ТЕХНИКА
СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
ПЕРЕВОД С АНГЛИЙСКОГО
ПОД РЕДАКЦИЕЙ
профессора
Я, Я. ФЕЛЬДА
\
ИЗДАТЕЛЬСТВО „СОВЕТСКОЕ РАДИО
МОСКВА-1952

ПРЕДИСЛОВИЕ К РУССКОМУ ПЕРЕВОДУ
Настоящая книга представляет собой перевод отдель
ных глав из книги «Техника сверхвысоких частот»
(„Very high frequency techniques"), посвященных теории
и технике выполнения ангенно-фидерных систем. Книга
эта написана группой научных сотрудников
исследовательской радиолаборатории Гарвардского Университета
(США), которая в период второй мировой войны вела
разработки в области противорадиолокационных помех.
Основное внимание в изложении уделено
широко-диапазонным антенным системам и линиям передачи, т. е.
вопросу, мало освещенному до настоящего времени в
радиотехнической литературе.
В русском переводе добавлены материалы по той же
теме из иностранной периодической литературы,
опубликованные за годы после выхода упомянутой книги.
Редактор

ГЛАВА I
ШИРОКОДИАПАЗОННЫЕ АНТЕННЫ
1. Полоса пропускания
Антенну можно рассматривать как трансформатор,
преобразующий направляемые фидерной системой электромагнитные
колебания в свободно распространяющиеся электромагнитные волны. Как
правило, соотношения между электрическими и магнитными
векторами и длинами направляемой и распространяющейся в
свободном пространстве волн, различны. Поэтому для устранения
отражений необходимо обеспечить согласование волновых сопротивлений
обоих типов волн. Диапазон частот, ,в пределах которого можно
произвести согласованное преобразование направляемых волн,
в свободно распространяющиеся, зависит от характера
согласования в трансформаторе—антенне. Если такая система
представляет собой сужающуюся линию, параметры которой плавно
изменяются между сечением, где волны являются чисто
направляемыми, и сечением, где они становятся совершенно свободно
распространяющимися, то как и в других плавных переходных
устройствах, отражения распределяются на отрезке, равном одной или
нескольким длинам волн и вследствие разности фаз могут
(частично) взаимно компенсироваться. В плавно меняющемся переходном
устройстве суммарное отражение некритично по отношению к длине
переходного устройства и частоте распространяющихся волн.
Если переход от направляющей системы к свободному
пространству имеет характер скачкообразного структурного изменения, то
часть электромагнитной энергии отражается обратно. Это
отражение может быть компенсировано отражением от какого-либо
другого места линии, где создается вторая отраженная волна, равная
по амплитуде, но противоположная по фазе первой отраженной
волне.
Если расстояние между двумя сечениями, в которых происходят
отражения, велико по сравнению с длиной .волны, то незначительное
изменение частоты резко изменяет относительную фазу двух
отраженных волн и они уже не компенсируют друг друга.
Трансформатор, в котором имеются два источника отражения, чувствителен к
изменению частоты. Существует полоса частот, в которой отражения
взаимно уничтожаются, но за пределами этой полосы
трансформатор уже не является согласующим устройством. Полосу частот,
в пределах которой трансформатор «нормально» согласовывает,
5

можно определить, задав максимально допустимое значение коэфи-
циента отражения.
Одно из обычно применяемых определений полосы частот
основано на максимально допустимом коэффициенте отражения,
равном 7з. Другое, часто применяемое, определение требует, чтобы
максимальное значение коэфициента
отражения было не -более ]/io- Последнее
требование оказывается более жестким и
применяется к антеннам радиолокационных стан-
чий и другим остронаправленным
передающим антеннам. В приемных антеннах часто
допускают коэфициент отражения р<2/3-
У тонкой проволочной полуволновой
антенны, в метровой части с. в. ч. диапазона,
ширина полосы частот, в которой р> 1/з
порядка 15% от несущей частоты. Такая
антенна считается узкодиапазонной.
Название «широкодиапазонные антенны» можно
относить к антеннам, полоса частот которых превышает 15% (при
том же коэфициенте отражения). Это определение является
произвольным. Правильнее будет называть широкодиапазонной такую
антенну, которая имеет значительно более широкою полосу частот,
чем тонкая проволочная полуволновая антенна (независимо от
Рис. 1.1.
Широкодиапазонная антенна.
«у
W
SJ
1
г
г) д) е) ж)
Рис. 1.2. Модификации антенны, изображенной на рис. 1.1.
величины допустимого отражения, но одинакового при сравнении
отражений таких антенн).
Вероятно наиболее простой широкодиапазонной антенной
является антенна, показанная на рис. 1.1. Здесь коаксиальная линия
передачи Т постепенно расширяется таким образом, что отношение
диаметров внутреннего и внешнего проводников остается
постоянным. Расширение происходит по приближенно экспоненциальному
закону. Если изменение размеров сечения на протяжении длины©ол-
6

ны не очень велико, то в любом сечении расходящейся линии будет
иметь место лишь относительно небольшое отражение. Фронт
волны, распространяющейся вдоль линии, будет приближаться к
сферическому, волна будет заполнять все большее пространство и,
наконец, достигнув конца линии, будет излучаться. Если расстояние
между краями А и Б на рис. 1.1 порядка длины волны или более, то
отражение от раскрыва антенны (т. е. поверхности вращения,
отделяющей свободное пространство от области между двумя
расходящимися проводниками линии передачи) будет мало. Опыт
показывает, что такую конструкцию можно значительно модифицировать»
не нарушая основного свойства — широкополосной трансформации,
если только в процессе модификации конструкции сохраняется ее
основное свойство — незначительное изменение структуры на
протяжении длины волны. На рис. 1.2 показано несколько типов антенн,
которые можно рассматривать как модификации антенны, изобраи
женной на рис. 1.1.
2. Параметры, определяющие ширину полосы частот антенны
Чтобы получить представление о некоторых параметрах,
влияющих на ширину полосы частот антенн различных типов, изображен-
'Г ' - к
Г- от
~А
УУ//УУЛ
$)
РисП.З. Конические антенны с волновым
сопротивлением различной величины.
ных на рис. 1.2, рассмотрим конические антенны, изображенные на
рис. 1.3. Характерным отличием конической антенны является то,
что конус над проводящей плоскостью образует линию передачи с
волновым сопротивлением
Z,= 1381gctg
(О
На рис. 1.4 показана графически
зависимость Zc от угла раствора
конуса ф.
В общем случае волновое
сопротивление Z0 фидерной линии,
подключаемой к конической антенне,
отличается от волнового
сопротивления конуса. Таким образом,
существуют две области, в которых
происходит отражение: одна у поверхности
S, показанной пунктирной линией
180
1RH
10U
НО
ПО
\юо
£*0
60
20
0
7
<7$ъ
1
£'" _
О 10 10 30 U0S0 60 70 вО 90 f
Рис. 1.4. Зависимость волнового
сопротивления конической антенныг
от угла при вершине конуса.
7

*/а рис. 1.3, и другая — у вершины конуса. В этом отношении
коническая антенна является типичной для всех антенн, изображенных
на рис. 1.2, за исключением антенны а. В цилиндрических атен-
нах это явление усложняется еще тем, что волновое сопротивление
вдоль цилиндра не постоянно, а увеличивается с удалением ог
места соединения с линией передачи, так что там имеется еще
дополнительная область распределенных отражений.
Если длину L конуса сделать несколько меньшей 1/4 длины
волны, а угол ф достаточно малым, порядка 1°, то антенна
фактически представит собой проволочную четвертьволновую антекну.
Входное сопротивление такой антенны около 36 ом. Эта
величина сопротивления будет гораздо меньше волнового
сопротивления, вычисленного по формуле (1) для конуса с углом при
вершине <]>= 10(ZC= 284 ом). Это объясняется сравнительно
большим отражением от конца антенны. Пусть коэфициент отражения
у раскрыва будет р = р0е;а. Тогда в пучности тока, приблизительно
на расстоянии Я/4 от конца, т. е. у вершины конуса, величина тока
равна /0(1 + Ро)| а напряжение будет IQZc(l—р0). Полное входное
сопротивление у вершины будет
Отсюда получится
Zc\^- = m ом.
1--^
Ро = —4-=0,775.
36
1+Т
С увеличением угла конуса волновое сопротивление быстро
уменьшается, как показано на рис. 1.4. Величина р0 также уменьшается,
причем так, что выражение Zc(\—Р0)0-1-ро) остается
приблизительно постоянным. В некоторой области значений угла ф волновое
сопротивление Zc конической линии передачи сходно с величиной
волнового сопротивления обычно применяемых линий. В этой же
области коэфициент отражения р0 снижается до малой Ееличины.
Дальнейшее уменьшение волнового сопротивления приведет к тому,
что энергия будет излучаться из узкой кольцеобразной щели. При
этом будет иметь место сильное рассогласование с пространством и
р0 снова увеличится. Таким образом, лишь в промежуточной области
значений ф, коническая линия передачи имеет волновое
сопротивление Zc приемлемой величины и нагружена на конце сопротивлением,
приближенно равным Zc.
Ввиду того, что размеры раскрыва* в длинах волны изменяются,
когда изменяется частота, то коэфициент отражения от раскрыва
для заданного конуса также изменяется вместе с частотой.
Типичная зависимость р0 от длины волны показана на рис. 1.5. Кривая
* Раскрывом конической антенны называют часть поверхности, вырезаемой
конусом из сферы, центр которой совпадает с вершиной конуса.
8

полного входного сопротивления конической антенны, изображенная
в комплексной плоскости R—X, имеет вид спирали,
наворачивающейся вокруг точки, соответствующей величине Zc (рис. 1.6).
Действительно, сопротивление в сечении линии передачи,
отстоящем на расстоянии 0 электрических градусов от ее конца,
нагруженного сопротивлением Z с коэфициентом отражения р=р0е-
Zl=R-\-jX, где
1 ""рл 2р0 sin и 7
Ja
/? =
1 + Ро + 2Ро cos и
z„ х=-
1 + Ро + 2р0 cos и
равно
(2)
и = 2Ъ — а.
Исключив и из этих уравнений, получим
(«-*£$■+*■=(*-т*
(3)
гш
Рис. 1.5. Примерная величина коэфи-
циента отражения от „раскрыва".
рв I— отношение амплитуды отраженной
волны к амплитуде падающей волны,
измеренное у вершины конуса.
Выражение (3) в системе
координат /?, X представляет собой
окружность радиуса
2р0
•Р2о
центром,
в точке
находящимся на оси /?
R = ZU
1 + Ро2,
1 —Ро
х=о.
I
X
80\
60\
ш
го\
о
-zo\
-ш
/
\UA=0jri
w.
\w
Уд1
p-
/
ttjln.
^__fi-2
S4?
w
J4j
" 4$
,0* 4]
w
—^м
Л7
Ш7 /Л7
ft в омах
Рис. 1.6. Типичная зависимость
полного сопротивления конической
антенны от длины волны, изображенная в
комплексной плоскости.
Числа» относящиеся к точкам на кривой
полного сопротивления, указывают значения
L в длинах волн, соотв* тствующих
значениям X и R, представленных точками.
Числа, относящиеся к окружностям, указывают
значения коэфиииснта стоячей волны,
которые получились бы, если бы линия передачи
была нагружена сопротивлением,
представленным любой точкой на окружности.
Этот результат, будучи применен к конической антенне,
позволяет сделать следующие вьгводы. Так как на более нижих частотах
величина р0 велика, то точка полного сопротивления (R, X)
лежит на окружности большого радиуса с центром, находящимся на
большом расстоянии от оси R = 0. С повышением частоты, радиус
окружности Zc
2Ро
Ро2
уменьшается, тогда как центр окружности
9

передвигается к точке /? = ZC, Х=0. Поэтому с уменьшением р0
точка полного сопротивления перемещается по кривой с
уменьшающимся радиусом кривизны. Когда р0 очень мало, радиус окружности
также невелик и центр окружности находится вблизи точки Zc.
В результате этого кривая входного сопротивления имеет вид
спирали, как показано на рис. 1.6.
До сих пор мы рассматривали в общих чертах лишь конический
излучатель. Другие излучатели, имеющие форму, среднюю между
излучателями, изображенными на рис. 1.1 и рис. 1.2,е, ведут себя
аналогичным образом. Толстые цилиндрьг не являются исключением!
в этом отношении. Если цилиндр снабжен соответствующим
коническим переходом к центральному проводнику кабеля, то в кривой
сопротивления наблюдается лишь незначительное смещение в на-
R в омах Я В омах
Рис. 1.7- Типичная характери- рис. 1.8. Типичная
характеристика входного сопротивления стика входного сопротивления
цилиндрической антенны коаксиального вибратора.
D=l/10L
правлении отрицательного реактивного сопротивления. При
отсутствии перехода, это смещение становится весьма заметным
вследствие наличия сосредоточенной емкости у основания. За
исключением этой детали кривая входного сопротивления цилиндричеакой
антенны представляет собой также спираль (рис. 1.7), сходную по
форме со спиралью конуса, изображенной на рис. 1.6. Коэфициент
отражения от конца у тонких антенн, подобных изображенной на
рис. 1.2,ас, довольно велик и не уменьшается от раокрыва по мере
повышения частоты. Уменьшение коэфициента отражения на входе
достигается введением одного или нескольких компенсирующих
отражений в пределах самой антенны или в связанной с ней
компенсирующей цепи.
В случае антенны, изображенной на рис. 1.2,ж, компенсация
создается в основном отраженной волной, распространяющейся вверх
по трубке S. Эта волна приводит к появлению индуктивного
сопротивления между концом наружного проводника и землей, тогда как
реактивность, порождаемая отражением от конца внутреннего
проводника, имеет емкостный характер. Ввиду того, что оба эти сопро-
Ю

тивления включены последовательно, реактивные составляющие
взаимно уничтожаются и на фидере остается лишь активная на-
1рузка.
Одно отражение всегда можно компенсировать другим
отражением соответствующей величины. Однако такая компенсация
происходит в пределах лишь ограниченной полосы частот. Вне этой
полосы частот оба отражения складываются вместе и создают общее
отражение, которое может быть больше, чем любое из отдельных
отражений. Антенны с такой компенсацией отражений в
значительной полосе частот ведут себя до некоторой степени подобно
полосовым фильтрам с крутыми спадами частотной характеристики на
нижнем и верхнем краях полосы пропускания. Соответствующая
кривая сопротивления «в плоскости R — X имеет 'большой радиус
кривизны на низких частотах, небольшой радиус кривизны,
соответствующий малым значениям р0 в пределах полосы пропускания
и, наконец, снова большой радиус кривизны выше полосы
.пропускания. В результате характеристика входного сопротивления будет
иметь форму петли, как показано на рис. 1.8. Эта кривая типична
для антенны, у которой отражение от расирыва сравнительно
велико, но компенсируется другим отражением в пределах
ограниченной полосы частот.
3. Электромагнитные рупоры
Плавность перехода от волновода к свободному пространству
достигается таким же способом, как и в переходе от коаксиальной
линии к свободному пространству. На рис. 1.9 изображен так
называемый электромагнитный рупор, представляющий собой
широкополосный трансформатор, обеспечивающий
плавное изменение Параметров, определяющих
распространение волн. Если раскрыв рупора
достаточно велик, т. е. равен или больше
одной длины волны и угол при вершине
рупора не очень велик, то переход от
направляемых волн к колебаниям в свободном
пространстве осуществляется с малыми отражениями.
И в этом случае, как и для антенны,
изображенной на рис. 1.1, форма рупора и размеры
раскрыва некритичны, при условии малого из- Рис- I-9- Рупорная
менения размеров поперечного сечения на про- антенна,
тяжении одной волны.
С точки зрения (входного сопротивления электромагнитный рупор
в некоторых отношениях очень сходен с цилиндрической антенной,
изображенной на рис. 1.2,#. Первый источник отражения находится
в области раскрьгва рупора. Сам рупор представляет собой второй
источник отражения, т. е. волновод с плавно меняющимся волновым
сопротивлением. В месте соединения рупора с волноводом имеется
третий источник отражения. Эти три области отражения аналогичны
соответствующим областям в цилиндрической антенне.
Одна из модификаций рупора получается путем увеличения угла
и

при вершине рупора до 180°, как показано на рис. 1.10. Основной
источник отражения в этом случае находится в области, где
волновод соединяется с «рупором», т. е. с металлическим листом. Коэ-
фициент отражения зависит в этом случае от размеров волновода.
При применении обычного
прямоугольного волновода с волной //]&
при b/а = 2, коэфициент отражения
близок к V-i • При узком волноводе,
для которого Ь/а = 8, коэфициент
отражения равен примерно 2/з.
На длинных волнах, вследствие
больших размеров волновода, для
подведения в. ч. энергии .к антенне
(или отвода от нее) более удобно*
пользоваться коаксиальной линией и
устанавливать у антенны
трансформатор для согласования
коаксиальной линии с волноводом,
возбуждающим рупор. Такое устройство
показано на рис. 1.11. При отсут*
ствии отражений от трансформатора
волна, отраженная от раскрыва,
попадает в коаксиальную линию. По-
этому обычно в трансформаторе для
согласования коаксиальной линии
с волноводом создают компенсирую-
Рис. 1.10. Прямоугольное
отверстие в металлическом
листе большого размера.
Отверстие возбуждается
волноводом.
50
н
а
о
X
а—щелевая антенна; б —
электрические силовые линии вокруг
двух параллельных магнитных
токов, протекающих в одном и
том же натфавл< нии, указывают
на уничтожение электрического
поля вдоль плоскости,
находящейся на одинаковом расстоянии
от токов.
W7
30
20
IU
0
-10
-20
-30
-so
/
103
i
-]0рш
H11A
ЩХП
&
£Ш
Ш
Ж
А,70А
/
/1
1
г
у
у
?
i
j
6Ф{1 fffiOoMHOu лрнии |
ZO 30 UO 50 60 70 80 90 100
R в омах
Рис. I.J2. Типичная
характеристика входного сопротивления
широкодиапазонной щелевой
антенны.
щее отражение. При этом вся система приобретает характеристику
полосовою фильтра. Чем короче расстояние между источниками
отражения, тем шире полоса частот, в которой осуществляется эта
компенсация. Точно так же, чем меньше отражение от раскрыва,
тем полоса частот будет больше. Ввиду того, что отражение от
12

раскрыва растет с уменьшением ширины волновода, рабочая полоса
частот при этом уменьшается.
Излучающую систему, изображенную на рис. 1.11, часто
называют «щелевой антенной». Характеристики сопротивления щелевых
антенн во многом подобны характеристикам других
компенсированных антенн. Ниже частоты, при которой компенсация является
эффективной, коэфициент отражения р0 велик, так что кривая
сопротивления в плоскости R — X имеет большой радиус кривизны.
В пределах компенсированной полосы коэфициент р0 невелик,
в результате чего на кривой образуется одна или несколько
небольших петель. При частотах, выше компенсированной полосы частот,
р0 снова увеличивается и радиус кривизны кривой становится снова
большим. При достаточно полной компенсации величина р0
невелика. На рис. 1.12 изображена типичная кривая входного
сопротивления щелевой антенны.
4. Компенсация отражений
На практике почти всегда оказывается желательным уменьшать
размеры антенны до минимума. Конструкции, подобные показанной
на рис. 1.1, как правило, непригодны, потому ито они велики по
сравнению с другими конструкциями, имеющими такую же рабочую
полосу частот. Меньшие конструкции можно получить, допуская
более значительное отражение при
трансформации направляемых волн в
пространственные волны, но компенсируя
его отражением в линии передачи. Чем
ниже частота, тем важнее
использовать различные методы компенсации,
чтобы избежать применения широко-
ДИаита-ЗОННОГО излучателя больших раз- Рис. 1.13. Линия передачи, на-
MQDOB. На СраВНИТеЛЬНО ДЛИННЫХ ВОЛ- груженная ВОЛНОВЫМ СОПротиВ-
няу яч-ррннкг с пття.тшо меняющейся лением zo> в которой отраже-
нах ашенны с пла-вно меняющейся ния происходят в двух точках
Структурой, показанные на рис. 1.1 И Л и £, причем каждое отраже-
рис. 1.9, имеют весьма большие разме- ние вызывается шунтирующей
ры, ввиду чего их обычно не применя- нагрузкой,
ют. В широкодиапазонных антеннах
для частот в области 700 мггц и ниже почти всегда оказывается
необходимым применять компенсации какого-либо вида. В качестве
типичного примера компенсации рассмотрим эквивалентную схему,
показанную на рис. 1.13, где линия передачи нагружена
сопротивлением, равным ее волновому. Источники отражений находятся
в двух сечениях А и Б, отстоящих друг от друга на расстоянии ф°.
Такая схема соответствует антенне с компенсирующим устройством,
помещенным на расстоянии ф° от антенны. Первое отражение в Б
соответствует отражению, возникающему в антенне; второе
отражение в А является отражением, получаемым в компенсирующем
устройстве. Из рассмотрения эквивалентной схемы можно сделать
д>ва важных вывода: 1. Чем больше расстояние компенсирующего
1.3

устройства от антенны, тем Уже рабочая полоса частот. 2. Чем
больше будут отдельные отражения, тем уже полоса частот.
Чтобы доказать это, введем несколько вспомогательных
понятий. Предположим, что линия передачи, нагруженная своим
волновым сопротивлением, шунтирована реактивным сопротивлением /X
Пусть амплитуда тока падающей волны, распространяющейся от
генератора по направлению к реактивному сопротивлению, будет
равна единице, а фаза этой волны в точке подключения
шунтирующего реактивного сопротивления равна нулю. Пусть далее р
—комплексное число, характеризующее амплитуду и фазу отраженной
волны, а "с — комплексное число, характеризующее амплитуду и
фазу проходящей волны:
р = Роеуа
т = т0«Л
Ha участке линии между генератором и шунтирующей нагрузкой
имеются стоячие волны. В пучности тока его величина будет 1+ р0
а величина напряжения Z0(l —р0). Ввиду того, что в этом месте"
ток и напряжение находятся в фазе, передаваемая по линии
мощность будет-
P=Z0(l-p0)(l+Po) = Z0-Z0p2. (4)
Мощность, подводимая к нагрузке на конце линии передачи,
равна TqZq. Так как в реактивном сопротивлении нет потерь
мощности, то
^0 А)Ро Т0 ^0#
Следовательно
т
■о+Ро = 1- (5)
Исходя из распределения на участке между генератором и
шунтом, напряжение в точке подключения шунта будет Z0 (1—р).
С другой стороны, исходя из распределения на участке шунт—
нагрузка, напряжение в этой же точке будет Z0t, так что
Z0(l—p) = Z0x
и следовательно
т + р = 1. (6)
В месте подключения шунта полное сопротивление определяется
из уравнения
-- = - + — (7)
Z jX^ Z0* у'}
Коэфициент отражения по току будет
e~zrfz-jrr • <8>
jX ~rz
14

В частном случае, когда параллельное реактивное сопротивление
представляет собой отрезок разомкнутой линии длиной в А
градусов с волновым сопротивлением Z0
* = -Z0ctgA и Р= -=^. (9)
Введем вспомогательную величину 9 в градусах, определяемую
следующей зависимостью
tgA = 2tg8. (10)
Тогда
И
т=1 — P = cos8e"/0. (12)
Сравнивая эти результаты с выражениями, определяющими р их,
мы видим, что в этом случае
Po = sin6, а = тг/2—Ъ\
, а = к/2-6> (13)
:COS0, Ч\ =— 6 /
5. Расчет отражения, производимого двумя нагрузками,
включенными в линию передачи
Рассмотрим теперь случай, когда отражение происходит ib двух
сечениях, как показано на рис. 1.13. Пусть расстояние .между этими
сечениями будет ф градусов. Здесь удобнее оперировать с
величинами ^ и рр которые являются коэфициентами передачи и отра*
жения, реактивного сопротивления в сечении Л, если оно является
единственным сопротивлением, шунтирующим линию. Подобным же
образом обозначим буквами р2 и т 2—коэфициенты отражения и
передачи реактивного сопротивления в сечении Б при условии, что оно
является единственным сопротивлением, шунтирующим линию передачи..
Пусть амплитуда падающей волны тока, которая распространяется от
генератора по направлению к Л, равна единице, и фаза этого тока равна
нулю в сечении Л. Допустим далее, что полная падающая волна
тока справа у сечения А выражается комплексным числом U. Тогда
в сечении Б эта прямая волна равна £/е-;+. Таким образом, вся
отраженная волна, идущая из Б в Л, равна р2£/е~у+. Эта волна
снова отражается в Л и образует часть падающей волны U. Волна,
отраженная в Л по направлению к Б, равна р1р2^е""2уФ- Прямая волна
U является суммой части та первичной волны, прошедшей через:
точку А и отраженной волны PiP3^e 2y+* Таким образом, имеем
и=*г+Ы,ие-Щ. (14)
Это уравнение можно решить относительно U и получить
U=- ^щ. (15)
15

Полная отраженная волна /?, идущая обратно к генератору,
представляет собой сумму двух волн—волны, отраженной в Л и равной
Pj, и части волны, отраженной от Б, которая проходит через точку
Л, т. е. z^2Ue~2^. Следовательно,
Я = Р! +
Производя подстановку
(16)
Pi = Рю^у ; р2 = р20еу ;
^ =^ne;i]l
и используя зависимости
2 I 2
10^
получим
io+Pio=1 и ^i — ai= — ^/2
/К+а2-2^)
n=z eJ\ Рю — Р20 е
1-Р1оР-ое/(а1+а2-2ф) '
Квадрат модуля величины R будет, следовательно
(PlQ — Р20)3 , 4Р_0?20__
\R\2 =
где
Рю + Р20 — 2РюР-о cos v (1 — р,0р,0)а U - Р.оРю)'
sin2tr'2
1 I-P10P20 — 2PioP2ocosz;
1+.
(1 — Р10Р-0)4
^ = ^ + 02 — 2'^.
sin* tr/2
(17)
(18)
Величина |/?, минимальна или максимальна, когда v — 0 или г> = ти
соответственно. Следовательно, максимальная величина |/?|2 равна
и минимальная
\R
2 _ (Рю + Р20)2
(1 + РюРао)4
2 _ (Рю — P20)1
*»«j (l-ploPjU)a-
(19)
(20)
Значения коэфициента стоячей волны а, которые соответствуют
этим величинам j /? |, следующие:
'lu2>
±- если р10>Р20
^ если Рю<р2о
I,
(21)
14-рю
_* +р>р
где а. = 1 ^-" > а2 — .
1 1 — Рю ! — Рзо
16

Таким образом, мы видим, что коэфициент стоячей волны,
создаваемый двумя нагрузками, может колебаться между
произведением а^ и отношением о,/^ или з2/з, коэфициентов стоячей волны,
создаваемых этими нагрузками, когда каждая из них включена
в линию порознь. Полную компенсацию, т. е. а —1, можно получить
только, когда а, =а2 и V — 0; 2тг; и т. д.
Предположим, что sin ^/2 = ° и p10:z^ P20 Ha частоте /=/0. Тогда
на других частотах, близких к /0, получатся меньшие значения
|/?'|2, если р10 и р20 останутся равными, так как числитель
уравнения (8) является суммой двух положительных членов. Когда р10
остается равным р20 поблизости от /0, где sin v/2 мал, то
\R\^(c
--)2sin2^/2
a^1 + 2^1-J-)|sin-H_|-l + 2(a1-
sin
«1 + a2
(22)
Скорость, с которой а отклоняется от единицы, зависит,
следовательно, от произведения (аг— q- j-sin f*1 "Г* *—Ф)* Когда
расстояние между нагрузками ф велико по сравнению с длиной
компенсирующих цепей и когда последние не являются в сильной степени
резонансными, как это обычно имеет место, то величина ф
изменяется гораздо быстрее, чем a,-|-a2. При этом величина коэфици-
ента стоячей волны, создаваемого двумя нагрузками, будет очень
быстро отклоняться от единицы. Эта скорость отклонения еще
более возрастает, когда а, велико.
При выводе этих уравнений мы считали, что сопротивление,
шунтирующее линию передачи в сечении Л, является реактивным
сопротивлением. Относительно же характера сопротивления в
сечении Б не было сделано никаких ограничений. Можно доказать, что
все выведенные результаты применимы, .когда компенсирующая
нагрузка представляет собой ряд последовательно включенных
реактивных сопротивлений или любую комбинацию реактивных цепей.
Доказательство этой теоремы более общего характера занимает
много места и здесь не приводится.
Приведенные выше расчеты показывают, что: 1) при любой
частоте всегда можно полностью устранить одно отражение
посредством другого; 2) когда частота отклоняется от частоты, на которой
происходит полная компенсация, отражение возрастает со
скоростью, зависящей от расстояния между двумя источниками
отражения; чем больше расстояние между последними, тем больше
скорость, с которой будет увеличиваться общее отражение; 3) чем
больше отдельные отражения, тем больше скорость, с которой
общее отражение будет увеличиваться при отклонении от частоты,
на которой осуществлена полная компенсация. Эти основные выводы
применимы ломти ко воем видам коррекции, применяемым в
конструкциях широкодиапазонных антенн.
2 Техника сверхвысоких частот. Часть I. \J

Кроме рассмотренного простого одиночного компенсирующего
отражения, имеются и другие способы компенсации. Рационально
рассматривать два отражения — первичное отражение и первое
компенсирующее отражение, как один источник. Такой источник не
создает отраженной волны на одной, так называемой критической
частоте, но при других частотах (выше и ниже этой частоты)
порождает обратную волну с определенной амплитудой и фазой. В
линию передачи можно ввести нагрузку или комбинацию из
нескольких нагрузок, которые не вносят отражений при критической
частоте, но которые стремятся уничтожить отражения первой пары
отражений на частоте выше и ниже критической. Это можно назвать
сложной компенсацией.
Сложная компенсация была применена при частотах ниже
70 мггц, где при других способах получения требуемой полосы
частот антенны получались слишком больших размеров.
6. Диаграммы излучения и элементарный принцип Гюйгенса
Рассмотрим рупорный излучатель, изображенный на рис. 1.9.
Волны, поступающие в рупор, распространяются в пространстве,
не меняя своего основного направления распространения. В рас-
крыве рупора фазовый фронт, т. е. поверхность, на которой
электрические векторы имеют одну и ту же фазу в данный момент,
представляет собой прямоугольную изогнутую поверхность
выпуклой стоооной обращенной к
свободному пространству. Согласно
принципу Гюйгенса, применяемому в
элементарной оптике, любую точку на
поверхности фазового фронта можно
рассматривать -как новый источник
излучения. Если кривизна фазового
фронта незначительна, что действительно
имеет место, когда угол раскрыва
рупора невелик, то фазовая поверхность
близка к плоской поверхности
прямоугольного сечения. В удаленной точке
пространства вдоль оси рупора
волны, поступающие из отдельных источников Гюйгенса,
находятся приблизительно в одной и той же фазе, и амплитуды
отдельных электрических векторов можно складывать вместе
арифметически. В удаленной точке вдоль линии, направленной под
углом к оси рупора, подобно линии СР2, волны, поступающие из
отдельных элементарных источников, имеют разные фазы, и
векторы электрического поля складываются геометрически, 1ка<к на
рис. 1.14. В этом случае результирующее поле меньше, чем на оси
рупора. Таким образом, излучатель, изображенный на рис. 1.9,
не излучает электромагнитные волны равномерно ©о всех
направлениях, а распределяет их в пространстве, как показано на
рис. 1.15, где изображена зависимость поля от полярного угла ф,
18
Рис. 1.14. Суммирование
векторов полей, возникающих от
элементарных источников
Гюйгенса.
Углы, образуемые соседними
векторами, являются фазовыми углами.
Имеется бесконечное число
отдельных источников Гюйгенса, но
приближенный результат может быть
получен путем их объединения в
четыре или более группы.

образуемого осью рупора и направлением, лежащим »в плоскости,
содержащей ось рупора. Радиус-вектор, проведенный от начала
координат до точки С, пропорционален электрическому полю на
поверхности сферы большого радиуса, центр которой находится
в центре раскрьгва рупора.
Излучатель, изображенный на рис. 1.1, дает несколько другое
распределение электрического поля в пространстве. Исходя из
принципа Гюйгенса, можно также получить качественную картину
распределения излучаемого поля. В этом случае фазовый фронт в рас-
крыве излучателя представляет собой изогнутую поверхность,
которая в первом грубом приближении является частью
конуса, как можно видеть из рис. 1.16. Благодаря
симметрии антенны относительно оси OZ,
электрическое поле
постоянно вдоль любой
экваториальной
окружности (подобной
С) на сфере S
большею радиуса. Но
вдоль большой мфи-
Рис. 1.15. Типичная диа- Рис. 1.16. Фазовый фронт в ра- Рйс. 1.17. Диаграмма
грамма излучения рупор- скрыве излучателя рис. 1.1, излучения антенны,
ной антенны небольшого приближенно конический, как изображенной на
размера. показано пунктирной линией F. рис. 1.1.
дианальной окружности, проходящей через Z, электрическое поле
изменяется. В направлении ON, перпендикулярном коническому
фазовому фронту, волны, поступающие из элементарных
источников Гюйгенса, расположенных на поверхности фазового фронта,
находятся в большей степени в фазе друг с другом, чем .в других
направлениях, как например ОМ. В результате этого, электрическое
поле вдоль меридианального круга распределяется, как показано на
рис. 1.17. Вследствие экваториальной симметрии поля излучатель
на рис. 1.1 иногда называют «всенапр.авленным», хотя термин «все-
направленный» может быть применен здесь только в узком смысле.
7. Элементарный диполь; диаграммы излучения тонких антенн
Выражение для электромагнитного поля, излучаемого диполем
бесконечно малой длины, было дано Г. Герцем. Рациональность
применения понятия диполя основана на том, что тонкие
излучатели, подобно излучателю, изображенному на рис. 1.18, можно
представить себе разделенными на большое количество небольших
отрезков, каждый из которых эквивалентен диполю бесконечно
малой длины. Рассмотрим распределение тока в тонком излучателе,
2* 19

предста'Вленное кривой / на рис. 1.18. Если предположить, что
излучатель на рис. 1.18 разделен на небольшие отрезки, то каждый
отрезок можно рассматривать ,как диполь с определенным то-ком.
Ток в каждом отдельном диполе, расположенном на расстоянии z
от конца излучателя, является функцией z. Заряды на концах
прилегающих диполей не уничтожаются полностью, а обеспечивают
распределение зарядов вдоль провода в соответствии с уравнением
непрерывности. Рассмотрим излучатель, изображенный на рис. 1.18.
Так как предполагается, что оба проводника тонкие, то отражение
волн на концах излучателей будет почти полным *. При этих4 усло-
виях вдоль L\ будет существовать стоя-
чая волна, причем распределение тока
будет примерно таким, как это
изображено на рис. 1.18 (кривая /). Ток вдоль
L2 также имеет форму стоячей волны,
{Здесь Вибратор \^C которая является продолжением стоячей
отсоединяете* с rffftf ц__/ волны Lu причем как L\, так и Ьг имеют
II' I Ли а* *» й-tt t лл ИМИ I г_л
длину, равную четверти длины волны. Ток
вдоль L2 течет в том же направлении,
что и в £ь и кроме того, токи по всей
длине L\ и L2 находятся в одной и той же
фазе. Если L\ и L2 разделены на диполи,
как показано на рис. 1.18, то ясно, что
максимальное излучение будет
происходить под прямыми углами к L, так как
в этом направлении отдельные диполи
создают электрические поля, которые на
большом расстоянии будут в одной и той
же фазе. Точно так же излучение в
направлении оси антенны будет-
отсутствовать, так ка(к отдельные диполи ничего не
излучают в этом направлении. В
промежуточном направлении, например, ОР, общее электрическое поле
будет меньше поля в направлении под прямыми углами к L, по
двум причинам: 1) ввиду того, что каждый отдельный диполь
излучает в этом направлении меньше и 2) ввиду того, что
электрические поля отдельных диполей имеют разные фазы.
r Wecb Вибратор
соединяется с
■ ,| внешним
Щ проводникам
ill
ЛИ
\MLJdecb Вибратор
Ji не соединяется
у\ с внешним
у проводником
Рис. 1.18. Один из видов
коаксиального вибратора.
Пунктирная линия показывает,
как примерно распределяется ток.
Две фигуры в виле восьмерок
изображают диаграммы излучения
двух или большего числа диполей,
на которые можно подразделять
антенну.
8. Диаграммы излучения цилиндров
Излучатель, показанный на рис. 1.2,е, отличается тем, что
излучающий элемент представляет собой цилиндр большой толщины.
Волна, отраженная от конца цилиндра, составляет лишь часть
прямой волны, так что фаза полного тока вдоль излучателя
непрерывно меняется вдоль цилиндра. Чем толще цилиндр, тем меньше
будет отраженная волна по сравнению с прямой. По этой причине
диаграммы излучения цилиндров большой толщины, по крайней
* Это будет только приближенно правильным на нижнем конце
коаксиального вибратора (рис. 1.18).
20

мере, в качественном отношении «приближаются к диаграммам
излучения проводников с бегущей волной. Предположим, что волны
вдоль проводника W на рис. 1.19 распространяются слева направо
и что они не отражаются от конца проводника. Если проводник W
разделен на элементарные диполи, то фаза тока в каждом диполе
увеличивается пропорционально расстоянию z. Рассмотрим
излучение диполей 1 и 2, находящихся один от другого на расстоянии D.
Фаза тока в диполе 2 запаздывает по отношению к фазе тока в
диполе 1 на число электрических градусов, соответствующее
расстоянию D. Например, в направлении Sb каждый диполь излучает
максимальное электрическое поле, но их поля отличаются одно от
другого по фазе на угол 2nD'l. В направлении, подобном направле-
-Z-Z,
Направление
распространения
•2
Гис. 1.19. Схема, применяемая при
анализе диаграммы излучения
проводника с волной, бегущей слева направо.
Источник энергии не показан.
Оконечное сопротивление, изображенное
схематически, может быть
сопротивлением, включенным последовательно
с катушкой индуктивности и
небольшим сферическим конденсатором.
«У S)
Рис. 1.20. Диаграммы излучения тонкого
проводника:
а — длиной 2Х, б — длиной 4Х.
нию So, каждый диполь излучает
несколько более слабое
электрическое поле, но оба поля
складываются вместе, будучи более
близкими по фазе (так как волна от
диполя / должна пройти большее расстояние и это уменьшает
опережение по фазе поля этого диполя относительно поля диполя 2).
В направлении, подобном направлению S3, поля, создаваемые
диполями 1 и 2У очень близки один к другому по фазе, но по амплитуде
очень малы. Рассматривая проводник W как совокупность диполей*
можно показать, что максимальное ноле создается в некотором
направлении, подобном направлению S2. Точная величина угла,
образуемого проводником и направлением максимального
излучения, зависит от электрической длины проводника. Диаграмма
излучения проводника с бегущей волной, таким образом, наклонена
в направлении распространения.
Можно произвести точный расчет таких диаграмм излучения
для проводников, диаметр которых мал по сравнению с длиной
волны. Результаты такого расчета приведены на рис. 1.20.
Ввиду того, что даже вдоль цилиндров очень большой толщины
амплитуда отраженной волны не равна нулю, диаграммы излучения
таких антенн будут промежуточными между диаграммами для
случая чистой бегущей волны, изображенной на рис. 1.20, и хорошо
известными диаграммами излучения проводов со стоячими волнами.
21

Если распределение амплитуды и фазы тока вдоль провода или
проводов известно, то поле излучения можно вычислить, разделив
проводник на элементарные диполи, либо используя метод вектор-
уъгэ потенциала. Оба метода хорошо известны, та<к что нет
необходимости приводить их здесь. Метод векторного потенциала дает
следующее выражение для поля:
J с * yu> 6 v ' I (23)
7/= rot Д |
где
а интегрирование производится по поверхности проводника.
9. Соотношение между диаграммами излучения проводников
и отверстий
Интересно сравнить диаграмму излучения проводника с
диаграммой излучения отверстия, прорезанного в бесконечной
плоскости. Исходя из принципа двойственности А. А. Пистолькорса *, поле,
создаваемое отверстием, прорезанным в бесконечном плоском
идеально проводящем листе, идентично полю, создаваемому плоским
проводником такой же формы, как и отверстие, за исключением
того, что Н заменено на Е и наоборот**, -при этом Н в каждой
точке поверхности проводника должно быть перпендикулярно
вектору электрического поля .в отверстии и .пропорционально ему. Ясно,
что это подобие полей сохраняется только на той стороне
бесконечной плоскости, где отсутствуют источники. Например, поле,
создаваемое узким отверстием длиной в половину волны (ib котором
вектор Ер перпендикулярен к длинной стороне), идентично полюиолу-
волно'вой антенны с той разницей,- что магнитные силовые линии
заменяются электрическими силовыми линиями и наоборот.
Электрические силовые линии, создаваемые отверстием,
представляют собой полуокружности, опирающиеся на металлическую
поверхность. Диаграмма излучения в плоскости, перпендикулярной
к длинной стороне отверстия, будет полуокружностью. Диаяра^ма
излучения в плоскости, проходящей через длинную ось отверстия,
дается выражением
cos [(rJ2) cos 6]
sinG
совпадающим с выражением для диаграммы излучения тонкой
полуволновой антенны.
* Журнал Технической Физики, 1944 г. № 12.
** Точнее —Enpz=aH отв, Нпр-^(хЕотв для воздуха, в гауссовой системе
единиц, а коэфициент пропорциональности. (Прим. редактора.)
22

10. Некоторые основные свойства направленных антенн
Во многих случаях необходимы ширсжодиапазонные антенны
с остронаправленной характеристикой излучения. Антенна будет
обладать острой направленностью, если фазовый фронт излучаемой
ею волны в непосредственной близости антенны является плоским
на протяжении, значительном по сравнению с длиной волны. Рупор
на рис. 1.9 представляет собой хороший пример
широкодиапазонной направленной антенны. Фазовый фронт в его раскрыве
приблизительно плоский и значительные изменения частоты не приводят
к существенным изменениям его формы. По мере того, как
повышается частота, увеличивается площадь раскрыва, выраженная
в длинах .волн, а вместе с ней и направленность.
Обычно принято оценивать направленность антенны шириной
диаграммы направленности, которую определяют как угол, .в
котором электрическое поле не падает ниже 0,707 его максимальной
величины. При некоторых условиях, которые обычно приближенно
осуществляются на практике, сушеетвует простая зависимость
между шириной диаграммы и размерами раскрыва. Рассмотрим
раскрыв прямоугольной формы с горизонтальным размером а и
вертикальным размером Ь. Предположим далее, что фазовый фронт
плоский и, что поле в пределах фазового фронта остается
постоянным. Если разделить раскрыв на две равные части вертикальной
линией, проходящей через его центр, то можно рассматривать две
половины раскрыва, как два отдельных источника.
В направлении под углом 9 к нормали, восстановленной к
плоскости раскрыва, волны, излучаемые из обеих половин раскрыва, не
будут более находиться в фазе. Средняя фаза волн, излучаемых из
левого отверстия, отличается от средней фазы волн, излучаем>ых из-
правого отверстия, на фазовый угол, равный (2 тг/Я) (а/2) sin в.
Когда эта разность фаз достигнет 90°, сумма электрических полей
от двух раскрывав будет равна 0,707 максимальной величины поля,
излучаемой в направлении, перпендикулярном к плоскости
раскрыва. Это имеет место, когда угол в будет таким, что
Когда угол 8 мал, то sin 9^ в, так что ширина диаграммы W равна
W = 29 = — радиан— 57,3 — градуса.
В этом расчете не учитывается направленность излучения каждой
половины раскрыва. С учетом этой направленности получим:
1*7=26 = 51 -^-градус.
Выпуклый фазовый фронт дает более широкую диаграмму
направленности, чем плоский (равномерный). Когда интенсивность поля
максимальна в центре раскрыва и снижается по направлению
24

к его краям, то ширина диаграммы направленности увеличивается.
Если интенсивность поля в раскрыве не равномерна, то
а *
где К — коэфициент, зависящий от распределения поля в раскрыве.
Для того, чтобы два излучателя с различными характеристиками
направленности создавали одинаковые поля в некоторой удаленной
точке пространства, мощность, подводимая к ним, должна быть
различной и находиться в некотором соотношении Р1/Р2- Это
соотношение мощностей называется коэфициентом усиления одного
излучателя по отношению к другому.
Коэфициент усиления направленных излучателей удобно
определять относительно так называемого изотропного излучателя,
который излучает линейно поляризованные волны одинаково во всех
направлениях. Все значения коэфициента усиления в этой книге
даны относительно изотропного излучателя, за исключением особо
оговоренных случаев.
Для приближенной оценки коэфициента усиления антенны очень
удобно пользоваться следующим простым соотношением между
коэфициентом усиления и шириной диаграммы. Положим, что W\°—
ширина диаграммы заданного направленного излучателя в
горизонтальной плоскости, a W2° — ширина диаграммы того же излучателя
в вертикальной плоскости. Тогда можно считать, что излучение
сконцентрировано в телесном угле W\ X W2 кв. град. Общее число
квадратных градусов в сфере равно примерно 41000. Отсюда
коэфициент усиления G направленного излучателя относительно
изотропного излучателя определяется следующим соотношением:
4_1_000
^ — i^iU/3 • [ }
Эта формула не является точной, так как в ней не учитывается
точная форма диаграммы и боковые лепестки. Все же ею можно
пользоваться для проведения оценок, за исключением случаев, когда
диаграмма имеет какую-либо необычную форму.
Рассмотрим излучатель с раскрывом прямоугольной формы, со
сторонами а и Ъ.
Можно написать
WX = K> ; W2 = kA
а
Если эти значения W\ и W2 подставить в уравнение (24), то
получим
24
rs 41 00(Ш> /0-ч

Это уравнение является частным случаем более общего уравнения
г * площадь раскрыва /0AV
и — Л ^2 . (zo/
Когда раскрыв велик и облучается равномерно, то А = 12,56 =
= 4 тт. При раскрывах с неравномерным облучением величина А
будет меньше, чем 12,56. Например, величина А для
параболического зеркала обычно колеблется между 6 и 8. Если уравнение (26)
применить к раскрывам небольшой величины, т е. к раскрыеам
порядка ^2, то полученные результаты не будут верны, так как
приближенная формула для ширины диаграммы направленности,
применявшаяся при выводе уравнения (26), не будет точной, если
а по величине сравнимо с Л.

Г Л А В А II
СОГЛАСОВАНИЕ СОПРОТИВЛЕНИЙ, ТРАНСФОРМАТОРЫ
И СИММЕТРИРУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
1. Согласование сопротивлений в широком диапазоне
Согласование сопротивлений осуществляется путем включения
в линию передачи такого реактивного четырехполюсника, при кото-
ipoM волна, отраженная от него, компенсирует волну, отраженную
от антенны. Если входное сопротивление антенны должно быть
согласовано с линией на одной частоте или в узком диапазоне
частот, то с помощью реактивного че- ^ JQ0
тырехполюсника можно добиться
полной компенсации отраженных
волн. Если же входное
сопротивление антенны должно быть
согласовано с линией в широком диапа-
71
R+Jxtyfi»
"*" "*"Активное
сопротивление Я
Рис. II.1. Расположение
точки R-\-jX на диаграмме
R — X.
О 50 100 150
Активное сопротивление в омах
Рис. II.2. Кривая полного
сопротивления, построенная на
диаграмме R— X.
зоне частот, то обычно полная компенсация отраженных волн
во всем диапазоне неосуществима; однако, согласующий
реактивный 1четырехполюсник может быть выполнен так, чтобы во всем
диапазоне коэфициент отражения от согласованной антенны был
ниже заданной величины (см. §§ 4 и 5 гл. I). Это соответствует
определению рабочего диапазона антенны (см. § 1 гл. I), как
диапазона частот, в котором коэфициент отражения от антенны не
превосходит некоторого предела, величина которого зависит от
назначения последней.
26

Входное сопротивление антенны на данной частоте может быть
представлено .в виде комплексного числа R + jX или Z\eJ0 и может
быть изображено точкой на комплексной плоскости (диаграмма
R — X), причем R является абсциссой, а X — ординатой (см.
рис. П.1). Так как активное сопротивление всегда положительно, то
для построения диаграммы R—X всегда достаточно использовать
лишь первый и четвертый квадранты комплексной плоскости.
Изменение входного сопротивления антенны с частотой может
быть изображено графически на диаграмме R — X с помощью
кривой, соединяющей точки, изображающие сопротивления на
отдельных частотах (см. р(ис. П.2).
2. Окружность заданного максимально допустимого
козфициснта отражения
Входное сопротивление широкодиапазонкой антенны приемлемо
лишь в том случае, если коэфициент отражения меньше заданной
предельной величины. Можно показать, что линии постоянного
модуля коэфициента отражения р и, следовательно, постоянного коэфи-
циента стоячей волны (.к. св.) а представляют собой окружности
на диаграмме R — Л", с центрами на оси R, пересекающие ось R
в точках Z0/a и Z0? , где Z0— волновое сопротивление линии
передачи *. К. с. -в. о и коэфициент отражения р связаны
соотношениями:
1 -f- р с— 1 /1ч
з=т^|; р^^тт- (1)
откуда
* Согласно формуле (4) (см. ниже) коэфициент отражения р = |р| е/9 равен
Zq — Zh
(£-')V£V
&+'№)'
zo
Эти уравнения можно представить в виде:
(Ъ 1+|р|Л' (**\а ( 2|р|\»
Vz0 -1- iPlv + \z0 J -\ i-l?;v '
(K »», (Хн у
Очевидно, что кривые |р] =: const и ? = const являются окружностями. (Прим.
редактора.)
27

На рис. П. 3 изображено несколько окружностей р = const ори
Z0 = 50 ом. Внутри круга р= const лежат все точки,
изображающие сопротивления, для которых коэфициент отражения имеет
меньшую величину. Окружность р = const, охватывающую все
сопротивления, допустимые ори ши.рокодиапазониом согласовании
антенны, мы будем называть
окружностью заданного максимально
допустимого коэфициента отражения. По- #
ложение и радиус этой окружности
определяются волновым
сопротивлением линии передачи и предельным
максимально допустимым значением
коэфициента отражения. Таким образом,,
согласование заключается в такой
трансформации -входного сопротивления
антенны, при которой коэфициент от-
75 wo ражения антенны становится меньше
Активное сопротивление в 0»ах заДаНН0Й велИЧИНЫ. ЭтОТ процесс НЗ
Рис. IL3. Окружности постоян- дИаграмме R — X сводится к тереме-
ного коэфициента отражения „ * « „~„„
для 50-омной линии, построен- ^шю изображающей точки, находя-
ные на диаграмме R — X. щейся вне окружности максимально
допустимого коэфициента отражения,
Енутрь этой окружности, а для широкодиапазонной антенны —
к аналогичному перемещению той части кривой входного
сопротивления антенны, которая соответствует заданному диапазону частот.
3. Окружности трансформации
Возможен и другой подход к задаче согласования
сопротивлений, который может рассматриваться, как обратный описанному
выше. Сначала устанавливаются допустимые значения входного
сопротивления (окружность максимально допустимого коэфициента
отражения). Затем выводятся уравнения трансформации,
определяющие замкнутые кривые линии на диаграмме R—X, такие, что при
входных сопротивлениях антенны лежащие внутри них
сопротивления на входе трансформирующего устройства попадут внутрь
окружности максимально допустимого р. Конструктивные данные
трансформатора входят в эти уравнения в качестве параметров.
Для определения значений параметров, соответствующих нужной
трансформации, можно получить некоторые общие правила.
Уравнение трансформации в окончательной форме для трех типов
согласующих четырехполюсников, рассматриваемых ниже, представ^
ляет собой уравнение окружностей
(R-C,Y + {X-C2y = C\,
(2)
.которые мы назовем окружностями трансформации. Величины Си
С2, С3 зависят от окружности максимально допустимого р и пара.
28

метров согласующего устройства. Так как .последние изменяются
с частотой, то уравнение (2) представляет собой семейство
окружностей, соответствующих различным частотам. Огибающая
семейства состоит из двух кривых, называемых граничными. Для того,
чтобы антенна могла быть согласована с линией с помощью
трансформатора, определенного указанными граничными кривыми,
кривая входного сопротивления антенны должна лежать между ними.
Для каждой конкретной антенны задача согласования
сопротивлений может быть просто решена, если на диаграмме R—X начер-
Q 20 U0 60 80 W0 ПО W /60 0 20 ЬО 60 ВО 100 ПО
Активное сопротивление Ь омах
а) б)
Рис. II.4. Кривые входного сопротивления антенны:
-дэ трансформации; б — после трансформации с помощью
соответствующего трансформирующего устройства.
тить кривую входного сопротивления, окружность максимально'
допустимого р и граничные кривые, соответствующие различным
согласующим трансформаторам. Если кривая входного сопротивления
полностью лежит в области между какими-нибудь двумя
граничными кривыми, то антенна может быть согласована с помощью
соответствующего трансформатора. В противном случае одного
согласующего устройства будет недостаточно.
Часто удается точно'установить параметры согласующего
устройства, начертив несколько окружностей трансформации для ряда
значений этих параметров (см. ниже, §§ 6, 8 и 9). Для иллюстрации
на рис. П.4 приведен пример трансформации сопротивления. На
рис. Н.4.а приведена кривая входного сопротивления антенны» и
окружность, соответствующая волновому сопротивлению линии
50 ом и максимально допустимому коэфициенту отражения 0,33
(при котором к. с. б. равен 2). Эта окружность проходит через точки
29

Ri =
50
и /?2 = 50X2. На рис. 11.4,6 изображена кривая
трансформированного сопротивления. Применяемый для этой цели
четырехполюсник и методика .подбора его параметров описаны в § 10.
4. Типы согласующих четырехполюсников
Для согласования сопротивлений применяются
четырехполюсники различных типов. На низких частотах можно применять схемы,
состоящие из элементов с сосредоточенными .параметрами (.катушки
индуктивности, конденсаторы); на частотах свыше 100 мггц обычно
более удобно пользоваться
системами с
распределенными постоянными. Наиболее
часто применяются три типа
таких систем: 1)
трансформатор в виде отрезка линии,
2) последовательный шлейф
и 3) параллельный шлейф.
Трансформатор в виде
отрезка линии, волновое
сопротивление которой отлично от
волнового сопротивления
основной линии передачи,
включается между последней
и входными клеммами
антенны. Последовательные
(параллельные) шлейфы
выполняются в виде короткозам-
кнутого или разомкнутого на
конце отрезка линии, вклю-
ч а е мого последов ател ьно
(параллельно) в один из
проводов основной линии.
Различные варианты
выполнения согласующих устройств
показаны на рис. П.5. Длина
отрезков линии передачи,
применяемых в качестве
таких устройств, невелика (в
долях волны) и потерями в
них обычно можно
пренебречь. Параметрами, характеризующими перечисленные выше
трансформаторы, являются волновое сопротивление Z'o и
электрическая длина 0. Первый из них для данного устройства —
постоянная величина, второй меняется пропорционально частоте (при
постоянной длине линии). Благодаря этому поведение
трансформатора на различных частотах можно установить, исследуя его при
различных в.
30
Рис. II.5. Примеры выполнения согласующих
устройств различных типов,
предназначенных для применения в коаксиальной
линии передачи.

5. Трансформатор в виде отрезка линии. Предварительные
соображения
Сопротивление на входе такого трансформатора, включенного
между клеммами антенны и основной линией, выражается
формулой
_ ZA + jZ0t
'6Х ~° Z^+jZAtgb
у yr ^A ~J^0 1&U /ov
У"
Z^, входное
сопротивление
где Z,— входное сопротивление антенны, Z'0 и 6—волновое
сопротивление и электрическая длина трансформатора (рис. П.6). При
постоянных ZA и Z0' и 0<9<180° точка, изображающая Zex, на
диаграмме R — X описывает ок-
ружность, радиус и расположе- т
ние центра которой зависят от
величины коэфициента отра- ° в* го
женИЯ ^ У Трансформатор а"т*"»о,
%' 2, Линия передачи в виде отрезка линии
__0 А__ /д\
^ Z'-\-ZA Рис* И*6- Схематическое изображение
0 трансформатора сопротивлений в виде
Эти окружности совпадают с ок- отрезка линии,
ружностями постоянного к. с. в.
На частоте, для которой 6 = 90°, т. е. для четвертьволнового
трансформатора
Z„ = ^\ (5)
Отсюда следует, что на одной частоте антенна с чисто активным
входным сопротивлением может быть согласована с линией
передачи с помощью четвертьволнового трансформатора. Волновое
сопротивление последнего должно быть при этом равно
^l^o7^- (6)
Применение четвертьволнового трансформатора для согласования
сопротивлений показано на рис. II.7 и II.8 для случая Zo = 50 ому
/?д=100 ом и Z0' = /50X 100 = 71 ом. На рис. II.7 изображена
диаграмма А. Р. Вольперта с нанесенной на ней полуокружностью
RA
постоянного к. с. в., соответствующей перемещению от точки —9- =
= 1,41 до точки —V = 0,71. В последней входное сопротивление
zo
равно 50 ом. Эта же трансформация на рис. II.8 изображена на
диаграмме R — X. Последовательные точки на кривых
соответствуют входным сопротивлениям в различных точках
трансформатора или на различных частотах (если только RA в последнем
случае постоянно).
31

Трансформатор в виде отрезка линии дает возможность
согласовать различные комплексные сопротивления на одной частоте.
Требующиеся для этого параметры трансформатора Z0' и 0 могут
быть найдены с помощью соотношений, полученных из уравне-
0 ния (3)
tg» = ^L, (7)
1
Zffn
\
\
zA
J-
20 ЬО 60 80 100
R.om
. II.8. Трансформация от
точки ZA к точке Ze вы-
Рис. II.7. Трансформация от точки ZA к точке полненная с помощьк/ чет.
Zex с помощью четвертьволнового трансформа- вертьволнового
трансформатора, изображенная на центральной части упро- тора, изображенная на диа-
щенной диаграммы Вольперта. грамме R — X.
где
А — RHRex — ХнХвх,
В = RHXex+/?вА'
D = Xex-XA,
ZH = RH -\-jXH — сопротивление нагрузки,
Zex — Rex -\-jXex — входное сопротивление.
Так, например, для согласования сопротивлений ZH — ЗЭ -1-/20 ом
u~Zex = 59 ом необходим трансформатор в виде отрезка линии
с волновым сопротивлением 22,4 ом и длиной 6 = 24° (=0,057А).
6. Трансформаторы в виде отрезков линий. Окружности
трансформации
Рассмотрим, как трансформатор в виде отрезка линии
трансформирует окружности на диаграмме R — X в окружность минимально
допустимого р. Пренебрегая сначала влиянием изменения частоты,
найдем уравнения окружностей, которые могут быть трансформиро-
32
**
6U\
°\
-20\
-т
L
Рис

ваш в данную окружность постоянного р с помощью
трансформатора данной электрической длины б. Допустим, для простоты
расчета, что Zex (входное сопротивление нагруженного трансформатора)
может принимать любые значения, лежащие на данной j окружности
постоянного р. Уравнение последней имеет вид
(*«-«)4-*L=*8
(8)
На рис. II.9 приведена окружность постоянного р, построенная по
формуле (8). Величина а (координата центра) и b (радиус
окружности) связаны с к. с. в. о
(соответствующим коэфициенту отражения р)
и волновым сопротивлением линии Z0
соотношениями:*
Zn/ , 1
' = *(—г)-
Перепишем уравнение (8) в виде
(9)
Активно?
'сопротивление
Окружность такс,
допустимого Р
Рис. 11.9. Построение
окружности максимально допустимого р:
Zex.Zex-a{Zex+Zex) = b*-a\
Zo°+^r
Z0a
(10)
b = ■
где Z*ex — величина, комплексно сопряженная Zex. Подставляя
в уравнение (10) выражения (3) для Zex и Z*v, получим
или
— а
RH
_ZH±JZotgb_
'° Zo+JZH tgb
, ZH+./Z0'tg9
3 Z0'+/Z„tg6
q(l-Ftg»Q)
a« — №
1+ tg*8
(^o)»
+
z, К -yz0'tg6
0 Z0'-y2*tg8
'° Zo-JKW
'a? — ft'
&2 —a2
(П)
i +
<fi — №
■tg»e
_b(l + tg4)
i-f
a* — б'"!
tg»8
(12)
Уравнение (12) представляет собой уравнение окружности, так
как величины a, b и Z0' постоянны для данного трансформатора
* Эти соотношения нетрудно получить из рис. II.9, учитывая, что окруж-
Z0
Ность постоянного р пересекает ось OZ в точках Z0 с и ■—-.
3 Техника сверхвысоких частот. Часть I
33

й данной окружности, а 6—постоянная при фиксированной частоту
Центр окружности соответствует точке
R
fl(l+tg»6)
а* — Ь*
1 + -7^г'е2е
х=
(Z0?
zn ts e / ■—т— — 1
0 s ^ (z0 )2
, , я* — г>2
14- tgj е
(13)
W
радиус ее равен
»(l + tg»6)
1 + ; tga9
На рис. 11.10 изображена окружность, соответствующая к. с. в. 1Д при
2Г0=100сш. Она проходит через точки Zj^llO, Л^шОи Za=91, ^f2 = 0.
Величины а и b равны, соответственно, 100,5 и 9,5 ож. При трансформаторе
с Zn z= 50 ом и
:30°
параметры окружности трансформации будут равны
согласно уравнению (13): Д=57,5 ом, Х=37 ом, rz=5,45 ом. Если входное
сопротивление антенны лежит внутри этой окружности, то после трансформации
оно попадает внутрь окружности с<1,1.
Так как с изменением частоты меняется лишь 6, то точки,
лежащие внутри различных окружностей трансформации (параметром
семейства которых является б),
соответствуют сопротивлениям,
которые трансформируются внутрь
данной окружности максимально
допустимого р на различных
частотах, соответствующих этим окруж-
ОкруэкмостЬ
трамсформации^оотбегпсп)-
_ 40° 9-60°
М500мщ rf-ЮООиггц
в=75* гв=ь5'
\Ы250мгщ / № 750мггц
9=30"
ЗООмггц
, 0=15*
?=250шгц
I-
I
-я*
Щ Окружность мак с.—I
допустимого р I
25 50 75 100 125
Актибное сопротивление 6ома&
Рис. 11.10. Окружность трансформации
и окружность максимально
допустимого р, построенные на диаграмме
R — X. Окружность максимально
допустимого р соответствует к. с. в.
1,1 в 100-омной линии, Z'0=z50 ом
и 6=z30o.
25 SO 75 100
Актиднов сопротивление 6 омах
Рис. II.ll. Семейство окружностей
трансформации для трансформатора
в виде отрезка линии 50-омного
волнового сопротивления; окружность
максимально допустимого р
соответствует к. с. в. 1,1 в 100-омной
линии.
ностям (рис. 11.11). Окружность максимально допустимого р также
является одной из окружностей трансформации. На рис. 11.12
изображено семейство окружностей трансформации для трансформатора
в виде отрезка линии с волновым сопротивлением 100 ом. Окруж-
34

НОСТь максимально допустимого р соответствует р= 1/3 или а = 2
в 50-омной линии.
Из рис. 11.11 и 11.12 можно установить следующие общие
закономерности.
1. Окружности трансформации неодинаковы по величине. Радиус каждой
окружности обратно пропорционален активному сопротивлению в ее центре.
2. Семейство окружностей трансформации заключено между двумя
окружностями, названнными в § 3 граничными кривыми (рис. 11.12). В случае,
изображенном на рис. 11.12, внутренняя граничная окружность выродилась в точку,
Окружности максимально Внешняящмит
допустимогор
* 200 г '
<-ш
100
200 300
Актидное сопротцблвние. б шах
Ц--100 a°6Z,5 ff=37,5
Рис. 11.12. Семейство окружностей
трансформации для трансформатора
в виде отрезка линии 100-омного
волнового сопротивления; окружность
максимально допустимого р
соответствует к. с. в. 2 в 50-омной линии.
5j
j
I,
I-1
Внешняя граничная
окружность
Окружность
\ктибное
сопротивление /
ОкруэкяостЬ макс,
допустимого р
а
Внутренняя граничная Eta
окружности
Рис. 11.13. Пример внутренней
граничной окружности в случае, когда
волновое сопротивление
трансформатора лежит внутри окружности
максимально допустимого р.
в которой касаются окружность максимально допустимого р и окружность
трансформации при Grz90°. Если окружность максимально допустимого р
и окружность 0 = 90° перекрываются, то внутренняя граничная окружность
содержится внутри всех окружностей трансформации и следовательно любая
точка, лежащая внутри такой внутренней граничной окружности, остается при
трансформации внутри нее, независимо от величины 6 (рис. 11.13).
3. При возрастании 6 окружности трансформации перемещаются между
граничными кривыми в направлении против часовой стрелки.
7. Трансформация сопротивлений с помощью трансформатора
в виде отрезка линии
Используя свойства окружностей трансформации, можно легко
установить возможность согласования любого сопротивления с
помощью трансформатора. Изобразив на диаграмме R—X кривую
сопротивления и окружность максимально допустимого р,
начертим одну из. граничных кривых, внешнюю или внутреннюю.
Затем строим вторую граничную кривую, исходя из того, что
отношение активных сопротивлений в точках пересечения с осью R
окружности трансформации 6 = 90° равно отношению подобных
величин для окружности максимального допустимого р. Поясним
построение граничных окружностей на следующем примере.
3* 35

На рис. 11.14 начерчены кривая Сопротивления, окружность максимально
допустимого р, соответствующая о =1,55 при Z0=z34 ом (пересекающая ось R
в точках Ri=z22 ом и /?2=z53 ом, jr- = 2,4), и окружность, являющаяся
внешней границей трансформируемых сопротивлений. Так как последняя пересекает
ось Н в точке Я3=170 ом, то окружность трансформации 6 = 90° будет пере-
170
секать ось R в точках /?3 = 170 ом к #4 = ^4=2 7\ ом. Внутренняя же гранич-
* о^ п0оРуЖН0СТЬ' к0Т0Рая Должна касаться как окружности трансформации
в__ 90 , так и окружности максимально допустимого р, будет пересекать ось R
в точках ^ = 53 ом и /?4=:71 ом (см. рис. Ш.14). Волновое сопротивление
трансформатора при этом будет равно Z0/ = }/r170.22 = |/'71.53 = 61 ом.
Для определения длины трансформатора, а также того, какая
часть кривой сопротивления, лежащей между граничными
окружностями, будет согласована,
необходимо исследовать влияние
изменения параметра в. Так как
электрическая длина трансформатора
меняется с частотой, то согласованы
будут лишь те сопротивления,
которые попадают в окружность
трансформации для данной частоты.
В целом вся кривая
сопротивлений может быть трансформирована,
если все ее точки'попадают в"
соответствующие окружности.
Большая часть кривой
сопротивления, изображенной на рис.
II. 15 а, может быть согласована,
так как изображающие точки с
увеличением частоты попадают в
окружности трансформации,
соответствующие увеличивающемуся 6.
Для кривой, изображенной на
рис. 11.15, б, наоборот, с
увеличением частоты точки кривой попадают в окружности,
соответствующие меньшим 6; вследствие этого согласование возможно лишь для
небольшой части кривой.
Вернемся к рис. 11.14. Следующий шаг при расчете
трансформатора заключается в построении на диаграмме R — X окружностей
трансформации для различных 6. Окружности для 6 = 45° и 6 =
= 135° построить очень просто. Окружность радиуса Z'0 с центром
в начале координат пересекает обе граничные кривые в точках,
в которых последние касаются упомянутых окружностей.
Центры этих окружностей определяются как точки пересечения
перпендикуляров к касательным к граничным кривым (рис. 11.16). Центр
окружности 8 = 90° расположен на оси R в точке ft8 ^ **,
окружности же 6 = 0° и 8=180° совпадают с заданной. Зная положение
36
Внутренняя
0 25 50 75 100 125 150
Активное сопротивление 6 омах
Рис. 11.14. Построение граничных
окружностей при данных кривой полного
сопротивления и окружности
максимально допустимого р.

четырех окружностей трансформации 6 = 0°, 45°, 90° и 135°, можно
с достаточной точностью найти путем интерполяции значения 6,
требуемые для согласования других частей кривой сопротивления,
9=105°
9=75
Активное сопротивление
а)
6*75'
Активное сопротивление
Окружность радиуса 20
,9=135°
е-ж
Рис. 11.15. Две кривые полных сопротивлений, начерченные на
диаграмме R — X с построенными граничными окружностями и
окружностями трансформации.
Перемещение изображающей точки по кривой а с частотой соответствует
направлению перемещения окружностей трансформации. Кривая 6 имеет обратный ход.
лежащих в области между двумя граничными кривыми. На рис. 11.16
изображены построенные указанным образом окружности 0=:45О,
90° и 135°. Прежде, чем выбрать электрическую длину
трансформатора 6 для каждой частоты, следует
исследовать критические участки
кривой сопротивления, т. е. те участки,
согласование которых
затруднительно. Точки, лежащие на граничных
окружностях, могут быть согласованы
лишь при одном значении б, так как
лишь одна 6-окружность касается
граничной окружности в данной
точке. Между грайичными кривыми
6-окружности перекрываются и
согласование может осуществляться при
различных 6. Отсюда следует, что
участки кривой сопротивления,
лежащие вблизи граничных окружностей,
должны рассматриваться как
критические. Участки кривой, точки
которых с увеличением частоты
попадают в окружности с меньшим б, также являются критическими.
Наиболее целесообразно величину 6 выбирать по критическим
участкам кривой сопротивления, а затем уже определять, какие 6
37
Внутренняя
граничная
оиружностЬ
Внешняя
граничная
окружность
Рис. 11.16. Построение
окружностей трансформации 6zz45°
и 6=135°.

будут при этом соответствовать другим точкам кривой.
Изображенная на рис 11.17 кривая сопротивления имеет три критические точки,
I
Шнутрвнняй,
граничная
Окружности
Частота
100
ПО
120
130
140
150
160
170
180
190
Та
6
54
59
64
70
75
80
86
91
96
102
блица II.1
6/360
0,150
0,164
0,178
0,194
0,208
0,222
0,238
0,253
0,267
0,283
0 25 50 75 100 /25 150
Активное сопротиблемие б омая
Рис. 11.17. Кривая полного
сопротивления, изображенная на рис. 11.14,
начерченная на диаграмме R — X с
окружностями трансформации.
соответствующие 100, 140 и
190 мггц. Эти точки
расположены вблизи внешней граничной
окружности; вторая, кроме того,
лежит на участке 125—150 мггц
с обратным ходом по частоте.
Величина 6, оптимальная для согласования на частоте НО мггц, будет
также наиболее удобна и для частот 125 и 150 мггц. Точка 140 мггц
лежит вблизи центра ок-
°"Pn7nl?LZ7oUr6H° ружноста 9^75°. Элект-
п Т рические длины (а также
^Я2%" Длины в долях волны)транс
O05y^^t<r-—Tr^^^b^0k5^ Форматора приведены в
~ ' табл. II. 1. для каждого
значения 6, приведенного в
таблице, можно построить
окружность
трансформации. Если точка на кривой
сопротивления попадает в
соответствующую б-окруж-
ность, то после
трансформации она окажется
внутри окружности
максимально допустимого р. Не
трудно убедиться, что
приведенная на рис. 11.17 кривая вся
Входное
сопротивление
антенн д/, ZA
Рис. 11.18. Трансформация
кривой сопротивления на
диаграмме Вольперта с помощью
трансформирующей линии при
/= 160 мггц.
38

2Si
может быть трансформирована, причем волновое сопротивление
трансформатора должно быть равно 61 ом. Точные величины
трансформированного входного сопротивления на различных частотах в случае
необходимости можно определить графическим путем с помощью
диаграммы А. Р. Вольперта
(рис. 11.18). На диаграмму
наносятся исходные значения
сопротивления, разделенные на
Zq (равные 61 ом), и каждая
точка перемещается по
окружности на
соответствующее расстояние в долях
длины волны (см. табл. II. 1) по
часовой стрелке рис. 11.19).
Кривая трансформированного
входного сопротивления на
диаграмме R — X приведена
на рис. 11.19.
-гл
О 2§
Активное
Окружность
максимально
допустимогор
\ривая трансфор-
миро8алного
сопротивления
I
SO 75 WO
сопротивление в омах
Рис. 11.19. Кривая трансформированного
сопротивления (см. рис. 11.17), начерченная
на диаграмме R — X,
8. Последовательные шлейфы
Последовательный шлейф представляет собой короткозамкнутый
или разомкнутый на конце отрезок линии передачи, включенный
последовательно во внешний или внутренний проводник основной
линии передачи. Входное (реактивное) сопротивление ]Хпс
последовательного шлейфа должно быть непосредственно прибавлено к
входному сопротивлению ZA антенны
ZA+JXnc=RA+j{XA+Xnc).
(14)
Так как уравнение окружности максимально допустимого р имеет
вид
{Rex-a? + X\x=b\ (8)
то уравнения окружностей, которые на одной какой-либо частоте
трансформируются последовательным шлейфом в окружность, будут
(RH-a)* + (XH + XJ> = P.
(15)
Это — уравнение семейства окружностей такого же радиуса, что и
окружность (рис. II.8), с центрами, смещенными с оси R вдоль
линии R = а на расстояние Хпс (рис. 11.20). Величина jXnc
определяется электрической длиной и волновым сопротивлением шлейфа.
Для короткозамкнутого шлейфа
для разомкнутого
(16)
(17)
39

будут при этом соответствовать другим точкам кривой.
Изображенная на рис 11.17 кривая сопротивления имеет три критические точки,
Частота
100
по
120
130
140
150
160
170
180
190
Та
8
54
59
64
70
75
80
86
91
96
. 102
блица II.1
6/360
0,150
0,164
0,178
0,194
0,208
0,222
0,238
0,253
0,267
0,283
0 15 50 75 100 /25 150
Актибмов сопротивление 0 омах
Рис
ния,
11.17. Кривая полного сопротивле-
изображенная на рис. 11.14,
начерченная на диаграмме R — X с
окружностями трансформации.
соответствующие 100, 140 и
190 мггц. Эти точки
расположены вблизи внешней граничной
окружности; вторая, кроме того,
лежит на участке 125—150 мггц
с обратным ходом по частоте.
Величина б, оптимальная для согласования на частоте 140 мггц, будет
также наиболее удобна и для частот 125 и 150 мггц. Точка 140 мггц
лежит вблизи центра ок-
Оиружность максимально нужности 0 — 75° Элект-
допистимого р ружноси? о—/о. с/лек i
п Т 0 рические длины (а также
^Х2йГ Длины в долях волны)транс
ДО4^<^1Г^'>ч.Щ/ Форматора приведены в
~ ' табл. II. 1. для каждого
значения 6, приведенного в
таблице, можно построить
окружность
трансформации. Если точка на кривой
сопротивления попадает в
соответствующую б-окруж-
ность, то после
трансформации она окажется
внутри окружности
максимально допустимого р. Не
трудно убедиться, что
приведенная на рис. 11.17 кривая вся
Входное
сопротивление
антеннй/, ZA
Рис. 11.18. Трансформация
кривой сопротивления на
диаграмме Вольперта с помощью
трансформирующей линии при
/= 160 мггц.
38

25\
может быть трансформирована, причем волновое сопротивление
трансформатора должно быть равно 61 ом. Точные величины
трансформированного входного сопротивления на различных частотах в случае
необходимости можно определить графическим путем с помощью
диаграммы А. Р. Вольперта
(рис. 11.18). На диаграмму
наносятся исходные значения
сопротивления, разделенные на
Z0 (равные 61 ом), и каждая
точка перемещается по
окружности на
соответствующее расстояние в долях
длины волны (см. табл. II. 1) по
часовой стрелке рис. 11.19).
Кривая трансформированного
входного сопротивления на
диаграмме R — X приведена
на рис. 11.19.
-251
О 25
Активное
Окружность
максимально
допустимогор
\ривая
трансформированного
сопротивления
L
50 75 /00
сопротивление в омах
Рис. 11.19. Кривая трансформированного
сопротивления (см. рис. 11.17), начерченная
на диаграмме R — X
8. Последовательные шлейфы
Последовательный щлейф представляет собой короткозамкнутый
или разомкнутый на конце отрезок линии передачи, включенный
последовательно во внешний или внутренний проводник основной
линии передачи. Входное (реактивное) сопротивление JXnc
последовательного шлейфа должно быть непосредственно прибавлено к
входному сопротивлению ZA антенны
za+JX~=Ra+J(Xa+xJ-
(14)
Так как уравнение окружности максимально допустимого р имеет
вид
(/?„-*)■ + <,=*», (8)
то уравнения окружностей, которые на одной какой-либо частоте
трансформируются последовательным шлейфом в окружность, будут
{RH-a)* + {XH + Xncf = b\
(15)
Это — уравнение семейства окружностей такого же радиуса, что и
окружность (рис. II.8), с центрами, смещенными с оси R вдоль
линии R = а на расстояние Хпс (рис. 11.20). Величина jXnc
определяется электрической длиной и волновым сопротивлением шлейфа.
Для короткозамкнутого шлейфа
для разомкнутого
xM=zlW.
(16)
(17)
39

1. Величина Х„
150
too
50
tso\
«3
*лс равна бесконечности для четвертьволнового короткозамкну-
того и полуволнового разомкнутого отрезков линии. На соответствующих
частотах последовательные шлейфы не могут
применяться для согласования.
2. Величина Хпс обращается в нуль для
полуволнового короткозамкнутого и
четвертьволнового разомкнутого отрезков линий. На
соответствующих частотах последовательные
шлейфы не изменяют сопротивления нагрузки.
На более низких частотах Х„г имеет емкост-
более
О 50
Активное
150
-100
шружностЬ,
соотбетстдЛ
уща*Р=03дб
им пиния
400
460
/рани^чнЬ/в
линии
_L
нои, а на
рактер.
На
высоких•
*пс
- индуктивный
ха-
рис. 11.21 приведен пример
компенсации в диапазоне частот реактивного
сопротивления с помощью разомкнутого шлейфа
длиной в четверть волны на средней частоте
350 мггц.
3. Короткозамкнутый (разомкнутый)
отрезок линии длиной меньше Х/4 и разомкнутый
(короткозамкнутый) длиной от четверти до
полуволны имеют сопротивление индуктивного
(емкостного) характера, причем величина
сопротивления растет (уменьшается) с
увеличением 0. На рис. 11.22 и 11.23 приведены примеры
компенсации в диапазоне волн реактивных
сопротивлений постоянного знака с помощью
таких шлейфов.
4. Скорости изменения величины Хпс с частотой "можно регулировать, ме-
JW Ш ТОО
сопротибленц* в омах
Рис. 11.20. Семейство
окружностей трансформации
последовательного шлейфа.
няя волновое сопротивление Z0
\100
%
I
Окружность ^
максимально g
допустимого О %
VB0 |
ГраничнЬю
HpuObie
0
Активное сопротивление
В омах
ОкруЖностЬ
мансималЬно
допустимогор
Граничные
kpuBbie
О 50 100
Активное сопротивление
В омах
Рис. 11.21. Трансформация сплошной
кривой сопротивления в пунктирную,
осуществленная с помощью
разомкнутого последовательного шлейфа
волновым сопротивлением 150 ом и
длиной 90° при 350 мггц.
Рис. И.22. Трансформация сплошной
кривой сопротивления в пунктирную,
выполненная с помощью
последовательного короткозамкнутого шлейфа
волновым сопротивлением 50 ом и
длиной 45° при 475 мггц.
40

150
Рассмотрим следующий пример (рис. 11.24, а). Для компенсации реактивного
сопротивления на частоте /=300 мггц необходимо добавить Хпс =-(-40 ом.
Требуемую величину можно подобрать при
различных Zq и 0, например, при Z0=z 100 ом
и 6 = 22° или Zq = 34 оле и 0 = 50°. В
табл. II.2 приведены значения Хпс для
этих отрезков на различных частотах. Как
видно из таблицы, величины Хпс t равные
при /=300 мггц, сильно разнятся на
других частотах.
На рис. 11.24, б и 11.24, в приведены
кривые трансформированного сопротивления.
Только в случае 100-омного шлейфа вся
кривая поместилась в заданной
окружности.
Окруэ+сностЬ
максимально
допустимого р
ГраничнЬ'в
kpubote
Последовательные шлейфы
наиболее пригодны для компенсации
реактивных сопротивлений, которые
на низких частотах относительно
больше (если они индуктивные) или
меньше (если они емкостные), чем
на высоких частотах. После
компенсации концы кривой сопротивления
перекрещиваются. При этом форма
кривой изменяется тем сильнее, чем меньше волновое сопротивление
компенсирующего шлейфа.
150\—i—i 1 Щ—i—i 1 Щ
О 50 ЮО
Активное сопротивление
8 омах
Рис. 11.23. Трансформация
сплошной кривой сопротивления в
пунктирную, выполненная с помощью
разомкнутого последовательного
шлейфа волновым сопротивлением
100 ом и длиной 60° при 800 мггц.
% /00\
1
I
I
4
I
«3
450
\Окрижнастл
улаксималЬнаХ
шрустимого\
% щ
Шружностт
улаксималЬнпХ
\допустимощ
* 'Щ
ХОкружность
\макашалЬно
допустимого
50 100
50 100
а)
Активное сопротивление в омах
Рис. 11.24;
а — произвольно начерченная кривая сопротивлений; б — влияние на ход
кривой сопротивлений последовательного короткозамкнутого шлейфа
волновым сопротивлением 100 ом и длиной 22° при 300 мггц-, в—влияние
последовательного короткозамкиутого шлейфа волновым сопротивлением
34 ом и длиной 50° при 300 мггц.
41

Таблица 11.2
Частота, мггц
300
350
400
450
500
' Последовательные короткозамкнутые шлейфы с волновым
сопротивлением, равным
100 о и
В
22
26
29
33
37
ZtgB
о &
40
49
56
65
76
34 ом
В
50
58
67
75
83
ZtgB
о &
40
55
80
127
280
9. Параллельные шлейфы
Параллельный шлейф представляет собой короткозамкнутый или
разомкнутый на конце отрезок линии передачи, подключаемый
параллельно входным клеммам антенны. Реактивная проводимость В
параллельного шлейфа должна быть прибавлена к входной
проводимости Y' нагруженной линии, отнесенной к точке подключения
шлейфа
r*c+/*., = 0*c+J(B„ + B.t). (18)
пр
Для согласования антенны с линией необходимо, чтобы 5я/7 =
= — Ввх и Yex = Y0, где YQ— волновая проводимость основной
линии передачи. На одной частоте эти условия можно выполнить
всегда (если только активная проводимость нагрузки GA ф 0 и GА Ф
фъо), включая параллельный шлейф в точке основной линии, для
которой <$>вк = Y0. Правильное положение, а также требуемую
величину реактивной проводимости параллельного элемента можно найти
графически с помощью диаграммы А. Р. Вольперта.
Пусть, например, необходимо согласовать нагрузку ZА^=. 80— /40ом с 50-ом-
80 — /40
50
ной линией. Нанесем на диаграмму А. Р. Вольперта точку -gQ-
50
(рис. 11.25). Соответствующую ей проводимость ~y~ найдем, поворачивая радиус
*- А
вектор точки на 180°. Повернем теперь радиус-вектор этой точки еще раз на
угол, соответствующий 0,105Х, при котором Gzzl,0. Добавление после поворота
реактивной проводимости Впр = — 0,8X50 ом обеспечивает согласование нагрузки
с линией.
Прежде, чем определить окружности на диаграмме R — X,
внутри которых лежат сопротивления, которые могут быть
трансформированы внутрь окружности максимально допустимого р с
помощью параллельного шлейфа, рассмотрим трансформацию на
диаграмме проводимостей.
Уравнение проводимостей для параллельного шлейфа совпадает
по форме с уравнением сопротивлений для последовательного шлейфа.
Поэтому семейство окружностей проводимостей, согласуемых с ли-
42

нией с помощью параллельного шлейфа, начерченное на диаграмме
проводимостей, будет расположено так же, как и семейство
окружностей сопротивлений, согласуемых с помощью последовательного
шлейфа, начерченное на диаграмме сопротивлений (рис. 11.20).
Уравнение первого семейства на о
диаграмме проводимостей будет ^^^^^
иметь вид Щ^<«*й '
{G-a)* + (B-Bnp)* = p,
где а и р—абсцисса центра и 'ч Гк<^т
радиус заданной окружности
проводимостей, соответственно.
Для того, чтобы построить эти
окружности на диаграмме
сопротивлений, подставим
R X
G =
, В = -
n—JL R —_?- R — L
Z\ ' P_Z02 ' *"'— Хпр '
(19а)
где Z0—волновое сопротивление
основной линии передачи*.
Подставляя (19а) в (19), получим:
Рис. 11.25. Применение*"1" параллельного
шлейфа для трансформации
сопротивления, равного 80 — ./40, в сопротивление,
равное 50 -\-j0, иллюстрируемое с
помощью упрощенной диаграммы
Вольперта.
R* + X*
72
z0
X
1
Перепишем (20), в виде:
ф+х*
Z*ofX,
X,
пр
Ь V
(20)
пр
Ы\
яЗ-^-f
Хпр
а2 — ь* +
X
пр
(21)
* Соотношения между а и а, Ь и \ (координатами центров и радиусов
заданных окружностей) сопротивлений и проводимостей, соответственно, найдем
из выражений:
.=*(.+4). »=*(.-4->.=?(.+4-)- м$(.-4-> <*>
Подставляя K0zz:l/Z0, получим
а __а2_+1 Ь _с2 — 1
2с » Z0"~~ 2c
^o-
Zna =
с2-}-1
2с
^0? = -
С2_—1
2с
откуда
Z0 Z0
(96)
43

Так как a? — b2
тельно получим:
= Zl\m(9)a-\-b = oZ0, а — Ь=Щ, то оконча-
1 +
пр J J
(22)
Это—уравнение окружности трансформации, так как для данного
параллельного шлейфа на фиксированной частоте величины а, Ь,
Хпр и Z0 — постоянные. Любое со-
75, 1 1 , , противление, попадающее внутрь
Окружность маме до пуст штор
ч ОнружндстЬ
Трансформации *JZj50
25 50 75 100
Активное сопротивление 6 омах
Рис. 11.27. Семейство окружностей
трансформации, которые могут быть
трансформированы внутрь окружности
максимально допустимого р с помощью
шлейфа, реактивное сопротивление Хпр
которого имеет указанные значения.
О 15 50 75 100
Активное сопротивление в омах
Рис. 11.26. Окружность, охватывающая
сопротивления, которые могут быть
трансформированы внутрь окружности
максимально допустимого р с
помощью шлейфа сопротивлением
ХЛ, = - 50.
этой окружности, может быть согласовано с помощью параллельного
шлейфа с входным сопротивлением Хпр. Координаты центра
окружности будут
R= £гъ. * = -^fer, (22а)
i+
Ш ■'+(£)"'
радиус ее равен
'+(£)•
(226)
На рис. 11.26 изображена окружность, которая может быть^
трансформирована в окружность, соответствующую к. с. в. а— 2 при
Z„ = 50 ом, *„„ = —50 ом. Окружность о = 2 проходит через
точки /?=100 ом, Х = 0 и # = 25 ом Х = 0. Отсюда д = 62,5 дм,
Ъ = 37,5 ом. Из уравнения (22) найдем, что центр окружности транс-
44

формаций имеет координаты /? = 31,25 ом и X = 25 ом, а радиус
ее равен 19 ом. На рис. 11.27 изображено семейство окружностей
трансформации, параметром которого является Хпр.
50\
внутренняя граничная
/Онружность
<Внешняя грани*
\OkpyofCHOcmo
ии
25
0
-25
•50
Внутренняя гранич.
окружности^. .-^
\\\
Vv\N
^
\\^да
Знешняя хгранииная\
.*-окружность \
1 И
г щ
О
25
п ~7ч щп тч Тпп £ " ™ 50 . 75 100
Активное сопротивление в омах Ш Активное сопротивление в омах
а) о)
Рис. 11.28. Примеры внешней и внутренней граничных окружностей для
параллельного шлейфа, соответствующие двум различным окружностям максимально
допустимого р:
/ —окружность максимально допустимого р, 2— область между граничными окружностями.
Входное сопротивление параллельного шлейфа так же, как и в
случае последовательного, выражается формулами (16) и (17). Из
формул (22), (16) и (17) можно
вывести ряд заключений, подобных
приведенным выше при
рассмотрении последовательных шлейфов.
Перечислим их вкратце.
1. Окружности трансформации лежат
между двумя граничными окружностями
(и касаются их). Последние проходят
через начало координат и касаются
окружности максимально допустимого р
в точках пересечения ею оси R (рис 11.28).
2. Окружности трансформации, для
центров которых Л">0«0), могут быть
трансформированы в окружность
допустимого р с помощью параллельного шлейфа,
для которого Хпр<^0(^>0).
3. Отношение радиуса окружности
трансформации к координате R ее
центра—постоянная величина. Отсюда
следует, что радиус уменьшается по мере
приближения центра к началу координат.
4. Параллельные шлейфы
неприменимы при Хпр—0, т. е. короткозамкнутые
отрезки линии—при длине 180° (У2),
разомкнутые отрезки линии—при длине
— (V4).
Активное сопротивление в омах
90
5. Величина Хпр обращается в
бесконечность для полуволнового разомкну-
Рис. 11.29. Трансформация сплошной
кривой сопротивления в пунктирную
с помощью разомкнутого
параллельного шлейфа волновым
сопротивлением 100 ом и длиной 180° на
частоте 300 мггц.
45

того и четвертьволнового короткозамкнутого отрезкой линий. На соответствую*
щих частотах параллельные шлейфы не изменяют сопротивления нагрузки. На
более низких частотах Хп имеет индуктивный характер, на более высоких—
Внешняя граничная окружность
Внутрен граничная окружности Внешняя граничная & 50г
Гп —' окружность ^ I
25 50 75 W0
йктиОнов сопротивление в ом асе
Рис. 11.30. Кривая сопротивлений, которая
может быть согласована индуктивным
параллельным шлейфом.
25 50 75 /00
Активное сопротивление 6 омах
Внутренняя граничная окружность
Рис. 11.31. Кривая сопротивлений,
которая может быть согласована
емкостным параллельным шлейфом.
.емкостный. Поэтому реактивная составляющая сопротивления, подобного
изображенному на рис. 11.29, может быть компенсирована с помощью
параллельного шлейфа.
6. Реактивные сопротивления
постоянного знака могут быть
компенсированы в диапазоне волн с помощью
1) короткозамкнутого (разомкнутого)
параллельного отрезка линии длиной
8 < 90°(90° < 0 ^ 180°), если
реактивное сопротивление емкостное и 2)
350 ч00 ч50 500 550 600 650
Частота 6 мггц
а)
Ш,
%350\
* ЗОЛ
Ж 250
§
200\
/50\
/00
50
Zo*/00oM,e--206,5
на 500 мггц
ljWQ0Mlb=mt5m ^
(разомкнутЬи! шлейф)
20=100ом;6=1б,5
на 500 мггц
OL.
350
H2Z\
1400 ч50 500 550 600 650
Частота В мггц
SJ
Рис. 11.32. Зависимость входного реактивного сопротивления для
различных шлейфов.
разомкнутого (короткозамкнутого) отрезка длиной 90
оно индуктивное (рис. 11.30 и 11.31).
;9<180° (0<9О°), если
7. Скорость изменения величины Хпр с частотой можно регулировать
путем подбора значений Z0 и 6. Выше уже было показано, что если входное
сопротивление двух отрезков линии одинаково на какой-либо частоте, то с
изменением частоты сильнее изменяется входное сопротивление отрезка линии
с более низким волновым сопротивлением. Наклон кривой входного сопротив-
46

лений отрезка линий можно также увеличить* удлиняя efo на целое *Шсло
полуволн (рис. 11.32). Отметим, что индуктивное сопротивление отрезка линии
растет, а емкостное—падает с увеличением частоты.
10. Согласование с помощью параллельных шлейфов
Для согласования сопротивлений можно использовать
параллельный шлейф, если 1) вся кривая сопротивлений находится между
граничными окружностями и 2) при увеличении частоты
изображающая точка перемещается по кривой на диаграмме R—X вверх
(рис. 11.33). Кривая, изображенная на рис. Н.ЗЗД имеет петлю вблизи
средней частоты. Для согласования сопротивлений с такой
частотной зависимостью целесообразно применять короткозамкнутый (ра-
Внутренняя
*50\
граничная
окружность
д00]
мггц\
Внешняя
25 50 75 W0
Активное сопротивление 6 омах
а)
xv, ий 0 си 50 75 100
°/ Активное сопротивление в омах
Рис. 11.33. Два типа кривых сопротивлений, наиболее подходящих для
согласования параллельным шлейфом.
зомкнутый) шлейфы длиной Я/4(Я/2) на средней частоте; при этом
на более низких частотах изображающие точки будут перемещаться
вверх (против часовой стрелки), а на более высоких частотах—вниз
(по часовой стрелке). Очевидно, что размер петли (см. рис. П.33,6)
после трансформации увеличится, вследствие чего необходимо,
чтобы она была вначале меньше заданной окружности.
Приведем примерный расчет согласования с помощью параллельного шлейфа.
Исходная кривая сопротивления, окружность максимально допустимого р и
граничные окружности показаны на рис. П.ЗЗД Следующий шаг заключается
в расчете нескольких окружностей трансформации, достаточных для
интерполяции с приемлемой точностью. Окружность максимально допустимого р при
с= 1,5 в 50-омной линии проходит через точки /?z=:75 ом, Х=0 и R=z 33,3 ом,
Л'игО. Отсюда д = 52,2 ом, # = 20,8 ом. Окружности трансформации быстро
можно рассчитать следующим образом: 1) найти значение R для центра круга
[см. формулу (22а)]. Для Xnp=z50 ом, R= 27 ом, а для Хпр=: ± 100 ом
/? = 43 ом, 2) центр окружности должен быть расположен на соответствующей
прямой R=z const примерно на равном расстоянии от граничных кривых. Четыре
окружности трансформации для Хпр~±Ь0 ом и X =: ± 100 ом изображены
на рис. II. 34,я Кривую сопротивлений, изображенную на рис. Н.34,а, можно
трансформировать с помощью короткозамкнутого (разомкнутого) отрезка линии дли-
47

ной V4 или 3\/4(Х/2) на средней воЛне. За1 середину диапазона выберем точку
/= 400 мггц, так как эта точка находится вблизи оси R и, кроме того, эта точка
является критической (кривая делает петлю). В этой точке должно быть
I
25 50 75 W0
Активное сопротивление в омах
\0кружно сто махе
допустимого р
0 Z5 50 75 W0
Актибное сопротивление б омаа,
5)
Рис. 11.34.
а — кривая входного сопротивления (рис. 11.33, б) и различные окружности трансформации-
б — кривая входного сопротивления, трансформированная с помощью разомкнутого параллель
ного шлейфа волновым сопротивлением 100 ом и длиной 180° на частоте 400 мггц.
Xя =оо. Для компенсации pea
ходимо, чтобы Хпр = -j- 50 ом, а
ктивного сопротивления на /=250 мггц, необ-
при /= 550 мггц —Хпр = — 50 ом. Можно ли
выполнить эти* условия при шлейфе длиной
0 = 90° на /—400 мггц? Электрическая длина
его на частотах /=250 мггц и /=550 мггц
будет равна, соответственно 0=56° и 0=124°.
Выбирая Z0'=:33 ом найдем, что ^^=50 ом
при /=250 мггц и ^„^ = — 49 ом при /=
=550 мггц. Для согласования можно будет
также использовать разомкнутый шлейф
длиной \/2 при /=400 мггц. Волновое
сопротивление его, очевидно, должно быть выбрано
более высоким. Трансформированное входное
сопротивление антенны можно найти по
формуле параллельного соединения сопротивлений
JXnpZA
»*-zA-\-jxnp-
Z„=z
(23)
Рис. 11.35. Изображение кривых
сопротивлений (рис. 11.34, б) на
диаграмме Вольперта.
Расчетная кривая сопротивления,
трансформированного параллельным 100-омным
разомкнутым шлейфом (0=180° при 400 мггц) приведена
на рис. П.34Д Трансформированное
сопротивление можно также определить графически с
помощью диаграммы А. Р. Вольперта (рис. 11.35.)
Цифрой / на рисунке обозначена исходная
кривая сопротивлений, цифрой 2—соответствующая
ей кривая проводимостей (полученная путем
поворота радиус-векторов точек кривой 1 на
180°). Добавляя к ней проводимости
параллельного шлейфа, получим кривую 3.
Окончательная кривая трансформированных
сопротивлений обозначена цифрой 4.
48

11. Общие соображения для конструирования одноэлементных
широкополосных согласующих устройств
Если входное сопротивление антенны в рабочем диапазоне не
попадает внутрь окружности максимально допустимого р, то
необходимо применить согласующие трансформаторы. Многие антенны
могут быть согласованы с линией в широком диапазоне частот с
помощью трансформатора, состоящего лишь из одного элемента.
Для определения наиболее подходящего типа трансформатора,
необходимо сначала на диаграмме R — X начертить кривую входного
сопротивления антенны и окружность максимально допустимого р.
Окружность максимально
I допустимогор
%+50{
Граничное
• kpuBbie
Окружность
максимально
допустимогор
25 50 75 100
^ Активное сопротивление в омах
Рис. 11.36. Граничные кривые и
окружность максимально
допустимого р для последовательного
шлейфа.
с£ Активное сопротивление в омах
Рис. 11.37. Граничные кривые и
окружность максимально
допустимого р для параллельного шлейфа.
Часто для выбора трансформатора достаточно сравнить между собой
начерченные на диаграмме граничные кривые, соответствующие
различным типам трансформаторов. Для последовательных и
параллельных шлейфов граничные кривые определяются только заданным
кругом. Для первых они представляют собой вертикальные
касательные R = Z0g и /? = -° (а—к. с. в. н.) к окружности максимально
допустимого р (рис. 11.36). Для вторых граничными кривыми
являются две окружности с центрами на оси R, проходящие через
начало координат и касающиеся окружности максимально
допустимого р в точках пересечения ее с осью R (рис. 11.37). Граничные
кривые для трансформатора в виде отрезка линии определяются не
только последней окружностью, но и волновым сопротивлением
трансформатора. Граничные окружности для оптимального (при
данном входном сопротивлении антенны и окружности максимального
допустимого р) трансформатора можно выбрать с помощью метода,
изложенного в § 7.
Пример. На рис. 11.38 изображены кривая входного сопротивления,
окружность максимально допустимого р, проходящая через точки R = 25 ом, Х = 0 и
R^zlOQ ом, Х = 0 (что соответствует ^коэфициенту отражения,0,33 в 50-омной
4 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 49

линии) и граничные кривые для Трансформаторов трех рассмотренных выше типов
Как видно из рис. 11.38, трансформаторы в виде последовательного или параллель-,
ного элементов оказываются непригодными. Подберем трансформатор в виде
отрезка линии. Граничные окружности для него построим следующим образом.
Радиус внешней окружности, касающейся заданной в точке /J —25 ом, Х—0,
выберем так, чтобы она охватывала возможно большую часть кривой входного
сопротивления. Точкой пересечения ее с
осью убудет точка /?=276 ом.
Внутренняя окружность, касающаяся
окружности максимально допустимого р в точке
#=100 ом, должна пересекать ось R
25
в точке /? = 276* tqq = 69 ом. Она, при
этом целиком лежит внутри окружности
максимально допустимого р (см. выше
§ 6). Волновое сопротивление
трансформатора с такими граничными
окружностями равно Z0 = у 276 • 25=]/б9.100%
% 83 ом.
Для подбора оптимальной длины
трансформатора необходимо построить
различные б-окружности. Проще всего
построить окружность 8 = 90°, так как
0 50 W0 150 ZOO 250
Активное сопротивленце в омаа
0 50 WO 150 ZOO Z50
Активное сопротивление в омол
6)
I Внутренняя {граничная онружносто\
0 50 100 /SO ZOO Z50 300
Актидное сопротивление в омах
6)
Рис. 11.38. Кривая сопротивлений и окружности максимально допустимого р
построенные с граничными кривыми:
а — последовательного шлейфа, б — параллельного шлейфа, в — трансформатора в виде
отрезка линии.
она касается граничных окружностей в точках пересечения с осью R (рис. 11.39)
Окружности 8=45° и 8=135° касаются внешней и внутренней граничных окруж
ностей в точках пересечения их с окружностью радиусом, равным 83 ом, с
центром в начале координат. Наиболее критической точкой на кривой входного
сопротивления является 800 мггц, так как в этой точке кривая делает петлю.
Исследуя положения 8-окружностей вблизи точки 800 мггц, найдем, что
последняя наиболее близка к окружности Ь = 105°. На других частотах
трансформатор 8=105° при /=800 мггц будет иметь длину, указанную в табл. П.З.
Уточняя положения каждой из таких 8-окружностей и устанавливая,
попадают ли внутрь них соответствующие точки кривой сопротивления, можно опре-
50

делить эффективность трансформатора. Точка 300 мггц окажется, вероятно, на
краю окружности 6 = 39°; точка 400 мггц наверняка попадет в окружность
0 — 53°, точка 500 мггц лежит внутри внутренней граничной
окружности и поэтому остается обязательно внутри окружности максимально
допустимого р и т. д. Таким образом, рассчитанный трансформатор обеспечивает
согласование входного сопротивления
с 50-омной линией; сомнительными
являются лишь точки 300 мггц и
600 мггц. Для определения
трансформированного входного
сопротивления можно использовать диаграмму
А. Р. Вольперта. Рассчитанное по
ней входное сопротивление
изображено на рис. 11.4,3*
Таблица И.З
Частота, мггц
300
400
500
600
700
800
900
1000
6, градусы
39
53
66
79
92
105
118
132
12. Много элементные трансформаторы
Если нагрузка не может быть согласована с линией
одноэлементным трансформатором, то можно попробовать выполнить это
с помощью многоэлементного устройства. Принцип, положенный
в основу конструкции таких устройств, заключается в следующем:
сопротивление трансформируется первым элементом таким образом,
чтобы второй элемент уже мог его согласовать или
трансформировал его дальше, для согласования третьим элементом и т. д.
Рассмотрим пример согласования сопротивления с помощью двухэлементного
трансформатора (рис. Н.40,я). Кривая сопротивлений, изображенная сплошной
линией на рисунке, с помощью последовательного шлейфа, индуктивного на
высоких частотах диапазона, может быть трансформирована внутрь граничной
кривой трансформатора в виде отрезка линии. На рис. П.40,а изображены
граничные и в-окружности трансформатора с волновым сопротивлением 79 ом.
Внешняя граничная окружность выбрана так, чтобы она включала наибольшее
активное сопротивление кривой сопротивления, соответствующее, как это видно из
рисунка, точке 0,36. Последняя может быть приближена к оси с помощью
последовательного шлейфа и затем с помощью трансформатора длиной 0 = 90°
переведена внутрь окружности максимально допустимого р. Электрические длины
такого трансформатора на других частотах приведены в табл. II.4. Там же
приведены примерные значения реактивного сопротивления последовательного
шлейфа, при которых точки сопротивления попадают в соответствующие 8-окруж-
ности. Подходящие сопротивления дает разомкнутый шлейф длиной 90° на
относительной частоте 0,36 (см. табл. II.4).
4* 51
Актибное сопротивление в омах
Рис. 11.39. Граничные кривые и
окружности трансформации, требующиеся для
определения длины трансформатора (в
виде отрезка линии), предназначенного
для согласования сопротивления с линией.

Таблица 11.4
Относительная
частота
0,18
0,22
0,26
0,36
0,40
0,45
0,50
8
45
55
65
.90
100
ПО,
125
Пределы Хпс
Невозможно
От — 30 до + 40
От.—80 до+ 25
От + 25 до+ ПО
От+130 до+ 280
От +155 до + 250
Невозможно
Линия передачи
Хпс выбранного
шлейфа
—25
0
+70
+146
+244
Разомкнутый
последодательньш
шлейф 2q=100om
вх90'на частоте
026
ZA, входное сопротивление
антенны
0 50 /00 ISO 200 250 300
Активное сопротивление в омах
а)
Трансформатор б виде J
отрезка линии
Z!f73oM в:$0°на частоте
Рис. 11.40. Пример двухэлементного
трансформатора:
а — входное сопротивление антенны (сплошная
кривая), сначала трансформируется (пунктирная
линия) с помощью разомкнутого
последовательного шлейфа волновым сопротивлением 100 ом
и длиной 90° на частоте / = 0,26. После этого
сопротивление трансформируется с помощью
трансформатора в виде отрезка линии волнового
сопротивления 79 ом и длиной 90° на частоте
/ «= 0,36 (окончательная кривая
трансформированного сопротивления на рисунке не
приведена), б.— эскиз трансформатора.
Кривая входного сопротивления, получающаяся после компенсации реактив-
ностей с помощью шлейфа, изображена на рис. Н.40,а пунктиром. Схема всего
согласующего устройства изображена *на рис. И.40Д
13. Симметрирующие устройства
При разработке широкополосных установок часто бывает
необходимо осуществить переход от несимметричной коаксиальной линии
передачи к двухпроводной симметричной. Для этой цели применяют
специальные симметрирующие переходные устройства. Рассмотрим
несколько типов подобных устройств.
14. Симметрирующее устройство I типа
На рис. 11.41 изображено симметрирующее устройство I типа,
называемое часто стаканом. В этом устройстве два симметричных
проводника 'непосредственно подключаются к внутреннему и
внешнему 1пр0!водам коаксиальной линии (ib точках 1 и 2). Коаксиальная
линия помещена по оси четвертьволнового (на средней волне)
стакана В (см. рис. 11.41), так что его оболочка В и внешний провод-
52

ник Б линии образуют вторую коаксиальную линию с волновым
сопротивлением Z0EB, входное сопротивление которой между
точками 2 и 3 равно
Z23 = /Z0£Stg^. (24)
При / = 4" величина Z23 бесконечно толика ((практически, учитывая
потери, она оказывается не бесконечиой, а лишь весьма большой
и тем больше, чем выше добротность стакана) и ток не потечет
от 2 к 3. При этом токи в обоих проводниках симметричной линии
будут равны. Правда, будут токи утечки на землю от обоих
проводников, обусловленные их распределенными индуктивностью и
. емкостью относительно земли. Од-
'TZ1"""""* 6 8 Cu7Z7Ha* <нако эти токи не нарушат сим-
/ \ \ I .4 i га —% I
1Ж
1
•U4J
3z*
Т
]ЕимметрируюиА
устройство
Рис. 11.41. Симметрирующее
устройство I типа, часто называемое „стаканом".
Рис. 11.42. Эквивалентная схема
симметрирующего устройства I типа.
метрии линии. Если же длина стакана не равна Я/4, то Z23 не будет
велико и согласно эквивалентной схеме (рис. 11.42) симметрия
нарушится: в точке 2 будет ответвляться ток на землю и напряжения
между землей и точками 1 и 2 уже не будут равны и противофазны.
Поэтому рабочий диапазон такого симметрирующего устройства
весьма невелик. Обычно оно применяется .в тех случаях, когда
ширина рабочего диапазона не превышает 10%.
15. Симметрирующее устройство II типа
Диапазонность стакана может быть увеличена с помощью
второго отрезка линии передачи того же самого волнового
сопротивления, что и стакан (рис. 11.43). При этом, независимо от того,
какое сопротивление относительно земли будет
иметь место в точке 2, равное ему сопротивление
будет и в точке / (см. эквивалентную схему на
рис. 11.44). Благодаря этому, двухпроводная линия
будет симметрична на всех частотах. На частоте,
при которой длины Б к Б' (см. рис. 11.43) точно
Рис. 11.43.
Симметрирующее
устройство II типа.
Рис. 11.44. Эквивалентная схема симметрирующего
устройства II типа.
53

равны i/4, сопротивление, нагружающее коаксиальную линию, будет
равно входному сопротивлению двухпроводной линии. На других
частотах симметрирующее устройство шунтирует двухпроводную
линию сопротивлением J2Z 0БВ tg-^-, где Z0EB—волновое
сопротивление стакана.
Если зазор между Б и Б' велик <по сравнению с самой короткой
волной рабочего диапазона, то отрезок внутреннего проводника
коаксиального кабеля, присоединенный к верхней половине
симметрирующего устройства (см. рис. 11.43), будет представлять
последовательно включенную индуктивность, нарушающую симметрию.
Поэтому зазор должен быть максимально уменьшен, однако не
настолько, чтобы чрезмерно выросла сосредоточенная емкость между
J и 2 и кроме того возникла опасность электрического пробоя.
Помимо своей основной задачи, симметрирующее устройство можно
использовать одновременно как элемент согласующего
трансформатора.
16. Симметрирующее устройство III типа
Различие между симметрирующими устройствами II и III
типов заключается в том, что в последнем элемент Б помещен рядом
с Б\ образуя двухпроводную линию с экранирующей оболочкой В
(рис. 11.45). Отрезок d внутреннего
проводника коаксиальной линии (см. рисунок)
должен быть возможно более коротким во
избежание нарушений симметрии. Однако
в этой конструкции величина d
определяется волновым сопротивлением двухпроводной,
линии, задающим расстояние между Б и Б'.
Главное преимущество
симметрирующего устройства III типа является
уменьшенная вдвое, по сравнению с устройством II
типа, длина. Кроме того, помещая между Б
Б' короткозамыкающу'ю перемычку, можно
регулировать рабочую длину устройства, что
Рис. 11.45. Симметрирую- позволяет применять его на различных
щее устройство III типа. частотах.
НоротнозанЬтю-
щав перемычка
17. Использование симметрирующего устройства в качестве
элемента согласующего трансформатора
В предыдущем параграфе было указано, что «в диапазоне частот
симметрирующее устройство представляет собой реактивное
сопротивление, шунтирующее двухпроводную линию в месте
присоединения симметрирующего устройства. Эта шунтирующая реактивность
может служить как элемент, согласующий нагруженную
двухпроводную линию с коаксиальной.
Рассмотрим пример применения симметрирующего устройства в качестве
элемента согласующего трансформатора. Допустим, что^коаксиальная линия вол-
54

нового сопротивления i?01 должна быть подключена к симметричной нагрузке
/? := 2 Rq\, не изменяющейся с частотой.
Пусть максимальный к. с. в. не должен превышать 1,5. Согласующее
устройство состоит из симметрирующего устройства и четвертьволнового
трансформатора (см. эквивалентную схему рис. 11.46). Вычислим волновые сопротивления
этих элементов, при которых обеспечивается согласование в наиболее широком
диапазоне, и определим ширину последнего.
При этом удобнее оперировать не с сопротивлениями, а с проводимостями.
Имеем:
1 ^ 1
°«-А/
6oi— о » 2 GH
(25)
Окружность, соответствующая максимально допустимому к. с. в.= 1,5,
изображена на диаграмме проводимостей (рис. II. 47, кривая /). Выберем трансфор-
/J? Симметрирующее
1 устройство
Г Волнодое сопротидление
бог
Правая! Кривая 1 Кривая 3
■Ъ
т t
I
5
\Нагрузка
Коаксиальная линия
Волновое сопротивление
УетвертЬвапновЬ/и
трансформатор
волновое сопротивление
О 01 0j4 OS 0,8 1,0 12 1Ц 16
Gr
.с/С,
Рис. 11.46. Схема симметрирующего устройства,
применяемого для широкополосного
согласования в сочетании с четвертьволновым
трансформатор ом.
Рис. 11.47. Диаграмма
проводимости для схемы на
рис. 11.46.
матор (длиной в четверть волны на средней частоте), трансформирующий
величину GH в точку максимальной проводимости на заданной окружности. Для
этого волновое сопротивление трансформатора должно быть равно
G0T~V\,b G0i-G„
(26)
С изменением частоты входная проводимость нагруженного трансформатора
будет изменяться по кривой 2 (см. рис. II. 47). Уравнение ее найдем с помощью
уравнения длинной линии
7 --г RH + JZ0TtgQ
ИЛИ
^Z^ + jR^gb
GH + jGortg<i
yex-G0TGOT + jGHtgO'
(У)
Перепишем (3') в следующем виде:
+4?)
tgb
'от
'от
GH
+jtgb
55

Освобождаясь от мнимости в знаменателе, получим:
GH \ GH J G„
у
л ex
t&9
откуда,
(£/+*•
Gar QH
(27)
*вХ .
Мот I w
в.
or ^y + t^b
(28a)
(286)
Используя формулы (25) и (26), получим:
О ex 1.5(1+Ц» 8) Ввх .y^tgb ,._.
tfoi~~ з+^е >1 Ooi -; 3 + ^20- (28в)
Такой трансформатор» обеспечивает требуемое согласование лишь в точке /f
касания обеих окружностей, в остальных точках проводимость Yвх лежит вне
окружности максимально допустимого р. На тех частотах, однако, при которых
0,66 Goi<C.Oex<Cl>5 Oqi кривую 2 можно перевести внутрь „заданной
окружности", компенсируя реактивную составляющую Yex. Для этой цели и можно
использовать эквивалентное реактивное сопротивление симметрирующего
устройства, выбирая должным образом его волновое сопротивление.
Найдем крайние частоты, при которых Gex=: 0,666 Gqi
Gex i,5(i-H«*e)
_ = (W==___ (29)
tgQ = ±y~Qfi=:± °>775>
0 = 37,8° и 142,2°..
Так как электрическая длина обратно пропорциональна частоте, а на / 0 = 90°,
37,8 142,2
то fn = ~W%fcp = °'42 fcp и /в = ~9б~ ?ср = !»58Лр- ПРИ этом реактивная
составляющая входной проводимости нагруженного трансформатора равна,
согласно уравнению (286), величине ± 0,373 Gqi» Эквивалентная шунтирующая
проводимость симметрирующего устройства, равная нулю при f' на других часто-
тах будет равна Ye = ~i ^ ctS6- (3°)
где Gqi—его волновая проводимость (в случае устройства II типа (}02 равна
половине волновой проводимости стакана). Выберем величину G0g так, чтобы Y с
полностью компенсировало Ввх при 0z=37,8° и 142,2°, т. е. при £g0rzO,775.
Приравнивая выражения (286) и (30), причем у последнего знак должен быть
изменен на обратный, получим
6oi У"3 tg 0
з .f ^2 е = ^02 с^е, (31)
^02 — з 4- tg* 0 ^01 — °'288 ^01*
56

В результате компенсации реактивной составляющей сопротивления Yвх %
кривая 2 перейдет в 3 (см. рис. II. 47). Как видно из рисунка, во всем
диапазоне между /н и /в проводимость нагрузки коаксиального кабеля лежит внутри
„заданной окружности", и симметрирующее устройство используется, таким
образом, в качестве широкополосного согласующего трансформатора в диапазоне
с перекрытием 3,76. Однако применять его можно лишь на частотах, ниже 2fcp,
поскольку при f=.2fcp симметрирующее устройство замкнет двухпроводную
линию накоротко.
18. Методика проверки работы симметрирующих устройств
Основной характеристикой симметрирующего устройства
является степень симметрии в двухпроводной линии, подключенной на его
выходе. Степень симметрии можно определить, измеряя с помощью
соответствующего вольтметра напряжения между проводниками
линии и землей. Вольтметр должен иметь весьма высокое
внутреннее сопротивление, чтобы он сам не приводил к нарушению симмет-
Симметричная линия
\
Пружиннош контакт для
'"" — Л"" л"я" т.
/заземления внешнего пробойник^
£
Детектор
-Ь*ъ
—«г с
>— Коаксиальная ^_
ЗондЧцентралЬнШ пиния . "^
проводник) w- оолотметр
Рис. 11.48. Схематическое изображение Рис. 11.49. Схематическое изобра-
высокочастотного вольтметра. жение устройства для измерения
несимметричного напряжения на
рии. Схематично такой вольтметр симметричной линии,
изображен на рис. 11.48. Он
состоит из четвертьволновой коаксиальной линии, гароткозамкнутой
на одном конце высокой емкостью. Ток в коротком замыкании,
прямо пропорциональный напряжению на входе линии, измеряется
с помощью кристаллического детектора и прибора постоянного
тока. Если длина коаксиальной линии вольтметра точно равна
четверти волны, то внутреннее сопротивление вольтметра будет очень
высоким. Так как показания вольтметра пропорциональны
амплитуде, то с помощью этого метода нельзя установить фазовую
асимметрию, т. е. такую, при которой амплитуды напряжений в
проводниках линии равны, но сдвинуты во времени на величину, неравную
180°. Существует более хороший метод для обнаружения
асимметрии (рис. 11.49). В нем двухпроводная линия шунтирована!
четвертьволновым шлейфом. Если шлейф короткозамкнут на конце, его
входное сопротивление по отношению к симметричному
(противофазному) напряжению равно бесконечности. Для несимметричного
же (однофазного) напряжения четвертьволновый шлейф разомкнут
на конце и, следовательно, в местах подсоединения шлейфа к
двухпроводной линии последняя оказывается им короткозамкнута по
отношению к однофазным токам. При этом, если в линии
существуют однофазные волны, то конец шлейфа будет иметь некоторое
напряжецие относительно земли.
57

ДОПОЛНЕНИЕ I
РАСЧЕТЫ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СОГЛАСУЮЩИХ ТРАНСФОРМАТОРОВ •
Выше рассматривалось применение для согласования сопротивлений
простейших трансформаторов, выполненных в виде отрезка линии, параллельного или
последовательного шлейфа. Рассмотрим подробнее расчет широкополосного
согласующего трансформатора. Для упрощения выкладок допустим, что
согласуемые сопротивления чисто активны и не изменяются с частотой. Как известно,
широкополосное согласование таких сопротивлений может быть осуществлено
с помощью экспоненциальной линии, волновые сопротивления на концах которой
равны согласуемым сопротивлениям. Однако такая линия трудно выполнима и
•юх-зп
minikin ппипппштшЛпшш
i=Kh
fcP'JQ
Рис. 11.50. Одноступенчатый трансформатор Рис. 11.51. Кривая трансформиро-
в виде четвертьволнового отрезка линии ванного сопротивления для одно-
передачи, ступенчатого трансформатора при
коэфициенте трансформации и0—2-
должна, кроме того, иметь значительную длину. Вместо экспоненциальной линии
можно применять конический переход или ступенчатые трансформаторы,
состоящие из нескольких секций со скачкообразно меняющимся волновым
сопротивлением. Общим недостатком таких трансформаторов является значительная длина.
Между тем, снабжая простой четвертьволновый трансформатор параллельными
и последовательными компенсирующими шлейфами, можно значительно улучшить
его диапазонные свойства.
На рис. II. 50 изображен одноступенчатый трансформатор длиною \[4 на
средней волне диапазона. Волновое сопротивление трансформатора ZT, при
котором сопротивление нагрузки Zaz=/?a будет согласовано с волновым
сопротивлением линии Z\ на средней волне \, равно
zT=V^\ z*={
^l>^3
-^2 Zg
(32)
и0—коэфициент трансформации (на средней волне). При \^\ входное
сопротивление 91 трансформатора, нагруженного на
Zi^>Z2 из уравнений длинной линии найдем
Z2, будет отлично от Zj. При
Щ^р+JQ-
W
\-\-(&—)аУщ
(■Ч)
ил-
1+й2н0
(33)
где
-<**)■"=
/-/о-
На рис. II. 51 приведена кривая трансформированного сопротивления,
построенная по формуле (33) прийм0=г:2 (как и все дальнейшие) на диаграмме R—X.
* Ausgewahlte Fragen uber Theorie und Technik von Antennen, Heft U» s. 178
58

Средней частоте диапазона соответствует точка 7. Как видно из рисунка, при
малых расстройках, активная составляющая сопротивления почти постоянна, в то
время как реактивная увеличивается с расстройкой примерно по линейному
закону. Чем больше коэфициент трансформации, тем диапазон „малых" расстроек
уже. Одноступенчатый трансформатор непригоден в качестве диапазонного
трансформатора, так как при и0^2 уже при малых расстройках реактивная
составляющая растет пропорционально расстройке.
Для двухступенчатого трансформатора (рис. II. 52), волновые сопротивления
ZT и ZT которого выбраны таким образом, что Z\, ZT , ZT, Z2 образуют
геометрическую прогрессию со знаменателем лГ~й^
женного трансформатора будет равно
входное сопротивление нагру-
*1«
(34)
Щ
откуда следует, что реактивная составляющая растет как я3, т. е. значительно
медленнее (ибо при Д/</0/2, я<1). Сравнивая построенные на диаграмме R—X
кривые входного сопротивления л> й
I
I
двухступенчатого (рис. II. 53)
и одноступенчатого (рис. П. 51)
трансформаторов, видим, что в
первом случае изменения как
активной, так и реактивной
составляющих входного
сопротивления невелики в
диапазоне Т 20%- Таким образом,
применение двух (и более)
ступенчатых трансформаторов дает
возможность значительно
улучшить диапазонность
согласования. Перейдем теперь к
рассмотрению одноступенчатых
трансформаторов с компенсацией
реактивного сопротивления. Возможность
стоянством активной составляющей и
19 > i\i ) ) f ) ) > t t ) t , , , ,\, > > > t t > > > > > } } t Af r
\ \ г„ j 2гг \
•) } Л> > г у г/ >/>>>) f r-i
1— i,-y,—4-
Двухступенчатый трансформатор,
четвертьволновых отрезков
Рис. 11.52,
составленный из
линий передачи различного волнового
сопротивления
компенсации обусловлена: 1) по-
линейным законом изменения
реактивной составляющей при расстройке, 2) тем, что при переходе через \ — \
реактивная составляющая меняет знак. Если Z\"^> Z$, она отрицательна при
положительных расстройках и положительна при отрицательных (рис. II. 51),
в то время как реактивное сопротивление обычного двухполюсника изменяется
с частотой в противоположном направлении, т. е. от положительных к
отрицательным значениям при переходе через нуль. Для компенсации достаточно
включить такой двухполюсник последовательно со входом
трансформатора (рис. II. 54). Если
показать, что кривая на рис. II. 51
Z$^>Z], то можно
соответствует вход--
t
f-PVQ
У1ШШ1
П1»>п>>(П>>>пп,,>,>>*\ппТ77ГГ
h
}n>)>)))k>??>>)n))i]irn'
-1=>J4-
ZZZZZ2
Рис. 11.53. Кривая
трансформированного сопротивления /для
двухступенчатого трансформатора npnw0zz2.
Рис. 11.54. Одноступенчатый
трансформатор с последовательной компенсацией
на входе.
59

ной проводимости. Поэтому компенсирующий элемент должен представлять
собой параллельно включаемый шлейф, реактивная проводимость которого
положительна при положительной расстройке, т. е. короткозамкнутый
четвертьволновый шлейф. Таким образом имеют место следующие соотношения:
a) ^i>^2> ZT = Z2 yUQt ZS = ZT («о—1),
б) Zj>Z!, ZT=Zy-j-> zp = ZT\J^ZiJ>
(35)
где Zs, Zp— волновые сопротивления последовательного (Zs) и параллельного
(Zp) шлейфов, а кривая трансформированного и компенсированного
сопротивления на входе трансформатора при Zi^>Z2 выразится формулой:
?=Р+Ю=
l+g2 + jasyUo (Щ__{)
(36)
При Z2>Zi формулы (36) и аналогичные формулы ниже описывают кри-
вую относительной проводимости g- на входе трансформатора. Для и0 = 2 эта
кривая построена на рис. II. 55.
Естественно, что компенсацию реактивностей можно осуществлять и на
выходе трансформатора. При этом в случае Z\ > Z2 необходимо использовать
И г24Л
Рис. 11.55. Кривая трансформированно- Рис. 11.56. Одноступенчатый трансфор-
го сопротивления для одноступенча- матор с параллельной компенсацией на
того трансформатора с последователь- выходе,
ной компенсацией при «0rz2.
параллельный шлейф в виде короткозамкнутой линии с волновым
сопротивлением Zp длиной Х0/4 (рис. II. 56), а при Z2> Zy—последовательный шлейф
в виде разомкнутой линии с волновым сопротивлением Zs длиной Х0/4. При этом
при Z\ > Z2
60
г- _ J_ _.Zl
a) Z\ > Z%, ZT — Zi у «0, Zp — ZT u j, щ — ^ ,
6) Z% > Zb ZT = yj=,Zs = ZT («o-O «o = Yt.
£ _ 1 + а*-№ Ущ («o-O
Zx - 1-е» (и0-2) + <* («o-lF
(37)
(38)

%
На рис. II. 57 приведена кривая ^-, построенная по формуле (38). Из
формул (36) и (38) и кривых на рис. II. 55 и II. 57.легко вывести следующее
правило:
На высокоомной стороне трансформатора для компенсации следует
применять последовательный шлейф в виде разомкнутой линии, длиной Х0/4, на низко-
омной— параллельный шлейф в виде короткозамкнутой линии, длиной Х0/4. При
этом безразлично, происходит ли компенсация на входе трансформатора или на
его выходе.
В рассмотренных выше конструкциях полная компенсация реактивного
сопротивления и оптимальное согласование соответствовало середине рабочего
диапазона трансформатора. Однако ширину рабочего диапазона трансформатора
-JJ%
R,
=P+jQ
+JJV,
а*
///ттК
*,
"ч4
JC С
г
7~i
Г J
1*
\-jQ
Рис. 11.57. Кривая трансформированного
сопротивления для одноступенчатого
трансформатора с параллельной компенсацией
при щ~2.
Рис. 11.58. Кривая
трансформированного сопротивления
для трансформатора с
компенсацией при допустимости
рассогласования в центре
рабочего диапазона.
(определяемую величиной допустимого к. с. в.)
можно существенно повысить, если в центре
диапазона допустить некоторое рассогласование. При этом оптимальному
случаю' соответствует равенство рассогласования на краях и в центре
рабочего диапазона. На рис. II. 58 начерчена примерная кривая входного
сопротивления, компенсированного на входе. Дуга ат$ представляет собой часть
кривой входного сопротивления при использовании простого трансформатора длиной
Х0/4. Тонкой линией начерчена окружность, соответствующая допустимому
рассогласованию. Она пересекает ось R в точках /и0 и
/Ил
Очевидно, что коэфи-
циент трансформации на средней волне диапазона будет равен не и0, а и0 mQ;
при этом: х
a) Zx > Z2, Zt = Z% Ущ т0,
6) Z^Zb ZT—y—
Щ
(39)
Длина трансформатора остается равной \)/4, а волновое сопротивление
компенсирующего шлейфа выбирается так, чтобы полностью компенсировать реактивное
сопротивление в точках Rz=z -. При этом:
если Zi>Zlt то Zsz=zZT k (u0 т0— l)
1
если Zt>Zb то Zp=ZT. к{и^щ^Ху
(40)
61

Где k=i
Щ
АЛ
ttn /«л
—р Величины а^ = *g -g jr~ и т0 связаны соотношением*
(41)
из которого при заданном коэфициенте трансформации можно легко определить
ширину рабочего диапазона по величине допустимого рассогласования или,
наоборот, минимальное рассогласование, которое можно обеспечить в заданном
рабочем диапазоне.
Уравнение кривой трансформированного сопротивления имеет вид
(l+a*)+j[di>V'ul).m0 + Vm0k{ul)m0-l)-a(l-k)y ^(Kom0-l)J
1-f я* и0т0
(42)
№=Е1
tlfttliftftfUtttlZZl
Zt
гигшиишшиаал
|—v
л/«-
¥
Э-ь
W<-
Г\
~-*~р
/
\'/9
V^-j/
fff
Рис. 11.59. Одноступенчатый трансформатор
с двойной компенсацией.
Рис. 11.60. Кривая
трансформированного
сопротивления для
трансформатора с-двойной компен-
Применением двух компенсирующих элемен- сацией (при и0=:2).
тов (рис. И. 59) можно еще больше уменьшить
изменения активной составляющей сопротивления (см. рис. II. 54 и II. 57) и
улучшить диапазонные свойства трансформатора.
Волновые сопротивления трансформатора и шлейфов должны быть при ьтом
равны:
\2гу-щ Zi>Zl
ZV =
откуда
zT=VZ\Z%=yza zp.
Трансформированное сопротивление, выраженное формулой
(43)
(44)
«1
1+«2 + я4—4
(45)
при »о = 2, изображено на рис 11.60. Как видно из рисунка, кривая
сопротивления имеет вид плоской петли, причем точки, соответствующие расстройкам
62

4: 20 и ± 33%, примерно, совпадают с точкой /0. Диапазонное?ь такого
трансформатора может быть еще больше увеличена, если допустить в середине
диапазона такое же рассогласование, что и на краях.
На рис. 11.61 тонкой линией изображена петля, образуемая сопротивлением,
трансформированным при наличии одного шлейфа и оптимальном рассогласовании
в центре диапазона. Волновое сопротивление второго шлейфа на входе транс-
\x&s
/Ч^
/ /^
7 ^~
^""^ t
У"^^
+/<?
1
7~Г1
-J9
Рис. 11.61. Кривая
трансформированного сопротивления для
трансформатора с двойной компенсацией
при допустимости рассогласования
в центре диапазона.
Рис. 11.62.' Кривая трансформиро-
ваннного сопротивления,
соответствующая рис. 11.61, но при
дополнительном подборе волновых
сопротивлений компенсирующих шлейфов.
форматора должно быть выбрано так, чтобы компенсировать реактивное
сопротивление в точке 1//и0. Для расчета элементов трансформатора имеем
следующие формулы
k
a) Zi > Z2, ZT = Z2 V u0m0, Z8/ = ZT -j" (щт0 — 1), Z8£x—. Q 5 ^^ __ j j
6) Z*^>Zb %т""
Z*
(46)
Ущщ'
Zi* =
0,5k (щт0 — 1)
—ту, ^=*глМ«о«о--1).
где
(47)
. 0,5^ (и0т0+1)+1
R ~ 1 + Ф + 0,25a* (tt0w0 — l)2 *
Для определения границ рабочего диапазона служит соотношение
*и2
а2т = 2
(и0т0
*0-i)2 L V
(«оЖо—1)»
.2i "Г A
!0
/ип
1
]•
Уравнение кривой трансформированного сопротивления будет
Z, — ^ "Г ^v« ^ — 1 -+- а* + 0.25а* (м0от0— 1)* '
(48)
(49)
1 2 ("о^о-
X
1) (1—£) -+- 0,5аЗ (к0т0— 1) [0,5 (щщ+l)—k] — cP-0,\25k (uQm0-
r-1)3}
X 1+ aa+o,25a* («o»«o— 1)*
Путем некоторого изменения волновых сопротивлений шлейфов можно еще
больше расширить рабочий диапазон трансформатора. При этом кривая
трансформированного сопротивления будет иметь вид нескольких петель внутри
заданной окружности (рис. 11.62). Этот окончательный подбор шлейфов может
осуществляться лишь опытным путем.
63

Сравнение диапазонных свойств различных трансформаторов
Если величина трансформированного сопротивления равна
% = p+JQ,
то к. с. в. в линии
будет равно
pt + Qt+l
(50)
(51)
(52)
SO AJ> JO 70
~Ф\ I
(S:1 2tf
Рис. 11.63. Кривые коэфициента W при м0 = 2.
„ 'макс*
fMUH
Рассогласование будем характеризовать величиной
1
W=z 1 —
100%.
(53)
На рис. 11.63, 11.64, 11.65 приведены расчетные кривые величины W при
коэфициентах трансформации Щ — Ъ, 4, 10 для различных трансформаторов,
построенные в зависимости от расстройки - и коэфициента перекрытия
диапазона fMaKClfMuH • Римские цифры на рисунках соответствуют следующим
вариантам выполнения трансформатора:
I. Простой одноступенчатый трансформатор.
П. Двухступенчатый трансформатор.
III. Одноступенчатый трансформатор с одним шлейфом.
Ша. То же, с расширенным рабочим диапазоном.
IV. Одноступенчатый трансформатор с двумя шлейфами.
IVa. To же, с расширенным рабочим диапазоном.
IV6. То же, при опытном подборе волновых сопротивлений шлейфов.
При малом коэфициенте трансформации (и0 —2) трансформатор с одним
шлейфом хуже, а с двумя шлейфами — значительно лучше двухступенчатого
трансформатора. При коэфициенте перекрытия, равном 2, максимальное W при
двойной компенсации равно всего 3%, тогда как для двухступенчатого
трансформатора 1^=17%, а при одном шлейфе — 26%. Кривые Ша и IVa соот-
64

ветствуют заданному максимальному W в середине диапазона, равному 5%.
При и = 4 и м0=:10, кривые W имеют аналогичный вид, отличаясь лишь более
узкими диапазонами для заданных W.
На рис. 11.66 и 11.67 [кривые допустимых коэфициентов трансформации при
заданном» 1Г(1Г=:5%уи WzzlO%) построены в зависимости от расстройки и
Рис.
11.64.
W
/jT'f
2^1
fmKC
'MUM
Кривые коэфициента
при;н0=:4.
1,2:1 1fi:1
r fMOKQ
'мин
Рис. 11.65. Кривые
коэфициента W при
м0=Ю.
№■■/ w 'pi v.t г--/ fMttKft
Рис. 11.66. Кривые допустимых коэфициентов
трансформации при заданном рассогласовании 1^ = 5%.
коэфициента перекрытия. Эти кривые дают возможность легко выбрать'тип
трансформатора и установить реальную ширину рабочего диапазона.
Отметим также, что трансформатор с компенсирующими шлейфами
представляет собой звено полосового фильтра, выполненного из резонансных
отрезков линий с рядом последовательных полос пропускания и запирания. Поэтому
такой трансформатор непригоден для применения в диапазоне с расстройкой
± 100%.
5 Техника сверхвысоких частот. Часть I.
65

to
15]
/\l
15 г
j *
71
\
\
M"
\
^T
\\
1 V
\JUS
\\
\
\
\
"V
\
\
\
\
\
V-
p-.XZTa
\
>
V
4
ч1 \
K4
l\\
L
i4
i\
NT
W
^
—n
4> 1
^
^J
A 1
\5 6 в W 15 2d AJ(T W 50~7Q
1 1 1*1 11
105-1 11 ^ #•'/ 15-1 /•/-. *7
f
'мин
Рис. 11.67. Кривые допустимых коэфициентов
трансформации щ при заданном рассогласовании У7=г10%.
70ом
66
Я7*Л/
Рис. 11.68. Эскиз опытного трансформатора с двойной компенсацией,
предназначенного для согласования 35-омной нагрузки с 70-омной линией.
а уо=-37%
Рис. 11.69. Кривые трансформированных
сопротивлений для трансформатора,
изображенного на рис. 11.68:
/ — опытная, // — расчетная.

