?; Plt^n = 125 &т) н выбо-
ра 0\о = Cr(j1(,Jtp прн полном использовании ламп по мощности рас-
сеяния на аноде, сопротивление нагрузки найденное из выра-
жения (8.126), оказывается равным 1830 о.и. Для получения
наибольшей колебательной мощности необходимо коэффициент
использования анодного напряжения довести до ОД, но тогда, как
видно из (8.145)Л
(8,148)*
491
или 1 + — = 7,38, откуда следует, что необходимое значений)
п
коэффициента напряжённости режима составляет п = 1,05, что в-
общем приемлемо- Колебательная мощность вычисленная пб
ф-ле (8,127) для Е => 0,9 я PaMf1MC = Радоп = получается
равной 500 вт, Что же касается кпд, то его величина, как и в
других случаях активной нагрузки, составляет — 5, т. е. т( =
= 0,785 0,9 = 07.
Если взять (/дП = 1200 в < Ua то можно получить те же
показатели Р_, £ и т|, по коэффициент напряжённости режима
п = иа м ч)ис ид<г уменьшится до 0,6, что приведёт к недопустима
большому импульсу сеточного тока, ибо, как известно,
(8.149)
V лшя
где п = 0,1н- I, а следовательно, к чрезмерному возрастанию
мощности предшествующего каскада. Кроме того, при меньшем зна-
чении U(iQ получится большая величина максимального импульса
анодного тока ia „акс = которая не должна превышать величину
тока насыщения /ч.
Аналитический метод исследования каскада, выполненного на
триодах, позволяет также определить напряжение смещения и
амплитуду входного напряжения UCfJJ.
Независимо от индекса режима В, как видно из ряс. 8.27 и
соотношения (8,17), в котором следует принять — 0,
(СУВ=- • (8.150)*
И
Одновременно в режиме В£
(С'сда) =|{./(.0! =^—, (8.151Г
,|х
Что же касается режима B2l то здесь напряжение Uem проще
всего выразить через используя экви валентную схему на
рис. 8.21, полагая Rid = Rr
П — Ч-r„j)
с ггп — -------- —--------------* Ь. Ю2)^
Iх GtJ
Результаты проведённых подсчётов некоторых показателей двух-
тактного каскада, работающего в режимах Bi и В2( сведены в
табл, 8,2.
492
Таблиц 8‘%
’Показатели двухтактного каскада( выполненного на триодах ГМ-70
№а доп — 1500 <?. Ра ~ J25fiZ4t К/ = 1500cut, — 80 а( (х — 6,7, /5 > 800 хш)
Режимы Uao fi e . 3 £ wn rud ком t » Л (Ao в t/rm v cm a E II „ 2
4300 125 500 15 0.9 0.7 -630 630 2561)
ЕЦ 1500 125 168 L74 0,51 0.4 —212 212 438
1500 7,6 30,4 30 Q.9 0,7 —212 212 45
ь 1 1500 125 500 1 , 83 0*9 0,7 EOS —212 367 740
1 1200 125 500 1.17 0,9 0,7 0,60 — 107 367 о Ю
Данные табл, 8.2 показывают, насколько режим Ви оказывается
эффективнее режима Вь
Но вместе с тем при работе двухтактного каскада в режиме
В2 усложняется устройство предшествующего каскада, который
должен выполняться как каскад усиления мощности, а не напря-
жения. Поэтому использование режима В2 при сравнительно
небольшой величине выходной мощности нецелесообразно.
8.2,5, Влияние пульсаций питающих напряжений и
асимметрии плеч на работу двухтактного каскада
Вторичная модуляция и фон, вызванные пульсацией пита^
щах напряжений. Как было показано (рис. 8.206), под выход-
ным током в эквивалентной схеме каскада следует понимать
разностный ток iti = iu— i"- Если каскад*выполнен симмет-
рично и на его вход не поступает напряжение сигнала, то ппЛ
воздействием пульсаций какого-либо питающего напряжения
анодные токи и изменяются одинаково, а разностный ток
продолжает оставаться равным нулю.
Однако при наличии входного сигнала
U-еигх ст
(8J53)
и одновременно пульсаций какого-либо питающего наприжер
кия, происходящих но закону
и„ = U„mCQSMnt, (8.154)
') Этот вариант режима В! па практике не может быть использован, ТЙК
мак Ufw > (Эг)ГГ’ , г
г) Второй вариант режима В2 также не реализуем, поскольку
кроме этого, здесь /? = ()< 6 имеет неблагоприятно малую величину.
493
изменения анодных токов вследствие нелинейности ламповьМ
характеристик получаются неодинаковыми (в том числе и
симметрично выполненном каскаде). "
Нетрудно установит что при поступлении на электроды ламцЛ
напряжений исигн и ип при симметричном выполнении каскада разЯ
постный ток содержит составляющие не только частоты сигналя
и нечётных гармоник 3f£WW, < • • * но также я рйм
составляющих комбинационных частот ± f J, ± 2fJ и т, дТ
С этой целью примем, что динамическая характеристика может!
быть апрокснмирована степе иным рядом
Ci Л10 “г 4- — 4~ GjjUt 4- . . •, (8Д5б^<
и допусти для простоты рассмотрения, что пульсации питающего
напряжения существуют в сеточной цепи и их амплитуда равна
Напряжение входного сигнала поступает на сетки ламп в проти-
воположных фазах, а от источников питания—синфазно. Поэтому
при выражении тока первой лампы га рядом (8.55) следует положить
= “си,’«-г (8.156)
и соответственно при определении принять
(SJ57>
Подставляя последовательно (8,156) и (8.157) в (8,155), заменяя
tfJ на in и rfj и производя вычитание новых рядов, устанавливаем, что
* j = k; == 4- 4а_>и^н?кнп 4- 2a^uc/J/x 4- 4- * .
(8.158>
Учитывая, что sin3 со / = — sin ш t----'sin ш tt a cossw t =--р
4 4 2
4--^-cos2wZ и принимая во внимание равенства (8.153) и (8454)^
ряд (8.158) приведём к такому виду:
ij = [ 2й! + a3Ucm + ... | <7^ sin t — — a3(/c3msin -r
4- sin («’r,,™ + w«) * + sin (®fBM — ып) t -h
4- 3asyfmt/;lfm sin 4- 2.%) t + sin (ш^ — 2юя) t +
+ • (8.159)'
Таким образом, высказанное положение □ возникновении состав*
ляющнх комбинационных частот в выходной цепи является доказан-
ным.
494
Амплитуда составляющих частот |^цгн ± 2f„f практически зна-
чительно меньше, чем частоты ± f J, что позволяет учитывать-
влияние только простых комбинационных колебаний с частотами:
= + (8Л6О>
С физической точки зрения возникновение комбинационных'ча-
стот объясняется эффектом модуляции полезных колебаний пуль-
сациями. Действительно, отбрасывая в (8.158) относительно небольшие
слагаемые более высокого порядка, т. е. 2а3м^гч , бад^^Ип*.., уста-
навливаем, что
ilt = 2th [ 1 + — иП)
X £11 '
или, на основании (8,153) и (8J54),
i 1 + — C/nrrncosw„t) sirm>w.,st. (8.162>
\ 'Ъ
Уравнение (8.162) является не чем иным. как уравнениемJ моду-
лированных колебаний с коэффициентом модуляции
^ = ^Uncrn (8.163)
-31
и частотой модуляции frt, причём роль несущей частоты играет
частота сигнала
Эффект модуляции сигнала пульсациями питающих пз-
пряжений воспринимается на слух, как нелинейные искажения,
Е. Г. Момат. теоретически и экспериментально иссле-
довавший этот вопрос [63], показал, что нелинейные искаже-
ния практически не заметны на слух, если параметр m?t назван-
ный коэффициентом вторичной модуляции, при частоте f„, рав-
ной 50 или 100 гц, не превышает 2—4% (2’%, при художествен-
ной передаче).
Итак, при одновременном действии сигнала и пульсации питаю-
щего напряжения возникает так называемая вторичная модуляция
сигнала 2), при которой выходной ток двухтактного каскада, в
частности разностный ток приобретает составляющие комбина-
ционных частот /гм;м -F /л и Ьлм* = — !лг Так обстоит
дело при симметрично выполненных плечах.
Ч Е* Г. Момот рассматривал эффект возникновения этой модуляция э
тракте высокой частоты радиоприёмника, где сигнал имеет форму модулиро-
ванных (в передатчике) колебаний. Поэтому модуляция сигналя дополнитель-
но пропс ходящая в приемнике за счёт пульсаций, была названа вторичной*
495
В случае же асимметрии плеч, кроме составляющих яомбй^
рационных частот, есткдненно, в выходную цепь попадает тан?
же составляющая частоты пульсации fn > что и обусловливаем
возникновение помех в виде фона.
Нелинейные искажения, вызванные пульсациями питаюадзг-
напряжений в режиме А, слабо выражены и их есть смысл при-1
нимать во внимание только при работе каскада в режиме В,
Вместе с тем глубина вторичной модуляции, как видно из вы*,
ражения (8.163), не зависит от уровня сигнала и это верно при
небольших значениях Ucfa1 110X3 можно пренебрегать в (8.159)
членами высокого порядка. Прн максимальном же уровне сиг-
нала коэффициент вторичной модуляции становится несколько
меньше (примерно в 2—3 раза).
Динамическая характеристика анодного тока в районе на-
чальной рабочей точки достаточно точно вписывается парабо-
лой второй степени, переходя дальше прямую линию. Принимая
во внимание сказанное и полагая, что в начальной рабочей точ-
ке динамическая крутизна вдвое меньше, чем на прямолиней-
ном участке, можно показать, что отношение коэффициентов
ряда (8.155) равно следующей величине:
___ _ _/&П
ue/fz0
где Sj =3 — крутизна динамической характеристики разност-
ного тока. Подставляя (8,164) в (8.163), получил)
гп3 --= 2 U,IC,V = Д -Wk".. (8.165)
Ы псп- 8 iuJJrm 1 1
(8.164)
При учете ещё влияний пульсаций на аноде, экранирующей
сетке и прочих пульсаций соответствующее выражение полу-
чается в таком виде:
I /ч 'И
fn = 1 Д
® Л/с \
। Из т j
1 г t
МАт P-6rw
(8.166)
где
с’ы
^=гоп'1 1 fa
(8 J 67)
— статический коэффициент усиления лампы при управле-
нии анодным током со стороны экранирующей сетки, ’
Переходя к определению составляющей суммарного тока ча-
стоты пульсаций, мы должны принять во внимание что фон
сильнее проел ушивается при отсутствии сигнала, когда пара-
метры лампы имеют постоянные величины, определяемые поло-
жением начальной рабочей точки.
49G
Допустим и здесь для простаты, что пульсирующим является
напряжение только в сеточной цени, тогда приращения анод-
ных токаи ламп, вызванные изменением сеточного напряжения,
происходящего с частотой fnt окажутся следующими:
Д iK« = S' Д ttw 4- А u„.
Д = S" Д use — & Д иа.
где Д иа — изменение анодного
нием тока А г— А гЛ(1 — А /яя
Учитывая сказанное, получим
разностного тока
напряжения, вызнанное прохожде-
через сопротивление нагрузки га<г
уравнение относительно приращения
Решая это уравнение, от мгновенных значений перейдем к ампли-
тудным, в результате получим
(3-~8"}Цл,.т
(8.168)
Данное выражение показывает, что выходной ток частоты
пулвсашпь т. е* ток. вызывающий фок. зависит от различия в
величинах крутизны в начальаон рабочей точке. Очевидно, если
крутизна задастся с допуском как 5 Д Д 5 , то в крайнем по-
ложении:
S' -S + AS. S'' -S — AS
(8.169)
и
S' — S" = 2Д 5.
(8.170)
Но сумма внутренних проводимостей ламп примерно раина
обратной величине внутреннего сопротивления источника разно-
стного тока, т. е
=т~Ж=Ь (8Л71)
А/ A; Alff
Принимая во внимание это соотношение, а гакже п то. что
ч
S
2S
(X
1
(8J72)
решение (8.168! приведём к следующему виду:
& Н ^У1Г/Я
"Ь ГУ4/
(8.173)
32—237
497
При определении величины пульсации с точки зрения допусти*
наго уровня фонй последний следует оценивать по отношению к
номинальному уровню сигнала IifrTJ. Вводя в рассмотрение коэффи-
циента фона и учитывая влияние пульсаций напря-
жении на аноде, экранирующей сетке и др., на основании ра-
венств (8.152), (8.173) н по аналогии с (8.166) устанавливаем, что
в общем случае
Лт/'Т? __ A S ^Лгьтщ j Гз
1 tlm $ . 'Ji*m ’а^(!й
+ . . J. (8,174)
Полученное выражение относится как к режиму А, так н в
равной мере к режиму В, Относительный же разброс крутив вы IS.S,
как правило, не превышает 0.2 (д 20%), но при специально отобран-
ных лампах можно считать AS/S< 0,1. Допустимые же значения
коэффициента фона обычно заключаются в пределах (40-:- 80 дб}.
Таким образом, величина какой-либо пульсации должна вы-
бираться так, чтобы ни коэффициент вторичной модуляции, нм
коэффициент фонд ktif нс превышали некоторые заданные зна-
чения.
Например, в случае двухтактного каскада, выполненного на
триодах типа ГМ-100, работающих в режиме С\.о =- 5000 щ /ff0 ==
= 0,12 at 475 в, !dfr, -- 1,15 а, в котором >± = 18 и i S'5
= 0,15 при задании = 2% и Ау =-0,03%(—70 <Эб), из (8.166)
узнаем, что сумма напряжении Lrfem^ —urilfi; ие должна превы-
шать 4,9 #. Расчёт этой же величины, исходя из условия (8.174)
даёт {/ -у ~— 0,9 я. Выбирая наименьшее значение 0,9 /?
н
и отводя на долю анодных пульсации 75% от суммарного напря-
жен! 1 я, ок он ч a *j ел ьно у стана вл ива ем, что допу cti i м ы е ве.1 j нч и н t ,i
пульсации таковы:
= 0.707 - 0,16 8 и С ла - 0,707 С - 8,6
Следует отметить, что применение отрицательно it соратниц
связи позволяет уменьшить уровень нс только фона, но и "еди-
ненных искажений, возникающих вследствие вторичной моду-
ляпш1. Поэтому при наличии отрпшттельшш обратной связи с
глубиной, равной Д напряжения пульсаций могут быть взяты
в А раз более высокими. Так, при /1 = 10 (20 дб) в условиях рас-
смотренного расчёта допустимо остановиться на UlJt. = 1.5 з и
/7^=86 н.
Нелинейное искажения, обусловленные асимметрией ехид-
ного напряжения. Асимметрия напряжения возбуждения двух-
тактного каскада ио амплитуде и фазе, вообще говоря, приводит
к возрастанию нелинейных искажений, так как за счёт их не
происходит полной компенсации чётных гармоник.
4Я8
Искажения, возникающие за счёт этой асимметрии, практи-
чески могут стать заметными, если источником возбуждения
является реостатный инверсный каскад, а рассматриваемый
двухтактный каскад работает в режиме В.
В области средних частот возникновение фазовой аепммет-
р;ш маловероятно. Асимметрию же по амплитуде числено
сдобно выражать величиной коэффициента асимметрии
|рлс. 7.72)
л '4 ‘
При kA 1 чётные гармоники не компенсируются полностью и
какая-то разностная Так как составляющая поступает в выходную цепь, hin=-n'-‘m - . (8.176)
а согласно (8.92)п (8.177)
то амплитуда второй гармоники разностного тока равна следую-
щей величине:
=-(! — fej = А!~ Щ Щ, (8-178)
где /лш2 и Л'/m относятся к лампе, возбуждаемой напряжением
Ucm — |/2ё;г> Так как у второй лампы =Ar4 /rflll< то
Ты - И- (8.179)
что даёт следующую величину коэффициента гармоник:
///«л * 4 1 А д
= — = — ------------ . (8.180)
6П, 3- 1 । <4
Коэффициент асимметрии kA допустимо довести до 0,8, ибо
коэффициент гармоник при этом нс превышает 4,7%.
Й области ннлених частот за счет влияния реактивных пара-
метров, находящихся в и^тсгшике возбуждения ('Инверсном кас-
каде), возникает асимметрия по физе сг а слепень асимметрии
по амплитуде возрастает Однако при не очень больших если-
р Ряд (8.92) и соптшчшенпе (8.177) соответствуй т представлению дикамн-
ческоГг характеристики ломаной прямой.
32' 499
чинах Амплитудные изменения ненначигольпы, ибо они не!
выходят за рамки cos^t так что основную роль в области ннж-1
них частот играет фазовая асимметрия.
Если анодный ток лампы первого плеча изменяется по закон7 ,
in = /"дю sin ш t,
а у второго плеча со сдвигом по фазе па угол
С = /^Sin(mrj- К
то составляющие частоты 3f будут следующим образом изме-
нены по времени:
(‘а)х /Лт. COS 2w/,
О а-
(in= — -2; /dm cos 2 (ш t -I- ?л ).
u»t
Вторая гармоника разностного тока равна разности двух
последних величин
«т,- = ~ От sin ?л sin (2w t + Г.4 >’
L> >4
причем её амплитуда
= v-sin
oJZ
откуда следует* что коэффициент гармоник
k. = idvn =Т J_siri(> (8.181)
3r.
При значении порядка 3° — 6? А. не выходит за пределы
2.3 — 4,5%, что вполне допустимо.
В области верхних частот также практически сказывается
только фазовая асимметрия. Однако на верхней граничной час-
тоте коэффициент гармоник непосредственно не характеризует
нелинейные искажения, ибо высшие гармоники оказываются за
пределами рабочего диапазона.
Здесь, как и вообще в области наиболее высоких частот ра-
бочего диапазона, вели п ей пне искажения возникают при одно-
временном существовании минимально двух колебаний ^высо-
кой частоты* и «низкой частоты» й<Л, что проявляется
в образовании комбинационных частот.
Так как интенсивность звуковых колебаний высокого тона
меньше, чем на средних частотах, то можно принять, что про-
500
несс отпирания Лзапирания ламп при поочередной их работе
г. режиме В регулируется более мощными колебаниями частоты
!>. Но тогда фаза высокочастотной составляющей суммарного
тока будет содержать периодические качания в форме прямо-
стольной волны с высотой и периодом J'2 = l//a- При этом
амплитуда первой гармоники качания фазы равна Лтедующея
величине:
9
л,^=(8Л82)
В результате мгновенное значение составляющей разностно-
го тока частоты при качающейся фазе выразится так:
(G)/1 = (/аЛ./i sin (o»j t I Дфда sin u>3 <+...) =
= (bJ/i|sin •>ifcos(A?msin«>:S/+- .)-Feos »!/sin sin им/4- ...)].
Так как
cos (a sin ft) -- J о (a) ф- 2Л (a) cos 2b 4- . , .
и
sin (u sin ti) = 2J (a) sin h + 2 (a) sin 3ft ,
где A(^) - - — функции Бесселя первого рода от аргумента а,
то амплитуда несущей частота /\ оказывается равной
При этом амплитудное значение тока комбинационной частоты f*. =
= |fi ± fJ. составит
-Л-
W
Коэффициент же комбинационного тона, представляющий собой
отношение этих токов, равен J1(AoOT): J0(Aom), т. е,
(8.) 83)
А l?/i I )
Расчёт коэффициента комбинационного топа, выполненный по
ф-ле (8.183), показывает, что при допустимых значениях =
= 3 - 6?Р) асимметрия по фазе не должна превышать Б— 1 О’.
В случае применения отрицательной обратной связи, охва-
тывающей двухтактный и инверсный каскады, асимметрия мо-
жет быть допущена более значительной.
Нелинейные искажения, возникающие вследствие асиммет-
рии плеч каскада, В самсш двухтактном каскаде основной при-
чиной асимметрии является разброс параметров ламп, приво-
дящий к различию наклонов динамических характеристик анод-
*} Эквивалентный коэффициент гармоник, кзн показывает (2.22), составляет
половину егг ArVrtutf.
501
кь(х токов- что обусловливает неполную колДенсацию чётны»
гармоник* 1
Если каскад работает в режиме В, а зависимость
близка к ломаной прямой, то допустимо считать, что наклон''
динамической характеристики может отличаться от средней не-
личины в таком же степени, как и статическая крутизна. Это
позволит для крайнего случая асимметрии принять
Afm — dm
S 4- A 5
5
и
*' _ q''j t у S — AS
i/щ - CfJi — i dm Л
Разность —ldln представляет собой максимальнее значение
остаточной полуволны, содержащей ряд чётных некомпепсируюпшхся
гармоник. В частности, амплитуда втором гармоники разностного
тока составит
Q , !! rj Q * О
dm3 ~ U dm ? dm) ~ ~ (8.184)
An J' Л
Соответствующий коэффициент гармоник равен отношению
К dm
(Ueu.< = ^ = -r-V • <8-185>
Обычно разброс крутизны AS, S пе превышает 0,1 — 0,2, поэтому
при наибольшей степени асимметрии составляет 4 — 8%.
В режиме же А обычно вообще можно не считаться с влиянием
асимметрии параметров.
Для уменьшения нелинейных искажений, обусловленных
асимметрией плеч каскада, в современных усилителях, особенно
большой мощности, применяется достаточно глубокая отрица-
тельная обратная связь.
8,2.6, Выбор рода режима работы двухтактного каскада
В отличие ат а дистантных каскадов, работающих талька в
режиме А, двухтактный каскад может работать как в режиме А
(Ah As), так н в режиме В (Bj и В2)> Нелинейные искажения б
режиме А, как правило, невелики и коэффициент гармоник ма-
жет не превышать 2—3%. В режиме 1% нелинейные искажения
выше, но при благоприятных условиях и здесь коэффициент
гармоник относительно мал (3—7%). В режиме Bj более за-
метпо сказывается влияние асимметрии, за счёт которой не по-
дучается полной кпмненсании чётных гармоник. Искажения в
502
зюм режиме могут возрасти вследствие нестационарных про-
цессов в выходном трансформаторе, особенно если велико рас-
сеяние между половинами первичной обмотки, а также за счёт
пульсаций питающих напряжений.
Для режима В2 характерцы ещё большие нелинейные иска-
жения, что объясняется, с одной стороны, большим использова-
нием ламп и, с другой стороны, действием сеточных токов, иска-
жающих подводимое к усилителю напряжение. В режиме Ва
коэффициент гармоник доходит до 5—10%, а при неблагоприят-
ных условиях'получается еще выше; влияние асимметрии и пе-
ста ни опарных процессов здесь становится ещё более заметным.
Самый низкий кпд получается в режиме А н самый высо-
кий — в режиме В2* Порядок величин здесь бывает различный,
но и среднем можно считать, что кпд в режиме А равен
15—40%, в режиме Bi—30—60% и в режиме В2—50—70%,
Колебательная мощность при наибольшем использовании
ламп и отношении мощности рассеяния на аноде минимальна в
режиме А и максимальна в режиме В2.
Сравнивая эти три режима, нужно считаться также и с дру-
гими обстоятельствами.
В режиме В2 лампы работают с сеточным током, в силу чего
прелоконечный каскад приходится выполнять как каскад уси-
ления мощности, а не напряжения, что усложняет устройство
усилителя. Наряд}7 с этим сложнее оказывается и питающая
часть* Внутреннее сопротивление источника питания в анодной
цепи должно быть достаточно малым как для медленного изме-
нения потребляемого «постоянного» тока, так для переменных
составляющих. Действительно, в режимах В] и В2 постоянная
составляющая анодного тока растёт вместе с уровнем сигнала,
что приводит к уменьшению анодного напряжения за счёт воз-
раста пня падения напряжения на внутреннем сопротивлении
источника. Снижение напряжений на аноде и экранирующей
сетке приводит к уменьшению выходной мощности и возраста-
нию нелинейных искажений.
При питании сеточных цепей большие удобства даёт исполь-
зование катодного смещения, получаемого с помощью сопро-
тивления (рис. 3.J7). Естественно, что в случае катодного
смещения при возрастании постоянной составляющей анодного,
тока *иронеходит повышение напряжения смещения, что в зна-
чительно большей степени, чем снижение анодного напряжения,
вызывает уменьшение выходной мощности и увеличение уровня
нелинейных искажении. Поэтому катодное смещение в основном
применяется при работе ламп в режиме А, значительно реже
з В] 1). При работе ламп в режиме В2 применяется только фик-
5 При использовании катодного смещения т< работе ламп в режиме П сопро-
тивление /?v целесообразна |пгнтяроаать конденсатором большой ёмкости Сь-. что
не греф-ется в случае работы ламп в режиме А (в двухтактном каскаде).
503
сированное смещение от источника с достаточно низким внут*
ренним сопротивлением.
В случае нс пользован ни ламл с так называемой ^правой»
характеристикой, особенностью которых является небольшая
величина анодного тока при номинальном анодном и нулевом
сеточном напряжениях (например, 6Н7С, ГУ-5Б, ГУ-27Б, Г’431,
Г-433 и др.), практически оказывается возможной работа при
= 0.
Выяснив основные особенности рассматриваемых трёх режи-
мов. мы можем прийти к таким выводам.
1. Режим Ai в мощном двухтактном каскаде может пред-
ставлять интерес в тех сравнительно редких случаях, когда
важно получить высокую степень линейности, наиболее простое
выполнение питающих цепей — практически при небольших
величинах выходной мощности, до 5—10 &а. Использование же
режима As в двухтактном мощном каскаде вряд ли может быть
обосновано.
2. Режим В] удобен при выходной мощности среднего поряд-
ка (не свыше 2(4—50 sa), если важно улучшить использование
ламп и повысить кпд, при более простом (по сравнению со слу-
чаем режима В2 или Ао) выполнении как пред оконечного кас-
када, например, по реостатной схеме на маломощных лампах,
так н питающих цепей за счёт отсутствия отдельного источника
смещающего напряжения,
3. Использование режима В* целесообразно уже при сколь-
ко-нибудь значительных выходных мощностях (начиная с
10—30 ла), когда усложнение предоконечпого каскада и питаю-
щих цепей оправдывается значительным выигрышем, получаемым
за счёт наибольшего использования ламп и возможности ра-
боты при сравнительно низком анодном напряжении и меньшем
потреблении энергии. Высокий уровень нелинейных искажений,
характерный для этого режима, не является неустранимым не-
достатком: при достаточно глубокой обратной связи, охваты-
вающей оконечный, предоконечный и 1—2 предварительных кас-
када. удается получить коэффициент гармоник порядка 1—3%.
8.2.7, Расчёт двухтактного каскада усиления мощности
Общие замечания. В двухтактном каскаде усиления мощнос-
ти, вообще говоря, находят применение усилительные лампы
всех типов. При малых и средних величинах выходной мощности
(до 20—50 ва) более удобны лампы, относящиеся к категории
приёмно-усилительных, В случае выбора режима At или В, обыч-
но предпочтение отдаётся экранированным лампам (2П1П.
6П1П. 6ПЗС, 6П9, 6П14П и др.), известное применение всё же
могут найти и триоды (6С4С, 6НГЗС я др.), работающие с не-
большими нелинейными искажениями, что позволяет об ходить -
504
с.я без обраткой с&язм» Тем не менее встречаются случаи npib
менения наименее мощных модуляторных и генераторных ламп
(ГУ-29, ГУ-50, Г-807 и др.) :) при работе каскада в режиме Bi.
При использовании режима В2 различия между трёхэлектрод-
иыми и экранированными лампами по существу уже становятся
незаметными.
В случае больших мощностей, когда» как правило, исполь-
зуется только режим Вз, применяются модуляторные и генера-
торные лампы — триоды (ГМ-70, ГМ-100, ГУ-5Б, Г-431 и др.),
пентоды (ГУ-50, ГК-71, ГУ-80 я др.), а также н тетроды (на-
пример, Г-807, ГУ-27Б, ГУ-29 и др.).
Расчёт мощного двухтактного каскада сводится к нахожде-
нию прежде всего величин, определяющих режим работы ламп.
Естественно, что, как и при всяком расчёте, предварительно вы-
бираются некоторые исходные данные, например тип ламп, род
режима работы, величины выходной мощности и анодного на-
пряжения и т. д. Основным моментом, влияющим иа ход рас-
чёта, является род режима работы, в связи с чем удобно воз-
можные способы решений свести к трём вариантам.
1-й вариант. Режим А. При работе ламп в режиме А расчёт
двухтактного каскада можно вести так же, как и однотактного
каскада, особенно в начальной его стадии — определения (yD,
Цу), J£io- 1Р При этом сопротивление нагрузки
разностному току r/;J — 0,5 го; колебательная мощность, получаемая
от двухтактного каскада, будет в два раза больше, чем от одно-
такт н ого.
Наряду с этим может быть также предложен в другой метод
расчёта, основанный на использовании диаграммы на рис. 8.22.
Здесь после выбора UtiU следует задаться величиной размаха
анодного напряжения ED=DC'> который приблизительно равен
амплитудному значению Uma , и напряжения смещения U€&
Соответствующее построение позволяет определить нагру-
зочные сопротивления r)td и го, приближённое значение колеба-
тельной мощности [ем, ф-лы (8.106), (8.109) и (8.110) вп. 8.2.3],
а также и величины токов ia.itaK{, /„о и i(24fW4-
Для расчёта составляющих тока строится динамическая
характеристика анодного тока (pfec. 8.24), которая переносится
в систему координат ие — ifl (риг, 8.23), после чего использует-
ся метод пяти ординат.
Так, з случае режима, описываемого диаграммой па рис. 8.22,
Вей модуляторные лампы представляют соСюй триоды с «левоил ха-
рактернстикой. 'Среди генераторных ЛхТмп такимп характеристиками ойлэдн-
ют пентоды и лучевые тетроды» а большинство триодов имеет «правые» ха-
рактеристики.
-) Напряжение смешения для ламп, работающих в двухтактном каскад? в
режиме А. в целях лнш.ешения-кпл no.j од и о орзть п:> ийсолкггном) знвче-
нию несколько больше Гыа !С^2Й%)Т чем то тначенпе. которое оказывается
наиболее подходящим для случая однотактного каскада.
505
имеем
В’Л=200 мал в, откуда следует что
ED 150 т-
г„> =• -— — =0,71) кол*,
87* 200
Сх 2^ = S
Р -. ^EiLJLE
2
75 -- 1,5 долг.
150-0.2
------= 13
2
Так как /дО=41,5жа» то Рло~ kfl0Z(j0 = 300 41,5-10 J =
= 12.5 em <15 вт = Pat/Oir
Динамическая характеристика разностного тока, полученная
в результате вычитания кривых В'А'С я ЕГА^С", найденных
путём обычного переноса точек из анодных координат в сеточ-
ные, как видно из рис. 8.23. практически прямолинейна, что поз-
виляет принять:
fdm = 5Т = 200 лга,
Ьтз - 0
drtjS
и провести расчёт пеличнн ltteP я I afJJ* па основе метода трёх ор-
динат, т. е. по ф-лам (8J07) и (8Л08), что даёт:
Кер -= К -на > Лл = 41.5. 1ат =31,5 л:а.
Так как параметры ламп могут отличаться на л: 10—20%, то
вторая гармоника разностного тока может быть найдена из
условия
Idrn, (0,2 - 0,4) Ia„*.
т. е. численно здесь она равна 6/3— 12,6 лгл; при этом коэффици-
ент гармоник составляет 3,15 — 6,3%.
Расчёт прочих величин, характеризующих режим, не пред-
ставляет затруднений:
(-'Ся, Lr; '"„Л^ =750 0,2 = 150 fl.
Р^ = 0*5-150 0.2 = 15 <зт (от обеих ламп),
В = : (% 0 - 150 : 300 = 0,5. Ка = : Ucm = 150 : 60 =
= 2.5, = Р_.2L;0/(7fP = 15'2-300 0,073 = 0,34,
Внутреннее сопротивление источника разностного тока-в началь-
ной рабочей точке равно =/?-, 2 460 «я.
При использовании катодного смешения сопротивление на-
ходится из рассмотрения колебательного режима, а не режима
покоя, следовательно,
(8.186)*
*6; со
или численно = 390 о.н.
Однако здесь необходимо считаться с тем. что при катодном
смещении фактически анодный ток покоя окажется больше, чем
f^1), будучи несколько меньше, чем Поэтому истинная вели-
чина мощности рассеяния на аноде превышает 6\0/fl0f и она может
превзойти / айоп*
Например, для режима, описываемого диаграммой на рис, 8,22
Z/^/^o = 12,5 что вполне допустимо при фиксированном Сме-
щении (у лампы 6С4С Ptl^fin = 15 gm), но истинные значения тока
покоя и мощности рассеяния на аноде при катодном смещении
получатся порядка 70 ма и 21 вт соответственно. Поэтому в
данном режиме применение катодного смещения недопустимо.
Практически при расчёте каскада, работающего с катодным сме-
щением (в режиме А или В), целесообразно положение начальной
рабочей точки A(L\r0, /,д>) выбрать так, чтобы расчётная мощность
рассеяния на аноде получилась не свыше (0,65 — 0,8)Ра^п-
Из рассмотренного можно сделать важный вывод о том, что
при использовании фиксированного смещения и работе лампы
в режиме А и особенно В удастся получить большую колеба-
тельную мощность. чем при кат одном смещении—в случае при-
менения триодов в 1,2—1,5 раза и экранированных ламп в
1,1 —1,2 раза. В случае же применения экранированных лам и
сопротивление смещения находится из выражения
/?. = ----. (8*. 187)
2(lafpT 1ЭСР)
Среднее значение тока экранирующей сетки /эср. входящее
в это выражение, при работе ла ми в режиме А 'находится так
же, как и при расчёте однотактного каскада (см- пример 8.2).
2-й вари а нт. Режим В L Расчёт двухтактного каскада, ра-
ботающего в режиме Bi (равно, как и в режиме BJ, может вес-
тись графическим или аналитическим методом.
Достоинством графического метода является его универсаль-
ность, т. е, применимость для любых типов ламп, большая до-
стоверность получаемых результатов, возможность определения
уровня нелинейных искажений и, наконец, наглядность. В то же
время аналитический метод расчёта, возможности применения
которого ограничены случаем выполнения каскада па триодах,
обходится без использования характеристик ламп и требует
меньшей затраты труда.
Перейдём теперь к рассмотрению этих методов.
Графическим метод расчёта двухтактного каскада, работаю-
щего е? режиме В[. 3а основную исходную величину при расчёте
удобно принять колебательную мощность P^t которую требует-
ся получить от каскада. При этом ближайшей задачей является
выбор типа ламп и определение анодного напряжения.
При выборе типа ламп можно исходить из того, что отноше-
lj В рассматриваемых условиях представляет сабой мгновенное значение
шгодиого тока в моменты прохождения через ееуль.
507
ние колебательной мощности (получаемой от обеих ламп кас-
када) к допустимой мощности рассеяния на аноде одной лампы
не превышает следующих значений: у выходных тетродов и пен-
тодов нз серии приёмно-усилительных ламп (бГПГК 6ПЗС. 6П9Г
6П14П) 0,8 н- 1,2, у тех же ламп, но в триодном включении —
0,3-н (3,5-ы 0,8 (последняя величина относится к лампе 6П9), у
выходных триодов той же серии (6С4С- f5H13C) — 1,6ч-2,2 и у
маломощных генераторных и модуляторных ламп (Г-807, ГУ-50,
ГК-71) — Ьб^З.
Для определения анодного напряжения следует обратиться
к семейству характеристик itt — иа выбранной лампы, относя^
щемуся к некоторому намеченному значению напряжения на
экранирующей сетке которое, если представляется
возможных!, целесообразно принять равным (/f0.
Если выбранная лампа является пентодом пли тетродом, то
не представляет труда установить положение точки пересечения
статической характеристики «,.= 0 и динамической характери-
стики разностного тока. Рассматриваемую точку В на рис. 8.28
следует расположить примерно в том месте, где характеристика
ис =0 после значительного искривления переходит в пологий
участок, приближающийся к прямой линии. Второй точкой, че-
рез которую проходит динамическая характеристика разностно-
го тока, являемся начальная рабочая точка .4 (С\о,О).
Рис. 8.28. Построения, связанные с расчётом двухтактного каскада, работающего
в режиме Bj (пример
Так как амплитуда разностного тока в режиме В близка к
максимальному значению анодного тока j(M{fiKr (рис. 8.28а), а
Unrf, — иа uaft, то колебательная мощность, получаемая от обеих
ламп, приблизительно будет равна площади треугольника
т. е.
2 2
Последнее выражение позволяет найти требуемое значение
508
(8.188)
анодного напряжения
B'tt0 ; г H1JJi*
Ч/ЛМ/ЛТ
(8 .1 89)
На этой величине UllQ можно остановиться, если соблюдаются
следующие пять условии; 1) 2) £Л0 <
3) Д,о > 4) p( x р^Пп и 5) p; uiiKcP^.
Для определения P T tfl?AZ предварительно находятся сопротивле-
ния нагрузки для разностного тока
ruil = (8.190)
^2.1;л*Г
и коэффициент использования анодного напряжения
£ .-— ^'(!ГЛ ~ cjQ цс? лшн (g+191)
^i{0 I'tiC
Если В > 0,637. то расчёт Ра ведётся по ф-ле (8.126), а для
; < 0,637 используется нижеследующее выражение:
, 1 . (t-’лГ tJ'tl AlKfi) Д(г7ЛТ
ll.Wf ~ Д' £;СА, АН1ЛГ ’ ” 4
(8,192)
получаемое из равенства (8,119),
При этом во всех случаях максимальное значение мощности
рассеяния на экранирующей сетке (одной лампы) определяется так:
р ^~Uni (8.193)
где находится из семейства характеристик Е, — /(wf( #д) как
функция = ис (в режиме vo^ = 0) и иа = uti
Прп несоблюдении хотя бы одного из перечисленных пяти
условии приходится в соответствующую сторону изменять ис-
ходные данный [Р^> С\о) или выбирать другой тип ламп. В
некоторых случаях оказывается удобным параллельное вклю-
чение в плечах каскада по 2—3 лампы, Тогда расчёт можно
вести так же, как и на одну пару ламп, но соответственно умень-
шая Р^_ о. тем, чтобы потом при окончательном определении по-
казателей многолампового каскада величины, относящиеся к
двухламнозо.му каскаду, ухшожать (токи, мощности) и делить
(сопротивления) па числе» ламп в одном плече.
R случае применения в каскаде триодов можно относительно
свободно варьировать положением точки В (рис. 8.29) т получая
ПРЦ —const ряд значений/.^0 + определяемых с помощью вы-
ражения (8 189), Из этих величин выбирается наиболее под-
ходящая, учитывая, что в первую очередь должны соблюдаться
два условия: £7,с к /э,/.„й„ > (расчёт ведётся
так же, как и для случая экранирпзанных ламп, т. е. на базе
выражений (8.190), (8.191), (8.126) или (8.192)].
509
Рис, 8.29. Пестрое]шя, связанные с
расчетом двухтактною каскада, раб»
та'сщеги в режиме Вг
Следующим шагом является определение наиболее подходя-
щей величины напряжения смещения. Для этого необходимо ди-
намическую характеристику АВ (рис. 8.28а и рис. 8.29) пере-
нести по топкам в систему координат — ia н к линейному
участку (рис. 8.286) провести касательную до пересечения её
с госью 0 — ие. Абсцисса точки Л и может быть принята за
искомое напряжение смеще-
ния, Так как вообще амплиту-
да напряжевия на сетке лам-
пы равна
ст 5=2 ~ t-4o> (8.194)
то для принятого значении
0 имеем для режима Bi
^‘ст =_ l^oj-
К заключительной части рас-
чёта относится уточнение вели-
чин Z/7n. U..rny с и и опреде-
ление Z^£> k.y
''<• 'V требу-
ется, то и Rr
С этой целью прежде всего
необходимо найти составляющие
разностного тока и ldtn-> с по-
мещью метода двух ординат. Пер-
вая ордината ?{, очевидно, равна
чт0 касается
может быть найдено из динами-
ческой характеристики анодного тока А'В (рис. 8.286), которая в
верхней части (при ие^ > -}- 0,51/в режиме В почти всегда
совпадает с динамической характеристикой разностного тока, откуда
следует, что м точно или приближённо равно i/0 Г( =-- f(uf0D —
= Ht’I.o + 0.56i.J').
На основании (4,21) имеем:
J, то сё значение также
(8.195)
(8.196)
1) Здесь предполагается, что при -- 0.5 Сг<71 лампа второго плеча уже
оказывается запертой. т. е. itI = . Это «.'’нйчает, что у второй лампы
при ие — — 0,5t;.w и ^C'ntl-y wtt^0i5 fpiic. У.28) анодный ток i(t равен
пулю, Если ток i{2 а- рассматриваемой точке не равен нулю и имеет значение
i то под /г, следует понимать разность iu iif где г\, есть функция
от и£ = !/(. qjj= -р 0,5 (''см н аа = L — uti ^,0.5,
510
При этом:
Е = Wo. (8Л97)
Для нахождения величин /л cpt /лт2, используются выраже-
ния:
г __ 1 г 2 . т 2 2Д5 * £„ . qq.
Ъ«гр ~^~ lzi j/r/ft'c” *//тЭ '.^у Ln ,иа«г9 1Уо)
нытекающне из равенств lljnt^ iaMaiie. (3-1 Ю), (8.177) и (8.184),
Расчёт остальных показателей уже пе представляет затруднений:
k
dm2 1 'dm3
• Jm
Р_
7( ~ р ’ ^<1
гцшпр
amp
rtO* л ср
(8.199)
<а
(8.200)
<Л™
— ^',iC ^нО,
? гр
Внутреннее же сопротивление источника разностного
в среднем может быть принято разным внутреннему сопротивлению
в промежуточной точке Вь отвечающей = иг05
т. е.
така 7?,
лампы /?,-й 5
1рис. 8.28 а),
d)_B <J,5
(8.201)
i <
Пример 8.4. Требуется произвести расчёт двухтактного мощно;о каскада
по следующим "аиншл: режим Bv колебательная мощность не менее 25 ып.
зноднпе напряжение не выше 400 е. отклонение крутизны равно -20%.
Заданным условиямt можно ожидать, удовлетворит лучевой тетрод 6ПЗС
r>Ott = 400 t%(}n — 300 <]' = 20,5 wji. ^-- 2,75 вт).
" Выбрав U п = 300 d, намечаем подходящее положение точки Б (рис. 8.2М
и определяем ес координаты: u(J _wuw — 60 t?\ ^.ч«Лг = 160 ма. Подставляя угн
значения в (8.1Ь9)„ находим
2Р о - 25
г “Г иа д<цн= п Гх ' = 373 /j.
1а.™« °'1Ь
Округляя до 400 г. получим с некоторым запасом Р -- 27 вт. Далее,
ucni.wn>3va выражения (8.190), (8.101) и ($Д26), узнаем, что riiff = 212Q o.*t
= -0.85 и Р„ А(1(ЛЧ.= 7.fi mi. Гэк как it Ии1К.- / ( MIJK^ = 25 ж,, то
I 300-0,025
ДГ ------j------= 1 'S8 а'"'
Для вгмечеывьи исходных величин условия L’ua «=, £-г(;.<;,,л. U.l!S < С!_,аиа’
11 удовлетворяются, следовательно,
такие величины можно рассматривать кпк подходящие.
Продолжая расчёт, определяем напряжение смешения с помощью построения,
приведённого на рис. 8.286. в результате получая = — 33 н и = 33 f>.
Дальше из графика рис. 8.28г; узнаем, что при <(г = п„0 г —
= _ ;}3Qr5-33 = — 16Д 6’ адшм ток равен it.( 0 -^ 81 лщ = й. Подставляя
численные значения iJt м..„, и й* в (8.195) и (8.1961. получаем 161 чй и
511
Для расчета остальных величин ксиольауем выражения (8.197) ~(8Л®мИ|
рнс+ 8.28а, получив танке результаты: - 340 а. с ~ 0,85. ж
In fP = 51 ад. !игщ 1X6 ма. ks 8,4%. Рлатр = ^*8 am, т( = 66%. Ка HIM
= 300 а«, 8,2 ло.ч* -/?/;/= 76 кол- И
При этом кпд с учётом потребления мощности экранирующими сётк^Л
оказывается равным: т1аэ = 63,3%. Применение же катодного смещения в пзияД
случае аполне возможно, так как — 400 0.023 = 9,2 вт значителен
меньше Ра&пп = 20.5 вгп>
Следует отметить, что при работе экранированной’ лампы я
режиме В постоянная составляющая тока экранирующей сеткй
изменяется в широких пределах. При отсутствии сигнала она,
имеет весьма малую величину 7я0, при номинальном уровнё
рассматриваемый ток, равный /и<?/м заметно превышает/5Й.
Если в цепи экранирующих сеток находится понизительное
сопротивление то при колебаниях уровня сигнала напря-
жение U..Q может значительно изменяться, что приводит к на-?-
рушению нормального режима работы лампы. При отсутствии
сигнала напряжение L>:^ оказывается завышенным, за счет чего
мощности рассеяния на диоде и экранирующей сетке могут ока-
заться выше допустимых, при максимальном уровне сигнала
зз счёт понижения выходная мощность оказывается ниже
помипальноГн
Для получения небольшой величпны ДЬ\0 допустимо]! не
свыше (0,05—0,1) U^, вмести сопротивления R^ при меняется
делитель напряжения R~Rf (рис, G.50) или отдельный источник
питания, который в ряде случаев одновременно используется
для питания ламп предварительного усилителя, с выходным со-
противлением для постоянного (точнее медленно изменяющего-
ся) тока, определяемым из условия
D _____^-<й0 ___
' 2(/,гр--Л0)
При использовании одного истопника питания с напряжешь
ем ий0 п общего на две лампы делителя напряжения его сопро-
тивления должны удовлетворять условиям:
откуда следует, что
512
Так, если Ua0 = 400 й. = 300 в. !лср^ = — =
4 4
= 6,25 ма (данные примера 8.4), 7^=2 яа и Д (До = 20 вг то
получаем R' = 3 ком. R=13 ком. При этом мощности, рассеиваемые
на сопротивлениях R' и R, равны Л = 3,5 вт> Р — 7 егп. а ток,
потребляемый экранирующими сетками и делителем при номинальной
выходной мощности, достигает солидной величины 35 уись
Естественно, что при работе каскада в режиме В н наличии в
цепи питания экранирующих сеток сопротивления или делителя
А1 — А\ необходимо применение блокировочного конденсатора СД1
шунтирующего промежуток: экранирующие сетки — общий провод.
Д/шлг/тшгесл'Мй расчёта двухтактного. каскада, работающего в ре-
мам Вь При аналитическом методе расчета, применимом только при выполнении
каскада на триодах, также удобно исходить из заданной величины колебательной
мощности Сам расчёт сводится к ныбору типа лампы, характеризуемой па-
рзметрамв P„,)nrt' ил и иногда величиной тока смещения /s (у ламп с
ограниченной эмиссией), и определению показателей С^о, гЛ0, Р7 MiMr, „пкс t£/uin.
{.•%, Е-^/л, Л\] и P/jQrfij» иа основе соотношений, установленных в п ,8,2.4.
При выборе типа лампы ^ожно исходить из тех данных, которые были приве-
дены в начале рассмотрен ня графического метода расчёта для случая режима Вг
Диодное же выражение в принципе следует выбрать наиболее пысокое, учитывая
трепел, установленный для данного типа лампы и соображения относительно
с добегая питания.
Сопротивление нагрузки для разностного тока может быть найдено аналитиче-
ски из выражений (8,135)
г _ п. I । Л[ _^|Гггц^г<^~. _ 1 / 1 | Опп)
+J/ J 1 J ‘ '
Эта величина rltli является подходящей, если максимальная мощность рас-
сеяния на аноде не превосходит допустимое значение.
Как было показано» определение Р(1 ,1ал.е ведётся различно в эшшснмости от
того, меньше пли больше своего критического значения r3d<, определяемого
через вы; аженне (8.141J, Поэтому, если ritli превышает 1,75 ft, то Ры uaw, рас-
считывается по ф ле (8.126), а н случае соотношения rwj 1,75 ft используется
выражение (8.142)
Например, если требуется получить колебательную мощность Р^ = 15 ет,
то подходящей лампой окажется триод 6С4С. у которого ра/}/)П=? 15 sm,
lja t'kni ~ 360 ft, ft - 840 txu (при ис = 0). ил 30 « п и = 4,15, Выбирая =
=Ult =- 3,j0w и подстанлвя язнестные данные в (8.202), напучим riJt1 1500 ш*.
Так как rad 1.75 ft = 1470 олг. то РЛА{1 с следует находить по ф ле (8.126),
что даёт Рниг1лт = Й,75 ат < P(t ciOn, значит, на вычисленном значении гг1^ —
— 15СЮ ак можно остановиться. При этом остальные величины, характеризуют не
режим работы, найденные по ф-лам (8.116)» (8.117)» (8.132) — (У. 134). (8.135),
(8.1501 и (8.151), оказываются следующн.чш I— 141 лад, С;|?7Г = 212 е.
f .= П.643, *,=50,5%, U(.c~—80s, Ue f7I ——80s, Krt 2,65. -= 45.на, Р,ЮШЛ> «
= 32 вт.
З-й вариант. Режим В?< В режиме В5 возможно достигнуть
наибольшего непо.’н>завання мощности рассеяния на аноде лам-
пы, выражаемого 7Ja Однако это отношение не всегда
составляет 300%, но в большинстве случаев его максимально
возможное значение заключено в пределах 0,6—L Вместе с тем
в режиме В<, обычно удается получить : порядка 0,9» поэтому,
33^-237 513
как видно из (8.127), допустимая мощность рассеяния на аиоМ
и колебательная мощность практически находятся в следующей
соотношения:
^>(0,25-0.4)/^ (8.2Л
которое и может быть использовано для выбора типа ламп; F
Графический метод расчёта двухтактного каскада, работаю*
щего в режиме В?. После выбора ламп, выполняемого на основ®
соотношения (8.203). определяются положения точек В и $
(рис. 8-28о н рис. 8-29), лежащих на динамической характер^,
стике разностного тока. Если выбранной лампой является педо'
тод или тетрод, то, естественно, намечается некоторое значение;
напряжения па экранирующей сетке.
Установление расположения точки В ведётся в общем так
же, как и в случае режима Вь с топ лишь разницей, что wr valfC
теперь уже больше нуля. Самой величиной ис Malic здесь пряхеь
дится задаваться, исходя из того, что при более высоком зна^1
ченип ис для получения определенной величины Р — потре-
буется более низкое анодное напряжение СЛ0 или при С'\;0 = const-
возрастёт однако в этом направлении не следует идти очень
далеко, так как максимальное значение сеточного тока
быстро растёт, что связано с заметным усложнением предико-
нечпого каскада. Кроме того, здесь надо считаться с тем, что в
области высоких значении сеточного напряжения, особенно при
низких а иодных потенциалах, заметно снижается крутизна ха-
рактеристики = f(uJ , что сопровождается ростом нелинейных
искажений. Положение же точки Л определяется величиной толь-
ко анодного напряжения U^t которое может быть найдено из
(8.189). Наряду с этим возможно исходить пз определённой ве-
личины LFrj0 с тем, чтобы найти и uaMltil> используя ра-
венство (8.188) J).
Установленное положение точек Л н ZJ приемлемо, если в
общем случае имеет место соблюдение следующих семи условий:
1) С- 2) с;п <Т'3(?ОЛ. 3) un0>tz0,
4\ Р - ' 7J 5) Р ' Р 61 Р .Р
т/ ' а .члкс •• ' 4 rttin* ' Э.ЧвХС \? 4 € 2 4’ГМЛ*
О Maftf "А J? rforr
Последние два условия не всегда принимаются во внимание;
дело в том. что допустимая мощность рассеяния на управляю-
щей сетче известка не для всех типов ламп, а /г;,/шможег быть
задано только в том случае, когда уже заранее 'выбраны лампы
для предо конечно го каскада пли учитываются какие-либо дру-
гие соображения.
) При Р.ъ = согМ выражение (8-I&81 представляет собой не что иное, как
уравнение гипср'олы хи = — а, где а = 2Р_____ при расположении начала коор-
динат п топке Л-
514
Расчёт величин rutl, 5» PajitiJKC к здесь ведётся так же,
как к в варианте 2а [ф%ты (8Л90), (8.191), (8.126), (8.192) и (8.193)].
Расчёт же Рс vtu.c требует предварительного определения м Urm.
Наиныгодвейшая величина находится так же, как и в расчёте
ио варианту 2а, т< et посредством переноса динамической характе-
ристики в систему координат ис — v (рис, 8.28), a Ucm определяется
из выражения (8.194), Далее, но графику на рис, 4.17 находятся
коэффициенты я0 и д± как функции косинуса угла отсечки cos ft =
= Urm. При этом амплитудное значение первой гармоники
сеточного тока и мощность рассеяния на управляющей сетке ока-
зываются равными следующим величинам:
‘7 *ь (8.204)
, = (8.205)
(8,206)
Расчёт остальных величин: lJn„ /dmS, UIM, ?, Р_. Iai;p, 1^,
k., Pftt)TJlp> 'i, и KfJ производится так же, как и в варианте 2а.
Пример 8.5. Требуется рассчитать двухтактный мощный каскад, исходя »
из следующих условий: режим В3, колебательная у.ощпют. не менее 5 лш.
анодное нинряжеггие не свыше 6 л/?, максимальный ямпульс сеточного тока
z=3D0 л/а, разброс по крутизне н- 15%.
Гснератириьк4 и модуляторные лампы, работающие при анодном напряжении
5-6 кл, представлены тинами ГМ-JOO (Pl{ tiiin = 1 awzt), ГУ-513 (PfJ #оп = 2.5 кем),
ГУ-5А (Prt(b>rt=3,5 awi) и другими более мощными. Так как для получения
чадалпсй мощности Л^ = б согласно (У.203\ требуются лампы мощностью
рассеяния па аноде (0.25—0t4) U25 — 2 awh, то можно было бы
взять триоды типа ГУ-5Б Однако мы остановимся на выборе более простых, не
требующих принудительного воздушного охлаждения триодов типа ГМ-100, вклю-
чаемых по два в одно плечо. Тогда колебательная мощность, которую необхо-
димо получить от двух ламп, составит 2,5 w/н.
По заданию Ьглл пе должно превышать 6 кв. но у триода ГМ-100 Ua —
=5 Ke/, и мы выбираем наибольшее возможное значение 6%,—5 аз с тем, чтобы
получить наименьшие величины импульсов анодного н сеточного токов.
Для определения положения точки & задаваясь рядом значений иа; 0, 250 #
500 ю . . н пычнеляя соответствующие им величины встроим гиперболу по-
стояли ой колеба тел ы гои мощности
(^Л/Г|~ _ j
— ---------------- — 2.D Atf/fr—CO St.
li
Эта гипербола представлена кривой A-f/V па диаграмме режима работы
(рис, 8.30). Пз возможных вариантов расположения точки В на гипербо-
ле ALV зыбярзеы такой, чтобы получить отноентежже небольшой импульс сеточ-
ного тока wat' при достаттио высоком использовании
анодного напряжения, Эти требования удоалетаоршотся< например, при таких ко-
ординатах: нг,Ий^=225 6i, G75 а к % ннкС=Н50 ^at при этом импульс
сеточного тока ic лш,г-=125 .»ад не рыходит за рамки допустимого значения
— /г-*,„=300.2=^15 о Лй.
’) Напряжение 1.',.а здесь, как и прежде берётся ие по абсолютной величине.
33* 5J5
В выбранном положении точки Й имеем—£7,^=4335 а, £—0.665. г,=0,68,
^Ajo .ww 43'25
4» w? J Ф15
= 3750 ом
и
5(№
°мак' ~ - ~ 3.14“ 3750 -67aS'"
г* е Рд jf0hx< P/i Лдл—1000 bj?i,
Напряжепнс Цо« определённое графическим методом, поясняемым построение»!
на рис. 8.28, составляет—250 #t при этом /itn= 12G ма и
Ucjm = маке- — ^Лв = 225 — (—250) == 475 «г.
Рис. 8.30. Построения, связанные с расчётом двухтактного кагкада.
рабйтак.»гцего п режиме В2 (пример 8,5)
Расчет ‘величин 1сгп> и*.г>.г и приеденный с помощью ф-л, (S.204J—
Г8.2ОД п графика ’к<1 рис. 4J7, лает следующие результаты: cos”0,527
^ = 0.210, 3j = 0.335, Ц;т = 48 же, /еср 26 ча, ^^—5.6 вт. Так
как Рс кшпс для ламп ГМ-100 неизвестна, та сделать заключение о состоянии
режима работы управляющей сетки не представляется возможным
516
Расчет остальных показателей, рыйо-тняемьгй так же, как и в примере 8.4.
показывает, что i2 = <д05 0,5 tdiMUK1,( поэтому O™^r^0№/rfmt я= 0. л
уточнённые величины илт, с, Р^ и остаются ранными приближённым значе-
ниям. Далее, получаем 7в<д = 366 ми, Iatttn=245 лга, /^.«=73,5 ^^,=6,4%
Pltomp = 3660 л/л. Ки = 9j и, наконец, pi£j = 7?, — 3800 олк
Найденные величины относятся к двухламповому каскаду. В полном же
составе четырех ламгт некоторые показатели соответствен ио изменятся и примут
такие значения: =2-2,5 = 5 = 2 3,Б6 7;32 кат, /ла = 2120=
-220 .ид. /пер—0,732 a, iCMlirtC =- 2-125 = 250 .«а, lcrp = 52 лшг [<тп = 96 ма,
- rJ — 3750: 2 = 1875 ait и Ri(t = 3300 s 2 — 1900 ач яря сохранении величин
l'dfri — 4325 егф — 225 е, Uim = 475 е, = 9,1 и пр.
Аналитический метод расчета двухтактного каскада, работающего в ре-
щ.име £0. Особенностью этого метода1) является такой выбор данных каскада,
при котором достигается максимальное использование ламп по мощности при нап-
ои лее экономичном питании к возможно низком анодном напряжении.
Режим максимального использования ламп характеризуется реализацией пра-
ктически наивысших значений ко?ф[шшента использования анодного напряжения
г — 0,9 коэффициента использования по току насыщения
г<7 макг
(8.2071
и, наконец, коэффициента использования допустимой мощности рассеяния на аноде
р
1 rJ .«<?«<
Ра дол
(8.208'1
Используя ссютяошеняя (8.126), (8.127) и (8.145) и принимая
что
I ' * / ,г
«-'/rf/ZE о <- ,н)
rnd = . =; -
*dfff 1Н <Ч/АГ
можно получить следующие выражения, связывающие параметры
зателями режима работы каскада:
—Л *.2
Л
~ j .7 М</№ '
-2- Р
, , * ;/ ЯГ/КГ
ё //(] — : Г
01 яаке
, 0;
ft ё (1 £)
вс внимание,
(8,201»)
лампы с нокя-
(8.210)
(8.2111
(8.212)’
Формулы (8.207)—(8.212), а также условия ё^0 :^.
i < /j и п 1 позволяют определить три любых показателя из шести (£.
11 « р—'> ПРН условии, что параметры лампы (PUJi.,KL. /...
ё'лг^г, Я, и p-J известны.
Например» н случае выполнения каскада на триодах ГМ-7и 125
=- 0,8 i7. Ua lfnrt—- 1500 г?, A’,. = 1500 o.i< и * = 6,7) н режима паиболывег о
исп ОЛЫ! опа вин следует принять Р им^=Ра — 125 tsm. 1а — <А 8 Т1
J) В напболее ззкогтченном виде аналитический метот расчёта двухтактного
каскада на триодах, работающего и режиме В, был разработан И- Л. Везладно-
пшт [4|,
517
с и О,9, Подставляй эти величины в (в.210)—(8.212}, узнаем, что Р^ = 500 едя
£/да 1400 я и I -рдМ—8.58, откуда следует, что л = 0,88. 1
Так как коэффициент напряжённости режима оказался меньше практически
минимально допустимой т’елннниы п ~ 1, a < Ua w принимаем во птоЯ
ром варианте Llttn — UtJ = 1500 & полагая »ЛЛЛХГ неизвестными. Расчёт покаЯ
зываег, чти теперь уже ^&M{{Ke=Q^ 74 ап 1,05; при этом Р^ сохраняем
прежнюю величину 500 так как £ не было изменено. 1
Выбор для £ меяыиен нолнчилы, чем 0.9, крайне нежелателен, так как этет
будет связано с уменьшением не только <, но и Р^.. Тем не менее иногда (на-*]
пример, яри необходимости повышения п с целью уменьшения максимального
значения сеточного тока) приходятся выбирать 3 н несколько меньшим.
После определения всех лелииня. входящих л выражения (5.209)— (6.212),
расчет прочих показателей Uitnj1 га^ Ue^t х^(М„кс, «м w.4, выполняемый
no ф-лдм (8.150). (8.151), (8.209) и некоторым другим, не представляет никаких
затруднений. Для нахождения же мзкепмальпого значения сеточного тока мажет
быть использован > выражение (8.149), однако здесь надо считаться с тем, кто
численное значение коэффтьшента а огно птельно постоянно для одного какого^
либо типа лампы, по сильно отличается- у ламп различных типов (у модулятор-
ных триодов—ГД1-70, ГМ-100 и др. а~-0/2- 0,4, у <прзйм» триодов—Г-431. ГУ-56
и др. u=0r6-I|. Поэтому <Д(ЛЪТ- есЛ1г эго предетапляется еозаюжшлм целесо-
образно определять из семейства характеристик лампы как функцию Kti!Ni
umw При этом определение показателей Iwhr/i » Л’и.чкс ^Д^тся так жеу
как и з'Бзрпаиге За.
8,2,8, Расчет параметров выходного трансформатора
двухтактного каскада
Расчет параметров трансформатора при работе каскада я
Расиме А, Эквивалентная схема двухтактного каскада, показан-
ная па рис. 8.21, была получена из схемы па рис, 8.205 путём
перечисления сопротив-
лений из вторичной
цепи на половину пер-
вичной обмотки с Чис-
лом витков, равным
к\/2. Если же нагруз-
ку отнести ко всей пер-
винной обмотке, напря-
Рнс. 8-31. Эквивалентная схема двухтактного
каскада, работающего на активную нагрузку в
режиме А
жение увеличится
вдвое, а сопротивления
в четыре раза, при
этом индуктивность
первичной обмотки, состоящей из Wj витков, и индуктивность
рассеяния будут равны Л( и L. т как показано на рис. S.31.
Сходство эквивалентных схем двухтактного и однбтактпого
(рис. 8.13) каскадов позволяет сделать заключение о том, что
расчёт параметров выходного трансформатора двухтактного
каскада, работающего в режиме А, в принципе ведётся так же.
как и в случае одиотактпого каскада.
518
Практически здесь используются выражения (8.69)—(8-83) при
замене в них Ucm па 2 Ucm. Uaffit на 2 t’O7n, rn на 4 гй,{ н на 4 что
ь обусловлено частичным различием обозначений в схемах на
рис. 8.13 и8,ЗР). Кроме того, ввиду отсутствия в двухтактном каскаде
р.’шяння питающих цепей на ход частотной характеристики в соот-
ветствующих выражениях принять — A'lK/i — 1 я Alw = Л1Гн
Расчёт параметров трансформатора при работе каскада в ре-
ысадВ. Расчет параметров выходного трансформатора и здесь
наполняется аналогично случаю однотактпого каскада, но с учё-
I--JM различия обозначений на рис. 8.32 и 8,13,
Очевидно. что сопротивление нагрузки для разностного тока
выражается так:
:i кпд трансформатора равен
V
Из (8.214) находится
каяЭДлщиент трансфор-
мации
/| =
Х'1 Г
(8.215)
К п д т ра нсфоргк 1ат ора
= (8.213)
Ркс. В.32. Эквив^ентная схема двухтактного ка-
скада, работающего на активную нагрузку в ре-
жиме 3
Г, С Цыкни [891 реко-
мендует выбрать порядка
0.84—0.98 при 10 вгпС
< Л < 100 ет, 0,92 —
— 0t96 при Р2 < 1 кеш,
0,95—0,98 при А< Ю кет и свыше 0.97
при Р3 - 10 кет.
Из (8.213) и (8.214) находится общее сопротивление обмоток
г°=т + гт~-(1-Ы^ (S.216)
2 4 л*
Затрата меди па изготовление обмоток получается наименьшей
при
(2 - V2) г0 и -р- = Щ2 - 1)г0.
2 4 гг
Используя эти соотношения |89j, а также равенства (8.214) и
(8.216), нетрудно получить формулы для расчёта сопротивлений
обмоток:
^ = 1,172(1-^)^, (8.217)
гЛ — 1,656 л2 (1 — г,- )гд/У — 0,414 —~ /?о. (8.218)
*) Зкго замечание итн'>сятся и к остальному материалу и. 8.1.5.
519
Далее находятся величины и
аналогичных (8.58), (8,60)ч (874) и (875):
М- _ кг
А о — — л <|г ~ Д0 п Г(р
выражений!
(8.219J|
(8.220)]
(8.221)
(8.222)
ф-ле (8,68),
Рис. 8.33. Искажен? формы кривой вьь
ходпого напряжения каскаду, работающее о
в режиме В за счёт влияния иидукткВ’
тюстл рассеяния
А
4 p 4 D
j f\9Mj л А з к в n
1 s^j/^SF
При этом частота верхнего среза определяется по
а индуктивность рассеяния между половиной первичной обмотки
и вторичной обмоткой рассчитывается следующим образом:
f Rid+rad (Яьггб^)Г 1
Lsn = — = -------Щ=“Г----~ * (8723)
Z <. /л
Выражение (8,223) позволяет установить верхний предел ве-
личин с точки зрения недопущения частотных искажений
выше заданных. Наряду с этим приходится считаться в с другим
верхним пределом индуктивности рассеяния, определяемым че-
рез допустимый уровень нелинейных искажений. Дело в том, что
в случае работы ламп с отсечкой тока при наличии индуктив-
ности рассеяния периодически возникает переходный процесс
происходит увеличение длительности импульсов анодного тока,
что приводит к изменению
формы кривой выходного
напряжения [66г 70, 94]. Ис-
каженное выходное напря-
жение (при синусоидальном
входном), форма которого
показана на рис. 8.33, со*
держит ряд нечётных rap-
мои ик.
Рассматриваемое явле-
нно с повышением частоты
становится более заметным,
однако на основных часто-
тах, приближающихся к
гармоники выходят за пределы рабочего диапазона и не пред-
ставляют интереса. Соответствующий коэффициент гармоник
может быть определён из выражения
(8.224)
'Orf -г Gzrf
где о/ — основная частота сигнала.
520
Для уменьшения уровня нелинейных искажений наряду с вы-
бором относительно малой величины Lsn целесообразно исполь-
зование ламп с большим значением внутреннего сопротивления,
з также применение отрицательной обратной связи, берущей
своё начало от вторичной обмотки трансформатора. Наряду с
этим возможно выполнение двухтактного каскада по более спе-
циальным схемам (56, 69, 89].
При выполнении электрического расчёта трансформатора до-
пустимое с рассматриваемой точки зрения значение L^„ нахо-
дится из выражения (8.224). в которое в качестве ю' следует
подставлять -у-1
3
задаваясь величиной
kr порядка 0,03—0,07.
Пример 8,6. Требуется произвести расчёт параметров выходного транс-
форматора двухтактного каскада, работающего в режиме В* по данным примера
8+о (/?!-/- 1,9 км, rtr<-j= 1,575 каи, Ка= — 93), исходя пз условий: ]ti-~
=50 ггц 10000 гц. /4 fyo=//d “ 0.5 ОД, 12 ол# я т|Г = 0,96.
Расчёт параметров производим по ф-лам (8.215), (8.217)—1Д224), получая
кие результаты: ______________________
„= 1/ = 1/ 12
&1! * 4г^<т1Г * 41875 0,96
=С\ 0408,
Г1=1» 172 (1—Т|Г) Gj= 1 172(1—D,96)-1875-88 о.я,
1—1—0,96
л,=0, 414------Я.-0,414---------• 12-0,207 с.м.
" 0,96
/<(, = ~~ = К„ гг Il7. — 9,1-0,0408 0.96=0.357.
+ a 9 J _ (1900j-441 -( 187,5— 44)
R^-r^ ~ 1900—1875
Ar=/,f }/ Л1®—1 =501 1,062-1 = 17. 3 гц.
4A*Jr™„ 4 945 p.,_
L. 7 — ‘ 1 —- 1_ 6 j 4? H .
2т; fJu: 6,28-17,3
Дал&ъ находим значения L^rt, удовлетворяющие условиям допустимых час-
тотных и нелинейных исксжпшй, выбран k =0д?7:
ЛГ;—1 (1900—1В75) Т'ТдГб^—1 '
= 2 Г/7' 6.28J0000 =0.0^1 г«.
3{А’л/Ч-гл</) 3 3755-0.07
1- л =-------------’— ---------------—0,0315 г^г.
О,4-2-^ 0.4-6,28-19000
В качестве исходной в.-личниы для конструктивного расчёта трансформатора
следует взять наименьшее из нм пленных значений -(^014 при которой!
При расчете параметрон трансформатора двухтактного каскада за счет
отсутствия постоянного подмагничивания частотные искажения, в особенности
на нижних частотах, можно выбирать значительно меньшего уровня по сравне-
нию с однотактным каскадом-
521
коэффициент рассеяния, определяемый как отношение 1.^ к 0,25 f-ъ состав
иляет 0,0024; для ко.тучеыяя столь малого значения яи придётся примешиШ
особые конструктивные меры (89!. Jr
Следует иметь также в аяду. что окончательные значения как так яя
.Ц уточняются при конструктивном расчёте трансформатора (см. пример 8,9). 1
§ 8Л, ПРЕДОКОНЕЧНЫИ КАСКАД УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
8.3Л, Требования, предъявляемые к предоконечному
каскаду усиления мощности
Мощный пред оконечный каскад предназначен для возбуж-
дення каскада усиления мощности второго рода (см. § 1.3).
Известно, что оконечный каскад усиления мощности второго
рола может быть выполнен как по одпотактной, так и ло двух* I
тактноп схеме при работе его в режиме соответственно Аг или А£: '
н Вз. Практически, в подавляющем большинстве случаев кас-
кад усиления мощности второго рода является двухтактным и
работает в режиме В*. Значительно реже встречаются одногакт-
ные каскады усиления мощности второго рода, работающие в
единственно возможном для них режиме — А2.
Роль выходной па гр узки для лредокопечггого каскада играет
входная цепь оконечного каскада, условия работы которой характе-
ризуются амплитудным значением напряжения 2U{,tl (пли и
максимальной величиной импульса сеточного тока J 1Г Ч/мт (или i( ,^ЛД
В соответствии с этим, мощный предоконечныл каскад должен быть
рассчитан на получение в его выходной цепи напряжения 2 (Ue„t)
и импульса тока z .ew К-Произведение ИД. ,„й„
можно рассматривать как условную выходную мощность или.
во всяком случае, как величину, которой пропорциональна вы-
ходная мощность предокопечиого каскада.
В отличие от обычных каскадов усиления мощности к пред-
(конечном у каскаду л./н^ъя£?ляется агецифипеское требова-
ние — небольшая величина выходного сопротивления перемен-
ному току rnst4Xt что важно с точки зрения получения достаточ-
но низкого уровня нелинейных искажений.
Действительно, в условиях работы на вентильную, т. е. нелиней-
ную нагрузку, которую представляет собой промежуток сетка—ка-
тод оконечной лампы, работающей с сеточным током, напряжение
на выходе предоконечного каскада в моменты t(1=0 (рис. 2.5)
будет равно некоторой эдс —ErfU sin ft а в другую часть пери-
ода, когда 1Г - 0, оно получится меньше, чем на величину’ па-
дения напряжения на выходном сопротивлении rn !thcx> т. с. при
ic 0 имеем
ее~ ГпмК (8.225)
Естественно, что уровень нелинейных искажений, возникающих
за счёт вентильных свойств нагрузки, возрастает с увеличением
522
»тносительногт) „сжатия” верхушки синусоиды, равного
Г/г gux Лале rft яыа* I? мшсе
(8.226)
Рис. 8.31. Схема однотактного транс*
фэрматорного предок-энечного каскада
мощного усиления
что и вынуждает принимать меры к уменьшению гпвил.
Наряду с этим прсдаконечньш каскад должен обладать так-
же и малым сопротивлением постоянному току 9 для того, что-
бы напряжение смешения па сетках ламп оконечного каскада
существенно не зависело от величины среднего значения сеточ-
ного тока, в свою очередь, связанного с уровнем сигнала.
Кроме того, четырёхполюсник связи между лампами пред-
оконечного и оконечного каскадов, при наличии па его входных
зажимах высокого постоянного напряжения (по отношению к
общему проводу), должен задерживать это напряжение подоб-
но разделительной цепи CtJ?r
и реостатном каскаде.
Перечисленные требова-
ния: небольшая величина
•выходных сопротивлений для
переменного и постоянного
токов и наличие свойств раз-
дел птельной цепи — легка
удовлетворяются при транс-
форматорной связи между
лампами рассматриваемых
каскадов.
Действительно, в случае.
трансформаторного предо-
конечного каскада усиления .исицноста, простейший вариант схе-
мы которого представлен на рис. 8.34, выходное сопротивление
чля переменного тока, определяемое из выражения
Йнил = ^«ЧгргтГ2, (8.227)
где Rif} — внутреннее сопротивление лампы прсдокояечного каскада
Лп1 ??. = и, наконец. гг п г2 — сопротивления обмоток транс-
форматора, соответствующим образом может быть получено неболь*
шой величины.
Выходное сопротивление постоянному току, равное сопротив-
лению вторичной обмотки трансформатора, здесь также не пред-
ставляет труда сделать достаточно небольшим. В то же время
трансформатор обеспечивает отсутствие связи по постоянному
току между анодной и сеточной цепям ламп предокоиечного и
оконечного каскадов,
ДругИхМ возможным решением является применение дроссель-
ной связи между лампами каскадов. Однако при обычной схеме
дроссельного каскада выходное сопротивление постоянному то-
vj Точнее, малым сопротивлением для весьма медленно изменяющегося тока.
523
куФ равное получается чрезмерно большим^ снижение вели-:
чины этого сопротивления может быть достигнуто путем заме-
ны сопротивления Re еще одним дросселем, ио это конструк-
тивно неудобно и на практике не встречается. Другим возмож-
ным решением является включение дросселя п самой нагрузки
в виде промежутка сетка — катод оконечной лампы не в анод-
ную» а в катодную цепь лампы, при котором отпадает необходи-
мость применения разделительной пели CeRe (рис. 8.35),
Выходное сопротивление переменному току каскада по схеме
рис. 8.35а практически равно внутреннему сопротивлению лампы
Г„ = Я.„, (8.228)
0}
Рис. й.Зз. Схемы сынотактныу, дккеельных предоконечиых каска-
дса мощного усиления: с—е полажен сигнала в непь сетка—катод.
г5—кагоднет о повторителя
а в каскаде—катодном повторителе (рис. 8.356) составляет до-
вольно небольшую величину
г„ - (8.229)
Н-.% Л л
При этом выходное сопротивление постоянному току у обоих
каскадов оказывается меньше, чем Rs. — гъ “ сопро-
тивление обмотки дросселя.
Следует отметить» что при питании сеточной цепи от выпря-
мителя за счёт прохождения сеточного тока оконечных ламп
при сильном сигнале выпрямитель мож£т оказаться запертым,
что, в свою очередь» приведёт к возрастанию напряжения сме-
щения сверх нормальной величины. Во избежание этого недо-
пустимого явления следует предусматривать нагрузку выпря-
мителя на балластное сопротивление- потребляющее ток, не-
сколько превышающий постоянную составляющую сеточного
тока оконечных ламп.
В предокоиечных каскадах усиления мощности в целях по-
524
лучения небольшого выходного сопротивления обычно приме-
няются трёхэлектродные лампы, исключение представляет ка-
тодный повторитель^ в котором вполне возможно использова-
ние и экранированных ламп, правда, по несколько видоизменён-
ной схеме, рассматриваемой ниже (в п. 8.3.3).
Несмотря на то, что- в однотактном предокояечном каскаде
в принципе возможно использование как режима Аь так и А.ч,
но па практике so всех вариантах выполнения предоконечного
каскада усиления мощности находят применение исключительно
режимы работы без сеточного тока для того, чтобы не услож-
нять устройство соответствующего предшествующего каскада.
При относительно большой величине выходной мощности,
потребляемой от предоконечного каскада, наряду с режимом Ai
используется режим Bj- главным образом при дроссельной свя*
зп с оконечным каскадом.
Перейдём теперь к более подробному рассмотрению особен'
постен предоконечпых каскадов с трансформаторной и дроо
сельвой связью,
8.3.2. Трансформаторный предоконечный каскад
усиления мощности
Ойщие сведения. Схема однотактного трансформаторного
предпкопочного каскада, возбуждающего также однотактный
оконечный каскад, лапа на рис. 8.34. Схемы трансформаторных
пр ед о конечных каскадов, предназначенных для возбуждения
двухтактных оконечных каскадов, приводятся на рис. 8-36 и 8 37
Pile. 8.3В. Схема нняерснопл трансфор-
маторного щтедакжечшго }<жкс)да уси-
ления мощности
Рис. 8.37, Схема дзухтактного траяг-
ф<1рм&'горногк> преаокпнечно! а ^каскада
усилен I: я мошносгв
Назначением шунта во вторичной цепи /?wa как обычно, яв-
ляется ослабление влияния паразитной обратной связи через
проходную ёмкость ламп JJ, выравнивание частотной характе-
ристики в смятчепие вредного влияния индуктивности рассеяния
525
междулампового трансформатора. Улучшения. получакициесЖ
при введении шунтирующего сопротивления, становятся болйИ
заметными при уменьшении /?te, однако одновременно растай
выходная мощность предркопечпого каскада, что ограничиваем
возможность выбора сопротивления слишком малой ведгаВ
чины. Практически можно считать приемлемым такое значения
7?щ1 при котором возрастание выходной мощности вредоконёц»
него каскада не превышает 15—30%. Вместе с тем следует иметм
в виду, что при соответствующем выборе данных предо конец Л
него каскада, особенно междуламлового трансформатора, и прЛ
наличии обратной связи, охватывающей оба каскада, можно?
вообще отказаться от применения шунта во вторичной цели,
К достоинствам трансформаторного предоконечного каскада
усиления мощности относятся:
1. Высокая чувствительность; напряжение па входе каскада
обычно оказывается сравнительно малой величины, особенно
при небольшой выходной мощности,
2. Простата выполнения питающих цепей; катоды ламп пред-,
оконечного и оконечного каскадов могут находиться под одина-
ковым потенциалом, что облегчает питание ламп, особенно,,
если используются местные ист очники постоянного тока я лам-
пы с катодами прямого накала.
3. Возможность использования ламп с разнообразными ве-
личинами параметров; к лампам, используемым и рассматри-
ваемом каскаде, не предъявляется определённых требований к
значениям отдельных параметров, например, внутреннего сопро-
тивления, максимального значения анодного тока при /<—6 и
пр., так как эти требования могут быть удовлетворены за счёт
использования известных свойств трансформатора: трансформа-
ции тока, напряжения и сопротивления.
Наряду с этим трансформаторному предоконечному каскаду
усиления мощности свойственны такие недостатки:
I. Сравнительно высокий уровень нелинейных искажений, что
объясняется возрастанием полного выходного сопротивления
каскада в области верхних частот благодаря влиянию индук-
тивности рассеяния междулам нового трансформатора.
2. Сложность конструкции междулам пои ого трансформатора;
для получения достаточно низкого выходною сопротивления»
*гто важно с точки зрения снижения уровня нелинейных иска*
жений, трансформатор должен обладать небольшими величина-
ми индуктивности рассеяния и сопротивлений обмоток; а это
связано с усложнением конструкции и увеличением размеров
трансформатора.
3. Низкий кпд; в целях недопущений высокого уровня нели-
нейных искажении при не очень сложной конструкции транс-
форматора обычно находит применение только режим А.
4, Отсутствие свойств минимально-фазовой цепи в области
верхних частот, что так же, как и поп использовании транс-
526
фзрматорного каскада усиления напряжения, затрудняет полу-
чение в многокаскадном усилительном устройстве глубокой сб-
р аг ной связи при достаточных запасах устойчивости.
5. Относительно большое потребление постоянного тока от
источника смещения ламп оконечного каскада, через который
протекает постоянная составляющая сеточного тока оконечных
тамп; ввиду этого требуется сравнительно мощный источник с
небольшим внутренним сопротивлением.
Отмеченные недостатки значительно сужают область исполь-
зования трансформаторного предокопечного каскада. Практи-
чески такой каскад целесообразно применять в тех случаях,,
когда при относительно небольшой выходной мощности тре-
буется максимальная простота, н частности, выполнение усили-
теля с наименьшим числом ламп и источников питания, при не
ичеяь высоких качественных показателях.
Переходя к рассмотрению соотношений, описывающих поведение
настоящего каскада и позволяющих производить его расчёт, мы бу-
дем исходить из того, что схема того или иного варианта отвечает
рис. 8.34, рис. 8.36 или рис. 8.37, в качестве ламп Лп использу-
ются триоды с параметрами Ri?;, ur/?, и^ап н Р„)г()Гг, работаю-
нше в режиме Аь а показатели оконечного каскада представлены
величинами и h- i^r-
Так как интересующие нас соотношения зависят от вида схем
сопрягаемых каскадов, то рассмотрение удобно разделить на
три случая их сопряжения:
1. Оба каскада выполнены по однотактяой схеме.
2. Прело конечный каскад выполнен по инверсной схеме, око-
нечный — по двухтактной.
3. Оба каскада выполнены по двухтактной схеме.
Первый случаи. Пред&кънемный н оконечный каскады
выполнены по од пота кт ной схеме. Основными показателями
мощного пролоконочного каскада являются коэффициент гар-
моник k.^ выражающий уровень нелинейных искажений, выз-
ванных вентильным характером нагрузки со стороны сеточной
цепи лампы оконечного каскада, колебательная мощность
а коэффициент анодной нагрузки
= (8.230)
ГН Ш V
Для определения отмеченных показателей в интересующем
нас случае обратимся к эквивалентной схеме прсдокояечного ка-
скада для средних частот прн перечислении элементов, находя-
щихся в первичной цепи, во вторнчтто цепь (рис, 8.38). В этой
схеме под тс понимается эквивалентное сопротивление нагрузки
со стороны сеточной цепи лампы .7, равное следующей величине-
гг = -^. (8.231)
V ЛГ«.'СГ
527
(8.23:
Для дальнейшего окажется удобным «вести в рассмотрен
сопротивление нагрузки
р = -
®в i+'Л
Выходное сопротивление предоконечного каскада (перемен!
ному току), представляющее собой сопротивление цепи, распо?
ложечной левее точек с'—О', равно следующей величине:
(8.233)
каскада:
искажу
нин следует досигваться уменьшения
Рис. 8.38. Эквивалентная схема однотактного
трансформаторного каскада усиления wom.no-
сти |для средних частот)
г - n*aj rJRg
" В“Л Rinn2 -I- -г г- +
а при отсутствии шунта, как уже давалось в (8.227),
ГПВЫЛ = + пл2 + гг*
При рассмотрении режима работы предоконечного
было отмечено, что для снижения уровня нелинейных
выходного сопротивления.
Выражения (8.227) и;
(8.233) покалывают, чта
получение низкого выход-
ного сопротивления пред-
оконечного каскада ио-1
жст быть достигнуто пу-
тём выбора небольших
величин коэффициента
трансформации и сопро-
тивления обмоток. Вели-
чина внутреннего сопро*
тивлетшя лампы, вообще
говоря, не критична, так
как IE при большом Rir можно получить низкое выходное со-
противление, взяв еще меньшее значение п. Интересно, что в от-
личие от каскада усиления напряжения у гтредоконечного каска-
да усиления мощности, как правило, применяется понижающий
трансформатор (п<1).
Другая возможность уменьшения заключается в иы-
бпре низкоомного шунтщ но зто сопровождается заметным рос-
том выходной мощности и в современных усилителях, как пра-
вило, не используется.
Так как е разбираемом случае оконечный каскад является
однотактным, то сеточный ток существует только в одной поло-
вине периода, поэтому в соответствии с общей эквивалентной
схемой предоконечиого каскада (рис. 2.5) получим:
&г^-.Н(зкГ Гя fTN I If- Чикс е/fl
И
u = ________£
Физический смысл этих соотношений иллюстрируется кривым^
на рис, 8,39. Вследствие несимметричного характера нелинейных
528 /
искажений из высших составляющих напряжения наиболее
сильно выраженной окажется вторая гармоника, амплитуду кото-
рой обозначим через Urm3. Определение амплитуд первой и второй
гармоник 41 L/^, выполненное по методу трех ординат
:с.м,п.4,2.2), даёт следующие результаты:
«г—дюке ~ __ р гп »ы.г !г мцы
^/7 ЛЫЛ {Г
Отношение двух “последних
величии, очевидно, равно иско-
мому коэффициенту гармоник
? _ Лнх Ь' .ЧЛЧ’С
' ' ", *
I ^-С’<7Г )
Рис. -8.39. Временная записимоить колеба»
тельного напряжения на сетке лампы при
работе с срочным током
Так как
Gf ПЫЛ Сг
Г ft fftfX jf IffltCC
4
(8.234)
Выходную мощность предоконечного каскада Р2,г. как обычно,
удобно выразить на грузки /?3п: через выходное напряжение U^ft и сопротивление (8.235) о D п- 7 ^577
При этом колебательная мощность в раз получается боль-
ше
(8.236)
Ъ’Гп
где \Tj1 представляет собой кггд выходного трансформатора предо-
конечного каскада, равный следующей величине:
-- ----Г -. (8,237)
/ГГУР1 Г1 Я* Л2
Равенства (8.231)—(8.234) и (8.237) позволяют определить коэф-
фициент анодной нагрузки а„ и сопротивление анодной нагрузки
гдп=/?2п;л-2 Tfpj предохонечногокаскэда. Соответствующие выражения
34—237 529
имеют такой вид;
~ ___ 'ап
Р
—( ~&гл Г17Ъ- 2/_/Pl \
1 ^2Агя<с//?Н1 /
(8.Л
Выражения (8.231), (8,235) и (8.236) показывают, что колебатедЛ
над мощность, которую должна отдавать лампа предаконечного кает
када, являясь функцией только величин и ^Гп- W
зависит от выбранного (при расчёте) уровня нелинейных искажении
т. е. Р—„ не находится в связи с k,n. 1
Однако, согласно соотношению (8.238), получение более низД
кого уровня нелинейных искажений возможно лишь при больД
шем значении коэффициента анодной нагрузки. Практически да^
же при сколько-нибудь приемлемой величине k,„ получается!
% >2, а это прежде всего говорит о том, что использование вг!|
трансформаторном мощном пред оконечном каскаде экраннро-и)
ванных ламп при обычной схеме включения совершенно невы*1
годно.
Однако при введении шунта /?1 в первичную пень, несмотря
на дополнительные потери мощности, экранированная лампа
может оказаться несколько эффективнее триода/
В случае же выполнения каскада на триоде переход на меньшее
значение k.n, сопровождаемый ростом гип = приведёт к не-
обходимости выбора лампы с большой величиной показателя
(Ь'д0— ил)*/#о т. е. более мощной лампы. Действительно, путём добавле-
ния к величинам, входящим в (8,23), индекса ,,гг и замены rSI
на 7р; Rirt получаем такое выражение:
Р~. ' ~tj7 ' (В.239>
где дробь
(8.240)
с2-г
максимальна при гп -- 2.
Необходимо также отметить, что получение достаточно ниЭ’
кого уровня нелинейных искажений вообще возможно только
при высоких значениях кпд трансформатора. В частности, при
отсутствии шунта (J?w = co из (8/238) получается
) ^=г —
"4^*“ Rin <Ч2^т|Гп-1 ’
(8.241)
откуда следует, что осуществление определённой величины
достижимо только при
V. 'тЧт-' <8.242 ?
J А..,,
Например, при A\t = 2% требуется выбрать ?)Л1 " О>96 н т. д,
530
В условиях работы лампы мощного каскада трёхэлектрод-
ного типа на анодную нагрузку большого сопротивления на-
чальная рабочая точка располагается относительно низко, и в
?)том случае внутреннее сопротивление оказывается больше но-
минального. Поэтому при выборе подходящего типа триода и
его режима работы необходимо ввести в знаменатель (8,239)
дополнительный множитель порядка 2—3.
Соответствующее выражение, с помощью которого ведётся
выбор типа и режима работы триода, принимает такой вид:
1(0-^, :Jl±y-~~<2+_y (8.243)
Kf , JnpeaiwjH,
каскада
где С/л0, естественно, не должно превышать Ua
При расчёте трансформаторного предоконечного каскада полага-
ются известными величины Ucm ^ ^с)лакс (кз расчёта оконечного кас-
када), а также предельг частотного диапазона /и —/е. Сам расчёт
сводится к выбору схемы каскада и величин г{Тп. а также и
R;;f, исходя из практического соотношения1)
> 2 .
Ч- мат
Далее последовательно находятся r^R^Pin P^ni и произво-
дится выбор типа триода, для чего используется соотношение (8,243).
Расчёт электрических параметров междулаыпового транс-
форматора ведётся обычным порядком (л. 8.1,5), за исключе-
нием определения
Индуктивность рассеяния рассматриваемого трансформато-
ра оказывает неблагоприятное влияние. Как было показано в
раде работ 2), при работе каскада на вентильную нагрузку воз-
никает переходный процесс, при котором изменяется форма
кривой выходного напряжения, т. е. наблюдается прирост не-
линейных искажений.
Упрощённо механизм увеличения нелинейных искажений,
происходящего за счёт влияния индуктивности рассеяния, мож-
но объяснить следующим образом. Допустим, что к входным за-
жимам каскада приложены два гармонических напряжения —
одно «низкой» частоты fi, но значительной амплитуды, а другое
«высокой» частоты f2t небольшое по величине, как это обычно и
бывает. Тогда процесс отпирания и запирания сеточной цепи
оконечной лампы практически будет управляться напряжением
частоты В первом приближении можно считать, что в преде-
лах тех промежутков времени, когда существует сеточный ток
2) Как уже отмечалось» н ряде случаев возможно отказаться от применения
шунтз+
См, Научно-технически п сборник по ^ектр связи, еып. 16, Связьтехнздат
1937 „Электросвязь" № i 938.
44* 531
(рис. 8,38), сопротивление гс постоянна к равно правой чае-Я
(8.231). В остальной части периода, очевидно, ic — 0 и гс отсуЛ
ствует (г^ — оо). При таких, периодически происходящих скаЗ
кообразных изменениях проводимости нагрузки от 1/гг до пул®
коэффициент усиления каскада также будет претерпевать нзме]
ненпе, что приведёт к возникновению амплитудной модуляци!
высокочастотного напряжения прн частоте модуляции, равной Й
Между тем известно, что при модуляция одного колебапя^
другим образуются колебания боковых, иначе, комбинацнонпыЛ
частот, относительная величина амплитуды которых, пропори
пиона ль на я глубине модуляции, выражает уровень нелинейных!
искажении (см. п. 2.1.6).
Легко заметить, что при наличии в цепи генератора в схеме
па рис. 8.38 дополнительного сопротивления рассеяния
где Lc — суммарная индуктивность рассеяния, отнесённая к
промежутку сетка—катод лампы Лг влияние подключения и
сброса нагрузки в виде сопротивления тг окажется более зна-
чительным, особенно на высшей частоте рабочего диапазона.
Практически при определении допустимой величины индуктивно-
сти рассеяния можно исходить из того, чтобы относительное изме-
нение коэффициента усиления, обусловленное влиянием сопротив-
ления witLr в момент, когда tt .0(l;rf -- 0). оказалось бы такого
же порядка, как относительное изменение 1\ прн переходе от со-
стояния = 0, if. = 0(1 гг =-- 0) к состоянию L(. = 0, 0(1 >ге-^0).
Приравнивая отношения соответствующих коэффициентов уси-
ления. найденных из эквивалентной схемы на рис. 8.38, получим
пропорцию
О’ R-щ ?г
^ш 4- fc. . Rm + гг
“l/j Rmrc\^ t , i
У Гл rt[1r.r + nV. Г'Н'Ь« р ц
1 Кш J ’г w‘ г
; R^ гг
Гп JiHlit "1“ р
М£ "Т ГI"
Rw
ных Т“
из которой при использовании соотношений:
б] лмх ’'<а
’ Р ’
Fnwx !“ ГуП" 7" Л> — R;лп~-\——/?.»
г17>1
й н ходится Lr
(8.245)
(8.246)
(8.247)
532
При этом индуктивность рассеяния определяется из условия
• <8-248)
Второй случай* Предоконечныи каскад выполнен по инверс-
схеме, оконечный—по двухтактной. Принципиальная схема
для этого случая была дана на рис. 8.36, а соответствующая экви-
валентная схема изображена на рис. 8.40* Под сопротивлением ту
по-прежнему понимается отношение Uerft к ir макс\ схема же дама
с приведением всех величии к точкам с' — О, что потребовало
уменьшения nt ^J]T uf_.„ в два раза, а сопротивлений г^п2.
Л: а^г, G, и /?2л — в четыре раза. Наконец, через Lr здесь
обозначена суммарная индуктивность рассеяния между первичной
। Смоткой иодной секцией вто-
ричной обмотки, отнесённая к
зажимам этой секции, т. е. к
точкам с' — 0.
Другой особенностью
рассматриваемого случая
является симметричный ха-
рактер искажения выходно
1'0 напряжения, т. е. сжатие
обеих верхушек синусоиды.
Поэтому для определения
коэффициента гармоник сле-
Рис. 8*40. Эквивалентная схема инверсно-
го трансформаторного п редок ан ечнпго кас*
када (для средних частот)
дует применять метод двух
ординат. Выполняя действия, аналогичные используемым’ при
выводе ф-лы (8,234), но применяя метол двух ординат, получим
m3
ГД вых жгкт
12
(8.249)
Расчёт предоконечпого каскада в рассматриваемом случае
ведётся з общем так жеъ как и в предыдущем случае, но с учё-
том отмеченных особенностей. Соответствующие ф-лы (8.232) и
(8.235) имеют такой вил:
Rzn= — * (8*250)
" 1 + 4гг/Яш
(Сопротивление Rtii рекомендуется выбирать из условия
(8.251)
2 Rs„ 2г, >
Кроме того, из (8.236) и (8*238) следует, что
Р —
533
где
G п1 + 2 г, 4- Rs„
а _ ''д _ _ .__________________1
Rin (Шг -7? \{ __ '^ГЛ \
(+ Г> { х - гс/RIU
Если 7?^=^ сс, то rl?rj должно удовлетворять неравенству
-г >—1 — ‘ (8.254)1
Г: 1 + 3 А.я ' *
Выражение (8,243). позволяющее обосновать выбор лампы У7Л1-!
здесь полностью применимо.
Наконец, индуктивность рассеяния Lf находится так.
/ । -п Sbix
\ + ‘i'r
где
f __ П* ~Г Г1 п~ + ^ Г2
*"** I Rin ла 4- Г| п2 4- 2г.
Я,й
причём, как видно из (8.252),
г^‘Л + 2лг = ^^п.
\Тп
(8.255)
(8.256)
(8.257)
Например, если двухтактный оконечный каскад выполнен на
двойном триоде 6Н7С, режим работы которого в классе В2 характери-
зуется данными t/a0 = 300 Ucm -- 35 в и 1смакс ~ 12 л\а, то при
задании 7?ш — оз, k,„ = 4% и т/Гл=95% показатели инверсного
предоконечного каскада, найденные с помощью рассмотренных вы-
ражений. оказываются следующими rt: =2,9 коле, /?3д = 11,6 кем»,
Р2 =0,21 era, Р^п = 0,22 вт. = 15,6 и Р^ = 17,5—26 вт.
Эквивалентную мощность (С\1й — ип)2/1?£ требуемой вели-
чины можно получить, в частности, от лампы 6НЗП при параллель-
ном соединении триодов, имеющей параметры ЦГб>.ш = 300 в,
»35 в и 7?(-.^2,8 ком. при которых =25 втг
При большом значении аЛ рабочая точка расположена низко.
поэтОхму внутреннее сопротивление, как уже отмечалось, в на-
чальной рабочей точке получается в 2—3 раза больше, чем па
прямолинейном участке характеристики для Полагая, что
в начальной рабочей точке /?1Я = 2,5 > 2.8=7 ксьч, узнаем, что
— __ 300 35
йОл 2Rln (4-1л) ~ 2-7(i+J5,6)
= 11,4 лш,
(8.258)
т- е. по 5,7 ма у каждой лампы; при этом напряжение смещения
составляет = —5 в, а фактическое внутреннее сопротивление,
534
-равное 6,7 ком, не превышает намеченной величины, поэтому на
выбранном режиме останавливаемся. Так как дл=15Д то гап —
— 1 Оо ком, L атп = Р-^п тан — 21 о ей 1 ата -^2 ж
при этом в крайнем положении (иг_л = мгновенное значе-
ние напряжения на сетке лампы Лп всё ещё оказывается в отри-
цательной области (Ucmrj <
Расчёт параметров трансформатора, проведённый по ф-лам (8,69)
и (8,257), даёт следующие результаты: п — ^/^=0,34, гдгэ4-2г2 —
= 610 сш.
Можно показать, что наименьшая затрата меди па изготовление
грансформатора при rQ=-const получается, если взять
rt = 0,414г^( 1 — т[Гч)
и
п. = 0,293 —/?2л = 0,293 (г} /г^2 г.),
'fi in
4то даёт ri =2170 о.и в г* — 179 ом.
Дальше, используя (8,60), узнаём, что - 8,16 ком. Для
расчёта индуктивностей Ll и Lc используются выражения (8.75),
18-256) и (8.255), Так, если дано Д =50 aq, Л4£н ~ 1,12 (yHf)tf —
— — 1 дб) и fs= 10 000 то результаты будут следующими:
Ц = 52 ен, г„8ЫХ — 1,4 кеш и Lc = 0.026 гн. Индуктивность^,.,
перечисленная в первичную цепь, получается равной
LS = LC: [ =0,026 : 0.17- ^0,9 гн.
чему соответствует вполне приемлемая величина коэффициента рас-
сеяния о = = ОД 17.
Следует отметить, что найденное значение £ч является пре-
дельно максимальным с точки зрения допустимого уровня пели*
пенных искажений. Расчёт же LAi основанный на задании опре-
делённых частотных искажений, ведётся так же, как у между -
лампового трансформатора (см. и. 7.2.6).
Трет и й с л у ч а й . Лредоконечный и оконечный каскады
выполнены по двухтактной схеме. При выполнении предоконеч-
пого каскада по двухтактной схеме (рис. 8.37) получаются мень*
шие размеры выходного трансформатора, более низкий уровень
нелинейных искажений, меньшая чувствительность к пульса-
циям питающих напряжений и пр. Но вместе с тем усложняет-
ся устройство последнего каскада усиления напряжения, кото-
рый должен иметь симметричный выход. Поэтому применение
предоконечного каскада рассматриваемого вида в усилителях
небольшой мощности нецелесообразно.
Метод расчёта двухтактного предоконечного каскада, работаю-
щего в режиме AL, незначительно отличается от^ разобранного вто-
рого случая. Во-первых, здесь надо принять во внимание, что вхо-
дящие в предыдущие выражения и гдл теперь уже являются
535
сопротивлениями, заключёнными между анодами ламп Л и
этому везде, кроме выражений (8-239) и (8.243)? Rin и гап след;
заменить на 2/?Irt и 2глп соответственно. Во-вторых, ф-ла (8.2
должна использоваться в такой записи:
(2-3! />^<2 ай)
(8.25!
ЦЛНОЙ ЛВМПЫ
гтредС’Коне'ш,
каь-кадл
В-третьих, определение величин Utim и iiim надлежит вес
так:
(8.260;
(8,261
8.3,3. Дроссельный предоконечный каскад усиления мощности
С точки зрения схемного построения дроссельные мощные1
предоконсчные каскады также подразделяются на однотактныеч
я двухтактные. Кроме того, различие между каскадами рас- 4
сматрмваемого вида существует в отношении способа включе-
ния источника возбуждения.
Так, из однотактных каскадов, схемы которых представле-
ны на рис. 8,35, у первого нижний вывод источника возбужде-
ния подключён к катоду лампы (через небольшое сопротивле-
ние Я,,-), и обратная связь в этом случае практически отсутст-
вует. Поэтому выходное сопротивление каскада гпзых по суще-
ству не отличается от внутреннего сопротивления лампы г7л,т.е.
оно в общем сравнительно велико. Но зато коэффициент усиле-
ния каскада является довольно большой величиной при ic = 0
В каскаде — катодном повторителе (рис. 8,356). паоборот,-
существует глубокая обратная связь по напряжению, за счёт
которой выходное сопротивление получается весьма небольшим
(8.229)
а коэффициент усиления = UCfn I U1WJ оказывается меньше
единицы.
Вследствие сравнительно большой величины выходного со-
противления каскад с общим катодом обычно работает со зна-
чительными нелинейными искажениями и имеет ограниченное
применение. Ввиду этого дальше внимание будет уделено толь-
ко дроссельному каскаду — катодному повторителю.
536
По сравнению с трансформаторным мощным прадоконеч-
ным каскадом дроссельный катодный повторитель обладает сле-
д\гющимя преимуществами:
J, Низким уровнем нелинейные искажений. Это обусловлено
гем, что выходное сопротивление переменному току гпаыл, как
правило, очень мало.
2. Простотой конструкций дросселя. Дело в том, что выход-
ное сопротивление каскада постоянному тику может быть ли-
гу чено достаточно малым за счёт сравнительно небольшой ве-
тчины выходного сопротивления катодного повторителя (по-
стоянному току), что позволяет применить высокоомный дрос-
сель, имеющий меньшие размеры по сравнению с пяэкоомннм
трансформатором.
3. Относительно высоким кпд. Лампы, находящиеся в кзе
каде. могут работать в режиме В, характеризуемом очень ма-
лым потреблением анодного тока.
4. Относительно небольшим значением сдвига фазы в об
ласти верхних ц нижних частот. Малая величина фазового сдви-
га в области верхних частот (до —90°) обусловлена отсутстви-
ем индуктивности рассеяния. Получение небольшого фазового
сдвига в области нижних частот (не достигающего +90°) с»бъ-
ясняется наличием в катодной цепи, кроме индуктивности, еще
сопротивления постоянному току, равного + гд (в схеме
на рис. 8.356), а также малостью выходного сопротивления пе-
ременному и постоянному току.
5. Возможностью применения источника питания сеточной
цели оконечных ламп с относительно большим внутренним со-
противлением. Это свойство объясняется тем, что выходное со
противление каскада постоянному току может быть получено
достаточно малым за счет небольшой величины выходною со-
противления катодного повторителя.
б. Возможностью применения экранированных ламп. Приме-
нение пентодов и тетродов (не в триодном включении) в рас-
сматриваемом каскаде вполне возможно, так как выходное со-
противление катодного повторителя практически не зависит от
внутреннего сопротивления лампы и равно обратной величине
крутизны. Разумеется, что для сохранения свойств экраниро-
ванной лампы необходимо обеспечить постоянства напряжения
между экранирующей сеткой и катодом.
Ещё одним преимуществом каскада катодного повторителя
является устойчивость работы при наличии у характеристики
ie = f (ие) лампы оконечного каскада падающего участка,,
обусловленного дипатронным эффектом. Поэтому обычно отпа-
дает необходимость применения соответствующих антипаразит-
ных элементов в виде кенотронов и др.
Основным недостатком дроссельного каскада катодного пов-
торителя является сравнительно высокое напряжение возбуж-
537'
депия превышающее напряжение возбуждения окояД
нпго каскада на величину Ucmfr W
Другим недостатком оказывается известная сложность яД
полпенни питающих цепей, что имеет значение главным об^Я
зон пря питании от местных источников и при использования
ламп Л л с катодами прямого накала —- это вызвано тем, чтЯ
катоды ламп Лп и Л (рис. 8.356) не находятся под одинаковый
постоянным потенциалом по отношению к общему проводя
(корпусу). 1
И, наконец, имеется ещё недостаток, заключающийся в томя
что в каскаде возможно применение только тех ламп, у которым
параметры и характеристики отвечают определённым требова!
ниям. Так, в каскаде с общим катодом необходимо применение
триодов с минимальным внутренним сопротивлением, а в любом.'
варианте схемы дроссельного каскада пригодны только такие,
лампы, которые способны «пропускать» импульс анодибго тока/
равный импульсу сеточного тока оконечной лампы 1С маг# при
уменьшении анодного напряжения па величину без захода'
в область положительных значении сеточного потенциала, как
показано дальше на рис, 8,46. где и\„ *t)cr < 0.
Из рассмотренного можно сделать вывод, что дроссешный
иредоконечиый каскад усиления мощности по схеме катодного
повторителя оказывается исключительно удобным для доста-
точно мощных усилительных устройств, с глубокой обратной
связью, охватывающей несколько каскадов.
Возвращаясь к вопросу о схемном построении дроссельного
каскада, следует отметить, что однотактные каскады, с которых
ради простоты мы начали наше рассмотрение, пригодны для
возбуждения только однотактных оконечных каскадов и поэто-
му их использование врядмн может быть оправдано. Поэтому
в дальнейшем изложении мы будем касаться только двухтакт-
ных дроссельных каскадов.
Двухтактный дроссельный катодный повторитель может ра-
ботать как в режиме А, так и в режиме В. При работе в режиме
А изменение анодного така происходит в соответствии с
рис. 8.41. Так как лампы плеч предокопечиого каскада связаны
между собой дросселем с сопротивлением rL, который работает
как автотрансформатор, то импульсы сеточного тока оконечной
лампы Д-,гДГ1Г распределяются между пими обоатно пропорцио-
налыю сопротивлениям плеч, равным——и
1 г- Ц«
~-+г/ что
“Г ? п
1 ь .«ilr.Y
\ I-
(8,262)
1 +
-538
причём
Если постоянная со-
ставляющая сеточного
гака оконечной лампы
J г..? полностью тсут-
•твует в анодной цепи
лампы Лл, то среднее зна-
чение её анодного тока
= A 4- .
(8,264)
Рис. 8.41. Временная диаграмма анодного тока
лампы дроссельного катодного повторителя, ра<
йотэющего в режиме А
было бы равно /а 0/1, что от-
вечает смещению нулевого уровня на некоторую величину А 1аопг кото-
рая находится как разность средних значений импульсов н т. е*
Рис. 8.42. Схема, исполь-
зуемая для определения
выходного сопротнзлекпя
постоянному току
дроссельного катодного
повторителя
откуда следует, что
в
(8.265)
явная составляющая
Катодная цепь лампы Лп для тоха нуле-
вой частоты в общем случае содержит со-
противления /? (рис. 8.42), через ко-
торые замыкается часть тока другая
же часть этого тока протекает через лампу
обладающую при данной схеме вклю-
чения выходным сопротивлением постоянно-
му таку, ранным (/?^ДТЛ1 Так как ток 1сср
распределяется между двумя ветвями про-
порнионально их проводимостям, то яосто-
тока лампы Лп возрастает на величину
* г” _ т
"°" /?К| + ^гЧ-(^л)лЛ
(8.266)
539
Как видно из схемы на рис. 8.42, в рассматриваемом каскад
де на нулевой частоте существует последовательная отрицаЛ
тельная обратная связь по напряжению, характеризуемая' глуЗ
биной в режиме холостого хода, равной 1
А™ = 1 + М = I г рп - .
V-*K2
Поэтому выходное сопротивление лампы JIni отнесённое к точ-|
кам cf — U в соответствии с (6-37), будет иметь величину
(А’.) ли = -^”±2^-. (8.267)'
1 " I— Ц л
где 7?frtf — выходное сопротивление источника питания анодной
цепи ламп Лп и ЛГ1 для тока нулевой частоты [коэффициент 2 при
Ras в (8.267) учитывает наличие в предоконечном каскаде двух
ламп].
Выражения (8.265)—(8.267) позволяют определить полную вели-
чину смещения нулевого уровня
а^п лС'Л*
г е.
А/аОя--------—— 11 —------------------... / (8.268/
Для выбора источника питания анодной цепи должна ытъ из-
вестна величина среднего значения анодного тока лампы Л„ при
максимальном уровне сигнала. Из рассмотренного выше вытекает,
что ток 1агср равен току покоя 7,)Ог?, сложенному с некоторой до-
лей тока /<г?г замыкающейся через анодную цепь лампы Лл
(рис. 8.42) и равной Д Г0г11 т. е,
<Р - /а0 4- i (8.269)
Используя равенства (8.26G) и (8,267). окончательно получим
апл7’ еОп : + 1*л) С1Р'
Схема па рис. 8.42 позволяет также найти и выходное со-
противление предоконечного каскада постоянному току Rn
которое равно результату параллельного соединения сопротив-
лений /?Л1 + /?К2 и (#вЫл.)л . На основании (8.267) получим
' (8.27,)
Иг,+Я„Н, + «а|1+ь)
Выходное сопротивление переменному току находится как
общее сопротивление, получающееся при параллельном еоеди-
540
чеинп 'выходного сопротивления первой лампы предоконечного
каскада и сопротивления второй лампы, сложенного с сопро-
тивлениями обмотки дросселя 4- г т, е.
г _____ Rjsl 4 rL U 4" i^l)
1 -J- п "И U + Р-/Л
(8.2721
При работе предоконечного
хаскада в режиме В ток по-
коя 1 берется небольшой
величины, и нулевая линия,
вместившаяся на предельно
максимальную величину
= (8 273)
Рис. S.43. Ерс^сииил диаграмма анидною
тока лампы дроссельного повторителя, ра-
бот а Еош.е го в режиме В
сливается с осью абсцисс, как показано на рис, 8/13, нэ которого
видно, что
!anrp-teell- (8.274)
Вследствие того» чти лампа Д, за период оказывается от-
тертой на протяжении интервала, равного удвоенному значе-
нию угла отсечки 2й, её выходное сопротивление постоянно-
му току, определяемое как обратная величина средней прово-
димости за период, получится ранным большей величине, чем в
режиме А,
(Rin 4- 2
(8.275)
Определяя общее сопротивление, получающееся при парал-
лельном соединении (Ятм.^л и -г ^?Аз (рис, 8,42), находим вы-
ходное сопротивление каскада постоянному току
п aw д-
(А?;„ + 5Яия) + Ям)
Rin ~~ 4 У” №14 “Г Рн)|
J ь
(8,276)
Выходное же сопротивление предоконечного каскада пере-
менному току вследствие поочерёдной работы ламп будет равно
выходному сопротивлению лампы, т. е, (8*229)
„ _ Rin
Проведённое исследование показывает, что режим В по
сравнению с режимом А характеризуется меньшим потребле-
нием анодного тока лампами Лп как в момент покоя, так и
при максимальном уровне сигнала. В то же время выходное
541
сопротивление каскада, особенно постоянному току, в режиме.!
получается заметно больше, чем в режиме А, что приводит 1
большему изменению напряжения смещения оконечных лам!
W* = KnsalxIccp (8-27?
при возрастании уровня сигнала от нуля до номинального.
За счёт большей величины выходного сопротивления глл*
нелинейные искажения выходного напряжения предоконечноп
каскада в режиме В окажутся несколько выше.
Рис- В.44. Варианты выполнения питающих цепей дросселыюго катодною повто-
рителя
В отличие от выражения (8,249), в котором лодгяаь(Л понИ'
мается выходное сопротивление, отнесённое к точкам с'—е”, в
случае дроссельного катодного повторителя является со-
противлением между точками г'—0, поэтому коэффициент гар-
моник будет выражаться так:
£ __ 1 п г*г ЯЛКС
(8.278)'
rm
Сопротивления 7?^ и входящие в выражения (8,268н
(8.270), (8-271), (8.275) и (8.276), находятся различно в зависимости от
схемы выполнения питающих цепей каскада. Так, в случае схе- ’
мы на рис. 8.44а, где половина сопротивления обмотки дрос-
селя совместно с 7?* используется в качестве сопротивления
смещения 7?,. (если /?„<0,5г£ , то тогда от обмотки делается
соответствующий отвод или применяется высокоомный дели-
542
гель напряжения, теряемого на 0,5rt)t
(8.279)-
где — выходное сопротивление постоянному току источ-
ника напряжения смещения оконечных ламп.
В следующей схеме (рис, 8,446):
/?,1 = о
Гг т (8.280>
•'<= . - + 2/? (
jl наконец, в схеме, представленной из рис. 8.44#. где имеется
делитель напряжения R\—/??;
n I
О 4 . 2^
К..- = -- -р -----------
*“ 2 %<"
При выводе равенств (8.281) было учтено, что напряжение, воз-
никающее между точками 0f — 0t прежде чем попасть на сетку
лампы Лп, претерпевает деление напряжения в элементах 7?i —
что эквивалентно разделению сопротивления 2/?2(/?г -L /?ог) (А* 4
— А\ 4 /?„) на два слагаемых, из которых первое, добавляемое к
0,5rL. будет пропорционально дроби
Из схем, представленных на рис. 8.44. схема а характери-
зуется наибольшей простотой, так как она содержит только один
источник смещения оконечных ламп и минимум сопротивления;
недостатком её является сравнительно большое выходное сопро-
тивление постоянному току.
Схема б обладает минимальным выходным сопротивлением
R^*. но в неё входят два источника напряжения смещения;
электродвижущие силы источников или отношение этих эд с
должны быть достаточно стабильными для того, чтобы сущест-
венно яс изменялся режим работы ламп Л„.
Последняя схема по величине сопротивления /?,г M[1U зани-
мает промежуточное положение при наличии в ней только од-
ного источника питания, правда, при большем расходе тока за
счёт применения делителя напряжения /?1—/?2.
Как уже отмечалось, в пр ед оконечном каскаде с успехом
могут использоваться не только триоды, но также и экраниро-
ванные лампы.
Для поддержания постоянства напряжения между экрани-
рующей сеткой п катодом по переменному току достаточно при-
менение блокировочного конденсатора и соответствующего
543
понизительного сопротивления как показано, например^И
рио. 6,21а. Но здесь надо считаться с тем, что солротивлшМ
.Л?л является дополнительной нагрузкой в катодной цепи лэди
Л„, увеличивающей максимальное значение анодного пДИ
(рис. 8,41 и рис. 8.43) на величину Uem!fl9. Я
Другое возможное решение заключается в применении арДИ
селя с дополнительной обмоткой И (по существу, здесь мы здЛ
ем уже трансформатор) с таким же числом витков, как и у «И
еовиой обмотки (рис. 8.45). Прп надлежащем соединении этД
обмоток переменное напряжение между точками э и к стацД
вится равным нулю, что и требуется для нормального действ™
экранированной лампы. При этом постоянные составляющие цЛ
пряжений на аноде J
— Е\\ц I Ку01 (8-28Я
и на экранирующей сетке Л
- Е .и -г i I - №г^1:Лп (8.28$
могут устанавливаться требуемых значений независимо одно м
другого. 1
Для устранения вредного влияния индуктивности рассеяния]
между обмотками / п //1
:Рпс, 6.45. Схема двухтактного дроссельного
катодного повторителя. выполненного на пен-
тодах
величины на 1 uS3,r7?vrt; это приводит
к точкам э—/< следуема
IЮ 3 к Л104 Л т Ь ОД0 К Н р О В OW
ный конденсатор С пе.^
большой ёмкости, поряди
на 0,1—1 мкф,
Прп использовании экра*|
нированпых ламп в равен-*
ствах (8,229), (8.268)/
(8.270), (8,271)+ <8-272) и
(<276) находятся предель-
ные значения правых частей
при R,-n - СО II рп > с..-. ;
при определении величин
^^adnj и /?„ яМл.» кроме
того, учитывается влияние
сопротивления настоянному
току R,n пени, находящей-
ся между экранирующей
сеткой и общим проводом
(между точками э и 0 на
рис. 8,45) путём замены S„
на \71 и деления данной
к таким соотношениям:
Режим А
I 1 ^Г/Г£
Г" "*Г ^5/
(8.284)
544
^Ллп
J uncp
^/1 ft#?
I 4*
^хд^ка
1 ~T_ ^я.х^л
^.nrL
2 + SwrL
^кя^к^г rp
Stir^
' НМэй
(8.285)
(8.286)
(8.287)
Я Я ffWr
Режим В
_ J_
?П вых *
**п
______flftl ~4 #л‘Д _
1 i_ J*___
к 14" $эл%ря
(8.288)
(8,289)
прн этом выражения (8.273) и (8.274) остаются без изменения.
При расчёте двухтактного дроссельного катодного повторителя
в число заданных величин входят £/г0? k^a
i AC1 r0/t7r01 н Ar
В процессе расчёта выбирается род режима работы, схема цепей
смещения (рис, 8.44) и тип ламп J]ft и находятся величины L, г{
Г£Л> ^5-Л' -‘''It * fV/ItVft
А\и и | А£/,0/£/с0Ь Кроме того,
прн необходимости произво-
дится расчёт частотной и фа-
зовой характеристик, для чего
предварительно определяются
опорные частоты f^, /\ в fflr.
Для установления пригод-
ности лм!лы Л<:, с точки зре-
ния расположения её характе-
ристик, необходимо выполнить
построение s соответствии с
рис. 8,46. задаваясь в случае
режима А величиной тока по-
коя A.OJ порядка (0,б-1)/ггл,
что при известной величине
позволит определить на-
пряжение смещения и
рассчитать, исходя пз режима
Рпс. 8.46. Диаграмма режима работы лз?л-
пы дроссельного катодного повторителя
покоя, сопротивления /?к или и
/?2, если прн этом выбрать величину сопротивления дросселя rL,
35-237
545
например, исходя из условия
г - (3-15)j?f„ ^3-15
L 1+Frt S„
(8.29q|
В случае выбора схемы питания по рис. 8,44^ или рис. 8.43
следует дополнительно задаться величиной тока, протекающего черед
сопротивление 7?^ ]
(0,8- Wc₽/r (8.291)
После определения сопротивлений 7?.tewr, rnrt4V и токов
Ja^p1 и лС из диаграммы на рис. 8.41 находятся максималь*
ное и минимальное значения анодного тока лампы Лп:
= Iа0; 4- Ч (8.292>;
~ LiOn + -^ЛхОд— ^с
(8/293)
Исходный режим работы ламп Лп следует считать подходящим,
если, во-первых, максимальное напряжение на сетке лампы Лп
ucftitflK- (РЙС* &-46) ПРИ получении тока 1.^ м меньше ^ = 0. по
крайней мере, на величину г^Л^-г* учитывающую деформацию
верхушки синусоиды и,..^ = Сбот sin ш?, за счёт которого напряже-
ние гс^п получает в момент максимума дополнительное прирашенпе
глммД7,1м^- Эго объясняется тем, что при отсутствии искажений
(рис. 8.355)
k Ъял ’ +/Ал?
ИЛИ
Но фактически иг^Мг1Ле снижается на величину падений напря-
жения на выходном сопротивлении катодного повторителя, ;что и
даёт прирост величины исп цлкс на rntij^iC MaKC, причём сумма
__ ill । *
-Haw “ ugn млкс T anixh: макс
должна быть всё ещё отрицательной.
Во-вторых, минимальный анодный ток itJn KSffi должен получиться
положительной величины, желательно не меныпей, чем (0.1 —
-0,2)/„О;.
В случае работы предок он ечного каскада в режиме В расчёт
ведётся в основном также, за исключением того, что ток покоя
выбирается так, чтобы начальная рабочая точка расположилась
примерно в середине криволинейного участка статической характе-
ристики лампы Л^ iподобно тому, как это выполняется
на основе динамической характеристики при расчёте двухтактного
оконечного каскадя (рис. 8,285). При этом, как видно из рис. 8.43,
ifln л<акс’ что позволяет обосновать пригодность выбранного
типа лампы в соответствии с графиком на рис. 8,46.
546
Для того чтобы окончательно судить о пригодности выбран-
ного типа лампы, ее режима работы, величиныrL и схемы ни-
тающих цепей, следует убедиться в том, что коэффициент гар-
моник [ф-ла (8.278)] не превышает намеченную допустимую ве-
личину, а относительное изменение напряжения смешения
получается не больше 5—10%.
Йндуктпвность дросселя L выбирается, исходя из следую-
щих соображении.
При работе каскада в режиме А амплитуда тока, потребляе-
мого дросселем, не должна превышать величину I + Д
Т- 6s
rj)
4ol
(8.294)
9/,r
7 ___ t?7Tl
* Lui ' r
откуда следует, что
(8.295)
in
Обосновать выбор L при работе каскада в режиме В за-
труднительно. Во всяком случае и здесь следует ограничить
амплитуду тока /Lnl. например, приняв её равной току покоя /\Огр
что приводит к условию
О/ 7
(L)B > (8.296)
U1?e djiarj
Вместо с этим индуктивность L должна быть такой величи-
ны, при которой петлевое усиленно, равное коэффициенту уси-
ления без учёта действия обратной связи, на низшей частоте не
слишком заметно отличается от соответствующей величины в
области средних частот [95], Нормируя величину Л1Н, которая
при слабом уровне сигнала независимо от режима работы равна
находим А
(8.297)
причём /Ия рекомендуется выбирать а пределах 1,2 —1.6 (1,6—4 56)
для того, чтобы не получалось заметного возрастания напряжения
Uern„ при снижении за счёт шунтирующего действия индуктив-
ности L,
Выражение (8.297) относится к каскаду, выполненному на
триодах. При использовании экранированных ламп Rtfl очень
велтпео, поэтому здесь учитывается нагрузка со стороны проме-
жутка сетка—катод оконечных ламп, эквивалентное сопротив*
35’ 547
ление которого равно
Ь' макс
Л*п
где aL—коэффициент первой гармоники» определяемой из графиЙ
на рис. 4.17ф при этом 1
Д ____ 298
М;— 1 М2Н — 1 |
При расчете частотной и фазовой характеристик в области нийй
них частот следует учитывать влияние сопротивления обмотки дро®
селя, что приводит к такому выражению для относительного уся?
ления:
откуда следует, что
^=ioig4-j- (Afi-ioigh + (Ы1,
s = — areg — + arctg —.
7 f
где
ГГ I + гь) ’ (8*299)
b> = ~ - (8.30D>
В области верхних частот следует учитывать влияние шунти-
рующей ёмкости, равной
Со = (Са0Лл 4 С7 4 Скн 4 (С<:,);! -ь С„. (8.301)
где CL — ёмкость одной половины обмотки дросселя.
Для расчёта r;J/; и <р здесь используются выражения (7,60) и
(7.61)» причём
! Т^г- <8-302>
Рассмотрим в заключение пример расчёта дроссельного катодно-
го повторителя.
Пример 87 Требуется произвести расчёт дроссельного пре коконечного
каскада усиления м<яццпстн« предназначенного для возбуждения оконечного двух-
тактного каскада, выполненного по данным примера 8.5: — 475fl> ~
*) Здесь п в $.302) под следует понимать внутреннее сопротивление
в начальной рабочей тояке<
54В
^250 й; «г jrrz^' = 250 -«а, 52 /г.т = 48 яа, Uao = 5000 е, /н —
50 Краме того, задана &.„ <&3% и | Wf/tA+il < 5%’
Для получения на выводе напряжения (н сщюй половине) t/rw = 475 я тре*
бтется лампа, работающая при анодном напряжении порядна 750—! ООО н и
позволяющая получить импульс акох'ноготоха свыше 250 ха, при всё еще отри*
нательном напряжении па сетке. Этим требованиям удовлетворяют пентоды Г У-50
л ГК'71 или, при включении двух Л!мп в плечо, тетроды ГУ-13, Г-807» ГУ-29
двойной триол), в том числе и в триодном соединенна.
Для упрощения рассчитываемого каскада останавлипаемся на пентоде ГУ*50
ню одному в плече), имеющем параметры Ua vion = ICGO & я S = 5,;= 10ла/ё
[Трп (r/f — 0). Полагая,что лампы прелоконечного каскада работают в режиме А, а
сопротивление дросселя составляет 1500 ол, находим гп 6ил из выражения (8,284)
I 1Шь ' 1 + 10-1.5 „ ,„d
Fn ,iM V = ---------=-------------------0,094 KD.«,
" sn2 + SnrL 10(2Д- 103,5)
При данном значении гп rtIJJr коэффициент гармоник
, гп wxh цлк? О,О94-2оО
*гп = —7+---------= “ГТ— = °’0165
ЭЦг/я о 410
не превышает заданной величины 3%, следовательно, е точки зрения нелинейных
искажений пентод ГУ-50 является подходящей лампой,
Выбирая зподный ток покоя из услонпя
Л/ол = (0.6 — 1) /г ер = 0,6-52 = 30 жг
и обращаясь к семейству характеристик предварительно намечаем дан-
ные исходного режима t/170rt = 700 ttt 250 я» UtW ~ — 45 р, п и которых
1(!1Г1 = 30 mi, /эцП — б ,wn и S-w = 0J xufe Далее, выбирая схему питающих
цепей но рис. 8.45, задаёмся величиной тока в сели сопротивления У?2
= (0.8— 1,5) 1еСр 1 -50 = 50 жг.
Из схемы ла рис, 8Д5 видно» что
rL
^ro == ~г
откуда находится величина сопротивления
— (7го+ 2 1АОП 230 + 0,75(30+6)
г?9 = ----------------=--------------------- == 5,5 ко.ч.
/о; 50
Напряжение смещения ламп Ли равно
f L
— — 2 h t!n — Uмп 4“ озК
сопротивление же /?], удовлетворяющее условию получения требуемого напря-
жения t'rofj. должно быть взято такой величины:
-
-ЧОЛ 'А'ОЛ л- л *7* Or
п 2 4о — 0.7о 35 n t,
2/^-^/а± 2 36-р 50
Так как катод лампы Лп по отношению к общему проводу находится под
отрицательным потенциалом, ранным U/t}t то для получения дужного напряжения
549
на экранирующей сетке требуется источник с напряжением
^-2
= &эоп + мт- +^Лгог
которое при 1,5 ком должно быть равно
£,^ = 250 + 0.75 6^ 250 = 4,5 а.
Практически можно обойтись без этого источника* закоротив точки £“^ я
(рис. 8,45)* при этом сопротивление R.m получается равным 0.5г;2=^0,75 ayuu.w
По известным величинам Л?ь /?2, гЛ , Rtn, а также и £?э<[, которое принимай»
равным 0,5 кач, находятся сопротивления ./?и, /?^=> /?цвыг и токи ^*«4
binpp. ifi '\n i<«« и относительное изменение напряжения смещений
Ш n!U 0|, Д'!4» чего нспэ-инуюгея выражения1 (8,2 i2h (8.263k (8.281), (8.285) Л
— {8.287) и (8/292) — (8.2941 В некоторые из этих выражений входит крутизна,
характеристики катодного тока 5ггл* которая в среднем при отрицательных зиаче* ,
ниях сеточного напряжения будет близка к номинальному значению 5 = 4 ма/i
(определяемому прн tQ ~ 50 умноженному на отношение токов /^//«ол»
= L2, что даёт 5\-я «-5 ма-з
f’jT
2-5,50,5
ед
ftp.
rL
2
+ -Ь Я-.
~!" ^гса _ _
5'.А
I >5
о
------------= I А'ОЛ< *
6, И
0,94-1 J,9
ТТ------— = 0.336 кеш.
<> 1 5,65
I Н-0.Ь0,75
/7 iflW.V
1
L
.ЦП КС
м
|1А/7
2-b5Vr i£ J'“
10-J.5?250
----------— 23d .чо.
;л7»
Г
= 250—235 15 .чц.
^Ллм —
2 +
/ 5J КМ ,5
ЗД“2-!- 10 1
J Ml'// — I tjiifl
-МА.
1 4' &
I Г>2 _
------= i6
5,65
.Шг ^йС’?
-г 5/ лт
30 -|- 0 4- 233 ~ 265 л«.
*ЛЯ .MW*f — / /70.7
поп — = 36 + 0 — 15 = 15 .нп-
Как BifiHo из диаграмм режима работы* представленной на рис, 8.47, ток
i0.n mw = 265 дад достигается при л^Г1 — 7 а; так как произведение г„
равно 0,01 250 = 2,5 о, то получение требуемого импульса тока обеспечивается с
запасом по сеточному напряжению» составляющему 4.5 к?, поэтому предварительно
намеченный исходный режим следует принять в качестве окончательного.