В заключение приведем примерней расчет трансформатора типа IV nptr
и0=г2 (Z\ = 70 ом, Zz~35 ом), предназначенного для работы в диапазоне
300-600 мггц. Имеем
ZT=zVz&tmW ом, Zef = 0,5ZT(u0— 1) = 25 ом,
^ = ота=Г) = 10° ом> /о= 45° "**
Wm 150
\ -=l 66,7 еж, —J- = ± 450 — ± 33°/°'
длина трансформатора /z= —.- = 16,7 еж. Конструкция трансформатора
приведена на рис. 11.68. Как видно из рисунка, нагрузка трансформатора состоит
из двух 70-омных линий, подключаемых параллельно к двум кабельным разъемам*
Параллельный шлейф регулируется заменой всего центрального стержня.
Измеренные и расчетные кривые входных сопротивлений нагруженного
трансформатора приведены на рис. 11.69. Различия между ними обусловлены рядом
факторов, неучтенных в приведенных выше расчетах, как например, наличие неодно-
родностей в местах соединения элементов трансформатора, изменение
сопротивления нагрузки с частотой и т. п.
ПОПОЛНЕНИЕ II
ШИРОКОПОЛОСНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ АНТЕННЫ С КАБЕЛЕМ*
Приведем примеры применения различных трансформаторов для
широкополосного согласования антенны с кабелем. На рис. 11.70 приведены типичные
кривые входных сопротивлений и проводимостей широкополосной антенны,
построенные в зависимости от величины ч\ — частоты, отнесенной к частоте
первого резонанса антенны. Как видно из рисунков, кривые реактивной
проводимости вблизи первого и реактивного сопротивления вблизи второго резонанса
имеют отрицательную производную. Это значит, что эти реактивности в
соответствующих областях полностью или частично могут быть скомпенсированы
с помощью контуров с параллельным или последовательным резонансом,
подключаемых к антенне. Отметим далее, что наклон кривых реактивных и
активных составляющих (см. рис. 11.70) вблизи первого резонанса больше, чем около
второго резонанса. Это означает, что компенсацию реактивностей и
согласование сопротивлений во втором случае можно произвести в более широком
диапазоне. Как видно из рис. 11.70, внутри круга к. с. в., равного 2, лежат точки
кривой сопротивления, соответствующие 0,95^yj^ 1,15, что соответствует
ширине рабочего диапазона, (определяемой как —— 100% I в 20%.
Рис. 11.71 иллюстрирует влияние последовательной емкости на ход кривых
сопротивления и проводимости. На рисунке изображены участки этих кривых
вблизи первого резонанса. Отрицательное реактивное сопротивление емкости
вычитается из реактивной составляющей входного сопротивления антенны, не-
меняя его активную составляющую. При этом кривая сопротивлений
перемещается вертикально вниз на диаграмме R — X внутрь окружности czz:2. Кривая
же проводимостей поворачивается против часовой стрелки, причем изменяются
как активная, так и реактивная составляющая проводимости. Казалось бы
максимальному рабочему диапазону будет соответствовать такое перемещение кривой
сопротивления, чтобы она оказалась расположенной по диаметру окружности, а
последняя отсекала максимальную дугу кривой сопротивлений. Однако это не
так. Из определения величины— следует, что Дг) внутри окружности с =2
возрастает медленнее ч\\, так что целесообразно сдвинуть кривую сопротивлений
так, чтобы она располагалась в левой верхней части окружности crz2.
* PIRE, 1945, № 10, р. 684.
5* 67

?
?
J-
1
a
3?
3
51
1
C4J
'iv
s
^^
&1
§
\
0 •!
P
I
^
***.."
^ч
**» "^^l л ,/,*•
ж:
s
I
_CN,
^6
\
*/*
*o
J^
N
§
-ч
?'
>—.
\
)
4
Ё
Oi
^
*o
r'o
(V04
.1.
•4
1 ^
i2*.
4*
^o
L
<
sN
;#
«^
V
^
<!
^
^
44
\
«NJ
V
/
\
^л^и
^•T\..
I
I
I,
4!*
♦•«га i ^
°y/x
0dl9
■i
s
о
те
со
§
4
a
о
a,
I -.
сз vo
в о
t—Ч Щ S
Д и
H
>»
°У I anHavgnujoduog
68

Влияние последовательной индуктивности (рис. 11.71) обратно влиянию
емкости. Она добавляет к сопротивлению антенны положительное реактивное
сопротивление; поэтому последовательную индуктивность целесообразно
применять в тех случаях, когда кривая сопротивлений проходит ниже и правее от
окружности с = 2. В примере, приведенном на рис. JI.7I, применение
последовательной индуктивности увеличивает рабочий диапазон с 24 до 46%. Это
обусловлено тем, что в круг о =z 2 смещается низкочастотная часть кривой
сопротивления, так что, помимо увеличения Дт), падает y)v
Рис. 11.72 иллюстрирует применение в качестве согласующих
трансформаторов четвертьволновых отрезков линий. Как видно из рисунка,
четвертьволновая линия трансформирует низкоомные сопротивления в высокоомные и
наоборот. Отметим, что в первом случае рабочий диапазон оказывается более
узким, чем во втором. Длина трансформатора (Z0 = 0,76/?,,) выбрана равной У4
при rj = 1,19, а не при тг)~1, так как кривая трансформируемого сопротивления
несимметрична относительно вещественной оси. В случае симметрии /— V4 при
•/)— 1. На рис. 11.72 показано также согласование антенн с помощью полуволнового
отрезка линии. Для согласования участка кривой сопротивления вблизи первого
(dB \
резонанса ( —г- < 1 ) волновое сопротивление трансформатора Z0 выбирается
меньше /?0 (например, Z0 =:/?0'2), тогда как вблизи второго резонанса ( -т- <1 \Z 0
выбирается больше /?0(Z0 =:2,5/?0). Изменение величины Z0 приводит к
смещению петли трансформированного сопротивления вдоль оси R{G\ Из-за
некоторой асимметрии кривой сопротивления, длина трансформатора взята равной
л/2 при ч\-=. 1,053. Это приводит к тому, что точки, соответствующие низким
частотам, смещаются вниз больше, чем точки, соответствующие высоким
частотам, смещаются вверх. Отметим существенную разницу между
трансформациями с помощью параллельного последовательного шлейфов и полуволнового
отрезка линии. Первые компенсируют реактивную проводимость (сопротивления),
оставляя активную неизменной: полуволновый же трансформатор, помимо
компенсации реактивной составляющей, несколько изменяет и активную.
На рис. 11.73,2 изображена трансформация входного сопротивления антенны
с помощью коротких (£ <d 0,125"Х0) отрезков линий, использующихся для
небольших перемещений и поворотов кривых сопротивлений.
Рис. 11.73Д иллюстрирует применение последовательных шлейфов для
компенсации реактивного сопротивления антенны вблизи второго резонанса. Из
рис. 11.73Д видно, как следует выбирать длину и волновое сопротивление шлейфа.
Последний должен полностью компенсировать реактивное сопротивление в
точках, соответствующих RfRQz^ 0,5. (При этом вся кривая между этими точками
попадет внутрь окружности с = 2). Через эти точки проводится прямая линия,
примерно апроксимирующая реактивное сопротивление шлейфа. Точка
пересечения ее с вещественной осью определяет резонансную электрическую длину
шлейфа, а волновое сопротивление определяется по наклону кривой. Для
приведенного на рис. 11.7-3,0 примера резонансная длина шлейфа соответствует
i)z=l (ввиду симметрии кривой сопротивления антенны), a Z0 = 3,23/?0. Штрих-
пунктирная линия изображает кривую суммарного реактивного сопротивления
(после компенсации).
Помимо описанных выше последовательных элементов для согласования
антенн с кабелем можно применять и параллельные (шлейфы, емкости,
индуктивности). Их влияние на кривые проводимости подобно влиянию
последовательных элементов на кривые сопротивления.
Рассмотрим кратко некоторые типы двухэлементных согласующих
трансформаторов.
Рис. 11.74 характеризует последовательные этапы трансформации
сопротивления с помощью последовательной емкости и параллельного шлейфа.
Добавлением емкости сдвигают кривую сопротивлений в направлении к окружности
с —2 на диаграмме R—X и поворачивают против часовой стрелки на диаграмме
G — В. Величину емкости выбирают таким образом, чтобы активная проводи-
69

-3
о
5
31
51
is
«3
W
?
&
£
«NJ
6
>
\
^5
r^
i$
^
i
>
^
/.
«<3
T
4
4>
4
5
I
*4
x
5j
- 4
^M**'
Ш-
1
34
<5>*
«X-
^4
t
ж
^д""
ЯП Е5
у
t?
К
I
'5»
О
cu
2 2 §
о ja о
So I
Ж
§
'y lanHdirgnujoduoQ
к
Oh
W <^>*
S3- *^l
V*
ca* w
°d/9
~ Cu
70

мость не превосходила 2 и кривая проводимости пересекала вещественную ось
внутри окружности с = 2. Это дает возможность компенсировать реактивную
проводимость с помощью шлейфа (согласно описанной выше методике). При
этом ширина рабочего диапазона увеличивается до 24%. При практическом
выполнении шлейфа возникают конструктивные трудности из-за малости его
волнового сопротивления (Z0' = 0,2/?0). Эти затруднения можно обойти, применяя
более длинный шлейф — не четвертьволновый короткозамкнутый, а полуволно-
Диаграмма R.
Диаграмма 6-В
разомкнутом шлейф
длиной *fy
GlQo .
разомкнутЬш шлейф
Антенна
— С емкостон?
Рис. 11.74. Широкополосное согласование антенны в
области первого резонанса с помощью
последовательной емкости и параллельного шлейфа.
вый разомкнутый. При этом волновое сопротивление шлейфа можно удвоить
(см. рис. 11.74).
Согласующее устройство в виде параллельного шлейфа и четвертьволнового
трансформатора удобно в случае антенны с высоким резонансным
сопротивлением (или низкой проводимостью) (рис. 11.75). При этом кривая проводимости
лежит в левой части окружности. Добавляя параллельный шлейф и компенсируя
проводимость, свертываем кривую в петлю, а затем с помощью
четвертьволновой линии трансформируем ее внутрь окружности с — 2 (рис. 11.76). Оптимальную
диапазонность (в нашем примере 46%) можно получить путем
последовательных проб.
В противоположность этому параллельный шлейф в сочетании с
полуволновой линией удобно применять, если кривая проводимости лежит вправо от.
круга с = 2 (рис. 11.77). При этом параллельный шлейф служит попрежнему
для преобразования кривой проводимости в петлю, а полуволновый трансфор-
71

i.o
10
Hpubbie
пробое
\l^
B/6
2s
luмост ей
0
0
0
9:0тносит частота \
...i._
OS 10
и
llj
OS
* +
^p
^
OS
w
Диаграмма в-fi
kof
V.
/2
X
\
^
И
4
ц
V
°\
M.
05
1
J
=2\
s
\
\
1,5 G/Go
Доба&лен параллелЬнО/й шлейф Трансформация А/^-^Линией
\Щ
Рис. 11.75. Широкополосное согласование антенны с ли
нией в области первого резонанса с помощью параллель
ного щлейфа и четвертьволнового трансформатора.
v>
§
Ча
0,5
HpuSbie прободс
*'
У
/
У
/
в/в
V
f мо стой
\
?
ч
$=Отндсит чартота
Ж
~*^\
Диаграмма S~8
0,9 /,0 1,1
Добавлен параллвлЬнЬш шлейф
Трансформация
'/гл-линией
10Y
05\
Щ
10\
\_3hi ъпР»?Ш<5
12
fo.
8
V*
ОА
г
NH6^
\
ч\
))
У
W
0,5
05
10
У
fynpufctfa
*
/\9/[
1 1
V
\.
гч
\
<№
~\
—у
п\
f)J
п
W\/\
—
щ
- '
0.5
/.О 15 01бо
05
Ю 15 GIGQ
Рис. 11.76. Широкополосное согласование гантенны/с
линией в области первого резонанса с помощью
параллельного шлейфа и полуволновой линии.

I
4i
A
/9
r
/
r
*9
«;
y«
V/
4
rg
^
s
^
>—«5
^
^
"^
\
)
/
°У/ anH9tfgnuwduoj
Dy/'UJO(JuQQ ындпшуив^+
73

матор сворачивает концы первой петли во вторую петлю внутри окружности
czz2. Как видно из рис. 11.77, ширина рабочего диапазона при этом доходит
до 50%.
Весьма эффективными согласующими трансформаторами являются два
последовательных четвертьволновых или полуволновых трансформатора. Первый
служит для согласования антенн в области второго резонанса, а второй—в области
первого резонанса. Последовательные этапы трансформации сопротивлений
иллюстрированы кривыми на рис. 11.77. Получаемые диапазоны имеют ширину,
доходящую до 50—70%.
В заключение упомянем еще о трансформаторе, состоящем из
последовательного шлейфа и четвертьволнового трансформатора, применяемом для
согласования антенн в области второго резонанса, когда длина симметричного
вибратора близка к волне. Как видно из рис. 11.77, последовательный шлейф
используется для компенсации реактивного сопротивления в области второго
резонанса, после чего полученная .кривая трансформируется четвертьволновым
трансформатором внутрь окружность с=г2 (рис. 11.78). Так как второй резонанс
обычно выражен слабо, то при этом можно получить довольно широкий рабочий
диапазон.
Описанные выше двухэлементные трансформаторы дают возможность
согласовывать антенну с линией в диапазоне 35—50% при к. с. в. <2. При этом
высокоомные сопротивления, (т. е. лежащие вправо от круга czz:2) согласовать
в диапазоне частот проще и легче, чем низкоомные.
При выборе элементов трансформатора следует помнить, что первый
элемент должен трансформировать сопротивления таким образом, чтобы их было
бы удобно трансформировать вторым элементом. Поэтому не нужно добиваться
наилучшего согласования с помощью первого элемента.
Отметим также, что графическое изображение кривых сопротивлений и
проводимостей на/? — X и G — В диаграммах весьма существенно облегчают
выбор и конструирование согласующих элементов. Графический метод следует
предпочесть аналитическому при первоначальном выборе трансформатора.
Аналитический же следует применять для окончательного подбора оптимальных
значений параметров трансформатора.

ГЛАВА III
КОНИЧЕСКИЕ И ЦИЛИНДРИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
Коническая антенна, при длине образующей в несколько волн
и достаточно большом угле при вершине, обычно рассматрибается
как рупор. Действительно, два таких конуса, обращенные своими
основаниями в разные стороны, -и вершинами, помещенными в одной
точке, обычно называют «биконическим рупором». С другой
стороны, конус с углом при вершине в несколько градусов и длиной
в четверть волны более естественно рассматривать как стержневую
антенну. С точки зрения теории различие между этими двумя
представлениями является несколько произвольным и необязательным.
Однако для практики различать эти два случая имеет смысл —
с учетом этого и .ведется изложение в настоящей главе. Конические
и цилиндрические антенны являются широкополосными антеннами,
в отличие от длинных тонких вибраторов или вертикальных мачт.
1. Общие соображения. Входное сопротивление
Как уже упоминалось в гл. I, любая антенна может
рассматриваться как устройство, трансформирующее направляемые волны
в свободные. Так как в случае конических антенн такая точка
зрения в особенности полезна, то приведем пример, поясняющий смысл
этого утверждения. Рассмотрим переход л ~
от одной линии передачи—коаксиального i
кабеля—к другой — волноводу кругового |
сечения (рис. III.1). Участок
коаксиальной линии между сечениями АА и ВВ г==
служит трансформатором от кабеля
к волноводу. Если диаметр волновода
увеличивать до бесконечности, трансфор- [
мирующая секция принимает вид вибра- * L
тора, а волновод переходит в свободное "
Пространство, так ЧТО ВОЛНЫ, направляе- Рис* П1,1- Трансформатор
мые коаксиальной лилией, трансфера- Т^ГЛТ^ш^щ
РУЮТСЯ ВИбраТОрОМ В Свободные ВОЛНЫ, волноводу.
распространяющиеся в свободном
пространстве. Если отражения в этом трансформаторе малы или
полностью отсутствуют, то он, так же, как и любой другой,
будет широкополосным; если же отражения велики, то транс-
75

форматор будет работать удовлетворительно лишь в узком
частотном диапазоне, в котором отражения взаимно
компенсируются. Вообще, плавная трансформация волн дает значительно
меньшие отражения, чем резкий переход. Отражения в конической
антенне, очевидно, будут малы, если длина ее в долях длины волны
достаточно велика. В литературе опубликован метод
электродинамического расчета конических антенн. Ввиду его сложности мы
изложим лишь основные качественные результаты этой теории, не
приводя самого расчета.
На рис. III.2 изображена коническая антенна, установленная
над бесконечной металлической плоскостью и возбуждаемая
коаксиальной линией. Задачу можно упростить, удаляя плоскость и за-
Рис. Ш.2. Коническая
антенна, возбуждаемая
коаксиальной линией
передачи.
Рис. Ш.З. Биконическая антенна.
111.4г. Линии
электрического
поля волны ТЕМ в
пространстве
между двумя коллине-.
арными
коническими проводниками.
меняя ее на основании принципа зеркальных изображений конусом,
симметричным первому. При этом мы приходим к симметричному
биконическому излучателю, возбуждаемому э. д. с, приложенной
между вершинами обоих конусов. На рис. Ш.З изображены два
одинаковых конуса с общей осью, вписанные в сферу, центр
которой совпадает с центром антенны. Область внутри сферы может
рассматриваться как трансформирующий отрезок линии передачи.
Сфера является естественной границей антенной области, так
как волны, распространяющиеся в такой системе, обладают
сферическим волновым фронтом. В частности, такими волнами являются
ТЕМ-волны. Они существуют лишь внутри граничной сферы, так
как поля этих волн могут существовать лишь в пространстве между
проводящими поверхностями. Эти волны аналогичны основной
кабельной волне, так как: 1) они не имеют продольных составляющих
электрического и магнитного векторов (т. е. в направлении
распространения волн); 2) линии электрического поля ТЕМ-волны идут от
одного конуса к другому, так же, как линии электрического поля
в коаксиальной линии передачи от одного проводника к другому
(рис. Ш.4). Выражения для составляющих поля приведены ниже
[формулы (3) и (4)]. Вне граничной сферы могут существовать вол-
76

ны типа Е различных порядков. Суперпозиция этих волн образует
свободную волну, распространяющуюся от антенны в окружающем
пространстве. Эти волны не имеют продольных составляющих
магнитного вектора. На рис. III.5 изображены линии электрических
полей волн Е первого и второго порядков. Выражения для
составляющих векторо(В полей приведены в формулах (5—10). Внутри
граничной сферы также
могут существовать
волны типа Е\ они, однако,
несколько изменены
благодаря наличию конусов
(рис. III.6). Метод
[решения задачи заключается
в определении амплитуд
перечисленных выше волн
из условия непрерывности
результирующего поля на
граничной сфере.
Волны Е исчезают в
вершине конусов;
благодаря этому ток и
напряжение на входе аниенны
определяются полностью
ТЕМ-волной. Это
значительно упрощает
вычисление входного
сопротивления антенны. Для ТЕМ-
волкы (так же, как и для
основной кабельной
волны) фазовая скорость
распространения не зависит
от частоты и равна
скорости распространения в
свободном пространстве.
Если вдоль коаксиальной или биконической линии
распространяется лишь одна бегущая волна ТЕМ, то волновое сопротивление
линии Z0 одинаково для всех точек, не зависит от частоты и
выражается, для биконической линии, соотношением
Z0=4|Ainctg^ (1)
где 0т — половина угла при вершине конуса, £ — диэлектрическая
проницаемость, ^ — магнитная проницаемость среды внутри
граничной сферы.
Входное сопротивление конической антенны можно определить,
зная 'волновое сопротивление биконической линии и относительные
ампллтуды и фазы ТЕМ-волн, падающей и отраженной от
граничной сферы. Отраженная волна обязательно имеет место при
конечной длине .конусов; она и обусловливает изменение входного сопро-
77
*; sj
Рис. Ш.5. Линии электрического поля для волн
Е первого (а) и второго (б) порядка в
свободном пространстве.
скими проводниками.

тивления конуса с частотой. Если бы отраженной волны не было,
то входное сопротивление конуса было бы просто равно его
волновому сопротивлению. Амплитуда отраженной волны обязательно
должна быть меньше, чем падающей, ибо в противном случае
антенна не излучала бы энергию. Входное сопротивление конуса
может быть рассчитано по простой формуле из теории длинных линий
Zsx — Z® ~ -ZZofOT, > (2)
где р—комплексный коэфициент отражения ТЕМ-волны от гра-
ничной сферы, р=у, гх—длина образующей конуса. Найти
величину коэфициента отражения не так просто. Однако качественно
его величину можно оценить, рассматривая соотношение между
волнами на граничной сфере.
Можно предположить, что если на граничной сфере
суперпозиция Е-волн свободного пространства может приближенно
воспроизвести падающую ТЕМ-волну, то не будет оснований для
появления большой отраженной ТЕМ-волны. Исследование выражений
для составляющих поля различных волн показывает, что это
условие может быть выполнено при достаточно большом (в долях длины
волны) радиусе сферы. Составляющие поля ТЕМ-волны
выражаются формулами:
V\i
в-л*
sine '
(4)
где у, s и р имеют те же значения, что и в формулах (1) — (2).
Для £-волны первого порядка (в свободном пространстве) имеем:
н,-
-fir I 1 \
— (1 + Жг)5т6. (5)
*,=:£?0+£)«*•• (7)
а для f-волны второго порядка
3 е-Ург Г 3 3 1

Если г достаточно велико, то вместо (6) можно написать
E^Vr^T- sin6>
а вместо (9)
Поля волн высших порядков выражаются аналогичными формулами
через тригонометрические функции углов, кратных 6. Таким образом,
они сходны с членами ряда Фурье, и следовательно поле Ев волны ТЕМ,
изменяющееся на граничной сфере как —g, можно представить в
виде суперпозиции этих волн.
Нетрудно убедиться на основании вышеприведенных выражений,,
что при достаточно больших г, при удовлетворении граничных
условий для Ев одновременно удовлетворяются условия и для Н^
так как радиальное сопротивление волны, т. е. отношение тт- для
всех волн "становится равным просто у —• Далее, составляющая^
быстро уменьшается с ростом г, так как она изменяется как /*~2.
Таким образом, при увеличении длины конуса (в долях волны)
амплитуда отраженной ТЕМ-волны становится малой и входное
сопротивление антенны приближается к волновому сопротивлению
биконической линии передачи.
Рассмотрим, что будет при г<Я,4. Из формул (5) следует, что
при этом отношение ЕЬ\Н^ на граничной сфере для £-волн
свободного пространства значительно больше отношения Ев/Но в
падающей ТЕМ-волне и представляет собой комплексное число а—jb
с большой отрицательной реактивной составляющей & > а.
Попытаемся удовлетворить граничному условию с помощью только ТЕМ-
волн, падающей и отраженной.
Для этого необходимо, чтобы
Епад + £отр
Hnad_r^p = a—Jb> (П>
где £ > а, £ > \-тг-\ . Так как для ТЕМ-волн можно перейти
I 9 \пад,отр
к напряжению и току, то (11) эквивалентно
^^omp_ = R_jX^ x>Ri X>Z^ (j2)
1пад lomp
Это соответствует линии передачи, нагруженной на сопротивление
с большой отрицательной реактивной составляющей. Входное
сопротивление можно найти, трансформируя сопротивление нагрузки
к вершине конусов. Так как г < -.-, то при этой трансформации
79

сопротивление изменится мало. Таким образом, входное
сопротивление короткого конуса имеет вид R—jX, X > /?, X > Z0. При
г = Я/4 более трудно установить характер входного сопротивления,
так как при этом Еь1Но для волн различного порядка в свободном
пространстве неодинаково. Так, например, для ir-волн первых трех
порядков приближенно:
'j/L (о,7_/0,2),
У\ (0,25-/0,8),
j/t (0,1-/1,5).
Для волн более высоких порядков вещественная часть отношения
Ев/Н падает, а мнимая—возрастает по величине. Естественно
предположить, что £-волна первого порядка играет главную роль лишь
при 8 близком к 90° (т. е. для конусов с предельно большим углом
при вершине), а в остальных случаях более существенны волны
высших порядков (поскольку составляющие поля ТЕМ-волны
изменяются как 1/sin 6, а ir-волн низшего порядка —как sin 6). В случае
8 <^ 90° сопротивление нагрузки имеет попрежнему вид R—JX, где
R < Z0, X > Z0. При трансформации этого сопротивления на
четверть волны ко входу антенны получим, что Zex = Rex-\-jXex, где
Rex < Z0, Хвх < Z0. Вышесказанное мы обобщим в следующих
выводах:
1. Для конуса значительной длины входное сопротивление стремится к
волновому сопротивлению конуса.
2. Для конуса длиной \4 входное сопротивление имеет небольшую
положительную реактивную составляющую (Хвх<^ 2Г0), a Rex<iZ&
3. Для очень коротких конусов входное сопротивление носит емкостный
характер при очень малой активной составляющей.
Необходимо отметить, что первый вывод несправедлив для конусов
с очень малым углом при вершине. Член 1 sin 9 в выражении для
доставляющих поля волны ТЕМ быстро растет при 6 -> 0 или тт.
При этом для удовлетворения граничных условий на граничной сфере
необходимо брать £-волны очень высоких порядков, а для них
радиальные сопротивления становятся равными величине ]/jT/i лишь при
конусах очень большой длины. Все три вывода подтверждаются
опытными данными (см. § 3) для конусов с углами при вершине
от 5 до 45°; можно ожидать, что они будут справедливы также
и для конусов с большими углами. Выводы (1)—(3) могут быть
полезны при конструировании конических антенн. Например, угол
при вершине конуса можно выбирать, исходя из того, что при
увеличении частоты входное сопротивление антенны стремится к
волновому сопротивлению конической линии передачи, определенному
80
И'

формулой (1). На рис. Ш.7 приведена кривая, построенная по этой
формуле. Для конусов с углом при вершине больше 5°, входное
сопротивление довольно близко к волновому сопротивлению уже
при длине порядка одной волны.
Первый резонанс, при котором реактивная составляющая входного
сопротивления обращается в нуль, имеет место при длине образующей конуса,
несколько меньшей V4; резонансное активное входное сопротивление конуса
несколько меньше, чем для стержневого
вибратора. Второй резонанс имеет место при длине
меньше полуволны, и входное сопротивление
при нем тем меньше, чем ниже волновое
сопротивление.
Из всего вышесказанного следует,
что коническая антенна обладает
широкополосными свойствами.
Анализ работы цилиндрической
антенны значительно более труден, так
как ее волновое сопротивление
меняется вдоль антенны, возрастая при
удалении от точки питания. Однако и здесь
увеличение толщины цилиндра
приводит к тем же результатам, что и
увеличение угла при вершине конуса.
С утолщением цилиндра
уменьшается изменение входного
сопротивления с частотой. Опытные
данные по входному сопротивлению цилиндрических антенн приведены
в § 4.
200
ЮО
80
% по
^ J0
го
ю
^
ty
1^\Г¥±1пси%
L
ш
u
L
L
to
10 dO 40 50 60 70
Рис. Ш.7. Расчетная кривая
волнового сопротивления линии
передачи, состоящей из
одиночного конического проводника и
бесконечной плоскости земли.
2. Общие соображения. Диаграммы направленности
Общие соображения о влиянии толщины антенны на диаграмму
направленности приведены в гл. I; здесь мы сделаем лишь
несколько замечаний в свете качественных рассуждений предыдущего
параграфа. Как известно, диаграмма направленности антенны
определяется распределением тока в антенне. Так как амплитуда
отраженной ТЕМнволны становится очень малой при длине конуса,
превосходящей некоторую величину в долях волны, то казалось бы,
можно ожидать наклона диаграммы в направлении оси конуса, как
это имеет место для длинного провода. Однако, в этих
рассуждениях мы не учитывали других типов волн, которые также связаны
с токами на поверхности антенны. Они не влияют на входное
сопротивление, так как обращаются в нуль в вершине конуса, но
сказываются на диаграмме направленности. Точный расчет диаграммы
направленности требует предварительного нахождения амплитуды
пространственных Е-волн, в соответствии с граничными условиями..
Если симметричному вибратору придать форму буквы V, то
диаграмма направленности его изменится. Однако эти изменения раз-
6 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 31

личны для V-образных антенн из тонких и толстых элементов.
Опытные данные по диаграммам V-образных антенн приведены ниже
в § 3.
3. Конические антенны
Общие свойства конических антенн описаны в предыдущих
параграфах. Ниже приведены опытные данные и описаны некоторые
варианты конструктивного выполнения антенн этого типа.
На рис. III.8—111.10 приведены экспериментальные кривые
изменения (в диапазоне волн) входных сопротивлений различных
конических антенн. Кривые на рис. III.8 и Ш.9 относятся к конусам
дООх
оз оц 0506
'/л ' '
V
03 0^0506 08 Ю
г)
Рис. Ш.8. Экспериментальные кривые активной и реактивной
составляющих входного сопротивления конических антенн
(построенные в зависимости от длины образующей конуса), показывающие
влияние изменения угла при вершине конуса:
а -- 6 = 5°, б — 8 - 10°, в — 8 = 15°, г — 8 = 20°.
с углами при вершине от 10 до 94°. Шапочки этих конусов
выполнялись не сферическими, а в виде .перевернутых конусов с углом
90° (см. эскизы, на рисунках). На рис. ШЛО приведены кривые,
характеризующие влияние различных форм шапочек на входное
сопротивление конуса с углом 60°. Исследовались конусы с четырьмя
различными шапочками: плоской, конической (с углом 90°),
полусферической (с центром в наиболее широком поперечном сечении
конуса) и сферической, совпадающей с граничной сферой. По
сравнению с последней, коническая шапочка несколько
увеличивает общую длину антенны. Поэтому кривые, приведенные на
рис. III.8 и III.9 не совсем точно соответствуют случаю, обсуждав-
82

шемуся в § 1. Однако, если углы при вершине малы, то разница
между конусами обоих типов невелика. Отметим, что общие
закономерности, сформулированные в § 1, подтверждаются приведенными
i
122503 04 0506 0,8 10 14 § 0225 03 Oji 0/Ofi 08 tO
''•/Л ' ' h/i
8) г)
Рис. Ш.9. Экспериментальные кривые активной и реактивной
составляющих входного сопротивления конических антенн
(построенные в зависимости от длины образующей конуса),
показывающие влияние изменения угла при вершине конуса:
а __ 8 = 25°, б — 8 «= 30°, в — 8 - 35°, г — 8 = 47°.
0,3 Oft 0,50,6 00 1,0 ty
г/А
Сз^
OjQ,t 0506 0,81.0 #
На
Ю
01
Од 0*050,60,810
г/А
в)
W
03 0,40506 08 ф 1%k
г)
Рис. ШЛО. Экспериментальные кривые активной и реактивной
составляющих входного сопротивления конических антенн
(построенные в зависимости от длины образующей конуса),
показывающие влияние формы шапочки конуса.
опытными данными. Наиболее интересной величиной, которую
желательно было бы определить, является амплитуда коэфициента
отражения ТЕМ-волны от граничной сферы. Ее можно вычислить
б* 83

по входному и волновому сопротивлениям конуса. На рис. III.11
приведены рассчитанные таким образом кривые коэфициента
отражения для конусов с конической шапочкой. Отметим две
характерные особенности: 1) для всех конусов коэфициент отражения
велик при г1/Я = 0,15—0,2, но очень быстро уменьшается с ростом
/•}/Л ; 2) коэфициент отражения падает с увеличением угла при
вершине конуса. Отметим также, что коэфициент отражения при
удлинении конуса не падает монотонно, а колеблется в интервале
08
07
06\
щ
V
ч N
9=3д\
et=2S^
QfZO—
вуЗО5-
1 е,-<*7-
-0f=/S°
\гвг$°
\ 0Г-/О°\
^Wl
^
у \
V\
ч
Г )
•ж
Sy
*п
<d
— ^
\ /1
J
<
V.
^
~s
\
\
3
I* °Л
«si ^
S* 02\
<з
о
О 015 0,2 0,3 Op 0,5 0,6 0,7 0,8 0г91,0
rjA длина образующей конуса в Золях длина/ волнЬ!
Рис. III. 11. Кривые коэфициента отражения волны ТЕМ
(рассчитанные по данным рис. Ш.8. и Ш.9) в конических антеннах
с различными углами при вершине, построенные в зависимости
от длины конуса в долях волны.
0—0,2. Эти колебания частично могут быть обусловлены ошибками
измерения. Возможно также, что причиной их появления является
несферическая форма шапочки конуса.
Другой интересной величиной является входное сопротивление
антенны в точке второго, полуволнового, резонанса. На рис. III.12
приведена кривая ее изменения в зависимости от волнового
сопротивления конуса. Эта кривая приближенно может быть апроксими-
рована выражением
Zejr=l,5Z0 — 30 {ом).
Из рис. 111.10, на котором приведены кривые, характеризующие
влияние формы шапочки, можно сделать следующее важное
заключение: характер Есех четырех кривых одинаков; главное различие
между антеннами с различными шапочками заключается в том, что
увеличение шапочки приводит к некоторому эквивалентному
удлинению антенны.
84

Приведенные выше данные достаточны для того, чтобы при
конструировании конических антенн обеспечить широкополосность по
входным сопротивлениям. Рассмотрим в качестве примера
применяемых конструкций три варианта выполнения конических антенн.
4
§•
250
200\
пение
5
con
<о
*Ъ
Сэ
<£
1
«<5
«Э
«О
F
Ч
150
100
50
1л
Опора из
фибергласа.
О
150 Z00
50 100
Волновое сопротибление Z0 конуса
J омах (cmjuc. Ш. ?)
Рис. 111.12. Экспериментальная кривая
входного сопротивления одиночной
конической антенны в точке второго
резонанса, построенная в зависимости
от волнового сопротивления (для
волны ТЕМ в конусе).
Рис. III. 13. Поперечный
разрез конической антенны.
(У
1
1 \
\
V
'"
щ
Г77щ^77
Одна из них представляет
собой конус,
перпендикулярный к металлической
плоскости— земле, вторая — биконус, третья, подобно первой,
представляет собой одиночный конус, но он установлен наклоннФ^к земле.
На рис. III. 13 изображена в разрезе коническая антенна со
сферической шапочкой. Антенна возбуждалась 50-омной коаксиальной
линией. На рис. III.14 приведена кривая
к. с. в., измеренного в линии. В диапазоне
с десятикратным перекрытием к. с. в.
меньше 2,2. Отметим некоторые
особенности конструкции этой антенны.
Во-первых, угол при вершине конуса выбран
равным 60° (см. рис. III. 13), хотя при
этом угле волновое сопротивление
конуса равно 78 ом (см. рис. III.7), а не
50 ом, как следовало бы выбирать для
согласования с 50-омной линией. Выбор
такого конуса объясняется тем, что на
низких частотах, при длине конуса около
Я/4, сопротивление 50-омного конуса падает значительно быстрее
и больше, чем у 78-омного. Поэтому согласование 50-омного конуса
(при данных размерах антенны) с 50-омной линией на низких частотах
более трудно выполнимо, чем у 78-омного. Правда, на высоких часто-
85
3
2
7,
01 02
04 06 08 У 1.Ы8
'/А '
Рис. 111.14.
Экспериментальная кривая к. с. в.,
измеренного в 50-омной
коаксиальной линии, нагруженной
конической антенной,
изображенной на рис. III. 13

Металлическая
полоска
/ЛHi cum
тах согласование во втором случае будет хуже, к. с. «в. порядка 78/50^
я^1,6. Однако эта» величина к. с. «в. вполне допустима. Такой
(компромисс приемлем, поскольку он дает возможность расширить
рабочий диапазон антенны в сторону длинных волн. Для улучшения
согласования на высоких частотах между кабелем и антенной 1вклю-
чен плавный трансформатор сопротивлений с 50 на 78 ом. Длина
его выбрана таким образом, чтобы на низких частотах он не был
слишком короток и не
сказывался, а на высоких
частотах—улучшал согласование.
Представляет интерес
также конструкция
крепления антенны. Она состоит из
тонкостенного
полистиролового кожуха, закрепленного
на таком расстоянии от
основания конуса, чтобы быть
в сравнительно слабом поле.
Благодаря этому,
обусловленное ею ухудшение согла^-
сования невелико. Так как
такое крепление обладает
достаточной механической
прочностью, то нет
необходимости прибегать к
заполнению трансформатора
диэлектриком. Это привело бы
к появлению
дополнительных отражений от границы
о аздел а диэлектрик —
воздух у основания конуса.
Правда, и в изображенной
на рис. III. 13 конструкции подобная неоднородность имеется в месте
перехода кабеля, заполненного диэлектриком, в трансформатор.
Однако в этом месте отражения меньше, так как поперечный
диаметр кабеля меньше диаметра трансформатора. Эта, а также и
другие имеющиеся в конструкции неоднородности (например,
ступенька на металлическом диске основания, служащая для
закрепления полистиролового кожуха), в общем не ухудшают заметно
диапазонные свойства конуса. На рис. III.15 изображен в разрезе
биконический излучатель. Он состоит из двух конусов с
коническими шапочками, снабженными цилиндрическим люситовым кожухом.
Биконус возбуждается 100-омной симметричной линией, состоящей
из двух параллельно проложенных 50-омных кабелей. Отметим, что
металлическая скоба, стягивающая кожух, добавленная для
увеличения механической прочности, почти не влияет на работу антенны.
Па рис. III. 16 приведена кривая к. с. в., измеренного ©
симметричной 100-омной линии.
г
26f
\
1
^4sT^4. 1 1 1
кг ^
/
/I
и
\
\\
Рис. 111.15. Поперечный разрез биконической
антенны.
86

Диаграммы направленности этой антенны идентичны с
диаграммами биконуса, приведенными на рис. III.19.
На рис. III. 17 изображен конус, укрепленный наклонно
относительно основания для того, чтобы устранить провал в диаграмме
направленности в направлении оси конуса (см. § 6 гл. I). За иоклю-
Н-4^
^
<=
OJ 0J5 0,Z 0,25 03 035 Oh ОМ 05
г /А '
Рис. 111.16. Экспериментальная
кривая к. с. в., измеренного в
100-омной симметричной линии,
нагруженной биконической
антенной, изображенной
на рис. III. 15.
ФиНергласобая
опорная шайба
Фибергласовая
опора
Рис. III.17. Поперечный разрез наклонной
конической антенны.
чением изменения формы
основания, конструкция его
аналогична конструкции
прямого конуса (см. рис. III.13).
Изменен был только
плавный трансформатор, повышающий сопротивление лишь до 63,
а не 78 ом. Это изменение потребовалось вследствие 'понижения
входного сопротивления конуса за счет
приближения его к металлической поверх- г-
ноети основания. Кривая к. с. в.,
измеренного в 50-омной линии, приведена на рис. *
III. 18. Диаграммы направленности сход- J
ны с диаграммами биконической V-образ- §•«
ной антенны (рис. 111.20). На рис. III.19 *"
и 111.20 приведены две серии диаграмм
направленности биконусов с углом при
вершине 60° и сферическими шапочками
(совпадающими с граничной сферой).
Первая серия диаграмм (рис. III.19)
соответствует конусам с коллинеарными
осями, вторая (рис. 111.20)—конусам, оси
которых пересекаются под углом 90°.
В обоих случаях диаграммы измерялись
в плоскости осей конусов. Для сравнения
на рис. III.21 приведены диаграммы направленности тонкого
симметричного вибратора, рассчитанные по формуле
Г"
\
\
\
-t
^N
~г | ■■ 1"
55ЦК \ г
£тГ7_77ЛЯЙ
ч
0 0,1 0,2 0tJ Of 0,50,6 d? 0,8
fix
Рис. 111.18. Эксперименталь.
ная кривая к. с. в.,
измеренного в 50-омной
коаксиальной линии, нагруженной
антенной, изображенной на
рис. III. 17.
COS'
2kL
f2*L n
■ cos (~v- cos 0
sin6
где 21 — длина вибратора, в —угол с осью антенны.
87

L=02SA
L--QJ7SA
L=OJA
L=0625A
Lr075X
L--Q875X
1= 10 A
L4JZ5A
L=!,2SA L=V7JA
Q=60"
Рис. 111.19. Экспериментальные диаграммы направленности коллинеарной
биконическои антенны.
L-0Z5A L--0375X
L'OJiA L= 0,625 A L=0t75> L=0375A
L=tOA
L--1125A
L425A
L4J75A
в--60*
Рис. 111.20. Экспериментальные диаграммы направленности биконическои
V-образной антенны.
L = 025X
L--0J75A L--05A L=0B25A L=075A
L--0B75A
ЫОА
L=1125A L=1375A
L=^B
Рис. Ш.21. Расчетные диаграммы направленности бесконечно тонкого
коллинеарного симметричного вибратора.

Из сравнения рис. III.19 и 111.21 видно, что при
А>-^-Ядиаграммы биконуса заметно отличаются от диаграмм тонкого
вибратора. Заметим, что диаграммы конуса становятся многолепестко-
выми при увеличении длины антенны, так же, как и вибратора.
Однако, как форма, так и число лепестков в обоих случаях —
различны, а глубина минимумов в случае конической антенны
значительно меньше. На рис. 111.20 наиболее интересно отметить
значительное сужение диаграммы при наклоне конусов. Диаграммы
длинных конусов сходны с диаграммами рупоров; это свидетельствует
о том, что конус направляет распространяющиеся вдоль его
поверхности волны.
4. Цилиндрические антенны
В этом параграфе приводятся данные по цилиндрическим
антеннам и описываются некоторые типичные конструкции.
На рис. 111.22 приведены опытные кривые входного
сопротивления вертикального цилиндра над землей при различных L/D (D —
А
Рис. Ш.22. Экспериментальные кривые активной и
входного сопротивления цилиндрической антенны
от длины цилиндра), показывающие влияние
0,2 04 06 08 tO
'к1
А
реактивной составляющих
(построенные в зависимости
диаметра цилиндра.
89

диаметр цилиндра, L — его длина), построенные в зависимости от
частоты. Так же, как и в случае конусов, увеличение толщины
приводит к сглаживанию кривых, которое в первую очередь
заключается в уменьшении величины активного и реактивного сопротивления
в резонансных точках. Используя эти данные, можно установить
ряд интересных закономерностей, изображенных на рис. 111.23—
111.25. На рис. 111.23 приведены кривые изменения резонансных
активных сопротивлений в зависимости от L/D. Сопротивление
в точках первого и третьего резонансов практически почти не изме-
1000s:
\
I
!
I
800
ZOi
I
Ш i
Ш i
\ i
\ (
ф
^
\штт тти
^
*
■V
_
у
_
/
_
у
_
У
'
*
_ _ —
, — -
*
. -
ю\
W
20 30 UO SO 60 70 8090 WO 150 ZOO J00
D
Рис. 111.23. Экспериментальные кривые входных сопротивлений
цилиндрических антенн в точках первых четырех резонансов, построенные в
зависимости от отношения длины цилиндра к его диаметру:
а — четвертьволновый резонанс; б —полуволновый резонанс; в—трехчетвертьвол-
новый резонанс; г — волновый резонанс.
няется с утолщением цилиндра. Средняя величина их равна 35 ом
(первый) и 50 ом (третий резонансы). В точках второго и
четвертого резонансов (при которых длина антенны близка к полуволне
и волне) сопротивление быстро падает с утолщением антенны.
На рис. 111.24 приведены кривые изменения, в зависимости от
толщины антенны, максимальных и минимальных значений
входного активного сопротивления. Эти кривые аналогичны хфивым на
рис. 111.23, так как точки максимума и минимума сопротивлений
близки к точкам резонанса. На рис. 111.25 приведены кривые,
изображающие изменение с утолщением антенны ее длины в
резонансных точках и точках максимума активного и реактивного входного
сопротивления. Из этих кривых следует, что чем толще цилиндр,
тем больше укорочение, т. е. тем больше электрическая длина {при
данной геометрической длине антенны. Для всех исследовавшихся
антенн диаметр центрального проводника коаксиальной линии был
90

меньше диаметра возбуждаемой им антенны. Вследствие этого
емкостью между основанием антенны и землей нельзя было
пренебречь. Она исключалась путем измерения обусловленной ею прово-
fOOOr
ЬО 50,60 70 8090 W0
D
Рис. 111.24. Экспериментальные кривые входных
сопротивлений цилиндрических антенн в точках двух первых
максимумов и первого минимума сопротивления, построенные
в зависимости от отношения длины цилиндра к его
диаметру.
W\
J00
г)
Й)
ZL
kO 50 60 708090100 ZOO 500
' L_
D
Рис. 111.25. Зависимость длины цилиндрической антенны в
различных резонансных точках, от отношения длины цилиндра
к диаметру:
а — четвертьволновый резонанс, б — полуволновый резонанс, в — три
четвертьволновый резонанс, г — волновый резонанс, д—первый и е —
второй пики положительного реактивного сопротивления, ж — первый пик
отрицательного реактивного сопротивления, з — первый и и—второй пики
активного сопротивления.
димости и вычитания полученных значений из полной входной
проводимости. Измерения емкости (проводились с очень тонким
металлическим диском, диаметр которого равнялся диаметру основания
91

антенны. Диск помещался на таком же расстоянии от земли, как
и основание антенны. Очевидно, что при этом получались
завышенные значения, так как измерялась одновременно и емкость верхней
стороны диска на землю. Однако, обусловленная этим ошибка была
невелика и, во всяком случае, не искажала заметно общие
закономерности. Исследовавшиеся цилиндры во всех случаях имели плос-
L--015X L=0,375X L^0,5A L=0,625A L-0J5X L=0,B75X
kJ~fi
L40X
L=1J75\ L*2Z5D
Рис. 111.26. Экспериментальные диаграммы направленности коллинеар-
ного цилиндрического симметричного вибратора. Отношение длины
половины вибратора к его диаметру равно 225.
M37SA L=U7SX
L=Z5IJ
Рис. 111.27. Экспериментальные диаграммы направленности коллине-
арного цилиндрического симметричного вибратора. Отношение длины
половины вибратора к его диаметру равно 25.
кие торцы, так как наличие шапочки любой формы не вызывало
существенных изменений.
На рис. III.26—111.29 приведен ряд опытных диаграмм
направленности, снятых для симметричных цилиндрических вибраторов
различной толщины. Из сравнения с расчетными диаграммами
тонкого вибратора (см. рис. 111.21), видно, что для короткой антенны
диаграмма напра;вленности <не изменяется с толщиной. Однако япфи
/,>Я/2 влияние толщины становится заметно. В основном с
утолщением антенны уменьшаются минимумы между соседними лелестка-
92

L-025A L=0.375A WOJSA
msA
L=075A
L=OMA
\~L-\TU
L=ftOA L=1J25A L--1J75K L=9.5B
Рис. TII.28. Экспериментальные диаграммы направленности колли-
неарного цилиндрического симметричного вибратора. Отношение
длины половины вибратора к его диаметру равно 9,5.
L--025A
L = 0,375* L=0,5A L-QfilSA L=0t7SA L=0,875A
<==^S
k-fT
Рис. 111.29. Экспериментальные диаграммы направленности коллине-
арного цилиндрического симметричного выбратора. Отношение длины
половины вибратора к его диаметру равно 4,35.
L=0}25A L-0J75A
L=0,5A
L-0,625A L=0,75A 1= 0,875А
s^SOy^D
/r-fOA L--U25A L--125A L4J75A L=22SD
Рис. Ш.ЗО. Экспериментальные диаграммы направленности
цилиндрического К-образного вибратора. Отношение длины половины
вибратора к его диаметру равно 225.

L--025A
L--Q37SX
L-OJX
л
L-0JZ5X L=Q,7SX L*Qfi75X
\o
4V
L'-lOX
L=11Z5X
L=V5X
L=imx
L--Z5D
Рис. 111.31. Экспериментальные диаграммы направленности
цилиндрического К-образного вибратора. Отношение длины половины
вибратора к его диаметру равно 25.
U0875A
L=/OA
L=11Z5A L=1,Z5\ L=1375A
L=9.5D
Рис. 111.32. Экспериментальные диаграммы направленности
цилиндрического К-образного вибратора. Отношение длины половины
вибратора к-его диаметру равно 9,5.
L=0Z5A
L = 0375X
L--05A
L=0jZ5X L--075X
L--10X
L=V25A
U1Z5X
L4J75X
Рис. Ш.ЗЗ. Экспериментальные диаграммы направленности
цилиндрического V-образного вибратора. Отношение длины половины
вибратора к его диаметру равно 4,35.
94

м,и. На рис. Ш.ЗО—IIL33 приведены опытные диаграммы
направленности для V-образных антенн с углом при вершине 90°,
составленных из вибраторов различной толщины. В случае толстых
вибраторов диаграммы очень сходны с приведенными на рис. 111.22
диаграммами биконической V-образной антенны, т. е. при увеличении
частоты наблюдается сужение диаграммы. Для V-образной антенны
Медная фолога
Ipyfrka из диэлектрика \ ^J)}61\**-
„ формика*'
v
уу////////л
0/331
7г
Деревянная обойма для
К^&^^уС 7Г"7|-*—крепления половин вибратора
у иг Wi\w/> > >ЗУт*—Прокладка
Рис. 111.35. Симметричный цилиндрический
вибратор.
01331 Симметрирующее
~-*lf*~ устройство Иго типа
100-ом мая _А-
Рис. 111.34. Толстый
цилиндрический вибратор с
коническим основанием.
из тонких
вибраторов этого эффекта
не наблюдается.
Приведенные
'выше данные
достаточнее для сравнения конуса и цилиндра как широкополосных
излучателей. Сравнение приводит к заключению, что цилиндрические
антенны менее пригодны для использования в широком' диапазоне
волн, так как их входное сопротивление меняется с частотой
сильнее, чем у конических. На практике цилиндрические антенны
применяются -в широкодиапазонных
устройствах лишь в тех случаях, когда
1) конусы не могут быть
использованы из-за их громоздкости (при
заданной длинноволновой границе
диапазона) или 2) диаграммы направленности
конуса не позволяют применять его
в диапазоне, более широком, чем тот,
который может быть обеспечен с
помощью цилиндра.
Широкополосные свойства
цилиндра могут быть улучшены и
приближены к свойствам конуса, если
основанию первого придать коническую
форму (рис. 111.34). При этом устраняется также большая емкость
основания цилиндра на землю. Диапазонность цилиндрических
антенн может быть также увеличена с помощью соответствующих
согласующих устройств.
Опишем две применяемые на практике конструкции
цилиндрических вибраторов. На рис. 111.35 изображен симметричный
цилиндрический вибратор, диаметр которого равен 0,06 полной длины.
95
симметричная линия
50'ом пая питают
линия
МщОЯ
1 wj/j w\
i i i i 1 i i l 1
°\
°01 02 03 04 05 0.5 07 0.8 0,9
' На
Рис. Ш.Зб. Экспериментальная
кривая к. с. в. антенны,
изображенной на рис.Ш.35.

Кривая к. с. в. для этой антенны приведена на рис. 111.36.
Измерения производились с 50-омной коаксиальной линией,
присоединявшейся к антенне с помощью симметрирующего устройства второю
типа.
Рис. Ш.37. Обтекаемая штыревая антенна, выполненная в виде
деревянного штыря, электролитически покрытого медью.
»//////Л
1
щп
На рис. III.37 изображен толстый штырь, предназначенный для
ислользования в качестве самолетной антенны. С этой целью ему
придана обтекаемая форма *. Антенна
представляет собой деревянный
пропитанный штырь с нанесенным на него
электролитическим путем слоем меди.
Интерес представляет конструкция плавного
перехода от коаксиальной линии к
основанию антенны, изображенная на
рисунке. Кривая к. с. в. в 50-омной линии для
этой антенны приведена на рис. III.38.
Отметим, что антенна обладает
сравнительно неплохими широкополосными
свойствами, несмотря на то, что ее
электрические характеристики бьиш
ухудшены вследствие необходимости
обеспечить механическую прочность и
простоту конструкции.
I N 1
015 0Z 025 0,3 035 Ob
Рис. III. 38.
Экспериментальная кривая к. с. в. в 50-
омной линии, нагруженной
антенной, изображенной на
рис. Ш.37.
* Данных, характеризующих влияние изменения формы поперечного сечения
цилиндрического вибратора на его свойства, не имеется. Эти изменения во
всяком случае невелики, и антенна эквивалентна цилиндру, диаметр которого равен
ее среднему диаметру.
96

5. Влияние отражателей на конусы и цилиндры
Количественных данных о влиянии отражателей на конусы и
толстые цилиндры не имеется. Поэтому на практике приходится
руководствоваться общими соображениями и результатами,
полуценными с тонкими вибраторами *.
Проводники в поле антенны представляют собой неоднородность
в среде, в которой распространяются волны. Из подобия антенны
и трансформатора следует, что эти неоднородности, подобно любым
неоднородностям, приводят к появлению на входе трансформатора
отраженных волн. Так как расстояние между источниками
отраженных волн в долях длины волны меняется с частотой, изменения
входного сопротивления антенны с частотой при наличии
отражателей будут значительно больше, чем без них. Это приводит к
сужению рабочего диапазона антенны по входным сопротивлениям,
благодаря наличию отражателей.
ДОПОЛНЕНИЕ I
ДИСК-КОНУСНЫЕ АНТЕННЫ**
В '§ 1—3 описаны два варианта выполнения конических антенн: одиночный
конус и биконическая антенна. Преимуществом биконической антенны является
то, что она, в отличие от одиночного конуса, не нуждается в «земле» в виде
большой металлической поверхности. Однако биконус
должен .возбуждаться сим метр ич.ным кабелем, что может
оказаться серьезным (Недостатком. Диск-конусная
антенна сочетает .положительные качества одиночного конуса
и биконической антенны. Эта антенна (рис. 111.39) со-
Диск
Конус
\
I
1*
1
кЛ
к
А
/
~8-\
С-
h
\
Г~ Ко
КоаксиалЬмЬ/й
као~елЬ
Рис. 111.39. Схематический
эскиз диск-конусной
Рис. 111.40. Диск-конусная антенна
для использования на частотах,
выше 200 м?гц.
стоит из конуса и диска. Конус (присоединяется к внешней оболочке, а диск —
к центральному проводнику питающего антенну кабеля. Это ^составляет основное
отличие диск-конусной антенны от обычного одиночного конуса (который
подключается не к оболочке кабеля, а к центральному проводнику). Другой
отличительной чертой диск-конусной антенны являются весьма малые размеры
диска-противовеса: они выбраны таким образом, чтобы различия между диаграммами диск-
* Некоторые экспериментальные данные по входным сопротивлениям плоских
и цилиндрических вибраторов с отражающей стенкой приведены в дополнении Л
к главе III.
** PIRE, 1946, № 2, р. 70 Electrical Communication, 1948, V. 25, № 2, p. 140
7 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 97

конуса (см. ниже) и обычного симметричного вибратора были невелики. Помимо
небольших равмеро-в (противовеса, (Преимуществом диск-конуса является
возможность монтирования его на опорных стержнях с пропущенным внутри них
питающим кабелем. На рис. 111.40 изображена типичная конструкция диск-конусной
антенны, предназначенной для работы на частотах выше 200 мггц. Основные
15
/V
13
12
11
W
6
5
J
г
1 __
Q 100 Z00 300 W 500 600 700 BOO 900 Ю00
Частота в мггц
Рис. 111.41. К. с. в. н 50-омного кабзля,
нагруженного на диск-конусную антенну,
изображенную на рис. 111.40.
размеры этой антенны следующие (см. рис. 111.39): А= 22,9 см, Б = 31,7 см,
В = 35,6 см.
Так же, как и обычный конус, диск-конусная антенна сходна с фильтром
высоких частот. На низких частотах она неэффективна, так как к. с. в. в
кабеле, питающем антенну, весьма велик. Однако вблизи частоты, являющейся
границей рабочего диапазона антенны ( на которой длина образующей конуса
150мгщ ЗООмггц 550мггц Шмггц Ь50мггц
Рис. 111.42. Диаграммы направленности диск-конусной антенны
рис. 111.40 в плоскости оси конуса, снятые через 50 мггц.
равна примерно 0,25 \), к .с. в. резко падает до величины, близкой к
единице (при волновом сопротивлении кабеля 50—70 ом) и на всех, более
высоких частотах, остается почти неизменным. При этом диаграммы направленности
конуса в плоскости его оси оказываются сходными с диаграммами
симметричного вибратора, с тем лишь отличием, что на весьма высоких частотах (в 3—
4 раза превышающих частоту, соответствующую нижней границе диапазона
рабочих частот) лепестки даграммы несколько задираются в сторону диска
Для иллюстрации на рис. II 1.41 приведена кривая к. с. в в 50-омном кабеле,
1
л
[__У
Jn0
-омнЬ/й
кЬаксиапо-,
ъЬ/икаделоЛ
98

Рис. 111.43. Решетка из девяти вертикально
расположенных диск-конусных излучателей,
иредназначенная для работы в диапазоне
частот 960—1 215 мггц.
7*
99

а) б) в)
Рис. 111.44. Диаграммы направленности решетки диск-конусных
излучателей в плоскости оси решетки, снятые на частотах 960 мггц (а),
1 087 мггц (б), 1 215 мггц (в).
ZW0
180°
150°
ZW
Z70]
300\
1 /° / /
1 1 о! \
\ \ °\s\
( VA о\
Г \ \о
О
Ч^°
/$V/
^iJV
о/
4° \^1
\ 1 о|
—1 г~°|
/ / ° п
/° /
120*
30°
60'
JJ0°
0°
30°
Рис. 111.45. Диаграмма направленности
антенны (рис. 111.43) в горизонтальной
плоскости, снятая на частоте 1 087 мггц.
Экспериментальные точки обозначены кружками,
окружность представляет расчетную
диаграмму.
100
гу мч-кишу
360 W00
то то то то
Частота 6 мггц
1200
Рис. 111.46. Кривая к. с. в. в диапазоне частот,
измеренного в 50-омной коаксиальной линии,
нагруженной на антенну (рис. 111.43).

нагруженном на диск-конусную антенну, изображенную на рис. 111.40, а на
рис. 111.42 — диаграммы направленности этой антенны в плоскости оси конуса.
Отметим, что на поверхности опорной мачты антенны наводятся токи, которые
могут несколько исказить диаграмму диск-конуса. Однако опытным путем
установлено, что их влияние несущественно.
Диск-конусные антенны могут применяться как в качестве самостоятельных
широкополосных' излучателей, так и в качестве элементов остронаправленных
антенн. На рис. 111.43 изображена решетка, состоящая из 9 вертикально
расположенных диск-конусных излучателей. Эта антенна работала в диапазоне
960—1 215 мггц. Диаграммы направленности антенны в вертикальной плоскости
снятые на трех волнах диапазона, приведены на рис. II 1.44. Ширина диаграмм
Рис. 111.47. Экспериментальная
параболическая антенна с диск-конусным
облучателем.
антенны колеблется по диапазону от 6 до 8°; главный лепесток наклонен на
3,5° относительно горизонта, благодаря специальному подбору сдвига фаз
возбуждения конусов решетки.
В горизонтальной плоскости диаграмма этой антенны, как видно из
рис. 111.45 — всенаправленная и довольно хорошо совпадает с кругом.'К. с. в
в 50-омном кабеле (рис. II 1.46) не превышает величины 1,8 во всем рабочем
диапазоне.
В качестве широкополосной антенны с игольчатой диаграммой можно
использовать зеркально-параболическую антенну с диск-конусным
облучателем. При этом можно обеспечить к. с. в. < 2 в диапазоне с четырехкратным
и более перекрытием. Однако, при этом диск-конусный облучатель должен
применяться без контррефлектора (последний заметно ухудшает диапа-
зонность согласования антенны с кабелем), а это приводит, как известнб,
к уменьшению к. н. д. антенны, расширению ее диаграммы и увеличению
уровня боковых лепестков. Если поперечник D зеркала антенны больше 10 I,
то к. н. д. антенны примерно на 4,5 дб ниже к. н. д. равномерно облучаемой
зеркально-параболической антенны, и на 2,5 дб ниже к. н. д. узкопслосной
зеркально-параболической антенны с облучателем в виде обычного вибратора
с контр рефлектором. Несколько хуже будет обстоять дело в случае зеркал
меньших размеров.
101

Плоскость Е
Плоскость И
Рис. 111.48. Диаграммы направленности антенны с диск-конусным
облучателем.
102

На рис. 111.47 изображена зеркально-параболическая антенна (диаметр
отражателя 183,9 см, фокусное расстояние 53,8 см) с диск-конусным
облучателем. Диаграммы антенны в Е- и Я-плоскостях, снятые на частотах 600,
1290 и 3 200 мггц, приведены на рис. II 1.48. Как видно из рисунка, боко-
'500 1000
1500 2000 2500 5000
Частота в мггц
Рис. 111.49. Кривая к. с. в. в диапазоне
частот, измеренного в 50-омной линии,
нагруженной на антенну (рис. 111.47). Точки
соответствуют к. с. в. одного облучателя.
§ * 500 1000 ШО 1800 2Z00 2600 3000 5W0
Частота в мггц
Рис. 111.50. Изменение с частотой ширины
диаграммы направленности антенны,
изображенной на рис. 111.47. Точки соответствуют
экспериментальным значениям ширины
диаграммы в /^-плоскости, крестики — в
//-плоскости. Расчетные кривые строились по
1,27 "X
формулам flg — \y (сплошная линия), bH-=z\/D
(пунктирная линия).
вые лепестки диаграммы достигают в некоторых случаях уровня 30—35% по
полю (9—^12% по мощности). К. с. в. в 50-омном кабеле антенны (рис. III. 49)
в диапазоне 800—2 000 мггц ниже 1,5, а при 700<f<3 200 мггц — ниже 2.
Ширина диаграммы направленности антенны (см. рис. II 1.50) находится в
хорошем согласии с расчетами по приближенным дифракционным формулам.
103

ДОПОЛНЕНИЕ II
ВЛИЯНИЕ ОТРАЖАЮЩИХ ПОВЕРХНОСТЕЙ НА ВХОДНЫЕ
СОПРОТИВЛЕНИЯ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ПЛОСКОСТНЫХ И ЦИЛИНДРИЧЕСКИХ
ВИБРАТОРОВ*
Широкодиапазонные антенны, выполненные в виде вибраторов с
отражающими стенками, часто применяются на д. ц.'в. и у. к. в. Ниже приведены
основные результаты' работ, посвященных опытному исследованию входных
сопротивлений плоскостных и цилиндрических вибраторов с отражающими
стенками. Приведенные данные могут быть весьма полезны для практического
подбора оптимальных размеров широкополосных излучателей такого типа.
1. Плоскостные вибраторы
На рис. 111.51 изображены различные варианты выполнения плоскостных
вибраторов. Основной формой является вибратор Л1. Увеличение широкополое-
ности вибратора достигается уменьшением его волнового сопротивления. В
плоском вибраторе это о-беспе-
47 A3 AU чивается за счет увеличения
^~ I -^ S~~*\\/^~^\ /^^v I у^^\ емкости ^ и уменьшения ин-
{ у.( у L. у А (^^хХСГ/ Д'УКтивности L; сужение виб-
\^Уу\^У \^~УК1 J ^^^|^^=5' Ритора в центре необходимо
— ^-^ для плавного перехода к
9 линии передачи. Среди ос-
А^ А9 *$ тальных, изображенных на
рисунке вибраторов, Л8 и А9
представляют собой
«вибраторы предельных круглой и
(прямоугольной форм; Л 7,
A3 ' А? АЪ и Л4 исследовались для
выяснения возможности эко-
НОМ1ИИ материала. Было
установлено, что Л4 почти не
отличается по входным со-
~ TfTt:l ~ противлениям от Л1, в то
Рис. 111.51. Эскизы исследовавшихся плоскостных ^емя /Как Л5 ц л? имеют
антенн. заметно худшие
диапазонные свойства. Некоторое уве*
личение диапазонности достигалось с помощью лластинок, помещенных
параллельно вибратопу, для увеличения его емкости.
На рис. III.52 приведена кривая входного сопротивления вибратора A\f
построенная на диаграмме/?—X, а также кривая зависимости отношения =
Кмакс
ККмакс — К) пт _/ где д RMaKC — активные составляющие входного со-
ОКЭОЕЭ
ею
*• &макс J"
противления, а* /о — средняя частота рабочего диапазона. Вторая кривая более
наглядно характеризует широкополосность антенны. На том же рисунке приведен
эскиз вибратора и его основные размеры в долях V Как видно из рисунка,
вибратор Л1 обладает довольно хорошими диапазонными свойствами. На
рис. II 1.53, на примере вибратора Л2 (который но входным сопротивлениям
почти не отличается от Л1) показано влияние расстояния вибратора до
отражающей стенки. Как видно из рисунка,, при увеличении расстояния от 0,19 \
дс 0,30 >о широкополосность вибратора резко улучшается. Дальнейшее
увеличение расстояния недопустимо, так как при этом ухудшается диаграмма
направленности антенны.
В первом приближении волновое сопротивление вибратора равно
У^максЯ
макс'^мин
* Ausgewahlte Fragen uber Theorie und Technik von Antennen, Heft II, s. 32»
104

ТЩом
"макс
ПО
\
1
\
\
\
\
1
^
«и
tis
НО
t5-
2
/
/
h
\
(
Mo,
-до-20-w о to го зо$-%
Рис. 111.52. Входное сопротивление плоскостного вибратора А\
(изображенное на диаграмме R—X) и процентное изменение
активной составляющей с изменением частоты.
X ом
h-OJS А0:\/7Л
А030Ло'^
\J20»W0 =89,5ом
маис' "мин
-- УиО»т=№ам
\~o.mA
цогзА*
г
1Щ
V7777777;
1
А
Рис. 111.53. Входное сопротивление плоскостного вибратора Л2 при двух
различных расстояниях до стенки.
105

Rom
0!€5
\275A0
0035Щ
\~om-A n?<>
0£75Х9
"77777777,-
\U03JAo ~*
W*- ПР7'
V/'///M
>///////?;
0,27SA0
L
Рис. III. 54. Входные сопротивления плоскостных вибраторов А\ и AS.
Влияние формы вибратора в точке подключения возбуждающей линии.
Rom
-Ж
Рис. Ш.55. Влияние дополнительной емкости на входное сопротивление
плоскостного вибратора.
106

Эта величина мало меняется при изменении расстояния до стенки. Увеличение
широкополосности обусловлено изменением входного сопротивления антенны.
На рис. 111.54 приведены кривые входных сопротивлений для(- вибраторов
д\ и\Л8. Как видно из рисунка, круглый вибратор значительно более диапа-
зонен, что свидетельствует о существенной роли формы основания вибратора,
к которому подключается линия передачи.
Влияние дополнительной емкости, обусловленной параллельно помещенной
пластинкой, ясно'из рис. 111.55 (эта емкость вызывает дальнейшее понижение
ОШЛа
0№*а
8 и Я,ом
-е
WA
ешь
Рис. 111.56. Изменение входного сопротивления плоскостного вибратора при
срезании его краев.
волнового сопротивления антенны). Как видно из рисунка, в интервале частот
вблизи первого и второго резонансов антенны размер изменений ее
сопротивления действительно уменьшается.*
Прямоугольная форма пластин вибратора более удобна, чем круглая, по
конструктивным соображениям. Как видно из рис. 111.56, в диапазоне порядка
~г = + 15% срезание краев вибратора не приводит к существенному
ухудшению широкополосное™, но на более высоких частотах разница становится
более заметной.
2. Цилиндрические вибраторы
Волновое сопротивление цилиндрического вибратора приближенно равно
= 12o|ta^-
Из этой формулы следует, что увеличение широкополосности может быть
достигнуто за счет уменьшения отношения длины симметричного вибратора LA
к его диаметру dA. Влияние изменения диаметра иллюстрируется приведенными
на рис. 111.57 кривыми, соответствующими постоянной средней частоте диапазона
/0, неизменными расстояниями до отражающей поверхности и между двумя
половинками вибратора. Для того, чтобы средняя частота /0 все время соответ-
107

аощ
от]
Х,ом
А- 0,25 А0= Const
LF=0t06b AtfConst
(LOOM
078X0
0,039Am
0051
te
от-.
=hi«=
07ZAo
=hK=
оовкХ
г
"L_ 0,6!yjl
3"
a)
г)
\
•+7Л ARo/
—UU
+ Z0
f //i
"мш
'
J
j
J
1
f/
/
i
i
1
-jo -го -io q w го
Рис. IIL57. Кривые входных сопротивлений цилиндрических вибраторов различного
диаметра при постоянном расстоянии до отражающей стенки (длина вибраторов
выбиралась так, чтобы точка второго резонанса соответствовала средней частоте
/о диапазона).
&Е^
La
»006SA„
Z\l£^mAe 02SA9
Щ}Я,ом
a) -jf-W
ffj - =15,3
S) » =12,5
г) » =StS
Рис. 111.58. Кривые входных сопротивлений цилиндрических вибраторов
различного диаметра, но постоянной длины, при одинаковом расстоянии до отражающей
стенки.
108

ствовала точкам второго резонанса вибраторов, пришлось с утолщением
диаметра несколько менять и длину, увеличивая укорочение. Из приведенных на
д/г /д/ \
рисунке кривых ^ — / ->- ясно видно, что при увеличении диаметра широ-
КМакс \/0 /
кополосность вибратора заметно растет. Для вибратора с -А ^ 20 при _-L =
Д# Д/
= ± i°% т?—==± 5о/о' при -?г=±20°»
/о
/г — иг ^ , В = ± 17%.
На рис. 111.58 приведены кривые входных сопротивлений цилиндрических
вибраторов различного диаметра, но постоянной длины. Последняя была выбрана
равной резонансной длине наиболее толстого вибратора. Как видно из рисунка,
ZSQRom
орт
-0.5Zh
I Гиь'
3£
4№Л0
^777777777777/
W//////////,'
Рис. 111.59. Кривые входного сопротивления цилиндрического вибратора,
соответствующие различным расстояниям до отражающей стенки.
на резонансной частоте этого вибратора, входное сопротивление всех остальных
имеет индуктивную составляющую, увеличивающуюся с ростом L^dA .
Зависимость входного сопротивления цилиндрического вибратора от
расстояния до отражающей поверхности иллюстрируется кривыми на рис. 111.59. Как
видно из рис. 111.59, расстояние между половинами вибратора было вдвое меньше,
чем в предыдущих случаях. Это привело к некоторому смещению кривых
сопротивлений в область емкостных реактивных сопротивлений.
На основании приведенных выше опытных данных можно установить
зависимости между основными параметрами, характеризующими диапазонные свойства
антенны: средней волной >0, относительной
шириной рабочего диапазона -~
/о
допустимым изменением активного сопротивления антенны kR\RM

множителем укорочения
стоянием 1р между
ДЯ
•=zw~-, расстоянием
половинами
~-f\dA)< **««-/(<£
до отражающей поверхности А и рас-
вибратора. На рис. 111.60 приведены кривые
и q2 —
^=f(l°
соответствующие фик-
109

20 JO X0/dt
"J
20 30 A0/(/A
Рис. 111.60. Кривые для выбора размеров широкополосных
цилиндрических вибраторов, построенные на основании
опытных данных.:
а—максимальное активное входное сопротивление антенны Rm и
множитель укорочения q2 в зависимости от Х0/^ » б — относительное
изменение активного входного сопротивления антенны при различных
расстройках Д'/7/0 в зависимости от ^0ldA •
(Расстояние до отражающей стенки А — ~г «■ coast, расстояние между
двумя половинами вибратора Lp — 0,064Хо «= const).
0J0A-
RJ.om
-20 -10
\V I I/ '*
Рис. 111.61. Компенсация реактивной составляющей входного
сопротивления цилиндрического вибратора с помощью
разомкнутого четвертьволнового (на \Q) отрезка линии.
ПО

0625JLl.
Х.ом
15&
V-^ 2(№%
Рис. 111.62. Компенсация реактивной составляющей входного
сопротивления цилиндрического вибратора с помощью
разомкнутых^ отрезков линии различного волнового сопротивления.
РОЩ
. 0,61 Х^
JWWA
^
~1
0,25Л0
Л
У/////////////А у;;//;///;//;//а
А/У 7д
ЛмалгЛ
Рис. 111.63. Нормальная компенсация реактивной составляющей входного
сопротивления цилиндрического вибратора и процентное изменение модуля
полного входного сопротивления антенны.
111

сированным величинам £р = 0,064)0 и А = -у. Для практических расчетов эти
и -jT определяется ~:— , после чего из рис. Ш.60,я можно определить
велико а л
кривые можно использовать следующим образом: из рис. Ш.60,6 по данным ~п—-
д/
определяется ^
А
чины LA и RMaKC.
Выше мы интересовались в первую очередь измзкением с частотой активной
составляющей входного сопротивления вибратора. Что же касается реактивной
составляющей, то она может быть в значительной степени компенсирована с
помощью отрезков линии, подключаемых к основанию вибратора. Для компенсации
реактивного сопротивления в области второго резонанса, необходимо
использовать полуволновые короткозамкнутые или четвертьволновые разомкнутые шлейфы
При выполнении вибратора в виде пустотелых цилиндров (трубок) в качестве
наружного проводника компенсирующих шлейфов удобно использовать сам
вибратор, помещая внутри него центральные проводники шлейфа (рис. 111.61).
Примеры выполнения 'вибраторов с компенсацией реактивного сопротивления
приведены на рис. 111.61, 111.62 и Ш.63. На рис. 111.63, соответствующем оптимальному
случаю, приведена также кривая относительного изменения модуля полного
Д|2" Д/ A\Z\
сопротивления ^ . Как видно из рисунка, при -5- =+10% величина -„—
**макс '0 ^макс
не превосходит 7%.
3. Система из двух синфазных вибраторов
В качестве остронаправленных антенн на у. к. в. часто применяют решетки
синфазных вибраторов с пассивным отражателем. Такие антенны обычно узкодиа-
пазонны, однако ряд опытов, проведенных с простейшей антенной такого типа,
выполненной в виде системы из двух несимметричных синфазно возбуждаемых
вибраторов, помещенных перед отражающей стенкой, показали, что при
правильном выборе расстояния вибраторов до стенки можно обеспечить хорошее
согласование антенны с кабелем в довольно широком диапазоне.
Изменения производились с цилиндрическими вибраторами различной тол-
1А
щины —и -zzrll; 6,5 и 4,5, где /. —длина, dА —диаметр несимметричного виб-
аА
ратора, в диапазоне частот 263—600 мггц, причем расстояние между вибраторами
о
было равно -о » *о = 76 см. Длина вибраторов выбиралась таким образом, чтобы
точка их второго резонанса соответствовала волне Х0. При этом отношение
21А
-г—zz#2 составляло множитель укорочения вибраторов (само укорочение равно
(1—до). 100%).На рис. 111.64 приведены типичные кривые входного сопротивле-
/ lA \
ния несимметричного вибратора I ——г= 11 без отражающей стенки и со
стенкой, установленной на расстояниях 0,25Х0, 0,ЗХ0 и 0,34>0 от вибратора. Как видно
из рисунка, при наличии отражающей стенки увеличивается укорочение
вибратора (с 27,5 до 34%), а широкополосные свойства ухудшаются при расстояниях А
до стенки порядка 0,25Х0 и меньше. Однако, если увеличить расстояние А до
0,3— 0,34),0 (дальнейшее увеличение расстояния недопустимо, ибо приводит
к раздвоению диаграммы направленности), можно будет даже улучшить
согласование вибратора в более широком диапазоне, чем без стенки, причем
одновременно резонансное входное сопротивление вибратора падает. В системе из
двух вибраторов, путем подбора расстояния до стенки, можно также добиться
улучшения согласования по сравнению с одиночным вибратором. На рис. 111.65
приведены кривые входного сопротивления одного из двух вибраторов системы,
соответствующие Л==0,25>0, 0,ЗХ0 и 0,34Х0. Как видно из рисунка, при А—0,3\0
112

Рис. 111.64. Входные сопротивления несимметричного
цилиндрического вибратора при различных расстояниях до отражающей стенки.
Ц— 4>—i
2
I
тг
иш
>-Ш И^> £*"
W
I
1 *
Рис. 111.65. Входные сопротивления одного из двух вибраторов
синфазной антенны при различных расстояниях до отражающей стенки.
8 Техника сверхвысоких частот. Часть I.
113

и особенно при А = 0,34Х0, помимо уменьшения активной составляющей
сопротивления (примерно, вдвое), резко снижается реактивная составляющая. Кривые
сопротивлений имеют ярко выраженный петлеобразный характер, что
свидетельствует о компенсации реактивных сопротивлений. В диапазоне частот шириной
22%, к. с. в. с zz 1,07, а рассогласование w=.[ 1— —) «100% не превышает 6,5%.
Для нахождения оптимальных соотношений между геометрическими размерами
двухвибраторной антенны был проведен ряд измерений, наиболее существенные
результаты которых представлены на рис. 111.66 и 111.67. На рис. 111.66 приведены
кривые, характеризующие зависимость максимальной полуширины рабочего диа-
МаксималЬнов рассогласование, W
Рис. 111.66. Ширина рабочего
диапазона антенны из двух синфазных
цилиндрических вибраторов при
различных допустимых рассогласованиях и
диаметрах вибраторов.
01\
0\
ошо-
100-
* 8 1Z lA/dK
Рис. 111.67. Оптимальные длины
вибраторов и расстояния до
отражающей стенки, а также волновое
сопротивление питающей линии
для антенны из двух синфазных
цилиндрических вибраторов.
пазона Д///0 от максимально допустимого рассогласования w при различных IJd.
Из этих кривых следует, что при -рассогласовании порядка 25% и выше, ширина
рабочего диапазона увеличивается с ростом отношения lA\dA. При малых же w
имеется оптимальное lA\dA% близкое к 6,5, начиная с которого ^fMaKC\f
уменьшается. Рис. IV.67 содержит кривые, характеризующие допустимые пределы
изменения длины вибраторов /Л/А0 и расстояния до стенки А\\ (в долях Х0),
а также волнового сопротивления RF линии, питающей каждый вибратор, при
которых можно обеспечить величины Д///0, указанные на рис. 111.66. Так,
например, при lA/dA=zU, /ЛД0^ (0,34—0,37), что соответствует укорочению 26—32%,
А/10 =5г 0,32—0,34, а при lA\dA z=4,5 укорочение доходит до 32—36%, а расстояние
ЛД0 = 0,28 — 0,30. Эти допуска не являются жесткими. Таким образом, используя
возможность компенсации реактивных сопротивлений путем подбора
расположения вибраторов антенны, можно добиться увеличения рабочего диапазона до + 20%:
при рассогласовании не выше 10%; при w = 25% перекрываемый антенной
рабочий диапазон расширяется до + 25%.
Комбинируя такие двухвибраторные антенны в более сложные группы, можно
сконструировать остронаправленную широкополосную антенную систему.
114

ГЛАВА IV
ТРУБЧАТЫЕ АНТЕННЫ
1. Общие соображения
Электромагнитный излучатель называется трубчатой антенной,
если он заключен в трубчатый проводник, .внешняя оболочка
которого попользуется как излучатель, а внутренняя—как внешний
проводник коаксиальной линии передачи, возбуждающей антенну.
Длина трубки может составлять любую часть общей длины
антенны. Четыре примера таких антенн приведены на рис. IV. 1. На
Ъ\
V~"7A
'• Y7>
n
HiiHi-r jfcu-4^
4}
SJ SJ
г!
«/
*J
SJ
Рис. IV. 1. Несимметричные трубчатые
антенны постоянного поперечного
сечения.
Рис. IV.2. Несимметричные трубчатые
антенны переменного поперечного
сечения.
рис. IV. 1,а изображен предельный случай, когда трубка составляет
всю излучающую часть антенны. Антенны такого типа часто
называют антеннами, возбуждаемыми с верхнего конца *. На рис. IV, 1,2
изображен другой предельный случай, когда длина трубки равна
нулю и трубчатая антенна превращается в обычный цилиндрический
вибратор. Трубчатые антенны могут выполняться (в самой
разнообразной форме. Наиболее характерные из них приведены на рис. IV.2.
Отметим, что внутренний диаметр трубки значительно меньше
наружного (заштрихованная область обозначает пространство между
стенками трубки). Эти трубчатые антенны существенно отличаются
от антенн, изображенных на рис. IV.3, в которых также имеется
трубчатый проводник, который одновременно используется в
качестве симметрирующего стакана; в этом случае пространство, соот-
* Г. 3. Айзенберг, „Применение двухпроводных несимметричных линий
в качестве средневолновых и длинноволновых антенн" (Докторская диссертация),
Москва, 1944 г. (Прим. редактора).
8* 115

ветствующее заштрихованной области на рис. IV.2, должно быть
обязательно пустым. На рис. IV. 1 и IV.2 изображены несимметричные
трубчатые антенны. Широко применяются также и симметричные
примеры которых изображены на рис. IV.4. Они получаются из
несимметричных путем удаления металлической поверхности земли и
замены зеркального изображения антенны реальным, такой же
конфигурации. В последующем изложении несимметричные трубчатые
антенны мы будем называть «трубчатыми штырями», а
симметричные— трубчатыми диполями. Наиболее часто применяются
трубчатые антенны, составленные из
элементов постоянного сечения. В
некоторых случаях для улучшения
согласования сопротивлений более
целесообразно применять элементы
конической формы. В частно-
Рис. IV.3. Симметричный
вибратор, возбуждаемый
коаксиальной линией.
сти, это необходимо, если диаметры излучателей много больше
диаметра центрального проводника кабеля, поскольку применение
конических излучателей позволяет осуществить плавный переход.
Часто, однако, преимущества конических излучателей не
оправдывают связанное с их применением усложнение конструкции.
Трубчатые антенны имеют следующие достоинства:
1) конструкция их может быть весьма жесткой, причем это не ведет к
значительному ухудшению электрических свойств; 2) по сравнению с любыми
другими антеннами аналогичных размеров, трубчатые антенны являются наиболе
широкополосными.
Диаграммы направленности трубчатых антенн небольшой длины
(в долях Я), полностью идентичны диаграммам обычных
цилиндрических антенн такой же длины. Диаграммы же длинных
цилиндрических и трубчатых антенн имеют заметные различия, которые
необходимо учитывать при выборе типа антенны.
2. Входные сопротивления и диаграммы направленности
трубчатых антенн с цилиндрическими излучателями
На рис. IV.5 изображены несимметричные трубчатые антенны
с цилиндрическими излучателями. Размеры и форма последних
определяются следующими четырьмя параметрами: общей длиной
116
Рис. IV.4. Симметричные
трубчатые антенны.

-4/k
I'
£l
lV
антенны L, длиной / и диаметром D трубки и диаметром стержня d.
Эти параметры определяют также входное сопротивление и
диаграммы направленности антенны. Входное сооротивление обычно
относят к концу коаксиальной
линии, образуемой трубкой
(,рис. IV.6). Из рис. IV.6
также видно, что ток течет по
поверхностям обеих частей
антенны и трубка служит для
смещения точки возбуждения вдоль
оси цилиндрической (или
-конической и т. д.) антенны. На
рис. IV.7 приведены опытные
кривые активной и реактивной
составляющих входного
сопротивления для двух антенн
такого же типа, что и на рис. IV.5.
Кривые построены в
зависимости от у-я Антенны отличались лишь длиной трубки, равной 1Ы L и
2/з L, соответственно. Для сравнения на том же рисунке пунктиром
нанесены кривые сопротивления цилиндрической антенны,
получаемой при удалении трубки, т. е. при
I = 0. Как видно из рисунка, с увели-
I
<Vj
Рис. IV.5.
Цилиндрическая
несимметричная
трубчатая антенна.
777Т7Т77777Т777777
Рис. IV.6. Схема
возбуждения
несимметричной
трубчатой антенны.
«5
I
•3
4
7/7/7
OUU
LUU
1ПП
i UU
и
•тп
IUU
-7/7/7
аии
-JP0
1=\
**
,i
1L
(
1
Л^
[а
/?
'/
/
X
//
Ь
{
\
\
/
^^
^
//
Г /
/
N
<~
^
1={
\
\
V
\ \
\
W '
J^
У-1'!
и
^
ч
?l\>\
0
\
ч^
^
А
• 1
i:%L 1
0.2
qj ом os
Рис. IV.7. Экспериментальная кривая
входного сопротивления несимметричной
Цилиндрической трубчатой антенны
£>~0,1 Ы (приблизительно), a d=z0, 406D.
02
0t3 0,4- OS
Рис. 1V.8. Экспериментальная
кривая входного сопротивления,
несимметричной
цилиндрической трубчатой антенны.
чением длины трубки 1) понижается частота первого максимума
сопротивления и, следовательно, повышается сопротивление © области
четвертьволнового резонанса; 2) увеличивается реактивная емкост-
117

ная составляющая входнога сопротивления в той же области.
Приведенные кривые характеризуют свойства трубчатых антенн и
позволяют провести сравнение между ними и более простыми антеннами —
конусом или цилиндром. Так как кривые на рис. IV.7 соответствуют
частным значениям Dud, то, очевидно, они не полностью
характеризуют трубчатые антенны. Влияние толщины можно установить
с помощью рис. IV.8, на котором приведены кривые входного
сопротивления для трех трубчатых антенн различной толщины.
Увеличение толщины влияет так же, как и в случае обычной
цилиндрической антенны: максимальные величины активной и
реактивной составляющих входного сопротивления падают.
Помимо четырех перечисленных выше параметров, конструкция
трубчатых антенн зависит и от пятого—волнового сопротивления
линии ^возбуждающей антенну. Большое количество независимых
параметров дает возможность выполнять трубчатые антенны таким
со со со 00 ООф
L--025A U0.37SX L*0,W5A L^O.SA 1-0,562$ Л L= 0.S25А
1--Q6S75X L=0,75X L--0fi1Z5A Lr 0,675X L.--0,9375 X U
Рис. IV.9. Экспериментальные диаграммы направленности трубчатой
антенны / = 0,5L, D = 0,25Z., d = 0,5D.
^образом, чтобы, регулируя эти (Параметры в широких пределах,
поручить необходимые в различных случаях результаты. Ряд
стримеров выполнения различных трубчатых антенн приводится ниже.
На рис. IV.9 приведен ряд экспериментальных диаграмм
направленности трубчатого диполя. Сравнивая их с приведенными на
рис. 111.21 диаграммами тонкого цилиндрического диполя, отметим
одно особенно интересное различие между ними: нуль диаграммы
в случае трубчатой антенны исследовавшихся размеров (-^ Я < £<
15 \
<-|^-Я| никогда не перпендикулярен «к оси антенны. В то же время
для цилиндрических вибраторов это может иметь место при общей
длине симметричного вибратора, равной 2Я.
3. Примеры практического выполнения штыревых трубчатых
антенн
На рис. IV.10 приведен эскиз штыревой цилиндрической
трубчатой антенны. На рисунке показаны особенности ее конструкции:
коаксиальный кабель антенны заканчивается коническим переходом,
переходящим в короткозамкнутый отрезок линии, помещенный
118

внутри верхнею излучателя. Эти элементы служат для плавного
перехода от волнового сопротивления кабеля к входному
сопротивлению антенны и компенсации реактивной составляющей
последнего. На рис. IV. 11 приведены кривые входного сопротивления
антенны, построенные в зависимости от L/X на диаграмме R — X.
Для сравнения приведена также кривая сопротивления антенны без
согласующих элементов. Как видно из рисунка, первая кривая почти
полностью попадает внутрь ок- щ_
ружности постоянного к. с. в.,
равного четырем.
Трубчатая антенна
несколько шюго типа изображена на
'777/
Рис. IV.10. Несимметричная
цилиндрическая трубчатая антенна:
/ ~ 0,461, d - 0,1621, D - 0,2161,
Т - 0,1231.
100 150
К 6 омах
Рис. IV.11. Экспериментальные кривые
входного сопротивления несимметричной
трубчатой антенны, изображенной
на рис. IV.10.
рис. IV. 12. Поперечное сечение ее имеет обтекаемую форму, ось
антенны установлена наклонно, под углом 45° к основанию.
Благодаря наклону оси минимумы диаграммы направленности антенны
в 180-апр аду сном секторе оказываются менее глубокими. Другим
отличием этой антенны от вышеописанной является малый диаметр
линии передачи и вследствие этого большая неоднородность в месте
подключения линии к излучателю. Из рисунка видно, что эта
неоднородность образует емкость, включенную параллельно входному
сопротивлений антенны и используемую в качестве
компенсирующего элемента. Другим компенсирующим элементом является
последовательная индуктивность, образованная короткозамжнутым
отрезком линии, помещенным внутри излучателя (рис. IV.21).
На рис. IV. 13 приведена кривая входного сопротивления
антенны, 'снятая с помощью 50-омной линии. Как видно из рисунка,
в диапазоне частот с перекрытием 1,9 кривая лежит внутри
окружности постоянного к. с. в., равного двум, для 50-омной линии. С
помощью плавных переходов антенну можно согласовать с линиями
других волновых сопротивлений.
119

В приведенных выше примерах штыревых трубчатых антенн
в качестве компенсирующих элементов использовались
последовательные индуктивности. В других случаях могут оказаться
пригодными и другие методы компенсации реактивных сопротивлений; пу-
U,07Z3L
SO-омная Фиберглас
линия
Рис. IV.12. Наклонная
несимметричная трубчатая антенна
обтекаемой формы.
тем тщательного подбора всех
параметров трубчатых антенн
можно также избежать
необходимости применения специальных
компенсирующих элементов.
Необходимо, в частности,
заметить, что последние не дают
возможности получить очень широкий рабочий диапазон, так как при
изменении частоты реактивное сопротивление этих элементов
периодически обращается в нуль или бесконечность.
4. Простые трубчатые диполи
На рис. IV. 14 изображено несколько трубчатых диполей. Ввиду
симметрии конструкции входное сопротивление этих диполей равно
просто удвоенному входному спротивлению половины диполя, и
— L -
ЬО 60
R 6 ом сиг
Рис. IV.13. Экспериментальная
кривая входного сопротивления
трубчатой несимметричной антенны,
изображенной на рис. IV.12.
Рис. IV.14. Цилиндрическая симметричная трубчатая
антенна:
а — с симметрирующим устройством третьего типа; б — с
симметрирующим устройством второго типа.
120

!* -20\
ЬП 60 80 WO
fi 6 омах
Рис. IV. 15. Входное сопротивление в
центре симметричной цилиндрической
трубчатой антенны, без
симметрирующего устройства.
следовательно, может быть рассчитано из кривых, типа
приведенных на рис. IV.7 и IV.8 путем удвоения величин, получаемых после
трансформации их вдоль отрезка коаксиальной линии, образуемой
трубкой (так как входные cotnpo- UQ
тивления штыревых трубчатых г
антенн были отнесены к
основанию вибратора, выступающего из
трубки). Если антенна
возбуждается симметричной линией, то
полученное таким образом
сопротивление будет представлять со- ^
бой нагрузку линии. Часто, одна- ><
ко, антенна возбуждается
несимметричной линией, причем
симметрирующее устройство
включается в антенну. Пример такой
конструкции приведен «а рис.
IV.14,a. Сама трубчатая антенна
состоит из цилиндрических
элементов, а симметрирующее
устройство выполнено в В'Иде
конструкции третьего типа (в
соответствии с классификацией, -приведенной в гл. II). Из рисунка
видно, что сопротивление короткозам.кнутого отрезка линии,
являющейся элементом симметрирующе- ц0
го устройства, включено
параллельно сопротивлению самой
антенны и может использоваться
для компенсации реактивных
сопротивлений. Кривые,
приведенные на рис. IV. 15 и IV. 16,
иллюстрируют вышесказанное. На рис.
IV. 15 приведена кривая входного
сопротивления антенны без
симметрирующего устройства; ,на рис.
IV. 16 — вместе с ним. Как видно
из рисунков, вторая кривая почти
полностью находится внутри
окружности к. с. в., равного двум
(В 50-ОМНОЙ ЛИНИИ). Для ТОГО, вая входного сопротивления, измерен-
v у у * j /-s , ного в ценТре симметричной цилин-
ЧТООЫ добиться удовлетворитель- дрИческой трубчатой антенны, согла-
НОГО согласования без СИММетри- сованной с 50-омной коаксиальной
рующего устройства, пришлось бы линией,
подобрать совершенно иные
размеры антенны. В приведенном примере трубка была выполнена в
виде круглого цилиндра. Однако в этом нет необходимости; трубка
может иметь и другую, например, прямоугольную форму: если при
этом ее электрические параметры не изменяются, то, как показали
121
40 60 80 ЮО
Я в омах
Рис. IV.16. Экспериментальная кри-

опыты с антенной, изображенной на рис. IV.14,a, характеристики
самой антенны также не изменяются.
Путем моделирования конструкции, изображенной на рис. IV.14,a
можно изготовить антенну, пригодную для работы на любой
частоте. Однако при увеличении рабочей частоты размеры
возбуждающего антенну кабеля нельзя уменьшать ниже известного предела
обусловленного как пропуокаемой мощностью, так и необходимой
механической прочностью. При этом поперечные размеры
симметрирующего устройства оказываются непропорционально велики.
Опыт показал, что антенна, изображенная на рис. IV.14,a, уже
не работает удовлетворительно как широкополосный излучатель
при диаметре внешней трубы симметрирующего устройства, равном
половине длины трубки. Используя симметрирующие устройства
второго типа (рис. IV.14,6), можно значительно уменьшить
предельные рабочие волны. Так, например, при диаметре кабеля 19 мму
переход от конструкции а к конструкции б (рис. IV. 14), дает
возможность удвоить среднюю частоту рабочего диапазона.
Согласующее
устройство
5. Уголковый трубчатый диполь
Для уменьшения направленности диаграммы трубчатый диполь
может быть изогнут в форме буквы V*. На рис. IV. 17 изображена
такая антенна, предназначенная для установки под фюзеляжем
самолета. Излучатели антенны
закрыты обтекателем из пенистого
полистирола. Антенна имеет почти все-
направленную диаграмму без
глубоких минимумов. Несмотря на
малость расстояния (0,21 1>макс) между
диполями и металлической
обшивкой самолета, антенна обладает ши-
80г роким рабочим диапазоном. Как
видно из приведенных на рис. IV. 18
кривых входного сопротивления
антенны, коэфициент перекрытия
диапазона, в котором к. с. в. ниже 2
(при 50-омном кабеле), (равен 1,38.
Симметрирующее устройство 3-го
типа имело волновое сопротивление,
равное 77 ом. Его компенсирующее
влияние видно из приведенных на рис. IV. 18 кривых, одна из которых
(кривая а) соответствует сопротивлению, измеренному до
симметрирующего устройства, другая (кривая б) — после него. Хотя форма
антенны (в виде буквы V), а также близость металлической обшив-
Рис. IV.17. Симметричная
трубчатая V-образная антенна.
* Антенна А. А. Пистолькорса. (Прим. редактора).
122

ки и сужают рабочий диапазон антенны, но, повидимому, рабочий
диапазон трубчатого V-образного диполя может быть расширен.
Диаграммы направленности V-образного диполя приведены на
60 r
60
40
| 20
Z о
-kO
ф*4а
ОМАд |
0?6л\
1,6Чк0
\№о~*
\£^ I
/W
R В омах
1*0 80
R в омах
6)
Рис. IV.18. Экспериментальная кривая входного сопротивления
симметричной трубчатой V-образной антенны:
а — до компенсации, б — после компенсации.
рис. IV. 19. Снятие диаграмм производилось с антенной,
установленной не на самолете, а на небольшом металлическом листе.
Естественно, что при этом получаются несколько иные диаграммы. Так,
например, задний лепесток на
рис. IV. 19,6 больше, чем для
антенны на самолете. Однако
форма диаграммы в целом
мало меняете!»*.
6. Трубчатый диполь
с отражателем
Для увеличения
направленности -Прубчатый диполь часто
снабжается отражателем. На
рис. IV.20 и IV.21 изображены
две широкополосные антеииы
такого типа. В первой ш них
используется уголковый
отражатель, во втором — простая
плоская стенка, выполненная
из четырех (прутьев.
Диаграммы (направленности этих антенн
приведены на рис. IV.22 и IV.23.
Антенеа с уголковым
отражателем имеет несколько большую направленность. Малые
размеры антедны являются ее главным преимуществом. В обоих
случаях IB диапазоне с двойным перекрытием диаграммы, антенны
состоят из одного главного лепестка и небольших побочных. Коэфи-
iKZsSrn
!\/i—\Л
Рис. 1У.19.'Л Диаграммы направленности
симметричной трубчатой V-образной
антенны:
а — в плоскости антенны, б '— в плоскости
биссектрисы V. Для пунктирной линии X »= 1,16Х0
для сплошной линии X -в 0,84^0, X равна длине
волны, при которой производились измерения,
Х9 равна, примерно, средней волне рабочего
диапазона.
* Это утверждение автора маловероятно. (Прим. редактора).
123

циент направленного действия антенны с уголковым отражателем
мало меняется в рабочем диапазоне. На средней частоте диапазона
он равен 8 дбу на крайних 6 дб (относительно полуволнового вибра-
Рис. IV.20. Симметричная
трубчатая антенна с
уголковым отражателем.
Рис. IV.21. Симметричная
трубчатая антенна с узким
сетчатым отражателем.
\\jLy/
/ч\
к. 1/Л \
1 4L^Vv
—-^V / 1
А \ \
S=02\ Диаграммы направлен S=0,25 X Диаграмма/ напраб- S=0,30A
U=WA S?iffiS и^В^клеимости6плоскости U=1,?Z А
[ V/^~—
к! А\
7г\ [А
SifU
S=O^OA
(/=/,43 А
НЧ55Х
1 f N^ f4^
Л / 1
U=1tWX
L/д /
^—^^ / 1
—~^V / u
"~~Уч УК Л
S=0,tfSA
i/=im
НЧ,57Х
Рис. IV.22. Диаграммы направленности симметричной трубчатой
антенны с уголковым отражателем:
—диаграммы направленности в вертикальной плоскости,
диаграммы направленности в горизонтальной плоскости.
тора (в свободном пространстве). На диапазонных свойствах
трубчатого диполя отражатели почти <не сказываются. При наличии
рефлектора возможно придется несколько изменить размеры ди-
124

поля, однако ширина рабочего диапазона (при заданном
максимально допустимом к. с. в.), остается в общем неизменной.
Расстояние от облучателя до отражателя некритично. Снизу величины
расстояний ограничены тем, что при малых расстояниях увеличивается
глубина изменений входного сопротивления, которые в конце
концов уже не могут быть компенсированы простым изменением раз-
2L=0776A А = 0Ш 2L=0№A A=1J*
S=0,31A A/a=6,0 S=0,MA A/a^&O
Рис. IV.23. Диаграммы направленности симметричной трубчатой
антенны с узким сетчатым отражателем:
— диаграммы направленности в вертикальной плоскости,
диаграммы направленности в горизонтальной плоскости.
меров диполя. Сверху величины расстояний ограничены
искажениями диаграммы направленности. При расстоянии, близком к
полуволне, главный лепесток уже начинает расщепляться. Размеры
отражателя, также некритичны. Необходимо лишь, чтобы его длина
в направлении, параллельном оси антенны, была несколько
больше 0,51макс-,
7. Антенны с крестообразно расположенными излучателями
Описываемые ниже антенны с крестообразно расположенными
излучателями часто выполняются в виде двух симметричных
вибраторов, расположенных крестообразно под углом 90° и
возбуждаемых токами равной амплитуды, сдвинутыми по фазе на 90°. Если
обе половины каждого вибратора коллинеарны, т. е. диполи —
прямые, то антенна часто называется турникетной. Бели плоскость,
в которой расположены вибраторы — горизонтальна, то диаграмма
направленности системы в горизонтальной плоскости
приблизительно круговая, причем излучение в горизонтальной плоскости поля-
125

ризовано горизонтально. Вдоль оси симметрии антенны излучение
имеет круговую поляризацию. Возможны и другие типы таких
антенн. Например, вместо вибраторов можно применять рамки. Если
ось антенны попрежнему останется вертикальной, то диаграмма ее
будет такая же, как и у турникетнои, с тем лишь отличием, что
в горизонтальной плоскости излучение будет (поляризовано
вертикально. Вместо прямых вибраторов можно также использовать
V-образные. Если плоскости V взаимно перпендикулярны и
пересекаются по биссектрисам V, то антенна будет иметь ось симметрии,
•30°
О*
а)
ж
Ь5°
2W
по°
о*
6)
0°
Рис. IV.24. Типы антенн с
крестообразно расположенными
излучателями. Относительная
фаза тока в излучателях равна
углу между ними.
Дани* передачи
Рис. IV.25. Схематическое
изображение фидерной системы
антенны с крестообразно
расположенными излучателями; Zwl,
Zh2 и Zw3 представляют собой
входные сопротивления
излучателей антенны.]
причем в отличие от двух
предыдущих случаев излучение в
горизонтальной плоскости будет
эллиптически поляризовано.
В общем случае антенны с осевой симметрией описанных выше
или подобных им типов имеют диаграммы направленности также
с осевой симметрией. Поляризация излучения в направлении оси
симметрии будет круговой, а в других направлениях —
эллиптическая или линейная, в зависимости от типа излучателя. Антенна
может состоять не только из двух, но и из большего числа
элементов. Для того чтобы диаграмма направленности имела ось
симметрии, вдоль которой излучение будет поляризовано по кругу,
необходимо, чтобы: 1) углы между соседними элементами были равны,
2) токи в элементах имели равные амплитуды, 3) разность фаз
между токами .в соседних элементах была равна углу между
ними (рис. IV.24). Часто элементы антенны возбуждаются с
помощью отрезков линий передачи, соединенных параллельно
(рис. IV.25). При этом амплитуды и фазы токов в отдельных
элементах определяются не только их входными сопротивлениями, но
и электрическими длинами и волновыми сопротивлениями отрезков
линий. Ниже обсуждаются способы поддержания амплитуд и фаз
в излучателях постоянными в широком диапазоне.
Трубчатые диполи являются одними из наиболее подходящих
элементов для широкодиапазонных антенн такого типа.
126

S. Широкодиапазонные антенны с крестообразно расположенными
излучателями
Электрические параметры антенн с крестообразно
расположенными излучателями могут поддерживаться постоянными в широком
диапазоне частот, путем соответствующего регулирования
распределения мощности и фазирования элементов. Постоянство
распределения мощности в достаточных пределах можно обеспечить с
помощью широкополосных излучателей, входное сопротивление
которых мало меняется в рабочем диапазоне.
Хотя фаза возбуждения излучателей главным образом
определяется электрической длиной фазирующей линии, их соединяющей,
она зависит и от входного сопротивления в местах разветвления
линий. Ни1же выведено
выражение (см. формулу 10)
для входного сопротивления
излучателя, при котором
обеспечивается излучение с
круговой ' поляризацией при
заданной фазирующей
линии. Эта формула дает
выражение для входного
сопротивления идеального
излучателя антенны, как
функции длины ,й волнового
сопротивления фазирующей
линии. На рис, IV.26
изображена эквивалентная схема
для антенны с двумя идеи-
г-
Линия передачи
Фазирующая линия 'длиной в и волнобиш
сопротивлением Zq
Рис. IV.26. Эквивалентная схема антенны с
двумя крестообразно расположенными
излучателями.
тичными излучателями.
Входное сопротивление
излучателя обозначено через Zv Излучатели соединяются фазирующей,
лшроей с волновым сопротивлением Z0 и электрической длиной 0.
Система возбуждается линией передачи, подключенной
'непосредственно к одному из излучателей. Коэфициент отражения в
фазирующей линии равен
Z0 — Zi
А е "
Zo+Z{
где В и А — амплитуды падающей
ток во втором излучателе равен
il2 = A + Be
/Ф
(1)
отраженной волн. Если
(2)
то напряжение и ток на входе фазирующей линии будут равны:
1 — A J9
/в
Be
,У(Ф—в)-
'),
AeJV-\-Be
/(Ф-в)
(3)
(4)
127

отсюда ток в первом излучателе будет равен
£еУ(ф-в)
hi — 'z, =zo
(5)
Для обеспечения сдвига фаз 90° и равенства амплитуд поля необ
ходимо, чтобы
Отсюда
ггг — 'гге
>-(Ае'9 — Ве
У(ф-в)
/К „А/2
) = H+5e/,,J)e
или
2г
уе_^_./ф_—уе
5
1+£е*
(6)
(7)
= tM\ (8)
0 0/ 0,2 03 Ojf 0,5 0,6 0,7 0,8 0,8 1,0
я/г0
Подставляя Р = т е7'* из
формулы (1), получим
•8 Z0 — Z,
h I
Zi
Zu + Zt
-p
Z0—Z,
1+Z0+Zl
= e*'2.
(9)
Рис. IV.27. Изображение на диаграмме
R—X идеальной кривой входного
сопротивления излучателей, обеспечивающей
в диапазоне частот, равное распределе- Найдем отсюда Z,
ние мощностей и сдвиг фаз 90° между
излучателями, расположенными под sin б—/sin 0 cos 9 /|ЛЧ
углом 93° друг к другу при длине фази- Zt = Z^ 1 _i_ nng> a W
рующей линии, равной 90° на частоте /0. 1 "г cos" °
Используя соотношение (10), можно сконструировать
широкополосную антенну, состоящую из двух взаимно перпендикулярных
элементов, возбуждаемых равными токами, сдвинутыми по фазе на 90°*.
На рис. IV.27 приведена построенная по формуле (10) кривая
значений ZtIZ0 для 45°<9<135° и относительной частоты 0,5/0^
</< 1,5/о (причем б =90° при /0). Практически всегда можно
получить достаточно хорошее приближение к этой кривой в сравнительно
широком рабочем диапазоне. Отклонения опытных кривых входных
сопротивлений от идеальной [формула (10)] приводит к отклонениям
от идеальной диаграммы направленности. Пример выполнения
широкополосной антенны с крестообразно расположенными излучателями
изображен на рис. IV.28. Эта антенна состоит из двух
перекрещивающихся трубчатых V-образных диполей, установленных примерно
на расстоянии Я/4 от металлической поверхности — земли. Антенна
* Можно определить идеальную широкополосную кривую входного
сопротивления, необходимого для поддержания любых нужных соотношений между
токами и фазами, полагая выполненным (6), подставляя in и //2 из (5) и (2) в (6)
и решая полученное выражение относительно Zl .
128

имеет коаксиальный вход, от которого к каждому диполю идут
коаксиальные линии. На конце каждой из этих линий установлены
симметрирующие устройства 3-го типа (§ 16 гл. II). Эти устройства
выполнены в виде четырех параллельных трубок, установленных
симметрично относительно оси антенны, причем каждое симметри-
Рис. 1V.28. Пример выполнения широкополосной антенны
с крестообразно расположенными излучателями,
выполненными в виде симметричных трубчатых вибраторов,
расположенных примерно на расстоянии в четверть
волны над землей. Диаграмма антенны всенаправленная, а
излучение ' поляризовано по кругу в направлении оси
антенны.
рующее/ устройство состоит из пары противоположных трубок.
Полная электрическая длина одной из линий равна 275°, другой—185°
на средней волне рабочего диапазона антенны. В качестве
фазирующего отрезка используются начальные 90° первой линии. Волновое
сопротивление его равно 98 ом. Остальная часть этой линии
идентична более короткой линии и представляет собой двухступенчатый
согласующий трансформатор. Этот трансформатор подобран таким
образом, чтобы входное сопротивление элемента антенны после
У Техника сверхвысоких частот Часть I. 129

трансформации было возможно более близко к идеальной кривой,
определяемой формулой (10).
Трубки излучателей антенны укреплены на квадратном основании
внутри которого размещены симметрирующие устройства (см.
рис. IV.28). Вибраторы антенны выполнены в виде буквы V, с тем,
чтобы увеличить вертикально поляризованную составляющую
излучения в направлениях под малыми углами к горизонту.
Поляризационные характеристики излучаемого поля в подобных антеннах
№ Ш 500 5W 560 6Z0 660
Частота 6 мгл
Рис. IV.29. Отношение минимального и
максимального напряжений на выходе
вспомогательного вибратора, расположенного на
оси симметрии антенны, изображенной на
рис. IV.28, измеряемых при вращении
антенны вокруг оси (кривая коэфициента
равномерности поляризационной
характеристики антенны).
можно исследовать с помощью специального вибратора,
вращаемого вокруг оси, совпадающей с направлением на исследуемую
антенну {либо при вращении самой антенны при неподвижном
вибраторе). Поляризационную характеристику можно характеризовать
с помощью так называемого коэфициента равномерности, равного
отношению минимального и максимального сигналов при вращений
индикаторной или испытуемой антенны. Для рассмотренной выше
антенны коэфициент равномерности поляризационной
характеристики не падает ниже допустимой величины в диапазоне 440—
660 мггц с коэфициентом перекрытия 1,5. Кривая изменения этой
величины в диапазоне частот приведена на рис. IV. 29.