550
Так как ((Wjr = 0,338 кол», то относительнее изменение напряжения сме-
шения
^Л-д __ яы t 1 г ги __ 0 >335 52
<Ло ~ |£%1 ~ 250 *
оу^ет несколько превышать заданную величину 5%. Для повышения стабильности
^пряжения смещения следует уменьшить сопротивление
' 1+ ‘s 2 + flt4, яе + Rre •
uro может быть достигнуто путём уменьшения сопротивлений , Rlf л\ и
или ?амены данной схемы литания схемой, пгелставденжзй на рис. 8.446,
G/?-
MQ
—ЕГ^Т"
-- Wz?
,1 = Ж?
A'J.w^T
h/tj $
a
^ctT1^
Z — T— T"~ —
Ш i M MW
-----faffs#—I
------H
Uin,
£
Рис. 8.47, Диаграмма режима работа лампы дрос-
сельного катодного повторителя др данным примера 8.7
Применённые в усилителе источники питания должны быть рассчитаны на
следующие токи потребления и напряжения «рис. 8.45).
Источник питания анодпей иепп ламп Jlf):
/м 2/i;wr/l = 278,6 = 157 .нс,
•£<(« ~ ^-'«олг Ч' ~ — 250 — 450
Источник^питания сеточных пенен ламп ЛЛ, и Л'.
}ti = >2fw J- /fl. == 3 36 -: -0 = 122 ш
! t70. + ^01 45 + 250 - 295
Источник питания пекей ^рашфуюишх сеток, как было уже отмечено, в
дангюм случае пе требуетс.-i. Тан как амплитуда напряжения между сеткой и
катодом лампы составляет L>m.^ ~ 45— 7 = 38 ь\ то входное напряжение пред-
оконечпого каскада будет равно
b'j,»w — 3^475 = 513 ё.
Для расчёта инд\ктпвнсстп дросселя следует носполъзопатъся’ соотношением
(£>295) ~ (&298). выбран =1,25 (2 бп)н
L 2U^ _ g 475 _________________________________
+ 314(304 0) 10“'; " '
2^r„. 2'175
T J ffi----------------—__________Я4 ,3W
551
Выбрав 100 гн. узнаем, что постоянная времени основной облнугкн
селя
100
=7----= 0,067 сел
15Q0
получается вполне приемлемой иелнчпны.
Опорные частоты, по которым ведётся расчет частотной и фазовой хара
/?,„ 1
риептк, находим нз выражений (8.299) — (8.302)» заменяя- на — и
1 “Г )Лм $п
тыаая, что в начальной рабочей точке крутизна составляет * 2 Aiafrf; ёмк
Со принимаем равной 400 пф
I . 2 \ 1/2 \
2’Л ( 5„ Г£ / ” 6,28-100 ( 2 - 1(Г3 “
rL 1500
fb~~~r~ —---------= 2,4а*Л
2-L 6,28-100
S„ З-Ю^
2лС0 6,28-40Q10'u
§ 8Л МОЩНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА С ОБРАТНОЙ
СВЯЗЬЮ
8.4-1. Применение обратной связи в мощных усилительных
устройствах
У усилителей гармонических сигналов с мощным оконечным
каскадом, особенно звуковой частоты, широко применяется от*1
рицательная обратная связь, основным назначением которой,
как уже отмечалось (см. п. 6.4.1), является снижение уровней
нелинейных искажений и фона и уменьшение выходного сопро*
тнвлепия. Последнее важно с точки зрения обеспечения постоял*
ства выходного напряжения при работе на переменную пагруз-'
ку. Кроме того, при меньшем выходном сопротивлении устрой- .
ства собственные колебания подвижной системы подключённого
к усилителю электродинамического громкоговорителя сильнее
демпфируются, что обеспечивает лучшее качество воспроизве-
дения звука.. Наконец, в усилительных устройствах небольшой
выходной мощности (например, применяемых в радиоприёмни-
ках) частотпозлрисимая обратная связь используется для кор-
рекции частотной характеристики и регулировки тембра.
8Л-2- Схемы мощных усилительных устройств
с обратной связью
Число каскадов, охватываемых обратной связью, в большим*
стне случаев составляет от 1 до 4. В усилительных устройствах
малой мощности обратная связь находит применение преиму-
щественно в одном н двух каскадах.
Несколько схем усилительных устройств с «однокаскадной^
обратной связью уже было рассмотрено. В частности, па рал-
552
цельная обратная связь по напряжению (рис, 6.20) распростра-
иена в малоламлотых радиоприёмниках («Москвич*» «Рига
Т-755*г «Искрам и др.). Реже встречается последовательная об-
рт:ш.я связь по напряжению («Пунагге-Рэт» в приёмниках
\ \ -662 и W-663),
Тах как к большинстве случаев требуется получить обрат-
ную связь сравнительно большой глубины, то более расп-рост-
j
Й №
Л/
ММ
/
1 Л07ЛГ
—
ад
f-ff87
<V &/f
Рис. 8.48. Схема усилительного блока мощностью 25 ет с двухкас-
ка дней последовательной обратной связью зю напряжению (совме-
щённая Ю1норадиоуставовка СКРУ-100)
.'W/AW
Г-ё(!7
0
+Ж7 > W
раненными оказываются устройства с обратной связью, охва-
тывающей не один, а два и большее число каскадов.
На рис. 8,48 приводится один из возможных вариантов схем
устройства с двухкаскадной последовательной обратной связью-
по напряжению. Здесь цепь обратной связи берёт своё начало
от обмотки /// выходного трансформатора, нагруженной на де-
литель напряжения RA— Йи, нижнее плечо которого находит-
ся в катодной цени лампы Л ' . Сам усилитель состоит из двух
каскадов — инверсного по автобалаясной схеме на лампе Л'[
с общим катодом (рис. 7.76) и оконечного двухтактного на лу-
чевых тетродах Г-807. Глубина обратной связи этого устройства
примерно равна 6 (16 дб\.
При использовании многокаскадной обратной связи иногда
вводятся дополнительные её петли, охватывающие обычно мень-
шее число каскадов. Схема одного из устройств подобного рода
даётся на рис. 8Л9,
Первая петля смешанной по входу обратной связи по напря-
жению охватывает два каскада, к её элементам относится ча-
стотнозависимым делитель напряжения, состоящий из сопротив-
лений и конденсаторов R& С2 и /6, а также потенциометр
555
(регулятор громкости) /?i и шунтирующий его конденсатор (3
Интересно, что глубина рассматриваемой обратной связи зави
сит от положения движка потенциометра. Так, в верхнем ед
положения сильнее сказывается шунтирующее действие вяуя
релнего сопротивления источника возбуждения J)t что и привн
дят к уменьшению глубины обратной связи. Наличие же частот
ной зависимости у коэффициента передачи £-цепи (уменьшена
$ на краях диапазона) приводит к подчёркивающему воспро
язведению как нижних, так и верхних частот.
Ряс. 8.49. Схема усилительного устройства с днухлетлгвпй
обратной связью (радиоприёмник ВЗФ М-6&7)
Вторая петля обратной связи, параллельной по напряже-
нию, охватывает только оконечный каскад. Эта обратная связь
является также чэстотноззвиснмои с уменьшением её глубины
в области нижних частот с целью выделения последних. Для по-
лучения ослабленного воспроизведения верхних частот (суже-
ния полосы пропускаемых частот) используется подключаемый
в этом случае конденсатор СБ. При наличии этого элемента цепи
глубина обратной связи возрастает с повышением частоты, чем
и вызывается сужение пропускаемой полосы частот.
Обычно обратная связь, охватывающая три и особенно че-
тыре каскада, находит применение в устройствах с весьма боль-
шой мощностью. В то же время известны случаи испальзона-
1.ШЯ трёхкаскадной и даже четырёхкаскадной обратной связи в
маломощных установках, например радиоприёмниках «Латвия».
ДД1га-10;ж в аппаратуре колхозного радиоузла КРУ-10 (10 ва}.
станционной аппаратуре проводного вещания РТУ* 100 Б
(100 оа) и пр.
Охватывание обратной связью большого числа каскадов ока*
зывается удобным з следующих' случаях: 1) при наличии внут-
ренних петель обратной связи (способствующих повышенью
х) В этом поло>нен]щ обратная связь из смешанной по входу переходит в
параллельную.
554
чч*тюйяивости), 2) при работе оконечного каскада в режиме В2
ji возбуждении его от мощного катодного повторителя (для того
мгобы сложение входного напряжения с напряжением обрат-
ней связи осуществлять при их низком уровне) н 3) при нали-
чии в петле обратной связи двух трансформаторов (с тем, чтобы
р предварительном усилителе для обеспечения устойчивости
гстройства использовать реостатный каскад, обладающий бла-
’Ояриятнымн частотно-фазовыми свойствами).
На рис. 8.50 даётся схема усилительного устройства с трёх-
пдекадной. смешанной по входу обратной связью по напряже-
нию. Возбуждение оконечного каскада, работающего в режиме
i’uc. 5.50. Схема усилительного устройства мощностью 10 с трёхкаскаяяой,
смешанной ио входу обратной связью пи напряжению {'колхозный радиоузел
КРУ-10)
В2. ведётся от трансформаторного мощного предоконечного кас*
кади (ряс, 8,36) г Напряжение обратной свяги, получаемое от
обмотки Н1 выходного трансформатора после передачи через
делитель напряжения /?й —/?О| поступает на сетку лампы 1Б1П
реостатного каскада. Уменьшение коэффициента усиления в
той части области верхних частот, где ещё не слишком велики
фазовые сдвиги, вносимые между.чамповым и выходным транс-
форматорами. создаётся конденсатором С „.Всё же присутствие
и. петле обратной связи двух трансформаторов не позволяет
осуществить в этом устройстве достаточно глубокую связь.
На рпс. 8.51 представлена схема устройства с «трёхкаскад-
ной» обратной связью, разработанного иод руководством
С. Е, Гликмана [30]. Ввиду симметричного её построения обо-
значения п величины даны только для верхней половины схемы.
На сотки ламп оконечного каскада напряжение смешения не
подаётся, что упрощает питающую часть усилителя. Предоко-
печный каска л усиления мощности представляет собой дрос-
сельный катодный повторитель, выполненный на лучевых тетро-
дах. С. помощью развязывающих цепей Сэ—/?_, обеспечивается
555
нормальный режим работы экранированных ламп, характер!
эуемый постоянством напряжения на экранирующей сетке отяй
сительно катода (см. рис. 6.21в). Первый каскад усилителя тая
же является дроссельным, что вызвано необходимостью полуд"
ния высокого выходного напряжения (превышающего напряли
ние возбуждения оконечного каскада).
Для уменьшения напряжения чётных гармоник, синфазц
поступающие на сетки ламп по цепи обратной связи и мог)
Рис 8.51. Схема усилительного устройства с трехкаскаджш псслеэегхпьлъной
связью по напряжению (двухкялонатгыый усилитель на базе ВУ 0-500)
щпх вызывать перегрузку каскадов предварительного уемле*1
ния ])> в общую катодную цепь ламп включён дроссель что
было предложено С. В. Персоном [68]. Естественно, что при
этом для синфазных колебаний образуется отрицательная об-
ратная связь, не сказывающаяся на прохождении полезных про-
тивофазных колебаний. За счёт двухтактного выполнения всех
каскадов усилителя почти все питающие цепи значительно упро-
щены (отсутствуют блокировочные конденсаторы).
Сопротивления Я л—играют роль делителя напряжения
р-цепш Интересно, что в з-цепи отсутствуют разделительные
конденсаторы, благодаря чему цепь обратной связи оказывается
частотнонсзависимой в области нижних частот, а это приводит
к повышению устойчивости.
Устойчивой работе в области верхних частот при сравнитель-
на глубокой обратной связи (14 г?б) способствует применение
корректирующих цепей RC («вч ограничителей») и шунтирова-
11 Синфазные составляющие напряжении на анодах пени окопе иного кас-
када образуются вследствие неполной магнитной связи между секциями пер-
вичной обмотки, I. е. они обусловлены наличием индуктивности рассеяния
между этими секциями,
556
ние секций вторичной обмотки входного трансформатора сопро-
тивлениями и конденсаторами.
Следует всё же отметить, что в рассмотренной трёхкаскад-
пой схеме неблагоприятное влияние оказывает индуктивность
гаесеяния между секциями первичной обмотки выходного транс-
форматора. Дело в том, что при работе оконечного каскада в
режиме. В напряжение обратной связи, влияющее на работу
ггнсртого плеча оконечного каскада, поступает на вход от сек-
пии первичной обмотки трансформатора 7\ относящейся к за-
пертому плечу, т. е. оно передаётся посредством трансформация
из одной секция в другую. Таким образом, здесь в петлю обрат-
Рис. 8.52. Схема усилительного устрот7ствэ мощностью 20 кят с четырёхкаскад-
ной последовательной обратной связью по напряжению (выводы средних точас
нитей накала ламп Г М-70 и Г-431 не показаны)
ной связи в скрытой форме входит трансформатор, что, естест-
венно, затрудняет получение большой глубины обратной связи.
Этого можно избежать, добавив в усилитель ещё один каскад
пли подав напряжение с выхода fi-цспп не на сетки ламп Ль
как сделано в рассматриваемой схеме, а на их катоды (подобно
схемам на рис. 7.63 п 7.64).
Схема устройства с четырёхкаскадноп обратной связью,
свободного от рассмотренного недостатка, в упрощённом виде
изображена на рис. 8.52. Эта схема отличается от представлен-
ной па рис. 8.51 добавлением ещё одного каскада — реостатного
па лампах ,/7ь Внесение этим каскадом 180е сдвига привело к
изменению построения цепи обратной связи. Здесь каждая по-
ловина усилителя (при разрезе его продольной осью симметрии)
может работать независимо, во всяком случае индуктивность
рассеяния между секциями первичной обмотки выходного транс-
форматора не входит в петлю обратной связи.
557
5э8
Благодаря отсутствию трансформатора в петле обратной
связи и применению не только высокочастотных корректирую-
щих целей RC и 7?lCLt но также и низкочастотных R'C' в устрой-
стве обеспечивается устойчивость при глубокой обратной связи
ню рядка 20 до), равномерной в пределах всего рабочего диапа-
зона — от 50 до 10 000 [29],
Схема ещё одного варианта устройства с четырёх каска дней-
братной связью более поздпей разработки показана на ряс. 8-53,
В мощном пред оков ечпом каскаде используются пентоды^
f ключе иные в соответствия со схемой на рис. 8.45. Для умень-
шения фазовых сдвигов на нижних и верхних частотах и в то
время получения высокого выходного напряжения второй
.-декад усилителя выполнен по схеме с реп статно-дроссельной
связью. Глубина обратной связи в этом устройстве близка к
20 дб.
§ 8,5 ТРАНСФОРМАТОРЫ И ДРОССЕЛИ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
8.5.L Магнитная цепь трансформатора
Подобно силовым трансформаторам трансформаторы и дрог*
или звуковой частоты подразделяются на броневые и стержне-
гые. Трансформатор броневого типа изображён на рис. 8,54.
Обмотки здесь располагаются на среднем стержне обычно пря-
Рис. 8,54. Бропсвий тип трансформатора
£ ЮМКМ&Ю
м оу гол иного сечения. Так как магнитная цепь собирается из
отдел иных тонких листов трансформаторной стали (или другого
материала с высокой магнитной проницаемостью), то им при-
дают такую форму, чтобы была возможность набивки листов
5Д9
сердечника4 в готовый каркас с обмотками. Для этого каждм
лист изготавливается из двух частей (рис, 8.55 о) или же в веря
ней части листа делается просечка (рис.8.55 б, в). Для создана
замкнутой магнитной цепи в обоих случаях используются яла
станы вида а млн б, причём сборка ведётся в перекрышку, т>.^
так, чтобы стык или просечка поочерёдно располагались то I
одной стороны, то с другой. Пр в необходимости введения в цеш
немагнитного зазора используются листы вида а или который
собираются при расположении стыка или просечки в одной
месте.
Рис. 8.55* Пластины сердечника броне но го типа
Л>
Броневой тип трансформатора оказывается более удобным
для мощностей Р, до 100—500 вт. так как его конструкция при
этом оказывается простой и удобной для массового из готов ле*
ния. Вместе с тем броневой трансформатор более чувствителен
к воздействию внешнего переменного магнитного поля и об л а-’
дает сравнительно большой тщуктгишостью рассеяния.
Трансформаторы средней и большой мощности (Р2>100—
500 <зт) обычно выполняются стержневого типа. У таких транс-
форматоров сердечник также может иметь прямоугольное се-
чение (рис. 8.56), по при значительной мощности в целях упро-
щения конструкция каркаса и облегчения изготовления обмогок,
а также уменьшения индуктивности рассеяния и повышения
электрической прочности трансформатора более выгодным ока-
зывается применение сердечников со ступенчатым сечением
стержня я катушкой круглой формы (рис. 8.57).
У стержневого трансформатора (дросселя) каждая обмотка
поровну размещается на обоих стержнях,
К размерам сердечников, кроме величин, обозначенных на
рис, 8.54* 8.56 п 8.57. выражаемых в сантиметрах, относится так-
7ке площадь сечения qe (см2), средняя длина магнитопровода
A равная полусумме самой длинной и самой короткой маг-
нитной силовой линии*
Для магнитных цепей с прямоугольным сечением сердечника
(броневого и стержневого типа) площадь сечения подсчитывает*
560
<?r ==kM (8.303)
r;te — коэффициент заполнения сердечника» значения которого
приводятся в п. 8.5.3.
При ступенчатом сечении стержня (рис. 8.57)
qc - 0,667 kcd\ (№Q4)
Рассмотрим теперь режим работы магнитной цепи трансформато-
ра (дросселя). В общем случа* в магнитопроводе может находиться
немагнитный зазор Л» а через J обмотку протекает постоянный под-
Рис, 8.56, Стеришеиой я-ш трансформатора
Рис. 8.57, Сердечник стержневого
трансформатора со ступенчатым с&-
ченмем стержня
магничиватоший ток /0 и переменный ток [т1 вызванный действием
приложенного к обмотке напряжения Um частоты f (рис. 8.58).
Тогда напряжённость магнитного поля и магнитная индукция будут
пульсировать и содержать постоянные и переменные составляющие
Обозначая через Н m амплитуду переменной составляющей на-
пряжённости магнитного поля в сердечнике и через Н:гп анало-
гичную величину в зазоре, мы сможем написать уравнение
Кирхгофа для магнитной цепи в таком виде
(8.305)
36—237 561
Так как магнитная проницаемость немагнитного зазора раеДЬ
единице, то Bzm = Н1тп, а магнитная индукция в зазоре в силу ]Я
веиства магнитного потока и площади сечения равна магнитцЯ
индукции в сердечнике Вт> то
0,W, = № + ^r (8.эЯ
Амплитуда переменной, составляющей магнитного потока равЛ
произведению Вт на qct следовательно, мгновенное значение этой
величины выразится как
Ф (/) = sin ш f = Bmqc sin ш
Эдс самоиндукции, наводимая в обмотке, как извести^
находится из следующего выражения:
es(f) — ш ——Ю"^ — — w * 10-& cos ш
щ
Эта эдс при отсутствии потерь в
несущественно) равна приложенному
обмотках (их влияние обычпД
напряжению, взятому с обрат!
®г
Рнс* 8-5& Общая схема магнитной лепи
трансформатора (дросселя)
ным знаком, т. е<
еЛД = — и =-- —U-coswL
•₽ ’ г jf*
Сравнивая два последний
выражения, нетрудно устано?
вить, что I
(8.307)1
Если потерн в обмотке ш
в магнитной цепи невелики, то*
ток и напряжение Utlt cb«J
ваны простым соотношением
4 = , (8.308У
<и £
в котором L представляет собой индуктивность рассматриваемой4
обмотки. Из (8,308) следует, что
im<*>
Заменив здесь Um правой частью ур-ния (8,307), получим
х в ц^.ЛО'*6
° —Г~^ *
I.'bJ
Как видно из ур-ния (8.306),
Вт 03тги> t Вт 1 Г
562
поэтому
Отношение Вт к есть не что иное, как динамическая маг
нитная проницаемость материала сердечника, которую обозначим
через р, Выражение для L (в генри) теперь может быть написано
В частном случае отсутствия немагнитного зазора (fz = O)L вы-
ражается проще
4
ic
(8-310)
Динамическая магнитная проницаемость зависит от рода материа-
ла сердечника и режима его работы, определяемого амплитудой пе-
ремен ной составу яющёй
магнитной индукция
в (8.3id
и постоянным подмагничи-
ванием — числом погонных
ампер-витков
доа=^ - (8.312)
При увеличении Вт
вследствие S-образной фор-
мы основной кривой намаг-
ничивания р- сначала возра-
стает, а затем, начиная
Рис. 8*59- Зависимость ц от Вт я у ста*
ли марки Э4ДА
обычно с Вт “ Зн-5 кгс, падает* Увеличение же псстояимыл ам-
пер-BirrKCFB, пропсрцнональпых напряжённости поля
(Жд
Яр
(8.313)
вследствие приближения материала к .режиму насыщения» сразу же
вызывает уменьшение магнитной праиииаемосш, что можно видеть
из рис. 8*69. Зависимость от att'g при Вт 0 для некоторых маг-
нитных материален представлена на рис. 8*60,
Верхний предел Вт обычно ограничивается определённой нормой,
причём минимальное значение преимущественно получается, при
самых малых значениях если <иг0 = const Магнитную про-
зе* 563
(8.3
ницаемость при весьма апабом переменном намагничивании и отс
вин постоянного подмагничивания (да?0 = 0) принято нязьв
начальной магнитной проницаемостью и обозначать через
Для того чтобы ослабить влияние постоянного намагк®
вакия, в сердечник вводится немагнитный зазор, за счёт й
рого возрастает магнитное сопротивление постоянному not
и уменьшается постоянная составляющая напряжённости w
Я13, как это -видно из выражения
U,*± (t UZfQ - -J- X^4)£z.
При отсутствии *же зазора напряжённость поля и число ;
пер-витков связаны прямой пропорциональностью
„ 0,4кап/* Л 4
Z/o = --------—5- — 0,4 тг ЯДОд.
Но при ослаблении постоянной составляющей напряжена
стя поля возрастает динамическая магнитная проницаемость
следовательно, индук
посты Однако при слш
ком большой велмчи
зазора, как видно
(8,309), знаменатель
чинает расти быстрее чтй
лителя (сказывается ув
личение магнитного
. противления переменном;
потоку), и индуктивности
падает. Таким образом
при неизменной степени
постоянного подмагничу
ваниял выражаемой чиу
лом ампер-витков *
индуктивность получается-
максимальной при опрУ-
делённой длине немагнит-
ного зазора.
зазора практически про-'
отсут-
Рис, 3.60- Зависимость р. от при
еТйия немашитяогб зазора у сталей
ВП*3, ХВП и Э4АА
длины
Это оптимальное значение
порционально числу ампер-витков
Zz^ const
При_опт1шальном значении /£ величина
(и \
“Т
1 /
и lr Ji -= I
г -г г опт
которая пропорциональна индуктивности обмотки, является для
определённого материала функцией только числа ампер-витков. Ве-
;Г 564
(8.316)
(8.317)
личина и-, = t*: 14- , занимающая в (8.309) такое же место,
* *. н
как и [а в выражении (8.310), может рассматриваться как эквива-
лентная магнитная проницаемость для режима с постоянным nofr
мягпнниваяием при оптимальном зазоре. Зависимость
для различных магнитных материалов изображена на рис» 8,6 L
Что же касается длины сердечника то она с учетом разли-
чия площадей сечения отдельных частей магнитопровода3), может
быть найдена из следующих выражений [89].
Броневой сердечник (рис, 8.54)
Ряс. 8,61 > Зависимость pi, от дай при наличии
немагнитного зазора оптимальной величины у ста-
лей марок BII-3, лВП. Э4АА и пермаллои марки
Н45М
(8.318)
Стержневой сердечник с прямоугольным сечением
(рис. 8,56)
!f = 2h + ~^ hi? 1.
J/s 2 J
стержня
(8.31S)
Стержневой сердечник со ступенчатым сечением стержня и не-
изменным сечением магнитопронода (рис. 8.57)
!с = 2й -4- 2b + . (8.320.)
J) При подсчёте длины мвгнитопрсвода длины стержней, несущих обмотки,
принимаются7 без изменения; эффективная длина какой-либо части, имеющей гео'-
Чг
метрическую длину { и сечение qt принимается раиной <— . где qc — площадь
сеченяя стержня, несущего обмотку.
5₽4
8.5,2. Обмотки трансформатора
Обмотки трансформаторов и дросселей звуковой чаете
применяются цилиндрической и дисковой' конструщ
(рис. 8.62), В целях уменьшения индуктивности рассеяния >
распределённой ёмкости, а также и для повышения элект
ческой прочности, обмотки разбиваются на ряд секций.
Рис- &&Й< Цилиндрические (aj и дисковые (6) । обмотки
На ряс. 8.63 показаны наиболее употребительные способ®?
размещения обмоток выходного трансформатора броневого
типа, Схема а относится к одпотак1ному каскаду; схема 6-4
к однотактному каскаду с первичной обмоткой, разделённой иа
две секции для уменьшения индуктивности рассеяния.
В случае двухтактного каскад^ йрименяются схемы б, в, а,
и другие, причем схемы бив вследствие большого рассеяния?
между половинами первичной обмотки 6 или между секцией!.
1(6) и обмоткой Н(в) дают удовлетворительные результаты'
только при работе каскада в режиме А,
В случае использования режима В рекомендуется схема л
Для получения наиболее полной симметрии секции первичной
обмотки наматываются в разные стороны; секции обмотки //,
соединяемые параллельно, наматываются проводом, у которого
диаметр берётся в рл2 раз меньше расчётного, равного dj.
Обмотки трансформатора стержневого типа, связанного с
двухтактным каскадом, работающим в режиме В, выполняются
по схеме ня рис. 8.64, обеспечивающей получение симметрично-
сти плеч и небольшой индуктивности рассеяния между поло-
виной первичной обмотки и всей вторичной обмоткой, а также
между половинами первичной обмотки. Еще лучшие результа-
ты можно получить при параллельном соединении секций об-
мотки /Л которые следует наматывать проводом, имеющим диа-
метр da/УХ*
В случае высокого анодного напряжения каждая катушка
первичной обмотки делится на ряд секций, как изображено на
рис, 8.65.
Простейшие междулам новые трансформаторы имеют распо-
ложение обмоток, показанное на рис. 8.63а. Для транеформа-
юра инверсного каскада (рис, 3.9, 7.24 в 8.36) удобно рас-
положение обмоток по рис. 8,63 г при взаимной замене символов
I н //. Фактическую первичную обмотку здесь целесообразно вы-
полнить из двух параллельно соединённых секций
В случае двухтактного трансформаторного каскада
(рис. 3.86 и 8.37) опять-таки удобна схема на рис. 8.63г, но при
Рис. 8.63. Схёиы расположения обмоток выходного трансформатора
броневого типа
последовательном соединении половин каждой обмотки. Поло-
вины отдельно рассматриваемой обмотки для получения боль-
шей симметричности следует наматывать в противоположную
сторону. Для одной лампы каскада первой располагается поло-
вина первичной обмотки и затем намотанная в ту же сторону
пплозина вторичной обмотки. Прн этом начало половины пер-
вичной обмотки присоединяется к аноду, а конец половины об-
мотки Г1 — к сетке лампы следующего каскада. В этом случае
напряжения на аноде Ло и на сетке. Л' ( рис. 8.37) будут
изменяться в противофазе, что обеспечивает минимум искаже-
ний [95].
При необходимости уменьшения индуктивности рассеяния
обычных междуламловых трансформаторов обычно применяет-
ся дисковая чередующаяся намотка (ряс. 8,66).
567
Рис. 8.65. Секционирование
обмоток высокого напряжения
Ряс- 8.64. Схема расположения
обметок выходного трансформатора
стержневого типа
Распределённая междувитковая ёмкость обмотки траксфор^
матора (дросселя) может быть уменьшена путём деления одной
Рис. 8.66. Дисковая чередующаяся
намотка
вторичной или обеих цилиад*!
рических обмоток на ряд не>1
чередующихся секций напо?
добие выполнения первичкой
обмотки у высоковольтного
трансформатора (рис. 8.65). Ч
У симметричного входного!
трансформатора (рис. 3.14)"
обмотки выполняются по cxe-J
мам. показанным на рис. 8.67/
У обмоток* разделённых на две-i
равные секции, эти секции на?'
матыааются в противоположи
ные стороны. В первой канет- =
рукции (а) применяется статический экран в виде одного не-
замкнутого- витка из листовой фольги, во второй (б) каркас из-
готавливается из немагнитного металла с разрезом вдоль обра-
зующей во избежание появления вихревых токов и связанным
568
с ними размагничивающим действием. Для ослабления воздей-
ствия внешнего переменного магнитного поля здесь весьма важ-
но заключение трансформатора в магнитный экран,
К геометрическим данным обмоток относятся показанные
на рис. 8.62, 8.63, 8,65, 8.66 высота h и ширина b окна, высота
намотки толщины обмоток Аь толщина изоляции между
обмотками SK и между обмоткой и сердечником (толщина кар-
каса) а также площадь окна Ыг (см2) и средняя длина вит-
ка /0 (см). показанная на рис 8.68.
У броневого трансформатора с учётом зазора между частями
сердечника и каркаса
^ад+й) + 2,9 Ъ\ (8*321)
tfapw&c (гз&мимгнмпе
мотеливла
Ст0яю*еыиа /
металличесма
ttSpHffC
а/
Рис, 8;67, Схемы расположения обмоток симметричного входного
трансформатора
у стержневого трансформатора с прямоугольным сечением стержня
-f- у%) + 1,5 6; (8,322)
в случае ступенчатого сечения стержня
/0^(1,06d+0,35 b).
(8,323)
Отношение площади меди, т, е, площади сечения всех витков
обмоток к площади окна, называется коэффициентом заполнен
ния окна, величины которого даются в п. 8*5,3.
Введем в наше рассмотрение ещё один показатель который
назовем электрической постоянной времени трансформатора (дрос-
селя).’Эта величина представляет собой сумму постоянных времени
обмоток
T3J + + (8.324)
Г1 гй Г1 га
Выразим через размеры трансформатора. Сопротивление
56Р
какой-либо обмотки находится из известного выражения
г — j
°е* VoJn (***> ’
Усредняя величины сопротивлений обмоток, принимаем la<sM (м) Л
= 0,01 ьуО0'Л/в(с*)- Учитывая, что у меди р - 0,0175 ох-^.н’/Л
получим
_ 1.75.КГ4 №/„(йн)
о6я
Принимая во внимание равенства (8.310) и (8.325), выражений
(8.324) приводим к такому виду
8 ( 0,4 *(х«'217с10~’8 <7з
Т” “ 1.75- |(Н П ’
(8.323
^9
Рне 8.68, Средняя длина витка у трансформаторов броневого и стержне-
ВОГО ТИПОВ
иначе,
^=738-10'3^(“Wi + Wfe + ...), (8.326)
Vo
где 91,дг _,—площади сечения проводов обмоток (выраженные в
Но сумма totfi + сед» + * <., очевидно, нс может превышать
100 k$h.t где b и Л взяты в сантиметрах, a k& — коэффициент за-
волнения окна; согласно (8.303) qf = keyty^t поэтому у сердечников
с прямоугольным сечением стержня
< 7,18 • 1 (Г3 . (8.327)
Уо
в случае сердечника со ступенчатым сечениелг стержня на основа-
нии (8.304) получим
< 4,79 • 10 '3 . (8.328)
(гй*
570
Выражения (8.324), (8.327) и (8.328) показывают, что при
неизменных соотношениях между размерами трансформатора
(дросселя) значение электрической постоянной времени про-
(торцлонально магнитной проницаемости, произведению коэф-
фициентов заполнения и квадрату линейного размера ш не за-
висит от величин Лиг обмоток, взятых в отдельности.
Правые части равенств (8.327) и (8.328) являются конструк-
тивными постоянными времени трансформатора (дросселя)
..„ЯГИ1Д, следовательно, в случае прямоугольного сечения стержня
= 7,13 -1(Г3 , (8.329)
при ступенчатом сечении стержня
^спр = 4.79.10 3. (8.33Q)
*</•
Соотношения (8.327) и (8.328), которые можно объединить в
одно неравенство
\o4<w > S- = К 4- + - • = А + V1 + • • -. (В.33 J)
позволяют обосновать выбор размеров сердечника трансформа-
тора, что подробнее рассматривается в а. 8.5.4.
При проектировании трансформатора необходимо так сконст-
руировать и расположить обмотки, чтобы фактическая илдук*
гивностъ рассеяния во всяком случае не превышала соответст-
вующую величину, найденную при электрическом расчёте. Точ-
ного же совпадения этих величин в большинстве случаев не тре-
буется, да и к тому же добиться такого совпадения затрудни-
тельно.
У броневых трансформаторов с иечередукицнмиси обмотка-
ми (рис. 8.62 и рис. 8.63 а и я) конструктивная индуктивность
рассеяния находится из выражения
Ц+Л±^\ (8 332)
' 3 /
В этом и последующих выражениях относительно все
размеры берутся в сантиметрах, результат получается б генри.
Поправочный коэффициент в случае цилиндрических обмсь
ток равен 0,8-?- 0,9; при дисковой конструкции k# = 0,7 -4- 0,8*
При чередующемся расположении частей обмоток броневого,
трансформатора используется выражение
№WM^r+Aiil (8333)
/н’Л# \ 3 /
где tn — число промежутков между обмотками (рис. 8.636 и
рис. 8.66).
Величина как уже отмечалось, представляет интерес при
работе каскада в режиме А. В случае использования режима В
571
параметром, определяющим поведение каскада в области вё]
них частот, является индуктивность рассеяния между полей
кой первичной обмотки и всей вторичной обмоткой LJfI, у тра-
форматора, выполненного по схеме рис. 8.63 е,
ОЛк (0,8—0,91 {гН\1(Г^
1*2 /
0,5
или
У стержневого трансформатора с обмотками, расположен!
ними в соответствии со схемой на рис. 8.64f имеющими размерд
по рис. 8.65, индуктивность находится так;
L„ = + + (8 3Mj
*" 1 3 1 1
При параллельном включении частей вторичной обмотфц
расположенных на различных стержнях J), индуктивность уменье
шается в число раз, равное
где
Практически выигрыш в уменьшении А5П от перехода на па-
раллельное соединение частей вторичной обмотки здесь невелик
(порядка 1,05—1,3), однако для трансформаторов большой мощ-
ности такое соединение может оказаться удобным в том смысле*
что даёт уменьшение площади сечения толстого провода в два
раза.
-1). В этом случае число витков рассматриваемой части удваивается, т< еч
доводится до wSt а дйаметр провода берётся a Y% раз меньше^
572
8.5.3; Выбор материала сердечника трансформатора, магнитной
индукции Пф и коэффициентов заполнения ke и 1гп
Задачей конструктивного расчёта трансформатора является
выбор магнитного материала для изготовления сердечника,
определение размеров сердечника, расчёт чисел витков и диа-
метров провода обмоток, выбор изоляционного материала для
каркаса, расчёт размещения обмоток и индуктивности рассея-
ния Lj или Lsn, а также и индуктивности первичной обмотки
А,.
Магнитная цепь трансформатора звуковой частоты собирает-'
с я из пластин, изготовленных преимущественно из листового
магнитного материала. К наиболее употребительным сортам
относится обычная трансформаторная сталь Э4АА толщиной
0,35 и 0.5 льк, сталь с повышенной магнитной проницаемостью
при слабом магнитном поле марки ВП-3 толщиной 0,35 мм,
сталь с повышенной магнитной проницаемостью при сильном
магнитном поле марки ХВП толщиной 0,35 и 0,5 мм.п, наконец,
никелевый сплав, известный под названием пермаллоя, напри-
мер, марок Н45 (45% содержание никеля) и Н80МЗ (80% со-
держание пикеля с добавлением молибдена) толщиной 0,1—
0,5 зон.
Магнитный материал и соотношения между размерами сер-
дечника выбираются различно в‘ зависимости от того, каким не-
обходимо выполнить'-трансформатор — наименьшим по стои-
мости или по весу [89]. Здесь мы ограничимся рассмотрением
только первого случая — расчета трансформатора наименьшей
стоимости.
Для входного трансформатора, работающего от источника
с очень низким уровнем сигнала, например, от электродинами-
ческого микрофона, при отсутствии постоянного подмагничива-
ющего тока рекомендуется пермаллой с высоким содержанием
никеля Н80МЗ и Др. При наличии постоянного подмагничива-
ния лучшие результаты получаются при использовании пермал-
лоя с меньшим содержанием никеля (марки Н45 и др.). В слу-
чае выполнения сердечника из пермаллоя, отличающегося вы-
сокой стоимостью, трансформатор наименьшего веса является
одновременно и трансформатором наименьшей стоимости, что
следует учитывать при выборе формата пластин сердечника.
Для трансформаторов относительно небольшой мощности,
таких, как входные, работающие при пе очень низком уровне
сигнала (входные линейные трансформаторы и др.), межкас-
кадные, а также выходные при /%<&—15 от, работающие без
постоянного подмагничивания или при слабом подмагничивании
(Lt /%<0,01 — 0,03 ан-а2), рекомендуется сталь марки ВП-3.
В этих же условиях, но при сильном постоянном подмагничи-
вании (Z.|/%>0,01—0,03 ан-а2), лучшие результаты получают-
ся при использовании стали марки ХВП.
573
Для доходных трансформаторов средней и большой мб
кости (Р2>5—15 рг) обычно используется трансформатор!
сталь Э4АА или ХВП, 1
При использовании стали Э4АА, В П-3 и ХВП и при ннзй
частоте не свыше 150 гц толщина пластин может быть взя
равной 0т5 мм. *
Пластины толщиной 0,35 мм и тоньше целесообразно при»
пять в случае, когда fw>150 гц, а также при использопад
пермаллоя>Н45 и Н80МЗ для f.t <50—100 гц. При >5Й
100 особенно прн использовании пермаллоя: Н80МЗ, pet
мендуется толщину пластин брать порядка 0,1—0,2 мм.
Во избежание возникновения в трансформаторе Ьа метод
нелинейных искажений магнитную индукшно Вт у трансфера
торов, работающих без постоянного подмагничивания, праде
чески следует ограничить следующими значениями:
Р* eat 1 3 10 30 100 300 1000 3000 ЗМ
Bmt кге 4 5 6 7 8 9 10 11 1
«гЛ r I
При значениях В№ меньших 7—10 кге, используется естеез
венная изоляция между пластинами в виде слоя окалины, п®
этом коэффициент заполнения сердечника kc при толщине пай
стнн 0,35 лш в среднем равен 0,88, в случае пластан толщин^
0,5 JM4I =0,93, Если Вщ>7—10 кге, то рекомендуется пласта
ны с одной стороны покрывать слоем прочного, нехрупкого лй
ка толщиной порядка 0,01 мм, что дает значения &с 0,86 и
для значений толщины пластин, равных соответственно 0,3$ 1
0,5 лш.
Величина коэффициента заполнения окна Ао зависит от дна
Метра и рода изоляции применяемых проводов и напряжений
на аноде лампы
При £/„о <300 а значения А& обычно заключены.в предел^
0,14—0,25 (меньшие значения относятся к небольшим вел мчи
нам выходной мощности и использовании проводов ,с усиленно!
•изоляцией ГГЭЛШО, ПЭЛШД, ПЭЛБО и др.) при < 1 $
А0=0,11—0,2, при 3 tea Ае—0,06—0,15, а при 1/л0 < 10 «а
и использовании масляной изоляции нижний предел величии!
Ао повышается до 0,08.
В расчёт трансформатора, работающего без постоянного под?
магничивапия, входит начальная динамическая проницаемости
р. t отвечающая режиму весьма слабого переменного намагничи^
ваиия- У стали основных марок: Э4АА р-^ =400, ХВП (Ч =5001
ВГЬЗ =600, у пермаллоя Н45 толщиной 0,35 лъи р» = 2500
наконец, у пермаллоя Н80МЗ при толщине пластин 0,1—0,15 мм
=*10000—15 000, яри толщине 0,18—0,25 мм {4 = 15 000—’
18 000 и прп толщине 0,28—0,40 мм [4 достигает 35 000.
574
8,5.4. Определение размеров сердечника
Общие замечания. При нахождении размеров магнитной це-
пи используется соотношение (8.331), которое позволяет найти
один из размеров, если только известно выражение через него
остальных размеров. За такой основноГт размер удобно брать
ширину стержня у у (рис, 8.54 и 8.56) или в случае ступенчатого
сечения стержня диаметр описанной окружности d (рпс. 8.57) -
Сами соотношения между рассматриваемыми размерами у
трансформатора, отвечающего условию наименьшей стоимости,
установленные Г, С. Цадкиным [89], приводятся в табл. 8.3.
Таблица
Соотношение размеров сердечника трансформаторов
Тип трансформатора Размеры сердечника
Уь ь h У) Че
Броневой (рис, 8-54) 1.% 0,85^г 0.65^1 1.8Л 5,67th 6*88^ ЬгУ1У*
Стержневой (рис. 8,56} Ух l.ly, 2.75^ 10.8г/, 0.7л ^№19»
Стержней^ со ступен- чатым сечением стер- жня (рис. 8.57} уг = 0.421 d tfa = 0.707 г/ 0,307 d = 0,735d 0.9 2,25 8,88 4,3 0,667 ft,. <Р
Обозначения: С “Длина средней силовой линии сердечника, си; —сред-
няя длина витка обмоток, с.к; площадь сечения сердечника, k? и —
коэффициенты заполнения сердечника и окна.
Расчёт сердечника трансформатора (дросселя) небольшой
мощности, работающего без постоянного подмагничивания
(Рг<200 -4-500 вт). В рассматриваемом случае целесообразно*
выполнить трансформатор броневым, выбрав подходящий сер-
дечник из существующего сортамента (приложение 5), в кото-
рый входят сердечники, выполненные из штампованных пластин
с размерами bt ht уз, соответствующими условию наименьшей,
стоимости (табл. 8.3). Для расширении числа типовых сер-
дечников при ограниченном числе штампов в таблицу дополни*
гель но включены сердечники с толщпяой набора пластин уъ от-
вечающей не только наивыгоднейшему соотношению ^^1.5 уъ
но и дцум другим значениям: у^—Уъ и при которых
стоимость трансформатора еще незначительно превышает ми^
нимальнп возможную величину.
После выбора рода магнитного материала, его толщины и опре-
деления величин J3m, kQ и рй по ф-ле (8,324) находится Vr
*) При определении 1С к /0 были использованы выражения (&3J8)—(8,323).
575
Выбор типоразмера сердечника ведется па основе соота<
май (8.329) и (8331), для чего следует вычислить вспои
тельный параметр
^4 = СЛ«Я (8-
и найти в приложении 5 сердечник, у которого величина
F л = 7,18 - КГ3 (З.зЯ
коастр * t I
*cJ0
удовлетворяет соотношению
р > F
KOfCCtHp 9А9
которое тождественно условию (8,331) в развёрнутом виде, *
Соответствие приводимому выше условию #Я
статочно для маломощных трансформаторов и дросселей, ваяя
дящяхся во входной цепи или первых каскадах усилителя, Л
В случае расчёта выходного трансформатора магнитная йЯ
дукцяя не должна быть выше допустимого значения, поэтйЯ
требуется удовлетворить еще одному условию (8.346), В оснздЯ
вывода этого условия лежит равенство (8.307), в котором с#Я
дует исключить неизвестные в начале величины w^wi и Я
взяв вместо ш его наименьшее значение 2-Д, что отвечая
максимальному значению Bmt т. е. наиболее тяжёлому случае
При это дк предполагается, что известны выходная мощность Fa
коэффициент трансформации п и сопротивления нагрузки /?з Я
вторичной обмотки г2. j
Допустим сначала, что каскад, связанный с трансформата
ром. работает в режиме А. Обращаясь к эквивалентной схеме
например, однотактного каскада (рис. 8.15а), мы видим, ™
при наличии потерь в обмотках, когда п и не равны нули
магнитная индукция Вт будет зависеть от напряжения» сущесЯ
вующего непосредственно на зажимах L}t которое обозначим чш
рез Е^. Из рассматриваемой схемы следует, что
__ ^2
Г2
НО _____
поэтому
Учитывая, что /?2 = А’2/гг3 и rj -— г^/п2, последнее выражений
приводим к такому виду
1+т'
Е^ -------~л V2P^- (8-33^
п ’
57$
Для получения второго условия, которому должны удовлетво-
рять размеры сердечника выходного трансформатора, берём выраже-
ние (8.338), в котором, используя соотношения (8.56) и (8.70) —
(8.72), выразим гг и через г0> т]г и а = Г1/га
/ 4 2Р Г
Полагая, что эдс самоиндукции ELm равна правой части ур-ния
18.307), в которой ш заменим на 2 к/*, а до на прядём к сле-
дующему уравнению:
= [1 — а(1 -^)] J —(8.339)
гак
но
Входящая сюда неизвестная величина может быть исключена,
как сопротивление равно const Действительно,
Го = П + = 1,75.1 (И /о (м) ( - 1,
П* \<}1\ММЧ пч>3(млг) /
91(ЛШ*) = ^-, 9а=1^,
где н — площади сечения витков первичной и вторичной
обмоток, выраженные в- см\ поэтому
( 2 2 X
— + ~~ = 1,75 • КГ6 /X (' — 4- — к (8.340
9о1 л* <?0а / X Ча. <?№ 1
Относительно суммы площадей goi и известно, что
hi + ?ов = Ш-
(8.341)
Для того чтобы связать между собой эти площади, следует
обратиться к равенствам (8.71) — (8.73), из которых явствует, что
тФ е.
или
XVhI(J ___ ^'1^0 1 4— <1
л Р ♦
л2</1 Ч, а
«
n3<?01 ?Q2 а
Из (8.341/ н (8.342) устанавливаем, что
I __ 1 J_ = J_
?oi 11 -— о) У® 1,(?о
И
4ot> а( 1 — а (! — ст) '
37—237
(8.342)
577
Подставляя это значение в (8.340), получим
i ,75-10~6 ...,
° а (1 — a) kqbh JI
Формулы (3.304) и (8.343) позволяют получить следующее р|
ниё ур-ния (8.339) относительно Вт:
о 29.8-10= (1 — а(1 ^г)1 УЖ ,о j
.-------------------—-— ‘
/ У 410 (1 *17*) 4
Последнее выражение, которое может быть использовано ’
оценки пригодности некоторого сердечника с точки зрения дону^
мости величины Вт, дает возможность решить и другую задач!
его заданному значению Вт выбрать подходящий тип сердечй
Для этого следует найти величину промежуточного параметра
29,8.1(ЯЦ -д(1 -тт)] Vf\
__________________ (8-«ЯШ
V1 * я (1 я) (1 *17
и, используя приложение 5, остановиться на таком типоразмёД
у которого
> Ы) (8.3<
где _
°кт “ J/ ~ •
Действуя подобным же образом, но используя эквивалентная
схему на рис. 8.32 для &1уп = 0 и соотношения (8.216)— (8.21Я
можно показать, что при работе двухтактного каскада в режиме-Я
д.в /^ZgZL. (8.3J
у rir (I — rir) fyb H
„ 42, b 103 (0.707 + v) Г К ~ J
=-------ГГГ~^ V —* <8-341W
V Tiytl— V^O J
При выборе параметров я в этом случае используется нераЧ
венство (8.346). 1
Если сорта мент, приведённый в приложении 5, почему^либс*
не подходит, няпртшер, размеры сердечников оказываются яедо"
статочными, то ширина стержня в сантиметрах определяется из
нижеследующих ф-л (8.349), (8.350) и (8.351), которые нахо-
дятся ггз (8.329), (8.331), (8.344) и (8.347) путём выражения
размеров ht 1С и /0 через у\ на основании данных табл. 8.3г.
М-1о%л
(8.349)
1) Хотя выражения (8.345) и (8.346) найдены нэ рассмотрения эквива-
лентная схемы однстактного каскада, нс оии полностью применимы к двух»
тактиому каскаду, рябо тающему в режиме Л.
578
у > у , <3.350,
У а (I — а) т1Г (1 — т(Г)
Y 4^40^.707 + ^Г 5
Выражение (8.349) используется независимо от режима
работы ламп; условие (8.350) относится только к случаю рабо*
ты ламп в режиме А, а (8,351) — в режиме В.
Из соответствующих значений г/г за окончательное прини-
мается наибольшее. Прочие геометрические размеры сердечни-
ка определяются по данным табл. 8.3.
При расчёте магнитной цепи дросселя используется в каче-
стве первого условия соотношение (8,338) и связанные с ним
равенства (8.336) и (8.324) 2), *
Второе условие находится из (8.311); число витков ьу, вхо-
дящее в это уравнение, может быть исключено на основании
того, что
г = ),75-1(Н1р(г,«)к>
L q (ш?)
И
и
т, е, ________
(8.352)
V 1.75'Ю~6/о
Подставляя (8.352) в (8.311), узнаем, что
в = алкион у, (8.353)
/нЧс Г КоОПГ
где напряжение на зажимах дросселя.
Если задаться величиной Вт1 то вторым условием для вы-
бора типового сердечника по данным приложения 5 окажется
выражение (8.346), в котором
G,.; = - gli5TQ3^ .. (8.354)
При неприемлемости данных приложения 5 ширина стерж-
ня может быть определена из двух выражений, а именно (8.355)
J) Если дроссель имеет одну обмотку, то т.^ Д/Гд .
37*
579
(8.
Shi..
ii нижеследующего (8.355), получаемого из (8.353) посречстМ|Ег
использования соотношений, взятых из табл. 8.3
. ^/7’, 16.10“^ *)
th ? 1/ —.-----.
У
Расчёт сердечника трансформатора {дросселя) большой
пасти (Р8> 100 — 500 шп). Трансформатор средней или боль
мощности выполняется стержневой конструкция со ступенча
сечением стержня. Режим А при таких мощностях, как прав#
не используется. ^Размер магнитной цепи в этом случае зава
только от пеЬшчнн Л>, /д,йш,т)г kct и практически не связЦ
постоянной времени. Соотношение, приведённое в табл. 8.3, и j
ражение (8.347) при замене в нём на qt; = 0,667 kt.tP, rm
ляет получить формулу для расчёта диаметра ступенчатого стеряа
(в сантиметрах) в таком виде;
8,7-Ш* (О,707 + г1Т)гА.
(8.33
Остальные размеры сердечника определяются с помсщыо табл. &
В случае дросселя со ступенчатым стержнем расчёт d ведётся г
нижеследующей формуле:
d =
23240»
*)
(8-35|
получаемой из (8.353) и табл. 8.3.
Расчет сердечника трансформатора (дросселя), рябогаюи^ай
с постоянным подмагничиванием. Трансформаторы, работающий
с постоянным подмагничиванием, встречаются в: однотактныЙ
каскадах (междуламновые и выходные трансформаторы). Tats
как выходная мощность у одпотактных каскадов Мала, то paci|
сматриваемые трансформаторы применяются только броиевоге^
типа.
При постоянном подмагнитавашш магнитная проницаемости
становится меньше, чем |лк, что приводит к увеличению размен
рсгв трансформатора. В п; 8.5.1 было показано, что введение не-
магнитного зазора определённой величины позволяет свести-
к минимуму вредное влияние постоянного подмагничивания.
При наличии немагнитного зазора оптимальной величины ин*
J) В случае дросселя с даполиителыюй обмоткой, имеющей такое же
гвдло-витков (см. рис 8.45) Ц0Дгь здесь s (8,353) и (8.354} следует понимать
солротцйлетпю, численно равное результату лараллелыюго соедкяения сопро-
тивлений этих об иоток.
й) См. сноску к ф-ле (8.35&).
580
дуктивность первичной обмотки, согласно (8.309)
дет выражаться так:
0,4пу.га^дг 10“^*
и (8.317), бу-,
(8.358)
Расчёт сердечника трансформатора (дросселя), работающе-
го с постоянным подмагничиванием, осложнён тем, что эффек-
тивная магнитная проницаемость как показано на ряс. 8.61,
aniHCHT от числа ампервитков па 1 см длины сердечника (8.312) >
оа?0 = ,
которое в начале расчета нам неизвестно.
Для получения расчётных соотношений умножим левую и
правую части равенства (8.358) иа/«, что даёт
М = ол^л№ЛоЛ
х *r J
или за основании (8.312)
LJi = 0,4«|х. <^е (а%)» 1 СТ8. (8.359)
Полагая, что рассматриваемый трансформатор состоит из
двух обмоток, относительно сопротивлений которых из (8.70),
(8.71) и (8.73) нам известно, что
ба 5=1 И “I* ^2 13 (1 - Л^,),
Г1 аг0,
П = г2п?.
у
Используя эти равенства, а также и выражение (8.324) и имея
в виду, что l^—n'^Lu можно показать, что постоянная времени
трансформатора зависит от Ц, гЛ и а
Ъ = (8.360)
Приравнивая ъ_, - где в (8.329)
* __, 1Й.|П—И
^KWttfap ’ it ’
и попутно заменяя p из ц,, получим
-—=7,18.10^ , (8.361)
Ml-a) М,
Исходя из того, что соотношения между размерами сердечника
броневого типа соответствуют данным табл, 8.3, ур-ния (8.3Ф1) и
Ш
(8,359) приводим к такому виду:
ЦГ* = 107-10~(л«у0)й
= 0,323U0’3 ^<>(1-<М
н
Разделив (8.362) н (8.363), узнаем, что
С
—й'
где
C = 3vlO^A{l-a)rJ*
является известной» величиной.
Рис. 8,69. Графики зависимости от D для сталей марок ХВП п Э4АА
Подставив (8.364) и (8.365) в (8.363), приходим
№)* _ &
и?
отсюда
п _ 0,323-10~3 MI —til г,(?
к уравнению;
(8.366)’
(8.367)
выражается через известные величины.
582
Проницаемость зависит от ашй1 поэтому и а®0 является функ-
цией от = Ь. Графики зависвмсстей aw0 = f{D) для наибо-
лее употребительных магнитных материалов представлены на пис.
8.69 и 8,70.
Расчёт сердечника при этом ведётся в такой последовательности.
После выбора рода магнитного материала, толщины пластин и ве-
личин kc и ka находятся промежуточные параметры С и D, причём
для полного использования данных приложения 5, включающих со-
Рис. 8.70. Графики зависимости пяг0 от D для стали марки ВП-3 и
пермаллоя марки Н45
отношение не только tfa = 1,5. уп но также = уг и уг==2у1У
этн параметры следует находить так:
С = с • 1О3А'о (1 — a) rj^ (8.368)
tf.KT3 Аь(1—aJnC® *)
Lt
(8.369)
*) Прн расчёте дросселя следует принять Ll = L, rL = rL и а = 0.
Б83
Значения коэффициентов с и dt зависящих от отношения
найденные в принципе так же, как и для = 1.5 уь но на
не общих выражений (8,318) и (8.321) берутся из табл, 8.4.
Та&лцца S.4
Значения коэффии центов о и & используемых
при расчете сердечника броневого типа
Соотноше- ния С
Уъ = У\ 3,53 0>252
= i-Sf/P) 3,С0 (J. 323
%= 2 у. 2,S4 0,370
Дальше в зависимости от рода выбранного материала шЯ
стин по графикам на рис. 8.69 или рис. 8.70 находится ffp
и ширина стержня уг из выражения (8 364). Затем, обращай
к приложению 5, следует выбрать такой сердечник, у котор
у1 (для принятого отношения Ы#1 = Ь5) является ближайше
большей величиной по отношению к у^ найденному по ф-
(8,364). Если расхождение между расчётными й табличный
значениями велико, рекомендуется повторить описанные деёй
вия (начиная с расчёта параметров С и D) для у% — yi и У-у=2
и выбрать наиболее близкий размер yi из приложения 5.
При наличии постоянного подмагничивания амплитуда пер
менной магнитной индукции ввиду маломощности трансформ
тора, как правило, не превышает допустимую величину, поэта
му использование выражений (8,344) н (8.345) здесь не трё
буется.
Рис, 8.71, Конструктивное оформление нсмапштвого зазора
Для определения толщины прокладки, фиксирующей велячli-
ny немагнитного зазора (рис. 8.7[), используется вытекающее .
из (8.312) и (8,316) выражение
3, (ж лс) = (8,370)
где k£ — коэффициент» значения которого зависят от рода магнит-
1) Это с<ютаошеэие отвечает пзпменьшейстс>4кмостн трансформаторе (дросселя).
584
нога материала. Так, у стали марок Э^АА и ВП-3 А^ = 9Л0 4 , у
ЛВП k? = 7,5 JO-* и, наконец* у пермаллоя Н45
число же витков первичной обмотки находится из нижеприводимого
равенстаа (8,374).
8.5.5. Определение основных данных обмоток
Расчёт чисел витков обмоток. В случае трансформатора
(дросселя) броневого типа, работающего без постоянного под-
магнпчивания, числа витков первичной обмотки должна удов-
летворять требованию получения индуктивности Ц, равной или
большей значения, определенного из электрического расчёта
при условии, что магнитная индукция нс превышает допустимой
величины. Используя выражения (8.310) и (8.307)* находим
условия, которым должна удовлетворять число витков шт:
79,7- 1С%/Г
(8.371)
Ь] чи
WA ’
(8,372)
где в данном случае и Ег— эдс самоиндукции первичной
лепи, как видно из (8.338), равная
£,=—^V"P&.
(8.373)
За окончательную величину числа витков первичной обмот-
ки принимается наибольшее значение
Выражения (8.371) ;и (8.372) используются также и для рас-
чета числа витков первичной обмотки стержневого трансформа-
тора большой мощности,
В случае трансформатора, работающего с постоянным под-
магничиванием, йб находится из (8,312)
(8.374)
Число витков вторичной обмотки определяется совсем просто
(8.375)
аъ — ла^ь
Диаметр провода обмоток выбирается из расчёта получения
заданных сопротивлений обмоток rj и Формула расчёта дна-
метра провода некоторой обмотки по её сопротивлению, выте-
кающая из (8.325)* имеет такай вид
аобм {мм) = 2,23
г гобм
(8.376)
Окончательные значения d^ и da выбираются по ближайше-
му большему размеру сортамента (приложение 6).
585
Провода не очень большого диаметра (£<0,7—1,2 Л1Л<)
болыпгпнстве случаев выбираются с лакостойкой эмалевой
ляцней (ПЭЛ и Т1ЭЛУ), провода большого диаметра
1,5 мм) нередко применяются с комбинированной изоляш
(ПЭЛБО, ПЭЛШО‘и др.)-
В специальных случаях, по мере надобности, применяют
другие виды изоляции (ПЭТ—провод эмалированный по
шенной теплостойкости, а также ПЭВ-1, ПЭВ-2, ПЭМ-1 —rr.g
вода с высокопрочным эмалевым покрытием и др,). ।
Запись данных провода ведётся сокращённо: например. ПЭ
0 0,27/0,31, где под чертой дана величина диаметра провода
изоляции (= 0,31 mmJ. При очень малой величине сопротивд
вин обмотки в мощных трансформаторах находят применен
провода прямоугольного сечения [89].
Индуктивность первичной обмотки L| сохраняет своё исхо^
ное значение при условия, что окончательное значение wr был*
взято па основе выражения (8.371) или (8.374). Если же
леляющим было выражение (8,372), то Lt изменяется и ста-
новится равным
10 ®
if
где ед j—фактическое число витков
8J5.6. Расчёт размещения обмоток
Общие замечания. Каркас, на котором располагаются об-?
мотки, должен быть электрически и механически прочным и
влагостойким. В качестве материала для изготовления каркаса
используется прессшпан, листовой тетинакс, текстолит, пласта
масса и др. Размеры отдельных частей каркаса (в миллимет-
рах) в зависимости от напряжения могут выбираться по дагь"
ным табл. 8.5.
При напряжении 5 кв н выше для сохранения электрической
прочности трансформатора .при уменьшения зазора между об-‘
мотками, что приводит к снижению индуктивности рассеяния,
трансформатор помещается в бак с маслом.
Толщина гильзы каркаса обмотки низкого напряжения, а так-
же и каркаса с обеими обмотками берётся от 0,5 до 3—4 мм, ко-
торая достаточна, с точки зрения механической прочности, для
трансформаторов: большого размера.
При высоком анодном напряжении (3—5 к#) обмотки распо-
лагаются на самостоятельных катушках (каркасах), причём бли-
же к сердечнику обычно размещается обмотка низкого напря-
жения.
Обмотки маломощных трансформаторов низкой частоты Не-
редко выполняются бескаркасными [89], но и в этом случае за*
зоры между соответствующими частями обмотки и сердечника
586
численно оказываются примерно такими же, как и при разме-
щении на каркасе.
Размеры частей каркаса катушки
Табласа
Анодное на- пряжение /и Т 0 л Щ Й И 3, ЛСЧ Зазор между каркасом вы* сока го на- пряжения н обмоткой низкого на* пряжения, м.м Расстояние от крайней Щеки. до края кар- каса, лш
крайних щёк средних щёк изоляции между обмоТ’ ками гильзы каркаса ВЫСОКОГО напря- жения
0,25 1.5-2,5 1,5—2 0,3—0,5 <— —
0.5 2,5—3,5 2—2,5 0,5—0,8 <— м — - -
1 5,5—6 2,5—3 1,0-М ,5 -—— —.
2 Г СИ 3~-~ to 1 W — —— 3—5
3 6—8 4—5 —* 3-4 7—9
5 8—10 4~“ 5" -—- 4-5 3—4 9—12
7 8—Ю 4—5 — 4—6 5_—6 12—18.
10—12 8—10 4—5 «> 1 CD 18—25
У выходных трансформаторов нередко применяются несек-
циммровашше обмотки, если не считать деления обмоток, не-
обходимого при двухтактной схеме каскада или при стержневом
сердечнике и размещении обмоток на нескольких каркасах,
Расчёт размещения обмоток позволяет судить о правильно-
сти выбора величины коэффициента заполнения окна а сле-
довательно, и результатов расчёта сердечника*
Если в процессе расчёта выяснится, что обмотки занимают
70—75% свободного места окна или ещё меньше, причём ВП1 не
достигает принятой допустимом величины, иначе говоря, число
витков u»l взято на основе выражений (8-371) или (8.374), а
не (8.372), то следует выбрать несколько большее значение
коэффициента и повторно определить размеры сердечника,
числа витков п диаметры! проводов.
Если же обмотки в окне не размещаются, то берётся не-
сколько больший сердечник, что равноценно выбору меныпей
величины Ло-
Цилиндрические оЪмотки броневого трансформатора. Расчёт
размещения обмоток начинается с определения площадей Qi и
Qi (мм-), занимаемых обмотками. При намотке катушки в раз*
587
брое площадь, занимаемая какой-либо обмоткой» находится!
выражения Ч
f) *__ Wf>fai №лб.Ц изУ /fl’S
Utfj* — -----7------ . (Q..O
&з 1
Значения коэффициентов заполнения обмоток k3 при нам)
ке в разброс приводятся в табл. 8,6 [89].
Таблица
Значения коэффициентов заполнен ня обмоток
Диаметр провода в изоляции ^£ЕЭ Значения ноэффгщиента заполнения при намотке в paafipbij
без прскцрдок с прокладками на тонкой бумай
круглый каркас прямоугольный каркас круглый каркас прямоуголыЗ каркас !
0.05 0,25 0,65 0,6 0,5
0,1 0,8 0J 0.7 0,6
0,2 0,85 0,25 0,75 0.7
0.5 0,9 0,8 0.8 0,75
Далее находится толщина обмотки
Л*, = . (8-37^
Л«
где hH — высота намотки ( рис. 8.62а).
При намотке в слой» которая применяется при относителтзйа
больших диаметрах провода (d>0,15—0,3 жж) сначала опрё!
является число витков в одном слое» а затем я число слоев: Л
~ . (8.37®
“лЛл-ид , Г
(8.38Й
При этом толщина обмотки, намотанной слоями, находите®
так: 1
^обм ~ 0>2-»~ 1,4) + ^Яр (соли 1)]- . (8.381)
Толщина прокладки Зпв между слоями в зависимости ot
диаметра провода выбирается порядка 0,02—0,2 мм с таким
расчётом, чтобы не получалось продавливания прокладок npoJ
иодом.
Полная толщина, занимаемая обмотками, определяется еле-
дующим образом:
Ар - Зл. *|* Д1 Ч- 4- Аг. (8.382)’,'
Толщина изоляции между обмотками Д„ равна суммарной;1
толщине изоляционных прокладок Su между соответствующим й
частями обмоток. Обмотки размещаются нормально, если Ао
составляет 80—90% от ширины окна Ь.
588
Дисковые обмотки броневого трансформатора. При расчете
размещения здесь определяется свободная высота обмотки h#
(рис. 8.626 и 8.66). После подсчета площадей, занимаемых
обмотками по ф-ле (8, 377), толщины обмоток находятся из вы-
ражения
Л<*м = . (8.383)
Обмотки размешаются, если выдерживается соотношение
Л + Д, + Лв 4- 2ЙЩ < fe, (8.384)
где
Ди
Цилиндрические обмотки стержневого трансформатора.
Стержневой трансформатор со ступенчатым сечением стержня
и круглыми катушками, как правило, работает ори высоком на-
пряжении, что вынуждает делить первичную обмотку на ряд
небольших секций, располагаемых на каждом каркасе. При этом
число секций половины первичной обмотки, т. е, число секций,
находящихся на одном стержне (рис+ 8.65), может быть опре-
делено из условия.
s _
Дп '
Здесь h и берутся в одинаковых единицах, шч — число
витков всей первичной обмотки.
После определения числа секций я выбора размера каркаса
(табл. 8.5) находятся высота намотки и высота секции Лг. Да-
лее следует подсчитать число витков в одном слое внутри секции
и число слоён па одной катушке, к е. у одной секции
с, = ——— . (8.386)
2sm®i r4i
При этом толщина намотки на одной катушке находится из
выражения, аналогичного (8.384),
4L=M1M + %(C1-1). (8.387)
£
Толщина вторичной обмотки Аэ определяется иа основе вы-
ражения (8.379) — (8.381), но с учётом того, что на одном кар-
касе укладывается половина от общего числа витков а по-
правочный коэффициент вместо 1,2—1,4 принимается- равным
единице.
Общая толщина обмоток, расположенных на одном стержне,
как видно из ряс. 8.65, подсчитывается следующим образом:
589
Ло — 0,05 rf + -I- + 8Л + Sfc<1 -p Лх?) (&^l
Обмотки размещаются- удовлетворительно, если
Л < (0,35 — 0Л5) Ь. * (&!М
8.5-7, Примеры конструктивного расчёта трансформаторов ^
Пример 8.8. Требуется пропзнеепс конструктивный расчёт выходД
трансформатора к алпотактноиу каскаду на лампе 6П1П. исходя йз дайНЯ
полученных при расчёте каскада |см. пример 8.2) н электрических парамЙМ
трансформатора (см, пример 8.3) а именно: УйО==25О^, Р^= 4,41 ernt /лЯ
= 42 лю — Ли tj7 — ОД /а ==50вэд, п — 0tG25, а = 0,3. = 300 рм, гЯ
= 0,44 cut, L; = 13,7 гн, при этом ставилось требование получения индуктивней
рассеяния Ls ив свыше 0J ея.
Для обоснования выбора магнитного материала находим произведение
Лэ/| = iV^SMfT'7 = 0.0242 гн-а2.
В п- 5,5.3 было показано, что при < 0.01 —0.03 ен-аг лучшие рез
таты получаются при использовании стали марки ВП-3, при более шзтепеш
подмэпшчянажш > 0,01 — 0,03 гк-сг) рекомендуется сталь ХВП. Так
в данном случае близко к 0,03 гп <а\ то останавливаемся на стали м
ХВП. Частота Д = 50 эд < 150 эд, поэтому толщину пластин берём равной 0/5
Выходная мощность
Ра = Р^ = 0/8-4,41 = 3,53 &т
не превышает 10 вт:, при которой допустимое значение составляет 6 кге, tf
позволяет не применять дополнительную изоляцию в виде лака или бумаги, Iq
этом коэффициент заполнения сердечника kc равен 0.93.
При UtiQ < 300 а коэффициент -заполнения окна в среднем состав^
ет 0,14“ 0,25.
Так как сопротивление вторичной обмотки мало, то обмотка будет на мая
ватъся из сравнительно толстого провода; выходная же мощность 3,53 Д?
(/йП^250 в 300 а является значительной. И этому» и особенно за счёт выбо]
провода с эмалевой изэляипей, останавливаемся на наибольшем значении ^о=0,2
Дальше, используя выражения (8.368) и (8-369) и табл, 8.4, находим пар
метры С и Ь для соотношения н3 = 1,5 ух (с => 3, d = 0*323)
С = С. 1 № (1 — а) =- 3 1 < 1 - ° .3) °-25 •300' 0.0421 = S80,
ci te-3 (1—в)AVjC* 0.323КТ-'1 (1 — 0,3)0,&3-0,25-300-280’
I *jl
Л 13,7
Обращаясь к графику иа рис. 8.69, узнаем, что д^0 / (j?) = 12,5. Пр)|
Зтом ширина стержня, найденная из (8-364). оказывается равной
С 280
№ =------=---------; — 1.° ои.
1 (ашор 12,5й
Так как получившееся значение ^ = 18м.« иесмш близко к величин^
£1 = 19 мл< сортамеггга (приложение 5), то на последней мы и останавливаемся-]
Прочие размеры сердечника таковы? tfa = 28 лк.и, = 12 лл, Л = 33,5 лх 5
= 12 .чм, 1С = 10,73 г.ч и /3- 12,8 cjk.
0 Слагаемое 0.05 d учитывает неплотнее в плоскости ризрвзи прилегание^
внутренней поверхности цндяндркчыжйй гяльэы к пластинам сёрдйчияка. *
590
Расчёт данных обмоток ведём по ф-лам (8-874). (8375) и (8,376):
12,510.73
1 ./7Г 0,042
= 0,025 3200 — 80.
2,2340^
2.23 Ю-1 42,8.3200 ^пЛ7А ил,
4=
300
/2.2340~*.12.8^0дП;7а1 мм.
2.23UtT^ /0#а
2
(М4
Пп приложению 6 выбираем провода марки ПЭЛ 0 0,18/0,2 и ПЭЛ
О 0,72^0,78,
Переходя к расчёту размещения на основании данных табл* 8.5, выбираем
толщину Щёк 1,5 яч и зазор между каросом й сердечником по 0,25 ллг с
каждой стороны, что даёт ftH — 30 alk (рис- 8.(52#). Ташину пгльзы прини-
маем также равной 1,5 хи при заборе Й<3 /см, п результате чего получим
6* 1 ,8 мм* Прокладку между обмотками прн
толщиной 6f/ = 6,3 мм “ Ли*
Полагая, что первичная обмотка наматывается
что кя = 0,75 и
Ufl9 < 300 в достаточно взять
в разброс, из тйбл. 8*5 узнаем,
171 .«л®.
3200.0,2”
4i = --- =--------
0,75
При этом толщина первичной обмотки
О, 168
^Н;=шГ5’7*Л-
Вторичную обмотку ввиду большого диаметра провода следует наматывать
в слой. Число витков в слое равно
_ ,1н _ 30 _ qo
rf?tl3 0,78
При этом число слб’ёв Сп равно трём. Пр* толщине прокладки между слоя-
ми —0J ЛГЛ1 общая толщина вторичной обмотки получится такой нелнчц.1ы
4а^ (1,2 41,4)|с^4йид(£а.-1)]^ 1.2|3-0,784 W (3 — J>1 3 мм.
Общая толщина обмоток, прокладки и гильзы с зазором
составляет 90% от b = 12 .илг, поэтому следует считать, что обмотки разме-
щаются к притом без излишнего запаса, значит. коэффициент заполнения окна
был выбран удачно.
В заключейне по ф-ле (8*332) находим индуктивность рассеяния и соответ-
ствующий ей коэффициент рассеяния:
03tr fnJO“й
7.- -= -
1,256'0,8-320(3MS,2.10H1 ;
/1д Zig Д _
Н 3 Г
0,574 0.31 п f,ft
=: 0,172 гн.
3
3
Л 0J72 ЛЛ(^
Л, =Тз.7"°'0'26'
Так как обмотки разместились а ьл не превышает предельно дшуёгнкую
величину 0*2 $Ht то никаких изменений вносить в расчёт не требуется.
591
Пример S-9. Требуется определить размеры сердечника и основные дй
обмоток, включая уточнение величин индуктнв остей Iq и нш одно по тр^вдд
матпра двухтактного каскада, расчёт которого был рассмотрел в примера?
8,6, где мы имели такие данные: Cftti 5ЙЮ #t /?;</= 1900 ом, 1&ЯЯ
5000 ет, Д, — 50 /4 = 10 000 г^т /?« = 12 ач, т = 0,96, п под
= 0ф0408, Г1 = 88 air, r5 = 0,207 он, Кэквп = 045 air, fHr 17,3 гцт Lt = Й5.
Ljn 0*013 гн, iJ( = 0,002 при Аг= 4%. Так как выходная мощность, pal
Р3— fiTP—=0.96-5000 = 4800 от, превышает 3 кет, то принимаем ДШ=12 О06
Ввиду большой мощности трансформатора, работающего без постояй}
подмагничивания. выбираем стержневую конструкцию; для магнитной же^1
подходящей оказывается сталь марки 34 Л A (рн = 400) толщиной 0,5 леи ЭД
= 50 гн < 150 £7-0 е покрытием лаком, npi мотором Лг=0,92<, Ксэффжй
запал нения окна Ло берём равным 0,1 и находим диаметр сердечника во |
<8.356) ,
f 8,7-10^(0,707+vF _
V (1 т1г)/к Я m
5 _______________________
/8,7-1(Р (0,707 + 0,96)* 4800
0,96 (1 — 0,96) 50й >12000й *0,92“ QJ
размеры сердечника, определённые с помощью табл. 8.3,
71 ллк #s=9i лкч, #4 73,5 лиг, b = 90\
Прочие
ваютси равными: 1/г = 42 леи,
Л=225 1С 88.8гл, Zo = 43Ъх = 0,667 Ay. fF 0J567*0,92>Юй+ 61.3 i
Для расчёта числа витков по ф-лам (8.372) и (8.375) предварительно
дим из выражения (8.373);
я У~^
£t =-------
п
К48ТО-12 I 0,Й07\ ____
--------- 1 +--------I ~ 5960 в,
0.0408 \ 1 12 ./
5960-10»
-1 . — ---------:--------- г=: 3640,
’ 4,44ДЯт^ 4,44/50-12 000*61,3
.ш» = = 0,0408'3640 — 148.
При найденном числе витков индуктивность первичной обмотки
0.4 гсря^КГв 1,256‘400-3640^*61,3- 1ЕТ8
71---------------------—--------------—---------------46 е/<
1 + —
£г-10а
Zr 88,8
оказалась больше, чем*значение Ii = 35 гм, определённое при электричке»
расчёте, исходя из уровня частотных искажений 0.5 дб(Мм^ 1,06) на частй
}н = 50 гц. Новому значению отвечают величины = 13,1 гц и =— 0,32 d
(вместо 17,3 гч и —0,5 35), т. е. мапдпне частотные искажения.
Предполагая, что трансформатор будет погружен в бак с маслом, выбир^
провода марки П15Д* диаметры которых* как показывает расчёт по ф-ле (8*37(
должны быть равны: еЛ=(ЛбЗ ль« и d3 = 2,62 jtw. Из приложения 6^^
провода марки ПБД / 0,64/0,86 и-ПБ'Д 0 2,63/2,96. Однако, исходя ю удобств
размещения вторичной обмотки (рнс. 8.65), выбираем для нее провод м|
ки ПЭЛ 0 2,44/2,54 + 74 ннтка которого занимаю! высоту 188 лгл<, близкую1
’) Провод 2,44/2,54, Являющийся последним по толщине в сорт
удобен в том смысле, что полтины обмотки П, т. е. 74 витка, размещаются
один слой. Заметного же увеличения сопротивления этой обмотки не превзойдён
так как фактическая длина витка, равная 35 ел, значительно меньше,
4=43 ач.
592
аысоге намети первичной обмотки h# « 191 мм, получающейся на основания
табл. 8.5 и из расчёта её размещения (см. п-8.6.6), который даёт sT„ 10t
= 35 мм. 41, с: = 5, Д| — 9,4 ми (при ^я/|= 0,1). Выбирая толщину
гильзы вторичной обмотки вместе е промежутком, заподиетшым мартом, 6. i =
- &fJ - 7 ж ц толщи try гильзы первичной обмотки & £=4 мм. Используя (8*388),
узнаем* что Ло ~ 35 jtt-н, что б'иако к 0,4 Ь — 0,4'90^36 ллс
Таким образом, обмотай размещаются свободно в без значительного запаса,
расчёт индуктивности рассеяния, проведённый по ф-ле (8.335) на основе данных
5^ = 0,7 сл, а„ = 1,87 см. Л£= 0,94 см. Л±=0.25 см (рис* 8.85). даёт
/_5Л = 0,057 ан 0,005), что значительно больше, чем допустимее значение
с "точки зрения частотных и нелинейных искажений, уровень которых теперь
составляет — 2,8 дб и 12*6%, вместо — 0,5 дб н 4%, Некоторое снижение 1^а
может быть получено при размещении вторичной обмотки между частями первич-
ной обмотки, при котором гй — 0,7 CM, Lm — 0,035 гн (сл = 0,003) t
=— ИЗ дб И Jfe? ^7,7%. Дальнейшее у ^чтение может быть получено при
1 а меле лампГМ 4 00 на другой тип, поза о ля тощий получить отношение
(которое по данным примера 8,5 составляет 3750; 3900 — 0,96) возможно больше
отличающимся от единицы (безразлично и сторону увеличения или уменьшения).
38-237
593
Г'&ва девятая'
УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
§9.1. РЕОСТАТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ I
9.LL Основные свойства реостатного импульсного усилителя!
Работа реостатного каскада как усилителя гармонически
сигналов была рассмотрена в § 7.1 й вл. 7.4.3 [ф-лы (7.192)Л
— (7.194) и (7.206)—(7.208)]. Сейчас нас интересуют его сввдЯ
ства при усилении импульсных сигналов, т. е. в первую стерёДЯ
при работе в переходном режиме. Эти свойства, как было покЛ
зано (см. § 2,2), определяются наряду с величиной коэффицЛ
ента усиления 1(0, переходной характеристикой k(t)f в частня
сти, показателями фронта и плоской чисти еп, 7И
(рм^ 2.10) ert. Г/ (рис. 2.11). Г
Реостатный усилитель импульсных сигналов наряду с прм
Старой конструкции позволяет получить большее отношение коэф!
фициента Ко к времени установления ty и меньший спад п®
сравнению с трансформаторным и дроссельным усилителями^
При рассмотрении переходного режима работы усилителя
исследование и расчёт значительно упрощаются, если пользу
виться частными эквивалентными схемами, относящимися к ча*
стям полного диапазона частот, т. е. к (нижние частоты)^
Вдл к /о— (верхние частоты), где /0 — частота, на которой
(в стационарном режиме) влияние реактивных параметров?
практически не сказывается2). ।
В возможности такого допущения можно убедиться из рас-.Ч
смотрения полной эквивалентной схемы, например реостатного!
каскада, -представленной на рис. 7.2. При поступлении в мсй
мент f= 0 на вход каскада ступенчатого напряжения все ёмко*!
г) У реостатного усилителя установление носит апериодический характер*
следовательно, г = 0.
•*) При рассмотрения усилителей гармонических сигналов через /0 была обоз-
начена частота нулевого фазового сдвига. В большинстве случаев fo оказывается
расположенной я средней части рабочего диапазона, т. е. вблизи находится;
область средних частот.
694
сти начнут заряжаться, однако заряд ёмкостей С| й Са в отли-
чив от Сс будет происходить весьма быстро, так как за счёт
небольшой величины как Ci и С& так и соответствующих со-
противлений, в частности 7?д, постоянные времени здесь ока
жутся небольшими. Конденсатор Сс имеет, как правило^ боль-
шую емкость, а заряд его происходит через высокоомное сопро-
тивление /?й1 что обусловливает значительную величину чпо*
стоявной времени. : - г
Таким образом, при почти полном заряде ёмкостей й С*
конденсатор Сс практически сколько-нибудь заметно ещё не
зарядится я напряжение, существующее на его обкладк!х, воз*
можно принять равным нулю. Это означает, что при р&ссмбт»
рении процесса заряда ёмкостей С\ и Са допустимо считать кон-
денсатор Сс замкнутым накоротко, что приводит к эквивалент-
ной схеме для верхних частот (рис, 7.8). Поэтому рассмотрение
переходного процесса в области малых времён может вестись
на основе эквивалентной схемы каскада для верхних частот
С другой стороны, напряжение на конденсаторе Сс стано-
вится заметным по истечении сравнительно большого проме-
жутка времени, когда ёмкости С| и С± практически можно счи-
тать заряженными. Но заряженные ёмкости не потребляют ток
и их можно исключить из полной эквивалентной схемы, что при-
водит к схеме для нижних частот (рис. 7,10). Отсюда следует,
что при рассмотрении переходного процесса в области больших
времён может быть использована эквивалентная схема каскада,
относящаяся к нижним частотам,
9Л-2, Фронт переходной характеристики
Основные соотношения. Уравнение переходной характери-
стики исследуемой цепи найдём операторным методом. Так как,
согласно (2.35), переходный коэффициент усиления k(t) пред*
ставляёт собой выходное напряжение u^(tj — uca(t) при едя*
яичном входном напряжении щ (t) — ucl (1) = 1 (1)Л то изобра-
жение входного напряжения U^lp) на основании (5.39) равно
1/р, что позволяет определять изображение выходного напря-^
жения из выражения . л . .
^<Р) = ^ = ^. ' (9Л)
Р N (р)
где Uft (р) является одновременно изображением переходного
коэффициента усиления, оригинал которого находится из усло-
вия (5.46), а из (5.49) следует
K(p)=lK(i»)Ur У.’ :,г. ';
Однокаскадный усилитель. Так как нас интересует область
малых времён, то К(р) ‘следует1 определить из эквивалентной
схемы каскада для верхних частот, изображённой на рис. 7.86;
Зв* 595
Из этой схемы видно, что
1 i
(Р^ Riac
где
pCty
статного усилителя для области малых времён
(9.2}
где rrf — постоянная времена для верхних
1 А
частот, получим
К(р) =
(9.3)
Согласно (9.1),
p
*0
уравнение /V (р) — О
1
SRlaf МЦА
[ , I X W (Р) '
р 4-—)
\ ’«/
имеет два простых корня
(9.4)
причём
Ра = -
При отыскании оригинала пеоеходяого коэффициента
воспгльзуемся общей ф-лой (5.46), ;
|ф-ла (7,24)J, получим
рг-0 и
I усиления
заменив в (9.4) S^iat на Кв
k (О = [цсЗ (01 иаи }=1 Щ = —
_ г
leQ\ le
+--L _±
be Tfl
откуда следует, что у однокаскадного реостатного усилителя
уравнение фронта переходной характеристики имеет такой вид:
I 1
(9.5’
Найденная переходная характеристика, приведённая к еди-
ницу изображена на ряс, 9,1 кривой, относящейся к ЛГ=1,
Двухкаскадньш усилитель. Чтобы перейти от однокаскад-
ного усилителя к двухкаска дно му нужно К (р)> найденное для
№=1 [ф-ла (9.3)], возвести во вторую степень
К (р) = —1;-'~>Д, ,,. (9.6)
'5 И-Г
следовательно*
(Р) = tWf?\ (9-7)
^р(р + —)
\ Tfl /
Здесь уравнение N (р) — 0 также имеет два корня, из которых
второй является кратным: рА = 0 и ~ «------------— , причём порядок
T#t
кратности л! = 2. Обращаясь к выражению (5.43) и вводя обозна-
чение
(9.8)
Ко
из (9.7) и (5,46) получим
bepf ______________________1_
1 U + {2~ 1)1
Г d{2-*’
МО =4
ер‘
Р
।
'б .
т. е.
(Олг=а —
г
'а
(9.9)
* ь«
Очевидно,
что здесь выражения
Трёхкаскадный усилитель,
для К (р) и Ко отличаются от полученных ранее величиной пока-
зателя степени:
К(Р) =
(SW
I 1 ’
{(,+-)
_з ~ _ < J_ А
(9.10)
(9.П)
при прежнем
=------ . Но
*<Г.
й(1)= §.(
Ко = (5ад (9.12)
значении корней уравнения N (р) = 0: Pi = 0, pKi --
теперь уже nx = 3, что приводит к такому решению:
be»* ________1
1 V + (3-
d0-ti
Ко »(З^Л
е
I
Р-РЛ“—-
597
После вычисления производной второго порядка подучим
_______________________________________________м
е
а
№— каскадный усилитель. В общем случае для числа
юв, равного Nf существуют такие соотношения:
К (р) ~.
, I W '
каска=
(9Л«
(9. IM)
К. = (5KioZ,
Ri = 0, —-------, пг — N.
<9.1в£
I Г
(V—1)1 dr<A’-'>
или
b / A — JV
« — л
*•
-enf
P
р=
1
*а
1-
1 /_£
(R - 1)1 t
М-1
е
(9.17)
е
t
График фронта переходной характеристики для различных
значений № показан на ряс. 9,1, из которого видно, что время
установления ty (рис. 2.10а) растёт с увеличением числа кас-
кадов. С точностью до ±4% время установления для JV> 2 мо-
жет быть найдено по формуле
ty = 2,5Te/tf, (9.18)
а при N = 1
= (9Л9)
Выражения (9,2), (9.18) и (9Л9) показывают, что для по-
лучения малых значений времени установления следует умень-
шать зкнивалентиое сопротивление что отвечает расщи-
рению полосы пропускания’частот. В самом деле, из (7.33), (9.2)
в (9,19)- следует, что произведение из частоты верхнего среза
на время установления у однокаскадного реостатного усилителя
есть величина постоянная
f = й >. р £,2 С0/?2^т
598
т. е.
(9-20)
Интересно, что это соотношение с достаточной точностью
сказывается справедливым не только для /V=l, но я для любо-
го числа "каскадов, причем в общем случае представляет со-
бой значение частоты, при котором результирующее успение
iV-каскадного усилителя равно 0,707 Ко, где K0=fS/?/fltf) .
Уменьшение сопротивления—сказывается на величине
коэффициента усиления Ко- У однокаскадного усилителя-отно-
шение Кд к ty является величиной, зависящей только от S и СОл
_ SД/fif _ ^£?/дг _ <S /д 2 JV
“ 2.2t« —2,2С0А?Мс 2,2 Со * * '
Из последнего равенства следует, что для получения от одно-
каскадного усилителя при неизменном усилении возможно
меньшего времени установления следует выбрать лампу с наи-
большим отношением 5/С0. Известно; что наибольшим значе-
нием Со обладают пентоды, и частности, лампы 6Ж1П, 6ЖБП,
(5Я\9П, 6П9, 6Э5П и др. (см. табл, 7Л),
Если;в данном и в следующем каскадах используются пантер
ды одного и того see типа, ёмкость Со возможно находить из
более простого выражения (7,32)
~ Сск + + Сх.
Дл я пропускания относительно кратковременных импульсов
время установления tyt а следовательно, и сопротивление RlM должны
быть малыми, что достигается путём выбора небольшого сопротив-
ления Практически при вспользокания пентодов в этих случаях
соблюдаются соотношения 1//?^ <£!/#„ и При этом
можно полагать, что
Rlac = *<, (9.22)
Ъ = С&, (9.23)
Ко = (5/?/. (9.24)
Если при заданной величине До = const время установления
при N = 1 не получается достаточно малым, следует переходил?
к большему числу каскадов. Действительно, в случае /У-каскадов
из (9.18). (9.23) и (9.24) имеем
(у:-2.5 = 2,5 CaRa/АГ = 2,5 -^ГК0-/Л?. (9.25)
Выражение (9.25) показывает, что при Ко 2 переход от N = 1
к N = 2 даёт уменьшение L, но с учётом различия коэффициентов
' 2-2 5
в (9.18) и (9.19) следует писать До> % ^1™ бесконечно
большом числе каскадов ty = сю, следовательно, если Ко = const >
•Й9
>2Д то зависимость времени -установления от числа наезд
имеет минимум прн некотором наивыгоднейшем N = > 1,
рое может быть найдено из уравнения
^У
dN.
2 5 г г— 1 т \ г^~* I
I» к. (-ь)+гх3
откуда следует^ что
^-21ПЛо = 2ЛОяея = 0,23ХО№
Подставляя (9.26) в (9.25), узнаем, что
^3«-2yh=,^
Интересно, что /У аналогично (7.208) коэффициент
ления одного каскада равен
pV_____________________\
К» = \УКо N-= Ke = 1.65. №
Из последнего вытекает, что увеличение числа каскадов nj
Ко — const даёт снижение времени установления до тех пор* ней
коэффициент усиления одного каскада всё ещё превышает 1,6
Так, прн выполнении усиления на пентоде типа 6Ж5П, имегсщя
параметры S == 9 ма!в, Сек = 10 пф, C„v ~ 2,5 пф> = 6 гь
Со = 18,5 дфт и при заданной величине 100 в случае одна
каскада из (9.19), (9.20) и (9,24) получим:
= = = о,45• 1(Г6 сек,
у S 910"J
f 0t35 0,35 Л -о *
Le = — 0t78 Ataf,
,w !y 0,45 ’
» 100
7<й = — = — ~ 11 дол.
" S 9
В случае оптимального же числа каскадов, равного
^пш = б,23 Кп 0,23-40:= 9,
время установления^ как следует из (9.27), равно значительно мень-
шей величине
I, =2^. кw =2 Лт? =°>026 10-6 €ск-
.J 1» * 1 V
что отвечает частоте fae = 13,5 Мгц, При этом коэффициент уси^
ления одного каскада и сопротивление анодной нагрузки равны:
Лг _ 9
к1о = 5/гл = - Иоб = 1,67,
/г„ = ^ = ^^°,18/«ж
t>00
Для получения ещё меньшего времени установления или
снижения числа каскадов необходимо применение высокочастот-
ной коррекции, рассматриваемой в и. 9.2,1 я 9.2.2.
9.1.3. Плоская часть переходной характеристики
Однокаскадный усилитель. Для определения k (I) в области
больших времён используется эквивалентная схема каскада для
нижних частот, представленная на рис, 7.106, из которой сле-
дует, что
fi RJJfiip)______Rf______
» - --- И --------- --—
где j?to = К( Re!(Rt + KJ.
После несложных преобразований, основанных на исполь-
зовании равенства (7.38), находим
= Pffisc
, t
или
pSRlae
где
тк = сле0 = се(йе+^^
\ “г
(9.29>
представляет собой настоянную времени для нижних частот.
При Ra С Re или /?{ < Кс постоянная временя находится из
более простого выражения
= С&. (9.30>
На основании (9.1)
ад=^ =
р
SRiar М(р)
I ~ W) '
р+ч
(9.31)
Определяя оригинал по ф-ле (5.4б), S7?Zac, как и прежде, заме-
ним через Ко- Уравнение Д' (р) ~ 0 имеет только один простой
корень pi ~ , поэтому
_Д
= (9-32>
601
Плоская часть переходной характеристики для N == ! иэобрвмйд
на на рис. 9*2, Я
Двдхкаскадный усилитель. При /V ^.2 соотношения принимай
такой вид: ПИ
ад = у—". (9 за
(р+т-)
\ -л / '
и* (Р) = ?(9.33
(р+—) (р-г—Ч
\ ХН / \ j
где Кй = Здесь у уравнения № (р) = 0 имеется толь»
один кратный корень рк1 -------—; уравнение переходной характе
п
ристикй оказывается следующим: -
ед„=э - Ко
Рис 9,2. Переходные характеристи-
ки реостатного усилители для обла-
сти больших аремён
ИЛИ
& (fyv^2
fit 7
1
jp-------
St
t f
I 4- fC I
'я /
Трехкаскадмый усилитель. ВЙЧ
полная подобным же образом дей*{
ствия для /V — 3, узнаем, что
& (0^^з
1 <2-
2 \ ?н
2-
t
(9.36)
— каскадный усилитель. Прв каскадах исходное выраже-
ние для определения получается такого вида:
4(^Ч5^(г’'е’')] .
Jr*-—’
иначе.
^(^ = Хо
uf - 01
WtA'— 1 — Л01
(9.37)
еде Ко «{S^iaf-
Из графика плоской части переходной характеристики
(рис. ь9-2) видно^ что крутизна стада возрастает с увеличением
числа каскадов. При значениях от 1 до 0t7 спадарие про-
исходит почти по линейному закону, это позволяет при неболь-
шой
тих спадах вместо громоздкого выражения (9,37) пользоваться
приближённым равенством
=К0(1-Л/~\ (9.38)
г
~~— t 1 / f \*
вытекающим из разложения е "* = 1----- -|--/ — ) — . . . и
ты 2J \ 'н /
отбрасывания членов, содержащих Цън в степени, превышающей
первую как в этом ряду, так и в суммах типа 1 4- (W — 1) — —
— а ( —- ’ 4-,. а также в произведениях этих рядов?)
X тн /
Из выражения (9.38) нетрудно определить спад еся, образую-
щийся при усилении одиночного прямоугольного импульса с дли-
тельностью Tt (рис. 2.10(5)
(9.39)
Например, при /V = 4, Т{ = 1500 люйс спад равен 5% при
следующей величине постоянной времени:
NTi
Если Моя,
то
С = %- = = 0,12 мкф.
' Нс 1
В некоторых случаях
представляет интерес иска?
жения плоской части период
дич ески повтор я еощихс я
ГЬобразных импульсов, ха-
рактеризуемых длитель-
ностью Ti и частотой следо-
вания f = l/Т (ряс. 9,3а), *
Если включение пг1(/)
произошло в момент t
=— оо t то при / > 0 режим
4-1500 J0'6
0,05
= 0,12 сек.
Рис, 9-3- Искажении плоской части периоди-
чески повторяющихся П-образных импульсов
становится стационарным, т/ё. напряжение на выходе также пред-
ставляет собой периодическую функцию, Так как конденсатор Сс не
пропускает постоянный ток, то .напряжение оказывается чйс-г
то переменным, т. е. егосреднее значение равно нулю» что имеет
*) Так при А/^З, как*видно нэ:(9,3б). £(0 = А*й ( 1 —2“ | ( 1 — -
\ * л / V /
* (л-з4У
юз
место яри Qa = Qlt чем и объясняется показанная на рис, 9.36
ма кривой «tS(0.
В случае однокаскадного усилителя изменение выходного
пряжения аналогично (9.32) происходит по экспоненцяа
закону
t
uc3 (0 = Кор (0) е для 0 < t < Г,.
После истечения промежутка времени 7\ напряжением^?)
кообразно уменьшается на величину 2С0г т. е.
fl
«еВ(/)=1КоУ(Т,)~Ко|е дляТ;х<К<Т, (9.Ж
что даёт перепад для исй(1)]К.^ на величину, равную единице.
Так как
__Л
У(Т^у(0)е бЩ
И
-Т— Ti
то
После определения величин у(0) и у(7\) зависимости (9ДО)'
(9,41) становятся вполне определёнными:
0 <. Ц Т} т
1-е "
е я — 1
У(!) =--------г~е
T^t^T .
1-е и
При этом абсолютная величина спада
- ^(0)- у (Л) = у (0) \1 -е~ \ )
' (9.4^J
(9.45)]
£9.46)
зависит от у(0). Относительный же спад получается таким же,
604
как и*в переходном режиме, когда ueiV)=l(0'.
h
е j _е т«. (9.47)
" У®
В случае /V-каскадпого усилителя целесообразна пере&ти да при-
ближённые соотношении, основанные на равенстве (9,44) я на заме-
не ех рядом 1 + а + — + • • *
Соотношения (9,46) и (9Л7) будут иметь такой вид:
,_Л О
у(0) = -—,
*-т
( 1 — "ZT" 'j (। гсл)
У (Т) = у (0) (1 - е„) ,
1—^1
2
^У^-У^^У®)^ (9-48)
где на основании (9.47)
е = Sig) —У1ГА = Д? 21 = Ш . (9.49)
с,‘ У (0) с&
При скважности Т/Т( — 2, т. е. при усилении симметричных
П-образных импульсов (иначе, напряжения формы прямоугольной
волны), рассмотренные выражения упрощаются:
У(0)= —.
2-
, я
] £гл
(9,50)
(9.51
(9.52)
£сп
Например, если — 4*
получения относитель но го
Т = 20 мсек и Tt = 1.5 жел, то Для
спада efrt = 0,1 требуется постоянная
времени
NTi
~ *—
4~ьу°-*. ~ 0,06сек.
0,1
1) Если няйдаптое по этой прнбяюкёвиоЙ форлгуле //(0) окажется йолыпё
единицы, следует принять у(0) =1.
605
При этом (рис. 9.36): ’
1-^ 1-Ь*
У (0) = ----L -------® = 0,978,
1“0’05
2
УCG) = У(0) (1 —%„) = 0.975-0,9 - 0,877,
= У (0) = 0.975 0.1 = 0,0975.
Получающийся при этих данных «обратный выброс» (рис. >9;,
равен
е, » у (Tt} — 1 = 0,877 — 1 = - о, 123.
ЭЛЛ* Влияние обратных связей через цели питания
на плоскую часть переходной характеристики
При рассмотрении существующих в усилительном каскаЯ
обратных связей через питающие цепи (п. 6.5,3) было покаЯ
но, что при наличии элементов С*## и (рис. 6,48) имЯ
ет место уменьшение коэффициента усиления при поняжейИ
частоты (рис. 6.49). Иначе говоря, влияние обратных связей »
частотную и фазовую характеристики в известной стелем
аналогично действию разделительной цепи Сс7?с( за счёт га
торой в переходном режиме образуется спад (рис. 9.2), Отсюда
можно прийти к выводу, что и под влиянием обратных связЯ
через цепи питания и С3И3 у плоской части нерехоЯ
ной характеристики образуется дополнительный спад.
Для детального рассмотрения этого вопроса обратимся к вьд
ражению (6.240)
Мя - 1 + SKZs + s,z„
а котором А1пг согласно (6.238), представляет собой отношение
колебательного анодного тока при Z^Z^O (что практичней!
имеет место уже на средних частотах) к току на некоторой гма’!
лой частоте f. ।
Но отношение токов пропорционально отношению напряжен
ний на анодной нагрузке, а следовательно, и отношению вначе*
иий коэффициента усиления, т. е. I
- 1
да 7Qjtgue
' -я . . . * .<
'а V* , К
Из рассмотренных соотношений следует, что коэффициента
усиления в операторной форме (и без учета влияния элементов!
выражается так; I
К (р) = =-------%------
1+5^ а» ч- (р)
(9.53>!
606
где-, в соответствии с
(6.212) и (6:236),
* *•
1-рд Ck^fi
Я*
14-0 су?э
Подставляя эти значениям (9,53). после несложных преобра-
зований получил»
*(Р) =
Г,«х
“л
--3& + 2
1а
> (9.54>
где
— s = CA-
(9?Й5)
(9.56)
%
Переходя от /С (р) к изображению выходного напряжения
<7Л (р), попутно знаменатель (9.54) разложим на множители!
£/ (п) = К О Н~ ₽*/.)(! ~Р Р т.?) ._ М(р) /д gy.
“ Р \>'^р(р —Pi)(p—Рз) Л'Ср)’
где
суть корни характеристического уравнения усилителя. Уравнение
же #(/?) —О содержит три простых корня Pi(pi=O), ft и ps
поэтому на основании (5.46)
Ка M(0)e*'* + М[р^ _J_ Л4(Да)^' Т
т*т> (0 — Pi) (0 — Рз) Palpi— Да) Рз{р»~Р») _Г
(9.59)
причём М(0)=»1, М(дз) = (1 + ра^) (• -Ь PstJ, Л1(рл) =
= (1 + +Ра^.
Произведение корней квадратного уравнения равно его свобод-
ному члену, который может быть найден из (6.241) и (9.55)
йРз - = ^ss.. (9.60)
' 'ухЪг ^#*3
Подставляя (9.60) в (9.59), узнаем, что
5» [1 { P*n‘+JV.)a +PJt>)eS/—Р>о +p*^)(l-bft^^n
* Л1„о1 Pa —Pa J
(9.61)
j®7
Из (9-61) можно установить, что при /—0 сумма, находяй^Д|
внутри прямых скобок, равна 1 -J-aA. + = Mn(i, поэтому
k (0) - к0.
При возрастания t ввиду того» что д» < 0 и р3 < 0, переходД|
коэффициент усиления будет падать, стремясь к пределу *
Й(оо) = _*fL,
Мяо ’
что и показано на рис. 94-
Выражение (9.61), вследствие сложной связи между кориц
Ра»з и параметрами цепей, не позволяет аналитически находить
личины Ск и Сэ по заданному спад
Однако практически наибольший и
рее представляет определение ём
стен С« и С3 при заданной неболы
величине спада, не свыше 10—20
при которой с достаточной степеныИ
точности Ч
Рис. 9Л. Спад плоской части
переходной характеристики, обу-
словленной влиянием целей пн-
танпа CbR/t и С&
1 + I + р3Л (9.6ЯИ
Всспользовавшись этими приближён!
ними равенствами, выражение (9.6fW
можно привести к весьма npocrdMVi
соотношению
(9.63$
аналогичному равенству (9,38) для = 1.
Очевидно, что спад, вносимый цепью при заданной дли-;
тельности Tt в случае однокаскадного усилителя равен
'„<=*-Ъ (9.64)’
brf
Соответственно слад от цепи имеет такую величину:
с
> Т- (9.65)
Так как при небольших величинах спадов суммирование их про-
исходит по арифметическому закону» то результирующий спад рео-
статного каскада, выполненного ио схеме на рис. 7Л (без учёта
влияния анодного фильтра), равен
*'"“г'(ттг+ Г- + ^)- (9-66)
\ Мг СА- Ъд /
В случае усилителя, состоящего из N одинаковых каскадов,
608
очевидно, что
(967)
Расчёт ёмкостей Ск и С* удобно объединить с расчётом ёмко-
сти С£, для чего следует сумму
S c,Re
I 1 _ _^гя
' ск С3 NT}
(9.68)
распределить на три слагаемых; в частности, в качестве первого
варианта удобнее выбрать распределение поровну с тем, чтобы в
случае неудобных величин каких-либо ёмкостей изменить принятое
распределение в соответствующую сторожу* Так, при N j=^t Tt —
= 1.5желг, £fn = S%t Rt = lMoMr S,. = 7,4л*аМ 5^ — 0,07 Mate
(эти данные относятся к пентоду 6Ж1П) из выражения (9.68)
получим
4L4A 6_™_ = 0-Q5
+ с* + Сэ NTi 4.1.5- 1(Г3 3 m- *
причём каждое слагаемое будет равно — =
дующие значения ёмкостей:
----сек. что даст еле
0.35
Сс = « 0,36 лкф.
Ск = 0,36-7,4. Ю- 3 = 266-10“ 5 =2660л<«ф,
С, = 0,36-0,07 ЛО”3 - 25,2 -10“® = 25,2миф.
Если округлить величины Ск и Cit до значений сортамента 2000
и 30 мкф. то ёмкость Сс придётся увеличить до 0,5 мкф* При
выборе Сх = 3000 мкф и Сч — 30 мкф Сс снижается до 0,3 мкф.
Уменьшение ёмкостей Cct и £0 при заданном £сл или сниже-
ние гсп при фиксированных значениях ёмкостей может быть дости-
гнуто путём применения низкочастотной коррекции,
В случае усиления прямоугольных периодически повторяющихся
импульсов влияние целей питания может быть весьма просто учте-
но посредством замены tw = 1 /Сг/?г на SK{f, определяемое ия вы-
ражения
t = — =--------------------------. (9.69)
нзкв 1 i/cf₽f+-V^ + ^
4 При этом есп находится из равенства (9.67), а не из (9-49),
§ 9,2. УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ С КОРРЕКЦИЕЙ
В § 7.4 было показано, что использование высокочастотной кор-
рекции даёт увеличение $площади усиления», равной Но время
установления является величиной обратной н большинстве слу-
39—237 609
чаев при отсчёте fg на уровне = 0,707 Ке. согласно (9.20), ty
— 0,35/fy Отсюда становится ясным, что высокочастотная wppefl
ция способствует увеличению отношения коэффициента ушеад
К®, к времени установления ty. - |
В то же время низкочастотная коррекция позволяет умеиьЛ
шить снижение усиления в области нижних частот, зависящее
от величин ёмкостей Cft С* и одновременно определяющих!
спад низкой части переходной характеристики- Таким образом^
применение низкочастотной коррекции способствует уменьшу
нию спада плоской части переходной характеристики и даё^
возможность при определённом значении сэкономить на яг-,
личинах емкостей Cfl Ск, С6. Уменьшение ёмкости конденсатор
ра, помимо повышения устойчивости работы усилителя за счег
ослабления паразитной обратной связи через цепи питания, по-
лезно и в том смысле, что способствует снижению монтажной
ёмкости и< следовательно, шунтирующей ёмкости Cq, увеличи-
вающей время установления,
> 9.2Л. Усилитель с простой высокочастотной коррекцией
Однокаскадный усилитель. Введение в цепь анодной на-
грузки /?а корректирующей катушки L (рис, 7.37) сказывается
только на верхних частотах, следовательно, и на фронте пере-
ходной характеристики, которая в области малых времён еехо-
дйтся из паесмотрення эквивалентной схемы для верхних частот ’!
(рис. 7 38). Считая, что н в нашем случае и ?
мы можем использовать выражение (7.175), заменив в нём iw -
на pt
I + РС&г +
Воспользовавшись равенствами (7,176), (7.177), (9.23):
(9.70)
а разделив знаменатель (9.70) на р, получим выражение относитель-
но изображения выходного напряжения
Уравнение У(р) = 0 имеет три простых корня: pt— 0 и
610
На основании (5-46) оригинал выходного напряжения, т, е. не*
реходиый коэффициент усиления, будет ранен
(О — Ps)(0 — Рд) рЕ(Дз—AJ ^з(Рз~Ра) I *
& <*
где /И (0) — 1> Л4 (^гэ) — 1 -(- Ра»з'в^*
Так как £Ы?з = —, то
Для преобразования этого выражений вводим обозначение
t
X = ---
'Ч
(9ЯЗ)
I •
1 •, •
\ 1
ь
1
(974)
ч
и заменяя р2., их ранее найденными значениями. Вынося за скоб-
X
кя общий множитель е 2k и группируя слагаемые! содержащие
2J~±aj г<~*х
е и е s4 , получим
А(()= Ко I — I -1" - - sh k Ч-ch е~ £]. (975)
[ 2k 2k ) J
Это выражение используется при k <_ 0,25, к огда переходный
процесс носит апериодический характер, что физически вполне оче>
видно, так как добротность контура здесь меньше критической
величины
При k = 0,25 (<? =0.5) имеет место критический режим. В кри-
тическом режиме выражение (9.75) стаиов1ггся неопределённым; но
так как
Игл f ^52 = а и Jim (ch аг).о = 1,
V z /а-^й
то при k = 0,25
ад-^[1“(1+х)е-^- (9.76)
Наконец, при значениях k > 0,25 (Q S 0,5) провесе установле-
ния принимает колебательный характер. Действительно, при Л>0,25
корень )' 1— 4^ является мнимой величиной
/1—4^= i ,
БИ
35'
HQ
sh iz
i
ch i z — cos z,
поэтому
= sin Zj
1—2* r /4*—1
, sm --------X
/4* —! №
Phc. 9.5- Переходные характеристик» кас-
када с простой высокочастотной коррек-
цией
A(O=Ko 1
+ cos ~--—-jc^e м 1. (9.f^|
at / J ' 1
Зависимость k (t)/K0 “J
= H~1) = KJC) Для разляйй
\ . •' . JI
ных значений коэффициента
коррекции показана ня ра<5я
9.5, Кривая для k 0 отнсЗ
ситси к некоррекгировапксйч
му (^—0)> т. е. обычному р&Л
остэтному каскаду, J
Из рис 9.5 видно, что е11
ростом" коэффициента коррек^
дни время установления па-
дает. однако прн /г > 0,28*
выбросы увеличиваются- При-
равнивая нулю протззодную;
dk(t)!dt, узнаем, что первый
максимум имеет место яря лс,.
равном
I/ (^ —
я J/4A-1
-arcig/^— 1)- (9.78)
Заменяя в (9.77) х на хм, находим максимальное значение пере-
ходного коэффициента усиления
(а^ ig. *4* -Л х
1+уТе ).
(9.79)
Второе слагаемое в скобках, представляющее собой выброс
(рис, 2.1tta)
art ig "j/ 4£— i —л
с е |/й_' , (9.80)
зависят только от величины коэффициента коррекции.
О том. какой выигрыш даёт применение простой высокочас-
тотно и коррекции, можно судить ио данным табл. 9.1.
Tutorfa P.l
Зариснмосгь времени установления и выброса от коэффициента &
у однокаскадного усилителя с простой высокочастотной коррекцией
k 4 £у /у Со % k fy ^у Со Ял ?. %
0 2,20 0 0,5 М2 6,7
0,25 1,51 0 0.6 1,04 11,3
0,35 1.Э1 1,0 0,8 0,96 22.0
0,414 1,21 3,1 1.0 0.90 30,5
Так как обычно £ выбирается в пределах 1—3%, чему отвеча
ют значения k = 0,35^-0,414t то выигрыш в величине K$ft4 по
сравнению с реостатным каскадом (Л — 0) достигает 1,68-^1,82 раза.
№-каскадный усилитель. В случае двух и большего числа кас-
кадов вывод выражения fe(i) становится очень громоздким. Так, уже
при jV = 2 и k > 0,25 переходный коэффициент усиления равен еле-
дующей величине:
Isin^Sx-
|/(4fc— If X4fe—1 ) 2k
(3fe- l)x
4A— I
COS
/4fr^ 1
2k
(9.81)
где
K^(SRay»x = -!-.
^0^/1
1
Поэтому здесь мы воспользуемся готовыми результатами
исследования усилителя, состоящего из нескольких каскадов
[55, 8П
При — 1 и значении коэффициента коррекции k~0,35 вы-
брос е —1% не учитывается с прибавлением числа каскадов,
т* е. он является критическим выбросом (см. п. 2,2.2), Поэтому
чегиболее подходящей величиной коэффициента коррекции для
^-каскадного усилителя оказывается £=0,35, если требуется
результирующий выброс получить малой величины (поряд-
ка 1%). При допущении большего выброса можно выбирать £
несколько большей величины. Например, при k—0,414 (что1 со-
ответствует паи л учтен частотной характеристике) выброс,
начиная от 3,1% при N—1, доходит до 7% при 4 -и 12%
при Л/=8.
613
4
При выбросе, не превышающем критического значения, впЯ
мя установления в случае /V-каскадного усилителя может быв
найдено из выражения, аналогичного (9.18),
(9.^Я
где £yi—время установления одного каскада, В частности» Дл1
k 0,35 имеем Ч
Так как
Кй = (SJ</,
то время установления и здесь зависит от и ЛГ, а также паЗ
раметпов лампы S и Со
ty= 1,31 -^/К0/ЛН (?.вя|
Так же, как и в случае некорректнроваиного усилителя прад
Ко = (SKaf = const, время установления становится минимальны)®
при определённом числе каскадов (9.26)
Nопт = 0'2® *0 дб-
Подставляя (9.26) в (9.84), узнаем, что
h = Ь04/К^. (9.85),
СТ ’ 1
Сравнивая настоящее выражение с (9.27), видам, что применение
простой высокочастотной коррекции позволяет уменьшить время
установления примерно вдвое. Вместе с тем выражение (9.85) по-
зволяет судить о том. каковы возможности современных ламп. Так,
при использовании пентодов 6Ж5П при Сл — 7,5 пф и задание
Кй=100 получим Со = 20оф, N6nirl—$ и для й=0,35
>
^н=1.04- 1^40 = 0,014. ТО"6 сак = 0,014 мк?ек
(вместо 0,026 мкгек у некорректированного усилителя). Коэффици-
ент усиления одного каскада здесь равен
К 9
Км = $Яа = /Ко = /100 = 1,67,
т. е. близок к расчётному значению /е”== 1,65 [ф-ла (9.28)1, •
Для получения К1о = 1,67 требуется сопротивление анодной
нагрузки
/<. =- -----,6Z~0,18 ком.
S 9
614
Наконец, индуктивность корректирующей катушки, найденная из
соотношения (7,177), оказывается равной
L = kC,f^a = 0,35-20-10-12= 180й= 0,28- J0"46 гн.
Связь между верхней частотой отсчитываемой на уровне
0.707 Л\, и временем установления, как показывает расчет,
проведённый по ф-лам (7,180) я (9,83), при котором под
понимается коэффициент частотных искажений одного каскада Для
/ Л' ___ 2N >
(AV= V1Д14 — ]/1Г J, показывает, что при А - 0,35
<9*86>
причём при N < 3 так же, как и в случае реостатного усилителя,
® (jV) 0,35. При больших значениях N функция <f (/V) близка
к 0,37.
Для рассмотренных числовых данных (N = 9, k = 0,35, ty =
= 0,014 л/aefcj получим
= 26,4 Мгц.
/Л? /у 0,014
9,2.2, Применение сложной высокочастотной коррекции
Сложная коррекция, рассмотренная в п. 7,4,4 с точки зрения
усиления гармонических сигналов, позволяет получить панболь-
шую площадь усиления а следовательно, и наибольшее
отношение /(о к tr Однако выигрыш в величине показателя
оказывается заметно меньшим. Дело в том, что при выборе
коэффициентов коррекции k и А1т отвечающих на и л уч шей частот-
пой характеристике, выбросы у переходной характеристики од-
покаскадного усилителя превышают 10%т и™ неприемлемо поч-
ти во всех случаях. Для получения же небольших выбросов ко-
эффициенты коррекции (главным образом, коэффициент k) вы-
бираются меньшей величины, что я является основной причиной
того, что выигрыш в смысле отношения KJty получается мень-
ше, чем по произведению
Отыскание нам выгоднейших значений коэффициентов кор-
рекции в общем виде представляет собой весьма сложную за*
дачу. Это связано с тем, что коэффициент усиления у каскадов,
выполненных по рис. 7,40, содержит в знаменателе (М*
[см+ ф-лы (7.221) и (7.222)], что отвечает характеристическому
уравнению четвёртой степени, при котором невозможно установ-
ление прямой зависимости между коэффициентами коррекции
« выбросом -и другими величинами.
Из. известных в литературе методов расчёта импульсного
усилителя со сложной коррекцией (18, 37, 38, 55] наибольший
интерес представляет метод, разработанный Г. В. Брауде [18],
обеспечивающий получение наименьшего ty при данном е» не
превышающем критической величины.
615
Этот метод расчёта каскадов и усилителен со сложна
сокочастотной коррекцией основывается на том, что три
метра каскада, имеющего характеристическое уравнение яё
того порядка, связываются тремя уравнениями, отвечающ
условию получению нанвыгодаейшёй частотной характерней
Одно временно принимаются равными нулю производны®;
квадрата модуля коэффициента усиления по начин
второй, прись® — 0. Затем исследуется влияние одного сво^
ного (варьируемого) параметра на переходную характерней
в результате чего находятся величины коэффициентов kf kj t
(см. п. 7-4.4) для ряда значений n—Ci/C$ и отвечающие им вд
чины показателей tjC9Rllt е и ад.
Рассчитанные таким образом режимы представлен
таб-ч. 9,2 (стр. 618) и 9,3 (стр. 620). Непосредственно эти д'
ные относятся к каскаду по схеме рис. 7.40а. При использова!
же каскада по «зеркальной» схеме рис. 7.406 следует в пер)
колонке п. заменить на 1—п, имея в виду, что в обоих случ£
я—С|/Со [см. ф-лы (7.212), (7.213) и (7/218)]. Зеркальную ic
му целесообразно применять при С|/С0<ОД если только в т?
лицах содержатся соогветстнущие значения п. Таблицы 9.2
9.3 составлены для ряда значений п, поэтому с целью облег?
пия интерполяции на рис. 9.6—9.9 приводятся соответствуют
графики.
Таблица 9.2 может быть рекомендована при расчёте однок
кадного усилителя, поскольку в ней не указано, какие значей
выброса являются критическими.
Например, если требуется получить коэффициент усилещ
от однокаскадного усилителя, равный Ко= 100, при испольэоз
нии лампы 6Ж5П (S=9 ма/в и Caf( =2,5 пф), работающей i
внешнюю ёмкостную нагрузку, включая соответствующую ё
кость монтажа, характеризуемую величиной Сг=14 пф, то пр
С 1 = 4 пф па основании (7.212). (7.213) и (7.218) получим:
lev.:
Ci — СцЯ -|- — 2,5 -j- 4 ~ 6,5 пф,
Сй = Ct + Св = 6,5 + 14 = 20,5 пф,
В данном случае л<0,5, и следовало бы остановиться на зер4
калькой схеме (рис. 7.406), но число 1—0,317= 0*683 выходит за
рамки приводимых значений (ДЛш(С = 0*656)т поэтому останав-г
лива емся на схеме ряс. 7.40а, имея в виду, что л—0,317. I
Из табл. 9.2 видно, что при 0,3<л<0,35 наименьшая обличи?
на получается при коэффициенте коррекции A^O,I8J
при этом выброс, не выходящий за пределы 2,1—2J%, следует
считать вполне приемлемым.
616
Используя графики на рис. 9.6—9.8, находим коэффициенты,
связывающие между собой параметры схемы и величины е, l^CaRu,
kt и т в виде функций от п и k: г = 2,1 %, tjC$Rn = 1,09, /?г ~
= 0,735 и т — 6,49.
Так как Ко = £/?„=! 00, то
п /<п 100 ..
J?=—5 ------ = 11 КОМ
° S 9
и
fy= 1,09 (ОД,=1,09-20,5-1(Г12 11 • 103= 0,226-10“%^.
У каскада с простой вч коррекцией при s = ] % /у=1,31 C0R„
или при s = 3,l% <. составляет 1,21 (ОД,„ т, е. ва 20-е-11%
больше.
Приведённые в правой части табл. 9.2 и 9.3 величины у=К7К0
и х = 2к /С0Ко позволяют довольно просто произвести расчёт час-
Рис* 9.6. Задней месть выброса у кас-
када со сложной вч коррекцией от п и
Л для s > Eff
Рве. 9.7. Зависимость относительного
времени установления у каскада со
сложной нч коррекцией от п к Л для
тотной характеристики каскада. Для определения у при других
значениях х используются выражения, приведённые в п. 7.44.
Таблица 9.3/ которую целесообразно использовать при расчёте
N-каскадного усилителя, наряду с рассмотренными величинами, со-
держит ещё так называемый модуль растяжения представлю
ющкй собой изменение времени установления при удвоении числа
каскадов.
Величина приведённая в таблице, относится к од-
нокаскадному усилителю, а в случае 2, 4, 8 . .. каскадов (/y/£V?J;V
получается больше, чем а в g-раз, где д—число удвоений, соответ-
ственно равное 2, 4, 8 t. ., т. е.
/у=ос0/?вм;- (°-87)
617
0)
tw
05
Таблица $ч2
Показатели каскадов со сложной высокочастотной коррекцией
по схеме рис. 7Л0, вычисленные методом прираЕЯИвання кулю высших производных (х=«с Со /?д)
Со k Л, т £ % *у с./?„ х = 1,0 х = 1,5 У - к/ка х 3,0 * —3,5
х =2,0 ^ = 2,5
0.656 0,122 0,511 0 4,3 0.93 0,960 0,913 0.835 0,700 0.535 0.380
0,650 0,122 0,514 0.020 4J 0,95 0,956 0,903 0,815 0,672 0,496 0,351
0,600 0,122 0,511 0,189 2,4 1.11 0,936 0.853 0,721 0.566 0,416 0.300
0,500 0.122 0,537 0,357 1.6 1J7 0,921 0,822 0,680 0,518 0,385 0,280
0,500 0,122 0,566 0,470 1,2 1,20 0,910 0,804 0,653 0.491 0,352 0.209
0,450 0,122 0.622 0,531 и 1,22 0,904 0,788 0.630 0,472 0.348 0.263
0,400 0,122 О,6?8 0,572 1,1 1,22 0,903 0,784 0,621 0,465 0,341 0,262
0,300 0,122 0,774 0.584 1.0 1,23 0,908 0,796 0,630 0,476 0.348 0,266
0,300 0,122 0,893 0,574 1.0 1.23 0'914 0.810 0.653 0.494 0,362 0.275
0,250 0,122 1,057 0.536 1,0 1,23 0,923 0,834 0,695 0.523 0,386 0.287
0,596 0,143 0,581 0 10>2 0,89 1,000 0,905 0.S50 0,800 0,560 0,345
0.650 0,143 0,574 0Д64 5,6 1,00 0,969 0,927 0,826 0,643 0,466 0,311
0,500 0,143 0.580 0.331 3,3 1.06 0,943 0,865 0,740 0,567 0,401 0.287
0,450 0,400 -.— 0,143 0,143 —L о,боа 0-658 , Ji 0,454 Jfe529 2,2 1.11 ь \ j bjlflt л j| j 0,924 Mw ? J . ь. 1|* 0.686 {
0350 о,из 0,740 1 0.559 L4 1,17 0.904 0,780 ’ 0,625 1 0.48О \ и/ЛГ) \ 0.266
0,300 0,143 0,644 0.561 1,3 1,19 0.902 0.779 0,620 0.472 0,351 0,271
0,250 0,143 1,000 0,533 1,2 1.20 0.903 0.783 0,621 *0.474 0.360 0>277
0.525 0.160 0,623 0,098 10,4 0,93 1.000 0,992 0,926 0,749 0.515 0,316
0,500 0,160 0,620 0,177 7,5 0,97 0.977 0,942 0.856 0,718 0,500 0,320
0.450 0,160 0.624 0,328 3,7 1.04 0,954 0.886 0,768 0,601 0,425 0,291
0,400 0,160 0,650 0,446 2,5 1.09 0,940 0.853 0,721 0.541 0.394 0,280
0,350 0,160 0.718 0.510 1.9 1,12 0,930 0,832 0.096 0,520 0,382 0,283
0.300 0,160 0,820 , 0.534 1.6 1,15 0,922 0.820 0.680 0,512 0,383 0,295
0,250 0,160 0Т960 0,525 1,5 1,17 0,917 0.811 0.670 0,509 0.393 0,311
0,438 0,180 0.694 0,191 10.7 0.99 1.000 0.989 0,900 0,680 0.470 0.290
0,400 0,180 0,676 0,314 4,3 1,03 0,955 0,908 0.792 0,624 0,454 0.315
0,350 0,180 0,696 0,442 2,7 1,07 0,932 0.850 0,725 0,566 0.415 0.296
0,300 .0,180 0,770 0.509 2,1 1,10 0,922 0,827 0,697 0,537 0,402 0,289
0.2Е0 0,180 0.893 0,510 1,9 Ы2 0,920 0.820 0.680 0,525 0.400 0.300
0.346 0,200 0.808 0,251 И ,2 1.01 1.000 0.986 0,879 0,647 0,439 0,276
0,300 0,200 0,823 0,362 2,7 1,05 0,965 0,888 0,765 0,613 0,393 0,248
0,250 ст> СО 0,200 0,876 0,441 2.4 1.08 0,939 0,849 0,729 0,590 0.441 0.311
Го Су S' 53 i из V» 40 11 о 3 о О 8 04 О S 04 С со С4 О го <0 о' со о S ГО 8 С0 О О 8 О о 04 О
К в? э П И - «4 II п а о сС II 10 S о о d гг- О OJ *1* О о' 10 О ч* ь о со 04 ©" о У7 о <о о о со о 10 8 с
ю 11 И 8 О oi <0 о ю о ю с О» О 05 СО LQ О сс со Ю о о 8 О С4 Ю to © SG С0 10 О СТ) о 10 о со XI* о
§ 3 V о D £ 11 о OJ II к IC го СП с 40 Cl G> *г <0 с- 3 г* С^. ег; О со о G О тч О СО <0 О 0J Ш «3 о тг с*э со о о о со ©
X р. ud S <и К ш 40 II к п о о сП 8 О о GC 00 о' 10 CD СО О СО а& О со *1* со о S? се ао to С о со о о 0Q о’ 10 00 о ш со О
U о Б «J § 1—» II X а о Q1 о со ио о о ю a о О тг О О со го OJ О ем CD СП о □с 03 О> О со 04 О О со СП о Ё СП о 04 СП 00 о
£ Ом 2 «й иэ о’ II * Q4 (31 ся * о а> о о 1Q QQ СП * о сП □0 сг> о гч др СП о <0 Cl о о се о о об d Ci fe о 0> г- XJ* о- ет ©
! и 3 со о< о СП й сс ф 1Л еП о» 10 е*э V—’ о $ ш 8 1 М» о То со го С0 +- ГО *—
S 3 3 я О S М о >1 1 с Q? t? ! ГО О> ’ О ю о> о с Ё до ч> R о о о 04 IQ □б 04
3 3 ЙЗ 3 ж <с 1J II UJ с*з тЗ* nF СО г9 ГТ сс OJ Г0 СЧ о * ср г? to
с а С о с сч LO о 8 О) ь а <х <0 от с S ГО С О С7 ’Г CD г0 -чг to. © о ю © © 04 10 to *** хг С*5 10 О
X i 4> ф-d то о о ji гз ю о -чГ Й о о о сч JS О со о 0'4 ИЗ <0 © 8 а СО е0 00 О X 04 О '
Л cd S 0 С о» см CD or А м г из С-4 О Q ео о 04 <0 —1- с Ci Т G со о" СО ТГ сГ Ф о 04 'Г о 04 ГЭ О,
< г| II 15 CJ CD L0 О С о ID- О р О CD СО с СП ц> о ю ю © О о . * о о -г о о 1О С0 о о о Л * о о ю 04 О
У каскадов реостатного и с простой вч коррекцией ~У 2
что даёт М*
В общем случае любого числа каскадов показатель д не явля
ется целой величиной и он
находится из условия
’ = (М6)
Учитывая, что
(9.89)
выражение (9.88) приводим к
такому виду:
Функция iy — f (ЛО При
учёте" (9.89) имеет минимум,, г
наступающий при
./Vprem^0,23Koatf (9.91)
и характеризуемый значением
времени установления
Рис. 9.Н. Зависимость коэффициентов *1
н tn у каскада со сложной вч коррекци*
ей от л и А для > -л*
__ / л» х о
Y ( у 2 I ’
(P.Q2)
где q находится^ из (9.88) для W=Afowm-
Рассмотрим применение этих выражений на числовом примере.
Пример 9.1. Требуется произвести расчёт усилителя, выполненнОпо из
каскаW со сложной нч коррекцией, исходя из условий что Ло = 100 и !у —
= 0,02 лхяж. ~ 1Л « _«
Выбирая для усилителя пентод 6Ж^П |S^ Mate, С^=1С' %
принимая С((1 = CWQ = 4 пф н используя выражения (7.212), (Л 2 то) и {
узнаём, что
С, = Сик + С« = 2.5 + 4 = 6-5 пф.
Са = С^ + СЛ7 = 10 + 4 = 14 пф,
Со = С| + С, = 6,5 + 14 = 20.5 пф.
л = А =0,317.
Со 20.5
Обпашаясь к табл. 9.3, ашш, что е/ипстнеяво возможной является cx*J*a
по рис5РТЛ0й. "(число I-0,317=0,683 выходит за пределы приводимых знамений
Для л = 0.317, как видно из графика на рис. 9.9, е = ч. = 1,4% а - М'.
к = Дл^тото чтобы устмовдто^ тсэможто да вообще полученпе требуемого от-
ношения Лс^у определяем Л/рлт, q и tyjiwi-
^епт ~ °*23 KoSS = 0,23-40 9,
q l₽2 1g 2
620
621
/у^й^0,79а У1Ц7а
20r5t 10-1* г— i 1,376x3*17 .
-0.79-М7-^^ К4О . =0,012.10- е*л.
Так как < 0,02- 1Р“е сек, то осуществление усилителя по заде
условиям возможно. Требуемое число каскадов ДО < ДООПОТ находится щод
нз (9-88) и (9.90).