ГЛАВА V
РУПОРНЫЕ И ЗЕРКАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ
1. Введение
Рупорные и зеркальные антенны имеют определенный раскрыв,
через который энергия излучается в свободное пространство. Если
направление-потока энергии внутри излучающего устройства
изменяется на обратное, то такая система называется зеркальной
антенной. В рупоре поток энергии проходит через излучающее
устройство без существенного изменения
направления.
На рис. V.I показан ряд излучателей,
иллюстрирующий постепенный переход от
зеркала к ipynopy. Хотя некоторые
конструкции, показанные на рисунке,
практически не осуществлены, это не
исключает возможности их применения.
Устройство, показанное на рис. V.l,e,
применено в некоторых антеннах и будет
подробно рассмотрено в § 8.
Рупоррые и зеркальные антенны
обычно используются при высоких частотах,
где размеры конструкций не очень
велики. Простота конструкции, отсутствие
критической настройки, возможность
получения острой направленности являются
преимуществами рупориых и зеркальных
антенн, благодаря которым они нашли
широкое применение, особенно там, где
требуется работа в широком диапазоне час ют.
Диаграмма направленности меняется с изменением размеров
раскрыва. Антенна с раскрывом заданных размеров имеет
диаграмму направленности, плавно меняющуюся с изменением частоты,
если только закон распределения фаз и амплитуд в раскрыве
остается примерно тем же. Поэтому, во многих широкополосных
устройствах необходимо облучать раскрыв таким образом, чтобы
это распределение мало менялось с частотой. Большая равномер-
9* 131
Рис. V.I.Некоторые
возможные типы рупорных и
зеркальных антенн.

Кость диаграмм в диапазоне может быть достигнута изменением
облучения так, чтобы оно компенсировало изменение размеров
раскрыта (в длинах волн). Как будет показано в !§ 3, в некоторых ти-
tiax рупоров такая компенсация осуществляется автоматически.
В общем случае, как было указано в гл. I, у электромагнитных
излучателей имеются по крайней мере две области неоднородно-
стей. В рупоре одна неоднородность имеется в раскрыве (там, где
волны выходят в пространство), а другая — в горле рупора, где он
сочленяется с волноводом. В зеркальной антенне возникает еще
дополнительная неоднородность там, где волны выходят из
^ 0,01 0,25 О OS 0.10 0,20 0,д0 0.400500,60
Поверхность раскрЫба/ кбаЗрат ЭлинЬ/ 6олно/^/^2
Рис. V.2. Коэфициент отражения от раскрыва рупора в
зависимости от размеров раскрыва.
облучателя. Так как обычно размеры раскрыва значительно
больше половины длины волны, то отражения от раскрыва невелики
и ими можно пренебречь. На рис. V.2 показана зависимость '<о-
эфициента отражения от размеров раскрыва для прямоугольного
волновода с волной #ю, открытого на конце. Несколько
приведенных кривых относятся к различным размерам сечения волновода.
Все эти кривые различны, но все они указывают на уменьшение
коэфициента отражения с увеличением размеров раскрыва. Кроме
того, из кривых видно, что уже при раскрывах, площадь которых
имеет порядок половины квадрата длины волны, отражения очень
малы.
2. Способы возбуждения рупорных антенн
Рупоры могут возбуждаться либо волноводом, либо
коаксиальной линией. В первом случае, если угол раскрыва рупора невелик
и размеры горла такие же, как и размеры сечения волновода,
отражения от горла невелики. Подобное устройство является
широкодиапазонным, поскольку в нем осуществляется постепенная
трансформация направленных волн в свободно
распространяющиеся.
При возбуждении коаксиальной линией трансформация в
широком диапазоне затруднена. В этом случае удобнее возбудить коак-
132

сиальной линией волновод, а затем уже волноводом — рупор.
Способы возбуждения различного типа волн в прямоугольном
-ш
Бонна Hi
w
Волна Н~
Волна Нп
Рис. V.3. Типичные способы возбуждения
различных типов волн в прямоугольном
волноводе.
Рис. V.4. Переход от коаксиальной
линии к волноводу. Первый тип.
волноводе показаны на рис. V.3. Возбуждающие устройства, в
которых использованы зонды, связывающие коаксиальную линию
1
*©
Ь№ШЩЯ*7777ттг~^
8 3 10 11 12 13 /4
Длина болны, см
Рис. V.5. Зависимость к. с. в.
на входе переходного
устройства первого типа от длины
волны.
Рис. V.6. Переход от коаксиальной
линии к волноводу. Второй тип:
1 — клин, 2— задняя стенка волновода, 3—
центральный проводник коаксиальной
линии, 4— коаксиальный кабель.
с волноводом, селективны, поскольку отражения, сопровождающие
трансформацию, зависят от электрической длины зонда и от
расстояния между ним и задней
стенкой волновода. Однако при
использовании соответствующих
согласующих элементов, эти отражения могут
быть скомпенсированы.
Трансформатор с компенсацией показан ч на
рис. V.4. Зависимость к. с. в. в
коаксиальной линии, подключенной к
такому трансформатору, от длины
волны, показана на рис. V.5.
Перекрытие диапазона у такого перехода
около 1,9.
Другой способ возбуждения волновода показан на рис. V.6.
Изображенный на нем относительно широкополосный переход, ча-
133
2 3 4 5 6
Длина волны 6 см
Рис. V.7. Зависимость к. с. в. на
входе переходного устройства
второго типа от длины волны.

сто используемый в диапазонных устройствах, детально описан
в гл. XVI. К. с. в. в коаксиальной линии, включенной на этот
переход, показан на рис. V.7.
3. Диаграммы направленности рупорных антенн
Как следует из рис. V.2, для того чтобы переход к свободно
распространяющимся волнам происходил без значительного
отражения, раскрыв рупора не обязательно должен быть большим.
Обычно, если рупор удовлетворителен в отношении диаграммы
направленности, то за исключением тех случаев, когда допускаются
лишь очень малые отражения, нет необходимости в каких-либо
дополнительных изменениях, чтобы обеспечить требуемое входное
сопротивление. Поэтому во многих случаях рупор можно
конструировать, исходя лишь из необходимости
получения нужных диаграмм, не заботясь
о входных сопротивлениях. Одним из
простых и наиболее употребляемых является
рупор с прямоугольным сечением.
На рис. V.8 изображен так
называемый секториальный рупор. 0.н имеет две
параллельных и две расходящихся
стороны и обычно 'Плоский раскрыв. Волны,
Рис. V.8. Секториальный возбуждаемые в большинстве случаев
рупор. в таком рупоре, соответствуют волнам
#ю в прямоугольном волноводе. Линии
электрического поля у волны этого типа перпендикулярны
параллельный стенкам рупора, а линии магнитного поля
параллельны последним. Волновой фронт 'Внутри рупора
цилиндрический и его ось проходит через вершину рупора. Схематически
такое поле изображено на рис. V.9. Результаты расчета диаграмм
в главном направлении, в плоскости, параллельной магнитным
линиям (т. е. для области, где диаграммы в основном однолепест-
ковы), приведены на рис. V.10, где показана зависимость ширины
диаграммы рупора от размеров раскрыва при различных углах
последнего.
Как видно из кривых, ширина диаграммы увеличивается при
уменьшении размера раскрыва и увеличении угла раскрыва (при
постоянной длине рупора). Зависимость диаграммы от размера
раскрыва свойственна, конечно, не одним только рупорам, и общий
анализ, приведенный в § 10 гл. I, полностью приложим и здесь.
Особенностью рупорной антенны является влияние угла раскрыва
на ширину диаграммы направленности. Поскольку волновой фронт
в рупоре является цилиндрическим, он будет цилиндрическим
также и в раскрыве (если только не исказится краями рупора).
Поле в центре и на краях раскрыва отличается по фазе,
вследствие разницы в длине пути от горла pynopfa до этих точек.
Поэтому для рупора, изображенного на рис. V.8, фаза в точке Р\
опережает фазу в точке Р2 (если пренебречь краевым эффектом)
134

на величину Д = 2ttZ/A (1 — cos ф/2) радиан, где L — длина
рупора, а ф — угол между непараллельными стенками. Так как чем
меньше разность фаз 4, тем уже диаграмма направленности (при
Поле в горизонтальном сечении
Поле б поперечном сечении
Поле в ЬертиШЛном сечении
Рис. V.9. Конфигурация поля волны в секториальном рупоре.
одном и том же раскрыве), то следует ожидать, что более узкие
диаграммы будут при меньших углах раскрыва ф. Это видно из
рис. V.10.
Из вышесказанного можно сделать
два вывода, интересных для
широкополосных устройств. Первый
заключается в том, что рупор, имеющий
диаграмму правильной формы (т. е.
состоящую из одного главного лепестка),
на в. ч. границе своего рабочего
диапазона будет иметь диаграмму такой же
формы и при более низких частотах *.
Это объясняется тем, что разность фаз
полей в различных точках раскрыва
уменьшается с увеличением длины
волны, что совпадает с условием
сохранения формы главного лепестка.
В соответствии с этим размеры и угол
раскрыва должны определяться для
наивысшей частоты диапазона.
6 в ю is го зо 1+о
PackptjiB 6 длинах воль
Рис. V.10. Зависимость ширины
диаграммы направленности (на
уровне 10% по полю) секто-
риального рупора от размера
раскрыва.
* Распределение поля основной волны не является единственным фактором,
влияющим на форму диаграммы. Важны еще относительные амплитуды волн
высших типов, которые могут также существовать.
135

Другой вывод — это упомянутая ранее возможность сохранить
постоянство ширины диаграммы при наличии компенсирующей
связи между размером раскрыва (в длинах волн) и характером
его облучения при изменении частоты. При увеличении раскрыва
в.длинах волн (с увеличением частоты) диаграмма сужается, с
другой стороны увеличивается разность фаз вдоль раскрыва,
стремящаяся расширить диаграмму. Эффективность такой компенсации
видна из рис. V.11, .на котором показаны две кривых (полученных
по данным рис. V.10). Одна из них для рупора с плоским фронтом
в раскрыве (угол раскрыва разен нулю), а другая — для рупора
с углом раскрыва 30°. Оба рупора выбраны так, что о»и имеют одну
и ту же ширину диаграммы (40°) на
некоторой частоте. Раскрыв рупора с
углом 30° равен 10 X, а рупора с
углом, равным ,нулк>, 4,4 Я. Как
видно из кривых, диаграмма рупора
с углом раскрыва в 30° значительно
меньше изменяется с частотой.
До сих пор мы рассматривали
диаграммы в Я-плоскости. С
некоторым изменением, сказанное выше
приложимо та.кже «к диаграммам
в ^-плоскости. Ширина диаграмм
в ^-плоскости может быть также
определена из кривых рис. V.10 для
угла раскрыва 0°. Чтобы учесть
равномерность распределения поля
вдоль раскрыва, в Е-плоскости (поле
в Н-плоскости изменяется в
раскрыве синусоидально в соответствии с распределением волны #oi)
найденная ширина диаграммы должна быть умножена на 2/з. В случае
пирамидального рупора все сказанное выше применимо к каждой
плоскости, «независимо от размеров раскрыва в перпендикулярной
плоскости.
Как уже указывалось, обычно рупор возбуждается волноводов.
Если в волноводе распространяется волна Нои волны в рупоре
будут как раз того типа, который мы обсуждали. Поскольку в
волноводе волны имеют плоский фронт, то в области соединения
рупора с волноводом происходит переход от плоского фронта к
цилиндрическому. Поэтому для применимости кривых, приведенных
в я рис. V.10 и рассчитанных в предположении цилиндрического
волнового фронта, необходимо, чтобы в раскрыве рупора
установился цилиндрический волновой фронт. Если рупор недостаточно
длинен, то можно ожидать, что его диаграммы будут уже, чем это
следует из кривых рис. V.10. Если требуются очень большие
раскрыты, то вместо рупоров обычно используются зеркальные
антенны, поскольку их размеры будут меньшими (в глубину).
i
^
\
ХУголрас*
fopifSL размер
W
Угол раснр0/ба=0" ^
Го риз. размер pacKDbida*
--4U
<pbitia-
oackpb
| 1
Sfr
rJ
§ Щ
%■
5 10
I о
^ Qlt Ofi 08 t 1,2ni,6WZp
Относительная частота
Рис. V.11. Кривые зависимости
ширины диаграммы направленности
(на уровне 10% по полю) от
частоты для рупоров с углами
раскрыва 0 и 30°.
136

4. Диаграммы направленности
В предыдущем параграфе был установлен качественный
характер зависимости диаграмм от величины раскрыва и угла раскрыва.
При выводе выражений для диаграмм направленности
прямоугольного раскрыва, возбуждаемого волной #оь были сделаны
следующие допущения:
1) Волновой фронт в раскрыве является плоским; 2)
распределение электрического поля в //-плоскости синусоидально, а в Zf-пло-
скости — постоянное. При этом получены следующие выражения
для диаграмм:
В ^-плоскости
FP — C
cos6-j-
/
1 —
2b)
sin (Tripsin 9)
kWe sin 0
cos v sin
fmz\
\4'
В //-плоскости
F
rt"
«-•+/'-(§)'
. sin | nWH sin 6 -f -g -J
(tffii ^
(i)
(2)
где F—интенсивность поля; С — постоянная; 0 — угол в
рассматриваемой плоскости, отсчитываемый от оси рупора; т — индекс,
характеризующий тип распространяющейся волны; b — длина раскрыва
в Zf-плоскости; Я — длина волны в свободном пространстве; W —
отношение длины раскрыва в плоскости б к длине волны.
При больших раскрывах, т. е. для больших значений W, коэфи-
циенты
[sin (nWE sin 0) 1
"sine-
в уравнении (1) и
TlWx
sin I kWh sin 0 + ~2
nWH sin 0 + "2
l mn\
в уравнении (2) будут быстро меняться при изменении 6. Диаграмма:
проходит через первый нуль, когда эти коэфициенты обращаются
в нуль. Чтобы получить угол между первыми нулями в ^-плоскости,
найдем значение б из соотношения
sin (kWe sin 0)
nWF sin 0
:0,
откуда
KWFsinQ=n.
Так как угол б^ между первыми нулями равен 20, то
1
0Е
: 2 arc sin
WF
(3)
137

По аналогии, в //-плоскости
sin
LwH sin 0 4- ^Ч
откуда
r.WH sin 9 + ™\ UwH sin 0 - ™\
0,
и угол между первыми нулями в //-плоскости
3
Эя = 2 arc sin
2W,
(4)
На рис. V.12 приведено сравнение между измеренными
диаграммами рупора, изображенного на рис. V.15, и расчитанными по
формулам (1) и (2).
Экспериментальные диаграммы
сходны по форме с расчетными, но
несколько шире, как в Е- так и в Я-ллоокостях.
Это указывает на то, что волновой фронт
в раскрыве фактически несколько
искривлен. Однако для коротких рупоров
ошибка будет мала и выражения (3) и (4)
могут быть использованы при расчете
рупорных излучателей.
На практике ширина диаграмм че
всегда измеряется углом между двумя
нулями, главным образом из-за
трудности определения положения нулей при
измерениях. Более удобной мерой
ширины диаграммы является угол,
заключенный между точками диаграммы,
соответствующими уровню, равному половине
максимальной мощности. Для
вычисления этого угла сделаем следующие
упрощения. Допустим, что угол р между точками половинной
мощности пропорционален углу между нулями. Предположим
также, что синус угла пропорционален углу в радианах (для углов
меньше 45° ошибка при этом мала), тогда уравнения (3) и (4)
Рис. V.12. Сравнение
расчетных [по формулам (1) и (2)]
и экспериментальных
диаграмм рупора,
изображенного на рис. V.15:
а — кривая 1 построена по фор-
и\ле (1), 2— по рис. V.15 (в
плоскости Е); б —кривая 3 построена
по формуле (2), 4 — по рис V.15
(в плоскости Н).
можно записать в виде
КЕ
h—w градусов
h = ^ градусов,
(5)
(6)
где $Е и $н— углы между точками половинной мощности в Е- и
//-плоскостях соответственно, а КЕ и Кн— постоянные коэфициенты
138

Опытные данные по измерению диаграмм рупоров, изображенных
на рис. V.13—V.19, суммированы в табл. V.1 и могут служить
для определения значений коэфициентов КЕ и Кн и выявления
степени точности, ожидаемой при использовании формул (5) и (6).
Поскольку W и {$ известны для каждого из исследованных рупоров,
W£--0tff6 WH^fK25 Щ^1,53 WH--2.23
Рис. V.14. Диаграмма рупора.
Wf = 1.53 WH--1,59 We--1,S3 WH~-1,99
Рис. V.15. Диаграмма рупора.
можно вычислить средние значения КЕ и /Ся. При подстановке этих
значений уравнения (5) и (6) принимают вид:
139

Чтобы определить степень точности расчета при использовании
формул (7) и (8), на рис. V.10 и V.11 нанесена зависимость
рассчитанной ширины диаграммы от величины относительного рас-
крыва и для сравнения нанесены точки, соответствующие опытным
Рис. Y.16. Диаграмма рупора.
Рис. V.18. Диаграмма рупора.
данным. Из кривых видно, что уравнения (7) и (8) дают достаточна
хорошие результаты и могут служить для расчета рупорных антенн.
Рупоры, на основе которых составлены данные табл. V.1,
относительно коротки. Поэтому, как уже говорилось в этом параграфе,
но

волновой фронт в раскрыве не будет цилиндрическим, а скорее
плоским (для небольших углов раскрыва, меньших 40°), поэтому
влияние изменения угла раскрыва в пределах 40°, как это видно
We=JJ1 VtH=3.7 \Nf4,16 WH=W5
Рис. Y.19. Диаграмма рупора.
Таблица V.1
Сводные данные рупоров, приведенных на рис. V.13-T-V.19
Номер

рисунка
V.13
V.14
V.15
V.16
V.17
V.18
V.19
Размеры
ва
wE
0,88
1,1
1,39
1,54
0,86
1,10
1,35
1,53
1,59
1,99
1,31
1,63
2,07
2,29
2,52
2,94
3,36
3,08
4,13
3,11
3,63
4,16
раскры-
В Л
~~^н
1,32
1,65
2,07
2,31
1,25
1,6
1,96
2,23
1,59
1,99
1,37
1,71
2,17
2,40
3,24
3,60
4,12
3,77
5,05
3,70
4,33
4,95
Углы
раскрыва в Е- и И-
плоскостях
Ф£"
26
26
44
45
29,2
37
30
Фя
31
29
32,5
33
32
42
33
Шиг
днагр
Ve
56
49
37
32
54
46
37
30
37
30
44
36,5
26
23,5
24,5
20
20
23
23
20
16
17
)ина
аммы
Ря
47
41
31
27
47
41
31
27
47
37
52
40,5
30
28,5
23
19
18
16
18,5
16
15
13
Значения
~~*Е
49,5
54
51
49,5
46,5
50,6
50
46
58,8
59,7
57,7
29,5
54
54
61,8
58,8
67,2
62,2
57,2
70,7
I *я
62
68
64
62,5
61,2
64
68,6
62,5
74,7
73,7
71,2
69,5
65
68,5
74,5
68,6
74,3
62,5
65
64,3
Диапазон
в мггц
800-1 400
1 400-2 500
800—1 000
800-1 400
1 350-1800
1 350—1 800
1 350-1 800
из рис. V.20 и V.21, будет невелико. Более того, получаемая
ширина диаграммы совпадает с результатами расчета по формулам
(1) и (2), соответствующим расгфыву с плоским фронтом. Если
угол раскрыва сделать большим, то волновой фронт в раскрыве
будет отличаться от плоского и цилиндрического и в диаграмме таких
рупоров появятся заметные лепестки (рис. V.18).
На рис. V.19 изображены диаграммы рупора с таким же
размером раскрыва, но с меньшим углом. Здесь боковые лепестки отсут-
141

ствуют. Такое влияние угла раскрыва может быть отнесено за
счет возникновения высших типов волн при переходе от волновода
к рупору, искажающих распределение поля в раскрыве. Если угод
60\
50\
1
1 зв\
i
1,5 2,0 3,0 W50 6Q
Относительней раскрыв Wh
Рис. V.20. Зависимость ширины
диаграммы от размера раскрыва
в плоскости Н.
\
1
^Расчетная кри(
X 1 '
\
Л
^
^. ♦
1а/*
+♦ —
4
0,8 10 {5 20 JO НО 50
Относительней pacfipb/8 W^
Рис. V.21. Зависимость ширины
диаграммы от размера
раскрыва в плоскости Е.
раскрыва велик и рупор короток, эти высшие типы волн имеют
большую амплитуду и, не успевая затухнуть, доходят до раскрыва.
Поэтому ясно, что при определении формы диаграммы следует
учитывать как длину рупора, так и угол раскрыва. Ветровую на-
**9т
1 /V
—Aj /
' \ 4
xL—
w
//Д/Л
Рис. V.22. Рупор с
сетчатыми стенками.
*е*$0 W„*!t37 w£=2.2S Wffy
Рис. V.23. Диаграммы,
иллюстрирующие влияние чрезмерно
больших отверстий в сетчатых
стенках рупора.
грузку на антенну можно уменьшить, сделав стенки рупора дз
проволочной сетки, как показано на рис. V.22. Диаграммы
направленности такого рупора в диапазоне 1 000—1 400 мггц практически
такие же, как и у рупора со сплошными стенками (рис. V.16).
142

Однако, когда расстояние -между стержнями сетки становится
большим, диаграммы искажаются. Для примера на рис. V.23 показаны
диаграммы рупора, изображенного на рис. V.22, в котором
половина продольных стержней сетки в стенках, параллельных Я-ли-
ниям, удалена. При этом диаграмма направленности в Е-плос-
кости значительно искажается при частоте, соответствующей
верхней границе диапазона.
5. Рупоры с вращающейся поляризацией
Рупоры, излучающие волны вращающейся поляризации, в
режиме приема могут принимать сигналы с любой поляризацией как
линейной, так и круговой (при соответствующем направлении
вращения). Поле с круговой поляризацией может быть создано
антенной, излучающей одновременно два линейно-поляризованные поля,
равной интенсивности, у которых векторы электрического поля
взаимно перпендикулярны и сдвинуты по фазе, один относительна
другого, на угол 90°.
В общем случае амплитуды взаимно перпендикулярных
составляющих электрического вектора не равны, а их фазы сдвинуты, на
произвольный угол р. Пусть Ех sin <о* — горизонтальная (или х)
составляющая, a E2sm{vbt — $)—вертикальная (или у) составляющая
электрического вектора. Результирующее поле в произвольной точке
пространства будет их векторной суммой. Положение конца
результирующего вектора в данный момент времени определяется выражег
ниями:
х = Ех sin ®t (9)
V = Z?2(sin <о£—$)=Е2 (sin tat cos [} — cos at sin [*). (10)
Исключая при помощи выражения
sino)^=r— (11)
время из уравнения (10), получим уравнение кривой, по которой
перемещается конец суммарного вектора
или
v2 2jn:ycos6 , х1 . 2D /io\
Ц W- + £f==8,nP- (13)
Поскольку выражение (13) является уравнением эллипса с центром
в начйле координат, то "такое поле называют эллиптически
поляризованным. Если [5 = 90° и Ei=E2i то выражение (13) переходит
в уравнение для окружности с центром в начале координат и
радиусом Е]. Таким образом, в любой момент времени t
результирующий вектор равен Е] и имеет угловую скорость со. Такое поле
называется полем с круговой поляризацией.
143

Чтобы получить необходимые сдвиги составляющих полей
б пространстве и времени, можно применить конструкцию,
изображенную на рис. V.24. Рупор возбуждается стандартным
волноводом с волной #ю, но между рупором и волноводом вставлена
переходная секция, которая поворачивает рупор на 45° относительно
оси волновода. В результате этого волна, входящая в рупор, может
выть разложена на две взаимно-перпендикулярные волны #0i и
Ню. Тем самым обеспечивается квадратура двух полей в
пространстве. Если одна из волн будет отставать на 90° от другой, то
излучаемое поле будет иметь круговую поляризацию. Этот сдвиг
осуществляется фази-
1) ЛГ\ ^ рующей секцией,
помещенной между
переходной секцией и рупором,
в которой фазовая
скорость волны одного
типа отлична от скорости
волны другого типа, так
что набег фаз на
единицу длины секции для
них различен.
Существуют два
основных типа
фазирующих секций.
В первом из них в
качестве фазирующей
секции применяется
отрезок волновода прямоугольного (неквадратного) сечения, так
что фазовая скорость для волн Я10 и Я01 будет различна. При
другом способе в фазирующую секцию вставляется продольная
диэлектрическая пластинка, так чтобы она влияла на скорость
распространения только одной из волн.
При втором способе сечение фазирующей секции может быть
прямоугольным, квадратным или круглым.
Фазирующая секция в виде прямоугольного волновода. Набег
фазы на единицу длины фазирующей секции для каждой из волн
определяется формулой *
Г ' (14)
-Jtf 76А I
Рис. V.24. Рупор с вращающейся поляризацией: ]
7 — прямоугольный волновод, 2 — плавный переход, 3 —
фазирующая секция, 4 — полистироловая пластинка.
T-aV xlT-1
где р—набег фазы в радианах,
/ — длина волновода в см,
а — размер стороны волновода в см, перпендикулярной к
электрическому вектору соответствующей волны,
Я — длина волны в свободном пространстве в см.
* Она может быть получена из известного выражения
А 1 $ 2к
V4
так как -т :
3 44

бОО\
500
Ш
fjoo
zoo
wo
На рис. V.25 представлено семейство кривых, показывающих
величину набега фазы в зависимости от длины волны для значений
а от 1 до 5. По этим кривым можно рассчитать фазирующую
секцию, создающую сдвиг фаз в 90° между волнами #ю на какой-
либо определенной частоте. Это может быть осуществлено
бесконечным числом способов. Предположим, например, что рабочая
волна Я = 5 см и что сечение фазирующей секции 3X4 см. Из
рис. V.25 следует, .что набег фазы на единицу длины секции для
вслны, вектор Е которой перпендикулярен к широкой стенке
волновода, будет около 57 град/см. Для ортогональной волны набег
фазы будет около 41 град/см.
Разница1 между ними составляет
16 град/см. Поскольку полная
разность фаз между волнами #0i и #ю
должна быть 90°, длина
фазирующей секции должна равняться
90/16, или 5,62 см. Из приведенных
кривых видно, что при изменении
частоты разность фаз между двумя
типами волн будет отличаться от
90°, так как набег фазы на единицу
длины секции для каждой из них
неодинаково изменяется с длиной
волны. Если сдвиг фазы в
фазирующей секции не равен 90°, тогда
излучаемое поле имеет не круговую,
а эллиптическую поляризацию в
соответствии с формулой (13).
Антенну с вращающейся
поляризацией характеризует величина
допускаемого коэфициента равномерности. Если коэфициент
равномерности, т. е. отношение большой оси эллипса к малой,
допускается не больше величины 1,4, то при описанном типе
фазирующей секции может быть перекрыта полоса частот порядка 30%.
Фазирующая секция с диэлектрической вставкой. Другой способ
получения сдвига фаз, как уже упоминалось выше, состоит в
помещении диэлектрической пластинки в фазирующую секцию так,
чтобы она влияла на скорость распространения только одной из
двух ортогональных составляющих. Такое устройство показано на
рис. V.24. Здесь волна, электрический вектор которой параллелен
к поверхности пластины, будет иметь большую фазовую скорость
и следовательно больший набег фазы, чем волна, вектор которой
перпендикулярен к той же поверхности. Если пластина достаточно
тонка, то она практически не влияет на скорость распространения
волны, электрический -вектор которой перпендикулярен к ее
поверхности. Влияние пластинки на распространение волны #ю,
электрический вектор которой параллелен поверхности пластинки,
иллюстрируется рис. V.26, где показана зависимость длины волны в
волноводе от длины волны в воздухе при полистироловых пластинах
3
t
а*/
a^Z
^Г^а-За-
W
о
г
Длина
U 6 8
волмЬ/ в см
10
Рис. V.25. Кривые сдвига фазы
в волноводе.
Ю Техника сверхвысоких частот Часть 1
145

различной толщины. Отношение длины волны в воздухе к длине
-волны в волноводе, отсчитываемое по оси ординат, умноженное на
2 тс/Я, дает набег фазы на единицу длины фазирующей секции.,
Поэтому, если выбран волновод с размером а, равным, например,
3 см, можно построить, как показано на рис. V.27, семейство
кривых, характеризующих набег фазы на единицу длины секции Bsaj
висимости от длины волны, при полистироловых пластинках разной
толщины. В этом случае разность ординат между двумя кривыми,
18
1,6
1Л
12
3
1 1 1 1
u l'->Jgu-,^
П U- я -«J t ■-
\i/
V/
7/
\
i
и
А
V\
/
/
/
й
s
s
диэ-
трит
2,45
'^=-
w
а/л ум
>
K0fi
-ом
О 0,2 Of* 0,6 0,8 1ft 1,2 1th
Рис. V.26. Кривые,
иллюстрирующие влияние частичного
заполнения волновода полистиролом на
длину волны в волноводе.
25о\
£ 200
5
| 150
5
^ 100
-а
» 50
й
0
\
\
\
\-
X
\
\
s
*-<
1
1,05
-d r
4-0,15_
$$ri--o,z8 |
^
\
^
^^j
0 1 2 3 * 5 6 7 8
Длина Золнд/ 8 см
Рис. V.27. Кривые сдвига ,фазы в
волноводе с диэлектрической
пластинкой.
соответствующими пластинкам различной толщины, более
постоянна, чем при первом способе, когда сдвиг фаз создается за счет
разницы в размерах сечения волновода. Поэтому фазирующая
секция в виде квадратного волновода со вставленной полистироловой
пластинкой должна работать в более широком диапазоне, чем
фазирующая секция в виде волновода прямоугольного сечения. Прак-
тически при втором способе удается получить вдвое больший
диапазон перекрытия, чем при первом. Отметим, что диэлектрическая
пластинка имеет V-образный вырез на концах, как показано на
рис. V.24, для лучшего согласования фазирующей секции с
волноводом.
6. Исследование поляризационной характеристики
Для исследования поляризационной характеристики антенны
с вращающейся поляризацией используется устройство,
схематически изображенное на рис. V.28. Испытуемый pynojp установлен
неподвижно; вдоль оси его устанавливается приемный рупор с
линейной поляризацией, поворачивающийся вокруг своей оси. По
прибору, подключенному к выходу приемника, отсчитывается вели-
146

чина напряженности поля, соответствующая каждому положению
приемного рупора. Получаемая по этому методу диаграмма не
является непосредственно поляризационной характеристикой
испытуемой антенны, но по полученным данным такую характеристику
можно построить. Способ построения поясняется рис. V.29. Эллипс
НеподбиэкнЬш
рупор с вращающейся
поляризацией
вращающийся
рупор
Рис. V.28. Установка
для измерения
поляризационных характе- Приемник
ристик.
представляет типичную поляризационную характеристику эллипти-
чески-поляризованного поля. Радиальные пунктирные линии
обозначают различные положения приемного рупора с линейной
поляризацией. Поскольку последний возбуждается составляющей поля,
параллельной указанной пунктирной линии, то напряжение,
индуцируемое в нем, будет пропорционально
максимальной проекции вращающегося
вектора г (конец которого лежит на
эллипсе) на соответствующую линию,
определяющую поляризацию приемного
рупора.
Максимальной проекции вращающе.
гося вектора, для каждого положения
рупора, соответствует перпендикуляр к
пунктирной линии, касательной к
эллипсу. Геометрическое место
проекций точек эллипса на линии,
определяющие поляризацию приемного
рупора, напоминает собой сплюснутый
эллипс, изображенный на рис V.29.
На рис. V.30 показаны при
поляризационных диаграммы для рупора с
вращающейся поляризацией. Поскольку
большая и малая оси поляризационного эллипса и непосредственно
измеряемой поляризационной диаграммы совпадают, величина коэ-
фициента равномерности может быть .непосредственно определена
из последней.
По измеренной диаграмме/ можно определить не только коэфи-
циент равномерности. На рис. V.31 показано положение 'эллипса
поляризационной характеристики относительно рупора, причем ось х
10* 147
Рис. V.29. Определение
поляризационной характеристики
антенны по данным измерений

перпендикулярна к диэлектрической пластинке. Ясно, что если
измеренные величины в направлениях х и у равны, тогда Е{ и Е2 —
составляющие электрического вектора в направлениях х и у также равны
по амплитуде, и угол б между большей осью эллипса и осью х
а) 5) 8)
Рис. V.30. Поляризационная характеристика.
будет равен 45° независимо от сдвига фаз между векторами Ех и Е2.
Если разность фаз fi между Ех и Е2 равна 90°, но Ех не равно Е2,
тогда эллипс будет ориентирован так, что его большая ось будет
лежать либо на оси х, либо на оси
у, в зависимости от того, какая из
составляющих больше. В общем
случае, условия (0—45° и Ех ~Е2) не
будут выполняться, и непосредственно из
диаграммы нельзя определить, чему
равно ($ и отношение ЕХ\Е2. Чтобы
определить эти величины в
зависимости от угла 6 и отношения
полуосей эллипса, обратимся к рис. V.31,
где показана ориентация
поляризационного эллипса относительно
рупора. Если повернуть систему
координат на угол 6 так, чтобы большая
ось эллипса совпала с новой осью
абсцисс, то в уравнении (13) должна быть сделана следующая
замена:
х = и cos б — v sin б (15)
Рис. V.31. Поворот координатных
осей.
у = и sin 6 + sj cos б,
(16)
где и и v—координаты в новых осях. Таким образом уравнение (13)
примет вид
и«Г^ sin2 6 — sin (29)cos В -f §-2cos2 9 1-j-
+ wo\fj sin (28) — 2 cos (29) (cos 8) — fj sin (29) 1-f
-bf2f^cos39 + sin(29)cosP+§Jsin29l = £,f2sin2B. (17)
148

Так как коэфициент при uv должен быть равен нулю, то
|tg(29)-2cosP-|tg (26) = 0, (18)
откуда
F\
cos 8
-1
18(2в) = 7|^т—. (19)
£3J
— 1
Так как коэфициент равномерности е представляет собой отношение
полуосей эллипса, то квадрат коэфициента равномерности раве»
отношению козфициентов при членах и2 и v2 в уравнении (17).
I ^ sin2 0 — sin (26) cos В -р ъ2 cos2 0
*2 = Те в—I • <20>
gr1cos2 6 -f sin (20) cos p -f ~ sin2 0
Решая систему уравнений (19—20), получаем
£-J— ^2 _!_ tg2 e • i*1'
Для определения р этот результат может быть подставлен в
уравнение (19). Таким образом, параметры, определяющие
поляризационную характеристику, могут быть получены из измеренных
величин е и 6.
7. Зеркала; общие вопросы
Антенны с зеркалами являются одним из основных типов
широкополосных направленных антенн. Подобные антенны могут дать
очень узкие диаграммы при размерах в глубину намного меньших,
чем у рупорных антенн. Это весьма существенно и часто
предопределяет применение антенн с зеркалами. Подобная антенна также
иногда выполняет функции, которые нельзя осуществить с помощью
рупорных антенн.
В антенне, описанной в § 8, где диаграмма вращается на 360°
в горизонтальной плоскости, перемещается только зеркало.
Рупорный облучатель остается неподвижным и вся конструкция
значительно упрощается благодаря тому, что отпадает необходимость
в широкополосном вращающемся сочленении.
Чтобы диаграмма излучения имела малые боковые лепестки,
распределение поля в раскрыве зеркала должно удовлетворять
следующим двум условиям: 1) интенсивность облучения должна
быть максимальной в центре и плавно спадать до нуля на краях
зеркала, 2) распределение фаз в раскрыве должно быть постоянно.
В действительности, как это вытекает из сказанного выше
о рупорных антеннах, эти условия могут полностью не
выполняться, однако, при этом не наблюдается заметных искажений формы
149

главного лепестка и значительного повышения уровня боковых
лепестков. В некоторых случаях эти условия нарушаются
искусственно, например, при необходимости создания широких диаграмм
и т. п. В большинстве случаев требуется, однако, чтобы
приведенные выше условия выполнялись по возможности более полно.
Один из наиболее распространенных типов зеркал —
параболоид вращения. Как известно, такая поверхность преобразует
сферическую волну, падающую на нее от источника, помещенного
в фокусе отражателя, в плоскую волну в раскрыве зеркала. Одной
из важных частей антенны является первичный облучатель, т. е.
излучатель, помещенный в фокусе и имеющий направленную
диаграмму, облучающую зеркало. При этом необходимо по
возможности избегать излучения энергии в пространстве непосредственно
от облучателя, так как это излучение не фокусируется зеркалом
и поэтому искажает желаемую диаграмму направленности. В
широкополосных устройствах это особенно важно, поскольку прямая
волна, если она существует, будет сдвинута относительно
отраженной по фазе, меняющейся с частотой. Скорость, с какой это
изменение (происходит, зависит от фокусного расстояния зеркала
(в длинах волн). Заметим, что в некоторых случаях, благодаря
этому явлению, равномерность диаграмм в диапазоне будет
увеличиваться.
Из вышесказанного вытекает, что первичный облучатель
параболоида должен создавать диаграмму правильной формы со
сферическим волновым фронтом. Если максимум излучения направлен
на центр параболоида, а интенсивность спадает к краям до очень
малой величины, то оба приведенные выше условия будут
удовлетворяться.
Первичные облучатели могут представлять собой один или
группу вибраторов, рупоров и т. п. Широкополосный вибраторный
облучатель, часто применяемый в .антенне обычного типа, описан
в § 6 гл. IV. Модификация его, применяемая для пеленгаторных
антенн, описана в |§ 28 гл. X. Следует отметить, что фактически
такой облучатель излучает не точно сферическую волну. Однако,
если телесный угол раскрыва невелик, то фронт волны в области
параболоида приблизительно сферический и диаграммы получаются
удовлетворительными. В общем случае это условие выполняется
благодаря тому, что фокусное расстояние берется большим, по
сравнению с размерами как облучателя, так и параболоида. При
этом первичный облучатель располагается вне раскрыва и его
диаграмма направленности должна быть достаточно узкой, чтобы все
излучение попадало на параболоид. Заметим, что диаграмма
направленности, о которой здесь идет речь, должна
характеризовать распределение поля первичного облучателя на расстоянии,
равном расстоянию от облучателя до параболоида. В общем случае
эта диаграмма отличается от диаграммы того же облучателя на
больших расстояниях. Рассмотрим, например два рупора, каждый
из которых может служить в качестве облучателя Допустим, что
один из них имеет раскрыв значительно больший и его диаграмма
150

направленности в обычном понимании значительно уже, чем у
второго. Однако на достаточно малых расстояниях диаграмма рупора
с меньшим раскрывом будет Уже. Это станет ясным, если мы
рассмотрим крайний случай, когда рассматривается диаграмма на
расстоянии, равном половине размера большого раскрыва. При этом
у большого рупора путь, по которому перемещается индикатор
поля, будет находится в пределах диаграммы рупора, тогда как
у меньшего рупора только центральная часть пути будет в
пределах диаграммы, и измеренная таким образом диаграмма будет
значительно уже. В соответствии с этим диаграммы облучателей
должны определяться на том расстоянии, которое существует
между облучателем и параболоидом. Следует ожидать, что
первичные диаграммы (т. е. диаграммы облучателя) будут, в общем
случае, значительно изменяться с частотой.
Эффективный раскрыв параболоида в первую очередь
определяется первичным облучателем. Так, например, если поперечное
сечение диаграммы параболоида имеет форму круга, то и диаграмма
первичного облучателя должна обладать радиальной симметрией.
С другой стороны, если диаграмма антенны в одной плоскости
должна быть шире, чем в другой, то необходимо, чтобы параболоид
облучался так, чтобы размер раскрыва в одном сечении был шире,
чем в другом, ему перпендикулярном. Поскольку меньший размер
раскрыва будет соответствовать более широкой диаграмме,
первичная диаграмма должна быть шире в той плоскости, в которой
диаграмма параболоида уже, и наоборот.
При использовании рупора в качестве облучателя, его можно
сконструировать путем подбора длины и угла раскрыва так, чтобы
волновой фронт излучаемого им поля был почти сферическим, даже
на очень малом расстоянии от раскрыва. Такой экспериментальный
рупор изображен на рис. V.24. Он применен в антенне,
конструкция которой описана в следующем параграфе.
Вообще, за исключением некоторых специальных случаев, рупор
более пригоден в качестве облучателя, чем вибратор. Его
диаграммы направленности могут быть легко подобраны, конструктивное
выполнение связано с меньшими трудностями на высоких частотах.
8. Эллиптически-параболическое зеркало (Эльпар)
Часто бывает необходимо получить диаграмму направленности с разной
шириной в вертикальной и горизонтальной плоскостях. Как было уже упомянуто
выше, это может быть достигнуто при соответствующем облучении
параболоида. Поскольку волновой фронт в раскрыве плоский, форма диаграммы
определяется размерами раскрыва. Различные диаграммы во взаимно-перпендикулярных
плоскостях можно получить также при соответствующем искажении фронта
волны в раскрыве зеркала, Чтобы расширить диаграмму в одной из
плоскостей, необходимо изменить распределение фаз в этом сечении (оставив
неизменным распределение фаз в сечении ему перпендикулярном), например, создать
такое фазовое распределение, чтобы новая эквифазная поверхность
представляла собой часть горизонтального круглого цилиндра (см. рис. V.32). В этом
случае направленность в вертикальной плоскости будет зависеть как от
151

радиуса цилиндрического фронта в раскрыве, так и от вертикального размера
раскрыва. Горизонтальная направленность будет зависеть от горизонтального
размера раскрыва.
Ниже излагается расчет формы зеркала, требуемый для создания
такого цилиндрического волнового фронта. Необходимая форма зеркала,
А
А
и.
1
Сечение 8 (ертиКалЬной плоскости
Рис. V.32. Сечения в
горизонтальной и вертикальной плоскости,
иллюстрирующие образование
цилиндрического волнового фронта с
помощью рупора и зеркала
соответствующей формы.
Сечение в горизонт, плоскости
Рис. V.33. К определению
поверхности зеркала.
полученная в результате расчета,
показана на рис. V.32.
Энергия рупорного облучателя
фокусируется вдоль линии АА'. Таким
образом, источником вторичной диаграммы
является линия АА' вместо точечного
источника S. Для анализа обратимся к
рис. V.33. Здесь /^ представляет
первичный облучатель (S на рис. V.32) и
ось z расположена вдоль фокусной линии
(АА' на рис. V.32). Поверхность ABCD7
являющаяся частью зеркала, и есть
геометрическое место точек Р2,
расстояние до которых P]Pt -f- P2Q постоянно.
Это требование необходимо для того, чтобы после отражения от параболоида
распределение фаз поля вдоль оси z было бы постоянным. Выразив это условие
в полярной системе, получим уравнение
V(o sin в)* + (р cos 6— р{)* + z* + ? = K, (22)
в котором все величины указаны на рис. V.33. Оно может быть переписано в
виде
*з z= р (2Pl cos 0 — 2АГ) + (tfi - p;). (23)
Если в этом выражении положить 0 постоянным, то получится уравнение
параболы, лежащей в плоскости, содержащей ось z. В частности, когда 0 = 0, так
что точка Pi (местонахождение точечного источника) лежит в рассматриваемой
плоскости, уравнение (23) приводится к виду
z*=2(p-f^ll)(h-K). (24)
Это есть уравнение параболы, вершина которой находится на оси х на
расстоянии —л— от начала координат и фокусное расстояние которой равно (pj—К)/2.
Будем называть кривую, определяемую уравнением (24), основной параболой.
Теперь покажем, что при сечении параболоида плоскостями, нормальными
оси z, всегда будут получаться эллипсы.
Подставив в уравнение (23) z — Z\t получим
^__
Zf = p(2p1cos0-2/O + AT2~pf.
(25)
152

Если перейдем к системе прямоугольных координат, где х z= р cos 0, у = р sin ft
и р = у х* +У2, то уравнение (25) перепишется в виде
Z] = 291х - 2К /^ТУ2 + К1 - р? . (2б>
После некоторых преобразований оно примет вид
х +
M-tf'+fl + ^l)
2(АГ> —Pf)
w4t(-^Hj- (27)'
Если положить
-*а+ ??+*?
/Р
■р?
то из уравнения (27) получим выражение
±(х+ *-£-] 4у2
2У
К^
WJ-Pi)r»
(28>
в точке л: = — (ptr)/2, _у = О.-
которое является уравнением эллипса с центром
Уравнение эллипса, как известно, имеет вид
(х — h)*/a* + (у — kyijb* = 1,
где центр эллипса лежит в точке (Л, k) и расстояние от центра до каждого из.
фокусов V а1 — bi. Поэтому расстояние от центра до фокуса для эллипса,
описываемого уравнением (28), будет
/
~4~~
К*Г* pfr2 ?1Г
+
4—2
Но поскольку центр находится в точке лг=: — рхг12, yz=0, то один из фокусов
всех эллипсов, лежащих в любом сечении z — const, должен лежать на оси z, и-
кроме того, другой фокус большого эллипса, лежащего в сечении 2j=:0(rz:-l),
должен лежать в точке
jf = -2p1r/2 = p1>jf = 0.
Таким образом мы показали, что геометрическим местом точек Р3, таких, что»
РХР2 4- P%Q = const является поверхность, сечения которой плоскостями,
содержащими ось z, являются параболами, а сечения
плоскостями, нормальными к оси z, являются
эллипсами. Кроме того, эти эллипсы таковы,
что один фокус у них будет находиться на
оси z. Второй фокус большого эллипса (zi~0)
совпадает с местонахождением источника. Из
уравнения (28) видно, что у всех эллипсов
отношение большой оси к малой одно и то же.
Тот факт, что форма поверхности такова, что
Р^Р -f /^Q—const, еще не показывает, что АА\
есть фокусная линия. Необходимо также
показать, каким образом все лучи, идущие от
источника, будут отражаться от поверхности так,
чтобы они следовали по нужному пути. Другими
словами нужно убедиться, что угол падения луча Р^на поверхность будет равен?
углу отражения, под которым луч P2Q оставляет эту поверхность, и что нормаль
к поверхности в каждой точке будет"лежать в плоскости падающего и
отраженного лучей. Для удобства перечертим рис. V.33 так, как показано на
рис. V.34. Теперь первичный излучатель находится в начале координат, а
уравнением фокусной линии в плоскости ху будет y = d.
Рис. V.34. К определению
поверхности зеркала.
153

Точка Р3, как и раньше, лежит на поверхности зеркала. Положим опять,
что длина пути от первичного источника к фокусной линии равна постоянной
величине К- Здесь будет более удобно оперировать с прямоугольной системой
координат, в которой уравнение поверхности зеркала (22) имеет вид
К= V* +У2 + *г + Viy ~ <*)2 + г* .
(29)
Найдем сначала вектор, перпендикулярный к поверхности в точке Р3.
Направление нормали к поверхности (29) совпадает с направлением
градиента К-
уК= Тх (л* +у2 + *«)- 1/2-ЬЛу (*2 +у2 + *2)~1/2 +
■+ Г(у - <*) Ну - W + *аГ1/2 + kz (*2 +у* + **)-''. + kz [(.у- </)» + z*rlh- (зо)
Положим
и
^ = [Су-^),+*1Г,/'.
тогда (30) примет вид
?к=Тцх + ЛА^ + ^ (^ - <01 +
+ A №i*+ £**). (31)
Теперь единичный вектор в направлении Р\Р2
Ti = — (fx + 7y+'*z)Li
и единичный вектор в направлении P2Q
~ri = [Fid—y)- kz\L*
Если уАГХ rj = r3 X vK, то нормаль к
поверхности зеркала лежит в плоскости,
содержащей Г\ и г3. Это можно легко доказать, так
как
ЧКХ71== - Lv l[x [Цу+Uiy-d)} LiZ+Lp
\ х у z
(32)
у AT X rj = — £il2 [—7г<* +
+ ]zx—~kx(y—d)\ (33)
и аналогично
r2X V/C= — A^2 [— <Г*<* + T*x — kx(y — d)]t
(34)
а правые части уравнений (33) и (34) равны
между собой.
Кроме того, если yA'X^rrrjX V^T, то угол между у/С и rj должен
быть равен углу между у/С и г2 и, следовательно, угол падения равен углу
отражения.
Таким образом мы определили форму поверхности, обеспечивающую
отражение энергии от точечного источника в желаемом направлении, если только
при этом справедливы законы геометрической оптики.
Ширина диаграммы в горизонтальной плоскости будет зависеть от длины
облучаемой фокусной линии. Вертикальная диаграмма будет зависеть от
ширины диаграммы первичного облучателя и ориентации отражателя относительно
первичного источника. Это показано на рис. V.35, где рупор, имеющий диа-
154
Рис. V.35. Иллюстрация
зависимости диаграммы отражателя в
вертикальной плоскости от
положения облучателя.

грамму шириной а, используется в качестве первичного источника. Большой
эллипс зеркала показан при различных ориентациях относительно рупора.
Ширина диаграммы зеркала меняется с изменением его ориентации
относительно рупора.
Антенна, разработанная в соответствии с вышеизложенными принципами,
показана на рис. V.36. Здесь оси рупора лежат в плоскости большого эллипса,
но под углом 60° к оси большой параболы. Отличительной чертой этой антенны
является возможность вращения диаграммы в горизонтальной плоскости. При
этом может вращаться лишь зеркало относительно оси, а рупор оставаться
неподвижным, если только:
1) ось рупора расположена вертикально,
2) диаграмма рупора симметрична относительно оси рупора,
3) облучение зеркала как по интенсивности, так и по поляризации
постоянно при вращении вокруг оси рупора.
Последнее условие удовлетворяется, если в качестве облучателя
применяется рупор с вращающейся поляризацией. Ясно, что диаграмма
направленности, образуемая рассмотренным зеркалом, может изменяться в широких
пределах при
соответствующем подборе параметров.
Горизонтальная диаграмма
антенны может быть
расширена без заметного
изменения ширины вертикальной
диаграммы введением
дополнительных плоских
стенок по обе стороны зеркала,
как показано на рис. V.36.
Расширение диаграммы в
горизонтальной плоскости в
основном связано с
сокращением горизонтального
размера раскрыва. Несомненно,
что искажение волнового
фронта также сказывается
на ширине диаграммы;
однако, как показали опыты, в
очень малой степени. При
наличии стенок,показанных на
рис. V.36, диаграмма в
горизонтальной плоскости в 1,5
раза шире, чем с тем же
зеркалом при их отсутствии.
Следует отметить, что, применяя зеркало без
перегородок, необходимо удлинить его в горизонтальном
направлении, чтобы вся энергия, излучаемая
рупором, попадала на зеркало. Горизонтальная и
вертикальная диаграммы зеркала с рупором,
изображенного на рис. V. 36, приведены на рис. V.37. Интересно отметить, что в качестве
материала для зеркала была использована металлизированная стеклоткань.
Аналогичная, хотя и несколько более простая, антенна описана в § 40 гл. X.
В этой антенне зеркало представляет собой часть цилиндрического параболоида,
а не эллиптического. В вертикальных диаграммах, показанных на рис. Х.45, в
результате искажения фазового фронта, обусловленного таким зеркалом
имелись заметные боковые лепестки. Форма вертикальной диаграммы значительно
изменяется с частотой, указывая на то, что фазовые искажения
действительно являются основным фактором, влияющим на форму этих диаграмм.
Сравнение этих двух типов зеркал показало, что использование более сложной
(эльпаровской) поверхности двойной кривизны целесообразно, когда требуется
выдержать более точно форму диаграмм в горизонтальной и вертикальной
плоскостях.
//тражателб
Рупор
а-горизонт, packpb/в
b ■ 8epmukoJibH.packpbi6
Рис. V.36.
Эллиптически-параболическое
зеркало (отражатель)
с облучателем.
ВертиН. плоскость
Горизонт, плоскость
Рис. V.37. Диаграммы

липтически-параболического отражателя на
волне \~ 10 см:
1 — горизонтальная
поляризация, ширина диаграммы 23,5°,
2—вертикальная поляризация,
ширина диаграммы 28,5°, 3 —
наклонная поляризация,
ширина диаграммы 11,5°.
155

ГЛАВА VI
ЩЕЛЕВЫЕ АНТЕННЫ
1. Введение
Как было отмечено в >§ 3 гл. I, щелевую антенну в плоском экране
можно рассматривать, как рупор с углом раскрыва в 180°. Часто
полезно также рассматривать щелевую антенну с более общей
точки зрения, а именно, как раскрыв, который преобразует
направленные волны в свободно распространяющиеся. Электромагнитное
поле в раскрыве щели может возбуждаться различными способами.
В общем случае частотная характеристика щелевой антенны
Рис. VI. 1. Возбуж- Рис. VI.2. Возбуждение щели
дение щели коак- волноводом:
СИальнОЙ линией: а—непосредственное, б — чергз диаф-
7 - коаксиальная ли- рагму, J - волновод, 2 -экран,
ния, 2 — экран. 3 — диафрагма.
в большой мере зависит от способа возбуждения щели. Один из
простейших методов возбуждения заключается в присоединении
проводников коаксиальной линии или другой двухпроводной линии
к противоположным сторонам щели (рис. VI.I). Другой способ
возбуждения посредством отрезка волновода ясен из рис. VI.2.
В этом случае щель большей частью представляет собой открытый
конец волновода, как на рис. VI.2,a, но может быть также
включена через диафрагму, как на рис. VI.2,6. В третьем способе,
показанном на рис. VI.3, щель прорезается на поверхности коаксиальной
линии или волновода. В такой системе поле в щели возбуждается
либо непосредственно волнами, существующими в линии, или в
волноводе, либо посредством зондов, погружаемых внутрь линии
передачи. Четвертым методом является возбуждение поля в щели
падающей волной, излученной другими источниками. Узкая прямо-
156

угольная щель является волновым фильтром, поскольку через
раскрыв будут проходить только волны, электрический вектор которых
нормален к длинной стороне щели. Для создания направленных
диаграмм может служить решетка из щелей, возбуждаемых в
соответствующей фазе подобно многовибраторным антеннам.
Благодаря простоте конструкции, многощелевые антенны часто
применяются на сантиметровых волнах. Так как в щелевых
антеннах создается большая неоднородность в волноводном тракте при
наличии щелей, то часть энергии будет излучаться, а часть возвра-
Рис. VI.3. Возбуждение щели с помощью вибраторов:
а — прорезанной в стенке волновода, б — прорезанной во внешней оболочке
коаксиальной линии.
щаться в виде отраженной волны. Одним из наиболее важных
преимуществ щелевой антенны является то, что линия передачи,
возбуждающая щель, может быть помещена за плоскостью
металлического экрана, в котором прорезана щель. При этом на
поверхности экрана не имеется никаких выступающих частей. Щель может
быть закрыта диэлектрической пластинкой. При установке на
самолете такие антенны не вносят дополнительного аэродинамического
сопротивления, что особенно важно для скоростных самолетов.
2. Диаграммы направленности щелевых антенн
Рассмотрим вначале диаграмму направленности простейшей
щелевой антенны, представляющей собой бесконечный плоский
металлический лист, в котором прорезана узкая прямоугольная щель.
Как было показано в ;§ 7 гл. I, диаграмма направленности такой
щели такая же, как и диаграмма тонкого плоского вибратора.
Различие в диаграммах щели и вибратора заключается только в
поляризации, поскольку, как было показано выше, распределение
электрического поля в щелевом излучателе идентично распределению
магнитного поля в эквивалентном вибраторе. Поэтому у щелевой
антенны длиной Я/2 диаграммы направленности имеют вид,
показанный на рис. VI.4,a. При этом предполагалось, что щель излучает
по обе стороны металлического листа. Если, как в обычном случае,
энергия излучается только в одну сторону, диаграмма
направленности равна половине круговой диаграммы, как показано на
157

рис. VI. 4,6. В случаях, когда экран очень велик, но не бесконечен,
или обладает конечной проводимостью, ширина диаграммы в
плоскости поляризации меньше 180°.
Рис. VI.4. Диаграммы направленности резонансной
полуволновой щели:
а — прорезанной в бесконечном экране, б — с эндовибратором
позади щели; 1 — в плоскости Е, 2—ъ плоскости Н.
kF0sLn/(tjt.
3. Влияние размеров экрана на диаграмму излучения щели
Размер экрана заметно влияет на диаграмму направленности.
Если экран конечен в направлении, перпендикулярном щели, то на
его краях получится резкая неоднородность в распределении
электрического поля, поскольку нормальная составляющая поля
разрывна при -переходе через поверх-
/ ность экрана и непрерывна в «прост-
/ ранстве, непосредственно близком
/ к экрану. Вследствие этого ©олны
от краев экрана будут отражаться
/kE0SLnfGjt-f) и интерферировать с полем,
непосредственно излучаемым щелью. На
рис. VI.5 показана излучающая
щель в центре экрана шириной 2rf.
Вычислим поле в точке Р в
дальней зоне, определяемой углом тс/2—б
относительно плоскости экрана.
Поскольку r^>d, мы можем считать
радиус- векторы, проведенные .к
точке Р от центра экрана и от краев его,
параллельными. При рассмотрении
этой задачи удобно заменить отражение от краев экрана
воображаемыми источниками, расположенными на краях экрана.
Пусть имеется поле интенсивностью EQsm^t в центре экрана
и два воображаемых источника равной интенсивности k E0(^t—<р)
на его краях. Угол <р — сдвиг фаз между воображаемыми источ-
158
Ширина экрана в Еплоскисши
Рис. VI. 5. К расчету влияния
размеров экрана на диаграмму
направленности щели.

пиками и полем в щели, зависящий от расстояния d между
центром экрана и его краем, k — амплитудный коэфициент, много
меньший единицы, который также зависит от d, поскольку
интенсивность воображаемого источника растет с уменьшением d. Тогда
поле в точке Р будет равно
Ер = Ер0 [sin ut -f- k sin (ш^— cp — Щ sin 6) -f- k sin (<&t — cp -f- $d sin 8)],
где EpQ— постоянная, зависящая от £0, г и от постоянной
распространения р = 2тг/А.
Используя тригонометрические соотношения, получим
f^=£=sin^4-2£sin(u>*— <p)cos(pdsin6) =
= sin ®t -f- 2k sin u>t cos ($d sin 6)cos <p—2k cos u>£ cos ($d sin 6)sin cp.
Если мы положим z — $d sin 6,
£ = sin ibt (1 -[- 2k cos <p cos 2:)—cos ®t (2k sin cp cos 2)
|£] = Y (1 4~ 2Л cos cp cos г)2 -t- (2k sin cp cos г)2 =
= Y1 + 4£2 cos2 2 -j- 4£ cos cp cos z ,
так как £<1, мы можем пренебречь членом, содержащим k2.
Тогда
\Е\ =5= |/l -f-4£ cos cp cos 2 . (1)
Чтобы найти максимальное и минимальное значения |£|, возьмем
производную от квадрата правой части уравнения (1) и приравняем
ее нулю. Тогда
d-^ — 0-.: — 4* sins cos ср.
Это условие удовлетворяется при sin 2 = 0, т. е. когда
z = $d sin 6 = ятг,
где /г — целое число. Тогда
sin6==P = 2rf- (2)
Подставляя эти значения z в (I), получим
[£| = |/ 1 -|- 4А cos <р при четных п; максимум для cos ер >0 (За)
\Е\ = Y 1 — 4£ cos cp при нечетных л; минимум для coscp>0. (36)
Таким образом, положения максимума и минимума независимы от
постоянной величины k и фазового угла ср воображаемых
источников, за исключением того, что знак cos cp определяет, соответствует
ли данное значение минимуму или максимуму поля.
159

Ширина экрана
в длинах волн
0,5
2,75
5,3
Миниму
измер.
22
/ 20
\ 44
м, град
расчетн.
21,4
21
46
1
' а
Максимум.
измер.
0
48
30
64
блица
град
расчетн.
0
46,7
32
66
VI. 1
На рис. VI.6 приведены измеренные в шюскости поляризации
диаграммы направленности щелей, прорезанных в экранах
различных размеров. В табл. VIM приведено сравнение положений
максимумов и минимумов, выраженных в угловом смещении от нормали
Рис. VI.6. Измеренные диаграммы направленности волноводно-
щелевых антенн в плоскости Е, иллюстрирующие влияние
размеров экрана на форму диаграммы направленности.
Плоскость
/ /\р^\
к\л^
и-фюзёля^са N I
Ух//
Рис: VI.7. Измеренная
диаграмма направленности в
плоскости поляризации
резонансной полуволновой
щели, прорезанной на
поверхности цилиндра.
Рис. VI.8. Измеренная
диаграмма направленности в
плоскости Е вертикальной
щели, прорэзанной в
корпусе самолета.
к экрану, как вычисленных по формуле (2), так и измеренных
практически.
Таким образом, вследствие небольших размеров экрана в
диаграмме направленности щелевой антенны появляются
нерегулярности. Если ширина экрана уменьшается, число максимумов и
минимумов также уменьшается, но вследствие увеличения k глубина
провалов увеличивается. В самолетных установках размеры экрана
160

обычно велики по сравнению с длиной волны и поэтому диаграммы
будут достаточно широкими и гладкими. Краевой эффект можно
также устранить при использовании экрана с закругленными
концами или экрана цилиндрической формы. В первом случае
отражения от краев уменьшаются, а во втором случае вообще отсутствуют
края, вызывающие отражение.
Поскольку нормальная составляющая
электрического вектора на 'поверхности экрана
отлична от нуля, то искривление экрана
в плоскости поляризации, очевидно,
приведет к некоторому искривлению
волнового фронта, что, как видно из рис. VI.7
и VI.8, подтверждается опытами.
Влияние таких больших -выступающих
частей самолета, как, например, крылья,
фюзеляж или мотор, может быть в общем
учтено при помощи геометрической
оптики. Искривление волнового фронта
другими меньшими препятствиями невелико.
В качестве примера на рис. VI.9,
приведена диаграмма направленности щелевой
антенны, смонтированной в переднем крае
крыла большого четырехмоторного самолета. Как видно,
интенсивность поля резко уменьшается в области, где фюзеляж самолета
затемняет щель.
Рис. VI.9. Измеренная
диаграмма направленности в
плоскости Е вертикальной
щели, прорезанной в
передней кромке крыла самолета:
7—линия, проходящая через щель
и мотор.
5 E--E0sin™
4. Влияние ширины щели на диаграмму направленности
До сих пор мы рассматривали диаграммы направленности
щелей длиной в 0,5 Я. Принцип двойственности позволяет
определить диаграммы щелей длиннее 0,5 Я, если щель достаточно узка.
Простейшей широкополосной щелевой
антенной является антенна,
изображенная на рис. VI.2,a, где волновод своим
открытым концом присоединяется
непосредственно к зкрану.
Рассмотрим интересные с
практической точки зрения диаграммы
направленности, .получающиеся при волне #ю,
бегущей вдоль волновода. При этой
волне распределение электрического
поля в раскрыве шириной а имеет
вид Е = Е0 sin тис/а, как показано на
рис. VI. 10. Амплитуда электрического поля будет максимальной
в центре щели. Такое распределение сохраняется до тех пор, пока
ширина волновода не станет несколько больше длины волны и
возникнут высшие типы волн #2о или Я30. В виду эквивалентности
электрической составляющей поля щели и магнитной составляющей
поля вибратора диаграмма направленности волноводно-щелевой
11 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 161
Рис. VI.10. Распределение
электрического поля в раскрыве
волноводной антенны при
возбуждении волной Н:0.

антенны будет подобна диаграмме вибратора такой же длины,
в котором распределение электрического тока аналогично
распределению электрического поля вдоль щели. Поскольку
распределение поля поперек щели не влияет на диаграмму в плоскости Я, то
для расчета последней эквивалентный вибратор мы будем считать
линейным. Чтобы рассчитать диаграмму такого вибратора,
вычислим поле элементарного диполя dz, находящегося на расстоянии z
от центра вибратора и на расстоянии г от точки, в которой
вычисляется поле (рис. VI.11). Поскольку поле вычисляется в дальней
зоне на расстоянии R от центра вибратора, можно считать
векторы г и R параллельными. Электрическая составляющая поля,
излучаемого элементарным диполем dzy будет
—уо>^0 sin 9 J&r—ja>t
dE. = -
4zr
u(z)dzy
(4)
где со — угловая частота,
|х0 — магнитная проницаемость свободного
пространства — 1,25X10"6 гн!м,
u(z)— значение тока в точке d вибратора/
р-т
Интегрируя величину dEb
длиной /, получим
вдоль вибратора
Рис. VI. 11. Вибратор.
Е* = -
-■/"Ро е-
4п
//2
/со/ С si
s*-9 e/pr u(z)dz. (5)
Если
ОТ 2 И
к виду
г>/, то можно считать что величина sin 8/г не зависит
равна sin 9//?. Тогда выражение (5) может быть сведено
Ей =
4я
н еяя ■
//2
(6)
с распределением тока,
в щели, то можно счи-
Так как мы определяем поле вибратора
эквивалентным распределению напряжения
тать
u{z) = IqCos (tzzjI).
Подставляя это значение в уравнение (6) и проводя интегрирова
ние, получим
Ей = А1
sin У cos
у COS I
4/а
1—^-COSM
(7)
где А—постоянная.
Для случая / = Я/2, уравнение (7) принимает вид
_ Г cos fi cose)!
> —л L Ш> J*
162

что является обычным выражением для поля полуволнового
вибратора. В плоскости поляризации электрическое полэ, определяемое
выражением (7), максимально в направлениях, перпендикулярных
к вибратору, причем ширина диаграммы увеличивается с
уменьшением частоты. Из условия симметрии диаграмма в сечении,
нормальном к оси щели, будет ненаправленной. Поэтому, поскольку
диаграмма направленности узкой * щели в переднем полупростран-
Рис. VI.12. Измеренные диаграммы направленности волноводной
4 антенны с шириной раскрыва а.
стве должна быть аналогичной диаграмме вибратора с заменой Е
на Я, то в плоскости Е диаграмма щели должна сохраняться
широкой и симметричной в широком диапазоне частот, при
достаточных размерах экрана. В плоскости Н диаграмма сохраняет
направление максимума. Измеренные диаграммы направленности волно-
водно-щелевой антенны приведены на рис. VI. 12.
5. Входное сопротивление щелевых антенн
Когда щель возбуждается коаксиальной линией, как на
рис. VI.I, сопротивление на конце коаксиальной линии значительно
больше волнового сопротивления коаксиальной линии обычного
типа. Поэтому щель необходимо возбуждать в точке, значительно
удаленной от центра, как показано на рис. VI. 13. Щель,
возбуждаемая таким образом, является узкополосной антенной.
* Из опыта следует, что щель шириной меньше, чем 1/4 Ъ практически
может рассматриваться, как узкая, в том смысле, что ее диаграммы эквивалентны
диаграммам тонкого вибратора. Для более широких щелей диаграммы в
плоскости Е будут несколько уже, чем 180°, а диаграммы в плоскости Н меняются.
11*
163

Рассмотрим другие способы возбуждения щели. Волноводно-
щелевой антенне, показанной на рис. VI.2,a, присущи
широкодиапазонные свойства. К. с. в. в волноводе будет мало меняться с
частотой, если последняя далека от критической. Строгая теория,
позволяющая получить точную характеристику согласования в такой
системе, отсутствует, но нужные данные
могут быть легко -получены из
измерений.
На рис. VI. 14 приведен ряд кривых,
показывающих зависимость к. с. в. от
длины волны для отрезков волноводов
с различным отношением ширины
Рис. VU3. Возбуждение^ щели высоте, присоединенных открытым
коаксиальной линией. ' ^ ^ ^ т,
концом непосредственно к экрану. Из
этих кривых видно, что при волноводах
с отношением ширины к высоте, меньшим 3, величина к. с. в. в
волноводе меньше 2 в пределах широкой полосы частот. Со стороны
длинных волн диапазон щели ограничен критической частотой
волновода. Поскольку во многих случаях допускается величина
к. с. в. = 2, широкополосная щелевая антенна может представлять
собой просто отрезок волновода, присоединенный открытым кон-
7,о\
т
Щ
ж
щ
0,5 0,6 0,7 0,8 09 1,0 11
а'л
Рис. VI.14. Характеристики к. с. в. волноводной антенны
с экраном.
цом непосредственно к экрану. Если антенна имеет кабельный вход,
то в ней должен быть предусмотрен широкополосный переход от
коаксиальной линии к волноводу, имеющим по возможности
меньший коэфициент отражения. Если бы в переходе была достигнута
трансформация без отражений, тогда к. с. в. в коаксиальной линии
был бы такой же, как и волноводе, и вся антенна была бы
диапазонной.
Ниже описан компактный диапазонный переход, в котором
компенсируются также отражения, возникающие в волноводе.
Рассмотрим систему, представляющую собой отрезок волновода, один
конец которого закрыт, а второй присоединен к экрану (см.
164
-^—ш
U

рис. VI.15). Волновод возбуждается посредством зонда. Основные
параметры такой системы:
1. Ширина волновода — а.
2. Высота волновода — Ъ.
3. Расстояние от вибратора до задней стенки —с.
4. Расстояние от вибратора до ближней стенки полости — d.
5. Расстояние от вибратора до раскрыва — х.
6. Длина вибратора — L.
Ниже приведен приближенный анализ такой системы, чтобы
установить порядок величин указанных параметров,
обеспечивающих к. с. в. в 50-омной линии не ниже 2 в широком диапазоне
частот. Результаты расчета проверены экспериментально и в неко-
Bufyamop
НоаксиалЬная
к( линия
2,
г zz
Вход
Рис. VI. 15. Возбуждение
щели.
Рис. VI.16. Эквивалентная
схема возбуждения щели
вибратором:
kZQ—эквивалентное волновое сопро-
тивление линии; р= постоянная
распространения в линии.
торых случаях подтвердились очень хорошо. Исходя из того, что
волновод во многом сходен с обычной линией передачи, мы
можем составить эквивалентную схему и считать энергию, излученную
через отверстие, поглощенной в оконечной активной нагрузке
линии. Для волновода, заполненного воздухом, при волне #ю
волновое сопротивление Z0 определяется формулой
Z0 = тс/2-377 ^-олс,
где а и b — соответственно ширина и высота волновода,
Я — длина волны в свободном пространстве и
Л—длина волны в волноводе, равная
(8)
А:
Эквивалентная схема рассматриваемой системы показана на
рис. VI. 16. На этом рисунке волновод с волновым
сопротивлением Z0 заменен двухпроводной линией с волновым
сопротивлением kZ0f а сопротивление нагрузки ZH заменено величиной kZH,
где k — постоянный коэфициент, зависящий от длины зонда и его
положения относительно стенок волновода, определяемый по
формуле
k =
2L?
sin
'(")■
(9)
165

Размеры a, b, d и L указаны на рис. VI. 15. Входное сопротивление
на зажимах аа равно сумме последовательно включенных
сопротивлений Z и Zp. Последнее является суммой параллельных
сопротивлений оконечной нагрузки, пересчитанной к точке возбуждения (Z2),
и короткозамкнутого отрезка волновода, расположенного слева от
вибратора (ZJ . Последовательное сопротивление Z зависит от
электрической длины и диаметра вибратора. Сюда также входит
сопротивление согласующего отрезка, включенного последовательно с
вибратором. При расчете не учитывается влияние близости вибратора
к раскрыву и к задней стенке.
Нагрузку ZH лучше всего определить экспериментально, проводя
измерение распределения поля внутри волновода с помощью
переев
^ -200
-300
а/Ь --3,ь
200 300 UO0
в в омах
500 600
Рис. VI. 17. Характеристика сопротивления в раскрыве
волновода с экраном.
движного зонда. Кривая, построенная по результатам таких
измерений для отрезка волновода с отношением ширины к высоте 3,4:1,
показана на рис. VI. 17. Как видно, реактивное сопротивление в
сечении, совпадающем с отверстием, имеет емкостный характер во
всем диапазоне частот. Сопротивление вышеуказанного коротко-
замкнутого отрезка волновода чисто реактивное (если пренебречь
затуханием в стенках волновода)
*r=/Z0tg2TC/A,
где с — расстояние задней стенки до места возбуждения. Когда
£<Л/4, эта реактивность имеет индуктивный характер. Если
расстояние х между точкой возбуждения и отверстием мало, то
реактивность хг будет компенсировать емкостную реактивность
открытого конца волновода. В схеме на рис. VI. 16 Zx=.kXr.
На рис. VI. 18 показаны результаты вычисления входного
сопротивления в точке возбуждения для волновода с относительными
размерами #/а = 0,295; с/а = 0,2; х/а — 0,125. Значения активного
и реактивного сопротивления нормированы к величине волнового
сопротивления волновода, вычисленного по формуле (8). В
эквивалентной схеме сопротивление, указанное на рис. VI. 18, равно Zpjk.
Коэфициент k может принимать значения от 0 до 2 при
изменении длины вибратора и расстояния от центра вибратора до стенки
волновода. Сопротивление вибратора можно уменьшить путем уве-
166

личения его диаметра. Излишек реактивности индуктивного
характера, обусловленный короткозамкнутым отрезком волновода, может
быть компенсирован на низкочастотном краю диапазона
последовательным включением емкостной реактивности между штырем и
/50
%*оо
>< SO
0
1
/*/л--0,58\
W
065
%
пи
=062
с
№
13с
ZW у
*s$is0.hj
ашш
JaJ-
'%-
У>*6
088-
50
ZOO
S3
1^3-1
к
дкраи
Место
возЯужд.
100 150
в в омах
Рис. VI.18. Характеристика сопротивления волновода
в сечении возбуждения.
|~
. НоаксиалЬнЬш
бход
Т
i
♦
vn
/ г
U Ь 4
»
У
*
Вид спереди
а)
стенками волновода. На рис. VI. 19 изображен один из способов
осуществления такой компенсации путем присоединения конца штыря
к проводнику, концы которого соединены с боковыми стенками
волновода. Преимущество такого способа согласования заключается
в том, что он не увеличивает общие размеры системы.
Горизонтальная
часть такого Г-образ-
ного перехода может
рассматриваться как
отрезок коксиальной
линии, короткозамк-
нутой на обоих
концах, причем
перекладина является
внутренним проводником,
а стенки волновода—
внешним. При
заданных размерах
рассчитанное волновое
сопротивление такой
линии около 66 ом. Поскольку штырь присоединен к центру этой
линии, реактивность в точке соединения, обусловленная
компенсирующей перекладиной, приблизительно равна Xs = 33 tg ъа/Х. Если
#>Я/2, как это должно быть для волновода с волной //10, эта
реактивность будет емкостной (при а/Я<1).
Помещение перекладины в волновод добавляет чисто
реактивное сопротивление Хь в сечении возбуждения, что эквивалентно
помещению реактивности kXb параллельно Zx и Z2 в эквивалент-
167
Вид сбоку
8}
Рис. VI.19. Волноводная антенна, возбуждаемая
Г-образным вибратором:
/—шлейф, 2—компенсирующие перекладины, присоединенные
к боковым стенкам резонатора.

ной схеме (рис. VI. 16). Значение Xh может быть определено
по следующей формуле:
Z0 8b (, (b — v)
+
li/tiW^U
cosM'A=T)
2b
sm^l'Vli
+^J[i-«-"V+'*,'lii4^ <l0>
/50
1
0
-so
T
ЗЙ-ЯГ
^1
r~
^*-
1577
%
T6zs
/*
V
^j
T-
Л
!,05, 0,36
99
-0,6
i
7 \
font
r
ГоризонталОная
частЬ Т-образного SuSpa-
-тора
SO WO ISO ZOO Z50
R 6 омах
Рис. VI.20. Характеристика сопротивления волноводной антенны,
возбуждаемой Г-образным вибратором.
Все величины, входящие в эту формулу, указаны на рис. VI. 19
Сопротивление Z'p можно определить из соотношения
*;, zp + х»'
Значения Zpjk, показанные на рис. VI.20, лишь слегка отличаются
от значений Zp\k, показанных на рис. VI. 18. Чтобы определить
значение k по уравнению (9), мы должны вначале определить
длину штыря. В соответствии с рис. VI. 19 можно считать приближенно
^— 2 " •-
Так как d = aj2 и Z = 0,41#, то & = 0,34. В соответствии со
схемой рис. VI. 16 входное сопротивление Zex для всей системы будет
z =z + z'
168

Пренебрегая сопротивлением самого штыря, можно положить Z =
= -АГу. Значения Z' могут быть взяты из рис VI.20.
Результирующее входное сопротивление при указанных данных показано на
рис. VI.21. На этом же рисунке нанесен круг,
соответствующий значению к. с. в. = 2. Как видно, согласование при к. с. в.
<С2 осуществляется в довольно широкой полосе частот.
Экспериментальная кривая входного сопротивления антенны такого типа
^1
Величинй/а/А/'
/
\
/ \
105
\/
0^5f\
_LA...
1Jk
*ok
~f-l !
б-i в1 ^
'50-омной линии ^\
Щ
\,673
^Q83}
>07k3/
)
/
/
0 10 Z0 30 UQ 50 60 70 80 90 100
К домах
Рис. VL21. Расчетная характеристика
входного сопротивления антенны,
изображенной на рис. VI.19. <?/^ = 3,4.
%ч0\
* ,0
о
%-щ
о ю го зо ьо 50 60 70 so 90 wo
R 6омах
Рис. VI.22. Экспериментальная
характеристика входного сопротивления
антенны, изображенной на рис. VI.19.
afb —3,2.
\беличш/й/а/Ау^
0,6/5
п
%03\
\\ ,
\Ы
1/1
м
. &2ЙЯЛ-
омний линии
"IL^B7
ш
^ч
0,75<-
07
/
\
1\
1
/
приведена на рис. VI.22. Теоретические и экспериментальные
кривые совпадают достаточно хорошо.
Для волноводной антенны заданного сечения важнейшими
параметрами, таким образом, являются длина штыря, расстояние от
отверстия до штыря, диаметр перекладины и расстояние от штыря
до задней стенки. Из опыта установлено, что небольшие изменения
любого из параметров не существенны и требуемая точность
изготовления относительно невелика.
6. Методы уменьшения размеров антенны
Недостатком широкодиапазонной волноводной антенны
прямоугольного сечения является большие, по сравнению с длиной
волны, размеры сечения (0,6 Я на длинноволновом краю
диапазона). Некоторое уменьшение размеров может быть
достигнуто при использовании волноводов, длп
которых критическая длина волны больше удвоенной
ширины сечения. Это имеет место в так называемых
Я- и #-обрадаых волноводах, в волноводах,
заполненных диэлектриком, и открытых волноводах.
Я-образный волновод изображен на рис. VI.23.
Здесь поверхности дна и крышки в центре
расположены ближе друг к другу чем у краев.
Величины волнового сопротивления и критической частоты в таком
волноводе значительно меньше, чем в прямоугольном волноводе таких
же размеров. Отражение от открытого конца Я-образного волно-
169-
Рис. VI.23.
Я-образный
волновод.

вода довольно велико и зависит от формы сечения. Поэтому
щелевые антенны, использующие П- и //-образные волноводы,
значительно более селективны. Преимущество открытого волновода, т. е.
волновода, состоящего только из двух плоскостей
(рис. VI.24), заключается в том, что в такой системе
отсутствуют критические частоты. Однако, щелевая
антенна с открытым волноводом излучает не только
в переднем направлении. Поэтому этот тип щели
используется только там, где имеются экраны с резкой
кривизной, например, при установке щелевых антенн
в переднем крае крыла или киля самолета.
Рис. VI. 24
Открытый
волновод.
7. Примеры щелевых антенн
На рис. VI.25 показана щелевая антенна с компенсацией, рассмотренная
в § 5. Она называется антенной с Г-образным возбуждением. Размеры двух
таких антенн с различным отношением ширины волновода к высоте приведены
50-омная
линия
ад
Щ
1о\
\ \ -' ■ •
Л Л//антенна
1 к
v3>
/антенна
л^>
vT"
■■<'.■
У
/
0,6 07 08 0,9 10 11 1,2 73
а/А
Рис. VI.26. Характеристика
к. с. в. на входе антенны,
изображенной на рис. VI. 25.
в табл. VI.2. Все размеры указаны в
долях максимальной длины волны
диапазона, в котором к. с. в. в 50-ом-
ной коаксиальной линии,
подключенной на входе антенны, не больше 2.
Зависимость к. с. в. от отноше-
а
<ния -у- для этих двух антенн
показана на рис. VI. 26. Диаграммы
направленности таких антенн при
большом экране подобны изображенным на рис. VI. 12. Поскольку в поперечной
части Т-образного вибратора tosk относительно велик и он расположен близко
к раскрыву, то должно излучаться также поле с горизонтальной псляриза-
Таблица VI.2
Рис. VI.25. Щелевая антенна,
возбуждаемая Г-образным вибратором.
Размеры
(см. рис. VI. 25)
а
Ь
с
d
У
X
L
Антенна
I
0,62 а
0,20 а
0,127 а
0,31 \
0,073 а
0,073 а
0,10 X
Антенна
II
0,65 а
0,14 X
0,113 А
0,325 а
0,055 л
0,07 а
0,07 а
170

цией и раздвоенной диаграммой .направленности. Как показали измерения, такое
излучение действительно существует, но измеренный максимум этого
паразитного излучения на 16 дб меньше максимума нормальной диаграммы.
На рис. VI:27 изображены две волноводные антенны Я-образного сечения.
Я-образное сечение применяется для уменьшения ширины щели при Заданной
Металлический стержень
DZ0J03X noKpoimbiu тонким слоем
полистирола
Рис. VI.27. Я-образные щелевые антенны:
а—возбуждаемая Г-образным вибратором, б—заполненная диэлектриком.
частоте. Эффективная ширина волновода увеличивается, благодаря
существенной емкостной нагрузке в центре волновода. Эта нагрузка может4 быть
увеличена при заполнении волновода диэлектриком, как показано на рисунке, или
чаще при заполнении лишь суженной части Я-образного волновода. Щель,
ХабелЬ
Рис. VI.28. Щелевая антенна,
прорезанная в цилиндрической поверхности,
возбуждаемая Г-образным вибратором.
Трубка В=00Ш
Полистирол,
изолятор
Рис. VI.29. Искривленная
щелевая^ антенна.
изображенная на рис. VI.27,a, возбуждается описанным выше Г-образным
вибратором. Добавление тонкого слоя диэлектрика вокруг горизонтальной части
вибратора (перекладины) увеличивает ее эффективную электрическую длину
в соответствии с увеличением ширины нагруженного волновода. К. с. в.
в 50-омной коаксиальной линии, питающей антенну, остается ниже величины
5 в диапазоне с 2,5-кратным перекрытием. На длинноволновом краю этого диа-
171

пазона к. с. в. в узкой полосе падает ниже 2. Ширина щели, изображенной на
рис/VI .27,6, значительно меньше ширины обычной щели, и ее диапазонность
очень мала. В самолетных установках иногда необходимо прорезывать щель
в искривленной поверхности, как показано на рис. VI.28, где передняя часть
Рис. VI.30. Перестраивающаяся
щелевая антенна.
полости выполнена в соответствии с кривизной экрана. Горизонтальная часть
7-образного вибратора также искривлена. Все размеры, относящиеся к
внутренней части антенны, могут быть взяты такими же, как и в плоской
прямоугольной щели сравнимых размеров.-В конструкциях такого типа форма
диаграммы направленности будет в значительной мере зависеть от формы искрив-
\ ,
1 ^.
[Ц\
ц
\\1
к
Ai
'Л/
t/jl
L '
V
< /
^3
\ N
V
(\
с=
*
Ж\ i
///////////А/////
0,6 0,7 OS 0.S 1.0 1,1 12 1,3 ffi' 1,5 1.5 17 1,0
а/А
Рис. V1.31. Характеристики к. с. в. в 50-омной линии,
включенной на входе антенны, изображенной на рис. VI. 30.
ленной поверхности экрана и в общем случае эти диаграммы будут сильно
отличаться от диаграмм, получаемых со щелями в плоских или почти плоских
экранах. Другой тип криволинейной щели, который особенно применим на
длинных волнах, изображен на рис. VI. 29. Ее размеры несколько меньшие, чем
размеры обычной щели. Поскольку в этой конструкции криволинейный отрезок
волновода переходит в полуоткрытую систему, волноводные особенности здесь уже
не ограничивают диапазон антенны. Система возбуждается штырем с
емкостной нагрузкой в виде массивной изогнутой перекладины, соединяющейся со
172

стенками, как показано на рисунке. К. с. в. в 50-омной линии не выше 2
в диапазоне с 40% перекрытием. Использование такого типа щели ограничено,
так как для ее установки необходима сильно искривленная выступающая
поверхность, как например, передняя кромка крыла или киля.
На рис VI. 30 изображена еще одна конструкция щелевой антенны,
представляющая собой экран в виде усеиенного конуса, в котором по образующей
прорезана длинная щель. Щель возбуждается коаксиальной линией,
включенной у одного из ее концов. Длина щели регулируется с помощью подвижной
Рис. VI.32. Диаграммы направленности
в плоскости Е антенны, изображенной
на рис. VI.30.
короткозамыкающей перемычки. При фиксированном положении перемычки,
а>нтенна весьма селективна (ширина полосы от 5 до 10%), как и следовало
ожидать при таком способе возбуждения. Однако меняя каждый раз
положения перемычки, можно работать в значительной полосе частот. РазмерьГ экрана
при перестройке плавно изменяются, так что средний диаметр экрана в длинах
волн на участке от места возбуждения до места короткого замыкания остается
приблизительно постоянным с изменением частоты, и диаграммы будут
сохранять свою форму в широком диапазоне. Кривые к. с. в. такой антенны при
различных положениях короткозамыкающей перемычки приведены на
рис. VI.31. Измеренные диаграммы направленности в плоскости поляризации
изображены на рис. VI.32.

ГЛАВА VII
АНТЕННЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ
1. Общие сведения
Все устройства, описанные в этой главе, за исключением волно-
водного переключателя (§ 4) предназначены для работы с
коаксиальными кабелями. На рис. VII. 1 показаны некоторые типы неодно-
родностей, часто неизбежные в таких устройствах из
конструктивных соображений. Каждый из этих примеров представляет собой
соединение между двумя коаксиальными линиями с одним и тем же
волновым сопротивлением и поэтому отражение в месте стыка не
у///п;>//////у
шт
(/////////*
t
///////////
6)
Рис. VII. 1. Типы неод-
нородностей.
woo то woo о joooo
Частота в мггц
Рис. VII.2. Расчетная характеристика
к. с. в., обусловленного типичной
неоднородностью.
может быть вычислено с помощью обычной теории линий
Передачи. Были разработаны методы .нахождения приближенных
значений коэфициентов отражения от ноднородностей такого типа,
которые показали, что такая неоднородность эквивалентна емкости,
шунтирующей однородную линию передачи в месте стыка. Поскольку
величина емкости определяется только размерами и не зависит от
частоты, величина шунтирующей проводимости и, следовательно,
коэфициента отражения непрерывно увеличивается с увеличением
частоты. Это иллюстрируется кривой на рис. VII.2, где показана
зависимость вычисленного к. с. в. в линии с неоднородностью вида,
изображенного на рис. VII, 1,е. Этот пример характерен для
устройств, в которых .используются стандартные гибкие кабели
174

с диэлектриком. Геометрические размеры взяты почти такие же,
какие встречаются в обычных разъемах гибкого 50-омного кабеля.
Разрез такого разъема показан на рис. VII.3.
К. с. в. становится заметно отличным от единицы при обычно
используемых частотах. Так, например, при 3 500 мггц он равен
1,1. Если бы размер кабеля и все другие размеры были бы больше,
то к. с. в. достиг бы этого значения при соответственно более
высокой частоте.
В реальных переключателях и разъемах резкие изменения
сечения неизбежны. Общее поведение систем, обусловленное несколь-
Рис. VII.3. Кабельный разъем типа N для
50-омного гибкого кабеля.
50оа
\Cd, \Cdz Щ
50*
Ю
Рис. VII. 4. Пример сложной
неоднородности:
а—три неоднородности в 50-омной
линии, б—эквивалентная схема.
кими неоднородностями,
рассмотрено © § 5 гл. I, и поэтому здесь для
примера приведены лишь
количественные показатели системы,
изображенной на рис. VII.4 и содержащей
три неоднородности, подобные выше
приведенным. При 3 000 мггц к. с. в.,
обусловленный этой комбинацией, равен 1,2. Этот случаи когда
расстояние между отдельными неоднородностями равно Я/2,
является, как показано в § 5 гл. I, наихудшим. Поскольку в
различных комбинациях кабельных разъемов и переключателей обычно
имеется больше трех неоднородностей, то к. с. в. в таких случаях
будет сильно меняться с частотой, и хотя отдельные
неоднородности сами по себе малы, результирующее отражение на некоторых
частотах может быть очень большим.
2. Коаксиальные переключатели
Существует несколько конструкций, в которых переключение
осуществляется вращением короткого отрезка коаксиальной линии.
На рис. VII.5 изображен однополюсный переключатель на шесть
положений, предназначенный главным образом для приемных
устройств на частотах до 3 500 мггц. В диапазоне от 3 500 до
10 000 мггц, вследствие потерь в таком переключателе, сигнал
уменьшается не больше, чем на'6 дб, и если такое ослабление допустимо,
то переключатель может служить и на более высоких частотах.
Частотная зависимость к. с. в. в 50-омной линии, подключенной
к такому переключателю, показана на рис. VII.6. Как видно, до ча-
175

-стоты 3 000 мггц отражения, вызываемые переключателем,
невелики.
Как видно из рис. VII.5 в точке А осуществляется соединение
внешнего проводника вращающегося отрезка коаксиальной линии
с поверхностью подшипника в
корпусе переключателя. Ушют.
няющее кольцо на головке оси
обеспечивает надежный
контакт внешнего проводника
ротора с поверхностью
подшипника. Центральный проводник,
жестко закрепленный во
«вращающемся отрезке коаксиальной
линии, заполненной
диэлектриком, слегка высверлен и
прорезан для образования плотного
контакта с цилиндрическим цен-
тральным проводником. При
вращении радиального отрезка
коаксиального кабеля вокруг
оси головки он поочередно
соединяется с каждым из разъемов,
оадиально расположенных -в
корпусе переключателя.
Центральный проводник вращающе-
VI 1.5) для образования контакта
с плоским центральным проводником радиально расположенного
разъема. Контакт внешнего проводника осуществляется с помощью
серебряной втулки, скользящей по ряду штифтов на конце
вращающегося отрезка .коаксиальной линии. Втулка прижимается к
внутренней стенке корпуса
переключателя с помощью
пружины и прорезана для
прохождения
выступающих центральных
проводников радиальных
разъемов.
Величина отражений,
возникающих в
переключателе такого типа, в
большой степени зависит
не только от точности
изготовления, но и от точности центровки ротора в каждом
положении. При ручном управлении удовлетворительная центровка осуще.
ствляется с помощью простого шарикового фиксатора.
Переключатель такого типа устанавливается в различных типах
вращающихся механизмов, управляемых на расстоянии. Схема
типичного управляемого привода на три положения показана на
рис. VII.7.
176
Рис. VII. 5. Однополюсный
переключатель для коаксиальных линий
на 6 положений.
гося отрезка прорезан (в В, рис.
юоо
1500 2000 3000 J000
Частота д мегагерцах
Рис. VII.6. Характеристика к. с. в., обуслов
ленного переключателем, изображенным
на рис. VII. 5.

Перекрестный переключатель, изображенный на рис. VII.8,
является также переключателем коаксиального типа и его контакты
Удаленный
переключатель
Высоко-
• частотный,
переключатель
Рис. VH.7. Управляемый привод переключателя,
изображенного на рис. VII. 5.
«I S)
Рис. VII.8. Перекрестные переключатели.
подобны контактам описанного выше радиального переключателя
на шесть положений. Как видно из рис. VII.8, при повороте ротора
переключателя на 90° соединение
будет изменяться. Таким
переключателем можно управлять либо
вручную, либо с (помощью
поворотного механизма. Изменение к. с. в.
в небольшом диапазоне частот в
50-омной линии с перекрестным
переключателем, натруженной на свое
волновое сопротивление, показано
на рис. VII.9.
Можно полагать, что к. с. в.
будет прогрессивно уменьшаться с
уменьшением частоты.
12 Техника сверхвысоких частот. Часть I.
С,0
ч
ь
10
_у
Л1
\|
1500
то
3000 3500
Частота бмггц
Рис. VIL9.' Характеристика к. с. в.,
обусловленного перекрестным
переключателем.
177

3. Переключатели с ножевыми контактами и реле
На рис. VII. 10 показан еще один тип высокочдстотного
переключателя, предназначенный для 50-омных коаксиальных линий.
Вращающееся радиальное плечо такого 12-позиционного переключателя
представляет собой плоский нож такой формы, что сопротивление
линии передачи, образуемой верхней и нижней стенками корпуса
переключателя и самим ножом, составляет приблизительно 50 ом.
Неоднородности на концах ножа значительно больше, чем
неоднородности в переключателях, описанных в § 2, но на длинных волнах,
где все размеры в долях волны малы, отражения невелики. Кривая
зависимости измеренного к. с. в. от частоты приведена на рис. VII. 11.
Плосконожевой переключатель работает удовлетворительно только
на длинноволновом краю сантиметрового диапазона, но
используется довольно часто благодаря
простоте конструкции.
Диэлектрик
5S 6,0
Ч 5,0
^; 6/7
1 3,0
to W
20
—-
Л
/
/
у
/
0 W 600 1000
Частота в мггц
\
V
V
—>
/
/
2ооо то
Рис. VII.10. Переключатель с
ножевыми контактами на 12 положений.
Рис. VII. 11. Характеристика к. с. в.,
обусловленного переключателем,
изображенным на рис. VII. 10.
На рис. Х.34 показан двойной перекидной переключатель,
применяемый на частотах до 5 000 мггц. Он состоит из трех отрезков
плоской линии передачи (с волновым сопротивлением около 50 ом),
образующих букву Y. Внешние проводники трех линий
представляют собой каналы прямоугольного сечения, профрезерованные
в разъемном металлическом блоке. Центральные проводники линий
передачи, образующих два диагональных плеча У, представляют
собой плоские гибкие пластинки, на концах которых имеются
контакты. Два диэлектрических стерженька, связанные с каждой
пластинкой, протягиваются через отверстие в корпусе реле к арматуре
соленоида. В зависимости от положения сердечника соленоида та
или другая пластинка соединяется с общим проводником. Во
избежание связи между общей и холостой линией, центральный
проводник холостой линии заземляется на корпус переключателя. Этот
тип переключателя применялся для дистанционного переключения
приемника с одной антенны на другую.
4. Волноводный переключатель
Для переключения прямоугольных волноводов был разработан
однополюсный переключатель на два положения, изображенный на
рис. VII. 12. Переключение осуществляется поворачиванием заслонки
до полного запирания одного из плеч У-образного соединения трех
волноводов. Контакт между торцами заслонки и верхней и нижней
178

стенками волновода осуществляется с помощью скользящих контак*
тов, показанных в разрезе на рис. VII. 13. Пружины прижимают
торцы заслонки так, что неиспользуемая секция полностью
блокируется. Частотная зависимость к. с. в. в волноводе с таким
переключателем 10-сантиметрового диапазона показана на рис. VIL14.
Утечка в холостую секцию волновода ниже — 60 дб. При
экспериментальном исследовании электрической прочности не наблюдалось
никаких признаков пробоя при
повышении- мощности до 1 кет.
Способ управленияипереклю-
чателем показан на рис. VII. 16,
Рис. VII. 12. Волноводный
переключатель (крышка снята).
J500 то
Z500 3000
Частота В мггц
Рис. VII.14. Характеристика к. с. в.,
обусловленного волноводным
переключателем.
Щиста.нционнЬ1и
переклю чателЬ
Г"
I I
Рис. VII. 13. Заслонка волновод-
ного переключателя.
110 Г
НербячнЬш
Рис. VII. 15. Дистанционное управление волноводным переключателем.
Плечо рычага, прикрепленное к оси перегородки, перемещается
с помощью червячного механизма, связанного с реверсивным
мотором. При включении мотор гГоворачивает перегородку в нужное
положение, контактор, включенный последовательно с мотором,
открывается с помощью кулачка. Заслонка удерживается в данном
положении пружиной. Переключателем можно управлять и вручную.
12* 179

ГЛАВА VIII
СПИРАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ
1. Введение
В главе V рассмотрена рупорная антенна с вращающейся
поляризацией. За последние годы стали применять еще один тип антенны
для приема и излучения полей с вращающейся поляризацией, а
именно спиральные антенны. В настоящей главе изложены
результаты теоретического и экспериментального исследований спиральных
антенн.
Характеристика спиральной антенны зависит от соотношения
геометрических размеров спирали и длины волны. Рассмотрим два
наиболее интересных случая:
1) когда геометрические размеры спирали много меньше длины
волны (nL<^X, где я — количество витков, L — длина витка, X—
длина волны);
2) когда длина одного витка приблизительно равна длине волны
(L^X).
В первом случае максимальное излучение перпендикулярно оси
спирали и поле имеет в общем случае эллиптическую поляризацию
Во втором случае поле излучения максимально в направлении оси
спирали и имеет поляризацию, близкую к круговой. Режим работы
соответствующий первому случаю, называется режимом
ненаправленного излучения, а соответствующий второму — режимом осевого
излучения. Соответствующие им диаграммы направленности
называются! диаграммами ненаправленного и осевого типа.
2. Режим ненаправленного излучения
Так как nL<^X, то распределение тока вдоль провода можно
считать равномерным и синфазным.
В произвольной точке пространства, окружающего спираль
(в волновой зоне), поле излучения будет иметь, в общем случае,
две составляющих Еь и Е (рис. VIII. 1). В предельном случае,
когда угол подъема витка а = 0, спираль обращается в кольцевую
рамку и существует только одна составляющая
Р _ 120*2 [/] sln 8 A m
180

те 7)3
где А — площадь рамки, А = -j- ,
Я — длина волны в свободном пространстве,
г — расстояние точки- наблюдения от источника.
В другом предельном случае, когда а = 90°, спираль
представляет собой короткий диполь и поле излучения имеет только
составляющую
р . 60n[/]sme s (2)
где 5 — длина диполя.
Ввиду малости геометрических размеров спирали ее можно
рассматривать, как комбинацию последовательно соединенных рамок
в)
Рис. VIII.1. Составляющие электрического поля для спирали,
диполя и рамки.
Рис. VIII.2.
Эквивалентная
схема спирали
малых размеров.
диаметра D и диполей длины 5 (рис. VIII. 2). Ясно
также, что при условии nL<^X количество витков
спирали не влияет на форму диаграммы
направленности. Поэтому дальнейшее рассмотрение режима
ненаправленного излучения будет проводиться для одновитковой
спирали, которую мы представим как последовательное соединение
рамки и диполя, поля которых определяются по формуле (1) и (2).
Заметим, что коэфициент J в выражении (2) указывает, что поле Е
сдвинуто относительно поля Еь по фазе на 90°. Отношение
составляющих поля равно
Отсюда следует, что поле спирали будет всюду эллиптически
поляризовано. Поляризационная характеристика поля определяется коэ-
фициентом равномерности М, равным отношению осей эллипса поля-
2SX
ризации. В нашем случае М=
поляризации, когда М=1; при этом
кЮ*'
Рассмотрим случай круговой
t:D — V^SX
ИЛИ
*DX = V2SX,
(4)
где индекс Я указывает, что размеры спирали взяты в долях волны.
Размеры спирали очень удобно иллюстрировать графиком (рис. VIII.3),
181

по осц абсцисс которого отложена величина Sx, а по оси ординат—
величина Dx. Точки, лежащие на кривой tcDx=|/"2Sx, построенной
в этих координатах, будут определять относительные размеры
спирали, при которых поле имеет круговую поляризацию (Ж=1).
Точки, лежащие выше этой кривой, соответствуют спиралям,
создающим поле с эллиптической поляризацией, при которой
горизонтальная поляризация является преобладающей, а . точки, лежащие
0.2г
Шаг в длинах волн, Sj
Рис. VIII.3. Зависимость поляризационной характеристики поля от
относительных размеров спирали (для спиралей малых размеров).
ниже, — спиралям, создающим поле с преимущественно
вертикальной поляризацией.
С изменением частоты точка на графике, соответствующая данной
спирали, перемещается вдоль линии постоянного угла подъема*
(см. рис. VIII.3). Ясно, что для данной спирали круговая
поляризация существует только при одной частоте, определяемой
пересечением кривой KDx = ~[/r2Sx с линией постоянного угла подъема.
Заметим, что поскольку мы исходили из условия nD<^ Я, кривая 4
должна быть верна только для небольших значений Dx и Sx.
При дальнейшем увеличении размеров спирали выражения (1) и (2)
становятся не применимы. Кроме того, представление спирали в
соответствии с рис. VIII.2 уже неверно, так как вертикальная составляю-
Л
* Угол подъема д спирали определяется выражением ^° = ^-
182

щая витка не может быть заменена одним диполем, а должна быть
представлена рядом диполей, расположенных по окружности витка.
Использование малых спиралей для получения ненаправленной
диаграммы неэффективно. Практически распределение тока вдоль
провода будет не равномерным, а треугольным. Для создания
равномерного распределения
приходится применять искусственные
В
1-
— ^^х
/
/
I ,
Уг
Рис. VIII.4. Четырехвибраторная антенна
с вращающейся поляризацией.
Рис. VIII.5. Схематическое
представление антенны, изображенной
на рис. VIII.4.
методы. При этом антенна становится очень селективной по входным
сопротивлениям. Однако принципы, изложенные выше, были
использованы для конструирования антенн с вращающейся поляризацией и
диаграммой ненаправленного типа. Подобная антенна изображена
на рис. VIII.4. Она представляет собой систему из четырех син-
фазно возбуждаемых наклонных вибраторов, расположенных по
окружности радиуса . R. Ее схематическое изображение
представлено на рис. VIII.5. Складывая составляющие полей,
возбуждаемые каждым из четырех вибраторов, получим выражения для
вертикальной и горизонтальной составляющих полей в точке Р (6, ср),
находящейся на расстоянии г от антенны
120/ е~^г
Ев =/ sin a cos б [cos(£/?coscpcos8)-f-
*.=-
+ cos (kR sin cp cos 8)]
]20Ie"Jkr
cos a [cos cp sin (kR cos cp cos 8) -j-
+ sin cp sin (kR sin cp cos 8)].
Если^?.<'1, то в выражениях (5) можно положить
cos (kR cos cp cos 6) = 1,
cos (kR sin cp cos 8) = 1,
sin (kR cos cp cos 8) = kR cos cp cos 6,
sin (kR sin cp cos 8) = kR sin cp cos 8,
(5)
183

после чего
- . 120/е-7'*7" 0 . Л
Ео =г j 2 sin a cos 9,
в J г
£.=-
120/ e-Jkr
kR cos а cos 6.
Следовательно, если выполнить условие
. kR
(5а)
(6)
то излучаемое поле будет иметь круговую поляризацию во всех
точках пространства. Если отношение R/X недостаточно мало* то
выражения (5а) несколько усложняются и при этом круговую
поляризацию можно обеспечить лишь в некоторых направлениях,
в остальных направлениях поле будет иметь эллиптическую (но
достаточно близкую к круговой) поляризацию. Так, например, в
общем случае круговая поляризация под углами ср= 0,90, 180 и 270°
будет при условии
tga = tgf-, (7)
(8)
а под углами <р = 45, 135, 225 и 315° — при условии
Необходимые соотношения между углом наклона вибраторов а и
величиной kR видны из приведенной таблицы.
Зависимость между углом наклона вибраторов и радиусом
К/Х
0
0,0833
0,166
0,25
kR, градусы
0
30
60
90
а, градусы
из уравнения (7)
0
15
30
45
из уравнения (8)
0
15°22'
32° 55'
55°
У антенны, изображенной на рис. VIII.4, величина kR = 60°' и
угол наклона вибраторов а= 30°. Коаксиальный кабель,
возбуждающий каждый из четырех вибраторов, проходит внутри
одной из опорных труб. Способ питания вибраторов показан на
рис. VIII.6. Средняя жила кабеля выходит из конца опорной трубы
(несущей кабель) и соединяется со второй опорной трубкой. Так
как входное сопротивление вибратора шунтируется реактивностью
индуктивного характера, образованной двумя параллельными
опорными трубами, то длина вибратора' .взята несколько меньшей, чем
Я/2, что обеспечивает компенсацию указанной реактивности. При
этом активное сопротивление каждого вибратора составляет при-
184

близительно 100 ом. При -применении согласующих
трансформаторов достигнуто хорошее согласование входного сопротивления всей
антенны в целом с 52-омной фидерной линией (рис. VIII.7). В
результате испытания установлено, что
диаграмма антенны в вертикальной плоскости
изменяется <по закону cos 6 т. е. соответствует
«о
>5>
о/я
0б\
.^
^^а
S&
Рис. VIII.6. Способ питания
вибраторов коаксиальным
кабелем.
«о 02\
*1 "105 110 115 120 125 130 135
Частота в мггц
Рис. VII 1.7. Коэфициент бегущей волны
в фидере питания четырехвибраторной
антенны.
режиму ненаправленного излучения. Диаграмма в горизонтальной
плоскости — круговая, причем коэфициент -равномерности во всех
точках поля достаточно высок (М = 0,8—1).
3. Спиральные антенны в режиме осевого излучения
Мы рассмотрели излучение спиральной антенны небольших по
сравнению с длиной волны размеров. С уменьшением длины волны
(или увеличением размеров спирали) форма диаграммы начинает
изменяться. В общем случае она состоит из ряда лепестков,
максимум излучения направлен под некоторым углом к оси спирали,
причем диаграммы для горизонтальной и вертикальной
поляризации не идентичны. Когда же длина каждого витка становится
приблизительно равной длине волны, форма диаграммы направленности
качественно меняется. Она состоит, при соответствующем шаге
спирали, из одного симметричного относительно оси спирали главного
лепестка и ряда боковых лепестков, уровень которых зна(чительно
ниже максимума главного лепестка. Поляризация поля в
направлении оси близка к круговой. Такая форма диаграммы обусловлена
тем, что спираль на этих волнах представляет собой решетку
излучателей, поля которых синфазно складываются в направлении оси.
Форма диаграммы и довольно высокий коэфициент равномерности
поляризационной характеристики сохраняются в широком диапазоне
волн. Это объясняется тем, что, начиная с определенной частоты,
зависящей от геометрических размеров витка, фазовая скорость
в проводе спирали, близкая к скорости света при более низких
частотах, скачкообразно уменьшается и с дальнейшим повышением
частоты медленно растет, приближаясь снова к скорости света.
В этом же диапазоне распределение тока, имевшее ранее характер
почти чисто стоячей волны, изменяется, и в проводе устанавливает -
185

С проти- _J
'Вовесом ^
¥&Р
С проб од-
W39
оса
ДВойная
спираль
шяпп
7ЯЛПЯГ
Симметричная
ся бегущая волна с небольшим отражением от конца. Изменение
фазовой скорости в этом диапазоне настолько мало, что длина
волны вдоль провода почти не меняется. Тем самым обеспечиваются
почти оптимальные условия для максимальной направленности и
установления круговой поляризации. Это замечательное свойство
в сочетании с легкостью возбуждения спирали и простотой
конструкции открывает широкие перспективы для использования спи-
. рали в качестве широкодиапа-
J "I I зонной остронаправленной ан-
— лпппП мбе последатеняы с вращающейся поляри-
Вательные зац'ией.
спирали Возбуждение спиральной
антенны, работающей в
режиме осевого излучения, может
быть осуществлено различными
способами. Наиболее 'просто
возбудить спираль с помощью
коаксиального кабеля,
присоединяя внутренний проводник
последнего к началу спирали,
а наружный—к небольшому
диску, играющему роль
противовеса (рис. VIII.8). Так как
продольная составляющая
поля внутри спирали очень мала,
то возможно продолжение
наружного провода коаксиальной
линии вдоль оси спирали, как это показано на рис. VIII.8. На этом
же рисунке показаны комбинации из двух спиралей с разным
направлением вращения и симметричная спираль, возбуждаемая
двухпроводной линией, а также две последовательно соединенные
спирали. В настоящей главе речь будет итти только о спиралях,
возбуждаемых по способу, изображенному на рис. VIII.8 при
плоском противовесе.
4. Анализ спиральной антенны в режиме осевого излучения
Начнем анализ работы спиральной антенны с определения
необходимого значения фазовой скорости для получения круговой
поляризации (на оси спирали) и максимального усиления. При этом
будем считать, что в проводе спирали существует бегущая волна.
Условия для круговой поляризации. Расположим спираль из п
витков так, чтобы ее ось совпадала с осью z прямоугольной
системы координат. Из геометрии спирали (рис. VIIL9) легко получить
соотношения
g=lsma.
zl—g=zl — l sma, (9)
а = arctg (S/ttD) = arccos (/*б//),
rb = l cos a.
Рис. VIII.8. Способы питания спиральной
антенны.
186

Здесь / — длина от начала спирали до точки Q, отсчитываемая
вдоль провода спирали, в — угол в полярной системе координат,
отсчитываемый от начала спирали. Остальные обозначения ясны
из чертежа. Составляющая поля Ех в точке Zx на оси спирали
(в волновой зоне) определяется из выражения
2тся
ех=еА sin е е/ш ('-Zi/c+/ sin alc"llpc) аь, (Ю)
о
где Е0 — постоянная, пропорциональная величине тока в спирали,
с — скорость света в свободном пространстве,
p=ivjc — коэфициент замедления в проводе спирали,
v — фазовая скорость вдоль провода спирали.
Используя соотношения (9), перепишем У)
выражение (10) в виде
2тся
(10а)
Бегущая
волна
где
Р = 2тг/Л
k = L fsin a—
1
(11)
(12)
(13)
После интегрирования получаем
Аналогичным образом,
у~ У (А?»— 1) к ч'
Для получения круговой поляризации
необходимо, чтобы EJEy~±j. Так как в
нашем случае ExjEy^jjk, то должно быть
соблюдено условие k = z±zl. Используя
выражение (11) для k, получим
коэфициент замедления /?, обеспечивающий
круговую поляризацию поля на оси спирали:
р^-Аг' о4)
Рис. VIII.9. К анализу
поляризационной характеристики
спиральной антенны.
При расчете мы считали, что п — целое число. Нетрудно показать,
что выражение (12) действительно также и для не целого числа
витков, если оно достаточно велико (л>3).
Диаграмма направленности спиральной антенны. Поскольку
мы полагаем, что распределение тока в спирали имеет вид бегущей
волны с постоянной амплитудой, то при расчете диаграммы
направленности можно рассматривать спираль как решетку излуча-
187

телей, каждый из которых эквивалентен одному витку спирали.
Тогда диаграмма направленности спиральной антенны определится
произведением
E=EV„
F —F V
^8 —пЬ * п*
(15)
^
X
л
V
/
/
/
£сГЛ
• 1 '
Г2'
1 i
1 /
X
Здесь Yn — множитель решетки, который будет определен ниже,
а Е и Ев характеризуют диаграмму направленности одного витка.
Точное вычисление поля одного
витка связано с большими
трудностями. Поэтому расчет
проводится приближенно. Хорошее
приближение к
действительности получается при замене
круглого витка квадратным, при
условии равенства их площадей,
т. е, длина стороны квадрата
g = (tt)1/2D/2 (рис. VIII. 10).
Заметим, что замена круглого
витка квадратным позволяет
наглядно пояснить влияние угла
подъема а на направленность
витка. Как известно, при
бегущей волне в прямом проводнике,
максимум его диаграммы
направленности направлен под
некоторым углом т к оси провода,
зависящим от длины проводника
и фазовой скорости в нем. Когда
а = т, максимум излучения
совпадает с осью спирали. Евли
фазовая скорость почти не
изменяется с изменением частоты,
угол наклонах остается
постоянным в значительном диапазоне.
Диаграмма витка квадратного сечения получается в результате
сложения полей, создаваемых четырьмя прямыми проводами,
составляющими виток. Опуская громоздкие промежуточные вычисления,
выпишем окончательные результаты:
Рис. VIII. 10. Спираль квадратного
сечения.
, sin 8 sin В'
Е9 = ~^- (sin ЯЛ )< (— В А) + -А г sm В А' <[— В А' —
—27r1/2£ + 7r(Sxcos<p-f nhDx sincp)]
(16)
188
sin р" sin В A" cos a .1 ,. 1;
Л''О-Bini.coe»,)1/. sinT[*(Sxcos ср-тг^тср-г*^)],

Здесь
P' = ir/2 —a-f у
(3" = arc cos (sin a cos <p)
Л = 1— /Jcosfi
Л'=1 — pcosP'
Л"=1 — /?cosp"
(17)
^«•/-
2/? COS a
Множитель решетки для спиральной антенны из п витков
определяется по формуле
sin-
Лф
Y = —.
(18)
sin
где ф—сдвиг фаз между полями, излучаемыми соседними витками
в направлении ср
4=2*(Sxcos<?-Lx/p). (19)
На рис. VIII. 11 приведено семейство кривых Кя=/(ф),
вычисленных по формуле (18) для значений п от 1 до 1KB качестве
примера на рис. VIII. 12 даны диаграммы
для составляющих поля Е[ и Z?J,
вычисленные по формулам (16) и (17), для
одного витка при а = 12°, 5Х = 0,225 и
/?=zz0,83. Там же изображен множитель
решетки Кя=/(ср) для случая л = 7 и
диаграммы для составляющих поля Е9
и Еь антенны из семи витков,
полученные в результате перемножения £е'и Е'
на Yn. Как видно, несмотря на то, что
диаграммы Ёь и Е' различны по форме,
диаграммы антенны в целом при
достаточно большом числе витков для обеих
составляющих мало разнятся, ив
основном (в области главного лепестка)
определяются множителем решетки. Опытная проверка подтвердила
правильность приведенных выше формул для расчета диаграмм
направленности.
Исследуем условия, необходимые для того, чтобы в направлении
оси спирали поля отдельных витков складывались в фазе. Это
будет выполнено, если ф = — 2ът [см. выражения (18) и (19)]
при ср =i 0, где т — целое число. Если //г= 1, то указанное условие
может быть записано в виде
Г
Рис. VIII.11. Множитель
решетки для спиральной антенны с
числом витков от 1 до 11.
■=1+5;
\ '
(20)
189

что совпадает с выведенным выше условием для получения круго*
вой поляризации. Этот сдвиг фаз несколько меньше сдвига фаз,
соответствующего максимальному к. н. д., определяемому из
выражения
^=1+^ + \- (21)
Из измерений известно, что величина р в спиральных антеннах
изменяется в пределах от 0,7 до 1. Подставив эти значения в вы-
Рис. VIII. 12. Диаграммы одного витка и спиральной
антенны из 7 витков.
ра&ение (20) и построив по ним две прямые в координатах Dx
и 5ХЧ мы получим область, соответствующую режиму осевого
излучения (рис. VIII. 13).
Сравнение фазовых скоростей. Выше мы выяснили, каковы
должны быть законы изменения фазовой скорости в спиральной
антенне для удовлетворения условиям круговой поляризации и
максимальной направленности. Интересно теперь сравнить их с
фактическим изменением фазовой скорости. На рис. VIIL14 приведены
кривые зависимости коэфициента замедления р от частоты для
спиральной антенны из семи витков (а =12°; D = 23cm] Lx
изменяется от 0,72 до 1,2 в диапазоне от 300 до 500 мггц). Кривая /
рассчитана по формуле (20) и соответствует оптимальным условиям
для круговой поляризации и синфазного сложения полей отдельных
витков (на оси спирали). Кривая 2 рассчитана по формуле (21) и
190

соответствует условиям максимального к. н. д. Кривые 3 и 4
построены по данным- измерений, полученным прямым и косвенным
методами. Прямой метод заключается в непосредственном измерении
распределения тока в проводе спирали. В косвенном методе вели-
OJ 0tZ 0,3 Op 0,5
Шаг в длин асе волн, <?д
Рис. VIII.13. Область осевого
излучения спиральной антенны
в координатах Dx и Sx.
300 350 Ц00 №0 500
Частота В мггц
Рис. VIII.14. Сравнение измеренной и
расчетной фазовых скоростей в семи-
витковой спиральной антенне:
/ — круговая поляризация и сложение полей
в фазе, 2 — максимальная направленность,
3 — измерение прямым методом, 4 —
измерение косвенным методом.
чина р определяется из формулы
(19) по углу ф0, при котором
диаграммы направленности проходят через первый нуль. Подставив
в выражение (19) наблюдаемую величину <р0 и определив соответп
ствующее значение % из графика на рис. VIII. 11, получим
P=5xcosf0+l + To/2« # (22)
Из сравнения всех кривых видно, что лучше всего совпадает
с результатами опыта величина р, полученная из условий
максимального к. н. д. Хотя при этом оптимальные условия для круговой
поляризации не выполняются, все же поляризационная
характеристика спирали будет иметь форму, очень близкую к кругу.
5. Экспериментальное исследование спиральных антенн
Распределение тока. При анализе работы спиральной антенны
мы считали, что распределение тока в проводе антенны имеет вид
бегущей волны с постоянной
амплитудой. Как показали измерения,
в реальной антенне такое
допущение справедливо лишь в первом
приближении. В действительности
часть энергии отражается от
конца провода. На рис. VIII. 15
показаны экспериментально измеренные
распределения тока в проводе
спиральной антенны (п=7; а=12°; f g j ^ Sm
D — 22,5 см; 5=15 см) на частотах ~ ,7ТТТ 1С п
0гл лсг\ г> » Рис. VIII.15. Распределение тока в
250 и 450 мггц. Верхний рисунок ли на часто£е 250 (вверх£} и
характерен для частот ниже 450 мггц (внизу).
191

300 мггц. Распределение при э1юм имеет вид стоячей воЛны, что сби-
детельствует о почти полном отражении от конца спирали.
Распределение тока при /"=450 мггц характерно для частот выше 300 мггц и
яляется типичным для режима осевого излучения. На среднем участке
спирали амплитуда бегущей волны тока более или менее постоянна.
По краям спирали эта равномерность нарушается. Такое
распределение является результатом наложения четырех волн в проводе,
из которых две (1 и 2) движутся по направлению к концу спирали,
а две (3 и 4) — в обратном направлении, причем волны 1 и 3 зату-
I л ЛЛЛЛЛ/чЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛЛ хают. Схематически это
bJmmiSimmmiSlS^^ изображено на рис. VIII.16.
К. с. в., . наблюдаемый в
спирали (на среднем
участке), определяется
отношением
V
Открытый
понец
К. С. В.:
h-
(23)
'3
где /2 и /4—амплитуды вто-
Расстояние бдоль спирали
Рис. VIII.16. Схематическая картина
распределения тока в спирали.
рои и четвертой
волн.
К. с. в., согласно рис.
VIII. 15, приблизительно
равен 1,5, следовательно,
/4 = 0,2/2. Поскольку /4 значительно меньше, чем /2, а амплитуды
/7и /3, быстро затухают, мы в приближенном анализе пренебрегаем
волнами 1, 3, 4 и считаем, что вдоль провода существует лишь
волна 2.
Величина отраженной волны влияет также на поляризационную
характеристику спирали. Считая, что при бегущей волне в спирали
поле в направлении оси будет иметь круговую поляризацию, мы
можем представить результирующее поле, излученное спиралью
вперед, как сумму двух полей: Е2 и зеркального изображения волны ЕА
с круговой поляризацией, но с противоположным направлением
вращения. Коэфициент равномерности результирующего поля (при
пренебрежении токами 1Х и /3) будет
М=^Ш=1^'' (24)
где А' — коэфициент, учитывающий отличие тока в зеркальном
отображении от тока в спирали, вследствии конечности размеров
противовеса.
Диаграммы направленности. На рис. VIII. 17 представлены
результаты систематических измерений диаграмм направленности
четырех спиралей с разными углами подъема (а = 6,12, 18 и 24°),
но с одинаковыми диаметрами и высотой (D = 22,5 см, h—123 си).
Количество витков в указанных спиралях было разным (п =15; 8;
5; 3? 9). Диаметр провода d= 1,25 ел*. Как видно из рисунка,
ширина диаграммы (по полуспаду мощности) изменяется в пределах
192

от 30 до 50° для составляющей Е и от 35 до 60° для
составляющей Ев. Ширина диаграммы измерялась между точками половинной
мощности, но в случае больших боковых лепестков, превышавших
этот уровень, в измеряемую ширину диаграммы включался и этот
боковой лепесток. Область,
в которой уровень боковых
лепестков минимален, на
чертеже защтрихована. Из
сравнений рис. VIII. 17,
(верхнего и нижнего)
видно, что диаграммы для
составляющей Е в общем
случае несколько уже, чем
0.5
^
%
=3
^«
«^
^
g
^»
^
0.1
-
*~^>
.''Sis
-((&
\ \-iQ^
\ 7
N.^/ ^
Г 1
L-6°
^^^^о
ъ$о$Р^
^ч^ — —£
~А~5 /
ио.
А*=12° /
/ А-18°
/—2.5 А
^==/ у\
Ъ&^/У^2*
'^//о*^2Ь°
^у^—1М \
п
i i I
0,5
1
0,1
1 е' fl
Шаг sS длинах боли'
сс-б" /*=
7 J^?^-
'/^5<^Г9?^<^?^
—^бо°у yS
/--у -у-п
1 1 ._
OJ
12*
-1.5 А
<6ч8°\
•15А
*500мг?.и
Of
0,2 0,3 ОМ
Шаг S Ь длина» допн
0.5
Рис. VIII.17. Контуры равных (по полуспаду
мощности) диаграмм спиральных антенн
фиксированной длины, как функция
и В 8
число бит под
Рис. VIII. 18. Диаграммы
направленности составляющей поля
Еу 12-градусной спирали,
состоящей из 1,10 и 4 витков (вверху).
Зависимость ширины диаграммы
от количества витков (внизу)*
В заштрихованной области уровень боковых
лепестков минимален; верхний рисунок для Е^ нижний
для Я0.
для Б}. Влияние длины антенны на диаграмму направленности
исследовалось при измерении диаграмм спиральных антенн с разным
числом витков (от 1 до 10). Результаты измерений приведены на рис.
VIII. 18. Было выяснено, что в общем случае, с изменением числа
13 Техника сверхвысоких частот. Часть I. J93

витков,^ ширина диаграммы изменяется обратно
пропорционально Уги
Входное сопротивление. Небольшие отражения от конца
спиральной антенны при работе в режиме осевого излучения
обусловливают относительное постоянство входного сопротивления
спиральной антенны в широком диапазоне.
Для выяснения зависимости входного сопротивления от длины
волны, угла подъема и числа витков были проведены системати-
зоо ш ~шо /оо о zoo зоо т
+гоо\
200 300 л ¥00
а
Рис. VIII.19. Зависимость входного сопротивления 4-спиральных
антенн одинаковой длины, но с различными углами подъема от
частоты (в мегагерцах). Круги равного согласования соответствуют
линии с волновым сопротивлением 125 ом.
ческие измерения входных сопротивлении указанных в предыдущем
параграфе четырех спиральных антенн. На рис. VIII.19 приведены
результаты измерений четырех антенн одной и той же длины при
разных углах подъема (а=6, 12, 18 и 24°). Как видно из чертежа,
при частотах, лежащих- ниже границы режима осевого излучения,
входное сопротивление изменяется аналогично входному
сопротивлению длинной линии со стоячей волной. Небольшое изменение
длины волны вызывает резкое изменение входного сопротивления.
В диапазоне, соответствующем режиму осевого излучения (/=300—
500 мггц для спиралей с углом а=12—18° и /=350—450 мггц при
а = 6°), изменение входного сопротивления относительно невелико
194

(исключая спираль с углом подъема 6°). В частности, у спирали с
углом подъема а=18°ия = 5в диапазоне от 300 до 500 мггц активная
составляющая входного сопротивления изменяется от 105 до 145 ом,
+Ш
-гоА-
100 200 J00
я
too zoo
R
zoo ш
R
o^V
03\
D>
Рис. VIII.20. Зависимость входного сопротивления спиральных
[антенн с различным числом витков от частоты (в мегагерцах).
а реактивная составляющая от —15 до -\-15 ом. При этом к. св.
в 125-омной фидерной линии, питающей спираль, всюду ниже 1,25
в указанном диапазоне. „г
1 Влияние количества
витков на входное
сопротивление видно из рис. VIII.20.
Приведенные здесь данные
относятся к спиралям с
углом подъема а = 12°,
диаметром D =23 см и
количеством витков 1,4 и 10.
Как видно, при
увеличении числа (витков выше
трех входное
сопротивление спирали при работе
в режиме осевого
излучения изменяется мало.
На .рис. VIII.21,
построенном по данным
рис. VIII. 19, представлена
зависимость входного
сопротивления от диаметра
и шага спирали (в долях
волны!). Сплошные линии
являются геометрическим
местом точек,
соответствующих равным входным
сопротивлениям. Они построены с интервалом в 50 ом. Как видно
из чертежа, зависимость входного сопротивления спирали, в
области значений 100—150 ом, от ее диаметра и шага некритична. Пунк-
13* 195
ог\
0J
у
/
/
L /
\ \А
г / //
i " / 1
ог= 6° CL--1Z0 **Пу\
*Lmr-*?M^£ / \
-d^j^^ibo-—"7 /1
/ / / „'''&гь*
X / ^^^ /
пЩ^^Ш^
i i i 1 1
01
0Z
03
Of
Рис. VIII. 21. Зависимость полного входного
сопротивления спиральных антенн от Dx и &х#
Сплошные линии являются геометрическим местом
точек, соответствующих спиралям с одинаковым
входным сопротивлением.
Пунктиром показана область осевого излучения.