Начав с Л=2, получаем н /у—0,037-КГ-6 сек. При ДО =3 будем
?=1,58 и /v = 0,0204-10“ 6 к на чем можно и остановиться, так как расж
ине с заданной пеличянсй /у=0,02 мксек незначительно, Нз (9.59) узнаем.
при этом
Л__ з_____
/Яо = У100 = 4,64,
Ra = =^^^0,51 ком*
о v
Используя выражения (7-23S)— (7.217), находим остальные схемные li^fl
метры:
L— =0,И35-20<54СГ,М10“ = 0,765-10~^ ах, ‘
0,8.20,5-510* =4,25*10-° ан,
Я, =
0.51
0,515
= I ком.
•Иэ табл. 9.2 и 9,3 вн*пнх что эффективность сложной коррекции выше прй
[К пге/ельней величине 0,656» В дакн
значениях и (иля I—л), приблялающнхся
Рис. 9.9, Зависимости показателей каскада
со сложной вч коррекцией от л при
пре/ельнсй величине 0,656, В дата
нем расчёте путём добавления н Си
небольшой ёмкости порядка 0,9 ка
можно получить С। = 7.4 нф к Со -=й
=21,4 пф, что даёт п = 0,344 или, t
случае схемы на рис. 7г40б. п ₽=
=1—{1.344=0,656, при котором o>±s
=0.93, Л1^= 1.296 и ^=4.3^, При!
последних данных к ДО-3 времЙ
установления, несмотря на некого-!
рое увеличение ёмкости Сй, получа*!
ется примерно в 1,3 разя меньше]
(/?=0.0154 -10^6 се*).
В случае простой вьгсокочастот*'
ной коррекции при том же у см лени»'
я числе кзеквгов время установле-
ния получилось бы равным 0Л?23э'
млеех т. е- в IJ6 или 1.5 раза:
больше в зависимости от принятого
варианта расчёта.
применение сложной вч кор-
Из рассмотренного видно, что
рекцик в зависимости от соотношений, существующих между
емкостями Сх и С2т и отчасти от чиелз каскадов может дать вы-
итрыш в величине показателя K0/ty по сравнению с простой вц
коррекцией примерно на 10—50% (последнее, правда, при кри-
тическом выбросе^ доходящем до 4,3%)*
622
9.2Л Коррекция искажений, создаваемых входной цепью
Pirc. 9J0. Эквивалентная схема
входной пепи телевизионного и
фото^лектрич еекого усилителя1
Входная цепь усилителя, работающего от передающей теле-
визионной трубки, иля фотоэлемент обычно состоит из одного
или нескольких параллельно (через конденсатор CJ включённых
сопротивлений (рис. 3J3) и неизбежно присутствующей
шунтирующей ёмкости С, образо-
ванной междуэлектродной ёмко-
стью источника сигнала, входной
ёмкостью первого каскада и ёмко-
стью монтажа.
Активная составляющая внут-
ренней проводимости источника
сигнала, а также и входной про-
водимости усилительного каскада,
особенно при возбуждении от ико-
носкопа. оказывается значительно
меньше проводимости нагрузки, что
позволяет рассматривать источник как идеальный генератор
тока Л, нагруженный на сопротивление зашунтировааное
ёмкостью С (рис, 9Л0) и создающей напряжение
и, = \z Л = .
1 1,1 Fl 4-
(9.93)
Это выражение показывает, что во входной цепи составля-
ющие более высоких частот оказываются ослабленными по
сравнению с низкими частотами, что означает возникновение
частотных и переходных искажений. Эти искажения могут быть
сведены к минимуму одним из двух способов. Во-первых, сопро^
тинление нагрузки может быть взято достаточно малой вели*
чины. Например, если С=40 пф и время установления задано
равным 0.04 MKceft, то из условия (9J9)
ty =• 2,2тЛ = 2,2 С/? (9.94)
получится /?=455 ом- Однако при такой величине сопротивления
нагрузки напряжение сигнала практически оказывается на-
столько низким, что приём сигнала на фоне помех оказывается
невозможным. Во-вторых, при выборе сопротивления /? срав-
нительно большой величины, что обеспечивает лучшее отношение
сигнала к помехе, искажения могут быть скорректированы са-
мим усилителем. Для этого следует произведение Ui=U}K по-
лучить постоянным при изменении Ut в соответствии с (9.93),
т. е. потребовать, чтобы коэффициент усиления следующим обра-
зом зависел от частоты:
К = Ко /Т+(М<Ж (9.95)
Очевидно, что при таком изменения коэффициента усиления
коэффициент пропорциональности между составляющими вы-
623
ходкого напряжения и тока является величиной, не зависят^!
от частоты,
= М
Но, кроме полезного сигнала, на вход усилителя поступайте
и посторонние колебания — помехи, основным источником котс^
рых является сопротивление нагрузки, а также анодная цеш»
первой лампы, что отображается введением в цепь сетки шумд4
щего сопротивления гша или генератора аде G31 как было пока*-
зано на ряс. 2.8. При этом можно не учитывать помехи, обуслов*'
ленные дробовым эффектом сеточного тока ~0) и тепло-
вым движением б проводимости сетка—катод лампы (,?ел-~0)-
Тогда н соответствия с (2.31) квадрат входного напряжения по-
мех будет равен
л
4.“Wj(?L+r..)W.
О
где, как видно, из схем на рис. 2.8л и 9.10 g = 1/R и 4 = 2-[С.
поэтому
нч*/^ +rJJ**f- (9ЭТ)
В случае применения коррекции коэффициент усиления изменя-
ется^ соответствии с (9.95) и тогда
а
= AkT J I« + '«Л 1 + № I df. (9.98)
Всякий усилитель пропускает ограниченную полосу частот;
мя простоты допустим, что соотношение (9.95) сохраняется до
некоторой частоты / /), а дальше усиление весьма быстрj па-
дает до пуля; это позволит при вычислении интеграла в (9.98)
верхний предел принять равным f в, что даёт
£^2 = 4АГ
Из выражений (9.96) и (9.99) возможно определить отно-
шение напряжений сигнала и помехи на выходе усилителя
*(9Л00)
Из (9.100) видно, что отношение сигнала к помехе а выход-
ной цени усилителя с коррекцией повышается с ростом сопро-
3) Под [Л условно можно понимать частоту следования одного элемента
изображения (см< п. 2,1.3;.
624
тивления нагрузки, что впервые было установлено Г, В. Брауде
[12, 14, 17].
В случае использования рассматриваемого метода снижения
помех, названного Г, В. Брауде nporueowi/лгоаой коррекцией,
помимо выбора высокоомной нагрузки во входной цепи, следует
стремиться всячески уменьшать шунтирующую ёмкость и выби-
рать лампу с минимальным шумовым сопротивлением, напри*
мер, 6С2ГТ, 6Ж5П в триодном соединении и др.
Сопротивление .нагрузки но входной цепи все же нецелесообраз-
но выбирать очень большой величины Дело в том, что в случае
высокоомной нагрузки затрудняется осуществление коррекции, а
отношение сигнала к помехе существенно не улучшается при воз-
растании /?, Практически сопротивление нагрузки можно считать
достаточным, если оно в 2—3 раза больше, чем 3/4хаСйгыд/^л На-
пример, при С — 20 пф. гш(1 — 250 ом и = 4t8 Л4гц это Даёт
значение R — 70— 100 ком.
Для осуществления рассматриваемой коррекции стремятся
получить у одного из каскадов частотную характеристику, по
возможности приближающуюся к идеальной зависимости (9.95).
Решая эту задачу применительно к схеме на рис. 9.10, предлог '•
ложим, что входной сигнал представляет собой ступенчатый ток
G(0= Ло-1(0- (9-101)
Тогда, в соответствии с (9.93), -входное напряжение будет равно
L/1 (р) = Z (р) Л (р) --
р(1+д?Я)
или
£Л(р) = —т^г
W ₽+----------------
(9,102)
где
— CR
(9.103)
представляет собой постоянную -времени входной цепи. Но коэффи-
циент усиления усилителя, включая и корректирующий каскад,
является отношением_двух многочленов целых степеней
Л(р) =
иа (р) _ Р (Р)
<А (р) Q (р)
или
[К (Р) =
В~(р — Pi)(P~Ра) • • (Р—Рл)
Q(P)
(9.104)
где В — const, a pi, рг. ., р„ нули К (р), т. е. корни уравнения
Р (р) = 0.
40—237 625
Из (9Л02) и (9Л 04)- легко находится выражение выхода
напряжения
U, (р) - к (р) (Р) = -Д ^-.bL . (9. J
\xjf ( P + j Q tP)
Очевидно, что искажения, создаваемые входной пенью, окажуйЯ
скорректированными, если одни из множителей типа (р— pj, паттам
мер (р—pj) окажется ранным pH- — , что получается при
где pt есть один из нулей коэффициента усиления корректирующая
каскада Ki(p).
Одна из возможных схем корректирующего каскада изображая
на рис. 9Л1. Исследуя каскад в области верхних частот, нетрудны
установить, что при R£ > j
k.w - —- • (9Л™
,+₽сл^7 + '”сл^7Г
Рис. 9.IL Схема каскада Бропиюгиумодйй
Коррекции с шунтирующим сопротивлением
где, сог лас но выражению <
(7.177),
и
Кю-ЗЛг (9Л08>|
Изображение выходно-
го напряжения, найденной
из (9.102), (9Л05) и (9Л07)
в предположении, что усиле-
ние прочих каскадов равно
единице, что, конечно ус-
ловно1), выражается так:
& % (р) —
AjoCi^A (/7Н-ХТГТ’ I ^10
\ Cp/t ffe
p-r—
T«rr
* (9Л09)
Из этого выражения находится условие, при котором обеспечи-
’) Этим самым всё у отрасти о делится на дне части' а первую входит
входа а л цепь с корректирующим каскадом, вторая включает остальные кас-
калы, влияние которых из переходную характеристику (ня время установ-
ления) учитывается абычпьгм способом.
626
нается коррекция искажений входной цепи
т4, = С/? = СЙ/?Л (9И0)
При соблюдении данного условия- правая часть (9,109) упро-
щается
Г „ Ri ~У^УГ '
tfi + tf,. РГ 1- caR„xfk ' '
где
Вводя обозначений:
20^/?^ '
~Г
(9.112)
(9Л13)
(9Л14)
t^SO — KlftWifc-
решая характеристическое уравнение и выполняя действия и соот-
ветствии с (5.46), можно установить, что переходная функция имеет
такой вид:
(/) = 1^20
— sin + CDS й?й/ ) е
/
(9 Л15)
где
'»о= Vfi—
(ЭЛ 16)
При вещественном tr0 установление носит колебательный харак-
тер, причём, гак можно установить, исследуя функцию Ua(/) на
максимум, выброс ранен следующей величине:
г*
£ = (9.117)
Переходные характеристики, вычисленные по ф-ле (9*115) и
соотношению (9.117), позволяют установить связь между выбросом
е и величинами oty и [-/а = 1 -}- (^о/о)3 в виде следующей таб-
лицы*
0.4
Зависимость времени установления я множителей соо^ и й?а
от выброса при использовании ласкала по схеме ня рнс. 9Л1
3 и а я е и и о е, %
Множитель 0 1 2 3 4 5
Xy-lty 3,38 2.11 1,84 1,68 1.44 1,05
с 3 « 0 0,683 O.’StM о,в 1*047 1,305;
1 1 1,467 1 *648 1,803 2,096 2.S70
40*
627
При расчёте параметров корректирующего каскада удобц
исходить из определённых величин времени установления и вы$
раса при известных значениях чд, = С7? и Со. Данные табл. &
и равенства (9.110), (9.113), (9.114) и (7.177) позволяют псш
чпть следующие расчётные соотношения:
k = А (хтв г)3 — 2атвЛ 4- 1,
Например,при ty= 0.04 мксек, г = 3%, С = 30 пф, R = 47
и Со = 20 пф получим хч, = 1,68, А = ₽/« = 1 >803, а = xyjty =*
= 42- 1061/сек, = 1,41 - сек, = 59,2, k = 6200, >а =>
= 11,4 ом, 7?! = 600 ом, L = 16,1 10-в гн. При крутизне характер
рястики S = 9 ма!в коэффициент усиления каскада на средни?;
частотах /(10 равен 0,1-
4 Приведённые данные показывают, что при сколько-нибудь
большой величине постоянной времени входной цепа и малом
t времени установления сопротивление анодной нагрузки ирчхо-
i n const \
дится выбирать настолько небольшой величины (^а~------------*
\ ъ.г /
что оно получается сравнимым с внутренним сопротивлением
источника питания, а это может привести
Ряс. -9Л2- Схема каскада противоп$умовой коррекций
с делителем напряжения
верхних частотах деление напряжения в
соотношения ёмкостей Cj и С*
628
к дополнительным из*
мелениям плоской
части переходной ха-
рактеристики.
При больши»
значениях отноше-
ниям,^ более удоб-
ным оказывается
коррёкт и р у ю щ и Й
каскад с делителем
напряжения (рис.
9.12), У этого каска-
да напряжение, по-
лучающееся иа ано-
де лампы, в.области
:средних частот ос-
лабляется дел ите-
лем /?|— J?2. На
основном зависит от
В качестве Cj обычно используется полупеременный конден*1
сатори ёмкость же С2 образована входной ёмкостью каскада на
лампе Ла и ёмкостью монтажа.
Для получения корректирующего дейстаня необходимо, что-
бы ёмкостный делитель создавал меньшее ослабление напряже*
нля, чем делитель /?г—/?2, что, очевидно, приведёт к получению
частотной характеристики с подъёмом в области верхних час-
тот* Детальное рассмотрение работы этого каскада, проведён-
ное О* Б* Лурье [55] и И. Л* Валиком [20], показывает, что целе-
сообразно добиваться получения определённого отношения ём-
костей
Рис* 9ЛЭ* Графики для определения
величин б и л у по выбранному значению
выброса в (каскад по схеме рис. 9.12)
Ряс* 9*14. Зависимость коэф-
фидмеятов к и £| от паране
тра G (каскад по схеме
рис, 9 12)
где Си — выходная ёмкость лампы Ль сложенная с соответст-
вующей ёмкостью монтажа и дополнительного конденсатора,,
обеспечивающего получение соотношения (9*123). Для опреде-
ления схемных параметров следует задаться величиной выбро-
са е н времени установления и по графику рис. 9.13 опреде-
лить величины ,гу и G. Далее, с помощью графика на 9*14 на-
ходятся коэффициенты коррекции k и k\ и параметры схемы в
предположении, что ёмкость С2 и постоянная времени входной
цепи ter—С/? известны из следующих выражений:
С€ = Cj^OJCa. (9.124)
(9.125)
—Ч - (9-126)
Ka = k&, (9.127)
629
и
L = .
Например, если ~ 0,04 мксек, s = 3 % t С2= 13 лф.то xv = 2,3, Q Ц|
— 1Д k = 1Д ki 1,03, C0 = Cj = 9,l пф, Rt^\55KOMt %.=^
= 950 аи, /?4 = 980 <хн и 1 = 337 мкгн. При этом коэффициент
усиления каскада в области средних частот, найденный из выра-=
женин 1
ff _ QD
К1° ~SRa ~Ri /?;'
при 5 = 9 ма/& получается равным 0,066, т. е. в 1,5 раза меньше,
чем у каскада по схеме на рис, 9J 1.
Наряду с рассмотренными схемами противошумовая коррек-
ция может быть осуществлена посредством использования об-
ратной связи по току, что рассматривается в п. 9,3.2,
Элементы коррекции, кроме усилительных каскадов, могут
вводиться непосредственно и во входную цепь. В частности, в
схеме, изображенной ла рис. 3.13, используется принцип слож*
ной противошумовой коррекции, 'Предложенный Г. В. Брауде»
Введение катушки Д во входную цепь повышает эффективность
коррекции, но требует применения уже не одного, а нескольких
каскадов о элементами коррекции.
В заключение следует отметить, что вследствие сильного
ослабления низкочастотных составляющих сигнала корректи-
рующим каскадом I), ео избежание образования силь-
ных помех ет последующих элементов тракта передачи, между
входной цепью и корректирующим каскадом приходится распо-'
лагать предварительный усилитель, повышающий в достаточное
число раз уровень сигнала,
9.2.4. Применение низкочастотной коррекции
Влияние элементов низкочастотной коррекции
(рис. 7.52) на частотную и фазовую характеристики, как правя*
лец сказывается лишь в области нижних частот и соответствен*
но на плоской части переходной характеристики (т. с. в области
больших времен). Поэтому для исследования переходного ре-
жима следует обратиться к эквивалентной схеме каскада для
нижних частот, представленной на рис. 7,53т
Если каскад выполнен па пентоде и Должен обладать сравни-
тельно небольшим временем установления, что мы и будем по-
лагать, то /? окажется во много раз меньше, чем и Rc* Со-
противление же анодного корректирующего фильтра R# обыч-
но берётся не свыше 10 Это позволяет1 пренебречь проводи-
мостями 1/Я, и l/7?fno сравнению с проводимостью + /?*)♦
В условиях такого допущения колебательное анодное напряже-
ние будет равно следующей величине:
^,(p)-St/rt(p)Z„b(p), (9.128)
630
где
(?) — +
(9.129)
1 4- рСфНл
представляет собой подлое сопротивление нагрузки, подключён-
ной к точкам а—Ь на рис. 7.53,
Передача напряжения от точек а—b до вьшщадх зажимов
равна отношении? соответствующих сопротивлений
^(р) & = "рС-^
(Д) п j I I “Ь PQ&
“с ‘Г ~
(9.130)
Коэффициент усиления можно представить в виде произве-
дем ия двух дробей
д> / (ft) _ Uд (р) (д)
т. е.
о-/ к_ SZtlit (р) pCrRr
(р) У+РСЛг
SR/j fl 4- Pjfl/ ft# 4- рС$7?(р)
(1 + ) (1 ”г
(9.131)
При определении изображения входного напряжения вве-
дём ряд обозначений:
Я0-5/?д, (9.132)
^ = СЛ- (9.133)
^ = С^/?0, (9.134)
(9.135)
<Y^
a=£A = b^.r (9.136)
после чего получим
(9.137)
Ураааенне АГ(р) = 0 имеет дна простых корня Рг = — 1/^ й
= —Ь/а-^ поэтому на основании (5.46) переходной коэффициент
усиления окажется рапным алгебраической сумме двух экспоненте©
При Ь=а выражение (9.138) превращается в неопределённость,
раскрывая которую, получим
k (/) = Ло(' 1 + —) . (9.139)
\ а"н '
631
Форма переходной характеристики зависит от величины парам)
ра а. Действительно, производная переходного коэффициента у
ления по времени, найденная для 7 = 0,
WH __
L Л Jf 0 Ь— а
1 . £ 1
b
V)
*1
оказывается меньше
ля при а > 1, равна
лю при а — 1 и стаж
вится положительной
а<1. С другой сторо
ны, функция А(/) прй
больших значениях t nd
прерывно убывает, буду:
чн везде положительной
Переходные характер
ристики для нескольки^
значений а при b = 0,5 =
= const показаны на рис.
9Л 5. Там же изображена-
t характеристика обычного;
rf реостатного каскада, ко-
торая является частным
Вис- 9.15. Переходные характеристики каскада видом зависимости
с низкочастотной коррекций (9 Л 38) для а ~ со (С^ =
=оо), иначе для b =.
= оо (7?^ — 0), что физически вполне очевидно. Графики перехо-
дных характеристик для ряда других значений 6(0,1 ч- 2) приводят-
ся в приложении 8.
Выигрыш, получаемый в величине ёмкости Се за счёт примене-
ния низкочастотной коррекции, зависит от коэффициента b =
Так, при b = 0,5 (рис. 9.15), ef„ = 2,6% и t = Г, = 1,5 мсек имеем
= 1 - = 1 “ 01025 = °'975'
Д| До
При отсутствии коррекции (кривая а = оо на рис. 9.15) получим
_L=Z1
^Я
•я
t
0,035,
откуда следует, что
т = 2?
* Xi
Если 7?с= 1 Мол, то Се =
= Ко( —
\ я
1.5ЛСГ3 лпя
0.025 - O.OGtW.
0,06 мкф.
0 Такой же результат подучается* если производная будет взята от пра-
вой частя равенства (9.139),
632
При использовании коррекции и выборе наиболее плоской пере-
ходной характеристики, отвечающей (при любом 6) значению а — К
переменная х;, равная
= 0.35,
будет в 14 раз больше* чем позволяет в такое же число раз умень-
шить ёмкость Сс
С Ь510~3 = 0,0043 мкф.
с Rc xfit 0.35-1
Если же параметр й взять равным 0,lf то выигрыш в вели-
чине Сг, как это возможно установить с помощью графиков
приложения 8, окажется равным 34. Однако при небольших зна-
чениях Ъ из-за увеличения сопротивления фильтра =
требуется более высокое напряжение для питании анодной це-
пи каскада. Кроме того, здесь на переходной характеристике
сильнее оказывается отклонение номинальных величин деталей
от рассчитанных значений, что связано с неточным их выбором,
а также старением (особенно электролитических конденсато=
ров).
Выигрыш, получаемый пр величине Сг, оказывается меньше
при задании большего значения спада. Например, при и
=10% (а не 2.5%, как было принято в предыдущем расчё-
те) выигрыш по величине С, снижается с 14 до 7,5 раза, а при
й=0,1 вместо 34 становится равным 19.
При выполнении усилителя из нескольких каскадов, создаю-
щих спад, коррекцию плоской части переходной характеристики
можно осуществлять как в каждом каскаде, так и только в од-
ном каскаде. Последний способ даёт экономию в величине общей
ёмкости С#.
Действительно, если общин слад на четырёхкаскадный усилитель
задан равным еся .= 10 %, то спад на один каскад составят 2.5%.
Если при этом Т( =. 1,5 мсек, b = ОД /?й = 1 ко-и, Rc = 1 Мам и
выбрано а ~ 1, то, как было найдено нз рис, 9Л5, л; ~ 0,35; v—
= 1,5-КГ3 : 0,35 —0,0043 сек и Ct = 0,0043 мкф.
На основании (9.136)
= р -пгт “4|3' 10*’=43
Сумма ёмкостей конденсаторов, применённых в четырёх кор-
ректирующих фильтрах, составит 17,2 мкф.
При наличии фильтра только в одном каскаде весь усили-
тель, создающий спад ^rt=10%, следует рассматривать как
один эквивалентный каскад с уменьшенной в jV раз постоянной
времени
'****“ я N ’
633
рассчитывая ёмкость только конденсатора фильтра по фй
муле ' I
с* -- Ф «
где 'I
%3Кв=~- ВД
*i I
Как видно из рис, 9Л5. при а = 1 и &(0/Ле — 1 — Е™^= 1>
— ОД = 0,9 х, = 0,75, следовательно,
“ у- _ — 0,002 ce&t
п 1-0.002 о in-я jl
См=—---------— 2-10 0
<Р ТИТИ!
И
С = ±1 = 0,008 мкф.
* Х& П.75-1
Таким образом, введение корректирующего фильтра в цешВ
только одного каскада *) позволяло снизить общую ехпсастя
конденсаторов С& с 17,2 мнф до 2 мкф, правда, целой увеличен
ним (в каждом каскаде) Сгс 0.0043 -икф до 0,008 мкф, т. е* прй!
мерно вдвое (в варианте использования четырёх фильтров ра«
чётная величина слада на один каскад равна 2,5%, вместо 10%J
приходящихся на один эквивалентный каскад, а это, как быЛод
показано, даёт больший выигрыш в величине Сг. 1
Фильтр позволяет корректировать опад плоской ни*]
ста переходной характеристики, создаваемой всеми элементам#®
каскада (усилителя), т* е. совместно цепями С^,
Са/?а. Ход расчёта и в атам случае зависит от того, в скол#г]
кнх каскадах намечено применять фильтр. ,
При выполнении только одного каскада с фильтром #-кас4
кадный усилитель приравнивается одному эквивалентному кас*|
каду, создающему без коррекция спад, согласно (9*67). равный? ।
следующей величине:
nt J — 4-
1 С,хс С*. С3 I
Полагая, что эквивалентный каскад характеризуется таким же
спадом и содержит только элементы (Ct,/?t.)3<B — придём к
такому соотношению:
. 1 e ,v /____________L_ ,j_ \
(9Л43)
Дальше, выбрав подходящее значение (? ~ /-?„//?* н результи-
рующий спад (всего усилителя) при деятельности Tf-(рис. 2.100,
J) Фильтр з этом случае целесообразнее включить цепь первого каскада,
как наиболее цуйстшггельного к ггульсагцш анодного наприжеппя.
634
находим
W = i„ef„. (9.144)
Ав
Коэффициент а здесь берём равным наивыгоднейшему значению
1 и находим х„ как показано на рис. 9.15 (при b -ф 0t5 исполь-
зуются графики приложения 8) и затем
Ъ (9;145)
Выражение (9.143) позволяет определить величину
£ = —?— — 4- . (9.146)
Эту сумму следует распределить па три слагаемых, причём сна*
чала удобно отдельные слагаемые выбрать равными — L с тем,
з
чтобы в случае получения некоторых из емкостей:
С^ .3^, (9.147)
неудобно большой величины произвести новое перераспределение.
Расчёт параметров фильтра ведётся на основе выражений (9435)
н (9441)<
При необходимости получения переходной характеристики с
подъёмом (ряс, 2406) находится
*(Л) _ 1
k *л
А«
и для выбранного значения b но кривым на рис. 9.15 ив прило-
жении 8 определяется соответствующая величина коэффициента а
(здесь а < 1). Для данного значения а находится xt как абсцисса
крайней точки, в которой А(Д),'КП = 1. Прочие величины находятся
так же, как и в рассмотренном варианте переходной характеристи-
ки без подъёма.
В случае применения фильтра в каждом каскаде расчёт в ос-
новном ведётся также, только ггЛ или г„ берутся в /V раз меньше,
чем заданные на весь усилитель, а в выражении (9.143) принимается
Al = 1.
Например, если дано: обтай спад на усилитель ггл =5%, TJ =
= 1,5 мсек, N = 4, 7?, — 1 kdm, Rt. = 1 Мом, Sr --- 7,4 ма!в, SA ~
= 0,07 Mat'e (лампа 6>К1П), то при выполнении с коррекцией толь-
ко одного каскада и выборе /\й 2 кода (б = 0,5) и а = 1. исполь-
зуя графики на рис. 9.15, узнаем, что для li (Т;)1К9.= 1 — ггп =
- 0,у5 переменная х. равна 0;5.
Далее по ф-лам (9.142) и (9.146) находим эквивалентную по-
635
стоянпую времени и сумму величин» обратных постоянным
= 0,003 сек.
. 0*5
- 3— - --------?---= 83,3 ~
4-0,003 гек
Г
« зге«
р _ I । 5.
Распределяя £ на три равных слагаемых, получим
CcRc = 1 ± = 0,036 сек,
$л Sj у 83,3
откуда следует, что С(. = 0.036 мкф, Ск = 278 мкф и Сэ — 2,52м^В
Если округлить Ск до 300 мкф и С3 до 3 мкф, то
+ \ = 83,3 — ^1Л' И”3 1
Ся С, /
0,07-КГ"3 \ пг о
---------- = 3о,3
3- 1(Г° /
300- 10~с
1
сек
и
сел.
элементов корректируй
CR = j- = 0.0284
е г- 35,3
что даёт Cf '^:0,03 мкф.
Продолжая расчёт, находим величины
вдето фильтра: сопротивление
ЛН = — = — ~ 2 ком
* b 0,5
и ёмкость по ф-ле (9.141)
с = зл(Г6ф = Злш£.
Без коррекции при тех же исходных данных (см. расчёт в коЛ
це п. 9.1.4.) было получено: Ск = 2000 мкф, С. = 30 мкф и С/Л
=» 0.5 мкф (пли, при другом распределении величины £, 3000, Зя
и 0.3 мкф соответственно). Сопоставление двух результатов позвЯ
ляет судить о выигрыше в величинах ёмкостей Сг, Сх, (ф. получай
мого за счёт применения'коррекция. ‘ Я
В случае выбора переходной характеристики с подъёмом ’при
значении £,„ равном, например, 5%, мы бы имели
= 1,05, чему для 6 = 0,5 (рис.9.15) соответствовали бы значении
а ~ 0,76 и л; — 0,75, При этом ёмкости Се, С„ н Са, найденный
таким же способом, оказываются в 1,5 раза меньше, а ёмкости
фильтра получается равной 2,3 мкф. 1
При усилении периодически повторяющихся П-образных импуль--
сов с длительностью Т, и частотой следования 1/Т (рис. 9.3а) вы?
ходное напряжение находится посредством преобразования каждой
636
из экспоненциальных функций, входящих в (9,138), выполняемого
так-же, как при переходе от (9.32) к (9.44) и (9.45):
/ T~Ti \
у(А= W + Ч И - е '
0^ /<Гх Яв ; __L\
(* — а)\1 — е )
ь ‘ ь .
>—>__-------------. (> " •«
/ _ L г А ’
(й — а) 1.1 — е >/
/ h )
у (t) :_ ft—л+1Детя— И
T^t^T Л . I \
#> —ff)U — е т« }
(9.148)
ей >--1
I
(6 —а)\1—е “
е а
(9Л 49)
При а — Ь эти выражения1) принимают такой вад:
^(0 =
(9.150)
(9.151)
Использование выражений (9.148)-—(9.151), относящихся к лю-
бой величине скважности,
s^TIT( (9-152)
•) Выран'-енин (9.148) —(9.151) относятся к установившемуся режиму, т, е.
к включению входного напряжения в момент / = — as.
637
вг»:
для определения элементов каскада по заданным искажении
плоской частя П-образного импульса затруднительно. В тех е™
чаях, когда скважность веляка (s>10), расчет каскада возм
но вести так же, как для переходного режима, т. е. на оотй
выражений (9J33) —(9.136), (9.140) —(9.147) и графиков
ряс. 9,15 и в приложения 8. Наибольшие же искажения пер
дически повторяющихся П-образных импульсов возникают
скважности, равной 2Г что отвечает наибольшей их длитещ
сти (случай 5<2 интереса не представляет, так как он отн
ся к импульсам ^отрицательной^ полярности s>,2)<
При скважности s=2 период равен удвоенной длительно
(9.148) и (9.150) придам
импульса (рис. 2.11), а выражения
ют такой вид:
у (0__। 4~ 0_е н
O^l<Ti К» I -Ъ1
— a) k I 4- е > '
МТ.:
Рассмотрим разработанный О. Б. Лурье [55] метод расчёта каЯ
кадя с низкочастотной коррекцией для случая усиления периост
чески повторяющихся Пнэбразвых импульсов при 7, 0,5 Г. L?
метод расчёта основан на том. что величины А?я и известны
что выходное напряжение в установившемся режиме имеет форм
ио рис. 2.11ft при которой
&(Л) = £/(0). (9-1SJ
а это обеспечивает получение минимальных значений смкост
при определённой неравномерности плоской части импульса,
Данном случае выражаемой заданной величиной подъёма -s,
Подставляя в (9.153) значения f = Q и t=Tи приравняла
правые части -получившихся равенств, придём к такому cool
ношении;
( ^21} -LI1
(£ — а -4* !)k 1 — с > ) __ е а > (
11 ‘ * 1
1 4- е "* ! -4 е а
Длят преобразования этого выражения вводам обозначения:
6 С( /?|7
T’f
**«
63Й
что позволит получить уравнение, содержащее неизвестные k я х0,
.ь А
4(4-1)= 1-------
ih Хо
(9.159)
При a — b параметр &== 1, что даёт неопределённость, раскры-
вая которую, получим ,
6 = (9Л60)
*0
Второе уравнение, содержащее эти же величины, может быть
получено, если задаться величиной подъема (рис. 2.11в). Абсцис-
са точки максимума, очевидно, находится путём решения уравнения
dt
где у(/) соответствует правой части равенства (9.153) или (9Л54).
Вследствие того» что максимум здесь, при небольших значениях -s'^
не остро выражен, можно ординату этого максимума принять рав-
ной ординате для t — 0,5 Т\.
Подставляя в (ЭЛ 53) t = 0,5 получим
У (0,5 т,)= !tzi± --------------=
(Д—д)\1—е 2’я? (/; — t?)\J -f-е fi "**>
— е >/ (& —£г)\1 —е q /
Используя равенства (9Л57)Т (9,158) и (ЭЛ 59), последнее урав^
нение приводим к такому виду:
sh Лц — sh—*
У (0) + < =---------—. (9.161)
2 sh ( х0 — т-’)
\ Л /
Функция у(0 при у(Г() = у(0) симметрична относительно оси
времени, поэтому у(0) + у{Т,) — 1 |это вытекает из равенства
(9.153) или (9.154)] и
У (0) = у (TJ = 0,5.
следовательно,
. „ . *0
shx0^—sh —
----------к-— 1
(9.1'62)
639
При а — bt т. е. прн k = 1т это равенство принимает вид:
=;.=-7(с11Л'о~!)-
Уравнения (9.159) я (9.162) могут быть решены отпосмтй
но неизвестных k и л0 графически. С этой целью удобно
рать в качестве параметра семейства кривых неизвестное
Тогда ур-ние (9.159) принимает вид кривых / на рис* 9,16
для определения величины искажений
9Л7, которые были вычислены путём нахождения Ь для ряда
значений k. Теперь k к b при х0=-const уже связаны между со-
бой, и семейство кривых //, отвечающих ур-нию 49,162), нахо-
дится опять-таки посредством варьирования k и расчёта еДт
однако по оси абсцисс откладываются значения ие k, а связан-
ной с k величины Mb.
При расчёте каскада предполагаются известными длитель-
ность импульса Tf = 1/2/, где f — частота следования импуль-
сов1), сопротивление анодной нагрузки /?о и уровень искаже-
') Если частота следования не постоянна, то расчёт параметров каскада ее*
дётся для наиболее тяжелого случая, т. е. длк минимальной величины L
640
ний, определяемый значением подъёма Одновременно вы-
бирается сопротивление анодного фильтра Если требуется
наиболее быстрое протекание переходного режима от момента
включения до начала стационарного процесса, то как по-
казал О. Б. Лурье, следует брать порядка 1,2Rit. При необхо-
димости получения наименьшего значения постоянной временя
'„ = CcRf сопротивление R^ берётся максимально воз-
можной величины, но здесь, так уже отмечалось, отклонение
Рис. 9Л7. Кривые для расчета усилителя в области больших времен
при больших значениях / — кривые для определения коэф-
фициента Л; //—кривые для определения величины искажений е;(
фактических данных деталей ат расчётных величин будет ска-
зываться сильное на изменении формы кривой выходного на-
пряжения.
Дальше по кривым II на рис, 9,16 я 9.17 находятся параметр
Jfo —Tj/2th как функция величин н 1/Ь = #ф1Иа. По известным
значениям I/Ь и хй определяется параметр k = СфКф!Се1^ —
Например, если усилитель состоит из одного каскада, f — 20 гц.
eft — 0,05, /?d = 1 коя, = 3 ком, Rc 1 Моя, то Т, *= 0,025 сек,
41—347 64!
l/fi = = 3, лй =0,74 (кривые //на рис. 9,16) wk ~
вые / на рис. 9.16). При этом
2-76
л п 7/ 0.025 л л! -7
хд =: CL /?- = —— = 0t017 сея:,
н с с 2х0 2-0,74
= C# R* = А т„ = 2,76 • 0,017 = 0,047 сек,
г _ тк -°’J!Z = о,О17 мкф,
0.047 1n_g ,.
—------ — 15,7 - Ю ф,
3000 r
ф R#
При выполнении усилителя из нескольких каскадов элемен-
ты коррекции возможно применять в каждом каскаде, тогда’
расчет ведется так же, как и для однокаскадного усилителя, но1
величина подъёма, отведённого на один каскад, берётся в N раз
меньшей, чем па весь усилитель, В случае применения фильтра
только в одном каскаде расход конденсаторов становится мепъ<
те; расчёт элементов усилителя здесь имеет ту особенность, что
общий подъём понимается как подъём переходной характери-
стики одного эквивалентного каскада, обладающего постоянной
времени, определяемой выражением (9J43).
Так, при задании N =3, f = 20 гц. =0,05 (на весь усили-
тель), = 1 кхьи, = 3 лай, Re 1 ЛЪлс 5 ~ 7,4 ладХ =
= 0,07 ма/й н применении в одном каскаде, получим Т,=
= 0,025 сек, l/i = R^lR^ = 3, хо = 0,76 и £ = 2,76>'что даёт, как
я в предыдущем расчёте 0,017 сек, ^ = 0,047 сек и Сф ~
= 15,7 мкф.
Для расчёта величин Се, С* и используем равенство (9.146)
V - ——l । А = —1— = -—!— = 19,6 — .
Zj CtRc т Ск С, 3-0,037 сек
I
Распределяя сумму на три слагаемых поровну, получим
Cf =0,153 мкф и Сх =1130 мкф, — 10,7 мкф. Нри округлении
Ся до 1000 мкф и С^до 10 мкф ёмкость С, придётся увеличить
до 0,192 мкф.
Низшая частота телевизионного сигнала при передаче одной
(в принципе неподвижной) картины составляет 50 гц (частота
пол у кадров), однако при изменении средней освещённости пе-
редаваемого изображения, что имеет место, например, при пе-
реходе от одного сюжета к другому, образуются весьма малые
частоты порядка нескольких герц и даже долей герца. Непо-
средственная передача (усиление) таких частот без искажения
сигнала практически возможна с помощью усилителей постоян-
ного тока, чрезвычайно сложно устроенных и неустойчиво ра-
ботающих. Поэтому широкое применение находит метод пере-
дачи малых частот телевизионного сигнала, основанный па вое-
642
становлении посредством детектирования постоянной составля-
ющей (точнее, медленно меняющейся, гак называемой средней
составляющей), что в данном случае возможно благодаря не-
прерывной передаче строчных синхронизирующих импульсов с
частотой следования 15 625 ац (при 625 строках и 25 кадрах).
В этих условиях, как показал О, Б. Лурье [55], расчёт усилителя
телевизионных сигналов следует вести, исходя из требования
пропускания симметричных Л-образных импульсов1 (рис, 2.11)-,
имеющих частоту следования примерно в 10 раз меньшую, чём
частота строк (Tj ==300 мксек) при искажениях всего тракта»
оцениваемых допустимой величиной &п = 5%.
s ЯД УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
9,3.1. Катодный повторитель
В усилителях импульсных сигналов катодный повторитель
оказывается .исключительно удобным при работе на низкаом-
ную нагрузку, соединённую одним из своих выводов с общим
проводом, так как при этом обычно не требуется применения
разделительного конденсатора. Действительно, при включении
лампы по схеме с общим катодом в её анодную цепь потребо-
валось бы включение нагрузки (типа Ra в реостатном каска-
де), затем разделительного конденсатора Сс и, наконец, самой
внешней нагрузки, занимающей такое же место, как и сопро-
тивление в реостатном усилителе (рис. 7.1), При неболь-
ших величинах и /?г ёмкость разделительного конденсатора,
потребовалась бы громадной величины, если, конечно, недопу-
стимы значительные искажения плоской части импульсов отно-
сительно большой длительности.
Низкоомная нагрузка, соединённая одним выводом с общим
проводом, встречается, например, в виде регулятора усиления,
когда катодный повторитель является входным каскадом
(рис, 3.27 ж 3,28), С другой стороны, катодный повторитель
очень часто используется в качестве выходного каскада, пред-
назначенного для работы на фидерную линию, в виде отрезка
коаксиального кабеля, по которому, например, перелаются им-
пульсные сигналы из одного блока к другому (рис. 9,18).
Выполнение межблочной проводки коаксиальным кабелем
позволяет защитить цепь сигналов от помех, особенно от воз-
действия переменных электрических полей, и создаёт благо-
приятные условия для передачи сигналов. Так. при значитель-
ной длине кабеля возможно обеспечить режим бегущих волн,
при котором искажения фронта оказываются минимальными.
Естественно, что в этом случае па конце кабель нагружается на
сопротивление, равпое. его волновому сопротивлений, обычно
порядка 75—160 ом.
41’ 643
Если длина кабеля невелика (/<5—L0 л<), то его влодЛ
сказывается в япде шунтирующего действия ёмкости, погоеЙя
значения которой обычно заключены в пределах от 27 пдед
(для кабеля марки РК-50) до 70 пф1м (для кабелей РК-3, РВЯ
и др. ма^ок); в этих условиях согласование на выходе кабеля®
требуется и нагрузка (она же нередко используется в качеёиЯ
сопротивления смещения), сопротивление которой не обяз!
тельно равно 'волновому, может быть перенесена на вход ка
беля. Если сопротивление нагрузки 7?^ оказывается неподзвд
дящвм с точки зрения получения требуемого напряжения смв
щения, то попользуется одна из схем, изображённых на рис
7.58 (но без конденсатора (?*).
Рис, 9.18. Связь катодного повторителя с нагрузкой через
коаксиальный кабель
В катодном повторителе, как известно, существует последо-
вательная отрицательная обратная связь по напряжению, за
счёт которой входная ёмкость н выходное сопротивление ока-
зываются .сравнительно небольшими; кроме того, нелинейные
искажения также относительно невелики. Наконец, следует от-
метить, что катодный повторитель сохраняет полярность уси-
ливаемых сигналов. Основным недостатком катодного повтори-
теля является то, что его коэффициент усиления меньше еди-
ницы.
Перейдём к исследованию работы катодного повторителя как
а стационарном, так н в переходном режимах, полагая, что нагруз-
ка в катодной цепи состоят из сопротивления зашунтированного
ёмкостью Ск, включающей в себя выходную ёмкость лампы ем-
кость катод—нить накала Ск^ ёмкость монтажа Сц п, наконец, ём-
кость кайля , если таковой применяется:
С< = С„ + С„ + С. + С« (9.164)
Основные показатели каскада: входная проводимость и ко-
эффициент усиления, — найденные с помощью эквивалентных
схем на рис. 4316 и 4.32, в общем виде оказываются следую-
644
щими, согласно (4.109) и (4.110) (рис. 9.18):
где
(9.165)
(9.166)
(9.167)
Эти соотношения позволяют получить выражения для
в развёрнутом виде:
К и Пг
(9.168)
(9.169)
Воспользовавшись обозначениями:
$ a/L
S-j-gj+fle = Я. -I - (1 + И)
& (С« + Ск ) ~ 2г. (Сж Ь ) Я/ RK
f - s
2КС„
преобразуем выражения (9.168) и (9.169):
где
К = a J- i w С. ,
1 jtt ЯЛД’ I * *-*11.1»
(9Л73)
(9.174)
9.175)
645
Характер зависимости показателей Д'о, ger и С„г от частоты оЯ
ределяется соотношением между опорными частотами fn и Т$Я
если fa = fb, что равносильно условиям:
С , (9. ГИЯ
К S « ;х д* «’ W
Ко- —(Q.nJ
то коэффициент усиления и входная ёмкость каскада становится
постоянными величинами:
К = Ко = const,
C*v = Cac + C.J1 -Ко), (9.17<|
' а активная составляющая входной проводимости каскада обращает^
ся в нуль.
В другом возможном положении» когда fa < г т. е.
с,. > с„ = С„. (9.180)1
* f Кк 1
к.>тг%-- <e.iBi),
т~ Ч;
коэффициент усиления уменьшается с ростом f, стремясь к пределу’
^=k.| = ft7 • ' <9-182)1
Активная составляющая входной проводимости каскада здесь
оказывается отрицательной и стремится при f-- к следующему
пределу:
S С j С* s
g.,m = —r7~T X.-Z-7— • (е-183>
входная же ёмкость при этом возрастает, стремясь при к
пределу
(S-1S4)
Наконец, при f„>^, т. е. при
с С с - Csr. (9.185)
646
К Сад
Л о < т:—“
(9.186)
коэффициент усиления с повышением частоты возрастает, достигая
ма ксима лъной величины, рав-
ной правой части (9.182),
_ ' „ fa _ Сы
ск ’
(9,187)
Активная составляющая
входной проводимости каскада
теперь положительна, првчём
максимальное её значение (при
f = 2g) совпадает с правой ча-
стью выражения (9.183)
3 г
'S fix маке
t'JC
-Ко). (9-1S8)
к
Входная же ёмкость с рос-
том частоты уменьшается, пре-
дельно максимальное значение
её равно правой части равен-
ства (9.184), т.
е.
''ex ’ *
(9,189)
характеристи-
Частотные
ни рассмотренных показате-
лей представлены на
piic, 9.!9,
Изменение входной ёмко-
сти Gav и проводимости g^
оказывает известное влияние
на условия работы пред-
шествующего каскада, час-
тотная характеристика кото-
рого в некоторых случаях за
счёт этого может приобрести
них частот, а установление в переходном режиме может при-
нять колебательный характер, Эти явления могут иметь место
при возбуждении катодого повторителя даже от такого источ-
ника, как реостатный каскад, и тем более от каскада с высоко-
частотной коррекцией.
Рис. 9.19. Частотные характеристики ио
каэателей катодного повторителя
! fulfil Ся=
/Л я*
к = -Сек -
° с?* + С,- *
2. Л» fa С№ >
н Як
сСА
4<т^к
1 f Е- Г -
Я*
л;
надъем в. области верх*
ft,v »С
С^;
Ср* "Ь Ctf
647
Расчёт частотной характеристики каскада, предшествует
щего катодному повторителю, не представляет принщшнэльн^Я
затруднений, так как входная ёмкость СЙ;Г и проводимость
являющиеся дополнительными нагрузками каскада, могут бым
найдены для интересующих значений частоты по ф-лам (9Л7&1
п (9.176) и учтены при расчёте его коэффициенты усиления, Я
определённых условиях, в зависимости от численных значений
частот /, /й и возможно использование приближенных, бол£§
простых выражении, получаемых из тех же формул. В равной
мере может быть упрощено и соотношение (9.173) при расчёта
частотной характеристики катодного повторителя.
Значительно большие трудности возникают при нахождения
точного уравнения переходной характеристики предшествующ^
то каскада или усилителя, состоящего из этого каскада и като/ь
лого повторителя, что нередко связано с решением характера*
стического уравнения третьего или более высокого порядка.
Ограничимся ниже разборам наиболее простого случаи, когда в качестве кае-?
кадя, предшествующего катодному повторителю, попользуется реостатный каскад
Рнс. 9.20. Эквшгалеяттшя схема для
верхних частот реостатного каскада, за-
груженного входной цепью катодного
повторителя
что приводят к уравнению второго пен
рядка, I
Как вытекает из эквивалентной
схемы реостатного каскада (рис. 9.20),
его коэффициент» усиления в данных
условиях выражается следующей об-
разом:
/fl=-^=;J±==
<•'<> у,
_ 5.
где велячнвы:
1 1^1
^’1
(9.190)
(9*191)
н относятся к лампе реостатного каскада; входная же проводимость катодного
повторителя определяется из выражения (9.169).
Добавляя к символам, выражающим параметры ламп катодного повторителя,
индекс „2** и вводя обозначение
Ci — Cj -|- Ч- Сщ’$,
(9.192)
находим коэффициент усиления в операторной форме первого каскада
_ -Si!Sa + g/а ч- -г
Si 4~£л) + р IC<j (Sa -г- SiA + ) 4-
t - / __________+Р(С^+С,)
’ - +Coafe+^) + C«g.l+PalCB(C^+Cit +cejacj (9' }
648
Умножая (р) на коэффициент усиления катодного попторнтеля, определен-
пый из (9ЛЗД) путем замены на pt получим коэффициент усиления рассмат-
риваемого устройства
is f i t -x \
n t„\ I 1 + c P
Kip) = ^-=--------------—---------------------...
<4HP) Co^+CJ + C^C,
Si (^a 4 gis 4“£jc )
(£<x2 ^СКЧ
(9494)
Ся2 4" £*Jt Я“
где
5t Sa
tf<j = ------:-------------------
Si (Sa + gf3 -j- g* Ъ
-^ci /
*------------— — , (9.195)
(1 Ьрз)4-#л-1
Разделив К (p) на p, как обычно, определим язобрадспие выходного напри?
жеяия <73(р). Для получения уравнения переходной характеристики следует най-
ти оригинал £/3(р)< что связано с отысканием корней уравнения N (р) =0, где
V (р) — мвогочлеа, нходяеядй в знаменатель выражения К(р)/р- Искомые корня
здесь таковы:
Pt -0
(Г
где
02,3 :
— a ± F*5 —{( .
(9.106)’
(S3 -Н Sis f~ SK ) + (£fe -г- gK ) 4 C* Si
~ 2 [C, (Cm + C. ) + CcK1. Ck ) "
r gi ($a 4 &й-|-gK )
(9J97)
(9498)
£*& (£йл2 i ) 4 СжЙ
Сходная структура выражений (9-194) к (9.70) позволяет сделать заключение
о том, что переходные характернстакн рассматриваемого усгройстяй имеют в об-
щем такой же аяд. как у каскада с простой высокочастотной коррекцией (ряс*
9.6), Так, в случае вещественных корней р£Э уравнение переходной характернее
тики будет аналогично (9.75)
(9.199>
где
(9-296)
(&ЙН>
e
5—^
-—- sh 1/4
7
ZL.
т ~У^—₽.
При cP — [5 (7 = 0) имеет место критический режим, при котором
Ц') = К|)|1—[1+(1—«$)«*] е“*'Г (9.202>
Наконец» мнимым значениям корней отвечает колебательный характер процес-
са установления, описываемый уравнением
/ * — \ .
А (/) = /С9 1^—1 ----' в!й ф0 I 4- cos n)ft f & “
L \ u)4
(9,293)
64&
где
= i ч Ур — а2 .
В этом режиме так же, как у каскада с простои вч коррекцией при £=<яИ
‘Образуются выбросы. Первый выбррс получается в момент времени
& <do
* - аге tg -----------;
I — а Ь
/ v = •
(9;
достигая величины
Е = у 1 - рв« 1.2 ав . е^Ч (9.S
Очень часто здесь B(dd, и ай являются величинами, которыми можно, й|
вебречь по сравнению с единицей, тогда
1ИХ
£ = е . (9,з
Последнее выражение показывает, что выброс растёт с увеличением стйе!
ния шй/&, которое, как вытекает из (9-204), равно У[5/зй —’1, Из (9.197) й (9.]
«ядно, что 3/<хй следующим образом зависит от параметров усилителя1):
<^в + 4~ Ск) 4- Сск3 С* ] .
** 1Со 4- gw 4- gK ) -[ Сся2 (Яй 4" ) 4" £* &F
У рассматриваемого устройства обычно р/д3 * близко к единице или даже mi
Ше единицы; г. е. выброс очень мал или отсутствует. Но выброс становятся за|
see пра большей пелнчияе проводимости
____________1_________
gt ~ I ' I J
~и одновременно меньшем значении Сл .
Так, например, при g±=I M/et 50 = 9,8лад/а, gjt = = 0,26 jn
Со= 10 пф* ^5 пф\Ск —300 пф н gK = 5 Male получается ^/ай —
%/« = 0,447, тсй/сйо^? и приближённо по ф-ле (9.207) е а; 0,088%. Расчет
браса по точной ф^ле (9,206) даёт почти такую же величину £ = 0,0885%.
у мены пеняй же С* до 10 пф и увеличении в 10 рая §/as принимает знач<
1,59, при котором выброс оказывается близким к 1,7%,
В большинстве случаев порядок величин таков» что иссле
ванне и расчёт катодного повторителя и предшествующего ка
кала возможно вести приближённым способом. Прежде все
допустимо пренебречь активной составляющей входной пров
д им ости gsXi входную же ёмкость можно принять за постоя
ную величину, равную правой части ур-ния (9.179) f что позв!
лит обычным способом, т, е. отдельно, анализировать и рассч!
тывать предшествующий каскад прп работе его и в ггереходпб
режиме.
х) Величина 0,5 с точки зрения переходного пречцесса здесь игрв
такую же роль, как и добротность контура,
s) Численные значения S2, CtK2 Со соответствуют ныполнеашо усиад?
ля на лампах 6Ж1П—в реостатном каскаде и 6НЗП (при параллельном нклю!
нии триодов) — в катодном повторителе.
€50 *
При определен ли коэффициента усиления катодного повто-
рителя почти всегда в выражении (9,173) можно не учитывать
влияние переменной //Д- так как нормально Тогда
коэффициент усиления в комплексной форме на основании
(9,173) будет равен
1 ! it0<c^
s + Si +
(9.209)
пли в операторной, форме
ВД =
(9.210)
В выражении (9.209) частота играет такую же роль, как
и частота верхнего среза fge при рассмотрении реостатного кас-
када, Интересно, что у катодного повторителя произведение из
коэффициента усиления на средних частотах Ко на частоту
верхнего среза fa также не зависит от величины сопротивления
нагрузки /?к = l/gK.
В самом деле, перемножая правые части равенств (9.170)
и (9.171), получим
(9.211)
Здесь Сг*+Ся является общей шунтирующей емкостью, по-
этому выражение (9*211) вполне равноценно (7.33), в котором
шунтирующая ёмкость была обозначена через Со, Таким обра-
зом, при равных величинах ёмкости, шунтирующей нагрузку
усиления» у катодного повторителя получается такой
же, как и у реостатного каскада. г, ег каскада, выполненного по
cxeate с ооецеем катодов
В переходном режиме катодный повторитель, естественно,
обладает такими же свойствами, как и реостатный каскад* Если
у реостатного каскада, согласно (9.2), время установления про-
порционально постоянной времени
ьа = ^0 ^iae*
то у катодного повторителя постоянная времени, хак можно
установить из сравнения (7.31) с (9.171)» равна такой величине:
и' S 1
или а развернутом виде на основании (9-164) и (9,167)
т _ bC^H-C^+CMg+Cw
(I +и)/ЯЯ-1/^
(9.212)
(9.213)
651
Прн этом соотношение (9.19)
/j — 2j2 т,
и ряд других равенств, найденных в п. 9.1.2, применимы и 1
катодному повторителю, нагружённому на активное соироти»
ление, шунтированное ёмкостью.
Например, при использовании сдвоенной лампы 6НЗП, имекпвд
при параллельном включении триодов параметры S =• 9,8 мсфв,
= 3,8 ком, [1 : 37, Сск = 5 пф, Сае = 2,6 пф, н выборе дантад
нагруэки: /?х — 200 ом и Ск = 300 пф, найденные по ф-лам (9.170]
(9.171), (9,179), (9.213) и (9.19), показатели получаются такого по
рядка: Ло = 0,65, fa = 7,95 Мгц, Сах = 4,35 пф, т, = 0,02 мксек i
ty = 0,044 мксек.
Если при этом предшествующий реостатный каскад выполнен и
пентоде 6Ж1П и нагружен на проводимость = 1 мефв (Riaci
= 1000 щи), то при величинах ёмкостей (Сак) = 2,45 пф), Сл1=5 nq
и (Са<), = 4,35 пф общая шунтирующая ёмкость составит 11,8 пф
при которой время установления каскада равно 0,026 сек. Обще
время установления двухкаскадного усилителя, найденное рассмат
рнваемым приближённым методом
ty = /0,026а 4-0,044* = 0,051 мксек,
практически совпадает с точным значением. найденным из грав
фика переходной характеристики, вычисленной по ф-ле (9,203) я
Один из недостатков катодного повторителя заключается н|
возможности значительного растяжения участка слада (срезам
положительного Д-образпбго импульса и ^срезания^ отрицав
тельного импульса, при малой длительности последнего, 1
Это явление имеет место, если начальная рабочая точкзи
расположена сравнительно низко, т, е. ток покоя невелик. Тогда
при поступлении на вход каскада П-образного импульса полон!
жительной полярности, имеющего высоту Д(Д (рис, 9.21), зяа
счёт обычного влияния отрицательной обратной связи выход Hod
сопротивление окажется малой величины, время установлений
получится небольшим и, как следует из (9J9) и (9.213), равный
t = 2 2 + _2 2
У ’ 1 + £±!±^ ~ ’ 14S^
+ Ri
К концу действия П-обраэного импульса установление мо]
жет практически закончиться, и напряжение па сетке лампы{
приобретает положительное приращение
6Б2
где
В момент прекращения действия импульса напряжение на входе
изменятся на величину — Д(Л; это приращение полностью пере-
дастся на сетку лампы, потенциал которой станет равным большей
отрицательной величине
и 0 — ---------—--------------Д Ut = t'o----------------------------A t/1,
в этих условиях лампа обычно запирается, и тогда длительность
участка спада первого (положительного) импульса будет определять-
ся лишь постоянной времени разряда ёмкости + Ск на сопри*
давление /?к (рис. 9Л8)1)
/>2,2(Сч + Ск)^.
Но обычно R. > Z? /(1 + S,, R), поэтому длительность заднего
фронта в рассматри-
ваемых условиях оказы-
вается значительно боль-
ше длительности перед-
него фронта ty (рис 9.21).
При поступлении на
в ход отри нательного
П-образного импульса
напряжение на сетке ста-
новится. равным AL^o—
— A Ult что также вы-
зывает запирание лампы,
при котором ёмкость
4- С,. имеющая на-
чальный заряд, обуслов-
ленный потенциалом t/r0,
начинает медленно раз-
высокого уроваз катодным повторителем
ряжаться с постоянной
времени (С Ск )RK ; при сравнительно неболыио ности
импульсаГкак показано на рис. 9.21, отрицательный импульс в
значительной степени срезается |83, 97 [.
Для устранения отмеченных недостатков приходится выбй*
рать режим лампы с большим током покоя, равным приблизи-
тельно половине тока при иг—0, что связано со значительным
потреблением энергии от источника питания анодной цепи.
Другое возможное решение заключается в использован*® до-
полнительной лампы, предназначенной для воспроизведения
*) Здесь под Д ий следует понимать намеаекие напряжения на выходных за*
жимах, обусловленное входным сигналом.
653
отрицательного импульса и уменьшения длительности учам
спада положительного импульса [23, 97], по в этом случае!
уже имеем не катодный повторитель, а двухкаскадное устройй
с последовательной 100-пронентой ( =1) обратной связью.!
напряжению.
9.3.2. Каскад с обратной связью по току
При рассмотрении каскада с обратной связью по току raj
усилителя гармонических сигналов (п. 7.5.1) было показано, ял
к его достоинствам относится отсутствие конденсатора больше
ёмкости в катодной цени и связанных с ним частотных искаЫ
ний, а также отсутствие нестандартной детали — катушки
дуктивностн. При усилении же импульсных сигналов, очевидэд
снижается спад плоской части переходной характеристики. Одй
ко отношение Ко У такого каскада получается лишь нёмног^
больше, чем у обычного реостатного каскада. I
При исследования каскада с обратной связью по тон
(рис. 7.57 и 7.58) как усилителя гармонических сигналов был
получено выражение (7.273)
к = = sz* г>
17(1 1 "1* SKZK
8 котором, согласно (7.274) и (7.275):
у __ Rar________
“ 1 4 i - CtRac ’
Z =____- ___
к 14 i и ад, ’
Подставляя в выражение (7.273) развёрнутые значения Zn и
и заменяя i ш на р, получим
К(р) =
SRnc (I 4 рСМ
(1 +pCtRae) (1 4 4₽СЛ)
ИЛИ
1
(9.21^
К 1
Вводя обозначения
(9.21.5$
(9.21®
(9.21Л
*) Соотношение (7.273) относится к каскаду нз пентоде (1i+ 1/ЯД
654
а также, согласно (7.277),
_______________________________________ ^^4if
0 l-{-^ RK ~ Ло
и выполняя деление К(р) на р, определяем изображение выходного
напряжения j
(Р -р
U^(P) =---------- , ч . * (9>218)
/ г 1 \ / I ^0
Р Р Ш7 + ~
\ ‘И ' \ ‘к •/
Используя известные методы перехода от изображения к орйги*
н алу (п.5.1.4), находим общее выражение переходного коэффициента
усиления
А (0 - Ло
___L а, /
Л0И —1)е —])е ш Ttf
Аа — т
(9.219}
где
(9.220)
Анализ этого выражения показывает,
что при т < 1 процесс установления носит
монотонный характер, а при /п>1 возни-
кает единственный максимум (рис. 9.22) в
момент времени, равный
tM = J^)nds—1, (9.221)
/L—z?j т — 1
Рис. 9,22/Переходные ха-
рактеристики каскада ?с
обратной cHJiahiOjf’no току
Превышение этого максимума вад уста-
новившимся уровнем представляет собой вы-
брос, величина которого, найденная посред-
ством подстановки (9.221) в (9.219), оказывается следующей:
I —1 Ут^
s = (/и — 1)е Тд = (т— 1) \Л0 — 1 )
(9.222>
Из семейства кривых, отвечающих ур-нию (9,222), показанных
на рис, 9*23, видно, что выброс возрастает с увеличением глубины
обратной связи н отношения постоянных времени т =
Вычислепия, проведённые А, А* Ризклным и Д* В, Степановым:
[73, 81], показывают, что в пределах значений Д> от 1,25 до 2,5
при неизменном выбросе небольшой величины отношению K^lty мало
зависит от tn и Ло; вместе с там для частного соотношения т=Ас
теория в расчёт оказываются значительно проще. Действительно,
при № /40 корни характеристического уравнения коэффициента
655
усиления оказываются кратными, при которых
* (О - Ко
Ряс. 9.23< Зависимость выброса у каскада с обратной свлэыа
тга теку от глубины обраткой связи и отношения постоянных
времени
И
__Лт_
з=0о —1)е ;1^'. (9.2^
Построение графиков переходных функций (9,223) и использой
ние соотношения (9.225) позволяет установить связь между вел]
чинами ЛОт =^-/тл 11 Результаты этих вычислений сведены I
табл. 9,5, куда дополнительно включены показатели: gt — харак^
рнзующии выигрыш по величине у данного каскада по отв)
шению к реостатному каскаду, и xynfiUi}i—используемый при pal
чете каскада.
Отношение коэффициента усиления к времени установления, Эй
рактеризующее эффективность каскада, у рассматриваемого усилия
ля находится из (7,277), (7.282) и (9,215)
f \ __SRflfr . % _ Зху
X MW ^0 Д
В то же время у реостатного каскада, согласно (9.21),
f Ки \ $
I I •
2*2 Cq
(9.2<
€56
Таблица
Сообщённые гтоказате-ад усилительного каскада с обратной
снязью по току для т=~гс/т.^=Ар—АМр
£ % ху~ т 8 — : 11 4* 1 1 * II
I 1,37 1.43 1.12 1.»
2 1.46 L27 из 1,36
3 1.53 1,17 1,22 1,80
5 1,65 1,03 1.30 L70
10 1.87 0,82 1,44 L53
поэтому
\ - /Дд\ = 2’2 /кпрр \ / рмхт (9.227)
При расчёте рассматриваемого каскада обычно исходит из таких
величин, как время установления, выброс, шунтирующая ёмкость
СОт крутизна 1 ф-ла (6,242)1 и сопротивление в катодной це-
пи 7?Л, которое удобна взять равным сопротивлению смещения.
В процессе расчета находятся фактическая глубина обратной
связи Д 1 + а также величина из табл. 9.5 как
функция е. Далее вычисляется постоянная времени анодной цепи
и катодной цепи
'* = m s-
(9.228)
(9.229)
где m— коэффициент, определяемый из графика иа рис. 9.23, как
функция выброса и фактической глубины обратной связи Ло. Вели-
чины Ся, Rae и Ко легко находятся из выражения (9.215), (9.216) и-
(7.277).
Например, если задано fy = 0.04 мксек, г = 1 % и известно, что
К ==9 Male, SK = 10,8 ма!в, R* = 160 од и Со = 18,5 пф (зтя дан-
ные-относятся к лампе 6Ж5П), то получим Ло = 2,73, т 1,1,
х „_п<! =• 1.96, =0.0556 мксек, \ — 0.0612 мксек, Ск = 380 пф,
Rat = 3 ком в Ко = 9,9.
Рассмотрим теперь использование каскада с обратной связью по
току для осуществления противошумовой коррекции.