тирная кривая заимствована из рис. VIII. 17. Она соответствует
диаграммам шириной в 60° и является границей области осевого
излучения. Из чертежа видно, что область значений диаметра и
шага спирали, соответствующая удовлетворительным диаграммам,
в основном совпадает с областью постоянных сопротивлений.
Влияние диаметра провода. Все экспериментальные результаты,
приведенные выше, относятся к спиралям, изготовленным из про^
вода диаметром 1,27 см. Для выяснения влияния толщины провода
были исследованы три спирали, одинаковые по форме [а = 14°;
Z)=21,9 см; S = 17,l см; п = 6, противовес квадратный (1,5Х
X 1,5 ле)], но с разными диаметрами провода (d = 0,317; 1,27,
4,13 см). Измерения проводились в диапазоне 300—500 мггц. На
основании измерений можно сделать следующие выводы:
1) средняя ширина'диаграммы практически не зависит от
диаметра провода. При возрастании диаметра провода разница между
диаграммами для .Е^ и Ее становится меньше;
2) боковые лепестки при d = 4,13 см на 8% выше, чем при
d = 0,317 см;
3) поляризационная характеристика практически не зависит от
диаметра провода;
4) средняя величина активного сопротивления изменяется в
пределах +25% для разных диаметров, но отношение максимального
сопротивления к минимальному остается одним и тем же для
каждой спирали;
5) фазовая скорость в первом приближении не зависит от
диаметра провода.
Хотя измерения проводились с одним типом спирали, но эти
выводы можно распространить и на спирали других размеров,
работающих в режиме осевого излучения, если только число витков
в них достаточно велико.
6. Конструирование спиральных антенн
Экспериментальные исследования, описанные выше, могут быть
положены в основу проектирования широкодиапазонных
спиральных антенн. Исходной точкой при проектировании является
сохранение удовлетворительных в заданном диапазоне диаграмм,
входного сопротивления и поляризационной характеристики. На
графике с координатами Dx и 5Х (рис. VIII.22) нанесены контуры,
ограничивающие области, внутри которых диаграммы, входные
сопротивления и коэфициент равномерности имеют
удовлетворительную величину. Так, ширина диаграммы внутри соответствующего
контура изменяется в пределах от 30 до 60°, входное
сопротивление— от 100 до 150 ом и коэфициент равномерности—от 1 до
1,25. Из сопоставления всех трех контуров видно, что при заданной
длидее спирали оптимальный, с точки зрения широкодиапазонности,
угол подъема спирали должен быть равен 14°. В соответствии
196

с этим точки F\ и F2 на рис. VIII.22 определяют верхнюю и нижнюю
границы диапазона антенны. Перекрытие диапазона составит
-£ = 1,67.
Средняя частота диапазона равна
р _ F% + Fi
В дальнейшем все размеры будут приведены в долях волны,
соответствующей частоте F0.
Исходя из данной длины антенны 120 см и угла а = 14°,
количество витков должно быть равным 6. Сконструированная по этим
t АЛЛЛЛЛ
у V ^ *
h
05
0!*
03
'
ог
01
/>л--/Н
-a^^V"
^^/^ У \
"бх /fi^y/^''
~4иаграм%(д1 \~~ Ноэфиц
/ \ равномерности
/ Входное
/ сопротивление
0 01 0tZ
Од
W 0J5
Рис. VIII.22. Плоскость Л, Dx с
нанесенными контурами,
ограничивающими области, внутри которых
входное сопротивление, форма диа- Ц
граммы и коэфициент равномер- Ц
ности удовлетворительны для спи- щ
рали фиксированной длины. j
данным антенна ДЛЯ работы Рис. VIII.23. 6-витковая спиральная антенна
в диапазоне 300—ЙОО мггц с углом подъема 14° для диапазона
изображена на рис. VIII.23. 300-500 мггц.
Вое детали антенны и
основные размеры указаны на рис. VIII.24. Общая длина антенны
равна 118 см, диаметр противовеса — 60 см. Последний
для ветроустойчивости выполнен в виде сетки из 16 радиальных
проводов и четырех концентрических колец. Спираль
изготовлена из медной трубки с внешним диаметром d= 12,25 мм
и укреплена в двух точках: в начале опирали и в
середине ее. Отсутствие диэлектрика вблизи спирали обусловливает
большее постоянство входного сопротивления в диапазоне по
сравнению с конструкцией, в которой спираль намотана на
диэлектрический цилиндр. Вход антенны подключается к 53-омному фидеру
через широкополосный трансформатор, состоящий из двух четверть-
197

волновых секций с волновым сопротивлением 106 и 72 ом.
Диаграммы антенны, измеренные в диапазоне 225—600 мггц,
изображены на рис. VIII.25. Из диаграмм видно, что осевое излучение имеет
место в диапазоне 290—500 мггц. Вне этого диапазона диаграммы
многолепестковы. Полная характеристика антенны представлена на
рис. VIII.26, где приведены зависимости ширины диаграммы, ко-
эфициента равномерности и входного сопротивления от частоты.
В диапазоне 300—500 мггц ширина диаграммы изменяется в
пределах от 50 до 60°. Рассчитанный по диаграммам коэфициент усиле-
Рис. VIII.24. Эскиз антенны, изображенной на
фотографии рис. 23. Все размеры даны в долях
средней длины волны диапазона:
/—противовес, 2—металлический диск, 3—диэлектрический
стержень, 4 — изолирующий диск, 5—секция 106 ом, 6—
опорная труба, 7—секция 72 ом, 8—53-омный кабель.
ния антенны (по сравнению с ненаправленным источником,
излучающим поле с вращающейся поляризацией) колеблется в
пределах от 11 (10,4 дб) при 300 мггц до 25 (14 дб) при 500 мггц.
В этом же диапазоне коэфициент равномерности изменяется в
пределах 1,05—1,5 и в большей части диапазона не превышает 1,2,
Коэфициент стоячей волны колеблется от 1,03 до 1,4.
Антенны с вращающейся поляризацией и с усилением,
значительно большим, чем у описанной 6-витковой спиральной антенны,
могут быть выполнены различными способами. Первый из них —
это увеличение числа витков, однако при этом значительно
возрастает длина антенны. Так, например, если при 6-витковой спирали
(длина 1,44 i0) усиление на средней волне составляет 12 дб, то
для увеличения усиления на 10 дб длина антенны должна быть
увеличена до 20 Я0*. Кроме того, при этом значительно возрастает
уровень боковых лепестков. Поэтому более рационально
использовать следующие способы увеличения направленности: 1)
применять зеркальные антенны, облучаемые спиральным облучателем,
2) возбуждать спиралью круглый волновод, питающий кониче-
* Это характерно для всех антенн типа ^волновой канал".
198

ский рупор, 3) составить решетку из ряда спиральных антенн.
Подобная решетка была изготовлена и исследована. Она состояла
из четырех 6-витковых спиральных антенн, аналогичных описанным
выше. Антенны были смонтированы на квадратном металлическом
листе размерами 2,5 X 2,5 Л0 и размещены по углам квадрата
1,5X1,5 Я0 (рис. VIII.27). Для синфазного возбуждения и согла-
Рис. VIII.25. Диаграммы спиральной антенны, изображенной
на рис. VIII.23;
—— горизонтальная составляющая, - - вертикальная составляющая.
сования с питающим 53-омным фидером -были «применены плавные
переходы от 130 ом (в точке подключения каждой спирали) до
200 ом (в точке -подключения к общему кабелю), так (что
суммарное входное сопротивление составляло 50 ом. Эти переходы
выполнены в виде наклонных отрезков провода. (Вторым** проводом
служит плоскость экрана). Питающий общий кабель подводится
с передней стороны экрана; его центральный проводник подклю-
199

чается к месту соединения четырех плавных переходов, а внешняя
оболочка припаивается к экрану. Диаграммы решетки из четырех
спиралей, в диапазоне 600—1 000 мггц, приведены на рис. VIII.28
(максимумы всех диаграмм нормированы). На рис. VIII.29
приведены зависимости ширины диаграммы, коэфициента равномерности
и к. с. в. от частоты. Как видно, параметры антенны почти во всем
диапазоне удовлетворительны.
Горизонтальная
•состабляннцдя
Адертакальная
Я/--°^' ^составляющая
W0 500 60Р
Частота 8 мгги
^ 200 300
7
6
¥Ю 500 600
Частота 6 мггц
700
\\
'200 300 Ц00 500 600
Частота в мггц
700
Рис. VIII.26. Характеристики спиральной антенны,
изображенной на рис. VIII.23.
Из диаграмм расчетным путем установлено, что к. н. д. решетки
из четырех антенн равен 40 (16 дб) при 600 мггц и около 160
(22 дб) при 1 000 мггц. Следует отметить, что расстояние между
антеннами 1,5 Я0 выбрано из соображений получения
максимального к. н. д. При этом уровень боковых лепестков оказался
значительно выше, чем у одиночной спиральной антенны.
В целом ряде случаев необходимо применять так называемые
всенаправленные антенны с вращающейся поляризацией, т. е.
антенны, равномерно излучающие по всем азимутальным
направлениям, но обладающие определенной направленностью в вертикаль-
200

озл ^ спереди
Вид сзади
Г''*-©
©
25а
Трансформа-
Место соединения
Г<7
flpomudodec
Коаксиальная
линия
Рис. VIII.27. Эскиз антенны, состоящей из четырех
спиралей.
г. п.
г. п
600 м г гц
г. п 6л
700мггц
г. п. А п.
вООмггц
300мггч, ЮООмггц н~~ 2,5У
Рис. VIII.28. Диаграммы направленности решетки,
изображенной на рис. VIII.27.
Г law*
J~§*
идризонт.
1" ~ "^*^Ц" » 1 ш*
\ВертикалЬн.
<
^^Щ
шяш<Кщх>-
_*-о—--о^
600 700 800 SO0 1000
Частота В мггц
Рис. VIII.29. Характеристики решетки,
изображенной на рис. VIII.27.
20!

ной плоскости. Такую антенну можно создать комбинацией из
четырех спиральных антенн: На рис. VIII.30 изображены два типа все-
направленных антенн. В первом из них спирали размещены по
окружности металлического цилиндра (диаметром около 0,5 Я0) и
возбуждаются синфазно. Для расширения диаграммы каждой
спирали число витков взято равным 1,5. Во .второй конструкции
спирали размещены попарно, с обеих сторон двух противовесов,
отстоящих друг от друга на расстоянии Я0. Неравномерность
азимутальной диаграммы для каждой из линейных поляризаций не
превышала + 3 дбу а максимальное изменение поля (с учетом поляри-
Рис. VIII.30. Два типа всенаправ- Рис. VIII.31. Спиральная антенна квадрат-
ленных антенн с использованием ного сечения для применения в коротко-
спиралей. волновом диапазоне.
зационной характеристики) обычно составляет +5 дб в диапазоне
с 50% перекрытием. Существенной разницы, с точки зрения
равномерности диаграммы, между двумя вышеописанными типами не
замечено. Несмотря на целый ряд недостатков, связанных в
основном с применением спиралей с малым количеством витков,
характеристики антенн могут считаться удовлетворительными при
использовании их в качестве приемных.
Упомянем еще о возможности модификации спиральной
антенны, а именно о спиральной антенне квадратного сечения. Такая
модификация может быть целесообразна по конструктивным
соображениям при применении спиральной антенны на более длинных
волнах. Подобная антенна из трех витков, предназначеная для
использования в диапазоне волн вблизи 1,5 му схематически
изображена на рис. VIII.31 (все размеры даны в долях средней волны
диапазона). В такой конструкции оказалось необходимым
применить провод относительно большого диаметра (d = 0,01 Я0).
Применение в этом диапазоне антенн с вращающейся поляризацией дает
ряд преимуществ по сравнению с антеннами, излучающими (или
принимающими) поле линейной поляризацией.
202

В заключение приведем ряд простых формул для
приближенного расчета спиральных антенн. Они были выведены в основном,
исходя из результатов систематических экспериментальных
измерений и применимы к спиралям с углом подъема от 12 до 16° * при
количестве витков больше трех.
1. Средняя (между Е и Еь) ширина диаграммы по полуспаду
мощности
52
-=- градусов.
w$
2. Ширина диаграммы по нулям
115
w^
градусов.
или
3. Коэфициент направленного действия
o=»(4-)"-f
[
о=11,8+ioig [(4-)2/г4-]дб-
4. Входное сопротивление
/?=140-£-ож.
* Практически при одной и той же длине антенны изменение угла подъема
в пределах 12—16° мало сказывается на характеристике антенны. Основное
различие заключается в том, что при уменьшении угла подъема несколько
уменьшается уровень боковых лепестков и немного сужаются диаграммы. При
увеличении угла замечается большее постоянство входного сопротивления в диапазоне.

ГЛАВА IX
ПРИНЦИПЫ РАДИОПЕЛЕНГАЦИИ
Главная задача радиопеленгатора — определить направление
на источник, излучающий в. ч. энергию. Поэтому осноэдюе
требование, предъявляемое к антенне радиопеленгатора — это
возможность определения направления прихода в. ч. сигнала.
1. Поляризация волны
Линейная поляризация. Если вектор электрического поля
электромагнитной волны е данной точке пространства направлен вдоль
некоторой прямой линии, то такая волна называется линейно-поля-
^ ризованной. Плоскость, определяемая на-
£V# / правлением вектора электрического поля
— д~~ у^const и направлением потока энергии, назы-
' -. вается плоскостью поляризации, или
а) ' плоскостью электрического вектора. Если
Рис IX j электрический вектор параллелен плоско-
«-вектор электрического поля СТИ 3^МЛИ, Т0 В°ЛНУ ^НаВЫВаЮТ ГОрИЗОН-
и направление поляризации; б — таЛЬНО-ПОЛЯМЗОВаННОЙ.
когда угол 6 е- const волна г\
имеет линейную поляризацию. ЭлЛИПТИЧвСКаЯ И КруГОВЯЯ ПОЛЯрИЗаЦИЯ.
На рис. IX. 1 изображен вектор
электрического поля в точке пространства А. Распространение происходит
по направлению к читателю, перпендикулярно к плоскости
рисунка, и положение вектора определяется углом 0, как показано
на рисунке. Если угол 0 остается постоянным, то волна является
линейно-поляризованной. Показанные на рис. 1Х.1,б величины
являются максимальными положительным и отрицательным
значениями вектора электрическою поля. _
Если амплитуда электрического вектора Е в точке А остается
постоянной, тогда как угол 0 равномерно увеличивается со
'временем так, что изменение угла на 360° происходит за один период,
то волш имеет круговую поляризацию. Для волны,
распространяющейся в направлении, перпендикулярном к плоскости рисунка,
положения электрического вектора через равные интервалы
времени показана на рис. 1Х.2,а. Если же при вращении вектора его
амплитуда изменяется, то толе называется эллиптически-поляризо-
ванным. Направление и величина электрического вектора эллипти-
234

чески-поляризованного поля в разные моменты периода показаны
на рис. 1Х.2,б и в для различных эллипсов поляризации.
Круговую и линейную поляризации можно рассматривать, как
предельные случаи эллиптической поляризации. Первый случай —
когда большая и малая оси эллипса равны, второй — когда длина
малой оси (равна нулю.
Эллиптическое перекрестное поле. Существует еще и другой тип
эллиптически-поляризованного поля. Оно может возникнуть в
результате сложения двух линейно-поляризованных волн одной и той
же частоты, электрические векторы которых расположены под
углом ср в плоскости поляризации. Такое ^^—- ^£,
поле показано на рис. IX.3, где Si и
S2 — два источника одинаковой частоты.
Круговая дллиптияеская
поляризация поляризация
а) V SJ
Рис. IX.2. Направление вектора
электрического поля в плоскости
перпендикулярной к направлению
распространения волны с круговой и
эллиптической поляризацией. Стрелками
указано направление векторов в
различные моменты времени одного периода.
Рис. IX.3. Эллиптическое
перекрестное поле, образованное двумя
источниками одной и той же
частоты, поляризованных в
плоскости рисунка. В приведенном
примере сдвиг фазы между полями
в точке А равен 90°.
Один из них может быть первичным источником, а другой
возникающим в результате отражения, или так называемым вторичным
источником. Последняя комбинация подробно рассмотрена в § 7. Стрелки
V\ и V2 показывают направление распространения двух всЯш.
Векторы Ех и Е2 являются максимальными значениями
электрических векторов в точке Л, причем предполагается, что Е2 меньше,
чем Ей Если эти вейторы отличаются друг от Друга по фазе на
угол а, то суммарный вектор Е будет -вращаться в плоскости1
рисунка, причем конец его будет описывать эллипс. На рис. IX.3
угол а взят равным 90°. Эллипс поперечного поля может быггь
л>егко вычислен из значений Еи Е2, у и а следующим образов.
Разобьем^ и Е? на х-овую и^у-овуюсоставляющие, причем выберем
направление х параллельным, например, Ev а направление у под
прямым углом к х. Тогда составляющие X и Y суммарного вектора
будут х = Ег sin ш* -J- E2 cos <p sin (ш* -f a)
или
Х = (Е1 -j-i?2cos ¥ cos а) sin о)^4-^ cos ¥ sin a cos ®t (1)
Y=E2 cos (tc/2—<p) sin (o>* -f a)
Y = E2 sin <p cos a sin at + E2 sin <p sin a cos arf. (2)
205

Уравнения (1) и (2) определяют координаты точки, описываемой
концом суммарного вектора Е. Если из уравнений (1) и (2)
исключить о>2, то получим уравнение
AX*-\-BXY+CY*=\, (3)
являющееся уравнением эллипса с осями, расположенными в общем
случае под некоторыми углами к осям х и у. Коэфициенты Л, В, С
являются функциями^, Е2, ср и а. Перекрестное поле возникает там,
где часть энергии отражается от какого-либо предмета, который
служит таким образом вторичным источником. В общем случае это
поле имеет эллиптическую поляризацию. В некоторых точках, однако,
эллипсы вырождаются в линию, так что поле становится линейно-
поляризованным.
Существуют также случаи, когда эллипс становится кругом,
при этом так, Индуцируемый в бесконечно малом диполе,
помещенном в плоскости поляризации, не зависит от его ориентации.
Эллиптическое перекрестное поле может быть получено также при
сложении двух эллиптически поляризованных волн. Рассмотренные
случаи охватывают (все возможные виды поляризаций.
2. Требования к пеленгаторам, работающим на частотах
выше 50 мггц
На частотах порядка нескольких мегагерц и ниже в. ч. энергия
распространяется вдоль поверхности земли с наименьшим
затуханием при вертикальной поляризации поля. Исходя из этого,
большинство длинноволновых радиостанций излучают вертикально-
поляризованные волны. Поэтому длинноволновый пеленгатор
должен принимать вертикально-поляризованное поле. При более
высоких частотах преимущества вертикальной поляризации исчезают,
и чаще встречаются станции, излучающие поле с горизонтальной
под'яривацией.
На расстояниях в несколько сот километров ,и больше основная
часть или вся принимаемая энергия приходит »к антенне после
отражения от ионосферы. Это явление наиболее заметно в
диапазоне частот между 1 и 20 мггц. При этих условиях поляризация
принимаемой волны может быть ка1к линейной, так и
эллиптической. Ввиду наличия многочисленных путей прихода и изменений
услоЕйй распространения, ио1ляризация принимаемой волны может
изменяться со временем и становиться вертикальной и определение
азимута может осуществляться с помощью пеленговой антенны
с вертикальной поляризацией. Поэтому пеленгаторы с вертикальной
поляризацией обычно применяют до частот порядка 25 мггц.
Отличие задач, возникающих при радиопеленгации на частотах выше
50 мггц, от задач, свойственных более длинноволновому диапазону
объясняется особенностью распространения волн у. к. в. диапазона,
а также влиянием окружающих предметов. С увеличением частоты
можно применять антенны, размерами порядка одной или
нескольких длин волн.
При частотах свыше 50 мггц (у. к. в. диапазон) волны
отражаются от ионосферы только в особых условиях. За исключением
206

явления рефракции в атмосфере, распространение волн в первом
приближении описывается относительно просто. На приемной
станции принимаются две волны: прямая волна, идущая через
атмосферу, и отраженная волна, которая после отражения от
поверхности почвы или моря складывается о- прямой волной. Поле в
месте нахождения приемной антенны является векторной суммой
прямой и отраженной волн.
Одаим из результатов интерференции между прямой и
отраженной .волнами является то, (что сила поля в месте орием-а
изменяется с (Высотой. На поверхности земли она очень мала. Затем
она увеличивается, вначале обычно линейно с высотой,, а затем
с дальнейшим увеличением высоты колеблется между
минимальным и минимальным значениями. Эта простая картина
распространения у. к. в. несколько усложняется ввиду того, что земля не
плоская, а имеет кривизну, а также тем, что при определенных
условиях рефракция волн в атмосфере искривляет их путь. Таойие
атмосферные условия, однако, встречаются редко. Природа
распространения у. к. в. волн такова, что волна, возникающая в месте
излучения, как волна с горизонтальной поляризацией, в месте
приема также горизонтально поляризована. Точно так же вертикально
поляризованная волна не меняет свою поляризацию. В у. к. в.
диапазоне отсутствует явление, аналогичное вращению
поляризации в ионосфере. Поэтому на у. к. в. нельзя использовать
вертикальную антенну типа Эйдкока (два противофазных (вертикальных
элемента) в качестве универсального устройства для определения
направления волн с любой поляризацией. Одно из основных
требований универеалЫного радиопеленгатора на у. к. в. заключается
в том, (что он должен обеспечивать прием как вертикально, тай и
горизонтально-поляризованного поля, так как в у. к. в. диапазоне
широко применяются как вертикальная, так и 'Горизонтальная
поляризация. Возможность определения с помощью пеленгатора не
только ^направления прихода волн, но таюже и их поляризации
может быть использована для облегчения распознавания источника
сигналов,
Задачи радиопеленгации на у. к. в. существенно отличны or
соответствующих задач на более длинных волнах. В последнем
случае влияние проводимости почвы в непосредственной близости
от приемной антенны является важным обстЪятельством. При
у. к. в. большое значение имеют предметы, обладающее
способностью отражать волошьи, тогда как проводимостью земли обычно
пренебрегают. При более длинных волнах существенное вторичное
излучение может иметь место только при наличии предметов,
имеющих большие размеры. На у. к. в. любой предмет, в особенности
металлический, размером более половины длинъи волны в направ,-
леиии поляризации, может стать эффективным источником!
вторичного излучения.
На длинных волнах (частота порядка 1 мггц) напряженность
поля в месте приема не меняется существенно с изменением высоты
над землей, так что предметы, являющися источником вторичного
207

излучения, (Влияют йсхчта независимо от их высоты. На у. к. в.
отражающий предмет, помещенный вблизи земли, при антенне,
установленной высоко над землей, влияет относительно мало,
поскольку поле, приходящее от отраженного объекта, мало но
сравнению с полем у антенны. Если же, наоборот, антенна
радиопеленгатора расположена у поверхности земли, а отражающий объект
намного выше, то влияние отражающего предмета будет
значительно 'большим.
3. Основные методы радиопеленгации
Волновым или фазовым фронтом называется поверхность, на
которой фаза электрического вектора одна и та же. Для
одиночного точечного источника
фазовый фронт
сферической, и направление
электрического вектора
касательно к его поверхности.
Рассмотрим источник
сигналов, горизонтально
поляризованных в плоскости
рисунка. В некоторой
точке этой же плоскости, на
большом расстоянии от
источника, направление на
последний мо-жет быть onL
ределено несколькими
различными способами.
1. В качестве приемной
антенны может быть взят
бесконечно малый
горизонтальный вибратор, который
поворачивается в положение
максимального приема, как
показано на рис. 1ХА,а. Эта
ориентация вибратора будет
совпадать с направлением
электрического вектора,
перпендикулярного к направлению на
источник.
2. В качестве приемной
антенны могут служить двз
маленькие горизонтальные
синфазные рамки, помещенные
рядом. Поскольку диаграммы
их ненаправленные в плоскости
рисунка, максимальный прием
соответствует случаю, когда
токи, индуцированные в обеих
рамках, будут в фазе. Это
соответствует положению,
когда линия, соединяющая центры обеих рамок, совпадает с фазовым фронтом,
как показано на рис. 1Х.4Д Если поле источника имеет вертикальную
поляризацию, соответствующая приемная решетка должна состоять из двух вертикальных
синфазных вибраторов, как показано на рис. 1Х.4,б *.
: Рис. IX.4. Основные методы пеленгации:
а — бесконечно малый диполь в Р; 6-2 горизонтальных
синфазных бесконечно малых рамки вблизи Р\ в—2
вертикальных синфазных бесконечно малых диполя
вблизи Р; г — несколько горизонтальных синфазных
бесконечно малых рамок; д —несколько вертикальных
синфазных бесконечно малых диполей. Источник
находится в точке S;
J — горизонтальная поляризация, 2— диполь в Р, 3—
приемник, 4 — вертикальная поляризация, 5—две
горизонтальных рамки, 5—два вертикальных диполя, 7—
решетка из рамок, 8-решетка из диполей.
208

3. Вместо двух рамок может быть использована решетка из нескольких рамок,
расположенных вдоль прямой линии и соединенных синфазно (рис. 1Х.4,б).
Максимальный прием будет тогда,, когда линия расположения рамок совпадает
с фазовым фронтом. В случае вертикально-поляризованного источника
соответствующая приемная решетка будет состоять из нескольких вертикальных синфазных
вибраторов, как показано «а рис. 1Х.4,в.
Различие между этими тремя методами заключается в том,
что при .первом из них определяется направление электрического
вектора в дайной точке, при втором определяется направление
фазового фронта в /непосредственной близости этой точ|Ки, а третий
метод определяет направление фазового фронта, усредненное на
некотором участке по обе стороны от средней точки. Все три метода
дают одинаковые результаты, если имеется только один излучатель,
и разные результаты, когда фазовый фронт искажается
отражающими предметами. В последнем случае, в отличие от первых двух
методов, при третьем методе осуществляется усреднение
волнистости фазового фронта, обусловленной отражающими предметами.
4. Отражения
Когда равномерный радиальный поток электромагнитной
энергии интерферирует с отраженным полем, предположение, что
источник находится в направлении, перпендикулярном ж фазовому
фронту поля, уже недействительно. Рассмотрим явления,
имеющие место при искажении фазового франта отражающим объектом.
Случай 1. Вертикально поляризованный первичный источник
помещен в плоскости рисунка на большом расстоянии, .как
показано на рис. IX.5, так что поле в области рисунка Шо существу
плоское. Фазовый фронт при отсутствии искажений показан
прямой линией АС. Отражающий объект, например, вертикальный
стержень, расположен в точке D. Он отражает падающую на него
часть энергии в виде вертикально поляризованного поля
равномерно во всех направлениях в плоскости рисунка. Стержень
действует как вторичный источник и при удалении от него вторичное
поле изменяется обратно пропоршишально расстоянию от точки D.
Предположим!, что вторичное поле в точке, находящейся ,-на
расстоянии четырех дайн волн от вторичного источника, рав!но
половине первичного поля. Далее предположим, что оба поля сдвинуты
по фазе на 180° в точке нахождения вторичного источника. При
этих допущениях сумма первичного и вторичного полей в любой
точке в окрестности вторичного источника может быть выражена
в виде
Ег = А sin(u)* — Д),
где А и А— функции радиус-вектора г, проведенного от
вторичного источника до рассматриваемой точки, и угла 9 между радиус-
вектором г и нормалью к первичному волновому фронту.
Волнообразный, фазовый фронт Wy изображенный на рис. IX.5, является
геометрическим местом точек, для которых А имеет постоянное
значение, такое же, как и в точке В. Как видно из рис. IX.5,
14 Техника сверхвысоких частот. Часть I
209

число (гребней на единицу длины растет с увеличением расстояния
до точки В. Вблизи точки В расстояние между двумя
последовательными гребнями составляет несколько длин волн, тогда как на
больших расстояниях оно приближается к длине одной водны-.
Если для индикации направления фазового фронта вблизи
точки В применяется второй метод, т. е. используются два синфазных
вертикальных вибратора, то максимум сигнала, принятого
решеткой, будет при положении, когда линия, соединяющая оба вибра-
©-Ы I
♦ МнЭ
Рис. IX.5. Искажение фазового фронта отражающим предметом
для первого случая, когда удаленный источник имеет
вертикальную поляризацию и отражающий предмет помещен
в точке D:
7 — отклонение в градусах, 2—сила поля, 3— амплитуда поля на участке
ВС 4— искаженный фазовый фронт, 5—кажущееся направление
источника б—вторичное поле, в точке В равно половине первичного и
сдвинуто' на 180°, 7—масштаб длины волны, £—направление потока
отраженной энергии, 9 — направление потока энергии от источника,
10—направлением источнику, //— вторичный источник (D), 12— цилиндрический
фазовый фронт отраженной волны, 13—нормаль к неискаженному волновому
фронту.
тора, совпадает с касательной к волнообразному фазовому фронту.
В общем случае направление, нормальное к волнообразному
фазовому фронту, не проходит через удаленный первичный источник
и может значительно отклониться от этого направления на угол
20° и более. Кривая в -верхней правой часта рис. IX.5 показывает
ошибку пеленга при перемещении антенны вдоль фазового фронта
между точками В и С. Эта ошибка равна разнице в угловом
положении между перпендикулярами к искаженному и неискаженному
фазовому фронту. Как видно, ошибка колеблется между
положительными и "отрицательными значениями, уменьшающимися с увели.
чешем расстояния от В.
Если вместо второго метода применяется третий, т. е.
используются синфазные вертикальные вибраторы, размещенные вдоль
горизонтальной линии, тогда максимальный прием будет в поло-
210

жении, которое в среднем параллельно фазово-му фронту. Когда
длина решетки составляет несколько длин волн, влияние отд!ельных
гребней фазового фронта взаимно компенсируется, и решетка
остается в положении, близком к положению максимальной
чувствительности при неискаженном фазовом фронте. Если, например,
решетка длиной около 1,5 волн помещена на расстоянии двух
волн Еправо или -влево от точки В (рис. IX.5), то при пеленге
появится ошибка, пюскольку фазовый фронт смещен в одном
направлении на расстояние около двух волн по одну сторону от В.
Чтобы уменьшить это отклонение вблизи 5, решетка должна иметь
длину по крайней мере в три волны или больше. На расстоянии
порядка трех и более волн от точки В, решетка длиной всего в две
волны будет существенно уменьшать влияние волнистости фазового
фронта.
На рис. IX.5 изображен фазовый фронт в зависимости от
расстояния в длинах волн до точки В. Этот рисунок, однако-, не
отражает того весьма существенного факта, что число гребней фазового
фронта на единицу длины зависит от угла А между нормалью
к неискаженному фазовому фронту и направлением на
отражающий объект. При G > 30° расстояние между двумя соседними
гребнями d вдоль линии, nfap-аллельной ЛС, определяется
приближенной фqpмyлoй
Эта величина зависит от расстояния между фазовым фронтом и
отражающим предметом, если оно больше нескольких длин волн.
Помимо искажения фазового фронта, максимальное значение
поля изменяется также от точки к точке. Вблизи тачки В поле
изменяется в пределах от 3 до 1. При удалении от точки В вдоль
линии АС отношение минимального значения поля ю
максимальному увеличивается, стремясь к единице. Кривая изменения
величины поля также показана на рис. IX.5 (вторая сверху в первом
верхнем углу).
Интересная картина изменения интенсивности поля наблюдается
в случае пеленговой антенны, состоящей из двух близко
расположенные вертикальных вибраторов, соединенных в противофазе.
как, например, в антенне Эйдкока. Если эта антенна помещена,
например, в точке Р (рис. IX.5) и установлена в положении
минимального приема, то линия расположения вибраторов будет
параллельна искаженному фазовому фронту. Однако нуль или минимум
диаграмм будут довольно тупыми, ввиду того, что разница в
напряжениях,, наведенных в вибраторах, нигде не равна нулю.
Случай 2. Горизонтально поляризованный источник помещен
в плоскости рисунка на большом! расстоянии (рис. IX.6).
Отражающий объект в точке D излучает (как вторичный источник)
горизонтально-поляризованное поле равномерно во всех направлениях
в плоскости рисунка. Рассмотрим условия, существующие вдоль
14* 211

искаженного фазового фронта W. В точке Р полное электрическое
поле является суммой первичного толя Е\ >и> отраженного поля
Е2. Е\ направлено вдоль неискаженного фазового фронта АС, а
Е2 под углом 0 к Ei. Это — типичный случай перекрестного поля
(§ 2). Однако помимо появления перекрестного поля, фазовый
фронт искажается так же, как к на рис. IX.5. В общем случае
результирующий электрический вектор описывает эллипс в
плоскости рисунка. В таких точках, /как Сь С2 и С3, эллипс вырож-
©
©© ©©©©©©«
О 1 Z 3
Шкала длинЬ/ оолнд/
®-w t J t Н^©
Рис. IX.6. Искажение фазового фронта отражающим предметом
для второго случая, когда удаленный источник имеет
горизонтальную поляризацию. Отражающий предмет помещен в
точке D:
1 — направление вектора поля искаженного фазового фронта на участке
ВС, 2—эллиптическое перекрестное поле, 3— вторичное поле в точке В
равно половине первичного и синфазно с ним, 4— искаженный фазовый
фронт, 5 — направление потека отраженной энергии, 6 — направление
потока энергии от-источника, 7—направление к источнику, 8—вторичный
источник, 9—цилиндрический фазовый фронт отраженной волны, 10 —
нормаль к неискаженному волновому фронту.
дается в прямую линию, потому что векторы Ех и Е2 сдвинуты
в них по фазе на 0 или 180°. В соседних же точках поле
эллиптически поляризовано.
Если в этом случае (рис. IX.6) применяется первый метод
пеленга, то максимальный прием будет при ориентировке вибратора
параллельно большей оси эллипса. Минимальный сигоал в общем
не равен .нулю за ■исключением таких точек как Си С2 и С3. При
третьем методе, т. е. при решетке из горизонтальных рамок,
волнистость фазового фронта усредняется, и с увеличением размеров
решетки пеленг приближается к пеленгу при неискаженном фазовом
фронте. Если же в соответствии с методом 3 применяемся решетка
из коллинеарных горизонтальных вибраторов, то процесс
усреднения усложняется, поскольку не только фаза, но и направление
суммарного электрического вектора поля в разных точках решетки
различны. Если длина решетки увеличивается, то максимальные
212

показания будут тогда, когда ось решетки приближается к
направлению неискаженного фазового фронта.
Такие приемные антенны, как полуволновая антенна, решетка
из полуволновых вибраторов, электромагнитный рупор или
зеркальная антенна, можно рассматривать как решетку, состоящую- из
бесконечно .малых вибраторов или рамок. Бели эффективный
раскрыв таких антенн достаточно велик, то, исходя из
вышесказанного, искажения фазового фронта при пеленге сглаживаются.
Действительно, раскрыв антенны так связан с ее направленностью,
что ширина диаграммы обратно пропорциональна линейному
размеру раскрыва. С увеличением раскрыва диаграмма решетки
становится все более направленной, так что влияние вторичного
отраженного излучения, приходящего под некоторым углом к оси
главного лепестка, уменьшается, когда раскрыв антенны увеличивается.
Если раскрыв антенны достаточно велик, ее направленность
или разрешающая способность может быть достаточна, чтобы
различать сигнал, поступающий непосредственно от источника, и
сигнал от отражающего предмета. Таким образом направленность
антенны уменьшает ошибку в определении азимута из-за
отражающего предмета.
5. Вертикально-Поляризованная антенна в горизонтально-
поляризованном первичном поле
Влияние отражающего предмета не ограничивается описанными
выше искажениями. Рассмотрим удаленный источник поля S' с
горизонтальной поляризацией в плоскости рисунка, как на рис. 1Х.7.
Рисунок предполагается горизонтальным и волны
от источника идут вверх по странице.
Отражающий предмет наклонен к плоскости
поляризации, так что вторичное поле имеет как
вертикальную, так и горизонтальную
составляющие. Допустим, что для определения
направления первичного источника,
применяется вертикальная антенна типа Эйдкока.
Поскольку первичное поле имеет
горизонтальную поляризацию, оно не будет приниматься
непосредственно антенной типа Эйдкока.
Принимается лишь поле, преобразованное
наклонным отражающим объектом в
вертикально-поляризованные волны. Таким
образом существует как бы только один источник
поля с вертикальной поляризацией —
отражающий объект, и направление определяется
по этому объекту, а не по первичному
источнику. Если же применяется приемная
антенна с горизонтальной поляризацией, то
вертикальная составляющая от отраженного
объекта не будет приниматься и картина будет
аналогична описанной выше (случай 2).
213
0-Фя
Г
©
Рис. IX.7. Пеленгаторная
антенна с вертикальной
поляризацией в поле с
горизонтальной
поляризацией, и вторичное поле
с горизонтальной и
вертикальной
составляющими:
1 — вертикальные вибраторы
типа Эйдкока, 2—направление
на отражающий объект, 3—
отражающий объект, 4 —
направление на первичный
источник.

6. Влияние отражений на диаграмму антенны
Мы рассматривали влияние отражающего объекта на точность
пеленга, исходя из искажений фазового фронта. Целесообразно
также рассмотреть это -влияние с другой точки зрения, а именно,
как результат искажения диаграммы направленности пеленгаторной
антенны.
Рассмотрим удаленный вертикально поляризованный первичный
источник (рис. IX.8). Плоскость рисунка будем считать
горизонтальной. Рассмотрим небольшую
вертикальную рамочную пеленговую антенну в
точке Р с диаграммой направленности в
горизонтальной плоскости типа cos в, где
в — направление прихода энергии
относительно плоскости рамки (рис. 1Х.8,а).
Допустим, что отражающий объект в
точке R отражает часть энергии, образуя
таким образом вторичный источник
излучения, с той же поляризацией. Обозначим
угол между направлениями от точки Р к
первичному и вторичному источникам
через 90 Предполагается, что расстояние L
между R и Р достаточно велико, так что
волновой фронт вторичного поля в
области рамочной антенны можно считать
плоским. Допустим далее, что в точке Р
амплитуда вторичного поля равна
половине первичного. Если бы существовало
только вторичное поле, диаграмма
направленности была бы смещена на угол 80
и максимум ее был бы меньше, как
показано на рис. IX.8,6. При наличии обоих
полей—первичного и вторичного,
результирующая диаграмма рамочной антенны
зависит как от угла G0 , так и от
временного сдвига фаз jJ между первичным и вторичным полем.
Результирующие диаграммы для значений углов б0 в 30, 60, 90, 120 и
150° и значений р= 0, 90 и 180° изображены на рис. IX.9. Эти
диаграммы вычислены путем сложения полей от двух источников с
учетом их амплитуды и фазы. Большими пунктирными кривыми
показаны диаграммы только от первичного источника, а малыми
пунктирными— диаграммы только от вторичного источника. Сплошные
кривые показывают результирующую диаграмму.
Как видно, в большинстве случаев результирующая диаграмма
направленности рамки смещена на некоторый угол, свидетельствуя
об искажении фазового фронта. Максимальное смещение составляет
сжоло 30° для случаяв0=120° и р =0° (или 60 =60° и р = 180°).
При (3=0 или (3=180° диаграмма по форме не меняется,
а лишь поворачивается на некоторый угол. Поэтому при использо-
214
Рис. IX.8. Антенна в точке
Р находится под
воздействием первичного и
вторичного поля:
/ — вторичная волна,
*2—первичная волна.

вании рамки в качестве пеленгаторной антенны будет наблюдаться
одно и то же отклонение от направления на первичный источник,^
когда рамка будет устанавливаться на максимальное или
минимальное показания. Однако следует подчеркнуть, что это будет
только :в случае, когда сдвиг фазы между первичным и вторичным
9o-J0° 90-В0° в0=90° 60--1ZO° в0--150°
в0--зо° е0=ео° е0-9о° в0чго° 90Ч50°
e0=J0° е0=М° 90=00° 6,420° 6у150°
Рис. IX.9. Расчетные диаграммы направленности рамочной
антенны, при наличии отражающего предмета, показанного
на рис. IX.8.
Угол между направлениями к источникам первичному и вторичному
равен 8. Разность фаз первичного и вторичного поля (3; вторичное
поле равно половине первичного в месте расположения антенны.
Пунктиром начерчены диаграммы в первичном и вторичном поле,
сплошной линией — результирующие диаграммы.
полями равен 0 или 180°. Если |3 = 90°, форма диаграммы
изменяется и минимумы становятся тупыми.
Диаграммы, изображенные на рис. IX.9, относятся к маленькой
вертикальной рамке в вертикально-поляризованном поле. Те же
диаграммы будут и у бесконечно малого горизонтального
вибратора (в горизонтально-поляризованном поле.
Интересно отметить влияние вторичного июля на диаграмма
антенны другого типа. Рассмотрим, например, антенну с
диаграммой направленности, состоящей из главного лепестка и двух
215

Рис. 1Х.10. Трехле-
пестковая
диаграмма направленности.
г
р=о° \
Г
в,*30ш
в0-- SO'
fi=904
V
у
g0--jo°
вгбО"
в,-зо°
/1--W*
\
в0-зо*
Рис. IX.11. Расчетные диаграммы направленности антенны,
иллюстрирующие искажения нормальной трехлепестковой
диаграммы, обусловленные отражающим объектом.
На верхних рисунках в каждом ряду показаны результирующие
диаграммы. Нижние рисунки показывают диаграммы направленности в
первичном (сплошные) и вторичном (пунктирные) поле.
216

небольших боковых лепестков (рис. IX. 10). (Предполагается, что
поле в боковых лепестках сдаи1нуто по фазе на 180° отнооителыно
поля в главном лепестке). Пусть антенна с 'подобной трехлепест-
ковой диаграммой помещена ,в точнее Р (рис. IX.8) и пусть
вторичное поле по интенсивности равно половине первичного.
Результирующие диаграммы направленности при этих условиях изображены
на рис. IX.11 для значений % = 30, 60 и 90° и р = 0, 90 и 180°.
В общем случае влияние вторичного поля на результирующую
диаграмму выражается как в изменении формы, так и в угловом
смещении. Наибольшее угловое смещение главного лепестка
будет при %= 30°. Когда 60 = 60 или 90°, отклонение главного
лепестка относительно невелико, хотя форма его может быть
искажена,
7. Метод временной разности
Выше были рассмотрены методы пеленгации, основанные на
свойствах направленности антенн. Существует еще один метод,
коренным образом отличающийся от
вышеописанных. Он основан на
принципе измерения разности времени
прихода сигнала к двум одинаковым
антеннам. Этот метод интересен главным
образом при печенге источника
сигналов, работающего в импульсном
режиме. Скелетная схема устройства,
работающего по этому методу, изображена
на рис. 1Х.12,а. Удаленный источник
излучает энергию в виде коротких
импульсов, Ах и А2—две ненаправленных
антенны, Ri и R?— приемники, V\ —
фазовращатель сигналов видеочастоты,
Pi—'калиброванная переменная
система задержки и Р2 — нерегулируемое
замедляющее устройство. Сигнал на
выходе приемника R\ переворачивается
по фазе и складывается с сигналом на
выходе приемника /?2. Суммарный
сигнал наблюдается на экране
синхронизированной электронно-лучевой
трубки. Если импульсный сигнал
принимается приемниками R\ и R2
одновременно, а замедлители Р\ и! Р2
отрегулированы одинаково, сигнал на экране
не будет наблюдаться. Если задержка
импульса в Pi увеличится, на экране,
будет наблюдаться картина,
аналогичная показанной на рис. IX. 12,6; если
же, наоборот, задержка
уменьшается, то на экране появится картина,
Рис IX.12. а—блок, схема
пеленгатора, основанного на
принципе измерения разности
времени прихода сигнала к двум
антеннам; б— и в —
изображение на экране
электронно-лучевой трубки; г — сложение
импульсов / и 2, создающих
изображение:
J —направление к удаленному
источнику; 2—фазовый фронт, 3—
приемник #, и i?2. 4— антенные 5- видеоин-i
вертор Vjt 6 — регулируемое
замедляющее устройство Plt 7— нерегули-.
русмое замедляющее устройство Р2,
8— электронно-лучевая трубка, 9—
экран.
217

изображенная на рис. IX. 12,е. Если удаленный источник
расположен так, что его фазовый фронт составляет угол <? с линией,
соединяющей антенны Ах и А2, то антенна Ах (Принимает сигнал позже,
чем антенна А2. Одновременный прием (на трубке) будет при
соответствующей задержке импульса в системе Pi. Замедлители
в приемниках калибруются с оомощъю местного импульсного
гетеродина, помещенного посередине между антеннами Ах и А2.
Разность времени между поступлением сигнала -в антенну А\ и
антенну А2 определяется по формуле
,_Z1sin_? .-v
1— 300 > w
где t — разность времени ib мксек,
L—расстояние между антеннами в ж,
<р — угол между фазовым фронтом и прямой линией,
соединяющей антенны (рис. IX.12).
Из уравнения (5) ясно, wto разность времени, а отсюда и
точность пеленга, увеличивается с расстоянием между приемными
антеннами. Поскольку изменение sin <p * относительно <р
наибольшее, когда <р стремится к нулю
Г d (sin ю) I
наилучшая точность пеленга будет в направлении,
перпендикулярном к линии, соединяющей две антенны.
8. Другие методы
На очень высоких частотах иногда удобно применять
термочувствительный элемент, помещенный в фокусе параболического
зеркала. При этом методе определяется направление усредненного
фазового фронта, причем усреднение осуществляется
параболическим зеркалом.
Электромагнитная волна обладает еще друшм свойством,
которое может быть использовано для определения направления
распространения. Это свойство — давление электромагнитной волны.
Однако давление излучения очень мало, даже при значительной
плотности потока энергии. Поэтому до настоящего времени для
целей пеленгации практически этот способ не применяется.
9. Индикаторы
Полная пеленгациониая установка состоит из антенны,
приемника и индикатора — визуального или слухового прибора для
индикации направления.
Одна из простейших пеленгационньих установок состоит из
вращающейся вручную направленной антенны, приемника и
телефонных наушников. Ручное вращение антенны допустимо, когда
интенсивность излучения относительно постоянна. Если же интенсив-
218

ность. источника быстро меняется, требуются другие способы
вращения. Рассмотрим, например, направленный источник 5
с шириной диаграммы 10°, который непрерывно вращается по
азимуту со скоростью 10 обIмин. (рис. IX. 13) (эти величины
характерны для радиолокационных станций). Так как угловая скорость
равна 60 град/сек, диаграмма источника облучает удаленную
точку Р в течение 7е сек. Этот промежуток времени слишком короток
Рис. IX.13. Источник с
вращающейся диаграммой шириной
в 10°.
для пеленга при ручном вращении,
хотя в течение достаточного
длительного времени, наблюдение
последовательных серий импульсных
сигналов, дает возможность
определить их направление. Но даже
такой способ обычно непригоден на
практике, так <как, .вследствие
движения источника или пеленгатора,
интенсивность сигнала может
измениться за время наблюдения
последовательных серий. Сочетание
неподвижного источника и
неподвижного пеленгатора практически не
встречается.
Ввиду этих основных недостатков
пеленгатора с ручным вращением,
а также для сокращения времени
пеленга одного, а иногда
одновременно и нескольких источников одной и той же частоты,
применяются различные полуавтОхматические и автоматические
индикаторы. Один из таких автоматических индикаторов состоит
из .вращающейся направленной антенны и электронно-лучевой
трубки с синхронно вращающимися отклоняющими катушками.
Скелетная схема устройства приведена на рис. IX.14. Принятый
сигнал детектируется, усиливается и подается на отклоняющие
катушки электронно-лучевой трубки. Когда вращающаяся приемная
антенна проходит через направление на источник 5, светящееся
пятно на экране трубки вычерчивают диаграмму направленности
антенны, максимум! .которой обычно указывает направление на
источник относительно некоторого условного направления. В
примере на рис. IX. 14 источник S находится под углом 90°, т. е. на
востоке.
Рис. IX. 14. Блок-схема
пеленгатора с вращающейся
антенной:
/ — 0° или север, 2— вращающаяся
направленная антенна, 3—мотор
вращения антенны и сельсин-датчик,
4—приемник, 5—усилитель и
детектор, б—диаграмма антенны на
трубке, 7 — электронно-лучевая трубка;
8 — вращающиеся отклоняющие
катушки, 9 — сельсин-приемник,
вращающий отклоняющие катушки
синхронно с антенной, 10—направление
на источник S, // — диаграмма
направленности антенны.
219

На индикатор поступают два рода напряжений:
1) пропорциональное принятому антенной в. ч. сигналу,
2) напряжение, зависящее от углового положения антенны.
В системе, изображенной на рис. IX.14, радиальное смещение
луча электронно-лучевой трубки является некоторой функцией
напряжения сигнала, а угловое смещение соответствует направлению
антенны. При вращении пеленгаторной антенны на экране трубки
индикатора вырисовывается диаграмма, по которой может быть
определен азимут источника.
В индикаторе такого типа необязательно, чтобы направление
указывалось точкой максимального радиального отклонения пятна.
На практике часто для определения направления на источник
рассекают диаграмму пополам. При этом используется полностью'
вся диаграмма, включая максимум и спады. Да1же, если диаграмма
не очень острая, но симметричная, то она может быть рассечена
с большой точностью.
Вместо трубки с магнитным отклонением широко применяется
электростатическое отклонение. В таком электростатическом
индикаторе усиленный сигнал с приемника подается на ротор
конденсатора, вращающегося синхронно с антенной^ При вращении ротора
два напряжения в квадратуре наводят э. д. с. в двух рядах ста-
торных пластин конденсатора. Эти напряжения затем подаются
на горизонтальные и вертикальные отклоняющие пластины
электростатической электроннолучевой трубки.
При электростатической отклоняющей системе можно получить
изображение отдельные импульсов в случае источника с
импульсной модуляцией (см. гл. Х1)_. Поскольку обычно интервалы между
двумя импульсами от одного источника! относительно велики, то
в теиение этих интервалов на экране могут быть представлены
импульсы другого источника. Таким образом еигналы от двух им-
пульсно-модулированных источников одной и той же частоты,
находящихся в одном и том же или в смежном направлении, можно
увидеть на экране трубки одновременно и определить азимут обоих
источников.
Некоторые антенкьи, применяемые с этими индикаторами,
описаны в гл.Х, там же изложены принципы их работы. Индикаторы
различных систем описаны в гл. XI.

ГЛАВА X
ПЕЛЕНГАТОРНЫЕ АНТЕННЫ
1. Введение
Основная задача приемной пеленгаторной антенны — указание
направления приходящей энергии в горизонтальной плоскости.
Обозначения, применяемые для записи геометрических
соотношений при определении направления прихода энергии, пояснены
на рис. Х.1. Пусть антенна помещена, .как показано на рисунке,
в центре горизонтальной окружности. Угол азимута <р обычно
отсчитывается в направлении
по часовой стрелке
относительно некоторого направления,
условно принятого за
начальное. При определении
истинного азимута это начальное
направление должно указывать
на север.
Угол подъема или
вертикальный угол б считается
положительным сверху
плоскости iKpyra и отрицательным
снизу. Для пеленгаторов,
расположенных вблизи земной
поверхности, угол подъема
будет в общем случае положительным. При удаленном источнике
этот угол будет очень маш. Для самолетные пеленгаторов угол
подъема будет отрицательным, /когда источник расположен на
земле, но может иметь разные знаки, если источники размещены
на других самолетах.
Таким образом, хотя угол подъема приходящего луча в общем
случае не равен нулю, однако в описываемых здесь пеленгаторах
определяется только азимутальный угол направления на источник.
2. Ширина диаграммы
Пеленгаторные антенны за исключением тех, которые
применяются в пеленгаторах, работающих по принципу разности времени,
описанному в предыдущей главе, можно разбить на несколько
групп, исходя из их направленных свойств (см. § 6 главы X).
221
Нуле бое направление
б горизонтальной
плоскости
АзимуталЬнЬ/й
угол f
НапраЬение приходе
6 ч энергии
Угол 8 вертикаль
ной плоскости
Пвленгщпорная Горизонтальная
антенна составляющая
Рис. Х.1. Определение направления
источника.

Направленность антенны можно характеризовать различными
величинами. Одной из них является ширина диаграммы
направленности в рассматриваемой плоскости. Обычно измеряют ширину
диаграммы между точками половинной мощности, т. е. точками,
в которых мощность равна половине максимальной. На рис. Х.2
изображена диаграмма направленности по полю, максимум
которой принят за еди-ницу. Поскольку
напряженность поля изменяется
пропорционально квадратному корню из мощности,
то в этом случае ширина диаграммы па
половинной мощности измеряется между
точками, в которых напряженность
составляет 0,707 от максимальной.
На рис. Х.2. показана ширина
диаграммы направленности в плоскости
рисунка. Фактически диаграммы
направленности являются объемными и для более
полного определения характеристики
излучения необходима указывать ширину
диаграмм в двух главных плоскостях.
Например, одну, как показано — в плоскости рисунка, а другую —
в плоскости, перпендикулярной первой и проходящей через
линию АБ.
При обсуждении направленных свойств антенны целесообразно
рассмотреть соотношения между шириной ее диаграмм и
линейными размерами раскрыва. Для иллюстрации этих соотношений ниже
описан ряд практически применяемых антенн.
Рис. Х.2. Определение
ширины диаграммы направлен
ности:
/ — ширина диаграммы, 2—антен
на, 3— интенсивность поля, 4—
диаграмма направленности.
3. Антенны с малыми размерами по сравнению с длиной
волны
На длинных волнах обычно применяются передающие антенны
с вертикальной поляризацией. Пеленгатор должен иметь
направленную диаграмму в горизонтальной плоскости. Наиболее удобным
типом антенны, удовлетворяющим этим требованиям, является
одиночная вертикальная рамка. На рис. Х.3,а изображена диаграмма
рамки, диаметр которой составляет небольшую часть длины волны.
В горизонтальной плоскости диаграмма имеет форму восьмерки.
Ширина диаграммы половинной мощности равна 90°. В плоскости
рамки диаграмма ненаправленная, как показано на рис. Х.ЗД
Когда диаметр рамки мал по сравнению с длиной волны,
сопротивление излучения мало и чувствительность может быть
низкой, даже если применяется многовитковая рамка. Поэтому рамка
обычно настраивается в резонанс. В области минимума или
нуля диаграммы в горизонтальной плоскости сила приема рамки
быстро меняется с изменением угла ср. Поэтому эта область
обычно используется для определения направления приходящего
сигнала. Если диаметр рамки — порядка длины волны, диаграмма
ее уже не похожа на изображенную на рис. Х.3,а. Она становится
222

многолепестковой, что при пеленге по нулевому положению может
привести к значительной ошибке.
Другое направленное устройство, часто применяемое на
длинных волнах, представляет собой комбинацию вертикальной рамки
Рис. Х.З. Диаграммы направленности:
а и б—одиночной вертикальной рамки, в—в сочетании с вертикальным
вибратором; / — ширина диаграммы, 2—диаграмма направленности рамки,
3—короткий вибратор, 4—диаграмма направленности вибратора,
5—рамка.
и короткого вертикального вибратора. Диаграмма рамки имеет
форму восьмерки, а диаграмма вертикального вибратора—форму
круга. Если максимальные напряжения на зажимах рамки и
вибратора равны и складываются в фазе, результирующая диаграмма
имеет форму кардиоиды, как показано на
рис. Х.3,0.
Существуют и другие, антенны с
большей направленностью, размеры которых
малы по сравнению с длиной волны. Так,
например, две вертикальные
противофазные рамки, расположенные рядом,
параллельно друг другу, образуют четырехле-
пестковую диаграмму с шириной
лепестка около 45°, как показано на рис. Х.4,а.
На рис. Х.4,б показаны четыре коротких « — двух противофазных вер™*
1 ^ кальных вибраторов, о—четырех
ВерТИКаЛЬНЫХ ВИОраТОра, раСПОЛОЖеННЫе коротких вертикальных вибрато-
по углам квадрата и соединенные так, ^£А^™™™£% мТж^Т
ЧТО ВИбраТОрЫ, НаХОДЯЩИеСЯ На ОДНОЙ браторами d малом по сравнению
г г « с длиной волны;
ДИаГОНаЛИ, СИНфаЗНЫ И НаХОДЯТСЯ В Про- / — диаграммы направленности,
ТИВОфазе С ДруГОЙ ПарОЙ ВИбратОрОВ. 2-рамки, 3-вибраторы.
Диаграмма такого устройства также
имеет четыре лепестка. Комбинацией большего числа вибраторов
можно создавать диаграммы с большим количеством лепестков
меньшей ширины. Однако, хотя подобные и другие
остронаправленные системы малых размеров и могут быть осуществлены, их
практическое применение ограничено, ввиду очень низкого
излучения.
«J 5)
Рис. Х.4. Диаграммы
направленности:
223

4. Полуволновые антенны
Простейшим типом антенны с горизонтальной поляризацией
является одиночный полуволновой вибратор. Ширина его диаграммы
в горизонтальной плоскости (рис. Х.5,а) равна 78°, т. е. на 12° уже
ширины диаграммы рамки. В вертикальной плоскости диаграмма
полуволнового вибратора ненаправленная (рис. Х.5,б). Ширина и
форма диаграммы бесконечно малого горизонтального вибратора
с горизонтальной поляризацией такая же, как и у малой верти-
Рис. X. 5. Уменьшение ширины диаграммы с увеличением
раскрыва.
1—полуволновой вибратор, 2 —электрический вектор горизонтален,
3—электрический вектор вертикален.
кальной рамки для вертикальной поляризации (рис. Х.3,а и б).
Иногда применяются вибраторы короле Я/2, нагруженные на конце,
Другим типом антенны, принадлежащей к этой же группе,
является, так называемая, антенна Эйдкока. Она состоит из двух
параллельно расположенных вибраторов, соединенных в противофазе.
Вибраторы обычно полуволновые, а расстояние между ними
порядка полуволны или меньше. Диаграмма направленности
горизонтальной антенны Эйдкока с горизонтальной поляризацией
приведена на рис. Х.5,в. Ширина диаграммы в горизонтальной плоскости
или плоскости вибраторов около 72°. Диаграмма вертикальной
антенны Эйдкока показана на рис. Х.5,г. Ширина диаграммы
в горизонтальной плоскости или плоскости, перпендикулярной
224

к вибраторам, около 120°. Эта антенна обладает направленность^
в обеих плоскостях, то-гда как простая рамка или вибратор имеют
направленность только в одной плоскости. Поэтому антенна Эйдко-
ка может быть использована для пеленга источников как с
вертикальной, так и горизонтальной поляризацией.
Третья антенна, принадлежащая к этой группе, состоит из
активного и пассивного полуволновых вибраторов. Расстояние между
обоими вибраторами обычно берется в пределах 0,1 ч-0,4 Я.
Пример такой антенны с расстоянием между вибраторами 0,22 Я
показан на рис. Х.5,(Э и Х.5,е. В ней применен вибратор, описанный
в гл. IV. Ширина диаграммы при горизонтальных вибраторах (для
горизонтальной поляризации) около 62° (рис. Х.5,д), а при
вертикальных вибраторах (для вертикальной поляризации) около 145°
(рис. Х.5,е). За исключением указанной выше антенны с кардиоид-
нсй диаграммой, это — первая из рассмотренных антенн, имеющая
однонаправленную диаграмму, т. е. такую диаграмму
направленности, у которой максимум в одном направлении больше, чем в
противоположном.
Четвертым примером антенны этой группы является антенна
с уголковым отражателем. Ее размеры лежат в пределах 0,5 ~- 2 Л.
Диаграммы направленности полуволнового вибратора с уголковым
отражателем (с углом 135° и раскрывом 0,9 X 1Д Ц показаны на
рис. Х.5,ж и Х.5,з. Ширина диаграмм уголковой антенны во
взаимоперпендикулярных главных плоскостях равна 55 и 64°. Эта антенна
имеет также одностороннюю и наиболее узкую диаграмму по
сравнению с рассмотренными выше. Антенна с уголковым отражателем
может быть применена как для вертикальной, так и
горизонтальной поляризации путем поворота антенны) на 90°.
5. Антенны размером в несколько длин волн
Если раскрыв антенны должен быть порядка нескольких длин
волн, то применяются другие типы антенн, например, рупорные и
зеркальные антенны. У этих антенн ширина диаграммы в первом
приближении обратно пропорциональна линейному размеру рас-
крыва в той плоскости, в которой эта диаграмма измеряется. Пример
параболического зеркала с облучателем показан на рис. Х.5,и и
Х.5,/с. Зеркало имеет форму параболоида вращения с диаметром
раскрыва равным 3 Я. Ширина диаграмм этой антенны в главных
плоскостях равна 20 и 30°. Ширина диаграмм в главных плоскостях
для рупорной антенны с квадратным раскрывом со стороной около
5 Я и углом раскрыва около 30° (рис. Х.5,л и Х.5,ж) во
взаимоперпендикулярных плоскостях райна соответственно 11 и 14°. В эту же
группу может быть включена антенна в виде решетки из большого
числа полуволновых элементов. Такая антенна здесь не
рассматривается, так как она весьма селективна, поскольку возбуждение
элементов в нужной фазе может быть сохранено только в относительно
узком диапазоне частот. Остальные антенны, описанные выше, более
пригодны для работы в широком диапазоне. В антеннах с односто-
15 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 225

ронней направленностью (уголковая антенна, рупорная и
зеркальная антенна) для определения направления используется либо
максимум диаграммы, либо вся диаграмма в целом. В общем у таких
антенн положения нулей или минимумов диаграмм относительно
оси антенны непостоянны при изменении частоты в больших
пределах.
6. Зависимость ширины диаграммы от размеров антенны
Рассмотренные выше антенны можно объединить в три
основные группы:
1. Антенны с размерами, малыми по сравнению с длиной волны.
2. Антенны с размерами порядка длины волны.
3. Антенны с размерами в несколько длин волн.
На практике из направленных антенн первой группы в
большинстве случаев применяются рамочные антенны. Ко второй группе
относятся много различных типов антенн, начиная в полуволнового
вибратора до антенн с уголковым отражателем.
В третью группу входят параболические и рупорные антенны.
Антенны первой и второй группы должны применяться лишь
там, где антенны больших размеров не применимы, так как для
пеленгаторов желательно иметь возможно более узкие диаграммы.
Правда в некоторых случаях для приема сигналов, приходящих под
большими углами места, необходимо, чтобы антенна имела широкую
диаграмму в вертикальной плоскости. Такие диаграммы требуются
также для самолетных или судовых разведывательных станций,
чтобы пеленг мог производиться при качке судна или крене
самолета. Диаграммы такой формы называются веерными. Они по
возможности узкие в горизонтальной плоскости и имеют ширину от 20
до 50° в вертикальной.
Из примеров, приведенных на рис. Х.5, видно, что при
увеличении раскрыва антенны диаграммы в обеих плоскостях сужаются.
Одновременно с этим антенны становятся все более
однонаправленными.
На рис. Х.6 антенны трех рассмотренных выше групп
представлены в порядке возрастания их размеров в длинах волн. Границы
частот, в пределах которых данная антенна пригодна, обусловлены
различными требованиями, предъявляемыми к данной антенне.
В верхней части рис. Х.6 приведен график, показывающий
изменение минимальной ширины диаграммы для различных типов
антенн в зависимости их линейных размеров (раскрыва) в длинах
волн. Одиночная рамка (группа 1) имеет ширину диаграммы 90°,
когда ее поперечные размеры составляют небольшую часть длины
волны. Антенны второй труппы имеют е общем случае более узкие
диаграммы. Антенны третьей группы могут иметь очень узкие
диаграммы. Например, при размере в 10 Я ширина диаграммы
получается меньше 10°, а! диаграмма шириной меньше одного градуса
получается при раскрьиве в 100 Я.
226

Итак, дли atiTetai размером, меньшим 0,2 А, ширина диаграммы
равна 90°.. При размерах порядка длины волны можно получить
более узкие диаграммы, а при линейных размерах в несколько
длин волн и более ширина диаграммы в первом приближении
обратно пропорциональна размерам антенны.
Использование того или иного типа антенны на заданной
частоте зависит в большей степени от размеров конструкции, которая
может быть практачески осуществлена. Для иллюстрации допустим,
что антенна может иметь поперечные размеры 1 м. Тогда частота,
соответствующая линейному размеру в одну волну, равна 300 мггц
(как показано на переводной шкале внизу рис. Х.6). Очевидно,
* ^э
20
[чщ
удиночнЬн! рамки
Группа 1
руппа2
Гриппа J
параболический. отраЖа-
I ' « л ' A menb\ Г
шиночндт вибра/тмр VynopHbie антеинЬ/
Шва вибратора в протиуофах
(дйукоконтенна) \ \
Антенна с отражателем
\^нтенна\суголковЫм отражат. \
00010002 от 0,01 0t0Z 0,0Ь 0.1 02 OJt 1 2 U 10 20 kO 100
ЛинеинЬш размер packpb/ва S длинах волн
1 д W дО 100 J00 WOO J000 10000
Частота в мггц при линейном размере packpb/ва в 1м
Рис. X. 6. Изменение ширины диаграммы направленности основных
типов антенн в зависимости от размеров раскрыва (в длинах волн).
что при линейном размере в 1 м на частотах 50 мггц и ниже
должны быть использованы различные антенны, а при частотах
свыше 1000 мггц могут быть уже применены антенны с
отражателями и рупорные. В области от 50 до 1 000 мггц можно
применять различные антенны, относящиеся ко второй группе.
Указанный в приведенном примере размер 1 м является характерным,
поскольку большинство описанных ниже пеленгаторных антенн имеет
приблизительно такой же или несколько меньший размер.
Антенна размером порядка 1 м удобна для применения на
судовых установках, но слишком велика для установки на самолете.
Ниже описаны антенны, предназначенные для работы на частотах
от 50 до 12 000 мггц, всех трех групп.
7. Эффективная поверхность антенны
Когда приемная антенна находится в электромагнитном поле,
в ней наводится э. д. с, которая зависит от мощности падающей
волны W, приходящейся на единицу площади, направления ее при-
15* 227

хода, размеров конструкции антенны и т. д. На рис. Х.7,а
показана антенна, находящаяся в поле с мощностью W вт/м2,
включенная через очень короткую линию на нагрузку Zb Эквивалентная
схема антенны с нагрузкой показана на рис. Х.7,б, где Z0 —
сопротивление антенны, измеренное на ее входных зажимах, а Е —
эффективное напряжение. Эффективный ток / в нагрузке Z\ равен
/ = 7 ?у, . (1)
• Сопротивление как антенны, так и нагрузки имеет активную и
реактивную составляющие /?0, Х0, /?j и Xv соответственно. Активное
сопротивление антенны состоит из суммы сопротивления излучения
Rr и сопротивления потерь Rs . Эффективной или полезной мощ-
п п ностью Wl9 поступающей в нагрузку, яв-
волна^т/м* Ляется МОЩНОСТЬ
jB/пенна WX=PRV (2)
где
/= ,- Е . (3)
ьопротидление
а) нагрузки 6} Подставив в уравнение (2) значения / и
Рис Х.7. #()> получим
JR2D
-приемная антенна, включенная ЦТ' z=z 1±_
на нагрузку Z, б —эквивалентная * (/? -|- Р -j- /?j)2 -|- (Xq -f- Х\)^
схема.
(4)
Отношение мощности в нагрузке Wx к мощности W вт/л*
падающей волны определяет эффективную поверхность антенны в
квадратных метрах, т. е.
W
эффективная поверхность = Аэ.. = ~. (5)
Если Wi выражается в ваттах, a W в emJM2, то эффективная
поверхность выражается в квадратных метрах. Если же W выражено
в вт,'Л2, тогда эффективная, поверхность будет выражаться в
квадратах длины волны.
Подставляя в (5) значение Wv из уравнения (4) получим
выражение для эффективной поверхности
А - *Ъ (6)
*эфф — W [(/?, + Rs +/?,)Ч-(*о +*i)2]' W
Из уравнения {6) следует, что при определении эффективной
поверхности учитываются потери в антенне, а также согласование
антенны с нагрузкой. Ясно также, что эффективная поверхность
максимальна, когда антенна ориентирована в направлении
максимального приема.
228

8. Поглощающая поверхность антенны
Рассмотрим случай, когда антенна передает максимальную
мощность в нагрузку. Допустим, что антенна настроена в резонанс, так
что реактивное сопротивление антенны Х0 = 0. Для того чтобы
в нагрузке выделялась максимальная мощность, необходимо, чтобы
нагрузка была согласована с антенной. Реактивное сопротивление
Х\ должно быть поэтому равно нулю, а активное сопротивление
нагрузки равно сопротивлению антенны. Допустим, далее, что
потери в антенне отсутствуют, так что активное сопротивление
антенны равно ее сопротивлению излучения Rr. При указанных
условиях максимальная мощность в нагрузке будет
*1 = -щг- (7)
Это и есть мощность, попадающая в нагрузку при отсутствии
потерь в антенне и при оптимальной величине сопротивления нагрузки.
Отношение этой мощности к мощности падающего поля,
отнесенной к единице площади, называется поглощающей поверхностью
Ас. Поэтому
W[ Ei
Ac=~W~4WR~t ^
Ясно, что поглощающая поверхность максимальна, когда антенна
ориентирована в направлении максимального приема.
9. Геометрическая поверхность антенны
Под геометрической поверхностью антенны мы будем понимать
поверхность поперечного сечения антенны, перпендикулярную к
направлению распространения падающей волны, при ориентировке
антенны в положении максимального приема.
10. Соотношения между эффективной, поглощающей и
геометрической поверхностями антенны
Рассмотрим соотношения между тремя определенными выше
понятиями поверхностей. Очевидно, что поглощающая поверхность
данной антенны является максимальным предельным значением,
которого может достигнуть эффективная поверхность. Отношение
эффективной поверхности к поглощающей называется
эффективностью з:
«=-^*-. (9)
Эффективность может иметь значения от 0 до 1.
Отношение поглощающей поверхности к геометрической
называется коэфициентом использования поверхности антенны (к. и. п.)-
* = -,-. (Ю)
229

Из уравнений (9) и (10) получаем
:еА. =ekA„
(И)
лхэфф "с р •
Поглощающая поверхность рупорных и параболических зеркальных
антенн обычно того же порядка, что и геометрическая поверхность
или несколько меньше. Поглощающая поверхность резонансного
полуволнового вибратора может значительно превышать его
геометрическую поверхность. Поэтому в общем случае коэфициент
использования поверхности может быть как больше, так и меньше
единицы.
11. Коэфициент усиления
Поглощающая способность антенны может быть также
охарактеризована ее коэфициентом усиления. Коэфициент усиления G
может быть определен, как отношение мощности, поступающей
в на-грузку испытуемой антенны, к мощности, поступающей ©
оптимальную нагрузку полуволнового
вибратора, к. п. д., которого равен
единице, ориентированного на максимум
приема. Если испытуемая антенна
ориентирована © положении
максимального приема, то это отношение дает
максимум коэфициента усиления.
Эффективная поверхность антенны
может быть непосредственно
определена из ее коэфициента усиления, если
известна поглощающая поверхность
эталонной антенны, которая в данном
случае равна ее эффективной
поверхности. Поглощающая поверхность Ап
резонансного полуволнового тонкого
вибратора равна приблизительно 0,1 ЗА2.
Эффективная поверхность антенны
Аэфф, | коэфициент усиления которой
относительно полуволнового вибратора
известен, может быть таким образом
получена из отношения G = Аэфф /Ah .
Тогда
А,Ф=А„ -0 = 0,130, (12)
где Аэфф измеряется в квадратах длины волны. Зависимость
поглощающей поверхности полуволнового вибратора от частоты в
диапазоне от 0 до 10000 мггц представлена на рис. Х.8. В этом
диапазоне она изменяется от 5 до 0,0001 м2. При 1 000 мггц ее величина
составляет 1,2 м2. На этой частоте длина вибратора равна 3 ж и
если диаметр вибратора равен 6,36 мму то егр поперечное сечение,
т. е. геометрическая поверхность, составляет всего 0,01 ж2, тогда
как поглощающая поверхность вибратора, равная 1,2 л*2, больше
230
0000Z
00001
50 W0 Z00 5001000 500010000
Частота 6 мггц
Рис. Х.8. Зависимость
поглощающей поверхности (в
квадратных метрах) резонансного
полуволнового вибратора от
частоты.

в 120 раз. Хотя, как было показано, полуволновый вибратор
способен извлекать энергию из .поверхности значительно большей, чем
его геометрическое сечение, для многих других рассмотренных выше
типов антенн, особенно относящихся к третьей группе, эта
особенность не сохраняется. Так, например, у параболического
отражателя с раскрытом во много квадратных длин волн поглощающая
поверхность обьично равна или меньше поверхности раскрьша.
Вообще, любая правильно сконструированная антенна с раснрывом ;во
много квадратных длин волн будет иметь поглощающую
поверхность того же порядка, что и поверхность раскрьша.
12. Коэфициент направленного действия
Понятие ширины диаграммы может быть распространено и на
трехмерную диаграмму направленности, и в этом случае
называется площадью сечения луча. Для передающей антенны площадь
сечения луча равна телесному углу, измеренному в квадратных
градусах, в пределах которого осуществлялось бы излучение, если бы
мощность, приходящаяся на единичный телесный угол, равнялась
плотности (угловой) в направлении максимума излучения.
Отношение количества квадратных градусов в полной сфере (41 243 кв.
град) к определенной таким образом поверхности излучения в
квадратных градусах называется коэфициентом направленного
действия (к. н. д.) антенны относительно изотропного источника.
Разделив этот коэфициент на величину 1,64, получим к. н. д. антенны D
относительно полувоЛнового вибратора
n=-nr^? — • (13)
1,64 X площадь сечения луча v '
Величина коэфициента усиления, в противоположность к. н. д.,
учитывает как омические потери, так и влияние рассогласования *.
Таким образом, коэфициент усиления антенны всегда меньше
к. н. д., и будет ему равен только при отсутствии потерь и
рассогласования.
Коэфициент усиления антенны непосредственно связан с ее
эффективной поверхностью, а к. п. д.—с максимальной
поглощающей поверхностью следующими соотношениями:
o=4f <14>
И
*> = £• 05)
Если эффективность антенны равна единице, то максимальный
коэфициент усиления равен к. н. д., и эффективная поверхность равна
* Здесь и ниже коэфициент усиления антенны О отличается от
общепринятого. Обычно к. у. не учитывает рассогласования и равен произведению к. н. д.
на к. п. д. (Прим. редактора).
231

поглощающей. К- н. д. антенны можно также вычислить по
диаграмме направленности.
Приведенные выше определения эффективной и поглощающей
поверхности приложимы к антеннам не только с линейной
поляризацией, но и с вращающейся поляризацией. Необходимо только,
чтобы поляризация падающей волны была такая же, как и у
рассматриваемой антенны. При этом условии поглощающая
поверхность дайной антенны имеет максимальное значение. Если же
поляризации приходящей волны и антенны отличаются, то и
величина поглощающей поверхности будет меньшей. Например,
поглощающая поверхность антенны с круговой поляризацией при
приеме линейно поляризованной волны вдвое меньше, чем при
приеме волн с круговой* поляризацией (если только направление
вращения поляризации одно и то же). При тех же условиях
понятия к. у. и к. н. д. применимы не только к антеннам с линейной
поляризацией, но также и к антеннам с круговой или эллиптической
поляризацией.
13. Примеры
Рассмотрим рупорную антенну с линейной поляризацией и
сечением раскрыва 2 ж2. Допустим, что коэфициент усиления рупора,
измеренный по сравнению с полуволновым! вибратором, равен 200.
При частоте, например, 1500 мггц ( Я == 0,2 м), поглощающая
поверхность полуволнового вибратора составляет 0,22 X 0,13 =
= 0,0052 м2. Из уравнения (12) эффективный раскрыв рупора Аэ4ф
будет
Aa00=Ah-G = 0,0052-200 = 1,04 л2. (16)
Из уравнения (11)
Авфф = е^Ар
или
Произведение эффективности на к. и. п. для данной антенны таким
образом равно 0,52.
Предположим, что диаграмма направленности рупора измерена
и вычисленная поверхность излучения равна 80 кв. град. Из
уравнения (13) к. н. д. рупора будет
П 41,253 njr
^—1,64X80 — ^1D'
Из уравнения (15) поглощающая поверхность рупора Ас будет
Ac=AhD = 0,0052 X 315 = 1,64 л2.
Выпишем теперь все вычисленные величины:
Геометрическая поверхность раскрыва Ар = 2 л2
Поглощающая поверхность Ас=1,64 м2
Эффективная поверхность Аэфф = 1,04 м2
232

По этим данным могут быть вычислены к. и. п. и эффективность,
^э/Л/Л 1.04 _ --.
Произведение эффективности на к. и. п.
ek = 0,82-0.63 = 0,52.
Если плотность энергии в раскрыве рупора равна 1 вп./м2, то
мощность, отдаваемая в нагрузку, равна мощности, проходящей
через поверхность 1,04 м2 (или эффективную поверхность). Эта
мощность равна 1,04 вт. Если бы не было потерь и рассогласования, то
мощность, поглощаемая нагрузкой, была бы 1,64 вт, соответственно
величине поглощающей поверхности, равной 1,64 м2.
14. Ширина диапазона
Обычно нижней границей диапазона пеленгаторной антенны
считают ту частоту, при которой диаграмма направленности
получается слишком широкой для индикации направления, или эффек*
тишшй раскрыв становится очень малым, или же то и другое
вместе. Верхним пределом обычно принимают ту частоту, при которой
диаграмма направленности искажается, т. е. становится много-
лепесткоЕОй настолько, что уже невозможно определить
направление принимаемого сигнала. Антенны, описанные в этой главе
используются в полосе частот от 50 до 12 000 мггц. Этот диапазон
оказалось целесообразным перекрыть четырьмя антеннами с
большим перекрытием по частоте на стыках поддиапазонов. Перекрытие
диапазона у разных антенн колеблется в пределах от !,6 до 14.
15. Различимость поляризаций
Как указывалось в гл. IX, главная задача пеленгаторной
станции состоит в определении направления приходящих волн как
с вертикальной, так и с горизонтальной поляризациями. В
различных антеннах, описанных ниже, это требование выполняется путем
совмещения на одной вращающейся основе двух антенн, одна из
которых предназначена для приема поля с вертикальной
поляризацией, а другая — горизонтальной. С помощью в. ч. переключателя
или реле каждая из двух антенн может быть подключена к
приемнику. Если поляризация принимаемой волны неизвестна, то для
облегчения выбора нужной антенны желательно, чтобы каждая из
них заметно отличалась по чувствительности при приеме волн
с взаимно перпендикулярными поляризациями.
Отношение чувстзительностей антенны для взаимно
перпендикулярных поляризаций при одной и той же частоте называется ко-
233

эфициентом различимости поляризации. Рассмотрим
вращающуюся вертикальную антенну. Допустим, что при плотности потока
мощности вертикально поляризованной волны равной W, мощность в
антенной нагрузке при ориентировке антенны в положении
максимального приема равна Vv. Допустим далее, что при той же плотности
потока мощности горизонтально поляризованного поля мощность,
поступающая в нагрузку той же вертикальной антенны в
положении максимального приема, равна Vh. (Заметим, что в общем
случае положения максимального приема при горизонтально и
вертикально поляризованных полях могут не совпадать.). Тогда коэфи-
циент различимости поляризации вертикальной антенны Dv будет
*>.=£-• (16)
Аналогичным путем коэфициент различимости поляризации
горизонтальной антенны
A,= Jr- (17)
Рассмотрим теперь вертикальную и горизонтальную антенны,
установленные на одной вращающейся стойке. Отношение
мощностей вертикальной и горизонтальной антенн при вертикально
поляризованной волне может быть записано в виде
Аналогичное отношение при горизонтально поляризованной волне
равно
_ Ни Ни V7, Ни Dv
/?» = /- = 1Г7Г = -ТГ1- <I9>
v h v v v h v v
Эти величины особенно важны, когда две направленные антенны
с горизонтальной и вертикальной поляризацией смонтированы на
одной вращающейся стойке и могут попеременно подключаться
к приемнику. Антенны именно такого вида описаны ниже и
названы комбинированными вертикально-горизонтальными антеннами.
Если принимается волна с неизвестной поляризацией, то для
облегчения выбора нужной антенны желательно, чтобы оба отношения
были достаточно велики. Ясно, что эти отношения зависят от ко-
эфициента различимости поляризации одной из антенн и от
отношения эффективных поверхностей обеих антенн. Так как вообще
желательно, чтобы эффективные поверхности вертикальной и
горизонтальной антенн были бы приблизительно равны, то для
увеличения отношения чувствительностей^ коэфициент различимости
поляризаций должен быть велик.
Для иллюстрации величин ■коефициента (различимости
поляризаций и отношения Rv и Rh рассмотрим гипотетическую антенну,
диаграммы направленности которой приведены на рис. Х.9. На
рис. Х.9,а показана диаграмма вертикальной антенны при верти-
234

кально плояризованном поле. Величина максимума диаграммы L
пропорциональна принятой мощности. Диаграмма горизонтальной
антенны в том же поле изображена на рис. Х.9,б. Диаграмма
вертикальной антенны в горизонтально поляризованном поле показана
на рис. Х.9,б, а диаграмма горизонтальной антенны в том же
полена рис. Х.9,г. Коэфициент различимости поляризации вертикальной
антенны тогда будет (см. рис. Х.9).
Dv = -rr, (20) ф ©
© ® ©
оо
N
а горизонтальной антенны
D*= аГ (21) [ к I р/дГ\
Отношение чувствительностей \|/ ~У~
при вертикальной поляризации ^ ^ д\
R — —. (22) Рис. Х.9. Типичная серия диаграмм ком-
М- бинированной пеленгаторной антенны
г, ттттгт nAmlnnu.nn,,mft ™tt~™™ c указанием величин, используемых для
и для горизонтальной поляриза- р'асчета КОЭфИЦИента различимости и
ДИИ отношения чувствительностей:
г) Q (O'W * — вертикальная поляризация, 2—горизонталь-
^— N * ^ ' ная поляризация, 5—вертикальная антенна,'
1 4— горизонтальная антенна.
16. Ошибка пеленга
Применимость пеленгатора в большой степени зависит от
точности, с которой может быть определено направление удаленного
источника. Как уже указывалось в гл. IX, отражающие предметы
могут исказить фронт волны, излучаемой удаленным источником.
В общем случае, чем больше раскрыв пеленгаторной антенны, тем
меньше будет искажение фазового фронта и, следовательно,
меньше ошибка пеленга. Если положение отражающего предмета и
направление прихода энергии в вертикальной плоскости остается
постоянным относительно пеленгаторной антенны, то ошибка
пеленга для источников, находящихся в данном азимутальном
направлении, также остается постоянной. На основании этого могут быть
сравнены истинные и наблюдаемые азимуты источника для всех
горизонтальных направлений и составлена кривая ошибки пеленга
в зависимости от азимута, обычно называемая поправочной
кривой. В общем случае такая кривая действительна только для одной
частоты. Для определения ошибок во всем диапазоне ^необходимо
иметь набор таких кривых.
Отклонение от истинного направления может быть также
обусловлено несогласованностью механизма вращения пеленгаторной
антенны и индикаторной системы или неправильной установкой
развертки индикатора. Последние ошибки можно объединить в одну
группу; они называются приборными ошибками.
235

Другим источником ошибок является -сама антенна. В случае
направленной антенны угол между направлением глазного
лепестка и геометрической осью антенны (антенный азимутальный сдвиг)
может изменяться с частотой. Для определения величины этого
сдвига должны быть сравнены, при отсутствии искажений из-за
отражения, истинный и наблюдаемый азимуты источника при
фиксированном направлении, в пределах всего диапазона. В случае
комбинированной вертикально-горизонтальной антенны эти
измерения должны быть произведены как для горизонтальной, так и для
вертикальной поляризации. В антеннах с симметричной
механической конструкцией этот сдвиг обычно не превышает нескольких
градусов. В случае, когда падающее поле поляризовано под углом
45°, для пеленга может быть использована как вертикальная, так
и горизонтальная антенна, поскольку такое поле содержит равные
составляющие с вертикальной и горизонтальной поляризацией.
Наличие двух составляющих приводит к увеличению ошибки,
особенно если коэфициенты различимости поляризации антенны
невелики.
17. Применение пеленгаторных антенн
Существует несколько методов использования направленных
антенн в пеленгаторных станциях:
1. Вращающаяся антенна с ручным или моторным приводом.
2. Группа отдельных неподвижных антенн, подключаемых к приемнику
поочередно с помощью переключателя, так что при вращении последнего
диаграмма антенны также вращается.
3. Группа отдельных неподвижных антенн, включенных таким образом, что
диаграмма направленности вращается с частотой излучаемой волны.
Антенны, используемые для пеленгации по третьему методу,
ниже не рассматриваются. Однако в качестве простого примера
такого устройства можно указать на так называемую турникетную
антенну, т. е. систему, состоящую из двух горизонтальных взаим-
ноперпендикулярных вибраторов, возбуждаемых в квадратуре, т. е.
со сдвигом фаз в 90°. У такой антенны горизонтальная диаграмма
направленности имеет форму восьмерки и вращается с частотой
возбуждения. Если эта частота равна, например 100 мггцу то
диаграмма вращается со скоростью 100 миллионов оборотов в 1 сек.
Сравнивая фазу сигнала, принимаемого этой антенной, с фазой
сигнала, принимаемого ненаправленной антенной, расположенной
на одной оси с турникетной, мЪжно определить направление
приходящего сигнала.
18.|Полуволновый вибратор и решетка Эйдкока
' На частоте 150 мггц полуволновой вибратор имеет длину 1 м.
В некоторых случаях, при частотах того же порядка, он может
быть пригоден для использования в качестве пеленгаторной
антенны. Если вибратор установлен горизонтально и вращается вручную,
азимут источника с горизонтальной поляризацией может быть опре-
236

делен по направлению минимального приема. При этом имеет место
двузначность, поскольку диаграмма *юлуволнового вибратора имеет
два минимума в, диаметрально противоположных направлениях,
как показано на рис. Х.5. При пеленге с самолета это, однако,
не столь существенно, так как указанная неопределенность может
быть устранена путем повторного пеленга через некоторый
промежуток времени, когда самолет будет уже в другом положении.
Если добавить сюда еще антенну типа Эйдкока, состоящую из
двух вертикальных полуволновых вибраторов, разнесенных на
расстояние около 0,5 Я, то антенная система может служить для
пеленга источников как с горизонтальной; так и вертикальной
поляризацией. Направление минимального приема
(нуля) в горизонтальной плоскости у антенн
типа Эйдкока и у горизонтального
вибратора совпадают, так что изменение
поляризации поля у источника с ч горизонтальной ча
вертикальную не приводит к смещению
азимута. Пеленгаторная антенна (рис, Х.10) такого
типа нашла широкое применение. Обе антенны,
горизонтальный полуволновой вибратор и
вертикальная антенна типа Эйдкока прочно
укреплены на вращающейся мачте. Следует
отметить, что при установке антенны под
фюзеляжем самолета точность пеленга оказывается
выше, чем при установке на фюзеляже.
Антенны связаны с приемником
посредством симметричных (двойных коаксиальных)
линий, переходящих в одиночные'коаксиальные
линии через симметрирующие устройства.
Коаксиальные линии подводятся ik
переключателю, с помощью которого та иши другая
антенна подключается к приемнику. В
фидерной системе отсутствует вращающееся
сочленение и при вращении антенны кабель свободно изгибается. Для
предотвращения поворота более, чем на 360°, имеются специальные
ограничители. В описываемой конструкции применены относительно
тонкие вибраторы (отношение длины вибратора к его толщине
около 40). В связи с этим диапазон, в котором сохраняются формы
диаграммы и удовлетворительный коэфициент усиления,
относительно невелик (около 60%). Для перекрытия более широкого
диапазона вибраторы делаются сменными. С помощью четырех
сменных комплектов вибраторов перекрывается диапазон от 70 до
750 мггц.
Антенну вращает управляемый вручную гидравлический привод
с синхронным указателем положения. Сначала для определения
поляризации принимаемого поля приемник подключается
поочередно к горизонтальной и к вертикальной антенне. Затем, используя
антенну с соответствующей поляризацией, система поворачивается
до положения минимального приема. В последующих конструкциях
237
Рис. Х.10. Антенная
система пеленгатора,
состоящая из
горизонтального
полуволнового вибратора и
вертикальной антенны
Эйдкока:
/ — антенна Эйдкока, 2—
горизонтальный
вибратор, 3—вертикальная
вращающаяся мачта.

поворот антеййы осуществлялся электромотором с реЁерсйвньш
переключателем. В последней модификации антенна с помощью
электропривода качается в азимутальном секторе, ширина которого
может регулироваться в пределах от 0 до 30°, со скоростью около
1 пер/сек. Сектор качания медленно поворачивается до тех пор,
пока принимаемые сигналы на краях его по обе стороны от
минимума будут одинаковыми. При этом биссектриса сектора совпадает
с направлением на источник. Более подробно индикаторное
устройство такой антенны описано в гл. XI.
19. Двойная рамка
Описываемая антенна предназначена для работы в диапазоне
от 50 до 300 мггц, главным образом в самолетных пеленгаторах,
где легкий вес, малые размеры и аэродинамические свойства имеют
первостепенное значение. Поскольку допустимые размеры
самолетной антенны не должны превышать приблизительно 0,5 м (или
0,08 X на частоте 50 мггц) она должна быть отнесена к первой
группе (согласно классификации на рис. Х.б) и следовательно
должна быть антенной рамочного типа. Другое требование — прием
Диаграмма
Входантеннд/ направленности
Рамки Вход антеннд/ ~Т q
. ~j Вход антеннд/ д]
Рис. Х.11. К пояснению принципа работы двухрамочной антенны.
Направление токов показано стрелками.
сигналов только с горизонтальной поляризацией, удовлетворяется
при использовании двойной рамки, показанной на рис. Х.11,а. Ее
диаграмма направленности (при плоскости поляризации,
параллельной рисунку) показана там же пунктирной линией.
Теоретически чувствительность рамки по отношению к источнику с
вертикальной поляризацией, расположенному в плоскости рисунка,
равна нулю. Это также является достоинством, так как обеспечивает'
высокий коэфициент различимости поляризации.
Модифицируя конструкцию, изображенную на рис. Х.11,а, мы
получим систему, показанную на рис. Х.11,6. Для подключения
рамки к несимметричной линии требуется еще некоторое
видоизменение, показанное, на рис. Х.11,е. Здесь каждая из рамок
подключена в точках М и N к коаксиальным линиям, а последние
соединены параллельно в точке Q. Мгновенное*распределение тока в
рамках показано на рисунке стрелками.
238

Рис. Х.12. Двухрамочная
антенна с вращающим механизмом:
1 — центральная часть, 2—рамочная
антенна, 3— вертикальная колонка,
4 — подшипник, 5—механизм
вращения.
Коаксиальная линия в точке Q включена на симметричную
нагрузку, поскольку ток, вытекающий из внутреннего проводника
в точке М, равен току, текущему с
внешней поверхности плеча S на
внутреннюю поверхность наружного
проводника. Точка Р является электриче*
ски симметричной и поэтому установка
в этом месте вертикальной опорной
колонки, перпендикулярной к рамке, не
искажает распределение тока.
Двойная рамка таким образом
предназначена для приема сигналов с
горизонтальной поляризацией и имеет
диаграмму типа восьмерки. Для
настройки рамки в резонанс в
центральной части системы помещен
конденсатор с дистанционным управлением.
Благодаря возможности настройки, в
диапазоне от 50 до 300 мггцу
сохраняется достаточный коэфициент
усиления. Двузначность пеленга, обусловленная симметричной формой
диаграммы направленности, не является в данном случае
недостатком, так как эту
неопределенность можно
устранить.
Конструкция системы показана
на рис. Х.12 и Х.13.
Двойная рамка
укреплена на вертикальной
стойке. Последняя
вместе с центральной
частью двойной рамки
обр азует Г-обр азную
конструкцию. В
центральной части
помещены конденсатор
переменной емкости,
настраивающий рамку в
резонанс, индуктивная
катушка, реле
переключения диапазона и т. д.
Вращение переменного
конденсатора
осуществляется с помощью
пары сельсинов, один из
которых помещен В вер- рис# Х.13. Центральная часть двухрамочной
тикальной колонке. Пи- антенны со снятой крышкой:
ТаНИе МОТОра И реле * — внутренний проводник, 2—реле, 3— конденсатор наст-
осуществляется через ройки' 4-^^™^о^тлТ™й проводник
239

контактные кольца. Вся антенна вращается мотором со скоростью
от 100 до 300 об/мин. В линии передачи, соединяющей антенну с
приемником, имеется вращающееся сочленение, описанное в § 32.
Поскольку антенна предназначена для приема сигналов только
с горизонтальной поляризацией, диаметр вертикальной колонки
должен быть по возможности меньшим для уменьшения приема
сигналов с вертикальной поляризацией. Все же замечено, что рамка
принимает также и сигналы с вертикальной поляризацией. Однако
чувствительность ее в этом случае
много ниже, чем при приеме
сигналов с горизонтальной поляризацией,
а диаграмма в общем случае
несимметричная.
В двухрамочной антенне обе
рамки соединены навстречу друг другу
так, что диаграмма направленности
имеет форму восьмерки, причем
минимумы ее совпадают с
направлением оси центральной части. Как
видно из рис. Х.14, рамки и
индуктивности L2, L3 и Li (при
замкнутом реле) вместе с переменным
конденсатором образуют
настраивающийся контур. Положение
конденсатора определяет резонансную
частоту контура. При настройке антенны
на какую-либо частоту ток в рамке
увеличивается. Как показывает приводимый ниже анализ схемы, для
данного положения конденсатора существует больше чем одна
резонансная частота, что подтверждено также и экспериментально.
При включении реле, параллельно резонансному контуру
подключается индуктивность, расширяющая диапазон настройки. При
правильном выборе величин индуктивностей можно получить
значительное перекрытие диапазона и разбить его на четыре поддиапазона.
Нприемнику
Рис. Х.14. Эквивалентная схема
двухрамочной антенны.
20. Анализ эквивалентной схемы двухрамочной антенны
Для того чтобы понять принцип настройки двухрамочной
антенны, проведем приближенный анализ эквивалентной схемы,
изображенной на рис. Х.14. Здесь рамки представлены как короткозамк-
нутые секции двухпроводной линии с волновым сопротивлением R\.
Коаксиальная линия между точками М и Q (рис. Х.11)
представлена в виде линии с волновым сопротивлением R2.
Взаимоиндукцией рамок (пренебрегаем. Электрические длины рамок и
коаксиальных линий взяты одинаковыми и равными аг. При этих
допущениях входное сопротивление одной рамки в точке А будет
7 —/7? <** + **> *g а*
(24)
240

Поскольку рамки соединены параллельно, полное сопротивление
в точке А будет Zex/2. На рис. Х.15 приведено семейство кривых,
характеризующих зависимость Zex\R2 от величины ах (в
электрических градусах), при нескольких значениях отношения R2jR{. Если
настройка осуществляется в точке Л, то ясно, что будет иметься
значительная полоса частот, где Zex\R2 отрицательно, и
следовательно емкостная подстройка невозможна. Ясно также, что чем
больше отношение R2IRV тем больше полоса между а, = 0 и
ах — 90°, в пределах которой эта подстройка осуществима. Отсюда
'О 20 W 60 80 100 /20 МО 160 180
uf, электрические градуcbi
Рис. Х.15. Зависимость отношения (ZetIR2) сопротивления
рамки к волновому сопротивлению коаксиального кабеля,
соединенного с рамками, от длины (в электрических градусах)
рамки, при разных отношениях волнового сопротивления
линий и рамки (Rz[Ri).
можно было бы сделать вывод о том, что отношение R2jR\ должно
быть по возможности больше. Это, однако, неверно, так как имеются
две причины, ограничивающие увеличение отношения R2/R\* Первая
из них заключается в том, что для увеличения R2IR, необходимо
уменьшить внутренний диаметр проводника коаксиальной линии,
что приводит к возрастанию потерь. Последние, ввиду низкого
сопротивления излучения, могут значительно уменьшить
эффективность приема. Другой причиной, ограничивающей увеличение
отношения R2'R], является влияние последнего на крутизну частотной
характеристики. Если это отношение мало, то кривая Z полога
на значительном участке (см. рис. Х.15) и, следовательно, Лределы
настройки будут шире. С этой точки зрения желательно, чтобы
величина R2'RA была по возможности меньше. Приводим типовые
значения волновых сопротивлений и электрических длин:
#, = 3 000 0*, R2 = 50om, а, = 15° (при 50 мггц), а2=\/3а,.
На рис. Х.16 представлена частотная зависимость ZeJ2 =F(f)
при указанных значениях R} и R2. Пунктирная кривая изображает
сопротивление в точке В (см. рис. Х.14) в направлении А. Как
16 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 241

видно, короткий отрезок (а2) 200-омной линии (/?3) трансформирует
сопротивление Zex/2, так что частотная характеристика несколько
подымается, и, начиная приблизительно с 150 мггц, может быть
осуществлена емкостная подстройка. Для обеспечения подстройки
в диапазоне 70—150 мггц параллельно контуру вблизи точки А
подключается катушка индуктивности Lv При правильном выборе
величины Lx сопротивление в точке В имеет индуктивный характер
(ZB на рис. Х.16) и может быть подстроено на всем участке
от 70 до 150 мггц. Подключение Ц расширяет также диапазон
в сторону коротких волн, благодаря уменьшению величины сопро-
^ i \\ 1 г 1 | |
' 50 W0 150 ZOO Z50 J00
Частота 6 мггц
Рис. Х.16. Частотные характеристики реактивных
сопротивлений различных частей двухрамочной антенны.
тивления на этом участке, что позволяет производить перестройку
во всем диапазоне конденсатором с емкостью, изменяющейся в
пределах от 5 до 100 пф. Кривые 1/соС при максимальной и
минимальной емкости конденсатора также приведены на рис. Х.16. При всех
значениях реактивности рамки, лежащих между этими двумя кри- •
выми, рамка может быть настроена в резонанс. Индуктивность Z3
достаточно велика и практически не влияет на величины входного
сопротивления в точке В. Она введена в контур, чтобы обеспечить
трансформацию входного сопротивления при подключении его
к 50-омной линии, идущей к приемнику. Рассмотренная
эквивалентная схема более правильна на низких частотах; эквивалентность
несколько нарушается с увеличением частоты.
21. Диаграммы и коэфициент усиления двойной рамки
На рис. Х.17 показана диаграмма, сфотографированная с
экрана трубки индикатора при использовании двойной рамки в качестве
пеленгаторной антенны. Поляризация поля горизонтальная и в. ч.
колебания модулированы синусоидальным сигналом с частотой
400 гц. Линия, проведенная через максимумы диаграммы, указы-
242

вает направление на источник. Коэфициент усиления (по сравнению
с полуволновым вибратором) изменяется от 20 дб при частоте
50 мггц до 2 дб при частоте 300 мггц. Эти
данные были получены при измерении в
свободном пространстве. При установке
антенны над горизонтальным
металлическим листом на высоте 25—30 см (что
имитирует установку антенны под
фюзеляжем самолета) коэфициент усиления,
при малом угле падения относительно
плоского листа, уменьшается на 5—Ю.дб.
Это ослабление заметнее на
длинноволновом краю диапазона.
Рис. Х.17. Изображение
диаграммы двухрамочной
антенны на индикаторе.
30смт%-
а)
22. Установка двойной рамки
Антенна, заключенная в обтекатель,
может быть смонтирована на расстоянии
около 30 см от фюзеляжа самолета в
передней ею части, как показано на рис. Х.18,а. В этом положении
чувствительность и индикадия удовлетворительны зо всех
направлениях, за исключением заднего сектора.
Для увеличения чувствительности на
длинных волнах, где влияние
поверхности самолета особенно сильно,
необходимо увеличить это расстояние до 60 см.
При этом вертикальная опорная стойка
удлиняется и заключается вместе с
антенной в обтекатель как показано на
рис. Х.18,6.
23. Комбинированный
вертикально-горизонтальный уголковый отражатель
При 100 мггц длина 1 м
соответствует 0,2Я, а при 1000 мггц — 21.
Антенны с таким раскрывом согласно
классификации рис. Х.6 относятся ко второй
группе. В этой области частот может
быть применен экранирующий
отражатель, причем как для вертикального, так
и горизонтального излучателя может быть
использован один и тот же отражатель,
помещенный между обеими антеннами,
как показано на рис. Х.19. Каждая из
антенн может быть подключена к
приемнику. Излучатели и отражатель
смонтированы на круглом вращающемся
основании. В рассматриваемой ниже нгирокодиапазоннои антенне такого
типа вместо отражателя относительно простой формы как пока-
16* 243
Рис X.18. Два способа
установки двухрамочной антенны
на самолете:
/ — механизм вращения, 2 —
вращающаяся колонка, 3 — сечение
обтекателя колонки, 4 —
обтекатель антенны, 5 — ABvxpaMOHHan
антенна.

зано на рис. Х.19, по обе стороны добавлено некоторое число до-
долнительных пластин, увеличивающих направленность и диапазон-
ность а'нтенны.
На рис. Х.20,а изображено сечение антенны в горизонтальной
плоскости. Вертикальный вибратор смонтирован перед уголковым
Рис. Х.19. Комбинированная антенна:
а—вид сверху, б — вид сбоку; 7—горизонтальная антенна, 2—
отражатель вертикальной антенны, 3—вертикальная антенна, 4 —
диск основания, 5—отражатель.
отражателем с углом раскрыва 100°. Угол отражателя усечен плес-
костью EF, образующей в совокупности со сторонами угла
отражатель, контуры которого по форме напоминают параболу. Рассмат-
Рис. Х.20. Комбинированная антенна:
а— вид сверху, б — вид сбеку по сечению MN, 1 —
вертикальная антенна, 2 — отражающие поверхности,
3 — горизонтальная антенна.
рквать такой отражатель как параболический можно только на
высоких частотах, где высота усеченного треугольника,
образованного сторонами отражателя и плоскостью EF, сравнима с длиной
волны. Горизонтальный излучатель V-образной формы помещен
параллельно обратной стороне отражателя. Поверхности,
наклоненные под углом в 45° в вертикальной плоскости, также помещены
244

параллельно горизонтальному излучателю, так что отражатель го*
ризонтального излучателя имеет форму усеченного угла в 90°, как
показано на рис. Х.20Д
Обе антенны смонтированы на круглом вращающемся
основании и образуют комбинированную вертикально-горизонтальную
антенну с уголковым отражателем. Как вертикальная, так и
горизонтальная антенны могут быть подключены к приемнику посредством
однополюсного реле, установленного под отражающими плоско-
Горизонт% дибраторЬг
стями. Более подробное
описание реле приведено в §34.
Таким образом
уголковая антенна состоит из
антенны, принимающей волны
с горизонтальной
поляризацией и антенны,
принимающей волны с вертикальной
поляризацией,
смонтированных на общем
вращающемся основании.
Поскольку, д и ащра м мы
обеих антенн направлены в
противоположные стороны
при переключении с
вертикальной на горизонтальную
антенну, или наоборот,
отметка на индикаторе
смещается по азимуту на 180°,
если только не
предусмотрена соответствующая
компенсация. Такой сдвиг устраь
няется посредством другого
реле в индикаторном устройстве, срабатывающего одновременно
с первым реле. Второе реле переключает отклоняющие пластины
электронно-лучевой трубки индикатора, сдвигая таким образом
наблюдаемую на экране трубки диаграмму на 180°.
Горизонтальная антенна изображена на рис- Х.21. На рисунке не показан
защитный кожух из пластмассы, закрывающий а*нтенну. Реле
установлено на вращающемся основании между отражающими
поверхностями под горизонтальной антенной.
Рабочий диапазон комбинированной антенны от 100 до
1 400 мггц. Скорость вращения до 300 об/мин. Основные размеры
антенны: диаметр — 60,9 см (24 дюйма), высота — 38,1 см
(15 дюймов). В таком виде она предназначалась для применения
в судовых установках. Общий вес антенны с балансирующим
устройством около 9,1 кг (20 фунтов). Отражающие поверхности
выполнены из листовой стали толщиной 0,25 мм (0,01 дюйма),
а излучатели из тонкостенных латунных трубок. В линии
передачи, идущей от антенны к приемнику, имеется вращающееся
сочленение, описанное в 1§ 32.
245
Осноданае
Вращающий, механизм
Рис. Х.21. Комбинированная антенна, видео
стороны горизонтальной антенны.

24. Вертикальный излучатель комбинированной антенны
Конструкция
Он представляет
Рис. Х.22. Разрез
вертикальной
антенны; стрелками
показано
распределение тока.
/—верхняя часть,
2—нижняя часть.
вертикального излучателя показана на рис. Х.22.
собой вертикальный вибратор относительно
большого сечения, заключенный в защитный кожух
из пластмассы, служащий одновременно для
крепления вибратора. (Кожух на рисунке не
показан). Мгновенное распределение тока при
общей высоте #< Я/2 показано на рисунке
стрелками. Вертикальный вибратор относительно хорошо
согласуется с 50-омной линией передачи в
широком диапазоне частот. Распределение тока
в верхней половине вибратора, в которой
непосредственно наводятся токи падающей волной
(т. е. в цилиндрической части, диаметром 76 мм
и в коническом переходе в нижней части), син-
фазно, если высота Н < Я. Вследствие этого
направление максимума диаграммы направленности
составляет с вибратором угол более близкий к 90°,
чем при отсутствии трубки, окружающей его
нижнюю часть.
25. Горизонтальный излучатель комбинированной антенны
Устройство горизонтального излучателя показано на рис. Х.23.
Он состоит из двух одинаковых половин, расположенных
параллельно обратной стороне отражателя вертикальной антенны,
образующих К-образную конструкцию с углом* раскрыва около 100°.
Распределение тока, при общей длине излучателя меньше одной
волны, показано на рисунке стрелками.
Концы горизонтальных излучателей подключены к центральному
проводнику коаксиального кабеля в точках G и Н, Отрезки кабеля
G/C и HL равной длины подключаются через симметрирующее
устройство к одиночной коаксиальной линии, идущей к 'Приемнику.
Описание симметрирующего устройства приведено в § 36. Концы
горизонтальных излучателей в точке / не соединены вместе
гальванически (емкостная связь между ними довольно значительная).
В большей части диапазона соединение этих концов или же,
наоборот, наличие зазора между ними мало сказывается на диаграммах
направленности. При работе в широком диапазоне наличие зазора
все же дает лучшие результаты. При отсутствии зазора облучатель
с отражателем может рассматриваться как горизонтальная рамка.
Можно также рассматривать горизонтальные излучатели как
ветви V-образной антенны, подключенной к линии передачи своими
расходящимися концами. Такой способ подключения антенны суще^
ственно отличен от подключения линии к вершине угла V. Для
пояснения этой разницы рассмотрим две V-образные антенны,
изображенные на рис. Х.24. Для упрощения изложения будем
рассматривать работу антенны в режиме передачи. Энергия, подводимая
246

к входу антенны (рис. Х.24,а), распространяется вдоль ветвей
в виде бегущей волны. Если длина ветвей по сравнению с длиной
волны велика, то отражения от концов малы, поскольку большая
часть энергии излучается,
не доходя до конца. При
этих условиях диаграммы
направленности каждой
ветви будут такими, как
показано на рисунке, и
максимум суммарной диаграммы
ориентирован в направлении,
показанном большой
стрелкой.
В другом случае (рис.
Х.24,б) диаграммы двух
ветвей, складываясь, образуют
Рис. Х.23. Горизонтальная антенна:
/—к приемнику, 2— симметрирующее
устройство, 3 — кабельная линия, 4 — отражатель, 5—
горизонтальный вибратор.
Маленькие стрелки показывают распределение
тока.
Рис. Х.24. Два типа V-образных
антенн:
а—питание в вершине V, б—
питание с концов V.
суммарную диаграмму, максимум которой направлен к вершине
угла, т. е. противоположно направлению в случае Х.24,#.
Поперечное сечение горизонтальных излучателей относительно
велико. Направленные свойства излучателей сохраняются даже,
если они коротки по сравнению с длиной волны. Так как, исходя
из принципа взаимности, диаграммы антенны в случае применения
ее для передачи или приема одни и те же, то максимальный прием
горизонтальной антенны будет с направления, указанного на
Х.23 стрелкой.
26. Диаграммы направленности
На рис. Х.25 приведены диаграммы направленности
комбинированной антенны в диапазоне от 90 до 2 000 мггц. Номинальные
границы диапазона — от 100 до 1400 мггц. На рисунке показано
также несколько диаграмм на частотах за пределами этого
диапазона. Все диаграммы сняты при угле места (в вертикальной
плоскости), равном нулю.
247

to
© ° © ®© ©
8 со
ЗОмггц
С? CD
МОмггц —
о
CO
• SO 0 мггц
<Э 0 © ® ® ©
ЮООмггц —
^
о о
1500 мггц
*£7
■ 2000 мггц
4
Ф
Рис. Х.25. Диаграммы направленности комбинированной антенны;
/—вертикальная поляризация, 2— горизонтальная поляризация; 3 — вертикальная антенна
4 — горизонтальная антенна.