Ранее (9.214) было показано, что коэффициент усиления рассмат-
42—237 657
риваемого каскада
Т~</ , Г-Ь^АЛ
СйРае /V f'x /
содержит в числителе множитель, необходимый для получения про-
тивошумовой коррекций
Р~Pi^P — Pi = Р + c~R“ (9.230У
х л
Как видно из (9,102), (9.105) и (9.106), нуль функции К(р)
должен быть равен полюсу функции И2 (р)> т, е. величине----------— =
что приводит к очень простому условию коррекции
• (9.231)
Действуя так же, как и при выводе выражения (9.111), и ис-
пользуя, кроме того, соотношения (9,215), (9.216), (7.277), (7.282) и
(9.231), можно найти изображение выходного напряжения в таком
виде:
<4 (₽) - --------------------- (9.232)
-«w(p + — ) (л + —)
\ тв п /
где .
= еЙ^’;= f9-233)
Входящее в (9,232) произведение т* (р отображает вли-
яиие на общее время установления анодной цепи, которая в данном
частном случае, являясь цепью реостатного каскада (рис. 7.57),
представляет собой параллельное соединение элементов 7?,w и С&
что, вообще говоря, не обязательно. Наоборот, для уменьшения
переходных искажений в области малых времён, создаваемых анод-
ной цепью, весьма целесообразно применение элементов простой или
сложной высокочастотной коррекции (рис. 7.37 и 7.40), расчет ко-
торых ведётся совершенно независимо от данных входной цепи уси-
лителя и катодной цепи настоящего каскада при выполнении его
на экранированной лампе.
Из выражения (9.232) видно также, что влияние входной'цеии
с учетом корректирующего действия обратной связи на общее вре-
мя установления эквивалентно присутствию в усилителе реостат-
ного каскада с постоянной времени <,М0, которая, согласно ур-ншо
(9.231), должна быть равна т„х/Л0. Отсюда следует, что время ус-
тановления скорректированной входной цепи
= 2,2 > 2,2--' t'- (9.234)
Лд Ад •
658
может быть получено достаточно малой величины путём увеличен
ния глубины обратной связи.
Таю. для получения времени установления скорректированной
входной цепи 0,04 мксек при = мксек требуется t при-
менение обратной связи с глубиной
д = = ^15 = 220,
iy 0.04
при которой Sft/?K — Д)— I — 219, Если каскад выполнен на лампе
6Ж5П (SA. = 10,8 ма/в и /АЬ = 12 ж), то сопротивление , Я*
(рис, 7,58 ₽, а) должно быть взято равным приблизительно 20 лам..
Ёмкость конденсатора СЛ, найденная из ур-ния (9,231) составляет
200 пф.
Недостатком противошумовой коррекции рассмотренного
вида является» кроме зависимости качества ее действия от изме-
нения крутизны характеристик лампы, ешё большая величина
постоянного напряжения» теряемого на зажимах в данном
случае составляющая 240 в, '
Последний недостаток может быть преодолён» если корректи-
рующую искажений входной цепи обратную связь по току при-
менять не в одном» а в нескольких (например, в двух или трёх)
каскадах, что одновременно приведёт к уменьшению числа кон-
денсаторов большой ёмкости в цепях смещения и к снижению
искажения плоской части импульса 1),
Принцип действий многокаскадного устройства основан на
следующем, Если у одного каскада влияние обратной связи по
току» согласно (7.273), учитывается умножением коэффициента
усиления без обратной связи на дробь
1 1
Л “ i + s, Z* ’
то в случае TV-каскадного усилителя соответствующая дробь (в опе-
раторной форме) будет содержать несколько множителей '
>
1_________________________г____________________>
А (Р) t1 + Z*1 (P)J*!1 + SK2^ra WL-.P \
где '
z . (P) =,---^< - - - = , (9.235)
Kl . 1+pC^R^
следователъно(
/ I \ t 1 \ f 1 \
i ( ? + 7" I p + Г“ f J
_J_ « 3________— >------------------«_ t (9,236)
Я(Р) (рч-ФН (р+*г)-(₽+^И
V 41/ \ >2/ \ tK//J (
*) Авторское свидетельство яи изобретение № Щ717 От 3 января 1958 г.
42* 659
где
Для получения коррекции один из нулей числителя, налрнийя
первый—1/тк1, следует приравнять полюсу входной цепи —1/’тлл>и
это приводит к условию, аналогичному (9.231) 1
S1 = = CR = (9.238а
Для сведения к минимуму искажений, создаваемых каскад
дами, следует так выбрать остальные пули и полюсы (кроме од?'
ного) функции 1/А(р), чтобы произошло сокращение наиболь-
шего числа множителей, что обеспечивается, например, при 1
*г . ' кЗ А • ' • \n ~~ й
л01 лоа А0(Лг—1)
После сокращения в знаменателе останется лишь один множй*
х i Aw
тель р -------, влияние которого эквивалентно внесению дополни-
An
тельных искажений, оцениваемых временем установления
(9.239)
An
которое на основании (9,238) и (9.239) может быть следующим об-
разом связано с постоянной времени входной цепи:
4 2*2 ___
У - AjV
Сравнивая это выражение с (9*234), приходим к заключению,
что необходимая глубина обратной связи может быть распре-
делена между несколькими каскадами и что глубина обратной
связи в отдельно взятом каскаде требуется в этом случае зна-
чительно меньшей величины.
Например, если лоссгк:, ty = 0,04 мксек, то вместо
До = 220, что необходимо при одном корректирующем каскаде, в
случае трёх одинаковых каскадов потребуется
з
Д&1 = Лв, = Дм = /220 = 6,04.
Теперь уже =Л01 —1 ^=5,04 и при = 10,8 ма/$ и
— 12 ла С\.р = 470-12-10-3 — 4Г64 в, вместо 24() # при одном
каскаде.
Расчёт емкостей в катодных цепях, проведённый на основе вы-
ражений (9.238) й (9.239). даёт такие результаты: С«( = 8500 пф,
*= 1400 пф, С^ —240 пф. *
<560
В случае днухкаскаднога усилителя сопротивления в катодных
цепях оказались бы большей величины; = 1300 ом
(U^ = 15,6 сз), а ёмкости бы несколько уменьшились: = ЗЮОлф
и 0*2 = 210 пф.
9.3.3. Инверсные каскады для усиления импульсных сигналов
Из рассмотренных ранее инверсных каскадов (§ 7,6) наибо-
лее подходящими для усилителя импульсных сигналов является
каскад с разделенной нагрузкой (рис. 3J0). Известное приме-
нение всё же могут найти и каскады па лампе с общей сеткой
(рис. 7.79-7.82)/
Инверсный каскад с нагрузками в анодной и катодной цепях
обладает хорошей симметрией фронтов переходных характера
стик плеч и довольно малым временем установления, равным
ty = 22C0R^
где Со определяется из выражения (7.348), а на основании (7J351)
о —___________!_________________!______
iae 1 / 1 2 + p- J_ . J_ '
Конденсатор С ± вносит некоторую асимметрию в отношении
плоской части переходной характеристики плеч каскада, выражаю-
щуюся в появлении некоторого подтема, величину которого К мо-
менту времени Tt обозначим через еГ£(.
Задаваясь величиной этого подтема, например, порядка 2—5%,
нетрудно определить ёмкость конденсатора C# из выражения
С „ Т,
БяаЛй
У инверсных каскадов на лампе с общей сеткой время уста-
новлення находится из обычного условия (9.19)
= 2f2t<t
где, согласно (7.398),
_______________________I _____________________
~~ 2* f»e ~ I I 1
Выражение (9Д9) относится к ведущему плечу каскада. У ве-
домого же плеча время установления за счёт асимметрий в обла-
661
сти верхних частот увеличивается в
/1 + ^)’ pan
где
в
t — А
S = 0,5 (S' 4- S").
В области больших времён асимметрия плеч свойственней
каскаду по схеме А, А. Ризкина (ряс, 7.80), Дополнительней]
спад здесь зависит от ёмкости конденсатора Сц
CZT^ В /?дС^
Последнее выражение позволяет обосновать выбор ёмкостйа
С|, исходя из величины ветИ, которую достаточно принять рав*|
ной 1—3%.
ГЛЛВЛ ДЕСЯТАЯ
УСИЛИТЕЛИ постоянного ТОКА
§ 10J. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА ПРЯМОГО ДЕЙСТВИЯ
ЮЛ Л. Основные свойства усилителей постоянного тока
Под усилителем постоянного тока» как уже отмечалось, по-
нимается усилитель, обладающий способностью усиливать сколь
угодно медленные электрические колебания. Другими словами,
отличительной чертой усилителя постоянного тока является
неравенство нулю коэффициента усиления на частоте, равной
нулю Поэтому низшая частота пропускаемого диа-
пазона fH у усилителей постоянного тока равна нулю. Что же
касается высшей пропускаемой частоты , то её значение вьь
бирается в зависимости от назначения и условий работы уси-
лителя.
Усилит ели постоянного тока находят применение в ламповых
вольтметрах и высокочувствительных ламповых гальванометрах
постоянного тока, в приборах для измерения больших сопро-
тивлений, в осциллографах» предназначенных для регистраций
величин, могущих изменяться весьма медленно, в тракте авто-
матической регулировки усиления радиоприёмников, в разладе
ных стабилизаторах напряжения и тока, в автоматических регу*
ляторах, следящих системах и пр.
С точки зрения принципа действия рассматриваемые усили-
тели удобно делить на следующие два вида:
1) усилители постоянного тока прямого действия,
2) усилители постоянного тока с преобразованием.
Особенностью схемы усилителя постоянного тока прямого
действия является использование гальванической связи1) между
усилительным элементом. и. его нагрузкой.
9 Под гальванической связью ловимдстся связь, осуществляемая посред-
ством каких <тибо элементов, обладающих проводимостью #ля сколь угодно
медленных изменений тока, иагрнмср, пред один ков, сопротивлений, еоответст>
вуюЕЦНХ промежутков газоразрядных к электронных приборов и т. д
663
Усилители прямого действия обычно характеризуются весьма,
высоким входным сопротивлением (на частите /^0) и нередко,
простой конструкцией» но вместе С тем они отличаются высоким
уровнем собственных помех типа нестабильности (дрейфа) ну-
левого положения выходного напряжения или тока» обусловлен-
ной изменением питающих напряжений и температуры» а также
старением лают и другими причинами* Отмеченный вид помех
серьезно затрудняет получение высокой чувствительности по
напряжению при длительной непрерывной работе. Повышение
чувствительности может быть достигнуто при питании усилителя
от высокостабильных и поэтому дорогостоящих источников тгита-
/ ния» Обычно требуется заблаговременное включение усилителя»
для того чтобы к началу работы установился определённый тем-
пературный режим, а в наиболее ответственных устройствах уси-
литель, кроме того» приходится помещать в термостат*
Таким образом. усилители постоянного тока прямого дей-
ствия по своему устройству оказываются достаточно простыми
только при низкой их чувствительности. Однако, если усилитель
предназначается для выполнения кратковременных измерений,
то высокая чувствительность может быть достигнута и при срав-
нительно простом устройстве.
В усилителях постоянного тока с преобразованием входное
напряжение «постоянного тока» (точнее, медленно изменяющее-
ся напряжение) с помощью особого устройства преобразовы-
вается в переменное напряжение сравнительно высокой (несу-
щей) частоты, затем подвергается усилению в усилителе пере-
менного тока и далее демодулируется» т. е* обращается в перво-
начальную форму» Этого вида усилители в ряде случаев обла-
дают относительно небольшим входным сопротивлением и могут
отличаться известной конструктивной сложностью» так как в
большинстве случаев содержат вращающиеся или вибрирующие
1Ч:тройства, Наряду с этим получение высокой чувствительности
по напряжению» доходящей до сотых долей микровольта» при
таком выполнении усилителя не представляет непреодолимых
затруднений; во всяком случае» для питания даже высокочув-
ствительных усилителей рассматриваемого вида нет необходи-
мости применять сложные сгабнлизированлые источники пита-
ния и термостаты.
ЮЛ-2. Простейшие одяокасвэдные усилители
постоянного тока прямого действии
У простейшего однокаекадного усилителя постоянного тока
нагрузка (например, гальванометр) непосредственно включается
в анодную или катодную цепь лампы. Как показано на рис. 10.L
Входное напряжение пь рассматриваемое в ограниченном про-
межутке времени, наряду с пере*меиными составляющими может
664
содержать и постоянную составляющую, поэтому здесь и даль-
ше оно обозначается символом *=*♦
Обращаясь к схеме на рас. ЮЛъ нетрудно установить, что
через нагрузку Я* протекает ток покоя лампы 7с0 н сама выход-
ная цепь находится под напряжением Еа$ по отношению к ofc
тему проводу 0t точнее к одному из входных зажимов; во вся-
ком случае, у рассматриваемого усилителя входная и выходная
цепи не имеют общей точки.
Рис. 10.1. Схемы простейших усилителей постоянного тока
Отмеченные свойства являются недостатками усилителя- В
самим деле, присутствие начального тока лампы (обычно срав-
нительно большой величины) не позволяет применить чу ветви-
тельный гальванометр, пригодный для регистрации ъесьма ма-
лых изменений анодного тока, вызываемых слабыми входными
сигналами. В случае же работы усилителя на электронно-луче-
вую трубку постоянное напряжение» теряемое на сопротивле-
ние 7?а и равное /?д/й0, вызовет смещение пятна с его централь-
ного положения и т. Д.
Отсутстзие хе общей точки у цепей входа и выхода в неко-
торых случаях может оказаться нежелательным или недопу-
стимым.
При перемене местами выводов ог источника питания и на-
грузки, как видно из рис. 10.16, вход и выход приобретают об-
щую точку, но в этом случае теряется соединение между зажз*
мом — £,0 и общим проводом, что не всегда удобно.
Катодный повторитель постоянного тока, схема которого
даётся на рис. 10Дэ, имеет общую точку цепей входа н выхода
и источника питания, однако он не даёт усиления напряжения
K=ya/I7t<), что» правда, при работе на ннзкоомную нагрузку
(гальванометр) не имеет значения.
Для устранения недостатка., свойственного трём рассмотрен*
ным схемам, наличия начального тока faG и напряжения
в выходной цепи усилителя выполняется по мостовой, иначе,
уравновешенной схеме.
665
Одна из возможных схем уравновешенного усилителя прё
ставлена на рис. 10.2, Так как данное устройство использует
в качестве усилителя постоянного напряжения, то плечо Л
обычно выполняется как непроволочное сопротивление, nrpai
шее роль анодной нагрузки. ;
В начальном положении (wi = 0) при соблюдении услояй
равновесия моста
=
^7У
(10.
где 7?z—внутреннее сопротивление лампы постоянному току, равя
отношению к 7о0, выходное напряжение оказывается равй
нулю.
При поступлении на вход усилителя напряжения попадают^
го на сетку лампы со знаком минус, анодный ток и напряжение
уменьшаются, что приводит к возникновению на выходе усилите
напряжения
Рис. 10.2. &емз уравновешенного усилителя
постоянного напряжения, применённого в
тракте АРУ приёмника и Беларусь*’
Wi — uRJV
отрицательного по отног
пню к точке (X
Расс матриваемый ус и
тель, например, пспользу
ся в тракте автоматичен
регулировки уснления(АЕ
радиоприёмыика, где нет
ником входного напри?
ния является детектор. £
ходиое же «почти поста
ное» напряжение и2 бо;
в ы с окоет чем входное
со знаком минус подаётся на сетки ламп усилителя высокой час
ты.
Оценкой Е<астоящего усилителя, предназначенного для усилен
напряжения, очевидно, является величина коэффициента уси
нея Ко = Внешняя цепь усилителя (тракт АРУ) не потр
лист ток, следовательно, единственной нагрузкой для анодаой
пи лампы оказывается сопротивление 7?/л поэтому
и _ и Д//
<4 ~ '
в частности, при р = 70, — 200 кам и Rl{ ~ 300 ком Ко по.
чается рявиым 42.
Другой вариант схемы уравновешенного усилителя выполн
бйв
ного в виде катодного повторителя, показан на рис 10.3* У рас-
сматриваемого усилителя» применённого в ламповом вольтметре ВКС-
7Б, мост в основном образован четырьмя сопротивлениями:^^
R/ + Rj (R/ — внутреннее сопротивление триода постоянному то-
Г *1
—-is—
Ц
faJ
ri
Г”т ‘в*'
*-| о
ш П|
и
-k/?w Факти-
чески же надо считать-
ся с влиянием вспомо
гательной цепи R$~R&
регулировкой которой
достигается равнове-
сие моста, т, е, про-
изводится так называ-
емая «установка нуля».
В данном случае
регулировка основана
на изменении напря-
жения на сетке лампы
(смещения), с по-
мощью потенциометра
что вызывает в
свою очередь, изменение внутреннего сопротивления 7?z — Цш/АйО*
Точное условие равновесии моста имеет такой вид;
Рис, 10 Л, Схема урдаовеитештого усилителя по-
стиявного тока, применённого ъ ламповом вольт*
метре ЖС-7Б
R-I __ ^/t . Rjtr /, । Кщ\
Я/у /?е -р R4 \ ' Riv I'
(10.3)
При отсутствии вспомогательной цепи (А\ 4- J?o = or:) или сопро-
тивления R{1/ (RJ{f= 0) условие (10.3) превращается в обычную про-
порцию.
Числовые данные, приведённые на рис. 10.3, относятся к пятой
шкале вольтметра (0—150 б).
Эффективность работы данного усилителя оценивается величи-
ной его динамической крутизны
S — —
у - и, ’
которая при условии, что сопротивление значительно меньше,
чем R'n}, следующим образом зависит от’данных схемы (при f-»- 0):
S = А = ----------------------1-----------------(10.4)
1 + 1 + —й — +
\ Rica! \ f Kia-VKt
где /?а— сопротивление гальванометра, a как обычно для ка-
тодного повторителя, равно отношениюJ?t к (1 -j-p.).
667
Существующая в данном устройстве отрицательная обратяй:
связь улучшает линейность зависимости h = но соотвётй
ненно снижает чувствительность (Ху получается заметно ме№
шет чем S), Одновременно, за счёт пониженной чувствительна
ст л, изменение питающих напряжений не вызывает сколько
нибудь существенного нарушения равновесия моста.
10.1.3. Ламповые гальванометры постоянного тока
При исследовании различных физических явлений оказьшй
Ются очень удобными так называемые ламповые гальванометр
постоянного тока, основой которых является высокочувствител^
пы-й усилитель тока. Так как анодный ток лампы реагирует
изменение сеточного напряжения, то входные зажимы усилите®
тока необходимо шунтировать некоторым сопротивлением -J? <
(рис. 10.4), на котором измеряемый входной ток сознает пй
дение напряжения uj. Однако при измерении весьма небольшие
токов приходится считаться с увеличением сеточного тока, то*
нее, входной проводимости лампы gCK = difldu„ на частоте, бл
кой к нулю.
Под сеточным током условимся понимать полный ток, пф
требляемый промежутком сетка—катод лампы. Полный сеточ
ный ток образуется ня составляющих электронной, ионной
гальванической (за счёт несовершенства изоляции между элект
родами), а также и фотоэлектрической (при сильной освещён
ногти электродов).
Зависимость сеточного тока от напряжения на сетке изображу
на кривой а на рис. 10.5. Возникновение отрицательного (обратив
го) сеточного тока, как известно, связано с явлением ионизании не
лекул газа, имеющегося в баллоне лампы, а также с существовав)
ем проводимости изоляции.
При значении близком к нулю, обычно преобладает электра
ная (прямая) составляющая тока и входное сопротивление лампы
оказывается весьма малым( несмотря на то, что. сеточный ток ic МО
жет быть близким и даже равным пулю (точка h на рис, 10.5)
Для увеличения входного сопротивления лампы в ее сеточну]
цепь вводится отрицательное напряжение £г0, попадающее на сетК;
через сопротивление В этих условиях координаты начальной
бочей точки Д определяются путем графического решения система
уравнений *r — и и< = Е e — представления на рис. 10.&;
соответственно кривой а и прямой ЕС. I
При прохождении тока ij прямая ВС> сохраняя своё угловое поЦ
ложенне, сдвигается в горизонтальном направлении на величину
что и определяет положение новой рабочей точки и изменения се*
6G3
точного напряжения Дн^ = и1и сеточного тока Д/г> В случае ра-
боты в линейной области характеристики входное сопро-
тивление лампы постоянно и, как видно из рис. 10-4г
«1 =
Rf Ч" ГCV
h.
(10,6)
Фактически гС1( duc/dic при сколько-нибудь сильном сигнале
претерпевает заметное изменение, кроме того, это сопротивление за-
висит от режима работы лампы и с течением времени меняется.
!г
Рнс. ЮЛ, Схема входной цепи ламп о- Рис. 10.5. Диаграмма режима работы
вого гальванометра постоянного тока сеточной цепи
Сопротивление гальванометра обычно значительно меньше внут-
реннего сопротивления лампы (/?,<£./?), поэтому изменение анодно-
го тока Д= /а с достаточной точностью можно принять^ рав-
ным ХЛи^ т, е.
f2 = Sit, = S i
Яг + 'г*
а
Из последнего соотношения находится коэффициент усиления то-
ка
К, -- - '* - S—, (10.7)
* 4 Яг + гг* k '
Выражение (10.7) показывает, что для получения возможно боль-
шего усиления тока следует применять лампу с высоким значенк*
ем сопротивление же /?г должно быть взято значительной ве-
личины.
Фактически сеточная цепь лампы обладает нелинейными свой-
ствами, в силу чего гск зависит от уровня сигнала, кроме того, гск
подвергается некоторым изменениям за счёт непостоянства режима
работы лампы. Поэтому сопротивление приходится выбирать в
10—1.00 раз меньше, чем численное значение | г^| в районе началь-
ной рабочей точки Л
Чувствительность лампового гальванометра практически зависят
от величины сеточного тока /г0 в начальной рабочей точке А и его
стабильности. Колебания сеточного тока, обусловленные измснешь
669
ем режима работы, влиянием помех к прочих причин, могут доха!
дить да 10 % - I
У обычных усилительных ламп, работающих в номинальном рея
жиме, сеточный ток относительно велик и номинальное его значД
вне (рис. 10.5.) примерно равно 1СЬун- 10^® я
а нестабильность составляет 10~10 КН* д, Но такого же поряд!
ка ток удаётся измерять высокочувствительными гальванометрами
Поэтому применение обычной лампы в качестве гальванометра имен
ет смысл только тогда, когда измерение производится сравнительна
грубым, например, самопишущим прибором. ’]
В то же время входное сопротивление обычных ламп, точнее об?
ратная величина от изменения входной проводимости в точк?
Л обусловлеввого колебаниями питающих напряжений и npq
ними причинами, оказывается порядка Юд — 10ш ом при крутиэ
не S= IOh^I ма!в. Если взято в 10 раз меньше входного сопрей
тивления лампы, то коэффициент усиления тока, согласно (10.7)j
получится порядка 10й. ,
Уменьшение ir и £гл (4 J может быть достигнуто за счёт вад
бора достаточно низкого анодного напряжения (порядка 5—10 в|
недонакала лампы и соответствующего подбора смещающего напр®
женин 1/г0]). Наименьшими значениями и gCK{^g *) обладай
так называемые электрожтрическиг лампы. представляющие собр
триоды или тетроды с катодной сеткой, конструкции которых рае
считываются на получение исключительно высокого сопротивлени
изоляции.
Электрометрические лампы работают при £/лй =5— 10 в |10, 52
и при пониженной температуре катода, что важно для уменьшена
фотоэмиссии сетки. Но в таком режиме работы крутизна характ^
ристики триода оказывается очень низкой. Введение дополнительная
сетки, расположенной между катодом и управляющей сеткой и на
ходягдейся под положительным потенциалом, несколько меныщм
чем у анода, позволяет повысить крутизну, которая всё же поля
чается небольшой £S = 50—300 лад), Поэтому среди электрет
метрических ламп тетроды с катодной сеткой, например 1Э11и
2Э2П, СИ-2, СИ-3, ЭМ-1 и др., оказываются более распространён
иыми. Интересно, что коэффициент усиления электрометрически»
ламп также довольно мал (ц — 1^5), что затрудняет их использм
ванне для усиления напряжения. Я
У электрометрических ламп сеточный ток lc получается шя
рядка ГСГ^-кЮ-43 а при входном сопротивлении lMgr?) ДЯ
Ю^н-ЛО1’5 аи [ ] 0, 90], что позволяет применять сопротивление
доходящее до 10Ltf-ь!2^ ом. При этом теоретически коэффяцнейв
усиления тока, даже при 5 =50 мка/в, может достичь величишЖ
5И0\
') При уменьшении а подл ого напряжения до 5—10 в резко снижаете^
ионная едстайлйюш.ая сеточного тока.
670
Фактически реализация весьма высокой чувствительности
лашювых гальванометров представляет значительные трудности.
Так, даже при отсутствии внешней цени наблюдаются нел-ре*
рывные беспорядочные колебания показаний гальванометра во-
круг своего среднего положения, а само это среднее положение
почти равномерно смещается в каком-либо одном направлении.
Нестабильность тока в цепи гальванометра вызвана помехами
различного происхождения. Сравнительно быстрые изменения
тока’ обычно обусловлены наличием переменных электростати-
ческих и магнитостатических полей, плохими контактами, ммк^
рофонным шумом, тепловым шумом сопротивления /?<* и флу-
ктуациями сеточного тока 1С$ л а также эффектом мерцания ка-
тода, Сравнительно медленный дрейф нулевого положения вы-
зывается старением лампы, т. е. изменением её характеристик
с течением времени, и односторонними изменениями питающих
напряжений, например, вследствие разряда батареи.
Меры борьбы с помехами некоторых видов уже расематри-
вались (см, п. 2.1.9). Снижение изменении выходного тока, вы-
званных эффектом мерцания катода и старением лампы, до
некоторой степени может быть достигнуто при использовании
двойных тетродов или триодов с общим катодом [52, 90] при
симметричном выполнении схемы усилителя, рассматриваемой
ниже, а также при проведении предварительной тренировки
(старения) ламп [3].
С точки зрения уменьшения влияния изменения питающих
напряжений симметричные схемы, не обязательно выполненные
на сдвоенных лампах и особенно с объединённым катодом
также дают хороший результат, хотя и не являются единственно
возможным решением. Такне меры, как стабилизация питающих
напряжений» не требуют
пояснений.
Наибольшее распростра-
нение получили ламповые
гальванометры постоянного
тока, выполненные на одной
лампе—электрометрнческ ом
тетроде, что впервые было
предложено Д. Д. Заклин-
ским [40, 52]. Первая схе-
ма подобного рода, разра-
ботанная В. А- Карасевым
в 1932 г- [421, представлена
на рис. 10.6, Принцип дей-
ствия её основан на том, что приращение напряжения на второй (управ-
ляющей) сетке вызывает изменения анодного тока д и тока пер-
Рнс. 10.6. Схема уравновешенного гетредпоп>
усилителя (лампового гальванометра постоян-
ного тока), предложенная в J032 T*
В» А. Карасевым
’) Известно, что разбросы характер нетях у сдвоенных ламп с раздельны*
мн катодами всё же меньше, чем у ламп, не расположенных в общем бал-
лоне [50].
67Г
вой (катодной) сетки Д ici в противоположные стороны, что привйЗ
дат к заметному нарушению равновесия моста, образованного сопЯ
ротивлениями , /?;/| Rf// и /?ZVZ1 где Rir/ = U^/Iaa Д
R1V = t/eio/^ю — сопротивления- постоянному току промежутки!
а — k й с: — k. JI
Усилитель по схеме В, А. Карасева является не только у рам
новешеняым (в том смысле, что в состоянии покоя, т. е. пи
ц ;= 0, выходной ток £а может быть получен равным нулю). НЯ
он также и малочувствителен к колебаниям напряжений ксточя
ника питания (общего для накальной и анодной цепей) благодари
применению сопротивления в катодной цели. В самом деле, наяЯ
ример, при увеличении напряжения £0 происходит повышение нам
ряжений Ua0 и UH, за счет чего растёт анодный ток лампы, однак®
одновременное возрастание напряжения создаёт противоположи
ное действие.
Настройка данного усилителя, осуществляемая путём изме4
нения сов рот и в лея ня /?в и других сопротивлений, ведётся так^
чтобы при достигнутом равновесии моста, условием которого
является отсутствие токй в выходной цепи (6=0 при ^ = 0)Д
было устранено изменение (возникновение) выходного тока пр™
небольшом отклонении питающего напряжения, что означает!
равенство нулю производной тока 6 по напряжению Е$, т. е,
=0. -(10-ЯЯ
ч1=о
Вариант схемы лампового гальванометра на электрометрия^
ском тетроде, рекомендуемый в современней литературе [101
показан на рис, 107. Особенностью этого усилителя является
питание цепей анода в катодной сетки от раздельных то^
чек р и q.
При первоначальной настройке рассматриваемого усилителя
движок потенциометра Ям ставится в крайнее левое положение,
а сопротивление реостата /?й доводится до нуля. Установка галь^
ванпметра на нуль производится потенциометром /?з. Дале^
путём изменения напряжения Ео оценивается степень влияния!
этого изменения на ток 6* для чего, используется реостат
Затем движок потенциометра /?п немного сдвигается йтраво, I
нарушенное равновесие моста восстанавливается путём увеличения
сопротивления В этом новом состоянии равновесия- (6 - 0)
опять изменяется Е* и снова оценивается отклонение тока Если
теперь -*12/з£0 стало меньше* то поиск наиболее благенрйятных
положений потенциометра /?t и реостата /?5 следует продолжить в
в том же направлении, до тех нор пока не будет соблюдено усло^
вис (10.8). Ни если АбМ^о 0 новом (против первоначального) пф
ложенни возрастает, то следует ш. менять местами провода, идущие*
к точкам р и q от правых выводов сопротивлений /?г и и ана*]
672
логично добиться удовлетворения условия (10.8), Таким образом,
здесь, как и в любом усилителе постоянного тока прямого дейст-
вия, начальная установка нуля выходного тока (напряжения) сама
по себе не устраняет влияния изменения питающих напряжений^
т> е, условие 12 = 0 ещё не обеспечивает получение
— = 0, — = 0 и т. д.
dE0 dUH
Рве. ЮЛ. Усовершенствованная схема лампового галь-
ванометра постоянного тока
Полная регулировка усилителя (осуществляемая далёко не
всегда), ведущаяся так, чтобы получить /2=0 не только при су-
ществующих значениях питающих напряжений, но и при неко-
торых их изменениях, как мы только что видели, требует двух
или большего числа органов настройки и ведется путем после-
довательного приближения.
ЮЛ Л. Влияние изменения напряжения накала
Обгц^е понятия. Как уже отмечалось, одной из причин спол^
заяия нуля выходного тока (напряжения) является непостоян-
ство питающих напряжений, особенно напряжении накала. Уро*
вень такого дрейфа зависит от степени неизбежной нестабильно-
сти напряжений, источников питания. Практически же дрейф
выходного тока (напряжения) вполне допустим, если он не пре-
вышает определённой доли максимального уровня сигнала.
Дрейф выходного тока представляет собой разновидность
помехи, а допустимый уровень помех, как было показано в
и. 2Л.9, удобнее задавать по отношению к максимальному уров«
ию сигнала.
Для получения относительно небряыпого сползания нулевого
положения приходится переходить: на более специальные схемы
усилителей, менее чувствительные к изменениям питающих на-
пряжений, и применять источники с достаточно стабильными на*
пряжениями. В любом таком случае для определения допусти-
43—237 673
Moro уровня нестабильности напряжений источникам питан»
необходимо установить связь между выходным током (нанряям
нием) усилителя и соответствующими питающими напря^йя
ниями, что и явится задачей ближайшего рассмотрения,
Происходящее при изменении напряжения накала повыше
ине или понижение температуры катода вызывает изменение на
чал иной скорости электронов, что по своему влиянию на элекЗ
ройные токи всех электродов эквивалентно возникновению ня
которой аде А г* в катодной цепи (ри^ 10,8). При небольшой
величине катодного тока лампы эта эквивалентная эдс завис»
только от изменения накального напряжения. Так, у ламп с по!
догрсвпым оксидным катодом при не слишком значительны*
отклонениях Ua от номинала эдс может быть найдена из
экспериментально полученного соотношения 1
(ю.9)
Например, при А = 0,1 эдс Лев = 0,1в я т. д.
В случае же относительно большого катодного тока лампы эдс
Ле* получается примерно в два раза большей ,50]. Эдс'’iе*, возни-
кающая в катодной цепи, попадает на все электроды, управляющие
анодным током, поэтому её действие сильнее, чем
напряжения, приложенного к сетке —катоду, в
(1 4-1/!‘-Ь 1/IS + ---) Р33- где F= Зиа/дисг
= диа/диа и т. д.
Так как [*, ц,... обычно значительно больше
единицы, то можно считать, что эдс А ек оказыва-
ется приложенной к управляющей сетке. Эго
означает, что изменение накального напряжения
влияет на анодный ток лампы так же, как а
эквивалентная эдс А еК1 приложенная к управля-
ющей сетке лампы. Если входное напряжение
поступает прямо на сетку лампы, то А ек следует
рассматривать как дрейф, отнесённый к входным
зажимам, что при известности коэффициентов
5У = 1^/иг и Ло — позволяет определить
ивменёнеяия выходного тока и напряжения, выз-
ванные колебаниями накального напряжения.
Например, в случае усилителя, выполненного по схеме на рис.
10.2, изменение напряжения п2 при отклонении напряжения накала
ид Величину Д[/й составят
(ДцД. = К06е* = К0^[в]. (10.10)
При (At/JLQ^ — 10% и Ko =42 получим (Ди±)„ = 4,2 в.
У усилителя, применённого в вольтметре ВКС-7Б (рис. 10.3), на
последнем пределе измерения Sy^ 0,5 мка1в и изменение накаль-
ного напряжения ва 2% (А ек = 0,02 в) приведёт к изменению вы-
674
Ряс. 10.8. Экн&вз’
леитна^ эдс в ка-
тодной цепи 4- Д
выражающая влия-
ние изменения на-
пряжения накала на
величину 4* Л 1/д
ходкого тока на величину
(Aig)rt = ЗуД е* = 0,5-0,02 = 0,01 жа,
что составляет 1/10 000 от 100 мка. Однако на перво?
шкале этого прибора 5у^50жа/е и становится ранной уже
одной сотой от
Для уменьшения дрейфа, вызванного колебаниями напря-1
жён и я накала, приходятся применять источник с достаточно
стабильным напряжением или выполнять усилитель по более
специальной, так называемой компенсационной схеме, а также
проведать предварительную тренировку и заблаговременное
включение ламп. В наиболее ответственных случаях совмеща-
ются отмеченные способы, к рассмотрению которых мы сейчас
и перейдем :
Применение источника питания с мало изменяющимся на-
пряжением. Здесь хорошие результаты можно получить при гпъ
танин от сети переменного тока через какой-либо стабилизатор
напряжения.
Большое распространение, в частности, находят просты^
по устройству феррорезонансные стабилизаторы, имеющие коэф+
фицнент стабилизации порядка 20—40* Однако эти стабИг
лизаторы чувствительны к изменению частоты сети: отклонение
частоты на 1—2%. приводит к изменению стабилизированного
напряжения на 2—3%, что ограничивает область их применениям
Более эффективными оказываются стабилизаторы, содержа-
щие дроссель насыщения и усилитель, практически не чувстви-
тельные к изменениям частоты' сети и позволяющие получить
коэффициент стабилизации от 40 и выше [31, 82}*
Наиболее стабилизирующим действием обладают электрон?:
нснпЭ'Нные стабилизаторы, у которых может доходить до
1000—3000 [31]2). Вместе с тем, при работе на нагрузку, нахо-
дящуюся под низким напряжением и потребляющую большой
ток, электронно-ионные стабилизаторы .становятся весьма грог
моздкими (содержат весьма большое число ламп) в неэкономячг
ними. Практически такие стабилизаторы удобны в случае .при-
менения в усилителе ламп с .небольшим током накала пр»
последовательном соединении нитей накала, например типа
12Н4П (/rt=0J5 а). . . ' )
Пру использовании для накала ламп аккумуляторной* бата-
реи стабильность напряжения может быть: повышена путйм пе-
9 Под Кет следует понимать отяошеяйв процентного нзмён&шя ' Наиря^
жени я первичного источника (я а пример, сети) к процентному изменению выт
ходкого (питающего) напряжения.
3) Напряжение на выходе стабилизатора при неизменном Ьяпряжепнн
сети может претерпевать медленные, изменения (например, за счет нестабиль-
ности работы газоразрядной лампы), которые могут составлять 0,02 пт гном и-
ПИЛЯ или больше > < } AL f I , I п ; i! ;
43*
рехода на батарею с большой ёмкостью 9 < проведения предва-
ри тельного частичного разряда (с тем, чтобы работа происхо-
дила на более горизонтальном участке кривой разряда), под-
держания неизменной температуры помелюния — изменение ?'
на 1° приводит к приросту эдс одного элемента свшщового ак-
кумулятора на 0,2 мв.
Некоторое улучшение постоянства напряжения может быть
получено при литании цепи накала от двух батарей, из которых
одна, присоединённая к нагрузке, работает в буферном режиме,
получая ток от второй батареи более высокого напряжения
(через добавочное сопротивление). Повышение стабильности на*
пряжения при таком способе питания достигается за счёт того4
что ток разряда буферной батареи оказывается весьма малым.
Практически напряжение накала при питании от аккумулято-
ров получается более постоянным, чем получаемое от высокоэф-
фективного стабилизатора, питаемого от сети переменного тока
лишь в течение небольшого промежутка времени, порядка
0,1—J0 мин.
Такие стабилизаторы тока, как барретеры, применение кото-
рых в принципе возможно при питании от источника любого
вида, вследствие небольшого стабилизирующего действия
(Л^ — 10) и значительной инерционности в настоящее время
используются сравнительно редко*
Использование компенсационного метода. Сущность этого
метода заключается в том, что изменения выходного тока уси-
лителя, возникающие при колебаниях питающего напряжения,
компенсируются равным но величине и противоположным1 по
направлению изменением тока, образующимся за счёт введения
в схему усилителя некоторой дополнительной цепи* Так, в уси-
лителях, выполненных по схеме на рис, ЮЛ и 10*7, дополнитель-
ным элементом, создающим компенсационный эффект, являет-
ся сопротивление /?о, которое позволяет компенсировать изме-
нения выходного тока, возникающие вследствие нестабильности
напряжения общего (т. е. накального/и анодного) источника
питания.
При использовании обычных (неэлектрометрических) ламп
с подогревными катодами хорошими компенсационными свой-
ствами обладает каскад по схеме на рис* 10.9а, особенно, если
он является первым в усилителе, содержащем несколько кас*
кадок
В рассматриваемом каскаде компенсационное действие создаёт
триод Тс* Как видно из схемы на рис* 10*96, анодные токи триоду
под -влиянием эдс Д eKi и Д (полярность которых здесь отведет
положительному ДС/J приобретают приращения Д£л1 и Дхвв- Если
при этом падение напряжения на сопротивлении *R-i + Яа становятся
) Напряжение свинцового аккумулятора ёмкостью 20 о*ч* при токе на-
грузки 0,1 а падает в течение минуты на 0,001 %, г* е, на Ц02 [90К
676
равным AeK]t то и A обращаются в нуль, т, е. наступает
полная компенсация-влияния изменения напряжения накала.
Для того чтобы найти условия компенсации, предположим сна-
чала, что эдс, возникающие в катодных цепях триадсв/равны меж-
ду собой, т. е. А = А = А е*. Обращаясь к эквивалентной схе-
ме, нетрудно заметить, что при Ajel = O н AeftJ = Дея2 = А ек
+ j?a) Д ieS = О, (ЮЛ 1)
но в этих же условиях
Л ittS = 32 (Л еж - - A+ “ (й А 1<М <10-12)
где S3 и R + — параметры триода Ts-
V ff) fy
Рлс, 10.9. Принципиальная (и) я эквивалентная (б) схемы каскада с компен-
сацией дрейфз, вызванного изменением напряжения накала
Определяя Аек из (ЮЛ) и подставляя найденясе значение Де*
в (ЮЛ 2), после упрощении получим условие компенсация накаль-
ного дрейфа в следующем виде:
(10.13)
Теоретически, при соблюдении условия (10.13) анодный ток
первой лампы не зависит от напряжения накала, фактически
же, при тщательном подборе сопротивления /?2 для установлен-
ного экземпляра двойного триода, изменение анодного тока по-
лучается от-10 до 50 раз меньше по сравнению с некомпенсиро-
ванным каскадом при отклонении U„ на сравнительно небо л ъ-
шую величину (10—20%). При этом сопротивления /?i—
выполняются в виде потенциометра или в качестве Jiz исполь-
зуется подходящий реостат. Для подбора наивыгоднейшего по-
ложения переменного сопротивления необходимо ещё введение
67?
в накальную, цепь какого-нибудь устройства, позволяющего из-
менять Utt\ при этом выходной индикатор (прк отсутствии по-
следующих каскадов) следует включать между анодом триода
и движком уравновешивающего потенциометра /? (точке а^Ь
на рас. 10.9а),
Но если и /?э представляют собой постоянные сопротив-
ления, даже наилучшнм образом выбранные для средних усло-
вий, то, при фактически существующем разбросе параметрон и
катодных эдс сопрягаемых триодов, выигрыш в отношении сни-
жения накального дрейфа получится меньше и будет составлять
.практически от 1 до 10 раз.
Для определения уровня дрейфа анодного тока первого триода Д вызван-
ного изменением напряжения накала на величину A при нерегулируемых сопро-
тивлениях /?1 и обратимся к эквивалентной схеме на рте, 10.96, нз которой
видно, что
Д 1а1 = Sv — (7?1 -|- /?я) (4 iai Д Ьт)] + Лс[ № 4" +
4" Д AjJ - Ril 4tl] , (Ю- 14)
Д iaa = Sa |Д £*2—- (А /Я1 -ф А 4а1)1 Г А (#1 + (А ^ах “I4 x'm)] j
Куз
(10,15)
где 5Ь R/T в и — параметра триодов Л и Тй.
Решая систему ур-ний (10.14)— (10Л5), найдём, что
Sgi j 1 + } Д е*| —5ОТ (#1+ /?1) Д е\’3
А -------—* НО-16)
( I 4~ „ ) ( 1 4" SoSRi 4- — ] 4- S01 (J?! 4- Rs)
где
Sai = ~Ь । 5И — Sa 4“ Г- * (10.17)
ац
Далее допустим, что коэффициенты усиления триодов равны, а параметры S
я l//?j могут отличаться от средних значений на величину <t х, а катодные эдс
на £ д. Тогда в наиболее тяжёлом положении окажется, что
Sj = S(l+x)t S;=xS(l—х)
(10.1S)
Вводя эти значения з числитель (ЮЛб) н полагая, что для соответствующих
членов знаменателя можно принять х = р = 0 и что согласно (10-13), /?я= 1/Ss <
придём к такому выражению:
где
г [р х 4~2 (1 4" 1х) 0 4’ SsJ?i)I/) Д ек
?л)м = Wt++- (1 + 3,/?,) ’
AS, ASs Л(Д^1) д(Дй*а)
---;— = ----- f у ------------— Езе ----------
5т Дек1 Д^
(10.19)
Так как (без учёта 1S03 сдвига, вносимого лампой)
£/я — Raia--
673
то дрейф выходного напряжения
(Д = Ra (А кхЛ< —:
fp х Ц. 2 (1 4- р) (1 -р Sffi) у\Йд Д
(^1 + Л/J Н- ^?ПЦ1 -Ь $5<₽j)
(10.20)
Если при этом (тестей коэффициент усиления X» = wa/wj г то нетрудно опре-
делять уровень дрейфа (вызванного нестабильностью от&есёяного к выходу
усилителя
(A fR* + 2 0 + р) (1 -ф ЗЛЦ у] Ас
----------------^SA;----------• <•“»
При выводе соотношения (10.21) /<й было заменено правой частью ниже най-
денного равенства (10,25),
При отсутствии компенсации (А =— А е*г поэтому выигрыш G, получаемый
за счет применения настоящего компенсационного метола» представляющий собой
отношение: накального дрейфа, отнесённого и выходу, без компенсации к накали
ному Дрейфу» отнесённому к выходу при наличии компенсации при I р as р,
равен такой величине:
0 х 1 -*- S»K .
* + 2 (I + у
Практически можцо считать, что л ~ 0,05— 0,2, а у ~ 0,05 — 0,5.
Коэффщшент у получается меньше при небольших и равных значениях анод-
вых токов триодов’).
Тая, при .StRl имеем 0 = 0,9-гОА т. значительно меньше, чем при
подборе сопротивлений я /?а применительно к установленному экземпляру ламп
и её режиму работы. (
Попутно отметим; что выигрыш нЬэрастает не только с уненьшенйём X и у,
но при увеличении произведешь
Переходя к определению коэффициента усиления каскада Ко =
— следует учесть влияние отрицательней обратней связи па
току, раздаваемой сопротивлением rKt существующим в катодной
цепи между точками к—0 (см, рис» 10,9а)» На основании (6,208)
можно написать, что
Д» = --------. (10.23)
«1 Яй + (1 + Р1) г,+ Яв
Обратная величина сопротивления г# равна сумме проводимостей
VP?t + ^ 11 lTBxs> где, как следует из рис. 10.10,
Grf — -г-
есть входное сопротивление вспомогательного каскада на триоде Ti,
отнесённое к точкам 0 — к, т» е.
J __ 1 I 1 | ^дя
г 4- яз Гвхз + #3
к к
1) При выполнении усилителя по схеме па ркс. 10. & н еспольэомйни дойно-
го трнола /лад > /rtf)V Уменьшение же монет быть достигнуто яри введении
я цепь анодного питания триода Гг делителя напряжения (такого вида схемы при-
водятся йюке па рис. 10.20 и 10.23).
679
Вместе с тем
/li3 = Sst/ + ^t/1( = Sa
_ (J j г У*
-[- /?д Л Riz
Рис. ЮДО. Эквивалентная
схема, поясняющая апре-
делеяне сотротиьтсапя
существующего между
точками л’—0
поэтому
J 1 + *V?t I
г Л1т Яг /?i “Ь
•К
Заменяя здесь R? на 1/S», что отвечает
условию компенсации (10.13), получим
откуда [следует, что
'г = -^~. (10.24)
” На»
Подставляя -(10.24) в (10.23) и учиты-
вая, что при однотипности триодов 7\ и 7\.
несмотря на возможное различие режимов
работы р, придем к такому выра-
жению относительно коэффициента усиления:
Наряду с усилителями, выполненными по схемам на рис. 10.6,
10.7 и 10.9, компенсационными свойствами обладают также уси-
лители симметричной схемы, рассмотрение которых вынесено
а п. 10.1.6.
10.1.5. Влияние изменения напряжений питания анода,
экранирующей и управляющей сеток
По сравнению с питающими напряжениями экранирующей
я управляющей сеток изменение анодного напряжения сказы-
вается несколько меньше, так как передача изменения этого
напряжения в выходную цепь усилителя происходит без усиле-
ния! При этом эквивалентом лампы является её внутреннее со-
противление В случае же применения местной обратной свя-
8й место RI занимает соответствующее эффективное внутреннее
сопротивление 7?jM.
Например, при выполнении усилителя по схеме на рис. 10.2
изменение выходного напряжения (Д иг)я следующим образом
связано с изменением напряжения источника питания анодном
цепи;
= -----------------
£80
(д ия)а =
(Ri + Rjy)
(10.26)
Учитывая условие начального равновесия моста(10.1), придем
к такому соотношению:
(A u) = —{Rl Г R‘}. ---------д £ . (Ю.27)
' (К + RS]) + RJt) V
где Rr~ 4io/G> — внутреннее сопротивление лампы постоянному
току. Так, яри R!f = 300 ком, /?( = 200 ком к Rf = 1500 ком nb-
лучнм
(Дй^РЛЗА^,
что для А £'10/£яа = 0,1 н £’а0 = 300 в даёт (Л^=13 в, Ира
этом дрейф, отнесённый к входу, оказывается в 7(0 раз меньше,
чем (Даг)<(. Принимая во внимание условия (10.2) н (10.27) уста-
навливаем, что
<д “>-=.(10-28>
vv т 7v/)
или численно
/л ч 1500 — 200 ап пал
(± —----------- * 30 ~ 0,31 0.
v а 70(1500 + 390)
Интересно, что при 10% изменения напряжения накала
(Дм1)и на основании (10.9) получится порядка 0,1—0,2 <?, т. е.
в среднем несколько меньше.
Переходя далее к рассмотрению каскада с компенсацией
накального дрейфа (рис. 10.9а), нетрудно заметить, что
А = .------ , (10.29)
+ (1 Н" Iх) г<+
где ^“Сопротивление между точками создающее отрица-
тельную обратную связь по току. Для нахождения (АДз)а умножим
Aiel на и заменим гк правой частью равенства (10.24)
(Д= р3Д 1а1 = - . (10.30)
^/1 + JQa +
При этом дрейф, отнесённый к входу, на основании (10.25)
окажется равным
= = (10-31)
Например, если E‘ll0 = 250 в, А Б’а^Е'в9" 0,1, р. = 40 (лампа
12Н4П), то (AUj)ff = 0.3 в.
Колебания же напряжений питания цепей управляющей и
экранирующей сеток, вообще говоря, приводят к более замет-
681
ным отклонениям анодного тока, так как здесь оказывается уси-
лительное свойство лампы, что учитывается введением соответ-
ствующих статических коэффициентов типа и, <= ди^/ди^ и т. д.
Остановимся теперь на рассмотрении способов уменьшения
дрейфа, обусловленного изменением напряжений питания цепей
анода, экранирующей и управляющей сеток.
Применение источников с мало изменяющимся напряжением,
В этом случае наиболее удобным видом источника питания яв-
ляется сеть переменного тока с выпрямителем, содержащим
стабилизатор напряжения.
На ил учти с результаты прн пята пип высокоомных цепей
получаются при использования электронно-ионных стабилиза-
торов (Х>дс<1000—3000), но иногда оказывается достаточным
применение более простых газонаполненных стабилизаторов
(стабиловолътов), позволяющих получить порядка 10—100.
Разумеется, что при хорошем постоянстве частоты питающей
сети вполне возможно использование феррорезонансных стаби-
лизаторов.
Что же касается аккумуляторных и гальванических батарей,
то их применение может быть оправдано в тех случаях, когда
использование сети переменного тока почему-либо неудобно иля
невозможно.
Использование компенсационного метода, В большинстве
случаев Для придания усилителю компенсационных свойств
(по питанию анода и экранирующей сетки) он выполняется: по
симметричной схеме, но встречаются также и. несимметричные
схемы, например, вида рис. 10,6 и 107,
Следует отметить, что наиболее полное компенсационное
действие значительно легче получить при питания всех цепей
усилителя (каскада) от одного источника, Естественно, что при
этом требуется тщательный подбор соответствующих элехментон
применительно к установленным экземплярам ламп и режимам
работы.
Прочие способы, уменьшения дрейфа. Наряду с рассмотрен-
ными основными средствами снижения уровня дрейфа при коле-
баниях напряжений в цепях анода экранирующей <и управляю-
щей сеток могут.быть предложены следующие способы:
1, Применение в первом каскаде только триодов и притом
с высоким значением и-
2, Выбор источников питания с возможно низкими напряже-
ниями Гао, Е($,
3. Использование одного общего источника для питания
цепей анрда, экранирующей и управляющей сеток.
4, Применение отрицательной обратной связи по току (с сопро-
тивлением /?* в катодной цепи первой лампы), особенно в мостовых
схемах; при такой обратной связи сопротивление: лампы постояннр-
632
му току сближается о эффективвдм. сопротивле’
якем переменному току 7?#ГЙ — /?, Ц-(1 4- р)/?^ которое и должно
представляться вместо в выражения вида (10.27) и (10.26).
В заключение рассмотрим пример расчёта допустимых взмс*
нении питаюхцнх напряжений.
Пример 10. L Требуется определить допустимые значения относительно на-
меления накального б и анодного А £с0/Е<я) питающих напряжений при
условии, что в каскаде, выполненном по схеме на рис. 10.9, применён двойной
триод 6Н9С (а. — 70), а уровень суммарного дрейфа, отнесённого и входу (4 Uj)S1
не должен преаышать £ 1 мв при осуществлении компенсации при средних вели*
чинах параметров триодов и их катодных эдс. Дополнительно известно. что
Е*|0-=250 в, = 150 кол, а коэффициенты разброса крутизны и катодных эдс
соответственно составляют: х == ОД н р = 0,05.
Приступая к расчёту, путём нескольких проб7 находим показатели режимов-
работы триодов и параметры последних.
Триод 7\: 6/01 = — 3,1 в: — Gt /<т=й,2 ма, Zfo = 140 ком.
5j = 0.5 ма/в.
ТрЛОД 7*^1 “ — 1 Vfi®# =1 250 fl, *“ 4 MGt —— 35 КОМ)
= 2 ма/в.
Осуществление этих режимов требует включения в катодную мель сопрсггкв*
лёний
1
0,2+4
l^al
= 0» 24 тол
^afll "Нлад
3J — 1 А е
-------- = 0,5 коя.
(1(132)
„ >М - |УгМ1
* “г 'аов
При этом основное условие компенсация (10.13), как и должно быть, ссблто-
дйстся 1/S* “ 1/2 = 0,5 а коэффнняейт усиления вычисленный
по ф-ле (10.25), оказывается равным 32,3. ____
Для определения. (долуешмых',значений A и Д£о$/Ё^ напряжение
суммарного дрейфа (А = ± 1 мв распределим поровну иа два слагаемых
(А и (AwJai Испомзуя далее соотмлешш (10.9), (10.21) и (10.31), находим
интересующие нас величины A UJUK н A7Ta0/Ert<j:
а г , U ’I" Sa^) ai)w Iе!
K= и *+(1 + эдТ~’
Aj/H = (1 + 2-0,24) (± 0,№) = 0
0,1 +2(1 + 2-0.24)0,05 <'
= 700 0,0009 = 0 t0G0U<
£f ~ Е
Если в качестве первичного источника используется сеть переменного, тока с
нестабнлъностыо напряжения Д1//£/ = д; (0%, то необходимо прженёянй стябн-
лиэаторов, обладающих таким коэффициентом стабилизации:
Д£/ , AZ/
у л- QJ , U £ 0*1 -1Е.
{Кт^ Д<6~±0;ИЮГ4-
ваз
Вслучае же питания накальных н анодных цепей от сети через одни общий иыпрамй^
Тель со стабилизатором (A £/w/C/N=Л А"дТ1/£я0) потребуется, как показывает расчёт#
проведенный на основе выражений (10,31) и (10,32), получение А £/i0Z£4Q поряди
ка ± 0*00027, что возможно обеспечить при Кс/п 375,
ЮЛ <6. Однокаскадные усилители постоянного тока
прямого действия симметричной схемы
Ряс. ЮЛЕ Схема снмметрнчного усилителя
постоянного тока с параллельным питанием
ламп» применённого в ламповом вольтоммер
ре ВК-2
Одним из способов уменьшения дрейфа выходного тока^
(напряжения), обусловленного изменением питающих напряжен
иий, а также старением ламп и деталей, и колебаниями темпе?
ратуры, является использование двухламповых (иногда четырех*
ламповых / мостовых cxeMtJ
симметрично построении^
по отношению к выходной?
цепи. 1
У симметричных схем;
начальная постоянная со-^
ставляющая в выходи offi
цепи, как правило, оказы^
вается скомпенсирован^
ной, так что симметрий
яые схемы в то же время;
обладают свойством урав-’
новешенности. Одна нэ^
схем подобного рода, xa^j
рактеризуемая параллель^
ным питаниям ламп, пред*1
ставлена на ряс. 10.1 к
Установка нуля выходиот
го тока осущестйляётся,
потенциометром /?7т а с
помощью реостата /?а производится изменение чувствительности!
при калибровке. j
Рассматриваемый усилитель по своей схеме близок к инвёрс*
ному каскаду на лампе с общей сеткой (рис. 7.79). При пол-|
ной симметричности плеч изменение напряжений Еа$ н Пк нё:
должно нарушать равновесия моста. Фактически же характерна
стики отдельных экземпляров ламп не совпадают, что приводит'
к пояпленвю зависимости от Е^ и 1/н, Однако измен ение^
выходного тока (напряжения)., вызванное колебаниями питаю?'
тих напряжений, у симметричной схемы получается меньше;
чем у простой (несимметричной). Практически можно считать*
что в случае симметричной схемы уровень дрейфа выходного
тока (напряжения) получается от 3 до 10 раз меньше по срав-
нению с аналогичной простой схемой усилителя.
Для значительного снижения дрейфа выходного тока необжй
684 '
димо симметрирование характеристик ламп, что может быть достиг-
нуто, например, посредством регулировки напряжения накала одной
из ламп, ведущейся так, чтобы было получено я = 0 и т. д.
Дело в том, что регулировка начального баланса (получение i3 -- 0)
не устраняет зависимости ta от С'’„ и Д.о. т. е. ае обращает в
нуль производные diiidUa и йг/3£а0.
В катодных цепях ламп имеется общее сопротивление R,
используемое в качестве элемента связи между плечами и от-
дельные сопротивления Rs н /?е, создающие отрицательную об-
ратную связь по току, за счёт которой до известной степени
уменьшается различие характеристик и параметров ламп Л\ и Л21
что способствует снижению дрейфа выходного тока. Делитель
J?8—необходим в связи с тем, что на сопротивлении R теряет-
ся сравнительно высокое напряжение, поступающее на сетки
ламп со знаком минус.
Коэффициенты усиления данного усилителя следующим обра-
зом зависят от параметров ламп и величин сопротивлений:
= : С ' : --R----R----------R Ч|ДЛ/> • <10-33)
24* - ] - 4- \ 2 [ - - I -
Я/ I RJ Rt
= , ^+(1 + ^)д7 £/?|+(1+й)7Г ’ (10,34)
Я,
где
= R, = Rff, RK = Rs^ R* (10.35)
Интересно, что сопротивление связи R не вошло в выра-
жения (10.33) и (10,34). Однако это сопротивление, в отличие
от 7?б и /?й, не внося ослабления, создаёт симметрирующее деА-
ствие и уменьшает в основном составляющую дрейфа выход-
ного тока 4, обусловленную колебаниями анодного нитяттнорп
напряжения. Всё же здесь следует считаться с тем, что при на-
личии сопротивления R степень различия начальных режимов
работы дамп становится более заметной, т. е. разброс в величи-
нах /л0 и t/f0 возрастает. Этот недостаток может быть смягчён,
в частности, введением сопротивлений Rs и й6,
Выясним теперь, как влияет на работу рассматриваемого
усилителя изменение питающих напряжений.
Для определения дрейфа выходного напряжения, вызванного
колебаниями напряжения накала, обратимся к упрощённой
схеме, представленной на рис, 10.12. Из этой схемы видно, что
При /?г= со (влияние нагрузки удобнее учесть в конце исследо-
.вапия) изменения анодных токов следующим образом связаны
685
между собой:
Л la = S [а Т?5 А1Л — 7? (л Гд A tu) ] +
+ — [ае'к~ /?□ д4 —₽(д4 + Д1д) —/?;Д£Ц] ,
Д ia — 8" [а ек — A ia — 7? (Л iq 4- А £;1)] 4"
-Ь^- [Де«— Я, Д ta •—/? (a k 4-д $ — Д ("].
Решая систему этих уравнений, используя соотношения (ICL18J
и (10.35) и принимая во внимание, что 1
(Д“а)н = Д С — Rlt Д (при /?3 = со), (10.36]
получим следующее выражение:
(д цЛ = 2И fr, ! № 4- 2 (1 + и) flj X + |/?, + (1 4- [6 № 4- 2Д1 + /?д ] УI а eh
н 1Я> 4- (1 + и) № + 2/?) ч- /?дJ [/?,- 4- (1 4- (4 RK 4- /?OJ
(10.3
В то же время, как видно из (10.34),
^1' ____. ' И
ui Ri 4- (1 + i1) Rx Ч- J?n
(10.3 «И
поэтому накальный дрейф, отнесённый к входу, составляет
(Д«1)Л = 2----^4-2(l-bWa*------;_|_у1де (10 3911
L + (14- F) + 2/?) -ь ** * 1 1
Рис. 10.12. Упрощённая схема
каскада по схеме на рис. 10Д1т
используемая для определения
(А и2)я
Далее можно показать, что прм
изме ней ни анодао-сеточного петающе J
го напряжения на величину A£d0 col
ответствующцй дрейф, также отнесён-1
пый к входу, окажется равным
(д ^1)д =
где
2 (1 + Кд !Л) X Д Е’а0
(14-(4(^+2#) + ^
Ri ' . J _
(10.40)1
1 I
»л
'1
представляет собой коэффициент nepfrf
дачи напряжения делителя /?е — /зд
(рис. 10.11).
Исследуя найденные выражения (10.39) и (10.40), нетрудна
установить, что введение сопротивления связи 7? сопроарждает-*-
ся некоторым увеличением накального дрейфа и весьма заметил
ным снижением анодно-сеточного дрейфа.
686
Так, в случае усилителя, выполненного по данным схемы
на рис* 10*11 (и* =7, J^.fe-23 кои) колебания напряжений UH и
£fJu на ±10%, как показывает подсчёт по ф-лам (10.9). (10.39).
(10.40) и (10*41), для я ^AS/S = 0,2 к у = Д (Дe^/tej = 0( L при-
ведут к возникновению дрейфа таких значений: (Atii)N = 0,055 а и
(A =<[ 0,049 в. Если же сопротивление 7? отсутствует, то дели-
тель ста манится ненужным* Поэтому, полагая /? = О, при вычисле-
нии новых значений (Л ии (Д Цд)я следует также принять =0.
Проведённый расчёт даёт (AUi)H — ± 0,024 в (т. е, в 2,3 раза мень-
ше, чем для случая /?±0 и (АиД, — ± 0,165 в (т. е* в 3,4 раза
больше, -чем для случая Т?¥=0).
Практически здесь ещё надо считаться с тем, что при введении
сопротивления Д! приходится повышать напряжение что даёт
рост Д£,г0 и а расхождение в режимах работы и величи-
нах параметров (в том числе таких, как А#к и ‘Д ек) возрастает* По-
этому выигрыш в смысле снижения (A получаемый при введении
сопротивления 7?» оказывается меньше, чем показывают подсчёты
по ф-ле (10.40), а проигрыш по величине (Ди.^ становится более
заметным. Вместе с тем следует отметить, что увеличение сопротив-
лений Т?5 = 7?с — и Ri — Rn = R^ с точки зрения уменьшения
дрейфа, отнесённого к входу, весьма полезно, но рост /?А. приводит
к снижению чувствительности усилителя, так как падают пока-
затели 7\0 и Sy*
В заключение разбора симметричного усилителя с парал-
лельным питанием ламп (рис* 10*J 1) необходимо отметить, что
установка нуля с помощью потенциометра /?7, находящегося в
анодной цепи, менее удачна, чем в случае расположения соот-
ветствующего потенциометра в катодной цепи, (например, при
выполнении сопротивлений и /?б в виде потенциометра)* При
неравных величинах анодных токов покоя (в существующей схе-
ме) для получения нуля выходного тока приходится уменьшать
анодное сопротивление в цепи той лампы, у которой ток больше,
что ведёт к дальнейшему возрастанию этого тока и увеличению
разброса параметров* Наоборот, при увеличении катодного со-
противления* ток более «мощной» лампы уменьшается, что даёт
сближение значений крутизны и т* д.
Из усилителей симметричной схемы при параллельном пита-
нии ламп иногда находит применение каскад с нагрузкой в ка-
тодной цепи (рис* 10,13), удобный в том отношении, что на сетку
лампы Л1 возможна подача сигнала от источника, находящегося
под относительно высоким напряжением (например, от пред-
шествующего каскада, выполненного по схеме рис- 10*9 или
аналогичной )'. Однако такой каскад, являясь симметрично
}) В этом случае, очевидно» требуется делитель нштряженйя в пени
сетки лдыяы l/Th, который удобно сделать переменным я мсЧо?|ьзйнать л ля уста-
новки нудя; сопротивления и Я& При таком решении окажутся венужными.
687
выполненным катодным повторителем» не даёт усиления напря-
жения.
Исследование этого каскада показывает, что его показатели
для R}1 — R; и /?в = Яь выражаются так:
где коэффициенты разброса па-
раметров х и у находятся из вы-
ражения (10.18).