При увеличении частоты, начиная от 90 мггц, диаграммы
становятся более острыми и задний лепесток уменьшается.
Различимость поляризации антенн, как видно из приведенных диаграмм,
достаточно высока, за исключением двух случаев. При 90 мггц
горизонтальная антенна довольно хорошо принимает сигналы с
вертикальной поляризацией, причем диаграмма в этом случае
аналогична диаграмме вертикальной антенны, повернутой на угол 90°.
Однако, так как при этой частоте отношение сигналов антенн при
горизонтальной поляризации велико, то имеется полная
возможность отличать одну поляризацию от другой. При 500 мггц
вертикальная антенна относительно хорошо принимает сигналы с
горизонтальной поляризацией, но при этом диаграмма направленности
имеет два лепестка и четко отличается от диаграммы
направленности горизонтальной антенны. Таким образом, выбор нужной
антенны может быть осуществлен довольно быстро. В большей же
части диапазона отношение чувствительностей для обеих
поляризаций высоко.
На рис. Х.25 видно, что для каждой частоты диаграмма
направленности имеет характерную форму. Таким образом по
диаграмме можно приблизительно установить частоту принимаемого
сигнала. Так, например, если на индикаторе получается
изображение, показанное на рис. Х.25 для горизонтальной антенны при
горизонтальной поляризации, то это означает, что частота
принимаемого сигнала находится в области 1 000 мггц. Допустим, однако,
что приемник при этом настроен на частоту 500 мггц. Отсюда
можно сделать вывод, что в данном случае вторая гармоника
гетеродина приемника создает биения с принимаемым сигналом. При
перестройке приемника на частоту 1 000 мггц сигнал на выходе
приемника значительно увеличится. При частоте источника
в 500 мггц на экране будет видна диаграмма, характерная для
этой частоты. Формы диаграмм при 500 мггц и 1 000 мггц настолько
различны, что возможность ошибиться в определении частота
в этом случае исключена.
27. Ошибка пеленга и эффективная поверхность антенны
На рис. Х.26 приведены кривые ошибок пеленга для
вертикальной и горизонтальной антенн в зависимости от частоты. За исклю-
40 Ь
300 № 500600
Частота в мгги
800 W00 1500
Рис. Х.26. Кривые ошибок пеленга горизонтальной и
вертикальной антенн в рабочем диапазоне частот.
249

чением двух точек диапазона ошибка пеленга не
превышает + 5°.
На рис. Х.27 показана зависимость эффективной поверхности
вертикальной и горизонтальной антенн (в квадратных метрах) от
частоты. Коэфициент использования поверхности у обеих антенн
10
5
Z
1
05
0,2
^ ops
I орг
<| 0005
opoz
I OflOl
1 0,0005
I 0,000Z
«t 0,0001
50 WO ZOO Ш WOO 2000 5000 W000
Частота в мгги
Рис. Х.27. Зависимость эффективной поверхности (в
квадратных метрах) горизонтальной и вертикальной антенн
от частоты (с учетом потерь в в. ч. реле и вращающемся
сочленении):
/ — поглощающая поверхность полуволнового вибратора,
2—геометрическая поверхность горизонтальной антгнны, 3 —
геометрическая поверхность вертикальной ант* нны, 4 — эффективный
раскрыв вертикальной антнные, 5—эффективный раскрыв
горизонтальной антенны.
в большей части указанного диапазона около 0,1. Это говорит
о том, что, несмотря на большую величину перекрытия диапазона
{около 1000%), коэфициент усиления антенных устройств
уменьшается всего на 10 дб относительно максимально возможного.
28. Комбинированные параболические антенны с вертикальной
и горизонтальный поляризацией
При частоте 1 000 мггц и размере раскрыва антенны 60 см
(около 2 футов) могут быть использованы антенны третьей
группы в соответствии с установленной выше классификацией (рис. Х.6).
В этом случае рационально объединить в одной конструкции две
отдельные параболические антенны — одну с горизонтальной, а
другую с вертикальной поляризацией. В дальнейшем такая система
будет именоваться двухзеркальной антенной. Фотография этой ан-
260

тенны со стороны, предназначенной для приема вертикально
поляризованных сигналов, приведена на рис. Х.28. Максимальные
размеры антенны составляют 50,8 см (20 дюймов). Ее рабочий
диапазон 1 000—5 000 мггц. Размеры антенны достаточно малы, что
позволяет применять ее
как в наземных и
судовых, так и самолетных ■;:-Щ'у'-у\
пеленгаторах. Антенна г -■_'^:-^-
рассчитана на вращение
со скоростью порядка
300 об/мин. Вес
самолетной антенны около 4,5 кг
(10 фунтов).
29. Параболические
зеркала
Поверхности зеркал
представляют собой часть
параболоида. Для
помещения антенны внутрь
полусферического обтека- Рис- хж Антенна с ДВУМЯ зеркалами.
теля оказалось
необходимым усечь оба параболических зеркала плоскостью, параллельной
оси параболоидов. Она представляет собой плоский
металлический диск диаметром 50,8 см (20 дюймов), на котором
смонтированы оба параболоида, установленные выпуклой частью друг
к другу, как показано на рис. Х.28. Отношение диаметра
отражателя к фокусному расстоянию равно 4, а глубина его равна
фокусному расстоянию (диаметр 45,7 см, фокусное расстояние
11,4 см, глубина 11,4 см). Поскольку антенна предназначена для
работы в широкой полосе частот (перекрытие около 5) и огра-
ничена по размерам, пришлось пойти на некоторые отклонения от
оптимальной конструкции, рассчитанной на работу при
фиксированной частоте. При 1 000 мггц диаметр зеркала равен 1,5 Я а на
другом краю диапазона при 1 500 мггц — около 7,5 Я. В ч. реле,
посредством которого та или другая антенна подключается к
приемнику, установлено между параболоидами на диске основания.
Между реле и приемником в соединительной линии установлено
вращающееся сочленение, описанное в § 32. В. ч. реле описано
в § 34.
30. Облучатели
Каждый из параболоидов имеет свой облучатель —
симметричный вибратор, помещенный вблизи его фокуса. Ширина» полосы и
частотная характеристика такого вибратора рассмотрены в гл. IV.
В одном параболоиде этот вибратор помещен вертикально, а в
другом — горизонтально. В обоих случаях вблизи вибраторов установ-
251

ht6cto-
лены контррефлекторы. Устройство облучателя показано на
рис. Х.29. На высоких частотах небольшие боковые штырьки,
установленные перпендикулярно оси вибратора вблизи края стакана (см.
рис. Х.29) шунтируют
оконечные цилиндры, уменьшая
в них величину тока. При
частоте около 1 000 мггц ток
течет почти по всей длине
вибраторов и по
контррефлектору. На частотах свыше
3 500 мггц необходимо
приблизить контррефлектор к
стаканам, несущим значив
тельные токи, что
осуществлено изгибом
контррефлектора, как показано на
рис. Х.29. Таким путем
более или менее сохраняется
направление максимального
приема, совпадающее с
направлением оси
параболоида и кроме того диаграммы
облучателя остаются
достаточно широкими.
Для связи вибратора с несимметричной коаксиальной 50-омной
линией предусмотрено симметрирующее устройство, помещенное
в опорной трубе облучателя. Составные части облучателя показаны
на эскизе (рис. Х.29). Как видно из рис. Х.28 контррефлектор
в производственных образцах представляет собой простую
изогнутую пластинку, изготовление которой значительно проще.
Рис. Х.29. Облучатель двухзеркальнсй
антенны:
/ —боковые штырьки длиной 3,8 еж и
диаметром 0,15 см, 2 — контррефлектор, 5— оконечный
цилиндр,4— симм трирующее устройство, 5 —
коаксиальный кабель.
31. Характеристики двухзеркальной антенны
Диаграммы направленности (по полю) антенны в
горизонтальной плоскости приведены на рис. Х.ЗО. Максимум диаграммы в
вертикальной плоскости у антенны с горизонтальной поляризацией
направлен не вдоль оси антенны, а отжат вверх из-за влияния
горизонтального, диска основания. Угол отклонения изменяется с
частотой. При 1 000 мггц он равен 25°, при 1100 мггц— 15°, при
2 000—10° и остается приблизительно таким же ,и ори более
высоких частотах.
К. н. д. антенны изменяется в диапазоне 1 000—5 000 мггц,
причем к. н. д. антенны с горизонтальной поляризацией отличается
от к. н. д. антенны с вертикальной поляризацией. Кривые
изменения эффективной поверхности антенны в квадратных метрах
приведены на рис. X.3L Ясно, что в большей части диапазона
эффективные поверхности обеих антенн будут больше поглощающей
поверхности полуволнового вибратора. Однако почти во всем диапа-
252

зоне коэфициент использования поверхности зеркальных антенн
значительно ниже единицы. Его среднее значение в диапазоне
около 0,1, что указывает на то, что к. н. д. антенны на 10 дб ниже,
ЮООтгц
©
1000мггц
Ф
дОООмгги
Ф
1500М22Ц
ф
ЗОООмггц ЬОООмггц
© ©
1500мггц 2000мггц 2000мггц
ф ф ф
ШОшгц 5000тгц 5000мггц
© Ф ф
Рис. Х.ЗО. Диаграммы двухзеркальной антенны:
/ — вертикальная поляризация, 2 — горизонтальная поляризация.
чем он мог быть, учитывая размеры зеркала. К. с. в. в 50-омной
линии, включенной в антенну с горизонтальной поляризацией,
измеренный в режиме передачи, изменяется в пределах диапазона от
величины меньшей 2 и
почти до 10, как показано
на рис. Х.32.
Коэфициент различимости
поляризации антенны велик по
всему диапазону. Он
нигде не меньше 6 дб, а в
большей части диапазона
составляет 15—20 /дб.
Поскольку эффективные
раскрыты обеих антенн в
большей части диапазона
одного и того же
порядка, отношение чувсгои-
гельностей каждой из
антенн при взаимно
перпендикулярных
поляризациях сигнала всегда
велико.
^
^
Ц5\
Геометрическая подерхн раскрыта антенны.
1500 2000 2500 3000
Частота 8 мгги
то 5000
Рис. Х.31. Зависимость поглощающей
поверхности (в квадратных метрах)
двухзеркальной антенны от частоты:
/—эффективный раскрыв антенны вертикальной
поляризаиии, 2 — эфФ< ктивный раскрыв антенны
горизонтальной поляризаиии, 3—поглощающая
поверхность полуволнового вибратора.
32. Вращающиеся сочленения
В каждой из трех описанных выше антенн для подвода в. ч.
энергии к приемнику применяются коаксиальные линии. Для
обеспечения непрерывного вращения антенны в соединительной линии
253

должно быть вращающееся сочленение, помещенное в месте
прохождения ее через поворотный механизм. Принципиальная схема
устройства коаксиального вращающегося сочленения изображена
на рис. Х.ЗЗ Волновое
сопротивление остается
приблизительно постоянным на
протяжении всей длины сочленения.
Блащадря этому
отражения-незначительны вплоть до частот
5 000 мггц. Контакт между
подвижной и неподвижной
частями внешнего проводника
осуществляется посредством
серебряных накладок на мед-
но-бериллиевых пальцах,
скользящих по полированной по-
А
А
к \\
Г
гЛ.
J \A
Р
А
\1
| 1
1 Г\\
\
\ V
IV/
5
3
1№0
2000 3000 U000
Частота 6 м2гц
Рис. Х.32. Зависимость к. с. в. в
50-омном кабеле антенны с
горизонтальной поляризацией от частоты.
верхиости стальной труоки, причем пальцы находятся на
неподвижной части, а трубка — на вращающейся. Соединение подвижной и
неподвижной частей внутреннего проводника осуществляется
посредством контакта из мягкой меди,
прижимаемого пружинкой к медно-бериллиевому
стержню причем стержень находится во
вращающейся ча!сти.
33. Контактные кольца
При описании двухрамочной антенны
упоминалось о том, что для подачи напряжения
на управляющий сельсин и реле во
вращающейся части имеются контактные кольца.
Последние для удовлетворительной работы
должны быть изготовлены из фосфористой бро-нзы,
а щетки должны быть угольно-серебряньши.
Антенна с уголковым отражателем
снабжена также контактными кольцами и щетками
для питания реле. Питание реле во всех
описанных выше установках осуществляется либо
постоянным током, либо переменным с
частотой от 60 до 400 гц.
Рис. Х.ЗЗ. Разрез
вращающегося
сочленения:
/—полистирол, 2 —
листовая сталь,
3—закаленная бериллисвая медь,
4— сер бряная накладка
на пальцах из бериллие-
вой меди, 5 - мягкая медь,
б—внутренний
проводник, 7— внешний
проводник.
34. Высокочастотные реле
Как уголковая, так и двухзеркальная
антенны имеют в. ч. реле для подключения
одной из двух антенн с горизонтальной или
вертикальной поляризацией к линии, идущей
к приемнику.
Реле, используемое в двухзеркальной антенне, рассчитано на
работу при частотах до 5 000 мггц. Оно представляет собой
254

однополюсный переключатель на два положения, управляемый
с помощью соленоида. Реле сконструировано из коаксиальных
элементов, для того чтобы на протяжении всего фидерного тракта
было сохранено волновое
сопротивление 50 ом.
Переключатель состоит из
одного неподвижного центрального
контакта и двух
подвижных,смонтированных на гибких
пластинках из фосфористой бронзы, как
показано на рис. Х.34. Пластинки
перемещаются с помощью
соленоида. На частотах свыше" 1 000 мггц
емкость между разомкнутыми
контактами приводит к
.паразитной связи с отключенной
антенной. Для устранения этой связи
каждый из подвижных контактов
в холостом 'положении
замыкается на землю.
35. Разделитель тока
Рис. Х.34. Принципиальное
устройство радиочастотного реле,
изображенного на-рис. Х.36:
/—коромысло, 2— к в
ртикальной-.антенне, 3— к горизонтальной антенне,
4 — верхняя пластинка, 5—нижняя
пластинка, 6 — неподвижные заземленные
контакты, ^ , 7 — неподвижный контакт
приемника.
Основная 3. v. линия
К приемники
¥
Кантенне
К Ответвление 5
С,
В некоторых образцах
двойной параболической антенны
питание реле осуществляется с
помощью той же линии, которая
связывает антенну с приемником.
Схема такого устройства показана на
рис. Х.35. Ответвительная линия
Б присоединяется к основной
линии передачи в точке А.
Линия Б имеет волновое
сопротивление Z0 и электрическую длину а.
На конце, противоположном А,
она замкнута через конденсатор
Сь Если сопротивление
конденсатора мало, то сопротивление
ответвления Z в точке А -будет
Z=JZ0iga. (25)
Допустим, например, что Z0 =
= 200 ом и частота такова, что а = 45°,
тогда
Z=J200tg45 =/ 200 ом.
Если волновое сопротивление основной линии равно 50 ом, то
влияние ответвления в рассмотренном случае будет относительно
невелико. При двойной частоте а = 90°, Z = оо и ответвление
255
К об^отне соленоида
реле
Рис.Х .35. Схема
распределения тока питания реле в
в. ч. линии.

не оказывает никакого влияния на основную линию. При а = 180°,
Z = 0 и ответвление накоротко замыкает основную линию. Если Z0
достаточно велико, то в некотором диапазоне частот влияние
ответвления на основную линию будет относительно мало. Перекрытие
диапазона может доходить, например, до величины 5 : 1, т. е.
электрическая длина ответвления может изменяться от 30 до 150°.
Ток для питания реле снимается с зажимов конденсатора Сь
Другой конденсатор С2 поставлен в основную линию для защиты
от прохождения тока в сторону антенны, где он замкнулся бы
в симметрирующем устройстве. Центральный проводник ответви-
Рис. Х.36. Радиочастотное реле с разделительным
устройством:
7—контактные пластинки, 2— полистироловые прокладки,
3 — к вертикальной антенне, 4 — к горизонтальной антенне,
5 — конденсатор С2, б—к приемнику, 7 — ответвление Б, 8—
конденсатор С, 9— конденсатор С3, 10—к соленоиду реле,
11— соленоид, 12 — канал, 13 — положение контактов при
включенном реле.
тельной линии в двухзеркальной антенне представляет собой
тонкую проволочку, с целью получения большего волнового
сопротивления. Еще один конденсатор С3, включенный параллельно Сь
обеспечивает дополнительную проводимость при более длинных волнах.
Конструкция реле с разделительным устройством изображена на
рис. Х.36. Изменение к. с. в. в 50-омной линии, нагруженной на свое
волновое сопротивление при включении реле с разделительным
устройством, показано на рис. Х.37 для диапазона от 1 000 до
253

о 000 мггц. К. с. в. меньше 2 при частотах ниже 3 500 мггц и
возрастает до 6 в области 5 000 мггц. Разделительное устройство,
подобно описанному, должно быть помещено и на другом конце
основной линии вблизи приемника, чтобы
воспрепятствовать прохождению тока реле 7'
в цепь приемника.
36. Симметрирующее устройство
Компенмв
1о
-77777Л

Симметрирующее устройство
woo 2000 jooo то sooo
Частота в мггц
В антенне С горизонтальной ПОЛ яри- Рис. Х.37. Зависимость к. с. в.
зациеи и уголковым отражателем для от частоты в 50-омной линии,
перехода С симметричной ЛИНИИ, идущей нагруженной через в. ч. реле
от облучателя, к одной несимметричной с РазДелителем на волновое
линии, идущей к приемнику (рис. Х.23), сопротивление,
имеется симметрирующее устройство.
Таксе же устройство имеется и в двухзеркальной антенне для
присоединения симметричного облучателя к несимметричной линии
передачи (рис. Х.29). На рис. Х.38 показан переход от одной
коаксиальной линии с волновым
сопротивлением Z к симметричной
двухпроводной линии такою же
волнового сопротивления с помощью
симметрирующего устройства с
волновым сопротивлением Z0 и длиной
а. Соображения по выбору длины а
и волнового сопротивления Z0
подобны изложенным выше, одри
рассмотрении ответвительной линии в
разделителе тока реле.
Сопротивление в точке А короткозамкнутого
отрезка линии симметрирующего
устройства будет
Z=JZotga. (25)
Если Z0—достаточно велико, то
при относительно широких пределах
изменения длины а, реактивность в
точке Л, обусловленная короткозам-
кнутым отрезком линии, будет относительно мало влиять на
обе линии с волновым сопротивлением Z. Если а мало, то
реактивность имеет индуктивный характер и может компенсировать
емкостную реактивность антенны. Поэтому допускаются значения
а от 20 до 160°.
В антенне с уголковым отражателем перекрытие диапазона равно
14 и симметрирующее устройство должно работать также при
частотах, когда а =180°. Это достигается подключением
дополнительного сопротивления, приблизительно равного волновому
сопротивлению симметрирующего устройства, как показано на рис. Х.38,
на расстоянии равном, примерно, lU длины симметрирующего
устройства, считая от заземленного конца.
17 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 257
У//////УУУ/
Z
К приемнику
Рис. Х.38. Схема широкополосного
симметрирующего устройства.

37. Антенна с вращающейся поляризацией
При частотах свыше 5 000 мггц и размерах раскрыва около
0,5 м, можно использовать антенны, относящиеся к третьей группе
согласно данной выше классификации (рис. Х.6). Рассмотрим пе-
ленгаторную антенну, работающую в номинальном диапазоне от
5 000 мггц до 12 000 мггц. Ее основные размеры—диаметр 38,1 см
(15 дюймов), высота около 73,6 см (29 дюймов). Описываемая
антенна отличается тем, что в качестве облучателя используется
рупор с вращающейся поляризацией, направленный вверх. Рупор
неподвижен и возбуждается волноводом. Вращение диаграммы
осуществляется с помощью вращающегося параболического зеркала,
помещенного наклонно, под углом в 45° над раскрывом
рупора. Зеркало вращается со скоростью в несколько сот
оборотов в минуту. Антенна имеет одинаковую чувствительность по
отношению к волнам, приходящим из любого направления в
горизонтальной плоскости, и практически при любой линейной
поляризации. Антенна принимает также поля с вращающейся поляризацией
при соответствующем направлении вращения. Применение в
качестве линии передачи волновода вместо коаксиальной линии
обусловлено диапазоном, в котором работает эта антенна. В двухрамочной
антенне (§ 19) имеется вращающееся
сочленение. В уголковой и двухзеркаль-
ной антенне используется также
вращающееся сочленение и кроме тогоу
в. ч. реле. В антенне с отражателем
для вращающейся поляризации,
описываемой в настоящем параграфе,
необходимость во вращающемся
сочленении исключается тем, что
рупорный облучатель, направленный вверх
на зеркало, устанавливается
неподвижно, как показано на рис. Х.39.
Поскольку рупор имеет круговую
поляризацию, то одно зеркало выполняет
те же функции, что и оба зеркала в
двухзеркальной aHteHHe, и
необходимость в в. ч. реле отпадает.
Диаграмма антенны вращается благодаря
вращению отражателя относительно
__ _л оси при неподвижном облучателе. В
ЩейсСяп^рРизУаПциРейиРплЩоск„й ™*>" устройстве направление век-
отражатель. торов поля в рупорном облучателе
зависит от направления прихода
волны. Если, например, волна с горизонтальной поляризацией
приходит с юга, электрический вектор направлен вдоль оси восток —
запад. Из вышесказанного следует, что рупор должен принимать
волны одинаково хорошо, независимо от их поляризации. Такой
рупор изображен на рис. Х.40. Он состоит из фазирующей секции
258

и переходной секции. Последняя поворачивает фазирующую секцию
на угол 45° относительно волновода, как показано на рисунке.
Теория и расчет рупора такого типа рассмотрены в гл. V.
Рис. Х.40. Рупор с вращающейся поляризацией:
/-^волновод, 2—плавный переход, 3— фазирующая секция, 4^-
полистироловая пластинка.
Размер сечения рупора такой, что в соответствующей полосе
частот в рупоре существуют две волны типа #oi и #ю. Таким
образом электрическое поле в любой точке внутри рупора является.^
суммой поля, вектор которого параллелен диэлектрической вставке,
и поля с вектором, перепендикулярным к той же вставке. В общем
случае оба эти поля будут не в фазе. Длина пласгикки: выбирается
так, чтобы одно из указанных полей опережало по фазе второе на
90°, считая, что оба поля в раскрыве рупора находятся в фазе. Во
всем диапазоне антенны нельзя сохранить нужную величину сдвига
фаз в 90°, но при соответствующем выборе размеров и материала
диэлектрической вставки, можно достигнуть того, что сдвиг фаз
в пределах всего диапазона окажется близким к требуемому
практически. Размеры возбуждающего волновода таковы, что в нем
могут распространяться лишь волны типа Н0\, У которых вектор
электрического поля параллелен меньшему размеру прямоугольного
сечения волновода.
Если бы отражатель на рис. Х.39 представлял собой бесконечный
плоский лист, то диаграмма антенны была бы по существу такая
же, как и диаграмма рупора, как показано на рис. Х.41. Для того,
чтобы сохранить форму диаграммы антенны при всех положениях
отражателя, телесная диаграмма самого рупора должна быть также
симметричной относительно продольной оси рупора. Такой рупор
изображен на рис. Х.40. Сечения фазирующей секции и раскрыва
рупора квадратны, так что диаграммы рупора приблизительно
симметричны относительно оси рупора. Так как описываемая антенна
одинаково чувствительна как к волнам с вертикальной, так
и горизонтальной поляризацией, то коэфициент различимости
поляризации равен единице. Поэтому поляризация принимаемой волны
в такой антенне не может быть определена. Для получения высо-
17* 259

{той точности при определении направления источника диаграмма
антенны в горизонтальной плоскости должна быть достаточно
острой, а диаграмма в вертикальной плоскости должна быть
относительно широкой, чтобы при установке антенны на судне или
самолете сигнал не исчезал бы при качке и виражах.
В антенне, показанной на рис. Х.42, это достигается применением
в качестве зеркала эллиптического цилиндра, образующая
которого составляет угол в 45° с осью
рупора. Более подробно описание
зеркала этого типа приведено ^
в гл. V. :*
дврКалЬное
изображение
источника
Плоений
отражатель
Диаграмме
напраблеммости
Рис. Х.41. Изменение направления излучения
рупора плоским отражателем.
Рис. Х.42. Фотография
параболической антенны с
рупорным облучателем.
Обтекатель снят:
/ — зеркало, 2 — рупор, 3^
механизм вращения.
Диаграммы антенны в горизонтальной плоскости, для
горизонтальной и вертикальной поляризации, на частотах 5 300 и
Рис. Х.43. Изображения диаграмм параболической антенны с
рупорным облучателем на экране индикатора. Азимут источника около 45°.
/ — горизонтальная поляризация, 2 — вертикальная поляризация
10 000 мггц показаны на рис. Х.43, а диаграммы направленности:
в вертикальной плоскости — на рис. Х.44.
260

В антенне, изображенной на рис. Х.42, зеркало смонтировано на1
кольце, которое с помощью червячного механизма вращается
вокруг оси рупора. Червячный механизм приводится в движение мо->
Горизонтальная поляризация Вертикальная поляризация
Рис. X. 44. Диаграммы направленности
параболической антенны с рупорным облучателем в
вертикальной плоскости.
тором. С той же скоростью, что и антенна, вращается сельсин,
обеспечивающий индикацию положения зеркала по азимуту на
индикаторе станции.
38. Неподвижные антенны
В длинноволновом диапазоне рамка является наиболее удобной
вращающейся направленной антенной, так как благодаря ее
размерам это вращение осуществляется без особых трудностей. Однако
чувствительность' рамки много ниже чувствительности
полуволнового вибратора, даже если она имеет более одного витка и
настроена в резонанс. Поэтому на длинных волнах, если требуется
более высокая чувствительность, необходимо применять пслуволно-
вые вибраторы. Так как вращение вибратора относительно больших
размеров [3 м (10 футов) на частоте 50 мггц] практически
трудно осуществить, то целесообразнее применять неподвижные
антенны, что исключает необходимость во вращающемся сочленении и
вращающемся механизме. Неподвижная пеленгаторная антенна для
вертикальной поляризации (рис. Х.45) осуществлена в риде
системы из четырех полуволновых вибраторов, симметрично
расположенных вокруг мачты на расстоянии d от нее. При этом сама мачта
играет роль контррефлектора, так что диаграммы вибраторов
имеют направленность в горизонтальной плоскости. Вращение
диаграммы в азимутальной плоскости осуществляется поочередным
включением вибраторов с помощью емкостного переключателя,
изображенного на рис. Х.46. Каждая из статорных неподвижных
пластин переключателя соединена с соответствующей антенной А, Бу
В, Г. Подвижная вращающаяся пластина, поочередно подключает
261

вибраторы через емкостную связь, к входу приемника. Если
диаграмма каждой из антенн изменяется по закону косинуса, то
энергия, приходящая из удаленного источника, расположенного под
К антенне А
1
Статорнал
пластина А
НантвннеА
Статорнал
пластана Г
КоаксиалЬнЬм
набели к
антеннам
И антенне 5
"Статорнал
пластана б
К приемнику
Статорнал
пластана В
Рис. Х.45.
Неподвижная пеленгаторная
антенная система,
состоящая из четырех
вибраторов,
расположенных вокруг мачтыв
Нйнтенне В
Рис. Х.46. Емкостной переключатель,
используемый для вращения
диаграммы в антенне, изображенной на рис.
Х.43.
углом ср, будет одновременно приниматься не более чем двумя
антеннами. При этом напряжение, подводимое в антенне Л, будет
пропорционально cos у а в антенне Б пропорционально cos (90—ср) =
= sin у.
Если переключать сконструирован так, что напряжение,
наводимое каждой статорной пластиной на пластину ротора,
пропорционально косинусу угла поворота, то суммарное напряжение на
роторе будет
е = ЕА cos ср cos 9 4- ЕБ sin <р sin 6 , (26)
где ЕА и ЕБ — максимальные напряжения на пластинах А и Б,
соответствующие у =0° в первом случае и ^ =90° во втором
случае. Если расстояние между антеннами мало по сравнению с
длиной волны, и следовательно поле, возбуждаемое в обеих антеннах,
можно считать синфазным, а также если все четыре антенны,
соответствующие фидерные линии и пластины конденсатора идентичны,
то ЕЛ
- Ев , так что
е = ЕА (cos cp cos 6 -\- sin <p sin 6)
(27)
e = EAcos(4 — 9). (28)
Следовательно максимальный прием будет соответствовать
повороту ротора на угол <? ~- 9. При вращении переключателя на
экране трубки индикатора кругового обзора, в которой радиальное
отклонение пропорционально величине е, а угловое отклонение про-
262

ШправлешеО НапраЫтет
\ . источник
/
порционально ?, будет изображаться косинусная диаграмма
(рис. Х.47), максимальне значение которой соответствует
направлению на источник.
Чтобы напряжение е, наводимое статорной пластиной на роторе,
было пропорционально косинусу угла поворота, емкость между
ротором и статором должна также
изменяться по этому закону. В
цилиндрическом конденсаторе ори мало
различающихся радиусах ротора и
статора эта емкость
приблизительно пропорциональна
перекрывающейся поверхности обеих пластин.
Следовательно, величина
перекрывающейся поверхности должна также
изменяться по закону cos 0.
Чтобы фаза напряжения на
приемнике относительно антенны не
менялась при вращении емкостного
переключателя, его сопротивление
должно быть велико по сравнению
с сопротивлением антенны и
приемника. При этом неизбежна некоторая потеря чувствительности
всего устройства. Ширина полосы такой системы невелика
вследствие ряда обстоятельств. Так, например, с изменением частоты
изменяется форма диаграммы. Но7 так как емкостной переключа-
Рис. Х.47. Изображение диаграммы
на трубке индикатора при
неподвижной антенной системе.
Рис. Х.43.
Неподвижная антенная система,
состоящая из
горизонтальных вибраторов:
1 — отражатель.
><D
Рис. Х.49. Неподвижная
антенная система, имеющая
кардиоидную диаграмму
направленности:
1 —' щель, прорезанная в
цилиндре, создающая
ненаправленную диаграмму в
горизонтальной плоскости, 2 —крестообразно
расположенные вибраторы, 3 —
вертикальная мачта.
тель сконструирован только для определенной формы диаграммы,
то на других частотах определение пеленга будет неточным,
263

Аналогичная антенна, построенная на юм же принципе для.
приема горизонтально поляризованных волн, изображена! на
на рис. Х.48.
Электрическое вращение диаграммы может быть также
осуществлено при двух взаимно перпендикулярных антеннах с
диаграммами направленности типа восьмерки, если только двузначность
при определении пеленга не имеет существенного значения. Для
устранения двузначности необходимо дополнить эту систему еще
одной всенаправленной антенной, щелевой или рамочной. Такая
система для горизонтальной поляризации изображена на рис. X. 49,
Она состоит из двух горизонтальных крестообразно расположенных
полуволновых вибраторов и всенаправленной щелевой,
цилиндрической или рамочной антенны, установленной на вертикальной мачте*
При соответствующих фазовых и амплитудных соотношениях, а
указанных антеннах, с помощью емкостного переключателя, может*
быть осуществлено электрическое вращение диаграммы,
эквивалентное вращению антенны с кардиоидной диаграммой.
39. Скорость вращения пеленгаторных антенн
Для полноты рассмотрения основных типов пеленгаторных
антенн мы остановимся на вопросах вероятности обнаружения,
возникающих в случае вращения антенны пеленгуемого источника или
в случае перестройки приемника радиопеленгатора, или же,
наконец, в сложном случае, когда источник излучает сигналы с
импульсной модуляцией, причем поляризация их неизвестна, антенна его
вращается, а приемник радиопеленгатора перестраивается.
Рассмотрим более простой случай, когда вращается как
передающая, так и пеленгаторная антенны, но частота сигнала известна.
При некоторых соотношениях скоростей вращения приемной и
передающей антенн совпадение направлений обеих диаграмм
окажется невозможным (например, если это отношение равно
единице). Число таких отношений увеличивается с уменьшением
ширины диаграммы передающей и приемной антенны, но всегда
конечно. Однако при отношениях скоростей, близких к этим
значениям, время, необходимое для «встречи» обеих диаграмм, может
быть недопустимо большим. В общем случае при выборе скорости
пеленгатор ной антенны возможность таких соотношений должна
быть исключена. Это может быть достигнуто либо при быстром
(в несколько раз быстрее антенны передающей станции) вращении
пеленгаторной антенны, так чтобы «встреча» (совпадение
направлений) диаграмм происходила по крайней мере за один оборот
передающей антенны, либо при медленном (в несколько раз
медленнее антенны передатчика) вращении пеленгаторной антенны так,,
чтобы «встреча» диаграмм происходила по крайней мере за один
оборот приемной антенны. Первый способ предпочтительнее, так как
при этом время определения пеленга значительно меньше по
сравнению со вторым способом. Однако в этом случае требуемая ско-
264

рость вращения очень велика и не всегда существенна. Кроме тогб,
при этом вследствие вращения антенны передатчика, поле в месте
приема изменится, что может привести к ошибке в определении
азимута, доходящей до половины ширины диаграммы пеленгаторнон
антенны. Эта ошибка может быть уменьшена, если число оборотов
настолько велико, что получается несколько различных отсчетов
азимута, соответствующих каждому прохождению диаграммы пелен-
гаторной антенны через направление на передающую станцию.
Азимут при этом определяется по диаграмме с максимальной
амплитудой, получаемой на трубке индикатора,
40. Техника испытания пеленгаторных антенн
Для исследования диаграмм направленности описанных выше
антенн вполне достаточно расстояние в 6 м между испытуемой
антенной и источником. В некоторых случаях, во избежание ошибок,
необходимо чтобы большая часть энергии источника была
направлена на испытуемую антенну. Рассмотрим измерительную
установку, изображенную на рис. Х.50,а. Здесь диаграмма направленности,
источника такова, что большая часть
энергии направлена на испытуемую антенну. Тот
факт, что по сторонам антенны имеются
отражающие поверхности в виде стенок С\
и С2, не влияет существенно на результаты,
поскольку величина энергии, излучаемой в
направлении стенок, мала. При этих
условиях диаграмма направленности
испытуемой антенны имеет вид, изображенный на
рис. Х.50,а. Теперь допустим, что
диаграмма направленности источника или
передающей антенны не однолепестковая, как
показано на рис. Х.50,я, а имеет два лепестка,
как показано на рис. Х.50Д и минимум ее
направлен на испытуемую антенну. Стенки
теперь играют важную роль, поскольку,
бблыиая часть энергии от источника
направлена на стенки и затем уже после
отражения попадает в антенну. В этом случае
диаграмма уже не похожа на изображенную на рис. Х.50,а, a
имеет двухлепестковую форму, как показано на рис. Х.50,6, потому
что энергия, принятая после отражения от стенок, велика по
сравнению с энергией, принятой непосредственно от источника. Во
избежание подобных явлений, необходимо чтобы отношение энергии,
попадающей в испытуемую антенну непосредственно, к энергии,
падающей в антенну в результате отражения, было бы достаточно
велико. Для этого источник должен иметь относительно острую
однолепестковую диаграмму, направленную на испытуемую
антенну, и антенны должны быть размещены так, чтобы исключить
возможность приема отраженной волны. Аналогичные условия могут
265
V
Диаграммд/ **
источника
а) 5)
Рис. Х.50. Влияние
расщепления диаграммы
направленности источника
при наличии отражающих
предметов на измеряемую
ширину диаграммы
направленности:
/ —измеренные диаграммы
направленности, 2— испытуемая-
антенна, 5— стенка.

-существовать и при отсутствии отражающих стенок, благодаря
близости земли или другой отражающей поверхности, к испытуемой
установке. Если диаграмма направленности источника относительно
широка в вертикальной плоскости, так что приблизительно
одинаковые доли энергии могут приходить к испытуемой антенне
непосредственно и после отражения от земли, то эти две части могут
оказаться в противофазе, и интенсивность поля в месте
расположения испытуемой антенны будет равна нулю. При этих условиях
интенсивность поля значительно изменяется с высотой. Другими
словами, распределение поля по вертикали искажено и может
случиться, что поле в раскрыве антенны будет значительно слабее
вторичного поля, обусловленного отражением от других частей
антенны, расположенных в более сильном поле. Ясно, что диаграмма
направленности, получаемая гфи вращении испытуемой системы,
будет значительно искажена.
Указанные изменения интенсивности поля могут быть
существенно уменьшены двумя путями: 1) установкой источника и
испытуемой антенны на таком расстоянии от земли, которое сравнимо
или больше чем расстояние между ними и 2) использованием
источника с такой диаграммой направленности, чтобы энергия,
отраженная от земли, попадающая в испытуемую антенну, была мала
по сравнению с энергией, поступающей непосредственно в
испытуемую антенну. Второй способ более приемлем на высоких
частотах, где конструирование остронаправлённого источника не
встречает затруднений. Заметим, что наклон диаграммы источника вверх
несколько уменьшает энергию, излучаемую непосредственно в
направлении антенны, но зато может во много раз уменьшить
энергию, излучаемую по направлению к земле.
В измерительной установке для исследования диаграммы
направленности, для обеспечения относительно равномерного поля
в месте нахождения антенны, использовались все вышеуказанные
методы. Испытуемая антенна и источник были помещены на
высоте 6 м над -крышей здаеия при расстоянии между ними около б м>
Источником служила антенна с уголковым отражателем,
наклоненная! под углом 30° (см. рис. Х.-51,а). Размеры расйрьгва
отражателя были 2,75 X 3 м. Излучающий элемент регулировался
так, чтобы его длина была около У2 Я в соответствии с исследуемой
частотой.
Расстояние от вершины уголкового отражателя до излучателя
также регулировалось. При этом в диапазоне от 50 до 1 000 мггц
сохранялись удовлетворительные диаграммы направленности
источника и равномерность облучения испытуемой антенны. Для
получения полей с взаимноперпендикулярными поляризациями
уголковый отражатель может быть повернут в горизонтальное или
вертикальное полржение.
Для частот выше 1 000 мггц источником служили другие
антенны, как например, параболическая и рупорная. Они были
установлены так, чтобы максимум энергии попадал непосредственно
■на испытуемую антенну.
-266

Если желательно исследовать влияние вертикальной мачты,
помещенной на расстоянии нескольких метров от приемной антенны,
то мачта должна быть установлена так, чтобы она могла вращаться
вокруг приемной аитенны. Таким образом можно исследовать
влияние мачты на диаграмму антенны, в зависимости от ее положения
относительно направления на источник. При исследованиях такого
рода необходимо, чтобы интенсивность поля была бы относительно
постоянна не только в области
между мачтой и антенной, но и за
ее пределами. Бели м.ачта
находится, например, в сильном, а
испытуемая антенна в слабом поле,
энергия, отраженная от мачты,
может превышать энергию, посту-
Землл
а!
Резонансной^
полуволнодЬ/ц
вибратор
Ucnbim.
антенна
V
(^^Цсточник
Передающая
антенна
Земля
5)
Рис. Х.51. Размещение источника
и испытуемой антенны для
измерения диаграммы направленности.
"ч
h
уёнератор
л—т~"Т~—Wm шриеммик
Рис. Х.52. Установка для измерения ко-
эфициента усиления антенны
относительно полуволнового вибратора.
пающую непосредственно, что приведет к ошибке в измерениях.
Для определения постоянства поля во всей области в качестве
индикатора может быть .использован обычный полувол новый вибратор.
При определении коэфициента усиления антенны по сравнению
с резонансным полуволновым вибратором, последний
устанавливается на место испытуемой антенны, а выходная мощность в. ч.
генератора, включенного на передающую антенну, изменяется до
тех пор, пока сигнал на выходе приемника будет такой же, как
и раньше. При подобного рода измерениях условия должны
приближаться к условиям свободного пространства. Скелетная схема
измерительной установки показана на рис. Х.52. Отношение
мощностей генератора в первом и втором случаях равно величине
коэфициента усиления. Ввиду того, что приемник может представлять
несогласованную с антенной нагрузку, измеренная выходная
мощность может зависеть от сопротивления приемника и длины линии
передачи (см. последнюю часть § 16). Чтобы уменьшить ошибку
в определяемом значении коэфициента усиления, в соединительную
линию между антенной и приемником должна быть поставлена
раздвижка так, чтобы ее длина могла регулироваться.
267

При регулировке раздвижки могут быть измерены минимум и
максимум коэфициента усиления при данной частоте. Во многих
случаях удобно считать коэфициентом усиления среднее между
этими двумя значениями. Например, эффективный раокрыв для
уголковой антенны, изображенной на рис. Х.27, был вычислен по'
измеренному среднему коэфициенту усиления. Изменением
затухания в линии, вызванным изменением ее длины при регулировке
раздвижки, можно обычно пренебречь, если общая длина линии
велика по сравнению с длиной раздвижки.

ГЛАВА XI
ИНДИКАТОРНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ ПЕЛЕНГАТОРОВ
1. Введение
С повышением 'частоты возможность применения все более
остронаправленных антенн увеличивается так, что при наличии на пеленгаторной'станции
качественного индикатора направление на источник может быть определено
с достаточно большой точностью.
На рис. XI. 1 изображена простейшая пеленгаторная станция, состоящая
из вращающейся антенны с соответствующим указателем направления ее, и
приемника с телефонными
трубками. Антенна вращается
до получения максимального
сигнала, и по шкале,
связанной с осью антенны, отсчиты-
вается азимут источника.
Такая система очень проста, но
не особенно удобна. Так,
например, может возникнуть
необходимость помещения
индикатора в месте, удаленном от
антенны.
Индикатор должен
обеспечить получение как данных
о положении антенны, так и
данных об интенсивности
принимаемого сигнала. При
соответствующей комбинации этих
данных может быть определено направление на источник высокочастотных
Колебаний. Вначале мы рассмотрим некоторые из способов индикации положения
антенны, т. е. угла поворота относительно выбранного нами направления.
Рис. XI.1. Простой пе- Рис. XI.2. Простой
пеленгатор. Непосредст- ленгатор. Дистанцион-
венная индикация. ная индикация.
2. Выносной индикатор
На рис. XI.2 изображен элементарный пеленгатор с сельсинной системой
для дистанционного управления вращением антенны. Ориентация антенны в
направления максимального приема может быть определена по стрелке,
вращающейся синхронно с аитенной. Когда оператор вращает штурвал .стрелочного
индикатора на некоторый угол, одновременно приводится в действие сельсинная
система, поворачивающая антенну на тот же угол. Эта система проста, поскольку
те же сельсины, которые вращают антенну, дают и отсчет по азимуту.
3. Необходимость в автоматических пеленгаторах
Применение отшса'йн'ых выше пелеягаторных устройств весьма ограничено:
"Работа станции зависит от слуховых способностей оператора. Сигналы,
модулированные сверхзвуковой, йлй, наоборот,, очень* низкой • частотой, вовсе не-могут'
269

быть услышаны и чувствительность^ всей системы вообще зависит от
индивидуальных качеств оператора. Кроме того, эти системы не пригодны для
пеленгации радиолокационных станций, так как сигналы их слышны только в
течение таких коротких промежутков, что оператор лишен возможности правильно
ориентировать антенну за это время. Если требуется определить направление
на источник с наибольшей возможной точностью при минимальной затрате
времени, работа устройства, изображенного на рис. XI.2, долма быть
автоматизирована.
Рассмотрим вкратце действия оператора при определении пеленга. Вначале
приемнию должен быть настроен на частоту принимаемого сигнала. Затем, если
азимут определяется по слуху, антенну вращают до получения максимального
сигнала (или минимального в случае системы с нулевой индикацией). Чтобы
удостовериться в том, что антенна направлена верно, необходимо сравнить
силу сигнала по обе стороны от найденного положения. Таким образом
правильность установки антенны при определении азимута определяется не столько
по положению, соответствующему максимальному сигналу, как по двум
положениям при одинаковой силе сигнала (которые предполагаются*
равноотстоящими от истинного направления). В автоматической системе антенна должна
либо непрерывно вращаться, либо качаться относительно направления на
источник. Как уже упоминалось в гл. X, скорость вращения антенны
пеленгатора должна значительно превышать скорость вращения антенны источника,
т. е. скорость вращения пеленгатор ной антенны может достигать нескольких
сот оборотов в минуту. Ясно, что при этих условиях требуется автоматическая
индикация направления.
4. Индикатор с вращающимся диском
Для автоматической индикации устройство, изображенное на 'рис. XI.2,
должно быть модифицировано. Простейший способ такой автоматизации
показан на рис. XI.3. Он особенно пригоден при высоких частотах, когда антенны
обладают достаточной направленностью. При вращении антенны сигнал в при-
Антенна
Неоновая
лампа
Вращающийся
диск
НеподЬижная
шкала
Рис. XI.3. Блок-схема индикатора с вращающимся диском.
Триггерный каскад обеспечивает постоянное напряжение на
неоновой лампочке при наличии сигнала, ширина освещенного
сектора регулируется в усилителе.
емнике будет появляться, когда антенна направлена на источник и, если' к
выходу приемника подключена неоновая лампочка, то она в этот момент
загорится. Эта лампочка устанавливается на диске, вращающемся синхронно с
антенной. Поскольку сигнал принимается только тогда, когда антенна направлена
на источник, то лишь некоторый сектор диска будет засвечен. Как показано
на рис. XI.4, неоновая лампочка вспыхивает пять раз при прохождении антенны
270

через направление на источник импульсных сигналов. Ширина освещенного сек-
тора вращающегося диска пропорциональна ширине диаграммы пеленгаторной
антенны, а расстояние между отдельными вспышками
соответствует углу, на который поворачивается пеленга-
торная антенна за промежуток между двумя
последовательными импульсами, посылаемыми
радиолокатором. Если же источник излучает сипналы с
.непрерывной модуляцией, лампочка будет гореть во всем
секторе.
При работе с индикатором такого типа желательно
чтобы перед отсчетом азимута оператор, с помощью
телефонных трубок или другого какого-либо средства,
убедился в том, что принимается сигнал только от одного
источника, поскольку сама лампочка, естественно, не позволяет
определить характер сигнала. На длинных волнах, где
создание остронаправленных антенн, вращающихся со
скоростью 200 — 300 об/мин, практически неосуществимо,
лампочка будет гореть на протяжении сектора, слишком
широкого для точного определения пеленга. Поэтому
описываемый индикатор применим только на частотах, при
которых антенна имеет диаграмму шириной порядка J5°
или меньше.
Рис. ХГ.4.
Индикация в системе,
изображенной на рис.
ХГ.З. Вспышки,
обусловленные серией
импульсов, видны
одновременно
благодаря быстрому
вращению диска и
инерции зрения.
5. Импульсные индикаторы. Вращающиеся магнитные
катушки
Для длинноволновых пеленгаторов, использующих слабо направленные
антенны, более пригоден другой тип индикатора, в котором азимут определяется
по изображению, подобному приведенному на рис. XI.8 (хотя не обязательно*
<2Х
Г©
, ''
©
© ,
© 1
Рис. XI.5. Блок-схема индикатора с изображением
огибающей импульсов:
1 — антенна; 2—приемник, 3—видеоусилитель, 4—детектор и
фильтр, 5—подсветка, 6— сельсин-датчик, 7—сельсин-приемник,
8—вращающиеся магнитные катушки, Р—электронно-лучевая
трубка.
с утолщенными верхушками). Изображение такого вида может быть получена
в системе, подобной показанной на рис. XI.5, с той лишь разницей, что
детекторный фильтр здесь отсутствует и подсветка осуществляется непосредственно
напряжением с'выхода видеоусилителя. Отклоняющие катушки вращаются
синхронно с антенной. Принятый сигнал после усиления подается на обмотку от-
271

клонящих катушек и создаваемое ими магнитное поле обусловливает
радиальное отклонение светящегося пятна на экране электронно-лучевой трубки.
При вращении антенны величина напряжения на катушках меняется. Она
^становится максимальной, когда антенна направлена на источник. Поскольку
положение пятна в каждый момент зависит от направления пеленгаторной
антенны, изображение, показанное на рис. XI.8, соответствует азимуту
источника 20°
6. Изображение огибающей импульсов. Магнитная развертка
Недостатком индикатора с магнитными отклоняющими катушками является
трудность создания таких катушек, которые- работали бы эффективно как при
звуковой, так и при импульсной (порядка 1 мксек и меньше) модуляции
принимаемого сигнала. Не всегда можно создать конструкцию катушек
небольших размеров, имеющих удовлетворительную частотную характеристику и
достаточную силу поля. Эффективная индикация сигналов, принимаемых
антенной, может быть получена при возбуждении катушек, продетектированных
шосле усиления напряжением. Выпрямленный отклоняющий ток, пропорциональ-
Рйс. ХК6. Индикация в системе,
изображенной на рис. XI.5.
ный силе сигнала, создает на экране электронно-лучевой трубки изображение
диаграммы направленности, как показано на рис. XI.6. Блок-схема индикатора,
дающего такое изображение, приведена на рис. XI.5.
Если контуры изображения должны быть ровными и не зависящими от
характера модуляции сигнала, то на выходе усилителя должен быть
поставлен фильтр, так как форма детектированного сигнала может зависеть от
характера модуляции. Следует отметить, что чувствительность всей установки
изменяется в зависимости от типа сигнала. Например, при одинаковой
интенсивности поля сигналы с речевой модуляцией создают значительно большее
отклоняющее напряжение на электродах электронно-лучевой трубки, чем несколько
коротких импульсов радиолокационной станции. Использование детектора и
фильтра имеет также и отрицательные стороны. Так, постоянная времени
детектора при неравномерном вращении антенны может привести к уменьшению
точности пеленга. Постоянная времени фильтра способствует искажению
изображения диаграммы на трубке, так как выпрямленный ток не строго
пропорционален величине сигнала в данный момент. Типичное искажение диаграммы
показано на рис. Х1.7,б; для сравнения на рис. Х1.7,а показана;неискаженная
диаграмма. Таким образом, если в индикаторном устройстве имеются фильтры,
и антенна вращается с неравномерной скоростью, при пеленге могут возникнуть
ошибки. Во избежание этого предельная частота фильтра должна быть выше
частоты развертки индикаторного устройства. К недостаткам описываемого
индикатора следует \ отнести также низкую разрешающую способность в случае
приема сигналов от двух источников, расположенных приблизительно в одном
и том же направлении. Конечно, если азимуты этих источников различны и
антенна обладает достаточной направленностью, то изображения на экране по-
272
Рис. XI.7. Искажение изображения
диаграммы направленности,
обусловленное схемой индикатора:
а — нормальная диаграмма, б —
искаженная (вследствие большой величины
постоянной времени фильтра) диаграмма.

являются раздельно в соответствующих направлениях. Однако индикация будет
неточной, если оба сигнала имеют приблизительно одинаковую интенсивность
И)Приходят из соседних направлений. В этом случае, чтобы избежать ошибки,
необходимо ггрименять телефонные трубки, или какое-нибудь другое средство
для различения сигналов.
7. Электростатический индикатор импульсных сигналов*
Емкостная развертка
На рис. XI.8 показано изображение на экране электронно-лучевой трубки,
огибающая которого подобна огибающей изображения в устройстве,
описанном в § 6. В отличие от последнего система
с таким изображением итличается
повышенной разрешающей способностью, так как здесь
имеете^ возможность независимой индикации
двух источников одной и той же частоты,
расположенных в близких направлениях. Как и
в предыдущих случаях, азимут определяется
рассечением лепестка изображаемой
диаграммы и отсчетом угла по шкале, расположенной
на краю экрана.
Блок-схема системы приведена на рис. XI.9.
Здесь вращающаяся антенна 'Соединена с
приемником, выход которого подключен к
индикатору. Синхронно с антенной вращается
развертывающий конденсатор, осуществляющий
развертку принимаемого сигнала на экране
трубки. Серия принимаемых последовательных
импульсов, меняющихся по амплитуде,
вследствие вращения антенны, изображается на
экране так, как показано на рис. XI.8. Импульс максимальной длины
соответствует пеленгу, при котором антенна направлена прямо на источник. Основные
части такого устройства описаны в следующих параграфах.
Рис. XI.8. Изображение
импульсного сигнала на экране
электростатического индикатора.
Рис. XI.9. Блок-схема электростатического индикатора
с емкостной разверткой:
7 —антенна, 2—приемник, Л—видеоусилитель, 4— каскад подсветки,
5—регулировка пятна, б—восстановители, 7—сельсин-датчик,
£—сельсин-приемник, 9 — изолятор, 10—развертывающий
конденсатор, // — электронно-лучевая трубка.
Часть I.
18 Техника сверхвысоких частот.
273

8. Развертывающее устройство
Сигнал с выхода приемника подается на вход широкополосного усилителя,
разработанного в соответствии с типом сигнала пеленгуемых станций. После
усилителя напряжение подается на ротор конденсатора развертки. Последний,
как видно из рис. XI. 10,
П П состоит из одной ро^ор-
) ной и четырех статор-
ных пластин,
образующих конденсаторы в
четырех параллельных
емкостных делителях (см.
рис. XI.9). При
соответствующей форме
пластин, во время
вращения ротора разность
напряжений между про-
•} тивоположными парами
«' делителей изменяется по
закону синуса н
косинуса. Это напряжение,
будучи приложено к двум
парам взаимно иерпенди.
Рис. XI.10. Конденсатор развертки электростатиче- кулярных пластин элек-
ского индикатора: тронно-лучевой трубки,
л—изометрическая проекция, б—вид с торцевой части. Ука- обусловливает ОТКЛОНе-
заны два положения ротора сдвинутые на 90°. ние ПЯТИ а ОТ центра
экрана. Величина
отклонения зависит от интенсивности принятого сигнала, а направление — от
положения ротора конденсатора развертки. Поскольку конденсатор развертки рра-
щается синхронно с антенной, направление, по которому движется пятно на
экране, соответствует направлению вращения антенны.
9. Схемы восстановления постояннойгслагающей
Так как напряжение1,на выходе приемника меняет свой знак, становясь то
положительным, то отрицательным относительно земли, в схему индикатора
необходимо ввести дополнительное устройство, так называемый восстановитель
постоянной слагающей, задача которого заключается в таком смещении
отклоняющего напряжения, чтобы была исключена .возможность перемещения пятна
по обе стороны от центра экрана. Помимо этого, благодаря восстановителю
облегчается центрирование пятна при регулировке индикатора. Восстановитель
состоит из двух двойных диодов, показанных в блок-схеме на рис. XI.9. Когда
напряжение на роторе конденсатора отрицательно, внутреннее сопротивление
диодов велико, и они не влияют на работу индикатора. При положительном же
напряжении на роторе ток, проходящий через диоды, заряжает небольшие
подстраиваемые конденсаторы, подключенные параллельно каждой отклоняющей
пластине электронно-лучевой трубки. Так как сопротивления, шунтирующие
диоды, велики, обычно порядка 4 мгом, конденсаторы сохраняют свой заряд во
время отрицательного полупериода. Поэтому отрицательное отклоняющее
«напряжение измеряется относительно положительного пика сигнала, и
эффективное отклоняющее напряжение в этом случае вдвое больше, чем если бы диоды
использовались как ограничители.
10. Подсветка
Как уже упоминалось в §| 8, отклонение пятна от центра происходит лишь
в течение небольшой части полного периода. Остальное время пятно остается
в центре экрана электронно-лучевой трубки, вследствие чего в этом месте
выгорает, флюоресцирующий слой экрана. Кроме того, при интенсивной
освещенности центра экрана затрудняется наблюдение за изображением, особенно в тех
274

случаях, когда импульсы коротки и след движения пятна слишком бледен.
Для того, чтобы светящееся пятно на экране появлялось только при наличии
отклоняющего напряжения, в блок-схему индикаторного устройства введен
дополнительный каскад, называемый каскадом подсветки. Этот каскад
преобразует отрицательную часть сигнала на выходе видеоусилителя в положительное,
напряжение, которое подается на управляющий электрод электронно-лучевой
трубки одновременно с появлением напряжения на отклоняющих (пластинах.
В остальное время, т. е. в интервалах между импульсами, подсветка
выключена и центр экрана затемнен.
11. Усилитель
Изображение на трубке индикатора описываемого типа зависит от
характера импульсного сигнала. На рис. XI.11 показаны изображения при трех
различных типах сигнала. Частота повторения определяет число импульсов, види-
*/ SJ в)
Рис. XI.11. Изображение сигналов на экране трубки
электростатического индикатора:
а — короткие импульсы, б — речевая модуляция, в «— длинные импульсы.
мых на экране за один оборот пеленгаторной антенны. При таком изображении
облегчается в некоторой степени возможность анализа изображения. Кроме
того, благодаря возможности одновременного
наблюдения сигналов от двух источников
одной и той же частоты, как показано на
рис. XI. 12, повышается разрешающая
способность станции, позволяющая различать даже
сигналы двух источников, расположенных
в одном направлении. Характеристика
усилителя также в значительной степени
сказывается на изображении в этом типе
индикатора. Диаграммы, изображенные на рис.
XI.8, XI.11 и XI.12, получаются при усилителе,
искажающем форму импульса, как показано
на рис. XI. 13. При этом -верхушка
изображения импульса получается более утолщенной
на участке, длина которого зависит от
длительности импульса. Опытный оператор
может по изображению определять длительность
импульса, а по расстоянию между ними
определить приблизительно частоту повторений,
что облегчает распознавание пеленгуемых
источников.
В некоторых случаях желательно, чтобы на отклоняющие пластины
подавался импульс совершенно прямоугольной формы. При соответствующей
регулировке каскада подсветки и соответствующей длительности импульса можно по-
18* 275
Рис. XI. 12. Изображение двух
сигналов в электростатическом
индикаторе.

лучить изображение, показанное на рис. XI. 14. Здесь, как и раньше, верхушки
импульсов слегка скошены, но основная часть радиального следа пятна не
видна, так что область внутри диаграммы остается незасвеченной. Благодаря
этому, как показано на рис. XI. 15, еще больше облегчается пеленг двух
источников, расположенных в одном и том же или смежном направлении.
Ч^Ч,
.*xv
а)
ю
Рис. XI.13. Искажение импульса Рис. XI.14. Изображение Рис. XI.15. Одно-
в электростатическом индика- импульсного сигнала при временное изобра-
торе: критической регулировке жение сигналов от
а —входной сигнал, б—выходной блока подсветки. двух источников.
Одним из недостатков такой индикации является слабая яркость изобра-"
жения, обусловленная тем, что верхушки импульсов не прилегают друг к .другу
и отдельные импульсы как бы растягиваются вдоль радиуса.
При некоторых типах импульсных сигналов
искажение формы импульса увеличивает яркость
изображения. При таком искажении формы импульса, как
показано <на рис. XI. 16, увеличивается яркость в
области, прилегающей к центру экрана. Это сказы-
Рис. XI. 16. Нежелательное искажение
импульса в электростатическом
индикаторе:
/ — сигнал на входе усилителя, 2 — сигнал
на выходе усилителя.
Рис. XI.17. Изображение двух
сигналов при искажении
импульсов, показанном на
рис. XI. 16.
вается отрицательно на работе оператора, поскольку последний определяет пеленг
по огибающей, т. е. по менее освещенной области. Кроме того, увеличенная
освещенность центра экрана может затемнить изображение второго сигнала, как
показано на рис. XI. 17.
12. Удлинитель импульсов
При очень коротких импульсах, порядка 1 мксек или меньше, изображение
вследствие слабой освещенности получается очень бледным. При длительности
импульса порядка 5 мксек и больше и при соответствующей конструкции
усилителя, яркость изображения получается удовлетворительной. Однако при
более коротких импульсах необходимо дополнительное устройство, создающее
длинные импульсы прямоугольной формы и включаемое приходящим сигналом>
Такое устройство ч называется удлинителем импульсов. Его единственной
задачей является увеличение яркости изображения. На рис. XI. 18 изображена блок-
схема индикатора с удлинителем импульсов. Свойство удлинителя импульсов
заключается в том, что амплитуда выходного импульса пропорциональна ампли-
276

туде входного. Принципиальная схема изображена на рис. XI. 19. Принятый
импульс усиливается ,и подается через диод на последовательно соединенный с ним
конденсатор С. Цепь из сопротивления и емкости на выходе усилителя диферен-
0
1Г
©
(iHrn©
©13
©
Рис. XI.18. Блок-схема удлинителя импульсов для
электростатического индикатора:
1 — приемник, 2— видеоусилитель, 3— диференциатор, 4 —
ограничитель напряжения, 5— однопериодный релаксационный
генератор, 6 — импульсный ограничитель, 7—выход.
цирует импульс, так что последующий каскад возбуждается только передним
фронтом импульса и длительность выходного импульса не зависит от длительности
входного имлульса. То же напряжение, которое прилагается к схеме и заряжает
Рис. XI.19. Схема удлинителя импульсов: Л\ и Л2 — видеоусилители; Л73 —
ограничитель напряжения, Л±а— релаксационный генератор,
Л4#—импульсный ограничитель, Ль — фиксирующий диод селекторного каскада.
конденсатор С, подается через ограничитель напряжения на генератор импульса.
Выход генератора связан с фазоеращающим каскадом, который служит для
ул|учшения формы импульса. Преобразованный импульс подается «а сетку триода
277

таким образом, что когда отрицательное напряжение на выходе фазовращателя
исчезает, конденсатор разряжается через триод. Выходное напряжение снимается
с конденсатора, который заряжается приходящим сигналом до начальной
амплитуды. Это напряжение остается до окончания импульса, создаваемого
генератором, пока конденсатор не разрядится.
Длительность импульса в различных радиолокационных станциях
колеблется в пределах от 0,2 и меньше до 80 мксек, а частота повторения в
пределах от 25 до 4 000 имп/сек. При увеличеьии частоты повторения светящиеся
линии на экране электронно-лучевой трубки, изображающие последовательные
импульсы, прилегают друг к другу все ближе и ближе (рис. XI.8} пока
изображение не становится сплошь засвеченным. Это нежелательно, так как исключает
возможность одновременного наблюдения сигналов, излучаемых источниками,
расположенными в одном и том же или смежном направлении. Постоянная
длительность импульсов, получающаяся при применении удлинителя импульсов,
уничтожает характерные особенности сигналов от отдельных радиолокационных
станций, затрудняя этим опознавание источников При высоком уровне шумов
удлинитель импульсов может возбудиться напряжением шумов, что приведет
к появлению ложного сигнала. Из этих соображений в индикаторе с
удлинителем импульсов должна быть предусмотрена возможность выключения
последнего.
13. Экраны электронно-лучевых трубок
Тип экрана электрон но-лучевой трубки, > применяемой в индикаторе
описанного типа, надо выбирать с точки зрения удобства индикации.
Если для увеличения яркости изображения применяется экран <с
послесвечением, чтобы изображение было видно в течение нескольких оборотов антенны,
то рекомендуется применение экрана Р-7 или ему подобного с большим
послесвечением. Недостатком экрана такого типа, как и большинства двухцветных
экранов, является то, что одиночный импульс не способен возбудить
флюоресцирующую поверхность экрана. Это в особенности справедливо для импульсов
длительностью в 1 мксек или меньше. Другим недостатком экранов с
послесвечением' является то, что при возбуждении экрана в течение нескольких оборотов
антенны, изображения отдельных импульсов смешиваются, что может ввести
в заблуждение оператора, особенно если амплитуда сигнала меняется или
одновременно принимаются сигналы не одной станции. Практика показала, что
экраны со средним послесвечением, как например Р-2, более пригодны. Такой
экран может возбудиться относительно коротким импульсом и в то же время
имеет вполне достаточное послесвечение, позволяющее сохранить изображение
в течение одного оборота антенны. При выборе экрана для недорогих и легких
индикаторов приходится часто принимать компромиссное решение, связанное
с тем, что при экранах со значительным послесвечением, как например Р-2 или
Р-7, необходимо высокое ускоряющее напряжение. При этом может потребоваться
двойное (по сравнению с простым экраном без послесвечения) напряжение, и
следовательно более громоздкий источник питания.
14. Электростатический индикатор. Потенциометрическая
развертка
Б некоторых случаях пеленгатор должен реагировать не на импульсные
сигналы, а на сигналы связных радиостанций, маяков и различных
навигационных станций, в которых применяется звуковая тональная или сверхзвуковая
модуляция. Емкостная развертка, описанная в § 9, в таких случаях
непригодна, так как при емкости конденсаторов порядка 50 пф, полное сопротивление
схемы развертки очень велико при звуковых частотах. Сопротивления в цепи
восстановителя должны'быть велики (обычно не меньше 4 мгом) по сравнению
с сопротивлением шунтирующих конденсаторов. При низких звуковых частотах
сопротивление конденсаторов сравнимо по величине с шунтирующим
сопротивлением. Это отрицательно сказывается на точности индикатора, вследствие
различной постоянной времени в разных квадрантах при вращении
конденсатора развертки. Эти недостатки устраняются при использовании проволочного
278

потенциометра для создания развертывающих напряжений На рис. XI.20
изображены два типа потенциометров развертки. Первый из них представляет
собой проволочное сопротивление, намотанное на плоский гибкий каркас. При
намотке каркас слегка выгибается, так что провод находится все время в
натяжении При вращении щеток по окружности (рис. Х1.20,а), .напряжение между
противоположными парами щеток изменяется
по синусоидальному и косинусоидальному за-
i#> СЛ^& коду. Щетки соединяются с отклоняющими
пластинками трубки индикатора.
Второй потенциометр составлен из
чередующихся пластин бериллиевой меди и
целлофана приблизительно одинаковой толщины.
По поверхности, как и в предыдущей
конструкции, скользят четыре щетки. Так как
Bbixod усилите/) я 2е
низкой часгпо/лд/ ~
Рис. XI.20. Развертывающий
потенциометр:
а — первый тип, б«— второй тип.
Рис. XI.21. Схема развертки в
электростатическом индикаторе с помощью
потенциометра.
сопротивление металлических пластин относительно невелико, между ними
включены дополнительные сопротивления соответствующей величины. Для уменьшения
шумов, вызываемых щетками, между последними и соответствующими
отклоняющими пластинами электронно-лучевой трубки поставлены небольшие #С-фильтры
(рис. XI.21). Эти фильтры непригодны при импульсных сигналах, и поэтому
такая развертка не годится для пеленгаторных станций, предназначенных для
обнаружения радиолокаторов.
15. Электростатический индикатор. Ламповая схема
развертки
В описанных выше индикаторах, где изображение является огибающей
импульсов, относительная эффективность схемы развертки имеет большое
значение. Вследствие того, что при емкостной или потенциометрической развертке
на / пластины подается потенциал одного и того же знака, но различной
величины, отклоняющее напряжение обычно не превышает 30% выходного
напряжения усилителя индикатора. Это является одним из недостатков индикаторов
типа, изображенного на рис. XI.9, так как в них должны применяться
усилители с большим коэфициентом усиления. Другим их недостатком является то,
что вращающиеся части системы развертки не могут точно следовать вращению
антенны, если последняя вращается с неравномерной скоростью или при секторном
обзоре. Оба эти недостатка отсутствуют в схеме развертки (рис. XI.22), в
которой синусоидально и косинусоидально изменяющиеся напряжения получаются
непосредственно от сельсин-трансформатора, ротор которого имеет общую ось
вращения с антенной. Эти напряжения используются лишь для управления
блоком, вырабатывающим отклоняющие напряжения и поэтому могут быть
относительно низкими.
Ротор двухфазного сельсина, механически связанного с антенной,
возбуждается напряжением генератора, находящегося в блоке индикатора. Выходные
279

напряжения сельсин-трансформатора, изменяющиеся по закону косинуса и
синуса, подаются на дискриминатор, работа которого поясняется' рис. XI.23.
Напряжение сельсина лодается' на аноды двух диодов Л\ и Л2, включенных по
Рис. XI.22. Блок-схема индикатора с электронной разверткой.
Напряжения сельсин-трансформатора усиливаются, выпрямляются,
фиксируются и подаются на сетки ламп квадратных усилителей:
7 —антенна, 2— гетеродин, 3—сельсин-трансформатор, 4 — приемник,
5—видеоусилитель, 6—подсветка, 7—фильтры, 8 — квадрантные усилители.
двухтактной схеме через трансформатор Т\. Другое напряжение от того же
источника (напряжение смещения) подается через трансформатор Г2. Если
в какой-то момент времени полярность совпадает с указанной на рисунке, то
результирующее напряжение,
приложенное к Л\ будет больше напряжения
приложенного к Л2, и на нагрузке появится
разность напряжений, которая может
быть использована в следующих
каскадах. Когда сельсин повернется на 180°,
фаза напряжения .на трансформаторе Т\
изменится на обратную, так что
напряжение на лампе Лч будет больше
напряжения на Л\ и полярность напряжения на
нагрузке также изменится на обратную.
Поэтому напряжение на выходе
дискриминатора пропорционально амплитуде
напряжения на выходе
сельсин-трансформатора, а полярность его зависит от
фазы того же напряжения.
Для согласования относительно высокого выходного сопротивления
дискриминатора с сопротивлением квадрантных усилителей, между ними включен
катодный повторитель с реостатно-емкостным фильтром на выходе. Чтобы
Рис. XI.23. Принципиальная схема
дискриминатора.
280

уменьшить постоянную времени фильтра, частота генератора выбирается' из
условия обеспечения достаточной эффективности сельсина и малых потерь в
соединительном кабеле. Так, при частоте генератора в несколько сот герц можно
создать такой фильтр, который не будет выравнивать скачки напряжения,
соответствующие частоте качания антенны. Это очень важное обстоятельство, так
как в противном случае изображение на экране электронно-лучевой трубки
может исказиться, как показано на рис. Х1.7,б. В описанном индикаторе, как и
в предыдущих, имеется каскад подсветки, подающий небольшую часть
напряжения сигнала на управляющий электрод электронно-лучевой трубки для
увеличения яркости следа в момент движения пятна, и затемнения центра экрана
с)целью увеличения контрастности изображения.
16. Радиальное изображение
В индикаторах с электронно-лучевой трубкой индикация сигнала
осуществляется отклонением пятна от центра экрана с помощью различных схем
развертки. Существует несколько иной способ индикации, в котором используется
электронно-лучевая трубка с отклоняющим анодом, расположенным на ее оси.
На рис. XI.24 показано как развертывающее напряжение перемещает светящееся
пятно по периферии экрана при вращении антенны. Положение лятна в каждый
момент времени соответствует направлению антенны.
При направлении антенны на источник выходное
напряжение приемника подается на центральный
анод, помещенный на оси электронно-лучевой трубки,
и если оно имеет положительный знак, то пятно
отклоняется к центру экрана. Сигнал радиолокационной
станции, состоящий из серии импульсов, виден на
экране так, как показано на рис. XI.24. Для
определения азимута источника изображение делится пополам
линейкой-указателем, укрепленной на индикаторе. рис# XI.24. Радикальное
Принципиальная схема индикатора приведена на * изображение,
рис. XI.25. Схема развертки подобна описанной в§ 15. Положительное напряже-
В ней также применена подсветка для увеличения ние на центральном аноде,
контрастности изображения. Индикатор такого типа появляющееся при прие-
имеет ряд достоинств. Так, например, поскольку видео- ме импульса, обусловли-
усилитель подключается непосредственно к отклоняю- вает перемещение пятна
щему аноду, то намного повышается эффективность на экране с периферии
тракта сигнала. Отсутствие движущихся частей трубки по направлению
также очень важно, особенно в индикаторах для к центру,
компактных пеленгаторов. Наряду с достоинствами
имеется также и ряд недостатков. Напряжение развертки должно быть
достаточным, чтобы обеспечить вращение пятна по периферии экрана. Это
обстоятельство, а также малая чувствительность центрального анода, вызывает
необходимость в высоких видео- и развертывающем напряжениях. Кроме того, при
данной направленности леленгаторной антенны, рассматриваемое изображение более
трудно правильно оценивать, что может принести к большей неточности пеленга.
Заметим, что при описываемой трубке нельзя получить изображение, подобное
показанному на рис. XI.8, путем развертки пятна по окружности небольшого
радиуса вблизи центра экрана, и использования отрицательного напряжения на
центральном аноде для отклонения пятна, по следующим причинам: 1) угловая
ошибка, обусловленная искажением электронного пучка центральным анодом,
слишком велика; 2} нелинейность градиента поля вокруг центрального анода
увеличивает ширину диаграммы направленности по сравнению с истинной шириной
диаграммы пеленгаторной антенны.
17. Электростатический индикатор. Сельсинная развертка
На рис. XI.26 изображена блок-схема компактного индикатора, в котором
напряжение развертки вырабатывается двухфазным сельсин-трансформатором
и подается непосредственно на отклоняющие пластины трубки. Ротор сельсина
281

czfcX
Рис. XI.25. Блок-схема индикатора с -центральным анодом. При
отсутствии напряжения на центральном аноде пятно перемещается по
периферии трубки в соответствии с вращением антенны. Пятно
перемещается по направлению к центру экрана при появлении на
центральном аноде положительного напряжения:
/—•антенна, 2— гетеродин, 5—сельсин-трансформатор, 4 — видеоусилитель,
5 — центральный анод, 5—подсветка, 7 — регулировка пятна, 8—фильтры.
Смеситель
Рис. XI.26. Электростатический индикатор с сельсинной
разверткой.
Сигнал после приемника детектируется и используется как
напряжение смещения.регулирующее амплитуду в роторе
сельсин-трансформатора. При этом угловое смещение пятна соответствует
положению антенны, а величина отклонения пропорциональна силе
сигнала.
282

возбуждается генератором, выходное напряжение которого .пропорционально
интенсивности принятого сигнала. Такая зависимость получается при использовании
детектированного сигнала с выхода приемника в качестве напряжения смещения
первой сетки смесителя. К управляющей сетке этой лампы ■подводится
напряжение местного гетеродина. Выходное напряжение смесительной лампы, подающееся
на ротор сельсин-трансформатора, представляет
собой напряжение гетеродина, модулированное
принимаемым сигналом. Поскольку напряжение,
индуцируемое в двух вторичных обмотках сельсин-
трансформатора, совпадает по фазе, пятно на
экране электронно-лучевой трубки перемещается
вдоль линии, .проходящей через центр экрана. Для
устранения двузначности при определении
направления антенны, половина этой линии затемняется
путем подключения выходного напряжения
гетеродина к управляющему электроду
электроннолучевой трубки. При этом на экране будет видна
только половина траектории пятна,
соответствующая положительному полупериоду напряжения,
как показано на рис. XI.27.
18. Двухлинейный индикатор
Рис. XI.27. Изображение
сигнала на экране трубки в
системе, изображенной на рис.
XI.26. Пунктирной линией
показана часть изображения,
устраненная благодаря
подсветке.
Все описанные выше индикаторные
устройства предназначены для пеленгаторов, в которых
пеленг определяется по .максимуму сигнала.
Существует так называемый нулевой метод пеленга,
при котором направление источника определяется положением антенны,
.соответствующим минимальной силе сигнала. Такой метод применяется на длинных
волнах, где индикаторное устройство представляет собой просто градуированную
шкалу, по которой определяется направление антенны, вращаемой вручную.
Однако при частотах свыше 50 мггц, где возможны источники с незвуковой
модуляцией, желательна визуальная индикация.
При нулевом методе пеленга точная установка
антенны производится путем качания последней в небольшом
секторе и сравнении силы сигнала по обе стороны от
нулевого положения. В простых пеленгаторах эта операция
проводится вручную, и сигналы сравниваются на слух. Если
же требуется большая точность пеленга, или если характер
сигнала не позволяет применять в качестве индикатора
телефонные трубки, то необохдимо применить визуальную
индикацию и качание антенны производить автоматически.
Визуальная индикация может быть осуществлена путем
изображения на экране электрон но-лучевой трубки двух
линий, длина каждой из которых соответствует силе
сигнала по обе стороны от нулевого положения. Если антенна
установлена неверно, длина одной линии больше чем
второй. Когда же качание производится в секторе, бисектриса
которого совпадает с направлением на источник, то обе
линии становятся равными по длине, как показано на
рис. XI.28 Такая индикация может быть осуществлена с
помощью реле, работающего синхронно с механизмом
качания антенны, так что оно включается при одном
(например, правом) и выключается при другом (левом)
положении антенны. При включении реле напряжение на
горизонтально-отклоняющих пластинах электронно-лучевой трубки меняется так, что
вертикальная светящаяся линия, .соответствующая амплитуде сигнала,
появляется то справа, то слева от центра в зависимости от того, на каком краю
сектора находится антенна.
Рис. XI.28.
Индикация сигнала в
двухлинейном
индикаторе. Направление
на источник
определяется при
равной длине обеих
линий. При
смещении антенны одна
из линий
становится длиннее.
283

19. Сравнение изображений
Пеленгаторы,, работающие по нулевому методу с индикаторным
устройством, описанным в предыдущем параграфе, непригодны для пеленга' источников
с вращающимися антеннами, когда наблюдение можно проводить лишь
приблизительно 3—4 сек, дважды в течение минуты. Исключение представляют
специальные пеленгаторы малых размеров. Для автоматических пеленгаторов,
однако, могут быть применены различные способы индикации на экране
электронно-лучевой трубки,'как при пеленге по максимуму, так и при пеленге по
минимуму (нулю) сигнала. Четыре вида индикации изображены на рис. XI.29.
На рис. XI.29,в и Х1,29,г показаны контурное и радиальное изображения,
полученные по способам описанным в §§ 6 и 16. Изображение на рис. Х1.29,а
получается благодаря подаче на взаимно перпендикулярные пластины двух
синфазных напряжений различной амплитуды. Такой метод особенно пригоден для
быстродействующих пеленгаторов, где направление источника определяется
сравнением сигналов в двух крестообразно расположенных рамочных антеннах.
Изображение на рис. Х1.29,б получается благодаря
линейной развертке вместо круговой, применяемой для
получения изображения рис. Х1.29,в. Напряжение
с выхода приемника подается к вертикально
отклоняющим пластинам электронно-лучевой
трубки, а развертывающее напряжение подается на
горизонтально отклоняющие пластины.
Индикация вида, изображенного на рис. Х1.29,а,
не получила широкого распространения, потому что
пеленгаторы, в которых она может быть
применена, должны иметь двухканальную приемную
систему, и точность пеленга зависит от
идентичности обоих каналов во всем рабочем диапазоне
частот. Трудности, связанные с выполнением
этого требования, ограничивают возможность
применения такой индикации в точных пеленгаторах.
Остальные виды индикации, показанные на
рис. XI.29,6 и в и г, пригодны для пеленгаторов
с вращающимися антеннами. Сравнивая между
собой последние три типа изображения при
условии, что диаграмма пеленгаторной антенны одно-
лепестковая и уровень боковых леслестков
невелик, следует отметить, что рассечение диаграммы,
изображенной на рис. Х1.29,в, у большинства операторов получается более
точным, чем в случае изображения на рис. Х1.29,б. При радиальном изображении
(рис. Х1.29,г) диаграмма заостряется к центру экрана, но расплывается в об-
ласти, близкой к периферии. Хотя центральная часть диаграммы может быть
рассечена довольно легко, но неудовлетворительная точность при изготовлении
электронно-лучевых трубок обусловливает недопустимо большие искажения
диаграммы, прилегающей к центру экрана.
Если при пеленге по нулевому методу использовать изображение, подобное
рис. Х1.29,г, при котором точка максимального отклонения соответствовала бы
минимуму сигнала, то направление максимального отклонения ненадежно для
определения азимута, поскольку уровень шумов может превышать
минимальный сигнал. В этом случае максимальная ошибка будет у вершины лепестка,
и с наибольшей точностью пеленг можно определять не по максимальному
отклонению, а путем деления линейкой той части изображения, которая находится
вблизи центра экрана.
20. Относительный азимут
В наземных радиопеленгаторах азимут в общем случае определяется в
градусах, отсчитываемых от направления на север. В самолетных пеленгаторах
азимут обычно отсчитывается от курса самолета, вернее от направления его
продольной оси. На кораблях азимут определяется либо относительно истин-
Рис. XI.29. Различные типы
изображений:
а <— линейная индикация, б —
индикация с линейной 'разверткой,
в—индикация с круговой
разверткой, г—радиальное изображение.
284

яого севера, либо относительное курса корабля. Если на самолете или корабле
требуется определение истинного азимута, то проще всего определить сначала
относительный азимут, а затем уже с помощью дополнительных средств найти
абсолютный азимут. Девиация пеленгатора зависит от места (установки антенны
и ее необходимо учитывать.
21. Приборные ошибки
Проанализируем приборные ошибки типичного индикаторного устройства,
описанного в § 7 (рис. XI.9). Хотя эти ошибки различны у разных типов
индикаторов, но все они приблизительно одного и того же порядка. Полная
приборная ошибка является суммой ошибок, обусловленных различными
составными частями устройства, главным образом, следующими:
1. Сельсин. Нормальный допуск на точность изготовления сельсина
колеблется от 0,5 до 1°, в зависимости от типа. Если применяются два •сельсина
(датчик—приемник), то ожидаемая ошибка будет приблизительно + 1°. Эта
ошибка не зависит от других частей следящей системы, так как трение в
сельсин-приемнике пренебрежимо мало.
2. Емкостная развертка. Конденсатор развертки является источником
ошибок двух типов. Первая ошибка обусловлена неидентичностью пластин
вследствие недостаточной точности изготовления. Обычно ее величина составляет
+ 2°. Поскольку четыре статорных пластины независимы, эта ошибка в общем
случае может быть как в одном, так и в большем числе квадрантов. Вторая
ошибка обусловлена трением в подшипниках и дополнительной нагрузкой,
возникающей при увеличении скорости вращения антенны. В противоположность
первой она может изменяться не только в зависимости от направления, не
также и от скорости 'вращения антенны. Ее влияние можно увидеть наглядно,
наблюдая'смещение определяемого азимута источника от истинного, при
изменении скорости вращения антенны. Эта ошибка в различных конденсаторах
достигает 3—4°.
3. Электронно-лучевая трубка. Третья приборная ошибка возникает
вследствие неточной установки отклоняющих пластин электронно-лучевой гоубки.
При нормальном изготовлении установка этих пластин под углом 90°,
производится с точностью + 3°. Эта ошибка является симметричной и одинакова для
противоположных квадрантов, т. е. ошибка в квадранте 0—90°, такая же, как
и б квадранте 180—270°.
4. Конденсаторы подстройки. Регулировка конденсаторов вызывает большие
трудности. В системе, изображенной на рис. XI.9, наладчик производит
регулировку, наблюдая за пятном на экране хрубки. Достигаемая точность
регулировки обусловливает ошибку не более чем + 1°.
Выводы. Указанные выше ошибки не обязательны для всех типов
индикаторных усгройств, описанных в этой главе. Однако природа этих ошибок и
порядок величины являются более или менее типичными. Для высокочастотных
пеленгаторов приборная ошибка в о.бщем соизмерима с антенной ошибкой, и
ограничивает возможность пеленга с точностью большей ± 5°.

ГЛАВА XII
ПРИВОДНЫЕ УСТРОЙСТВА
1. Введение
Одной из разновидностей радиопеленгаторов являются так
называемые приводные устройства, служащие для привода самолета
к месту расположения радиостанции.
В приводном устройстве азимут определяется обычно
относительно ориентировки самолета, при которой его курс совпадает
с направлением на источник излучения. В общем случае, точность
пеленга в приводных устройст-
Лрабая
антенна
Индикатор
ЦополнителЬное
пЯЬрудоАание
Приемник
вах выше, чем в обычных
пеленгаторах, поскольку
пеленгация 'производится всегда в
одном и том же узком
секторе.
На рис. XII. 1 схематически
изображена приводная система,
установленная на самолете.
Сигналы источника в. ч.
колебаний, принимаемые двумя или
большим числом направленных
антенн, сравниваются но
величине и по этим данным пилот
корректирует курс самолета.
Существуют приводные
устройства, предназначенные для на-
в горизонтальной плоскости (горизонтальный привод),
в вертикальной плоскости (вертикальный привод) или в обеих
плоскостях. Приводное устройство состоит из следующих основных
частей: антенны, коммутирующего устройства, стандартного у. к. в.
приемника .и индикатора.
Блок-схема азимутального привода изображена на рис. XII.2.
Как видно из схемы, благодаря переключателю, сравнение
относительных величин напряжений на выходе двух отдельных антенн
производится с помощью только одного приемника, который
поочередно подключается то к первой, то ко второй антенне. Сравнение
сигналов производится с помощью стрелочного диференциального
прибора. По смещению вертикальной стрелки в правую или левую
286
Рис. ХИЛ
стема для
вигадии
Левая
антенна
Азимутальная приводная си-
источников с горизонтальной
поляризацией.

сторону, пилот может судить об ошибке в курсе самолета.
Горизонтальная стрелка служит для индикации интегральной силы
сигнала и указывает на приближение самолета к источнику. Для при-
Курс
I
Антенна
л
щополнитепЬное оборудован клриемникА
Левая
1ра6а& г- - -/- -^\Ле6тИнте.гРиР^
Г '' ±с ' ГГТ 1 Шии и . j
б.ч.
[КОМ._
В л сигнал
штор Budeol
номмуц

Видеоусилитель
ФТкаекаЗ
I
__J
UPX
л п
индикатор
Видеосигнал
Приемник
Рис. XII.2. Блок-схема азимутальной приводной
системы.
/х—
вода в обеих плоскостях, горизонтальной и вертикальной, число
каналов должно быть увеличено вдвое. В этом случае
горизонтальная стрелка указывает ошибку в высоте полета.
2. Антенны для приводных устройств на с. в. ч. Основные
положения
Ложная равносигнальная зона. Индикатор курса приводного
устройства сбалансирован в том случае, когда самолет
ориентирован так, что обе антенны
принимают сигналы источника одинаково.
Как видно из- рис. ХИ.З,а, могут
существовать несколько направле- Лр0/ады
ний, вдоль которых индикатор
будет сбалансирован. Каждому из
этих направлений соответствует
точка пересечения диаграмм двух
антенн приводного устройства.
Число точек пересечения должно
быть четным. В идеальном случае
диаграммы антенн пересекаются
лишь в одной точке, лежащей в
направлении оси самолета.
Практически, у большинства
антенн приводных устройств
помимо истинной равносигнальной зоны существует одна или больше
ложных равносигнальных зон и во избежание ошибки необхо-
287
\ I jjledbtu ^^^flpaSbiu
\J у нулЬ ^!$^^лЬ
Рис. XII.3. Образование ложных
равносигнальных зон:
/__ истинная равносигнальная зона,
2—ложная равносигнальная зона, обусловленная
провалами в диаграммах, 3—ложные рав-
носигнальные зоны, обусловленные нулем.
N-^нулевое направление.

димо предусмотреть способы, позволяющие пилоту отличать
ложные зоны от истинных. Это может быть осуществлено одним
из следующих способов:
1. Так как половина равносигнальных зон дает обратный отсчет,
то их можно легко различать. Так, например, в азимутальном
приводном устройстве, если самолет уклоняется от истинной равно-
сигнальной зоны вправо, индикатор указывает, что пилот должен
повернуть влево. Если это отклонение совершается относительно
ложной равносигнальнои зоны, то индикатор указывает, что пилот
должен повернуть еще правее.
2. Если антенны обладают достаточной направленностью, равно-
сигнальные зоны, лежащие в переднем полупространстве, можно
отличить от равносигнальных зон в заднем полупространстве с
помощью индикатора поля. Если затем все ложные равносигнальные
зоны можно сместить в заднее полупространство, то такой
индикатор позволит выделить истинную равносигнальную зону.
Отклонение равносигнального курса от направления оси
самолета обычно происходит в тех случаях, когда диаграммы парных
антенн несимметричны. Эта несимметрия может быть вследствие:
1) несимметрии установки антенн, 2) электрической несимметрии
линий передачи, 3) отражающих предметов, расположенных вблизи
одной из антенн, 4) неодинаковых металлических поверхностей,
окружающих антенну.
При разработке приводных устройств, описываемых в
настоящей главе, первочередной задачей было получение таких диаграмм
направленности, в которых были бы устранены ложные
равносигнальные зоны, обусловленные дополнительными точками
пересечения диаграмм. В частности, при антеннах, установленных на
крыльях самолета, ложные зоны обусловливаются часто либо
частичными провалами в диаграмме направленности, либо полным
провалом (нулем) в направлении концов крыльев. Устранить
провалы иногда довольно трудно, особенно, если антенна установлена
на крыле, но их часто можно ликвидировать, удалив антенны
к .краям крыльев или увеличив расстояния между антенной и
передней кромкой крыла. Нули в направлении концов крыльев часто
могут быть устранены или сдвинуты в задний сектор установкой
антенн таким образом, чтобы один конец каждой из антенн, более
удаленный от центра, был ближе к кромке крыла, чем
противоположный, а также увеличением расстояния между антеннами. Более
подробно об этом сказано ниже.
Чувствительность и разрешающая способносгь. Чувствительность
приводного устройства всегда связана с точностью определения
азимута. Если две антенны установлены так, что их диаграммы
смещены, как показано на рис. ХИ.4,а, то точка пересечения диаграмм
будет в направлении, близком к направлениям максимумов
диаграмм. Однако относительное изменение сигналов при отклонении
самолета от травильного курса будет невелико и, следовательно,
разрешающая способность системы окажется низкой. Если же
диаграммы пересекаются, кш показано на рис. ХИ.4,6, то чувствитель-
288

ность системы будет меньше, но зато разрешающая способность
увеличится.
Поляризация. Все устройства, описанные ниже, работают
удовлетворительно только при одной какой-либо поляризации. Сохранение
балансировки антенн при любой поляри- ^ ^
зацип пока еще не достигнуто. В диапа- i ^ 1^
зоне от 100 до 600 мггц в общем случае |2| ^|^1
для каждой поляризации требуется от- ^l^^^l
дельная пара антенн. Для привода в ази- А<3* *
мутальной плоскости при горизонтальной
-юляризации удовлетворительные
результаты дают простые вибраторы. Для
привода в азимутальной плоскости при
вертикальной поляризации или в.вертикаль- Рис> ХПА Связь и.
ЧОИ ПЛОСКОСТИ при горизонтальной ПОЛЯ- тельности в направлении рав-
ризации, необходимы антенны с большей носигнальной зоны с разре-
направленностью, например антенны типа шающей способностью:
решетки или вибратора с отражателями. ^аГТа^ша^Г6™?^
РаЗЛИЧНЫе Примеры ТаКИХ ТЙПОС аНТСНН ность, б—низкая чувствитель-
л ность, высокая разрешающая
рассмотрены ниже. способность.
3. Измерение диаграмм
Для измерения диаграмм приводных антенн в наземных
условиях применяются два способа. Генератор (рис. XII.5) устанавли-
Ю -15° отметки.
вается на автомашине,
едущей по кругу, в центре ко-
Tqporo установлен самолет
с испытуемой антенной. К
последней подключен
калиброванный приемник и
выходной индикатор, по
показаниям которого строится
диаграмма направленности.
Очень важно, чтобы вблизи
измерительной1 площадки не
было строений или других
отражающих объектов.
При выборе места
установки антенны удобно
закреплять последнюю с
помощью гибкого чешуйчатого
шланга, так, чтобы можно
было бы быстро менять
расстояние между антеннами и
их ориентировку.
Передающая антенна, установленная на автомашине, может
представлять собой обычный вибратор, ориентированный в
соответствии с нужной поляризацией. Вибратор должен быть симметричен
19 Техника сверхвысоких частот Часть I 289
Рис. XII.5. Измерение диаграммы
направленности в азимутальной плоскости антенны,
установленной на самолете.

относительно поверхности земли, чтобы излучаемый сигнал имел
лишь одну составляющую поля — вертикальную или
горизонтальную. При смешанной -поляризации излучаемого поля результаты
измерений получаются неверными.
Диаграммы направленности антенн для вертикального привода,,
установленных на крыле, снимаются при установке их на
металлической модели крыла. Крыло устанавливается вертикально так, что
оно может легко поворачиваться. В этом случае передающая антенна
остается неподвижной, а испытуемая приемная антенна вращается.
Эта же установка может быть затем использована для определения
азимутальной диаграммы.
4. Классификация антенн
Следует различать два основных типа приводных антенн.
Первый тип, диаграммы которого в слабой мере зависят от формы
самолета, и второй тип, диаграммы которого непосредственно
зависят от формы самолета, на котором он установлен. В качестве антенн
первого типа могут служить антенны типа «волновой канал» или
решетки, но лишь приблизительно з диапазоне с 10% перекрытием.
Там, где требуется значительно большее перекрытие диапазона
порядка 1,5 или 2, можно применять с удовлетворительными
результатами простые вибраторы и широкодиапазонные антенны типа
Эйдкока. Достоинство антенн первого типа — их относительная
широкодиапазонность, практически не зависящая от формы самолета
при правильной установке антенн. К недостаткам надо отнести
наличие ложных равносигнальных зон и значительные размеры
конструкции.
Антенны второго типа, как правило, простые вибраторы,
устанавливаются в таких местах, где металлические поверхности самолета
могут служить противовесом или отражателем для создания
диаграмм нужной формы. В общем случае, антенны второ-го типа
работают в диапазоне с перекрытием 2 -f- 2,5. Примеры обоих типов
антенн даны в следующих параграфах. Для нормальной работы
вибраторных антенн необходимо обеспечить симметрию вибраторов
путем применения симметрирующего устройства. Правильное
симметрирование становится особенно важным, когда ширина
диапазона увеличивается. Детальное описание симметрирующего
устройства приведено в гл. III.
Длина линии от антенн к переключателю должна быть
одинаковой, так ,как если в линии будет волна не чисто бегущая, то при
одинаковых напряжениях, наводимых в антеннах, напряжения на
концах линий могут быть различными.
5. Антенны для азимутального привода
Вибраторная антенна для горизонтальной поляризации,
установленная на крыле самолета. Наиболее пригодной для привода при
горизонтальной поляризации источника оказалась антенна из пары
вибраторов, каждый из которых установлен на передней кромке
290

одного из крыльев металлического самолета, как показано на
рис. ХИЛ. Разрез одной из антенн с симметрирующим устройством
показан на рис. XII.6. Полярные диаграммы антенны .на частотах
150 мггц и 300 мггц приведены на рис. ХП.7,а и б соответственно.
При промежуточных частотах диаграммы так же хороши. Длина
Рис. XII.6. Вибраторная антенна, предназначенная для
установки на крыле самолета:
1 — вибратор, 2 — симметрирующее устройство, 3— в. ч.
кабельный разъем, 4— опорная труба.
вибратора равна Я/2 при частоте 180 мггц. В этой антенне крылья
и передняя часть цельнометаллического самолета используются как
отражатели, благодаря чему задний лепесток в диаграмме
уменьшается до 20—25 дб в зависимости от частоты и частично
обеспечивается нужное отклонение диаграммы в правую и левую стороны.
Вибраторы наклонены так, что угол
между ними и передним краем крыла
составляет 30°, вследствие чего немного
увеличивается расхождение лепестков
диаграмм и кроме того устраняются провалы
в наоравлениях к краям крыльев. При
приближении антенны « фюзеляжу
уменьшается коэфициент усиления в переднем
направлении и появляются провалы в
диаграмме в области около 60 и 300°,
создающие ложные равносигнальные зоны.
Если же, наоборот, антенны смещены
к краям крыльев, то увеличивается
задний лепесток и расхождение диаграмм становится недопустимым.
Описанная антенна является наилучшей из разработанных для
азимутального привода при горизонтальной поляризации, так как в ней
все ложные равносигнальные зоны сдвинуты в задний сектор, ,в
котором сила сигнала на 20—25 дб меньше по сравнению с сигналом
в истинной равносигнальной зоне. Благодаря этому пилот может
относительно легко отличить истинную равносигнальную зону от
ложных с помощью индикатора силы поля, либо по нерегулярности
равносигнальных зон в заднем секторе.
19* 291
500мггц
Рис. XII.7. Диаграммы
антенн, установленных на
крыле самолета:
1 — левая, 2— правая.

Крестообразная вибраторная антенна. На рис. XII.8 изображена
антенна первого типа для азимутального лривода при
горизонтальной поляризации, установленная над фюзеляжем самолета.
Вибраторы расположены крестообразно
в горизонтальной плоскости, так что
каждый из них образует угол в
45° с осью» самолета. Диаграммы
Рис. XII.8. Два крестообразных
вибратора, установленных над
фюзеляжем самолета.
") У
Рис. XII.9. Диаграммы
направленности антенн, изображенных
на рис. XII.8, при частоте 175 мггц.
антенны, установленной таким образом, показаны (на рис. XII.9. Как
видно из рисунка, тело самолета слегка искажает диаграммы
направленности антенны, но равносигнальные курсы при этом откло-
Рис. ХИЛО. Трехвибраторная
антенная система.
няюФся от правильного направления*
не более, чем на 4° в пределах
диапазона с перекрытием 1,6. Для
того чтобы пилот мог отличить
истинный курс при 0° от ложного
при 180°, необходима
вспомогательная антенна, имеющая
небольшой задний лепесток.
Трехштыревая антенна для
вертикальной поляризации. Антенна
на рис. ХИЛО работает весьма удовлетворительно в приводном
устройстве по азимуту при вертикальной поляризации. Она состоит
из двух одинаковых вибраторов, установленных рядом, перпенди-
292
Рис. XII.11. Диаграммы
направленности антенн,
изображенных на рис. ХИЛО при
частоте 580 мггц:
1 —диаграмма левой антенны, 2 —
диаграмма правой антенны, 3 —
истицная равносигнальная зона,
4—лр"жная равносигнальная зона.

кулярно нижней поверхности фюзеляжа металлического самолета.
Между штырями находится массивный металлический стержень
обтекаемой формы длиной по крайней мере на 10% больше четверти
самой длинной волны рабочего диапазона. Длина вибраторов и
расстояние между каждым из них и средним стержнем около 74 длины
средней волны рабочего диапазона. Диаграммы всей системы
приведены на рис. XII.11. Антенна имеет высокий коэфициент усиления,
хорошую разрешающую способность :\ относительно широкую
рабочую полосу частот (перекрытие диапазона ^ 1,5). Равноеигнальный
курс отклоняется or правильного направления всего на несколько
градусов. Такие антенны применимы, .начиная от частоты 200 мггц
и выше, так как пр.и более ,низ.ких частотах размеры центрального
стержня окажутся слишком велики.
6. Антенна для вертикального пгивода
Двухвибраторная антенна для горизонтальной поляризации. На
рис. XII.12 изображена антенна для вертикального привода при
горизонтальной поляризации. Она состоит из двух горизонтальных
вибраторов, установленных один над
другим под крылом самолета,
немного впереди его передней
кромки. Крыло действует как
отражатель и обусловливает нужное откло-
Yx~
kSc~
l^\ \ \ IV!
\V^ Низ ^МЛ
Рис. XII. 12. Вибраторные
антенны для привода в вертикальной
плоскости, установленные на
крыле самолета:
1 — вибраторы, 2— передний край.
Рис. XII.13. Диаграммы
направленности антенн, изображенных
на рис. XII.12 при частоте
175 мггц.
нение диаграмм в вертикальной плоскости и значительное
ослабление их заднего лепестка. Типичные диаграммы показаны на
рис. XII. 13. Вследствие несимметрии сечения крыла диаграммы
в вертикальной плоскости изменяются с частотой. Однако всегда
имеется возможность выбрать положение антенн так, чтобы в
диапазоне с перекрытием 1,5 отклонение разносигнального курса от
правильного направления не превышало +3°.
Крестообразная антенна типа Эйдкока для горизонтальной
поляризации. Для привода в вертикальной плоскости могут быть
использованы две Я-образные антенны типа Эйдкока для горизонтальной
поляризации. Антенны устанавливаются со стороны носовой части
многомоторного самолета, так что максимум диаграммы одной из
них направлен под углом 45° выше горизонта, а максимум
диаграммы другой антенны — под углом 45° ниже горизонта. Такая
система имеет хорошую разрешающую способность и может работать
293

ъ диапазоне с двухкратным перекрытием. Ее недостатком является
наличие ложных равно-сигнальных курсов. Наиболее опасные из них
расположены в заднем полупространстве. Другой недостаток
заключается в больших размерах антенн, ухудшающих аэродинамические
свойства самолета.
Универсальная приводная антенна. На рис. XII. 14 изображена
комбинированная антенна, состоящая из пары крестообразно
расположенных вибраторов и пары также крестообразно расположенных
антенн типа Эйдкока. Все антенны смонтированы на центральной
головке, посаженной на опорную трубу,
расположенную параллельно оси самолета.
Поворотом опорной трубы на 90° можно
ориентировать антенны соответствующим
образом, в зависимости от поляризации
сигнала. При горизонтальной поляризации
вибраторы используются для азимутального,
а антенны тина Эйдкока — для
вертикального привода, а при вертикальной
поляризации— наоборот. На небольшом расстоянии
от головки установлен противовес в виде
большого круглого диска, уменьшающий
задние лепестки в диаграммах антенн и
частично устраняющий влияние частей
самолета, расположенных вблизи антенны.
Наилучшие диаграммы в этой системе получаются при длине антенн
типа Эйдкока, равной 0,5 Я0, расстоянии между ними также 0,5 Я0
и длине вибраторов порядка 0,6 Я0. Ввиду наличия ложных равно-
сигнальных зон как в вертикальной, так и в горизонтальной
плоскости, эта конструкция может быть использована для точного
привода лишь при заранее грубо определенном другими способами курсе.
Опорной
mpyfa
Рис. XII.14.
Универсальная приводная антенна.
7. Коммутаторы
Вход и выход приемника приводного устройства должен переключаться
быстро и одновременно. Поэтому правильная работа коммутатора — необходимое
условие для нормальной работы. Существуют два основных типа
переключателей — механический ,и электронный; оба они используются в различных
приводных устройствах с удовлетворительными результатами.
Механические коммутаторы. В механических коммутаторах диапазона
высоких частот оказалось целесообразнее применять емкостные контакты. При
непосредственном контакте возникают два рода переходных процессов. Первый
происходит вследствие стекания статических зарядов антенн при их
переключении. Его влияние можно устранить подключением небольшого дросселя между
внешним и внутренним проводниками коаксиальной линии, идущей от антенны.
Второй, более опасный переходной процесс, обусловлен изменением амплитуды
или частоты местного гетеродина приемника при переключении антенн. Так как
местный (гетеродин связан с антенной через смеситель и входной контур
приемника, то в момент переключения меняется нагрузка гетеродина, что и
приводит к изменению амплитуды или частоты. Величина этого изменения зависит
от типа приемника, длины коаксиальной линии и частоты. Пиковое значение
импульсов, обусловленных переключением, меняется от 100 до 500 мкв. Вследствие
этого при применении переключателей с непосредственным контактом
чувствительность приемников не может быть использована полностью.
294

Для переключения высокочастотных цепей вполне пригодны распределители
зажигания автомобильных двигателей. В таком коммутаторе входные сегменты,
связанные с внутренними проводниками коаксиальных кабельных линий,
идущих от антенн, и выходной диск, соединенный с внутренним проводом кабеля,
идущего к приемнику, заделаны в статорную пластину из фенолика с малыми
потерями. Для уменьшения паразитной связи между центральным диском и
входными сегментами и улучшения согласования коммутатора имеется
экранирующее f кольцо. Роторные башмаки из тонкой листовой стали скользят по
феноликовой статорной пластинке. Входные сегменты и центральный диск
врезаны на глубину 0,0015 дм относительно поверхности статорной пластины.
Таким образом при включении каждого канала в его цепи оказываются два
последовательно соединенных конденсатора. Ротор, вращающийся со
скоростью 900 об/мин, поочередно подсоединяет через- эти емкости различные
сегменты к выходному диску. При использовании та-
кого переключателя в 50-омной коаксилльноч линии /$"JsS§\_ Ротор
сигнал уменьшается не более чем на 12 дб в диа- (M/ffaxHf
пазоне с 10-кратным перекрытием- Такие коммута- Iff тмщЩ УголЬно-
торы могут работать при ослаблении сигнала мень- ^^^^WFffcepefpeHHbie
ше б дб до частот 1 300 мггц. При испытании их х>-^|У щетки
на долговечность оказалось, что после 3 000 час
непрерывной работы коммутатор был исправен. /^^^Ч иентйалЬнЬш
Несколько меньшее ослабление дает примене- /g^^^^Xx- k акт
ние в коммутаторах в качестве диэлектрика для ем- У**** \^^г конт
костного контакта двуокиси титана. В таком
коммутаторе входные сегменты и выходные контакты
выступают над поверхностью статорной пластины, а
роторные башма,чки, покрытые ' двуокисью титана, ^^^^^ЯО'сегментЬ/
скользят по этим сегментам. В качестве материала
для статорной пластины может быть применен Рис. ХИЛ5. Двухканаль-
полистирол. (В коммутаторе, ранее описанном, по- ный видеокоммутатор,
листирол не мог применяться, так как он быстро
стирался скользящим по нем роторным башмаком). Ослабление сигнала в
коммутаторе не превышает 7 дб при частотах выше 20 мггц.
Ввиду высокой твердости двуокиси титана материал сегментов стирается,
что ограничивает срок службы коммутатора. При хороших условиях можно
ожидать, что срок службы коммутатора будет около 200 час.
Для переключения высокочастотных цепей применяется также
однополосное, перекидное коаксиальное в. ч. реле. Достоинством этих реле являются
малые потери и низкий к. с. в. Однако они портятся вследствие возникающих
переходных процессов и от соударений при большой частоте переключений.
В таких реле может быть осуществлен также и емкостной контакт при
анодировании точечных контактов. Этот метод устраняет переходные процессы, но
уменьшает долговечность. Такие реле могут быть применены при малой частоте
переключений, как например, в случае .индикации по слуху.
Для переключения цепей видеочастоты могут быть использованы
механические коммутаторы, подобные вышеописанным, за исключением того, что здесь
необходим не емкостный, а .непосредственный контакт. Основные части двух-
канального коммутатора видеочастоты видны из рис. XI 1.15.
Вследствие малой величины тока в видеокоммутаторе имеются два
недостатка!. Первый обусловлен образованием пленки между сегментами и щетками,
что увеличивает переходное сопротивление контакта. Второй недостаток —
появление пленки между сегментами, приводящей к паразитной связи между
обоими каналами. Коммутаторы с латунными сегментами и обычными
графитовыми или угольными щетками непригодны и работают не больше 5 или 10 час.
Удовлетворительная конструкция получается при применении серебряных
сегментов и серебряно-графитовых щеток (90% серебра и 10% графита), при
давлении щеток в 350—400 г/м2 (5—8 фунтов/кв. дюйм). При эгом в течение
длительного времени сохраняется небольшое переходное сопротивление.
Небольшие щели около 0,02 дм шириной, имеющиеся на концах сегмента,
предназначены для уничтожения внутрисегментной пленки и устранения
паразитной связи между каналами. Как показали испытания нескольких коммутаторов,
295

срок службы их достигает 3 000 час. При этом сопротивление контактов не
возрастало больше чем на 0,8 ом.
Описанные выше коммутаторы обычно монтируются вместе и вращаются
синхронно от небольшого мотора постоянного тока.
Ламповые коммутаторы. Блок-схема коммутатора, предназначенного для
одновременного обслуживания как вертикального, так и горизонтального при*
водного устройства изображена на рис. XI 1.16. Селекторный каскад состоит
Рис. XII.16. Блок-схема приводного устройства:
; _4 усилителя с заземленными сетками, 2— электронный переключатель.
З—дру, 4— приемник, 5-вид(оусилип ль, б—видеочастота, 7-4 триод-
ных детектора, 8- мостиковые лампы.
рис. XII.17. Схема 2- или 4-канальною переключателя:
; _ блокинг-г нератор, 2~ четыр хканальнып эл ктррннни р< р ьлючят ль. 3 —
к триоднь'м детекторам. 4—к ('езевьм ипп рт рам и ьатоднь'м повторит лям.
из четырех широкополосных усилителей на лампах 6J4 с заземленными сетками.
Анодное напряжение каждой из этих ламп включается ламповым
переключателем. Каскад селектора видеочастоты с >^tjht из четьпех триодныч детекторов
обычного типа, также управляемых ламповым переключателем,
представляющим собой четырехканальную схему, управляемую блокинг-генератором
(рис XI 1.17).
Допустим, что через триод Лх протекает ток, вследствие чего на анодной
нагрузке появляется флюктуационное напряжение. Поскольку сетки остальных
296

трех триодов соединены, с анодом Л\ через одинаковые делители,
положительный потенциал на этих сетках относительно земли будет меньшим, чем у
первой. Вследствие этого лампы Л2, Л3 и Л4 оказываются запертыми. Если от
блокинг-генератора псдан на сетки большой отрицательный импульс, то лампа
Л\ сразу запрется, а на остальные лампы этот импульс не повлияет. При этом
резко изменится аноднее напряжение на Ли которое прилагается только к сетке
Лг через конденсатор. Усиленный положительный импульс, приложенный к Л2,
превышает отрицательный импульс от блокинг-генератора и лампа Л2
становится проводящей. Это устойчивое положение соответствует рассмотренному
выше начальному положению для лампы Л\. Следующий отрицательный импульс
включит Л3 и т. д. Выход каждого канала подключен через импульсно-инвер-
терные и формирующие лампы к катодным позторителям. Низкоомный выход
катодных повторителей управляет синхронно селекторными каскадами радио- и
видочастоты. Ослабление сигнала в переключателе такого типа составляет
приблизительно 6 дб при 10 мггц, 7 дб при 200 мггц, 8 дб при 400 мггц, 10 дб,
при 500 мггц и 16 дб при 900 мггц.
Сравнительные испытания лампового и механического переключателей
показали, что оба они могут работать в приводных устройствах. Механические
коммутаторы с воздушным зазором предпочтительнее при частотах свыше
300—400 мггц, тогда как ламповые коммутаторы целесообразно использовать
при более низких частотах. Коммутаторы с двуокисью титана мало ослабляют
сигнал при таких низких частотах, как 20 мггц, но имеют механические
недостатки. В механических коммутаторах скорость переключения не может быть
выше 15—20 раз в секунду, тогда как в ламповом переключателе число
переключений не ограничено.
8. Индикаторы
Существуют три типа индикаторов, используемых в приводных устройствах:
электронно-лучевой, стрелочный и звуковой.
Первый индикатор представляет собой электронно-лучевую трубку с
четырьмя отклоняющими пластинами, соединенными с выходными каналами
правой, левой верхней и нижней антенн, так что положение пятна на экране
указывает направление на источник, по которому осуществляется привод. Для
питания трубки требуется высокое напряжение; она тяжела, имеет много
регулировок и, кроме того, экран в центре выгорает (ионное пятно).
Преимуществом такого индикатора является возможность выделения источника сигналов
в случае, когда одновременно работают ряд источников на одной и той же
частоте, но с разной модуляцией.
Стрелочный индикатор имеет две стрелки: вертикальную для индикации
равносигнальной зоны по азимуту и горизонтальную для индикации равносиг-
нальной зоны в вертикальной плоскости (или относительной силы сигнала
в случае привода только в азимутальной плоскости). Этот индикатор имеет
значительные преимущества перед другим типами, благодаря небольшому весу,
простоте, легкости отсчета и небольшой потребляемой мощности.
В двухканальном приводном устройстве индикация равносигнальной зоны
может производиться просто на слух с помощью телефонных трубок.
Лабораторные и летные испытания двух последних типов индикаторов
показали следующее:
1) звуковая индикация непригодна для использования в четырехканальных
приводных устройствах из-за трудности сравнения четырех сигналов; 2)
разрешающая способность стрелочного индикатора приблизительно в 1,5 раза лучше,
чем звукового индикатора, 3) в условиях полета разрешающая способность
стрелочного индикатора в два—три раза выше разрешающей способности
звукового индикатора, вероятно, вследствие шума мотора самолета и
невозможности сосредоточить внимание пилота к звуковым сигналам, 4) большинство
пилотов предпочитает стрелочную индикацию слуховой, из-за сильной
утомляемости при звуковых сигналах в течение длительного времени, 5) звуковая
индикация отчасти позволяет различать станции, работающие на одинаковых
частотах, но отличающиеся характером модуляции, в то время как при стрелочной
индикации эти станции не различаются.
297

to
сю
®5
©-
500мкмкф
i
I ±500 ^500
-^■мкмкф ±мкмкф
ф
ДО/
■£±J
A
Ф.
С
ЛЛ' ffl®
f/fOM
/ком
- 53 ком
15
ком\
SkoMUkQM
Рис. XII.18. Схема двухканального приводного устройства с вращающимся
коммутатором:
7 — выход приемника. 2 — телефоны, 3 — левая антенна, 4 — правая антенна, 5—на вход
приемника, 6 — коммутирующее устройство, 7—в. ч. коммутатор, 8 —мотор, 9 — виде окомму-
татор, 10—детектор АРУ и усилитель н. ч., И — интегратор, 12—мостиковая лампа,
/5—индикатор, 14 — лампа каскада измерения силы сигнала, 15- детектор видеочастоты,
16— АРУ к приемнику, 17 — видеоусилитель и удлинитель импульсов.

9. Рассмотрение различных схем
Схема АРУ. В приводных устройствах сила сигнала изменяется в широких
пределах. Чтобы приемная система работала с равномерной чувствительностью
и без перегрузки, необходима эффективная автоматическая регулировка
усиления. В то же время постоянная времени схемы АРУ должна быть достаточно
большой, чтобы усиление приемника сохранялось постоянным, независимо от
числа оборотов коммутатора. Обычная АРУ стандартных приемников в
приводном устройстве оказывается недостаточной, а постоянная времени ее слишком
мала. Поэтому в приводном устройстве надо предусмотреть дополнительное
изменение схемы.
Для обычного приемника оказалось достаточным двухкаскадное усиление
видеочастоты перед детектором АРУ и увеличение постоянной времени
приблизительно до 1 сек. В этом случае типовой приемник работает
удовлетворительно в динамическом диапазоне от 20 до 1 в.
Интегрирующая и мостиковая схемы. Интегрирующая и мостиковая схемы,
используемые в с. в. ч. приводных устройствах, не отличаются существенно
от применяемых в длинноволновых устройствах. Эти блоки интегрируют
сигналы, приходящие от пары каналов, сравнивают их по интенсивности и создают
в .индикаторе ток, величина которого строго пропорциональна разнице
интенсивности обоих сигналов.
Как видно из схемы, изображенной на рис. XII. 16, мостиковое устройство
работает от выпрямленного отрицательного пикового импульса, поступающего
от видеоусилителя приемника. Постоянная времени RC интегрирующей схемы
в I пепи сетки мостиковых ламп выбирается большой (0,1-г0,5 сек) по
сравнению с периодом переключения, что гарантирует устойчивую работу стрелочного
прибора. Если самолет движется не по курсу, то в антеннах наводятся разные
напряжения и, следовательно, на две части мостиковой лампы подается
различное постоянное сеточное напряжение. Разность анодных токов обусловливает
разность потенциала между анодами, знак которого зависит от направления
самолета. Эта разность напряжений между анодами отсчитывается по индикатору.
Как показано на рис. XII.18, в схеме имеются: двойной детектор, двойное
интегрирующее устройство, фильтр, сглаживающий неравномерности,
обусловленные коммутатором, и двойная мостиковая лампа, нагрузкой которой является
стрелочный прибор. В этой схеме имеется еще дополнительная лампа,
служащая для перемещения горизонтального стрелочного визира индикатора
соответственно средней силе сигнала.
Индикация средней силы сигнала (как правого, так и левого каналов)
дает возможность пилоту различать истинную равносигнальную зону от ложных
и приблизительно определять расстояние до источника.
• 10. Точность привода
Вибраторные антенны, установленные на крыльях самолета в системе
азимутального привода пои горизонтальной поляризации источника, оказались
наиболее приемлемыми. Длительные испытания устройства с такими антеннами
показали, что пеленг определяется с точностью до + 5° в двойном диапазоне
частот и ошибка в большей части диапазона не превышает 2-т-3°. Точность,
вообще говоря, оказывается выше, чем та, которую пилот может эффективно
использовать для контроля курса самолета.
При испытании комбинированной системы привода в обеих плоскостях, при
наземном источнике, точность также была порядка + 5°. При источниках,
расположенных на самолете, точность вертикального привода ухудшается,
вследствие интерференции прямой и отраженной от земли волн. Как и ожидалось,
эта интерференция обусловливает колебания стрелки индикатора относительно
истинного курса. Такие колебания затрудняют привод в вертикальной
плоскости при источнике, расположенном на самолете, но все же положение
последнего обычно можно определить до уменьшению амплитуды колебаний стрелки
при приближении к источнику.
299

ГЛАВА XIII
МЕТОДЫ ОТБОРА МОЩНОСТИ ОТ ГЕНЕРАТОРА
1. Связь генератора с антенной или нагрузкой
Устройства для связи с антенной или нагрузкой являются
чрезвычайно важной частью любого высокочастотного генератора, так
ка.к степень связи с нагрузкой в значительной степени определяет
эффективную величину сопротивления R, шунтирующего'
колебательный контур. Рассматриваемые в этой главе конструкции полностью
применимы и в случае приемных устройств. Однако для упрощения
изложения ниже будет итти речь лишь о генераторах. Необходимая
величина шунтирующею сопротивления R довольно хорошо
определяется соотношениями между напряжением и током, требуемыми
для эффективной работы генератора (или усилителя) в классе С
Если связь чрезмерно сильная, то R становится малым, отдача
генератора уменьшается и колебания s нем могут совершенно
сорваться. Возможность срыва .колебаний путем регулирования связи
является хорошим критерием того, что максимальная связь
осуществима. Если же связь слишком слаба, то шунтирующее
сопротивление будет слишком велико, так что в нагрузку поступит малая
мощность (либо совсем не поступит). Оптимальную связь можно
лучше всего подобрать с помощью какого-либо индикатора
выходною высокочастотного напряжения. Если. это ^невозможно, то
используется простое правило, которое оказалось применимым .к
генераторам с. в. ч. различного типа, заключающееся в том, что связь
с .нагрузкой увеличивается до тех пор, пока сеточный ток не
уменьшится примерно до половины его значения в отсутствии нагрузки.
Пр-и этом выходная связь будет близка к оптимальной.
Устройство для связи полого резонатора колебательного контура
генератора с. в. ч. с поглощающей нагрузкой, включенной на конце
линии передачи, должно удовлетворять ряду требований.
1. Устройство связи должно выполнять роль трансформатора,
согласующего низкое волновое сопротивление линии передачи с относительно высоким
сопротивлением полого резонатора.
2. Устройство связи должно быть пригодно для использования при довольно
высоком к. с. в. в выходной линии передачи. Если линия нагружена на
волновое сопротивление Z0, то к. с. в равен единице и устройство должно
согласовывать с чисто активным сопротивлением нагрузки. На практике более часто
встречаются случаи, когда к. с. в. больше единицы и доходит до 4. Это тре-
300

бует, чтобы устройство связи работало при нагрузке с большой реактивной
составляющей сопротивления.
3. Устройство связи может иметь значительную внутреннюю реактивность.
Должна быть обеспечена возможность ее компенсации для того, чтобы
получить необходимое согласование сопротивлений.
4. Устройство связи должно иметь малые внутренние потери.
5. В большинстве случаев, устройство выходной связи должно работать на
несимметричную коаксиальную линию; иногда, впрочем, желательно работать
на симметричную двухпроводную линию передачи.
6. Для связи с контуром, работающим по двухтактной схеме, устройство
выходной связи должно нагружать контур симметрично, и его присутствие не
должно вносить в контур заметную «электростатическую или электромагнитную
асимметрию.
7. В широкодиапазонных генераторах весьма желательно, чтобы степень
связи была возможно более постоянна в частотном диапазоне. Это устраняет
необходимость в постоянном регулировании связи.
8. Если необходимо регулирование связи, то оно должно быть механически
удобно, а в движущихся частях должен быть обеспечен электрический контакт.
2. Влияние величины к. с. в. на выходную мощность
передатчика с. в. ч.
На рис. XIII. 1 приведены типичные кривые, характеризующие
влияние к. с. в. в линии передачи на отдачу мощности типичных
генераторов с. в. ч. Кривые на рис. XI П. 1 характеризуют уменьшение
отдаваемой мощности с увеличением ^ ^
к. с. в. высокочастотного генератора
класса Л В, с выходным устройством 1*2
в виде обычного симметрирующего | I 80\
устройства на частоте 200 мггц. | IV
Аналогичные кривые, отличающиеся ^ | ^ Щ
£
100,
§ Ъ Щ
5^ *
минила/лп
не больше +15% от данных на
рис. XIII. 1, были получены -и на
других частотах, а также и при других ||» § Mh
методах связи. При к. с. в. ,не .выше 5*§ <§ о\
2,5 среднее уменьшение мощности <§ | / 1JS 20 25 3,0 3,5 4,0
в любых случаях ле превышало 30%. K.C.B.G
Измерения производились следую- Рис. ХШ.1. Влияние к. с. в. на
ЩИМ Образом: сначала В ВЫХОДНОЙ выходную мощность генератора,
линии передачи устанавливался
необходимый к. с. в. с помощью параллельного шлейфа; затем шлейф
передвигался вдоль линии с целью перемещения кривой
распределения .напряжения в линии относительно генератора; при этом
генератор регулировался на максимальную отдачу; затем
отмечались точки, которым соответствовали минимальные значения
максимальной отдачи, получаемой при данном к. с. в. Они
соответствовали наихудшим условиям для генератора при различных к. с. в.
3. Ненастроенная связь петлей
Связь с помощью ненастроенной петли часто используется в
полых резонаторах, -волномерах, магнетронах и т. д. В этих
устройствах петли связи обычно имеют фиксированные размеры и положе-
301

ние, так что величина связи 'постоянна. В широко-диапазонных
генераторах связь должна быть переменной, и поэтому в них
ненастроенные петли связи конструируются так, чтобы можно было удобно
регулировать либо положение, либо ориентацию петли относительно
магнитных силовых линий, либо то и другое вместе. Типичный
пример связи непосредственно^ петлей приведен на рис. XIII.2. Здесь
петля помещена вблизи торца поршня настройки коаксиального
резонатора. Ее можно поворачивать так, чтобы она пересекала больше
или меньше силовых линий, и таким образом менять связь. Так как
•петля на всех частотах находится в пучности тока, то сдвигать ее
вдоль оси линии относительно поршня не требуется.
0s.
50-омная линия
) © О
®
Рис. ХШ.2. Связь с колебательным контуром в виде коаксиального резонатора,
осуществляемая с помощью ненастроенной петли:
а — ненастроенная петля в коаксиальном резонаторе, б — эквивалентная схема связи
-ненастроенной петлей; в — эквивалентная схема ненастроенной петли. /?у - эквивалентное
сопротивление потерь в лампе и контуре; L, С —параметры колебательного контура, М—
взаимоиндукция между петлей связи и резонатором; Lx — индуктивность петли, ZH — входное
сопротивление нагруженной 50-омной линии передачи, равное RH -\-jXH ; E0 — высокочастотное
напряжение на колебательном контуре, Е — э. д. с, наведенная в петле:
1 — коаксиальный р' зонатор, 2 — поршень настройки, 3—ненастроенная рамка (можно
поворачивать вокруг оси), 4— эквивалентная схема колебательного контура в виде коаксиального
резонатора, 5— линия передачи к нагрузке.
Из эквивалентной схемы, изображенной на рис. ХП.2,б .и в
следует, что наведенная в петле э. д. с. Е должна быть достаточно
велика, чтобы .на активной составляющей RH сопротивления
нагрузки развивалась требуемая мощность. Наведенная э. д. с. Е
пропорциональна плотности потока, частоте, площади петли и
косинусу угла между направлением магнитного потока .и нормалью
к плоскости петли. Как зидно из рисунка, э. д. с. Е делится между
реактивным сопротивлением петли и сопротивлением нагрузки. Для
типичных петель связи, используемых на с. в. ч., собственная
реактивность петли того же порядка, что и входное сопротивление
нагруженной линии передачи. Поэтому в случае ненастроенных петель
требуется большая наведенная э. д. с, чем в случае петель,
снабженных каким-либо устройством для компенсации реактивности. Отсюда
ненастроенные петли должны иметь большую площадь и должны
быть помещены в таком месте выходного -контура, где магнитный
поток имеет большую плотность, чем в случае настроенных петель
302

связи. Это лепко выполнимо в .полых резонаторах или коаксиальных
контурах, где поля сосредоточены в замкнутом объеме; в обычных
же двухпроводных .колебательных контурах трудно найти такое
место, где плотность магнитного потока достаточно высока, чтобы
обеспечить индуктивную связь достаточной величины с помощью
ненастроенной петли приемлемых размеров.
Собственная индуктивность петли может быть уменьшена путем
использования проволоки большого диаметра.
Если размеры ненастроенных пе1ель малы по сравнению с
длиной волны, то их удобно рассматривать, как эквивалентный
генератор с внутренним сопротивлением индуктивного характера ^LA
(рис. XIII.2.). Если же периметр петли превышает 0,15 Я, то
предпочтительнее рассматривать петли как короткий отрезок линии
передачи с распределенными параметрами. Связь при этом можно
рассчитать, вводя величину к. с. в. в петле.
Опытным путем найдено,что ненастроенная петля связи не может
применяться для связи выходной линии передачи с высоким к. с. в.
в ней. Если входное сопротивление ZH в выходной линии передачи
имеет высокую реактивную составляющую, единственно возможным,,
в случае ненастроенных петель, выходом является "максимальное
увеличение связи, однако это часто оказывается недостаточным.
Введение настройки обеспечивает возможность применения петель
и в случае более высоких -к. с. в.
В эквивалентную схему на рис. XIII.2,в введена небольшая
емкость, шунтирующая петлю. До сих пор ею мы пренебрегали, так
как она обычно настолько мала, что не вызывает резонансных
эффектов в обычных петлях связи в диапазоне дециметровых волн.
Влияние этой емкости становится заметным, когда длина волны
уменьшается ниже 10 см, а также и на более длинных волнах, если
используются необычно большие петли связи или рамки в несколько
витков.
4. Петли, настраиваемые последовательным шлейфом
На рис. XIII.3 изображен (метод связи, в котором
последовательно петле связи и входу линии передачи включен шлейф
настройки. Шлейф обеспечивает дополнительную степень настройки,
а также изменение величины связи и позволяет добиться более
эффективной связи при высоком к. с. в. в линии. Хотя этот метод
применяется и с коаксиальными .колебательными контурами, но
наиболее широкое применение он нашел в случае контуров в виде
двухпроводной линии, так как в них плотность магнитного потока редко
бывает достаточна для обеспечения связи с ненастроенной петлей
(см. •§ 3). Даже при наличии последовательного шлейфа настройки,
для обеспечения достаточной связи с двухпроводной линией во всем
рабочем диапазоне требуются рамки довольно больших размеров
(периметром 0,15 — 0,30 Я ).
Индуктивная связь максимальна, когда петля помещена над
двухпроводной линией вблизи коро-пшзамыкающей перемычки, так
зоа

что рамку пересекает максимальный магнитный поток. На практике,
однако, в случае двупроводной линии, обычно, помимо
индуктивной, имеется заметная емкостная связь. Соотношение между
величинами емкостной и
индуктивной связи
меняется в различных
случаях в широких преде-
одних случаях
Рис. XIII.3. Петля связи, настраиваемая последовательным шлейфом,
с колебательным контуром в виде двухпроводной линии:
и— реальная конструкция, б — типичная кривая стоячих волн в системе связи, в —
максимальное напряжение в некоторой точке шлейфа или п тли связи, Е0 —напряжение на входе 50-ом-
ной линии передачи, / — длина шлейфа настройки;
и^'перрмычка, короткозамыкающая колебательный контур. 2— последовательный шлейф
настройки, Л—магнитный поток, пронизывающий петлю связи, 4 — п^тля связи,
5—заземленный экран, б— колебательный контур в виде двухпроводной линии, 7—50-омная линия,
идущая к нагрузке, 8— узел напряжения, 9— последовательный шлейф, 10—развернутая
петля связи.
связь почти полностью индуктивная, в других — емкостная.
Имеющиеся опытные данные свидетельствуют о том, что емкостная связь
становится заметной: 1) при большой рамке (периметр которой
равен или превосходит
0,25 Я), 2) при рамке,
выполненной из широкой
плоской ленты, 3) если
рамка близка к
параллельным проводникам
линии и находится вблизи
пучности напряжения.
Неравномерное
распределение напряжения в рамке,
обусловленное наличием
стоячих волн, учтено в
эквивалентной схеме на
рис. XIII.4, введением
неравных емкостей Сх и С2
между двумя сторонами
рамки и колебательным
контуром. Емкостная
связь приводит к
некоторому (впрочем,
несущественному) разбалансиро-
ванию.
Рис. XIII.4. Эквивалентная схема петли с
последовательным шлейфом настройки,
используемой для связи с колебательным контуром
в виде двухпроводной линии:
•р— эквивалентное ■ сопротивление потерь в контуре
и лампе, М — взаимоиндукция м^жду петл. й и
колебательным контуром; Сх Со —эквивалентные емкости
связи, соотв^тств\'ющие емкостной связи петли с двумя
проводниками линии (Ct и С2 не равны между собор!
по величине вследствие наличия в петле* стоячих волн),
L, С—эквивалентные параметры колебательного
контура, Еп — высокочастотное напряжение, разрива мое
на кол» бате*льном контуре, о»/1—собственная ,р
активность петли (или собственное входное сопротивл' ние
петли, рассматриваемой как короткий отр зок линии
передачи, вторым проводом которой является земля);
1 — колебательный контур, 2 — 50-омная линия к
нагрузке, 3 — последовательный шлейф настройки,
4—петля связи.
304

Хотя петли связи с последовательной настройкой конструктивно
просты, количественный электрический расчет их весьма сложен.
Поэтому перечисленные ниже свойства таких рамок определены
в основном опытным путем:
1. С учетом только индуктивной связи, петли с последовательной
настройкой обеспечивают более сильную связь при данных площади петли и плотности
магнитного потока, чем в случае ненастроенных рамок. Это обусловлено
согласующими свойствами шлейфа настройки.
2. Для того, чтобы обеспечить удовлетворительную связь с колебательным
контуром в виде двухпроводной линии, рамка должна быть обычно велика
(.периметром 0,15—0,25 А).
Как следствие этого, в
петле появляются стоячие
волны наведенного напряжения.
3. При «связи с
двухпроводной линией, помимо
индуктивной, часто имеется
значительная емкостная
связь. При некоторых
условиях последняя даже
может быть преобладающей.
4. Последовательный
шлейф должен обычно иметь
такую длину, чтобы узел
напряжений попал в точку
рамки вблизи от входа
линии, идущей -к нагрузке
(рис. XIII.3). Обычно шлеф
имеет длину 0,15—0,24 а (за
исключением случаев
сильной емкостной связи).
5. Благодаря
дополнительной степени свободы,
обусловленной
последовательным шлейфом,
возможна связь при наличии в
выходной линии передачи
почти любого к. с. в. Однако
при к. с. в. более 2—3
настройка шлейфа становится
очень критичной.
6. Частотный диапазон,
в котором система связи
работает эффективно без
перестройки, в различных случаях значительно меняется. При индуктивной
связи, настройка шлейфа критична и эквивалентная добротность выходного
контура настройки может быть порядка 10 при к. с. в. в линии передачи, равном
единице, и 20 или более при более высоком к. с. в. При емкостной связи
настройка шлейфа не всегда критична, и соответственно ширина диапазона, в
котором можно обходиться без перестройки, больше,
7. Применение шлейфа настройки несколько увеличивает размеры блока
связи. На рис. XIII.5 изображен такой блок, предназначенный для
использования в диапазоне 200—500 мггц. На рисунке изображен также разъем, который
позволяет присоединить дополнительный отрезок линии для настройки на
низкочастотном краю диапазона. На том же рисунке изображена также петля
связи, в которую включена индуктивность, предназначенная для перемещения
настройки системы в сторону более низких частот.
20 Техника сверхвысоких частот. Часть\1 305
Рис. XIII.5. Конструкция устройства для связи
петлей с последовательным шлейфом настройки
Частотный диапазон 200—500 мггц:
1 — дополнительный отрезок шлейфа, который может
включаться на низких частотах, 2— съ'мное устройство,
служащее для подключения дополнительного отр( зка шлейфа
на низких частотах, 3—передвижной короткозамыкающий
поршень, сл>жащий для изменения длины шлейфа, 4—
разъем для присоединения входной 50-омной линии 5—
стандартная петля связи, 6— петля связи с
индуктивностью, предназначенной для осуществления настройки
системы связи на низких частотах. 7—накидная гайка

5. Применение симметрирующего устройства для связи
генератора с линией
Выходные устройства с. в. ч. передатчиков часто выполняются
на базе симметрирующих устройств. Особенно распространены
такие схемы в диалазоне 100—700 мггц. На рис. XIII.6 изображен
один из вариантов выполнения устройства такого' типа. Оно состоит
в основном из двух параллельных коаксиальных линий, причем
центральный проводник одной из линий припаивается к концу
другого внешнего проводника. Внешние проводники выходного сим-
Рис. ХШ.6. Симметрирующее устройство с индуктивной связью
и его эквивалентная схема:
а—конструкция симметрирующего устройства с индуктивной связью,
б—эквивалентная схема устройства связи с колебательным контуром в
виде двухпроводной линии, в — эквивалентная схема симметрирующего
устройства с индуктивностью связи;
8 — электрическая длина линии симметрирующего устройства, D —
расстояние между линиями симметрирующего устройства и колебательного
контура, Rf — эквивалентное сопротивление потерь в лампе и контчре,
L,С— параметры колебательного контура, Lx — инд\ктивность проводника,
соединяющего концы симметрирующего устройства, ZQ—волновое
сопротивление линии симметрирующего устройства, Zc — сопротивление между
точками а и b линии симметрирующего устройства, равное /Z0tg6, ZH—вход,
ное сопротивление 50-омной линии, идущей к нагрузке, Е—э. д. с,
наведенная в петле связи, образованной симметрирующим устройством, М —
взаимоиндукция между симметрирующим устройством и колебательным
контуром:
1 — 50-омная линия, идущая к нагрузке. 2—линия, образованная
симметрирующим устройством, «3—колебательный контур в виде двухпроводной
линии, 4—перемычка, короткозамыкающая симметрирующее устройство,
5—перемычка, короткозамыкающая двухпроводную линию
колебательного контура.
метрирующего устройства связаны индуктивно, ем,костно или кон-
дуктивно с колебательным контуром. Симметрирующие устройства
(если применение их возможно) более предпочтительны для связи
генератора с нагрузкой, чем настроенные рамки, так как настройка
их значительно менее критична и они могут использоваться в
широком частотном диапазоне. Симметрирующие устройства подробно
рассмотрены в §§ 13—18 гл. II.
Перечислим вкратце основные преимущества выходных устройств
такого типа.
1. Они обладают почти полной электростатической симметрией, благодаря
чему являются идеальными устройствами для связи с двухтактными колеба
тельными контурами, ибо не вносят в них асимметрию.
2. Выходные симметрирующие устройства представляют собой переход от
симметричного колебательного контура к несимметричной коаксиальной линии,
306

являющейся наиболее употребительным типом выходной линии. Их можно
также применять с незначительными переделками для связи с симметричными
линиями.
3. Большинство выходных симметрирующих устройств работает
удовлетворительно в широком частотном диапазоне (с перекрытием, равным 1,5—2) без
какой-либо перестройки, т. е. связь мало меняется с частотой, что является
большим преимуществом в широкополосных передатчиках. Бели короткозамыкаю-
щая перемычка в симметрирующем устройстве регулируется, то такие выходные
устройства могут применяться в еще более широком частотном диапазоне (по
крайней мере 5:1).
6. Симметрирующее устройство с индуктивной связью
Изображенное на рис. ХШ.6,а и б выходное симметрирующее
устройство индуктивно связано с колебательным контурам в виде
двухпроводной линии. Эквивалентная схема изображена на рис.
XIII.6,tf. Э. д. с. Е индуцируется магнитным потоком в рамке,
образуемой симметрирующим устройством (рис. XIII.6), Она
пропорциональна площади петли, плотности потока, -пронизывающего
рамку, и частоте. Величина сопротивления Zc — входного
сопротивления на клеммах а и Ъ (рис. ХШ.6,а) равна
z,=/z0tge, (1)
где Z0 — волновое сопротивление, 0 — электрическая длина
симметрирующего устройства, Zc включено последовательно ZH —
сопротивлению на входе 50-омной линии, идущей к нагрузке.
Внешний проводник этой линии является одновременно одной из двух
параллельных линий, образующих симметрирующее устройство. Так
как его средняя точка заземлена, то точка Ь на рис. ХШ.6,а
находится под половинным напряжением относительно земли
(относительно напряжения на Zс). При фиксированном положении
перемычки, короткозамыкающей симметрирующее устройство,
наведенное напряжение Е увеличивается с частотой. Одновременно с этим
растет и последовательное сопротивление Zf, так что
результирующее напряжение на сопротивлении Zc почта не изменяется с
частотой. Это частично обусловливает диапазонные свойства
симметрирующего устройства с индуктивной связью.
Сопротивление Zc (между клеммами а, Ъ на рис. ХШ.6,а)
обычно индуктивное, и его величина зависит от величины наведенной
э. д. с. Е и, следовательно, плотности магнитного потока и
расстояния D симметрирующего устройства от контура. Регулируя
величины D или 0, или обе вместе, можно получить
удовлетворительную величину связи. Для расширения рабочего диапазона удобно
в некоторых случаях короткозамыкающую перемычку
симметрирующего устройства и настройку контура сделать сопряженными так,
чтобы длина первого уменьшалась с увеличением частоты, что
приводит к постоянству связи. Как правило, любая регулировка
параметров симметрирующего устройства некритична.
20* 307

7. Симметрирующее устройство с кондуктивной связью
Выходное симметрирующее устройство с кондуктивной связью
отличается от описанного выше лишь тем, что концы его внешних
проводников присоединяются непосредственно к колебательному
контуру (рис. ХШ.7,а). В другом варианте (рис. ХШ.7,б)
симметрирующее устройство можно использовать как часть резонансного
контура (рис. ХШ.7,б), Этот вариант -неудобен в случае контура
в виде .коаксиальной линии. На эквивалентной схеме (рис. ХШ.7,в)
напряжение Е\ между отводами от колебательного контура может
быть представлено в виде эквивалентного генератооа э. д. с. Е
Рис. XIII.7. Симметрирующее устройство с кондуктивной связью и его
эквивалентная схема:
а—симметрирующее устройство, присоединенное к колебательному контуру с помощью
отводов, б— симметрирующее устройство включ но в цепь колебательного контура: в — Э1-вивалгнт-
ная схема; Zq —эквивалентное внутргннее сопротивление генератора, Е— эквивалентная э. д. с.
генератора, Z —*входное сопротивление между точками а и б симмртрирующгго устройства,
равное /Z0tg6, Z-p—эквивалентное сопротивление потерь в колебательном контуре, L,
С—параметры колебательного контура, Ьг— индуктивность проводника на конце симм трирующ го
устройства, 9 — электрическая длина, Z0—волновое сопротивление линии симмтрирующ го
устройства, Е, — напряжение между отводами от колебательного контура, ZH — входное
сопротивление 50-омной линии, идущей к нагрузке;
/ — симметрирующее устройство, 2—50-смная линия, 3—колебательный контур, 4—короткозамы-
кающая перемычка.
с внутренним сопротивлением Zn . Напряжение Е и в .некоторой
степени сопротивление Zg могут меняться путем изменения
положений отводов от (контура. Наоряжение Е\ приложено к
сопротивлениям Zc и Zw, включенным параллельно (смысл этих
обозначений пояснел выше). Связь с колебательным контуром увеличивается
при удлинении линии симметрирующего устройства или увеличения
расстояния между отводами. Так как эквивалентная э. д. с. Е не
изменяется быстро с частотой и в цепи нет резонансных
сопротивлений, связь почти не меняется в весьма широком диапазоне частоты.
8. Выходное симметрирующее устройство с емкостной связью
Выходное симметрирующее устройство с емкостной связью
отличается от устройства с кондуктивной связью лишь тем, что
последовательно с отводами от контура включены небольшие разделитель*
ные конденсаторы, служащие обычно для изоляции цепи антенны
от постоянного анодного напряжения. Реактивное сопротивление
этих конденсаторов обычно меньше 50 ом. Для подбора, при
введении разделительных конденсаторов, той же связи, что и при чисто
кондуктивной связи, требуется только перепаять отводы от
контура.
308

9. Связь емкостным зондом
На рис. Х1П.8,а изображена связь емкостным зондом,
используемая в коаксиальном полом резонаторе. Эквивалентная схема зонда
на рис. ХШ.8,б состоит ив малой переменной емкости, включенной
последовательно с относительно высоковольтным генератором
(высокочастотное напряжение в колебательном контуре) и 50-омной
линией передачи, нагруженной на конце. Связь меняется путем
'Перемещения зонда ближе или дальше от центрального проводника
коаксиальной линии, т. е. путем изменения С\. В типичном
генераторе с коаксиальным резонатором
мощностью 40 вт на 500 мггц при
50-омной нагрузке емкость зонда
равна примерно 0,6 пф, а налря-
Ч
*'TBL
с,
-II-
4
£о
Т
®4
Рис. ХШ.8. Связь с коаксиальным резонатором с помощью емкостного зонда:
а—конструкция и распределение напряжения для двух типов колебания, б — эквивалентная
схема;
Rf — эквивалентное сопротивление потерь в колебательном контуре, L, С — параметры
колебательного контура, Q —емкость зонда на внутренний проводник коаксиальной линии
анод —сетка, Ен —напряжение на входе 50-омной линии, ZH — входное сопротивление 50-омной
линии, идущей к нагр\?зке, EQ — напряжение в коаксиальной линии в месте расположения зонда,
Е0—напряжение на конце коаксиальной линии;
/—колебательный контур, 2— диск для увеличения емкости, 3—емкостной зонд (может
выдвигаться и погружаться), 4—50 омная линия к нагрузке, 5—поршень настройки линии анод—
сетка, 5—поршень настройки линии сетка—катод, 7—коаксиальная линия анод — сетка,
8—коаксиальная линия сетка — катод, 9— распределение напряжения для 3/4-волнового типа
колебаний, 10—распределение напряжений для четвертьволнового типа колебаний.
жение на входе линии передачи порядка одной десятой
высокочастотного напряжения в коаксиальной линии в месте помещения
зонда.
Зонд должен быть помещен в такой точке .коаксиального
.резонатора, где напряженность электрического поля (и следовательно
высокочастотное напряжение) достаточно высоки. При колебаниях,
длина волны которых соответствует учетверенной длине резонатора,
зонд должен быть помещен вблизи конца трубы .ко-аксиальной
линии. В широкополосных генераторах, в которых, помимо этих
колебаний, можно генерировать колебания, длина волны которых равна
4/з длины резонатора, зонд на некоторых частотах может попадать
в узлы напряжения в линии. Связь при этом может быть
восстановлена путем перемещения зонда вдоль оси линии до точки с
достаточной напряженностью электрического поля. Эту трудность можно
также устранить, комбинируя емкостную и индуктивную связь
(см. § 24, гл. XV и § 10, гл. XVI). Площадь диска, прикрепленного
на конце зонда для увеличения емкости, должна быть достаточно
велика, чтобы желаемая связь могла быть получена при достаточно
309

большом расстоянии между зондом и внутренним проводником
коаксиальной линии. В 'Противном случае, при работе «в условиях
разреженной атмосферы (на большой высоте) может произойти пробой,
ибо высокочастотное напряжение между зондом и внутренним
проводником .коаксиальной линии довольно высокое.
При фиксированном положении зонда связь мало меняется с
частотой ввиду отсутствия резонирующих элементов. Однако при
работе на линию с высоким к. с. в. приходится более часто
регулировать связь, так как единственный путь компенсации большой
реактивной составляющей входного сопротивления линии передачи
заключается в простом увеличении связи до тех пор, пока не будет
получена нужная величина нагрузки. Если такая регулировка
возможна, то емкостная связь работает удовлетворительно и при
весьма высоких к. с. в. Преимущества емкостной связи могут быть
вкратце сформулированы следующим образом:
1. Относительно малая чувствительность к изменению частоты; связь не
требуется регулировать в диапазоне с перекрытием 1,3.
2. Простота и удобство регулирования связи, осуществляемого лишь за
•.чет изменения глубины погружения зонда.
3. Возможность применения в случае коаксиальных контуров.
4. Возможность обеспечить удовлетворительную связь в очень широком
частотном диапазоне в случае коаксиальных колебательных контуров. Связь
зондом не так удобна в случае контура в виде двухпроводной линии, так как
для этого размеры зонда должны были быть значительно больше из-за
меньшей концентрации электрического поля.
10. Комбинированная связь с помощью зонда и петли
На тех частотах, где зонд попадает в узел высокочастотного
напряжения в резонаторе, -нельзя обеспечить ем,костную связь
зондом. Прикрепляя на
торцевой стенке
резонатора.небольшую пластинку,
проходящую под зондом,
можно создать индуктив-
6)
Рис. XIII. 9. Применение комбинированной индуктивно-емкостной связи
с коаксиальным резонатором:
а —конструкция и б —эквивалентная схема устройства связи;
С, — малая переменная емкость между емкостным зондом и внутренним проводником
коаксиальной линии, Е„— напряжение на конце коаксиальной линии, Е—э. д. с, наведенная в рамке АБВГ
при изменении магнитного потока, С2 — малая переменная емкость между зондом и
заземленной пластинкой, образующей часть рамки АБВГ, предназначенной для индуктивной связи.
^—напряжение в коаксиальной линии в месте расположения зонда, ZH — входное
сопротивление 50-омной линии, идущей к нагрузке;
/_50-омная линия, идущая к нагрузке, 2 —коаксиальная линия анод —сетка, 3—заземленная
пластинка с отверстием на конце, 4 —рамка АБВГ, 5 —диск для увеличения емкости,
б"—емкостной зонд; распределение тока (1) и напряжения (2) в линии анод —сетка,
310

ную связь. Конструкции такого устройства связи изображены на
рис. XIII.9. Пластинка образует часть рамки АБВГ, включенной
последовательно с зондом и малой емкостью диска зонда на
пластинку. При этом связь попрежнему можно регулировать путем
перемещения зонда (в пластинке выполнено отверстие, чтобы зонд мог
проходить через него). За исключением очень узких участков
диапазона частот, напряженности как электрического, так и
магнитного полей, в месте расположения зонда будут достаточно велики,
так что при такой схеме связи будут иметь место как емкостная,
так и индуктивная связь. На эквивалентной схеме (рис. Х1П.9,б)
изображены связи обоих типов.
11* Гальваническая связь
На рис. XIII.10 изображена гальваническая связь с контуром
в виде двухпроводной линии. Такой способ связи успешно
применяется в разрезных магнетронах, хотя он и не идеален из-за
внесения .некоторой асимметрии. Положение отвода Т подбирается таким
1
-AD
t
Ъ
F^
о
Рис, XIII. 10. Гальваническая связь с колебательным контуром в виде
двухпроводной линии:
а—конструкция, б — эквивалентная схема;
^—эквивалентное сопротивление потерь в колебательном контуре, L, С—параметры
колебательного контура, Е0—высокочастотное напряжение, развиваемое в колебательном контуре,
Е — высокочастотное напряжение между отводом и короткозамыкающей перемычкой, ZH —
входное сопротивление 50-омной линии, идущей к нагрузке, Т—отвод, с помощью которого
рыходная линия присоединяется к колебательному контуру, D — расстояние между отводом Т
и короткозамыкающей перемычкой;
1—многоанодный магнетрон или другая генераторная лампа, 2—колебательный контур,
выполненный в виде двухпроводной линии, 3- короткозамыкающая перемычка, 4—передвижной
отвод, с помощью которого осуществляется гальваническая связь, 5—50-омная линия, идущая
к нагрузке.
образом, чтобы обеспечить достаточную связь. Это 'будет иметь
место, догда расстояние D представляет лишь малую часть общей
длины L, так как входное сопротивление линии передачи ZH мало
по сравнению с полным сопротивлением на конце двухпроводной
линии.
Как видно из рис. XII 1.10,6, при этом будет внесена асимметрия,
однако простота конструкции и регулирования компенсирует этот
недостаток. Сопрягая перемещение отвода Т с перемещением
короткозамыкающей перемычки линии, можно обеспечить удовлетвори-
311

тельную связь в широком диапазоне частот без необходимости
дальнейших регулировок. Практически, в частотном диапазоне, более чем
с двойным перекрытием, может погребоваться некоторая
дополнительная регулировка положения'отвода. Описанный метод связи
пригоден и в случае симметричной двухпроводной выходной линии,
при этом проводники последней подпаиваются к каждому из
проводов контура.
Рис. XIII.11. Симметричная гальваническая связь с
колебательным контуром в виде двухпроводной" линии:
а — конструкция, б — эквивалентная схема;
N — длина фазирующей линии, равная полуволне на средней
частоте диапазона, R-p — эквивалентное сопротивление потерь в
контуре; L, С—параметры колебательного контура; Е0 — гвысоко-
частотное напряжение, развиваемое на колебательном контуре, ZH —
входное сопротивление 50-омной линии, идущей к нагрузке, XCf
X —реактивные сопротивления последовательных
конденсаторов, используемых для изоляции по постоянному току,
Q—конденсатор, шунтирующий контур на землю, D — расстояние между
короткозамыкающей перемычкой и отводами, L — общая длина
двухпроводной линии;
1 — генераторные лампы, включенные по двухтактной схеме, 2—
передвижные отводы, осуществляющие гальваническую связь,
3 — 50-омная линия, ведущая к нагрузке, 4 — короткозамыкающая
перемычка, 5 — положительное анодное напряжение постоянного
тока, 6 — колебательный контур в виде двухпроводной линии.
Одним из недостатков гальванической связи является то, что при
ней некоторые типы колебаний в двухпроводной линии легче
возбуждать, чем другие, что приводит к возможности перескакивания
типов волн. Любое колебание, при котором узел напряжения
попадает в область вблизи отвода, будет легче возбуждаться, в то время
как нужное колебание будет подавляться из-за того, что его труднее
возбудить.
В коаксиальных контурах гальваническая связь часто весьма
удобна (особенно в усилителях). Пример гальванической
симметричной связи с несимметричной коаксиальной линией приведен на
312

рис. XIII. 11,а и б. От случая, изображенного на рис. XIII.10, он
отличается использованием полуволнового отрезка линии,
соединяющего два симметричных отвода. Благодаря этому не нарушается
симметрия колебательного контура. Полная симметрия имеет место
лишь на одной частоте, на которой длина отрезка линии передачи,
соединяющей оба отвода, равна полуволне.
Применение симметрирующего устройства (р<ис ХШ.7,а) в
схеме с гальванической связью дает другой метод симметрирования
несимметричной нагрузки колебательного контура.
Симметрирующее устройство можно легко применить и в случае жжгура в виде
двухпроводной линии.
12. Последовательная выходная связь с контуром в виде
двухпроводной линии
Преимущество этого метода связи заключается в том, что при'
соответствующей конструкции выходного устройства, примерно, в
двухкратном диапазоне не требуется перестройка. По сравнению
с гальванической связью в рассматриваемом случае можно
обеспечить генерирование более высоких частот, ибо> все части устройства
а) б)
Рис. XIII. 12. Последовательная выходная связь с колебательным контуром в
виде двухпроводной линии:
а — конструкция, б — эквивалентная схема;
Rf —эквивалентное сопротивление потерь в контуре, I, С-—параметры колебательного
контура, ZH — входное сопротивление 50-омной линии, ведущей к нагрузке, Х0 — длина волны на
средней частоте рабочего диапазона контура;
/ — колебательный контур в виде двухпроводной линии, 2—трансформатор сопротивлений,
3— колебательный контур, 4 — трансформатор сопротивлений, 5 — выдвижная секция с
волновым сопротивлением, равным, примерно, 13 ом, 6— короткозамыкающая перемычка
колебательного контура, 7 —заземленный экран, 8—к разрезному многоанодному магнетрону или
другому генератору.
связи помещены за пределами собственного контура. На
рис. XIII.12,а изображена конструкция, а на рис. XIII.12,6
приближенная эквивалентная схема этого способа связи.
Двухпроводная линия заканчивается, как обычно короткозамыкаю-
щей перемычкой, однако, один из проводов линии, вместо
того, чтобы быть непосредственно замкнутым на землю, переходит
в раздвижную секцию, включенную последовательно с короткоза-
мыкающей перемычкой. Раздвижная секция заканчивается
четырехступенчатым согласующим трансформатором; длина .каждой, из сту-
313.

пеней равна четверти средней волны диапазона. Этот трансформатор
•служит для плавного перехода в двухкратном диапазоне частот от
волнового сопротивления выходной 50-омной линии передачи,
подключаемой к разъему Р, к волновому сопротивлению раздвижной
секции (10—15 ом). Длина раздвижной секции изменяется в
диапазоне от 0,25 до 0,5 Я; волновое сопротивление ее равно 7—15 ом.
Благодаря этому, сопротивление, включенное последовательно с ко-
роткозамыкающей перемычкой весьма низко (5—15 ом) во всем
двухкратном диапазоне. Относительно большой ток, текущий через
перемычку, несмотря на такое низкое сопротивление, развивает
достаточное напряжение в линии в селении /?. Подбирая
экспериментально волновое сопротивление раздвижного отрезка, можно
получить достаточно удовлетворительную связь, примерно, в
двухкратном диапазоне. Этот метод связи удобен тем, что нагрузка контура
в виде двухпроводной линии при любом типе колебаний всегда
включена в узле напряжения. Поэтому здесь не будет
преимущественно возбуждаемых типов колебаний.
Асимметрия, вносимая при таком способе связи, не является
серьезным недостатком, во всяком случае, для разрезных
магнетронов.

ГЛАВА XIV
ПРИБОРЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ НА СВЕРХВЫСОКИХ
ЧАСТОТАХ
1. Введение
При измерении мощности на сверхвысоких частотах возникает
ряд задач, которые не встречаются при измерениях на низких
радиочастотах. На более низких частотах величины тока и
напряжения можно измерить достаточно точно. Кроме того, реактивности
активных сопротивлений пренебрежимо малы. Благодаря этому
мощность может быть вычислена по измеренным значениям
величин тока, напряжения и сопротивления. На сверхвысоких частотах
эти измерения нельзя произвести обычным путем. Так, обычный
термоамперметр не пригоден для измерения тока ни в коаксиальном
кабеле, ни в волноводе.
Для -измерения мощности .на сверхвысоких частотах разработано
много приборов. Они могут быть подразделены на несколько
различных видов. Вероятно, наиболее важными из них являются
калориметрические измерители мощности. В ,них в. ч. мощность
поглощается и превращается в тепло в нагрузке, выполненной в виде
некоторого калориметра. Количество выделенного тепла определяется
либо путем измерения массы, температуры, удельной теплоемкости
и времени, либо путем сравнения с количеством тепла, выделяемого
мощностью постоянного или низкочастотного переменного тока.
Такие приборы измеряют абсолютную величину мощности,
причем обычно заниженную, в связи с потерей части мощности в тех
местах, где она не может быть учтена. Тем не менее,
калориметрические измерители мощности в общем наиболее точны.
В измерителях мощности другого типа в. ч. энергия
превращается в световое излучение, как это происходит в лампах
накаливания. Поток световой энергии в заданном телесном угле
измеряется оптическими методами, например фотоэлементом, оптическим
пирометром или фотометром.
В некоторых измерителях мощности используется изменение
электрического сопротивления элемента, несущего всю или
известную часть мощности, подлежащую измерению. Измерения
сопротивления могут быть выполнены при помощи омметра или мостика
315

для измерения сопротивлений. В эту группу -приборов входят
газонаполненные лампы-нагрузки, болометры и термисторные мостики.
Имеется также ряд приборов, измеряющих относительную
мощность. Эти приборы отбирают часть общей моп^ноети и выпрямляют
ее, а относительные величины мощности измеряются
миллиамперметром постоянного тока. В эту группу приборов входят индикаторы
измерительных линий, однонаправленные ответвители ,и индикаторы
поля для измерения мощности, излучаемой антенной.
Для измерения величины тока в коаксиальных линиях, без
внесения в нее неоднородноетей, были разработаны специальные
приборы. Такой прибор позволяет подсчитать мощность по формуле
Р = PR, если известно сопротивление нагрузки.
Несогласованность сопротивлений нагрузки и генератора не
обязательно приводит к ошибкам в показаниях измерительных
приборов, так как прибор измеряет всю ту мощность, которую он
улавливает. Однако рассогласования уменьшают мощность, отдаваемую
передатчиком в нагрузку, из-за ее обратного отражения.
Величину отраженной мощности можно измерить с помощью
измерительной линии, помещенной между передатчиком и
измерителем мощности, по следующей формуле:
(с— К
i 9 1 X ЮО, где с—к. с. в-
в измерительной линии.
2. Искусственная нагрузка
Искусственная нагрузка, применяемая в радиопередатчиках,
представляет собой чаще всего устройство, предназначенное для
поглощения в. ч. мощности и превращения ее в тепло или свет. Сама
нагрузка может быть образована поглощающими элементами, как
это имеет место в калориметрических измерителях мощности или в
лампах-нагрузках. В идеальном случае сопротивление
искусственной нагрузки должно быть согласовано с внутренним
сопротивлением источника (Мощности и должно* быть активным на всех
частотах, без настройки.
Линия «с большими потерями». Вероятно, лучше всего можно
удовлетворить этим требованиям, выполняя нагрузку в виде нена-
груженного коаксиального .кабеля, достаточно длинного для того,
чтобы на рабочей частоте потери в нем были равны примерно 10 дб.
Отраженная волна при этом затухает на эту же величину, так что
в целом отраженная мощность будет на 20 дб ниже мощности на
входе линии, и при этом отражения являются несущественными.
Выбирая кабель с большими потерями, например, для
сверхвысоких частот — кабель с полиэтиленовым диэлектриком, а для
низких частот — кабель с резиновой изоляцией, можно получить
требуемую величину затухания при приемлемой длине кабеля. Для
нагрузки кабеля можно применить и дисковое поглощающее
сопротивление, что уменьшит требуемую длину кабеля.
316

Поскольку ток в линии, нагруженной на волновое
сопротивление, экспоненциально уменьшается, то наибольшая потеря
мощности и , следовательно, наибольший .нагрев происходит в начале
кабеля. Поэтому размеры кабеля должны быть подобраны так, чтобы
он выдержал всю мощность. Кабель малого размера, имеющий
большее затухание и поэтому меньшую длину, можно использовать
после того, как начальный ток уже ослаблен до величины,
безопасной для данного кабеля. В случае необходимости может быть
применено воздушное охлаждение кабеля. Применение кабелей с
большими потерями и других видов искусственной нагрузки
рассмотрено в последующих параграфах, в связи с описанием измерителей
мощности, в которых эти виды нагрузки используются.
Сопротивления, расположенные в виде звезды. Нагрузка,
пригодная на частотах до 500 мггц (при условии тщательного
изготовления), состоит из расположенных звездой металлизированных
сопротивлений, включенных между центральным и внешним
проводниками на танце коаксиального кабеля. Удлиняя центральный провод-
лик, можно цилиндрически расположить несколько сопротивлений
при минимальной длине соединительных проводников.
Сопротивления, конечно, должны быть подобраны так, чтобы при параллельном
соединении их сопротивление равнялось волновому сопротивлению
линии. Величина предельной рассеиваемой мощности может быть
значительно увеличена при погружении сопротивлений в
циркулирующее и охлаждаемое масло. Желательно проверить согласование
сопротивлений этой нагрузки с линией, используя для этого
измерительную линию. Если для охлаждения применяется масло, то эти
измерения должны производиться при погруженных в масло
сопротивлениях, так как масло увеличивает емкость. Значительно
улучшить согласование сопротивлений можно при тщательном
подборе их. ,
Сопротивления с газовым охлаждением. Безиндуктивное
сопротивление в газонаполненном баллоне пригодно для частот до
25 мггц. Преимуществом его являются компактность и
портативность. Другие типы газонаполненных ламп-нагрузок для более
высоких частот рассмотрены в § 7 в связи с вопросами измерения
мощностей.
Клинообразная волноводная водяная нагрузка. На рис. XIV. 1
показана волноводная водяная нагрузка, пригодная для измерения
мощностей в диапазоне от нескольких тысячных долей ватта до
100 кет. Она состоит из отрезка прямоугольного волновода с
водонепроницаемой наклонной пластинкой, установленной на одном
конце; образованный ею клин папслнен водой. Широкая стенка
волновода располагается горизонтально, чтобы электрическое поле
было почти перпендикулярно к поверхности воды. Для уменьшения
к. с. в. требуется, чтобы длина нагрузки по меньшей мере в шесть
раз превышала ширину волновода. При этих условиях можно
ожидать, что к. с. в. будет меньше 1.05.
Волновод с цельнометаллической нагрузкой. На рис. XIV.2
показана искусственная нагрузка, рассчитанная на рассеивание 1 кет
317

мощности на волнах длиной 8—12 см. Она не применяется для
измерения мощности. Такая .нагрузка пригодна в тех случаях, когда
нужна механическая прочность; этот тип волноводнюй
цельнометаллической нагрузки лучше других типов, в которых используются
Рис. XIV.1. Водяная нагрузка волновода.
диэлектрики с большими потерями, подобно песку. Высокое
затухание в этой нагрузке вызывается .клиновидными стальными
выступами, которые уменьшают волновое сопротивление и повышают
величину тока. Выступы прикрепляются при помощи винтов к внут-
Рис. XIV.2. Нагрузка волновода, предназначенная для
поглощения мощности в 1 кет на волнах 8 — 12 см:
1 — направление вектора электрического поля в волноводе,
2— клиновидные выступы.
рениим стенкам отрезка волновода длиной 120 еж и сечением
76,5X37,7 м. Длина в 120 см достаточна для рассеивания 1 кет
мощности без применения охлаждающих устройств или принуди-
тельното воздушного охлаждения. В случае применения охлаждаю-
щих устройств, длина волновода может быть уменьшена. Расстояние
между выступами составляет около 0.9 мм (0,035 дюйма), за
исключением переднего конца, где толщина выступов уменьшается
318

по зкспонеициальной кривой, что необходимо для обеспечения нвз-
кого к. с. в. в широком диапазоне частот.
Для того, чтобы нагрев происходил равномерно по всей длине
нагрузки и для устранения перегрева отдельных мест, затухание
на конце нагрузки должно быть немного больше, чем у ее
середины, что достигается уменьшением ширины волновода.
Ширину волновода с выступом можно значительно уменьшить,
не опасаясь достижения критической частоты. Ширину волновода
постепенно уменьшают с помощью двух металлических выступов
вплоть до того, как будет достигнута критическая частота и
затухание увеличится до бесконечности. Важно, чтобы эти выступы,
сужающие волновод были сделаны из стали, обладающей хорошими
магнитными свойствами. Глубина поверхностного слоя в металле
пропорциональна Т^р/н/, где р — удельное сопротивление, ^—
магнитная проницаемость и / — частота. Чем выше величина ц,
тем больше затухание. Сталь, из которой изготовляются выступы,
должна содержать мало углерода и, в случае холодной прокатки,
должна быть закалена.
Коэфициент стоячей волны для описанной выше нагрузки
измерялся на различных частотах. При рассеянии нагрузкой
мощности в 1 кет к. с. в. не превышает 1,15 в диапазоне волн от 8 до
12 см. Измерения, произведенные при малой мощности, когда
нагрузка находилась в условиях комнатной температуры, показали
более высокий к. с. в.
Антенны. Антенна, обеспечивающая низкий к. с. в., является
хорошей нагрузкой для испытаний, за исключением случаев, когда
излучение нежелательно. Если при измерениях в качестве нагрузки
применяется антенна, то следует иметь в виду, что сопротивление
зависит от ее расположения по отношению к поверхности земли и
близлежащим предметам. Сопротивление антенны должно быть
определено обычными способами с помощью измерительной линии
в условиях, при которых эта антенна будет работать. Это особенно
важно на сверхвысоких частотах, когда даже рука около
антенны вызывает отражение, меняющее входное сопротивление.
3. Определение мощности по току или напряжению
и сопротивлению
Вероятно, наиболее удовлетворительный способ определения
мощности на относительно низких радиочастотах (например, ниже
50 мггц) состоит в измерении эффективного значения величины
тока или напряжения на искусственной нагрузке, с известным
сопротивлением и в вычислении мощности, по формулам PR или
E2JR. Этот метод пригоден при любой искусственной нагрузке или
антенне, если известно ее сопротивление при данном режиме
работы в точках, где .измеряется величина тока или .напряжения. Для
измерения тока можно применить высокочастотный термоампер-

метр, а для измерения напряжения — ламповый вольтметр или
осциллоскоп. При возрастании частоты ошибки -измерений -настолько
увеличиваются, что для измерений на частотах выше 50 мггц более
подходят калориметры.
4. Коаксиальная линия с термопарой
Включение обыкновенных высокочастотных амперметров,
состоящих обычно из одной или более термопар и прибора постоянного
тока, вносит большие неоднородности в линию, особенно на
сверхвысоких частотах. Этот недостаток можно преодолеть, сделав
термоэлемент частью центрального проводника коаксиальной линии,
I
.О
п
©
s-J
Рис. XIV.3. Коаксиальный
измеритель мощности с термопарой:
а — схема прибора с индуктивной
связью, б — схема прибора с
емкостной связью и четвертьволновым
шлейфом:
/ — петля связи, 2 — термопара,
3—нагрузка в виде кабеля с потерями,
4 — четвертьволновый шлейф;
5—емкость связи с генератором.
через которую мощность
передается в нагрузку. Тогда
прибор для измерения мощности
постоянного тока помещается
вне высокочастотной системы,
например, на конце линии с
большими потерями, служащей
Рис. XIV.4. Термопара, установленная
в центральном проводнике короткого
отрезка коаксиальной линии:
/— место сварки, 2 — стержень, 3— корпус,
4— гнездные кабельные разъемы.
искусственнной нагрузкой (рис.
XIV.3,a). Термоэлемент можно установить в центральном
проводнике короткой секции коаксиальной линии между двумя
кабельными разъемами, как показано на рис. XIV.4.
Если в схеме передатчика имеется емкостная выходная связь,
то для замыкания цепи постоянного тока нужно применить
четвертьволновый шлейф или какое-либо иное параллельно
включенное большое сопротивление, как показано на рис. XIV.3,6. Такой
прибор применялся на частотах до 2 500 мггц и при мощности до
320

500 вт. Он прост, дает быстрые отсчеты и удобен в работе, может
быть проградуирован в абсолютных единицах мощности (ваттах),
либо по калориметру, описанному в § 8, либо на низкой частоте, с
внесением теоретических поправок на поверхностный эффект в
термопаре. Так как сопротивление термопары очень низко, то
.необходим низкоомный и весьма чувствительный микроамперметр.
Чувствительность термопары зависит от металла, из .которого
она изготовлена, и от диаметра и длины проводов; последние два
фактора определяют также охлаждение термопары. Чем короче
провода, тем .меньшую неоднородность они .вносят в линию.
Термопара из медных и константановых проводов длиной 4,8—6,3 мм
(3/16—1/4 дюйма) и диаметром 0,07—0,13 мм (0,003—0,005 дюйма)
Рис. XIV.5. Схема для градуировки термопар:
/ — регулируемый автотрансформатор, 2 — термопара, 3 — кабель с потерями.
пригодна для .измерения .мощностей до 50 вт. Серебро и висмут
дают термопары большей чувствительности, пригодные для
измерения мощностей ориблизительно тех же величин. Термооара может
быть сделана из константановых проводов, посеребренных на
половину их длины. Однако, посеребренные провода, по невыясненным
причинам, в случае перегрева теряют свою градуировку.
Приборы с термопарами, применяемые для измерения
высокочастотной мощности, могут быть проградуированы путем
сравнения с приборами, измеряющими абсолютную величину мощности,
например, калориметрическим измерителем мощности (§ 8) или
путем сравнения с измерениями на низкой частоте, как показано
на рис. XIV.5. Во втором случае необходимо сделать поправку на
поверхностный эффект в термопарах. Эта поправка может быть
сделана следующим образом:
Пустб Ri — сопротивление постоянному току первого провода
термопары;
/?2 — сопротивление постоянному току второго провода термопары;
/?j' — сопротивление переменному току первого провода;
/?2 — сопротивление переменному току второго провода;
Pdc — мощность постоянного тока, поглощаемая термопарой;
Рас — мощность переменного тока, поглощаемая термопарой;
/—ток, проходящий через термопару.
21 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 321

Тогда
рл=/.(/?1+/?2) (о
Pac=P(R[+R'2) (2)
/?;=*,/?. (3)
R2 = k2R2 (4)
где ^! и &2 зависят от частоты.
Отсюда
Pac=l4kiRi + k2R2) (5)
и, если
то
Далее
R2 = aRu (6)
Pac = I4k1R1 + k2aR1) =
= PRl(kl-^-k2a) (7)
ЯЛг = У*/?1(1+«). (8)
Рас _ ki + aft.
Рас~ 1 + «
(9)
ИЛИ
(*1 -fr а&2)
Уравнение (10) дает связь между мощностями постоянного и
переменного токов, соответствующих одним ,и тем же
температурам термопары *.
В связи с малым диаметром термопары нельзя уменьшить
волновое сопротивление коаксиальной линии, в которой термопара
является центральным проводником-
З5^ 1 настолько, чтобы оно соответство
вало сопротивлению стандартного
коаксиального кабеля. Термопара по-
Рис. XIV.6. Схема параллель- этому ВНОсит неоднородность в ЛИ-
ного включения термопар, для J * ^ „ г
устранения неоднородности со- нию- Для обычной термопары эта
противления в коаксиальной неоднородность соответствует при-
линии. мерно к. с. в. 2 на частоте
500 мггц.
Неоднородности в линии, вызываемые малым диаметром
проводов термопары, можно в большой мере устранить применением
нескольких термопар, располагаемых параллельно по
цилиндрической поверхности, как показано на рис. XIV.6. Диаметр этой
поверхности должен быть, конечно, равен диаметру центрального
* Как и в любом приборе, измеряющем мощность по напряжению или току
только в одной точке линии передачи, стоячая волна в линии будет вызывать
ошибки, величина которых зависит от местонахождения индикатора (см.§§ 22 и 27).
Поэтому нагрузка должна быть подобрана так, чтобы доля отражаемой
мощности соответствовала требуемой точности измерений.
322

ггроводнйка коаксиального кабеля. При заданной предельной
мощности для нескольких термопар используются провода меньшего
диаметра, чем в случае применения только одной термопары. Из-за
неравномерности распределения тока между параллельными
термопарами многотермопарные приборы такого типа должны
градуироваться по' эталонному прибору, предназначенному для измерения
высокочастотной мощности.
5. Дисковые сопротивления с вольтметром
Для рассеяния небольшой мощности (до 25 вт) может быть
применено дисковое сопротивление с воздушным охлаждением,
используемое .в качестве оконечной нагрузки коаксиальной линии*
Рис. XIV.7. Измеритель мощности, в котором используется
вольтметр с дисковыми сопротивлениями:
; —посеребрено и отполировано, 2 — сопротивление, ф—кабельный разъем,
4 —конический переход, 5 — внутренний проводник, 6—анод, 7—катод,
8 — накал, 9 — лампа вольтметра, 10 — дисковое сопротивление, 11 — выход
воздуха, 12— вход воздуха, 13— внутренний проводник, 14 — внешний
проводник, 15— высокочастотные дроссели, /6-высокочастотный дроссель, 17—
трансформатор, 18— выключатель, 19 — плавкий предохранитель, 20 —
вентиляционный мотор.
Диаметр диска обычно больше диаметра кабеля; прикрепляется
диск к кабелю при (помощи отрезка конусообразной коаксиальной
линии; Если величина сопротивления нагрузки равна волновому
сопротивлению линии, то применяется конусообразный переход с
21* 323

Постоянным волновым сопротивлением. Ё противйом случае, конус
используется и для согласования сопротивлений.
Измерять мощность можно с помощью вольтметра, не вносящего
реактивного сопротивления и составляющего единое целое с
дисковым сопротивлением. Такое устройство схематически показано на
рис. XIV.7. Угольное сопротивление рассчитано для оконечной
нагрузки 50-омного кабеля. Его сопротивление, измеренное в точке
крепления, оказалось равным 49-}- /5 ом при частоте 1 100 мггц.
Центральный проводник дискового сопротивления должен быть
относительно большим, ибо, в противном случае, плотность тока во
внутреннем проводнике может повыситься настолько, что это
приведет к пробою сопротивления. В дисковом сопротивлении, пока-
занно'М на рисунке, диаметр центрального проводника равен 19 мм
(3Д дюйма). Этот диск может поглощать мощность в 30 вт при
охлаждении его вентилятором диаметром 50' мм при 7 500 об/мин.
Сопротивления этого типа могут быть также сделаны .из германия.
В ламповом вольтметре необходимо применять диод дискового
типа, так как в лампах с обычными вводами последние вносят
большое реактивное сопротивление. Конденсатор ,С2, вмонтированный
в диод и составляющий часть схемы вольтметра, достаточно* велик
для того чтобы вольтметр мог измерять пиковое напряжение.
Измерительный прибор, изображенный на рис. XIV.7, компактен, прост,
дает прямой отсчет, не требует настройки и пригоден для
измерений на частотах до 1 200 мггц. Однако при измерении могут иметь
место значительные неточности, поскольку вольтметр показывает
пиковое напряжение. Поэтому показания зависят от формы
колебаний и прибор не пригоден для измерения мощности модулированных
колебаний.
6. Фотометрические приборы
Фотометрический прибор для измерения высокочастотной
мощности обычно представляет собой лампу накаливания, соединенную
с источником высокочастотной энергии.
Высокочастотная энергия превращается в световую, излучаемую
лампой. Энергия излучения затем измеряется различными
способами, например, измерителем силы света, фотоэлементом с
усилителем или оптическим пирометром. Лампа должна настраиваться
на каждой частоте. Для этих целей используются четвертьволновые
или полуволновые линии — трансформаторы сопротивлений. В
зависимости от размера лампы и типа устройства, применяемого- для
измерения силы света, могут быть измерены мощности от 1 мквт
до 20—30 вт. Малые мощности могут быть измерены указанным
способом с высокой степенью точности, но при измерении больших
мощностей (от 1 до 30 вт) ошибки превышают 5%. При частотах
выше 800 «мггц ошибки, вызванные потерями мощности в местах
пайки стекла, резко возрастают и этот способ измерения становится
непригодным.
Градуировка ламп обычно осуществляется на переменном ток€
низкой частоты. Для 'большей точности измерения применяется
324

сравнительный метод, сущность которого заключается в
поочередной подаче к лампе мощности низкой частоты и высокой частоты
с тем, чтобы исключить опасность ошибок в измерении,
вызываемых старением и прочими изменениями градуировки лампы.
Важно, чтобы высокочастотный ток был распределен
равномерно вдоль катода, в противном случае будут иметься точки
перегрева, которые вызовут ошибки в градуировке. Это произойдет
из-за того, что световая отдача лампы накаливания возрастает с
повышением температуры, и поэтому данная величина
высокочастотной мощности, израсходованная в отрезке катода с повышенной
температурой, окажет большее действие на фотометрический
прибор, чем та же величина низкочастотной мощности, распределенная
равномерно вдоль катода при прадуировке лампы. Неравномерность
распределения тока вызывается стоячими волнами. Появление их
нелегко предотвратить, так как сопротивление катода зависит от
температуры, и поэтому задача согласования сопротивления
нагрузки с сопротивлением линии усложняется. Влияние неравномерности
распределения тока можно почти полностью устранить
применением лампы с очень короткими нитями накала, подобной, например,
лампам для автомобильных фар.
Большинство ламп этоготипа наполняется газом, и поэтому
перенапряжение вызовет газовую дугу в лампе. Образование такой
дуги менее вероятно, если в лампе, взятой в качестве нагрузки,
параллельные проволочки, служащие опорой для нити накала,
отогнуты наружу, а не во внутрь. Другими причинами, вызывающими
ошибки при измерении мощности, являются потери в вводах лампы,
в согласующих устройствах и в стеклянном баллоне, так как эти
потери не будут отмечены фотометричесним прибором. Источником
ошибок также является затемнение поверхности баллона лампы
слое;м вольфрама, осаждающимся после градуировки лампы.
Преимущества фотометрических приборов заключаются в том,
что они имеют малые размеры и дают быстрые отсчеты. Для
измерения мощностей от одного ватта и выше можно изготовить
удобные и легкие фотометрические приборы. При измерении мощностей
меньше одного ватта, необходимость, источника питания
увеличивает размеры прибора. Там, где ради простоты измерения можно
поступиться точностью, может (быть быстро собран простой и
удобный прибор, состоящий из ламп мощностью от 3 до 50 свечей,
включенных в настраиваемую двухпроводную линию, и экранированного
светоизмерительного прибора типа фотоаппарата. Применение
такого измерительного прибора во многих случаях дает достаточно
хорошие результаты.
Для временного применения полезен фотометр с «масляным
пятном». На листе бумаги делается маслом, салом или лаком
полупрозрачное пятно, которое с одной стороны освещается лампой
нагрузки. С другой стороны листка ставится обычная лампа, яркость
которой регулируется с помощью автотрансформатора до
исчезновения пятна. В этих условиях мощности, рассеиваемые в обеих
лампах, будут равны.
325

7. Газонаполненные лампы как нагрузки
Вакуумные лампы накаливания пригодны в качестве нагрузки,
но могут поглощать лишь небольшие мощности. Поглощение
мощности можно увеличить примерно в 20 раз при заполнении баллона
лампы водородом. При частотах до 1 200 мггц измерения мощности
с помощью таких ламп очень точны и совпадают с результатами
измерений калориметрическим методом.
Газонаполненные лампы можно использонать в качестве
нагрузки до частот порядка 3 000 мггц, хотя точность измерения при
этом снижается. Разработаны лампы, пригодные для измерения
мощностей в диапазоне от 1 до 50 вт. Газонаполненная лампа,
предназначенная для измерения на сверхвысоких частотах,
показана на рис. XIV.8. При измерении мощностей газонаполненными
лампами имеют место погрешности, аналогичные описанным в
предыдущем параграфе. Опытньим и расчетным путями установлено,
что при проводниках длиной меньше Я/4 разница между
сопротивлениями постоянному и высокочастотному токам (а также влияние
стоячих волн) настолько малы, что ими можно пренебречь. В табл.
XIV. 1 показаны погрешности, зависящие от длины катода.
Таблица XIV.1
Длина катода
Отношение мощности
переменного тока к мощности
постоянного тока
,000
*/16
1,002
Л/8
1,037
ЗХ/16
1,185
V4
1,500
Хотя лампы подключены к коаксиальным линиям при помощи
разъемов, они обычно не представляют собой хорошо согласован-
ной оконечной нагрузки.
Кроме того,
сопротивление лампы зависит от рас-
©
-3,3 см-
■€
1,25см
>
0
©0
7
-CZ3
—|—i—in
©
Рис. XIV.8. Нагрузка для
сверхвысоких частот в виде
газонаполненной лампы.
Рис. XIV.9. Схема измерителя мощности
с газонаполненной лампой:
J — источник мощности, 2—шлейфы настройки,
5—блокировочные ' конденсаторы, 4 — нагрузку
в виде лампы, 5—шлейф настройки, 6—смм,ет|1
или мостик.
сеиваемой мощности. Так, например, сопротивление
ненагретой лампы, изображенной на рис. XIV.6, составляет около 8 ом,
а в нагретом состоянии, когда в ней рассеивается мощность 15 вт>
ее сопротивление равно 75 ом. Согласование лампы с линией может
быть осуществлено при помощи подвижного порщня позади лампы
32S

или двухшлейфного согласующего трансформатора, расположенного
перед лампой, а также комбинацией этих двух устройств, как
показано на рис. XIV.9. Нагреваемая часть катода должна находиться
посредине, ибо в противном случае возникнут ошибки при
измерении мощностей, вызванные охлаждающим действием вводов и спаев
в лампе. Градуировку газонаполненных ламп можно осуществить
постоянным током, путем измерения напряжения «а лампе при
различной величине проходящего через нее тока; после этого
рассчитываются сопротивление и рассеянная «мощность, а затем
строится кривая зависимости мощности от сопротивления. Измерения
на высоких частотах могут быть проведены по схеме, изображенной
на рис. XIV.9. При этом измеряется сопротивление нити накала на
постоянном токе в нагретом состоянии, а затем по вышеуказанной
кривой находится величина рассеянной мощности. Мощность,
выделенная в процессе измерения сопротивления нити на постоянном
токе, ничтожно мала.
8. Калориметрические измерители мощности
Калориметрический измеритель мощности — прибор,
измеряющий мощность по приращению температуры вещества, теплоемкость
которого заранее известна. Прибор в основном состоит из
искусственной нагрузки, при помощи которой мощность рассеивается в
воде или масле, и устройств, измеряющих массу и температуру
вещества. Так как высокочастотная мощность измеряется потоком
тепловой энергии, а тепловая энергия, в свою очередь, измеряется
произведением массы вещества на его удельную теплоемкость и
прирост температуры, то калориметрическое измерение радиочастотной
мощности осуществляется двояким путем: по величине прироста
температуры жидкости, движущейся с постоянной скоростью, или
же по величине прироста, температуры неизменного количества
какого-либо вещества, например, воды.
9. Искусственная нагрузка, погруженная в масло
Один из наиболее! простых типов калориметрических
ваттметров представляет собой искусственную нагрузку, погруженную в
сосуд с маслом, в котором рассеивается высокочастотная мощность.
Масло перемешив-ается при помощи колеса с винтообразными
лопастями, и благодаря этому температура всей массы масла в основном
является одинаковой. Мощность может быть вычислена на основе
данных о времени, массе, удельной теплоемкости и температуры
масла. Обычно градуировка данной массы масла осуществляется
путем рассеивания мощности постоянного или переменного токов
низкой частоты, в той же самой искусственной нагрузке или в
изолированном нагреваемом элементе, и построения кривой изменения
температуры в зависимости от подводимой мощности. Погрешности
измерений не превышает 5%.
Искусственная нагрузка, пригодная для калориметра, состоит
из нескольких маленьких металлизированных сопротивлений, рас-
327

полагаемых радиально между центральным и внешними
проводниками коаксиального кабеля, как об этом сказано в § 2.
Охлаждающее действие масла, конечно, увеличивает мощность, рассеиваемую
в сопротивлениях. Максимальная частота, на которой еще могут
применяться измерители .мощности этого типа, зависит от качества
искусственной нагрузки и достигает 600 мггц. Для измерения более
высоких частот требуются сопротивления дискового типа.
10. Калориметр с воздушным охлаждением
Для поглощения те(пла, рассеиваемого в искусственной нагрузке
калориметрического измерителя мощности, вместо жидкости можно
использовать воздух. Преимуществом воздушного охлаждения
является сокращение времени, необходимого для достижения
калориметром состояния теплового равновесия. На практике
использование этого преимущества зависит от удельной теплоемкости
нагрузки. Калориметр с воздушным охлаждением в основном состоит
из нагрузки в виде активного сопротивления, охлаждаемой потоком
воздуха, и дифференциальной термопары или термометра,
приспособленного для измерения температуры воздуха. Если применяются
термопары или ртутные термометры, то необходимо экранировать
их от высокочастотных полей. Чувствительность системы можно
повысить при помощи термостолбика, представляющего собой ряд
включенных термопар.
В калориметрах с воздушным охлаждением применяются
нагрузки нескольких типов. Одна из них преставляет собой
цилиндрическое сопротивление, используемое в качестве центрального
проводника коаксиальной линии. При помощи плавного коаксиального
перехода нагрузка соединяется с коаксиальным кабелем,
передающим мощность. Охлаждающий поток воздуха прогоняется
вентилятором через сопротивление, выходит наружу через отверстия в нем,
находящиеся на противоположном конце от вентилятора, и затем
движется обратно между сопротивлением и внешним проводником
коаксиальной линии, частью которой является сопротивление. Такая
нагрузка пригодна для измерения на частотах до 1 000 мггц, при
к. с. в. 2. Рассеиваемая мощность составляет 100 вт.
Для нагрузки другого типа используется заполненный
диэлектриком коаксиальный кабель с большими потерями, с которого
снята наружная защитная оболочка. Кабель укладывается в виде
катушки, чтобы обеспечить свободный доступ проходящему
воздуху. Такое сопротивление в качестве оконечной нагрузки лучше,
чем коаксиальное сопротивление, и применимо для измерения на
частотах в несколько тысяч мегагерц. Однако оно более громоздко и
медленнее нагревается. В целом, калориметрические измерители
мощности с воздушным охлаждением менее удовлетворительны, чем
аналогичные приборы с водяным охлаждением, так как они дают
меньшую точность измерений. Более низкая точность измерения
вызвана трудностью устранения потерь тепла.
328

11. Калориметрический измеритель мощности с коаксиальным
кабелем, имеющим большие потери
На рис. XIV. 10 показан калориметрический измеритель
мощности, преимуществом которого является простота и хорошая
оконечная нагрузка, образуемая коаксиальными линиями с большими
потерями. Прибор в основном состоит из помещенного в медную
или виниловую трубку длинного, заполненного диэлектриком
коаксиального кабеля, с которого снята защитная оболочка, водяного
насоса, радиатора, водомера, вентилятора и термометров,
показывающих температуру воды, проходящей через трубку, в которой
Рис. XIV.Ю. Измеритель мощности с калориметром,
использующий коаксиальный кабель'-с потерями:
; — термометр, 2—водомер, 3— вход высокой частоты, 4 —
коаксиальный кабель с потерями в трубке, 5—резервуар, 6—водяной насос,
7—вентиляционный мотор, 8— радиаторы, 9— термометр, 10— переменный
ток (60 периодов), // — комбинированное сопротивление, /2—выходной
индикатор для настройки передатчика, 13 — центральный проводник,
J4 — медная оплетка внешнего проводника, 15— теплорегуляция,
/6—сплошной диэлектрик, 17— внешняя трубка для воды.
находится кабель с большими потерями. Для градуировки в эту
систему включают элементы, подогреваемые постоянным током или.
низкочастотным переменным током. На конце кабеля в.ключен
индикатор выходной мощности, состоящий из кристаллического
детектора1 и миллиамперметра (см. § 27). Этот индикатор служит для
настройки передатчика, если последний ,не имеет своего
индикатора. Длина кабеля с потерями, используемого в качестве
нагрузки, должна быть такой, чтобы на рабочей частоте затухание в нем
было равно около 10 дб. Так как .конец кабеля разомкнут, то
отраженная волна затухнет еще на 10 дб, прежде чем достигнет
передатчика. В связи с тем, что необходимая длина кабеля выбирается
для (применения его на наиболее низких рабочих частотах, кабель
329

всегда длиннее, чем это требуется при высоких частотах. Главным
препятствием применения чрезмерно длинного кабеля с большими
потерями является то, что при этом увеличивается количество воды,
необходимой для охлаждения системы, а вместе с тем
увеличивается время, требуемое для проведения .измерений. Для частот от
500 до 2 500 мггц подходит кабель марки RG-8/U, а для более
низких частот — кабель марки RG-38/U, обладающий большими
диэлектрическими потерями, что позволяет уменьшить его длину.
При низких мощностях, а также при нцзких частотах можно
ожидать возрастания процента (погрешностей измерений, в связи с
увеличением потерь тепла в кабеле и в его покрытии. Движение воды
может быть отрегулировано так, чтобы величина прироста
температуры при данной подводимой мощности была достаточно велика
для удобства отсчета. Следует обеспечить надлежащую
теплоизоляцию системы, устранив возможности потоков воздуха, потери во
внешних кабелях свести к минимуму и, ,в случае применения
термопар, экранировать их от высокочастотных полей.
Описанный выше прибор пригоден для измерения мощностей
от 5 до 500 вт при частотах до 3 000 мггц. Граница рабочего
диапазона со стороны низких частот определяется исходя из возможностей
увеличения длины кабеля для создания необходимого затухания.
Так, при 100 мггц требуется кабель марки RG-8/U длиной 100 м для
обеспечения затухания в 20 дб. Прежде, чем приступить к
измерениям, вся система должна быть прогрета в течение 30 мин. При
значительном изменении мощности, для точного ее измерения
потребуется еще 10 мин; при малых изменениях мощностей потребуется
меньшее время для приведения системы в состояние равновесия.
Точность измерения лежит в пределах 5%. Некоторыми
преимуществами калориметрического измерителя мощности с кабелем,
имеющим большие потери, являются: широкая полоса частот, в которой
измерения могут производиться без специальной настройки,
широкий диапазон измеряемых мощностей и низкий процент ошибок.
Недостатки этого прибора заключаются в его инерционности,
громоздкости и большом весе.
12. Коаксиальная линия с центральным проводником из графита
На рис. XIV. И приведена схема калориметрического измерителя
мощности в виде коаксиальной линии, охлаждаемой водой. Прибор
предназначен для измерений в диапазоне частот от 300 до 3 000 мггц
и мощностей от 5 до 300 вт.
Высокочастотная нагрузка представляет собой отрезок
коаксиальной линии длиной 28 см (И дюймов), волновым сопротивлением
50 ом, закороченной у выходного конца. Проводник представляет
собой медную трубку, покрытую слоем графита, толщиной 1,6 мм
(7б дюйма), внутрь ее вставлена трубка из стекла пайрекс.
Вода движется внутри медной трубки и затем обратно в
стеклянной трубке, вставленной внутри медной. Прирост температуры
воды измеряется диференциальными термостолбиками. Один тер-
330

м<?элемент, состоящий из трех -медных термопар, расположен у
входа воды в трубку, а другой термоэлемент — у выходного отверстия»
Для поддержания одинаковой температуры воды, окружающей тер-
Рис. XIV.11. Схема измерителя мощности с коаксиальным
водяным калориметром:
/—термопары, 2—микроамперметр, 3 — постоянный уровень воды,
4 — заменяемый проход, 5— коаксиальная линия с графитовым,
охлаждаемым водой, центральным проводником, 6—шлейфы настройки,
7—вход высокой частоты, 5—осциллограф, 9 — кольцевая
измерительная линия, 10 — синхронный мотор, 1 800 об\мин, И — скользящие
кбнтактные кольца, 12—зонд измерительной линии.
моэлементы, применяются медные мешалки. Водопроводная система
состоит из резервуара, насоса, вертикальной трубы, открытой сверху
для постоянства давления, контрольной трубки и радиатора. Путем
Рис. XIV.12. Кольцевая измерительная линия для измерения
к. с. в.:
/ — центральный проводник, 2—маховое колесо, 3 — щетки, 4 <—•
кристаллический детектор, 5—зонд, 6—полистироловый диэлектрик
(разрезанный на две половины), 7—щель для погружения зонда, 8 —
кольцевая линия, 9 — верхняя половина, 10 — нижняя* половина, 11— кристал-
лодержатель, 12— скользящие контактные кольца, 13—синхронный
мотор, 14—опорная плита мотора, 15— выход коаксиальной линии (к
согласующему трансформатору и калориметру), /5 —конический переход
(на 50 ом), /7—кабельный разъем, 18 — вход коаксиальной линии (50 ом),
19— пружинные контакты к верхней половине кольцевой линии.
изменения диаметра контрольной трубы меняется скорость движения
воды. Так как в широком диапазоне частот применяется только одна
коаксиальная нагрузка, то необходимо использовать согласующие
331

устройства. Для этого служат два шлейфа настройки, из которых
один закреплен около нагрузки, а другой движется вдоль щели
длиной 15 см (6 дюймов). Измерительная линия, выполненная
в виде кольца с вращающимся зондом, и осциллоскоп служат для
проверки согласования нагрузки с линией (рис. XIV. 12).
Ошибки измерения мощностей «при пользовании этим
калориметром достигают порядка 5%; погрешности измерения вызываются
дополнительными потерями тепла, ошибками в показаниях прироста
температуры и изменением скорости движения воды.
13. Коаксиальная линия с водой в качестве диэлектрика
Калориметрический измеритель мощности, схематически
изображенный на рис. XIV. 13, сходен с калориметром, описанным выше.
Этот прибор, однако, имеет некоторые особенности, благодаря
которым он может быть использован без настройки для измерений
в диапазоне частот от 1 000 до 3 000 мггц с точностью 8—10%. Если
же для уменьшения к. с. в. применяется настройка, например, в ви-
Рис. XIV.13. Измеритель мощности с коаксиальным водяным — диэлектрическим
калориметром:
1— кабельный разъем, 2—'кристаллический вольтметр, 5—фибровая трубка, 4 — двуокись
титана, 5 — отверстие для впуска холодной воды, 6 — проволока из сплава хрома и алюминия,
7— градуировочные нагреватели, 8— впуск воды, 9 — выпуск воды, 10 — люситовая трубка,
//— диференциальные термопары, 12 — выпуск нагретой воды, 13 — камера для стабилизации
температуры воды, 14 —мягкий припой, 15— посеребреный полированный центральный
проводник.
де шлейфа, то ошибки измерений могут быть снижены до 5%.
Преимущество этого прибора по сравнению с большинством
калориметрических измерителей мощности заключается в том, что для
измерения мощности требуется всего лишь 10—25 сек.
Максимальная мощность, измеряемая этим калориметром, составляет 150 вт.
Нагрузка состоит из короткозамкнутого на конце отрезка
коаксиального кабеля длиной 23 см (9 дюймов) с центральным
проводником, выполненным из провода диаметром 1,25 мм, и воды. Вода
движется между внутренним и внешним проводниками, отнимает тепло,
количество которого измеряется по величине прироста температуры.
Поглощение мощности вызывается омическими потерями в
центральном проводнике и диэлектрическими потерями в воде. Так как
332

диэлектрическая проницаемость воды очень высока, то
электрическая длина отрезка кабеля в 23 см (9 дюймов) намного больше его
геометрической длины. Таким образом, хотя потери в воде на длину
волны незначительны, но длина кабеля (в долях волны) достаточна,
чтобы вместе вызывать необходимое затухание. Благодаря высокой
диэлектрической проницаемости воды, отношение диаметров
проводников для 50-омной линии должно быть равно 1 800. Так как это
практически невыполнимо, то изготовляется экспоненциальная
секция из двуокиси титана, диэлектрическая проницаемость которого
уменьшена до проницаемости воды. При помощи этой секции,
50-омное волновое сопротивление входной линии трансформируется
к волновому сопротивлению линии с водой.
5,8 6tZ 63 6,8 7 7tZ 7,3 7J 8 8,2 83 8<t \D
ы> ©
Рис. XIV. 14. Размеры конуса двуокиси титана,
используемого в измерителе мощности, изображенном
на рис. XIV. 13:
/•—указаны диаметры в соответствующих точках, 2^- серебрить
всю длину центрального отверстия, 3— серебрить
цилиндрический участок.
Экспоненциальная секция обеспечивает диапазонность такого
перехода. Для того, чтобы скорректировать колебания
диэлектрической проницаемости воды, вызванные изменением температуры,
нужна вторая секция длиной 50 мм (2 дюйма), установленная так, как
это показано на рис. XIV. 13. Поверхности секций, выполненных из
двуокиси титана, покрываются серебром и полируются, а затем
припаиваются к проводникам линии, что обеспечивает хорошую
электропроводимость и водонепроницаемость.
В приборе используется замкнутая водопроводящая система,
состоящая из насоса, радиатора и указателя скорости движения
воды. Для измерения температуры воды применяется диференци-
альная термопара с микро-амперметром. В состав прибора входит
градуировочное устройство с питанием от сети напряжением в 110 в
и частотой в 60 гц. Для облегчения настройки передатчика на
высокочастотном входе измерителя мощности включается
кристаллический вольтметр. Двуокись титана после отжига имеет твердость
по шкале Бринелля, равную 9, поэтому изготовить секцию
требуемой формы нужно' до отжига, с учетом допусков на усадку. Делать
центральное отверстие внутри секции неудобно; вместо этого в
секции высверливается отверстие соответствующего диаметра и
серебрится, для чего сначала поверхность отверстия смазывается
серебряной пастой и затем прокаливается. На рис.Х1У.14 показаны
размеры секции (до обжига), которая при помещении в
цилиндрический внешний проводник с внутренним диаметром, равным макси-
ззз

мадьноМу диаметру секции, обеспечивает дйапазойность
согласующего перехода.
На рис. XIV. 15 изображен другой тип калориметрического
измерителя мощности, пригодного для измерения мощностей от 25 до
1 500 вт на частотах от 250 до 800 мггц. Этот прибор весит 11,4 кг,
обеспечивает точность измерений 10%, время, затрачиваемое на
одно измерение, равно 45 сек. Градуировка этого прибора
производится на частоте в 60 гц. Для получения мгновенных показаний и для
удобства настройки, к прибору может быть придан кристаллический
вольтметр (см. § 27).
Рассеивание мощности в приборе производится в поглощающей
коаксиальной линии, длиной 600 мм, короткозамкнутой на конце.
Phc.XIV.15. Измеритель мощности с коаксиальным водяным калориметром:
1 — полистироловая шайба, 2— согласующий трансформатор, 3 — поглощающая
нагрузка, 4—пространство, заполняемое теплоизолирующим материалом,
б—проволока (d ■= 0,5 мм) из сплава хрома и алюминия.
Внешний проводник представляет собой трубку из латуни,
диаметром 25,4 мм, а внутренний проводник — провод, диаметром 0,5 мм,
из сплава хрома и алюминия.
Затухание на длину волны составляет около одного децибела,
но из-за высокой диэлектрической проницаемости воды
электрическая длина линии столь велика, что обеспечивает полное затухание
на длине линии, равное 10 дб ори частоте в 500 мггц. При этих
условиях реактивная составляющая волнового сопротивления линии
незначительна, а входное сопротивление в основном постоянно в
рабочем диапазоне частот. Для согласования 10-омного волнового
сопротивления коаксиальной линии с водой и с 50-омным волновым
сопротивлением входного «кабеля используется конусообразная
секция.
14. Нагрузка в виде соленой воды
Калориметрический измеритель мощности с коаксиальной линией
(рис. XIV. 16) предназначен для рассеивания мощности в 1—2 кет
при частотах в несколько сот мегагерц. Мощность рассеивается
в соленой воде, которая движется вдоль полого центрального
проводника и затем через отверстия вблизи стеклянного впая выходит
в пространство между наружной поверхностью центрального
проводника и стеклянной трубкой, по которому движется в обратном
направлении. Эта нагрузка дает низкий к. с. в. без согласующих
334

Рис. XIV. 16. Проволока — измеритель мощности с двухкиловаттным
калориметром, использующим соленую воду:
I — полистироловая шайба, 2—спай стекла с металлом, 3— выпуск воды,
4—впуск воды, 5— стеклянная трубка, 6—внутренняя латунная трубка,
7 — водонепроницаемая втулка.
Охлаждающая Soda ^
Охлаждающая JT 1Ц
камера ^ г I ±-
ТН Г
Соляная
ХомутиК 8 о да
№}И2^ Насос
"— -Тт^^ Водомер
Термометро/
Нагрузка
flu/'
ю
Дбухпрободная
линия
Рис. XIV. 17. Нагрузка из соленой воды для генератора
с контуром в виде двухпроводной линии.
335

устройств в очень широкой полосе частот. Вероятно, этим
прибором можно измерять мощности, значительно превышающие 2 кет.
На рис. XIV. 17 показана нагрузка, весьма удобная для
измерения мощности генератора с контуром в виде двухпроводной линии.
Нагрузкой является соленая вода в короткой стеклянной трубке.
Контур генератора соединяется с нагрузкой с помощью
проводников, впаянных в трубку. При помощи насоса соленая вода
циркулирует через нагрузку, водомер и охлаждающий змеевик. Если
известна скорость движения воды, то величину рассеиваемой в нагрузке
мощности можно измерить по разнице в температуре воды,
входящей в нагрузку и выходящей из нее. Градуировка производится
рассеиванием в нагрузке известной величины мощности
низкочастотного или постоянного тока, либо применением в качестве нагрузки
другой трубки, содержащей сопротивление, в котором рассеивается
мощность низкочастотного или постоянного тока.
15. Калориметрическая нагрузка, применяемая в волноводах
На рис. XIV. 18 изображен прибор для измерения на частотах
до 3 000 мггц. Он цредставляет собой отрезок волновода сечением
38 X 76 мм (172 на 3 дюйма) и длиной около 510 мм (20 дюймов),
Рис. XIV.18. Широкодиапазонная калориметрическая
нагрузка для волновода.
короткозамкнутый на конце. Через весь волновод, наискось,
проходит стеклянная трубка, которая входит у середины широкой стенки
и выходит наружу в конце волновода. Мощность отнимается
водой, находящейся в этой трубке. Между стеклянной трубкой и одной
из стенок волновода установлен металлический выступ, который
уменьшает волно-вое сопротивление волновода и одновременно
служит для концентрации электрического ноля в непосредственной
близости у -воды. Этим достигается достаточное поглощение, так что
336

может быть использована обычная водопроводная (несоленая)
вода, причем к. с. в. не превышает 1,1 в диапазоне от 8 до 11 см.
Если применяется циркуляция воды, то работа прибора может быть
улучшена добавлением к воде небольшого количества соли.
Благодаря небольшому .количеству воды в стеклянной трубке, прибор
весьма быстро реагирует на изменение величины измеряемых
мощностей.
16. Высокочувствительный быстро реагирующий калориметр
для волноводов больших размеров
Нагрузка и калориметр, изображенные на рис. XIV. 19,
используются в волноводах больших размеров и на таких частотах, при
которых потребовалось бы чрезмерное увеличение размеров и
теплоемкости описанного выше калориметра с водяной нагрузкой.
Описанный ниже калориметр может измерять мощности в несколько
киловатт и давать быстрые показания. Поперечное сечение волновода
Рис. XIV.19. Настраиваемая водяная нагрузка
для больших волноводов.
равно 160X382 мм (6 X 15 дюймов). Стеклянная трубка, через
которую протекает соленая вода, имеет диаметр около 25 мм
и может передвигаться вдоль волновода. Если удельная
проводимость соленой воды подобрана должным образом, то
сопротивление нагрузки будет приблизительно соответствовать волновому
сопротивлению волновода, когда стеклянная трубка расположена на
Я/4 от торцевой стенки волновода. В делом, однако, когда
требуется хорошее согласование сопротивлений, необходима, по мере
изменения частоты или температуры воды, настройка нагрузки при
помощи поршня.
Для измерения меньших мощностей в стеклянную трубку
прибора вводится специальное трубочное сопротивление из керамики.
Такие сопротивления немного меньше стеклянной трубки и устроены
так, чтобы вода охлаждала как внутреннюю, так и внешнюю по-
22 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 337

Ьерхность сопротивления. Длина сопротивлений должна быть, по
крайней мере, такой же, как и длина той части стеклянной трубки,
которая находится внутри волновода. Так как вода служит только
для охлаждения, то добавлять к ней соли не требуется. Отсутствие
соли в воде позволяет упростить систему, так как при этом можно
пользоваться водопроводом, не применяя насосов и
теплообменников.
При расположении сопротивления в середине волновода,
например, так, как расположена трубка с соленой водой на рис. XIV. 19,
нельзя достигнуть хорошего согласования сопротивлений нагрузки
и волновода без применения поршня. Это обусловлено тем, что
сопротивления такого типа не равны волновому сопротивлению
волновода. Для того, чтобы не перемещать поршень, предусмотрена
возможность перемещать сопротивление от центра широкой стенки
волновода к ее краю, где легче добиться согласования сопротивлений
в более широкой полосе частот.
17. Волноводный калориметр с клиновидной водяной
нагрузкой
Удовлетворительное по точности измерение мощности можно
выполнить при помощи термометра и водомера, включенных в
систему циркуляции воды в искусственной нагрузке, .изображенной на
рис. XIV. 1. Этот прибор инерционен, так как требуется значительное
время, прежде чем вода достигнет теплового равновесия. В качестве
индикатора настройки генератора подобный прибор непригоден.
Такой калориметр лучше .всего приспособлен для измерения
больших мощностей, так как при его использовании применяется
относительно большое количество воды.
18. Коаксиальные измерительные линии
Коаксиальные линии такого же типа, как ,и применяемые для
. измерения к. с. в., могут служить для относительных измерений
мощности, проходящей вдоль линии. Этим прибором можно
измерить мощность любой величины, при весьма незначительных
потерях. Мощность, проходящая вдоль коаксиальной линии, может быть
определена по формуле-
р ^макс ^мин (\\\
где Р — мощность в ваттах, Z0 — волновое сопротивление линии,
Емакс и Емин—эффективные значения максимального и минимального
напряжения вдоль линии в вольтах. Так как показания прибора
измерительной линии пропорциональны действительному
напряжению, то формула (11) для данной линии приобретает следующий
вид
P — kE Е , (12)
макс мин у * '
где k—постоянная величина.
338

Если дли отсчета максимального й минимального напряжений
в линии используется квадратичный детектор с микроамперметром,
то мощность определяется по формуле
Р = Ь>(1макс1ману1>, (13)
где k!— постоянная величина, а 1макс и 1мин — постоянные
слагающие тока детектора. Для того, чтобы найти мощность, необходимо
определить значение k или k\ что может быть сделано путем
сравнения с измерениями высокочастотной мощности по прибору,
например, калориметрического типа, дающего показания в
абсолютных величинах.
Погрешности в измерении мощности с помощью коаксиальной
измерительной линии достигают 10%. Они вызываются, главным
образом, старением кристаллического детектора, зависимостью
характеристик зонда и детектора от частоты и ошибками градуировки
прибора.
19. Коаксиальные измерительные линии с отверстиями
Вместо измерительных линий с продольной щелью можно
применять коаксиальный кабель с отверстиями. Такая линия очень проста
и удобна для измерений, не требующих большой точности. Во внеш-
Рис. XIV.20. Высокочастотный вольтметр со стержневым
зондом:
/ — тонкие пружинящие полоски, обеспечивающие контакт с внешним
проводником дырчатой линии, 2—полистироловая шайба, 3 — коротко-
замыкающая лента, 4 — от 0—120 мггц, 5—полистироловый диск,
6—широкие ленты, ширина которых подбирается до полной компенсации
индуктивности, обусловленной длиной, 7—раздвижная линия (приблизительно
на 150 мм для настройки в диапазоне 450—720 мггц).
ней оболочке, оплетке и диэлектрике обычного кабеля делаются
отверстия (числом около 10 на длину волны в кабеле), через которые
возможен доступ к центральному проводнику кабеля.
Хлорвиниловая оболочка кабеля вокруг отверстая должна быть удалена, так
чтобы был обнажен участок металлической оплетки (внешнего
проводника кабеля). Распределение напряжения в кабеле
измеряется с помощью шлейфа с высожочасхотным вольтметром (.изобра-
22* 339

женными йа рис. XIV.20), подключаемого поочередно к каждому
отверстию. Шлейф выполняется в виде раздвижного отрезка
коаксиальной линии. Длина его подбирается таким образом, чтобы
входное сопротивление было максимально. Для этого достаточно
поместить шлейф вблизи источника колебаний соответствующей частоты
и регулировать длину шлейфа ,на максимум показаний прибора.
Этим источником может, например, служить поле вблизи антенны
или полого- резонатора передатчика. Если же эти поля слишком
слабы, то регулировку шлейфа можно производить непосредственно
на самой линии с отверстиями. Центральным стержнем шлейфа
касаются центрального проводника линии; пружинящие контакты
внешнего проводника шлейфа обжимают внешнюю оплетку линии.
Если шлейф настроен правильно, то показания прибора будут
одинаковы как в том случае, когда центральные проводники линии
и шлейфа контактируют, так и в том, когда между ними имеется
некоторый зазор. Если мощность, передаваемая по кабелю,
превышаете вг, то зазор может достигать 1 мм,
20. Термистор
Основной частью термистора является твердая бусинка,
выполненная из некоторых окислов и смол, укрепленная между двумя
небольшими выводными проводниками. Термистор можно
использовать в качестве высокочастотной нагрузки, поглощающей небольшую
мощность. Вызываемый этим нагрев приводит к изменению
сопротивления термистора (обычно его температурный коэфициент
отрицателен). Изменение сопротивления можно измерять мостиком,
в одно из плеч которого включен термистор. Мощности, которые
можно измерять с помощью термистора, не превышают нескольких
милливатт. Для измерений больших мощностей необходимо
использовать устройства, с направленными ответвителями (§ 22) или
ослабителями с известным коэфициентом ослабления (в качестве
ослабителя можно взять отрезок кабеля с потерями). Мостик с тер-
мистором особенно удобен для измерения малых мощностей на
сантиметровых волнах, так как размеры устройства невелики.
21. Болометрические мостики
Типичный высокочастотный болометр состоит из элемента с
сопротивлением (чаще всего в виде миниатюрного плавкого
предохранителя), в котором рассеивается измеряемая высокочастотная
мощность. Величина рассеянной высокочастотной мощности
определяется изменением сопротивления этого элемента, представляющего
собой одно плечо мостика. Благодаря своим небольшим размерам
высокочастотный болометр весьма удобен для измерений мощности
как на высоких, так и на низких частотах. Амплитудная
характеристика боломепра чисто квадратична. Подобно термисторному мосту
(§ 20), он также может использоваться с ответщпелем или
ослабителем мощности.
340

22. Направленные ответвители
Направленный ответвитель, подключенный к волноводу или
коаксиальной линии, отмечает наличие волн, распространяющихся
в одном на'пра>влении, независимо or наличия волн,
распространяющихся в противоположном направлении. Таким образом, показания
ответвителя независимы от стоячих волн, обусловленных
отражениями от нагрузки волновода или линии.
Показания направленного ответвителя не зависят от
расположения его относительно максимумов и минимумов распределения
стоячих волн в волноводе. При измерении мощности зондом
обычного тина, не имеющим направленной характеристики, обычно
необходима линия с продольной щелью,
позволяющая находить минимумы и
максимумы. Кривая на рис. XIV.21
показывает, как наличие в линии передачи
отраженных волн, даже небольшой мощности,
может приводить к большим изменениям
мощности, улавливаемой зондом
обычного типа. Так, например, отраженная
волна, несущая лишь 1 % падающей
мощности, приводит к появлению столь
больших стоячих волн, что обычный
емкостный зонд, помещенный вблизи
максимума, уловит на 50% больше мощности, чем
при помещении вблизи минимума. При
использовании в этом примере
направленного ответвителя отражение 1 %
мощности приведет к такой же ошибке (1%)
измерения.
Исследования спектра колебаний обычно требуют ответвления
от линии передачи небольшой доли мощности. Целью этих
исследований является определение относительного распределения
мощности в диапазоне частот; поэтому в ответвляемой мощности
спектральное распределение должно быть таким же, как и в линии. Если
применить обычный ненаправленный зонд, то> результаты будут
неудовлетворительны, потому что положения максимумов и
минимумов в линии резко изменяются с частотой. На некоторых
частотах диапазона зонд может оказаться в минимуме, з. на других —'
в максимуме стоячей волны. Если при измерениях спектра
используется направленный ответвитель, ошибки такого .рода не имеют
места. Направленный ответвитель служит также для согласования
нагрузки с линией передачи. Если он ориентирован так, что измеряет
только отраженную мощность, то можно легко отрегулировать
сопротивление нагрузки таким образом, чтобы отражении от нее были
минимальны. Ответвитель можно также применять в качестве
предохраняющего или блокирующего устройства для защиты
генераторной лампы от повреждений в тех случаях, когда отраженная
мощность чрезмерно велика. Однонаправленные ответвители не
341
О 0,02 0,ОЬ 006 0,08 0,10 0J2
Отрао/саемая доля падающей
мощности
рис. XIV.21. Влияние
отражений падающей мощности
на измерение ^мощности.

измеряют «непосредственно мощность в волноводе или коаксиальной
линии. Они ответвляют часть мощности, по которой можно
определить полную мощность, распространяющуюся в одном направлении
в волноводе или линии. Поэтому прибор должен быть про1градуиро-
ван с помощью калориметрического измерителя мощности или
какого-нибудь другого прибора, измеряющего абсолютную мощность;
кроме того, необходимо измерять мощность, распространяющуюся
в обоих направлениях, чтобы определить чистую мощность, идущую
в нагрузку.
23. Емкостно-рамочный направленный ответвитель
Ответвитель этого-типа предназначен для работы в относительно
широком диапазоне частот. Он состоит из малой рамки, помещенной
внутри волновода (рис. XIV.22). Каждая сторона рамки
присоединена к отрез,ку 50-омного кабеля с потерями, затухание в котором
Падающая
мощность
Р^Л
Отраженная
мощность О/
а/
PhcvXIV.22. Емкостно-рамочный направленный ответвитель.
достаточно велико для того, чтобы его входное сопротивление было
чисто активным. Токи .в кабеле А обусловливаются .волной,
распространяющейся в линии передачи направо (рис. XIV.22), а токи
в кабеле В — волной, распространяющейся налево, т. е. отраженной
от нагрузки. Для того, чтобы направленные свойства были
удовлетворительны, необходимо выполнить следующие условия*
1) размеры рамки должны быть много меньше Х/4;
2) входное реактивное сопротивление рамки, обусловленное ее
индуктивностью, должно быть много меньше волнового сопротивления кабеля;
3) геометрия рам.ки должна быть подобрана соответствующим образом;
4) оба конца рамки должны быть нагружены на чисто активное
сопротивление (например, отрезок кабеля с потерями).
Наличие емкости между горизонтальной частью ;рамки и
широкими стенками .волновода приводит к тому, что .в вертикальных
сторонах рамки наряду с обычными противофазными токами,
возникают и синфазные. Благодаря линейности системы, эквивалентные
схемы и соответствующие им э. д. с. могут быть рассмотрены
отдельно после чего результаты должны суммироваться.
На рис. XIV.23 приведена эквивалентная схема и векторная
диаграмма для противофазных токов. Схема содержит генератор
с э. д. с, пропорциональной dHidi, и внутренним
сопротивлением XL , обусловленным индуктивностью рамки. Сопротивления
342

Ra и Rb представляют собой волновые сопротивления двух кабелей,
включенных в данной эквивалентной схеме последовательно.
Основное сопротивление в этой схеме—активное, обусловленное
кабелями с потерями, токи— примерно в фазе с э. д. с. генератора,
и на 90° опережают поле Е в волноводе. Угол а обусловлен
индуктивностью рамки.
Ж
«#
Щ
V»
(Ra*Rb)»h
Рис. XIV.23. Эквивалентная схема и векторная диаграмма
для токов, наведенных за счет магнитного поля.
На рис. XIV.24 приведена эквивалентная схема для синфазных
токов. В этом случае напряжение генератора пропорционально
электрическому полю Е в волноводе*. Емкость между рамкой и
соответствующими широкими стенками волновода обозначена
буквами С, и С2. В этой схеме сопротивления Ra и Rb оказываются
включенными параллельно. Так как сопротивление С{ много больше
V'V*
Taufluli
\
Рис. XIV.24. Эквивалентная схема и векторная диаграмма
для токов, наведенных за счет электрического поля.
других сопротивлений в схеме, то ток 1'0 будет примерно на 90°
опережать э. д. с. генератора. Угол а между /0' и l'a обусловлен
шунтирующим действием емкости С2. Из этих двух векторных
диаграмм можно видеть, что токи в /?а, обусловленные двумя
генераторами, будут примерно в фазе или в противофазе, в
"зависимости от направления волны в волноводе. То же самое будет
* В первом случае можно было бы также выразить э. д. с. генератора через Е
-* дН
при помощи соотношения rotfrz — J "лГ (Прим. редактора).
343

и с токами в Rb . Отюда следует, что для волны,
распространяющейся в волноводе, токи в одном из кабелей будут
компенсироваться, если амплитуды их будут равны, а фазы —противоположны.
Относительные амплитуды токов можно регулировать, изменяя
площадь или форму рамки, или толщину провода, из которого
выполнена рамка. Углы а и а' могут брть сделаны равными путем
подбора величины емкости С2.
Такой ответвитель будет удовлетворительно работать, пока
отношение поперечных составляющих векторов Е и Н остается
постоянным. Если ответвитель применяется в стандартном
прямоугольном волноводе, то ширина рабочего диапазона ограничивается
изменением волнового сопротивления волновода. Последнее
меняется быстро вблизи критической частоты, но на частотах, удаленных
аФа
Рис. XIV.25. Волновод с клиновидным выступом:
1 — клиновидный выступ, 2—рамка установлена на нижней стенке
этого устройства.
от критической, приближается к постоянной величине. Критическая
частота может быть уменьшена примерно до 7з нормальной
величины с помощью продольного .выступа внутри волновода
(рис. XIV.25). Если выступ снабжен сходящим на-нет клином, то
при правильном подборе раз^ров последнего вносимые выступом
отражения будут невелики. Длина волны в волноводе с выступом
и волновое Сопротивление поля в нем почти такое же, как и в
свободном пространстве, и в значительном диапазоне частот они мало
меняются. Рамка не должна быть расположена точно в .центре
широкой стенки волновода; ее можно, сдвинуть к краю, чтобы она не
задевала выступ.
Требование, чтобы Хс\ было велико по сравнению с
сопротивлением, эквивалентным двум параллельно включенным кабелям,
выполнить нетрудно, так как Хс\ будет порядка ЗОООол, в то
время, как при параллельном соединении Ra и Rb получим 25 ом.
На рис. XIV.23 угол a = arctg
<*L
а на рис. XIV.24 — угол
а' = arc tg
2 . Оба эти угла растут в зависимости от частоты
с одинаковой скоростью. Эта же зависимость правильна и по
отношению к амплитудам векторов, так как э. д. с. генераторов растут
344

с частотой с одинаковой скоростью и условия компенсации
выполняются. Направленные свойства ответвителя не изменяются с
частотой, но выходное напряжение в нем меняется. Во многих
случаях это несущественно, но в случае необходимости изменение
затухания кабеля с потерями можно регулировать таким образом,
чтобы компенсировать изменение выходного напряжения зонда.
В таком случае напряжение на конце
кабеля не будет меняться более, чем на
±0,25 дб в частотном диапазоне с
двукратным перекрытием.
На рис. XIV.26 показана рамка связи,
предназначенная для частоты 500 мггц.
Она применялась в волноводе с
поперечным сечением 152,5X407,5 мм. Кабели
подключались к двум высокочастотным
разъемам, которые одновременно
использовались для крепления рамки. Рамка
для частоты 3 000 мггцу служила частью
измерителя мощности, применявшегося
ДЛЯ измерения МОЩНОСТИ магнетрона, ге- Рис- XIV.26. Направленный
нерировавшего непрерывные колебания в ответвитель, предназначен-
кг л «л -г» е ныи ДЛЯ использования на
диапазоне 8 ч- 12 см. В этой модели не част0Тах порядка 500 мггц
использовались стандартные кабельные в очень широком волноводе
разъемы, так как они дают отражения на
некоторых частотах. Кабель закреплялся в ответвителе намертво, а
рамка припаивалась непосредственно к его центральному
проводнику, так что в этом месте неоднородности были устранены. Концы
рамки несколько выгнуты, чтобы увеличить их емкость
относительно поверхности волновода,
24. Двухщелевой направленный ответвитель
Направленный ответвитель этого типа, установленный на
волноводе, изображен на рис. XIV.27,a. Вспомогательный волновод
связан с основным с помощью двух круглых отверстий,
размещенных на расстоянии Л/4 друг от друга. Поле волны,
распространяющейся в основном волноводе, через эти отверстия возбуждает
вспомогательный волновод. В последнем волны будут
распространяться в том же направлении, что и в основном, в чем нетрудно
убедиться из рис. XIV.27. Сплошными линиями на этом рисунке
изображены волны, электрические -пути которых равны и которые
поэтому находятся в фазе. Волны, изображенные 'пунктирными
линиями, находятся в противофазе, та<к как электрические пути их
отличаются на Л/2. Так как к тому же их амплитуды равны, то они
взаимно компенсируются. Если в основном волноводе есть
отраженная волна, то и во вспомогательном волноводе появится волна,
распространяющаяся налево. В большинстве практических случаев
тот или иной конец вспомогательного волновода присоединяют
к какому-либо измерительному прибору. При этом холостой конец
345

волновода должен быть нагружен на волновое сопротивление,
чтобы избежать появления в нем отраженных воли, ухудшающих
направленные свойства огветвителя.
Ответвитель описанного типа обычйо работает
удовлетворительно в диапазоне частот шириной порядка 10%. Применяя не два,
Рис. XIV. 27. Двухщелевой направленный ответвитель:
7 — направление движения мощности, 2 — к нагрузке, 3-е этой стороны
волновод нагружен на волновое сопротивление, 4— эти волны в проти-
вофазе и взаимно компенсируются, 5—эти волны в фазе и складываются.
а три и более отверстий, можно значительно повысить ширину
диапазона. Мощность, ответвляемая во вспомогательный волновод,
обычно меньше мощности волны в главном волноводе по крайней
мере на 18—20 дб.
25. Однощелевой направленный ответвитель
На рис. XIV.28 изображен однощелевой направленный
ответвитель. Нижний волновод является линией передачи, в которой
распространяется основная высокочастотная мощность. Верхний,
вспомогательный волновод, электрически связан с нижним
через'отверстие в середине широкой стенки. Когда по основному волноводу
распространяется волна, то небольшая доля ее мощности проходит
во второй волновод и возбуждает в нем колебания. Они, однако,
распространяются в обратном направлении. Для объяснения этого
явления допустим, что в основном' волноводе от генератора (слева)
к нагрузке (направо) распространяется бегущая волна. Связь
между основным и вспомогательным волноводами осуществляется за
счет как продольной, так и поперечной составляющих магнитного
вектора, каждая из которых возбуждает волны,
распространяющиеся во вспомогательном волноводе в противоположные стороны.
Если величины связи за счет этих составляющих подобраны
соответствующим образом, то амплитуды этих волн будут равны. Можно
однако показать, что волны, распространяющиеся во
вспомогательном волноводе налево, будут синфазны и арифметически сложатся,
346

а волны, раюпространяющиеся направо, будут е противофазе и
взаимно уничтожатся. Очевидно, что если з основном волноводе будут
иметь место волны, отраженные от нагрузки, распространяющиеся
налево, то во вспомогательном волноводе появятся волны,
распространяющиеся напрато. Величины обеих связей'можно регулировать
Рис. XIV.28. Однощелевой направленный ответвитель:
1 — направление движения мощности, 2—к нагрузке, 3 — волно-
водная линия передачи, 4 — эти волны в фазе и складываются,
б— эти волны в противофазе и компенсируются.
различными способами, однако, они меняются с частотой, что
ограничивает рабочий диапазон ответвителя. Так, например, для
ответвителя, изображенного на рис. XIV.28, полная компенсация волн,
распространяющихся в одном из направлений, будет иметь место
только при Я =У 2а (а — ширина волновода); однако, можно
довольно легко изменить геометрию ответвителя, чтобы компенса-
Рис. XIV.29. Однощелевой направленный ответвитель
с вращающимся вспомогательным волноводом:
1 — коаксиальный кабель, 2— вспомогательный волновод, 3 —
поглощающая нагрузка, 4—к нагрузке, 5 — волноводная линия передачи,
б— направление распространения мощности,
ция имела место и на других волнах. Один из таких способов
сводится к поворачиванию вспомогательного волновода относительно
основного (рис. XIV.29); другой способ заключается в изменении
формы отверстия или размеров одного из волноводов.
На рис. XIV.29 на одном конце вспомогательного волновода
изображен переход с коаксиального кабеля на волновод. На
противоположном конце помещена неотражающая нагрузка — полоска
347

картона, на который нанесен поглощающий материал (угольный
порошок). Размеры поглощающей полоски довольно критичны и
зависят от рабочей частоты. Связь между волноводом и коаксиаль^
ным кабелем осуществляется с помощью емкостного зонда, который
должен быть выполнен так, чтобы кабель и волновод были
согласованы. Это согласование необходимо, .исходя из следующих
соображений. Измерительный прибор обычно не согласован с кабелем,
так что в последнем в общем случае будут иметь место стоячие
волны. Они не исказят измерений при условии согласования кабеля
на другом конце. Если же кабель не согласован на обоих концах,
то в результате отражений от них он превратится в резонансную
систему. Небольшие изменения частоты будут при этом вызывать
большие изменения в напряжении на выходном конце кабеля.
Вместо того, чтобы согласовывать кабель с волноводом, можно
использовать отрезок кабеля с потерями, затухание которого
достаточно для предотвращения отражений. Однако кабель с потерями
вносит затухание порядка 15 об, и так как сигнал в волноводе от-
ветвителя уже на 25 дб ниже уровня мощности в линии передачи,
то результирующее напряжение на выходе кабеля будет слишком
мало.
26. Широкополосный волноводный измеритель мощности
Направленный ответвитель, описанный в § 23, можно
использовать для конструирования измерителя мощности с непосредстзен-
ным отсчетом. Этот измеритель мощности измеряет мощность,
®
_ А В Л/
©
©
/ / У // //
Рис. XIV.30. Широкополосный измеритель мощности для
контроля мощности, распространяющейся в волноводе:
j — поступающая мощность, 2— волновод, 3—отраженная мощность,
4 — термопара, 5 — коаксиальный кабель, 6— микроамперметр,
7—блокировочный конденсатор, 8 — термопара.
1
поступающую в антенну; его следует отличать от приборов
поглощающего типа, которые измеряют мощность, поглощаемую
нагрузкой, эквивалентной антенне. Прибор, изображенный на рис. XIV.30,
применялся с магнетронным передатчиком, мощностью 1 /сет, в диа-
348
/s/s/S////У S//S//////'////////////

пазоне волн от 8 до 12 см. Во всем этом диапазоне градуировка
измерителя мощности была неизменной.
Преимущества, получаемые в результате применения
направленных ответвителей в приборах для измерения мощности,
перечислены в § 22. Трудности, связанные с максимумами и минимумами
распределения стоячих волн, в значительной степени устраняются
в том случае, если измеряется мощность, распространяющаяся лишь
в одном направлении. Если к. с. в. невелик, то мощность
(колебаний, распространяющихся к нагрузке, приблизительно равна
мощности, поступающей в нагрузку, и мощностью отраженной волны
можно пренебречь. Например, если к. с. в. равен 1,2, то ошибка,
обусловленная пренебрежением отраженной мощности, меньше 1%.
Если же к. с. в. равен 1,5, то ошибка равна 4%. Такая ошибка
может быть допущена в большинстве .приложений, но если она
становится слишком большой, то можно ввести автоматическую
компенсацию ее. В измерителе мощности, изображенном на рис. XIV.30,
такая компенсация осуществляется путем вычитания отраженной
мощности из мощности, распространяющейся в направлении
нагрузки. Для этого служат две термопары. Одна из них нагревается
мощностью падающей волны в линии передачи, вторая —
мощностью отраженной волны. Напряжения постоянного тока,
развиваемые на выходе термопар, вычитаются. Результирующее
напряжение пропорционально истинной мощности, поступающей в антенну.
^На рис. XIV.30 показано, как термопары впаяны в кабель. Во
внешнюю оболочку кабеля параллельно прибору включен
блокировочный конденсатор, создающий короткое замыкание для
высокочастотных токов. Желательно, чтобы термопары имели одинаковую
чувствительность. Если это невыполнимо, то более чувствительную
термопару нужно шунтировать сопротивлением и дросселем1.
Во многих случаях к. с. в. в кабеле достаточно близок к
единице, так что использование термопары в кабеле В не приводит
к существенному увеличению точности и, для упрощения
конструкции, термопару можно выбросить. Так как при этом отпадает
необходимость в блокировочном конденсаторе, то м икр о амперметр
включается непосредственно на конце кабеля 5. Затухание в кабелях
равно приблизительно 15 дб, а сопротивление их по постоянному
току равно всего лишь нескольким омам. Благодаря этому
выпрямленный ток не ослабляется, а высокочастотные токи на конце
кабеля никогда не будут столь велики, чтобы влиять на работу
микроамперметра. Желательно градуировать прибор
непосредственно в единицах мощности, и эта градуировка не должна зависеть
от частоты в требуемом диапазоне. Последнее требование
приводит к необходимости компенсации частотной зависимости: 1)
напряжения, наводимого в зонде или рамке; 2) затухания в диэлектрике
кабеля, 3) волнового сопротивления волновода, 4) индуктивности
проводов термопары, 5) глубины поверхностного слоя, и 6)
высокочастотного сопротивления термопары. Первые два параметра с
частотой меняются в противоположных направлениях; поэтому
подбором соответствующей длины кабеля можно обеспечить достаточно
349

Хброшую компенсацию в весьма широком диапазоне частот.
Рис. XIV.31 иллюстрирует эффективность компенсации в диапазоне
волн от 7 до 13 см при использовании кабеля RG-21/U. Нижняя
кривая показывает изменение с частотой напряжения, наведенного
в рамке направленного ответвителя, при
постоянстве напряженности поля в
волноводе. Верхняя кривая изображает
изменение с частотой напряжения на конце
кабеля, где включена термопара, при
постоянстве напряжения на входе кабеля.
Средняя кривая изображает кривую
результирующего напряжения. Как видно,
частотная зависимость у последнего почти
отсутствует. Наклон верхней кривой
определяется длиной кабеля. В данном
частном случае требуемый для обеспечения
оптимальной компенсации наклон кривой
обеспечивается при использовании кабеля
RG-21/U длиной в 4,5 м.
Изменения волнового сопротивления
с частотой влияют не только на
напряженность поля, но и на направленные
свойства ответвителя. Эти изменения
можно значительно уменьшить путем
применения П-образных волноводов с
плавными пеоеходами на стандартный
(§23),
Термопара состоит из двух проволо*
чек — нихромовой и константановой — диаметром 0,25 мм,
сваренных между собой. Один конец термопары припаивается к
центральному проводнику жесткого коаксиального кабеля, а другой — к
латунному кольцу, насаживаемому на внешний проводник этого кабе-
+5
*ц
+3
+Z
део
-1
-z
-j
-ц
-л
-е\
-7\
-8
Ш
1 /1 ТгЧ
8 д
1Z 13
10 11
А, см
Рис. XIV.31. Компенсация
частотной зависимости за
счет подбора длины кабеля:
1 — изменения напряжения,
обусловленные изменением затухания
в кабеле, 2— результирующее
изменение напряжения на
термопаре, «5—изменения э. д. с,
наведенной в рамке, при
постоянстве напряженности поля в
волноводе.
R-2(t50om (Волно doe
сопротивление кабеля)
ля. Расстояние между
этими проводниками
равно 1,6 мм, так что
индуктивное сопротивление
термопары порядка 25 ом.
Влияние частотной
зависимости этого
сопротивления можно
проанализировать с помощью
эквивалентной схемы на рис.
XIV.32, составленной с
помощью теоремы Тевенина. Поскольку активное сопротивление
термопары много меньше реактивного, то им можно пренебречь. Пока
реактивное сопротивление много меньше волнового сопротивления кабеля
(50 ом), то им также можно пренебречь. Однако на частотах около
3 000 мггц реактивное сопротивление начинает сказываться и>
должно быть компенсировано. Вычерченный пунктиром на рис. XIV.32
350
Рис. XIV.32. Эквивалентная схема кабеля
и термопары.