Рис. ЮЛ4* Схема симметричного
усилителя постоянного тока с пос-
ледовательным питанием ламп
Рис. 10.13. Схема симметричного катод-
него повторителя постоянного тока
Наряду с усилителями» выполненными по схеме параллельно
литания, с успехом могут использоваться симметричные усили-
тели с последовательным питанием ламп (рис. 10.14).
Преимуществом усилителей симметричной схемы при после-
довательном питании ламп* является наиболее низкая чувства*
тедьность к колебаниям питающих напряжений, достигаемая за
счёт того, что как постоянные, так и переменные составляющие
анодного тока триодов 7\ и Гг соответственно равны. Действи-
ем
тельнр. при одинаковых токах покоя различия между такими
параметрами, как крутизна и катодная эдс Аедт становятся до-
вольно малыми.
Интересно, что первоначально ведущаяся установка нуля
выходного напряжения, при которой достигается равновесие
моста по постоянному току, "в этих схемах одновременно спо-
собствует получению баланса и по переменному току, т. е, при-
водит к уменьшению чувствительности к колебаниям питающих
напряжений, С этой точки зрения более выгод ею для установки
нуля использовать сопротивление /?5 или /?й, а не Rj или 7?7/i
которые следует взять одинаковыми.
При присоединении источника сигнала к точкам С\—а
сетки £'з к нижнему выводу сопротивления при одновремен-
ном переносе общего привода (корпуса) из точки 0 в точку а%,
можно получить выход, ямеющитт общую точку со входом (прав-
да, ценой применения свободного, т. е. не связанного с общим
проводом источника).
Показатели рассматриваемого усилителя при Rl! — R/ и
^0 = %”^ связаны с параметрами ламп и цепей тиглем и соот-
ношениями:
«, (1-|-ЦЯ, + Ж,+2Л, ’ |10'45)
' +--------------------
J±P2
Rj + Ма 1
д^.
Ко=^
«1
(4 «0«
(A =
----—----Ы/
j , (±+±Ы«
2W
где
л’о
(10.46)
(10.47)
(10.48)
(10.49)
= S& =
Например, прн использований в настоящем усилителе двойного
триода 6Н2П, работающего в режиме £/йо — 120 я, U£q = — 1 z?T
7rt0^0,8 жа, с параметрами и = 97Д Я, —80 ком и при условиит
что 7?а = ос, RK — 1>2 кож, — х, — — 0Л у = 0,05> А/?я — 0,1 &
(Д(4/<4 0,1) и Д 24 6 (л — 0J), вычисленные по
ф-лам (10,45) — (10.49) показатели оказываются следующими:
= р/2 — 48,7, (Д иД* — 9 Ма и (A Ui)a = 48 ж#.
44-237
689
ЮЛ.7. Виды гальванической связи между каскадами
Для получения высоких звачений показателей Ко= uz/ui ’Г»"
= (или Ki « t'a/ft) усилитель постоянного тока прямого действия
приходится выполнять как многокаскадное устройство. При этом
в качестве межкаскадных цепей используются какие-либо элемента,
обладающие проводимостью для сколь угодно медленных измене-
ний тока.
Применяемые
к одному из двух
а)
способы межкаскаднвго соединения относятся
видов: непосредственной связи или потенцио-
метрической связи.
Непосредственная (ина-
че, прямая) связь между
каскадами характеризует-
ся п рямым соединением
анода или катода лампы
Л1 некоторого кя екала
(рис, 10x15) с сеткой лам-
пы следующего кае-
када.
fit
*—*
8}
Рнс. 10.15. При непосредственной связи меж-
ду каскадами & одну из точек, обозначенных
через „X", пнодится дополнительное напри же*
нне U#on
Для по л уч ен и я но р-
мального режима работы
лампы обычно в раз-
рыв цепи, возможные ме-
ваодится дополнительное
ста которого отмечены знаком «X»,
постоянное напряжение U^On. обращенное минусом к сетке с2.
Величина этого напряжения находится следующим образом:
для рис, ЮЛ 5а
— ^соа ^яо11 (10.50)
для рис. 10 Л 56
= (Ю+51)
Наряду с весьма серьез*
ным я л реимущества ми —
полной передачей сигнала от
выходного электрода лам*
пы Л1 до входного электрода
лампы Л2 п минимальным
количеством ламп в усилите’
ле ’— рассматриваемый вид
связи обладает тем недостат-
Рнс. 10x16. Непосредственная связь при
Использовании бронирующей сетки лвмпы
ЛЕ в качестве управляющего электрода
комт что введение дополнительных напряжений в усилительных
каскадах связано с необходимостью применения соответствую-
щего числа отдельных источников, например батарей, мн од-
ного источника довольно высокого напряжения.
В более редких случаях, когда в качестве управляющего
электрода лампы Л2 используется экранирующая сетка
690
(рис, 10.16), введение в цепь дополнительного напряжения не
является необходимым, но усилительные устройства при этом,
естественно, оказываются более низкими.
Потенциометрическая связь между каскадами основана на
том, что между выходным и входным электродами, соответству-
ющих ламп включается того пли иного вида сопротивление, на
котором создаётся постоянное напряжение, играющее роль до-
полнительного напряжения в схемах на рис. 10.16. В про-
стейшем случае, как доказано на рис, ЮЛ 7, электроды ламп
и Л2 связываются между собой через сопротивление , на-
ряду с которым в качестве второго плеча делителя (потенцио-
метра) вводится еще одна сопротивление Rc , включенное в цепь
источника напряжения £f0<0.
В результате взаимодействия двух напряжений — положитель-
ного £*„о и отрицательного Ес% на сетке лампы Л* по отношению
к её катоду устанавливается некоторый потенциал который
может быть как положительным, так и отрицательным.
Из схемы на рис. 10.17 видно, что
= (10.52)
(1053)
+ (10.54)
Уравнения (1052) —(10.54) связывают девять величин и длч
полного решения- необходимо выбрать численные значения для шести
из них, Например, если £^ = 250 <?, £^ = — 150 <?, Uc& — — Зйт
— 1 ла, 150 крл<| = 2 Л1ол1, то t/^o ~ 90я, I *=0,074 ма
и 7?^^ 1,2 Мам.
Преимуществом потенции
метрической связи является
возможность питания анодно*
сеточных цепей усилителя
только от двух источников
Рйс. 10.17. ГютеншюметрйчеСкйЯ связь
между каскадами через4 сопротивление
независимо от числа каскадов.
Вместе с чем при потен-
шюметрическ ой связ и вслед-
ствие деления напряжения сиг-
нала в элементах —£, а
также за счёт дополнительной
нагрузки в виде сопротивления
+- £с, присоединённого па-
раллельно к 7?д, коэффициент
усиления становится меньше
По сравнению с непосредственной связью коэффициент усиления сни-
жается примерно в 1,5—2 раза.
В самом деле коэффициент усиления теперь оказывается
44- ей
равным уже не I-ЯД а такай величине
г
„ _ И, = !Х К а + + Яс Яс
Л° ~ И| „ Яд (Яся + Я,.) я,.я +Яя ’
‘ ' яа+я,.,+яе
т, е,
К ___________________________________.
° ~ Ягл Rt ]
(10.55)
Так, при = 50 т«т Я* = 150
Ко получается в 1,6 раза меньше.
Рис. К). 1:8. Потенциометрическая снизь
между каскадами через газоразрядную
лампу
км, Rca~ 1,2 Маи, Rc — 2 ЛЫ
чем при непосредствен пой связи.
Для устранения этого недо-
статка было предложено несколь-
ко способов, из которых наиболее
простым являете я п римененне
неоновой лампы или подходящего
газового стабилизатора (рис.
10.18), В этом случае для посто-
янного тока 1Н пестовая лампа
будет представлять сравнительно
больщое сопротивление /?гв =
= Uя)/н, а для небол1эпгах изме-
нении тока, вызнанных сигналам,
ее сопротивление окажется весь-
ма малым, что позволит в (10.55)
положить /?с1 — Он тогда, как
обычно, получим
(10.56)
1 + ъ
Некоторым неудобством такого решении является то, что
неоновая лампа стабильно работает при сравнительно большом
токе, который течёт через анодное сопротивление /?л , но ре-
зультаты всё же могут быть получены удовлетворительные при
использования самых маломощных неоновых ламп, например,
типа МН-3 (6^=48—65 в я 1 jwa) .
Иные варианты выполнения потенциометрической связи че-
рез вспомогательный катодный повторитель и газоразрядную
лампу, а также, через сопротивление я дополнительную
лампу, работающую в режиме обратной связи по току и заме-
няющую сопротивление рассмотрены Е. А. Лопатя -
ным [52].
Потенциометрическая связь с внешней цепью, как способ
уменьшения Или устранения начальной постоянной составляю-
щей, может быть использована в различных усилительных нас-
692
кадах, в частности, в симметричном с последовательным пита-
нием ламп с катодной компенсацией и др,
Применение потенциометрической связи в каскаде с после-
довательным питанием ламп (рис, 10.19) приводит не только
к уменьшению коэффициента усиления, значение которого ста-
нови тс я равным
. - _ Мл _ р- /?/»
° “ «Г tf.-rO+lO -ь 2 (Ягл Ч- Яг) '
(10.57)
но также и к нарушению его симметричности, вследствие того что
анодные токи триодов пе равны между собой (/й01 = 1), как
это следует из рис, 10.19).
Поэтому потенциометрическую, связь в каскаде с последователь-
ным питанием ламп следует применять только при крайней необхо-
димости, стремясь получить ток / возможно малым, что достигается
снижением Utiii и выбором сопротивления значительной величины.
Рис. 10. j9. Применение пеггек-
цнометрической связи в каскаде
с пг^ледовательиым пят синем
Рис. 10,20. Применение потениио-
метрической связи в каскаде с ка-
тодной компенсацией
ламп
В случае каскада с катодной компенсацией (рис. 10.20) введе*
ние потенциометрической связи скажется только на снижении вели-
чины коэффициента усиления, определяемого из выражения
Ла --^ =-------------------------------- (Ю-58)
°л ; . . 4“ Фа \ I < । \ t Ф1 Ч- Rtt
11 + ^Г“ + ф
Применённый здесь делитель напряжения R' — ??" позволяет
уменьшить анодный ток второго триода 7гДВ до величины Уа0< чт0
у.тучшаёт компенсационные свойства каскада.
693
Используемый в усилителях с -потенциометрической связью
источник питания сеточных цепей за счёт нестабильности его напри*
женин Ес$ вызывает дополннте.тьный дрейф выходного напряжения.
Можно показать, что уровень этого дрейфа, отнесённого к входным
зажимам; следующим образом зависит от параметров ламп и цепей:
для схемы на рис* 10 Д 7
[я? ~h ( 1 + п “ Ecu
(А«0с-1-----------------------• (10.59)
Нс
для схемы
на рис. 10.18
(Л <h)c
A £л>
S/?„
для схемы
на рис. 10.19
+ (1 + (*) R# + 21?^] ДЛо
(10.60)
(10.61)
и, наконец, для схемы на рис. 10.20
(Д «1)г =
О _L D 1 n ( 1 J
+ Яс* 1 +------о-----
(10*62)
I0J.8. Многокаскадные усилители постоянного тока
прямого действия. Искажения
Общие замечания. Как уже отмечалось, при необходимости
получения высоких значений показателей Ко, . . усилитель
постоянного тока прямого действия выполняется из нескольких
каскадов, число которых обычно равно 2 или 3; реже встреча-
ются усилители, содержащие 4 и даже 5 каскадов [52, 59, 77, 78],
Усилители с бодашим числом каскадов оказываются значи-
тельно сложнее однокаскадных вследствие более сильного влия-
ния нестабильности питающих на ei ряжений, старения ламп, из-
менения температуры и прочих факторов.
Получение относительно невысокого дрейфа выходного тока
(напряжения) в большинстве случаев может быть достигнуто
при выполнении каскадов: усиления по симметричным схемам
к использовании источников питания с высокости бил ъныыи на-
пряжениями.
Определение показателей усилителя не представляет затруд-
нений, если известны такие показатели отдельных его каскадов,
как коэффициенты усиления Лю, * . ., /<ло, динамическая
крутизна последнего каскада
00-
694
и уровни обусловленного колебаниями шггающих напряжений дрейфа,
отнесенного к входу этих каскадов;
(Д (Л • ,» (Д Ы-^| )я
(Д (Д ^Й1)а»' (Д ^rvi )а '
(Д И11)Г1 ^21%.......^ЛЧ )г
(10 64)
В выражениях (10,63) и (10.64) первый знак индекса. представ-
ляет собой номер каскада, а второй знак «1» является сидаодом
входа (входного напряжения). При этом показатели и S? нахо-
дятся по не требующим пояснений формулам:
Ко = — = КЛ............KNQ,
Sy — = Kujtfsov • • *
“1
(10.6'5)
(10.66)
Результирующий же уровень дрейфа выходного тока (напря-
жения)' равен сумме составляющих, возникающих за счёт изме-
нения питаний напряжений и другйх явлений в отдельных кас-
кадах. Направления этих составляющих случайны! что исклю-
чает точный подсчёт результирующего дрейфа, по так как абсо-
лютное его значение меньше сумм абсолютных значений состав-
ляющих, то достаточно ограничиться арифметическим сложе-
нием. Практически удобнее 'выполнять суммирование отдельных
составляющих дрейфа при отнесении их ко входу усилителя.
Для этого составляющая дрейфа ЛЬ го каскада, отнесённая к его
входу, должна предварительно делиться на произведение вида
Кло* Л^го» * • । -К\м-0<ь
Из сказанного следует, что уровень суммарного дрейфа,
отнесённого к входу усилителя, зависит от частичных значений
дрейфа и коэффициентов усиления -каскадов
(Д Ui)K ~(А«и)л + (^ Ин)о 4" тр
F (А ^21)^ 4- (А (A (
-1-;------------+--
_|_ w.Vl)r
КиЛдд * • • 1)0
(Ю.67)
где величины (Лнц)м .. (Мдц)^ ранее обозначавшиеся через
(ДН1)н,, -(АиД.,могут быть найдены из соотпсщённй. относящихся
к рассмотренным ранее схемам (см. л, 10,1Л—10.L7).
Выражение (10.67) показывает, что для уменьшения влия-
ния изменения питающих напряжении в последукщих каскадах
следует стремится получить возможно большим усиление пер-
вых каскадов,
695
С другой стороны, ясно, что для последующих каскадов мо-
гут быть допущены более высокие значения уровней дрейфа
(отнесенных к их входам).
Практически наиболее жёсткие требования обычно прихо-
дится предъявлять к симметричности схемы и стабильности
питающих напряжений главным образом первого каскада. Пи-
тание ламп последующих каскадов в ряде случаев оказывается
ТЮЗМ0Ж1ШМ веста от источников с относительно низкой стабиль-
ностью напряжений (если только Ksi>> 1 и т. д<). С рас-
сматриваемой точки зрения, выполнение первого каскада по,
схеме катодного повторителя (Л’ю<1) невыгодно.
+W
----1—0
pf
4? [VtfASw
U
4 //т
xflflQ fm Пft
i
*| JZrftY
ГиЛз»
n
-W
—е
fytwpti
Рис. 10.21. Двухкаскадный усилитель настоянного на-
применяя дли отклонения луча в электронном осцилло-
графе
Применение здесь катодного повторителя позволяет получить высокое вход-
ное сопротивление при ннзкоомнгй нагрузке в его выходной неттн. Поэтому в
некоторых усилшелях, в частности, гштрокополосных о&тнллографических |77], в
качестве первого каскада используется катодный повторитель.
Рассмотрим теперь несколько схем многокаскадных усили-
телей постоянного тока.
На ряс. 10.21 приводится схема двухкаскадгого усилителя
напряжения постоянного тока с коэффициентом усиления по
рядка нескольких тысяч [50]. Первый каскад этого усилителя
выполнен по симметричной схеме с последовательным питанием
ламп (ряс. 10.14), причем роль делителя напряжения Rj~
здесь играет группа сопротивлений Re—Rih из которых потен-
циометр /?ц используется для установки на пуль выходного на-
пряжении.
Второй каскад, непосредственно .связанный с первы м, со-
держит два пентода, включённых по симметричной схеме пара л-
696
лельного питания, близкой к схеме на рис, 10,11. На экрани-
рующие сетки ламп Л\ и Л± подается напряжение, пониженное
делителем /?$—/? п и сопротивлением
Общее сопротивление /? введено в катодную цепь для того,
чтобы получить дополнительное постоянное напряженнее'^,
действующее in встречу высокому напряжению около 320 а, су-
ществующему на аноле триода Г2. В отличие от сопротивлений/?^
общее сопротивленье /? не создаёт ослабления сигнала, что и
облегчает выпал пение межкаскад пой связи.
Рис. 10.25. Схема двуккасюшногЬ усилителя постоян-
ного тока с снмметрнчЕ1ым входом
Для снижения накального дрейфа в усилителе предусмот-
рена возможность симметрирования плеч, содержащих триоды
Т\ и 7а с помощью реостата /?-. Сопротивление Ry подбирается
так, чтобы получить панлучшую компенсацию &ек (после того»
как лампы поработают несколько часов), наблюдая за измене-
нием выходного напряжения при искусственно созданных коле-
баниях режима напряжения накала. После этого иг приводится
к нулю потенциометром Яд.
Сопротивление во входной цепи предназначено для за-
шиты сетки триода Т[ от перегрузки при шсоком па пряжении
па входе усилителя.
Вариант схемы двух каска дно го усилителя постоянного тока,
работающего на магнитоэлектрический осциллограф» представ-
лен на фк, 10.22.
Первый каскад усилителя выполнен гю симметричной схеме
параллельного питания, однако вместо сопротивления /С
(рис, ЮЛ) зключён дополнительный пентод Лз, работаю-
щий в режиме глубокой отрицательной связи, обусловленной
697
сопротивлением в катодной цепи. Такая схема обладает сле-
дующими свойства me:
1. Усилитель имеет симметричный (двухтактный) вход, так
что его чувствительность по отношению к разности входшях
напряжений Н|=и^ — максимальна, в то же время он практи-
чески не-реагирует на сумму этих напряжений, которая может
принимать значения от —100 до 4-200 в,
2, Усилитель может также работать пт несимметричного
^завемлёияого» источника, несущего ио отношению к общему
проводу О постоянный потенциал от —50 до +100 е.
3: Лампа Лз с сопротивлением /?а представляет весьма высо-
кое сопротивление переменному току и сравнительно низкое
сопротивление постоянному току, за счёт чего резко снижается
уровень анодного дрейфа, а расхождение режимов работы трио-
дов Ту ц Га оказывается небольшим.
Второй каскад, также связанный с первым непосредствен-
ной связью, является симметричным (двухтактным) катодным
повторителем (рис. 10,13).
Динамическая крутизна рассматриваемого усилителя дохо-
дит до 25 ма& а максимальное значение выходного тока (амп-
литуда) составляет 18 ма [50],
Усилитель со сравнительно большим числом каскадов (IV >3)
обычно выполняется с обратной связью, охватывающей его пол-
ностью или часть каскадов. Наряду с известными изменениями
показателей усилителя отрицательная обратная связь полезна
в том смысле, что позволяет снизить составляющие дрейфа вы-
ходного тока (напряжения), вызванные нестабильностью пита-
ющих напряжений и другими явлениями в последующих каска-
дах. Это объясняется тем, что при введении отрицательной об-
ратной связи приходится брать соответственно большим коэф-
фициент усиления предварительного усилителя, равный Л4о»
^Go....чго’ 1Сак видно из (10.67), и приводит к умень-
шению уровня соответствующей составляющей дрейфа, от М-го
каскада, отнесенной ко входу усилителя. Вполне понятно, что
составляющие дрейфа, вызванные нестабильностью напряжений
питания первого каскада (при отнесении их ко входу), обратной
связью не уменьшаются.
Практически Частичное снижение уровня дрейфа за счет
применения обратной связи может быть достигнуто, если велики
составляющие дрейфа от оконечных ламп, питание которых от
стабилизированных источников вследствие большой величины
потребляемого тока неудобно. При этом подразумевается, что
составляющие дрейфа от первого, а также и остальных каскадов
предварительного успения сравнительно малы за счёт их бо-
лее тщательной настройки и литания высокостабильными па-
пряжениями.
В качестве примера на рис. 10.23 приводится схема трехкас?
одного усплятсля напряжения постоянного тока с последова-
тельной обратной связью по напряжен™ [52]. Первый каскад
этого усилителя с катодной компенсацией и потенциометриче-
ской связью со вторым каскадом выполнен по схеме на
рис. 10,20. Второй и третий каскады ташке имеют потенциомет-
рическую связь со своими выходными цепями (рис. ЮЛ7).
Применённая в усилителе отрицательная обратная связь спо-
собствует повышению входного и сешжепию выходного сопро^
тивленяй, стабилизирует величину коэффициента усиления,
Рис. 1(XS3. Трехкаскадный усилитель постоянного напряжения с после до натель-
ной обратной связью по напряжению
уменьшает частотные и нелинейные искажения и» кроме того,
даёт понижение составляющих дрейфа от ламп второго и глав-
ным образом третьего каскадов.
Не совсем удачей в этом усилителе выбор для первого кас-
када лампы 6Н7С, потребляющей большой ток накала 0,8 а
(что практически не позволяет питать накал через электронно-
ионный стабилизатор) и имеющей малую величину коэффици-
ента усиления р — 35 (это приводит к более высокому уровню
анодного дрейфа и дрейфа от других ламп). Более подходящим
типом лампы здесь оказался бы один из экономичных двойных
триодов 6Н2П (7К -0,345 а, р = 97,5) или 12Н4П (7Н =0,15 а,
^ = 40).
Большое число схем многокаскадных усилителей постоянного
тока прямого действия приводится в цитированной уже литера-
туре [3, 50, 52, 59, 77, 7Й].
Искажения, возникающие в усилителях постоянного тока
прямого действия. Разделяя, как н прежде, искажении па ли-
699
веяные и нелинейные, рассмотрим сначала линейные'искажения
с подразделением на частотные и переходные.
Частотные, искажения в области нтгжинх частот, равно как
и переходные но второй фазе переходного процесса (искажения
плоской части импульса) в усилителях постоянного тока отсут-
ствуют, так как в ?(/)/-*о=Р (йлв 1801Э)>
В области же верхних частот и в начале переходного процес-
са влияние шунтирующих ёмкостей принимает такой же харак*
тер, как и в реостатном усилителе. Практически всякий усили-
тель напряжения постоянного тока свободно пропускает часто-
ты до 10 кгцг а иногда до ОД—1 Л1гн, что отвечает времени уста-
новления /у порядка 3,5—0,35 мксек. Для уменьшения этих ис-
кажений возможно использование методов высокочастотной кор-
рекции, шунтирование сопротивлений типа 7?ге (рис. 10.17*
10*19 и 10.20) подходящими емкостями, введением обратной
связи и пр. [77, 78, 79]*
Усилителя тока и особенно ламповые гальванометры посто-
янного тока работают на приборы, у которых постоянная вре-
мени заметно больше, чем у усилительных цепей* В этих случаях
линейными искажениями, возникающими в самих усилителях,
можно пренебрегать.
Степень нелинейных искажений, естественно, зависит от тех
же факторов, что и в обычном реостатном усилителе (перемен-
ного тока)*
Уменьшение нелинейных искажений или повышение уровня
номпмлевого выходного напряжения (тока) может быть до-
стигнуто посредством выбора более мощных ламп для оконеч-
ного каскада, повышением анодного напряжения и надлежащим
подбором сопротивления анодной нагрузки и, наконец, введе-
нием обратной связи [50],
§ 10*2. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
10,2*1* Блок-схема усилителя постоянного тока с преобразованием
Из предыдущего параграфа следует, что характерной особен-
ностью усилителен постоянного тока прямого действия является
неустойчивость выходного тока (напряжения), называемая дрей-
фом нулевого положения*
Усилители прямого действия с высокой чувствительностью
в эксплуатационном отношении в ряде случаев весьма неудобны,
так как сколько-нибудь удовлетворительно они способны рабо-
тать лишь в течение коротких промежутков времени и отлича-
ются сложностью начальной настройка (предварительный про-
грев, установка нуля и подбор положения наилучшей компен-
сации)., не говоря уже о том, что приходится предъявлять весь-
700
ма жёсткие требования к стабильности питающих напряжений
и температуры окружающей среды.
Для усилителен постоянного тока е преобразованием по срав-
нению с усилителями прямого действия характерны такие преи-
мущества:
I. Малый уровень дрейфа выходного тока (напряжения) в
течение длительной работы при высокой чувствительности,
2. Незначительная степень чувствительности к колебаниям
питающих напряжений и температуры окружающей среды*
3. Относительная простота устройства, так как обычно не
требуется применения стабилизаторов.
4. Удобство эксплуатации, обусловленное тем, что началь-
пая установка пуля может сохраняться длительное время без
коррекции, а такая регулировка, как подбор наилучшей компен-
сации дрейфа, вообще пе требуется.
5* Возможность получения независимых цепей входа и вы-
хода, не имеющих общих точек между собой, а также с общим
проводом и выводами от источников питания.
6. Простота введения обратной связи, в том числе и при
большой ее глубине;
7, Простота осуществления как плавной, так и ступенчатой
регулировки усиления в широких пределах,
К недостаткам усилителей с преобразованием относится на-
личие в пих конструктивно неудобных движущихся (вращаю-
щихся или вибрирующих) элементов, имеющих сравнительно
большой, но все же ограниченный срок службы до очередной
чистки, регулировки, смазки и т. п.
Известны усилители с преобразованием, не содержащие дви-
жущихся частей, но их электрические показатели (уровень дрей-
фа и пр?) оказываются менее благоприятными, Кроме того, не-
которые затруднения представляет борьба с влиянием внешних
помех, Особенно переменного магнитного поля, а также пара-
зитных термо- н контактных эдс.
Несмотря на эти слабые стороны, усилители с яреобразова*
ггпем, имеющие значительные преимущества, в настоящее время
используются довольно широко. В частности, наиболее чувстви-
тельные усилители, предназначенные для измерения слабых тер-
мотоков и других целей, реагирующие па напряжение порядка
0,01 лека, выполняются только по схеме с преобразованием.
У лучших образцов таких усилителей у ровен!» дрейфа, отнесен-
ного к входу, пе превышает 1 - ]0~5 мкв/мнп [26],
Для преобразования постоянного (точнее, весьма медленно изме-
няющегося) напряжения «61 в переменное проще всего применптт»
прерывание, осуществляемое е определённой несущей частотой /0.
В частности, в случаз прерывания синусоидального напряжения
^oi = напряжение на выходе преобразователя будет из-
701
меняться до закону
их = const i/01 sin го t cos w0t =
= const
Sin 2К(fo + sin2К (f0~ f)t
. (10.68)
Но такого же рода изменение напряжения происходит в ба-
лансном модуляторе 1). Поэтому расположенный на входе уст-
ройства блок прерывателя (или другого вида преобразователь)
назван балансным модулятором (рис. 10.24).
Второй блок—усилитель несущей частоты — выполняется как
усилитель; Беременного тока, рассчитанный на пропускание не толь-
ко несущей частоты но и спектра боковых частот, занимающих
полосу от f0—до f0 + fat где — верхняя частота неяреобразо-
ванного входного сигнала.
Ряс. 10.24. Блок-схема усилителя постоянного тока с преоб-
разованием
Следует отметить, что Для неискаженного преобразования
сигнала несущая частота должна быть в 5—10 раз больше верх-
ней модулирующей частоты fa.
В случае применения в качестве выходного преобразователя
Обычного выпрямителя (детектора) выходное напряжение
не реагирует на изменение полярности входного напряжения hqi
(рис, 10.25), что в большинстве случаев нежелательно или не-
допустимо, например, при введении обратной связи по тракту
^постоянного тока^ и пр. Между тем при использовании фазо*
чувствительного детектора опрокидывание фазы переменного
э) Как известно, балансный модулятор отличается ст обычного тем, что:
а) выходное напряжение высокий частоты существует только при ткшчс на
вход модулирующего кап ряжения ннакой частоты и01; б) выходное напряжение
не содержит составляющей несущей частоты fQ, если модулирующее напряжение
оказывается чисто переменным.
702
напряжения и2 (в момент на рис. 10,25), имеющее место вр#
перемене знака Цщ, приводит к изменению полярности выход-
ного напряжения и0з, Фазочувстнительпый детектор одновремен-
но является бп лансн ьш демодулятором; последнее наименова-
ние, однотипное с названием первого блока, более удобно и мы
его примем в качестве основного.
Естественно, что при необходимости сглаживания пуль-
саций. несущей частоты
в выходную цепь балансно-
го демодулятора вводится
соответству ющи я фи лът р.
Так как некоторые виды
балансных модуляторов и
демодуляторов работают
только при подведении к
ним вспомогательного на-
пряжения несущей частоты
иг, то для общности рас-
смотрения в схему па
рис, 10,24 введён ещё один
блок — генератор несущей
частоты, иначе, гетеродин.
10*2.2. Балансный
модулятор
Типы модуляторов. Для
преобразования постоянно*
го напряжения в перемен-
ное наибольшее применение
находят следующие виды
балансных модуляторов:
1* Электронные:
а) диодные,
б) на усилительных
лампах (или полу-
проводниковых при-
борах).
2. Магнитные.
3. Электромеханические:
а) параметрические.
Рис 10.25. Графики напряжений, суще-
ствующих в различных точках у Ш1 летел#'
с преобразованием! на входе й выхоли
балансного модулятора (о и 6), на выходе
усилителя несущей частоты (w) и на вы-
ходе детекторов —обычного (г) и фазе*
чуэствптелыюго (д)
б) контактные. *
Перейдем теперь к детальному рассмотрению балансных мо-
дуляторов в приведенной последовательности.
Диодный балансный модулятор. В диодном балансном моду-
ляторе, одна из возможных схем которого изображена ня
ряс. 10.26, могут применяться ламповые или полупроводниковые
диоды (кулрокспые, германиевые и т. д.). Принцип действия это-
703
го устройства основан на толк что сушеетвуюшве в состоянии
покоя (^ш^О) условия равновесия:
/?з = Да + ЯГ1 - /?;3 Н- /?«. (10.69)
Рис, 10,2& Схема диодного баланс-
ного модулятора
при которых Hi = 0т — нарушаются при подаче па вход некоторого
постоянного пли медленно изменяющегося напряжения.
Действительно, при н01 = 0 в
состоянии равновесия через диоды
протекают выпрямленные пульсиру-
ющие токи, которые на сопротивле-
пни создают напряжен ия, равные,
но противоположные по знаку по
отношению к выходным зажимам, и
в результате uL = 7?(Г'—Г") полу-
чается равным нулю (рис, 10.27а),
При поступления на вход модуля-
тора напряжения и01 ОДИН 113
пульсов тока, скажем. 1* становит-
ся более продолжительным, Друюй
же, iff сокращается, в результате на
выходе появляется напряжение иь
почти прямоугольной формы (рис*
10.276). При перемене полярности
напряжения aoj фаза первой гармо-
ники (fftj пульсирующего напряжении щ изменяется на 180“ (рис,
10.274
Сопротивления н /?б! включенные последовательно с дио-
дами. позволяют улучшить линейность и однородность статиче-
ских характеристик нелинейных плеч моста и тем самым сни-
зить уровень дрейфа напряжения Одно из этих сопротивле-
ний удобно использовать в качестве элемента установки нуля.
Сопротивления /?з и /?4* естественно, следует выбрать равной
величины.
Рис. 10 27. Графики напряжений в иелнх диодного балансного модулятора
70-1
Рассматриваемая схема отличается той особейеостыо( что
сна имеет несимметричные (заземлённые) вход я выход я сим-
метричную цепь питания переменным напряжением и?. Для не-
рехода от симметричных цепей к несимметричным обычно ис-
пользуются соответствующие трансформаторы, а иногда и ин-
версные каскады.
При наличии в псин и, трансформатора с вторичной обмот-
кой, разделённой ла две секции, сопротивления /?з и /?4 оказыва-
ются ненужными.
Можно показать, что при симметричном выполнении модуля-
тора его коэффициент преобразования. К м, представляющий
собой отношение действующего значения выходного напряжения
Vi несущей частоты к входному (условно постоянному) на-
пряжению {7qi, ранен такой величине:
£1 = Qi9j?_
R^R^R^R'
(10.70)
если только действующее значение напряжения и.
удовлетво-
(10.71)
ряет условию
(у +
^?3 ”Ь + #5 +
При наличия значительных достоинств: возможности работы
на довольно высокой несущей частоте fo до 1 Мгц, а также про-
стоты схемы и конструкции (отсутствуют движущиеся части) —
диодный 6алансЕ1ый модулятор обладает и весьма серьёзным не-
достатком — относительно высоким уровнем дрейфа, который
всё же может быть получен меньшим, чём у симметричных уси-
лителей постоянного тока прямого действия.
Для снижения дрейфа весьма важно стабилизировать вели-
чину напряжения t/17 и напряжения накала (при использования
лампо-вых диодов) или температуру (в случае применения полу-
проводниковых диодов). Во всяком случае известно [261, что
уровень дрейфа диодного модулятора может быть доведён др
(0,2 н-3) мкв!мин.
Другим недостатком диодного модулятора является сравни-
тельно небольшая величина входного сопротивления
Г,и=^0,Ш*тН R. (10,72)
'01
обычно получающаяся порядка Ю—200 кеш.
Балансные модуляторы на усилительных лампах. Основной
особенностью балансных модуляторов па усилительных лампах
по сравнению с диодными является возможность получения до-
вольно высокого входного сопротивления, доходящего до
1СМ° ч- 10й олц при некотором усложнении схемы и необходи-
мости стабилизации большего числа питающих напряжений;
45-237 705
Из усилительных ламп для осуществления балансной моду-
ляции в наибольшей степени удобны многосеточные лампы» ис-
пользуемые для преобразования частоты, r частности, гексоды
или гептоды.
Вариант схемы балансного модулятора, выполненного на геп-
тодах — преобразователях 6А7, показан на рис. J0.28, Здесь
симметрично выполнены входная цепь
жен нем несущей частоты. При желая ин
Рис, 10 28. Схема балансного модулятора
на гептилах бА7
и цепь питания напря*
один из входных зажи-
мов может быть соеди-
нён с общим проводом.
Действие этой схе-
мы основано на том,
что прн поступлении
напряжения сигнала
на сетки ламп про-
исходит изменение кру-
тизны 5 — dia/duc$ в
противоположные сто-
роны, в результате чего
нарушается равенство
колебательных токов
н ес у ще й ч а стоты, при
котором на выходе воз-
никает напряжение
Сопротивления
/?6 и /? к подбираются
так, чтобы постоянные
напряжения на катодах
ламп (относительно
общего провода) полу-
чились около 4—5 в.
Напряжение несущей
частоты во избежание
появления сильного
дрейфа не следует по-
давать очень высоким (Иг не должно быть больше I—3 в). Тео-
рия показывает, что коэффициент преобразования такого моду-
лятора, определяемый из выражения
К,= /' о f —2 , » fiL (10.73}
где & и ? Ra R (10.74}
может быть получен н больше единицы*
Чём выше несущая частота, тем сложнее оказывается уста-
новка нуля (прн очень высокой частоте дополнительно требуется.
7%
установка баланса фаз) н становится выше уровень дрейфа.
Практически рекомендуется выбирать /о не выше 100 кгц, что
ограничивает рабочий диапазон сигнала значением
= 10—20 /сгцЛ
При использовании усилительных ламп уровень дрейфа по*
лучается меньше по сравнению с диодами, так как здесь играет
роль нестабильность крутизны, которая оказывается меньше
нестабильности анодного тока.
Магнитный балансный модулятор. Магнитный балансный мо-
дулятор представляет собой разновидность магнитного усили-
теля, известную под названием дифференциального магнитного
усилителя [73, 75], у которого напряжение несущей частоты на
fii Зшп!
Г71
Рис. 10.29. Принципиальная (а) » эквивалентная (б) схемы
магнитного балансного модулятора
выходе равно нулю при отсутствии входного сигнала.
Для устранения в выходной цепи модулятора напряжения
несущей частоты (в состоянии покоя) необходимо применение
двух или четырёх магнитных систем с соответствующим числом
обмоток, образующих мостовую схему.
Вариант схемы магнитного балансного модулятора (диффе-
ренциального магнитного усилите.!я) представлен на рис. 10.29а.
Входные сопротивления обмоток wit w2r *^з, находящихся в-
пепи переменного тока несущей частоты, используются как пле-
чи моста (рис. 10,296). С помощью обмоток создается* на-
чальное постоянное подмагничивание, необходимое для достиже-
ния чувствительности к изменению полярности входного напря-
жения Иоь Прн этом направление входного тока foi в обмотках
управления tc\. выбирается так, чтобы напряжённость постоян-
ного поля возрастала в одной мапштисиг системе' (в показанном
45* 707
состоянии Са) я уменьшалась н другой (Cj, что вызывает умень*
шенне и возрастание соответствующих полных сопротивлений’;
{при возникновении тока £01 показанного направления |Zi) и
IZjI становятся больше, а |Х| и ] Z31 —меньше]I. Происходящее
в связи с этим нарушение равновесия моста модулятора при-
водит к появлению на вцходе переменного напряжения
фаза которого претерпевает изменение на 180° при перемене
полярности входного напряжения
К достоинствам магнитных балансных модуляторов относятся:
1) возможность управления сколь угодно (низким напряже-
нием {если только внутреннее сопротивление источника сигнала
не очень велико);
2) большая механическая прочность;
3) значительный срок службы при отсутствии ухода *);
4) возможность получения коэффициента преобразования,
значительно превышающего единицу.
Получение более высоких значений коэффициента
Ки —Ui/Uti (ДО известного предела, зависящего от величины
внутреннего сопротивления источника возбуждения) облегчает-
ся при расположении на боковых стержнях сердечников, вторич-
ных обмоток с большим числом витков, используемых в качестве
плеч моста, с диагонали которого снимается входное напряже-
ние. Другое возможное решение заключается в применении по-
вышающего трансформатора в выходной цепи модулятора.
Вместе с тем рассматриваемому виду модуляторов свойствен-
ны такие недостатки:
1) сравнительно высокий уровень дрейфа, но всё же мень-
ший, чем у усилителей прямого действия;
2) очень малые значения верхней частоты сигнала вследствие
сравнительно небольшой величины несущей частоты, обычно не
превышающей 50—1000 aq;
3) трудность получения .высоких значений входного сопро^
тивления.
Снижение дрейфа может быть достигнуто использованием
улучшенных магнитных материалов (более однородных и с мены
шей температурной зависимостью), а также повышением по-
стоянства напряжения несущей частоты и температуры окружа-
ющей среды. Переход же на специальные магнитные материалы
позволяет довести несущую частоту до 1 Мгц.
Особенностью электромеханических балансных модуляторов
является применение в них электрической цепи с периодическими
изменениями её состояния, совершаемыми посредством какого-
либо механически колеблющегося или вращающегося элемента,
Так, в случае параметрического балансного модулятора пе-
риодическому изменению может подвергаться ёмкость, или со-
’) Этим свойством не обладает выпрямитель, необходимый для питания
обмоток постоянного подмагничивав ня.
70 8
противление, или шядуктивность, как это вытекает из самой идея
параметрической модуляции, впервые предложенной Л, И. Маях
делылтамом и Н. Д. Папалекси 157, 58]. ।
Конденсаторный балансный модулятор. Ог.клвггиъг элементом'1
конденсаторного электромеханического балансного модулятора
является динамический конденсатор С (рис. 10.30а), ёмкость'
которого периодически изменяется с несущей частотой fa благо-
даря механической связи с источником колебательного или вра-
щательного движения.
При пульсация в ёмко-
сти, находящейся под на-
пряжением и,., происхо-
дит изменение заряда
и в цепи конденсатора воз-
пикает переменный ток
4 = ^.
dt
Для получения пере-
менного напряжения по-
следовательно с конден-
сатором включается со-
противление /?, роль ко-
рне, 10,30- Принципиальная и эквивалентная
схемы кендепсаторного балансного модулятора
торого может также иг
* рать внутреннее сопротивление источника сигнала. Для устра-
нения влияния постоянной составляющей сигнала на режим pa'
боты усилителей лампы в схему введены элементы CcRe
Приближённое математическое исследование конденсаторного
модулятора показывает, что при изменении ёмкости по закону
С ~ Со 4- Cm sin t
справедлива эквивалентная схема, представленная на рис. 10.306.
Коэффициент преобразования модулятора следующим образом
зависят от данных элементов этой схемы:
U(1L
' С Г
•rt.l _________________ |
Cq Cr
I. Cf / ч?Г1 ia<iC$Rc
где Ciis — входная емкость первого каскада усилителя переменного
тока.
709
Для повышении эффективности преобразования, очевидно, необ-
ходимо увеличивать как отношения Ст1Сй, С^СМ CelCt^ так и
произведения ш0С0Я? и ш0 CcRr. В предельном случае, когда С,г/С0=
=0, Cer/Ce.=0, ш0С0/?->оо н ш0 Cr Re ->со, коэффициент преобра-
зования достигает максимально возможной величины
К я = 0.707
jc макс /*
Ч
Так как отношение С^/Со затруднительно получить свыше 0,5,
то в большинстве случаев коэффициент преобразования конден-
саторного балансного модулятора не превышает ОД—0,25,
Динамический конденсатор обычно состоит из двух круглых
обкладок, одна из которых выполняется как гибкая мембрана.
Для возбуждения колебаний мембраны удобным оказывается
Рис. 10.3k Схема реостатного (микрофонного) ба-
лансного модулятора
использование механизма, подобного применяемому в громкого-
ворителях или телефонах. Численно значение Со получается по-
рядка 20—50 пф, а частота колебаний (несущая частота) может
быть доведена до нескольких килогерц [26, 52, 90].
Основным достоинствам конденсаторного модулятора являет-
ся возможность получения весьма высокого входного сопротив-
ления — до 1015 ом, а также возможность питания от нестабили-
зированных источников при уровне дрейфа меньшем, чем у уси-
лителя прямого действия или электронного модулятора
{до 0.07 мкв/мин).
К недостаткам рассматриваемого модулятора относится:
I) значительная сложность конструкции динамического конден-
сатора; 2) небольшая величина коэффициента преобразования;
3) чувствительность к переменному электростатическому полю.
Реостатный (микрофонный) балансный модулятор. Другой
разновидностью параметрического электромеханического баланс-
ного модулятора является модл-лятор, основанный на периодиче-
ском изменении омического сопротивления Rft например, уголь-
ного контакта, достигаемом механическим путём (рис. 10*311 по-
добно тому, как это происходит в цени угольного микрофона.
При изменении сопротивления /?, ио закону
Р/ = Р + sin шр
710
в цепи возникает эдс, амплитуда первой гармоники которой прибли-
жённо равна ?01 Rml где —величина постоянной (медленно изменя-
ющейся) составляющей тока, вызнанной входной эдс бщ. Вайду
этого полный коэффициент преобразования при отсутствии резонан-
са во вторичной цепи, т* е при 1/^>аСа (С* равно сумме
ёмкостей вторичной обмотки Cff и входной ёмкости усилительного
каскада Ctf v), оказывается равным следующей величине:
И 2 *n
К,н -
где А?о -- J?j 4- /? -Ь П (г± — сопротивление первичной обмотки тран-
сформатора) и п ~ w2/wx.
При фиксированном значении = н3, = const нашзыгоднейшее
значение коэффициента трансформации равно ; при
п = пляш полный коэффициент преобразования достигает максималь-
ной величины
_ El ==^«'iZ
2Я0Г /?0
В случае настройки контура £2Сз на несущую частоту /0!)
реализуются следующие преимущества:
L При неизменной величине индуктивности максимальный
коэффициент преобразования возрастает, по крайней мере, bJ/7),5Q
раз, где Q — добротность контура т- ех
xl ым ~ Еп~ 2 Rq V '2
2, При сохранении прежнего значения требуется мень-
шая величина индуктивности вторичной обмотки в ]^0t5Q раз.
3* Индуктивность первичной обмотки требуется в Q
раза меньше, что позволяет несколько увеличить L& не выходя
за определённый габарит, и получить ещё больший коэффициент
преобразования.
4. Вследствие эффективной фильтрации гармоник несущей
частоты снижается уровень дрейфа тока на выходе усилителя,
5. За счёт сужения ширины полосы пропускания частот в
тракте несущей частоты уменьшается влияние шумов, возникаю-
щих в балансном модуляторе.
Для рассматриваемого режима настройки контура паивы-
0 При определённом значении настрвйка контура достигается под*
«люченисм дополнительного к он ясне drop а. обычно посто’яиной ёмкости.
711
годнейшее значение коэффициента трансформатора равно
Схемы контактных балансных мо-
дуляторов одноволупернсдаого действия
Из изложенного выше вытекает также, что в случае высоко-
омйой цепи большая величина коэффициента пре-
образования получается при замене настроенного трансформато-
ра простым омическим сопротивление, напвытоднейшая вели-
чина которого оказывается равной Й]ТЙ*
К достоинствам реостатного балансного модулятора относит-
ся: 1) известная простота конструкции; 2) возможность выбора
сравнительно высокой несущей частоты (до нескольких кило-
герц); 3) небольшой уровень дрейфа, порядка долей микровольт:
4) возможность получения К И1 больше единицы.
Однако свойственные этому виду модулятора недостатки:
чувствительность к вибрациям, изменению температуры и влаж-
ности, непостоянство ко-
эффициента преобразова-
ния, небольшая величина
входного соп р отнвл е й и я
и высокий уровень шу-
мов угольного контакта—
в значительной степени
сужают область исполь-
зования рассмотренного
устройства.
Контактные балансные
модуляторы. Принцип
действия контактных ба-
лансных модуляторов ос-
ноная ла периоднческом,-
проясходяшем с несущей
частотой /(1 размыкания
и замыкании цепи посто-
янного (медленно изменяющегося) тока, при котором образовы-
вается пульсирующее напряжение, содержащее переменную со-
ставляющую частоты /о-
Схемы наиболее простых контактных модуляторов, не содер-
жащих трансформаторов, показаны на рис. 10.32,
Переменный контакт можно получить, применяя поляри-
зованное реле (например, типа РП-4), если /0 <200 гц> или более
сложное устройство, система контактов которого приводится в
движение от механизма, применяемого в громкоговорителях,
звукозаписывающих головках и пр. При использовании электро-
магнитного вибратора fQ обычно не превышает нескольких сотен
герц, в случае электродинамической системы удаётся получить
более высокую несущую частоту порядка 2000 гц [49]. Наряду
с этим встречаются контактные системы с приводом от электро -
712
двигателя эксцентрикового типа, позволяющие получить fa не'
выше 100—150 гц>
Последовательное включение контакта (рис. 10.32а) дает
лучшие результаты при измерении напряжения, так как входное'
сопротивление
г..вх= —+ (1075>
легче получить большей величины. При параллельном включении
контакта (рис, 10*326) облегчается получение малой величины
входного сопротивления (что важно при использовании усилив
теля для измерения тока), поскольку дополнительное сопротив-
ление R здесь можно и не применять.
Применение элементов Сс7?г , вообще говоря, не обязательно,
но при действии переменного 'магнитного поля, как показывает
эксперимент, при их введении уровень дрейфа получается мень-
те, особенно, если контакты включены параллельно.
Сопротивление 7? обычно выбирается не свыше 0,5—1 Л4гш, ац
R,, в несколько раз больше, чем 7?. ёмкость конденсатора Сг
желательно взять достаточно большой величины, руководствуясь
соотношением
С - — -
Обычно время замыкания контакта близка к половине перв*
ада несущей частоты, и в этом случае коэффициенты преобразо-
вания модуляторов приближённо выражаются так;
для схемы рис. 10,32а
„ ___0.45
Л «1 — — ----------— т
j
' /г 'г/?г
для схемы рис. 10,326
«г й*4й
i\ ui — ' -—
|AJi
к? 1 #С
Достоинством рассматриваемых модуляторов является про-
стота устройства, возможность получения сравнительно высокого1
входного сопротивления (до 0,5—2 Л1ол1) и относительно неболь-
шая чувствительность к переменному магнитному полю (посколь-
ку отсутствует трансформатор) при небольшом уровне дрейфа
в теченпе^длительпого времени, что вообще характерно для кон-
тактных модуляторов.
К основным причинам воэникяовения дрейфа здесь относятся
магнитные и электрические наводки, паразитные термоэдс и
контактные разности потенциалов,
713;
Для устранения наводок применяются следующие меры; тща-.
тельное экранирование, уменьшение длин проводников и пере-
ход на специальные конструкции контактов; в высокочувстви-
тельных устройствах, кроме того, приходится питать накал лам1Г
первых каскадов усилителя постоянным током. Лучшие резуль-
таты удаётся получить при использовании привода от электро-
ил и пневматического двигателя [49, 51], Снижение паразитных
термоэдс достигается устранением скольжения в контактах, вы-
зывающего их нагрев, к использованием во входной цепи мини г
малыюго числа соединений, которые следует выполнять из од-
нородных материалов (например, из красной меди). При невоз-
можности избежать пайки последнюю следует выполнять при-
поем с низким относительно мели термоэлектрическим потенциа-
Рнс. 10.33. Схема двухпо луп еряодЕогс транс форма-
торного контактного балансного модулятора
лом (70% кадмия и 30% олова). Контактная разность потенциа-
,лоа получается меньше при выполнении контактов нз благород-
ных металлов.
У рассматриваемых прост ых схем (рис. 10.32) уровень дреп-
*фа, отнесённого к входу, при использовании поляризованного
реле может быть доведен до нескольких микровольт. Примене-
ии*е специальных контактных систем позволяет снизить дрейф
до I—3 за несколько часов работы при небольших измене-
ниях температуры окружающей среды.
Вол ее совершенным является трансформаторный контактный
модулятор (рис. 10.33), обладающий исключительно небольшим
уровнем дрейфа, порядка 10 I0-5 мкв/’мин. при котором возмож-
но изменение напряжения постоянного тока до 0,01 мкв, если,
разумеется, принять все меры борьбы с помехами.
Трансформаторный контактный модулятор особенно эффею
тнвен при небольшом внутреннем сопротивлении источника сиг-
нала. так как позволяет получить коэффициент преобразования
значительно больше едишщы и ослабить тем самым влияние
флуктуационных помех, сказывающихся при высокой чувстви-
тельности. Другим преимуществом этого модулятора является
обособленность цепи входа.
К недостаткам рассматриваемого устройства относятся слож-
ность конструкции и большая чувствительность к воздействию
714
переменного магнитного пол^ц что вообще характерно для уси-
лителей с входными трансформаторами.
Так же, как и в реостатном модуляторе (ряс. 10.31), целе^
сообразна настройка вторичной цепи трансформатора на несу-
щую частоту fa. При этом, как показывает анализ, полный коэф-
фициент преобразования и входное сопротивление. выражаются
так:
jt* __ Ц _ 1,8 л f 1 П *7А\
Сад 4п" (^4-0*5 г 1) ^XU. /V/
'+ ««.t;
^=-^ = 0,5^ + ^, 4i 4 «* (10.77)
где п ~ —полный коэффициент трансформации,
П — сопротивление всей первичной обмотки я
Q—добротность контура L%C*
Выражение (10,76) показывает, что K^i становится максималь-
ным при п=- п„пт> где
___L1Z
— 2 Г ^+0,56*
достигая величины
X . ~ — = 0,45 1Л — о g я
Ала £(д |/ ^i+(X 5zi попт.
Например, при 7?i = 10 ом, гг —4 ол1, 120 ец> £й —200ен
и 10 получается: пепя1 = 177, Км1макс = 160, гМ9х = 14 ом и
мгн.
В заключение следует отметить, что общим недостатком,
свойственным контактным модуляторам, является ограничен-
ность срока службы (обычно не превышающая нескольких ты-
сяч часов), и течение которого отношение промежутков времени
замкнутого и разомкнутого состояний изменяется незначительно.
Контактные устройства типа реле рекомендуется подвергать
предварительной тренировке в течение 50—75 ч. Если время за*
мыкания контакта /3 = &Л«0 отличается от половины периода
несущей частоты, та эффективность преобразования снижается
пропорционально косинусу угла отсечки
10*2.3. Балансный демодулятор
Типы демодуляторов. Для преобразования переменного на-
пряжения, получаемого от выходной цепи усилителя перемен-
ного тока, используются как обычные, так гг фазодувстзительные
выпрямители. При использовании соответствующей нагрузки,
например, электродвигателя или гальванометра переменного
7рка и т. д. выпрямитель оказывается излишним.
715
Не останавливаясь на хорошо известных схемах обычных вы-
прямителей, перейдём к рассмотрению особенностей фазочувст-
Ештеяьных выпрямителей иначе называемых балансными демоду-
ляторами.
По схемному построению н принципу действия балансные
демодуляторы во многом сходны с некоторыми видами баланс-
ных модуляторов. Практически же наиболее часто используются
такие виды балансных демодуляторов:
1. Электронные:
а) диодные»
б) на усилительных лампах.
2* Электромеханические контактные.
Достоинством электронных демодуляторов является просто-
та устройства, что обусловлено отсутствием движущихся частей.
К их недостаткам относятся: 1) сравнительно высокий уровень
дрейфа выходного напряжения, возникающего за счёт нестабиль-
ности напряжения несущей частоты и напряжения источников
питания; в случае использования полупроводниковых диодов
сказывается также изменение температуры; 2) невысокий коэф^
фициент полезного действия; 3) необходимость применения ис-
точника напряжения несущей частоты, например, лампового гене-
ратора.
Электромеханические контактные демодуляторы обладают
высоким кпд я не создают дрейф выходного напряжения, однако
они сложны в конструктивном отношении, что, правда, не имеет
значения, если аналогичная система используется в балансном
модуляторе.
Следует отметить, что модулятор и демодулятор в принципе
должны действовать синфазно, так как расхождение по фазе со-
ответствующих электрических или механических колебаний не-
сущей частоты на угол Д? приводит к уменьшению выходного
напряжения fzo? (рис. 10.24) пропорционально cos До.
Практически заметное расхождение по фазе может образо-
ваться при разнотипном выполнении входного и выходного пре-
образователей. Получение синфазности в этих условиях дости-
гается введением в цепь несущей частоты одного из преобразо-
вателей фазовращающего устройства, выполненного, например^
в виде апериодического звена по схеме № 1 или № 3 на рис. 5,13.
Диодные балансные демодуляторы. Диодные балансные демо-
дуляторы встречаются с однополупернодыым и двухполупериод-
ным выпрямлением. Так же, как и в балансном модуляторе, здесь
могут использоваться ламповые и полупроводниковые диоды.
Схемы диодных демодуляторов с од надо л у периодным выпря-
мителем изображены па рис. 10,34.
Первый вариант (рис. 10.34а) характеризуется симметрией цепей
входа и выхода и несимметричностью выходной цепи гетеродина.
В рассматриваемом положении переменное напряжение, поступаю-
щее на анод диода будет и-г 0,5 «л* где выходное напри-
7lfi
жение усилителя несущей частоты (рис» 10.24) оказывается выше,
чем на аноде диода Д3иг—0,5 на, чем обусловливает неравенства
соответствующих выпрямленных напряжений. Так как ££^ ><1^ о
"а* ~ — uj?p т0 зн^ плюс следует поставить у точки ?*. Нетруд-
но подобным же образом установить» что изменение фазы напряже-
ния п2 приводит к перемене полярности выходного напряжения
При отсутствии симметрии под действием напряжевдя
выходное напряжение в состоянии покоя (Нй=0) пе получается
равным нулю. Симмет-
рирование цепи проще
всего получить, вводя
последовательно с дио-
дами добавочные со-
противления /?5 И /?£,
одно из которых берёт-
ся переменным.
Естественно, что в
этой схеме так же, как
и в других схемах
электронных демодуля-
торов, изменение на-
пряжении несущей час-
тоты иг и напряжения
лакала ламп (или тем-
пературы в случае по-
лупроводанковых дио-
дов) приводит к пару'
шенвдо первоначально
достигнутого состояния
равновесия. иначе,
дрейфу выходного на-
пряжения.
Эффективность рас-
сматриваемого демодулятора выше при использовании симмет-
ричной нагрузки (т, е, сопротивления с отводом от середины,
занимающего место сопротивлений /?3 и /?«, равных между со-
бой), так как сопротивление R$ становится ненужным.
Конденсаторы С, как обычно для выпрямителей и детекторов,
ставятся для сглаживания пульсаций и иногда для повышения
эффективности выпрямления.
Нормальное действие рассматриваемой схемы происходит
только при условии, что
/?7
&______
Л
7 н-J
<ч
£ А
УЖ
wfad лу
М
У
ад
Л
л
Рис. 10,34. Схемы диодных балансных демоду-
ляторов одиополуперйодного аыпрнмлашя
(10.78)
при этом основные показатели при С = 0, /?а = и ока*
зыэаются следующими:
717
коэффициент преобразования демодулятора
К.-,- — =—------°d**i**------— ; (10.79>
входное сопротивление демодулятора. отнесённое к тачкам
представляющее гобой нагрузку для выходной цепи усилителя не-
сущей частоты.
где 4M(aftr — пиковое значение тока, потребляемого от усилителя;
выходное сопротивление демодулятора, отнесённое к точкам
где rflNV — выходное сопротивление усилителя, отнесённое к точ-
кам a^bi (см. дальше п. 10-2-4)^ и, наконец, сопротивление нагруз-
ки гетеродина, отнесённое к точкам gh.
Hi 4- Ps -Н?з
(10-82У
Подключение конденсаторов С хотя и позволяет повысить Кд в
(1 Ч- к) раз ( В * раз при /?/ + #$< ) • н0 приводит к замет-
ному снижению сопротивлений r7W и возрастанию сояротнвле?
тй 'д а.«. /
Во втором варианте однополупериоднон схемы (рис. 10.346)
выходная цепь гетеродина выполнена симметрично, а вход и выход
представляют собой несимметричные цепи, что позволяет не приме-
пять -выходной трансфпп-’атор а усилителе.
Принцип действия эюго варианта тот же, что и у предыдущего^
а соотношения при С = 0 и /?5=/?8 принимают такой вид;
U, > 2 Us.
_ 2 °.9 *s
у и', ъ + ъ+.ж.'
_ Я,+^ + 2Я.
'д *-т Г> 1
(10.83)
(10.84)
(10.85)
- г К +
г) rthu „
(10.86)
г,я = 2(/гн /гь).
(10.87)
При наличии сглаживающего конденсатора С коэффициент
преобразования получается примерно в два раза больше, но во
столько же раз приходится повышать напряжение Uf, причём
входное сопротивление. rg пх уменьшается до величины, несколь-
ко превышающей /?,/2.
718
Наиболее употребительная схема с двухполупериодным вы-
прямлением представлена на рис. 10.35. Обычно ее называют
кольцевой, так как входящие в неё четыре диода образуют одно-
направленное кольцо.
В нормальном режиме гетеродинное напряжение U. заметно
превышает напряжение U2, получаемое от усилителя несущей
частоты, поэтому здесь, как и в уже рассмотренных диодных де-
модуляторах, в первом приближении можно считать, что процесс
отпирания и запирания диодов происходит под действием только
гетеродинного напряжения [35, 39].
Рис, 10.35, Кольцевая схема балансного демодулятора
Так, в показанием на рис. 10,35 положении заперты диоды
Дз и Дь изображённые для наглядности иначе, чем Д\ и Дя- При
симметричном выполнении плеч токи и н если они вызваны
только напряжениями ±0,5 п. (когда и2=0), равны, однако они
протекают через внешнюю нагрузку R% в противоположных на-
правлениях, поэтому выходной ток z'o?=f2—it оказывается рав-
ным нулю, Пид действием же напряжения 0,5 получаемого
от верхней половины вторичной обмотки трансформатора
ток становится несколько меньше, a — больше, в результа-
те выходной ток Zo-? приобретает направление, обозначенное на
схеме. Перемена полярности напряжения Иг (при сохранении
полярности ) приводит К обратному СООТНОШеНИЮ, и ТОК /оз
уже течёт в другую сторону, т, е, данный демодулятор также
обладает фазочувствительными свойствами.
В следующий полуперпод отпираются диоды Дэ и Да и всту-
пает в действие нпжпяя половина вторичной обмотки трансфор-
матора Т2, но ток trJ2( как это нетрудно установить» сохраняет
свое прежнее направление.
Демодулятор кольцевой схемы, работающий на Двух транс-
форматорах и четырех диолах, несколько сложнее дрмодулято-
719
)рОВ С ОДНОПОЛ у периодным выпрямлением, по вместе с тем, oaf-
-обеспечивает более равномерную в течение периода нагрузку’
усилителя, что способствует повышению кпд и улучшению ли**,
ценности устройства; другим достоинством схемы дву.хполу^
Периодного выпрямления, как обычно, является меньший уро-?
рень пульсации, что позволяет облегчить сглаживающий фильтр.:
к В случае отсутствия сглаживающего конденсатора С (или при
условии, что сглаживающий фильтр начинается с дросселя, у ко-
торого А как было установлено Я. Е. Гукайло и
Е, С. Марковым [35], для кольцевого демодулятора характерны
такие соотношения (при
Ка = = К? = Кв);
ь, и
г R. -I- /?Б4 2 Ъ *
(10.88)
_ 0»0 _
4 ' Ri 4 /?S42KS ’
(10.89)
r^=2(/?rl-^4 2/«,
Рис* 10,36. Схема триодного балансного демоду-
лятора
r GfatX j Ч~ ^5
(10,90)
(10.91)
г.=2№+Л5). (10.92)
Выражения (10.89) н (10.92) показывают, что введение до-
баночных сопротивлений /?$ снижает коэффициент пре-
образования, но зато даёт увеличение сопротивления нагрузки
для гетеродина, особенно при небольших величинах харак-
терных Для ламповых и особенно германиевых диодов.
При шунтировании сопротивления конденсатором С коэф-
фициент преобразования почти не изменяется, но гетеродинное
напряжение приходится увеличивать не менее, чем в два раза,
а входное сопротивление гдех уменьшается до величины
что не происходит, если сглаживающий фильтр начинается с
дросселя.
Балансные демодуляторы на усилительных лампах. Баланс-
ные демодуляторы, выполненные па усилительных лампах
(триодах, тетродах и т. д.), по сравнению с диодными обладают
следхтощнми достоинствами: 1) весьма большой величиной как
входного сопротивления га?ис, так в сопротивления нагрузки ге-
теродина гн;2) более высокой чувствительностью, что связано
г возможностью получения
К недостаткам рассматриваемого вида демодуляторов отно-
сится: 1) отсутствие «заземления» одного из выводов выходной
720
цепи (не во всех схемах); 2) сложность осуществления двух-
полупериодного выпрямления и 3.) трудность получения высо-
кого выходного напряжения.
Одна из возможных схем демодулятора на усилительных
лампах, показанная на рис. 10.36, отличается от схемы на
рис. 10.34а в основном заменой диодов триодами, что потребо-
вало применения источника питания анодной цепи. В этой схе-
ме лампы работают в режиме анодного детектирования за счёт
подачи на их сетки достаточно высокого смещающего напряже-
ния, при котором начальные рабочие точки располагаются так
же, как я в случае режима В (рис. 4.18). Практически для этого
достаточно, чтобы сопротивление смещения было выбрано, но
ходн*из условия
п __ г № Н~
*'к " ’
При С = 0 соотношения, описывающие свойства этого демоду-
лятора, имеют такой вид:
(У, >0.5 £4,
£а0 ^2/Г (Ц-;0<Л г
где ип — напряжение приведения,
____ 0 > 45 _____
11 2 ^7?о -5- (R; -I- Ra} /?в
И
- 9 - L
Подключение конденсато-
ров С, помимо сглажппаяия
пульсаций, даёт некоторое уве-
личение KJ(T но это влияние
слабо выражено если </?,,
ВеЛИЧиНЫ Же
при этом целесообразно опре-
делять экспериментально.
Контактный балансный демодулятор. Схема контактного де-
модулятора с двухполуиернодпым выпрямлением дана на
рис. 10.37, Переменный контакт Кз ио своему устройству не от-
личается от контакта Ki модулятора. В частности» представля-
ется возможным использование одного реле с двумя группам1!
контактов пли двух обычных реле, например, типа РП-4, воз-
буждаемых от общего источника.
Достоинствами контактного демодулятора являются отсут-
ствие дрейфа, высокий кпдт неограниченная линейность в воз-
можность преобразования значительной по величине мощности
при любой величине сопротивления па грузин /?а- Некоторая
сложность конструкции и ухода пе имеет значения, сели подоб-
ное устройство используется ц модуляторе. Входное сопротив-
ление рассматриваемого демодулятора равно
Г <ы, - 4^a,
Рис. 10.37. Схема контактного баланс-
ного демодулятора
46 -237
721
коэффициент преобразования составляет
К, =ф=»0,45,
VI
«
а выходное сопротивление находится из выражения
г ~ Г***-*
где г^.—выходное сопротивление усилителя, отнесённое к точкам'
^2 ~ ^2-
Приведённые соотношения справедливы при С —0 (или для
случая фильтра, начинающегося с дросселя) и весьма малом
промежутке времени пролёта контакта, что соответствует
Й «90°. Во избежание обгорания контактов ёмкость С значи-
тельной величины применять не рекомендуется; прн большей
выходной мощности сглаживающий фильтр целесообразно сде-
лать начинающимся с дросселя.
10,24, Гетеродин и усилитель несущей частоты
Как уже отмечалось, несущая частота /о должна быть, по
крайней мере, больше верхней частоты ffl усиливаемых сигна-
лов ^постоянного токад. Прн небольших значениях f9 (fa<5-^
-^10 <?4) очень удобно использовать напряжение сети перемен-
ного тока или одну из гармоник этого напряжения (вторую илп
третью), получаемую с помощью соответствующего умножителя,
В случае применения электродвигателя в качестве источника
механического движения элементов модулятора и демодулятора
напряжение несущей частоты вообще не требуется.
Если выбранная несущая частота превышает 100—Г50 ец,
то тз качестве источника колебании несущей частоты очень у до*
бен ламповый генератор, частота которого не должна быть
кратной частоте питающей сети во избежание возникнивепия
низкочастотных биений. Хотя к форме кривой не предъявляется
жёстких требований, всё же следует зтдать предпочтение сипу*
соидальной или прямоугольной волне, но не остроконечной. Вмес-
те с тем, нет необходимости в получении высокой стабильности
несущей частоты. В самом деле, если допустить отклонение не-
сущей частоты на d=(10-^20)% от fat то Af0/f0 получится порядка
±(1 -4-2)%. Благодаря этому наряду с устройствами, содержа*
щими колебательный контур из L и С, возможно использование
РС-генераторон. включая даже такие виды, как мультивибратор,
В некоторых случаях возможно обойтись и без выходного транс-
форматора. Однако при использовании пемехаппческих преоб-
разователей, особенно модуляторов, весьма существенно обес-
722
печать высокую стабильность амплитуды напряжения, получае-
мого от генератора. В этом отношении лучшие результаты бу-
дут достигнуты при использовании /?С-генерато.рав синусоидаль-
ных колебаний с положительной и отрицательной обратной свя-
зями, содержащих бареттирующий элемент — маломощную лам*
почку накаливания или термистор, (Эта же элементы с успе-
хом используются и для стабилизации амплитуды £Отенера*
торов.) Естественно, что стабилизация напряжений источников
питания генератора весьма полезна.
В наиболее простых случаях усилитель несущей частоты
выполняется как обычный реостатный усилитель со сравнитель-
но широкой полосой пропускаемых частот. Но при необходимо-
сти снижения уровня внутренних флуктуационных помех, силь-
но влияющих в высокочувствительных установках, приходятся
применять узкополосный усилитель, сходный с резонансным или
полосовым усилителем высокой частоты.
Для пропускания сигнала, заключённого в диапазоне частот от
О до ftt, в первом приближении усилитель рассчитывается на рав-
номерное усиление в полосе от fH = — fa до fn = fn 4- Факти-
чески же здесь надо принять во внимание нестабильность несущей
частоты, равную 1 Д f0, и выбрать полосу пропускаемых частот
усилителя переменного тока, исходя из условий
-'г 2(f, Л/(()
НЛП
Д f > 2 ( Q45—0,35 _|_ д \
1
Прн небольших величинах несущей частоты более удобным
является применение колебательных коптуров типа RC, доброт-
ность которых может доходить до 50 (см. п. 7,5.5 ).
К основным показа гелям усилителя несущей частоты, кроме
АГи относятся:
J. Коэффициент усиления на несущей частоте
2, Выходная мощность
3. Выходное сопротивление т^х, определяемое при трансфор-
маторной связи как сумма внутреннего сопротивления лампы (или
ламп) и соответствующих обмоток трансформатора, отнесённых к
точкам аф2 (рис. 10.34о, 10,35 и 10.37). В случае реостатной
связи приближённо равно RiR(lKR{ -г Ra). где — внутреннее
сопротивление лампы оконечного каскада усилителя,
4. Уровень помех в виде фона, флуктуационного шума и т. д.
Снижение уровня фона достигается применением экранов, сгла~
46’ 723
живающих фильтров, а также за счёт питания накала первых
ламп усилителя постоянным tokojil
5, Нестабильность величины коэффициента усиления. Этот
показатель представляет интерес главным образом при оценке
измерительных усилителей. Лучшая стабильность коэффициента
усиления, как обычно, может быть достигнута, помимо выбора
источников пятаяия с хорошим постоянством напряжений, при-
менением отрицательной обратной связи, что рассматривается
в п. 10,2.5.
10.2,5. Показатели и схемы усилителей постоянного тока
с преобразованием
Показатели рассматриваемого вила усилителей зависят От
данных входящих в их состав блоков — балансного модулятора,
усилителя несущей частоты и балансного демодулятора.
Так, коэффициент усиления, представляющий собой отноше-
ние напряжений выходного «постоянного тока^ к входному, ра-
вен такой величине (рис. 10.24):
K=^ = «A,.
где, как было показано, Ки= Ко = U2;VL п Kr? =
Аналогично могут быть найдены динамическая крутизна и
коэффициент усиления тока:
___ fна А,
у ~ с/о7 ~ *7 ’
- --.им =
- г
^01 ^фгм их
где гиел = Цц/Д)1“ входное сопротивление балансного модулятора
и одновременного усилителя с преобразованием.
Такие показатели, как выходная мощность Pos = U^I^=
= ^02/и выходное сопротивление демодулятора и усилителя с
преобразованием естественно, определяются данными оконеч-
ного каскада усилителя несущей частоты и демодулятора,
Результирующий уровень помех складывается из составля-
ющих, обусловленных дрейфом модулятора и демодулятора, па-
разитными термо- и контактным и эд с, фоном и флуктуацион-
ными помехами.
Нестабильность величины коэффициентов усиления Kt Kt и
Sy, очевидно, связана с колебанием питающих напряжений,
сменой ламп, а также непостоянством режима работы преоб-
разователей (изменение угла отсечки, нарушение синфазностн
и другие причины).
724
Для повышения стабильности показателей Л, я 5^ луч*
шим средством является использование отрицательной обрат-
ной связи, которая может охватывать как усилитель несущей
частоты, так и весь усилитель с преобразованием, г th Тракт по-
стоянного тока. Обратная связь, охватывающая тракт постоян-
ного тока, предпочтительнее, так как она позволяет -не только
изменить такие показатели, как и r3ttMJ(? и повысить стабиль*
ность коэффициента усиления всего устройства, но такж£ и -сни*
зить дрейф, создаваемый балансным демодулятором.
Рис, 10.38. Схема всякомувстпителы1иго усилителя постоянного тока с преобра-
зованием (модулятор и демодулятор имеют привод от электродвигателя)
При достаточно глубокой обратной связи, охватывающей
тракт постоянного тока, не требуется стабилизации питающих
напряжений, а регулировка, связанная с установкой пуля ба-
ла нс но го демодулятора, становится ненужной. Кроме того, надо
считаться с тем, что обратная связь влияет на результирующую
ширину полосы и время установления.
Рассмотрим теперь несколько примеров схем усилителей по-
стоянного тока с преобразованием.
Особенностью первой схемы (рис, 10.38) является примене-
ние контактных модулятора и демодулятора (рис, 10.33 я 10,37)
с приводом от отдельной оси, связанной через ременную пере-
дачу с валом умформера, используемого для питания цепи
анода и экранирующей сетки [51, 52],
Первый я второй каскады усилителя несущей частоты* рав-
ной 75 гц, выполнены по реостатной схеме. Третий каскад—
усилитель мощности — связан с демодулятором через выходной
трансформатор Т2. Индуктивность первичной обмотки этого
трансформатора и ёмкость С] образуют колебательный контур,
настраиваемый на несущую частоту с целью сужении полосы
пропускаемых частот. Другим элем оптом селекции является кон-
денсатор Ci шунтирующий гальванометр, предел шкалы кото-
рого составляет 10 ма. Коэффициент трансформация
входного трансформатора 7\ равен 160,
725
Рассматриваемый усилитель предназначен для измерения
Постоянного напряжения в пределах значений от 0,01 до ЗООзгкзш
получаемого от источника с внутренним сопротивлением пор ядJ
На 5—20 ом. Прп этом благодаря использованию всех мор бирьЛ
бы с помехами уровень дрейфа, отнесённого к входу, за четыре
Маса работы (после часового прогрева) составляет 4» 10-* я. S
Регулировка чувствительности и усиления осуществляется ей
Помощью потенциометра 7?г п реостата /?. Установка нуля проя
изводится путём введения во входную цепь постоянного тока?
Рис. 10.39, Схема усилителя постоянного тока с преабрй зола и нем (релейный кан-1
тактаын модулятор и диодный демодулятор)
Дополнительного г га пряжения, подаваемого ат гальванического,
элемента через специальный делитель напряжения, для упроще-
ния не показанный на схеме.
Во второй схеме усилителя (рис. 10.39) в качестве баланс-
ного модулятора используется контактная система A’i пол яри-
зовя иного реле, обмотка возбуждения которого питается от сети
переменного тока через понижающий трансформатор 7\. Не’4
смотря на отсутствие входного трансформатора, за счёт сям мет*
ричнош выполнения входной пени, имеющей вывод «средней
точки* от со пр отпил ей ня /?, порядка 0т1—0,5 Мам, используются
оба такта (нолупернода), Для уменьшения уровня наводок от
цепи возбуждения реле обмотка послед него заземляется через
движок потенциометра /?Гп» устанавливаемый в наиболее благо
приятное положение [26].
Диодным балансный демодулятор выполнен в соответствии,
со схемой на рис. 10.34щ причем гетеродинное напряжение псь
даётся от сети через трансформатор Т3.
Усилитель несущей частоты состоит из двух каскадов, при*
чём первый является узкополосным (резонансным) за счёт ис-
пользования обратной связи через двойной Т-образный мост
726
IftWb
Рис. 1040. Схема усилителя постоянного тока с преобразованием, имеющего обратную связь г охвйтьшающую тракт
постоянного тока
727
(ом, п. 7*5-5), образованный из сопротивлений и кондеи*
Сатаров С& Сз- Другими элементами, способствующими сужению
йолосы пропускаемых частот, являются сглаживающие конден-
саторы С
Входное напряжение (при выходном порядке 3 в) в верхнем
положении переключателя чувствительности П составляет 3 м&*
Общее сопротивление калиброванного ослабителя ./?«—/?д близко
к 800 ком.
Для установки нуля может быть использована средняя часть
сопротивления 2/?, оформленного в виде потенциометра*
К отличительным чертам последнего пз рассматриваемых
усилителей (рис. 10*40) относятся использование кольцевого
диодного демодулятора (рис. 10.35) и последовательной отри-
цательной связи по напряжению, охватывающей тракт постоян-
ного тока. За счёт обратной связи данного вида обеспечивается
получение большего входного и меньшего выходного сопротив-
лений, повышение стабильности общего усиления и
заметное снижение дрейфа, создаваемого балансным демоду-
лятором*
Источником несущей частоты 170 гц здесь является лам-
повый генератор, в качестве элемента его колебательного кон-
тура используется одна из обмоток трансформатора Выход-
ной ток усилителя составляет 1,2 мл при входном напряжении
5 мв или более высоком* Переход с одного предела измерения
на другой осуществляется сопряжёнными переключателями П[
и 77St изменяющими как коэффициент усиления несущей часто’
ты, так и коэффициент передачи fJ-цепи, что позволяет избе-
жать значительного изменения глубины обратной связи. Пита-
ние нитей накала ламп производится постоянным током, полу-
чаемым от выпрямителя.
ПРИЛОЖЕНИЯ
ггрйложеяда 1
НОМИНАЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ НЕПРОВОЛОЧНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ
(ГОСТ 2825—65;
Согласно ГОСТ 2825—55 установлена шкала номинальных значений элект-
рических постоянных иеаровслочных сопротивлении в пределах от 10 ом до
1.101* ом.
Номинальное значение сопротивлений должно соответствовать одному из
значений, указанных в таблице.
0Л килоом ОсодЛ мегаом (Мшг) 10е пм гигаом (Гол) 10" ол
10я ом
10 too НО 10 100 НО Ю too ПО 10 100
11 НО и 11 НО Н1 — -— ——
12 120 1.2 12 120 1,2 12 120 1,2 12 120
13 130 ИЗ 13 130 1.3 — — -— — —
15 150 1,5 15 150 Н5 15 150 1.5 15 150
16 160 1,6 16 160 не — — — — —
18 180 1,8 18 180 1,8 18 180 1.8 18 180
20 200 2,0 20 200 2,0 * — -— — —
22 220 2,2 22 220 2.2 22 220 2,2 22 220
24 240 2,4 24 240 2,4 — —— W— । —.
27 270 2,7 27 270 2,7 27 270 2,7 27 270
30 300 3,0 30 300 3,0 -— — ——
33 330 3,3 33 330 3,3 33 330 зл 33 330
36 360 Зт6 36 360 3,6 — — — —
39 390 3,9 39 390 3,9 39 390 3,9 39 390
43 430 4,3 43 430 4,3 — — — —.
47 470 4.7 47 470 4,7 47 470 4,7 47 470
51 510 5,1 51 510 5,1 — *—
56 560 5,6 56 560 5,6 56 560 5,6 56 ; 560
«2 620 6,2 62 620 6,2 —— w—'Ч —
68 680 6,8 68 680 6,8 68 680 6,8 68 680
75 750 7,5 75 750 7,5 — ‘ 1 — —
82 820 8,2 82 820 8,2 82 820 8.2 82 ’ 820
91 910 9,1 91 9Ю 9,1 —— — 1000
729
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
НОМИНАЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ ЕМКОСТИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
КОНДЕНСАТОРОВ ПОСТОЯННОЙ ЁМКОСТИ [72]
(ГОСТ 2519-49}
Согласно ГОСТ 2519-49 установлена шкала иошшлльных значений конден-
саторов постоянной ёмкости а пределах от 1 пф до 2000 мкф. На все значения
вне зтйх пределов стандарт не распространяется.
Шкала номинальных значений ёмкости, пф
1 10 100 1000 4.5* 43 430 4300
11* ио 1100
12 120 1200 47 470 4700
13’ 130 1300
.1,5 15 150 1500 5 51 510 5100
16 160 1600 >
18 180 1800
2 20 200 2000 5,5* □6 560 5600
22 220 2200
2,5* 24 240 2400 6 G2 620 6200
27 270 2700
3 30 300 3000 7 68 680 58CU
33 330 3300 75 750 7500
3,5* 36 360 3600 8 82 820 8200
4 39 390 3900 9 91 910 9100
730
Продолжение приложения 2
HI к а л а номинальных значении ёмкости. л«кф
0.01 ОД 1 3 10 э 100 з ЮОО з 1 )
0,012* (М2* i .2 12 120* 1200* 1
CI.GJ5 <М5 1,5 15 э 150 з 1500 0,05 э 0.5 5*э 50 э 500 э
0.018* 0,18* 1,8* 18* 18LC 1800’ 0,06’ 0,6* 6 60 600*
0,02 0,2 2 з 20 s 200 э 2000 з 0,07 0.7 7* 70 700
0,025 0,25 2,5* 25 э* 250* D.08* U.8lk 8 80 э* 800
0,03 0,3' 3 э* 30 э 300 э
0,04 0.4* 4 40 400 э* /
Примечание, * Конденсаторы с такими значениями емкости применять
не рекомендуется. Буквой *э» отмечены выпускаемые злеетрйЛйтические
конденсаторы. Допускаемые отклонения от поминала составляют ^5%,
±10%, ±20% я более для конденсаторов с твёрдым и жядким Диэлек-
трикамя.
731
ПАРАМЕТРЫ НЕКОТОРЫХ
Обозначение ламп Ток накала а (при UH 6Т3 а) 1 Анодное напряжение i7ao, & Напряженке на экраниру- ющей сетке £7Л[], в 1 Сопротивление в цепи ка- тода /?к, о л Напряжение смещения & Ток анода 1а6, ма Ток экранирующей сетки Крутизна характеристики анодного тока 5, лдМ Крутизна характеристики тика экранирующей сетки Sa = di9/iiust ла/-в Коэффициент усиления Внутреннее сопротивле- ние Klt ком Сопротивление нагрузки fat WK
120 120 200 — 7,5 С4 СО 5,2 0,07 1660 1 300
6ЖШ 0.175
120 30 1100 0,75 0.045 1,0 0.014 — —— —
БЖ5П 0.45 300 150 160 — 10,0 2,0 $.0 0,045 4500 500 —
6Ж9П 0.3 150 150 80 —-* 15,5 4.5 17,5 0.08 2600 150 •
6Н1П 0.6 250 -— 600 — 8,0 — 3,2 -— 35 а 10,9 -—
6Н2П 0.345 250 — — -1,5 2,3 — 2,0 — 97.5 48,8 —-
6НЗП 0,35 150 — 240 7.7 — 4.9 — 37 7,55 —
6115П 0.6 200 — 600 1 8,0 — 3,5 — 27 7,72 —-
6Н13С 2,8 90 — — —30 80.0 — 5,0 2,3 0.46 —
6ПШ 0,45 250 250 — -12,5 45,0 7.5 4.5 0,06 225 50 А » 5,0
6П14П 0,76 250 250 120 •— 48,0 7.0 П.З 0.05 226 20 4,8
6ПЗС 0,9 250 250 —- —14.0 72,0 8.0 6.0 0,07 135 22,5 2.5
6П9 0,65 300 150 -— . з 30,0 6,5 11.7 0,18 3100 265 10.0
6С1Г1 0,15 250 — — —7 6J — 2,25 — 26 11 Л —
6С2П 0.4 150 —► too —» 14,5 — 12.0 — 55 4,58 —
6С4С 1,0 250 -—‘ — —45 62.0 — 5,4 — 4,15 0.84 2.5
6Э5П 0,6 1-50 150 30 — 45,0 15.0 30.5 0.22 244 8 —
12Н4П* 0,15 250 — 1300 3,0 — 1.75 — 40 22,8 —
•J Напряжение накала 12,6 о
732
ПРИЛОЖШЫ£ 3
УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЛАМП [9в[
1 Отдэвееэлв R мощность Р f HJ71 Максимально допустимое напряжение, ₽ Максимально допустимая мощность рассеяния* вт зпустимое < цепи уп- Меж ду электродные ёмкости, пф рдеШг между 'У#лйаЛ» й
на аноде Ua I на экранирую* Щей сетке ()ЛЛ •ft. ft' О? Й G « <С ч** 1 ЭК4.Ю ]ртп -шЛйннеЦяе вн 1 Максимально д< сопротивление п равлтощеА сети । .входная С™ 1 выходная Cart проходная Сос 1 Максшвлыю ,д 1 мое яапряжеяне КЙТОДйМ л миты©
200 150 1,8 0,55 1.0 4.35 2,45 0.025 120*
— — — 3,6 0,5 1.0 10,0 2.5 0,04 100
“ — 250 160 3,0 0,75 1,0 8,5 3,5 0,03 100
300 — 2.0 — 0,5 3,8 1.75 1,85 250
—- 300 W 1,0 — 0,5 2.25 3,1 0.7 100
— 300 — 1*5 — L0 2,5 1,4 1,3 100
р 200 — 2,0 1,0 3,0 1.7 2,25 250
— — ’— 13,0 — 1.0 7.0 4,2 9,0 800
3.8 250 250 12,0 2,5 0.5 7,8 5,7 0.95 100
5.4 300 300 12,0 2,0 1,0 11,0 7.0 0(2 100
5. i 400 300 21,0 2,75 0,5 1С0 8.0 1*0 200
2,4 330 330 9,0 1.5 0,5 13,0 7.5 0,06 100
— 275 -— 1,8 — — 13,8 1.1 1,35 90
— 165 -— 2.5 — 0.25 5.5 4,15 0,35 100
2,8 360 - 15,0 — 0.5 7,5 5,5 16*5 *—
*— £50 250 8,3 2,3 0.5 8,5 3,5 0,03 100
300 1,5 1,0 1.5 1.5 1,3 150
a
ПАРАЛ ПЕТРЫ ПРИЛОЖЕНИЕ 4
— НЕКОТОРЫХ МОДУЛЯТОРНЫХ и ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП |96J
5? О !3 >1 ЕХ к и g № £ £ *сЧ п, * ь CJ Макеи мал ийс допу- шость L - — 11
С 5 Ё эд у с В с стнмая мои Междуэлектродные
03 Ч g & £ я> £ £ i*l - эд к эд эд Крутизна характер анод наго тока S, ь Е Ъ X К ч о эд э © а. рассеяния вт ёмкости, пф
о £ сг га £ гл Й о 0J в к & эд X § S эд W а о S * 8 i S О EU 0J Е is & й ЙЗ й х а ♦с Oi 56 § « S 5 §.й х 8 Крутизна дара тока экранируй * ди. ' Коэффициент у Внутреннее сон нйе Rj. ком НВ аноде РаЛ1„ на экранирую- щей ^сетке < Э Йл Л на управляю- щей сетке входная Сек ёэ « эд аз <=г о § ЭД «л и’ tX эд £ о
ГК-71 ГМ-70 ГМ-100 20 20 17 3 3 18 1500 1500 5000 400 50 4,2 6 6,5 ' 0,15 6,7 18 JJ2 2,77 125 325 1000 J 25 1(1. 18 8 17 4 0,15 12
ГУ-5Б ГУ-13 12,6 10 23 5 5000 2000 400 0 15 4 80 5,33 2500 — 150 19 0,5, 16
ГУ-27Б 7,5 25 3500 750 * > А 0,1 • 100 22 — 16,25 !4 0,25
ГУ-291) 6,3/12.6 2,25/1,12 W) 225 я 800 109 40 21 13 0,18
ГУ-501) 12,6 0.765 аооз} 250 0 4 0,1 0,1 0.4 юшяй сетк " ч- 2x20 2X7 __ 1 15 7 0.1
ГУ-80 12,6 10.5 2000 1 600 О 5Ф5 и упратэля 750 юоа 40 б 1 14 9,15 0,1
а! макСИМалько ДОгтУс"пгмое сопротивление в цеп 3 лопуст,шое анодное напряжение ' Максимально допустимое анодное напряжение — 1 — и 0.25 А4(?лг 450 120 К) 28.5 , 22,55 0.1
ПРИЛОЖЕНИЕ ,5
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ СТАНДАРТНЫХ СЕРДЕЧНИКОВ БРОНЕВОГО ТИПА НАИМЕНЬШЕЙ СТОИМОСТИ
ДЛЯ ТРАНСФОРМАТОРОВ И ДРОССЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Tima- раэмер сердеч- ника Основные линейные размеры сердечников, хм Габаритные размеры траксфорыатороп, .нд« Расчётные величины
7 /А у* h ь К Г (г £!.И !№ <:>Г Гп с к bh ГЛР 2
10x10 10 10 6,5 18 6,5 36 31 21 5, 66 1,0 5,85 1Д7 2,54-КГ4 0,447
10 X 15 10 15 6,5 18 6,5 36 31 26 5+66 1,5 6.85 1,17 3.26- Ш~4 0/520
10X20 10 20 6,5 18 Г>,5 за 31 3! 5166 2,0 7;рь 1,1- 3,78.10-4 0,722
12X12 12 12 8 22 8 « 38 26 6,81 1,44 7.0 К7& 3,81. Ю-4 0,772
12X18 । z** 12 18 8 22 8 44 .38 32 6.81 2,16 8,2 1,76 4,89‘Ю'4 1,0
12x24 12 24 8 22 8 44 38 38 6,81 2,88 9.4 1.76 5,7 -Ю'4 1,24
14у14 1-1 14 9 25 9 50 43 39 7.86 1.96 8/24 Я-,25 4,88-10“4 lt02
14X21 14 21 .9 25 9 50 43 37 7,86 2,94 9,64 2.25 6,3 -Д)—1 1,42.
14x28 14 28 9 25 9 50 43 44 7,85 3,92 IK0 2.25 7,32-10“*' 1,77
16x16 16 16 Ю 28 10 56 48 33 9,03 2,66 9,28 2.8 6,1 -КГ4 1.41
16x24 16 24 , 10 28 10 □6 <6 4! 9.03 3^84 10-9 я, а , 7.82. Ю-* 1.94
16^32 16 82 10 1 28 10 56 46 49 9,03 б, 12 <2.5 2.8 9,12. ИГ 4 2Л2
О , Продолжение приложения 5
Гн по- Основные линейные размеры Габаритные размеры
размер сердечников. трансформаторов, л^.-и Расчётные в^лнчлны
•uvpA«H* ника у, ! 1/.; уа L й // У LU iM СМ* ^2
19X19 19 19 12 33-5 12 67 57.5 *0 10,73 3,61 11.0 4,02 8,85-Ю-4 2,19
19x28 19 28 12 33'5 12 67 57-5 49 1(1,73 5,32 12,8 4,02 11,2 -1СГ4 2,99
19X38 19 38 12 33,5 12 67 57,5 59 10.73 7,22 14,8 4,02 13,1 -Ю-4 3,76
23x22 22 22 14 39 14 78 67 46 12,44 4,81 13,0 5,46 11,7 -10~4 3,14
22x33 22 33 14 39 14 78 67 57 12.44 7,26 15,2 5,46 15,1 -Ю-4 4,35
22x44 22 44 14 39 14 78 67 68 12.44 9,58 17,4 5,46 17.54- 1(Г4 5,42
26x26 26 26 17 17 S'1 SI 56 14 л 6,76 15,1 7,99 17.1 1(М 4,86
26X39 26 39 17 47 17 94 81 69 14,7 10.14 18,0 7,99 22.1 -IO-4 6,76
26X45 26 45 17 47 17 94 81 75 14,7 11,70 19,2 7,99 23,8 -Ю"4 7,54
26x52 26 52 17 47 17 94 81 82 14-7 13.52 20,6 7.99 25,6 -10"4 8.41
30X30 39 30 19 53 19 106 91 64 16.9 9,0 17.6 10,07 21,8 -10“4 6.80
30X45 ,30 45 19 53 19 108 91 79 16,9 13,5 20,6 ю,0“ 28,0 -Ю-4 9,45
30X60 39 60 19 19 106 91 94 16,9 18,0 23,6 10,07 32,6 J0~4 11,76
35x35 35 35 22 61,5 22 123 195,5 7.5 19,75 12,25 20,4 13,5.4 29,6 ХО^’ 9,97 1
Продолжение приложения 5
47—237
Типо- размер сердеч- ника Основные линейные размеры сердечников. ли* Габаритные размеры трансформаторов, лш Расчётные величины
Л Л Уъ k b в Н Y 1г СМ СЛ1- ?0 bh см* FfiQHrHtp см*
35 у 52 35 52 22 61,5 22 123 105,5 92 19,75 18,2 23,8 13,53 37,6-10“4 13,7
35x70 40x40 35 40 70 40 22 26 61,5 72 22 26 123 144 105,5 124 110 86 19,75 22,5 24,5 16,0 27,4 23,5 13,53 18,72 44 1Q-4 41 .10 4 17,2 14.3
40x60 40 60 26 72 26 144 124 105 22,5 24,0 24г7 18,72 52,5-10'4 19,8
40 а.80 j 40 80 | 26 72 । 26 144 124 125 22,5 32,0 । 31,04 18,72 6L -10 4 24,7
Таблица составлена согласно
П р и м е ч а н и е.
ведомственной нормали МРТП СССР НИО.777,.001-
Дня обозначения линейных размеров сердечников принято:
?/, — ширина среднего стержня, Л — адинГсредней силовой магнитной линий)
£”L"Soro стержня, /,-Дляйз среднего нитка.
£ — ширина окна,
Габаритные размеры соответствуют рис. 8.64.
ЙЛ,™™ г.„^„ « а„ ™»™ Р»™»™ TOW.— «и®»» ”
размеров сердечника:
ihtfvWi
*-cww = 7'iSl° ija
|СЛ2|. Gkvhw = 1/iVi У Е™5'4-
яряложйние s
НОМИНАЛЬНЫЕ РАЗМЕРЫ НЕКОТОРЫХ ОБМОТОЧНЫХ
ПРОВОДОВ [В9]
Номиналь- ный дна метр провода без мзолятши, лл Номинальные диаметры проводов с изоляцией, «им Начина ль- мыЙ диа- метр про- вада без изоляции Номинальные диаметры проводов с изолинией. мм
ПЭЛ, ПЭТ пэлшо ПВД ПЭЛ. ПЭТ пэлшо ПБД
0,05 0,065 0,12 — 0,77 0,83 0,895 0.99
0.06 [} ,075 0,13 — 0,&) 0,86 0,925 1.02
0,07 0,085 0.14 . 0,ЯЗ 0,89 0,955 1,05
0.98 0,095 0,15 . 0,86 0.92 0.985 1.08
0,09 0.105 0,16 — 0.90 0,96 1,025 1.12
0,10 0,120 0.175 » CL93 0.99 1,055 1.15
0Л1 0,130 0,185 —- 0,56 1,02 1,085 1,18
0.12 0,140 0,195 — 1,00 1,07 1,135 1,27
0,13 0.150 0,205 т м 1.04 1.12 1.175 1,31
0.14 0,160 0.215 т “ 1,08 1,16 1.215 1,35
О,!5 0,170 0,225 — 1.12 1,20 1,255 1,39
0. 16 0,180 0,235 — 1,16 1,24 1.295 1,43
0,17 0.190 0/245 — I /20 1/28 1,335 1,47
0.18 0,200 0,255 V 1,25 1.33 1,385 1.52
0.19 0,210 0,265 — 1.30 1,38 1,435 1.57
0/20 0,225 0,290 0,39 1,35 1,43 1,485 1,62
0.21 0,235 0,300 0,40 1,40 1.48 1.535 1.67
0,23 0,255 0.320 0.42 1,45 1,53 1.585 1.72
0/25 0,275 0,340 0.44 1.50 1,58 1,655 1.77
0.27 0,31 0.370 0,49 1.56 1.64 1.715 1.83
0,29 0.33 0.390 0,51 1.62 1.71 1,775 1.89
0,31 0.35 0,415 0.53 1.68 1,77 1,835 1,95
0,33 0.37 0,435 0.55 1,74 1.83 1,395 2,01
0.35 0.39 0,455 0,57 1.81 1 ло 1.965 2,08
0,38 0,42 0,499 0,60 1.S8 1,97 2.035 2.15
0,41 0.45 0,520 0,63 1.95 2.04 2Л05 2,22
0,44 0.49 0,5ь0 0.66 2.02 2.12 2,175 2,29
0,47 0.52 0.580 0.69 2,10 2.20 2,255 2,37
0,49 0,54 0.600 0.71 2,26 2,36 — 2,59
0,51 0,56 0.625 0,73 2.44 2.54 . 2,77
0,53 0.58 0,645 0,75 2.63 • 2,96
0,55 0,60 0,665 0,77 2,83 —— 3J6
0.57 0.62 0.685 0,79 3,65 3,33
0.59 0,64 0.705 0,81 3.28 . 3.61
0.62 0.67 0,735 0,84 3.53 1 ~ 3,88
0,6-1 0,69 0,755 0,86 3,80 — — 4ЛЗ
0.67 0.72 0,785 0.89 4,10 — 4,43
0.69 9.74 0,805 0,91 4.50 — — 4.83
0,72 0,78 0.845 0,94 4.80 — 5.13
0.74 0.80 0,865 0.96 5,20 — -— 5,53
Примем а и и е« В этой таблице приведены диаметры обмоточных
пронодоя следующих марок:
ПЭЛ — провод с эмалевой лакостойкой изоляцией,
ПЭТ — провод с эмалевой изоляцией повышенной теплостойкости, ’
ПЭЛШО — провод с эмалевой лакостон кой изоляцией с одним слоем шёл-
ковой пряжи,
ПБД— провод с двухслойной обмоткой хлопчатобумажной прнЖи.
738
ПРИЛОЖЕНИЕ 7
СЕМЕЙСТВО ОБОБЩЕННЫХ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
КАСКАДДС НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ T.Q СХЕМЕ ряс. 7Л2 (8S|
47*
739
Продолжение приложения
продолжение приложения 7
г V
Ztf I----------1------г г
л
л
•z
741
Прадомсение приложения--
Предосение аримисенил ?
I1
742
ПРИЛОЖЕНИЕ &
СЕМЕЙСТВА ПЕРЕХОДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК КАСКАДА
С НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ ПО СХЕМЕ рис 7.52 [88] )
|) Харакгеркетикк для Ъ =0,5 приводятся на ряс. S-15.
744
/Тродолдозяде приложения 3
748
Продолжение приложения в
<т -t/t#
747
ЛИТЕРАТОРА
] * П. В. Л я -а я ь е в. «Об шштшалентных ло качеству акустических трактах с
различней неряпномернистью и шириной пропускаемой полосы частот*, «Раднотех’
ника», № 1, 1949,
2. М. Л. Антокольский. Ю связи между частотными и фазовыми ха-
рактеристикйми*. ЖТФ, т. XVII, вьш. 2, 1947.
3, Л. И, Байда и А, А. Се ме н к ов н ч. Электронные усилители посто-
янного тока. Гос^мергоиздат, 1953.
4. Н- Л. Без ла дно в. * Режимы наибольшего использования оконечных
ламп в мощных вещательных усилителях», «Радиотехника», № ]. 1949.
5. Н. Л. Безладнои, С. Е. Г лит и, Б. Г. П о э д е е в, Н. А, С а ни и з.
Станционные устройства веццшик по проводам. Связыгзлат, 1955,
6. А. Фъ. Белецкий. Применение методов приближения функппй к расчету
некоторых электричеекггх схем под заданные характеристики г Труды ВКАС им,
С, М. Буденного, ныл. 9. 1945.
7. А, И. Берг. Основы радиотехЕПгчсеких расчетов, п. 1. Изд. ВМА, Лё'
нинград, 1925.
5. А. И. Берг, Теория и расчет ламповых генератора Госэнергонэлзт, 1932.
9» Г. Боде. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной свяэью-
ШИЛ? 1S4S.
10. А. М. 5 о н ч-Б ру е в и ч. Применение электронных ламп в эксперимеаталь-
ной физике. ГИТТД. 1956.
11. М, А. Бонч-Бруевич. Основы радиотехники. Связьтехиздат, 1936
12. Г. В. Брауде. «О колебательных системах с безваттной связью»
ЖТФ, т. 1, ныл* И 1931.
13. Г. В. Брауде. «О коррекции частотных и фазных характеристик уси-
лительных устройств». ЖТФ. т. 1V, веял. 9,10, 1934.
14. Г. В. Брауде. <0 возможности устранения ту мое в ламповых усилите-
лях». ИЭСТ, №11, 1935.
15, Г. В. Брауде, «О коррекции усилительных устройств на низкой часто-
те» ЖТФ. г. V1, выл. 6, 1935,
16. Г. В, Брауде. «Сложная коррекция широкополосных усилителей». ИЭСТ,
№ 9, 1940.
17. Г. В. Брауде. «Способ сложной противошумовой коррекции». ИЭСТ,
№ 6, 1941.
18. Г, В. Брауде, К, В. Епаяешниковн Б. Я- Клнмушев. «Рас-
чет сложней схемы коррекции телевизионных усилителей». «Радиотехника», № 6.
1949 и № 2, 1950.
19. А. Я- Брейтбарт Теория и расчет фазовой коррекция реостатного уси-
лителя. Научно-технический сборник ЛЭИС, вып. 14, 1936.
20. И, Л, Валик. Исследование предварительного усилителя передающей
телевизионной системы. Диссертация, ЯМАЛ, 1954.
21. Г. В. Войшэилло, Питание радиоприёмников и усилителен. Связь-
Техиздат, 1935.
22. Г. В. Войшвилло. Усилители низкой частоты, Свнзыодат, '1939.
23. М, Л, Волин. «Задний срез импульса в катодном повторителе с ём-
костной нагружен», «Радиотехника», № 3j 1956.
748
II
I»,
24. Д» И, Эрскобойннк» «Частотные# фаздк&£Яп
сложной коррекция®; ИЭСТ, № 6, ISHL TF"
25. Г А. Гамбурцев. Сейсмемескне методы
25. Генерирование электрических колебаний слешгАчйсИ
англ»), ч; If, «Советское рада», J95J. л J
2Z Г. Р, Герценберг. «Обддйомметоде стабилизаций
чесьюго регулирования*. «Автоматике я талемеланнка*, VIII* Я|кЗ
28, Б, Я- Герненштейн. «Автоматическая стдбклизвий
усилителя при его перегрузке*. «Вестник связи», № 7, 1948. * .
29. Б Я* Герценште и и, G Ё. Г л нк мав, РГ Г. Деш^№К;^НяЙ^|а
сельгоф, Б. Г.Поздеси, А. Д, Северов. И/А, 1П ^muilW; Mtegflffi&r
и аппаратура проводного вещания а городах®» «Техника сзйн»,
пздат 1951. ? ^-4''
>i 3(3, С. Е. Глик ман. «Двухкилоиатткый усилитель на базе ВУХМ0£Ь.
дно*. Mr И, 1952. J “Y>
3l. Vi. Г. Гольдреер. Стабилизаторы напряжения. Гоонергонэдйпу Йэд,г
32. Н. М Гольцман и Н. Л. Бе зла л нов- «Аналитическое
вне средних значений величин, изменяющихся в процессе вещательной пОр$АЛШ>:
«Электросвязь*, № о» 1933,
33. . Б. С. Григорьев, В. С. Дулипкий» А» Ф; Егоров, «Некоторые
соображения об осуществления регулирующих цепей в устройствах для автомат»?
ческой регулировки уровня громкости», ИЭСТ» Хе 10, 1137»
34. Б. С. Грнгоръ ев, В. С- Д у л и и к п й, А. Ф. Е г о р о в» «Нёк&ад&е to
мечання по теории устройств для автоматического изменения дннамичефсога диа-
пазона*. ИЭСТ, № 3, (€.33,
33. Я. Е. Г у кайло и Е. С. Марков» «Инженерный метод расчета двух
типов демодуляторов и сравнительный анализ нхд. «Автомапткл в телемеханика»,
т, XIII, №'6.1952.
3fi . Duer doth W. Т. «Some consider^ iotv? tn the Design of Negalive-^eed*
back Amplifiers». Proc. I EE, vol. 97. № 47, May 1950» p. 138—158,.
37. В. M. Другой. «О методе определения оггтималынях параметре» усн*
лигелея импульсов». «Радиотехника*, М« 5, 1952. • f
38 В. М. Другой. «Определение оптимальных дарайетров усилителей Йм-
пульсоп со сложной коррекцией*. «'Раднотехинка», № 4, 1953.
31 В. М. Житомирский. «Линейная теория кольцевого фаэсйюго детек-
тора®. «Радиотехника», № 5, 1952.
40. Д. Д, За к л ин скин. Патегтт № 2958 от 31.5» 1927, ТиТбл, М 10^
1929.
41. Э; В. Зел их. Основы общей теория линейных электрических схем*
Изд- АН СССР, 1951,
42. В, А. Карасев. «Электронный усилитель постоянного тока скомпй№
пяей мешающих влияний», «Техника радио и слабого тока», Кй 2» 1932»
43. В. И. К овален ко п. Основы теории связи. ОНТИ» 193L
44. В. Л. Крейцер, «О коррекции реостатно^апсостных усилителей в об*
ласти низких-частот». ИЭСТ, ЛЪ П, 1936,
45. В, Л. Крейцер. Нелинейные искажения формы кривой телевнзнойяого-
Сйгнала. Докторская диссертация. ЛЭНС, 1947.
46. В. Л, Крейцер. Видеоусилителя, «Советское радио», 1952.
47. С, Н» Кризе, «Применение пентодов я предварительных трансформатор-
них каскадам усилителей низкой частоты». ИЭСТ» № 3» 1941,
48, А. Г, Куреши КУРС высшей алгебры. ГИТТЛ, 1952»
49. Schaffer С» R.. D. С. Amplifier Using: Air Coupled Chopper. «Electro
nks». vol. 23» № 3, March 1950, p. 104—105.
’50. Ламповые усилители (перевод с англ.), Ч. IL «Советское раднт» 1951.
51. Lisbon М. D.f Quinn С. Е, Sarge^nl W.E., Scdtl .Я*. *
A Contact Modula'ed Amplifier to Replace Sensi'ive Suspension GaivanoineterSi Rev.
Sc, InMr, vol. 17f № 5> May 1946, p. 194—198.
52. Б. А. Л опатин, Ламповые гальванометры постоянного тока. Госэнер-
гояздат» 1952.
53. О. Б» Лурье- «Нестационарные явления в цщрскопалосных усилителях*,
ЖТФ, т. VI, выл. 2, 1936-
749*
54* О Т Б* Луръе< «Нестационарные процессы в широкополосных усилителях
е. обраткой связью». ЖТФ, т. XIX* выл. 8, 1949.
55, О, Б* Лурье- Усилители видеочастоты. «Советское радио», 1955-
66. McIntosh F* Н., GowG. J, New 50-watt -Amplifier Circuit, «Audio
Engineering», vol+ 33, № 15, Dec. 1949*p. 9—IL
57. JI. И. Мандельштам и H- Д. Пападеяси. «О возбуждении колебаний
в электрической колебательной системе при помощи периодического изменения ём-
4ЮСТИЗ». ЖТФ, т. ГН, выл. 7, 1933*
58* И. Ман д ел ьштам и Т-L Д* Пап а леней. <0 параметрическом
возбуждении колебаний*. ЖТФ, т* IV, ьып. L J93L
59. Дж* Маркус и Вин Целюф. Технические прпмевения электронно*
ламповых схем. ГИИ Л, 1953*
60. Л. Й. Мяте л ьмаи, ‘«Телеанзпонпвд измерительная аппаратура»* «Ра-
ди^гехника», № б, 195 L
6 L 3, И. Модель iTC. В* Персов «Компенсация искажений в радиопере-
дающих устройствах путем применения прсгтивоснязи». ИЭСТ, ЛЬ 7 „ 1933.
62. 3. И. Модели С. В* Персон, А. И. Лебедев-Карманов и
А. М- Писаре в с кий. «Вопросы теории глубокой противосвнаи», ИЭСТ, № 11,
1939<
63* Е- Г. Мои от* «Искажения, вызываемые пульсацией напряжения, питаю-
щего приемник (вторичная модуляция)», Научно-технический сборник ЛЭИС, выл.
7, 1935*
64. N у q u 1 s t H. «Regeneration Theory». BSTJ, vol. XI, № L 1932, p. 126—147.
65, В. П. Певцов. «Логарифмический усилитель»* ИЭСТ, JM* 12, 1938.
66* Pefi TungSah, «Quasi Transients In Class B. Audio Frequency Push-
Pull Amplifiers»* Pl RE, vol* 24, № IL Nov, 1933, p, 1522—1541.
67, С. В* Персон, А. И* Лебедев-Карманов н A. M. Писареве-
кий. «Мощное модуляционное устройства с противосвязью», ИЭСТ* №2, 1940.
68. С. В. Персон. «Широкополосная компенсация искажений противосвязью
в мощном модуляционном устройстве класса Вак «Радиотехника», М 3, 1947.
69, Р’е I е rson A,, S i пс I a i г D. В. «АSingle-Ended Push-Pull Audio-Ampli:
lien, PTRE vol. 40, № 1, Jan, 1952. p. 7—IL
70. A. AL П n c a p ев скнй. «Исследование нелинейных искажений, обусловлен-
ных устанавливающимися процессами в мощных усилителях класса В.» «Радио-
техника», № 2* 1947.
7 L«Применение положительных обратных Связей в усилителях низкой частоты*.
«Радио», № 7, 1950.
72. Радиодетали (Каталог)* Изд. МИСС СССР, 1952*
73, А. А. Риз к ин. Основы теории усилительных схем. «Советское радио»,
74. А. А. Рнзккн. «Теория схем автобалансной инверсии». «Электросвязь»*
№ L 1941*
75. М. А. Розен блат* Магнитные усилителя, «Советское радио», 1956.
76, В. И, Си фо ров. Pan неприемные устройства. Вбениздат, 1954.
77- Современный катодный осциллограф* ГНИЛ, я. L 1951*
78. Современный катодный осциллограф. ГИИЛ. ч. 11 I, 1954*
79. А. А. Соколов «Электронные усилители постоянного тока*. «Электри-
-чество», № jo, 1949.
80. В, В, Солодовников. Введение в статистическую динамику систем
звоматнческого управления, ГИТТЛ. 1952*
8L Д. В- Степанов, Импульсные усилители* Госэнергоизлят, 1954.
82* Б. П. Терентьев. Электропитание радяоустройств. Саязьнздэт, 1948-
83. Б. Н. Файзулаев. «К расчёту катодного повторителя в импульсном
режиме». «Радиотехника», К* 5, 1955*
84. Л, М, Халфин. Основы телевизионной техники. «Советское рашю». 1985
8S. А* А. Харкевяч. Теория электроакустических аппаратов. СеяэьиздаТ,
1940.
66, М, Г. Цнмбалистый. Нахождение схемы сопротивлений с заданной
'частотной характеристикой. Известия ВЭТА нм. Буденного, Ленинград, т. XI, 1935
760 ' ' «к
I
II
11
87. Г G. Цон‘и. Отргсцагелшая обратщш связь й е$ придакенве* €вяэдв>
дат, 1940/ "l ;
УЙ. г, С. ЦыкйН1 Расчёт ступеней широкополосного к ямп^дадаго^ускле-
«Ёя с простой высокочастотной коррекцией. Саязыедат, 1955,:
89. Г. С, Цы кин. Трансформаторы низкой частоты. Связувздят; ffl&k
90, И. Шингл ьм ейстер* Электронная лампа как
-измерений. ГИТТЛ. J'94-9.
91. Р. Г. Ш Я ф ф е н б а у ? р. «С.таягя фаз в усилите.® на ей
Я вх ксмпенсания», ИЭСТ, № 10, 193k
92 ., Pt Г. Ill и-ф ф е н б а у з-р, «Расчет широкополосного тслевпаяовшэго усклн*
теля»* ИЭСТ. №3, 1937* _
93. Г. П, Шкурин/ Спрвэочзик/по^электроимшрнтедьным и рядиойзмерй-
тельным приборам. Воишзяат, 1955,
94. А. И. Э й л.е п к р и г. «Модуляционное устройство класса В>< И№Г, J& 9»
да
95. А. И, Энлеикрнг и С. Е. Гликман, Модуляишннне уедайегца
для передатчиков с амплотулисй модуляцией. «Советское радио. i954.
96. Электровакуумные приборы. Справочник, Госэпергоязлат, 1956,
97, К. Э. Эр гл и с и В, К. Левин, «Катодный повторит^ f импульсных
режимах»* «Радиотехника», № 3, 1953.
ОГЛАВЛЕНИЕ
„ Стм
От автора ...................................... Э’
Глава первая. Об дне сведения дб усилителях
§ 1Л< Основные определения . , . - *............................ 5
§ 1.2. Классификация усилителей . , . -............................ 7
1.2.1. Виды электрических усилителей..................................... 7
L2.2. Усилители гармонических и импульсных сигналов , , . > . , . . 8
1,2.3. Усилителя достоянного и переменного тока......................... 10
1.2.4. Усилители инзкрй и высокой частоты . ............................ 10
1,2.5. Уакопопоспые и широчоислосные усилители......................... 11
1.2.6. Усилители напряжения, тока, модности............................. 12
§ 1.3. Виды усилительных каскадов......................* ... 12
Глм вторая. Основные показатели усилителей
§ 2.1. Показатели усилителя при работе а установившемся режилте 17
2* ГЛ - Общие сведения.................................................. 17
З.1.Й. Коэффициенты усиленая......................................... 18’
2J.3. КЛнмй диапазон частот........................................... 21
2,1.4. Характеристики усилителя при работе в установившемся режиме . . 21
2.1.5. Частотные и фазовые искажения.......................... - . 23
2.1.6» Нелинейные искажения ............................................ 26
2Л.7. Гармонический анализ нелинейных искажений......................... 30
2JA Выходные и входные данные....................................... 36
2J.9. Внутренние помехи............................................... 37
2.L10, Динамический диапазон............................... . , . л 44
§ 2/2. Показатели усилителя при работе я переходном режиме . - 46-
2.2.1. Переходная характеристика.............................. . . . 46
2.2.2. Переходные искажения ............................................ 47
2.2.3. Нелинейные искажения импульсных сигналов ........................ 50
2.2,4. Коэффициент усиления. Входные и выходные данные.................. 52
Глад третья. Построение усилительных схем
§3,1. Схемы включении уенлительнйй лампы , <...................... 54
§ 3-2, Элементы схем ламповых усилителей................ _ . » 55
3.2. L Схемы однптактных каскадов усиления напряжения................... 55
3.2.2, Схемы двухтактных и инверсных каскадов усиления напряжения . , 58
3.2.3. Схемы входных цепей усилителя................................ 62
3.2.4. Схемы каскадов усиления мощности.............................. 65
§ 3.3. Схемы питающцх цепей .................................. 67
3.3.1. Общие соображения................................................ 67
3.3 2. Схемы питания нитей накала................................... 68
3.3.3. Схемы питания анодных н сеточных цепей........................ 70
§ 3,4, Схемы регуляторов усиления.........*...................... 72
*
Глдйд мпмёргпая. Основы теории усилительного каскада
§4.L Динамические характеристики.................................. 77
4Л.1, Вады динамических характеристик................................... 77
752
йк-IX Динамическая характеристика постоянного ток* .>
4*15. Динамическая характеристика переменного тока при i
91
93
грузке
Динамическая характеристика при комплексной нагрузке . * - *
§ 4.2- Гармонический анализ колебаний' по динамическим характери-
стикам ................*........................................
ИЛ L Гармонический анализ колебаний первого рода .
ИДЛ Метод трёх ординат • • • ♦ * . * - . . , - .-*.**
4ЛЗ, Метод пята ординат * * * * - . - , • .
Ч-2Д Метол двух ординат . • . * • * * * .
Ч;2.5. Гармонический анализ колебаний второго рода по методу А-И.Бер-
га , . .......................... -............
§ 4,3. Релямы работы лампы в усилительном каскаде - • •
:’4.3Д> Общие сведения. . • **.**,.'..* . ...
А. • . . * * < * ...............
4.3*1* Общие
Режим
4Л*2-
97
97
97
4ЛЗ. Режим В . . * >............................... . . . . $3
4.3л. Режим АВ.................................................., IQ0
4-3.5. Режим С...........................................* . * . . 101
§ 4.4. Показателя в параметры линейного четырёхполюсника , 102
4.4.1, Снизь между коричными пераметрамя й показателями четырехпо-
люсшгка . . . . , , . .’ . , , . . 102
4.4.2</Обобщённая формула коэффициента усиления....................... 104
i 4,5, Эквивалентные схемы, первичные параметры и показателя
ламно&ых усилительных каскадов......................... - Ю5
4,5. L Эквивалентные схемы уснлнтёлььсй лампы. Меадуэжктрадные ем-
кости н прове? и мести........... . .... 105
4.5-2- Каскад с общим катодом....................-.................... 109
4/5.3. Каскад с общей сеткой ........................... . . - - • П6
4-5 4. Каскад с общим анодом (катодный повторитель) 120
4-5*5< Сравнительная опенка показателей различных схем включения уси-
лительной лампы................................................ 124
Глайа пятая. Элементы теории линейных цепей
§ 5.1. Методы исследования переходных процессов..................... 126
5-1.1. Дпг'Гпюм интеграл Фурье............................................ 126
5.1,2. Прямее я обратное преобразования Фурье............................. 132
5-1.3. Преобразование Лапласа. Сущность операторного метола............... 134
5*1.4. Техника применения операторного метода............................. 135
§ о 2. Связь между частотной и фазовой ларактервстнкй?гП1........... 139
5*2. L Общие соображения ................................................. 139
5.2-2. Цепи минимального я неминимального фазового ствяга ...*.. 139
5.2.3. Выражение фазового угла через модуль коэффициента усилении . * 147
5.2,4- Частотные и фазовые характеристики простейших апериодических
цепей................................... . , - ........................... 151
Лгал? u/еотйД* Теория обратной связи
§ 6.1. Основные определения.......................... 1 * * •
4L1 I* Вилы обратной связи ............ т . . .................... . 161
5Л.2. Усиление при обратной связи. Свойства петли обратней енязп- . 1Б4
§ 6. 2. Показатели и характеристики устройств с обратной связью . - 170
€-2.1. Упрощённые эквивалентный с емы усилителя ..........................1"0
4L2.2. Анализ последовательной обратной связи по напряжению......... 171
5.2-3* Анализ последовательной обратной связи по току............... 177
48—237 753
Й.2.4. Анализ параллельной обратной связи по напряжению _ \ . , - . , £ЯН
'6.2.5. Обзор различных видов обратной Связи V’. ...........; . - : 1|Я
6X8- Стабильность коэффициента усиления ~....................... 18Я
&Л.7. Частотный в фаэолые характеристики устройства с чьстотноцезавн- JM
симой обратной связью , , . ......................... * , * . 1ЙИ
6.2Л. Частотные я фазовые характеристики устройств с частотнозависи- J
мой обратной связью................................................ 19Я
5.2,9* Нел цнейнйда искажения н устройствах с обратной связан? 20м
6/2.10. Эффективные статические характеристики лампы при отрицатель* В
нои обратной связи. Схемы устройств с одиокаскадной сггрнца- 4
тельной обратной связью . ...................................... 205Й
6.2Л h Влияние обратной связи на внутренние помехи усилителя .... 213Ц
6.2ч 12, Передо оные характеристики устройств с обратной связно . . * 21м
§ 6.3* Устойчивость усилительных устройств t обраткой связью . . 2171
6.3* L Крй^рин уетпйчив’остя . v . . . * , . *...................... 2171
6.3- 2. Критерий устойчивости Рауса—Гурвица '.........................- 2201
5*3.3. Критерий устойчивости Найквиста, ......................... * , _ * 222
§ 6-4. Обеспечение устойчивости устройств с глубокой отрицатель-
ной обратной связью.......................... /..........' . , . 225
6.4, L Основные практические данные устройств с отрицательной обрат-
ной связью * , , * .................................................... 228
6Л .2; Запасы устойчивости по модулю к по фазе ...............* , , , 231
6,4.3, Допустимая величина обратной связи лля устройства, усилитель ко-
торого выполнен на апериодических каскадах....................... 234
6.4.4т Нэнпыгадчеишая форма частотной и (разовой характеристик летле-
ного усиления * ................................................. 242
6.4,5< Получение характеристик петлевого усиления, близких к каины- j
годнейшим ........................; . ......................* . 244 1
§ 6-5, Паразитные обратшле связи . ........................... 255
6.5, L Виды паразитных обратных связей ,v. ............. ... - 255
6.5.2. Электростатическая, магнитная и сверхвысока частотная электрод?*
витная обратные связи ..................................... ► , , . 256
6.5.3- Обратные связи через: питающие цепи л............................ 256
Г/ftw седьмая.. Усилители налряйе>шя гармонических сигналов
§ 7,1. Реостатный каскад усиления напряжения............• . . . 280
7.LL Основные свойства и вркяцнпнальнзя схема . . . , * У . * - 280
7.1.2, Общая эквивалентная схема реостатного каскада и его частот-
ная и фазовая характеристики............................................ 282
7.1.3, Поведение реостатного каскада й области средних частит......... 286
7.1,4. Поведение реостатного каскада в области верхних частот......... 290
7.1.5, Поведение реостатного каскада а области ннжиих частот .... 295
7.1.6* Расчёт реостатного каскада.............................................. 298-
§ 7.2. Трансформаторный каскад усиления напряжения . ,................... 309
7,2,1, Принципиальная схема и основные свойства................................. 309
7-2*2. Общая эквивалентная схема. Частотная и фазовая характеристики 312
712*3. Поведение трансформаторного каскада и области средних частот , , 316
7,2-4^ Поведение трансформаторного каскада в области верхних частот , * 317
7.2*5. Поведение трансформаторного каскада в области нижних частот . , 320
7*2.6. Расчёт трансформаторного каскада........................................ 321
7,2.7, Применение шунта во вторичной цепи....................................... 331
7.2,3* Реастатно-траЕЕСформаторный каскад ...................................... 333
§7,3, Дроссельный каскад усиления на л ряжения............................ 337
7.3,1* Прннципиалыьая схема я основные свойства................................. 337
7*3,2* Эквивалентная схема, частотная и фазовая характеристики .... 339
7.3.3, Расчёт дроссельного каскада.............................................. 34S
§ 7,4. Коррекция частотных и фазовых характеристик........................ 346
7*4.1. Виды корректирующих устройств.......................................... 346
754,
ВЙщий метал коррекций частотных и фазовых характеристик
простая йыСйкочастгп^ая корреК1Шн....................•
яожяан высокочастотная коррекция................... ; ч;-;
снлмтелъ бегущей полны ................
аскада* содержащие корректирующие колйбатадьиые контуры
цзкочасготаая коррекция . . ’...................г’\ _ r 74
,S* Усилители напряжения с обратной связью * <.
..аснады с корректирующей обратней связью по току . > , -.♦
7,5.2, Двухламповое устройство с параллельной обратной связью ро на*
пряжению................................................... .-Л т.,
7-5.3. Двухкаска двое устройство с последовательной обратной сняаьйк Йо
напряжению . * . * * .................***...,.*
7,5.4, Тр&хкаекаДиое устройство с по следов ат ел ьп он обратной ш
зью по току - г............................L в
7*5,5. Устройство с обратной связью через Двойной Т-образныЙ мост * ,
§7.6* Инверсные каскады.............................................
7,6.1. Виды инверсных каскадов.......................................
I 7.6.2. Инверсный кфкад с разделённой нагрузкой .....................
7.6.3. Инверсный к&сад на лампе с общим катодом . . ............
7,6.4. Автобалансный^иинерсный каскад на лампе с общим катодом . - .
7.6-5. Автобалансныя инверсный каскад на лампе е обшей сеткой * . < .
Гласа йосьлт, Усилители мощности гармонических сигналов
§8.1, Однотактнып каскад усиления мощности * * . >.............
8.1.1. Режимы работы аднотакупого каскада усиления мощности * * * и
8.1.2, Режим наибольшей чувствительности каскада усиления мощности . *
8.1.3. Однотактный каскад усиления мощности на триоде...............
8,1,4. Одноактный каскад усиления мощности на экранированной лампе .
8.1.5* Частотная и фазовая характеристики однепжтиого трансформатор-
ного каскада усиления мощности. Расчёт параметров трансфер»а*
тора........................................... ....................
§ 8,2. Дэухтактиый каскад усиления мощности....................
8*2.1. Прнтщипиалъная схема и основные свойства.....................
8*2*2. Эквивалентная схема двухтактного каскада................. .
8,2,3. Работа двухтактного каскада в режиме А.......................
8-2.4. Работа двухтактного каскада и режиме В.......................
8,2.5, Влияние пульсаций питающих напряжений н асимметрии плеч ин
работу двухтактного каскада . . . ..................................
8,2Д ВыГюр рода режима работы двухтактного каскада..................
8.2.7* Расчет двухтактного каскада усиления мощности ...............
8,2*8. Расчёт параметров выходного трансформатора двухтактного каска-
да .................................................................
§ 8.3- Предгжонечяый каскад усиления мощности..................
8*3.1. Требования, предъявляемые к предоконечпому каскаду усилений
мощности . * х ..**.,.* *............................. .............
8,3*2. Трансформаторный предоконечкыЙ каскад усиления* мощности . . -
8.3,3. Дроссельный пред оконечный каскад усиления мощности..........
§ 8.4, Мощные усилительные устройства с обратной евдэью........
8.4xL Применение обратной связи в мощных усилительных устройствах . .
8.4Х Схемы мощных усилительных устройств с обратной связью .
§;8.5. Трансформаторы н дросселя звуковой частоты..............
8*5* 1, .Магнитная цепь трансформера.........*......................
8*5*2. Обмотки трансформатора .............- . ...............
8-5.3* Выбор материала сердечника трансформатора, магнитной нндук
пин Йт я коэффициента® заполнения и .......................* * - -
8.5-4. Определение размеров сердечника . ................
8,5*5, Определение основных данных обмоток , * ................* *
8*5,6* Расчёт размещения обмоток..................................
8.5,7, Примеры конструктивного расчета трансформаторов, ............
48*
Глава Усилителя импульсных сигналов
§ 9,L Рерстатщлй усилитель импульсных сигналов • ' ЙИ.,
^911.1. Основные свойства реостатного импульсного усилителя............. 594 ।
9 Л. 2* Фронт переходной характеристики . * ....................... S9&'
9J,3< Плескай часть переходной характеристики...................... . 601
'ЭЛЛ. Влияние обетных связей через пели питания па плоскую часть пе*
ре к одной характеристики * . . . * . 606
§ 9.2 Усилители импульсных сигналов с коррекцией................. 609
‘9.2. L Усилитель с простой* высокочастотной корректней................ 610
9-2 2- Применение сложной выажочастбтксм коррекции................. . 615
0.2*3. Коррёк1шя искажений, создаваемых входной пенью . . , . . . . 623
9*2.4. Причинение низкочастотной коррекции............................. 630
5 9.3, Усилителя импульсных сигналоа с обратной связью......... 643
•9AL Катодный повторитель ....................- - . . * 643
9.3-2. Каскад с обратной связью по току ,.............................. 654
9.3.3* Инверсные каскады для усилении импульсных сигналов.............. 651
девятая, Усилителя постоянного тока
г§ 10J. Усилители постоянного тока прямого действует............ 663
10.1.1. Основные свойства усиди телек постои шшго тока............... 663
10.1.2. Простейшие однокаскадяые усилители поетияшюго тока прямого
действия ♦ . * . . . ................... 664
10.13- Ламповые гальванометры постоянного тока................ \ * 668
10.1.4. Влияние изменения напряжения нзкала . _ , < * . * 673
10. L 5. Влияние изменен ня напряжений питания пеней анода, экранирую-
щей и управляющей сеток * * . * 680
10. L6* О :нокаскадпые усилители постоянного тока прямого действия снМ-
метричной схемы................................................ 684
10.1.7. Вил^т гальванической связи между каскадами . * . . . * , 690
L0.1.8* Многокаскадные усилители поспяшнсго тока прямого действия.
V I ска же ня . . * . /........... 694
§ 10,2* Усилители посте я 1гного тпка с преобразованием .......... 700
10.2. L Блок-схему усилителя постоянного тока с преобразавапием * * * * 700
10,2.2 Балансный модулятор ............................................. 703
10 2 3. Бала ясный демодулятор * . . , . 715
(0.2,4. Гетерогин и уснл»ггель несчшей частоты ......................... 722
10.2*5. Показатели и схемы усилителей постоянного тока с преобразова-
нием ........................................................... 724
Приложения
Приложение 1. Номинальные значе1птя ттеттрополочных сопроптиленяЙ 729
Приложение 2. Номинальные значения ёмкости электрических
конденсаторов пистонной ёмкости....................................* 730
Приложение 3. Параметры некоторых усилительных ламп * Р . 732
Приложение 4* Параметры некоторых модуляторных и генераторных
ламп * , * ........................... 734
Приложение 5. Основные данные стандартных сердечников бронево-
го типа наименьшей стоимости для трансформато-
ров и дросселей низкой частоты........................................ 735
Л рил ожение. 6. Номиналгныс размерынекоторых обмоточных проводов 738
Приложение?* < емейства обобщенны % частотных характеристик каска-
дв с низкочастотной корректней по схеме рнС- 7 52 739
Приложение 8. Семейства переходных характеристик каскада с низко-
частотной коррекцией по схеме рис, 7*52 ............................... 744
Литература............................................................. 748
756