конденсатор соответствует емкости отрезка жесткой коаксиальной
линии, служащего опорой для термопары. Если эту емкость
довести до соответствующей величины, то она компенсирует
индуктивность термопары и заметно уменьшит обусловленную ею частотную
зависимость. Поверхностный эффект не вызывает неприятностей,
если глубина поверхностного слоя много больше радиуса
проводников, образующих термопару. В описанной выше термопаре,
изготовленной из проводников диаметром 0,25 мм, на частотах вблизи
3 000 мггц влияние поверхностного эффекта приводит к некоторому
увеличению чувствительности на высокочастотном краю диапазона.
Однако индуктивное сопротивление термопары несколько
уменьшает чувствительность на высоких частотах; поэтому не трудно
обеспечить хорошую компенсацию.
Описанный выше измеритель мощности при условии тщательной
градуировки по калориметрическому измерителю мощности может
повидимому, обеспечить точность
измерения около 2%.
Изображенная на рис. XIV.30
термопара может развивать большую
э. д. с, чем требуется для отклонения
на всю шкалу стрелки
микроамперметра в 100 МКа С внутренним СОПрОТИВле- Рис. XIV.33. Термопара, вклю-
нием 100 ОМ. Величину Э. Д. С. МОЖНО ченная последовательно в цен-
регулировать путем изменения положе- тральный проводник кабеля,
ния рамки относительно середины
волновода. Перемещение рамки от середины широкой стенки к ее краю
уменьшает величину наведенной в рамке э. д. с, не ухудшая
направленных свойств ответвителя. При этом плоскость рамки
должна быть параллельна продольной оси волновода.
Если необходимо измерить мощности более низкого уровня,
чем указано выше, можно различными путями повысить
чувствительность термопары, не прибегая к использованию мостиковых
схем или электронных ламп. Один из возможных путей
заключается в применении вакуумных термопар, что приводит к увеличению
термо-э. д. с. при данном уровне высокочастотной мощности.
Недостатком таких термопар является нелинейность градуировки.
Рассеяние тепла в вакуумной термопаре происходит в основном
в форме излучения и соотношение между высокочастотной
мощностью и постоянным током уже не линейно, © отличие от термопар,
охлаждаемых за счет конвекционных воздушных потоков.
Вследствие этого вакуумные термопары непригодны для применения
в схемах, подобных изображенной на рис. XIV.30, в которых
отраженная мощность вычитается из падающей.
Другой способ увеличения чувствительности заключается в том,
что термопару помещают не на конце кабеля, а вблизи рамки
ответвителя, последовательно в центральный проводник (рис. XIV.33).
Шунтирующие емкости используются для компенсации
индуктивности термопары. Если отрегулировать их величину, то
последовательная индуктивность и две шунтирующие емкости образуют
351

П-образное зёсйо фильтра низких частот, который имеет такое же
волновое сопротивление, что и кабель в ограниченном диапазоне
частот. Правда, когда термопара включается вблизи рамки, то
нарушается компенсация частотной зависимости, обеспечиваемая за
счет затухания в кабеле. Такой метод включения термопары на
частоте '500 мггц оказался достаточно удовлетворительным.
Критическая частота звена фильтра была равна 3000 мггц, так что
изменение волнового сопротивления в диапазоне рабочих частот
устройства было невелико. Поводимому, можно путем моделирования
сконструировать аналогичные устройства, пригодные для
значительно более коротких волн.
27. Индикаторы выхода
Приборы, предназначенные для индикаций высокочастотного или
видеонапряжения в каком-либо месте выходной цепи, являются
необходимой частью любого передатчика. Задача индикаторов
выхода почти 'мгновенно измерять относительную выходную мощность
так, чтобы передатчик мог быть настроен оптимальным образом.
Они применяются также в качестве приборов, контролирующих
работу передатчика. Эти приборы можно использовать даже в том
случае, если их показания меняются с частотой, поскольку вполне
достаточно измерять лишь относительную выходную мощность.
Наличие высокочастотного напряжения в линии передачи еще
не означает, что в нагрузку поступает какая-либо заметная
мощность. Поэтому следует предпочесть приборы, отмечающие
напряжение в самой нагрузке или в поле вблизи антенн.
Индикаторы выхода, включенные в линию передачи,
чувствительны к изменению частоты, не только потому, что связь с линией
меняется с частотой, но и потому, что обычно з линии имеют место
стоячие волны, которые при изменении частоты перемещаются
относительно точки, в которой производится измерение.
Индикаторы, помещенные в поле антенны, могут быть также
чувствительны к изменению частоты, поскольку при этом неизбежны некоторые
изменения напряженности в данной точке в ближней зоне антенны.
Более того, наличие любых отражающих тел, размеры которых
сравнимы с Я/4, вблизи антенны и зонда прибора, также приводит
к неподдающимся расчету изменениям в показаниях последнего.
Один из наиболее простых измерителей выхода представляет
собой малый кристаллический детектор, шунтированный
миллиамперметром и емкостью, связанной с линией. Для подобных же
целей используется лампочка накаливания, соединенная
последовательно с переменным конденсатором. Оба эти прибора схематически
изображены на рис. XIV.34,a и б. Кристаллический детектор
потребляет меньшую мощность при работе, чем лампочка. Другое его
преимущество заключается в том, что показания прибора
пропорциональны мощности.
В некоторых случаях, например, при нагрузках в виде линии
с потерями, ошибки, обусловленные наличием в линии передачи
352

стоячих волн, могут быть исключены, если изображенную на
рис. XIV.34,a контрольную систему с детектором устанавливать
в конце линии, ©близи нагрузки. Для индикации величины
мощности можно использовать длинную стеклянную неоновую трубку,
связав ее с волноводом (рис. XIV.35). Напряжение зажигания
регулируется путем подбора длины (проволочки—зонда, погружае-
0
В
Фс
л
а)
Мча
Ю
Рис. XIV.34. Схемы выходных приборов (индикаторов выхода):
а— с кристаллическим детектором, б— с лампочкой накаливания;
/—выходной разъем, 2—емкостной зонд, 3 — кристаллический детектор.
мого в волновод. Длина столба разряда пропорциональна пиковой
мощности и может отсчитываться с точностью +5 mj\i. Нанеся на
трубку шкалу, можно ироградуировать прибор для контроля
величины проходящей мощности или для использования ее в^ качестве*
индикатора стоячих волн (передвигая при этом трубку вдоль
волновода по прорезанной в нем щели).
Неонобая
трубка
Отрезать до
треНцемой
дяимн а)
WZ5k-*b
Рис. XIV.35. Индикатор мощности в волноводе в-виде
неоновой трубки.
Различные устройства, предназначенные для измерения
мощности, как например, однонаправленные отбетвители, измерительные
линии, фотометрические приборы, рассмотренные в §§18—25, также
могут служить в качестве приборов -для контроля мощности.
Индикатор выхода можно использовать при настройке или
регулировке передатчиков только в том случае, если он дает
мгновенный отсчет и сам не требует регулировок. Линейность отсчета
желательна, но не обязательна. Наиболее надежен индикатор, работаю-
23 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 353

щий от поля излучения. При этом одновременно проверяются
передатчик, система связи, антенный кабель и сама антенна,
а также все кабельные разъемы. Наиболее прост индикатор,
состоящий из антенны-пробника или зонда, помещенных вблизи
передающей антенны, кристаллическою детектора и прибора, включенных
по схеме, изображенной на рис. XIV.36. Антенна-пробник должна
быть помещена вблизи передающей антенны в области, свободной
от отражающих предметов, которые могли бы вызвать появление
в пространстве вблизи зонда стоячих волн и создать зависимость
показаний индикатора от частоты. Если зонд невелик и помещен
вблизи антенны, то индикатор будет измерять лишь поле
контролируемой антенны; однако кристаллический детектор не должен
перегружаться. Вместо кристаллического детектора можно также
Рис. XIV.36. Индикатор
выхода с пробной
антенной и кристаллический
детектор.
Рис. XIV.37. Индикатор выхода
с пробной антенной и диодным
детектором.
использовать диод (рис. XIV.37). Правда, это приводит к
необходимости прокладывать дополнительные провода от
антенны-пробника и диодного детектора, расположенных вблизи передающей
антенны, к индикатору вблизи передатчика. Другим преимуществом
кристаллического детектора является то, что он может работать на
значительно более высоких частотах, чем диод.
Хорошим ©ыходным индикатором является болометр,
выполненный подобно плавкому предохранителю и используемый вместе
с зондом или антенной-пробником, поскольку показания такого
прибора прямо пропорциональны мощности. Он также стабильнее
кристаллического детектора, поскольку характеристики плавких
предохранителей, используемых в болометре, не меняются со временем.
Однако такой прибор более сложен, чем описанные выше. Очень
простой и полезный индикатор выходной мощности можно
выполнить из двухвольтовой лампочки от карманного фонаря (ток 60 мка),
включаемого в центре симметричного полуволнового вибратора из
двух стержней.
28. Анализаторы спектра
При конструировании и испытании передатчиков необходимо
исследовать спектр колебаний, генерируемых модулированным
передатчиком. Приборы для изучения спектрального состава
колебаний называются анализаторами соектра. Для этой цели обычно
служат приборы двух типов: поглощающие волномеры и приемники.
354

Поглощающие волномеры как анализаторы спектра. В качестве
анализаторов спектра можно использовать волномеры с
коаксиальными или полыми резонаторами. Полоса пропускания этих
волномеров очень узка вследствие их чрезвычайно высокой добротности.
Благодаря этому с их помощью можно измерять мощность в
чрезвычайно узкой .полосе спектра. Если кристаллический детектор яе
перегружается, т. е. работает в квадратичной части своей
характеристики, то показания индикатора будут (прямо пропорциональны
мощности в полосе пропускания коаксиального или полого
резонатора. Если передатчик модулируется шумами или сигналами
с [равномерным распределением энергии в полосе частот, то кривую
распределения мощности в спектре частот, генерируемых
передатчиком, можно получить, перестраивая волномер по всей полосе
частот, генерируемых передатчиком, и записывая через
определенные частотные интервалы показания волномера.
Приемники в качестве анализаторов спектра. В качестве
анализаторов спектра можно применять также узкополосные супергетеро-
динные приемники. В цепь второго детектора вводят вольтметр для
измерения выходного напряжения промежуточной частоты,
отключается цепь автоматической регулировки усиления и параллельно
потенциалу регулировки усиления промежуточной частоты
подключается второй вольтметр. Для градуировки приемника на его вход
подается сигнал от генератора стандартных сигналов. Поддерживая
выходное напряжение постоянным, градуируют напряжение,
развиваемое на потенциометре регулировки усиления, в зависимости от
входного напряжения. Проградуировав приемник, можно затем,
измеряя относительные напряжения в различных частях спектра
частот, построить его характеристику.
Для применения анализаторов спектра разработаны1
специальные супергетеродинные приемники. Очень удобны панорамные
анализаторы спектра с осциллографической трубкой, на экране
которой воспроизводится спектр разложения в ;ряд Фурье выходного
напряжения генератора. Панорамные анализаторы спектра
представляют собой узкополосные супергетеродинные приемники,
частота местного гетеродина которых меняется со звуковой частотой.
Выходное напряжение приемника подается на вертикально
отклоняющие пластины электронно-лучевой трубки; в качестве
развертывающего напряжения, подаваемого на горизонтально
отклоняющие пластины, используется то же самое низкочастотное
напряжение, которое служит для частотной модуляции местного
гетеродина.
В работе панорамного анализатора спектра легче разобраться
по блок-схеме (рис. XIV.38) анализатора, перекрывающего
диапазон от 70 до 1 000 мггц и имеющего разрешающую способность
в 100 кгц. Для точного измерения мощности в децибелах
используется болометрическая схема с ламповым вольтметром.
Конденсатор для качания частоты второго гетеродина может вращаться
вручную или моторчиком в диапазонах 5 и 20 мггц, соответственно.
Моторный привод используется при панорамном изображении вы-
23* 355

ходного сигнала, а ручной — при измерении выхода в дециоелах
болометром и ламповым вольтметром.
Любой участок в спектре частот приходящих сигналов шириной
в 20 мггц может быть выбран путем комбинирования приходящих
сигналов с сигналом от местного гетеродина в кристаллическом
смесителе; получаемая -при этом разностная частота подается на
вход усилителя промежуточной частоты, пропускающего частоты
от 20 до 40 мггц. Усиленный сигнал поступает во второй смеситель,
где он смешивается с сигналом от второго гетеродина с качанием
l_L
щщ
\мгги I
\мгги
J
U
\^Хк
мгги
ми.
11
ф)
.J
г- -■
L_
42
_J
Рис. XIV.38. Блок-схема панорамного анализатора спектра:
1 — вход, 2—кристаллический детектор, 3 — местный гетеродин, 4 — пер*
вый гетеродин и смеситель, 5 — усилитель промежуточной частоты,
6 — смеситель, 7-— видеоусилитель, 8 — болометр, 9 — осциллограф,
10 — катодный вольтметр, 11 — прибор, 12— второй гетеродин
частоты; частота последнего качается либо в диапазоне от 20 до
40 мггц, либо от 27,5 до 32,5 мггщ участок качания выбирается
переключением выключателя на панели гетеродина.
Результирующий сигнал иосле детектирования проходит через видеоусилитель
с полосой -пропускания 5—50 мггц и подается либо на пластины
трубки, либо в 'болометрическую схему, выход которой дает
напряжение для автоматической регулировки усиления усилителя
промежуточной частоты. Это напряжение пропорционально логарифму
выходного сигнала и поэтому измеряет его уровень в децибелах.
Горизонтальная шкала на трубке программирована
непосредственно в мегагерцах.
29. „Холодные испытания" резонансных систем
В технике сантиметровых волн встречаются системы в виде
полого резонатора, связанного с коаксиальной линией или
волноводом, характеристики которых желательно выразить несколькими
числовыми параметрами, например, через ширину полосы
пропускания или входного сопротивления, Объемные колебательные контуры,
волномеры, контрольные камеры (эхо-боксы), переключатели
с приема на передачу являются типичными примерами таких
систем. Магнетроны, клистроны, резнатроны и т. п. имеют колеба-
356

тельные контуры в виде полых резонаторов, помещенных внутри
оболочки, ограничивающей "эва1куированное пространство. В § 22
гл. V, ч. II, в котором описаны некоторые из этих ламп и
проанализирована их работа, изложен анализ работы резонатора с помощью
эквивалентных схем и понятий, заимствованных из теории контуров
с сосредоточенными постоянными, даже в том случае, когда
резонаторы в действительности представляют собой системы с
распределенными -параметрами.
30. Параметры резонансных систем
Приводимые ниже рассуждения имеют в виду, главным образом,
полые резонаторы, служащие колебательными контурами
вакуумных лами, так как «холодные испытания» ламп с внутренними
резонаторами являются в настоящее время одними из наиболее
важных.
Для общности рассмотрим четырехполюсник, состоящий из
комбинации входной связи, самого резонатора и выходной связи.
Резонатор, вообще, имеет ряд резонансных колебаний различных
типов. Ограничимся рассмотрением узкого диапазона частот вблизи
каждого резонанса; каждое колебание будет характеризоваться по
крайней мере пятью параметрами:
1. Резонансной частотой /0 самого резонатора.
2. Добротностью нагруженного резонатора QH.
3. Добротностью ненагруженного резонатора Q0.
4. Параметром цепи входной связи.
5. Параметром цепи выходной связи.
Все эти 'параметры независимы в том смысле, что ни один из
них не может быть определен, если известны остальные четыре.
Добротность нагруженного резонатора является параметром,
определяющим ширину полосы пропускания нагруженной системы.
В более узком смысле под QH понимают добротность в случае
нагрузки, согласованной с выходной линией. QH определяет
потери энергии в резонаторе и в комбинации с Qo—эффективность
(к. п. д.) контура.
В выборе параметров входной и выходной связи имеется
некоторый произвол. В общем случае оба этих
параметра—-комплексные числа, и каждый из них определяется двумя постоянными:
постоянной сопротивления и постоянной передачи. В качестве
параметров выходной связи можно взять волновое сопротивление Z0
выходной линии и некоторую эквивалентную длину этой линии (это
показано ниже при рассмотрении эквивалентной схемы).
В качестве параметров входной связи можно взять
сопротивление Z0jk3, где k3 — коэфшшент трансформации некоторого
идеального трансформатора в эквивалентной схеме резонатора —
четырехполюсника. В рассматриваемых нами четырехполюсниках
эквивалентная длина входной линии всегда равна нулю, потому что цени
357

входной связи, введенные в схему для общности, в
действительности не существуют. Собственно резонатор (Представляет собою
параллельный резонансный контур, присоединенный
непосредственно ко входным клеммам, в качестве которых служит пространство
взаимодействия в лампе.
Все эти параметры имеют определенный смысл, независимо от
наличия сосредоточенных или распределенных параметров системы.
Некоторая неопределенность имеет, однако, место в том случае,
когда входные и выходные клеммы разного рода, например, если
одни из них служат для связи с волноводом. Дело в том, что
волновое сопротивление волновода может быть определено по-разному:
как волновое сопротивление волны в волноводе, как £//, как E2/W,
как W/I2, что приводит к различным численным значениям (в омах).
Эта трудность, естественно, чисто формальная, и в каждом случае
может быть устранена выбором определенного Z0. Заметим, что
в этом параграфе входными и выходными клеммами .называются
все время клеммы, соответствующие нормальной работе системы;
даже в том случае, когда для целей измерений направление потока
энергии изменяется, и мощность поступает в систему со стороны
выходных клемм. В эквивалентных схемах, однако, направление
передачи мощности во время измерений соответствует движению
слева направо. Нормальные выходные .клеммы на схеме поэтому
будут слева от нормальных входных клемм
31. Эквивалентные схемы
Пусть необходимо определить параметры резонансной системы,
в которой возбуждено колебание какого-либо типа, а выходные
клеммы образуют единственный канал, с помощью которого можно
изучать свойства системы. Это и есть проблема «холодных
испытаний» вакуумных ламп, в которых нормальный входной .контур
представляет собою поток электронов, а полый резонатор помещен
внутри баллона. Задача заключается в том, чтобы выразить
соотношения между сопротивлением на выходных клеммах и
параметрами с помощью уравнений, которые по крайней мере приближенно
верны для большинства возможных случаев, наиболее часто
встречающихся на практике. Первый шаг заключается в необходимости
принять ряд общих предположений относительно порядка
некоторых из «входящих величин. Это дает возможность упростить
эквивалентную схему системы и обсудить необходимые приближения.
Рассматриваемая система состоит из самого резонатора и
контуров связи (рис. XIV.39,a). Выходные клеммы — в точке Л;
генератор, линия и индикатор стоячих волн, показанные слева
представляют собою аппаратуру, необходимую для измерения
сопротивлений. Так как сам резонатор представляет собой двух-
полк^сник, то входной контур в тех случаях, где он изображен,
также присоединяется >к клеммам В. Описанный ниже метод
расчета параметров резонансной системы основан на следующих
предположениях:
358

1. Добротность нагруженного резонатора относительно высока, так что
ширина полной полосы пропускания не превосходит нескольких процентоз
резонансной частоты.
2. Ни один из элементов или комбинация их в контуре связи не резонирует
па частотах, близких к собственной частоте резонатора. Если контур связи
имеет свойства фильтра, то его критические частоты также должны быть
далеки от резонансной частоты.
3. Потерями в контуре связи можно пренебречь, так что элементы его цепи
могуг рассматриваться, как чистые реактивности, которые, согласно лвум
первым допущениям, приблизительно постоянны в частотном диапазоне системы.
4. Резонансные частоты различных типов колебаний достаточно далеки друг
от друга, так что резонатор в частотном диапазоне каждого типа колебаний
ведет себя как простой резонансный контур.
На 'всех схемах (рис. XIV.39) резонатор представлен в виде
простого резонансного контура. Вообще, решение уравнений
Максвелла для любого резонатора состоит из бесчисленного множества
резонансных колебаний, каждому из которых соответствует свой
а б
•ЩЩ&
Рис. XIV.39. Эквивалентная схема резонатора, связанного
с линией передачи:
— линяя, 2—индикатор стоячих волн, 3 — контур выходной связи,
4 — резонансная система.
параллельный резонансный контур; есс они1 соединены
последовательно. Сделанные выше предположения дают, однако,
возможность рассматривать каждый тип колебаний раздельно,
пренебрегая всеми остальными. Контур связи может представлять собой
П-образное звено (рис. XIV.39,6), последовательную реактивность
и идеальный трансформатор (рис. XIV.39,6), отрезок линии
передачи и идеальный трансформатор (рис. Х1У.39,г). Постоянные самого
резонатора (Zr, Zr и Zr) неодинаковы во всех трех случаях.
Можно показать, что различие -между ними сводится к сравнительно
малым реактивным проводимостям.
Рассмотрим теперь параметры системы с помощью эквивалентной
схемы (рис. XIV.39, д)у наиболее подходящей для этой цели. Если Z0 —
359

постоянная сопротивления выходной связи контура, и Z0/k3 —
постоянная сопротивления входной связи, причем обе величины
вещественные, то очевидно, что для полного определения системы
требуется еще один параметр, например, эквивалентная длина Д/
,„ линии связи. Более общую эквива-
I лентную схему можно получить, до-
• бавляя ко входу и выходу по отрез-
[ ку линии длиной Mt, M0
соответственно, как показано на рис. XIV.40;
однако, для рассматриваемых здесь
приложений этих схем к вакуумным
лампам, Д/, всегда равно нулю.
Добротности ненагруженного и
нагруженного резонаторов были
определены в предыдущих параграфах.
Добротность ненагруженного
резонатора Q0 есть добротность самого
резонатора без нагрузок и определяется
потерями в самом резонаторе, тогда как добротность нагруженного
резонатора QH есть добротность всей системы, включая нагрузку,
которую принято считать согласованной с выходной линией.
Другие постоянные и параметры, которые можно вывести из
этих основных параметров, таковы:
Внешняя добротность, определяемая соотношением
Рис. XIV.40. Эквивалентная схема
четырехполюеной резонансной
системы.
J__ J 1_
Qe ~Qh Qo '
Эффективность контура (к. п. д.)
Jlc — QE~ Qo
(14)
(15)
Входная проводимость для согласованной нагрузки (ZH~ZQ) при
резонансе
kt 1 kl 1 лГС *$
Yi = Z^+'Z = Z^ + Q^V Т = 1^Г0- (16)
Если Д/ известно, то формула (16) может быть легко видоизменена
так, чтобы дать входные активную и реактивную проводимости
при любой нагрузке.
Можно показать, что равенства
/о
(17)
где /i и /г — частоты, соответствующие уровню 0,5 резонансной
кривой, справедливы лишь для контуров с сосредоточенными
постоянными. Для систем с распределенными постоянными эти два
определения добротности отличаются множителем, зависящим от
360

геометрии. В любом случае соотношение (16) может быть
выполнено точно, если коэфициенту трансформации &з идеального
трансформатора приписать соответствующую величину.
0.5
O.h
0.3'
0,2
0.1
Рис
чих
1
' #/л/Г '
ЧА
а
4
10
8
6
4
2
0
'о
частота
. XIV.41. Диаграмма стоя-
волн для резонансной
системы.
32. Измерения
Метод измерения сопротивлений на сверхвысоких частотах путем
наблюдения стоячих волн в линии передачи, нагруженной на данное
сопротивление, хорошо известен. Ниже описано применение этой
методики для нахождения параметров резонансной системы путем
измерения „холодного" сопротивления на выходных клеммах, в
зависимости от частоты. Для этой цели генератор присоединяется
к выходным клеммам с помощью линии передачи, снабженное
индикатором стоячих волн. Частота генера- (/А
тора меняется в небольшом диапазоне
по обе стороны от резонансной
частоты: снимается кривая изменения к. с. в.
о и положения минимума напряжения
в линии в зависимости от частоты
(рис. XIV.41). Положение минимума
должно отсчитываться от выходных
клемм и выражаться в долях длины
волны (//Я). График, изображенный на
рис. XIV.41, который мы назовем
„диаграммой стоячих волн", представляет
собой основу большинства методов
расчета параметров контура. На первый
взгляд может показаться излишним снимать полностью всю диаграмму
стоячих волн, так как теоретически два или три измерения
достаточны для определения параметров системы. Действительно,
некоторые из описанных ниже методов расчета допускают такие
упрощенные измерения. Однако в большинстве случаев измерения,
в фиксированных точках ненадежны. Эквивалентная схема, на
которой базируются расчеты, верна только приближенно, и даже очень
слабо связанные паразитные резонансные системы ivjpryT привести
к большим ошибкам. Если же построить всю диаграмму стоячих
волн, то можно обнаружить любые аномалии, которые затем могут
быть объяснены. Далее, кривые, несомненно, точнее отдельных
измерений в фиксированных точках. На рис. XIV.41 изображена типичная
диаграмма стоячих волн, т. е. кривые к. с. в. и положения
минимума в зависимости от частоты, для резонансной системы,
свободной от паразитных резонансов и при д/ = 0. Минимальный к. с. в.
<з0 имеет место на резонансной частоте /0. На этой частоте первый
минимум отстоит на Я/4 от клемм; при увеличении или уменьшении
частоты минимум перемещается по направлению к точкам,
находящимся на расстоянии 0 или Я/2 от клемм, соответственно. Так
выглядят диаграммы к. с. в. для систем с высоким к. п. д., при *|с>50%
или Q0>2QW. На рис. XIV.42 изображены кривые — для Q0=1,5QW„
361

2QH и 3QH, соответственно. Мы рассмотрим главным образом
высокоэффективные системы (Q0>2QJ, так как только они имеют какое-
либо практическое значение. Формулы в § 35, однако, приложимы
в равной степени к системам, как с высоким, так и с низким к. п. д.
При М=^0 начало отсчета на оси ординат должно быть переме-
-10 -8 -6 -U -2 0 2 Ь 6 8 10
Шпала частоты, единица раб на /о/20о
Рис. XIV.42. Положение минимума стоячей волны -т-
для резонансной системы при трех различных
сопротивлениях нагрузки.
щено так, чтобы центр антисимметрии кривой пришелся в точку
--г = 0,25. Эта операция эквивалентна использованию на рис. XIV. 39,<?
точки В" вместо А, как точки отсчета при определении положения
минимумов.
При измерениях может иметь место ряд ошибок. Перечислим
некоторые из источников этих ошибок:
1. Отражения от места присоединения измерительной линии к выходным
клеммам системы.
2. Отражения от зонда.
3. Недостаточная экранировка.
4. Нестабильность генератора или приемника.
5. Гармоники генератора.
6. Недостаточная точность измерения частоты.
7. Нежелательные типы волн в линии передачи.
Так как индикатор стоячих волн поглощает некоторую
мощность из линии, то нельзя 'Полностью устранить отражения от зонда,
особенно в том случае, когда к. с. в. велик. Если попользуется очень
маленький зонд (вместе с очень чувствительным приемником или
мощным генератором, чтобы максимально уменьшить эти ошибки,
то тогда особенно важно наличие хорошей экранировки. Для
уменьшения влияний неточностей измерения частоты на оси абсцисс
необходимо откладывать истинные положения шкалы настройки
частоты; люфт может быть устранен путем поворачивания шкалы
362

непрерывно в одном и том же направлении. Седьмой источник
ошибок — нежелательные типы волн в линии передачи — имеет
место обычно в волноводах, когда асимметричное возбуждение
или нагрузка могут вызвать возбуждение типов волн с различными
фазовыми скоростями. Очевидно, что измерения на выходных
клеммах не могут дать параметры, содержащие ^фактор k3, как
например, входное сопротивление и У L/C для резонатора. Эти
постоянные, однако, представляют интерес только при конструировании
ламоы.
33. Методы расчета параметров
Метод I. В этом и следующем параграфах рассмотрены методы
расчета параметров эквивалентных схем. Математическое
обоснование этих методов приведено в § 35. Обычным методом определения
добротности контуров, выполненных из сосредоточенных
постоянных, является измерение частот в точках, соответствующих уровню 0,5
от максимума резонансной кривой. Для определения добротности
Old
on
011
008
007
006\
и
3 4 5 6 78910
€
Z0 J0 40 50607080 )
Рис. XIV.43. График для определения QH.
нагруженного резонатора эти точки можно найти из кривой на
рис. XIV.43. Минимальный к. с. в. о0 берется из диаграммы стоячих
волн, а соответствующая величина /JA—находится из кривой на
рис. XIV.43. Вследствие антисимметричного характера кривой
ЦЛ на рис. XIV.43, вторая величина равна /2/Л=1/2—1г/\. Наконец,
частоты/! и/2,соответствующие уровню0,5, определяются как точки
На оси абсцисс диаграммы стоячих волн, соответствующие
ординатам /j/Л и /2/Л. Рис. XIV.44 и кривую к. с. в. на рис. XIV.43
Можно также использовать аналогичным образом для нахождения
f\ и /2, однако, точность вообще будет меньше. В некоторых
случаях с0, Д и /2 измеряют непосредственно и не чертят совсем диа-
363

граммы стоячих волн. Точность и надежность результатов при этом
значительно уменьшаются.
В результате имеем:
_Л__ 1о_ (18)
Q*
Qo = (i+«o)Q„.
(19)
Здесь и ниже /0 — точка на оси абсцисс, соответствующая центру
антисимметрии кривой //А.
Из остающихся параметров Z0 — известно, Д//А равно
вертикальному смещению, требуемому для помещения центра антисимметрии
200
/00
\ ем'
^50\
•> *» /#/7
*£> *0
J0
20
/0
S
III 111И
L4
1И1
/ Z д *t 56 8 10 20 SO UO506080400
Рис. XIV.44. График для определения QH.
в точку //Л =0,25, а £3 не может быть определено только лишь
из данных измерения стоячих волн.
Метод II. Частоты f[ и /2', соответствующие уровню 0,5
резонансной кривой ненагруженного контура, могут быть определены
таким же способом с помощью рис. XIV.45 и XIV.46 в комбинации
с диаграммой стоячих волн. В результате имеем:
Q
Qo
1+«о
- /о _
/.'-/2
Qo-
\2 —\
(20)
(21)
Метод III. Максимальная крутизна кривой //А имеет место
в резонансной точке и зависит от величин QH и Q0. В координатах
диаграммы определим S0 как фактическую крутизну кривой //А в этой
364

0,22
0,20
0.18
016
ОЛ
0.12
010
00&
ri
\~т
\-L
\Г
/=
К
'
'
4
1/
IL
/
А
и щ
шш
шШ
ттггпт
шШ
тИ
ШИ
И
ВД
шш
ШШ
тИ
тгтптт
ШШ
Шш
Ш|Ш
■
р=^~
-пшмщ
1 lllllljll
11 ill ifl
1 1
illltfltn
МП щ||
1ш [[и!
llllllllll
|(|||| 1
J [IIIIIIII
111111 |Ж
1111 'Hill
|| [([ЩИ
llllllllll
0,25
0,2b
0,23
0,22
■0,21
0?0
0,19
\0,18
0J7
0,16
0J5
Ofi
0,13
0.12
0,11
0,10
0,9
Ь 5 6 7 8910
20 30 ЬО 50 60 80 100
Рис. XIV.45. График для определения QQ:
J — левая шкала, 2]— правая шкала.
точке, деленную на
относительное изменение
частоты (или длины волны)
на градус поворота шкалы
частотомера. В результате
имеем:
Q»^VCo~ (22)
Qo=(l+°o)Q„. (23)
Метод IV. Если
вычислить величину у,
определенную соотношением
y = {a-,0)tg2£ (24)
9
8
7
6
5
k
3
2
1
I ГПНПП
•
Mill
II I I I I I
1 I I I I I I
3
h 5 S 7 8 9 Ю
для ряда точек, и
построить кривую y=y(f), тс
Получим Прямую ЛИНИЮ, как Рис. XIV.46. График для определения QQ.
показано на рис. XIV.47.
Добротность ненагруженного резонатора равна половине
крутизны этой линии. Прежде, чем вычислить у, необходимо
установить точку отсчета на оси -г-, так чтобы центр антисимметрии
А
соответствовал точке 0,25. В результате получим:
Q«
'=о+1
Qo-
(25)
(26)
365

Метод V. Так как обе кривые на диаграмме стоячих волн
зависят как от QH, так и от Q0, то эти параметры могут быть
определены даже в том случае, если известна лишь одна из этих
V,
и,ч
UfJ
W
0J
\
\\\\\
N
~иш
Тми
| 11-4
II 1 1/1 1 1
II 1 Х*<> 1 1
им
4пН 1 1 1
Ц|г-Ы 1 | |
НШ'А
1й:жН-1
to К
Частота
Рис. XIV.47. Графики,
используемые в методе IV.
Рис. XIV.48. Графики,
используемые в методе V.
кривых. Методика расчета иллюстрируется рис. XIV.48. Построим
касательную к кривой в центре асимметрии (у —0,25 ). Через точки
/
;
кривой -г- = 0,125 и 0,375 проведем вертикальные линии. Определим
разность 2а между ординатами точек пересечения этих линий с
касательной. Соответствующие им частоты равны f[ и /2". Эти
данные дают возможность вычислить величины QE и о0
Qe =
/о
/-/;
2па>
О0:
2т
У(2т)ъ— 1
(27)
(28)
Опыт показал, что о0 этим методом не может быть определе)
очень точно, так как в знаменателе стоит разность двух величн
которые вообще близки друг другу (приближенно равны). С друг*
стороны, преимущество этого метода определения QE заключает
в том, что он не требует графических построений, легко запом
нается и прост в применении.
С точки зрения конструирования, величина Q более существен]
чем Q', так как она определяется чистой геометрией и не завис]
от проводимости, качества поверхности и т. д.
Последние факторы, с другой стороны, определяют Q0. Вел
чины QH и Qo связаны с QE соотношением
Qo = °oQe-
(29)
(30)
366

34. Другие методы расчета параметров
Можно указать ряд других как графических, так и
аналитических методов расчета параметров.
Если результаты измерений искажены за счет паразитных резо-
нансов, то часто можно устранить ошибку, если начертить круговые
диаграммы сопротивлений резонансной системы. Требуемая для этого
работа может быть уменьшена до минимума при использовании
готовых номограмм с нанесенными на них сетками координатных
кривых постоянных к. с. в. и положений минимума //Л.
Рис. XIV.49. Номограмма Вольперта с изображенными
на ней окружностями сопротивлений резонансной
системы.
На рис. XIV.49 изображена окружность сопротивлений,
построенная на круговой диаграмме (диаграмма А. Р. Вольперта), Вместо
значений к. с. в. о и <э0 на рисунке проставлены соответствующие
им значения коэфициентов отражения р и р0. Точка Г
соответствует резонансу, а Л и Б—полуширине резонансной кривой
нагруженной системы. Если используется номограмма с координатами о
и //А, то величины о0, о, /j/A могут быть непосредственно найдены
по номограмме. Соответствующие им частоты должны определяться
при этом из диаграммы стоячих волн (рис. XIV.41), т. е. из кривых,
изображающих зависимость о и //А от частоты.
367

35. Математическое обоснование методов I—V
Если линия передачи с пренебрежимыми потерями нагружена
на сопротивление Z, то сопротивление на расстоянии / от нагрузки,
в направлении к нагрузке, будет равно
2т:/ 2тс/
Z cos -д- + JZQ s*n "д"
Z' = Z° 2^7 2^Г- (31)
Z0cos — + jZ sin —
Обозначая нормированные сопротивления строчными буквами (z= -А
2я/
и вводя обозначение a = tg —, получим
**=-££&-• (32)
Если / — расстояние от нагрузки до минимума напряжения на линии,
то zt — вещественно и равно —. Отсюда получим следующие
соотношения между нормированными активной г и реактивной х
составляющими сопротивления нагрузки и величинами о и а.
а = 27 [Х-\ 1-(r» + ^+l)'J> (33)
[»±/Н^^]. (34)
а = —
2л:
а2+1
Г1 = °#+7%*
д: = а
С2— 1
«2+ С2*
(35)
Используем эквивалентную схему на рис. XIV.39,d и для простоты
будем считать, что не Л, а В" является конечной точкой линии.
Множитель kz не может быть определен, и для удобства положим
k2=l. Другими словами, все сопротивления отнесены к левой части
идеального трансформатора. Для приложения полученных выше
формул рассмотрим нагрузку линии, изображенную на рис. XIV.50,
и получим следующие выражения:
гъ 1 , (36)
,2-+48^
хъ-^Z-. (37)
5Г+483
368

где
Qo
_V-'
(38)
(39)
Предположим сначала, что резонансное сопротивление больше Z0,
как обычно имеет место. Тогда при резонансе первый минимум будет
иметь место на расстоянии Я/4 от конца,
т. е. при резонансе
а = оо
r = o0 = Q2Qr*=Q0<»L'=%>-
Обозначая
х = 0.
можно переписать
г-=
1+.У2'
соУ
1
1/2*
(44)
(45)
Рис. XIV.50.
Эквивалентная схема собственно
резонатора.
Подставляя эти выражения для г и х в формулы (34) и (33),
получим
1+^2+с2
2сЛ
*v
г
4«2
О+^+ф2.
, 2*Л
Ч-у - с;
л
2<V
Ь/
4a^2
(1+J,2_02)a
(46)
(47)
Эти уравнения определяют две кривые, изображенные на диаграмме
стоячих волн. Рассматривая частоту как независимую переменную,
заметим, что кривые имеют два независимых параметра. Фактор 2Q0//0,
в соответствий с выражением (43) для у, определяет масштаб по оси
частот, а <з0 или Q0!QE определяет форму кривых.
Для расчета добротности нагруженного контура при к. с. в.
равном 1 присоединим параллельно резонансному контуру нагрузку,
сопротивление которой равно Z0. При этом
Он Qo "*" 1 Qo "*"
Oo=(i+«o)Q,-
24 Техника сверхвысоких частот. Часть I.
1
(48)
(49)
(50)
369

Для нахождения на кривых о и //А точек, определяющих
добротность нагруженного резонатора, положим
> = *£ = =
:(1+°о),
а для нахождения добротности ненагруженного резонатора
(51)
(52)
О :
Это приводит к следующим окончательным выражениям, по
которым были рассчитаны кривые, приведенные на рис. XIV.43—XIV.46:
-л-V- <53>
(54)
(55)
(56)
(57)
(58)
Можно легко показать, что две пары корней уравнений (32) и (33)
связаны следующими соотношениями:
С
_ а0
h/i «
+
h 1 г
/3 _ 1 1х
А — 2 ~A*'
Qo =
' °о+2 f
а2—S— [
_ /о
' fi-ff
Yl-^¥+\
/' 1 . 2с0 \
А > Sc2_2>
/2'_
А —
1 'i'
2 А '
>
>
а" = -^г(или _=_ + _
(59)
(60)
Вторая пара корней (а" и а") используется в тех случаях, когда
вместо минимумов напряжений на линии вычерчивают кривые
максимумов напряжения. в
Если Q0<2QH (кривая Зо = у на Рис- XIV- 42), то выражения
для а" и а" можно использовать, если о0 заменить на — (<!)*
370

На диаграмме сопротивлений окружность слишком мала, чтобы
достичь точки 1,0 на горизонтальной оси. Другими словами,
сопротивление нагрузки на всех частотах меньше волнового сопротивления
линии. Это часто имеет место, например, при слабо связанных
паразитных резонгнсных системах.
Для того, чтобы найти крутизну кривой //Л при резонансе,
используемую в III и V методах, необходимо определить предельные
значения d(//A)/d8 при частоте-*/0,а->оо и у-*> 0.
-%=т*^*Ч-гЫ^+^ <61>
Диференцируя формулу (47) и переходя к пределу, получим
0
или
Qo=~(4-^ (63)
QH = ^(°o-l)- (64)
Для проверки результатов, полученных методом V, преобразуем
уравнение (47) в следующее
ao+s0J/(y-«)=l+.V2. (65)
Подставляя из формулы (62) величину 50> получим
Qe_ 4-1
■ = —£ (a~4) +ТГQ^X28(a—i) + Q2£X(2^
(66)
^=я(ай5ь- + *в а-^т) (67>
Если использовать это уравнение при a=l, то получим-т=-8- и
(см. рис. XIV. 48) 28S0 = 2a,
L w 1
*Е
2т
<** = ШХШ' (68>
"(2пд)«—Г
(69)
Соотношения, используемые для того, чтобы получить формулу
(24) в методе IV, получаются из уравнений (46) и (47); исключая у2,
а1 и а2 — получим выражение
у = а(о-о0), (70)
24* 371

которое аналогично определению
_V = 28Q0. (49)
Свойства окружностей сопротивлений на диаграмме А. Р. Вольпер-
та, упоминаемые в § 34, легко проверить. Из рис. XIV. 49 видим,
что 05 = ~2"(1—р0), АВ = ^ (1 + Ро)> и следовательно р{=АО =
/, — А/
= l/rJL(l+Po). Угол ЛО£=2х2ти^1
Если ввести отношение
А/
и сместить нуль угловой координаты -^ направо, то получим те же
самые выражения для аг и -J-, что и в формулах (54) — (56).

Г Л А В А XV
ПРИНЦИПЫ РАСЧЕТА И КОНСТРУИРОВАНИЯ ФИЛЬТРОВ
В ВИДЕ ОТРЕЗКОВ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ
Общая теория фильтров в настоящее время широко применяется
при конструировании разнообразных фильтров, выполненных из
элементов с сосредоточенными параметрами. Однако на частотах
выше 200 мггц становится затруднительно изготовлять пригодные
для практического применения сосредоточенные индуктивности
с высоким Q, а на частотах выше 2 000 мггц — сосредоточенные
емкости. В этой и следующей главах приведен материал по
конструированию фильтров в виде отрезков линий передачи. Такие
отрезки имеют значительно более высокую добротность, чем
низкочастотные индуктивности; следовательно, во Есех типах фильтров
из отрезков линий передачи можно пренебречь потерями1, за
исключением фильтров с полосой пропускания уже 5%. Поэтому
в этой и следующей главах будут рассматриваться системы без
потерь. Однако при рассмотрении узкополосных контуров
приемников потери приходится учитывать.
1. Основные соотношения в фильтрах
В любом линейном пассивном четырехполюснике, вне зависимости
от сложности его конструкции, имеют место следующие простые
2г
С {'
*\ 4 °
ъ \. И
1о
■JL л_
ж о 4
JL
Т
Рис. XV.1. Четырехполюсник.
соотношения между входными (Еи /,) и выходными (Е2, /2)
напряжениями и токами (рис. XV.l):
Е,=АЕ2 + В12,
Ii=CE2-\-DI2.
(1)
Параметры А, В, С и D зависят как от конструкции
четырехполюсника, так и от частоты. Они не зависят от величин нагрузок
четырехполюсника. Из этих четырех параметров для полного
373

описания четырехполюсника достаточно выбрать любые три, так
как они связаны соотношением*
AD — BC—1. (2)
В качестве параметров четырехполюсника можно также принять
постоянную передачи в и характеристические сопротивления со
стороны входа Zn и со стороны выхода Z**. С постоянными А, В,
С и D они связаны соотношениями:
che = VAD, (3)
В этих и подобных уравнениях ниже перед корнем следует брать
знак плюс, если ZIV Z/2 или в — вещественные. При комплексных
параметрах знак должен быть выбран так, чтобы производная
ZIV Z/2 или О по частоте была положительна.
Если четырехполюсник симметричен, то Л = й и следовательно
*л =** = */=КтЬ <6>
chQ = A=D. (7)
В общем случае 6 = а+/Р — комплексное число, а—постоянная
затухания, (5 — фазовая постоянная (a, (J — вещественные числа).
Если четырехполюсник не вносит затухания, то в=/р в полосах
пропускания и & = а в полосах затухания. Иначе говоря, полосы
пропускания имеют место лишь в тех диапазонах частот, где
— 1<сЬв<-4-1. Для четырехполюсника, не вносящего затухания,
Zj вещественно в полосах пропускания и чисто мнимо в полосах
запирания.
* Это соотношение имеет место для любых четырехполюсников, для кото- ■
рых справедлива теорема .взаимности. К ним относятся все линейные пассивные
четырехполюсники, которые не имеют полупроводящих элементов, например,
-электронных ламп.
** Характеристическими сопротивлениями со стороны входа и выхода пр'и
несимметричном четырехполюснике называют такие сопротивления, что если
соответствующие клеммы четырехполюсников нагружены на эти
сопротивления, то входные сопротивления на клеммах четырехполюсника будут равны
присоединенным к этим клеммам сопротивлениям.
Постоянная передача равна половине натурального логарифма отношения
произведений тока на напряжение на выходе и входе четырехполюсника,
нагруженного на характеристические сопротивления.
См. Ши, Четырехполюсники и электрические фильтры, Москва, Госуд. Издат.
по технике связи, 1934. (Прим. редактора).
374

Решая уравнения (2) —(5) относительно Л, 5, С, Д получим
л = у -zJi ch в, в =yznzJ2 sh в,
с=—-—she, о=\/^сье. (8)
Используя (8), перепишем уравнение (1) линейного пассивного
четырехполюсника в следующем виде:
Е{=(V^ich e)^2+^^н1*2 sh e) /2>
(H^sh0)£2+(/lch0)/2- (9)
/, =
Ел
Входное сопротивление четырехполюсника равно ZtJ = -A-.
р
Сопротивление нагрузки четырехполюсника равно ZH = ~~ .
Разделив первое из уравнений (9) на второе, получим
_ zH+zl2th&
^«-^/iz^ + ^the- *ш'
Если четырехполюсник симметричный, то ZIl~ZI2 = Z1 и
уравнение (10) принимает вид
z, + z7the
Для симметричного четырехполюсника, не вносящего затухания
в полосе пропускания, имеем
7 _у ZH+JZjtgf
Z**-ZlZl+jZHtgf \U>
Для важного частного случая симметричного четырехполюсника
без потерь, представляющего собой просто отрезок однородной
линии передачи без потерь, введем другие обозначения параметров.
Вместо характеристического сопротивления Zl введем
соответствующее ему волновое сопротивление Z0, а вместо (J — фазовую
(электрическую) длину 6. Для отрезка линии передачи без потерь
длиной 6 уравнения (8), (9) и (12) примут вид:
^=cos6, £=/Z0sine, C = -/-sin8, D = cos6, (13)
E{ = E2 cos 6 +yV2Z0 sin 6, (14)
7,=/^ sin 6+ /2 cos 6,
375

Величина 6 связана с физической длиной / в линии соотношением
в = ^=^, (16)
где v — фазоЕая скорость распространения вдоль линии.
Для обычной линии передачи с воздушным заполнением v =
= 3-1010 см/сек. В случае диэлектрического заполнения v =
3.10Ю
= сл/сек, где е—диэлектрическая проницаемость.
У £
Необходимо отметить, что так как симметричный
четырехполюсник с характеристическим сопротивлением Zl и фазовой постоянной р,
математически эквивалентен однородной линии передачи с волновым
сопротивлением Z§ = Zl и фазовой длиной 6 = [5, то все уравнения,
диаграммы и теоремы, выведенные для линий передачи, могут быть
пригодны для симметричных четырехполюсников и обратно.
2. Расчет характеристического сопротивления и постоянной
передачи по сопротивлениям холостого хода и короткого
замыкания
При расчете фильтров, выполненных из отрезков линии передачи,
расчетные формулы для критических частот просты; формулы же
для расчета характеристического сопротивления и постоянной
передачи могут быть настолько сложны, что применение их практически
невозможно. В подобных случаях эти параметры могут быть
вычислены по сопротивлениям Zxx и ZK3, измеренным на одной паре
зажимов четырехполюсника при размыкании или замыкании второй
пары зажимов соответственно. Эти величины — сопротивления
холостого хода и короткого замыкания обычно довольно просто
рассчитать для данного звена фильтра с помощью круговых диаграмм
линий передачи. Для этой цели особенно подходит диаграмма
А. Р. Вольперта. Так как рассчитываемые звенья фильтра
предполагаются без потерь, то все сопротивления будут чисто реактивными
и следовательно, все изображающие точки попадут на внешнюю
окружность диаграммы.
Из уравнения (1) следует, что
Используя (2), (3) и (4), легко найти, что
Zn = VZK3.Zxx (17)
th&-l/~^. (18)
z„
376

3. Выражение параметров симметричного звена через
параметры полузвена
Любое симметричное звено фильтра можно разбить (по крайней
мере на бумаге) на два равных полузвена, как это показано на
рис. XV.2. Все свойства полного звена могут быть рассчитаны, исходя
из параметров полузвена.
Требующиеся для этого расчеты обычно
проще, чем анализ целого звена по
формулам § 1. Полузвено само по
себе обычно представляет собой
несимметричный четырехполюсник.
Рассмотрим левое полузвено на рис.ХУ.2.
Легко показать, что
характеристические сопротивления на клеммах / для целого звена и для полузвена
одинаковы. Постоянная передачи для полузвена равна половине
постоянной передачи целого звена. Если А\ В\ С\ D' — коэфи-
циенты уравнений полузвена, то известно, что
о—
/1
\А 1\
—о о—
-^
—о о—
+гг
Рис. XV.2. Симметричное звено
фильтра может быть разбито на
' два одинаковых полузвена.
V CD' '
(19)
и следовательно
ch в = A'D' + В'С = 2A'D' —1 = 1+ 2В'С.
(20)
(21)
Так как границы полосы пропускания соответствуют ch в = zt: 19
то, очевидно, они также определяются условиями
A'D' = 0 или В'О = 0. (22)
Характеристическое сопротивление и постоянная передачи также
могут быть рассчитаны по величине сопротивлений холостого хода
и короткого замыкания полузвена. Пусть эти сопротивления,
измеренные на клеммах / при холостом ходе и коротком замыкании
клемм 2, будут равны, соответственно Zx
Тогда
и Z
Zi=Vz'z'
(23)
i^=Vz'jz'xx.
(24)
Если соединить вместе клеммы / и 4 (а не 2 и 3) (рис. XV.2), то
получим другой симметричный четырехполюсник, с входными
клеммами 2 и выходными 3. Постоянная передачи попрежнему будет
выражаться формулами (21) и (24) и, следовательно, критические
частоты (границы полосы пропускания), фазовая постоянная и постоян-
377

ная затухания будут такие же, что и в первоначальном
четырехполюснике. Характеристическое сопротивление будет, однако, иным:
где А', В', С' и D' имеют те же значения, что и выше.
(25)
4. Анализ фильтров с помощью метода эквивалентных схем
Наиболее простой метод конструирования фильтра из отрезков
линий передачи заключается в использовании коротких отрезков
. . линий в качестве сосредо-
о-^э^г—^j--^ 0 У^Ц^ точенных индуктивностей
1л }л *~/в П и eMK0CTe** в обычных схе-
~^ " мах фильтров. Отрезок
линии на одной частоте
может быть представлен как
в виде Г-образного звена,
так и /7-образного звена
(рис. XV.3). Если длина
отрезка /> -^, то
последовательные и параллельные
плечи могут быть
приближенно представлены в виде
постоянных
индуктивностей и емкостей (рис. XV.4,
где L0 и С0 —погонные
индуктивность и емкость).
Для коаксиальной линии
Рис. XV.3. Точные эквивалентные схемы
отрезка линии передачи без затухания
электрической длины 0 и волнового сопротивления Z0.
±сл
L0l
С01
т
Со].
г
Рис. XV.4. Приближенные эквивалентные схемы
для отрезка линии передачи без затухания
длиной / с погонной индуктивностью Ц и
погонной емкостью С0( / <С "<г
~ 60 , Ъ
Zn = 2- 10"9ln
Z.Q ZH
V CM
(26)
(27)
r __0,556t ,n_i2_ 1 Ф
In --
(28)
где Z0 — волновое сопротивление линии, b — внутренний радиус
наружного проводника, а — внешний радиус внутреннего проводника
линии, s — диэлектрическая проницаемость материала, заполняющего
пространство между проводниками, v — фазовая скорость
распространения в линии. Для очень коротких отрезков линий можно
использовать дальнейшие приближения. Например, короткий отрезок
линии, нагруженный на сопротивление, в несколько раз меньшее
378

волнового, действует примерно как последовательная индуктивность.
Формула (15) может быть переписана в виде
Z«<- zl + zltgr, • <29>
Zu<^\ и 0 < I., (например, 6<0,5 ра-
Если ZH < Z0 (например
дкан), то tg 6 ^ 0 =5=
_ «/ _2ri
, и приближенно
Zex^ZH(l4-tg4)+j
izn
ZH+j'^<»,
(30)
Иороткозамкнуто на
конце
ZZ0
ТА-
Л
> о
где /—длина линии в см. Таким образом Zex приближенно равно
последовательному соединению сопротивления нагрузки Z и экви-
IZ
валентной индуктивности ——-. Последняя, как следует из уравнения
(27), просто равна полной
последовательной
индуктивности LQl линии.
Аналогично,если ZH >
>Z0 (например, Zw >4Z0)
и 0<~ (см. выше), то
входное сопротивление
приближенно может быть
представлено в виде
параллельного соединения
сопротивления нагрузки ZH
и емкости С«х=-=—. В ча-
0 Zqv
стности, короткозамкнутая
линия короче Я/12 почти
полностью эквивалентна
чистой сосредоточенной
индуктивности, т. е. ее
входное реактивное
сопротивление пропорционально
частоте, тогда как такая
же разомкнутая линия
эквивалентна
сосредоточенной емкости, т. е. ее
входное реактивное
сопротивление обратно
пропорционально частоте. Эти
свойства могут служить при
определении
приближенных эквивалентных схем
фильтров, составленных из
2of h
^ФараЗ
ozvz
'ТОЯЯГу-о
-* Ч/ * °-*—1
г)
2Z0Zvz
Рис. XV.5. Примеры, иллюстрирующие
составление приближенной эквивалентной схемы
фильтра, выполненного из отрезков линии
передачи:
а—фильтр, б—точная эквивалентная схема фильтра; в
и г — приближенные эквивалентные схемы.
379

коротких отрезков линий передачи (см., например, табл. XVI. 1
и XVI. 2).
Более точную эквивалентную схему можно получить, применяя
Г-или /7-образные звенья, изображенные на рис. XV.4, или, что
более точно, на рис. XV.3.
Пример. Найдем приближенные расчетные формулы для фильтра,
изображенного на рис. XV. 5, а. На рис. XV. 5, б изображена схема этого фильтра,
•причем ZqI с различными индексами означают волновые сопротивления и длины
различных отрезков линий, составляющих фильтр. Упрощенная эквивалентная
схема, построенная по подобию с рис. XV. 4, приведена на рис. XV. 5> в. На
рис. XV. 5, г приведена та же схема, где все шунтирующие емкости объединены.
В таком виде схема соответствует звену стандартного полосового фильтра из
элементов с сосредоточенными параметрами, для которого расчетные формулы
имеют вид:
где R — сопротивление нагрузки фильтра, f\ и /2 соответственно, нижняя и
верхняя критические частоты фильтра. Вводя в (31) значения L\, Ц и С2 из рис.
XV. 5, получим следующие приближенные расчетные формулы для
изображенного на рис. XV. 5, а фильтра
7 1 VR
7 , —v(ft—fi)R
4it/,
с: 1
Эти приближенные формулы справедливы при 1\, /2<-Х, где \г — соответ-
8
ствует верхней критической частоте /2.
5. Анализ фильтра с помощью точной эквивалентной схемы
Рассчитаем фильтр, изображенный на рис. XV. 6, а. Точная эквивалентная
схема его приведена на рис. XV. 6, б. Она имеет вид обычного Т-образного звена
(рис. XV. 6, в). Для рассматриваемого фильтра сопротивления в
последовательных и параллельных плечах звена равны,
Zi=7^C' Z2 = JZQ tgb, (33)
причем выражения для Z2 получены из [(15), полагая в нем Zw = 0.
Характеристическое сопротивление и постоянная передачи для любого Т-образного звена
выражаются формулами
Z\
che^i-}-—". (35)
Подставляя сюда выражения (33) для Z\9 Z2, получим
b=V-k[
2o)CZotg0
330
<g9-4-ir0). <36>
сЬв=1- mLvO • <37>

Границей между полосами запирания и пропускания являются частоты, на
которых Z) изменяется от чисто мнимой к вещественной величине. Исследование
формулы (36) показывает, что на низких частотах Zf мнимо; это значит, что на
них имеется полоса запирания. От мнимой к вещественной величине Z7 изме-
__Ветст8ен.\
величина
- Мнииая
величина I
а —звено фильтра,
выполненного из
'отрезков линии передачи,
б — его эквивалентная
схема; в —
стандартное ;Г-образное звено,
которому оно
соответствует.
шолоса 1 Полоса Полоса УЛ Полоса [
Ьапирау пропусх запирал ия^^^ хпропис-*
\ния / икания* у' копия '
/ \ \ ,' I \-
Рис. XV.7. Кривая характеристического сопротивления
фильтра, изображенного на рис. XV.6. с отмеченными
на ней полосами запирания и пропускания.
няется при тех 0, для которых tg 9 = 4wCZ—* и °^"
ратно к мнимой при 0, равных нечетному целому числу
-о- радиан. Таким образом, полосы пропускания
соответствуют интервалам между 0 rz: arctg —Z~rz— и 0z=
= (2я-Ц)~9~- Примерная кривая изменения Zj в
пределах первых полос запирания и пропускания приведена
на рис. XV. 7. Фильтр имеет множество
последовательных полос пропускания. Если нижняя критическая
частота первой полосы пропускания равна/j, а верхняя—/2,
то имеют место следующие соотношения:
2гс/2/
2*/i tg
v
v
Отсюда получим следующие расчетные формулы
4CZ0*
czn
8*/itg
2*/i/
(38)
(39)
(40)
(41)
Выражение (38)для характеристического сопротивления перепишем в следующем
виде
'; =/!'("
ge-/itg6i
2тс/2
где 0:
2ф
v *
A 2lt/l/
1±
С
произведение CZn
Изменение величины отношения -q-
(42)
не приводит
к изменению критической частоты, если произведение Cz0 удовлетворяет
Соотношению (41). Это отношение должно быть выбрано таким образом, чтобы
в полосе пропускания характеристическое сопротивление (42) было возможно
' Zq
ближе к постоянному сопротивлению нагрузки R фильтра. Такой выбор -q-
всегда возможен и будет рассмотрен в § 8.
381

Множественность полос пропускания является характерной для фильтров,
выполненных из отрезков линий передачи.Полосы пропускания обычно
соответствуют диапазонам около частот, для которых длина различных отрезков линий
в фильтре равна либо четному, либо нечетному числу четвертей длин волн.
6. Основной метод расчета фильтров
В общем случае часто невозможно применять описанный выше
метод расчета. Наиболее общим является метод, заключающийся
в составлении уравнений четырехполюсника типа (1). Постоянную
передачи 0 и характеристическое сопротивление Z7 можно
определить по коэфициентам этих уравнений с
помощью формул (3) и (6). По найденным
*—Zz значениям 0 и Z7 можно будет затем
найти расположение полос пропускания и
запирания и оптимальное сопротивление
нагрузки.
При вещественных 0 и мнимых Z7 имеют
место полосы запирания, при
вещественных Zj и мнимых 0 — полосы
пропускания. Оптимальную величину
сопротивления нагрузки можно выбрать согласно
указаниям, приведенным в § 8. Обычно
проще рассчитать характеристическое
сопротивление и постоянную передачи из
коэфициентов А', В', О и D' полузвена, чем
из коэфициентов целого симметричного
звена фильтра. Z, и 0 при этом вычис-
г)
Ж
• 912
Рис. XV.8.
а — звено фильтра, выполненного
из отрезков линии передачи;
б — полузвено фильтра; в —
эквивалентная схема полузвена; г —
фильтр другого типа, который
может быть составлен из тех же
полузвеньев.
ляются по формулам (19) и (21),
критические частоты могут быть найдены из
соотношения (22). Из этих соотношений
следует, что критические частоты имеют
место при обращении в нуль одного из
коэфициентов А', В\ О или D', если
только соответствующий коэфициент £)', С', В' или А' не обращается
при этом в бесконечность.
Пример. Рассчитаем этим методом звено фильтра, изображенного на
рис. XV.8,tf. Полузвено этого фильтра изображено на рис. ХУ.8Д его
эквивалентная схема—на рис. XV.8,e. Коэфициенты А\ Ь\ С, D' должны быть
определены из уравнений
Ег=:А'Ев + В'1в
/1 = СТ8 + /)78, (43)
где Е\, 1\ — напряжение и ток на входе, jE"3, /3—на выходе полузвена. Для
того чтобы получить выражения для коэфициентов в явном виде, выпишем
подобные уравнения для каждого элемента звена. Для емкости (рис. XV.8,e)
Ez = jE"3,
'a — j 2 ^"з + ^з»
(44)
382

для отрезка линии передачи
6 6
Ех = Е2 cos ~2~ +y/2Z0sin -у ,
£2 в 0
Il=zJ-2~ sin -у -f /2 cos -у . (45)
Исключая из (44) и (45) промежуточные напряжения Е2 и ток /2, получим
уравнения, имеющие форму уравнений (43), откуда найдем
9 cdCZq 0 0
A =z cos -g- — —2— sin ~T' B'—JZq sin -^,
fsin^ «с А 0
С'=уД—^-— + -2~cos-y-y, D'zrcos-y. (46>
Согласно (19) и (21), используя (46), найдем характеристическое
сопротивление и постоянную передачи
(47)
cos -y
е / 9 wczo 0 \
ch0=:2cos-2-[ cos-y-— —^-sin-y-J — 1. (48)
Из (47) следует, что Zj вещественно в интервале от wrzO до частоты, при
которой С=0. Поэтому фильтр, изображенный на рис. XV.8,tf, является фильтром
низких частот. Дальнейшие исследования показывают, что фильтр имеет и
более высокие полосы пропускания. Они, однако, имеют более узкую ширину.
Характеристическое сопротивление для фильтра, изображенного на рис. ХУ.8,гг
можно будет написать сразу, согласно (25). Оно равно
. __ Г 0,5Z0sin9
^1 — -ж/ /Qinfi/9. мГ ft \ / ft coCZ0 fi * * * '
^ _ Г 0,5Z0sin6
-/""l/ /sin 0/2 шС 0 \/ 0 <
I/ [~~Z^- + -2 cos '2){cos Т~
sin-
Постоянные передачи для этого фильтра такие же, как и для предыдущ его
и выражаются формулой (48). Отсюда следует, что фильтр, изображенный на
рис. ХУ.8,г, также является фильтром низких частот с теми же критическими
частотами, что и фильтр на рис. XV.8,tf.
7. Вносимое затухание фильтра
Вносимым затуханием (вносимыми потерями) четырехполюсника
называются уменьшение мощности (в дб), поступающей в нагрузкуу
при включении между генератором и нагрузкой данного
четырехполюсника, по сравнению с мощностью, поступающей в нагрузку
при непосредственном присоединении нагрузки к генератору. В общем
случае выражение для вносимого затухания имеет вид
| AZH + DZ2+B + CZ2ZH I*
z^+rzl 1 дб> (50>
383
101g

SO -
70 -
60-
50-
ъ UO-
<Ni~
^ 30-
^25-
ъ
k> 20 -
^
«a -
5^
<\>
15 -
S
^>
^
^
§*//?-
£
<s>
«o
*
Ъ
^
Qj
:>
<Ц
^ * "1
4
<3
L 90
P 110
h 120
V- 130
L- w
F
|- 150
t >55
P ,
P- 160
- /55
- 170
r-175
-176
% 3
s
177
■178
-m
0,5-\—Щ5
20
15 -
10 -
-300
200
■100
■50
■ 30
■ 20
±- 10
5
U
1 —i
do
§ 0,3-
"> 0,2-
do
1 01-
\— з
0.5--Г
0.1-
■1,4
V
•12
-1,15
•V
-1,05
Я)*
L-Wig{hl{±-±)sln>n/3}
L--I0lg
(6+1Г
46
-20
-15
10
■9
8
-7
-6
■5
\r 4
-3,0
51
2
■18
-v
■1,6
\—1Л
1,25
-120
■1,15
-110
sT|<*
Рис. XV.9. Номограмма для определения вносимого затухания в полосе
запирания и к. с. в. для симметричного фильтра без потерь.
где ZH и Z2 — сопротивления нагрузки и генератора. Если Zw =
— Z2 = R (чисто вещественно) и четырехполюсник симметричный
и~без потерь, то
I=101g[l+0,25(-A.--C.RJ
(51)
Перепишем эту формулу для нескольких специальных случаев.
Например, если ZH = Z2 = R, а четырехполюсник — симметричный
384

70-
$5-
60-
55-
50-
* 40-
%
g 35-
§ 30-
^ 25-
I
20 i
h
w ■
8 ■
s -+
* H
24
J 4
7,5
7P
t 6,5
6
E-5,5
E- 5
4*
Д*|
■3,0
2
15
p 1°
0,8
\-0.6
[-0A
-0,2
^
—J
«ъ
^J
^
S3
4
^
£
^
«Л
Qj
1
^J
Cj
<^
90-1
80 A
70 A
j
60 A
и
50 A
^M
"J
1
30 A
j
20 A
15 A
10 -J
5 A
M
1,0 A
te A
0,2 A
oj-A
wbHtt'j:)2 ^^
и
30
25
20
15
•10
■ 8
-6
«С|ГС
5»
j— 4 rv7|«sc
-3
2
1
X-01
Рис. XV.IO Номограмма для определения вносимого затухания для
симметричного фильтра без потерь.
/г-звенный фильтр без потерь, то в полосе пропускания Z7
вещественно и
Z=101g
дб.
\\ +0,25 ^-^-V sin2 яр
В полосе запирания ZI^=JX[ и
Z=101g[ 1+0,25^ + ^%^^! дб
25 Техника сверхвысоких частот. Часть I.
(52)
(53)
385

Эти формулы чрезвычайно полезны для расчета характеристик
фильтров выбранной конструкции и для выбора оптимальной
нагрузки при заданных характеристическом сопротивлении и
постоянной передачи. На рис. XV.9 и XV. 10 приведены построенные по
формулам (52) и (53) номограммы, значительно облегчающие
расчеты. На рис. XV.9 на шкале вносимого затухания нанесена также
шкала значений к. с. в. По этой шкале можно определить к. с. в.
на входе фильтра, которое было бы измерено в линии с волновым
сопротивлением /?, если бы фильтр был нагружен сопротивлением,
равным R. Формулы (52) и (53) применимы также для фильтров,
составленных из разнородных звеньев, если только
характеристические сопротивления этих звеньев согласованы между собой, а
характеристические сопротивления на крайних зажимах равны. В
подобных фильтрах должны быть взяты вместо п$ — суммы фазовых-
постоянных всех звеньев или полузвеньев, а вместо яа— суммы
постоянных затухания. Z7 и Хп фигурирующие в уравнениях (52)
и (53), являются характеристическими сопротивлениями на зажимах
первого и последнего звеньев или полузвеньев.
8. Характеристика фильтров в пределах полосы
пропускания
Из уравнения (52) видно, что вносимое затухание фильтра
будет равно нулю во всей полосе пропускания только в том случае,
когда в ней Z7 = /?. Так как, однако, необходимо, чтобы при
критических частотах фильтра Z7 обращалось в нуль или
бесконечность, то вблизи критических частот всегда будет некоторое рас-
*ь I
5 Щ-
% чи
I т
I щ
1 щ
3 0\
Дм
*Ьа
Оо=
Ь=£
ssSb
sflss
*
о
0.5
f/ff
ко
V
«S
20 30 4,0
Частота в кмггц
5.0
Рис. XV.11. Расчетная
характеристика пятизвенного фильтра
низких частот в полосе пропускания
(при ZJQ = R).
Рис. XV.12. Экспериментальная частотная
характеристика пятизвенного фильтра
низких частот при Zjq — R.
согласование между Z7 и /?. Если Z7 не равно /?, то вблизи
частот, при которых полная фазовая постоянная будет равна
нечетному числу 90°, будет иметься пик затухания, в то время как на
частотах, для которых п$ равно четному числу 90°, затухание
обращается в нуль. Это явление иллюстрируется рис. XV. 11
и XV. 12 на примере пятизвенного фильтра низких частот.
В каждом частном фильтре размеры пика затухания <
определяются степенью рассогласования между Z7 и /?. При тщательном
386

конструировании это рассогласование может быть весьма малым
во всей полосе пропускания, за исключением узких участков вблизи
критических частот. Из номограммы на рис. XV.9 можно легко
установить величину допустимого рассогласования, при котором
заданное вносимое затухание еще не превышается. Например,
в худшем случае, т. е. при п$ = (2k-\-l) 90°, потери в 0,5 дб будут
при отношении ZjR или /?/Z7, равном 1,4, в 1 дб — при 1,62,
в 2 дб—при 2,0 и в 3 дб при 2,4.
Пример. Определим величины пиков потерь в пределах полосы
пропускания для пятизвенного фильтра низких частот (типа 1.1. в табл. XVI.1). Как
будет показано в гл. XVI, характеристические сопротивления и фазовая
постоянная для этого фильтра очень близки к соответствующим величинам для
выполненного из элементов с сосредоточенными постоянными фильтра низких частот
постоянного k*.
Для фильтра постоянного £ графики этих величин приведены на
рис.XV.13.Отметим, что ординатой на рис. XV.13 является величина Z7/Z/0, где Z/0 —значение
0,8
^0,6
02
0 02 Ob 0в 08 Ю$ '0 02 Oft 0,6 0,6 1,0
'flU ' ' f/f,
Рис. XV.13. Характеристическое сопротивление и
фазовая постоянная Г-образного звена фильтра низких
частот постоянного k при критической частоте, равной f\.
характеристического сопротивления при частоте, равной нулю. Пики затухания
имеют место вблизи п$ — 90, 270, 450, 630 и 810°. При П — Ь это соответствует
Р = 18» 54, 90, 126 и 162°. На рис. XV.13,tf приведены значения ///,,
соответствующие этим значениям р, а на рис. XV.13,a — величины Z7/Z/0 при этих ///1#
С помощью номограммы, изображенной на рис. XV.9, по найденным Z7/Z/0 можно
найти вносимое затухание в этих пиках.
В табл. XV.1 приведены значения параметров фильтра при ZI0 — R.
На рис. XV.11 приведены построенные по этим данным примерные
характеристики этого фильтра. Последние пик и провал настолько остры, что их обычно
очень трудно обнаружить при испытаниях реального фильтра.
Очевидно, что у фильтра, составленного из п идентичных
звеньев, пики затухания могут иметь место на любой частоте. Огибаю-
* Фильтром постоянного k называют фильтр, составленный из чисто
реактивных элементов, причем реактивные сопротивления плеч фильтра имеют
обратные частотные зависимости, т. е. подчиняются условию Zj Z2~Af2, где "А;2—
постоянная величина, не зависящая от частоты. (Прим. редактора).
25* 387
h-h,\JHfIW
^?20[
т
ЕЙ
* зо\
sin/
'/*/}
If
f4

Таблица XV.l
лр°
90°
270°
450°
630°
810°
Ро
18°
54
90
126
162
flfi
0,155
0,45
0,707
0,88
0,985
ZjlR :
0,99
0,89
0,707
0,47
0,17
RlZj
1,01
1,12
1,41
2,13
5,88
L, дб
0,01
0,05
0,50
2,2
9,5
щая всех возможных пиков затухания для данного типа фильтра
является верхней границей потерь в полосе пропускания фильтра.
Эту огибающую легко получить из
кривой характеристического
сопротивления фильтра и номограммы,
изображенной на рис. XV.9. Фазовую
постоянную необходимо при этом положить
5 8
Jr2
—-
.—
Т~1
, _
Г"
_ 7
Г~]
Г"
• £>10-пл
~1
,л
хо~
1,41
R
"
**
ft
It
/1
/
<
О
05
W
на всех
f/f
Рис. XV.14. Огибающая кривой
вносимого затухания я-звенного
фильтра низких частот.
равной нечетному числу -^
частотах. Для проведения этих
расчетов необходимо задаться некоторым
соотношением между величинами
характеристического сопротивления и
постоянным сопротивлением нагрузки R. На
рис. XV. 14 приведены две кривые огибающей максимального
затухания в полосе пропускания фильтра низких частот,
рассмотренного выше. Эти кривые соответствуют Z/0 = /? и ZJ0= 1,41 А?.
9. Методы уменьшения вносимого затухания в полосе
пропускания
Рассмотрим различные методы уменьшения вносимого затухания в полосе
пропускания.
1. Если полоса (или полосы) пропускания не должна находиться рядом с
полосой (или полосами) затухания, то критическая частота фильтра должна быть
помещена достаточно далеко от полосы пропускания, так чтобы все
значительные пики затухания находились бы вне используемой полосы частот. В этом
случае, исходя из конструктивных данных, приведенных в табл. XVI.1 и XVI.2,
предельные значения ZI0 должны быть положены равными R.
2. Если оптимальная характеристика требуется во всей полосе пропускания,
то на конце фильтра желательно включить /и-производное полузвено (табл. XVI.1
и XVI.2). При этом характеристическое сопротивление будет постоянно (за
исключением участка вблизи критической частоты), что обеспечивает максимально
равномерную частотную характеристику; кроме того, /и-производное оконечное
полузвено обеспечивает очень резкий спад характеристики. Однако более
сложная конструкция и регулировка такого фильтра делает затруднительным
выполнение его для использования на частотах свыше 1000—2 000 мггц; даже на
более низких частотах рекомендуется применять более простые конструкции.
3. С фильтрами, имеющими менее равномерные кривые характеристического
сопротивления, чем при наличии оконечного /и-производного полузвена,
улучшение характеристики в полосе пропускания можно обеспечить с помощью
разумного выбора сопротивления нагрузки при данной кривой характеристического
сопротивления. Рассмотрим, например, Г-образное звено фильтра низких частот
388

постоянного k. Огибающие кривых, вносимых затухания (рис. XV.14),
построенные при R = ZI0 и R = ZI0/l,4l, показывают, что вблизи критической частоты
может быть обеспечено значительное улучшение при меньших значениях R, за
счет очень небольшого возрастания максимально допустимого затухания на
низких частотах.
В общем случае частотные характеристики фильтров,
характеристические сопротивления которых на критических частотах
обращаются в нуль, могут быть улучшены, если Z/0 взять равным
примерно 1,414 /?. Если же характеристические сопротивления фильтров
обращаются при критических частотах в бесконечность, то необхо-
р
димо взять Z/0 примерно раЕНым-у-^ (Z/0 является максимальным
характеристическим сопротивлением в полосе пропускания в первом
случае и минимальным — во втором). В случае фильтра,
характеристическое сопротивление которого раЕНо нулю при одной
критической частоте и бесконечно при другой, выбор сопротивления
нагрузки более сложен.
В общем случае наиболее просто обеспечить хорошее
согласование следующим образом: сначала необходимо рассчитать и
начертить кривую характеристического сопротивления, затем выбрать
сопротивление нагрузки так, чтобы оно еозможно лучше апрокси-
мировало кривую Z7 f
Хорошее согласование обычно будет, если Ееличину Z7 на
частоте, для которой ch6 = 0 (т. е. j3=z!z90o) положить равной /?.
Часто проще получить расчетные формулы, основанные на этом
допущении, чем на любом другом. Таким путем, например,
получены расчетные формулы, приведенные в табл. XVI.3, XVI.4
и XVI.5.
Если p = zt90° для Есего звена, то для полузвена фазовая
постоянная раЕна =±:450. Из уравнений (12) еидно при этом, что для
полузвена Z7 = \ZxxX \ = \ZK3] |, при ch 6 = 0. Часто проще
пользоваться этим соотношением для расчета Z7 при ch6 = 0, чем
определять Zj по формуле для характеристического сопротивления.
10. Оконечное (согласующее) звено
Среди методов, применявшихся для получения малого затухания
в полосе пропускания, применение /n-производного оконечного
полузвена дает наилучшие результаты. Однако, как указано выше,
изготовление и регулировка ж-произЕодных звеньев на высоких
частотах становятся затруднительными. Ниже описан метод
получения улучшенной характеристики в полосе пропускания, без
применения zrc-производных полузвеньев.
В этом методе применяются одинаковые типы звеньев фильтра.
Оконечное звено, однако, имеет критическую частоту, отличную от
частоты внутренних звеньев. Зти оконечные согласующие звенья
конструируются так, чтобы они улучшили согласование между
постоянным сопротивлением нагрузки /? и переменным (по частоте)
характеристическим сопротивлением внутренних звеньев. Принцип,
389

положенный в основу этого метода, описывается ниже на примере
фильтра низких частот, изображенного на рис. XV.8 и XVI.3.
Кривые изменения с частотой характеристического сопротивления
и фазовой постоянной звена рассматриваемого фильтра низких
частот изображены на рис. XV. 13. Фазовая постоянная, как видно
из рисунка, равна 90°, а характеристическое сопротивление равно
0,707 Z/0 при f= 0,707 /г (Д — критическая частота). Поэтому
одиночное звено при /=0,707/! эквивалентно четвертьволновому
отрезку линии передачи волнового сопротивления 0,707 Z/0 (см. § 1),
так что при / = 0,707/! характеристическое сопротивление звена
равно геометрическому среднему
из сопротивления нагрузки звена
и входного сопротивления. Вблизи
>сУ ]_1 IЧ I I I 1 I I это** частоты указанное соотно-
О QZ О? 0£0jS {О 1Z 14 Ifi Ч 10
Рис. XV.15. Кривые
характеристических сопротивлений различных
звеньев фильтра низких частот,
снабженного оконечным
согласуюсь <Vi О
-> о\
г
f i
-dll
О 0} 0.2 03 ОЬ 05 06 07 08 Од 10
' f/f,
Рис. XV.16. Огибающая
максимальных вносимых затуханий
в полосе пропускания для
фильтра низких частот с
оконечным согласующим звеном
и без него:
I—без оконечного согласующего
звена, 2—с оконечным согласующим
звеном.
щим звеном. Смысл величины Zj
пояснен в тексте:
/ — Zj —характеристическое
сопротивление оконечного звена, 2—Zj —
характеристическое сопротивление средних
звеньев.
шение будет выполняться приближенно, ошибка возрастает с
удалением от 90°, и с увеличением отношения характеристического
сопротивления к сопротивлению нагрузки. На рис. XV. 15 приведены
кривые характеристических сопротивлений Z7 внутренних звеньев
и Zj оконечного звена. 90-градусная точка для оконечного звена
соответствует критической частоте (или немного ниже ее) средних
звеньев. На рис. XV. 15 эта точка соответствует 0,93/j.
Отметим, что кривая Z, проходит между кривой Z7 и линией
постоянного сопротивления Z/0. Поэтому оконечное звено
трансформирует точки на кривой Z7 по направлению к линии Z/0. Кривая
Zj — кривая трансформированного сопротивления при фазовой
постоянной оконечного звена, равной 90° на всех частотах. Как видно
из рисунка, эта кривая очень близка к постоянной величине
Z/0 в значительной: части полосы пропускания. Оконечное звено
действует как согласующий трансформатор только вблизи 0,93/^
Ниже этой частоты трансформатор менее идеален. Однако в то
390

же время рассогласование сопротивлений становится также менее
значительным. В целом, благодаря этому, в полосе пропускания,
за исключением точек, находящихся очень близко к критической
частоте, будет лишь небольшое рассогласование.
На рис. XV. 16 изображена огибающая максимальных затуханий
в полосе пропускания для фильтра низких частот, снабженного
оконечным согласующим звеном. Кривая характеристического
сопротивления и критические частоты изображены на рис. XV.15. Z/0
положено равным сопротивлению нагрузки /?. Фактически вносимое
затухание фильтра колеблется между нулем и этой кривой, в
зависимости от полной фазовой постоянной внутренних звеньев.
Огибающая кривая на рис. XV. 16 дает значительно улучшенную
частотную характеристику фильтра, по сравнению с огибающей,
изображенной на рис. XV. 14.
Огибающая кривая, изображенная на рис. XV. 16, была
построена с помощью довольно громоздких вычислений. Приближенную
кривую можно, однако, рассчитать относительно простым способом,
полагая характеристическое сопротивление всего фильтра равным
Z[ и применяя номограмму на рис XV.9 при фазовой постоянной,
равной 90°. Для рассмотренного выше случая приближенно
рассчитанная огибающая совпадает с точно рассчитанной в пределах
i±:0,2 дб вплоть до частоты, равной 0,98Д. Необходимо отметить,
однако, что хотя при расчете огибающей максимально вносимых
затуханий Zl может рассматриваться приблизительно равным
характеристическому сопротивлению фильтра, фактическое
характеристическое сопротивление значительно отличается от Z7.
Действительно, характеристическое сопротивление будет мнимо в ряде
точек полосы пропускания, определяемых числом внутренних
звеньев. Кажущийся парадокс объясняется тем, что на частотах,
при которых характеристическое сопротивление мнимо, постоянная
затухания фильтра пренебрежимо мала, а на частотах, на которых
электрическое сопротивление вещественно, но значительно
отличается от Zl, фазовая постоянная очень близка к целому
кратному 180°. Номограммы вносимых затуханий на рис. XV.9 и XV. 10
показывают, что при этих условиях вносимое затухание фильтра
может быть очень низко. Так как при использовании фильтра в
первую очередь интересуются вносимым затуханием, а не
характеристическим сопротивлением, то это интересное явление обычно не
имеет большого значения и может быть оставлено без внимания.
На рис. XV. 17 и XVI.2,6 приведены экспериментальные частотные
характеристики двух фильтров низких частот, снабженных
согласующими оконечными звеньями.
Если используется оконечное П-образное звено (рис. XV.8, г и
XVI.3, б), то применим такой же метод расчета. В этом случае
кривые характеристических сопротивлений будут обратны
соответствующим кривым на рис XV. 15, в то время как огибающие
соответствуют кривым на рис XV. 16. Оконечные звенья такого типа
391

применяются в фильтрах высоких частот. Звено фильтра высоких
частот постоянного k, выполненное из сосредоточенных элементов,
соответствующее фильтру из отрезков линий передачи,
изображенному на рис. XV.6, имеет те же самые функции
характеристического сопротивления и
фазового смещения, что
и звено фильтра низких
частот, с тем лишь
отличием, что вместо ///,
повсюду должно быть
подставлено /,//, где
/, — критическая
частота. Следовательно,
фазовая постоянная звена
фильтра высоких частот
равна 90° на частоте
«а
Ǥ
Расчетная критичес
кал частота
ЮОмггц,
^Wb.
-ЪшГ^иМЫ
А
1
W
8,6мм
3Jmm
О
¥
2 3 4
Частота бкмгги,
Полистирол((:£5)
¥-
i
7
8,8 мм 50-омнаялиния
Средние uiaufibi Ф-бмм; 1=28мм
О коней нЬ te ша u$bi Ф - 6мм'*1 - 1,9 мм
Рис. XV. 17. Экспериментальная частотная
характеристика и конструкция фильтра низких частот,
снабженного оконечным согласующим звеном.
Прободдиаметром ^=lj41/)> Поэтому кри-
тическая частота
оконечного звена должна быть
равна или немного выше
0,707/j. Огибающие
кривые на рис. XV. 16
можно использовать при
условии замены абсцисс
/y/j на обратную
величину /У/. Согласующие
оконечные звенья могут
также применяться с широкополосными фильтрами, имеющими
кривые характеристических сопротивлений с плавными спадами.
На рис. XV. 18 показано, как
можно эти звенья использоЕать с
фильтром, характеристическое
сопротивление которого равно нулю на
критических частотах. В качестве
оконечного звена необходимо применять
звено, имеющее функцию
характеристического сопротивления того же типа,,
что и внутренние звенья и фазовую
постоянную, изменяющуюся от —180°
до -f- 180°. Критические частоты
этого звена выбираются так, что точки*,
в которых фазовая постоянная раЕна
dz 90°, находятся на краях полосы
пропускания фильтра или внутри ее„
вблизи краев. Максимальное значение
Z/o характеристического сопротивления внутренних и оконечного
звеньев в полосе пропускания должно быть равно сопротивлению
нагрузки/?. На рис. XV. 18 показано, что приближенная кривая
сопротивления Z'j всего фильтра значительно более постоянна в полосе про-
392
Рис. XV.18. Кривые
характеристических сопротивлений звеньев
полосового фильтра, снабженного
оконечным согласующим звеном:
1 — характеристическое сопротивление
внутренних звеньев,
2—характеристическое сопротивление оконечного звена.

пускания при наличии согласующего ЗЕена. Так же, как и в
случае фильтров низких частот, Z[ не совпадает с фактическим
характеристическим сопротивлением полного фильтра, однако его можно
использоЕать при расчетах огибающей кривой максимальных потерь,
получая при этом достаточно хорошие приближенные значения.
В качестве рнутренних звеньев можно взять любые ЗЕенья
фильтров, изображенные в табл. XVI.2, но лишь один тип 2 — 3
имеет подходящую для оконечной секции кривую фазовой
постоянной. Однако конструкция типа 2 — 3 более сложна, по сравнению
с другими, и поэтому неприменима на высоких частотах. В звеньях
более простых конструкций фазоЕая постоянная изменяется только
на 180° и поэтому одно такое звено обеспечивает согласование
только на одной частоте вместо необходимых двух.
Если, однако, езять два таких звена, помещенных на обоих
концах фильтра, то фазоЕая постоянная будет изменяться на 36СР
и можно получить две необходимые точки согласования (90 и 270°).
11. Характеристика фильтра в полосе запирания
Исследование уравнения (53) и рис. XV. 10 дает ряд полезных
сведений о вносимом затухании в полосе запирания фильтра,
нагруженного постоянным сопротивлением.
1. Если Xj /R обращается в нуль или бесконечность в полосе запирания, то
вносимое затухание на этих частотах равно бесконечности, даже если па при
этом остается конечным (jXf — характеристическое сопротивление, чисто
мнимое в полосе запирания, а па — постоянная затухания фильтра). Бесконечное
вносимое затухание в отдельных точках полосы запирания имеют многие типы
фильтров, например, типы 3 — 2, 3 —3 и 3 — 4 табл. XVI.3. Это показывает,
что характеристика фильтра .в полосе запирания не может быть определена
только по кривой постоянной затухания, и фильтр, который, судя по ней»
кажется непригодным, может в действительности иметь превосходную
характеристику вносимого затухания.
2. Вносимое затухание фильтра не может быть меньше полной постоянной
затухания фильтра на величину, превышающую 6 дб. Оно будет меньше на
X
6 дб только при -7- = 1 и только при па больше 12 дб.
R
xi
3. Если -д- близко к 1 и па мало, то вносимое затухание будет очень.
м&ло. При -г=рг=1 и ла=г4 дб вносимое затухание меньше 1 дб. Вследствие
этого фильтры некоторых типов свободно пропускают в полосе запирания.
Примером может служить фильтр высоких частот 2—1 в табл. XVI.2. Этот
вопрос детально рассмотрен в § 6 гл. XVI.
12. Затухание в полосе пропускания в случае неправильно
выбранной нагрузки фильтра
На практике, особенно в широкодиапазонных приемниках,
нагрузка фильтра может значительно отличаться от сопротивления
нагрузки /?, на которое рассчитан фильтр. В таких случаях
затухание в фильтре в полосе пропускания может оказаться значитель-
но~выше. Рассмотрим возможные пределы изменения затухания.
зэа

Материал этого параграфа соответствует случаю приемной
высокочастотной линии передачи со вставленным в нее фильтром, но
пригоден также для линий передачи любого типа. Для упрощения
в последующих параграфах этой главы принимается, что: 1)
фильтры не имеют затухания, 2) рассматривается поведение фильтров
лишь в пределах полосы пропускания, 3) линии передачи считаются
короткими и не вносящими заметного затухания. В § 14 приведена
формула, служащая для учета затухания в линии. Фильтр может
состоять из поел едоаа тел ьно соединенных звеньев двух или более
различных типов, имеющих различные полосы пропускания.
Затуханием рассогласования М в линии передачи назовем
выигрыш в децибелах, получаемый при введении в каком-либо месте
в линию передачи идеально согласующего элемента.
Вносимое затухание L фильтра определяется, как и раньше,
уменьшением (в децибелах) передаваемой мощности, при
помещении фильтра в каком-либо месте линии передачи.
Говорят, что линия передачи согласована, когда сопротивление,
измеренное в обоих направлениях, в любой точке линии' равно
волновому сопротивлению линии.
Если фильтр даже и нагружен с обеих сторон на оптимальные
фиксированные сопротивления (обычно выбираемые равными
50 ом)у то все же в некоторых точках полосы пропускания любой
фильтр будет создавать вносимое затухание. При тщательно
сконструированных фильтрах затухания во всей полосе пропускания
малы, за исключением точек вблизи расчетной критической
частоты. Если, однако, линия передачи не согласована (т. е. ее
нагрузка не равна волновому сопротивлению линии), то вносимым
затуханием фильтра нельзя будет пренебречь; оно будет
значительно меняться с изменением длины линии, даже если, в случае
согласованных нагрузок, вносимое затухание отсутствует. Точно
так же, если различные типы фильтров имеют одинаковые вносимые
затухания при согласованных нагрузках, то при одинаковых
несогласованных нагрузках вносимые затухания могут значительно
отличаться.
JBhochmoc затухание данного фильтра при данном
рассогласовании определяется путем сложных расчетов [см. формулу (50)].
Если, однако, к. с. в. в линии, измеренные в направлениях антенны
и приемника в отсутствии фильтра, и вносимое затухание фильтра,
включенного в согласованную линию, известны, то можно легко
определить максимально и минимально возможное вносимое
затухание.
Рассогласованная линия без фильтра. 1. Если линия
согласована на одном конце, а на втором нагружена устройством, причем
к. с. в. в линии при измерении в направлении этого устройства
равно а(, то затухание из-за рассогласования будет равно
Af = 101g -^"t-1^- дб. (54)
394

Это — основное уравнение затухания, которое многократно
используется в более сложных случаях, рассматриваемых ниже. По
формуле (54) построена средняя шкала номограммы на рис. XV.9.
2. Если к. с. в. в линии при измерении в направлении нагрузок,
подключенных на обоих ее концах, равны, соответственно, ог и а2,
то максимально возможное затухание рассогласования можно найти
по формуле (54), полагая,
о0 = ор2. (55)
Минимально возможное затухание можно найти из (54), полагая
°о= ~ или ао = ^-. (56)
В этих и всех следующих случаях можно также использовать
номограммы на рис. XV.9. Например, если ах = 2 и <з2 = 3,
максимальное затухание рассогласования соответствует о0 = 2X3 = 6 и
согласно рис. XV.9, равно 3,1 дб.
Рассогласованная линия с фильтром. 1. Если фильтр не
вносит затухания при согласованной линии, то максимально возможное
общее затухание рассогласования в случае рассогласованной линии
можно найти, используя (54) и (55), а минимальное — используя
(54) и (56).
2. Если вносимое затухание фильтра в случае согласованной
линии равно LQ, to максимально возможное затухание
рассогласования можно найти из (54), полагая
°0=а1а2а3> (57)
где <3j и а2 — к. с. в., измеренные в направлениях оконечных
нагрузок линии, а а3 — величина к. с. в., соответствующая М = /,0,
определяемая из (54) или рис. XV.9.
Для определения первых можно попрежнему применять
номограмму на рис. XV.9.
Например, если Z0 = 3 дб, то согласно рис. XV.9 а3 = 5,8. Если
а1=2, а2 = 3, то о0:=34,8.Из рис. XV.9 найдем, что максимально
возможное затухание рассогласования будет равно 9,7 дб.
13. Максимально возможное вносимое затухание при
несогласованном фильтре
Максимально возможное вносимое затухание LMatcc для данной
комбинации фильтра, линии и нагрузок равно разности затуханий,
вычисленных по фор*мулам (54) и (57), (54) и (56). Для
рассмотренного выше примера (а1 = 29 з2 = 3, /0 = 3 дб) максимально
возможное вносимое затухание будет, следовательно, равно
^ = 9,7-0,2 = 9,5 дб.
Заметим, что это максимальное затухание значительно выше суммы
Х0 и максимально возможного затухания рассогласования в
отсутствии фильтра (3,0-f-3,1 =6,1 дб).
395

Комбинируя формулы (54), (56) и (57), найдем
'-макс 1UiS о8 (cj-}-сг2)2 '
(58)
На рис. XV. 19 начерчена кривая Ьмакс как функция ог и <з2 для
случая Z0 = 3 дб.
Увеличение максимально возможного затухания
рассогласования при включении фильтра. Формула (58) дает максимально
возможное вносимое затухание. Оно будет иметь место в
действительности, если линия без фильтра случайно имеет такую длину
на данной частоте, при которой затухание, определенное
формулами (54) и (56), минимально, а фильтр имеет такие свойства на
Примечание: максимально
Рис. XV.19. Максимальное
вносимое затухание LMaKC в
полосе пропускания фильтра с
нагрузками по концам,
соответствующими к. с. в. cj и са.
Величина Lq взята равной 3 дб.
в 10
Рис. XV.20. Разность между
максимальными затуханиями из-за
рассогласования в полосе
пропускания с фильтром и без него.
К. с. в. нагрузок равно с1 и с2.
Затухания в фильтре Z.0 равны
3 дб.
данной частоте, что потери, определенные формулами (54) и (57),
максимальны. В действительности в линии без фильтра затухание
может быть максимально. Поэтому при измерениях чуЕСТЕительно-
сти приемника наименьшая возможная чувствительность,
определенная с помощью раздвижной линии, должна рассматриваться, как
стандартная чувствительность приемника. 'Если за стандартную
чувствительность принята минимальная, то максимально возможное
изменение стандартной чуЕстЕительности после включения фильтра
будет более правильным показателем работы фильтра, чем
максимально возможное вносимое затухание. Эта величина kM может
быть найдена путем вычитания из затухания, найденного по
формулам (54), (57), затухания, вычисленного по формулам (54), (55).
В результате получим
& °з(с1°2+1)
(59)
396

Кривая ДМ, вычисленная при L0 = 3 дб, построена на рис. XV.20
в зависимости от величины о{ и а2. Отметим, однако, что формула
(59) выведена в предположении предельных значений параметров
фильтра, при которых затухание максимально. Вообще говоря,
могут иметь место случаи, когда при включении фильтра
затухание рассогласования уменьшается.
Для случая о1= 2, а2 = 3, L0 = S дб, AM = 9,7 — 3,1 =6,6 дб,
значительно меньше Ьмакс, но все же значительно превосходит Lq.
С увеличением рассогласования, 1&М быстро достигает предельной
величины, равной
limAAf=101go3. (60)
При L0 = 3d6 это предельное значение равно 7,64 дб. Из рисХУ.20
и приведенного примера следует, что эта величина достигается уже
при относительно небольших значениях о1 и <з2.
Изменение затухания в полосе запирания фильтра. В
полосе запирания при рассогласованных нагрузках фильтра
наблюдаются изменения затухания. Расчет этих изменений в зависимости от
нагрузки сложнее расчета затухания в полосе пропускания. Если
рассогласование очень велико, то резкие уменьшения затухания
невозможны.
14. Влияние затухания в линии на величину к. с. в.
Наличие затухания в линии приводит к тому, что к. с. в. в
месте измерения будет меньше к. с. в. в месте подключения
нагрузки. Связь между значениями к. с. в. в месте подключения
нагрузки (ая) и на входе линии (овх), длиной линии / (в метрах) и
постоянной затухания а (в дб/м) дается формулой
о =g* + th*%- (61)
Вносимое затухание и затухание рассогласования для фильтра,
включенного в данную линию передачи, могут быть рассчитаны
довольно точно, если величины к. с. в. скорректировать по
формуле (61)
15. Волновод в качестве элемента фильтра
На частотах выше 1 000—2 000 мггц выполнение коаксиальных
фильтров высоких частот и полосовых фильтров становится
затруднительным, вследствие малых размеров элементов фильтра и
жестких допусков.
Применение волноводов в качестве элементов фильтров (вместо
коаксиальных линий) позволяет изготовлять фильтры для
значительно более высоких частот. Относительно большое поперечное
сечение волноводов увеличивает добротность (Q), что является
весьма важным обстоятельством для узкополооных фильтров.
397

Волноводный фильтр может .применяться как в системе^с волно-
водной линией передачи, так и в системе с коаксиальной линией
передачи, в последнем случае — в комбинации с двумя волноводно-
коаксиальными переходами.
Известно, что волновод во многом подобен обычной линии
передачи. Можно показать, что отражение в месте скачкообразного
изменения поперечного сечения волновода рассчитывается по обычным
формулам линии передачи, вводя соответствующим образом
определенное понятие волнового сопротивления волновода и включая
в месте неоднородности эквивалентную j^c
сосредоточенную шунтирующую
реактивность.
л ' ; 1
\
г
^
т \^\
*—а —Н
Рис. XV.21. Поперечные
размеры -прямоугольного
волновода.
Рис. XV.22. Длина волны и
волновое сопротивление волновода в
зависимости от частоты.
Волновое сопротивление волновода может быть определено
различными способами. Ниже предполагается, что в волноводе
распространяется волна #ю, а сопротивление в некотором сечении
волновода определяется отношением напряженности электрического поля
в центре поперечного сечения, умноженной на высоту волновода,
к полному продольному току, текущему по боковой стенке
(шириной а) волновода. Если в волноводе нет отраженных волн, т. е.
он согласован с нагрузкой, то это сопротивление постоянно' вдоль
волновода и определяет волновое сопротивление волновода.
Волновое сопротивление прямоугольного волновода для волны Я10
равно
_№r?b
'Ооо
УЧ-'?)" V1-(-■;)''
(62)
где b и а—размеры поперечного сечения (рис. XV.21), /—частота,
f —критическая частота, г — диэлектрическая проницаемость (для
вакуума е= 1), a Z0oo = _р-~ —волновое сопротивление при /=оо.
Кривая отношения Z0jZ0oo приведена на рис. XV.22. Другое важное
соотношение
А 1 1
r yrzffi /,_(^-
(63)
398

где Я — длина волны в безграничной среде с диэлектрической
проницаемостью s, A—длина волны в волноводе, Хкр критическая волна
(Х = Хкр при f=fKp).
Для прямоугольного волновода
1кр = 2а\Г*. 64)
Кривая, построенная по формуле (63), также приведена на рис. XV.22.
Формулы (62) и (63) применяются при конструировании волновод-
ных фильтров, наряду с уравнениями линии передачи (14) и (15)
Ьо1
Zq2 Zoi z°z
lol
а)
Рис. XV.23. Два основные типа сочленений прямоугольных
волноводов с неравными поперечными сечениями (ли 6),
в — эквивалентная схема сочленения. Величина X
индуктивная в случае а и емкостная в случае б.
а/ </
О——Ц—-Д%
А
в) г)
Рис. XV.24. Некоторые типы волноводных диафрагм (я, б, в);
г —эквивалентная схема бесконечно тонкой диафрагмы.
Величина X емкостная в случае а и индуктивная в случаях бив.
и круговыми диаграммами. При использовании этих уравнений линии
важно помнить, что Z0 зависит от частоты, а электрическая длина 6
равна не -^-, a -j-.
Для волновода формула (15) должна быть переписана в виде
z== Zo°° 1 v f ' . (65)
-J i _(ЬУ r Z°°° +JZH tg-t y\-(fjff
" \ f ) V1-v*pW
Влияние местных искажений поля при скачкообразном изменении
поперечного сечения (рис. XV.23) или при помещении в волновод
тонкой диаграммы (рис. XV.24) может быть учтено с помощью
сосредоточенной шунтирующей реактивности, включенной в месте на-
399

рушения однородности волновода. На рис. XV.25 изображена
эквивалентная схема для двух отрезков волноводов, на стыке которых
имеет место неоднородность. После нахождения эквивалентной схемы
волноводная задача сводится к обычной задаче из теории цепей.
Шунтирующие реактивности для
различных типов неоднородностей
рассчитаны; имеются также
построенные по найденным формулам
соответствующие кривые. Наиболее
употребительна формула для
шунтирующей реактивности, эквивалентной
скачкообразному изменению высоты
волновода. Построенная по ней
кривая приведена на рис. XV. 23. Эта
реактивность становится малой, когда
максимальная высота b много мень-
А
ше ширины а, т. е. если - велико.
Отметим, что если последовательно
расположенные неоднородности
близки друг к другу, то необходимо учи-
Zo
Рис. XV.25. Полная эквивалентная
схема для неоднородностей,
изображенных на рис. XV.33 и XV.24.
Z„i и 0,—волновое сопротивление и
электрическая длина волновода влево от
неоднородности, Zo2 и 02—вправо от
неоднородности, X—эквивалентная реактивность
неоднородности, Z2 — эквивалентное внутреннее
сопротивление генератора, ZH —
эквивалентное сопротивление нагрузки..
Для Ъ lA*0jS а Ь'/ьЦ. Waff {In -1/4}
( с точностью ♦ % /
Рис. XV.26. Эквивалентная
шунтирующая реактивлость ступеньки
в месте сочленения прямоугольных
волноводов.
тывать их взаимодействие,
обусловленное волнами высших
типов*.
Затухание в волноводе на
волнах длиннее критической.
На частотах ниже/^ волновода ]волновое сопротивление, как видно из
формулы (62), чисто мнимо. Длина волны в волноводе также
мнима, как следует из формулы (63), а мнимая часть постоянной
распространения Э =/ ^~"ПС)ЛОжительная величина. Следовательно,
на волнах ниже критической, отрезок волновода пэдэбэн фильтру
в полосе запирания, а постоянная затухания на сантиметр длины
выражается формулой
2-
а = 8,686 -,—1/1
ккр У
■Шкр)г~ дб\см.
(66)
* Если расстояние между неоднородностями невелико, то отражения волн
высших типов от неоднородностей приводит к изменению эквивалентных
параметров неоднородностей. (Прим. редактора).
400

На рис. XV.27 приведена построенная по формуле (66) кривая
изменения а с частотой.
Сходство м°жду отрезком волновода и фильтром высоких частот
очевидно. Волноводный фильтр высоких частот может быть
выполнен просто в виде отрезка волновода, кри- so
тическая частота которого равна критиче- |
ской частоте фильтра. Этот отрезок
волновода может непосредственно
включаться в волноводную линию передачи или
иметь по обоим концам широкополосные
переходы с кабеля на волновод. В любом
случае кривая вносимого затухания на
частотах ниже и выше критич ской
несколько отличается от кривой постоянной
затухания; сюда приложимы замечания,
сделанные в §§ 7-11. В частности, вносимое
затухание бесконечно при/=0, хотя при
ЭТОМ постоянная затухания конечна. В ГЛ. Рис. XV.27. Затухание в вол-
XVI описаны волноводные полосовые ™0A\™™ZT ™
фИЛЬТрЫ И фИЛЬТрЫ ВЫСОКИХ ЧаСТОТ, ИС- «-затухание в Щсм длины,
ПОЛЬЗуЮЩИе ОПИСаННОе СВОЙСТВО ВОЛНО- Х*^—критическая длина волны
водов в см, ///^—отношение частоты
^ * к критической частоте.
16. Свойства П -и Н-образных волноводов *
В этом параграфе приведены формулы и кривые, служащие для
определения критической частоты и волнового сопротивления
прямоугольных П- и //-образных волноводов, изображенных на
рис. XV.28.
Kft-
:^Т%Т */"
, ^0/-^^^%*т*- #i
^
а.
J— а
я-
2Ь,
V
Рис. XV.28. Поперечные сечения:
а — Я-образного волновода, б—/f-образного волновода.
Пониженные критическая частота, волновое сопротивление и более
широкий диапазон, в котором отсутствуют высшие типы волн,
делают /7- и //-образные волноводы особенно пригодными для при-
* В работе Л. Н. Дерюгина „Расчет критических частот /7-и //-образных
волноводов" („Радиотехника", 1948 г., № 6, стр. 49) дан метод расчета,
значительно более точный, чем излагаемый в настоящем параграфе. (Прим.
редактора).
26 Техника сверхвысоких частот. Часть I.
401

менения в качестве элементов волноводных фильтров и переходов
с коаксиального кабеля на волновод.
Различные применения /7- и //-образных волноводов перечислены
в конце этого параграфа.
Расчетные кривые для проектирования Я- и //-образных
волноводов (волна Нх0). На рис. XV.29 и XV.30 приведены кривые
изменения критической частоты и волнового сопротивления /7-образ-
ного волновода в зависимости от его поперечных размеров. При
этом кривые на рис. XV.29 соответствуют волноводу, для которого
Рис. XV.29. Волновое сопротив- Рис. XV.30. Волновое
сопротивление и критическая частота ление и критическая частота
/7-образного волновода /7-образного волновода
(&l/ei = 0,136). (^/а1==0,5).
#i/tfi = 0,136, а на рис. XV.30 b1ja1 = Q,5. По оси ординат отложена
величина А^/2яа = Я /Л =/жу/¥/|, равная отношению критических
длин волн /7-образного волновода и нормального волновода (с
одинаковыми ах и Ьх). По оси абсцисс откладывается величина
отношения а2\ах—отношение ширины выступа к ширине волновода.
Сплошные кривые на рисунке соответствуют постоянным
отношениям b2lbl. Например, если ^/^ = 0,5, tf2/ai = °>4, b2/b1=^0il, то
из рис. XV.30 найдем: Я^/Я^=/^//^=2,85, Если критическая
частота!нормального волновода равна 2 850 мггц, то для
/7-образного волновода она будет равна 1 000 мггц. Сравнивая рис. XV.29
и XV.30, видим, что кривые постоянного b2jbx отличаются друг от
д^уга незначительно. Если Ьх\ах отлично от 0,136 и 0,5, то
применение тех же кривых, приведенных на рис. XV.29 или XV.30, не
приведет к большим ошибкам. Кривые на рис. XV.29 можно приме-
402

нять при 0<bxjax<ll3, а кривые на рис. XV.30 при Ьх\аъ близком
к 0,5. Каждая пунктирная кривая соответствует значениям
волнового сопротивления при бесконечной частоте (Z0oo). Если Z0oo и
критическая частота /' известны, то волновое сопротивление на любой
частоте / можно получить, умножая Z0oo на величину
Z0 А_ 1 (67)
Длицу волны в волноводе на частоте / можно получить из
уравнения (67), умножая длину волны в свободном пространстве на тот
же множитель. На рис. XV.22 приведена кривая, построенная
по формуле (67). В приведенном выше примере волновое
сопротивление волновода при 61/а1 = 0,5, а21ах=0,4, Ь2/Ьх =0,1 и х'\Хк =
= 2,85 равно 47 ом при /=оо. При /=1,5/ волновое
сопротивление будет в 1,34 раза больше, т. е. 47X1,34 = 63 ом. Если
6,/д, ^=0,136=^=0,5, то Z0oo можно все же определять с большой
точностью с помощью кривых на рис. XV.29 и XV.30. Для O<#,/0j<1/3
величину Z0oo, найденную по рис. XV.29, необходимо умножить
на масштабный множитель Ьх/ах-1/0,136. При 1/3^^i/^i <2/3
величину, найденную из рис. XV.30, необходимо умножить на
множитель bxjax- 1/0,5. Например, если Ьх\ах =0,2, b2jbx = 0,3 и а2\ах-= 0,5,
из рис. XV.29 получим Z0oo=28 ом при Ьх\ах=.0,136. Отсюда для
0 2
bxjax = 012f Z0oo = 28-Q-1,3-g =41,1 ом. Расчеты волнового
сопротивления были проверены экспериментально при Ъх\ах = 0,25; было
получено весьма хорошее совпадение опытных данных с расчетами
по описанному методу. Вследствие допущений и приближений
при выводе формул, кривые на рис. XV.29 и XV.30 точны лишь
при малом Ъх\ах. Ошибки в значениях критических частот весьма
малы в обоих случаях *. Однако, ошибка в волновом
сопротивлении, определяемом с помощью кривых на рис. XV.29, мала, а в
случае рис. XV.30 довольно заметна. Например, согласно рис. XV.30
при а2/я, =0,36 и b2lbx= 0,095, Z0oo = 50 ом. Экспериментально
же установлено, что для получения такого волнового сопротивле-.
ния величину b2\bx необходимо увеличить на 13%. Однако и при
bxJax = 0,5 кривые сопротивлений дают величины, полезные в
качестве приближенных исходных данных для конструирования.
Формулы и кривые для /7-образного волновода непосредственно
применимы и в случае Я-образного волновода (рис. XV.28,6).
В этом случае общая высота волновода равна 2ЬЪ а расстояние
между выступами — 2#2. Например, при ^ = 70 мм, ^ = 19 мм,
Ьх\ах = 0,136 и кривые на рис. XV.29 применимы непосредственно.
Для нахождения волнового сопротивления можно также взять кри-
* Метод Л. Н. Дерюгина дает точные значения критических частот при
значительно больших b1ja1 (&i/fli>0,5). (Прим. редактора).
26*
403

£ые,* приведенные на рис. XV.29 и XV.30. Необходимо лишь удвоить
найденные по ним значения. Например, если для //-образного
волновода при bjal = 0,136, ^/^ = 0,35 и ft2/6, = 0,2, то согласно
рис. XV.30, xJXKp=l,9 и Z0oo = 2-26 = 52 ом.
Расчетные формулы. Приведем расчетные формулы,
применяемые при построении кривых, изображенных на рис. XV.29 и XV.30.
В них 0J и 62 означают длины отрезков, показанных на рис. XV.28,
в долях критической волны; так, например 62=360-у. ——, гдеЯ^' —
кр
.волна в свободном пространстве при критической частоте волновода
сложной формы.
Критическая частота для волны Н10 определяется из
следующего уравнения
^i_Ctg8l_ ^о
ь, tge.
(68)
Я R
где vr должно быть найдено из рис. XV.26. При определении -=>,-
А полагается равной X , b заменяется на 2£, a b'/b—на b2\bx*
Формула (68) весьма точна при ^1~^2>^1. Выражая X' через 02 и 62,
найдем
X' =(J®l-\x , (69)
где X —2а — критическая длина волны для волновода без
выступа, а 6, и б2—величины, удовлетворяющие соотношению (68).
Волновое сопротивление /7-образного волновода для волны //10 равно
Zcoo = -7-7 1 ЪГ\0М- (7°)
Хкр\ sin 6а+ b2fbi cos 02 tg -g-j
В формуле (70) не принимаются полностью во внимание
реактивности, включенные в сечении, где расположена неоднородность, и
следовательно она верна лишь при малых Ъх\ах.
Укажем также, что формулы (70) справедливы при тех же
;ограничениях, что и формула (28). Для //-образного волновода
волновое сопротивление, вычисленное по формуле (70), должно быть
удвоено.
17. Критические частоты для высших типов волн
в волноводах сложной формы
Критические частоты высших типов волн важно знать потому,
что рабочий диапазон системы, содержащей волноводную секцию,
обычно ограничивается диапазоном между критической частотой
волны //10 и критической частотой одного из высших типов волн.
Поэтому желательно в волноводах широкополосных установок
отдалить критические частоты волны //10 и высших типов как можно
404

больше друг от друга. Одним из преимуществ Я- и //-образных
волноводов является то, что они могут обеспечить значительно
больший разнос критических частот, чем обычные прямоугольные
волноводы. Благодаря наличию выступа (или выступов),
следующими непосредственно за Я]0 высшими типами волн в Я- и
//-образных волноводах являются волны Я20 и //30. Для обычного
прямоугольного волновода критическая частота волны Я20 (fKp2) равна
удвоенной, а для волны Я30 (fKp3) — утроенной критической частоте
Щ
о.г\
(к
0J
°К
ЛЬ*0
Волна
ти
па г
го
■02
4,0
MP
О 0J 0,2 OJ Ofr 0,5 0,6 0,7 0,8 0,3 1,0
a2/af
1.0
0.0
or
up
Ok
02
0
^
o&
Волна
типа
Нзо
-bjbfti
.0,2
OJ 0J2 Oj Ofr 0,5 0,6 0,7 0,8 0,3 Iff
azlai
Рис. XV.31. Отношение критических частот волн типа #20 и #30 в Я- и
В -образных волноводах к критическим частотам "этих волн ^в прямоугольном
волноводе.
волны Я10. Значения критических частот волн Я20 и Я30 в Я и Я-об-
разных волноводах (f'Kp2 и /^3) приведены^ рис. XV.31.
Ординатами графиков являются отношения критических частот
соответствующих волн к критической частоте той же волны в прямоугольном
волноводе той же ширины av Абсциссы равны отношению
ширины выступа к ширине волновода.
Отношениеf'Kp2/fKp2 максимально при 1/4<~<1/з» в
зависимости от величины Ъ^ЬЛ. Когда Ь2/Ьг становится исчезающе мало,
максимальная величина fKp2lfKp2 приближается к 3/2 при a2lax^.llz.
/' Jf ~ максимально при aJa^ 0,5. При этом значении a2jaA кри-
тические частоты волн Я10 и Я80 максимально отдалены. Легко
показать, что при а2/аг = 0,5, fKpZlfKpZ возрастает с уменьшением
b2/bu стремясь в пределах к 4/3.
Из рис. XV.29—XV.31 следует, что при необходимости
обеспечить широкую полосу между волнами Я20 и Я30, выступ должен
составлять от 1/г Д° XU ширины волновода.
Кривые на рис XV. 31 вполне точны лишь для волноводов
с очень малым bb'av Однако они достаточно удовлетворительны
и при обычных отношениях Ьх1ах с упомянутыми выше
ограничителями.
405

18. Затухание в 77 и tf-образных волноводах
Постоянная затухания в дб/м для медного Я-образного
волновода в области распространения может быть весьма точно
подсчитана по следующей приближенной формуле
а = 6,0Ы0-7-£у7 1
Г1 2 1 bx
дб/м,
(71)
где аи bx — в см, f—в гц, k — поправочный множитель, несколько
превышающий единицу, учитывающий отличие между
распределениями токов в /7-образном и нормальном волноводах.
Если tV^i^Vsi то ^<1>5. Для Я-образного волновода Ьг.
должно быть заменено полной высотой волновода 2ЬХ. Если волновод
изготовлен из другого материала, то а изменяется пропорционально
VV/a, где Iх—магнитная проницаемость, о—проводимость.
19. Экспериментальная проверка расчетных кривых для tf-и Я-об-
разных волноводов
Для проверки расчетов был испытан Я-образный волновод
длиной 90 см, размеры поперечного сечения которого приведены на
рис. XV.32. При указанных размерах
£,/^=0,136, £,/£, = 6,35 02/0, = 0,40. Без
выступов критическая волна равнялась
2 X 2,36 X 2,54= 12,0 см, а критическая
частота 2 500 мггц. Из рис. XV.29 найдем
Ujfnp = 1 >5 и ZoJ2 = 37 ом. Таким об-
разом, /J=1670 мггц, а Z0oo = 74 ом. Из
рис. XV.31 приближенно получим f^jfKfa=
^1о и ОЛрв=1.°6- 0тсюда
^
L
Т
Рис XV.32. Поперечное
сечение //-образного
волновода.
Экспериментальные данные для
такого сечения приведены
в табл. XV. 1.
/^=2X2500 х 1,10 = 5500 мггц,
/^3 = 3 X 2 500 X 1,06 = 7 950 мггц.
Рассчитанные и измеренные критические частоты сведены в
таблице XV.2.
Таблица XV.2
Критические частоты для различных типов волн в Я-образном волноводе
Тип волны
я10
#30
Расчитанная критическая
частота в мггц
1670
5 500
7 950
Измеренная критическая
частота в мггц
1675
5 200
7 900
406

Этот //-образный волновод применялся в качестве элемента
широкополосного перехода с коаксиального кабеля на волновод.
Конструкция перехода описана в гл. XVI. Там же приведены
экспериментальные данные по проверке расчетных кривых волнового
сопротивления П- и //-образных волноводов.
20. Применения Я- и Я-о б разных волноводов
Выше упоминалось, что /7- и //-образные волноводы
применяются при конструировании волноводных фильтров и переходов
с коаксиального кабеля на волновод. Эти волноводы могут
применяться и в других случаях. Рассмотрим некоторые из них.
1. П- и Я-образные волноводы могут применяться для канализации
энергии в случае необходимости перекрыть широкий диапазон частот при условии
распространения волн лишь одного основного типа. Между критическими
частотами волн #ю и Я20 легко получить диапазон с четырехкратным, а между
критическими частотами волн #ю и #3о — даже с шестикратным перекрытием.
Затухание, правда, в несколько раз больше, чем в обычном волноводе, но все
же значительно меньше, чем в коаксиальном кабеле. Вдобавок, уменьшение
критической частоты волновода приводит к уменьшению его поперечных
размеров.
2. Из формулы для постоянной затухания в волноводе сложной формы
(формула(71)] видно, что можно получить очень высокое затухание за счет
максимально возможного уменьшения а\ и Z0oo. Если волновод или только
сами выступы выполнить не из меди, а из стали, то затухание в волноводе
сложной формы может в 1000 раз превзойти затухание в обычном медном
волноводе без выступов. Отрезок такого волновода с плавным переходом на
стандартный волновод может быть с успехом использован при конструировании
широкодиапазонных поглощающих насадок (§ 2 гл. XIV). Общая длина
насадки и плавного перехода в 10-сантиметровом диапазоне будет равна всего
лишь 120 см.
3. Волноводы сложной формы могут применяться в широкодиапазонных
направленных ответвителях и измерителях мощности, в которых требуются
волноводы с почти постоянным волновым сопротивлением в широком диапазоне
волн ('§1 29 гл. XIV). Кривая изменения волнового сопротивления с частотой
приведена на рис. XV. 22. В качестве линии передачи прямоугольный волновод
обычно применяется на частотах, в 1,5 раза превышающих критическую
частоту. Из рисунка видно, что даже в этом участке волновое сопротивление
резко меняется с частотой. Волновод сложной формы с теми же самыми
внешними размерами, что и прямоугольный волновод, будет иметь значительно
более низкую критическую частоту и следовательно будет работать на частотах
значительно выше критической. Из рис. XV.22 следует, что волновое
сопротивление при этом будет почти постоянным. Отрезок волновода сложной формы
может быть присоединен к нормальному прямоугольному волноводу с
помощью перехода с плавно уменьшающимися выступами.
Хотя постоянство волнового сопротивления можно также обеспечить,
применяя прямоугольные волноводы, более широкие, чем стандартные (что также
приводит к понижению критической частоты относительно рабочей), этот путь
имеет ряд недостатков по сравнению с волноводами сложной формы: 1) в
расширенном прямоугольном волноводе могут распространяться волны высших
типов и 2) конструктивно такой волновод более громоздок.

ГЛАВА XVI
КОНСТРУИРОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ, ВЫПОЛНЕННЫХ
ИЗ ОТРЕЗКОВ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ
В настоящей главе приведены данные по конструированию
фильтров из отрезков коаксиальных линий и волноводов. Коаксиальные
фильтры могут быть разбиты на две разновидности:
1) фильтры из коротких отрезков линий, т. е. таких, которые
могут быть приближенно заменены сосредоточенными индуктивно-
стями или емкостями, и 2) фильтры из резонансных отрезко-в
линий, резонансы которых находятся в пределах основной полосы
пропускания фильтра.
1. Полный фильтр
Расчетные формулы, приводимые в этой главе, определяют
параметры одиночного звена фильтра. Звено фильтра определяется
как простейшее симметричное устройство, которое обладает
основными свойствами фильтра. Полный фильтр состоит из одного или
нескольких звеньев (одинаковых или различных типов),
соединенных последовательно. Одно звено фильтра само по себе редко дает
удовлетворительную частотную характеристику. Однако
комбинация звеньев в виде цепочки может быть выполнена таким образом,
чтобы обеспечить почти любую желательную частотную
характеристику. Если фильтр составлен из нескольких одинаковых звеньев,
то его частотную характеристику легко определить, используя
номограммы вносимых потерь, изображенные на рис. XV.9 и XV.10.
Если звенья неодинаковы, но характеристические сопротивления их
(в обоих направлениях) равны, т. е. звенья согласованы между
собой, то этими номограммами можно пользоваться. Если же
фильтр состоит из разнородных звеньев с несогласованными
характеристическими сопротивлениями, то эти номограммы неприменимы,
и точный расчет вносимых потерь весьма трудоемок. В этом случае
рекомендуется сделать характеристические сопротивления всех
звеньев возможно более близкими к сопротивлению нагрузки в
полосе пропускания. Если фильтры высоких и низких частот в
сантиметровом диапазоне выполнить относительно просто, то
конструирование широ'кодиапазонных полосовых фильтро-в представляет
большие затруднения. Можно, однако, получить полосовой фильтр,
комбинируя группы звеньев фильтров высоких и низких частот.
408

2. Фильтры из коротких отрезков линий
Фильтры, выполненные из коротких отрезков линий (намного
короче Я/4), распространены по следующим причинам: 1) размеры
их меньше, чем фильтров, состоящих из резонансных отрезков
линий, и поэтому они менее громоздки на низких частотах, 2) в
общем случае звенья фильтров низких частот и полосовых фильтро-вг
выполненных из отрезков линий передачи, имеют паразитные
полосы пропускания, расположенные ниже основной полосы
пропускания, а звенья фильтров высоких частот имеют паразитные полосы»
запирания ниже основной полосы пропускания (см. § б гл. XV) .
Эти дополнительные полосы запирания и пропускания для
фильтров из коротких отрезков линий значительно уже, и имеют место
на значительно более высоких частотах, чем в случае резонансных
фильтров, 3) между фильтрами, выполненными из коротких
отрезков линий и из сосредоточенных элементов, имеется более полное
соответствие. В табл. XVI. 1 и XVI.2 приведены характеристики и
расчетные формулы ряда фильтро-в, выполненных из коротких
отрезков линий. Отметим, что нельзя сконструировать полосовые
фильтры такого тшт-а с очень узкими полосами пропускания, так
как для этого потребуются линии с чрезмерно высокими волновыми
сопротивлениями.
Методика расчета фильтров с оптимальными характеристиками
при данном сопротивлении нагрузки приведена в §§ 8 и 9 гл. XV.
Формулы и кривые для сосредоточенных емкостей, эквивалентных:
неоднородностям, и указания по практическому конструированию
приведены в § 15.
3. Фильтр низких частот из коротких отрезков линий
Ф'ильтр типа 1—1, изображенный в табл. XVI. 1, является
простым и эффективным фильтром низких частот. Приближенная
эквивалентная схема, приведенная в таблице, показывает, что звено
такого фильтра очень похоже на фильтр из сосредоточенных
элементов постоянного- к. Точные расчеты показали, что'
характеристическое сопротивление, фазовая постоянная & и постоянная
затухания а с точностью в несколько процентов совпадают со
значениями этих параметров для подобного фильтра, выполненного из
сосредоточенных элементов, при 9j вплоть до 1 радиана
(рис. XVI.1), в,—параметр, смысл которого ясен из табл. XVI.1.
Поэтому при конструировании фильтра или при расчете частотной
характеристики в полосе пропускания, можно использовать
значения характеристического сопротивления и фазовой постоянной
соответствующего фильтра из сосредоточенных элементов.
Фильтры типа 1—1 можно конструировать для применения их
на частотах вплоть до 10 000 мггц. В фильтрах низких частот
можно использовать от 1 до 15 звеньев, в зависимости от требуемой
крутизны спада частотной характеристики. На рис. XV.12 и XVI.2
приведены частотные характеристики различных фильтров этого
типа. Расчетные формулы в табл. XVI. 1 точны до тех пор, пока С
40$

Таблица XVt.l
Звенья фильтров низких и высоких *iacfot, вьтолненнкх из коротких отрезков линий*
v = 3.10Ю//в см/се к, ш = 2п/.
Наличие дополнигелк
тх полос пропускали*
Эскиз збена
При блаженная зкди\
валентная схема
Характера ста чес\
\кое сопротавление\
Постоянная передачаРа счетные формулы
Примечания
/-/
7l± h'z°
кК
1С 17^ 1ь
Q 'Ъ 2J
X
LlOs
6)
Шльтр низких частот
X X.
1Г~
U ''
r 2сЩ/2)
дополнительные
узкие полосы пропуА
жния имеют местол
\дблизи Ы/2л хШ
\атд илив?п,гк,щ
и т.д.
в^X, желательно
9.$ 1 радиана
В тексте приведем
ны точные расчеп!
ные формулы
1-2
а)
с
чь
-\\-
6)
Фильтр высоких часщ
/ft
\
/-Г-
Для9^^
7 - ?JL
° ' 29,
Полосы дысокого
затухания вблизи\
.ДА
I-
2UJ,Z;0
\Для уделичения
ширины полосы
{пропускания 9<fe
уочные расчетные
формулы приведен^
на рис XVJ. $
21
^yfi
С2/2
1-3
■ х*
rtZr
М-произвоон 2 полузд
\фильгра низких частот
Т^
яУ.—'г-
Л
f, L
7 -2т& П т
L°>~ 9, ,С?~Я/,Я
Lnn~ 2m в,
/w 1
Ь ~\Ji-mz
Zf более pa дно
мерно при т*0,$
Дли 02<f
1 - в и
1-h
L lo*R 2С,
производное полуздено
\фильтра высоких частот\
оХ-
r^v
Л» Л
_ /г
L' ~WWm
г -iJtSL) ;
'/ \[Fmb
Zf более
равномерно при maOfi

_ Таблица XVI.2
Звенья полосовых фильтров, выполненные из коротких отрезков линий. v—SAOio/VTсм/сек, ы=:2к/
Зскиз здена
Приближенная зкви-
\6алентная схема
Характеристи чес-
\кое сопротивление
постоянная передаче
[Расчетные формулы
Дополнительные
\полосы пропускания]
Примечания
?-ta
\Полосодой фильтр
TC2
2,
Z^l
°к
// ',
/г Л
Для ег - j радиан
z°'z,° (Ш-1
("-ш1б1гоСг-(Щ)Г,
Узкие
дополнительные полосы
пропускания имеют мест(\
вблизи I, -пЛ
^Электрически то we.
\что и 2.16 Во мно
гих случаях проще
выполнить 2-16
2-/6
'1,1а UB
\Тоже самое, что
и 2-fa
То те самое что
и 2-/а
Колосовой фильтр
\Для в2 ± 1
Lt20,uH,также как2-!
ce~2tjte,z0V\f2l J
Тоже самое что
и 2-Ja
Электрически то энх
\самое что и 21а
%Jof
t2^o2
2->2
nip—ih
\Полосо8ой филыпт
гп
То we самое что
и 2- 1а
"\±^
Л /,
В2 — о U 6р — n f
7 -1м/Jl) ,-ZM
L°1 вг if,-/J' '" Ш?
lO?-2B?\~J'L2~UJ2
Возможнь/t узкие
дополнительные
полосы пропуска
ни я имеют место,
вблизи Lf - njt
вр— р и в? — р
\ii.lp С, также как k
1о2~2в2{ Л '
п- >
L2 X(fg-f,)Z*
2С,
!-2^02\
Я'в
2С, 2С<
щ
^&
| С2 glf 2-ut\
Полосовой фильтр\
Тоже самое что
и 2-ta
"i\^
Тоже что и 2-2
Возможно/ такэюе
конструкции в биде
П- образного звена

может считаться чисто сосредоточенной емкостью. Хотя Вг может
иметь любое значение вплоть до 180°, этот параметр необходимо
fn выбирать минимальным с
// целью разделения и
сужения паразитных полос
пропускания и увеличения
затухания в полосе
запирания. Величина 8, от
30 до 60° будет
достаточной в большинстве
случаев. Паразитные полосы
пропускания для этого
фильтра имеют место
вблизи частот, для кото-
у^ рых / равно целому числу
' полуволн. 6j должно быть
выбрано таким образом,
чтобы эти полосы
имели место на таких
частотах, на которых он»
не могут причинить
вреда. При конструировании
фильтра из двух групп
звеньев, имеющих разные,
значения бь но
одинаковые критические частоты,,
можно совмещать
паразитные полосы запирания
одной группы с полосами
запирания другой, в
результате чего все они
будут сильно ослабляться*
Рекомендации по
определению оптимального
относя
160\
1Ш
%Щ
Й- 80
ч 60\
ш
20\
о\
%*£
'f'
S
г
-3
i
)
У
У
*
//
/
/
/
Jv
'Л
\
\
^CL/
о о.г о,ч об о,8 w n it is
Г If,
Рис. XVI.1. Волновое сопротивление и
постоянная передачи для фильтра с переменным
сопротивлением и фильтра низких частот
постоянного k:
а—постоянная затухания, р—фазовая постоянная
(Вс - 50°, 92с - 25°, Вс - 0);
/—фильтр, выполненный из отрезков линий передачи,
2—активное, 3— фильтр, выполненный из элементов
с сосредоточенными параметрами, 4—реактивное.
30 35
W и5 5,0
Частота 6 кмггц
5,5
W
W W 5,0
Частота д нмггц
Ю
SZ
Рис. XVI.2. Экспериментальные частотные характеристики двух 15-звенных
фильтров низких частот:
а—все звенья одинаковы, б — фильтр переконструирован так, чтобы оконечные звенья
выполняли роль согласующих элементов (13 внутренних звеньев и 2 оконечных)
412

шения характеристического сопротивления Z/o при /=0 к
сопротивлению нагрузки R и методы улучшения характеристик фильтров
низких частот приведены в §§ 8 и 9 гл. XV.
4. Точное конструирование фильтров низких
частот с переменным характеристическим сопротивлением
Пр'и конструировании фильтров низких частот, выполненных из
отрезков линий передачи, внутрь линии вставляются емкостные диски
довольно большой толщины. На частотах свыше 1 500 мггц эти
диски должны уже рассматриваться как отрезки линий передачи,
лричем необходимо учитывать емкости, обусловленные неоднород-
ностями по концам дисков. Таким образом, фильтр оказывается
состоящим из последовательно включенных отрезков линий
передачи с высокими и низкими волновыми сопротивлениями. Методика
тщ
SZZ2L
Из,
2jff-*\ Zof p^» %оГ*\щ
*}
Рис. XVI.3. Конструкция фильтра
низких частот с переменным
характеристическим сопротивлением:
л —оконечное звено участком -_-, о—око-
rv
fcKH
п
ftb
\е.
Мб
fer~
конструирования фильтра низких частот с переменным
сопротивлением описана в нижеследующих паралрафах; она значительно
упрощается благодаря использованию графиков.
Фактическая критическая частота будет отличаться от расчетной
не более, чем на 2 %, если только элементы фильтра изготовлены
с достаточной точностью. При расчете фильтра низких частот с
заданной критической частотой fA сначала выбирают электрические
длины 6, и 92 (рис. XVI.3), соответствующие критическим частотам,
таким образом, чтобы паразитные полосы пропускания не причиняли
вреда. Для Gi>02 узкая паразитная полоса пропускания имеет
место при 6lf близком к яте (я-целое число), и более широкая — при
62 == /гтс. При zp>2 ширина узких паразитных полос обычно
превосходит /т/2. Ширина широкой паразитной полосы равна 2/, при
et/e2, равном целому числу. Естественно, что значения В1кр и Ъ2кр
должны лежать в пределах, допустимых из механических сообра-
413

жений. Затем определяют Z01/Z02 = p из рис. XVI.4. Z01 — большее,
а z02 — меньшее волновые сопротивления (рис. XVI.3).
Приближенные значения Ъ2кр, принятые при расчете кривых, изображенных на
рис XVI.4, были бы точными лишь при отсутствии неоднородностёй.
Волновое сопротивление ZI0 при/=0 выбирается согласно
указаниям в § 9 гл. XV, после чего Z01 определяется из рис. XVI.5
(при этом используются приближенные значения ®2кр). После этого
легко определить Z02 из соотношения Z02 = Z01/p.
Диаметры проводников (рис. XVI.3) можно получить из формулы
для волнового сопротивления коаксиальной линии_[формула (XV.26)]»
Скорректированная величина Ъ2кр (обозначаемая Ъ2кр) рассчитывается
по формуле
\rp = 2arctg(tg^-e^ot). 0)
где вс—реактивность неоднородности в месте изменения диаметра
внутреннего проводника. Для расчета Вс используются кривые,
приведенные на рис. XVI. 28. Вводя C'dl (а, т), определяемую из этих
кривых, получим
BCZ02 = 1,96/^Cj, (а,т)Z02-Ю-5, (2)
где /,— критическая частота в мггц,Сй (а, т) выражено в пф на
сантиметр окружности, D = 2r3—внешний диаметр в сантиметрах.
На рис. XVI. 28 и в формуле (2) принято е1 = 1, но г2 может иметь
любую величину, 1Л и 12
вычисляются по формуле
(XV. 16) из величин 6, и
*б2ж . Фильтр можно
закончить либо отрезком линии
волнового сопротивления
Z01, длиною 6,/2, либо
отрезком линии волнового
сопротивления Z02 длиною
б2/2(см.рис. XVI.3). В
обоих случаях можно исполь-
зоЕать приведенные выше
расчетные формулы.
Кривые на рис. XVI.28
точны только в тех
случаях, когда
последовательные неоднородности
расположены далеко друг от
друга. Очень хорошие
результаты можно получить
при /2>2(г3—г2) и /j>
^2(r3 — r2). Первое условие удовлетворяется вообще без труда.
Второе накладывает определенное ограничение на максимально
допустимый внешний радиус г3. Практически на сантиметро-
414
Рис. XVI.4. Кривые для расчета фильтра
с переменным волновым сопротивлением.

вых волнах г8 выбирают минимальным (например, 2г3 = 6 мм), так
как при этом не только уменьшается ошибка в BCi но уменьшается
и само Вс. Число звеньев, необходимое для получения требуемой,
крутизны спада частотной характеристики, может быть грубо
установлено на основании примерных кривых, приведенных на рис. XVI.2
и XV. 12. Если паразитные полосы пропускания фильтра низких
частот могут причинить неприятности, то их можно будет устра-
0 2 4 6 8 10 12 /4 16 18 ZO ZZ Ik 26 28 JO
Р
Рис. XVI.5. Кривые для расчета фильтра с переменным
волновым сопротивлением.
нить, как указывалось выше, путем использования двух
разнородных групп звеньев в фильтре. Наиболее просто соединить
разнородные группы в сечении низкого волнового сопротивления, как
показано на рис. XVI.6,tf. Вместо получающегося при этом отрезка
ступенчатой низкоомной линии более удобно использовать
однородную линию (см. рис. XVI. 6,6), параметры которой Z0" и б^
12
rfyipr вгк/Гу" QiKfT^
6)
Рис. XVI.6. Сочленения:
л — двух групп различных звеньев фильтра низких частот, б — сочленение
этих групп эквивалентной линией низкого волнового сопротивления без
ступенчатой неоднородности. Формулы для волнового сопротивления
и длины этой эквивалентной линии имеют вид:
^-z»
/:
Чкр
b2HP+Z02lZo'
ч
кр i
*2kP+Z»\Z
02
' 2кр'
^2кр Zq2
+ ■
I Z
2кр 02
02
определены формулами, приведенными на рис. XVI.6. Эти формулы
достаточно точны при 6 и 6' меньше 40°, что обычно имеет
место, и весьма точны, если эти величины несколько превышают 40°.
Для улучшения частотных характеристик в полосе пропускания на
сантиметровых волнах можно использовать трансформирующее
415

оконечное звено, описанное в § 9, гл, XV. Фильтр низких частот
такой конструкции вместе со своей экспериментально полученной
характеристикой изображен на рис XV. 17. Частотная
характеристика другого подобного фильтра приведена на рис. XVI.2,6.
Кривая на рис. XVI. 2,а соответствует этому же фильтру, но без
трансформирующего оконечного звена.
5. Конструирование типичных фильтров низких частот
Изложенная в предыдущем параграфе методика иллюстрируется ниже
примерным расчетом фильтра, удовлетворяющего следующим требованиям:
1) полоса пропускания—до 3 550 мггц,
2) затухание на частотах выше 4 050 мггц — выше 30 дб,
3) сопротивление нагрузки /? = 40 ом,
4) на частотах ниже 10000 мггц или вблизи 24 000 мггц не должно быть
дополнительных полос пропускания.
Число звеньев выберем равным шести, так как при этом обеспечивается
достаточная крутизна спада частотной характеристики. При 0j =40° и Ъ2к
юколо 20° узкая паразитная полоса пропускания может иметь место при
180°
-дгхБ- -3 550= 16 000 мггц, и широкая — при 32 000 мггц. Это совместимо с
поставленными техническими требованиями. Так как q2 должно быть
приблизительно равно 20°, возьмем нескорректированную величину 62 равной 25°.
Тогда из рис. XVI.4 найдем р—12,4, а из рис. XVI.5 Z0i/Z/0 = 2,88. С тем, чтобы
' получить требуемую частотную характеристику при фильтре, оканчивающемся
ютрезком линии с волновым сопротивлением Z0i длиной —L^L , положим Z/0 =
165
1,41/?:= 1,41 -40 = 57 ом. Отсюда Z01 = 165 ом и Z02 = -—- = 13,3 ом. Отноше-
г
ние диаметров можно будет теперь рассчитать по формуле (XV.25). Для отрезка
линии с высоким волновым сопротивлением используем воздушный диэлектрик
^(е,= 1), для отрезка линии с низким волновым сопротивлением — полистирол
<(е, = 2,5). При этом
165 13,3 V^S
^ = е6°=15,6и £ = е 60 =1,419.
Пусть 2г3 = 8,0 мм. Тогда 2^ = 0,51 мм и 2г2 =5,6 мм. Эквивалентную
реактивность неоднородности Вс можно рассчитать с помощью кривых, приведенных
Го—Г>
яа рис. XVI.28. Необходимые для этих расчетов параметры равны: <х = „—г =
гз—г\
0,5 (8,0 — 5,6) _
— 0,5(8,0 — 0,51) — °'316'
_ !± __ °>5'8>0 __
Т-Г! —0,5-0,51 — 15'6"
При этом, согласно рис. XVI. 28, С 'dX (а, т) = 0,052 пф/см.
По формуле (2)
^Z02= 1,96-3 550.0,80-0,052.13-3.10-5 = 0,0384.
•Скорректированную величину q2 найдем по формуле (1)
\кр = 2 arctg ftg у — 0,0384^ = 2 arctg (0,221 — 0,ft384) = 2-10,4° = 20,8°.
-416

Определим, наконец, U и /2. По формуле (XV.16) при длине критической волны
30 000 8,45 е°
Х = 3550?Г=ГГ СМ' ИМеСМ: /==360^ ^
и
40 20,8 8,45
h = 360'8»45 = °>939 см> li="збо" • i/ri=°'308 сж-
6. Фильтр высоких частот из коротких отрезков линий
Наиболее простым типом фильтра высоких частот, пригодным
для использования на частотах ниже 1 200 мггц, является' фильтр
типа 1—2, табл. XVI. 1. Приближенной эквивалентной схемой для
него является простой фильтр высоких частот постоянного k,
выполненный из сосредоточенных элементов. Характеристическое
сопротивление, постоянная затухания и фазовая постоянная фильтра из
отрезков линий передачи подобны соответствующим величинам для
фильтра из сосредоточенных элементов лишь на частотах, для
которых электрическая длина короткозамкнутого параллельного шлейфа
(являющегося элементом фильтра) приблизительно равна Я/8.
Точные выражения для характеристического сопротивления и
постоянной передачи этого фильтра выведены в § 5 гл. XV.
Кривые, построенные по этим формулам для различных
значений 0,, приведены на рис. XVI.7. Из рисунка в,идно, что
характеристическое сопротивление фильтра из П-образных звеньев
согласовано с сопротивлением нагрузки в значительно более широком
диапазоне, чем характеристическое сопротивление фильтра из
Т-образных звеньев. Последний, однако, легче сконструировать, так как
для того же числа звеньев требуется меньше шунтирующих
элементов и так как волновые сопротивления последних можно сделать
равными. Расчетные формулы табл. XVI. 1. для фильтра высоких
частот — приближенные, 6, предполагалось очень малым, а линии,
соединяющие последовательные звенья,—нулевой длины. При 6,=
=7з радиан ошибка в критической частоте, обусловленная
приближенностью расчетной формулы, порядка 2%, т. е. меньше ошибки,
обусловленной неточностью выполнения различных неоднородностей
в фильтре этого типа. Из рис. XVI.7 видно, что граница полосы
пропускания фильтра высоких частот соответствует частоте, при
которой 6 z= 90°, т. е. длина шунтирующей линии равна Я/4. Бблыиим
частотам теоретически соответствует полоса запирания. Однако, если
f2/fi велико, то постоянная затухания на значительном участке
частот, примыкающем к /2, в пределах полосы запирания возрастает
очень медленно. Например, для двухзвенного фильтра при /Vfi = 6
расчетные вносимые потери равны всего лишь 2 дб на частоте,
равной 1,5 Ь- Фильтр такого типа, следовательно, можно
использовать, при весьма малых потерях, на частотах значительно
превышающих расчетную верхнюю критическую частоту. Рис. XVI.8 дает
точные конструктивные соотношения при любой длине шлейфа,
вплоть до Я/4, если линия, соединяющая звенья, очень коротка.
60 — конструктивный параметр, являюгщ^я функцией лишь /У/i
27 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 417

a)
120
100
80
60
20
-20
-40
-60
-80
-120
—
_
I
fpr
Чо —
f
Ь3-
*i
i
i
/
7Г
-fas
i>-
_.
L-
/
r+
>-*
* A
г&
*T
<\\
120 x
100 \
80\
6Q±
kO
20
<T'20
-kO
-60
0 js 1 2 3 4 5 t6 7 8 9 Ю
у
у
~
1
T
V
\
^
t>
fa
'/ \
^
I
У
/
f
JL
ШЯ—
—
•
W-
^
—
у
у
*"*
%э
y>t
r
J
I
-Й
+Г
V
'
/
/
/
>
* *"
~~
Л4
~*t
—M
«, 20
I'M
*§ S\
0 I 2 3 <* 6 8 7 ,/, 8 3 10
%'
§> 30 \
c§ 60]
150Y
180)-
! i\l 1
\
К
P L
1 1 1 ^
\n
и
N J 1 1
1 II 1 1 171
J 1 Ш
\ tTI
1/1 l^-L-t-ci—и
^П\ПГ/п'
У?
_P A—h-H
ч I I I I I
vC'^O 1 2 3 b 5 6 7 8 9 Ю
'Л
Рис. XVI. 7. Кривые волнового сопротивления и
постоянной передачи для фильтров низких частот типа 1 — 2:
а — Т-образные звенья, б — П-образные звенья, в — постоянные
затухания а и фазовые постоянные р в случае Т- и П-образных звеньев.
Сплошные линии —активные, а пунктирные —реактивные сопротив-
лениг
и не связанный тесно с каким-либо физическим размером фильтра.
Путем использования приведенных «а рис. XVI.8 кривых 0о,
параметры фильтра <могут быть рассчитаны весьма просто. Необходимо
отметить, что при выводе расчетных формул, приведенных на
рис. XVI.8, сопротивление нагрузки R было положено равным значе-
418

wo
90
80
/О
60
50
с? 30
Рис. XVI.8. Точные
соотношения для
расчета фильтра
типа 1 — 2.
Параметр 0j должен быть
получен из графика.
20\
10
[*-===
*К
гЖггЖ4
/ - * - *2
Г Z/ tgB*
U =Лг фара0
Г Яиво
zgef
R
о.ч
'К п
0 h A /.'
Ш„врадианах)
/,
77
/ \
4«*т'9(?2П
= частота 6 га
~3 [10)ю см/сеп |
= сопротивление нагрузка
'И
с JX.S-
1.0
20 3.0 k.O 5,0 6,0 8,0 10
L
■T^wK>^>^r^^-^i^MO,r>
1,0 2,0 3,0
Частота 6 шгц
а)
W
13 ffi IS 1,6 1,7
Частота в кмггц
V
Рис. XVI.9. Опытные частотные характеристики двух фильтров высоких частот,
составленных из Т-образных звеньев типа 1—2:
а—для двухзвенного, б — для пятизвенного фильтра.
Рис. XVI.10.
Конструкция испыты-
вавшегося
двухзвенного фильтра
высоких частот.
Частотная
характеристика фильтра
приведена на рис. XV1.9, а.
27*
419

нию характеристического сопротивления на частоте, при которой
р ——90°. Эта частота очень близка к величине 1,41 f\.
Исследование расчетной формулы показывает, что с увеличением
отношения /У/ь волновое сопротивление шунтирующей линии
должно также возрастать. При
4'= Ю
и сопротивлении нагрузки
/? = 50 ом требуется шунтирующая линия с волновым
сопротивлением 224 ом. Это уже невозможно по конструктивным
соображениям. На рис. XVI.9 приведены экспериментальные частотные
характеристики двух фильтров высоких частот, конструкции которых
изображены на рис. XVI.10 и XVI.29. Необходимо отметить небольшие
выбросы в характеристике вблизи критической частоты. Причины их
появления объяснены в § 9 гл. XV. В §§ 8 и 9 гл. XV .приведены
различные методы уменьшения этих выбросов.
7, М-производное оконечное полузвено для фильтров
низких и высоких частот
В низкочастотных фильтрах из сосредоточендых элементов
широко применяются m-производные звенья и полузвенья. Теория и
свойства этого класса фильтров
подробно излагаются в
любом руководстве по
фильтрам и поэтому не будут
рассматриваться здесь
детально*. М-производные
полузвенья применяются в
качестве оконечных звеньев
фильтров постоянного к.
Фильтр типа 1 — 3 в табл.
XVI. 1 является оконечным
звеном фильтра низких
частот. Он предназначен для
использования с фильтром
типа 1 — la. Фильтр типа 1 —
4 является оконечным
звеном фильтра высоких частот
и предназначен для
использования с фильтром типа
1—2а. На рис. XVI.11 и
XVI. 12 изображены два
полных фильтра с их
опытными частотными
характеристиками. М-производные оконечные полузвенья имеют
следующие достоинства.
1) Они обеспечивают значительно более постоянное
характеристическое сопротивление на конце фильтра, чем в случае простых
* Например, в книге Ши „Четырехполюсники и электрические фильтры",
Госиздат по технике связи 1933 г. стр. 244. В этой книге приведены кривые
характеристического сопротивления и постоянной затухания для т-производных
фильтров низких и высоких частот.
420
Полистирол
. ЛатиннЬш диск
Рис. XVI.11. Фильтр низких частот
с оконечным m-производным звеном.
Частотная характеристика фильтра приведена
на рис. XV1.12.

фильтров постоянною k. По этой причине вносимые потери в полосе
пропускания вообще меньше для фильтра о m-производным
оконечным полузвеном, чем
для фильтра без него.
2) Они
обеспечивают предельную
крутизну спада
частотной
характеристики с начальной
точкой спада на
частоте, лишь немного от*
стоящей от
критической в сторону поло
сы запирания.
Однако дальше в
полосе запирания
постоянная затухания для
т производных
звеньев или
полузвеньев
уменьшается, и следовательно,
фильтры, состоящие
только из т
производных звеньев, не
могут обеспечить
достаточно высокие
вносимые потери во
всей полосе
запирания.
3) На одной паре
клемм
характеристическое
сопротивление т-производного
полузвена, как
упоминалось выше,
постоянно, тогда как
на другой паре
характеристическое
сопротивление такое
же самое, что и для
фильтра постоянного
к, из которого это
звено получено.
Благодаря этому фильтр
можно выполнять из
ряда звеньев постоянного k с m-производными оконечными
полузвеньями на каждом конце. В таком фильтре внутренние
характеристические сопротивления согласованы всюду, а оконечные
характеристические сопротивления будут равны характеристическим со-'
421
100 lot J00 400 500 600 700 800 300 1000
Частота в мггц
S)
Phc.XVI.12. Фильтр в. ч. и частотная характеристика:
а — фильтр высоких частот с оконечным m-производнь'м
звеном, 6 — частотная характеристика фильтров, изображенных
на рис. XV1.11 и XV1.12, и, соединенных последовательно.

противлевиям m-производного звена. Таким образом, равномерная
частотная характеристика в полосе пропускания, крутые спады и
высокое затухание вблизи критических частот, обеспечиваемая
m-производным полузвеном, комбинируются с высоким затуханием
в полосе запирания, обеспечиваемым звеньями постоянного к.
Расчетные формулы, приведенные в табл. XVI. 1 для т-производ-
ных полузвеньев из отрезков линий передачи, являются
приближенными и справедливы в том случае, когда отрезки линий имеют
минимальные длины. При конструировании сложных фильтров низких
или высоких частот, имеющих внутренние звенья типа 1—\а или
1—2а, и m-производные оконечные полузвенья типа 1—3 или 1—4,
характеристические сопротивления Z/0 должны быть равны R.
Форма кривой характеристического сопротивления зависит от
параметра т. Наиболее равномерная кривая будет при т, равном
0,6. Кривые характеристических сопротивлений для различных
значений т можно найти в обычных руководствах по фильтрам.
8. Полосовые фильтры из коротких отрезков линии
Расчетные формулы и характеристики некоторых полосовых
фильтров из коротких- отрезков линий приведены в табл. XVI.2. Как
видно из таблицы, все эти фильтры имеют эквивалентные схемы в
виде известных фильтров из сосредоточенных элементов. Поэтому
в частотном диапазоне вдали от резонанса линий,
характеристические сопротивления и постоянные передачи для фильтров из
коротких отрезков линий будут очень близки к соответствующим
величинам для фильтров из сосредоточенных элементов. Эти фильтры не
могут быть сконструированы так, чтобы полоса пропускания их
была узка. Для сопротивления нагрузки /?—Z/0 = 50 ом, наиболее
узкая полоса пропускания фильтра типа 2—1 имеет коэфицлент
перекрытия, равный 2. Для фильтра типа 2—2 коэфициент
перекрытия равен 1,5, а для фильтра типа 2—3 он равен 2. Фильтры
типа 2—1а, 2—2 и 2—3 трудно выполнить для частот, намного
превышающих 1 000 мггц. Фильтр типа 2—16 все же может быть
сконструирован так, чтобы его верхняя критическая частота была равна
по крайней мзре 2 000 мггц. Фильтры типов, приведенных
в табл. XVI.2, имеют подобные кривые характеристических
сопротивлений. Максимальное характеристическое сопротивление в полосе
пропускания для этих фильтров соответствует частоте, близкой к
среднему геометрическому критических частот. Как указано в § 8
гл. XV, колебания величины характеристического сопротивления в
полосе пропускания минимальны, при Z70 = 1,414 7?. Так как для
этого в большинстве случаев требуется применять линии с
чрезмерно высоким волновым сопротивлением, то допустимо выбирать ZI0
в интервале от R до 1,414 R.
Фильтры типов 2—la и 2—\б применялись на практике чаще
других полосовых фильтров из отрезков линий передачи. На
рис. XVI. 13 приведены некоторые типичные частотные
характеристики.
422

Фильтр типа 2—1 имеет узкие дополнительные полосы
пропускания на частотах, для которых / равно целому кратному Я/2.
Хотя подобные полосы не наблюдались для фильтров других типов
(указанных в табл. XVI. 2), но в действительности они все же долж-
Рис. XVI.13.
Полные частотные
характеристики двух
фильтров типа
2—la в сочетании
с широкополосной
штыревой
антенной и детекторной
головкой:
1 — штыревая антенна,
2— в в/ж, 3—двухзвен-
ный фильтр, 4—50-ом-
ный кабель длиной
31 см, 5—однозвенный
фильтр, б— диодный
детектор, 7—
низкочастотный вход, 8
—кристаллический
детектор. Фильтры, взятые
в отдельности, имеют
в полосе пропускания
несколько более
равномерные
характеристики вносимых
потерь.
ны появляться вблизи
кратному Я 2. Все такие дополнительные полосы будут узкими
и могут быть устранены с помощью тех же методов, что и в случае
фильтров низких частот.
9. Фильтры из резонансных отрезков линии
С увеличением рабочей частоты размеры фильтров, выполняемых
из коротких отрезков линий, становятся очень малыми. Фильтры,
выполненные из резонансных отрезков линии, будут иметь большие
размеры, что делает их более пригодными для применения на
частотах выше 1 000 мггц. Между фильтрами, выполненными из
коротких и резонансных отрезков линий, имеются следующие
различия, помимо различия в размерах.
1) Паразитные полосы пропускания первых далеко отстоят от
главной полосы пропускания, в то время как последние имеют
полосы пропускания высших порядков, значительно более близкие к
основной. Так, например, первая из паразитных полос соответствует
частоте, равной удвоенной или утроенной нижней границе основной
полосы пропускания.
2) В первом случае большой разнос паразитных полос и
влияние сосредоточенных шунтирующих емкостей приводит к тому, что
паразитные полосы уже основной полосы пропускания; в то же
время во втором случае полосы пропускания высших порядков .равны
или даже шире основной полосы.
423
частота в мггц
частот, для которых U и U равны целому

В табл. XVI.3 — XVI.5 приведены конструктивные данные для
большого числа звеньев фильтров, состоящих из резонансных
отрезков линий. Наиболее часто применяются фильтры типов, указанных
в табл. XVL3.
10. Полосовой фильтр и фильтр высоких частот типа 3-1
Фильтр типа 3—1 в табл. XVI.3 по своей схеме одинаков с
фильтром типа 1—2, и для него пригодны те же расчетные формулы.
Однако в отличие от фильтра типа 1—2, фильтр типа 3—1
применяется в качестве узкопшосного полосового фильтра. При
использовании фильтра типа 1—2 в качестве фильтра высоких частот
отношение /2//1 выполнялось максимально большим. При этом условии
было показано, что при />/2 затухание увеличивалось значительно
медленнее, чем при /</ь При уменьшении f2/f\ крутизна кривой
затухания при />/2 увеличивается и при /г//1<С1,5 становится почти
такой же, что и при /</ь Поэтому фильтр типа 3—1 уже можно
применять в качестве узкополосного фильтра.
Для расчета фильтра типа 3—1 могут служить расчетные
формулы или, дри /У/i <С 1,5, приближенные (дающие ошибку, не
превосходящую 3%) формулы табл. XVI.3. Исследование расчетных
формул показывает, что при /2//i<CM5 и нагрузке, равной
примерно 50 ом, волновое сопротивление шунтирующей линии становится
столь малым, что изготовление фильтра затрудняется. Кроме того,
для осуществления очень узкой полосы пропускания требуется
применять большие последовательные емкости, что еще более
усложняет выполнение фильтра. Поэтому практически осуществимый коэ-
фициент перекрытия диапазона для узкополосного фильтра типа
3—1 равен 1,15—1,50. Необходимо отметить, однако, что
дополнительные полосы пропускания шире /2 — f\, причем каждая
последующая полоса шире предыдущей.
Волновое сопротивление соединительной линии между звеньями
должно быть взято равным /?, а длина этих линий — минимальной.
11. Полосовой фильтр и фильтр высоких частот типа 3—2
Точные расчетные формулы для фильтра типа 3—2 приведены
в табл. XVI.3, а построенные по ним кривые — на рис. XVI.14.
Рассмотрение этих кривых показывает, что практически осуществимая
ширина полосы пропускания при R = 50 ом соответствует коэфици-
енту перекрытия f2//i от 2 до 9. При столь широких полосах
пропускания полосы пропускания высших порядков очень близки к первой
полосе 'пропускания, ,и поэтому такой фильтр редко применяется
в качестве полосового фильтра, за исключением специальных
случаев или в соединении с другим фильтром, который срезает полосы
пропускания высших типов. Фильтр типа 3—2 наиболее
употребителен в качестве фильтра высоких частот или полосового режектор-
ного заграждающего фильтра. В обоих случаях /W/i должно быть
взято максимально большим. При использовании в качестве режек-
424

_ Таблица XVI.3
Звенья фильтров, выполненные из резонансных отрезков линий v = 3- 10">/y^e см/сек ш = 2п/
J-/
Фильтр
-или-
Ш 1С
-осозайисимотщ
-Вносимое затуШн.
I
-I.
Х/2 Я
~^¥Ш)
I,
г,
Точные расчетные формулы приведены на рис. XVI. 8
Для fl/flik 1,5
Ч,
%МЦ)
1 Полосы пропускания
имеют место на не -
четных гармониках
\2lfunpuft^-909
Примечания
U Н* it -
3-2
U Z,
±
2sec2 ^}~>
ЩЧг)
Retljarccos
2,
»Л§)
Полосы пропускания
имени место на
нечетных гармониках
2ос=<х, npuj&*nft
\3.см рис.шМ
b.Zt-ft при cos/3-0
U
3-3
—Tl "g К
Y< *(
->нш
2 ~2f9
Rsln в0
Rtg-f
[Мм
TnJXi
l Следующая полоса
пропускания начи -
\нается при 3/f
2. Величин а ва
определяется с помощью pucMfb
^.Дополнительные по-
июсы пропускания
\имеют место на не -
\четных гармониках
у смрис.Ш/8 IZfR при
Ь — oosfi -О-
\1 Центр полосы
пропускания при *$*=%.
\2 сс-сс, при ^
зч
'■№77777,
рртйрта
arccos
1 +
Щчг)
{
щЦ
""•Ш
^(т
■ii-^—it
3-5
~-^-zT
*u:?t\
t*2&$b
f,ri/2 Ti 3Jl/2 2/Z\
Еслиfm недажно, Rsin2l^l]±)
mo if надобраЩ x v '
минимальным
***m
4*
Л1
з-в
Ш
—Uj
т
•См. текст
у. Полосы пропускания
и точки затухания
имеют место на не -
, четных гармониках
\2.сс=с(т при <ф=пХ
р.о0т7> сс0 k. 03 *-* част
|W,fa>4«> произвольно
могут быть заданы любые

торного фильтра 1\ должно быть сделало равным целому числу,
полуволн на частоте, которая не должна проходить. Хотя
постоянная затухания звена такого фильтра конечна как на этой частоте,
3ft
2ft
1ft
?0ft
oft
§ °>5\
%
Oft
Oft\
V.
rt
Y\
L\
m
\4
\^
.3.ho
JJ3a
самое
тухани
«гж.** ?я,г
К1*И 1
Z7tl
К
If a
*ttr \
^макс
н/гг
лзо
\20
ю §
5^
—P
^
'0 2,0 bfl 6,0 80 10,0
Рис. XVI. 14. Соотношения для расчета фильтра
типа 3—2.
db
40\
зо\
20\
ю\
так и при / = 0, вносимое затухание <на этих частотах, очевидно,
будет бесконечно ввиду шунтирующего действия параллельно
включенной линии (см. § И гл. XV). На рис. XVI. 15 приведены
экспериментальные кривые
вносимого затухания для семи-
звенного фильтра,
изображенного на рис. XVI.30, для
которого /УД = 6. Фильтр
предназначался для
использования в качестве фильтра
высоких частот. Из рисунка
видно, что он имеет
предельно равномерную
частотную характеристику в
полосе пропускания в
значительно более широком
диапазоне, чем фильтр типа 1 —
2, однако, для такой же
крутизны кривой вносимого
затухания в полосе запирания ниже /ь фильтр типа 3—2 требует
бблыиего числа звеньев, благодаря чему он будет иметь большую
общую длину.
426
КМ22Ц
Рис. XVI.15. Экспериментальная частотная
характеристика семизвенного фильтра
типа 3—2.
/2//j =6, R = 50 ом. Конструкция изображена
на рис. XVI.30.

1,3 1,5 2 3 4 5 6 7 8 9 10
Рис. XVI. 16. Данные для расчета фильтра типа 3—3.
50\
\4
* 1
% 20\
4
WOO Z000 '3000
Частота в меец
в)
то
Рис. XVI.17. Конструкция (а) и экспериментальная
частотная характеристика (б) восьмизвенного фильтра типа
3—3, /V/i = 2, R = 50 <ш:
i — латунная трубка, 2 — полистиреновая трубка, 3 — прокладки,
4 — латунные стержни.
427

12. Фильтр высоких частот типа 3—3
Фильтр типга 3—3 является полосовым фильтром с малой
крутизной спада характеристики со стороны высоких частот и близко
расположенными к основной полосе пропускания широкими полосами
пропускания высших порядков. Поэтому он обычно не применяется
в качестве полосового фильтра. Однако этот фильтр является
превосходным фильтром высоких частот, особенно в диапазоне от 1 200
до 3 000 мгщ, где фильтры типа 1—2 становятся трудно выполнимы.
Конструктивные данные фильтра приведены в табл. XVI.3 и рис.
XV. 16. Путем опытов установлено, что крутизна спада
характеристики в большей степени определяется геометрической длиной
многозвенного фильтра этого типа, чем выбором /У/ь Это значит, что
при удвоении /2, U уменьшается вдвое, >но для получения той же
самой крутизны спада потребуется удвоить число звеньев. В любом
случае крутизна спада характеристики для данной общей длины
фильтра 'несколько увеличивается с уменьшением /г//ь На
рис. XXVI. 17,а изображена конструкция восьмизвенного фильтра
типа 3—За, а на рис. XVI. 17,6 — экспериментальная частотная
характеристика этого фильтра.
13. Полосовой фильтр и фильтр высоких частот типа 3—4
Для фильтра 3—4 характерны одинаково крутые спады
характеристики на обоих концах полосы пропускания. Поэтому этот
фильтр можно
применять в качестве
полосового фильтра в тех
случаях, когда
полосы пропускания
высших порядков не
приносят вреда, либо
могут быть устранены
каким-либо иным
путем. Конструктивные
данные в табл. XVI.3
и рис. XVI. 18
показывают, что практически
осуществимое
отношение UIU равно 3—10.
Такой фильтр также
является превосходным
фильтром высоких
частот. Точка
бесконечного вносимого затухания
соответствует / = 0 и
серединам каждой
полосы запирания высше-
Рис. XVI.18. Данные для расчета фильтра типа 3—4. ГО порядка.
42&

14. Фильтр низких частот типа 3—5
Фильтр типа 3—5 является фильтром низких частот,
обеспечивающим бесконечное вносимое затухание на одной частоте в
пределах полосы запирания, как показано в табл. XVI.3. Многозвенные
фильтры такого типа конструктивно весьма просты. Выбирая 1\ как
можно меньше длины волны, можно значительно увеличить частоты,
соответствующие дополнительным полосам пропускания как в
случае фильтра типа 1—1. Однако дополнительные полосы
пропускания фильтра типа 3—5 имеют ширину 2/ь в то время каку
фильтра типа 1—1 они все Уже /i//2. Фильтр типа 3—5 может в
некоторых случаях служить в качестве заграждающего фильтра. Для
этого 1\ должно быть взято равным Я/4 на заграждаемой частоте, а
/i — возможно более близкой к этой частоте.
15. /W-производный полосовой фильтр типа 3-6
Типичная частотная характеристика фильтра типа 3—6 приведена
в табл. XVI.3. Этот фильтр, подобно М-производному фильтру,
выполненному из элементов с сосредоточенными постоянными, имеет
два пика «бесконечного» затухания
вблизи границ полосы .пропускания;
чем ближе пики к граничным частотам,
тем медленнее уменьшается затухание
вне полосы пропускания. Из четырех
характеристических частот fu /2, /100
и /гоо произвольно можно задать
только три. Ход кривой
характеристического сопротивления в полосе
пропускания для фильтра типа 3—6 не изучен и поэтому
неизвестно, равномерна ли она так же, как и в случае обычного т-произ-
водного фильтра. Детальный эскиз фильтра типа 3—6 приведен на
рис. XVI. 19. Расчет этого фильтра сложнее расчетов других
описанных выше типов; поэтому мы приведем полностью расчетные
формулы. Постоянная передачи в фильтра определяется соотношением:
14-cos 29j
Рис. XVI.19. Полосовой фильтр
типа 3—6.
ch6 = 1 + 2р
cos 20! -f- cos 2аЪг
(= — 1 для критической частоты), (3)
где
Р Z,'
а-.
ir-h
- Л 00~"/l
2 00 J\ 00
2 Л /200+/,
'loo
<1
(4)
(5)
Точные расчетные формулы для случая, когда заданы частоты
бесконечного затухания и одна из критических частот (верхняя или
нижняя), имеют вид
/9=7T-=:J" (6)
4/lc
429

lx=±(l2 + l3), (8)
_ I i + cos2e10 .
p cos 20lo-|-cos 2д01о' ^'
10
где v — -^j=-CM\ceK, 8,0 = -^-1, ш0— заданная критическая угловая
У & t/
частота фильтра (верхняя или нижняя), величина я определена
формулой (5). После вычислений по формулам (6) — (9) необходимо
проверить по формуле (3), лежит ли ch6 между—1 и+1 вблизи
желательного значения второй критической частоты; если нет, то
необходимо в формуле (9) несколько изменить взятое значение
критической частоты о)0. Наконец,
Z.^^-^Z^pZ,. (10)
Если необходимо задать обе критические частоты и частоту
бесконечного затухания, например, / то /2 попрежнему находим по
формуле (6), а величину 1Х можно найти, решая уравнение
V\- V w V V 11 (11)
v v / v \ v v
где (Oj и ш2 — заданные угловые критические частоты. Корни
уравнения (11) вообще очень близки к значениям
остальные параметры находятся по формулам (7) — (10). На
практике целесообразнее поместить параллельные шлейфы на расстояний
около Я/8 (на средней частоте) от центрального зазора, чтобы
избежать распределенных емкостей, которые расстраивают
последовательные шлейфы.
16. Фильтры других типов
В табл. XVI.4 и XVI.5 приведены расчетные формулы для ряда
звеньев фильтров других <не рассмотренных выше типов. Так как
они применялись на практике меньше, чем описанные выше, то мы
не будем рассматривать их (подробно. Это не значит, однако, что
эти фильтры менее пригодны для практического применения, чем
фильтры других типов. Как видно из таблиц, эти дополнительные
фильтры имеют разнообразные кривые вносимых потерь, многие из
них имеют точку бесконечного затухания. Подобные частотные
характеристики часто требуются в ряде специальных задач.
430

Звенья фильтров, выполненные из резонансных отрезков линий «г^З-ЮЮ/У*
Таблица XVI.4
м\сек% w=2fJf
Фильтр
Характер кривой затухаА
ос в зависимости от
вносимое, затихая.
{8686/\
Примечание
Ь-1
т:
JL-
т.
к
sec
Xf.
ЩЩ
1. Полосы пропусканий
\на нечетных гармони- ^
' ках
\2cC-ctj при
Щ± = пХ{п--0,1,2,3..)
Ь-2
ж
ЖР
/+
*($'')
или
у*
WIH
К^+1/бш2
/2 =
OimlT
ЖЩЗ
/. Узкие полосы про-
пускания - на
нечетных гармониках
I f,/f2>0,685
\3. вт ^f/2,ad осталь-
ном - произвольно
k-3
чьнн
от
Емкость должна
быть мала
2ufl,
Л2 ^/Д>
2 • k
или
V V
8 у- w
V2
/ Полосы пропусканиям
у/ечетных гармониках
2.oC-c(f при ш=0
44
1тп|пг
t_ jilzf
Емкость должна
быть мала,
***№)
\Если /т-несу\
щественно,
\ttвыбирать
\минимальным\
sin*
'№
2ш>№)
1. Полосы пропцстния-
р.***, ара

Таблица XVI.5.
Звенья фильтров, выполненные из резонансных отрезков линий ^—З-Ю^/Т^Г"м\сек
-сС дзадасим от Ш1*
«• 6носимое затухание
Фильтр
ocf(db),
\cosh (ш
I,
h
Примечания
t
ZJ
5-1
'■г
в г,
ТЛЩ
Щ
L
г,
5-2
НгК-',—1гГ
ЭффектиВн е-- U
-1с
6-3
1
^?N_.
rr=*>\.
1 С-
$
S
^
If
Ph
l*2p
или
\fh2p
г/р--*ес(ж££)-1
или
sec(*££)-<
1. Полосы
пропускания на нечетных
гармониках
2. ос -d, при Ц^-пЯ
JZ,=/? при cosp^O
2PZ2
W^Tp)
\сх, --15,3 д8/з6ен\
'о <^
Чтобы ЕЭф<р-Ь при
соответствующем Ztuc7
пользовать слоистую струн-
2,37
W % Зп/2
\*--15295/э1внА г^-с
2Х31К
7
19
а
в
160
|/ Си обычно мало
и может быть вышс-
| лено
\2. величину 10~рас-
стояние между
Ьденьями -брать
настолько малой, чтобы
упдлько емкость
рассеяния не была велика
^.Дополнительные
полосы пропускания
отЦ doS/uom7/f
до Ц и т. о.

17. Конструктивное выполнение фильтров
^ш
Изменение волнового сопротивления линии связано с
изменениями диаметров внутреннего или внешнего проводников (рис. XVI.20),
а также диэлектрической проницаемости в линии, согласно формуле
(XV.25). Максимально осуществимое
на практике волновое сопротивление
коаксиальной линии равно примерно
230 ом при отношении диаметров
внешнего и внутреннего проводников,
равном 50. Минимальное же
волновое сопротивление при
использовании полисткролоБОго диэлектрика и от- ""'
ношении диаметров, равном 1,05,
равно 2 ом. На рис. XVI.21 изображена конструкция шунтирующего
шлейфа, а на рис. XVI.22 и 23—последовательного шлейфа,
включенного во внешний (рис. XVI.22) или внутренний (рис. XVI.23)
проводник основной линии.
Рис. XVI.20. Соединения двух
коаксиальных линий низкого и
высокого волновых сопротив-
fcrfef
11
III
«/
Рис. XVI.21. Параллельное соединение двух линий.
На рис. XVI.24 показана конструкция шунтирующей емкости.
Эти емкости в действительности (Представляют собой короткие
отрезки линий с очень низким волновым сопротивлением. Для
того, чтобы последние можно было бы считать эквивалентными
сосредоточенным емкостям, длина линии должна быть значительно
Рис. XVI.22. Короткозам-
кнутый отрезок линии,
включенный
последовательно во внешний
проводник коаксиальной
линии.
W////////////////ZZL
)?////////////s//////7TA
Рис. XVI.23. Разомкнутая
линия, включенная
последовательно во внутренний
проводник коаксиальной линии.
меньше Я/8 на самой высокой рабочей частоте. На рис. XVI.25
показаны различные способы выполнения последовательных
емкостей, а на рис. XVI.26—способ осуществления последовательной
емкости на конце короткозамкнутой линии. На рис. XVI.27
показано, каким образом можно применять малые керамические
конденсаторы в качестве шунтирующих и последовательных емкостей на
28 Техника сверхвысоких частот Часть I 433

У7Щ
т
ч
Ш
Рис. XVI.24. Шунтирующая
емкость в коаксиальной линии.
В формуле для расчета величины
емкости не учитывается емкость,
обусловленная неоднородностью для I < -р
0,556е , , ,,
С т. / пф\ (I в см).
1.81С,
пф
■a-w-)
(при ~~ > 4 ошибка меньше 1%).
Диэлектрик
РЧ
\У
Рис. XVI.26. Емкостная
оконечная нагрузка для
коаксиальной линии.
V1<<Л/"
/ ■»
/
\
'■!',
X
h~
/ V
и
^f
i
f/
$H^
3-
F
Рис. XVI.25. Последовательная
емкость в коаксиальной линии.
Приведенные формулы соответствуют
случаям бив. Емкость, обусловленная
неоднородностью за счет острых краев,
не учитывается. D — диаметр в см,
С— емкость в см, d — зазор в см,
г—диэлектрическая проницеамость.
Проводящий диск
Керамические емкости
Рис. XVI.27. Последовательно и
параллельно включенные в
коаксиальную линию
керамические емкости.
низких частотах. Тонкий (Проводящий диск уменьшает индуктивность
подводящих проводников конденсатора. Эта конструкция успешно
применялась на частотах ииже 300 мггц в фильтре типа 2—\а
(табл. XVI.2).
18. Диэлектрические материалы
Диэлектрические материалы применяются в фильтрах для
обеспечения высоких емкостей или низких волновых сопротивлений,
а также в качестве механических опор различных элементов
фильтра.
К диэлектрическим материалам, применяемым в
высокочастотных фильтрах, предъявляются следующие требования: низкие
потери, простота изготовления и достаточная прочность. Кроме того,
свойства Материала не должны изменяться под влиянием влажности
и температурных воздействий. Применяются следующие диэлектри-
434

ки: полистирол (г—2,5), полимерстирол ( е = 2,5), диалектен
№ 100 ( £—3,4), тефлон, называемый также <поли-Р-1114 ( е =
= 2,1) и двуокись титана (диэлектрическая проницаемость которой
может принимать почти любые значения вплоть до 100*).
19. Влияние неоднородностей
Искажения поля в местах соединения различных элементов
фильтра вообще настолько сложны, что обычно для получения
сколько-нибудь пригодных для практического применения расчетных
формул приходится ими пренебрегать. Наиболее часто встречаются
ступенчатые неоднородности,
возникающие в местах соединения линий
различных волновых сопротивлений (см. рис.
XVI.20). Такая неоднородность
эквивалентна сосредоточенной емкости,
шунтирующей линию в этом месте. На рис.
XVI.28 приведены кривые,
характеризующие величину этой емкости для случая
неоднородности в центральном
проводнике коаксиального кабеля **. Включение
параллельного шлейфа в коаксиальную
линию также приводит к появлению
значительной неоднородности. При этом
возникает задача, как измерить
эквивалентную электрическую длину параллельного
шлейфа. Очевидно, что часть внутреннего
проводника шлейфа, входящая внутрь
основной линии, имеет большую погонную
индуктивность. Поэтому эквивалентная
длина параллельного шлейфа несколько
больше длины его центрального
проводника. Насколько она больше, зависит
от конструкции шлейфа. В конструкции,
изображенной на рис. XVI.21,a,
эффективная длина почти равна длине
центрального проводника. В конструкции же,
изображенной на рис. XVI. 21, б,
эффективная длина должна измеряться от точки, обозначенной
буквой X. Как правило, эквивалентную длину шлейфа
можно отсчитывать от оси центрального проводника основной линии,
однако, в предельных случаях, как, например, на рис. XVI.21, это
приводит к совершенно неточным результатам; необходима
некоторая интуиция для правильного определения эквивалентной длины.
Само собой очевидно, что при конструировании фильтра необходимо
* Диэлектрические проницаемости этих материалов могут несколько
меняться в зависимости от частоты, способа изготовления и т. д.
** Кривые эквивалентных емкостей для ступенчатых неоднородностей других
типов приведены в работе Виннери и Джемисон (PIRE, 1944, № 32, 695).
0 0,Z ЦЬ Ofi 08 7ft
се
Рис. XVI.28. Кривые
емкостей, обусловленных
неоднородностью, возникающей
при скачкообразном
изменении диаметра внутреннего
проводника коаксиальной
линии.
При т от 5 до 20 использовать
кривую т — 5. Совершаемая при
этом ошибка пренебрежимо мала.
28*
435

избегать по возможности острых краев, заостренных концов и
других неодйородностей, за исключением таких, которые могут быть
учтены расчетным путем (см. например, рис. XVI.28).
Иногда может оказаться невозможным сконструировать фильтр
таким образом, чтобы звенья соединялись непосредственно
(например, в фильтре типа 1—2). В этих случаях звенья должны
соединяться короткими отрезками линии, волновое сопротивление
которой должно быть взято равным сопротивлению нагрузки фильтра.
Эти отрезки могут, однако, влиять на характеристики фильтра более
серьезно, чем можно было бы ожидать на первый взгляд, и
необходимо принять все меры, чтобы сделать их возможно более
короткими — во всяком случае короче Я/8 во всей йолосе пропускания.
Если электрические требования жесткие или необходимо применять
большое число звеньев, то в расчетные формулы должны быть
внесены поправки, учитывающие влияние этих дополнительных
отрезков линий.
20. Изготовление фильтров
Механические допуска при изготовлении фильтра определяются
электрическими допусками. Однако, если даже не требуется точно
выдерживать критические частоты, обычное требование малости вно^
симых потерь в полосе пропускания приводит к необходимости
довольно жестких
технических допусков
(порядка 1 —5 %). Точность
в +0,012 мм является
примерно наивысшей,
которая может быть
выдержана без
применения специальных
инструментов или ручной
доводки. Одной из
конструкций фильтра,
которая дает хорошие
результаты, является
конструкция в виде
разрезных блоков. В этой
конструкции фильтр
собирается из двух
половин так, что внешний
проводник линий
фильтра образуется, при
сложении обоих блоков, из проточенных в них полукруглых
канавок (рис. XVI.29 и XVI.30). Это облегчает сборку
внутренних деталей фильтра, так как она производится при
разнятых блоках. Сборка фильтра заканчивается свинчиванием
обоих блоков вместе. Канавки в блоках могут быть про-
фрезерованыс помощью полукруглого фреза, затем
окончательно доведены с помощью развертки при предварительной оборке
436
Рис. XVI.29. Пример выполнения конструкции
фильтра из разрезных блоков
/ — полистироловая емкостная прокладка, 2—диэлектено-
вый центрирующий стержень, 3 —показан лишь один
стержень из пяти. 1-1зображрн пятизвенный фильтр высоких
частот типа 1—2. Экспериментальная характеристика этого
фильтра приведена на рис. XVI.9,6.

блока. Во многих случаях можно рекомендовать разрезать на две
части и диэлектрический заполнитель фильтра, как это показано на
.рис. XVI.30. Входные и выходные кабельные разъемы должны быть
выполнены весьма тщательно, чтобы исключить или свести к
минимуму неоднородности. Возможные остатки , припоя должны быть
устранены. В конструкциях, применяемых на практике, должна быть
устранена всякая возможность расстройки фильтра. Центральный
проводник при малом диаметре особенно подвержен изгибам и
растяжениям; очень часто затягивание винтов, соединяющих оба
разрезных блока, может привести к раздроблению диэлектрика, если
Рис. XVI.30. Конструкция фильтра, выполненная из разрезных
блоков с разрезным диэлектрическим заполнением.
Изображен пятизвенный фильтр типа 3—2. Экспериментальная
характеристика фильтра приведена на рис. XV1.15.
стержни, то они могут проломить диэлектрические стенки. Для
предупреждения подбных явлений на чертежах должны быть
специальные указания. Само собой очевидно, что внутри собранного филь
тра нельзя оставлять металлическую пыль или стружку.
Латунь и дюралюминий достаточно пригодны для выполнения
фильтров. Электрическое серебрение металлических частей
рекомендуется, но часто не является необходимым. Более того, в некоторых
конструкциях после серебрения оказывается затруднительным
удалить полностью электролит. В таких конструкциях более правильно
совсем отказаться от серебрения. Установлено, что широкополосеые
фильтры, выполненные из непосеребренной латуни, в любом
отношении не уступают посеребренным фильтрам. Наконец, в ряде
конструкций может потребоваться просверлить точно длинное
отверстие в 'куске диэлектрика. Так как большинство диэлектриков трудно
обрабатывать механически (они либо легко плавятся, либо треска*
ются), то лучше разрезать такие куски диэлектрика на несколько
частей, меньших размеров, и точно подогнать друг к другу торцы
соединяемых кусков. Соединения должны выполняться возможно
аккуратнее, так, чтобы не добавлять лишних неоднородностей.
437

21. Конструирование простых широкополосных переходов
от коаксиальной линии к волноводу, предназначенных для
использования в волноводных фильтрах и линиях передачи
Ниже описан ряд специальных переходов от коаксиальной линии
к волноводу. Во всех этих переходах внешний проводник линии
.присоединен к внешней поверхности волновода, а центральный
проводник проходит внутрь него. Рассматриваются только такие
конструкции, для которых может быть составлена простая эквивалентная
схема. Волновод, как элемент цепи, рассмотрен выше, в *§ 15
гл. XV.
22. Основные типы переходов
На рис. XVI.31 изображен простейший (из рассматриваемых в
настоящем параграфе) переход. На средней частоте волновое
сопротивление волновода должно быть равно волновому сопротивлению
коаксиальной линии, а коротко замыкающий волноводный поршень
должен быть
установлен на расстоянии
четверти волны в
волноводе о г точки
подключения перехода. Если
волновое сопротивление
коаксиальной линии
равно 50 ом, то, как
видно из формулы (XV.62),
отношение ширины
волновода к его высоте
должно быть взято
равным, примерно, 16
(точная величина этого
отношения зависит от
flftcp) • При 5л иженная
эквивалентная схема
приведена на рис.
XVI.31,б. В эквивалентную схему последовательно с
коаксиальной линией в месте ее присоединения, вообще говоря, надо было
бы включить индуктивность короткого отрезка центрального
проводника коаксиальной линии, проходящего внутри волновода. Если
диаметр проводника мал по сравнению с размером широкой стенки
волновода, то его индуктивная реактивность будет приводить к
значительному рассогласованию, несмотря на то, что в 50-омном
волноводе длина его очень мала. Величину этой реактивности можно
оценить, решая задачу о цилиндрическом стержне,
перегораживающем волновод. Переход с коаксиальной линии на волновод
отличается от такого стержня в основном лишь тем, что последовательно
с ним должно быть включено 50-омное сопротивление.
Можно показать, что цилиндрический стержень эквивалентен
Т-образному звену, состоящему из параллельной индуктивности и
438
Рис. XVI.31. Простые переходы с коаксиального
кабеля на волновод:
а— основная конструкция, б — приближенная
эквивалентная схема, в—центральный проводник утолщен для
уменьшения индуктивности, г — симметричный коаксиальный
переход; 1 — волновод с волновым сопротивлением 50 ом,
2 — коаксиальная линия с волновым сопротивлением 50 ом,
3— коаксиальная линия с волновым сопротивлением 50 ом.

последовательных емкостей. Реактивности этих элементов много
меньше 50 ом, если диаметр стержня равен, примерно, 0,15 а (где
а — ширина широкой стенки волновода). Поэтому во всех
широкополосных переходах такого типа часть центрального проводника,
находящаяся внутри волновода, должна быть равна примерно 0,15 а.
Конструкция, применяемая на практике, изображена на рис. XVI.31,e.
Из эквивалентной схемы следует, что переход эквивалентен
непрерывной 50-омной линии передачи, шунтированной коротко
замкнутым отрезком также 50-омного волнового сопротивления. Пока
1 [М^'А
;о 'Г °Н
fnp^O %02 1
\ ^y=4f45/
Рис. XVI.32. Переход с коаксиального кабеля на
волновод более общего вида:
а—конструкция с оконечной секцией высокого волнового
сопротивления, 6—конструкция с высокоомной секцией, имеющей более
низкую критическую частоту, в — расчетная частотная
характеристика перехода: 1 — волновод, 2— коаксиальная линия.
реактивность шунтирующего отрезка линии велика по сравнению
с 50-омным, к. с. в. перехода будет мал. На величину к. с. в. влияет
также и то, что волновое сопротивление волновода равно 50 ом
только лишь на одной частоте. Это наиболее сильно сказывается на
низкочастотном краю диапазона; на критической частоте волновода,
для которого волновое сопротивление бесконечно, имеет место
полное рассогласование. Увеличивая волновое сопротивление коротко-
замкнутого отрезка шунтирующей линии, можно поддерживать его
реактивность на уровне, значительно превосходящем 50 ому в более
широком диапазоне (рис. XVI.32,a). Наиболее общая схема
основного перехода стриведена на рис. XVI.32,6. При расчете к. с. в. этих
переходов эквивалентные схемы рассчитываются по формулам и
диаграммам теории линий передач. При этом на каждой частоте
необходимо брать соответствующие волновое сопротивление и длину
439

волны в волноводе, определяемые формулами (XV.62) и (XV.63).
Если величина входного сопротивления перехода вычислена, то
величину к. с. в. в кабеле можно легко найти по Любой диаграмме'
линии передачи. На рис. XVI.32,e приведена расчетная кривая к. с. в.
в волноводе в функции ]\\р для перехода типа, показанного на
рис. XVI.32,a при различных волновых сопротивлениях коротко-
замкнутого участка волновода. Даже для Z0b равного Zo = 50 ому
коэфициент перекрытия диапазона, в котором о = 2, равен 1,65.
При Zoi = 3Zo=150 ом, коэфициент перекрытия равен 2,2. Такие
переходы с коаксиального кабеля на волновод малой высоты
особенно удобны для применения в волноводных фильтрах, которые
должны быть снабжены переходом на кабель, поскольку такие
фильтры часто должны выполняться в виде волноводов малой
высоты.
Описанный в 'настоящем параграфе переход ие будет возбуждать
волны #20, так как коаксиальная линия присоединяется в точке, где
для этой волны электрическое поле обращается в нуль. За
исключением переходов, описанных ниже, такие переходы вообще не
применяются на частотах, превышающих критическую частоту /3о для
волны #зо, так как при />/зо в волноводе будет возбуждаться
волка #30-
Переход на прямоугольный волновод, который теоретически не
должен возбуждать волну типа #3о, изображен на рис. XVI.31,г.
Коаксиальная линия (предполагаемая 50-рмной) разветвляется на
две 100-омные линии, каждая из которых присоединяется к
волноводу на расстоянии а/3 друг от друга по разные стороны средней
линии. В этих точках обращается в нуль электрическое поле волны
#зо и, следовательно, волна этого типа не должна возбуждаться.
Так как в обоих точках возбуждение происходит в фазе, волны типа
#20 и #40 также не будут возбуждаться. В то же зремя легко
получить хорошее согласование для волны типа #ю. Эта конструкция
требует очень точного подбора точек возбуждения волновода и
тщательного выполнения коаксиального разветвления с целью
уменьшения неоднородностей.
Хотя теоретически этот переход не должен возбуждать волн ти-
доа #2о, #зо и #40, наличие неоднородностей в волноводе, например,
изгибов и скрутков, может привести к их возбуждению, что в
результате приводит к рассогласованию и увеличению потерь. В какой
степени будут возбуждаться волны этих типов — до настоящего
времени полностью не исследовано.
23. Переходы с трансформаторами
Переходы, изображенные на рис. XVI. 31 и XVI 32, могут
использоваться с волноводами более высокого волнового сопротивления,
чем коаксиальная линия, только при наличии достаточно длинного
плавного трансформатора в волноводе или в коаксиальной линии,
согласующего волновые сопротивления волновода и линии. Во
многих случаях для этой цели можно применить экспоненциальный
440

трансформатор, длиной около волны, в волноводе на самой низкой;
частоте диапазона. Ниже описываются различные конструкции таких
переходов. Если волновое сопротивление волновода больше волно-
Z.
КЩ1'
я/
(J
ъ
kY/Yoi
Ub,*bJ/y„
Рис. XVI.33. Переход с коаксиального кабеля на
волновод с согласующим трансформатором:
а —эскиз конструкции, б — приближенная эквивалентная схема,
в—кривые проводимостей для fKp\ — f Кр2~ ?крЗ*
1 — трансформатор, 2— волновод, 3 — коаксиальная линия.
«^
~*~~L-J/ H-37 -]
НаЪелЬнЬш^ » '
/разъем
1,0\
J_'Z5
Валндво
--21Ч0мг<
*Ц'Ь
л
/
у
J0
а)
3JS 40
Частота 6 кмггц
w
Рис. XVI.34. Переход с трансформатором, согласованный
на средней частоте 3 200 мггц:
а — эскиз конструкции, б —частотная характеристика.
вого сопротивления коаксиальной линии не- более, чем в три раза^
то хорошее широкополосное согласование можно обеспечить с
помощью четвертьволнового трансформатора в волноводе (рис. XVI. 33 а)..
Хотя сам по себе трансформатор обеспечивает согласование лишь
441

УНТ
л>
на средней частоте, но в сочетании с четвертьволновым коротко-
замкнутым шунтирующим шлейфом его можно использовать в
довольно широком частотном диапазоне (см. приложение I к гл. II).
Это иллюстрируется на рис. XVI. 33 в. По оси абсцисс отложено
Л0/Л, которое в волноводе непропорционально частоте.
Проводимости, отложенные по оси ординат, отнесены к волновой
проводимости волновода F0i, также меняющейся с частотой. На рис XVI. 34 а
изображен переход,
сконструированный для
идеального согласования на
средней частоте 3 200 мггц.
Измеренная кривая к. с. в,
приведена на рис. XVI.34,6.
Трансформируя волновое
сопротивление к величине,
меньшей 50 ом, можно
обеспечить хорошее
согласование в более широком
диапазоне. Это
иллюстрируется изображенными на
рис. XVI. 35 переходом (а)
и измеренной кривой
к. с. в. (б). Расчетный к. с. в.
в среднем равен 1,5.
Переходы, изображенные на
рис. XVI. 34 и XVI. 35,
сконструированы с / . =
= fKP2=fKps (обозначения
см. на рис. XVI.33,a). При
J кр2 "^ 0,0 fKpX И /Kp2=JKpl
можно еще более
улучшить согласование на
частотах, близких к
критической частоте волновода.
Возможность улучшения
согласования связана с тем, что: 1) электрическая длина
трансформатора не становится равной нулю при / р 2) трансформируемое
сопротивление в точке перехода, измеряемое в направлении
соответствующим ббразом нагруженного волновода, почти постоянно за
исключением точек вблизи / .. На рис. XVI. 36,а начерчены
кривые трансформируемого сопротивления и волновых сопротивлений
Z01 и Z02. Заметим, что начерченная кривая является не истинным
входным сопротивлением волновода с трансформатором, а входным
сопротивлением при гипотетическом трансформаторе, равном
четверти длины волны в. волноводе на всех частотах. Однако эта
кривая дает представление о возможном улучшении согласования
за счет уменьшения / 2. Уменьшение / 2 можно обеспечить путем
расширения трансформирующей части волновода. Более хороший
442
к
\
1А
^^
0
ZtS 3ft дг5 tp 4,5 50 55
Частота В кмгщ
Рис. XVI.35. Переход с трансформатора,
сконструированный так, чтобы с =1,5 на средней
частоте 3 350 мггц:
•а — эскиз конструкции, б — частотная характеристика;
/ - волновод с fKp — 2 140 мггц,, 2 — стержень такой
же формы, что и на рис. XVI.34,a, 3—кабельный разъем.

способ заключается в использовании отрезка волновода с выступом
(/7-или //-образного волновода, см. § 16 гл. XV).
Такой волновод имеет пониженные критическую частоту и
волновое сопротивление по сравнению с нормальным прямоугольньгм
волноводом той же ширины и высоты. Кривые, приведенные в •§ 16
гл. XV, дают волновые сопротивления и критические частоты в зави-
d
8
HmLT_
- Трансформир. сопротиб-
ленив =(Zaz)z/Z at
'Щ
4
KaSenbHbiu
разъем
2
1
\
i \
: )
\fnp
L
ЪшА
|^г-°-
^МОмщ
10 2,5 5,0 35
V
t,S 5,0 5i5
Частота в Нмггц
s)
Рис. XVI.36. Переход с трансформатором в виде /7-образного
волновода:
л —трансформированное сопротивление/ б — эскиз конструкции,
в—частотная характеристика.
симости от размеров волновода, что значительно упрощает задачу
выбора размеров, -подходящих в различных частных случаях.
На рис. XVI.36,6 изображен переход с 50-омного кабеля на
волновод сечением 70X9,4 мм с трансформатором в виде Я-образного
волновода. Расчетная критическая волна Я-образного волновода
равна 1620 мггц, а волновое сопротивление на средней частоте
fо = 3 540 мггц равно 58 ом. Это должно давать трансформирован-
ное сопротивление на частоте /0, равное 38 ом, что соответствует
расчетному к. с. в. 1,5. Как видно на рис. XVI.36,0, измеренная
кривая близко подходит к расчетному значению при /0. Улучшение
согласования на низких частотах очевидно, и коэфициент перекрытия
диапазона равен 5 300/2 400 = 2,2.
443

24. Переход на волновод с выступом
Пригодный для использования частотный диапазон,
ограниченный волнами высших типов, может быть расширен благодаря
применению в линиях передачи или волноводных фильтрах Я- и Я-об-
разных волноводов, вместо обычных прямоугольных. В •§ 16 гл. XV
показано, что коэфициент перекрытия диапазона между
критическими частотами волн Я10 и Я20 в Я-обраэном волноводе может быть
легко доведен до 4—7 или даже выше, тогда как в обычном
прямоугольном волноводе он равен двум. Коэфициент перекрытия
диапазона между критическими частотами волн Я10 и Я30 может быть
увеличен с 3 (для обычного прямоугольного волновода) до 6—10.
fftl
J?=
*У
3
Hh
W
rr^h
J№
Й:
3
9
5
&
si
s
%JW
'до
j'k
—T
+X>
■¥
• +-
-X
.Ёк
Six
г/ I
Yt
L\
zo
zo
Рис. XVI.37. Переход с коаксиального кабеля на Я и
//-образный волновод:
а — основная конструкция, б и в—две более простые конструкции г—кон-
струкция перехода на tf-образный волновод, д-входное сопротивление
короткозамкнутого отрезка волновода.
Конструкции переходов с коаксиального кабеля «а Я- и Я-образные
волноводы, изображены на рис. XVI.37. На рис. XVI.37,a
изображена конструкция наиболее общего вида, в которой короткозамкнутый
отрезок волновода за переходом выполнен также в виде Я-образ-
ного волновода. Последний может иметь любую форму волновое
сопротивление и критическую частоту. На рис. XVI.37,6 и в
изображены две более простые конструкции. В них критические частоты и
волновые сопротивления короткозамкнутой секции выше, чем в
основном Я-образном волноводе. К этим переходам применима
эквивалентная схема, изображенная на рис. XVI.32,6, из которой видно,
что переход действует так, как если бы эквивалентная волноводу
линия волнового сопротивления Z0 была присоединена
непосредственно к коаксиальной линии волнового сопротивления Z02, причем
в точке соединения линия шунтируется реактивностью X коротко-
замкнутого отрезка волновода. По этой эквивалентной схеме
можно рассчитать кривую к. с. в. перехода. Отличительной чертой пере-
444

рехода, изображенного на рис. XVI.37, является то, что критическая
частота короткозамкнутого отрезка волновода находится в пределах
рабочего диапазона перехода. Хотя длина волны в волноводе по
мере приближения частоты к критической стремится к
бесконечности, волновое сопротивление при этом также стремится к
бесконечности, в результате чего входное сопротивление отрезка волновода
больше нуля и конечно. Теоретическое входное сопротивление
можно рассчитать по формуле (XV.65). На рис. XVI.37.d приведена
расчетная кривая для короткозамкнутого отрезка волновода, длина
которого равна четверти волны в волноводе, на частоте, равной 1,414
критической.
Если волновое сопротивление корткозамкнутого отрезка
волновода при /= оо равно утроенному волновому сопротивлению
коаксиальной линии, то входная реактивность этого отрезка больше
волнового сопротивления коаксиальной линии в частотном диапазоне
от f\ до /г, где /2 я^ 6/ь Если критическая частота Я-образного
волновода, для которого предназначен переход, близка к /i, то
переход будет хорошо работать во всем диапазоне от fx до /г. При
других значениях геометрических параметров перехода рабочий
диапазон может быть расширен еще больше. Эта конструкция может
быть использована также и с любым другим волноводом
специальной формы.
25. Переход с плавно уменьшающимся выступом
В качестве линий передачи/Обычно используют волноводы
прямоугольного сечения с отношением сторон, равным 2, но для
конструирования фильтров более часто применяются волноводы со
значительно большим отношением сторон. Несмотря на это, мы
рассмотрим вкратце и переходы на волноводы стандартного
сечения. Применяя описанные выше способы, можно сконструировать
весьма простые широкополосные переходы с коэфициентом
перекрытия рабочего диапазона, равным 2. Для этой цели может служить
любой из описанных выше переходов (за исключением
трансформирующей секции, изображенной на рис. XVK33, которая не
обеспечивает широкий диапазон с волноводами такой формы) в
соединении с отрезком волновода, плавно трансформирующим низкое
волновое сопротивление в месте самого перехода к высокому
волновому сопротивлению стандартного прямоугольного волновода. Для
этой цели наиболее удобны Я- и Я-образные волноводы, так как
благодаря понижению критических частот волновое сопротивление
и длина волны в таких волноводах остаются конечными на
критической частоте основного волновода. Одна из первоначальных
конструкций такого типа изображена на рис. XVI.38. Основной частью
перехода является двухпроводная линия передачи с волновым
сопротивлением, плавно меняющимся от 50-омного волнового
сопротивления коаксиальной линии к волновому сопротивлению
волновода. В точке, находящейся на расстоянии четверти длины средней
волны от короткозамкнутого конца симметричной линии, к ней
присоединяется коаксиальная линия.
445

К. с. в. этого перехода в частотном диапазоне с перекрытием,
равным 2,15, изменяется в пределах от 1,3 до 2,3. Измерение
сопротивлений показало, что при этом реактивная составляющая
остается близкой к нулю, активное же сопротивление на
низкочастотном краю диапазона порядка 100 ом, а на высокочастотном
краю — порядка 10 ом. Сближая трубки, образующие
двухпроводную линию, можно приблизить ее волновое сопротивление в точке
перехода к 50 ом, что приводит к уменьшению к. с. в. в
значительной части частотного диапазона. Для переходов с
коаксиального -кабеля на стандартный волновод особенно удобно применять
Я- и Я-образные волноводы, так как они обеспечивают простую кон"
струкцию и могут быть выполнены таким образом, что критическая
Рис. XVI.38. Переход, в котором используется отрезок
/У-оэразного волновода с плавно уменьшающимися выступами:
1 — коаксиальная линия, 2 — часть плавно уменьшающихся выступов,
играющая роль двухпроводной расходящейся линии.
частота для волны тила Я3о равна или превышает
соответствующую критическую частоту для стандартного волновода той же
ширины (см. § 16 гл. XV).
Переход, использующий Я-образный волновод с выступом
плавно меняющейся высоты, показан на рис. XVI.39. Он состоит из
короткого отрезка Я-образного волновода с волновым
сопротивлением, плавно меняющимся от волнового сопротивления
стандартного волновода к 50 ом в месте присоединения 50-омной
коаксиальной линии. За этой точкой подключен корткозамкнутый отрезок
Я-образного волновода с волновым сопротивлением, равным 150 ом.
Длина этого отрезка равна XU на одной из частот в пределах
рабочего диапазона. Этот переход подобен переходу, изображенному
на рис. XVI.32,6. Форма поперечного сечения выступа, соответствую"
шего волновому сопротивлению в 50 ом, была определена из
кривых для Я-образного волновода, приведенных в § 16 гл. XV.
Экспериментально было установлено, что при этих размерах в
действительности получается волновое сопротивление порядка 35 ом;
расхождение с расчетом обусловлено тем, что отношение ширины
волновода к высоте недостаточно велико (см. § 16, гл. XV).
Размеры, проставленные на рис. XVI.39,a, соответствуют
сопротивлению порядка 50 ом. Они были подобраны экспериментально путем
ряда последовательных проб. Волновое сопротивление волновода
с выступом меняется примерно по экспоненциальному закону, при
этом учтено также изменение длины волны в волноводе при изме-
446

и
6
1
\\
\
±\
КЧ
^S~
Ф
w/
V
^^
LJ
4? #" J.0 Jf W U
Частота 8 кмггц
SO
Рис. XVI.39. Переход с трансформатором в виде Я-образного волновода с плавно
уменьшающимся выступом:
а—конструкьия перехода, б — частотная характеристика;
1 <— волновод с внешними размерами 76 X 38 мм, fKp = 2 080 мггц, 2—
кабельный разъем.
<Э
сад
"^ ъ
й
k0
0,0 7,0 8,0 9,0
Частоту д кмггц
о)
100 ftO
Рис. XVI.40. Переход с трансформатором в виде Я-образного
волновода с плавно уменьшающимся выступом:
а — конструкция перехода, б — частотная характеристика;
1 —критическая частота лля волны Ми, равная 10 400 мггц, 2 — волновод с{
внешними размерами 38 X 18,8 мм, fKp = 43№ мггц, 3 — критическая частота для
волны Н\0> равная 4 310 мггц, 4 — кабельный разъем.
447

нении высоты выступа. Снятая опытным путем в диапазоне частот
кривая к. с. в. приведена на рис. XVI.39,6. На рис. XVI.40 приведен
эскиз и кривая к. с. в. другого перехода такого же типа. Все
размеры перехода (за исключением длины) вдвое уменьшены (по
сравнению с переходом, изображенным на рис. XVI.39), в связи
с тем, что волновод имеет сечение 37,5 X 19 лш, вместо 7б'х 38 мм.
Этот переход работает на частотах, значительно более близких
к критической, чем первый, так как относительная длина плавного
перехода взята в два раза большей.
20мм
ФЗкмм
-~~*0ЯЯ%%М
-твт,
а)
^4^40
10- iff 5,0 6,0
Частота 0 кмггц.
S)
7.0
Рис. XVI.41. Переход с трансформатором в виде Я-образного волновода с плавно
уменьшающимися выступами:
# —конструкция перехода, б — частотная характеристика;
/ — критическая частота для волны И30, равная 6 240 мггц, 2— критическая частота для волны
1_г nnoi мггц,, 3 — волновод с fKp = 2 080 мггц, 4— кабельный разъем.
Я1о, равная 2 С
Резкое увеличение к. с. в. на верхней границе частотного
диапазона в обоих' переходах обусловлено возбуждением волн типа
Яп и £ц, критические частоты которых равны, соответственно,
в первом^ случае 4 900 мггцу во втором 10 400 мггц. При
симметричном двойном выступе (Я-образный волновод) эти типы волн не
возбуждаются. Тонкая проводящая пластинка, помещенная в
центре волновода 'Перпендикулярно электрическому вектору поля
волны Я10, также подавляет эти волны. При такой конструкции
можно получить хорошее согласование на частотах вплоть до
критической частоты волны Я30 (равной в первом случае 6 240 мггц).
На рис. XVI.41 приведен эскиз перехода с Я-образным
волноводом, а также экспериментальная кривая изменения к. с: в. с
частотой. Как видно из рисунков, малые к. с. в. получаются в
диапазоне между критическими частотами волн Я10 и Я3о. Коэфициент
перекрытия частотного диапазона при к. с. в. а < 2 равен прибли-
448

зительно 3. Размеры поперечного сечения Я-образного волновода
с волновым сооротивлением 50 ом были найдены непосредственно
из кривых § 16, гл. XV, дополнительный подбор не потребовался,
так как в этом случае -
:0,25, т. е. достаточно велико.
26. Методика проверки переходов с коаксиальной линии
на волновод
Блок-схема применявшейся измерительной установки приведена
на рис. XVI.42. Градуировка кристаллического детектора,
усилителя и выходного вольтметра тщательно производилась во всем
диапазоне измерений. За исключением кривой на рис. XV.40,6, все
Рис. XVI.42. Блок-схема измерительной установки
для исследования волноводно-кабельных переходов:
/ — модулированный сигнал-генератор, 2 — устройство для настройки,
3 — кристаллический детектор, 4 усилитель низкой частоты, 5—
выходной вольтметр, 6 - переход такого же типа, что и исследуемый,
7—измерительная волноводная линия, 8— зонд линии, 9— испытуемый переход,
10 — нагрузка в виде кабеля с потерями.
кривые снимались при нагрузке перехода, выполненной в виде
длинного кабеля с потерями (до 20 дб), присоединенного о
помощью стандартного кабельного разъема. Необходимо учитывать,
что такие разъемы могут заметно увеличивать общий к. с. в.
27. Волноводный фильтр высоких частот
Как показано в § 15 гл. XV, в волноводе свободно
распространяются Есе сигналы на частотах выше / , сигналы меньшей частоты
быстро затухают. Критическая частота зависит от типа волны и
размеров поперечного сечения волновода. Мы будем рассматривать
лишь волны типа /У10. Для прямоугольного волновода критическая
частота волны типа //10 равна fk = 3*10 = j/ 1(L Y е> где а — ши-
"кр
2а
рина волновода в см, г — диэлектрическая проницаемость. Любой
из описанных выше широкополосных переходов, может быть
использован для изготовления волноводного фильтра высоких частот с
коаксиальными нагрузками. Ниже описаны наиболее
употребительные конструкции.
Крутизна спада характеристики в полосе запирания зависит от
длины волновода между переходами. Постоянная затухания волны
#ю в волноводе определена формулой (XV.66); она пропорцио-
29 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 449

нальна длине волновода. Вносимые потерн в волноводном
фильтре несколько отличны от полной постоянной затухания,
вследствие влияния перехода с волновода на коаксиальную линию и
постоянства сопротивления нагрузки коаксиальной линии.
Например, при /=0 вносимые потери бесконечны, тогда как затухание
поля конечно. Формула для коэфициента затухания поля полезна
для ориентировки. Приводимые ниже измеренные кривые вносимых
-1714мм-
Ф7,8
КабелЬнЬ/а
разЪем
" Ммм
К
«3
W7,
•;
Z20
Ю\
$
6U
ЬлотЬ
"Омггц
n n f
So
2fl Zt2 2,4 ZJS Zfl 3,0 3tZ 3,4 3fi
Частота в кмггц
5}
Рис. XVI.43. Волноводный фильтр высоких частот:
а — конструкция, б—экспериментальная кривая вносимых потерь,
(R - 50 ом).
потерь могут быть полезны при конструировании фильтра, который
должен иметь заданную крутизну спада характеристики.
В качестве оконечных переходов наиболее употребительны
переходы типов, изображенных на рис. XVI.32, XVI.32, XVI.33 и
XVI.36. При необходимости уменьшить размеры фильтра, волновод
и переход можно заполнить диэлектриком. Это дает возможность
умныпить размеры фильтра, примерно, в Ys Раз- Если фильтр и
переход рассчитаны при е=1, и необходимо перейти на
диэлектрическое заполнение при той же самой критической частоте, то
для этого достаточно (по крайней мере, в первом приближении)
уменьшить все размеры по ширине и длине волновода в V "е раз,
тогда как размеры по высоте должны оставаться неизменными.
450

На рис. XVI.43 приведены конструкция и измеренная частотная
характеристика волноводного фильтра высоких частот, широко
применявшегося в лабораторной практике. В этом фильтре
используется переход, изображенный на рис. XVI.36. На рис. XVI.44
изображены конструкция и измеренная частотная характеристика
фильтра, заполненного
диэлектриком «диалектен № 100» (s= (D п\ г^\ У^ rs
=3,4). В нем используется { f Ж ^,8 Щ/ ЛИ
переход, изображенный на 6.2 \ ir (
рис. XVI.32,a. Диэлектриче- t \+22,3 4*—152.
ский заполнитешь
выполняется iB виде .выфрезероеанного
стержня диэлектена, с
нанесенным на его поверхность
тонким слоем серебра. На
слой серебра затем
наносился слой меди толщиной в
несколько сотых
миллиметра. Кабельный разъем
припаивается непосредственно к
этому слою меди
(естественно, что в месте припайки
разъема слой металла,
нанесенного на диэлектрик,
между внутренним и
внешним проводниками разъема
удаляется).
Этот фильтр имел бы
значительно лучшую
характеристику, если .волновое сопротивление короткозамкнутого отрезка
волновода было бы выше. Для этого, однако, потребовался бы
более толстый кусок диэлектена, которого не было при изготовлении
фильтра. Фильтр с переходами типа, изображенного на рис. XVI.36,
можно было бы также легко выполнить из диэлектрика с
.нанесенным на нем слоем -металла.
Описанные выше фильтры
применялись на частотах,
не «превышающих
критическую частоту волны Язо-
Так как на боле^е
высоких частотах переходы
возбуждают -волну Язо, то
в фильтре будут .при этом существовать одновременно волны Ню
и Язе.
Рабочий диапазон фильтров может быть значительно расширен
путем применения Я- и Я-образных волноводов. Фильтр высоких
частот с Я-образным волноводом изображен на рис. XVI.45. В •§ 16
гл. XV показано, что в таких волноводах отношение критических
частот волн типа Я10 и Я30 легко может быть доведено до б—10
29* 451
2ft Ц Р "Ж
Частота В кмггц
о
Рис. XVI.44. Волноводный фильтр высоких
частот с диэлектеновым заполнением:
а — конструкция, б — экспериментальная частотная
характеристика этого фильтра; 1 — посеребренный
и затем помедненный диэлектен, 2—припаяно,
3— отверстие 6,35 мм.
м
шш^тш.
22
Рис. XVI.45. Волноводный фильтр высоких
частот на Я-образных волноводах.

я выше. Фильтр высоких частот, выполненный в виде Я-образного
волновода и снабженный соответствующими переходами с
коаксиального кабеля на волновод, может поэтому работать в диапазоне
с шестикратным и» более перекрытием. Простой переход с
коаксиального кабеля на Я-образный волновод описан в § 22 и
изображен на рис. XVI.37. Поперечные размеры его при заданной
критической частоте можно найти по кривым, приведенным в § 16,
гл. XV.
28. Полосовой волноводный фильтр с переменным
характеристическим сопротивлением
Так как волновод имеет естественную критическую частоту со
стороны низких частот, то достаточно лишь скомбинировать
отрезок волновода с каким-нибудь фильтром низких частот, чтобы
получить полосовой фильтр. Такой полосовой фильтр можно
применять в волноводных линиях передачи или в совокупности с двумя
широкополосными переходами на коаксиальный кабель в
коаксиальной линии передачи. Наиболее просто использовать
последовательное соединение волноводного фильтра высоких частот и
коаксиального фильтра низких частот. Подобные комбинации с успехом
применяются в сантиметровом диапазоне. Элементы фильтра
низких частот могут быть, однако, помещены непосредственно внутри
волновода.
Было разработано несколько таких конструкций; опишем одну
из них, оказавшуюся наиболее употребительной. В § 4
рассматривался фильтр низких частот, выполненный из отрезков линий
передачи с высоким и низким волновыми сопротивлениями и переменной
длиной. Формула (XV.62) показывает, что волновое сопротивление
волновода можно легко регулировать двумя способами: 1)
изменяя е и 2) изменяя b/а. Величина Z0 пропорциональна Ь при
постоянстве остальных параметров. Зависимость Z0 от е более
сложна, так как длина волны в волноводе Л также зависит от е. На
рис. XVI.46,a изображен волноводный фильтр, в котором меняется
только 6, а на рис. XVI.46,6 — фильтр, в котором меняется
только е. На рис. XVI.46,e изображен весь фильтр вместе с волновод-
но-коаксиальными переходами типа, изображенного на рис. XVI.32.
При конструировании фильтров низких частот используются
расчетные формулы и графики § 4. Величину -vc- можно найти по
кривым на рис. XV.26. Необходимо помнить, что кривые
эквивалентного реактивного сопротивления неоднородности, приведенные на
этом рисунке, точны лишь в том случае, если длина каждого
отрезка волновода не меньше высоты Ъ этого отрезка. Это
накладывает, определенные ограничения на допустимую максимальную
высоту Ьи что, например, сказывается при конструировании фильтра
для 50-омной нагрузки. Если величины Ь1к 6 Z01 и Z02
рассчитаны, то размеры фильтра можно будет определить по форму-
452

лам (XV.62) и (XV.63), полагая в них в:
2к
Характеристическое
сопротивление волноводного фильтра, измеренное' на конце фильтра
низких частот (при выполнении оконечного звена в Еиде отрезка
линии волнового сопротивления Z01, длиной -2 , Равно
произведению волнового сопротивления волновода Z;o /l/ 1 — \f) ^по~
строенного на рис. XV.22 (Z0oo = Z/0)] и отношения ZjjZ^ для
И YQ Н
F)
Zoz Диэлектрическая
проницаемость
Рис. XVI.46. Два типа (а) и (б) звеньев низких частот с
переменным характеристическим сопротивлением, предназначенные для
волноводного полосового фильтра.
Волноводный фильтр может быть снабжен двумя переходами на коаксиальный
кабель, как показано на рис. (в).
фильтра низких частот (построенного на рис. XV. 13). На рис. XVI.47
изображены кривые характеристического сопротивления для случая
оконечных звеньев в виде отрезков линий длиной - *- и -*-. В
первом случае^ как видно из рисунка, фильтр можно легко согласовать
с нагрузкой в большей части полосы пропускания. Во втором
случае это невозможно.
В практических конструкциях обычно желательно применять
добавочные отрезки между концом фильтра и переходом для
увеличения крутизны спада характеристики со стороны высоких
частот и с целью обеспечения затуханий высших типов волн,
возбуждаемых переходом, прежде чем волновой фронт достигает
фильтра. Поэтому, вообще, длина этих добавочных отрезков должна
быть по крайней мере равна ширине волновода а и выбирается
453

о
гкр
ft
—f
Рис. XVI.47. Характеристическое
сопротивление волноводного
полосового фильтра.
Кривая А соответствует фильтр\т с око-
нечным звеном —, кривая В—с око-
нечным звеном ~-'
таким образом, чтобы кривая общего характеристического
сопротивления была сходна с кривой А на рис. XVI.47. Волновое
сопротивление Z0 этих добавочных
отрезков .вблизи середины .полосы
пропускания должно быть вообще
выбрано равным волновому сопротивлению
•коаксиальной линии,
присоединяемой к волноводу с помощью
перехода, а также равным
характеристическому сопротивлению волноводного
фильтра на этой частоте. Другие
указания по конструированию
фильтра приведены в ,§§ 8 и 9 гл. XV.
На рис. XVI.48 изображены вол-
ногаодный полосовый фильтр и его
экспериментальная частотная
характеристика.
При снятии частотных
характеристик вносимых потерь к обоим
концам фильтра присоединялись плавные волноводные
трансформаторы и широкополосные волноводно-коаксиальные переходы. Из-
м ер ял ись вноси м ые
потери всей
системы в целом. Волно-
водный полосовой
фильтр с переменным
волновым
сопротивлением имеет
дополнительные полосы
пропускания вблизи
частот, для которых
отдельные отрезки
линий равны целому
числу полуволн в
волноводе (см. § 4).
Их можно
исключить, комбинируя две
или больше трупп
звеньев, как указы-
валось в § 4.
Помнимо этих дополнитель-
. ных полос, будут так-
• же относительные
острые пики
пропускания,
обусловленные высшими т.и-
их критическими 4ia-
Нто не возбуждаются
ta
5
w
30
20
W
\
1
1
e£sa
J
J
/
/
Дог
пол
о5ц
>
юлнител
оса пропу
"лодлвн. в
ти
паНзо
Ьная^
скам
1лной^
1
1
1
%
!♦
Zp ZJS Jfl dp Ь,0 5р 6.0 7Р ер 9S Wfl
Частота в кмггц
ю
Рис. XVI.48. Волноводный полосовой фильтр,
2 700 -3 8ЭЭ мггц:
л—эскиз конструкции, б —экспеоиментальная частотная
характеристика фильтра, снабженного двумя переходами
на коаксиальный кабель.
пами волн, совпадающие как раз с
стотами. Однако четные типы волн
454

обычными валноводно-коаксиальныМ'И переходами, и поэтому
в частотной характеристике полностью собранного фильтра
будут лишь пики, оответствующие нечетным типам волн Нто
(рис. XVI.48). Пики, обусловленные высшими типами волн, могут
быть устранены путем применения двух или трех групп звеньев
с различными критическими частотами со стороны низких частот,
А
t
е*Ч
К*>"
п
TjjSl
■—1—
и
^
v*>
п
и
(Фч
1
<*>
Г)
и
ЛА П да.
1
I
"о» у Чо<
П
и
ЛР»
^
п
•Фь
1
в
-| ■
и
«С*
А"
J
<£
40
р
1
г.5
w
45
J,0 5,5
Частота 6 кмгщ
S)
Рис. XVI.49. Волноводный полосовой фильтр с двумя
различными типами звеньев для устранения дополнительных полос
пропускания:
а — конструкция, б — экспериментальная частотная характеристика
фильтра;
1 — вплоть до частоты 100 мггц дополнительные полосы пропускания
отсутствуют.
т. е. с волноводами различной ширины а (рис. XVI.49).
Критические частоты со стороны высоких частот для этих групп
звеньев выполняются обычно одинаковыми. Группы звеньев можно
также сконструировать таким образом, чтобы исключить оба типа
упомянутых выше дополнительных полос пропускания. Их
характеристические сопротивления должны быть равны на некоторой
частоте вблизи центра полосы пропускания. Для фильтра с
диэлектрическим заятолнением необходимо использовать материалы сочень
высокой диэлектрической проницаемостью. Такова, например, кера-
455

мика на основе двуокиси титана, диэлектрическая проницаемость
которой доходит до 100. Этот материал имеет низкие потери, легко
обрабатывается и может удовлетворять жестким допускам. Если
по расчету толщина диэлектрического стержня оказалась
настолько малой, что затрудняет изготовление фильтра, то за больший
размер можно будет взять 62, а за меньший—^02. Для этого
случая так же, как и для 92<fl,, могут служить расчетные данные
§ 4. В диэлектрическом стержневом фильтре неоднородности
отсутствуют и следовательно 82 =62ж/7.
С целью устранения пиков пропускания, обусловленных волной
типа #зо, из основной полосы пропускания, иногда, может быть
целесообразно выполнять полосовой фильтр переменного сопротивления
Рис. XVI.50. Волноводный полосовой фильтр с
переменным характеристическим сопротивлением, выполненный
из /7-образных волноводов.
та Я-образных волноводов (рис. XVI.50). Так как в настоящее
время еще нет возможности ввести точные поправки на
реактивность неоднородностей, приходится ограничиваться оценкой их
влияния. Полосовой фильтр, выполненный из Я-образных
волноводов, подобен диэлектрическому стержнево-му фильтру в том
отношении, что критическая частота отрезков с низким волновым
сопротивлением ниже критической частоты отрезков с высоким
волновым сопротивлением. В обоих случаях можно показать
расчетным путем, что нижняя критическая частота полосового фильтра
не равна критическим частотам ни одной из волноводных секций,
а равна некоторой промежуточной частоте. Для выполненного из
Я-образных волноводов фильтра, изображенного на рис. XVI.50,
фактическая критическая частота обычно ниже критической
частоты оконечного отрезка волновода. Поэтому со стороны низких
частот критическая частота всего фильтра в целом определяется
полностью оконечными секциями фильтра.
29. Методы испытаний высокочастотных фильтров
Фильтры после расчета и изготовления должны быть испытаны
с целью определения соответствия их характеристики заданным
допускам. Если допуски не удовлетворяются, то испытание
должно помочь установить, какие изменения конструкции необходимы.
Наиболее важной характеристикой фильтра являются обычно его
вносимые потери. Опишем различные методы снятия кривых
зависимости вносимых потерь фильтра от частоты. Отметим, что
измерения вносимых потерь бессмысленны, пока не установлены
сопротивления Z, и Zrt, измеряемые в направлении генератора и на-
456

грузки, соответственно, в точке включения фильтра. В частности,
наиболее употребительны результирующие кривые вносимых
потерь, соответствующие сопротивлениям Z2 и Zw, равным
сопротивлению нагрузки /?, на которую рассчитывается фильтр. Поэтому
необходимо быть уверенным, что в измерительной установке
сопротивления в этих направлениях равны R.
На рис. XVI.51 а и б изображены два типа установок,
применявшихся для исследования фильтров с коаксиальными выходами.
Основными элементами обеих установок являются
сигнал-генератор какого-либо тигса, детекторная головка, индикатор и какое-
либо устройство для измерения разности (в дб) уровней сигнала
© D (fl
jH^awv ,лмлл-£ч ($) [~If |с ^ ~
«У
©
©
м
©
//;
U © |_£Елллл, м/у И | ® |l0
у;
Рис. XVI.51. Блок-схема двух измерительных установок,
используемых для снятия кривых вносимых потерь
фильтров:
1 — модулированный сигнал-генератор, 2 — согласующие шлейфы,
3 — кабель с затуханием (> 10 дб), 4— кристаллический
детектор, 5—низкочастотный трансформатор, 6—импульсный
усилитель с высоким коэфиииентом усиления, 7—измеритель выхода,
проградуированный в дб, 8— градуированный высокочастотный
ослабитель, 9— радиоприемник.
в линии при включении фильтра в точке / и без него. В обеих
схемах предусмотрена развязка сигнал-генератора и детектора
с. помощью ослабителя (в виде кабеля с потерями). Сопротивления
Z, и ZH подбираются очень близкими к волновому
сопротивлению кабеля с потерями, которое в свою очередь выбирается
равным сопротивлению нагрузки, на которую рассчитан испытуемый
фильтр. Последняя почти всегда принимается равной 50 ом.
Необходимо отметить, что волно-вое сопротивление линии передачи с
потерями имеет реактивную составляющую. Она, однако, обычно
настолько мала, что ею можно пренебречь. Вместо кабеля с
потерями может служить ослабитель, входное и выходное
сопротивления которого равны R. Длина кабеля с потерями, включаемого
с обеих сторон фильтра, может быть определена по формуле
(XV.61). Эта формула дает величину входного к. с. в. овх как
функцию затухания (в децибелах) кабеля al и к. с. в. нагрузки ан.
В наихудшем случае ,aw = oo и формула (XV.61) дает
a- = cth-8*686- (13)
457

При а/, равном 10 дб9 <звх = 1,22, при а/ = 15 дб, авх =^= 1,07.
При таких к. с. в. Z, и ZH достаточно близки к R. Рекомендуется,
чтобы при измерениях характеристики фильтра в полосе
пропускания затухание в кабеле по обе стороны фильтра было равно по
крайней мере 15 дб. Для измерений в полосе запирания затухание
в кабеле, если это потребуется, может быть уменьшено до 10 дб.
Если измерительная установка не может быть снабжена достаточно
мощным источником сигнала, то может потребоваться несколько
ослабить ати требования. Согласующие шлейфы, указанные на
рис. XVI.51, должны при этом настраиваться более тщательно,
а для обеспечения идеального согласования генератора и детектора
с кабелем их следует комбинировать с раздвижной линией. В
любом случае необходимо помнить, что сопротивление нагрузки
генератора может влиять на его работу. Поэтому, если между
генератором и фильтром не обеспечена достаточная развязка, мощность,
отдаваемая генератором, может изменяться при вставлении
фильтра. По этой причине рекомендуется чтобы между генератором и
точкой включения фильтра было всегда обеспечено затухание,
равное по крайней мере 10 дб. Если вместо кабеля с потерями
применяется ослабитель, то по отношению к общему затуханию
остаются в силе такие же требования.
Для измерительной установки на рис. XVI.51,a сигнал должен
быть модулирован синусоидой, меандрами и т. д. Кристалл D
работает ка.к детектор слабых сигналов, а продетектированный сигнал
звуковой частоты подается на звуковой усилитель.
Трансформатор Е обеспечивает обратный низкоомный путь к детектору для
постоянного тока. Это весьма существенно для обеспечения работы
детектора в квадратичном режиме. Кроме того, должны быть
приняты меры для поддержания уровня высокочастотной мощности
на детекторе минимальным. Различные детекторы, работающие при
этих условиях, были испытаны на отдельных частотах в диапазоне
100—10000 мггц и оказалось, что характеристики их квадратичны
во всем диапазоне используемых мощностей. Однако, если данный
детектор сомнителен, рекомендуется проверить его характеристику.
Если характеристика детектора считается квадратичной, то
половина разности (в децибелах) показаний выходного прибора при
любых двух условиях дает разность в децибелах в уровне
высокочастотной мощности на детекторе. При желании прибор 3 можно
проградуировать непосредственно в децибелах. Усилитель должен
иметь максимально возможный динамический диапазон. Для
удобства измерений затухания величиной до 40 дб необходим диапа
зон, несколько превышающий 80 дб. Такой диапазон проще
обеспечить с помощью усилителя, настроенного на частоту модуляции
сигнал-генератора, чем широкополосным усилителем.
Рекомендуется, чтобы источник анодного напряжения был вынесен в отдельный
блок, а питание накала осуществлялось постоянным током.
Методика испытания фильтра заключается в следующем: линии
соединяются в сечении / (фильтр удален), сигнал-генератор включается
на некоторой частоте, шлейфы А и Г настраиваются. Регулировка
458

шлейфов А и Г — независима, если кабели Б и В имеют
достаточное затухание. Затем усиление усилителя Ж устанавливается
таким образом, чтобы обеспечить удобство отчета на приборе Зи
Необходимо принять меры предосторожности для устранения при этом
возможности перегрузки усилителя. Затем в сечении / вставляется
фильтр.
Половина разности показаний прибора (в децибелах) до и
после включения фильтра равна затуханию фильтра в децибелах.
Если необходимо измерять вносимые потери, (превышающие
величины, допускаемые динамическим диапазоном приемника,
процедура должна быть несколько изменена «путем использования
дополнительного отрезка кабеля того же типа, что и кабели Б, В,
затухание которых известно (оно может быть измерено тем же
методом, что и выше, так как при этой методике измерений, затухание
кабеля эквивалентно вносимым потерям). Методика испытаний
при этом изменяется следующим образом: 1) первоначальная
настройка и регулирование усиления производится при вставленном
в сечении / кабеле, 2) затем этот кабель удаляется, а вместо него
вставляется фильтр, 3) вносимые потери фильтра определяются,
как половина разности отметок прибора (в децибелах) плюс
известное затухание дополнительного кабеля. При этом необходимо
соблюдать следующие предосторожности:
1) необходимо помнить, что затухание кабеля является
функцией частоты. Поэтому если измерения производятся в широком
частотном диапазоне, кабели Б и В должны многократно
замещаться с целью окончательно установить, что их затухание
достаточно высоко. По этой же причине затухание дополнительного
кабеля во втором случае должно быть известно на каждой частоте;
2) большое внимание должно быть уделено подбору кабельных
и ответных разъемов (штырьковых и гнездных кабельных
разъемов) с целью максимального уменьшения числа высокочастотных
кабельных соединений. Очень немногие из существующих
кабельных разъемов хорошо согласованы на частотах выше 3 000 мггц и
применение большого числа их может заметно ухудшить точность
измерений. Значительные неприятности при испытании фильтров
высоких частот могут вызвать гармоники генератора. Если
проверяется точка в полосе запирания такого фильтра, а гармоника
генератора на 30 дб слабее сигнала основной частоты, кажущееся
затухание фильтра в этой точке будет не выше 30 дб9 хотя для
основной частоты в действительности потери могут быть намного
выше. Особенно большое внимание должно быть поэтому уделено
подавлению гармоник генератора во время испытаний фильтра. Это
можно сделать путем помещения между точками Л и Б на
рис. XVI.51,а фильтра низких частот. (Если фильтр поместить
перед шлейфами настройки Л, то он не будет нагружен
соответствующими сопротивлениями и может не дать ожидаемого эффекта.)
Измерительная установка на рис. XVI 51,6 допускает применение
надежных высокочастотных ослабителей регулируемого типа.
В этом случае вместо блоков Д, Е9 Ж и 3 на схеме рис. XVI.51,а
459

применяется радиоприемник. Ослабитель помещается до кабеля Б
и часто монтируется в гетеродине. Приемники используются лишь
для отсчета стандартного выходного сигнала. Разность между
показаниями ослабителя с фильтром и без него, при этом стандартном
выходе, и дает тогда затухание фильтра. В остальном методика
измерений остается без изменения. Ослабитель должен
градуироваться и проверяться, так как многие модели оказались
непригодными для частот выше
3 000 мггц. Необходимо
отметить, что если
супергетеродинный приемник настроен на
основную частоту
сигнал-генератора, он не будет реагировать
на его гармоники. В
зависимости от частных условий или
имеющегося в наличии
оборудования, могут оказаться
желательными различные
видоизменения и комбинации двух
описанных методов. В случае
фильтров, предназначенных для применения в передатчике, величина
к. с. в. в полосе пропускания может оказаться более существенной,
чем вносимые потери в полосе пропускания. К. с. в. волноводного или
коаксиального фильтра может быть измерен с помощью
соответствующей измерительной линии, волновое сопротивление которой равно
сопротивлению нагрузки R (рис. XVI.52). Фильтр должен быть
нагружен на сопротивление нагрузки ZQ = R. В качестве последней
может служить кабель с потерями в 20' дб и волновым
сопротивлением Z0 = R. Детально методику измерения сопротивлений мы
не описываем. Необходимо отметить, что если потери в фильтре
равны нулю, то вносимые потери и к. с. в. фильтра связаны
соотношением (XV.54), по которому построена центральная шкала на
рис. XV.9. Эта шкала показывает, что к. с. в. предельно велик,
если вносимые потери превышают 10 дб, и поэтому описанный
метод не подходит для снятия характеристик в полосе запирания.
ДОПОЛНЕНИЕ
РАСЧЕТ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ВОЛНОВОДНЫХ ФИЛЬТРОВ*
Приведем в качестве примера подробный расчет
широкополосного волноводного фильтра, составленного из цепочки коротких
отрезков прямоугольных волноводов различной высоты, но
одинаковой ширины (XVI.53).
Напомним, что в диапазоне частот, в котором в волноводе
может распространяться лишь волна //10, волновое сопротивление
* PIRE, 1949, № 6, р, 651, и 1950, № 7, р. 800
460
©
Л-
]©
®
®
~| J ]—VWSr-
©
Рис. XVI.52. Блок-схема установки для
измерения входного сопротивления вол-
новодных или коаксиальных фильтров:
1 — сигнал-ген?ратор, 2— измерительная линия,
3—фильтр, 4— нагрузка в виде кабеля с
потерями 20 дб, 5— пергдвижной зонд линии,
6 — индикатор линии. В качестве измерительной
линии в первом случае используется волновод-
ная, во втором — коаксиальная линия.

волновода выражается формулой (XV.62). а сопротивление в
произвольном сечении волновода равно
ЬЕ„
аИ%
(14)
где а и b — размеры широкой и узкой стенок волновода, Еу и Нх—
поперечные составляющие электрических и магнитных полей.
Расчет этого фильтра удобнее всего провести методом, примененным
□Гппг
*;
секция
*AvM
щ
пдо
Рис. XVI.53. Эскиз широкополосного волноводного
фильтра.
-л
г/ ЧЙ
* *i—£-
7 3
т
«;
п п
U k U (/
1ГЪ"
Рис. XVI.54. Волноводные фильтры:
а"—одиночное звено фильтра, б — короткозамкнутое полузвено
фильтра (на поперечной стенке обращаются в нуль тангенгиаль-
ная составляющая электрического и нормальная — магнитного
полей), в—разомкнутое полузвгно фильтра (на поперечной стенке
обращаются в нуль тангенциальная составляющая магнитного и
нормальная электрического полей).
в § 2, гл. XVI., выражая параметры фильтра — волновую
проводимость Yj и постоянную передачи в через проводимости
холостого хода и короткого замыкания полузвена фильтра (рис. XVI.54)
-уу
Y
XX КЗ
th
w-
(15)
Фильтр имеет ряд последовательно расположенных полос запирания
и пропускания, вторая и все последующие полосы пропускания
461

расположены в области значительно более высоких частот, чем первая.
Для практических целей используется лишь первая полоса пропускания.
Согласно формулам (14) и (15) расчет отдельного звена фильтра
состоит из трех последовательных этапов:
а) нахождении полей внутри волноводов звена при коротком
замыкании и холостом ходе в плоскости £ = О (см. рис. XVI.54),
б) вычислении по формуле (14) проводимостей (Г = —]
холостого хода и короткого замыкания полузвена фильтра и
в) вычислении по формуле (15) параметров К7 и в звена фильтра.
При этом расчете не учитываются возможные взаимодействия
между отдельными звеньями фильтра по волнам высших типов.
Каждое звено фильтра, как это еидно из рис. XVI.54,а, состоит
из трех отрезков регулярных волноводов различных поперечных
сечений. Поля в каждом из них могут быть представлены в виде
рядов по всем собственным волнам соответствующего волновода.
Комплексные амплитудные коэфициенты при отдельных членах
этих рядов могут быть определены из граничных условий, которым
эти поля должны удовлетворять на стыках отрезков регулярных
волноводов (на боковой поверхности волноводов граничные условия
выполняются автоматически).
Так как неоднородности на стыках еолноводов имеют вид
симметрично расположенных ступенек, то они помимо основной волны Н10>
возбудят лишь волны //, 2я и Ех 2л'. Эквивалентные параметры этих
неоднородностей могут быть вычислены самыми различными
методами, например, путем приближенного решения бесконечной системы
уравнений, полученной в результате приравнивания полей на стыках
волноводов, вариационным методом, квазистационарным методом,
методом конформного преобразования и т. д. Мы приведем лишь
окончательные выражения для нормированных (т. е. отнесенных
к проводимости волновода высоты Ь, см. рис. XVI.54) входных
проводимостей полу звена фильтра при холостом ходе и коротком
замыкании в поперечном сечении z = О, пересчитанных к сечению z = ^:
Ч
ml
VHtf
462
/0,09
(16)

здесь б = —; Л — длина волны в волноводе,
S0 (о)^—я* (In 8 + 0.338)
формулы (16) выписаны в упрощенном виде, пригодном при 8>0,15.
Первые члены в них обусловлены основной волной и
представляют собой входные проводимости разомнутой или короткозамкну-
той на конце линии, длиной у, с волноеой проводимостью, равной
единице, остальные слагаемые в формулах обусловлены волнами
высших типов и эквивалентны некоторым емкостям, шунтирующим
эти линии на входе. Проводимости короткого замыкания и
холостого хода полузвена фильтра получим, пересчитывая ухх и у'кз
к сечению 2 = 2~ (рис. XVI.54) по обычным формулам
трансформации вдоль линии. Учитывая, что волновые проводимости
отрезков волновода различных высот относятся обратно
пропорционально высотам, получим следующие выражения для ухх и укз,
нормированные к волновой проводимости волновода высоты Ь:
4 + arctg!^
x+arctg — -
(17>
Параметры фильтра теперь можно будет рассчитать по формулам (15).
Нетрудно найти также и эквивалентную схему звена фильтра. Для
средней части звена, выполненной в виде волновода высоты b и
длины /, эквивалентная схема имеет вид симметричного /7-образного
звена (рис. XVI.55,а), элементы которого ух и у2 выражаются через
величины ухх и у'кз, очевидными формулами:
У\ = -
Укз Ух х
(18).
Используя (16), перепишем (18) в виде
2 тс/
А
csc-F+/£,,, (19)
л>0
cschr
2тш/
i/Ч
пл)
i/'-fe"
sin2 я пд
463

в
с2= А
$>(«)
л>0
L |/-(:
пА
— 1
sin2/2^5 ^ nnQl
/i(/m«)' I U' Л *
Эквивалентная схема в развернутом' виде изображена на
рис. XVI.55,6. Внутри пунктирного прямоугольника заключена часть
схемы, соответствующая отрезку регулярной линии длины / при
0 Гкр ff L f
Рис. XVI.56. Типичная
частотная характеристика фильтра
(зависимость затухания от
частоты).
волновой проводимости,
равной единице (и постоянной
распространения В = -^ \ .
Эквивалентную схему полного
звена получим путем
добавления к Вс2 шунтирующих
емкостей, эквивалентных
коротким "отрезкам волноводов высотой b'<b и длиной /'</.
Типичная частотная характеристика рассматриваемого фильтра
приведена на рис. XVI.56. Нижней границей полосы пропускания/жр
является критическая частота для волны Я10. .Верхняя граница
(/1,А = А1) определяется из соотношения
4а =
Яг
- CSC61 I
\^tyBl/Z^JZ
1
1
- 1 -
1
i (
.-J
= Вел
Рис. XVI.55. Эквивалентная схема звена
волноводного фильтра.
<+^=*
(20)
соответствующего первому нулю величины укз (так как при этом
волновая проводимость из вещественной становится мнимой).
Бесконечное затухание в полосе запирания (д,А = Ай) имеет
место при унз=ухх. Приведенные выше формулы достаточны
для расчета фильтра по заданным геометрическим размерам.
На практике, однако, необходимо производить обратные расчеты
конструкций фильтра по заданным параметрам, например, по
значениям частот fKp, fu jf^. Этих данных недостаточно для
однозначности обратного расчета фильтра и ряд геометрических параметров
последнего может быть выбран произвольно. В качестве этих про-
464

извольных параметров удобно принять 8 = -^- и Ьт — высоту
волновода, нагружающего фильтр.
Используя (14) — (20), составим соотношения, из которых можно
будет определить по заданным параметрам геометрию фильтра..
Бесконечное затухание имеет место при укз=ухх. Используя.
(16) —(18), получим
~'*т-££Ие
Ч"/-&£)'1
X
X
sin'-5 (ятей)
п (пкЬу
(21 >
Выражение (20) для верхней границы полосы пропускания
перепишем, используя (16), в виде:
Ctg Ь # Ai h Q ш
+
2b
b Ai
/ZJl/
cth-,-
it/'
tgAT
/'-(£
H/ /J I / / b \2
—i
sin^ (;гтс§)
/г (/иг«)*~
0,09^
тс/
(22)«
Пусть b0 — высота нагружающего фильтр волновода, при которой
фильтр был бы согласован с нагрузкой при f=fKp (A=oo). Тогда
на этой частоте
Уг = Уо = 4~, (23>
YQ — нормированная волновая проводимость волновода нагрузки..
Используя (15), (16) и (17), из (23) получим, при А->оо,
-"S['-th¥]-fgf-o,09A}.
(24>
Формулы (22) и (24) могут быть несколько упрощены, поскольку
1\ ТС/ ^ 1 j ТС/ ТЕ/
) j<1 и, следовательно, tg ^^"л-'
2) 8<1, а я невелико [ряды в формулах (22) и (24) быстра
сходятся] и поэтому sin"** ^ 1,
30 Техника сверхвысоких частот. Часть I. 465

3) обычно Z'-8<0,1/. Полагая , ^ % 1, мы получаем в
величине -,— ошибку, не превосходящую 5%.
"о
Упрощая в соответствии с этим формулы (22) и (24) и вычитая
^(24) из (22), получим:
ctg [*Т
Полагая далее
лерепишем (22) в виде
2Ь
п>0
cth
ml
/'-ЦТ
V~(;
■tg
tvs.1
._2S0(*)
tg
it/'
(25)
(26)
nd
Al
it/ b
_ ctz~b~- л7
6
"AT
л>0
|-?/-(=J ,1
1 /-(£)' 1
sin2 (лтс#)
' л (ля*)*
, 0,09
1 7i/
(27)
Подставив в (XVI.26) выражение для 50(8) [см. (16)], получим
^ТГ = и8^г[с+!1п8 + 0'215]- <28>
Уравнения (21), (25), (27) и (28) и являются искомыми
соотношениями, позволяющими произвести расчет фильтра.
Последний выполняется согласно следующей схеме. Пусть заданы
частоты fKp, /j, f^. По обычным формулам определяем соответ-
ствующие им Я Ai и А , полагая а--
•кр
. Выбираем произвольно
высоту #г волновода нагрузки. При этом для обеспечения хорошего
согласования в полосе пропускания, величину Ь0 в формуле (25)
можно положить равной (14-0,7)^ [вообще говоря, для этой цели
целесообразно использовать специальные согласующие оконечные
/га-производные звенья (см. выше §§10 и 7)]. Далее по
формулам (21) и (25) определяем -г- и -- как функции Ь0/А} и А^Ао©,
по формуле (27) рассчитываем G, после чего, выбирая некоторое 8,
по формуле (28) определяем /'.
Если окажется, что -^т-<0,5 или-г->0,1, то необходимо
повторить расчет при другом 8. Процедуру расчета можно значительно
упростить, если вместо формул (21), (25) и (27) использовать
466

построенные по ним графики. На рис. XVI.57 приведены построенные
по формуле (25) кривые изменения у в зависимости от -^ при раз-
личных значениях —. На этом же рисунке пунктиром нанесены
001 ОП О.Од 0.0b 005006 ОрВ 0,1
' ъ0/л,
о,г цд о* о,5
Рис. XVI.57. Расчетный график для определения
параметров Ь и /.
' 08 1
J Ь 5 О 7 8510
20 JO 40 50
Рис. XVL58. Расчетный график для определения параметра G.
кривые -д-^- = const, соответствующие 8 = 0. При построении этих
кривых использована формула (21).
Таким образом, рис. XVI.57 заменяет формулы (21) и (23).
В приведенных на нем кривых не учтена зависимость от 8. Это,
однако, несущественно при-т->0,2. В общем случае все же
требуется построить еще хотя бы одну сетку кривых -г-*- = const,
30* 467

соответствующую 8 = 0,1. При этом для 0<й<0,1 значения
и -г— могут быть найдены с помощью линейной интерполяции.
На рис. XVI.58 приведены кривые, построенные по формуле (27)
и служащие для определения G. Иллюстрируем изложенную выше
методику примерным расчетом фильтра. Пусть а = 7,0 см (/ =
= 2,145 мггц), /2 = 3000 л/гг^ (Лj = 14,3 см), /^ = 3 500 мггц (\Р
= 10,8 см), ^ = *0 = 0,95 см.
Отсюда А =0,0666,^
00
1,32.
Находим на рис. XVI.57 точку, соответствующую этим значения £0/Л,
At
и —- , и определяем далее, что при
г
Г"
этом
: 0,089 и -f = 0,410 и следо-
*.<?
т
цщ\
то 8 = -^=0,0541 и I
а}
III
-*-Jbll
й?
«7
££
Ml
т
i££
Еательно, ^ = 0,410-14-3 = 5,97 гл,
/=0,089-5,97 = 0,53 см. Из рис. XVI.58
находим (7 = 4,06. Если £' = 0,317 ел/,
0,767 см.
Для обеспечения крутых спадов
частотной характеристики и высокого
затухания во всей полосе запирания
необходимо фильтры составлять из
нескольких ячеек с различными f^.
Поскольку при изменении /^ волновая
проводимость ячейки практически остается
неизменной, то согласование фильтра
при этом не ухудшается.
На рис. XVI.59,fl изображены три
звена с различными / (3 500, 4 500 и
5 500 мггц), но одинаковыми прочими
параметрами (Ь0, Ь1,Хкр, Ai),
соответствующими приведенному выше расчету. В
месте соединения фильтра срегулярнымвол-
новодом обычно образуется ступенька
(ЬТфЬ')9 эквивалентная некоторой, не учтенной при расчете,
шунтирующей емкости. Для ее компенсации длину у волноводов фильтра
следует укоротить на величину
Ь' л ь7
ы
s)
Рис. XVI.59. Трехзвенный вол-
новодный фильтр:
а —отдельные ячейки фильтра;
б—собранный фильтр (/i=3 000 мггц,
а — 7,0 см).
д/=
ln^L- 0,386
(29)
На рис. XVI.59, б изображен собранный трехзвенный фильтр
с компенсированной емкостью ступенек.
В заключение приведем данные, характеризующие совпадение
расчетных и фактических частот /г верхних границ полос пропуска-
468

ния, нескольких рассчитанных и сконструированных фильтров (см.
таблицу ниже). Как следует из этих данных, расхождение между
фактическими значениями f} и рассчитанными только по формулам
или с использованием графиков на рис. XVI.57 и XVI.58 составляет
меньше 1 %.
Таблица XVI.6
Значения f\
Номер макета
фильтра
1
2
3
4
5
6
Вычисленные по
формуле (22), мггц
2 993
3 003
2 834
3 000
2 995
Найденные из рис. XVI.57
и XVI.58, мггц
3 000
3 000
2 843
3016
3 000
3 000
Фактическое /lf
мггц
2 980
2 991
2 822
3 001
3 024
2 991

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие к русскому перево ду 3
Глава I. Широкодиапазонные антенны 5
1. Полоса пропускания 5
2. Параметры, определяющие ширину полосы частот антенны .... 7
3. Электромагнитные рупоры 11
4. Компенсация отражений 13
5. Расчет отражения, производимого двумя нагрузками, включенными
в линию передачи 15
6. Диаграммы излучения и элементарный принцип Гюйгенса 18
7. Элементарный диполь; диаграммы излучения тонких антенн . , . . 19
8. Диаграммы излучения цилиндров 20
9. Соотношение между диаграммами излучения проводников и
отверстий 22
10. Некоторые основные свойства направленных антенн 23
Глава II. Согласование сопротивлений, трансформаторы и
симметрирующие устройства 26
1. Согласование сопротивлений в широком диапазоне 26
2. Окружность заданного максимально допустимого коэфициента
отражения 27
3. Окружности трансформации 28
4. Типы согласующих четырехполюсников 30
5. Трансформатор в виде отрезка линии. Предварительные
соображения 31
6. Трансформаторы в виде отрезков линий. Окружности трансформации 32
7. Трансформация сопротивлений с помощью трансформатора в виде
отрезка линии 35
8. Последовательные шлейфы 39
9. Параллельные шлейфы 42
10. Согласование с помощью параллельных шлейфов 47
11. Общие соображения для конструирования одноэлементных
широкополосных согласующих устройств 49
12. Многоэлементные трансформаторы 51
13. Симметрирующие устройства 52
14. Симметрирующее устройство 1-го типа 52
15. Симметрирующее устройство П-го типа 53
16. Симметрирующее устройство Ш-го типа 54
17. Использование симметрирующего устройства в качестве элемента
согласующего трансформатора 54
18. Методика проверки работы симметрирующих устройств 57
Дополнение I. Расчеты широкополосных согласующих трансформаторов 58
Дополнение II. Широкополосное согласование антенны с кабелем ... 67
Глава III. Конические и цилиндрические антенны 75
1. Общие соображения. Входное сопротивление 75
2. Общие соображения. Диаграммы направленности 81
3. Конические антенны 82
470

4. Цилиндрические антенны t 8
5. Влияние отражателей на конусы и цилиндры 9
Дополнение /. Диск-конусные антенны 9
Дополнение //. Влияние отражающих поверхностей на входные
сопротивления широкополосных плоскостных и цилиндрических
вибраторов , Ю-
1. Плоскостные вибраторы 10'
2. Цилиндрические вибраторы 10'
3. Система из двух синфазных вибраторов 11!
Глава IV. Трубчатые антенны 111
1. Общие соображения 1П
2. Входные сопротивления и диаграммы направленности трубчатых
антенн с цилиндрическими излучателями 1И
3. Примеры практического выполнения штыревых трубчатых антенн \М
4. Простые трубчатые диполи 12(
5. Уголковый трубчатый диполь • 12S
6. Трубчатый диполь с отражателем 12i
7. Антенны с крестообразно расположенными излучателями 125
8. Широкодиапазонные антенны с крестообразно расположенными
излучателями 12^
Глава V. Рупорные и зеркальные антенны 131
1. Введение 131
2. Способы возбуждения рупорных антенн 13$
3. Диаграммы направленности рупорных антенн 13^
4. Диаграммы направленности 13"/
5. Рупоры с вращающейся поляризацией 14с
6. Исследования поляризационной характеристики 14(
7. Зеркала; общие вопросы 14£
8. Эллиптически-параболическое зеркало (Эльпар) 151
Глава VI. Щелевые антенны 156
1. Введение 15С
2. Диаграммы направленности щелевых антенн 157
3. Влияние размеров экрана на диаграмму излучения щели 15£
4. Влияние ширины щели на диаграмму направленности 161
5. Входное сопротивление щелевых антенн 162
6. Методы уменьшения размеров антенны 169
7. Примеры щелевых антенн 17С
Глава VII. Антенные переключатели 174
1. Общие сведения 174
2. Коаксиальные переключатели 175
3. Переключатели с ножевыми контактами и реле 178
4. Волноводный переключатель 178
Глава VIII. Спиральные антенны 180
1. Введение 180
2. Режим ненаправленного излучения 180
3. Спиральные антенны в режиме осевого излучения 185
4. Анализ спиральной антенны в режиме осевого излучения 186
5. Экспериментальное исследование спиральных антенн 191
6. Конструирование спиральных антенн 196
Глава IX. Принципы радиопеленгации 204
1. Поляризация волны 204
2. Требования к пеленгаторам, работающим на частотах выше 50 мггц 206
3. Основные методы радиопеленгации 208
4. Отражения 209
5. Вертикально поляризованная антенна в горизонтально
поляризованном первичном поле 213
471

6. Влияние отражений на диаграмму антенны 214
7. Метод временной разности 217
8. Другие методы 218
9. Индикаторы 218
Глава X. Пеленгаторные антенны 221
1. Введение 221
2. Ширина диаграммы 221
3. Антенны с малыми размерами по сравнению с длиной волны . . . 222
4. Полуволновые антенны 224
5. Антенны размером в несколько длин волн 225
6. Зависимость ширины диаграммы от размеров антенны 226
7. Эффективная поверхность антенны 227
8. Поглощающая поверхность антенны 229
9. Геометрическая поверхность антенны . 229
10. Соотношения между эффективной, поглощающей и геометрической
поверхностями антенны 229
11. Коэфициент усиления 230
12. Коэфициент направленного действия 231
13. Примеры 232
14. Ширина диапазона 233
15. Различимость поляризаций 233
16. Ошибка пеленга 235
17. Применение пеленгаторных антенн 236
18. Полуволновый вибратор и решетка Эйдкока 236
19. Двойная рамка 238
20. Анализ эквивалентной схемы двухрамочной антенны 240
21. Диаграммы и коэфициент усиления двойной рамки . . • 242
22. Установка двойной рамки 243
23. Комбинированный вертикально-горизонтальный уголковый
отражатель 243
24. Вертикальный излучатель комбинированной антенны 246
25. Горизонтальный излучатель комбинированной антенны 246
26. Диаграммы направленности 247
27. Ошибка пеленга и эффективная поверхность антенны 249
28. Комбинированные параболические антенны с вертикальной
поляризацией 250
29. Параболические зеркала ?. . . . 251
30. Облучатели 251
31. Характеристики двухзеркальной антенны 252
32. Вращающиеся сочленения 253
33. Контактные кольца 254
34. Высокочастотные реле 254
35. Разделитель тока 255
36. Симметрирующее устройство 257
37. Антенна с вращающейся поляризацией 258
38. Неподвижные антенны 261
39. Скорость вращения пеленгаторных антенн 264
40. Техника испытания пеленгаторных антенн 265
Глава XI. Индикаторные устройства для пеленгаторов 269
1. Введение 269
2. Выносной индикатор 269
3. Необходимость в автоматических пеленгаторах 269
4. Индикатор с вращающимся диском • 270
5. Импульсные индикаторы. Вращающиеся магнитные катушки .... 271
6. Изображение огибающей импульсов. Магнитная развертка . . . 272
7. Электростатический индикатор импульсных сигналов. Емкостная
развертка 273
8. Развертывающее устройство 274
9. Схемы восстановления постоянной слагающей 274
10. Подсветка 274
472

11. Усилитель 27{
12. Удлинитель импульсов 27(
13. Экраны электронно-лучевых трубок 27<
14. Электростатический индикатор. Потенциометрическая развертка 27*
15. Электростатический индикатор. Ламповая схема развертки .... 21\
16. Радиальное изображение 28j
17. Электростатический индикатор. Сельсинная развертка . . • . . . 28]
18. Двухлинейный индикатор 28С
19. Сравнение изображений 28'
20. Относительный азимут 284
21. Приборные ошибки . . . * 28Е
Глава XII. Приводные устройства 286
1. Введение 286
2. Антенны для приводных устройств на с. в. ч. Основные положения 287
3. Измерение диаграмм 289
4. Классификация антенн . . . • 290
5. Антенны для азимутального привода , 290
6. Антенна для вертикального привода 293
7. Коммутаторы 294
8. Индикаторы 297
9. Рассмотрение различных схем 299
10. Точность привода 299
Глава XIII. Методы отбора мощности от генератора 300
1. Связь генератора с антенной или нагрузкой 300
2. Влияние величины к. с. в. на выходную мощность передатчика
с. в. ч 301
3. Ненастроенная связь петлей 301
4. Петли, настраиваемые последовательным шлейфом. 303
5. Применение симметрирующего устройства для связи генератора
с линией 306
6. Симметрирующее устройство с индуктивной связью 307
7. Симметрирующее устройство с кондуктивной связью 308
8. Выходное симметрирующее устройство с емкостной связью .... 308
9. Связь емкостным зондом 309
10. Комбинированная связь с помощью зонда и петли 310
11. Гальваническая связь 311
12. Последовательная выходная связь с контуром в виде
двухпроводной линии 313
Глава XIV. Приборы для измерения мощности на сверхвысоких
частотах 315
1. Введение 315
2. Искусственная нагрузка 316
3. Определение мощности по току или напряжению и сопротивлению 319
4. Коаксиальная линия с термопарой 320
5. Дисковые сопротивления с вольтметром 323
6. Фотометрические приборы 324
7. Газонаполненные лампы как нагрузки 326
8. Калориметрические измерители мощности 327
9. Искусственная нагрузка, погруженная в масло 327
10. Калориметр с воздушным охлаждением 328
11. Калориметрический измеритель мощности с коаксиальным кабелем,
имеющим большие потери 329
12. Коаксиальная линия с центральным проводником из графита . . . 330
13. Коаксиальная линия с водой в качестве диэлектрика 332
14. Нагрузка в виде соленой воды 334
15. Калориметрическая нагрузка, применяемая в волноводах 336
16. Высокочувствительный быстро реагирующий калориметр для
волноводов больших размеров 337
17. Волноводный калориметр с клиновидной водяной нагрузкой .... 338
473

18. Коаксиальные измерительные линий 338
19. Коаксиальные измерительные линии с отверстиями 339
20. Термистор • 340
21. Болометрические мостики 340
22. Направленные ответвители 341
23. Емкостно-рамочный направленный ответвитель 342
24. Двухщелевой направленный ответвитель 345
25. Однощелевой направленный ответвитель \ . . 346
26. Широкополосный волноводный измеритель мощности 348
27. Индикаторы выхода 352
28. Анализаторы спектра 354
29. „Холодные испытания" резонансных систем 356
30. Параметры резонансных систем 357
31. Эквивалентные схемы 358
32. Измерения 361
33. Методы расчета параметров 363
34. Другие методы расчета параметров 367
35. Математическое обоснование методов I—V 368
Глава XV. Принципы расчета и конструирования фильтров в виде
отрезков линий передачи 373
1. Основные соотношения в фильтрах 373
2. Расчет характеристического сопротивления и постоянной передачи
по сопротивлениям холостого хода и короткого замыкания .... 376
3. Выражение параметров симметричного звена через параметры
полузвена 377
4. Анализ фильтров с помощью метода эквивалентных схем 378
5. Анализ фильтра с помощью точной эквивалентной схемы . • . . 380
6. Основной метод расчета фильтров 382
7. Вносимое затухание фильтра 383
8. Характеристика фильтров в пределах полосы пропускания .... 386
9. Методы уменьшения вносимого затухания в полосе пропускания 388
10. Оконечное (согласующее) звено 389
11. Характеристика фильтра в полосе запирания . . .' 393
12. Затухание в полосе пропускания в случае неправильно выбранной
нагрузки фильтра 393
13. Максимально возможное вносимое затухание при несогласованном
фильтре * 395
14. Влияние затухания в линии на величину к. с. в 397
15. Волновод в качестве элемента фильтра 397
16. Свойства П- и Н-о5разных волноводов 401
17. Критические частоты для высших типов волн в волноводах
сложной формы 404
18. Затухание в П- и Н-образных волноводах 406
19. Экспериментальная проверка расчетных кривых для П- и
Н-образных волноводов 406
20. Применение П- и Н-образных волноводов 407
Глава XVI. Конструирование фильтров, выполненных из отрезков
линий передачи 408
1. Полный фильтр 408
2. Фильтры из коротких отрезков линий 409
3. Фильтр низких частот из коротких отрезков линий 409
4. Точное конструирование фильтров низких частот с переменным
характеристическим сопротивлением 413
5. Конструирование типичных фильтров низких частот 416
6. Фильтр высоких частот из коротких отрезков линий 417
7. М-производное оконечное полузвено для фильтров низких и
высоких частот 420
8. Полосовые фильтры из коротких отрезков линий 422
9. Фильтры из резонансных отрезков линий 423
10. Полосовой фильтр и фильтр высоких частот типа 3—1 424
474

11. Полосовой фильтр и фильтр высоких частот типа 3—2 424
12. Фильтр высоких частот типа 3—3 428
13. Полосовой фильтр и фильтр высоких частот типа 3—4 428
14. Фильтр низких частот типа 3—5 * 429
15. М-производный полосовой фильтр 3—6 429
16. Фильтры других типов 430
17. Конструктивное выполнение фильтров 433
18. Диэлектрические материалы 434
19. Влияние неоднородностей 435
20. Изготовление фильтров * 436
21. Конструирование простых широкополосных переходов от
коаксиальной линии к волноводу, предназначенных для использования в
волноводных фильтрах и линиях передачи 438
22. Основные типы переходов 438
23. Переходы с трансформаторами 440
24. Переход на волновод с выступом 444
25. Переход с плавно уменьшающимся выступом 445
26. Методика проверки переходов с коаксиальной линии на волновод 449
27. Волноводный фильтр высоких частот 449
28. Полосовой волноводный фильтр с переменным характеристическим
сопротивлением • 452
29. Методы испытаний высокочастотных фильтров 456
Дополнение. Расчет широкополосных волноводных фильтров 460

Редактор А А. Александрова
Техн. редактор А Я. Уразова
Г-80963. Сдано в производство 2/VI 1952 г.
Подп. к печати 22/IX 1952 г. Формат 60Х921/1в.
Объем 29,75 печ.л. 147/8 бум. л. 29,79 уч.-изд. л.
Зак.3209. Цена21р.85к.по прейскуранту 1952г.
Типография Госэнергоиздата. Москва,
Шлюзовая наб., д. 10.